Справочник по радиорелейной связи - Каменский Н.Н., Модель А.М., Надененко Б.С., Надененко Л.В., Папернов И.Л.

Author: Каменский Н.Н. Модель А.М. Надененко Б.С. Надененко Л.В. Папернов И.Л.

Tags: электротехника радиосвязь и радиовещание радиотехника связь радиосвязь электросвязь издательство радио и связь

Year: 1981

Similar

Аппаратура сетей связи. Справочник

Радиорелейные линии связи. Учебное пособие для техникумов

Инженерно-технический справочник по электросвязи. Радиорелейные линии

Text

СПРАВОЧНИК
ПО РАДИО-
РАДИОРЕЛЕЙНОЙ
СВЯЗИ

ПО РАДИО-
РАДИОРЕЛЕЙНОЙ
связи
Издание второе,
переработанное и дополненное
Под редакцией С. В. Бородина
МОСКВА
"РАДИО И СВЯЗЬ" 1981

ББК 32.884.1
С74
УДК 621.396.43@31)
АВТОРЫ: Н. Н. КАМЕНСКИЙ, А. М. МОДЕЛЬ, Б. С. НАДЕНЕНКО,
Л. В. НАДЕНЕНКО, И. Л. ПАПЕРНОВ, Т. Г. ТАРАКАНОВА,
А. А. ШУР, И. С. ЦИРЛИН, В. Г. ЯМПОЛЬСКИЙ
С74 Справочник по радиорелейной связи. Камен-
Каменский Н. Н., Модель А. М., Надененко Б. С. и др.; Под
ред. С. В. Бородича. — Изд. 2-е, перераб. и доп. — М.:
Радио и связь, 1981. — 416 с, ил.
2 р.
Рассмотрены общие принципы организации радиорелейной связи пря-
прямой видимости и тропосферных радиорелейных систем. Приведены нормы
на качественные показатели каналов, методы оптимального выбора трасс
и пасчеты показателей радиорелейных систем. По сравнению с 1-м изда-
изданием A971 г.) справочник дополнен описанием и техническими данными
новой отечественной аппаратуры, материалами по расчету и проектирова-
проектированию РРЛ по электромагнитной совместимости н другими данными.
Справочник рассчитан на инженерно-технических работников, рабо-
работающих в области радиорелейной связи.
С 30402-075
046@1)—81
2402020000
ББК
Предисловие
Радиорелейные линии заняли прочное место в сети связи СССР. Они ши-
широко используются для передачи сигналов многоканальной телефонии, телеви-
телевидения, звукового вещаиия, телеграфа, фототелеграфа, изображений газетных
полос и т. и. Оин также широко используются для технологических иужд при
обслуживании газо- и нефтепроводов, на железнодорожном транспорте и т. д.
Предыдущее издание «Инженерно-технического справочника по электросвязи.
Радиорелейные лнннн «вышло в 1971 г. За прошедшие 10 лет в значительной сте-
степени изменилась техника радиорелейной аппаратуры, изменился ряд норм на
оборудование каналов и трактов РРЛ, уточнилась методика расчета ряда показа-
показателей РРЛ н методнка выбора и расчета трасс РРЛ.
Даииый Справочник содержит сведения об общих принципах построения
радиорелейных систем связи и аппаратуры, действующие нормы на качествен-
качественные показатели каналов и трактов РРЛ, методы расчета шумов в каналах
РРЛ и расчета трасс РРЛ. В нем помещены данные о ряде отечественных ра-
радиорелейных систем связи.
В 1976 г. в издательстве «Связь» был издан «Инженерно-технический1
справочник по электросвязи. Электроустановки!, поэтому в данном Справоч-
Справочнике не рассматриваются вопросы гарантированного электропитания станции
РРЛ.
Справочник рассчитан на работников проектных и строительных организа-
организаций, а также лиц, связанных с эксплуатацией РРЛ. Он может быть полезен
также студентам вузов и техникумов при изучении курса «Радиорелейная
связь».
По просьбе авторов § 4.12 написан А. Г. Курашовым, § 5.6, 5.8, 5,9, 5.10
написаны Г. Б. Агрнколянским, § 5.7 — Ю. И. Маримоитом, § 5.11 —Л. С. Лер-
иером, § 9.16 —В. В. Святогором, § 11.4, 12.4 —И. Л. Паперновым и § 12.3 —
Э. Я. Рыскиным, § 4.5—4.11 написаны совместно А. Я. Моделей и В. А. Сту-
жиным.
Авторы выражают искреннюю благодарность рецензенту Справочника канд.
техн. наук доценту В. В. Маркову за ряд ценных замечаний и пожеланий,
которые были учтены при окончательной подготовке рукописи к изданию.
Авторы выражают благодарность научному редактору д-ру техн. наук
профессору С. В. Бороднчу за ряд ценных советов.
Авторы будут признательны за критические замечания, которые они просят
направлять в издательство «Радно н связь» по адресу: 101000, Москва, Глав-
Главпочтамт, а/я 693.
© Издательство «Радио и связь», 1981 г.

ГЛАВА ПЕРВАЯ
Принципы построения РРЛ прямой видимости
Построение радиорелейной линии. Система резервирования
1.1. ПРИНЦИПЫ РАДИОРЕЛЕЙНОЙ СВЯЗИ.
КЛАССИФИКАЦИЯ РАДИОРЕЛЕЙНЫХ СИСТЕМ
В самом общем виде радиорелейную линию (РРЛ) связи можно опреде-
определить как цепочку приемопередающих радиостанций. Приемник каждой станции
принимает сигнал, посылаемый передатчиком предыдущей станции, и усилива-
усиливает его. Усиленный сигнал поступает иа передатчик данной станции и далее из-
излучается в направлении следующей станции. Построенная таким образом це-
цепочка станций обеспечивает высококачественную и надежную передачу различ-
различных сообщений на большие расстояния.
В зависимости от используемого вида распространения радиоволи РРЛ
можно разделить иа два класса: радиорелейные линии прямой видимости, в
которых существует прямая видимость между антеннами соседних станций, и
тропосферные радиорелейные линии, в которых нет прямой видимости между
антеннами соседних станций.
Наиболее распространены РРЛ прямой видимости, которые работают в
диапазонах дециметровых и сантиметровых волн. В этих диапазонах возмож-
возможно построение широкополосных приемников и передатчиков. Поэтому РРЛ
обеспечивают передачу широкополосных сигналов и, в первую очередь, сигна-
сигналов многоканальной телефонии и телевидения. В диапазонах дециметровых и
особенно сантиметровых воли возможно применение остронаправлеииых антени,
так как благодаря малой длине волиы оказывается возможным построение та-
таких аитеии приемлемых габаритных размеров. Использование остроиаправлен-
иых аитеии, имеющих большой коэффициент усиления A000—10 000 и более по
мощности) позволяет обходиться небольшими мощностями передатчиков (от
долей ватт до 10—20 Вт) и, следовательно, иметь компактную и экономичную
аппаратуру. Для линий этого класса выделены соответствующие полосы частот
в диапазонах 2, 4, 6, 8, 11 и 13 ГГц и в более высокочастотных диапазонах.
Необходимость прямой видимости между антеннами соседних станций тре-
требует поднятия аитеии иад уровнем земли и, следовательно, строительства соот-
соответствующих антенных опор — башен или мачт. Высота подвеса аитеии опре-
определяется расстоянием между соседними станциями, а также характером рель-
рельефа местности между ними. В зависимости от этих факторов высота оцор мо-
может доходить до 100 м, а иногда и более. В ряде случаев, при благоприятном
рельефе местности, антенны могут располагаться иа небольшой высоте, на-
например иа крыше здания, в котором установлена аппаратура.
Расстояние между соседними станциями обычно находится в пределах
40—70 км. В отдельных случаях эти интервалы сокращаются до 20—30 км из-
за необходимости подведения линии в конкретно заданный пункт, а также в
случае особо неблагоприятного рельефа местности.
По пропускной способности радиорелейные системы прямой видимости раз-
разделяются на три основных вида:
— Радиорелейные системы большой емкости. Емкость радиоствола таких
систем составляет 600—2700 иногда и более каналов ТЧ или канал передачи
сигналов изображения телевидения с одним или несколькими каналами пере-
передачи звуковых сигналов телевидения и звукового вещания. Эти системы ис-
используются для организации магистральных радиорелейных линий большой
протиженности.
— Радиорелейные системы средней емкости. Емкость радиоствола этих си-
систем составляет 60—600 каналов ТЧ или канал передачи сигналов изображе-
изображения телевидения с одним или несколькими каналами передачи звуковых сиг-
сигналов телевидения и звукового вещания. В отдельных случаях системы этого
класса не рассчитаны иа передачу сигналов изображения телевидения. Такие
системы используются для организации внутризоновых соединительных линий.
— Малоканальные радиорелейные системы с числом каналов ТЧ в радио-
радиостволе от 6 до 60. Эти системы ие рассчитаны иа передачу телевизионных сиг-
сигналов, они используются для организации местных соединительных линий.
Приведенная классификация радиорелейных систем иосит условный харак-
характер: она отражает в основном то положение, которое имеет место на стацио-
стационарных радиорелейных линиях Министерства связи СССР и министерств связи
союзных республик. Радиорелейные системы для технологических связей (иа
железнодорожном транспорте, газопроводах, линиях электропередач и т. п.)
имеют свою специфику и ие всегда укладываются в выше приведенную клас-
классификацию. То же относится и к радиорелейным телевизионным системам для
репортажиых целей.
При передаче сигналов многоканальной телефонии в радиорелейных систе-
системах большой и средней емкостей применяется, как правило, аппаратура ка-
кабельных систем передачи с частотным разделением каналов.
В малоканальных радиорелейных системах применяется как аппаратура с
частотным, так и с временным разделением каналов.
В настоящем Справочнике рассматриваются радиорелейные системы, в ко-
которых используются аппаратура кабельных систем передачи с частотным раз-
разделением каналов и частотная модуляция радиосигнала.
1.2. ПОСТРОЕНИЕ РАДИОРЕЛЕЙНОЙ ЛИНИИ. СИСТЕМА
РЕЗЕРВИРОВАНИЯ
Стоимость башеи или мачт, аитеиио-фпдериых сооружений, технических
зданий и систем электроснабжения значительно превышает стоимость приемопе-
приемопередатчиков. Поэтому для повышения экономической эффективности и пропуск-
пропускной способности радиорелейные системы, как правило, делают многоствольны-
Пм-Пв
\um-US
\пм-Пд
*
-
-
Si
-о ^
•о S
I1
if
I? I.
Пм-Пд
Пм-Пд\
Пм-Пд
Пм-П
щ
I
Рис. i.i. Структурная схема станций многоканальной радиорелейной

Принципы построения РРЛ прямой видимости
ми, в которых на каждой станции работают на различных частотах несколько
приемо-передатчиков на общую антенно-фидерную систему, используя одну и
ту же антенную опору, техническое здание и систему энергоснабжения.
Упрощенная структурная схема многоствольной радиорелейной линии при-
приведена на рис. 1.1. Работа нескольких приемопередатчиков Пм-Пд на общую
антенную систему осуществляется с помощью систем СВЧ уплотнения (разде-
(разделительных фильтров н устройств сложения сигналов приема и передачи).
Для обеспечения высокой надежности работы на РРЛ применяетси резер-
резервирование оборудования. Различают две основные системы резервирования:
постанционную и поучастковую.
Постанционнаи система резервирования (рис. 1.2) предусматривает на
каждый рабочий приемопередатчик наличие резервного, имеющего те же ра- ■
бочие частоты. При аварии рабочего приемопередатчика происходит автомати-
автоматическая замена его резервным. Система, управляющая автоматическим резер-
резервированием (СУР), работает самостоятельно на каждой станции..
Недостатки систем: большой объем приемопередающего оборудования A00-
процентный резерв); отсутствие какой-либо защиты от замираний сигналов;
сложность устройств СВЧ коммутации и большое времн коммутации в случае
использования механических переключателей. В современных радиорелейных си-
системах постанционное резервирование не применяется.
При поучастковой системе резервирования каждое направление между
двумя узловыми (или узловой и оконечной) станциями свизываются в единую
систему (рис. 1.3). Дли целей ре-
-[ Пм-Пд
J
J-I
I LT
Пм- Пд
1 .JL
I
СУР
з„ервировання выделяется отдель-
отдельный резервный ствол, работающий
на своих частотах. Аппаратура ре-
резервного ствола постоянно включе-
включена. При отсутствии аварии в рабо-
рабочих стволах резервный ствол не
загружен передачей. Для коитроли
за качеством работы стволов по
ним непрерывно передаются спе-
специальные пилот-сигналы.
L х—--—i
Пилот-сигнал вводится в ствол
через модулятор первой станции
участка резервирования, а выделя-
Рис. 1.2. Структурная схема постанционного ре- етСЯ специальным демодулЯТО-
зервировапня ром на ПОследней станции этого
участка. Выделенный пилот-сигнал сравнивается с величиной шума в
специальном измерительном канале. Если отношение шума к пилот-сигналу
превышает заданную величину или уровень пилот-сигнала падает ниже нормы,
то начинается проиесс переключения на резервный ствол. Для этого на стан:
ции, находящейся на конце участка, включается генератор обратных аварий-
аварийных сигналов (ГОАС). Для каждого рабочего ствола имеется отдельный ГОАС,
работающий на своей частоте. Обратный аварийный сигнал по специальному
каналу в системе служебной связи подается на первую станцию участка резер-
резервирования, где он воздействует на переключающее устройство, которое про-
производит подключение резервного ствола параллельно поврежденному. В резуль-
результате этого сообщение и пилот-сигнал начинают передаваться также и по резерв-
резервному стволу. Выделенный на выходе резервного ствола (на последней станции
участка резервирования) пилот-сигнал преобразуется в сигнал команды, кото-
который производит дальнейшее переключение тракта передачи с выхода повреж-
поврежденного рабочего ствола на выход резервного ствола. Время перерыва связи
при поучастковом резервировании определяется' параметрами аппаратуры ре-
резервирования н характером аварии.
При так называемой «мгновенной» аварии (например, нарушении контакта
или замыкании в приемопередающем тракте какой-либо станции участка резер-
резервирования) время перерыва связи слагается из времени пробега обратного
Построение радиорелейной линии. Система резервирования
аварийного сигнала от приемного конца до передающего конца участка, време-
времена пробега полезного сообщения по резервному стволу от передающего конца
участка до приемного, времени пробега управляющих сигналов в аппаратуре
пилот-
сигнал
пилот-
сигнала.
Анализ.
РаЪочий cmSofi
пилот-
сигнала.
Анализ.
Рабочий стбм
'ный ст8ол
ГОАС
I Стол
П слджеИтГ связи
Рис. 1.3. Структурная схема поучасткового резервирования
резервирования и времени срабатывания переключаюших устройств. Время пе-
перерыва связи при «мгновенной» аварии обычно находится в пределах 10—
40 мс.
При так называемой «медленной» аварии (например, глубоком замирании
сигнала), когда параметр, по которому определяется состояние аварии (отно-
(отношение уровня шума к пилот-сигналу), изменяется со скоростью, не превыша-
превышающей 100 дБ/с, время перерыва связи определяется только временем, необхо-
необходимым для срабатывания переключающего устройства на премном конце участ-
участка резервирования. Это время при современном уровне техники может быть
сведено к единицам микросекунд.
Достоинство поучастковой системы резервирования — меньший, чем при по-
стаиционной системе резервирования, объем приемопередающего оборудования
(один резервный ствол на несколько рабочих стволов); малое времи переклю-
переключения на резерв; определения защита от глубоких замирений сигнала интер-
интерференционного характера из-за слабой корреляции глубоких замираний сиг-
сигнала в стволах, работающих на различных частотах. Эта защита тем эффек-
эффективнее, чем больше разница между частотами, на которых работают рабочий
и резервный стволы. Но эта разница иногда может быть недостаточной, так
как для работы радиорелейной системы выделены конкретные полосы частот,
выходить за пределы которых недопустимо.
Следует также иметь в виду, что система поучасткового резервирования
дает определенную защиту от замираний сигнала только в то время, когда ре-
зервиый ствол не используется для резервирования вышедшего из строи обору-
оборудования рабочего ствола.
Систему поучасткового резервирования радиорелейных систем принято со-
сокращенно обозначать суммой двух цифр, из которых первая обозначает число
рабочих стволов, а вторая — число резервных стволов. Так, система 3+1 озна-
означает радиорелейную систему, имеющую три рабочих ствола и одни резервный
ствол.

Принципы построения РРЛ прямой видимости
Планы распределения частот
1.3. ПЛАНЫ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ЧАСТОТ
В РАДИОРЕЛЕЙНЫХ СИСТЕМАХ СВЯЗИ ПРЯМОЙ
ВИДИМОСТИ
Прием и передача СВЧ сигналов на радиорелейной станции производится
на различных частотах во избежание возникновения паразитных связей между
входом приемника и выходом передатчика и между приемными и передающими
антеннами. Следовательно, для передачи сигналов по одному радиостволу в
одном направлении связи необходимо использовать две частоты. Для передачи
сигналов в обратном направлении могут быть использованы либо те же две
частоты (двухчастотная система), либо две другие частоты (четырехчастотная
система).
Двухчастотная система (рис. 1.4) экономична с точки зрения использова- .
ния полосы частот, выделенной для радиорелейной связи в данном диапазоне,
но требует высоких защитных свойств антенн от приема сигналов с обратного
направления. При двух частотной системе используются рупорно-параболиче-
ские, высококачественные осесимметричные антенны и другие типы антенн, име-
имеющие защитное действие —60—70 дБ.
Четырехчастотная система (рис. 1.5) допускает использование более прос-
простых и дешевых антенных систем. Однако количество дуплексных радиостволов,
которое может быть образовано в данной полосе частот при четырехчастотной
системе, в 2 раза меньше, чем при двухчастотной системе. Как правило, в сов-
современной радиорелейной аппаратуре применяется двухчастотиая система. Че-
Четырехчастотная система обычно использовалась на РРЛ с перископическими аи-
теннами в диапазоне 2 ГГц.
Частоты приема и передачи в одном радиостволе РРЛ чередуются от стан-
станции к станции. Станции, на которых прием осуществляется на более низкой
частоте, а передача на более высокой частоте, обозначаются символом «НВ>, а
Прием
Прием
Прием
Передача
Передача
Рис. 1.4. Двухчастотная си-
система
Рис. 1.5. Четырехчастотная
система
станции, на которых прием производится на более высокой частоте, а передача
на более низкой, обозначаются «ВН». Повторение через интервал РРЛ одних
и тех же частот допустимо, так как в диапазонах дециметровых и сантиметро-
сантиметровых волн при отсутствии прямой видимости между антеннами радиорелейных
станций, расположенных через три интервала, ослабление сигнала, как прави-
бо, достаточно велико. Однако при некоторых условиях распространения радио-
радиоволи, например при повышенной рефракции, возможен прием сигнала от стан-
станции, отстоящей на три интервала (минуя две станции), что приводит к зна-
значительным искажениям передаваемых сигналов. Во избежание этого станции
РРЛ должны располагаться на ломаной линии с тем, чтобы паразитный сигнал
дополнительно ослаблялся за счет направленных свойств антенн (рис. 1.6).
Планы распределения частот для многоствольных РРЛ разработаны таким
образом, чтобы свести к минимуму интерференционные помехи, возникающие
при одновременной работе нескольких приемников и передатчиков на общий
антенио-фидериый тракт.
Во всех современных радиорелейных системах применяются планы радио-
радиочастот, в которых частоты приема размещаются в одной половине отведенной
полосы частот, а частоты передачи — в другой половине.
Станция Н-2
Станция Н°1
Станция N-3
Рис. 1.6. Схема участка трассы РГЛ
УС
hi
si-
\Пм-Пд
Пи-Пд
Пм-Пё
II
Рис. 1.7. Система с разнесенными частотами приема и передачи
Структурная схема радиорелейной станции, использующей данный принцип,
приведена на рис. 1.7. Для приема и передачи сигналов используется одна об-
общая антенна. Система разделительных фильтров рассчитана на работу только
в половине полосы частот, отведенной для радиорелейной системы. Тракты
приема и передачи объединяются в общий тракт с помощью поляризационного
фильтра или ферритового циркулятора (УС) (см. рис. 1.7).
План распределения частот радиорелейной системы КУРС-2М в диапазоне
2 ГГц приведен на рис. 1.8. Он соответствует Рекомендации 382-2МККР и
обеспечивает оганизацию шести дуплексных стволов по двухчастотной системе
(или трех дуплексных стволов по четырехчастотной системе). Номинальные
значения частот стволов fn, МГц, в нижней половине диапазона определяются
по формуле
/„ = /, —208+ 29 п, A.1)
а в верхней половине диапазона f'n — по формуле
/' 5 + 29 п A.2)

10
Принципы построения РРЛ прямой видимости
где п= 1, 2, 3, 4, 5 и 6, fo= 1903 МГц.
План распределения частот радиорелейных систем Р-600, Р-600М, Р-6002М,
работающих в диапазоне 4 ГГц, приведен иа рис. 1.9. План обеспечивает орга-
213 МГЦ
Жц
п п n m
дтмгц
II
е/мгц
I -Я Ш Ш
Прием
(передача)
7 Л
г~1 m m гп m гп
I Ж N ¥
Передача
(прием)
ЯЦ
«Si
Рис. 1.8. План распределения частот системы КУРС-2М
низацию шести дуплексных широкополосных стволов и двух узкополосных ство-
стволов служебной связи AСС и 2СС).
213МГц
ШцШИМГц
I
58MTJJ,
rhrhrhm rh rti
31 МГц
88 МГц
Ice 2сс I I Ж Ш Y Ш
Прием
(передача)
m m гп гп m гп п п
/ Л~Ш~Ш F Ш ке 2сс
Передача ^
(прием) Щ
Рис. 1.9. План распределения частот систем Р-600, Р-600М, Р-6002М
Номинальные значения частот широкополосных стволов определяются по
A.1) и A.2) при /о=3635 МГц.
План распределения частот радиорелейных систем «Восход>, «Рассвет-2> и
КУРС-4, работающих в диапазоне 4 ГГц, системы КУРС-6, работающей в ди-
диапазоне 6 ГГц, системы КУРС-8, работающей в диапазоне 8 ГГц, приведен на
рис. 1.10. План позволит организовать восемь дуплексных широкополосных
стволов по двухчастотной системе.
13F-2SSMFU,
iff =Ш МГц
2F--.
rrirrirfimmrnrhrh
I I Ш Ш Г I Ж
Прием
(передача)
гпгттгпгпгпгпгпгп
I I III I
Передача
(прием)
Рис. 1.10. План распределения частот систем «Восход», «Рассвет-2», КУРС-4
КУРС-6, и КУРС-8
Номинальные значения частот стволов, МГц, определяются по формулам:
/» = /о-259 + 28п;/'„ = /о+7 + 28п, A.3); A.4)
где п=1, 2, 3, 4, 5, 6, 7 и 8; fo=3653,5 МГц для диапазона 4 ГГц; /0=5920
МГц для диапазона 6 ГГц; /0=8157 МГц для диапазона 8 ГГц.
Передача по РРЛ сигналов многоканальной телефонии и ТВ
11
План распределения частот радиорелейных систем, работающих в диапа-
диапазоне 11 ГГц, в соответствии с Рекомендацией 387-2 МККР, приведен на рис.
Номинальные значения частот стволов, МГц определяются по формулам:
/п = /в-525+40п;/'71 = /0 + 5+40п> A.5); A.6]
где п=1, 2, 3 12; /0=П 200 МГц.
кОМГи.
$0М[и,
S3 в МГц
130 МШ,
mmrhnmnmnnnmm i rhmmninmmmmnnn
Рис. 1.11. План распределения частот систем, работающих в диапазоне 11 ГГц
1.4. ОРГАНИЗАЦИЯ ПЕРЕДАЧИ ПО РРЛ СИГНАЛОВ
многоканальной телефонии и сигналов
телевидения
Оконечное оборудование телефонного ствола
Приемопередающее оборудование РРЛ большой и средней емкостей обычно
одинаково пригодно как для передачи сигналов мно°оканально1^ телефонии
так и передачи сигналов телевидения. В этом случае различно лишь мгаечноё
оборудование телефонных и телевизионных стволов оконечное
Типовая структурная схема оконечного оборудования телефонного cTBOia
приведена на рис. 1.12. Многоканальный сигнал, поступающий от^ междугород
AT УС
ПК
мтс.
ПС
[1шот-сигнал
Служебные сигналы
Телефонный
ствол
ЬК
А Г
Ш
К МТС
Служенные сигналы
Рис. 1.12. Типовая структурная схема оконечного оборудования телефонного ствола
стан«™ (МТСЬ по соединительной линии поступает на устано-
юший J™ т°Л (АТ)' ЗЭ КОТОРЫМ следуют Усилитель (УС), предыскажа-
Ющий контур (ПК) и суммирующее устройство (СУ). С помощью суммирую-
uwro устройства осуществляется сложение многоканального сигнала, пилот-
енгиала и вспомогательных служебных сигналов в тех случаях, когда оии пере-
передаются по телефонному стволу. Обычно для передачи служебных сигналов от-
отводится низкочастотный участок линейного спектра телефонного ствола свобод-
свободной твеТлРС*о^Л°В многок,ана,льной телефонии. В суммарный сигнал многоканаль-
тоойгтЛ? ,,И мУЖебной связи> образованный на выходе суммирующего ус-
дов и пя'« ЭеТСЯ Пилотсигнал. необходимый для контроля работы ство-
стволов и работы системы поучасткового резервирования.

12
Принципы построения РРЛ прямой видимости
Образованный таким образом линейный сигнал рис. 1.13 поступает на вход
частотного модулятора телефонного ствола РРЛ. В ряде случаев усилитель
(УС) в оконечном оборудовании телефонного ствола на стороне передачи мо-
может отсутствовать.
На приемной стороне в оконечном оборудовании телефонного ствола про-,
изводится разделение сигналов многоканальной телефонии и сигналов слу-
служебной связи с помощью устройства разделения (УР) (см. рнс. 1.12) и выде-
выделение пилот-сигнала. Сигнал многоканальной телефонии проходит через вос-
восстанавливающий контур (ВК), фильтр нижних частот (ФНЧ), подавляющий
пилот-сигнал, и через установочный аттенюатор (AT) поступает в соединитель-
соединительную линию к МТС.
Пилот-сигнал
Служебные сигналы Многоканальный сигнал
L
Рис. 1.13, Линейный спектр телефонного ствола
В табл. 1.1' приведены параметры пнлот-снгналов радиорелейных систем
различной емкости.
ТАБЛИЦА 1.1
Параметры пилот-сигналов радиорелейных систем
различной емкости
Число каналов
ТЧ в системе
*
24
60
120
300
600
720
960
1020
1260
1320
1800
1920
2700
Частота
пилот-сигнала, кГц
116 или 119
304 или 331
607
1499, 3200 или 8500
3200 или 8500
9023
4715 или S500
9023
6190 или 8500
9023
9023
9023
13 627
Эффективная девиация
частоты, создаваемая
пилот-сигналом, кГц
,20
25, 50, 100 •
25, 50, 100 •
100 или 140
140
140
140
140
100 или 140
100
100
100
100
* Значение выбирается соответственно с выбранной девиации частоты на
канал 50, 100 или 200 кГц (см. табл. 8.1).
1 Данные таблицы заимствованы из Рекомендаций 401-2МККР, в нее дополнительно
включены системы емкостью 720, 1020, 1320 н 1920 каналов, используемые в СССР.
Оконечное оборудование телевизионного ствола
В современных радиорелейных системах передачи сигналов изображения и
звуковых сигналов телевидения осуществляются в одном телевизионном ство-
стволе. Передачи звуковых сигналов телевидения осуществляются с помощью сиг-
сигнала подиесущей, частота которого выше верхней частоты сигнала изображе-
изображения. Предварительно звуковой сигнал телевидения модулирует по частоте сиг-
сигнал поднесущей. Далее, промодулнрованный сигнал поднесущей частоты скла-
складывается с сигналом изображения н пилот-сигналом, и образованный таким
образом линейный сигнал телевизионного ствола поступает на вход частотного
модулятора.
Аппаратура передачи с частотным разделением наналов
13
В телевизионных стволах радиорелейных систем в зависимости от энерге-
энергетических показателей аппаратуры н ее полосы пропускания возможна переда-
передача сигнала изображения телевидения и от одного до четырех звуковых сигна-
сигналов с помощью соответствующего числа сигналов подиесущнх частот. Это поз-
позволяет передавать помимо звуковых сигналов телевидения также и сигналы
звукового вещання.
Линейный спектр телевизионных стволов с одной и четырьмя поднесущи-
мн частотами показан на рис. 1.14. Образование этого спектра производится в
оконечном оборудовании телевизионнного ствола, типовая структурная схема
которого приведена на рнс. 1.15.
Под несущая"
оНобо канала
||
■ Пилот-
Видеосигнал
■
„ Поднесущая"
звцкойых. каналов
050Щ1 г 3 Ц 5 6 18 3 Ю Ml
Рис. 1.14. Линейный спектр телевизионного ствола
"|/7£
г г
Пилот-
сигнал J
5
i)
}sg w
Пилот-сигнал
Рис. 1.15. Типовая структурная схема оконечного оборудования телевизион-
телевизионного ствола
Сигнал изображения телевидения, поступающий по соединительной линии
из аппаратной телецентра (ТЦ) через установочный аттенюатор (AT) и преды-
скажающий контур (ПК), подается на суммирующее устройство (СУ). Одно-
Одновременно на СУ поступают модулированные звуковыми сигналами телевиде-
телевидения сигналы поднесущих частот и пилот-сигнал. Образованный таким образом
линейный сигнал поступает на вход модулятора телевизионного ствола. На при-
приемной стороне производятся обратное разделение сигналов и демодуляция сиг-
сигналов поднесущих частот. „
В первых отечественных радиорелейных системах с числом поднесущих час-
частот одна нли две используется пилот-сигнал с частотой 8,5 МГц. В современ-
современных отечественных радиорелейных системах с числом поднесущих частот оъ
двух до четырех используется пилот-сигнал с частотой 9,023 МГц.
1.5. ПРИНЦИП ПОСТРОЕНИЯ АППАРАТУРЫ ПЕРЕДАЧИ
С ЧАСТОТНЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ
Для одновременной передачи по трактам кабельных и радиорелейных ли-
линий большого количества телефонных разговоров применяется аппаратура, обе-
обеспечивающая образование в одном широкополосном тракте большого количе-
количества стандартных каналов ТЧ. В настоящее время для кабельных и радиоре-
радиорелейных линий, главным образом, применяется аппаратура, построенная по прин-
принципу частотного разделения каналов, при котором для каждого канала отво-
отводится своя полоса частот в широкополосном линейном тракте кабельной или
радиорелейной линии.

14
Принципы построения РРЛ прямой видимости
Аппаратура передачи с частотным разделением иаиалов
15
Принцип построения аппаратуры с частотным разделением каналов поясня-
поясняется на рис. 1.16. Сигнал от абонента, занимающий полосу частот от F, до F2,
поступает иа модулятор Mi, на который одновременно подается сигнал несу-
несущей частоты ft от специального генератора. В модуляторе осуществляется ам-
Сигналы от ФнентоВ
f
Сигналы к абонентам
F, f2
Рис. 1.16. К пояснению принципа частотного разделения ка-
каналов
плитудиая модуляция с подавлением сигнала несущей частоты. В результате
на выходе модулятора получаются две боковые полосы частот: ft + (Fi-f-F2) и
ft—(Fi-=-F2). Полосовой фильтр Фи следующий за модулятором, пропускает
сигналы только одной боковой полосы частот, например нижней: ft—(Л-^2).
Аналогичные преобразования осуществляются для сигналов, поступающих от
других абонентов, причем для каждого абонента имеется свое значение несу-
несущей частоты. В рассматриваемом примере (см. рис. 1.16) всего три абонента.
Сигналы с выходов полосовых фильтров Фь Ф2 и Ф3 объединяются и по-
поступают в общий линейный тракт линии. На приемной стороне с помощью при-
емных полосовых фильтров Ф'и Ф'% и Ф'3 выделяются свгналы каждого кана-
канала. После фильтра сигнал каждого канала поступает на свой демодулятор
(Д\, Дз, Дг), на который одновременно поступает также сигнал несущей, име-
имеющей ту же частоту, что и сигнал несущей частоты данного канала на пере-
передающей стороне оборудования. Полученный в результате детектирования низ-
низкочастотный сигнал с полосой частот от Fi до F2 пропускается фильтром ниж-
нижних частот ФНЧ и направляется абоненту.
Передача сигналов в обратном направлении производится точно так же.
Дуплексный ствол радиорелейной линии является четырехпроводной системой, в
которой прямое направление связи не связано с обратным направлением. По-
Поэтому линейные многоканальные сигналы обоих направлений связи занимают
одну и ту же полосу частот, и в аппаратуре передачи на оконечных станциях
используются одно и то же генераторное оборудование несущих частот для
обоих направлений связи.
Для коммерческой телефонии принята полоса частот шириною 3100 Гц от
Fi=300 Гц до F3=3400 Гц. В линейном спектре с учетом частотных промежут-
промежутков, необходимых для расфильтровки сигналов отдельных каналов, иа каждый
каиал отводится полоса частот 4 кГц @,9 кГц приходится на защитные частот-
частотные промежутки между каналами). В соответствии с этим несущие частоты
двух соседних каналов отличаются друг от друга на 4 кГц.
Многоканальная аппаратура с частотным разделением каналов строится на
базе стандартных 12, 60 и 300-канальных групп 12-канальная или первичная
группа занимает полосу частот от 60 до 108 кГц. Структурная схема построе-
построения оборудования первичной группы приведена на рис. 1.17. Индивидуальное
12:
'9\ в\ 7i B\
i
h 2\ U
72 IS SO № 66 92 9В 100 104 106 к Гц
От передающего,
оборудования -
других паналоВ -
И <РП
А
>
Д
у
К приемному
оНорудоВанию
других канала!
ВО-108'кГц
Рис. 1.17. Структурная схема построения оборудования
первичной группы и ее спектр
оборудование каждого канала в принципе не отличается от рассмотренного
выше (см. рис. 1.16). Так как связь между абонентом н МТС осуществляется
по двухпроводной схеме, то в состав индивидуального оборудования каждого
канала входит дифференциальная система (ДС), с помощью которой осуще-
осуществляется переход от четырехпроводной системы к двухпроводной. Дифферен-
Дифференциальная система обеспечивает объединение двух односторонних каналов в
Один двусторонний, при котором прохождение сигнала из тракта приема в

16
Принципы построения РРЛ прямой видимости
Рис. 1.18. Принципиальная схе-
схема дифференциальной системы
тракт передачи почти полностью устраняется, благодаря чему предотвращается
возможность возникновения самовозбуждения. Дифференциальная система
(рис. 1.18) включает в себя дифференциальный трансформатор (ДТ) и баланс-
балансное сопротивление Ze. Сопротивление должно быть равно входному сопротив-
сопротивлению двухпроводной абонентской линии 2а. Разговорный ток, поступающий
из тракта приема в точки /, /, разветвляется на две равные составляющие, про-
протекающие по половинкам ш, и ш2 первичной обмотки дифференциального транс-
трансформатора в противоположных направлениях. Так
как число витков wt равно w2, то ЭДС, наводимая
в обмотке w3, т. е. в тракт передачи, равна нулю.
Коэффициент передачи по мощности из тракта
приема в двухпроводный тракт (без учета потерь
в дифференциальном трансформаторе) составляет
—3 дБ. Такой же коэффициент передачи имеет
место при переходе от двухпроводного тракта в
тракт передачи.
На практике сопротивление 26 всегда несколь-
несколько отличается от входного сопротивления абонент-
абонентской линии Za. Поэтому дифференциальная систе-
система не дает полной развязки между трактами при-
приема и передачи.
Несущие частоты индивидуальных преобразо-
преобразователей имеют следующие номинальные значения:
64, 68, 72. 76, 80, 84, 88, 92, 96, 100, 104 и 108 кГц. Для контроля работы обору-
оборудования первичной группы используются сигналы групповых контрольных частот
84, 14 кГц, расположенных между 6 и 7-каналами группы.
Тракт первичной группы имеет симметричные входное и выходное сопро-
сопротивления, равные 135 Ом. Измерительные уровни канала на входе и выходе
тракта равны соответственно — 39 и —5,2 дБ.
Шестидесятиканальная, или вторичная группа образуется путем преобра-
преобразования групповых спектров пяти 12-канальных (первичных) групп на несущих
частотах, отстоящих друг от друга на 48 кГц. Групповой спектр вторичной
группы занимает полосу частот от 312 до 552 кГц.
пы 1Т1ЩеИтЯ стРУктурная схема оборудования образования вторичной груп-
группы приведена на рис. 1 19. Преобразование спектров первичных групп произво-
производится групповыми преобразователями (ГрП). Выделение необходимой боковой
/лт ггЧаСТ0Т П0СЛе пРеобРазования осуществляется полосовыми фильтрами
(ФИ). Применяются два варианта группового преобразования-
1. Образование так называемой прямой вторичной группы (рис 1 20) ко-
которое производится с помощью несущих частот 420, 468, 516, 564 и 612'кГц
2. Образование так называемой инверсной вторичной группы (рис 1 2П
которое производится с помощью несущих частот 252, 300, 348 396 и 444 кГц
Для контроля работы оборудования вторичной группы используется сигнал
групповой контрольной частоты 411, 86 кГц. Тракт вторичной группы имеет не
симметричные входное и выходное сопротивления 75 Ом. Измерительный уро-
уровень канала на входе и выходе тракта равны соответственно — 36 и —22 6 дБ
Трехсотканальная, или третичная группа образуется путем преобразования
спектров пяти вторичных групп на несущих частотах, отстоящих друг от друга
на 248 кГц. Третичная группа занимает полосу частот от 812 до 2044 кГц По-
Последовательность преобразования спектров первичных и вторичных групп пои
образовании третичной группы показана на рис. 1.22. Для образования третич-
третичной группы используются несущие частоты 1364, 1612, 1860, 2108 и 2356 кГц
ьлагодаря тому, что несущие частоты, используемые для образования третичной
группы отличаются друг от друга на 248 кГц, а полоса частот, занимаемая
каждой вторичной группой, равна 240 кГц, в выходном спектре третичной
группы между соседними вторичными группами имеется частотный зазор 8 кГц
Тот или иной конкретный тип аппаратуры передачи в зависимости от ее
емкости содержит то или иное число первичных, вторичных и третичных групп.
Аппаратура передачи с частотным разделением наналов
17
ГрП,
От пердичной-
гриппы №1
SO-ЮдкГц
0т пев8ичной
группы N-5
60-ЮвкГи,
ГрП5
Рис. 1.19. Структурная схема построения оборудования
вторичной группы
ю
J20\
! I.
Jio
r\
шг
612
312
5S2
Puc. 1.20. Образование прямой вторичной
группы
Jti
JI5
B0 108
Ш
Жу
Ж 7М f,
Рис. 1.21. Образование инверсной вторич-
вторичной группы
На рис. 1.23, 1.24, 1.25 показаи«-е©вто«тет>венн& линешше-слектры-^мпара-
туры типа К-60, К-300 и К-1920, применяемые., для, отечественных чмдивЬелей-
ных систем. Система К-1920, имеющая полнук*' ёмкость >92У кайаЛоЬ, ис|ользу-

18
Принципы построения РРЛ прямой видимости
1320 "анГлЫ ДЛЯ телефонных ств°лов и меньшей емкости F00, 720, 1020 я
Первичная группа
частоты первичного
'йразования
щоричш ЩШ
Ч II 11 111
%т
Рис. 1.22. Преобразование спектров при образовании третичной группы
Нестандартная
SB-канальная группа _
12 60 105 15В 204 252
Рис. 1.23. Линейный спектр системы К-60
Рис. 1.24. Линейный спектр системы Рис. 1.25. Линейный спектр системы
К-300 К-1920
1.6. ТИПЫ СТАНЦИЙ НА РРЛ
На РРЛ различают три основных типа станций: оконечные, промежуточ-
промежуточные и узловые. Оконечные станции (ОРС) предназначаются для ввода в РРЛ
многоканального и телевизионного сигналов на стороне передачи и выделения
этих сигналов на стороне приема. Эти станции связаны кабельными линиями
с междугородными телефонными станциями и телецентрами. Часто оконечные
станции совмещаются с телецентрами.
Промежуточные стаицин (ПРС) предназначены для приема сигналов пре-
предыдущей станции, их усиления и передачи в направлении следующей станции.
Как правило, на промежуточной станции магистральных линий соединение меж-
между приемником п передатчиком данного направления связи осуществляется по
промежуточной частоте, т. е. без демодуляции сигнала в приемнике и модуляции
в передатчике. Прн необходимости на любой ПРС может быть осуществлено
выделение программ телевидения и вещания для подачи их на местные теле-
телевизионные ретрансляторы и УКВ ЧМ передатчики, которые обычно совмеща-
Вспомогательное оборудование РРЛ прямой видимости
19
ются с РРС. Выделение программ телевидения и звуковых сигналов вещания,
передаваемых на поднесущих частотах в телевизионном стволе, осуществляется
путем демодуляции сигнала промежуточной частоты, снимаемого с дополни гель-
ного выхода приемника. Прямое соединение по промежуточной частоте между
приемником и передатчиком сохраняется. Благодаря этому выделение телеви-
телевизионных и вещательных программ на ПРС не оказывает влияния на качест-
качественные показатели сквозных каналов. В малоканальных радиорелейных систе-
системах и системах средней емкости применяется также построение аппаратуры,
при котором модуляция н демодуляция сигналов производится на каждой ПРС.
Узловые станции (УРС) предназначается для выделения части каналов ТЧ
и введения соответствующего количества новых каналов. От УРС часто берут
начало новые РРЛ (линии ответвления). В телефонных стволах иа УРС про-
производится демодуляция сигнала иа стороне приема и модуляции на стороне пе-
передачи. При необходимости и в телевизионных стволах на УРС производятся
демодуляция и последующая модуляция, например, при введении по видеочасто-
видеочастоте новой телевизионной программы. С помощью специальных коммутаторов на
УРС можно осуществить коммутацию телевизионных стволов по промежуточ-
промежуточной частоте нескольких РРЛ, сходящихся на данной УРС.
1.7. ВСПОМОГАТЕЛЬНОЕ ОБОРУДОВАНИЕ РРЛ
ПРЯМОЙ ВИДИМОСТИ
Система служебной связи
Система служебной связи предназначена обеспечить нормальную работу и
эксплуатацию РРЛ. Она включает следующие виды каналов:
1. Телефонный канал районной служебной связи (РСС) для связи всех
промежуточных станций на участке между двумя узловыми станциями.
2. Телефонные каналы постанцнонной служебной связи (ПСС) для связи
узловых и оконечных станций.
3. Каналы для передачи сигналов телеобслуживаиия (ТО), которые долж-
должны обеспечить: передачу сигналов оповестительной сигнализации (ОС) и теле-
телесигнализации (ТС) с каждой промежуточной станции на узловую или оконеч-
#
шщщий; о - промежуточная станция;
^ станция с 1ыделшм ТВ
Рис. 1.26. Структура каналов служебной связи

20
Антенные устройства РРЛ
ную станцию, которой подчинена та или иная промежуточная станция- переда-
передачу сигналов телеуправления (ТУ) в обратном направлении.
4. Каналы для передачи обратных аварийных сигналов (АС) системы по-
участковои системы резервирования. Эта каналы должны действовать иа
участке между двумя узловыми станциями (или между узловой и оконечной
станцинми) и обеспечивать выделение обратных аварийных сигналов на про-
промежуточных станциях для переключения аппаратуры выделения телевизион-
телевизионных программ, а в некоторых системах и аппаратуры служебной связи с рабо-
рабочих стволов на резервные. Структура перечисленных каналов показана на
рис. 1.26.
В современных РРС каналы служебной связи как, правило, организуются
в телефонных стволах, в нижней части его лннейнего спектра. На узловых и око-
оконечных станциях сигналы служебной связи вводятся и выводятся через моду-
модулятор и демодулятор телефонного ствола. На промежуточных станциях эти сиг-
сигналы вводятся через гетеродины передатчиков телефонного и резервного ство-
стволов путем частотной илн фазовой модуляции их снгнала. Вывод сигналов служеб-
служебной связи на промежуточных станциях производится через специальные демо-
демодуляторы, подключаемые к дополнительным выходам усилителей промежуточной
частоты приемников телефонного и резервного стволов.
Система телеобслуживания <
Система телеобслуживання подразделяется на две системы: телесигнализа-
телесигнализации и телеуправленяя.
Система телесигнализации обычно включает в себя-
1. Оповестительную сигнализацию (ОС), с помощью которой на узловую
(или оконечную) станцию без какого-либо вмешательства обслуживающего пер-
персонала поступает сигнал, указывающий номер станции, на которой произошло
какое-либо нарушение в работе оборудования. В более сложных системах вместе
с номером станции может указываться н группа оборудования, в которой про-
произошло нарушение нормальной работы.
2. Собственно телесигнализацию (ТС), с помощью которой обслуживающий
персонал узловой (или оконечной) станции в ответ на посылаемый запрос на
станцию, на которой произошло нарушение нормальной работы оборудования
получает подробную информацию о состоянии оборудования этой стаицин
Система телеуправления (ТУ) предназначена для дистанционного управле-
управления работой оборудования, промежуточной станции, работающей в автоматизи-
автоматизированном режиме. С помощью системы телеуправления, например можно
включить н выключить сигнальное освещение опоры станции (СОМ) илн теле-
телевизионный ретранслятор, установленный на данной промежуточной "станция
включить и выключить приемопередающую аппаратуру телевизионного ствола'
осуществить переключение в системе гарантированного электропитания стан-
станции н т. п.
ГЛАВА ВТОРАЯ
Антенные устройства РРЛ
2.1. ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ АНТЕНН
Антенны характеризуются следующими основными параметрами.
Диаграмма направленности антенны определяет угловое распределение поля
излучения антенны в дальней зоне, т. е. в области, где составляющие электро-
электромагнитного поля Е и Н изменяются обратно пропорционально расстоянию На
Основные параметры антенн
21
практике расстояние до начала дальней зоны обычно принимается равным RR=
=К i2A. где L — максимальный размер раскрыва (апертуры) антенны. Соз-
Созданное антенной поле характеризуется амплитудой, фазой и поляризацией, по-
поэтому в общем случае диаграмма направленности является векторной и ком-
комплексной величиной. Во многих случаях при анализе антенн можно ограничить-
ограничиться лишь угловым распределением амплитуды поля, т. е. амплитудной диаграм-
диаграммой направленности.
На практике достаточно полное представление о направленных свойствах
антенны может быть получено путем рассмотрения ее диаграммы в двух пер-
перпендикулярных плоскостях. Обычно этн плоскости выбираются так, чтобы в
одной из них был расположен вектор Е поля (плоскость £), а в другой —
вектор Н (плоскость//). Диаграмма направленности обычно нормируется к макси-
максимальному уровню излучения. Дли иллюстрации на рис. 2.1 сплошной линией
1,0
0,8
0,6
0,4
0,2
FF)
/
ft
\
1 .1
'? /
\ i[\
y-y
-60
0 SO 120 180 2Югщд
Рис. 2.1. Диаграммы иаправлеино-
ств
Рис. 2.2. К вопросу о нор-
нормировании защитного дей-
действия антенн
показана диаграмма направленности антенны в одной из плоскостей. Направ-
Направление максимального излучения антенны (направление 6 = 0 на рис. 2.1) назы-
называется главным направлением. Лепесток / называется главным лепестком и
характеризуется обычно шириной по половинной мощности (£/£„„= 1/ ~[/2=
=—3 дБ) —200,5 и шириной по нулям (точнее, по минимуму поля) —20О. Осталь-
Остальные лепестки называются боковыми.
Различаются диаграммы направленности по основной поляризации, т. е. в
случае совпадения поляризаций антенны я индикатора, н диаграммы направ-
направленности по перекрестной поляризации (поляризация индикатора перпендику-
перпендикулярна поляризации антенны), т. н. кросс-поляризационные диаграммы направ-
направленности. Типичная кросс-полярнзационная диаграмма антенны показана на
рис. 2.1. пунктиром.
Коэффициентом направленного действия (КНД) передающей антенны в дан-
данном направлении называется отношение квадрата напряженности поля, создан-
созданного антенной в данном направлении, к среднему по всем направлениям значе-
значению квадрата напряженности поля. Обычно под коэффициентом направленного
действия понимают КНД антенны в главном направлении, который характери-
характеризует способность антенны концентрировать излучение в секторе направлений
близких к главному. '
Коэффициентом направленного действия приемной антенны называется от-
отношение мощности, поступающей на вход приемника при приеме с данного на-
направления, к среднему по всем направлениям значению мощности, поступающей
на вход приемника. Согласно принципу взаимности направленные свойства ан-
антенны одинаковы при передаче и приеме, н поэтому КНД антенны ие зависит
от того, используется антенна в качестве передающей илн приемной.

Антенные устройства РРЛ
Если диаграмму направленности антенны в сферической системе координат
обозначить через F(9, ф), то коэффициент направленного действия D антенны
в направлении 0ь (pi определится равенством
4яЯ(91>Ф1)
2я Я/2
Г f Л(9,ф)соз949Лр
О —я/2
В радиорелейной технике СВЧ диапазона в основном используются так на-
называемые апертурные антенны, т. е. антенны, излучение которых определяется
возбужденной каким-либо образом поверхностью. Для таких антенн
0 = 4лкисп~, B.1}
где. S — площадь апертуры; £Исп — коэффициент использования. Из B.1) в
частности видно, что коэффициент направленного действия антенны пропорци-
пропорционален площади ее апертуры (раскрыва).
Ориентировочно величина D может быть определена по формуле
_ 50 625
* "О,5 * Ч>0.5
где 2во,5 и 2фо,5 — ширина главного лепестка диаграммы направленности антен-
антенны, в градусах, в двух перпендикулярных плоскостях.
Экспериментальное определение КНД и коэффицента усиления (см. ниже)
обычно проводится путем сравнения сигналов от испытуемой и эталонной ан-
антенн.
Коэффициентом полезного действия (КПД) передающей антенны называют
отношение излученной мощности к мощности, подведенной к антенне. Этот коэф-
коэффициент определяется омическими потерями в элементах антенн н для большин-
большинства применяемых на РРЛ антенн он близок к единице.
Коэффициентом усиления передающей антенны называют отношение мощ-
мощности, подводимой к ненаправленной (изотропной) антенне с КПД, равным еди-
единице, к мощности, подводимой к данной антенне, прн условии одинаковой на-
напряженности поля в месте приема:
й = ЙЧ, B.2]
где G и г] — соответственно коэффициент усиления и КПД антенны.
В соответствии с принципом взаимности G и ц антенны одинаковы в ре-
режимах пер-едачи и приема. Определение величин G и ц для приемной антенны
приведено, например, в [1].
Применительно к радиорелейным антеннам требования на их основные па-
параметры могут быть сформулированы следующим образом.
_ Коэффициент усиления антенны наряду с другими параметрами радиоре-
радиорелейного оборудования определяет энергетический потенциал системы, который
должен обеспечивать выполнение соответствующих норм на уровень шумов.
Обычно на РРЛ используются антенны с площадью раскрыва 2—15 и2. Коэф-
Коэффициент усиления таких антенн в зависимости от нх размеров и рабочего диа-
диапазона составляет 30—45 дБ.
Ширина главного лепестка антенны в основном определяется ее КНД.
Здесь следует иметь в виду следующее. В связи с наличием рефракции радио-
радиоволн (см. гл. 9), т. е. искривления пути распространения волны, недопустимо
безграничное сужение главного лепестка антенны. Сказанное в основном отно-
относится к вертикальной плоскости, в горизонтальной плоскости рефракция ра-
радиоволн выражена значительно слабее. Ориентировочно можно считать, что
для обеспечения устойчивости связи ширина главного лепестка в вертикальной
плоскости по нулевому уровню 290 не должна быть менее 1—1,5°. С этой точки
Основные параметры антенн
23
зрения наилучшую устойчивость связи обеспечивают антенны с вытянутым в го-
горизонтальной плоскости раскрывом, однако по ряду причин экономического и
технического характера такие антенны пока не распространены.
Достаточно близкую к оптимальной диаграмме направленности обеспечива-
обеспечивают кольцевые антенные директоры (см. § 2.11), у которых рост усиления про-
происходит за счет сужения главного лепестка на высоких уровних при обеспече-
обеспечении достаточной ширины его по уровням —10-j—20 дБ.
Уровень боковых лепестков антенны, характеризующий ее помехозащищен-
помехозащищенность, определяется как электрической и конструктивной схемами выполнения
антенны, так и влиянием побочных факторов (опора, оттяжкн и т. п.). Наилуч-
Наилучшей помехозащищенностью обладают закрытые антенны, например рупорно-
параболическая антенна. Для ориентировочной оценки уровня бокового излу-
излучения антенны в переднем полупространстве МККР (Отчет 614-1) дает следую-
следующую формулу для огибающей боковых лепестков относительно изотропного из-
излучателя:
0 (в) = 52-10 lg y-251g9,
B.3}
где d — диаметр антенны: Я, — длина волны; 9 — угол, в градусах, отсчитыва-
отсчитываемый от направления максимального излучения. Формула справедлива для
6i^9^62. Угол 9] соответствует положению первого бокового лепестка диаг-
100
раммы и приблизительно равен: 8] = —г .
а/А
При углах 9>92 уровень боковых лепестков может быть принят равным
0 дБ, а при 9>90° уровень боковых лепестков снова увеличивается.
В приводимой ниже таблице, взятой из Отчета 614-1, даны величины в] и
62 для различных d/X, а также приближенные величины усиления и ширины глав-
главного лепестка диаграммы 29о,5-
ТАБЛИЦА 2.1
Значения величин d/X, G, 9o,5, 9i, 9г, взятых из отчета 614—1
djX
15
20
25
30 ■
40
50
60
80
100
С ДБ
31
34
36
37
40
42
43
46
48
290,5
4,7
3,5
2,8
2,3
1 ,7
I ,4
1,2
0,9
0,7
6.7
5
4
3,3
2,5
2
1,7
1.25
1V
40
36,5
33
30
27,5
25
23
21
19
Если диаметр антенны не известен, то можно вместо B.3) применить фор-
формулу
0(9) = 38 — 25 lg 9 при1°<9<33°;
О (9) = 0 при9>33°.
B.3а]
Подробней вопрос помехозащищенности антенн РРЛ рассмотрен ниже.
Кросс-поляризационная защита антенны, т. е. ослабление поля перекрест-
перекрестной поляризации при приеме с главного и близких к нему направлений, харак-
характеризует уровень взаимных помех между стволами при увеличенном числе
стволов (шесть — восемь). Соотношение сигналов двух ортогональных поляри-
поляризаций на входе приемника определяется не только кросс-поляризациошюй за-
защитой антенны, но и деполяризацией поля на интервале между станциями и
кросс-поляризационной характеристикой волноводного тракта. С учетом ска-

24
Антенные устройства РРЛ
занного требования к кросс-поляризацнонной защите антенн должны составлять
примерно 20—30 дБ, причем следует отметить, что в РРЛ с увеличенным чис-
числом стволов целесообразно юстировать антенны не по максимуму сигнала, а
по минимуму кросс-поляризационной составляющей.
Защитное действие антенны, т. е. уровень приема антенны в заднем полу-
полупространстве относительно приема в главном направлении, характеризует воз-
возможность использования на РРЛ двухчастотного плана. На каждую антенну
А линии кроме полезного сигнала / от антенны В (рис. 2.2) поступают также
сигналы помех 2 и 3, определяемые излучением в заднее полупространство ан-
антенны С и приемом сзади антенны А. При использовании на РРЛ двухчастот-
двухчастотного плана ослабление этих помех обеспечивается только направленными свой-
свойствами антенн.
Анализ показывает, что в случае, если на всех пролетах РРЛ уровень вход-
входных сигналов примерно одинаков, а защитное действие антенн не хуже —65 дБ,
прирост шумов в канале за счет приема сзади невелик и не превосходит нес-
нескольких пнковатт на пролет. Сказанное относится к нормальным условиям рас-
распространения. Во время замираний сигнала влияние приема сзади даже при
высоком защитном действии антенн может стать значительным. Поэтому при
глубоких замираниях могут наблюдаться всплески шумов как теплового, так
и нелинейного характеров.
Обеспечение защитного действия не хуже —65 дБ является сложной тех-
технической задачей. На практике для повышения защитного действия обычно ис-
используется ортогональность поляризаций приема с разных направлений. В за-
внднмости от типа антенны это позволяет получить дополнительный выигрыш
от 3 дБ и более.
Согласование антенны с фидерным трактом. Уровень переходных шумов
ири передаче сигналов многоканальной телефонии во многом определяется со-
согласованием антенно-волиоводного тракта с антенной и аппаратурой. Для ли-
линий со средней емкостью телефонных стволов необходимо обеспечить суммар-
суммарный коэффициент отражения «сверху» не выше 2,5—3,5% (см. гл. 3).
Настройка и юстировка антенны должны в первую очередь обеспечить ре-
реализацию коэффициента усиления антенны. В ряде случаев, например в вось-
миствольной системе, необходимо при настройке антенны обеспечить необходи-
необходимое подавление кросс-поляризационной составляющей.
Прн использовании в качестве фидеров многоволновых волноводов требо-
требования к точности юстировки антенны возрастают. В диапазоне 4 ГГц прн не-
неточной настройке антенны в питающем круглом волноводе диаметром 70 мм
ларяду с волной Ни возбуждается паразитная волна £«. На рис. 2.3 прнве-
Ш
0
•10
-20
-SO
(
>^
V//
\
в
Рис. 2.4. Излучатель в виде
открытого конца прямоуголь-
прямоугольного волновода
0/ 1,0 град
— Рис. 2.3. Диаграмма направ-
направленности по волнам Ни и Еп
дены диаграммы направленности в горизонтальной плоскости прн горизонталь-
горизонтальной поляризации рупорно-параболнческой антенны (угол раствора рупора —
32°, фокусное расстояние — 2,643 мм, / = 3,95 ГГц) по волнам Я„ и Eoi [2]
Из рисунка видно, что только при абсолютно точной настройке антенны пара-
паразитная волна Е01 не возбуждается. В противном случае в волноводиом тракте
Волноводные и рупорные антенны
25
энергия будет распространяться двумя видами колебаний, .поэтому, если в-
тракте произойдет обратное преобразование волны £Oi в Ни, будет наблюдать-
наблюдаться ухудшение равномерности группового времени запаздывания. Из рисунка
также видно, что при ошибке в настройке, приводящей к уменьшению усиления
антенны только на 1 дБ, в тракте возбуждается волна £Oi, амплитуда кото-
которой лишь на 10 дБ меньше амплитуды основного сигнала. Отсюда следует, что
при использовании многоволнопых волноводов необходима особо тщательная
юстировка антенны. В ряде случаев может оказаться целесообразным прово-
проводить окончательную юстировку антенны, добиваясь максимальной равномерно-
равномерности группового времени запаздывания (ГВЗ).
2.2. ВОЛНОВОДНЫЕ И РУПОРНЫЕ АНТЕННЫ
Антенны в виде открытого конца волновода или волновода с рупорной на-
насадкой широко используются в качестве облучателей зеркальных антенн и эле-
элементов антенных решеток. Эти антенны используются также в качестве эта-
эталонных при измерениях коэффициента усиления.
Простейший излучатель, представляющий собой открытый конец волновода
прямоугольного сечения, возбужденного волной Нои показан на рис. 2.4. Экспе-
Экспериментальные диаграммы направленности такого волновода при а=0,71Х, h =
= 0,32Я в плоскостях Е (точки) и Н (кружки) показаны на рнс. 2.5. Если раз-
¥
0,6
0,2
Ф)\
1 •
Ч
\
•ч,
ч
N
ч
ч
н
,-о
в
0 '20 W ВО 80 100 120 IW
1
0,3
0,25
0:7
— ,
0,6
0,1
0,8 0,9 а/г
Рис. 2.5. Экспериментальные диаграм- Рис. 2.6. Зависимость коэффициента отражения
мы направленности открытого конца Г от открытого конца прямоугольного волновода
прямоугольного волновода (а=2,ЗЬ)
меры раскрыва волновода достаточно велики (практически при h>0,5A., a>0,6X),
для расчета его направленных свойств можно воспользоваться приближенными
формулами:
в плоскости £
F ф) = cos2 ■
sin/ я — sin 61
B.4)
sin
в плоскости Н
cos
(а \
I я — sin 0 I
B.5)
Эти формулы обеспечивают удовлетворительную точность только в переднем
полупространстве. Для КНД при 6>05А >0бА

26
Антенные устройства РРЛ
Более точные формулы для КНД приведены в [1].
Естественное согласование открытого конца волновода невысоко (рис. 2.6).
Приведенные результаты характеризуют согласование волновода без фланца;
наличе фланца обычно приводит к некоторому уменьшению коэффициента от-
отражения Г.
л
в
1
пл.
И
/
/
у
0,8
0,6
o,f
0,2
\
\
пл.
с
\
Л
град 150 ffO 90 60 JO JO 60 90 120 150 град
у
/
/
0J 0,8 0,9 1,0 1,1
Рис. 2.7. Диаграммы
направленности от-
открытого конца круг-
круглого волновода для
волны #„ Od-4)
Рис. 2.8. Зависимость КНД открытого конца
круглого "олновода от отношения dIK
1
0,5
0,3
0,2
0,1
0,05
0,0S
0,02
\
Ifti
1—
-—
*****
rf/i
0,6 0,7
0,8
0,9
1,0 1,1
Рис. 2.9. Коэффициент отражения воли #к
и £Ор от открытого конца круглого волновода
Рис. 2.10. Прос-
Простейшие рупорные
излучатели
На рис. 2.7 приведены диаграммы направленности открытого конца круг-
круглого волновода диаметром d, а на рис 2.8 — зависимость КНД от отношения
dj\. Коэффициенты отражения волны Ни и £Oi приведены на рис. 2.9.
На практике в основном используются пирамидальные рупоры, питаемые
прямоугольным волноводом, и конические рупоры, питаемые круглым волно-
волноводом (рис. 2.10).
Распределение амплитуды поля в раскрыве рупорной антенны приближен-
приближенно считается таким же, как и в раскрыве питающего волновода, а фазовое рас-
распределение определяется разностью хода лучей от точки F (рис. 2.11) до те-
текущей точки в раскрыве М. Фазовое распределение
- л = Р (
* - Л « Р ^,.
Если рупор достаточно длинен, а расфазировка в его раскрыве мала
(практически меньше 45°), для определения направленных свойств пирамидаль-
пирамидального рупора можно пользоваться формулами B.4) и B.5), где а и Ь — разме-
размеры раскрыва рупора в плоскостях Н и Е соответственно. В случае коническо-
Вояноводные н рупорные антенны
27
го рупора можно пользоваться следующими формулами:
в плоскости Е
2J-
F) =««*_-
в плоскости Н
(ятsine).
я — sin (
2J'.
F F) = cos2 -
я-f sine)
1— f(), 543 я-sine)
При наличии заметной расфазировки в раскрыве рупора диаграмма на-
направленности его искажается: расширяется главный лепесток, растет уровень
боковых лепестков, заплывают минимумы и т. п.
Коэффициент направлеииого действия синфазного пирамидального рупора
может быть определен по B.1). При наличии заметной расфазировки в рас-
раскрыве
аЬ
£>= 10,2— coss 0,3 ф£ cos* 0,21 <рн,
Л
где фЕ и фя — фазовые искажения в раскрыве в плоскостях £ и Я соответ-
соответственно. Этой формулой можно пользоваться, если фя. фя^140-И80°.
1,0
0,8
0,5
0,4
щ
S
\
30 50 30 ПО 150
Рис. 2.11. К опре-
определению фазового
распределения в
раскрыве рупор-
рупорной антенны
Рис. 2.12. К расчету КНД ко-
конического рупора
Для конического
рупора
уменьшение
D=8Ki}
где
усиления рупора при его
—коэффициент,
расфазировке
характеризующий
(рис. 2.12).
Согласование рупорных антенн определяется отражениями от области пе-
перехода волновода в рупор ГПер и отражениями от раскрыва Гр. Коэффициент
Гпер тем меньше, чем дальше сечение волновода от критического и меньше
углы раствора рупора. На рис. 2.13 приведены графики Гпер для пирамидаль-
пирамидального рупорного излучателя при одинаковых углах раствора рупора р в плос-
плоскостях £ и Я и для конического рупора ,
Отражения от раскрыва синфазного или близкого к синфазному рупора
больших размеров могут бытьсцеиены по следующим формулам:
дли пирамидального Гр~ 0,079 —;
От,

28
Антенные устройства РРЛ
для конического ГР~ 0,067 — ,
"Р
где Вр — размер раскрыва пирамидального рупора в пл. £; dp—диаметр рас-
раскрыва конического рупора.
'пер
А
_—■
.——
— ■*
77
0 10 20 30 W град
Рис. 2.13. Согласование пирами-
пирамидального рупора (а=0,7?*,
Ъ =0,ЗА, — кривая /) и кониче-
конического рупора (d = 0,85A, — кри-
кривая 2)
Рис. 2.14. Рупорные облучатели
Хорошие параметры обеспечивают разработанные в последнее время спе-
специальные типы рупорных антенн. Из них следует отметить многомодовые ру-
рупоры (рнс. 2.14а), в раскрыве которых распределение поля определяется нес-
несколькими типами волн, рупоры с четвертьволновыми канавками (рис. 2.146) и
рупоры с изломом (рис. 2.14в), обеспечивающие осесимметричность диаграммы
прн низком уровне боковых лепестков [3]. На рис. 2.15 приведены диаграммы
направленности в пл. £ обычного конического рупора и конического рупора с
изломом, предназначенных для облучения зеркала с углом раствора 2i|)o=32°
FF\de
-30
10 20 30 Ш 50
Рис. 2.16, Схема РПА
Рис. 2.15. Диаграмма направленности
в пл. Е конического рупора (кривая /)
и конического рупора с изломом (кри-
(кривая 2)
{направление на край зеркала отмечено на рисунке пунктиром). Из рисунка
видно что рупор с изломом обеспечивает более равномерное возбуждение зер-
зеркала при значительно меньших потерях энергии на утечку. Рупорные облуча-
облучатели с изломом и четвертьволновыми канавками широко используются в оте-
отечественных радиорелейных антеннах типа АДЭ (см. § 2.5) и перископических
<см. § 2.6).
Рупорно-парабодичесная антенна
29
2.3. РУПОРНО-ПАРАБОЛИЧЕСКАЯ АНТЕННА
Рупорно-параболические антенны (РПА) широко распространены на РРЛ
как в нашей стране, так и за рубежом. Эти антенны обладают высоким коэф-
коэффициентом использования поверхности, широкополосным согласованием и, что
особенно важно, низким уровнем боковых лепестков. В РПА наиболее просто
может быть осуществлено совмещение диапазонов. Стоимость РПА выше стои-
стоимости осесимметричных параболических антенн с таким же усилением. Это
объясняется увеличенными габаритными размерами РПА в вертикальной плос-
плоскости н сложностью изготовления неосесимметричных зеркал.
Рупорно-параболическая антенна представляет собой параболическое зер-
зеркало с вынесенным рупорным облучателем, объединенными в единую конст-
конструкцию. Известны РПА с пирамидальным, коническим и многогранным рупо-
рупорами. На РРЛ применяются только антенны с пирамидальным питающим ру-
рупором (рис. 2.16).
Обычно углы раствора питающего рупора 2yi и 2уг выбираются в преде-
пределах 30—50", а площадь раскрыва 5Р составляет 5—15 м2. Широко используе-
используемые на РРЛ СССР РПА-2П и модернизированная РПА-2П-2 имеют следующие
геометрические размеры: Yi=Y2=l7,5°; 2а=273 см; В = 270 см; р, = 317 см;
р2=590 см; /=216 см.
sin Vf
Площадь раскрыва РПА Sp = 16/^2 —^ •
Для РПА-2П и РПА-2П-2 5Р = 7,54 м2.
Конструктивно рупорно-параболическая антенна представляет собой соче-
сочетание выполненной с высокой точностью отражающей поверхности в форме не-
несимметричной вырезкн из параболоида вращения, пирамидального рупора, объ-
объединенного в единую металлоконструкцию с зеркалом, и питающего рупорного
перехода с плавной образующей, обеспечивающего соединение антенны с вол-
новодным трактом. Для защиты от пыли и атмосферных осадков раскрыв ан-
антенны закрыт плоской крышкой из пенопласта. Антенна снабжается механизма-
механизмами регулировки по азимуту и углу места н фиксации в выбранном положении.
С 1977 года промышленностью начат серийный выпуск модернизированной
рупорпо-параболической антенны РПА-2П-2, в конструкцию которой внесены
существенные улучшения. Сюда относятся: более совершенная конструкция
0 5 10в°
Рис. 2.17. Гарантирован-
Гарантированная огибающая бокового
излучения РПА-2П-2 по
основной поляризации в
горизонтальной плоско-
*Й (пл. Е — сплошная
линия, пл. Я — пунктир)
в Диапазонах 4 и б ГГц
iff 50 55 М 65 70 15 80 85.1Щ

30
Антенные устройства РРЛ
каркаса, обеспечивающая высокую точность изготовления и малую деформа-
тивность поверхности отражающего зеркала; вследствие усовершенствования
технологического процесса сборки антенны значительно улучшена влагозащи-
, щенность внутреннего объема; вве-
введено устройство, обеспечивающее
выравнивание внутреннего и внеш-
внешнего давлений; улучшена система
юстировки антенны путем введе-
введения промежуточной рамы с угло-
местнон осью и т. п.
В антенну РПА-2П-2 для
улучшения помехозащищенности
введены специальные экраны —
верхний дифракционный и съем-
съемный боковой расфазирующий; с
целью фиксации фазового центра
изменена форма параболического
рупорного перехода; в защитной
из
К
W
39
I!
J
o.
*-*
^^
>■
■0
°s
5,0
вр ггц
Рис. 2.18. Зависимость КНД РПА от частоты
<*жсп«0,65)
крышке применен прочный пено-
пенопласт ПС-1, что позволило отказаться от ребер жесткости. Формулы для расчета
направленных свойств РПА приведены в [4], [5].
Рис. 2.19. Экраны РПА-2П-2
На рис. 2.17 приведена кривая
гарантированных уровней боково-
бокового излучения РПА-2П-2. В заднем
полупространстве в частности га-
гарантируется уровень не выше
—70 дБ. Учитывая, что на прак-
практике сигнал с заднего направления
обычно имеет ортогональную поля-
поляризацию, что обеспечивает допол-
кительное улучшение защитного
действия, можно считать, что на
РРЛ с РПА прирост шумов из-за
приема сзади практически отсут-
отсутствует.
Коэффициент усиления рупор-
но-параболической антенны может
быть определен по формуле B.1).
Для рупорно-параболической ан-
антенны при условии высокой точно-
ти выполнения ее рабочих поверх-
поверхностей МОЖНО СЧИТаТЬ, ЧТО £мсв =
=0,6н-0,7. На рис. 2.18 приведе!
график зависимости КНД антенн
РПА-2П и РПА-2П-2 от частоты
Точками отмечены эксперименталь-
экспериментальные данные.
Рупорно-параболическая ан-
антенна обладает высоким соглас -
ВО
70
SO
100 ПО
\
\
4
/
w
/
V
r*
\
У
-ьо
-so
-70
\
r
i
\
\
\
A
yj
ft
I- ^
r\
Рис. 2.20.
рана
К вопросу о влиянии бокового эк-
эк150
1В0
ПО
'$ 8. град
-
-V
/
-7
я
N
\
\
Р1 . 2.21. К вопросу о влиянии заднего экрана
Параболические антеииы
31
ванием, коэффициент отражения не превосходит 1—1,5%. В связи с высоким
естественным согласованием и отсутствием каких-либо элементов настройки ру-
норно-параболическая антенна может быть с успехом использована в РРЛ с сов-
совмещением диапазонов.
Для улучшения направленных свойств в секторах 6«90° и 6—180° в ан-
теину РПА-2П-2 включены верхний дифракционный (рис. 2.19а) и боковой рас-
фазирующие экраны (рис. 2.196). На рис. 2.20 и 2.21 приведены эксперимен-
Рис 2 22. Антенны РПЛ-2П
Рис. 2.23. Антенна РПА-2П-2
тальные диаграммы направленности в горизонтальной плоскости антенны без
экранов (РПА-2П, сплошная линия) и антенны с экранами (РПА-2П-2, пунктир)
в диапазоне 4 ГГц. Из рисунков видно, что наличие экранов заметно улучшает
направленные свойства антенны. В вертикальной плоскости направленные свой-
свойства РПА значительно хуже (см., например, [1]). »
На рис. 2.22 и 2.23 приведен внешний вид антенн РПА-2П и РПА-2П-2
соответственно.
2.4. ПАРАБОЛИЧЕСКИЕ АНТЕННЫ
Однозеркальная осесимметричная параболическая антенна (рис. 2.24) со-
состоит из металлического отражателя QQ — параболоида вращения и облучате-
облучателя О, фазовый центр которого совмещен с фокусом параболоида F. Уравнение
параболоида в полярной системе координат (р, \[>) определяется равенством
p=f/cosJ\[>/2, где f=O\F — фокусное расстояние параболоида. Угол раствора
зеркала 2tf>o (см. рис. 2.24) и отношение Rolf, где Ra — радиус раскрыва, свя-
связаны соотношениями

32
Антенные устройства РРЛ
Если угол раствора зеркала 2^о<я, параболическая антенна называется
длиннофокусной, в противном случае — короткофокусной.
Площадь поверхности зеркала Spae при заданной площади раскрыва я/?2о
увеличивается с ростом угла раствора:
Двухзеркальная антенна Кассегрена, широко распространенная на РРЛ
(рис. 2.25), состоит из параболического отражателя QQ, малого гиперболиче-
ческого зеркала (субрефлектора) SS, один из фокусов которого совмещен с
Рис. 2.24. Схема одно-
веркальной параболи-
параболической антенны
Рис 2.25. Схема дв»х-
зеркальной антенны
фокусом параболоида F, и облучателя, фазовый центр которого совмещен со
вторым фокусом гиперболоида О. Поле облучателя после отражений от суб-
субрефлектора и основного зеркала трансформируетси в плоскую волну в рас-
крыве антенны.
Геометрия антенны определяется углом раствора 2фо, фокусным расстоя-
расстоянием параболоида и эксцентриситетом гиперболоида е. В подавляющем боль-
большинстве случаев в качестве облучателей параболических антенн РРЛ приме-
применяются антенны с волноводным питанием. Только в диапазоне дециметровых
волн иногда нспользуются вибраторные облучатели.
На рис. 2.26 изображены схемы наиболее часто применяемых облучате-
облучателей— открытый конец волновода с фланцем (рис. 2.26а), пирамидальный ру-
^fl^cQ
Рис. 2.26. Схемы рупорных облучателей
пор (рнс. 2.266), расфазированный конический рупор с плавным переходом
(рис. 2.26е), конический многомодовый рупор (рис. 2.26г), рупор с импедансной
структурой (рис. 2.263), рупор с изломом образующей (рис. 2.26е). Конструк-
Конструкция и основные параметры облучателей описаны в [1].
Коэффициент направленного действия (или усиления) параболических одно-
зеркальных и двухзеркальных антенн может быть определен по формуле B.1).
Параболичесине антенны
Коэффициент использования ЛЖСп определяется характером распределения поля
в раскрыве антенны, утечкой энергии облучателя за края зеркала, затенением
раскрыва, точностью выполнения поверхности зеркала н т. п. Для большинства
типов параболических антенн, применяемых на РРЛ, йисп~50%.
Осесимметричные параболические антенны сравнительно просты в изготов-
изготовлении и недороги. Основным недостатком этих антенн является плохое естест-
естественное согласование, определяемое отражением части энергии облучателя от
вспомогательного нли основного зеркала назад в облучатель и фидерный тракт.
Коэффициент отражения, определяемый этой причиной, для однозеркальных
антенн Г = —. СОбл, а двухзеркальных Г= Go бл, гДе Со б л— ко-
эффициент усиления облучателя.
На рнс. 2.27 приведена зависимость коэффициента отражения Г для одно-
эеркальной параболической антенны от ее угла раствора и КНД. Из рисунка
видно, что естественное согласование параболических антенн невысокое, особен-
60 30 120 WO WO град
Рис. 2.27. Зависимость коэффи-
коэффициента отражения от парамет-
параметров антенны (фо и £>)
L
Рис. 2.28. Эле-
Элемент настрой-
настройки в виде круг-
круглого диска
но в случае неглубоких антенн с небольшим усилением. Для улучшения согла-
согласования в антенну включаются элементы настройки, обычно в виде круглого
диска в центральной части антенны (рис. 2.28). Диаметр диска d&l,15~vth a
его расстояние от зеркала /= — + — п, л=0,1, 2 ...
2-12
Рис. 2.29. Однозеркальиая антенна фирмы «Resprom» (НРБ):
а — стандартная; С —с улучшенными пяпямртпями
улучшеннымн^параыетрамн

34
Антенные устройства РРЛ
Антенна со смещенной фональной осью
35
Наличие элементов настройки, а также трудности выполнения широкодиа-
широкодиапазонных облучателей не позволяют обеспечить в таких антеннах совмещение
различных диапазонов.
Однозеркалыше и двухзеркальные параболические антенны различных за-
зарубежных фирм (ВНР, ГДР, Япония, Италия и т. д.) поставляются в СССР
с импортируемой аппаратурой и сравнительно широко представлены на наших
РРЛ.
Р ~. - О О нс ср ль. ая ачтенна фирмы NEC (Ягония)-
- ст ндарт! я; б — улучшенными парам тр ;н
Большинством фирм антенны выпускаются в двух модификациях: стандарт-
стандартные и с улучшенными п раметрами. На рис. 2.29 и 2.30 приведен внешний вид
некотооых нмп р чых гн ени. По желанию заказчига антенны могут быть снаб-
снабжены блентми г другими устройствами для улучшения натшавле1 пых свойств,
а также з иштными крышками (обтекателями или радомами). Обтекатели ан-
антенн выполняются либо к л мягкой пленки, либо в виде плоской, конусообраз-
конусообразной или сферической крышки из жесткого диэлектрика. Укрытия из мягкой
пленки ие столь надежны в эксплуатации, но оказывают значительно' меньшее
вредное влияние на электрические параметры антенны, чем жесткие крышки.
Для ориентировочных расчетов можно пользоваться следующими усреднен-
усредненными данными по электрическим параметрам импортных антенн: коэффициент ис-
использования около 50%: КСВН около 1,05—1,10; коэфффициент защитного дейст-
действия у стандартных антенн —5-.—10 дБ относительно изотропного излучателя, у вы-
высококачественных антенн —15ч—30 дБ. Например, для антенн с усилением
порядка 40 дБ защитное действие составляет —45-=—50 дБ для стандартных
антенн и —55ч—70 дБ для высококачественных.
2.5. ОСЕСИММЕТРИЧНЫЕ ДВУХЗЕРКАЛЬНЫЕ АНТЕННЫ
СО СМЕЩЕННОЙ ФОКАЛЬНОЙ ОСЬЮ (АДЭ)
Как уже отмечалось в § 2.4, двухзеркальные антенны Кассегрена обладают
определенными недостатками (плохим естественным согласованием, невысоким
коэффициентом использования, невозможностью совмещения диапазонов и т. д.).
Разработанные в последнее время осесимметричные антенны со смещенной
фокальной осью, так называемые АДЭ (рис. 2.31), во многом свободны от
перечисленных недостатков.
Как видно из рисунка, фазовый центр облучателя О расположен на оси
симметрии антенны АА. Фокальная ось ВВ параболы BQ параллельна осп АА
и смещена от нее на расстояние d/2. Поверхность основного зеркала является
Рис. 2.31. Схема ан-
антенны АДЭ
Рис. 2.32. Ход лучой
в АДЭ
телом вращения параболы BQ относительно оси АА. Геометрическое место фо-
фокусов F представляет собой фокальное кольцо диаметром d. Фокус параболы
F и фазовый центр рупора О совпадают с фокусами эллипса (рис. 2.31 пунк-
пунктир), вращением отрезка TS которого вокруг оси симметрии образована по
верхность вспомогательного зеркала (субрефлектора). Эксцентриситет е эллип-
эллипса подобран таким образом, чтобы точки Т, F и Q (край зеркала) находились
на одной прямой. На оси симметрии малое зеркало имеет излом типа кониче-
конического острия. Ход лучей в антенне АДЭ показан на рис. 2.32.
Описанные особенности схемы АДЭ предопределяют следующие ее свойст-
свойства. Во-пероых, наличие конического острия на субрефлекторе во многом устра-
устраняет реакцию субрефлектора и резко улучшает естественное согласование ан-
антенны. Это позволяет, во-вторых, существенно сократить расстояние между об-
облучателем и субрефлектором и тем самым уменьшить утечку и упростить сис-
систему крепления субрефлектора. В-третьих, вследствие инверсии (см. рис. 2.32)
обеспечивается большая равномерность амплитудного распределения поля в рас-
крьшс антенны. В четвертых, высокое естественное согласование в широком ди-
диапазоне волн обеспечивает возможность совмещения в антенне различных диа-
диапазонов. Для этого в АДЭ использован широкодиапазонный облучатель, (рас-
фазированный рупор или рупор с изломом). Отмеченное позволяет обеспечить
в широком диапазоне частот высокие электрические параметры, не достижимые
в классических схемах двухзеркальных антенн. Для обеспечения хороших на-
направленных свойств, в частности высокого защитного действия, антенны со1
смещенной фокальной осью выполняются короткофокусными B11H=210") и>
снабжены специальными экранами. Подробно особенности схем. антенн АДЗ*
описаны в [1], [7].
В настоящее время выпускаются серийно антенны диаметром 5 м (АДЭ-5),
2,5 м (АМД-2,5) и 1 м (АДЭ-1). Ведется подготовка серийного производства
антенн диаметром 3,5 м ((АДЭ-3,5) и 1,75 м (АМД-1,75).
Антенна АДЭ-5 предназначена для РРЛ в диапазонах 2 и 4 ГГц (рис..
2.33). В отдельных случаях она может быть использована и для диапазона
6 ГГц. Для диапазона 2 ГГц предусмотрен специальный облучатель. Для
Диапазонов 4 н 6 ГГц используется общий облучатель, что позволяет осуще-
осуществить в случае необходимости совмещение диапазонов 4 и 6 ГГц. Геометриче-
Геометрические характеристики: 2/?0=4890 мм, d=500 mm, rfpyn=455 mm, F=842 мм.,
2*

36
Антенные устройства РРЛ
2фо=210°, е=0,769. В качестве облучателя в АДЭ-5 использован расфазирован-
иый рупор с углом раствора 90° н плавным параболическим переходом к вол-
волноводу (см. рис. 2.26в). Дли улучшения направленных свойств на конической
части рупора прорезана спиральная четверть-
четвертьволновая канавка. Для улучшения защитного
действия на кромке основного зеркала установ-
установлен экран со спирально срезанной кромкой, а
на тыльной стороне зеркала — дифракционный
экран. Это позволило уменьшить излучение в
заднем секторе на 10—14 дБ. Крепление суб-
субрефлектора к рупорному облучателю осущест-
осуществлено путем заполнения пространства между
ними радиопрозрачным диэлектриком. Это по-
позволило устранить металлические крепления,
вредно влияющие на электрические характери-
характеристики антенны. Поверхность диэлектрика за-
защищена слоем стеклоткани.
Коэффициент использования поверхности
в диапазоне 4 и 6 ГГц около 65%, в диапазоне
2 ГГц — около 60%. Коэффициент отражения
ие превышает 3,5% в диапазоне 2 ГГц; 3,5%
в диапазоне 4 ГГц и 2,5% в диапазоне 6 ГГц.
Уровень поля кросс-полярнзации не превыша-
превышает —50 дБ (по оси антенны).
Антенна АДЭ-1 (рис. 2.34) используется
для РРЛ в диапазоне 11 ГГц. По своим гео-
геометрическим соотношениям и схемным реше-
решениям она в основном подобна АДЭ-5. В АДЭ-1
2Яо=ЮОО мм, d=200 mm, dpyn = 170 mm, F=
= 153,5 мм, 2фо=21О°, е=0,769. Облучателем
в АДЭ-1 является расфазированный рупор с
гладкими стенками.
Антенна АДЭ-3,5 предназначена для диапазона 2, 4, 6 и 8 ГГц. Электри-
Антенна со смещенной фональной осью
37
Рис. 2.33. Антенна АДЭ-5
ческие параметры ее предполагаются следующими: коэффициент использования
поверхности не ниже 60%; согласование не хуже 1,06; коэффициент защитного
действия обеспечивает работу по двухчастотному плану.
Антенна АМД-2,5 (рис. 2.35) предназначена для РРЛ диапазона 8 ГГц. Ее
геометрические характеристики следующие: 2/?о=25ОО мм; d=300 mm; dpya=
= 170 мм: F=420,l мм; 2if0=210o; е=0,804. Облучатель антенны — конический
рупор с изломом. Защитное действие антенны не хуже —65 дБ. Коэффици-
Коэффициент использования в диапазоне не ниже 0,7. Коэффициент отражения не вы-
выше 3—4%.
Гарантированные огибающие боковых лепестков диаграммы направленнос-
направленности антенн АДЭ всех размеров могут быть рассчитаны по эмпирической формуле
(в децибелах)
е
= — D — 20 lg
-(О+ 20)
6 — 72
3 '
но не менее — D
75 Я,
при <; G < 75° ;
Re
но не менее — (D + 25)
при 75°<е< 170°;
при 170°
180°,
где D — коэффициент направленного действия; 2/?о — диаметр антенны; 6 —
угол в градусах. Минимальный угол, для которого справедливо это выражение,
Ю 20 В,граЗ
Рис. 1.34. Антенна АДЭ-1
Рис. 2.35. Антенна АМД-2.Б
, 0
■5
-10
-15
-20
-25
-3D
-35\
-50
-55\
-60
-65
дд
Рис. 2.36. Гарантированные огибающие бокового излучения
антенны АДЭ-5 в диапазонах 2 и 4 ГГц
6m(n=75X//?o, соответствует примерно максимуму второго бокового лепестка.
В качестве примера иа рис. 2.36 приведены гарантированные огибающие боко-
бокового излучения антенны АДЭ-5.
А-
\\
\
\
\ ^
\
2П
W
W 50 50 10 1
~ц-
\
\
\|
0
WL
ч
N
) '10 ПО ПО 1
к
501
SO 1
2ГГц
Ы/Ц
тпт

38
Антенные устройства РРЛ
'$■■
2.6. ПЕРИСКОПИЧЕСКИЕ АНТЕННЫ
Перископическая антенная система (рис. 2.37а) состоит из нижнего зерка-
зеркала-излучателя, расположенного на земле, и верхнего зеркала-переизлучателя,
установленного на опоре. По такой так называемой двухэлементной схеме вы-
I
7
I
а)
6)
Рис. 2.37. Схема перископической антенны:
а — двухэлементная; б — трехэлементная
Рис. 2.38. Отнесенный вари-
вариант перископической антенны
полиены перископические антенны импортного радиорелейного оборудования
ГТТ 8000/300 (ВНР), ФМ 300 /ГВ-11000 (ГДР) и т. п.
Отечественное оборудование снабжается перископическими антеннами, вы-
выполненными по трехэлементной схеме (рис. 2.376), когда облучатель нижнего
зеркала устанавливается непосредственно в техническом здании, а нижнее зер-
зеркало выполняется по схеме вынесенного облучения [8]. Возможен также вари-
вариант с относом нижнего зеркала от мачты (рис. 2.38).
Трехэлементная схема построения перископической антенны позволяет пол-
полностью исключить высокочастотный тракт вне помещения, что существенно по-
повышает надежность работы тракта при неблагоприятных метеоусловиях. До-
Дополнительным преимуществом трехэлементной схемы является то, что в связи
с большим наклоном поверхности нижнего зеркала к земле вероятность обра-
образования на ней гололеда или задержки снега уменьшается. Особенно это про-
проявляется в варианте, показанном на рис. 2.38.
Для защиты перископических антенн, выполненных по двухэлементной
схеме (см. рис. 2.37а), от влияния снега нли гололеда употребляются диэлек-
диэлектрические колпаки конической формы. Однако они оказывают заметное небла-
неблагоприятное влияние на электрические параметры перископической антенны и,
кроме того, не исключают полностью возможности оседания на них снега или
льда.
Верхнее зеркало — переизлучатель выполняется плоским; нижнее — имеет
параболоидальную или эллипсоидальную поверхность. Обычно контур раскры-
ва нижнего зеркала в двухэлементной схеме представляет собой окружность, а
в трехэлементной схеме — эллипс, проекции которого на главные направления
являются окружностями. Контур верхнего зеркала — прямоугольник или эллипс
(соответственно в проекции—квадрат или круг).
' Усиление перископической антенны зависит от коэффициента усиления излу-
излучателя, величины утечки энергии на участке «излучатель — переизлучатель» и
характера распределения амплитуды и фазы поля в раскрыве верхнего зерка-
зеркала. Коэффициент направленного действия (КНД) перископической антенны
D (или коэффициент усиления, отнесенный к входу облучателя) может быть
Периснопнческне антенны
39
определен по формуле [1]
~ . - „»,, - £ -иен ^а "•£■ .
где Оизл—коэффициент направленного действия нижнего зеркала; kg— коэф-
коэффициент выигрыша перископической антенны; £ИСп — коэффициент использова-
использования поверхности излучателя; RH — радиус нижнего зеркала.
На рис. 2.39 приведена расчетная зависимость коэффициента выигрыша k*
для случая, когда радиусы верхнего и нижнего зеркал одинаковы (RV=RB), a
поле в раскрыве излучателя синфазно, т. е. облучатель нижнего зеркала на-
¥
2,6
2,2
Ж 2W IC0 З5д гряд
1,1
1
i
—N.
k£(i-t)
\
V
\
Рис. 2.39. К вопросу об эффек-
эффективности перископической ан-
антенны
0 30 60 30 120 150 W 2
Рис. 2.40. Зависимость до-
дополнительного выигрыша
(/ = 5/4 — кривая /, 1=513 —
кривая 2)
ходится в его фокусе. Расчет произведен для случая, когда распределение ам-
амплитуды поля в раскрыве излучателя имеет косинуеоидальный характер со
спаданием на кра:о на 10 лБ. По о-и абсцисс отложен параметр A — f> (H —
2л
расстояние между излучателем и перензлучателем).
Из рисунка видно, что при больших А, что соответствует относительно не-
небольшим высотам подвеса Я, kE~l и эффективность перископической янтенны
примерно такая же, как эффективность излучателя. При больших высотах Н
(малые А) коэффициент выигрыша невелик. Это объясняется Сольшой утечкой
энергии на участке <излучатель — перепзлучатель». Поэтому в таких случаях це-
целесообразно увеличивать размер верхнего зеркала. На рис. 2.40 показана ве-
величина дополнительного выигрыша kx(l>\)lkE(l=\) для переизлучателей уве-
увеличенных размеров (l = RB/RB).
Приведенные выше данные относятся к случаю синфазного распределения
поля в раскрыве нижнего зеркала. Однако известно, что максимальному усилению
соответствует, вообще говоря, несинфазное распределение поля в раскрыве излу-
излучателя. Такое распределение может быть осуществлено, например, путем выно-
71 R 2
са облучателя из фокуса вдоль фокальной оси. Обозначим С= -Д/а, где /а—
фокусное расстояние излучателя, а Л/а — величина смещения облучателя из
фокуса, С —расфазировка на краю зеркала, Сопт — расфазировка, при кото-
которой осуществляется максимальное усиление. На рис. 2.41 приведены графики
величин Сот/А и Сопт в зависимости от А; на рис. 2.42 зависимость допол-
дополнительного выигрыша kE(CoaT)lks(C=0). Графики рис. 2.41 и 2.42 приведены
для случая 7?в=#в(/=1).
Для обеспечения максимальной эффективности часто необходимо работать
в режиме расфазированного излучателя. Для этого должна быть предусмотрена
возможность перемещения облучателя вдоль фокальной оси.

40
Антенные устройства РРЛ
Следует помнить, что приведенные выше данные относительно усиления
перископической аитениы справедливы, если поверхности зеркал выполнены
с идеальной точностью. Если отклонения поверхности зеркал от теоретического
Периснопичесние антенны
41
Рот/А
о -
0,6
0,2
И
3 20 W 50 80 ЮОгщЬ
20
10
О
-10
-70
■30
Сопт
\
120
5)
Рис. 2.41. К определению оптимальной расфазировки
(Лв-Дв)
профиля не более ±Х/10, потери коэффициента усиления не будут превышать
1,0—1,5 дБ.
До последнего времени перископические антенны применялись на РРЛ с
малой пропускной способностью, работающих по четырехчастотному плану.
Рис. 2.42. Зависимость до-
дополнительного выигрыша от
параметра А (Лв-дн)
'20 200 280 Ш ■ Ш 520г?аЬ
Это объясняется низким защитным действием (около —45-—50 дБ) и высо-
высоким уровнем попутных потоков (около —50 дБ). Новая перископическая антен-
антенная система ПАС позволяет обеспечить двухчастотный план и большую про-
пропускную способность в диапазоне 4 ГГц и выше. Она выполнена по трехэле-
трехэлементной схеме BЯа=3,9 м, 2#а=3,2 м). Конструктивно переизлучатель состо-
состоит из собственно отражателя, системы подвески и юстировки, элементов фик-
фиксации положения отражателя. Основой каркаса отражателя являются два мощ-
мощных продольных швеллера, связанных болтами с кольцом, на которое опира-
опирается пирамидальная ферма из круглых труб. Отражающая поверхность, выпол-
выполненная из плоского сварного листа из алюминиевого сплава, крепится к швел-
швеллерам. Кольцо с пирамидальной фермой представляет собой единую сварную
конструкцию, относительно которой при сборке отражателя можно произвести
компланарный поворот отражающей поверхности. Регулировки отражателя по
азимуту и углу места взаимно независимы и выполняются с помощью винтовых
тяг.
Для уменьшения уровня излучения в заднем полупространстве верхнее зер-
зеркало имеет специальную форму (рис. 2.43).
Излучатель ПАС представляет собой отражающее зеркало, выполненное в
виде вырезки из эллипсоида вращения с фокусными расстояниями 70 м вдоль
вертикальной оси и 5 м вдоль горизонтальной оси. Отражающее зеркало изго-
изготавливается из листов из алюминиевых сплавов, наложенных на стальные угол-
уголки, придающие конструкции жесткость.
Облучателем ПАС служит конический рупорный облучатель с изломом
образующей (см. рис. 2.26е). Облучатель снабжен системой юстировки, поз-
позволяющей осуществить линейное перемещение рупора вдоль фокальной оси, а
также повороты по вертикали и горизонтали. Облучатель размещается в аппа-
аппаратной и соединяется с аппаратурой гибким волноводом. Против раскрыва об-
облучателя в стене аппаратной должно быть предусмотрено отверстие, закрытое
радиопрозрачным материалом. Облучатель ПАС имеет пять модификаций: РО-2,
РО-2-1, РО-4, РО-6, РО-8 в зависимости от диапазона B, 4, 6 и 8 ГГц).
35
-Ю
-50
■so
-70
\
->
\
-*•
'в
20
Рис. 2.43. Верхнее зеркало спе-
специальной формы
Рис. 2.44. Огибающая бокового
излучения перископической ан-
антенны BД =2Я_ = 4(М,)
Коэффициент усиления ПАС составляет около 40 дБ в диапазоне 4 ГГц и
inn г диапазоне 6 гг« ПРИ высотах подвеса верхнего зеркала от 30 до
100 м. Согласоваиие облучателей не хуже 1,1 в диапазоне 2ГГц и 1 05 в диа-
диапазонах 4,6 и 8 ГГц.
На рис. 2.44 приведена огибающая боковых лепестков экспериментальной
диаграммы направленности гладкой трубчатой опоры с двумя перископически-
перископическими антеннами ПАС (модель). Высота переизлучателя над землей 850А, что со-
соответствует 70 м в диапазоне 4 ГГц. Видно, что общая помехозащищенность
и защитное действие новой перископической антенны вполне удовлетворитель-
удовлетворительны. У новой антенны достаточно низок также уровень попутных потоков. Для
70 МГц-
Рис. 2.45. Зависимость ГВЗ
РРЛ с перископическими ан-
антеннами (восемь станций)
иллюстрации сказанного на рис. 2.45 приведена зависимость ГВЗ участка ре-
резервирования одной из РРЛ (протяженность участка 350 км, восемь станций)
оборудованной аппаратурой ГТТ-6000/1920 и новыми перископическими антен-
антеннами. •■
Настройка перископических антенн на РРЛ выполняется после установки
элементов антенны (рупора, нижнего и верхнего зеркал) в проектное положе-
положение с помощью геодезических приборов. Для исключения ошибок и облегчения
настройки особенно тщательно (с точностью до 10'—20') следует устанавливать
•угол наклона плоскости верхнего зеркала к горизонтальной плоскости.
В дальнейшем, корректируя взаимное расположение элементов антенны, не-
необходимо получить равномерное распределение поля, излучаемого рупором-облу-
рупором-облучателем, на кромке нижнего, а затем и верхнего зеркал. Такая настройка вы-
выполняется с помощью выносного индикатора поля.
Настройка верхнего зеркала производится по максимуму сигнала. Одним
пз критериев правильности настройки верхнего зеркала является наличие двух
соседних боковых лепестков диаграммы направленности, наблюдаемых при вра-
вращении верхнего зеркала по азимуту. Уровень этих боковых лепестков на 15—
*0 дБ ниже уровня главного лепестка.

42
Антенные устройства РРЛ
Определенные трудности вызывает поиск сигнала соседней станции при
расстроенных верхних зеркалах. Задача существенно облегчается, если исполь-
использовать анализатор спектра ПЧ, подключаемый к выходу усилителя ПЧ прием-
приемника. С помощью анализатора спектра можно уверенно наблюдать сигналы с
уровнем до —140 дБВт.
При проектировании РРЛ на ПАС с двухчастотным планом необходимо
придерживаться следующих основных рекомендаций: ПАС следует устанавли-
устанавливать на гладких трубчатых опорах; устанавливать ПАС на узловых станциях
нельзя; нижний излучатель ПАС должен быть хорошо экранирован от сигналов
с соседних станций; не следует допускать излом трассы под углом, близким к
90е; следует предусмотреть под площадкой, на которой крепится верхнее зерка-
зеркало ПАС, клиновидный отражающий экран. Более подробно об этом см. в
[9, 10].
2.7. АНТЕННЫ РРЛ ДЕЦИМЕТРОВОГО ДИАПАЗОНА
На РРЛ дециметрового диапазона C90—470 МГц) применяются в основ-
основном спиральные антенны (рис. 2.46). Антенна представляет собой алюминиевую
трубку 1, укрепленную диэлектрическими подпорками 2 на пластмассовом стер-
стержне 3, и отражающий экран 4, выполненный из металлической сетки. Для уве-
Антенные устройства тропосферных РРЛ
43
Рис. 2.46. ОбщиП вид спиральном
антенны системы ДМ-400 В (ВНР)
Рис. 2.47. Антенна «Горизонт»
личения усиления употребляют антенны, состоящие из двух и четырех парал-
параллельно включённых спиральных антенн.
Основные параметры антенны аппаратуры ДМ-400/6 следующие: КСВ на
пятидесятиомном выходе ие хуже 1,5; КУ антенны односпиральной—13 дБ,
двухспиральной— 15,5 дБ; защитное действие около —20 дБ.
На каждой промежуточной станции устанавливается четыре антенны (по
две в каждом направлении). Применяются антенны с раскрывом 20X20 м при
высоте нижней кромки над землей 8 м нли 20 м и с раскрывом 30X30 м при
высоте нижней кромки 10 м или 20 м.
Отражающее зеркало выполнено из плоских металлических листов разме-
размером 2X2 м, укрепленных на несущей ферме (рис. 2.47).
30 SO S0 120 150 if ад
Рис. 2 48. Облучатель анте! ны «Горизонт»
Рис. 2.49. Усредненные огибающие
бокового излучения антенны «Гори-
«Горизонт» (сплошная линия — антенна
20X20 м, пунктирная — аитениа
30X30 м)
В качестве облучателя используется пирамидальный рупор с квадратным
входом (рис. 2.48). Антенны с раскрывом 20X20 м возбуждаются рупором дли-
длиной 3 м и раскрывом 1X1 м; антенны с раскрывом 30x30 м — рупором длиной
2,4 м и раскрывоч 0,8X0,8 м. Для защиты от осадков раскрывы рупоров
срезаны косо н закрыты пластмассовыми крышками.
Значения коэффициента усиления и ширины главного лепестка диаграммы
направленности антенн приведены в табл. 2.2.
Т А Б Л II Ц А 2.2
Основные параметры антенны
Размер зеркала. Частота,
м2 МГц
20 X 20
20 X 20
30 X 30
30 X 30
790
960
790
960
Коэффициент
усиления, дБ
42,4
44,1
45.4
47.1
Ширина главного лепестка
по уровию-3
дБ *
1°16'
58'
48'
36'
по нулям
2°40'
2»12'
]°44'
1°34'
2.8. АНТЕННЫЕ УСТРОЙСТВА ТРОПОСФЕРНЫХ РРЛ
На тропосферных РРЛ используются в основном параболические одиозер-
кальиые антенны. Антенны тропосферных РРЛ «Горизонт» выполнены по схеме
с вынесенным облучением, что позволяет устранить влияние реакции зеркала
иа согласование, уменьшить затенение раскрыва, уменьшить зону биологичес-
биологической вредности по сравиеиию с осесимметричными антеннами.
По ширине главного лепестка приведены данные, усредненные по поляриза-
поляризации и высоте подвеса. Уровень первого бокового лепестка антенн «Горнзонт>
составляет —20-;—25 дБ.
На рис. 2.49 приведены расчетные огибающие бокового излучения антеии на
средних частотах диапазона (сплошная линия — антенна с раскрывом 20X20 м.
пунктир — антенна с раскрывом 30x30 м). Уровни бокового излучения антенн
зависят от поляризации, высоты нижней кромки антеииы над землей и других
факторов. Здесь приведены усредненные огибающие.

44
Антенные устройства РРЛ
Юстировка антенн тропосферных РРЛ значительно сложней, чем антенн
РРЛ прямой видимости. Юстировка по сигналу от соседней станции не обеспе-
обеспечивает высокой точности и требует длительного времени из-за нестабильности
сигнала. Разработанные в последнее
время способы юстировки по репер-
ной станции [11] достаточно опера-
оперативны и обеспечивают хорошую точ-
точность.
Помехозащищенность антенн «Го-
«Горизонт» в ряде случаев является не-
недостаточной. Из разработанных и вне-
внедренных устройств для повышения
помехозащищенности следует отме-
отметить следующие.
Для ослабления поля помехи ис-
используется выносной металлический
экран, форма которого напоминает
«восьмерку» [12] (рис. 2.50). Про-
Профиль и размеры этого экрана подо-
подобраны таким образом, чтобы дифрак-
дифракционное поле в тенн его по оси сим-
симметрии было равно нулю (подробней
об этом см. § 2.12). Эффективность
подавления помехи выносным экра-
экраном тем выше, чем меньше размеры
защищаемой антенны. В тех случаях,
когда помеха попадает непосредст-
непосредственно на облучатель антенны, исполь-
использование экрана весьма целесообразно.
На рис. 2.51 приведена запись уровня
помехи до установки экрана (t<.ti)
и после его установки (t>tz). В пе-
период U<Lt<tz проводилась прост-
пространственная настройка экрана. Как
видно из рисунка, уровень помехи
удалось уменьшить на 30 дБ.
Для ослабления поля в заднем полупространстве в секторе углов, близких
к 180°, используется шелевое защитное устройство, показанное на рис. 2.52. Оно
устанавливается под нижней кромкой антенны. Ширина щели Д=0,19У"Щ
ширина полосы d=0,57l/M?, где .# —расстояние от устройства до фазового
центра облучателя. В системе «Горизонт» А=0,64 м и rf= 1,92 м.
дБ
0
-20
30
-1/0
Рис. 2.50. Экран для подавления бокового
излучения
и
\
t2 t
Рис. 2.51. К вопросу об эффек-
эффективности экрана
Рис. 2.52. Щеле-
Щелевое защитное уст-
устройство
Пассивные ретрансляторы типа препятствия
45
2.9. ПАССИВНЫЕ РЕТРАНСЛЯТОРЫ ТИПА ПРЕПЯТСТВИЯ
Пассивный ретранслятор типа препятствия представляет собой радионепро-
иицаемое полотно, подвешенное на трассе между пунктами А и В, находищи-
мися в зоне тени друг друга (рис. 2.53). При соответствующим образом подоб-
подобранных форме и размерах ретранслятора обеспечивается эффектииная передача
электромагнитных волн между пунктами А н В. Эффективность работы ретран-
1'ис. 2.53. Общий вид трассы
с пассивным ретранслятором
слятора практически не зависит от точности выполнения его рабочей поверхно-
поверхности и фиксации ее в пространстве. Этим ретранслятор типа препятствия выгод-
выгодно отличается от пассивных ретрансляторов других типов (см. § 2.10). Пассив-
Пассивный ретранслятор типа препятствия может быть использован для решения мно-
многих задач, например:
1. Создание РРЛ с длинными (от 80 км и более) пролетами между актив-
активными станциями. Такие РРЛ особенно целесообразны в качестве ответвлений
от магистралей связи [14, 15].
2. Создание РРЛ с низкими опорами. Использование пассивных ретрансля-
ретрансляторов позволяет при обычной длине радиорелейного интервала порядка 50 км
существенно сократить высоты опор и длины волноводных трактов.
3. Обход препятствий рельефа в сильно пересеченной местности. Примене-
•ние пассивных ретрансляторов существенно облегчает строительство и эксплуа-
эксплуатацию линий в такой местности. Пассивные станции могут устанавливаться на
вершинах гор и холмов там, где установка и обслуживание обычных активных
станций существенно затруднены или невозможны.
Пассивные ретрансляторы (ПР) целесообразно использовать также и для
решения других задач радиорелейной техники (увеличение помехозащищеннос-
помехозащищенности, непосредственная трансляция телевидения и др.). Подробней об этом см.
[13], [14], [15], [16].
Расчет геометрии полотна ПР. Точность установки и выполнения ПР. На
рис. 2.54 приведены эскизы ПР с указанием размеров, которые подлежат рас-
расчету. Для проведения расчетов необходимо иметь профиль трассы между актив-
2а
Рис. 2.54. Эскизы одноэтажного и двухэтажного ПР
ными станциими. Вертикальный размер полотна Ь определяется формулой:
6 = ?./2Р, где Р — угол между направлениями АР и РВ (см. рис. 2.53):
D _

46
Антенные устройства РРЛ
D=Rt+R2 — протяженность трассы АВ; 7?3 = 6370 км — радиус Земли; Н, hA и
hB — высоты подвеса пассивного ретранслятора и антенн на станциях А и В
соответственно. Все высоты необходимо отсчитывать от одного общего уровня,
например уровня моря. Просветы на полуинтервалах АР и РВ отсчитываются
от нижней точки полотна ретранслятора и выбираются, как на обычных актив-
активных пролетах.
Горизонтальный размер ПР выбирается в пределах 2а= @,5-И,5)£, £=
= 1,2 УЛ./?, К= — R\Rz. Для увеличения эффективности верхняя и нижняя
кромки полотна ПР выполняются по дуге окружности с центром, лежащим на
прямой АВ. Стрелка хорды Д (см. рис. 2.54) определяется формулой Д =
= 0,726 ( — J.
Для увеличения усиления целесообразно использовать многоэтажные пас-
пассивные ретрансляторы. Здесь следует иметь в виду, что при увеличении верти-
вертикального размера ПР устойчивость связи из-за влияния рефракции может су-
существенно ухудшиться. Опыт эксплуатации говорит, что вертикальный размер
я-этажного кольцеобразного ПР 6„=Bя—1)*+Д не должен превосходить
F0-f-80)A,. Сказанное не относится к пассивным ретрансляторам специальной
формы (см. ниже), у которых вертикальный размер может быть существенно
увеличен. Следует также иметь в виду, что число этажей ограничивается и
диапазонными свойствами ПР. Для обеспечения эффективной работы во всей
полосе радиорелейной системы число этажей не должно превышать 4—6 в ди-
диапазоне 4 ГГц и 6—8 в диапазоне 6 ГГц. Многоэтажные ПР обычно использу-
используются в сильно пересеченной местности.
Полотно ПР выполняется из металлической сетки. Расстояние между осями
проводов d и толщина проволоки 2р должны быть выбраны таким образом,
чтобы коэффициент отражения
«отр —
был не меньше 0,9—0,95. В частности, в диапазоне 4 ГГц расстояние между
осями двухмиллиметровых проводов не должно быть больше 10—15 мм.
При проектировании и строительстве ПР должны быть выполнены следу-
следующие требования:
1. Отметки высот расположения пунктов А, В и Р должны быть определе-
определены с точностью не хуже 1—2 м.
2. Пассивный ретранслятор должен быть установлен точно по створу. От-
Отклонение центра ретранслятора от створа не должно превышать 2—3 м. Плос-
Плоскость полотна ПР должна быть перпендикулярна створу с отклонением не
больше нескольких градусов.
3. Полотно ПР должно быть подвешено таким образом, чтобы высоты под-
подвеса симметричных относительно центра ПР точек были одинаковы по отно-
отношению к какому-либо общему уровню.
Подробно порядок расчета и рекомендации по проектированию приведены
в [13]. Там же приведены примеры расчета ПР для нескольких конкретных
трасс.
Энергетические соотношения иа пролете с ПР. Отношение мощности на
входе приемника станции В (Рв) к мощности передатчика станции А (Ра) оп-
определяется равенством
D я)
4ni
Пассивные ретрансляторы зернального типа
47
где Ga и Gb — коэффициенты усиления аитеии станций А и В: т]А и цв —
коэффициенты полезного действия АВТ этих станций; G — коэффициент уси-
усиления ПР. Часто более удобно множитель V выражать через эффективную по-
поверхность ПР: V= ~^ (
Для пассивного ретранслятора типа препятствия
с . . и F
гэфф — Лнсп * геом,
FreoM — площадь полотна. Для ПР кольцеобразной формы прн определении
медианного сигнала можно считать й„сп = 0,7-^0,8 для трасс в равнинной мест-
иостн и йнсп = 0,6 для трасс в сильнопересеченной
местности. 4
Часто удобно эффективность ПР характери-
характеризовать коэффициентом у, равным отношению на- о
пряженности поля на трассе с ПР к напряженно-
напряженности поля на открытой трассе стандартной протя- -t
женности Яст. На рис. 2.55 приведен график за-
зависимости коэффициента у от длины пролета D= _„
.,, . -,_ при Л=8 см; /?i=7?2; /?ст=50 км; _,т
= 30 и 300 м2. Из рисунка видно, что на длинных
пролетах уменьшение сигнала относительно стан-
стандартного значительно, что вынуждает увеличивать
энергетический потенциал оборудования. На прак-
практике обычно это достигается увеличением усиле-
усиления антенн на станциях А и В.
Вопросы устойчивости связи на пролетах с
ПР изложены в [13].
/
/
/
/
/
/
' йОО
г
В
-ю
о
20 Щ
Рис. 2.55.
50 60 100 120 КМ
К вопросу об эффек-
2.10. ПАССИВНЫЕ РЕТРАНСЛЯТОРЫ ЗЕРКАЛЬНОГО ТИПА
При строительстве РРЛ в горной или сильнопересеченной местности воз-
возможно использование ПР зеркального типа (в дальнейшем ПРЗ), выполненно-
выполненного из одного или двух плоских зеркал. Выбор того или ш:ого варианта в ос-
основном определяется величиной угла Р' между направлениями АР н РВ (рис.
2 56) Если (У>45-н60°, наиболее целесообразна схема однозеркального ПР
(рис 2 56а) Если 35°<Р'<60°, наиболее целесообразно использовать двухзер-
От-
Ф
ь)
Рис. 2.56. Схемы использования ПР зеркального типа
кальный ПР зеркала которого составляют так называемую Д-к?нфигурацик>
(рис 2 566) при которой зеркало Р2 и пункт приема В расположены по раз-
разные ' стороны от прямой АР\. При малых углах использование этой схемы
нецелесообразно так как зеркала Р\ и Р2 приходится сильно разносить, чтобы
избежать взаимной экранировки. При этом увеличиваются потери энергии иа
участке Р, и Р2 и значительно усложняется конструкция ПР. В этом случае
(практически при в'<35°) необходимо применять так называемую Z-конфигу-
рацию двухзеркального ПР (см. рис. 2.56в), при которой зеркало Р2 и пункт
В расположены по одну сторону от прямой АРь

48
Антенные устройства РРЛ
Зеркала Pi и Р2 для увеличения эффективности ПР и уменьшения уровня
попутных потоков необходимо располагать таким образом, чтобы основной по-
поток энергии проходил от края любого из зеркал на расстоянии ?>E-М5)А.
Усиление однозеркального ПР в случае, если обе станции А и В распо-
расположены в его дальней зоне, может быть определено по формулам предыдуще-
предыдущего раздела с учетом Faijuj^FreoM sin р"/2 (см. рис. 2.56а). Если одна нз антенн
активных станций, например антенна станции В, расположена в ближней
аоне ПР, участок ВР может быть представлен в виде перископической антен-
антенны, которая характеризуется коэффициентом передачи w=k2e (см. § 2.6). На
рис. 2.57 приведены величины коэффициента передачи w в зависимости от па-
nl R2
раметра тх= ——;——- для различных соотношении площадей антеии пунк-
4/* Sin p jZ
тов Рг и В: 1= VFb/Pp sin p"/2. При mi>2,54-3 можно считать, что антенны
станций Р и В находятся в дальней зоне друг друга.
При расчете двухзеркального ПР необходимо дополнительно учесть поте-
потерн при передаче сигнала между зеркалами Р\ и Р2. На рис. 2.58 приведена
ш
" I "П1 Г"
-2
7
У
-
1--
■4
V,
го]
■1-0,
S
60
s
N
\|
ч
-12
-IS
-20
Щ 0/56; 0} 0,5 0,7 1,01,52,0 3,0 5,0 7,0 10.mf
Рис. 2.57. Коэффициент передачи
-В
\
V
\
\
\
0,10,2 0Щ0) 1\$23 5И015Ш 30 5070 Шщг
Рис. 2.58. Коэффициент связи
зависимость коэффициента связи kCB между зеркалами ПР для случая одина-
одинаковых размеров зеркал (FPl =Fpt), от параметра m2=2A,d/Fp3**, где d—рас-
d—расстояние между центрами зеркала, Рр'ЪЬ—эффективная поверхность зеркала.
Таким образом, на пролете с двухзеркальным ПР (ближняя зона)
Рв VGAGBr]Ar]B
D я)» R\
Wkr
При проектировании РРЛ с отражающими ПР необходимо учитывать воз-
возможность многолучевого распространения. Даже при весьма значительном по-
подавлении поля прямого прохождения препятствиями рельефа уровень нелиней-
нелинейных шумов, определяемый многолучевостью, может оказаться недопустимым.
Необходимо также учитывать возможность паразитного возбуждения тыль-
тыльной стороны зеркал и наличия попутных потоков. Подробно об этом см. [17].
Там же приведены и другие рекомендации по проектированию и строительству
РРЛ с ПРЗ.
2.11. КОЛЬЦЕВОЙ АНТЕННЫЙ ДИРЕКТОР (КАД)
Частным случаем пассивного ретранслятора типа препятствия является ан-
антенный директор (в дальнейшем КАД), представляющий собой кольцевой эк-
экран (рис. 2.59), позволяющий существенно увеличить напряженность поля в
Кольцевой антенный дирентор <КАД)
49
направлении «антенна — директор». Действительно, если внутренний и внеш-
внешний радиусы полотна директора совпадают с границами второй зоны Френеля,
т. е. Т\= у XRi, Т2=У 2XRi, где Ri—расстояние между антенной и директором,
коэффициент усиления антенны резко увеличивается. В частности, если антенна
А является ненаправленной или слабонаправленной, точнее, если интенсивность
возбуждения нескольких первых зон Френеля одинакова, выигрыш в коэффи-
1000
500*
100
30
W
И'. Гг ■ ros
Л'i 'г'
'А'
Ю5
10-
Рис. 2.59. Кольцевой антен-
антенный директор
Рис. 2.60. К вопросу о размерах и эф-
эффективности КАД
циенте усиления равен девяти (9,5 дБ). Отметим, что если расстояния от ди-
директора до антенн станций А и В соизмеримы, в формулу вместо R\ следует
подставить R=RiR2/{Ri+Ri).
В общем случае, когда ретранслятор затеняет jV зон с четными номерами
(вторую, четвертую и т, д.), выигрыш в коэффициенте усиления при равномер-
равномерном возбуждении этих зон облучающей антенной составит BЛ?+1J.
Для того чтобы полотно директора возбуждалось равномерно, он должен
быть размещен достаточно далеко от антенны А. При этом его размеры оказы-
оказываются чрезмерно большими. При перемещении директора к антенне его раз-
размеры уменьшаются. Однако уменьшается и выигрыш в коэффициенте усиле-
усиления, так как условие равномерного возбуждения здесь не выполняется.
На рис. 2.60 изображена зависимость внешнего (гщ'Х, кривая 3) и внут-
внутреннего (Vi/А, кривая 4) радиусов КАД от расстояния Ri/X. На этом же графи-
графике приведена зависимость расстояния га,ъ1Х от центра директора до точки, в
которой напряженность поля облучающей антенны уменьшается на 3 дБ для
d/A =10 (кривая /) и rf/A= 100 (кривая 2), d — диаметр облучающей антенны
Из рисунка видно, что в случае небольшой антенны (t//A= 10, D — 27 дБ) прак-
практически равномерное возбуждение экрана (го.ъХ^г^.) обеспечивается уже при
J?i«500A, в то время как в случае антенны с большие раскрывом (d/^=100,
Z>=47 дБ) кольцевой директор дает высокую эффективность лишь при Ri~
«50 000Л и более. При увеличении диаметра антенны в 10 раз расстояние от
антенны до кольцевого директора увеличилось в 100 раз, а размеры директо-
директора в 10 раз.
В случае осесимметричной диаграммы направленности антенны А выигрыш
в коэффициенте усиления в общем случае Ае= 11 +F(9i) +F@2) |2, где F{Qi) и
РFг)—нормированные напряженности поля антенны на кромках кольца. На-
Например, выигрыш, даваемый кольцевым директором, изображенным на рис.
2.61, равен Ае= A+0,63+0,37J=4F дБ).
Если диаграмма направленности антенны А не обладает осевой симметри-
симметрией, то приближенно Де=|1+РЕ(в1)+^в(в2)||1+^н(в1)+Ян(в2)|, где FE(9)
и Fh(Q) —диаграммы направленности в плоскостях £ и Я.
На практике полотно КАД более удобно выполнять не в виде кольца, а в
виде правильного многоугольника. Небольшие потери эффективности @,3 дБ

50
Антенные устройства РРЛ
для восьмиугольного экрана и 0,5 дБ для шестиугольного экрана) вполне ком-
компенсируются снижением стоимости и простотой изготовления и монтажа, а
также существенным улучшением диаграммы направленности в горизонталь-
горизонтальной плоскости.
Рис. 2.61. К вопросу о расче-
расчете эффективности КАД
Диаграмма направленности антенны с кольцевым экраном для осесиммет-
ричного случая имеет вид Ф@) =FА (9) + [FA(Qi) + FА (Q2)]F^(Q)e-i^R1<l-c'" в),
где FA (9) — диаграмма направленности основной антенны:
р (в) - 7,59 [3,47 /„ (и) + 4,12 Уо ( и /2")] + to [3,47 Jx (и) + 4,12 Jt (а У¥))
taW 7,59»-и»
где M=p7isin9. Прн н = 7,59-Рд(9)=0,202 е1121°.
На рис. 2.62 пунктиром изображена экспериментальная диаграмма направ-
направленности рупорной антенны, а сплошной линией — этой же антенны с кольце-
№
5
0
■5
10
15
20
25
10
35

F@)
,9
1 1
1 1
V
\
¥
t
20 10 0 10 20 30^0 50 50 70 80 граЗ
Рис. 2.62. Направленные свойства КАД
90 120 150 180 zosd
Рис. 2.63. К вопросу о помехо-
помехозащищенности КАД
вым директором. Как видно нз рисунка, главный лепесток диаграммы основной
антенны изменяется лишь при 9 — 0°, где появляется дополнительниый узкий
лепесток. В секторе дальних боковых н задних лепестков уровень поля суще-
существенно увеличивается. Путем наклона полотна директора возможно перерас-
перераспределить обратное излучение КАД без заметного уменьшения усиления в глав-
главном направлении. Сказанное подтверждает рис. 2.63, где приведены огибаю-
огибающие боковых лепестков основной (рупорной) аитеииы (кривая /), антенны с
КАД, плоскость которого перпендикулярна главному направлению (кривая 2)
и составляет угол 15° с этим направлением (кривая 3).
2.12. ЭКРАНЫ ДЛЯ УВЕЛИЧЕНИЯ
ПОМЕХОЗАЩИЩЕННОСТИ
В связи с большой перегруженностью сантиметрового диапазона различ-
различного рода радиосистемами часто имеют место взаимные помехи, приводящие к
существенному ухудшению качественных показателей РРЛ. На практике для
снижения уровня мешающего сигнала иногда используют выносные экраны
Энраны для увеличения помехозащищенности
51
больших размеров квадратной или круглой формы. Такие экраны обычно обес-
обеспечивают сравнительно невысокое подавление помехи. Если направление при-
прихода помехи точно известно, значительно целесообразней использовать экраны,
кромке которых придана специальная форма [18]. На рис. 2.64 приведены эс-
эскизы двух простейших экранов. Размеры экранов определены через радиус
дБ
О
-5
-10
-15
-251
-30
FL9)
у
/,
//
/А
у
в
о
2 град
Рис. 2.64. Эскизы секторного и коль-
кольцевого экранов
Рис. 2.65. Диаграммы направленности секторного
(кривая 1) и кольцевого (кривая 2) экранов
(Hi=100?l)
Рис. .'.66. Эскиз экрана, состоя-
состоящего из двух колец
Рис. 2.67. Экран для осесиммет-
ричпон антенны
i— 20 40 60 80 J00 120 1kO ISO в"
-30
-50
36
первой зоны Френеля pi=
расстояние от экрана до защищае-
защищаемой антенны. Такие экраны могут
быть использованы для защиты ан-
антенн с невысоким коэффициентом на-
направленного действия, в основном об-
облучателей. На рис. 2.65 приведены
диаграммы направленности экранов.
Для защиты антеин с большим
КНД разработаны экраны, обладаю-
обладающие значительно большим угловым
сектором подавления. В качестве при-
примера на'рис. 2.66 приведен эскиз эк-
экрана, представляющего собой два
коаксиальных кольца (радиусы колец
Равны l,198pi; 1,1 Ирг, 0,851pi; 0,388pi). Область подавления такого экрана при-
примерно в 3,5 раза шире, чем у кольцевого экрана [19]. Это дает возможность
А
S
V
\
\
s
■—
--'
■!■■
-?
*/
Рис. 2.68. К вопросу об эффективности экрана
(кривая 1 — без экрана; кривая 2-е экраном)

52
Антенные устройства РРЛ
использовать с успехом двойной кольцевой экран с антеннами, имеющими КНД
около 35—40 дБ.
Экраны специальной формы могут быть использованы также для эффек-
эффективного подавления помехи в какой-либо плоскости (рис. 2.67). Уровень бо-
боковых лепестков антенны в плоскости установки экрана (пл. хоу) со стороны
экрана существенно уменьшается (рис. 2.68).
Список литературы
1. Айзенберг Г. 3., Ямпольский В. Г., Терешии О. Н. Антенны УКВ. Ч. I и ч.
2. Н. Sugahara а. о. Ыогп-reflector Antenna and Feeder System using 4, 6 and
II, M.: Связь, 1977.
7 GHz Band. — Review of the Electrical Communication Labor., 1971, v. 19,
№ 4, pp. 455—491.
3. Тимофеева А. А. Диапазонный рупорный облучатель с осесимметричной ди-
диаграммой направленности. — Радиотехника, 1973, № 9, с. 94—96.
4. Ямпольский В. Г., Петрова В. Г. О направленных свойствах рупорно-пара-
болической антенны. — Сб.: Антенны, вып. 17, М.: Связь, 1973, с. 3—14.
5. Ямпольский В. Г., Петрова В. Г. Рупорно-параболическая антенна для радио-
радиорелейных линий связи. — Сб.: Антенны, вып. 25. М.: Связь, 1977, с. 19—33.
6. Метрикии А. А. Антенны н волноводы РРЛ. М.: Связь, 1977.
7. Ерухимович Ю. А., Зимин С. Н., Метрикии А. А. Двухзеркальная антенна
для радиорелейной связи. — Сб.: Антенны, 1970, № 7, с. 3—21.
8. Кузнецов В. Д. Антенная система с отражающим зеркалом. — Радиотехника,
1956, № 3, с. 4—15.
9. Логинов И. В., Ямпольский В. Г. Использование перископических антенн на
РРЛ с двухчастотным планом. —Электросвязь, 1974, № 4 с. 1—9.
10. Опыт внедрения перископических антенн на магистральных РРЛ/Кузне-
цов В. Д., Логинов И. В., Матвеев А. А. и др. — Электросвязь, 1978, № 4,
с. 43—50.
11. Борисов Н. Н., Фролов О. П. Способ юстировки зеркальных антенн. — Элек-
Электросвязь, 1976. № 2, с. 49—51.
12. Повышение помехозащищенности антенн тропосферных линий связи./Фро-
лов О. П., Борисов Н. Н., Гросс А. А. и др. — Электросвязь, .1977 № 2,
с. 58—61.
13. Айзенберг Г. 3., Ямпольский В. Г. Пассивные ретрансляторы для РРЛ. М.:
Связь, 1973.
14. Построение коротких ответвлений от магистралей связи/Григорьев В. В.,
Каменский Н. Н., Кузьмин И. В. и др. — Электросвязь, 1975, № 6 с. 1—7.
15. РРЛ с длинными пролетами/Кузьмин И. В., Локшин В. Л., Шамшин В. А.,
Ямпольский В. Г. — Электросвязь, 1978, № 8, с. 9—14.
16. Козлов Ю. А. Ретрансляция телевизионных программ в горных условиях
Армянской ССР. — Электросвязь, 1971, № 11, с. 9—14.
17. Применение на РРЛ зеркальных пассивных ретрансляторов./Кузьмин И. В.,
Локшин В. Л., Нафиков Ю. И., Ямпольский В. Г. — Электросвязь, 1980,
№ 2, с. 1—6.
18. Методы увеличения помехозащищенности радиолнний/Локшнн В. Л., Мель-
Мельников Ю. М., Фролов О. П., Ямпольский В. Г. — Электросвязь, 1975,
№ 1, с. 6—11.
19. Мельников Ю. М. Экран в виде двойного кольца для защиты антенн от по-
помех. — Радиотехника, 1978, № 11, с. 68—72.
ГЛАВА ТРЕТЬЯ
Фидерные тракты РРЛ
3.1. ТИПЫ ЛИНИЙ ПИТАНИЯ, ИСПОЛЬЗУЕМЫХ НА РРЛ
Для передачи электромагнитной энергии от приемопередающего обору-
оборудования к антеннам используются коаксиальные и волноводные линии пита-
питания. Коаксиальные линии питания применяются для работы с аппаратурой в
диапазоне частот 2 ГГц, так как волноводные линии для этого диапазона час-
частот имеют весьма большие размеры, обладают большой массой и стоимостью.
В РРЛ высокочастотных диапазонов 4, 6, 8 и 11 ГГц используются волио-
водные фидерные линии, выполненные из отрезков круглых и эллиптических
волноводов.
Коаксиальная линия
Коаксиальная линия передачи энергии работает на основном типе колеба-
колебания — волне ТЕМ, которая" не имеет критической частоты. Структура поля вол-
иы ТЕМ в поперечном сечении приведена на рис. 3.1, где сплошными линия-
линиями показаны силовые линии электрического, а пунктирными — магнитного
полей.
Для получения малого погонного затухания размеры сечения проводни-
проводников коаксиала следует выбирать наибольшими. Однако при этом не следует
sH,
Рис. 3.1. Структура элек-
электромагнитного поля в
коаксиальной линии:
силовые линнн
магнитного поля; •
силовые линии электри-
электрического поля
7/
Рис. 3.2. Структура электромагнитного поля в эллиптическое
волноводе:
силовые лниин магнитного поля; силовые
линии электрического поля
использовать коаксиал, размеры которого допускают существование высшего
с
типа волны Нц, критическая частота которого равна fH"np= —; гг~> где
с=3-1010 см/с — скорость света; a, b — соответственно радиусы внутреннего и
наружного проводников коаксиала.
Условием отсутствия волны типа Нц в коаксиальной линии является
fmaxpa6=2100 МГц^/ниКр- Кроме того, отношение радиусов внутреннего и-
наружного проводников для получения волнового сопротивления коаксиала,
равного te=75 Ом, должно быть ft/a = 3,5.
Учитывая условия отсутствия высших типов волн и получения необходимо-
необходимого волнового сопротивления, получаем, что радиус наружного проводника коак-
коаксиала для работы в диапазоне 2 ГГц не должен превышать Ь<:35 мм.

54
Фидерные тракты РРЛ
Указанным условиям удовлетворяет кабель марки РК-75-44-51, имеющий
раднус наружного проводника 6=22 мм.
Конструктивно центральный проводник коаксиала выполняетси в виде
медной трубки диаметром 12,8 мм. Наружный проводник изготовлен методом
формирования и сварки из медной ленты. Для повышения гибкости кабеля на
наружный проводник нанесен спиральный гофр. Фиксация внутреннего провод-
проводника производится с помощью полиэтиленового спирального корделя. Допол-
Дополнительную механическую защиту кабеля осуществляет наружная оболочка из
светостойкого полиэтилена.
Основные конструктивные данные этого кабеля
Внутренний проводник: медная трубка, номинальный наружный диаметр
12,8 мм, толщина стенки 2 мм. Изоляция: воздушная и кордель из полиэтиле-
полиэтилена высокой плотности толщиной 2 м с шагом 46±1 мм. Диаметр по изоляции
44 мм. Внешний проводник: гофрированная по спирали, сварная медная труб-
трубка, толщина стенки 0,6 мм, глубина гофры 3±0,1 мм. Наружный диаметр
51,2 мм. Оболочка: светостабилизированный полиэтилен, толщина оболочки
2 мм. Наружный диаметр 55,2 мм.
При испытании образцов кабеля РК-75-44-51 электрические параметры ока-
дБ
зались равными: погонное затухание не более 3,5 , согласование (КСВН)
I (JUM
не более 1,12 в рабочем диапазоне частот, согласование концевого разъема
(КСВН) ие более 1,05.
3.2. ЭЛЛИПТИЧЕСКИЕ ГОФРИРОВАННЫЕ ВОЛНОВОДЫ
Эллиптические волноводы выпускаются в виде отрезков длиной 100 м и
более намотанными на кабельные барабаны с диаметром шеек 1,5—2 м.
Эллиптический волновод, как и другие типы фидеров, работающих в диа-
диапазоне сантиметровых волн, является многоволновой системой, допускающей
передачу электромагнитной энергии с помощью различных типов волн. На
неоднородных изогнутых участках фидерной линии происходит преобразование
типов волн и образование попутных потоков, ухудшающих качественные пока-
показатели каналов связи, поэтому геометрические размеры поперечного сечения
эллиптических волноводов должны быть выбраны таким образом, чтобы обес-
обеспечить существование в волноводе только электромагнитной волны основного
типа.
ТАБЛИЦА 3.1
Геометрические размеры эллиптических волноводов для РРЛ
Тип волновода
Большая ось эллипса попереч-
поперечного сечения по выступам гоф-
гофра, мм
Малвя ось эллипса поперечно-
поперечного сечеиия по выступай гофра,
мм
Большая ось эллипса по на-
наружной оболочке, мм
Шаг гофра, мм
Глубина гофра, мм
Масса I м волновода, кг
(
71
42
76
10
3
ЭВГ-2
4 ГГц)
.4±0,
,3±0,
,7±] ,
.5 + 0,
,4 + 0,
1,5
5
3
5
3
3
ЭВГ-4
F ГГЦ)
50.3 + 0.
30,6±0.
55.4 ±] ,
7.6±0,
2,4±0,
1.2
5
3
5
3
3
ЭВГ-6
(8 ГГц)
35,7±0,
21 ,9±0,
40,8±1,
5,3±0,
1 ,7±0,
0.7
4
3
5
3
3
эвг
(И ГГц)
24
16
27
5
1
,3±0,3
.3 + 0,3
,5 + 2,0
,3±0,3
2±0 3
0,5
Эллиптические гофрированные волноводы
55
Волной основного типа в эллиптическом волноводе является волна типа
сНц, структура поля которой показана на рис. 3.2. Волнами более высокого
типа являются волны типов sHu, c//Oi и др.
В табл. 3.1 приведены основные геометрические размеры поперечных сече-
сечений эллиптических волноводов, предназначенных для работы в диапазонах 4,
6, 8 и 11 ГГц, которые обеспечивают существование в волноводах только
электромагнитной волны основного типа.
Для включения эллиптического волновода в тракт передачи сигналов связи
от антенных устройств к высокочастотной аппаратуре на концах волновода
устанавливаются заделкн, жестко соединенные с волноводом и являющиеся
переходными устройствами от волновода с эллиптическим сечением к стан-
стандартному прямоугольному волноводу. Для согласования переходов предусмот-
предусмотрены настроечные винты. Устройство концевых заделок показано на рис. 3.3.
/ 2
Рис. 3.3. Устройство концевых заделок:
/ — переход; 2 — винты настройки; 3 — па-
паста уплотнительная; 4 — кожух; 5 — волно-
волновод; 6 — прокладка резиновая; 7 —втулка
резиновая
Жесткость конструкции соединения перехода от эллиптического к прямоуголь-
прямоугольному волноводу обеспечивается металлическим кожухом, надеваемым на кои-
цевой участок эллиптического волновода. Внутренний промежуток между ко-
кожухом н волноводом заполняется твердеющей пастой, что обеспечивает необ-
необходимое жесткое соединение. Герметичность концевой заделки обеспечивается
резиновыми прокладками и резиновой втулкой, стягиваемой хомутами на вол-
волноводе и на кожухе перехода.
Согласование эллиптического волновода с установленными на нем конце-
концевыми заделками должно быть таким, чтобы коэффициент стоячей волны КСВН
в рабочем диапазоне частот волновода был не более 1,1 (допускается не более
четырех узкополосных выбросов величиной не более 1,16).
Погонное ослабление электромагнитной энергии в рабочем диапазоне час-
частот волновода не должно превышать величин, приведенных в табл. 3.2.
ТАБЛИЦА 3.2
Затухание электромагнитной энергии в эллиптических волноводах для
РРЛ
Тип волновода
Ослабление электромагнитной
энергии дБ/100 м
ЭВГ-2
3400
МГц
4,5
3650
МГц
4.0
3900
МГц
3,6
ЭВГ-2
5670
МГц
5.0
5920
МГц
4,7
6170
МГц
4,5
ЭВГ-6
7900
МГц
8.0
ЭВГ-8
10 800
МГц
16,0
При монтаже эллиптических волноводов на радиорелейных станциях допус-
допускается их криволинейная трассировка. Радиус изгиба волновода ие . должен
быть меньше десятикратного размера той оси эллипса поперечного сечения
волновода, в плоскости которой осуществляется изгиб.

56
Фидерные тракты РРЛ
3.3. КРУГЛЫЙ ВОЛНОВОД
Фидерный тракт РРЛ, работающих в диапазонах частот 4, 6 и 8 ГГц, со-
содержит участки круглых и эллиптических волноводов. При этом круглые вол-
волноводы имеют большую длину, вследствие чего существенное зиаченяе имеет
уменьшение погонного ослабления электромагнитной энергии, оно не должно
превышать величину 2 дБ/100 м в диапазонах 4, 6 и 8 ГГц, для чего диаметр
поперечного сечения волновода не должен быть меньше 70 мм.
Такой подход к вопросу выбора размеров поперечного сечения волновода
«е является традиционным, так как обычно размеры поперечного сечения опре-
определяются из условий отсутствия в волноводе высших типов волн.
Расчеты показывают, что для существования в круглом волноводе только
одного основного типа колебания диаметр волновода не должен превышать
58 мм для диапазона 4 ГГц, 35 мм для диапазона 6 ГГц и 25 мм для диапа-
диапазона 8 ГГц. При этом, однако, расчетное значение погонного ослабления эиер-
гнн в волноводе составляет 4 дБ/100 м D ГГц); 7 дБ/100 м F ГГц) и
12 дБ/100 м (8 ГГ), что существенно превышает допустимую величину
.2 дБ/100 м, и поэтому такие волноводы не могут иметь широкого практическо-
практического применения.
Применение «многоволновых» круглых волноводов решает задачу снижения
погонного ослабления энергия, но увеличивает требования к однородности вол-
волноводов, так как в местах нарушения однородности происходит преобразование
электромагнитной энергии основного типа волны в волны высших типов и об-
обратное преобразование волн высших типов в основной тип волны, что приводит
к образованию попутных потоков в волноводе и ухудшению качественных по-
показателей каналов связи.
Необходимая большая однородность круглых волноводов обеспечивается
иа практике применением высокоточных биметаллических труб с малым до-
допуском на диаметр внутреннего сечения, высокой точностью стыковки отдель-
отдельных секций, прямолинейной трассировкой круглого волновода, конструктивным
выполнением герметизирующей секции, воляоводных переходов и других мио-
говолновых элементов волноводяого тракта, обеспечивающих ннзкяй уровень
преобразования электромагнитной энергии волны основного типа в высшие
типы волн.
Таблица 3.3 показывает порядок возникновения высших типов волн в вол-
волноводе, а также диапазоны частот РРЛ, для которых выполняются условия су-
существования высших типов волн.
ТАБЛИЦА 3.3
Порядок возникновения паразитных высших типов волн в круглом волноводе
№ п/п
Тип волны
Двапазон
частот, МГц
I
2
Нц. Eat
£3400—3900
3
4
5
H,i, Ellt Н01, Нц
5670-6170
6
Е,г
1
-
Hti
1
8
Elt
9
Hi,
1..
7900—8400
Круглый волновод
ът
Структура электромагнитного поля волны основного типа и некоторых выс«-
ших типов воли в круглом волноводе показана на рис. 3.4.
Puc. 3.4. Структура электромагнитного поля в круглом волно-
волноводе:
силовые линии магнитного поля; силовые ли-
линии электрического поля
Важной особенностью круглого волновода является возможность его ис-
использования для одновременной передачи волн двух взаимно ортогональных
поляризаций, благодаря чему круглый волновод заменяет собой два однополя-
рнзационных волновода. Это свойство практически используется при создании
систем высокочастотного уплотнения АВТ (см. гл. 4).
Конструктивное выполнение
Конструктивно круглый волновод собирается из прямолинейных отрезков.
медных или биметаллических волноводных секций сечением 70 мм, длиной
4500—5000 мм. Общая длина волновода в зависимости от высоты расположе-
расположения антенн на радиорелейной станции может быть различной. Максимальная
.р^ина круглого волновода может быть 120 м.
Секция медного круглого волновода изготавливается из отрезка трубы с
толщиной стенки 4 мм путем припайки стопорных колец и обработки торцов.
Эллиптичность поперечного сечення медного волновода составляет 0,15 мм.
Отмечается ухудшение эллиптичности в отдельных секциях до 0,3—0,35 мм.
Биметаллическая волноводная секция представляет собой стальную трубу с
толщиной стеики 3,5 мм с нанесением на внутреннюю поверхность медного
токонесущего слоя толщиной 0,3 мм. Эллиптичность поперечного сечения не

58
Фидерные транты РРЛ
превышает 0,1 мм. Торцевые контактные поверхности для защиты от коррозии
покрыты тонким слоем ннкеля. Наружная поверхность биметаллических волно-
водных труб защищается от коррозии лакокрасочным покрытием.
Конструкция стыкового соединения медных и биметаллических волновод-
ных секций показана на рис. 3.5. Соединение медных волноводов осуществля-
2 7
\
7 1 J
J 2 4
Рис. 3.5. Фланцевые соединения волноводов круглого сечения:
а — фланцевые соединения медного волновода:
1 — шайба; 2 — болт; 3 — центрирующая муфта; 4 — герметизирующее кольцо; 5—гайка;
f — упорное кольцо; 7 — подвижные фланцы;
б — фланцевое соединение биметаллического волновода:
1 — подвижный фланец; 2 — центрирующая муфта; 3 — упорное кольцо; 4 — герметизирую-
герметизирующее кольцо; 5 — болт; 6— шайба; 7 — гайка
ется с помощью припаянных упорных колец и подвижных фланцев, стягивае-
стягиваемых шестью крепежными болтам;:. Для биметаллических волноводов принята
установка упорных разрезных колец в пазы, выточенные на шейках соединяе-
соединяемых волновпдных секций, что позволяет исключить пайку и упростить конструк-
конструкцию стыкового соединения.
Соосность соединяемых волновочных секций в месте стыка обеспечивается
центрирующей .муфтой. Для герметизации стыка между упорными кольцами и
центрирующим кольцом укладываются две резиновые прокладки.
Электрические параметры
Погонное затухание в круглом волноводе для волны основного типа может
быть определено по формуле [1]
1,91
0,416+ (Л./3.41 аJ
~
где / — частота, ГГц; К — длина волны, см; а — радиус поперечного сечения
волновода, см; b — погоиное затухание, дБ/100 м.
В табл. 3.4 приведены вычисленные значения погонного затухания круглого
волновода диаметром 2а=70 мм.
Затухание в круглом волноводе в реальных условиях превышает расчетные
значения на 15—30% нз-за шероховатости стенок, наличия окненых н лаковых
пленок на токопроводящей поверхности, потерь на излучение в месте стыков
II Т. Д.
Круглый волновод
ТАБЛИЦА 3.4
Затухание электромагиитной энергин в круглом волноводе
J, МГц
Р. дБ/100 м
3400
1,45
3650
1 ,28
3900
1 .18
5670
0,89
5920
0,88
6170
0.87
7900
0,84
8150
0,84
8400
0,84
Согласование в круглом волноводе определяется в основном отражением
от стыков волноводных секций. Коэффициент отражения от стыка двух волно-
волноводных секций с радиусами поперечного сечения аи а?. = а\—А равен [2]:
А Г (?,/3,41а)' \
lpl = Га { 1-(Ь/3,41а)*-М73}-
В табл. 3.5 приведены вычисленные значения коэффициента отражения для
величины ступеньки Д=0,1 мм; 2а=70 мм.
ТАБЛИЦА 3.5
Коэффициент отражения от ступеньки в круглом волноводе
/, МГц
\р\ 100%
3400
0,052
3650
0,009
3900
0,018
5657
0,085
5920
0,088
6170
0,091
7900
0,104
8150
0,105
8400
0.106
Как видно из табл. 3.5, коэффициент отражения от стыка биметаллического
волновода, точность выполнения которого обеспечивает величину ступеньки в
месте стыка не более 0,1 мм, не превышает 0,1%, что создает благоприятные
условия для передачи сигналов связи, так как попутные потоки в волноводе,
обусловленное отражениями от стыков, будут очень малы.
Из-за пониженной точности медного волновода величина ступеньки и коэф-
коэффициент отражения могут превышать 0,1 мм и 0,1% соответственно, что вызы-
вызывает увеличение попутных потоков и снижение качественных показателей связи.
Для сохранения высоких качественных показателей радиорелейной связи не
следует использовать медные волноводы в -высокочастотных диапазонах 6 и
8 ГГц, где коэффициент отражения имеет наибольшую величину. Применение
медного волновода в диапазоне 4 ГГц вполне возможно, так как в этом диа-
диапазоне, как видно из табл. 3.5, и при некотором увеличении величины ступеньки
коэффициещ отражения от стыка весьма мал. ^
Основной причиной уменьшения поляризационной развязки в круглом вол-
волноводе является эллиптичность поперечного сечения волноводных секций, обус-
обусловленная технологическими допусками, создающая различные условия для
распространения электромагнитных воли, поляризованных вдоль большой и ма-
малой осей эллипса поперечного сечения волновода.
При малой разнице размеров большой at и малой а2 осей эллипса попе-
поперечного сечения ai = a-f-A, аг = а—Д, где а — номинальное значение радиуса
поперечного сечения волновода; 2Д — эллиптичность поперечного сечения, фа-
фазовый сдвиг в градусах между составляющими поля, ориентированными вдоль
малой и большой осей эллипса поперечного сечения может быть найден по фор-
формуле [3]
360/ А
X -1/
а 1/1-

■so
Фидерные тракты РРЛ
Схемы фидерных трактов
61
где / — длина волноводной секции; Я. — длина рабочей волны; Лир=3,41а— кри-
критическая длина волны основного типа; а — радиус поперечного сечення волио-
волиовода; 2Д— эллиптичность сечения волновода.
При возбуждении рассматриваемого волновода электромагнитной волной с
линейной поляризацией и при несовпадении плоскости поляризации возбужде-
возбуждения с плоскостью осей эллипса поперечного сечения на выходе волновода ли-
линейная поляризация поля преобразуется в эллиптическую, что вызывает появ-
появление паразитной кросс-поляризованной волны, некоторое уменьшение уровня
сигнала основной волны и поворот плоскости поляризации.
Искажение поляризационной характеристики зависит от величины угла t|>
между плоскостью поляризации и осью эллипса поперечного сечения волновода.
При ip=0 и 1J3=90° сохраняется линейность поляризационной характеристики,
при ip=45° имеет место наибольшее искажение поляризационной характеристики.
Наибольшая величина уровня кросс-поляризацнонной волны в волноводе
Ki(t|)=45°) может быть найдена по формуле [4] /С«Ф/2. Наибольшее умень-
уменьшение сигнала основной волны Кг (il>=45°) равно [4] /Сг«1—Ф2/8. Угол пово-
поворота плоскости поляризации получается на практике весьма малым н не ока-
оказывает существенного влияния на работу волновода.
На рис. 3.6а показаны зависимости фазового сдвига от частоты при раз-
дых величинах эллиптичности сечения, а на рис. 3.66 — зависимости макси-
20 JO W Щграа
-10
-20
-J0
■-0,1
■-op
А
/
/
\
\|
\
mo mo да? 7000 mum sb
a) V
Рис. З.6. Параметры круглого волновода при эллиптической деформации попереч-
поперечного сечення
•мальных величин кросс-поляризованной волны и уменьшения уровня сигнала
волны основной поляризации от величины фазового сдвига.
В реальных условиях круглый волновод состоит из отдельных секций с
различной эллиптичностью поперечного сечення, стыковка которых может быть
произведена при произвольной взаимной ориентировке. Однако и в этом слу-
случае, как следует из данных экспериментального исследования волноводов, име-
имеются ортогональные направления поляризации электромагнитного поля, соот-
соответствующие минимальной и максимальной скоростям распространения электро-
электромагнитной волны в круглом волноводе, что приводит к возникновению эллип-
эллиптической поляризации электромагнитного поля в волноводе так же, как и в
однородной секции волновода.
3.4. СХЕМЫ ФИДЕРНЫХ ТРАКТОВ
Фидерный тракт с хорошими характеристиками может быть создан с ис-
использованием круглого волновода диаметром 70 мм. На рис. 3.7 приведена
схема такого тракта для рупорно-параболической антенны (РПА), предназна-
предназначенного для организации четырех дуплексных стволов связи в диапазоне частот
4 ГГц. В соответствии с этим в круглом волноводе передаются электромаг-
электромагнитные волны двух взаимоортогональных поляризаций, возбуждение нх осуще-
осуществляется селекторным узлом, представляющим собой два перехода от прямо-
прямоугольного волновода сечением 58X25 мм к круглому волноводу диаметром
70 мм, развернутых друг относительно друга на 90°.
Рис. 3.7. Схема антенно-волноводного трак-
тракта с рупорно-параболической антенной для
работы в диапазоне частот 4 ГГц:
/ — антенна; 2 — переход; 3 — волновод
герметизирующий; 4 — секция со штуце-
штуцером; 5 — фильтр поглощения; 6 — мон-
монтажный комплект круглого волновода,
7 — корректор эллиптичности; 8 — поля-
поляризационный селектор; 9 — нагрузка; 10 —
монтажный комплект эллиптического вол-
волновода; // — герметизирующая вставка
Рис. 3.8. Схема антенно-волновод-
антенно-волноводного тракта с параболический осе-
симметрнчной антенной для рабо-
работы в диапазоне частот 4 ГГц:
/ — антенна; 2 — секция со шту-
штуцером; 3 — изгиб круглого волно-
волновода; 4 — фильтр поглощения; 5 —
монтажный комплект из круглого
волновода; 6 — корректор эллип-
эллиптичности; 7 — поляризационный се-
селектор; 8 — нагрузка; 9 — монтаж-
монтажный комплект из эллиптического
волновода; 10 — герметизирующая
вставка
Установка в антенне вертикальной и горизонтальной поляризаций на прие-
приеме или передаче осуществляется поворотом селекторного узла в сборе отно-
относительно оси круглого волновода, что может быть сделано, поскольку селек-
селекторный узел соединяется с аппаратной отрезками гибкого волновода ЭВГ-2 и
конструкция фланца круглого волновода допускает вращение соединяемых вол-
волноводных элементов.
В состав фидерного тракта входят также герметизирующие секции круглого
и прямоугольного сечений, волноводные изгибы круглого и прямоугольного се-
сечения, волноводный переход от сечения 72X72 мм к сечению диаметром 70 мм,
а также корректор эллиптичности поля в круглом волноводе.
Фидерный тракт, изображенный на рис. 3.7, может быть также использован
для организации восьми дуплексных стволов связи. В этом случае волиа одной
из поляризаций в круглом волноводе несет сигналы приемников и передатчиков
четных стволов, а волны ортогональной поляризации — нечетных стволов.
Размещение рупорно-параболической антенны на отнесенной площадке тре-
требует криволинейной s-образной трассировки круглого волновода для прибли-
приближения оси волновода к грани опоры и упрощения крепления круглого волно-
волновода. Это может быть осуществлено включением в состав волноводного тракта
двух волноводных 45-градусных изгибов, соединенных, как показано на рис. 3.17в.
Наличие волноводных 45-градусных изгибов круглого сечення с диаметром
70 мм позволяет использовать волноводиый тракт с круглым волноводом так-
также с осесимметричиой двухзеркальной антенной АДЭ, как показано на рис. 3.8.
В отдельных случаях при малой высоте подвеса антенн возможно использова-
использование фидерного тракта из двух отрезков гибких эллиптических волноводов
ЭВГ-2. Схема такого тракта приведена на рис. 3.9.
На рис. 3.10 и 3.11 показаны схемы антенно-волноводного тракта для соеди-
соединения с антеннами типа АДЭ и РПА н с длинным круглым волноводом для
РРЛ, работающих в диапазонах частот 6 и 8 ГГц.
Отличие этих волноводных трактов от трактов, используемых в диапазоне
частот 4 ГГц, заключается в наличии в верхней части круглого волновода двух

62
Фидерные траиты РРЛ
волноводных переходов, обеспечивающих уменьшение поперечного сечения вол-
волновода от диаметра 70 мм к диаметру 43 мм (для диапазона 6 ГГц) и 32 мм
(для диапазона 8 ГГц) и последующее увеличение сечения до размера 70 мм.
Эти два перехода выполняют задачу исключения возможности попадания в
Волноводные элементы фидерных траитов
63
У -
Рис. 3.9. Схема ан-
тенно-волноводн ого
тракта при малой
высоте подвеса ан-
антенны для работы в
диапазоне 4 ГГц:
/ — антенна; 2 — по-
поляризационный се-
селектор; 3 — нагруз-
нагрузка; 4 — монтажный
комплект из эллип-
эллиптического волновода:
Я — герметизирую-
герметизирующая вставка
Рис. 3.10. Схема антенно-
волноводнго тракта с пара-
параболической осесичметричной
антенной для работы в диа-
диапазонах частот 6 и 8 ГПг
/ — антопи?.: 2 — секция со
штуцером; 3 — нзгиб круг-
круглого волновода; 4 — коррек-
корректор эллиптичности; 5 — пе-
переход: 6 — фильтр; 7 — мон-
монтажный комплект из биме-
биметаллического волновода; 8 —
поляризационный селектор:
9 — нагрузка; 10 — монтаж-
монтажный комплект из эллиптиче-
эллиптического волновода; // — гер-
герметизирующая вставка
Рис. 3.11. Схема антен-
но-волноводного тракта
с рупорно-параболичес-
кон антенной для рабо-
работы в диапазоне 6 ГГц:
; — антенна: 2 — пере-
переход; 3 — герметизирую-
герметизирующая вставка; 4 — сек-
секция со штуцером: -5—
фильтр; 6 — монтажнмй
комплект нз биметалли-
биметаллического волновода; 7 —
корректор эллиптично-
эллиптичности; 8 — поляризацион-
поляризационный селектор: 9 — на-
нагрузка; 10 — монтажный
комплект из эллиптиче-
эллиптического волновода; // —•
герметизирующая встав-
вставка; /2 — переход
круглый волновод высших типов волн, возбуждаемых антенной и изгибом круг-
круглого волновода. При отсутствии этих переходов возбуждение высших типов
волн в антенне и изгибе и преобразование этих волн в основную волну приво-
приводит к появлению попутных потоков и ухудшению качественных показателей
каналов связи.
Как показывают данные экспериментального исследования, при прямолиней-
прямолинейной трассе круглого волновода в случае применения рупорно-параболической
антенны включения таких переходов не требуется.
Фидерные тракты для диапазонов частот 6 и 8 ГГц также могут быть
использованы для организации как четырех, так и восьми дуплексных стволов
связи. При небольшой высоте подвеса антенны в диапазонах 6 ГГц и 8 ГГц
возможно создание фидерного тракта без круглого волновода с использованием
двух отрезков гибких эллиптических волноводов ЭВГ-4 для диапазона 6 ГГц
в ЭВГ-6 для диапазона 8 ГГц. Схема такого тракта приведена на рис. 3.12.
Рис. 3.13. Схема антенно-волновод-
ного тракта для работы в диапазо-
диапазоне 2 ГГц:
/ — антенна; 2 — поляризационный
селектор; 3 — коаксиально-волио-
водный переход; 4 — отрезки коак-
коаксиального кабеля; 5 — герметизи-
герметизирующая вставка со штуцером
Рис. 3.12. Схема антенно-волновод-
ного тракта при малой высоте под-
подвеса антенны для работы в диапа-
диапазоне 6 и 8 ГГц:
У —антенна; 2 — переход; 3 — поля-
поляризационный селектор; 4 — нагруз-
нагрузка; 5 — монтажный комплект из эл-
эллиптического волновода; 6 — герме-
герметизирующая вставка
Схема фидерного тракта, предназначенного для работы в диапазоне частот
■2 ГГц, приведена на рис. 3.13.
3.5. ВОЛНОВОДНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ ФИДЕРНЫХ ТРАКТОВ
Корректор эллиптичности
Причиной возникновения паразитной кросс-поляризованноп волны в круг-
круглом волноводе является разность фазовых скоростей ортогональных составляю-
составляющих электромагнитного поля в волноводе, приводящая к появлению фазового
сдвига между этими составляющими. Компенсация этого сдвига к получение
линейной поляризации поля в волноводе осуществляется с помощью корректора
эллиптичности, включаемого в круглый волновод и представляющего собой
отрезок эллиптического волновода с плавными переходами к круглому сечению
по концам. Размеры этого корректора должны обеспечить дополнительный фа-
фазовый сдвиг составляющим электромагнитного поля после их прохождения по
корректору, равный по величине и противоположный по знаку фазовому сдвигу
между этими составляющими в круглом волноводе. Это приведет к компенса-
компенсации фазового сдвига и отсутствию паразитной кросс-поляпизованиоп волны в
круглом волноводе.
Изменение величины фазового сдвига в корректоре эллиптичности может
быть достигнуто изменением силы сжатия волновода, а компенсация фазового
сдвига достигается вращением корректора эллиптичности относительно продоль-
продольной оси волновода. Однако эта методика компенсации паразитной кросс-поля-
кросс-поляризованной волны, требующая регулировки корректора эллиптичности по двум
параметрам, весьма сложна и не может быть использована непосредственно на
радиорелейной станции. Обычно на практике применяется предварительная
сборка круглого волновода на заводе с фиксацией волноводных секций, опре-
определение необходимого фазового сдвига корректора эллиптичности и изготовле-
изготовление корректора эллиптичности, вносящего необходимый для коррекции данного
круглого волновода фазовый сдвиг.
В этом случае регулировка на РРЛ значительно упрощается, так как необ-
необходимо подобрать только взаимное положение волновода и корректора эллип-
эллиптичности, при котором обеспечивается минимальный уровень паразитной кросс-
поляризованиой волны.
Однако и этот метод не является удовлетворительным, так как требует
обязательной сборки каждого круглого волновода на заводе и изготовления
корректора эллиптичности для каждого круглого волновода.

64
Фидерные транты РРЛ
Волиоводные элементы фидерных трантов
65
Изготовление и настройка на радиорелейных станциях круглых волноводов
н изготовление корректоров эллиптичности могут быть существенно упрощены,
если фазовый сдвиг между ортогональными составляющими поля в корректоре
эллиптичности заведомо превышает фазовый сдвиг в круглом волноводе. В этом
случае оказывается возможным [4] обеспечить линейную поляризацию поля в
волноводе путем выбора взаимного расположения эллипсов поперечного сече-
сечения корректора эллиптичности и круглого волновода. При этом корректор эл-
эллиптичности для всех волноводов может быть изготовлен одинаковым.
На рис. 3.14 приведены основные размеры корректора эллиптичности, обес-
обеспечивающего компенсацию фазового сдвига в круглом волноводе, соответствую-
соответствую3.14. Корректор эллиптичности
Рис. 3.15. 90-градусный изгиб прямоугольного
волновода
щего уровню паразитной кросс-поляризованной волны, равному или меньшему
—10 дБ в диапазоне 4 ГГц и —15 дБ в диапазоне 6 ГГц. Уровень кросс-поля-
рнзованной волны корректора эллиптичности в диапазоне 8 ГГц ниже —20 дБ
и работа корректора эллиптичности в этом диапазоне частот мало эффективна.
Волноводные изгибы
При проектировании волиоводных трактов РРЛ встречается необходимость
поворота или смещения оси прямоугольного волновода, что может быть осуще-
осуществлено применением волноводных изгибов.
Основным требованием, предъявлямым к волноводным изгибам прямо-
прямоугольного волновода, является обеспечение высокого согласования, что дости-
достигается выбором величины радиуса изгиба и тщательной обработкой волновода
в месте пайки фланцев. На рис. 3.15 приведен волноводный изгиб на 90°
прямоугольного волновода в плоскости Е для диапазона частот 4 ГГц,
выполненный из отрезка волновода сечением 58x25 мм. Изгибы из отрезков
волноводов сечением 40X20 мм н 28,5x12,6 мм для диапазонов частот 6 н
8 ГГц выполняются аналогично.
В табл. 3.6 приведены размеры радиуса изгибов на 90° прямоугольных
волноводов для диапазонов частот 4, 6 и 8 ГГц.
ТАБЛИЦА 3.6
Радиус изгиба прямоугольного волновода
Диапазон частот, ГГЦ
Изгиб в плоскости Е, мм
Изгиб в плоскости Н, мм
3,4—3.9
248
248
5,67-6.176
86
86
7.9—8,4
60
60
Основным требованием, предъявляемым к волноводному изгибу круглого
волновода, являетси низкий уровень возбуждения высших типов волн. Для
обеспечения высоких электрических параметров волноводного тракта, содержа-
содержащего длинный участок круглых волноводов и изгибы круглого волновода сече-
инем 70 мм н работающего в диапазонах частот 4, 6 и 8 ГГц, необходимо,
чтобы радиус изгиба волновода был не менее 1,5 м [5].
На рис. 3.16а показан изгиб круглого волновода на 45° с радиусом /?=
— 1,5 м. Изгиб изготавливается из отрезка волновода методом насечки без
последующей калибровки волноводного канала.
L, ум
К, чч
П,мм
0
11 ГО
2630
6DD
W2D
900
та \зго
№0
2Ш
ч000
в)
Рис. 3.16. Изгиб круглого волновода: „
а — 45-градусный изгиб; б — 90-градусный изгиб; в — s-образный изгиб
Уровень паразитной кросс-поляризованной волны волноводного изгиба на
45° при совпадении плоскости возбуждения с главными плоскостями изгиба
составляет не более —30 дБ, а при отклонении плоскости возбуждения от глав-
главных плоскостей изгиба на угол ±15° он составляет не более —20 дБ для всех
рабочих диапазонов частот 4, 6 и 8 кГц.
В круглых волноводных трактах изгиб волновода на 45° используется для
создания 90-градусного изгиба и s-образного изгиба. На рис. 3.166 и в показа-
показаны основные геометрические размеры этих изгибов. Размеры s-образного изгиба
даны для трех различных поставляемых заводом длин прямолинейных отрезков
круглого волновода, включаемых между двумя изгибами на 45°. Используя
любой из этих трех отрезков или собирая s-образный изгиб без такого отрезка,
можно получить необходимое смещение оси круглого волновода и обеспечить
удобное крепление волновода к опоре.
3—12

66
Фидерные тракты РРЛ
Волноводные плавные переходы
В волноводных трактах РРЛ используются плавные переходы от волново-
волновода квадратного сечения 72x72 мм к круглому волноводу диаметром 70 мм, от
круглого волновода с диаметром 32 мм к круглому волноводу диаметром 70 мм
{для диапазона частот 8 ГГц), от круглого волновода с диаметром 43 мм к
круглому волноводу с диаметром 70 мм (для диапазона частот 6 ГГц). Кроме
того, применяются также волноводные скрутки прямоугольного сечения для
изменения направления плоскости поляризации эллиптического волновода.
Волноводные плавные переходы, предназначенные для соединения выхода
рупорно-параболической антенны с размерами сечения волновода на выходе
антенны 72X72 мм с круглым волноводом диаметром 70 мм, должны обеспе-
обеспечивать хорошее согласование. Это достигается использованием длинного пере-
перехода (/«500 мм). Волновод перехода изготавливается методом гальваническо-
гальванического наращивания меди на стальную оправку. Фланцы для соединения перехода
с антенной и с круглым волноводом устанавливаются на волноводе перехода и
припаиваются высокотемпературным серебряным припоем.
Другой тип плавных переходов, предназначенных для соединения поляри-
поляризационных селекторных фильтров с круглым волноводом, включаемых в ниж-
нижней части круглого волноводного тракта, должен также обеспечить высокое
согласование и, кроме того, должен иметь низкий уровень возбуждения пара-
паразитных высших типов волн.
Плавный волноводный переход с осевой симметрией возбуждает паразит-
паразитные высшие типы волн Ец и Hi2. из которых волна типа Еи существует в
круглом волноводе с диаметром 0 мм в диапазоне частот 6 ГГц, волны типа
Wi- и Еч — в диапазоне 8 ГГц [6].
Уменьшение уровня возбуждения паразитных высших типов волн дости-
достигается выбором длины н формы образующей волноводного перехода. Длина
волцрводных переходов L—500 мм.
Для обеспечения минимального уровня возбуждения паразитных высших
типов волн зависимости радиуса поперечного сечения от координаты вдоль про-
продольной оси г должны определяться полиномом четвертой степени с нулевой
производной в концевых точках перехода [6].
На рис. 3.1 Т показано изменение радиуса поперечного сечения волноводных
переходов от волноводов с радиусом поперечного сечения 21,5 мм (для диапа-
r(z),m
Рис. 3.17. Образующая
волноводиого перехода
круглого поперечного се-
чеиия
зона 6 ГГц) и с радиусом поперечного сечения 16 мм (для диапазона 8 ГГц)
к волноводу с радиусом 35 мм, обеспечивающих минимальный уровень возбуж-
возбуждения высших типов при заданной длине перехода L=500 мм [6].
Потери энергии основной волны на преобразование в волну типа Ец в пе-
переходе рис 3.17 (кривая а) изменяются в пределах рабочего диапазона 6 ГГц
«т —40 дБ до —50 дБ [6].
Потери энергии основной волны на преобразование в волны типа Ец и Нп
в переходе рис. 3.17 (кривая Ь) составляют примерно —20 дБ, при ^том основ-
основные потери обусловлены возбуждением волны Ец.
Волноводные элементы фидерных трантов
67
Общий вид волноводной скрутки
прямоугольного сечения, представля-
представляющей собой отрезок прямоугольного
волновода, у которого сечение вол-
волновода на входе и выходе друг от-
относительно друга повернуто на 90°,
приведен на рис. 3.18.
Рис. 3.18. Скрутка волновода прямоуголь-
прямоугольного сечения
Герметизирующие волноводные секции
Сохранение высоких электрических параметров волноводных трактов при
длительной эксплуатации требует защиты внутреннего волноводного объема от
попадания атмосферных осадков. Задача герметизации внутреннего объема вол-
волновода обеспечивается путем герметизации стыков всех волноводных элемен-
элементов и применением герметизирующих волноводных вставок, устанавливаемых
в нижней части тракта, в месте соединения волновода с аппаратурой, и в
верхней части тракта в случае, когда антенна не является герметичной.
Герметизирующие волноводные Секции должны обеспечивать прохождение
электромагнитной энергии, высокое согласование и надежную герметизацию
внутреннего объема волноводного тракта. Герметизирующая волноводная сек-
секция, устанавливаемая вблизи антенны, должна также иметь сливные отверстия
для удаления влаги из антенны. Применяются волноводные герметизирующие
секции круглого и прямоугольного сечений.
На рис. 3.19 показаны волноводные герметизирующие секции круглого
сечении. Как видно, герметизации осуществляется с помощью пенопластового
вкладыша (рис. 3.19а) или с помощью двух колпачковых прокладок из поли-
этилентерефталатной (ПЭТФ) пленки (рис. 3.196).
1 2
UJ 5)
Рис. 3.19. Герметизирующие секции круглого поперечного сечения:
а — герметизирующая секция с пенопластовым вкладышем:
Л 7— отрезки круглого волновода; 2 — вкладыш из пенопласта; 3— водосливная трубка; 4 —
нагревательные элементы; 5 — защитный кожух; б — резиновые уплотнительиые кольца;
■* — разъем для подключения источника тока;
б—
;
герметизирующая секция с колпачковыми прокладками:
__
I — волновод; 2 — колпачковые прокладки; 3 — нагревательный элемент; 4 — водосливные
трубки; 5 — стержень-распорка
3*

68
Фидерные тракты РРЛ
Пенопластовый вкладыш герметично прижимается к волноводу через рези-
резиновые уплотнительные кольца. Согласование герметизирующей секции обеспе-
обеспечивается конической формой пенопластового вкладыша. Для стока воды из
антенны предусмотрены две трубки, обогреваемые спиральными нагреватель-
нагревательными элементами для удаления из антенны гололеда. Питание нагревательных
элементов осуществляется постоянным током, напряжением 24 В. Мощность,
потребляемая элементами, составляет примерно 40 Вт.
Герметизирующая волноводная секция с пенопластовым вкладышем может
быть использована в волиоводных трактах, работающих в диапазоне 4 ГГц.
В диапазонах 6 и 8 ГГц эта гермовставка не пригодна, так как является воз-
возбудителем высшей волны типа Ей.
В волноводных трактах для диапазонов частот 4, 6 н 8 ГГц может быть
использована герметизирующая секция, изображенная на рис. 3.196. Как видно
из этого рисунка, герметизирующими элементами в этой секции являются два
колпачка, выполненные из пленки ПЭТФ. Необходимую жесткость колпачкам
придает пенопластовый стержень — распорка. В герметизирующей секций пре-
предусмотрены сливные отверстия для удаления влаги н электронагревательные
элементы для предохранения от обледенения сливных отверстий.
Волноводная герметизирующая секция прямоугольного сечения представ-
представляет собой отрезок прямоугольного волновода сечением 25x58 мм (для рабо-
работы в диапазоне 4 ГГц), 40x20 мм (для работы в диапазоне 6 ГГц) и 28,5х
X 12,6 мм (для работы в диапазоне 8 ГГц) и дополнительной шайбы, имеющей
размеры внутреннего сечения, совпадающие с размерами внутреннего сечения
волновода, и прижимаемой к фланцу волновода стяжными болтами (рнс. 3.20).
13 2 - ■
Рис. 3.20. Герметизирующая
вставка прямоугольного се»
чения:
/ — волновод; 2 — проклад-
прокладка; 3 — штуцер; 4 — дополни»
тельная шайба
Герметизация обеспечивается установкой между фланцем волновода н шайбой
прокладки из пленки ПЭТФ. На волноводе герметизирующей секции имеется
штуцер с отверстием в волноводе, через которое внутрь волновода подается
осушенный воздух.
Поглотитель высших типов волн
Поглотитель высших типов волн предназначен для уменьшения в круглом
волноводе уровня паразитных высших волн с продольной составляющей элек-
электрического поля вдоль оси волновода. К числу высших воли такого типа отно-
относится волна типа £oi, существование которой возможно в волноводе диамет-
диаметром 70 мм в диапазонах частот 4, 6 и 8 ГГц, и волна типа Ец, могущая воз-
возбудиться в волноводе в диапазонах частот 6 и 8 ГГц.
Для диапазона частот 4 ГГц поглотитель представляет собой пенопласто-
пенопластовый вкладыш в форме челнока (рис. 3.21), вдоль продольной оси которого
имеется отверстие, в котором установлен стеклянный стержень. Поверхностный
слой стержня содержит окислы некоторых металлов, обладающие свойствами
полупроводника.
В месте установки стержня — вдоль оси волновода — имеет место макси-
максимальное значение продольной составляющей напряженности поля паразитной
волны типа £oi, возбуждающей в стержне продольный ток, при этом энергии
волны £oi переходит в тепло и рассеивается. Вкладыш из пенопласта с малым
удельным весом и с поглощающим стержнем, помещенный в волновод ■ снаб-
Система осушки «олноводных траитов (СОВТ)
женный коническими переходами, практически не оказывает влияния, иа- согла-
согласование и затухание основной волны Ни, так как эта волна не имеет состав-
составляющей электрического поля вдоль оси поглощающего стержня.
t ' ^
Рис. 3.21. Поглотитель пара-
паразитной волны:
/ — стеклянный поглощаю-
поглощающий стержень; 2 — пенопла-
пенопластовый вкладыш
В диапазонах частот 6 и 8 ГГц наряду с паразитной волной типа £<>i воз-
возможно существование паразитной волны типа Ей, имеющей максимум продоль-
продольной составляющей электрического поля в двух точках, отстоящих от осн вол*
150
Рис. 3.22. Поглотитель пара-
знтных волн:
/ — волновод; 2 — стеклян-
стеклянный поглощающий стержень;
3 — нить
новода на расстоянии г «0,4а. Составляющая электрического поля волны Ец
вдоль оси волновода (г=0) равна нулю, и поглотитель рис. 3.21 для волиы
типа Ец не является эффективным. Конструкция поглотителя волны Еч при-
приведена на рис. 3.22. Как видно, четыре стеклянных поглощающих стержня
подвешены на нитях внутри отрезка волновода диаметром 70 мм. Применение
четырех стержней обеспечивает поглощение энергии волны Ец прн любой по-
поляризации поля.
Поглотитель поля Ец обеспечивает поглощение также волны £oi, так как
в местах расположения стержней имеется продольная составляющая электри-
электрического поля также и у волны £oi, и поэтому он может быть использован
также в круглом волноводе, работающем в диапазоне частот 4 ГГц.
Затухание для паразитной волны Eat, вносимое поглотителем рис. 3.21, по
расчетным и экспериментальным данным не менее 25 дБ.
Расчетное значение затухания для паразитной волны типа Ечи вносимое
поглотителем рис. 3.22, составляет примерно 15 дБ. Затухание для волны Ец
26 дБ. Влияние фильтров на согласование н затухание для основной волныЯн
весьма мало.
Волноводная секция со штуцером
Волноводная секция со штуцером предназначена для создания в круглом
волноводе циркуляции осушенного воздуха и представляет собой отрезок круг-
круглого волновода со штуцером для присоединения воздухопровода и с отвер-
отверстиями для подачи в волновод осушенного воздуха.
3.6. СИСТЕМА ОСУШКИ ВОЛНОВОДНЫХ ТРАКТОВ (СОВТ)
Уменьшение температуры окружающего воздуха и охлаждение стенок вол-
волновода может привести к выпаданию росы внутри волновода, если температура
стенок волновода окажется ниже температуры точки росы воздуха в волно-
волноводе. При этом происходит увеличение потерь электромагнитной энергии в вол*
новоде, что приводит также к ухудшению согласования и может вызвать пере»
рыв связи.

7»
Фидерные тракты РРЛ
Для устранения этого применяется осушение воздуха, заполняющего внут-
внутренний объем волновода, осуществляемое 'продуванием воздуха волновода через»
слон специальных химических веществ, обладающих способностью поглощать па-
пары из воздуха. Различные химические вещества способны поглощать пары воды
из воздуха, однако для осушки волноводов следует использовать вещества, обес-
обеспечивающие глубокую степень осушки. Удовлетворяет этому требованию цеолит,,
обеспечивающий температуру росы не выше —65° С.
Система осушки волноводных трактов (СОВТ) содержит осушительные
патроны с цеолитом, электрический двигатель с крыльчаткой и два или более
волноводных тракта, образующих замкнутое кольцо. Кроме) того, в состав
СОВТ входят щиток управления с
тумблером для включения электро-
электродвигателя и предохранителей и про-
программное реле времени (рис. 3.23)-.
. При включении электродвигателя
осуществляются циркуляция и осуш-
осушка воздуха в осушительных патронах.
Основные параметры СОВТ:
1. Производительность сухого воз-
воздуха не менее 0,2 м3/ч при статичес-
статическом напоре не менее 2,8 гПа.
2. Степень осушки воздуха обес-
обеспечивает температуру точки росы ие
выше минус 65°С.
3. Ток, потребляемый из сети
220 В 50 Гц, не превышает 0,15 А.
При включении электродвигателя
влажный воздух из одного волновода
всасывается в осушительные патро-
патроны, высушивается и нагнетается в
другой волновод. Если сопротивление
воздухопроводов невелико и вентиля-
вентилятор создает напор в системе не ме-
менее 2,8 гПа, то в течение одного часа
будет высушено приблизительно»
0,2 м3 воздуха, что соответствует
внутреннему объему двух волновод-
волноводных трактов средней длины.
После полной замены влажного-
воздуха внутреннего объема волно-
волноводных трактов сухим воздухом даль-
дальнейшая работа СОВТ неэффективна,,
и поэтому электродвигатель должен
быть выключен. При выключенном
двигателе СОВТ через имеющиеся в.
уплотнительных прокладках мнк-
ропоры происходит засасывание-
воздуха и повышение температур»
Рис. 3.23. Система осушки волноводных
трактов (СОВТ):
/ — антенны; 2 — герметизирующие встав-
вставка; 3 — секции со штуцерами; 4 — воздухо-
воздухопровода; 5 — волноводы; 6 — обеспыливаю-
обеспыливающий фильтр; 7 — электродвигатель с крыль-
крыльчаткой; 8 — щиток управления; 9 — про-
программное реле времени
внутрь волновода влажного наружного „_, ..
точки росы. Количество паров воды в волноводе и скорость повышения
точки росы зависят от степени герметичности волновода и влажности наруж-
наружного воздуха. Однако, как показывает опыт, при выключенном в течение одних
суток двигателе СОВТ повышение температуры точки росы незначительно н не
приводит к появлению влаги в волноводе. Более длительная остановка двига-
двигателя нежелательна из-за опасности появления влаги, поэтому необходимо осу-
осуществлять регулярное включение электродвигателя каждые сутки на одни час.
Для обеспечения автоматической работы СОВТ предусмотрено включение
и выключение электродвигателя СОВТ с помощью электромеханического реле
времени, входящего также в состав СОВТ. Типовая рекомендуемая программ®
работы электродвигателя СОВТ — один час в течение суток.
Системы высокочастотного уплотнения
71
Список литературы
Айзенберг Г. 3. Антенны ультракоротких волн. М.: Овязь, 1957.
Каценеленбаум Б. 3. Теория нерегулярных волноводов с медленно меняю-
щимися параметрами. М.: Изд. АН СССР, 1961.
Анализ возбуждения кроссполяризованной волны Н в круглых волноводах/
Малнн В. В., Исаенко Ю. М., Олейников А. Д. и др. Деп. рук. № ВМ.
Д02344 от 1.03.76.
Надененко Б. С, Полушин Г. П. О возможности улучшения электрических
параметров круглых волноводиых трактов РРЛ. — Вестник связи, 1978, № 5,
i с. 10—12.
•v 5. Надеиенко Б. С, Полушин Г. П. Изгиб, волновода круглого сечения для
ч, волноводных трактов РРЛ.— Радиотехника, 1977, № 4, с. 23—25.
*й" 6. Надеиенко Б. С, Кричевский В. Н., Полушин Г. П. Применение ммоговол-
л> новых волноводов в радиорелейных системах («а англ. языке). — Труды кол-
коллоквиума по микроволновой связи. Будапешт, 24—30 нюня 1974.
ГЛАВА ЧЕТВЕРТАЯ
• ♦ ' ,
Схемы многократного использования
(высокочастотного уплотнения)
антенно-волноводных трактов многоствольных
радиорелейных систем
4.1. ВВЕДЕНИЕ
Для многократного использования антеино-врлноводных трактов приме-
применяют разные методы селекции. В основу каждого из них положено использо-
использование различия в той или иной характеристике сигнала. Современные методы
селекции можно разделить на три основные группы. К первой относятся мето-
методы частотной селекции, использующие различие сигналов по частоте; ко вто-
второй — методы поляризационной селекции, использующие различие в направле-
направлении поляризации поля разных сигналов; к третьей —: методы селекции по на-
направлению, в которых используется различие в фазовых постоянных воли, рас-
распространяющихся в противоположных направлениях в * волноводе, частично
иля полностью заполнеииом ферритом.
При решении задач высокочастотного уплотнения антенно-волноводного
тракта радиорелейных линий применяются все упомянутые выше виды селекции,
причем в зависимости от числа высокочастотных стволов и распределения их
в пределах отведенной полосы частот может быть одновременно использовано
несколько устройств с различными методами селекции.
4.2. СХЕМЫ ВЫСОКОЧАСТОТНОГО УПЛОТНЕНИЯ
В зависимости от числа стволов н их назначения (прием, передача) раз-
различают двух-, трех- и четырехступенчатые схемы уплотнения.
Двухступенчатые схемы. Такая схема позволяет совместить в одном тракте
сигналы до трех-четырех дуплексных стволов.
На рис. 4.1а, б приведены две схемы двухступенчатого уплотнения аитенно-
волиоводных трактов РРЛ. Первая ступень высокочастотного уплотнения этих

72
Системы высокочастотного уплотнения аитеиио-волиоводных траитов
схем — фильтр сложения или разделения сигналов с частотной селекцией.
Фильтр состоит из нескольких ячеек (по числу стволов), основным элементом
селекции которых являются полосовые или режекторные фильтры, настроенные
Li_j,
б)
Рис. 4.1. Двухступенчатая схема уплотнения антенно-волно-
антенно-волноводного тракта с использованием:
о — поляризационного фильтра; б—ферритового циркуля-
тора;
/—поляризационный фильтр; 2—фильтры гармоник; 3—раз-
3—разделительные фильтры; 4 — полосовые фильтры; 5 — ферри-
товый циркулятор
яа частоту соответствующего ствола. Фильтр позволяет сложить в одном вол-
волноводе прямоугольного или эллиптического сечення сигналы нескольких пере-
передатчиков или разделить несколько принимаемых сигналов, распространяющихся
в общем волноводе.
Для второй ступени уплотнения (совмещение приема н передачи) приме-
яяют или поляризационные фильтры (см. рнс. 4.1а) или феррнтовые цнркуля-
торы (см. рнс. 4.16).
Трехступенчатые схемы. При необходимости использовать на линии болег
«етырех дуплексных стволов применяют трехступенчатую схему высокочастот-
высокочастотного уплотнения (рис. 4.2). Как и в пре-
предыдущих схемах, в качестве первой сту-
ступени уплотнения используются фильтры
с частотной селекцией. В качестве вто-
второй ступени (совмещение приема и пере-
передачи) используются феррнтовые цирку-
ляторы. Третьей ступенью уплотнения,
осуществляющей совмещение в одном
антенно-волноводном тракте стволов чет-
четной и нечетной подгрупп, является поля-
поляризационный фильтр.
Рис. 4.2. Трехступенчатая схема уплотне-
уплотнения антенно-волноводного тракта с исполь-
использованием ферритового цнркулятора:
/ — волновод круглого сечення; 2 — поля-
поляризационный фильтр; 3 — волновод прямо-
прямоугольного сечения; 4 — разделительные
фильтры; 5 — феррнтовые циркуляторы
Поляризационный фильтр
73
Четырехступенчатые схемы. Рассмотренные схемы уплотнения антенно-вол-
новодных трактов применяются в том случае, когда частоты стволов лежат ■
сравнительно узком диапазоне (около 500 МГц) одной радиорелейной системы.
Однако на практике возникает задача совмещения в одном антенно-волновод-
антенно-волноводном тракте стволов двух радиорелейных систем, работающих в различных час-
частотных диапазонах. Для этого применяют дополнительную ступень уплотнения
(третья или четвертая), назначение которой состоит в разделении и сложении
сигналов, относящихся к различным диапазонам частот. Подобные устройства,
основанные на использовании селективных поверхностей или направленных от-
ветвителей с дискретной селективной связью, выделяют и вводят сигналы с
частотами одной радиорелейной системы в антенно-волноводный тракт другой
системы. Четырехступенчатая схема уплотнения показана иа рис. 4.3.
В схемы высокочастотного уплотнения входят также фильтры гармоник и
. Рис. 4.3. Четырехступенчатая схема уплотнения
антенно-волноводного тракта:
/ — устройство для совмещения сигналов различ-
различных диапазонов частот; 2 — поляризационный
фильтр; 3— широкополосные разделительные
фильтры; 4 — разделительные фильтры на четыре
ствола; 5—широкополосные разделительные филь-
фильтры; S — разделительные фильтры на четыре
ствола; 2, 3, 4 — элементы выделения (сложения)
сигналов одного диапазона частот; 5,6 — элемен-
элементы выделения (сложения) сигналов второго диапа-
диапазона частот
дополнительные полосовые и режекторные фильтры, увеличивающие защиту вхо-
входов приемников от влияния передающих устройств.
Ниже приведены описания схем, параметры и методики расчета отдельных
устройств (разделительных, полосовых и поляризационных фильтров, устройсти
совмещения и др.), обеспечивающие многократное использование антенно-вол«
новодных трактов.
4.3. ПОЛЯРИЗАЦИОННЫЙ ФИЛЬТР
Одной из ступеней высокочастотного уплотнения является поляризационный
фильтр (селектор поляризации), представляющий собой волноводный тройнвк,
выполненный из отрезков волноводов круглого н прямоугольного сечений (рис.
4.4). Для отвода энергии в боковое плечо в прямом волноводе круглого се-
сечения устанавливается продольная металлическая пластина /. Высокое согла-
Ъ
Ж
Рис. 4.4. Схема поляризационного
фильтра круглого сечення
Рис. 4.5. Обозначения к табл. 4.1

74
Системы высокочастотного уплотнения амтанмо-волноаодных трактов
соваиие плеча / круглого сечения с боковым плечом // прямоугольного сече-
сечения (для волн, у которых вектор напряженности электрического поля Et
параллелен плоскости пластины /) достигается подбором положения пласти-
пластины /, размера индуктивной диафрагмы 2 и положения индуктивного стержня 3.
Высокое согласование со стороны плеча / для волн, у которых вектор Ег пер-
перпендикулярен плоскости пластины /, обеспечивается подбором числа и формы
треугольных продольных пластин, расположенных в начале бокового плеча //,
и положением настроечного винта 4. Волна, направляющаяся из плеча / в пле-
плечо /// или из плеча /// в плечо /, не ответвляется в боковое плечо //, так как
его поперечный размер для этой волны меньше критического. Продольные ме-'
таллические пластины, расположенные в начале бокового плеча, создают путь.
для продольных токов, возбужденных волнами, распространяющимися из плеча
/ (III) в плечо /// (I).
ТАБЛИЦА 4.1
Конструктивные размеры поляризационных селекторов (см. рис. 4.5)
Рабочий диапазон
частот, МГц
1700—2100
3400—3900
5670—6170
7900—8400
10 700—11 /00
а, мм
120
58
35
28,5
23
Ь, мм .
60
25
15
12,6
10
0, мм
138
70
43
32
23
Z,,' мм
580
250
195
130
135
1г, ми
201
140
100
55
65
В табл. 4.1 приведены основные конструктивные размеры поляризационных
селекторов для диапазонов 2, 4, 6, 8' и 11 ГГц. Обозначения к таблице пока-
показаны на рис. 4.5.
Электрические параметры этих устройств в рабочей полосе частот сле-
следующие:
Коэффициент отражения со стороны прямоугольного пле-
плеча //. 1,5-2%
Коэффициент отражения со стороны круглого плеча /// . 1 %
Переходное затухание между плечами // и /// .... 35—40 ДБ
Потери энергии 0,1 дБ
Переход от плеча круглого сечения к волноводу прямоугольного сечения
может быть осуществлен двумя путями: или с помощью плавного волновод-
ного перехода от волновода круглого сечения к волноводу прямоугольного
сечения, или с использованием двух поляризационных фильтров, соединенных
так, как показано на рис. 4.6. В первом случае между пластиной селектора
Рис. 4.6. Схема включения
двух поляризационных филь-
фильтров
и волиоводиым переходом имеется участок, который является прозрачным для
основной волны, т. е. для волиы с вектором напряженности электрического по-
поля, перпендикулярным широким стеикам волиоводного перехода, и явлиется
замкнутым с обеих сторон, дли волиы, поляризованной перпендикулярно основ-
основной волне. Поскольку длина рассматриваемого замкнутого объема значитель-
значительна, то он может оказаться настроенным в резонанс иа несколько частот, ле-
лежащих в пределах рабочего диапазона.
Из-за иеидеальиого выполнения элементов между волнами с взаимно пер-
перпендикулярной поляризацией существует небольшая связь, которая мажет при>-
Ферритовый цнркулятор
75
вести к возбуждению указанного резонансного объема, что, в свою очередь,
приводит к искажению фазочастотнон характеристики устройства. Величина
и характер искажений зависят от связи и добротности объема. Связь, как пра-
правило, весьма мала. Для уменьшения же добротности используется поглощаю-
поглощающая пластина, расположенная в резонансном объеме перпендикулярно вектору
Е основной волны. Во втором случае для устранения возможности' кросс-резо-
нансов в объеме, заключенном между пластиной и концом волновода, и для
(поглощения возникающих в волиоводиом тракте высших типов волн (Ещ)
применяется поглощающая нагрузка, подключаемая к концу волновода круг-
круглого сечения. Фильтр герметичный и заканчивается фланцами,' обеспечиваю-
обеспечивающими его герметичное соединение с волноводами круглого и прямоугольного
сечений.
4.4. ФЕРРИТОВЫЙ ЦИРКУЛЯТОР
В схемах высокочастотного уплотнения широко используются У-циркулято-
пы представляющие собой волиоводиый или коаксиальный тройник (рис. 4.7),
внутри которого располагается ферритовый вкладыш, находящийся в постоян-
постоянном магнитном поле.
Основным свойством У-циркулитора является то, что сигнал, поступающий,
например, в плечо /, выходит из циркулятора через плечо //, сигнал, посту-
Падающии
сигнал
1
От передатчика К приемнику
W Балластная
нагрузка
Отраженный ,
сигнал о)
Рис. 4.7. Эскиз Т-цирку-
лятора:
/ — магнит; 2 — феррит
Рис. 4.8. Схемы использования циркуляторов в волноводном
тракте:
а — для совмещения приема и передачи; б — для поглоще-
поглощения эхо-сигиалов
пающий в циркуляр через плечо //, выходит через плечо ///, а сигнал, по-
поступающий в циркулятор через плечо ///, выходит через плечо /. Такое свой-
свойство циркулятора позволяет использовать его в качестве устройства, совмещаю-
совмещающего в общем волноводе прямоугольного сечеиии принимаемые и передавае-
передаваемые сигналы радиорелейной аппаратуры. Схема такого использования показана
на рис. 4.8а; У-циркулятор также может быть, использован в качестве вентиля,
т. е. устройства поглощающего отраженные сигналы. Для этого к одному из
плеч циркулятора подключается балластная нагрузка. Как видно из рис. 4.86,
отраженный сигнал не попадает в общий тракт, а поглощается в балластной
нагрузке.
Устройство волноводного У-циркулятора показано на рис. 4.9. Как видно
из рисунка, ферритовый вкладыш, имеющий форму трехгранной призмы, рас-
■ полагается в центре волноводиого тройника. Ось ферритового вкладыша пер-
перпендикулярна плоскости широкой стенки тройника. Вкладыш расположен на
металлической или металлодиэлектрической вставке.
Постоянное магнитное поле создается двумя магнитами, расположенными
снаружи по обе стороны волиоводиого тройника. Путем подбора геометричес-
геометрических размеров и параметров ферритового вкладыша и вставки, а также регу-
регулировкой напряженности пбстояииого магнитного поля получают необходимые
электрические параметры циркулятора в заданных полосах частот и условиях
работы.

76
Системы высокочастотного уплотнения антенио-еолиоводных* трактое
Рис. 4.9. Волноводиый У-циркулятор:
/ — диэлектрическая вставка; 2— магиит; 3—металлическая вставка; 4— ферри-
товый вкладыш; 5 — волноводный тройник
На рис. 4.10 показан коаксиальный У-циркулятор, который представляет
собой полосковый тройник со сложной формой внутреннего проводника. В цент-
центральной части тройника, с обеих сторон внутреннего проводника располагаются
ферритовые и диэлектрические цилиндры. Магнитное поле создается двумя пос-
постоянными магнитами, расположенными по обе стороны полоскового тройника.
Рис. 4. W. Коаксиальный У-циркулятор:
/ — магниты; 2 — диэлектрические вставки; 3 — полосковый внут-
внутренний проводник циркулятора; 4 — внутренний проводник коакси-
коаксиального разъема; 5 — ферритовый вкладыш
ТАБЛИЦА 4.2
Электрические параметры У-циркуляторов
Тии цир-
циркулятора
ФЦКЗ-82
ФЦКЗ-82
ФЦВ2-43
ФЦВ2-43
ФЦВ2-42
ФЦВ2-42
ФЦВ2-41
ФЦВ2-41
ФЦВ2-40
ФЦВ2-40
Рабочий
диапазон, ГГц
1.7-2,1
1. 7—2 ,1
3 ,4—3 ,9
3,4—3,9
5,6—6,2
5.6-6,2
7,9-8,4
7.9-8.4 •
10,7—11,7
10.7-11,7
Значение
КСВН
1,15
1,2
1 ,065
1,1
1 .065
1.1
1.065
1,1
1,065
1 ,1
Развязка
между
плечами,
дБ
25
20
30
25
30
25
30
25
30
27
Потери,
ДБ
0,2
0,5
0,1
0,2
0,1
0,15
0,1
0,15
0,15
0,15
Интервал
рабочих
температур,
°С
+25+10 \
—35++55 /
+25+10 \
—35++55 /
+25±Ю \
—35-М-55 /
+25+10 \
—35-Г+55 /
+25+10 1
—35-Г-+55 /
Конструкция
Коаксиальная
Волиоводная
Волиоводиая
Волиоводиая
Волноводиая
Ферритовый фсрнулятор
77
Для удобства компоновки аппаратуры как волноводные, так и коаксиаль-
коаксиальные У-циркулиторы имеют Т-образную форму конструкции тройника, показан-
показанную на рис. 4.11, 4.12.
Электрические параметры У-циркуляторов, используемых в радиорелейной
аппаратуре, приведены в табл. 4.2. Габаритные размеры циркуляторо® приве-
приведены на рис. 4.11 и 4.12 и в табл. 4.3.
Волнободный канал
Рис, 4.11. Габаритный чертеж волноводного циркулятора
Рис. 4.12. Габаритный чертеж коаксиального циркулятора
ТАБЛИЦА 4.3
Габаритные размеры У-циркуляторов (см. рис. 4.11 и 4.12)
Тип
Циркулятора
ФЦКЗ-82 '
ФЦВ2-43
ФЦВ2-42
ФЦВ2-41
ФЦВ2-40
А
83
120
100
68
50
Габаритные размеры
В
92.5
12S
95
65
55
С '
43
63
58
47
42
Размеры сечейия волноводиоЯ
(коаксиальной) линии, мм
Коаксиальная линия 16/7
Волноводная линия 58x25
Волиоводная линия 40X20
Волноводиая линия 28,5X12,6
Волноводиая линия 23X10

78
Системы высокочастотного уплотнения антенно-волноводных трактов
4.5. ПОЛОСОВЫЕ ФИЛЬТРЫ СВЧ. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Наиболее широко распространены в радиорелейной аппаратуре волиовод-
ные и полосковые полосовые фильтры цепочечного типа. Их эквивалентная
схема показана на рис. 4.13. Основными характеристиками полосовых фильтров
Рис. 4:13. Схема полосового фильтра "
являются: затухание, вносимое фильтром вие его полосы пропускания, линей-
линейность фазовой характеристики фильтра, определяемая неравномерностью груп-
группового времени запаздывания (ГВЗ), коэффициент отражения и потери фильт-
фильтра в пределах полосы пропускании. Конструкция фильтров должна обеспечи-
Рис. 4.14. Зависимость затухания, вносимого полосовым фильтром,
от частоты:
о — фильтр с чебышевской характеристикой; б — фильтр с макси»
мально-плоской характеристикой
вать стабильность их электрических характеристик при изменении температуры
окружающей среды.
Два основных вида зависимости затухания, вносимого полосовым фильт-
фильтром, от частоты приведены на рис. 4.14. Вносимое затухание фильтра, дБ, с
максимально-плоской характеристикой
дТ-Т1' ™
А/ре / J
где т — число резонаторов; |ро|—допустимый коэффициент отражения в по-
полосе пропускания; Д/ — расстройка по частоте; AfP7 — половина ширины поло-
полосы, в пределах которой коэффициент отражения не превышает величины р<>.
Зависимости величины Ь от Д/УД/Р# при различных значениях р% н m
приведены на рис. 4.15.
Полосовые фильтры СВЧ. Общие сведения
79
Ъ
д5
120
100
80].
ео
40
20
О
1
It
phOftl
/
//
ft
7/
/у
/
/у
/
/
■
т=7
/
/
Б
5
4
3
2
4. В 12 йЩп О
8 ttuflbtp 0
Рис. 4.15. Зависимость затухания, вносимого полосовым фильтром с максимальяо-
плоской характеристикой, от Д//Д/
Модуль коэффициента отражения от полосового фильтра с максимально-
плоской характеристикой
I Pol
\Р\ =
А/
2m11/2
Ym1
/ J
D.2)
L —1ро1 Ч/р. / J
Вносимое затухание фильтра, дБ, с характеристикой чебышевского типа
6-lOlg
— l р» Г
D.3)
где Тт(х) — полином Чебышева первого рода m-го порядка от аргумента х.
Зависимости величины Ь от Af/Afpt при различных значениях р0 и т пока-
показаны на рис. 4.16. Модуль коэффициента отражения при чебышевской харак-
характеристике
iPol r /А/\
D.4)
IPel2
Ча/р.
I - I Ре I .
Значение ГВЗ полосового фильтра с максимально-плоской характеристикой,
выраженное в секундах:
при четном значении т
2/--1
я «. ,
D.5)
m/2 (l + QSA^cos
sin* 2Г я
2/п
2т

80
Системы высокочастотного уплотнения аитеиио-волиоводных трактов
Рис. 4.16. Зависимость затухания, вносимого полосовым фильтром с чебышевской ха-
характеристикой, от Д//Д/
Ра
при нечетном значении т
.т—\
[3
(l+Q2A22)cos — я
т
Q2 Д22J -
sin2-ji
т
— — cos — я
г т
0,
Величина ГВЗ полосового фильтра с чебышевской характеристикой:
при четном значении т
( 2г — 1 \ 2г — 1
т/2 I у2 + sin2 ■- л-f-Q2 j у cos я
/ 2т
D.6]
1
гном значен!
т/2 ("I
v L
-
+ sin2
2г
2г —
у cos я
у2 + sin2 — л
■£ т
при нечетном значении т
.т—1
2т
2 2г 1
-4Q*(l+vz)sin» я
2т
D.7]
( V2 + sin2 — я + Q2 Ucos— я
\ m J m
/71
D.8]
Полосовые фильтры СВЧ. Общие сведения
81
Неравномерность ГВЗ (т) как функция от A//AfP< для полосовых фильт»
ров с максимально-плоской и чебышевской характеристиками представлена иа
рис. 4.17. Методика расчета параметров фильтров рассмотрена в моногра-
монографин [1].
t
0,15
0,13
0,11
0,03
0,117
0,05
0,03
0,01
I \
\Р0\=0,01
/
/
'о
/
/
f
ч
Ч
0,15
0,13
0,11
0,07
0,05
0,03
0,01
1
-\h\-
/17= ^
7
/
/
/
У
-—
/
t
0,15
0,13
0,11
0,03
0,07
0,05
0,03
0JB1
\m-6\\ |
-bg\=0,057- -f-j
/
/
'/
/
\H
\l\
w
//
T
I
/ /
/7 #4 ДО 4/7d^ G в* /7,<? 4f//l/>3 Z? /7,4 в»
t
0,15
0,13
0,11
nna
0,07
0,05
0,03
0,01
п>=Ш i
' I 1 I/
lp0l = u02 \-
j
A
■i
j i
/!
ID
//1
///
AA
/\ <
h
/
/
/
«да
/5^
jp,H,052J\ l\\
2
I
'A
/
Ш
jit
/
L
7
и
j
f
j
/
I
3i
j
f
Oft 0,8 uflufp.
B)
О OA 0,8 uf/ufp
Рис. 4.17. Зависимость группового времени запаздывания в полосовых
фильтрах от Д//Д/_ :
"о
а — фильтр с максимальио-плоской характеристикой; б — фильтр с чебы-
чебышевской характеристикой

82
Системы высокочастотного уплотнения антанио-волиоводных трактов
4.6. ВОЛНОВОДНЫЕ ПОЛОСОВЫЕ ФИЛЬТРЫ
Основным элементом фильтра является объемный резонатор, наиболее про-
просто образуемый из двух диафрагм, которые носят индуктивный или емкостный
характер. Электрическая длина резонатора кратна половине длины волны.
Фильтры выполняются или с расстоянием меж-
между отдельными резонаторами, кратным нечет-
нечетному числу четвертей волны (четвертьволно-
(четвертьволновая связь), или с непосредственной связью ме-
между отдельными резонаторами.
Поскольку при изготовлении невозможно
выполнить расстояния между диафрагмами с
точностью, обеспечивающей настройку всех
резонаторов на одну и ту же частоту, то необ-
необходимо ввести в каждый резонатор элемент
настройки. Таким элементом является винт,
вводимый в волновод через отверстие в сере-
середине широкой стенки волновода (рис. 4.18).
В этом случае расстояние между диафраг-
диафрагмами делается на 1—2% меньше расчетного.
При расчетах вносимого затухания по
формулам D.1) и D.3) необходимо ввести
Рис. 4.18. Волноводный резона-
резонатор:
/ — резонатор; 2 — настроечный
винт; 3 — индуктивная диафраг-
диафрагма
т = 7
■»•■
В
_ 2
1
^^
— -^
~—
■—-
.
1—,
—
-—-
Af/f0 -ОД -0,08
— I—
-0,04
Рис. 4.19. Зависимость до-
дополнительного затухания Ь'',
вносимого волиоводным по-
полосовым фильтром, от Д///о
при различных значениях т
-//7
on
ь
dp
i
86
20
10
к
ОМ 0,08
*
•——
\
-—.
:>
\ч
\ч
V
0.12 Afl
. \
ч
Ns
kN
\
т = 1
\
N
\
Л
\
А
■^,
2
N
\
\
s ^
\
V
ks
\
fo
s
\
\
поправку Ъ' по кривым, приведенным на рис. 4.19. Поправка вызывается измене-
изменением проводимости диафрагм волноводного резонатора и дисперсией фазовой
скорости волн, распространяющихся в волноводе.
В радиорелейных системах применяют фильтры с диафрагмами в виде ре-
решетки из параллельных стержней. Такая диафрагма представляет собой индук-
индуктивную проводимость. Стержни одной диафрагмы имеют одинаковые диаметры
Волиоводныв полосовые фильтры
83
и располагаются на равных расстояниях относительно узких стенок волновода
и друг друга, ' ' ■
Для обеспечения термостабнльности характеристик полосовых волноводных
фильтров использованы специальные регулируемые термокомпенсаторы, обеспе-
обеспечивающие автоматическую подстройку резонаторов при изменении температуры.
Термокомпенсаторы имеются в каждом резонаторе фильтра. Схема волиовод-
ного резонатора с термокомпенсатором приведена на рис. 4.20.
Диапазон, МГц
3W0-19Q0
5100-ВШ
1и мм
1,8
5,5
12,мм
2
г
13,мм
2
2
Рис. 4.20. Схема волноводного
резонатора с биметаллическим
термокомпенсатором
Рис. 4.21. Схема волноводиого резонатора
с биметаллическими дисковыми термоком-
пенсаторамн
Термокомпенсирующий элемент / выполнен в виде П-образной биметалли-
биметаллической пластины 2, которая эквивалентна стержневой неоднородности, помещен-
помещенной в полость резонатора 3. Пластина согнута таким образом, что пассивный
слой биметалла находится внутри П-образной пластины. При изменении окру-
окружающей температуры концы 4 и 5 пластины, образующие неоднородность,
сближаются при возрастании температурь* или расходятся — при ее уменьше-
уменьшении. Изменение расстояния между концами пластины приводит к соответству-
соответствующему изменению реактивной проводимости, вносимой в резонатор. При увели-
увеличении температуры размеры резонатора увеличиваются и соответственно увели-
увеличивается резонансная длина волны. Это увеличение компенсируется уменьше-
уменьшением реактивной проводимости термокомпенсирующего элемента.
Пластина термокомпенсатора выполнена нз термобиметалла ТБ 1624 толщи-
толщиной 0,15—0,17 мм с удельным изгибом 0,18—0,2 град-1. Геометрические размеры
термокомпенсаторов для фильтров, используемых в диапазонах 4 и 6 ГГц,
приведены на рис. 4.20. На более высоких частотах применяется другая кон-
конструкция термокомпенсатора. Термокомпенсатор, используемый в фильтрах диа-
диапазона 8 ГГц, показан на рис. 4.21 (на рисунке d=\ mm, D=7,l мм).
Термокомпенсатор представляет собой два диска / и 2 из биметалла, ук-
укрепленных на металлической шпильке 3. Так как диски укреплены на шпильке
пассивными слоями биметалла друг к Другу, то при повышении температуры
зазор между ними уменьшается. Суммарная толщина дисков, а также зазор
между ними определяют величину емкостной проводимости, вносимой дисками
в резонатор. Уменьшение зазора при повышении окружающей температуры
приводит к уменьшению емкостной проводимости и соответственно повышению
резонансной частоты резонатора. При определенном выборе геометрических
размеров 'дисков, зазора между ними, удаления компенсатора от центра резо-
резонатора уменьшение его емкостной проводимости, обусловленное повышением
Температуры, приведет к компенсации ухода амплитудно-частотной характери-
характеристики резонатора.
При понижении окружающей температуры зазор между дисками увеличи-
увеличивается, что повышает емкостную проводимость компенсатора и таким образом

84
Системы высокочастотного уплотнения амтенно-еолкоеодных транто»
Волноводные лолосоеые фнльтры
8»
компенсирует смещение амплитудно-частотной характеристики резонатора в об-
область более высоких частот.
На рис. 4.22 приведены характеристики ГВЗ волноводного фильтра, ис-
используемого в диапазоне 4 ГГц, при наличии и отсутствии термокомпенсации.
N
\
1-
3,5
V
\
\
+ 20"С
- 35° С
+ 55°C
\
\
\
\
N
5-
\
Д
<
4
\
s
%
\
\
я
о
I
I I
f =J88b МГц )
/
/
t
/
/
у
/
/
N
J
/
It
i
7
^2
/
/
I
1
/
/
-Д/,Щ -12 -S -if f0 it d 12 Af, МГц
Рис. 4.22. Характеристики ГВЗ волноводиого полосового семизвен-
ного фильтра:
/, 2. 3— фильтр с биметаллическими термокомпенсаторами; 4, 5 —
фильтр без элементов термокомпеисации
Параметры термостабильного фильтра с непосредственной
связью между резонаторами в диапазоне 4 ГГц
На рис. 4.23 приведены расчетные и экспериментальные электрические ха-
характеристики волноводного полосового фильтра, используемого в аппаратуре
радиорелейной системы, работающей в диапазоне 4 ГГц. Фильтр выполнен из
семи резонаторов с непосредственной связью между ними и термокомпеисато*
рами в каждом резонаторе (рис. 4.24). Фильтр имеет чебышевскую характери-
характеристику. На рис. 4.23 приведены расчетные зависимости вносимого затухания Ьг
КСВН к и ГВЗ т от частоты. На этом же рисунке кружочками Ъ и крести-
крестиками k отмечены экспериментальные значения, полученные для фильтра, рас»
Рис. 4.24. Волноводныв полосовой фильтр с непосредственной связью
между резонаторами:
/ — резонатор; 2 — термокомпеисатор; 3 — настроечный виит; 4 — ин-
индуктивная диафрагма
считанного на частоту 3618,5 МГц. Фильтр выполнен нз волновода сечением
25X58 мм. Потери в полосе пропускания составляют 0,6 дБ при неравномер-
неравномерности 0,1 дБ. Смещение электрических характеристик фильтра при изменение
температуры в интервале от —35 до +55°С составляет 12 кГц/градус.
Параметры термостабильного фильтра с четвертьволновой
связью между резонаторами в диапазоне 6 ГГц
На рнс. 4.25 приведены расчетные и экспериментальные электрические ха»
рактеристики волноводного полосового фильтра, используемого в аппаратуре
РРЛ, работающей в диапазоне 6 ГГц. Фильтр выполнен из семи резонаторов-
HC
■4U
■20
U
-20
-40
b
SB
IUU
))tl
tiO
■¥1
■20
0
к
U
w
\
x\
yk
V
—
—■"
i
J
л
-25 -20 -IS -10
-100 -60 -BO -<t
Vr
V
X
r
0 -20
I
A
X
V
I
\
—X?-
/4
7 5 I
У
T
X *
—-s-
I
J
^—
У
0 15 20&f,Mln
0 20 $0 SO 80(b;C)
Рис. 4.23. Расчетные и экспериментальные электрические характеристики
полосового волноводного фильтра в диапазоне 4 ГГц
Рис. 4.25. Расчетные и экспериментальные электрические характери-
характеристики полосового волноводиого фильтра в диапазоне 6 ГГц
с четвертьволновой связью между ними. В каждом резонаторе установлен тер-
термокомпеисатор (рис. 4.26).

■$6 Системы высокочастотного уплотивиия актеиио-волиоводных траитов
Фильтр имеет чебышевскую характеристику. На рис. 4.25 приведены рас-
расчетные зависимости вносимого затухания Ъ, КСВН к и ГВЗ т от частоты. На
этом же рисунке кружочками Ъ и крестиками к отмечены экспериментальные
значения, полученные для фильтра, рассчитанного на частоту 6095 МГц1 Фильтр
выполнен из волновода сечением 20X40 мм. Потери в полосе пропускания
Полосовые полосковые фияьтры
Рис. 4.26. Волноводный полосовой фильтр с четвертьволновой связью меж-
. ду резонаторами:
/ — резонатор; 2 — термокомпенсатор; 3 — настроечный винт; 4 — индук-
индуктивная диафрагма
фильтра составляют 1 дБ при неравномерности 0,2 дБ. Смещение электричес-
электрических характеристик фильтра при изменении температуры в интервале от —35
до +55°С составляет 18 кГц/град.
4.7. ПОЛОСОВЫЕ ПОЛОСКОВЫЕ ФИЛЬТРЫ
Схема фильтра показана иа рис. 4.27. Фильтр состоит из ряда параллельно
связанных полосковых четвертьволновых стержневых резонаторов /, располо-
расположенных между заземленными пластинами 2. Резонаторы фильтра короткозамк-
«уты иа одном конце и разомкнуты иа другом, причем короткозамкиутые и
разомкнутые концы чередуются через один резонатор. Связь крайних резона-
3 //4
■ Латунь
Рис, 4.27. Схема полосового полоскового фильтра
торов с коаксиальным входом (выходом) фильтра осуществляется через корот-
козамкнутые трансформаторы 3.
Настройка резонаторов / фильтра в резонанс производится винтами 4,
размещаемыми иа узкой стенке корпуса фильтра соосио с резонаторами. На-
Настроечные винты выполнены из инвара. На широкой стеике корпуса располо-
расположены подстроечиые винты 5 для регулировки связи между резонаторами.
Для обеспечения термостабильиости амплитудно-частотных и фазовых ха-
характеристик полосового полоскового фильтра его корпус выполняется из лату-
латуни, а стержни-резонаторы из материалов с разными коэффициентами, линейно-
линейного расширения, латуни и инвара, как показано иа рис. 4.27. Это приводит к
изменению величины концевой емкости С в большей степени, чем если бы ре-
резонаторы были выполнены целиком из латуни. Путем подбора соотношения
между длинами латунной и инваровой частей резонатора можно найти такое
изменение емкости С, которое полностью компенсирует изменение резонансной
частоты резонатора, обусловленное изменением его длины.
Параметры термостабильного полосового фильтра
в диапазоне 2 ГГц
На рис. 4.28 приведены расчетные и экспериментальные электрические ха-
характеристики полосового полоскового фильтра, используемого в аппаратуре
РРС, работающей в диапазоне 2 ГГц. Фильтр выполнен из отрезка полосково&
г
НС
40
20
0
-20
-40
Ь
16
too
во
60
40
20
0
к
is
и
■tfi
1,2
■1,0
I
S
I
\
\
\х
\
X
{
"V-
\
\
X
\
\
)
i
кг
\ /
А,
Г
X '
У
/
>
/
J
— , I
-25 -20 -15 -Ю -S 0 S 10 15 20 ЦМГц
-100 -80 -60 -40 -20 0 20 40 SO вО(ЬТ)
Рис. 4.28. Расчетные и экспериментальные электрические характеристи-
характеристики полосового полоскового фильтра в диапазоне 2 ГГц
линии с воздушным заполнением, в котором размещаются семь полосковых-'
четвертьволновых стержневых резонаторов. Конструкция полоскового фильтр»
и. его геометрические размеры приведены на рис. 4.29. Связь крайних резона-
резонаторов с коаксиальным входом (выходом) фильтра осуществляется через корот-
козамкнутые трансформаторы. Волновое сопротивление входной (выходной)-
лииии фильтра равно 50 Ом. Высота полосковой линии 20 мм.
Фильтр имеет чебышевскую характеристику. На рис. 4.28 приведены рас-
расчетные зависимости вносимого затухания Ь, КСВН к и ГВЗт от частоты. .
На этом же рисунке кружками Ъ и крестиками к отмечены эксперимен-
экспериментальные значения, полученные для фильтра, рассчитанного на частоту 1966 МГц.
Потери в полосе пропускания фильтра составляют 0,8 дБ при неравномерности]
0,2 дБ. Смещение электрических характеристик фильтра при изменении темпе-
температуры в интервале от —35 до +55°С составляет 6 кГц/град.

Системы высокочастотного уплотнения антенно-волноводных
тракте*
Рвжвнторныв фнльтры СВЧ. Общие сведения
89-
Рис. 4.29. Полосовой полосковый фнльтрг
/ — латунная; 2 — инваровая части резонатора
4.8. РЕЖЕКТОРНЫЕ ФИЛЬТРЫ СВЧ. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Наиболее широко распространены в радиорелейной аппаратуре волновод-
вые н полосковые режекторные фильтры цепочечного типа. Их эквивалентная
схема показана на рис. 4.30.
Основными характеристиками режекторных фильтров являются затухание,
■вносимое ими в полосе режекции, линейность фазовой характеристики коэф«
СЗтОт
Рис. 4.30. Схема режектор.
«j • • • • *—о ного фильтра
■фициента отражения, определяемая ГВЗ, и коэффициент отражения в пределах
полосы пропускания. Кроме того, конструкция фильтров должна обеспечивать
стабильность электрических характеристик фильтров при изменении темпера-
температуры окружающей среды.
Два основных вида зависимости затухания, вносимого режекторным фильт»
|>ом, от частоты приведены на рис. 4.31.
J
h
\_2Aho а
is
о
«а.
I
Рис. 4.31. Зависимость затухания, вносимого режекторным
фильтром, от частоты:
а — фильтр с максимально-плоской характеристикой; б — фильтр
с чебышевской характеристикой
Вносимое затухание в полосе режекцни н коэффициент отражения в полосе
пропускания режекторного фильтра определяются по формулам D.1) — D.4),
щ>н этом Д^/Д/р,, заменяется на А/Ро JAf, где AfPo —расстройка, соответствую-
соответствующая частоте среза; Af— расстройка по частоте; ро — максимально допустимый'
коэффициент отражения вне заданной полосы отражения.
Величина ГВЗ режекторкого фильтра с максимально-плоской характерн»-
стикой, выраженная в секундах,
t
0,7
0,6
0,5
0,4
0,3
B,l
0,1
1
-П П?
1
+
4-
4-
3ril\
ш
1 J\J 1
j 1 111\
11 М\
/ ji
|e' 1 1
О 0,1
t
0,7
0,6
0,5
Hit
4,4
0,3
0,2
0,1

Р0\Щ05
m
3t
= i.
I/
Л
Jl
Wl
2 /A
t /A \
}l> \\
\
a o,i
a)
t
0,7
0,6
0,5
U1
0,3
0,2
0,1
Va\=0.0Z5
m=2
1
/
J
1
t-
5|
i i ii
Ш
*/ /w
//
71//
3rJH
fu/\
/w'
L
i
t
0.7
as
0,5
ол
m
0,2
0,1
I
I
--0.1
7.
/
f~
3
i
%
2
m=5f
i
4//]\
/ \
D\ 1
/ \
f 1
1
\
i
I
\
\
\
о o,t 0,243 g* o,SAf/A%
t
0,7
o,s
0,5
0,1
0,3
0,2
0.1
Pa
= 0,1
*•
m=2/
/
ч
I
л
m
m
3/1111
7
n.
'A
INb\
(A
\
0 0.1D,2 0,3 0,'iO,5uf/Afp 0 0,1 0,20,3 Ofi 0,5'№% 0 Щ 0,2 0,3 OH 0,5&№%
S)
Рис. 4.32. Зависимость группового времени запаздывания режекторных
фильтров от Д//Д/р0:
a — фильтр с максимально-плоской характеристикой; б — фильтр о
«ебышевской характеристикой

Системы высокочастотного уплотнения антенно-волноводных трактов
■ 2г~1
sin — я
2т
D.9)
Величина ГВЗ режекторного фильтра с чебышевской характеристикой
у sin
2л— 1
2т
^=1 О2 f sin2
2л—1
2m
я + Jl - Q A + T2)i/2Cos —- я Г
. 2r-1 1
— у sin — я .
2m J
D.10)
Зависимость ГВЗ режекторного фильтра от частоты дана на рис. 4.32. Ме-
Методика расчета параметров фильтров рассмотрена в [1].
4.9. ВОЛНОВОДНЫЕ РЕЖЕКТОРНЫЕ ФИЛЬТРЫ
Режекторный фильтр представляет собой цепочку внешних резонаторов,
связанных с волноводом через соответствующие элементы связи. Внешний резо-
резонатор представляет собой отрезок волновод'ной или коаксиальной линии, один
«конец которой короткозамкнут. Второй конец этого отрезка через элемент
•связи соединен с общим волноводом (рис. 4.33а). Электрическая длина каж-
П
J
-•
оолноводный
8b,B
■
Hi
резонатор
Коаксиальный.
резонатор
?S
-E
П
L
Рис. 4.33. Режекторный фильтр:
а — резонаторы фильтров; б — режекторный фильтр с волиоводиы*
мн резонаторами сечением 25X58 мм; / — настроечный виит; 2 —
элемент связи
дого резонатора кратна половине волны в линии. Для настройки резонатора
используется специальный настроечный винт. Расстояние между соседними ре-
резонаторами кратио нечетному числу четвертей длин воли. Волноводные резо-
яаторы используются в узкополосных режекторных фильтрах, где применяются
Волкомдные режекторкые фильтры
резонаторы с большой нагруженной добротностью. Применение в этом случае-
коаксиальных резонаторов приводит к значительному увеличению потерь в по-
полосе режекции. Коаксиальные резонаторы используются в широкополосных
режекторных фильтрах, т. е. в фильтрах с малой нагруженной добротностью-
Параметры режекторного фильтра с волноводными
резонаторами в диапазоне 4 ГГц
На рис. 4.34 приведены расчетные и экспериментальные электрические ха-
характеристики режекторного фильтра с волноводными резонаторами в диапазоне
4 ГГц.
Щр
■20
■IS
■10
■цв\
Qfi
-200
-100
ПО А?,МГц
Рис. 4.34. Расчетные н экспериментальные электрические характери-
характеристики режекторного фильтра с волноводными резонаторами в диа-
диапазоне 4 ГГц
Фильтр выполнен из четырех резонаторов с четвертьволновой связью^
C/4Х) между ними и имеет чебышевскую характеристику. На рис. 4.34 приве-
приведены расчетные зависимости вносимого затухания Ь, коэффициента отражения
р и ГВЗ т от частоты. На этом же рисунке кружочками b и крестиками р
отмечены экспериментальные значения, полученные для фильтра, рассчитанного
на частоту 3618 МГц. Фильтр выполнен из волновода сечением 11,5x58 мм.
Конструкция фильтра и его геометрические размеры приведены на рис. 4.336.
Потери в полосе режекции фильтра составляют 0,2 дБ при неравномерности-
0,05 дБ.
Параметры режекторного фильтра с коаксиальными
резонаторами в диапазоне 4 ГГц
На рис. 4.35 приведены расчетные и экспериментальные электрические ха-
характеристики режекторного фильтра с коаксиальными резонаторами в диапа-
диапазоне 4 ГГц. Фильтр выполнен из трех резонаторов с четвертьволновой связью
между ними (рис. 4.36) и имеет чебышевскую характеристику. На рис. 4.35
приведены расчетные зависимости вносимого затухания b, KCBH k и ГВЗ т
от частоты, на этом же рисунке кружочками Ь и крестиками k отмечены экспе-
экспериментальные значения, полученные для фильтра, рассчитанного на частоту
3618 МГц. Фильтр выполнен из волновода сечением 25X58 мм. Конструкция,
фильтра я его геометрические размеры приведены на рис. 4.36. Потери в по- ■
лесе режекции фильтра составляют 0,5 дБ при неравномерности 0,1 дБ.

92
Системы высокочастотного уплотнения актеиио-волководкых траитов
ь
if.
МГц
-1JB-12
0-II0-100-Я S
*"[
К.. Hi
■0*-*
Hi
1 -k
hit
/
1
1
f
к
/
)
1
X /
t
12
в
4-
z',
с
с
/
-6
-Я
-n
НС
к
\
\
Шышедская
хар-из.
Afp - 51МГц
if,
ЧГц
20 JO 40 50 SO 70 SO 30 100 110120
I
I
о
с
,1
л
V
I
\
k
\
-
Рис. 4.35. Расчетные и экспериментальные электрические характери-
характеристики режекторного фильтра с коаксиальными резонаторами в диа«
пазоне 4 ГГц
28. В
Рис. 4.36. Режекторный фильтр с коаксиальными резо-
наторами:
/ — волновод сеченнем 25X58 мм; 2 — резонатор; 3 —
элемент связи; 4 — настроечный винт
Термостабильность электрических характеристик обеспечивается выполне-
выполнением резонаторов фильтра из инвара, имеющего температурный коэффициент
линейного расширения 2-10 град.
4.10. ФИЛЬТРЫ ГАРМОНИК
Наиболее широко распространены в радиорелейной аппаратуре апериоди-
апериодические фильтры гармоник, которые состоят из ряда иеоднородиостей, подобран-
подобранных так, что фильтр пропускает сигнал основной частоты и отражает вторую,
третью и другие его гармоники.
На рис. 4.37 показан эскиз реактивного отражающего фильтра гармоник.
Фильтр состоит из двух секций / и 2. Секция / отражает сигнзлы на частотах
второй гармоники, секция 2 — аа частотах третьей гармоники. Каждая секция
Фильтры гармоник
93
представляет собой отрезок волновода, разделенный пополам металлической
пластиной 3, расположенной параллельно широкой стенке волновода. В каж-
каждом из образовавшихся участков 4 расположены решетки из стержней 5 и 6
квадратного сечения длиной / и толщиной t, расположенных на расстоянии d
друг от друга. Длина стер.жня определяет частоту отражаемых сигналов Н
близка к 0,25^, гармоники. Количество стержней и расстояние между и ими
В
\ и
; п
А-
LJ
П
А
и
п
U :
п
In
tr
в-
'U
п
-ь
и
п
U
п
-tr.
п ;
Рис. 4.37. Эскиз фильтра гармоник
определяют величину затухания, вносимого фильтром на частотах гармоник.
Высота узкой стенки Ь в каждой секции выбирается меньше 0,5>„г (>-г — наи-
наименьшая длина волны гармоники в свободном пространстве). При выборе та-
такого значения Ь энергия гармоники может распространяться только в виде
волн Нпо, не имеющих вариаций электромагнитного поля по узкой стенке. По-
Поэтому размеры узких стенок секций / и 2 различны.
Малый коэффициент отражения от фильтра в рабочем диапазоне частот
обеспечивается смещением верхнего и нижнего рядов стержней друг относи-
относительно друга на Хво/4 вдоль продольной оси основного волновода и настроеч-
настроечными винтами 7.
ТАБЛИЦА 44
Параметры фильтров гармоник (см. рис. 4.37)
Диапазон
частот, МГц
3400—3650
3600—3910
Б670—5910
6900—6200
7900—8400
волновода, мм
25 X 58
20 X 40
12,6 X 28,5
■ Размеры стержней первой
секции фильтра
2, мм
9
5,8
3,5
d, мм
15
7.7
7
t, мм
3
4
2,8
Ь, мм
12
9,5
6
Размеры стержней второй
секции фильтра
1, мм
6
3,8
2,5
й, мм
10
6,2
4,5
t, мм
3
2,7
2
Ь, им
10.5
6.6
4

94
Системы высокочастотного уплотнения антенно-волноводных траитов
Электрические и конструктивные параметры фильтров гармоник, разрабо-
разработанных для использования в радиорелейных системах в диапазонах 4, 6 »
8 ГГц, приведены в табл. 4.4. Конструкция фильтров гармоник показана на
рис. 4.37.
Коэффициент стоячей волны и потери фильтров гармоник в рабочих диа-
диапазонах частот не превышают 1,05 и 0,1 дБ соответственно. Затухание, вноси-
вносимое фильтрами гармоник в диапазонах частот второй и третьей гармоник, пре-
превышает 50 дБ. Измерения затухания гармоник проводились на волнах типов
//ю, /Ли, Нц, Нго, //зо.
Параметры фильтра гармоник в диапазоне частот 2 ГГц
Коаксиальный фильтр гармоник представляет собой последовательное сое-
соединение отрезков коаксиальной линии с высоким и низким волновыми сопро-
сопротивлениями.
Эквивалентной схемой фильтра гармоник является схема фильтра нижних
■ частот. В качестве последовательно включенной в линию индуктивности исполь-
используется отрезок высокоомной коаксиальной линии с волновым сопротивлением
a>i=150 Ом. В качестве параллельно включенной емкости используется отре-
отрезок коаксиальной линии с волновым сопротивлением ш2=10 Ом. Величины ем-
емкостей и индуктивностей определяются соответствующей длиной отрезков.
Конструкция фильтра и его геометрические размеры приведены иа рис. 4.38.
Рис. 4.38. Коаксиальный фильтр гармоник
ЙВ
40
30
/0
IB
А
У
3000
/
1000
.у
£000 /,МГц
Рис. 4.39. Зависимости затухания, вно-
вносимого коаксиальным фильтром гармо-
гармоник, от частоты:
расчетная; х — эксперименталь-
экспериментальная зависнмоств
На рис. 4.39 приведены расчетные и экспериментальные зависимости затуха-
затухания, вносимого фильтром гармоник в широкой полосе частот. На этом же ри-
рисунке крестиками отмечены экспериментальные значения, полученные для филь-
Устройства разделения н сложения сигналов СВЧ стволов
95
тра, рассчитанного иа отражение гармоник в полосе частот 3700—6200 МГц.
Экспериментальные значения КСВН фильтра гармоник в рабочем диапазоне
частот 1700—2100 МГц не превышают 1,15, а потери 0,1 дБ.
4.11. УСТРОЙСТВА РАЗДЕЛЕНИЯ И СЛОЖЕНИЯ СИГНАЛОВ
СВЧ СТВОЛОВ
В РРЛ для разделения или объединения сигналов СВЧ стволов применя-
применяются устройства с последовательным выделением (сложением) сигналов каж-
каждой частоты. В качестве селективного элемента используются полосовые или
режекторные фильтры [1].
Разделение стволов режекторными фильтрами
Устройство разделения (сложения) сигналов четырех стволов, предназна-'
ченное дая работы в диапазоне 4 ГГц, показано на рис. 4.40а. Устройство со-
состоит из четырех ячеек. Каждая ячейка выполнена из двух плоских волновод-
5)
Рис. 4.40. Устройство разделения сигналов четырех стволов в Диапазоне 4 ГГц
яо-коаксиальных двойных тройников и двух режекториых фильтров. Режек-
Режекторные фильтры конструктивно выполняются с общей широкой стенкой и сдви-
сдвинуты друг относительно друга иа XJ4. При возбуждении двойного тройника
(рис. 4.406) со стороны волновода / энергия делится пополам между двумя
волноводными плечами 2 и 3 и в коаксиальное плечо 4 энергия ие поступает,
поскольку металлическая пластина в этом случае не возбуждается. При воз-
возбуждении двойного тройника со стороны плеча 4 волноводы 2 и 3 возбуж-
возбуждаются с одинаковой амплитудой, но с противоположной фазой, а в волно-
волновод 1 энергия ие поступает.
Аналогично при возбуждении волноводов 2 и 3 в противофазе .энергия
поступает в коаксиальное плечо. Двойной тройник имеет высокое согласование
со стороны плеча / в полосе частот ±7% (КСВНг£ 1,04). Со стороны коак-
коаксиального плеча высокое согласование имеет место в полосе ±1%.
J

96
Системы высокочастотного уплотнения антекно-волноводкых трактов
Волноводные режекторные фильтры описаны в § 4.9. Фильтры имеют че-
бышевскую характеристику и состоят из четырех резонаторов. Режекторный
фильтр представляет собой отрезок волновода сечением 11,5X58 мм, на кото-
котором размещаются резонаторы, выполненные нз волновода сечением 25x58 мм.
Разделение сигналов происходит следующим образом. Сигналы высокочас-
высокочастотных стволов на частотах /i, f2, /з и fi подаются на вход устройства. Ре-
Режекторные фильтры первой ячейки отражают сигнал частоты /4. Отраженные
по двум путям сигналы оказываются сдвинутыми по фазе на 180°, что приво-
приводит к распространению в волноводах 2 и 3 противофазной волны, и энергия
сигнала частоты fi выделяется через коаксиальное плечо 4 тройника. Сигналы
A- fr
1,02
3700
L *1
1
s—|—-\
1
—
I
-t 4—
b 1
-1
1
1
1 I 1
k-
1
J
1
b,SB
t
0,5
3750
3800
3850 f,MTu,
Рис. 4.41. Эксперименталь-
Экспериментальные значения коэффициента
стоячей волны ft и потерь Ь
разделительного фильтра в
диапазоне 4 ГГц
частот /г, /з и fi проходят без заметных отражений через режекторные фильт-
фильтры первой ячейки и поступают иа вход двойного тройника второй ячейки, вы-
выделяющей сигналы следующего ствола, и т. д.
Для каждого высокочастотного ствола в пределах ±15 МГц коэффициент
отражения от разделительного устройства не превышает 2,5%. Величина потерь
для последнего ствола меньше 0,6 дБ. Разнос по частоте между несущими
частотами соседних стволов 56 МГц. При расстройке на 56 МГц развязка меж-
Рас 4.42. Зависимость
затухания, вносимого од-
одной ячейкой фильтра в
диапазоне 4 ГГц
В,
дБ
25
20
15
W
J
\
\
\
\
|
1
1
1
—г
/
1 /
V
/О 1—
А
—
t;—'
I
1—'
1—
L-.... *i
°ЗВ50
3700
1750
1800
3850 f, МГ+
ду стволами больше 20 дБ. Селективность разделительного устройства в ос-
основном определяется отражением от режекторного фильтра в полосе _ пропус-
пропускания и симметрией двойного тройника. Для достижения необходимой селек-
селективности устанавливаются дополнительные полосовые фильтры.
На рис. 4.41 приведены экспериментальные значения КСВН и величины
потерь для образца разделительного фильтра на четыре ствола, работающего
в .полосе частот 3600—3900 МГц, а на рис. 4.42 приведены зависимости вно-
вносимого затухания от частоты, даваемого одной ячейкой фильтра.
Разделение стволов полосовыми фильтрами
Разделительное устройство на четыре ствола (рис. 4.43) состоит из.цир-
куляторов, полосовых фильтров и балластных нагрузок с малым коэффициен-
коэффициентом отражения.
Принцип работы разделительного фильтра следующий. На вход первого
циркулятора подаются сигналы на частотах /ь /2, Аз и fi. Сигнал частоты /i
проходит через полосовой фильтр н попадает на вход первого приемника. Сиг-
Сигналы частот /2, /з н fi отражаются и благодаря свойству циркулятора направ-
направляются к следующей ячейке.
Устройства разделенил и сложения сигналов СВЧ стволов
97
Аналогичным образом выделяются сигналы частот B, /з и ft. Для улучше-
улучшения согласования с волноводным трактом в общее плечо устанавливется до-
дополнительный цнркулятор с балластной нагрузкой, используемой в качестве
Рис. 4.43. Устройство для раз-
разделения сигналов стволов с по-
полосовыми фильтрами:
/ — циркулятор; 2 — полосовой
фильтр; 3 — балластная на-
нагрузка; 4 — приемник
I I Ш W
(Щ (Ш) (I) (I)
вентиля. Вносимые потери, дБ, в устройстве разделения (сложения) сигналов
определяются следующим выражением:
где fti — потери в вентиле; bz — потери при однократном прохождении сигнала
через цнркулятор; 6з — потери, вносимые полосовым фильтром; п — номер ствола.
Поскольку от станции к станции происходит инверсия частот стволов, то
ствол, имеющий минимальные потери (л=1) на одной станции РРЛ, имеет
\ \
д
\
\
\\
Д\
\\\
XV
\ \
А
>
Af,Mnt
л\
\\
\
V
ч
>*-
18-15 -12 -3 -В -J
Г, НС
и
12
11
10
3
В
7
6
5
J
2
0 ^
/
\У
зч
/)
//
//
/
1
1
1
1 /
?/
/ /
У/
7
/
\
1
1 ,
//
//
/
&Г,МГЦ
? — 6 9 П 15 18
Рис. 4.44. Характеристики ГВЗ устройства разделения
(сложения) сигналов трех стволов в диапазоне 2 ГГц:
1, 2, 3 — номера стволов
4—12

98
Системы высокочастотного уплотнения антекко-волководкых трактов
на следующей станции максимальные потери (я=4). Таким образом, средние
потери для каждого ствола, дБ
bcp = b1 + b3 + Nb2, D.12)
где N — число стволов в радиорелейной системе.
Селективные свойства устройства разделения (сложения) стволов целиком
определяются характеристиками полосовых фильтров. Согласование определяет-
определяется коэффициентом отражения от первого циркулятора, используемого в каче-
качестве вентиля. Групповое время запаздывания сигнала при прохождении через
фильтр разделения (сложения) сигналов СВЧ стволов определяется двумя
факторами: • фазочастотной характеристикой коэффициента передачи полосового
фильтра, через который сигнал выделяется, и фазочастотными характеристи-
характеристиками коэффициента отражения от полосовых фильтров предыдущих ячеек.
Рис. 4.45. Характеристики ГВЗ устройства разделения (сложения) сигналов четырех стволов
в диапазоне 4 ГГц прн различных температурных режимах
На рис. 4.44, 4.45 и в табл. 4.5—4.7 приведены электрические параметры
фильтров разделения (сложения) сигналов СВЧ стволов, в которых исполь-
используются ферритовые циркуляторы в диапазонах соответственно 2, 4, 6 МГц, па-
параметры которых даны в табл. 4.2, и полосовые семизвенные фильтры, описан-
описанные в § 4.6 и 4.7.
Устройства разделения и сложения сигналов СВЧ стволов
99
ТАБЛИЦА 4.5
Параметры устройства разделения (сложения) сигналов
СО
а
t-
о
1
2
3
Стволы приема
fo. МГц
1724
1840
1782
ксвн
со стороны
антенны
< 1 ,08
< 1 ,09
< 1 ,08
со стороны
оборудо-
оборудования
< 1 ,15
< 1 ,11
< 1 ,08
Потери Р, дБ
/о-15
1 ,6
1 ,85
2,4
/о
1 ,4
1 ,7
2,3
/о+15
1 ,6
: ,85
2,5
АР.
ДБ
0,2
0,15
0,2
Развязка, дБ
?о-28
20
18,8
21 ,3
/о + 28
18
22
18
2Л f по
уровню
3 дБ,
МГц
43,5
44
44
с полосовыми полосковыми фильтрами в диапазоне 2 ГГц
Стволы передачи
fo, МГц
1937
2053
1995
ксвн
со стороны
антенны
< 1 ,06
< 1 ,08
< 1,07
со стороны
оборудо-
оборудования
< 1 ,06
< 1 ,07
< 1 ,06
Потери Р, дБ
fo—15
1 ,9
2,2
2,5
fo
1 ,7
2,1
2,4
fo+15
1,8
2,25
2,6
АР, дБ
0,2
0,15
0,2
Развязка, дБ
fo-28
21
24,5
21
fo+28
23
23
19
2А f no
уровню
3 дБ, МГц
44
45
44
ТАБЛИЦА 4.6-
Параметры устройства разделения (сложения) сигнале»
to
§
S
1
2
3
4
fo, МГц
3618,
3562,
3506,
3450,
5
5
5
5
ксвн
< 1
< 1
< 1
< 1
,04
,04
,04
,04
fo
0
1
1
1
Стволы
Потери
-15
,85
,1
,3
,5
0
1
1
1
. ДБ
fo
,7
,05
,12
,35
приема
fo+15
0
1
1
1
82
15
20
47
АР,
ДБ
0,15
0,1
0,18
0,15
Развязка, дБ
fo—28
16
16
22
15
fo+28
16
20
9,5
15
2А f no
уровню
3 дБ, МГц
44,5
42,6
45
43
с полосовыми волноводными фильтрами в диапазоне 4
/о, МГц
3716
3772
3828
3S84
,5
,5
,5
,5
ксвн
< 1
< 1
< 1
< 1
.04
,04
,04
,04
и
0
1
1
1
-15
,95
.2
,15
,35
Стволы
Потери Р,
fo
0,8
1,0
1 ,05
1,15
передачи
ДБ
fo
0
1
1
1
+ 15
,95
,0
,1
,3
L
0
0
0
0
%
,15
,2
,1
,2
Развязка, дБ
/»—2S
15
20
19
16
fo+28
15,3
10
IS
16
2Д f rrof
уровню
3 ДБ, МГц
45
46,7
43,7
42,3

100
Системы высокочастотного уплотнения антекко-волноводных траитое
ТАБЛИЦА 4.7
Параметры устройства разделения (сложения) сигналов
о
t
i
,2
3
4
fo, МГц
5983
6095 '
6039
6151
ксвн
1
1
1
1
,05
,06
,06
05
f
1
1
1
1
Стволь
приема
Потери ft, дБ
„-15
,1
,11
,11
.15
fo
0 ,98
1 ,01
1.1
1 ,05
fo+15
1,08
1 ,1
1 ,1
1,1
0
0
0
0
ДР.
ДБ
.12
,1
,01
,1
Развязка
fo-28
17
15
15
15
, ДБ
о+28
16
16
17,5
11
2Д f по
уровню
3 дБ, МГц
46
44
45
46
с полосовыми полноводными фильтрами в диапазоне 6 ГГц
Стволы передачи
fo, МГц
57
5773
5829
5885
ксв
1
1
1
1
,05
06
,06
05
/о-15
1 ,2
1 ,05
1,11
1 ,1
Чотери Р,
fo
- 1 ,!
0,95
1 ,05
1 ,0
ДБ
fo
1
1
1
1
+ 15
,2
,1
,15
,1
АР,
ДБ
0,1
0,15
0,1
0,1
Развязка, дБ
/„-28
15
12
12
11
fo+28
17,5
16
19
17,5
2Д f по
уровню
3 дБ, МГц
46
45
45
45
4.12. СОВМЕЩЕНИЕ В ОБЩЕМ ВОЛНОВОДНОМ ТРАКТЕ
СИГНАЛОВ ДВУХ РРС, РАБОТАЮЩИХ В РАЗНЫХ
ДИАПАЗОНАХ ЧАСТОТ
Один и тот же антенно-фидерный тракт может быть использован для одно-
одновременной работы двух или нескольких радиорелейных систем, работающих в
различных диапазонах частот, например в диапазонах 4 и 6 МГц. Подобное
совмещение в общем тракте нескольких. РРС позволяет увеличить пропускную
способность линии без существенного ее удорожания. Оно целесообразно также
в случаях, когда трассы двух различных РРЛ на каком-либо участке близки
или совпадают.
Возможны различные варианты совмещения РРС. При совмещении двух
малоствольных РРС разделение сигналов различных диапазонов может быть
осуществлено по поляризационному признаку. В этом случае сигналы каждой из
РРС имеют одну и ту же рабочую поляризацию, а поляризации сигналов раз-
различных РРС между собой ортогональны. Разделение н сложение в общем вол-
новодном тракте сигналов различных диапазонов производится с помощью по-
поляризационного селектора, описанного в § 4.3. В боковое плечо отводятся сиг-
сигналы нижнего диапазона частот. Сигналы верхнего диапазона проходят сквозь
селектор без искажений. В каждой из РРС используется вся рабочая полоса
частот 500 МГц, что позволяет организовать, например, по четыре дуплексных
ствола в каждой РРС. Коэффициент отражения в обоих диапазонах частот
составляет 1,5—2%.
Устройства разделения и сложения сигналов СВЧ стволов
101
На линиях, использующих перископические антенные системы, совмещение
диапазонов осуществляется с помощью селективных отражающих поверхностей
(СП), представляющих собой плоскую решетку, выполненную нз резонансных
элементов, например вибраторов или отверстий в сплошном металлическом
экране (рис. 4.46). В случае СП, выполненной из вибраторов, коэффициент
/Плоское
/
Селективная
/ловерхнясть
J-4'
Эллипсоидальное
зеркало
Рупорные
облучатели
Рис. 4.46. Виды селективных по- Рис. 4.47. Две па- Рис. 4.48. Схема использования
верхностей • раллельные се- селективной поверхности в пе-
лективиые поверх- рископнческой антенне
иостн
отражения от этой поверхности близок к единице в некотором интервале час-
частот, примыкающем к резонансной частоте вибраторов. Вне этого интервала
вибраторы возбуждаются слабо и поверхность является «прозрачной» для па-
падающих на нее электромагнитных волн. Для работы на обеих поляризациях
поля СП выполняется из крестообразных вибраторов или двух систем взаимно
перпендикулярных вибраторов.
Селективная площадь, образованная системой отверстий в плоском метал-
металлическом экране, согласно принципу дополнительности обладает обратными
свойствами по отношению к СП, выполненной из вибраторов. Она является
прозрачной для падающих волн на частотах, близких к резонансной частоте
отверстий, и почти полностью отражает падающую волну на других частотах.
Форма отверстий обычно выбирается круглой или гантелеобразной.
Использование двух параллельных решеток (рис. 4.47) позволяет увеличить
' эффективность отражения от СП и уменьшить просачивание через нее энергии
-в одном диапазоне частот и одновременно отражение от СП в другом. Усиле-
Усиление отражения имеет место в случае, если отраженные от двух поверхностей
волны складываются в фазе. Если эти волны складываются в противофазе,
происходит ослабление отражения. В первом случае расстояние d между ре-
решетками должно удовлетворять условию 2y2d —— +2ф1=2я, во втором —
1 *
условию 2~|/2d-—|-2ф2=я, где А,4 и %2 — Длины волн совмещаемых диапазо-
диапазона
нов; ф, и ф2 — изменение фазы волны в этих диапазонах при прохождении че-
через СП. Это изменение фазы составляет величину arcsin|p|, где р— коэффи-
коэффициент отражения от СП. В диапазоне частот, где отражение велико, величина
<Pi близка к я/2 и расстояние d должно составлять Xi/4 у 2. i
В другом диапазоне частот коэффициент отражения от СП мал. При этом
21р1 \
■4V2V~ я )■
acrsin|p| « |р| и расстояние d должно быть равно -
УЧ я У
Обычно расстояние d выбирается таким образом, чтобы в наибольшей сте-
степени удовлетворить обоим требованиям.
Схема перископической антенны, используемой для работы двух РРС одно-
одновременно, приведена иа рис. 4.48. Антенна состоит из верхнего плоского зеркала
и нижнего эллипсоидального зеркала, в фокусе которого расположен один из

102
Системы высокочастотного уплотнения антенно-волноводных трактов
облучателей. Перед облучателем устанавливается СП, пропускающая излу-
излучаемую им энергию и отражающая энергию, излучаемую вторым облучателем.
Второй облучатель устанавливается таким образом, чтобы излучаемая им энер-
энергия после отражения от СП направлялась на эллипсоидальное зеркало. Для
этого необходимо, чтобы зеркальное изображение облучателя находилось в
фокусе эллипсоидального зеркала. Размеры СП выбираются из условия, чтобы
она перехватывала всю излучаемую вторым облучателем энергию.
Ниже приводятся конструктивные размеры СП, предиазначеииой для сов-
совмещения диапазонов 3400—3900 МГц и 1600—2000 МГц. Селективная площадь
выполнена из двух решеток вибраторов, расположенных в соответствии с
рис. 4.47.
Расстояние между решетками 38 мм
Внешние размеры решетки 1000x550 мм
Длина одного вибратора . . 38 мм
Радиус вибратора 1 мм
Расстояние между рядами параллельных вибраторов — 24 мм.
Экспериментальные исследования описанной системы совмещения диапазо-
диапазонов показали, что связанные с ней потери энергии в диапазоне 1600—2000 МГц
не превышают 0,15 дБ, а в диапазоне 3400—3900 МГц — 0,3 дБ. Коэффициент
отражения от СП при нормальном падении волны на иее показан н рис. 4.49.
м
0,5
о 1,6
—Й
—-*
/
/
/
«г-
антенне
Рис. 4.50. Схема СУ с первоначальным вы-
выделением нижнего диапазона частот
Рис. 4.49. Зависимость коэффициента от-
отражения селективной поверхности от ча-
частоты:
от двух параллельных селектив-
селективных поверхностей; от одной селек-
селективной поверхности
Направленные свойства облучающей системы нижнего зеркала в обоих
диапазонах частот при использовании селективной поверхности практически н&
отличаются от направленных свойств отдельных рупорных облучателей.
Описанные способы совмещения РРС имеют ограниченные возможности и
не во всех случаях могут применяться.
В наиболее общем случае совмещение диапазонов осуществляетси с по-
помощью совмещающих устройств (СУ), устанавливаемых в общем волноводном
тракте и выделяющих из него сигналы различных диапазонов частот и различ-
различных поляризаций. Наибольшее распространение получили СУ, выполненные на
основе частотно-селективных направленных ответвителей. Каждый из ответви-
телей выделяет из общего волиоводиого тракта сигналы одного диапазона
частот и одной поляризации. Выделение сигналов происходит последовательно.
Применяются устройства как с первоначальным выделением (считая от антен-
антенны) более низких частот (рис. 4.50), так и с первоначальным выделением более
высоких частот (рис. 4.51). Преимуществом первых являются несколько мень-
меньшие габаритные размеры и масса, а также возможность совмещения более
чем двух диапазонов, преимуществом вторых — более технологичная конструк-
конструкция. Сигналы последнего диапазона частот, оставшиеся в общем волноводиом
тракте, разделяются с помощью поляризационного селектора.
В СУ с первоначальным выделением низких частот направленный ответви-
тель представляет собой прямоугольный волновод, связанный с общим круглый*
Системы высокочастотного уплотнения антенно-волноводных трактов
103
волноводом вдоль общей стенки системой продольных щелей связи. Частотная
избирательность обеспечивается помещением в щели связи резонансных вибра-
вибраторов, осуществляющих «короткое замыкание» щели на частотах верхних диа-
диапазонов (рис. 4.52). При этом обеспечивается также высокое согласование в
этих диапазонах. Согласование в нижнем ответвляемом диапазоне частот обес-
обеспечивается путем уменьшения размеров нескольких крайних щелей.
антенне
Рис. 4.51. Схема СУ с первоначальным
выделением верхнего диапазона частот
Рис. 4.52. Щель с
резонансным виб-
вибратором
Рис. 4.53. Направленный ответвитель СУ
с первоначальным выделением верхнего
диапазона частот
Коэффициенты отражения от этих щелей подбираются в соответствии со
специальными законами, обеспечивающими чебышевскую или максимально-плос-
максимально-плоскую характеристику отражения.
В СУ, предназначенном для совмещения диапазонов 3400—3900 МГц и
5670—6170 МГц, направленный ответвитель, выделяющий сигналы нижнего
диапазона частот, выполнен из прямоугольного волновода сечением 48X24 мм,
связанного 12 щелями с круглым волноводом 0 58 мм. По две щели на каж-
каждом из краев системы щелей связи
имеют уменьшенный размер. Расстоя-
Расстояние между центрами соседних щелей
24 мм. Круглый волновод соединяет-
соединяется с общим волноводным трактом
0 70 мм ступенчатым переходом. По-
Потери энергии, вносимые СУ, состав-
составляют 0,35 дБ в нижнем диапазоне
частот и 0,15 дБ в верхнем. КСВ в
обоих диапазонах не превышает 1,07.
Направленный ответвитель СУ
-с первоначальным выделением верх-
верхнего диапазона частот состоит из трех
волноводов: центрального, имеющего
квадратное поперечное сеченне, и двух боковых волноводов прямоугольного сече-
сечения, расположенных симметрично относительно центрального волновода (рис. 4.53).
Центральный волновод соединяется с боковыми системой волноводов связи, се-
сечение которых выбрано запредельным для частот нижцего диапазона. Этим
обеспечивается частотная избирательность устройства. Длина волноводов связи
выполняется близкой к четверти длины волны в этих волноводах. При этом
коэффициент отражения от элементов связи минимален, что обеспечивает вы-
высокое согласование устройства, а коэффициент передачи слабо зависит от час-
частоты, что обеспечивает его широкополосность. Сигналы, ответвившиеся в боко-
боковые волноводы, складываются с помощью тройника. Центральный волновод
соединяется с общим волноводным трактом плавным переходом.
В СУ, предназначенном для совмещения диапазонов 3400—3900 МГц и
5670—6170 МГц, центральный волновод имеет сечение 50x50 мм, боковые вол-
волноводы 20X50 мм, волноводы связи 31x3 мм. Длина волноводов связи 22 мм,
количество волноводов связи 18. Крайние волноводы связи имеют уменьшен-
уменьшенное сечение для улучшения согласования устройства. Для обеспечения герме-
герметичности все устройство, состоящее из двух направленных ответвителей (для
работы с двумя поляризациями), помещается в воздухонепроницаемый кожух).
Электрические параметры устройства аналогичны параметрам СУ с перво-
первоначальным выделением низких частот, описанного выше.

104
Приемопередающая аппаратура РРЛ прямой видимости
Список литературы
1. Модель А. М. Фильтры СВЧ в радиорелейных системах. М.: Связь, 1967.
2. Маттей Г. Л., Янг Л., Джойс Е. М. Т. Фильтры СВЧ, согласующие цепи и
цепи связи. Пер. с англ. М.: Связь, 1971.
3. Микаэляи А. Л. Теория и применение ферритов на сверхвысоких частотах.
М.: Госэнергоиздат, 1963.
ГЛАВА ПЯТАЯ
Приемопередающая аппаратура
радиорелейных линий прямой видимости
5.1. ВВЕДЕНИЕ
Приемопередающая аппаратура РРЛ является основным оборудованием
каждой радиорелейной станции. Приемники современной радиорелейной аппа-
аппаратуры, как правило, строятся по супергетеродиииой схеме. Приемник обычно
начинается со смесителя, за которым следует усилитель промежуточной часто-
частоты (УПЧ). Иногда применяется входной усилитель СВЧ.
Передатчики многоканальных радиорелейных систем обычно строятся с пре-
преобразованием частоты. Смеситель передатчика обеспечивает преобразование
входного сигнала промежуточной частоты в СВЧ сигнал, который затем усили-
усиливается до номинальной мощности в усилителе СВЧ. В системах средней и ма-
малой емкостей усилитель СВЧ может отсутствовать и выходным сигналом пере-
передатчика является выходной сигнал смесителя.
На промежуточных станциях многоканальных радиорелейных систем соеди-
соединение приемника и передатчика происходит по промежуточной частоте. При
необходимости 'выделения телевизионного сигнала на промежуточной станции
в состав приемопередающей аппаратуры входит демодулятор, который подклю-
подключается к дополнительному выходу приемника иа промежуточной частоте.
На оконечных и узловых станциях, где производится переприем сигналов
телефонии в телефонных стволах и по видео- и звуковым частотам в телеви-
телевизионных стволах, в состав станций входят частотные модуляторы и демодуля-
демодуляторы.
В малоканальных радиорелейных системах и системах средней емкости
применяется также построение аппаратуры, при котором модуляция и демоду-
демодуляция сигналов производится иа каждой промежуточной станции. Это позво-
позволяет вводить и выводить телефонные каналы иа любой промежуточной стан-
станции. В современной радиорелейной аппаратуре такого типа применяется фазо-
фазовая модуляция иа сравнительно низкой частоте и последующее умножение
модулированного сигнала с доведением его частоты до СВЧ диапазона. Про-
Прогресс в области транзисторных СВЧ усилителей позволяет создать новый вид
приемопередающей аппаратуры для промежуточных станций с прямым усиле-
усилением иа СВЧ.
Таким образом, по принципу построения приемопередающей аппаратуры про-
промежуточные станции можно разделить иа два основных вида: промежуточные
станции с модуляцией и демодуляцией сигнала; промежуточные станции без
модуляции и демодуляции сигнала. Приемопередающую аппаратуру промежу-
промежуточных станций без модуляции и демодуляции сигнала в свою очередь можно
подразделить в зависимости от метода образования гетеродинных сигналов для
Приемопередающая аппаратура РРЛ прямой видимости
105
приемника и передатчика иа приемопередающую аппаратуру: с общим гетеро-
гетеродином, отдельными гетеродинами, а также с прямым усилением иа СВЧ.
В данной главе описываются основные наиболее распространенные струк-
структурные схемы -.построения приемопередающей аппаратуры радиорелейных стан-
станций, а также наиболее характерные элементы современной радиорелейной ап-
аппаратуры.
5.2. ТИПОВАЯ СТРУКТУРНАЯ СХЕМА
ПРИЕМОПЕРЕДАЮЩЕЙ АППАРАТУРЫ С ОБЩИМ
ГЕТЕРОДИНОМ
Упрощенная структурная схема приемопередающей аппаратуры этого типа
приведена иа рис. 5.1. Принимаемый сигнал, имеющий частоту /пм> через вход-
входной полосовой фильтр {ПФ) поступает иа вход смесителя приемника Смпм.
На смеситель приемника одновременно поступает гетеродинный сигнал с час-
частотой fr-тпм • С выхода смесителя приемника сигнал промежуточной частоты
/пч (обычно 70 МГц) подается иа УПЧ приемника (УПЧПм ), в котором
осуществляется основное усиление принимаемого сигнала. Усилитель имеет си-
систему автоматической регулировки усиления (АРУ), благодаря чему уровень
Дм
ЧМд
УПЧпм !
i i
УПЧпв
тгтпм
да
>
hi
Wfl
Рис. 5.1. Структурная схема приемопередающей аппаратуры с
общим гетеродином
выходного сигнала остается почти неизменным при изменении уровня входного
сигнала в широких пределах.
На оконечных ц узловых станциях сигнал с выхода УПЧПм подается иа
демодулятор (Дм) для выделения сигналов, передаваемых РРЛ. На промежу-
промежуточных станциях сигнал с выхода УПЧПм поступает непосредственно иа вход
усилителя промежуточной частоты передатчика (УПЧПд ). Этот усилитель обес-
обеспечивает необходимое для раскачки смесителя передатчика (СМ_ ) усиление
сигнала промежуточной частоты. В смесителе передатчика осуществляется пре-
преобразование сигнала, промежуточной частоты в сигнал СВЧ (/Пд). Частота
гетеродинного сигнала /ГТпд > поступающего иа смеситель передатчика, отли-
отличается от /Пд иа величину промежуточной частоты. С помощью полосового
фильтра боковой полосы (ФБП) производится выделение сигнала полезной по-
полосы частот на выходе смесителя передатчика. Сигнал с выхода ФБП подается
на усилитель СВЧ (УСВЧ).

106
Приемопередающая аппаратура РРЛ прямой видимости
С выхода УСВЧ сигнал через систему разделительных фильтров поступает
в антенну. На оконечных н узловых станциях на вход УПЧПд сигнал посту-
поступает от частотного модулятора (ЧМд) станции. В рассматриваемой структур-
структурной схеме (в режиме промежуточной станции) в основном тракте прохожде-
прохождения сигнала производится только преобразование частоты. Модуляция и демо-
демодуляция осуществляются только на оконечных и узловых станциях. Отсутствие
на промежуточных станциях демодуляции и последующей модуляции способ-
способствует получению высоких качественных показателей ствола РРЛ, так как
демодуляция и модуляция ЧМ сигнала всегда сопровождаются определенными
искажениями передаваемого сообщения.
Как следует нз структурной схемы рис. 5.1, для работы приемопередатчика
необходимы два гетеродинных сигнала с частотами ./ ГТПм и / гтпд • ^ти сиг"
налы образуются в гетеродинном тракте приемопередатчика. Задающий гене-
генератор Г генерирует сигнал с частотой / ГТПд . Этот сигнал поступает на сме-
смеситель передатчика и одновременно на так называемый смеситель сдвига
(Смсдв). В этом смесителе частота /ГТПд преобразуется в /ГТПм , для чего на
смеситель подается также сигнал с генератора частоты сдвига (/сдв). Номи-
Номинальное значение частоты /Сдв равно разности частот приема и передачи, ко-
которая должна быть в соответствии с планом распределения частот.
Образованный в смесителе сдвига гетеродинный сигнал частоты /ГТПм вы-
выделяется узкополосным фильтром (ФУП) и поступает на смеситель приемника.
В структурной схеме рнс. 5.1 возможны четыре варианта расстановки ча-
частот /„ . /—._ , /w,_ и /„..
Для станции типа «НВ»
ПРН ^пм< /гтпм /пч = ^гтгтм ~~ /пм ;
'ГТПМ = 'ГТПД ~ ' СДВ' ' ПЧ = ''ГТПД 'сдв' 'Пм > ' ПД = 'ГТПД ~ I ПЧ =
= /гтпд ~ ^ ~~ /> + ^ = / + /
РИ ^ПМ >
'ГТПМ = 'ГТПД 'сдв '■> ' ПЧ ~~' Пм ''ГТПД 'сдв' ' ' ПД ~ 'ГТПД * ' ПЧ =
= ^гтпд + ^пм ~ (/гтпд ~~ ^сдв) = 'пм + /сдв-
Для станций типа «ВН»
РИ 'Пм < 'ГТПм ' ПЧ = 'ГТПМ 'Пм !
'гтпм = ^гтпд "г" /сдв > /пч = ''гтпд + 'сдв' ~ 'пм;'пд = 'гтпд "~ 'пч ^
= 'ГТПД ''ГТПД "Г 'сдв) "Г /пм — /пм /сдв.
ПРИ ^Пм > ^ГТПМ /ri4 = ^Пм ~~ 'ГТПм '■>
^гтпм = ^гтпд + ^сдв ; /"пч = /пм"~ ^гтпд + 'сдв) ;'пд = 'гтпд +'пч =
= 'ГТПД "Г / пм "ГТПД ""Г ' сДв' ~ ' ПМ ' сдв-
Из изложенного следует, что на станциях типа «НВ» при преобразовании
частоты в смесителе сдвига используется нижняя боковая частота, а на стан-
станциях типа «ВН» — верхняя боковая частота.
При преобразовании частоты в смесителе передатчика в случае /Пм <С
<Cfr п используется нижняя боковая полоса частот, а в случае /пм^^гтпм—
— верхняя боковая полоса частот. • _
На практике применяются все четыре варианта расстановки частот. При
всех этих вариантах выходная частота. приемопередатчика /Пд на промежу-
Приемопередающая аппаратура с отдельными гетеродинами
107
точных станциях отличается от входной частоты /Пм только на величину /сдв.
Это означает, что нестабильность частоты /ГТПд основного гетеродина приемо-
приемопередатчика не влияет на нестабильность выходной частоты передатчика. Пос-
Последнее объясняется тем, что сигнал с частотой frTn_ дважды участвует в пре-
преобразованиях частот при прохождении сигнала через основной тракт приемо-
приемопередатчика, что приводит к компенсации нестабильности частоты /гтп . По
этой же причине паразитная частотная модуляция частоты frTn, частотой
переменного тока питающей сети и низкочастотными составляющими шумов не
накладывается на выходной сигнал передатчика. Эти два обстоятельства явля-
являются преимуществом схемы приемопередатчика с общим гетеродином.
Так как частота /Сдв значительно ниже частоты передатчика /Пд, то ее
нестабильность относительно слабо влияет на общую нестабильность часто-
тьг fx*-
Однако нестабильность частоты основного гетеродина также должна быть
в пределах определенных допусков с тем, чтобы отклонение среднего значения
промежуточной частоты приемника не превосходило допустимую величину. Для
обеспечения малых переходных шумов прн передаче сигналов многоканальной
телефонии в тракт усиления промежуточной частоты включаются корректоры, с
помощью которых производится коррекция неравномерности группоиого времени
запаздывания в средней части полосы пропускания приемопередатчика. Поэтому
отклонение среднего значения промежуточной частоты выше определенных до-
допусков приводит к возрастанию нелинейных шумов.
На оконечных и узловых станциях, где нет непосредственной связи между
трактами УПЧПм и УПЧПд , стабильность выходной частоты передатчика оп-
определяется как стабильностью частоты гетеродина передатчика / ГТПд • так и
Стабильностью промежуточной частоты сигнала, поступающего на вход пере-
передатчика от частотного модулятора. На этих станциях стабильность промежу-
промежуточной частоты сигнала, поступающего с выхода приемника на демодулятор, так-
также зависит от стабильности частоты гетеродина приемника /гтпм-
На участке РРЛ между двумя узловыми (или оконечными) станциями, на
которых производится модуляция н демодуляция сигналов в основном тракте,
отклонение промежуточной частоты от номинального значения на выходе при-
приемника последней станции участка может быть определена по формуле
■А/
ГТПд
f2
'ГТПм'
' СДБ1
E.1)
1=1
где Af чм —отклонение средней частоты модулятора р„т номинального значе-
значения; А/_тп —отклонение частоты гетеродина передатчика от номинального
значения на передающем конце участка; Д/г__ —отклонение частоты гетеро-
гетеродина приемника от номинального значения на приемном конце участка;
AfcHB,- — отклонение частоты генератора сдвига от номинального значения на i
промежуточной частоте; s — число станций на участке приема.
5.3. ТИПОВАЯ СТРУКТУРНАЯ СХЕМА
ПРИЕМОПЕРЕДАЮЩЕЙ АППАРАТУРЫ С ОТДЕЛЬНЫМИ
ГЕТЕРОДИНАМИ
В транзнсторнзованной радиорелейной аппаратуре широко применяется
схема приемопередающей аппаратуры с отдельными СВЧ гетеродинами для
приемника и передатчика. Наличие отдельных гетеродинов делает работу при-
приемника и передатчика независимой друг от друга. Это особенно удобно для
оконечных станций, где приемник н передатчик работают в различных направ-
направлениях связи.

108
Приемопередающая аппаратура РРЛ прямой видимости
Упрощенная структурная схема приемопередающей аппаратуры с отдель-
отдельными гетеродинами приведена иа рис. 5.2. Прямой тракт приемопередатчика на
рнс. 5.2, включающий ПФ, СмПм, УПЧПм, УПЧ^, СМПл , ФБП н УСВЧ, в
принципе ничем не отличается от прямого тракта приемопередатчика с общим
гетеродином, который был рассмотрен в предыдущем параграфе, и поэтому не
требует особых пояснений. В системах малой и средней емкостей УСВЧ может
дм
ПР СИпм
-
А
■'/
/
л
-тпм
>
№ t .
1=3
-с
г
1L
л
Рис. 5.2. Структурная схема приемопередающей аппаратуры с раз-
разделенными гетеродинами
отсутствовать, и передатчик заканчивается фильтром боковой полосы (ФБЩ,
следующим за смесителем передатчика. Смеситель передатчика в такой аппа-
аппаратуре работает на варакторном диоде и обеспечивает достаточную, для дан-
данного типа аппаратуры, выходную мощность передатчика.
Для получения гетеродинного сигнала используются кварцевый генератор
ГКв и цепочка умножителей, работающая на варакторных диодах.
В принципе, гетеродины приемника и передатчика построены одинаково.
Различие в их схемах связано с тем, что от гетеродина передатчика требуется
значительно большая мощность, чем от гетеродина приемника. Поэтому в гете-
гетеродинном тракте передатчика на входе умножителей применяются мощные
усилители, а варакторные диоды должны быть рассчитаны на значительно боль-
большие подводимые мощности по сравнению с подводимыми мощностями к дио-
диодам в гетеродинном тракте приемника.
Недостаток гетеродинных трактов схемы рис. 5.2 проявляется в паразитных
частотных шумах гетеродинов из-за большого коэффициента умножения, часто-
частоты. Каждое удвоение частоты увеличивает частотные шумы гетеродина иа
6 дБ. Так как в схеме с отдельными гетеродинами иет компенсации низкочас-
низкочастотных составляющих шумов гетеродинов приемника и передатчика, то полу-
получение достаточно малого уровня шума при передаче сигналов телевидения в
диапазоне 6 ГГц и выше связано с большими техническими тродиостями. ,
Значительно меньшими частотными шумами обладает гетеродин с фазовой
автоподстройкой частоты (ФАПЧ). Упрощенная структурная схема гетеродина
с ФАПЧ приведена на рис. 5.3.
Рис. 5.3. Упрощенная структурна»
схема гетеродина с ФАПЧ
Приемопередающая аппаратура с демодуляцией сигнала
109
Основой схемы является так называемый генератор, управляемый напря-
напряжением (ГУН), работающий в СВЧ диапазоне. Частота этого генератора /г
может подстраиваться с помощью варикапа путем изменения подаваемого на
него напряжения. Схема работает следующим образом. С помощью цепочки
делителей /г делится в п раз и доводится до единиц килогерц. Поделенный по
частоте сигнал подается на фазовый детектор (ФД), на другой вход которого
поступает опорный сигнал, полученный путем деления частоты кварцевого гене-
генератора ГКв в m раз. С выхода фазового детектора сигнал ошибки через фильтр
нижних частот (ФНЧ) с полосой порядка нескольких герц подается на ГУН.
В результате в установившемся режиме имеет место соотношение
/г/Л = /гКв/-
Таким образом, обеспечивается стабильность частоты }г, равная стабильно-
стабильности частоты кварцевого генератора /ГКв ■ и малый уровень частотных шумов.
5.4. СТРУКТУРНАЯ СХЕМА ПРИЕМОПЕРЕДАЮЩЕЙ
АППАРАТУРЫ С ДЕМОДУЛЯЦИЕЙ СИГНАЛА
НА КАЖДОЙ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ СТАНЦИИ
Радиорелейная аппаратура, в которой на каждой промежуточной станции
производится демодуляция сигнала и последующая его модуляция, применяется
на линиях малой и средней емкостей, а также на телевизионных линиях малой
протяженности и, в частности, на телевизионных передвижных радиорелейных
станциях.
В подобной аппаратуре возможно выделение и введение сигналов части те-
телефонных каналов на любой промежуточной станции, что важно для техноло-
технологических РРЛ, обслуживающих газопроводы, нефтепроводы, железнодорожные
линии и т. п.
Структурная схема оДного из вариантов построения аппаратуры с демоду-
демодуляцией на каждой станции приведен на рнс. 5.4. Эта схема применяется в ап-
УС84
К annapa my/S
Выделения
Рис. 5.4.
с фазовы
Упрощенная структурная схема
м модулятором
приемопередающей аппаратуры
паратуре, работающей полиостью на транзисторах. Отличительной особенностью
схемы является передатчик с фазовым модулятором. Сигнал от кварцевого за-
задающего генератора ГКв поступает на фазовый модулятор (МФд), в котором
производится модуляция сигнала по фазе, поступающего от задающего генера-
генератора. На входе ФМд для преобразования фазовой модуляции в частотную вклю-
включен частотный корректор (ЧК), имеющий коэффициент передачи, обратно про-
пропорциональный частоте модуляции. После ФМд следует усилитель к це-
цепочка умножителей частоты. В процессе умножения частоты в п раз происходит
увеличение девиации частоты также в п раз, что позволяет иметь в фазовом

по
Приемопередающая аппаратура РРЛ прямой видимости
модуляторе небольшие девиации фазы, что облегчает получение необходимой
линейности модуляционной характеристики. Приемник построен по обычной су-
супергетеродинной схеме. Описанная схема, пригодна для телефонных радиоре-
радиорелейных систем малой и средней емкостей.
5.5. СТРУКТУРНАЯ СХЕМА АППАРАТУРЫ
ПРОМЕЖУТОЧНОЙ СТАНЦИИ С ПРЯМЫМ
УСИЛИТЕЛЕМ НА СВЧ
В простейшем случае аппаратура такой станции может содержать только
един СВЧ усилитель в каждом направлении связи (рис. 5.5). Слабый сигнал,
принятый антенной от предыдущей станции, через разделительный фильтр по-
поступает на СВЧ усилитель, усиливается и через разделительный фильтр посту-
G-
УСВЧ
Рис. 5.5. Упрощенная струк-
структурная схема с прямым уси-
усилением на СВЧ без сдвига
частоты
Рис. 5.6. Упрощенная структурная схема
с прямым усилением на СВЧ со сдвигом
частоты
пает на передающую антенну без изменения частоты. Подобная схема может
применяться только при сравнительно небольшом усилении ;(не более 40—
50 дБ) из-за опасности возникновения генерации, вызванной недостаточной раз-
развязкой входа и выхода усилителя.
Более совершенная схема с прямым усилением приведена на рис. 5.6, в ко-
которой имеются два усилителя СВЧ. Усилитель УСВЧ, работает на частоте /Пм.
Затем в смесителе сдвига частота сигнала преобразуется в f_ и сигнал усили-
усиливается в усилителе УСВЧг. Помимо большего усиления, схема рис. 5.6 позволя-
позволяет путем модуляции колебаний генератора сдвига вводить в ствол сигналы слу-
служебной связи и телесигнализации.
Схемы с прямым усилением на СВЧ транзисторах потребляют значительно
меньшую мощность, чем схемы с усилением на промежуточных частотах, что
позволяет значительно упростить и удешевить промежуточную станцию РРЛ.
По мере совершенствования техники СВЧ усиления подобные схемы будут все
более широко применяться на РРЛ.
5.6. ПРИЕМНЫЕ СМЕСИТЕЛИ
Основные требования. Приемный смеситель предназначен для преобразова-
преобразования принимаемого СВЧ сигнала в сигнал промежуточной частоты (обычно
70 МГц).
Основные требования, предъявляемые к приемному смесителю, следующие;
мал'ые коэффициент шума и потери преобразования, минимальная неравномер-
неравномерность коэффициента преобразования н характеристики ГВЗ в широкой полосе
частот.
Приемные смесители
111
Первые два требования, обусловленные в значительной степени параметра-
параметрами смесительного диода, определяют важнейший энергетический показатель при-
приемника — его чувствительность. Последние требования, специфичные для радио-
радиорелейной аппаратуры, продиктованы необходимостью получения высокой рав-
равномерности характеристик (АЧХ и ГВЗ) приемника и малых искажений ретранс-
ретранслируемого сигнала.
В смесителе принимаемый СВЧ сигнал перемножается с колебаниями гетеро-
гетеродина. Поскольку уровень принимаемого сигнала значительно ниже уровня гете-
гетеродина, приемный смеситель работает в линейном режиме преобразования, т. е.
сигнал ПЧ пропорционален входному сигналу. Поэтому параметры смесителя
практически не меняются при изменении уровня входного сигнала в довольно
больших, пределах (при замирании сигнала).
Смесительные диоды. В качестве смесительных элементов используются два
типа полупроводниковых диодов, имеющих малые потери преобразования и низ-
низкий уровень собственных тепловых шумов: кремниевые диоды с точечным кон-
контактом и арсенид-галлиевые диоды с барьером Шоттки. Последние все больше
применяются благодаря высоким параметрам, стабильности характеристик при
температурных и механических воздействиях, а также стойкости к выгоранию
при случайном попадании на вход приемника сигналов с большим уровнем. Ти-
Типы малошумящих смесительных диодов, применяемые в радиорелейной аппара-
аппаратуре, и их основные параметры приведены в табл. 5.1.
ТАБЛИЦА 5.1
Параметры малошумящих смесительных диодов
Параметр
Номинальная длина волны, см'
Потери преобразования. дБ
КСВН
Мощность гетеродина. мВт
Выпрямленный ток. мА
Выходное сопротивление. Ом
Коэффициент шума приемника. дБ
Д-405Б*
(Д-405БП)
3,2
6
I ,4
1
1
300—450
14
Д-408**
(Д-408П)
10
1 ,3
0,5
0,8
290—390
12
ААША***
3,2
6
1 ,5
3
2,5
300—560
8—:о
* Применяется в аппаратуре «Рассвет-2».
** Применяется в аппаратуре «Восход».
•** Применяется в аппаратуре «Восход-М», КУРС.
Смесительный диод должен быть согласован на частоте принимаемого сиг-
сигнала с линией передачи при оптимальной мощности гетеродина; кроме того,
должна быть обеспечена нагрузка диода на частотах побочных составляющих
преобразования.
Согласование диодов с волновым сопротивлением яинии обеспечивается во
всем диапазоне рабочих частот радиорелейной аппаратуры без подстройки сме-
смесительной головки. С учетом разброса параметров диодов коэффициент стоячей
волны напряжения (КСВН) смесительной головки не превышает 1,5. Такого со-
согласования достаточно для получения требуемых параметров приемного смесите-
смесителя. Мощность гетеродина выбирается оптимальной для получения минимально-
минимального коэффициента шума. Величина ее, однако, не является весьма критичной-и
может изменяться в некоторых пределах. Обычно для однотактных смесителей
на диоде с барьером Шоттки мощность гетеродина устанавливается равной
3 мВт. В некоторых случаях, например в приемных смесителях аппаратуры
КУРС-4 и КУРС-6, для улучшения согласования смесительной головки на диод
подается смещение от источника постоянного тока. Напряжение смещения обыч-
обычно регулируют при замене диода и устанавливают оптималиным для получения
минимального коэффициента шума и минимальной неравномерности АЧХ при-
приемника.

112
Приемопередающая аппаратура РРЛ прямой видимости
Влияние побочных составляющих. Спектр частот важнейших составляющих
преобразования показан на рис. 5.7 (для иллюстрации симметрии относительно
частоты гетеродина спектры составляющих условно показаны наклонными). На
работу преобразователя влияют обе побочные составляющие, возникающие в ре-
результате смесительного действия диода. Зеркальная составляющая /3 = 2fr—fe,
сумм '
Рис. 5.7. Спектр частот
в приемном смесителе .
расположена в спектре зеркально симметрично принимаемому сигналу относи-
относительно частоты гетеродина и отстоит от него по частоте на 2Fn4. Зеркальную
составляющую не следует путать с зеркальным каналом супергетеродинного
приемника, который также отстоит от основного канала на 2F™, Зеркальная
составляющая не подается извне, а образуется в самом смесителе, когда вторая
гармоника частоты гетеродина, генерируемая диодом, перемножается с прини-
принимаемым сигналом. Возникнув, эта составляющая проходит по линии передачи в
направлении антенны. Отражаясь от входного полосового фильтра, настроенного
на частоту сигнала, она возвращается к диоду, где, взаимодействуя с колеба-
колебаниями гетеродина, также образует компоненты промежуточной частоты. В зави-
зависимости от фазы отражения новый сигнал ПЧ может совпадать по фазе с перво-
первоначальным сигналом, а может и не совпадать. Таким образом, между смесите-
смесителем и фильтром на зеркальной частоте образуется линия стоячей волны. Очевид-
Очевидно, что величина потерь преобразования смесителя, их частотная зависимость,
и, следовательно, коэффициент шума зависят от нагрузки по зеркальной состав-
составляющей. При оптимизации нагрузки ^дается получить выигрыш в коэффициенте
шума до 1,5 дБ по сравнению со случаем поглощения зеркальной составляющей
в развязывающем ферритовом устройстве. Однако наиболее неблагоприятное
влияние оказывает изменение фазы зеркальной составляющей (в условиях экс-
эксплуатации, например, при замене смесительного диода) на частотную характе-
характеристику потерь преобразования и, следовательно, на равномерность характерис-
характеристик (АЧХ и ГВЗ) приемника. Поэтому в приемных смесителях широкополосной
радиорелейной аппаратуры большой емкости зеркальная составляющая для пре-
предотвращения ее влияния на характеристики преобразования, как правило, по-
поглощается с помощью развязывающих ферритовых устройств, включаемых на
входе смесителя.
Аналогичным образом влияет на работу преобразователя и суммарная со-
составляющая частоты fcyi*M=fi+fc, возникающая в смесительном диоде. Ради-
Радикальным способом устранения неблагоприятного влияния суммарной составляю-
составляющей является включение во входную цепь смесителя в непосредственной близо-
близости к диоду фильтра нижних частот (фильтра гармоник). Частота среза фильт-
фильтра обычно выбирается в пределах 1,25—1,5 fc- Фильтр нижних частот может
быть как отражающего типа (в аппаратуре КУРС-4, КУРС-6, «Восход-М»), так
и поглощающего типа («Рассвет»).
Смеситель вместе с входными устройствами и цепями сложения принимае-
принимаемого сигнала и гетеродина образует преобразователь частоты приемника. Он мо-
может быть построен как по однотактной, так и по двухтактной (балансной) схе-
схемам.
Однотактиый преобразователь. Структурная схема однотактного преобразо-
преобразователя приведена на рис. 5.8. Сигнал, поступающий через полосовой фильтр
(ПФ), нагруженный ферриговым вентилем (ФВ), складывается с колебаниями
гетеродина с помощью вилки фильтров и поступает через фильтр гармоник
(ФГ) на смеситель (См). Вилка состоит из двух узкополосных фильтров — про-
пропускающего и режекторного, настроенных иа частоту гетеродина. В цепь гете-
Прнемные смесители
113
родина включен узкополосиый фильтр (ФУП), пропускающий энергию гетеро-
гетеродина к тройнику вилкн фильтров и препятствующий попаданию принимаемого
сигнала в цепь гетеродина во избежание его потерь. В цепь сигнала включен
режекторный фильтр (РФ), пропускающий принимаемый сигнал и отражающий
энергию гетеродина к смесителю. Он препятствует проникновению энергии гете-
гетеродина на вход приемника. Расстояния между фильтрами в вилке подбирается
Сигнал
Рис. 5.8. Структурная
схема однотактного пре-
преобразователя
/IV
ou
Ч>8
{Гетеродин
для каждого ствола таким образом, чтобы обеспечить малый коэффициент от-
отражения как в цепи сигнала, так и в цепи гетеродина. Обычно последнее звено
фильтра узкой полосы конструктивно совмещается с тройником.
Для сложения принимаемого сигнала с колебаниями гетеродина в однотакт-
ном преобразователе вместо вилки фильтров может быть использован феррйто-
вый циркулятор (рис. 5.9). В этом случае принимаемый сигнал после полосового
фильтра проходит через циркулятор (Ц)
(плечи / и 2) и поступает на фильтр
гармоник (ФГ) и смеситель (См). Гете-
Гетеродин через фильтр узкой полосы
(ФУП), нагруженный ферритовым вен-
вентилем (ФВ), подключен к плечу 3 цир-
кулятора. В соответствии с направлени-
направлением циркуляции энергии, обозначенным
на схеме стрелкой, она попадает в плечо
/. Отражаясь от полосового фильтра,
настроенного на частоту сигнала,
энергия гетеродина снова поступает на
Сигнал |
ПЧ
,1V
Сигнал o^
ran *" "~^
оВЧ \ '
?T
\
ОС/
ФВ ■
mn
vr
ОС/
См
уетеродин
Рис. 5.9. Структурная схема преобразова-
преобразователя с циркулятором
Рис. 5.10. Волноводный приемный смеси-
смеситель аппаратуры КУРС-6:
/ — вывод ПЧ; 2 — ПУПЧ; 3 — дроссель
СВЧ; 4 — ступенчатый трансформатор;
5 — фильтр гармоник; 6 — держатель дио-
диода; 7 — малошумящий смесительный диод
циркулятор и через плечи 1 и 2 подается на фильтр гармоник к смеситель.
В этой схеме циркулятор одновременно выполняет функции вентиля в цепи
сигнала. Действительно, волна, отраженная от смесителя, направляется цирку-

114
Приемопередающая аппаратура РРЛ прямой видимости
лятором в цепь гетеродина, где поглощается в ферритовом вентиле и до поло-
полосового фильтра не доходит.
Точно так же обстоит дело с зеркальной составляющей, возникающей в дио-
диоде. Она тоже поглощается в ферритовом вентиле. Таким образом обеспечивает-
обеспечивается согласованная нагрузка полосового фильтра н нагрузка диода на зеркальней
частоте. Вместо ферритового вентиля в цепи гетеродина в качестве развязываю-
развязывающего устройства может быть использован циркулятор с нагрузкой. Такая схема
одноактного преобразователя применена в аппаратуре КУРС-4 и КУР--6.
Конструкция волноводного приемного смесителя, применяемого в однотакт-
ном преобразователе, приведена на рис. 5.10. Полупроводниковый диод установ-
установлен в центре волновода сечением 40X3 мм. Смеситель не требует подстройки
при смене диода. Согласование активного сопротивления диода с волноводом се-
сечением 40x20 мм достигается с помощью ступенчатого трансформатора.
Реактивная составляющая компенсируется короткозамкнутой линией, образо-
образованной отрезком волновода за диодом и задней стенкой. Фильтр гармоник вафель-
вафельного типа. В цепи промежуточной частоты имеется двухзвенный запирающий
дроссель СВЧ. Дроссель выполнен в виде двух четвертьволновых короткозамк-
нутых радиальных линий, связанных между собой коаксиальной линией длиною
четверть волны. Коаксиальная линия заполнена диэлектриком.
Такая конструкция эквивалентна фильтру низких частот и обеспечивает ос-
ослабление СВЧ сигнала в цепи промежуточной частоты не менее 30 дБ. Входное
сопротивление дросселя со стороны диода весьма мало во всем диапазоне рабо-
рабочих частот. Вывод ПЧ приемного смесителя и точка соединения его с предвари-
предварительным усилителем промежуточной частоты (ПУПЧ) является точкой наиболь-
наибольшей чувствительности приемника радиорелейной станции без УСВЧ. Для защиты
от СВЧ и ПЧ наводок эта точка должна быть хорошо экранирована (не ме-
менее 100 дБ). Поэтому обычно приемный смеситель соединяется с корпусом
ПУПЧ с помощью фланцевого соединения. Для необходимого контакта между
фланцами стык снабжен специальной пружинной прокладкой.
Двухтактный (балансный) преобразователь. В этом преобразователе (рис.
5.11а) для сложения принимаемого сигнала и колебаний гетеродина использу-
используется мостовое устройство. Щелевой мост (ЩМ) делит энергию СВЧ сигнала,
ПФ ФВ ШМ trTn См
Сигнал
Тракт промежуточной частоты приемопередатчика
115
Сигнал ПЧ
"на' ПУПЧ
Сигнал ПЧ'
ПУПЧ
Т
Щ<руп
\Ге1леродин
м
^^^П Сигнал ПЧ
J нТпУПЧ
f
Рис. 5.11. Балансный преобразователь:
а — структурная схема; б — схема смесителя с синфазио включенными дио-
диодами; в — схема смесителя с противофазио включенными диодами
подаваемого на входные плечи 1 и 2 пополам. В результате на оба полупро-
полупроводниковых диода сдвоенной смесительной головки (См), подключенной через
фильтр гармоник (ФГ) к выходным плечам 3 и 4 моста, поступают биения сиг-
сигнала и гетеродина. Вследствие свойств мостовой схемы биения в плечах 3 и 4
сдвинуты по фазе на 180°. При синфазном включении диодов в сдвоенной го-
головке, как показано на рис. 5.116, сигналы ПЧ на диодах противофазны, и для
подключения к ПУПЧ требуется симметрирующий трансформатор. Недостатком
схемы с трансформатором является трудность получения широкой полосы про-
пропускания и малой неравномерности АЧХ.
В современных балансных смесителях, для того чтобы на выходе выделить
сигнал ПЧ на несимметричной нагрузке и тем самым облегчить стыковку пре-
преобразователя с ПУПЧ, применяются специальные парные диоды прямой и об-
обратной полярностей (рис. 5.1 Is). Последний имеет в обозначении букву «П»
(перевернутый). В некоторых случаях применяются миниатюрные диоды, кото-
которые можно устанавливать в смесительной головке, также и в перевернутом по-
положении, естественно, при сохранении электрических параметров диода.
Вход
сигнала\
Вход
гетеродина^
Рис. о. К. Балансный преоб-
преобразователь приемника аппа-
аппаратуры «Восход»:
1 — полосовой фильтр; 2 —
ферритовый вентиль; 3 —
ступенчатый переход; 4 —
коаксиально-волиоводнын пе-
переход: 5 — щелевой мост;
6 — угловой переход; 7 —
сдвоенный фильтр гармоник;
8 — сдвоенная смеситель-
смесительная головка
Благодаря свойствам мостовой схемы цепи сигнала и гетеродина в балансном
смесителе оказываются развязанными друг от друга. При хорошо согласован-
согласованном смесителе и парно подобранных диодах величина развязки достигает 20 дБ
и, следовательно, на такую же величину снижается уровень мощности гетеро-
гетеродина на входе приемника. Это преимущество балансной схемы по сравнению
с однотактной, по существу, является единственным. По остальным параметрам
обе схемы практически одинаковы.
Конструкция балансного преобразователя приемника аппаратуры «Восход»
представлена на рис. 5.12.
5.7. ТРАКТ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ
\ ПРИЕМОПЕРЕДАТЧИКА
\
Основное усиление сигнала в приемопередатчиках гетеродинного типа осу-
осуществляется в тракте промежуточной частоты. На рис. 5.13 показана структур-
структурная схема типового тракта ПЧ. Наряду с усилителями сигнала ПЧ — предва-

116
Приемопередающая аппаратура РРЛ прямой видимости
Тракт промежуточной частоты приемопередатчика
117
рительный УПЧ (ПУПЧ), главный УПЧ с системой автоматической регулировки
усиления (ГУПЧ), оконечный УПЧ (ОУПЧ), в тракте имеются фильтр сосредо-
сосредоточенной селекции ,(ФПЧ), корректор группового времени запаздывания ж вы-
От смесителя,
приемника
ПУПЧ ФПЧ
ОгрПЧ МУПЧ
S
-
>
К смесителю
~тре§егтчики
»Выделение
Рис. 5.13. Типовая структурная схема тракта промежуточной частоты приемопередатчика
равниватель АЧХ приемопередатчика (КГВЗ), усилитель-ограничитель для по-
подавления паразитной амплитудной модуляции (Огр ПЧ), устройство для под-
подключения на вход передатчика замещающего генератора ПЧ в случае сниже-
снижения уровня принимаемого сигнала до минимально допустимого.
На тракт ПЧ модулированный по частоте сигнал ПЧ поступает со смесите-
смесителя приемника, усиленный в тракте сигнал используется для выделения на ПРС
или подается на вход передатчика данного направления связи. С выхода тракта
ПЧ сигнал поступает иа вход преобразователя частоты передатчика.
Номинальное напряжение сигнала ПЧ на выходе приемника составляет
500 мВ на нагрузке 75 Ом (около +5 дБм), номинальное напряжение иа входе
передатчика — 300 мВ (около +1 дБм).
В современной радиорелейной аппаратуре тракт ПЧ выполнен полностью иа
полупроводниковых приборах. Транзисторные УПЧ строятся в виде соединения
широкополосного усилителя с фильтром сосредоточенной селекции. Полоса про-
пропускания УТ1Ч значительно превышает ширину полосы ФПЧ.
Предварительный УПЧ предназначен для усиления сигнала, поступающего с
выхода преобразователя частоты приемника, и должен вносить малый уровень
теплового "шума и обладать повышенной линейностью для защиты прнемника
от воздействия радиопомех, попадающих в полосу пропускания СВЧ раздели-
разделительного фильтра приемника. Предварительный УПЧ и смеситель приемника
конструктивно составляют единое целое, вход ПУПЧ имеет оптимальное с точ-
точки зрения .согласования со смесителем входное сопротивление.
Для первого каскада ПУПЧ выбирается специальный малошумящий тран-
транзистор с большим коэффициентом передачи тока иа высокой -частоте. Ослабле-
Ослабление влияния последующих каскадов на коэффициент шума ПУПЧ достигается
при большом значении коэффициента усиления первого каскада (Ki\, для чего
применяется схема «с общим эмиттером». На рис. 5.14 дай пример схемы ПУПЧ
аппаратуры КУРС. Коэффициент передачи такого усилителяч составляет иа час-
частоте 70 МГц около 30 дБ, коэффициент шума /Сш= 1,5-4-1,7.
Транзисторные ПУПЧ обладают той особенностью, что их амплитудная ха-
характеристика имеет ограниченную линейность. Например, для ПУПЧ, приведен-
приведенного иа рис. 5.14, линейность амплитудной характеристики начинает резко сни-
снижаться при выходном напряжении более 400 мВ.
Отличительной особенностью работы ПУПЧ является то, что иа его вход
поступает ЧМ сигнал, прошедший тракты СВЧ передатчика (предыдущей стан-
станции) и приемника, в которых не скорректирована характеристика ГВЗ, и вслед-
вследствие этого сигнал имеет паразитную амплитудную модуляцию. Коррекция ГВЗ
производится в блоке КГВЗ, устанавливаемом на выходе ПУПЧ (см. рис. 5.15).
При повышенных уровнях принимаемого сигнала в ПУПЧ возможно возникно-
возникновение преобразования амплитудной модуляции в фазовую, что проявляется как
дополиительиое нелинейное искажение модулирующего сообщения.
Фильтр сосредоточениой селекции предназначен для создания избирательно-
избирательности приемника при малых рассстройках относительно границ полосы пропуска-
пропускания, а также ослабления радиопомех от соседних стволов радиорелейной сис-
системы. Фильтр обычно компонуется совместно с фиксированным корректором
характеристики ГВЗ, так что неравномерности характеристик ГВЗ и АЧХ та-
такой пары малы в рабочей полосе частот. Коррекция характеристики ГВЗ прие-
приемопередатчика осуществляется отдельным перестраиваемым корректором.
При относительной полосе пропускания около 30—50% характеристика ос-
ослабления фильтра в полосе задерживания должна иметь скаты почти симметрич-
симметричные относительно номинальной ПЧ.
На рис. 5.15 приведена электрическая схема ФПЧ аппаратуры КУРС. По-
Повторяемость параметров фильтров и снижение трудоемкости их настройки до-
Г'
Вх
LI
Ш C7 2E,lJJi_12) f/0/2!J£
S7_\ |
C1SJJ1 L11 1Вых_
C8 ^= C9 =zlii^~ ba
19,6 _L S1,9±6,2±. Ц4Л-
Рис. 5.14. Схема предварительного УПЧ
Рис. 5.15. Схема полосового фильтра ПЧ с корректором ГВЗ

118
Приемопередающая аппаратура РРЛ прямой'видимости
Тракт промежуточной частоты приемопередатчика
119
ъ
I
1
1л
1 \
г
/
/
[
1
\
t
НС
If
2
П
V
I
\
\
\
ч
I
120 МГц 58 62 66 70 Ц 78 МГЦ
стигнуты применением конденсаторов с малым относительным отклонением от
номинала (не более 1%). На рис. 5.16а показана характеристика ослабления
фильтра в полосе пропускания и полосе задерживания, на рнс. 5.166—ГВЗ не-
нескорректированного ФПЧ (кривая 1), ГВЗ после коррекции (кривая 2).
50
40
30
20
10
О
20 W ВО 80 100
a) S)
Рис. 5.16. Характеристики фильтра ПЧ:
а — характеристика ослабления; б — неравномерность ГВЗ в полосе пропус-
пропускания:
1 — фильтра без корректора; 2 — после коррекции
Корректоры группового времени запаздывания предназначены для вырав-
выравнивания неравномерности характеристики ГВЗ в рабочей полосе частот. Коррек-
Коррекция ГВЗ приводит к линеаризации фазочастотной характеристики тракта пере-
передачи ЧМ сигнала и, как следствие, к снижению нелинейных искажений моду-
модулирующего сигнала. Частотно-избирательным элементам приемопередающего
тракта, (полосовые СВЧ фильтры системы объединения и разделения стволов)
присуща неравномерная характеристика ГВЗ в рабочей полосе частот, которая
может быть выровнена путем коррекции. Волнообразные искажения характерис-
характеристики ГВЗ, вызванные неидеальностью фидерных трактов большой длины, кор-
корректорами тракта ПЧ на сосредоточенных элементах не устраняются.
В большинстве типов современной радиорелейной аппаратуры коррекция ха-
характеристики ГВЗ осуществляется в тракте ПЧ. Наряду с более простой кон-
конструкцией по сравнению с СВЧ фазовыми звеньями применение только ПЧ кор-
корректоров имеет свои недостатки, о которых упоминалось при описании механиз-
механизма искажений, возникающих в ПУПЧ. При коррекции неидеальности частотных
характеристик приемопередающего тракта (АЧХ, ГВЗ) следует соблюдать прин-
принцип: корректор должен быть включен непосредственно в цепи возникновения ис-
искажений характеристики передачи. Поэтому неравномерность ГВЗ в элементах
СВЧ тракта, которая подвержена изменениям при климатических воздействиях,
желательно компенсировать корректорами тракта СВЧ.
В тракте ПЧ в основном применяются корректоры двух типов: согласован-
согласованные всепропускающие фазовые звенья несимметричного типа и так называемые
«активные» несогласованные корректоры. Согласованные корректоры допускают
их каскадное соединение и представляют собой модификацию Т-образной мос-
мостовой схемы фазового звена второго порядка.
На рис. 5.17 показаны два варианта электрической схемы такого звена кор:
рекции ГВЗ. Частотная характеристика ГВЗ звена в наносекундах, описывается
функцией
wn = ^ '-rwo//r ,52)
где л ^-параметр, определяющий крутизну и размах характеристики ГВЗ; {о,
МГц — резонансная частота колебательных контуров LACA и ЬвСв. Амплитуд-
Амплитудно-частотная характеристика фазового звена теоретически плоская. Для ком-
компенсации ее провала на частоте /о, вызванного потерями в элементах корректо-
ра, в схему включен дополнительный резистор R. На рис. 5.18 приведены при-
примеры зависимости ГВЗ для одного звена с параметрами: я=2, /о=72 МГц и
после перестройки корректора с параметрами; л=2,11, fo=76 МГц.
La
с:
ЧгтНУ
Т-1
4 i
НС
«
в
¥
2
0
V
11
//
II
V
j
i
1
1
1
f
f
\
ч
\
\
\
2
\
\
У
\
60
W SO МГц
Рис. 5.17. Схема согласованных
звеньев коррекции ГВЗ:
а — с симметричным трансформа-
трансформатором A :— 1); б — с емкостным
симметрирующим элементом
Рис. 5.18. Примеры зависи-
зависимости ГВЗ для одного зве-
звена с параметрами:
/ — л = 2; /о=72 МГц; 2 —
л = 2.11; /о=76 МГц
Если в процессе выравнивания неравномерности характеристики ГВЗ необ-
необходимо изменить параметры корректора (кривая 2 на рис. 5.18), то следует по-
поступать по нижеприведенной методике. -Контролируя согласование входа КГВЗ
в рабочей полосе частот с помощью рефлектометра, работающего в проходном
режиме, начинают с небольшого изменения емкости конденсатора Св в одной
из звеньев КГВЗ. При достижении некоторой минимизации неравномерности ха-
характеристики ГВЗ определяют знак изменения емкости Св и производят под-
подстройку индуктивности LA в том же направлении изменения, добиваясь восста-
восстановления согласования, заданного во всей рабочей полосе частот. Если КГВЗ
многозвенный, то указанную перестройку производят строго по каждому звену
в отдельности, поддерживая широкополосное согласование входа КГВЗ после
каждой перестройки пары элементов Св, LA.
Использование широкополосного симметричного A :—1) трансформатора на
ВЧ тороидальном ферритовом сердечнике с сильной связью между обмотками
(#св>0,97) позволяет практически исключить взаимную зеГвисимость между эле-
элементами контуров LACA и LbCb, которая имеет место с емкостным и индуктив-
индуктивным симметрирующими элементами. В последнем случае для достижения необхо-
необходимой высокой степени согласования звеньев многозвенного КГВЗ степень асим-
асимметрии схемы не должна быть более 1—2%, что требует установки прецизи-
прецизионных конденсаторов (см. рис. 5.176).
Элементы фазового звена, работающего в тракте с волновым сопротивлени-
сопротивлением W, Ом, рассчитываются на основе выбранных графоаналитическим методом
параметров п и /0, МГц, по формулам:
LA =
S =
W \ 23,85
75 \ 1060л
W \5,97n f 75N4240
\5,97n f
/о ' S=4
L
E.3)
W /о 4 )f0
где LA и Lb выражены в микрогенри; СА, Св — в пикофарад«х.

120
Приемопередающая аппаратура РРЛ прямой видимости
Тракт промежуточной частоты приемопередатчина
121
При использовании емкостного симметрирующего элемента
■емкостные элементы выбираются из условий
2СА>С>Св/2; С'А = СА —
(см. рис. 5.176)
' 2C—Св '
Наибольшие преимущества по оперативности перестройки характеристики
ГВЗ имеют корректоры несогласованного типа, так называемые «активные»
корректоры. Существенным недостатком КГВЗ такого типа являются необходи-
необходимость включения их между активными усилительными каскадами УПЧ и свя-
связанная с этим обстоятельством ограниченная линейность амплитудной характе-
характеристики КГВЗ. На рис. 5.19 приведена схема одного из видов активного КГВЗ,
Рис. 5.19. Схема включения «ак-
«активного» корректора ГВЗ в
тракт ПЧ
Рис. 5.20. Схема резнстнвного каскада УПЧ «общий
эмиттер—общий коллектор» с электронным аттенюато-
аттенюатором АРУ
-содержащего фазовое звено второго порядка и два усилителя—А\ и А2. Вход-
Входное и выходное сопротивления разделительных усилителей равно W. Трансфор-
Трансформатор в схеме активного корректора Тр аналогичен трансформатору «пассивно-
«пассивного» согласованного звена (см. рис. 5.17а). Характеристика ГВЗ несогласованно-
несогласованного фазового звена описывается той же формулой, что и для согласованного зве-
звена. Параметры несогласованного звена связаны с элементами контура .следую-
.следующими соотношениями:
2 Г L
г у тгв; fo =
1
= ; RA = 2W.
3
Звено обладает независящим от частоты коэффициентом передачи:
дБ (/(,, /Сг — коэффициенты усиления разделительных УПЧ Л,, А2).
Главный усилитель промежуточной частоты (ГУПЧ). На этот усилитель при-
приходится основная доля усиления приемника. При замираниях принимаемого сиг-
сигнала система автоматической регулировки усиления (АРУ), имеющаяся в ГУПЧ,
поддерживает выходное напряжение сигнала ПЧ неизменным. Коэффициент
усиления ГУПЧ обычно составляет 45—65 дБ, глубина регулирования достигает
SO дБ.
Транзисторный ГУПЧ представляет собой широкополосный усилитель с вклю-
включенными между усилительными каскадами регулируемыми аттенюаторами систе-
системы АРУ. Таким образом, режим работы усилительного каскада остается неиз-
неизменным.
Широко применяются транзисторные усилительные каскады, построенные
по схеме с общей базой, с широкополосными трансформаторами в цепи межкас-
!£\ кадиой связи. В аппаратуре КУРС используется другая схема резистивиого кас-
•;-! када, в котором два транзистора включены по схеме с общим, эмиттером и с
■,iv общим коллектором. На выходе каскада установлен диодный аттенюатор АРУ
^tij (рис. 5.20). Каскад охвачен глубокой отрицательной обратной связью с эмитте-
^f pa Т2 на базу Т1. Такое построение схемы позволяет получить достаточно вы-
''Us- сокую линейность амплитудной характеристики, весьма низкое входное и выход-
#§*'иое сопротивления каскада в широкой полосе частот, что обеспечивает малую
|||ч неравномерность АЧХ в диапазоне регулировки усиления, а также упрощает схе-
U5> мы цепей согласования усилителя на входе и выходе иа номинальное волновое
V$V сопротивление коаксиального кабеля.
;|V, Коэффициент передачи такой усилительной пары определяется приближен-
Щ., ным соотношением: Л;= ——Л*7Г~ • где °8 — нагрузка на выходе усилительио-
ijjt 'вх ^э
<!$ го каскада, для всех каскадов ее величина принята одинаково равной 150 Ом.
Щ>■""■" Поэтому коэффициент передачи каждого каскада можно определить по величи-
||J. ие Ro.c=Rl (см. рис. 5.20). Конденсатор С2, подключенный параллельно R1,
■^ выравнивает АЧХ в области верхних частот. В ГУПЧ каскады имеют коэффи-
« . циенты передачи от 6 до 15 дБ.
Схема электронного аттенюатора АРУ построена иа p-i-n-диодах и представ-
-:V ляет собой переменный делитель напряжения. При подаче постоянного прямого
ч'--. смещения на p-t-л-диод его дифференциальное сопротивление Rn иа высоких
частотах становится практически активным и зависит от величины прямого тока
/яр. На рис. 5.21 приведен график зависимости i/?a=f(/np). Высокая степень
100
10
1
k
1
\
1
"--—,
t
==-—=
Inn
/ МЛ
Рис. 5.2К Зависимость дифференциального
сопротивления днода от прямого тока
дЕ
W
№
12
678В
Рис. 5.22. Зависимость ослаб-
ослабления Сигнала ПЧ, вносимо-
вносимого одним электронным атте-
аттенюатором, от напряжения
АРУ
"АРЬ
у
/
/
А
7
/
/
Еару
линейности амплитудной характеристики электронного аттенюатора на p-i-л-дио.1-
дах достигается при соотношении амплитуды переменной /т и постоянной со-
составляющих тока диода: /т//пр<5. /
При отсутствии управляющего напряжения в цепи АРУ (£дру=0) диод
Д2 заперт, на диод Д1 подано прямое смещение с эмиттера Т2 @32=—6 В).
При этом дифференциальное сопротивление Ля1 составляет около 60 Ом, эта ве-
величина устанавливается подбором резистора R6. Возникающее на выходе усили-
усилителя постоянного тока (УПТ АРУ) отрицательное напряжение смещает диод
Д2 в прямом направлении, #д2 падает, а 'прямой ток днода Д1 уменьшается за
счет возрастания отрицательного напряжения на резисторе R6, величина Rm воз-

122
Приемопередающая аппаратура РРЛ прямой видимости
Тракт промежуточной частоты приемопередатчика
123
растает. Таким образом, делитель напряжения Л?Д|#д2 обусловливает дополни-
дополнительное ослабление сигнала ПЧ. На рис. 5.22 показана зависимость ослабления,
вносимого одним аттенюатором, от приложенного управляющего напряжения
РУ
Структурная схема и диаграмма уровней ГУПЧ при входном напряжении
сигнала 100 мВ (коэффициент передачи усилителя при этом составляет около
10 дБ) показана на рис. 5.23. Напряжения сигнала приведены в контрольных
точках на эмиттерах транзисторов Т2 (см. рис. 5.20) каждого из усилительных
каскадов Л,-. Сопротивление 1У=75 Ом установлено на выходе А6 для обеспе-
обеспечения согласования низкоомного выхода усилителя.
Важнейшим этапом настройки ГУПЧ является распределеине коэффициен-
коэффициенfa
Рис. 5.23. Структурная схема н диаграмма уровней ГУПЧ
тов усиления по каскадам (Л,) и ослабления аттенюаторов (В,) в режиме АРУ.
Для получения минимума тепловых шумов, вносимых усилителем, первым дол-
должен вступить в регулировку ближайший к выходу ГУПЧ аттенюатор {В5 на
рис. 5.23). На следующий аттенюатор (В4) напряжение АРУ подано через диод
ДЗ (см. рис. 5.20), так что характеристика регулирования (кривая 1 на рис.
5.22) смещается на величину около 0,7 В (кривая 2)*. Резкое увеличение ко-
коэффициента шума ГУПЧ наступает при подаче управляющего напряжения на
последний В| (ближайший к входу) аттенюатор. Однако такая регулировка не-
необходима после первого каскада для предотвращения перегрузки каскада А2,
иа выходе которого развивается наибольшее в ГУПЧ напряжение сигнала.
Система АРУ содержит дополнительный УПЧ, подключенный через развя-
развязывающую цепь к выходу Ае (эмиттер Т2), амплитудный детектор, дифферен-
дифференциальный усилитель с регулируемым напряжением на втором входе для уста-
установки уровня стабилизированного сигнала на выходе ГУПЧ и усилитель по-
постоянного тока, выход которого соединен непосредственно с аттенюатором Въ.
Оконечный усилитель промежуточной частоты (ОУПЧ) предназначен для
усиления сигнала ПЧ до номинального выходного напряжения приемника. Обыч-
Обычно предусмотрено два выхода ПЧ, один из которых имеет напряжение 500 мВ.
ОУПЧ содержит также устройство аварийного переключения выхода приемника
на замещающий генератор для имитации пропавшего полезного сигнала. Струк-
• Так сдвинуты по напряжению АРУ все остальные аттенюаторы: Вз, В2 н Bt.
турная схема ОУПЧ приведена на рис. 5.13. В состав его входят: узкополосиый
индикатор несущей (УИН), электронный ключ (ЭКл), замещающий генератор
(ГЗ) и собственно оконечный УПЧ.
Узкополосный индикатор несущей состоит из дополнительного УПЧ с фильт-
фильтром на выходе, амплитудного детектора и триггера и настроен так, что при сни-
снижении напряжения сигнала на выходе ГУПЧ (из-за замираний) на 6—7 дБ ни-
ниже номинального C10 мВ) триггер переходит в состояние Нет несущей. Напря-
Напряжение на выходе триггера переводит ЭКл в положение Авария, ГЗ включается,
Н его колебание с частотой 70 МГц подводится через ЭКл к входу оконечного
- УПЧ.
При восстановлении нормальных условий приема, когда напряжение сигнала
на выходе ГУПЧ становится менее чем на 2—3- дБ ниже номинального, т. е. бо-
более 200 мВ, триггер переходит в состояние Есть несущая. Напряжение на вы-
выходе триггера переводит ЭКл в рабочее положение1 ГЗ отключается, сигнал с
выхода ГУПЧ поступает иа вход оконечного УПЧ.
Фильтр УИН настроен на частоту 70 МГц, имеет полосу пропускания по
уровню минус 3 дБ около 12 МГц и предназначен для повышения избиратель-
избирательности УИН от помех, попадающих в полосу пропускания тракта ПЧ. В УИН
предусмотрена регулировка порогов срабатывания триггера.
Вход а 660
СЮ 680
Выход
■О+
Рис. 5.24. Схема электронного ключа сигналов ПЧ
На рис. 5.24 приведена электрическая схема одного электронного ключа (в
состав блока ОУПЧ обычно входят два таких узла). Коммутация сигнала ПЧ
в нем осуществлена с помощью специальных диодов типа КД407А (или
КД409А). Особенностью этих диодов является весьма малое по сравнению с но-
номинальным волновым сопротивлением тракта G5 Ом) дифференциальное сопро-
сопротивление, составляющее не более 1 Ом при прямом токе около 5 мА. Запертый
диод имеет малую емкость — не более 1 пФ при напряжении обратного смеще-
смещения 5 В.
При указанной иа рис. 5.24 полярности напряжения Е, поступающего с вы-
выхода триггера УИН, ключ Открыт, диоды Д1, ДЗ и Д5 имеют прямое смещение,
а диоды Д2, Д4 и Д6—обратное смещение. В этом состоянии ключ
создает малое ослабление сигнала — ие более 0,5 дБ. При изменении со-
состояния триггера УИН полярность Е меняется, ключ закрыт, диод Д1
заперт, диод Д2 имеет прямое смещение. Таким образом к входу клю-
ключа через С1, С2 и Д2, С4 подсоединен резистор R2, чем обеспечива-
обеспечивается согласование входа ключа в положении Закрыт. Диоды ДЗ, Д5 заперты, а
диод Д4 открыт и закорачивает цепь сигнала через конденсатор С7. В поло-
положении Закрыт ключ создает ослабление сигнала около 80 дБ.

124
Приемопередающая аппаратура РРЛ прямой .видимости
Смесители передатчика
125
5.8. СМЕСИТЕЛИ ПЕРЕДАТЧИКА
Основные требования. Смеситель передатчика предназначен для преобра-
преобразования сигнала промежуточной частоты в сигнал СВЧ. Смесители передатчика
работают при относительно большом уровне сигнала (от нескольких до сотен
милливатт и даже до нескольких ватт), поэтому их принято относить к классу
смесителей высокого уровня мощности. К этому же классу относятся и смеси-
смесители для преобразователей сдвига частоты, с помощью которых осуществляют-
осуществляются транспонирование спектра по частоте в ретрансляторах прямого усиления и
преобразование частоты гетеродина передатчика в частоту гетеродина прием-
приемника в ретрансляторах с общим гетеродином.
Основные требования, предъявляемые к смесителю передатчика, следующие:
малые потери преобразования, минимальная неравномерность коэффициента пре-
преобразования и характеристики ГВЗ в широкой полосе частот. В мощных смеси-
смесителях, кроме этого практический интерес представляет КПД, т. е. коэффициент
использования мощности гетеродина.
В смесителе сигнал промежуточной частоты (или сдвига) смешивается с
СВЧ колебаниями гетеродина. Вследствие нелинейной характеристики смеситель-
смесительного диода сигнал модулирует по амплитуде колебания гетеродина. Спектр мо-
модулированного колебания состоит в основном из несущей и двух боковых час-
частот: верхней — суммарной н, нижней — разностной. На выходе смесителя может
быть выделена как та, так и другая в зависимости от плана распределения час-
частот.
Смесительные диоды. В качестве смесительных элементов используются спе-
специальные полупроводниковые диоды, имеющие большую мощность рассеяния.
Типы мощных смесительных диодов н их основные параметры приведены в
табл. 5.2.
ТАБЛИЦА 5.2
Параметр
Диапазон волн, см
Номинальная дли- ,
на волны, см
Потери преобразо-
преобразования. дБ
Наибольшая под-
воднмая мощность
сигнала СВЧ, мВт
Параметры мощных
Д-401*
7-10
13
300
Д-501"
25,6
10
100
смесительных диодов
Параметр
Наибольшая под-
воднмая мощность
модулирующего коле-
колебания, дБ
Выходная мощ-
мощность, мВт
Д-401*
300
15
Д-501"
-
* Применяется в аппаратуре «Рассвет-2».
•* Применяется в аппаратуре «Рассвет-2», «Восход», «Восход-М».
Смесительный диод должен быть согласован с линией передачи при задан-
заданной мощности гетеродина, обеспечивающей получение необходимой выходной
мощности колебания боковой полосы частот. Кроме того, диод должен быть
нагружен на второй боковой полосе частот и на гармониках. Механизм воздей-
воздействия колебаний второй боковой полосы частот и гармоинк, возникающих в сме-
смесительном диоде, на частотную неравномерность коэффициента преобразования
аналогичен влиянию побочных составляющих в приемном смесителе.
Мощные смесители на полупроводниковых диодах, работающих по принципу
резистивных коммутаторов, имеют довольно большие потерн преобразования
сигнала и низкий КПД в цепи гетеродинам Потери преобразования сигнала, из-
измеряемые отношением мощности сигнала иЧ, подаваемого на смесительные дио-
диоды, к мощности выходного сигнала, составляют около 10—13 дБ. Коэффициент
полезного действия преобразователя в цепи гетеродина, т.е. отношение мощно-
мощности выходного сигнала к мощности гетеродина, всего 4%. Чтобы получить на
выходе преобразователя мощность сигнала 20 мВт, необходимую для раскачки
усилителя СВЧ передатчика, требуется модулирующее напряжение сигнала ПЧ
не менее 4—5 В и мощность гетеродина около 0,5 Вт.
В современных передатчиках радиорелейной аппаратуры на транзисторах в
качестве мощных смесителей применяются параметрические диоды — варакторы.
.Эти диоды, в отличие от обычных полупроводниковых днодов, принципиально
лозволяют получить усиление модулированного сигнала при преобразовании час-
частоты. :
Преобразователь частоты передатчика или сдвига так же, как преобразова-
преобразователь частоты приемника, может быть как однотактным, так и двухтактным.
Однотактный преобразователь. Чаще всего лрименяется для сдвига частоты.
В преобразователе сдвига аппаратуры «Восход-М» i(pnc. 5.25) применен смеси-
смеситель сдвига (Смсдв) проходного типа.
Он представляет собой волноводную
■смесительную головку, помещенную ме-
между двумя объемными резонаторами,
один из которых настроен на частоту
■ гетеродина передатчика, другой — на ча-
частоту гетеродина приемника. На коак-
коаксиальный вход смесителя подается
напряжение с выхода умножителя сдви-
сдвига с частотой 266 МГц. К выходному
волноводу смесителя подключен фильтр
узкой полосы (ФУП), настроенный на
частоту гетеродина приемника. Он дополнительно отфильтровывает паразитные
частоты преобразования. Фильтр нагружен на ферритовый вентиль (ФВ) Такой
преобразователь является узкополосным, что н требуется в цепи сдвига. Потери
преобразования в схеме с диодом типа Д-501 составляют около 10 дЬ.
• Двухтактный преобразователь передатчика (рис. 5.26). Напряжение проме-
промежуточной частоты усиливается в мощном УПЧ передатчика (МУПЧ) и с его вы-
Гетеродин
передатчика Смш Ш\
/Н
приемники
f От умножителя
Мига 2В
Рис. 5.25. Схема однотактного преобразо-
преобразователя сдвига
ПФ Вомодной
сигнал
СВЧ 20мВт
ТГетеродин
перепатчико
Л,5Вт
Рис. 5.26. Схема двухтактного преобразователя
хода подается сннфазно на полупроводниковые диоды смесителя передатчика
(См)."Гетеродин передатчика подключен через щелевой мост (ЩМ). Мост рас-
ппрлрдяет чнепгию гетеродина, поступающую в плечо 1, поровну между плечами
3 н 4 причем со сдвигом фаз 90° '(СВЧ колебания в плече 4 отстают по фазе
на 90° от колебаний в плече 3). Вследствие этого, при отсутствии отражении в<
плечах 3 и 4 плечи 1 и 2 развязаны, т. е. энергия гетеродина из плеча 1 не
поступает в плечо 2. При полном отражении с одинаковой фазой в плечах 3 и
4 энергия из плеча 1 полностью переходит в плечо 2.
Диоды подключены через фильтры гармоник (ФГ) к плечам моста 6 и 4.
При большом напряжении сигнала ПЧ диоды работают как ключи, и течение

126
Приемопередающая аппаратура РРЛ прямой видимости
положительного полупериода напряжения ПЧ диоды открыты и поглощают энер-
энергию гетеродина. В течение отрицательного полупериода оба диода закрыты и
энергия гетеродина отражается. Благодаря свойствам щелевого моста модули-
модулированный сигнал поступает в плечо 2.
Полосовой фильтр (ПФ) выделяет колебания полезной боковой полосы час-
частот, которые поступают на выход преобразователя. Энергия второй боковой по-
полосы частот отражается от полосового фильтра и поглощается в ферритовом
вентиле (ФВ), включенном в цепь сигнала перед полосовым фильтром. Для
уменьшения воздействия колебаний второй боковой полосы частот на частотную
характеристику коэффициента преобразования смесителя передатчика феррито-
вый вентиль в цепи сигнала должен иметь максимальное затухание в обратном
направлении (особенно, если он узкополосный), именно на частоте второй бо-
боковой. Ферритовый вентиль в цепи гетеродина является нагрузкой для фильтра
узкой полосы и поглощает отраженную от смесителя за счет разбаланса дио-
диодов часть мощности гетеродина передатчика. Двухтактный преобразователь при-
применен в передатчике аппаратуры «Рассвет».
Преобразователь частоты иа варакторе. В современных передатчиках радио-
радиорелейной аппаратуры используются, как правило, варакторные преобразователи
частоты, обеспечивающие усиление сигнала в процессе преобразования и даю-
дающие существенный энергетический выигрыш. Возможность построения полностью
полупроводниковых передатчиков без УСВЧ обусловлена применением мощных
параметрических диодов — варакторов.
Если требования к выходной мощности смесителя невелики, то он обычно
строится по однотактной циркулярной схеме (рис. 5.27а). Сигнал промежуточ-
Сигнал ПЧ нут См W Hi №
ШналЩ МУПЧ
Гетеродин
3Вт
^Выходной
сигнал СВЧ
20 мВт
-Гетеродин
0,28т
Выходной
сигнал СВЧ
0,75Вт
Рис. 5.27. Структурные схемы варакторных преобразователей
частоты передатчика:
а — однотактный преобразователь; б — двухтактный (баланс-
(балансный) преобразователь
ной частоты, усиленный в мощном УПЧ (МУПЧ), смешивается с колебаниями
СВЧ гетеродина з смесителе (См). Нелинейным элементом является кремниевый
варактор средней мощности группы В (см. табл. 5.4), обладающий нелинейной
зависимостью емкости р-л-перехода от напряжения на нем. Для разделения це-
цепей преобразованного сигнала и гетеродина используется ферритовый циркуля-
тор (Ц,). Гетеродин через фильтр узкой полосы (ФУП) и нагруженный фер-
ферритовый циркулятор (Цг), выполняющий функции вентиля, подключен к плечу
3 циркулятора Ц|. В соответствии с направлением циркуляции энергия попадает
в плечо 1 и подается на смеситель. Под действием напряжения ПЧ полное
•V,
5..
Смесители передатчика
127
комплексное сопротивление варактора меняется и происходит модуляция СВЧ
колебаний гетеродина, которые, отражаясь от смесителя, поступают через плечи
1 к 2 циркулятора Ц, к полосовому фильтру. Колебания полезной боковой по-
полосы частот выделяются фильтром (ПФ). Энергия второй боковой полосы час-
частот отражается от него и поглощается в нагрузке (Н) циркулятора Цг в цепи
гетеродина.
В однотактном варакторном преобразователе частоты аппаратуры «Вос-
ход-М» выходная мощность сигнала 20 мВт получается при модулирующем на-
напряжении ПЧ 1,8—2 В, что соответствует коэффициенту усиления преобразо-
преобразователя около 1, т. е. потерь преобразования нет. Мощность гетеродина при этом
составляет 0,2 Вт. Благодаря малым энергетическим потерям варактора КПД
в цепи гетеродина достигает 10%.
Конструкция смесителя приведена на рис. 5.28. Он состоит из волноводно-
коаксиального перехода и съемной смесительной головки, представляющей коак-
коаксиальный резонатор, перестраиваемый поршнем. Варактор подключен к волно-
волноводу последовательно с резонатором. Смеситель имеет три органа настройки.
Рис. 5.28. Смеситель иа варакторе для
диапазона частот 4 ГГц:
/ — вход ПЧ: 2 — дроссель СВЧ; 3 —
волновод 61 X10; 4 — варактор; 5 — пор-
поршень; 6 — втулка связи
Необходимость настройки при смене диода и изменении режима работы смеси-
смесителя обусловлена разбросом параметров диодов и критичностью характеристик
преобразователя к параметрам варактора.
Регулировка связи коаксиального резонатора с волноводом осуществляется
с помощью резьбовой втулки, которая навернута на внешний проводник резо-
резонатора, выступающий в волновод. Благодаря этой регулировке производится со-
согласование выходного сопротивления смесителя с нагрузкой. Регулировка связи
практически необходима только при смене диода и в случае изменения мощно-
мощности гетеродина больше чем на ±20%. Эта регулировка осуществляется при сня-
снятом резонаторе. Она влияет в основном иа величину мощности преобразованно-
преобразованного сигнала и не влияет на форму АЧХ и ГВЗ.
Настройка выхода, заключающаяся в компенсации реактивной составляющей
выходного комплексного сопротивления смесителя в точке подключения резона-
резонатора к волноводу, производится путем настройки резонатора смесительной го-

128
Приемопередающая аппаратура РРЛ прямой видимости
Усилители на лампах бегущей волны
129
ловки бесконтактным коаксиальным поршнем. Резонатор настраивается после
установки оптимальной связи. Эта настройка зависит от уровня сигнала ПЧ на
варакторе и влияет на равномерность АЧХ преобразователя. Настройка выхода,
так же как и регулировка связи, производится по максимуму выходной мощио-
Настройка входа смесителя, т. е. компенсация реактивной составляющей его
входного комплексного сопротивления, осуществляется переменным конденсато-
конденсатором контура выходного каскада мощного УПЧ. С помощью этой настройки уст-
устраняется перекос АЧХ преобразователя, если он получается после оптимальной
настройки выхода.
Если в передатчике отсутствует усилитель СВЧ, то выходным каскадом бу-
будет варакторный преобразователь частоты и для повышения выходной мощно-
мощности должны быть приняты меры к увеличению КПД по гетеродину. Та же цель
достигается построением преобразователя по балансной сх*еме, поскольку при
неизменной эффективности преобразования вследствие возрастания входной мощ-
мощности, которую можно подать на смеситель, увеличивается его выходная мощ-
мощность' Балансный преобразователь частоты применен в полностью полупровод-
полупроводниковом передатчике аппаратуры КУРС-4 (рис. 5.276). При мощности гетероди-
гетеродина 3 Вт и модулирующем напряжении ПЧ иа варакторах около 10 В мощность
выходного сигнала составляет 0,75 Вт, что соответствует КПД в цепи гетеро-
гетеродина 25%. Дальнейшего повышения эффективности варакториого преобразова-
преобразователя частоты можно добиться, если обеспечить вторичное преобразование энер-
энергии побочных составляющих преобразования в энергию колебаний полезной бо-
боковой полосы частот.
Конструкция мощного преобразователя частоты передатчика для диапазона
2 ГГц приведена на рис. 5.29. Варакторы включены между двумя полосовыми
CZZ
Рис. 5.29. Варакторный преобразователь частоты передатчика
для диапазона частот 2 ГГц:
/ — полосовой фильтр гетеродина; 2 — полосовой фильтр бо-
боковой полосы частот; 3 — вход гетеродина; 4 — ввод ПЧ:
5, 6 — варакторы; 7 — выход сигнала
фильтрами, которые пропускают полезные сигналы и отражают к варакторам
побочные составляющие преобразования. Благодаря этому удалось повысить эф-
эффективность преобразователя частоты, т. е. в конечном счете увеличить выход-
выходную мощность передатчика. Вход гетеродина — коаксиальный фланцевый. Мощ-
Мощность гетеродина 5 Вт. Сигнал ПЧ напряжением 10 В подается иа общую точку
соединения двух варакторов. Выходная мощность полезного сигнала иа коакси-
коаксиальном фланцевом выходе составляет 1,5 Вт.
Особенности варакториого преобразователя частоты. Применение варакто-
варакторов в преобразователях частоты передатчиков дает существенный энергетический
выигрыш, однако заставляет проявлять известную осторожность при выборе кон-
конструктивных решений и в особенности при стремлении получить высокую эффек-
эффективность преобразования. Дело в том, что при определенных условиях, чаще
всего когда смеситель расстроен, входное сопротивление его со стороны МУПЧ
может стать отрицательным. Это приводит к потенциально нестабильному режи-
режиму работы с возможностью параметрической регенерации и искажения частот-
частотной характеристики коэффициента передачи.
5.9. УСИЛИТЕЛИ НА ЛАМПАХ БЕГУЩЕЙ ВОЛНЫ
В радиорелейной аппаратуре сантиметрового диапазона воли, имеющей боль-
большую пропускную способность, в качестве выходного усилителя мощности широко
применяется лампа бегущей волны (ЛБВ). Оиа является наиболее широкополос-
широкополосным из существующих усилительных СВЧ приборов, обладает большим коэф-
коэффициентом усиления Ку и при этом обеспечивает необходимую выходную мощ-
мощность Рвых при сравнительно высоком КПД. Полоса рабочих частот составляет
примерно 10—15%. Широкополосиость ЛБВ позволяет использовать ее для уси-
усиления одновременно нескольких сигналов, например ЧМ сигнала передатчика
и гетеродина передатчика. Типы ЛБВ, применяемые в радиорелейной аппарату-
аппаратуре, и их параметры приведены в табл. 5.3.
ТАБЛИЦА Ъ.Э
Параметры ЛБВ, применяемых в аппаратуре РРЛ
Параметр
Диапазон частот, ГГц
Выходная мощности, Вт:
в режиме насыщения
в номинальном режиме
Коэффициент усиления, дБ
Коэффициент шума, дБ
КСВН входа н выхода
Фокусировка
Напряжение коллектора. кВ
Ток коллектора, мА
Напряжение спирали, кВ
Ток спирали. мА
Напряжение 1-го анода, кВ
Напряжение управляющего элек-
электрода, В
Напряжение накала, В
Ток накала. А
УВ-229-1»
3 , 4—4 , 2
> 10
> 6
> 26
< 30
< 1 ,5
Система постоян-
постоянных магнитов
1 ,5-2,0
< 50
1 ,5—1 ,75
<3
0,650-т-0,95
—
6,3
1 .9-2,6
УВ-4Ю"
5 ,6—6 ,2
> 15
> 12
> 36
< 30
< 1 ,5
Магнитная перио-
периодическая система
1 , 7—2 , 0
<50
3 , 0—3, 4
<8
2,2-2,35
4,0
1.* ,
LD-403S«*
5,925—6,425
>20
> 11
>44
<24
< 1.3
Магнитная перио-
периодическая систем*
1 .75—2.1
<47
2,55—3,05
< 2
1,9—2,6
—35
6,3
0,28—0,45
* Применяется в аппаратуре «Рассвет-2», «Восход-М». »
** Применяется в аппаратуре КУРС-6.
•*• Применяется в аппаратуре фирмы NEC (Япония).
Режим работы. Типичная амплитудная характеристика ЛБВ приведена' на
,,рис. 5.30. При эксплуатации ЛБВ весьма важно установить и поддерживать ио*
минальный режим работы лампы по уровню входной мощности Рвх. Различают
три режима работы ЛБВ: линейный, номинальный и режим насыщения.
В линейном режиме (режиме малого сигнала) Кг имеет постоянную веля-
чяиу, а Рвы* меняется пропорционально входной. Выходная мощность в этом
режиме меньше номинальной и, как правило, не превышает 50% мощности иа-
сыщеиия.
В режиме насыщения (режиме большого сигнала) отбор мощности полем
заметно влияет на скорость электронов, что приводит к нарушению взаимодей-
взаимодействия между пучком и полем и Ку падает на несколько децибел. Линейная за-
5—12

130
Приемопередающая аппаратура РРЛ прямой видимости
висимость выходной мощности от входной не соблюдается. При насыщении лам-
лампы возрастает уровень гармоник основного сигнала, которые, излучаясь, могут
создать помехи РРЛ, работающим в других диапазонах частот.
В передатчике с ЧМ режим насыщения нежелателен по следующей причине.
В ЛБВ, работающей в нелинейном режиме, возникают искажения ЧМ сигнала,
связанные с эффектом амплитудно-фазовой конверсии (АФК), т. е. преобразо-
* Мнейный режим НтпЙшльтЛ Режим насыщения
режим
Рис. 5.30. Амплитудная характеристика ЛБВ (/) и
зависимость коэффициента АФК от уровня мощности
сигнала на входе B)
вания амплитудной модуляции в фазовую, которое приводит к нелинейным ис-
искажениям передаваемого ЧМ сигнала и увеличению шумов в телефонных кана-
каналах. Этот эффект объясняется тем, что в нелинейном режиме скорость электро-
электронов, а вместо с тем и разовая скорость усиливаемой волны зависят от проходя-
дящей мощности. Возникает зазиснмость сдвига фазы сигнала в ЛБВ от амп-
амплитуды входного сигнала. Это приводит к тому, что паразитная амплитудная
модуляция входного сигнала преобразуется в фазовую модуляцию. Величина
преобразования характеризуется коэффициентом АФК, измеряемым в градусах
на один децибел изменения входной мощности. В режиме насыщения коэффи-
коэффициент АФК достигает 8—107дБ. Типичные характеристики зависимости коэф-
коэффициента АФК от уровня мощности сигнала на входе для разных напряжений
спирали приведены на рис. 5.30.
В радиорелейной аппаратуре для передатчика рекомендуется номинальный
- режим работы. В этом режиме, близком к линейному, выходная мощность ус-
устанавливается равной номинальному значению, при котором коэффициент АФК
не превышает допустимой величины. Практически, для того чтобы установить
номинальный режим работы конкретной ЛБВ, необходимо подать на электроды
все напряжения и установить токи в соответствии с ее паспортом, и, регулируя
.входную мощность, установить паспортное значение номинальной выходной мощ-
мощности. Величина этой мощности составляет, как правило, 60—70% от мощности
насыщения.
Шумовые характеристики. Важным для радиореелйной аппаратуры парамет-
параметром ЛБВ являются ее собственные шумы. Они слагаются из флуктуационных
шумов катода и шумов, создаваемых хаотическим движением электронов в пуч-
пучке, которому содействует перехват электронов спиралью и другими электродами.
Коэффициент шума ЛБВ (Nm) составляет 23—30 дБ. Флуктуационный шум
ЛБВ на выходе ЧМ приемника имеет, как обычно, треугольную форму спектра.
Доля его в общем флуктуациошюм шуме ретрансляционного участка не превы-
превышает 10%, если произведение NmKy не больше 70 дБ.
Усилители иа лампах бегущей волиы
131
Наряду с флуктуационнымн шумами в ЛБВ существуют так называемые
ионные шумы. Они возникают вследствие колебаний ионов в электронном пуч-
пучке, которые создают паразитную модуляцию усиливаемого сигнала. Ионы обра-
образуются в результате столкновения электронов пучка с молекулами остаточного
газа в лампе.
Спектр ионных шумов на выходе ЧМ приемника дискретный и, как правило,
имеет несколько максимумов иа частотах видеоспектра 1,5—6 МГц. Амплитуды
и частоты всплесков шума зависят от напряжения на спирали. Ионные шумы
резко возрастают при работе ЛБВ с током коллектора, близким к максимально
допустимому, и при плохой фокусировке электронного пучка, когда ток спирали
близок к предельному. В этом случае онн могут превышать уровень флуктуа-
флуктуационных шумов ЛБВ на 20—30 дБ и значительно ухудшить шумовые характе-
характеристики радиорелейного ствола.
Согласование ЛБВ. Частотные характеристики согласования входа и выхода
ЛБВ имеют большое значение прн использовании ее в выходном каскаде пере-
передатчика с ЧМ. Несогласованность входа создает реактивную нагрузку преобра-
преобразователя частоты, что ухудшает его характеристику ГВЗ и АЧХ. Несогласован-
Несогласованность выхода, подключенного к длинному фидеру, является причиной возникно-
возникновения отраженных волн в АФТ, которые приводят к возрастанию нелинейных
шумов в телефонных каналах. Применение развязывающих феррнтовых уст-
устройств (вентилей и цнркуляторов) позволяет уменьшить влияние несогласован-
несогласованности ЛБВ, но только до определенных пределов из-за ограниченных величин
развязки.
Несогласованность входа н выхода-ЛБВ образуются вследствие отражений
сигнала от волноводно-спнральных переходов н от концов поглотителя,, установ-
установленного в средней части спирали для предотвращения самовозбуждения. Разли-
Различают «холодное» и «горячее» согласование ЛБВ. При выключенной лампе отра-
отражения сигнала происходят в основном от волноводно-спиральных лереходов, так
как поглотитель согласован лучше. Это так называемое «холодное» согласова-
согласование. Прн включенной лампе, отраженный от поглотителя сигнал возвращается
к выходу будучи усиленным благодаря процессу взаимодействия с электронным
пучком. Поэтому даже при небольшом коэффициенте отражения поглотителя со-
согласование ухудшается. Это «горячее» согласование. Частотные характеристики
«холодного» (сплошная линия) и «горячего» (пунктирная), КСВН входа (а) и
выхода (б) ЛБВ показаны на рнс. 5.31. Поскольку входной и выходной участ-
участки спирали имеют довольно большую длину, то отраженный сигнал с изменени-
изменением частоты будет изменять свою фазу относительно падающего сигнала. Это
приводит к периодическим изменениям КСВН и соответственно коэффициента
усиления н ГВЗ в диапазоне рабочих частот ЛБВ. Длина выходного участка
спирали больше, чем входного, поэтому «горячий» КСВН выхода больше, чем
КСВН входа. Амплитуда и форма частотной характеристики КСВН имеют не-
нестабильный характер и зависят от напряжения спирали и режима ЛБВ.
Фокусировка. В ЛБВ необходимо обеспечить фокусировку электронного
пучка по всей длине его взаимодействия с электромагнитной волной. На элект-
электроны в пучке действуют расталкивающие силы. Кроме того, пучок проходит
внутри спирали, которая находится под положительным потенциалом. Под
влиянием этого потенциала пучок стремится расфокусироваться, а электроны —
попасть на спираль. Перехват электронов спиралью увеличивает флуктуациои-
иые шумы в лампе. Значительная расфокусировка, когда ток спирали превышает
предельный, приводит к перегреву спнралн н выделению из нее газа. Это уве-
увеличивает ионные шумы, а иногда приводит к выходу лампы нз строя. Фокуси-
Фокусирующее устройство поэтому должно сформировать плотный электронный пучок
с резко очерченными границами на всем протяжении лампы.
В фокусирующих устройствах ЛБВ наибольшее применение нашел метод ис-
использования продольного магнитного поля, создаваемого либо соленоидом
электромагнитная фокусировка (в современной аппаратуре не применяется), ли-
либо постоянным магнитом, либо системой Периодически чередующихся постоян-

132
Приемопередающая аппаратура РРЛ прямой видимости
Катоо
1,5
1,0
KC8H
Их
f
1
\
.»»""■■
Г
1
X
V
4
s
4^
■"—
-
х-"
3,5 3,6 3,7 3,8 3,9
а)
Катод _р^^й
Пог%титель
2,0
1,5
■1,0
нсвА
1
1
А
\
\
j
/
/
У
^ ■
\ >
--
1 \
\
' ч
\
>
3,4 3,5 3,5 3,7 3,8 3,9 ГГц
Рис. 5.31. Частотные характеристики согласования ЛБВ:
■а — на входе; б — иа выходе
——— «холодное» согласование; «горячее» согласование
них магнитов с противоположно направленными полями (периодическая фоку-
фокусировка) .
Конструкция фокусирующей системы с постоянным магнитом для ЛБВ типа
УВ-229-1, применяемой в радиорелейной аппаратуре «Рассвет-2», «Восход» и
«Восход-М», показана на рис. 5.32: Магнитное поле создается с помощью четы-
четырех постоянных магнитов, соединенных в так называемую четырехсвязанную
магнитную систему. Масса блока магнитов около 10 кг. Напряженность про-
продольного магнитного поля на осн лампы около 570 Э в середине и больше
800 Э в области входного и выходного волнонодов. Для хорошей фокусировки
лампы требуется, чтобы напряженность поперечной составляющей магнитного
поля на оси лампы была не больше 3 Эв. Для этого ось спирали ЛБВ долж-
должна быть точно совмещена с осью магнитной системы, а магниты должны быть
совершенно одинаковыми по форме и магнитным свойствам.
В пространстве между полюсными наконечниками установлен выравнива-
выравниватель поля. Он состоит из пермаллоевых шайб, отделенных друг-от друга алюми-
алюминиевыми прокладками. Плоскость пермаллоевых шайб перпендикулярна осн маг-
магнитной системы. Пермаллой обладает высокой магнитной проницаемостью, по-
Усилители иа лампах бегущей волиы
133
Рис. 5.32. Фокусирующая система ЛБВ типа УВ-229-1:
/ — полюсный наконечник; 2 — постоянный магнит; 3 — полюсный наконечник; 4 — экран;
5 — ЛБВ; 6 — радиатор коллектора; 7 — выходной волновод; 8 — выравниватель поля; 9 —
входной волновод; 10 — механизм юстировки
этому шайбы шунтируют поперечные составляющие поля. График распределения
продольного Hz и поперечного НТ поля вдоль оси лампы приведен на рис. 5.33.
Узлы фокусирующего устройства смонтированы в каркасе из двух плат,
соединенных колонками. Магнитная система с коллекторной стороны подвешена
иа плоской мембране, а с катодной стороны имеется шаровая опора, укреплен-
Рис. 5.33. График рас-
распределения продольной
Hz и поперечной Нт со-
составляющих магнитного
поля фокусирующей си-
системы ЛБВ типа УВ-229-1
Э
900
700
S00
500
400
300
200
100
\ I —^ I I [— I III III —II II ^ч— I
0 г Ю 20 30 W 50 ВО 70 SO SO 100 110 120 130 М 150 160 ПО ММ
ная в юстнровочном механизме, который перемещает магнитную систему в двух
взаимно перпендикулярных направлениях на 1 мм в каждую сторону и обеспе-
обеспечивает совмещение- оси лампы с осью системы. Сама лампа при этом остается
неподвижной. Спираль ЛБВ выведена на кольцевой впай на баллоне и соединя-

134
Приемопередающая аппаратура РРЛ прямой видимости
ется с корпусом. Энергия СВЧ сигнала подводится и отводится по волноводам.
Согласование входа и выхода лампы с волноводами осуществляется с помощью
бесконтактных поршней в волноводах. Ручки регулировки поршней выведены на
лицевую плату.
Конструкция фокусирующего устройства предусматривает принудительное
воздушное охлаждение вывода коллектора и баллона в области катодной част»
лампы. Коллектор зажимается в радиаторе, имеющем большую поверхность
охлаждения, что позволяет несколько часов работать без принудительного ох-
охлаждения в случае аварии вентилятора.
Пакетированная магнитная периодическая фокусирующая система для ЛБВ
типа LD4035 фирмы NEC (Япония) показана на рис. 5.34. Она представляет со-
собой последовательность коаксиально намагниченных кольцевых керамических
магнитов, обращенных друг к другу одноименными полюсами. Магниты разделе-
Рис. 5.34. Пакетированная
магнитная периодическая
фокусирующая система:
/ — радиатор коллектора
2 — кольцевые магниты
3 — выходной волновод
4 — лампа бегущей волны
5 — входной волновод
ны дисками из магннтомягкого материала, выполняющими роль полюсных нс~
конечников. Наконечники концентрируют поле в рабочем канале системы и улуч-
чают его круговую симметрию. Во избежание спада периодического магнитного
поля в области входного и выходного волноводов их сечение выбрано с узкой
стенкой в несколько миллиметров. Снаружи система закрыта защитным ферро-
экраном.
Напряженность магнитного пол»
на оси системы изменяется по зако-
закону, напоминающему синусоидальный.
Электронный пучок, проходящий в
периодическом поле, окажется сфо-
сфокусированным, но будет иметь неко-
некоторую волнистость. Фокусирующая
система такого типа после установки
в нее ЛБВ и юстировки обычно зали-
заливается герметизирующим пластиком,
скрепляющим все элементы.
Пакетированная система имеет
много конструктивных элементов и
сложнее в настройке, чем системы с
однородным полем. Однако малые га-
габаритные размеры и масса, а также
сравнительно низкая стоимость маг-
магнитов и деталей делают ее незамени-
незаменимой для применения в транзисторизо-
ванной малогабаритной радиорелей-
радиорелейной аппаратуре.
Модуль-усилитель СВЧ на ЛБВ-
типа УВ-410 применен в передатчике
радиорелейной аппаратуры КУРС-6.
Рис. 5.35. Структурная схема модуль-усилите-
модуль-усилителя СВЧ УВ-410
Он представляет собой пакетирован-
пакетированную ЛБВ для диапазона частот
Гетеродинные тракты
135
6 ГГц, конструктивно объединенную с высоковольтным источником питания. Пи-
,танне модуль-усилителя осуществляется от аккумуляторной батареи напряже-
напряжением минус 24 В±10%.
Структурная схема усилителя приведена на рис. 5.35. Питание ЛБВ осущест-
осуществляется от четырех высоковольтных преобразователей напряжения: спирали
ПрНС, коллектора ПрНК, анода ПрНА и накала ПрНН, которые вырабатывают
питающие напряжения, необходимые для установки паспортного режима работы
ЛБВ. Поскольку входное напряжение —24 В может изменяться в пределах
d=10%, для стабилизации питающих напряжений используются стабилизаторы
напряжения: спирали СтНС, анода СтНА и накала СтНН. Напряжение питания
коллектора ЛБВ не стабилизируется. Входное напряжение через фильтр Фи
предназначенный для подавления импульсных помех, возникающих в преобразо-
преобразователях напряжения, одновременно подается на ПрНС, ПрНК, ПрНН. Посколь-
Поскольку задающий генератор ЗдГ не включен, преобразователи не работают и усили-
усилитель не потребляет энергии от источника питания.
Ступенчатое включение напряжений, необходимое для предотвращения брос-
броска тока спирали ЛБВ при включении блока, достигается применением устройст-
устройства задержки включения напряжения' анода УЗВНА. При включении усилителя
тумблером S входное напряжение подается на ЗдГ и УЗВНА. Задающий гене-
генератор запускается, вырабатывает колебания прямоугольной формы с частотой
10 кГц, включаются ПрНС, ПрНК и ПрНН, которые преобразуют входное на-
напряжение в соответствующие выходные напряжения, поступающие на электро-
электроды ЛБВ. После срабатывания УЗВНА входное напряжение поступает на СтНА
и ПрНА, включается анодное напряжение и ЛБВ начинает функционировать.
Фильтры нижних частот Фг, Фз, Ф). включенные в цепи питания электродов
ЛБВ, сглаживают пульсации выходных напряжений.
Лампа бегущей волны имеет металлокерамическое пакетированное исполне-
исполнение. Выводы энергии — волноводные, с керамическим вакуумным уплотнением.
Применена магнитная периодическая фокусирующая система, имеющая высокую
стабильность параметров во времени и малую чувствительность к колебаниям
температуры окружающей среды. Параметры модуль-усилнтеля приведены в
табл. 5 3.
5.10. ГЕТЕРОДИННЫЕ ТРАКТЫ
Необходимая мощность гетеродина для нормальной работы преобразовате-
преобразователей частоты как передатчика, так и приемника радиорелейной аппаратуры соз-
создается в гетеродинном тракте.
К гетеродинному тракту, в дополнение к обеспечению необходимой мощно-
мощности, предъявляются следующие основные требования:
высокая стабильность частоты;
низкий уровень паразитной частотной модуляции как в области низких час-
частот (из-за фонов источников питания), так и в области высоких частот л'иней-
ного н вндеоспектра (из-за собственных шумов и паразитных автоколебаний);
моночастотность колебаний, т. е. низкий уровень субгармоннк н гармоник
основной" частоты, отсутствие скачков частоты задающего генератора.
В отдельных случаях выдвигаются специальные требования. Примером мо-
может служить требование необходимой линейности гетеродинного тракта, кото-
которое возникает при передаче в стволе узкополосных сигналов служебной связи
и телеобслуживання методом ЧМ задающего генератора.
Стабильность частоты. В передатчике гетеродинный тракт определяет номи-
номинальное значение и стабильность несущей частоты на выходе. При фазовой и
импульсной модуляции стабильность частоты зависит полностью от задающего
генератора. При частотной модуляции в передатчиках н ретрансляторах гетеро-
гетеродинного типа частота гетеродина отличается от несущей частоты на величину
ПЧ, на которой работает частотный модулятор. Стабильность несущей частоты
в этом случае зависит от стабильности частот задающего генератора ,п модуля-
модулятора.

136
Приемопередающая аппаратура РРЛ прямой видимости
Требования к стабильности частоты радиорелейной аппаратуры заданы
Международным регламентом радиосвязи. Это объясняется переуплотнением
СВЧ диапазона. Кроме того, некоторые диапазоны, выделенные для РРЛ, явля-
являются диапазонами совместного использования с другими радиосредствами, в
частности с системами спутниковой связи.
В нашей стране нормы на стабильность частоты устанавливаются Государ-
Государственной комиссией по радиочастотам (ГКРЧ). Максимально допустимое отно-
относительное отклонение частоты передатчика от номинального значения не должно
превышать 50*10—в. Аналогичное требование предъявляется к относительному
отклонению от номинального значения частоты гетеродина приемника.
Уходы частоты накапливаются от стаицни к станции вдоль РРЛ. Отклоне-
Отклонение промежуточной частоты от номинального значения на выходе приемника
последней станции участка переприема по групповому спектру при независимых
гетеродинах приемника и передатчика может быть определено по формуле
д / = V д /чмд + SA /гтп д + ЯД/гта « '
s — число станций на участке переприема.
Высокую стабильность средней частоты модулятора получить довольно труд-
трудно. Поэтому, чтобы получить приемлемую величину отклонения промежуточной
частоты от номинального значения, приходится предъявлять весьма жесткие тре-
требования к стабильности частоты гетеродина приемника н гетеродина передатчи-
передатчика.
Создать гетеродинный тракт с необходимой стабильностью частоты возмож-
возможно' лишь при кварцевой стабилизацяи частоты в задающем генераторе.
Шумы. Гетеродинные тракты вносят ощутимый вклад в баланс шумов ра-
радиорелейной станции, в основном в аппаратуре большой и средней емкостей, а
также рассчитанной на передачу сигналов телевидения.
Шумы гетеродинного тракта, состоящего из задающего генератора, усили-
усилителя н цепочки умножителей, определяются, главным образом, отношением сиг-
сигнала к шуму в начале цепочки и коэффициентом умножения. В задающем ге-
генераторе собственные шумы транзистора создают паразитную шумовую девиа-
девиацию частоты генерируемых колебаний. При умножении шумовая девиация час-
частоты возрастает в т раз, где т — коэффициент умножения. Соответственно
уменьшается на 20 lg m отношение сигнала к шуму на выходе гетеродинного
тракта, т. е. по 6 дБ на каждое удвоение частоты.
Таким образом, каждый варакторный или транзисторный умножитель, кро-
кроме того, что он вносит собственные шумы, увеличивает шумы, создаваемые пре-
предыдущими каскадами.
Отношение сигнала к шуму, создаваемому гетеродинным трактом, в теле-
телефонном канале в'точке с измерительным уровнем 1 мВт определяется выраже-
выражением
С/Ш [дБ] = А + РГзд - М + V - ЛГ-зд. E.4}
Здесь А =10 lg . _ = 141,6дБм;
Гетеродинные тракты
137
F,- ширина полосы Телефонного канала, 3,1 кГц; Ки- псофометрический ко-
коэффициент, 0,75; РГЗд- мощность задающего генератора, дБм; M=201g/re
(m- коэффициент умножения); V=201g^ (коэффициент улучшения ЧМ, от-
пипятрльная величина)- AfK — эффективное значение девиации частоты иа канал;
^-средняя частой'канала в групповом спектре; ЛГ-ЗД- коэффициент шума
тоанзнстооа задающего генератора, .дБ.
транзистора Д ^е можн£ рассчНтать ОТНошение сигнала к шуму, создавае-
создаваемому'любым каскадом усилительно-умножительной цепочки а не только задаю-
задающим генератором. Для этого необходимо вместо значении Р-Зд н А/-Зд подста-
п,
*
вить значения входной мощности и коэффициента шума каскада, а также со-
соответствующее значение М.
На рис. 5.36 приведены рассчитанные по вышеприведенной формуле графи-
графики распределения шумов в линейном спектре, вносимых гетеродинным трактом
радиорелейной аппаратуры емкостью 1320 каналов i(A/_=140 кГц), работающей
в диапазоне 4 ГГц.
Рис. 5.36. Распределение шумов
в линейном спектре (емкость
1320 ТЧ каналов), создаваемых
гетеродинным трактом:
/ — гетеродинный тракт без
фильтра; задающий кварцевый
генератор 125 МГц, ш—32,
Лад мВт' *ГЗд=10 дБ;
2 — то же, с предыскажениями;
3 — гетеродинный тракт с филь-
фильтром с полосой пропускания
500 кГц, с предыскажениями:
4 — гетеродинный тракт бет
фильтра; задающий генератор
С ФАПЧ 250 МГц, т-16,
Р_„ ==0,5 Вт с предыскаже-
ГЗД
нияни
РшпВ,
. ВО
40]
20
'I
6
it
as,
оа
а?
70—
■7}
80—
".
85
30—?
т у]
35
/
/
?—у
/
/
_____
/
/
N = 1320 ТЧ кпналобУ
AfH=n0 кГи, У Г
/
У^1
h
f
! Ij
_^
1—i
200 312 JOB WHO 2B0D
5000 5332кГц
Графики 1 к 2 соответствуют цепочке умножителей, с /п=32. Задающий ге-
генератор с кварцевой стабилизацией частоты работает на частоте 125 МГц. Для
предотвращения интенсивного старения кварцевого резонатора, работающего на
механических гармониках, мощность колебаний, проходящая через него, не
должна превышать 1 мВт. Коэффициент шума транзистора, применяемого в за-
задающем генераторе, — 10 дБ. Мощность шума в верхнем телефонном канале
Лл получается равной 350 пВт. Введение предыскажений помогает уменьшить
их до 100 пВт (график 2).
Таким образом, в гетеродинном тракте с большим коэффициентом умноже-
умножения, необходимым для получения колебаний в диапазоне СВЧ, незначительные
сами по себе собственные шумы задающего генератора приводят к недопустимо
большим шумам в телефонных каналах.
В радиорелейной аппаратуре применяется три способа радикального сни-
снижения шумов гетеродинных трактов. Первый способ состоит в улучшении фильт-
фильтрации шумов в тракте путем включения узкополосного фильтра. Второй способ
заключается в снижении коэффициента умножения цепочки и повышении часто-
частоты и мощности задающего генератора. Третий способ — использование в качест-
качестве гетеродина автогенератора СВЧ, стабилизированного высокодобротным резо-
резонатором. В соответствии с этим встречаются три типа схем построения гетеро-
гетеродинных трактов.
Структурные схемы гетеродинных трактов с узкополосным фильтром умно-
умножителя (ФУм) представлены на рис. 5.37. На схемах указаны величины мощно-
мощности в различных точках тракта.
Гетеродинный тракт приемника диапазона 4 ГГц (рис. 5.37а). Задающий
кварцевый генератор (ГКв) используется одинаковый как для приемника, так
h для передатчика. Высокая стабильность частоты B -10—е) достигнута приме-
йением термостатирования кварцевого резонатора. Удвоитель частоты

138
Приемопередающая аппаратура РРЛ прямой видимости
125/250 МГц выполнен на транзисторе. Далее следует маломощный развязываю-
развязывающий усилитель, узкополосный фильтр н еще один развязывающий усилитель,
компенсирующий потерн в фильтре.
В гетеродине приемника умножитель частоты (т=16) двухкаскадный, со-
состоящий из двух учетверителей в одном блоке. Часто используются однокаскад-
ные умножители частоты с большим коэффициентом умножения. Необходимая
мощность гетеродина приемника не превышает 10 мВт, поэтому достаточно при-
■ Ш
ФУм УМщ
УмЧ
РУП
г
ГКО
12 5 МГц ^
0,1 Вт
f/
/it
125МГц
0,1Вт
f/
/И
is
>
гьие
1Вт |°^l
-вдБ +гадв
ФУМ УМш,
1Вт
ГКВ
/U МГц
I
Рис. 5.37. Структурные схемы гетеродинных трактов с задающим кварцевым генератором и
узкополосным фильтром:
а — приемника 4 ГГц; 0 — полупроводникового передатчика 4 ГГц; в — передатчика с ЛБВ
6 ГГц
менить маломощный усилитель. Режим работы варакторов получается облегчен-
облегченным. На выходе тракта включен волноводный полосовой фильтр, подавляющий
нежелательные составляющие спектра, возникающие при умножении частоты.
Полоса пропускания фильтра около 8—10 МГц. Мощность гетеродина регули-
регулируется переменным волноводным аттенюатором.
В гетеродинном тракте (рис. 5.376) полностью полупроводникового передат-
передатчика для получения требуемой мощности гетеродина около 3 Вт в диапазоне
4 ГГц необходим мощный усилитель с выходной мощностью 25 Вт иа частоте
250 МГц. Для облегчения режима работы варактора и соблюдения требований
по мощности рассеивания умножитель частоты (т=16) содержит четыре кас-
каскада удвоения. Такой гетеродин потребляет от источника питания около 100 Вт,
а КПД по постоянному току составляет всего 3%. Поэтому тепловой режим
блока получается весьма напряженным, в особенности при существующей тен-
тенденции уменьшения габаритных размеров радиорелейной аппаратуры.
Для эффективного подавления шумов задающего генератора узкополосный
фильтр ФУм должен иметь полосу пропускания не более 500 кГц. Идеальным
решением проблемы шумов гетеродина было бы включение узкополосного фильт-
фильтра на выходе тракта. В этом случае он отфильтровал бы шумы и паразитные
автоколебания, которые могут возникнуть в любом каскаде усилительно-умно-
жительной цепочки. Однако для получения необходимой полосы пропускания
потребовался бы фильтр с нагруженной добротностью около 10 000. Создать та-
такой фильтр на СВЧ, имеющий малые потери (доли децибела) и обладающий не-
необходимой термостабилыюстью, технически очень трудно.
Предпочтение отдается фильтрам в диапазоне частот 200—700 МГц. Вклю-
Включение фильтра между промежуточными каскадами цепочки до мощного усилите-
Гетеродииные траиты
139
ля позволяет не предъявлять к нему чрезмерных требований в отношении вно-
вносимых потерь. Затухание фильтра компенсируется маломощным усилителем или
повышением коэффициента усиления мощного усилителя и практически не сни-
снижает КПД гетеродина по постоянному току. Эффективность фильтра по по-
подавлению шумов задающего генератора остается достаточно высокой и в этой
точке усилительно-умиожительной цепочки. Кривая 3 на рис. 5.36 отражает рас-
распределение шумов в линейном спектре, вносимых гетеродинным трактом с узко-
полосиым фильтром иа частоте 250 МГц. Фильтр снижает мощность шума в
верхнем телефонном канале до 10 пВт. Такая величина гетеродинного шума все
еще велика для магистральной аппаратуры, поскольку сравнима с собственным
шумом приемника при нормальном сигнале на его входе. Кроме того, с увеличе-
увеличением числа каналов гетеродинный шум в верхних каналах возрастает.
Гетеродинный тракт с узкополосным фильтром применяется в радиорелей-
радиорелейной аппаратуре с емкостью, как правило, до 1000 каналов, максимум до 1320
каналов. Примером может служить магистральная аппаратура КУРС-4. Анало-
Аналогичный по схеме тракт, отличающийся от выше приведенного только числом кас-
каскадов в выходном умножителе частоты, используется в аппаратуре КУРС-6.
ФУм работает на частоте 670 МГц.
Снизить величину шума, обусловленного гетеродином, в аппаратуре ем-
емкостью до 2000 каналов и выше удается повышением частоты и мощности за-
задающего генератора по сравнению с теми значениями, которые можно достичь в
кварцевом генераторе. На рис. 5.36 кривая 4 представляет распределение, шума
в линейном спектре, когда в гетеродинном тракте используется задающий гене-
генератор мощностью 0,5 Вт на частоте 250 МГц. Мощность шума в верхнем те-
телефонном канале при емкости. 1320 каналов снижается до 3 пВт без примене-
применения узкополосного фильтра.
Структурная схема гетеродинного тракта с задающим генератором
'250 МГц с фазовой автоподстройкой частоты (ФАПЧ) приведена на рис. 5.3$,
Задающий, генератор
'РУ
АП
Г
УБРЧ
т=1Б ЧГГа,
т=2>, ВГГи,
т-32 В ГГц Зь/Ш-
-в-
Ипорный.
кварцейый генератор ГКО
Рис. 5.38. Структурная схема гетеродинного тракта с задающим гене-
генератором 250 МГц и ФАПЧ
Тракт включает задающий генератор, опорный кварцевый генератор и усили-
тельно-умножительную цепочку, схема которой зависит от выходной мощности
гетеродина и диапазона частот. В частности, может быть использована любая
из усилительно-умножительиых цепочек гетеродинных трактов, показанных на
рис. 5.37. При этом в гетеродине приемника иля передатчика с ЛБВ необходи-
необходимость в дополнительном усилителе мощности отсутствует.
Задающим генератором служит транзисторный автогенератор ГЗд. Колеба-
Колебания автогенератора усиливаются буферным усилителем мощности до 2 Вт.

140
Приемопередающая аппаратура РРЛ прямой видимости
Для обеспечения заданной стабильности частоты производится автоматиче-
автоматическая подстройка фазы колебаний автогенератора по опорному кварцевому ге-
генератору. Сравнение фазы колебаний ГКв и ГЗд производится в фазовом дис-
дискриминаторе (ФД). Результирующий сигнал усиливается регулирующим усили-
усилителем (РУ) и через фильтр низких частот (ФНЧ) управляет частотой ГЗд, под-
поддерживая постоянной разность фаз колебаний автогенератора и опорного квар-
кварцевого генератора. Фильтр с частотой среза около 20 кГц обеспечивает необхо-
необходимую устойчивость системы авторегулирования и, кроме того, ослабляет высо-
высокочастотные составляющие шума опорного кварцевого генератора, модулирую-
модулирующие синхронизируемый автогенератор. При наличии ФНЧ собственный шум ГКв
не проявляется в телефонных каналах.
Полоса схватывания системы фазовой автоподстройки из-за наличия в схе-
схеме ФНЧ будет составлять около 20 кГц, поэтому для обеспечения синхрониза-
синхронизации при значительных первоначальных расстройках стабилизируемого и опорно-
опорного генераторов служит устройство автопоиска (АП). Управление устройством
автопоиска осуществляется усиленным и выпрямленным напряжением биений с
выхода фазового дискриминатора. При наличии этого напряжения, которое по-
поступает через усилитель биений разностной частоты (УБРЧ), устройство авто-
автопоиска вырабатывает пилообразное напряжение и перестраивает частоту ГЗд в
широких пределах. В момент прохождения через область захватывания насту-
наступает синхронизм, биения на выходе фазового дискриминатора прекращаются и
устройство автопоиска выключается.
Во время поиска колебания автогенератора ие поступают в усилительно-ум-
ножительную цепочку. Для этой цели служит устройство выключения и автома-
автоматической регулировки мощности (АРМ). Оно запирает буферный усилитель вся-
всякий раз, когда появляется сигнал иа выходе УБРЧ, т. е. при автопоиске, а так-
также, когда пропадают колебания на выходе опорного кварцевого генератора и,
следовательно, когда частота автогенератора не стабилизирована. При нор-
нормальной работе, когда колебания опорной частоты имеются и осуществляется
синхронизация автогенератора (биений нет), буферный усилитель отперт и уст-
устройство АРМ поддерживает выходную мощность на определенном заданном
уррвне.
Опорный генератор содержит генератор 125 МГц с кварцевой стабилизацией
частоты, причем кварцевый резонатор термостатирован, и каскады усиления и
удвоения частоты, обеспечивающие необходимый уровень и частоту опорного
сигнала 250 МГц. Относитель-
Относительная нестабильность частоты за-
задающего генератора с ФАПЧ
равна нестабильности частоты
опорного кварцевого генерато-
генератора и составляет 2-10~в.
Генераторы с кварцевой
стабилизацией частоты. В гете-
гетеродинных трактах радиорелей-
радиорелейной аппаратуры для стабили-
стабилизации частоты задающих гене-
генераторов, а также генераторов
опорной частоты для АПЧ при-
применяются кварцевые резонато-
резонаторы, работающие на гармониках"
механических колебаний пла-
пластин до частот порядка
150 МГц. С повышением номе-
номера гармоники возрастает шун-
шунтирующее действие емкости
кварцедержателя и увеличивается эквивалентное сопротивление кварцевого ре-
резонатора при последовательном резонансе, что снижает стабильность частоты.
Поэтому используются третья или пятая, ие выше, механические гармоники.
К терморегулятору
Рис. 5.39. Схема генератора с кварцевой стабили-
стабилизацией частоты
Гетеродинные тракты
141
Кварцевый генератор, как правило, имеет схему, в которой кварц работает
на частоте последовательного резонанса. Достоинством такой схемы является
высокая стабильность частоты. Объясняется это слабой связью кварца с тран-
транзистором, что уменьшает действующее на нем напряжение. Удается реализовать
в схеме следующие величины относительной нестабильности частоты: без термо-
статирования 50- 10~в, с термостатированием 2-10~6.
На рнс. 5.39 приведена схема кварцевого генератора. Автогенератор выпол-
выполнен по схеме с общей базой на транзисторе Т. Кварцевый резонатор включен
в цепь положительной обратной связи на эмиттер, поэтому обратная связь бу-
будет только на частоте последовательного резонанса кварца. Для других частот
сопротивление кварца резко возрастает и генерация не возникает. Возможная
паразитная генерация на частотах вблизи основного колебания кварцевого ре+
зонатора нз-за связи через емкость кварцедержателя устраняется иейтрализа^
цией этой емкости. Для этого служит параллельная индуктивность Ы, которая
настраивается в резонанс с емкостью кварцедержателя. Трансформатор Tpl в
цепи обратной связи — согласующий.
Кварцевый резонатор помещен в термостат. Температура в термостате под-
поддерживается равной +55 ±1,5° С с помощью терморегулятора. Нагревателем
является резистор R7. Датчиком терморегулятора является терморезистор R6.
Мощность подогрева изменяется в пределах 3,5—0,5 Вт в диапазоне изменений
температуры окружающего воздуха от +5 до +45° С.
Умножители частоты на варакторах. В усилптельно-умножнтельиой цепочке
гетеродинного тракта современной радиорелейной аппаратуры применяются н
основном варакториые умножители частоты.
Параметры варакторов, применяемых в отечественной радиорелейной аппа-
аппаратуре, приведены в табл. 5.4.
ТАБЛИЦА 5.4
Параметры варакторов, применяемых в аппаратуре РРЛ
Параметр
•
Емкость, пФ
Максимальное обратное на-
напряжение С7П, В
Предельная частота, /пр, ГГц
Мощность рассеяния, Вт
при температуре корпуса.
°С
Мощный
варактор
А
18—32
80
2,5
5
+75
Б
28-48
80
2
5
+75
Тип
и группа
Варактор средней ношвости
А
—
4,7—8,7
60
15
2,5
+100
в
—
2,7—4 .7
60
26
1,5
+ 100
в
—
1 .7—2 ,7
45
35
1
+ 100
г
—
1 ,2-1,7
45
50
0,5
+ 100- *
Возможность умножения частоты на варакторе обусловлена нелинейной за-
зависимостью емкости варактора С от напряжения на нем н малыми высокочас-
высокочастотными потерями варактора в области обратной проводимости. Эквивалентная
схема варактора содержит последовательное соединение емкости С и сопротив-
сопротивления потерь /?,. Качество варактора характеризуется отношением реактивного
сопротивления его емкости к активному сопротивлению потерь — добротностью
Q
2 л /„ CRS
/пр
/вх
E.5)

145
Приемопередающая аппаратура РРЛ прямой видимости
Гетеродинные тракты
143
где fnp — предельная частота, на которой реактивное сопротивленне емкости ва-
варактора равно сопротивлению потерь, т. е. <2д=1; fax— входная частота.
Важнейшие практические показатели умножителя — это коэффициент полез-
полезного действия и максимальная выходная мощность. Коэффициент полезного дей-
действия определяется отношением мощности гармоники, выделяемой на выходе, к
подводимой мощности входного сигнала. У варакторного умножителя КПД рас-
растет с увеличением добротности диода и увеличением амплитуды напряжения
входного сигнала и падает с возрастанием номера гармоники. Для получения
высокого КПД предельная частота варактора должна быть в десятки раз боль-
больше частоты входного сигнала. Так, при Bд=100 теоретическая величина КПД
удвоителя для случая максимальной амплитуды входного сигнала и при усло-
условии оптимального согласования на входе и на выходе составляет 85—90%.
Выходная мощность зависит от максимальной мощности, выдерживаемой
варактором, и КПД. При высоких добротностях, когда потерн в варакторе не-
небольшие, максимальная амплитуда напряжения на диоде определяется не мощ-
мощностью рассеяния, а пробивным напряжением Un и равна £/п/2. В этом случае
максимальная входная мощность варактора будет равна максимальной реак-
реактивной мощности его емкости на входной частоте:
E.6)
При низких добротностях, когда частота умножителя приближается к пре-
предельной частоте варактора н потери в диоде Ps = Pa%IQn растут, максимальная
входная мощность будет определяться не только пробивным .напряжением,'но и
допустимой ' мощностью рассеяния варактора Ррасс = Рпх—Рвых. Значение ее
указывается в паспорте варактора для определенной окружающей температуры.
Преимуществом варакторов является возможность создания на них эффек-
эффективных умножителей с большим коэффициентом умножения. В варакторном
умножителе благодаря малым потерям высшие гармоники могут образовываться
не только путем прямого умножения входной частоты, но также путем умно-
умножения и комбинирования низких гармоник этой частоты. Для этого необходи-
необходимо, чтобы через варактор протекали токи преобразуемых низких гармоник. Это
достигается благодаря применению так называемых холостых- контуров, под-
подключаемых параллельно варактору и настраиваемых на частоты этих гармоник.
Например, в утронтеле кроме входного контура, настроенного на входную час-
частоту, и выходного контура, настроенного на третью гармонику, к варактору
подключается холостой контур, настроенный на вторую гармонику. Таким обра-
образом удается повысить КПД утроителя с 40—50% до 70%, если варактор имеет
<2д=100. В учетверителе благодаря холостому контуру, настроенному на час-
частоту второй гармоники, при максимальном входном сигнале и оптимальном со-
согласовании входа и выхода можно получить КПД, равный 50% (<2д=Ю0).
Полоса пропускания варакторного умножителя вследствие применения коЯ-
туров с высокой добротностью составляет несколько процентов от рабочей часто-
частоты (даже удвоителя). В умножителях с большим коэффициентом умножения
из-за добавления холостых контуров полоса пропускания не превышает 1%. Для
повышения температурной стабильности умножителя и уменьшения критичности
его в настройке стараются по возможности расширить полосу пропускания.
Поскольку понижение добротности контуров нежелательно, так как приводит к
снижению КПД, то обычно для расширения полосы пропускания применяют
вместо одиночных контуров полосовые фильтры и фильтры нижних частот.
Конструктивное выполнение контуров зависит от диапазона частот умно-
умножителя. На частотах до 500—1000 МГц применяют схемы с сосредоточенными
параметрами. В диапазоне частот 1000—3000 МГц чаще всего используются ко-
коаксиальные линии и резонаторы. Если входная частота умножителя не превы-
превышает 500 МГц, а выходная больше 1000 МГц, то входная цепь строится на
элементах с сосредоточенными параметрами, а в выходной цепи применяется ко-
коаксиальный резонансный контур. На частотах выше 3000 МГц в умножителях с
выходной мощностью более 0,5 Вт, как правило, используются волиоводные
конструкции и объемные резонаторы. Современные маломощные умножители для
приемных устройств имеют микрополосковое исполнение.
Недостатками умножителей на варакторах являются склонность к • генера-
генерации паразитных колебаний и явление гистерезиса. Паразитные колебания в боль-
большинстве случаев имеют частоты, которые очень близко расположены к частоте
полезного выходного сигнала, ir нх трудно отфильтровать. Явление гистерезиса
наблюдается, когда на умножитель, настроенный при большом уровне сигнала,
подается малый сигнал раскачки. В этом случае происходит срыв работы. Это
объясняется тем, что реактивное сопротивленне варактора зависит от уровня
подаваемого на него сигнала. Поэтому при малом сигнале схема может ока-
оказаться расстроенной. Все эти паразитные эффекты усугубляются при большом!
числе каскадов умножения в цепочке. Для устранения неустойчивости схемы
каждый каскад должен быть тщательно настроен и согласован с последующим
каскадом. Для развязки между каскадами цепочки умножителей широко исполь-
используются ферритовые вентили и циркуляторы.
Существуют различные варианты построения уснлнтельно-умножительнои це-
почкн гетеродинного тракта радиорелейной аппаратуры с использованием ва-
ракторных умножителей. Однокаскадные умножители с высоким коэффициентом
умножения применяются редко, так как КПД умножителя быстро падает с рос-
ростом коэффициента умножения, даже прн использовании многоконтурных схем
с холостыми контурами. В таких умножителях можно получить только малую
выходную мощность. Поэтому они используются только в гетеродинных трактах,
приемников. В гетеродинных трактах передатчиков применяются многокаскадные
умножители, представляющие цепочку, состоящую из каскадов с малыми коэф-
коэффициентами .умножения, как правило удвоителей, утроителей и редко учетвери-
телей. В мощных умножителях, когда величина КПД является решающей, при-
применяются только удвоители.
На рис.. 5.40 показана схема умножителя частоты 250/4000 МГц (т=16),
применяемого в гетеродинном тракте приемника КУРС-4. Умножитель состоит
из двух учетвернтелей. Входная н выходная цепи первого каскада умножения
представляют собой дву.чконтурные полосовые фильтры, выполненные на эле-
Вход
I I
Рис. 5.40. Схема умножителя частоты 250/4000 МГц *
ментах с сосредоточенными параметрами. Входной фильтр состоит из входного»
контура L1C1, контура варактора C3L2 Сл\, где Сл\ — емкость варактора Д1
и емкости связи С2. Фильтр настроен на частоту 250 МГц. Согласование с ко-
коаксиальным входом 50 Ом достигается неполным включением его в катушку
L1. Выходной фильтр первого каскада, являющийся одновременно входным
фильтром второго, образован контуром варактора Сд] L5C6, контуром C8L6 и
емкостью связи С7. Он настроен на частоту 1 ГГц. Индуктивности выполнены в
виде шин. Применены специальные керамические переменные конденсаторы,
имеющие малую собственную индуктивность, объединенные в блоки подстройки
(отмечены на схеме штрихпунктирной линией).
В первом учствсрйтслс имеются два холостых контура, настроенные на вто-
вторую н третью гармонику входной частоты. Контур L3C4 — па 500 МГц, контур
L4C5—на 750 МГц. Холостые контуры позволяют повысить КПД учетверителя
и уменьшить возможность генерации паразитных колебаний.

144
Приемопередающая аппаратура РРЛ прямой видимости
Гетеродинные тракты
145
Во втором каскаде умножения варактор Д2 включен в волноводный резо-
резонатор Р, настроенный на выходную частоту 4 ГГц. Связь резонатора с волно-
водным выходом умножителя осуществляется через индуктивную диафрагму.
Конструктивная емкость Cff, включенная между резонатором и входным фильт-
фильтром второго каскада, пропускает ток, образующийся при умножении гармоники
2 ГГц, выполняя функцию холостого контура.
Оба варактора в умножителе работают с автоматическим смещением. Ре-
зисторк смещения R1 и Д2 выбраны такими, чтобы прн удовлетворительной
^эффективности умножителя уменьшить возможность возникновения паразитных
автоколебаний. При добротности варактора Д1, равной 60, и варактора Д2—35
общий КПД умножителя на 16 составляет около 3%. Необходимая величина
выходной мощности 15 мВт получается при мощности на входе 0,5 Вт.
На рис. 5.41 приведена электрическая схема и конструкция утроителя час-
частоты 2/6 ГГц, применяемого в гетеродинном тракте передатчика КУРС-6. Он
Вход
Выход
Выход
Рис, 5.41. Утроитель частоты 2/6 ГГц;-
/ — винт настройки входного резонатора;
2, 3 — вииты настройки резонаторов вы-
выходного фильтра; 4 — держатель диода;
5 — резистор смещения; 6 — винт иа-
стройки холостого контура; 7,8 — варак-
торы
имеет коаксиальный вход. Входной фильтр — стержневого типа на запредельном
волноводе. Колебания входной частоты поступают на стержень входной линии
LJ, индуктивно связанный с резонатором L2C1, который также посредством
индуктивной связи создает колебания в варакториой цепи L3R1R2. Варакторы
включены в волновод навстречу друг другу. Ток третьей гармоники, генерируе-
генерируемой варакторами, возбуждает поле в волноводе. Выходной фильтр 6 ГГц — вол-
волноводный двухрезонаторный. Резонаторы связаны с волноводом диафрагмами.
Для увеличения КПД утроителя оптимальная амплитуда н фаза тока второй
гармоники 4 ГГц через варакторы подбирается путем настройки холостого кон-
тура L4C2. Необходимый режим работы варактора обеспечивается резистором
автосмещения R, включенным в среднюю точку варакторного контура таким
образом, что возбуждаемое в волноводе поле в нем не наводится.
Транзисторные умножители частоты применяются обычно в предваритель-
ных каскадах усилительно-умножительнои цепочки гетеродинного тракта до час-
тот не выше 1 ГГц. Используются, как правило, только удвоители частоты.
Преимуществом транзисторного умножителя по сравнению с варакторным яв-
ляется возможность получения усиления при умножении до частот, в 2—3 раза
превышающих /т-транзистора.
Умножительные свойства транзистора, обусловленные отсечкой коллекторио-
го тока, улучшаются благодаря использованию нелинейного характера емкости
коллектор — база С^Б транзистора.
А-А
Рис. 5,41
Рис. 5.42. Схема транзисторного удвоителя ча-
частоты
Принципиальная схема удвоителя частоты приведена на рис. 5.42. Для по-
получения усиления в режиме умножения транзистор Т Должен обеспечивать ко-
коэффициент усиления на входной частоте по крайней мере 3—4 дБ. В коллектор-
коллекторную цепь транзистора включен контур, имеющий большой импеданс на входной
частоте. Он образован индуктивностью L3 и емкостью коллектор — база тран-
транзистора С„Б (сопротивление база—эмиттер мало). Благодаря этому к емкости
Ск_ приложено большое переменное напряжение колебаний входной частоты.
Благодаря нелинейному характеру емкости CRB возникает ток второй гармони-
гармоники. На входе он замыкается последовательным контуром L2C3. В коллекторной
цепи вторая гармоника выделяется выходным контуром C5L4. Входная цепь
C1C2L1 обеспечивает согласование умножителя на входной частоте.
Узкополосные фильтры используются в гетеродинных трактах для подавле-
подавления шумов задающего генератора. Применяются фильтры в основном на часто-
частотах 200—700 МГц.
На рис. 5.43 приведена схема и конструкция двухзвенного узкополосного
фильтра с частотой 250 МГц. Фильтр имеет полосу пропускания по уровню
3 дБ менее 500 кГц и потери на частоте настройки около 6 дБ, КСВН фильт-
фильтра 1,5. Фильтр имеет максимально-плоскую частотную характеристику и состоит
из двух коаксиальных резрнаторов. Для уменьшения габаритных размеров внут-

146
Приемопередающая аппаратура РРЛ прямой видимости
Гетеродинные тракты
147
ренний проводник коаксиального резонатора свернут в спираль. Один конец
спирали соединен с корпусом резонатора, другой со статором керамического кон-
конденсатора настройки. Для обеспечения температурной стабильности фильтра спи-
спираль выполнена из инвара. Связь между резонаторами регулируется и устанав-
устанавливается критической. Входной и выходной коаксиальные разъемы 50 Ом имеют
кондуктивную связь со спиралью. Фильтр такой конструкции применяется в ге-
гетеродинных трактах аппаратуры КУРС-4 и КУРС-8.
1
I I I
Рис. 5.43. Двухзвенный фнльгр 250 МГц со спирально-коаксиальными резонаторами:
/ — винт настройки конденсатора; 2 — резонатор; 3 — спираль; 4, 5 — винты регулировки
связи; о — отверстие связи
На рис. 5.44 показана конструкция узкополосного фильтра на частоту
670 МГц. Фильтр представляет собой коаксиальный резонатор, длина централь-
центрального проводника которого равна примерно л/4. Настройка на заданную частоту
осуществляется изменением длины этого проводника с помощью поршня со
штоком. Для термостабилизации шток изготовлен из инвара. Размеры цилиндри-
цилиндрического корпуса фильтра выбраны такими, что изменение расстояния от торца
настроечного поршня до крышки корпуса не оказывает заметного влияния на
настройку фильтра. Таким образом, изменение длины корпуса при колебаниях
окружающей температуры не влияет на настройку фильтра, что позволяет изго-
изготавливать корпус из латуни. Связь входного и выходного разъемов с резонато-
резонатором осуществляется с помощью петель. При полосе пропускания 500 кГц по-
потери на частоте настройки не превышают 2,5 дБ. Термостабнльность фильтра
около 1 кГц/0 С. Фильтр применяется в гетеродинном тракте ■ аппаратуры
Транзисторные автогенераторы с ФАПЧ применяются в качестве задающих
генераторов гетеродинных трактов приемников и передатчиков радиорелейной
аппаратуры большой емкости. Автогенераторы обычно работают на частотах
200—400 МГц. Для обеспечения высокого отношения сигнала к шуму в гетеро-
гетеродинном тракте мощность автогенератора выбирается около 0,5—1 Вт. Обяза-
Обязательно предусматривается возможность управления частотой автогенератора и
синхронизации с эталонной частотой для осуществления ФАПЧ.
Принципиальная схема автогенератора с устройством управления его час-
частотой приведена на рис. 5.45.
Генератор работает иа мощном кремниевом
транзисторе Т по схеме с общей базой и с обрат-
обратной связью через выходную проводимость. Для
надежного запуска при включении в цепи базы
имеется цпочка R4, Д4 и Д5. Контур Р1, опреде-
определяющий частоту автоколебаний, включен в цепь
эмиттера. Он представляет собой коаксиальный
объемный резонатор с высокой добротностью. Ре-
Резонатор укорочен емкостью, которая выполнена
в виде цилиндрического конденсатора. Грубая пе-
перестройка частоты производится изменением рас-
стояния до крышки резонатора. Для точной на-
настройки служит подстроечный конденсатор С8.
Резонатор термостабилизирован. Это позволяет
обойтись меньшим диапазоном подстройки. Связь
резонатора с транзистором слабая, что уменьшает
влияние разброса параметров транзистора на час-
частоту. Связь осуществляется петлей. Уход часто-
частоты генератора без ФАПЧ не превышает ±200 кГц
в диапазоне рабочих температур.
) Управление частотой автоколебаний произво-
производится с помощью варикапа ДЗ. Варикап, связан-
связанный с резонатором, неизбежно вносит потери, по-
поэтому связь должна быть возможно слабее. Это,
однако, приводит к уменьшению диапазона под-
стройки частоты. Таким образом, связь с вари-
жапом выбирается компромиссно.
Фазовый дискриминатор работает на диодах
Д1 л Д2. Симметрирующий трансформатор, необ-
необходимый для фазового дискриминатора, выполнен
в внле двойней пеглн. введенной в резонатор. Ба-
Балансировка схемы производится переменными кон-
конденсаторами С4 и С5.
В коллекторной цепи транзистора включецы полосковый контур Р2 с не-
небольшой добротностью и развязывающий аттенюатор 3 дБ. Выходная мощность
на частоте 400 МГц составляет 0,65 Вт.
От опорного
кварцевого
генератора
К регулиру-
регулирующему
усилитет
Рис. 5.44. Коаксиальный
фильтр 670 МГц:
/ — ВЧ разъем 50 Ом; 2 —
петля связи; 3 — шток; 4 —•
поршень; 5 — крышка
От регулиру-
регулирующего
усилителя
Рис. 5.45. Схема автогенератора 400 МГц

148
Приемопередающая аппаратура РРЛ прямой видимости
Модуляторы и демодуляторы
149
5.11. МОДУЛЯТОРЫ И ДЕМОДУЛЯТОРЫ
В радиорелейной аппаратуре широко распространены частотные модулято-
модуляторы, выполненные на двух модулируемых с помощью варикапов транзисторных
автогенераторах с последующим преобразованием частоты в ПЧ.
На рис. 5.46 приведена структурная схема модулятора.
ВУ
Вход
>еН>
р '
ля,
г
ф
*
Г2 ЛУ,
г
ф
-*-
'||
См
УК
чпч
>
ВыкПЧ
Рис. 5.46. Структурная схе-
схема модулятора на биениях
Видеоусилитель (ВУ) предназначен для усиления модулирующего сигнала в
спектре частот 0—10 МГц. С выхода видеоусилителя усиленный модулирующий
сигнал через разветвитель (Р) поступает на варикапы двух автогенераторов
Г1, Г2. Автогенераторы работают на частотах около 300—400 МГц.
Частоты генераторов /, и /2 выбираются таким образом, чтобы их разность
равнялась промежуточной частоте, т. е. 70 МГц, и, кроме того, чтобы продукты
преобразования с комбинационными частотами /=vn/,±nf2 не создавали замет-
заметных помех в полосе 70±10 МГц.
Варикапы генераторов включены в противоположной полярности, благодаря
чему частоты автогенераторов модулируются в противофазе. Таким образом, мо-
модулятор работает по двухтактной схеме, что обеспечивает, во-первых, удвоенне
девиации частоты и, во-вторых, компенсацию продуктов нелинейных искажений
четных порядков. Сигналы с выходов генераторов поступают на соответствую-
соответствующие линеаризирующие устройства (ЛУ), которые предназначены для снижения
нелинейных искажений нечетного порядка. После линеаризирующих устройств
сигналы подаются к смесителю (См), на выходе которого выделяется сигнал
разностной промежуточной частоты и усиливается усилителем промежуточной
частоты (УПЧ).
Стабилизации средней частоты в подобном модуляторе осуществляется пу-
путем термостатироваиия схемы или применения термокомпенсации и стабилиза-
стабилизации питающих схему напряжений.
На рис. 5.47 в качестве примера приведена схема частотного модулятора
радиорелейной системы «Восход».
Модулирующий сигнал через дроссели 19, L10 поступает к варикапам Д1
и ДЗ первого автогенератора П и Д2 и Д4 второго автогенератора Гг. Ва-
Варикапы в соответствующих генераторах включены с противоположной поляр-
полярностью. Смещение варикапов осуществляется с делителей R1R3R5R17 и
R2R4R6R18. В делителях для температурной стабилизации частоты генераторов
используются терморезисторы R3, R4.
Автогенераторы Г, и Гг построены по схеме Клаппа, которая позволяет бо-
более полно использовать емкости варикапов, включенных непосредственно в ко-
колебательные системы генераторов, и применять колебательную систему на со-
сосредоточенных элементах. Модуляция частоты генераторов производится изме-
изменением напряжения смещения варикапов, при этом изменение барьерной емкости
запертого диода происходит по закону: С^=Шп. Показатель степени п зави-
зависит от качества /г-я-перехода. Так, для плавного перехода я=»1/3, а для рез-
резких— п близок к 1/2. В модуляторе используются варикапы Д902, обладающие
резким переходом. Зависимость емкости этого варикапа от смещения приведена
на рис. 5.48. Рабочее смещение варикапов устанавливается в пределах 5—6 В.
Противофазной модуляцией и соответствующим выбором соотношений меж-
между постоянными составляющими емкостей генераторов добиваются компенсации
нелинейных искажений второго порядка. Для уменьшения нелинейных искажений
третьего порядка между колебательной системой каждого генератора и нагруз-
нагрузкой (смесителем) включены устройства, линеаризирующие модуляционную ха-
характеристику модулятора.
Линеаризирующая цепь представляет собой комбинацию из последователь-
последовательного и параллельного контуров, частоты настройки которых ниже частоты гене-
10
Рис. 5.47. Упрощенная схема частотного модулятора системы сВосход»
рации генераторов. Система контуров трансформирует сопротивление нагрузка
в частотно-зависимое комплексное сопротивление, реактивная часть которого из-
изменяет баланс фаз автогенератора и таким образом оказывает влияние иа мо-
модуляционную характеристику модулятора. Соответствующей настройкой лииеа-
ризирующвх цепей обеспечивается линейная мо-
модуляционная характеристика в достаточно боль-
шой полосе частот.
Преобразование ЧМ сигналов генераторов в
сигнал ПЧ производится на диодном смесителе
Составляющая тока ПЧ выделяется на по-
полосовом фильтре. Выделенный ЧМ сигнал ПЧ уси-
ливатся УПЧ.
На рис. 5.49 приведены осциллограммы ха-
характеристик неравномериостей крутизны и груп-
группового времени запаздывания модулятора. Не-
Неравномерность крутизны модулятора при девиа-
девиации ПЧ, равной ±10 МГц, равна примерно 1%.
Типовая структурная схема демодулятора
приведена на рис. 5.5Q. Демодулятор включает в
себя усилитель промежуточной частоты (УПЧ),
амплитудный ограничитель (Огр), частотный дис-
дискриминатор (ЧД) и выходной усилитель (ВУ).
Амплитудный ограничитель ослабляет паразитную амплитудную модуляцию к
обеспечивает постоянство уровня сигнала промежуточной частоты, подаваемого
на частотный дискриминатор. В демодуляторах систем с большим числом кана-
\
\
\
\
т /
\
0 1
\
5 20 2
) 31
) Н
Рис. 5.48. Зависимость емко-
емкости варикапа Д902 от сме-
смещения

150
Приемопередающая аппаратура РРЛ прямой видимости
лов F00 и более) ограничитель должен иметь незначительный коэффициент ам-
амплитудно-фазовой конверсии (АФК). Это преобразование приводит к возраста-
возрастанию нелинейных переходных шумов в телефонных каналах. Приемлемая вели-
величина коэффициента АФК 1—2 град/дБ.
На рис. 5.51 приведена схема амплитудного ограничителя. Первый каскад
•его является широкополосным УПЧ и выполнен по схеме с общей базой. Кон-
%
0,5
\
г,
НС
0,5
\
***
———
— —
60
70
а)
80 f, МГц
О 60
70
/,МГц
Рис. 5.49. Осциллограммы:
а — дифференциального усиления; б — ГВЗ модулятора
денсаторы Cl, C2 и резистор R1 обеспечивают высокое постоянство входного
сопротивления ограничителя в широкой полосе частот G0±15 МГц). Связь
между первым и вторым каскадами трансформаторная. Трансформатор, выпол-
выполнен на ферритовом тороиде. Второй каскад служит для раскачки ограничителя.
УПЧ
вхПЧ
Dip
-
чд
ви
Вых
Рис. 5.50. Типовая структур-
структурная схема демодулятора
В схеме используются два ограничителя. Первый из них представляет собой
-■одиночный параллельный контур, шунтированный диодами Д1. Д2. При сигнале,
меньшем порогового, диоды заперты напряжением задержки. Последнее снимает-
снимается с резистора R10. Если сигнал превышает напряжение задержки Е3, диоды
открываются, шунтируя при этом контур L1C7, благодаря.чему усиление Каска-
Каскада падает. Чем больше напряжение входного сигнала, тем меньше усиление кас-
каскада, поэтому н происходит ограничение амплитуды 'сигнала на выходе.
Вход
Выход
-12В
Рис. 5.51. Упрощенная схема ограничителя
428
Второй ограничитель выполнен по последовательной схеме. Коэффициент по-
подавления амплитудной модуляции обоих ограничителей больше 30 дБ. Третий и
четвертый каскады являются широкополосными УПЧ и выполнены по схеме с
общей базой (ТЗ, Т4).
Модуляторы и демодуляторы
151
Нагрузкой выходного каскада (Т4) является фильтр нижних частот L2C18
с волновым сопротивлением в рабочей полосе частот, равным 75 Ом.
Для подавления высших гармоник, возникающих вследствие ограничения
сигнала, на выходе установлен двухзвенный фильтр нижних частот L3L4L5L6
С20С21С22.
Частотный детектор |(рис. 5.52) начинается с усилительного каскада на тран-
транзисторе 77; сигнал с выхода первого каскада разветвляется на две части и пос-
после усиления транзисторами Т2 и ТЗ поступает на дискриминатор.
Вход
Вы/mi
Рис. 5.52. Схема дискриминатора
Дискриминатор выполнен на расстроенных контурах. Преобразование час-
частотной модуляции в амплитудную обеспечивается настройкой контуров дискри-
дискриминатора L1C8 и L2C9 соответственно на 50 и 100 МГц. Линейность харак-
характеристики дискриминатора обеспечивается регулировкой добротности п резо-
резонансной частоты контуров. Неравномерность дифференциальной характеристики
демодулятора в полосе частот 60—80 МГц не превышает 2%. Амплитудные де-
детекторы выполнены иа диодах Д1 и Д2. Выделенный на нагрузке детекторов
видео или групповой сигнал поступает на согласующий видеоусилитель, кото-
который обеспечивает низкое выходное сопротивление частотного детектора.
Проходной модулятор
Часто возникает необходимость введения на промежуточных станциях груп-
группы телефонных каналов в свободный участок спектра телефонного ствола. Для
этого применяют так называемый «проходной» модулятор,* который включается
между выходом СВЧ приемника и соответствующим СВЧ передатчиком.
«Проходной» модулятор представляет собой широкополосный частотный мо-
модулятор с двойным преобразованием и имеет два входа. На один из них посту-
поступает ЧМ сигнал промежуточной частоты с выхода СВЧ приемника, а на другой
подается вводимый многоканальный сигнал.
На рис. 5.53 приведена структурная схема «проходного» модулятора. Вво-
Вводимый на данной ПРС модулирующий сигнал через видеоусилитель после усиле-
усиления подается на два автогенератора с одинаковыми средними частотами, равны-
равными 250 МГц (Гь Г2). Частоты генераторов управляются напряжением, подавае-
подаваемым на варикапы, включенные в колебательные системы автогенераторов. Ва-
Варикапы обоих генераторов включены в противоположной друг относительно дру-
друга полярности, благодаря чему их частоты модулируются в противофазе.
С выхода СВЧ приемника ЧМ сигнал ПЧ через буферный УПЧ подается к
первому смесителю (См,). В качестве гетеродина к этому же смесителю подво-
подводится ЧМ сигнал от Г]. Фильтр (Ф-180), включенный на выходе смесителя Cmi,

152
Основные технические данные типовых радиорелейных систем
*■..'
Радиорелейные системы типа Р-600, Р-600М и Р-6002М
155
выделяет сигнал разностной частоты, равной 180 МГц, который после соответ-
соответствующего усиления (в Ус-180) подается во второй смеситель (См2). К См2 в
качестве гетеродина подведен сигнал от Г2. Усилитель на выходе См2 выделяет
снгнал ПЧ2, равной 70 МГц, пдомодулированной многоканальными сигналами
введенными на предыдущей и данной ПРС. Выходной сигнал УПЧ подается на
вход СВЧ передатчика.
Сигнал пч
УПЧ
н передат-
передатчику
/ощип
сигнал
Рис. 5.53. Структурная схема «проходного» модулятора
«Проходной» модулятор может быть использован и как обычный широкопо-
широкополосный модулятор, если иа его ВЧ вход подать немодулированиый снгнал с час-
частотой 70 МГц.
Список литературы
1..Марков В. В. Радиорелейная связь. М.: Связь, 1979.
2. Немировский А. С, Рыжков Е. В. Системы связи и радиорелейные линии. М:
Связь, 1980.
3. Амплитудно-фазовая конверсия. М.: Связь, 1979.
ГЛАВА ШЕСТАЯ
Основные технические данные
типовых радиорелейных систем
♦
6.1. РАДИОРЕЛЕЙНЫЕ СИСТЕМЫ ТИПА Р-600, Р-600М
И Р-6002М
Радиорелейные системы Р-600, Р-600М и Р-6002М предназначены для орга-
организации магистральных РРЛ, рассчитанных на передачу сигналов многоканаль-
многоканальной телефонии и телевидения.
Аппаратура этих радиорелейных систем работает в диапазоне 3400—
3900 МГц по двухчастотиому плану распределения частот (см. рис. 1.9). План
частот позволяет организовать шесть широкополосных и два узкополосных ство-
стволов служебной связи.
Из указанного числа широкополосных и узкополосиых стволов образуются
две типовые комплектации, из которых одна (на четных стволах) обычно ис-
используется на магистральных направлениях, а вторая (на нечетных стволах)
на ответвлениях от магистральных линий.
В указанных системах применяется поучастковое резервирование по схеме
2+1, типовая комплектация оборудования рассчитана на организацию линий с
тремя широкополосными стволами — телефонным, телевизионным и резервным
« одним узкополосным стволом служебной связи; применяется рупорно-парабо-
лическая антенна и волиоводный тракт из круглых волноводов диаметром 70 мм
и прямоугольных волноводов размером 25X58 мм.
Система служебной связи предусматривает организацию по узкополосиому
стволу передачи сигналов канала РРС в спектре частот 300—2000 Гц, сигналов
системы телеобслуживаиия в полосе частот 3,3—6,1 кГц и обратных аварийных
сигналов системы горячего резервирования на частотах 19,5, 21,5, 23,5, 25,5, 27,S
и 29,5 кГц.
В системах Р-600М и Р-6002М обратные аварийные сигналы передаются по
телефонному стволу иа тех же частотах. Кроме того, в этих системах по теле-
телефонному стволу (с помощью специального блока частотного уплотнения — БЧУ)
передаются сигналы служебных каналов ПСС| и ПССг, которые занимают
спектр частот от 4 до 12 кГц.
В состав систем Р-600, Р-600М и Р-6002М входит аппаратура телеобслужи-
телеобслуживания, рассчитанная на обслуживание десяти промежуточных станций с одно*
узловой станцией (по пять станций в каждую сторону от узловой).
Аппаратура Р-600М является модернизированным вариантом аппаратуры
Р-600. Модернизации были подвергнуты элементы волноводного тракта станций»
разделительные фильтры, ВЧ приемопередающие стойки и стойки служебной свя-
связи оконечных и промежуточных станций. Дополнительно для системы Р-600М
был разработан БЧУ для организации каналов служебной связи ПСС: и ПССг-
Приемопередающая аппаратура Р-600М
Структурная схема приемопередатчика Р-600М приведена иа рис. 6.1. Вход-
Входной сигнал приемника, поступающий от разделительного фильтра (РФ), про-
проходит полосовой фильтр (ПФ), ферритовый вентиль (ФВ), волноводный трои-
иик (Т) и подается па смеситель приемника (СмПм). Ферритовый вентиль обес-
обеспечивает согласование нагрузки для полосового фильтра. Через волноводный
тройник на смеситель приемника поступает также сигнал гетеродина частоты
/ . Смеситель приемника работает на кристаллическом диоде.
смПм т фв пф Г
у пн,
гвз
nq 0—
М- <\
АРУ
Y
-
-
ФУП
ВходПЧ \
РВ Г СмАПЧ
РУП
-
Г
L
-
-
-
ГГ ГС
УАПЧ
-
Г
213МП
-
и"сд6
КПМ '
других
стдолад'
ИМ
О-ВУ
РБП
У СВЧ
От Пд^
других
cm бол од'-»
Г
Рис. 6.1. Структурная схема приемопередатчика Р-600М
В результате преобразования частоты в смесителе приемника образуется
сигнал промежуточной частоты 70 МГц, который поступает на вход первого усили-
усилителя промежуточной частоты приемника (УПЧ0. Усиленный в УПЧ[ сигнал проме-
промежуточном частоты поступает на корректор группового времени запаздывания
приемопередатчика (КГВЗ). После корректора следует второй усилитель про-

!54
Основные технические данные типовых радиорелейных систем
-межуточной частоты (УПЧ2). В ием помимо усилительных каскадов имеется ам-
амплитудный ограничитель. Кроме того, в УПЧ2 входят индикатор несущей (ИН)
и замещающий генератор <(ЗГ). Индикатор несущей сигнализирует об исправ-
исправной работе приемника, связан с системой телесигнализации станции и управля-
управляет работой замещающего генератора. В случае пропадания по тем или иным
причинам сигнала в УПЧ2 индикатор несущей автоматически включает заме-
замещающий генератор, который генерирует сигнал с частотой 70 МГц. Это необ-
необходимо для поддержания в рабочем состоянии последующего участка РРЛ в
случае неисправности приемника данной станции или пропадания сигнала от
предыдущей станции.
Усилители промежуточной частоты УПЧ[ и УПЧ2 охвачены системой АРУ,
УПЧ2 имеет два выхода по промежуточной частоте: основной и дополнительный.
С основного выхода сигнал ПЧ подается либо иа вход передатчика (в режиме
промежуточной станции), либо на стойку управления резервом и через послед-
последнюю на вход оконечной телефонной или телевизионной стойки (в режиме око-
оконечной или узловой станции).
Дополнительный выход УПЧ2 используется для подключения иа промежу-
промежуточных станциях стойки выделения телевизионной программы.
Передатчик начинается со входного устройства (ВУ) по промежуточной
частоте, которое обеспечивает согласование по промежуточной частоте и пере-
переход к смесителю передатчика (Смпд). Смеситель передатчика работает иа двух
кристаллических диодах типа Д401. Сигнал гетеродина частоты /г подается
на смеситель передатчика через волноводный узкополосный фильтр (ФУП) и
ферритовый вентиль (ФВ). Сигнал полезной боковой полосы с выхода смесите-
смесителя через феррнтовый вентиль поступает на волноводный фильтр боковой поло-
полосы (ФБП). За ФПБ следуют ферритовый вентиль и усилитель СВЧ (УСВЧ), ра-
работающий на ЛБВ типа УВ-7М. С выхода УСВЧ сигнал через ферритовый вен-
вентиль поступает на выход передатчика и одновременно иа индикатор мощности
(ИМ), который контролирует исправность работы передатчика и связан с систе-
системой телесигнализации станции.
В режиме промежуточной станции па вход передатчика сигнал ПЧ поступа-
поступает от приемника. В режиме оконечной или узловой станции сигнал на вход" пе-
передатчика поступает через стойку управления резервом от модуляторов оконеч-
оконечных телефонных нли телевизионных стоек.
Основой гетеродинного тракта приемопередатчика служит клистронный ге-
генератор (Г), генерирующий сигнал с частотой /гпд. Основная часть мощности
с выхода клистронного генератора через ферритовый вентиль и узкополоснын
фильтр, направляется в смеситель передатчика. Небольшая часть мощности от
клистронного генератора поступает на смеситель сдвига (СмСДв), на который
подастся также сигнал частоты /Сдв = 213 МГц. На выходе Смсдв выделяется
сигнал гетеродина приемника частоты /ГПм. который через узкополосный фильтр
(ФУП) поступает на смеситель приемника. Генератор сдвига имеет кварцевую
стабилизацию частоты.
Для стабилизации частоты клистронного генератора служит система АПЧ,
в качестве опорной частоты которой используется гармоника частоты сдвига. В
зависимости от частоты ствола используется 16, 17 или 18-я гармоника частоты
213 МГц. Гармоники частоты 213 МГц создаются генератором гармоник (ГГ),
работающим на кристаллическом диоде. Сигналы от клистронного генератора и .
генератора гармоник подаются на смеситель АПЧ (Смдпц). На выходе смеси-
смесителя образуется сигнал с частотой, равной разности этих двух сигналов, кото-
который поступает на усилитель системы АПЧ (УАПЧ). На выходе УАПЧ имеется
частотный дискриминатор. Сигнал постоянного тока с выхода дискриминатора
через усилитель постоянного тока поступает на отражательный электрод клист-
клистрона, чем и обеспечивается подстройка частоты генератора.
Диаграмма уровней основного тракта приемопередатчика типа Р-600М в
режиме промежуточной станции представлена на рис. 6.2.
Радиорелейные системы типа Р-600, Р-600М и Р-6002М
155.
Приемопередатчик типа Р-600М имеет следующие основные технические по-
показатели:
Коэффициент шума приемника, не более .... 25 единиц
Номинальный входной сигнал (при коротких волново-
волноводах) 1 мкВт
Минимальный входной сигнал [(порог включения заме-
шающего генератора) 300 пВт
Полоса пропускания приемопередатчика (на уровне
—3 дБ) , 35±2 МГц
Неравномерность частотной характеристики приемопе-
приемопередатчика в полосе ±10 МГц, не более ....
Неравномерность характеристики группового времени
запаздывания в полосе ±8 МГц не более ....
Напряжение сигнала промежуточной частоты на основ-
основном выходе приемника 1,5±q'jB эфф
Номинальное напряжение сигнала промежуточной час-
частоты на входе передатчика
Выходная мощность передатчика, не менее , , ,
0,5 дБ (размах)
6 не (размах)
0,3,
1,1 В эфф
2 Вт
УСВЧ V5
п
'ном
-
.р
•
1
———_
—~н
>
/
j I
/
■—
/
^1/7 :
1
(
-J-
/
Twmp
(- \(/мВт)
1
(nfnSrfy
'+30
+20
+10
-10
-50
W
SO
-9/1
Рис. 6.2. Диаграмма уровней приемопередатчика Р-600М
В одной приемопередающей стойке размещаются два приемопередатчика..
Электропитание стойки осуществляется от сети переменного тока с частотой
50±3 Гц и напряжением 220 В ±2%. Допускается кратковременное понижение
частоты питающей сети переменного тока до 42 Гц. Мощность, потребляемая of-
сети одной стойкой (два приемопередатчика)., не более 1600 В-А.
Приемопередающая аппаратура типа Р-6002М
Приемопередающая аппаратура типа Р-6002М является дальнейшей модер-
модернизацией аппаратуры типа Р-600М и полностью с пей взаимозаменяема.
Структурная схема приемопередатчика аппаратуры типа Р-6002М приведена па

156
Основные технические данные типовых радиорелейных систем
Радиорелейные системы типа Р-600, Р-600М и Р-6002М
157
В части основных трактов приемника и передатчика структурная схема ап-
аппаратуры типа Р-6002М не отличается от схемы аппаратуры типа Р-600М. На-
Назначение основных устройств приемника и передатчика ясно из рис. 6.3.
Существенное отлнчие имеет гетеродинный тракт, в котором отсутствует
клистроииЫй генератор. Сигналы гетеродинов образуются следующим образом:
ВЫХ.М t
У№г №3 УПЧ1 См„м Щ ПР
ФВ Ш
Рис. 6.3. Структурная схема приемопередатчика Р-6002М
задающий кварцевый генератор работает на частоте f-L. Для каждого ствола
имеется свое номинальное значение этой частоты, которое лежит в диапазоне
48—52 МГц. Сигнал с частотой U поступает на цепочку умножителей частоты,
в которой осуществляется умножение в 72 раза. В результате этого умножения
получается сигнал с частотой /ГПм. Часть мощности этого сигнала через дели-
делитель (ДМ) поступает иа узкополосный фильтр (ФУП) и далее через феррито-
вый вентиль на смеситель приемника. Другая часть мощности сигнала частоты
f м поступает на Смс дв, на который поступает также сигнал от генератора
сдвига с частотой 213 МГц.
Отличительной особенностью гетеродинного тракта аппаратуры типа
Р-6002М является то, что сдвиг частоты используется при образовании сигнала
гетеродина передатчика, а ие приемника, как это обычно принято. Генератор
сдвига состоит из задающего кварцевого генератора, работающего на частоте
53,25 МГц, за которым следуют фазовый модулятор (ФМ) и два каскада уд-
удвоения частоты. Фазовый модулятор позволяет осуществить ввод в радиоствол
сигналов служебной связи на промежуточной станции.
Сигнал с частотой fГПд, образующейся в Смсдв, имеет мощность около
3 мВт, которая недостаточна для работы смесителя передатчика.^
Усиление сигнала гетеродина передатчика производится в УСВЧ передатчи-
передатчика, для чего сигнал с частотой }ГПл с выхода СмСДв через фильтр, тройник и
фе'рритовый вентиль поступает иа вход ЛБВ УСВЧ одновременно с, основным
сигналом передатчика. Таким образом, УСВЧ в аппаратуре Р-6002М выпол-
чяет одновременно две функции: усилителя основного сигнала передатчика и
\силителя сигнала гетеродина передатчика. Это оказывается возможным благо-
благодаря тому, что разность между частотами сигналов f Пл и Ггпд составляет
70 МГц и их можно расфильтровать иа выходе УСВЧ. Усиленные в УСВЧ сиг-
сигналы с частотой /Пд и /ГПд поступают на тройник, который связан с узкопо-
лосиым фильтром (ФУП), настроенным на частоту frn-, и полосовым фильтром
(ПФ), настроенным на частоту /Пд. Эта система обеспечивает разделение сигна-
сигналов с частотами fn^ и /ГПд- Сигнал гетеродина через ферритовый вентиль по-
поступает на смеситель передатчика. Основной сигнал передатчика через полосо-
полосовой фильтр поступает на выход передатчика. Мощность сигнала гетеродина на
выходе УСВЧ составляет примерно 10% от мощности основного сигнала.
t Примененная в аппаратуре Р-6002М схема гетеродинного тракта обеспечи-
обеспечивает высокую надежность и стабильность работы приемопередатчика. Диаграм-
, ма уровней основного тракта приемопередатчика аппаратуры типа Р-6002М при-
приведена на рис. 6.4. Приемопередатчик типа Р-6002М имеет более высокие ка-
качественные показатели, чем приемопередатчик типа Р-600М
л<р ■ фв см„„ ш, упч2 упчм смп1 фвп рв уст №
+30
+20
НО
0
-10
-20
-30
-40
-50
-60
-7/7
-80
-до
Рис. 6.4. Диаграмма уровней приемопередатчика Р-6002М
Ниже приводятся основные технические данные приемопередатчика типа
Коэффициент шума приемника, не более ... 25 единиц
Номинальное значение входного сигнала приемника ,. ь
(при коротких волноводах) i мкВт
Минимальный сигнал иа входе приемника (порог
включения замещающего генератора) .... 100 пВт
Полоса пропускания приемопередатчика (по уров-
g° —3 ДЬ) 38±2 МГц
перавиомерность амплитудно-частотной характерис-
характеристики приемопередатчика в полосе ±10 МГц, не бо-
^ 0,25 дБ (размах)
неравномерность характеристики группового .време-
.времени запаздывания в полосе ±8,0 МГц, не более . . 3 не (размах)
Напряжение сигнала промежуточной частоты на ос-
ирвном выходе приемника 0,5±1 В эфф
Напряжение сигнала ПЧ иа входе передатчика . . 0,3—0 5 В эфф
Выходная мощность передатчика, не менее ... 5 Вт
п
гнон
мин
1 ■
у
/
/
/
/
/
А
/1
</
1
1
/
/
у
{tBm) -
рмВт)-
у.ипВт}
\AпВт)

158
Основные технические данные типовых радиорелейных систем
Радиорелейная система «Рассвет-2»
159
Конструктивно в одной стойке размещаются два приемопередатчика. Элек-
Электропитание стойки осуществляется от сети переменного тока с частотой 50±
±3 Гц и напряжением 220 В ±2%. Допускается кратковременное понижение
частоты питающей сети до 42 Гц. Мощность, потребляемая стойкой (два прие-
приемопередатчика),—не более 700 В-А.
Типовая комплектация оборудования РРЛ, работающих на аппаратуре
Р-600, Р-600М и Р-6002М, приведена в табл. 6.1 и рассчитана на организацию
линии, имеющих телефонный, телевизионный стволы, стволы горячего резерва
и служебной связи.
ТАБЛИЦА 6.1
Типовая комплектация оборудования РРЛ, работающих на аппаратуре
Р-600, P-6G0M и Р-600 2М
Вид оборудования
ВЧ приемопередающая стойка
Стойка служебной связи ОС
Стойка служебной связи ПС
Телефонная стойка ОС
Телевизионная стойка ОС
Телевизионная стойка ПС
Стойка управления резервом
Стойка телеобслуживания УС
Стойка телеобслуживания ПС
Блок частотного уплотнения
Комплект на станцию типа
Оконечная
станция
(ОРС)
3*
1
—
1
1
—
1
—
—
Промежу-
Промежуточная ста-
станция
(ПРС)
3
—
1
—
—
—•
■—
—
1
Промежу-
Промежуточная ста-
станция с вы-
выделением
ТВ
3
—
1
—
—
1
—
—
1
Узловая
Станция
(УРС) на
трн напра-
направления
6"
-3
—
3
2
—
3
L
—
1
* Используется один из двух приемопередатчиков в каждой стойке.
** В трех стойках, работающих на ответвлении, используются по одному из двух прие-
иопередатчнков.
6.2. РАДИОРЕЛЕЙНАЯ СИСТЕМА «РАССВЕТ-2»
Радиорелейная система «Рассвет-2» предназначена для организации ма-
магистральных РРЛ. Приемопередающая аппаратура системы работает в диапазо-
диапазоне 3400—3900 МГц по двухчастотному плану частоты (см. рис. 1.10). План
. частот позволяет организовать восемь широкополосных стволов, из которых че-
четыре предназначаются для работы на магистральных линиях и четыре на от-
ответвлениях или пересекающих магистралях. В каждом из указанных случаев
используются либо четные, либо нечетные номера стволов. В системе применяет-
применяется поучастковая система резервирования по схеме 3 + 1 (один резервный ствол
на три рабочих ствола).
Служебная связь организуется в телефонном стволе, при этом предусмотре-
предусмотрены следующие каналы:
каналы районной служебной связи (РСС) для связи со всеми промежуточ-
промежуточными станциями на участке между двумя смежными узловыми станциями (или
\зловой и оконечной станциями) (в системе <-Рассвет-2» предусмотрены , два
капала такой связи РСС-1 и РСС-2);
каналы системы телеобслуживания (ТО) между каждой промежуточной
станцией и управляющей узловой (или оконечной) станцией;
каналы постанционной связи ПСС между узловыми и оконечными стан-
станциями линии;
каналы обратных аварийных сигналов ОЛС на участке между соседними
узловыми (или узловой и оконечной станциями). Сигналы этих каналов выде-
выделяются также и на промежуточных станциях, на которых осуществляется выде-
выделение телевизионных программ. Спектры перечисленных каналов служебной свя-
связи показаны на рис. 6.5.
Система телеобслуживания включает в себя оповестительную сигнализацию
<ОС), телесигнализацию (ТС) и телеуправление (ТУ), имеется также местное
ПССу.
ОАС
I I I I I I I
то
W
30
50
Рис. 6.5. Спектры каналов служебной связи радио-
радиорелейной системы «Рассвет-2>
управление и местная телесигнализация, предназначенные для управления и
контроля обррудования, размещенного на данной станции. Система телеобслу-
, жнваиия «Рассвет-2» рассчитана на обслуживание до десяти промежуточных
станций, расположенных между каждыми соседними узловыми (или узловой и
оконечной) станциями.
Приемопередающая аппаратура «Рассвет-2»
Приемопередающая аппаратура «Рассвет-2» создана на базе аппаратуры
типа Р-6002М. Основное ее отличие заключается в том, что аппаратура Р-6002М
рассчитана на работу по плану распределения частот (см. рис. 1.10), обеспечи-
обеспечивающему возможность построения двух систем связи, работающих каждая по
схеме резервирования 3+1.
Структурная схема приемопередатчика «Рассвет-2» в принципе не отлича-
отличается от структурной схемы аппаратуры типа Р-6002М. В соответствии с планом
распределения частот (см. рис. 1.10) сдвиг частоты между частотами приема и
передачи составляет 266 МГц (а не 213 МГц, как в системах Р-600М и
Р-6002М). В связи с этим в аппаратуре «Рассвет-2» генератор сдвига имеет за-
задающий кварцевый генератор, работающий на частоте 44,33 МГц, и умножитель
частоты на 6.
Конструктивно в одной стойке размещается один приемопередатчик. Четы-
Четыре таких стойки с системой разделительных фильтров образуют приемопередаю-
приемопередающий ВЧ комплекс на четыре радиоствола. На промежуточной станции устанав-
устанавливается два комплекса, а на оконечной — один. Внешний вид такого комплек-
комплекса показан на рис. 6.6.
В приемопередатчиках «Рассвет-2» тракт усиления ПЧ выполнен на элек-
электронных лампах с большим сроком службы. В выходной ступени передатчика
.применяется ЛБВ, которая одновременно используется и как выходной усили-
усилитель для гетеродинного сигнала передатчика. Все остальные цепи приемопере-
.датчика работают на полупроводниковых приборах.
Приемопередающая аппаратура системы «Рассвет-2» является последней
модификацией, широко распространенной в СССР приемопередающей аппара-
аппаратуры типа Р-600.
Все другие устройства, входящие в систему «Рассвет-2», как-то: модуляторы
и демодуляторы, тракты звуковых сигналов на подпесущих частотах, устройст-
устройства согласования с телецентрами и МТС, аппаратура служебной связи и теле-
обслуживаиия, выполнены полностью на полупроводниковых приборах.
Электропитание аппаратуры системы осуществляется от гарантированного
источника переменного тока напряжением 220±5 В и частотой 50±3 Гц. Допу-
Допускается кратковременное (не более 0,5 мин) понижение частоты питающего на-
напряжения до 42 Гц. Типоиая комплектацм оборудования РРЛ, работающей йа?
аппаратуре «Рассвет-2», приведена в табл. 6 2.

160
Основные техннчесние данные типовых радиорелейных систем
Радиорелейная система «Восход»
161
Рис. 6.6 Внешний вид комплекса ВЧ аппаратуры Рассвет-2»
ТАБЛИЦА 6
Типовая комплектация оборудования РРЛ, работающих иа аппаратуре
«Рассвет-2>
. Вид оборудования
Комплекс ВЧ приемопередающий
Стойка оконечная, вариант 3 «Восход>
Стойка оконечная, вариант 5 сВосход»
Стойка управления поучастковым резевирова-
нием (УГРМ)
Стойка телеобслуживания ПРС ТО-2П015П
Стойка телеобслуживания ТО-2П015У
Стойка служебной связи СС ПРС Восход
тип 2
Блок частотного уплотнения Р-600
Блок воздушного охлаждения Рассвет
Стойка электропитания ОРС Восход»
Стойка электропитания ПРС Восход
Сок ктро аьи У ос
С о ка выдел шя ВТВ
Комплект на станцию типа
ОРС одно-
пролетноЯ
линии
| | | | - ы
ОРС мною-
пролетной
линии
1
1
2
1
1
1
1
1
1
ПРС с вы-
выделением
ТВ
2
1
1
2
1
1
ПРС без
выделения
2
1
1
2
1
1
УРС с одно-
пролетным
ответвле-
ответвлением
3
3
3
2
2
3
1
УРС с мно-
гопролет-
гопролетным ответ-
ответвлением
3
3
3
1
3
2
3
1
6.3. РАДИОРЕЛЕЙНАЯ СИСТЕМА «ВОСХОД»
Радиорелейная система «Восход> предназначена для организации маги-
магистральных РРЛ связи большой емкости и протяженности, рассчитанных на пе-
передачу сигналов многоканальной телефонии и телевидения.
Аппаратура системы «Восход> работает в диапазоне 3400—3900 МГц по>
двухчастотному плану частот (см. рис. 1.10). План частот и система построения
аппаратуры обеспечивают возможность, организации восьми широкополосных
рабочих стволов связи, четыре из которых используются как стволы основных
магистральных линий н четыре — как стволы линии ответвления или пересе-
пересекающих магистральных линий.
В системе применяется разнесенный по высоте прием и параллельная рабо-
работа передатчиков, обеспечивающие высокую надежность и достоверность связи.
Система ие имеет отдельного ствола служебной связи. Служебные сигналы пе-
редаютси по телефонному стволу.
Телевизионный ствол обеспечивает передачу сигналов изображения черно-
белого или цветного телевидении с полосой частот 25 Кц—6 МГц и сигналов
четырех звуковых каналов с полосой частот 50 Гц—10 кГц, предназначенных
дли звукового сопровождения телевидения и программы вещания.
Качественные показатели каналов соответствуют рекомендациям МККР »
нормам, действующим в СССР. Промежуточные станции системы рассчитаны
на работу без обслуживающего персонала. Наблюдение за их работой и управ-
управление ими осуществляются с узловых станций с помощью системы телеобслу-
телеобслуживании.
В аппаратуре «Восход> применяется разнесенный на высоте прием и па-
параллельная работа передатчиков. Такое построение аппаратуры обеспечивает
высокую надежность работы и эффективную защиту от замираний сигналов на
интервалах линии.
В комплект приемопередающей аппаратуры «Восход входит три типа стоек:
стойка приемников, включающая два приемника; стойка передатчиков, вклю-
включающая два передатчика; стойка гетеродинных частот, содержащая два комп-
комплекта гетеродинного оборудования (рабочее и резервное), необходимое для ра-
работы приемников и передатчиков дуплексного радиоствола со 100-процентным
резервом.
Упрощенная структурная схема стойки приемников приведена на рис. 6.7.
Все узлы стойки работают на полупроводниковых приборах. Стойка содержит
ШП3
ВыхМ
pip
г
yms кгвз ^пч2 ш
№
РВ
РР
Рис. 6.7. Структурная схема стойки приемников
Восход»
6—12

162
Основные технические данные типовых радиорелейных систем
+ 10
О
-10
два идентичных приемника, объединенных системой автовыбора. Основной тракт
каждого приемника включает в себя ферритовый вентиль (ФВ), полосовой вол-
новодиый фильтр (ПФ), смеситель приемника (СмПм), предварительный усили-
усилитель промежуточной частоты (УПЧ^, фильтр сосредоточенной селекции (ФСС),
второй усилитель промежуточной частоты (УПЧ2), корректор группового време-
времени запаздывания приемника (КГВЗ) и выходной усилитель промежуточной ча-
частоты (УПЧз). Назначение указанных устройств ясно из описаний предыдущих
структурных схем. Здесь лишь укажем иа некоторые особенности схемы. Основ-
Основная селективность в тракте ПЧ, как это обычно имеет место в аппаратуре, ра-
работающей иа транзисторах, обеспечивается ФСС, включенным между УПЧ[ и
УПЧг. Система АРУ охватывает УПЧ2 и УПЧ3. В приемнике отсутствует ампли-
амплитудный ограничитель.
На рис. 6.8 приведена диаграмма уровней приемника. Сигналы ПЧ с выхо-
выходов УПЧз обоих приемников поступают иа блок автовыбора, который содержит
.ключевые схемы, работающие иа специальных кристаллических диодах, и схему
управления. Управляющие напряжения для работы блока автовыбора поступа-
поступают от усилителей постоянного тока систем АРУ обоих приемников. Блок авто-
выбора обеспечивает подключение к своему так называемому гарантированному
.выходу сигнала от УПЧз того приемника, иа котором в данный момент времени
, входной сигнал имеет больший
ФВ ПФ СмПВ </Щ УПЧг №Ч3 уровень. Время переключения с
одного приемника на другой при
замираниях сигнала составляет
примерно 3 мкс. При внезапной
аварии приемника переключение
на исправный приемник занимает
от 20 до 80 мкс.
В блоке автовыбора находит-
находится также замещающий генератор
частоты 70 МГц, который автома-
автоматически подключаетси к гаранти-
гарантированному выходу блока при про-
пропадании выходных сигналов на
УПЧз обоих приемников.
На выходе блока автовыбора
имеется гибридный разветвитель
мощности, обеспечивающий два
гарантированных выхода по 0,5 В
эфф каждый. На промежуточной
"-— станции один выход используется
для подачи сигнала промежуточной частоты на передатчик, второй — иа проме-
промежуточных станциях может использоваться при работе стойки в телефонном ство-
стволе для выделения сигналов служебной связи, а при работе стойки в телевизион-
телевизионном стволе — для выделения сигналов телевидения.
Сигналы гетеродинов приемников образуются в СмСДв, входящих в состав
стойки приемника. На эти смесители каждого приемника поступает СВЧ сигнал
с частотой /ГПд и сигнал частоты сдвига 266 МГц. Последний получается иа
выходе умножителя частоты, обеспечивающего умножение иа 6. Входной сигнал
с частотой 44,33 МГц иа умножителе поступает также от стойки гетеродинных
частот. При работе стойки приемников иа промежуточной станции в телефон-
телефонном стволе, по которому необходимо передавать сигналы служебной связи, сиг-
сигнал с частотой 44,33 МГц от стойки гетеродинных частот предварительно про-
проходит через стойку служебной связи промежуточной станции, в которой осуще-
осуществляется фазовая модуляция колебаний с частотой 44,33 МГц сигналами слу-
служебной связи.
Построение схемы стойки приемников обеспечивает иа выходах УПЧз ко-
когерентные по частоте сигналы. Поэтому переключение выходов приемников в
блоке автовыбора ие сопровождается скачком частоты.
_ 2д Уоютапни
-ю
-50
-SO
-70
-80
7_льньщ сигма
Рис. 6.8. Диаграмма уровней приемника «Вос-
«Восход»
Радиорелейная система «Восход»
163
Упрощённая структурная схема стойки передатчиков приведена на рис. 6.9.
Она включает в себя два передатчика. Основные тракты обоих передатчиков
совершенно идентичны. Они включают в себя делитель мощности промежуточ-
промежуточной частоты (ДМПЧ), усилитель-ограничитель (УО), корректор группового
времени запаздывания передатчика (КГВЗ), усилитель промежуточной частоты
передатчика (УПЧПд), смеситель передатчика (СмПд ), фильтр боковой поло-
полосы (ФБП), усилитель СВЧ (УСВЧ) и ферритовые вентили. Назначение пере-
перечисленных устройств ясно из структурной схемы и предыдущих описаний и не
требует особых поисиеиий. В УСВЧ передатчиков применяется ЛБВ типа
УВ-229-1. Все остальные узлы передатчиков работают иа полупроводниковых
приборах.
У0 КГВЗ УПУ
ВхМ
„8
ФВ ФБП ФВ УСВЧ
а
-<
ДМСВЧ
лгчп т А * I
УАПР РД
Блок
сложе-
сложения
Г
У0 КГВЗ УПЧпЬ й% <РВ ФБП ФВ УСВЧ
Рис. 6.9. Структурная схема стойки передатчиков «Восход>
Сигналы с выходов УСВЧ поступают иа блок сложения мощности передат-
передатчиков, с помощью которого осуществляется параллельная работа передатчиков.
При параллельной работе передатчиков необходимо, чтобы СВЧ сигналы иа
выходах обоих передатчиков были бы когерентны и сфазированы. Когерент-
Когерентность сигналов обеспечивается построением схемы передатчиков, при котором
как сигналы ПЧ, так и сигналы гетеродина для обоих передатчиков образуются
от общих источников. Фазирование складываемых сигналов производится пу-
путем автоматической подстройки фазы в гетеродинном тракте одного из передат-
передатчиков с помощью фазовращателя (Ф). Фазовращатель управляется с по-
помощью электропривода. Управляющий сигнал иа электропривод поступает с
выхода усилителя системы автоматической подстройки фазы (УАПФ). Входной
сигнал на усилитель поступает с фазового детектора (ФД), в котором произво-
производится сравнение фаз двух складываемых СВЧ колебаний. Напряжение иа вы-
выходе фазового детектора пропорционально разности фаз СВЧ колебаний иа его
входах. При наличии разности фаз СВЧ колебаний напряжение с выхода фазо-
фазового детектора поступает иа усилитель АПФ, который вырабатывает управляю-
управляющее напряжение для электропривода. Последний вращает фазовращатель д»
устранения разности фаз СВЧ колебаний.
Сигнал гетеродина поступает иа стойку передатчиков от стойки гетеродин-
гетеродинных частот. С помощью делителя мощности СВЧ (ДМСВЧ) поступающий от
стойки гетеродинных частот сигнал делится иа два сигнала, одни из которых
поступает на смеситель одного передатчика, а другой через фазовращатель си-
системы автоматической подстройки фазы — на смеситель другого передатчика.
Стойка гетеродинных частот в системе «Восход» генерирует СВЧ сигнал
гетеродина передатчика частоты /ГПд и сигнал частоты 44,33 МГц.

164
Основные технические данные типовых радиорелейных систем
Для образования сигнала с частотой /ГПд используется задающий квар-
кварцевый генератор, работающий 'на одной из частот в диапазоне 48—52 МГц в
зависимости от номера ствола. Частота сигнала, получаемого от кварцевого ге-
генератора, умножается в 72 раза в цепочке умножителей частоты. После цепоч-
цепочки умножителей следует усилитель СВЧ колебаний, работающий на ЛБВ, од-
однотипной с примениемой в стойке передатчиков.
В гетеродинной стойке имеется два комплекта указанного оборудования:
рабочий и резервный. Переключение с рабочего комплекта на резервный в слу-
случае аварии первого производится автоматически с помощью ферритового вол-
новодного переключателя.
Сигнал частоты 44,33 МГц создаетси отдельным кварцевым генератором,
который^ также имеет 100%-ный резерв с автоматическим переключением.
Стойка приемников и стойка передатчиков системы «Восход> совместно с
разделительными фильтрами данного ствола образуют ВЧ комплекс. Гетеродин-
Гетеродинная стойка вместе с устройствами для разделения сигналов для стоек приемни-
приемников и передатчиков образует ГЧ комплекс. '
На промежуточной станции дли образовании одного дуплексного ствола со
100-процентным резервом приемного и передающего оборудования необходимо
иметь два ВЧ комплекса и один ГЧ комплекс.
Приемопередающая аппаратура типа «Восход> имеет следующие основные
технические характеристики:
Коэффициент шума приемника, не хуже . . 16 единиц
Максимальный сигнал на входе приемника . . 10 мкВт
Минимальный сигнал на входе приемника . . . 300 пВт
Полоса пропускания приемника (на уровне —3 дБ) 40 МГц
Рис. 6.10. Внутренний вид технического помещения УРС с приемным и передающим
оборудованием «Восход»
Радиорелейная система «Восход»
165
Неравномерность амплитудно-частотной характеристики приемника:
в полосе ±10 МГц, .не более 0,2 дБ (размах)
в полосе ±15 МГц, не более 0,6 дБ (размах)
Неравномерность группового времени запаздывания приемника:
в полосе ±10 МГц, не более 2 не (размах)
в полосе ±15 МГц, не более 3 не (размах)
Напряжение промежуточной частоты на выходе
приемника
Номинальное напряжение промежуточной частоты
ia входе передатчика
Неравномерность амплитудно-частотной характеристики передатчика:
в полосе ±>10 МГц, не более 0,2 дБ (размах)
в полосе ±15 МГц, не более 0,4 дБ (размах)
Неравномерность группового времени запаздывания передатчика:
в полосе ±10 МГц, не более 2 не (размах)
в полосе ±15 МГц, не более 3 не (размах)
Выходная мощность стойки передатчиков . . . 10±1 Вт
0,5±0,05 В эфф
0,3 В эфф
Приемопередающая аппаратура «Восход> рас-
рассчитана на питание от сети переменного тока часто-
частотой 50±3 Гц и иаприжением 220В±2%. Допускает-
Допускается кратковременное понижение частоты питающей
сети до 42 Гц.
Мощность, потребляемаи от сети переменного
тока: для стойки приемников — не более 50 В-А:
для стойки передатчиков — не более 350 В-А; для
стойки гетеродинных частот — не более 400 В-А.
На рис. 6.10 показан внутренний вид техничес-
технического помещении УРС с приемопередающим оборудо-
оборудованием «Восход>. В аппаратуре «Восход> применя-
применяется унифицированная оконечнаи стойка для теле-
телефонных и телевизионных стволов. Эта стойка содер-
содержит рабочие и резервные модуляторы и демодуля-
демодуляторы, устройства для образования звуковых каналов
на поднесуших частотах и другое оборудование, не-
необходимое для согласования стойки с телецентрами
и междугородными телефонными станциями. Внеш-
Внешний вид оконечной стойки представлен на рис. 6.11.
Контроль и управление работой радиорелейной
линией на узловых и оконечных стаициих произво-
производятся с пультов управления. На рис. 6.12 показан
внешний вид пульта управления узловой станции
системы «Восход».
Приемопередающее оборудование
«Восход-М»
Для дальнейшего совершенствования системы
«Восход> была проведена модернизация приемопере-
приемопередающего оборудования «Восход>, которое получило
наименование «Восход-М>.
Главным отличием приемопередающего обору-
оборудовании «Восход-М> от приемопередающего обору-
оборудования «Восход» является отсутствие отдельной ге-*..
теродинной стойки Узлы и блоки гетеродинов пере- ""•
Рис. 6.11. Внешний вид око-
иечиой стойки «Восход»

166
Основные технические данные типовых радиорелейных систем
Компленс унифицированных радиорелейных систем «КУРС»
167
Характеристики систем связи КУРС
ТАБЛИЦА 6.3
Рис. 6.12. Внешний вид пульта узловой станции системы «Восход>
датчиков размещены в стойке передатчиков. В них отсутствует усилитель на ЛБВ.
Гетеродинный сигнал для стойки приемников вырабатывается из гетеродинного
сигнала передатчика с помощью смесителя сдвига и генератора сдвига, разме-
размещенных в стойке приемников.
В остальном структурные схемы приемников и передатчиков «Восход-М> в
принципе не отличаются от таковых в системе «Восход>. В приемниках и пере-
передатчиках «Восход-М тракт промежуточной частоты выполнен на более совер-
совершенных кремниевых транзисторах и имеет лучшие качественные показатели, чем
тракт промежуточной частоты приемников и передатчиков «Восход>.
Коэффициент шума приемника Восход-М> снижен до 10 единиц. Благода-
Благодаря меньшему коэффициенту шума приемника и лучшим характеристикам трак-
тракта промежуточной частоты обеспечиваетси меньший уровень шума в канале
РРЛ, оборудованных приемопередающей аппаратурой «Восход-М , чем при
использовании приемопередающей аппаратуры «Восход>.
6.4. КОМПЛЕКС УНИФИЦИРОВАННЫХ РАДИОРЕЛЕЙНЫХ
СИСТЕМ СВЯЗИ «КУРС»
Комплекс охватывает четыре системы свизи, работающие в диапазонах 2, 4,
6 и 8 ГГц. Аппаратура в диапазонах 4 и 6 ГГц используется для магистраль-
магистральных РРЛ, а в диапазонах 2 и 8 ГГц — дли зоновых, внутриреспубликанских и
внутриобластных РРЛ.
Для всех указанных систем примениются унифицированные:
модуляторы-демодуляторы, аппаратура ввода и выделения сигналов много-
многоканальной телефонии и аппаратура образования видеоканалов и каналов зву-
звукового сопровождения и радиовещания;
система и аппаратура резервирования;
система и аппаратура служебной связи;
система и аппаратура телеобслуживания;
система и оборудование гарантироваиного электропитания.
В приемопередающей аппаратуре различных диапазонов широко использу-
используются унифицированные блоки (УПЧ, умножители частоты и т. п.). Аппаратура
комплекса КУРС рассчитана на питание от источника постоянного тока с иа-
Система
Полоса
частот. МГц
Число стволов
Схема резер-
резервирования
Число те-
телефонных
каналов
в стволе
Мощ-
Мощность
пере-
датчи-
■ Вт
Мощность,
потребля-
потребляемая од-
одним прие-
мопере-
мопередатчиком
по посто-
постоянному
току, Вт
КУРС-2М
КУРС-4
КУРС-6
КУРС-8
1700—2100
3400—3900
5670—6170
7900—8400
Три дуплексных
Четыре дуплекс-
дуплексных или восемь
дуплексных
Четыре дуплекс-
дуплексных или восемь
дуплексных
Четыре дуплекс-
дуплексных
3+1
3+1
6+2 илн 7+1
3+1
6+2 или 7+1
3+1
300
720
1320
300
1.5
0.5
10
0.3
100
145
230
145
пряжением 24 В±10%- Некоторые характеристики системы связи КУРС приве-
приведены в табл. 6.3.
Аппаратура системы КУРС-2М работает по плану радиочастот (рис. 1.8).
Аппаратура систем КУРС-4, КУРС-6 и КУРС-8 работает по планам частот
{рис. 1.10).
Все рабочие стволы систем КУРС пригодны .как для передачи сигналов
многоканальной телефонии, так и сигналов черно-белого или цветного телеви-
телевидения и сигналов звукового сопровождения и радиовещания. Сигналы служеб-
служебной связи передаются по телефонному стволу ниже спектра многоканальной
телефонии.
На рис. 6.13 показаны спектры сигналов, передаваемых по стволам систем
КУРС.
Теле5:мионный. стдпл
Видео
ЗИукоНые
шпалы
кГц
\СС\ \/20 каналов
1320 каналпВ
СС
Сигналы резерби-,
рпвания \
Рис. 6.13. Спектры сигналов, передаваемых по
стволам систем КУРС

168
Основные технические данные типовых радиорелейных систем
Система резервирования
В системах КУРС принята поучастковая система резервирования. Макси-
Максимальное число рабочих стволов — 7, максимальное число резервных стволов —
2. Типовыми схемами резервирования являются 3+1 (для четырехствольной
системы) и 6+2 или 7+1 (для восьмиствольной системы).
Особенностью системы является отсутствие непрерывно передаваемого по
стволам пилот-снгнала, как это имеет место в большинстве применяемых в на-
настоящее время системах. На выходах всех приемников системы имеются заме-
замещающие генераторы, которые включаются всякий раз, когда на входе приемяи-
ка сигнал падает ниже некоторого уровня (порога включения замещающего
генератора). Замещающий генератор генерирует колебания частоты 70 МГц,
равной промежуточной частоте приемника. Эти колебания модулированы по
частоте сигналом частоты 8,75 МГц, называемым сигналом обрыва ствола.
Переключение стволов производится на узловых и оконечных станциях по
промежуточной частоте быстродействующими диодными ключами. Состояние
стволов оценивается по наличию несущей ПЧ, отсутствию сигнала обрыва ство-
ствола от замещающего генератора и уровню шумов в верхней части группового
спектра.
Для сокращения длительности перерыва связи при внезапном отказе сво-
свободный резервный ствол может предварительно подключиться к избранному ра-
рабочему стволу на передающей стороне участка. Одному из рабочих стволов мо-
может предоставляться- преимущество в получении резерва.
Автоматическая блокировка управляющих устройств обеспечивает правиль-
правильные действия аппаратуры при отказе на предыдущем транзитном участке.
Аварийные, подтверждающие и контролвные сигналы передаются по теле-
телефонному стволу в диапазоне частот 17—35 кГц. Система резервирования преду-
предусматривает также резервирование выделения сигналов телевидения и радиове-
радиовещания на промежуточных станциях. Принятая беспилотная система резервиро-
резервирования имеет следующие преимущества: в рабочем режиме ствол не загружает-
загружается пилот-сигналом; на линиях большой протяженности в телевизионных стволах
не возникает проблемы поддержания уровня пилот-сигнала в заданных преде-
пределах.
Система телеобслуживания
Система телеобслуживания КУРС обеспечивает:
передачу с УРС до 36 команд телеуправления на любую ПРС, входящую
в зону аварийно-профилактической службы данной УРС (до 6 ПРС в каждом
из двух направлений связи);
прием до 72 сигналов телесигнализации с любой (по выбору) ПРС участ-
участков, примыкающих к данной УРС;
управление из аппаратной УРС вынесенным за ее пределы оборудованием
(до шести команд местного управления) и световую индикацию состояния это-
этого оборудования (до 20 сигналов местной сигнализации).
Сигналы телеобслуживания вводятся в групповой канал телеобслуживаиия
148,3—52,1 кГц), организуемый в телефонном стволе. В целях упрощения и уде-
удешевления аппаратуры разработчики отказались от введения иа ПРС устройств,
обеспечивающих передачу и прием сигналов телеобслуживания по резервным
стволам. Высокая надежность приема информации о состоянии обслуживаемых
ПРС достигается за счет того, что сигналы аварии и телесигнализации вводятся
на ПРС одновременно в оба направления связи и принимается обеими УРС
участка.
Система служебной связи
Система служебной связи КУРС предусматривает организацию:
одного канала (РСС) для связи со всеми промежуточными станциями на
участке между двумя соседними узловыми станциями;
Комплекс унифицированных радиорелейных систем «КУРС»
169
двух каналов (nCCt и ПССг) для связи между всеми узловыми и оконеч-
иыми станциями линии;
одного канала (ПССз) для прямой связи между смежными узловыми стан-
станциями;
канала для передачи сигналов резервирования;
канала для передачи сигналов телеобслуживания.
Все перечисленные каналы образуются в телефонном стволе в полосе ча-
частот 0,3—56 кГц.
Построение приемопередающей аппаратуры
Построение приемопередающей аппаратуры идентично для всех четырех
диапазонов. Отличительной особенностью является наличие отдельных гетеро-
гетеродинных трактов для приемников и передатчиков. Это облегчает введение сиг-
сигналов каналов РРС и телеобслуживания в телефонный ствол на каждой стан-
станции РРЛ. Эти сигналы вводятся в тракт путем фазовой модуляции гетеродин-
■ иого сигнала передатчика. Наличие независимых гетеродинов для приемника и
передатчика крайне желательно для оконечных станций при принятом в системах
КУРС методе передачи сигналов управления поучасгковой системой резервиро-
резервирования по телефонному стволу. Независимые гетеродины удобны при настройке
и профилактике аппаратуры.
Структурная схема приемника системы КУРС-4 приведена на рис. 6.14.
Сверхвысокочастотный сигнал через полосовой фильтр данного ствола поступает
на смеситель приемника, который конструктивно объединен с предварительным
Рис. 6.14. Структурная
схема приемника систе-
системы КУРС-4
усилителем промежуточной частоты (ПУПЧ). Сигнал ПЧ 70 МГц поступает
далее иа фильтр промежуточной частоты (ФРП), содержащий также корректор
группового времени запаздывания. Затем сигнал усиливается в главном усили-
усилителе промежуточной частоты (ГУПЧ), в котором осуществляется АРУ. Прием-
Приемник заканчивается оконечным усилителем (ОУПЧ), который содержит диодный
переключатель, управляемый логической схемой «несущая—замещающий генера-
генератор:». При пропадании сигнала несущей частоты автоматически включается за-
замещающий генератор (ГЗ), состоящий из двух кварцевых генераторов с часто-
частотами 70 и 61,25 МГц, биения которых в ограничителе создают частотно-моду-
частотно-модулированный сигнал 70 МГц с частотой модуляции 8,75 МГц, соответствующей
сигналу обрыва ствола.
Оконечный усилитель имеет два выхода: основной — с уровнем 0,75 В,
сигнал с которого поступает на гибридный тройник (ТрГ) и образует два нор-
нормализованных выхода с уровнем 0,5 В каждый, и контрольный с уровнем
0,3 В.
Описанный тракт усиления ПЧ является унифицированным для всех четы-
четырех диапазонов.
Гетеродинный тракт приемника состоит из кварцевого генератора (ГКв), ра-
работающего на одной из частот в диапазоне 105—120 МГц (в зависимости от
частоты данного ствола), удвоителя частоты f/2f, узкополосного фильтра
(ФУП), мощного усилителя (УС) и умножителя частоты на 16 Bf/32f). Этот
умножитель состоит из четырех удвоителей частоты.

170
Основные технические данные типовых радиорелейных систем
Комплекс унифицированных радиорелейных систем «КУРС»
171
Приемники для других диапазонов построены аналогично. Различия заклю-
заключаются лишь в общем коэффициенте умножения в гетеродинном тракте и в эле-
элементах СВЧ тракта.
Упрощенней структурная схема передатчика системы КУРС-4 приведена на
рис 6.15. Передатчик начинается с мощного усилители промежуточной частоты
(МУПЧ), за которым следует смеситель передатчика (См). Сверхвысокочастот-
Сверхвысокочастотный сигнал после фильтра гармоник (ФГ) поступает на полосовой фильтр (ПФ)
и далее в антенно-волноводный тракт станции. Наиболее сложной частью пере-
передатчика являетси его гетеродинный тракт. Он начинается с кварцевого генера-
генератора (ГКв), подобного кварцевому
генератору приемника, за ним сле-
следует фазовый модулятор (ФМ), с по-
помощью которого осуществляется ввод
в телефонный ствол сигналов служеб-
служебной связи (каналов РСС и телеоб-
МУПЧ
ФГ
П<Р
УНш, ФУП
ФМ ГНИ служивания). После фазового моду-
модулятора следует удвоитель, узкопо-
Рис. 6.15. Структурная схема передатчика ЛОСНыЙ фильтр (ФУП) И МОЩНЫЙ'
системы КУРС-4 усилитель (УМщ). Выходной сигнал
УМщ имеет мощность около 25 Вт
на частоте, лежащей в полосе 210—240 МГц. Затем следует умножитель на 16,
на выходе которого выделяется гетеродинный сигнал передатчика, имеющий
мощность 2,5—3 Вт.
Передатчики в диапазонах 2 и 8 ГГц построены аналогично. Передатчик с
ЛБВ для диапазона 6 ГГц отличается от описанного наличием после смесителя
усилителя СВЧ на ЛБВ и соответственно менее мощным смесителем и гетеро-
гетеродинным трактом.
Аппаратура комплекса «КУРС»
Перечень типов приемопередающих стоек диапазонов 2, 4, 6 и 8 ГГц при-
приведен в табл. 6.4. В табл. 6.5 приведен перечень унифицированных стоек, ис-
используемых для всех четырех диапазонов.
ТАБЛИЦА 6.4 ТАБЛИЦА 6.5.
Перечень типов
приемопередающих стоек КУРС
Перечень типов
унифицированных стоек КУРС
Наименование
Приемопередающая стойка
диапазона 2 ГГЦ
Стойка приемников диапазо-
диапазона 4 ГГц
Стойка передатчиков диапа-
диапазона 4 ГГц
Стойка приемников диапазо-
диапазона 6 ГГц
Стойка передатчиков диапа-
диапазона 6 ГГц
Стойки приемников диапазо-
диапазона 8 ГГц
Стойка передатчиков диапа-
диапазона 8 ГГц
Обозна-
Обозначение
ПмПд-2
Пм-4
Пд-4
Пм-6
Пд-6
Пм-8
Пд-8
Наименование стойки
Оконечная стойка
Стойки резервирования ство-
стволов
Стойки обслуживания узло-
узловой станции
Стойки обслуживания проме-
промежуточной станции
Стойки распределения элек-
электропитания
Обозна-
Обозначение
ОС
PC
ОУРС
ОПРС
РПТ
Примечание. Кроме того, в со*
став аппаратуры КУРС входит пульт слу-
служебной связи и контроля (пульт ССК).
Все стойки аппаратуры, за исключением стоек ПмПд-2, выполнены в типо-
типовом шкафу с габаритными размерами: 600X225X2000 мм.
Стойки приемников (Пм-4, Пм-6, Пм-8) содержат каждая четыре приемни-
приемника вместе с системой разделительных фильтров, выполненных на термостабили-
зированных полосовых фильтрах и ферритовых циркуляторах.
Стойки передатчиков (Пд-4, Пд-6 и Пд-8) также содержат каждая по че-
четыре передатчика вместе с системой разделительных фильтров. Такое построе-
построение аппаратуры обеспечивает соприжение и настройку приемопередающей ап-
аппаратуры вместе с разделительными фильтрами в заводских условиях и значи-
значительно упрощает станционную разводку волноводных трактов. Каждаи из ука-
указанных типов стоек имеет четыре исполнения: для четных и нечетных номеров
стволов нижней половины диапазона частот и то же для верхней половины диа-
диапазона частот. На рис. 6.16 и 6.17 показан внешний внд стоек Пм-4 и Пд-4 со-
соответственно.
Hi I
I I VI
- 4-
Рис. 6.li. Внешний вид
стойки приемников си-
системы КУРС-4
Рис. 6.17. Внешний вид
стойки передатчиков си-
системы КУРС-4
В диапазоне 2 ГГц приемопередающая аппаратура скомпонована по-иному.
В одном шкафу с габаритными размерами 350x225x2000 мм размещается
один приемопередатчик. Внешний вид стойки ПмПд-2 показан на рис. 6.18.
Оконечная стойка (ОС) включает в себя четыре комплекта частотных мо-
модуляторов и демодуляторов, работающих на ПЧ 70 МГц. Три комплекта яв-
являются рабочими и один резервным. Оконечная стойка имеет свою систему ре-
резервирования по схеме 3+1. Резервирование модуляторов и демодуляторов
производится независимо. Кроме того, стойка содержит оборудоваиие, необхо-
необходимое для организации телефонных и телевизионных стволов (предыскажаю-

172
Основные технические данные типовых радиорелейных систем
Vi-5
Рис. 6.19. Внешний вид
оконечной стойки систе-
системы КУРС
"L "Л > 1д-
Рис. в. /в. Внешний вид
приемопередающей стой-
стойки системы КУРС-2М
щие и восстанавливающие контуры, усилители, тракты образования звуковых
каналов на поднесущих частотах н т. п.). Предусмотрено два основных вида
комплектации стойки: на два телевизионных ствола и один телефонный или на
одкн телевизионный и два телефонных.
Комплекс унифицированных радиорелейных систем «КУРС» . 173
а *
кшшшш
Рис. 6.20. Внешний вид стойки ре-
резервирования системы КУРС
Рис. 6.21. Внешний вид стой-
стойки обслуживания узловой
станции систем КУРС
Оборудование телефонного ствола рассчитано на уплотнение 300, 720 или
1320 телефонными каналами. Внешний вид оконечной стойки показан иа
рис. 6.19.
Стойка резервирования стволов (PC) предназначена для автоматической
коммутации рабочих стволов на резервный и обратно. Коммутация производит-
производится по ПЧ 70 МГц. Стойка в зависимости от комплектации позволяет работать
по схеме 3+1, 6+2 или 7+1 и по схеме два раза 1 + 1. Внешний вид стойки
PC показан на рис. 6.20.

174
Основные технические данные типовых радиорелейных систем
Рис. 6.22. Внешний вид стой-
стойки обслуживания промежу-
промежуточной станции систем КУРС
Стойка обслуживания узловой станции (ОУРС)
включает в себя каналообразующую аппаратуру слу-
служебного канала РСС, канала телеобслуживания и
аппаратуру телеобслуживания узловой (оконечной)
станции. На стойке размещаются табло, с помощью
которого определиется состояние оборудования на
телеобслуживаемых промежуточных станциях, и
кнопки, с помощью которых подаются команды на
эти станции. Внешний вид стойки показан на
рис. 6.21.
Стоика обслуживания промежуточной станции
(рис. 6.22) включает в себя каналообразующую ап-
аппаратуру каналов РСС и телеобслуживания," аппа-
аппаратуру телеобслуживания промежуточной станции и
аппаратуру выделения сигналов двух телевизионных
программ и до четырех сигналов программ вещаиия.
Стойка имеет два варианта комплектации: полная
комплектация для станций, на которых осуществля-
осуществляется выделение сигналов телевизионных программ и
вещания, и комплектацию для станций без выделе-
выделении сигналов телевизионных программ и вещании.
В последнем случае в стойке отсутствует аппарату-
аппаратура выделения.
Пульт служебной связи и контроля содержит
каналообразующую аппаратуру служебных каналов
riCCi, ПССг, ПССз, переговорно-вызывные устрой-
устройства и коммутационные устройства всех служебных
каналов, а также контрольно-измерительную и ком-
коммутационную аппаратуру для контроля качества ка-
каналов телевидения и вещания. Внешний вид пульта
ССК показан на рис. 6.23.
Стойки распределения постоянного тока (РПТ)
содержат автоматы, через которые осуществляется
подача электропитания на отдельные стойки стан-
станции, а также дистанционные переключатели, с по-
помощью которых может производиться выключение
отдельных стоек по системе телеуправления. Для
Рис. 6.23. Внеш-
Внешний вид пульта
служебной связи
и контроля систем
КУРС
Комплекс унифицированных радиорелейных систем «КУРС»
175
промежуточных, узловых и оконечных станций jp
предусматривается различная комплектация у |
стоек РПТ. Внешний вид стойки РПТ проме- i
жуточной станции показан на рис. 6.24.
Рис. 6.24. Внешний вид стойки распределения по-
постоянного тока промежуточной станции систем
КУРС
Антенно-волноводные тракты
Для унифицированных систем КУРС применяются следующие типы антенн:
1. Рупорно-параболическая антенна (РПА-2П-2). Антенна предназначена
для работы на магистральных линиях связи в диапазонах 4 и 6 ГГц.
2. Осесимметричная двухзеркальнаи антенна АДЭ-5 диаметром 5 м. Антен-
Антенна может устанавливаться на магистральных линиях свизи на пролетах повы-
повышенной протяженности, с тяжелыми условиями распространения и на пролетах.
с пассивными ретрансляторами. Диапазон использования 2 и 4 ГГц.
3. Осесимметричная двухзеркальная антенна АДЭ-3,5 диаметром 3,5 м. Ан-
Антенна предназначена для работы на магистральных и зоновых линиях связи в
диапазонах 2, 4 и 6 ГГц. »
4. Перйскопическаи антенна. Антенна позволяет обеспечить двухчастотный
план в диапазонах 4, 6 и 8 ГГц и четырехчастотный план в диапазоне 2 ГГц.
В качестве фидеров в диапазоне 2 ГГц используется коаксиальный кабель.
Дли диапазонов 4, 6 и 8 ГГц используются волноводы круглого и прямоуголь-
прямоугольного сечения, а также гибкие волноводы.
Системы электропитания станций
На всех станциях РРЛ питание аппаратуры осуществляется от стационар-
стационарных закрытых аккумуляторных батарей, работающих в буфере с автоматизи-
автоматизированными выпрямительными устройствами типа ВУК. Напряжение питания
радиорелейной аппаратуры составляет —24+10% (с заземленным плюсом).
Емкость батареи выбрана из расчета 5 ч работы аппаратуры промежуточных
станций и 1—2 ч для работы аппаратуры на узловых и оконечных станциях.

176
Основные технические данные типовых радиорелейных систем
Введение
177
Основные электрические параметры
Параметр
Диапазон частот, ГГц
Средняя длина волны, см
Система резервирования
Мощность передатчика, Вт (дБВт)
Коэффициент шума, ед. (дБ)
Ширина полосы пропускания при-
приемника, МГц
Число каналов ТЧ
Верхняя частота линейного спект-
спектра, кГц
Девиация частоты иа канал, кГц
эфф.
Уровень включения ЗГ, пВт/дБВт
Коэффициент системы ', дБ:
ТФ
ТВ
Длина гипотетической линии, км,
для которой smaI=O,l% времени:
ТФ
ТВ
Р-600
3.4—3,9
8,2
2+1
2C)
35A5,4)
35
240
1033
200
500/—97
148,9
145,9
2500
2500
Р-600 м
3 . 4—3 , 9
8,2
Р-6002м
3,4—3,9
8,2
Поучаотковая
2+1
2C)
25 A4)
35
360
1540
i 200
300/—95
146,8
147.4
2500
25-0 0
2+1
5G)
25 A4)
38
600
2596
200
100/—100
146,3
151,4
2500
2500
сРассвет-2»
3,4—3,9
8,2
3+1
5G)
25A4)
38
600
2596
200
100/—100
146,3
151 ,4
2500
2500
сВосход»
3,4—3,9
8,2
Постанцн
разнесен-
высоте
четырех
ство
10 A0)
16A2)
40
1020/1320
4636/5932
200/140
250/—96
146.3/141,1
156/4
2500
2500
1 Определение коэффициента системы см. в гл. 8.
Энергоснабжение всех типов станций предусмотрено осуществлять от одно-
го-двух вводов ЛЭП, резервируемых дизель-генераторами. Для станций с авто-
автономным питанием используется дизельная электростанция.
6.5. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПАРАМЕТРЫ РАДИОРЕЛЕЙНЫХ
СИСТЕМ
Основные электрнческяе параметры ряда отечествемных систем, необходи-
необходимые для проектирования РРЛ, приведены в табл. 6.S. Для всех систем, пере-
передающих сигналы телевидения, ширина полосы частот видеоканала составляет
6 МГц. Девиация частоты, соответствующая сигналу изображения телевидения,
равна 5,6 МГц (размах).
Коэффициенты усиления типовых антенн (дБ) для отечественных радиоре-
радиорелейных систем приведены в табл. 6.7. г
Данные по затуханию волноводов различного типа приведены в гл. 3.
Коэффициенты усиления типовых антенн, дБ
ТАБЛИЦА 6.7
Тип антенны
РПА-2П-2 (РПА-2П)
АДЭ-5
АДЭ-3,5
АДЭ-2,5
Перископическая ПАС с ППИ-1
Диапазон частот, ГГц
1,7—'2,1
377э
35
31
3,4-3,9
39.5
43.5
40,7
40
5,67—6.17
43
44,8
43
7,9-8.4
44
45
ТАБЛИЦА 6.3
отечественных радиорелейных систем
сВосход-М*
КУРС-2М
КУРС-4
3.4—3,9
8,2
оиная с
иым по
приемом
рабочих
лов
10 A0)
10 A0)
40
1320/1920
5932/8524
140
100/—100
143.1/140
158,4
2500
2500
1,7—2,1
15,8
2+1
,5 A.75)
8(9)
30
30 0
1300
200
•25/—106
152,1
151.2
1400
600
3 . 4—3 , 9
8,2
КУРС-6
КУРС-8
«Область-
-1»
«Трал-
8-60/120»
5,67—6,17;
5,07
Поучастковая
+1 и 7+1
или 6+2
0,5 (—3)
8(9)
40
720
3340
200
25/—106
139
146,4
2500
2500
3+1
7+1 или
6+2
10 A0)
10 A0)
40
1320
5932
140
25/—106
143
158
2500
2500
7,9-8,4
3,7
3+1
0,3(—5,2)
10 A0)'
40
300
1300
200
25/—106
144,1
143,4
1400
600
7,9—8,4 | 7,9—8,4
3.7
Без резер
ва 1 ствол,
ТФ
0,4(-4)
8(9)
15
300
1300
200
6,3/—112
146,3
3,7
1 + 1 на
каждом
иитерва
ле, частот-
частотный раз-
разнос 112 мгв
0,3t-5,2)
8(9)
12
60/120
252/552
200
2,5/—116
159,3/152,5
1400
«Трал
400/24»
0,39—0,47
70
Постанци-
онная или
1 + 1 с ча-
частотным
разносом
22.32 МГц
[3/10D,8/10)
5G)
1.6
24
108
50
0.25/—126
166,6/171,8
800
ГЛАВА СЕДЬМАЯ
Качественные показатели каналов РРЛ
прямой видимости
7.1. ВВЕДЕНИЕ
Качество связи определяется степенью искажений передаваемого сообще-
сообщения, которое, в свою очередь, определяется электрическими характеристиками
канала связи, по которому передается это сообщение.
Для того чтобы степень искажений не превосходила некоторых допустимых
значений, электрические характеристики каналов должны удовлетворять опре-
определенным требованиям. Совокупность этих требований выражена в нормах иа
качественные показатели каналов связи.
Качественные показатели канала тональной частоты (телефонного канала),
канала передачи изображения телевидения, канала передачи звуковых сигналов
телевидения и канала звукового вещания, предназначенных для международных
соединений, должны соответствовать рекомендациям Международного консуль-
консультативного комитета по телефонии и телеграфии (МККТТ) и Международного.
консультативного комитета по радио (МККР), входящих в Международный
союз электросвязи (МСЭ.)'.
1 Международный союз электросвязи зарегистрирован в ООН как международная ор-
организация, ведующая вопросами электросвязи.

178
Качественные поназатели наналов РРЛ прямой видимости
Элентрические характеристики и нормы канала ТЧ
179
Нормы, принятые в СССР для Единой автоматизированной сети связи
(ЕАСС), обычно соответствуют этим рекомендациям. В других случаях ниже
приведены как нормы ЕАСС, так и рекомендации МККТТ и МККР.
Электрические характеристики каналов зависят от протяженности и струк-
структуры линии передачи, на которой они образованы. Поэтому нормирование ха-
характеристик каналов связи производитси для так называемых номинальных (или
гипотетических эталонных) цепей, имеющих фиксированную структуру и протя-
протяженность.
Каналы тональной частоты (ТЧ) РРЛ образуются с помощью аппаратуры
с частотным разделением каналов, которая, как правило, не входит в состав
радиорелейного оборудования. Электрические характеристики этих каналов за-
зависят как от электрических характеристик аппаратуры с частотным разделе-
разделением каналов, так и от электрических характеристик РРЛ, образующих в этом
случае линейный тракт передачи сигналов многоканальной телефонии.
Каналы передачи изображения телевидения и каналы передачи звуковых
сигналов телевидения образуются с помощью устройств, входящих в состав
радиорелейного оборудования, и поэтому электрические характеристики этих
каналов полностью определяются характеристиками радиорелейного оборудова-
оборудования. Каналы звукового вещания на РРЛ образуются двумя методами:
1. Путем* объединения двух или трех каналов тональной частоты. В этом
случае характеристики каналов вещания определяются характеристиками аппа-
аппаратуры объединения каналов и аппаратуры РРЛ.
2. Путем организации специальных каналов вещания на поднесущих часто-
частотах так же, как организуются каналы передачи звуковых сигналов телевидения.
В этом случае электрические характеристики каналов звукового вещания цели-
целиком определяются радиорелейным оборудованием.
7.2. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ И НОРМЫ
НА КАЧЕСТВЕННЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ КАНАЛА ТЧ
Основные электрические характеристики канала
тональной частоты
Уровни передачи. В технике дальней связи уровни сигнала определяются в
относительных логарифмических единицах — децибелах. Различают абсолютный,
относительный и измерительный уровни сигнала.
Абсолютным уровнем называют уровень мощности или напряжения, вычис-
вычисленный по отношению к мощности 1 мВт или по отношению к соответствующе-
соответствующему этой мощности эффективному напряжению, равному 0,775 В на сопротивле-
сопротивлении 600 Ом, т. е. '
Р U
р =10 1е— , р „ = 20 1е , G 1) G 2}
где Р — мощность в милливаттах, U—напряжение в вольтах.
Абсолютный уровень мощности, выраженный в децибелах, обычно обозна-
обозначают через дБм (децибел относительно 1 мВт).
Относительным уровнем (в децибелах) называется уровень, вычисленный
по отношению к мощности Ро или к напряжению Uo в начале цепи, т. е.
Р U
/>ом= Ю lg —— ,/>0н = 20 Ig — .
G.3), G.4)
Измерительным уровнем называется абсолютный уровень в данной точке
цепи, когда в начале ее уровень равен 0 дБ.
Для точек цепи, сопротивление которых равно 600 Ом, уровень напряже-
напряжения численно равен уровню мощности. Для точек цепи, сопротивление которых
составляет Z Ом, уровень напряжения связан с уровнем мощности соотноше-
соотношением
Из приведенной формулы следует, что при
Z=75Om />н = />м — 9дБ;
Z= 1350м Рн — Ри — 6,5дБ;
7=150Ом />н = />м — 6дБ.
Для уровней, выраженных в децибелах, наиболее часто встречаются сле-
следующие обозначения:
Русское Латинское
Относительный уровень в децибелах дБО йВт
Уровень в децибелах относительно 1 мВт дБм dBm
Уровень в децибелах относительно 1 мВт в точ-
точке с нулевым относительным уровнем ' дБмО dBtnO
Уровень псофометрического шума в канале в
децибелах относительно 1 мВт в точке с нуле-
нулевым относительным уровнем дБмОпс dBtnOps
Остаточное затухание. Остаточное затухание определяется разностью между
уровнем передачи на входе канала и уровнем приема на его выходе. Другими
словами, остаточное затухание есть разность между суммой всех усилений и зату-
затуханий, вводимых в тракт, образующий канал. Остаточное затухание канала ТЧ
всегда положительно, т. е. уровень на входе канала всегда больше уровня на
его выходе, так как в противном случае может возникнуть генерация вследствие
обратной связи через оконечные дифференциальные системы. Величина остаточ-
остаточного затухания определяет устойчивость канала ТЧ. Численно устойчивость это-
этого канала равна тому усилению, которое необходимо ввести в канал, чтобы в нем
возникла генерация.
Стабильность остаточного затухания канала ТЧ определяется стабильностью
остаточного затухания линейного тракта РРЛ и стабильностью остаточного за-
затухания аппаратуры с частотным разделением каналов.
Частотная характеристика канала ТЧ представляет зависимость остаточного
затухания от частоты. Обычно при определении частотной характеристики вме-
вместо абсолютной величины остаточного затухания берут относительное изменение
остаточного затухания от частоты по отношению к затуханию иа частоте 800 Гц.
В радиорелейных системах частотная характеристика канала ТЧ определяет-
определяется только аппаратурой с частотным разделением каналов.
Амплитудная характеристика канала тональной частоты характеризуется
зависимостью выходного уровня в канале ог уровня на его, входе. Если зависи-
зависимость выходного уровня от входного строго линейна, то в канале отсутствуют
нелинейные искажении. В действительности всегда имеет место то или иное от-
отклонение от линейной зависимости и в канале имеются нелинейные искажения.
Величина нелинейных искажений характеризуетси коэффициентом нелинейных
искажений:
Уи\+и\ +
G.6)
где £/( — эффективное значение напряжения основной частоты иа выходе каиа-
ла; £/2> U%... — эффективное значение напряжения второй, третьей и т. д. гармо-
гармоник основной частоты на выходе канала.
В РРЛ нелинейность канала ТЧ полиостью определяется аппаратурой с ча-
частотным разделением каналов и не зависит от характеристик линейного тракта
РРЛ.

180
Качественные показатели каналов РРЛ прямой видимости
Электрические характеркстикк и нормы канала ТЧ
181
-10
-2в
[-30
1-40
^-50
-SO
- —у
—/__
:::::£=
. j .
1
1
A
t
N
I
- + -
—f
50 100
500 1000
5000 Щ
Рис. 7.1. Амплитудно-частотная характери-
характеристика псофометра для измерения шума в
телефонном канале
Шумы в канале ТЧ. Шумы харак-
характеризуются величиной мешающих токов
различного происхождения. Различают
два основных вида шумов: тепловые
шумы и шумы, обусловленные невнят-
невнятными переходными помехами в данный
канал со стороны сигналов других кана-
каналов. Последний вид шумов часто назы-
называют нелинейными переходными шума-
шумами, так как их возникновение обуслов-
обусловлено нелинейностью характеристик трак-
тракта передачи.
Измерение шумов в канале произ-
производится специальным прибором — псо-
фометром, представляющим собой квад-
квадратичный вольтметр с включенным иа
его входе псофометрическим фильтром,
частотная характеристика которого (рис.
7.1) учитывает чувствительность уха и
телефона к различным частотам в спек-
спектре от 300 до 3400 Гц. Измеренные та-
таким прибором шумы называются псофо-
метрическими (взвешенными).
Мощность шума в канале тональной
частоты, отнесенная к точке с нулевым
относительным уровнем, обычно выра-
выражается в пиковаттах (пВт): 1 пВт=
= 10-12Вт.
В многоканальных системах связи с частотным разделением каналов шум в
канале тональной частоты имеет равномерный спектр и псофометрическая мощ-
мощность шума г -г г -л
, = 0,56Яп
G.7)
где Яш — мощность шума, измеренная прн выключенном псофометрическом
фильтре.
Соответственно уровень псофометрической мощности шума (дБм) равен
"М.ПС
= />м-2,5.
G.8}
Так как мощность шума определяется в точке с нулевым относительным
уровнем, в которой мощность сигнала равна 1 мВт, или 109 пВт то отношение
сигнала к псофометрическому шуму, дБ,
10е
C/IH=101g— ,
"ш
G.91
где Яш, пВт — мощность шума в точке с нулевым относительным уровнем.
Зависимость отношения С/Ш от уровня мощности шума в канале Яш при-
приведена на рис. 8.15. Величина псофометрической мощности шума в канале ТЧ
определяется, главным образом, трактом РРЛ и в меньшей степени — аппара-
аппаратурой с частотным разделением каналов.
Внятные переходные помехи. Внятные переходные помехи возникают в слу-
случае попадания в данный канал разговорных токов от других каналов с сохра-
сохранением их первоначальных частот. Защищенность канала от внятных переход-
переходных помех определяется разностью уровней полезного сигнала и мешающего
сигнала, обусловленного внятными переходными помехами. Этот вид помех
весьма заметен в процессе ведения разговоров по каналу. Поэтому допустимый
уровень внятных переходных помех ниже, чем допустимый уровень шума в ка-
канале. Внятные переходные помехи возникают, как правило, в аппаратуре с ча-
частотным разделением каналов.
Фазовая характеристика канала. Фазовая характеристика канала представ-
представляет зависимость сдвига фазы сигнала иа выходе канала по отношению к фазе
сигнала иа его входе от частоты сигнала.
Групповое время запаздывания. Групповое время запаздывания (ГВЗ) яв-
является производной от фазовой характеристики по частоте и характеризует фи-
физическое время передачи сообщения по каналу.
Если групповое время запаздывания велико, то оно ухудшает качество свя-
связи по каналу. Так, если групповое время запаздывания превышает 50—60 мс,
то в канале появляется мешающий эффект электрического эха, обусловленный
несовершенством дифференциальных систем каналов тональной частоты. Разго-
Разговорные токи, приходя на приемный конец канала, через дифференциальную си-
систему попадают в тракт передачи и возвращаются к говорящему абоненту, ко-
который слышит с запозданием свой собственный разговор.
Величина группового времени запаздывания в значительной степени опре-
определяется аппаратурой с частотным разделением каналов (главным образом вре
менем пробега сигнала в канальных фильтрах). Время пробега сигнала в трак-
тракте РРЛ определяется временем распространения сигнала в пространстве и со-
составляет 1 мс на каждые 300 км линии. Время пробега сигнала в самом ра-
радиорелейном оборудовании пренебрежимо мало.
Неравномерность зависимости группового времени запаздывания от часто-
частоты в пределах полосы канала не оказывает вредного влияния на качество теле-
1 фонного разговора, но сильно влияет на качество передачи цифровых сигналов
и сигналов тонального телеграфа. Поэтому неравномерность ГВЗ канала то-
тональной частоты нормируется.
Неравномерность ГВЗ имеет значение для каналов звукового вещания в
случае организации по ним стереофонической передачи.
Расхождение частот в канале. Расхождение частот в канале имеет место в
системах с частотным разделением каналов при расхождении частот генератор-
генераторного оборудования в- аппаратуре двух станций, между которыми осуществляет-
осуществляется связь. Этот параметр канала совершенно не зависит от тракта РРЛ.
Расхождение частот в канале ухудшает качество связи и поэтому нормиру-
нормируется. Наиболее жесткие требования к расхождению частот предъявляет переда-
передача цифровых сигналов, тонального телеграфа и звукового вещания.
Номинальные цепи
Номинальная цепь канала тональной частоты (ТЧ), оргаиизоваиного на ма-
магистральной сети СССР. Такая цепь имеет протяженность 12 500 км и состоит
из пяти идентичных участков длиною по 2 500 км каждый. Структура участка
приведена на рис. 7.2. Участок в каждом направлении связи содержит десять
пар преобразователей третичных групп, семь пар преобразователей вторичных
групп, четыре пары преобразователей первичных групп и одну пару индиви-
индивидуальных преобразователей. *
f Под парой преобразователей здесь подразумевается модулятор и демоду-
демодулятор. Таким образом, в номинальной цепи СССР предусматривается только
одни переприем по тональной частоте «а каждые 2500 км, что обеспечивает вы-
высокие электрические параметры канала ТЧ на длинных магистралях.
Гипотетическая эталонная цепь МККР для систем с числом каналов бо-
более 60. Такая цепь имеет протяженность 2500 км и состоит из 9 однородных
секций. Структура цепи приведена на рис. 7.3 (Рекомендация 392 МККР). Она
содержит девять пар преобразователей вторичных групп, шесть пар преобразо-
преобразователей первичных групп и три пары индивидуальных преобразователей.
Таким образом, структура участка номинальной цепи ТЧ канала маги-
магистральной сети СССР имеет существенное отличие от структуры гипотетической
цепи МККР в части построения аппаратуры с частотным разделением каналов.
С точки зрения собственно радиорелейного оборудования различие не столь
значительно: цепь СССР протяженностью 2500 км содержит десять модуляторов

182
Качественные показатели каналов РРЛ пряной видимости
Элентрнческие характеристики и норны канала ТЧ
183
и десять демодуляторов (десять участков по 250 км), а эталонная цепь МККР
девять модуляторов и девять демодуляторов (девять участков по 288 км).
Нонинальная цепь канала ТЧ для внутризоновой связи СССР. Эта цепь
имеет протяженность 1400 км. Ее структура приведена на рнс. 7.4. Цепь вклю-
включает в себя семь пар преобразователей вторичных групп, семь пар преобразо-
преобразователей первичных групп и три пары индивидуальных преобразователей.
Гипотеткческая эталонная цепь МККР для скстем с числом каналов от
12 до 60. Эта цепь имеет протяженность 2500 км. Ее структура приведена иа
рис. 7.5 (Рекомендация 391 МККР). Цепь содержит шесть пар преобразовате-
преобразователей вторичных групп, шесть пар преобразователей первичных групп и трн пары
индивидуальных преобразователей.
Нормы на качественные показатели канала тональной частоты
Все характеристики канала ТЧ можно условно разделить на две группы:
1. Электрические характеристики, нормы на которые зависят от числа пе-
переприемов по тональной частоте. (ТЧ). Эти нормы приведены в табл. 7.1 и 7.2.
ТАБЛИЦА 7.1
Нормы на электрические характеристики канала ТЧ,
зависящие от числа переприенов
Характеристика
Остаточное затухание (на двухпроводном окончании
канала), дБ
Среднеквадратичное отклонение остаточного затухания
от его среднего значения на частоте 800 Гц, дБ:
для каналов, оборудованных системой АРУ
для остальных каналов
Максимальное отклонение остаточного затухания за
час, дБ
Частотная характеристика
Коэффициент нелинейных искажений при измеритель-
измерительном уровне на частоте 800 Гц, не более, %
То же, только по третьей гармонике, не более
Норма
при одном
реприеме
ТЧ (D,)
7
1.0
1 ,5
± 2,5
1 ,5
1
на характеристику
пе-
по
при N переприе-
переприемах по ТЧ (DN)
7
Таблица 7.2
|
2. Электрические характеристики, нормы на которые устанавливаются в за-
зависимости от протяженности линии.
К этой группе электрических характеристик относятся шумы.
Нормы на шумы в канале тональной частоты
Согласно рекомендациям МККТТ в точке нулевого относительного уровня
в любом телефонном канале гипотетической эталонной цепи протяженностью
2500 км должны выполняться следующие нормы на допустимую мощность шума:
Средняя за любой час псофометрическая мощность
шума 10000 пВт
Среднеминутная псофометрическая мощность шума,
которая может превышаться не более чем в 20% вре-
времени любого месяца 10 000 пВт
Среднеминутная псофометрическая мощность шума, ко-
которая может превышаться не более чем в 0,1% вре-
времени любого месяца 50 000 пВт

184
Качественные показатели каналов РРЛ прямой видимости
Электрические харантернстннн трактов РРЛ
185
ТАБЛИЦА 7.2
Допуск на амплитудно-частотную характеристику каиала ТЧ
Частота,
Гц
300—400
400—600
600—2400
400—3000
3000—3400
300—3400
1
2
3
4
Число переприемов
5
6
Превышение величины остаточного
I
0,
0
0
1
0,
4
72
6
72
4
2
1
0
1
2
.3
,2
87
,2
,3
Снижение
6
0
.87
Я
1
1
1
3
.0
6
0
6
0
Я
1 ,
1
I ,
3
величины
1
1,
7
9
2
9
7
иг
4
2
1
2
4,
7
по ТЧ
8
9
10
затухания по отношению
частоте
Я
3
4
Я
3
5
2
1
2
5.
остаточного
2
на
1 ,
0
6
5
6
0
5
2
1
2
5
1Ц,
,6
,8
.6
,8
.6
затухания
частоте
4
1,
5
S00
1 ,
ГЦ.
6
ДБ
6,0»
3,15
1,75
3,15
6,0
6,
3,
1 ,
Я,
6.
8
5
8
5
8
7,
3.
1 ,
3,
7,
по отношению к
ДБ
1,75
1 ,
' 1
I ,<
1
к
4
7
9
7
4
11
1
12
5атухаиик
8,
4.
2,
4,
8
0
05
0
05
0
8
4.
2.
4,
8.
затуханию
'I
2,
' 1
2,
)
7
3
2
3
7
2
Средняя за 5 мс невзвешенная мощность шума, кото-
которая может превышаться в течение не более чем
0,01 % времени любого месяца 1 000 000 пВт
Из указанных величин мощности шума на долю аппаратуры с частотным
разделением каналов отводится 2500 пВт. В соответствий с этим в точке ну-
нулевого относительного уровня в любом телефонном канале должны выполнять-
выполняться следующие нормы на допустимую мощность шума, вносимую радиорелей-
радиорелейным оборудованием линии, имеющей протяженность 2500 км и структуру, со-
соответствующую гипотетической эталонной цепи (Рекомендация 393-3 МККР).
Среднеминутная псофометрическая мощность шума, которая
может превышаться в течение не более чем в 20% времени
любого месяца 7500 пВт
Среднемннутная псофометрическая мощность шума, которая
может превышаться в течение не более чем 0,1% времени
любого месяца 47 500 пВт
Средняя за 5 мс невзвешенная мощность шума, которая мо-
может превышаться в течение не более чем 0,01% времени лю-
любого месяца 1 000 000 пВт
Для реальной линии протяженностью L км, структура которой мало отли-
отличается от гипотетической эталонной цепи и для которой L лежит в пределах
от 280 до 2500 км в точке нулевого относительного уровня в любом канале,
должны выполняться следующие нормы на допустимую мощность шума (Ре-
(Рекомендация 395-2 МККР). '
Среднеминутная псофометрическая мощность шума, которая
может превышаться в течение не более чем в 20% времени
любого месяца 3L пВт
Среднеминутная псофометрическая мощность шума, которая
может превышаться в течение не более чем в ~— -0,1%
2500
времени любого месяца 47 500 пВт
Для реальной линии протяженностью L км, структура которой значительно
отличается от гипотетической эталонной цепи, Рекомендацией 395-2 МККР уста-
установлены соответственно следующие нормы на допустимую мощность шума:
Для L, удовлетворяющему условию: 50 km^L^840 km.
Среднемннутная псофометрнческая мощность шума, которая
может превышаться в течение не более чем в 20% времени
любого месяца 3L, пВт+
+200 пВт
Среднемннутная псофометрическая мощность шума, которая
280
может превышаться в течение не более чем в 01%
для
км и г—г -0,1% для L, больших чем 280 км
^oOU
47 500 пВт
Для L, удовлетворяющему условию: 840 km^L^1670 km.
Среднемннутная псофометрнческая мощность шума, которая
может превышаться в течение не более чем в 20% времени
любого месяца ЪЬ, пВт+
+400 пВт
Среднеминутнаи псофометрическая мощность шума, которая
L
может превышаться в течение не более чем
2500
•0,1% .вре-
.времени любого месяца 47 500 пВт
Для L, удовлетворяющему условию: 1670 km^L^2500 km.
Среднеминутная псофометрическая мощность шума, которая
может превышаться в течение не более чем в 20% времени
любого месяца 3L, пВт+
+600 пВт
Средняя псофометрическая мощность шума, которая может
превышаться в течение не более чем в —- • 0,1 % времени
^oUU
любого месяца
47 500 пВт
Нормы, относящиеся к малым процентам времени, рассматриваются только
как цель при проектировании, так как измерение шумов в малых процентах
времени связано с большими техническими трудностями и требует большого
времени.
Радиорелейные линии в СССР проектируются исходя из необходнмост::,
выполнения вышеприведенных норм на допустимую мощность шума в телефон-,
ном канале.
7.3. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ТРАКТОВ РРЛ
Линейный тракт
«■
Линейным трактом РРЛ называют тракт, образованный' всей совокуп-
совокупностью радиорелейного оборудования от входа модулятора до выхода демоду-
лятора (включая предыскажающие и восстанавливающие контуры, усилнтелц
линейных частот, установочные аттенюаторы и т. п.).
Аппаратура с частотным разделением каналов (или аппаратура группового
преобразования) на оконечных и узловых станциях обычно устанавливается в
некотором отдалении от радиорелейного оборудования и соединяется с послед-
последним с помощью кабельных соединительных линий. В соответствии с этим име-
имеется четыре точки, в которых нормируются уровни сигнала по линейному
спектру. Эти точки показаны на рис. 7.6. Точка R является выходом радиоре-
радиорелейного оборудования, точка Т — входом аппаратуры с частотным разделе-
разделением каналов, точка Т — выходом аппаратуры с частотным разделением ка .
калов и точка R' — входом радиорелейного оборудования.
В точках R и J? должны выполняться следующие условия:

186
Качественные показатели каналов РРЛ пряной видимости
все группы каналов (первичные, вторичные, третичные и т. д.) и контроль-
контрольные частоты должны занимать в спектре то же положение, которое они зани-
занимают при передаче по линии;
все непрерывно передаваемые сигналы, сигналы переключения, а также
другие сигналы, передаваемые по радиорелейной системе (для точки R) или
передаваемые по соединительной линии (для точки R') за пределами полосы
телефонных каналов, должны быть подавлены ниже уровня — 50 дБмО;
Соединительная
Рис. 7.6. Точки R, R', Т. Г
любые^ предыскажающие или восстанавливающие цепи должны быть частью
радиорелейного оборудования с тем, чтобы относительные уровни телефонных
каналов были независимыми от частоты.
В табл. 7.3 приведены основные характеристики линейных трактов радио-
радиорелейных линий, предназначенных для передачи сигналов многоканальной те-
телефонии систем различной емкости.
Линейный тракт РРЛ при передаче сигналов многоканальной телефонии
характеризуется АЧХ и уровнем тепловых и нелинейных переходных шумов.
ТАБЛИЦА 7.3"
Основные характеристики линейных трактов РРЛ различной емкости
Число
телефон-
телефонных кана-
каналов
24
60
120
300
600
720
960
1020
1260
1320
1 on П
■ ои и
1920
2700
Пределы по-
полосы, занятой
телефонными
каналами, кГц
12—108
12—252
60—300
12-552
60-552
СП 1 О П П
DU — 1 о U U
64—1296
60-2540
64—2660
312—3340
60—4028
316—4188
312—4636
ел ЧАЧА
О и ^—D о о о
60—5564
316—5564
312—5932
312—8204
316—8204
4| П П| Ал
о 1 z—Ml Z\j
312—8524
312—12 388
316—12 388
316—12 336
Граничные
частоты ли-
линейного
тракта, кГц
12—108
12—252
60—300
12—552
60-552
60—1364
60—2792
300—3340
60—4287
300—4636
60—5680
300-5932
308—8248
300—8524
308—12 435
Номинальное полное
сопротивление линей-
линейного тракта. Ом
150 (снм.)
150 (сим.)
75 (несим.)
150 (сим.)
75 (неснм.)
75 (несим.)
75 (несим.)
75 (несим.)
75 (несим.)
75 (несим.)
75 (иесим.)
75 (несим.)
75 (несим.)
75 (несим.)
75 (иесим.)
Относительный уровень
мощности на каиал, дБО, в
точке
R
— 15
-15
-15
-18
—20
—20
—28
—20
—20
-28
-28
—28
-28
—28
—28
Т
—23
—23
-23
—23
—23
—33
—33
—23
—33
-33
—33
-33
—33
-33
-33
Т'
—36
—36
-36
-36
—36
—33
—33
—36
—33
—33
—33
—33
—33
-33
—33
—45
—45
-45
—42
—45
—20
-37
-45
—45
-37
—37
-37
-37
-37
-37
1 Заимствована из Рекомендации 380-3 МККР. Дополнительно в нее включены ноив-
налы емкостей 720, 1320 и 1920 каналов ТЧ, используемые иа РРЛ в СССР.
Электрические характеристики трактов РРЛ
187
Амплитудно-частотная характеристика обычно нормируется для одного пе-
реприемиого участка для полосы частот, занятых телефонными каналами (см.
табл. 7.3). Неравномерность амплитудно-частотной характеристики по нормам,
принятым в СССР для многоканальных систем связи, ие должна превышать
1,7 дБ иа один переприемный участок. Суммарный уровень тепловых и нели-
нелинейных переходных шумов линейного траиа ие должен превышать значения,
приведенные в § 7.2.
Для измерения суммарных и тепловых шумов линейных трактов, предназ-
предназначенных для передачи сигналов многоканальной телефонии, используются спе-
специальные приборы — измерители переходных помех (сокращенно ИПП или
ИПШ).
Прибор типа ИПП состоит из двух частей — передающей и приемной. В
передающей части прибора создается шумовой сигнал с нормальным распреде-
распределением вероятностей мгновенных значений, имитирующий сигнал многоканаль-
многоканальной телефонии. Правомерность замены многоканального сигнала шумовым сиг-
сигналом основана иа том, что при номинальной емкости системы более 60 кана-
каналов ТЧ распределение вероятностей мгновенных значений многоканального сиг-
сигнала близко к нормальному. На выходе передающей части прибора поочередно
включаются полосиозаграждающие фильтры, средняя частота которых совпа-
совпадает со средней частотой канала, шумы в котором необходимо измерить. Спектр
шумового сигнала иа выходе передающей части ИПП показан иа рис 7.7а.
а)
Рис. 7.7. Спектр шумового
сигнала иа выходе передаю-
передающей части ИПП (а); распо-
расположение полосовых фильт-
фильтров в приемной части ИПП
(б)
б)
'max
Fmax
С выхода передающей части ИПП шумовой сигнал подается на вход ли-
линейного тракта РРЛ. Приемная часть ИПП, включаемая на выход линейного
тракта РРЛ, представляет собой узкополосный приемник, настроенный на часто-
частоту полоснозаграждающего фяльтра передающей части прибора (см. рис. 7.76).
На входе приемной части прибора имеется калиброванный аттенюатор, а иа
выходе — измеритель мощности шума. Обычно приемная часть прибора калиб-
калибруется таким образом, чтобы отсчитываемая мощность шума иа выходе прибо-
прибора соответствовала псофометрической мощности шума в стандартном канале
тональной частоты в точке нулевого относительного уровня. Измерение шума
на частоте каждого полоснозаграждающего фильтра производится отдельно.
При подаче на вход линейного тракта РРЛ сигнала от передающей части ИПП
на выходе приемной части ИПП будет измеряться суммарная мощность тепло-
тепловых шумов и нелинейных переходных помех. Если выключить шумовой сигнал
иа входе линейного тракта РРЛ, то иа приемном конце тракта будет измерена
только мощность тепловых шумов, так как линейный тракт в этом случае ие
будет загружен и переходные нелинейные шумы ие возникнут. Вычитая из
суммарной мощности шума мощность тепловых шумов, определяют мощность
переходных нелинейных шумов.
Измерение с помощью прибора ИПП является одним из основных измере-
измерений линейного тракта РРЛ.
Высокочастотный тракт
Высокочастотным трактом РРЛ называют тракт, заключенный между вхо-
входом передатчика (по промежуточной частоте) и выходом приемника (по про-
промежуточной частоте). Основными характеристиками этого тракта являются не-
неравномерность характеристики группового времени запаздывания (ГВЗ) по

188
Качественные показатели каналов РРЛ прямой видимости
Электричесиие характеристики и кормы видеоканала
189
промежуточной частоте и характеристики дифференциального усиления и диф-
дифференциальной фазы по промежуточной частоте.
Указанные характеристики определяют качественные показатели каналов
РРЛ как при передаче сигналов многоканальной телефонии, так и телевидения.
Допуски иа эти характеристики не нормируются рекомендациями МККР, они
нормируются для каждой конкретной радиорелейной системы при ее разработке.
7.4. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ И НОРМЫ
НА КАЧЕСТВЕННЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ КАНАЛА
ПЕРЕДАЧИ ИЗОБРАЖЕНИЯ ТЕЛЕВИДЕНИЯ'
Номинальная эталонная цепь
Номинальная эталонная цепь МККР для передачи сигналов телевидения
имеет протяженность 2500 км и содержит три участка переприема по видеоча-
видеочастоте (рис. 7.8), т. е. имеет три модулятора и три демодулятора.
833км
833км
833км
Л/
Л/
Рас. 7.8. Номинальная эта-
эталонная цепь передачи теле-
телевидения протяженностью
2500 км
В общем случае сигнал черио-белого телевидения можно рассматривать как
состоящий из двух сигналов: сигнала яркости, несущего информацию о ярко-
яркости изображения, и сигнала синхронизации..
Номинальное напряжение полного телевизионного сигнала черно-белого те-
телевидения иа входе и выходе канала РРЛ равно 1 В положительной полярно-
полярности (переход от уровня синхроимпульсов к уровню белого соответствует поло-
положительному приращению мгновенных значений напряжения).
Вышеуказанные номинальные значения входного и выходного напряжений
должны обеспечиваться иа концах соединительной линии между радиорелейным
•оборудованием и аппаратурой телецентра или телевизионного ретранслятора.
■С учетом этого в ряде радиорелейных систем, разработанных в СССР, номи-
номинальное напряжение видеосигнала иа выходе радиорелейного оборудования со-
составляет 1,6 В. Это обеспечивает получение номинального напряжения видео-
видеосигнала 1 В иа конце соединительной лииин, имеющей затухание 4 дБ.
Полный видеосигнал цветного телевидения помимо сигнала яркости и син-
синхронизации включает в себя и сигнал цветности, несущий информацию о цвете
изображения. Добавление сигнала цветности увеличивает размах полного ви-
видеосигнала приблизительно иа 10%.
Вход и выход канала несиммет-
несимметричный
Входное и выходное сопротивление 75 Ом
Затухание несогласованности1 ^30 дБ
Нормы на характеристики канала
Уровни передачи. Согласно стандарту иа систему телевидения номинальная
величина напряжения полного видеосигнала черно-белого телевидения опреде-
определяется как размах сигнала от уровня белого до вершин синхроимпульсов
{рис. 7.9).
синхроим-
синхроимпульсов
Время
Рис. 7.9. Форма видеосигнала
Величина сигнала изображения определяется как размах сигнала от уров-
уровня белого до уровня черного. Номинальная величина сигнала изображения со-
составляет 65% номинальной величины полного видеосигнала.
Защитный промежуток — это размах сигнала от уровня черного до уров-
уровня гасящих импульсов, номинальная величина защитного промежутка состав-
составляет 5% от номинальной величины полного видеосигнала.
Величина сигналов синхронизации есть размах синхроимпульсов от уров-
уровня гашения до вершин синхроимпульсов. Номинальная величина сигналов син-
синхронизации составляет 30% от номинальной величины полного видеосигнала.
1 Эти характеристики и нормы' основаны на ГОСТ 19463—74 и рекомендации МККР
я в равной степени относятся как к передаче сигнала цветного, так и черио-белого теле-
телевидения.
Нормы на отношение сигнала изображения
к напряжению помех различного вида
Эти нормы, зависящие от протяженности линии, приведены в табл. 7.4.
Примечания: 1. Визометрическое напряжение шума есть напряжение,
измеренное квадратичным вольтметром с временем интеграции 1 с через вклю-
включенный на его входе визометрический (взвешивающий) фильтр. Амплитулно-
частотная характеристика визометрического фильтра учитывает чувствитель-
ТАБЛИЦА 7.4
Нормы на отношение сигнала изображения к помехам различного вида
Параметр канала
Отношение сигнала изображения к
«изометрическому шуму, измеренному
прибором с временем интеграции I с
для более чем 20% времени любого
месяца, не должно падать ниже. дБ
Отношение сигнала изображения к
размаху фоновой помехи. дБ
Отнощение сигнала изображения к
размаху одночастотной помехи, дБ
«
Линия протя-
протяженностью
до 500 км
68
42
от 1 кГц до
до 5 , 5 МГц
62
Линия протяженностью
от 500 до 2500 км
Норма для ли-
линии протяжен-
протяженностью 2500 км
02500 *
61 *
35
от I кГц до
5.5 МГц
55
Норма для ли-
линии протяжен*
ностью L км
aL== fl25 00+
+ioig«°£
* Эта цифра соответствует 57 дБ для 1% времени.
1 Затухание несогласованности определяется как 20 lg
выходное сопротивление. Ом.
75 +Z
75-Z
. где Z — входное или

190
Качественные поназатели ианалов РРЛ прямой видимости
иость человеческого глаза к различным по частоте составляющим шума на эк-
экране телевизора. Схема и параметры взвешивающего фильтра приведены на
рис. 7.10. Прибор для измерения визометрического шума называется визомет-
ром.
2. Согласно Рекомендации 289 МККР для линии протяженностью 2500 км
отношение сигнала изображения к визометрическому шуму для более чем 0,1%
времени любого месяца не должно падать ниже 49 дБ.
2<1,75м«Г
-7SUH
Рис. 7.10. Схема и параметры ви-
визометрического фильтра
Рис. 7.11. Схема и парамет-
параметры нового визометрического
фильтра
Для линии, состоящей из одной или двух однородных секций (см. рис. 7.8),
малый процент времени, в течение которого должна выполняться вышеприве-
0,1%
денная норма, пропорционален числу секции, т. е. для одной секции —-— в
2
для двух секций -г—-0,1% времени любого месяца.
3. Согласно Рекомендации 567 МККР для РРЛ, используемых для между-
международных соединений, предлагается использовать новый взвешивающий фильтр,
схема н данные которого приведены на рис. 7.11. При использовании этого
фильтра нормы на отношение сигнала изображения к внзометрическому шуму
уменьшаются на 4 дБ.
Электрические характеристики канала передачи изображения
телевидения, нормы на которые зависят от числа переприемов
по видеочастоте
Эти характеристики приведены в табл. 7.5.
Примечания: 1. Искажение переходной характеристики в области низ-
низких частот определяется с помощью телевизионного испытательного сигнала
№ 1 (рис. 7.16) по перекосу вершины импульса, следующего с частотой полей
E0 Гц).
2. Искажение переходной характеристики в области средних частот опре-
определяется с помощью телевизионного испытательного сигнала № 2 (рис. 7.17) по
искажению вершины импульсов, следующих с частотой строк.
3. Искажения переходной характеристики в области верхних частот опре-
определяется по искажению фронта импульсов испытательного сигнала № 2.
4. Нелинейные искажения сигнала изображения определяются с помощью
телевизионного испытательного сигнала № 3 (рис. 7.18) по изменению ампли-
амплитуды синусоидальной насадки, имеющей частоту 1,2 МГц. На выходе видеока-
видеоканала напряжение насадки выделяется фильтром и наблюдается на экране ос-
осциллографа. Величина нелинейных искажений п определяется по формуле
я = A— /л/Л1)-100%, ' G.101
где т — минимальная амплитуда; М — максимальная амплитуда.
Элеитрнчесине харантернстнни н нормы видеоианала
191
ТАБЛИЦА 7.5
Нормы на электрические характеристики видеоканалов,
зависящие от числа переприемов по видеочастоте
Характеристики канала
Устаноаочиое отклонение коэффициента пере-
передачи канала от номинального значения в пре-
пределах, дБ
Изменение остаточного затухания .(усиления):
кратковременные (за промежуток времени
порядка одной секунды), в пределах, дБ
средняя продолжительность (за промежуток
времени порядка одного часа), в преде-
пределах, дБ
Искажение синус-квадратичного импульса
Отношение размаха синус-квадратичного им-
импульса к размаху прямоугольного импульса, в
пределах, %
Искажения переходных характеристик:
в области низких частот, ие более, %
в области средних частот, ие более, %
в области высоких частот
Нелинейные искажения сигнала изображения,
ве более. %
Нелинейные искажения сигналов сйихроииза-
Ции, %
Различие в усилении сигналов яркости и цвет-
цветности, не Солее. %
Расхождение во времени между сигналом ярко-
яркости и цветности, не более, ис
Дифференциальное усиление, не более, %:
х или у
х+у
Дифференциальная фаза, ие более, град:
х или у
х+у
Неравномерность амплитудно-частотной харак-
характеристики
Неравномерность характеристики группового
времени запаздывания
Норма для
линии с тре-
тремя перепри-
переприемами по ви-
видеочастоте
о.
±0,5
±0,3
±0,5
Рис. 7.12
Ю0±12
±6
±3
Рис. 7.13
15
±10]
±1 0
±100
10
12
5
6
Рис. 7.14
Рис. 7.15
Норма для линии с пе-
переприемами по видео-
видеочастоте D..
JV
±0,5
1 / N U/2
| '[ 3 )
DN=D'{— )
D D ( N W2
N Ч 3 J
] с I N V/2
г N N 1 з 1
}
so
so
ио
20
о
-20
А
4
-1
V
•
t
-0,6 -0,4 -0,2 0 +0,2 +0,4 +0,6 то
■ %
wo
so
so
40
20
n
A
—-
—-*
t
-0>8
me
Рис. Т. 12. Допуск на характеристику сииус-
квадратичного импульса
Рис. 7.13. Допуск на переходную характе-
характеристику аидеоканала

192
Качественные поназателн наналов РРЛ прямой видимости
Электрические характеристики и нормы видеоканала
193
Согласно последней Рекомендации 567 МККР нелинейные искажения сиг-
сигнала изображения определяются с помощью ступенчатого испытательного сиг-
сигнала (рис. 7.19). На выходе видеоканала ступенчатый сигнал через дифференци-
дифференцирующую цепь подается на осциллограф, где наблюдаются пять импульсов.
т
1
0
-/
-2
-а
к
-
— —
—*—■
_ —
да,
да
100
о
-200
1
5 МГц
/
\_
I
/
\
. F
0.
1
5 МГц
Рис. 7.14. Допуск на амплитуд -
ио-частотную характеристику
видеоканала
Рис. 7.15. Допуск на характери-
характеристику группового времени за-
запаздывания видеоканала
Величина искажений определяется как разность высот максимального и
минимального импульсов, отнесенная к высоте максимального импульса, и вы-
выражается в процентах. При этом, методе измерений допуск на нелинейные ис-
искажения сигнала изображения составляет 5%.
время нарастания О.Одмкс
'г
Синхроииз.
.с Ю МО ^
Юме ^
i
ъ
Длительность строки ^
Рис. 7.16. Испытательный сигнал Л» 1
Н = Н мне
Рис. 7.17. Испытательный сигнал № 2
5. Для оценки основных показателей канала в процессе передачи сигналов
телевидения (т. е. без перерыва связи) применяется метод испытательных
строк. Этот метод предусматривает введение специальных контрольных сигна-
сигналов во время передачи кадровых гасящих импульсов. Строки, приходящиеся
на кадровый гасящий импульс, располагаются в верхней части экрана телевизо-
телевизора и обычно закрыты обрамлением экрана. Благодаря этому они остаются не-
незаметными для телезрителей. Контрольные снгналы могут быть выделены из ви-
видеосигнала с помощью относительно несложных устройств и поданы на осцилло-
осциллограф. Наблюдая их форму на экране осциллографа и сравнивая ее с эталоном,
можно оценить характеристики канала.
На РРЛ выделение контрольных сигналов может производиться на всех
узловых и оконечных станциях, а также на промежуточных станциях, на кото-
которых производится выделение телевизионных сигналов.
Форма контрольных сигналов стандартизована в рамках международных
организаций МККР и ОИРТ. Для введения этих сигналов в интервал кадрового
гасящего импульса отведены строки с № 17 по № 21 в первом поле и с № 330
по № 334 во втором поле.
Форма контрольньрс сигналов приведена на рис. 7.20. Контрольные сигналы
вводятся в две строки каждого поля-видеосигнала.
1,0В
1ППП
1,06
Рис. 7.18. Испытательный сигнал № 3
1,00
0,86
Р,Т2
0,58
0J0L
12
20
Рис. 7.19. Ступенчатый сигнал
Контрольный сигнал рис. 7.20а включает в себя прямоугольный импульс,
вершина которого соответствует уровню белого, синус-квадратичный импульс
длительностью 27"* A60 нс), используемый для оценки переходной характери-
характеристики в области высоких частот, сложный импульс синус-квадрат длительностью
20Г A600 нс), используемый для оценки различия в усилении и расхождения
во времени сигналов яркости н цветности, и пятиступенчатый сигнал с нало-
наложенной на него синусоидальной насадкой частоты 1,2 илн 4,43 МГц, используе-
используемый для контроля амплитудной характеристики канала и дифференциального
усиления.
* Г = 1/2/гр~1/12 • 106 = 83 нс. Значение Т примерно равно длительности одного элемента
разложения.
7-12

194
Качественные показатели каналов РРЛ прямой видимости
Контрольный сигнал рис. 7.206 включает в себя расположенные на спе-
специально сформированном пьедестале пакеты шести синусоидальных колебаний
частот 0,5; 1,5; 2,8; 4,43; 5 н 5,8 МГц, предназначенных для оценки амплитуд-
амплитудно-частотной характеристики канала в дискретных точках. Перед пакетами рас-
расположен импульс с двумя контрольными уровнями, размах между которыми
соответствует размаху каждого пакета на входе испытуемого канала.
о\-
Рис. 7.20. Контрольные сигналы испытательных строк
Сложный импульс длительностью 20Т состоит из суммы двух сигналов: си-
синус-квадратичного импульса длительностью 1600 не (на уровне половинной амп-
амплитуды) и колебаний поднесущей частоты 4,43 МГц, модулированных по амп-
амплитуде таким же импульсом (рис. 7.21).
6. Дифференциальное усиление определяется с помощью пятиступенчатого
сигнала, на который наложены колебания с частотой 4,43 МГц. На приемной
стороне канала колебания с частотой 4,43 МГц отфильтровываются и попада-
попадают на осциллограф. Дифференциальное усиление выражается двумя величина-
величинами х и у (%), которые определяются по формулам
х=1ОО-(Дт«Мо— 1); fir = 100A — АШп/АЛ), G.11)
где Ао — амплитуда сигнала с частотой 4,43 МГц на уровне гасящего импуль-
импульса; Атах — максимальная амплитуда сигнала частотой 4,43 МГц на одной из
ступенек; Amin — минимальная амплитуда сигнала частотой 4,43 МГц на од-
одной из ступеиек.
При монотонной характеристике либо х, либо у равны нулю. Размах диф-
дифференциального усиления х+у, %, определиется по формуле
GЛ2)
Хараитеристики и нормы каналов вещания и звукового сопровождения ТВ 195
7. Дифференциальная фаза определяется с помощью пятиступенчатого сиг-
сигнала, на который наложены колебания с частотой 4,43 МГц. Дифференциаль-
Дифференциальная фаза выражается двумя величинами х и у, которые определяются по фор-
формулам
х=(Фтах— Ф0);#=(Ф0 — Фт1п), G.13)
где Фо — фаза сигнала в. градусах с частотой 4,43 МГц на уровне гасящего
импульса; Фтц — максимальное отклонение фазы сигнала в градусах с часто-
частотой 4,43 МГц на одной нз ступенек; Фт,„ — минимальное отклонение фазы
сигнала в градусах с частотой 4,43 МГц на одной из ступенек. (
При монотонной характеристике либо х, либо у равны нулю.
Размах дифференциальной фазы х + у определяется по формуле
(ФтаХ-Фт1п). G.14)
8. Определение различия в усилении сигналов яркости и цветности и рас-
расхождения по времени между ними производится с помощью импульса дли-
длительностью 20Г.
Рас. 7.21. Структура импульса 20Т
Рис. 7.22. Искажения импульса 20Г
Искажения амплитудно-частотной характеристики и характеристики груп-
группового времени запаздывания вызызают различие в усилении сигналов яркости
и цветности и расхождение их во времени. При этом на выходе канала им-
импульс длительностью 20Т приобретает специфические искажения основания
(рис. 7.22). Огибающая основания имеет волнообразный характер с двумя
экстремумами Д] и Д2 различного знака. Величины Д) и Д2 определяются по
отношению к амплитуде П-образного импульса, расположенного в начале стро-
строки, которая принимается равной 1. По значениям Д] и Д2 можно определить
величину различия в усилении сигналов яркости и цветности АК, %, и их рас-,
хождение во времени Дт, не, по формулам:
Д/С=2(Д1+Д2).1ОО, G.15)
ДТ = —G")arctg2 l/ hh , G.16}
л v Б У 2^ + Д,,) — 4AiA2— 1 ' v
где Т' — длительность импульса 207", отсчитанная на уровне половины его
амплитуды G"=1600 не). Значения Д) и Д2 должны подставляться в G.15) и
G.16) с учетом их знака (см. рис. 7.22).
7.5. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ И НОРМЫ
НА КАЧЕСТВЕННЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ КАНАЛА ЗВУКОВОГО
ВЕЩАНИЯ И КАНАЛА ПЕРЕДАЧИ ЗВУКОВЫХ
СИГНАЛОВ ТЕЛЕВИДЕНИЯ
Особенности характеристик каналов
Определения основных электрических характеристик канала ТЧ, данные в
§ 7.1, применимы и к этим каналам, необходимо лишь учитывать следующие
их особенности.

196
Качественные лоназателн каналов РРЛ прямой енднмостн
Каналы звукового вещания и звуковых сигналов телевидения являются
симплексными и всегда организуются по четырехпроводной схеме, поэтому в
них отсутствуют дифференциальные системы на входе и выходе. Благодаря
этому в этих каналах не может возникнуть генерация при отрицательном оста-
остаточном затухании.
Потребители сигналов, передаваемых по этим каналам, часто находятся в
отдалении от радиорелейной станции, на которой производится выделение сиг-
сигналов, и связаны с ними соответствующими соединительными линиями. Поэто-
Поэтому в ряде случаев входные и выходные уровни каналов выбираются с расче-
расчетом компенсации затухания в соединительной линии, и остаточное затухание
каналов может быть отрицательным.
В каналах звукового вещания и звуковых сигналов телевидения принято
измерять не мощность шума, а отношение максимального уровня сигнала к
шуму. Для измерения уровня шума применяются псофометры с ■ фильтром, ха-
характеристика которого учитывает частотные свойства человеческого уха и ча-
частотные характеристики воспроизводящих громкоговорящих устройств.
В силу того что по своему характеру передача сигналов звукового веща-
вещания является симплексной, абсолютное значение группового времени распро-
распространения сигнала не влияет на качество передачи к не нормируется.
Эталонная номинальная цепь
Эталонная номинальная цепь канала звукового вещания и звуковых сиг-
Налов телевидения имеет протяженность 2500 км и характеризуется наличием
грех участков переприема по низкой частоте (рис. 7.23).
833км
333 ни
■+■
833 км
2500 км
Рис. 7.23. Номинальная эта-
эталонная цепь для канала ве-
вещания н звукового сопро-
сопровождения
Уровни передачи
«Максимальным» напряжением в канале звукового вещания и звуковых
сигналов •телевидения называют напряжение, равное 0,707 от пикового напря-
напряжения сигнала. Измерение уровней в канале производится специальным прибо-
прибором — импульсметром (индикатором квазимаксимального значения) с временем
интеграции 10 мс.
На шкале илшульсметра указаны «максимальные» значения измеряемого
напряжения сигнала. «Максимальный» уровень соответствует уровню 100-про-
кентной модуляции передатчиков.
Вход и выход каналов симметричные, с сопротивлением 600 Ом.
«Максимальные» уровни в канале составляют:
на входе О дБ @,775 В)
на выходе , + 15 дБ D,4 В) илн
0 дБ @,775 В)
Первое значение выходного уровня применяется для передачи программы
удаленному абоненту. Второе значение выходного уровня предназначено для
коммутации программы непосредственно в точке приема.
Относительный уровень канала звукового вещания, образованного в много-
многоканальных системах передачи (с помощью аппаратуры строенного канала веща-
ння типа АВ 2/3) при применении в канале устройств частотного предыскаже-
предыскажения, должен устанавливаться в групповых и линейных трактах (при выключен-
выключенном компандере) на 2 дБ ниже относительно уровня канала ТЧ.
Харантернстнни и нормы наналов вещания и звунового сопровождения ТВ 197
Нормы на основные характеристики каналов
На РРЛ организуются каналы передачи звуковых сигналов телевидения и
звукового вещания первого или высшего класса качества, нормы на основные
характеристики которых приведены в табл. 7.6.
ТАБЛИЦА 7.6
Нормы на электрические характеристики каналов передачи
звуковых сигналов телевидения н звукового вещання
Характеристика
Номинальный диапазон частот, Гц
Допуск на амплитудно-частотную характеристику
Отношение максимального напряжения сигнала к псофо-
метрическому напряжению шума, дБ
Отношение максимального напряжения Сигнала к инте-
интегральному напряжению шума, дБ
Отношение максимального напряжения сигнала к внят-
внятной переходной помехе, дБ
Коэффициент нелинейных искажений, не более: на часто-
частотах до 100 Гц. % .
от 100 до 200 Гц, %
выше 200 Гц. %
Норма на линию, протя-
протяженностью 2500 км
с тремя переприемами
Первый класс
SC—10 000
Рис. 7.24
57
54
70
3
а
i
Высший класс
30—15 000
Рис. 7,25
60
60
74
1
0,5
0,5
дБ
0,5
о
50 100200 1000(800) 6000 ШЮЖ
Рис. 7.24. Допуск на амплитудно-
частотную характеристику канала
вещания первого класса
125 11
Рис. 7.25. Допуск на амплитудно-
частотную характеристику канала
вещания высшего класса
\-10
Рис. 7.26. Амплитудно-частотная ха-
характеристика в *вешивающего псо-
фометра для канала вещания
-40
t
/
t
/
.._ у
/
/
r
/
/
t
/
/
У
у
/
II 1
\
1
№ -
1
1
1 .
1
1 ....
Г
50 100
500 1000
5000 10000 Гц

198
Расчет шумов на РРЛ прямой видимости с ЧМ
Примечание. Измерение псофометрического напряжения шума должно
производиться псофометром со взвешивающим фильтром, амплитудно-частотная
характеристика которого приведена на рис. 7.26. Эти измерения могут произ-
производиться также и псофометром с новым взвешивающим фильтром, амплитудно-
частотная характеристика которого приведена на рис. 7.27. В последнем слу-
случае к измеренному псофометром значению следует прибавить 4 дБ.
Основные составляющие шума в нанале ТЧ
199
но
if °
^ 7/7
оО
-liO
у
/
/
/
\
\
\
\
1
\
\
\
\
\
\
\
\
" F~
SO 100
500 WOO
10000 Ги,
Рис. 7.27. Амплитудно-частотная ха-
характеристика нового взвешивающе-
взвешивающего фильтра псофометра для канала
вещания
Список литературы
1. Recommendations and reports of the CCIR 1978. XIV. Plenary Assembly Kyoto
1978, vol IX. Geneva, 1978.
2. Recommendations and reports of the CCIR 1978. XIV. Plenary Assembly Kyoto
1978, vol XI. Geneva, 1978.
3. Кривошеее М. И., Дворкович В. П. Измерения в цветном телевидении. М.:
Связь, 1971.
4. ГОСТ 1.1515^-75. Каналы и тракты звукового вещания. Классы. Основные па-
параметры качества.
5. ГОСТ 19463—74. Тракты телевизионные вещательные передачи изображения.
Магистральные каналы изображения радиорелейных и кабельных линий связи!
ГЛАВА ВОСЬМАЯ
Расчет шумов на радиорелейной линии
прямой видимости с частотной модуляцией
♦
8.1. ОСНОВНЫЕ СОСТАВЛЯЮПЩЕ ШУМА В КАНАЛЕ ТЧ
На радиорелейной линии имеется ряд источников шума, которые опреде-
определяют суммарный шум в канале ТЧ. Часть шумов вносится аппаратурой с ча-
частотным разделением каналов, другая -- большая — часть возникает "в радио-
радиорелейном оборудовании/
Мощность шума, вносимая в канал радиорелейным оборудованием,
N N N
(8.1)
2
1=1
1=1
где Рш.гр.тр — мощность шума, вносимого одним комплектом оборудования, с
помощью которого осуществляется переприем по групповому спектру;
т — число узловых станций, на которых осуществляется переприем по
групповому спектру (при этом две оконечные станции приравниваются одной
узловой);
Лп.п! — суммарная мощность шума, вносимого приемопередающим обору-
оборудованием i-ro интервала линии, не зависящая от уровня сигнала на входе
приемника;
Рш.п — мощность теплового шума, вносимая t-м интервалом линии, зави-
зависящая от уровня сигнала;
Рш.ш — мощность нелинейных шумов на t-м интервале, обусловленная
воздействием радиопомех;
N — число интервалов на линии.
Первых два слагаемых в формуле (8.1) определяются параметрами обору-
оборудования и уровнем загрузки группового тракта линии. При неизменных пара-
параметрах и загрузке мощность шумов, обусловленная этими слагаемыми, не за-
зависит от времени.
Комплект оборудования переприема по групповому спектру на радиорелей-
радиорелейной линии включает в себя частотный модулятор, частотный демодулятор и
групповые усилители. Мощность шумов, вносимых комплектом этого оборудо-
оборудования,
Р = Р 4- Р 1яъ\
Ш.ГР.ТР Ш.Т.ГР.ТР Т^ Ш.Н.ГР.ТР» (°^1
где Рш.т.гр.тр — тепловые шумы модулятора, демодулятора и групповых усили-
усилителей; Рш.я.гр.тр — нелинейные шумы модулятора, демодулятора и групповых
усилителей.
Постоянные шумы, вносимые одним комплектом приемопередающего обору-
оборудования,
Р = Р 4- Р 4- Р (an
ш.п ш.н I ш.авт т^ ш.г» \°-3)
где Рш.я — мощность нелинейных переходных шумов приемопередатчика стан-
станции; Рщ.авт — мощность нелинейных переходных шумов, возникающих в прием-
приемном и передающем волноводах станции; Рш.г — мощность тепловых шумов,
возникающих в гетеродинном тракте приемопередатчика станции.
Основным источником тепловых шумов на радиорелейной линии [третье
слагаемое в формуле (8.1)] являются собственные тепловые шумы приемного
оборудования, уровень которых характеризуется коэффициентом шума прием-
приемника. Мощность тепловогр шума, вносимая в канал одним интервалом линии,
прямо пропорциойальна коэффициенту шума приемника и обратно пропорцио-
пропорциональна мощности СВЧ сигнала на входе приемника. Мощность СВЧ сигнала на
входе приемника может изменяться в широких пределах из-за замирания сиг-
сигнала на интервалах линии между двумя соседними стагнциями. Вследствие это-
этого изменяются во времени уровень тепловых шумов и соответственно уровень
суммарных шумов в канале.
Вопросы распространения радиоволн на интервалах радиорелейных линий
изложены в гл. 9. Здесь лишь укажем, что вероятность появления глубокого
замирания тем меньше, чем глубже замирание. Благодаря этому большую часть
Времени на линии замирания сигналов сравнительно неглубоки или вообще от-
отсутствуют. Глубокие замирания появляются редко и, как правило, в данный
момент времени бывают лишь на одном интервале линии.
Приведенные в гл. 7 нормы на допустимую мощность шума в канале ТЧ,
которые дифференцированы по времени, отражают особенности работы радио-

200
Расчет шумов на РРЛ прямой видимости с ЧМ
релейной линии, обусловленные явлением замираний сигнала на интервалах ли-
линии. Из этих норм следует, что для линии протяженностью 2500 км, структура
которой близка к гипотетической эталонной цепи, псофометрическая мощность-
пума в канале ТЧ 7500 пВт может превышаться в течение не более 20% вре-
времени любого месяца. Для этого случая формулу (8Л) можно представить в
виде
ш.гр.тр
(8.4)
/ 1
где Рш.тг'B0%) — мощность теплового шума, вносимая интервалом линии, ко-
которая превышается в течение не более 20% времени любого месяца.
Из общей нормы 7500 пВт на долю тепловых шумов обычно отводят от
20 до 40%, т. е. 1500—3000 пВт, в зависимости от конкретных параметров ап-
аппаратуры и трассы линии. Неглубокие замирания сигнала, которые наблюдают-
наблюдаются в большую часть времени, могут совпадать по времени на многих интервалах
линии. Поэтому в среднем псофометрическая мощность шума в пиковаттах. вно-
вносимая каждым интервалом линии, которая может превышаться в течение не
более 20% времени,
Рш.,.сР B0%) = A50° + 300°)/tf. (8-5J
где N —.число интервалов на линии протяженностью 2500 км.
Два первых слагаемых формулы (8.4) имеют большой удельный вес F0—
80%) в суммарных шумах, уровень которых может превышаться в течение не
более 20% времени любого месяца. Следовательно, весьма важно, чтобы зна-
значения этих двух слагаемых не выходили за допустимые пределы. Для каждого
конкретного типа радиорелейного оборудования мощности Рш.гр.тр и Рш.п оп-
определяются параметрами оборудования и являются величинам-и заданными,,
рассчитанными на выполнение норм при определенных условиях. К таким усло-
условиям относятся общее число интервалов на линии .V и число станций с пере-
переприемом по групповому спектру т. при которых выполняются заданные нор-
нормы. Таким образом, чтобы выполнить нормы на шумы в канале ТЧ для боль-
большого процента времени, необходимо выдерживать на линии среднюю протяжен-
протяженность интервалов, установленную для каждого типа радиорелейного оборудова-
оборудования, в определенных пределах. Обычно средняя протяженность интервала на
радиорелейных линиях прямой видимости, при которой выполняются заданные
нормы на шумы для большого процента времени, лежит в пределах 40—55 км.
Псофометрическая мощность шума 47 500 пВт, вносимая в канал ТЧ ра-.
диорелейным оборудованием линии протяженностью 2500 км, может превышать-
превышаться в течение не более 0,1% времени любого месяца. Увеличение шума на линии
до такого значения происходит из-за возрастания мощности теплового шума
на том или ином интервале при глубоком замирании сигнала. В среднем про-
продолжительность такого замирания на любом интервале не должна превышать-
0,1%/JV времени любого месяца, а его глубина должна быть не более той, прн,
которой мощность теплового шума на интервале увеличивается до 40 000 пВг
G500 пВт остается на долю суммарных шумов остальных интервалов линии).
Условие для мощности суммарных шумов, которая может превышаться в тече-
течение не более 0,1% времени любого месяца, может быть, записано в виде
Л' N
(8.6J-
где Pm.T«(O,l%/jV) — мощность теплового шума, вносимая ;'-м интервалом ли-
линии, превышаемая в течение не более 0,1%/jV времени любого месяца.
На реальных линиях интервалы между станциями по условиям распростра-
распространения радиоволн различны. На некоторых интервалах вообще не наблюдаются
Основные составляющие шума в канале ТЧ
201
глубокие замирания, на других, наоборот, имеют место глубокие замирания.
Поэтому на интервалах реальных линий время, в течение которого допускает-
допускается та или иная глубина замирания, может отличаться от приведенных выше
средних значений, однако для линии в целом должны выполняться вышеприве-
вышеприведенные нормы. ■
На отдельных интервалах возможны столь глубокие замирания, при кото-
которых приемное оборудование уже не может нормально работать и связь по
стволу прекращается. При проектировании радиорелейных линий необходимо
иметь это в виду и выбирать ин-
интервалы на линии таким образом,
чтобы с учетом выигрыша, давае-
мого системой резервирования,
время срыва связи не превосходи- 4
до весьма малых допустимых зна-
значений. .
При частотной модуляции рас-
распределение основных составляю-
составляющих шумов по групповому спект- о
ру весьма неравномерно. Так, на-
например, мощность тепловых шу-
шумов Рш.т возрастает пропорцио- ~г
нально квадрату частоты канала
FK, мощность Рш.н имеет завися- .
мость от FK, близкую к квадратич-
квадратичной, мощность Рш.гр.тр сравни- рис 8, Характеристика предыскажений для пе-
тельно мало изменяется в преде- редачи сигналов многоканальной телефонии
лах группового спектра. Для ниж-
нижних каналов Рш.гр.тр несколько больше, чем для верхних. В результате суммар-
суммарный шум в канале ТЧ имеет значительную неравномерность в пределах группо-
группового спектра: для верхних по частоте каналов он значительно больше, чем для
нижних каналов.
Для более равномерного распределения шумов в пределах группового
спектра передача сигналов многоканальной телефонии производится с предыска-
0
—
1
+
0,k
/
——
I
I
i
/0,6 0,8 • 1
|
\
I
/Г
"К
I
0 1,2 !
•
рис. 8.2. Схема и параметры предыскажа-
ющего контура для передачи сигналов
многоканальной телефонии:
Л) —1,81 До; №=0.01 До; Я3^В4=До; Я5=
-До/1,81; Яб>Ю0Я0; /реа=1,25 Fmax =
Чл
L,Ct~ 2я V L2C. '
=0,79 /?„; V~L2/C2 =R0/0.79
жеииями. Введение предыскажений на входе группового тракта радиорелейной
системы обеспечивает увеличение девиации частоты от сигналов верхних кана-
каналов за счет уменьшения ее для нижних каналов при сохранении общей девиа-
девиации частоты от сигналов всех каналов неизменной. На выходе группового трак-
тракта включается восстанавливающий контур, обеспечивающий выравниваний
уровней сигналов всех каналов. Характеристика предыскажений, принятая для
передачи сигналов многоканальном телефонии, приведена на рис. 8.1 (Рекомен-

202
Расчет шумов иа РРЛ прямой видимости с ЧМ
дация 275-2 МККР). На рис. 8.2 и 8.3 приведены соответственно схемы и па-
параметры предыскажающего и восстанавливающего контуров, обеспечивающие
получение характеристики предыскажений, приведенной на рис. 8.1.
Формулы для расчета Рш.н.гр.тр, Рш.н, Лп.авт и Рш.т даны в § 8.3;
Рш.т.гр.тр и Рш.г обычно не рассчитываются, а определяются экспериментально.
0 1
Рис. 8.3. Схема и параметры восстанавли-
восстанавливающего контура для передачи сигналов
многоканальной телефонии:
Я,~1,81 Д,; Я2<0.001 Я„; Дз = Л4=Ло; Rs-
- До/1,181; Д,>100До; /„..-1.25 *\»„-
Тепловые шумы в канале ТЧ
203
0-
-0
= ± L
2я V L,CS 2я
VL,/C,'= 1,47 Rt; УЦ7
Я./1.47
Помимо составляющих шума, приведенных в формуле (8.1), иногда в си-
системах большой емкости в малом проценте времени могут возникать деполни-
тельные нелинейные шумы, обусловленные многолучевым распространением ра-
радиоволн. Этот вопрос рассматривается в § 9.10.
8.2. ТЕПЛОВЫЕ ШУМЫ В КАНАЛЕ ТЧ
Псофометрическая мощность теплового шума (в пиковаттах) в канале то-
тональной частоты, вносимая приемником одной радиорелейной станции, опреде-
определяется по формуле
^ш.т i ~
«kl I FK
Рпр,
(8.7)
где пш — коэффициент шума приемника; k — постоянная Больцмана, равная
1,38• 10—23 Вт/Гц-град; Т — абсолютная температура, принимаемая равной
290 К; Д.Рк — ширина полосы канала ТЧ, равная 3,1 ■ ]О3 Гц; кп — псофомет-'
рический коэффициент для канала ТЧ, равный 0,75; FK — средняя частота ка-
канала в групповом спектре, кГц; Д/„ — эффективное значение девиации частоты,
- соответствующее измерительному уровню сигнала одного канала на частоте ну-
нулевых предыскажений, кГц; Р„р — мощность сигнала на входе приемника, Вт;
рПр — коэффициент, учитывающий изменение девиации частоты при введении
предыскажений в зависимости от частоты канала. Зависимость рпр от а =
= FKIFvmax приведена на рис. 8.4.
Мощность шума Рш.т имеет наибольшее значение в верхних по частоте ка-
каналах. Поэтому обычно определяют Рш.т для верхнего канала, у которого FK=
= fKmai И Рлр = 0,4.
Значение FK=FKmax определяется верхней частотой спектра многоканально-
многоканального сигнала. Эти значения для систем с различной емкостью приведены в
табл. 7.3.
Эффективные значения девиации частоты Д/„, соответствующие измеритель-
пому уровню сигналов в канале ТЧ для систем с различной" емкостью, приве-
приведены в табл. 8.1.
ТАБЛИЦА 8.1
Эффективные значения девиации частоты
для систем различной емкости
Максимальное
число каналов
12
24
60
120
300
600
720
Д /„ кГц
35
35
50, 100, 200
50, 100, 200
200
200
200
Максимальное
число каналов
960
1020
1260
1320
1800
1920
2700
A f„ кГц
200
200
140
140
140
140
100, 140
Данные, приведенные в табл. 8.1, заимствованы из Рекомендации 404-1
МККР, дополнительно в нее введены системы емкостью 720, 1020, 1320 и
1920 каналов ТЧ, которые исполь-
используются иа радиорелейных линиях
в СССР.
Тепловой шум в канале ТЧ
может быть определен также че-
через коэффициент системы.
Коэффициент системы харак-
характеризует энергетические парамет-
параметры радиорелейного оборудования,
которые определяют мощность
тепловых шумов, зависящих от
уровня входного сигнала прием-
приемника в каналах РРЛ. Коэффици-
Коэффициент системы при передаче сигна-
сигналов многоканальной телефонии
г
1
finp.
\
>
S
а
0,5
1,0
Рис. 8.4. Зависимость (Зпр от a=FKIFK ,
Лтф равен выраженному в деци-
децибелах отношению мощности сиг-
сигнала к мощности теплового шума
в верхнем канале, определяемому одним интервалом РРЛ в предположении, что
ослабление сигнала между передатчиком и приемником составляет 0 дБ:
^2
- Ю lg
(8.8)
Подставляя численные значения и логарифмируя, получим
Ктф = 175,56 + 10 lg Рпер _ 10 lg пш - 20 lg (FK/A /K). (8.9)
Отношение сигнала к тепловому шуму в верхнем канале, определяемое од-
одним интервалом РРЛ, выраженное через коэффициент системы,
10 lg (Рс/Ршт) = Кгф + Рпр/Рпер, (8.10)
где Рпр/Рпер — ослабление (дБ) сигнала между выходом передатчика и вхо-
входом приемника на интервале РРЛ [определяется по формуле (9.10)].
На рис. 8.5 приведена зависимость мощности тепловых шумов Рш.т в верх-
верхнем канале ТЧ, вносимых одним интервалом РРЛ от мощности сигнала на вхо-
входе приемника. Графики на рис. 8.5 соответствуют коэффициенту шума прием-
приемника, равному 10 дБ. При емкостях 300, 600, 720 и 1020 каналов ТЧ значение
девиации частоты Af,; в точке «нулевых» предыскажений принято павным
200 кГц, а при емкостях 1320, 1920 каналов ТЧ — 140 кГц.
Бели коэффициент шума приемника не равен 10 дБ, то, учитывая, что
мощность тепловых шумов прямо пропорциональна коэффициенту шума, легко

204
Расчет шумов на РРЛ прямой внднмостн с ЧМ
Нелинейные шумы в канале ТЧ
205
-30
-1H
-50
-ВО
1 |
-70
-ЯП
6r
10
t
- 10s
10*
- ю}
!§'
- ifi
— in
is ?ш.т 7
\\ ^
\\\
\
\
\
пет
N
\\
V-V
\\\
лх
\
\
\
\
__
\\
\\
\\\
\\\
\\\
-V-A
\
\
л—
к \
\\
\\
ЛХ
\ \
\\\
\ \ \
\ \
\ V
\
* \
N
\—
\\
\ \
\ \ \
\ \
\\\
\\\
W
\
V \
\\
\\
'—]1H -mo -90 -SO -70 —60Pnptd6Bm
(WnBm) HOOnBm) (ЮООпВт) @,01пя8т) @,1мквт) AнкВт)
Рис. 8.5. Зависимость Рш т от Рпр:
1 — 300 каналов; 2 — 600 канаЛов: 3 — 720 кана-
каналов: < — 1020 каналов; 5 — 1320 каналов; 6 — 1920 ка-
каналов
определить мощность тепловых шумов при любом значении коэффициента шу-
шума. Для этого следует пользоваться как вспомогательной шкалой Рш.т дБВт.
Пример. При входном сигнале приемника ЯПр = —67 дБВт @,2 мкВт) и
коэффициенте шума приемника пш=10 дБ мощность теплового шума в верх-
верхнем канале ТЧ составляет 250 пВт. Если коэффициент шума равен 7 дБ (на
3 дБ меньше), то мощность теплового шума составит 125 пВт (см. рис. 8.5).
8.3. НЕЛИНЕЙНЫЕ ШУМЫ В КАНАЛЕ ТЧ
Средняя мощность многоканального сообщения
Многоканальное сообщение при частотном разделении каналов п достаточно
большом числе каналов (более 00) по своей структуре близко к «белому шу-
шуму». Статистические свойства такого многоканального сообщения подчиняются
нормальному закону, а его составляющие имеют равномерное распределение по
спектру. При этих условиях средняя мощность многоканального сообщения
P<.p = NPK.cv, где N — число каналов, Рк.ср — средняя мощность сообщения в
одном канале. ->
Средняя мощность многоканального сообщения в точке с нулевым относи-
относительным уровнем канала, выраженная в децибелах,
(8.11)
§ Согласно рекомендациям МККР средняя мощность сигнала одного канала
■ (для систем' с числом каналов более 240) в точке с нулевым относительным
Щ уровнем принимается равной — 15 дБм C2 мкВт) и, следовательно, средняя
Т мощность многоканального сообщения в дБм в точке с нулевым относительным
«i», уровнем РСр дБмО равно:
Ш Рср= —15+10 \gN. • (8.12)
1Ш. Для систем с числом каналов от 12 до 240 МККР рекомендует определять
щ: среднюю мощность многоканального сообщения РСр дБм в точке с нулевым
"фл "" относительным уровнем по формуле
Л. ^ср= -l+41gJV. (8.13)
§ Принятые МККР средние мощности многоканального сообщения, опреде-
' ляемые формулами (8.12) и (8.13), справедливы лишь для систем, в которых
SfV число каналов, занятых для передачи сигналов тонального телеграфа, фототе-
'.* леграфа, вещания и т. п., средняя мощность которых значительно больше сред-
; •' ней мощности канала ТЧ, составляет незначительный процент.
\i'-.'. В СССР на магистральных линиях значительный процент каналов исполь-
•;, зуется для передачи сигналов тонального телеграфа, фототелеграфа и вещания.
'•.«■■ Поэтому в СССР средняя мощность многоканального сообщения выше, чем это
";• ' следует из формул (8.12) и (8.13). '
Дл,я систем с емкостью более 240 каналов средняя мощность сигнала одно-
одного канала ТЧ по нормам, принятым в СССР для новых систем связи, состав-
составляет — 13 дБм E0 мкВт). Для этого случая средняя мощность мпогоканаль-
1 ного сообщения в точке с нулевым относительным уровнем
' ч рср= _i3+101gtf. (8.14)
В табл. 8.2 приведены значения средней мощности многоканального сооб-
сообщения РСр для систем различной емкости.
ТАБЛИЦА 3.2
Средняя мощность многоканального сообщения в точке нулевого
относительного уровня РСр
Число каналов в системе
передачи
12
24
60
120
300
600
720
960
1020
1260
1320
1800
1920
2700
Норма ЕАСС
ДБмО
мВт
4,3
9,0
10,0
11 ,8
14,8
15,6
16,8
17,1
18
18,2
19,5
19,8»
Рекомендация
ДБмО
мВт
3
8
10
15
30
36
48
51
63
66
90
96*
3
4
6
7
9
12
13
14
15
16
16
17
17
19
.3
,5
. 1
.3
,8
,8
,6
.8
. 1
,2
,5
.8
.3
2,14
2,82
4,07
5,35
9.60
19,2
23,0
30,7
32,6
40,3
42,2
57,6
61 ,4
86 ,4
Для системы передачи К-1920 Рср составляет 18,5 дБмО и 76.8 мВт соответственно.

206
Расчет шумов на РРЛ прямой внднмостн с ЧМ
Девиация частоты при передаче многоканального сообщения
Эффективная девиация частоты, обусловленная многоканальным сообще-
сообщением, определяется по формуле
А /8ф = Д fK VKi- • (8.15)
Значение Д/„ кГц берется из табл. 8.1, а значение Рср мВт —• из табл. 8.2.
Квазипиковая девиация частоты при передаче многоканального сообщения
А/пик (т. е. значение, которое не, превышается с вероятностью 0,999 для систем
с числом каналов более 240) в 3,33 раза (на 10,5 дБ) больше эффективного
значения девиации частоты.
На рис. 8.6 и 8.7 приведены зависимости Д/Эф и Д/Ъик для систем с числом
каналов от 300 до 1920.
нов
690
/
/
Рк
/
/
=-
\У
13дБмХ
I /лг
Л Jr>
Л'
-15с
1ЬрА
200м
Гц-
,—
^>
Р.,-
__
^^-
Iffll
^^
-1
Здб1
^>
Чм
«
ч
ПОкГц
***
,—"
300 500
1000
1300 1500
ZQOO
Рис. 8.6. Зависимость эффективной девиации частоты Д/эф от числа
каналов N
$
НГи
— 1Шп А
300 5PQ
1000
Л=-.
13В Бм
Рк=-1ЖиХ-1
то 15оо
zoto
Рис. 8.1. Зависимость квазипиковой девиации частоты
Д/Лжк от числа каналов N
Нелинейные шумы в канале ТЧ
207
Нелинейные шумы, возникающие в групповом тракте
радиорелейной линии
Возникновение иелинейных шумов в групповом тракте радиорелейной линии
обусловлено нелинейностью характеристик частотных модуляторов и демодуля-
демодуляторов, а также нелинейностью амплитудных характеристик групповых усили-
усилителей. Ограничиваясь нелинейностью второго и третьего порядков, мощность
нелинейных шумов в групповом тракте Рш.гр.тр пВт можно определить по фор-
формуле
Рш.гр.т 10' Fmax-Fmin
- [4 Pip 4 Уг
+ 24 Р1р кЗк Уз
(8.16J
где Fmax и Fmin — соответственно наивысшая и наииизшая частоты по группо-
рому спектру, кГц;
Уг(°)
1,0
0,8
0,6
и, г
-ч
ч
\
ч
\
\
\
\|
>
У*
■^,
Уз
0,8
0,6
''" Гя=
0,2
20 —
10.
р=5^
У*
■■ —
-«с
—^,
в
0,2 0,4 0,6 0,8 1,0
0,1
0,6
0,8
1,0
Рис. 8.8. Графики для определения
коэффициентов 1/2@) и у~(с)
' РСр — средняя мощность мно-
многоканального сообщения, мВт;
Кгк. кзк — коэффициенты не-
нелинейных искажений по второй
и третьей гармоникам рассмат-
рассматриваемых элементов группового
тракта прн измерительном уров-
уровне сигнала в канале;
Уг(а)> </з(с)—коэффициенты
учитывающие распределения мощ-
мощности нелинейных шумов в группо-
групповом спектре, без учета предыска-
предыскажений а = (FK—Fmin)] (Fmax— 7
—Г т 1 п ) ,
а2(а), аз(о) —коэффициен-
—коэффициенты, учитывающие перераспреде-
перераспределение шумов по групповому
жеииТ "РИ ВВеДеНИН ПреДЫСКЗ- °' ''о/ 0,Z 0,3 0,i 0,5 0,6 0,1 0,8 0,9 1,0
Остальные обозначения те Рис S9 Графики для опрСделсиия коэффициен-
же, что и в формуле (8.7). тов а2{а) и аЛо)

208
Расчет шумов на РРЛ прямой видимости с ЧМ
Нелинейные шумы в канале ТЧ
209
рис.
. И ЯЛЯ некот°Рых качений P=Fm.,/Fmfn" приведены на
Графики а2(о) и аз (а) приведены на рис. 8.9. Значения к2к и к,к опреде-
определяются обычно экспериментальным путем. о'фьде
Нелинейные шумы, возникающие в высокочастотном тракте
радиорелейной линии
Возникновение нелинейных шумов в высокочастотном тракте радиорелейной
вания ВЧУСЛпяКЛтеН0 нелинейнос™° характеристики группового времени запазды"
внт «п i ' К0Т°Рая' в свою очеРеДь, определяется нелинейностью фазо-
ГХГГГГ™^ГКТУСИЛеНИЯ Ч»****™* частот и СВЧ полосовых
^р
Нейн?,рИЧ^В3ru нелинейносты° второго и третьего порядков, мощность нели-
нелинейных шумов ВЧ тракта станции Рш.н пВт можно определить по формуле
-F -Af-i О Щ
Рис. 8.10. К определению V2 и V»
(8.17)
где у2 и уз — соответственно коэф-
коэффициенты разложения характеристи-
характеристики ГВЗ тракта при первой и второй
степенях расстройки. Остальные
обозначения те же, что и в форму-
формуле (8.16). Коэффициенты Y2 и \3
могут быть определены, если изве-
известна зависимость изменения ГВЗ
ВЧ тракта от расстройки частоты.
Так, если при расстройке, равной
Д/ь неравномерность ГВЗ составля-
F ет Дт+, а при расстройке, равной
—Afi, неравномерность ГВЗ состав-
составляет Дт_ (рис. 8.10), то
Y2 = (Д т+ - Д т_)/2 Д /,; Уз = (Д т+ + Дт_)/2 Д /х. (8.18)
Формула (8.17) выведена иа основе так называемого квазистационарного
приближения. Квазистационарное приближение предполагает, что при анализе
прохождения ЧМ сигнала через четырехполюсник можно пользоваться статиче-
статическими амплитудно-частотными и фазовыми характеристиками. Известно, что та-
такое допущение имеет свои ограничения. В [1] показано, что квазистационариое
приближение применимо, если в пределах необходимой ширины полосы пропус-
пропускания ВЧ тракта энергетический спектр сигнала имеет форму гауссовской кри-
кривой, что справедливо при условии
Aflpcp/Fmax> 1, (8.19)
а коэффициент передачи ВЧ тракта не имеет особенностей (последнее условие
обычно выполняется в трактах радиорелейных систем). Условие (8.19) выпол-
выполняется только для систем с небольшим числом каналов (менее 300).
В реальной радиорелейной аппаратуре для уменьшения величины Рш.н всег-
д;1 применяется коррекция неравномерности ГВЗ. В этом случае результирую-
результирующую характеристику группового времени запаздывания уже нельзя аппроксими-
\ ровать полиномом третьей степени, как это предполагалось при выводе форму-
:|. лы (8.17).
%• Строгий метод расчета величины Рш.н, применимый при любой зависимости
( " ■ т от частоты, при котором не налагаются ограничения, выраженные соотноше-
$• нием |8.19), разработан С. В. Бородичем [1].
Нелинейные шумы, возникающие в фидерном тракте
В фидерном тракте всегда происходит частичное отражение энергии СВЧ
сигнала от антенны, аппаратуры и стыков отдельных секций волноводов. В ре-
результате на вход приемника помимо основного сигнала приходят отраженные
сигналы (или эхо-сигналы), запаздывающие по времени, что, в свою очередь,
приводит к возникновению переходных (нелинейных) шумов. Для ориентире-.
вочпой оценки переходных шумов, обусловленных эхо-сигналом из-за отражения
от концов волновода, можно пользоваться графиками рис. 8.11, построенными
на основе результатов работы [1].
Графики рис. 8.11 представляют собой зависимость Рш.в от длины волново-
волновода /„ для. систем с различной емкостью при отношении сигнал/эхо, равном
60 дБ, в канале со средней частотой FK = 0,75Fmax, для которого мощность
шума, обусловленная эхо-сигналом, имеет наибольшую величину. Графики дают
два значения Рш.в — максимальное п минимальное — соответственно при неблаго-
неблагоприятном и благоприятном соотношениях фаз коэффициентов отражений от кон-
концов волноводов.
При отношении сигнал/эхо, отличном от 60 дБ, необходимо внести соответ-
соответствующую поправку к величинам, полученным из графиков рис. 8.11. Величина
поправки равна разности между 60 дБ и действительным значением отношения
сигнал/эхо. .
Отношение сигнал/эхо определяется по формуле
(8 20)
где с; — погонное затухание волновода, дБ/м; |ь |г — затухание несогласованно-
несогласованности на концах волновода, дБ. Зависимость значений | от КСВ элементов, под-
подключенных к концам волноводов, приведена на рис. 8.12.
Пример. Волновод имеет длину \/в = 50 м, погонное затухание а=
= 0,038 дБ/м, КСВ элементов, подключенных к концам волновода, составляет
соответственно 1,08 и 1,1. По графику 8.12 находим значения |i и |2, которые
соответственно равны 28,3 и 26 4 дБ. По формуле (8.20) находим отношение
c/i = 28,3+26.4+ 2-50-0,038 = 58,5 дБ,
При большом числе волноводов на линии для ориентировочной оценки пе-
переходных шумов, возникающих в волноводах, можно принимать среднее значе-
значение шума Между Яш.в max И Рш.в min-
Графики рис. 8.11 построены с учетом только отражений от концов волно-
волноводов. В большинстве случаев это допустимо, так как современные волноводы
обладают большой однородностью.
В случае составного волноводного тракта, например, состоящего из верти-
вертикального круглого' и горизонтального эллиптического волноводов, следует рас-
рассмотреть три эхо/сигнала соответственно для трех путей — U, /2 и 13 (рис. 8.13).
Для каждого эхо/сигнала необходимо определить свое значение Яш.в, а затем
суммировать все три значения шума. При определении КСВ в точках отраже-
отражения (/, 2, 3) следует учитывать отражения от всех элементов, находящихся
вблизи этих точек, как корень квадратный из суммы квадратов коэффициентов
отражений от этих элементов. Расчет шумов в составном волноводе рассмотрен
в [4].
И многово.пювых волноводах дополнительным источником нелинейных шу-
шумов могут быть волны высших типов. Этот вопрос также рассмотрен в [4].

210
Расчет шумов на РРЛ прямой видимости с ЧМ
Нелинейные шумы, вызванные радиопомехами
Наличие на входе приемника радиорелейной станции (помимо полезного сиг-
сигнала) постороннего сигнала раднопомехн может привести к возникновению в
канале ТЧ нелинейных шумов. Типичными радиопомехами, которые возникают
в радиорелейной линии, являются прием с обратного направления связи из-за
недостаточных защитных свойств антенны при двухчастотном плане распреде-
распределения частот н прнем сигнала через трн интервала линии.
пВт
10
Нелинейные шумы в нанале ТЧ
211
10 20 30 Ь0 50 SO 70 ВО 90 м
а)
Рш.В
1
1
I
III
1
кг=1
7
1
1
/
I/
/
oy
1
/
/
f
у
Р/иакс i
Загр-тм/
'мин у
—V
<у
/
f
r\
^—
—4—^
p
'макс
Загр loaoMt
P У^
/
У
у
ев
10 20 30 ЬО 50 SO 70 80 90 м
6)
10 20 30 1,0 50 SO 70 ВО 90 м
РшЛ /r=10 s
I
zn
А
1
/
У
у
у
у
/Загр
/
"Л
'А
у
/
у
у
У
, i
т1—
-1336м
V
/К
/
■
макс
/ Загр-153Б м
7
У
i
Р,
4UH
W 20 30 1,0 50 ВО 70 SO 90 м
г)
пЕт
15
П
13
12
П
10
9
8
7
В
5
*
3
2
1
О
Pui.6
(
У
nlio~s
L-
\f
I
/
/
■ JЗагр-13дБм/
7
--'
p
мин
r
У
/
у
7
у
,
у,
/
р
гмакс
Загр-15дВм
Р '
у
/
"
10 20 30 1,0 50 SO 70 ВО 90 м
пВт
15
Й
13
12
11
10
9
8
7
В
5
Ч
3
2
1
О
Рш.6.
—
г
1
/
/
1 Р/накс
\ Загр-Шбм/"
т
О
мил
/
i y
t
/
/
/
/
/
/
/
у
PMUHG
<**
f
'Загр- 15дБм,
рмин у
/
--—
/ ,
Г У
У
-
-У
/
У
\
10 20 30 1,0 50 ВО 70 ВО 90 М
Рис. 8.11. Зависимость Рш в от (в; с/э = 60 дБ: а—Л'-ЗОО, б—Л*=600, в—N = ~1U, г—Л' = 1020,
а—Л" = 1320, е—N -1920
дВ
44
til
36
Л
21
V,
21
1S
г 1
\
\
\
\
\
\
\
\
ч
s
——
—к.
КСВ
1,3
1,0 1,1 1,1
Рис. 8.11. Зависимость затухания несогласованности \ от КСВ
1,5

212
Расчет шумов иа РРЛ прямой видимости с ЧМ
Аелмиейиые шумы в начале ТЧ
213.
й
Радиопомехи могут возникать ог
других радиорелейных систем, работа-
Антенна юших в том же диапазоне частот, а
также от различных радиотехнических
устройств сигналы от которых (или их
гармоники) попадают в полосу пропу-
пропускания приемника радиорелейной стан-
станции.
Для случая, когда радиопомеха
промодулирована по частоте таким же
многоканальным'сообщением, как н по-
полезный сигнал (прием с обратного на-
направления связи или прием через три
I? интервала), а также в случае немоду-
лироваиной радиопомехи псофометри-
ческая мощность шума Рш.м в пВт в
канале ТЧ в точке относительного ну-
нулевого уровня рассчитывается по фор-
формуле
Y—У
\ А/к /
X
■l8(a\Pi\S+g(a\P»\)]. (8.21}
где /с2 = Яп/Рс —отношение мощности по-
помехи Р„ к мощности сигнала Рс на вхо-
входе приемника;
a = 2.V2KP(.p/F2max для случая модулированной помехи;
а = ДгкРср/Ртах Для случая пемодулированной помехи;
значение Рср мВт следует брать из табл. 8.2;
6f/F PbflF+ F/F
Рис. 8.13. Эхо-сигналы в составном
волноводном тракте
ТАБЛИЦА 8.3
Составляющие шума в верхнем канале ТЧ для некоторых отечественных
радиорелейных систем
Составляющая шума
Тепловой шум одного ком-
комплекта модулятора, демоду-
демодулятора и групповых усили-
усилителей
Нелинейный шум одного
комплекта модуляторов, де-
демодуляторов и групповых
усилителей
Нелинейный шум одного
приемопередатчика
Тепловой шум гетеродин-
гетеродинного тракта одного приемо
передатчика
1
Обозначе-
Обозначение
''ш.т.гр.тр
р
'ш.н.гр.тр
Рш н
р
r m .г
Р-600
240 кан.
30
50
20
17
Псофометрическая мощность шума,
Р-600М
3 60 кан.
30
50
30
7
P-600 2M
«Рассвет-2>
6 00 кан.
30
70
40
7
1 «Восход»
102 0 кан.
25
35
35
5
«Восход»
1320 кан.
25
65
40
5
«Восход-М»
1920 кан.
30
70
50
5
и §
15
20
30
5
1 КУРС-4
720 кан.
15
40
12
3
пВт
1 КУРС-6
1320 кан.
30
40
35
12
1 КУРС-8
| 300 кан.
15
20-
20'
12
6/ — расстройка несущей частоты помехи относительно несущей частоты сиг-
сигнала.
Значения функции g(a\P\) следует брать из графиков рис. 8.14, которые
даны для случая использования предыскажения в соответствии с рекомендацией
275-2 МККР. Значения функции g(a\P\), отсчитываемые по ординате графика
рис. 8.14, даны в децибелах. При подстановке в формулу (8.21) эти значения
должны быть переведены в отношение мощностей.
Формула (8.21) справедлива при условии K?<Sil, что обычно выполняется
для указанных выше случаев радиопомех. '\
Вредное влияние радиопомехи в отдельных каналах ТЧ может быть значи-
значительно больше, чем следует из формулы (8.21), в случае, если расстройка ие-
сущей частоты помехи относительно несущей частоты сигнала 6f такова, что не-
несущая частота помехи попадает в спектр боковых полос полезного ЧМ сигнала.
Это возможно, например, при радиопомехе от приема с обратного направления
связи в телефонных стволах при 6f>Fmtn-
В табл. 8.3 приведены значения мощности шумов Рш.т.гр.тр, Рш.н.гр.тр»
Рш.н и Ршг для ряда отечественных радиорелейных систем.
10 \
0
-10
20
30
-40
-50
— 60
-70
д(а\Р\)
[Г
ВС
■
ч
N
ч
ч
ч
ft:
к.
ч;
^*
|
:|
С предыскан
ч
■
1
Kh
Л
ч
s
s
s
ч
ч
ч
\
si
Ч[
Ч
S
ч
ч
\
S
Л
!
ч
Ч
ч
ч
нениями
1
4i
т\
гч
ч
ч
ч
Ч
ч
ч
ч
V
о
LI ?'
м
ч
ч
ч
ч
g>
\
S
V
ч
ч
>
i
>
&
п
tfc
S
I >
г
Z
Ч ^;JЧ
\
ч
Рис. 9.14. Графики функции g {й \Р\) для расчет л шумов, вы-
вызванных радиопомехами

214
Расчет шумов на РРЛ прямой видимости с ЧМ
Шумы в ианале передачи нзображення телевидения
215
8.4. ШУМ В КАНАЛЕ ЗВУКОВОГО ВЕЩАНИЯ,
ОРГАНИЗОВАННОМ ПО СТРОЕННЫМ КАНАЛАМ ТЧ
Для определения отношения «максимального» уровня сигнала к псофомет-
рическому уровню шума в канале звукового вещания ЛГвещ необходимо знать
отношение уровня сигнала к псофометрическому уровню шума в каналах ТЧ,
используемых для передачи сигналов звукового вещания.
Обычно бывает известна псофометрическая мощность шума в канале ТЧ
Рш- Для перехода от псофометрической мощности шума, выраженной в пико-
ваттах, к отношению сигнал/шум ЛГТф в канале ТЧ следует пользоваться графи-
графиком рис. 8.15. При расчете значения ЛГвещ для известного значения ЛГТф следу-
следует учитывать следующее:
1. Исключение псофометрического фильтра для канала ТЧ увеличивает уро-
уровень шума на 2,5 дБ (Nt = — 2,5 дБ).
96
40
50
60
70
80
on
Nmm
j
/
/
/
/
■
/
/
/
/
/
/
/
у
/
/
/
/
Рш
1 io w2 103 w* 10s nBm
Рис. 8.15. График зависимости Ntq от Рт, пВт
2. Каиал звукового вещания занимает полосу частот, в 10/3,1=3,2 раза
более широкую, чем канал ТЧ, что увеличивает в нем уровень шума на 5 дБ
<jV2=— 5 дБ).
3. Псофометрический фильтр для канала звукового вещания ухудшает от-
отношение сигнал/шум в канале (для шума с равномерным спектром) иа 5,5 дБ
(N3 = — 5,5 дБ).
4. «Максимальный» уровень сигнала в канале звукового вещания в точке
нулевого относительного уровня составляет +9 дБм (Л^ = +9 дБм).
5. Вводимые в канале звукового вещания предыскажения (с учетом изме-
изменения относительного уровня сигнала в канале звукового вещания в линейном
тракте на 2 дБ) дают выигрыш по шумам 7,5 дБ (W5=+7,5 дБ).
6. Применение компандера дает выигрыш по шумам 19 дБ в паузе (,V6=
= + 19 дБ) и 11 дБ во время передачи (/^= + 11 дБ).
Таким образом, отношение «максимального» уровня сигнала к псофометри-
псофометрическому уровню шума в канале звукового вещания
+ ЛЛ, + ЛГ4 + #6 + ЛГв (или #,). (8.22)
Значения всех этих величин приведены в табл. 8.4. В нижней строчке таб-
таблицы приведены формулы для определения ЛГвещ при известном ЛГТф. .
Значение величин Ni, N2, N3,
в децибелах
ТАБЛИЦА 8.4
i, N5, Ns и М
JV
JVi
N.
N-,
"вещ
Без компан-
компандера
-2,5
—5,0
—5,5
+9,0
+7,4
Л'тф+З.З
С компандером
в паузе
—2,5
—5,0
—5,5 ' 1
+9,0
+7.5
+ 19,0
Л^ф+22.5
во время
передачи
—2,5
—5,0
к —5,5
Wf-9.0
V+7 . Б
+ 11,0
Л^ф+14.5
8.5. ШУМЫ В КАНАЛЕ ПЕРЕДАЧИ ИЗОБРАЖЕНИЯ
ТЕЛЕВИДЕНИЯ
Шумы в канале передачи изображения телевидения, образованном на ра-
радиорелейной линии, складываются в основном из тепловых шумов, вносимых:
приемниками радиорелейных станций; эта составляющая шума зависит от
уровней СВЧ сигналов на входах приемников и, следовательно, изменяется по
времени;
модуляторами и демодуляторами;
гетеродинными трактами приемопередатчиков.
Если при передаче сигналов изображения телевидения не применяются пре-
предыскажения, то спектр первой составляющей шумов имеед треугольную форму
(т. е. напряжение составляющих шума пропорционально частоте), а спектр вто-
второй и третьей составляющих приблизительно равномерный.
Обычно передача сигналов изображения телевидения по радиорелейным ли-
линиям производится с предыскажениями, характеристика которых приведена на
рис. 8.16. На рис. 8.17 и 8.18 приведены схемы и параметры соответственно для
предыскажающего и восстанавливающего контуров.
Введение предыскажений приводит к изменению формы спектра шумов, но
не дает реального улучшения отношения сигнал/шум, так как человеческий глаз
оказывается более чувствителен к помехам на экране телевизора, обусловлен-
обусловленным низкочастотными компонентами myvta, чем к помехам, обусловленным вы-
высокочастотными компонентами. Целесообразность введения предыскажений прн
передаче, сигналов изображения телевидения определяется следующими двумя
факторами:
1. Телевизионный сигнал является несимметричным сигналом, и для его пе-
передачи по радиорелейной линии с наименьшими искажениями необходимо на

■216
Расчет шумов на РРЛ прямой видимости с ЧМ
Шумы • канале передачи изображения телевидения
21Г
входе модулятора применять фиксирующую схему и вводить в систему импульс-
импульсную автоподстройку. Несимметрия телевизионного сигнала обусловлена нали-
наличием в нем синхросигналов, компоненты спектра которых расположены в низ-
низкочастотной части спектра телевизионного сигнала. Введение предыскажений
«Г 2
О
-2
-4
-6
-8
I
ш ■
■ """■
/
/
1
t
г
/
/
F
I -10
—72
0,0.1 - 0,01 0,05 0,1 0,2 0,5 7 2 5 10 МГц
Put 8.16. Характеристика педыскажеиий для передачи сигналов
изображения телевидения
приводит к подавлению низкочастотных составляющих, благодаря чему телеви-
телевизионный сигнал на выходе предыскажающего четырехполюсника приближается к
симметричному. Последнее обстоятельство позволяет исключить фиксирующую
схему и импульсную автоподстройку и тем самым упростить аппаратуру.
1695
0-
300
15
75
750м
18,75
9,54 МкГн
-0
750м
750,4
0-
-0
Рис, 8.17. Схема и параметры
предыскажающего контура для
передачи сигналов изображения
телевидения
0-
-0
Рис. 8.18. Схема и параметры
восстанавливающего контура
для передачи сигналов изобра-
изображения телевидения
2. При совместной передаче' в одном стволе сигналов изображения и зву-
звуковых сигналов телевидения в результате кросс-модуляции возникают переход-
переходные помехи, из которых наиболее опасными являются помехи каналу передачи
звуковых сигналов телевидения со стороны канала передачи изображения. Эти
помехи проявляются в основном в виде прослушивания сигналов кадровой син-
*ронн;:ацпи. Введение предыскажений благодаря уменьшению уровня низкочас-
низкочастотных составляющих в сш нале изображения телевидения приводит к умснь-
.шению переходных помех в канале передачи звуковых сигналов на 10—20 дБ.
Это позволяет нолучить требуемые качественные показатели канала без предъ-
предъявления чрезвычайно жестких требований к линейности всего тракта радиоре-
радиорелейной линии и тем самым избежать чрезмерного усложнения аппаратуры.
Все указанные составляющие шума в канале передачи изображения телеви-
телевидения складываются по мощности. Поэтому квадрат отношения сигнала изо-
изображения к визометрическому шуму на радиорелейной линии может быть под-
подсчитан по формуле
r
ш.м-д.виз
i=l
где т — число комплектов модуляторов и демодуляторов;
N — число интервалов на линии; f
Uc/t/щ.м-д.виз — отношение сигнала изображения к визометрическому напря-
напряжению шума, вносимого одним комплектом модулятора и демодулятора;
fc/t/щ.г.виз — отношение сигнала изображения к визометрическому напря-
напряжению шума, вносимого гетеродинным трактом одного интервала линии;
Ut/f/ш.т г виз — отношение сигнала изображения к визометрическому напря-
напряжению шума, вносимого £-м интервалом линии.
Значения £/с/£/ш.м-д.виз и Uc[Uш.г.виз для некоторых отечественных радио-
радиорелейных систем приведены в табл. 8.5
ТАБЛИЦА 8.Б-
Значения £/с/£/ш,м-д.виз и Uc/Um.T.ma
Тип радиорелейной
системы
Р-600. Р-600М
Р-60О2М,
«Восход>
«Рассвет-2»
КУРС-2М
КУРС-4
КУРС-6
КУРС-8
20 Ig ? , дБ
^ш.м-д.виз
! -
) " .
20 lg——^ , дБ
^ш.г.виз
S2
S3
80
80
80
74
На одном интервале линии
где Цс—девиация частоты (размах), создаваемая сигналом изображения.
Обычно Afc=5,6-106 Гц (девиация частоты от полного сигнала изображения те-
телевидения 8 МГц); Япр — мощность сигнала на входе приемника, Вт; пш — ко-
коэффициент шума приемника; Fmax — максимальная частота спектра сигнала изо-
изображения, равная 6-10s Гц; Т — абсолютная температура, принимаемая равно?:
290 К; k — постоянная Больцмана, равная 1,38-10—-3 Вт/Гц град; Ввз — величи-
величина, учитывающая визометрпческий коэффициент и коэффициент изменения на-
напряжения шума после восстанавливающего контура: Вва=1,56-10-2.
Отношение L'c/t/ш.т.впз может быть определено через коэффициент системы.
Коэффициент системы при передаче сигналов изображения ■телевидения равен
выраженному в децибелах отношению сигнала изображения к визометрическойу
Напряжению теплового шума, определяемою одним интервалом РРЛ в предпо--

218
Расчет шумов на РРЛ прямой видимости с ЧМ
ложенни, что затухание сигнала между передатчиком и приемником составляет
О дБ:
К
ТВ
10 Ig
Подставляя численные значения и логарифмируя, получаем
АГТВ = 158,4 + Ю Ig Рпер — 10 Ig «ш.
(8.25)
(8.26)
Отношение сигнала изображения к визометрнческому напряжению теплово-
теплового шума в децибелах, определяемое одним интервалом РРЛ, выражается через
коэффициент системы
20 Ig (С/с/^виз) = Ктв - (х, (8.27)
где ц — затухание сигнала между выходом передатчика и входом приемника иа
интервале РРЛ.
В табл. 6.6 приведены значения коэффициентов Ктв ряда отечественных ра-
радиорелейных систем. Обычно отношение напряжения сигнала изображения к ви-
зометрическому напряжению шума в том или ином звене тракта передачи вы-
выражается в децибелах. Для облегчения определения отношения напряжении
сигнала изображения к визометрнческому напряжению шума в тракте, состав-
составленном нз ряда звеньев, для каждого из которых отношение сигнал/шум выра-
выражено в децибелах, следует пользоваться графиком на рис. 8.19. График позволя-
(А+Б), дВ
50 55 60 65
Рис. 8.19. Номограмма для определения (А + Б) дБ
70 А; дБ
Шумы в наналах передачи изображения ТВ и звунового вещания
219
ет, зиая отношение сигнал/шум в двух звеньях тракта — А дБ и Б дБ; легко
определить отношение снгнал/шум в тракте, состоящем из двух последовательно
включенных звеньев (А+Б) дБ.
Пример 1. Последовательно соединены две радиорелейные линии. На* пер-
первой обеспечивается отношение сигнал/шум 62,5 дБ, а иа второй — 59 дБ. На
составной линии отношение сигнал/шум будет равно 57,5 дБ (см. рнс. 8.19).
Пример 2. Модулятор н демодулятор дают отношение сигнал/шум 70 дБ.
На участке линии из-за тепловых шумов приемников отношение сигиалДнум
равно 74 дБ. Отношение сигнал/шум на этом участке линии с учетом шума мо-
модулятора и демодулятора равно 68,6 дБ.
8.6. ШУМЫ В КАНАЛАХ ПЕРЕДАЧИ ЗВУКОВЫХ СИГНАЛОВ
ТЕЛЕВИДЕНИЯ И ЗВУКОВОГО ВЕЩАНИЯ
ТЕЛЕВИЗИОННЫХ СТВОЛОВ
В телевизионных стволах возможна передача помимо сигналов изображе-
изображения телевидения также и звуковых сигналов телевидения и звукового вещаиия
иа поднесущих частотах методом двойной частотной модуляции.
Основными источниками помех в этих каналах являются тепловые шумы,
вносимые приемниками радиорелейных станций, и переходные шумы из канала
передачи сигналов изображения.
Отношение «максимального» напряжения звукового сигнала к псофометриче-
скому напряжению теплового шума £/ш.пс определяется по формуле
где AFcu — максимальная девиация частоты сигнала поднесущей частоты от
звукового сигнала, Гц;
Д/в.т — эффективное значение девиации частоты радиосигнала, создаваемой
сигналом поднесущей частоты, Гц;
FK — максимальная частота звукового канала, равная для каналов 1-го
класса 104 Гц;
£п.в — псофометрнческий коэффициент канала для треугольного шума, рав-
равный 1,6 D дБ);
[ш — номинальное значение поднесущей частоты, Гц. Остальные обозначе-
обозначения те же, что и в формуле (8.27).
Значения AFCu, Д*вт и /п для различных систем приведены в табл. 8.6.
ТАБЛИЦА 8.6
Тип радиорелейной
системы
Р-600. Р-600М
«Р-600 2М> 1
«Рассвет-2> /
«Восход>
«Восход-М>
КУРС
Значения
150
150 + 10
100:
100
величии Л
,кгд
+ 10
100±10
11 0
,10
Feu, Д/в.т И fa
540+50
540±50, 320±30
320±30
•100 ±40
'п. к
Гц
8000
8000. 7360
7360,
8140,
7000.
7740
8560
7360

218
Расчет шумов на РРЛ прямой видимости с ЧМ
Шумы в каналах передачи изображения ТВ и звунового вещания
219
ложении, что затухание сигнала между передатчиком и приемником составляет
О дБ:
К
ТВ
Ю Ig
nalkTF3maxBBa
Подставляя численные значения и логарифмируя, получаем
/Ств= 158,4 -f-10 Ig Рпер — Ю Ig пш.
(8.25)
(8.26)
Отношение сигнала изображения к визометрическому напряжению теплово-
теплового шума в децибелах, определяемое одним интервалом РРЛ, выражается через
коэффициент системы
20 Ig (t/c/t/шл.виз) = Ктв — Ц, (8.27)
где ц — затухание сигнала между выходом передатчика и входом приемника иа
интервале РРЛ.
В табл. 6.6 приведены значения коэффициентов Ктв ряда отечественных ра-
радиорелейных систем. Обычно отношение напряжения сигнала изображения к ви-
визометрическому напряжению шума в том или ином звене тракта передачи вы-
выражается в децибелах. Для облегчения определения отношения напряжения
сигнала изображения к визометрическому напряжению шума в тракте, состав-
составленном из ряда звеньев, для каждого из которых отношение сигнал/шум выра-
выражено в децибелах, следует пользоваться графиком на рис. 8.19. График позволя-
позволя(А+Б),д6
А; дб
ет, зная отношение сигнал/шум в двух звеньях тракта — А дБ и Б дБ; легко
определить отношение сигнал/шум в тракте, состоящем из двух последовательно
включенных звеньев (А+Б) дБ.
Пример 1. Последовательно соединены две радиорелейные линии. На^ пер-
первой обеспечивается отношение сигнал/шум 62,5 дБ, а иа второй — 59 дБ. На
составной линии отношение сигнал/шум будет равно 57,5 дБ (см. рис. 8.19).
Пример 2. Модулятор и демодулятор дают отношение сигиал/шум 70 дБ.
На участке линии из-за тепловых шумов приемников отношение сигналДнум
равно 74 дБ. Отношение сигнал/шум на этом участке линии с учетом шума мо-
модулятора и демодулятора равно 68,6 дБ.
8.6. ШУМЫ В КАНАЛАХ ПЕРЕДАЧИ ЗВУКОВЫХ СИГНАЛОВ
ТЕЛЕВИДЕНИЯ И ЗВУКОВОГО ВЕЩАНИЯ
ТЕЛЕВИЗИОННЫХ СТВОЛОВ
В телевизионных стволах возможна передача помимо сигналов изображе-
изображения телевидения также и звуковых сигналов телевидения и звукового вещаиия
на поднесущих частотах методом двойной частотной модуляции.
Основными источниками помех в этих каналах являются тепловые шумы,
вносимые приемниками радиорелейных станций, и переходные шумы из канала
передачи сигналов изображения.
Отношение «максимального» напряжения звукового сигнала к псофометриче-
скому напряжению теплового шума £/ш.пс определяется по формуле
ис1иш.пС = УЗЯ^, Д f см Д fBjVbh^kTF\ VB /п. (8.28J
где Д/чм — максимальная девиация частоты сигнала поднесущей частоты от
звукового сигнала, Гц;
Д/в.т — эффективное значение девиации частоты радиосигнала, создаваемой
сигналом поднесущей частоты, Гц;
FK ■—максимальная частота звукового канала, равная для каналов 1-го
класса 104 Гц;
fen в — псофометрический коэффициент канала для треугольного шума, рав-
равный 1,6 D дБ);
[ш — номинальное значение поднесущей частоты, Гц. Остальные обозначе-
обозначения те же, что и в формуле (8.27).
Значения Д/чм, Д/вт и fB для различных систем приведены в табл. 8.6.
ТАБЛИЦА 8.6
Значения величии Д/чм, Д/в.т и /п
Рис. 8.19. Номограмма для определения (Л + Б) дБ
Тип радиорелейной
системы
Р-600. Р-600М
«Р-600 2М> 1
«Рассвет-2> /
«Восход>
«Восход-М>
КУРС
Дрсм. кГ«
150 + 10
150±10, 100±10
Ю0±10
юо^ю
д^в.т, кГД
540+50
540±50, 320±30
320±30
4 00 ±40
8000
8000, 7360
7360, 7740
8140, 8560
7000, 7360

220
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
Особенности частотных диапазонов, используемых для РРЛ
221
Уровень теплового шума в каналах, организованных на подиесущих часто-
частотах в телевизионных стволах, обычно достаточно мал. Определяющим общий
уровень шума в канале является переходный шум. В настоящее время не су-
существует методики расчета этого шума, и его уровень определяется экспери-
экспериментально.
Список литературы
1. Бородич С. В. Искажения и помехи в многоканальных системах радиосвязи с
частотной модуляцией. М.: Связь, 1976.
2. Гусятинский А. И., Рыжков Е. В., Немировским А. С. Радиорелейные линии
связи. М.: Связь, 1965.
3. Геренрот Е. Л. Расчет шумов в каналах радиорелейной линии при введении
предыскажений. — Электросвязь, 1960, № 6, с. 28—32.
4. Надененко Б. С, Тартаковский Л. С. Переходные шумы в волноводных трак-
трактах магистральных радиорелейных линий. — Электросвязь, 1973, Лг° 1, с
• 30—35.
ГЛАВА ДЕВЯТАЯ
Расчет трасс радиорелейных линий
прямой видимости
♦
9.1. ВВЕДЕНИЕ
Расчет трасс РРЛ производится при их проектировании, реконструкции и
иногда в условиях эксплуатации. Общей задачей расчета является определение
качественных показателей работы линии. В зависимости от требований и ис-
исходных данных расчет может проводиться по следующей схеме:
1. В условиях эксплуатации и в большинстве случаев при реконструкции
РРЛ трасса линии задана, известны профили интервалов, тип аппаратуры, вы-
высоты антенных опор, электромагнитная обстановка, определяемая взаимными
помехами на РРЛ (при узлообразовании, прямом прохождении сигнала н т.д.),
а также возможными помехами от других РРЛ или радиоэлектронных средств
(РЭС). В этом случае проводится поверочный расчет качественных показателей.
Определяются:
а) средние уровни сигнала иа интервалах РРЛ;
. б) мощность шума в верхнем телефонном канале или отношение Um/Uc в
телевизионном канале на конце линии, превышаемые в течение'50 и 20% време-
времени (при передаче аналоговой информации);
в) устойчивость работы линии.
При расчетах по пунктам б) и в) в общем случае учитываются как полез-
полезные, так и мешающие сигналы. Полученные результаты сравниваются с реко-
рекомендациями МККР или другими нормами, после чего принимаются те или иные
решения.
2. При проектировании новых РРЛ из технического поручения, выдаваемо-
выдаваемого заказчиком, известны направление РРЛ с указанием основных пунктов, об-
•шие соображений по схеме организации связи и выделении каналов по трассе
РРЛ, перспектива развития связи, необходимая емкость линии и т. д. В этом
случае:
а) выбирается трасса РРЛ;
I
С) выбирается аппаратура (иногда тип аппаратуры указывается заказчи-
заказчиком);
в) определяются высоты антенных опор из условия выполнения рекоменда-
рекомендаций МККР или других принятых норм;
г) проводится поверочный расчет мощности шума в верхнем телефонном ка-
канале или отношения Um/Uc в телевизионном канале, превышаемые в течение
50 и 20% времени или поверочный расчет устойчивости;
д) проводится поверочный расчет средних уровней сигнала.
Вопросы по пунктам а)—г) должны решаться с учетом электромагнитной
совместимости (ЭМС) РРЛ и РЭС в заданном районе.
3. При разработке радиорелейных систем и оценке их эффективности реша-
решается обратная задача: по нормируемой устойчивости работы РРЛ в малом или
большом проценте времени, и усредненным, характеристикам трасс определяются
параметры аппаратуры и антенно-волноводного тракта, необходимые для полу-
получения требуемого энергетического запаса на замирания сигнала.
Материал настоящей главы .излагается в соответствии со спецификой этих
задач.
9.2. ОСОБЕННОСТИ ЧАСТОТНЫХ ДИАПАЗОНОВ,
ИСПОЛЬЗУЕМЫХ ДЛЯ РРЛ
Радиорелейные линии работают в метровом, дециметровом, сантиметровом
и частично в миллиметровом диапазонах волн. Согласно Регламенту радиосвязи
[10] эти частотные диапазоны имеют номенклатуру, указанную в табл. 9.1.
ТАБЛИЦА 9.1
Номенклатура частотных диапазонов
Номер , Диапазон частот' Длина волны'
дизпззонз 1
Метрическое
подразделение
9
10
11
30—300 МГц
300—3000 МГц
3—30 ГГц
30—300 ГГц
10—1 м
10 0—10 см
10—1 см
1 см— 1 мм
Метровые волны
Дециметровые волны
Сантиметровые волны
Миллиметровые волны
Сокращенное
обозначение
OB4(VHF)
yB4(UHF)
CB4(SHF)
KB4(EHF)
! Формула взаимосвязи частоты н длины волны ?.=30// (если Я. — дана в сантиметрах,
а ч&стота — в гигагерцах) нли А = 300// (если X даиа в метрах, а частота — в мегагерцах).
В настоящее время границы использования диапазона частот для РРЛ раз-
различного назначения составляют примерно от 150 МГц до 40 ГГц, причем в диа-
диапазоне выше 20 ГГц имеются лишь короткие соединительные линии. Диапазон
миллиметровых волн изучается. Однако перспективы его широкого использова-
использования для целей связи ограничены.
Принципиального различия в распространении метровых, дециметровых, сан-
сантиметровых и миллиметровых волн нет. Однако по мере укорочения длины вол-
волны на распространение радиоволн начинают все в большей степени влиять рель-
рельеф местности, различного рода строения, а также метеорологические условия.
Кроме того, в миллиметровом диапазоне и коротковолновой части сантиметро-
сантиметрового диапазона волн происходит поглощение в гидрометеорах (дождь, туман,
град, сиег) и газах атмосферы (кислород, водяные пары). Волны длиннее 3—
4 м могут при благоприятных условиях распространяться на большие расстоя-
расстояния из-за отражения от ионизированных слоев атмосферы и метеорных следов.
На распространение более коротких волн ионосфера влияния не оказывает.

222
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
9.3. ОСНОВНЫЕ ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ СООТНОШЕНИЯ
Распространение радиоволн в условиях свободного
пространства
Распространением радиоволн в свободном пространстве называют такой
идеальный случай распространения, когда отсутствует влияние земли и тропо-
тропосферы. Условия, близкие к свободному пространству, наблюдаются, например,
на космических линиях связи, в отдельные периоды времени на интервалах
РРЛ.
Энергетические соотношения, полученные в условиях свободного пространст-
пространства, являются исходными для расчета радиолиний во всех диапазонах частот.
Мощность сигнала на входе приемника в ваттах
R20, (9.1)
= Рпер Сп
Gnp
(9.2)
*enp
или
Л> пр = ^пер ^пер Snp Чпер ^пр А2 '
где Рпер — мощность передатчика; Вт; Опер — коэффициент усиления передаю-
передающей антенны (по мощности) относительно ненаправленной антенны; т]пер — ко-
коэффициент полезного действия передающего антенно-фидерного тракта; СпР —
коэффициент усиления (по мощности) приемной антенны по отношению к не-
ненаправленному излучателю; т)Пр — коэффициент полезного действия (КПД) при-
приемного антенно-фидерного тракта; X— длина волны; Snep, Snp — действующие
площади антенн; Ro—расстояние между точками передачи и приема.
В формулы (9.1) — (9.2) значения Ro, Я и S подставляются в любых, но
одинаковых единицах. Величину РОпр удобно выражать в децибелах относитель-
относительно ватта, беря 10 lg от обеих частей формулы 9.1:
Р» пр = Рпер + Опер + Gnp + Т)пер + Г|пр + Wo, (9.3)
где Ягчр выражена в децибелах относительно ватта, а остальные величины — в
децибелах; Wo — ослабление в свободном пространстве между ненаправленны-
ненаправленными антеннами — может быть найдено из номограммы на рис. 9.1 или рассчита-
рассчитано по формуле
Иногда в литературе вместо l^o применяется величина Ььо, называемая «ос-
«основными потерями передачи в свободном пространстве»:
i-bo = 20 lg D я R0/k) = - Wo. (9.5)
Ослабление при передаче энергии в свободном пространстве (между выхо-
выходом передатчика и входом приемника)
Здесь все величины даны в децибелах. Близкое понятие — «потери передачи в
свободном пространстве»:
La = Lbo — Gnep — Gnp — Г|пер — *1пр • (9.7J
Распространение радиоволн в реальных условиях
Влияние поверхности земли и тропосферы учитывается так называемым
множителем ослабления поля свободного пространства V (сокращенно — множи-
множителем ослабления).
Основные энергетнчеенне соотношения
223
R0,km
t-5
w6
r8
E
l-
1
|
j-Jfl
%50_
\бО~~~^
¥70
%80
%-90
p100
I
. 1
bzoo
I-J00
\w
%500
t-600
I
-90 Ф
1
-110 Ф
±
i
±
-110-±
1
-130 Щ
1
^40-|
-:
-150 -_
-
-160-_
-170-
Рис. 9.1. Номограмма для
бодном пространстве
f X
' 100-^3
Щ-<
ЫоЩ-
I
?
300%- 1м '
Щ-90
/ ПП ^г~ '
5ОоЩ-
600 Щ-
700%
800 -§Г
900 Ш
МГи, 1000 -р-
I
I
2 Щ;
: 1
: 3 -1-
- ^^- %
L 6%
7 -Щ
- 8 -Щ
h 9 М
Е ю-%
I
1" 10\
± 30 i
определения ослабление
W
70
t
50
W
30
20
-10
-9
- 8
- 7
- 6
и
-5
-4
г 3
~rl
'- 1см
в сво-

224
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
В общем случае формула для расчета мощности сигнала на входе прием-
приемника имеет внд
^np = PonpV2, (9.8)
где Ропр определяется формулами (9.1), (9.2). На практике величину V удобно
выражать в децибелах:
= 20IgV=10Ig(Pnp/P0np).
(9.9)
Ослабление при передаче энергии в реальных уЫовиях (между выходом пе-
передатчика и входом приемника)
^np/Pnep = Gnep'+Gnp+Tlnep + Tlnp + ^o+V, . (9.10)
где Wo определяется по формуле (9.4), а все величины даны в децибелах. «По-
«Потерн передачи» [(в децибелах)
= Lbu — V —Спер — Спр — т)п
пер — 11пр-
(9.11)
Множитель ослабления V зависит от протяженности трассы, длины волны,
высот антенн, рельефа местности, метеорологических параметров тропосферы.
Значение V можно определить как теоретически, так и экспериментально путем
измерения мощности сигнала на входе приемника Рпр (см. (9.9)]. Из-за слож-
сложности и многообразия реальных природных условий практнчески невозможно соз-
создать строгие методы расчета V. С удовлетворительной для практики точностью
пользуются приближенными методами, учитывающими влияние рефракции и
рельефа местности.
9.4. УЧЕТ РЕФРАКЦИИ РАДИОВОЛН
Определение
Рефракцией называется искривление траекторий-волн, обусловленное неод-
неоднородным строением тропосферы. Коэффициент преломления в тропосфере
п = У г х 1 -f- (е+ 1)/2, (9.12)
где относительная диэлектрическая проницаемость воздуха
е =1 + A,552- Ю-4/Г)(Р + 4810 е/Т); (9.13)
Т — температура воздуха по абсолютной шкале: 7=273° С+/° С; Р, е — давле-
давление воздуха н водяных паров гПа A гПа=1 мбар); 8 и л по величине близки
к единице, поэтому чаще пользуются коэффициентом преломления, выраженным
в «Af-единнцах»:
N = (п—1)-106»;[(e—1)/2]. 10е. (9.14)
Основное влияние на рефракцию оказывают вертикальные неоднородности
8, которые характеризуются вертикальным градиентом диэлектрической прони-
проницаемости
g = de/dh
нлн вертикальным градиентом показателя преломления
(9.15)
0,5g, , (9.16)
где h — высота над поверхностью земли. •
В дальнейшем будем пользоваться величиной g. Обычно g принято считать
отрицательным, когда е уменьшается с высотой, и положительным, когда е с
высотой возрастает. Горизонтальные неоднородности е значительно меньше вер-
вертикальных и проявляются чаще всего на границе суши с морем.
Учет рефракции радиоволн
225
Распространение радиоволн на интервалах обычных РРЛ происходит в при-
приземном слое тропосферы толщиной десятки — сотни метров, где метеорологиче-
метеорологические параметры, а следовательно, н g подвержены особенно'сильным временным
н пространственным изменениям вследствие перепадов температуры н влажно-
влажности, вызванных влиянием подстилающей поверхности.
Эквивалентный радиус Земли
Для приближенного учета рефракции вводят понятие"эквивалентного радиу-
радиуса Земли аэ, справедливое прн линейном изменении е с высотой. В действитель-
действительности в тропосфере в среднем е убывает с высотой по экспоненциальному за-
закону. Но для сравнительно тонких слоев, к которым можно отнести приземный
слой, участвующий в переносе энергии на трассах РРЛ, это упрощение допус-
допустимо.
Под величиной аэ понимают такое значение радиуса Земли, прн котором
траектории радиоволн можно считать прямолинейными, причем
аэ = а/A -\-agl2), (9.17)
1де а = 6370 км -?■ геометрический радиус Землн. Прн g=0 aa = a, т. е. рефрак-
рефракция отсутствует. На практике часто применяют понятие коэффициента рефрак-
рефракции
Кэ = аэ/а. ■ ■ (9.18)
Взаимосвязь значений аэ, g н /Сэ показана на рнс. 9.2.
5,0-
4,0:
2,0.
1,5
0,8-
0,7
0,6-
0,5
- 10000
- -15000
■КМ
-25000
- -юооо
8500
6370
5000
--J000
-30 v -20 -10
о
■10
20 х 70~у1/м
Рис. 9.2. Взаимосвязь значений аэ, Кя и g
Виды рефракции
В зависимости от значений g и а3 различают следующие виды рефракции
радиоволн р, тропосфере (рис. 9.3). у ту^щш
8—12

226
Расчет трасе РРЛ прямой видимости
Учет рефракции радиоволн
227
Отрицательная рефракция, или субрефракция, которая наблюдается при
g>0, а3<а, /Сэ< 1. Субрефракция появляется при возрастании влажности возду-
воздуха с высотой, причем наиболее часто осенью нли весной во время утренних
приземных туманов. Она нередко носит местный характер и отмечается на
трассе РРЛ нли ее участке, где имеются низнны и застаивается холодный воз-
воздух.
Положительная рефракция, которая наблюдается при g<0, a3~>a, К»~>1-
Отрицательная
рерращия
i -^- o „-S77~~> Положительная
рефракция
Рис. 9.3. Виды рефракции в тропосфере
Частные случаи положительной-рефракции:
1. Стандартная рефракция при g=—8-10—8 l/м; аэ=8500 км; Лэ—4/3.
Это наиболее распространенный случай рефракции, обусловленный средним со-
состоянием тропосферы. Рефракция, близкая к стандартной, наблюдается чаще
в дневные часы.
2. Повышенная рефракция при g<— 8-10"8 l/м; аэ>8500 км. Наиболее час-
часто отмечается в вечерние, ночные н утренние часы летних месяцев, а иногда в
эти же часы весной или осенью. Причиной возникновения являются температур-
ьые инверсии (увеличение температуры воздуха с высотой) и резкое уменьшение
влажности с высотой, связанные с нагреванием и охлаждением земной поверх-
поверхности, испарением с почвы, сменой теплых и холодных воздушных масс и т.д.
3. Критическая рефракция при §■„=—2/а=—31,4-10~8 1/м; аэ = °°, т. е. тра-
траектория волны концентрична земной поверхности. Условия возникновения те же,
что для повышенной рефракции.
4 Сверхрефракция при g<— 31,4-Ю-8 1/м, а3 принимает отрицательные зна-
значения В этом случае волны преломляются к поверхности земли, отражаются
от иее, снова преломляются и т. Д. Распространение радиоволи при сверхреф-
сверхрефракции называют волноводным, так как оно происходит в пределах тропосфер-
тропосферного волновода Волноводные условия распространения возникают также- при
резких изломах высотного профиля диэлектрической проницаемости воздуха,
вызывающих сильные отражения радиоволн.
Волноводы могут появляться в приземном (приводном) и в приподнятом
слоях воздуха При этом они обнаруживаются как по всей трассе, так и на
отдельных ее участках. Волноводные условия распространения возникают глав-
главным образом над теплыми морями, реже — над сушей, в районах с ровной
подстилающей поверхностью. В южных морских районах в летние месяцы тро-
тропосферные волноводы могут наблюдаться до 30-50% времени, в сухопутных-
А° Несмотря на значительное увеличение дальности связи при волноводном
распространении (сотни километров), это явление не может быть использовано
1
1
В!
|
1
ш
с
S
в-
§■
i
их распре!
м
•■£
татист
и
f
с
I
а
S
0)
г
х
ет
3
а
к
3
V
[етнн
-01
&" -S.
ндартное
ение а,
я X
б
V
я
3 s
5" -^.
Я ~-
Я
РЭ т
« •&
О) , СП
о
а.
У
. Е_
в) ■
о ь
я »
я g
t- 2
<-> 2
1
5 s
V
а.
О
ческнй район
X
н
СО
S
со со
1 1
о о
СО "Э
СО
со 1
1 2
о ™
—I o
Т7
со
1
о
СО
1
1
о
аз
•вропейской терр]
ьский полуостров,
•, Белоруссня *•)
ТС (Архангельска
00
1
О
ю
СО
1
810
1
00
1
о
со
а
э
~5
— 10-И
терри-
Ионы Европейской
X
со
I
О
из"
СО
со
1
7-10
!
со
1
о
ю
00
о
о»
1
j прн-
[ропейской терр!
ласть, Воронежска
я, за нсключениел
;веро-запад I
Р (ETC) (Кол
Прибалтика •
'веро-восток Е
и АССР)
ентральные pai
[И СССР
iro-запад Ее
О^ «О
-
3.S
5 £
00
1
О
U3
U3
^*
СО
1
7-1 О"
1
СО
1
о
1О
СО
СО
о
СО
1
Крас-
, степ-
Поволжья, Дона,
ропольского краев,
со со
! 1-
о о
" to
■ -1-
.00 СО
1 1
910
2-10
'7
00
7 1
1 о
о —.
. о
t~ —.
ю со
| |
а о
'7
ающие
ррито-
рритоги
00
1
о
ао
1
о|-а
7
со
1
СО
1
о
U3
со
1
о
о
7
СО
1
о о
ОС
1
-• о
СО
1
-1 МО"
—610'
X
я
>бласть н прилег:
;а Европейской те
шйской низменное
районы Средней /
Р (Курская об
1нна, Молдави
жих районов)
гепные районы
ipcKoro н Став
районы Крым:
реибургская <
ны юго-восток
СССР
айоны Прикас!
-О е£
рикаспнйские
iOgх ас
3 д X
3 Q.P.
хстана
>ны Южного Каза:
со
1
00
1
5-10
7
СО
1
о
*7*
О)
СО
о
S
X
Южной Снбнри
1
1
00
1
о

СО
1
1
о
о
7
Й ннз-
Западно-Снбнрско
еронскнй п-ов
устынные райе
гепная полоса
тана
зедняя полоса
<
т
СО
1
о
U3
00
1
о
7
00
1
о
Т
СО
I
о
снояр-
1рь (Якутия, Кра
Ю
S
О
«
= Ц
: ffl a
га — х
п S и
о
СО ОС СО СО
о
00
1
9-10
1
СО
1
о
—
00
t--
со
— 8-10-
ые районы
збайкалье [6, 7
а) Пвнбрежн
т
1
О
г
1
о
со
1
» СО 00
1
о
о
Т
со
1
о
о
30
1
о
i
1
3
X
о
?
о
X
б) Континент:
1
о
СО
1
СО
1
о
—
со
30
1
морье, Сахалин
риамурье, Прн
«
1
5-10
7
СО
1
о
—
СО
—710-
пояс Сибири
^арктический
О
но if
X
I
:ть пов!
со
X
о
риморские рай1
С
из
i
i
00
1
о
—
00
т
о
II
•& 1
щ
а
а) Украина
ефра
сть субр
я
ч х
Оз
кое побережье j
б) Чериоморс:
Кавказа
СО
I
О
—
(С
CD
1
-10-10-
1-
= S
S —
оео
52
= 8
U И:
3 S

228
Расчет трасс, РРЛ прямой видимости
для практических целей из-за малой вероятности появления волноводов. Его сле-
следует рассматривать как источник дополнительных замираний или помех на ин-
интервалах РРЛ, работающих на одинаковых или близких частотах.
Эффективный вертикальный градиент диэлектрической
проницаемости воздуха
Для учета нелинейного изменения е с высотой и изменений е по длине
трассы, которые могут наблюдаться в реальных условиях, вводится понятие эф-
эффективного вертикального градиента диэлектрической проницаемости воздуха
£эф [12]. Под величиной £Эф понимают постоянный по высоте градиент е, при
котором напряженность поля в точке приема будет такой же, как н в случае
реального изменения е на трассе. Величина £Эф характеризует сравнительно
плавные изменения диэлектрической проницаемости воздуха.
Статистические распределения значений §Эф различны для разных климати-
климатических районов. Для большинства климатических районов СССР £Эф подчиня-
подчиняется примерно нормальному закону распределения случайных величин со сред-
средним значением £Эф и стандартным отклонением а, причем дисперсия значений
£эф, как правило, существенно больше в летние месяцы. В табл. 9.2 приводятся
значения |?Эф и а для летних и зимних месяцев [2, 33].
Проектирование РРЛ ведется исходя из условий выполнения норм на ка-
качественные показатели линий в наиболее неблагоприятные месяцы. В большин-
большинстве районов СССР — это летнее время. Для некоторых специфических районов
необходима учитывать распределения £Эф и а для других месяцев года (см.
табл. 9.3), так как они могут повлиять на выбор высот антенных опбр или
ухудшить качественные показатели по сравнению с летними месяцами. Напри-
Например, в районе 4 весной и осенью субрефракция наблюдается значительно чаще,
чем летом, поэтому высоты антенных опор должны выбираться с учетом данных
табл. 9.3.
В эксплуатационных условиях по данным приведенным в табл. 9.2 и 9.3.
для заданного климатическою района можно оценить ожидаемые пределы коле-
колебаний качественных показателей РРЛ, определяемых условиями распростране-
распространения радиоволн при наиболее тяжелых и легких л:етсорологичсских условиях.
ТАБЛИЦА 9.3
Дополнительные данные о значениях
и а
Номер района
в соответствии
с табл. 9.2
I
1/м
а, 1/м
Соответствующие
месяцы года
4, включая примор-
приморские ' степные
районы 15а
6
9
11
126
14
156
7 10^8
—7- 1 0~8
-15-10~8
-1G-IO~8
-A0-М2)- !0^Ь
— I5-1U~S
—9 -1 0~~Ь
9,5-10
9-10~8
5,5-10~8
(j .5-1 0~
G-f-R)-lu'~b
6 ■ 1 0~S
8-10~
Март, октябрь, ноябрь
Октябрь—декабрь
Ноябрь—март
Ноябрь—март
Зимние месяцы
Ноябрь—март
Октябрь, ноябрь, март
any) ель
орскими (),jiioii:;Mi! уг.юмно см-паегся полоса идо \ь береижоп лчпнп. в конМ'УЮ
морские бризы. Ориентировочно ширина этой полосы над рониои местностью
13], над средпепересечешюц до 30—50 км, в горной местности (г абсолютными
1U00 м) значи)ельио меньше [13].
проникают ,„и
до 100 км [i3], над срсдпспересечошюц до j
высотами > IU00 м) змачшелыю меньше A3].
Учет рельефа местности
229
0,8
В табл. 9.2 не приводятся значения £эф и а для некоторых южных мор-
морских и приморских районов, пустынь Средней Азии и ряда горных районов. В летиие
месяцы в южных приморских районах преобладает повышенная рефракция, распре-
распределения §Эф во многих случаях аппроксимируются более сложными законами, в гор-
горных же районах отмечается сильная зависимость параметров распределений
£Эф от местных условий
[6, 7]. 1,0
При проектировании ин-
интервалов РРЛ, проходящих в
граничных областях, расчеты
необходимо проводить по ус- 0,9
редненным значениям |?Эф и а.
. Параметры распределе-
распределений £Эф, указанные в табл.
9.2, 9.3, получены при длине
трасс 50—60 км. При изме-
изменении Ro дисперсия а нес-
несколько меняется: незначитель-
незначительно в области повышенной ре- 0,1
фрации и более существенно
в области субрефракции. На
коротких трассах возможно
значительное увеличение а,
так как, в отличие от повы-
повышенной рефракции, субрефрак-
субрефракция более локальна и нередко
носит местный характер. Вследствие этого на коротких интервалах закон рас-
распределения T(g:iil) отличается от нормального. Однако приближенно для упро-
упрощения расчетов можно считать закон распределения нормальным, причем:
1) средний градиент If,,,;, постоянен для всех R^.
2) стандартное отклонение а(^0)~сг при Ro^SO км;
3) при jRo<5O км: в области повышенной рефракции a(Ro)~o; в области
субрефракиин o(Ro) можно определять по формуле
A0-Ю-8+^эф/3,1)
0,6
У
/
/
/
/
/
-
.-
go
Ю 20 30 W
Рис. 9.4. К определению зависимости а от R,
км
l)+a/i/,
(9.19)
(9.20)
«(Ко)
где y =
Kn(Ro)—коэффициент рефракции, соответствующий £эф(-#о). При ,Ro=5O км
K:,(Ro)=Ka. Значения у находят из рис. 9.4, построенного с учетом [21]. При
jRo=S 15 км можно считать у~0 68. Параметры а и §Эф определяются из табл.
9.2, 9.3.
9.5. УЧЕТ РЕЛЬЕФА МЕСТНОСТИ
Профиль трассы
Рельеф местности при расчете и проектировании РРЛ учитывается с по-
помощью профилей интервалов линии.
Профиль трассы отображает вертикальный разрез местности между сосед-
соседними радиорелейными станциями со всеми высотными отметками, включая
строения, лес и т. д. (рис. 9.5). На профиле трассы необходимо указывать вод-
водные поверхности: реки, болота, водохранилища. Построение продольных профи-
профилей осуществляется с помощью топографических карт после предварительного
выбора трассы, Первоначально используют карты масштаба 1 : 100 000 и
1 : 50 000. В дальнейшем отдельные участки трассы, включая критические точки,
места установки станций вблизи населенных пунктов и пр., уточняются по кар-

230
Расчет трасе РРЛ прямой видимости
там более крупного масштаба A :25 000, 1 : 10 000 и т. д.) нлн непосредственно
иа местности. В настоящее время для построения профилей интервалов РРЛ не
пользуется также метод аэрофотосъемки. На практике для удовлетворительных
расчетов трасс точность построения профилен на критических участках должна
быть не хуже ±3 м. В табл. 9.4 указаны возможные средние ошибки в метрах
возникающие из,-за неточности карт различного масштаба. *
Топографическая /гарта
Рис. 9.5. Профиль трассы
^^^
Т
Средние ошибки, обусловленные неточностью карт
ТАБЛИЦА 9.4
Характер
местности
Значение средней ошибки, м.'для масштаба
!*;■; " ■ карты
I Э 10 000 |l ; 25 000 | 1 :[50 000| 1 ; 100 000
Плоско-равнинная
. Г"иннио"холмистая и равнинная за-
Горная, предгорье, песчаные пустыни
Высокогорная
1
2,5
1
2
2,5
5
4
5
10
9
10
20
Учет рельефа местности
231
Для удобства при построении профилей используется параболический мас-
масштаб. Профили строят в прямоугольных координатах, откладывая расстояния
не по дуге окружности, как в действительности, а по оси абсцисс, а высоты —
не по радиусам, а по оси ординат. В этом случае линия, изображающая иа
профиле уровень моря илн другой условный нулевой уровень, от которого от-
считываются все высоты, имеет вид-параболы:
,, / p2/'>n\irt\ ir\ fQ9M
где k=Rt/R0; (9.22J
к—относительная координата заданной точки; Rt — расстояние до текущей точ-
точки.
Обычно .профили трасс РРЛ строят для геометрического радиуса Земли.
Построение профиля пронзводят в следующей последовательиостн (см. рис. 9.5):
1. На топографической карте соединяют прямой линией пункты установки
соседних радиорелейных станций, намеченные в результате проработки трассы
РРЛ.
2. Определяют длину интервала Ro, максимальный перепад высот ДЛ релье-
рельефа местности на трассе и выбирают масштаб для построения профиля. Реко-
Рекомендуемые масштабы высот и расстояиий приведены в табл. 9.5 [4}.
ТАБЛИЦА 9.5
Рекомендуемые масштабы для построения профилей
Я,, км
3
75
100
190
Масштаб расстояний
1 : 100 000
1 : 200 000
1 :250 000
1 : 500 000
Л Л, не более, м
100
250
50
150
450
1 100
70
300
1 000
5 500
400
2 200
5 000
Масштаб высот
500
1000
500
1 000
2 000
4 000
1 000
2 000
4 000
20 000
400
10 000
20 000
3. Наносят линию, изображающую уровень моря (или условный нулевой
уровень), при этом точки определяют по формуле i(9.2l) или по графикам на
рис. 9.6. ■
4. Пользуясь топографическими картами, наносят высотные отметки точек
профиля относительно условного уровня и соединяют их линией.
5. На профиле наносят местные предметы.
6. Зная высоту подъема передающей и приемной антенн Л> н hi, проводят
линию АВ, соединяющую точки расположения передающей антенны А и прием-
приемной антенны В.
Просветом Н называют расстояние между линией АВ и профилем трассы.
Просвет определяют графически' в ' наиболее высокой точке профиля (см. рис
9.5) илн в точке отражения на достаточно ровных трассах (см. § 9.6). Встре-
Встречаются интервалы РРЛ, где необходимо определять два просвета—в наиболее
высокой точке и в точке отражения (рис. 9.7).
Просвет считается: положительным, когда линия АВ нроходит выше наибо-
наиболее высокой точки; отрицательным, когда эта лниия пересекает профиль трас»

232
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
КМ
О 20 U0 60 80 100 1Z0 ПО W 180 М
Рис. 9.6. К построению профиля трассы
II ^^\*
* ^'^>JJ" "уровень
моря ^<t- ^.
В
i 5*
щ
»
Рис. 9.7. Профиль трассы с двумя критическими участками
Учет рельефа местности
233
сы. Если наиболее высокая часть профиля трассы покрыта лесом, то просвет Н
определяется относительно верхушек деревьев, ибо лес для рассматриваемых,
диапазонов волн (см. табл. 9.1) является непрозрачным препятствием.
При определении требований к разрабатываемым радиорелейным системам,
оценке ожидаемых качественных показателей и их эффективности целесообраз-
целесообразно пользоваться не конкретными профилями трасс, а усредненными статистиче-
статистическими данными о рельефе и зависимости просвета от длины трассы и высот под-
подвеса антенн. Часто используемая для этих целей замена реального профиля
гладкой сферой дает ошибочные результаты, особенно в отношении просвета. На
рис. 9.8 показаны значения просветов, ожидаемые .для 50 и 90% трасс, прохо-
проходящих в среднепересеченной местности. О статистике рельефа см. § 9.7, п. 4.
—10
-20
-30
10
Рис. 9.8. Статистическая зависимость просвета от длимы
трассы и высот подвеса антенн:
■ 50% случаев, 90% случаев
Классификация трасс РРЛ
В зависимости от величины просвета Я трассы подразделяются на следую-
следующие:
1. Открытые, для которых Я^гЯо, где Яо — просвет на трассе, при котором
напряженность поля в точке приема Епр равна напряженности поля свободного

234
Расчет трасе РРЛ прямой видимости
Учет рельефа местности
235
пространства £'о. На формирование поля в месте приема- влияет некоторая су-
существенная область пространства, представляющая собой в однородной среде на
трассах РРЛ эллипсоид вращения с фокусами в точках передачи и приема. По-
Поэтому для получения напряженности поля Еа, а соответственно и мощности сиг-
сигнала Ра пр необходима не просто геометрическая видимость, а свободная от за-
затенения зона; На соответствует радиусу минимальной зоны [2]:
//„ = у -^- Ro К к A—к), . (9.23)
где к — относительная координата точки, определяющей просвет на трассе, рас-
рассчитывается по формуле (9.22). Значение Но можно определить из номограммы
рис. 9.9. При Н>Но £пР имеет осциллирующий (интерференционный характер),
т. е. наблюдаются максимумы и минимумы напряженности поля. Минимальная
свободная от затенения зона, обеспечивающая £Пр man называется первой зоной
Френеля. Она имеет радиус Н\ тах = На~[/'~3, называемый радиусом первой зоны
Френеля. Первая и последующие нечетные зоны обеспечивают максимумы на-
напряженности поля, а четные зоны — минимумы [1, 2].
2. Полуоткрытые, для которых Н0>Н>0. При этом £пр<£о, Япр<Л>пр.
3. Закрытые, для которых ЖО, £пр<£о, Рвр<^Рапр-
4. Касательные, для которых Я=0, £пр<Л>> />пр<Яопр- Последние определя-
определяют расстояние прямой видимости #Пр (расстояние до радиогоризонта). Дли
гладкой сферической земной поверхности
где fla определяется по-формуле (9.17), hi; ft2 — высоты антенных опор. При от-
отсутствии рефракции для геометрического радиуса Земли аэ=а=6370 км:
/гпреЗ,57(У/Г1+/Л8). (9.251
При стандартной рефракции (оэ = 8500 км)
#пр да 4,12 (Yh + V~h2) ■ (9-26]
В (9.24) и (9.26) hi и h2 выражены в метрах, а Rup — в километрах.
Влияние рефракции на параметры трассы
Влияние рефракции эквивалентно трансформации профиля трассы и измене-
изменению просвета (рис. 9.10).
а)
Рис. 9.10. Влияние рефракции на параметры трассы
рется в ваттах, а Ло
перТ|пер/Ло. где Ео выражено в милливольтах на метр, если Рпер бе-
- в километрах.

236
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
Расчет множителя ослабления на открытых трассах
237
• g
i
80 90
8?
cs
8?
cm
V
4
f
ч
ч
к-
1
i <^\
_i 5:
\
4;
N
4
-X: -
"И -
4
i
|v
s
г
;
**>
^*
T
ПГ
=f=
>
<§-
1
>
— S
s
4-
*^»
—
—
mm
\
of
* iS
D
£?■
-\о,з
4
ч
s
s
'~^
°^.
s,
4
v
1\
4^
■%
-~ —
ШШ ВМ
s
s
К
Л
s
2
\
3
ч
л
> 7_
X
ч7
__7 ^
•^ Csj
4
л
4;
SB
s
\
\
s
ч
Ц
"V,
■^
■«■
чт
s
^ —
ч
ч
\-
W i -
\^
■^ —J
. V
^^
— —
— _
\ 1
ЧЛ
\\
Чхч
4
V
v>
\
^4
\
s
\
\
>
\
\
\
V
s;
V
4
-U-
a
с
V
>
д
л
3
i
Л
« J
s
s
ч,
4
-4
ч
ч
ч
ч
■»,
■^
■^
^«
s
s
\
Vs
4,
S]
о
>J M\ 1 1
к \ \ 1 I 11
л
Д
V
A
V
\
у
v\
Л
Tttt
к Км\\
\\\
\
ч
S
S
v
4s
s4
1
^>
16 18
-a-
J Гт1^
I
1
1
i
■a
ел *
S;
<
НИЯ
к
V
4
D,
а для о
■ s
s
могра
Рис: 9.1
Условный нулевой уровень на профиле, от которого отсчитываются все высо-
высоты, меняется в соответствии с формулой
yB=(R2o/2a3)K(l—K), (9.27)
где аэ определяется по (9.17), а к — по (9.22). В общем случае изменение про-
просвета учитывается следующим образом1:
Н (g) = Н + Д Н (g) ~ б Н (g), (9.28)
где Н — значение просвета при отсутствии рефракции, определяемое из профиля
трассы;
Л Н (g) = - ( R\l 4) gK\\-K)\ (9.29)
&H(g)—SH*(g) —приращение просвета при изменении g; 8H(g)=0 на открытых
и полуоткрытых интервалах. Пренебрежение этой величиной дает существенные
Ошибки на закрытых протяженных трассах, например при расчете прямого про-
прохождения на РРЛ [см. формулу (9.63) и рис. 9.14 в § 9.7]. Ошибки возрастают
на более длинных волнах (дециметровых, метровых), обладающих большей ди-
дифрагирующей способностью, где допустимыми являются большие отрицатель-
отрицательные значения просвета. Значение AH(g) может быть определено по номограмме
на рис. 9.11.
При g<0 AHr(g)>0, т. е. просвет на трассе увеличивается (см. рис. 9.10а).
При g>0 значение AH(g)<0, т. е. просвет на трассе уменьшается. При этом
наиболее сильно просвет изменяется в середине трассы' (к=0,5). Таким обра-
образом, при изменении метеорологических условий трасса может превращаться из
открытой в закрытую и наоборот.
В отдельных случаях, например при расположении препятствия ближе к ко-
конечным пунктам трассы, при субрефракции возможна весьма существенная
трансформация профиля: изменение формы, размеров препятствия и координаты
вершины, определяющей просвет (см. рис. 9.106).
9.6. РАСЧЕТ МНОЖИТЕЛЯ ОСЛАБЛЕНИЯ НА ОТКРЫТЫХ
ТРАССАХ
Интерференционные формулы
На открытых интервалах радиорелейных линий множитель ослабления имеет
интерференционный характер, так как в точку приема кроме прямой волны могут
приходить одна или несколько волн, отраженных от- земной поверхности (рис.
9.12). Точка отражения определяется равенством углов скольжения 0 между ка-
касательными к профилю в данной точке и прямыми, проведенными из этой точки
в пункты передачи и приема. На практике точки отражения удобно определять по
методу зеркальных отражений: , '
1) проводится предполагаемая отражающая плоскость (на рис. 9.12 ДМ);
2) определяется положение мнимого источника отраженной волны в точке К
по равенству высот АД и ДК;
3) проводится прямая KB; ее пересечение с прямой ДМ определяет поло-
положение точки отражения С, а СВ является траекторией отраженной волны.
В действительности отраженная волна формируется участком земной по-
поверхности, охватывающим точку отражения [2]. Размеры этой зоны, имеющей
форму вытянутого вдоль трассы эллипса, определяют из таблицы в п. 1 на стр. 240
и формул (9.41) и (9.42).
На практике можно встретить интервалы РРЛ с одной (см. рис. 9.12) и с
несколькими точками отражения. Встречаются и такие случаи, когда отражен-
1 Для простоты не iAC пиле ^ффе-к i шшым градиипт диэлектрической проницаемости boj-
духа будем обозначать-через g, опуская индекс «эф.»

238
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
ная волна при некоторых значениях g может экранироваться неровностями
рельефа (см. рис. 9.7). Ее следует учитывать без дополнительного ослабления
Аишъ при условии Hv(g)>Hoi, где Hi(g) и #Oi определяются координатой Ki =
=/?i//?o и рассчитываются по формулам (9.23) и (9.28).
Рис. 9.12. Профиль трассы с одной точкой отражения
Модуль множителя ослабления V рассчитывается по интерференционным
формулам. При наличии q точек отражения
(9.30)
(9.31)
В формулах (9.30), (9.31): Ф — модуль коэффициента отражения от земной по-
поверхности, зависящий от характера рельефа местности и угла скольжения;
0= Я(г)/2#0кA — к); (9.32)
H(g) — просвет на трассе с учетом рефракции; к — относительная координата
точки отражения; у — сдвиг фаз между интерферирующими волнами:
•у = BяД) Д/-+Р = Дт> + Р; (9.33)
Аг-
' = 1,2 ц.
При одной отраженной волне
■разность хода между интерферирующими волнами:
Р — фаза коэффициента отражения.
При малых углах 6 f$«n и
V = У1 + ф2 — 2Ф cos [л/72 (g)/3], .
где p(g)—относительный просвет на трассе при заданном значении g:
Но определяют по (9.23) или по номограмме на рис. 9.9, a AH(g)—по
или по номограмме на рис. 9.11. При p{g) — l, что соответствует H(g)
Лг=Я/6, 1'=1, если Ф=0 или Ф=1; К«1, если 0<Ф<1; К= l±@,12-
если Ф=0,3-=-0,7 (максимальное отличие).
(9.34)
(9.35)
(9.36)
(9.29)
H0 и
-0,15),
Расчет множителя ослабления на открытых трассах
239

240
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
При p(g)>l наблюдается интерференционная картина поля. График зависи-
зависимости V от p(g) приведен на рис. 9.13. Интерференционные максимумы появ-
появляются, если
—1), . ^ (9.37)
где т=1, 2, 3,.. .— номер максимума. В этом случае просветы H(g) соответ-
соответствуют радиусам нечетных зон Френеля ([2], гл. 2). Значение модуля множите-
множителя ослабления в т-м интерференционном максимуме
Vm = 1 + Фт,
где Ф т. — модуль коэффициента отражения для m-го максимума.
Интерференционные минимумы наблюдаются при
(9.38)
• (9.39)
где и=1, 2, 3,.. . — номер минимума. В этом случае просветы H(g) соответ-
соответствуют радиусам четных зон Фрелеля ([2], гл. 2.). Значение модуля множителя
ослабления в я-м минимуме '
Fn=l— Фя, (9.40)
где Фп—модуль коэффициента отражения для л-го минимума. Значение Vn
резко зависит от Ф„, особенно при Ф„-И.
Коэффициент отражения
Из-за сложности и многообразия, природных условий па трассе очень часто
невозможно определить коэффициент отражения Ф достаточно точно. Ориенти-
Ориентировочные средние значения Ф для различных видов отражающих поверхностей,
полученные при углах скольжения 10—30', указаны в табл. 9.6.
Т \ Б Л И Ц
Усредненные значения коэффициентов отражения
№ п/п
1
2
3
4
Вид поверхности
Водная поверхность
Равнина, пойменные луга, солончаки
Ровная лесистая местность
Среднепересеченная лесистая мест-
местность
Ф при длинах воли, см
18—1 5
0,9 9—0,9
0,99—0,8
0,8 —0,6
0,5 -0,3
8 — 7
0,9 5—0 ,8
0,95 — 0,6
0,6 —0,4
0,3 —0,2
5
0 ,85—0,65
0,3—0 ,5
3 — 1 ,5
0,45-0, 2
0,3 —0,1
На одних и тех же интервалах РРЛ даже сравнительно небольшое увели-
увеличение шероховатости отражающей поверхности (волнение воды, наличие травя-
травяного покрова на ровной местности и пр.) может заметно уменьшить коэффици-
коэффициент отражения. Измеренные в различное время года стандартные отклонения ко-
коэффициентов отражения на морских трассах лежат в следующих пределах.
0,5—0,13 па 4,15 ГГц; 0,07—0,13 при / = 6,72 ГГц и 0,06—0,1 при /=18 ГГц.
При расчете значений V приходится пользоваться некоторыми приближенны-
приближенными оценками.
1. При отражении от плоского участка трассы Ф„ можно считать примерно
равным единице, если при к«0,5 (точка отражения лежит в середине трассы)
протяженность такого участка вдоль трассы не меньше следующих значений
Номер интерференционного
минимума
Протяженность плоского
участка трассы X
0,28«0 0,23/?,,
0 . 1
0 , 1 7К0
Расчет множителя ослабления иа открытых трассах
241
При к=5^О,5 значения X уменьшаются и определяются по формуле
(9.41)
Например, при к = 0,1 и га=1 Х = 0,15 Ro-
Максимальная требуемая протяженность плоского участка в перпендикуляр-
перпендикулярном трассе направлении несоизмеримо меньше:
ya>V'R^k/3. . (9.42)
2. Ориентировочно плоским можно считать участок трассы, на котором вы-
высота неровностей земной поверхности Aft; удовлетворяет условию
Aftj sg Д hmax& @,5 -~ 1) Hjy n. (9.43)
3. При отражении от покрытого лесом или пересеченного участка трассы,
где Ahi>Ahmax, можно пользоваться значениями Ф из табл. 9.6, учитывающими
диффузный характер отражения.
4. Если отраженная волна экранируется неровностями земной поверхности,
лесом и строениями npir всех значениях g вплоть до критического g«p =
==—31,4-Ю-8 1/м, т. е. H(gKp)<Ho, то величину Ф можно принимать равной
нулю. В этом случае Н(gKp) и Но определяются координатой вершины экрани-
экранирующего препятствия и рассчитываются по (9.23), (9.28).
5. Если ослабление отраженной волны обусловлено диаграммой направлен-
направленности антенн (за счет углов al = H/nR0 и а2 = #/ЯоA—к), см. рис. 9.12), то £то
эквивалентно уменьшению коэффициента отражения:
Фэ = Ф В, (9.44)
где 201gB = F(a); F(a) дБ—суммарное ослабление из-за направленности ан-
антенн; /-"(a) =fnep'(a,)+/;'np(a2). Значения fnep(ai) и Fnp(a2) определяются из
диаграмм направленности антенн. Например, если F(a)=—6 дБ, то 6 = 0,5 и
Фэ = 0,5Ф.
6. Если отражающая поверхность выпуклая и гладкая, то
Ф х D, ■ (9.45)
*дс D— коэффициент расходимости, учитывающий уменьшение модуля коэффи-
коэффициента отражения из-за расхождения пучка волн при отражении от сфериче-
сферической поверхности земли. Коэффициент расходимости с учетом геометрии трассы
рассчитывается по формуле [1]
D
1
+ 32 к2 A—кJ Л у, 1-Н;
в интерференционных минимумах
Dn = 1 : у
где l =
1 + 13,1
— кJ
I2 [р @) - Убп\
4а А A —к)
<x = Ay/H0;
(9.46)
(9.47)
(9.48)
г и Ау — хорда и высота сегмента аппроксимирующей сферы, определяющие ра-
радиус этой сферы (см. рис. 9.12). При определении D хорду г можно выбирать
примерно равной размеру отражающей области вдоль трассы X, указанному в
Таблице на стр. 240 и формуле (9.41). После определения точки отражения на
профиле трассы проводятся высота Ау и хорда г, которая откладывается как
расстояние между точками пересечения препятствия с линией, параллельной АВ.
Величина Ау находится непосредственно из профиля трассы.
Формула (9.47) справедлива при значениях />@), /, к и л, дающих положи-
положительное значение подкоренного выражения. Иногда при расчете оказывается, что
Dn>]. Это соответствует отражению от вогнутой поверхности, которая получа-
получается из выпуклой вследствие трансформации профиля при уменьшении g. В та-

242
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
Расчет ослабления на полуотнрытых н закрытых трассах
243
ккх случаях имеется не расходимость, а, наоборот, сходимость отраженных
волн, т. е. отраженные волны могут фокусироваться, что увеличивает коэффици-
коэффициент отражения. Однако для простоты расчетои приближенно можно принимать
£)„«1. (Расчет V на открытой трассе приведен в § 9.17, пример 1.)
Частотная селективность
Изменения множителя ослабления на интервале, обусловленные интерферен-
интерференционными явлениями, носят селективный (избирательный) характер, выражаю-
выражающийся в том, что прн передаче сигналов происходит неравномерное ослабление
амплитуд различных составляющих спектра.
Амплитуда колебания несущей частоты f при попадании в я-й минимум бу-
будет ослаблена по сравнению с амплитудой колебаний частот /±Af, где А[— по-
полоса частот передаваемых сигналов, в q раз, причем
q=Vt(±Af)IVf,
(9.49)
где ^=1-фп; V,(:±Д/) = У1 +<D2n-2<DncosДу;
Ду — сдвиг фаз между прямой и отраженной волнами из-за разности хода Аг и
разницы частот Af;
Д у = 2я/с Д f А г;
с — скорость света и вакууме, равная 3-108 м/с. Приближенно
где п = Д г/к;
относительный частотный сдвиг
6 = А///;
(9.50)
(9.51), (9.52)
(9.53J
Дг определяется по (9.34).
Избирательный характер V выражен тем сильнее, чем больше коэффициент
отражения, чем больше номер интерференционного минимума (т. е. больше про-
просвет), чем шире полоса передаваемых частот, и при прочих равных условиях
выражен сильнее на более коротких волнах.
Пример. Оценим величину q для я=1 и я=3 при Aif=20 МГц, f=4 ГГц,
Ф„=0,99. Соответственно £==5-10~3. По (9.51) найдем, что прн я=1 q^3,3
A0 дБ), а при я=3 9=10 B0 дБ).
Таким образом, прн большом коэффициенте отражения и сравнительно ши-
широкой полосе частот передаваемых сигналов различие в значениях множителя
ослабления для колебаний несущей и боковых частот получается заметным даже
для первого интерференционного минимума. При попадании в более далекие ми-
минимумы (например, на интервалах РРЛ с большими просветами) возможно
уменьшение амплитуд отдельных составляющих спектра до уровня, меньшего,
чем пороговый уровень, что приведет к появлению нелинейных искажений.
9.7. РАСЧЕТ МНОЖИТЕЛЯ ОСЛАБЛЕНИЯ
НА ПОЛУОТКРЫТЫХ И ЗАКРЫТЫХ ТРАССАХ
Аппроксимация препятствий. На полуоткрытых и закрытых интервалах РРЛ
множитель ослабления имеет монотонный характер, обусловленный процессом
дифракции радиоволи, т. е. огибанием ими земной поверхности.
Множитель ослабления с учетом реального рельефа местности рассчитыва-
рассчитывается с помощью приближенных методов. Они основаны на результатах работ
В. А. Фока по теории дифракции радиоволн с учетом аппроксимации реальных
препятствий на трассе сферами, радиус которых определяется конкретным видом
препятствия [1, 2]. Профиль закрытой трассы с препятствием, аппроксимирован-
аппроксимированным сферой, приведен на рис. 9.14.
При аппроксимации препятствий определяется параметр ц, характеризующий
радиус кривизны препятствия и зависящий от высоты Ау и хорды г сегмента
аппроксимирующей сферы. Эти величины определяются следующим образом:
1. На закрытых трассах из точек передачи и приема А и В проводятся ка-
касательные АС и ВС к профилю трассы (см. рис. 9.14). Точки касания D и М
соединяются прямой линией, которая принимается равной г. В общем случае
ДМ 'не параллельна АВ. Величина Ау определяется из профиля трассы как рас-
расстояние между вершиной препятствия и хордой г. При этом должно выполнять-
выполняться условие Ау^Но, где Но определяется по (9.23).
Рис. 9.14. К определению множителя ослабления на полуоткрытых и
закрытых трассах
2. На полуоткрытых трассах и трассах с малым закрытием, когда построе-
построения по п. 1 дают Ау<Н0, г определяется из профиля трассы как расстояние
между точками пересечения препятствия с лниией, параллельной АВ и отстоя-
шей от вершины на величину Ау=Н0. В длинноволновой части дециметрового
диапазона и на метровых волнах по формуле (9.23) необходимо рассчитать кон-
контур минимальной существенной зоны и построить его относительно прямой АВ.
Хорда г определяется как расстояние между точками пересечения контура с
профилем трассы, а Ау — как расстояние между вершиной препятствия и хор-
хордой г (см. рис. 9.84 и пример 4 в § 9.17).
3. После определения г н Ау по (9.48) вычисляются значения I и а.
Трассы с одним препятствием. При К^—C5-МО) дБ модуль множителя
ослабления V дБ можно рассчитать по приближеиной формуле
К, [!-
(9.54)
где Ко дБ —значение модуля множителя ослабления на касательной трассе
(#=0) —определяется по графику на рис. 9.13 в зависимости от параметра ц
ИПРИ/7(£)=0.
Значение у, с учетом геометрических характеристик трассы определяется
произведением [2]:
(9.55)
(9.56)
к]; (9.57)
-к)/4Я0; d=/2/4aK(l-K); (9,58); (9.59J
п а*/3 У к* A — к)*/Р;

244
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
Расчет ослабления на полуоткрытых и закрытых трассах
245
CM
с?
см
b
4
00»
mm
у
«и*
^*
ШШЛ
1
—*
—■
/
•**
***
—
—
ко
ей
mm*
ШШ
л
X*
с
/
!
1.
\
\
/
■
/
/
—^
\
__^
\
\
\
>
/
/
t
\
/
/
1
/ J
/
\'
2 >
V
i / // # Л1
//////
' / / F / 1
N\i\\
j I \M
/ /i / !/i/
T
A
1
/
~£_
1
\
x
f\
\ s.
с
^^
/
/
m\
'V\\
j
t
z
11@,93):
m^
/
/
* с
/
\
t-j
a
5-
I-
у
I-*- 0 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1,
uc. 9.15, Номограмма для определения ц0
■L
flA(gh K]= i/ {1~2A~K!_^!^(?i]-у?+!гЛ+A(g)]} •>(960>
i*(g)=0,511ip@) + Ap(g)]/|ig[l-dAp(g)]; р@) = Я/Я„ (9.61); (9.62)
где Я определяется из профиля трассы при g = 0.
На рис. 9.15 приведена номограмма для определения Цо в зависимости от
а и I, a на рис. 9.16 — графики для определения функции F[(A(g), к] в зави-
Л(£) и к.
1,8
l,b
1,4
V
10
\
\
\
\
-7,0 -0/ -0,6 -0,4 -0,2
-1,0 -0,8 -0,6 -0,4 -0,1
Рис 9.16. График для определения Рис. 9.17. График для определения
F[/1(g).K] . F[.A «,.;)]
р(е) =
Для закрытых трасс
H + AH(g)-6H(g)
Ap(g)]F[.4(g)],
(9.63)
где 6H(g)—высота точки С над препятствием при данном значении g (см.
рис. 9.14);
F \A (g)\ — [2/A (g)] [У I + A (g) — 1]. (9.64)
График для определения f[^4(g)] приведен на рис. 9.17.
При расчетах V следует иметь в виду следующее: ,
1. Для приближенных оценок V на интервалах РРЛ средней протяженности
во многих случаях можно воспользоваться графиком на рис. 9.13, полагая
F|71i(g)] = 1, \i(g)^\ н считая \1ящ,о, так как поправочные функции F[A(g), к]
и fp(g)] до некоторой степени действуют взаимно компенсирующе. Этими
функциями нельзя пренебречь на закрытых протяженных интервалах РРЛ, при
больших значениях а, р@), Ap(g).
2- li(§) учитывает трансформацию формы и размеров препятствия только
для тех случаев, когда при изменении g определяющее влияние на величину V
оказывает то же препятствие. На практике встречаются случаи, когда при изме-
изменении g из-за сильного отличия формы препятствия от сферической доминирую-
доминирующим окажется другое или одновременно два препятствия (см. рис. 9.10 и 9.45).
Это происходит из-за того, что при понижении рефракции увеличивается влия-
влияние рельефа местности в средней части трассы, а при повышении рефракции —
иа краях. В таких случаях при расчете' V(g) необходимо перестраивать про-

546
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
Расчет ослабления на полуоткрытых и закрытых трассах
247
<филь трассы для соответствующего значения g с учетом (9.27). Из этого про-
профиля для доминирующего препятствия определяются значения величин к, H(g)
■с учетом 6H(g), r, Ay и по (9.56) или номограмме на рис. 9.15 определяется
Ио~М- Более точно для этого случая значение ц рассчитывается по (9.134).
3. Для гладкой сферы ц удобно рассчитывать по формуле
-7,5
(9.65)
где аэ определяется по (9.17), а высоты ht и Лг показаны на рис. 9.14.
4. При оценке эффективности радиорелейных систем по усредненным пара-
параметрам трасс можно воспользоваться медианными значениями ц0 для среднепе-
ресеченной местности, полученными в результате статистической обработки ре-
реальных интервалов РРЛ (рис. 9.18).
5. Формула (9.54) дает наибольшие ошибки в области глубокой тени при
JI-+O и ц,-»-оо. На рис. 9.13 приведена зависимость V от p(g) для полуоткры-
полуоткрытых и закрытых трасс при различных значенних ц, построенная• по более точ-
точным формулам В. А. Фока [2], [1]. При значениях p(g)<l величина V моно-
монотонно убывает при уменьшении p(g) приблизительно по экспоненциальному за-
закону, который нарушается при ц-»-0 н
[д.-*-оо. Скорость убывания V наимень-
наименьшая, если ц-»-оо (трасса с клиновид-
клиновидными препятствиями), и наибольшая,
когда ц->0 (плоские трассы).
Пример расчета V на закрытой
трассе дан в § 9.17 (пример 1).
Трасса с несколькими препятствия-
препятствиями. При наличии на трассе двух или
нескольких препятствий с' различным
взаимным расположением достаточно
строго рассчитать множитель ослабле-
ослабления чрезвычайно трудно, так как необ-
необходимо решить задачу о дифракции
радиоволн на этих препятствиях. Ни-
Ниже приводятся приближенные соотно-
соотношения.
При расчете необходимо учиты-
учитывать следующее:
1. Два или несколько препятст-
препятствии, близко расположенных друг от
друга, могут быть приняты за одно
эквивалентное. а значения Я и г
находятся из профиля интервала:
а) г определяется касательными к профилю препятствия и равно расстоянию
между точками касания, если при этом оказывается, что Ау^Н0;
б) если Д</<#о, то первоначально от точки пересечения касательных откла-
откладывается отрезок Д</=//0, а затем проводится линия, параллельная АВ, опреде-
определяющая хорду г (рис. 9.19).
2. При наличии препятствий различной высоты АЛ< (рис. 9.20) влиянием
низкого препятствия можно пренебречь, если' выполняются условия
Просвет Н'о на участке % определяется по формуле
1,1
/
/
/
f
у
/
f-
/
/
/
у*
э—
f
«
S
10 ГГц
Рис. 9.18. Зависимость медианного значе-
значения Мо от частоты для средиепересечеиной
местности
-R^k^I-Kj). (9.67)
где «Л =i/?,/#2, Hi просвет на участке ' Rt, определяемый касательной к препят-
препятствию 2 в наиболее высокой точке (см. рис. 9.20). Значения R в (9.66) под-
•ставляются в километрах, а Н — в метрах. При расчете должно выполняться
наиболее жесткое из условий (9.66).
3. Если два препятствия удалены друг от друга (см. рис. 9.20), то прибли-
приближенно можно считать, что суммарное значение множителя ослабления в деци-
децибелах
V « / (#0, #1( #2) (Уг + V2), (9.68I
где Vi, V2 — значения множителя ослабления, дБ, для каждого препятствия при
отсутствии другого препятствия. Они рассчитываются так же, как и для трасс е
одним препятствием.
i^———#—
«1
«о
Рис. 9.19. Аппроксимация нескольких препятствий одним
эквивалентом
Величина f(R0, Rt, Rz) определяет взаимное влияние препятствий:
/(#„.
=-^ 18 12/0
(9.691
где р0 — параметр, учитывающий геометрическое расположение препятствий на-
трассе;
р0 = arc sin VR0 (R2 — R1)/Ri (Ro — #i).
Значения f(R0, Rt, R2) можно определить по графику на рис. 9.21.
2-е препятствие
v
Рис. 9.20. Профиль трассы с двумя удаленными препятст-
препятствиями

248
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
Формулой (9.68) следует пользоваться на касательных и закрытых трассах,
т. е. при #(g)=s:0 и одновременном выполнении следующих условий:
1) высота каждого препятствия А/ц (см. рис. 9.20) над впадиной между
препятствиями должна быть больше величины Но для- каждого препятствия;
2) расстояние между препятствиями таково, что f(R0, Ri, R2)^s0fi5. 'Если
f(Ro, Rt, У?г)<0,65, то препятствия можно принять за одно эквивалентное.
100
X
«MX N X
60
50
40
30
20
10
X
V 4
s;
X
\Л
V
X"
\
<*
v
ч
\
4
ч
\
VIS
*t
■ K%
X-?
\
\
TX
t
л
\
Ix.
x
N
\
X
4
v
Hi/Hi
3 4 5 б
10
.Lev
ZO JO 40 5060 80 100
Рис. 9.21. К определению результирующего ослабления на
:рассе с двуил препятствиями
Описанная приближенная методика расчета была экспериментально провере-
проверена в диапазоне суммарного ослабления —6н—B5-Н35) дБ.
При наличии на трассе большего количества препятствий дать простые рас-
расчетные формулы затруднительно. Решения для этих случаев см. в работе [5. 12].
Горные трассы. Основная черта горного рельефа — сильная изрезанность,
приводящая к большим перепадам высот на сравнительно небольших расстоя-
расстояниях. Поэтому радиус кривизны отдельных препятствий (вершин гор, гребней,
хребтов) в большинстве случаев значительно меньше радиуса Земли, часто не
более нескольких сотен метров [5]. Хребты с резкими склонами могут быть ап-
аппроксимированы клиновидными препятствиями, если выполняются условия:
<8-10-2/?1^2//?0Я(§). (9.71); (9.72)
Обозначения величин указаны на рис. 9.22. Значения H(g) вычисляются по
формуле (9.28), но в большинстве практических случаев для горного рельефа
величиной 6H(g) можно пренебречь, так как [#|>6#(g).
Для клиновидных препятствий значения V дБ могут быть, определены из
рис. 9.13 по кривой ц-*-оо. В области глубокой тени .(«<—1)
V = 0,225/ — и, (9.73)
или в децибелах V = — 13 — 20 Ig ( — и), (9.74)
где u =
-к) = 0,82 p{g).
(9.75)
Расчет ослабления на полуоткрытых и закрытых трассах
249
На некоторых трассах могут быть два или более горных хребтов, каждый
из которых можно аппроксимировать клиновидным препятствием. При наличии
двух препятствий расчет модуля V производится следующим образом:
1. На касательной трассе — по формуле (9.68) при условии, что V\ и Уг=
==-6 дБ.
2. На закрытой трассе при м1J<—1 по методу [5]:
V=V1V2, или в децибелах V = Vt+ V2, (9.76); (9.77)
где Vt и V'i определяются по формулам (9.73), (9.74) при условии, что
= Нг (g)
и2 = Н2 (g) /2 Ro/X
R2) Ra
a
(9.78); (9.79)
Обозначения величин указаны на рис. 9.23. При этом прямая А'В проводит-
проводится из точки А', которая является точкой пересечения прямой АА' и линии, соеди-
соединяющей вершины( препятствий; Hi(g) и H2(g) определяются по (9.28) при
bH(g)=Q соответственно для трасс длиной (Ri+Rz) и Ro.
2-е препятствие
И
Рис. 9.22. К определению формы препят-
препятствия
Рис. 9.23. К расчету дифракционного ос-
ослабления на двух клиновидных препят-
препятствиях
3. Если местность между хребтами достаточно ровная (см. § 9.6), то воз-
возможно появление отраженных от земной поверхности волн (пунктирные линии
на рис. 9.23). С учетом отражений «
V=V1V2M1M2MS, (9.80)
где Mi, tA% Мз — модули интерференционных множителей на участках Ri, R2,
R3. Значения этих величин можно определить по методике, изложенной в § 9.6,
с той разницей, что в формулу для разности хода между прямой и отраженной
волнами следует подставлять длины соответствующих участков, считая точками
передачи и приема либо вершины препятствий, либо корреспондирующие точки.
•При Ф«1 и благоприятных геометрических соотношениях, когда фазы всех волн
в точке приема одинаковы, за счет отражения возможно существенное увели-
увеличение уровня сигнала. Так, при Mi = M2=M3 = 2 (интерференционные максиму-
максимумы) результирующее значение V возрастет в 8 раз A8 дБ). Это явление созда-
создает эффект «усиления», обусловленный клиновидным препятствием.
В тех случаях, когда условия (9.71), (9.72) не выполняются, гребни гор
нельзя считать клиновидными препятствиями. Для расчета можно воспользо-

250
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
ваться методом аппроксимации препятствия несколькими поглощающими па-
параллельными полуплоскостями [5]. В большинстве случаев достаточно трех та-
таких полуплоскостей (рис. 9.24). Расчет сводится к определению V на закрытой
трассе АВ с тремя клиновидными препятствиями (в общем случае с п клино-
клиновидными препятствиями).
Полуплоскости ■
1-я
3-я
Рис. 9.24. К расчету дифрак-
дифракционного ослабления иа гор-
горных препятствиях сложной
формы
При этом
или в децибелах,
3
(9.81}
(9.825
где Vu К2, К3 определяются по формулам (9.73), (9.74) при условии, что:
«1 = Нх (g) /2 (*! + *,)/**!*,; (9.83)
(9-84)
' (9.85)
Щ. = Нг (g)
Обозначения величин указаны иа рис. 9.24. Hi, #2, Н$ определяются из
профиля трассы, a H{(g), H2(g) и H3(g) вычисляются по (9.28) при 6#(g) = 0;
Vi и Кз учитывают ослабление, которое было бы вызвано боковыми полуплос-
полуплоскостями A-й и 3-й), если бы точка приема находилась на вершине средней
полуплоскости в точке С; Кг — множитель ослабления доминирующей по высо-
высоте полуплоскости при условии, что точки приема и передачи А, В подняты в
точки А' и В', которые являются точками пересечения вертикалей АА' и ВВ' и
линий, соединяющих вершину среднего препятствия (в общем случае — домини-
доминирующего по высоте препятствия) с вершинами 1-й и 3-й полуплоскостей. *
Методика определения V, изложенная в § 9.7, справедлива, если расстояние
от антенны до наиболее высокой точки профиля трассы
Rmtn> E-*-ЮN«А . ' (9-86>
где Ь — максимальный размер антенны.
Расчет уровней сигнала иа интервалах РРЛ
251
9.8. РАСЧЕТ УРОВНЕЙ СИГНАЛА НА ИНТЕРВАЛАХ РРЛ
Уровни сигнала иа интервалах РРЛ рассчитываются по формуле (9.8) с
учетом значений V, определяемых в § 9.6, 9.7. При проектировании РРЛ в обя-
обязательном порядке рассчитываются: 1) средние мощности сигнала на входах,
приемников всех интервалов линии Р„р (точнее, мощности при среднем значе-
значении градиента g); 2) мощности сигнала на входах приемников, не превышаемые-
в течение 20% времени любого месяца, ЯПр B0%).
Средний уровень сигнала иа интервалах РРЛ, измеряемый в дневные часьь
(с 10 до 14 час), является важным параметром, обязательным для реализации!
как при настройке РРЛ, так и в эксплуатационных условиях. Он позволяет оце-
оценить точность юстировки антенн, состояние антенио-волноводиого тракта и со-
соответствие его ослабления нормативным параметрам, правильность исходного-
профиля трассы. Кроме тогр, знание и поддержание в заданных пределах сред-
среднего и порогового (Япр.пор) уровней сигнала позволяют в эксплуатационных ус-
условиях сохранить заложенный в аппаратуре энергетический запас на замираниж
сигнала, характеризуемый отношением
10]2(Япр/Япрпор)=-Кпор.
(9.87)
Средний уровень сигнала определяет также среднюю мощность шума в ка-
каналах РРЛ, которая по существу должна являться сдаточным параметром!
РРЛ при настройке линии и контрольным — в условиях эксплуатации; РПр
B0%) рассчитывается для определения нормируемой величины мощности шума
в каналах линии, превышаемой в течение 20% времени наихудшего (любого)
месяца и характеризующей выполнение рекомендаций МККР (см. гл. 7). Дл»
определения соответствия этой норме на реальных РРЛ требуются длительные
измерения в разное время суток.
Средняя мощность сигнала иа входе приемника данного интервала линии
*пр — м> пр V ,
(9.88)
ослабления при
где Яопр — определяется по (9.1); Р —значение множителя
средней рефракции, т. е. при g—g, которое определяют по (9.35) или из гра-
графика на рис. 9.13 по значениям параметра ц для данного интервала [см. (9.55),
(9.56) и рпс. 9.15] н относительному просвету
p(g-) = H/H0 + AHUJ)/H0; (9.89)
#о и AH(g) рассчитывают по формулам (9.23), (9.29) или по номограммам и*
рис.- 9.9, 9.11. Величину Рпр удобно выражать в децибелах относительно ватта:
= ^пер + Опер + Gnp + %ер + Лпр +
(9.90)
где Ядер дано в децибелах относительно ватта, остальные величины в право*
части —в децибелах, a Wo определяется по формуле (9.4) или номограмме на
рис. 9.1. . 4
Среднее напряжение сигнала на входе приемника при согласовании его-
входного сопротивления С волновым сопротивлением фидера W
i= V Пт
,w.
-np»" (9.91)
Мощность сигнала на входе приемника, не превышаемая в течение 20%
времени,
(9.92)
или в децибелах относительно ватта
■Рпр B0%) = Рпер + Опер + Gnp + ткер + т)пр + Wa + V B0о/0), , (9.93)
где КB0%)—значение множителя ослабления, ие падающее ниже в течение
20% времени месяца.

252
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
На слабопересеченных интервалах РРЛ и пересеченных интервалах с отно-
относительно небольшими просветами в большинстве случаев значения У B0%) оп-
определяются статистикой замираний, обусловленной изменениями градиента g.
В этом случае значение V B0) можно оценить с помощью рис. 9.13 по извест-
известному параметру (х для данного интервала и значению p[gB0%)].
Для упрощения расчетов вместо значения gB0%) можно использовать гра-
градиент, превышаемый в течение 16% времени, т. е.
g. B0%) asg + a; (9.94)
Р [g B0%)] « р (g+ а) = Н/Но + Д Н (g + а)/Н0, (9.95)
где а — стандартное отклонение статистического распределения значений g, оп-
определяемое по табл. 9.2, 9.3.
На пересеченных трассах с большими просветами значения V _B0%) опреде-
определяются в основном статистикой замираний, обусловленных влиянием волн, от-
отраженных от подстилающей поверхности и неоднородностей тропосферы. В этом
случае значения V B0%) определяются по усредненным экспериментальным дан-
данным, приведенным в табл. 9.7.
ТАБЛИЦА 9,7
Значения VB0%) в децибелах
Ra, км
2 ГГц
4-6 ГГц
3(Г
40
50
60
-1 .2
—2
3
—J
-A
. 5-2)
B,5-3)
C,5-4)
D,3-3)
8-11 ГГц
B-3)
•C,2-4)
-D,3-5)
Цифры, приведенные в скобках, соответствуют значениям V B0%), полу-
полученным в центре ETC (меньшее по абсолютной величине ослабление) и в южных
районах, начиная от степной полосы ETC (большее ослабление).
ддВт
ШпВт'' A00пВт) (ШЮг.Вп) @,01мкВт)(Ц!мкВт)ЦпкВт) (ЮтВт)
Рис. 9.25. Зависимость Р„р, дБПт, от Рпр, Вт
Замирания сигиала на интервалах РРЛ
253
В сомнительных случаях целесообразно оценить К B0%) двумя способами-
по градиенту g B0%) и из табл. 9.7. При расчете Рпр B0%) учитывается наи-
наибольшее (по абсолютной величине) ослабление V B0%).
Если нужно рассчитать уровни сигнала на интервалах РРЛ при любом дру-
го.ч значении градиента диэлектрической проницаемости воздуха, необходимо
пользоваться формулой (9.8), подставляя соответствующие значения множителя
ослабления (см. пример 1 в § 9.17). Для удобства расчетов на рис. 9-25 по-
построена зависимость Р,,р в дБВт от Рпр в Вт.
9.9. ЗАМИРАНИЯ СИГНАЛА НА ИНТЕРВАЛАХ РРЛ
Общие сведения о замираниях
Замирания сигнала возникают в отдельные моменты времени, когда значе-
значения множителя ослабления становятся весьма малыми.
Причиной замираний является изменение во времени метеорологических ус-
условий на трассе РРЛ, приводящее к изменению вертикального градиента ди-
диэлектрической проницаемости воздуха (см. § 9.4), возникновению слоев в тропо-
тропосфере с резким изменением диэлектрической проницаемости воздуха, появлению
■осадков.
Глубина замираний обычно характеризуется мгновенным значением
| V\ дБ. Наиболее глубокие замирания на интервалах РРЛ, обусловленные пер-
первыми двумя факторами, чаще всего отмечаются в вечерние, ночные и утренние
часы летних месяцев, а в некоторых районах — в эти же часы весной или
осенью. Наибольшее количество глубоких замираний наблюдается в морских,
приморских и равнинных районах.
На интервалах РРЛ возможны различные типы замираний.
Рефракционные замирания из-за экранирующего влияния
препятствий
Эти замирания обусловлены уменьшением просвета на трассе при субреф-
субрефракции (g>0) и попаданием приемной антенны в область глубокой тени при
p(g)<§:l (см. рис. 9.13). Такие замирания сравнительно медленные, имеют сла-
слабую частотную зависимость и происходят практически одновременно во всех
стволах радиорелейной системы, работающей в одном частотном диапазоне.
Рис. 9.2fi. Субрсфракционные замирания. Сухопутная средиепересеченна^ трасса на Украине:
Ло—55 км, Н = +6 м,
'—3,7 ГГц. Частотный разнос между стволами Д/=58 МГц

254
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
Зависимость глубины замираний от параметров трасс определяется форму-
формулами i(9.54) — (9.68) и рис. 9.13 § 9.7. Пример записи уровней сигнала при суб-
субрефракции приведен на рис. 9.26.
Рефракционные замирания интерференционного типа
Эти замирания обусловлены увеличением просвета на трассе при повышен-
повышенной рефлекции (g<— 8-10-,8 1/м) и попаданием приемной антенны в интерфе-
интерференционные минимумы, появляющиеся в результате взаимодействия прямой вол-
волны и волн, отраженных от земйой поверхности (см. § 9.6).
Интерференционные замирания имеют быстрый характер, их средняя дли-
длительность при глубине порядка 35—25 дБ составляет секунды — десятки секунд.
Они частотно-селективны. Глубокие замирания наблюдаются неодновременно в
высокочастотных стволах радиорелейной системы (см. рис. 9.27).
Зависимость глубины замираний от параметров трасс характеризуется фор-
формулами (9.30) — (9.36) § 9.6.
Замирания сигнала на 'Интервалах РРЛ
255
Рис. 9.27. Интерференционные замирания. Морская трасса;
Яо=39 км, #=+43 м, /=3,7 ГГц. Частотный разное между соседними стволами А/—58 .МГц
Интерференционные замирания из-за отражений от слоистых
неоднородностей тропосферы
Замирания этого типа обусловлены интерференцией прямой волны и волн,
отраженных от слоистых неоднородностей тропосферы (рис. 9.28а), и попадани-
попаданием приемной антенны в интерференционные минимумы. К этому типу можно
отнести также интерференционные замирания из-за многолучевого распростра-
распространения в тропосферных волноводах (рис. 9.286).
Такие замирания аналогичны замираниям, показанным на рис. 9.27. Они
также частотно-селективны, в большинстве случаев носят самый быстрый харак-
характер, так как вследствие непрерывного изменения высоты отражающих слоев, их
интенсивности Де и наклона меняются фазовые и амплитудные соотношения
приходящих волн. При глубине 25—35 дБ средняя длительность замираний со-
составляет секунды — доли секунд.
Отличительной чертой замираний в тропосферных волноводах является то,
что в большинстве случаев они наблюдаются при высоком среднем уровне енг-
кала Р>+6 дБ (К>2), так как напряженность поля в волноводе убывает
медленно /(обратно пропорционально 1/ Ro).
По результатам экспериментов глубокие интерференционные замирания из-за
отражении от слоистых неоднородностей тропосферы на волнах длиннее 12
15 см на сухопутных интервалах РРЛ наблюдаются сравнительно редко. По ме-
Рис. 9.28. Отражение радиоволн от слоистых неоднородностей тропосферы (а) и многолуче-
многолучевое распространение в тропосферном приземном- волноводе (б)
ре укорочения длины волны количество таких замираний возрастает и во многих
случаях они определяют суммарную продолжительность замираний. На морских
трассах влияние слоистых неоднородностей тропосферы отмечается даже на мет-
метровых волнах.
Замирания из-за экранирующего влияния слоистых
неоднородностей тропосферы
Эти замирания обусловлены ослаблением радиоволн при прохождении через
слоистые неоднородности тропосферы, когда большая часть энергии отражается
и лишь небольшая часть достигает точки приема (рис. 9.29).
Рис. 9.29. Экранирующее действие
слоистых неоднородностей тропо-
тропосферы
Характер замираний специфичен: большие ослабления уровня сигнала даже
на десятки децибел A0—30) могут отмечаться в течение длительного времени,
доходящего до нескольких часов. Иногда они сопровождаются быстрыми флук-
туациями сигнала относительно среднего уровня (рис. 9.30). По-видимому, та-
такие флуктуации вызываются не только потерей энергии волны, но и дополни-
дополнительной интерференцией прямой волны и волн, отраженных от других неодно-
неоднородностей тропосферы (рис. 9.29).
Замирания практически коррелированы в пределах одного частотного диапа-
диапазона и наблюдаются одновременно во всех стволах радиорелейной системы. Их
глубина увеличивается с увеличением протяженности интервала, перепада высот
между приемной и передающей антеннами (по крайней мере, до 1°) и с укоро-
укорочением длины волны.
На интервалах РРЛ протяженностью 50—60 км такие замирания наблю-
наблюдаются как правило, в морских районах [12, 16], а на более протяженных
трассах — также в горных районах [5, 17]. Этот тип замираний изучен сравни-
сравнительно слабо.

256
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
Замирания сигнала иа интервалах РРЛ
257
Время, ч
Рис. 9.30. Замирания из-за экранирующего влияния слоистых иеоднородностей тропосферы.
Смешанная трасса (море, суша):
Я0=б1 км, Я —+ 11 м, / = 3,7 ГГц. Перепад высот между приемной и передающей антеннами
227 м. Отражение от подстилающей поверхности отсутствует
Замирания из-за влияния диаграмм направленности антенн
Эти замирания обусловлены вариациями углов выхода и прихода радиоволн,
вызванными случайными изменениями условий рефракции. Они существенны при
достаточно узких диаграммах направленности антенн, так как по эксперимен-
экспериментальным данным на интервалах РРЛ средней длины изменения углов в верти-
вертикальной „плоскости не превышают ±0,5° в течение 99,9% времени наихудшего
месяца, максимальные значения ±0,75°. В горизонтальной плоскости вариации
углов прихода примерно в 4—5 раз меньше, исключение составляют интервалы
РРЛ на границах раздела сред (суша — море и т. д.) (см. список литературы
к [12, 21]). Вариации углов выхода и прихода радиоволн содержат сравни-
сравнительно медленную компоненту, обусловленную, изменениями g и быстро меняю-
меняющуюся компоненту, связанную со слоистой структурой тропосферы.
В реальных условиях влияние углов прихода может усугубляться из-за не-
неточности юстировки остронаправленных антенн, а также тепловой и ветровой
деформативности антенных опор. На практике влияние диаграмм направленно-
направленности антенн в наихудшие месяцы становится существенным при коэффициентах
усиления порядка 45 дБ [ширина диаграммы по половинной мощности ~0,9°—
—0,8°, т. е. ± @,45°—0,4°)].
Характер замираний специфичен: на пересеченных открытых интервалах РРЛ
при применении перископических антенн с номинальным усилением 45 дБ и вы-
высоте антенных опор 60—100 м наблюдались медленно меняющиеся ослабления
среднего уровня сигнала до —A0—20) дБ, которые сохранялись в течение дли-
длительного времени, иногда до нескольких часов (рис. 9.31) [19]. Такие ослабле-
ослабления не отмечались иа аналогичных пересеченных трассах, оборудованных менее
направленными антеннами.
Эти замирания частотно-коррелированы, наблюдаются в основном одновре-
одновременно во всех стволах радиорелейной системы (см. рис. 9.31). Они эквивалент-
эквивалентны «потере усиления» антенн в отдельные периоды времени.
Затирания этого типа ограничивают использование остронаправленных ан-
антенн с усилением G^45 дБ. Пределы применимости этих антенн в зависимости
от длины трасс, климатических условий, высот и типа антенных опор требуют
изучения.
Замирания из-за ослабления сигнала гидрометеорами
Эти замирания вызваны ослаблением электромагнитной энергии вследствие
рассеяния частицами гидрометсоров (дождь, туман, снег, град и т. д.) и не-
резонансиого поглощения ее в самих частицах. Рассеяние и поглощение зависят
э
fcu
I
Я s
и
9—12

258
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
Замирания сигнала на интервалах РРЛ
259
от состояния гидрометеоров (жидкие или твердые), размеров капельных обра-
образований, интенсивности осадков, их температуры, длины волиы сигнала.
Замирания из-за ослабления сигнала в осадках — медленные (рис. 9.32). Они
частотно-коррелированы и наблюдаются одновременно во всех стволах радио-
радиорелейной системы, работающей в одном частотном диапазоне.
РРС-2
РРС-1
Рис. 9.32. Замирания из-за ослабления в дожде:
вверху — ослабление в дожде, внизу — наблюдаемая интенсивность дождя в пунктах приема
(РРС-1) и передачи (РРС-2).
Среднепересечеииая покрытая лесом трасса в центре ETC:
Но-35,5 км. Я=+66 м, /=12,3 ГГц
Множитель ослабления V, дБ, при распространении радиоволн в зоне осад-
осадков определяется по формуле
У= — 7«эФ. или V= — 7эфЯо. (9.96); (9.97)
где Y ~~ коэффициент ослабления, дБ/км; Яаф — эффективная длина трассы, км,
на которой коэффициент ослабления примерно постоянен и равен у; уа$ — ко-
коэффициент ослабления y> определяемый для эффективной интенсивности осад-
осадков, которую можно считать равномерно распределенной по длине трассы R$.
ТАБЛИЦА 9.8
Значения поправочных коэффициентов для расчета
ослабления в дожде'
Интенсивность
дождя, мм/ч
2,5
12,5
50
f. ГГц
60
24
9,4
3
60
24
9,4
3
60
24
9,4
3
0°С
0,87
0,85
0,82
2,02
0,9
0,83
0,64
2,03
0,94
0,84
0,82
2,01
10°С
0,95
0,99
1 ,01
1 ,4
0,96
0,96
0,88
1 .4
0,98
0,95
0,87
1 ,4
30°С
1,03
0,92
0,82
0,70 "
1 ,02
0,93
0,9
0,7
1
0,95
1 ,99
0,7
1 При температуре 18°С поправочный коэффициент для
всех приведенных частот равен 1.
Эффективные параметры учитывают интегральное воздействие осадко»
вдоль интервала РРЛ [24].
Коэффициент ослабления в дожде различной интенсивности при темпера-
температуре 18°С определяется из рис. 9.33 [22]. Интенсивность дождя / оценивается
в мм/ч, причем условно считается, что слабый дождь — это осадки с интенсив-
интенсивностью A—5) мм/ч, умеренный—E—20) мм/ч, сильный—B0—40) мм/ч, лив-
ливни—t более 40 мм/ч.
^ Рас. 9.33. Номограмма для определения коэффициента
ослабления в дожде
Прн расчете ослабления в дожде при других температурах следует умно-
умножить значения Y нз Рис- 9.33 на поправочные коэффициенты, указанные в
табл. 9.8.
При больших интенснвностях дождей появляется' зависимость у от вида
поляризации из-за отклонения формы капель дождя от сферической (происхо-
(происходит расплющивание капель). Этот эффект возрастает с увеличением /. Нав-
большее ослабление наблюдается прн горизонтальной поляризации. По экспе-
9'

260
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
Замирания сигнала иа интервалах РРЛ
261
риментальным данным значения у, дБ, при горизонтальной поляризации на
10—25% больше, чем при вертикальной [22]. Коэффициенты ослабления на
рнс. 9.33 ближе к результатам, получаемым при вертикальной поляризации.
Коэффициент ослабления в сухом сиеге и граде значительно меньше, чем
в дожде той же интенсивности, из-за меньшей величины диэлектрической про-
яицаемости твердых частиц (для воды е«80, для льда е = 2-4-3).
В табл. 9.9 приведены рассчитанные значения коэффициентов ослабления
■в сухом снеге при сильном снегопаде интенсивностью 10 мм/ч и соответствую-
соответствующие значения у для дождя той же интенсивности.
ТАБЛИЦА 9.9
Сравнительная оценка коэффициентов ослабления для сухого снега и дождя
f. ГГц
у, дБ/км для
сухого снега
ДОЖДЯ
8
0.0067
0,085
11
0,0107
0,24
15
0,02
0.5
18
0.0312
0.78
■25
0,0362
1,5
35
0.281
2,6
Эксперименты показывают, что при /<50 ГГц влиянием сухого снега мож-
можно пренебречь. На более высоких частотах отмечены значительные ослабления
в сухом снеге [22]. В ряде случаев наблюдались также заметные ослабления
при граде даже на частоте 2 ГГц, но в течение не более 0,001% времени [22].
Коэффициент ослабления в мокром сиеге в среднем примерно такой же,
как и в дожде равной интенсивности. В отдельные периоды времени при воз-
возникновении крупных мокрых хлопьев значения Y Для мокрого снега оказыва-
оказываются в 5—10 раз большими, при этом наиболее вероятные значения умс =
= D-6)уд [12].
Эксперименты показывают, что во многих климатических районах, в том
числе 'в центральных областях ETC, при f<20 ГГц вероятность появления глу-
глубоких замираний из-за ослабления в мокром снеге, отмечаемая в самые небла-
неблагоприятные месяцы, значительно меньше, чем из-за дождей [24, 12]. В Японии,
например, это различие составляет 7 раз [12].
Коэффициент, ослабления в туманах и облаках [22]
у = keM,
(9.98)
где М — количество жидкой воды в единице объема (водность), г/м3; ke — ко-
ДБ'М3
эффициент ослабления на единицу водности, . Зависимость ke от часто-
км-г
ты для диапазона температур —8-.—Ь20°С приведена иа рис. 9.34. Наиболее
распространенные значения М приведены в табл. 9.10.
Коэффициент ослабления при ледяных частицах значительно меньше, чем
при жидких.
Иногда вместо водности тумана используют понятие оптической видимости.
При этом в сильном тумане дальность видимости меньше 50 м, в умеренном —
50—500 м, в слабом — 500—1000 м. Соотношения между видимостью и водно-
водностью показаны на рис. 9.35.
Эффективная длина трассы Яя$ зависит от неравномерности выпадения-
осадков на трассе, а также от угла, под которым волна проходит через зону
осадков. Чаще трассы обычных РРЛ горизонтальны, поэтому направление рас-
распространения волны перпендикулярно потоку осадков. В этом случае Ra опре-
определяется в основном их неравномерностью, которая зависит от климатических
условий, типа осадков, их интенсивности.
(дВ
1
т
ч
1
1
/кп
/
?!
ч~
1
)/(г
/
//
У/
А
с2
А,
7
)
/
* /
/ ,
/
'/
/
-s°c
-о°с
-ю°с
;го°с
/
1 /
/
у^
^**
Г
и
т
Сведения о пространственной неравномерности снегопадов в литературе
отсутствуют. Горизонтальная протяженность туманов достигает нескольких со-
теи километров при вертикальной протяженности до тысячи метров. Слоистые
облака имеют горизонтальную протяженность до 1000 км, а кучевые — до 10 км.
Вертикальная протяженность облаков — до 10 км. Учитывая эти размеры, для
облаков и туманов можно считать, что Яф^Я
3
г
1
0,5
0,2
0,1
0,05
0,03
\
s
Водносгт
\
ч
\
\
i
s
s
S
s
\
\
-
s
V
\
\
10
20 30 W 50
Рис. 9.34. К определению коэффи-
коэффициента ослабления в туманах и об-
облаках. По осн ординат отложены
значения к„
I
0,5
Oft
ИЗ
0,1
0,1<t
< /т W 30 кп 506070 100 200м
Рис. 9.35. Зависимость водности тумана от
оптической видимости
Имеющиеся в литературе количественные данные о. неравномерности дож-
дождей весьма различны, а систематизация их затруднена, так как не существует
единого метода получения и оценки этих характеристик. Приведем некоторые
усредненные данные о размерах дождевых зон (очагов), полученные радио-
радиолокационными и метеорологическими измерениями для климатических условий,
близких СССР (по делению МККР для 2-го района) [2, 12, 23]:
ТАБЛИЦА 9.10
Характеристики облаков и туманов
Состояние
частиц
Капельно-жидкне или водяные
<f>O°C)
Смешанные.' ледяные кристаллы
а переохлажденные капли воды
<fs£O°C)
Ледяные или кристаллические
<~(S£-4O°C)
Туманы
0,3—1, изредка
до 1,7
0.02—0,3
-
а)
б)
в)
М, г/м«
Облака
Пернсто-слонстые, высокосло*
истые, слоисто-дождевые:
0,05—0,25
редко до 1,2—1,5; .
кучевые
0,1—2;
мощно-кучевые до 10
0,02—0,2
0,02

262
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
1. Слабые дожди G<5 мм/ч) имеют значительные горизонтальные протя-
протяженности, так как образуются внутри устойчивых воздушных масс. В этом
случае |/?Эф~^о-
2. Дожди средней интенсивности (до 20 мм/ч), выпадающие из слоистых,
фронтальных облаков (обложные дожди), могут иметь горизонтальную протя-
протяженность до нескольких сотен километров. В этом случае также |/?Эф«йо.
3. Дожди интенсивностью 25—30 мм/ч ориентировочно имеют протяжен-
протяженность 10—20 км. В этом случае в зависимости от длины трассы'#Эф§Яо.
4. Ливневые дожди G^40 мм/ч) отличаются наибольшей неравномерно-
неравномерностью. По данным США (штаты Колорадо, Огайо, Нью-Джерси) и СССР (Ук-
(Украина) средние протяженности ливневых очагов составляют 7—8 км. В отдель-
отдельных случаях (несколько процентов общего количества) они достигают 15—20 км.
По данным, полученным во Франции, средний диаметр очагов дождя с иитеи-
снвиостью /^ (80-Н120) мм/ч составляет 2,75—2,55 км. При этом отмечается
сильная пространственная и временная неравномерность интенсивности дождей
в пределах очага дождя, а иногда на длине интервала РРЛ возникают два
очага и более. По результатам измерений в Канаде, например, расстояние между
очагами дождя распределено по рэлеевскому закону со средним значением
29 км [23]. Эти факторы меняют величину 7?Эф, поэтому квазимгновенные зна-
значения Яэф для дождей одной и той же интенсивности имеют значительные раз-
различия. Более надежные для прогнозирования значения ЯЭф (или уэф) могут
быть получены на основании статистических данных (см., например, рис. 9.55).
Имеющиеся экспериментальные и теоретические данные показывают, что в
большинстве климатических районов замираниями сигнала из-за ослабления
в дождях можно пренебречь на частотах ниже 6 ГГц. На РРЛ, оборудованных
аппаратурой, имеющей запас на замирания не менее 25—30 дБ, ослабление в
дождях оказывает заметное влияние на частотах порядка 8 ГГц и является
определяющим на частотах выше 10 ГГц.
Замирания из-за поглощения в газах
Из газов, входящих в состав тропосферы, поглощение вызывают кислород
и водяной пар. Поглощение обусловлено взаимодействием падающего поля
волны и молекул газов, обладающих электрическим и магнитным моментами.
Поглощение в газах имеет селективный характер и достигает максимума при
совпадении частоты воздействующего поля с собственными частотами колеба-
колебаний молекул.
Глубина замираний из-за поглощения в газах рассчитываетси по формуле
(9.96). Коэффициент поглощения у для кислорода при давлении 1013 гПа и
температуре 20°С и водяного пара с удельной влажностью 7,5 г/м3 определя-
определяется из рис. 9.36 [20].
Эксперименты и расчеты показывают, что поглощением в кислороде, и во-
водяном паре можно пренебречь на частотах, меньших примерно 15 ГГц
(Vl дБ).
Замирания из-за ослабления сигнала в песчаных
■ пыльных бурях
Песчаные и пыльные облака и бури иа территории СССР наблюдаются
чаще всего в юго-восточных областях ETC, Средней Азии и южных районах
Казахстана. Сильные пыльные ветры, сопровождающие интенсивные суховеи,,
встречаются также на Северном Кавказе, в Приазовских степях, иа Украине.
В наиболее тяжелых случаях пыльные бури захватывают десятки и даже
сотии километров, поднимаясь вверх иа несколько сотен метров и уменьшая
видимость до значения менее 10 м. Средние размеры частиц песка и глиняной
пыли составляют 0,015 и 0,008 см соответственно [23].
Связь между уровнем шумов иа выходе РРЛ и множителями ослабления
263
Эксперименты показали, что иа частоте 10 ГГц при плотности частиц
10~5 г/см3 (соответствует оптической видимости ~ 10 м) коэффициент ослаб-
ослабления для песчаных облаков составляет 0,1 дБ/км, а для глиняной пыли
~0,4 дБ/км: В отдельных случаях возможны и большие ослабления [22]. Этот
вопрос требует дальнейшего изучения.
А: 10
В'1
20
г
50
5
100
10
200
350
ГГц
Рис. 9.3В. Зависимость коэффициента поглощения для
кислорода О2 и водяных паров Н2О от частоты:
А — шкала для Ог и Н2О при />10 ГГц; В — шкала
для О2 при 7<10 ГГц
Однако можно полагать, что в диапазоне частот РРЛ при реально суще-
существующих запасах аппаратуры на замирания' сигнала влиинием этих факторов
можно пренебречь.
9.10. СВЯЗЬ МЕЖДУ УРОВНЕМ ШУМОВ НА ВЫХОДЕ РРЛ
И МНОЖИТЕЛЯМИ ОСЛАБЛЕНИЯ НА ЕЕ ИНТЕРВАЛАХ
Изменения множителя ослабления на интервалах РРЛ во время замира-
замираний, а также корреляция (взаимосвязь) замираний на различных интервалах
линии имеют случайный характер. Они определяют случайные изменения Рш
и (UmlUcJ в каналах РРЛ.
Мгновенные значении V иа различных интервалах линии имеют слабую
корреляцию. Глубокие замирания (V<Cl), наблюдаемые в течение малых про-
процентов времени, можно считать статистически независимыми, т. е. практически
неодновременными на разных интервалах. В этом случае при расчетах пола-

264
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
гают, что в даииый момент происходит замирание сигнала иа /-м интервале,
в то время как иа остальных (JV—1) интервалах линии V«l.
Передача по РРЛ сигналов многоканальной телефонии с частотной моду-
модуляцией и частотным разделением каналов. В общем случае мгновенная псофо-
метрическая мощность шумов в канале ТЧ на конце линии определя-
определяется как
Связь между уровнем шумов на выходе РРЛ и множителями ослабления
265
N
JV—1
+ 2 Ршл , +
1=1
Рш.т t о
+ Р
ш.,j
ЛГ-1
~г ш.н ] ~г
ш.м i о
"•" 1
ш.м j>
(9.99)
где N — число интервалов линии.
N
1. тРш.гр.тр+ 2 Pm.ni — мощность тепловых и нелинейных шумов, не за-
зависящих от уровня сигнала и определяемых групповым трактом, приемопере-
приемопередающей аппаратурой, aHTeHHO-*BOflHOBOflHbiM трактом и др. (см. § 8.1);
2. Рш.тго — мощность тепловых шумов при отсутствии замираний иа i-u
интервале РРЛ (точнее, при средней рефракции). Определяется по формуле
(8.7) или (9.100) при Pnpi и Vf (см. § 9.8). В большинстве случаев Р«ж1.
3. Рш.т; — мощность тепловых шумов иа /-м интервале, где в даииый мо-
момент происходит замирание сигнала:
Р ш .т j = M Rl]l^i V2], (9.100)
где Рш.т; выражена в пиковаттах; /f0; — протяженность ;-го интервала РРЛ,
км; V; — множитель ослабления на ;-м интервале; t]j — произведение коэффи-
коэффициентов полезного действия фидеров передающей и приемной аитеии иа j-tt
интервале; М — коэффициент, зависящий от электрических параметров аппара-
аппаратуры и антенн, пВт/км2
М = 6,4-10"
K kn
■Р" ( ^
Опр \ А/к
(9.101$
где Рдер дана в ваттах; Я — в метрах; AFK — в герцах. Значения величии пш,
AFK, кп, Рп, А/к, Fk указаны-в § 8.1.
4. Рш.шго — мощность нелинейных шумов на i-м интервале при среднем
отношении помеха/сигнал, обусловленная воздействием мешающих сигналов,
как возникающих внутри РРЛ (например, из-за приема с обратного направ-
направления), так и приходящих от внешних источников помех. Определяется при
средней рефракции (см. § 8.3).
5. Pm.ni — мощность нелинейных (интерференционных) шумов, обусловленных
влиянием помех на ;'-м интервале, где в данный момент происходит замирание.
При воздействии одной помехи (при нескольких независимых источниках
помех мощности нелинейных шумов суммируются)
Р„
(9.102}
j выражена в пиковаттах;
<p)Fnep(a,
(9.103}
хТф — безразмерный коэффициент ослабления помехи при передаче сигналов
телефонии (в общем случае — функция), зависящий от характеристик полезно-
го и мешающего сигналов, а также от разности несущих частот полезного и
мешающего сигналов. Значения хТф указаны в § 9.11 (см. также рис. 9.77)
[8]; Рпр.м, Ропр.м — мощности мешающего сигнала на входе приемника /-го
интервала соответственно в реальных условиях и в условиях свободного про-
пространства. Значения Ропр.м и РОпр; определяются по формуле (9.1), причем
Ропр; вычисляется на интервале Raj, а Ропр.м — на интервале RM между источ-
источником помех и точкой приема; VM — множитель ослабления напряженности
поля мешающего сигнала на интервале 7?м; /7пер(а, <р)—значение нормирован-
нормированной диаграммы направленности передающей антенны мешающей станции по
мощности, определяемое в зависимости от углов а и <р, соответствующих от-
отклонению оси основного лепестка антенны в горизонтальной и вертикальной
плоскостях от линии, соединяющей точку приема с источником помех; Fnp(a, <p)—
значение нормированной диаграммы направленности приемной антенны; D —
коэффициент поляризационной защиты, определяющей дополнительное ослабле-
ослабление уровня мешающего сигнала из-за различия в поляризациях полезного и
мешающего сигналов;
6. Рш.н; — мощность нелинейных (переходных) шумов, вносимая j-u интер-
интервалом линии из-за многолучевого распространения радиоволн и зависящая от
соотношения амплитуд интерферирующих воли, времени запаздывания между
ними, емкости системы и параметров канала. Расчетные формулы для частных
случаев приводятся в [8, 25].
При двухлучевом распространении радиоволи и интерференции двух воли
с близкими амплитудами, например прямой волны и волны, отраженной от сла-
слабопересеченной поверхности земли,
(9.104)
Ршя j « В [Л у* Ф,- A - Ф*) sin y,/V)}2,
где Рш.н; даиа в пиковаттах; Ф;- — модуль коэффициента отражения от земной
поверхности на уи интервале; Ау;- — сдвиг фаз между интерферирующими вол-
волнами из-за запаздывания отраженной волны — определяется по формуле (9.33);
В, пВт, — коэффициент, определяемый параметрами системы:
В ~ Ю» Pep f£^ 4 Рпр (FK) У, (а)
(9.105)
(9.106)
где Рср в мВт, AFK, к2п, AF=Fmax—Fmin, у2(а) см. в (8.7); А/Эф — эффектив-
эффективная девиация частоты многоканальным сообщением: Д/эф=А/к10 ' ср, где Рср
дано в дБмО; рПр(/7к) —коэффициент предыскажений на частоте FK; FK, AfK,
Р„р см. в (8.7).
Формула (9.104) учитывает только нелинейности второго порядка, дающие
наибольший вклад в мощность переходных шумов. Формулы, учитывающие
нелинейности как второго, так и третьего порядков, приведены в [8].
Количественные соотношения величии Рш.т; и Рш.н; в условиях глубоких
замираний см. иа рис. 9.37. В отличие от Рш.т;, мощность Рш.н; достигает мак-
максимума не строго в интерференционном минимуме при у=Bп—1) тс, а вблизи
него; Рш.н; возрастает с увеличением коэффициентов отражения (а соответ-
соответственно и глубины замираний), с увеличением просвета иа трассе (т. е. номера
интерференционного минимума, в который попадает точка приема), с увеличе-
увеличением емкости системы; Рш.н; может оказаться сравнимой по величине с Ршт.1,
и даже превышать ее иа плоских сухопутных, приморских и морских интерва-
интервалах РРЛ, чаще с большими просветами, при Vj< — C0-^35) дБ и емкостя си-
системы более 1000 каналов ТЧ [8, 12, 21, 25].
Передача по РРЛ телевизионных сигналов. В этом случае общая формула
для расчета мгновенного значения квадрата отношения эффективного напря-

266
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
ження шума к размаху сигнала (Um/Up.cJ в зависимости от V в условиях
замираний записывается с учетом (8.26) по аналогии с (9.99) прн Рш.и}=0.
В этом случае
(Um/Up^j=T(Ryi]jV2j)i (9.107)
где коэффициент Т, 1/км2, зависящий от электрических параметров аппарату-
аппаратуры, определяется формулой
Т = 2,1 • 10~7
(Fmax\
А/с /
Вв
(9.108)
где Fmax — верхняя граница полосы пропускания видеоканала, МГц; Afc —
девиация частоты передатчика, соответствующая сигналу изображения (раз-
(размах), МГц; обычно А/с = 5,6 МГц (полный размах 8 МГц); В„из — внзометри-
ческнй коэффициент (коэффициент «взвешивания»), учитывающий особенности
восприятия глазом помех, вызванных тепловыми шумами (с учетом восстанав-
восстанавливающего контура): Ввиз« 1,56-10—2; остальные обозначения в (9.108) такве
же, как н в (9.101);
(VmlUp/uj * хтв ( Рпрм/Рпр}), (9.109)
где Рирм/Pupj определяется по формуле (9.103); хтв — безразмерный коэффи-
коэффициент ослабления помехи прн передаче телевизионных сигналов. Если мешаю-
мешающим является сигнал ТВ, т. е.
ТВ-»-ТВ, то по экспериментальным
данным для канала яркости хтв«
«5-Ю-3 (—23 дБ).
Формулы (9.99) —(9.109) могут
быть использованы не только для
расчета мгновенных значений Рш и
(Um/Up.cJ в каналах РРЛ, но также
для оценки среднеминутных значе-
значений мощности шума. Прн этом необ-
необходимо ввести поправки. По резуль-
результатам экспериментов, проведенных
в СССР, в диапазоне 4—6 ГГц по-
статистике за летний месяц средне-
мннутная мощность шума, вносимая
интервалом длиной 40—60 км при
V.fw — C0-^35) дБ, в большинстве
случаев меньше квазнмгновенной
мощности шума не более чем на
2—3 дБ. По результатам, получен-
> -гО -2° -1
1бО'Bп-1)
Рис. 9.37. Мощность тепловых и нелиней-
нелинейных шумов в верхнем канале системы:
JVK-=1920 каналов ТЧ; Д/к-140 кГц; Рк ср-
13 дБм; М-2,45 ■ 10-3 («Восход») [1];
П-—4 ДБ; Но-50 км прн V=—30 дБ (Ф=
-0,97)
ным в Японии в диапазоне 6 ГГц, эта поправка составляет примерно 2 дБ (по-
(поправочный, коэффициент ~0,64); по результатам, полученным в Даинн, на ча-
частоте 13,5—15 ГГц прн i/?o=45 км и V=—C0-М0) дБ — соответственно 2—4 дБ.
Минимально допустимое значение множителя ослабления
267
9.11. МИНИМАЛЬНО ДОПУСТИМОЕ ЗНАЧЕНИЕ
МНОЖИТЕЛЯ ОСЛАБЛЕНИЯ
Минимально допустимым значением множителя ослабления называется та-
такое значение V,- mln на /-м интервале, при котором Рш илн (Um/Up.cJ в кана-
канале на конце линии равны максимально допустимым значениям Рт тех и
(£W£/p.cJm<ix, определяемым рекомендациями МККР (или другими приняты-
принятыми нормами) для малых процентов времени. Значение |Vjmin| соответствует
необходимому энергетическому запасу аппаратуры на замирания сигнала.
Строго определить V;- min с учетом всех составляющих РШ; в формуле
(9.99) затруднительно.
Расчет для общего случая с учетом помех, возникающих
только внутри РРЛ
Передача сигналов многоканальной телефонии. В общем случае с учетом
помех, возникающих только внутри РРЛ, имеем
Vjmin тф » Ю lg
°шт i о ~г "шм i о ~г °шм I о
р р
ш.т max ш.м/"
ш.н/
(9.110)
где V; тгп Тф дано в децибелах.
1- Ап.т.я) [см. формулу (9.100) или (8.7)].
2. Ршл max — максимально допустимое значение мощности тепловых шумов.
При нормируемом МККР средиеминутиом значении Рштах = 47 500 пВт
Рш.г max = 4750°-Лп.п; ОЛЩ
Рт.п. пВт, — постоянная мощность шума, точнее, все составляющие мощности
шума, которые не зависят или почти не зависят от уровней сигнала на интер-
интервалах РРЛ [см. формулы (9.99) и (8.6)]. В большинстве случаев следует считать
«40 000 пВт.
(9.112)
В настоящей методике прн определении Vmin тф не учитывается поправка
в 2—3 дБ на отличие среднеминутной мощности шума от квазимгновенной (см.
§ 9.10). Эта величина рассматривается как некоторый дополнительный запас
на замирания сигнала.
3. Ап.мго, Pm.aio — мощности нелинейных шумов, обусловленных приемом
мешающих сигналов с обратного направления и обратным излучением антенн
соседней РРС (рис. 9.38). Этн помехи возникают при двухчастотном плане
построения РРЛ, когда на антенну А вместе с полезным^сигналом с напряжен-
напряженностью поля £Пр приходят мешающие сигналы .Епр.мг и*£Пр.м1. При определе-
определении Vj min помеха £Пр.м1, а соответственно и Лп.м;о влияют только при раз-
разных высотах подвеса основной и мешающей аитени (на рис. 9.38 С и Д), когда
замирания полезного и мешающего сигналов на /-м интервале ROi можно счи-
считать практически неодновременными. (О величине разноса антенн см. в §_9.13.)
Значения Рш.мго и' Лп.м;о определяют по формуле (9.102) при Vs и VM, где
/ соответствует интервалу 7?Oi, a i — интервалу Ra2 на рис. 9.38. В большин-
большинстве случаев V,- и VM да 1.
При расчете Рш.мго и Рш.м;о можно принять следующие значения хТф, вычис-
вычисленные для рассматриваемых условий при загрузке —13 дБмО [8] [см. также
<9.77)]:
Число каналов
210 '
120
5-10
300
—3
710
600
—3
ю-2
1920
4. Лп.м; — мощность нелинейных шумов, обусловленных деполяризацией
радиоволн и появлением мешающей кросс-поляризациониой компоненты сигна-

268
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
ла. Явление деполяризации (поворот плоскости поляризации) наблюдается при
многолучевом распространении радиоволн в неоднородной тропосфере и зоне
осадков [27]. г -г г
Влияние этих факторов на величину V, mm необходимо учитывать в си-
системах, использующих поляризационную защиту для дополнительной развязки
С
а-
Рис. 9.38. Возникновение вза-
взаимных помех из-за обратного
излучения антенн и приема
антенной с обратного на-
направления при двухчастот-
иом плане построения РРЛ
между стволами, работающими иа близких частотах, например в многостволь-
многоствольных РРЛ, когда соседняе стволы, имеющие сравнительно небольшой частотный
разнос Af=28 МГц, работают иа ортогональных поляризациях; PmMj рассчи-
рассчитывают по формуле (9.102),
(9.113)
Dj — коэффициент деполяризацяи на /-м интервале РРЛ.
При определении D, необходимо учитывать следующее:
а) При распространении радиоволн в неоднородной тропосфере Dj возра-
возрастает с увеличением Ro, f и глубины замираний полезного сигнала. При расчете
Dj по результатам экспериментов, полученных в СССР, приближенно можно
считать, что на трассах длиной #0>30 км при применении аитеии типа АДЭ
D} ж - 0,6 Vj-27 дБ, (9Л14)
где Dj, Vj даны в децибелах; V,«V;mjn без учета деполяризации, определяет-
определяется по формуле (9.120) нлн (9.121).
Статистическое-распределение коэффициента деполяризации за летний месяц
при разном частотном сдвиге Д/ между основным и кросс-поляризованным сиг-
сигналами см. иа рис. 9.39.
При расчете Рш.м} величина хтф должна определяться с учетом сдвига час-
частотных спектров полезного и мешающего сигналов, а также дополнительного
ослаблеиия мешающего сигнала фильтрами приемника [8]. При Z)j-»-l @ дБ)
получить расчетные аналитические выражения для хтф затруднительно. Целесо-
Целесообразно пользоваться экспериментальными данными.
б) При распространении радиоволн в зоне дождей по результатам экспе-
экспериментов на интервалах РРЛ с малым углом возвышения при линейной поля-
поляризации [21, 27]
;_12 — 30 lg/— Vi. i
где Dj, Vj даиы в децибелах, a f — в гигагерцах; Vs:
ляризации. Формула (9.115) справедлива при
— 15 дБ> 10 > — 40 дБ;
4 ГГц < /
Dj < 0 ДБ
20 ГГц;
Vjmin без учета депо-
депо(9.116)
Ммнимально допустимое значение множителя ослаблеиия
269
Зависимость Dj от длины трассы иа данном этапе ие учитывается, так
как в настоящее время этот вопрос изучен слабо. По отдельным эксперимен-
экспериментальным данным при Яо<Ю км Dj несколько возрастает при уменьшении Ro
и его значение больше, чем на более протяженных трассах [27].
дБ
-36
-32
-28
-2k
-20
-16
-11
-8
-т
0
■В
Т(П)
§- С§- §5" ^ ^ If
Рис. 9.39. Распределение коэффициента деполяризации за летний месяц. Приморская средне-
пересеченная трасса в Прибалтике: Д0 = 55,7 км, /=3,7 ГГц, антенны типа АДЭ-5:
Д/=0, основная поляризация вертикальная; Д/=28 МГц, основная поля-
поляризация горизонтальная
В формуле (9.110) предполагается, что значения £ш.т^ -и Рш.м5- коррели-
рованы во времени, так как эксперименты показывают, что замирания сигнала-
основной и кросс-поляризованной компонент в большинстве случаев происходят
одновременно [27]. При сравнительно малой разности частот полезного и ме-
мешающего сигналов Af«28 МГц, соответствующей в многоствольных РРЛ сдви-
сдвигу частот между ближайшими стволами, работающими иа ортогональных поля-
поляризациях, картина существенно йе меняется.
Во всех случаях деполяризация радиоволн приведет к увеличению Vj m,n,
т. е. к уменьшению энергетического запаса системы на замирания сигнала. По
результатам экспериментов эффект деполяризации из-за дождей является опре-
определяющим на коротких трассах длиной i/?0<20 км. На более длинных трассах
преобладает влияние миоголучеврсти при распространении радиоволи в тропо-
тропосфере.
По экспериментальным данным Франции и США на интервалах РРЛ дли-
длиной 95 и 42—53 км иа частотах соответственно 6 и 11—13 ГГц при деполя-
деполяризации радиоволн в тропосфере практически реализуемое значение Vjmin^

270
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
отсутствие деполяризации ожидаемая величина
>=—35 дБ, тогда как
И, mi. «-45 дБ [27].
5. Ап.н; см. в (9.99), п. 6. Учитывается на слабопересечеиных интервалах
РРЛ с большими просветами, особенно в морских и приморских районах, в
системах большой емкости (более 1000 каналов ТЧ). В формуле (9.110) пред-
предполагается, что значения Рш.т; н Pm.Mj возрастают одновременно, что близко к
реальной картине (см. рис. 9.37). Pm.nj при двухлучевом распространении ра-
радиоволн и заданных параметрах Ф и у можно рассчитать по (9.104). Точно
определить Ф в реальных условиях не всегда возможно, а величина An.Hj кри-
критична в отношении Ф, поэтому при определении Vj mtn можно воспользоваться
приближенными эмпирическими данными:
а) На слабопересеченных сухопутных интервалах РРЛ при емкости системы
примерно 1800 каналов ТЧ и энергетическом запасе аппаратуры иа замирания
сигнала не менее 33 дБ при p(g)«3 и 30 дБ при p(g) ^3,8 для выполнения норм
на устойчивость с учетом Рт.тч необходимо иметь дополнительный запас на
замирания порядка 3 дБ. Значение Vj т.п, рассчитанное без учета Рш.в1, сле-
следует увеличить на 3 дБ (например, вместо Vj min тф=—35 дБ считать —32 дБ).
б) В более легких условиях на сухопутных трассах (меньшие просветы и
несколько меньшие емкости системы) дополнительных запасов на замирания учи-
учитывать не следует. Компенсация влияния Pm.ni будет осуществляться благодаря
предусмотренному в методике запасу на замирания из-за отличия значений сред-
неминутной и мгновенной мощностей шума.
в) На интервалах РРЛ, проходящих в морских и приморских районах, где
влияние миоголучевости увеличивается из-за большого влияния слоистой струк-
структуры тропосферы, значения Рш.щ могут превышать Рш.т max. Для выполнения
норм в этом случае следует применять разнесенный прием.
г) При применении пространственно-разнесенного приема (см. § 9.13) влия-
влиянием на величину V;-mm составляющих шума' Рш.щ и Pm.Mj, обусловленной де-
деполяризацией радиоволн в тропосфере, можно пренебречь.
Передача сигналов телевидения. По аналогии с формулой (9.110) ориенти-
ориентировочно получаем " '•
JminTB
{0
ui
■)■
(9.117)
где результирующие слагаемые "дроби выражены в децибелах, а отдельные
слагаемые в скобках — в относительных нли абсолютных единицах:'
(иш/ир^ттах=1,26.10-5 -(иш/ирсI (9-118)
слагаемое 1,26-10~5 соответствует нормируемому МККР значению —49 дБ;
(Um/Up.oJa — постоянная составляющая, которая ие зависит от уровней сиг-
сигналов на интервалах РРЛ и определяется из § 8.6.
Первоначально рассчитываются отдельные составляющие первого члена:
(Um/Up.c)ZTjo вычисляется для интервала Roi » по формуле (9.107) при Vj2;
( ш ) и ( ш- ) определяются по формуле (9.109) иа интервалах со-
ответственно Roi- и J?02 в зависимости от отношения Рпр.м/Рпр, определяемого
также при средней рефракции. Результаты, полученные в относительных еди-
единицах, суммируются, а затем переводятся в децибелы, причем
(£/ш/£/р.с)№] = Ю Ig (£/ш/£/р.сJ. (9.П9)
Если исходные составляющие определяются в децибелах, то суммирование полу-
полученных слагаемых в скобках производится в соответствии с рис. 8.19.
Минимально допустимое значение множителя ослабления
271
Расчет для частных случаев
Приведем приближенные формулы для наиболее распространенных частных
случаев:
1. Рш.т тах^Рт.в}-\-Рт.Щ', Pm.Tj0> Рш.м;0 + Рш.М10.
Определяющими при расчете Vjmin являются тепловые шумы. Такая си-
ситуация наблюдается на многих интервалах РРЛ.
При передаче сигналов многоканальной телефонии
min тф »
шл тах,
(9.120)
Vj min тф в дБ определяется по формуле (9.9) или по формуле
Vj min тф * Ро/Рш.ттах
(9.121J
где все слагаемые даны в децибелах; Ро=1 мВт — нулевой уровень сигнала в ка-
канале ТЧ; Ро/Рш.т т««-44 дБ при Pi.,..s, определяемой по формуле (9.112);
Ро пр/Рпер — ослабление сигнала между приемником и передатчиком в свобод-
свободном пространстве, определяемое по (9.6); /Стф — коэффициент системы при пе-
передаче сигналов телефонии.
Для случая многоканальной телефонии с частотным разделением каналов
и частотной модуляцией коэффициент М определяется по формуле (9.101), а
/Стф — по формуле (8.8) или (8.9). Значения /Стф для отечественных радиоре-
радиорелейных систем указаны в табл. 6.6.
При передаче сигналов телевидения
''»•'» ™ ~ "" " '' К. "'Ир-е Л т.," (9Л22)
Если задан коэффициент системы для телевизионного канала /Ств, то в
децибелах
VJ min ТВ * (^р.сДЧ? тах -КГВ-Р« пр/Рпер; _ (9-123)
Т определяется из (9.108), (£/ш/£/Р.с)т max — из (9.118), /Ств — из формул (8.25),
(8.26) или из табл. 6.6, а Ро пр/Рпер рассчитывается по (9.6).
2. Рш.т шах^Рш Hj+Pm-Mj, Pm.MjO^O.
Определяющими при расчете Vj min являются тепловые шумы и нелинейные
шумы, обусловленные приемом мешающего сигнала с обратного направления.
Такая ситуация наблюдается при двухчастотном плане построения РРЛ, когда
высоты подвеса антенн примерно равны hv^hc и влиянием помехи £пр.м1 мож-
можно пренебречь (см. рис. 9.38). В этом случае при равных параметрах антени,
включая их защитное действие F(a) в заднем полупространстве, в относитель-
относительных единицах
Vj min тф :
' гш.ттах1 ^»пр \Чк/ -И \ *
(9.124)
где Ро пр Даиа в микроваттах, Рш.т max — в пиковаттах; t)i — КПД антенно-
волиоводиого тракта на /-м интервале Roi, а т]2 на интервале iRoz; Умг опреде-
определяется при средней рефракции иа интервале Лог; хТф приведены выше в § 9.11;
Ро пр вычисляется по (9.5); лш, ^к, А/к см. в формуле (9.101) и § 8.1; F(a) оп-
определяется из диаграммы направленности антенны в зависимости от угла а меж-
между направлением максимального излучения и направлением иа мешающую стан-
станцию (см. рис. 9.38). В (9.124) значения лш и F(a) подставляются в относи-

272
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
Поверочный расчет устойчивости при одинарном приеме
273
тельных единицах, определяемых из условия, что /7(а)[дБ] =101g/7(a) (то же
для яш). При тех же условиях
Vj minTB*
V
1,085-КГ10Яш
U
(9.125J
где итв см. в формуле (9.109).
В (9.125) учтены параметры телевизионного канала: Fmax=& МГц; Afc =
= 5,6 МГц; Ввиз=1,56-10-2.
Зависимости Улнптф от Ро ПР и VminTB от Ро пр при Рмг»1 и т]2/тц = 1
показаны на рис. 9.40, 9.41. Как видно из рисунков, значения Vmin с учетом
влияния помех, вызванных приемом с обратного направления, могут сущест-
существенно отличаться от значений Vj т1П, обусловленных только тепловыми шума-
-30
-35
-V)
-50
1/ -
v шел
is
1
N
N
4
-V
>
7/7
(
У//А-/6
4-
4,
ц ч
4J
4
%
\
4,
■■~^.
N
1
4^
4
s.
4
<^
ч
4,
=^
4
1
1кГц
\
4
дВ
-зо
-35
-W
-К
-70 -66 -62 -56' -54 SOaBBm
-да
s
>
4.
4
-—
p ^
гопр ч,.
,70
-во
-55 дВВт
Рас. 9.40. Зависимость V_
Опр
при передаче сигналов теле-
телефонии с ЧРК и ЧМ:
() = — 65 дБ;
- 10 дБ;
Рис. 9.41. Зависимость Vmin от РОпр при
передаче сигналов телевидения:
F(a)=—65 дБ, пш-10 дБ; Hoi-Hk,
— • —•— Яо|—2Яо2. . — — без учета по-
помех
шо2;
без учета помех
ми. Различия наиболее существенны, когда длина трассы от истояника помех
до точки приема (iRoz на рис. 9.38) значительно меньше Rm, что приводит к
уменьшению Рщ>/Рпр.н, а соответственно и к уменьшению энергетического за-
запаса аппаратуры на замирания сигнала (увеличению Vj min). При проектиро-
проектировании РРЛ необходимо принять меры для выравнивания средних уровней сиг-
сигнала на соседних интервалах линии, что целесообразно делать с помощью
шабора антенн, имеющих разные коэффициенты усиления, или аппаратуры с
различными значениями мощности передатчика. .При необходимости по фор-
формулам (9.110), (9.117), (9.120)—(9.125) могут быть рассчитаны значения Vj min,
■определяемые мощностью РШт<и=106 пВт (невзвешениая мощность шума,
,кп=1, со временем усреднения 5 мс, т. е. практически мгновенные значения).
Формулы (9.110) — (9.125) справедливы, если мощность сигнала на входе
приемника Р; Пр min, соответствующая V; min, превышает пороговые значения
мощности сигнала на входе приемника Рпр.пор.
I
1 41
т
3. Особые случаи. Если РПр min</>np.noP, где Рдр.пор может определяться
порогом включения замещающего генератора, порогом срыва синхронизации,
порогом АРУ, порогом ограничения, порогом улучшения ЧМ, то
Vj]min = Vj „op = D я Яо 1
тц.
(9.126)
9.12. ПОВЕРОЧНЫЙ РАСЧЕТ УСТОЙЧИВОСТИ РАБОТЫ РРЛ
ПРИ ОДИНАРНОМ ПРИЕМЕ
Основные положения и исходные формулы
Устойчивость работы РРЛ У определяется процентом времени любого ме-
месяца, в течение которого значения Рш и (Um/Up.aJ в канале на конце линии
не превышают предельно допустимых значений Рштах и (£/ш/£/р.сJт<и. Реко-
Рекомендациями МККР и временными нормами, действующими в СССР, опреде-
определяется не Утах, а Smax, т. е. процент времени наихудшего (любого) месяца,
в течение которого Рш^Рш Ша> и (Um/Up.c)z^ (UmfUp.cJmax на конце гипо-
гипотетической линии заданной длины, т. е.
Smax =100 — Утах. ' . (9.127)
В большинстве случаев поверочный расчет устойчивости производится при
условии, что Pmmai = 47 500 пВт. При этом:
vl. Для магистральных линий протяженностью L>280 км и зоновых линий
длиной Z->200 км
Smax = 0,lL/Lr, (9.128)
где Lr — длина эталонной гипотетической линии. Значения величины Lr для
различных радиорелейных систем приводятся в табл. 6.6.
2. Для линий магистральной сети протяженностью 50^i^280 км
Smax = 0,1 -280/2500 = 0,0112% (9.129)
вна зависимости от длины линии L.
3. Для линий зоновой сети протяженностью по 50^i^200 км
Smax = 0.1-200/1400 = 0,0143% (9.130)
, вне зависимости от длины линии.
Если при расчете устойчивости магистральных РРЛ принимается Рш т«=
= 106 пВт, то при L=Lr Smal = 0,01%. При L<Lr в (9.128) н (9.129) вместо
0,1% подставляется величина 0,01%.
На реальных РРЛ величина Smax должна удовлетворять условию
N
Ti(Vjmin), _ (9.131)
J=l
где 5 — суммарный процент времени, в течение которого в каналах РРЛ дос-
достигаются допустимые значения мощности шума, Tj(Vjmin)—процент времени,
в течение которого на /-м интервале Fj^Fjmin, а Рщ^Рштах или
Д/J
(р);мр)
В тех случаях, когда Fjmin = Fnop, Smax должен быть меньше тех значе-
значений, которые даются формулами (9.27)—(9.130), так как при этом происходит
илн срыв связи, например, при включении замещающих генераторов, или зна-
значительное ухудшение качества передаваемой информации, например, за порогом
ограничения и т. д.

274
Расчет трасе РРЛ прямой видимости
Поверочный расчет устойчивости при одинарном приеме
£75
Устойчивость сигнала на интервале РРЛ
Устойчивость сигнала на интервале РРЛ характеризуется интегральным
статистическим распределением множителя ослабления T(V), которое часто на-
называют кривой устойчивости.
Оио показывает, в течение какого процента времени от общего периода
наблюдений значения множителя ослабления меньше определенных заданных
значений V. Пример кривой устойчивости см. на рис. 9.42. Для оценки устой-
устойчивости обычно рассчитывают не всю кривую T(V), а значение T(Vmtn) * или
T(Vnop) *, определяющее выполнение рекомендаций МККР или других норм
в малом проценте времени любого месяца.
dB
+2
л
-В
-10
-7т
-18
-22
-26
-30
-3k
-38
-VI
_2._
f
i
7
/
/
——
—•
T(V)
Рис. 9.42. Интегральное
распределение множите-
множителя ослабления (кривая
устойчивости)
(9.132)
Приближенно в общем случае при
Т (Vmin) « То (Vmin) + Г„нт (Vmin) + TR (Vmin).
где T(Vmin) — суммарный процент времени, в течение которого множитель
ослабления меньше Vmin;
7"o(Vmin) — процент времени, в течение которого множитель ослабления
меньше Vmin из-за экранирующего влияния препятствий;
TZin(Vmin) — процент времени, в течение которого множитель ослабления
меньше Vmtn из-за интерференционной структуры поля, обусловленной влия-
влиянием волн, отраженных от подстилающей поверхности и слоистых неоднород-
ностей тропосферы;
Tn(Vmin) — процент времени, в течение которого множитель ослабления
меньше Vmin из-за влияния дождей.
Формула (9.132) не учитывает:
1) влияния замираний из-за экранирующего действия слоистых неоднород-
иостей тропосферы, так как дать их методику расчета затруднительно;
2) влияния ослаблений из-за диаграмм направленности остройаправленных
антенн, появляющихся прн изменении рефракции, неточности юстировки ан-
антенн, деформативности высоких опор. Без соответствующих поправок иа эти
факторы формулой (9.132) рекомендуется пользоваться при расчете устойчи-
устойчивости работы интервалов РРЛ, оборудованных антеннами с коэффициентами
усиления, не превышающими примерно 43 дБ.
Эксперименты на действующих РРЛ, оборудованных антеннами с коэф-
коэффициентами усиления 45 дБ (ширина диаграммы направленности по половин-
половинной мощности 0,8°), показали, что в диапазоне 8 ГГц на трассах длиной 42,3
и 33,7 км при дефиците по среднему уровню сигнала из-за антеин, равном
AV=—E-f-7) дБ, измеренные в жаркий летний месяц значения T*aT(Vmin)
превышали расчетные соответственно в 30 и 13 раз [19]. При применении
остронаправленных антенн должны предъявляться повышенные требования к
точности их юстировки и реализации расчетных средних уровней сигнала.
Расчет To(Vmin)
Графический метод позволяет определить T0(Vmin) для любого закона
распределения g. Для этого:
1) по методике, приведенной в § 9.6, 9.7, для заданной трассы рассчиты-
рассчитывают зависимость множителя ослабления V от эффективного вертикального
градиента g; x
•Имеются в виду T^Vj m(n), Tj(Vjn0J1). Для упрощения ниже индекс j опускается
там, где рассматривается только одни интервал РРЛ, иа котором происходят замирания.
Рис. 9.43. Графический метод определения составляющих
'('т1П1. обусловленных рефракционными замираниями
сигнала i

276
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
2) строят кривую статистического распределения значений g для клима-
климатического района, в котором расположена трасса;
3) кривые совмещают по оси g;
4) графически определяют значение To(Vmin) (рис. 9.43).
Аналитический метод позволяет определить To(Vmin) при нормальном за-
законе распределения g:
, (Vmin) = —
а У 2л
dg.
(9.133)
«о
где | в о определяют из табл. 9.2, 9.3; go — максимальное значение g, при
котором V=Vmin- Интеграл табулирован. Наиболее строгий способ определе-
определения To(Vmin) следующий:
1) задаются двумя-тремя значениями g в области g2Sjj+3<v чаще в об-
области — B04-30)-Ю-8 1/м;
2) для каждого из значений g строят профиль трассы;
3) из профиля определяют к, H(g), г, Ау, как указано на рис. 9.14 и в
§ 9.7;
4) рассчитывают величину p(g)=H(g)/Ho;
5) величину р, определяют по формуле
12' 8л2 -I / Rk 1 — к)
-i/
I + b (g) H/2R* к» A - к)» + fe2 (g) Я2 (g)/4R* к» A -
где радиус аппроксимирующей сферы
fe (g) = /2 Я2/8« Яо;
(9.134)
(9.135)
/, а рассчитывают по формулам (9.48) для значений г и Ау, найденных из
профиля, построенного для соответствующего g;
6) с помощью графика на рис. 9.13 строят зависимость V(g), из которой
по заданной величине Vmin находится go;
7) по графику на рис. 9.44 определяют величину T0(Vmin) как функцию
нормированного параметра
$ = (g0 — g)/o. (9.136)
Метод поверочного расчета T0(Vmin) с перестройкой профилей при субре-
субрефракции необходимо применять на интервалах РРЛ при сильном отличии
рельефа от выпуклой сферической поверхности, например при расположении
препятствий вблизи конечных пунктов трассы, когда возможна значительная
трансформация профиля (рис. 9.45).
Для наиболее распространенного рельефа, когда препятствие удовлетвори-
удовлетворительно аппроксимируется выпуклой сферической поверхностью, T0(Vmin) мож-
можно рассчитывать по профилям, построенным при g=0. При этом для упрощения
расчетов целесообразно подразделять следующие случаи:
1. Ж50 км. To(Vmin) определяют по графику, на рис. 9.44 для параметра
> = 2,31 A [p(g)-p(g0)], где A = -^-
(9.137); (9.138)
g и о определяют из табл. 9.2, 9.3; значение p(g) рассчитывают по (9.89).
Значение А можно определить по номограмме на рис. 9.46.
На трассах с одним препятствием p(go) определяют из графика иа рис. 9.13
по заданному значению Vmin, полагая ц = Цо", Цо вычисляют по формуле (9.56)
Поверочный расчет устойчивости при одинарном приеме
S77
i;
If
Э-
г
к
\
ч
SJ
ч
\
ч
ч
s
ч
Ч,
ч
ч
s
S
Ч
Ч
-
\
ч
«г.
—
—
—
-
ч
I
SV
¥0
го
■ч-
W0 .
ZOD
W'O,
9000
WOO
ZOO'O
wo'o
sooa'o
zooob
wool)
soooo'o
ZOODO'O
boooo'o

278
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
Поверочный расчет устойчивости при одинарном приеме
27»
i = 12 11
10
или номограмме на рис. 9.15 по значениям А/\ у, найденным из профиля трас-
трассы при g—О (см. § 9.7). Определять ц0 из профиля, построенного при субре-
«}>ракции, в этом случае нельзя, так как без учета величины 8H(g) получаются
заниженные значения To(Vmin).
На метровых волнах при определении p(go) можно принимать
где
(9.139); (9.140J
d определяют по формуле (9.59).
п.г
0,1
пВ
0,8
1
иг
ич
ив
',8
2
2,2 '
2,4
А
f
i
* *,
V
«IV
m\\
Ivi
—
V
\
\
\
\
v
A
s
s
s
V
A
\
\
V
- %
S v
%^
—Г ^^
&
*N
4.
s;
ч
. X
s
х
• А
> *•
Чщ
«а,
■*.
■ч
■н
в.
■■
■н
■в
■»»
^ Ml
= :
', Л
jo «о so eo 70 во
Рис. 9.46. Номограмма для определения величины А
эо рп,км
2. #>50 км. TB(Vmin) определяют по графику на рис. 9.44 для параметра
где p'(go)=P(go)/F[A(g)h (9-141); (9.142)
>
F[A(g)] определяют по формуле (9.64) или графикам' на рис. 9.17 при g«
« — B0^-30) -Ю-8 1/м.
Значение p(go) определяют из рис. 9.13 по заданным Vmtn и ц, рассчи-
рассчитываемому по формулам (9.55)—(9.57) с учетом g« — B0-^30) • Ю-8 1/м.
Ошибка из-за неопределенности величины g в большинстве практических слу-
случаев невелика.
Для получения более точного результата необходимо:
1) задаться двумя-тремя значениями g в области —B04-30) ■ 10~8 1/м;
2) по (9.55) рассчитать ц;
3) по (9.63) рассчитать p(g);
4) используя графики на рис. 9.13, построить зависимость V(g), из кото-
которой по заданному значению Vmin определить go',
5) по (9.136) вычислить параметр *|з;
6) по графику на рис. 9.44 найти T0(Vmin)-
Если на трассе данного интервала имеются два удаленных препятствия,,
которые удовлетворяют условиям 1, 2 § 9.7, то значение p(go) нужно опре-
определять по формуле
Р (go):
Vti-Vmin
(9.143>
Значение f(i/?o, Ri, R2) определяют по (9.69) или из рис. 9.21. Значения Vmin,
V01, V02 подставляются в децибелах; Voi.(Vo2)—множитель ослабления в слу-
случае касательной трассы при наличии только первого (только второго) препят-

Поверочный расчет устойчивости при одинарном приеме
281
280
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
ствия — определяется по графику иа рис. 9.13 в зависимости от параметра и
причем г t~>
з
fi » Щ)У 1-f-/2р @)/4а к A—к); ч /а \лл\
ц0 находят по (9.55) или по номограмме иа рис. 9.15, / и а — по (9 48) Па-
Параметр if для таких трасс вычисляется по формуле
if = 2,3lA1[PlQ)— p(g0)]. (9145)
Заметим, что первым препятствием следует считать препятствие слева иа
трассе, как показано иа рис. 9.20.
Расчет ГИ1(Кт«»)
Пересеченные интервалы РРЛ. К ним относятся трассы, где влиянием отра-
отражении от поверхности земли можно пренебречь. По результатам экспериментов
проведенных в СССР в различных климатических районах, иа таких интерва-
интервалах РРЛ в i большинстве случаев высота неровностей земной поверхности
Д/й>2Я0 (см. также § 9.6).
На пересеченных интервалах РРЛ при Vs£— 20 дБ
Т«нт (Vmin) я Гтр (Vmin) « V2m[n T (Д е), (9.1461
где Trp(Vmin) — процент времени, в течение которого V<Vmin вследствие
влияния воли, отраженных от иеодиородиостей тропосферы; Г(Де) — вероят-
вероятность (в процентах) возникновения интерференционных замираний, обусловлен-
обусловленных отражениями радиоволи от слоистых иеодиородиостей тропосферы с пере-
перепадом диэлектрической проницаемости воздуха Де.
Для сухопутных районов значения Г(Де) в зависимости от R, и f приве-
приведены иа рис. 9.47. Они уточнены по результатам экспериментов на интервалах
VPJI в диапазонах частот 2—11 ГГц в климатических условиях центра Евро-
Европейской территории, Прибалтики, Белоруссии, Украины, Южных районов СССР,
аключая районы Крыма и Кавказа, а также частично Средней Азии.
КМ
до
70
ВО
50
40
30
20
у
у
У
/
4
Г
уУ
*-»
7
J
J
у
/
1
у
у'
«-'
1
1
*
.у
.У'
/
А
у
у
/
у
У
к
(
/
/
у*
1
У
1
1
/
/
л.
г1
f
У
/
J
/
У
1
/
/
/-
/
t
/
ще)
/
f
При расчетах иа ЭВМ удобно пользоваться приближенной формулой, удов-
удовлетворительно аппройсимирующей экспериментальные распределения,
Г(Де)«4,Ы0-4^/1-5> (9147)
где Ro даио в километрах, / — в гигагерцах.
Можно прииить:
1) для сухопутных районов 6^1;
2) для приморских районов, а также районов вблизи водохранилищ, круп-
крупных рек, болот и других водных массивов (за исключением Крайнего Севера)
3) для надводных районов севера ориентировочно |»1ч-2.
Для упрощения расчетов 7"Tp(Tmin) иа рис. 9.48 приведены вспомогатель-
вспомогательные зависимости V, V2 от V в децибелах.
f
i
3
г
w3
7
5
3
г
Ф
7
5
2
w5,
Г:
у'
4
^^
>-
—
- -
у
7
И
у
/
и
V
—1—
V
"/ 2 3 Ч 5 B78S-W 20 30 40 JO%
Рис. 9.47. К определению Т(Ае) для средиепересеченной местности ETC
-rff-Tt -VL -W -38 -3S -Л -32 -30 -28 -26 -2<t дБ
Рис. 9.48. Взаимосвязь величии V, V и V, выраженного в деци-
децибелах:
1 — V; 2— V
При расчете TiP(Vm!n) следует иметь в виду следующее:
1. Пределы применимости кривых иа рис. 9.47 и формулы (9.147) ориен-
ориентировочно определяются условием
10 км < #„ < 100 км. (9.148J
Влияние отражений от иеоднородностей тропосферы на коротких интерва-
интервалах #о<20-М0 км и интервалах РРЛ большой протяженности требует допол-
дополнительного исследования. По ограниченным экспериментальным данным при
#о<:5-Ьб км глубина замираний в большинстве случаев не превышает 10 дБ
Для приближенной оценки значений TTV(Vmin) иа открытых интервалах
РРЛ при £о>Ю0 км до получения надежных данных для условий СССР мож-
можно пользоваться кривыми МККР [21, 12].

282
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
Поверочный расчет устойчивости при одинарном приеме
283
2. ГтрСУт.п) можно рассчитывать по формулам (9.146), (9.147) при 5=1
ие только для приземных, ио также и для приподнятых сухопутных пересе-
пересеченных интервалов РРЛ, если
А = (ht + Л2)/2 < 800 ~ 1000 м,
(9.149)
где Я— средняя высота трассы над уровнем моря; hi, h2 — высоты передаю-
передающей и приемной антеии иад уровнем моря.
3. На пряподиятых пересеченных приморских (или проходящих вблизи вод-
иых массивов) интервалах РРЛ значения rTPfVmin) можно определять по
формулам (9.146), (9.147), где ориентировочно при йл*500 м £«2,5, а при
Я» 1000 м §^1,7. \
Если приподнятая трасса имеет перепад'высот корреспондирующих пунк-
пунктов, то по указанным формулам рассчитывается величина 7"TpfAVmin), где
методике для
(9.150)
горных трасс [5].
•A Vmln = Vmin — VM,
медианное значение VM определяется по
В (9.150) все величины даиы в децибелах.
4. Рисунок 9.47 и формулы (9.146), (9.147) характеризуют статистику за-
замираний за летний месяц. Уменьшение периода измерений приводит к увели-
увеличению TTp(Vmin)- За наихудшие сутки можно ожидать увеличения TTp(Vmin)
в 3—4 раза по сравнению с распределением за наихудший месяц. При оценке
за час увеличивается ие только дисперсия распределений T(Vmin), но и умень-
уменьшается медианное значение VM (возможно, до —10 дБ) [12, 14]. Ориентиро-
Ориентировочно в среднем за год TTP(Vmin) меньше, чем T^p(Vmin) за месяц, примерно
в 4 раза для умеренного климата, в 2—3 раза для морского и влажного кли-
климата и в 6—8 раз для горной местности и очень сухого климата.
Слабопересечеииые иитервалы РРЛ. К ним относятся трассы, где влиянием
отражений радиоволн от подстилающей поверхности земли пренебречь иельзч.
Это — морские иитервалы РРЛ, сухопутные иитервалы с неровностями земной
поверхности (в пределах существенной для отражения зоны), удовлетворяю-
удовлетворяющими условию (9.43), а также иитервалы РРЛ с гладким рельефом, для кото-
которых коэффициент расходимости £>п^0,8. При этом Dn следует рассчитывать
для значения ,",„„, т. е. максимально возможного номера интерференционного
минимума иа заданной трассе при изменении g от g до критического значения
£кр=— 31,4-10-8 1/м:
(9.151)
где p(gKp) определяется по (9.36) при g—gKp. Полученное значение птах ок-
округляется до ближайшего меньшего целого числа.
На слабопересеченных интервалах РРЛ
TmiWmin) ~QVninT (he), (9.152)
где Г(Де) определяется из рис. 9.47 или по (9.147) при 1=1; Q — коэффи-
коэффициент, учитывающий влияние интерференционных минимумов, обусловленных
отражением от поверхности земли в климатических условиях района распрло-
жеиия трассы. Для сухопутных трасс Q определяется из рис. 9.49, а для мор-
морских, приморских трасс и трасс, проходящих в районе водных бассейнов, — из
рис. 9.51. Параметром для нахождения Q является
А] « 0,36 А У. — ехр{ -2.67Л2 [р (g) -
(9.153)
График этой функции приведен иа рис. 9.50: Значение величины А опреде-
определяют из номограммы иа рис. 9.46. Кривыми_ иа рис. 9.50 нельзя пользоваться
для определения f[p(g),A] при p(g)»1/бл, т. е. вблизи интерференционных
минимумов. В этом случае устойчивость сигнала будет падать, особенно при
'}■
C3Z
ОД
ОД
0,20
0,16
ОД
ОД
ffp
1
1
\
у
/
/
/
/
/
А1
г"—
]
!
!
1
м -
-г
1 -
и
■ 2,0 2,5 3,0 3,5 \С
Рис. 9.49. К расчету rHHT(Vmin)
иа слабопересеченных сухопутных
интервалах РРЛ
<f,5
/> цг о,ч о,б цв 1 1,г 1,ч- ;,е 1,8 г г,г г
Рис. 9.50. График для определения flp(g), A]

284
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
больших значениях А (малые Ro, а и большие X), так как из-за малых изме-
изменений просвета H(g) вероятность выхода точки приема из интерференционного
минимума уменьшается. При больших А
f lP.(g). Л] » 0,36 А/ Уп. (9.154)
При расчете ТЯШт(Утгп) следует иметь в виду:
1. Пределы применимости формулы (9.152) с учетом рис/9.49, 9.51 опре-
определяются условием (9.148).
/н
U,o
0,16
ОД
0,18
ЦП
0,1
и,ио
ОД
/
/
/
/
/
/
/
/
f
/
/
***
—
.—■
Q
7 д
10 11 12
Рис. 9.51. К расчету 7"HHT(VmJn) на слабопересеченных приморских
И морских интервалах РРЛ
2. Если иа 'трассе имеется препятствие, исключающее возможность попада-
попадания приемной антенны в первый интерференционный минимум при всех значе-
значениях g вплоть до gKp, то приближенно:
а) на слабопересеченных сухопутных интервалах РРЛ значения ГиитГУпНп.)
определяют по формуле (9.146), а значения 7"(Де)—из рис. 9.47 или по фор-
формуле (9.147) при 1=1, т. е. так же, как для случая пересеченных сухопутных
■ трасс;
б) на слабопересеченных морских или приморских интервалах РРЛ, вклю-
включая трассы в бассейне рек и водохранилищ, Tnsi(Vmin) рассчитывается так
же, как в случае пересеченных трасс, проходящих в этих районах.
Насчет Гд(
Исходные данные. В настоящей методике Ta(Vm<n) рассчитывается для
условно «наихудшего» месяца. Понятие «наихудший» месяц, особенно приме-
применительно к статистике осадков, неоднозначно и обсуждается в рамках МККР
[18].
При районировании территории СССР по интенсивности дождей использо-
использовались статистические данные, полученные по результатам измерений количе-
Поверочный расчет устойчивости при одинарном приеме
285
ства осадков в сети гидрометеослужбы за 10—20 лет [12, 28]. Критерий отбора.
данных следующий: по каждой станции учитывались только те месяцы, кото-
которые при Г(/)^0,01% давали равновероятные значения интенсивности дождей /,
не более чем в 2 раза меньшие по сравнению с наихудшим месяцем. Анало-
Аналогичный критерий использовался для определения условных границ районов
(рис. 9.52). Результирующие распределения среднеминутиых значений интенсив-
интенсивности дождей T(J) приведены на рис. 9.53, 9,54 [2, 12, 33]. В табл. 9Л1 ука-
указаны соответствующие им месяцы года и даны пояснения к рисункам.
ТАБЛИЦА 9.11
К статистическому распределению интенсивности дождей
Климатический район
Карельская АССР, Кольский п-ов
Северные районы ETC
Центральные районы ETC
Прибалтика, Белоруссия, Ленинград-
Ленинградская, Новгородская обл.
Степные районы центра ETC н
Украина
Южные районы Украины, Крым и
Северный Кавказ
Среднее Поволжье
Средний и Северный Урал
Южный Урал
Черноморское побережье Кавказа:
Сочи, Туапсе
Сухуми
Поти. Батуми
Горный Кавказ
Каспийское побережье Кавказа
*
Районы Прикаспийской низменности
Центральные и Южные районы Ка-
Казахстана
Северный Казахстан и Прикаспий-
Прикаспийская низменность
Степи и пустыни в районе озера
Балхаш
Районы Восточного Казахстана
Предгорья Средней Азии:
Узбекистан
Казахстан, Киргизия
Горные районы Средней Азии
Пустыни Туркмении и Узбекистана
Средняя полоса Западно-Сибирской
низменности
Саяны и Алтайский край
Северные районы Западио-Сибнр-
ской низменности
Средне-Сибирское плоскогорье, Яку-
Якутия
Прибайкалье
Прибрежные районы Байкала и За-
Забайкалья
Юго-восточиые районы Дальнего
Востока
Остров Сахалин н Курильские ост-
острова
Камчатка
Северо-восток Азиатской территории
СССР
Номер
района
на рис.
9.52
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
И
12
13
15
16
17
18
19
20
21
21
4 22
23
24
25
26
яя
2?
28
29
Номер
кривой
на рис.
9.53,9.54
1
2
3
4
5
6
7
8
4
10
11
12а
126
13
14
13
15
16
17
18
19
20
21
21
22
22
23
24
25
26
27
28
29
30
Месяцы года
Июль—август
Июнь—август
Июнь—август
Май—сентябрь
Май—сентябрь
Июнь—сентябрь
Июнь, август
Июнь—август
Май—сентябрь
Июнь—сентябрь
Июнь—август
Июнь, август
Май, сентябрь, ноябрь
Июнь—август
Июнь—август
Май, сентябрь, октябрь
Июнь, август, сентябрь
Май—август
Май—август
Май—август
Май—август
Апрель, май
Апрель—август
Апрель—нюиь
Апрель—май, сентябрь,
октябрь
Май—сентябрь
И^онь—сентябрь
Июнь—сентябрь
Июнь—август
Июнь—август
Июль—август
Июнь—сентябрь
Июнь—сентябрь
Июнь—сентябрь
Июль—август
Ожидаемая частость появления распределений T(J), близких к указанным,
в среднем по району составляет: для районов I группы E, 6, 9, 11, 17, 19, 25,
.26, 27-го) примерно 4 раза за 5 лет; для районов 11 группы A, 12, 13, 15, 16,

286
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
Поверочный расчет устойчивости при одинарном приеме
287
18, 19, 20, 21, 22, 24, 28-го) 1 раз в 2—2,5 года; для районов III группы A4,
23, 29-го) 1 раз в 4—5 лет; для районов IV группы D-го, 10-го) 1—2 раза
в год.
В ряде стран влияние дождей оценивают по годовым распределениям T(J):
по наихудшему году или среднегодовым данным за М лет, где рекомендуемые
Рис. 9.52. Условная карта районирования территории СССР по интенсив-
интенсивности дождей
значения М= 1-^-30. Вопрос о критерии выборки годовой статистики дождей
исследуется [18]. Для сравнения результатов применительно к полученной ста-
статистике дождей можно пользоваться табл. 9.12.
ТАБЛИЦА 9.12
Ориентировочные коэффициенты пересчета
от наихудшего месяца к среднему году A2 месяцев)
J, мм/ч
20
50
. 100
7'(^)мес/7'(У)года для группы районов
1
5
7,5
9
4
4—4,5
6,5
8—8,5
10
2-3 ■
4,5
ETC [IS]
4,5
6,3
S
Порядок расчета величины 7\(V\n<n):
1. Из рис. 9.55 для заданной длины интервала Ro и фиксированных зна-
значений / определяют коэффициенты ка, учитывающие пространственную нерав-
неравномерность среднеминутных значений интенсивности дождя вдоль трассы. Кри-
Кривые построены по результатам одновременных статистических измерений /
и V в наиболее дождливые месяцы. Использованы данные, полученные в СССР
и других странах на трассах разной длины в диапазонах частот 8—20 ГГц.
2. Для каждого случая рассчитывают эффективную длину интервала
kr. (9.1551
Г
-V
Яэф
I
21Я
190
181
170
150
цр
130
121
110
100
90
70
ВО
SO
40
30
20
10
у
s
\
ч
г
i
s *, *
, V-
V V
ч
I
>\
\ч
N/
\
\
' гч
"'ч.4
\
ч
Ч^
(^
1 !
ч
1
I
\|
Ч ^
s\
'"Л
\.,"
1 1
4,4
ч
■■\
1
!
ч
\
L
-
п
\|
S,
1
1
\!
1
1
1
Г„A) ,
2 J 4 5 6 8 0,001 2 3 If 5 в В 0,0! 2 3 >, 5 S 8 0,1 2 3 f 6 Siff,
1)
a)
г j t s 8 8
290
190
180
/70
ISO
tffl
1W
ff/f
%120
S- jf/f
^ ЯП
ча 80
% jn
^ °°
*! tO
§ ЯП
^ on
/0
Xs
s
;
4
!J
isi
}\
у.
V-
■^-
ч
\
10'
Jt
\
s
\
\
13
s
к
s.
\
s
\ s
ч
k
\
\
Ш
\
\\
\
N
\
s.
\
1
\
■^**
-
i
~» \
i
^_
™—-
■*■■
-.^
IS
3 4 } 6 8
г з t s e i о; г з * i s
6)
Puc, 9.53. Статистические распределения средиеминутиых значений ннтеисивиости дождей'
а — Европейская территория СССР; 6—Кавказ

288
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
Поверочный расчет устойчивости при одииариом приеме
289
1§В
ш
170
т
$■150
\ио
XJ30
Чко
%110
^100
%ао
%80
%70
\ео
%.ьо
^30
20
10
V
ч
-
//
V~
*Ч
le-'V
1 >
i7" 4-
О 0,0001 2 3 4*
щ
190
по
170
160
ъ.150
\йО
4130
<§120
im
^100
%w
4 70
I"
^30
20
10
\^
> S
\
ггН.К i
\2?Щ
1 ТТ
| J
1 j
"\Т\ , т
у
1
\ \
41
\
Л
'^^ -Ь
"" Т'
\
j
жр
ч
1
I
т
1
Г |
1 Г i
i
-
1 1
j
1
!
I
I
|
1
1
1
J_
T
1
. 1
1
J n_
1
■ iii
! 1 ]
' i 1 '
| ! : 1
1 I
(IV
fS 8 0,001 2 3 4 i 6 8 0,01 2 3 4 i 6 8 V И 3 4 7 1,0%
a)
1\
, ! 1
I <
л \\ i '
1 v V К i
W
\ 23
!| ^ч1 г^х
2ff^^^ 1
i :
1
I I j
1
! i ; '!
1 i |
г ! 4
'^
I
! |
\
1
1
i
1
1
]
1
и It
1 .
I
1
I 1
-~
S
1
1
Bill
<
1
•1
[ 1
! '
1
i
0,0001 2 3 4 5 В 8 0001 2 3 4 5 6 80р1 Z 3 4 S 6 8 0,1 2 3 4 7 1,0%
б)
Рис. 9.54. Статистические распределения средиеминутиых значений интенсивности
дождей;
" — Средняя Азия и Казахстан; 6 — Сибирь и Дальний Восток
3. Из номограммы на рис. 9.33 или
рис. 9.56 для заданной рабочей частоты
и тех же значений / определяют коэффи-
коэффициенты ослабления у для случая верти-
вертикальной поляризации (ВП).
4. По формуле (9.96) для каждого
случая рассчитывают квазимгновенные
значения множителя ослабления, ожи-
ожидаемые при ВП излучаемого сигнала,
У=— YR3.
5. По полученным данным для за-
заданного значения Ro строят вспомога-
вспомогательную кривую, определяющую взаимо-
взаимосвязь равновероятных значений V и J
прн ВП. Соответствующие зависимости
для широко используемых на РРЛ диа-
диапазонов 8 и 11 ГТд приведены на
рис. 9.57 н 9.58.
6. Зная ВеЛИЧИНЫ Vmin. (СМ. § 9.11)
и Ro, по кривым на рис. 9.57, 9.58 (или
вновь построенным) определяют макси-
максимально допустимую интенсивность дож-
дождя /доп, которая при ВП может приве- 02
сти к ослаблению на трассе до Vmin-
7. По интегральным статистическим
распределениям интенсивности дождей Рис 9Ж пространственной нерав-
(см. рис. 9.53, 9.54 и табл. 9.11) для номерности дождей
случая ВП определяют процент вре-
времени, в течение которого /^/ДОп, т. е. величину Ta(Vmin) в процентах.
8. Tjf(Vmin) при горизонтальной поляризации (ГП) следует рассчитывать
также в соответствии с пп. 1—7, но при определении /ДОп вместо Vmin необ-
необходимо пользоваться приведенным значением V'min. В диапазоне 8—11 ГГц
(9.156)
где Vmin и Vmin Даны в децибелах.
Это обусловлено тем, что прн ГП н /^30 мм/ч по результатам экспериментов
значения V (в децибелах) в среднем примерно иа 15% больше, чем при ВП
(см. § 9.9). При f>ll ГГц поправочный коэффициент может быть несколько
меньше 0,87. В результате Tx(Vmtn) увеличится по сравнению со случаем ВП,
т. е. в условиях интенсивных дождей при ВО наблюдается более высокая ус-
устойчивость сигнала.
9. При решении обратной задачи, когда по заданному* значению Тя(Утт)
определяется ожидаемое1 ослабление V, для случая ВП следует пользоваться:
графиками на рис. 9.57, 9.58, а при ГП считать, что
Vm™l'l5VBn- (9.157)
(Обе величины даны в децибелах.)
Для случая ГП. могут быть также построены зависимости V от / (см., на-
например, рис. 9.59).
10. При проектировании РРЛ со сменной поляризацией Ta(Vmin) целесо-
целесообразно рассчитывать для наихудшего случая, т. е. для ГП.
11. Неустойчивость работы РРЛ из-за влияния дождей определяется как
N
(9.158)
1С—12
A

100
8
6
S
1
из
0,8
~OJ
0,6
0.5
0,3
0,2
0,f
10
Рис. 9.56.
рнзацни
/Г
у
2
у
/
у
у
/
/
/
/
f
/
/
J
t
\
у
/
у
/
/
/
f
у1
у
у
у
/
У
\
/
/
ft
/
/
2'
к
-/
/
У
/
t
>
J
-/-
W
/
/
/
-
7
/
у
/
с
у
у
^у
/
2j
/
-
\А
V
/
~у^
у
/
/
у
/~
It
У
\7-
/
/
/
г
/
/
7
7, мм/
/
у
/
у
-
20 30 tO 50 60708030100 ZQO
Значения v при вертнкальной иоля-
30 50
150 170 ММ/Ч
Рис. 9.57. Зависимость равновероятных значений V
от J прн вертнкальной поляризации в диапазоне
8 ГГц
150 150 ПО пп/ч
Рис. 9.58. Зависимость равновероятных значений V Рис. 9.59. Зависимость равновероятных значе-
от J прн вертикальной поляризации в диапазоне ннй V от J при горизонтальной поляризации
И ГГц в диапазоне 8 ТГц

292
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
При этом не учитывается возможная корреляция замираний на соседних
интервалах РРЛ, которая может привести к некоторому уменьшению суммарной
вероятности ослаблений. По результатам расчетов и экспериментов даже для
очень коротких трасс (#о»3 км), где корреляция дождей проявляется боль-
больше, поправочный коэффициент к сумме Sa составляет 0,8—0,65 для ТA)«л
»0,01— 0,0001%. Соответствующее небольшое уменьшение 5Д не учитывается
и рассматривается как некоторый запас на замирания.
Пример расчета устойчивости см. в § 9.17 (пример 2).
9.13. МЕТОДЫ ПОВЫШЕНИЯ УСТОЙЧИВОСТИ СИГНАЛА
НА ИНТЕРВАЛАХ РРЛ
Классификация методов
Устойчивость сигнала повышается с уменьшением глубины замираний на
интервалах РРЛ. Повышение устойчивости может быть достигнуто как путем
рационального выбора трасс, так и с помощью специальных мер.
Прн проектировании РРЛ трассы необходимо выЗирать таким образом,
чтобы отраженный от поверхности земли луч был сильно ослаблен. Для этого
следует: 1) отдавать предпочтение пересеченной' местности и избегать равнин
и водных поверхностей; 2) ретрансляционные пункты располагать так, чтобы
отраженный луч закрывался каким-либо препятствием; 3). ретрансляционные
пункты размещать на разнящихся высотах. В этом случае точка отражения лежит
t в непосредственной близости к низкорасположенной станции, увеличиваются углы
скольжения, а следовательно, и роль местных неровностей, что приводит к
уменьшению коэффициента отражения. Дифракционные изменения сигнала на
таких трассах также меньше. Исключение составляют протяженные горные,
морские или приморские трассы, где наблюдаются особые явления, описанные
в § 9.9.
На морских н приморских интервалах РРЛ с разнящимися высотами пе-
передающей и приемной антенн для уменьшения экранирующего влияния неодно-
родностей тропосферы рекомендуется выбирать длину трасс не более 50 км
даже в диапазоне 4 ГГц (с укорочением волны влияние этих замираний воз-
возрастает).
Важную роль в повышении устойчивости сигнала играет правильный вы-
выбор высот антенных опор (см. § 9.14).
К специальным мерам уменьшения глубины замираний относятся:
1) пространственно-разнесенный прием, т. е. сдвоенный прием с разнесе-
разнесением приемных антенн по высоте (ПРП);
2) частотно-разнесенный прием, т. е. сдвоенный прием с разнесением не-
несущих частот (ЧРП);
3) территориально-разнесенный прием, т. е. сдвоенный прием с разнесением
трасс по территории (ТРП);
4) вспомогательные методы: уменьшение глубины замираний за счет уве-
увеличения направленности антенн, применение специальных экранов, ослабляю-
ослабляющих отраженную от поверхности земли волну или уменьшающих дифракцион-
дифракционное ослабление сигнала.
Разнесенный прием (ПРП и ЧРП) является наиболее эффективным .сред-
.средством борьбы с интерференционными замираниями и практически не умень-
уменьшает глубины замираний, возникающих из-за экранирующего влияния препят-
препятствий и ослабления в осадках. Он применяется, как правило, в наиболее труд-
трудных условиях: на плоских трассах и в морских районах, где даже при пра-
правильном расположении ретрансляционных пунктов и оптимальном выборе про-
просветов требования к устойчивости сигнала не могут быть выполнены. Прн
необходимости целесообразно применять разнесенный прием на протяженных
пересеченных интервалах РРЛ.
' Методы повышения устойчивости
293
Для реализации ПРП или ЧРП требуется дополнительная аппаратура: двой-
двойной комплект приемников и антенн при пространственном разнесении или до-
дополнительный комплект приемопередающей аппаратуры при частотном разне-
разнесении.
Территориально-разнесенный прием является эффективным средством борь-
борьбы с замираниями, обусловленными влиянием осадков. Этот способ разнесения
требует построения территориально-разнесенных резервных линий.
Применение того или иного метода определяется особенностями распростра-
распространения радиоволн на интервалах РРЛ, наличием соответствующей аппаратуры,
а также технико-экономическими показателями.
Пространственно-разнесенный прием
Физическая основа метода состоит в том, что при интерференционных зами-
замираниях фазовые соотношения между интерферирующими волнами в двух точках,
расположенных на разных высотах, различны.
На РРЛ прямой видимости осуществляется пространственное разнесение
антенн по высоте, так как оно обеспечивает большую разность фаз между
интерферирующими волнами, чем разнесение по длине трассы или по направ-
направлению, перпендикулярному трассе.
Слабопересеченные интервалы РРЛ. На таких интервалах при оптимальном
разнесении антенн 'принципиально возможно реализовать максимальный выиг-
выигрыш при ПРП из-за ярко выраженной интерференционной структуры поля,
обусловленной отражением радиоволн от 'подстилающей поверхности [12, 30].
Рекомендуемые на практике значения разноса антенн по высоте на левом
и правом концах профиля трассы могут быть приближенно определены по фор-
формулам:
(9.159); (9.160)
где k = R1/R0; (9.161)
Ri — расстояние от левого конца трассы до точки отражения; п — номер ин-
интерференционного минимума; номер минимума необходимо выбирать наимень-
наименьшим из возможных. В большинстве случаев и=1. Исключение составляют трас-
трассы, где попадание в глубокие первые минимумы невозможно из-за экранирую-
экранирующего влияния препятствий.
Величины Afti и Д/г2 выбраны так, что, когда одна из антенн находится в
интерференционном минимуме, уровень сигнала во второй антенне близок к
уровню в свободном пространстве. При этом разность хода между интерфе-
интерферирующими волнами *
Дл = Я/6. (9.162)
В общем случае, когда устойчивость сигнала при одинарном приеме раз-
различна при приеме на верхнюю н нижнюю антенны, на каждом интервале РРЛ
При ПРП Н Vj min<l
Tj (Vj min)npn « 7V/ (Vi min) + Tai (Vj min) +
+ xv КГ |/"сДйв
[Гинт j (VJmin)]B [Гинт j (Vj min)]H,
(9.163)
где составляющие формулы (9.163) рассчитываются по методике § 9.12; все
значения Tj(Vj mtn) даны в процентах.
Индекс «в» относится к верхней антенне, «н» — к' нижней; с ^—эмпири-
^—эмпирический коэффициент, учитывающий статистическую зависимость замираний при
пространственном разнесении антенн. Он получен по экспериментальным дан-

294
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
Методы повышения устойчивости
295
ОьА
\
\
\
\
\
S
\
0,05 0,1 0J5 0,1 0,25 0,3.
ным в диапазонах 4—8 ГГц н опреде-
определяется из рис. 9.60 в зависимости от
параметра flp(g), А], вычисляемого по
(9.153) или по рис. 9.50;
v — коэффициент, учитывающий от-
отличие в усилении приемных антенн. Он
равен отношению усилений (по мощ-
мощности) основной антенны к разнесенной.
Например, при разнице в усилениях
3 дБ v=2;
X — коэффициент, учитывающий осо-
особенности сложения или автовыбора
сигналов. При автовыборе сигналов
с гистерезисом AV, характеризующим
различие в уровнях сигнала, соответст-
соответствующих переходу с основной антенны на
резервную и обратно,
Рис. 9.60. К расчету эффективности
пространственно-разнесенного приема
при VminSg-25 ДБ
х (9.164)
где AV—значения гистерезиса в относительных единицах. Например, при AV=
= 6 дБ (системы «Восход», КУРС) х=2,125. При ПРП выигрыш по сравнению
с одинарным приемом
/дд = ?ннт 1 (Vj min)/'инт i (Vj n»in)j7pri ==
jmin), ■ (9.165)
где Тпнт j(Vj min) дано в процентах.
Пример расчета см. в § 9.17 (пример 3).
Пересеченные интервалы РРЛ. На пересеченных траосах разной длины, где
определяющими являются замирания из-за отражений от слоистых неоднород-
ностей тропосферы, по результатам экспериментов рекомендуется выбирать
[12, 2].
Д h л; A40 ч- 160) Я. (9.166)
Исследования показали, что эта величина близка к оптимальной.
На трассах с перепадом высот корреспондирующих пунктов, где существен-
существенны замирания нз-за экранирующего действия неоднородностей тропосферы,
масштабы пространственной корреляции значительно больше, поэтому для эф-
эффективности разнесенного приема рекомендуется выбирать [12]
ДЛ«G00н-1400)Я. - (9.167}
На пересеченных трассах при Fmin<Cl
Tj (Vj mln)npn « f0 j (Vj mm) +
+ XV сДЛ Ю-2 [Гинт / (Vj
(Vj min) +
(9-168>
где все обозначения те же, что в (9.163).
При ЛА^160Х и Fminsg— 25 дБ
1,43-10» (Л/ДАJ.
сл.
(9.169)
По результатам экспериментов на пересеченных интервалах РРЛ Сдд прак-
практически не зависит от параметров трасс, что подтверждается и теоретическими
расчетами [30].
Эффективность ПРП по отношению к одинарному приему оценивается по
формуле (9.165) с учетом (9.168).
Частотно-разнесенный прием
Физическая сущность метода основана на селективности интерференцион-
интерференционных'замираний (см. § 9.6).
Современная радиорелейная Аппаратура в большинстве случаев строится
на принципе поучасткового «горячего» резервирования, который является раз-
разновидностью ЧРП. В отличие от обычного метода, при возникновении замира-
замираний на одном интервале линии переход с рабочего ствола частотой / на ре-
резервный ствол, разнесенный по частоте на величину Д/, осуществляется одно-
одновременно на участке резервирования, состоящем из нескольких интервалов. Пе-
Переключение происходит на главных станциях при увеличении мощности шума
в стволе до значения выше допустимого.
Для таких линий процент времени 5, в течение которого Рш или (Um/Up.cJ
превышают предельно допустимые значения, при К рабочих стволах и одном
стволе горячего резерва определяется формулой
N . N
(9.170)
где все слагаемые (в процентах) определяются по методике § 9.12; z— число
участков резервирования; р — число главных станций; т — число интервалов
между главными станциями;
с/ = ( сд/ + от ^- 1)/т; (9.171)
с д. — эмпирический коэффициент, учитывающий статистическую зависимость
замираний на интервале РРЛ при частотном разнесении двух высокочастотных
стволов на величину А/. Значения сд^ определяют для минимального разноса
Af между стволами в системе резервирования типа 7С+1. В большинстве слу-
случаев cAf>m—1 и с/«сд^. '
При этом:
1) на приземных слабопересеченных интервалах РРЛ значения сд. нахо-
находят из рис. 9.61а в зависимости от Af/f, порогового уровня перехода на ствол
горячего резерва Упор и параметра f[p(g),A], определяемого по (9.153) или
из рис. 9.50;
2) на слабопересеченных интервалах РРЛ с перепадом высот корреспон-
корреспондирующих пунктов Д/г»800-н1000 м и ftsglOOO м значения сд, определяют из
рис. 9.616 (кривая /);
3) на пересеченных сухопутных интервалах РРЛ средней протяженности
при Д///>1% @,01) ориентировочно для Fnop» —B8+35) дБ сд^ могут быть
определены из рис. 9.616 (кривая 2) или по формуле
7). (9.172)
Toj (Vj min) + J] Гд j (Vj min) +
При ДЛ=
cAft «60.
я\це Af/f — относительные значения;

296
Расчет трасс РРЛ прямой видммостм
Методы повышения устойчивости
297
4) на среднепересеченных интервалах РРЛ (а также слабопересеченных с
лесными массивами), проходящих в приморских районах илн вблизи водных
бассейнов, значения cAf при тех же условиях примерно в 3—4 раза меньше,
чем следует нз кривой 2 на рис. 9.616 нлн из формулы (9.172).
f
=
i
1 \
—
i ■
—l—^:—
cr ^
--
Л
7f
H
Рис. 9.61. К расчету эффективности частотно-разнесенного приема-
а-слабопересеченные интервалы РРЛ: Vnop =—B5-1-26) дБ, Упо <—30 дБ;
б — кривая / соответствует слабопересеченным интервалам РРЛ с перепадом высот" коррес-
корреспондирующих пунктов: f[p(g), Л] = 0,3-^0,31, Упор.~-30 дБ; кривая 2 - сухопутным пере-
пересеченным интервалом РРЛ: Упор = — B8-^35) дБ
Если на разных интервалах РРЛ значения с&f различны, например на ли-
линии имеются плоские и пересеченные трассы, то
S » Л! Го ; (Vj min) + У.Гд j (Vj min) +
р—1 с- т
ш
Т'инт j (Vj min)
■r-
(9.173)
Прн расчетах следует иметь в виду:
1) Формулы (9.170), (9.173) экспериментально проверены при Я<3.
2) Значения S для системы резервирования типа D+2) ориентировочно
следует считать, как для системы типа B+1), а для системы резервирования
типа (Ь+2), как д;)я системы типа C+1). В системе резервирования типа
G+1) значения S можно считать близкими к значениям в случае одинарного
приема.
3) Если переключение с рабочего ствола на резервный и обратно проис-
происходит с гистерезисом порогового уровня, то значения S необходимо умножить
на величину %, определяемую по (9.164).
4) Формулы (9.170), (9.173) справедливы прн условии, что l/min»Упор.
ЕСЛИ Vmin<.Vnov, TO
(Vj min)
1г ■ ' т
■И
1
-2S
JAf
_-—=
—-
К
У
. ■
—■
г
\>
У
vnav
-30
-JS
j (Vj min) ^ 7"Ннт j (Vj пор) •
3
2,6
2,4
г,2
2
1,8
U
1,4
(9.174)
-40 дВ
v/v
\
\
\
ч
4—,
10
Рис. 9.62. Выигрыш за счет частотно-разнесенного
приема в диапазоне 8 ГГц?
/ — Д///<*1,4%, система типа A + 1); 2 — Д///=0,7%.
система типа C+1)
Рис. 9.63. Эффективность террито-
риально-разнесенного приема в за-
зависимости от длины трассы Ro
Выигрыш при ЧРП по отношению к одинарному приему на интервале
РРЛ составляет
/д f
3 (Vj т1п)/ТИНТ } (Vj mfn)
4pn
10a/
K+l
)
(Vj min) +
j (Vj min) ■
(9.176)
\mi(Vjmln),
(9.175)
где Гинт i(Vj min) дано в процентах.
Графики /д^ для диапазона 8 ГГц приведены иа рнс. 9.62. Онн получены
экспериментально на пересеченных интервалах РРЛ, оборудованных антеннами,
имеющими G«45 дБ. С учетом /д.
N N
SzsJ^T0j(Vjmin) +
}=l j=l
Выигрыш в устойчивости при применении ЧРП может быть реализован
только при следующих условиях:
1) при малом времени переключения со ствола на ствол, не влияющем
на качество работы линии;
2) при условии, что резервный ствол используется только для защиты от
замираний.
На практике реальный выигрыш меньше, так как часть времени резервный
ствол используется как аппаратурный резерв. Эта ситуация усугубляется при
необслуживаемом режиме работы станций.
1 Пример расчета см. в § 9.17 (пример 3).

298
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
Методы повышения устойчивости
299
Частотно-пространственный разнесенный прием
Для повышения устойчивости работы РРЛ с ггоучастковым резервирова-
резервированием на отдельных неблагоприятных интервалах целесообразно применение до-
дополнительного пространственно-разнесенного приема с использованием блоков
автовыбора. В этом случае Ah выбирается в соответствии с (9.159), (9.160)
или (9.169), a S рассчитывают в указанной ниже последовательности:
1. На интервалах с разнесением антенн по формуле (9.163) или (9Л68)
рассчитывают величину ГИНт j(Vj min)npn "
2. По формуле (9.170) рассчитывают значение 5 при условии, что на ин-
интервалах с разнесением антени вместо ТЯВТ j(Vj min) подставляюг
Тинт i(Vj "linjjjpjj •
Возможен вариант пространственного разнесения некоторых стволов с пе-
переключением по пороговому уровню непосредственно в системе поучасткового-
резерва. Этот способ менее эффективный. В этом случае возможны следующие-
схемы организации связи:
1. При резервировании типа A+1) ВЧ стволы выносят на разные антен-
антенны; S рассчитывают по (9.173) с учетом (9.171) при условии, что на интер-
интервалах с разнесением антенн с ^жс M .
2. При резервировании типа B+1) A-й, 2-й — рабочие стволы, 3-й ре-
резервный) практически реализуются два варианта:
а) вынесение на дополнительную антенну 2-го, т. е. среднего в частотном
плане, ВЧ ствола. В этом случае S рассчитывают по (9.173), причем на интер-
интервалах с разнесением антенн для 1-го ствола
(9.177>
где Afi-з соответствует частотному сдвигу между 1-м и 3-м стволами; для 2-го
ствола
CAf*cAh; (9-178J
б) вынесение на дополнительную антенну крайнего, 3-го ствола. В этом
случае рабочие стволы примерно равноценны, причем в формуле (9.173) на
интервалах с разнесением антенн
(9.179)
3. При резервировании типа C+1) рекомендуется вынесение на дополни-
дополнительную антенну двух ВЧ стволов, расположенных через один A—3, 2—4);
резервный ствол — крайний, например 4-й. При этом для 1-го и 3-го стволов
*
^Т<3са»
для 2-го ствола
(9Л80)'
Во всех случаях, если
Тжт 3 (Vj min)B Ф Гинт } (V] mtn)B,
(9.I82)
Территориально-разнесенный прием
Территориально-разиесенный прием дает возможность повышать устойчи-
устойчивость работы РРЛ, т. е. уменьшать значение Taj(Vj min), используя построе-
построение обходных путей и пространственное резервирование линий. На практике
реализуется резервирование параллельных интервалов с территориальным раз-
разносом AR, ортогональных интервалов или интервалов РРЛ с угловым сдвигом.
При параллельных трассах по результатам экспериментов, проведенных в
Англии, Японии, США (см. библ. к [12]), при территориальном разнесении
выигрыш по глубине замираний V/V^ (V, VAi? берутся в децибелах):
1) возрастает с увеличением разнесения AR примерно от 4 до 10 км; даль-
дальнейшее увеличение AR дает менее заметный эффект;
2) слабо зависит от частоты при /= lO-v-37 ГГц;
3) при Ai?=const уменьшается с увеличением длины трассы (при i/?oS3=
4 км).
Количественно эффективность территориального разнесения в настоящее
время исследуется. Для ориентировочных оценок на коротких интервалах мож-
можно воспользоваться кривыми на рис. 9.63, полученными в результате обобще-
обобщения опубликованных экспериментальных данных для случая параллельных
трасс. В этих условиях выигрыш по вероятности замираний T(V)/T(V) трп
для V=— 20 дБ, / = 22; 37 ГГц • и # = 4-М2 км составляет при AR = 4 км
25—5 раз, а при AR=8 км соответственно 90—5 раз.
Выигрыш при территориально-угловом разнесении интервалов РРЛ зави-
зависит от угла разнесения. При угле 20° и i?o~4 км отмечается практически пол-
полная корреляция замираний [21]. При угле 72° и трассах длиной 8,2 и 8,9 км
на частоте 18 ГГц в Англии получен выигрыш T(V)/T(V) ТРП , составляющий
10 раз при V=—20 дБ и 100 раз при V~—30 дБ. Более глубоких замираний
иа выходе системы резервирования за период с мая 1973 г. по апрель 1971 г.
не наблюдалось, тогда как при одинарном приеме значения V достигали
-45 дБ.
Вспомогательные методы
Уменьшение ГИнт(Ут,-„) с помощью антенн. Уменьшение глубины интерфе-
интерференционных замираний сигнала может 'быть достигнуто 'путем сужения диа-
диаграммы направленности антенны (ДНА) или некоторого поворота антенны в
вертикальной плоскости (см. [2], § 9.6, п. 5, гл. 2).
Эффективность этих методов возрастает на трассах с большими просветами,
так как при увеличении угла а между прямой и отраженной волнами увели-
увеличивается производная ДНА dF(a)/da, в результате чего амплитуда отражен-
отраженной волны ослабляется больше.
Пределы применимости этих методов ограничиваются 'рефракционными из-
изменениями углов прихода и выхода радиоволн, которые возрастают с увели-
увеличением длины трассы. Трудность реализации этих методов увеличивается при
неточной юстировке антенн и деформативности высоких опор. Без учета этих
обстоятельств возможно снижение устойчивости работы РРЛ, поэтому указан-
указанными методами можно пользоватьси с осторожностью (см. § 9.9, 9.12 [19]).
Эти вопросы в настоящее время исследуются. Ориентировочные рекомен-
рекомендации таковы, что на приземных трассах средней и большой протяженностей
в большинстве случаев целесообразно ограничиваться антеннами с усилением
примерно 43 дБ (ширина ДНА по половинной мощности ~ 1,2°), на коротких
интервалах РРЛ возможно применение более направленных антеин (О;»45дБ).
Для увеличения dF(a)/da иногда применяют специальные антифединговые
антенные системы. Фазировка этих аитени обеспечивает уменьшение коэффи-
коэффициента направленности для отраженной волны и увеличение его для прямой
волны. Эффективность таких систем увеличиваетси при увеличении угла между

300
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
прямой и отраженной волнами. Их применение ограничивается сложностью иа-
стройки антени и повышенными требованиями к жесткости конструкции.
Уменьшение ГИНт(Ут.п) с помощью экранов. Глубина интерференционных
замираний, обусловленных отражением радиоволи от гладкой земной поверх-
поверхности, может быть уменьшена путё*м сооружения вблизи геометрической точки
отражения (см. § 9.6) специальных экранов (рис. 9.64) [2]. Оптимальными
Методы повышения устойчивости
301
Рис. 9.64. Экран для
уменьшения амплитуды
отраженной волны
являются симметричное расположение экрана относительно точки отражения в
направлении, перпендикулярном трассе, и смещение его в направлении вдоль
трассы на величину
1— к),
(9.184)
где п — номер интерференционного минимума.
По расчетным данным модуль коэффициента отражения Ф может быть
уменьшен до значения, равного 0,7 при сравнительно небольших размерах эк-
экрана:
высота Ааяг0,4Я0; длина L3 = (З-г-3,5) Но.
(9.185); (9.186)
Небольшая высота экранов позволяет использовать их не только на вновь
строящихся РРЛ, но и на многих действующих РРЛ без заметного уменьше-
уменьшения средних уровней сигнала. Применение экранов целесообразно только на
трассах, где модуль коэффициента отражения Ф-»-1. В настоящее время в ли-
литературе нет экспериментальных статистических данных об эффективности та-
таких экранов на реальных РРЛ.
Уменьшение T0(Vmin) с помощью экранов. Наличие экранов (см. рис. 9.64)
увеличивает уровень и устойчивость сигнала и при субрефракциониых замира-
замираниях из-за искусственного обострения препятствий [2, 31]. Однако при сильной
субрефракции влияние экрана уже ие будет проявляться из-за экранирования
его выпуклой поверхностью з^мли.
Экраны для обострения препятствий (дифракционные лннзы) эффективны
в холмистой и горной местности [5, 31]. Такие лиизы устанавливаются иа вер-
вершине возвышенности, на гребне хребта или холма примерно перпендикулярно
трассе. Верхний край экрана должен быть виден со стороны как приемного,
так и передающего пунктов (просветы больше Но) при тех значениях g, при
которых необходимо уменьшить дифракционное ослабление.
При этом:
1. Для увеличения эффективности лиизы профиль проекции ее верхнего
края на плоскость, перпендикулярную трассе, должен иметь вид окружности
радиусом Нт, тде Нт — абсолютная величина закрытия с учетом экрана
(рис. 9.65а).
2. Профиль линзы может иметь вид отрезков окружности, между которы-
которыми имеются вертикальные ступеньки высотой ДЯ (рис. 9.656):
H = RokK(l—K)m/Hm,
(9.187)
где к — относительная координата точки установки лннзы; т — целое число.
В зависимости от рельефа размер ступеньки может соответствовать любому
значению т., причем ступеньки можно направлять как вниз, так и вверх от
первоначального уровня. В этом случае под величиной Нт подразумевается
абсолютная величина закрытия с учетом высот предыдущих ступенек. Другие
виды профилированных линз см. в [5]. Возможно применение прямого экрана
длиной £,*э, определяемой по формуле (9.186).
Hi
Рис. 9.65. Дифракционная линза:
а — выпуклый; 0 — ступенчатый гребень
Множитель ослабления для профилированной дифракционной лиизы
V = Ккл U~VR0%k (\~к),
(9.188)
где I — суммарная длина, равная длине дуги по окружности с радиусом Нт
и длинам дуг ступенек; VKn — множитель ослабления для клиновидного пре-
препятствия, определяется из рис. 9.13 по кривой ц,—оо. Для расчета по (9.188)
Ум из децибел переводится в относительное значение (см. рис. 9.48).
Для прямой линзы длиной L3 и высотой не менее ft, определяемой по фор-
формуле (9.187) при т=\,
IV =
/Я,Ь/еA-к)•
(9.189)
Требования к точности выполнения дифракционных лииз следующие:
1) не рекомендуется делать частые ступеньки, так как в этом случае будут
сказываться потери из-за дифракции иа боковых частях ступенек;
2) линзу ие обязательно устанавливать по прямой линии. Необходимо лишь,
чтобы проекция ее края иа плоскость, перпендикулярную трассе, имела вид
окружности радиусом Нт или отрезков окружности с вертикальными ступень-
ступеньками между ними высотой АН;
3) профиль лиизы должен быть выдержан с точностью до A/8)АЯ, где АН
определяется по (9.187) при т = \. Для упрощения конструкции с учетом этой
точности круговой профиль может быть заменен отрезками прямых;
4) линза выполняется в виде сеткн из любого металла, размер ячейки ие
должен превышать 1/8 длины волиы.

302
Расчет трасс РРЛ прямой внднмостн
Определение высот антенных опор прн проектировании РРЛ
303
Эффективность дифракционных линз проверена экспериментально в горных
условиях [5] и в среднепересеченной местности [31].
Для увеличения уровня сигнала и уменьшения величины T0(Vmin) на за-
закрытых трассах применяют пассивные ретрансляции (см. гл. 2).
«
9.14. ОПРЕДЕЛЕНИЕ ВЫСОТ АНТЕННЫХ ОПОР
ПРИ ПРОЕКТИРОВАНИИ РРЛ
Для определения высот антенных опор необходимо выбрать просветы на
интервалах РРЛ.
Решение общей задачи включает в себя комплекс вопросов: выбор трассы,
определение просветов на интервалах РРЛ, поверочный расчет мощности шума
в канале ТЧ и Vm/Uv.c в телевизионном канале на конце линии нли поверочный
расчет устойчивости.
К выбору трассы РРЛ
При выборе трассы РРЛ и местоположения оконечных и промежуточных
станций необходимо обеспечить:
1) удобство эксплуатации (наличие подъездных путей, источников электро-
электроэнергии и т. п.), необходимые ответвления, возможность установки телевизион-
телевизионных ретрансляторов и т. д.;
2) оптимальное использование рельефа местности для обеспечения устой-
устойчивой работы интервалов РРЛ (см. § 9.13);
3) требуемую помехозащищенность радиотракта (см. § 9.16);
4) экономические показатели предполагаемого строительства.
В результате выбора трассы оказываются известными (иногда ориентиро-
ориентировочно) протяженности интервалов и их профили.
Выбор просветов при одинарном приеме
Ввиду различного подхода к выбору просветов на разных интервалах РРЛ
будем делить их на два типа:
тип I — интервалы, на которых отражениями радиоволн от поверхности
земли можно пренебречь (см. § 9.6, 9.12);
тип II — интервалы, на которых отражения от поверхности земли играют
существенную роль (см. § 9.6, 9.12).
Во всех случаях при выборе просветов следует учитывать распределения
T(g) для тех месяцев, которые отличаются большим влиянием субрефракции
(меньшими \g\ и большими а). Они выбираются для заданного климатичес-
климатического района из табл. 9.2, 9.3 с учетом поправок, указанных в § 9.4.
Если проектируемая линия предназначена для передачи сигналов много-
многоканальной телефонии и телевидения, то просветы следует выбирать для того
вида работы, который требует большего значения Vmin. Для другого вида
работы проводится поверочный расчет устойчивости. Для систем емкостью, мень-
меньшей 600 каналов ТЧ, определяющим является Vmin для телевидения. Для си-
систем емкостью 600 каналов ТЧ значения Vmin для сигналов телевидения и те-
телефонии примерно совпадают. Для систем, имеющих • емкость 1000 и более
каналов ТЧ, определяющим является значение Vmin для телефонии.
Интервалы I типа. Просветы выбираются тремя методами в зависимости
от исходных условий.
Метод первый. При проектировании многоканальных РРЛ иа волнах
короче 20—30 см поступают следующим образом:
1. Для большинства климатических районов задаются величиной просвета
в пределах
Я » A -*- 3) Яо - Д Я (g). (9.190)
Величину Но определяют по (9.23) или по номограмме на рис. 9.9, а
AH(g)—по (9.29) или номограмме на рис. 9.11. При этом на интервалах РРЛ
протяженностью не более 50 км во многих случаях оказывается достаточным
просвет, удовлетворяющий условию
Яо — Д Я (i)< Я <Я0 - Л Я [g B0%)], (9.1915
где gB0%) определяют по (9.94).
На более длинных трассах (#0^60 км) в тяжелых по субрефракции кли-
климатических районах (большие а, малые по абсолютной величине g) требуемые
просветы возрастают:
Я«D-г-4,5)Я0-ДЯ(£). (9.192)
Условия (9.190)—(9.192) обеспечивают V^0 дБ. Максимальное предельное
значение Н из (9.191) обеспечивает также УB0%)«0 дБ, т. е. не допускает
дополнительного рефракционного ослабления из-за рельефа местности при
gB0%). В этом случае УB0%) будет определяться только влиянием тропо-
тропосферы (см. табл. 9.7).
На интервалах I типа принципиально допустимо увеличение просветов по
сравнению с указанными пределами. Однако это может привести: а) к неоправ-
неоправданному увеличению строительных и эксплуатационных затрат, связанных с
увеличением высоты опор и длины волноводов; б) к увеличению средней и
20%-ной мощности шума из-за попадания приемной антенны в интерферен-
интерференционные минимумы глубиной в несколько децибел, обусловленные отражением
от леса, неровностей земной поверхности и т. д., обычно не учитываемые при
расчете устойчивости (см. § 9.6).
2. Из профиля трассы определяют необходимые высоты антенных опор,
причем действительные высоты подвеса антенн должны быть больше расчетных
на величину ошибки карт, используемых при построении профилей трасс.
3. Зная высоты подвеса антенн и погонное ослабление фидеров, опреде:
ляют КПД приемопередающего аитенно-волноводного тракта Т);- (см. гл. 2, 3).
4. По известным значениям i/?oj и т);- и заданным электрическим параметрам
аппаратуры (см. табл. 6.6) по формулам (9.110), (9.117) или (9.120)—(9.125)
§ 9.11 рассчитывают Vjmin-
5. По формуле -(9.132) проводят поверочный расчет значений Tj(Vj min),
причем отдельные слагаемые рассчитывают по методике § 9.12.
При необходимости расчет повторяют для других просветов и высот ан-
антенных опор, получают ряд значений TOj(Vj min) и соответствующих значений
Tj(Vj min), после чего выбирают подходящий вариант.
Метод второй. Если при проектировании РРЛ ориентировочно зада-
задается допустимое значение Tj(Vj min) *, то минимально* допустимый просвет
приближенно можно рассчитать следующим образом:
1. По формулам (9.146), (9.147) и методике § 9.12 рассчитывают
TtVj(Vj min) + Taj(Vj min).
2. Вычисляют допустимое значение
То 1 (Vjmin) = Tj (Vj min) - Гтр j (Vj raf«) - Тл j (Vj min). (9.193).
3. Минимально допустимый просвет на трассе рассчитывают по формуле
Я «Яо [(¥/2,31 А)+р (£„)] - А Я (g), (9.194}
или
[(Y/2,31 A)+p' (g0)] - Д H(g),
* Например, в среднем для магистральных линий длиной Ь>280 км
* @,1 Доj/2500) %, где Rqj дано в километрах.
(9.195J
j mini"

304
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
Определение высот антенных опор при проентнрованин РРЛ
305
где i|> определяют из рис. 9.44 по заданному значению TOj(Vj mtn)- Но — по
,(9.23) или номограмме на рис. 9.9; AH(g) — по (9.29) или номограмме на
рис. 9.11; Л— по (9.138) или номограмме на рис. 9.46; p(g0) находят из рис 9 13
ло известным ц и Vlmin или рассчитывают по (9.142), (9.143). '
При данном подходе к выбору просветов на интервалах РРЛ значение
V,- min не может быть определено точно, так как неизвестны точная длина вол-
волноводов, а следовательно, и значение ослабления в аитенно-фидерном тракте m
Ориентировочно длина волноводов на дриемопередающей стороне может быть
вычислена по формуле
/в«АА1+ДЛ2+Aч-2)Я0> (9.1961
где Mi и ДЛ2 — значения высот от уровня земли на приемной и передающей
сторонах до касательной к профилю трассы, проведенной в максимальной по
высоте точке профиля (рис. 9.66).
Ah,
Ко
, *-
500
400
WO
w
an
SO
SO
4/1
J3
20
IJ
v-
i \
1
V
fv
—i—
—[—
\
r~\
\ Ф
\j
—I—
i л
—
s
—
.__
\
-
7
^1-
—
—
—-
I
iH—
-1 ;—■
;
....г
Рис. 9.66. К определению длины волноводов
Рис. 9.67. К определению медианной длительно-
длительности замираний:
/ — слабопересеченные сухопутные и морские
трассы; 2 — пересеченные трассы; х и Л —экс-
—экспериментальные точки
В большинстве практических случаев при таком подходе ошибка при опре-
определении Vjmin не превысит 1—2 дБ.
Метод третий. На РРЛ, работающих в длиниоволиовой части деци-
дециметрового диапазона или на метровых волнах (обычно это линии технологи-
технологической связи), определяющими оказываются нормы на 20%-ные (или средние)
шумы в канале. В этом случае просветы выбираются следующим образом:
1. По известному'значению допустимой 20%-ной (или средней) мощности
теплового шума на i-м интервале линии Ршт % доп по (9.120) или (9.121) опре-
определяют допустимое значение множителя ослабления Vj Доп при условии, что
Лп.г max = ''ш.т i доп> а Vj min = Vi Яоп-
2. Прн известном профиле трассы по методике § 9.7 определяют параметр
A, характеризующий форму препятствия.
3. По рнс. 9.13 или формуле (9.142). значению V,- доп и ii определяют до-
допустимый относительный просвет на трассе р(и)л°п- При этом считается, что
в (9.142) p(ge)=P(g)p,on, a Vjm,n = Vixon-
4. Определяют минимально допустимый просвет на трассе. При
H = p(g)aonH0-bH(g), (9.197J
где Но вычисляют по (9.23) или номограмме иа рис. 9.9, a S.H(g) — по (9.29)
или номограмме на рис. 9.11. При рС^)доп<0 .
H = {p(g) доп Но/FlA(g)]}-AH(g), ■ (9.198)
где F[A(g)] определяют по (9.64) или из рис. 9.17.
Расчет AH(g) проводят для g, если нормирована величина средней мощ-
мощности тепловых шумов, или для gB0%), определяемого по (9.94) как gB0%,«
&g-{-O, если нормирована мощность шума, превышаемая в течение 20% вре-
времени любого месяца. Значения g и а см. в табл. 9.2, 9.3, а поправки к а —в
§ 9.4.
5. Проводят поверочный расчет устойчивости, причем при Vjmin<gL\ для
большинства сухопутных районов
где T0}(Vj min) определяют по методике § 9.12.
Для морских и приморских районов ориентировочно
Tj (Vj min) « То j (Vj min) + TB j (Vj min),
где TBj(Vj min) — процент времени, в течение которого
водных условий распространения радиоволн (см. § 9.4):
Тв j(Vj mm) « 0,69 V)mintB,
(9.200)
min из-за волно-
(9.201)
где tB — вероятность появления тропосферных волноводов. В южных морских
районах в летние месяцы tBaz C0-f-50) %.
Для всей линии S
B
N
2 Tj(Vj
Величина S должна удовлетворять условию (9.13). Пример расчета по
этому методу см. в § 9.17 (пример 4).
Интервалы II типа. На таких интервалах существует оптимальное значе-
значение Яопт, при котором Tj(Vjmin) минимально. Действительно, при уменьше-
уменьшении Н величина Toi(Vj min) возрастает, a TZBrj(Vj min) уменьшается, так как
попадание в интерференционные минимумы, обусловленные отражениями от по-
поверхности земли, происходит при менее вероятных значениях g (см. рис. 9.43).
Оптимальное значение просвета определяют следующим образом:
1. Задаются несколькими значениями просвета примерно через 5 м. Исход-
Исходной точкой может служить
HssH0-AH(g). (9.202]
2. Из профиля находят все параметры трассы (§ 9.6'г 9.7) и согласно ме-
методике § 9.12 для каждого значения просвета определяют составляющие
Toj(Vj min) И Гинт i(V] min)-
3. Оптимальным будет такое значение просвета, при котором
Го',- (Vj min) + Гинт J (Vf min) = min. (9.203)
Пример выбора просвета на интервале II типа приведен в § 9.17 (пример 2).
Особые случаи: 1. Если на заданном интервале линии станции располага-
располагаются на возвышенных местах и просвет получается большим даже без антенных
Опор, то Н выбирается так, чтобы при g точка приема находилась в каком-либо
интерференционном максимуме, т. е.
Н = Я0УЗBш —1) - Д Я (г), (9.204)
где т—\, 2, 3. ... — помер максимума; т выбирается так, чтобы высоты антен-
антенных опор получались по возможности меньшими.

'306
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
Просветы, при которых H(g)=Hn, где Нп—просвет на трассе для л-го
минимума, недопустимы из-за низкой устойчивости сигнала и большого среднего
ослабления.
2. При проектировании РРЛ в азиатской части СССР необходимо учитывать
климатические особенности Сибири в зимнее время, когда над этим районом
распространяемся область высокого давления, которая носит название Сибир-
Сибирского антициклона. Сильное охлаждение приземного слоя и мощная инверсия
температуры приводят к большим отрицательным градиентам g=g3- При проек-
проектировании РРЛ, проходящих над ровной местностью, попадание в л-е интер-
интерференционные минимумы при значениях g3 может привести к уменьшению устой-
устойчивости сигнала в зимнее время. Поэтому при выборе просветов в 9, 11, 14-м
климатических районах (см. табл. 9.2, 9.3) дополнительно необходимо выполнить
условие
(9.205J
I
Оценка длительности н количества замираний
307
где в соответствии с (9.36) p(g3)=H+<AH(g3)/Ho.
Особенности выбора просветов при разнесенном приеме
Пространственио-разиесеиный прием. В этом случае:
1. Выбирается просвет Нв на интервале с нижней приемной антенной, при-
причем:
а) при ПРП с использованием блоков автовыбора для каждого рабочего
ствола Ян можно выбирать таким образом, чтобы при средней рефракции V~
«О дБ, т. е.
HHsvH0 — AH(g); (9.206)
при использовании нижней антенны только в качестве резервной не исключается
возможность ее установки так, что
HB<H0-AH(gj, т.е. У<0дБ;
б) при частотно-пространственном разнесенном приеме в системе поучастко-
вого резервирования, когда на нижней антенне находятся рабочие стволы, где
не допускается ухудшение устойчивости, Нв выбирают так же, как при одинар-
одинарном приеме, т. е. из условий (9.190) — (9.192).
При определении AH(g) для заданного климатического района значения g
выбирают наименьшими (по абсолютной величине) из табл. 9.2, 9.3.
2. По известному просвету Нш с учетом ошибки карт из профиля трассы
находят высоту подвеса нижней антенны hB-
3. По формулам (9.159), (9.160), (9.166) определяют необходимую величи-
величину вертикального разноса антенн Ah.
Конструкции типовых опор в большинстве случаев позволяют осуществить
лишь фиксированный разнос, чаще это 10 или 15 м. Как показывают экспери-
эксперименты, это значение Д/г окажется достаточным для большинства трасс РРЛ при
f^4 ГГц. В таких случаях полученные расчетные значения Д/г необходимо ок-
округлять до ближайших фиксированных значений, допускаемых конструкцией
опоры.
4. Определяют высоту подвеса верхней приемной антенны
АВ = АН+ДЛ. (9.207)
Принципиально разнос по высоте дополнительной антенны относительно
основной возможен как в сторону увеличения высоты, так н в сторону ее
уменьшения.
5. По (9.163) с учетом методики § 9.12 проводится поверочный расчет зна-
значений Ti(Vjmin)npn на заданном интервале РРЛ.
При необходимости рассчитывают устойчивость (в процентах)
$ У} (Vjmtn) = Ю0% -Tj(Vjmln). (9.208)
ч, 6. Если при расчете устойчивости окажется, что из-за большой величины
/г] Toj(Vjmin), например, на равнинных трассах значение Tj(Vjmin)npn превыша-
i ет заданное, то следует увеличить просвет Нв и повторить расчет.
;/ Частотно-разнесеиный прием. При проектировании РРЛ с системой поучаст-
.•£ крвого резервирования оптимальные просветы на слабопересеченных интервалах
| РРЛ оказываются несколько большими, чем при одинарном приеме.
jf Оптимальность просветов проверяют в результате расчета устойчивости на
'Щг резервируемом участке РРЛ. Порядок расчета такой же, как и при одинарном
■?} приеме; S определяют по формулам (9.170), (9.173).
?
1 Поверочный расчет качественных показателей линии
:■$■ После определения просветов и устойчивости работы отдельных интервалов
Ш- РРЛ рассчитывают качественные показатели линии: устойчивость, 20%-ную и
Iff 50%-ную мощности шума в канале ТЧ и соответствующие значения (f/m/f/p.oJ в
Ц' ТВ канале.
М 1. Для оценки устойчивости работы РРЛ по формуле (9.131) или (9.170),
I (9.173) рассчитывают процент времени S, в течение которого Рш^Рштах и
•>■. (fm/f/p.cJ^ (f/m/f/p.cJmoi. Полученные результаты сравнивают с нормируемы-
• ми значениями, определяемыми в § 9.12 и гл. 7. По-вндимому, можно считать,
,:f что максимально допустимые отклонения S/Smax не должны превышать
:£ 1,5 раза.
2. Поверочный расчет мощности шума, превышаемой в течение 20% време-
времени любого месяца, проводят по методике § 8.1 с учетом данных § 9.8. По-ви-
• димому, реально считать допустимыми отклонения от рекомендаций в 1—2 дБ,
что лежит в пределах точности измерений. Однако в каждом конкретном слу-
случае этот вопрос решается индивидуально в соответствии с назначением линии.
3. Поверочный расчет мощности шума, превышаемой в течение 50% вре-
времени любого месяца, проводят также по методике § 8.1 с учетом данных
§ 9.8. Этот показатель целесообразно считать сдаточным параметром линии.
Прн сдаче РРЛ в эксплуатацию, как правило, не проводят длительных стати-
статистических измерений мощности шума в канале, по которым можно оценить ее
значение, превышаемое в течение 20% времени. Выборочные измерения, про-
проводимые в дневное время, чаще соответствуют 50%-ной мощности'шума.
4. Аналогичным образом рассчитывают значения (t/m/tVcJ, превышаемые
в течение 20 и 50% времени любого месяца.
9.15. ОЦЕНКА ДЛИТЕЛЬНОСТИ И КОЛИЧЕСТВА
ЗАМИРАНИИ СИГНАЛА
Длительность и количество замираний при одинарном приеме
Для определения надежности и достоверности передачи дискретной инфор-
информации по каналам РРЛ необходимо знать не только общее время неудовлетво-
неудовлетворительной работы r(V'nop), но и распределения длительности т и количества за-
миралий Л', причем не только в целом за наихудший месяц, но и за более ко-
короткие интервалы времени, так как достоверность во многих случаях оценива-
оценивается за более короткие сеансы.
Распределения длительности замираний за летний месяц. В диапазонах ча-
частот от 2 до 12 ГГц распределения длительности замираний Т(х) при V*£^
^0,1 (—20 дБ) удовлетворительно аппроксимируются логарифмически-нормаль-
логарифмически-нормальным законом [14, 19, 21, 24, 12, 32] с параметрами т„ и ат, где т„ — медиан-
медианное значение длительности замираний; ат — стандартное отклонение.
it-

308
Расчет трасс РРЛ прямой внднмостн
Оценка Длительности н количества эамнраний
309
Если значения вероятности отложить в гауосоиском масштабе, а длитель-
длительности — в логарифмическом, то интегральное распределение Г(т) будет изо-
изображаться прямой линией (см. пример 5 в § 9.17).
Среднее значение длительности замираний
7=тмехр[0,5AпатJ] , (9.209)
или
Ю lg(x/TM) = 0,115<4 • (9.210)
где т/тм дано в относительных единицах, aat — в децибелах.
Медианное значение длительности
тм = См^. (9.211)
См — эмпирический коэффициент. Величина 1/См характеризует, медианную
скорость изменения V на заданной трассе.
Значения См в секундах для диапазона 4 ГГц находятся из кривых на
рис. 9.67 в зависимости от величины
1P = ^o/'(i)*lo~4; (9.212)
здесь *Р дано в километрах в квадрате; Rj — в километрах; p(g) определяет-
определяется по (9.42).
Значения g для различных климатических районов СССР указаны в
табл. 9.2. Перевод УГдБ] в V см. на рис. 9.48.
На рис. 9.67 кривая 1 относится к плоским (или слабопересеченным) су-
сухопутным и морским трассам, где существенно отражение радиоволн от под-
подстилающей поверхности. Кривая 2 соответствует пересеченным трассам, где
влиянием отражений от поверхности земли можно пренебречь. Исключение со-
составляют трассы с большим перепадом высот между приемной и передающей
антеннами, где при АЛ да 200-ь-ЗОО м тм~в 1,3—1,5 раза больше, чем следует из
(9.211) и кривой 2 на рис. 9.67.
Медианное значение длительности замираний уменьшается при увеличении
их глубины, протяженности интервала, относительного просвета и рабочей ча-
частоты (при отсутствии дождей).
В настоящее время частотная зависимость тм исследуется, полученные ре-
результаты неоднозначны. Ориентировочно (без учета дождей)
^ , (9.213)
где Тм выражено в секундах, если / — в гигагерцах, См — в секундах, опреде-
определяется из рис. 9.67 для / = 4 ГГц.
Для замираний, обусловленных влиянием дождей, Г(т) также удовлетво-
удовлетворительно аппроксимируется логарифмически-нормальным законом, причем тм
возрастает с увеличением Ro, f и V. Скорость замираний, характеризуемая ве-
величиной 1/См, существенно меньше, чем при многолучевом распространении в
тропосфере. Количественные зависимости изучаются.
Стандартное отклонение в децибелах
ах = 10 lg ат/тм; . (9.214)
(У ^ слабо зависит от глубины замираний, несколько увеличиваясь с ростом V.
Усредненные значения ах, полученные по экспериментальным данным в диапа-
диапазоне 4 ГГц на трассах длиной 40—60 км, указаны ниже в таблице [32]:
V, дБ —20 -25 —30 -35
<7,дБ 6,5 5,8 5,2 4,9
Зависимость ат от параметров трасс и климатических условий также не-
невелика и характеризуется разбросом не превышающим ±1,5 дБ [32].
V rJ
Вопрос о зависимости ах от частоты исследован недостаточно. Ограничен-
Ограниченные данные, полученные в центре ETC, показывают в среднем увеличение а х
с возрастанием частоты. Так, при /=8 ГГц на пересеченных трассах при Ro=
= 35-^50 км и V=—B5-ьЗО) дБ только из-за влияния тропосферы ах =
= 6,3—^5,2 дБ (несколько больше, чем в приведенной выше таблице). При
/=12 ГГц в этом же районе на среднепересеченной трассе 7?0=35 км и V=
— —25 дБ в наихудший месяц из-за влияния дождей и тропосферы охж
»13 дБ [24]. При остронаправленных антенных (G«45 дБ) ах резко заиисит
от точности их юстировки. При дефиците из-за неточной юстировки в 5—6 дБ
нэ интервал при #0 = ЗЗн-42 км и /=8 ГГц ах =8,5—8 дБ при V=—B1rj-
-f 28) дБ [19].
Количество замираний [12, 19, 21, 24, 32]. В общем случае количество зами-
замираний N за месяц (~720 ч) рассчитывается по формуле
JVftj2,6- 10*ГA0/т", (9.215)
где T(V), %, определяется по формуле (9.132) при условии, что Tx(Vmin)=0;
г, с, рассчитывается по формуле (9.209).
На практике для оценки N удобно пользоваться эмпирической формулой
где Kn — эмпирический коэффициент.
Значения Км для /=4 ГГц определяют из рнс. 9.68 в зависимости от па-
параметра W, вычисляемого по (9.212). Данные получены при C^43 дБ.
Наибольшее количество замираний наблюдается на морских и приморских
слабопересеченных трассах РРЛ, наименьшее — на пересеченных сухопутных
интервалах, где N уменьшается с увеличением просвета (параметра/1?), так как
уменьшается влияние субрефракционных замираний (см. кривую 3 на рис.
9.68). На пересеченных трассах с большими просветами, где влиянием суб-
субрефракции можно пренебречь, так же как и на слабопересеченны'х трассах, сле-
следует ожидать увеличения N(Kx) с возрастанием длины трассы. (В приведен-
приведенной на рис. 9.68 статистике трасс подобной ситуации не наблюдалось.)
Частотная зависимость N ориентировочно учитывается формулой
\
(9.217>
где Kn определяется для диапазона 4 ГГц из графика на рис. 9.68.
Исключения из указанных закономерностей возможны в следующих слу-
случаях:
1) на интервалах РРЛ с перепадом высот корреспондирующих пунктов,
где наблюдается меньшее число замираний, но длительность их больше, а ча-
частотная зависимость близка к линейной [12]; ,
2) при использовании остронаправленных антенн (G>43 дБ) N может
быть существенно больше, чем следует из (9.216) и рис. 9.68 {19].
Количество сеансов с глубокими замираниями. За летний месяц число сеан-
сеансов Л^с рассчитывается по приближенной формуле [14]
NcttMV, , • (9.218)
где У^:0,1 (—20 дБ); М — эмпирический коэффициент, зависящий от длитель-
длительности сеанса tc, параметров трасс, климатических условий и рабочей частоты.
Значения М для /о = 30 с; 1; 2,5 и 10 мин, полученные из экспериментов на
РРЛ, приведены на рис. 9.69 и в табл. 9.13. Данные табл. 9.13 получены в
диапазоне 4 ГГц на слабопересеченных сухопутных трассах с просветами,
соответствующими положеиию приемной антеииы при средней рефракции в-
пределах первого интерференционного лепестка, а в диапазонах 6, 8 и 12 ГГц
на покрытых лесом среднепересеченных трассах — с большими просветами.
В этих случаях коэффициент М слабо зависит от параметров трасс. Значения

310
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
М* характеризуют интервалы РРЛ с остронаправленными антеннами (Gx
«45 дБ). Во всех остальных случаях G<42 дБ.
Количество замираний за сеанс пс. Максимальное количество замираний
за сеанс летних месяцев ориентировочно оценивается по эмпирической формуле
па_тах
Ч У г
(9.219)
()
где q — эмпирический коэффициент, зависящий от длительности сеанса ta, ча-
частоты, параметров трасс и климатических условий. Значения q для морских и
8
7.
S
,1
4-
3
L
10"
ч
В
А
'
3
•■>
L
■в
с
*
zd
V
——
у
/
Л
■- -
/
^ i
у
-/-
<
4—
i
^=\¥.
0,1 0,2 Ofi 0,6 0,8
9
8
7
6
5
h
■ 3-Ю3
м
V
А
/
//
V
V
/
/
г
\
/
У/
у
у
/
[у
Т
V
/
^°
Y
0,2 0,k Ofi 0,8 J
Рис. 9.69. К определению Ne на мор-
морских и слабопересеченных приморских
интервалах РРЛ в диапазоне 4 ГГц;
Д, ф, О» X ~~ экспериментальные
точки
Рис. 9.68. К определению Количества замираний:
/ — морские и слабопересеченные приморские трассы; 2, 3 — сухопутные сла-
слабопересеченные и пересеченные трассы; О. ф< X ~ экспериментальные точки
ТАБЛИЦА 9.13
К определению количества сеансов с замираниями
Частота, ГГц
Длительность се-
сеанса tc, мин
Значение коэффи-
коэффициента М ■ 10—*
4
1
0.94 —
— 1
2,5
0.73-
—0,84
10
0,5—
-0,7
, 6
I
0,82
2.5
0,7
10
0,54
8
0,5
1,88
1
1,65-
—1.8
5,0"-
—6.0*
•
2,5
1,42
~3—4»
10
1,1
~1 ,9*
12
1
0,81
2,5
0,6
10
0,37
Оцениа длительности и количества замираний
311
слабопересеченных приморских интервалов РРЛ для /=4 ГГц указаны иа
рис. 9.70 в зависимости от параметра Ч?, определяемого по (9.212). В диапазо-
диапазоне 6 ГГц на сухопутных пересеченных трассах при изменении Ч' от 0,45 до
0,9 q монотонно возрастает в следующих пределах: 12—19 при ?с = 1 мин; 15—
30 при го=2,5 мин и 19—33 при tc = \0 мин.
чт
100
80
til
50
30
20
1A
—-
—-
.—■
—
и
-—
-—•*
и-^
. '
п
UH
г,
--—^
,—'
А—,
D
0,2 0,3 Oft 0,5 0,6 0,7 0,8 0J3 1
Рис. 9.70. К определению пс тах на морских и приморских ин-
тервалах РРЛ:
^. ф. X — экспериментальные точки
В диапазонах 8 и 12 ГГц статистика экспериментов ограничена. Значения
Летах, полученные в центральных районах ETC для Ro = 35-^40 км на уровне
V=—28 дь. следующие:
1) при f — & ГГц и остронаправленных антеннах (G^45 дБ) в условиях
жаркого лета при отсутствии дождей яСта*«7, 14, 30 и 76 при /с = 0 5; 1-
2,5 и 10 мин;
2) при f=12 ГГц, G = 40 дБ в условиях дождливого месяца (влияние неод-
нородностей тропосферы невелико) racmal«8, 10 и 18 при <с = 1; 2,5; 10 мин.
Распределения Т(пс) для интервалов РРЛ, имеющих p(g) = 1,5—2,2, в боль-
большинстве случаев удовлетворительно аппроксимируются степенной' функцией
(прямая линия в полулогарифмическом масштабе). Типичное распределение
Т(яс)' приведено на рис. 9.71. Предельное распределение Г(яс) на морской
трассе с большим просветом получено в [14] (см. также пример 5 в § 9.17).
Длительность и количество замираний при разнесенном приеме
При разнесенном приеме иа выходе системы резервирования распределения
длительности замираний за отдельные месяцы при К<1 нередко отличаются
от логарифмически-нормального закона из-за ограниченной статистики глубоких
замираний, оставшихся на выходе системы резервирования. Усредненные за
несколько месицев, эти распределения, как правило, близки к логарифмически-
нормальному закону.
При ЧРП в системе поучасткового резервирования параметры усредненных,
распределений при f=4 ГГц имеют следующие закономерности:
1. По данным, усредненным для различных трасс, на выходе системы ре-
резервирования тм4^/тм«1, где тмД/— медианная длительность замираний при
частотном разнесении принимаемых сигналов на величину А/.
2. В зависимости от параметров трасс, характеризуемых величиной Ч' оп^
ределяемой по (9.212):

312
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
а) при Упор = —20 дБ н резервировании типа A + 1), B+1) т д/тм~1
при Д///=1,5% и тмД//тмж1,5 при Af/f=3%;
б) при Упор =—30 дБ тмДу/тм уменьшается с увеличением Ч'. При Af/f=
'=1,5% н 1|)=О,2-ЬО,6 соответственно тмД^/тм=4,5+0,25. Этн результаты обус-
обусловлены разным влиянием медленных частотно-коррелированных замираний на
11 пс
т
if
0
7
6
о
1
\
Г- г1-
- - -i
4|-v.
s
1
4
г
1
\
ч
\
\
\
4 ^
1
-Iff)
1
si 1 K"
■
_j
1
■
li
tji
1
1
I:
"с)
0,QO<t 5 6780,01 I 3 <t 5 6780,1 2 3 <t 56781,0 2 3%
456780,01 I 3 ^58780,01 2 д !t 5 6781,0 Z JiSfa
'Рис. 9.71- Распределения количества замираний на сухопутной слабопересеченной трассе'
Во-48,7 км, Я- + 16 м, /-3,7 ГГц, период измерений — июль E00 ч):
а — („ = 30 с. кривые I. II. III; (с=2,5 мин. кривые /'. 2', 3'; б — (с-1 мнн, кривые /, 2, 3;
<„»10 мин, кривые Г. 2", 3"; I, /, /', i"-V = -35 дБ; II. 2. Г, 2"—\' = —Ъ0 дБ; III, 3, 3',
.3"—У= —25 дБ
Оценка длительности и иоличества замираний
313
трассах с различными параметрами и пороговыми уровнями прн резервирова-
резервировании Упор.
3. Стандартное отклонение прн частотном разнесении а -г несколько воз-
возрастает по сравнению с его значением прн одинарном приеме. Прн резервирова-
резервировании типа A + 1), B+1) н Д///=1,5-нЗ% атд/ «7 дБ прн VnoP = —25 дБ и
а тд, ~5,9 дБ прн Vnop=—30 дБ (для сравнения см. данные таблицы на
стр. 308).
В диапазоне 8 ГГц на пересеченных интервалах £ФЛ с большими просве-
просветами прн резервировании типа A + 1) прн VnoP=—B5-нЗО) дБ и Д/7/=0,7 и
1,4% значения тмД//тм= 1-^-2, a ox&f xa% .
Эффективность разнесенного приема. Эффективность ЧРП за летний месяц
в общем случае характеризуется величиной
(V)
NAf
где
(9.220)
^f — количество замираний на выходе системы резервирования при ЧРП;
Tubt(V) определяют прн_одинарном приеме по (9_М6), (9.152); TmlT^V) чрп
определяют нз (9.175); т вычисляют по (9.209); тд/—средняя длительность
замираний прн ЧРП, ориентировочно может быть определена по (9.209), где
вместо тм н Ом подставляются величины тмД^ н о"мДу
Аналогичную формулу можно записать для случая ПРП. Выигрыш N/Nд?,
ожидаемый в диапазоне 4 ГГц, можно оценить по обобщенным эксперименталь-
экспериментальным данным, полученным на трассах длиной 35—60 км (рнс. 9.72) [12]._ Кри-
Кривые 1—3 характерны для интервалов с относительными просветами p(g) = l-H
-т-2,2, кривая 4 соответствует предельному случаю. Она получена на морской
трассе длиной i?0 = 43 км с большим просветом [p(g)=5,74]. Во всех остальных
случаях для этой трассы NAf»0. Кривыми 1' и 3' (по аналогии с / и 3) мож-
можно пользоваться для ориентировочной оценки значении Л"/Лтду, на интервалах
РРЛ длиной 40+50 км с перепадом высот корреспондирующих пунктов поряд-
порядка 1004-200 м.
Выигрыш в зависимости от параметров трасс определяется нз рис. 9.73.
где а находится нз табл. 9.2, 9.3. Пунктирные части кривых справедливы для
значений p(g), примерно соответствующих интерференционным максимумам.
Зависимости построены по данным измерений в диапазоне 4 ГГц на слабопере-
слабопересеченных сухопутных и" морских интервалах РРЛ.
ТАБЛИЦА 9.U
Эффективность частотио-разнесеиного приема
в диапазоне 8 ГГц при резервировании типа A + 1)
"пор'- ДБ
— 21
-B4-5-25)
-28
— C0-=-31)
Значения N/NAfnpn A f/f, % (А /, МГц)
0,7 E6)
I .2
I .8
1,4 A12)
1 ,8
2,5
3
3,5
2,1 A68)
4
11
В диапазоне 8 ГГц прн использовании остронаправленных антенн (Опер,
Gnp«45 дБ) выигрыш, обусловленный частотно-разнесенным приемом, меньше
(см. табл. 9.14).
При разнесенном приеме уменьшается и число сеансов с глубокими замира-
замираниями.

314
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
ч
1
ч
\
^\ !_
0
V;
О) <N
X
^
^
& 21
(UCO
Учет помех, вознмнающнх внутри РРЛ
3L5
Для случая ЧРП выигрыш Nc/Nc^f для ?c = l; 2,5; 10 мин приближенно
можно оценить по кривым 1, 2 на рис. 9.74. Они построены по эксперименталь-
экспериментальным данным в диапазоне 4—6 ГГц, полученным на пяти сухопутных трассах
при р (g) = 1ч-2,3. *
Ожидаемое уменьшение числа сеансов с замираниями при ПРП Nc/N дл
ориентировочно можно определить из кривой 3 на рис. 9.74, которая построена
по результатам экспериментов в диапазоне 6 ГГц.
too
ч
60
50
to
Зв
20
W
Я
6
5
Ч
3
?
ль
3,
у*
\
*~-
1
.—-
\
■ s
>| ^
К
К2
**•
У
, '
/
/
у
У
/
г
/
1
'20
-25
-30
дБ
Рис. 9.74. Уменьшение числа сеансов с зами-
раннямн при разнесенном приеме:
7 — Д//У = 3% A + D; 2-А///=1,57о A + !).
B + 1); 3— пространственно-разнесенный прием
Рис. 9.75. Уменьшение числа замираний за
сеанс при частотно-разнесенном приеме
-30
-35 дб
Ожидаемое уменьшение числа замираний за сеанс на выходе системы ре-
резервирования При ЧРП Пстах/ПстахА} Приближенно МОЖНО ОцеНИТЬ С ПОМОЩЬЮ
рис. 9.75. По кривым 1 и 2 определяется выигрыш при Af//=1,5 и 3% за сеан-
сеансы ?с = 1-т-Ю мин на интервалах РРЛ в диапазоне 4н-6 ГГц с относительными
просветами p(g) = 1,5-^2. Кривые 3—5 характеризуют, по-видимому, наиболь-
наибольшее практически реализуемое значение выигрыша при Af//=1,5% для tc =
= 1 мин (кривая 3); 2,5 мин (кривая 4); 10 мин (кривая 5). Они получены на
морской трассе с большим просветом, р(£)=5,74.
Выигрыш при ЧРП во всех случаях получен при условии, что резервный
ствол всегда используется для резервирования при замираниях.
9.16. УЧЕТ ПОМЕХ, ВОЗНИКАЮЩИХ ВНУТРИ РРЛ
Требования к трассе РРЛ
Шумы в каналах РРЛ возникают не только из-за тепловых и нелинейных
шумов радиорелейной аппаратуры и тракта распространения радиоволн, но
также из-за попадания на входы приемников мешающих сигналов, которые
возникают как внутри одной и той же РРЛ, так и от внешних радиотехниче-

316
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
ских устройств, работающих на одинаковых или близких частотах. Для умень-
уменьшения помех необходимо учесть следующее:
1. Площадки для радиорелейных станций должны быть выбраны так, что-
чтобы исключить мешающее действие других близко расположенных радиотехни-
радиотехнических средств.
2. Вблизи трассы РРЛ не должно быть аэродромов, ибо прн взлетах и по-
посадках самолетов возможно значительное увеличение шумов в каналах линия
из-за появления дополнительных сигналов, обусловленных рассеянием радио-
радиоволн самолетами. Аналогичная картина наблюдается и в случае отражений от
близко расположенных местных предметов.
3. Трасса РРЛ должна удовлетворять требованиям «знгзагообразности»,
чтобы исключить взаимные помехи между РРС. При двухчастотном плане (а
иногда и при четырехчастотном) на каждой четвертой станции возможен прием
сигналов не только третьей, но и первой станции, так как частота передачи на
первой и третьей станциях совпадает с частотой приема на четвертой станции
(рис. 9.76). ч
Рис. 9.76. Возникновение
взаимных помех между РРС
при прямом прохождении
сигнала с 1-й на 4-ю стан-
станцию
4. По возможности должны выравниваться средние уровни сигналов на со-
соседних интервалах при двухчастотном плане построения РРЛ, так как в про-
противном случае увеличиваются помехи, обусловленные задним излучением ан-
антенн обратного направления соседней РРС и приемом сзади излучения сосед-
соседней РРС (см. рис. 9.38).
Допустимые уровни помех в каналах РРЛ
На основании Рекомендации 357-3 МККР (Киото, 1978) для аналоговых
систем с частотной модуляцией н частотным уплотнением каналов приближен-
приближенно можно считать, что среднемннутная псофометрнческая мощность шума в
любом телефонном канале на конце линии длиной L в точке нулевого относи-
относительного уровня при воздействии всех источников помех не должна превышать
следующих допустимых значений Рш.к.яоп-
1. Ап.м.доПB0%)==£О,1ЛпB0%) пВт, где РшB0%) — мощность шума, пре-
превышаемая в течение 20% времени любого месяца. В среднем это 0,3L пВт для
многих магистральных линий, 0.6L пВг для технологических РРЛ, оборудован-
оборудованных аппаратурой «Трал-8-60/120», н 0,9—1,2L пВт для технологичеокнх РРЛ,
оборудованных аппаратурой «Трал-400/24». Из-за большой загруженности диа-
диапазона 400 МГц в отдельных случаях по согласованию с заказчиком допуска-
.ется Рш.м.доп^0,ЗРшB0).
2. Рш.м.доп = 50 000 пВт в течение SM. доп^ 0,01 L/Lr% времени любого ме-
месяца, где Lr — длина эталонной линии: 2500 км для магистральных РРЛ; 1400
и 600 км для зоновых, 1400 и 800 км для технологических РРЛ и т. д. (см.
табл. 6.6).
По аналогии могут быть сформулированы значения (£/ш/£/р.с)вм.доп для.
канала телевидения.
В рекомендации указывается на возможность определения Рш.м.двп в те-
течение любого процента времени в интервале 0,01—20% путем интерполяции,
основанной на предположении, что распределение мощности шума, вызванно-
вызванного помехами в этом интервале, является логарифмически-нормальным.-
Учет помех, возникающих внутри РРЛ
317
Допустимые защитные соотношения на входе приемника
Мощность нелинейных (интерференционных) шумов в каналах РРЛ из-за
помех, вносимая одним интервалом, зависит от отношения мощности мешаю-
мешающего сигнала на входе приемника этого интервала РПр.м к мощности полезного
• сигнала РПр, спектральных характеристик полезного и мешающего сигналов,
разности частот между ними, параметров канала (см. § 9.10, гл. 8) [8].
При расчетах мощности шумов Рт.м в верхнем канале ТЧ из-за помех, воз-
возникающих внутри РРЛ, можно пользоваться зависимостью Ртм от Pnp.vJPnp,
представленной на рис. 9.77. Кривые построены для случаи совпадающих ча-
частот помехи и полезного сигнала, при воздействии ТФ-»-ТФ, при загрузке каиа-
- ш
S
1- -
--
V
301
\
s\\
Ц
1k-
\W
-V
120 k-
-600k
Nl
\
s\\
]
^H——^
ч
\
"np.n
^^
/Рщ '
зв
-за
-40
-so
-во
-ж
-so
-90
•100
VnB0%)
\
ч
V
\|
\
\
\
\
бггц\
\
\
V
X
\\
8ГГц\
I
I
i
\|
^ГГЦ
^\
I
\
I
\
\
-10
-30 -tO -SO -SO -70 дб
100
100
Рис. 9.77. Зависимость Ршк от Рарм/Рпр при
загрузке —13 дБмО
Рис. 9.78. Зависимость V
для сухопутных трасс
300 400 КП
B0%) от Нэ u
ла —13 дБмО. Однако наибольший уровень Рш.м в зависимости от числа каиа-
лов ТЧ будет наблюдаться при Fv/FKmax&0,5+0,7 [см. формулу (8.2)] [8]. Это
увеличение по сравнению с данными рис. 9.77 может составить примерно 2—
3 дБ.
Прн передаче сигналов телевидения и воздействии ТВ-кГВ по экспери-
экспериментальным данным
<£/ш/£/р.с)«(РПр.м/.РПр)-|-ктв,ГГде ктв« — 23 дБ ; (9.221)
(Um/Up.cJ и (Рпр.я/Рпр) выражены также в децибелах.
В большинстве случаев наиболее жесткой является норма на Ршц для ма-
лого процента времени. В этом случае Рш.к внутри РРЛ определяется возмож-
возможными помехами за счет прямого прохождения мешающего сигнала с 1-й на 4-ю
станцию, обратным излучением н приемом антенн, деполяризацией радиоволн

318
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
в тракте распространения при многоствольных РРЛ. Последние два фактора
учитываются при определении Vmin (см. § 9.11). Для упрощения расчетов мощ-
мощность шума из-за прямого прохождения сигнала целесообразно оценивать по
отношению к нормируемой мощности шумов, превышаемой в течение 20% вре-
времени.
При этом необходимо обеспечить такие защитные соотношения
(Рпр.м/Рпр)доп, которые позволяют выполнить нормы на Ршм как в большом,
так и в малом процентах времени.
При передаче сигналов телевидения:
а) в сухопутных районах
(^пр.м/Рпр)доп < — 70 дБ ; (9.222)
б) в морских и приморских районах
(Рпр.м/ЛтрЬоп «£ — 77 дБ. (9.223)
Эти защитные отношения обеспечат выполнение норм на Рш.м при передаче
сигналов телефонии емкостью до 1920 каналов для случая возникновения по-
помех иа каждой станции.
Для системы «Трал-8-60/120»
(Рпр.м/Рпр)доп<-60дБ, . (9.224)
что позволит выполнить нормы на Рш.а на сухопутных и морских трассах.
Условие «зигзагообразное™»
Исходя из заданного допустимого отношения Ррр.м/Рпр определяют требо-
требования к «зигзагообразности» трассы РРЛ: сумма дополнительных ослаблений
мешающего сигнала из-за направленности передающей и приемной антенн
должна быть не меньше величины, в общем случае определяемой по формуле
Fnp
< (Рпр.м/Рпр )доп + 20 Ig j^- +V B0%)—V,, B0о/0)-ДРпер-
— AGnep — Arinep, ° (9.225)
где di — азимутальный угол между направлением максимального излучения
передающей антенны мешающей станции и направлением на точку приема (см.
рис. 9.76);
■Fnep(ai) — ослабление из-за направленности передающей антенны мешаю-
мешающей станции, дБ;
а4 — азимутальный угол между максимумом диаграммы направленности
приемной антенны и направлением на мешающую станцию;
Fnp(a*) — ослабление из-за направленности приемной антенны, дБ;
До — протяженность интервала РРЛ между третьей и четвертой стан-
станциями;
Rm — протяженность трассы между первой и четвертой станциями, т. е.
трассы прямого прохождения сигнала;
VB0%) — значение множителя ослабления на интервале РРЛ между
третьей и четвертой станциями, не превышаемое в течение 20% времени меся-
месяца, дБ; К B0%) определяется по методике, описанной в § 9.8. Например, на
волне Я=8 см на трассах протяженностью ~ 50 км с просветами, близкими к
оптимальным, VB0%)= — D-j-5) дБ;
VMB0%) — значение множителя ослабления на трассе между первой и
четвертой станциями (см. рис. 9.76) протяженностью RK, превышаемое в тече-
течение 20% времени месяца, дБ;
АРпер — разница между мощностями передатчиков мешающего и полезного
сигналов, дБВт;
Дбпер — разница между коэффициентами усиления передающих антенн,
излучающих мешающий и полезным сигналы, дБ;
Учет помех, возиииающих внутри РРЛ
319
Ат)пер — разница между КПД передающих антенно-волноводных трактов
мешающего и полезного сигналов, дБ;
(Ркрм/Рар)цаа также дано в децибелах.
Так как расстояние между первой и четвертой станциями составляет 100—
150 км, то во многих случаях мешающий сигнал будет обусловлен дальним
тропосферным распространением. На рис. 9.78 приведены графики зависимости
значений VMB0%) от эквивалентного расстояния Ra.M при /=0,4-Н11 ГГц для
летних месяцев и сухопутных районов. Для морских и приморских районов
значения VMB0%) для тех же частот находят из рис. 9.79.
-80
Рис. 9.79. Зависимость VM(T) от Нэ м:
приморские трассы
500 км
морские трассы:
Эквивалентное расстояние #э.м, км, определяется по формуле
#эм = 85ооеэ,
где 9э, рад, эквивалентный геоцентрический угол:
вэ =
кэ)
(9.226)
(9.227J
//, __ величина закрытия в метрах на трассе между первой и четвертой^ стан-
станциями (#э<0), которая определяется непосредственно из профиля этой трас-
трассы, построенного без учета рефракции (рис. 9.80);
кэ = Я1э/#„. 0-228]
Значения Ra в (9.227) подставляются в метрах. Если значения i#3M меньше
100 км или величина закрытия на трассе сравнительно невелика (ориентиро-
(ориентировочно при jt = l-f-l,5 #3.m=s:200 м), то мешающие сигналы будут обусловлены

320
Расчёт Трасе РРЛ прямой видимости
Учет помех, возиииающих внутри РРЛ
321
дифракционным полем при повышенной рефракции. Значение КмB0%) опреде-
определяется по методике, изложенной в § 9.7, 9.8, 9.17 (пример 1) с учетом конкрет-
конкретного профиля трассы между первой н четвертой станциями. При этом
Нэ [gM B0»)] = НЭ~~^- gM B0%) к3 A -кэ), где £м B0%) «ff-a. '
(9.229); (9.230)
В ряде районов СССР более благоприятные условия для прямого прохож-
прохождения могут наблюдаться в зимнее время, поэтому прн расчете необходимо учи-
учитывать наибольшее (по абсолютной величине) значение §мB0%), определяемое
величинами g н о из табл. 9.2 н 9.3.
I-iic. 9.-I. Зависимость ДГМ(Г) от Я, м для _ </,;
сухопутных трасс
•Эм
сухопутных трасс
Л 100 200 3U0 Ш
В сомнительных случаях следует рассчитывать VMB0%) двумя способами,
а затем учесть наибольшее значение.
Защитные углы изгиба трассы а;. а4 определяются по диаграммам направ-
направленности антенн (см. гл. 2).
Поверочный расчет мощности нелинейных шумов,
вызванных помехами
Если по каким-либо причинам не удается обеспечить необходимое ослабле-
ослабление мешающего сигнала путем выбора трассы н направленности антенн, то для
этих участков следует провести поверочный расчет Рш.м. Учитывая число та-
?:их участков на РРЛ, в каждом конкретном случае проверяют выполнение ре-
рекомендаций на уровень шумов в каналах линии.
Прн расчете 1/?шм необходимо различать следующие случаи:
1. /?м^2ч-3/?о (при прямом прохождении с 1-й на 4-ю станцию).
На t-м интервале РРЛ Pm.MiB0%) определяется из рис. 9.77 в зависимо-
зависимости от Рпр.м/Рпр, рассчитываемого по формуле
I Рпр.м/РпР I »Fпер (о,) + Fuv («,) - 20 lg (RM/R0) - V B0) + VM B0?5) + D +
+ ДЛ,ер + Депер + Дг|пер. (9.231)
Злесь ДЯпер выражено в децибелах относительно нагта, все остальные слагае-
слагаемые — в децибелах; D — коэффициент поляризационной зашиты, т. е. дополни-
*Щ тельное ослабление уровня мешающего сигнала за счет различия в полярнза-
* цнях полезного и мешающего сигналов. При средней рефракции определяется
; антенно-волноводным трактом (см. гл. 2, 3). В реальных условиях коэффициент
.,:£' D может быть реализован только в пределах главного лепестка антенны н при
|';:-точной настройке ортогональности поляризаций [как и ослабление, подставля-
'Л■'■: ется в формулу (9.231) со знаком минус].
* Для всей линии
м
(9.232)
где М — число участков, где наблюдается прямое прохождение.
Процент времени Г,-, в течение которого на i-м интервале Рш.ш = Рш.м.доп=
= 50-000 пВт, при тропосферном распространении мешающих сигналов опреде-
определяется следующим образом:
а) для морских и приморских районов — нз рис. 9.79 по значению
;
(9.233)
Щ- б) для сухопутных районов — нз рнс. 9.81 по значению
||' Д VM (Г,) = VM доп (Tt) - Vu B0%), • ,
f; где все слагаемые выражены в децибелах, а
(рпр.м/рпр)г доп - Fпер («i) - Fap (a4) + 20 lg (RJR0) +
+ V —
где АРпер дано в децибелах относительно ватта, остальные слагаемые —
в децибелах;
(•Рпр.м/РпрЬдоп находятся нз рнс. 9.77 для заданной емкости системы и
Рш.м=50 000 пВт;
V рассчитывается для интервала между третьей н четвертой РРС по фор-
формулам § 9.6, 9.7 прн g=g. В большинстве случаев 17 «1.
При дифракционном распространении мешающих сигналов прн Уя,яоп<с
<С0 дБ Т1 = Г<н(^м.доп) определяют с учетом конкретного профиля трассы дли-
HQft Дм по методике § 9.12, а Ум.доп — по формуле (9.234).
При расчете учитывается наибольшее нз значений Г;(Км.дОП), полученных
двумя методами. Для всей линии
М м
S« (Рш.м.до„> = £ Tt (Лп.м.доп> = £ Т* ^мдоп>- 0-2351
ш.м.до„>
п.м.доп
I
2. RM и Ro соизмеримы (случай распространения мешающих сигналов, воз-
возникающих из-за обратного излучения и приема антеннами "при двухчастотаом
плане, см. рис. 9.38).
Мощность Рш.мгB0%) определяется из графика на рнс. 9.77 для каждого
мешающего сигнала (пути 1 и 2 на рис. 9.38) в зависимости от
-20 lg (RJR,) - f B0%) + VK
+ %ер (9.236)
где ДРпер дано в децибелах относительно ватта, остальные слагаемые — в де-
децибелах; a — азимутальный угол между максимумами диаграмм направленно-
направленности приемной антенны н антенны мешающей станции; F{a) — ослабление из-за
диаграммы направленности антенны мешающей станции (помеха /) или прием-
приемной антенны (помеха 2) (см. рис. 9.38); VB0%) и УмB0%) определяются из
табл. 9.7 нли по формулам § 9.6—9.8 в зависимости от gB0%) aig+a. Мощ-
Мощности нелинейных шумов от двух (нли нескольких) источников складываются;
П-12

322
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
Рп,жB0%) для всей линии определяется по формуле (9.232), где М — число
интервалов РРЛ, на которых указанные эффекты проявляются.
Влияние нелинейных шумов в малом проценте времени целесообразно учи-
учитывать при расчете величины Vmin (см. § 9.11).
При необходимости оценить величину Рш.мг(Г) при Г<1% в общем случае
воздействия помех, когда высоты подвеса антенн полезного и мешающего сиг-
сигналов не совпадают (см. рис. 9.38), можно с помощью рис. 9.77 в зависимости
от величины
гпр
пер
(а).
nep.Mi uep.Ml
[V(T)]*
"пер Япер
(а).и X
X
G П ">
пер.мг nep.M2 'nep.M2 i
D2 P G П
*v pi пер.мг nep.M2 '
^пер "пер Япер
(9.237)
где в фигурных скобках величины даны в относительных и абсолютных едини-
единицах;
•Рпер(С1)м1 — ослабление мощности мешающего сигнала / из-за диаграммы
направленности передающей антенны мешающей станцни;
fnp(a)M2 — ослабление мощности мешающего сигнала 2 из-за диаграммы
направленности приемной антенны;
Vmi, Vm2 — соответственно ослабление уровней мешающих сигналов 1 и 2
на трассах длиной R0] и R02 при g=g;
•Pnep.Mi/Pnep, PnepW-Pnep — отношения мощностей передатчиков мешающих
и полезного сигналов; '
Gnep.Mi/Gm,,,, <3nep.M2/Gnep — отношения коэффициентов усиления передаю-
шнх антенн, излучающих мешающий и полезный сигналы;
T)nep.Mi/»lnep, Пвер.мг/Лпер — отношения КПД антенно-волноводных передаю-
передающих трактов мешающих и полезного сигналов.
Прн совпадении высот подвеса передающих антенн из-за корреляции уров-
уровней полезного и мешающего сигналов на трассе длиной /?01 (см. рис. 9.38)
можно полагать
= l. (9.238)
При идентичных параметрах передатчиков, а1;;енн и волноводов расчетная
формула (9.237) существенно упрощается.
Для всей линии Sti(Pm.x) рассчитывается с учетом формулы (9.235).
9.17. ПРИМЕРЫ РАСЧЕТА
Пример 1. Требуется рассчитать зависимость множителя ослабления V от
вертикального градиента диэлектрической проницаемости воздуха g на интерва-
интервале № 1, на волне А. = 16 см. Профиль трассы приведен на рис. 9.82.
Надо рассчитать также среднюю мощность сигнала на этом интервале, учи-
учитывая, что g=—1010~8 1/м. На интервале установлена аппаратура КУРС-2М
о г i-
Я,* Мм
~а ю к ft if is 20 22 г\ h га эо зг з\ at зв *# +2 tt w
Puc. 9.82. Профиль интервала №
Примеры расчета
323
■ с перископическими антеннами. Технические данные аппаратуры приведены в
табл. 6.6.
1. Из профиля трассы находим основные параметры: протяженность ин-
интервала Ro=50 км, просвет #= + 15 м, относительная координата наиболее вы-
высокой точки и точки отражения (в данном случае оин совпадают) K=l£i/i?o=»
= 32/50=0,64.
2. По формуле (9.23) или по номограмме на рис. 9.9 определяем просвет
Но, соответствующий полю свободного пространства: #о=25 м.
3. Относительный просвет при отсутствии рефракции р@)=#/До="
= 15/25=0,6.
4. Из профиля трассы прн g=0 (см. рис. 9.14) определяем параметры сфе-
сферы, аппроксимирующей препятствие (см. § 9.7).
Принимаем Ау = Н0=25 м. Проводим лннню, параллельную лиеия, соеди-
соединяющей центры раскрыва приемной и передающей антенн, и отстоящую от вер-
шнны препятствия на величину Ау, н определяем г=38 км.
По формуле (9.48) находим: /=r/i#o=38/50=O,76; a=Ay/H0=l.
5. По формуле (9.56) или по номограмме на рис. 9.15 находим величину
|ic, характеризующую радиус кривизны препятствия: р,0=0,87.
6. Рассчитываем множитель ослабления в области субрефракции. Задаемся
.величиной g, например g=+30-10~s 1/м.
7. По формуле (9.29) илн номограмме на рис. 9.11 определяем изменение
просвета AH(g) (следует помнить, что по номограмме определяются абсолют-
абсолютные значения АН).
D2
A#(g) = _—°gK(i_K)= — E0J-106-3-10-7-0,64-0,36/4= —43,5м.
8. Относительное изменение просвета Ap(g)=AH(g)/H0=—43,5/25=—1,74.
9. Просвет на трассе прн £=+30-10"8 1/м с учетом (9.63) H(g)=[H+-
+AH(g)]F{A(g)].
Определяем поправочную функцию F[A(g)], которая отлична от единицы
только при H(g)<0.
Предварительно рассчитываем вспомогательные величины. По формуле
(9.59) d = l2i4aK(l—к) =0,762/4-0,23 = 0,63. По формуле (9.61)
Л (g) = 0,511 [р @) + Ар (g)]/(i3e [I —d Ар (g)] = 0,511 @,6- 1,74)/0,873 [1 -f-
+ 0,63-1,74]= —0,422.
Из графика на рис. 9.17 определяем F[A(g)]= 1,14;
H(g) = 1,14A5м —43,5м)= —32,5м.
10. Относительный просвет на интервале № 1 при g= + 30-10~8 1/м.
P(g) = H(g)/Ht= -32,5/5= -1,3.
11. По формуле (9.57) вычисляем величину ц(£), учитывающую рефраг-
Ционное изменение радиуса кривизны препятствия:
й (g) = /l-dAp(g) F [A (g), к].
Из графика на рис. 9-16 F[A(g), к] = 0,86 (поправочная функция F[A(g), к$
отлична от единицы только при H(g)<6, т. е. на закрытых трассах);
результирующее значение |х
|i(g) = ■/1+0,63 -1,74.0,86= 1,1.
12. По формуле (9.55) рассчитываем
^V-oV-(g) =0,87-1,1 =0,96.
13. По формул*е (9.54) или по графику на рис. 9.13 в зависимости от |х и
P(g) определяем V, соответствующее g= -f-30-10~8 1/м: V—- 35 дБ.
В данном .лучаи прлГинжепиый расчет V при условии чго ,u ~ Цо даО 87 а
pA(g)]~\, ■:. с' p(g) = A5- 43,5)/25-- — 1-,1-J также даст К»-'з5 дБ.
И*

»324
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
Расчет V с учетом i\i0, определяемого по данным профиля, построенного
при субрефракции (в данном примере при gr=+30-10~8 1/м), но без учета
&H(g) дает V»—32 дБ. Такое грубое приближение не следует использовать
прн расчете трасс РРЛ.
14. Аналогично, задаваясь рядом других значений g, определяем соответ-
соответствующие множители ослабления V в области p(g)^\, причем в области 0<
*<P(lf)^l расчет проводится при условии, что F[A(g)\ и F[A(g), к]=1. Резуль-
Результаты дальнейших расчетов приведены ниже:
gI0«I/M + 30 +20 +10 0 —7 —10 —14 —20
Р (g) -I.3 -0,6 0 +0,6 +1 1,17 1,4 1.73
V, дБ —35 —25 —15,5 —7 0+2 +3,8+4,2
-31,4
2,4
-20
—24 —28
2 2,2
+3.8 +1
15. Рассчитываем множитель ослабления в освещенной области при p(g)>
>1. Так как поле в этой области носит интерференционный характер, необхо-
необходимо определить градиенты, при которых приемная антенна попадает в интер-
интерференционные .максимум и минимум, и соответствующие значения V. Следует
иметь в виду, «что рассмотренная ниже интерференционная картина в отдель-
отдельные периоды времени искажается из-за влияния волн, отраженных от неодно-
родностей тропосферы.
16. Согласно формуле (9.37) относительный просвет на трассе, при кото-
котором наблюдаются максимумы, p(g)max=y 3Bm—1).'Для т=\, т. е. первого
Максимума, p(g)lmax = lJ3.
17. Полученное значение соответствует просвету . на трассе Himax =
= --H0p(g)lmax = 25 м-1,73 = 43,5 м.
18. Определяем приращение просвета, при котором достигается значение
Hi тах' . '
Д Н (gimax) = Н1тах - Я = 43,5 м - 15 м = 28,5 м.
19. По формуле (9.29) .или номограмме на рис. 9.11 определяем glmax:
gimax= ~4AH(gimax)/R20K(l-K)= - 4-28,5/25-10"-0,23 =
= — 19,7-10-8 1/м л; —20-Ю-8 1/м.
20. Определяем коэффициент отражения от земной поверхности в первом
максимуме. На данной трассе Ф«£).
По (9.46) находим Вшах'
■ — lJ\max —
l2H(ghmax
1+32-0,23' -25
^ 0.76М3.5 '
(В этой формуле не учтено изменение I при изменении g, но ошибка несущест-
несущественна.)
21. Множитель ослабления в первом максимуме У\тах=\-\-'Ф\тах = 1 +
+0,62= 1,62(+4,2 дБ).
22. Согласно (9.45) относительный просвет, при котором возможны мини-
минимумы ПОЛЯ, p(g)min= ~У&П. При Л=1 />(g)lmin=2,45.
23. Находим просвет на трассе, соответствующий первому минимуму:
■#(g)imin=25 м-2,45 = 61,5 м.
24. Попадание в первый минимум возможно при изменении просвета на
величину AH(g\min) =61,5 м—15 м=46,5 м.
25. Попадание в первый минимум на данной трассе возможно при гра-
градиенте glmin = — 32,4- Ю-8 1/м, т. е. при g<g*t=— 31,4-10~8 1/м. При крити-
критическом градиенте приемная антенна окажется вблизи минимума.
26. По формуле (9.47) определяем коэффициент отражения в первом ин-
интерференционном минимуме Dimin=Oimin:
Jimin =
У1ГР
4aK(l-K) J
Примеры расчета
325
0.762 @,6 — 2,45)
4-0,23
= 1,1.
Значение /Э„ = 1,1 указывает на то, что профиль трассы становится вогнутым.
Для расчетов V вблизи минимума будем считать Ф„«О„«1.
27. Промежуточные значения V рассчитываем по формуле (9.35), зада-
задаваясь различными значениями g илн p(g):-
-V
I + Ф2 — 2 Ф cos
Д Р2 (g) 1
Результаты расчета приведены в таблице на стр. 324 (ориентировочно вели-
величину V в освещенной области можно оценить и по графикам на рис. 9.13). По
этой таблице строим зависимость V от g для трассы № 1 (рис. 9.83). /
its
Н
-?о
-2U
-28
\>2
V
-
/
/
1
—у
"+J0 26 22 /8 /
/
/
/
/
j
/ i '
if W L
1
\
\
—
' -2 -В -W-ff-fS'-22-26-30*
Рис. 9.S3. Расчетная зави-
зависимость V от :.* на интерва-
интервале № 1, оборудованном ап-
аппаратурой КУРС-2М
Имея такие данные, можно рассчитать мощность сигнала на входе прием-
приемника при разных метеорологических условиях.
28. Рассчитываем мощность сигнала на входе приемника КУРС-2М, ожи-
ожидаемую на интервале № 1 при среднем градиенте диэлектрической проницае-
проницаемости воздуха g= —10 ■ 10—8 1/м.
Согласно табл. 6.6 принимаем следующие значения параметров аппарату-
аппаратуры: Рпер=11,5 Вт ( + 1,75 дБВт); коэффициенты усиления перископических ан-
антенн @ = 3,2 м) при высотах подвеса верхнего зеркала Л] = 100 м и Й2=5О м
равны соответственно Опер = 26,7 дБ; Gup = 32 дБ; КПД приемопередающего
тракта ориентировочно считаем равным Tinp + Tinep^—3 дБ.
29. По номограмме иа рис. 9.1 определяем ослабление в свободном про-
пространстве между ненаправленными антеннами: Wo=-—132 дД
30. Из рис. 9.83 определяем множитель ослабления V, ожидаемый при
g = —10-Ю-8 1/м: F=+2 дБ.
31. По формуле (9.90) рассчитываем мощность сигнала на входе приемни-
приемника Рпр, дБВт:
Лтр = Лтер + Опер + Gnp + Япер + Лпр + ^о+ V= 1,75 дБ Вт + 26,7 дБ +
-f 32 дБ — ЗдБ— 132дБ + 2дБ= — 72,55 дБВт @,055мкВт) ;
Рпр, мкВт, определяется из рис. 9.25.
Пример 2. Требуется рассчитать устойчивость сигнала на интервале № 1,
оборудованном аппаратурой КУРС-4 с антеннами типа РПА-2П-2.
Технические данные аппаратуры приведены в табл. 6.6. Профиль трассы
показан на рис. 9.82. Трасса проходит вблизи водохранилища в климатической
районе Xs 10, для которого £=—10-1Q-8 1/м; а=9-10-8 1/м (см. табл. 9.2).

326
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
1. Из профиля трассы находим параметры интервала: протяженность /?0=
50 км; просвет Я= + 15 м, относительную координату наиболее высокой точки
= 32/50 = 0,64 ; к A — /с) = 0,64-0,36 = 0,23.
к =
2. По формуле (9.23) или по номограмме на рис. 9.9 определяем просвет
Яс, соответствующий полю свободного пространства: Яо=17,7 м.
3. Проверяем, к какому типу можно отнести трассу № 1.
Как видно из профиля, она имеет гладкий рельеф. Рассчитаем коэффи-
коэффициент расходимости Dn-
Предварительно оогласно методике § 9,12 определим максимально возмож-
возможный номер интерференционного минимума на данной трассе птах при измене-
изменении g до £кр=—31,4-10~8 1/м. Для этого найдем следующие величины.
По (9.29) найдем приращение просвета при g=gxp
где к — относительная координата точки отражения. На данной ■ трассе она
примерно совпадает с координатой наиболее высокой точки.
Относительный просвет при критическом' градиенте
Р (Ар) = Н (gKV)/H0 = [Я + Д Я (gKp)]/H0 = A5 + 45)/17.7 = 3,48.
По формуле (9.151) найдем nmOx=p2(£Kp)/6=3,482/6«2.
Таким образом, точка приема на этом интервале может попасть во второй
интерференционный минимум. л
По формуле (9.47) для п=2 определяем коэффициент расходимости
= D
Win :
-У
1 + 13,1
а к» A — к)*
Т/я/»
ЧР()/
4акA — к) /
, , 0,62@,85 —T/12]
4-0,23
где р@)=Я/Я0= 15/17,7=0,85.
Следовательно. Dn«On»l, т. е. трасса относится ко второму типу, где
влияние отражений от поверхности земли играет существенную роль.
Неустойчивость при одинарном приеме рассчитываем по формуле (9.132)
При Г„(Ктгп)=0.
4. Аппаратура располагается внизу. Учитывая высоту подвеса антенн (см.
рис. 9.82), находим общую длину вертикального биметаллического волновода:
/в = 100 м + 50 м=150 м.
Длину горизонтального тракта /г типа ЭВГ-2 условно принимаем равной
15 м, ослабление элементов тракта — 2 дБ (на реальных РРЛ это ослабление
зависит от набора элементов).
Коэффициент полезного действия волноводного тракта в.децибелах mi ин-
интервале с учетом данных гл. 3 рассчитываем по формуле
= —2дБ-0,035/г —0,02/в» —5,5дБ@,28).
5. Определяем минимально допустимый множитель ослабления V для част-
частного случая 1 (см. § 9.11). Более сложные случаи рассматриваются в конкрет-
конкретной ситуации, на РРЛ.
Предварительно вычисляем по формуле (9.6)
^о пр/Лтгр = Gnep + Gnp + ц + Wo = 39,5 дБ + 39,5 дБ - 5,5 дБ - 137,5 дБ =
= — 64 дБ.
Здесь Wv, определяется из (9.4) мчи :io>.;urp::4\tu
Яо--=5О км и / = 3,05 ГГц (л =8,2 см).
риг. 9.1 для значений
Примеры расчета
327
По формуле (9.121) вычисляем
Vmin тф = (Ро/Рш.т та*)-^тФ - (ро пр/^пер) = 44 дБ - 139 дБ + 64 дБ =
: = -31ДБ,
щ находим из (9.121), а Л'тф — из табл. 6.6 для jVk = 720 кана-
/где Foll-
лов ТЧ.
По формуле (9.123) находим
= 49дБ- 146,5дБ + 64 дБ
-ЗЗдБ,
где Л'тв указано в табл. 6.6; (Up.c/UmJ определяется по формуле (9.118).
Дальнейший расчет проводим для наихудшего случая Vmin=—31 дБ.
6. Из профиля, построенного при g=0, определяем параметры сферы, ап-
аппроксимирующей препятствие на трассе (см. § 9.6, 9.7).
Принимаем Ау=Но=\7,7 м. Проводим линию, параллельную линии, соеди-
соединяющей центры раскрыва приемной и передающей антенн, н отстоящую от вер-
вершины препятствия на величину Л«/. Определяем г=30 км.
' По формуле (9.48) находим: /=г/#о=ЗО/5О=О,6; а=Л#/Я0=1.
7. По (9.56) или по номограмме на рис. 9.15 находим, величину (х0, характе-
характеризующую раднус кривизны препятствия: jlic = 1,03.
8. По графикам на рис. 9.13'находим относительный просвет, при котором
-в обл-астн тени V=Vmin при условии |х«(хо: p(go)=—-1,15.
9. Вычисляем относительный просвет на трассе при средней рефракции,
т. е. при g=—10-Ю-8 1/м:
Р (J) = [" +Д Я(^)]/Яо = A5+15)/17,7= 1,7,
где AH(g) определяем по номограмме на рис. 9.11, ДЯ(£) = + 15 м.
■ 10. По (9.138) или номограмме на рис. 9.46 находим вспомогательный па-
параметр Л = 0.6.
11. По (9.137) вычисляем ф = 2,31А[р(§)— р|'^0)] = 2.31-0.6П.7+1,15) =3,95.
12. Из рис. 9.44 определяем процент времени, в течение которого V<Vmtn
из-за ослабления в области тени при субрефракций: ГоA mm) =0,0035%-
13. Оцениваем возможные изменения величины Ta(Vmin) из-за изменений
параметров трассы при субрефракцни, которые не учитывались выше.
Ориентировочно задаемся значением ^=+30-10~8 1/м (область глубокой
субрефракции):
1) Определяем вспомогательные величины.
По формуле (9.59) d = /2/4a«:(l— к) =0,36/4-0.64-0.36 = 0.39.
По (9.58) при £=+30-10-s 1/м
^7£/c(i-/c)
По (9.62) ро=Я/Яо= 15/17,7 = 0,847.
По (9.61)
лен Р(°)+АР (S) п -,,
= 0,511 ^ п аА{^ = 0,511 ]
0,847-2,45
= —0,383.
»A + 0,39-2,45)
Из графика на рис'. 9.1G определяем F[A{g). к] = 0,87
Из графика на рис. 9.17 находим F[A(g)]=\,\2.
л 2) По (9.57) рассчитываем
3 3
,>'(£)= V\—dAp(g)F[A(g), к] = Vl+0,39-2,45-0,87= 1,09.
3) По (9.55) находим и =\u№(i<) = 1.03■ 1 Ж)- !,!2
4) Из график:; и и рис. 'J.13 ■чцкми.ыол: р{Цч> •- учетом значении j»--l,12.

328
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
5) По (9.142) вычисляем p'(g0) =p(go)/F[A(g)]=—1,3/1,12=—1,16.
6) По (9.141) определяем г|з=2,31Л[/>(£)— p'(go)]=2,31 -0,6[1,7+'1,16]=3,96. .
Ранее полученная величина if>=3,95 (см. п. 11).
Очевидно, что на интервалах, аналогичных приведенным на рис. 9.82, при
определении T0(Vmin) влиянием рефракции на параметры трассы можно пре-
пренебречь. ,
14. По формуле (9.147) или из рис. 9.47 находим процент времени, в тече-
течение которого возможны отражения от неоднородностей тропосферы: Г(Де) =
15. Из графика на рис. 9.50 находим f[p(g), Л]=0,13.
16. Из рис. 9.51 определяем параметр Q, учитывающий влияние интерфе-
интерференционных минимумов, возникающих из-за отражения радиоволн от поверх-
поверхности земли в районах с влажным климатом: Q = 6,6.
17. По (9.152) рассчитываем процент времени, в течение которого V<Vmta
из-за интерференционных замираний:
Г„нт (Vmin) «Q V*min Т (Де) = 6,6-8,4. 1Q-*-8,6 = 0,045 %
(V*min находим из рис. 9.48).
18. По (9.132) определяем результирующее значение T(Vmin) при одинар-
одинарном приеме:
Т (Vmin) = Го (Vmin) + Гинт (Vmin) = 0,0035;% + 0,045)% = 0,0485%,.
[По нормам на магистральные линии предполагается, что в среднем на интер-
интервал длиной 50 км T(Vmin) «0,002%-]
19. Устойчивость сигнала на заданном интервале У=100%—T(Vmin) =
= 100%—0,0485% ~99,95%.
Пример 3. По условиям примера 2 проанализировать возможные пути по-
повышения устойчивости сигнала на интервале № 1.
Результаты расчетов, проведенных в примере 2, показывают, что устойчи-
устойчивость сигнала на интервале № 1 низкая.
I. Оценим возможность повышения устойчивости сигнала путем выбора оп-
оптимального просвета. Для этого:
1. Согласно § 9.14 для интервалов II типа задаемся значениями просвета
через 5 м: +5, +10, +15, +20 м. Как видно из рис. 9.13 (ц«1), во всех слу-
случаях выполняется условие Р>1, так как p(g) = E + 15)/17,7ч-B0 + 15)Д7,7=
= 1,134-1,97.
2. Зная просветы, выбираем необходимые высоты подвеса антенн, а следо-
следовательно, и длину волноводов. Рассчитываем значения КПД антенно-волновод-
ного тракта.
3. Для каждого случая определяем минимально допустимый множитель
ослабления Vmin, а затем, аналогично примеру 2, для всех заданных просве-
просветов рассчитываем значение суммы T0(Vmin) + 7*инт(Ут1п). Результаты расчетов
сводим в табл. 9.15.
ТАБЛИЦА 9.15
К расчету T(Vmin) при одинарном приеме
Я. м
+5
-10
-15
-20
Р(й)
1.13
1.41
1,70
I .97
3
3
3
4
,160
,548
,950
,320
0
0
0
-0
.0800
.0200
,0035
,0008
flp(g), A]
0,050
0,075
0,130
0,185
Я
5.5
5,9
6,6
7,3
0
0
п
0
i
н
Н
оз7а
,0400
,0450
,0500
Т
0
0
0
0
,12 *
,06
,0485
.0500
Примеры расчета
329
Из таблицы видно, что~~исходная величина просвета #= + 15 м является
оптимальной, так как дает минимальное значение T(Vmin).
II. Оценим выигрыш по устойчивости, ожидаемый на интервале № 1 при
системе поучасткового резервирования типа C + 1).
1. По (9.175) оцениваем эффективность ЧРП
инт
= Ю»/2-45.0,045»25,
и f[p(g), Л]=0,13;
где cAf определяем из рис. 9.61а для
Гжнт(Ит1„) =0,045% (из примера 2).
2. С учетом горячего резерва по формуле (9.175) получаем
Гинт (Vmin)Hpli = Гнат (Vmin)/IAf = 0,045/25 = 0,00180/0 .
3. Результирующее значение
Т (VminLpn = Го (Vmin) + Гинт (VminLPn = 0,0035о/0 + 0,0018<>6 = 0,0053»/0.
, 4. Дли дальнейшего повышения устойчивости можно увеличить просвет, так
как оптимальный просвет с учетом резервирования больше, чем при одинарном
приеме. Например, при #=+20 м T0(Vmln) «0,0008% — из табл. 9.15;
/Af= I02/2.18-0,05 = 55,
где сд^ = 18, определяется из рис. 9.61а для j[p(g), Л] = 0,185 (см. табл.
9.15);
Гинт (VminLpn= ^р = 0,0009% ; . ' '
* (VWLPn = То (Vmin) + Г„ит (Ут1»)чрп=0,0008%+0,000в6% «0,0017%.
В этом случае устойчивость сигнала на интервале Хв 1 удовлетворяет нор-
нормируемым значениям. Однако реализовать этот выигрыш можно только при ус-
условии, что резервный ствол всегда будет использован для защиты от замира-
замираний. На практике резервный ствол используется н как аппаратурный резерв.
Поэтому целесообразно иметь запас по устойчивости.
III. Применим пространственно-разнесенный прием с использованием бло-
блоков автовыбора системы КУРС.
1. Определяем необходимую величину разноса антенн. На правом конце
трассы по формуле (9.160) при п=\ получаем
А А2 = 0,118 УЯоМ* —к)/пк = 0,118 /50-103-8,2-102-0,36/0,64«6м.
На левом конце трассы по формуле (9.159) находим
AA1 = 0,118/i?0X/c/(l— /с) = 0,118/50-103.8,2-10-2.0,64/0,36= 10 м.
Предположим, что исходный просвет на.интервале № 1 #в«+20 м, разне*
сенную антенну можно установить ниже основной. С учетом Ah в этом случае
#н«+15 м. Соответствующие значения T0(Vmin), Тин*(Vmin) и другие пара-
параметры см. в табл. 9.15.
2. С учетом формулы (9.163)
7\шт (Vmin)npn = «V Ю-2 у сДЛв сд/ш Гннт (Vmin) в 7Vr (Vmin) н =
= 2,125-10-2 У4,5-6,5-0,045-0,05 = 0,00026%.
Здесь х определяем по (9.164) для автовыбора с гистерезисом AV=6 дБ; v = l
при условии, что разнесенные антенны имеют равные усиления; сДЛв> сДЛн оп-
определяем из рис 9.60 в зависимости от f[p(g). Л] = 0,185; 0,13.

330
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
3. Результирующее значение T(Vmin)npn определяем по формуле (9.163):
Т (Vmin)npn - То (Vmin)+TaHr (Vmin)npn = 0,0008о/о + 0,00026о/0 «0,001%:
Пример 4. Рассчитать мощность шума, превышаемую в течение не более
20% времени летнего месяца, и устойчивость сигнала на интервале № 2, обо-
оборудованном аппаратурой «Трал-400/24».
Профиль интервала приведен на рис. 9.84. Трасса проходит в 1-м климати-
климатическом районе, для которого в летние месяцы g=—9-Ю~8 1/м; а=7-10~8-1/м
(см. табл. 9.2).
А
50м
50м
•i—) в 8 10 k It 16 16 20 22 24 2 В 28 30 32 ЗЬ 36 ЗВ W 42 КМ
Рис. 9.84. Профиль интервала № 2
При расчете приняты следующие значения параметров аппаратуры: f =
= 0,4 ГГц G5 см); РпеР=3 Вт; Л:тф«166 дБ; Gnep=Gnp=19,5 дБ.
Суммарная мощность шума, вносимая приемопередающей аппаратурой од-
одного интервала Рш.п (тепловые шумы модема и гетеродина, нелинейные шумы
модема, приемопередатчика, антенио-фидерного тракта), указана ниже:
Данные аппаратуры <-Трал-400/24»
Верхний
106.5
220
1. Из профиля трассы находим: протяженность R0=42 км, просвет Н=
= +8 м, относительную координату наиболее высокой точки K=i#/i/?0 = 22/42=
= 0,52; кA— к) =0,52-0,48«0,25.
2. По формуле (9.23) нлн номограмме на рнс. 9.9 определяем просвет, со-
соответствующий полю свободного пространства в наиболее высокой точке Яо=
= 51 м.
3. Определяем параметры сферы, аппроксимирующей препятствие на
трассе.
В соответствии с п. 2 на стр. 243 по формуле (9.23) пли номограмме на
рнс. 9.9 рассчитываем контур минимальной существенной зоны. Для этого опре-
определяем значения Н., для различных к:
Канал
Частота FK, кГц
Ршп, пВт
Нижний
13.5
340
Средний
60
235
Примеры расчета
331
к
Но,
км
м
2
0,05
22
5
0,12
33
10
0,24
43
21
0,5
51
Вниз от линии АВ (см. рис. 9.84) в точках, отстоящих от концов трассы на
2, 5, 10 км и т. д., и в середине трассы откладываем Но до пересечения полу-
полученного контура с профилем трассы (точки С и О). Проекция прямой CD на
горизонтальную ось соответствует длине хорды г:
Г = 35км; Ду= 19м.
4. По (9.48) находим /=r/J?0=35/42=0,83; a = Ay/H0= 19/51 =0,37.
5. По (9.56) рассчитываем параметр \i0:
6. По (9.94) определяем значение gB0%), определяющее Рш.тB0%):
g B0%) =£+ а = ( — 9 + 7). 10-8 = 2.10-8 1/м.
7. По (9.57) рассчитываем \i(g) для £B0%):
(g) = V\—db.p(g)F [A (g), к] = >Л—1,86-0,04 = 0,975,
где й=Р/4акA— к) =0,832/4-0,37-0,25 =1,86 определяется по формуле (9.59);
&p(g)=AH(g)/Ho=2/51 =0,04 вычисляется по формуле (9.58), a AH(g) — по
номограмме на рис. 9.11; F[A(g), к]«1 определяется по (9.60) или из гдас. 9.16
(эта функция отличается от единицы иа закрытых трассах). Г
8. По формуле (9.55) вычисляем параметр \i, характеризующий радиус кри-
кривизны препятствия: ц = Цоц(^) =0,65-0,975=0,63. В этом случае [д.«ц0
9. Определяем относительный просвет при ^B0%) по (9.36):
10. Из графика на рис. 9.13 определяем ослабление на интервале № 2 при
gB0%): 7B0%) =-16,5 дБ.
11. Рассчитываем КПД антенно-фидерного тракта на одном интервале г| =
=•—3 дБ—0,055 яБ/м-1, где I — общая длина кабеля типа РК 75-17-31, рав-
равная — 110 м (условно принимаем 55 м на каждой станции);
т)= — 3 — 0,055-ПОл; — 9дБ.
12. По формуле (9.6) рассчитываем ослабление в децибелах прн передаче
энергии в свободном пространстве:
19,5-9-117'= -87дБ,
где Wa определяем по (9.4) или номограмме иа рис. 9.1.
13. С учетом (9.10) и (9.121) определяем отношение сигнал/тепловой шум
(в децибелах) в верхнем канале ТЧ, которое не будет падать ниже указанной
величины более чем в 20% времени летнего месяца:
Ро/Рш.т B0%) = /Стф + Ро „р/Рпер + V B0%) = 166 - 87 - 16,5 = 62,5 дБ.
Соответственно Ро/Рш.тB0%) = 1,8- 10е;
ш.г
:Р0/1,8-10«= 10»/l,8-10e =
14. Суммарная мощность шума в верхнем канале ТЧ РшB0%) =Рш.п +
-т-Рш.тB0%) =220 + 550 = 770 пВт. что составляет 770 пВт/42 км«18 пВт/км.
В нижнем канале РшB0%) меньше, примерно 8,5 пВт/км.
При использовании передатчиков с мощностью 3 Вт по аналогии с зарубеж-
зарубежными системами того же назначения можно считать допустимым

332
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
Примеры расчета
333
12 пВт/км, т. е. норма на шумы на данном интервале не вы-
выполняется.
15. Условия на интервале являются тяжелыми, так как на.нем малый про-
просвет и большой радиус кривизны препятствия (малое значение \i). Для умень-
уменьшения РшB0%) было бы целесообразно увеличить просвет до значения Я=
= + 16 м (см. § 9.14, метод третий). Тогда VB0%) «—13,5 дБ; Рш.тB0%)«
«275 пВт и РшB0%)//?0=12 пВт/км. Увеличение просвета потребует увеличе-
увеличения высоты антенных опор примерно на 8 м. В системе «Трал-400/24», как пра-
снло, используются опоры высотой A=s;50 м, поэтому для уменьшения
/VtB0%) можно применить передатчик повышенной мощности, равной
~ 10 Вт (разрешается в особых случаях).
При этом /Стф= 171 дБ; Р0/Рш.тB0%) =67,5 дБ; Рш.тB0%) «160 пВт;
РшB0%)=220+160=380 пВт; РшB0%)/%=380/42«9 пВт/км, что соответст-
соответствует норме.
Проведем поверочный расчет устойчивости для наихудшего случая, т. е.
для исходных условий примера 4.
16, По формуле (9.121) рассчитываем минимально допустимый множитель
ослабления (в децибелах)
) - #тф - Ре пр/Рпер = 44 - 166 + 87 = - 35дБ,
Кт«п = (Р0/Ршл
где Ро/Рш.ттах определяется условием (9.112) и равно 44 дБ.
17. В общем случае расчет T0(Vmin) в длинноволновой части дециметро-
дециметрового диапазона и на метровых волнах следует проводить с учетом трансфор-
трансформации профиля прн субрефракции (см. п. 7) и рассчитывать тр по формуле
(9.141).
18. При i?<50 км (см. § 9.12) ориентировочно по (9.139), (9.140) опреде-
определяем ц=,цоТ/1+^Р@) =0,651/ 1 + 1,86-0,16» 0,7, где р@) =Я/Я0=8/51 =0,16
рассчитываем по (9.62), a d=l2/4a.K(l— к) =0,832/4-0,37-0,25= 1,86 — по (9.59).
19. Из рис. 9.13 по заданным значениям Vmin и \i определяем p(gn) =
= —9,73.
20. Находим относительный просвет при средней рефракции
Р (i) = \Н+ А Н ШШо = (8 + 9)/51 = 0,33,
где ДЯ(§)=9 м берем из номограммы на рис. 9.11.
21. Вычисляем параметр А по (9.138):
А = — l/ZHH = ' 1./ °'75 = 2 85
о V R3ok(\—k) 7-10-8 V 423.109-0,25 ' '
22. По формуле (9.137) вычисляем у = 2,31 A[p(g)— p(gu)] = 2.31 -2,85{0.33-r
+ 0,73] = 6,98. По более строгим формулам г|) = 7,1.
23. Из графика н|а рнс. 9.44 T0(Vmin) <0,00001 %.
24. По (9.201) оцениваем влияние волнов'одных условий распространения
радиоволн
Тв(Vmin) «0,69 V2mintB = 0,69-3,2-10-4-1 «2,2-10-4%,
где tBml% по данным США для северных районов; V2min определяем из
рис. 9.48. ■ '
25. По формуле (9.200) рассчитываем результирующее значение T(Vmin)-
Т (Vmin) ЖТ„ (Vmin) + Тв (Vmin) «0,0002"/0 .
Хотя не существует норм на устойчивость работы одного интервала, но в
среднем для РРЛ технологической связи, оборудованных аппаратурой
«-Трал-400/24», можно считать Г(Кт;п)ДоП«0,1 • #,,/800 = 0,0053%, что сущест-
существенно превышает полученное значение Г (Km in) (800 км соответствует длине
гипотетической линии на аппаратуре «Трал-400/24»).
Таким образом, наиболее трудными для выполнения оказываются нор-
нормы на шумы, превышаемые в течение не более 20% времени любого месяца.
Они являются определяющими при выборе интервалов РРЛ, оборудованных
аппаратурой «Трал-400/24». ,
Пример 5. Требуется рассчитать и построить ожидаемые за летний месяц
при одинарном приеме следующие статистические характеристики замираний с
ослаблением V=—35 и —30 дБ: распределения длительности замираний, общее
число замираний, число сеансов с замираниями и максимальное число замира-
замираний за сеанс длительностью tc=30 с; 1; 2,5 и 10 мин. Оценить ожидаемую на-
надежность передачи информации сеансами длительностью 10 мин, если срыв-
связи происходит при Кпор—35 и —30 дБ. '■
Параметры трассы: #0_=43,3 км; /=4 ГГц; Я=+86 м; к=0,5; трасса про-
проходит над южным морем g=—11-Ю-8 1/м.
ili Находим вспомогательные параметры:
#о=17 м определяем по1 номограмме на рис. 9.9 или по (9.23);
ДЯ(£) = 13 м определяем по номограмме на рис. 9.11 или по (9.29).
По (9.36) вычисляем относительный просвет при средней рефракции p(g) =
=[Я+ДЯ(£)]/Я0=(86+13)/17«5,8.
По (9.212) находим xP=<R20p(g) -10-4= D3,3J5,8-10-4ж 1,08 км2. (Значение
R подставляем в километрах.) . *
Из рис. 9.67 определяем эмпирический коэффициент СМ=Ю,5 с. .
2 По формуле (9.211) рассчитываем медианную длительность замирании:
при V=—35 дБ ( — 0,018) Тм=СмК= 10,5-0,018=0,189 с;
при V=—30 дБ (~0,032) тм= 10,5-0,032=0,336 а
3. Из таблицы на стр. 308 определяем ат:
при К = — 35 дБ ffT«4,9 дБ;
по формуле (9.214) 0т/тм«3,1;
при V=— 30 дБ 0Т «5,2 дБ, ах /тм«3,3.
4. Строим распределение длительности замираний Г(т) Закон распределе-
распределения — логарифмически-нормальный (см. § 9.15). Выбираем масштаб, в котором
этот закон изображается прямой линией: по горизонтальной оси времени —
гауссовский, по вертикальной — логарифмический (рис, 9.85).
Опорные точки для построения: тм, соответствующее Г(т)=50%; т„. соот-
соответствующее Т(т) «84% и 16%. Ориентировочно 1^(84%) =тм(ат/тм); таA6%)«*
=тм/(о-т/тм):
при Упор=— 35 дБта(84%) =0,189-3,1 =0,586 с; т,A6%) =0,189 : 3,1=0,057 с;
при КпоР=-30 дБ т„(84%) =0,336-3,3= 1,11 с; т„A6%) =0,336 : 3,3=0,1 с.
Расчетные распределения Г(т) построены на рис. 9.85 (кривые 1 и 2). Для
сравнения* точками указаны экспериментальные значения, полученные на анало-
аналогичной трассе в летний месяц.
5. Из графика на рис. 9.68 (кривая 1) определяем коэффициент Ля =
= 5104.
6 По (9 216) рассчитываем общее число замирании, ожидаемое за летний
месяц: при К=-35 дБ ЛГ«KitV&b-104-0,018 = 900.
Пересчет V в относительные единицы осуществляем с помощью рис. У.4»:
при V=— 30 дБ N&5-104-0,032= 1600.
7. Из рис. 9.69 определяем коэффициенты М для сеансов длитель-
длительностью ?с:
4,25 3,3 2,4 1,6
5
Л1-10-4
t,, min
0,5
1
2,5
10
8. По формуле (9.218) рассчитываем ожидаемое за летний месяц число
сеансов с замираниями: NC~MV (табл. 9.16).
9. Из кривых на рис. 9.70 определяем коэффициенты q:
35
0,5
45
I
70
2,5
200
10

334
Расчет трасс РРЛ прямой видимости
Примеры расчета
335
* 10 По формуле (9.212) оцениваем максимальное число замираний за сеаи-
3
сы указанной длительности: ncmaI«^"|/l/ (табл. 9.17).
Эксперименты проводились иа интервале РРЛ с указанными параметрами.
П. Рассчитываем надежность передачи информации сеансам длительностью
по 10 мин:
1) число сеансов передачи за летний месяц G20 ч): iVc та* = 720-6=4320;
2) относительное число сеансов с возможным браком качества из-за глубо-
глубоких замираний за время сеанса с учетом п. 8:
при КПОР=— 35 дБ No-100/Ncmax = 288-100/4320=6,66%,
■при Кпор=—ЗОдБ Nc-l00/Ncmax=512-100/4320= 11,85%;
V
e
4
3
2
1
0,6
ОЛ
m
0,2
0J5
0,1
006
/in/,
X
у
У
*■/
A
/
/
У
/
/
/
у
/
I
/
У
у?
I.
А
/
ТП)
' 5 Ю 20 30 S0 70 80 30 9S Э8 Э9 99,5%
Рис. 9.85. Распределения
длительности замираний
ТАБЛИЦА 9.16
Число сеансов с замираниями
ТАБЛИЦА 9.17
Максимальное число замираний
V, ДБ
—35
-30
V
—0,018'
0.032
Л'с при tCj мни
0,5
765
1360
1
594
1056
2,5
432
768
10
288
512
за сеанс
V. дБ
•-35
—30
"стаж (Расчет/эксперимент) при
(с, мии
0,5
9/9
П/1 I
I
12/12
14/14
2,5
18/19
22/21
10
52/45
64/65
3) надежность передачи информации:
100%— 6,66% =93,33% при УПор = — 35 дБ;
100%—11,85% =88,15% при Кпор = — 30 дБ.
Полученные результаты характерны для интервалом РРЛ с наиболее тя
жслыми условиями распространения радионолп. В таких «.'луч.чях целесообразно
применение разнесенного приема.
Список литературы
1. Калииии А. И. Расчет трасс радиорелейных линий. М.: Связь, 1964.
2. Калииии А. И. Распространение радиоволн иа трассах иаземиых и космиче-
космических радиолиний. М.: Связь, 1979.
3 Давыдеико Ю. И. Распространение УКВ и радиорелейные линии. М.: Изд-во
М. О. СССР, 1963.
4. Марков В. В. Малоканальные радиорелейные линии связи. М.: Сов. радио,
1963.
5 Троицкий В. Н. Распространение ультракоротких волн в горах. М.: Связь,
1968.
6. Распространение ультракоротких волн в гористой местности. Улан-Удэ: Тру-
Труды Бурятского ин-та естественных наук, 1968.
7. Цыдыпов Ч. Ц. Распространение ультракоротких радиоволи, Новосибирск:
Наука (Сибирское отделение), 1977.
8. Бородич С. В. Искажения и помехи в многоканальных системах радиосвязи
с частотной модуляцией. М.: Связь, 1976.
9. Проектирование и расчет радиорел^ных линий связи. М.: Связь, 1975.
10. Регламент радиосвязи. М.: Связь, 1975.
11. Казаков Л. Я., Ломакин А. Н. Неоднородности коэффициента преломлеии»
воздуха в тропосфере. М.: Наука, 1976.
12. Калииии А. И., Надеиеико Л. В. Исследования распространения УКВ до рас-
расстояний порядка прямой видимости. В ки.: Распространение радиоволн. М.:
Наука, 1975, с. 66—127.
13. Отчет 382-2 МККР. Женева, 1974, т. IX, с. 293—303.
14 Надеиеико Л. В. Статистические характеристики сигнала на интервалах РРЛ
прямой видимости. — Труды НИИР, 1977, № 2, с. 78—86.
15 Надеиеико Л. В. К расчету устойчивости сигнала на интервалах радиорелей-»
иых линий прямой видимости. — Труды НИИР, 1980, № 2, с. 61—64.
16. Надеиеико Л. В., Святогор В. В. Исследование статистических характеристик
сигнала иа морских интервалах радиорелейных линий. — Труды ЯИИР,
1967, вып. 1 D6), с. 75—79.
17. Барамыков А. И., Надеиеико Л. В. Устойчивость сигнала на открытых про-
протяженных интервалах радиорелейных линий прямой видимости. — Труды
НИИР, 1978, № 1, с. 60—67.
18. Отчет 723 МККР. Киото, 1978, т. V, с. 118—122. Док. 5/206, 1980, с. 196.
19 Надеиеико Л. В., Свитогор В. В., Кривозубов В. П. Устойчивость работы ин-
тервалов РРЛ в диапазоне 8 ГГц. — Электросвязь 1978, № 9, с. 8—17.
20. Отчет 719 МККР. Киото, 1978, т. V, с. 97—107.
21 Отчет 338-3 МККР. Киото, 1978, т. V, с. 185—199.
22 Отчет 721 МККР. Киото, 1978, т. V, с. 107—115.
23 Отчет 563-1 МККР. Киото, 1978, т. V, с. 69—89.
24 Надеиеико Л. В., Святогор В. В. Исследование влияния осадков иа устойчив
вость сигнала'в диапазоне 12 ГГц. — Электросвязь, 1974, № 12, с. 64—70.
25. Соболев В. А. Соотношение между мощностями тепловых и переходных шу-
шумов в РРЛ при замираниях. — Радиотехника, 1974, № 12, с. 89—93.
26 Фролов Д. П., Ямпольский В. Г. О потерях защитного действия антенн ра-
радиорелейных линий связи. — Радиотехника, 1977, № 9, с. 37—41.
27 Надеиеико Л. В. Явление деполяризации радиоволи иа РРЛ прямой види-
видимости (Обзор). — Зарубежная техника связи. Экспресс-информация. Серия:
радиосвязь радиовещание, телевидение, 1979, вып. 4, с. 1—21.
28 Главное управление Гидрометеослужбы. Метеорологические ежемесячники
' за 1961—1969 гг., вып. 1, 21, 27, № 1—12.
29. Надеиеико Л. В. О статистическом распределении множителя ослабления на
интервалах радиорелейных линий. — Электросвязь, 1965, № 12, с. 5—18.
30 Никитин В. Н. Применение функции распределения Раиса для описания мно-
тлучевчх (имнряний па интервалах РРЛ. — Труды НИИР, 1978, № 4,
с. 7—12.

336
Дальнее тропосферное распространение УКВ
31. Надененко Л. В., Троицкий В. Н. О применении пассивных ретрансляций ти-
типа дифракционной линзы на радиорелейных линиях с интервалами обычной
протяженности. — Электросвязь, 1966, № 4, с. 1—7.
32. Надененко Л. В., Святогор В. В. Длительность замираний сигнала на интер-
интервалах радиорелейных линий прямой видимости. — Электросвязь 1972 № 5
с. 6—10.
33. Радиорелейные линии: Инж.-техн. справочник/Под ред. С. В. Бороднча. :-~
М.: Связь, 1970.
ГЛАВА ДЕСЯТАЯ
Дальнее тропосферное распространение
ультракоротких волн
10.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Дальнее тропосферное распространение ультракоротких волн (к=Л0-~
-т-0,01 м) — это распространение радиоволн путем переизлучения в неоднород-
неоднородной тропосфере. Дальнее тропосферное распространение УКВ (ДТР УКВ) на-
наблюдается на расстояниях примерно до 1200 км, не считая расстояний до гори-
горизонта от передающей и ириемной антенн. Этот вид распространения радиоволн
используется в тропосферных1 радиорелейных линиях связи.
Для ДТР иногда возникают необычно благоприятные условия, поэтому оно
может быть причиной возникновения помех от далеко расположенных пере-
передающих станций.
Механизм ДТР схематически поясняет рнс. 10.1.
В тропосфере всегда имеются отдельные объемы воздух?, иначе говоря,
локальные неоднородности различных размеров, коэффициент преломления ко-
которых отличается от коэффициента преломления окружающей среды на весьма
малую величину Д/г=0,5-'10-6-ь5-10-5.
Под действием сил тяжести некоторые неоднородности принимают слоистую
форму. Слои имеют толщину от десятых долей метра до нескольких сотен мет-
метров. Протяженность слоев э горизонтальной плоскости лежит в пределах . от
десятков метров до десятков километров. Ярким примером слоистых образова-
образований в тропосфере являются облака. Форма, ориентация и скорость перемеще-
перемещения неоднородностей в пространстве весьма изменчивы. Под действием излуче-
излучения, создаваемого передающей антенной, каждая неоднородность превращает-
превращается во вторичный излучатель, вызывая рассеяние или отражение радиоволн дале-
далеко за горизонт. Рассеяние радиоволн обязано преимущественно мелкомасштаб-
мелкомасштабным неоднородностям, отражение — слоистым неоднородностям больших разме-
размеров. В обычных условиях температура, влажность и давление воздуха в тропо-
тропосфере убывают с высотой. Поскольку коэффициент преломления воздуха п свя-
связан с этими параметрами, то и он в среднем уменьшается с высотой. Зависи-
Зависимость коэффициента преломления воздуха п от высоты Я для некоторого фик-
фиксированного момента времени показана на рис. 10.16.
Небольшие флуктуации А/г на кривой показывают наличие в тропосфере
мелкомасштабных неоднородностей. Сравнительно большие отклонения говорят
о присутствии слоев. Наиболее велико перензлученне от неоднородностей с
1 Тропосферой называют нижний слой атмосферы, расположенный непосредственно над
поверхностью земли. Высота тропосферы в полярных широтах равна 8—10 км, в умеренных
широтах—10—12 км, в тропиках—16—18 км. В тропосфере содержится почти вся масса
воздуха.
Общие сведения
337
толщиной ixX/Q, где 9 — угол «рассеяния» (см. рис. 10.1а). При этом условии
волна отражается от нижней и верхней поверхностей неоднородности в фазе.
Угол 9 в реальных условиях составляет несколько градусов, поэтому ин-
интенсивно переизлучают только те неоднородности, толщина которых /3>Л. При
ДТР в область тенн переизлучается очень малая доля излученной энергии. Зна-
Значительная доля энергии проникает через толщу атмосферы, теряясь в мировом
пространстве.
Рис. 10.1. К объяснению дальнего тропо-
тропосферного распространения ультракоротких
волн:
а — геометрия трассы; б — характер из-
изменения коэффициента преломления воз-
воздуха с высотой .
Интенсивность перензлучения зависит в большой степени от перепада ко-
коэффициента преломления неоднородности An и от угла рассеяния 9. Чем боль-
больше Are н чем меньше 9, тем больше уровень сигнала в месте приема.
В перензлученин радиоволн играют роль неоднородности тропосферы, рас-
расположенные выше плоскостей, проведенных из точек передачи и приема каса-
касательно к земной поверхности. С другой стороны, поле, перензлученное каждой
неоднородностью, тем меньше, чем выше расположена неоднородность или чем
тальше она расположена от трассы АВ, поскольку при этом увеличивается
угол 9. Данные обстоятельства приводят к тому, что в переизлученни радио-
радиоволн принимает участие некоторый объеА тропосферы, ограниченный со всех
сторон, по форме напоминающий призму. Длина такого «эффективного» тропо-
тропосферного объема вдоль трассы составляет примерно RJ2 (где R — длина трас-
трассы), а высота и ширина — несколько километров. Высота нижней точки объе-
объема (точка пересечения касательных к горизонту) над поверхностью земли
H0ttR2l8a3, A0-1I
где а, _ эквивалентный радиус Землн. Здесь и далее в расчетах принимается
a-j=8500 км, что сответствует обычным условиям распространения радиоволи.
Например, для Я=300 км из формулы A0.1) получается #0=1,3 км.
Угловая ширина эффективного объема переизлучення, отсчитываемая по
точкам, где мощность сигнала падает вдвое, в вертикальной плоскости состав-
составляет примерно 1,7° (угол а на рис. 10.1), а в горизонтальней плоскости — при-
примерно Г. При использовании остронаправленных антенн с шириной главного

338
Дальнее тропосферное распространение УКВ
лепестка диаграммы направленности Р<а в переизлучении радиоволн участвует
меньший объем тропосферы. Он ограничен поверхностями, получающимися в
результате пересечения главных лепестков диаграмм направленности антенн. В
этом случае некоторые характеристики сигнала несколько изменяются.
Мощность сигнала на входе приемника при ДТР непрерывно изменяется
во времени:
Рвр(Т)=РвФ(Т). A0.2I
где. Рар и Ро — мощности сигнала соответственно на входе приемного устрой-
устройства и при распространении в свободном пространстве (см. § 9.3); V — мно-
множитель ослабления [см. § 9.3, формулу (9.9)]. При ДТР множитель ослабления
зависит от расстояния между точками передачи и приема, рельефа местности,
высот поднятия антенн над поверхностью земли, длины волны, неоднородного
строения тропосферы и т. д. Вся трудность расчета уровня сигнала заключает-
заключается в определении именно этого множителя. До настоящего времени не сущест-
существует единой теории, способной объяснить все стороны ' такого сложного явле-
явления, как ДТР УКВ. Поэтому почти все инженерные расчеты, связанные с этим
явлением, производят полуэмпирически, основываясь на использовании экспери-
экспериментальных данных и некоторых теоретических положений.
Эквивалентное расстоиние. В инженерных расчетах, связанных с ДТР, вме-
вместо истинного расстояния между корреспондирующими пунктами R берется
эквивалентное расстояние #э. Это позволяет учесть влияние рельефа местности
на уровень сигнала.
В большинстве встречаемых на практике случаев трассы радиолиний, ис-
использующих ДТР, находятся на высоте Д//«0,15-г-0,25 км над уровнем моря.
Для таких трасс /?э определяется только углом рассеяния 9:
R3 = a3e = R + a3(A1 + A2), A0.3)
где R — географическая протяженность трассы в километрах; Ail2 — углы за-
закрытия (открытия) в конечных пунктах трассы в радианах (рис. 10.2).
Горизонтальная
плоскость
Горазонтшая
плоскость
Рис. 10.2. К определению эквивалентного расстояния Л„
Значения углов А] и Д2 берутся со знаком «плюс», если вершина препятст-
препятствия находится выше горизонтальной плоскости, и со знаком «минус», если пре-
препятствие находится ниже этой плоскости (угол открытия). Под горизонтальной
плоскостью понимается плоскость, проходящая через центр антенны перпенди-
перпендикулярно радиусу Земли. Углы Ai и Л2, рад, определяются из профилей конечных
участков трассы, построенных для а, = 8500 км, по формулам:
Ai = (*« — А,)/лл1 — 5,9-10—г> г1П ; A0.4)
7"
¥
i
/1
Замирания сигнала
339
Л* = (hm — h2)/rn2 - 5,9-10-5 Гпг>
A0.5)
где Л1|2, hm,2 км — высоты соответственно центра антенны и препятствия, ко-
которого касается линия АС или ВС, над уровнем моря;
гО[,2 км — расстояние от антенны до наивысшей точки препятствия.
В частном случае, когда Ai=A2=0, имеем Ra=R- При увеличении углов
закрытия Ra возрастает и становится больше R. Если антенны установлены на
господствующих возвышенностях так, что углы закрытия отрицательны, то
R,<R.
Если средняя высота трассы АН заметно отличается от значений 0,15—
0,25 км, то эквивалентное расстояние целесообразно вычислять по формуле
У — 0,2)/(Я'эJ. A0.6)
Здесь R'a рассчитываетси по A0.3), величины аэ, Rj и АН берутся в километ-
километрах. Из соотношения A0.6) следует, что для приподнятых трасс R3 возрастает,
а для трасе, лежащих ниже отметки 0,15—0,25 км, уменьшается. Эксперимен-
Экспериментальные данные показывают, что формула A0.6) справедлива при
-0,3<8аэ(ДЯ-0,2)/(/?'э)*<6. A0.7)
Если значение данной величины получается меньше —0,3, то в формулу под-
подставляется —0,3.
Высота трассы АН может быть определена графически непосредственно из
профиля трассы так, как это показано на рис. 10.2, где АН — разность высот
между точками пересечения линий АС и ВС, проведенных на профиле трассы,
и линий А'С и В'С, параллельных соответственно линиям АС и ВС соответст-
соответственно и проведенных из точек А', В'. Значение АН может быть вычислено так-
также с помощью выражения
R + c3(A! + Д2) 2
,-A.
Л
R
A0.8)
где расстояние Л и высоты подвеса антенн /и и 1ц выражены в километрах, уг-
углы Ai и Д2 — в радианах. При одинаковых значениях углов закрытия (Ai =
= Д2=Д)
Если /ij=/i2 = /j, то AH = hi независимо от значений Д. и Д2.
10.2. ЗАМИРАНИЯ СИГНАЛА
Уровень сигнала при ДТР подвержен медленным изменениям, на которые
накладываются быстрые флуктуации. Такой характер сигнала привел к необхо-
необходимости условного деления замираний сигнала на быстрые и Медленные (см.
также § 9.9).
Быстрые замирания представляют собой изменения мгновенных значений
уровня сигнала в пределах некоторого малого периода времени AT (рис. 10.3).
Под глубиной быстрых замираний понимается отношение
, A0.10)
где V. V'M — мгновенное и медианное значения множителя ослабления за пе-
период времени Л7\
Длительность периода Д7' выбирается большей квазнпериода мгновенных
изменений, но так, чтобы средний уровень можно было считать постоянным. В

340
Дальнее тропосферное распространение УКВ
зависимости от задач практики AT выбирается в пределах от 1 до 5 мин, но
иногда 15—60 мин. Быстрые замирания обусловлены интерференцией множест-
множества воли, переизлученных неоднородностями тропосферы, которые движутся и
одновременно меняют свои размеры и интенсивность. Эксперименты показы-
показывают, что статистическое распределение глубины быстрых замираний длитель-
Рис. 10.3. Характер замираний уровня сигнала при ДТР
ностью AT претерпевает существенные изменения от сеанса к сеансу. Однако
для инженерных расчетов экспериментальные распределения обычно можно ап-
аппроксимировать известным законом Рэлея (рис. 10.4, кривая /)
Т (F) = exp [-0,69 (VJVJ2], ' A0.11)
где Т(V) — вероятность того, что мгновенное значение множителя ослабления
больше или равно V.
Puc. 10.4. Законы распределения глубины быстрых замираний по Рэлего (кривая 1, левая
шкала) и медленных замираний по логарифмически-нормальному закону (кривая 2, пра-
правая шкала)
Длительность каждого мгновенного замирания т< — это время, в течение
которого уровень сигнала был ниже заданного уровня. За исключением тех
случаев, когда делается специальная оговорка, обычно имеют в виду замирания
относительно медианного уровня за период времени AT. Длительность «тдель-
Замнрання сигнала
341
ных замираний случайна во времени (рис. 10.5, 10.6). Кривые иа рис. 10.5 и
10.6 справедливы для трасс протяженностью ^=150-г-400 км. На этом участке
влияние расстояния на длительность быстрых замираний практически не обна-
обнаруживается. Данные кривые построены по результатам многочисленных измере-
измерений, проводившихся в различные сезоны года :при длительности сеансов ДГ=
2 3 k 56 7 W
r u-ri i i i i i i i i i .
0,01 0,1051 2 510 2030 50 П8090959899 39,8%.
Рис. 10.6. Нормализованные распределе-
распределения длительности замираний на сухопут-
сухопутных трассах длиной 150—400 км; X"
= 7^30 см, G = 36-^-48 дБ
Рис. 10.5. Зависимости медианного значе-
значения длительности замираний, с, от длины
волны и коэффициента усиления передаю-
передающей нлн приемной антенны G на сухопут-
сухопутных трассах длиной 150—400 км
= 5-г-10 мин. В наихудшие (зимние) месяцы, когда уровни сигнала минималь-
минимальны, длительность замираний сигналов может быть несколько меньшей. Графи-
Графики на рис. 10.5 требуют осторожного применения для волн короче 7 см и не-
непригодны для морских трасс. На морских трассах отмечаются замирания с
меньшим периодом.
Медианное значение длительности замирания связано простым соотноше-
соотношением с медианным значением периода замираний Тм и с медианным значением
частоты замираний FM:
f A0.12)
Медленные замирания сигнала —• это изменения величин VM относительно-
медианного значения Fm.m, определенного за длительный срок (месяц, год) (см.
рис. 10.3). Глубина медленных замираний в децибелах выражается формулой
AVM = 201g(KM/VMM). A0.13>.
Медленные замирания сигнала вызываются изменением условий рефракции
и медленным изменением параметров неоднородностей (интенсивности, разме-
размеров). Медленные замирания сигнала наблюдаются обычно при прохождении
теплых и холодных фронтов воздуха, а также при образовании на трассе ин-
интенсивных инверсионных слоев, приводящих к значительному возрастанию
уровня сигнала. Медленные замирания можно заметить за период времени,
больший 2—4 ч (радиус автокорреляции).
Результаты измерений показывают, что глубина медленных замираний в те-
течение зимнего месяца подчиняется логарифмически-нормальному закону. В си-
системе координат, показанной на рис. i0.4 ino оси абсцисс — гауесовский мае

342
Дальнее тропосферное распространенне УКВ
штаб), график логарифмически-нормального закона представляет собой прямую
линию, наклон которой по отношению к оси абсцисс определяется стандартным
отклонением а. Отсчет а производится в децибелах между медианным уровнем
E0%) и уровнем, соответствующим 16 (или 84)% времени. Стандартное от-
отклонение зависит от эквивалентной длины трассы Ra и коэффициента усиления
используемых антенн (рис. 10.7), но практически не зависит от длины волны.
Рисунок 10.7 рекомендуется для одинаковых антенн передатчика и приемника.
еоо
700 800 SOU WOO стояния
Рис. 10.7. Зависимость
стандартного отклоне-
отклонения ст для сухопутных
трасс и зимнего месяца
от эквивалентного рас-
Если антенны имеют сильно разнящиеся коэффициенты усиления, то значение
«т следует находить из графика на рис. 10.7 соответственно большему коэффи-
коэффициенту усиления, так как диаграмма направленности этой' антенны будет в ос-
основном определять размеры переизлучающего объема.
is
SO
4d
SO
20
■10
/t
-to
1)
iVy.
/,
1
1
•
\
\
200
1
1
■—
■— I..
*— ■-
~ i
400
—■—-
- —
so
JO,
•
- ■
—
SOU
—
Ob
70
60
50
40
,10
?0
to
0
-10
-20
0
&\
1
1
}
'm
у
-[
*—
200
V
-L
N.
1 N
1
10 —|
1
so
90
on
ff
$00
1
NN
\
1
1
■—^
.—
600
К 1
— ■
SOU
i
—^~
-4—
1
fa?
tm
KM
m
и гии W Ш 8QQ woo
q) • * d)
Рис. 10.8. Характер распределения глубины' медленных замираний для летнего месяца в
зависимости от R^. На кривых укачан процент времени, в течение которого глубина зами-
замираний больше значения, указанного иа оси ординат:
а - для сухопутных трасс; б ~ для морских и прибрежных трас
Средний уровень сигнала
343
В летние месяцы закон распределения глубин медленных замираний замет-
заметно отличается от логарифмически-нормального особенно в области высоких
уровней сигнала. По этой причине такое распределение лучше определить с
помощью рис. 10.8а. Однако и такой подход требует осторожности. Дли одних
и тех же условий приема разброс значений \VM(T) за различные периоды на-
наблюдений достигает 10—15 дБ. На рис. 10.86, как и на других рисунках, под
морскими трассами понимаются также трассы, проходящие над ровной земной
поверхностью в прибрежной полосе.
Суточный ход уровня сигнала иа трассах ДТР отмечается, как правило, в
ясную, безветренную погоду, особенно летом. В пасмурные дни при наличии
ветра, дождя или снега изменения уровня сигнала в пределах суток незамет-
незаметны. Максимум сигнала наблюдается иочью и утром, минимум — в дневные ча-
часы. Это объясняется тем, что иочью и утром увеличивается рефракция и воз-
иикают слоистые образования в тропосфере. На сухопутных трассах длиной по-
порядка 100—500 км изменение усредненной за каждый час медианы уровня в
течение суток составляет примерно 4 дБ знмой и 10 дБ летом. На более про-
протяженных трассах размах суточных колебаний часовой медианы составляет
2—4 дБ и почти не зависит от времени года. На морских и приморских трас-
трассах суточные колебания обычно выше. В отдельные суткн размах суточного хо-
хода может достигать 40—80 дБ.
Сезонные колебания уровня сигнала — это колебания месячной медианы
уровня сигнала в течение года. В средних широтах месячная медиана уровня
сигнала оказывается часто наименьшей в зимние месяцы. Максимальное значе-
значение приходится иа июнь-июль, иногда — на осенние месяцы. Размах сезонных
колебаний зависит от многих факторов: климата, коэффициента усиления антенн,
длины трассы и др. На трассах длиной 100—700 км при слабонаправлениых
антеннах размах сезонных колебаний месячной медианы лежит в пределах 5—
10 дБ; для антенн с коэффициентом усиления 40—45 дБ размах — около
!Г> дБ. На расстоянии^ЮОО к'м такого рода изменение составляет несколько де-
децибел (рис. 10.9).
Рис. 10.9. Усредненная
зависимость размаха се-
сезонных колебаний от
расстояния в умеренном
климате; & — коэффи-
коэффициент усиления антенны
/
/
у
г
/
\
« ЗбдБ'
\
\
ч
S
I
■^ 0 Z00 W0 * BOB 80S WOO m
10.3. СРЕДНИЙ УРОВЕНЬ СИГНАЛА
Зависимость среднего уровня сигнала от эквивалентного расстояния н дли-
длины волны показана иа рис. 10.10. Под средним уровнем здесь понимается ме-
медианное значение множителя ослабления VM.M за наихудший (зимний) месяц.
Физическая причина уменьшения множителя ослабления при увеличении длины
трассы объясняется увеличением угла рассеяния, т.- е. уменьшением коэффициен-
коэффициента рассеяния или отражения, а также тем, что объем переизлучения смещает-
смещается вверх, в область тропосферы, где интенсивность неодиородностей слабее.. За-
Зависимость Ум.м^э, f) за летний месяц, в течение которого сигнал испытывал
наименьшее ослабление, показана па рис. 10.11. Кривые па рис. 10.10, 10.11 со-
соответствуют применению слабонаправленных антенн, т. е. антенн, имеющих ши-

.344
Дальнее тропосферное распространенне УКВ
рину главного лепестка диаграммы направленности, большую или равную 2°
(по уровню 3 дБ).
Потери усилении антеии. При использовании на трассе ДТР аитеии с шири-
шириной главного лепестка диаграммы направленности менее 2° реальный коэффи-.
щиеит усиления антецн оказывается меньше, чем в условиях свободного прост-
пространства. Этот эффект носит название потерь усиления антенн.
Средний уровень сигнала
345-
-to
-70
-so
-90
-100
-no
-1P0
\
ж
\
0-4
ч
\
МП
<ч
ч
ч
ч.
i \
Ч,^
Ч
Ч
■ч
ч
ч
N
ч.
ч^
Ч^
ч
ч.
800-WOOMut^
400-ffo
\
ч
ОМ/
\
i
"ч-
м-
100 200 300 WO S00 600 700 100 900 WOO
Рис 10.10. Зависимость медианы множителя ослабления на зим-
зимний месяц от эквивалентного расстояния для сухопутных и при-
прибрежных трасс
Потери усиления антенн можно объяснить следующим образом. Мощность
сигнала пропорциональна переизлучающему объему. При антеннах с широким
главным лепестком используется весь- «эффективный» объем тропосферы. При-
Применение остронаправленных антени приводит к ограничению «эффективного»
объема (определяемого теперь пересечением диаграмм направленности, как по-
показано на рис 10.1а) и соответственно к потерям в уровне сигнала. Такие по-
потери, выраженные в децибелах, равны:
где
, + G2)
)дТр и (С, + (?2) — суммы коэффициентов усиления передающей
и приемной антенн, дБ, при ДТР и при использовании антенн в свободном про-
пространстве.
На рис. 10.12 даны графики для определения значения ДО в зависимости
от суммы коэффициентов усиления антенн (передающей и приемной) в свобод-
свободном пространстве. График / справедлив, если различие между коэффициента-
коэффициентами усиления передающей и приемной антенн — менее 6 дБ. Если на трассе ис-
используются слабонаправленная и остронаправленная антенны, то потери уси-
усиления обеих антенн в децибелах будут примерно равны 2/3 суммы потерь двух
остронаправленных антенн.
Пример. Gi = 45 дБ; G2=30 дБ. Из рис. 10.12 следует, что для двух антенн
при G[ = G2=45 дБ потери усиления AG = —9 дБ; для рассматриваемых различ-
2
ных антенн следует принять AG = ~r~ (—9)=—6 дБ.
3
Величина ДО практически не зависит or частоты и длины трассы, по край-
крайней мере, на расстояниях 150—600 км в диапазоне частот 0,5—5 ГГц. Обнару-
-40
-SO
-60
. -7Я
-во
-90
-100
-ло
-по
100
ч
ч
ч
ч
ч
s
'00
' ЗБ, , ■—
-4 "
S
9
s
о -
'мм
bt
ч
ч
-60 — а
~
'0
но
-90
I
-100 —
-110
-120
, Рис. 1
месяц
о —дл
<00
0.1
от
я с
ч
ч
•
Ч;
4j
Ч
ч
Ч
ч
ч
ч
DO
К
\
\
Ч
ч
ч
ч
■ i
400
а)
Ч
ч
ч
Ч
ч
!
500
III i
_ л _
4S
ч
Ч"
"Г
—1-
~ ■ fs
s
ч
ч
1
-1—1—
i i i
-1—i—1-
Т^
ч
ч
ч
чГ
чС
ч!
-i-
i
2- -
Ч
Йч
ч
ч
400
ч^
ч
S
ч^
ч
700
I I .I I
—;—г'
-м-
J L
I
I
\ I
-И-
*\^=4вОМГц
Шип
и,'
I i
щ
ч
ч
I
ч.
ч,
ч
ч
ч
ч
ч
ч.
ч
I
I
ч
ч
ч
ч
ч
ч
ч
-ч
ч
ч.
ч
ч
ч
ч
ч
ч
-ч—
ч
ч
ч
ч
ч ■
ч
>
ч
.КМ
800 $00 1000 1100 ■
I
1 -!
I
Г
1
-4
- f--!—1—■—i-
1
1
ч
ч
ч
ч_
ч^
ч
1
_1
ч
ч
[Ч
ч
Ч
j
1
ч.
ч
ч
ч
ч
Ч
г 00 300 400 SOO SOD 700 в 00 300
1. Зависимость медианы множителя ослабления
эквивалентного расстояния:
ухопутных трасс; б — для морских трасс
i
J_
i i
ч
I
I
4w
—
r—4
4V"
1С
за
00 1100
летний

346
Дальнее тропосферное распространение УКВ
Средний уровень сигнала
347
„7сиг„ала уВ6ЛИЧенИЯ ПотеРь Умения антенн при снижении среднего
Приведенный расчет дается для антенн, имеющих
дВ
-го
-15
-ю
\-ле
-5
о
-И:
SO 70 80 90 ■ 100 SB
Рис. 10.12. Зависимость по-
потерь усиления антенн от
суммарного коэффициента
усиления антенн на трассах
длиной 150—600 км; f—
= 1000-^5000 МГц:
/ — по результатам измере-
измерений в различное время го-
года; 2 — по результатам из-
измерений в летние месяцы
Влияние климата. Долгосрочные медианные уровни сигнала при прочих
равных условиях зависят от климатических условий. Чем климат теплее я
влажнее, тем выше оказываются уровни. Наиболее простой способ учета влия-
влияния климата заключается в следующем. По известному значению месячной ме-
днаны Fm.m для какого-либо климатического района, характеризуемого величи-
величиной Л'о, находят значение V'u.-л в другом климатическом районе, характеризуе-
характеризуемом величиной N'o, с помощью соотношения V'M.M=Vit.a + k(N'q—No), где V'm.v
дано в децибелах; No — приземное значение коэффициента преломления возду-
воздуха в Лг-еднницах: N0=(n—1) -106, где п — приземное значение коэффициента
преломления воздуха; k — коэффициент соответствия между VMm и Л'о, опре-
определяемый опытным путем.
Для трасс протяженностью 100-f-200 км значение &»0,7, для трасс с R —
=300 км £«0,45, для трасс с /? = 500 км £»0,3 [1, 2, 7]. Значения No для раз-
различных районов и месяцев года указаны на специальных картах, которые при-
приводятся, в частности, в документах МККР. На рис. 10.13 дана карта средних
величин jV0 для февраля. Из этой карты следует, что для большинства paftqHOB
СССР jV0«310 ед. Зависимости Vmm(<Rj, f) на рис. 10.10 построены на основа-
основании экспериментальных данных, полученных на трассах, климатические условия
которых в зимние месяцы можно характеризовать значением Л'о?»310 ед. В
отчетах МККР сообщается, что данный метод учета влияния климата не дает ■
приемлемой точности, если Лг0>335 ед.
Поляризационные характеристики. Знание поляризационных характеристик
необходимо для решения ряда инженерных задач, например для расчета элек-
электромагнитной совместимости радиосредсгв. Из немногочисленных сведений по
этому вопросу известно следующее.
Средний уровень сигнала не зависит от вида поляризации.
В процессе распространения радиоволн происходит деполяризация волн.
Fuih, например, поляризация излучаемых радиоволн вертикальная, то в месте
приема обнаруживается ослабленная горизонтальная составляющая поля и тта-
Рис 10.13. Наименьшие за год значения коэффициента преломления воздуха у поверхности
земли JVo (средняя величина для февраля) _>

348
Дальнее тропосферное распространение УКВ
оборот. Под коэффициентом деполяризации понимается абсолютное значение
разности (в децибелах)
•0=1^.г-"м..1.
где Wr, Vm.b — медианные значения множителя ослабления в децибелах за
период ЛГ~1 ч при приеме горизонтальной и вертикальной составляющих по-
поля. Значение коэффициента деполяризации на трассах ДТР непостоянно во
времени. Отмечается тенденция увеличения коэффициента D с увеличением уров-
уровня сигнала.
На трассах с /?э = 60ч-300 км и при слабонаправленных антеннах годовая
медиана коэффициента деполяризации D=20 дБ. Можно ожидать в период наи-
наибольшего ослабления сигнала снижения этого коэффициента до 10—15 дБ, в
период наименьшего ослабления — подъема до 30—40 дБ.
10.4. КОРРЕЛЯЦИОННЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ СИГНАЛОВ
Корреляционные характеристики сигналов рассмотрены ниже только для
мгновенных значений ур.овней сигнала, т. е. для быстрых замираний. Это не-
необходимо, в частности, для расчета систем разнесенного приема. Наиболее ин-
интересны корреляционные свойства сигналов при пространственном разнесении
антенн по высоте и в горизонтальном направлении перпендикулярно трассе, а
также при частотном и угловом разнесении (см. также § 9.13). Разнесение сиг-
сигналов по поляризации при ДТР не используется по' причине того, что сигналы
оказываются коррелированными. Под радиусом корреляции понимается такое
разнесение сигналов (каналов приема), прл котором значение' коэффициента
корреляции между огибающими сигналов достигает значения 0,37.
Пространственное разнесение. На рис. 10.14 приводятся обобщенные экспе-
экспериментальные зависимости радиуса пространственной корреляции от протяжен-
Рис. 10.14. Зависимость ра-
радиуса пространственной кор-
корреляции от длины трассы
(по результатам измерений
в различное время года):
1.2 — при разнесении по
горизонтали соответственно
остроиаправлеииых аитеин
(G«44 дБ) и слабонаправ-
леииых аитенн (G^36 дБ);
3 — при разнесении аитенн
по вертикали (G = 36-j-48 дБ)
ности трассы. Значения радиуса даиы в длинах воли, т. е. в виде отношения
■//л, где / — расстояние между .антеннами. Увеличение радиуса корреляции на
трассах короче 200 км обусловлено, по-видимому, возрастанием роли когерент-
когерентной составляющей сигнала нз-за дифракционного распространения. Увеличение
радиуса корреляции иа больших расстояниях говорит о преобладающей роли
механизма отражения радиоволи от слоистых иеодиородиостей.
Из рис. 10.14 следует, что для статистической независимости сигналов
остронаправленные антенны (коэффициент усиления каждой антенны G = 40-r-
Н-50 дБ) целесообразно разносить по горизонтали на расстояние порядка 100—
150Я. Радиус вертикальной корреляции' оказывается меньше, чем по горизон-
горизонтали, практически ие зависит от коэффициента усиления аитеии и слабо зави-
зависит от длины трассы. Статистическая зависимость между принимаемыми сигна-
сигналами будет достаточно мала, если установить разнесение аитеин по высоте по-
порядка 50Х. Радиус вертикальной корреляции будет еще меньше, если перед
70
ьо
50
30
20
w
17'
\
71
I
у
m
i
/
/
—_
/
/
Г
600
800
R
КП
Корреляционные характеристики сигналов
349
приемной антенной простирается ровная земная поверхность, способная отра-
отражать радиоволны [8].
Пространственное разнесение антенн вдоль трассы на практике не приме-
применяется, так как при этом получается слишком большой радиус корреляции.
Частотное разнесение. При разнесении по частоте информация одновремен-
одновременно передается на двух и более частотах. Обобщенные экспериментальные зави-
зависимости радиуса частотной корреляции от расстояния и степени направленно-
направленности антенн представлены на рис. 10.15.
Р:иС. 10.15. Зависимость ра-
радиуса частотной корреляцией
от расстояния (по результа-
результатам измерений в различное
время года); G — коэффи-
коэффициент усиления антенны
МГц
\
\
\
\
\
V
к
\
к
л
'—
\
v.
200
401/
600
800 ^ W0DKM
Радиус частотной корреляции А/*, определяется в большой степени раз-
разностью хода волн, пришедших от нижней и верхней «точек» объема переизлуче-
кия, иначе говоря, определяется высотой объема. При применении остроиап-
равленпых антенн и при переходе к более коротким трассам величина А/* воз-
возрастает вследствие уменьшения высоты переизлучающего объема. Если на од-
одном, передающем или приемном, конце трассы установлена остронаправленная
апте;:::а (G«40 дБ), то установка на другом конце такой же антенны несу-
Переватчак
Приемники
Рис. 10.16. Принцип углового разнесения иа лнннях связи, нс-
пользующих ДТР

350
Дальнее тропосферное распространение УКВ
щественно изменяет высоту перензлучающего объема и соответственно значе-
значение Д/*.
Угловое разнесение. Разнесение по углу осуществляется с помощью антея-
яы, имеющей два или несколько облучателей. Каждый облучатель формирует
свою диаграмму направленности так, чтобы главные лепестки диаграмм на
правленности были разведены в пространстве на некоторый угол <р. Разнос
главных лепестков может быть сделай либо в горизонтальной, либо в верти-
вертикальной плоскости (рис. 10.16). Угловое разнесение, в принципе, аналогично
пространственному. По сравнению с пространственным разнесением в данном
случае требуется только одно антенное зеркало, но вследствие выноса облуча-
облучателей из фокуса средние уровни разнесенных сигналов снижаются. Угловое
разнесение целесообразно в основном для антенн с узким главным лепестком
диаграммы направленности. При узких лепестках диаграммы уровень сигнала
в ветвях разноса падает незначительно. При угловом разнесении в вертикаль-
нон плоскости раднус корреляции оказывается меньше, чем при разнесении в
горизонтальной плоскости. Опыты, проведенные на трассах длиной несколько
сотен километров, с антеннами, имеющими ширину главного лепестка {$=0,3-т-1°,
показывают следующее. В случае сдвоенного приема оптимальный угол разне-
разнесения ф должен быть примерно равен р. Прн этом условии разнесенные сиг-
сигналы оказываются практически некоррелированными. Коэффициент корреляции
в среднем получается равным 0,6. В каждой ветви разноса уровень полезного
сигнала уменьшается на 1—4 ДБ (в зависимости от плоскости разноса). В ос-
остальном характеристики сигналов (стандартное отклонение медленных зами-
замираний,, рэлеевское распределение быстрых замираний и т. д.) можно считать
неизменными.
Список литературы
1. Дальнее тропосферное распространение ультракоротких волн/Под ред. Б. А.
Введенского, М. А. Колосова, А. И. Калинина и Я. С. Шнфрнна. М.: Сов.
радио, 1965.
2. Калинин А. И., Троицкий В. Н., Шур А. А. Исследования дальнего тропо-
тропосферного распространения УКВ. — В кн.: Распространение радиоволн. М.:
Наука, 1975.
3. Калинин А. И., Троицкий В. Н., Шур А. А. Уточненный метод расчета уров-
уровней сигнала на тропосферных радиолиниях. — Электросвязь, 1975,' № 12,
с. 31—36.
4. Троицкий В. Н., Шур А. А. Исследование несимметричных антенн на тропо-
тропосферных радиолиниях. — Электросвязь, 1976, № 7, с. 42—44.
5. Статистические характеристики сигналов дециметровых волн на расстоянии
свыше 1000 км. — Радиотехника, 1977, № 2, с. 90—91. Авт.: Калинин А.. И.,
Петрушко Ю. И., Троицкий В. Н., Шур А. А.
6. Троицкий В. Н. Эффективность углового разнесенного приема при ДТР. —
Электросвязь, 1972, № 9, с. 20—27.
7. Шур А. А. Характеристики сигнала на тропосферных радиолиниях. М.: Связь,
1972.
8. Шур А. А. Влияние земли на корреляцию сигналов при пространственно раз-
разнесенном приеме ультракоротких волн. — Электросвязь, 1968, № 11, с. 12—16.
ГЛАВА ОДИННАДЦАТАЯ
Тропосферные радиорелейные линии
11.1. ОСОБЕННОСТИ ТРОПОСФЕРНЫХ РРЛ
Радиорелейные лннин, использующие эффект дальнего тропосферного рас-
распространения УКВ, называются тропосферными радиорелейными линиями
(ТРРЛ). Соседние станции ТРРЛ обычно располагаются на расстоянии 200—
300 км. При некоторых благоприятных условиях эти расстояния могут быть
увеличены до 300—500 км. Возможность перекрывать такие большие расстоя-
расстояния является основным преимуществом ТРРЛ [1].
Как показано в гл. 10, затухание сигнала на участке ТРРЛ велико —
200 дБ и более, сигнал в месте приема имеет многолучевый характер и под-
подвержен случайным флуктуацням (замираниям). Поэтому на ТРРЛ применяются
передатчики большой мощности — от нескольких сотен ватт до десятков кило-
киловатт, остронаправленные антенны с раскрывом в несколько десятков метров
(коэффициент усиления таких антенн достигает 45—50 дБ).
Все же н этого оказывается недостаточно, так как средний уровень сиг-
сигнала на входе приемника, представляющий собой сумму большого числа ком-
компонентов, оказывается малым. Поэтому на ТРРЛ широко применяются мало-
шумящие усилители СВЧ, порогопоннжающие устройства, а также используется
техника разнесенного приема и другие методы борьбы, с быстрыми интерфе-
интерференционными замираниями.
Пропускная способность ТРРЛ обычно составляет 12—60 каналов ТЧ. Мак-
Максимальная емкость радиоствола ТРРЛ в некоторых случаях может достигать
120 каналов.
На ТРРЛ, так же как и на РРЛ прямой видимости, применяются три типа
станций: оконечная, промежуточная и узловая (или станция с ответвлением).
Особенности построения станций ТРРЛ следующие:
1. Для повышения качества, устойчивости и надежности связи на всех
станциях линий обязательно используется разнесенный прием: сдвоенный, счет-
зерениый или большей кратности.
2. Поскольку на ТРРЛ, как правило, соседние станции удалены друг от
друга на значительные расстояния, то почти на каждой промежуточной стан-
станции производятся демодуляция н повторная модуляция сигнала для выделения
некоторого числа каналов ТЧ.
Система телеобслуживания на ТРРЛ не применяется, и на всех станциях
имеется обслуживающий персонал. Это вызвано невозможностью быстрой до-
доставки на станцию в случае аварии ремонтно-восстановительной бригады из-за
больших расстояний и отсутствия дорог.
На рис. 11.1 показаны упрощенная структурная схема и примерный состав
оборудования одного из возможных вариантов промежуточной станции ТРРЛ
при счетверенном приеме с пространственным и частотным разделением сиг-
сигналов.
В комплект промежуточной станции входят четыре антенны (At, Л2, Аз, Аи)
с фидерными трактами и разделительными фильтрами (РФ), четыре передат-
передатчика (Пд), восемь приемников (Пр), устройства сложения сигналов (Сл).
При этом для передачи в разных направлениях используется разная поляри-
поляризация радиоволи (СП на рис. 11.1) (вертикальная или горизонтальная).
Связь в направлении А осуществляется с помощью четырех приемников —
Пр1, Пр2, Пр3, При,, подключенных к двум разнесенным в пространстве антен-
антеннам Ai и А2 через разделительные фильтры. Каждая пара приемников Пр1, Прг
и При, Прь принимает сигналы от двух антенн на своей фиксированной часто-
частоте /5 и /о. Принятые сигналы сначала попарно складываются в устройствах
сложения Cii и Сл2, а затем еще раз складываются в устройстве сложения
Сл3. Суммарный сигнал демодулируется и выделенный, например, групповой

352
Тропосферные радиорелейные линнн
телефонный сигнал поступает на аппаратуру частотного разделения каналов
(ЧРК), где в случае необходимости выделяется соответствующее число инди-
индивидуальных телефонных каналов либо осуществляется передача группового
спектра транзитом на общий частотный модулятор DMi) двух передатчиков
Ildi и Пдг, работающих иа частотах /i и Ь и подключенных к антеннам Аг
и А^ Точно такая же схема применяется для связи и в направлении Б.
Напра/ление В
Рис. 11.1. Упрощенная структурная схема варианта построения промежуточной станции ТРРЛ
Приведенная на рис. 11.1 схема станции соответствует организации на
ТРРЛ двух независимых стволов на разных частотах. При этом обеспечивается
и резервирование аппаратуры, так как при повреждении оборудования одного
из стволов связь полностью ие прерывается и может осуществляться по второ-
второму стволу при сдвоенном приеме, однако качество каналов при этом ухуд-
ухудшается.
Электропитание оборудования станций ТРРЛ может осуществляться лиоо
от линий электропередачи (ЛЭП), либо от автономных источников питания, в.
качестве которых используются, например, автоматизированные дизель-геиера-
ториые установки типа ДГА-48 [1]. „
План распределения частот. При организации связи по стволу IVfJi mjsjy.i'
рекомендует (Рекомендация 388) [2] учитывать некоторые специфические усло-
условия работы таких линий:
высокая излучаемая мощность передатчиков и большие расстояния, иа ко-
которые распространяются УКВ сигналы, могут привести к серьезным помехам
другим радиосредствам и собственным станциям иа расстоянии до 1000 км;
наличие передатчиков большой мощности и очень чувствительных прием-
приемников иа одной станции ТРРЛ приводит к необходимости защиты от местных
помех, что достигается правильным выбором частот аппаратуры стволов.
На ТРРЛ, как правило, применяют четырехчастотный план частот.
При приеме разнесенных по частоте сигналов один высокочастотный ствол
ТРРЛ образуется параллельным соединением двух стволов, работающих иа
разных частотах, поэтому число рабочих частот вдвое больше, чем иа РРЛ
прямой видимости: для четырехчастотной системы необходимы восемь рабочих
частот.
Необходимость применения передатчиков большой мощности и высокочув-
высокочувствительных приемников, работающих на общую антенну, требует хорошей раз-
Особенностн тропосферных РРЛ
353
вязки между ними. Действительно, разность между уровнями мощности пере-
передатчика [например, для отечественной аппаратуры «Горизонт» [4] мощностью
35 дБВт C кВт)] и чувствительности приемника (порядка —130—135 дБ) до-
достигает 170 дБВт. Такую развязку получают при одновременном использова-
использовании ортогональной поляризации волн в антенне и применении полосовых филь-
фильтров с хорошими избирательными свойствами. Для упрощения фильтров раз-
разность частот приема и передачи в одной антенне должна быть достаточно ве-
велика. МККР рекомендует (Отчет 286) разнос частот передаваемых и прини-
принимаемых сигналов в одной антенне порядка 40 МГц для систем, работающих
иа частотах ниже 1000 МГц, и порядка 80 МГц для' систем, работающих иа
частотах выше 1000 МГц. Разнос частот передаваемых и принимаемых сигна-
сигналов в разных антеннах на одной станции может быть порядка 25 и 35 МГц
соответственно.
При неблагоприятных условиях распространения иа ТРРЛ возможен прием
сигналов от станции, находящейся на расстоянии трех интервалов от дайной.
Для устранения этих помех трасса ТРРЛ выбирается зигзагообразной.
Параметры каналов ТЧ. Высокочастотный ствол ТРРЛ в зависимости от
типа и назначения линии может уплотняться 12, 24, 60 и 120 каналами Т.Ч.
Специфическими особенностями качества телефонных каналов ТРРЛ являются
повышенный уровень тепловых и переходных шумов, быстрые изменения уров-
уровня шумов во времени и повышенная нестабильность остаточного затухания.
В Рекомендации 396-1 МККР определяется гипотетическая эталонная цепь
для ТРРЛ, длина которой составляет 2500 км. Причем, в отличие от РРЛ пря-
прямой видимости, гипотетическая эталонная цепь ТРРЛ не обязательно должна
разделяться на участки одинаковой длины, поскольку длина каждого участка
такой линии существенно зависит от местных условий и может значительно
изменяться (например, от 100 до 400 км).
В рекомендациях МККР {2] (Рекомендация 397-3) для ТРРЛ определяется
допустимое значение среднеминутной псофометрической мощности шума, изме-
измеренной на выходе стандартного канала ТЧ. При этом указывается, что оиа
'может превышать 25 000 пВт в течение не более 20% времени любого месяца,
и 63 000 пВт в течение не более 0,5%- Однако среднемннутная мощность для
ТРРЛ неполностью характеризует качество каналов ТЧ. Вследствие быстрых
интерференционных замираний сигнала уровень шума на выходе канала ТЧ
подвержен сильным колебаниям и в отдельные короткие отрезки времени (се-
лунды и доли секунды) возможны резкие «выбросы» шума. Это хорошо видно
на рис. 11.2, где показан образец записи уровня шума. Даже при относитель-
относительно небольшой средиеминутной мощности такие выбросы шума сильно мешают
РпВт
5млн
■ 0,1
mm
ТТЛ
о
10
20
за
Рис. 11.2. Образец записи уровня шума на ленте самописца
разговору абонентов, а при вторичном уплотнении канала ТЧ сигналами то-
тонального телеграфа или бинарной информации существенно снижается досто-
достоверность передачи.
Для РРЛ прямой видимости существуют весьма жесткие нормы иа изме-
изменения остаточного затухания. Для ТРРЛ таких норм пока не существует. Одна-
Однако следует иметь в виду, что нестабильность остаточного затухания ие только
вызывает изменение громкости иа стороне абонента, но и может привести к
12—12

354
Тропосферные радиорелейные линии
Передающие устройства
355
самовозбуждению канала. Кроме того, эта нестабильность снижает качество
передачи при вторичном уплотнении телефонного канала сигналами тонального
телеграфа или бинарной информации. Поэтому при проектировании ТРРЛ обыч-
обычно стремятся максимально ослабить нестабильность остаточного затухания, вы-
вызываемую линейными искажениями сигнала при многолучевом распростране-
распространении. Нестабильность остаточного затухания растет с ростом средней частоты
телефонного канала в групповом спектре. Применение разнесенного приема ее
существенно уменьшает.
Для примера на рис. 11.3 приведены статистические характеристики оста-
остаточного затухания в групповом тракте ТРРЛ.
Рис. 11.3. Статистические характе-
характеристики изменения остаточного за-
затухания на одном интервале ли-
линии. По оси абсцисс отложен про-
процент времени, в течение которого
остаточное затухание превышает
значение, указанное на оси орди-
ординат:
/ — одинарный прием; 2 — сдвоен-
сдвоенный прием; 3 — счетверенный при-
прием; /-552 кГц
MS 12 510 203050 803035/39%
0,2 ™
Изменения фазы сигнала в телефонном канале при передаче речевых со-
сообщений не имеют значения. Однако эти изменения снижают устойчивость свя-
связи при вторичном уплотнении телефонного канала сигналами телеграфа или
бинарной информации. Особенно существенны эти флуктуации при передаче по
телефонному каналу ТРРЛ каких-либо опорных синхронизирующих сигналов:
сигналов систем радионавигации, точного времени и т. п.
Многолучевое распространение радиоволн вызывает неравномерность час-
частотной и нелинейность фазовой характеристик интервала ТРРЛ. Поэтому при
передаче по ТРРЛ сигнала с ЧМ неизбежно возникают нелинейные искажения
передаваемого сообщения. Мгновенные значения нелинейных переходных шу-
шумов, вызываемых многолучевой структурой сигнала, значительны. Уровень пе-
переходных шумов претерпевает как быстрые, так и медленные изменения, при-
причем наибольшие шумы наблюдаются в в.ерхних каналах. Кратковременные
всплески этих шумов связаны с быстрыми замираниями, а медленные — с мед-
медленными замираниями.
11.2. ПЕРЕДАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА
Передатчики ТРРЛ имеют мощность от 1 до 10 кВт [1]. Иногда исполь-
используют передатчики и большей мощности — до 20 и даже 50 кВт [7]. Этим они
сильно отличаются от передатчиков обычных РРЛ. Необходимая мощность
передатчика зависит от длины участка, размеров антенн, чувствительности
приемников, объема и типа передаваемой информации. На коротких участках
могут применяться передатчики мощностью 1—3 кВт, а на более длинных —10,
20 и даже 50 кВт.
Столь значительные мощности в диапазоне СВЧ обеспечивают пролетные
миогорезонаторные клистроны. Такие клистроны имеют коэффициент уси-
усиления около 30 дБ и КПД около 30%. Обычно на ТРРЛ применяют четырех-
резонаторные клистроны. В отечественной аппаратуре чаще всего применяют
клистроны типа КУ-308, которые работают с принудительным водяным охлаж-
охлаждением коллектора н резонаторов, обеспечивая выходную мощность 1—3 кВт.
Для их охлаждения требуется поток жидкости около 20 л/мин при давлении
порядка 1—1,5 атм.
Для фокусировки луча применяется одна фокусирующая катушка с рав-
равномерной намоткой по всей длине резонаторного узла. Ускоряющее напряже-
напряжение на коллекторе равно 9 кВ, коэффициент усиления — 40 дБ, КПД—около
30%.
В аппаратуре .ТРРЛ применяется также клистрон типа КУ-301, который
обеспечивает выходную мощность до 10 кВт. Этот клистрон имеет значительно
большие размеры и систему магнитной фокусировки, состоящую из пяти ка-
катушек, установленных равномерно вдоль резонаторного узла.
Параметры некоторых усилительных клистронов приведены в табл. 11.1.
ТАБЛИЦА 11.1
Параметры некоторых типов усилительных клистронов '
Характеристика
КУ-301
КУ-304[9]
КУ-30&'
Рабочая частота или диапазон частот, ГГц
0,8—1
0,84—0,86 | 0,8—1
Выходная мощность, кВт
Усиление, дБ
Ширина полосы, МГц
кпд, %
Напряжение коллектора, кВ
Длина, м
Масса, кг
10
40
10
30—35
14
—.
—
10
40
6
35
16
1,2
60
1
40
10
30—35
9
_
—
1 Режим работы для всех типов клистронов — непрерывный.
Коэффициент полезного действия клистронного усилителя существенно за-
зависит от настроили предоконечного резонатора. В клистронах с четырьмя и
более резонаторами предоконечный резонатор нельзя настраивать в резонанс
на рабочую частоту, так как из-за отсутствия нагрузки в нем будут возбуж-
возбуждаться ВЧ колебания значительной амплитуды. Большие напряжения в зазоре
резонатора приведут к пробоям и повреждению клистрона. Поэтому предоко-
предоконечный резонатор обычно расстроен в сторону более высоких частот относи-
относительно средней частоты усиливаемой полосы. На рис. 11.4 приведены зависимо-
зависимости КПД и выходной мощности от напряжения на коллекторе для клистрона
КУ-308.
кВт
2
A
/
/
/
а)
Щ
0,5
03
0,2
0,1
о
2Вт 12 3
3
г
— —
П -ч
1
."■'< . *!.<*. ".'.■ф;:!: герметики к-'п^тропп*
и — :1Я RHcniwrcTs ьыхолпон мощности от под!ю,"шп1оп к ному мощное: и ио"зСужде-
ио"зСуждения; б — зависимость выходной мощности и КПД от напряжения мп коллекторе
12*'

356
Тропосферные радиорелейные линии
Типовая структурная схема передатчика. Передатчик состоит (рис. 11.5) из
возбудителя и мощного усилителя, основой которого является пролетный клист-
,рон. Модулирующее напряжение от аппаратуры ЧРК поступает на генератор
частотно-модулированных колебаний ЧМГ, который работает иа промежуточ-
промежуточной частоте (обычно 70 МГц). Полученные колебания усиливаются э УПЧ и
додаются иа смеситель высокого уровня См. На этот же смеситель подаются
Приемные устройства
Возбудитель
УПЧ См увч
Мощный усилитель
ЧМГ От аппара-
аппаратуры :Wr
Рис. 11.5. Типовая структурная схема передатчика ТРРЛ
колебания высокой частоты, получающиеся с помощью умножения частоты
кварцевого генератора КГ в умножителе частоты. Для получения высокой ста-
стабильности частоты передающего устройства в ЧМГ принимаются специальные
меры по стабилизации средней частоты и точности ее установки. Относитель-
Относительная точность установки частоты ЧМГ достигает 5-10-7, а относительная неста-
нестабильность частоты колебания на выходе ЧМГ—1-10"*. Стабильность высоко-
высокочастотных колебаний высока, так как относительная нестабильность частоты
кварцевого генератора в зависимости от назначения ТРРЛ и вида передавае-
передаваемой информации находится в пределах от A—5)-Ю-5 до B—5)-Ю-7.
Так как для раскачки мощного усилительного клистрона требуется срав-
сравнительно большая мощность, то полученные после смесителя колебания высокой
частоты усиливаются в УВЧ. Затем через фильтр боковой, полосы Ф, который
выделяет нижнюю или верхнюю боковую полосу, ферритовый вентиль, необ-
необходимый для согласования выхода УВЧ и входного резонатора клистрона, и
направленный ответвитель НО, предназначенный для измерительных целей, ко-
колебания подаются1 на мощный клистронный усилитель МУ.
С выхода клистронного усилителя через мощный ферритовый вентиль, не-
необходимый для согласования выхода клистронного усилителя с антенно-волно-
водным трактом и фильтр гармоник ФГ, защищающий другие радиосредства
от помете со стороны даииого передатчика, высокочастотная энергия по иолно-
воду поступает в антенну. Направленный ответвитель и здесь служит для из-
измерения полезной мощности, а также для организации защиты клистрона. При
нарушении согласования в фидере может произойти СВЧ пробой. В результате
возникает дуга иа выходе клистрона, что может привести к его гибели. В этом
случае срабатывает система защиты, действующая от отраженной волны. Зта
система снимает высокое напряжение с клистрона, предотвращая его разруше-
разрушение.
Структурная схема передатчика с частотным разнесением. Для ТРРЛ с
частотным разнесением принимаемых сигналов применяется передающее уст-
устройство, состоящее из двух одинаковых передатчиков, работающих иа разных
частотах (частотное разнесение), ио имеющих общий модулятор (рис. 11.6).
Каждый из двух передатчиков работает иа свою антенну, имеет общий за-
задающий кварцевый генератор КГ и модулитор ЧМГ и обеспечивает выходную
357
мощность^высокочасготных колебаний порядка 1-5 кВт в полосе пропускания
В передающее устройство также входят широкополосные ФШ и узкополос-
узкополосные ФУ фильтры частот, фильтры гармоник ФГ, ферритовые вентили и элемен-
элементы для контроля основных параметров и характеристик: измерители мощности
(W), волноводные нагрузки. Колебания КГ через переключающее устройство
Возбудитель
ФУ См щщ
<РГ
Рис. 11.6. Структурная схема передатчика для счетверенного приема
УП поступают на отдельные умножители частоты каждого передатчика. С вы-
выхода умножителя высокочастотные колебания поступают на смеситель. Сюда
же с выхода ЧМГ через другое- переключающее устройство УП поступает сиг-
сигнал промежуточной частоты 70 МГц.
Разнос частот передатчиков достигается путем выделения с помощью спе-
специальных фильтров ФШ верхней и нижней боковых частот. Так как промежу-
промежуточная частота равна 70 МГц, то боковые частоты, выделенные на выходе
каждого смесителя, будут разнесены на 140 МГц.
Для обеспечения высокой надежности работы передающего устройства об-
общие элементы схемы (КГ, ЧМГ) имеют горячий резерв. Специальные переклю-
переключающие устройства в случае неисправности КГ и ЧМГ автоматически переклю-
переключают неисправные комплекты на резервные. Для повышения надежности пере-
передатчика может быть предусмотрена параллельная работа двух модуляторов без
переключения. Для повышения надежности всей системы каждая половина пе-
передающего устройства питается от двух независимых источников напряжения.
11.3. ПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА
Приемники ТРРЛ конструируют так, чтобы обеспечить надежный прием
сигналов с малым уровнем. Поскольку в диапазоне СВЧ внешние помехи не-
незначительны, минимальный уровень принимаемых сигналов, или чувствитель-
чувствительность, определяется собственным флуктуационным (тепловым) шумом приемни-
приемника. Поэтому, как правило, иа входе приемника ТРРЛ устанавливается мало-
шумящий усилитель (МШУ).

358
Тропосферные радиорелейные лнннн
Приемные устройства
359
Глубокие интерференционные замирания сигнала на интервале ТРРЛ су-
существенно снижают качество связи. Дли борьбы с ними применяют разнесен-
разнесенный прием, при котором на вход приемного устройства поступает несколько
статистически независимых сигналов. Эти сигналы затем комбинируются с по-
помощью техники разнесенного приема таким образом, чтобы уменьшить вредное
влияние замираний.
На ТРРЛ, как правило, применяют частотную модуляцию. В приемниках
ЧМ наблюдается резкое ухудшение качества связи при уменьшении сигнала на
входе приемника ниже определенного уровня (порога). Поэтому в состав при-
приемника ТРРЛ включают порогопонижающие демодуляторы ЧМ сигналов.
Малошумящие усилители высокой частоты
Уровень собственного шума МШУ приемника, отнесенного к его входу, при-
нито характеризовать не коэффициентом шума N, а эффективной шумовой тем-
температурой. Эти параметры связаны соотношением T^ = To(N—1); где То =
=290 К.
Тогда мощность теплового шума приемника, приведеннаи к его входу з
полосе А/, может быть определена по формуле Pm=kTa<i,Af, где £=1,38-10~23
Вт/Гц-град— постоянная Больцмана.
Величины Тэф и Рш определяютси в основном параметрами и типами пер-
первых каскадов приемника, в качестве которых на современных ТРРЛ исполь-
используются параметрические усилители (ПУ).
В приемниках ТРРЛ обычно используют МШУ, обеспечивающее эффектив-
эффективную шумовую температуру 150—200 К. Дальнейшее уменьшение шумовой тем-
температуры, например с помощью охлаждения ПУ, на ТРРЛ нецелесообразно.
Дело в том, что на этих1 линиях антенны всегда ориентируют по касательной
к поверхности земли. Поэтому тепловое излучение ее существенно определяет
шумовую температуру антенны, которая на ТРРЛ составляет ~300 К. В ре-
результате суммарная шумовая температура приемника и антенны при пеохлаж-
даемом ПУ составляет 450 К, а при охлаждаемом (например, до 50 К)—око-
К)—около 350 К. Таксе незначительное уменьшение суммарной эффективной и'умовой
температуры делает неоправданным применение на ТРРЛ более сложной в эк-
эксплуатации и дорогой техники.
Параметрические усилители чаще всего используются в аппаратуре ТРРЛ.
Они представляют собой устройства, в которых недользуется переменный реак-
реактивный элемент, в качестве которого применяется параметрический диод, обла-
обладающий свойствами нелинейной емкости и изменяющий свое реактивное сопро-
сопротивление за счет внешних источников энергии. Так как чисто реактивные эле-
элементы не обладают собственными шумами, то ПУ обеспечивают низкие уровни
шумов, позволяя уменьшить эффективную шумовую температуру приемника до
требуемого значения 100—150 К. В них для накапливания энергии использует-
используется емкость р-й-иерехода диода, а изменение этой емкости осуществляется за
счет подачи от генератора накачки (ГН) переменного напряжения, частота ко-
которого выше частоты усиливаемого сигнала.
Параметрический усилитель-преобразователь до последнего времени широ-
широко применялся в аппаратуре ТРРЛ в диапазоне 500—1000 МГц. Типовая струк-
структурная схема такого ПУ, используемая в отечественной аппаратуре «Гори-
зоит-М» первых выпусков, показана на рис. 11.7.
Принятый антенной сигнал частоты /с через входной полосовой фильтр и
ферритовый вентиль попадает на контур сигнальной частоты КСЧ, связанный
через нелинейную емкость параметрического диода ПД с контуром разностной
частоты КРЧ. Одновременно на ПД подаются колебания накачки частоты }И
от генератора накачки ГН через ферритовый вентиль, направленный ответви-
■ель НО и полосовой фильтр. Усиленные колебания разностной чаетты /р =
--/„—/о с контура разностных частот через фильтр и ферритовый вентиль попа-
попадают иа смеситель Си, в котором осуществляете!! второе преобразование час-
тоты /, в промежуточную частоту /пр. На этот же смеситель подаютси колеба-
колебания частоты /i со смесителя сдвига, где частота накачки /„ преобразуется в час-
частоту },, сдвинутую относительно /„ на величину, равную частоте кварцевого ге-
тбродина /г, т. е. /i=/H—/г. Прн таком преобразовании промежуточнаи частота
зависит только от частоты сигнала и частоты кварцевого гетеродина и не зависит
от частоты накачки.
Рис. 11.7. Структурная схема параметрического усилителя-преобразователя
Параметрические усилители отражательного типа (или работающие «на от-
отражение») находят преимущественное применение при проектировании совре-
современной аппаратуры ТРРЛ. Такой усилитель по сравнению, с уенлителем-преоб-
разователем имеет ряд преимуществ:- простоту конструкции; меньшую шумовую
температуру; меньшую потребляемую мощность накачки.
Упрощенная структурная схема усилителя приведена на рис. 11.8. Здесь
выходная мощность снимается не на разностной частоте /р, а на частоте сиг-
сигнала fc: КСЧ и КРЧ — контуры сигнальной и разностной частот.
Рис. 11.8. Структурная схе-
м параде .ртгеского усилп-
• теля. работающего «на от-
Генераторы накачки параметрических усилителей имеют частоту fB в 10—
15 раз выше частоты сигнала /с. Например, для ПУ дециметрового диапазона
частота генератора накачки 10—12 ГГц близка к оптимальной. В качестЁе ге-
генераторов накачки используются как электровакуумные СВЧ приборы (клист-
(клистроны, магнетроны), так и твердотельные приборы (дноды Ганна, лавинно-про-
летные приборы нли транзисторные генераторы с многократным умножением
частоты). ' ' с
Магнетронные генераторы накачки ненадежны в работе, имеют малый срок
службы. Параметры нх значительно меняются во времени и при изменении тем-
температуры окружающей среды.
Применение клистронов значительно улучшает основные параметры гене-
генераторов накачки (стабильность, долговечность, надежность), но стоимость их
вместе с источником питания остается высокой. К тому же они достаточно
сложны в эксплуатации.
Использование твердотельных генераторов СВЧ позволяет получить деше-
дешевые, надежные и простые в эксплуатации генераторы накачки. Наиболее при-
приемлемы генераторы на диодах Ганна (например, АА703Б) из-за нх стабильно-
стабильности частоты и надежности в работе и транзисторные генераторы с многократ-
многократным умножением частоты. Последний тип обладает большой устойчивостью,
стабильностью, длительным сроком службы при сравнительно небольших габа-
габаритных размерах, массе, потребляемой мощности.

360
Тропосферные радиорелейные линии
Структурная схема транзисторного генератора накачки с многократным ум-
умножением частоты для ПУ дециметрового диапазона показана на рнс. 11.9.
Кратность умножения определяется несущей частотой н требуемой частотой
накачки.
Г 1ММГц
Приемные устройства
361
МВм JOISm 4S1Sm
Рис. 11.9. Структурная схема твердотельного генератора накачки с умножением
частоты
Параметрические диоды требуют от генераторов накачки мощности
10Q мВт. Наиболее широкое распространение получили варакторные диоды и»
арсенида галлня GaAs, хотя до последнего времени нх выполняют на базе гер-
германия и кремния. На первых этапах изготавливали в основном диффузионные
(на основе мезоструктур), сварные и точечные варакторные дноды. В послед-
последнее время изготавливают диоды с барьером Шотткн, имеющие наилучшие па-
параметры.
Описанные усилители имеют коэффициент усиления 20—25 дБ в диапазоне
1 ГГц прн ширине полосы пропускания 10—16 МГц. Прн этом эффективная
шумовая температура усилителя не превышает 250 К. На более вцсокнх час-
частотах, например в диапазоне 4—5 ГГц, параметрические усилители обеспечи-
обеспечивают коэффициент шума порядка 3 дБ.
Коэффициент шума приемника с ПУ можно снизить, если, например, при-
применить двухкаскадный ПУ или в качестве второго каскада использовать дру-
другой МШУ — транзисторный, на туннельном диоде' и т. д.
Для определения необходимого числа каскадов обычно вычисляют темпе-
температуру шума, вносимую последующим за ПУ каскадом, Тт = ТКС2/М, где ТКС2 —
собственная эффективная шумовая температура второго МШУ; М — коэффици-
коэффициент усиления по мощности первого ПУ.
Если значение 7"вн невелико, то выбирают Схему однокаскадного ПУ.
Техника разнесенного приема
На ТРРЛ чаще всего используется разнесение сигналов по частоте и про-
пространству, реже — по углу прихода сигналов из области рассеяния. Наиболее
распространен счетверенный прием с разнесением двух антенн по пространству
и двух передатчиков по частоте.
Системы разнесенного приема делят на две группы: системы фильтрового
приема; системы автокорреляционного приема.
При фильтровом приеме сигналы от различных передатчиков или с выхода
различных антенн сначала выделяются фильтрами, а затем комбинируются.
Такие системы обеспечивают обычно кратность не более 4, так как дальнейшее
увеличение кратности потребовало бы увеличения числа дорогостоящих антенн
и передатчиков.
Автокорреляционный прием используется исключительно прн наличии сиг-
сигналов с эквидистантным частотным разнесением, т. е. сигналов, равноотстоя-
равноотстоящих друг от друга по частоте. Несколько таких сигналов образует так назы-
называемый [3] параллельный составной сигнал, который получают на выходе пе-
передатчика ТРРЛ. В приемном устройстве такой сигнал подвергается автокор-
автокорреляционной обработке, в результате которой суммируются его парциальные
составляющие.
Сочетание автокорреляционного и фильтрового методов приема от двух ан-
антенн и двух передатчиков позволяет получить значительную кратность разне-
разнесения — до 20, что очень важно для ТРРЛ с длинными интервалами.
На ТРРЛ в основном нашло применение сложение разнесенных сигналов
с тем или иным весом. Используются два способа сложения: до детектора, т. е.
в тракте высокой нлн промежуточной частоты, и после детектора, т. е. в груп-
групповом тракте.
При сложении сигналов до детектора требуется предварительная фазиров-
ка складываемых сигналов, так как нх фазы изменяются случайным образом.
Это делает додетекторное сложение в принципе более сложным. Однако при
приеме сигналов с ЧМ додетекторное сложение все-таки предпочтительнее, по-
поскольку здесь порог ЧМ определяется суммарным сигналом и всегда ниже, чем
прн сложении после детектора, где возникновение порогового эффекта уже
нельзя ликвидировать простым сложением в групповом тракте.
На ТРРЛ используют два основных способа сложения.
Линейное сложение.'В этом случае все весовые коэффициенты равны меж-
между собой и суммарный сигнал Ss(t) при TV-кратном приеме определяется вы-
выражением
fc=l,
где Sh(t)=Uh(t)+£,(i) — сумма k-то разнесенного сигнала и аддитивного шума
£(/), действующего на входе приемника той же ветви; at —весовой коэффици-
коэффициент той же ветви.
Линейное сложение в принципе легко обеспечивается применением парал-
параллельной, АРУ всех УПЧ, причем АРУ действует от суммарного сигнала. В ре-
результате усиление всех трактов сохраняется одинаковым н определяется в ос-
основном самым сильным из сигналов.
Оптимальное сложение. В этом случае весовые коэффициенты определя-
определяются равенством ah=ukfe2b., т. е. усиление в каждой ветви должно регулиро-
регулироваться так, чтобы в любой момент времени оно было пропорционально напря-
напряжению сигнала и обратно пропорционально мощности шума в этой ветви.
№ CJ 1 Г ТС
fr IV.' '" '' ГГ-7ГП Г^ УПЧ, rv УПЧ,
Рис. 11.10. Структурная схема системы линейного сложения на промежу-
промежуточной частоте
Структурная схема системы линейного сложения сигналов одной частоты,
принятых на две различные антенны, изображена на рис. 11.10. Эта система
использована в отечественной аппаратуре «Горизонт-М» для обеспечения сдво-
сдвоенного приема с линейным сложением по промежуточной частоте.

362
Тропосферные радиорелейные лннин
Приемные устройства
363
Здесь принятые двумя антеннами сигналы одной частоты fc, но с разными
фазами поступают на входы параметрических усилителей ЙУ соответствующих
приемников, имеющих общие генератор накачки ГН н задающий кварцевый
генератор КГ гетеродина. После обычного преобразования в смесителях сигна-
сигналы промежуточной частоты усиливаются и складываются в специальном каска-
каскаде сложения Сл. Напряжение гетеродина вырабатывается путем умножения
частоты сигнала КГ до необходимого значения в умножителях. Так как КГ
общий, то сигналы промежуточной частоты могут отличаться только по фазе.
Принятые сигналы после УПЧ через ограничители подаются на фазовый детек-
детектор, в котором вырабатываются сигнал ошибки,, воздействующий на фазовые
модуляторы. Изменения фазы, полученные в фазовом модуляторе, умножаются
в соответствующее число раз и переносятся на промежуточную частоту. Такое
„устройство обеспечивает высокую точность фазирования принимаемых сиг-
сигналов без дополнительных усилителей постоянного тока благодаря эффекту ум-
умножения фазовых отклонений. Точность фазирования практически не зависит
от стабильности частоты общего гетеродина.
Эффективность работы фазовой подстройки характеризуется коэффициен-
коэффициентом регулирования, равным, отношению первоначальной разности фаз бфн (при
выключенной ФАП) к остаточной разности фаз бф0 (при включенной ФАП),
т. е. Крег=вфн/бфо = 1 |5ф.д5ф.н|п', где 5ф.д — крутизна характеристики фазово-
фазового детектора (ФД); 5ф.м — крутизна характеристики фазового модулятора
(ФМ); п — коэффициент умножения частоты.
Линейность режима сложения обеспечивается применением параллельной
автоматической регулировки усиления (ПАРУ) обоих УПЧ2, благодаря чему
суммируемые сигналы находятся в таком же соотношении, как н входные.
Данная система сложения нашла широкое применение в аппаратуре ТРРЛ
в силу своей сравнительной простоты и устойчивости в работе. В процессе
эксплуатации она практически не требует дополнительных,регулировок.
Структурная схема сложения сигналов после детектора для сдвоенного при-
приема изображена на рис. 11.11. Такая схема применяется для объединения
Уис. П.11. Структурная схема ..vio/Kk-нпя сигналов поск де-
детектора
сигналов, разнесенных по пространству или по частоте. Здесь сигналы с выхо-
выходов двух частотных демодуляторов ЧД приемников поступают на каскад сло-
сложения Сл. Шумы, частоты которых лежат выше полосы сигнала, отфильтро-
отфильтровываются полосовым фильтром ФШ, включенным па выходе демодулятора каж-
каждого приемника. Шуми эти усиливаются (УШ), детектируются детектором
(Д) и используются для регулирования степени усиления сигналов. Сигналы
складываются с весом, пропорциональным отношению' сигнал/шум на выходах
демодуляторов. Для получения линейного режима сложения усилители шума
охвачены ПАРУ. . <
Структурная схема системы счетверенного приема с разнесением по про-
пространству и частоте, нашедшая наиболее широкое применение в аппаратуре
ТРРЛ, приведена на рис. 11.12. В частности, она используется в. отечественной
аппаратуре «Горизоит-М».
Рис. 11.12. Структурная схема системы счетверенного приема сложения
сигналов отличающихся частот до детектора
В схеме применяется комбинация двух ранее описанных способов сложе-
сложения, причем сначала производят попарное сложение сигналов одной частоты,
принятых на разные антенны в системе сложения до детектора (см. рис. 11.10),
а затем попарно сложенные по промежуточной частоте сигналы объединяются
в системе линейного сложения после детектора (см. рис. 11.11).
Недостаток этой системы состоит в том, что второе попарное сложение
осуществляется после детектора со всеми- вытекающими отсюда последст-
последствиями.
Система сложения с вычитанием девиации [4] пригодна для сложения до
детектора любого числа как угодно разнесенных сигналов. Этим она выгодно
отличается от описанных выше схем. Кроме того, она не требует специальных
устройств для подстройки частоты и фазы складываемых колебаний. Структур-
Структурная схема такой системы для счетверенного приема* изображена на
рис. 11.13а.
Частотно-модулированные сигналы промежуточной частоты с выходов че-
четырех усилителей УПЧ поступают на входы четырех преобразователей с вы-
вычитанием девиаций ПВД, каждый из которых состоит из двух смесителей и
общего опорного генератора.
Принцип действия такой системы подробно описан в [14] и заключается в
том, что в результате взаимодействия в первых смесителях четырех ПВД вход-
входных ЧМ сигналов и сигналов, задержанных на время т3, сигналы на выходах
ПВД всегда имеют одинаковую частоту, равную частоте общего опорного ге-
генератора, применение которого обеспечивает синхронность складываемых ко-
колебаний. Синфазность сложения обеспечивается правильным выбором времени
задержки Тя, которое обычно относительно мало, и поэтому лаже прн значи-
значительном расхождении промежуточных частот (до 1 МГц) получаемая разность
фаз много меньше 2я.

364
Тропосферные радиорелейные лннни
На выходах ПВД сигналы имеют фазовую модуляцию, поскольку в них про-
исходит вычитание девиаций входного ЧМ сигнала и сигнала, задержанного на
время Тз. Вычитание происходит в соответствии с векторной диаграммой
рис. 11.136.
щ Г
йа, F точке f/ТВД}
, ч
йы,F'тачке3
ПВД)
, 10 точке 2
ПВД)
Рис. 11.13. Структурная схема системы сложения с вычита-
вычитанием девиаций (а) и векторная диаграмма (б)
Девиация на выходах ПВД Au>2=2A<i>i sin(Qr3/2), где AQi—девиация
входного ЧМ сигнала; Q — модулирующая частота синусоидального сигнала.
При условии Йт3<1 получаем Аюг—Аа^Тз, а индекс модуляции т=
=|Д(о2/£2=Л(В1Тз, т. е. ие зависит от модулирующей частоты. Таким образом,
получаются одинаковые фазовые отклонения для всех модулирующих частот,
и, следовательно, сигнал на выходах ПВД приобретает фазовую модуляцию.
Ои может быть продетектироваи синхронным фазовым детектором СФД, при-
причем в качестве опорного используется сигнал высокостабильного опорного ге-
генератора. Можно также, преобразовать сигнал с ФМ в сигнал с ЧМ с по-
помощью так называемого ФМ-ЧМ преобразователя {15, 16] н затем продетею-
тировать стандартным частотным детектором ЧД.
При настройке аппаратуры начальная (установочная) разность фаз выби-
выбирается фазовращателями ФВ,< включенными в цепи опорного генератора.
В такой системе сложения на выходе каждого ПВД сигнал получается в
результате перемножения «сам на себя» в основном смесителе. Поэтому на-
напряжение выходного сигнала оказывается пропорциональным квадрату напря-
Приемные устройства
365
жении входного сигнала. Таким образом, на выходе всех ПВД осуществляется
оптимальное сложение разнесенных сигналов. Однако оптимальное сложение
здесь реализуется только при значительном отношении сигнал/шум. При умень-
уменьшение этого отношения примерно до 10 дБ из-за перемножения шумов в ос-
основном смесителе эффективность сложения уменьшается.
Система автокорреляционного приема «Аккорд» осуществляет автокорреля-
автокорреляционный прием широкополосного параллельного составного сигнала. Принцип
действия системы «Аккодд» поясняется структурной схемой на рис. 1К14а. Для
простоты здесь показан своенный прием, однако эта система позволяет осуще-
осуществлять сложение любого числа сигналов, разнесенных как по частоте, так и
в пространстве.
От других
разнесенных
приемшкоИ
{-"кар
■ ■НЦ!.. ..Hill.. „ИНЬ. .,11111...,11111.,
о кар
о нор
Рис. 11.14. Система автокорреляционного приема «Аккорд»:
а — структурная схема; б — спектр широкополосной? состав-
составного сигнала
На передаче параллельный составной сигнал образуется путем частотной
модуляции несущей многоканальным сообщением и дополнительным1 синусои-
синусоидальным (корреляторным) сигналом, частота которого FKOp выбирается из сле-
следующих условий:
1) Fkop>-Fb (Fb —верхняя модулирующая частота); выполнение этого не-
неравенства позволяет избежать резкого увеличения переходных помех из-за пе-
перекрытия спектров парциальных каналов; FKOp= E-r-8)FB.
2) Fkop>A/0 (радиус частотной корреляции участка распространения).
При Fkop>A/o эти флуктуации можно считать статистически независимыми,
что обеспечивает независимость замираний в соседних парциальных каналах.
В результате двойной частотной модуляции сигнал на выходе передатчика
состоит из нескольких поднесущих, равноотстоящих друг от друга па F,,op
(эквидистантные сигналы), каждая из которых промодулирована по частоте

366
Тропосферные радиорелейные линии
одним и тем же сообщением. На рис. 11.146 показан спектр такого широкопо-
широкополосного сигнала при передаче синусоидального напряжения, частота которого
FF
p
Пройдя участок многолучевого распространения радиоволи ТРРЛ, а так-
также тракты ВЧ и широкополосный ПЧ, составной сигнал для обработки посту-
поступает на ПВД. В ПВД происходит вычитание девиаций входного сигнала и сиг-
сигнала, смещенного с помощью линии задержки на т3. Время задержки выбира-
выбирается равным T3 — l/FKOp.
При этом составной сигнал смещается в линии задержки точно на период
вспомогательного синусоидального сигнала и возводится в основном смесителе
ПВД в квадрат. Это обеспечивает оптимальное сложение сигналов, поскольку
Здесь производится квадратичное суммирование всех компонентов составного
сигнала, что существенно уменьшает глубину интерференционных замираний.
Приемник системы «Аккорд» может быть классифицирован как автокорре-
автокорреляционный, так как в нем происходит интегрирование (усреднение за период
Fkop) произведения, полученного в основном смесителе ПВД.
При правильно выбранном времени задержки т3 ФМ сигнал на выходе
ПВД имеет малый индекс и ширина его спектра примерно равна удвоенной
верхней модулирующей частоте FB. Это позволяет выбрать полосу пропускания
выходного фильтра ПВД равной 2FB и снизить пороговый уровень на 4—5 дБ.
Таким образом, этот приемник не только осуществляет оптимальную обработку
составного сигнала, но и снижает пороговый уровень ЧМ.
Фаза сигнала на выходе ПВД не зависит от фазы входного сигнала и
лишь незначительно изменяется при изменении частоты передатчика (в прак-
практических устройствах изменение составляет 3,6° на 10 кГц). Это позволяет
осуществить в системе «Аккорд» додетекториое сложение при использовании не
только параллельного составного сигнала, но и двух передатчиков и двух аи-
тенн. Такое сочетание фильтрового и автокорреляционного приема повышает крат-
кратность разнесения до 12—20 и существенно уменьшает влияние замираний.
Как и в системе с вычитанием девиаций, ФМ сигнал на выходе сумматора
можно продетектировать СФД, однако в системе «Аккорд» время задержки.
выбранное из условия t3 = 1/.Fkop, в реальном устройстве составляет около
1 мкс. Поэтому индекс ФМ на выходе ПВД относительно велик — около 0,3
рад при канальном измерительном уровне. При детектировании ФМ сигнала
с таким индексом неизбежны искажения в СФД, вызванные его принципиаль-
принципиальной нелинейностью {8]. Поэтому ФМ сигнал на выходе системы «Аккорд»
преобразуют обратно в ЧМ с помощью известного [5, 6] ФМ-ЧМ преобразо-
преобразователя и затем детектируют стандартным ЧД.
При сдвоенном приеме система «Аккорд» обеспечивает выигрыш в медиан-
медианном уровне сигнала по входу одного приемника по сравнению со схемой, при-
примененной в аппаратуре «Горизонт-М» (см. рис. 11.12), равной—12 дБ.
Система автокорреляционного приема «Сатурн» [7] с фильтрацией корре-
ляторного сигнала устраняет вредное влияние эффекта перемножения шумов
в ПВД, проявляющегося в системе «Аккорд». Это дает возможность снизить
пороговый уровень ЧМ приемника и, обеспечить оптимальное сложение вплоть
до самых низких входиых значений отношений сигнал/шум. . •
Система «Сатурн» используется для приема пространственно- и эквиди-
эквидистантно-частотно-разнесенных сигналов. v
Структурная схема системы «Сатурн» для сдвоенного приема пространствен-
ио-разнесенных составных сигналов приведена на рис. 11.15. Каждое плечо этой
системы представляет собой регенеративное устройство, колебания на выходах
которого появляются только при подаче на.вход сигналов. Причем эти колеба-
колебания зависят от вида входных сигналов. Цепи обратной связи, состоящие из по-
полосового и режекторного фильтров с ограничителем, а также вспомогательных
смесителей ВС с гребенчатыми фильтрами ГрФ служат для формирования опор
ного сигнала. Основные смесители ОС представляют собой корреляторы, в ко-
которых происходит оптимальная обработка составного сигнала.
Приемные устройства
367
» В [7] подробно исследован механизм работы такой системы. Отметим ос-
основные моменты для пояснения принципа ее работы. При правильном выборе
линии задержки Ti во вспомогательных смесителях происходит полное снятие
модуляции, например, многоканальным сообщением и сигнал на их выходах
представляет собой немодулированное опорное колебание, образованное из
рис. 11.15. Структурная схема системы «Сатурн»
принятого сигнала. Условие выбора линии задержки заключается в выполнении
равенства Ti=toc, где тос — задержка, которую приобретает сигнал, пройдя
лепи обратной связи.
Для эффективного очищения от шумов опорное колебание фильтруется
гребенчатыми фильтрами, резонансные частоты которых совпадают с частотами
парциальных составляющих составного сигнала. При передаче многоканальных
сообщений полосы пропускания этих фильтров выбираются из условии
Д/ф=^2/ги, где Fs — нижняя модулирующая частота многоканального сооб-
сообщения.
Таким образом, на входы с ОС приходят входные широкополосные сигна-
сигналы и вновь обрязованное опорное колебание. В них происходит гвтокорреля-
ц;:ошгая обработка, в результате которой на выходах корреляторов сигналы
представляют собой соответствующие суммы парциальных составляющих с
сохранением исходной ЧМ модуляции, что позволяет применить стандартный
частотный демодулятор. *
Для устранения возбуждения колебаний на паразитных частотах /вых±Окор
любого из фильтров гребенки, что особенно опасно при замираниях сигналов,
полосовой и режекторный фильтры имеют специальную форму частотной ха-
характеристики, способствующую возникновению колебаний на частотах fBhtx и
исключающую генерацию на частотах /вых±Фкор. Ограничитель препятствует
нарастанию амплитуды в цепи обратной связи и тем самым создает необходи-
необходимый режим работы смесителей.
После прохождения через область многолучевого распространения радио-
радиоволн параллельный составной сигнал существенно искажается и приобретает
паразитную AM (ПАМ) с частотами корреляторного тона и его гармоник. Для
устранения этого вредного влияния на выходе системы «Сатурн» после сумма-
сумматора CjIi включается устройство фильтрации ПАМ, состоящее из линии за-
задержки т?, фазовращатели и сумматора Сл2. Частотная и фя.чоиая характери-
характеристики этого устройства представляют собой периодические функции, частоты с
периодом Т = Г2~ i/'2FKOp. а в пределах выбранной полосы пропускания fBbn±

Тропосферные радиорелейные пинии
Приемные устройства
369
±-Fkop характеристика группового времени запаздывании равномерна. Такое
устройство эффективно подавлиет ПАМ, не вноси существенных нелинейных ис-
искажений.
. В системе «Сатурн» выходная частота определяется входной и следит за
ее измеиеииими так, что сигналы, проходящие через гребенчатые фильтры, име-
имеют постоинную частоту. Это позволяет не предъявлять особенно жестких тре-
требований к стабильности частоты передатчика. Но поскольку частота на выходе
системы «Сатурн» зависит от входной, то можно обеспечить сложение сигна-
сигналов только эквидистаиитно-разнесенных частот.
После сложении сигналов и прохождении ими устройства подавления ПАМ
суммарный сигнал через следящий гетеродин СГ, снижающий пороговый уро-
уровень, поступает на стандартный ЧД.
Порогопоиижающие демодуляторы ЧМ сигналов (ППД). Известно (напри-
(например, [8]), что в приемнике ЧМ сигналов при определенном уменьшении отно-
отношении сигнал/шум на входе нарушается пропорциональность увеличения шума
на выходе, причем это увеличение происходит все более быстро-и достигаетси
порог помехоустойчивого приема ЧМ сигналов. Графические изображении за-
зависимостей отношении сигиал/шум на выходе частотного детектора от отноше-
отношения сигнал/шум иа его входе часто называют пороговыми кривыми. На рис.
11.16 приведено семейство экспериментальных по-
пороговых кривых дли различных отношений n/FB,
где П — ширина полосы пропускании на входе
ЧД; FB — верхняя модулирующаи частота.
Хоти приближение к порогу происходит по-
постепенно, все же целесообразно определить поро-
пороговую точку А дли простого сравнении различных
приемников и сигналов.
Чаще всего используетси определение порого-
пороговой точки как точки, в которой выходное отно-
отношение сигиал/шум на 1 дБ ниже отношения, рас-
рассчитанного для надпорогового .режима (при боль-
больших сигналах). В этой точке (см. рис. 11.16) по-
пороговая кривая отклоняется от линейной зависи-
зависимости и в точке А опускаетси иа 1 дБ ниже про-
продолжении примой, соответствующей надпорого-
вому режиму.
Используютси и другие определении порого-
пороговой точки: по пересечению продолжений подпоро-
гового и надпорогового участков кривой; по пере-
перегибу кривой; по заданному качеству передачи.
В подпороговой области шумы не только
увеличиваются, но и резко меняют свой харак-
Рис. и.16. Семейство экспеон- тер - вместо гладких становится импульсными,
ментальных пороговых кривых что значительно увеличивает их мешающее деи-
для стандартных ЧД ствие при передаче, например, многоканальной
телеграфии.
Кроме того, в области порога, когда шумы оказываются больше сигнала,
возникает ивление подавлении сигнала шумам. При этом не требуется, чтобы
средний мощность шума всегда превышала мощность сигнала. Как только вы-
выбросы огибающей шума, превышающие амплитуду сигнала, станут достаточно
частыми и продолжительными, шум на выходе ЧМ приемника начнет быстро
расти.
Поэтому на пороговых кривых отклонение от надпороговой части начинается
гораздо раньше, чем при равенстве эффективных значений сигнала и помехи, —•
уже при отношении этих величин, равном 5—12 дБ.
Таким образом, уменьшение сигнала ниже порогового уровни может при-
привести к ухудшению и даже к полному перерыву связи. На ТРРЛ, когда коле-
колебании сигналов на входе приемников могут достичь весьма больших величин,
28
20
W
12
В
4
В
-9
46
(У
2
и
*
и,
/
/
/
/
1
IX
А
i
7/
1
Щ
A
у
i
= 8.
/
V
1itb
/
S
/
8 12 is as
пороговый эффект еще более усложняет качественный прием. Поэтому сниже-
снижение порогового уровня ЧМ приемника имеет первостепенное значение для
ТРРЛ.
, При использовании ППД на ТРРЛ необходимо иметь в виду следующие
обстоятельства: ППД должны успешно работать в условиих многолучевого ра-
распространении радиоволн; должны хорошо сочетаться с системами борьбы с
замираниими сигналов; должны быть надежны в эксплуатации, что особенно
важно из-за отдаленности и труднодоступности станций.
На ТРРЛ нашел широкое применение ППД со следищим гетеродином
(СГ) [9].
Структурная схема одндго из вариантов СГ приведена на рис. 11.17. После
Широкополосного УПЧ\ устанавливаются См\, узкополосный УПЧ2 ограничи-
ограничитель и еще один См2. Сигнал с выхода См2 поступает на ЧД и, кроме того,
на Смг. на второй вход которого подается сигнал от немодулированного опор-
опорного генератора. С выходов См3 сигнал подаетси на второй вход Cmi и через
ЛЗ (т3) на второй вход Сщ.
ЯПЧ,
См, УПЧг
Рис. 11.17. Структурная схе-
схема варианта СГ
Конкретные значении частот и виды преобразовании в СГ выбираютси прн
проектировании исходя из минимума вредных продуктов преобразовании, обра-
зующихси в смесителих.
Из рассмотрении схемы на рис. 11.17 следует, что СГ ивляетси регенера-
регенеративным устройством, причем можно показать, что частота сигнала на его вы-
выходе всегда равна частоте входного сигнала, а средний частота немодулирован-
ной несущей на входе УПЧ2 при любых изменениих частоты входного сигнала
(разумеетси, в пределах полосы УПЧ\) всегда равна частоте ОГ, который мо-
может быть высокостабильным. Это обеспечивает важное преимущество СГ — воз-
возможность беспоисковой и бесподстроечиой работы при изменениях частоты при-
принимаемого сигнала в широких пределах.
Цепь ОС здесь образована по ВЧ, поэтому установка девиации ЧМ сигна-
сигнала получается автоматически, что исключает необходимость регулировки уровня
НЧ сигнала в цепи ОС.
Нд выходе СГ восстанавливаетси не только частота входного сигнала, ио
и ее девиация, что позволяет легко включать СГ между УПЧ1 и ЧД в каче-
качестве приставки к уже готовому приемнику, а также облегчает его проверку и
ремонт во времи эксплуатации.
На выходе СМ2 происходит геометрическое суммирование девиации двух
ЧМ сигналов: Д/2 (девиации сигнала на выходе УПЧг) и Afi (девиации задер-
задержанного на времи тэ сигнала в цепи положительной обратиой свизи).
Времи запаздывании в ЛЗ выбиралось таким, что для любых расстроек
й = со—Юо в пределах полосы УПЧ1 Qt3-C1. В [25] показано, что при этом
выполняется условие устойчивой работы СГ без дополнительной коррекции. Там
же показано, что при iQT3-Cl этот сигнал имеет малый индекс, а это позволя-
позволяет выбрать полосу УПЧ2 много меньше полосы УПЧ\ и соответственно снизить
пороговый уровень.
Рассмотренное устройство ивлиется универсальным и может быть использо-
использовано для передачи сигналов многоканальной телефонии при различном числе
каналов A2, 24, 60 и т. д.).

370
Тропосферные радиорелейные лнннн
11.4. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА ТРОПОСФЕРНОЙ РРЛ
Радиорелейная система тропосферной связи «Горизонт-М»
Система свизи «Горизоит-М» обеспечивает передачу сигналов 60 телефон-
телефонных каналов при средней длине одного участка 300 км. Аппаратура работает
в диапазоне частот 800—1000 МГц по четырехчастотиому плану распределении
частот и с учетом разнесенного приема по частоте и возможности ответвлении
занимает 12 фиксированных частот (рис. 11.18 и табл. 11.2).
/, ПОМГи, /, 4,
'
7Т
*-j—т Рис. П.IS. План распределе-
. " * ния частот на узловой стаи-
У цми системы 'тропосферной
■/. '■/ "J ' связи «Горнзонт-М»
Система имеет один ствол, предназначенный для передачи сигналов теле-
телефонных каналов в полосе частот 12—252 кГц с помощью аппаратуры ЧРК
К-60П. Номинальный уровень по мощности в точках соединении аппаратуры
«Горизонт-М» и К-60П равен —5 дБм, сопротивление 135 Ом, симметричное.
Служебные каналы связи организованы в полосах частот 0,3—2,4 и 275—
280 кГц. Предусмотрены контрольные каналы на частотах 8 и 304 кГц.
ТАБЛИЦА 11.2
Перечень осиовиого оборудования аппаратуры «Горизоит-М»
Тнп оборудования
Комплектация для
станции
оконечной
промежуто-
промежуточной
Антенна с рупорпм-облучатетеу
Волноводнь'е 'пшип
Система герметизации волноводов
Стойка возбудителя
Стойка мощного усилителя
Стойка высоковольтного выпрямителя
Автотрансформатор
Система водовоздушного охлаждения передатчиков
Разделительный фильтр
Ппш'чняп стопка
Стойка '\ккорл»
CJO,:KiA НИЗКОЙ -МУТОТЫ
Стабилизатор 220 В
Силовой распределительный щит
В системе используется частотная модуляция с демодуляцией на каждой
станции. Для борьбы с замираниями применяется счетверенный прием с разне-'
сением по пространству н по частоте, а также система борьбы с замираниями
«Аккорд». -Система «Аккорд» обеспечивает передачу и автокорреляционную об-
обработку на приеме широкополосного составного ЧМ сигнала п оптимально^ сло-
сложение разнесенных сигналов, благодаря чему кратность разнесенного приема
увеличена'до 12—20.
Пространственное разнесение обеспечивается применением двух антенн в
каждом направлении связи. Используются антенны с площадью раскрыва 20х
Х20 и 30X30 м2 (подробнее см. § 2.10) Соединение облучателей антенн с пере-
передающим и приемным оборудованием осуществляется с помощью прямоугольных
волноводов ллштп Г>0—70 м, кабелыю-но.шоводинх перехотон и кабельных пе-
перемычек.
Типовая аппаратура ТРРЛ
371
Электропитание аппаратуры осуществляетси от двух пар автоматизирован-
автоматизированных дизель-генераторов ДГА-48.
Все станции обслуживаемые. Для проведения профилактических настроеч-
настроечных работ предусмотрены передвижные стойки коитроли передачи и приема.
Система разнесенного приема позволяет проводить профилактическую иастрой-
ку без перерыва свизи.
Структуриаи схема промежуточной станции представлена иа рис. 11.19. На
передающей стороне сигналы от аппаратуры ЧРК и оборудовании служебной
Рис. 11.19. Структурная схема промежуточной станции
зонт-М»
Горн-
СВЯЗИ СС и контрольных устройств КУ через согласующее устройство СУ по-
поступают на частотный модулитор, общий для двух передатчиков — Пд\ и Пд2
Ко входу модулятора подключен также выход генератора корреляторного сиг-
сигнала ГКор с частотой FKop. При индексе модуляции корреляторным сигналом
AfKOp=l,4 и /7кор = 2 МГц на выходе модулятора формируется трехкомпонент-
ный сигнал, а при iVfKop = 2 и /7КОр=1 МГц — пятикомпонентный сигнал.
На приемной стороне сигналы двух частот (f3 и f4.), принятые каждой ан-
антенной, через разделительные фильтры поступают на входы четырех приемни-
приемников Пр\, Пр2. Передача и прием осуществляются при разных поляризациях
Разделение сигналов обеспечивает селектор поляризации СП, конструктивно объ-
объединенный с рупором-облучателем.
После автокорреляционной обработки и оптимального сложения в системе
«Аккорд» демодулированный сигнал поступает на устройства СС и КУ, распо-
расположенные в стойке низкой частоты, и иа аппаратуру ЧРК.
Структурнаи схема передатчика описана выше (см. рис. рнс. 11.9). Подача
питающего напряжении на клистронный усилитель с выходной мощностью
2,5 кВт обеспечивается автотрансформатором и стойкой высоковольтного вы-
выпрямителя. Клистрои охлаждается водой с помощью системы водовоздушного
охлаждения (ВВО). Два передатчика подключены параллельно к двум систе-
системам ВВО, из которых одна является рабочей, а другая — резервной.
Структурная схема приемной стойки и стойки «Аккорд» представлена на
рис. 11.20. Сигналы СВЧ fi с выхода разделительных фильтров поступают на
блоки параметрического усилителя ПУ. В блоке ПУ размещены циркулятор,
узел параметрического усилители УПУ, работающего на отражение, и генера-
генератор накачки ГН. В генераторе накачки. \ч котором используется диод Ганна.
предусмотрена автоматическая регулировка выходной мощности, что ооеспечи-

372
Тропосферные радиорелейные лнннн
вает надежность и стабильность работы ПУ. В блок* усилителя-смесителя У-См
СВЧ сигнал дополнительно усиливается в транзисторном УВЧ, преобразуется в
сигнал ПЧ 70 МГц и усиливается в предварительном ПУПЧ и основном УПЧ
усилителях промежуточной частоты. В тракт гетеродинной частоты входят
кварцевый генератор КГ, умножители частоты и фильтры. Основные УПЧ- всех
четырех приемников охвачены параллельной автоматической регулировкой уси-
усиления ПАРУ.
Г стойка приемная 1
\Ш J] г~~.~1
! If
Типовая аппаратура ТРРЛ
37»
1
Рис. 11.20. Структурная схема приемного устройства «Горизоит-М>
С выходов УПЧ составной ЧМ сигнал поступает иа блок преобразователя
с вычитанием девиаций ПВД, расположенный в стойке «Аккорду (см. подроб-
подробнее § 11.3). После сложения в блоке сложения Сл сигналов всех ветвей раз-
разнесения суммарный сигнал поступает на блок преобразователя фазовой моду-
модуляции в частотную ФМ-ЧМ.
Блок ФМ-ЧМ представляет собой регенеративный фильтр с обратной свя-
связью по частоте, у которого частота сигнала ПЧ на выходе определяется раз-
разностью фаз ФМ сигнала 20 МГц и сигнала опорного генератора ОГ.
С выхода блока ФМ-ЧМ сигнал ПЧ демодулируется в частотном детек-
детекторе. Далее после компенсации предыскажений в панели фильтров Фх, усиле-
усиления в групповом усилителе и фильтрации в панели фильтров Фг групповой сиг-
сигнал через стойку низкой частоты поступает на аппаратуру ЧРК,- Переключение
иа резервный комплект блоков ФМ-ЧМ, частотного детектора и группового
усилителя осуществляется с помощью блока переключателей, расположенного на
панели Ф\. В панелях <£>i и Ф2 выделяются сигналы служебных каналов CaKi
Сл/Сг, которые также поступают на стойку низкой частоты.
В стойке низкой частоты с помощью согласующих устройств (см. рнс.
11.19) вводятся и выводятся служебные каналы и сигналы контрольных частот.
Приемники контрольных частот позволяют непрерывно контролировать качество
связи между соседними станциями. Контрольный сигнал частотой 8 кГц ис-
используется для аварийной сигнализации. В стойке низкой частоты расположе-
I
но также оборудование служебных каналов, включая два переговорно-вызывных
устройства.
Основные технические параметры аппаратуры «Горизонт-М» приведены в.
табл. 11.6.
Аппаратура тропосферной радиорелейной связи ТР-120
Аппаратура ТР-120 предназначена для замены аппаратуры «Горйзонт-М»-
при реконструкции сети ТРРЛ. Оиа обеспечивает работу дуплексного телефон-
телефонного ствола емкостью 120 стандартных каналов ТЧ при выполнении 'норм
ЕАСС. Аппаратура работает в диапазоне 800—1000 МГц по четырехчастотно-
му плану частот (рис. 11.21). В аппаратуре ТР-120 применяются пространст-
пространственно-частотный разнесенный прием и 'автокорреляционная обработка состав-
составного широкополосного ЧМ сигнала на приеме с помощью системы «Сатурн*-
(см. § 11.3). Каждый приемник обеспечивает прием сигналов от двух пере-
передатчиков.
2,5МГи,
12МГц
ПТПТП
тгхттпг
Рис. 11.21. План распределения частот иа промежуточной станции системы
тропосферной связи ТР-120
Применяется модуляция несущей частоты групповым сигналом с демодуля-
демодуляцией на каждой станции. Уплотнение группового спектра 60—552 кГц обеспе-
обеспечивается с помощью аппаратуры тийа К-120 (см. табл. 11.3).
таблица п.»
Номинальные уровни по мощности и сопротивление в точках соединения
аппаратуры ТР-120 и аппаратуры К-120
Точки соединения
Выход K-I20
Вход ТР-120
Выход ТР-120
Вход К-120
Уровни, дБм
—36
—36—(—38)
—25—(—23)
—23
Сопротивление, Ом
75, несимметричное
Спектр, kI"hj
60—552
Для уплотнения линейного тракта аппаратуры ТР-120 могут быть исполь-
использованы два комплекта аппаратуры типа К-60П, от которых две группы кана-
каналов в спектре 312—552 кГц подаются на оборудование сопряжения стойки
СЛО-А аппаратуры К-120. Здесь одна из этих групп переносится в спектр 60—
300 кГц, и объединенный многоканальный сигнал в спектре 60—552 кГц пода-'
ется в групповой тракт аппаратуры ТР-120. На приемном конце в стойке
СЛО-А производятся обратное преобразование и распределение полос частот.
Кроме передачи сигналов 120 каналов ТЧ в линейном спектре аппаратуры
ТР-120 30—552 кГц предусмотрена передача: канала участковой служебной-
связи (УСС) ■—36—40 кГц; канала постанционной служебной связи (ПСС) —
40—44 кГц; канала телеобслуживания (ТО) — 44—48 кГц; контрольного кака
ла (КК) — 48—52 кГц; контрольной частоты (КЧ) 30 кГц для цепей контро-
контроля и регулировки остаточного затухания.

374
Тропосферные радиорелейные линии
Оборудование каналов линейной службы расположено в пульте контроля
станции (ПКС).
Канал УСС организуется между двумя соседними станциями и использу-
используется для эксплуатационного обслуживания аппаратуры ТР-120. Вызов соседней
станции осуществляется голосом с приемом на громкоговорящее устройство.
Канал ПСС используется для служебной связи персонала главных станций
между собой и с персоналом промежуточных станций. Вызов главной станции
по каналу ПСС производится с помощью системы телесигнализации.
Канал ТО совместно с устройствами, размещенными в пультах контроля
станции (секции ТО-ПКС) и в пульте контроля линии (секция ТО-ПКЛ) на
главной станции, обеспечивают работу секции телеуправления и.телесигнали-
и.телесигнализации.
Система контроля работает по допусковому принципу и состоит из нес-
нескольких ступеней. Первой ступенью является блок контроля, расположенный
вверху всех стоек и контролирующий сигналы в различных точках тракта.
Обобщенные сигналы «Норма» и «Авария» стойки передаются на пульт КС
и отображаются на мнемосхеме станции. Сигналы «Норма» и «Авария» стан-
станции по каналу ТС передаются на главную станцию, где предусмотрены устрой-
устройства документирования.
В контрольном канале с помощью секции контроля качества каналов (ККК-
ПКЛ), размещенной в пульте контроля линии, осуществляется контроль сред-
неминутной мощности шума. С помощью системы телеуправления могут быть
организованы транзит или ответвление контрольного канала на любой стан-
дии.
Секция контроля загрузки каналов (КЗК-ПКЛ) контролирует интеграль-
интегральный уровень загрузки всего тракта линии и позволяет определить каналы, в
которых уровень загрузки завышен.
Электропитание аппаратуры ТР-120 осуществляется от двух независимых
источников переменного тока 3x380 В.
Все станции обслуживаемые. Ремонт оборудования заключается в смене
вышедших из строя блоков запасными. Для удобства эксплуатации аварийные
сигналы от всех стоек дублируются на выносном пульте. Перечень основного
оборудования станции приведен в табл. 11.4.
ТАБЛИЦА 1! .4
Типовая аппаратура ТРРЛ
37Г>
J» п/п
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
1 1
12'
13
14
15
16
17
18
19
20
Перечень основного оборудования аппаратуры ТР
Наименование
Стойка передатчика (Пд)
Стойка формирования частот (ФЧ)
Стойка промежуточной частоты (ПЧ)
Стойка приемная (Пм)
Пульт контроля станции
Секция ТО-ПКС
Секция ТО-ПКЛ *
Секция КЭК-ПКЛ *
Секцня ККК-1ЖЛ •
Стойка электропитания передатчика (ЭПд)
Стойка электропитания приемника (ЭПм)
Щнток ЩТ-220
Пункт распределительный (ПР)
Трансформатор (Тр) ТсЗ-22,5/0,5
Стабилизатор СТС-2-10/0.5
Система воздушного охлаждения
Антенна с рупором-облучателем
Волноводная линия (В)
Элементы антенно-волноводного тракта (прието -пере-
-передающий комплект)
Система герметизации волноводов
-120
Комплектация станций •
оконечной
с
1
2
1
2
4
2
2
2
!
промежуточ-
промежуточной
4
о
9 .
■2
1
2
1
2
2
2
2
2
4
8
4
2
Структурная схема оконечной станции представлена на рис. 11.22. На
передающей стороне сигнал многоканального телефонного сообщения от ап-
аппаратуры ЧРК поступает на пульт КС, где в согласующем устройстве СУ объ-
объединяется с сигналами линейной службы (ТО, КК, ПСС, УСС), сформирован-
сформированными каналообразующей аппаратурой КЛ, и сигналом 30 кГц от генератора
контрольной частоты ГКЧ. Полный групповой сигнал поступает на входы бло-
блоков формирования частот ФЧ, где формируются трехкомпонентный ЧМ сигнал
ПЧ /0 МГц и сигналы задающих частог f3.4i и ^з.чг.
Аппаратура fit
ЧРК ■ '
З'ЩВ
Устанавливается только на главной станции.
cHafl cxeva окпнегпюй станции ТР-120
Переключение на разерв осуществляется переключающим устройством Кл.
В стойке передатчика Пд осуществляются умножение задающей частоты,
преобразование трехкомпонентного ЧМ сигнала промежуточной частоты в СВЧ
сигнал и его усиление в клистронном усилителе. С выхода стоек Пд через вол-
новодные линии составные трехкомпонентные СВЧ сигналы подводятся к се-
селекторам поляризации СП и излучаются антеннами А\ и А2.
В состав антенного устройства- входят параболическое отражающее зерка-
зеркало и облучатель с подъемно-передвижным устройством д^ля юстировки антен-
антенны. Применяются зеркала с>площадью раскрыва 20X20 и 30x30 м2, высотой
подвеса верхнего края зеркала над землей 28 или 40 м для первого типа и 40
или 50 м для второго типа. Более подробное описание антенных устройств, од-
однотипных с антенными устройствами аппаратуры «Горизонт-М», приведено в
§ 2.10.
Разделение приема от передачи осуществляется как по частоте, так и по
поляризации. Сигналы обоих передатчиков, принятые двумя разнесенными в
пространстве антеннами, поступают через полосовые фильтры на вход двух при-
приемников (Пр) и Пр2), размещенных в стойке приема.
В приемниках СВЧ сигналы усиливаются и преобразуются в сигналы ПЧ.
Гетеродин для двух приемников общий и имеет 100%-ный резерв.
С выхода стойки Пм сигналы ПЧ поступают на автокорреляционные при-
приемники АП системы «Сатурн», каждый из которых осуществляет синфазное оп-
оптимальное сложение всех шести компонент составного сигнала. В сумматоре
Сл складываются сигналы, принятые разными антеннами. Суммарный сигнал

376
Тропосферные радиорелейные лнннн
•обрабатывается в порогопонижающем устройстве «следящий гетеродин» СГ,
детектируется и групповой сигнал поступает на пульт КС.
При пропадании сигнала КЧ 30 кГц переключающее устройство Кл в пуль-
пульте КС переключает на резервные «следящий гетеродин» н детектор. В пульте
КС выделяются каналы линейной службы. Спектр 120 каналов ТЧ поступает
•яа аппаратуру ЧРК-
После выделения канал ТО подается на секцию ТО-ПКС, где осуществ-
осуществляются кодирование и декодирование сигналов телеобслуживания.
На рис. 11.22 показана также схема электропитания технологического обо-
оборудования станции.
Структурная схема передающего устройства (стойки ФЧ и Пд) и антенно-
волноводного тракта АВТ аппаратуры ТР-120 приведена на рис. 11.23.
' Стойка W
t {БлаТфЧ
'1
I
Рис. 11.23. Структурная схема передающего устройства и АВТ ап
ларатуры ТР-120
На вход частотного модулятора кроме группового сигнала от пульта КС
подается сигнал от генератора корреляторного сигнала ГКор с частотой
■Ркор=2,5 МГц и уровнем, при котором на выходе модулятора составной ЧМ
сигнал имеет три одинаковые поднесущие (индекс модуляции корреляторным сиг-
сигналом равен 1,4).
Колебания задающей частоты ,/3.ч1 первого передатчика, работающего иа
частоте f\, получаются непосредственно от кварцевого генератора КГ. Сигнал
задающей частоты /З.ч2 второго передатчика, работающего на частоте fa об-
образуется с помощью смесителя сдвига. Для обеспечения необ-
ходямого сдвига по частоте /i—/г=З.Ркор = 7,5 МГц на смеситель сдвига кроме
сигнала от кварцевого генератора с частотой /З.ч1 подается сигнал от генера-
генератора корреляторного сигнала через делитель частоты в З/n раз [п=9A2)—ко-
[п=9A2)—коэффициент умножения в преобразователе стойки передатчика].
С выходов блоков формирования частот (ФЧ) сигналы поступают на блок
резервирования (РФЧ), осуществляющий выбор рабочего блока ФЧ, и далее
на стойки передатчиков. В тракт задающих частот введены фазовращатели,
•которые могут быть использованы при сложении мощностей двух передатчи-
передатчиков, работающих на одной частоте.
В стойке передатчика Пд\ сигнал ПЧ преобразуется в СВЧ сигнал и уси-
усиливается в мощном усилителе. МУ. В качестве мощного усилителя применен
пятикиловаттный клистрон с воздушным охлаждением. В стойке передатчика
Типовая аппаратура ТРРЛ
377
размещены высоковольтный выпрямитель (ВВВ), устройства питания накала-
клистрона ПНк и фокусирующей системы ПФС, а также устройства автомати-
автоматики и сигнализации.
С выхбда стойки Пд СВЧ сигнал поступает в передающий антенно-волио-
водный тракт, в который входят кабельно-волноводный переход КВП, направ-
направленный ответвитель, ферритовое развязывающее устройство, фильтр гармоник,,
полосовой фильтр. Для герметизации внешних волноводных линий и рупора-
облучателя с селектором поляризации СП предусмотрены герметизирующие
секции Герм и секции со штуцером Шт, куда от дегидратора Д под избыточ-
избыточным давлением 20 Па подается осушенный воздух.
Структурная схема приемного устройства представлена на рис. 11.24. С
выхода приемных антенно-волноводиых трактов СВЧ сигналы поступают иа
стойку приема Пму осуществляющую усиление и преобразование сигналов,
vj \JLa
i tft Стайка Пм ' уСгроика ПЧ
Рис. 11.24. Структурная схема приемного устройства ТР-120
принятых двумя антеннами. В блоке ПУ узел параметрического усилителя УП,
работающего на отражение, обеспечивает шумовую температуру приемного ус-
устройства 250К при полосе пропускания 18 МГц. Генератор иакачкн ГН на ди-
диоде Ганна снабжен устройством автоматической регулировки мощности АРМ,
повышающей стабильность работы параметрического усилителя. Для защиты
транзисторного усилителя высокой частоты в блоке усилителя У-См от пере-
перегрузки при больших уровнях входного сигнала между блоками ПУ и У-См вве-
введен управляемый аттенюатор. Гетеродинный тракт состоит' из' двух блоков ге-
гетеродина Гт и блока резервирования РГт.
Со стойки Пм два сигнала ПЧ поступают на блоки усилителя промежу-
промежуточной частоты УПЧ стойки ПЧ, где осуществляются усиление и сдвиг цент-
центральной частоты с 70 на 118,76 МГц. Усилители обоих трактов приема охва-
охвачены параллельной автоматической регулировкой усиления ПАРУ, действующей'
по суммарному сигналу. С блоков УПЧ сигналы поступают на смесители бло-
блоков автокорреляционного приема АвПм (см. подробнее § 11.3).
После сложения сигналов двух трактов приема в устройстве сложения
суммарный сигнал поступает на блоки обратной связи ОС.
Режекторный фильтр в блоке ОС обеспечивает подавление паразитных
компонент на частотах 70±2,5 МГц. С блоков ОС через блоки следящих гете-
гетеродинов СГ * сигналы ПЧ поступают на блоки демодуляции ДМ, в которых:
• Подробное описание следящих гетеродинов дано в § 11.3.

378
Тропосферные радиорелейные лнннн
осуществляются детектирование ЧМ сигнала и усиление группового НЧ сигна-
сигнала. Приемники контрольной частоты 30 кГц ПКЧ в блоках ДМ обеспечивают
работу АРУ групповых усилителей и переключающего устройства Кл, разме-
размещенного в пульте КС.
Аппаратура тропосферной связи ДТР-12
Аппаратура ДТР-12 является модификацией аппаратуры ТР-120. Она обес-
печив"ает работу дуплексного телефонного ствола емкостью 12 стандартных
каналов ТЧ при среднем расстоянии между станциями 600 км.
Аппаратура ДТР-12 предназначена для работы с аппаратурой типа
К-60П (используется одна 12-канальная группа) (табл. 11.5).
ТАБЛИЦА 11.5
Номинальные уровни по мощности и сопротивления в точках соединения
аппаратуры ДТР-12 и аппаратуры К-60П
Типовая аппаратура ТРРЛ
379
Спектр, кГц
12—60
Уровень в точках соединения. дБм
Выход К-60П
Вход ДТР-12
-36
Выход ДТР-12
Вход К-60П
—23 1
Сопротивление, Ом
150. симметричное
В линейном спектре аппаратуры ДТР-12 12—84 кГц предусмотрены канал
служебной связи 80—84 кГц и контрольная частота 72 кГц для цепей контроля
и регулировки остаточного затухания.
Построение аппаратуры ДТР-12 аналогично построению аппаратуры ТР-120
(см. рис. 11.23. и 11.25). В приемном устройстве изменены параметры блоков
ОС, СГ н Дм стойки ПЧ.
I
I
I Пцльт КС-
Рис 11.25. Структурная схема передающего устройства аппаратуры ДТР-12
В передающем устройстве для обеспечения выходной мощности 10 кВт
производится сложение мощностей двух передатчиков, работающих на одной
частоте (см. рис. 11.25). Для этого на оконечной станции устанавливаются че-
четыре стойки передатчика — Пд\, Пд2, Пдз, и IJdt, а в передающий антенно-
волноводный тракт введено суммирующее и коммутирующее устройство СКУ-
Это устройство кроме сложения мощностей двух передатчиков позволяет на-
направить в антенну (At, Ai) нли балластную нагрузку мощность каждого из двух
передатчиков. Фазирование складываемых сигналов осуществляется управля-
управляемыми фазовращателями в блоке РФЧ стойки ФЧ. Управляющие сигналы с
направленных ответвителей, расположенных в СКУ, через детекторы поступают
на дифференциальный усилитель ДУ пульта КС. Разностный сигнал с выхода
ДУ поступает на фазовращатель и управляет фазой сигнала гетеродина одно-
одного из передатчиков.
Основные технические характеристики тропосферных систем приведены в»
табл. 11.6.
ТАБЛИЦА 11.»
Основные технические характеристики тропосферных радиорелейных систем
Характеристика
Диапазон частот, МГц
Средняя длина участка, км
Число каналов ТЧ
Мощность и число передатчиков око-
иечиой станции, кВтхшт.
Площадь раскрыва и число аитени
оконечной станции, м2Хшт.
Способ борьбы с замираниями
Эквивалентная кратность разиесеи-
иого приема
Шумовая температура приемника
Суммарное затухание АВТ, дБ
Полоса пропускания передатчика,
МГц
Полоса пропускания приемника
(по ВЧ), МГц
% Тип порогопонижающего устройства
Шумовая полоса порогопонижающе-
ге устройства. МГц
Эффективная девиация частоты на
к a 11 и. -. ;.! :;
Псофоыстрическая мощность пере-
х^дч1. \ н:умов аппаратуры в верхнем
канале ТЧ, дБм
«Горизонт-М»
800—1000
300
60
3X2
ТР-120
800—1000
300
120
5X2
■B0х20м2)х^
C0х30м»)х2
Простраиственио-разиесеииый прием
лосиый составной сигнал
6
12
Преобразователь с
вычитанием девиа-
девиаций
2
3 0
—56
8 — 1 2
250К
3
7
18
Следящий
3,2
50—150
— 62
ДТР-1 2
880—1000
600
12
10X2
и широкопо-
7
18
гетеродин
0,6
1004-200
-62
Список литературы
1. Дальняя тропосферная связь. М.: Связь, 1968/Авт.: Гусятинский И. А., Немн-
ровекпй А. С, Соколов А. В., Троицкий В. Н.
2. Документы XIV пленарнон Ассамблеи. МККР- Киото, 1978, т. IX.
3. Гусятинский И. А., Немировский А. С. Системы борьбы с интерференционны-
интерференционными замираниями на тропосферных линиях связи. — Электросвязь, 1973, № 2.
4. Цирлин И. С. Теоретическое и экспериментальное исследование помехозащи-
помехозащищенности ЧМ демодулятора со следящим гетеродином. — Труды НИИР, 1968,
№ 4.
5. Марголин Ю. Н., Цирлин И. С. Преобразователь фазовой модуляции в ча-
стотную. — Труды-НИИР, 1972, № i.
6. MapFC-лин Ю. Н., Цирлин И. С. Способ преобразования фазовой модуляции з
частотную. — Электросвязь, 1973, № 8.
7. Берноскуни Ю. В., Вайзбург Г. М. Экспериментальное исследование системы-
когерентного приема «Сатурн-К».— Труды НИИР, 1976, № 4.
8. Кантор Л. Я., Дорвфеев В. М. Пбмехоустойчивость приема ЧМ сигналов. М.:
Ci',!Mb, 1977.
'J. Л.с. Л: lbi\Vi." (СССР). Приемник Ч.\1 сигналов со следят,;:.! гетеродином/
Гусятинский И. А., Марголин Ю. Н.

ГЛАВА ДВЕНАДЦАТАЯ
Расчет тропосферных радиорелейных линий
♦ \
12.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Тропосферные РРЛ обычно используются в труднодоступных, малонасе-
малонаселенных районах, что экономически целесообразно. Это оправдывает некоторое
снижение требований к ним по сравнению с требованиями к кабельным линиям
и РРЛ прямой видимости. Для ТРРЛ МККР [1] и ЕАСС [2] рекомендуют
•следующие допустимые значения мощности шумов в каналах ТЧ многоканаль-
многоканальных систем с частотной модуляцией (в точке нулевого относительного уровня):
среднеминутная псофометрическая мощность шума может превышать значе-
■ ние Рдоп1=Ю£, пВт (для гипотетической эталонной цепи длиной L=2500 км
эта мощность РДОп1 = 25 000 пВт) в течение не более 20% времени любого
месяца;
среднеминутиая псофометрическая мощность шума может превышать зна-
значение РдОп2=63 000 пВт в течение не более 0,5 _ ■ % времени любого ме-
2500
сяца; ■
невзвешенная мощность шума (с временем интеграции 5 мс) может пре-
превышать 106 пВт в течение не более 0,05 * % времени наихудшего месяца.
'■1 2500
В [2] нормируется значение потерь достоверности передачи двоичного кода
.по телеграфным каналам протяженностью 12 500 км при скорости 100 Бод, ко-
которая должна быть не более 10~5 (для линии протяженностью L км значение
лотерь достоверности должны быть не более 10~5 ). .
1Z 500
Согласно [2] при передаче цифровой информации по радиосистемам с час-
1 тотной модуляцией методом вторичного уплотнення каналов ТЧ магистральной
сети протяженностью 12 500 • км (без применения дополнительных устройств
для коррекции его характеристик и повышения достоверности) значение потерь
достоверности должно быть не более 510~5 прн скорости передачи 1200 Бод
(для линии протяженностью L — не более 5-10~5 ).
Обычно расчет качественных показателей каналов и сравнение их с нор-
нормируемыми значениями в системах с ЧМ проводятся для верхнего (худшего)
канала при передаче телефонных сигналов и для среднего канала при переда-
передаче дискретной информации.
Так как рекомендации МККР и ЕАСС требуют выполнения норм на. уро-
уровень шумов в каналах ТРРЛ в течение любого месяца, то расчеты должны про-
проводиться с учетом данных для наихудших зимних месяцев. Исключение состав-
составляют расчеты по помехозащищенности систем при взаимных влияниях, когДа
•берутся данные по распространению за летние месяцы.
В результате анализа качественных показателей каналов ТЧ, организован-
организованных иа тропосферных РРЛ, можно сделать вывод о том, что энергетический
■потенциал линии определяется средиеминутной псофометрической мощностью
шумов для систем емкостью более 60 каналов ТЧ, а для систем емкостью
12—24 каналов ТЧ — невзвешенной мощностью шумов (время интеграции 5 мс)
л значением потерь достоверности при передаче дискретной информации.
12.2. РАСЧЕТ МОЩНОСТИ ШУМОВ В КАНАЛАХ ТЧ ТРРЛ
Средиемииутную псофометрическую мощность суммарных шумов в канале
ТЧ в конце ТРРЛ, состоящей из М интервалов, можно представить в виде
•суммы:
Расчет мощности шумов в наналах ТЧ
3S1
м
м
A2.1)
Здесь Pit — среднеминутная псофометрическая мощность тепловых шумов
на i-м интервале линии, изменяющаяся из-за медленных замираний сигнала;
Ршг—среднеминутиая псофометрическая мощность нелинейных шумов,
обусловленных многолучевым характером принимаемого сигнала;
Ри.лп! — псофометрическая мощность нелинейных шумов, возникающих из-
за нелинейности фазовой и неравиомерностн частотной характеристик приемо-
приемопередающего комплекта аппаратуры: Рн.ап.=Рш.пер«+Рш.прг+Рш.а.в.ть где
fm.nepi — мощность шумов передающего устройства; Рш.пр<—мощность и^
мов приемного устройства, включая модем; Рш.а.в.к — мощность шумов аитен-
но-волноводного тракта;
Рт.ап<— мощность собственных тепловых шумов аппаратуры.
Величины Рн.ат и Pi.aHi постоянны во времени.
Мощность тепловых шумов. При частотной модуляции мощность собствен-
собственных тепловых шумов в канале ТЧ при работе выше порогового уровня обратно
проперциоиальна мощности сигнала иа входе приемного устройства Рс. ЭДеди-
аннное значение среднеминутно? псофометрической мощности тепловых шумов
в пиковаттах в точке нулевого относительного уровня на выходе канала ТЧ
i-го интервала линии определяется по формуле
' c.m.mj ' "
Здесь k= 1,38- Ю-23 Вт/Гц -К—постоянная Больцмана;
7"s — суммарная шумовая температура приемного устройства в Кельвинах,
пересчитанная к его входу;
д/^к = 3,1 кГц — полоса стандартного канала ТЧ;
Яс.м.мг — медианное за месяц значение мощности сигнала на входе при-
приемного устройства; коэффициент 1,45 соответствует переходу от медианного к
среднему значению уровня сигнала, имеющего рэлеевский закон распределения
быстрых замираний;
кп = 0,75 — псофометрический коэффициент;
finp — коэффициент предыскажающего фильтра (см. рис. 8.4);
рк — средняя частота телефонного канала в групповом спектре;
Д/н — эффективная девиация частоты сигнала иа канал;
V{ — коэффициент, учитывающий усреднение мгновенной мощности тепло-
теплового шума по быстрым замираниям, зависящий от способа сложения разнесен-
разнесенных сигналов. Значения этого коэффициента приведены в табл. 12.1 (см. [7]).
При применении дополнительной модуляции несущей корреляторным тоном
и оптимального метода сложения независимых разнесенных сигналов коэффи-
коэффициент V,- определяется по формуле
Здесь N=Km3i — общая кратность разнесенного приема; ,mai — число неза-
независимых элементарных сигналов в одной ветви разнесения.
При трехкомпонентном сигнале
«„ = 2,98:[l + l,24tfj(l + 0,594x»f)]; A2.4)
при пятикомпонеитном сигнале
где х4 = ехр [— (iFKopfAf{*J].
Зависимость радиуса частотной корреляции Д/<* от эквивалеитиого рас-
расстояния *-го интервала (ЛмО дана на рис. 10.15.

382
Расчет тропосферных РРЛ
На входе приемного устройства суммарная шумовая температура в кель-
винэх
= ТА
A2.5)
Здесь т)ф.Пр —КПД антенио-волноводного тракта приемного устройства;
it _Umi?"p Ит пр«ШуМ-?вые темпеРатуры антенны, окружающей среды
м И ■/oKP=dU0 К) и приемного устройства соответственно
Медианное за месяц значение мощности сигнала в децибелах на ватт на
входе нриемного устройства определяется параметрами аппаратуры и суммар-
суммарным затуханием сигнала между выходом передатчика и входом приемника:
<• м и!:= ■иеп ~4- G* -4- G* -4- A G -4- V -4- V — Ьм 11 o r\
CM.Ml «I» i II 2 1 •* T^ СВ.ПР ~ M.Mi Ф" (**•«.>
Здесь Рпер — мощность передатчика, дБВт;
Gi н G2 — коэффициенты усилении передающей и приемной антенн, дБ-
ЛЬ — потери усиления системы антенн, дБ (см. рис. 10.12);
"с».кр=—20lgDnRifo/c) —ослабление сигнала в свободном пространстве,
/о — рабочая несущая частота, Гц;
с=3-108м/с — скорость распространения радиоволн;
дб
20
18
IS
п
и
8
6
<t
2
0
0,01 0,1 Ц51 2 5 10 2030 50 708090%
Put. 12.1, Логарифмически-нормальный закон Рис. 12.?. Интегральный закон распределе-
расиределения гшя „,,,,,,,„„„ д, „, _,„ lg(pT „, jp* . ,
(система «Аккорд»)
-Ч
■:ot\m Ц51 г s w гозо so п8озоз5ЩШ%
тьг
Л'\ . \ i
\\\
ш
А
■7
\
\
\
\
\
\
\
\
V
\
\
1
I
\
\
\
W
1
\
Расчет мощности шумов в каналах ТЧ
383
Vm.hj — медианное за месяц значение множителя ослабления поля свобод-
свободного пространства, дБ, эмпирические кривые которого в зависимости от R»
приведены иа рис. 10.10;
6ф= 10 1й(т1ф.прТ1Ф.пер)—потери в передающем и приемибм антенно-фидер-
ном трактах, дБ.
Флуктуации среднеминутнои мощности тепловогб шума подчиняются ло-
логарифмически-нормальному закону распределения со стандартным отклонением,
равным стандартному отклонению медленных изменений уровня сигнала на i-м ин-
интервале (рис. 12.1). Для этого закона среднее значение и дисперсия величины
Pti равны:
T'ri=Pri^rl:i;DPri=WTi,M(r\i-l). ■ A2.7); A2.8)
Здесь /•T«=10°'0U5<Ji2' °< Дана в децибелах.
В системе «Аккорд> в результате применения автокорреляционного прие-
приема составного сигнала значение мощности теплового шума в канале ТЧ. увеличи-
увеличивается. При этом медианное за месяц значение среднеминутнои псофометриче-
псофометрическои мощности теплового шума в точке нулевого относительного уровня на
выходе канала ТЧ будет определяться по формуле *
P'Tj,M = PT«,M[l + SiM]. -• A2.9)
Здесь SifM — Ktn3l4'[/rli sin2(лРкХз.а) (N—2)по;,м, где Тз.А=1//гкор — время
задержки в автокорреляторе системы «Аккорд>;
По{,м = 1,45Рс.м.мг7^7'2Д/ш.в11 — медианное значение отношения средней
мощности сигнала к мощности шума в полосе широкополосного УПЧ (Afm.sxi).
Аналитическое выражение интегрального закона распределения величины
Pr'i запишем в виде
1
/ol + yi + 4SiM(l + SiM)Xip%/
A2.10)
Здесь Х{Р% =Р'пР% /P'liu, Ptip% — среднеминутная мощность шума, ожида-
ожидаемая в р% времени месяца.
В течение малых процентов времени кривая закона распределения A2.2)
при значениях 5jM, больших 0,01, значительно отличается от логарифмически-
нормального закона распределения (см. кривые 2 и 5 на рис. 12.2). .
ТАБЛИЦА 12.1
Значения коэффициента v*
для разных значений кратности
• разнесенного приема
ТАБЛИЦА 12.2
Значения коэффициента уц
для разных значений кратности
разнесенного приема N
Способ сложения раз-
разнесенных сигналов
Автовыбор
Линейное сложение
Оптимальное сложе-
сложение
N=2
N=4
1.4
1 .14
1,0
N=8
0,7
0,4
0,33
Способ сложения
разнесенных сигналов
0J5
0,3
Автовыбор
Линейное сложение
Оптимальное сложе-
сложение
N
\ ,
0
0.
=2
04
72
56
№=4
0
0
35
J25
N=8
0,042
Мощность нелинейных шумов тракта распространения. Из-за многолучевого
характера распространения принимаемого сигнала^ возникают дополнительные
искажения многоканального сообщения, величина которых зависит от радиуса
частотной корреляции Д/*; тропосферного канала. Медианное за месяц значе-
значение среднеминутнои псофометрическои мощности нелинейных шумов в пиковат-

384
Расчет тропосферных РРЛ
тах тракта распространения (в точке нулевого относительного уровня) опре-
определяется по формуле [3], [8]
ii. A2.11)
/
Здесь AF=FB—FH — ширина группового спектра;
рср — уровень загрузки тракта многоканальным сообщением относительно
измерительного уровня в канале, дБ;
к) и «2 ( —" I — функции, учитывающие распределение мощности ие-
\Fв /
линейных шумов второго порядка по каналам при отсутствии и введении кон-
контуров предыскажения соответственно (см. рис. 8.8), где 0K=(FK—FB)I&F;
y2t — коэффициент, получаемый в результате усреднения мощности нели-
нелинейных шумов за период быстрых замираний при применении разнесенного
приема (табл. 12.2).
При применении дополнительной модуляции корреляторным тоном н опти-
оптимального метода сложения
yti= 1/4 (# — 2). ' A2.3а)
Изменения средиемииутиой мощности нелинейных шумов тракта распростра-
распространения подчиняются логарифмически-нормальному закону распределения со
стандартным отклонением (см. [16]):
A2.12)
Среднее значение и дисперсии величины Рн> определяются по формулам,
аналогичным A2.7), A2.8):
Рщ = Рщ.ш гиг ; D PHj =
i — 1),
A2.13); A2.14)
где r^i В[
Определение оптимальной девиации частоты на канал для i'-го интервала
линии. Оптимальную девиацию частоты на канал целесообразно выбрать нз
условия минимального среднего значения суммарной мощности шумов в верх-
верхнем канале ТЧ на i-ы интервале линии. Это условие выполняется при равен-
равенстве мощности тепловых и нелинейных шумов тракта распространения и ап-
аппаратуры:
А /к.овдг = A U У(Рп + Рт.ап»)/(Рнг
с учетом формул A2.2), A2.7), A2.11) и A2.13)
A2.15)
■ V"
«.опт* = А f*i 1 / -
1,45
P-tani
10»/с*п
. i А/г*
\ 02A) «2A) V2i-10°'2p<:p'-Hi +
A2.16)
Здесь Д/к — эффективная девиация частоты на канал, для которой произведен
расчет и даны значения Рт.яп. и Рн.яп..
. Мощность шумов на выходе t-ro интервала линии. Распределение средне-
минутной мощности суммарных, тепловых и нелинейных шумов на выхо"де 1-го
интервала линии подчиняется логарифмически-нормальному закону со следую^
щими параметрами:
средние значения
Tzt = PTi + PHi = Pzi.w rzi : A2.17)
Расчет мощностн шумов в наналах ТЧ
385
дисперсии
Hi = T>\i(r*l:l-l). A2.18J
В выражениях A2.17), A2.18) г^ =Ю0'011бс>« ; р — коэффициент взаим-
взаимной корреляции средиеминутиых мощностей тепловых и нелинейных шумов
тракта распространения. Значение р можно принять равным 0,5 (см. П61). Из
равенств A2.17), A2.18) следует, что
= 4,34
; Pzi,M = PztlrZi ,
A2.19); A2.20)
Флуктуации уровня сигналов на соседних интервалах линий независимы.
При этом интегральный закон распределения суммы независимых случайных ве-
величин, имеющих логарифмически-нормальный закон распределения, близок к
эквивалентному логарифмически-нормальному закону со следующими парамет-
параметрами:
среднеквадратичное отклонение
0-2=4,34^ 1п
медианное значение
Здесь г =10°.°Ii5a22
А1 =
= 2 Р_
М
A2.21J
A2.22)
М — число интер-
" f=l "' Г £=1 1-
валов линии.
На выходе канала ТЧ тропосферной РРЛ, состоящей из М интервалов,
средиеминутиая псофометрическая мощность шумов в пиковаттах, превышае-
превышаемая в течение не более чем /?% времени месяца, с учетом мощности нелиней-
нелинейных шумов аппаратуры определяется по формуле
м
1П|)- A2-23)
Здесь величина кр% определяется по таблице интеграла вероятности
") (см. [15]):
кр%
f е-'2/2Л=1— 0,02р%,
A2.24)
а величина Др%=Кр% о дБ — по кривым рис. 12.1. ,
Для определения мощности суммарных шумов на выходе канала ТЧ линии,
оснащенной аппаратурой, в состав которой входит система «Аккорд>, предста-
представим закон распределения величины P'Ti иа выходе 1-го интервала в виде ло-
ломаной, составленной из двух кривых, подчиняющихся логарифмически-нормаль-
логарифмически-нормальному закону (рис. 12.2): одна из них имеет стандартное отклонение медленных
замираний оч н медианное значение Р'т,-,м (кривые 1 и 4); другая (кривые 3
и 6), построенная для области малых процентов времени, имеет стандартное
отклонение в децибелах
ка%
и медианное значение
13-12
A2.25)
A2.25а)

386
Расчет тропосферных РРЛ
где Рт;ау и Р „• vo/ —значения мощности шума в малом проценте времени
а^1% и в проценте времени v%, в течение которого кривые распределения от-
отличаются от логарифмически-нормального закона более чем на 1 дБ (кривые
2 и 5).
При применении системы «Аккорд» обычно на линии устанавливается эф-
эффективная девиация частоты на канал Д/к^=5СН-75 кГц. В результате величи-
величина Риг значительно меньше Р-ц и ею можно пренебречь.
Определение закона распределения мощности суммарных шумов проводит-
проводится отдельно для областей больших и малых процентов времени. В области боль-
больших процентов времени эквивалентный логарифмически-нормальный закон имеет
следующие параметры:
/~ Pzi.M=?zi/'zi,f. A2.26); A2.27)
Здесь
М
м
Р а =
: D pzi =
2
i =1
4=1
где rTi = 1 sl
В области малых процентов времени (p%<v%) эквивалентный логарифми-
логарифмически-нормальный закон имеет следующие параметры:
= 4,34
{D
A2.28)
A2.29)
Здесь
м
4=1
где /•„.-= 100-0115<J2jtf ; г 23
В результате средыеминутная псофометрическая мощность шумов, превы-
превышаемая в течение не более /?% времени месяца, будет определяться выраже-
выражением
М
0,1 К„у С21 « -,
sl М-Ю _|_ У, Pant при р% > \% ;
< '=1М A2-30J
' ,Л°'1кР%'
4=1
Процент превышения невзвешениой мощностью шума значения 106 пВт. Ве-
Вероятность превышения невзвешенной мощностью нелинейных шумов, обуслов-
обусловленных многолучевостью тракта распространения, значения 106 пВт при JV^4
мала (см. [3]).
Невзвещенная мощность теплового шума в точке нулевого относительного
уровня в канале ТЧ на выходе 1-го интервала для обычной ЧМ системы [8]
2я
A2.31).
Отношение сигнал/шум п определяется в полосе УПЧ Д/ш- Для случая
применения порогопонижающего устройства типа «следищий гетеродин» получе-
Расчет мощности шумов в каналах ТЧ
387
на более строгая формула A2.39) (см. § 12.3), где Д/ш — шумовая полоса уз-
узкополосного УПЧ.
При применении системы «Аккорд> пороговая кривая имеет вид (см. [6])
п,_,п.Д/т.ЛАо Г 5,6 -„_ , Як I Г. , W
X 1 —(
х\ 1
A2.32J
где Д/ш и Д/ш.вх — шумовые полосы узкополосного и широкополосного
УПЧ соответственно;
Явых=Д/ш.вхЯ2/2Д/ш(я+А72V2)—отношение сигнал/шум на выходе узко-
узкополосного фильтра;
N
п= ( 2 Ра)/Рщ.пр — отношение суммы мощностей всех компонент состав-
ных сигналов на выходе системы сложения к мощности шума на входе прием-
приемника в полосе Д/ш.вх.
Мощность шума приемного устройства в ваттах, определяемая или в по-
полосе Д/ш.вх, или в полосе Д/ш, равна
Рш.пр = ^2Д/ш.
Так как в сумматоре осуществляется оптимальное сложение N=Kmai ком-
компонент составных сигналов, то закон распределения плотности вероятности слу-
случайной величины п по быстрым замираниям будет иметь вид
1
'_л_ у-1
i Л(Д /
-1 "•>
^-1).- ' - ■ A2-33)
где пО1 = Рси'Рш.пр — отношение средней по быстрым замираниям мощности од-
одной компоненты сигнала к мощности шума в полосе Д/ш.вх (для системы «Ак-
«Аккорд») и Д^ш (для ЧМ приемника или системы «Сатурн»).
В свою очередь По\ подчиняется логарифмически-нормальному закону рас-
распределения со стандартным отклонением а* и медианным значением
»оы.м = l>45 Pc.M
Кривые интегрального закона распределения быстрых и медленных флук-
флуктуации отношения сигнал/шум, определяемые по формуле
|f t 0,23 ОгЛо1;
Xdnoii. A2.35}
представлены на рис. 12.3а—Ь.
Оценим отношение величины сигнал/шум л, определяемой по формулам
A2.31) или A2.32) и соответствующей невзвешенной мощности шума в кана-
канале ТЧ, равной 106 пВт, к медианному за месяц значению сигнал/шум (Лони):
A2.36)
По кривым рис. 12.3 для значений ot и N по ДУ; определим процент вре-
времени
13
n0Ii м
-100%.
A2.37J

388
Расчет тропосферных РРЛ
Поскольку вероятность одновременных глубоких замираний сигнала на раз-
различных интервалах линии пренебрежимо мала, процент времени Т% превыше-
превышения величины 106 пВт мощностью невзвешенного шума в канале ТЧ на выхо-
выходе лннин, состоящей из М интервалов, определяется суммой
ЗБ
-8
-12
-16
-20
-28
-32
Щ
У
У
'у\
у'
Ы=2
\/
''У
у
Ж
г <Л
щ
1
I
Л'
<
Ti
а)
0,2 0,3Oft0,60,81,0 Z 3 fa
Расчет мощности шумов в наналах ТЧ
389
м
Рис. 12.3. Интегральный закон распределения быстрых
и медленных флуктуации отношения сигнал/шум:
а — для сдвоенного приема (JV = 2); б — для случаев че-
четырех- и восьмикратного приема (—JV = 4, R);
в — для случаев шести- и двеиадцатикратиого приема
(—Л-= 6 [2)
Ts=ZTl-
Пример расчета тропосферной РРЛ. Требуется рассчитать тропосферную
радиорелейную линию длиной 2400 км, состоящую из М=7 интервалов, на ко-
которой предполагается организовать 120 каналов ТЧ. Эта линия оснащена ап-
аппаратурой ТР-120, параметры которой следующие:
1) диапазон рабочих частот fo=8OO-4-1000 МГц;
2) мощность передатчика РПер=5 кВт:
3) коэффициент усиления антенн с площадью отражающего зеркала
S=30X30 кв.м по свободному пространству Gnp = GnepF=47,l дБ прн fo=
=900 МГц (ширина диаграммы направленности по уровню половинной мощнос-
мощности а=0,8°).
Потерн усиления системы передающей и приемной антенн (Gnp + Gnep=
=94,2 дБ), определенные по кривой / рис. 10.14, равны ДО=—12 дБ;
4) ослабление уровня сигнала в антенно-волноводном тракте 6ф=3,25 дБ
14 1/ 151)
ЛФпр ,; /Лф.Р ,);
5) шумовая температура приемного устройства ГПр=220-7-250 К. При этом
суммарная шумовая температура, пересчитанная ко входу приемного устрой-
устройства,
0,4
Tv = 240. г— + 300 ~- + 250 «510 К;
1.4
1,4
6) осуществляется счетверенный прием с разнесением по частоте и прост-
пространству. Кроме того, использование составного сигнала, получаемого дополни-
дополнительной частотной модуляцией корреляторным тоном /7кор = 2,5 МГц, позволяет

390
Расчет тропосферных РРЛ
Расчет мощности шумов в наналах ТЧ
391
увеличить кратность приема до 8—12, при этом осуществляется оптимальное
сложение всех разнесенных сигналов;
7) применение, порогопоиижающего устройства типа «следящий гетеродин>
приводит к уменьшению эквивалентной шумовой полосы узкополосиого филь-
фильтра до Д/ш=3,14 МГц.
Тогда в полосе Д/ш мощность собственных шумов приемного устройства
/Vnp=l,38-10-23-510-3,14-106=22-10-15 Вт=0,022 пВт (—136,6 дБ/Вт);
8) псофометрическая мощность нелинейных шумов одного комплекта прие-
приемопередающей аппаратуры составляет в верхнем телефонном канале Рн.ап =
= 650 пВт при эффективной девиации частоты на каиал Д/к = 150 кГц;
9) мощность собственных тепловых шумов аппаратуры при этой же деви-
девиации частоты иа канал Рт.ап = 10 пВт;
10) групповой спектр частот 120 каналов ТЧ равен 60—556 кГц;
11) средний за час уровень загрузки тракта многоканальным сообщением
относительно измерительного уровня в канале не должен превышать /?Ср =
= 10 дБ A0 мВт);
12) уровень передачи цифровой информации со скоростью 1200 Бод
Рвых = 0,05 мВт, а телеграфных сигналов Рвых = 0,135 мВт в канале ТЧ:
13) для определения мощности нелинейных шумов тракта распространения
в верхнем канале ТЧ используются значения функций «/г(сгк = 1) =0,4 и а2A) =
= 0,3 при p=FB/FH=552/60=9,2.
Расчеты качественных показателей каналов ТЧ подробно проведены для
интервала № 1. Для других интервалов расчеты проводятся аналогично, а
результаты их приведены в табл. 12.3 и 12.4.
1. По формуле A0.3) для углов закрытия (открытия) ai и а2, приведенных
в табл. 12.3, вычисляем эквивалентное расстояние /?эог=352,5+148(—0,25—
—0,02) =312,54 км.
2. По формуле A0.8) для указанных в табл. 12.3 высот центров антенны
над уровнем моря (hi и h2) и обычных условий распространения определяем
= 0,1
352,5 + 2-8500 ( — 0,25) 57,3° 0,06 — 0,12
352,5 + 8500( —0,25 —0,02) 57,3° 2
352,5@,06—0,12) / — 0,25 + 0,02 0,06 — 0,12
2-8500 C52,5/8500—0,27/57,3J
57,3
352,5
!км = 0,09км.
Тогда по формуле A0.6) определяем эквивалентное расстояние интервала
с учетом подъема трассы над уровнем моря
R3i = 312,54
8-8500
эо
3. Из рис. 10.11 для найденного эквивалентного расстояния Ral, /0=800-f-
-1000 МГц и зимнего месяца находим множитель ослабления Fm.mi=—77,8 дБ.
4. Ослабление сигнала в свободном пространстве определяем по формуле
4л>352,5-103-900-108
3-108
= — 20 lg(l,33-10')= — 142,48 дБ.
5. Подставив имеющиеся данные в формулу A2.6), вычисляем медианное
значение мощности сигнала иа входе приемного устройства
сММ1
= 101g5-103 + 94,2 — 12 — 3,25 — 77,8— 142,5= — 104,35 дБВт, или
6. По кривой G = 47 дБ иа рис. 10.17 для &,oi = 312,5 км определяем радиус
частотной корреляции Д/*1 = 2,9 МГц.
Значения параметров
на выходе линии
Значение параметра ] для интервала линии
нормы
МККР и
ЕАСС
расчет
7-го
6-го
5-го
4-го
3-го
2-го
1-го
Параметр
., , СО
СО
СО | «
I |
I I
I 1
СЧ И
I - -
о
0
(M <N I —
« t^ CO О
II
171
- S e g
СО СО
• ч*
О
СО О
0000
£* * <N 00
T 57 =
СО 00 1С
СО СО СО СО
ft СО О СО
ю
*■
со
1
ю
о
1
сч
1
ю
со
сч
СО
о
1С
с
о
СО
00
1
1
ю
сч
1
1
о
о
ю
00
00 СО
57
со
о
ю
о
о
с»
от
33
о
я
о
,445
00
ll
*
ii i I X

392
Расчет тропосферных РРЛ
о
^*
OJ
■О
л
о
о о
1 О О 1
1 о о 1
■^ w
еооо °°
1 1
1 |
1 1
| 1
I |
I I
I I
1 !
ГО
о
н
«ъ\
^ я ^
о
О |
СО
СО
00
см
«о
ю
*
1С
сэ
00
«о
00
сч
ч*
00
сэ
1С
00
&
в 00 ^
1 о" а
1а. с
1
1
п
о
см
1
о
(^
см
1
;
«о
1
ч*
О
7
о
см
1
00
1
ю
«о
см
см
1
_
00
О
О
1С
.01
о
1С
см
о
о
о
,001
о
001 '
о
1С
см
о
о
о
1С
о
о
о
о
о
о
о
о
о
-£>
-Г с
1
t-
от
от
от
о
от
от
от
от
о
г
от
от
от
от
о
от
О)
от
от
о
—
г
от
от
от
СП
о
•-*
>5*ь
1
от
от
о
ео
от
о
~-
1
г
от
от
о
ео
от
от
от
о
—
г
от
от
от
о
.„
Н j
to о
1 1
1 )
о о
о от
ОТ -я
1 1
о о
(N С,
1 1
° °
—
Т 1"
о о
V V
т т
о о
^- —
V V
"Г 1
° °
1С
t-. I
Us
~" in
1 1
1 1
о о
V V
1 1
о о
5 Z
Э в
&
s
х
s
I
х
3
а
S
о
о
о.
н
V
я»
о.
я»
с
ts
S
S
а-
ев
X
т
т то ^
«...
ign • d_
g» -«x»
jigu ', 0 t ?Xcf C7
Параметр
T
о
от
о
0,9976
0,9997
0,0115
84 090
21 820
8 746
170, 223
12 551
Расчетное
значение
т
О
О)
L
от
1
1
0.048
63 000
24 000
1
1
1
1
Норма МККР
и ЕАСС
Расчет мощности шумов в наналах ТЧ
393
7. Число независимых элеменгарных сигналов в одной ветви разнесения
[см. формулу A2.4)]:
t = exp[-B,5/2,9)»] = 0,477;
2^98
S1~ 1+1,24-0,477 A + 0,594-0,477»)
= 1,83.
Тогда общая кратность разнесенного приема Ni=Km3i = 8 при /С=4.
8. Определяя выигрыш при применении разнесенного приема для системы
«Сатурн>:
для мощности тепловых шумов [см. A2.3)]
Vi = m9if(N— 1) = 2/(8— 1) = 0,2857 ;
для мощности нелинейных шумов [ем.A2.3а)]
7„1=1/4-(8 —2) =0,0417.
9. Стандартное отклонение медленных замираний уровня сигнала опреде-
определяется по кривым на рис. 10.7 для G=47 дБ; ^в1 =300,5 км, ffi = 6,85 дБ; при
этом Лг1 = 10°'01|5-<6'85>2=3>46. По формуле A2.12) стандартное отклонение сред-
иеминутиой мощности нелннейных шумов
Ohi = 2,2+ 0,2-6,85 = 3,57 дБ, а гн1 = Ю°'0115C'57I= 1,4.
10. Оптимальная для интервала № 1 девиация частоты на канал для
верхнего канала FB = 552 кГц [см. формулу A2.16)]:
X
Г 1,38-5,1-Ю-21-3,Ы0»-0,4
у 37-10-"...45 °'
/150\2
Ы
2 -=- -0,4-0,3.0,0417-100.1,4 +
4,92 ' т
650
2,9*
10»-0,56 @,552-0,15J
_ ,4 / 0,1608-10~6 +0,00132-10~6 _
~ ' V 0,00828 + 0,011973 ~
= 2,9-10at/M78= 153.4 кГц» 150 кГц.
Для данной аппаратуры эффективная девиация частоты на канал не долж-
должна быть более 150 кГц.
11. Среднее по медленным замираниям значение среднеминутной мощности
тепловых шумов в канале FK = 552 кГц для Л/каН1 = 150 кГц в точке нулевого
относительного уровня [см. формулы A2.2) и A2.7)]:
1,38-5,
-0,56
37(пВт)-Ю-12-1,45
°-4
552
),2857-3,46= 1219,5 пВт.
12. Среднее значение мощности нелинейных шумов в канале FK = 552 кГц
для Л^Копт1 = 150 кГц в точке нулевого относительного уровня [см. формулы
A2.11) н A2.13)].
р __ ю» '- '■—.— ■—-—.10а• 0 4-0 3-0 0417-1 4 = 479,2 пВт.
м 492 B,9)* ...
_ 13. Среднее значение мощности шумов в канале на выходе интервала № 1
Р=21 = 1220+479= 1699 пВт.

394
Расчет тропосферных РРЛ
14. Суммируя средние значения мощности шумов по всем интервалам, по-
получаем
7>s = 1699 + 710 + 2680 + 2639 + 1034 + 1117 + 2672 = 12 551 пВт.
15. Дисперсию величины Рц определяем по формуле A2.8):
£>рт1 = A.22J цз,46J— 1]. 10» пВт2 = 16,33-10* пВт*;
дисперсию величины PHi — по формуле A2.14):
DPa = @.479J [1.42 — 1] 10» пВт2 = 0,22-10» пВт2;
дисперсию величины Fs i — по формуле A2.18):
DP2l = A6,33+ 2-0,5 У 16,33X0,22 + 0,22). 10» пВт2 = 18,445-10» пВт1».
16. Суммируя дисперсии по всем участкам, получаем
Z)PS = A8,445 + 3,476 + 41,695 + 42,115 +
+ 6,902 +7,86 + 49,73). 10е пВт2= 170,223-10» пВт2.
17. Параметры закона распределения мощности суммарных шумов в кана-
канале в выходе линии следующие;
среднеквадратическое отклонение [см. формулу A2.21)]
os = 4,34 Vln{170,223/A2,551J+l} = 4,34yin2,08 = 3,7 дБ;
медианное значение [см. формулу A2.22))]
Р5,и=12551-10-°-0115<3-7>1= 12551 A/1,435) = 8746 пВт.
19. Тогда параметры закона распределения величины Р21 для интервала
№ 1 равны:
ап = 4,34 УТп {18,445/A,699J + 1} = 4,34У1п7,39 = 4,34 У 2 = 6,1 дБ;
Pj,lM=1699/2,68 = 634 пВт.
20. Мощность шумов аппаратуры, зависящая от А/к.онт, в канале (в точке
нулевого относительного уровня) на выходе линии, состоящей из М=7 интер-
интервалов,
Раи = 4F50 + 10) + [650-A10/150J+ 10 A50/ПОJ]+[650A25/150L +
+ 10A50/125J] + [650A30/150J+10A50/130J] = 3975.5 пВт.
21. Среднеминутную псофометрическую мощность шумов в канале, превы-
превышающую в течение р% времени худшего месяца, определяем по формулам
A2.23)—A2.24):
:20% времени Ф(/ср%)=1 —0,02-20 = 0,6;
= 0,84; PSMe/ = 874ТЛо0-31 + 3975,5 = 21 817,3 пВт;
для
V/. =
щдя р = 0,5% 2400/2500 = 0,48%;
ф(/ср%) = 1 — 0,02-0,48 = 0,9904;
кр%
2,6;
8746-100'263-7+ 3975,5 = 84 089 пВт.
22. Прн сравнении расчетных данных с нормируемыми (Рд0п2о% =10/?=
=24 000 пВт и Рдопо,48% =63 000 пВт) виднм, что среднеминутная мощность
шумов в канале ТЧ, ожидаемая в /?=0,48% времени зимнего месяца, превыша-
превышает нормируемую всего на 1,25 дБ.
Расчет качественных показателей передачи цифровой информации
395
23. Для оценки процента превышения уровня шума, равного 106 пВт, опре-
определяем отношение мощности одного из компонент составного сигнала к мощно-
мощности шума, определенной в полосе узкополосного УПЧ (Д/ш = 3,14 МГц):
п01.1м = 10 'б A,45-37/2-0,022) = 30,85 дБ.
24. По формуле A2.31) определяем значение я, прн котором Рт = 106 пВт.
Подставляя параметры системы «Сатурн> в формулу, получаем при Д/к =
= 150 кГц равенство вида
/ 1 _ е-« \
~" + 0,081 I — е~-
0,015 = е
В результате решения этого трансцендентного уравнения находим значение
л=6,2 (я=8 дБ). Тогда величина запаса на замирание уровня сигнала [см;
формулу A2.36)] ДУ;=8—30,85=—22,85 дБ.
Далее, по кривым рис. 12.36 определяем процент времени превышения
уровня шумов, равного 106 пВт: 7"i sg 0,001% для ЛГ=8 и <Ti = 6,85 дБ.
Суммируя проценты времени по всем интервалам, получаем процент вре-
времени, в течение которого уровень шумов выше 106 пВт:
7"s = O,OOlo/o-4+O,OO25-3 = О.ОПбо^.
По норме Гдоп = 0,05-2400/2500% =0,048%.
Из сравнения всех нормируемых величин видно, что для проектируемой
линии выполняются все нормы, кроме нормы на среднемннутную мощность шу-
шумов, ожидаемых в /?=0,48% времени месяца. Так как значение Р Spya больше
нормы всего на 1,25 дБ, то можно считать, что линия спроектирована пра-
правильно.
12.3. РАСЧЕТ КАЧЕСТВЕННЫХ ПОКАЗАТЕЛЕЙ ПЕРЕДАЧИ
ЦИФРОВОЙ ИНФОРМАЦИИ ПО ТРРЛ
Расчет потерь достоверности цифровой передачи в канале ТЧ при быстрых
замираниях входного сигнала. Передача цифровой информации по тропосфер-
тропосферным РРЛ производится, как правило, при вторичном уплотнении каналов ТЧ
с помощью ОФМ, ДОФМ и ЧМ (при передаче сигналов тонального теле-
телеграфа).
Прн замираниях радиосигнала происходят флуктуации мощности тепловых
шумов в канале. При выбросах шума цифровые посылки могут оказаться оши-
ошибочно принятыми, что приводит к потерям достоверности передаваемого сооб-
сообщения. Если потери достоверности оцениваются за короткие периоды времени
E—30 мин), то при такой оценке можно учитывать только быстрые замира-
замирания сигнала, считая его усредненные характеристики постоянными.
Величина потерь достоверности РОш зависит от кратноЪти разнесенного при-
приема, способа сложения сигналов, вида модуляции.
При применении системы «Аккорд» потери достоверности вычисляются по
формуле [6]
* опт —
где К — кратность разнесенного приема; Повх — среднее отношение сигнал/шум
в одном плече разнесенного приема во входной полосе системы «Аккорд>;
Кта — эквивалентная кратность приема при использовании миогочастотиого со-
составного сигнала. Величина тэ рассчитывается по формуле A2.4). Для г л
имеем:
2
mBt-10°i1Pk

396
Расчет тропосферных РРЛ
где Л/к — эффективная девиация частоты иа канал, Гц: т3а — время задержки
в автокорреляторе системы «Аккорд», с; Д/ш— полоса фильтра в автокорреля-
автокорреляторе, Гц; рк— измерительный уровень в канале, дБ; РЯых— мощность сигна-
сигнала в канале, мВт, в точке измерительного уровня рк; <?=2 для ДОФМ и ЧМ,
для ОФМ q= 1; рПр — коэффициент предыскажений; AFK — полоса фильтра в
аппаратуре передачи данных, Гц.
Для ДОФМ величина AFK=l/2T, где Т — длительность посылки. Для ОФМ
AFK—\IT. При ЧТ AFK=\jT— полоса фильтра при двухфильтровом приеме.
Выражение для ФА Г г —— )
\ л,—т9/
•У
имеет вид
тэ
= jexp
ехр (—ф (у))
[1 - ехр (-ф (у))]
» е~т!>/п'»х dy;
A2.38)
На рис. 12.4 приведены зависимости РОш от величины лоях (в полосе пре-
селектора Д/ш.ях) для случая применения системы «Аккорд», имеющей сле-
следующие параметры: число каналов ТЧ 60; шэ=3; Д/ш=2-10е Гц; К=2; 4;
Д/к=50-103 Гц; т3А = 10-6 с; а=
=0,25
/швх
Передача ведется по каналу со средней частотой .Рк=250-103Гц. Кривые 1
построены для случая, когда канал ТЧ уплотняется 17 сигналами ТТ с общей
мощностью загрузки РЯых=0,135 мВт в точке нулевого измерительного уров-
уровня. Следовательно, в одном канале Раых = 0,08 мВт (AFK = 90 Гц).
10*
1С5
Kmyh
\
7
\
k\
\\
V
\
л
\
\
\\
\
Km3-
\
\
\
в
\
A
\ \
\\
v
\
\
\
\
V
о г 4 в
т п
Рис. 12.4. Зависимость
потерь достоверности при
передаче цифровой ин-
информации в системе
<Аккорд> для 60.кана-
60.каналов ТЧ от отношения
сигнал/шум »а входе
приемника:
/-ТТ; 2-ДОФМ
Расчет качественных показателей передачи цифровой информации
397
Кривые 2 приведены для ДОФМ при Рвых=0,050 мВт и AFK=2400 Гц
(скорость передачи 4800 бит/с).
Развитием системы «Аккорд» явилась система «Сатурн», в которой авто-
автокорреляционная обработка составного сигнала осуществляется с фильтраци-
фильтрацией опорного сигнала [9]. Эта система по помехоустойчивости эквивалент-
эквивалентна системе додетекторного оптимального ./V-кратного сложения с помехозащи-
щенным ЧМ демодулятором. В качестве такого демодулятора используется
«следящий гетеродин» (СГ) [9].
Важной характеристикой помехозащищенности СГ от теплового шума яв-
является зависимость отношения сигиал/шум в канале от отношения сигиал/шум
на входе в фиксированной полосе (например, полосе одноконтурного фильтра
в прямом тракте СГ).
В [5] показано, что для СГ кривая помехозащищенности близка к такой
зависимости для стандартного ЧД с шумовой полосой одноконтурного фильтра
в УПЧ прямого тракта. После уточнения, проведенного с использованием диффе-
дифференциальных уравнений для огибающей и фазы на выходе СГ, соотношение для
пороговой характеристики СГ записывается в виде
PT = 10»-
А/к
1,85
5,6
BяД/шт3J
A2.39)
Здесь Рт —мощность шума в канале ТЧ в точке нулевого измерительного
уровня, пВт; Д/ш — шумовая полоса фильтра в УПЧ прямого тракта: Та —
суммарное время задержки в секундах в петле положительной обратной связи
СГ.
На рнс. 12.5 приведены вычисленные в соответствии с [11] зависимости
Д/ш(Л/к) для 60-канального варианта СГ (рсР = 9 дБ; FB=252-103 Гц) и
120-канального (РСр=Ю,3 дБ; Fa = 552-103 Гц).
Рис. 12.5. К выбору по-
полосы фильтра в ЧМ де-
демодуляторе «следящий
гетеродин» для 60 и
120 каналов ТЧ. Р„.ф=
-100 пВт
В [11] выбор полосы фильтра в УПЧ прямого тракта проводится из условия
заданной величины нелинейного шума, вносимого характеристиками фильтра в
канал ТЧ. Расчетные зависимости на рис. 12.5 приведены при.6=1, где 6=
=Л//Тз(Д/ — групповое время запаздывании в прямом тракте СГ).
На рис. 12.6 приведены зависимости Д/Ш.опт(-М2эф) и 6Опт(-М2эф) (М3ф —
эффективный индекс модуляции сигнала по частоте многоканальным сообще-
сообщением) для 12-канального варианта, вычисленные по методике работы [12]
(■Мэф=Д/„-10|0'05рср/^а; FB=60-103 Гц).
Кривые иа рис. 12.6 приведены для двух случаев: с включением предыска-
жающего контура (ПК) и без ПК- Выбор Д/Ш.опт и 60Пт приводит к миниму-
минимуму шума в канале ТЧ прн заданном значении po=nAfmIFa.
Потери достоверности при передаче цифровых сигналов по каналам си-
системы «Сатурн» вычисляются по формуле

398
Расчет тропосферных РРЛ
p I_
• ош — ~
где г —
"dn
Р„р<г@,3 А/
О.ЗД/^ + О.Н
A2.401
A2.411
A2.42J
«oi — отношение средней мощности одной составляющей многочастотного
сигнала к мощности шума на входе СГ в полосе Д/ш;
N—общая (эквивалентная) кратность приема.
1,0
МГц
0,5
Afia
У
/у
сПК/
У
"fa ПК
МЭф
10
25 50 100
Рис. 12.6. К выбору парэметроз «следящего гетеродина» для
12 каналов ТЧ
В результате расчета по формулам A2.40) — A2.42) на рис. 12.7а построе-
построены зависимости РОш(яш) Для верхнего канала ТЧ (FK=552-103 Гц) 120-ка-
нального варианта СГ с ПК, Д/к=150-103 Гц, рСр=10,3 дБ при N=4 и N=8.
Расчет проведен в предположении, что в канале ТЧ передаются сигналы ТТ
или ДОФМ (кривые 1 я 2 соответственно). Значения «oi вычислены в полосе
А/ш=3,5-106 Гц. На рнс. 12.76 построены аналогичные зависимости для верх-
верхнего канала (FK = 252-l03 Гц) 60-канального варианта прн Д/к = 70-103 Гц,
Рср = 9 дБ, N=2,4. Отношения «oi отложены в полосе Д/ш=1600-103 Гц.
На рис. 12.7е построены Рот(пт) для верхнего канала ТЧ (fK = 60-103 Гц)
12-канального варианта с ПК. Девиация частоты на канал Д/„ = 150-103 Гц;
рСр=3,3 дБ; JV = 6, 12; Д/ш = 450-103 Гц.
Следует отметить, что графики POm(n0i) приведены на рис. 12.7а—в без
учета влияния селективности по частоте входного сигнала на потери достовер-
достоверности. Уточненная методика расчета требуемого значения «oi при заданном зна-
значении Рот изложена в [11]. На рис. 12.8а для N=4 и 8 и на рис. 12.86 для
N = 6 н 12 представлены соответствующие зависимости noi(f) для Рот —
=5■ 10—в и для различных значений коэффициента y=100>1
( А/к У
характеризующего влияние на передачу бинарной информации селективности
тропосферного тракта по частоте в системе оптимального додетекторного сло-
сложения; здесь А/* — радиус частотной корреляции сигнала (по уровню 1/е). На
рис. 12.8 а, б пунктирными линиями проведены зависимости nOi(r) приу=0 для
Рош = 10~4. Можно воспользоваться имн при вычислении поправки к требуемой
величине noi при РОш = №~* для различных значений у.
Расчет качественных показателей передачи цифровой информации
399
Расчет вероятности передачи сигналов цифровой информации и тональ-
тонального телеграфа с заданными потерими достоверности. В [2] для каналов ма-
магистральных линий заданы нормы на потери достоверности передачи сигналов
тонального телеграфа и цифровой информации. Для тонального телеграфа по-
— V
&L \,2
\:\
\
10 1
\
\
S Я) 2
N
а г
. . . %
7 дВ
10
Рис. 12.7. Зависимость потерь достоверности при передаче цифровой информации от отно-
отношения сигнал/шум на входе приемника для составляющей многочастотного сигнала систе-
системы «Сатурн»:
/ - ТТ; 2 - ДОФМ
тери достоверности не должны превышать Р<н>Оштт = 10-5 при линии протя-
протяженностью L=12 50Q км, для цифровой информации на этой же линии
Р(н)ош.ц=5-10-в. Для линий протяженностью L потери достоверности не дол-

400
Расчет тропосферных РРЛ
Расчет качественных поназателей передачи цифровой информации
401
L
жны превышать Р(н'ош. . Таким образом, например, для линии протя-
протяженностью 1250 км P<hWt=10-6, а рЧн>ош.ц=5-10-6.
Для измерения потерь достоверности со скоростью 1200—4800 бит/с до-
достаточно интервала времени длительностью 10—20 мни. За это время медлен-
медленные изменения сигнала практически не проявляются. В этом случае, зная кри-
0,063 0,1 0,16 0,25 0/1 0,63 1
а)
12
10
0
6
2
0
-2.
аог7
\
-$■
N=6
\
\
N=12
\
\
m
^<;
\
\
s
\
4
^^
s
N
4,
4
№ am 0,1 0,16 0,25 o,t o,6j i
5)
17*£°LIZT^ "olKPl ПРН КОТором Д°стагается РОш = Рош.КР) можно, зада-
задаваясь параметрами /го,„ и а логарифмически-нормального закона медленных
замирании, вычислить вероятность того, что на i-ы участке линии потерн пои
передаче короткими сеансами не будут больше чем Р0Ш1р
Рчt = 1 _-L Г, _ф(^
2 L V
a/
A2.431
где
м
Рш) _ п
ц -I 1
ДЛЯ ЛНННН> состоящей нз М интервалов, вычисляется по
A2.44)
v 1
Для измерения потерь достоверности РОш = 10-6 ппИ пепелаче гнгняпо»
тонального телеграфа со скоростями 50-100 Бод требуйся 3(Коч За это
время существенно проявляются медленные замнрання^ сигнала? Поэтому для
вычисления вероятности выполнения нормы требуется оценить вероятность
того, что за период ЛГ=40 ч отношение снгнал/шум на входе приемника i-ro
интервала линии не станет меньше значения, при котором Р0Штт = Ю-4. Ве-
Величина Рьш=10-4 выбрана потому, что для оценки этого значения при пере-
передаче сигналов ТТ необходима продолжительность сеанса измерения всего 10—
20 мин, в течение этого времени можно пренебречь изменениями сигнала из-
за медленных замираний. С другой стороны, наличие в течение 40 ч хотя бы
одного двадцатиминутного сеанса с потерями достоверности Роштт = 10-4 при-
приводит к нарушению нормы для сигналов ТТ.
Вероятность Ptti определяется по формуле
гп
= exp[ — 0,13ЛГе кр ' 'J'
'кр = Ю lg (% м f/noiKP).
Здесь noiKp — значение Поь соответствующее Роштт
Для лнннн, состоящей из М интервалов, получаем
м
р(М) _Пп
A2.45)
A2.46)
A2.47)
Расчет потерь достоверности за месяц. В соответствии с требованиями,
предъявляемыми к качеству цифрового канала в [2], проверка выполнения
норм на потерн достоверности должна проводиться за длительный отрезок вре-
времени, который для "кабельного канала составляет 30—300 ч, а для тропосфер-
тропосферного канала должен составлять минимум 1 месяц. За это время может быть
набрана статистика по медленным замнранням. Преимуществом существующей
нормы ЁАСС на потерн достоверности является возможность ее задания н
проверки ее выполнения для составного канала, так как малые потерн досто-
достоверности (Ю-5), оцениваемые за длительное время, на различных участках
суммируются вне зависимости от вида канала (кабельный, РРЛ, ТРРЛ).
Потерн достоверности за месяц определяются путем вычисления интеграла
«опт —
ехр —
"oim
dn01,
A2.48)
где Pom(nai) определяется соотношением A2.40). Ha рнс. 12.9а, б построены за-
зависимости пош(г) соответственно для N = 8 и 4. __
При расчетах предполагалось, что у=0. так как потерн Рош определяются
в основном Рош>10~3, прн которых влиянием загрузки на потерн достоверно-
достоверности можно пренебречь. Если кратность разнесенного приема удовлетворяет ус-
условию 4<N<8, для n(w'oiM дБ следует использовать приближенное значение:
«И» = 4!1 + ( «fii - <Ъ ) 8"^. A2-49)
где n(W'oiM — значение л<нм при кратности приема N, соответствующее задан-
заданному значению Рош.
При 8<N=S;12 можно пользоваться графиками на рнс. 12.9а для N=8, так
как существенной поправки в среднемесячную величину потерь достоверности
увеличение кратности от JV=8 до N=\2 не вносят.
Для лнннн величина Р<м>оШ вычисляется по формуле
м _
4m) = ^iPomi. A2.49а)
1
26-12

462
Расчет тропосферных РРЛ
B.0B3 0,1 0,16 0,25 0,1 пВЗ 1 re
Расчет мощности шумов при воздействии внешних помех.
403
а - ЛГ-8; 6 - iV-4; _РОЩ_10_».
Пример расчета. 1. Для линии с параметрами, выбранными в примере
§ 12.2, проведем расчет качественных показателей передачи цифровой инфор-
информации.
Для оценки вероятности передачи со скоростью 4800 бит/с с потеримн до-
достоверности не более чем 10~5 определяем по формуле A2.41) значение пара-
параметра г:
0,05.A50J.10»-3,14-10«-@,16)М01г
г = =0,226.
0,4-2(— +0,и) -2,4.10»
V 4 /
Влияние многолучевого канала определяется величиной
Y= Ю0-110'3 A50/2900J = 0,027.
Вычисленное значение у дает возможность с помощью графиков на
рис. 12.8 сделать вывод о малом влиянии частотной селективности тропосфер-
тропосферного канала на потерн достоверности. В этом случае при расчетах удобно поль-
пользоваться графиками на рис. 12.7а. По кривой на рис. 12.7а для N=8, ДРК =
= 150 кГц и.ДОФТ находим, что для Рош=10~5 /г<и = 3,5 дБ.
Далее вычисляем по формуле A2.43) вероитиость того, что передача циф-
цифровой информации ведетси с потерями достоверности не более Рош = 10-5.
'30,85 — 3,5
6,85
При соответствующих вычислениях для 3, 4, 7-го интервалов линии расчет
проводим с использованием графика на рис. 12.7а. Для 2, 5, 6-го интервалов,
где значения/- и Л' отличаются от г\ н Л'для интервала №1, следует пользовать-
пользоваться графиком для Af=6 н у=0 на рис. 12.86.
Перемножая вероятности Pui по всем интервалам, получаем Рц1м>=0,9997.
2. Для оценки вероятности передачи телеграфных сигналов с потерями до-
достоверности не более чем 2-10~6 определяем по графику на рис. 12.7а для
N=8 значение пщкр, при котором Роштт=10~4, т. е. по1кр = О дБ.
В результате, проводя вычислении по формуле A2.42), находим
PTTi =ехр [ — 0,13-40е~<30-85J/2'6'852] = 0,9997.
Аналогичные вычисления проводим для других участков. В результате пос-
после перемножения всех Рттг получаем для линии Ям>тт = 0,9976.
3. Для определения среднего за месяц значения потерь достоверности вос-
воспользуемся кривыми на рис. 12.9а. По значению n0i,M = 30,85 дБ найдем, что
при передаче сигналов цифровой информации (г=0,216) для N=8, о=7 дБ
потери достоверности Яош.Цг = 10-7, а при передаче сигналов ТТ (г=0,454)
рош= ю-'; -. -. - рош- ю-'
оштт<
Для тех интервалов, где кратность отличается от N=8, пользуемся графи-
графиком на рис. 12.9а для N = 8 или вместо nOi,Mi используем значение n'oi.Mf, вычи-
вычисляемое по формуле A2.49). _
В результате вычислении ?(М'ош по формуле A2.50) для линии полу-
получаем^ _^
Я<м)ош.ц<2-10-6 (при норме Ю-5): Я"оштт<10-в (при норме 2-10-6).
12.4. РАСЧЕТ МОЩНОСТИ ШУМОВ В КАНАЛАХ ТРРЛ
ПРИ ВОЗДЕЙСТВИИ ВНЕШНИХ РАДИОПОМЕХ
Введение. При проектировании ТРРЛ, работающих, как правило, в за-
загруженном частотном диапазоне в условиях глубоких замираний принимаемого
сигнала, необходим расчет внутрисистемных помех от передатчиков соседних
станций ТРРЛ и внешних помех от других радиоэлектронных средств.

404
Расчет тропосферных РРЛ
Внутрисистемная помеха является сигналом с ЧМ, из внешних помех иан-
более часто встречаются ЧМ сигналы и импульсные радиосигналы. Ниже при-
приведена методика расчета шумов прн воздействии этих мешающих сигналов на
приемное устройство станции ТРРЛ типа «Сатурн», использующее оптималь-
оптимальное додетекторное сложение разнесенных сигналов1.
Структурная схема взаимодействия сигнала и помехи представлена на
рис. 12.10.
I
I tV7/ *Ф
Рис. 12.10. Структурная схема взаимодействия сигнала н помехи: Пд.с — передатчик полез-
полезного сигнала; Пд.п—передатчик мешающего сигнала; АВТ—антеино-волноводный тракт;
Лм — приемник; Сл — сумматор системы сложения
Конечной целью расчета является определение условий [таких, как коорди-
координационные расстояния (Re и Лпом), частотный разнос (бсо), пространственная
селекция с помощью диаграмм направленности антенн (углы <рс н <рВом) и
рельефа местности], при которых мощность шумов в каналах ТРРЛ при воз-
воздействии мешающих сигналов ие превышает допустимой величины.
Допустимые уровни шумов. В настоящее время отсутствуют рекоменда-
рекомендации МККР. регламентирующие допустимые уровни шумов в каналах ТЧ ТРРЛ
при воздействии радиопомех. Однако по аналогии с Рекомендациями 357-3 и
356-4 МККР, относящимися к РРЛ прямой видимости и спутниковым снете-
ма'м связи, можно принять, что прн_ воздействии радиопомех среднеминутная
псофометрическая мощность шумов Рш.пом в канале ТЧ в точке нулевбго из-
измерительного уровня на ТРРЛ длиной L км может превышать L пВт не более
чем 20% времени любого месяца.
Значения шумов отдельных участков линии, превышаемые в 20% време-
времени, суммируются как средние значения. Поэтому на выходе линии, на которой
М' станций подвержено действию радиопомех, суммарная мощность шума, пре-
превышаемая в течение 20% времени,
м
м=
Рш.пом B0%) =
Рш.пом; U B0%).
Здесь Mi — число радиопомех на i-й станции; Pm.noxij B0%) —значение средне-
минутной мощности шума, превышаемое в 20% времени на j-й станции от /-го
источника помехи.
1 Особенности расчета влияния помех на систему «Аккорд» изложены в [13].
f*
Расчет мощности шумов прн воздействии внешних помех
405
Выбор худшего месяца зависит от сезонного хода множителя ослабления
на участках распространения полезного и мешающего радиосигналов. Если ис-
источник помехи находится в пределах прямой видимости или в зоне дифракции
(на расстоянии меньше 50—70 км в зависимости от рельефа местности), то,
поскольку сезонный ход уровня помехи в этом случае незначителен, наихудши-
наихудшими будут зимние месяцы, когда минимальны уровни полезного сигнала. Если
радиопомеха возникает из-за тропосферного рассеяния (расстояние — не менее
70 км), то наихудшими могут быть как зимние, так и летине месяцы в зави-
зависимости от расстояний, усиления антенн н соответственно амплитуды сезонно-
сезонного хода (см. рис. 10.10).
Определение мощности шума в канале ТЧ. Зависимость псофометрической
мощности шума в канале ТЧ от отношения v мощности помехи Рпом к мощ-
мощности сигнала Рс на входе ЧД имеет вид' [13]
Р =
А2
при
при v >-1.
= PnoM/Pc;
A2.50>
Прн воздействии ЧМ помехи с расстройкой бш коэффициенты А\ и-
А2, мВт, равны:
в.с
А _ Щ0'1 ( "к+Рср.пом)
Й, бш);
/ А/и-
в.пом Рпр.пом
/ А/нпом Г
I Д/к.3 ]•
A2.52)
Здесь индексы «с» и «пом» относятся к полезному сигналу и помехе соот-
соответственно. При действии внутрнсистемиой помехи обратного направления,
когда FB.noM=FB.c=FB, функция &~(Q, бш) равна (более общий случай рас-
рассмотрен в [16]):
где в=^с/кпО1,в ри2
Графики функции g(a, \p\) приведены на рис. 8.14.
При воздействии последовательности прямоугольных радиоимпульсов с
длительностью импульса т„, периодом повторения 7"п н мощностью в импульсе
на входе ЧД Рпом коэффициенты А\ и Лг, мВт, равны [14]:
10
с, 1 рк
6, б);
A2.53)
sin я тн
A2.54)
1 Формулы A2.50)—A2.52) справедливы для значений в@ и Япом, прн которых помеха
проходит тракт ВЧ—ПЧ без искажений и подавления полезного сигнала. Расчет Л, в общем
случае дьн в [14]. Для значений Рвом, превышающих диапазон линейности ВЧ—ПЧ, А\ я Аи
определяются экспериментально.

406
Расчет тропосферных РРЛ
Графики функций &~ymn(b, б) и Gi(b, raFa) приведены на рис. 12.11 и
рис. 12.12 для нескольких значений произведении хаРв н эффективного индекса
модуляции полезным сообщениям Ma$.
Среднемннутное значение мощности шума определяется формулой A2.50)
и статистикой флуктуации отношения помеха/сигнал v:
Условное среднее (v/v<l) н вероятность превышения F(v>\) являются
функциями кратности разнесенного приема Km н отношения vo средних по
быстрым замираниям значений мощно-
мощности помехи и компоненты полезного
сигнала (\о=Рпои1Ра).
Графики вероятности превышения
F(v>l) и отношения ц условного сред-
среднего (v/v<cl) к безусловному среднему
значению, равному 1
■т — \), A2-56)
представлены на рнс. 12.13 н 12.14
сплошными кривыми, когда быстрые
флуктуации компонент мешающего н
полезного сигналов подчинены закону
Рэлея, н пунктирными кривыми для не-
замнрающего мешающего сигнала.
Если антенна источника помехи вра-
вращается, то при аппроксимации диаграм-
диаграммы направленности этой антенны
^2пом(ф) двумя уровнями, соответствую-
соответствующими главному н боковым лепесткам,
1 при I ф| < 0.5 фх;
'80
(где ф1 — ширина главного лепестка ди-
диаграммы направленности в градусах),
среднеминутное значение мощности шу-
шумов
Рис. 12.11. График функций <ГИМВ(&, О)':
1 - м'эф=°-3. F0TH-0,55; 2 — Л^эф=0,64,
^вТя-1,26; 3 - Л*2аф=0,24, ,РаТя=12,7, Ь-1
ш.пом 360 ш пом \ 360/ шпом * ° Ъ> •
A2.57)
Приведенные формулы н графики позволяют определить значение v0, прн
котором Рш.пом равна нормируемому для данного участка значению L=RC,
пВт.
Расчет уровней мешающих снгналав. Для расчета допустимого медианного
за месяц значения мощности помехи Рвом.м на входе приемника необходимо
определить статистические параметры v0.
Расчет мощности шумов прн воздействии внешних помех
407
1 Здесь принято, что уровень помехи на выходах обеих антеин (см. рис. 12.10) оди-
одинаков, а составляющие помехи с расстройками ва>±Ла>отр, ft —1, 2 5 отфильтровыва-
отфильтровываются.
£ о О

408
Расчет тропосферных РРЛ
В зоне прямой видимости до источника помехи распределение множите-
множителя ослабления V(T) сигнала помехи для значений, превышающих медианное
значение Упом.м, близко к логарифмически-нормальному со стандартным от-
отклонением о"пом = 3 дБ. На горных трассах Стпом, дБ, связана с расстоянием до
о
го v ш ю s" ' "' о
Рис. 12.14. Отношение ц условного среднего отношения поме-
помеха/сигнал к безусловному; |X = (v/v>l)
2v0
источника помехи Япам, км, эмпирической зависимостью аПОм = 0,0022R3Pn
а для дифракционной зоны
В указанных случаях статистика vo в основном определяется замнраннямн
полезного сигнала, которые для зимних месяцев также подчиняются логариф-
логарифмически-нормальному закону со стандартным отклонением ас (см. рис. 10.7).
В результате процент времени превышения для vo вычисляется с помощью функ-
функции Ф(Х):
100%
Н
■ vm
A2.58)
Здесь v=101g(PnoM.M/PciM); Рык -—медианное за месяц значение средней
мощности одной компоненты полезного сигнала.
В случае, когда поле мешающего сигнала определяется рассеянием радио-
радиоволн в тропосфере, необходимо проводить расчет как для зимнего, так н для
летнего месяцев. Для зимних месяцев справедлива формула A2.58), в кото-
которой значение апом определяется по графикам на рнс. 10.7. Для летних меся-
дев распределение замираний помехи в области значений выше медианы отли-
отличаются от логарифмически-нормального и зависит от характера подстилающей
поверхности (см. рис. 10.8 и 10.9). В этом случае целесообразно рассматривать
отдельно две области распределения AV(T), аппроксимировав каждую из них
логарифмически-нормальным законом распределения с параметрами: AViiom.mi =
=0; anoMi при 7"% ^20% н ДУпом.мгт^О; Стпомг при 7"%sgl%, а ае принять
равным 6 дБ. Соответственно значение АУпом.мФО должно быть учтено при
определении значения vM, входящего в A2.58).
Величина Ры,м для зимнего месяца определяется прн расчете энергетиче-
энергетических параметров участка ТРРЛ. Для летнего месяца необходимо учесть ампли-
амплитуду сезонного хода (см. рнс. 10.10). Величина Рпом.м (дБ Вт) определяетсн
параметрами участка «источник помехи — станция ТРРЛ» (см. рнс. 12.10):
Расчет мощности шумов при воздействии внешних помех
40ft
. ф)
F\ (a,
201g
4я#п
A2.59).
Здесь Рпер.пом — мощность мешающего передатчика (в импульсе), дБВт;
Лпом и т|с—затухания в передающем фндере помехи н приемном фидере
станции ТРРЛ, дБ; Сом и Gc — усиление антенн, дБ; Япом(а, ф) н Яс(а, ср) —
значения нормированных диаграмм направленности антенн, соответствующие
угловым отклонениям в вертикальной (а) и горизонтальной (ф) плоскостях от
направления на станцию ТРРЛ (источник помехи), дБ, X — длина волны; AG —
суммарные потерн усиления антенн; Упом.м(Явом)— медианное значение мно-
множителя ослабления сигнала помехи; D — коэффициент поляризационной защи-
защиты, дБ.
Коэффициент поляризационной защиты D определяется взаимным распо-
расположением антенн, нх диаграммами направленности по кросс-полярнзацнонной«
составляющей и поляризационной развязкой в фидерном тракте. Потерн уси-
усиления антенн AG в течение времени 7"^20% определяются суммарным усиле-
усилением антенн с учетом нх диаграмм направленности (см. рнс. 10.14).
Пример расчета. Исходные данные:
1. Участок ТРРЛ длиной i?c = 250 км оборудован аппаратурой ТР-120 с
антеннами, имеющими площадь раскрыва 20X20 м2 и усилением в направле-
направлении на источник помехи, равным:
Ос + ?с(а. ф) = 0дБ; т)е=—1,5дБ; D == — 10 дБ; Km = 8;
Д /к = 100 кГц; рСр = Ю дБ;
Fu = 60 кГц; FB = 556 кГц; Я, = 0,3 м.
2 Мешающий сигнал является импульсным: ти = 2-10-6 с; 7"п=10-3 с;
Рвеп.пом=53 дБВт; GnOM = 30 дБ: rinoM = 0 дБ; ф|=5°; Яе=—20 дБ;
Требуется определить допустимое расстояние до источника помехи Ялом
при условии, что трасса проходит над сушей, ./?г.пом=-/?э.пом и расстройка
6<о/2я=1 МГц.
Расчет проводим в следующей последовательности:
1. По формулам A2.51) и A2.52) н рнс. 12.11, 12.12 прн FK=Fn и FK=FX
находим значения коэффициентов Ai и Аг для нижнего н верхнего каналов ТЧ:
Л1=3,2-103 пВт; Л2=1,4-106 пВт и 4i=4,3-104 пВт; ^2=2-10= пВт.
2. По формулам A2.55)—A2.57) н рис. 12.13 и 12.14 рассчитываем зави-
зависимость Рт.пом=1Ы) н определяем значение v*0, соответствующее равенству
Рш.поы=^с=250 пВт, для каждого канала. Худшим в данном случае являет-
является нижний канал ТЧ, для которого v*o=6,4 дБ.
3. Для летних месяцев по графикам на рис. 10.8 н формуле A2.58) опре-
определяем, что значению 7"=20% соответствует vM=v*0 —7 дБ=— 0,6 дБ.
4. Из расчета энергетических параметров интервала ТРРЛ по выполнению^
норм в худший (знмннй) месяц года (см. § 12.2) получаем, что Pcim =
=—100 дБВт. Для летнего месяца по графику на рнс. 10.10 находим Рсш =
=—100 дБВт+16 дБ=— 84 дБВт. Допустимый уровень мешающего сигнала
равен PnoM.M=PciM+vM=—84,6 дБВт.
5. По формуле A2.59) прн ЯПом(а, <р) = 1, AG = 0 (см. рис. 10.14) нахо-
находим суммарное затухание на участке «источник помехи — станция ТРРЛ»:
20 lg (А./4Я Япом) + Уп
- 84,6 - 30 - 53 + 1,5 + 10 = - 156,1 дБ.
С помощью графика на рис. 10.12 прн /0=Ю00 МГц находим расстояние
#пом = 75 км.
6. Расчет для зимнего месяца приводит к тем же значениям допустимого
уровня помехи и расстояния.

410
Расчет тропосферных РРЛ
Список литературы
1. Recommendations and Reports of the CCIR, 1978, Volume IX, Rec. 395-3,
397^3. Geneva, 1978.
2. Временные нормы на электрические параметры типовых каналов, групповые
трактов и радиоканалов ЕАСС. М.: Связь, 1970.
3. Гусятинский И. А., Папернов И. Л. Флуктуация остаточного затухания н
мощность переходных шумов иа тропосферных линиях при автокорреляци-
автокорреляционном приеме составного сигнала. — Труды НИИР, 1973, № 4, с. 41—51.
4. Немировский А. С. Экспериментальное определение корреляции медленных
изменений тепловых и переходных помех на тропосферных линиях —Элек-
—Электросвязь, 1963, № 5, с. 75—77.
5. Марголин Ю. Н., Рыскин Э. Я. Анализ и экспериментальное исследование
помехозащищенности ЧМ-демодулиторов типа «следящий гетеродин» с це-
цепями обратной связи по низкой частоте. — В кн.: Методы помехоустойчи-
помехоустойчивого приема ЧМ и ФМ сигналов/Под ред. А. С. Виницкого и А. Г. Зюко.
М: Сов. радио, 1976.
6. Рыскин Э. Я. Расчет потерь достоверности при передаче бинарной информа-
информации по телефонным каналам ТРРЛ с использованием системы «Аккорд». —
Электросвязь, 1975, с. 42—47.
7. Немировский А. С, Тараканова Т. Г. Выигрыш от применения разнесенного
приема ЧМ сигналов на линиях дальнего тропосферного распространения
УКВ. — Электросвязь, 1969, № 8, с. 71—73.
8. Гусятинский И. А., Немировский А. С, Соколов А. В., Троицкий В. Н. Даль-
Дальняя тропосферная радиосвязь. М.: Связь, 1968.
9. Берноскуни Ю. В., Вайзбург Г. М. Система когерентного приема разнесен-
разнесенных сигналов. — Труды НИИР, 1976, № 3.
10. Гусятииский И. А., Марголии Ю. И. Следящий гетеродин — устройство для
уменьшения порогового уровня ЧМ приемника. — Электросвязь, 1974, № 3,
с. 57—60.
11. Папернов И. Л. Анализ потерь достоверности передачи дискретных сигна-
сигналов вторичного уплотнения при частотно-селективных замираниях на тропо-
тропосферных РРЛ. — Труды НИИР, 1975, № 4, с. 29—33.
12. Папернов И. Л., Рыскин Э. Я. Выбор оптимальных параметров ЧМ демоду-
демодулятора типа «следящий гетеродин» с цепями обратной связи по низкой
частоте. — Труды НИИР, 1976, № 2, с. 5—12.
13. Бериоскуни Ю. В. Воздействие внешних помех на автокорреляционный ЧМ
приемник тропосферной связи (система «Аккорд»). —Труды НИИР, 1972
№ 4, с. 72—77.
14. Бородич С. В. Искажения и помехи в многоканальных системах радиосвязи
с частотной модуляцией. М.: «Связь», 1976.
15. Броиштейи И. Н. и Семеидяев К. А. Справочник по математике для инжене-
инженеров и учащихся втузов. М.: Изд. ТТЛ, 1953.
16. Тараканова Т. Г. Распределение мощности нелинейных шумов в каналах
тропосферных РРЛ.—Труды НИИР, 1979, № 4, с. 44—51.
1
Приложение
АППАРАТУРА ДЛЯ ВНУТРИОБЛАСТНОЙ СВЯЗИ
«КУРС-8-0», «КУРС-8-0Т», «КУРС-8-0У»
Аппаратура «КУРС-8-0», «КУРС-8-0Т» и «КУРС-8-0У» предназначена для.
организации внутриобластных радиорелейных линий. Эти модификации созданы
на базе приемо-передающей аппаратуры «КУРС-8».
Аппаратура «КУРС-8-0» («Область-1») предназначена для организации те-
телефонных внутриобластных РРЛ протяженностью до 200—250 км. Аппаратура
позволяет построить дуплексную одноствольную РРЛ, без резервного ствола.
Емкость ствола до 300 каналов ТЧ. Типовым использованием аппаратуры
«КУРС-8-0» является применение ее для связи между областным центром и
пятью райцентрами области. В этом случае при применении аппаратуры уплот-
уплотнения К-300, каждый из пяти райцентров может иметь по 60 каналов связи с
областным центром.
Максимально на одной РРЛ может быть до 10 станций. Одна в областном
центре, пять в райцентрах, на которых производится выделение части каналов,
и четыре промежуточных станции без выделения каналов.
Высота антенных опор не должна, как правило, превышать 45—50 м. Средняя
протяженность интервала между станциями порядка 30 км.
Аппаратура «КУРС-8-0» работает в полосе частот 7900—8400 МГц по плану
распределения частот рис. 1.10. Сигналы многоканальной телефонии занимают
линейный спектр 60—1300 кГц. Сигналы служебной связи и телесигнализации (по
одному аварийному сигналу от каждой промежуточной станции без выделения
телефонии) передаются в полосе частот 12—16 кГц.
Аварийные сигналы выделяются на всех станциях РРЛ и сигнализируют
о неисправности приемо-передающей аппаратуры и системы электропитания про-
промежуточных станций.
В комплекс аппаратуры «КУРС-8-0» входят:
— аппаратура радиорелейная внутриобластной связи «КУРС-8-0»;
— аппаратура электропитания;
— антенны и волноводные тракты.
Аппаратура радиорелейная внутриобластной связи
«К У Р С-8-0» состоит из комплекта, включающего две однотипные приемо-пере-
дающие стойки ПмПд-8-0. Стойки ПмПд-8-0, входящие в комплект, устанавли-
устанавливаются на двух соседних станциях РРЛ. Одна стойка, входящая в комплект,
имеет шифр «НВ», а вторая «ВН», они настраиваются попарно на заводе-изго-
заводе-изготовителе. Их частотное исполнение обеспечивает организацию дуплексной связи
между ними.
В состав приемо-передающей стойки ПмПд-8-0 входят: приемник, демодуля-
демодулятор, передатчик, модулятор, устройства ввода и вывода сигналов, устройства
служебной связи, аварийной сигнализации и контроля.
Приемник и передатчик стойки по своим схемным решениям и комплектую-
комплектующим изделиям не отличаются от приемника и передатчика аппаратуры «КУРС-8»,
описанных в гл. 6. То же относится к модулятору и демодулятору стойки, кото-
которые однотипны с модулятором и демодулятором стойки оконечной «КУРС».
Габаритные размеры стойки ПмПд-8-0 2000x320X225. В ней размещен один
приемо-передатчик, модулятор, демодулятор, входные и выходные согласующие
устройства, аппаратура служебной связи, телесигнализации и контроля.
Электрические характеристики аппаратуры «КУРС-8-0» («Область-1») при-
приведены в табл. 6.6. _
На оконечной станции РРЛ устанавливается одна стоика 1ШПд-»-и, а на
промежуточных — две стойки ПмПд-8-0 (от двух смежных комплектов).
Оборудование электропитания. Аппаратура «КУРС-8-0» рассчи-
рассчитана на электропитание постоянным током напряжением 24 B±100/0<c заземлен-
заземленным положительным полюсом. Мощность, потребляемая одной стойкой ПмПд-8-0,
составляет 150 Вт *.
* Стойки ПмПд-8-0, выпускаемые с 1981 г.. имеют потребляемую мощность 115 Вт.

412
Аппаратура для виутриобластиой связи
Приложение
413
Для электропитання аппаратуры «КУРС-8-0» на окоиечных и промежуточных
станциях РРЛ используется электропитающее устройство ЭПУ 24/12.
В состав ЭПУ 24/12 входят:
— шкаф аккумуляторный с аккумуляторной батареей;
— устройство электропитающее зарядное ЗПУ 27/23.
В качестве аккумуляторов для ЭПУ 24/12 приняты стартерные аккумуляторы
6СТК-180М или ЗТС-215. Могут использоваться также и аккумуляторы типа СН
и СЗ. Емкость аккумуляторной батареи обеспечивает работу аппаратуры проме-
промежуточной станции в течение 10 часов с момента отключения внешней сети.
Электропитание станции РРЛ осуществляется от сети однофазно перемен-
переменного тока напряжением 220 B^jg%, частоты 50 Гц, через устройство ЗПУ 27/23.
ЗПУ 27/23 выполняет следующие функции:
— питание радиорелейной аппаратуры постоянным током при наличии на-
напряжения внешней сети переменного тока и содержание аккумуляторной батареи
в режиме постоянного подзаряда;
— автоматический переход на питание аппаратуры от аккумуляторной ба-
батареи при исчезновении напряжения в питающей сети;
— переход на питание аппаратуры от выпрямительного устройства (при по-
появлении напряжения в питающей сети) с одновременным зарядом и далее непре-
непрерывным подзарядом аккумуляторной батареи;
— выдачу сигнала для системы телесигнализации при повреждении в системе
электропитания станции или пропадании напряжения питающей сети.
Антенны и волноводиые тракты. В качестве основного типа ан-
тениы для РРЛ, оборудованных аппаратурой «КУРС-8-0», используется двух-
зеркальная антенна диаметром 2,5 м типа АМД-2,5 (илн АДУ-2,5) с коэффици-
коэффициентом усиления 44 дБ. Кроме этой антенны для малых интервалов может при-
применяться двухзеркальная антенна диаметром 1,75 метра типа АМД-1,75 (или
АДУ-1,75) с коэффициентом усиления 41 дБ.
В случае высоких опор (более 50 м) в качестве аитениы должна использо-
использоваться перископическая антенная система (см. главу 2).
В состав волноводного тракта входят селектор поляризации с нагрузкой,
герметизирующая вставка и уголковые переходы.
В качестве волновода используется гибкий эллиптический типа ЭВГ-6 с арма-
арматурой, обеспечивающий переход от эллиптического к прямоугольному сечеиию.
Возможно использование и полугнбкого алюминиевого волновода соответствую-
соответствующего сечения.
Аппаратура «КУРС-8-0Т» предназначена в первую очередь для организации
одиопролетиых симплексных илн дуплексных РРЛ, предназначенных для подачи
сигналов телевидения от магистральных РРЛ на телевизионные ретрансляторы.
В аппаратуре «КУРС-8-0Т» используются те же приемник и передатчик, модуля-
модулятор и демодулятор, антенны, волноводные тракты и оборудование электропита-
электропитания, что и в аппаратуре «КУРС-8-0». Приемо-передающая аппаратура (ПмПд-8-0Т)
размещается в шкафу тех же габаритов и той же конструкции, что и аппаратура
ПмПд-8-0.
В аппаратуре отсутствует оборудование служебной связи и телесигнализа-
телесигнализации. Взамен него в стойке ПмПд-8-ОТ размещается оборудование, необходимое
для организации видеоканала и 2-х звуковых каналов.
Поскольку стойки ПмПд-8-ОТ ие имеют оборудования служебной связи и
телесигнализации, то с ее помощью нельзя организовать миогопролетную одно-
одноствольную телевизионную линию. Однако в сочетании со стойкой ПмПд-8-0
(«КУРС-8-0») возможно построение РРЛ протяженностью до 200 км с одним
телефонным стволом и одним телевизионным (симплексным или дуплексным)
стволом (без резервных стволов).
Аппаратура «КУРС-8-0У» предназначена для организации многоствольных
внутризоновых РРЛ. Приемо-передающая аппаратура включает в себя два типа
стоек, созданных на базе стоек ПмПд-8-0 аппаратуры «КУРС-8-0».
Стойка типа ПмПд-8-ОУ содержит только приемник и передатчик.
Стойка типа ПмПд-8-ОУС содержит приемник и передатчик, а также обору-
оборудование служебной связи и телеобслуживання, однотипное с таковым в аппара-
аппаратуре «КУРС-8-0».
Для объединения отдельных приемо-передающих стоек в многоствольную
систему используется внутренний соединительный волноводный тракт, с помощью
которого возможна организация двухствольных, трехствольных и четырехстволь-
ных РРЛ. При этом антенна работает одновременно на двух поляризациях и к
каждой антенне подходят два волновода, для чего у антенны устанавливаются
два селектора поляризации.
Возможны два варианта построения РРЛ с аппаратурой «КУРС-8-0У».
Вариант 1 предусматривает использование унифицированной аппаратуры
(стойки ОС, PC, ОУРС, ОПРС и пульта ССК) системы «КУРС» (см. главу 6).
В этом случае для всех стволов следует применить приемб-передающие стойки
ПмПд-8-ОУ. Построенная таким образом РРЛ будет соответствовать системе
«КУРС-8», отличаясь от иее только конструктивным исполнением приемо-пере-
дающей аппаратуры.
Вариант 2 предусматривает использование взамен унифицированной аппара-
аппаратуры «КУРС» специальную стойку типа «ОР». В этом случае один ствол (теле-
(телефонный) должен комплектоваться приемо-передающими стойками типа
ПмПд-8-ОУС, а остальные стволы — стойками типа ПмПд-8-ОУ.
Стойка «ОР» системы «КУРС» включает в себя четыре комплекта модуля-
модуляторов и демодуляторов, оконечные устройства телефонных и телевизионных ство-
стволов, однотипные с модуляторами, демодуляторами и оконечными устройствами
оконечной стойки «СО» системы «КУРС». В стойке «ОР» имеется также система
автоматического резервирования, работающая на частотах ^ линейного спектра
стволов. Кроме того в стойку «ОР» входит оконечное оборудование канала слу-
служебной связи ПССз. С помощью стойки «ОР» можно организовать РРЛ с ре-
резервным стволом по схеме 3+1 (или 2+1 или 1 + 1 с неполным использованием
оборудования стойки «ОР»).
Поскольку служебная связь по каналу РСС и телеобслуживание в этом ва-
варианте образуется за счет оборудования, входящего в состав стойки ПмПд-8-ОУС,
то число промежуточных станций между смежными узловыми станциями (или
узловой и оконечной станциями) или между смежными станциями не должно
превышать четырех.
На каждой узловой станции осуществляется переприем во всех стволах по
линейному спектру. Стойка ПмПд-8-ОУС потребляет 115 Вт, стойка ПмПд-8-ОУ
потребляет 85 Вт, стойка ОР потребляет 150 Вт.

414
Оглавление
Оглавление
415
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие
Глава 1. Принципы построения РРЛ прямой видимости
1.1. Принципы радиорелейной связи. Классификация радиорелейных систем
1.2. Построение радиорелейной линии. Система резервирования
1.3. Планы распределения частот в радиорелейных системах связи прямой видимости
1.4. Организация передачи по РРЛ сигналов многоканальной телефонии н сигналов
телевидения
1.5. Принцип построения аппаратуры передачи с частотным разделением каналов
1.6. Типы станций на РРЛ
1.7. Вспомогательное оборудование РРЛ прямой видимости
Глава 2. Антенные устройства РРЛ
2.1. Основные параметры антенн
2.2. Волноводные и рупорные антенны •» - ■
2.3. Рупорно-параболическая антенна Г . -
2.4. Параболические антенны ..."
2.5. Осесимметричные двухзеркальиые антенны со смещенной фокальной осью (AAd)
2.6. Перископические антенны .
2.7. Антенны РРЛ дециметрового диапазона
2.8. Антенные устройства тропосферных РРЛ
2.9. Пассивные ретрансляторы типа препятствия
2.10. Пассивные ретрансляторы зеркального типа
2.11. Кольцевой антенный директор (КАД)
2.12. Экраны для увеличения помехозащищенности
Список литературы ...
Глава 3. Фидерные тракты РРЛ
3.1. Типы линий питания, используемых на РРЛ
3.2. Эллиптические гофрированные волноводы ...
3.3. Круглый волновод ...
3.4. Схемы фидерных трактов ....
3.5. Волноводные элементы фидерных трактов
3.6. Система осушки волноводных трактов (СОВТ)
Список литературы ....
Глава 4. Схемы многократного использования (высокочастотно: о уплотнеы>:1)
аитенно-волноводных трактов многоствольных радиорелейных chcicm
4.1. Введение ...
4.2. Схемы высокочастотного уплотнения
4 3. Поляризационный фильтр
4.4. Ферритовый циркулятор
4.5. Полосовые фильтры СВЧ. Общие сведения
4.6. Волноводные полосовые фильтры
4.7. Полосовые полосковые фильтры
4.8. Режекторные фильтры СВЧ. Общие сведения
4.9. Волноводные режекторные фильтры
4.10. Фильтры гармоник
4.11. Устройства разделения и сложения сигналов СВЧ с гволив . . . ...
4.12. Совмещение в общем волноводном тракте сигналов двух РРС, работающих
в разных диапазонах частот
Список литературы
Глава 5. Приемопередающая аппаратура радиорелейных линий прямой ви-
видимости . . .
5.1. Введение
5.2. Типовая структурная схема приемопередающей аппаратуры с общим гетеродином
5.3. Типовая структурная схема приемопередающей аппаратуры с отдельными
гетеродинами
5.4. Структурная схема приемопередающей аппаратуры с демодуляцией сигнала на
каждой промежуточной станции
5.5. Структурная схема аппаратуры промежуточной станции с прямым усилите-
усилителем на СВЧ . . . •
5.6. Приемные смесители
5.7. Тракт промежуточной частоты приемопередатчика
5.8. Смесители передатчика
5.9. Усилители на лампах бегущей волиы
5.10. Гетеродинные тракты . .
5.11. Модуляторы и демодуляторы
Список литературы . .
Стр.
3
4
4
5
8
11
13
18
19
20
20
25
29
31
34
38
42
42
45
47
48
50
52
53
54
56
ЬО
63
69
71
8b
88
«О
92
95
100
104
104
104
105
107
109
ПО
111
115
124
129
133
148
152
Стр.
Глава 6. Основные технические данные типовых радиорелейных систем . . 152
6.1. Радиорелейные системы типа Р-600, Р-600М н Р-6002М . 152
6.2. Радиорелейная система «Рассвет-2» 158
6.3. Радиорелейная система «Восход> . . 161
6.4. Комплекс унифицированных радиорелейных систем связи КУРС ' , '. '. 166
6.5. Электрические параметры радиорелейных систем 176
Глава 7. Качественные показатели каналов РРЛ прямой видимости ... 177
7.1. Введение . . . 177
7.2. Электрические характеристики и нормы на качественные показатели канала ТЧ 178
7.3. Электрические характеристики трактов РРЛ . ... 185
7.4. Электрические характеристики и нормы на качественные показатели канала пе-
передачи изображения телевидения jgg
7.5. Электрические характеристики и нормы на качественные показатели канала зву-
кового вещания и канала г ередачи звуковых сигналов телевидения ... 195
Список литературы jgg
Глава 8. Расчет шумов на радиорелейной линии прямой видимости с частот-
частотной модуляцией ....... 198
8.1. Основные составляющие шума в канале ТЧ 198
8.2. Тепловые шумы в канале ТЧ . . . 202
8.3. Нелинейные шумы в канале ТЧ ........... 204
8.4. Шум в канале звукового вещаиия, организованном по строенным каналам ТЧ 214
8.5. Шумы в канале передачи изображения телевидения 215
8.6. Шумы в каналах передачи звуковых сигналов телевидения и звукового вещания
телевизионных стволов ... 219
Список литературы 220
Глава 9. Расчет трасс радиорелейных линий прямой видимости .... 220
9.1. Введение 220
9.2. Особенности частотных диапазонов, используемых для РРЛ '.'.'"! 22
9.3. Основные энергетические соотношения . 222
9.4. Учет рефракции радиоволн '.'.'.'' 224
9.5. Учет рельефа местности .'.'.'! 229
9.6. Расчет множителя ослабления на открытых трассах ....... 237
9.7. Расчет множителя ослабления иа полуоткрытых и закрытых трассах ' 242
9.8. Расчет уровней сигнала на интервалах РРЛ .... '. ' 251
9.9. Замирания сигнала на интервалах РРЛ '.'.!' 253
9.10. Связь между уровнем шумов на выходе РРЛ и множителями ослабления на
ее интервалах 263
9.11. Минимально допустимое значение множителя ослабления ' 267
9.12. Поверочный расчет устойчивости работы РРЛ при одинарном приеме . . 273
9.13. Методы повышения устойчивости сигнала иа интервалах РРЛ . . . . 292
9.14. Определение высот антенных опор при проектировании РРЛ 302
9.15. Оценка длительности и количества замираний сигнала . . . . 307
9.16. Учет помех, возникающих внутри РРЛ ... 315
9.17. Примеры расчета 323
Список литературы . '. ' ' ' '_ ■' ' 335
Глава 10. Дальнее тропосферное распро:транение ультракоротких волн . . 336
10.1. Общие сведения 336
10.2. Замирания сигнала .... ^^
10.3. Средний уровень сигнала .!....'!!. 343
10.4. Корреляционные характеристики сигналоз . ........ 348
Список литературы г ... 350
Глава 11. Тропосферные радиорелейные линии 351
11.1. Особенности тропосферных РРЛ . . 351
11.2. Передающие устройства !''!.. 354
11.3. Приемные устройства . ■ . . ^
11.4. Типовая аппаратура тропосферной РРЛ '. '. 370
Список литературы ' 379
Глава 12. Расчет тропосферных радиорелейных линий 380
12.1. Общие сведения . 380
12.2. Расчет мощности шумов в канале ТЧ ТРРЛ '. '.'.'' '. '. '. 380
12.3. Расчет качественных показателей передачи цифровой информации по ТРРЛ . 395
12.4. Расчет мощности шумов в каналах ТРРЛ при воздействии внешних радиопомех 40'3
Список литературы 410
Приложение ...... 411
I

Николай Николаевич Каменский
Арнольд Маркович Модель
Борис Сергеевич Надененко
Лидия Васильевна Надененко
Иосиф Львович Папернов
Татьяна Геннадьевна Тараканова
Анатолий Абелевич Шур
Игорь Самуилович Цирлин
Всеволод Григорьевич Ямпольский
СПРАВОЧНИК ПО РАДИОРЕЛЕИНОП СВЯЗИ
Редакторы В. А. Л а з а р е в а, С. Т, С и м о н о в а
Обл. художника Л. В. Брылева
Художественный редактор А. А. Д а и и л и н
Технический редактор Г. И. Колосова, К- Г. Игумнова
Корректор И. Г. Зыкова
И Б № 864 (Связь)
Сдаио в набор 19.01.81 г. Подп. в печ. 31.03.81 г.
Т-08304 Формат бОХЭО/ie Бумага тип. № 2 Гарнитура литературная
Печать высокая Усл. печ. л. 26,0 Уч.-изд. л. 33,98 Усл. кр.-отт. 26,0
Тираж 30 000 экз. Изд. Ms 18190 Зак. № 12 Цеиа 2 р.
Издательство «Радио и связь». Москва 101000, Главпочтамт, а/я 693.
Типография издательства «Радио и связь» Госкомиздата СССР ;
Москва 101000, ул. Кирова, д. 40