II. генов
Ч. ЛЕВКОВ
Е. ПАНОВ
ЛЮБИТЕЛСКА W SSB ТЕХНИКА
О
БИБЛИОТЕКА ЗА РАДИОЛЮБИТЕЛЯ
БИБЛИОТЕКА ЗА РАДИОЛЮБИТЕЛЯ
Инж. Петър Гр. ГЕНОВ инж. ЧавДар Л. ЛЕВКОВ инж. Емил И- ЦАНОВ
АЮБИТЕАСКА SSB ТЕХНИКА
Съхранил:\LZ4SL
Скани ране и обрабока: LZ2WSG
05.2007г.
ДЪРЖАВНО ИЗДАТЕЛСТВО „ТЕХНИКА" СОФИЯ — 1978 г.
УДК 621.396.72.002
В книгата са разгледаии ссиовите на любнтелската SSB-техника. Осо-<б*но внимание е объриато на практического конструиране на различии SSB-устройства. Дадени са голям брой конкретни схеми. Материалът на книгата е написан въз основа на съвременните достижения на радиоелек-трониката.
Книгата е предназначена за широк кръг радиолюбители. Може да се гизползува и от специалиста в областта на свързочната техника, както и от студс-нги във ВУЗ.
Редакционна колегия на обществени начала: Й. Боянов, В. Грозданов, М. Илиев, С. Малякое, Д. Мишев, М. Моллов, Д. Рачев, К. Уручев, Т. Чалъков
<£) Петър Генов, Чавдар Левков, Емил Цанов, 1978 г. c/oJusautoz. Sofia
621.396 (023)
ГЛАВА 1
ЕДНОЛЕНТОВА МОДУЛАЦИЯ
1.1.	ИСТОРИЧЕСКИ СВЕДЕНИЯ ЗА ЕДНОЛЕНТОВАТА МОДУЛАЦИЯ И ЛЮБИТЕЛСКИТЕ ВРЪЗКИ НА SSB
Още през периода 1914—1916 г. от редица учени — X. Д. Ар нолд, Дж. Карсон и М. Шулейкин — се изяснява, че амплитудно модулираното трептение (AM) се състои от носеща честота и две съдържащч еднаква информация странични лента. Така въз-никва мисълта за използуване само на едната странична лента за предавапе на съобщения.
Осповните изобретения за предаване и приеманс па съобщения чрез еднолентова модуляция(SSB—от английского Single Sideband) са направени през 20-те и 30-те годи ни на века, като най-големи заслуги за това пмат Дж. Карсон, П. Шмаков, Ши-реке, Е. Момот, Белсиз, В. Сифоров и др. Тогава со разработаа теорията и се създават методнте за предаване и приема не на еднолентови сигналя. Първите опити на X. Д. Арнолд за лод-тискане на носещата и горната странична честота се отнасят към 1915 г. По-късно (1923 г.) Дж. Карсон използува балансен мо-дулатор за елиминиране на носещата честота и високочестотен филтър (ВЧФ), включен между предавателя и антената, за елиминиране па едната от странпчните ленти, при което се запазва предаваната информация. Прсдложеният от Дж. Карсон метод се използува при предаването на съобщения по монтирания през Атлантический океан съобщителен кабел през 1927 г. През 30-те години са построени няколко далекосъобщителни линии в света с използуване на еднолентова модуляция (например в СССР) [1,25].
Към това време могат да бъдат отнесепи и първите радиолю-бителски опити в тази облает, но поради сравнително по-голя-мата сложност на апаратурата те не намират поддръжка сред широк кръг последователи. Практически еднолентовата модуляция се разпространява сред радиолюбителите след Втората све-товна война и по-точно — в началото на 50-те години. Нейните предимства в сравнение с амплитудната модуляция се оказват телкива съществени при условията на любителската радиовръзка— ыаяример установяване на връзка на голямо разстояние яри незначителни мощности, прости антенн и голяма шумозащите-
3
ноет, че за сравнително къс период от време (15—20 години) амплитудната модулация практически е заменена от едноленто-вата.
За да се придобие по-пълна представа за особеностите на еднолентовата модулация и нейните предимства в сравнение с другите видовс модулация, е необходимо да се направи сравнение между тях.
1.2.	ВИДОВЕ МОДУЛАЦИЯ
Високочестотните трептения, конто се генерират от радиопреда-вателя, и излъчваните от антената електромагнитни вълни носят информация само ако са подложени на управление (модулация) по закона на предавания сигнал. Те се наричат радиосигнали. Известно е [12], че синусоидалната функция, описваща променли-вия високочестотен ток,
<(0=/m cos(2п/0/-Ь%) = /„,	(1.1)
(където ы0 = 2п /0 и се нарича ъглова чсстота), се характеризира с три параметъра: амплитуда 71П, честота /0 и пачална фаза %. Сле-доватетно по принцип модулирането на тези трептения може да се осъществи чрез измени не във времето на всеки от тези три параметъра.
Процесът, при конто амплитудата на високочестотните трептения се измени по закона на управляващия сигнал, се нарича амплитудна модулация. Ако по този закон се изменят началната фаза или честотата, то модулацията се нарича съответно фазова (ФМ) или честотна (ЧМ). Измененията на фазата и честотата са евързани, тъй като честотата е производна на фазата, т. е. честотата е скоростта на изменяне на фазата.
Модулираните трептения могат да бъдат представени по различии начини — аналитично и графично. Пример за аналитичен начин за представяне е разлагането на сложното трептенне в спектър от прости синусоидални съставни. Ако на честотната ос се построй графика на съставните в зависимост от тяхната амплитуда, се получава едно от графичните представяния на модули-раното трептение — спектрален график. Графичните методи са по-нагледни, а аналитичните — по-удобни за математическо описание на различните физически процеси (модулация, детектиране, преобразуване и др.) и начисления. При излагане сыцността на физическите процеси тези методи ще бъдат използувани в мини-мално възможна сгепен.
4
АМПЛИТУДНА МОДУЛАЦИЯ
Най-често полезният (модулиращият) сигнал представлява ниско-честотно (НЧ) напрежение, произведено от микрофон, когато той е задействуван от звук. Както беше споменато по-горе, ампли-тудна модулация се осъществява, когато амплитудата /0 на ВЧ
Фиг. 1-1. Временни и честотни диаграмм: а — Нч моду-лиращ сигнал; б — ВЧ немодулиращ сигнал; в — AM треп-тение при т 1
трептение се измени по закона на НЧ сигнал, а честотата му f0 (респективно <о0) остава постоянна. Началната фаза <р0 също оста-ва постоянна и обикновено се приема равна на пула. С цел опро-стяване на разсъжденията и улесняване на читателя ще приемем, !че НЧ модулиращ сигнал представлява т. нар. чист тон, т. е. НЧ трептение с една единствена честота Fo (респ. Qo) и постоянна амплитуда 17г„. На фиг. 1-1а е показан графикът на този НЧ сигнал като функция от времето t и нейният спектрален график,
5
на фиг. 1-1 б — съответните графики на немодулирания ВЧ ток, а на фиг. 1-1 в — графиките на амплитудномодулирання ВЧ ток. От последната фигура се вижда, че действително амплитудата на модулирания ток се измени по закона на изменение на НЧ напрежение. В аналитичен вид това може да бъде записано по следния начин:
/т =/т„ Ч-Д/созЗп/;,/,	(1.2)
където Д/ е максималното изменение на амплитудата на модулирания ток. Това уравнение се нарича още уравнение на обвивната крива на модулирания ток. Уравненнето на AM ток се получава чрез заместване на /1П от (1.2) в (1.1), т. е.
(1 -рот cos 2л Fo t) cos 2nfot,	(1.3)
където m - . и се нарича коефициент или дълоочина на моду-лацият-а. Той е пропорционален на амплитудата на НЧ модулиращ сигнат Коефициентът на модулация tn би могъл да приема всякаква стойност, но практически неговата стойност не трябва да надхвърля единица. При щ>1 се наблюдава явлението премо-
Фиг. 1-2. Времснни и честотнн диаграмм на AM трептение: а — при т = 1; б — при т 1
дулания, коего предизвиква недопустими изкривявания на сигнала.
На фиг. 1-2 са изобразени временните и честотните диаграми на AM трептения, съответствуващи на уравнение (L3), при мо-
в
дулация с чист тон с честота Fo и стойности на коефициента т=1 и т>1.
AM трептения, конто се описват от уравнение (1.3), са не-синусоидални. След замяна на произведението на тригонометрич-ните функции с тяхната сума се получава
I{t)= Imo cos 2л/01 + cos 2л (/0 +f0) t 4-
+~2 /mocos2TC(/0-F0)L	(1.4)
От израза (1.4) се вижда, че най-простото AM трептение се състои от три хармонични съставни, като всяка от тях има своя честота. Първият член на това уравнение (/mocos2л/о0 представля-ва трептенията с основната честота f0 (носещата), която не завися както от т, т. е. от дълбочината на модулацията, така и от F(>, т. е. от модулиращата честота. Вторият и третият член в уравнение (1.4), конто се появяват в резултат на модулацията, предетавляват т. нар. странични честоти, чиято амплитуда за-виси от величината на коефициента на модулация т. Честотата —Го се нарнча долна странична (/д), а честотата f0+F0 — горна странична (fr).
При сложна форма на модулиращия сигнал (със спектър от Fx до Г2) спектърът на модулираните трептения се състои от но-сеща честота (/0) и две странични ленти — горна (USB — от английского tipper Sideband) със спектър от /о+^i Д° /о+^г> и долна (LSB — от английского Lower Sideband) със спектър от f0—до /о—^2 (фиг. 1-3 б). За осигуряване на висококачестве-на модулация спектралната форма на всяка от тези ленти трябва точно да повтаря спектралната форма на модулиращия сигнал.
От формула (1.4) следва, че широчината на честотния спектър на AM трептения (при т<1) не завися от стойността на т, а се определи само отспектъра на модулиращия сигнал Af=2Fm„, където Fm.x е най-високочестотната съставна на модулиращия спектър.
Еднолентова модулация
Двете странични ленти на AM трептение съдържат еднаква информация, аналогична на информацията, носена от НЧ сигнал. При изменяне на НЧ сигнал (водещо до измени не формата на двете странични ленти на AM трептение) носещата остава постоянна. От информационна гледна точка е достатъчно предава-нето само на едната странична лента — т. нар. еднолентова мо-
7
дулация или SSB. Процесът на еднолентовата модулация се състои в това, че спектърът на модулиращия нискочестотен сигнал се пренася в областта на високите честоти без изменение на неговата абсолютна широчина и при пълно запазване на зако на
Фиг. 1-3. Спектри на модулиращия (а) и едйолентовия (б) сигнал
на разпределенне на енергията между отделните съставни на трептението [1]. Затова предаването само на едната странична лента съдържа цялата информация, като в същото време има злачителни енергийни предимства в сравнение с обикновената работа на предавателя в двулентов режим на амплитудна модулация. На фиг. 1-3 са показани условно спектрите на модулиращия (а) и еднолентовия (б) сигнал.
Като пример да разгледаме случая от фиг. 1-2 а. Да прие-мем, че носещата честота f0 е равна на 3500 kHz, а честотата на нискочестотния модулиращ сигнал Fo е равна на 1 kHz. Тогава след модулирането ще получим спектър от три честоти: носеща, равна на 3500 kHz, и две странични честоти — горна fr, равна на 3501 kHz, и долна /д, равна на 3499 kHz. Ако тази система от три трептения се подаде на амплитуден детектор, на изхода му ще се получат трептения с честота Fo (трептенията на изхода на детектора стават в съответствие със закона на модулиране на високочестотните трептения). Следователно напрежението на изхода на детектора повтаря модулиращото напрежение.
Приемаме, че по някакъв начин и отстранено трептението на долната странична честота /д (в случая /д=3499 kHz). Тогава на амплитудния детектор ще се подава система само от две ви-сокочестотни трептения (/0 и /г). На изхода на детектора отново се получава трептение с честота Fo (1 kHz), но с два пъти по-мал-ка амплитуда, понеже отсъствува едното странично трептение.
Да разгледаме случая, когато от получената след AM на
8
носещата честота /0 система от три трептения са отстранени -грептенията на самата носеща (f0) и долната странична честота </д). В този случай, за да се получи на изхода на детектора нис-кочестотно трептение с честота Fo, е необходимо да се подаде на детектора още едно трептение с честота f0 от специален местен генератор (т. нар. генератор за възстановяване на носещата). Ако честотата на местния генератор не е точно равна на /0 (в случая /о=3500 kHz), а е равна на 3500,5 kHz, на изхода на детектора ще се получи трептение с честота Fo' =3501,0—3500,5 -=0,5 kHz. Така може да се измени височината на получавания след детектора тон (това явление много често се използува в телеграфен режим на работа). Аналогично явление се наблюдава, когато носещата честота е модулирана със спектър от честоти. Тогава при изменяне на честотата на възстановяваната носеща целият спектър се измества в по-високочестотна или нискочестот-на облает, което по характерен начин се отразява на разбнрае-мостта на сигнала. Всеки радиолюбител може да наблюдава сам това явление при прослушване на SSB-сигнали в любителските обхвати, като или настройва честотата на приемника при постоянна честота на местния генератор за възстановяване на носещата, или измени честотата на генератора за възстановяване на носещата при постоянна честота на настройване на приемника.
По-горе бе отбелязано, че при подтискане на едната страничка лента се предава същата информация, както при AM, но енг-налът на изхода на детектора е два пъти по-малък. За да се из-бегне това, може да се извърши подтискане само на носещата честота. Полученият по такъв начин сигнал се нарича двулентов с подтисната носеща честота (DSB—от английскою Double Sideband). Приемането на такъв сигнал е значително по-сложно от това на еднолентовия, тъй като е необходимо да се спазват определени съотношепия на фазите между възстановената носеща честота и двете странични ленти. Тъй като съществуващите методи за поддържане па фазовите съотношения са сравнително сложни, обикновено едната от страничните ленти се подтиска още преди да достигне детектора, а приемането става само по другата странична лента (тогава се допуска известна неточност при възстановяване на носещата честота). Затова обикновено се използува предаване на еднолентов сигнал с подтисната носеща честота (фиг. 1-3 б). Тогава цялата мощност се използува за предаване на трептенията на едната странична лента, а носещата честота се възстановява в приемника при детектирането [1].
Формирането на еднолентов сигнал обикновено става по фа-зов или филтров метод (носещата честота се подтиска с балансен
9
модулятор). При филтровия метод необходимата странична лента се пропуска през филтър, конто задържа другата странична лента и носещата честота. При фазовия метод се получават ня-колко двулентови сигнала (обикновено два), конто са изместени по фаза. Тези сигнали се сумират и при определени амплитудни и фазови съотношения едната странична лента се подтиска, а другата у величав а своята амплитуда, т. е. получава се едно-лентов сигнал.
1.3.	СРАВНЕНИЕ МЕЖДУ AM И SSB
За основа на сравнението между AM и SSB се вземат енергий-ните показатели [1. 2].
В процеса на амплитудната модулация се различават след-ните характерни режими на работа:
а)	режим на носеща честота (при отсъствие на модулиращ сигнал т=0), наричан също режим на мълчание. При този режим мощността на предавателя има определена стойност Ро, на която отговаря амплитуда на тока в товара (антената) 10:
Ро= RT,	(1,5)
където 7?т е съпротивлението на товара;
б)	максимален или телеграфен режим (l-f-m), при който от-деляната в товара мощност достига върхова (пикова) стойност:
J	2	(1+/П)2Я,	(1.6)
където /т>х е максималната стойност на тока в товара. Ако се спазва условието /тах не може да бъде по-голям от 2/0, т. е. амплитудата на тока на страничната лента не може да бъде 1 >
по-гол яма ОТ 10;
в)	минимален режим, при който отделяната в товара мощносг е минималка (1—т):
Pmin = -2 7т1пРт= 2 /о (1~/и)а7?т;
(1.7)
г)	режим на средната мощност за един период на модулира-щия нискочестотен сигнал:
Рс.= Ро( 1+J)’	(1'8>
10
Сравняването на (1.8) с (1.5) показва, че средната мощност е (1+y-j пъти по-голяма от мощността на носещата честота и при т=1 (100-процентна модулация) съотношението между Рср и Ро има следния вид:
ЛР^1.5Р0,	(1-9)
т2 Средната мощност на двете странични ленти е равна на Ро % ’ а средната мощност на всяка странична лента едва пъти по-малка, т. е. равна на Рот^ . От (1.6) и (1.5) при т=1 (100-процентна модулация) се получава връзката между максималната мощност Ртак и мощността в режим на носеща честота Pti:
Рт„=4Р0.	(1.10)
Следователно мощността в телеграфен режим е четири пъти по-голяма’от мощността в режим на носеща честота. Това е грани-цата на полезната мощност, която може да бъде получена от предавателя.
Средният коефициент на модулация на предавателите за ра-диотелефонна връзка е обикновено т=0,5—0,6, вследствие на което мощността на страничните ленти се намалява.
Например при мощност на предавателя в режим на носеща честота Ро=100 W, коефициент на модулация т=1 и модулиране с чист тон средната мощност е Рср= 150 W, като мощността на всяка странична лента е25 W, а общата максимална мощност — Pm»x=-400 W. Максималната мощност на двете странични ленти е 100 W.
При еднолентовата модулация вследствие отсъствието на носещата честота и едната странична лента е възможно увеличава-не на амплитудата на другата странична четири пъти в сравнение с амплитудата при нормална AM (фиг. 1-4 в в сравнение с 1-4 а). Това е равносилно на увеличение на мощността на предавателя 16 пъти. Следователно РтП~РсР (в разглеждания пример />т»х= = /’cp=400W). В случая мощността на SSB-сигнала е равна на телеграфната мощност на предавателя.
Подтискането само на носещата честота позволява увеличаване на амплитудата на страничните два пъти в сравнение с AM, т. е. четирикратио увеличение на мощността на всяка странична (за разглеждания пример мощността на всяка странична е равна на 100 W). При това средната мощност Рср е равна на 200 W, а максималната— /’max = 400 W (фиг. 1-46).
Максималната мощност Рmax И за трите разгледани по-горе сл\-чая играе роля на ограничаващ параметър. Сравнението между АМ£и SSB показва, че при AM за предаване на полезна информация се използуват само 50 W (мощността на двете странични)
Фиг. 1-4. Спектралии и временни диаграмм и съотношения на мощностите за различии видове модулация при т=1: а — AM; б — DSB; в — SSB
докато при SSB се използува цялата мощност — 400 W. Следователно при предаване на SSB се получава осей пъти по-голяма мощност за пренасяне на полезна информация в сравнение с AM при употребата на едни и същи лампи.
12
По-правилно е енергийните предимства да се оценяват в приемника след детектора [1]. Тъй като при детектирането на AM трептение с две странични ленти напрежението след детектора е два пъти по-голямо в сравнение с напрежението, детектира-но при една странична лента, трябва да се сравняват не средните, а максималните мощности. Поради това при предаване и прие-мане на SSB се получава не осем пъти, а двойно по-малко, т. е. четири пъти по-голяма мощност за пренасяне на полезна информация.
1.4.	ПРЕДИМСТВА НА ЕДНОЛЕНТОВАТА МОДУЛАЦИЯ
Обикновената AM има ред сериозни недостатъци, като по-главки са следните:
а)	необходимост от предаване на носеща, мощността на която е най-малко два пъти по-голяма от сумарната мощност на етра-ничните;
б)	необходимо е използуването на лампи, чиято мощност е значително по-голяма от средната мощност на сигнала при модулация;
в)	широка честотна лента (Af=2fmax);
г)	лоша шумозащитеност от индустриални смущения;
д)	в обхвата на късите вълни е възможна появата на явле-нието избирателно затихване на носещата, което предизвиква големи нелинейни изкривявания на сигнала.
По-голямата част от гюсочените недостатъци отсъствуват при еднолентовата модулация. Както бе показано по-горе, при пре-минаване от AM към SSB енергийното предимство е четирн пъти увеличение на мощността. Но при еднолентова модулация ши-рочината на заеманата честотна лента е два пъти по-малка, откол-кото при обикновена AM. Това позволява да се стесни също толкова пъти лентата на пропускане на приемника. Така се уве-личава 2 пъти отношението сигнал,'шум по напрежение, което е еквивалентно на удвояване мощността на предавателя. Това води до нова, двукратна печалба по мощност при SSB, т. е. пе-чалбатапо отношение на AM все пак си остава осем пъти по мощност.
Предимствата на SSB се увеличават еще и поради това, че практически се изключва влиянието на явлението избирателно затихване.
SSB-модулацията 'е същевременно много икономична. Носеща честота не се излъчва, в резултат на което мощността в режим
13
на мълчание е минимална. Освен това в паузите между думите и фразите лампите „почиват“. Така се удължава животът им. Отпада необходимостта от мощно модулиращо стъпало. Крайнего стъпало за усилване на SSB-сигнал може да се използува и за линейно усилване на AM- и телеграфии си гнали [2].
Фиг. 1-5. Зависимост на разбираемосгта G от отклсненистс* Д/ на честотата на възстановяваната носеща спрямо точната честота на носещата при различии отношения сигнал/шум SjN
При технического изпълнение на апаратура за SSB-радио-връзка е необходимо да се преодолеят никои трудности, напри мер:
а)	висока точност на възстановяване честотата на носещата при приемане на SSB;
б)	по-голяма сложност на схемата за формиране на SSB-сиг-нал в сравнение с тази за AM сигнал;
в)	по-големи изисквания за линейност към канала за усилване на SSB.
Същността на първата трудност е в това, че честотата на носещата, възстановявана в приемника, не трябва да се различа-ва от честотата на подтиснатата носеща на предавателя с повече от 20ч-30 Hz. Само в този случай може да се получи високока-чествено възпроизвеждане на телефоиен сигнал. За достатъчна разбираемост на говор разликата между възстановяваната и подтиснатата носеща не трябва да е по-голяма от 100-ъ200 Hz. На фиг. 1-5 е показана зависимостта на разбираемостта G (в процен.
14
ти) от отклонение™ А/ на честотата на възстановяваната носеща от необходимата при различии отношения сигнал/шум S/A [19]. Изпълнението на условието за максимално точно възстановяване на честотата на носещата води до по-високи в сравнение с обикно-вените изисквания за стабилност на тази честота. Тя трябва да бъде от порядъка на 0,5.10~в.
Втората и третата трудност при съвременното развитие на техниката (масово производство на интегрални схеми, силициеви транзистори и лампи с голяма линейност на характеристиката) не са толкова значителни.
Независимо от посочените трудности високата ефективност иа SSB-модулацията и значителните й преимущества я правят особено подходяща за радиолюбителем! връзки, където при срав-нително неголеми мощности (няколко десетки или стотици вата) се оенгурява стабилна и качествена работа с кореспондентн, отдалечени на големи разстояния. Известната по-голяма сложност на конструкцията, настройката и работата с SSB-апарату-рата не представляват съществена трудност за радиолюбителите.
ГЛАВА 2
МЕТОДИ ЗА ПОЛУЧАВАНЕ НА ЕДНОЛЕНТОВ СИГНАЛ
Съществуват различии методи за получаване на еднолентов сигнал— филтров, фазов, комбинирани (фазо-филтров и синтетичен). Сред радиолюбителите най-популярни са първите два, като често се предпочита филтровият метод поради по-високото качество на получавания сигнал и по-простата настройка на отделяйте възли. При другите методи по-трудно се оказва настройва-нето на някои отговорки стъпала, например широколентови и ВЧ фазоизместващи устройства (ФУ). По при сегашното развитие на електрониката, когато радиолюбителят разполага със съвременни висококачествени активны ( в това число и интегрални схеми) и пасивни елементи и достатъчно точна измерителна апаратура, тези трудности не са толкова съществени. Поради това в тази глава се отдели повече място за разглеждане на фа-зовия метод с цел да се запознае читателят по-пълно с. неговите възможности [2].
15
2.1. ФИЛТРОВ МЕТОД
За получаване на SSB-сигнал по филтровия метод се нзползува AM-сигнал, от който чрез филтриране се отдели желаната странична лента (фиг. 2-1). АМ-сигналът се получава чрез модули-ране с нискочестотен сигнал с честота F на носеща с висока чес-
Фиг. 2-1. Блокова схема за получаване на еднолентов сигнал по филтровия метод
тота Дг Спектралният състав на АМ-сигиала на изхода на модулятора БМ се описва от уравнение (1.4), когато нискочестотният сигнал представлява чист тон (т. е. трептение е честота Fo). В случай че филтърът Ф е настроен за получаване на горна странична лента, през него ще бъде пропусната само съставната с честота f0-rF0, а за получаването на долна странична лента — само съставната с честота f0—Fo. При това другата странична лента и носещата честота се подтискат в определена степей.
Нискочестотният модулиращ сигнал обикновено е със сложна форма, т. е. има спектър с честота от F\ до F2- Тогава за получаване на еднолентов сигнал с горна странична лента филтърът Ф трябва да пропуска лента от честота от f0+Fi до /0+F2, а за долна странична лента — съответно от f0—Fj до f0—F2 (фиг. 1-3 б). Това определи изискванията към амплитудно-честотната характеристика на филтъра. За да се получи конкретна пред-става за тези изисквания, ще разгледаме следния пример: необходимо е да се получи еднолентов сигнал иа честота 14 MHz при честотен спектър на нискочестотния сигнал от Fj—0,35 kHz до F2=3,0 kHz. При амплитудна модулация иа носещата f0= = 14 MHz от напрежението с най-ниска звукова честота F} — =0,35 kHz се получават две странични честота: горна = = 14000,35 kHz и долна f0—Fj=13 999,65 kHz. Разликата между тези честота е 0,7 kHz или 0,005%. За осигуряване на подтиска-не 50 dB на носещата при такава разлика между честотите би
16
трябвало да се използува филтър със стръмност па амплитудно-честотната характеристика 20 000 dB на 1 % изменение на честотата, а за осигуряване на подтискане 40 dB на странпчната — сьответно 8000 dB на 1% изменение на честотата. И най-добрите съвременни лентови филтри не притежават характеристики с та-къв стръмен склон. Поради това обикновеносе постъпва по след-ния начин: Подтискането на носещата се осъществява още при процеса на модулиране с помощта на специални схеми — баланс-яи модулатори (припципът на работа и конкретпи схеми на ба-лансни модулатори се разглеждат в следващата глава), а фил-тьрът осигурява само допълнително отслабване на носещата. Формирането на SSB-сигнала става на сравнително писка честота. където относителната разлика между страничните честоти е значително по-голяма от посочената по-горе в примера и изисква-нията към стръмността на амплитудно-честотната характеристика на филтъра са значително по-ниски. Например при нискочес-тоген сигнал със същия спектър и носеща с честота -350 kHz относителната разлика между двете странични е 0,296 и за 40dB подтискане на едната странична е необходим филтър със стръмност на амплитудно-честотната характеристика 200 dB на 1 % изменение па честотата. В радиолюбителската практика се из-ползуват различии впдове лентови филтри. Многозвенните LC-филтри осигуряват стръмност на амплитудно-честотната характеристика 100—200 dB на 1% изменение на честотата при работа честота до 150—200 kHz [2]. Кварцовите филтри са със стръмност няколко хиляди децибела на 1 % изменение на честотата при работна честота до 10 MHz. Електромеханичните филтри имат по-голяма стръмност от кварцовите филтри, но при работна честота до 1 MHz. Различните видове филтри, техните конструкции и параметри се разглеждат в следващата глава.
8.2. ФАЗОВ МЕТОД
Формирането на SSB-сигпал по фазовия метод се осповава на подтискане на нежеланата странична лента и носещата честота чрез фазовото им компенсиране. Използуват се два (или повече) Модулатора. НЧ-сигналите, конто се подават на отделните модулатори, са едни и същи, но изместени по фаза. Същото важи и за носещата честота. Ъгълът на изместването по фаза зависи от броя на използуваните модулатори, например при два модулатора (двуфазна система) той е равен на 90°, при три мо-дулатора (трифазна система) — I20f.
Э Любителе*» SSB-техника
17
На фиг. 2-2 е показана една от най-простите блокови схеми за получаване на SSB-сигнал по фазовия метод (двуфазна система). На изхода на баласния модулятор Б Ml се получава DSB. сигнал с производна фаза. Изходният сигнал на балансния моду.
Фиг. 2-2. Блокова схема за получаване на еднолентов енгна л по фазовия метод
латор Б М2 е аналогичен на този от БМ1, с изключение на това, че фазата му е изместена по такъв начин, че при сумирането на двата сигнала в суматора С се удвоява амплитудата на едната странична лента и се подтиска другата. Величината на подтиска-нето се определи от точността на фазовото изместване и ампли-тудния баланс. 90' изместване на фазата на всички съставни на НЧ-сигнала (с честоти от Бг до Га) е трудно да бъде получено от едно НЧ фазоизместващо устройство — НЧФУ (фиг. 2-2) [19].
Полезно е да се разгледат векторните диаграми на носещата честота и страничните ленти при формирането на SSB-сигнал по фазовия метод (фиг. 2-3). За опростяване на диаграмите се използува изобразяване на неподвижен вектор на носещата честота (1) върху въртяща се фазова плоскост. Носещата честота се модулира с чист тон. Тогава векторът 2, изобразяващ горната странична честота, се върти наляво (както е показано със стрел ката), а векторът 3, изобразяващ долната странична честота, се върти надясно. На фиг. 2-3 а е изобразен моментът на амплитудата на модулиращия сигнал, т. е. и трите вектора имат една и съща посока. На фиг. 2-3 б е показана векторната диаграма на същия сигнал, но векторът на носещата честота е завъртян на 90° по отношение на същия вектор от фиг. 2-3 а. Ако се включи
18
фазоизместващо устройство към НЧ-сигнала, векторната диаграма на който е показана на фиг. 2-3 б, тя ще придобие вида, показан на фиг. 2-3 в. Векторите, изобразяващи страничните честоти, се изместват по фаза на 90е по отношение на вектора на носещата
Фиг. 2-3. Векторни диаграми на носещата честота (/) и страничните честоти (2 и 3) при модулиране с чист тон и формпране на сигнал по фазовия метод: а—случай, което и троте вектора имат едка и сипа г юс ок а; б—случай, когато вскторът на носещата честота е завъртян на 90° по отве шение ня вектора от а; в—случай, когато фааоизмервжщото устройство е включеяо към НЧ-сигнала
честота. Сумирането на векторите от фиг. 2-3 а и фиг. 2-3 в дава удвояване на вектора на горната странична честота (3) и под-тискане на вектора на долната странична честота (2). При това в резултат на сумирането на векторите на носещата честота (/) се получава нов вектор, изместен по фаза на 45е. Подтискането на носещата честота може да бъде осъществено достатъчно просто с помощта на балансен модулятор. В разгледаната по-горе бло-кова схема от фиг. 2-2 това подтискане се осъществява предвари-телно, т. е. в суматора се извършва само компенсиране на неже-ланата странична честота.
При фазовия метод от изключителна важност е точного спаз-ване на отношение™ на фазите и отношение™ на напреженията на двата балапсни модулатора. При наличие™ на грешка .в изме-стването на фазата Д както на носещата, така и на НЧ сигнала се намалява подтискането на страничната, както е показано на фиг. 2-4 а. Например при грешка 1° подтискането на страничната е 40 dB, при 2° — 35 dB, а при 3е—30 dB. Оттук се вижда, че точността на изместването на фазата трябва да бъде достатъчно висока. Практически е вьзможно постигането на точност 0,5 при обръщането на достатъчно внимание на настройването на фазоизместващите устройства (ФУ). Освен това отделните еле-менти на ФУ трябва да имат голяма точност и стабилност. Значение има и рационалното разположение на елементите на ФУ при
19
монтажа, топлинният режим и температурните коефициента на тези елементи.
При наличието на разлика между двете амплитуди степента на подтискане на нежеланата странична намалява, както е по-
Фиг. 2-4. Диаграма на подтискането на страничната лента при наличие на грешка в изместването на фазата:
о — случай, когато 440 илш $4=0; случай, ксгато к - 0
казано на фиг. 2-46. Например при разлика 1% степента на подтискане е 46 dB, при 2% —40 dB, а при 3% —37 dB. За радиолюбителя не представлява сериозна трудност изравняване-то на двете амплитуди до величина, по-малка от 0,1—0,2%. То-гава степента на подтискане на страничната се определи изклю-чително от величината на грешката А на фазовото изместване.
Превключването на страничните ленти във фазовите възбу-дители се осъществява чрез промяна както на фазовото изместване на единия от сигналите, подавани на балансните модулатори БМ1 и БМ.2 (фиг. 2-2) на 180° (инвертиране на сигнала), така и на изходния сигнал на единия от балансните модулатори. В резултат на това посоката на съответните вектори на страничните става противоположна на показаната на фиг. 2-3 в и при су-
20
мирането на сигналите от двата балансни модулятора се подтиска другата странична. Обикновено от трите начина (инвертиране на входния НЧ сигнал, на входния ВЧ сигнал и на изходния сигнал на единия от балансните модулатори) се дава предпочитание на инвертирането на НЧ сигнал поради сравнително по-простото му осъществяване в практнческите схеми.
На изхода на фазовия възбудител много лесно могат да бъдат получени другите видове модулация. Чрез изключване на единия балансен модулатор (Б Ml или Б М2 от фиг. 2-2) се получава DSB-сигнал. Ако сега към суматора С се подаде носеща честота с определена амплитуда, на изхода се получава обикновен AM сигнал. Еднолентов сигнал без подтискане на носещата може да бъде получен, ако работят н двата балансни модулатора, но еди-ният е разбалансиран [1].
Формирането на SSB-сигнала при фазовите възбудители може да се осъществява направо на работната честота (в случая Д от фиг. 2-2) от радиолюбителския обхват. Тогава в предавате-ля не се използуват преобразователни стъпала и схемата му става нзключително проста. Но при изменяне на честотата се вло-шава работата на ВЧФУ, което води до намаляване на степента на подтискане на страннчната лента. Поради това обикновено във фазовите възбудители честотата Д се избира постоянна, а полу-ченият на изхода на суматора С сигнал се пренася на необходи-мата работна честота с помощта на преобразовател.
Описаните по-горе системи за получаване на SSB-сигнал представляват двуфазни системи, тъй като изискват две фази на ВЧ и НЧ сигнал. Освен това за подтискането на носещата честота е необходимо използуването на два балансни модулатора. Дву-фазната система се явява частей случай на по-общата многофаз-на система за формиране на еднолентов сигнал, която практически представлява от само себе си п модулатора, работещи с общ товар (суматор). ВЧ и НЧ напрежения, подавани към тези модулатори, трябва да бъдат изместени по фаза на 2" градуса, което се осъществява от съответните ФУ. В зависимост от величината на изместване на фазата се формира горна или долна странична лента, докато в същото време съставните на носещата и другата странична лента се компенсират. Предимство на многофазните системи в сравнение с двуфазните е използуването на обикнове-ни (а не балансни) модулатори и по-добра степей на подтискане на страннчната лента при същата стойност на грешката на изместване на фазата. Докато при двуфазните системи при грешка 1° подтискането на страннчната е 40 dB, то при трифазните е
21
съответно 43,7 dB, а при читирифазните — 45,2 dB. Обаче тези системи са по-сложни и скъпи и затова се използуват сравнител-но рядко.
2.3. ФАЗО-ФИЛТРОВ МЕТОД
При фазо-филтро вия метод за формираие на еднолентов сигнал се съчетават принципите на филтровия и фазовия метод. Използуват се два сравнително прости НЧ филтъра, а НЧФУ работят на постоянна честота — отпада необходомостта от широколенто-
Фиг. 2-5. Блокова схема на възбудител, работещ по фазо-фйлтровия метод за формиране на еднолентов сигнал
ви НЧФУ. Блоковата схема на възбудител, работещ на този принцип, е показана на фиг. 2-5.
Изборът на желаната странична лента се осыцествява чрез инвертиране на НЧ-сигнала, подавай към един от балансните модулатори БМЗ или БМ4. Този метод има и никои недостатъ-ци. Преди всичко схемата е по-сложна и съдържа повече възли, от качеството на работата на конто зависи качеството на форми-рания сигнал. Запазва се иеобходимостта от използуване иа още едно преобразуване за пренасяне на сигнала в нужния честотен обхват.
2.4. СИНТЕТИЧЕН МЕТОД
При разглеждането на еднолентовата модулация беше изяснено, че амплитудата на формирания сигнал се изменя по закона иа
22
изменение на мигновените амплитуди иа модулиращото напре-жение, а честотата му — по закона на изменение на мигновената честота. Тези положения лежат в основата на синтетичния метод. Непосредственото използуване на НЧ-сигнал за получаване на
Фиг.* 2-6. Блокова схема на възбудител, работещ по синтетичния метод
амплитудната и честотната съставна е невъзможно, поради което това се осъществява след формиране на SSB-сигнал на сравни-телно ниска честота (10-100 kHz), например по филтровия метод. След това първичният SSB-сигнал се подава на два отделяй канала. Блокова схема на подобно устройство е показана на фиг. 2-6. В първия канал с помощта на детектор се отдели обвиваща-та, т. е. амплитудната съставна на сигнала. Във втория канал се осъществява ограничаване по амплитуда, т. е. отстранява се амплитудната съставна на сигнала, а след дискриминатора се получава напрежение, пропорционално на мигновената честота на модулиращия сигнал. Това напрежение управлява реактивния елемент, който от своя страна управлява изменението на честотата f на ВЧ генератор (нужната честота от обхвата). При спаз-ване на определени амплитудно-фазови отношения между обви-ващата и честотномодулирания сигнал на изхода на синтезатора се получава SSB-сигнал с честота f. Детекторът-ключ в. тази схема се използува за задействуване на синтезатора само при нали-чието на модулиращ сигнал [2].
Разгледаният метод позволява сравнително просто да се получи SSB-сигнал практически на всяка висока честота f, вклю-
23
чително и на УКВ. Освен това в канала за честотномодулиран сигнал могат да бъдат използувани ефективни в енергийно отношение схеми, което води до повишаване на общия коефнпиент на полезно действие на предавателя.
Синтетичният метод по своята същност представлява начин за пренасяне на вече формиран еднолентов сигнал на нужната честота.
ГЛАВА 3
SSB-ПРЕДАВАТЕЛИ
3.1. БЛОКОВИ СХЕМИ НА SSB-ПРЕДАВАТЕЛИ
При разглеждане на методите за получаване на еднолентов сигнал във втората глава беше изяснено, че най-често формирането на сигнала се осъществява на постоянна честота (формиране на SSB-сигнал в обхват от честоти се практикува само при кон-струиране на приставки към вече готови предаватели или при най-прости устройства, в конто се използува фазовият метод). За осъществяване на радиовръзка в любителските обхвати е необходимо не само пренасяне на сигнала в тези обхвати и съот-ветното му усилване, но и осигуряване на плавно пренастрой-ване в границите на всеки обхват. Използуване на умножаване на честотата е неприложимо за еднолентовия сигнал, тъй като се получават недопустими нелинейни изкривявания и се изменят честотните интервали между отделните съставни на модулиращия НЧ сигнал (пропорционално на коефициента на умножение). В резултат на това се оказва невъзможно възстановяването на изходния сигнал при приемане. Ето защо формираният SSB-сигнал се пренася в необходимите обхвати чрез едно или няколко преобразувания [2]. Зада сеосигури плавно изменение на честотата в съответния обхват, допълнителният генератор (или единият от тях, ако се използуват няколко преобразувания) е с изменяема честота, както е показано на фиг. 3-1. Избирането на смесваните честоти трябва да става много внимателно, така че нито техните хармонични, нито сумите или разликите на тези хармонични да не попадат в работния обхват. Ако това не е спазено, в резултат на преобразуването ще се появят честоти, конто ще бъдат излъч-вани от предавателя. Това са т. нар. „поразени" честоти (комби-
24
цадионни честоти) [19]. Пример 1. За получаване на сигнал на Частота 14,1 MHz се използува смесване на SSB-сигнал, форми-рдвна честота 2,8 MHz, и сигнал от допълнителен генератор с чертога 11,3 MHz. При това честотата 14 MHz се оказва „пора-
Фиг. 3-1. Блокова схема на система за пренасяне на еднолентовия сигнал на честотите от работния обхват
зена“ от петата хармонична на еднолентовия сигнал. Пример 2. Ако за получаването на сигнал на честота 14 MHz се използува формиран на честота 4,6 MHz еднолентов сигнал, който се смесва със сигнал от допълнителен генератор с честота 9,4 MHz, то нито една от хармоничните на тези сигнали не попада в работния обхват, но има „поразени“ честоти от вида 2f2—fi, т. е. 2.9,4— —4,6=14,2 MHz. Освен това третата хармонична на еднолентовия сигнал има честота 13,8 MHz, конто трудно може да бъде филтрирана при работна честота 14 MHz.
При избиране на честоти за формиране на еднолентов сигнал и честота на допълнителния генератор трябва да се има пред вид и следното: ако след смесителя се отдели сумата на тези честоти или от честотата на еднолентовия сигнал се изважда честотата на допълнителния генератор (отдели се разликата им), не се измени вндът на страничната лента (горна или долна). Такава смя-на става само когато честотата на еднолентовия сигнал се изважда от честотата на допълнителния генератор. Това явление се използува, когато няма възможност да бъде избирана необхо-димата странична лента във формиращото устройство за едно-леитов сигнал. На нискочестотните радиолюбителски обхвати 3,5 и 7 MHz е прието да се работа на долна странична лента (LSB), а на високочестотните — 14, 21 и 28 MHz — на горна странична лента (USB) [1].
На фиг. 3-2 са дадени графики, конто позволяват да се напра-ви избор на смесваните честоти. Тези графики представляват прави линии, отговарящи на отношение™ на по-малката смесва-
25
на честота f2 към по-голямата смесвана честота flt изразено чрез правилни дроби, в конто числителят и знаменателят са цели числа. По фиг. 3-2 могат да бъдат определени комбинациоините честоти при смесване на два сигнала. Когато след смесителя се
°тделя разликата на двете честоти, графиката дава възможност за определяне комбинационните честоти до седми ред включите л но, а когато се отделя сумата — до девети ред включителио. Например /2 е 2,5 MHz, а Д се измени от 5 до 15 MHz. Хори-зонталната линия, прекарана на ниво 2,5 между двете вертикални
26
5 и 15, съответствува на отношението на смесваните честоти. При пресичане на тази линия с линиите на отношенията се полу-чават комбинационни честоти. За разглеждания пример такива честоти са: 7,5, 8,75, 10,0, 11,25, 12,5 и 15,0 MHz. Показаната на фиг. 3-2 графика е нормирана и може да бъде използувана за отношения на честоти, намиращи се в границите на означените на хоризонталната и вертикалната ос числа. Ако използуваните честоти са извън посочените граници, тези честоти могат да бъдат умножени или разделени с някакво число, за да се разположат по подходящ начин на графиката. За определяне на стойността и реда на комбинациониата честота е необходимо да се използу-ват табл. 3-1 (комбинационни честоти до седми ред включително при отделяне на разликата от двете честоти след смесването) и табл. 3-2 (комбинационни честоти до девети ред включително при отделяне на сумата от двете честоти след смесването ) [19]. В разглеждания пример хоризонталната линия Д--2,5 AlHz пресича линията на отношението 2:5 при fj—6,25 MHz, което отговаря на изходна честота 8,75 MHz. По табл. 3-2 за отношение на чес-тотите 2:5 комбинашюнните честоти са от седми ред и иЯат вида 3/у—4/» и 6/.,—Д. Тези комбинационни честоти заедно с по-добните от по-висок ред (над седми) предизвикват появата на смущаващи сигнали на работната честота 8,75 MHz. По аналогичен начин се постъпва и за останалите линии на отношенията. Например за линията 1:3 по табл. 3-2 комбинационните честоти имат вида 2f{—2f2, 4f2, 3/г—5f2 и 7f2—f± при работна честота 10 MHz и т. н.
Ако се направи сравнение между табл. 3-1 и табл. 3-2, не е трудно да се забележи, че табл. 3-1 съдържа значително по-малко комбинационни честоти от табл. 3-2. От такава гледна точка може да се препоръча отделянето на разлика от честоти при смесването им.
Обикновено силата на комбинационните честоти, получени при смесването, намалява с увеличаване на реда им. Но тъй като напрежението на допълнителния генератор многократно надвишава нивото на сигнала, хармоничните на генератора от по-висок ред (5—9) могат да се окажат по-силпи от хармоничните на сигнала от по-нисък ред (3—5) [1,19].
При използуване на балансни смесители никои комбинационни честоти се оказват с много ниско напрежение и не представля-ват сериозен проблем [19].
За минимизиране на разгледаните по-горе явления е жела-телно при конструирането на смесители да се използуват пре-
27
Таблица 3-1
Комбинационни честоти при отделяне иа разликата на смесваните
честоти (Д—/а)	
А:/>	Комбинационни честоти
4:5	4/2-3/,
3:4	З/а-2/i
2:3	2/2-А, 3/, 4/а
3:5	4/я-2/,
1 :2	/2. 3/j—/,, 2/,—3/2, 5/а—2/,
2:5	4/2-Л
1:3	2/а. 2/1-4/а. 5/2-/i
2:7	6/а-А
1 :4	3/2, 2/1-5/2
1:5	4/г
1 :6	5/а
1 :7	6/а
1 :8	7/а
Таблица 3-2
Комбинационни честоти при отделяне на сумата на смесваните честоти (/,+/2)
Л: /.	Комбинацноинм честоти	
1 : 1	2/1, 2/г, 3/,-/г. 3/2-/„ 4/1—2/г, 4/2-2/i, 5/1—4/а> 6/2—3/,	5/1-3/2, 5/8-3/i
4:5		
3:4	4/1—3/2, 5/2—3/1	
2:3	3/1-2/а, 4/3-/,	
3:5	4/1-4/а. б/г-2/.	
1:2	2/i-/a. 3/2> 3/j—З/а, 5/2-/i. 4/i-5/2. 7/2-	-2/1
2:5	3/,—4/2, 6/2—А	
1:3	2/1-2/.. 4/а, 3/1-5/а, 7/2-fi	
2:7	3/1-6/2, 8/2—/1	
1:4	2/1-3/2, 5/а	
1 :5	2/i-4/2, 6/2	
1:6	2/1-5/2, 7/2	
1:7	2/,-6/г, 8/а	
1:8	2/i-7/a, 9/г	
образувателни елементи с характеристика, възможно най-близ-ка до квадратичната [19].
Блоковата схема от фиг. 3-1 може да бъде използувана, когато формирането на сигнала става на сравнително висока честота, например 5 или 9 MHz. Тогава само с помощта на един смесител
28
и един допълнителен генератор с изменяема честота се получават всички любителски обхвати. Два варианта на възможните стойности на работайте честоти на смесителя и допълнителния генератор са даде-ни в табл. 3-3. Недостаток на тези варианта е необходимостта от използуване на сравнително високи честоти на допълнителния генератор, поради което е трудно да се осигу-ри необходимата стабилност на честотата. Освен това е затруднено и получаването на една и съща скала за всички обхвати. Допълнителни трудности се появяват при използу-ването на тази блокова схема, ако •формирането на еднолентовия сигнал става на сравнително ниска честота, например до 1 MHz. Тогава честотата на допълнителния генератор се разполага близо до честотите на работния обхват и към посоче-ните по-горе недостатъци се добавя необходимостта от филтриране на сигнала от допълнителния генератор. Тази трудност може да бъде из-бягната, ако се използува предва-рително пренасяне на еднолентовия сигнал от ниската честота на фор-миране на по-висока и след това се извърши смесване с честотата от допълнителния ^генератор. Например, ако се използува формиране на SSB-сигнал по филтровия метод на честота 0,5 MHz и неговото смесване със сигнал от допълнителен генератор с постоянна честота (най-често се използува генератор с кварцова стабилизация на честотата), равна на 4,5 или 8,5 MHz, сигналът след първото смесване се пренася съот-ветно на 5 или 9 MHz (фиг. 3-3).
00 00
«•
S ч ю й h-
29
w
® Таблица 3-4
	 N Ш 4" Vi	Геиервтор кв постоянна					Честота елец първчя сие-				о	Честота елед втория смесител.		
s s 5. 5	СЛ E 2 к Se 8« u	3,5	честота (XFO) обхват, М 7 I 14 21			, MHz Hz 28 '28,5	3,5	сител, МН г обхват, MHz 7	14	21 ' 28		28,5	Честота VI MHz	3,5	MHz обхват, MHz 7	14	21	12»	| 23,5	
1	9	19	22,5	11,5	6	13 I 13,5	10	13,5 20,5 15	22	22,5	6—6,5	4-3,5	7,5-7 14,5—14	21-21,5.28—28,528,5—29 ! . !
1*	9	—	21,5	— 		25	- 24,5! 25 1	—	12,5, — 16 I	33,5	34	5-5,5i 4-3,5		7,5—7 14-14,5	" 1 1	1		 21—21>5 28,5—28*29—28,5 		!.._ 		!
3*	9	—	7		7	14 14,5		2 j — 16	23	23,5	5—5,5	4-3,5	7-7,5 14—14,5	1 21—21,528—28,5 28,5—29
4	5	—	21,5		7	14 | 14,5	—	16,5} — 12	19	19,5	9-9,5	4-3,5	7,5-7 14-14,5 21—21,5 28-28,5 28,5-29	
5	5	15	18,5	15,5	10	17 17,5	10	13,5 20,5 15	22	22,5	6-6,5	4-3,5	7,5-7 14,5—14 21—21,5 28- 28,5 28,5-29	
6*	5	4	7,5	4	11	18 18,5	9	12,5 9 16	23	23,5	5-5,5	4-3,5	7,5-7 14-14,5 21—21,5 28-28,5 28,5-29	
Таблица 3-5
----	.. .. —	_ л. ъ .ilj-тч.1.1.J1—s'**”**•'•»
Вариант	Честота, MHz ‘ SSB-еигнаа	Генератор c изменяема че-- стога (VFO>, j	MHz 		1 : Честота след t първня смесж- 1 тел, MHz	Генератор е постоянна честота (XFO), MHZ						Честота след вторив смеситеа, MHz					
				3,5	обхват, MHz					обхват, MHz					
					7	14	21	28	28,5	3,5	7	14	21	28	28,5
1 2	6,5 1	5.5-6 5-5,5	6—6.5	10	13,5	8	15	22	22,5	4-3,5	7,5—7	14—14,5	21-21,5	28-28,5	28,5-29
3 4	0,5 1	5,5—6 5—5,5	5-5,5	1 9	12,5	9	16	23	23,5	4-3,5 7,5-7		14—14,5	21-21,5	28-28,5	28,5—29
5 6	0,5 1	8,5—9 8—8,5	9—9,5	13	16,5	5	12	19	19,5	4-3,5	7,5—7	14—14,5	21-21,5	28—28,5	28,5-29
00
Останалата част на схемата е аналогична на показаната на фиг. 3-1.
Посочените по-горе недостатъци, свързани с използуването на различии честоти на допълнителния генератор, могат да бъдат
Фиг. 3-3. Блокова схема на SSB-предавател с дополнителен генератор XFO, конто се използува за пренасяне на формирания на ниска честота сигнал на висока честота
отстранени, ако се използува блоковата схема, показана на фиг. 3-4. Тази схема се отличава от показаната на фиг. 3-3 по това, че формирането на еднолентовия сигнал става на сравнително висока честота, или, ако формирането е осъществено на ниска честота, сигналът е пренесен на високата честота. Донълнител-
Фиг. 3-4. Блокова схема на SSB-предавател, в конто допълнителният генератор VFO работи в постоянен честотен обхват
ният генератор (XFO) осигурява няколко постоянни честоти, така че се използува генератор с изменяема честота (VFO), конто не се променя при смяна на обхватите на полезния сигнал. Дан-ните за честотите на еднолентовия сигнал, генератора на постоянни честоти и генератора на изменяеми честоти за шест различии варианта са дадени в табл. 3-4. За отбелязаните със звездич-ка три варианта (2, 3 и 6) е необходимо да бъде предвидено прев-
32
ключвэне на страничната лента във формнращото устройство. При останалнте три варианта, ако формираният сигнал е с горна странична лента, необходимата за всеки работе» обхват страниц на лента се получава автоматично. Друга особеност иа блокова— та схема от фиг. 3-4 (както се вижда от данннте в колоните за честотата на втория смесител) е, че част от обхватите се лолуча-ват с инвертирана настройка, т. е. при увеличаване на честотата на 'допълнителния генератор честотата иа полезния сигнал в работния обхват намалява. Това става при обхвати 3,5 и 7 MHz за всички вариант» (без 7 MHz за вариант 3) и за 14 MHz обхват за варианта 1 и 5. Това трябва да се има пред вид при изработ-ване на скалата на предавателя. За варианта, 2, 3 и 4 обхватите 3.5 и 14 MHz се получават след едно преобразуване, т. е. схемата става еквивалентна па тази от фиг. 3-1.
Особеио внимание трябва да сеобъриена допълнителния генератор на постоянни честоти, ако се изиолзуват вариант 3 и 4. Честотите 7 и 14 .MHz попадат в съответните работай обхвати, порадн което е необходимо да се вземат мерки сигналът от този генератор да не попадне на изхода на предавателя. Освен това съществ?ват ред комбинационны честоти за различимте варианта, конто могат да се окажат „поразешГ. Порадн това се препоръчва след формирователя на еднолентовия сигнал да се включи ниско-честотен филтър, конто да не пропуска хармоинчните. Същото се отнася и за допълнителннте генератори.
При разменяне на местата на допълнителните- генератори схемата от фиг. 3-4 се измени. Получава се често употребява-вата блокова схема на SSB-предавател, показана на фиг. -3-5. Когато формирането на еднолентовия сигнал става на сравнително висока честота (например както е показано в.табл. 3-3), чес-тотният обхват на допълнителния генератор с изменяема често-г та VFO може да бъде от 4 до 4,5 MHz. Честотите на XFO могат да бъдат равна на подчертаиите стойкости на VFO от табл. 3-3 (за сигнал с честота 5 MHz — по вариант 2, а за сигнал с честота 9 MHz — по вариант 1).
Ако формирането на еднолентовия сигнал става на ниска честота, например 0,5 пли 1 MHz, тогава могат да бъдат изнол-зувани честотите, дадени в табл. 3-5. Особеност на тази схема е, че още. след първия смесител честотата се изменя в границы, определяни от границите на използувания работе» обхват. За отстраняване на ненужните продукта от смесването след всеки от смеснтелите се включва широколентов или пренастройван теснолентов филтър. Пренастройването обикновено се синхроны-
3 Любителе ка SSB-техиима
33
мира с изменението на честотата на допълнителния генератор с «меняема честота VFO.
Разгледаните по-горе блокови схеми, както и дадените1 стойло ста на честоти за формиране на еднолентов сигнал, допълни-
<I>nr. 3-5. Блокоаа схема на SSB-предавател, в който местата На двата дзпълиителни генератора XFO и VFO са разменени сравнение с фиг. 3-4
т'елни генератори и смесители, представляват част от пай-често използуваните в радиолюбителската практика варианта. Радиолюбителя!' може да използува други, по-удобни от конструктив-ни съображения варианта, като се ръководи от изложените по-горе- съображения.
3.2. БАЛАНСНИ МОДУЛАТОРИ
За подтискане на носещата честота могат да бъдат използувани както специални схеми — балансни модулатори, така и филтри с много стръмен склон на а мг лит}дно-честотната характерно™ ка. Поради изключително високите изисквания към филтрите най-често се използуват балансни модулатори. Следва да се от-<5ележи, че няма никаква принципна разлика между съдържание-то на следните термини: преобразуване, смесване и модулация. Разликата е в това, каква е крайната цел на процеса, а оттук и съответният термин [1]. На фиг. 3-6 е показана опростена схема на транзисторен балансен модулатор с несиметричен трептящ кръг LC в общата колекторна верига. На базнте на транзисто-рите се подават напрежения с две честоти: ниска — Ро, и висока— /0. Всяко от тези напрежения, в който и да е момент от времето, се оказва на базите в противофаза. Ако е равно на нула, няма да има високочестотно напрежение върху кръга LC, тън като първите хармонични на колекторните токове са равни, но противоположим по фаза, т. е. модулаторът е балансиран. При
34
подавапе на нискочестотен модулиращ сигнал Urv се осъществя-ва модулиране на и аналогично на формула (1.6 )эа колектор-ните токове може да бъде записано:
h(t)= ™ i0cos'2x(f0—Fu)t+I0cos2nf0t + ™ /Ocos2n(/0+F0) t,
(3.1)
4(0 = 2 i0cos2r‘(fo—l0cos‘2nf0t + ™ /Ocos2n(/0+F0) t,
Фиг.. 3-6. Опростеяа схема на транзисторен балрнсен модулятор
а сумарното колекторно напрежение (напрежението върху кръ-га LC) приема вида
a (t)=m Uo cos 2г. (/0—F„) t+mU0 cos 2г. (/0 + f0) t.	(.3.2))
От тази формула се вижда, че в колекторния кръг се отдели напрежението на страничните честоти, което е пропорционално на: коефициента на модулация т и на амплитудата на високочестот-ното трептение Uo. Изразът (3.2) описва аналитично т. нар. дву-лентов сигнал с подтисната носеща честота. Този сигнал се получава на изхода на БМ само при наличието и на двете папре-жения на входа му — високочестотно и нискочестотно. Ако амплитудата на едно от тези напрежения се измени, измени се и изходното напрежение на БА\ — осъществява се модулация. Напрежението на носещата честота, подавано към БМ, трябва! да бъде 10—20 пъти по-голямо от модулиращото напрежение,. при което изходният сигнал е пропорционален само на по-слабия нискочестотен сигнал, а нелинейните изкривявания са незначи-телни. ©свей това и двете напрежения не бива да бъдат увелича-вани над определено ниво (зависещо от използуваната схема на БМ и елементнте й), тъй като това води до ряэко увеличаване
35
на иединейните изкривявания и на амплитудите на комбщщциои-ните честоти.	... <(
В показаната на фиг. 3-6 схема като управлявани елЯменти се използуват трапзистори. Тяхната функция може да бъде из-
Фиг. 3-7. Двутактов диоден балансов модулатор:
.« — onpouivfia схема; б — честогиа диаграмм па пзходнсто напрежевме
пълнявана също от лампи, диоди, варикапи и др. С голима популярност се ползуват диодните балансни модулатори. Опросте-на схема на диоден балансен модулатор е показана на фйг/ 3-7ц. Когато модулиращото напрежение е равно на нула, двете рамена на БМ са симетрични. През единия полупериод на високочестот-ното напрежение Uf двата диода са запушени и през тях не пре-минава ток. През другия полупериод и двата диода са отпушени и пропускат ток. Токовете на двата диода са равни, но протичат в противоположна посоки през трансформатора Тр, т. е. модула-торът е балансиран. На изхода няма сигнал. Акосеподаде ниско-честотно напрежение, единият диод се отпушва повече, а дру-гият по-малко. Получава се разбалансиране на токовете в двете рамена на БМ и на изхода се появява изходно напрежение. През следващия полупериод разбалансирането се получава в обратна посока. По такъв начин изходното напрежение се опре-ля от амплитудата и честотата на модулиращото нискочестотно напрежение. Честотната диаграма на изходното напрежение е показана на фиг. 3-7 б и съдържа съставната на модулиращата чецгота, съставните на двете странични честоти, а не съдържа съставната на носещата честота.
: Опростена схема на диоден балансен модулатор, построен по мостова схема, е показана на фиг. 3-8 а. ВЧ и НЧ напряжения се подават на различните диагонали на моста, образуваы. от дио-дите Д,—Дц. Кондензаторите Сг и С, имат малка стойност, за да
36
пропуска! ВЧ напрежение и предотвратяват даването на късо на НЧ напрежение през първичната намотка на трансформатора Тр. Когато НЧ напрежение е равно на нула, токовете през чети-рите диода са еднакви и модулаторътебалансиран. Ако на баланс-
Фиг. 3-8. Мостов диодеи баланссн модулятор:
—> o:jpGCfei<a схема; б — честит на диграма на изходного напрежение
ння модулатор се подаде НЧ напрежение, през първия полупериод се повишава проводимостта на диодите Д2 и Дл, а се намаля-ва прозодимостта на диодите Д± и Д3. Мостит се разбалансира и ее иоявява изходно напрежение. През вторая полупериод се осъ-щестзява аналогичен процес, но в обратна посока, вследствие на което изходното напрежение има обратна на предходната фаза. По такъв начин всеки път, когато модулиращото напрежение. пре-минава през нула, се пени фазата на изходното напрежение. Чес-тотната диаграма на това напрежение е показана на фиг; 3-8 б (10]. .В изходното напрежение отсъствуват честотата на модули-ращия сигнал и нейните хармонични. Това е важно свойство, особено ако стойността на носещата честота е сравнително нис-ка ихармоничните на модулиращия сигнал могат да попаднат в спектъра на изходния сигнал. За диодните балансни модулатори също е в сила изискването за съотношението на амплитудите на ВЧ и НЧ напрежения, както бе посочено по-горе. Обикновено амплитудата на ВЧ напрежение е няколко волта.
В зависимост от това, къде се найира работната точка върху статичната модулационна характеристика на управлявания еле-мент и амплитудата на подаваните напрежения, се различават няколко режима на работа на балансная модулатор. Линеен режим се получава, когато работната точка се намира в средата на линейната част на статичната модулационна характеристика. За диодните балансни модулатори този режим се получава при относително високи стойкости на ВЧ напрежение, когато- харак-теристиката на диода в първо приближение може да се приеме
37
за линейна [2]. Нелинейните изкривяванпя при този режим са минимални.
Квадратичен режим на балансни я модулатор се получава при нзползуване на началната част на статичната модулационна характеристика на управлявания елемент, т. е. при работа с отно-сително ниски стойности на подаваните напрежения (за болшин-ството диоди това напрежение е в границите на 0,2—0,5 V [3]. При точно квадратична характеристика на управлявания елег мент изходното напрежение на балансния модулатор не съдържэ честотите на модулиращите НЧ и ВЧ напрежения, а само техните хармонични от втори ред и честотите на двете странични ленти. Обаче при квадратичния режим стойността на изходното напрежение е няколко пъти по-ниска, отколкою при линейиия режим.
Балансните модулатори осигуряват достатъчно висока степей на подтискане на носещата честота — около 30—40 tlB. Те работят в широк обхват от честоти—от няколко десетки kHz до 15—20 MHz [26]. Особеност на диодните БМ е, че с увеличаване на честотата намаляват степента на подтискане на носещата честота и входною си и изходно съпротнвление (поради влнянието на собствените капацитети на диодите). Например, ако при честота 100 kHz входною съпротнвление на диоден БМ, построен по мостовата схема, е 1—1,2 кй, при честота 10 MHz същото е в границите на 30—70 й. Затова е необходимо да бъдат предвнде-ни съответните съ гласу ващи устройства.
Ако в качеството на управляван елемент се използува активен елемент (лампа, транзистор), за намаляване влияннето на дестабнлизиращите фактори върху степента на подтискане на носещата честота може да бъде използувана отрнцателна обратна връзка. Освен това БМ с активни управлявани елементи имат и следните преимущества: позволяват получаване на висок и регулируем коефициент на предаване (усилване), имат вмсоко-омни входни и изходни съпротивления, осигуряват по-голяма изходна мощност, балансират се сравнително лесно и оснгуря -ват по-малко взаимно влияние между входпите и изходните вериги.
Практически схеми
На фиг. 3-9 е показана практическа схема на балансен-модулятор с транзистори [10]. Характерна особеност на работата на транзисторите в тази схема е използуването на началната част от характеристиките им, конто са значително линеализирани чрез
38
йключване на резистори в емитерните вериги. Освен това по та-къв начин се подобрява стабилността на характеристиките.
Практическа схема на диоден балансен модулатор е показана на фиг. 3-10. НЧ напрежение се подава в единия диагонал на
Фиг. 3-Э. Практическа схема на трагзисторен балансен модулатор
Фиг. 3-10. Практическа схема на мостов диоден балансен модулатор
моста. Балансирането се осыцествява чрез тример-потенциометъ-ра и донастройващия кондензатор 8—35 pF. За товар на мо-дулатора служи бобината Lit която е свързана индуктивно с трептящия кръг ЬйС2, настроен на работната честота. Най-често в тази схема се използуват високочестотни точкови герма-ниевн диоди. Ако в разгледаната схема стойностите на /?2 и jR3 се увеличат до няколко килоома, входною съпротивление н БМ за ВЧ напрежение се увеличава значително и отпада необходи
39
мостта от използуването на емитерен (катоден) повторитед. При това обаче е необходимо да се увеличи стойността на подаваното ВЧ напрежение до 5—6 V.
Много добри резултати се получават при употребата на вари-капи като управлявани елементи При това входнпте съпротив-
Фиг. 3-11. Практически схема на балансен модулатор с варикапи
лення за ВЧ и НЧ напрежения са високоомни и не е необходимо включвайето на съответните повторители. Такава схема е показана па фиг. 3-11 [4]. Капацитетът на двата последователнс свързапи варикапа заедно с индуктивността на първичната намотка иа трансформатора Тр образува трептящ кръг. Той се настройва в резонанс с подавания ВЧ сигнал чрез кон-дензатора Сг Чрез тример-потепциометъра 22 kQ се регу-лират подаваните към варикапите постоянни напрежения. При изравняване на напреженията капацитетите на двата варикапа се изравпяват. Тогава токовете през първичната намотка' на трансформатора Тр се компенсират и липсва сигнал на изхода. При подаване на НЧ напрежение балансът се парушава, като при положителната полувълна капацитетът на се увеличава, а този на Дг намалява. При отрицателната полувълна тези изменения са в обратна посока. Стойността на впсокочестотния ток. през първичната намотка па трансформатора се меня по закона на модулиращото НЧ напрежение и на вторичната намотка се появява модулнрано ВЧ напрежение с подтисната носеща честота — DSB. Степента на подтискане на носещата честота е голяШ
40
н'дбстига 50 dB. За честота 5 MHz трансформаторы Тр има 38 навивки на първичната намотка от проводник с диаметър 0,16 iftrii и- извод от средата, 9 навивки на вторичната намотка от същйя проводник, а за сърцевина се използува високочестотен феритен пръстен с размери 7x4x1,2 mm и р—50.
'Фиг. 3-12. Практически схема на балансен модулатор с интегрална схема
Практнческа схема на балансен модулатор с интегрална схема (ИС) е показана на фиг. 3-12 [16]. Специализираната ИС тип МС 1596 G представлява двоен транзисторен диференциален усилвател, конто работи в честотен обхват до 50 MHz, като не изисква употребата на трансформатори или трептящи кръгове. Тази ИС може да бъде използувана и като SSB-продуктдетектор, AM модулатор-демодулатор, FM-детектор, смесител, умножи-тел на честота, фазов детектор и т. н. Схемата осигурява висока •степей на подтискане на носещата честота, която е равна на 38 •dB при честота 50 MHz и 65 dB при честота 0,5 MHz. За послед-ната работна честота подтискането на комбинационните честоти •е не по-малко от 55 dB.
•3.3. ФИЛТРИ
В радио любителската SSB-техника филтрите изпълняват най-разнообразни задачи: отделяне на необходимата странична лента при формиране на еднолентов сигнал по филтровия метод; отдё-ляне на необходимите честотни съставни след смесителите, де-
41
гекторите и модулаторнте; филтриране на ненужните хармонич" ни честоти на генераторнте и т. н.
В зависимост от вида на амплитудно-честотната си характеристика фнлтрите се разделят на четири вида [1]: нискочестотни
Фиг. 3-13. Опростели схеми и чсстстни диаграми на филтрн: а — ивскочесто'1св; б — юиодочспотев; в — левтос; г — режскторен
филтри (НЧФ) — не пропускат честоти, но-високи от гранична-та (фиг. 3-13 а); високочестотни (ВЧФ)—не пропускат честоти, по-ниски от граничната (фиг. 3-13 б); лентови филтри (ЛФ) пропускат честоти в определен честотен обхват, но не пропускат честотите, разположени извън този обхват (фиг. 3-13 в); режек-торни филтри (РФ) — не пропускат честоти в определен честота
обхвад, но пропусках всички честоти, разположени извън този обхват (фиг. 3-13 г).
В SSB-техниката най-широко приложение намират лентови-те и нискочестотните филтри. Паралелният трептящ кръг пред-ставлява пример на най-прост лентов филтър (фиг 3-13 в).
Основни параметра на ЛФ са: пропускана честотна лента, коефициент на правоъгълност затихване извън пропускана-га .честотна лента, вълново съпротивление, затихване в проп>с-каната честотна лента и неравномерност на амплитудно-честот- (эта характеристика в пропусканата честотна лента. Пропуска-пата честотна лента се определи чрез обхвата от честоти, в конто изходното напрежение на филтъра не спада под 0,707 от максималното напрежение или с 3 dB (А/з). Чрез коефициента на правоъгълност Кг се оценява стръмността на склона на амплитудно-честотната характеристика на филтъра. Кг обикновево се определи като отношение на пропусканата честотна лента на пиво — 60 dB към пропусканата честотна лента на пиво — 6 <dB (фиг. 3-13 в). Колкото този коефициент е по-близо до 1, толкова качеството на филтъра е по-високо, като на практика за формиране иа еднолентов сигнал се използуват филтри с Кг от 1,05 до 6. Затихването извън пропусканата честотна лента завися от типа на филтъра, неговата конструкция и настройка. Желателно е използуването на филтри, с колкото е възможно по-голямо затихване извън пропусканата честотна лента, като стой-носттд на затихването практически се намира в граничите от 30 до 80 dB. Вълновото съпротивление на филтъра се определи от характеристичните вълнови съпротивления на отделяйте му звена. Обикновено това съпротивление се измени при изменение на честотата. Условие за оптимално съгласуване на филтъра с товара е равенство между характеристичното вълново сопротивление на филтъра и товарного съпротивление. Последните две съпротивления определят входного съпротивление на филтъра. Тъй като филтърът има определено активно съпротивление, той лредизвиква затихване на сигнала в пропусканата честотна лента, което се намира в граничите от нула (за активните филтри) до няколко десетки дечибела. Неравномерността на амплитудно-честотната характеристика в пропускната лента се определи от типа на филтъра и обикновено не е по-голяма от няколко децибела.
В зависимост от елементите най-често използуваните лентови филтри се разделят на три основни групи: индуктивно-капаци-тивни (LC), кварцови и електромеханични. Освен това при после-дователно свързване на НЧФ и ВЧФ, изпълнени по схеми на активни 7?С-филтри, също се получава лентов филтър [5].
43
Индуктивно-капанитивни филтри
В индуктнБно-капацитивните филтри се използуват елементи със съсредоточени индуктивност п капацитет, като загубите в еле-ментите нарастват при увеличаване на честотата.
Работната честота на LC-филтрите е в границите от 10 до 100 kHz [10]. Като елементи в подобии филтри се използуват бобини, навити върху феритни пръстени или феритни чашки (топфкерни), и—Юн-1000 и слюденн кондензатори, конто имат
Фиг. 3-14. Схема иа лентс-в LC-фнлтър
Фиг. 3-15. Амплитудно-честотна характеристика на лентовия £С-филтър> от фиг. 3-14
44
сравнително малки размери, подходящи стоимости на капаците-та иддстатъчна' стабилност във времето.
На фиг;' 3-14 е показана схемата на лентов LC-филтър, предназначен’ за отделяне на долна странична лента на изхода на балансен модулатор при носеща честота fo=40 kHz, а на фиг. 3-15—неговата амплитудно-честотна характеристика [10]. Фил-търът има следните пара.метри: пропускана честотна лента от 36,6 до 39,7 kHz на ниво —3 dB, затихване извън пропусканата честотна лента ^54 dB, неравномерност на амплитудио-честотна-та характеристика <2 dB.
Кварцови филтри
Много често се използуват филтри, в конто ролята на основед елемент и грант кварцовн резонатори. Нравият и обратен пиеэо.-; електрически ефект са в основата на получаването на електричес? ки трептения от механичните трептения на кварца. При правил пиезоелектрнчески ефект механичните деформации ра кварцев*» та пластина предизвикват появяване на електрически заряди па нейните стени. Поставянето на пластината в електрическо поле води до обратен пиезоелектрнчески ефект, т. е. до възникване на механичии деформации на пластиката. Ако това електрическо поле е променливо, пластината извършва стабилни механични трептения. По такъв начин кварцовият резонатор представлява преобразовател на механичните трептения в електрически и обратно. Резонансните свойства на кварцовнте пластин!? са много стабилнн, а качественият им фактор е в границите от 5.104 до 107. Относително малките размери позволяват лесната защита на кварцрвйте пласта ни от въздействието на вибрации и мех.анич-ни деформации, а също така поставянето им в термостат или вакуум (й съответеп балон). В кварцовия резонатор в зависимост от неговата форма, тип на пластината и начин на възбуждане могат да възннкнат следните видове деформации: натиск, опъва-не, изместване, огъване и завъртане [12]. Възможно е възникване на трептения не само на основната честота, но и на нейните нечетни хармонични. Честотите на трептения на кварцовата пластана, зависят от начина на включването й в схемата, а сами-те трептения са най-ефективни на честоти, близки до собствените резочансни трептения. На тези честоти кварцовата пластина може да бъде описана чрез еквивалентната схема, показана на фиг, 3-16 а. В нея кварцът е заменен с последователен тИятящ. кръц Lk С, Rk -Са представлява статичният капацитет на кварца, катр се вземе пред вид и капацитетът на държателя на кварца, a Ra
45
е активного сьпротивление на самия кварц [12]. Последиото е много голимо — от поряДъка на няколко мегаома. Стойностите на останалите елементи Lk, Ck, Rk и Са в зависимост от реомет-
Фиг. 3-16. Кварцова пластина:
« е-,.внвзлентя1 схема; ff—«еометричии размсри ни сластяната
ричните размери на пластината в сантиметри са следните (фиг. 3-16 б) [10]:
L,{- 131 ^(Н);
Ck = 2,405.10 3 ba 1 (pF);	(3.3)
/?й=2,79.10~6(Q);
Ca = 0,404 bal (pF).
(3-4)
На фиг. 3-17 e показана честотната характеристика на реактивного съпротивление от еквивалентната схема на кварцовата пластина (фиг. 3-16 а). От ней се вижда, че схемата има две ре-зонансни честоти fk и fa, от конто първата съответствува на последователен резонанс и се определи от параметрите Lk и Ck, т. е.
" 2^LkCk '
Честотата на последователния резонанс не зависи от паразитни-те реактивности, конто се наблюдават в схемата, поради което има най-голяма стабилност. Обратно на това, честотата на паралел-ния резонанс зависи не само от параметрите £* , С* и Са , но ъщо и от всички паразитни капацитети С„ на схемата, конто действу-ват паралелно на капацитета С„. Тогава общият капацитет Со,
46
определят, честотата на паралелния резонанс, се--пюйучава’ от
израза
г -Ск С° С°~'сь+с'
(3-5)
*1
& *
Фиг. 3-17. Зависимост на реактивните съпротивления на кварцовата пластина от честотата
(3.6)
където С0=Со -'гСе . Тогава честотата на паралелния резонанс се получава по формулата
f-
В честотння интервал от до fa кварцътима индуктивно съпротивление, което нараства при увеличаване на честотата. Този интервал се нарича резонансен интервал на кварца и е равен на
f -f - k к J a Jh~ IQ)
Тази характеристика е много важна при разработването на квар-цови филтри, тъй като от нея се определи главно пропусканата честотна лента от лентовия филтър. Относителният резонансен интервал = £* зависи от отношение™ на капацитетите С* и
Jk ^со
Со и обикновено не е по-голям от 0,5% от честотата па кварца. За изменяне на работайте резонансни честоти fh и fa на кварца към него се включва последователно индуктивйост L (фиг.-
(3-7)
47
3-18 о) или паралелно— капацитет С (фиг. 3-18 .6)[10]. Щрик-пунктираните линии на посочените фигури показва. чес-тотшпе характеристики на кварца в неговия „чист" вид, пункти-раиите — на добавяната реактивност, а непрекъснатите линии дават резултантните характеристики.
3-18. Измскяне на рсзонансните честоти на кварца:
л—чрез последователио жлк чване на мнд% ктизносг L; б—чрезд^ралелжо включва-не ня кмшцмтет С
Фиг. 3-19. Кварцов филтър:
а— онростена мостова схема; б—съответната ка а екнивалентня схема; в—еквивалянтна сжемз кя «в.у крист алей филтър
. За получаване на по-пълна представа за характеристиките на кварцовите пластики в табл. 3-6 са показани стойностите на елементите от еквивалентната схема (фиг. 3-16 а) за няколко конкретни кварца [12].
При кварцовите лентови филтри обикновено се използува мостова схема на включване (фиг. 3-19 а), конто може да бъде
48
Таблиц* 3-6
		Ра» мер» на пластиката, mm		
Характеристик*	3X13X33	крыла 0,14x14	0.69x14,5x20	0.44 К 25.5
pF Q. pF l.i„ mH Я*. Ra- М2 P*. М2 Q*	12,6 0,0273 3000 141 2,4 10,5 0,75. 103	10,3 0,0072 220 23 2,68 5,53 2.39. 10&	23,7 00271 53 9 0,268 1,4 1,56. ЮЗ'	46,2 O.W2T2 37 3.6 0.099 1.3 3.65. 105
P* Ca f, MHz	2,15.10~3 0,556	0.698. IO"3 0.4	1,14. IO-’ 4,2	0,483.10 -з 5.58
Предсгавена чрез съответната еквивалентйа схема (фиг. 3-19 б). Идентични резултати се получават от двукристален филтър, еквизалентната схема на който е показана на фиг. 3-19 в. При това импедансите на елементите в схемата от фиг. 3-19 в са- рав-
Фиг. 3-20. Амплитудно-честотна характеристика на двукристален лентов филтър
ии на половината от импедансите на елементите от пълната схема' (фиг. 3-19 б). Използуват се два идентичны кварца, като ре-зонансните честоти на единия са изместени по отношение на ре-
-4 Любмтслека SSB-тахнмка
49
зонанените честоти на другия и това изместване е равно на стойността на резонансния интервал fa—ft. Тогава пропусканата! честотна лента е приблизително два пъти по-широка от резонанс j ния интервал (фиг. 3-20). Сьпротивлението на товара в двукристалния филтър окаэва значително влияние на формата на плоската част на реэоиансната крива и почти не оказва влияг ние на. пропусканата честотна лента. Обикновено то е в •'раниците
Фиг. 3-21. Принципна схема ни тризеспск кристален филтър на честота 5 MHz
от няколкостотин ома до няколко килоома. Често вместо активно, съпротивление се използува трептящ кръг, настроен на средната честота на пропусканата честотна лента. Двукристалният филтър осигурява подтискане на нежеланата странична лента до. 20—30 dB (в зависимост от честотата) при иеравномерност на амплитудно-честотната характеристика в пропусканата честотна лента 3—5 dB и коефициент на правоъгълност К, около 5. За увеличаване на затихването извън пропусканата честотна лента и стръмността на склона на амплитудно-честотната характеристика често се практикува последователното включение на няколко двукристални филтъра. На фиг. 3-21 е показана прин-цнпна схема на тризвенен кристален филтър на честота 5 MHz, а на фиг. 3-22 — неговата амплитудно-честотна характеристика. Използуват се шест еднакви кварцови резонатора, като кристалите Л са с честота, равна на 5002,2 kHz, а кристалите В — с честота 5003,9 kHz. Филтърът има лента на пропускане 2,7 kHz на ниво — 6 dB, подтискане на нежеланата странична лента по-вече от 50 dB и коефициент на правоъгълност Кг 2,5. Бобините L2 и L3 са навити бифилярно върху феритни пръетени с магнитна проницаемост 20—100, външен диаметър 20 тт и съдър-жат по 50 навивки от проводник с днаметър 0,25—0,40 тт, кэ-то отводът е от средата им. Трябва да се обърне внимание на екранирането на отделяйте звена на филтъра и отстраняването
50
ha паразитните връзки, тъй като при високи честоти сигналът може да се предава по тези връзки, като „заобикаля" филтъра.
Многозвенните кварцови филтри се използуват успешно от радиолюбителите в честотен обхват от няколкостотин kHz до ГО MHz. Освен саморъчно изработени филтри могат да бъдат ййпожувани,и фабрични, например тип XF9A или XF9B на чес-тЬта 9 MHz [26].
Фиг. 3-22. Амплитудно-честотна характеристика на филтъра от фиг. 3-21
Електромеханични филтри
Работата на всички електромеханични филтри (ЕМФ) независимо от вида на използуваните в тях трептения се основава на един и същ принцип. Високочестотната електрическа енергия, подава-на на входния преобразовател, се превръща в механична, пре-минава през механичните резонатори на филтъра и в изходния преобразовател отново се превръща в електрическа. При това честотната характеристика на филтъра се определи от геометрич-ните размери на механичните резонаторни елементи. Като резонатори се използуват пръчици, топчета, дискове, пластинки и други, конто са свързани един с друг с помощта на метални
51
сиръэки. Резонаторите са еквивалентни на настроена трептящй кръгове,, а свръзките — на кондензатори, порадн- което пялатй система действува като последователна верига от трептящй кръ^ гове с капацитивна връзка |1]. Входният (изходният) електроме'-
6
Фиг. 3-23 Електрсмехаиичен филтър от пластинки: а — елекгромеханвчиа система; б — еквивжлентнете иа а електрическа схема
ханичен преобразовател обикновено емагнитострикционен, прин-ципът на работа на конто се базира на изменението на формата и размера на феромагнитните тела при тяхното намагнитване. Те представляват бобини с поставени в тях краища на механичната трептяща система. За подобряване на преобразуването се добавят постоянни магнити. Крайните резонатори се настройват със специални кондензатори и служат като успокоители (демпфери) на механичните трептения. Електромеханичната схема и екви-валентната електрическа схема иа електромеханичен филтър от пластинки са показани на фиг. 3-23 а и фиг. 3-23 б. Избира-телността на филтъра е висока, тъй като качественият фактор на резонаторите е няколко хиляди. Теглото и размерите на подобен филтър в обхвата на радиочестотите са малки и се определят от размерите на трептящата система. Например ЕМФ с честота 500 kHz и пропускана честотна лента 3 kHz има дължина 60 mm, диаметър 12 mm и тегло около 50 g. Това позволява използуването на ЕМФ в схема с печатен монтаж и миниатюрни елементи [1].
Собствената честота на резонатора на ЕМФ може да се измени под въздействнето на външните условия, паразитки магнитив
полета и механични вибрации. Отстраняване влияиието на тези фактор» се осъществява чрез подходяща конструкция на филтъ-ра и набор на материала. Затова резонаторите се изработват от инвар или други високостабилни сплави (например сплав от
№--------------------------------
де 13$ SDC	АО? Ж 5»
Фиг. 3-24. Честотна характеристика на 9-дисксв електромеханичен фнлтър
3,к№
никел .и желязо) и имат голямо постоянство на характеристижите и гол яма виброустойчивост.
Коефициентът на правоъгълност Кг на ЕМФ се намира в границите от 1,05 до 3,0. Затихването извън пропусканата честотна лента е много голямо и достига 60—75 dB, а затихването в пропусканата честотна лента е от 3 до 10 dB. ЕМФ ее произвеж-дат на честоти до 1 MHz.
На ,фиг. 3-24 е показана честотната характеристика на 9-дисков ЁМФ- Той има честотна лента на пропускане на ниво — 6 dB 2,9 kHz, затихване в пропусканата лента 6 dB, неравномер-ност на амплитудно-честотната характеристика в пропусканата лента, 1,9 dB, коефициент на правоъгълност равен на 1,47, и работна честота 500 kHz.
’За .нормална работа на повече|О ЕМФ е необходимо лромен-ливо напрежение в границите от 0,1 до 2,0 V. Честотната характеристика на ЕМФ е симетрична. Затова той може да пропуска както горната, така и долната странична лента в зависимост от
53
избора на носещата честота. Тя обикновено се разполага на склона на честотната характеристика на ниво на затихване 20 dB.
На фиг. 3-25 е показано включването на 500 kHz ЕМФ в усилвател на МЧ за приемник или предавател. Тъй като постоян-
Фиг. 3-25. Включванс на 500'кНг-електромеханичен филтър. в усилвател на междинна честота за приемник или предавател
ният колекторен ток на първия транзистор не е по-голям от 2 mA, е допустимо преминаването му през бобината на ЕМФ. С помощта на донастройващия кондензатор в колекторната верига иа първия транзистор полученият трептящ кръг се настройва на честотата на филтъра. Тъй като второто транзисторно стъпало има ниско входно съпротнвление, другата бобина за връзка се настройва като последователен трептящ кръг. Стойността на до-настройващите кондензатори е различна за различните в'идове ЕМФ [24].
4. ФАЗОИЗМЕСТВАЩИ УСТРОЙСТВА (ВЧ И НЧ)
Предназначение™ на фазоизместващите устройства (ФУ) и изиск-ванията към тях бяха разгледани при фазовия метод за получаване на еднолентов сигнал. Тук ще разгледаме няколко кон-кретнн схеми на ВЧ и Н Ч ФУ.
Високочестотни фазоизместващи устройства
В радиолюбителската практика най-често се използуват тесно-лентови ВЧФУ, конто работят в тесните честотни граници на съответния обхват. Поради това се използуват сравнително прости схеми. На фиг. 3-26 и фиг. 3-27 са показани две такйва ехе-
54
ми, конто осигуряват две дефазирани на 90' ВЧ напрежения с еднаква амплитуда, в конто основни елементи са L, Си R. Главно изискване при тези схеми е реактивного съпротивление на L ил»^С да бъде равно на активного съпрогивление за рабогнага.
Фиг. 3-26. Схема на тесноЛеитоьо 7?кС-фаэоиэместващ,о устройство
Фиг. 3-27. Схема на теснОлентово 1?б-фазоизместващо устройство
честога. При това входного съпротивление на схемата е равно, на 7?. Стойностите на елементите при 7? =50 О са даденп в табл 3-7 125]. Изходното съпротивление на тези ВЧФУ е много biT соко, поради което входного съпротивление на следващото стъ пало трябва да бъде не по-малко от 1 Мй. Недостатък на посоче-
Таблица 3-7
/, MHz	/?, а	С, pF	L, Z«H
3,5	50	910	2,26
7	50	455	1,13
14	50	228	0,56
21	50	171	0,38
28 		50	114	0,28
ните ВЧФУ е непостояиството на изходното напрежение прн изменяне на честотата — около 4% за любителски обхват. Това е основната причина формирането на еднолентовия сигнал да става на фиксирана честота, а след това чрез допълнително прео-бразуване да се получават любителските обхвати. Широколенто-вите ВЧФУ обикновено представляват четириполюсници, конто се състоят от няколко фазови вериги. Проста 7?С-схема, работе-ща на този принцип, е показана на фиг. 3-28. При входно и изходно съпротивление, равно на 50 Й, тази схема осигурява из-местване по фаза на 90° в честотен обхват от 2 kHz до 10 MHz, затихване на сигнала около 19 dB (десет пъти по напрежение) и пулсация на фазата, не по-голяма от 3°. Стойностите за 7? са в й, а за С — в uF.
Фиг. 3-28. Схема иа широко.тентсво /?С-фазоизмёст ваше устройство
Нискочестотни фазоизместващи устройства
По принцип нискочестотните фазоизместващи устройства се ртличават от високочестотните само по конструкция, тъй като на ниски честоти размерите на елементите значително се увелича-ват. Поради това най-често за основа на НЧФУ се използуват /?С-вериги. На фиг. 3-29 е показана подобна схема с входно съпротивление 500 Q. НЧ сигнал към схемата се подавр’ от НЧ трансформатор за съгласуване на съпротивленията и / симет-риране на входа. На фиг. 3-30 е показана схема, в която вместо трансформатор се използува фазоинвертор, а към изхода на двата канала са евързани буферни усилватели с полеви ;транзис-
Фиг. 3-29. Схема на нискочестотно /?С-фазоиз-местващо устройство
56
тори. Стойностите на използуваните в двете схеми елемент» трябва да бъдат с точност, не по-малка от 1 %. В любителскн условия трудно се намнрат елемент» с такава точност. Затова се постъпва по следння начин: измерват се с точки прибор» няколко елемента с номинална стойиост, близка до необходимата. Под бират ре резисторите с най-близка, но по-голяма от номиналната стойнррт. Паралелно на тях се свързват резистор» с много по-голяма стрйност до получаване на исканата. От кондензатори-те се дзбррат с близка, но по-малка стойност от номиналната и паралелдо.. се включват кондензатори с малка стойност до получаване. на исканата.
И двата описани НЧФУ работят добре в честотен обхват от 0,35 до 3,00 kHz, като осигуряват точност на фазовото изместване до 0,5%. При подаване на други честоти ъгълът на дефазира-не се изменя и подтискането на страннчната лента намалява. Затова обикновено между микрофонния предусилвател и НЧФУ се вкдн^ва филтър за ограннчаване на НЧ-сиектъра на сигнала.
Схема , на НЧФУ с равномерна амплнтудно-честотна харак
57
теристика, осигуряваща два еднакви по амплитуда из.ходни сигнала, но различаващи се по фаза на 90сд=2г’ в честотен обхват от 0,1 до 10 kHz, е показана на фиг. 3-31 (14]. Тази схема се състои от две фазоизместващи вериги, като всяка съдържа по
49,85Hz S97Hz 4853Hz
Фиг. 3-31. Схема па нискочестотно фазоизмествзщо устройство с интеграл и и схеми
трн звена. Всяко звено се настройва така, че да се получи фа-Зово изместване точно на 90' за честотата, показана за това звено (с тример-потенниометъра 4,7 кй). Това става много просто чрез включване на входа и изхода на звеното съответно към хоризонталния и вертнкалния вход на осцилограф и регулиране, докато се получи фигура на Лисажу във вид на окръжност. Използуват се две интегрални схеми тип LM 324, всяка'от конто съдържа по четири операционни усилвателя.
Балансни модулатори и суматори за фазови възбудители
Използуваните във фазовите възбудители балансни модулатори БМ се различават от обикновените, разгледани по-горе,* по това,
58
че работят с общ товар (суматор). В последний се отдели еднолен-товият сигнал. Най-често те представляват два БЛА, оформени конструктивно в общ възел заедно с товара. На фиг. 3-32 а е показана схемата на БЛА за фазов възбудител, конто работа в
Фиг. 3-32. Балансен модулатор за фазой въвбудител: о — схема на модулятора; б — схема на конструкцията на високочестотния трансформатор Тр
честотен' обхват от 0,5 до 10 MHz. Използуват се два диодни БМ, конто са включены по такъв начин към трансформатора Тр, че се подтиска носещата честота и едната странична лента. ВЧ напрежение с изместване на фазата 90 се подава към плъзгачите на тример-потенциометрите 1 кй, а изходното напрежение се получава на вторичната намотка на трансформатора Тр. БЛ1 работят в квадратичен режим, т. е. амплитудата на ВЧ напрежение не е по-голяма от 200—250 mV. Тогава БМ имат по-високо. входио съпротивление в сравнение с линейния режим и следо-вателно' оказват по-малко влияние на работата на ВЧФУ. На фиг. 3-32 б е показана схема на конструкцията на ВЧ-транс-форматора Тр. За сърцевина се използува феритен пръстен с външен диаметър 20 mm и магнитна проницаемост 40—100. На-мотават се едновременно и трите намотки (25 навивки във всяка намотка), като се използуват три усукани проводника с дебелина 0,1—0,2 mm. Начинът на свързване на намотките на трансформатора Тр е показан на фиг. 3-32 а и фиг. 3-32 б (с 11 е означено началото, а с К — краят на съответната намотка) [3].
59
3.5. МИКРОФОН И, МИКРОФОН НИ УСИЛВАТЕЛ И И НИСКОЧЕСТОТНИ ФИЛТРИ
Микрофони
Голямо значение за доброта качество на работа на SSB-предава-теля има правилният избор на микрофона. Радиолюбителите използуват най-различни типове микрофони, но най-разпростра-нени са динамичните и кристалните.
В кристалния микрофон се използува пиезоелектрическият ефект, т. е. появата на напрежение върху стените на Кристал, към конто е приложено механично усилие. От електрическа медиа точка подобен кристал представлява кондензатор с капаци-тет от няколкостотин до няколко хиляди пикофарада, Следова-телно негозото вътрешно съпротнвление зависн от честотата. При достатъчно голямо товарно съпротнвление (над 1MQ) ам-плитудно-честотната характеристика на микрофона е почти равномерна. Но при намаляване на товарного съпротнвление до 0,25 MQ (и по-малко) се наблюдава влошаване възпронзвеждането на ннските звукови честоти. Изходното напрежение на подобии микрофона нан-често достига няколко десетки мнливолта (1].
В динамичните микрофони се използува ннду ктирането на електрическо напрежение в бобина, двнжеща се в постоянно магнитно поле. Обикновено динамичните микрофони са нискоомни, а изходното им напрежение е няколко мнливолта. За повиша-ването му често се използуват микрофонни трансформатори.
Желателно е използуването на микрофон с определена на-соченост на диаграмата, например кардиоидна. Това прзволява да. бъдат намалени страничните шумове, съществуващи в поме-щението, където е разположена радиостанцията. Улеснява се също и използуването на високоговорител на изхода на прием-ната част, като мнкрофонът трябва да бъде разположен така, че минимумът на диаграмата на насоченост да бъде в посрка към високоговорителя [1].
ЛТикрсфонни усилвател»
Изходното НЧ напрежение от микрофона има сравнително.ниско ниво, което не е достатъчно за осигуряване на нормална работа на балансния модулатор. Затова е необходимо използ) ване го на микрофонни усилватели на ниска честота (УНЧ). Входното напрежение на БМ най-често не е по-високо от няколко волга, така че коефицпентът на усилване по напрежение на УНЧ е в грани-
60
ди.те от няколко стотици до няколко хиляди пъти. Едно от-изис-кзйнията кьм УНЧ е осигуряване на малки нелинейни изкривя-вания — не повече от 1%. При изнолзуваните нива на сигнала това изискване се удовлетворява сравнително лесно. Др-уго важ-
Фцг. 3-33. Схема на двутраизисторен мнкрофонеи усилвзтед t<-j няскз ч-CTOTJ за динамичен микрофон
но и|искваие към УНЧ е отсъствие на паразитка модулация от захранзащото мрежово напрежение. Освеи изкривяване на сигнала наличието на „брум“ води до появяване от двете страни на подткснатата носеща честота по две честотии съставни, разполо-жени не 50 и 100 Hz от нея. Против това явление се използуват познатите начини за филтриране на захранващото напрежение и екрдниране на елементите на УНЧ.
Често причина за лота работа на УНЧ е паразитно ВЧ поле, което въздействува зърху елементите на усилвателя — най-чесго зърху активните, като предизвиква изместване на работ -ната гм точка и поява на нелинейни изкривявания. За отстраня-ване на това явление се използуват развързващи филтри и подходяще екраниране [1].
На фиг. 3-33 и фиг. 3-34 са показапи схемите па двутран-.зистэрни микрофоппн УНЧ съответно за динамичен и кристален микрофон [31. Използува се галванична връзка между двата тран-зцедоуа. Входиият филтър служи за предотвратяване на самовъз-буждане и претоварване. С тример-потенциометъра се.подбира необходимого усилване. Изходният сигнал се снема от вторич-ната намотка на трансформатора Тр. Може да бъде използуван преходен трансформатор от всеки транзисторен радиоприемник и-ци.да.се навие самостоятелно на сърцевина Ш 6,4x6 от. перма-дой... Първичната намотка има 1200 нав., а вторичната, —-.800 нав. от проводник с дебелина 0,1—0,15 mm.
61
На фиг. 3-35 е показана схемата на УНЧ с интегрална схема (ИС) тип рА 741, конто съдържа минимум елементи. Могат да бъдат използувани и други тнпове ИС, но е необходимо конкретно за всяка от тях да бъде осыцествена външна честотна компенса-
Фв . 3-34. Схема на двутранзисторен микрофоне» усилвател на ниска честота за кристален микрофон
Фиг. 3-35. Схема на усилвател иа ниска честота с интегрална схема
ция, например за ИС тип рА 709. Регулнране на усилването се осъществява чрез тример-потенциометъра 1,0 MQ.
Нискочестотни филтри
При раэглеждане на методите за формиране на еднолентов сигнал беше отбелязано, че в свързочната техника не е необходимо
62
да се предаза пълният спектър на речта (от 80—100 Hz до 8— 10 kHz), а е достатъчно предаването на съставните с честота от 0,25—0,4 до 2,5—3,0 kHz. При това се намалява естествеиото звучене на гласа, но разбираемостта, която е най-важна за
Фиг. 3-36. Двузвеиен
нискочестотен филтър
радиовръзката, практически се запазва [1]. Най-често подобно ограничение на спектралните съставни на звуковия сигнал се осъществява от специални ВЧ и НЧ филтри, конто се включ-ват след микрофонния усилвател. Ако за формиране на ’еднолентов сигнал се използува висококачествен филтър, например •електромеханичен, който има голяма стръмност на амплитудно-честотната си характеристика, такова ограничаване не е задъл-жително (съставните с честоти извън посочения по-горе честотен обхват се подтискат от самия филтър). Ако се използува’ обаче по-нискокачествен филтър или фазов метод, такова ограничение е задължително. Много често тази задача се решава с помощта на 1?С-вериги - единични или двойни. Единичните /?С-вериги оси-гуряват затихване до 6 dB на октава (т. е. при изменение на честотата два пъти), а двойните /?С-вериги — до 12 dB на октава.
Обикновено подобна стръмност на амплитудно-честотната характеристика е достатъчна за високочестотен филтър и недо-«статъчна за нискочестотен филтър (НЧФ). Увеличаване на тази «стръмност може да се постигне чрез използуване на LC-фйлтри или /?С-филтри от по-висок ред. На фиг. 3-36 а е показана «схемата на двузвеиен НЧФ с входно и изходно съпротивление 1, kS2 и гранична честота 3 kHz, а на фиг. 3-36 б — неговата амплитудно-честотна характеристика.
63
- Схемата на по-сложен четиризвенен LC.-филтър със същата гранична честота е показана на фиг. 3-37 а, а на фиг. 3-27 б— неговата амплитудно-честотна характеристика [18].
Още. по-добрм резултати се получават при използуване на активен /?С-филтър от нети ред с две ИС тип рА 709. Той има при
Фиг. 3-37. Четиризвенен нискочестотен ДС-филтър
затихване в лентата на пропускане около 6 dB неравномерноег на честотната характеристика 2 dB и същата гранична честота (3 kHz). Схемата на филтъра е показана на фиг. 3-38 а, а иегова-та характеристика — на фиг. 3-38 б [5].
3.6 СМЕСТИТЕЛИ
Формирането на SSB-сигнала, както вече се спомена, става на-фиксирана честота. За да се прехвърли спектърът на този сиг, нал в необходпмия честотен диапазон, са необходима устройства, преместващи спектъра—смесители. На единия вход на смесителя се подава напрежение от ВЧ генератор с честота /г. На дру гия рход се подава SSB-сигнал с честота1 fz. На изхода се получа ва SSB-сигнал с честота fr+fc или fr—fc. Това е идеалнпят случай — на практика в изходния спектър съществуват и други честотни съставящи — т. нар. комбинационни честоти. Тези кбм-бинационни честоти са неизбежен спътник при всяко смесване и затова трябва да се обърне особено внимание на отстраняването им (вж. 3.1).
1 Под честота на SSB-сигнал да се разбира средната честота на спектъра на този сигнал .
64
Фиг. 3-38. Активен 7?С-филтър от пети ред с две интегрални схеми: а—схема; б—амплнтудно-честотна характеристика
5 Люби» еле ка SSB-техиика
65
За да се получи смесване, е необходимо двата входни сигнала да се подадат на нелинеен елемент. Нелинеен е всеки елемент, при който няма пропорционалност между протичащия ток и пада на напрежение върху него — т. е. законът на Ом не е в сила. Всички електронни усилвателни елементи —транзистора,
Фиг. 3-39. Графично изображение на процесите в транзисторен смесител
66
диоди, лампи, са нелинейни. Когато става дума за усилване на сигналы, тази нелинейност е вредна, но ако входните сигналы са слаби, то формата им на изхода почти не се променя, така че може приблизително да се смята усилвателният елемент за линеен. Когато сигнатьт от ВЧ генератора е силен (както е при смесите-лите), тази нелинейност не може да се пренебрегне и формата на изходното напрежение вече се различава от входното. Същест-веното тук е, че в изходния спектър съществуват нови честоти, конто не присъствуват във входния спектър. На фиг. 3-39 е показана схемата на най-прост транзисторен смесител, а под нея е представен графически процесът при малки и големи амплитуди на ВЧ-генератора. На графиката е дадена зависимостта между входното и изходното напрежение. При липса на сигнал на в.хо-да изходното напрежение е постоянно и има някаква стойност UK0. При подаване на променливо входпо напрежение работната точка на транзистора започва да се движи по графиката. Вижда сс, че когато напрежението от генератора е малко, изходното напрежение съвпада с входното (по форма). При голямо напрежение от генератора формата на изходното напрежение явно се различава от входното и именно в този „изкрнвен" сигнал се съ-държат новите честотни съставни fr+fc й /г—fc-
Освен показаните честоти fr+fc и /г—fc в изходния спектър има и честотни съставни с честоти от вида nfr±mfc (п и т са произволни цели числа, включително и 0). Например 5 /г— —3/с или З/г—О./с=3/г — това е третата хармонична на сигнала на ВЧ генератора. С увеличаване на п и т амплитудите на отделимте комбинационни намаляват, така че най-опасни са тези с малък поредей номер. Премахването на комбинацпонните честоти става чрез филтриране с трептящи кръгове. Ако това не помогне, трябва да се използуват балансни смесители, при конто част от комбинационните се подтискат. По принцип няма ни-каква разлика между работата на балансните модулатори <вж. 3.2) и балансните смесители. Едннствено трябва да се има пред вид, че съотношението между двете входни честоти при дзага случая е различно. Трябва да се отбележи, че едннствено чрез балансни смесители е възможно значително да се отслабят ком-бинацнонните честоти, попадащп в използуваната изходна честотна лента.
На фиг. 3-40 е показан най-прост смесител с триод. SSB-сигналът се подава в решетката, а напрежението от ВЧ генератора — в катода. Независимо че схемата е много проста, с нея се получават много добри резултати. Тук трябва да се спазва пра-вилото, генераторного напрежение да превишава неколкократно
67
входною. Добре е стойностите на тези напрежения да се добли-жават до дадените на фигурата. Усилването на смесителя е около •три пъти. Възможно е вместо триод да се използува пентод, без това да има някакви особени преимущества. Изходът па ВЧ-
3 40. Схема на смесител с триед
273501
Фиг. г-41.
Схема
на смесител с б;:пол реп транзистор
генератора трябва да е нискоомен, за да може да издържи иато-варзането от страна на катодната верига на смесителя, имаща импеданс от порядъка на 100 Q.
Аналогичен смесител с биполярен транзистор е показан на фиг. 3-41. Амплитудите на подаванпте напрежения са по-малки, но отношението между тях се загьазва.
Ако комбинационните честоти са близо до изпо дзувапата лента, отслабването им е иедостатъчно и се на тага използуването на
68
балансни смесители. Най-често трябва да се премахне силният сигнал на първата хармонична на ВЧ генератора. Типичен пример за това са предавателите с електромеханичен филтър на 500 kHz.
Фиг. 4-42. Схема на балансов смесител с двоен триод
Ще се разгледа един конкретен пример. Нека честотата на ВЧ-генератора е 6 MHz. След смесването на изхода на смесителя се получават: SSB-сигнал на 5,5 MHz и 6,5 MHz и силен сигнал на генератора на 6 MHz, приблизително 40 dB (I !) над нивото на полезния SSB-сигнал (това е сьотношението при липса на настроен кръг на изхода). За да се отслаби този сигнал до прием-ливо ниво, напр. —30 dB спрямо полезния сигнал, е необходимо да се включи след това избирателна система с 3 трептящи кръга със среден Q-фактор-ЩОО. Ако в същия този случай се използува балансеи смесител с подтискане на генераторната честота 30 dB (практически лесно достижимо), ще може да се използува двукръгова избирателна система с по-нисък Q-фактор.
Балансният смесител, освен че подтиска генераторната чес-тога, но и дава значително по-малки интермодулационнн изкри-вявания1 на сигнала.
1 Вследствие нелинейността на смесителя се получава взаимодействие между отделиите честотни съставящи иа SSB-сигнала, като в резултат се получават нови честоти, несъдържащи се в изходния спектър. Това влошава разбираемостта на сигнала и разширява честотната му лента. Тези изкри-вявания се наричат интермодулационнн — вж. 8.3.
69
Класически балансен смесител е показан на фиг. 3-42. На-прежението на ВЧ-генератора се подава синфазно на решетките на лампата. В изходния кръг токовете с честотата на генератора текат в противоположна посоки, създават противопосочни маг-нитни полета, конто взаимно се компенсират и резултантното напрежение е много малко. Балансирането на смесителя се извър-
Фиг. 3-43. Схема иа балансен смесител с бипо-лярни транзистори
шва с потенциометъра в катода на триодите. Чрез променянето на работната точка се променя усилването на двата триода до изравняване на изходните амплитуди. С помощта на тримера, свързан в единия от анодите, се премахва капацитивната неси-метрия в двете рамена.
Аналогичпи смесители с биполярни и полеви транзистори са дадени на фиг. 3-43 и фиг. 3-44. Желателно е да се спазват ориентировъчно дадените напрежения на ВЧ-генератора и SSB-сигнала. Разбира се, напрежението на SSB-сигнала може да има и по-малка стойност от дадената.
Недостатък на дадените доту к балансни смесители е налн-
70
чието на балансен кръг на входа и на изхода. Конструктивного изпълнение на такъв трептящ кръгесравнително по-трудно (трябва да се правят две съвсем еднакви намотки) и затова се търсят други решения.
Показаният на фиг. 3-45 балансен смесител работа по след-ния начин. Напрежението на ВЧ-генератора се подава на катода
Фиг. 3-44. Схема на балансен смесител с по.тевн транзистори
Фиг. 3-45. Схема на балансен смесител с двоен триод без симетричен кръг
71
на левия и решетката на десния триод. Фазовата разлика на анод-ните токове на двете системи е 180° (за веригата на генератора левият триод е по схема заземена решетка, а десният — заземен катод) и изходното напрежение с честотата на генератора е от-
Фиг. 3-46. Схема на транзисторен балансен смесител без симетричсн нръг
Фиг. 3-47. Схема на балансен смесител с интегрален диферепциален усилвател
72
слабено значително. На практика с такъв балансен смесител се постига подтискане на генераторного напрежение около 20 dB. Подобна схема в транзисторно изпълнение е показана на фиг. 3-46.
За балансен смесител може да се използува интегрален ди-ференциален усилвател — фиг. 3-47. Симетрията на транзисто-рите е голяма и затова коефициентът иа подтискане на генераторного напрежение зависи изключително от симетричността на на-мотките на входния и изходния кръг. На фиг. 3-48 е дадена схемата на диференциалния усилвател тип СА 3028.
3.7.	ГЕНЕРАТОРИ С КВАРЦОВА СТАБИЛИЗАЦИЯ НА ЧЕСТОТАТА
На фиг. 3-49 е показана схема на генератор на носеща честота на 5 MHz. След генератора е включен емитерен повторител, който има ниско изходно съпротивление, необходимо за управление-то на повечето типове балансни смесители (модулатори).
За да бъде в оптимален режим, на балансная модулатор трябва да се подаде симетрично напрежение (едиаква форма на по-ложителната и отрицателната полувълна) от генератора на носеща честота. Препоръчва се формата на напрежението да е право-ъгълна (меандър). На фиг. 3-50 е показана схема на генератор на носеща честота, даващ правоъгълни импулси на изхода. Из-ходната честота е 500 kHz (за ЕМФ). Използува се интегралната схема К1ЛБ 553^(SN 7400), която се състои от четири независима
73
двувходови схеми НЕ-И (NAND). Първите две работят като кварцов мултивибратор, а другите са в схема на делене на честотата на две.
Кварцовите генератори, конто се използуват при различимте видове смесители, нямат някакви сыцествени особености. Добре е
Фиг. 3—49. Схема на генератор на'носеща jчестота
тези генератори да са направени по никоя от схемите с допълнителен трептящ кръг с цел да се намали нивото на хармоничните—• фиг. 3-51.
При кварцовите генератори има известна възможност да се променя в малки граници генерираната честота. Без да се взимат специални мерки (напр. само с тример, паралелно на кварца)» тази промяна е около 200^-800 Hz. Когато е необходим по-голям
74
диапазон на покритие, генераторът трябва да се направи по схемата, показана на фиг. 3-52. Този тип генератори са известии под името кварцеви генератори с променлива честота-. (VXO). На практика достйжимият обхват на покритие не превишава 10^-15 kHz.

Фиг. 3-51. Схема на кварцев генератор с полевн транзистор
Фиг. 3-52. Схема на VXO
3.8.	ГЕНЕРАТОРИ С ПЛАВНО ИЗМЕНЕНИЕ НА ЧЕСТОТАТА — VFO
Абсолютната нестабилност на честотата на SSB-предавателите трябва да е не повече от 1000 Hz на час. В повечето промишлени модели на предаватели и трансивъри този параметър варира от 200 Hz до 400 Hz иа час. Ако се вземе пред вид, че кварцовите ге-
75
нератори имат дрейф не повече от 10-5-30 Hz па час, то става ясно, че изискванията за стабилност на VFO са големи.
При ламповитс генератори най-големият проблем е темпера-турният дрейф на честотата вследствие нагряването на отделяйте части и интензивната въздушна конвекция. За да се компенси-ра този дрейф, е необходимо в трептящия кръг да се използуват кондензатори с подходящ температурен коефициент. При тран-зисторните генератори този проблем не стой така остро, но все пак трябва да му се обърне нужного внимание.
Важен проблем е механическата стабилност. Монтажът трябва да е направен внимателно, а целият генератор трябва да се затвори в металпа кутия, за да се избягнат влиянията от външнл електромагнитни полета. За SSB-апаратурата екранировката на VFO е задължителна.
За да ие се влияе честотата на VFO от промяната на товара, трябва след него да се включат едно или две буферни стъпала. Такова влияние може ефективно да се отстрани, ако генераторът работи на по-ниска честота, последван от умножител.
Спектърът на сигнала на VFO трябва да е съвсем чист. Пивото на хармоничните честоти трябва да е ниско. Недопустимо е генераторът да генерира на различии паразитни честоти.
За да се изследват параметрите на готовия генератор, трябва да се използуват прецизни уреди, конто не винаги се намират в любителската практика. Минимумът, който може да се позволи, е един стабилен, точно калибриран приемник. Ако радиолюбите-лят е с по-малък опит, най-добре е да използува никоя гс^эва раз-работена схема на VFO, за да се гарантират добри резултати
Многообразие™ от различии схеми на плавни генератори е голямо. Трудно би могло да се даде предпочитание на никоя от тих. Почти с всяка схема след внимателна настройка могат да се постигнат задоволителни резултати. Обикновено се търси ком-промис между различии, доста често несъвместими параметри — напр. стабилност иа честотата и изходна амплитуда, широк диапазон на разстройка и постоянство на изходния сигнал н т. и. В следващите редове ще бъдат описани няколко конкретни схеми на VFO, изпълнени многократно практически и даващи добри резултати.
Схемата на фиг. 3-53 представлява VFO за предавател или трансивър с ВЧ кварцов филтър на 9 MHz. На 3,5 MHz и 7 MHz генераторът работи на честота, по-висока от излъчваната от предавателя, а на останалите обхвати — на по-ниска. Схемата е с капацитивен делител и „заземен колектор". Транзи-сторът 'J\ е генераторен, а Т2 и Т3 са буферни стъпала, конто
76
Фиг. 3-53. Схема на VFO за предавател с 9 MHz кварцев филтър
отслаоват влиянието на смесителя върху генерираната честота. Тv к трябва да се отвори една малка скоба и да се каже, че ели-минирането на влиянието на останалите стьпала върху VFO е важен и понякога труден проблем. Особено често този проблем възниква при трансивърите, където при приемане и предаване към VFO се включва различен товар и в крайня сметка се получава разлика между приеманата и излъчваната честота. В случая чрез два емитерни повторителя този ефект е отстранен — един-ствено на обхват 28 MHz се забелязва известно слабо влияние. В схемата са взети всички мерки против паразитни самовъз-буждания. Резисторът от 18 Q, включен в базисната верига па 7\, внася допълнителни загуби в паразитния УКВ резонансен кръг. Този кръг се образува от сравнително дългия проводник, свър <ващ превключвателя на обхватите с базата на 7\ (индуктивност), и паразитния капацитет спрямо шаси. Развързвагцитс филтри в колекторните вериги са с по два паралелно свързани кондензатора — ВЧ безипдуктивен и електролитен. По този начин се избягва самовъзбуждането на сравнително ниски честоти — 5-н5W kHz. Действителпо транзисторите имат много голямо усил-ване на тези честоти и е достатъчно да има съвсем слаба връзка през развързващитс филтри, за да се получи паразитна генерация. Конструктивно генераторът се оформя в метална кутия, която трябва да е добре затворена и независима от останалите стъпала. Двойният променлив кондензатор трябва да е със ста-билна конструкция; същото се отнася и за галетння превключ-вател Кондензаторите в отделните трептящи кръговесаслюдени. Данните за бобините са дадени в табл . 3-8.
Таблица 3-8
Бобина	На кивки	Проводник
	13	ПЕЛ 0,48
	9	ПЕЛ 0,48
Лз	33	ПЕЛ 0,35
	13	ПЕЛ 0,48
l5	7	ПЕЛ 0,55
78
Всички бобини се навиват на полистиролови тела с диаме-тър 8 mm без феритни сърцевини. След навиването се заливат с лак.
При използуването на полеви транзистори стабилността па честотата е по-голяма. Това се дължи на липсата на неуправляем
обратен ток и следователно значително по-висока температурна стабилност, а също така на високото входно съпротивление на транзисторите, което позволява да се постигне висок работен Q-фактор на кръга.
На фиг. 3-54 е показана схема на VFO с канален потеви транзистор. Аиалогията между ламповите генератори и тези с
Фиг. 3-55. Схема на VFO с МОП транзистор
79
полеви транзистори е почти пълна и затова няма да се обяснява действието на схемата. Диодът, свързан от гейта на земя, иамаля-ва нивото на висшите хармонични на изхода. Ако той липсва, при високи положителни напрежения на гейта формата на из-ходния сигнал значително се отличава от синусоидалната.
На фиг. 3—55 е показана схема на VFO с двугейтов МОП-транзистор. След генератора е свързан емитерен повторител, оси-гуряващ ниско изходно съпротивление. Положителната обратна връзка се осъществява чрез £2. Съотношението на навивките е K’i: £’2=4:1. Захранващото напрежение на генераторния транзистор е стабилизирано с ценеров диод.
3.9.	ЛИНЕЙНИ УСИЛВАТЕЛИ НА SSB-СИГНАЛИ
За да се запази разбираемостта на говора, SSB-сигналите трябва да се усилват с минимум нелинейни изкривявания. Значението на термина „нелинейни изкривявания14 е добре известно, но е интересно да се разгледа въпросът от малко по-друга гледна точ-
Фиг. 3-56. Анодпо-решетъчни хар-ки:
<з—клас А; б и в—ила с В
ка. Би могло да се каже, че ако в един усилвател няма нелинейни изкривявания, то съществува пропорционалност между входния и изходния сигнал, или което е все същото — зависимостта между тях, изобразена графически, представлява права линия. На фиг. 3-56 а е дадена идеализирана анодно-решетъчна характеристика на лампа и е показана работната точка, съответствуваща на
80
режим на работа клас А. Ако се разгледа реалната характеристика— фиг. 3-56 в, ще се види, че тя може приблизително да се приеме за права линия само в много малка облает. Това озна-чава на практика, че за да се усилват линейно, сигналите трябва да са с малка амплитуда. Недостатък на тези усилватели е нис-кият им к. п. д. — теоретичен 50%, а на практика 20-^30%.
Усилвателят клас В с идеализирана характеристика, дадена на фиг. 3-56 б, ще е линеен само за положителни стойкости на входния сигнал, но въпреки това може да се използува за усилва-не на SSB-сигнали. Такова усилване е възможно, тъй като, как-то е показано в глава 2, SSB-сигналът може да се разглежда като трептене с изменяща се в малки граници честота в сравнение със средната и с непрекъснато пулсираща обвивка. Тозн SSB-сигнал може приблизително да се имптира (за да стане по-ясеи процесът) със синусоидален сигнал с честота, равна на средната честота на спектъра иа SSB-сигнала, и с променяща се амплитуда. Ако такъв сигнал ее подаде на усилвател клас В с настроен трептящ кръг, на изхода ще се получи пак синусоидален сигнал (вследствие филтриращите свойства на кръга) с амплитуда, конто се променя по същия закон, както се променя входният сигнал. От казаното доту к сдедва, че идеалният усилвател клас В с настроен кръг на изхода не променя пито формата на обвивката, пито спектъра на SSB сигнала и следователпо може да служи за усилване на еднолентови сигнали.
Досега беше разглеждан идеализиран усилвател клас В. На практика характеристиката на тези усилватели се различава от правата линия и формата на обвивката па сигнала на изхода се различава от тази на втода, т. е. възникват нелинеинп изкривявания (вж. фиг. 3-56 в). Честотните съставящи, продукт па тези изкривявания, вече не могат да се отстранят от трептящия кръг, защото те съвпадат или са съвсем близо до спектъра на полезния SSB-сигнал. Тези изкривявания се наричат интермо-дулационни (вж. 8.3).
При проектирането на усилватели на SSB-сигнали основно изискване е характеристиката на уеллвателния елемеит да е линейна в работната облает. За тази цел могат ориентировъчно да послужат статичните му характеристики, за да се определи подходящият режим на работа.
Усилвателите клас А се използуват изключително за усилване на сигнали с малка амплитуда. В този режим на работа изкривяванията са минимални. При ламповите усилватели се използуват изключително пентоди. Проходният капацитет на този тип лампи е много малък и това позволява да се получи го-
• Любите л ска SSB-те хникж
81
лямо усилване, без да има опасност от самовъзбуждане. На фиг. 3-57 е дадена схема на усилвател с пен год. Коефициентът на усилване по напрежение за това стъпало се изчислява по форму-лата:
K=6,28.10-8f.L.Q.S,
Фиг. 3-57. Схема на резонансен усилвател с пентод
където S е стръмността на лампата в избраната работна точ-тА ка, v ;
Q — качествен фактор на кръга в анода при натоварено състояние;
f — работна честота, MHz;
L — индуктивност на бобината на кръга, pH.
Тази формула дава доста точни резултати. Ако резонансного съпротнвление на кръга — Aw^2n/.L.Q, е много голямо, има опасност от самовъзбуждане на стъпалото. Roe може да се нама-ли (същевременпо се намалява усилването на стъпалото), ако кръгът се шунтира с резистор R. Обикновено се подбира макси-малната стойност на R, при която стъпалото работи устойчиво (вж. 8.2).
Драйверните стъпала имат за задача да усилят SSB- сигнала до напрежение, достатъчно за възбуждане на крайното мощно усилвателно стъпало. Амплитудата на това възбуждащо напрежение е от порядъка на 30—60 V. За тези стъпала не може да се каже, че усилват сигнали с малка амплитуда и следователно не може да се приложи формула 3.8. За да се изчисли усилването, трябва да се определи по статичните характеристики при каква амплитуда на решетъчното напрежение ще се получи необходи-
82
мата амплитуда на анодпия ток. Изходното напрежение ще бъде: U^=I^.RW,	(3.9)
където Ua^ е проментивата съставна на анодното напрежение, а ?а~ е променливата съставна на анодния ток.
Фиг. 3-58. Схема на резонансен усилвател с транзистор
Изчислението на коефициента на усилване на транзисторен резонансен усилвател по схема заземен емитер (фиг. 3-58) може да стане по следната формула:
Ки=«/21е • Яое= 6,28 f L Q у21е,	(3.10)
където y2ie е параметър на транзистора, аналогичен на стръм-ността на лампите. Тон представлява зависимостта на колектор-ния ток от напрежението база—емитер. Тази формула може да се използува само до честоти, конто са поне 10 пъти по-ниски от транзитната честота /т на транзистора. За съвременните ВЧ транзистори могат да се дадат следните ориентировъчни данни: (за схема заземен емитер): р21е-==30-ь 100.10 ~sS или 30-ь 100 mA/V, ако се прави аналогия с лампите; Rm — входно съпротивле-ние=0,6-ьЗ кй; С8Х — входен капацитет- =304-100 pF; R„ — изходно съпротивление- 50-ь200 кй; С„ —изходен капацитет =3-5-15 pF. Трябва да се има пред вид, че всеки от тези парамет-ри зависи от честотата и от избраната работна точка.
Изборът на работна точка на транзисторния усилвател зависи от нивото на сигналите, конто ще се усилват. При малки входни напрежения (до 100 mV) типов режим е /к==2-ь5 mA и £/ке=5-ь- 15V. Ако е необходимо да се усилват по-силни сигнали, ще трябва да се увеличи колекторнпят ток /к.
83
3 10. МОЩНИ ЛИНЕЙНИ УСИЛВАТЕЛИ НА SSB-СИГНАЛИ
Мощните усилватели или РА (от английского Ро^сг Amplifier) трябва да работят в линеен режим, т. е. в кла-совете А, АВ или В. Поради нискпя к. п. д. клас А не се използува. Клас АВ се характеризира със сравнително по-голям на
Фиг. 3-59. Положение на рабгтна-Та точка при различните классе' на работа
чален ток в сравнение с клас В, като по този начин се из-бягва силно нелинейного начало на характеристиката — фиг. 3-59. При клас В началната работна точка се премества по-наляво, нелинейните изкри-вявания се увеличават, но за сметка на това лампата работа в по-благоприятен в енер-гийно отношение режим. И при двата режима може да се работа със и без решетъчен ток. Трябва да се има пред вид, че винаги когато текат решетъчни токове, линейността на стъпалото се намалява по-
ради рязкото спадане на входното съпротнвление на лампата при положителни напрежения на решетката. За да се
избегне това явление, е необходимо резонансного съпротнвление на драйверния кръг да е малко — от порядъка на 2 kQ. При транзисторните усилватели този проблем не възниква, защото
там винаги тече входен ток.
За да се разберат по-добре енергийните съотношения в край-ните стъпала, ще се даде обяснение на различните видове мощност, конто се дефинират за тях. На фиг. 3-60 е дадена време-диаграма на анодния ток и анодного напрежение на лампов усилвател клас В с настроен кръг в анода при синусоидален входен сигнал и максимална изходна мощност. Вижда се, че анодният
ток има пулсиращ характер, докато анодного напрежение има синусоидална форма благодарение на трептящия кръг. Мощност-та, конто се отдели върху товара (изходната мощност), е
р
г ИЗХ
( UM - tfmin)2 8Кте
Кое
(3.11)
84
Уредът в анода на крайната лампа ще отчита средната’ стойност на анодния ток
Фиг. 3-60. Времедиаграма на тока и напрежението в мощен лампов усилвател
Мощността, конто крайното стъпало консумира от токоизправи-теля — Рк (или както е известна — P-input), е произведем нието от показанията на уреда 1ср по анодното напрежение Еа: pK=/tp.:7ao.	(з.1з>
Очевидно е, че разликата между консумираната Рк и изходната мощност ще даде мощността, конто се разсейва. върху анода на лампата (Ра):
Ра=Рк-Р»зх-	(3.14)
Коефициентът на полезно действие т] е
(3.15) * к
85
Съществува още един енергетичен параметър — т. нар. кон-сумирана пикова мощност Рк_пик или Ррер (от английското peak envelope power), Това е мощността, конто крайното стъпало консумира от токоизправителя в момента, когато обвивката има максимална стойност, но все още има неизкривена форма. За степента на изкривяване може да се въведе количествена мяр-ка, например когато коефициентът на интермодулационнн изкривявания е равен на —30 dB, и именно втози момент да се измери пиковата мощност. За да се извърши това измерване, на входа на усилватели трябва да се подаде двутонов сигнал (вж. глава 8.3). Пиковата мощност характеризира ефективността на работа на линейните усилватели. Разговорният SSB-сигнал има сравни-телно ниска средна мощност. В това всеки може да се убеди, ако наблюдава уреда за анодния ток при нормален говор пред микрофона. От време на време обаче в него се срещат пикове със зна-чителна амплитуда (вж. глава 7). Тези пикове не трябва да се ограничават, за да не се получат изкривявания. Именно мощността, която стъпалото консумира от токоизправителя при пик с максимална неизкривена амплитуда, се нарича пикова мощност.
Проектирането на линейните крайни стъпала в любителски условия се свежда до подбиране на началния аноден ток на лам-пата (т. е. класа на работа) и изчисление на изходния съгласу-ващ филтър. Най-широко разпространение е придобил П-филтъ-рът (фиг. 3-61), който има способност да съгласува импедансите в сравнително по-широки граници и същевременно добре да подтиска хармоничните честоти. За да се изчисли П-филтърът, трябва да са зададени 4 параметъра — работна честота, вълново съпротивление на фидера 2Л, оптимално анодно товарно съпротивление Za и работен Q-фактор на филтър а.
Фиг. 3-61. Схема на П-филтър
Лесно графическо изчисление на П-филтър може да се напра-ви по графиките, дадени на фиг. 3-62 а, б, в. Те са съставени за фидер със 2л=50 Й и работен Q-фактор 12 за най-високочестот-ната част на всеки обхват. Практиката показва, че Q=12 е една оптимална стойност за любителските предаватели. Същите гра-
86
00
•ч
ы(учи)
Фиг. 3-62. Графики за начисление на П-филтьр
фики, но с известна грешка могат да се използуват и при фидер 75 £2.
Оптималното анодно товарно съпротнвление Za се изчислява по следните формули:
клас	A	Za = fa,	(3.16)
клас	В	Za=1^a/	(3.17)
клас	С	Za=	(3.18)
Фиг. 3-62 в
където Еа е анодною захранващо напрежение във волтове, а /а — анодният ток в ампери.
Ето и един практически пример за изчисление на крайне стъпало.
88
Да се изчисли крайне стъпало с два броя ГУ 50, свързани паралелно по схема с три заземени решетки (вж. фиг. 3-65). От характеристиките за ГУ 50 се взема препоръчаното анодно напрежение £а= 1 000 V. Нека средната стойност на анодния ток при пълна мощност е 250 mA (по характеристики това е допустимо). Ако 11=50%, върху анодите се разсейват приблизител-но 125 W — мощност, значително превишаваща сумарната мак-симална разсеяна мощност на анодите Ра (по характеристики 80 W). Но като се има пред вид, че средната мощност на SSB-сигнала е значително по-малка, то спокойно може да се работа в такъв режим, без да има някаква опасност за лампите. При схема с 3 заземени решетки режимът на работа е клас В с начален ток около 40 mA. В любителски условия мощността за атакуване на крайнего стъпало се определи опитно. Ориентиро-въчно може да се каже, че усилвателят със заземена решетка има минимално усилване по мощност около 10 —т. е. в пашня случай ще е необходимо предишното стъпало да има около 13 W изходна мощност.
Оптималпото анодно товарно съпротнвление Za е (вж. ф ла 3.17)
7 = Еа _ 1000 — 1,57 /а — 1,57.0,25
^2500 2.
Цр абсцисата, където са нанесепн стойностите за Za (фиг. 3-62 а, б, й), засичаме точката 2500 Q и прекарваме вертикалпа линия. В точките, където тази линия пресича кривите за всеки обхват, прекарваме хоризонтални линии. Пресечпата точка на тези хоризонтали с ординатната ос дават съответните стойности на Сх, С2 и L. Например за 3,5 51Hz се получава: С\= 240 pF, С,= 1500 pF, £=10 pH, а за 28 MHz — С\=26 pF, С2=150 pF и L=l,2 pH. На графиките кривата за 10-метровия обхват е дадена за най-високата честота — 29,7 MHz, за да се види какъв да бъде минималният капацитет на променливия кондензатор. Ясно се вижда, че при големи стойности на Za стойностите на и С2 стават доста малки. Практически при Za, по-голямо от 5 кй, П-филтърът става конструктивно неизпълним. В нашия случай, за да се намери минималният капацитет на първия променлив кондензатор, от намерената стойност на Cr-26 pF трябва да се извади изходният капацитет на двете лампи —-по характеристи-ки=18 pF. Получават се 8 pF — явно е, ча за избраните ламни се намираме на границата на практически възможната реализация. За да се увеличи стойността на С1г трябва да се намали Za — най-чесго това се правя, като се намали анодного напре-
89
О
Фиг. 3-63. Схема на линейно крайно стъпало 100 W РЕР
жение при работа на 10-т обхват. Ако се увеличи Q (т. е. нама-лява се L), без да се иамали анодного напрежение, Q-факторъг на кръга ще се увеличи. Трябва да се знае, че увеличаването на Q намалява к. п. д. на П-филтъра и може да се случи така, че печалбата по мощност от това, че не е намалено анодното напрежение, да се сведе до нула.
На фиг. 3-63 е дадена схема на крайно стъпало с радиолампа ГУ 29. Р,1ИК е 100 W. Усилвателят работи в схема със заземен катод. Режимът на работа е избран клас ABt — т. е. не се допуска да протича решетъчен ток. Началният катоден ток на крайна-та лампа е около 30 mA. Този ток се достига при отрицателно преднапрежение па първата решетка —25 V. Ясно е, че амплитудната стойност на възбуждащото напрежение не трябва да превишава 25 V. Липсата на решетъчен ток позволява да се сложат високоомни резистори във веригата за решетъчното нред-напрежение. За да се повиши лннейността па усилвателя, напрежението на втората решетка е стабилизирано с ценеров диод В стъпалото са взети всички мерки против паразитни самовъз-буждания. Солидният метален екран между решетъчната и анод-ната верига е абсолютно необходим. Цялата аподна секция заед-но с П-филтъра, кондензаторите и дроселите е задължително да се затвори в перфориран (за охлаждане) екран. Дроселите Др! и Др2 и антипаразитните резистори в първите решетки предот-вратяват възбуждането, като внасят допълнителни загуби в па-разитните трептящи кръгове, образувани от дългите съедини-телни проводници.
Част от енергията на анодната верига през проходния капа-цитет на лампата се прехвърля в решетъчната верига. Ако тази енергия е достатъчпа да компенсира загубите в решетъчния кръг, стъпалото започва да генерира. За да се избегне този пронес, трябва да се извърши неутрализация на проходния капацитет на лампата. На фиг. 3-64 може да се види какъв капацитивен мост се образува при неутрализация на сгъпалото. Диагонал на моста е свързан решетъчният кръг, а в изходният кръг (П-филтърът). При батане, когаго
В единия други я —
(3.16)
никаква енергия не се прехвъртя от изхода към входа. Как на практика се извършва неутрализацията, е дадено в точка 8.3.
Крайните линейни стъпала, построена по схема със заземена решетка, имат няколко съществени преимущества пред тези със заземен катод. Те не се нуждаят от неутрализация и имат по-
91
Фиг. 3-64. Еквивалентна схема на неутрализания
голяма линейност, дъ.тжаща се на отрицателната обратна връзка, присъща на този тип усилватели. Особена популярност са получили стъпалата с три заземени решетки. При тях не е необходимо да има захранващи източници за първата и втората решетка.
На фиг. 3-65 е показана схема на кранио стъпало с три заземени решетки. Входного съпротивление на такова стъпало е нис-ко — около 100 £2, и това позволява то да се захранва от П-филтъра на възбудителя. Ако свързващият коаксиален кабел е дълъг (над 1,5 т), в катодната верига се включва трептящ кръг е нисък Q-фактор — 2 ч-5. Изследванията на различии автори показяат, че лпнейността на стъпалото нараства. За работа на 21 и 28 MHz, независимо че ГУ 50 има индиректен катод, отопли-телното напрежение ще трябва да се подаде през дросел подобно на фиг. 3-66.
При конструктивного изпълнение на стъпалото трябва да се вземат пред вид всички забележки, конто бяха направени при описание™ на предишното стъпа то. Захранването на анодите на лампите е последователи© с П-фнлтъра. Дроселът Дрх е включен към изхода на П-фнлтъра там, където има нискоомен импеданс, и изисквапията към него съвсем не са строги. От гледна точка на безопасността е задължително да се поставят предпазителят в анодната вернга и дроселът До2. Ако случайно настьпи пробив в кондензатора към антената, предпазителят ще изгори. Инди-каторът на изходното променливо напрежение трябва да се затвори в плътно екранирана кути я, за да няма директно прехвърля-не на енергия.
92
Фиг- 3-65. Схема на крайни стъпало с три заземени решетки 300 W РЕР
Антенного реле дава възможност да се използува една и съща антена за приемане н предаване. В случая това реле нзпъл-нява две функции: превключва антената на приемника и пред-напрежението на крайното стъпало. При приемане входът на приемника е свързан към П-филтъра, а на първата решетка напрежението е —150 V. При предаване входът на приемника е заземен, а напрежението на решетките е 0 V.
Друго линейно крайно стъпало с три заземени решетки е показано на фиг. 3-66. Крайната лампа ГУ 13 е с директно отопление и затова катодната верига се повдига с два дросела Др3 и Др4. Конструкцията на дроселите представлява двойка намотка върху феритна пръчка с около 60 навивки. Дебелината на жицата трябва да се съобрази с големината на отоплителния ток. Измерителният уред измерва катодния ток и е свързан от средната точка на отоплителния трансформатор към маса. При дъ-лъг кабел от възбудителя на входа се включва П-филтър с нисък Q-фактор. Входного съпротивление на стъпалото е от порядъка на 150 й. Съотношението Ст: С,= 1,5:1. За да се възбуди стъпалото до 300 mA аноден ток, е необходима входпа мощност около 30 W. При това положение Рргр — 700 W.
Накрая още веднаж трябва да се отбележи, че на конструктивного изпълнение на крайното стъпало трябва да се обърне изключително голямо внимание. Затварящата кутия трябва да е с хубав електромагнитен екран, като е свързана с основного шаси с болтове най-малко през разстояние 50 гпт един от друг. Монтажът на самого крайно стъпало трябва да е извършен по най-рационален начин. Не трябва да се пренебрегва и техшера-турният режим на стъпалото.
3.11. МОЩИ И ТРАНЗИСТОРНИ УСИЛВАТЕЛИ ЗА SSB
Въпреки че основната теория на транзисторннте усилватели за SSB по принцип не се отличава от теорията на ламповите усилватели, крайните ВЧ стъпала с полупроводникови прибор» имат свои особености, конто трябва да се имат пред вид от конструктора.
Транзисторът, който работи в клас А, е отпущен през пялото време. Работата му се характеризира с висока линейност, голям коефициент на усилване и ниска ефективност. Поради последната причина приложение™ на мощните усилватели клас А е ограничено, особено в портативните апаратури, където целта е пости-гане на минимална консумация.
94
+22MV
Фиг. 3-66. Схема на крайно стъпало с мощност 700 W РЕР
Ако се работи в клас В, транзисторът е отпущен само в единия полупериод на входния сигнал и средното значение на кэ-лекторния ток е пропорционално на входното пиво.
Важен за разрешаване въпрос при конструиране на усилва-тели клас АВ е изборът на тока на покой на транзистора. Той трябва да е достатъчно голям, за да не се получат големи не-линейни изкривявания, като в същото време не създава опасноег от вторичен пробив поради местни прегрявания в кристала. Освен това конструкторът трябва да осигури постоянството на тока на покой при различните условия -на работа.
Повечето от произвежданите в момента мощни ВЧ транзистор» са предназначен!! за работа в клас С. Работата на тези транзистори в клас В или АВ създава възможност за пробив. Доказано е, че вероятността за такъв пробив се повишава с повиш ване на работната честота. Физически такъв пробив представлява местно прегряване, предизвикано от високата плътност на тока в някои места на кристала За намаляване възможността за такова прегряване е желателно да се използуват произведеиите s последните години транзистори с т. нар. балансиран емитер. По-подробно описание на механизма на защитата е дадеио в [20, 22|. От този тип са транзисторите BLX 89А, ВЕХ 13—15, 2N 6093 и др. При тя.хното използуване късото съединепие и празпият ход не са опасни режими на работа на крайното стъ-пало.
ВЧ мощни транзистори!! усилватели могат да бъдат както с настройваем вход и изход, така и широколентови. Нискнят входен и изходен импеданс на транзисторните усилватели по&вь-ляват да се конструират широколентови ВЧ усилватели, конто да имат равномерна лента на пропускане, покриваща целия КВ обхват. При това за съгласуване на изходния и входния импеданс на усилватели с импеданса на товара и генератора трябва да се използуват широколентови трансформатор!!. Най-широко раз-пространеният метод за преобразуване на импедансите е транс-форматорът с навивки от предавателна линия и феритна сърне-внна. Главното му неудобство е ограниченият брой на импедан-сните преобразувания, конто могат да се получат — 1:1, 4:1, 9:1 и т. н. Въпросът за изчисляването и конструирането на широко-лентовите трансформатор!! е разгледан подробно в [20, 26].
Токът на покой на транзисторите в клас АВ трябва да бъде постоянен независимо от промяната на условията на работа. За тази цел се използуват различии методи за стабилизация на ба-зисния ток — от най-прости с термостабилизиращ диод до слож-ни схеми с няколко транзистора. Транзисторите, работещи в про
96
тивотактно стъпало клас АВ, трябва да се подбират така, че токът им в покой да не сё различава с повече от 10—15%.
Схема на усилвател клас А с изходна мощност 1 W в честот-ния обхват от 2 до 30 MHz е дадена на фиг. 3-67. Необходимого
Фиг. 3-67. Схема на транзисторен широколентов линеен усилвател ст 2 до 30 MHz
за получаване на пълна изходна мощност напрежение е от поря дъка на 200—250 mV. Феритното манисто, нанизано на емитер-ния извод на KF173, предотвратява самовъзбуждането на УКВ. Веригата 39 Q, 47 pF, включена в емитера на същия транзистор, служи за изравняване на усилването по целия честотен обхват. Тъй като усилвателят е предназначен за работа в транси-вър, предвидено е запушването му, при което на първите два транзистора и на базовия делител не се подава захранване.
На фиг. 3-68 е дадена схема на линеен усилвател с мощност Т’рер =75 W за обхвата 28 MHz. Транзисторът 2 N 6093 е предвиден специално за работа в усилватели на SSB-сигнали и работи в клас АВ. Усилвателят работи в схема заземен емитер. В корпуса на самия транзистор е вграден диод, който служи като темпе-ратурен датчик за компенсация на дрейфа на базисния ток. Схемата за стабилизация на базисния ток представлява диферен-циален усилвател, последван от двустъпален усилвател на ток. Базисният ток се регулира чрез настройка иа R,. Входът и из-ходът на усилвателя са съгласувани с L-образни LC-вериги. Коефиниентът на усилване по мощност е около 15 dB.
7 Лкбаггелска SSB-гехиикя	9Т
Фиг. 3-68. Линеен усилвател ла 28 MHz с мощност 75 W РЕР
Фиг. 3-69, Принципна схема на транзисторен фазов възбудител
Фиг, 3-70. Принципна схема на транзисторен филтров възбудитсл
3.12. ПРАКТИЧЕСКИ СХЕМИ ЗА ФОРМИРАНЕ НА SSB-СИГНАЛ
На фиг. 3-69 е дадена схема за формиране на SSB-сигнал по фазокомпенсационен метод, и то по двуфазеи метод (вж. гл. 2). Сигналът, получен от микрофона, се усилва от двустъпален НЧ усилвател (7\ и Т2) и се подава на НЧ фазоизместваща трупа. На дрейновете на полевите транзистори Тя и Т4 (КП 102F) се лолучават два НЧ-сигнала, отместени по фаза един от друг Ла 90 в областта 300 Hz — 3 kHz. Формирането на сигнала се мзвършва на фиксирана честота — 8,2 MHz. Генераторът на носеща честота е кварцов — Т7. На изхода на кварцовия генератор е включена ВЧ фазоизместваща трупа, чрез която се получават два ВЧ сигнала, отместени на 903. Високочестотните и ниско-честотпите сигнали се подават на балансен модулатор (БМ) — Там се извършва балансна модулация и същевременно сумиране на сигналите от двата канала, така че на изхода се пол5 чава SSB-сигнал на честота 8,2 MHz. Фактически този Б1Ч представлява два отделки БМ, но с общ товар.
МУС 221 ( К1УС181)
Фиг. 3-71. Интегрална схема К1УС 221
Схема на възбудител по филтров метод е показана на фиг. 3-70. Тук НЧ-уснлвателят е направен със съветска ИС тип К1УС 221 (или К1УС 181)—фиг. 3-71. За да се намали динамиката tta SSB-сигнала (вж. гл.7), е включен елементарен диоден ограпи-Чител. НЧ-сигналът от емитерния повторител Tt се подава на (балансен модулатор. На БМ се подава и ВЧ сигнал (9 MHz) от 1?внератора на носеща честота (Т3 и Т4). Полученият DSB-сигнал Й: усилва от усилвател (Т’з) и се подава на кристален филтър.
а изхода на филтъра се получава SSB-сигнал.
101
ГЛАВА 4
SSB-ПРИ ЕМН И ци
4.1.	ИЗИСКВАНИЯ КЪМ ПРИЕМНИЦИТЕ ЗА SSB
Както беше изяснено в глава 1, работата на SSB предлага пови-шена ефективност и устойчивост на връзката. За да бъдат реали-зирани в най-голяма степей тези предимства, необходимо е прием-ницнте, предназначени за приемане на едполентови сигналя, да отговарят на редица специфични изисквания.
Намалената два пъти широчина на излъчвания спектър позволява да се намали широчината на пропусканата от приемника лента. Естествено при това ще се намали два пъти мощността на шумовете на изхода му, което автоматически води до ув<-личаване на отношението сигнал шум с 3 dB. Такова подобрение на показателите на сигнала на изхода на приемника може да се получи само ако има добре оформена лента на пропускане с широчина, не по-го тяма от широчината на спектъра на SSB-сигнала [приблизително 3 kHz). Това налага в приемниците за SSB да се използуват филтри, чиито избирателни качества не са полоши от качествата на филтрите, използувани в предавателите.
Без впускане в теоретически обяснения може да се спомене, че при приемане на SSB-сигнал влиянието на селективното затихване е по-малко с 3 dB, а порадн по-тясната честотна лента на приемника вероятността от попадане на силни смущаващи сигнали в нея е два пъти по-малка (сравнено с приемането на AM сигнал). Според статистически изследвания това е еквивалент-но на увеличаване на мощността на приемания сигнал до четири пъти.
Използуваните при приемане на амплитудно модулирани сигнали линейни детектори имат ярко изразен ефскт на подтискане на по-слабия сигнал при подаване на входа на детектора на два сигнала, различаващи се по ниво. Очевидно е, че това е полезно, ако по-силен е желаният сигнал, и е крайно нежелателно при слаби приемани сигнали.
При използуване на детектори от смесителей тип, конто са „монополизирали" SSB-апаратурите, не се получава такъв ефект. При това, ако смущаващият сигнал е^отместен по честота, той ще бъде сравнително неразбираем и по-малко ще пречи на оператора. При смущения от SSB-станции липсата на носеща честота рязко намалява нарушаващите връзката свистове.
102
Обобщавайки казаиото дотук, трябва да се подчертае, че използуването на еднолентова модулация дава неколкократно по-добрение на условията за приемане, като това подобрение в зависимост от условията за приемане и наличието на смущаващи станции може да достигне до 10 <1В. Важно е, че тези преимущества на еднолентовата модулация се проявяват най-силно при влошаване на условията на връзка.
Голямо значение за устойчивата връзка на SSB има прием-ката апаратура. Много от изискванията, поставени пред нея, съвпадат с общите изисквания към КВ приемниците, но някои от тях са специфични и я отличават от апаратурата за приемане на AM и ЧМ сигнали.
Вътрешният шум на приемника по принцип определи най-слабите сигнали, конто могат да бъдат приети. При това тези сигнали трябва да бъдат усилени стотици или хиляди пъти и да претърпят някои преобразования, вреди да бъдат подадени на изхода.
Стараейки се да увеличи чувспгвителността на приемника (т. е. възможността му да приема слаби сигнали), конструкторът се стреми да увеличи усилването между антената и слушалките (или високоговорителя). Върху нарастването на това усилване има граници, наложени от източници на шум в самия приемник. При намаляване на нивото на входа напрежението на вътрешни-те шумове става съизмеримо с полезния сигнал и даже може да го надвиши. Всички стъпала участвуват в генерирането на шум в различна степей. Крайна цел при конструирането на приемник е намаляването до минимум на тези вътрешни шумове.
Реалната чувствителност на приемника се ограничава и от външни източници на шум — например топлинният шум на антената, атмосферният шум, индустриалните смущения. Разбира се, те не могат да се контролират при конструирането и много често са с ниво, което анулира вътрешните шумове като определящ фактор. Особено силно това е изразено при работа на по-ниски честоти и по същество — за любителските КВ обхвати. При из-ползуване на нормални антени вътрешният шум не е решаващ, ако е в разумни граници. В повечето случаи използуването на модерна лампа или съвременни транзистори във входните стъпала ще даде напълно удовлетворителни резултати в това отношение. Ударението винаги се поставя върху подбора на усилва-телни входа Да се
елементи за първите стъпала, защото приведеното към на приемника шумово напрежение на всяко стъпало може изрази с формулата
^шп
£'
ШП
(4.1)
103
където Етн е напрежението на шума, създаден от даденото стъпало, а Кп е усилването на предхождащите го стъпала. Очевидно влиянието на входните стъпала е най-голямо.
Трудни за избягване недостатъци на приемниците, конто се срещат много често в любителските конструкции, са блокиране-то, интермодулацията и кръстосаната модулация.
Блокиране. В много случаи се забелязва силно намаляване на чувствителността при настройка на приемника на слаба станция и при наличие на силен смущаващ сигнал на малко честотно отстояние. Това намаляване на усилването с произтичащото спадане на нивото на желания сигнал на изхода се нарича бло-киранс или обезчувствяванс. Най-често то се дътжи на измест-ване на работната точка на лампа или транзистор от силния смущаващ сигнал, който евентуално е усилен от входните стъпала.
Кръстосана модулация. Представлява „пренасяне“ на ’-"оду-лацията на нежелан силен сигнал върху приемания слаб сигнал. Получава се от изменението на работната точка на никое от усилвателннте стъпала в такт със смущаващия сигнал, при което се измени усилването на приемника и се получава посоченият по-горе ефект.
Както блокирането, така и кръстосаната модулация силно зависят от избирателността на приемника, особепо от избирател-ността на входните стъпала. Ако в тях не са съсредоточени достатъчно кръгове, настроена на желаната честота, смущаващите силни сигнали ще минават без отслабване (понякога и с усилва-He) и могат да изместят работната точка на следващите лампи или транзистори в нелинейната част на техните характеристики. Блокирането на приемника настъпва при по-високи нива на смущаващия сигнал, отколкою кръстосаната модулация, но двете явления са сходни, както са сходни и причините, конто ги по-раждат.
Нежелателните последствия на блокирането и кръстосаната модулация могат да се избягнат с подходящ подбор на схемата на усилвателите и смесителите и чрез оптимално разпределение на усилването по висока, междинна и ниска честота. Кръстосаната модулация по принцип не зависи от нивото на желания сигнал, ако то не е толкова високо, че да причини претоварвания и да промени постояннотоковите режимы на стъпалата. Автоматичного регулиране на усилването намалява коефициента на усилване на стъпалата, обхванати от него, и допринася за по-добрата им защита.
След като е направен оптималиият избор на схема, единстве-
104
ния г начин за подобряване на устойчивостта към блокиране и кръстосана модулация е използуването на повече трептящй кръ-гове с висок качествен фактор, т. е. повишаване на избирател-ността на приемника. При това избирателните системи трябва да се включат по възможност по-близо до входа.
Интермодулационните изкривявания, конто са резултат от смесването на съставнн на приемания спектър, се дължат на раз-личията, конто има между реалните и идеалните характеристики на усилвателните елементи и преди всичко на тяхната нелинейност Очевидно е, че ако пропусканата от приемника лента е по-широка, вероятността от възникване на интермодулационни изкривявания между нейните съставнн е по-голяма. Това още веднаж потвърждава необходимостта от получаване на добре оформена лента на пропускане с широчина, не по-голяма от широчината на лентата на приемания желан сигнал.
Честотншпа стабилност е от особено значение за любител-ските SSB-приемници. Нестабилността на някой от генераторите довежда до неестествено звучене на гласа на кореспондента. Така, ако излъчен модулиращ спектър от 300 до 3 000 Hz се приема с приемник, чиято честота се е изменила със 150 Hz от първоначалната, спектърът на изхбда му ще бъде от 150 до 2850 Hz (или от 450 до 3150 Hz). Това води както до изменение на честотата на основните съставнн на говора, така и до промяна на съотношенията между хармоничните честоти в него. Понеже именно хармоничните определят тембъра на човешкия глас, ясно е, че сигналът във високоговорителя ще бъде силно изменен.
Прието е, че за времето на една радиовръзка (около 10—15 min) сумарната нестабилност на генераторите на добър приемник не трябва да надвишава 30—40 Hz, за да се избегне непре-къснатото манипулиране с копчето за настройка. Разбира се, това предполага достатъчно стабилна честота на предавателя на кореспондента.
Като се обобщи казаното дотук, може да се отбележат след-ните важни качества на любителските приемници за еднолентова модулация:
—	висока устойчивост към блокиране, кръстосана модулация и интермодулация;
—	ниски вътрешни шумове;
—	добра честотна стабилност.
Има и други показатели, конто допринасят за добрата оценка на SSB-приемницнте, като голям обхват на АРУ, удобство за работа и т. н., но горните три са основни и те трябва да служат като отправиа точка при конструирането на приемника.
105
4.2.	БЛОКОВИ СХЕМИ НА SSB-ПРИЕМНИЦИ
Много фирми произвсждат приемници за работа на любите теките SSB-обхвати. Още по-голям е броят на чисто любителските конструкции. Почти е невъзможно да бъдат изброени всички схемни решения с техните подробности, но те произлизат в по-голяма или по-малка степей от няколко общоприети блокови схеми.
Фиг. 4-1. Блскова схема на при мнпка Collins 75А-4
/2(MHz)
fi(MHz)
3,2— 4,2	5,7
6,8— 7,8	9,3
14,0—15,0	16,5
20,8—21,8	23,3
28,0—29,0	30,5
29,0—30,0	31,5
/з(МНг)	A(MHz)
2,955—1,955	0,455
2,955—1,955	0,455
2,955—1,955	0,455
2,955—1,955	0,455
2,955—1,955	0,455
2,955—1,955	0.455
„Класическата“ блокова схема на приемник с електромеха-ничен филтър е дадена на фиг. 4-1, където са посочени и честотите на генераторите на приемника Collins 75А-4. Употребата на електромеханичен филтър, който има сравнително ниска сред-на честота (обикновено между 450 и 500 kHz), определи използуването на две преобразувания на честотата, преди сигналът да бъде подаден към филтъра и усилватели на постоянна междинна честота. В това се крие недостатъкът на схемата — употребата на минимум две активни стъпала преди филтъра (предполагаме, че ВЧ усилвател може да се избегне) създава предпоставки за по-големи интермодулационни изкривявания и кръстосана модулация. Независимо от това схемата на фиг. 4-1 намира много широко приложение, тъй като при правилен подбор на лампите или транзисторите във входните стъпала тя позволява да се постигнат добри резултати.
Приемник, конструиран по блоковата схема на фиг. 4-2, да-ва възможност да се избягнат трудностите, определени от изпол-
106
зуването на ниска постоянна междинна честота. Използуваният кварцов филтър със сравнително висока средна честота позволя-ва да се подтиспат нежеланите сигнали след първото активно стъпало (смесителя), като по този начин значително се улеснява борбата с паразитните смесвания и модуляции. Трудност при построяването на многообхватен приемник представлява кон-струирането на стабилен генератор с променлива честота за ня-
Фиг. 4-2. Блокова схема на
приемник с одна висока междинна честота
колко честотни обхвата. Обикновено се нрибягва до предварител-но смесване на кварцов генератор на няколко фиксирани честоти (съобразно с броя на обхватите на приемника) с напрежението на плавен генератор, при което на изхода на смесителя се получава необходимата честота, конто се подава на преобразователя на приемника.
Сред любителите придобиха голяма популярност в последни-те години кварцовите филтри със средна честота на лентата на лропускане 9 MHz. При използуване на такъв филтър и плавен генератор, чиято честота се измени от 5,0 до 5,5 MHz, може да се конструира лесно приемник за най-оживените и популярни любнтелски обхвати — 80 и 20 метра. В него е необходимо да се превключват само трептящите кръгове на входа и между високо-честотния усилвател и смесителя. Простотата, конто се постига без влошаване на параметрите, е направила тази схема широко употребявана.
При подбиране на междинните честоти и честотите на гене-раторите в своя приемник любителят трябва да се ръководи от същите правила за избягване на комбинационните честоти, конто са разгледани в глава 3. Могат да се използуват дадените там Номограми.
Особено внимание заслужава разпределението на усилването в приемника. Ако се приеме, че най-слабият сигнал на входа е с напрежение от порядъка на 1 pV, а нивото на изхода трябва
107
да е около 1 V, необходимого усилване е около 1 000 000 пъти или 120 dB. Типично разпределение на усилването при по-ста-рите конструкции приемници е дадено на фиг. 4-3. Ясно се виж-да, че стъпалата преди филтъра и МЧ-усилвателя имат сравнително голямо усилване. Това се определя от следните фактор!!:
Фиг. 4-3. Примерно разпределение иа усилването в приемник с ниска втора междинна честота
— сравнително голямото усилване на ВЧ-усилвателя позво-лява смесителят да има по-големи собствени шумове (определен!! от конструкцията на старите лампи) при запазване на висока чувствителност;
— голямото усилване на МЧ-усилвателя позволява оформя-нето на добра избирателна крива, защото използуването на няколко МЧ стъпала позволява включването на повече трептящй кръгове в усилвателя. При това може да се постигнат малки шумове при сравнително голямо усилване по междинна честота.
Примерно разпределение на усилването в приемник, в конто са използуванм съвременни електронни елементи, е показано на фиг. 4-4. Такава блокова схема'има следните предимства пред случая на фиг. 4-3;
— малкото усилване на входнмте стъпала увеличава значително защитеността от блокиране, кръстосана модулация и интер-модулационни изкривявания. Смущаващите сигнали достигатфилтъра със сравнително ниско ниво, като трудно могат да изместят работпата точка на ВЧ-усилвателя и смесителя;
— МЧ усилвател с по-малко усилване има значително по-лесен монтаж и опростена настройка. Със съвременни елементи (например транзистори или интегрални схеми) лесно може да се направи НЧ усилвател с коефициент на усилване по напрежение 70—80 dB с много ниски шумове. При това избирателност-та на приемника се определя от електромеханичен или кварцов филтър с избирателни свойства с няколко порядъка по-добри от избирателните свойства на LC-кръговете.
108
Подбпрането на блоковата схема на приемника зависи от всекн конкретен случай, но винаги трябва да се имат пред вид подчертаните по-горе изисквания към любителските SSB-прием ници. Трябва да се използуват докрай възможностите, конто да
Фиг. 4-4. Примерно разпределение на усилването в приемника ст фиг. 4- 2
ват съвременните електроннн елементи — това довежда до малън. обем, ниска консумация и висока оперативноет в работата с приемника.
4.3.	ПРИЕМНИЦИ С ПРЯКО ПРЕОБРАЗУВАНЕ НА ЧЕСТОТАТА
В последнпте години голямо разпространение за приемане на телеграфии и еднолеитови сигнали получиха така наречен»те приемници с пряко преобразуване на честотата. Примерна бло-кова схема на такъв приемник е дадена на фиг. 4-5. Веднага се втжда, че поради съсредоточаването на много голямо усилване в нискочестотния усилвател конструкцията е опростена макси-мално. Отпаднали са смесителите по висока честота, междинно-чеетотните усилватели и филтърът по междинна честота. След усилване от високочестотния усилвател (конто липсва в някои конструкции) сигналът се подава на смесителния детектор и се усилва от нискочестотен усилвател. Избирателността на приемника се определи от нискочестотен филтър с честота на срязване между 2,6 и 3,0 kHz.
Предимства на приемника с пряко преобразуване са простата конструкция, удобството за работа и настройка, малката консумация. Изработката на филтър с голямо затихване за честоти над 3 kHz, както и на НЧ усилвател с коефициент на усилване по напрежение 100 000 — 500 000 пъти при ниски собствени шумове, не представлява особена трудност при съвременните елементи. Възможността за получаване на блокиране, кръстосана
109
модулация и интермодулационни изкривявания е силио намалена порадн съсредоточаване на по-голямата част от усилването в НЧ усилвател след филтъра, конто ефективно подтиска силните сму-щаващи сигнали.
Фиг. 4-5. Блокова схема и примерно разпределение на усилването в отаелните стъпала иа приемник с пр яко преобразуване
Главиият недостатък на схематае „двусигнал нота приемане"— приемането както на горната, така и на до 1ната странична лента с широчина около 3 kHz около честотата на генератора. Това намалява отношение™ сигиал/'шум с 3 dB в сравнение с едно-сигналното приемане. У величава се и възможността за попадане на силен смущаваш сигнал в лентата на пропускане на приемника.
Фиг. 4-6. Блокова схема на приемник без междииночестотен усилвател
Двусигналното приемане може да се отстрани чрез фазово детектиране на SSB-сигнала или чрез използуване на приемник, построен по блоковата схема на фи г.4-6. Първият метод не е намерил широко разпространение между радиолюбителите пора-ди тру двести те по настройката на НЧ фазообр втащи вериги. Такьв приемник е описан в [7] и по дадените от автора данни има сравнително добри параметри.
ПО
Приемникът на фиг. 4-6 не е приемник с пряко преобразу -ване на честотата поради използуването на смесител по висока честота и филтър по междинна честота, който определи избира-телността му. Схемата по-скоро е вариант на схемите от фиг. 4-2 и фиг. 4-4. Общото със схемата на фиг. 4-5 е голямото усилване по ниска честота, което заедно с използуването на кварцов филтър по МЧ позволява получаване на добри параметри при сравнително проста конструкция.
Несъмнено е, че при приемницнте с пряко лреобразуване не могат да се получат резултати, конто получаваме от добре кон-струиран приемник по „класическа“ схема. Независимо от това нарастващата им популярност говори, че радиолюбителите често са готови да пожертвуват малко от своите нзисквания към изби-рателността и чувсгвителността, за да спечелят от простотата при построяване и малката консумацпя и от удобството ври експлоатация.
4.4.	СТЪПАЛА НА ПРИЕМНИКА ЗА ЕДНОЛЕНТОВА МОДУЛАЦИЯ
Високо:еспютен усилвател. Изискванията към високочестотниия усилвател са противоречиви в зависимостот това.откаква глед-на точка се подхожда. За получаване на по-голямо отношение сигнал,шум енеобходимо тойдададе възможно нэй-голямо усил-вапе преди „шумящия" смесител. От Друга страна, това у величава нивото на смущаващите сигнали, конто могат да изместят работната точка на смесителната лампа или транзистор. Като подходящ компромис се приема коефициент на усилване по напрежение между 10 й 30 dB.
Понякога ВЧ усилвателят може да се елиминира, но това предполага използуване на смесител и междинночестотен усилвател с ниски шумове.
Електронните лампи, използуванн във ВЧ-усилвателите, обикновено са пентоди с висока стръмност на характеристиката. За намаляване на кръстосаната модулация обикновено се употре-бяват лампи с удължена характеристика, което улеснява прила-гането на автоматично регулиране на усилването. Най-често из-ползуваните лампи са 6К13П, EF183 и 6BZ6. Типична схема на ВЧ усилвател на любителски приемник с ниско ниво на кръс-тосана модулация е дадена на фиг. 4-7, където е използуваи триод в схема със заземена решетка. За повишаване на входната избирателност са използувани четири трептящи кръга, конто се пренастройват в обхвата. Така се намаляват значително нивата
111
Фиг. 4-7. Високочестотен усилвател sa 3,5 MHz.	35 • Н, и
-7 — 0.3 pH	'
Фиг. 4-8. Транзисторен високочестотен усилвател за 14 MHz. Д, —0,8 pH; Qo=2OO; 1—2 — 1 нав. , /—5—6 нав., 4—5 — 2 нав.; L, и L-, са навити на фери-тен ВЧ пръстен. Д4 — 0,8 pH; Qo-=2OO; 3—5 — 6 нав.; 3—4 —1 нав.; L3 и L± са навити на феритен ВЧ пръстен
112
са^ихбане дейстЗиетя ж АРгВ(ВБ)
Фиг. 4-9. Зависимост между усилването на стъпалото от фиг. 4-8 и нивото на смущаващия сигнал с честота 20 MHz, който трябва да се подаде на входа, за да се получат 10% иитермодулационни изкривявания
на смущаващите сигнали, конто могат да отстоят на 40—50 kHz от честотата на приемания сигнал. Въпреки че подобна схема на-малява оперативности (необходимо е допълнителна настройка), тя е за препоръчване, особено при работа на 80-метровия обхват, за който е предвиден усилвателят.
В повечето съвременни любителски късовълнови приемници се използуват полупроводникови елементи — биполярни или по леви транзистори. На фиг. 4-8 е показана схема на ВЧ усилвател за приемник за 20-метровия обхват. Използувана е интеграл-ната схема СА3018, но могат да се употребят четири отделни транзистора — например KF173. 7\ и Т2 са свързани като диоди и служат съответно за температурка стабилизация на режима на стъпалото и за защита на емитерния преход на Т3 при много силен ВЧ сигнал. С въвеждането на отрицателна обратна връзка при запушване на Т4 се измени усилването на стъпалото (при това се измени и колекторния ток на Т9). Усилването на ВЧ усилватели е около 20 dB. а обхватът за изменение на усилването от АРУ — 45 dB [21]. На фиг. 4-9 е дадена зависимостта между
8 Любкгелскж SSB-техника
113
входного ниво на смущаващ сигнал с честота 20 MHz и усилва-нето на стъпалото при 10% кръстосана модулация.
Най-добра защитеност от нежелани смесвания и модуляции имат усилвателите с полеви транзистори. На фиг. 4-10 са дадени типични характеристики за защитеността на ВЧУ с биполярен
транзистор, металокерамична лампа (нувистор) и полеви транзистор с Два гейта. Вижда се, че полевият транзистор превъз-хожда другите два елемента.
Схема на ВЧ усилвател на многообхватен КВ приемник е дадена на фиг. 4-11. Нейна особеност е използуването на два трептящи кръга на входа и апериодичен товар в дрейна на транзистора, което спомага за по-доброго подтискане на смущаващите сигнали. Възможен е и вариантът на фиг. 4-12, който има по-голямо усилване, но е по-лошо защитен от блокиране и кръстосана модулация.
Схема на ВЧ усилвател с едногейтов полеви транзистор е дадена на фиг. 4-13. Обхватит за настройка е от 5 до 16 MHz. Транзисторът Тг е включен в схема с общ гейт, като постоянно-токовият.му режим, а оттам и усилването, зависи от режима на Т2 — усилвател за АРУ.
114
Смесители. Смесителите, използувани в любителските КВ приемници за SSB, не се отличават много от смесителите в пре-давателите, разгледани в глава 3. Затова ще се разгледат само няколко схеми, намерили приложение главно в приемната техника.
Фиг. 4-11. ВЧУ с МОП-траизистор с два гейта'
Фиг. 4-12. Вариант на схемата от фиг. 4-11
Смесител с MOS полеви транзистор с два гейта е даден на фиг. 4-14. Той има висока защитеност от паразитки модулации и дава сравнително голямо усилване при малки шумове. За добри-те му качества може да се съди по това, че се използува в почти всички нови конструкции на любителски КВ приемници.
115
В смесителя могат да се използуват и интегрални схеми. например разгледаната в глава 3 схема MCI 496.
В KB-приемника с високи показатели, описан в [23], се използува балансен смесител, показан на фиг. 4-15. Не е използу-ван ВЧ усилвател, което позволява да е малко усилването на стъпалата преди филтъра, определят избирателността на прием-
Фиг. 4-13. ВЧУ с полеви транзистор
Фиг. 4-14. Смесител с* МОП-траизистср-с два гейта
116
ника. Шумовото число на смесите тя е 3 dB, а усилването му е около 7 dB.
Междинночестотни усилватели. Междинночестотните усилватели, използувани в нрнемниците за еднолентова модулация, нямат големи разлики от подобии усилватели, използувани в други свързочни апаратури. Важен локазател в избирателност-
Фиг. 4-15. Смесител на КВ приемник с високи покатате-. ли. LjCj и С-1 са настроени на входната честота, L2C-> и С1—на междиината честота. Tpt и Тр2 са широколентови трансформатори, навити на феритни тороидни сърцевинн едиовременно с три проводника
та на усилватели, конто место определи пзбирателността на цс-лия приемник. В по-старите конструкции место се стигаше до много ниска междинна честота — 50—100 kHz, и избирателност-та се получаваше от £С-кръгове. В съвременните приемники междинната честота е сравнително висока, като се използуват електромеханични или кварцови филтри, включени непосредстве-но след смесителя. Това дава възможност да се намали броят на преобразуванията и да се опрости конструкцията при високи показатели на приемника. Съсредоточаването на избирателните функции в един възел, който в повечето случаи- е предварително настроен, позволява в много случаи да се използува сравнително шпроколентов междинночестотен усилвател с лссна настройка. Понякога (например в приемопредавателя, описан в глава 5) се използува усилвател с /?С-връзка. Много от схемите [на МЧУ са обхванати от система за автоматично регулиране на усилването.
117
Удобни за използуване в МЧ-усилвателите са чехословаш-ките интегралия схеми МА3005 и МА3006 (фиг. 4-16). Двете основни схеми иа свързване са посочени на фиг. 4-17 а и б, а на фиг. 4-18 е дадена схема на междинночестотен усилвател за чес-
Фиг- 4-16. Интегрални схеми МА3005 и МА3006. 9-то краче, което ие е показано, се свързва към точката с най-висок положителен потенциал в схемата на стъпалото
тота 9 MHz. Трябва да се има пред вид, че една схема МА3005 (или МА3006) може да даде усилване до 50—55 dB, така че в никои случаи не е необходимо да се използуват две интегрални схеми. Обхватит на АРУ за една схема в каскодно свързване е от порядъка на 50 dB [21].
Детектори. Както бете спо-менато в началото на тази глава, в любителските SSB-приемни-ци се използуват изключително детектори от смесителей тип. По-вечето схеми на балансни модулатори, описани в глава 3, могат да работят като детектори на еднолентов сигнал, ако на изхода се включи източникът на сигнала, а към НЧ вход се включи нискочестотният усилвател на приемника.
Една от най-често използт-
ваните схеми на диоден мостов ёмесителен детектор е дадена нафиг. 4-19. За разлика от балансните модулатори тук не е необходимо да се подбират напълно еднакви диоди. Единственото изискване към тях е да работят добре на високи честоти. Най-подходящи за честоти до около 30 MHz са силициевите превключващи диоди от типа на КД503, КД509, КД5605—5608 и др. Напрежението на опорния генератор трябва да е по-високо от напрежението за отпушване на диодите (около 0,65 V, ако са силициеви).
Полеви транзистор с два гейта може да се включи по схемата на фиг. 4-20 и да работа като смесителем детектор, като да-
ва значително усилване по ниска честота при малки шумове.
Схемата на фиг. 4-21 е изпълнена с двойния триод 6Н1П и не изисква дефазиране на високочестотните напрежения, конто й се подават.
Смесителният детектор на фиг. 4-22 е предвиден за вграж-
118
Фиг. 4-17. Основни схеми на свързване на интегралните схеми МА3005 и МА3006 като усилвател: а — диференниа-леи усилвател; б — каскоден усилвател
+
-о
Фиг. 4-18. Междинночестотен усилвател с интегрална'схеми МА3005 или МА3006
119
МЧ усилвателя, трябва да е под 0,3 V. Детекторът има много малки загуби — под 6 dB, като работата му се характеризира с висока линейност.
Нискочестотен усилвател. Нискочестотните усилватели в любителските SSB-приемници нямат специфични особености. Же-
/Ж	о,Of
Фиг. 4-24. НЧ филтър с честота иа^ среза 3 kHz. Отводът'на втората бобина е от средата н. Характс-ристнчното съпротнвление на филтъра може да се уве-личи или намали п пъти, като съответно толкова пъ-ти£се увеличат или намалят индуктивностите и се намалят. или увеличат ,капаци-гетите
лателно е на входа да е включен нискочестотен филтър До3 kHz, който да намали шума от ВЧ- и МЧ-стъпалата. Включването на такъв филтър е наложи-телно, ако приемникът е с междинночес-тотен усилвател с широка пропускана лента. Схема на такъв филтър е дадена на фиг.14-24. Неговото ((характеристично съпротнвление е около 7 кй, а затнхва-нетоза честоти над 3500Hz—над40 dB. Често се практикува стесняване па лентата на пропускане на самая нискочестотен усилвател с подходящ подбор на неговите елементи.
Възможност за лесно конструира-не на нискочестотния усилвател на приемника дават съвременните интег-рални схеми. Операционните усилватели оттипа на Ц.А709 позволяват прак-
330
Фиг. 4-25. НЧ усилвател с операциоиен усилвател
тически да се получи усилване по напрежение до около 50 dB (фиг. 4-25). Усилването може да . се определи с достатъчна точност по формулата
о
r^rt	(4.2)
122
където /?г е изходното съпротивление на стъпалото преди усилвателя, чието усилване изчисляваме.
4.5.	ДОПЪЛНИТЕЛНИ УСТРОЙСТВА В ПРИЕМНИЦИТЕ ЗА SSB
Автоматично регулиране на усилването. В повечето SSB-прием-ници се предвижда система за АРУ. При съставяне на нейната схема трябва да се вземат пред вид следните съображения:
Фиг. 4-26. Система за АРУ за транзисторен приемник
— регулиращото напрежение трябва да нараства бързо, за да се избегне претоварването в началото на предаването на кореспондента.
— порадн това, че в любителския SSB-сигнал нивото на носещата е намалено до минимум, регулиращото напрежение се получава от обвивната на полезния сигнал. Тя се измени в такт, отговарящ на сричките в говора, и ако напрежението на АРУ от-говаря на моментната й стойност, измененията на усилването са много бързи и между отделните срички се появява шум. Затова напрежението, подавано на системата за АРУ, трябва да отго-варя на средното ниво на обвивната на приемания сигнал.
Изключнтелно приложение в приемниците за еднолентова модулация са намерили вериги за АРУ, в конто регулиращото напрежение нараства бързо и спада бавно. Такава е схемата на фиг. 4-26.
123
Тя е предвидена за работа с междинночестотен усилвател от типа на дадения на’фиг. 4-18.
Изправеният НЧ сигнал зарежда кондензатора С,, свързан з гейта на полевия транзистор^7'1- Времето на зареждане се опре
Фиг. 4-27. Система за АРУ за лампов приемник. Лампите JIt, Л2 и Ля могат да се заменят със си-лициеви диоди. например КД509А
деля от време-константата на групата /^Сх- С\ се разрежда пре< резистора като времето на разреждане е около 1 s. При заредей кондензатор напрежението в точка А се увеличава, транзисторът Т2 се отпушва и напрежението на неговия колектор и на емитера на Т3 намалява.
За правилната работа на схемата е необходимо напрежението в точка А без нискочестотен сигнал на входа да бъде около 0,4 V. Това се постига с подбор на стойността на резистора R3.
Напрежението за автоматично регулиране на усилването може да се вземе от междинночестотния усилвател — фиг. 4-27. Схемата е предназначена за лампови приемници и има някои предимства пред други схеми:
—	не са необходими превключвания при преминаване от работа на AM към работа на SSB и обратно;
—	схемата е сравнително проста;
124
— схемата осигурява стабилна работа на всички стъпала на приемника.
Диодът JIi е детектор за AM. Напрежението се подава към регулиращата верига през диода Л2. За да се постигне бързо нарастване на регулиращото напрежение, в нея не трябва да се използуват кондензатори с капацитет, по-голям от 10 000 pF.
Разреждането на капацитетите във веригата за АРУ става през триода Л5, конто се запушва от напрежението от изхода на смесителния детектор, усилено от Л4 и детектирано от Л3. При работа на AM генераторът на носеща честота е изключен, на изхода на смесителния детектор няма НЧ напрежение, триодът Л-а е отпущен и схемата работа като обикновено стъпало за АРУ на приемник за амплитудно модулирани сигнали.
Ако на решетката на Л4 се подаде НЧ напрежение (при работа на SSB), Лв се запушва, като на усилвателните лампи се подава отрицателното напрежение, получено след' детекцията на ЧЧ-сигнала от Лг. Ако нивото на НЧ-сигнала спадне, след време, определено от времеконстантата на групата RiCx, Лъ за-почва да се отпушва и кондензаторите в регулиращата верига за-почват да се разреждат през него и резисторите н Дз- С това се повишава усилването на ВЧ-стъпайата и се възстановява нивото на НЧ сигнал.
Ако в нискочестотния усилвател е съсредоточено голямо усилване (55- 60 dB), веригата на АРУ може да обхване само ниско-честотните стъпала [11J. При това се получава проста конструкция. конто няма високите показатели на автоматичното регули-ране на усилването във ВЧ- и МЧ-усилвателите, но може значително да улесни оператора — фиг. 4-28.
Детектираното напрежение от изхода на нискочестотния усилвател се подава през емитерен повторител (транзисторите TST4) на базата на транзистора Т^. Неговото съпротивление еми-тер-колектор образува с променлив затихвател, конто измени своя коефициент на предаване в зависимост от тока на базата на транзистора.
При изменяне на входното напрежение от 3 mV до 3,5 V изходното напрежение се изменя от 0,6 до 1,0 V. За правилната работа на схемата е необходимо регулаторът за усилване по НЧ да е включен на изхода й. При това предусилвателят или смесител-ният детектор, от който се взема сигналът, не трябва да внася изкривявания при НЧ сигнал на неговия изход до 3,5—4,0 V.
S-метри. За правилното отчитане на нивото на сигнала на кореспондента желателно е приемникът да има индикатор за силата на приемания сигнал. В повече от случайте той се включ-
125
ва във веригата на АРУ. В схемата на фиг. 4-26 такъв индикатор може да се свърже като волтметър между емитера на Т3 и захран-ването +12 V, а в схемата на фиг. 4-28 —между емитера на Т3 и маса.
910
Фиг. 4-28. Система за АРУ по ниска честота
'fOst S30
а
Фиг. 4-29. Затихватели, предназначенк за включване на входа на приемника
гол.
-о
f

126
Атенюатори на входа на приемника. За намаляване на вход-яия сигнал при близко разположени станции много полезни са атенюаторите, включени на входа на приемника. Те предотвратя-ват претоварването на усилвателите, като осигуряват нормална работа на снстемата за АРУ. На фиг. 4-29 а и б са дадени две схеми на атенюатори, предвидени за включване към 50-омов вход Първата от тях позволява стъпално изменяне на усилването до 33 dB през 3 dB. Втората е по-сложна и дава възможност за плавно изменяне на затихването от 0,5 до около 40 dB. И при двете схеми от голямо значение е конструктивного изпълнение — входът и изходът трябва да бъдат добре екранирани, за да се из-бегне ирякото прехвърляне на ВЧ сигнал.
4« КОНСТРУКТИВНИ РЕШЕНИЯ НА ПРИЕМНИЦИ С ПРЯКО ПРЕОБРАЗУВАНЕ
Скемпте на стъпалата в приемниците с пряко преобразуване не се различават от описаните в горните раздели. Трудност представ-лява понякога конструкцията на филтъра, който определя из-бирагелността на приемника. Може да се използува филтърът.
Фиг. 4-30. Приемник за пряко преобразуване за 80-метровия любнтелски обхват. Индуктнвността на дросела Дрг— 1 mH, на дрссела Др-> 60 mH
127
схемата на който е дадена на фиг. 4-24 и който има подходяща честотна характеристика, или да се начисли филтър по общоиз-вестните формули. Желателно е да се обърне внимание на съгла-суването му, като изходното съпротивление на източника на сигнал и входното съпротивление на следващото стъпало трябва да бъдат приблизително равни на характеристичното съпротивление на филтъра.
На фиг. 4-30 е дадена схема на приемник с пряко преобра-зуване за работа на 80-метровия обхват, която не се отличава с особености и е лесно изпълнима. Предимство е наличието на ви-сокочестотен усилвател, който практически премахва прякото излъчваие на плавния генератор през антената и дава възмож-ност нискочестотният усилвател да има усилване, което може лесно да се постигне при малки шумове.
Изходът на приемника е предвиден за работа на високоомни слушалки, но към него може да се включи мощно стъпало за работа с високоговорител.
ГЛАВА 5
ПРИЕМО-ПРЕДАВАТЕЛИ ЗА SSB (ТРАНСИВЪРИ)
.Много от стъпалата на SSB-приемниците и предавателите изпъл-няват едни и същи функции. Чрез подходяще схемно решение едно и също стъпало може да работи добре и в приемната, и в предавателната част. Това обединяване на функциите води до намаляване броя на използуваните части. Друго основно преимущество на трансивърите е, че излъчваната честота съвпада с приеманата вследствие на общите генератори. Съществува голямо разнообразие на блокови схеми на трансивъри. По-долу се описват три най-често срещани блокови схеми, като за останалите може да се каже, че са комбинации от тези три.
5.1. БЛОКОВИ СХЕМИ
На фиг. 5-1 е дадена блоковата схема на комплекта приемник-предавател ,,Heathkit“ SB301—SB431 в трансивърен режим. При приемане антенного реле включва антената към високочесготния усилвател на приемната часг.Следващите стъпала представ-
128
9 Любитвлскв SSB-тажника
Фиг. 5-1. Блокова схема иа комплект приемник-предавател SB-301 — SB-401
ляват приемник с двойно преобразуване на честотата. Първата междинна честота е променлива, а втората е постоянна, като ос-новната избирателност се постига от кристален филтър на честота 3,395 MHz. При предаване сигналът от микрофонния усилвател се подава на балансния модулатор. Полученият DSB-сигнал се усилва, едната странична лента се подтиска от кристален филтър и сигналът се подава на първия смесител на предавателя. След още едно преобразуване се получава SSB-сигнал на някой от любителските обхвати, който се усилва от драйвера и крайно-то стъпало. Общите стъпала, конто се използуват при приемане и предаване, са всички високочестотни генератори. За да се из-бягнат влиянията между предавателната и приемната част с реле, се извършват следните комутации: При предаване се запушва ВЧ усилвателят на приемника, а високоговорителят се заземява. При приемане се изключва напрежението на вторите решетки на лампите на кранного стъпало и се запушва усилвателят на DSB-сигнал. Относителната независимост на предавателната и приемна част на трансивъри, построени по подобна блокова схема, позволява получаването на добри параметры и при двата режима на работа. Много се улеснява и схемного решение на отделяйте стъпала. Все пак необходимостта от два кри-стални или електромеханични филтъра и дублирането на бобин-ния блок са направили тази блокова схема не особено популярна сред радиолюбителите.
На фиг. 5-2 е показана блокова схема на трансивър, при който филтърът за основна селективност (в случая електромеха-нически) се използува както за предаване, така и за приемане. С изключение на различната стойност на първата междинна честота лявата половина на схемата е съвършено аналогична на тази от фиг. 5-1. При приемане сигналът след втория смесител се подава на електромеханичния филтър и първия междинночесто-тен усилвател. Превключващото реле е в положение RX и предавателната част не работа — прекъсната е веригага на сигнала от балансния модулатор към първия смесител и крайното стъпало е запушено. При предаване блокът електромеханичен филтър—• първи МЧ усилвател, се включва към предавателната част. Висо-кочестотният усилвател на приемника се запушва, а също така е прекъснат пътят на сигнала от втория смесител до втория МЧ усилвател.
Превключването приемане — предаване се извършва от реле. Понякога е трудно да се осъществи конструктивно, с едно реле, превключването на толкова отдалечени една от друга вериги, някои от конто са с високочестотен потенциал. Обикновено
130
Фиг. 5-2. Блокова схема на трансивър с ЕМФ
СО
се слагат две или повече релета, но това не е много радикално решение на проблема.
Възможно е превключването да се извърши почти, без да се комутират високочестотни вериги: при приемане трябва да се запуши първият смесител на предавателя и да се прекъсне веря-гата на балансния модулатор, а при предаване да се запуши вто-рият смесител на приемника и вторият МЧ усилвател. За пре-включване на високочестотни вериги могат да се използуват и диодни ключове — вж. фиг. 5-4.
С по-голяма степей на интеграция на стъпалата на приемника и предавателя са трансивърите, построени по блоковата схема на фиг. 5-3. Като общи елементи се използуват високочестот-ните генератори, кристалният филтър и повечето от трептящите кръгове.
Както се вижда на блоковата схема, всички елементи с изби-рагелно действие са своеобразии възлови точки, през конто ми-нава сигналът на приемане и предаване. Блокът за управление (БУ) управлява по постоянен ток отделяйте стъпала, като алтер-нативно ги отпушва и запушва. Превключването приемане -предаване лесно се осъществява по електронен път, защото не се комутират никакви вериги, по конто тече променлив ток.
Режим „приемане" — при това положение са запушени: крайната лампа, драйверът, смесителят на предавателя, усилва-тел’ят на DSB-сигнал и микрофонният усилвател. Сигналът на антената през антенного реле се подава на хода на ВЧ-усилвателя. Усиленият сигнал се преобразува от смесителя и се подава на кварцовия филтър и МЧ-усилвател. За продуктдетектор се използува балансният модулатор.
Режим „предаване" — при това положение са запушени: високочестотният усилвател, смесителят на приемника, междинно-честотният усилвател и нискочестотният усилвател. Сигналът от микрофонния усилвател се подава на балансния модулатор, по-лученият DSB-сигнал се усилва, едната странична лента се подтиска и след смесването се получава SSB-сигнал на някой от любителските обхвати.
Трансивърът, построен по тази блокова схема, ще има минимален брой бобини, а също така настройката на входните кръгове (при приемане) ще съвпада с тази за максимална излъчвана мощност (при предаване).
132
МММ	КыШ	МьмБУ	ХьмБУ
Фиг. 5-3. Блокова схема на трансивър с ВЧ кварцев филтър
5.2. СХЕМНИ РЕШЕНИЯ
Всичките схеми, дадени в предишните две глави, могат с успех да се използуват при постройката на трансивъри. Необходимо е обаче да се обърне особено внимание на общите елементи, работе-щи едновременно при приемане и предаване. Високочестотните генератори трябва да могат да захранват едновременно две стъпала; към един и същ трептящ кръг се свързват понякога до чи-тири електронни прибора и т. н. Много е важно след съставянето на блоковата схема да се провери дали няма да се образува ня-какъв паразитен затворен кръг, създаващ нежелателна обратна връзка. Винаги трябва да се има пред вид при комутация, че към стъпалата, конто в момента не работят, има, макар и незначител-но, прехвърляне на сигнал. Това също може да доведе до само-възбуждане на трансивъра.
По-долу се дава описание на стъпала, конто са характерни за трансивърите, а именно за тези, конто се използуват едновременно при предаване и приемане. Показва се използуването на общи избирателни елементи и начинът на превключване приемане — предаване.
На фиг. 5-4 е дадена принципна схема на стъпало от тран-сивър, при който електромеханичният филтър се използува за предаване и приемане (вж. блоковата схема от фиг. 5-2). Заедно с електромеханичния филтър се използува и следващото усилва-телно стъпало. Превключването на този блок към приемната и предавателната част се извършва от диодпи ключове. Принци-път на действие на диодпите ключове е следният: На пътя на сигнала се поставя диод. Този диод се управлява с постоянно напрежение и в зависимост от полярността му диодът е отпущен или запушен. Съответно се свързва или прекъсва сигналната верига. В запушено състояние активного диференциално съпротивление (диференциално съпротивление е съпротивлението, което диодът има за променливия ток при малки стойности на приложено™ напрежение) на диода е много голямо — над 1 МП, а проходният капацитет е от порядъка на 1 pF (тези данни се отнасят за широко използуваните силициеви, бързо превключващи диоди). Когато диодът е отпущен, неговото активно диференциално съпротивление е малко — около 70 й. Това съпротивление зависи от пос-тоянния ток, течащ през диода, и намалява с нарастването на тока. От казаното дотук се вижда, че управляващият диод не е идеален ключ и тези неговн особености трябва да се имат пред вид при съставяне на схемата на трансивъра. Проходният капацитет при обратно свързване ограничава използуването на клю-
134
Фиг. 5-4. Схема на стъпало от трансивър с общ ЕМФ
ча при високи честоти, а съпротивлението при право свързваве внася затихване във веригата на сигнала, особено при комути-ране на нискоомни вериги.
Нелинейните изкривявания в диодния ключ са пропорционал-ни на амплитудата на променливото напрежение. Те могат да се намалят до известна стелен, като се свържат последователноЪс насрещно по променлив ток два диода вместо един. По този начин се получава по-линейна характеристика на ключа, а освен това променливото напрежение се разпределя върху двата диода. Така е направено и в схемата на фиг. 5-4 в изходната верига, където амплитудите са големи. Диодите се отпушват при подаване на напрежение +12 V и се запушват при —5 V.
Използуването на модерни елементи позволява да се избяг-нат диодните ключове и същевременно да се постигнат високи резултати. На фиг. 5-5 е дадена схема на възловия блок на трансивър с високочестотен кварцов филтър на 9 MHz. Блоково схемата на комутацията на междинночестотния усилвател заодно с филтъра е аналогична с тази. показана на блок — схемата на фиг. 5-2. Тъй като междинната честота е висока, трансивъ-рът е с единично преобразуване на честотата. На изхода на смесителя на приемната част се получава сигнал с честота 9 MHz. Следват сорсов повторител с много високо входно съпротнвление (Т2), кварцов филтър, съгласуван на входа и на изхода с необхо-димия импеданс, и двустъпален /?С-усилвател. Усиленият МЧ сигнал се подава на смесителей детектор, изпълнен също с МОП-транзистор с два гейта (Т5). На изхода е включен еднозвенен LC-НЧ филтър с честота на срязване 3 kHz. Предназначението на този филтър е да отстрани високочестотните съставни на шума, който се генерира от стъпалата след кварцовия филтър. По този начин се повишава отношението на сигнал/шум на изхода. Тран-зисторът Т6 е предусилвател по НЧ. Когато трансивърът е в положение „приемане11, транзисторът Т, е запушен и не влияе върху амплитудата на сигнала, подавай на крайния НЧ усилвател.
В положение „предаване11 сигналът от микрофонния усилвател се подава на балансния модулатор, изпълнен с интегрална схема — ИСг тип МС 1496. Принципната схема на интегралната схема е дадена на фиг. 3-12. На изхода имаме почти чист спектър — само двете странички ленти, а другите комбинационни честоти са пренебрежимо малки. В режим на приемане транзисторът Те е отпушен и интегралната схема не се захранва, като по този начин се елиминира влиянието й върху приемната част. Полученият DSB-сигнал през бобинката за връзка се подава на гейта на Т»—сорсов повторител. Паралелно на трептящия кръг са
136
Фиг. 5-5. Междинночестотен блок иа трансивър с ВЧ кварцов филтър
свързани насрещно два диода, ограничаващи DSB-сигнала, като по този начин се повишава средната мощност на излъчения сигнал. След отделянето на едната странична лента от кварновия филтър сигналът се усилва от Та и се подава на смесителя на предавателната част. Когато трансивърът е в режим предаване, Т7 е отпущен и на крайняя НЧ усилвател не се подава никакъв сигнал. При този режим на работа не се запушват Тг, Т4, Тъ, защото не влияят върху работата на схемата. Необходимо е само да се запушва ВЧ усилвателят на приемника.
Освен SSB-филтъра като общи елементи могат да се използуват почти всички избирателни кръгове. На фиг. 5-6 и фиг. 5-7 са показани принципните схеми на възловите блокове на трансивър, построен съгласно блоковата схема, дадена на фиг. 5-3. Трансивърът е хибриден. Всички избирателни кръгове са общи, т. е. използуват се при приемане и предаване. При приемане входният сигнал от антената през бобинката за връзка се подава на трептящия кръг L„. Лампата Лг работа като ВЧ усилвател с регулируемо усилване. Лампата Л2 е запушена, енергия от Ls към L, не може да се прехвърли и стъпалото работа съвсем устойчиво. Двойният триод Ля работа като смесител — при приемане функционира левият, а при предаване — десният триод. Напрежението от генератора се подава на катода. Междинно-честотният сигнал се филтрира от филтъра, усилва се от кас-коден усилвател и се подава на иродуктдетектора, преставляващ двойнобалансен диоден смесител. Транзисторите Та и Т5 са запушени и не указват влияние на работата на схемата в режим „приемане11.
При предаване Т5 е отпущен, а Т4 — запушен. Сигналът от микрофонния усилвател се подава на балансен модулатор. Тук сполучливо се използува обратимостта на схемата — при приемане — детектор, а при предаване — модулатор. DSB-сигналът се усилва от Тя. Сега пък каскодният усилвател е запушен, така че не може да се получи затворен кръг и стъпалото да се само-възбуди. Работата на ВЧ-блока е аналогична. Запушени са Лх и левият триод на Ля. След смесването сигналът се усилва от драй-верната лампа Л2 и се подава на решетката на крайната лампа ГУ 29. При това положение контактът на антенното реле е из-ключен и към Lr не се подава никакъв сигнал.
Единственото нещо, което е необходимо, за да се превклю-чи трансивърът от един режим в друг, е да се отпушат и запушат съответните лампи и транзистори. Управление™ сё извършва в решетъчните и базовите вериги. Когато лампата е в усилвателен режим, на първата решетка се подава О V и лампата получава
138
Фиг. 5-6. ВЧ блок на хибриден трансивър — общи трептящи кръгове
+300V
RX 0V у
TX -50 V
Към VFO 5-5-5 MHz
PX -50V
TX OV
Фиг. 5-7. МЧ блок на трансивър с 9 MHz кварцов филтър
автоматично преднапрежение от катодного съпротивление. В запушено състояние на решетката се подава напрежение — 59 V. При транзисторите в усилвателен режим на базите се подава напрежение 4-12 V, а при запушено състояние--------12 V-
Превключването приемане-предаване при трансивърите е важен проблем и затова ще го разгледаме по-подробно. Обикновено най-често срещаните случаи са два: превключване на високочестотни вериги и запушване-отпушване на електронни приблри. Както беше показано по-горе, високочестотните вериги могат да се превключват директно с реле или чрез диодни ключове, управ-лявани с постоянно напрежение.
Запушването на електронннте лампи може да стане не няколко начина: подаване на високо отрицателно напрежение на първата решетка; пзключване на напрежението на екранната решетка; пзключване на анодното и екранпото напрежение /двете напрежения винаги трябва да се изключват заедпо, в противен случай лампата може да излезе от строя).
Запушването на транзисторите може да стане чрез подаване на обратно напрежение на прехода база-емитер или чрез изключ-ване па захранващото напрежение
Комутирането в управляващите електроди — база или пър-ва решетка — е удобно, защото в тези вериги тече слаб ток и напрежението е нпско. При този начин на управление постоянного запушващо напрежение трябва да превишава по стойност амплитудата на променливото напрежение, приложено върху управ-ляващия електрод на запушения прибор. Ако това условие не е спазено, лампата или транзисторът се отпушват от пиковете-на сигнала и стъпалото започва да се самовъзбужда или започ-ват да се получават големи нелинейни изкривявания. При малки амплитуди на сигнала силициевите транзистори могат да се запушват с О V на прехода база-емитер, вместо да се подава обратно напрежение. Също така запушващото напрежение при транзисторите не трябва да превишава максимално допустимого обратно напрежение база-емитер. В противен случай настъпва пробив в този преход, при който транзисторът може и да не се повреди (например при високоомни резистори в управляваща-та верига), но диференциалното съпротивление на прехода става много малко и сигналната верига се шунтира много силно.
Подаване на управляващо напрежение може да стане чрез реле или с електронно устройство. Електронното превключване на трансивъра работи безшумно, с по-голяма сигурност и с многократно по-високо бързодействие, което е особено важно при полудуплексна телеграфна работа. На фиг. 5-8 е дадена прин_
141
ципната схема на електронно превключващо устройство към тран-сивъра, показан на фиг. 5-6 и фиг. 5-7. При приемане мор-зовият манипулатор (или педал) е отпуснат, транзисторът 7\ е отпущен и напрежението на колектора му е равно на това на
Фиг. 5-8. Електронно превключващо устройство за хибридсн
трансивър
емитера-----1-12 V. Транзисторът Т2 е запушен и на колектора
му има —12 V. Напреженията от двата колектора (клеми 3 и 4) се подават на транзисторните стъпала на трансивъра — за ба-зисните вериги. В колекторите на тези два транзистора са свър-зани отце два транзисторни ключа — Тя и 7\, управ тяващи лам-повиге стъпала. Т3 е запушен и на клема 1 имаме —50 V, а Т4 € отпущен и на клема 5 има 0 V.
При предаване морзовият манипулатор е натиснат, на ба-зата на 7\ се подава положителен потенциал спрямо емитера и транзисторът се запушва. Всички други транзистори променят състоянпето си и на изходните клеми се получават напреженията, означени с ТХ. Преднапрежението на крайната лампа се подби-ра с потенциометъра Транзисторът Т5 управлява антенното реле.
Друга схема на електронен превключвател е показана на фиг. 5-9. Тя може да се използува за превключване на изцяло транзисторизиран трансивър. При нея моментите на превключване са така синхронизирани, че е гарантирано запушването на
142
приемната част преди предавателят да започне да излъчва, като по този начин се предпазват входните транзистори на приемника от повреда. При приемане манипулаторът е отпуснат и транзисторът 7\ е запушен. Транзисторът Т., също е запушен и антен-
Фиг. 5-9. Електроино превключващо устройство за транзисторен
трансивър
ното реле е в спокойно състояние. Контактът At на релето е отпуснат и сигналът от антената постъпва на входа на приемника. Транзисторът 7L е запушен, Т4 — отпушен и на клема 1 имаме +8 V. Към клема 1 е свързан транзисторът Тв, а след него — и на клема 2 напрежението е О V. При този режим на работа Та е отпушен. Напрежението от клема 1 се подава за захранване на базисните вериги на транзисторите, конто работят при приема, не, а напрежението от клема 2 — за работещите при предаване
При предаване манипулаторът е натиснат и транзисторът Т' се отпушва. Т2 също се отпушва и задействува антенното реле1 Преди контактът на релето да е дал на „земя“ (т. е. да се пред' пази входът на приемника), транзисторът Та е отпушен, следо
143
вателно Т- продължава да е запушен и трансиверът все още не е превключил в режим „предаване“. Едва когато базата на Т6 се заземи. Т7 се отпушва, съответно всички други транзистори променят състоянието си и на клема 1 получаваме О V, а на клема 2----j-8 V. При отпускане на ключа устройството се връща в
първоначалното състояние, но антенного реле изключва едва след като на клема 2 се получи О V. Това се осъществява чрез транзистора Т3.
Като приложение към книгата е дадена схема на трансивър за обхватите 3,5 и 14 MHz. Той е построен по блоковата схема, показана на фиг. 5-3, а описанието на отделните възли беше дадено по-горе (вж. фиг. 5-7, 5-8 и 5-9). По схемата читате-лят може да получи представа за комбинирането на отделните стъпала в цялостна конструкция.
ГЛАВА 6
SSB-АПАРАТУРА ЗА УКВ
Изискванията към параметрите на SSB-сигнала на УКВ са съши-те. както и за КВ. Обикновено се налага неколкократно преобра-зуване на честотата, за да се постигне необходимата стабилност. SSB-сигналът може да се формира на произволна, практически достижима честота, но е желателно тази честота да е по-висока, за да се намали броят на смесванията. Умножението на сигнала е недопустимо, защото е съпроводено с големи нелинейни изкри-вявания. По-големият брой смесвания налага винаги да се пра-ви прецизно пресмятане на възможните комбинационни честоти.
На фиг. 6-1 е дадена блокова схема на SSB-предавател на 144 MHz. SSB-сигналът се формира на 9 MHz. Следващото пре-образуване премества спектъра му с 22 MHz по-високо — т. е. на 31 MHz. За да се получи плавно изменение на честотата в работния диапазон, на втория смесител се подава сигнал от VXO (вж. глава 3). След последното смесване сигналът се усилва от линейни усилватели.
Много е удобно да се използува късовълновата апаратура, за да се получи УКВ SSB-сигнал. На фиг. 6-2 е показана блоковата схема, а на фиг. 6-3 — принципната схема на трансвер-тер към КВ трансивър, който има обхват 28 MHz. Трансвер-терът се състои от две части — приемка и предавателна. При
144
аэ Любатедска SSB-техника
Фиг. 6-1. Блокова схема на SSB-предавател за 144 MHz
Лриемник
Фиг. 6-2. Блокова схема на трансвертер 28 144 MHz
предаване входният SSB-снгнал, взет от драйвера или крайното стъпало на трансивъра, се подава на балансен смесител. Амплитудата на това входно напрежение не трябва да превишава 0,3 V. На същия смесител се подава и напрежение с честота 116 MHz от кварцов генератор-умножител. На изхода на смесителя се получава SSB-сигнал с честота 144 MHz, който се усилва от два после-дователни линейни усилвателя.
При приемане захранването на предавателната част е изклю-чено. Входният сигнал с честота 144 MHz се усилва от ВЧ усилвател, направен с двугейтов МОП-транзистор, и се подава на смесител. На смесителя също се подава напрежение от кварцовия генератор и на изхода се получава сигнал с честота 28 MHz. Този сигнал се подава на входа на приемната част на трансивъра. Управлението на трансвертера се извършва с реле, синхронизи-рано с релето „приемане-предаване" на освоения трансивър, като превключва захранването на стьпалата на постоянен ток.
146
Фиг. 6-3. Принципна схема на трансвертер 28/144 MHz
ГЛАВА 7
СПОМАГАТЕЛНИ УСТРОЙСТВА НА ЛЮБИТЕЛСКИТЕ SSB-АПАРАТУРИ
7.1.	ПОВИШАВАНЕ НА ЕФЕКТИВНОСТТА НА SSB-ПРЕДАВАТЕЛИТЕ
Широкият динамичен диапазон на човешката реч внася затруднения в осъществяването на високоефективна еднолентова свър-зочна система. Задачата, конто обикновено стой пред конструктора, е да не бъдат превишени от шума приетите сигнали с най-ниско ниво, като същевременно сигналите с най-високо ниво не претоварват предавателя и приемника.
За да поясним описаните тук методи за повмшаване на ефек-тивността на еднолентовия сигнал, ще разгледаме някои характеристики. на човешката pet. Те се дават с два параметъра: динамичен обхват и пикфактор.
Диними-шият обхват (omouieiiu&m между силата на най-силните и най-слабите звуци) на говора на обикновен човек е около 28 dB. Ако към тях добавим допуските за тези, конто говорят по-силно в по-слабо от обикновеното, широчината на обхвата нараства до около 56 dB, т. е. отношението на напре-жението на най-силния телефонен сигнал към най-слабия е около 6000 пъти.
Пикфакторът на телефонния сигнал представлява отношението на едно напрежение, прието за максимално, към средното напрежение на сигнала. Ако приетото максимално напрежение се надвишава за не повече от 1% от общото време, при нормален говор това отношение е около 14,5 dB.
На фиг. 7-1а е показана осцилограма на нискочестотното напрежение, произведено от фразата „Joe took Father’s shoe bench out“. От нея могат да се направят няколко интересни и важни извода за характеристикнте на речта. Ясно се вижда срнчковият н характер, като времето за нарастване на обвивната може да е по-малко от 1 ms, а времето на затихване — по-малко от 10 ms. За отбелязване е, че има сравнително малко върхове на обвивната DSB- и SSB-сигналите, съответствуващи на сыцата фраза и пока-зани съответно на фиг. 7-1 б и в, имат много голямо сходство с нискочестотния сигнал, като е очевидно, че обвивната крива на тези сигнали може с достатъчна точност да се определи от обвивната на модулиращия сигнал, следователно тя притежава съ-щите характеристики като него.
148
Мето ди те, описани по-нататък, целят да намалят динамичния обхват или пикфактора на SSB-сигнала (или и двете). като в зависимост от времеконстантата на устройствата последните. биват:
(а)
(5)
(Л)
Фиг. 7-1. Осцилограми на НЧ. DSB- и SSB-сигнали
— компресори — устройства с голяма времеконстанта. Те не реагират на моментните максимуми или минимуми на напреже-иието, а на средното ниво на сигнала. По същество това са усил-ватели с автоматично регулиране на усилването, чиито параметри се подбират съобразно с мястото в предавателя, където са вклю-чени. При тяхното използуване се осигурява оптимално ниво на сигнала, което ни предпазва от претоварване на стъпалата, как-
149
то и от неефективното им използуване. От фиг. 7-2 се вижда, че повишаването на средната мощност на сигнала при това е сравнително малко;
— ограничители (клипера) — устройства с много малка вре-меконстанта, конто ограничават моментните върхове и така на-маляват динамичния обхват и пикфактора на сигнала.
Компресия (dB) ограничаване
Фиг. 7-2. Зависимост между степента на огра-ничаване или компресия и подобрението иа отношен мето сигнал/шум
1—	ВЧ ограничите*; 2—НЧ ограничите^; 3— НЧ-компресор; 4— ВЧ компресор (ALC)
Компресорите и ограничителите могат да бъдат включени към нискочестотната или високочестотната част на предавателя. На риг. 7-2 се вижда ефективността от използуването им в зависимост от степента на компресия (или ограничаване), конто се дава с отношението на усилването на стъпалото преди и след въвеж-дане на регулирането.
Компресори по ниска честота
Използуването на компресор по ниска честота осигурява полу-чаване на постоянно средне ниво на изхода на микрофонния усилвател на предавателя. Обикновено в схемата на усилвателя се използува регулируем елемент (лампа, транзистор, диод и др.), чиито параметр» зависят от средното ниво на изхода. При уве-личаване на нивото характеристиките на регулиращия елемент се изменят така, че усилването на усилвателя намалява. Това премахва трудностите, евързани с различната сила на говора пред микрофона и с честата употреба на копчето за регулиране на усилването.
150
Трудностите, срещани при конструнране на микрифонен компресор, обикновено се дължат на неудачен подбор на времг-константите в устройството. Времето за задействуване на управ-ляващата регулируемая елемент верига трябва да е мини-Мално и в никакъв случай да не надвишава няколко милисекун-ди. Времеконстантата на задържане на тази верига трябва да.
Фиг. 7-3. Схема на компресор по ниска честота (а) и зависимост между входното и изходното напрежение на компресора (б)
бъде значително по-голяма — няколко секу иди, и във всички случаи трябва да превишава периода на най-ниските усилвани честоти най-малко с два порядъка. Това се прави, за да се избег-не променливотоковата обратна връзка през управляващия еле-мент, която може да доведе до нестабилност в работата на устройството.
На фиг. 7-3 а е дадена схемата на микрофонен усилвател с компресор. Използувани са съветски интегрални схеми
151
К1УС221Д, но могат да се употребят и български интегрално-хибридни схеми 2УПО1А или да се направи съответната схема с дискретни транзистори и резистори.
Коефициентът на усилване на усилвателя зависи от коефи-циента на предаване на затихвателя, образуван от резистора
Фиг. 7-4. Нискочестотен компресор
и динамично™ съпротивление колектор-емитер на транзистора Ту. Това съпротивление намалява при увеличаването на тока през емитерния преход, т. е. при увеличаването на детектираното от диодите напрежение. Времето на задържане на компресора се определи от времеконстантата на групата /?2CV а времето на за-действуване зависи от изходното съпротивление на усилвателя. За да се осигури малко изходно съпротивление след втората ин-тегрална схема е включен емитерен повторител с транзистора Т2.
Зависимостта на изходното напрежение от напрежението на входа на усилвателя е дадена на фиг. 7-3 б.
Схемата на друг усилвател с компресор е дадена на фиг. 7-4. Тук отново се срещат детекторът на регулиращото иапре-жение, /?С-веригата, определяща времето на задържане, и транзисторът като регулиращ елемент. Той е включен във веригата на отрицателната обратна връзка, конто обхваща целия усилвател. От разглеждането на схемата се вижда, че при увеличаване на изходното ниво на регулиращия транзистор се подава запуш-
152
ващо го напрежение, което довежда до увеличаване на динамичного съпротивление между колектора и емитера. Дълбочината на отрицателната обратна връзка се увеличава и усилването намаля-ва.
Използуването на компресори по ниска честота значително увеличава удобството при работа с предавателя поради сравнително постоянното ниво на изхода на микрофонния усилвател независимо от напрежението, подавано от микрофона. Затова те намират сравнително широко приложение в любителските апа-ратури, въпреки че ефективността на еднолентовия сигнал се увеличава малко (фиг. 7-2).
Компресори по висока честота
Използуването на компресия по висока честота предлага никои предимства пред компресията по ниска честота. Отношението между продължителиостга на сричките и периода на високочее-тотиия SSB-сигнал е много голямо и това позволява времеконсган-тите в управляващата верига да се направят много по-малкн, без да има опасност от изкривявания и самовъзбуждане.
Друго преимущество на компресията по висока честота е незначителното влияние на преходните пронеси в системата върху качеството на изходния сигнал. Предизвиканите от тях изменения на анодния ток на крайното стъпало имат съставки със сравнително мцого ниска честота, конто не влизат в лентата на про-пускане на ВЧ-филтрите.
Използуваният в любителските предаватели тип на ВЧ компресия е най-известен със съкращението ALC (от английски — автоматично поддържане на нивото). Главното му предназначение е да се поддържа пиковата ВЧ мощност на изхода на предавателя сравнително постоянна независимо от значителните изменения на входного ниво. Обикновено напрежението за ALC се взе-ма от анодната или от решетъчната верига на лампата на мощния усилвател. Използуването на сигнал от анода се основава на ли-нейността на мощния усилвател до определено входно ниво. Системата за ALC се регулира така, че да се задействува малко преди да е достигнато това ниво.
В никои случаи за задействуване на системата за ALC се използува появяването на решетъчен ток в крайната лампа, ако тя е предвидена да работи в клас ABV
На фиг. 7-5 са показани схеми на ALC, при конто регулиращото напрежение се взема съответно от анода или решетъчната верига на крайното стъпало. Първата от тях не се нуждае от пояс
153
нения. Ламповият диод може да се замени със силициев високо-чгстотен диод. Известно внимание заслужава подборът на свър-зващия кондензатор СА. Отношението на неговия капацитет към капацитета на кондензатора С2 зависи от напрежението на анода лампата, като намалява при увеличаването му.
Фиг. 7-5. Схеми за получаване на напрежение за ALC
Схемата на фиг. 7-5 б може да се използува при крайно стъпало, работещо в клас АВХ. Появата на решетъчен ток довежда до пол>чаването върху резисторнте R3 и на напрежение със зву-кова честота от детектирането на еднолентовия сигнал на учас-тъка решетка-катод на лампата. След детектора с удвояване са
154
включени две 7?С-групи с различии времеконстанта. Около 80% от детектираното напрежение се падат на веригата с голяма вре-меконстанта, а останалите 20% от него се изменят сравнително бързо и реагират на бързите изменения на еднолентовия сигнал. Използувайки подобна система, може да бъде намален пикфакто-рът на сигнала и средната мощност на изхода на предавателя се увеличава с няколко децибела.
Освен увеличаването на средното ниво на еднолентовия сигнал системата за ALC премахва претоварванията и изкривявания-та в стъпалата на предавателя, затова намира широко приложение в любителските апаратури.
Ограничители по ниска честота
Изследванията показват, че говорът остава разбираем даже при пре-делно ограничаване (т. е. ако от електрическия сигнал се запа?-ват само пресичанията на нулевого ниво, като изчезва цялата информация, несена от обвивната). Това доказва, че измененията на амплитудата не са много важен фактор за разбираемостта. Споменатото твърдение може да изглежда странно, но не трябва да се забравя, че звуците на говора се състоят от основната честота и нейните хармонични. Разбира се, ограничителят нарушава първоначалната хармонична структура, но очевидно е, че при това не се нйрушават първоначалните хармонични зависимости на звука.
При математическо разглеждапе на въпроса за пикфактора на еднолентов сигнал, получен от пределно ограничен нискочес-тотен сигнал, се вижда, че той зависи от широчината на про-пусканата от предавателя лента. Тук може да се спомене само, че при лента на формиращня филтър 3 kHz пикфакторът ще бъде около 6,5 dB. Ако приемем, че пикфакторът на нормален SSB-сигнал е около 14 dB, печалбата от въвеждане на ограничителя ще бъде около 7,5 dB.
Ясно е, след ограничаването, което по същество е едно из-кривяване, в спектъра на сигнала ще се появат нови хармонични. За да се запази широчината на излъчваната лента, трябва да се включи филтър, който да премахне съставните с честота, по-го-ляма от определена граница (обикновено 3 kHz). Най-добре е такъв филтър да се включи непосредствен© след ограничителя и преди подаването на сигнала към балансния модулятор, за-щото в него като във всеки нелинеен елемент ще се получат ком-бинационни честоти между хармоничните съставни. Въпреки това в повечето предаватели с филтров метод за получаване на едно-
155
лентов сигнал такъв филтър не се включва, като за ограничава-не на лентата на пропускане се използува основният филтър на предавателя.
При използуване на фазов метод за формиране на SSB-сиг-нала е абсолютно наложително след ограничителя да се включи нискочестотен филтър с гранична честота 3 kHz, тъй като в противен случай е невъзможно да се подтисне добре нежеланата странична лента.
Трябва да се отбележи, че ограниченият сигнал има по-малка разбираемост от неограничения даже при включване на филтър след ограничителя (разбира се, говорим за сравнение при ниски нива на шума). Филтърът не може да премахне хармонич-ните на честоти, по-ниски от 1000 Hz (при симетрично огранича-ване се получават главно нечетни хармонични). Затова при доб-ри условия на връзката (при сравнително голямо отношение сигнал/шум) не трябва да се използува ограничаване на сигнала. То позволява да се увеличи няколко пъти средната мощност на сигнала, което подобрява възможността за връзка при малко отношение сигнал/шум.
Използуването на ограничител повишава нивото на паразит-ните и странични шумове. Затова трябва да се вземат мерки за намаляване на шумовете както в самия усилвател, така и в стаята, където се намира микрофонът.
В радиолюбителе ките конструкции обикновено се използуват най-прости диодни ограничители. Такъв е използуван и в показаната на фиг. 7-6 схема. Значителното усилване, което е необходимо в случая (сигналът от микрофона трябва да се уси-ли до нивото на отпушване на диодите), се получава от двете стъпала с общ емитер с транзисторите 7\ и Т.,. Режимътиме стабили-зиран с отрицателната обратна връзка от емитера на Т2 към ба-зата на Тг. С потенциометъра Рх се изменя подаваният на входа сигнал, а оттам — и дълбочината на ограничаване. 7\ работа като емитерен повторител и осигурява ниско изходно сопротивление на стъпалото. Използувана е чехословашката интегрална схема МАА435, но могат да се употребят и отделки силициеви транзистори.
Ограничаването настъпва при входно напрежение около 1,1 mV, като изходното напрежение при това има амплитуда около 1,2 V от връх до връх. Тя се изменя незначително при увеличаване на входното ниво до 33 mV, т. е. с 30 dB.
Схемата на фиг. 7-7 работа като компресор и ограничител по ниска честота. Изходното ниво остава около 1 V от връх до връх при изменяне на входното напрежение между 0,4 и 30 mV,
156
като получаваме ограничаване само при много бързи промени в говора. Това позволява при минималки изкривявания значително да бъде намален пикфакторът.
Фиг. 7-6. Микрофонеи усилвател с интегрална схема МАА435
Фиг. 7-7. Микрофонен усилвател с компресор
157
Ограничители по висока честота
От гледна точка на подобряване на отношението на пиковата към средната мощност, нзлъчвана от предавателя, най-ефективно е използуването на ограничители по висока честота — на еднолентовия сигнал или на сигнала с подтисната носеща. При това може да се постигне пикфактор 3,5—4 dB или, с други думи, средната мощност да се увеличи около 10 пъти. Трябва да се отбележи, че докато нискочестотният сигнал може да се ограничи до полу-чаване на пикфактор единица (правоъгълни импулси), то макси-мално ограниченият SSB-сигнал има пикфактор 1,41. Това се обяснява със синусоидалната форма на ВЧ-трептенията независимо от постоянного ниво на обвивната.
При ограничаване на еднолентовия сигнал в лентата на про-пускане, както и извън нея, сеполучават хармонични и комбина-ционни честоти. От практически интерес са честотите, конто лежат близо до началния спектър, понеже другите се подтискат ефективно от избирателните системн в следващите стъпала. Без да се впускаме в подробна обяснения, можем да отбележим, че след ограничаване лентата на SSB-сигнала се разширява от два до три пъти. Може да се приеме, че разширяване на лентата три пъти се получава при равномерен модулиращ спектър. Ако е запазено естественото разпределение на енергията в говора в зависимост от честотата, лентата се разширява приблизително два пъти, като новите честотни съставнн лежат от страната на подтиснатата носеща.
Практически от казаното дотук следва, че SSB-сигнал с широчина на спектъра 3 kHz след ограничаването ще има лента с широчина 6 до 9 kHz. Друг практически извод е, че ако се при-лага ограничаване, не трябва да се прилага повдигане на високи-те честоти в микрофонния усилвател, защото това само ще увеличи нежеланите комбинационни честоти, а след ограничаването ще бъде невъзможно да се установи дали е имало предварител-ни честотни корекции.
Друг компромисен вариант, конто позволява да се увеличи средната мощност, е използуването на ограничаване на SSB-сиг-нала, получен след балансния модулатор. Въпреки че при това не се постига максимално подобрение на ефективността, този метод намира все по-голямо приложение напоследък. Причината е, че излъчването на спектър, по-голям от 3 kHz, е недопустимо, а както беше споменато по-горе, именно такъв спектър се получава при ограничаване на SSB-сигнала. В такъв случай е нало-жително включването след ограничителя на още един филтър с
158
съставни, лежащи извън

Фиг. 7-8. Схема на ограничится по висока честота
параметри, не по-лоши от тези на филтъра, с конто е получен еднолентовият сигнал... Ако ограничим сигнала с подтисната но-сеща честота, след ограничаването той се пропуска през основния филтър, който отстранява нежеланите неговата лента на пропускане. При това не се изнсква допълнителен филтър, който е сравнително скъп, докато ограничаването на еднолентовия сигнал довежда до повишена ефективност на предавателя за сметка на по-висока цена и усложнена конструкция. Разбира се, изборът на схемата зависи от целта, конто си е поставил радиолюбителят при кон-струиране на апаратурата.
/Келателно е за ограничаване на вйсокочестотния сигнал в пре-
давателя да се използуват прости схеми с диоди. Като пример на фиг. 7-8 е дадена схема, където диодите
Д1 и Д.г шунтират треп-
тящия кръг, включен в колекторната верига на усилвател-ния транзистор Т, ако напрежението, приложено върху тях, превиши напрежението за отпушване (около 0,6 V за сили-циеви диоди). Това означава, че нивото на сигнала, подаден на транзистора, трябва да надвишава това, при което настъпва ограничаване, но обикновено в предавателите нямаме затруднения в това отношение. Посочената схема може да се използува за ограничаване както на SSB-, така и на DSB-сигнала в зависимост
от мястото, където е включена.
При използуване на всички описани методи за повишаване на средната мощност на SSB-.чредавателя трябва да се обърне сериозно внимание на избора на лампа за мощния усилвател. Голяма част от използуваните в радиолюбителските конструкции лампи отдават голяма пикова мощност при значително по-малка средна мощност. Намаляването на пикфактора на сигнала води
до повишаване на средната мощност на предавателя, което от своя страна изисква лампа с по-големи възможности, що се отна-ся до допустимата разсейвана мощност на анода. В най-голяма бтейен казаното важи за лампи, използувани за хоризонтално отклонение в телевизионните приемници.
Известен е и друг метод за повишаване на разбираемостта йа SSB-сигнала. По начало разбираемостта на говора зависи йАайно от ясното възпроизвеждане на съгласните звукове, кое-
159
то се определи от възпроизвеждането на честотите над 1000 Hz. Поради това, че нивото на съставните на звуковия спектър пада почти експоненциално с повишаване на честотата, енергията на съставните с високи честоти е много малка и при по-големи смущения те могат да бъдат незабележими. Това може да се избегне с предварително повдигане на високите честоти в микрофонния усилвател, така че да се получи равномерно разпределение на енергията в спектъра. Приема се, че такъв сигнал е приблизител-но два пъти по-шумоустойчив от сигнал с модулиращ спектър с експоненциално разпределение на енергията.
7.2.	СИСТЕМА ЗА ГЛАСОВО УПРАВЛЕНИЕ НА СТАНЦИЯТА (УОА')
Във всички любителски радиостанции при преминаване от приемане на предаване се правят някакви превключвания в апаратура-та. Тъй като при работа на SSB това преминаване обикновено се свързва с началото на предаване на переднего съобщение за кореспондента, логично е за облекчаване на работата и повишаване на оперативността тези превключвания да се командуват от гласа на оператора. Именно това е предназначението на сис-темата за гласово управление на станцията или ако употребим любителското съкращение — VOX.
В повечето случаи превключванията в станцията се извърш-ват от релета или полупроводникови ключове, конто се управля-ват от VOX. Последователността на тяхното задействуване за-виси от всеки конкретен случай, но винаги имаме ключов елемент, който изменя състоянието си в началото на предаването. Времето за задействуването му трябва да е възможно най-малко, за да не се загубят първите звуци (през това време станцията е в режим на приемане). Той не трябва да се връща в първоначално-то си състояние веднага след евършването на последний звук, защото това би довело до нежелани преминавания предаване-приемане и, обратно, в паузите между думите и даже между срич-ките. Прието е, че подходяща стойност за задръжката е между 0,5 и 2 секунди.
Обикновено системите за гласово управление нмат следната структура — от изхода на микрофонния усилвател сигналът се усилва, детектира и с полученото напрежение се управлява елек-тронна лампа или транзистор, който включва електромагнитно или електронно реле.
За да се предотврати задействуването на VOX от говорителя на приемника, се използува т. н. anti VOX, който блокира някое
160
от стъпалата на системата за гласово управление при сигнал на изхода на приемника.
На фиг. 7-9 е показана схема на транзисторен VOX, който действува по описания по-горе начин. Подаденият от микрофон-
Фиг. 7-9. Схема на VOX
ния усилвател сигнал се усилва от транзисторите 7\ и 7',, детектора се и полученото напрежение с положителна полярност за-режда кондензатора С. Транзисторите Т3, 7’4 и 7’(; се отпушват, като в колектора на Гй може да се включи реле или той може да управлява електронпа схема, която осигурява превключванията в станцията.
Голямото усилване на транзисторите 7\, Т5, Тк осигурява тригериото действие на схемата — Те е в едно от двете устойчиви състояния—отпущен или запушен.
Времето на задържане се измени с потенциометъра и с посочените на схемата стойкости на елементите варира между 0,4 и 2,5 s.
Иитегралиата схема МАА145 може да се замени със силици-еви транзистори, каквито са използувани в другпте стъпала. Диодите са силициевн, маломощна
В системата anti VOX се използува транзисторът Т-. Пода-
11 Лю5ите.1.'к1 S Р.-тсхкичэ
161
деното от изхода на приемника напрежение се изправя от диоди-те Д3 и Д4, филтрира се и отпушва Т7, като успоредно на конден-затора С се свързва нискоомно съпротнвление — 51 Й. Копден-заторът не може да се зареди и по такъв начин се предотвратява
Фиг. 7-10. Усилвател с операционен усилвател
задействуването па VOX от собствения приемник. Времеконстан тата на филтриращата трупа е малка, така че в паузите между сричките на приемания сигнал може да се включи предавателят с VOX.
За сигурна работа на VOX, работещ на описания принцип, е необходимо да бъдат спазени няколко условия. Кондензаторът, определяй! задръжката (в случая С), трябва да се зарежда бързо. За да се изпълни това условие, предното стъпало трябва да има малко изходно съпротнвление. Освен това е желателно кондензаторът да има по възможност по-малък капацитет. При това, за да залазим времето на задръжка от порядъка на една секунда, е необходимо следващото стъпало да има високо входно съпротив-ление. В описваната схема тези две условия са изпълнени, като транзисторите Т2 и Ts работят в схема с общ колектор.
Както вече се спомена, в схемата на VOX трябва да е предвидено достатъчно голямо усилване, за да се получат два устой-чиви режима — при приемане и при предаване, без устойчиви междинни състояния.
Транзисторите 7\ и Т2 могат да се заменят с една интегрална схема — операционен усилвател от типа на piA709 (К1УТ531 — СССР, МАА501—504 — ЧССР, и др). Схемата на такъв усилвател е дадена на фиг. 7-10.
162
7.3.	ТЕЛЕГРАФНА МАНИПУЛАЦИЯ В ПРЕДАВАТЕЛИТЕ ЗА SSB
В почти всички любителски КВ предаватели е предвидена въз-можност за работа на телеграф. Освен за осъществяване на CW връзки непрекъснато излъчване се употребява за настройка на стъпалата на предавателя (най-често на мощния усилвател).
Използуват се няколко начина за получаване на телеграфен сигнал, най-простият от конто е с разбалансиране на балан-сния модулатор и излъчване на носеща честота. Напрежение от опорния генератор може да се подаде на стъпалата след баланс-ния модулатор и филтъра. При тези методи обикновеносе изключ-ва микрофонният усилвател, за да се избегне възможността за излъчване на нежелателни смущения. Необходимо е да се взе-мат обикновените мерки за борба с паразитни излъчвания, конто срещаме в телеграфните предаватели.
Недостатък на описаните по-горе методи е, че честотата на сигнала съвпада с честотата на нулевите биения на приемника, ако се използува един и същ генератор на носеща при приемане и предаване. Това може да се избегне, ако при работа на телеграфия се използува отделен кварцов генератор с честота, равна на средната честота на лентата на пропускапе на филтъра, т. е. от-личаваща се от честотата на генератора на носеща приблизително с 1,5 kHz. Такъв генератор може да се направи по някоя от схе-мите, дадени в глава 3. Сигналът от него трябва да се подаде на някое от стъпалата между балансния модулатор и първия сме-сител на предавателя. Включването му към стъпало преди филтъра значйтелно подобрява качеството на телеграфния сигнал, защото той подтиска всички паразитни сигнали, конто лежат извън лентата на пропускапе, която има. Разбира се, при изпол-зуване на отделен кварцов генератор за работа на телеграфия е необходимо да се прекъсне веригата между балансния модулатор и следващите стъпала или да се изключи опорният генератор, който служи за получаване на SSB-спектъра.
Понякога в радиолюбителската практика се използува друг метод за получаване на телеграфно излъчване, като на балансния модулатор се подава напрежение с честота между 1000 и 2000 Hz. Ако имаме достатъчно добро подтискане на носещата и нежела-ната странична лента, от предавателя ще се получи добър телеграфен сигнал.
Нискочестотното напрежение, подавано на балансния модулатор, трябва да има форма, възможно най-близка до синусо. идалната. Причина за това е, че част от хармоничните, след като модулират носещата честота, довеждат до получаване на
163
честоти, влизащи в лентата на пропускане на фнлтъра, конто се излъчват като паразитни сигнали. Това е най-големият недоста-тьк на този метод на получаване на телеграфен сигнал в SSB-прелавателите, понеже тези паразитни сигнали заедно с остатъ-
Фиг. 7-11. Нискочестотен генератор
ците от носещата и другата странична лента имат достатъчна мощност, за да причинят сериозни смущения на близко разпо-ложените радиостанции. Затова честотата на НЧ генератора чес-то се избира над 1500 Hz, при което нежеланите сигнали, пред-извикани от хармоничните на модулиращото напрежение, ще се подтискат от филтъра.
Схема на прост НЧ генератор, подходящ за изнолзуване в SSB-предавател, е дадена на фиг. 7-11. Няма особени изисквания както към транзистора, така и към диода в емитерната верига, при чието отпушване се премахва отрицателната обратна връзка по променлив ток и схемата се възбужда. Честотата на генерации се определи от елементите на двойния Т-мост, включен между колектора и базата на транзистора. С веригата 6,8 pF, ПО й се осигурява „меко“ възбуждане и липса на пукания и звънтене при манипуляция. Товарного съпротивление не трябва да е по-ниско от 3—4 kQ. Ако е нужно, за осигуряване па ниско изход-но съпротивление може се използува емитерен повторител.
Част от изходното напрежение на генератора може да се подаде на нискочестотния усилвател на приемника и да се използува за контрол на манипулацията. Разбира се, при това
164
трябва да се подбере нивото на сигнала, което завися от всеки конкретен случай.
При сравнение между описаните методи за получаване на телеграфен сигнал трябва да се подчертае, че най-добри резул-тати дава използуването на генератор с кварцова стабилизация с честота, равна на средната честота на лентата на пропускане на използувания филтър, като сигналът от генератора се подава непосредствено след балансния модулатор.
Правилното конструиране на SSB-предавателя по отношение работата му в телеграфен режим, на което обикновено се отдели малко внимание от любителите, може да спести много неприятности на други оператори на любителски станции.
7.4.	ПРОМЕНЯНЕ НА РАБОТНАТА СТРАНИЧНА ЛЕНТА
НА ПРЕДАВАТЕЛЯ
Независимо от лентата, на която се работи, е общоприета лоне за KB-обхватите (на 80- и 40-метровите обхвати се работи па долна, а на 20-, 15- и 10-метровите обхвати — на горна странична лента) в някои случаи се налага да се премине на работа на дру-гата странична лента. Осв’ен това при възможност за формиране на SSB-сигнал само на една лента изборът на необходимата странична лента за съответния обхват трябва да става чрез съответно подбиране на честотите на генераторите и предавателя, което не винаги е възможно поради липса на подходящи кварцови ре-зонатори, получаване на комбинационни честоти в обхвата и др.
Горните съображения налагат да се предвидя в любителските предавателя и приемници възможност за промяна на използу-ваната странична лента. Във фазовите възбудители това се получава лесно с промяна на фазата на един от сигналите, постъпва-гци на ВЧ или НЧ фазообръщаща верига, на 180'. На практика винагн се променя фазата на един от НЧ каналнте, понеже иа ниска честота е по-лесно да се направят пеобходимите превключ-вания.
В [1] е описан оригинален начин за получаване па желаната странична лента при използуване на електроадеханичен филтър на 500 kHz. При това се използува блоковая схема на фиг. 7-12. Ако формираният на 500 kHz SSB-сигнал е на горна лента, при работа на умножителя в режим на удвояване или утрояване след смесителя ще получим съогветнс горка Или долна странична лента на честотата 2,5 MHz.
Най-често използув-чият от . адиолюбителлте метод за про-
165
мяна на работпата лента във филтрозяте възбудители се основана на симетричността на характеристиката на повечето от изпол-зуваните филтри, като честотата на генератора на носеща честота се подбира така, че да съвпада с един от двата склона, обнкно-вено на ниво около —20 dB спрямо нивото в лентата на пропус-кане — фиг. 7-13 и
ратор
ЗООввр от кварц репер
IMH-l
Фиг. 7-12. Схема за формира-е «л горча или долиа страничка лента
Изборът на страничната лента се извършза с промяна на работещия кварцов резонатор в опор ни я генератор. Превключ-ването може да се извърши както с превключвател или реле, така и електронно — с полупроводникови диоди. Последният начин намира най-широко приложение поради предимствата, конто предлага — голяма сигурност и отсъствие на дълги проводници под ВЧ напрежение, евързващи превключвателя с генератора.
Схема на генератор на носеща честота 9 MHz с превключ-ване на кварцовете с диоди е дадена нафиг. 7-13 б, като подобна схема на превключване може да се използува и в генераторите, описани в глава 3.
Токът, протичащ през отпущения диод, е от порядъка на 0,8 mA, затова напрежението 4-0 V може да се вземе от сравни-телно високоомен делител, показан от-лявата страна на схемата. Абсолютно необходимо е на запущения диод да бъде подадено напрежение в обратна посока, понеже генераторът може да се възбудп през капацитета на прехода на диода, който при нулево напрежение върху него е сравнително голям. В предлаганата схема запушващото напрежение е около 2 V и се подава през резисторите съе стойност 22 кЙ. При заземяване на катода на един от двата диода той се отпушва през резистора 6,2 кй и съответният кварцов резонатор се включва към генератора.
Освен посочените диоди КД503А, могат да се използуват всякакви силициеви високочестотни диоди с малък капацитет на прехода, например КД509, КД 510 (СССР), КД5601-5603, КД5605-
166
5608 (НРБ) и др. Няма особени изисквания и към използуваните транзистори, като те трябва да имат съответната гранична честота. За работа на друга честота, значително различаваща се от 9 MHz, трябва да се подберат стойностите на кондензаторите в капацитивния делител в базата на Тг.
Фиг. 7-13. Схема на генератор на носеща честота
167
—	употреба на филтрови кондензатори с възможно най-голям капацитет;
—	настройка на дросела в резонанс за честотата на пулса-циите на изхода на изправителя.
Първият метод е достатъчно известен, като в литературата [26] са дадени формули и номограми за изчисляване на филтри на токозахранващи блокове. За получаване на кондензатори с
Фиг. 7-15. Последователно включване на електролитни кондензатори
голям капацитет и високо пробивно напрежение в последните години намира все по-голямо приложение последователното свързване на електролитни кондензатори, използуванп в захранването на радиоприемници и телевизори. За изравняване на напрежението върху всеки от тях необходимо е да се свържат към кондензаторите изравняващи резистори (фиг. 7-15). Тяхна-та стойност се подбира, като се има пред вид, че на всеки 1 V от напрежението върху резистора приблизително трябва да от-говаря съпротивление 200 й. Така, ако в показаната на фиг. 7-15 верига се използуват три кондензатора с капацитет по 200 pF за работно напрежение 450 V и резистори по 75 kQ, между изводите 1 и 2 ще получим еквивален-тен кондензатор с капацитет 66 pF за работно напрежение около 1200 V (винаги е добре да се предвидя известен „коефициент на сигурност“, т. е. да включваме кондензаторите на малко по-ниско напрежение от теоретически полученото— в случая 1350 V). В почти всички апаратури изравняващи-те резистори се използуват и за раз-реждане на кондензаторите при из-
G
Фиг. 7-16. Използуване иа резонансен филтър в захранването
ключване на захранването.
Настройка на дросела в резонанс за честотата на пулсациите (100 Hz при двуполупериоден изправител) се постига с парале-лен кондензатор (фиг. 7-16). В повечето случаи стойността се
170
подбира експериментално, след като приблизително е била определена по формулата
2 53
/|Н| [pF].	(7.2)
Подборът се налага поради това, че много рядко можем да определим съвсем точно индуктивността на дросела. Обикновено
Фиг. 7-17. Влияние на пулсациите върху качеството на SSB-сигнала
се търси минимално напрежение на пулсациите на изхода на изправителя при номинален товар. Кондензаторът С трябва да е неполярен (например книжен) и с работно напрежение, двойно по-високо от изходното напрежение на изправителя. Не трябва да се забравя, че настроеният в резонанс филтров дросел подтиска по-малко хармоничните на честотата на пулсациите. Това подтискане се определи от стойностите на индуктивността и ка-пацитета и се увеличава съответно с тяхното увеличаване и нама-ляване.
Нивото на допустимите пулсации на изхода на изправител, захранващ линеен усилвател, се определят от допустимия брум в сигнала. За щастие пентодните мощни линейни усилватели са по-малко чувствителни към модулация от брума в захранването от използуваните в предавателите за телеграфия усилватели клас С. На фиг. 7-17 е показана зависимостта между отношението сигнал/шум на сигнала на SSB-предавател и изходната му мощ-
171
ноет при захранване с напрежение с 5% пулсации. Вижда се, че модулацията от брума е с 15—20 dB по-малка от нивото на пулсациите в захранващото напрежение, с изключение на върхо-вите мощности на обвивната [19].
Фиг. 7-18. Изправители с удвояваие иа напрежението
В повечето случаи се приема за допустимо мощните линейни усилватели да се захранват с напрежение с пулсации от 2 до 4%. Тези изисквания са по-строги за маломощните ВЧ стъпала, където се изисква по-добро филтриране. Практически схемите на захранването на такива стъпала, изпълнени с електронни лампи, по нищо не се различават от схемите на захранване на лампо-вите радиоприемници. За стабилизация на захранващите напре-ження на ламповите стъпала (например на генератори, екранни решетки на мощни лампи и др.) се използуват газонапълнени стабилизатор ни лампи, чиито вериги се изчисляват по общоиз-вестните формули [26].
Един от най-трудните за наработка от любителя възли е мре-жовият трансформатор, който има големи размери и текло, ако е предназначен за захранване на мощен линеен усилвател. Зато-ва в последните години се използуват схеми, конто позволяват облекчаване на направата му или неговото премахване. Това са схемите на изправители с удвояване на напрежението (фиг. 7-1’8). Схемата на фиг. 7-18 а има no-малки пулсации на изхода, но при нея не е възможно да се заземи единият край на вторичната намотка на трансформатора. Трябва да се има пред вид, че токът през изправителните диоди е значително по-голям при схемите с удвояване (сравнено с обикновените двуполупериодни изправители) и те изискват филтрови кондензатори със значително по-голям капацитет от използуваните при „класическите“ схеми.
На фиг. 7-19 е дадена схема на безтрансформаторен изправи-
172
тел за захранване на анодннте вериги на лампа, изискваща 600 V,. например ГУ-29. За да се предотврати възможността за съединя-ване на шасито на захранваната апаратура с фазовия проводник на мрежата, е предвидена проста защита с релето Р, което сра-
Фиг. 7-19. Безтрансфэрматорно захранване 600 V
G’/oOOV
ботва и включва изправителя само при условие, че към извода 1 на мрежовия шнур е включен заземеният проводник. Резисторът Р ограничава тока през диодите в момента на включване, когато -се зареждат кондензаторите на филтъра и изходът на захранва-нето е даден фактически накъсо. Кондензаторите С предпаз-ват диодите от моментни свръхнапрежения в мрежата, конто могат да имат стойност, надвишаваща неколкократно номиналното й напрежение.
Схемата на фиг. 7-19 е пример за удачно конструктивно решение, позволяващо рязкото намаляване на размерите на захран-ващия блок, който обикновено е най-обемистият в любителските предаватели.
След като се вземат пред вид изложените по-горе съображе-ния, изчисляването и конструирането на захранването на любителските лампови SSB-апаратури не се отличава с особености и става по общоизвестните и широко употребявани в практиката методи.
Във връзка с все по-широкото навлизане на полупроводни-ковите елементи в приемниците и предавателите на радиолюбителите уместно е да се дадат някои практически съвети по кон--струирането на тяхното захранване.
Често транзистор ните апаратури са пригодени за работа в
173
полеви условия. По преиоръките, приети от Международпия радиолюбителе™ съюз (IARLJ), желателно е те да работят при номинално захранващо напрежение 12 V, със заземен отрицателен полюс на батерията (или акумулатора). Допустимите гра-
Фиг. 7-20. Схема иа прост транзисторен стабилизатор на напрежение
ница на изменение на напрежението са от 11 до 15 V. Това налага да бъде стаби-лизирано напрежението, захранващо никои от стъпалата на апаратурата. Стаби-лизират се и всички захранващи пап реже-ния иа по-голямата част от мрежовите конструкции.
Най-често срещаният начин на стабилизация на напрежението на захранване
на маломощны консуматори е с ценерови диоди. Трябва да се отбележи, че той е оправдан само за стъпала, конто изискват много малък тон. Например, ако при-
емом, че токът през захранваното стъпало е 20 mA и токът през ценеровня диод, стабилизиращ 8 V, е 5 mA при минимално захранващо напрежение (11 V), ограни-чаващият резистор трябва да има стойпоет около 120 Q. При максимално захранващо напрежение (15 V) токът през общата верига ще бъде около 55 mA и общата консумация нараства до около 0,9 W, 0,74 W от конто ще се разсейват върху диода и резистора. Друга трудност при посочения пример ще създаде и
нуждата да се използува ценеров диод с минималка допустима разсеяпа мощност около 0,4 W, което означава, че широко разпространените диоди Д814 са неподходящи.
При стабилизиране напрежението за захранване на стъпала с консумация над 4—5 mA се препоръчва да се използуват схеми от типа на показаната на фиг. 7-20. Стойността на резистора R се изчислява по формулата
R -
U ~Е, вх мин * м«кс^21£ мин
(7-3)
където
Пвхмине минималното входно напрежение;
Ег — напрежението на стабилизация на ценеровия диод, което при силициев транзистор трябва да е с около 0,6 V по-ви со ко от необходимого из-ходно напрежение 1/изх;
Ц — номиналният ток на стабилизация на диода (5 mA за серията Д814);
174
1 тычке —максималният консумиран ток;
Aai е мин — минималният статичен коефициеит на усилване по ток за използувания тип транзистори.
Използуваният в схемата транзистор трябва да има допустима мощност на разсейване на колектора, по-голяма от
Рс=1т макс -(*Ах макс — ^изх), W.	(7.4)
При захранване на примерното стъпало, споменато по-горе, със схемата на фиг. 7-20 консумираната мощност при входно напрежение 11 и 15 V ще бъде съответно 0,3 и 0,5 W, ако се използува транзистор с /i21emhh =20, като е възможно използу-ването на маломощен ценеров диод. Предимствата на схемата в енергетично отношение са явни и те компенсират употребата на допълнителен транзистор. Още едно преимущество на схемата на фиг. 7-20 е по-високият й коефициент на стабилизация от простил стабилизатор с ценеров диод.
Фиг. 7-21. Схема на стабилизатор за 8 V
Недостатък на показания най-прост транзисторен стабилизатор е повреждането на транзистора при късо съединение на из-хода. Тази възможност е отстранена в схемите на фиг. 7-21 и 7-22.
Първата от тях е предвидена за получаване на стабилизира-но напрежение +8 V за захранване на маломощните стъпала на транзисторизиран трансивър, захранван с напрежение между 11 и 15 V. Максималният ток на консумация е около 200 mA, след което сработва защитата, която ограничава тока през про
175
ходни я транзистор Т\ на около 240 mA, като го предпазва от повреда.
Стабилнзаторът на фиг. 7-22 е за изходно напрежение 12 V при ток до 2,5 Айе предназначен за стационарно захранване на
Фиг. 7-22. Схема на мощен стабилизатор за 12V
радиолюбнтелска апаратура. В схемата са предвиден»! две защити. Първата с транзистора Т-а ограннчава консумирания ток на около 2,6 А. Този ток се определи от стойността на конто се изчислява така, че при достигането му напрежението межчу базата и емитера на Т6 да достигне 0,65 V и да го отпушн. Като „резервна" е предвидена защитата с диода Д3 и резистора R.,, падът на напрежение върху който запушва 7'.,, а оттам — 7\ и Т3. Прагът на сработване на тази защита завис»! от коефициен-та на усилване по ток на 7\, Т3 и и може да се променя чрез промяиа на стойността на резистора R2 и е желателно да се установи на ЗА. Разбира се, наличието на втора защита не означава, че първата е ненадеждна — това просто допринася за спомепатия „коефициент на сигурност".
При сработване на защитата се отпушва транзисторът Т.> и лампата Л светва, като сигнализира за претоварване на захран-ването.
Голямо предимство на схемата на фиг. 7-22 е възможността за монтиране на транзисторите Тг и Т3 направо върху кутията на апаратурата, като с това се осигурява доброто им охлаждане.
176
В описаните по схемите па фиг. 7-21 и фиг. 7-22 стабилизатор» могат да се използуват и мощните транзистори 2N3055, КТ802А, КТ803, КТ808 и др., като трябва да се внимава да не се превиши допустимата разсейвана мощност на колектора за дадения тип транзистори, като се има пред вид, че при късо съединение на изхода напрежението върху проходиия транзистор е равно на напрежението на изхода на изправителя (около 20 V), а колекторният му ток е приблизително равен на тока на ограни-чаване. С Други думи, ако токът на ограничаване е 2,6 А, транзисторът трябва да има допустима разсейвана мощност на колектора над 55—60 W. Мощността, разсейвана от Т3, е равна иа мощността, разсейвана от 7't, разделена на статичния му кое-фициент иа усилване Л2ц;. Пока.заните маломощни транзистори могат да бъдат заменен» с други типове при условие, че те имат показаната структура и подходящи допустим» работни напреже-ния, токове и разсейвана мощност на колектора.
За получаване на нискп напрежения радиолюбителите често използуват мостова схема на изправителя. При това вторична-та намотка на трансформатора има по-малко навивки, но се използуват два диода повече, което е нерационално, особено при големи консумирани мощности. Затова за препоръчване е в та-кива случаи да се използува схема иа двупътен изправител, конто дава възможпост вторичната намотка да се навие с по-тънък проводник.
Методите за изчисляване и конструпране на токозахранване на радноапаратури са подробно описан» в много издания [26], затова тук бяха разгледани само никои въпроси, свързани със специфнчните нзисквания на съвременната любителска апара-тура.'
7.6. НЕЗАВИСИМА РАЗСТРОЙКА НА ПРИЕМНИКА
В ПРИЕМОПРЕДАВАТЕЛИТЕ
Ед но от пеудобствата при работа с приемопредавател е едновр е менното изменение на честотата на настройка на приемника и предавателя (разбира се, то е неудобство само в случайте, описа-ни по-долу). Операторът, който иска да „прослуша" честотнте около честотата, на конто той предава, трудно може да бъде точен при повторната настройка, а това ще затрудни неговия кореспондент. Освен това много редки станции приемат и преда-ват на различии честотн, конто се различават с няколко кило-херна. За да бъде постигната висока оперативност, често е необ-
12 Любителе*» SSR-? ехкмк*
177
ходимо приемникът да има възможност за настройка на честоти, различаващи се малко от честотата на предавателя, като при преминаване в режим на предаване трябва да се възстановява честотата, на конто се е предавало преди това. Такава възмож-
Фиг. 7-23. Система за независима разстройка на приемника (RIT). Напрежението +8 V, както и напреже-нията, подавани в точките 4 и Б, трябва да бъдат доста-тъчно стабилни, за да няма иежелани изменения на честотата на генератора
ноет е известна между радиолюбителите като R1T (от английски — независима настройка на приемника) и се предвижда в повечето приемопредаватели.
Типична схема е дадена на фиг. 7-23. Положение 1 на ключа съответствува на включена система за независима разстройка на приемника. В зависимост от лодадените напрежения в точките Л и Б се отпушва един от двата диода, конто прехвърлят напрежението, определено от потенциометрите Рг и Р2 на варикапа Д902. Той е включен към кръга на плавния генератор на приемо-предавателя и изменя капацитета на кръга в известии граници в зависимост от изменение™ на напрежението върху прехода му. Положение™ на Рг оказва влияние върху честотата на настройка на генератора в режим на приемане, а положение™ на Р2 — в режим на предаване. Оста на Рг е изведена на предната плоча на приемопредаватели, докато Р2 е тример-потенциометър, който служи за коригиране на честотата на предавателя, така че тя да съответствува точно на честотата на приемане на трансивъра при нулева разстройка от потенциометъра Рг.
178
ГЛАВА 8
ИЗМЕРВАНЕ И НАСТРОЙКА НА SSB ПРЕДАВАТЕЛИ
И ПРИЕМНИЦИ
В сравнение настройката при традиционната КВ техника настрой-ката на SSB-апаратурата е по-сложна. Доста често са необходи-ми по-прецизнн уреди — високочестотен осннлоскоп, стабилен снгнал-геператор, а понякога и спектрален анализатор. Тези уреди трудно се намират и затова в радиолюбителската практика широко са застъпени прости и остроумии методи за измерване. В повечето случаи, особеио когато се повтаря изпробвана апаратура, получените по този начин резултати са задоволителни. В следващото изложение при настройката на отделните стъпала ще се опишат както ,;професионални“, така и „любителски" методи на измерване.
8.1.	НАСТРОЙКА НА SSB-РРИЕМНИЦИ
Общоприетнте методи за настройка и измерване в радиоприемна-та техника с известии изключения важат и при приемниците за SSB.
Фиг. 8-1. Опитна постановка за измерване на параметрите на приемника
Чувствителността на приемника (вж. гл. 4) може да се измери с опитната постановка, показана на фиг. 8-1. Първона-чално сигнал-генераторът се изключва (т. е. атенюаторът е на О, или изходната честота е далеч от приеманата) и се нзмерва изходното шумово напрежение. Регулаторът на усилването на приемника трябва да е фиксиран в положение, при което изходното напрежение е значително под стойността, при конто има ограничение на сигнала, т. е. в линейната облает на усилване. След това генераторът се включва, настройва се на приемната
179
честота и се увеличава входного напрежение до момента, когато изходното напрежение нарасне 3 пъти. По този начин получа-ваме числено параметьра „чувствителност" — например 1 pV при отношение сигнал към шум 3:1.
Има един много прост метод за качествено определяне на чувствителността на приемника. При включване на външна анте-на към входа на изхода шумът трябва да се повиши, т. е. започ-ва да се чува атмосферният шум. Тази проба трябва да се прави на честота, незаета от радиостанция, и по време, когато индус-триалните смущения са малки.
Селективността на приемника се определя изключително от амплитудно-честотната характеристика (АЧХ) на филтъра за ос-новна селективност. Тази характеристика може да се спеме по опитната постановка на фиг. 8-1, но поради високата честота се затруднява отчитането на разстройката по скалата на сигнал-генератора. Ако генераторът има вход „външна модулация11, може да се действува ио следния начин: включваме към този вход НЧ тонгенератор и използуваме една от страничните ленти, по-лучени при модулацията, за входен сигнал. По скалата на тон-генератора директно отчитаме разстройката.
Измерването на параметрите на АРУ на приемника става по следния начин. Настройва се сигнал-генераторът в лентата на пропускане на приемника. Първоначално се определя прагът на задействуване на АРУ, а именно —- онова минимално входно напрежение Ип , при което се появява регулиращ сигнал във веригата на управление. След това на изхода на НЧ-усилвателя се включва променливотоков волтмер и се измерва изходното напрежение, съответствуващо На момента на задействуване на АРУ. По-нататък входното напрежение се увеличава до стойност UM (от снгнал-генератора), при конто изходното напрежение се покачва с 6 dB (два пъти). Тогава динамичният диапазон на АРУ е равен на 20 1g Y” . За да е точно измерването, в никое от стъ-U и
палата не трябва да има ограничаване на сигнала.
8.2.	НАСТРОЙКА НА SSB-ПРЕДАВАТЕЛИ
Микрофонният усилвател е първото стъпало, което трябва да се настрои. Най-напред се проверява дали на изхода се получава необходимого изходно напрежение — обикновено от по-рядъка на 100 — 200 mV. След това се снема честотната характеристика на усилвателя. Тя трябва да е равномерна в обхвата
180
300 Hz — 3 kHz. При използуването на фазов метод за формиране на SSB-сигнал извън този обхват трябва да се получи рязко спадане на усилването.
Амплитудата на усилваните от микрофонния усилвател сигнали е малка и обикновено не възникват проблеми за намалява-
Фиг. 8-2. Схема на двутонов генератор
нето на нелинейните изкривявания. Все пак е добре да се подаде на входа сигнал от тонгенератор и да се провери с осцилоскоп качеството на сигнала. При коефициент на нелинейни изкривявания, по-малък от 5%, изкривявания на синусоидата трудно могат да се различат на око. Трябва да се има пред вид, че умерените нелинейни изкривявания почти не нарушават разбираемостта на говора — например много често НЧ-сигналът се ограничава, за да се повиши средната му мощност (вж. точка 7.1).
Основен прибор при настройка на SSB-предаватели е двуто-новият генератор (фиг. 8-2). Изходният сигнал е сума от две синусоидални напрежения с различии честоти — в случая 1 kHz и 2kHz. Предвидена е също възможност за получаване на напреженията поотделно. Резисторите, означени с R*, се подбират, докато формата на генерираните трептения стане близка до си-нусоидалиата. Описаният уред с успех може да замени тонгенератор при по-елементарните измервания.
Балансният модулатор е отговорен възел в SSB-предава-телите (вж. глава 3) и настройката му трябва да се извърши много внимателно. Основното условие, което трябва да се спазва.
181
е напрежението на опорния генератор (генератор на носеща) да превишава неколкократно напрежението на НЧ-сигнала. Пред-варнтелният подбор на диодите е желателен, но като се има пред вид, че съвременната технология на производството им е доста съвършена, със случайно взети еднотипни диоди се постига подтискане на носещата честота от 25—30 dB. Индикатор за баланс е лампов волтмер, който обикновено се свързва след усилва-теля на DSB-сигнал. Понякога и там напрежението е малко и не могат да се получат ясни показания на уреда. Ето защо точ-ната балансировка се извършва накрая, като се прослушва сигналът на никой от обхватите. Не трябва да опитва да се слуша с приемник на честотата на формиране, защото директното излъч-ване на генератора на носеща честота е много силно и изобщо не може да се извърши точна балансировка. Понякога баланс не се получава или се получава лошо балансиране в единия край на потенцпометъра — най-вероятната причина е повреден диод или силна капаннтивна песиметрия на рамената на модулатора. Необходимо е да се постави полупроменлив кондензатор от ед-ното рамо към земя или, ако има такъв, да се прехвърли в другого рамо и отпово да се нзвърши последователно балансиране. Точняят метод на настройка е следиият; въртим копчето на по-тенциометъра до минимум носеща, след това завъртаме конден-затора до нов минимум и продължаваме последователно с потен-циометъра и кондензатора до окончателен баланс.
Усилвателите на DSB- или SSB-сигнал на ниски нива не поставят някакви особени проблеми при настройка. Те трябва да работят в клас А. Всяка промяна на постоянната съставяа на напрежението на някои от електродите на лампите или транзисторите при подаване на входен сигнал води до претоварване и рязко увеличаване на нелинейните изкривявания.
Симоръчно приготвените филтри трябва да се изследват доста виимателно. Тяхната честотна характеристика може да се снеме точка по точка. На изхода трябва да се включи осцилоскоп или лампов волтметър, а на входа на микрофонния усилвател се подават различии честоти от тонгенератор. Ако настройваната апаратура е трансивър, с успех може да се използва методът, описан при настройката на приемници. (8.1). Подробно описание на настройката на кварцови филтри е дадено в )9].
Много е важно честотата на генератора на носеща честота да е на склона на честотната характеристика на филтъра. При изпълнение на това условие говорът излиза разбираем и с естествен тембър. Ако носещата честота е извън лентата на про-лускане на филтър, част от нискочестотната облает на спектъра
182
се отрязва и се получава характерно металическо звучене. Ко-гато носещата е вътре в лентата на пропускане, тогава излиза и част от другата лента. И в двата случая разбираемостта е вло-шена. Има едно просто практическо правило за определяне на
отношение
А-В 7:10
Г-20
7 30
Г- 30 г-юа
Вос/тисканз стран лента.
20 dB
20 dВ
30 dВ
% dB
40 dB
Фиг. 8-3. Определяне на подтискането на страничната лента
качеството на SSB-сигнала — когато слушаме с приемник и разбираемостта на говора се запазва в широки (до 100 Hz) гра-ници — сигналът е добър.
Подтискането на нежеланата странична лента се измерва с осцилоскоп. На входа на НЧ-усилвателя трябва да се подаде синусоидално напрежение от тонгенератор с много ниско ниво на нелинейни изкривявания. Осцилоскопът се свързва към изхода на филтъра или към никое от следващите стъпала. На екра-на на осцилоскопа се появява характерна осцилограма — фиг. 8-3. От таблицата до фигурата се определя нивото на подтискане на страничната лента. „Накъдрянето“ на осцилограмата се дължи на наличието на две честоти след филтъра — основната честота и недостатъчно подтиснатата странична лента. Честотата на НЧ-сигнала трябва да е над 1,5 kHz, за да се подтиснат спектрални-те съставнн в SSB-спектъра, дължащи се на хармоничните на този сигнал.
Настройката на плоения генератор (VFO) се състои в подбиране необходимия обхват и стабилизиране на честотата. Темпе-ратурната нестабилност се компенсира с подбор на кондензатори с различен температурен коефициент, но тъй като конструкто-рът най-често не разполага с достатъчно широка гама от такива кондензатори, трябва да се потърсят други методи за стабилизация. В транзисторните апаратури, където промяната на тем-пературата е малка, в резонансния кръг на генератора могат да се сложат кондензатори с приблизително нулев температурен коефициент — слюдени или стирофлексни. Затварянето на VFO
183
в термостат е най-радикалният метод за температурно стабилизация на честотата.
Много често, особено при трансивъри, при преминаване от приемане на предаване честотата на плавния генератор се прс-меня. Това е недопустимо, защото води до големи неудобства при работата на радиостанцията. Това подскачане на честотата се дължн на промяла на товара на VFO при смяна на режима и може да се избегне по два начина — чрез уеднаквяване на товарите при предаване и приемане или чрез добра изолапия на VFO от смесителите (чрез няколко буферни стъпала).
Плавният генератор трябва да е затворен в екран, в противен случай силните външни полета (например от крайното стъпало) действуват сияло дестабилизиращо.
8.3.	НАСТРОЙКА НА КРАЙНИ СТЪПАЛА
В случай че крайното стъпало е по схема сьс заземен катод, най-напред се извършва неутра газация (вж. точка 3.8). Ето и редът. по който се извършва тази настройка: изключва се анодното и екраиното напрежение на крайното стъпало. В режим CW ее настройва драйверът до максимално напрежение на първата решетка на крайната лампа. На антеиния изход на П-филтъра ее в ключ-а чувствителен индикатор — лампов волтмер или осци-лоскоп Напрежението. което ще се измерва, за 100-ватови предаватели е от порядъка на 1 V. Предавателят трябва да е на най-високочестотния обхват. Вторият кондензатор на П-филтъра (то-зи, който е към антепата) трябва да е почти отворен. Настройва-ме с първия кондензатор П-филтъра в резонанс (отчита се по максимума на индикатора). Започваме бавно да въртим тримера за неутрализация в посока на намаляване на показанията на индикатора. При всяко ново положение на тримера донастрой-ваме кръга в резонанс. Ако променяме капацитета на тримера в правилна посока, амплнтудите на напрежението при резонанс трябва да намаляват, и то докато се стигне до един ясно изразен минимум. Ако такъв баланс не може да се получи, трябва да се промени стойността на кондензатора в „студения" край на драй-верпия кръг и отпово да се извърши същата процедура.
Неутрализация може да се извърши и по друг, по-лесен, но не особено точен метод. Ако стъпалото е добре неутрализирано, минимумът на анодния ток (иропадането) съответствува на максимума на изходното напрежение. По метода „проба-корекция"
184
трябва да сё настройва с тримера за неутрализация, докато се ш лучи търсеиото положение.
Крайното стъпало винаги трябва да се изпробва при товар. Удобен еквивалентен товар е резистор тип МЛТ-2 със съпротивление от 50 до 100 Q, потопен в чиста (най-добре дестилирана) вода. Максималната мощност, която може да се разсее, е около 50 W. При необходимост е възможно свързването па няколко резистора последователно или паралелно с цел да се повиши разсеяната мощност.
При липса на осцилоскоп или други прецизни уреди за измерване, настройката на лииейното крайне стъпало се състои само в подбор на атаката и преднапрежението, за да се достигнат съответномаксималнияти нулевият аноден ток. При клас ABj като критерий за достатъчна атака може да служи моментът, когато за-почва да тече решетъчеп ток. Настройката на П-филтъра (или всякакъв друг тип аноден кръг) може да става чрез фиксиране на -момента па „пропадане" па анодния ток, но за разлика от усилвателите клас С това промадане трябва да е по-малко — не повече от 15% от максималната стойност на анодния ток при разстроено по цожение. По този начин се избягва ограничава-нето на сигнала в анодния кръг, причинено от голямото еквива-лентно товарно съпротивление.
За да се изеледва ирецизно характеристиката на лииейното крайне стъпало, е необходимо да се използува осцилоскоп. Ос-новният принцип при вепчки осцилоскопни измервання е след-ният. На изеледвания усилвател се подава ВЧ напрежение с периодично променяща се обвивка с известна форма, а на изхода на усилватели се наблюдава с осцилоскоп. По формата на обвивката на изходния сигнал може да се съди за изкривявания-та в линейния усилвател.
Пай-често за нзучаване на характеристиката на усилватели се използува двутонов сигнал. Двутоиовият сигнал представлява сума от две нискочестотни синусоидални напрежения с различии, но попадащи в спектъра на говора честоти. Обикновено едната честота е около 1 kHz, а другата — около 2 kHz. На фиг. 8-4 а е показана резултантната крива, получена при суми-рането на тези две честоти. След преобразуването на НЧ-сигна-ла в SSB-сигнал отново получаваме две синусоидални напрежения със същата'разликата в честотите, но преместени във ВЧ-спектъра с честотата на носещата. От равенството на амплитуди-те на двете напрежения следва, че резултантното напрежение ще се променя периодично от 0 до 2 1]ы. Обвивката на това папреже-ние ще има специфичната форма иа полувълна от синусоида —-
185
фиг. 8-46. Осцилоскопът се свързва към изхода на усилвателя чрез делител. Трябва да се има пред вид, че по-разпространените типове осцилоскопи имат лента на пропускане не повече от 10 MHz и за да се наблюдават по-високочестотни процеси, е необ-
Фиг. 8-4. Осцилограма на двутонов сигнал:
а — иа ниекя честота; б — след преобразуй-кето му в SSB - сигнал
ходимо измерваното напрежение да се подаде директно на отклони ващите пластини. На фиг. 8-5 е показано как трябва да стане това на практика. Резонансният кръг повишава напрежението на отклонява-щите пластини, за да се получи нормален резмер на изображение™. Най-често се полу-чават осцилограми като тези, показани на фиг. 8-6 а, б, в, г, д. Типичен пример на прека-лено запушена лампа е изоб-разен на фиг. 8-6 а. Заглажда-нето, което се забелязва при хоризонталната ос насиметрия, се дължи на нелинейността на характеристиката на лампата в началната й част. При много голяма атака се получава осцилограмата на фиг. 8-6 б. Същото би се получило, ако еквивалентното резонансно съ
противление на анодния трептящ кръг е по-голямо от необходимого, за което говори настройката с голямо пропадане. На фиг. 8-6 в е даден доста често срещан в практиката случай — обвивната крива е надебелена в долния край и загладена в гор-
L, L,-Bpb$«t t-p
Фиг. 8-5. Свързване на осцилоскоп за на-блюдаване на двутонов ВЧ сигнал
186
йия. В този случай изкривяванията се получават от няколко места — голям решетъчен ток на крайната лампа, нестабилно преднапрежение, ограничаване в анодния кръг и т. и. При наличие на брум ще се получи осцилограмата на фиг. 8-6а — появя-ва се характерен ореол. Трябва да се отбележи, че е невъзможно винаги по осцилограмата да се локализира причината на изкри-вяването. Много често тя може да е в никое от предишните стъпала. Правилният начин на действие в такива случаи е да се на-мали сигналът от двутоновия генератор, докато изчезнат изкривяванията (фиг. 8-6 д) и се започне проверка по стъпала, докато се открие причината.
Фиг. 8-6. Осцилограми, получавапи на изхода на предавателя при различии режими на работа
187
При подаване на чист синусоидален сигнал в микрофонния усилвател трябва да се получи осцилограмата на фиг. 8-6 е — една единствеиа излъчвана честота. Ако носещата честота не е добре подтисната, ще се получи „накъдряне“ на осцилограмата — фиг. 8-6 ж. Понякога може да се получи накъдряне от хармоничните на нискочестотния сигнал. За да се избегне това, е необходимо да се повиши честотата на НЧ-сигнала над 1,5 KHz, при което всички висши спектрални съставнн ще бъдат подтиснати от филтъра за формиране на SSB-сигнала. Изобщо винаги когато има „накъдряне“ на осцилограмата (на обвивката), в измер-вания сигнал има няколко честотни съставнн.
При необходимост да се направи по-точно изследване на ли-нейността на усилвателя, може да се използува методът с отделя-не на обвивните криви. На вертикалните пластини на осцилоско-па се подава обвивката, т. е. детектираното напрежение на из-ходния сигнал, а на хоризонталните пластини — обвивката на входния сигнал. На екрана се получава зависимостта на изходното напрежение на усилвателя от входного — т. е. динамичната амплитудна характеристика. Ако усилвателят е линеен, ще се появи права линия. Този метод е по-точен от предишния, защото човешкото око много по-лесно открива отклоненията от правата линия, отколкото от синусоидалната форма. На фиг. 8-7 е дадена схема на детектор за отделяне на обвивката на сигнала. Тряб-
о—
Вход ВЧ
Фиг. 8-7. Детектор за отделяне на обвивката на SSB-снгнал
ва да се направят два такива детектора. Напрежението, което се подава на входа, трябва да превишава 2 V, за да се избегне нелинейната начална част на характеристиката на диода. Чрез входните потенциометри се подбира необходимого съотношение между двете напрежения — при равенство наклонът на осцилограмата е 45°.
Ако на един нелинеен елемент се подаде напрежение, със-тоящо се от няколко честотни съставнн, изходният сигнал освен старите ще съдържа и нови честоти в своя спектър. В много
188
случаи такова преобразуване е желателно — напр. при смеси -телите, детекторите, умножителите и т. н.). Когато се усилват SSB-сигнали, всяка промяна на изходния спектър влошава разбираемостта. Затова за нелинейните изкривявания в крайното
Фиг. 8-8. Спектър на двутонов сигнал: а—без изкривявания; б"—с изкриввванкя
стъпало освен по методите, описани по-горе, може да се съди и по появяването на нови честотни съставни в изходния спектър, т. е. сега същото явление се провежда на „честотен“ език. Проб-ният сигнал, който се подава на микрофонния усилвател, е пак двутонов. На фиг. 8-8 а е показан изходният спектър при липса на изкривявания — само 2 честоти. Когато има изкривявания, се получава спектърът на фиг. 8-8 б, образуван от сумирането и изваждането на основните честоти и техните хармонични. На ри-сунката са дадени само спектралните съставни, намиращи се близо до основния сигнал, защото именно те влошават разбираемостта и създават смущения в съседния канал за свръзка. Полученият спектър е симетричен спрямо двете основни честоти и нивото на комбинационните намалява с отцалечаването им от центъра на симетрия. За степента на нелинейност на усилвателя най-често се съди по относителното ниво на най-силните две
189
комбинационни честоти — 2 Л—А и 2 f2—fx. Този параметър се нарича „ниво на интермодулационни изкривявания от трети по-рядък" и се дава в децибели. Измерването се извършва при номи-нална мощност на предавателя, като нивото на комбинационна-
Фиг. 8-9- Блокова схема на анализатор на спектър
та се отчита спрямо нивото на едната от двете основни честоти. Уредът, който трябва да се използува за измерване на този параметър, е спектрален анализатор. Идея за принципа на действие читателят може да придобие от блокавата схема на фиг. 8-9. В най-общи линии това е един много селективен суперхетеро-динен приемник с периодично променяща се честота на приемане, чийто изход е свързан с Y-пластините на осцилоскопа. Генераторът на трионообразно напрежение създава развивка на лъча по X и същевременно управлява честотата на хетеродина. На екрана на осцилоскопа направо наблюдаваме спектъра на приемания сигнал.
Като замяна на трудно достъпния спектрален анализатор за качествено определяне, дали има или няма силни комбинационни честоти, може да послужи всеки селективен късовълнов приемник. Той трябва да е поставен на най-тясна лента на приемане (под 1 kHz). Когато се пренастройва бавно, ясно се чуват всички силни комбинационни честоти. За да се получат верни показания, входният сигнал трябва да е слаб, т. е. да не превишава динамичния диапазон на приемника и да не го претоварва.
От казаното дотук се разбира, че нелинейните изкривявания разширяват ненужно спектъра на излъчвания сигнал и по този начин затрудняват използуването на съседните честоти от дру-гите радиостанции. В английската литература за това явление се използува терминът Splatter. Трябва да се отбележи, че нелинейните изкривявания в стъпалата преди филтъра за форми-ране не разширяват лентата, която се излъчва, а само дават
190
комбинационни съставнн вътре в нея и затова не са толкова опас-ни. Именно порадн тази причина всяка обработка на разговор-ния сигнал с цел да се повиши средната мощност, конто обикновено е съпроводена с голем» нелинейни изкривявания (напр. ограничаването), се правя преди филтъра за формиране.
8.4.	НАСТРОЙКА НА ФАЗОВИ ВЪЗБУДИТЕЛИ
Нискочестотната фазоизместващи. група е най-важният по отношение на настройката елемент. Първоначално всички кондензатори и резистори трябва да се подберат по стойност с помощта на измерителен 7?С-мост. След като се достигне зададената първо-начална точност на стойностите на елементите, фазоизместваща-та група се монтира и след това се изследва на осцилоскоп. Изходното напрежение от двата канала се подава на входовете X и Y. На входа се подава сигнал от тонгенератор с честота някъде в средата на разговорния спектър — напр. 1 kHz Чрез потен-циометъра за баланс (ако има такъв) изравняваме изходните напрежения. След това изравняваме и усилвапията на двата канала X п Y, като при изключването на едното и другото напрежение трябва да се изравни размерът на получените хоризонтална и вертикал на черта. След тези предварителни настройки на екра-на трябва да се получи окръжност, ако двете изходни напрежения са равни по амплитуда и дефазирани на 903 — т. е. идеал-ният случай. Във всички останали случаи (ако входното напрежение е синусоидално) се получава елипса. При наличето на наклон на осите на елипсата спрямо осите X и Y дефазацията се различава от 90 , а когато такъв наклон липсва, то изходните напрежения не са равни. Фазоизместващата група е добре настроена, ако при промяна на честотата на тонгенератора от 300 Hz до 3 kHz на екрана се получава само окръжност. Още по-лесно става настройката при наличието на двуканален осцилоскоп, конто дава възможност непосредствено да се наблюдават двете напрежения. При невъзможност да се получи дефазиране на 90° и равенство на амплитудите трябва да се проверят още вед. наж стойностите на елементите или да се потърси грешка в монтажа.
Настройката на ВЧ-фазоизместващата група става при окон-чателното изследване на възбудители, като контролирането на подтискането на страничната лента става по никои от описаните вече методи. Измерването на фазови разлики при високи честоти е доста трудно и затова прецизната настройка става по метода на „пробите и корекциите" до максимално възможно подтискане на страничната лента.
191
8.5.	ПАРАЗИТНИ ПРОЦЕСИ
Почти в 50% от случайте при практическата разработка на нова апаратура конструкторът се сблъсква с процеси, конто са нежелателни и не са били предвидени първоначално. Тези парат зитни процеси се дължат на неидеалния характер на използува-ните прибора и елемеити. Така например съединителните проводники имат, макар и малки индуктивност и капацитет; шасито не е идеална „земя“ и е от значение точката на заземяване; ацтив-иите елементи имат междуелектродни монтажни капацитети, конто съвсем не са за пренебрегване и т. н.
Самовъзбуждането на резонансни усилватели на честота, близка до усилваната, е доста често срещано явление. То се дъл-жи на неотстраним недостатък на уснлвателния елемент —• про-ходния капацитет. Появява се при настройка на входния и из-ходння кръг в резонанс. Единият от начините да се премахне самовъзбуждането е да се неутрализира стъиалото. Ако не е необходимо да се постигне голямо усилване, може да се намали еквивалентното спротивление на кръговете при резонанс, като се увеличи капацитетът и съответно се намали индуктивността. Сыцият ефект се получава при частично свързване на усилвател-ния елемент към кръга чрез отвод на бобината или капацитивен делител. Най-просто е да се свърже паралелно на кръга резистор с най-голямата възможна стойност, при конто все още не се получават генерации. Недостатък на последний метод е нама-ляването на Q-фактора на кръговете и оттам — разширяване на честотната лента на пропускане на усилвателя.
Всички активни елементи с висока гранична честота при определени условия проявяват склонност към автогенерация в обхвата на УКВ. Обикновено това се дължи на дългите съедине-телни проводники, използувани при електрическия монтаж — напр. при свързване на бобинния блок и галетния превключвател. Тези проводники притежават разпределен капацитет и индуктивност и резонират в обхвата на УКВ, и то с мното висок ^-фактор. Понякога такова самовъзбуждане се открива лесно — амплиту-дата на генерации не зависи от това, дали кръговете на усилвателя (входните и изходнпте) са в резонанс или лампите започ-ват да „пиш.ят“ механически с висока звукова честота. Най-често обаче този паразитен пронес не е изразен явно и се появява под формата на най-различни странични явления — увеличен шум на
192
усилватели, нестабилност на коефициента на усилване, стремеж към автогенерация при подаване на входен сигнал, голяма кратко-временна нестабилност на честотата при ВЧ-генераторите и т. н.
Паразитната автогенерация се отстранява чрез внасяне на въишни загуби в паразитния кръг. Откриването на този резонансен кръг обикновено става с гриддипмер. След това в този кръг се лоставя дросел с честота на паралелен резонанс, равна на из-мереиата, който е шунтиран с нискоомен резистор — от 30 до Ifni Q Процедурата, описана дотук, е трудоемка и не особено точна, затова па практика се препоръчва профилактично да се защитят всички опасни вериги. Монтажът трябва да се нзвърши с възможно най-къси проводници, а последователно на управля-ващия и събирателния електрод (напр. база и колектор) да се поставят нискоомни нешунтирани резистори със стойност от 30 до 100 £2. Много ефикасен метод е да се наниже на извода на даден електрод феритно манисто от НЧ ферит — по този начин рязко се увеличават загубите в обхвата па УКВ. Многостьпал-ните трапзисторни НЧ усилватели, когато са направенн с Вн транзистори, имащи висока Д, понякога генерират на честоти около 1 MHz. Самовъзбуждането се нремахва, като колектори-те на транзисторите се заземят с кондензатор около 2000 pF.
При SSB-предавателите в трансивърите има голяма вероят-ност част от ВЧ-енергията да попадне в нпскочестотните стъпала. Паразитната обратна връзка се осъществява най-често чрез набелите, конто влизат в НЧ блока. Когато се получи такова влияние, излъчваиият сигнал се влошава рязко по качество, а може да стане и изобщо неразбираем. За да се избегне такова влияние, е необходимо всички кабели, конто влизат в НЧ част, да се раз-вържат с ВЧ дросели и кондензатори — напр. кабелите на микрофона, слушалкнте и т. н. Монтажът на филтьрната трупа трябва да се направи директно на съответния куплунг, и то по най-рационален начин — със съвсем къси проводници.
Накрая трябва да се отбележи следното: най-голяма тънкост при настройката на SSB-предаватели е правнлното разпределение на усилването по стъпала. От един предавател или транси-вър може да се получи необходимата изходна мощност по най-различни начини — наир, микрофонният усилвател, усилен докрай. а от драйвера — сравнително малко усилване или обратното. В първия случай изкривявания могат да се получат в усилватели на DSB-сигнал или в балансния модулатор, а във втория — в драйверното стъпало. За да се избягнат такива грешки, винаги преди настройка е необходимо да се състави ориентировъчен план за разпределението на усилването по стъпала.
13 Любите лека SSB-техн як а
193
ЛИТЕРАТУРА
1.	Бунимович, С., Л. Яйленко. Техника любительской однополосной радиосвязи. М., ДОСААФ, 1970
2.	Верзунов, М., И. Лобанов, А. Семенов. Однополосная модуляция. М., Связьиздат, 1962
3.	Е г о р е н к о в, В. Фазовый SSB возбудитель на транзисторах, Радио, 10, 1973
4.	Жалнераускас, В. Трансивер, Радио, 8, 1974
5.	Марше, Ж. Операционные усилители и их применение. Л., Энергия, 1974
6.	П а х л а в я н, А. Радиопередающие устройства. М., Связь, 1967
7.	П о л я к о в, В. SSB приемник прямого преобразования, Радио, 10, 1974
8.	Р о з о в, В. Измерения и контроль в однополосном радиооборудовании. М., Связь, 1974
9.	С т а й к о в, Д. Кристалните филтри в радиолюбителската практика, Радио и телевнзия, 12, 1968
10.	Т ю р и н, В., В. Листов, Дальная связь, Транспорт, М., 1972
11.	Ц а н о в, Е. Едно предложение за АРУ в любителските КВ приемници. Радио, телевизия, електроника, 8, 1974
12.	Ч е р н я к, С. Судовые радиопередающие устройства, Л., Судостроение, 1967
13.	В г й d a, J. Transverter 28/30—144/146 MHz, Old man, 8, 1975
14.	Dickey, R. Outputs of op-amp networks have fixed phase difference, Electronics, 17, 1975
15.	H a m a k e r, J. A. simple RC realisation of the 90° phase — differen ce network, including source and load resistances, Proc, of the IEEE, 3,1975
16.	Hej hal 1, R. MC 1596 balanced modulator, Motorola Semiconductor Products Inc. AN-531, 1971
17.	Heyward, W. A second generation MOSFET receiver, QST, July, 1970
18.	Lowpass filter for direct-convertion receiver. QST, February, 1975
19.	P a p p e n f u s, Bruene, Shoenike. Single sideband principles and circuits, McGraw Hill, 1964
20.	Phillips. A survey of developments in RF power amlifiers up to 300 W P. E. P. output, 534, 1973
21.	RCA, Linear integrated circuits and MOS devices, Application notes, 1973
22.	RCA, RF power devices, 1973
23.	Sabin, W. The solid-state receiver, QST, July, 1970
24.	Single sideband for the radio amateur, ARRL, 1970
25.	S t о n e r. D. New sideband handbook, Cowan publication corp.. New York, 1958
26.	The Radio Amateur’s Handbook, ARRL, 1975
27.	Hoff, I. M. Pi and Pi—L Network Design for Amplifiers, QST. Dec. 1971
194
СЪДЪРЖЛН HE
Глава 1. Еднолентова модуляция
1 1 Исторически сведения за еднолеитовата модуляция и любител-ските връзки на SSB .......................................... 3
1.2.	Видове модуляция ........................................ 4
1.3.	Сравнение между AM и SSB ................................10
1.4.	Нредимства на еднолеитовата модулация ...................13
Глава 2. Методи за получаване на еднолентов сигнал 2.1. Фнлтров метод ..............................................16
2.2.	Фазов метод .............................................17
2.3.	Фазо-филтров метод ......................................22
2.4.	Синтетичен метод ........................................22
Глава 3. SSB-предаватели
3.1.	Блокови схеми на SSB-иредаватели	...................24
3.2.	Балансии модулатори .....................................34
3.3.	Филтри ..................................................41
3.4.	Фазоизместваши устройства (ВЧ и НЧ)	...................54
3.5.	Микрофоии, микрофоннн усилватели	и НЧ	филтри.......60
3.6.	Смесители	 64
3.7.	Гснератори с кварцова стабилизация	иа честотата..........73
3.8.	Геиератори с плавно изменение иа честотата — VFO .... 75
3.9.	Линейни усилватели иа SSB-снгнали	...................80
3.10.	Мощни линейни усилватели на SSB-сигналн ................84
3.11.	Мощни транзисторни усилватели за SSB ...................94
3.12.	Практически схеми за формиране на SSB-сигнал...........101
Глава 4. SSB-прием ници
4.1.	Изисквания към приемииците за SSB ......................102
4.2.	Блокови схеми на SSB-приемници .........................106
4.3.	Приеминци с пряко преобразуване ........................109
4.4.	Стъпала на приемника за еднолентова модулацня...........111
4.5.	Допълнителни устройства в приемииците за SSB............123
4.6.	Конструктивни решения за приемници с пряко преобразуване 127
Глава 5. Приемо-предаватели за SSB (трансивьри)
5.1. Блокови схеми .............................................128
5.2. Схемни решения .........................................134
Г л а в а 6. SSB-апаратура за УКВ
Глава 7. Спомагателни устройства на любителските SSB-апаратури
7.1.	Повишаване на ефективиостта на SSB-предавателите .... 148
7.2.	Системи за гласово управление на станцията (VOX) .......160
7.3.	Телеграфия манипуляция в предавателите за SSB...........163
7.4.	Променяие па работната странична лента на предавателите . . 165
7.5.	Захранване на SSB-апаратури.............................168
7.6.	Независима разстройка иа приемника в приемопредавателите . 176
Глава 8. Измерение и настройка на SSB-предаватели и приемници
8.1.	Настройка	на	SSB-приемници ............................179
8.2.	Настройка	на	SSB-предаватели ..........................180
8.3.	Настройка	на	крайни стъпала ...........................184
8.4.	Настройка	на	фазови възбудители .......................191
8.5.	Паразитни	процеси .....................................192
Литература......................................................194
Приложение......................................................193
195
любителска ssb-техника
Първо издание
Автори: к. т. н. инж. Петър Гр. Генов инж. ЧавдарЛ. Левкое инж. Емил И. Цанов Рецензенти: Константин X. Чобаиов, инж. Иван К- Александров Научен редактор инж. Басил Терзиев Художник Иван Шекеров Художник-редактор Лазар Коцев Технически редактор Ел. Дюлгерова Коректор Тодор-ка Тагарева
Дадеиа за набор на 15. I. 1978 г.
Подписана за печат на 10. V. 1978 г.
Излязла от печат през м. май 1978 г.
Формат 16/84/60
Печатни коли 13,25
Издателски коли 12,43
9533122311
Код 03 3172—19—78 Издателски № 100Ы
Тираж 4290.
Цена 0,78 лв.
Държавно издателство „Техника", бул- Русхи 6 — Софий
Дьржавна печатница „Г. Димитров- — Яибол
ОТ СЪЩАТА БИБЛИОТЕКА
1.	Интересни любителски схеми в транзисторно и интегрално изпълнение от Д. Р а ч е в
2.	Цифров мултиметър от К- Д о с с в
3.	Отговори на въпроси из областта иа телсви-зията, кн. 5 от Д. Миш ев
4.	Любителски устройства за проверка и измерва-не на транзисторите о т Ж. Г еоргиев. С. Найденов
5.	Електрониката- в прегледите на ТНТМ. кн. И от К. Джуров, Д. Македонски
Драги радиолюбители, Търсете и другите издания на ДИ ..Техника' предназначени за вас:
1.	Наръчннк на радиолюбителя (в два тома) превод от английски (САЩ)
2.	Справочна серия за радиочасти н материали ч. I. Слаботокови електромеханични елементи, ч. И. Радиотехнически материали, ч. III. Слабо-токови схемни елементи от С. X р и сто в, П. Драгойски, И. Антонов, Б. Щи палов
3.	Първи стъпки в изчислителната техника о т Ж. П а ска л ев
4.	Пътуване из електротехниката от В. Кон-р а д. превод от немски (ГДР)
5.	Наръчник по антенн^ от К Ротх а мел. првод от немски (ГДР), и др.
ЦЕНА 0,78 ЛВ.
УсилВане ВЧ
R 701/15к
#2 - Я
Към 001
Към 002
Кьм3!3
108
ЮОк
Към 002
Rue зоо
0+ сП.
Приложение
Б 2 л	Към 007
Към зО1 Към 01 i Към 001
эд
#312 1к8 Сз1з/4п
към + 300
#204.
+309
Д2
TfO!
Сюз
R349
27
307
ЧЙ7
< in
UffO
4n7
62K\
0- 360
306
блок 3
BY
МУ
IQnf
Ppp^
Към 001
MUKp
С 230
313
#311
12
о230
Озм 12,2 м
КД503
OgOf
9Д
Към
#305
ЗЗк
_ Сггъ •Ж W ----
27
Ниво на егран.
12м
Към 002 Към 003
Р,23
4п7
Сг26~Г
1к
33
Настройка VFO
От 209
600
+300
316
Синхи.
Др 002
< F
Към ООП
Разстр.
S-U
От 314
Към 601
4п7
П-16
RX
#9^1
П-1А
-е-
31
Забележка--
405.
LSB
Кы+600
Пр501 . Hj
507
Др40
^pCooi
2Л
4n7
220ч
#350 4п7
#301 4п7
#306
1000
#2(5
750
#313 12к.
#230 1К
#015 Юк
#304.
А 302
SED108
#зю 430
Към
1716
#346 ЗЗк
#217 13к
А о03
А? 26
С224 4 nt
Т?С12
ВГ.107
|---1 F3isj4n7
Т303
'-334
82
С323 Юп
4л | J~J+20p/50r
Усилване нч
#229 2к7
Сггз 4п7
I _£??2 20jl
Блю 51 к
Досе д 220 Др 001
<44-	—
^406 , 20+365'
1 *321 J 62 к C324I4 НН
^гзг
£322 Юп чн
__^ънРОЗ
R709
180~
Др 302
ISO
4F
"Cfxd.lOn Cii+iion
-fH
към 008
\	305
KJ.
if
C321___
270 Т
С320 120 “Г
Б404^	•
Неутр, ^404 От 308
Дло1
ф '-403
1&7//Ч
.„J	I
С4П	R 404	,
Юп	300	|
*302
ЮОк
R ,3°° У *313
12к	/
ф Сзю 470
Д501 'ДбО4 R 50! R 504
+12
-и
±4 л 7
320
285
54 О
^700 51 к
Кров 6к2
i3,s, ы Към 002
Към 005
КМ 006	7^=_
l&ff5 T^i7
^огЛ lOOtCT
, 22к
) Т007
МП2ББ
Сз04 ЯЙО.
#210
12к
В231__________
4n7l~ryi20p/50v
210
#318 1к
Д208
КД503
#309
430
-12
+ 12
С317
430 J- С319
hos <ВСЮ7
“f— 	£дзз\
2^^223 — к8201 J/A’ 7 5+25^х/:901
Л 302
EF184
Л 301
ЕСС88
#237 S С279	202
7 &25?&F9oL R23B
ёСк При 43к
т2О4
#2А ВСЮ/
I Teas  МП266
I _L Том
I	МП266
#505 Дб04 12к Д233 А 603 Д223
И—
Гледано от преа-
нит а плача
-330
510
Т 4п7
ВС 107	L Э02
Към ГИБ Т г
‘344
!ВС107
С340
10
Ч
1X2.3
към 404-^-—
30 Неутр
3,5
7к5Т|
^3431
II J 14
I1 г f3-t|
39
C349
ЧН
^304/
R339/5 * В С'зл?/4л*
Л зоз EF183
62k
'СзззМ,
62К
ЭД
gj Калибратор
F319 == ЗЗк 1КВ301
_ц-------------
Сзог ю
 ^3oi \ С303
5г25
#33
#332 Юк
lOn
R334
1-333
24
-И
#325
СЛ
C32i J.
Отопление
Юп
212
4п7
Д205 Н #213
[КД503 U 22К
ТОЕа Г 4^
Сго^
Стм_ 4,7г,
7 202 Слое 4.7п
^702
-200
5:25
#20'2
С20!
4,7п
Ут

*И4_ ~1к8
910
RlD9
#Н1
бк8
Cipe '4.U
‘Нззъ “^339 Юг
3B0
П24к
Д!_£ззб
Юп
R331
160
Сзгб'ДЮ ни #327.
#320
^ЗСбД 100 U
Т301 , ВСЮТ^
я зоз h Olios
-^гЦ 27
С307	/
16*360 7-#307
От 309
4 ^ДЗО1 да ог
С305' 470
<тх
Настройка
Блок 4
с4о!Т
Край но стъпало
Юп
#401 Шунт
#402 24
#407
09'23
,	/ С4О5
.401 I 22пЦк
1КЗ
вот
С34^ I 4п
Рзо1
pm La ж'
4х Су!
100
XF9A
(Й
#210 Г 1x8
.д-д. -L 100
Към 004
#ие 2&
Снб 2,2/4
2x201365 C408
Др 403
Др 404
13 Любителска SSB-техника
62к Т203 ВС107
Блок 1
НЧ
#318
Блок 2
201 Към 001
202 Към 002
#223
*20
560
ЭДлП 580 U
1дгоу к л к г
130 #219 4п7
' 558
| с-----
СН9 4,7м,
CW
<1 (1Ф
Дю&~ ЮОуи.
Fin
BC!07v-
СН2 Низ 4fy 4кЗ
Rfi3
Cm
Сщ 15п
Поз Р.СЮ7
407 ВС107.
Rin
#:‘6
#П4 910
15n
R'.os
R+oi
AlOfl SFD108-
6,22»
I 300k
3-8104 Т 22п #№4
SOju' I
Д1О1_ l±jg_j I ВС 1071'* • 1
J3L
/ + .. 1 50 м
310
К5
____ 608
Дщ. Д 223 ~п~ |Я
I Изх одре ле
317 Към 003 5051 у I,_pioipnl
< D ±гп • 11 Асм
*	*704 Г1604^	, A w:
Рз Към 007 60! >>К* 7-9К Към 604 €» ' *
Към 001
ДЙС 15к
505
40! От 307
ЕЙ Ш
Вр -20 т А 7мах=170mA
Към ---»^301 402
Тр 501
502
ТИ
501
9 ?2
Блок 6 разстройка
Блок 5
ЭД/
НЧ
U 1iK

С120 =fa
C&olbnl
Т205 80107
910
1,9
.1. С222
Т 4п7
От 210 . С70б[Зкд
® ПърЗата цифра от индекса показва към ксй Блок принадлежи дадения елемент
® СледВащите 2 цифра са пореВшт номер на еле мента
@ С пунктир се сзначаба как8а комнтация извършба даденият ключ
® [зу] — Постоянно напрежение, измерено с Волтмер 20 кa/v
fT) Е2Й _ Постоянна напрежения: числител-режим ПК;
ЕЙ! знаменател ТХ;
@ (^2v) ~ ВЧ напрежения. измерено с лВ
®	~ напРе,кеиие'>из-’1еРен0 с лв - режим ТХ - CW
(8) Всички съпротибления, с изключение на означенитеса O,126W
(У) Елементите, чиято пърВа цифра е 7се намцрат на предната плача, а тези с цифра8-на заднатпа плача
чР) Елементите. означена с м се поддират при настройка
Транс ивър З^/Ммн!
В
#12$	I
220	|
Яю/ЗБО	Р аз 1360
fT-
7?об ВС 107
-f
#128 1к1
\ 43к ПИВО CW
Я13211 К
16 k LjJ
ЮОк
15 п
«74*
7108
80107
к 145 жж02
5,-к	Д223
Спз
8.2/и zLC12S Тта
п -i-Cize RI3UT нт
120к
-54
- с 129 ~100
_ J
*,>т
CW (Ц
SSB
Проз Юк.
ДЮЗ д|4-Д223 Ct34l6,2p
RunCi35l4,7ju ~+п~	с,3е
10к	*,7л
>лм
196
Т *,7л

CW-2
CW-1
USB
□ Roi3nHoi2 Бк2
<22 к \
1^7
Блок О
| Управление
*""	777
Св02 г
#007
300
Своз ф Ь Манипул arnopiOn

1 X,' 1^-1
I I
[ль Педал
Скалиа лампа
#002! 56
ДорЗ
-иену <.ооА 227л[4л7| 50v
Сщг 4п7
Тот
ВС 107
До02 J С Сроч ««
Д813	220р
Трог МП266
+18