/
Author: Гассанов Л.Г. Липатов А.А. Марков В.В. Могильченко Н.А.
Tags: электротехника микрорадиоэлектронная аппаратура микроэлектроника электроника радиотехника полупроводниковые приборы твердотельные устройства свч техника
ISBN: 5-256-00041-1
Year: 1988
Text
Твердотельные
устройства
СВЧ
в технике
связи
©
ЛЮсьва
Радио и связь.»
1988
ББК 32.844.1
Т26
УДК 621.382.029.64 + 621.3.049.77.029.64
Авторы: Л. Г. ГАССАНОВ, А. А. ЛИПАТОВ, В. В. МАРКОВ,
Н. А. МОГИЛЬЧЕНКО
Рецензенты: доктор техн, наук И. В. Лебедев,
канд. техн, наук В. М. Ломакин
Редакция литературы по электронной технике
Твердотельные устройства СВЧ в технике связи/
Т26 Л. Г. Гассанов, А. А. Липатов, В. В. Марков, Н. А. Мо-
гильченко.— М.: Радио и связь, 1988. — 288 с.: ил.
ISBN 5-256-00041-1.
Рассмотрены устройство, принцип работы, характеристики и параметры
пассивных элементов, полупроводниковых приборов, интегральных схем СВЧ;
описаны акустоэлектронные и другие устройства функциональной электроники.
Показано применение твердотельных устройств СВЧ в технике связи, повы-
шающих ее эффективность.
Для инженерно-технических работников, занимающихся проектированием
и эксплуатацией аппаратуры связи.
2403000000-158
Т-----------------41-88
046(01 )-88
ББК 32.844.1
Производственное издание
Гассанов Лев Гассанович, Липатов Анатолий Алексеевич,
Марков Владимир Васильевич, Могильченко Николай Александрович
ТВЕРДОТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СВЧ В ТЕХНИКЕ СВЯЗИ
Заведующий редакцией Ю. Н. Рысев
Редактор Н. Н. Кузнецова
Художественный редактор Н. С. Шеин
Переплет художника В. Ф. Громова
Технический редактор 3. Н. Ратникова
Корректор Т. В. Дземидович
ИБ № 1067
Сдано в набор 22.03.88 Подписано в печать 17.06.8а Т-1-1625
Формат G0X90716 Бумага типогр. № 2 Гарнитура литературная Печать высока»!
Усл. печ. л. 18,0 Усл. кр.-отт. 18,0 Зак. № 57 Цена 1 р. 30 к. Уч,-изд. л. 19,22 Тираж 10 000 <; з. Над. № 2::27
Издательство «Радио и свя;ь». 101000 Москва, Почтамт, а/я 693
Московская типография № 5 ВГО «Союзучетиздат». 101000 Москва, ул. Кирова, д. 10
ISBN 5-256-00041-1 © Издательство «Радио и связь», 198S
ПРЕДИСЛОВИЕ
Возрастающие потребности общества в средствах передачи,
приема и обработки информации привели к исключительно высо-
ким темпам развития техники связи на сверхвысоких частотах.
Этому способствовал прогресс в области развития полупроводни-
ковой технологии, радиофизики и электроники сверхвысоких час-
тот. В 80-е годы основой создания систем связи на СВЧ стали
новые поколения приборов и устройств на твердом теле, выполня-
ющие функции фильтрации, генерирования и усиления колебаний,
стабилизации частоты, формирования и обработки сигналов [1...
...4]. Только на основе применения твердотельных устройств
(ТТУ) стали возможны: прием чрезвычайно слабых сигналов;
микроминиатюризация; повышение надежности, КПД, скорости
перестройки приемопередающей аппаратуры; увеличение ее про-
пускной способности, длительности автономной работы; сниже-
ние себестоимости серийного производства средств связи и рас-
ходов при их эксплуатации.
При отборе и изложении материала книги авторы исходили из
следующих обстоятельств.
Важность и сложность проблем, решаемых системами связи
(СС), приводит к необходимости разработки и применения уст-
ройств СВЧ с высокими, а зачастую и предельно возможными
параметрами.
Разработка современной аппаратуры связи требует от_радио-
нчженепа умения решать ^проблемы комплексного использова-
ТТия ТТУ, как,~например, при создании активных фазированных
антенных решеток, модернизации средств связи, находящихся в
эксплуатации, и замене устаревших приборов и устройств совре-
менными, более эффективными, работающими на~ основе новых
принципов и физических "явлений. При этом возникают опреде-
ленные трудности, связанные с тем, что часть специалистов, по-
лучивших образование 10... 15 лет назад, не имеет систематиче-
ских знаний в области современной техники СВЧ (в том числе
из-за смены квалификации) и вынуждена заниматься самообра-
зованием. Имеющаяся учебно-техническая литература по устрой-
ствам и приборам СВЧ лишь частично удовлетворяет запросы
этих специалистов. В большинстве случаев в ней рассматривают-
ся далеко не все используемые в технике связи твердотельные при-
боры и устройства СВЧ, зачастую излишне подробно для разработ-
чиков ТТУ и эксплуатационников анализируются физические явле-
ния и процессы.
Принцип работы, конструкции, характеристики и параметры
ТТУ и их компонентов, а также их применение в аппаратуре изу-
чаются в радиотехнических институтах и электротехнических ин-
ститутах связи, как правило, в нескольких учебных дисциплинах,
чк> затрудняет формирование целостного, комплексного представ-
ления о ТТУ, столь необходимого специалистам.
3
В предлагаемой книге изложены с учетом вышеуказанных об-
стоятельств основополагающие сведения о твердотельных прибо-
рах и устройствах СВЧ, используемых и аппаратуре связи. При
этом главной целью книги по замыслу авторов является расши-
рение кругозора и систематизация знаний широкого круга разра-
ботчиков аппаратуры и комплексов связи СВЧ, а также, инже-
нерно-технического персонала, обслуживающего эти комплексы,
по современным и перспективным ТТУ.
В соответствии с этой целью в гл. 1 книги рассмотрены осо-
бенности СС СВЧ, определяющие требования к ТТУ. Показана
взаимосвязь совершенствования компонентной базы и средств
связи. Здесь же дана общая характеристика интегральных схем
СВЧ и обоснована целесообразность модульного исполнения ап-
паратуры.
В гл. 2... 8 рассматриваются ТТУ СВЧ и их элементы (пас-
сивные с сосредоточенными и распределенными параметрами, ак-
тивные— полупроводниковые диоды и транзисторы, интегральные
схемы СВЧ, приборы функциональной электроники). Значитель-
ное внимание уделено новым приборам и устройствам, в том чис-
ле интенсивно осваиваемого миллиметрового диапазона. Сведения
о ТТУ иллюстрируются примерами их схемной, в ряде случаев
оригинальной, реализации.
В гл. 9 дается краткая характеристика современной аппара-
туры, выполненной на основе ТТУ.
Глава 10 посвящена путям улучшения характеристик аппара-
туры связи и автоматизации оперативного контроля работоспо-
собности ТТУ.
В соответствии с направленностью книги в ней не рассматри-
ваются электровакуумные приборы (ЭВП) СВЧ. Однако авторы
считают необходимым отметить следующее. Хотя в аппаратуре
связи ЭВП интенсивно заменяются на полупроводниковые, они в
ряде случаев продолжают оставаться вполне конкурентоспособ-
ными и даже непревзойденными по своим характеристикам, в
частности по получению больших мощностей в сантиметровом и
миллиметровом диапазонах волн, линейности усиления, радиаци-
онной стойкости (что особенно важно для космической аппара-
туры), повторяемости параметров, объясняемых особенностями
физических процессов в ЭВП и отработанностью технологии их
производства. Использование прогрессивных технологических ме-
тодов позволяет создавать миниатюрные вакуумные интеграль-
ные схемы СВЧ, как планарные, так и объемные. Примерами вы-
сокоэффективных ЭВП могут служить минитроны — миниатюр-
ные низковольтные отражательные клистроны с массой в единицы
граммов [5, 6], гиротопы миллиметрового диапазона, ЛБВ, пролет-
ные клистроны.
При написании книги авторы полагали, что читатель имеет оп-
ределенный уровень знаний по рассматриваемым вопросам, напри-
мер п объеме '[7—9]. Вместе с тем небольшая часть материала яв-
ляется напоминанием и разъяснением положений этих книг. Не-
многочисленные формулы и математические преобразования при-
водятся только с целью более полного раскрытия свойств ТТУ и
оценки эффективности их применения. В книге обобщены мате-
риалы многочисленных отечественных и зарубежных источников,
опыт авторов по преподаванию соответствующих учебных дисцип-
лин в вузах, а также по разработке и применению ТТУ.
Авторы выражают благодарность товарищам, оказавшим по-
мощь в подборе материала: А. В. Рыжкову и В. А. Цыганкову
(§ 9.1), В. П. Вахрушеву (§ 8.5), Р. В. Киселеву (§ 5.2),
В. IO. Лоскутову (§ 9.4), А. А. Аброськину и С. А. Гвоздеву
(§ 10.3).
Глава 1
ОСОБЕННОСТИ СИСТЕМ СВЯЗИ СВЧ
1.1. ОСОБЕННОСТИ ДИАПАЗОНА СВЧ
В соответствии с рекомендациями Международного консуль-
тативного комитета по радио (МК.КР) для радиосвязи использу-
ется часть спектра электромагнитных колебаний, а именно диа-
пазоны с 4-го по 12-й, каждый из которых находится в пределах
(0,3... 3) • 10 v Гц, где N — порядковый номер диапазона. Как сле-
дует из табл. 1.1, к СВЧ, по этим рекомендациям, относятся час-
тоты только 10-го диапазона (в скобках приведены сокращенные
наименования частот, русские и международные.) Однако ввиду
большой общности принципов и идей, лежащих в основе построе-
ния приборов и устройств 9, 10, 11-го диапазонов, их в настоящее
время как в отечественной, так и в зарубежной литературе счи-
тают единым диапазоном СВЧ. Мы также будем придерживаться
этой точки зрения.
Ценность диапазона СВЧ для СС определяется прежде всего
его широкополосностью и, следовательно, большой информаци-
онной емкостью. Действительно, в трех диапазонах 9, 10, 11, за-
нимающих полосу около 300 ГГц, за один и тот же промежуток
времени можно передать примерно в 104 раз больше информации,
чем в пяти вместе взятых (с 4-го по 8-й) частотных диапазонах,
используемых для радиосвязи. Широкополосность диапазона СВЧ
позволяет применять помехоустойчивые частотную и фазовую мо-
дуляции, при которых уровень сигнала на выходе приемника в
определенных пределах не зависит от уровня входного сигнала,
изменяющегося вследствие замираний. Эти виды модуляции по-
зволяют осуществлять высококачественную телефонную (ТФ)
связь, вести трансляцию программ телевидения (ТВ), передавать
с большой скоростью без потерь достоверности цифровую инфор-
мацию в сетях связи АСУ.
В диапазоне СВЧ сравнительно несложно создавать антенны
с размерами, во много раз превышающими длину волны и обла-
дающими вследствие этого остронаправленным излучением. Та-
кие антенны позволяют осуществлять пространственную селекцию
сигналов, обеспечивающую повышение помехозащищенности ра-
диосистем и работу в заданном географическом районе несколь-
ких радиолиний с повторяющимися рабочими частотами без на-
рушений условий электромагнитной совместимости (ЭМС). Ост-
6
Таблица 1.1
J ~ ГО 3* = Диапазоны радиочастот Диапазоны радиоволн
Наименование частот Частоты Наименование волн Длины волн
8 Очень высокие (ОВЧ, VHP) 30...300МГН Метровые 10...1 м 10...1 дм
9 Ультравысокие (УВЧ, ITIF) 0.3...3 ГГц Дециметровые (ДМВ) 10...1 см
10 Сверхвысокие (СВЧ, SHF) 3...30 ГГц Сантиметровые (СМВ) 10...1 мм
11 Крайне высокие (КВЧ, EHF) 30...300 ГГц Миллиметровые (ММВ) 1...0Д мм
12 Гипервысокие (ГВЧ, HHF) 0.3...3 ТГц Децимиллиметровые (ДМ)
ронаправленное излучение повышает энергетический потенциал
радиолинии (см. § 1.3), разрешающую способность радиолокаци-
онного обнаружения и точность определения координат цели. Од-
нако необходимо отметить, что повышение коэффициента усиле-
ния антенн свыше 50 дБ свя-
зано с необходимостью вы-
держивать трудно реализуе-
мые допуски при их изготов-
лении.
В отличие от более длин-
ных радиоволн и инфракрас-
ных излучений, волны СВЧ
почти беспрепятственно про-
ходят через слои ионосферы,
окружающие Землю, что по-
зволяет осуществлять связь
земных станций с ИСЗ и
космическими аппаратами.
При распространении вбли-
зи поверхности Земли ди-
фракция и рефракция волн
СВЧ малы. Поэтому уро-
вень помех от источников,
находящихся за горизонтом,
также мал, а для связи меж-
ду объектами, расположен-
ными вне прямой видимо-
сти, необходимы промежуто-
чные ретрансляционные
ci апцип.
В диапазоне СВЧ мал
уровень атмосферных и про-
Рис. 1.1. Зависимость затухания радиоволн
от частоты:
сплошная линия —в атмосфере, пунктирные — до-
полнительное затухание в дожде различной ин-
тенсивности; отметки Оз и Н2О показывают пики
поглощения волн в атмосфере кислорода и па-
ров воды
7
Таблица 1.2
Частота, длина волны Окна прозрачности Пики поглощения
/, ГГц А, мм 35 8,6 94 3,2 140 2,1 230 1,3 22 13 60 5 120 2,5 183 1,64 325 0,92
мышленных помех, на условия распространения волн не влияет
смена времени суток и сезонов года. Однако с увеличением часто-
ты возрастает их затухание из-за дождя и резонансного поглоще-
ния в газах (рис. 1.1). Особенно это проявляется на миллиметро-
вых волнах, интенсивно осваиваемых для целей связи. Как видно
из рис. 1.1 и табл. 1.2, в диапазоне ММВ атмосфера имеет ряд окон
прозрачности и пиков поглощения.
Радиосвязь, как правило, осуществляется в окнах прозрачно-
сти. Большее по сравнению с сантиметровыми волнами поглоще-
ние миллиметровых волн (ММВ) в гидрометеорах приводит к
снижению дальности связи, что требует повышения энергетиче-
ского потенциала радиолинии для компенсации затухания. Диа-
пазон ММВ не перегружен, работающие в нем средства связи
имеют хорошую электромагнитную совместимость со средствами
связи других диапазонов.
Повышенное затухание в пиках поглощения позволяет переда-
вать информацию на их частотах при низком уровне взаимных
помех от различных служб и организовывать скрытую связь вдоль
поверхности Земли на небольших расстояниях. Кроме того, час-
тоты, соответствующие пикам поглощения в атмосфере, могут ис-
пользоваться на межспутниковых линиях связи большой протя-
женности за ее пределами. В этом случае атмосфера выполняет
роль заграждающего фильтра по отношению к помехам Земли.
Миллиметровые волны лучше проникают сквозь туман, дым,
дождь, пыль и т. и., чем волны оптического или инфракрасного
диапазонов. Они с небольшим затуханием проходят через плазму,
поэтому используются для связи с ракетами, проходящими через
ионизированную атмосферу,
На приземных линиях связи ММВ наблюдаются флуктуации
амплитуды, фазы, направлений прихода волн, вызываемые их
рефракцией в атмосфере и ее неоднородностями, влиянием Земли,
а также переотражением волн от, поверхности ИСЗ, самолетов и
других объектов, на которых размещается аппаратура ММВ
(проявляется эффект многолучевого распространения). На ММВ
больший доплеровский сдвиг частоты.
8
1.2. ОСОБЕННОСТИ СИСТЕМ СВЯЗИ СВЧ ДИАПАЗОНА,
ОПРЕДЕЛЯЮЩИЕ ТРЕБОВАНИЯ К ТВЕРДОТЕЛЬНЫМ
УСТРОЙСТВАМ
Радиорелейные и тропосферные линии связи (РРЛ и ТРЛ)
могут иметь протяженность до нескольких тысяч километров,
включая десятки и даже сотни (радиорелейных) станций (рис.
1.2). Последовательная ретрансляция сигналов таким большим
количеством станций, часть из которых может быть расположена
в труднодоступной местности и не иметь обслуживающего персо-
нала, требует исключительно высокой надежности всех СВЧ-уст-
ройств, повышенного значения их КПД, а также всемерного сни-
жения вносимых каждой станцией шумов и искажений для пре-
дотвращения их недопустимого накопления. Аппаратура стан-
ций, особенно необслуживаемых, должна иметь как можно мень-
шие массу, габаритные размеры, потребление энергии.
Расстояние между соседними радиорелейными станциями
(РРС) обычно составляет 30... 70 км (напомним, что дальность
прямой видимости Р (км) оценивается выражением R —
~4,12(Уh[ + l^/i2)> где hi и h2— высоты антенн соседних стан-
ций, м). Суммарное ослабление сигнала на таких интервалах со-
ставляет 100... 120 дБ, что позволяет применять транзисторные
передатчики мощностью до 10 Вт.
Интервалы между тропосферными станциями (ТРС) составля-
ют 300 км, а иногда и до 1000 км. Ослабление сигналов на таких
интервалах при наличии тропосферного рассеяния достигает
250 дБ и более. Уровень сигнала в месте приема очень мал, кро-
До 10000 км
Рис. 1.2. Особенности систем связи СВЧ
9
ме того, вследствие многолучевого распространения он испыты-
вает интерференционные замирания глубиной до 20 ... 30 дБ. По-
этому на ТРЛ применяют передатчики большой мощности (1 ...
... 10 кВт, а иногда и до 100 кВг), остронаправлепные антенны с
коэффициентом усиления 40 ... 50 дБ, методы разнесенного прие-
ма (сложение сфазировапных копий сигнала).
Входные малошумящие усилители (МШУ) тропосферных
станций, имеющие шумовую температуру 71Н около 100 К (у 'МШУ
РРС 200 К), должны обладать большим динамическим диапазо-
ном, чтобы обеспечить работу станций при различных интервалах
.между ними в условиях .замираний.
Спутниковые системы связи (ССС) характерны применением
для ретрансляции сигналов ИСЗ, расположенных в зоне взаим-
ной видимости земных станций-корреспондентов. Большая уда-
ленность ИСЗ, общее затухание сигнала до 200 дБ и ограничен-
ность энергетических ресурсов па их борту обусловливают необ-
ходимость применения на земных станциях (ЗС) передатчиков
мощностью от сотен ватт до 10 кВт и МШУ с 7’ш< 100 К, антенн
с узкой диаграммой направленности (ДН)—шириной около 1°
и меньше. Перемещение по эллиптической орбите и даже весьма
малое смещение ИСЗ относительно поминального положения на
стационарной орбите требуют, во-первых, для их автоматическо-
го сопровождения по угловым координатам применения па ЗС
антенных систем с программным управлением, коническим скани-
рованием или моноимпульсных и, во-вторых, компенсации допле-
ровского смещения частоты. Длительная работа (5... 10 лет) бор-
тового ретранслятора (БР) без обслуживания требует повышен-
ной надежности ТТУ СВЧ. Максимальная мощность бортовых пе-
редатчиков ограничивается допустимой плотностью потока мощ-
ности на поверхности Земли —152 дБ-Вт/м2 в полосе 4 кГц, энер-
гоемкостью источников питания, сложностью теплоотвода, жест-
кими требованиями к массогабаритным параметрам ТТУ и со-
ставляет, как правило, 3... 70 Вг.
Функциональные возможности БР непрерывно расширяются.
Они работают в нескольких диапазонах частот, строятся по пере-
крестным схемам (с использованием мультиплексоров СВЧ), по-
зволяющим перераспределять каналы по направлениям. Ведутся
исследования по меженутпиковой передаче высокоскоростных по-
токов информации (до 1 ... 2 Гбит/с) на частоте 60 ГГц с ответ-
влением на Землю необходимых каналов в сантиметровом диа-
пазоне. Существенно повышается энергетический потенциал спут-
никовых линий (СЛ) связи н их помехозащищенность при ис-
пользовании многолучевых БР. Все это требует дальнейшего со-
вершенствования и создания новых типов ТТУ (мультиплексоров
и коммутационных матриц СВ1!, комплексных аттенюаторов —
регуляторов амплитуды и фазы, диаграммообразующих схем на
их основе и т. п.).
Глобальный характер ССС, высокая стоимость ИСЗ и его за-
пуска заставляют использовать каждый спутник в режиме мно-
16
। (станционного доступа — обеспечения одновременно связи мпо-
|ц\ ЗС между собой. Различие сигналов этих станций по часто-
те и форме, времени и направлению прихода к ретранслятору со-
:.iнетствуют многостанционпому доступу с частотным (МДЧР),
'•<|.|овым (МДКР), временным (МДВР) и пространственным
(.''ДПР) разделением сигналов. Применяются и комбинирован-
.!И“ способы доступа, в том числе с использованием различия
-. ш•алов по поляризации (ортогональной линейной или круговой,
пум:; протвоположными направлениями вращения плоскости
пи,- :риз?.шт I.
При МДЧР количество одновременно ретранслируемых спут-
м сигналов зависит как от ширины их спектра, так и от ха-
р,.;лорнетик усилительных и преобразовательных приборов СВЧ.
. i .< наилучшего использования потребляемой мощности выходной
1-.ад передатчика должен работать в режиме, близком к насы-
‘ш шю, однако при этом возникают перекрестные помехи, на ко-
•' расходуется часть мощности. Кроме того, при различных
нях входных сигналов в передатчике, имеющем нелинейную
"лштудную характеристику, происходит подавление слабого
•: -.’ла сильным. Поэтому выбор типа выходного усилителя СВЧ
чг ' >слястся двумя трудносовместимыми требованиями — высо-
: . КПД и линейности усиления. Зависимость фазовых характе-
. ! ик усилительных приборов СВЧ от уровня сигнала приводит
I. ж ж ела ;ельному эффекту преобразования амплитудной модуля-
ига в фазовую (АМ/ФМ), проявляющемуся в паразитной фазо-
ч: ! модуляции сигнала при изменении его амплитуды. Для ослаб-
лен! я влияния этого эффекта па СЛ целесообразно использовать
шш.члы с постоя в ной огибающей.
При МДВР передаваемые в цифровой форме сигналы земных
< тзшпш не совпадают по времени на входе ретранслятора, по-
этому перекрестные помехи отсутствуют и эффективность пере-
дачи возрастает. Однако в этом случае необходима помехоустой-
чивая синхронизация работы всей ССС.
Необходимая ври .МДКР свертка сигналов осуществляется
чорреляторами или согласованными фильтрами, например, па по-
верхностно-акустических волнах. Важной проблемой при создании
ССС с МДКР является выбор подходящего ансамбля сигналов,
разработка устройств их формирования и обработки.
Наиболее полно 'ЛДПР реализуется в ССС с многолучевыми
СР. на которых осуществляется по заданной программе переключе-
ние лучей.
Рассматриваемые системы и средства связи имеют и следую-
щие общие особенности.
При больших скоростях импульсных потоков (0,1... 2 Гбит/с)
возникают дисперсионные искажения, обусловленные различными
скоростями распространения в СВЧ-трактах низкочастотных и
высокочастотных составляющих спектра. Короткие первоначально
импульсы удлиняются, их форма искажается, они начинают на-
< зазываться друг на друга, возникают межеимвольпые искаже-
II
ния. Для борьбы с такими искажениями в тракте СВЧ могут ис-
пользоваться фазовые выравниватели (с обратным ходом ФЧХ),
иногда инверторы спектра. В последнем случае искажения, вноси-
мые трактом до инвертора, компенсируются искажениями сигна-
ла, возникающими после него.
Большое количество рабочих диапазонов частот, в том числе
перекрывающихся (па ТРЛ—1, 2, 4,5 ГГц; на РРЛ — 2, 4, 6,
8, 12 ГГц; па СЛ— 1, 4, 6, 8, 12, 20, 30 ГГц и выше) обусловли-
вает целесообразность создания литерных (размерно-параметри-
ческих) рядов МШУ-преобразователей с едиными номиналами
промежуточной частоты.
По ТРЛ, РРЛ и СЛ передаются соответственно десятки, тыся-
чи и десятки тысяч телефонных каналов, часть из которых имеет
вторичное уплотнение (РРЛ и СЛ), цифровая информация и сиг-
налы ТВ. Передача таких сигналов требует повышенной линейно-
сти характеристик усилительных ТТУ.
Необходимость и сложность выполнения требований ЭМС на
узлах связи, вблизи крупных населенных пунктов и промышлен-
ных объектов, на подвижных объектах и БР, обеспечение устой-
чивости связи в условиях преднамеренных помех, нежелатель-
ность повторного применения частот на соседних интервалах РРЛ
и ТРЛ, многоствольная работа на РРЛ и СЛ, а также использо-
вание МДЧР — все это требует большого количества высокоста-
бильных рабочих частот, формируемых синтезаторами СВЧ, важ-
нейшей составной частью всех средств связи СВЧ (см. гл. 10).
Аппаратура СС СВЧ эксплуатируется в жестких условиях мо-
розов Арктики, жары пустынь, влажности тропиков и морей, раз-
реженности атмосферы высокогорных областей. На мобильные
средства связи и БР воздействуют удары, вибрация. В условиях
космоса имеют место испарение пластификаторов из состава
пластмасс, что приводит к возрастанию их хрупкости. В результа-
те радиационного облучения металлов повышается их удельное
сопротивление и снижается пластичность, существенно изменяется
проводимость полупроводников, а следовательно, и электрические
характеристики всех ТТУ СВЧ.
Для удовлетворения потребностей СС СВЧ, ставших «массо-
вым потребителем» ТТУ, необходимы унификация этих устройств,
их крупносерийное производство, соответствие электрических и
эксплуатационных характеристик заданным требованиям, посто-
янное снижение их энергопотребления, массы, металлоемкости,
трудоемкости изготовления и стоимости.
1.3. ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЙ ПОТЕНЦИАЛ РАДИОЛИНИИ
Мощность сигнала Рс на входе приемника зависит от мощно-
сти передатчика РПд, коэффициентов усиления передающей Спд
и приемной Gnp антенн и от его общего ослабления jLx :
Ре = Рт °пд GIip/Lx, (1.1)
12
где = ЛПд/-пр£св£.м^р/-з — произведение ослаблений сигнала в
трактах передачи Ьпл и приема Lnp, в свободном пространстве
Лсв=(4л^А)2 (7? - дальность связи, Л — длина волны), в гидро-
метеорах за счет рельефа местности Лр и замираний L3. Раз-
делив обе части (1.1) на мощность шумов на входе приемной сис-
темы Pul.„x=kT^ Sf, имеем
(^с/Лп)вх = -Рид Спд с11р/(£пд Лпр kTs Д fLJ. (1.2)
Здесь !г= 1,38-10 23 Вт (К-Гц)"1 — постоянная Больцмана; Af и
—полоса пропускания и эффективная шумовая температура
приемной системы (в точке, где определяется (Рс/Ап) вх |) 1 L- —
LCBLMLPL3 -ослабление сигнала па трассе распространения
(для СЛ принимают Lp—Л3=1). Отметим, что величину РПдСПд
принято называть эффективной изотропной излучаемой мощ-
ностью ЭИИМ, a —добротностью (качеством) приемной
системы Q.
Для получения заданного качества связи необходимо, чтобы
отношение (Рс/Р^) БХ было не меньше требуемого (Л/Рш) вх.тр,
поэтому (1.2) можно записать в виде
ЭИИМ.(2/[Д1Д Lnvkbf (Рс/Рш)вх.тр] = 5>Ал. (1.3)
Величина (Рс/Рш)Вх.тр при передаче аналогового сигнала выра-
жается через соответствующее отношение на выходе демодулято-
ра и выигрыш а за счет вида модуляции (Рс/Рш)вхтр =
-• (Рс/Рш)выХ.тРа, при передаче цифрового сигнала—-допустимой
вероятностью ошибки приема, зависящей от вида сигнала и де-
модулятора.
Каждой станции (аппаратуре радиолинии) соответствует свое
значение энергетического потенциала Э, не зависящее от условий
распространения сигнала, поэтому проверка выполнения нера-
венства Э>Д, сразу дает ответ на вопрос, обеспечит ли данная
радиолиния требуемое качество связи.
В соответствии с (1.3) увеличение Э может быть получено:
повышением мощности передатчика Рпд путем сложения мощ-
ностей нескольких выходных каскадов или применением одного
более мощного выходного усилителя. Однако этому сопутствует
увеличение габаритных размеров и массы передатчика, его слож-
ности, стоимости, ухудшение условий ЭМС. С целью адаптации к
условиям работы полезно иметь регулируемую мощность РПд;
повышением коэффициентов усиления антенн 6ПД и Gnp- В де-
циметровом диапазоне это может привести к недопустимо боль-
шим их размерам (С=т]4л5лД2, где т) = 0,3 ... 0,8; SA — площадь
раскрыва). На СМВ и ММВ можно получить G~40... 50 дБ при
приемлемых габаритных размерах антенны, но при этом повы-
шаются требования к точности изготовления ее зеркала и ориен-
тации при наведении;
уменьшением потерь фидерных трактов Ln;x и Lnp в результате
применения более совершенных элементов тракта и линий пере-
дачи с малыми потерями, но, как правило, более дорогостоящих.
13
Сокращение с этой же целью длины тракта не всегда возможно
(когда, например, станция расположена на земной поверхности, в
помещении, а антенна — на высокой мачте);
снижением (Рс//’ш)вх.тр при использовании помехоустойчивых
широкополосных сигналов (с большими базами) и лучших демо-
дуляторов;
уменьшением в результате применения входных МШУ. На
сегодняшний день этот способ увеличения Э наиболее эффекти-
вен, поэтому рассмотрим его более подробно.
Можно выделить четыре схемы (рис. 1.3,а—а) приемопереда-
ющих трактов СВЧ, включающих: антенну с эффективной шумо-
вой температурой Та и коэффициентом передачи, принимаемым
на СВЧ равным единице; передатчик 77д мощностью РПд! диплек-
сер Д с потерями £д и физической температурой Тя-, фидер с по-
терями £ф, находящийся при температуре Гф; МШУ с эффектив-
ной шумовой температурой 7"мшу и коэффициентом усиления мощ-
ности /СР; приемник Пр с коэффициентом шума /Сш.
Приведем необходимые для определения Т% вышеприведенных
схем известные соотношения, имеющие и самостоятельное значе-
ние.
Эффективная шумовая температура Тш пассивного элемента с
потерями L и физической температурой Т
(1.4)
Эффективная шумовая температура четырехполюсника и его
коэффициент шума /Сш
7’ш = Т0(/Сш-1),/Сш=1+J?=1 + (L-1)^- . (1.5)
'О 1 о
Коэффициент шума цепочки N каскадно включенных четырех-
полюсников, обладающих усилением KPi и коэффициентом шу-
ма
кшх=/сш1+^7^- + ^^ + ...=/сш1+ U-6)
лР1лР2 Г=2П
/=i
Эффективная шумовая температура цепочки W четырехполюс-
ников
Тшх = Тш1+ +... =тш1+ s • (1.7)
Лр1 ЛР1 Лр2 i«=2 JJ (Кру)
/=1
Сопоставляя (1.4) и (1.5) и характеризуя пассивный четырех-
полюсник коэффициентом шума /Сш, можно заметить, что при Т=
= Т0 коэффициент шума численно равен ослаблению L, вносимо-
му этим четырехполюсником, т. е. /СШ = Ь. Это обстоятельство по-
зволяет быстро пересчитывать коэффициент шума к любой точ-
ке тракта, состоящего из цепочки пассивных элементов, добавляя
14
Рис. 1.3. Схемы построения приемопередающих трактов средств связи СВЧ
к исходному значению для Кш или вычитая из него соответствую-
щее число децибел. Из (1.4) также следует, что при Т =
— То увеличение потерь на 0,1 дБ приводит к увеличению Тш на
7 К (при L<0,5 дБ). Напомним, что 7'о=29О К= +17° С— стан-
дартная температура.
Коэффициент шума реального четырехполюсника с усилением
мощности Кр в эффективной полосе частот равен отношению пол-
ной шумовой мощности на его выходе Рш.вых к той ее части, ко-
торая обусловлена шумами согласованной нагрузки, находящейся
на входе при стандартной температуре То:
К = У3 С^Ш^В1 — ^ш.вых _
Ш (Рс/Рш) вых kT^fKp
_ f Кр- + Лп.ВЫХ.СОб __ | 1 ^ш.вых.соб
kT'bfKp kTobfKp ’
(1.8)
где kTol^fKp — усиленные четырехполюсником шумы согласован-
ной нагрузки; Рш.вых.соб — собственные шумы четырехполюсника.
Эффективная шумовая температура ТА — это не физическая
температура антенны. За 7А принимается такая температура ак-
тивного сопротивления /?п, равного сопротивлению излучения
реальной антенны, при которой его мощность шумов равна
мощности шумов на выходе этой реальной антенны. Вели-
чина Та зависит от конструкции антенны и ее ориентации. Каи
следует из {6], где содержится методика расчета температуры
Та, включающей в себя ряд составляющих, ее значение изменяет-
ся в пределах от 100... 150 К при нулевом угле места до 30... 40 К
при направлении антенны в зенит (без учета осадков). При этом,
как видно из рис. 1.4, оптимальным является диапазон длин волн
3... 30 см. На волнах короче 3 см увеличивается уровень тепло-
ного радиоизлучения атмосферы, на волнах длиннее 30 см вели-
ка интенсивность космического радиоизлучения. Антенна БР, на-
15
правленная на Землю, имеет Та—300 К, поскольку Земля по из-
лучательным свойствам близка к черному телу.
Подставив (1.4) — (1.6) в (1.7), можно получить следующие
выражения для эффективной шумовой температуры каждой из
выше приведенных схем (см. рис. 1.3,а... г):
Тхо = 7’А + 7’ф(£ф-1)+Гф[7’д(£д-1)+7’0(Кш-1)£д] ; (1.9)
= ТА + Тф (Ьф- 1) + Ьф [Тд (£д-1) +
+ Т’мшу + ; (1-Ю)
Т’хв — ТА + Тд (£я 1) + Лд мшу +
+ ^(£ф-1)+Т0*2^£ф]; (1.11)
7’2г = 7,А + 7’д(^-1)+£д[Тмшу + 7’0^=-1] . (1.12)
Как следует из анализа (1.9) ... (1.12), наименьшее значение
Ts имеет приемная система, выполненная по схеме рис. 1.3,г, в
которой диплексер и 1МШУ вынесены непосредственно к антенне.
Величина Ts падает с уменьшением Ьф, Ь-л, Кш, 7МШУ и с увели-
чением Крмшу- Однако всегда Ts >ТА, поэтому уменьшение
Тмшу рационально только до определенных пределов (7МШУ«
— Т’д/З). Ориентировочные значения Тш лучших современных
МШУ в зависимости от частоты представлены на рис. 1.4. Там
же приведены значения эффективной шумовой температуры сме-
сителей, ламп бегущей волны, квантовых парамагнитных усили-
телей (КПУ) — мазеров. Графики этого рисунка получены на ос-
нове обобщения данных работ [10, 11] и анализа других источни-
ков.
Составляя отношения каких-либо двух Тиз (1.9) ... (1.12),
можно определить выигрыш по и, следовательно, по энерге-
тическому потенциалу, который может дать применение одной
схемы рис. 1.3 по сравнению с другой. При этом следует учиты-
вать, что мощность излучения передающего устройства, выполнен-
ного по схемам рис. 1.3,а... в равна РИзл = -Рпд/(ГдГф), а по схеме
рис. 1.3,2 Г*иЗЛ =/5пд/Гд.
1.4. НЕОСНОВНЫЕ ИЗЛУЧЕНИЯ И КАНАЛЫ ПРИЕМА
СРЕДСТВ СВЯЗИ
Полученные мощности передатчика и чувствительность прием-
ника, необходимые для обеспечения заданных дальности и каче-
ства связи, в ряде случаев оказываются недостаточными для до-
стижения требуемой эффективности средств и систем связи [12].
Требования по повышению их помехоустойчивости и улучшению
16
Рис. 1.4. Зависимость шумовых параметров лучших образцов МШУ и диодных
смесителей от частоты:
/ — лампа бегущей волны; 2— туннельный усилитель; 3 — усилитель на биполярном тран-
зисторе: 4 — усилитель на полевом транзисторе; 5 — параметрический усилитель (неохлаж-
даемый); 6 — усилитель на полевом транзисторе, охлаждаемый до 20 К: 7— параметриче-
ский усилитель, охлаждаемый до 20 К'; 8—квантовый парамагнитный усилитель, охлаж-
даемый до 4 К
ЭМС приводят к необходимости подавления нежелательных из-
лучений передатчиков, а также ликвидации побочных каналов
приема. Рассмотрим эти факторы более подробно, поскольку они
в значительной степени зависят от свойств и режимов 'работы
приборов СВЧ. t
Радиопередающие устройства средств связи выполняют сле-
дующие функции: преобразование первичного сигнала во вторич-
ный (радиосигнал), формирование дискретной сетки или плавно-
го диапазона рабочих частот, усиление мощности радиосигнала.
Излучения передатчика при любой схеме его технической ре-
ализации и независимо от вида модуляции разделяют на основ-
ное и неосновное (рис. 1.5).
По регламенту радиосвязи основное радиоизлучение, предна-
значенное для передачи сигнала, занимает полосу частот, за
Верхним и нижним пределами которой средние излучаемые мощ-
17
Уровень немаоу лированной- несущей-
То/Ъ f0/Z f0 2f0 3fo ?
Рис. 1.5. Виды излучений передатчика:
1 — основное; 2 — внеполосные; 3 — побочные
ности равняются каждая по 0,5% всей средней мощности данного
сигнала. Неосновные излучения передатчиков разделяют на вне-
полосные и побочные.
Внеполосные излучения — это нежелательные радиоизлучения
в полосах частот, примыкающих к основной полосе излучения.
Они обусловлены: неограниченностью спектра конечного во вре-
мени сигнала, чрезмерно крутыми фронтами модулирующих им-
пульсов и т. п.
Побочные радиоизлучения — это нежелательные радиоизлуче-
ния, возникающие в результате любых нелинейных процессов по-
мимо процесса модуляции.
Требования увеличения КПД передатчика приводят к необхо-
димости работы ПП в режиме отсечки тока и, следовательно, к
образованию значительного числа гармоник. При этом наиболь-
ший уровень имеют вторые гармоники, до —3... —5 дБ относи-
тельно основного излучения. Применение для борьбы с ними
двухтактных схем (в диапазоне ДМВ) требует идентичности ха-
рактеристик обоих усилительных элементов, что трудно реализо-
вать, особенно при работе в широком диапазоне частот. Включе-
ние на выходе передатчиков фильтров нижних частот не всегда
решает эту проблему: фильтры гармоник, работающие на погло-
щение, могут иметь значительные массу и габаритные размеры
при необходимости рассеяния большой мощности; при работе бо-
лее чем в октавной полосе частот вторая гармоника нижней час-
тоты попадает в полосу рабочих частот.
Если / — частота опорного генератора, a fo — nf — рабочая час-
тота, то излучение на частотах (п±1)/ чаще всего относят к вне-
полосным радиоизлучениям, а гармоники, более удаленные от
nf, — к побочным.
Побочные излучения включают гармоники и субгармоники ос-
новной частоты /о, появляющиеся вследствие плохой их фильтра-
ции на выходе передатчика; комбинационные радиоизлучения,
возникающие из-за взаимодействия на нелинейном элементе ко-
лебаний на частотах несущей (формирующих несущую) и их гар-
18
моник; интермодуляционные колебания, появляющиеся в резуль-
тате воздействия на нелинейные элементы высокочастотного
тракта генерируемых колебаний и внешнего электромагнитного
поля (эти излучения могут возникать при близком расположении
нескольких передатчиков); паразитное радиоизлучение — резуль-
тат самовозбуждения передатчика вследствие паразитных связей
в его генераторных или усилительных приборах. К побочным из-
лучениям относятся также излучения гетеродинов приемника, воз-
никающие при недостаточной развязке тракта гетеродина и ан-
тенны, а также шумовые излучения за счет модуляции несущей
шумами передатчика. Шумовое излучение в полосе основного ра-
диоизлучения обычно мало по уровню и поэтому неопасно. Более
опасным (при недалеко расположенных приемных системах) мо-
жет оказаться шумовое излучение на частотах, близких к рабо-
чей.
Неосновные излучения являются одним из существенных фак-
торов, определяющих ЭМС, поэтому их уровень нормируется. Так,
для передатчиков диапазонов 0,96... 17,7 ГГц мощностью более
10 Вт уровень любого из побочных колебаний должен составлять
менее —50 дБ относительно основного излучения и в любом слу-
чае быть не более 100 мВт [12].
В ряде случаев индивидуальные признаки сигнала, отличаю-
щие его от сигналов передающих устройств такого же типа (ра-
ботающих в аналогичном режиме), нежелательны. Эти признаки
появляются вследствие различия параметров элементов схем и
режимов работы активных приборов, а также нарушений правил
технической эксплуатации средств связи.
Современные радиоприемные устройства (РПрУ) супергетеро-
динного типа с двумя или тремя преобразованиями частоты вы-
полняют следующие функции: выделение полосы частот, в преде-
лах которой расположены спектральные составляющие сигнала (и
сопутствующие ему шумы); преобразование различных рабочих
частот принимаемого сигнала к постоянной промежуточной час-
тоте, на которой осуществляется основная обработка сигнала;
усиление принятой смеси сигнал + шум + помеха до уровня, обес-
печивающего нормальную работу оконечных устройств.
Важная характеристика РПрУ — способность выделять полез-
ный сигнал на фоне помех, определяемая частотной избиратель-
ностью [12] по каналам приема, соседним и побочным.
Частотная избирательность по соседним каналам, непосредст-
венно примыкающих к основному (рис. 1.6), определяется частот-
ной характеристикой узкополосного тракта основной селекции
(последней промежуточной частоты).
Среди побочных каналов приема выделяют: зеркальный, на
промежуточной частоте, комбинационные, интермодуляционные.
Зеркальный канал побочного приема образуется вследствие
того, что помеха, расположенная симметрично с полезным сигна-
лом относительно частоты гетеродина, преобразуется в смесителе
К промежуточной частоте. Далее она, как и полезный сигнал, по-
19
падает в тракт усиления промежуточной частоты (ПЧ). Необхо-
димо обращать внимание и на зеркальный капал побочного прие-
ма, получающийся, когда частота помехи находится точно посре-
дине интервала между зеркальной частотой и частотой гетероди-
на. В этом случае взаимодействие вторых гармоник «полузеркаль-
ной» частоты и гетеродина приводит к образованию помехи на про-
межуточной частоie. Ослабить зеркальную помеху можно, улуч-
шая избирательность приемного устройства, выбирая большое зна-
чение ПЧ и применяя схемы компенсации этой помехи.
Побочный канал приема на промежуточной частоте /пч появля-
ется, когда несущая частота помехи (например, излучение сосед-
них мощных передатчиков) равна /пч приемника. Уменьшение
влияния этого канала приема достигается повышением избира-
тельности приемного тракта и выбором малого значения /пч.
Комбинационный канал приема образуется в результате вза-
имодействия на нелинейном элементе (в смесителе) гармоник
полезного сигнала или помехи с гармониками гетеродина. Часто-
ты помехи /п, удовлетворяющие соотношению fm —A//2^mfn+
-Fnfr^fпч + Af/2 (где Af—полоса пропускания), будут попадать
в усилительный тракт приемника.
Работа РПрУ в загруженном диапазоне частот (в условиях
помех) определяется его частотной избирательностью по блокиро-
ванию (изменению отношения сигпал/шум под воздействием
мощной помехи), по перекрестным искажениям (переход модуля-
ционных параметров помехи на полезный сигнал) и по интермо-
дуляции (попаданию в основной канал продуктов нелинейного
взаимодействия двух и более помех).
Рис. 1.6. Каналы приема радиоприемного устройства и попадание помех и шу-
мов гетеродина в тракт промежуточной частоты
20
Для уменьшения уровня помех радиоприему особое внимание
должно уделяться снижению шумов полупроводникового гетеро-
дина. Влияние этих шумов проявляется двояко. Во-первых, их со-
ставляющие, совпадающие (см. рис. 1.6) по частоте с основным
каналом приема и с каналом приема по зеркальной частоте, взаи-
модействуя в смесителе с центральной частотой гетеродина, пре-
образуются к промежуточной частоте. Во-вторых, шумы гетероди-
на могут взаимодействовать с колебаниями мощной помехи, ма-
ло ослабленной вследствие недостаточной избирательности вход-
ных устройств, также преобразуясь к промежуточной частоте.
Поэтому чем больше помех попадает на вход смесителя и чем
выше уровень шумов гетеродина, тем хуже оказывается качество
приема.
Снижение влияния неосновных каналов приема обеспечивает-
ся: максимальной избирательностью тракта приема до первого
нелинейного элемента (МШУ, смесителя); применением нелиней-
ных элементов, служащих для преобразования частоты, с квадра-
тичной вольт-амперной характеристикой; спектральной чистотой
колебаний гетеродина; правильным выбором промежуточной час-
тоты. Для ослабления помех по зеркальному каналу она должна
быть возможно более высокой, а для максимальной избиратель-
ности по соседнему каналу — достаточно низкой. Противоречи-
вость этих требований устраняется применением в приемнике не-
скольких преобразований частоты.
1.5. ВЗАИМОСВЯЗЬ СОВЕРШЕНСТВОВАНИЯ КОМПОНЕНТНОЙ
БАЗЫ И АППАРАТУРЫ СВЯЗИ
Как уже отмечалось, получение требуемых электрических ха-
рактеристик, снижение массы и габаритных размеров, потребляе-
мой энергии и стоимости, обеспечение ЭМС, повышение надеж-
ности и удобство эксплуатации средств связи достигается на ос-
нове непрерывного улучшения компонентной базы и соответствую-
щего изменения технологии производства аппаратуры. Проследим
эту взаимосвязь на примере развития аппаратуры радиорелей-
ной связи.
В 50-е годы в нашей стране было развернуто производство
первого поколения РРС типа «Стрела-М», РМ-24А, Р-60/120,
Р 600. Эти станции работали в дециметровом и сантиметровом
диапазонах волн и позволяли передавать от нескольких десятков
до нескольких сотен каналов тональной частоты при использова-
нии частотной модуляции (ЧМ) и двухступенчатой модуляции:
фазоимпульсной в первой ступени и амплитудной во второй
(ФИМ-АМ) /[9, 13].
Активными элементами СВЧ этих станций служили электро-
вакуумные приборы (ЭВП) •— металлокерамические триоды, от-
ражательные клистроны, ЛБВ, которые требовали высоковольт-
ных напряжений и больших токов питания. В качестве элементов
фидерного тракта применялись жесткие коаксиалы, латунные и
21
медные волноводно-резонаторные устройства, крупногабаритные
ферритовые приборы.
Сложные механические узлы (переключатели СВЧ, псрестраи-
в'.смые фильтры, диплексеры, катодно-сеточные и анодно-сеточ-
ные резонаторы и др.) изготовлялись по высокому классу точно-
. .н и требовали больших трудозатрат. Из ПГ1 использовались
и. 1,ко диоды в пебалансных смесителях для преобразования час-
1 .,1 и в качестве детекторов для контроля мощности, частоты и
фее мы колебаний. Устройства СВЧ можно было подстраивать в
ьр -..'.ессе изготовления аппаратуры и се эксплуатации.
Для аппаратуры первого поколения в целом характерны боль-
.л масса и габаритные размеры, трудоемкость и себестоимость,
вхи сто с гсм несложное схемное исполнение. Сравнительная про-
ст :-а используемых в аппаратуре физических процессов и прин-
ик: эв работы (близкие к «классическим» электронные схемы)
б испивала легкость ее освоения техническим перс--налом, об-
сл .кивания и ремонта, а также долголешее исщ-льтопание.
Достижения пауки и техники, отечественной электро.шов про-
мыД'Лснжзсти позволили в 60-е годы разработать второе поколе-
пч РРС. основными активными элементами аппаратуры которых
являются транзисторы, — станции «Восход», «Дружба», «Курс»,
«Те ал», «Контейнер» и др. Все активные устройства этих стан-
ине выполнены в виде сборок с навесным монтажом Г1П (исклю-
чением являются только отдельные схемы на лампах и выходные
кг'тады передатчиков па высоконадежных ЛЕВ;. Помимо исба-
•.'•••сных смесителей н детекторов (как и в станциях первого по-
кс.-.е:;чя) здесь применяются балансные смесители, граизпеторпо-
вар:игорные умножптельпые цепочки, смесители сдвига ня варак-
торах. Сжижение шумов гетеродинов достигается установкой на
г - выходе узкополосных фильтров; для уменьшения числа умпо-
/|.и ? тьпых каскадов повышается частота и мощность задающих
ген раторсв; для стабилизации частоты гетеродина применяются
оперные кварцевые генераторы, высокодобротвые резонаторы. В
аппаратуре тропосферной и спутниковой связи используются па-
ра'-’етричс-скче усилители (ПУ) с генераторами накачки, вначале
:.э ЭВП, затем на диодах Ганна. В последующих модификациях
гта щий начинают применяться малошумящие ТрУ. Все это по-
щ ; хило существенно увеличить число каналов — до 1920 в одном
д; н no, а также передавать сигналы ТВ.
Постепенно вводятся цифровые режимы работы. Предусматри-
з возможность [14] монтажа этих станций в транспорта-
бельные контейнеры, в частности в международный транспортный
контейнер УУК-20.
Вследствие большого разброса параметров серийных транзис-
торов, увеличения числа режимов работы станций возникла необ-
ходимость в применении термокомпенсаций, отрицательной обрат-
ной связи, согласующих эмиттерных повторителей, дистанционного
управления, разветвленной схемы контроля и т. п. Схемы приемо-
передающей и оконечной аппаратуры усложнились. Их изучение
2?
обслуживающим персоналом, обнаружение неисправностей с точ-
ностью до элемента и ремонт в условиях эксплуатации стали бо-
лее трудоемкими. Несколько у^мсньшплись габаритные размеры и
масса аппаратуры. Однако существенного их снижения, так же
как и потребляемой мощности, не произошло.
Резкого снижения габаритных размеров аппаратуры и потреб-
ления электроэнергии удалось добиться при создании РРС третье-
го поколения «Электроника-связь», работающих в диапазонах
2 ГГц (ЭС-2), 4 ГГц (ЭС-4), 6 ГГц (ЭС-6), 8 ГГц (ЭС-8; и
11 ГГц (ЭС-11). Аппаратура этих РРС выполнена [9] на базе
широкого применения ГИС и микрополосковой техники в виде
компактных легко сменяемых блоков с активными устройствами
на кремниевых биполярных и GaAs полевых транзисторах. Тран-
зисторный МШУ позволяет получить /<ш^4 дБ. В аппаратуре ис-
пользуется унифицированный блок гетеродина приемника на
'.1 ГГц, при необходимости дополняемый умножителями частоты
г. 2, 3, 4 раза. Унифицированы и блоки гетеродина передатчика,
г. почающего генератор, управляемый напряжением, систему фа-
;<>вой автоподстройки частоты (ФАПЧ) с кварцевым опорным re-
in ритором, умножителями и делителями частоты (о работе ене-
о -.1 ФАПЧ см. § 4.1 и 9.1). Фильтры и генераторы реализозыы
io; высокодобротпых диэлектрических резонаторах. Блоки ус-'тк-
нутой мощности содержат встроенные источники питания. В
ЭС-11 используются стабилизированные кварцем гетеродины на
диодах Ганна и усилители на ЛПД. Аппаратура работоспособна
в интервале температур — 50... -Ь40с’С и рассчитана на установку
и неотапливаемых помещениях или в малогабаритных контейче
рлх вблизи антенны.
Другим примером высокоэффективной аппаратуры связи, соз-
данной па основе применения новой компонентной базы и ТТУ.
могут служить станции SFH-120 и SFH-300 [15].
Дуплексная линия SFH-120, предназначенная для телефонной
связи, главным образом, в сельских районах, работает в диапазо
пс 9 ... 30 ГГц на дальности прямой видимости R ~ 10 км. Благо-
даря миниатюризации оборудования на основе GaAs-Texnononii;
оконечная станция массой 4,5 кг размещается вместе с ап генной
в цилиндрическом корпусе диаметром 27 и длиной 23 см. Стан-
нин легко устанавливается на крышах домов, столбах и т. п.
Потребляемая мощность от источников напряжением 11... 15 В —
Mi-nee 1 Вт. Стоимость 2200 дол. за две станции линии.
Более сложная, но имеющая такие же размеры, как и
М 11-120, станция SFII-300 позволяет передавать сигналы цветно-
||| ТВ, осуществлять цифровое уплотнение и передачу данных, а
по дополнительному каналу — сигналы дистанционного управле-
ния и результаты измерений. Предполагается использование
’.I 11-300 для передачи сигналов от вынесенных ТВ-камер, данных
in скоростью до 2 Мбит/с, а также в перспективе для приема ТВ-
। in палов непосредственного вещания с ИСЗ. Потребляемая мощ-
23
пость в 2 раза больше, а дальность передачи в 2 раза меньше,
чем у SFH-120. Стоимость двух станции 3500 дол.
Одновременная эксплуатация нескольких поколений средств
связи (рассмотренных радиорелейных, а также тропосферных,
космических) и учет перспектив их развития требует изучения
мн их ihiigb ТТУ СВЧ, их элементов и узлов, в том чисто шт-
эальпых схем, как гибридных, так и полупроводниковых.
1.6. ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ, МОДУЛИ И ТВЕРДОТЕЛЬНЫЕ
УСТРОЙСТВА СВЧ
Приметшие полупроводниковых ГИС позволяет уменьшить
потребляемую мощность, массу и стоимость СВЧ устройств,
улучшить их характеристики и повысить надежность. Последнее,
в частности, достигается за счет повышения надежности компо-
ш'; гои ИС, резервирования (избыточности) элементов, умень-
шения числа соединении, использования более совершенной тех-
нологии.
При производстве ГИС изготовленные отдельно активные и
некоторые пассивные элементы напаиваю гея на диэлектрическую
ш> ложку, в которой заранее формируется остальная часть схе-
мы. Требования к материалам подложек и свойства этих матери-
алов рассматриваются в § 2.2.
Стандартные толщины подложек 1; 0,5; 0,25 мм. максималь-
ны:! размер 48X00 мм. Размеры других подложек получают де-
Д'шием па 2 размера большей стороны (48X50, 30x24, 24Х
z i.5 мм). В последние годы полечили распространение органи-
ческие фольгированные диэлектрики ФЛАН, ФАФ и другие тол-
щиной 0,5; 1; 2 мм п размерами пластин 250x250 мм или 500Х
"00 мм. что позволяет, в частности, изготавливать па их осно-
ве антенные решетки.
Соединение ИС с внешними устройствами осуществляется с
помощью коаксиально-полосковых переходов, электрических со-
едп чнте.-ц й.
Гибридная ИС включает: пассивные навесные компоненты —
с;, менты СВЧ с сосредоточенными параметрами R, L, С\ микро-
ми- патюрпые линии передачи и колебательные системы; элемен-
II! с распределенными параметрами; узлы — мосты, паправлен-
. ;.и ог.ветвнтеЛ'П, фильтры, ферритовые устройства и т. и., актив-
ные компоненты — диоды и транзисторы. Металлостеклянные и
мс [пллокерамические корпуса, обеспечивающие защиту полупро-
водниковых кристаллов от механических воздействий, имеют зна-
чительные паразитные параметры, а дешевые пластмассовые
корпуса первых образцов недостаточно влагостойки. Кроме того,
усадка пластмасс в процессе полимеризации и различие темпе-
ра; ерпых коэффициентов расширения конструктивных элементов
приводят к обрыву выводов в результате изменения температуры
окружающей среды, а при включении и выключении активных
приборов—к обрывам внутренних проводников.
Указанные факторы, а также большие габаритные размеры
корпусов вынуждают использовать в ГИС преимущественно бес-
Ki.-рпусиые ПП, индуктивности выводов которых не превышают
десятых долей наногснри. С целью герметизации и защиты от
механических повреждений полупроводниковые приборы еще до
установки в микросхему покрываются пленкой лаков, смол или
стекла. Окончательная их герметизация осуществляется в соста-
ве всей! ГИС в общем корпусе устройства после сборки.
Малые размеры активных компонентов и сравнительно неболь-
шой КПД приводят к локализации тепловыделения и необходи-
мости отвода тепла. В связи с этим мощные ПП устанавливаются
сеносрею венио па металлизированном основании в отверстиях,
просверленных в подложке, пли в промежутке между подлож-
ками.
Соединение отдельных ГИС может быть безразъемным (в
мом случае отшлифованные края подложек пристыковывают
вплотную друг к другу на дне общего корпуса, а линии передачи
соединяют пайкой с помощью ленточных перемычек) или осу-
ществлять с помощью коаксиальных микроразъемов, чаще всего
й()-омпых. Для .защиты от воздействия влаги, пыли, экранировки
।>т внешних электромагнитных полей и теплоотвода ГИС поме-
щают в корпуса из алюминия, латуни, ковара, титана. Их раз-
меры должны быть минимальными. В большинстве случаев кор-
пуса герметизируют, приваривая (припаивая, приклеивая) крыш-
ки и устанавливая герметизированные мсталлостеклянпые, ме-
। аллокерампческис или металлоиолимерные выводы.
В ГИС можно производить замену и подстройку отдельных
«лементов, оптимизацию согласующих пеней, поэтапный конт-
роль электрических параметров при изготовлении, хотя это ус-
ожняет серийное производство. Они имеют большие габарит-
ные размеры, чем полупроводниковые. Промышленностью выпус-
каются в виде ГИС параметрические и транзисторные усилители,
переключатели, смесители, генераторы, фазовращатели, трапш-
< юрно-варакторпые у.множительные пеночки, элементы фазнро
ванных антенных решеток и пр.
При монолитном исполнении все активные и пассивные эле-
мипы ИС изготавливаются в едином технологическом процессе
ini общей полупроводниковой подложке (или внутри ее). Полу-
проводниковые ИС по сравнению с ГИС обладают более высо-
той надежностью, позволяют в условиях массового производства
ы пользовать автоматизацию и стандартизацию технологических
процессов за счет исключения большинства соединительных про-
по IHHKOB, близкого расположения активных и согласующих эле-
ментов, а также использования единого технологического пронес-
•а | I, 161.
К недостаткам полупроводниковых ИС относятся: малый про-
ч< hi выхода годных схем, обусловленный сложностью технологии
HpiHi шодства: невозможность их ремонта и по юрой ки; малая
|"Ьр<11 нос । ь пассивных элементов вследствие заметных потерь в
по/.ложке; низкие уровни выходной мощности, обусловленные
трудностью реализации хорошего теплоотвода; сложность созда-
ния встроенных невзаимных устройств и фильтров СВЧ, особенно
перестраиваемых; значительная стоимость, в частности, и вслед-
ствие того, что большую часть площади дорогостоящего полупро-
водникового кристалла занимают пассивные элементы схемы.
Универсальным материалом для полупроводниковых ИС СВЧ
в /стоящее время служит арсенид галлия (n-GaAs), обладающий
высокой подвижностью и дрейфовой скоростью электронов, боль-
шей шириной запрещенной зоны, работоспособностью в широкой
полосе частот, включая оптический диапазон, и в широком интер-
вале температур. При охлаждении до криогенных температур па-
ра',ветры приборов (предельные частоты, шумовая температура,
коэффициент усиления, быстродействие и др.) существенно улуч-
шаются. Вместе с тем па частотах до 10 ГГц для них использу-
ются более дешевые структуры типа кремний на сапфире. Боль-
шими подвижностью электронов и теплопроводностью обладает
фосфид индия, однако па нем трудно получить барьер Шотки.
Пассивные элементы полупроводниковых ИС создаются мето-
дами диффузии в подложку или осаждением на нее толстых или
тонких пленок. При проектировании и изготовлении пассивных
элементов учитываются паразитные эффекты, возникающие за
счет малой толщины слоев металлизации, емкостных связей меж-
ду ••тими слоями и выводами, а также элементами петлевых и
и <. ниральпых индуктивностей. В ИС целесообразно применение
элементов с сосредоточенными параметрами, обладающих боль-
шой широкополосностью и малыми размерами. Они реализуемы
на частотах примерно до 20 ГГц, на более высоких частотах
обычно все элементы схемы рассматриваются как распределен-
ные. Иногда в полупроводниковых ИС для уменьшения габарит-
ных размеров в качестве пассивных элементов используются бо-
лее миниатюрные активные — полевые транзисторы (например,
в качестве согласующих цепей, резисторов и т. п.).
Активные элементы (чаще всего обладающие большими функ-
циональными возможностями полевые транзисторы) выращива-
ются на высокоомной GaAs-подложке методами эпитаксии или
ионного легирования. Повышение рабочей частоты этих транзи-
сторов до 100 ГГц позволяет создавать ИС миллиметрового диа-
пазона, а также цифровые интегральные схемы СВЧ для моде-
мов средств связи и ЭВМ высокой производительности.
Технология полупроводниковых ИС совместима с технологией
цифровых микросхем и приборов с зарядовой связью (ПЗС), что
способствует разработке многофункциональных устройств.
Для организации серийного выпуска полупроводниковых ИС
требуются большие капитальные вложения, высокочистые мате-
риалы. автоматизация проектирования и изготовления. В насто-
ящее время осуществляется промышленное производство одно-
функциональных ИС, созданы опытные образцы и многофункцио-
нальных ИС.
26
Практика показывает, что весьма эффективным является гиб-
ридно-монолитный принцип построения сложных ТТУ, когда срав-
нительно небольшое количество типов монолитных «строитель-
ных» блоков будет в различных комбинациях использоваться в
ГИС. В некоторых случаях (например, для обеспечения малых
потерь) интегральные схемы СВЧ непосредственно сочленяются
с объемными волноводно-резонаторными устройствами.
Анализ процесса совершенствования компонентной базы и эф-
фективности ее применения в средствах связи показывает, что
простое объединение различных ио функциональному назначс
нею, но изготовленных отдельно узлов СВЧ не позволяет сущест-
венно улучшить электрические и объемно-массовые характерп-
С1ики аппаратуры СВЧ, повысить ее надежность, снизить трудо-
емкость и стоимость производства. Этому препятствуют: различ-
ью; технология производства; большое число разъемов и соеди-
нительных линии; применение материалов с различными темне-
р.ыурным коэффициентом линейного расширения, временем ста-
'ения, покрытий различной стойкости по отношению к внешним
воздействиям; разнотипность источников питания и т. и.
Волее эффективен другой путь — создание пригодных для се-
рийного производства многофункциональных модулей [17], кото-
рые представляют собой псремонтопригодпые, малогабаритные
радиоэлектронные изделия, осуществляющие формирование и об-
работку сигналов и имеющие законченное конструктивное испол-
-нпе, удобное для компоновки в блоках аппаратуры связи. Они
гчеют герметичный заполненный инертным газом корпус. Кон-
!рукнпя корпуса модулей должна обеспечивать необходимую ме-
эпическую прочность, электромагнитную экранировку, а также
эщиту от внешних воздействий. Унификация габаритных разме-
нов корпусов, коаксиальных микроразъемов, небольшого числа
• ы.иналов низковольтных питающих напряжений, видов и уров-
ней входных и выходных сигналов обеспечивает взаимозамеия-
<шшть модулей данного типа без какой-либо подстройки, а также
. рационал! ное сопряжение с. модулями других типов. Модули
гут включать пассивные компоненты с сосредоточенными и pac-
ч. ".'деленными параметрами, активные ПИ, ИС, устройства функ-
: опальной электроники. Для повышения надежности аппарату
СВЧ, снижения ее массы и габаритных размеров в модули
:знэвлнвают низкочас-; лпые устройства (ПУПЧ, УПЧ, детекто-
1 I. ?-1!Ч, ФНЧ, различные датчики).
Ныяв-ляется целесообразность разработки функциональных ря-
приемных, передающих и приемопередающих модулей, с по-
-'H.i-io которых блоки аппаратуры связи различных диапазонов
. -I.M1U14C HJ--I будут собираться из унифицированных модулей.
Число фу :<:ций, выполняемых модулем, обычно устанавливает -
.еров? компромисса между стремлением конструкторов из-
цы: уменьшить общее количество моделей, упрощая тем самым
• •-Д’-:V, ;; также >, щлуатачшо аппаратуры, и возможностями тех
'I их изготовления, проверки и диагностики параметров.
удобством ремонта, стремлением предприятий-изготовителей ком-
плектующих изделий выпускать малофункциональные устройства
широкого применения. Ремонт модулей организуется в условиях
специализированных мастерских либо на соответствующих пред-
приятиях.
Обычно модули включают несколько ТТУ, перечень которых
(вместе с активными приборами, используемыми для их реали-
зации) представлен в табл. 1.3. В табл. 1.4 приведены пассивные
элементы и узлы, их компоненты, также используемые в ТТУ.
Таблица 1.3. Твердотельные устройства и их активные компоненты
Наименование устройства Компоненты
Малошумящие усилители Туннельные и параметрические диоды; биполяр- ные и полевые транзисторы
Входные смесители Диоды точечные, с барьером Шотки, туннельные, обращенные, параметрические; транзисторы бипо- лярные и полевые, двухзатворные полевые тран- зисторы; сверхпроводящие структуры на основе эффекта Джозефсона
В и х о ди ые, м О1цн ые с меси - тели Варакторы, диоды с накоплением заряда, транзи- сторы
Детекторы амплитудные, ча- стотные, фазовые Диоды точечные, с барьером Шотки, туннельные, обращенные; транзисторы с барьером Шотки
Амплитудные модуляторы, ограничители, аттенюаторы, переключатели, стабилизато- ры мощности р-п и p-i-n диоды; резонаторы на железо-иттрне- вом гранате (ЖИГ); двухзатворные полевые тран- зисторы
Фазовые модуляторы и де- модуляторы, фазовращате- ли, частотные модуляторы Диоды р-п, p-i-n; однозатворные и двухзатворные полевые транзисторы
Комплексные аттенюаторы Двухзатворные полевые транзисторы
Мощные усилители Биполярные и полевые транзисторы; диоды Ганна и лавинно-пролетные
Автогенераторы и синхрони- зируемые генераторы Туннельные н параметрические диоды — генерато- ры малой мощности; транзисторы, диоды Ганна и лавинно-пролетные — генераторы средней и боль- шой мощности
Генераторы шума Лавинно-пролетные дноды
Умножители частоты Диоды точечные, варакторные, Ганна, лавинно- пролетные; транзисторы; транзисторно-варактор- ные цепочки
Делители частоты Транзисторы; параметрические диоды
Линии задержки, согласо- ванные фильтры, корреля- торы, конвольверы Приборы на объемных и поверхностных акустиче- ских волнах, на магнитостатических волнах, иа ядерном спиновом эхо; приборы с зарядовой связью
28
Таблица 1.4. Пассивные элементы и узлы твердотельных устройств
Элементы и узлы Компоненты, их реализующие
Элементы с сосредоточен- ными параметрами Элементы Lt С с распреде- ленными параметрами Согласуклце-трансформиру- ющие цепи Пленочные резисторы и конденсаторы; печатные катушки индуктивности Отрезки линий передачи различного волнового со- противления Отрезки волноводных, коаксиальных, спиральных, микрополосковых, щелевых, копланарных, свя- занных, диэлектрических и других линий
Колебательные системы Контуры на сосредоточенных элементах L и С; резонаторы бегущей или стоячей волны на от- резках линий передачи, в том числе радиальные, спиральные, печатные, диэлектрические; сферы жиг
Направленные ответвители, мосты, сумматоры и т. п. Приборы с невзаимными свойствами; вентили, цирку- ляторы Фильтры Излучатели электромагнит- ных волн Отрезки линий передачи; балластные резисторы Ферритовые диски; сферы ЖИГ; отрезки линий передачи; магниты Отрезки линий передачи; колебательные системы Открытые концы линий передачи, а также печат- ные и диэлектрические резонаторы с устройствами их согласования со свободным пространством; плоские спирали
Глава 2
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ И УЗЛЫ
ТВЕРДОТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ СВЧ
2.1. ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА ЛИНИЙ ПЕРЕДАЧИ СВЧ
Линии передачи, полосковые, волноводные и коаксиальные
(жесткие или гибкие), используются для передачи сигналов от
передатчика к антенне и от антенны к приемнику, для соединения
блоков аппаратуры, модулей, твердотельных устройств и их уз-
лов. Отрезки линий передачи служат основой конструкции ряда
устройств. Линии должны быть просты в изготовлении, пригодны
для работы в широком диапазоне частот, обладать достаточной
электрической прочностью, минимальными габаритными разме-
рами и массой, устойчивостью к механическим и климатическим
воздействиям и не приводить к недопустимым потерям и искаже-
ниям сигналов. Разработчик ТТУ выбирает необходимую линию
передачи среди имеющихся на основе сопоставления их характе-
ристик или формулирует задание на создание новой линии с не-
обходимыми параметрами.
29
В линиях передачи СВЧ могут распространяться в общем слу-
чае волны 4-х классов: Е — электрические волны, Н— магнитные
волны, Т — поперечные электромагнитные волны и ЕН (НЕ) —
гибридные. Каждый класс включает множество типов волн, отли-
чающихся друг от друга структурой поля, а также значениями
коэффициента распространения, волнового сопротивления, крити-
ческой частоты /кр (начиная с которой данный тип волны может
распространяться) и других параметров. На практике, как пра-
вило, используется только основной тип волны линии передачи,
которому соответствует наименьшее значение fK! (наибольшее зна-
чение Лкр~-<7/кр" (I ец/кр) ')
Коэффициент распространения волны любого типа в реальной
линии ( с потерями)—величина комплексная: у—а+/0, где а —
ко-ффициент затухания, 1/м; 0 — коэффициент фазы, рад/м. Для
н' Ффициента фазы справедливы выражения
0 = 2 л/ЛAr/Уф = Ьгр/с, (2.1)
где Л, Оф, Цр — соответственно фазовая длина волны, фазовая и
групповая скорости волны в линии передачи; с и &-~2л/Л— ско-
рость света и волновое число свободного пространства. Величины
/. п \ связаны между собой соотношением (для волноводов)
A-X/j'l- (А/лкр)2. (2.2)
Величина передаваемой по согласованной линии передачи
мощности Р зависит от амплитуд поперечных составляющих на-
пряженности электрического Е, или магнитного Н । поля и оп-
ределяется выражением
Р = - i l/A|2 <IS— 0,5 Z/; ,н,т ' (2.3)
^Р.Л.Т S± S,
где Zh,n,T— характеристическое сопротивление волн типов Е, Н,
Т соответственно, а 5 --- поперечное сечение линии, через кото-
рую осуществляется передача электромагнитной энергии. Макси-
мальное ш ччение передаваемой мощности ограничивается напря-
женностью пробоя Е± — Е„*П(, (£пр,,б = 29 кВ/см для воздуха).
Потери электромагнитной энергии в линиях передачи, обус-
ловленные в общем случае коночной проводимостью металличе-
ских направляющих элементов (стенок, проводников, основании >,
???идеалыюстью диэлектриков линии, а также ее излучением (<?
’рытые липин передачи), приводят к убыванию амплитуды поля
г< гкшедаваемой мощности при удалении от источника иг экспо-
:•.hi,пильному закону
’ a) £BUX=-£BSe-~ : б) Р11ЫХ - Р|(;. f" : <2 4)
где (Рлу) и (Р..ых)—напряженности потя (x.o;r4.;CC’iii) ?:а
BXC'iC П ВЫХОД? ЛПШШ ПОТСрЯМИ.
Потери в линии длиной I, определяемые выражением L—-
.. Р... . пли (в децибелах)
Л = 101g (PS17/P1!I11X) - 20 1g (£вх. /:,.,,,) «,68 а /, (2.5)
снижают се коэффициент полезного действия т) = РВых/Рвх — e-2ci1^
л 1—2а/. Ими же определяется добротность линии Q, равная соб-
ственной добротности полуволнового резонатора, выполненного на
основе этой линии: 8,686(3/(2а) = 27,3/(аЛ), а—дБ/м, Л—м.
Омические потери L линии передачи сказываются на ее работе
двояким образом: в результате поглощения мощности полезного
сигнала уменьшается его уровень, по кроме того, элементы линии,
находящиеся в термодинамическом равновесии с окружающей
средой, излучают шумовые колебания, учитываемые соотноше-
нием (1.4).
Электромагнитные волны в линиях передачи возбуждаются ге-
нераторами через элементы связи: окна, витки (петли), штыри.
При это',: для возбуждения требуемого типа колебаний необхо-
димо, чпмы: частота колебаний генератора была больше крити-
ческой (/>/,<;,); поле возбудителя имело составляющие векторов
/:, Н, параллельные соответствующим составляющим поля, воз-
буждаемого в линии; связь генератора с линией была оптималь-
ной (максимальную мощность генератор отдает при согласова-
нии его выходного сопротивления с входным сопротивлением ли-
ши:. стабильность его частоты достигается слабой связью с ли-
нией).
2.2. ПОЛОСКОВЫЕ ЛИНИИ ПЕРЕДАЧИ
Общая характеристика. Полосковые линии (IUD и узлы на
их основе широко применяются для работы на ДМВ, СМВ и ре-
же на ММВ. Особенностями ПЛ являются: малые габаритные раз-
меры и масса, поскольку используемый в них диэлектрик пред-
ставляет собой тонкие пластины, а металлические проводники —
гонкие пленки; большая широкополосность — критическая частота
основной волны ПЛ равна пулю (по ПЛ может протекать по-
шлинный ток); удобство сопряжения с активными ПП; невысо-
кая стоимость, поскольку сами ПЛ и СВЧ узлы на их основе даже
весьма сложной структуры могут быть выполнены по единой тех-
гслолш одновременно, а плоская форма их конструкций об.тег-
'зег автоматизацию производства с хорошей воспроизводимостью
параметров и характеристик. Вместе с тем ПЛ обладают низкой
лег.трической прочностью и пригодны для работы на сравнитель-
но небольших уровнях мощности; они имеют заметные потерн
шгргии. малую добротность; для проведения ряда измерений, на-
। мег коэффициента стоячей волны (К.СВ), требуется переход
ла коаксиальную линию.
Наибольшее распространение в настоящее время получила
несимметричная полосковая линия, конструкция и структура по-
ля которой показаны на рис. 2.1,а,б. Цифрами здесь обозначены:
/ -аземленная металлическая пластина; 2 — проводник (прово-
дящая полоска) шириной W и толщиной /; 3— диэлектрическая
но’ыожка толщиной /г. Если подложка имеет гглг6... 10, а
31
2
Рис. 2.1. Устройство и структура электромагнитного ноля несимметричных и
симметричных полосковых линий:
а—ширина подложки; Ъ и h— толщина подложки; W — ширина полоска; / — толщина по-
лоска
1 мм, то такую линию, имеющую .малые размеры, называют
микрополосковой (МПЛ). Далее изображены следующие поло-
сковые линии: симметричная и ее поле (рис. 2.1,в,г), высокодоб-
ротная (рис. 2.2,а), щелевая и ее поле в двух сечениях (рис.
2.2,б,в), копланарная (рис. 2.2,г), связанные и их поле при нечет-
ном и четном возбуждении (рис. 2.26,е), микрополосковая в экра-
не (рис. 2.2,ж).
В МПЛ вследствие большой величины ег поле в основном со-
средоточено в диэлектрике подложки, где оно распространяется в
виде квази-Т-волны. Чтобы краевое поле не приводило к пара-
зитным связям с другими линиями, их полоски должны быть уда-
лены на расстояние, большее тройной толщины h. Для получения
одномодового режима рабочая частота должна быть меньше кри-
тической частоты первого высшего типа волн 75/(/г]/ er—1),
где f — в гигагерцах, h — в миллиметрах. Частота fKp считается
предельной рабочей частотой МПЛ.
Волновое сопротивление МПЛ с погрешностью до 1% может
быть рассчитано [18] при / = 0 по формулам
р УГГ = 60 [In (8h/W) + Г2/(32 /г2)] при W/h < 2; (2.6)
р УГГ = 120 л {W/h+ (2/л) In [17,08 (W/2h + 0,92)]}-’ при W/h>2.
(2.7)
На практике используются МПЛ с р=20... 100 Ом, чаще всего
р=50 Ом, ... 56 (где 6 — толщина скин-слоя) и шириной под-
ложки а, превышающей W не менее чем в 3 раза. При таких па-
32
В)
ж)
Рис. 2.2. Типы полосковых линий:
/ — заземленная металлическая пластина (экран); 2 — проводник; —диэлектрическая под-
ложка
раметрах, например, МПЛ на поликоре на частоте 10 ГГц име-
ет затухание 2... 5 дБ/м. Обычно добротность МПЛ составляет
200 ... 300. Предельная средняя мощность, передаваемая по МПЛ
с Санфировой подложкой, составляет 50... 100 Вт, импульсная
мощность —до нескольких киловатт при скважности импульсов
около 50. Для уменьшения потерь на излучение и его влияния на
соседние устройства, а также для предотвращения воздействия
внешней среды МПЛ помещают в экран (см. рис. 2.2,ж). В этом
случае расстояние от полоски до верхней стенки экрана должно в
несколько раз превышать h. Нахождение проводника и заземля-
ющей плоскости по разные стороны подложки затрудняет зазем-
ление активных приборов и пассивных узлов.
В высокодобротной ПЛ (рис. 2.2,а) поле сосредоточено в двух
Воздушных зазорах между заземленными основаниями и провод-
никовыми полосками, находящимися под одинаковым потенци-
ВЛОМ. Поэтому затухание такой линии, вызываемое только поте-
рями в металле, мало. Проводники высокодобротной ПЛ в нес-
колько раз шире, чем у МПЛ, имеющих такую же подложку и
Величину р. Это упрощает создание узлов па линиях с большим р.
Недостатки линии — увеличенные габаритные размеры, трудность
Симметричной установки подложки между металлизированными
Основаниями и отвода тепла от полосок.
В щелевой (коплапарной) линии на одной стороне подложки.
Размещены два (три) ленточных проводника (см. рис. 2.2,6, в,г).
Гри ег^> 1 поле концентрируется в области щелей этих линий и
потери на излучение малы. Силовые линии вектора Е направле-
ны поперек щелей, что делает удобным включение в ее плоскости
2- 87 33.
ПП и сосредоточенных элементов. Наличие в щели областей с
круговой поляризацией магнитного поля позволяет создавать на
основе этих линий невзаимные ферритовые устройства (см. § 2.4).
С расширением щелей волновое сопротивление линий увеличива-
ется, обычно оно составляет 100... 200 Ом. Заземление активных
приборов в устройствах на щелевых и копланарных линиях осу-
ществляется проще, чем в МПЛ, однако отсутствие металличе-
ского основания затрудняет отвод тепла.
В связанной линии (см. рис. 2.2,б,е) могут существовать вол-
ны с четным распределением поля, с нечетным, а также совокуп-
ность этих волн. Поэтому связанные линии характеризуются дву-
мя значениями волновых сопротивлений: ро0 при нечетном виде
возбуждения и рОе при четном (обозначения индексов произошли
от английских слов odd — нечетный, even — четный).
Значение роо(рое) равно входному сопротивлению одной линии
бесконечной длины при наличии второй бесконечной линии, ког-
да обе они возбуждены противофазно (синфазно). Величины р0о
и рОе не зависят от частоты и определяются размерами ПЛ и зна-
чением ег заполняющего линию диэлектрика. Для их нахождения
можно воспользоваться формулами и графиками, приведенными,
например, в [18, 19]. Если на вход одной из связанных парал-
лельных линий подать мощность Р\, то мощность Р2, перешедшую
во вторую линию, можно найти из соотношения
Р2 = k~c sin2 0/( 1—cos2 0), (2.8)
где kc= (pot—poo)/(poe + poo) — коэффициент связи, a 0 = 2n//A —
электрическая длина участка связи линий. С использованием это-
го соотношения рассчитываются направленные ответвители, мо-
сты и т. п., реализуемые на связанных линиях.
На рис. 2.3 'показаны конструкции перпендикулярных (а) и
соосных (б) коаксиально-полосковых, волноводно-полосковых пе-
реходов (в, г), а также переходов от щелевой линии к коаксиаль-
ной (б) и микрополосковой (е).
Материалы подложек и проводников ПЛ. Подложка как основ-
ной элемент ПЛ и несущая конструкция ГИС должна обладать
малыми потерями, достаточно большой величиной е,г и постоянст-
вом ее значения в широком диапазоне частот и температур; иметь
хорошее сцепление с проводящим слоем (адгезию); быть химиче-
ски стойкой, механически прочной, однородной по' составу; допу-
скать механическию обработку — резание, сверление, полировку
до 12... 14 класса шероховатости (среднее арифметическое откло-
нение профиля при этом составляет 0,04... 0,01 мкм); обладать
теплопроводностью, достаточной для устранения самоперегрева
компонентов и элементов ГИС.
Параметры наиболее употребительных неорганических мате-
риалов (флан-оргапический, GaAs-полупроводник) подложек ПЛ
и ГИС в порядке увеличения гг приведены в табл. 2.1. Напомним,
что коэффициент теплопроводности 7<т [Вт (м-°С)-1] численно
равен количеству тепла, протекающему за секунду через противо-
34
Рис. 2.3. Конструкции перехода между линиями передачи СВЧ различных типов
положные грани единицы объема вещества при разности их тем-
ператур в ГС. Температурный коэффициент линейного расшире-
ния (ТКЛР) ат, :'СЧ — отношение приращения А/ линейного раз-
мера I образца к изменению температуры АТ, вызвавшему это
приращение: ат=(1//) (AZ/A71).
Таблица 2.1. Параметры материала подложек полосковых линий на 10 ГГц
[4. 18]
Материал подложки 10' tg 6 юкг Вт- (м-с)-1 1О’ ат, °C-' Класс шеро- ховатости по- верхности
Кварц 3,75 1 0,59 0,96 5,5 14
Брокерит-9 6,8 6 16,7 60...92 8...9
СТ-38-1 7,25 2 — 38 13 . 14
22ХС 9,35 10 1,34 61 11
Сапфирит 9,4±0,1 1 2,09 2,51 ‘62 —
Поликор 9,6 1 2,51 75 13.. 14
А995 9,65 1 1,67 62 ——
ГМ 9,8 1 1,67.. 2,51 62 66 12
СТ-32-1 10 3...5 — 35 13.. 14
КШО 10 5 0,29 — —
Сапфир 10,5±1,2 1 2,51...4 50 ..67 14
Кремний 11,5 150 7... 15 42 14
Ферриты 12,5+4 10... 100 '2,5 — 12.. 13
Арсенид галлия 13,3 16 4,19 57 14
КП15 15 5 0,29 —
Флан-2--16 9,6±6,8 15 2...5 — —
2*
35
зонатор в отличие от контуров имеет множество собственных час-
тот, то это может привести к появлению паразитных полос про-
пускания.
По принципу действия фильтры разделяются на отражающие
и неотражающие. Волны, отраженные отдельными элементами
отражающего фильтра, компенсируются на его входе в полосе
пропускания. В результате на частотах этой полосы фильтр в
целом оказывается согласованным с линией передачи. В полосе
задерживания такой компенсации не происходит, электромагнит-
ные колебания отражаются от входа фильтра, образуя стоячую
волну, сигнал на выход фильтра не поступает.
Рис. 2.15. Многозвенные фильтры СВЧ:
а — коаксиальный ФНЧ; б — коаксиальный ППФ; в — полосковый стержневой ППФ; г —
волноводный ППФ на индуктивных диафрагмах
52
Вход неотражающего фильтра согласован с источником сиг-
нала на всех частотах. Колебания на частотах полосы пропуска-
ния поступают через фильтр в нагрузку, а на частотах полосы
задерживания поглощаются специальными поглотителями, входя-
щими в состав фильтра или подключенными к его дополнитель-
ным выходам.
Фильтр может быть настроенным на фиксированную частоту
и перестраиваемым путем сопряженной перестройки всех его-
звеньев-резонаторов способами, указанными в § 2.5.
В зависимости от вида используемых элементов фильтры СВЧ
могут быть волноводными, коаксиальными, полосковыми, твердо-
тельными. Волноводные фильтры имеют сравнительно малые по-
тери в полосе пропускания, выдерживают значительные уровни
мощности, но их масса и габаритные размеры велики. Коаксиаль-
ные и полосковые фильтры имеют меньшие массу и габариты, но
большие потери и меньшую пропускаемую мощность, чем волно-
водные. Твердотельные фильтры характеризуются малыми разме-
рами, потерями, пропускаемой мощностью.
При разработке фильтров, помимо требуемых электрических
характеристик, учитывают возможность их перестройки и удоб-
ство подстройки, необходимой вследствие влияния корпуса, неод-
нородностей материала и других факторов, а также совместимость
их конструкции с другими элементами ТТУ и модулей СВЧ.
Важным параметром фильтра является его затухание, вноси-
мое в тракт. Полосу частот с малым допустимым затуханием на-
зывают полосой пропускания, а с большим требуемым — полосой
задерживания. По взаимному расположению полос пропускания
и задерживания различают фильтры нижних частот (ФНЧ),
фильтры верхних частот (ФВЧ), полосовые фильтры (ПФ), ре-
жекторные фильтры (РФ).
Принято считать, что к узкополосным полосовым (задержи-
вающим) относятся фильтры, имеющие относительную полосу
пропускания (задерживания) до 3%, к среднеполосным — от 3
до 10%, к широкополосным — свыше 10%.
Электрические характеристики фильтров СВЧ. Основной харак-
теристикой фильтров частотной селекции является амплитудно-
частотная характеристика (АЧХ) — зависимость вносимого филь-
тром затухания L от частоты f или от специально вводимой час-
тотной переменной v, имеющей смысл относительной расстройки
v = f/fo——fo)/fo. Эта зависимость, называемая' функцией'
рабочего затухания, связана с коэффициентом отражения Г от
входа фильтра соотношением
J _ РВХ _ РВХ __ 1 |
/’вых -Рвх(1-|Г|2) 1— |Г|®
Рабочее затухание принято выражать в децибелах: L=101gX
X (Рвх/Рвых) .
У фильтров с максимально плоской характеристикой (характе-
ристикой Баттерворса) затухание возрастает монотонно (на рис.
В ГИС чаще всего применяют поликор, в низкочастотной ча-
сти сантиметрового диапазона — глиноземистую керамику 22ХС
или ситалл СТ-38-1, в высокочастотной части и на ММВ — кварц,
имеющий небольшое, но весьма стабильное значение ег. В уст-
ройствах с повышенным тепловыделением применяют подложки
из брокерита (окиси бериллия), отличающегося высокой тепло-
проводностью. Для реализации невзаимных устройств применя-
ются ферритовые подложки (иногда в виде дисков).
Материал проводников ПЛ должен обладать высокой электро-
проводностью, малым температурным коэффициентом сопротив-
ления, легко напыляться или электролитически осаждаться на
подложку.
При тонкопленочной технологии вначале на подложку напы-
ляют пленки хрома, ванадия или титана (толщиной 0,01 ...0,02
мкм), обладающих хорошей адгезией, на которые затем наносят
пленки меди, серебра или золота. При толстопленочной техноло-
гии смеси на основе золота или серебра вжигаются в керамику
.подложки.
2.3. ВОЛНОВОДНЫЕ И КОАКСИАЛЬНЫЕ ЛИНИИ ПЕРЕДАЧИ
Прямоугольные волноводы. Применяются в ТТУ в виде коротких отрезков,
имеют следующие особенности. В качестве рабочего чаще всего используется
основной тип волны (мода, поле) /710, структура которой для режима бегу-
щей волны показана на рис. 2.4. Как видно из рисунка, в этом режиме мак-
симум электрического поля Ev совпадает с максимумом Их и сдвинут вдоль
координаты z на А/4 относительно центра семейства петель магнитных сило-
вых линий. В волноводе при режиме бегущей волны имеются два сечения Xi =
— (a/n.)arctg(A/2a) »а/4 и х2 = а—Xi«3a/4, в которых вектор Н имеет кру-
говую поляризацию. Направление вращения этого вектора во времени в фик-
сированной точке наблюдения в сечениях X) и х2 зависит от направления рас-
пространения волны //io (в направлении z или —г). Это свойство поля волны
/7ю используется в невзаимных ферритовых приборах, некоторых типах направ-
ленных ответвителей и щелевых антеннах.
Рис. 2.4. Структура элек-
тромагнитного поля ос-
новной волны /Ло прямо-
угольного волновода
30
Фазовая длина волны поля Я1о в соответствии с (2.2) определяется выра-
мнением
Л/Ло = 1/1 -(</2 а)2. (2.9)
Теоретически одномодовый режим работы волновода с размерами aXb
при а>& на волне //ю сохраняется в октаве Хтах/Хт,-п=Хкр н10/А.ир/у20 =
= 2а;'а=2, где ХКри1о и ^кр//2„ —критические длины воли полей /До и Нм-
Однако работа на длинах волн, близких к Хкр н20 =а, нежелательна из-за
опасности возникновения поля /До вследствие нестабильности частоты генера-
тора и увеличения протяженности области местных полей вблизи неоднород-
ностей. При длине волны генератора, близкой к XKpjjio ~2а, уменьшается уро-
вень передаваемой мощности и резко возрастают затухание реального волно-
вода и величина Ая 1#. Увеличение приводит к сильному изменению от-
носительного расстояния //Л между думя элементами волноводного тракта да-
же при незначительных колебаниях частоты генератора. Это нарушает нор-
мальную работу фильтров и других волноводных устройств. Поэтому рабо-
чий диапазон длин волн находится в пределах 1,05а<Х< 1,6а. Если уровень
потерь не имеет существенного значения и мощность, передаваемая по вол-
новоду, невелика, то размер b выбирается малым (Ь «0,1а). Такие волноводы
имеют меныпие массу и габаритные размеры и лучше согласуются с иизкоом-
Ш.1МИ коаксиальными линиями. Уменьшение поперечных размеров волновода
достигается также заполнением его диэлектриком с большим значением вг,
однако при этом возрастают потери электромагнитной энергии.
Прямоугольные волноводы имеют простую жесткую конструкцию, высокую
электрическую прочность, малые потери. Их основными недостатками являются
большие масса и габариты, а также узкополосность (ширина полосы составля-
ет <-колс 40% средней частоты), определяемая сильной дисперсией и возникно-
вением условий для распространения других типов колебаний на высоких ча-
сютах. Для примера в табл. 2.2 приведены параметры нескольких волноводов,
используемых в современных средствах связи СВЧ.
Применяемые иногда в ТТУ волноводы П- и Н-сечения имеют в несколько
раз большую полосу пропускания, меньшие поперечные размеры, но и большие
потери.
Диэлектрические волноводы. Благодаря технологичности изготовления,
меньшей критичности к допускам, малым потерям, дешевизне в ТТУ ММВ ис-
пользуются диэлектрические волноводы (ДВ) различной формы поперечного
сечения. Прямоугольный ДВ, как правило, укрепляется непосредственно на ме-
таллической подложке (его называют зеркальным); иногда между ними для
снижения потерь вводится тонкий слой диэлектрика с малым значением ет
(его называют изолированным). Изготавливаются ДВ из материалов, указан-
ных в табл. 2.1, могут использоваться и различные композиционные диэлектри-
ки с е, = 4 ... 10 и tg 6 = (3 ... 8) 10~4.
В ДВ распространяются волны, обозначаемые ЕН или НЕ, так как они
имеют продольные составляющие как вектора Е, так и вектора Н. Поля этих
коли сосредоточены не только внутри ДВ, но и вне его вблизи поверхности.
Теоретически поле в ДВ может распространяться при любой частоте, од-
ин ко его концентрация резко убывает с уменьшением частоты ниже некоторого
Пределл.
37
Т а б л и и а 2.2. Параметры латунных прямоугольных волноводов
Размеры внутренние а х Ъ, м м 7,2x3,4 11X5,5 !6'<8 28,5X12,5 3/ -
Рекомендуемый 26,4.„40 18.„26,5 11,9... 18 6,57...9,99 5,33 8,17
диапазон, ГГц Масса одного по- 0,213 0,314 0,688 2,413 2,856
тонкого метра, кг Погонные потери, дБ/м 0,6 0,4 0,2 0,103 О.С75
В областях изгибов, изменения сечения и параметров ДВ допол л г-,ьно
возникают волны излучения, амплитуда которых уменьшается с увеличением
ег, рабочей частоты, поперечных размеров и радиуса изгиба.
Имеются сообщения, что в коротковолновой части диапазона ММВ паилуч-
!ними характеристиками обладают диэлектрические щелевые волноводы (ДЩВ),
являющиеся сочетанием прямоугольного ДВ и щелевой линии (рис. 2.5,0,-. Они
отличаются малыми потерями, удобством подключения полупроводниковых
приборов, певзаимных устройств и другими достоинствами. Их волны имеют
устойчивую поляризацию, слабую дисперсию. Отличием таких ДЩВ от дву-
сторонней экранированной полосковой щелевой линии является большая тол-
щина диэлектрической подложки, примерно равная Х£/2. На этом же рисунке
показаны (без экрана) другие ДЩВ—однослойная щелевая линия, называемая
также Д-лииией (рис. 2.5,6), несимметричная щелевая линия (рис. 2.5,в).
Коаксиальные линии. Передача электромагнитной энергии по коаксиаль-
ной линии (рис. 2.6,а) осуществляется, как правило, с использованием Т-волн,
которые могут распространяться на любой частоте, в том числе и па f->0.
Высшие типы волн классов Е и II в коаксиальной линии не распространяются,'
если л>л(/Д+.?2). Коэффициенты фазы Т-волны линии с воздушным запол-
нением равен волновому числу свободного пространства |3=6 = <в |/ ер..
Структура поля Т-волны, показанная на рис. 2.6,6, описывается при ампли-
туде напряжения в линии U, выражениями
U Ег
£'=—
Поскольку Ег, Ну пропорциональны 1/г, то при тонком внутреннем проводнике
возрастают потери и опасность пробоя. При согласовании коаксиальных
линий учитывают их волновое сопротивление
р = U/I = U! \i Ну rd ср =-- 60 In (Ri/R1)l']/Tr=^\38 1g (Rz/RJ/V^r i.2.11>
Рис. 2.5. Плоскостные щелевые лнннн
38
Л' 58,ч25 72X3!
4.6-...7,0 3,22...4,9 2,6...3,95
3,524 3,916 4,058
О.Г'46 0,032 0,025
Наибольшую электрическую прочность имеют коаксиальные линии с р«
-ДЮ Ом, наибольшая мощность может быть передана по линии с р = 30 Ом,
минимальными потерями обладают линии с р = 77 Ом. Поэтому наиболее рас-
пространены линии с р = 50 Ом, параметры которых по указанным показате-
лям близки к оптимальным. Выпуск линий с р = 75 Ом объясняется тем, что они
б(ч всяких дополнительных устройств оказываются согласованными с актив-
ши! составляющей входного сопротивления полуволновых вибраторов антен-
ных устройств.
В модулях СВЧ применяются полужесткие миниатюрные коаксиальные ка-
Сл ли. обладающие пластичностью и сохраняющие приданную им в процессе
монтажа форму. Приведем [20] основные характеристики и параметры полу-
жестких кабелей РК-50-3-28Пр и РК-50-3-29Пр. Их наружный проводник (мед-
ная трубка с внешним диаметром 3,4 мм) отделен обмоткой из фторопластовой
пленки ст центрального сталемедного проводника, диаметр которого равен ди-
аметру шгыря разъема 3.5/1,52. Последнее существенно упрощает монтаж трак-
тов СВЧ. Волновое сопротивление кабелей (50±1) Ом. Их затухание на ча-
eioie 3 ГГц — 0,8 дБ/м, 10 ГГц—1,7 дБ/м, 30 ГГц — 3,2 дБ/м (на частоте
10 ГГц потери такие же, как у заполненного диэлектриком волновода сечени-
ем 2 ’- 10 мм, и в несколько раз меньше, чем у микрополосковой линии сече-
нием ;”'?<3 мм). Затухание экранирования НО дБ; допустимая передаваемая
мощность 50 Вт (на [=10 ГГц); масса 41,5 г/м; минимальный радиус изгиба
8 мм; строительная длина 2 м. Рабочая температура кабелей РК-50-3-28Пр
от- Г,') до -'-100е С, РК-50-3 29Пр от -60 до ! 125° С.
2.4. НЕВЗАИМНЫЕ ФЕРРИТОВЫЕ УСТРОЙСТВА СВЧ
Свойства СВЧ ферритов. Ферритовые приборы применяются
it;i СВЧ как развязывающие устройства (вентили и циркулято-
ры), а также в качестве перестраиваемых фильтров. Их характе-
ристики и параметры всецело определяются свойствами ферритов,
представляющих собой смеси окислов Fe и других металлов, на-
пример Мп, Со, Ni, Zn, Cd, Mg. Ферриты имеют вид керамики, с
трудом поддаются механической* обработке, обладают большими
удел;.ним сопротивлением (свыше 106 Ом-см) и относительной
дитлек!рпческой проницаемостью (ег = 5... 20). Потери ферритов
малы (lgft= 10-3... 10"4), поэтому в отсутствие подмагничивания
они практически «радиопрозрачны» для колебаний СВЧ.
39
Ферриты могут иметь монокристаллическую или поликристал-
лическую структуру. Монокристаллы ферритов представляют со-
бой правильные многогранники с упорядоченным строением крис-
таллической решетки во всем объеме, поликристаллический фер-
рит состоит из большого числа сросшихся, хаотически располо-
женных мелких кристаллов.
Образец феррита имеет малые области, называемые домена-
ми, каждый из которых намагничен до насыщения. Векторы на-
магниченности доменов в обычных условиях ориентированы бес-
порядочно, поэтому образец в целом может быть ненамагничен-
ным. Тепловое движение нарушает ориентацию магнитных момен-
тов электронов. Поэтому с ростом температуры намагниченность
доменов уменьшается и при температуре Кюри tc = 100... 600° С
она исчезает вследствие полной дезориентации магнитных момен-
тов.
Магнитные моменты электронов, находящихся в постоянном
подмагничивающем поле Но, ориентированы вдоль его направле-
ния. Если в этих условиях на электрон воздействует еще и пере-
менное магнитное поле, вектор Н~ которого вращается по часо-
вой стрелке (если смотреть .вдоль Но), то возникает прецессия
магнитного момента (оси вращения) электрона. При круговой
частоте переменного поля, равной
<°о = То (2.12)
где уо~0,22 МГц-рад • м-А-1 — гиромагнитная постоянная, Яо —
в А/м, наступает ферромагнитный резонанс, проявляющийся
в резком увеличении потерь в поликристаллической структуре
феррита. В монокристаллах потери при резонансе невелики. Это
явление позволяет рассматривать отдельные электроны, их сово-
купности в домене, а также ферритовый образец в целом как ко-
лебательные системы с малой или большой собственной доброт-
ностью. Из (2.12) следует, что при увеличении напряженности пи-
ля Но до 10 000 А/м и более частота /о = О,О35Яо соответствует
диапазону СВЧ. Если поле Н~ вращается против часовой стрел-
ки, то ферромагнитный резонанс отсутствует и волна, соответст-
вующая такому полю, проходит через феррит практически без
потерь.
Свойства намагниченной ферритовой среды, различные для
СВЧ полей с противоположным направлением вращения вектора
Н~, учитывают, вводя два значения магнитной проницаемости:
для волн с правым (по часовой стрелке) вращением вектора
Н~ и ц- для воли с левым вращением Н~ . Различное значение
и приводит к различию коэффициентов фазы р.и = (о]/Гещ-
и р_-. <о]А6ц_ и, следовательно, фазовых скоростей волн с Н^
правого и левого вращения.
40
При учете потерь в феррите его магнитная проницаемость ока-
зывается комплексной ц± = ц'±+/ц'З, где мнимая часть р"± ха-
рактеризует потери электромагнитной энергии поля СВЧ. Обычно
рассматривают зависимости р/ и ц" не от частоты, а от величины
и направления намагничивающего поля Но, изменение которых
позволяет регулировать параметры феррита.
Зависимости р/ и р" от величины подмагничивающего поля
(при постоянной частоте СВЧ поля) показаны на рис. 2.7. На
этом рисунке условно выделены четыре области намагничивания,
используемые в приборах СВЧ.
В области I, соответствующей Яо<С7/рез, значения р"±~0, а
р'.| и р'_ положительны и различны. Соответственно различают-
ся фазовые скорости распространения электромагнитных волн с
правым Уф+ и левым Пф_ направлениями вращения плоскости по-
ляризации вектора ЯД. Такое подмагничивание применяется в
приборах, действие которых основано на различии фазового сдви-
I а волн правого и левого вращения.
Область II соответствует H0<.HPQ3, р'С ^О и р'-^р'+^О.
При таком подмагничивании феррит вызывает существенное ис-
кажение структуры поля волны с Я_ правого вращения. Это яв-
ление используется в вентилях со смещением поля. В области III
р."-, >р0, при таком подмагничивании резко возрастают потери
энергии волны правого вращения из-за ферромагнитного резо-
нанса. Это явление используется в вентилях резонансного типа.
Зависимость р"+ от Яо, имеющая вид резонансной кривой,
определяется резонансными свойствами элементарных резонато-
ров— электронов, каждый из которых обладает свойствами высо-
кодобротной колебательной системы. Нерегулярность внутренне-
го строения ферритового образца и влияние формы его поверх-
ности приводят к тому, что подмагничивающее поле внутри фер-
рита неоднородно. Поэтому резонансные частоты электронов, на-
ходящихся в точках с различным по величине полем Яо, также
будут различны, а результирующая резонансная кривая расширя-
ется.
Добротность феррита фф определяется шириной резонансной
кривой р'/+ на уровне, равном половине от максимального:
<2ф=Ярез/(2дЯ0) = /0/(2д/). (2.13)
Зарезонансной области IV соответствуют большие значения
Но'. -//рез, при которых реализуются зарезонансные циркуляторы.
Ферритовые вентили. Вентиль представляет собой устройство,
которое пропускает сигнал в прямом направлении и поглощает
сигнал, распространяющийся в обратном направлении.
Основным элементом волноводного вентиля резонансного типа
(рис. 2.8,а) является ферритовая пластина, находящаяся в пос-
тоянном подмагничивающем поле Но и помещенная в сечение
ti \| (рпс. 2.8,6), в котором поле Я_ основной волны HiQ имеет
41
Рис. 2.7. Зависимость составляющих р', jiz/ от
величины подмагничивающего поля
Рис. 2.8. Ферритовый вен-
тиль резонансного типа
круговую поляризацию. При распространении волны Нг0 по вол-
новоду в направлении координаты (—z),t. е. к читателю, вектор
магнитного поля будет вращаться по часовой стрелке, если
смотреть вдоль Но. Если при этом Но соответствует области III
(см. рис. 2.7,6) и для рабочей частоты выполняется условие (2.12),
то распространение такой волны будет сопровождаться потесями
электромагнитной энергии за счет поглощения ее ферритом.
Ослабление волны, распространяющейся в обратном направле-
нии вдоль координаты z (от читателя), будет незначительным, так
как ее вектор Н~ вращается против часовой стрелки и ц"_ мало
(область III рис. 2.7,6).
В вентиле со смещением поля на ферритовую пластину, рас-
положенную у боковой стенки волновода, наносят пленку из пог-
лощающего материала (рис. 2.9). Поясним принцип работы тако-
го вентиля, считая, что в волноводе распространяются волны в
прямом (вдоль координаты z) и обратном направлениях (направ-
ления распространения на рис. 2.9 указаны стрелками).
42
Диэлектрик
Рис. Устройство вентиля со смещением поля (а) и распро.-, ранение в нем
пр I" .! в обратной волн (б)
Исли напряженность постоянного магнитного поля Яо соответ-
ствует области II (см. рис. 2.7,а), в которой ц'+^О, то структура
Поля волны Я10, распространяющейся вдоль координаты z с пра-
вым вращением вектора Я_, сильно искажается. Подбором тол-
щины ферритовой пластины и ее параметров добиваются получе-
ния минимума электрического поля этой волны в области погло-
щающей пленки. Поэтому прямая волна проходит через вентиль
с малым затуханием (рис. 2.9,а).
Ноле обратной волны Ящ имеет левое вращение вектора Я_
И ему соответствует Большое значение диэлектрической
проницаемости в,- феррита обусловливает концентрацию электри-
ческого поля обратной волны на краю пластины, где нанесена
поглощающая пленка. Поэтому обратная волна испытывает зла-
ми ольпое ослабление из-за потерь в поглощающей пленке (рис.
2.9,6).
43
Существенным достоинством вентилей со смещением поля по
сравнению с резонансными является меньшая напряженность под-
магничивающего поля и, следовательно, меньшая масса и габа-
ритные размеры магнитов.
Интересно отметить, что при одинаковых размещении в волно-
воде феррита и 'направлении подмагничивающего поля Но направ-
ления передачи резонансного вентиля и вентиля со смещением
поля противоположны.
Основными параметрами вентиля являются прямое затухание,,
составляющее десятые доли децибел, развязка (ослабление в об-
ратном направлении), превышающая 15 ...20 дБ и КСВ = 1,02... 1,5.
Круговая поляризация магнитного поля в микрополосковых
вентилях создается за счет применения полоскового проводника в.
виде гребенки, подсоединения к нему реактивных шлейфов, а так-
же использования щелевых и копланарных линий. Созданы мик-
рополосковые сверхширокополосные вентили (до двух октав и
более), в которых у одной из сторон плавно изменяющегося по-
ширине проводника МПЛ расположен поглотитель. В зависимос-
ти от направления распространения в ферритовой подложке элек-
тромагнитная волна сосредоточивается (эффект смещения поля}
у одной или другой стороны проводника, испытывая резко отли-
чающиеся (большое или малое) затухания.
Циркуляторы Y- и Х-типа. Различие в подмагниченных ферри-
тах фазовых скоростей волн, для которых направления вращения
Рис. 2.10. Y- и Х-циркуляторы:
а, б — койструкция; в — Х-циркулятор на основе двух Y-циркуляторов; г — применение
Х-циркулятора
44
вектора Н~ противоположны, позволяет создать простые по уст-
ройству, компактные трех- и четырехплечие циркуляторы (рис..
2.10). Они представляют собой торцевое соединение трех (четы-
рех) полосковых линий или волноводов в плоскости Н под
углом 120° (90°). В центре соединения устанавливается феррито-
вый диск 5, находящийся в постоянном поле дискового магнита 6.
Принцип работы волновых циркуляторов поясним с помощью
рис. 2.10,а. Волна Ню, поступающая на вход циркулятора по вол-
новоду 1, преобразуется в области феррита в две волны, которые
обегают диск навстречу друг другу, одна по часовой стрелке, дру-
гая против нее. Направления вращения вектора Н~ образовав-
шихся волн противоположны (в точках А и В), поэтому их фазо-
вые скорости при подмагничивании феррита однородным полем
Но, различны: Пф±= 1/Х&Ц±- Параметры феррита и напряженнос-
ти поля подбирают так, чтобы обе волны приходили к волново-
ду 2 в фазе, а к волноводу 3 в противофазе. При этом электро-
магнитная энергия будет поступать из волновода 1 в волновод 2
и не попадать в волновод 3. Аналогичным образом поясняется
прохождение энергии из плеча 2 в плечо 3, из плеча 3 в плечо 1
и принцип работы четырехплечего Х-циркулятора (рис. 2.10,6).
Заметим, что Х-циркуляторы могут быть получены также соедине-
нием двух Y-циркуляторов (рис. 2.10,в). Потери циркуляторов в
прямом направлении составляют 0,15... 0,5 дБ, в обратном (раз-
вязка) — свыше 20...30 дБ.
Циркуляторы, в частности, используются для развязки прием-
ника от передатчика при работе на одну антенну и для подклю-
чения (рис. 2.10,г) входных МШУ. Циркуляторы с изменяемым
направлением подмагничивающего поля Но могут использовать-
ся как переключатели на два канала. Подключая к одному из
плеч Y-циркулятора согласованную нагрузку, получают вентиль.
Основой конструкции микрополосковых Y-циркуляторов слу-
жат металлические диски (рис. 2.11,а) с присоединенными к ним
полосковыми проводниками. Диски устанавливаются на феррито-
вой или ферритодиэлектрической подложке (между подложками
Рис. 2.11. Топология микрополоскового циркулятора
45
при симметричной ПЛ), которая находится в поле постоянного
магнита. Вырезы на краях диска (рис. 2.11,5) служат для полу-
чения круговой поляризации магнитного поля полосковых линий
и замедления скорости распространения волны (благодаря этому
удается уменьшить размеры циркулятора), а также для расшире-
ния рабочей полосы частот.
2.5. КОЛЕБАТЕЛЬНЫЕ СИСТЕМЫ СВЧ
Общие свойства. В качестве колебательных систем ТТУ иног-
да используются контуры на элементах с сосредоточенными па-
раметрами (в цепях согласования на частотах до 1 ГГц); как
правило, применяют резонаторы плоские (печатные), твердотель-
ные и совсем редко полые объемные.
Накопление энергии в колебательных системах происходит за
время, гораздо большее периода колебаний. Электромагнитные
колебания в резонаторах существуют в виде бегущи.ч или стоя-
чих волн. В идеальном (без потерь) резонаторе стоячих волн мо-
жет существовать множество видов незатухающих колебаний с
собственными частотами cov. Каждый вид характеризуется опре-
деленной структурой поля и периодическим переходом электриче-
ской энергии WE в магнитную WI{ и обратно. Напряженность
электрического поля достигает своего максимума одновременно во
всех точках резонатора, напряженность магнитного поля в этот
момент равна нулю. Через четверть периода вся энергия запаса-
ется в магнитном поле, а электрическое поле исчезает.
При подключении генератора с частотой к реальному
резонатору в нем будут возбуждаться вынужденные колебания на
частоте сог. Амплитуда этих колебаний, возрастая при G)r->o)v,
становится максимальной при равенстве этих частот. Ее значение
определяется добротностью резонатора для данного вида колеба-
ний. В установившемся режиме вынужденных колебаний энергия,
поступающая в резонатор, расходуется только на восполнение
потерь. При импульсном возбуждении, когда на резонатор воз-
действует широкий спектр частот, в нем могут возбудиться сразу
несколько видов колебаний, каждый на своей собственной час-
тоте.
Требуемый вид колебаний возбуждается в резонаторе теми же
способами, что и в линии передачи (§ 2.1). Однако здесь должно
выполняться условие co,. = cov, а не оъ>С1)кр. Точное аналитическое
определение собственных частот возможно только для немногих
простейших форм резонаторов. Реальный резонатор с его элемен-
тами связи, подстройки, различного рода нерегулярностями при-
нято характеризовать резонансными частотами м0/, на которых
амплитуда электромагнитных колебаний принимает максималь-
ные значения (обычно coo;~<ov)-
Основными параметрами резонаторов являются резонансные
частоты, добротность, эквивалентная входная проводимость (оп-
ределяющая, в частности, реакцию, которую оказывает резонатор
46
на режим в линии передачи, будучи включенным в нее в качест-
ве проходного или оконечного элемента).
Реальный резонатор, обладающий потерями, может рассматри-
ваться вблизи резонанса как контур, добротность которого о"ре-
деляется выражением
Q = /о/(2 А /) = «0 C/G = о)0 WE /Рп = со0 Wh/Pu = 0O W/Pa. (2.14)
Согласно (2.14) добротность равна отношению реактивной прово-
димости эквивалентного контура cooC к активной G и пропорцио-
нальна запасенной энергии W при резонансе к мощности потерь
Рц. Поскольку каждый вид колебаний имеет свою структуру по-
ля и резонансную частоту, то добротность резонатора на различ-
ных видах колебаний будет также различной (каждому виду со-
ответствует свое распределение токов по металлическим поверх-
ностям резонатора и свое значение коэффициента связи с наг-
рузкой даже при одном и том же элементе связи).
Мощность потерь слагается из мощности потерь в металле
стенок Р„, мощности потерь в диэлектрике, заполняющем волно-
вод, Рл и потерь за счет утечки энергии во внешние цепи через
элементы связи Рс, поэтому (2.14) можно преобразовать к виду
1/Q - Рм/(со„ IF) -|- Рд/(а>0 II7) + Рс/(о0 W) = 1/QH -{- 1/Q;i + 1/QC, (2.14а)
где Q — нагруженная добротность резонатора, a QM, QA и Q. —-
частичные добротности, определяемые вышеуказанными потерями.
Иногда вводят собственную добротность Qo, определяя ее как
1/Qo= 1/Qm+ 1/Q.i- Величину Qc называют внешней добротносью
или добротностью связи.
Перестройка частоты резонатора при его работе на одном и
том же виде колебаний может быть механической — изменением
размеров объемного резонатора или емкости подключенного к не-
му переменного конденсатора (на ДМВ), а также электронной
изменением емкости встроенного варакторного диода или р фер-
ритового резонатора. Подстройка частоты любого резонатора в
небольших пределах достигается внесением в его электрическое
поле металлического или диэлектрического тела (при этом резо-
нансная частота понижается), а также внесением в его магии гное
поле металла (резонансная частота увеличивается) или феррита
(частота понижается).
Особенности плоских (печатных) и объемных резонаторов. Ко-
роткозамкнутые четвертьволновые резонаторы на МПЛ имеют ма-
лые габаритные размеры и потери на излучение, а также сравни-
тельно высокую добротность (Q = 200... 300), по необходимость
введения короткозамыкателя усложняет их конструкцию. Более
просты в изготовлении разомкнутые на концах полуволновые ре-
зонаторы, имеющие вследствие потерь на излучение более низкую
добротность (Q~ 100). Для уменьшения потерь им иногда прида-
ют подковообразную форму — излучение с концов компенсирует-
ся их противофазными полями. Полуволновые щелевые резонато-
ры по излучают с концов. Уменьшить их линейный размер мож-
47
по, придавая им форму подковы или продольного сечения ганте-
ли.
Прямоугольные и дисковые печатные резонаторы с полями ви-
да £ою, £по и другими в настоящее время широко используются
как излучатели антенных решеток [18, 21]. На рис. 2.12 показа-
ны прямоугольные резонаторы — излучатели волн круговой по-
ляризации. Необходимый сдвиг фазы на 90° составляющих поля
излучения создается за счет удлинения на Л/4 одной ветви цепи
питания (рис. 2.12,а) излучателя или его асимметрией (рис. 2.12,6)
(некоторым аналогом может служить турникетная антенна кру-
говой поляризации с попарно неравными вибраторами). На про-
тивоположных краях резонатора нормальные составляющие поля
противофазны, а параллельные подложке — синфазны. Склады-
ваясь, эти составляющие образуют поле излучения в направлении,
перпендикулярном подложке.
Плоские (печатные) резонаторы, в том числе и излучатели
электромагнитных волн, хорошо сопрягаются с ИС, позволяя соз-
давать многофункциональные ТТУ.
Полые объемные резонаторы в ТТУ используются весьма ред-
ко, когда добротность, например, диэлектрического резонатора
оказывается недостаточной. Они могут быть регулярными и слож-
ной формы.
Регулярные резонаторы представляют собой отрезки однород-
ных линий передачи длиной l — kXI2 (k=\, 2, 3) волноводных и
коаксиальных, замкнутых на концах. К этой же группе резона-
торов относятся радиальные, спиральные, а также кольцевые ре-
зонаторы бегущей волны (линия передачи свернута в кольцо и
замкнута сама на себя), в которых электрическое и магнитное
поля бегущей волны синфазны и энергия циркулирует по кольцу.
Резонаторами сложной формы являются соединения отрезков ли-
ний передачи, в том числе и различных типов, комбинации таких
отрезков и элементов с сосредоточенными параметрами, квазиста-
ционарные резонаторы с пространственным разделением электри-
ческих и магнитных полей.
Твердотельные резонаторы (ТТР). Используемые все шире в
СВЧ-технике ТТР представляют собой небольшие объемы ди-
электрика или феррита с er^> 1 (цг^>1), в которых имеет место
резонанс электромагнитного поля [22, 23].
Рис. 2.12. Печатные резонаторы — излучатели волн круговой поляризации
48
Достоинствами TTP являются: существенно меньшие габарит-
ные размеры, чем у соответствующих по частоте полых резонато-
ров; возможность их включения в линию передачи без каких-либо
элементов связи, поскольку резонирующее электромагнитное поле
сосредоточено не только внутри твердотельного резонатора, но и
в некоторой области пространства вблизи него; возможность эле-
ктронной перестройки резонансной частоты при использовании
материалов с е и ц, зависящими соответственно от управляющих
внешних электрического и магнитного полей.
Диэлектрические резонаторы (ДР) изготавливаются в виде
параллелепипеда, цилиндра, диска, кольца и т. п. Размеры ДР
пропорциональны величине Ъ/ (егр.г)3/2, отсюда следует, что, на-
пример, при ег= 100, цг=1 объем ДР в тысячу раз меньше, чем
объем полого металлического резонатора, при одинаковых их ре-
зонансных частотах. Форма и размер ДР выбираются так, что-
бы в нем на заданной частоте выполнялись условия объемного
резонанса электромагнитной волны за счет явления полного внут-
реннего отражения; оно возникает при падении волны на границу
раздела диэлектрик — воздух, если_угол падения превышает кри-
тическое значение 0Kp = arcsin(l/]/ ег).
В отличие от полых резонаторов, где отражающей поверхно-
стью служит металлическая стенка, на которой выполняются гра-
ничные условия
п° х Д = 0, или £т = 0 и nQH = Qi, или Нп ~ 0, (2.15)
в ДР отражающей поверхностью является граница раздела ди-
электрика с ег^> 1 и воздуха, на которой приближенно выполняют-
ся дуальные по отношению к (2.15) граничные условия:
n° X /7 = 0, или Нх — 0 и tPE — 0, или Еп — 0. (2.16)
Выражения для составляющих электромагнитного поля ДР и
собственных длин волн получаются, как и для полых резонато-
ров, в результате решения уравнений Максвелла, при подчинении
найденных решений условиям (2.16).
В качестве примера на рис. 2.13 приведена структура поля
волны 7/цв диэлектрического резонатора.
Типичные значения tgб ма-
териалов, используемых для
ДР, находятся в пределах 10-3...
... 10~4. Поэтому собственная
добротность ДР достигает не-
скольких тысяч на сантиметро-
вых волнах. Дальнейшее уве-
личение добротности может быть
достигнуто, в частности, охлаж-
дением ДР.
Температурная стабильность
параметров ДР обеспечивается
Рис. 2.13. Прямоугольный диэлектри-
ческий резонатор с полем типа И
49
применением материалов с низким температурным коэффициен-
том изменения ег (не превышающим 10“6ОС-1). В настоящее вре-
мя создана, например, термостабильная керамика ТБНС, содер-
жащая в своем составе окйслы неодима и самария. Температур-
ный коэффициент частоты (ТКЧ) изготовленных из нее ДР не
превышает 1,8-10~6 в интервале рабочих температур от —70 до
+ 70°С (для сравнения укажем, что ТКЧ латунного полого резо-
натора составляет 2- 10-5OC-1).
Можно выделить два способа включения ДР в линию переда-
чи. При первом ДР подключается к линии извне за счет взаим-
ной связи их электромагнитных полей. На частоте, соответствую-
щей резонансной частоте ДР, он возбуждается, переизлученное
поле компенсирует поле падающей волны, в линии образуется
стоячая волна. При расстройке ДР не возбуждается, и вся мощ-
ность поступает в нагрузку. Такое включение ДР используется в
режекторных фильтрах.
При втором способе ДР включается между двумя несвязанны-
ми линиями (ортогональными, разделенными запредельным уча-
стком и т. п.). На резонансной частоте ДР возбуждается, и ли-
нии оказываются связанными его полем (такое включение харак-
терно для полосовых фильтров). Диэлектрические резонаторы
предпочтительно использовать на СМВ, на дециметровых волнах
их размеры могут оказаться большими, чем у контуров с сосредо-
точенными параметрами, на миллиметровых волнах малые разме-
ры ДР затрудняют их обработку и установку в схему.
Ферритовый резонатор (ФР) представляет собой малый (по-
рядка 0,2 ...2 мм3) объем монокристаллического феррита, намаг-
ниченного постоянным магнитным полем до насыщения и взаимо-
действующего с переменным магнитным полем СВЧ, частота ко-
торого совпадает с частотой ферромагнитного резонанса. Ненасы-
щенные ФР не используются из-за больших потерь и инерцион-
ности процессов намагничивания доменов. Увеличение угла пре-
цессии спинового момента электронов в монокристалле при резо-
нансе не сопровождается увеличением потерь (как это имеет мес-
то у поликристаллических ферритов). Чем больше угол прецессии
результирующего магнитного момента, тем больше добротность
ФР и больше энергии запасено в нем за счет ее потребления от
источника поля СВЧ.
В технике СВЧ используются следующие свойства ФР: высо-
кая частотная избирательность, обусловленная резонансным ха-
рактером взаимодействия спинов с полем СВЧ; возможность пе-
рестройки резонансной частоты в широких пределах путем изме-
нения подмагничивающего поля; различное взаимодействие с по-
лями круговой поляризации противоположного направления вра-
щения; нелинейность характеристик, проявляющаяся при увели-
чении уровня мощности выше порогового.
Широкое распространение получили ФР сферической формы
диаметром 0,3... 1 мм, изготовленные из монокристаллов железо-
иттриевого граната (ЖИГ), имеющие наиболее узкую резонанс-
50
ную кривую: АН — 15 А/м. На практике применяются и резонато-
ры с А//=20...200 А/м. Для получения высоких значений доброт-
ности (до Qo« 10000) сферы ЖИГ тщательно обрабатываются и
полируются до шероховатости поверхности 13... 14 класса.
Ферритовый резонатор — единственный вид резонаторов СВЧ,
резонансная частота /о которого не зависит от размеров. Она оп-
ределяется только значением, постоянного подмагничивающего
поля Но — см. (2.12).
Для управления ЖИГ-резонаторами используются электро-
магниты с плоскими полюсами, зазор между которыми составля-
ет 2... 3 мм. Важное достоинство ЖИГ-резонаторов — линейная
зависимость частоты резонанса от значения подмагничивающего
поля. Поэтому в питающем токе не должно быть пульсаций, вы-
воды обмотки подмагничивания экранируются. Недостаток ФР —
сильная зависимость резонансной частоты от температуры (с рос-
том температуры увеличиваются потери и снижается частота фер-
ромагнитного резонанса). В сантиметровом диапазоне резонанс-
ная частота может изменяться на единицы мегагерц при измене-
нии температуры в пределах 20 ...60° С. Целенаправленная ори-
ентация ФР в поле Но ослабляет эту зависимость.
2.6. ФИЛЬТРЫ И ДИПЛЕКСЕРЫ СВЧ АППАРАТУРЫ СВЯЗИ
Общая характеристика фильтров. Фильтр представляет собой
линейный четырехполюсник, предназначенный для выделения
частотных составляющих, расположенных в полосе пропускания
этого фильтра, и подавления частотных составляющих, попадаю-
щих в полосы задерживания (заграждения).
В современных РРС, ТРС, СКС, БР фильтры используются
для следующих целей: обеспечения одновременной работы прием-
ника и передатчика на одну общую антенну; выделение стволов
(групп каналов) для их раздельного усиления и обработки; за-
щиты первых каскадов приемника от сильных внешних помех, в
том числе и преднамеренных; предотвращения попадания элект-
ромагнитных колебаний гетеродина в антенну (излучение этих
колебаний создает помехи другим радиоэлектронным средствам);
ослабления влияния шумов гетеродина на смеситель (§ 4.2); вы-
деления одной боковой полосы частот на выходе передатчика
(после мощных смесителей в РРС); ограничения спектра излуче-
ния передатчика для выполнения требований ЭМС (см. § 1.4).
Основными конструктивными элементами фильтров СВЧ яв-
ляются реактивные неоднородности, проходные резонаторы, а так-
же соединяющие их отрезки линий передачи. На рис. 2.14,а—г в
качестве примера представлены конструкции отдельных звеньев
фильтров СВЧ. Многозвенные фильтры (рис. 2.15) образуются
каскадным соединением отдельных звеньев, причем в зависимости
от способа их соединения различают фильтры с непосредствен-
ным и четвертьволновыми связями. Соединительные отрезки ли-
ний передачи влияют на характеристики фильтра. Поскольку ре-
51
Рис. 2.14. Примеры конструкций звеньев фильтров СВЧ
зонатор в отличие от контуров имеет множество собственных час-
тот, то это может привести к появлению паразитных полос про-
пускания.
По принципу действия фильтры разделяются на отражающие
и неотражающие. Волны, отраженные отдельными элементами
отражающего фильтра, компенсируются на его входе в полосе
пропускания. В результате на частотах этой полосы фильтр в
целом оказывается согласованным с линией передачи. В полосе
задерживания такой компенсации не происходит, электромагнит-
ные колебания отражаются от входа фильтра, образуя стоячую
волну, сигнал на выход фильтра не поступает.
Рис. 2.15. Многозвенные фильтры СВЧ:
а — коаксиальный ФНЧ; б — коаксиальный ППФ; в — полосковый стержневой ППФ: г —
волноводный ППФ на индуктивных диафрагмах
52
Вход неотражающего фильтра согласован с источником сиг-
нала на всех частотах. Колебания на частотах полосы пропуска-
ния поступают через фильтр в нагрузку, а на частотах полосы
задерживания поглощаются специальными поглотителями, входя-
щими в состав фильтра или подключенными к его дополнитель-
ным выходам.
Фильтр может быть настроенным на фиксированную частоту
и перестраиваемым путем сопряженной перестройки всех его
звеньев-резонаторов способами, указанными в § 2.5.
В зависимости от вида используемых элементов фильтры СВЧ
могут быть волноводными, коаксиальными, полосковыми, твердо-
тельными. Волноводные фильтры имеют сравнительно малые по-
тери в полосе пропускания, выдерживают значительные уровни
мощности, но их масса и габаритные размеры велики. Коаксиаль-
ные и полосковые фильтры имеют меньшие массу и габариты, но
большие потери и меньшую пропускаемую мощность, чем волно-
водные. Твердотельные фильтры характеризуются малыми разме-
рами, потерями, пропускаемой мощностью.
При разработке фильтров, помимо требуемых электрических
характеристик, учитывают возможность их перестройки и удоб-
ство подстройки, необходимой вследствие влияния корпуса, неод-
нородностей материала и других факторов, а также совместимость
их конструкции с другими элементами ТТУ и модулей СВЧ.
Важным параметром фильтра является его затухание, вноси-
мое в тракт. Полосу частот с малым допустимым затуханием на-
зывают полосой пропускания, а с большим требуемым — полосой
задерживания. По взаимному расположению полос пропускания
и задерживания различают фильтры нижних частот (ФНЧ),
фильтры верхних частот (ФВЧ), полосовые фильтры (ПФ), ре-
жекторные фильтры (РФ).
Принято считать, что к узкополосным полосовым (задержи-
вающим) относятся фильтры, имеющие относительную полосу
пропускания (задерживания) до 3%, к среднеполосным — от 3
до 10%, к широкополосным — свыше 10%.
Электрические характеристики фильтров СВЧ. Основной харак-
теристикой фильтров частотной селекции является амплитудно-
частотная характеристика (АЧХ) — зависимость вносимого филь-
тром затухания L от частоты f или от специально вводимой час-
тотной переменной v, имеющей смысл относительной расстройки
v=f//o——fo)/fo- Эта зависимость, называемая функцией
рабочего затухания, связана с коэффициентом отражения Г от
входа фильтра соотношением
f _ РВХ _ РВХ __ 1 |
/’вых Л>х(1- |Г|2) 1—|ГР
Рабочее затухание принято выражать в децибелах: L=101gX
X (Рвх/Рвых) •
У фильтров с максимально плоской характеристикой (характе-
ристикой Баттерворса) затухание возрастает монотонно (на рис.
2.16 в полосе пропускания — штриховая линия, за ее предела-
ми— сплошная) по мере отклонения частоты от центральной fa:
L= l + e2(v/vn)4 (2.17)
Здесь и на рис. 2.16 приняты следующие обозначения: п — чи-
сло звеньев фильтра; е2 — неравномерность затухания; /п и и
vn, v-n — граничные частоты полосы пропускания и соответствую-
щие им относительные расстройки; f3, /_3 и v3, v-3 — граничные
частоты полосы задерживания и соответствующие им относитель-
ные расстройки; 2Д/ —- полоса пропускания фильтра; Ln и ALn —
допустимые потери и неравномерность затухания в полосе про-
пускания; Lo — диссипативные потери; L3 — гарантированное
затухание; АА3 — эффективное затухание на границе полосы за-
держивания.
Максимальная пологость характеристики (2.17) в полосе про-
пускания определяется тем, что показатель степени 2п дает ма-
лый прирост при относительной расстройке v/vn<l (особенно
наглядно это проявляется в случае многозвенных фильтров, для
которых 2п^> 1), поэтому АЧХ близка к прямоугольной.
У фильтров с чебышевской характеристикой зависимость за-
тухания от частоты в полосе пропускания имеет осциллирующий
характер (сплошная линия на рис. 2.16) и описывается выраже-
нием
L=1 i-e2?2 (v/vn), (2.18)
где
у, I cos (п arccos х) при |х| дй 1
1 ch (п Arch х) при |х| 1
есть полином Чебышева первого рода п-го порядка. Фильтр с че-
бышевской характеристикой реализуется меньшим числом элемен-
тов, чем фильтр с максимально плоской характеристикой, при
одинаковых полосах пропускания и крутизне скатов АЧХ. Одна-
ко его АЧХ неравномерна, а ФЧХ больше отклоняется от линей-
ной. В последнее время в технике СВЧ повышается интерес к
ППФ, имеющим всплески затухания на заданных частотах поло-
сы задерживания (фильтры с эллиптическими характеристиками
или характеристиками Золотарева — Кауэра.
При расчете должны задаваться значения всех параметров
АЧХ (рис. 2.16). В результате определяются параметры, разме-
ры и взаимное расположение элементов, которые обеспечивают
требуемое фильтрующее действие.
Наиболее распространенный метод расчета ПФ СВЧ основан
на сопоставлении частотных характеристик проектируемого филь-
тра и некоторого прототипа (например, ФНЧ на АС-элементах
или ступенчатого трансформатора), параметры которого для раз-
личных полос пропускания, а также значений Ln и L3 табулиро-
ваны и приведены в справочниках. Этот метод дает приемлемую
точность для фильтров с полосами пропускания до 10%. Наибо-
лее полно эти методы расчета фильтров СВЧ изложены в [24].
51
-Pj -i>n 0 y„ . i>
Рис. 2.16. АЧХ фильтров СВЧ (штриховая линия — максимально плоская, сплош-
ная линия — чебышевская характеристики)
При проектировании широкополосных фильтров и для повышения
точности расчета используют электродинамические методы, учи-
тывающие волновую природу явлений в фильтре.
Фильтры модулей и ТТУ. Фильтры на элементах с сосредото-
ченными параметрами применяются только в низкочастотной час-
ти диапазона СВЧ до 1 ... 3 ГГц ввиду низкой добротности их
звеньев на более высоких частотах. В объемных конструкциях
модулей СВЧ па частотах 200 ...500 МГц могут использоваться
фильтры па спиральных резонаторах, имеющие на этих частотах
меньшие потери, чем фильтры на элементах с сосредоточенными
параметрами, и меньшие размеры, чем полосковые фильтры.
Наибольшее распространение в ТТУ получили микрополоско-
вые фильтры. Их элементами являются короткозамкнутые (ра-
зомкнутые) отрезки МПЛ, которые при длине /<Д/4 имеют ин-
дуктивный (емкостный) характер входной проводимости, а при
Z>A/4 — емкостной (индуктивный). При 1= (2тг+1)Л/4 эти от-
резки эквивалентны параллельным (последовательным) контурам.
Применяют и разомкнутые полуволновые отрезки связанных ли-
ний. На рис. 2.17 приведена топология некоторых типов микро-
полосковых фильтров: а — ФНЧ, образованного последователь-
ностью чередующихся отрезков МПЛ с высоким и низким волно-
вым сопротивлением. Фильтры этого типа просты в изготовлении,
по имеют большую длину; б — режекторного фильтра с умень-
шенными потерями излучения с разомкнутых концов четвертьвол-
новых шлейфов; в — фильтра с разомкнутыми параллельно свя-
занными полуволновыми резонаторами, имеющего полосы пропус-
кания 5... 20% (Ближайшая паразитная полоса пропускания уда-
55
Z/4
Рис. 2.17. Микрополосковые фильтры
лена от центральной частоты на 2f0. Фильтры технологичны в ис-
полнении, но требуют большой площади подложки.), г — фильт-
ра на полуволновых подковообразных (шпилечных) резонаторах,
свободного от недостатка предыдущей конструкции; д — широко
используемых фильтров на четвертьволновых встречных стерж-
нях, закороченных на одном конце (Важные достоинства этих
фильтров — возможность получения как узких, так и широких
полос пропускания (от 1 до 60%), большое затухание в полосе
задерживания, удаление ближайшей паразитной полосы пропус-
кания на З/о, большие зазоры между резонаторами, удобные для
реализации. Их недостаток — необходимость короткого замыка-
ния стержней по обе стороны фильтра); е — ПФ на копланарной
линии с параллельными шлейфами; ж — ПФ на комбинации ще-
левой и микрополосковой линии.
Для сопоставления качества полосовых фильтров и оценки
оптимальности их конструкций удобен введенный в [19] комплек-
сный критерий — габаритный индекс потерь, учитывающий и га-
бариты и потери (дБ-см3):
__ V £-0 А /п
.56
где V/n — средний объем одного резонатора (звена) фильтра с-
учетом всех дополнительных элементов (разъемы, экраны, магни-
ты и т. п.); Lo/n — средние потери, приходящиеся на один резо-
натор на центральной частоте полосы пропускания фильтра; Д/п/
//о — относительная полоса пропускания фильтра в процентах.
Произведение (L№/n) (A/n/fo) есть постоянная величина для
фильтров данного типа. Поэтому лучшему фильтру соответствует
меньшее значение Оф.
В [19, стр. 202] приводятся следующие значения Дф фильтров
различного типа (10-сантиметрового диапазона), позволяющие со-
поставлять эти фильтры: волноводный с полуволновыми резона-
торами, обладающий наименьшими потерями, но большими габа-
ритными размерами, — 14,6; на запредельных волноводах — 3...
...6; боночный на СПЛ— 2,2 ...2,6; встречно-стержневой наСПЛ —
2,2... 3,3; гребенчатый на СПЛ — 3,0 ...3,5; на связанных СПЛ —
7,5... 8,1; на связанных МПЛ — 3,0... 3,6.
Как показали исследования, величина Дф линейно возрастает
с ростом А, поэтому, если взять отношение G$IX, то получим зна-
чение показателя качества, единое для фильтра данного типа при
всех длинах волн.
Рассмотрим теперь особенности фильтров на твердотельных
резонаторах.
Фильтры на диэлектрических резонаторах (ФДР). Фильтры
этого типа, отличающиеся малым габаритным индексом потерь
и металлоемкостью, просты в настройке, могут иметь как одно-
звенную, так и многозвенную структуру, работать на частотах от
сотен мегагерц до сотен гигагерц и пропускать с малыми потеря-
ми СВЧ мощность до нескольких десятков ватт. По характеру
электромагнитных процессов, протекающих в их звеньях, все-
ФДР можно разделить па следующие три класса.
Фильтры на диэлектрических резонаторах с волноводно-ди-
электрическим резонансом, выполненные на отрезках запредель-
ных прямоугольных волноводов с диэлектрическими (е.г~ Ю... 15)
вкладышами. Такие фильтры имеют несколько меньшие габарит-
ные размеры и потери, чем обычные фильтры на запредельных
волноводах.
Фильтры на ДР, имеющие форму дисков (колец), с резонан-
сом бегущих поверхностных волн («волн шепчущей галлерии»).
Добротность таких ДР из материала с t„ ~10 в миллиметровом и
субмиллиметровом диапазонах, где наиболее эффективно их при-
менение, может достигать нескольких десятков тысяч. Причем ми-
нимум радиационных потерь достигается при определенном опти-
мальном соотношении величины ег, размеров ДР и длины волны.
Однако такие ДР имеют густой спектр собственных частот.
Наиболее пригодны для использования в ТТУ фильтры стоя-
чих волн на ДР (ег=40... 100), реализуемые в волноводном, коак-
сиальном и микрополосковом исполнениях. Включение диэлект-
рических резонаторов 1 между полосковыми линиями 2 способа-
57
Рис. 2.18. Способы включения диэлектри-
ческих резонаторов в полосковые линии
Рис. 2.19. Полосовой фильтр на пря-
моугольных диэлектрических резона-
торах:
/ — ДР; 2 — подложка; 3 — возбуждающий
штырь; 4 — экран
ми, показанными на рис. 2.18, обеспечивает получение характе-
ристик полосового фильтра.
На рис. 2.19 приведена конструкция полосового фильтра, вы-
полненного с ДР 1 в форме параллелепипедов, которые приклеи-
ваются или привинчиваются диэлектрическими винтами к под-
ложке 2. Экран 4 — металлическая коробка — представляет со-
Рис. 2.20. Двухканальный частотный раз-
делитель на дисковых диэлектрических
резонаторах:
/ — вход; 2 — элемент связи: 3 — входной ДР:
4 — экран; 5- выходной ДР; 6, 7 - выходы
бой запредельный волновод
для рабочих частот (без ДР).
Уменьшение размеров экрана
уменьшает непосредственную
связь входа с выходом, однако
при этом снижается доброт-
ность ДР и смещаются их ре-
зонансные частоты. Настройка
фильтров может осуществлять-
ся подтачиванием и малым пе-
ремещением ДР относительно
расчетных положений. На рис.
2.20 приведен эскиз конструк-
ции частотного разделителя
на два канала на дисковых
ДР.
В [23] описываются ФДР,
имеющие наименьший габарит-
ный индекс потерь за счет ис-
пользования колебаний Я01б в
дисковых ДР, помещенных в
соосный круглый экран. Такие
фильтры с потерями, не превы-
тающими в сантиметровом ди-
апазоне десятых долей децибе-
ла, могут иметь как узкие
(.менее 1%Л так и шпро-
58
кие (до 10%) полосы пропускания. Их настройка сравнительно
проста, так как конструкция позволяет плавно изменять связь
между звеньями (резонаторы размещены во втулках с резьбовым
соединением). Вместе с тем непланарная структура таких ФДР
затрудняет их использование в интегральных схемах. Недостат-
ком волноводных и микрополосковых ФДР является сравнительно
близкое расположение основной и паразитных полос пропуска-
ния.
Ввиду некоторой специфики и новизны ФДР рассмотрим более подробно
пути улучшения их характеристик.
Снижение потерь в полосе пропускания ФДР обеспечивается применением
ДР из материалов с малым tg б и отдалением от ДР поверхностей экранов,
изготовленных из хорошо обработанных металлов с высокой проводимостью.
Разрежение спектра паразитных полос пропускания достигается: введением
неоднородностей в ДР (высверливанием отверстий, выемок и т. п.), сдвига-
ющих собственные частоты высших видов полей в более высокочастотную об-
ласть; использованием ДР различной формы илн размеров, имеющих одинако-
вую собственную частоту основного вида колебаний и несовпадающие собст-
венные частоты высших колебаний; применением металлических и диэлектриче-
ских диафрагм, штырей и т. п., подавляющих высшие виды колебаний; раци-
ональным выбором формы и размеров элементов связи и экранов.
Избирательность ФДР может быть улучшена, во-нервых, увеличением чи-
сла однотипных звеньев с низшими видами колебаний, при использовании ко-
торых паразитные полосы пропускания наиболее удалены, при этом, однако
возрастают размеры и масса ФДР в целом; во-вторых, применением ДР слож-
ной формы, например крестообразных — составленных из двух дисков (рис.
2.2;). При полной симметрии такого резонатора несвязанные между собой ква-
зи-Я (или Япа-виды колебаний имеют одинаковую собственную частоту.
Регулировка связи между этими колебаниями (подстроечными элементами или
введением асимметрии) изменяет форму АЧХ фильтра. Экспериментальная про-
верка показала, что один крестообразный ДР с параметрами ег = 80, .0=12 мм
и /=2,5 мм, помещенный в регулярный прямоугольный волновод, вносит в по-
лосе 22 МГц ([о~ 4 200 МГц) затухание не менее 36 дБ. Такое затухание
обычным путем можно получить только с помощью двух ДР, разнесенных
вдоль волновода на 53 мм; в-третьих, использованием в полосовых фильтрах
ДР с несколькими видами колебаний. Основному виду колебаний с собствен-
ной частотой /о, одинаковой для всех звеньев, соответствует (рис. 2.22) харак-
Рпс. 2.21. Диэлектрические резонаторы сложной формы
Рис. 2.22. Схема замещения и АЧХ полосового фильтра на трех диэлектрических
резонаторах, в двух из которых, помимо основного, используются дополнитель-
ные типы колебаний
теристика обычного полосового фильтра, ДР с высшими видами подбираются
и включаются таким образом, чтобы они выполняли роль заграждающих звень-
ев с частотами режекции ftp и fzp, увеличивающими крутизну скатов общей
АЧХ фильтра.
Перспективными направлениями улучшения характеристик и параметров
ФДР можно считать разработку (создание): термостабильных высокодоброт-
ных с ег до 300... 500, а также затвердевающих (как клей) диэлектрических
материалов для изготовления ДР сложной формы и их подстройки; ДР с за-
данным распределением ег, а также диэлектрических направляющих сред с
программируемой плотностью, формирующих локальные волны и колебания;
перестраиваемых ФДР с применеием варикондов, параэлектриков, ЖИГ и
др.; строгих электродинамических методов и моделей ДР, в том числе много-
слойных, содержащих активные, нелинейные и другие элементы, позволяющих
более точно определять параметры звеньев ФДР.
Фильтры на ферритовых резонаторах. Ферритовый фильтр
(ФФ) представляет собой устройство, состоящее из входной и
выходной линий передачи, связанных между собой с помощью фер-
ритовых резонаторов. Принцип
Рис. 2.23. Ферритовый фильтр на сфе-
ре жиг
60
работы полосового ФФ заключа-
ется в резком увеличении связи
этих линий вследствие прецессии
вектора магнитного момента ФР
при ферромагнитном резонансе и
передаче за счет этого электро-
магнитных колебаний из входной
линии передачи в выходную.
В качестве примера на рис.
2.23 показан ФФ, входная 1 и вы-
ходная 2 линии которого связаны
с ФР 3 с помощью петель 4, на-
ходящихся во взаимно перпенди-
кулярных плоскостях. Если ФР
не намагничен, то энергия СВЧ-
поля не будет передаваться из
входной линии в выходную вслед-
ствие ортогональности петель.
При поступлении СВЧ-поля ко входной петле спиновый момент
подмагниченного монокристалла станет прецессировать вокруг
вектора Но постоянного поля с угловой частотой, зависящей в со-
ответствии с (2.12) от величины Но, отклоняясь от плоскости вто-
рой петли и, следовательно, индуцируя в ней СВЧ-поле. В режиме
ферромагнитного резонанса на выход ФФ будет передаваться
максимальная часть входной мощности.
Кроме петель, элементами связи могут служить полупетли,
отверстия в диафрагмах и т. п. При этом ФР располагают так,
чтобы обеспечить необходимую связь как с входной, так и с вы-
ходной линией передачи. Наибольшая связь ФР с этими линиями
достигается при его установке в области максимума магнитного
поля СВЧ.
Приведем основные характеристики ФФ. Диапазон перестрой-
ки ФФ может достигать нескольких октав, его верхняя граница
определяется максимально достигаемым значением Но, т. е. кон-
струкцией магнитной системы, нижняя граница — значением //0,
при котором наступает намагниченность насыщения, зависящая
от состава и формы ФР. Крутизна перестройки ФФ составляет
единицы — десятки мегагерц на миллиампер. В настоящее время
реально создание перестраиваемых фильтров на монокристаллах
ЖИГ на частоты от 0,1 до 90 ГГц.
Полоса пропускания ФФ зависит от числа ФР, их собственной
добротности, ориентации монокристалла относительно внешнего
магнитного поля, степени связи с линиями передачи, рабочей час-
тоты и составляет десятки мегагерц. С увеличением числа ФР по-
лоса пропускания расширяется. Минимальные вносимые потери в
полосе пропускания, в основном, определяются степенью связи
ФР с линиями передачи и составляют 0,5 и 6... 8 дБ соответст-
венно для однорезонаторных и многорезонаторных фильтров. Вре-
мя перестройки ФФ обычно составляет единицы — десятки мил-
лисекунд. ФФ остаются линейными устройствами лишь до мощ-
ностей 0,01 ... 0,1 Вт.
Частотная избирательность полосовых ФФ с петлями связи
характеризуется величиной вносимого затухания при расстройке
на ширину полосы пропускания, равного примерно 6У дБ, где N—
число резонаторов. При снятии подмагничивания фильтр вносит
большое затухание: от 30 дБ для однорезонаторных и до 80... 90
дБ для четырехрезонаторных ФФ.
Ферритовые фильтры используются, в частности, в панорамных
приемниках и преселекторах. Применение ФФ в крупносерийных
ТТУ осложняется: наличием гистерезиса характеристик
малой их температурной стабильностью, приводящей к необходи-
мости использования термостатов, термокомпенсаций и т. п.; инер-
ционностью перестройки ФР; необходимостью применения стабили-
зированных источников питания; существованием паразитных ре-
зонансных частот; смещением резонансной частоты до нескольких
сотен мегагерц при изменении ориентации ЖИГ; разбросом па-
61
раметров из-за неточности выполнения петель, нарушения их ор-
тогональности и смещения относительно центра резонатора; чув-
ствительностью к рассогласованию нагрузок.
Диплексеры (частотно-разделительные устройства). Для
снижения стоимости и увеличения мобильности связных станций
используют одну антенну для приема сигналов и их передачи. При
этом сигнал передатчика должен излучаться антенной, не попа-
дая в приемник, а принимаемый — поступать только в приемник.
Устройства, обеспечивающие подключение передатчика и прием-
ника, работающих на различных частотах, к одной антенне, на-
зываются частотно-разделительными устройствами (ЧРУ) или
диплексерами.
Диплексеры должны удовлетворять следующим требованиям.
Сигнал передатчика, просачивающийся в приемник, необходимо
ослабить до уровня, при котором отсутствует насыщение МШУ
или входного смесителя при большом усилении МШУ. Напри:...р,
если мощность передатчика 103 Вт, а мощность насыщения МШУ
по входу 10-6 Вт, то вносимые потери приемного плеча диплек-
сера па частоте передачи должны быть не менее 90 дБ, что обес-
печивается необходимым числом звеньев'ПФ при заданном разно-
се частот приема и передачи. При этом усилитель будет работать
в линейном режиме, хотя просачивающаяся мощность передат-
чика может существенно превышать мощность принимаемого сиг-
нала (10-12... 10~13 Вт). Дальнейшее ослабление колебаний пере-
датчика осуществляется за счет избирательных свойств ЛАШУ и
тракта ПЧ.
Полоса пропускания фильтров диплексера не должна быть
излишне широкой, чтобы обеспечивать защиту приемника от
внешних помех, в том числе и по зеркальному каналу, по и не
слишком узкой, иначе возникнут искажения полезного сигната.
Вносимые потери диплексера на частоте приема желательно
иметь минимальными, чтобы обусловленная ими составляющая
шумовой температуры приемной системы не превышала заданной.
Не должны быть большими и потери в тракте передачи. В
мощных станциях ухудшение энергетического потенциала может
иметь место как за счет тепловых потерь, так и в результате рас-
стройки фильтрующих систем вследствие их нагрева. Так, потери
всего 0,4 дБ при средней мощности передатчика 10 кВт соответ-
ствуют 1 кВт мощности, расходуемой на тепло.
Диплексер должен иметь минимальные габаритные размеры
и массу и обеспечивать передачу заданной мощности без пробоя,
не вызывая затягивания частоты генератора при изменении окру-
жающих условий.
Для осуществления двусторонней связи иногда используются
два близких взаимно переключаемых поддиапазона частот, раз-
деленных защитным промежутком. Если первый из них предназ-
начается для приема сигналов, то второй — для передачи, и на-
оборот. Чтобы в обоих этих случаях развязка приемника от пере-
датчика была одинакова и не ниже допустимой, АЧХ фильтров
должна быть симметричной, с
одинаковой крутизной скатов. Необ-
ходимо сохранение формы АЧХ
фильтров диплексера и при перест-
ройке с одной рабочей волны на
другую в пределах поддиапазона.
Простейшей конструкцией ди-
плексера является тройник (рис.
2.24), к плечам которого подклю-
Рис. 2.24. Диплексер на тройнике
и полосовых фильтрах
чена антенна п через соответст-
вующие лотосовые или режектор-
ные фильтры — приемник и пе-
редатчик. Длина плеча h подбирается так, чтобы сигнал пере-
датчика поступал без отражений в антенну. Длина плеча /2 обес-
печивает поступление принятого сигнала без отражений в при-
емник.
Фазоразностное ЧРУ на связанных линиях передачи. Данное ЧРУ может
служить как диплексер и как составная часть мультиплексера для разделения
нескольких частотных полос. Реализованное на диэлектрических волноводах
[25] (рис. 2.25,а) для диапазона ММВ оно содержит два квадратурных моста
,Ш и М2, соединенных отрезками ДВ длиной Zi и Z2, причем Zi<Z2. С отрезком
/1 связан кольцевой диэлектрический резонатор (КДР), имеющий длину пери-
метра /о (фазовое звено). Подбор длины их областей связи позволяет полу-
чить требуемое значение коэффициентов переходного ослабления ko.
Принцип действия ЧРУ заключается в следующем. При поступлении сиг-
нала в плечо / моста Ml колебания на его выходе равны по амплитуде и сдви-
нуты по фазе на л/2 во всем рабочем диапазоне частот. В результате прохож-
дения по соединительным волноводам различных путей Zi-|-Zo и Z2 колебания в
зависимости от частоты складываются то в выходном плече 2, то в плече 4.
Таким образом, в выходных плечах 2 и 4 ЧРУ имеет периодически повторя-
ющиеся по частоте полосы пропускания.
Разность набега фаз по ветвям ЧРУ, равная nN на центральной рабочей
частоте f.v, достигается выбором длин соединительных волноводов по соотно-
шению /2=Zi-ЬZo/2±Лл-/4, где Ад-— длина волны в волноводе на частоте
Рис. 2.25. Фазоразностное частотно-разделительное устройство на диэлектриче-
ских волноводах и его фазочастотные характеристики
G3
Наличие КДР увеличивает крутизну скатов частотных характеристик и раз-
вязку между выходными плечами 2 и 4, что поясняется рис. 2.25,6. На этом
рисунке показаны ФЧХ верхней и нижней соединительных ветвей ЧРУ, уко-
роченных для удобства рассмотрения на одну и ту же длину h. Поэтому верх-
няя кривая на рисунке является по существу ФЧХ КДР (штриховая — для
£о=1, сплошная волнистая — для й0=2}/2/3), а ннжняя — ФЧХ линии пере-
дачи длиной /г—/1. Из рисунка видно, что при /го = 1 разность набега фаз ко-
лебаний по КДР и линии длиной /г—li кратна л только на фиксированных ча-
стотах. Поэтому только на этих частотах мощность полностью попадает в од-
но из выходных плеч. При £0=2j/2/3 наклоны ФЧХ КДР и отрезка длиной
1г—/1 совпадают уже в определенных полосах частот (на рисунке одна из
них заштрихована), поэтому в этих полосах мощность проходит полностью в
плечо 2 или 4. Как показывает анализ, ЧРУ при этом имеет максимально пло-
скую АЧХ с повышенной крутизной скатов. Потери в пределах каждой из ука-
занных полос одинаковы; они определяются потерями в волноводах, точностью
подбора их длин и изготовления мостов Мi и Мг.
Таким образом, основными свойствами рассмотренных фазоразностных
ЧРУ являются периодичность полос пропускания, максимально плоские частот-
ные характеристики с высокой крутизной их скатов, что определяет рациональ-
ность их использования в аппаратуре многоствольных РРС и БР, сигналы ко-
торых занимают несколько равноотстоящих друг от друга частотных полос.
2.7. ПАССИВНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ, УЗЛЫ ГИБРИДНЫХ
ИНТЕГРАЛЬНЫХ СХЕМ И ТВЕРДОТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ
Пассивные элементы с сосредоточенными параметрами (сосре-
доточенные элементы). Элементы R, L, С считаются сосредоточен-
ными, если их размеры значительно меньше длины волны (/<
<А/10), при этом на длине элемента не возникает значительного
сдвига фазы. Использование сосредоточенных элементов позволя-
ет уменьшить массу и габаритные размеры ГИС и увеличить их
широкополосность. Однако их применение на высоких частотах
ограничено — с повышением частоты возрастают потери, сильно
сказывается влияние индуктивностей выводов конденсаторов и
межвитковых емкостей катушек индуктивности.
Контуры на сосредоточенных элементах применяются на час-
тотах до 1 ГГц, одиночные элементы — примерно до 3 ГГц и в
отдельных случаях до 10 ГГц.
Резисторы R, пленочные и малогабаритные навесные, приме-
няются как согласованные нагрузки (в этом случае сопротивление
должно быть равно волновому сопротивлению линии), аттенюато-
ры, делители напряжения в цепях питания активных приборов,
балластные нагрузки в сумматорах и делителях мощности. На-
весные резисторы С2-10, С2-34 могут работать на частотах до
1 ГГц, резисторы С6-3 — до 18 ГГц. Пленочные резисторы изго-
тавливаются обычно из хрома, нихрома, тантала, Ta2N или кер-
метов (с поверхностным сопротивлением пленки 7?S=1O...5O Ом/D
и более), имеющих низкий температурный коэффициент сопро-
£4
тивления и хорошую стабильность параметров. Сопротивление
пленочного резистора определяется соотношением R=RSIIW=
= Rsn, где I и W — длина и ширина пленки; п — число квадратов.
Обычно пленочные резисторы рассеивают мощность до 0,5 Вт
(допустимое рассеяние на поликоре до 20 Вт/см2). Состав и
структура резистивной пленки должны быть однородными; ее не-
ровности, изгибы приводят к появлению паразитных емкостей и
индуктивностей. Для уменьшения реактивного сопротивления ре-
зистора, используемого в качестве согласованной нагрузки, осу-
ществляют искусственное короткое замыкание его конца подклю-
чением к нему разомкнутого шлейфа длиной /шл=Л/4. Паразит-
ную емкость можно уменьшить, удаляя металлизацию основания
под резистором.
Сосредоточенные индуктивности применяются в качестве эле-
ментов колебательных контуров, дросселей, а также для ком-
пенсации емкостных реактивностей. Одиночный виток пленочной
линии может иметь индуктивность 1... 5 нГн. Для получения боль-
ших индуктивностей (до 100 нГн) используют многовитковые
плоские пленочные спирали (рис. 2.26) круглой, квадратной или
прямоугольной формы. Более просты в изготовлении и дают наи-
большую индуктивность на заданной площади квадратные спи-
рали. Круглые спирали имеют добротность порядка нескольких
сотен в дециметровом диапазоне, квадратные — несколько мень-
шую.
Для присоединения линий передачи к спирали на ее концах
делают площадки 0,5 X 0,5 мм. Подключение к центральному вы-
воду спирали обычно осуществляется, как показано на рисунке,,
наложением изолированного проводника на витки спирали.
Рис. 2.26. Плоские пленочные индуктивные спирали
3-57
65
5)
Рис. 2.27. Гребенчатый
(а) и топкопленочный
(б) конденсаторы
Для исключения влияния корпуса ИС на индуктивность тол-
щина подложки должна в 10...20 раз превышать ширину W про-
водника спирали; расстояние до проводников, находящихся в
плоскости спирали, должно.быть не менее 5IF.
Сосредоточенные конденсаторы в ИС используются в качест-
ве блокировочных и проходных емкостей, реже — элементов ко-
лебательных систем. Последовательные емкости (десятые доли,
единицы пикофарад) реализуются в виде зазора в линии. Увели-
чение последовательной емкости до 10 пФ получает искусствен-
ным удлинением зазора (рис. 2.27), а также в результате приме-
нения трехслойной конструкции, состоящей из двух металличес-
ких пленок-обкладок, разделенных тонкой (менее 1 мкм) диэлект-
рической пленкой, например, из S1O2. Такие конденсаторы могут
иметь емкость в несколько десятков пикофарад и использоваться
на частотах до 10 ГГц. Для ГИС СВЧ созданы специальные ке-
рамические монолитные конденсаторы, например, серии К-Ю-17,
К-10-42.
Сосредоточенные элементы могут быть реализованы и после-
довательным включением отрезков линий длиной /<^Л в основ-
ную линию. В частности, короткий отрезок линии с высоким вол-
новым сопротивлением р, включенный в линию с низким волно-
вым сопротивлением, эквивалентен (табл. 2.3) последовательной
индуктивности Ь — р1]Ьф. Индуктивность L на единицу длины
плоского прямолинейного проводника длиной I и шириной W рав-
на (в нГ/см): L«2(ln(Z/U7)+0,08). Аналогично короткий отре-
Таблица 2.3
Отрезок линии
Эквивалентные схемы
Расчетные формулы
I*—-—
°
ТО Р~^>Т
66
зок линии с низким рн, включенный в линию с высоким р, экви-
валентен параллельной емкости С = //(риИф).
Пассивные элементы с распределенными параметрами. Эти
элементы представляют собой короткие (/^Л/2) замкнутые или
разомкнутые на конце отрезки линий передачи, в частности МПЛ.
Свойства таких отрезков непосредственно вытекают из известно-
го выражения
ZM+/ptg(2n//A)
р + / Zatg(2n //Л)
(2.19)
для входного сопротивления отрезка линии (длиной I) с волно-
вым сопротивлением р, нагруженной на сопротивление нагрузки
Z„. Такой отрезок является трансформатором сопротивления ZH
к значению, зависящему от величин р и /. Например, для полу-
волновой линии (Z==Ai/2) из (2.19) имеем ZBX = ZH, т. е. ZH пере-
считывается ко входу такой линии без изменения. Входное со-
противление четвертьволновой замкнутой (ZH = 0) линии равно
бесконечности (параллельный резонанс), разомкнутой — -нулю
(последовательный резонанс). Входное сопротивление короткого
(«Л, замкнутого на конце (ZH = 0) отрезка, ZBX = /ptg(2n//A) «
имеет индуктивный характер, а разомкнутого (ZH =
= оо) — емкостной, поскольку в этом случае
2 —_________/Р ~ _ /Р
вх tg (2 л: //Л) 2 л //Л
Неравенство /<СЛ позволяет считать данные отрезки сосредо-
точенными элементами.
Согласующие цепи. Из анализа (2.19) следует, что отрезком
четвертьволновой линии с волновым сопротивлением pT = )Zp1p2
можно согласовать две линии с волновым сопротивлением pi и р2.
Отрезки линий длиной Л/8 могут использоваться для преоб-
разования комплексного сопротивления нагрузки в активное с
последующим его согласованием с источником сигнала четверть-
волновым трансформатором. Эта возможность обусловлена тем,
что если отрезок длиной Л/8 нагружен на комплексную нагрузку
и значение его волнового сопротивления р выбрано из условия
р= |ZH| = VR2h+X2b, то входное сопротивление этого отрезка,
как это следует из (2.19), будет чисто активным и равным Rbx^
—J?Hp/(p—Ан). Это свойство отрезков длиной Л/8 непосредствен-
но вытекает также из рассмотрения круговой диаграммы сопро-
тивлений, если учесть, что при вышеуказанном выборе р точки,
соответствующие приведенному сопротивлению нагрузки, распо-
лагаются на мнимой оси плоскости комплексного коэффициента
отражения.
Для согласования часто используются синхронные трансфор-
маторы из отрезков длинных линий, волновые сопротивления ко-
торых образуют монотонную возрастающую (убывающую) после-
довательность. Можно получить лучшую АЧХ согласования с по-
мощью более короткого несинхронного трансформатора, состав-
3* 67
Рис. 2.28. Несинхронный согласующий
трансформатор
ленного из отрезков линий с чередующимися по величине волно-
выми сопротивлениями [24]. Однако в этом случае перепады вол-
новых сопротивлений отдельных отрезков могут быть слишком
большими и труднореализуемыми. Наиболее удобен для практики
несинхронный трансформатор, состоящий из двух секций (рис.
2.28), волновые сопротивления которых равны сопротивлениям со-
членяемых линий. Длина такого трансформатора менее Л/6, а его
АЧХ примерно такая же, как и у односекционного четвертьволно-
.вого трансформатора. Длина I каждой секции для осуществления
.согласования при R = pjpo должна выбираться равной / = ЛХ
Xarctg]/1+7?+1/7?/2л. Использование такого трансформатора
позволяет согласовать, например, 50-омную линию с 75-омной,
(Обходясь только отрезками этих же линий, без изготовления про-
межуточной линии с волновым сопротивлением рт =1^50-75 Ом.
Делители мощности (сумматоры), мосты. Конструктивной ос-
новой ряда ГИС и ТТУ служат делители мощности (суммато-
ры) и мосты. Простейшему делителю мощности — тройниковому
двухканальному разветвителю на МПЛ присущи принципиаль-
ная невозможность согласования по всем трем входам (это сле-
дует из анализа унитарной матрицы рассеяния шестиполюсника),
отсутствие достаточно хорошей развязки выходных плеч, сильная
частотная зависимость характеристик. Поэтому на практике ча-
ще используются двухканальный синфазный направленный дели-
тель мощности (рис. 2.29,а), боковые плечи которого связаны бал-
ластным резистором R на расстоянии А/4 от точки разветвления.
При указанных на рисунке значениях волновых сопротивлений
линий и резистора делитель имеет (строго говоря, только на цент-
ральной частоте) следующие свойства: при согласованных нагруз-
ках плеч все входы делителя тоже оказываются согласованными
(шестиполюсник имеет потери); мощность, подводимая к плечу 1,
делится поровну между плечами 2 и 3 без потерь (концы резис-
Рис. 2.29. Двухканальный синфазный делитель (сумматор) мощности
68
тора эквипотенциальны); мощность, поступающая в плечо 2(3),
проходит в плечо 1 с ослаблением на 3 дБ (вторая половина
мощности поглощается в резисторе 7?) и не поступает в плечо 3
(2). При подаче к плечам 2 и 3 синфазных колебаний с равными
амплитудами делитель будет работать как сумматор без потерь.
На рис. 2.29,6 показан четырехканальный делитель на син-
фазных двухканальных делителях мощности. Делителями мощ-
ности пополам могут служить и четырехплечие (восьмиполюсные)
3-децибельные мосты — кольцевые, шлейфовые, многосвязные и
др. Мосты называют синфазными, если колебания на их выходах
синфазны (Дф=О), противофазными, если Д<р = л, и квадратурны-
ми, если Д<р = л/2. Один и тот же мост в зависимости то того, к
какому плечу подается мощность колебаний, может оказаться,
например, синфазным или (и) противофазным. Чтобы все входы
моста оказались согласованными, волновые сопротивления его
отрезков и подводящих линий должны находиться между собой
в определенном соотношении. В качестве примера на рис. 2.30
указаны нормированные их значения для двух- и трехшлейфных
мостов.
«Классические» кольцевые мосты (гибридные кольца) состоят
из четырех тройниковых соединений, связанных отрезками чет-
вертьволновых линий передачи. На рис. 2.31,а показана эквива-
лентная схема полоскового моста: кольцевая линия с волновой
проводимостью У, к которой присоединены линии волновой про-
Рис. 2.30. Шлейфные квадратурные мосты
Рис. 2.31. Эквивалентная схема кольцевого полоскового моста
69
водимостью Уо. Используя этот рисунок, поясним основные свой-
ства кольцевых мостов. Из плеча 1 в плечо 3 волны приходят
двумя путями, отличающимися по длине на Л/2 (по верхней час-
ти кольца и по нижней). Поэтому в точках подключения линии 3
возникает узел поля и энергия в эту линию не передается —
плечи 1 и 3 оказываются взаимно развязанными. К местам под-
ключения линий 2 и 4 волны приходят в фазе, поэтому мощность,
поступающая из плеча /, делится между ними поровну.
Связь значений волновых- проводимостей входных линий и
кольца можно найти, рассуждая следующим образом. Поскольку
в плоскости плеча 3 возникает узел электрического поля, то мож-
но считать, что в этой плоскости мост замкнут накоротко и по-
этому эквивалентная схема имеет вид, показанный на рис. 2.31,6.
Проводимость линий в сечениях 2—2 и 4—4 будет равна волно-
вой проводимости Уо, так как параллельно этим сечениям под-
ключены четвертьволновые короткозамкнутые отрезки, входная
проводимость которых равна нулю.
Пересчитывая проводимость сечения 2—2 к точкам 1—1 с по-
мощью выражения (2.19), с учетом того, что У =1/2, имеем Увх =
= У2/Ун = У2/Уо- Аналогичное выражение получится для проводи-
мости сечения 4—4, пересчитанной к точкам 1—1. Поэтому для
согласования моста по входу 1—1 необходимо выполнение равен-
ства Уо = У 2Y.
Использование в кольцевых мостах трансформирующих
свойств отрезков длинных линий определяет зависимость их ха-
рактеристик от изменения частоты. Большей широкополосностью
обладают мосты (рис. 2.32) с «опрокидыванием» фазы, общая
длина кольца которых не 1,5Л, а Л. Важно отметить, что при
прохождении через четвертьволновый участок связанной линии
набег фазы колебаний составляет Зга/2.
Более компактны мосты на основе 3-децибельных направлен-
ных ответвителей, однако их микрополосковое исполнение затруд-
Рис. 2.32. Топология кольцевого мо-
ста с «опрокидыванием» фазы
Концы связанных отрезков заземлены
70
Рис. 2.33. Мост Ланге (многосвязанный
3-децибельный ответвитель)
Рис. 2.34. Мнкрополосковый ана-
лог двойного тройника на ЩЛ и
МПЛ
нено, так как ширина зазора между
полосками должна быть всего
0,008... 0,01 мм. Более технологичны
многосвязные ответвители (мосты
Ланге) с параллельным соединени-
ем нескольких связанных линий
(рис. 2.33). Ширина зазора в этом
случае составляет уже 0,04... 0,07 мм
и легко реализуется фотолитографи-
ческим методом. Эти мосты работо-
способны в полосе частот до двух
октав, что достигается, в частности,
выравниванием потенциалов свя-
занных линий с помошью со-
единительных проводников (парал-
лельное включение трех проводников уменьшает их индуктив-
ность).
Улучшение характеристик и параметров ряда устройств может
быть достигнуто в результате применения мостов, выполненных
па нескольких различных типах линий передачи. Примером тако-
го моста, микрополоскового аналога двойного тройника, может
служить конструкция, показанная на рис. 2.34 и состоящая из
двух центральных плеч 1 и 2 на ЩЛ и МПЛ соответственно,
кольцевой линии общей длиной Л/2 и двух боковых плеч 3 и 4
на ЩЛ, расходящихся симметрично относительно плеча 2. Вся
мощность, поступающая на вход 1, распределяется поровну меж-
ду выходными плечами 3 и 4, колебания в этих плечах синфаз-
ны, поле в плече 2 не возбуждается. Мощность со входа 2 на
вход 1 не проходит, а делится пополам между боковыми плеча-
ми 3 и 4, причем колебания в этих плечах сдвинуты между собой
по фазе на л. Такой синфазно-противофазный режим работы это-
го моста обеспечивает деление мощности в полосе 80% с нерав-
номерностью, меньшей 0,2 дБ. Если мост возбудить со стороны
бокового плеча 3 или 4, то мощность поступит только в централь-
ные плечи 1 и 2 со сдвигом колебаний по фазе на л/2.
Глава 3
АКТИВНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ
ТВЕРДОТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ СВЧ
3.1. ОСОБЕННОСТИ И КЛАССИФИКАЦИЯ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ СВЧ
В подавляющем большинстве ТТУ используются активные полупроводни-
ковые приборы, которые в приемных трактах практически полностью, а в пе-
редающих— частично, иа уровнях мощности до единиц — десятков ватт, вытес-
нили ЭВП.
71
С повышением частоты иа работе электронных приборов отрицательно
сказывается возрастающее влияние паразитных индуктивностей, емкостей и
инерционности процессов в электрических переходах. Поэтому главной осо*
бенностыо разработки и производства СВЧ ПП являются конструктивно-тех-
нологические меры, направленные иа уменьшение емкости переходов и времени
пролета носителей заряда. Конструкция корпуса и выводов обеспечивает по-
лучение малых паразитных индуктивностей и емкостей приборов, удобство их
включения в линии передачи СВЧ.
Основные типы ПП СВЧ по количеству переходов можно разделить иа
беспереходные (термисторы и датчики Холла), одиопереходные (диоды) и двух*
переходные (биполярные транзисторы). Полевые транзисторы могут быть од-
но- и двухзатвориые.
Условное обозначение ПП состоит, как правило, из шести элементов. Пер*
вый элемент — цифры 1, 2, 3 (соответственно буквы Г, К, А)—обозначает ис-
ходный полупроводниковый материал —Ge, Si, GaAs. Второй элемент —бук*
ва, определяет подкласс прибора: А — диоды СВЧ, И — туннельные и обра*
щенные диоды, Т — биполярные транзисторы, П —полевые транзисторы. Тре*
тий элемент — цифра, указывает на классификационную группу по назначению
и применению ПП: в подклассе А: 1 — смесительный, 2 — детекторный, 4 —
параметрический, 5 — регулирующий (переключательный или ограничительный),
6 — умножительный или настроечный, 7 — генераторный; в подклассе И: 1 —
усилительный, 2 — генераторный, 4 — обращенный; в подклассах Т и П: 3 —
малой мощности (рассеиваемая мощность Рр»с<0,3 Вт), 6 —средней мощно*
ста (0,3 Вт<Ррао<1,5 Вт), 9 —большой мощности (Ррао>1,5 Вт). Четвер*
тый и пятый элементы — порядковый номер разработки технологического типа
ПП (числа от 01 до 99). Шестой элемент — буква русского алфавита, указы-
вает деление данного технологического типа ПП на параметрические группы
(типономиналы).
Могут быть и дополнительные обозначения, связанные с модификацией
конструкции бескорпусиых приборов, с подбором диодов в пары или четвер*
ки, и т. п.
Таким образом, АА113А —арсенид-галлиевый смесительный диод, 2А605А —
кремниевый умножительный диод, АА739В — арсеиид-галлиевуй генераторный
диод, 2Т963Б — кремниевый БТ большой мощности, ЗП605Г — арсенид талли-
евый ПТ средней мощности.
По конструктивно-технологическому исполнению ПП разделяют на моно-
литные (изготовляемые в едином технологическом процессе с ИС ТТУ, это ча-
ще всего GaAs-ПТ) и дискретные (отдельные), а последние — иа корпусные и
бескорпусные.
3.2. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ диоды
3.2.1. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПЕРЕХОДЫ И ОБЩИЕ СВОЙСТВА
ДИОДОВ СВЧ
Электрические переходы. Основными элементами структуры
ПП являются электрические переходы, которые могут быть вы-
прямляющими и омическими.
Выпрямляющие переходы образуются в месте контакта метал-
ла с полупроводником или на границе раздела двух полупровод-
72
ников различного типа электропроводности; их называют соот-
ветственно М-П или р-п переходом. Для них подбирают материа-
лы с различным значением работы выхода (потенциалом) элект-
ронов, вследствие чего на границе раздела возникает контактная
разность потенциалов, или потенциальный барьер, способствую-
щий протеканию тока в одном направлении и препятствующий —
в другом. Благодаря этому переход обладает односторонней про-
водимостью.
Внешние металлические выводы прибора должны иметь с полупроводни-
ком невыпрямляющий омический переход (контакт), для чего между метал-
лом и полупроводником создается тонкий высоколегированный слой полупро-
водника того же типа проводимости, обычно с малой контактной разностью
потенциалов в сторону как металлического вывода, так и полупроводника
(структура М-п+-п или М-р+-р, где символ + означает высокую степень ле-
гирования) .
Диод и его эквивалентная схема. Полупроводниковым диодом называют
электронный прибор с одним электрическим переходом и двумя выводами.
Эквивалентная схема диода СВЧ показана иа рис. 3.1,а. Здесь переход пред-
ставлен дифференциальными параметрами — сопротивлением г=ди/di и барь-
ерной емкостью Cj = dq/du, потери в базе диода, омических переходах и вы-
водах отображены последовательным сопротивлением потерь г„ индуктивность
выводов — Ls, конструктивная емкость между выводами при отсутствии кон-
такта с диодной структурой — Ссазе-
Из-за падения напряжения иа г, и L, приложенное к переходу напряже-
ние оказывается меньше, чем подведенное к диоду, а емкость Сеа>» шунтиру-
ет его. Эти параметры называют паразитными. Типичные значения L, и
С«а<е — десятые доли наногенри и пикофарады, г, — десятые доли или едини-
цы ома. У бескорпусиых диодов значения Ссаа0 и L, меньше примерно на по-
рядок, благодаря чему их эффективность выше.
Свойства диода в основном определяются параметрами электрического пе-
рехода и его вольт-амперной характеристикой (ВАХ). На рис. 3.1,6 показана
примерная зависимость параметров перехода г и Cj от напряжения смещения.
В соответствии с типом диода и назначением ТТУ, в котором он применяется,
используется нелинейная зависимость сопротивления перехода г от прямого
смещения или барьерной емкости Cj от обратного смещения. В первом случае
диод называют варистором, во втором — варикапом или варактором.
Рис. 3.1. Эквивалентная схема диода и характеристики
перехода
73
Переход |—| Au
м-п \У7/л~а
Si, 0 j уххх>* X
GoAsf л*
M-OZZZZZZZZ2.
-10 -8 4бш-6
I I I
Точечный.
1,МА
т,о -
Переход р-п
Эпитаксиальный
р-п переход
-1.5 -1 -0,5
_1-------1------
&е
— Л/ -*
\0,5-
<d/0 0.5 и,В
Pb-Sb
хР* |/ --0,5
Микросплавной
обращенный р-п переход
п
Рнс. 3.2. Структуры и ВАХ переходов различного типа
Инерционность электрических процессов в диоде зависит от постоянной
времени T=rsCj, поэтому для повышения частотного предела работы в боль-
шинстве СВЧ диодов используют переходы с малыми поперечными размера-
ми— точечные, барьерная емкость С/ которых не превышает десятых долей
пикофарады.
Переходы р-п. Структура эпитаксиального р-п перехода показана на рис.
3.2 слева снизу. Сопротивление потерь г, составляет единицы омов благодаря
малой толщине р-п слоев и незначительному сопротивлению л+-слоя.
При изменении напряжения смещения и толщина обедненных слоев р-п
перехода меняется, что приводит к незначительной модуляции г» и изменению
барьерной емкости по закону
/ Фк — uAf
Cj (и) = С] (иа) Т2—“° . (3.1)
\фк — “ /
где С; (и0) — значение емкости при известном напряжении «о; <рк — контактная
qcu)
Рис. 3.3. Зависимость барьерной С3- и диф-
фузионной емкости Са от смещения
74
разность потенциалов; у — по-
казатель, зависящий от зако-
на распределения примесей (см.
рис. 3.3).
При отрицательном смещении
Cj не шунтируется большим со-
противлением г, поэтому широко
используется как электрически уп-
равляемая емкость. Если под воз-
действием переменного напряже-
ния происходит частичное отпира-
ние р-п перехода, то накопленные
в переходе неосновные носите-
ли при отрицательном полупе-
рноде напряжения рассасывают-
ся, вызывая обратный ток. Это
эквивалентно протеканию тока через емкость Cd, называемую диффузионной,
значение которой сильно зависит от амплитуды напряжения (рис. 3.3).
Статическую ВАХ р-п перехода аппроксимируют выражением
/ в и \
i = Is[ exp — -1 ) , (3.2)
\ ЛЙ1 ]
где I, — ток насыщения при обратном смещении иа диоде, доли микроампера;
п — коэффициент неидеальности ВАХ, близкий к двум. Пробивное напряжение
р-п перехода достаточно велико благодаря высокой электрической прочности
обедненных слоев полупроводника (см. ВАХ р-п иа рис. 3.2).
Переходы М-П. Такие переходы имеют точечно-контактные
(точечные) диоды и диоды с барьером Шотки. Переход М-П то-
чечного диода образуется прижимом заостренной проволочки из
вольфрама (фосфористой бронзы) к кристаллу кремния (герма-
ния, GaAs)’ (см. рис. 3.2, справа вверху). Требуемой ВАХ доби-
ваются индивидуально подбором точки контакта и регулировки
силы прижима. Прижимной контакт дает большой разброс пара-
метров перехода, механически ненадежен, диоды чувствительны
к вибрации и ударам. Значение обратного тока точечного диода
велико (см. штриховую линию на рис. 3.2), его электрическая
прочность невысока.
Если для прижимного контакта М-п+ использовать металл с
акцепторной присадкой и подвергнуть его электроформовке —
пропустить через него электрические импульсы тока определенной
энергии, то вследствие сильного нагрева приконтактной области
под острием иглы образуется тонкий слой р+-полупроводника,
т. е. получается микросплавной точечный переход обращенного
диода структуры р+-п+ со стабильными параметрами.
Переход М-П, получаемый вакуумным напылением металла на
полупроводник, называют переходом с барьером Шотки. Чаще
всего используют GaAs n-типа как материал с высокой подвиж-
ностью электронов, реже — Si. Структура диода с барьером Шот-
ки (ДБШ) показана на рис. 3.2 вверху слева. Благодаря малой
толщине эпитаксиального л-слоя, образующего с металлом пере-
ход, сопротивление потерь rs меньше, а крутизна ВАХ и электри-
ческая прочность выше, чем у точечного перехода. Однако кон-
тактная разность потенциалов некоторых типов ДБШ большая,
до 0,9 В. Высокая повторяемость параметров ДБШ и их стабиль-
ность в процессе эксплуатации обеспечиваются современной эпи-
таксиальной технологией.
Переходы М-П работают на основных носителях, поэтому, в
отличие .от р-п переходов, у них практически отсутствует инжек-
ция и накопление неосновных носителей (диффузионная емкость
равна нулю), поэтому они менее инерционны и работоспособны
вплоть до субмиллиметрового диапазона волн.
При увеличении отрицательного смещения на переходе М-П
толщина обедненного слоя возрастает, что приводит к уменьше-
нию rs и Cj. Закон изменения барьерной емкости перехода М-П
такой же, как у резкого р-п перехода (ул 1/2).
75
Выражение (3.2) достаточно точно описывает прямую ветвь
ВАХ диодов с переходом М-П при токе насыщения порядка 10-9 А
для ДБШ и 10-6 А для точечного, причем п «1,05... 1,5 для ДБШ
и п«1,7... 2 для точечного диода. В отличие от р-п диода, обрат-
ная ветвь ВАХ точечного диода и ДБШ наклонная, не имеет
четко выраженного участка насыщения вследствие тонкости пе-
рехода и влияния поверхностного тока утечки (см. рис. 3.2).
Лучшие характеристики имеет диод с барьером Мотта струк-
туры М-1-п+. В тонком высокоомном i-слое падает все приложен-
ное к барьеру напряжение, поэтому толщина обедненного слоя в
п+-области пренебрежимо мала и не зависит от смещения, т. е.
rs и Cj практически постоянны. Емкость С, барьера Мотта опре-
деляется толщиной i-слоя и меньше, чем у ДБШ такой же пло-
щади. Поэтому постоянная времени x=rsCj, потери и шумы диода
с барьером Мотта меньше, а нелинейность ВАХ больше, в ре-
зультате возрастает частотный предел работы. Кроме того, бла-
годаря наличию i-слоя электрическая прочность диода с барьером
Мотта выше.
Наибольшую рабочую частоту имеют диоды с барьером Мотта
(M-i-n+), несколько меньшую ДБШ (М-п-п+), далее идут точечно-
прижимные (М-П), р+-п+ диоды и, наконец, р-п диоды. Из них
самое широкое применение в ТТУ СВЧ находят ДБШ.
Шумовые свойства диода. Шумовая мощность диодов имеет
следующие основные составляющие: дробовые шумы, пропорцио-
нальные прямому току диода; низкочастотные фликкер-шумы (шу-
мы мерцания), обусловленные, главным образом, поверхностны-
ми состояниями перехода и спадающие по закону 1/f; тепловые
шумы сопротивления потерь rs.
Тепловые шумы можно в значительной мере уменьшить ох-
лаждением диодов. Преимуществом ДБШ на GaAs n-типа при
глубоком охлаждении (до азотных и даже гелиевых температур)
является также некоторое уменьшение rt благодаря росту под-
вижности электронов, тогда как у р-п диодов rs возрастает
вследствие снижения подвижности дырок и степени ионизации ак-
цепторов в Si.
3.2.2. ДЕТЕКТОРНЫЕ И СМЕСИТЕЛЬНЫЕ ДИОДЫ СВЧ
Устройство и общая характеристика. Для детектирования и преобразо-
вания иа более низкую частоту слабых сигналов СВЧ обычно используют де-
текторные и смесительные диоды, работающие как варисторы, поэтому в их
конструкциях и характеристиках имеется много общего.
Ранее в детекторах и смесителях использовались точечные прижимные ди-
оды, выпускаемые и ныне для измерительной аппаратуры; в новых разработ-
ках применяют ДБШ (см. рис. 3.2).
Иногда в детекторах и смесителях применяют обращенные диоды — раз-
новидность туннельных с малым пиком в области прямых токов (см. рис. 3.2),
у которых используется обратная ветвь ВАХ, обладающая высокой крутизной
при нулевом смещении. Обращенные диоды имеют высокую чувствительность
76
по току и меньший по сравнению с точечными диодами уровень низкочастот-
ных (фликкер) шумов; в режиме преобразования частоты они требуют мощ-
ность гетеродина всего лишь 0,1... 0,2 мВт. Однако из-за низкой электрической
прочности и трудностей изготовления обращенные диоды широкого применения
не получили.
Смесительные и детекторные диоды в корпусах патронного типа (рис.
3.4,а) используют в волноводных и коаксиальных устройствах дециметрового
и сантиметрового диапазонов волн, в корпусах коаксиального типа (рис.
3.4,в) — в устройствах коротковолновой части сантиметрового диапазона, а в
корпусах типа волноводной вставки (рис. 3.4,6) — в устройствах миллиметро-
вого диапазона. В ГИС используются бескорпусные диоды (рис. ЗА,г,и). Со-
товые ДБШ (рис. 3.4,к) имеют по сравнению с планарными (рис. 3.4,г) мень-
шую паразитную емкость конструкции и больший выход годных приборов, на
одном кристалле размещено 8..'. 16 переходов, и можно легко выбрать из них
наилучший или требуемый по параметрам (при различных диаметрах окон).
Эквивалентная схема на рис. 3.1,а справедлива также для смесительного
и детекторного диодов, у которых значение параметра г, порядка единиц-де-
сятков ом, Cj — десятые — сотые доли пикофарады. Значение дифференциаль-
ного сопротивления г может изменяться в широких пределах в зависимости от
положения рабочей точки ВАХ диода (см. рис. 3.1,6).
Общие параметры детекторных и смесительных диодов. Электрическая
прочность диодов в области отрицательных напряжений характеризуется нор-
мируемым обратным напряжением 1/ВОрм.обр, при котором обратный ток до-
стигает определенного значения, например, для ДБШ /овр=Ю мкА. Для то-
чечного германиевого диода 1/норм.обр» 1 ... 3 В, для ДБШ 1/норм.обр « 3 ... 10 В,
причем меньшие значения относятся к более высокочастотным диодам, у ко-
торых толщина эпитаксиального слоя меньше.
В области прямых токов электрическая прочность характеризуется энер-
гией «выгорания» — той минимальной энергией 1ГВыг импульса длительностью
не более 10-8 с, после воздействия- которого параметры диода необратимо
ухудшаются на заданное значение. Обычно 1Гвыг«= 10-8... 10-’ Дж, поэтому
диоды необходимо защищать от перегрузок, а перед их сменой следует обя-
зательно коснуться рукой корпуса аппаратуры для снятия с тела статического
заряда, энергии которого обычно достаточно для вывода перехода из строя в
случае разряда через диод.
При работе в непрерывном режиме допустимая рассеиваемая СВЧ мощ-
ность Ррао для германиевых точечных диодов составляет 10... 40 мВт, для
кремниевых и ДБШ— 10... 100 мВт.
Качество работы детекторных и смесительных диодов характеризуют шу-
мовым отношением пш — относительной шумовой температурой, равной отно-
шению мощности шумов данного диода в рабочем режиме к мощности шумов
согласованной нагрузки при той же температуре и одинаковой полосе частот.
Параметры детекторных диодов. Кроме рассмотренных выше
общих параметров 17Норм.обр, И^выг, РРаС и пш к параметрам детек-
торных диодов можно отнести постоянную времени т, выходное
сопротивление на видеочастоте гвпЛ=г+гв, а также чувствитель-
ность диода как' преобразователя СВЧ колебаний в энергию пос-
тоянного тока.
77
Рис. 3.4. Эскизы диодов СВЧ;
а —в корпусе патронного типа; б —в волноводном корпусе; в — в корпусе
в металло-керамическом корпусе; ж— бескорпусной с ленточным выводом; з—
керамическом пьедестале; к — сотовой конструкции;
/ — кристалл полупроводника; 2 — контактная игла; 3— изолятор (керамика, стекло,
ный вход
78
Основной параметр — чувствительность по току р,- — опреде-
ляют как отношение приращения выпрямленного тока А/ в режи-
ме короткого замыкания по постоянному току к подводимой мощ-
ности СВЧ PbxsCIO мкВт:
Рг = А7/Рвх = (Л-70)/Рвх, (3.3}
где /о — ток смещения в рабочей точке (может быть равен ну-
лю); Л — постоянный ток через диод при подаче СВЧ мощности.
Для повышения чувствительности по току, зависящей от вы-
бора рабочей точки, иногда используют прямое смещение диода
током /о = 20... 50 мкА от внешнего источника.
На частотах до сотен мегагерц максимальную чувствительность
по току Ргтах можно определить по параметрам статической ВАХ
диода (3.2): $imaxf&e/(2nkT), где 1^л^2. На СВЧ сказывается
вредное влияние тока барьерной емкости перехода: вызванное
этим током падение напряжения на сопротивлении г3 (рис. 3.1,а)
уменьшает приложенное к переходу напряжение. Поэтому чувст-
вительность по току на
СВЧ
₽i=₽iтая/(1 + ®2 r3rCj)
(3.4>-
ниже и имеет значение
1 ... 5 A/Вт для точеч-
ных диодов,3... ЮА/Вт
для ДБШ.
Если к детекторно-
му диоду подключена
высокоомная (от еди-
ниц до сотен килоом}
нагрузка 7?н>/'виД=
= r+rs, то его характе-
ризуют чувствительно-
стью по напряжению
ри, которая может до-
стигать 1000 ...5000
В/Вт в сантиметровом
диапазоне и 1... 50 В/Вт
в миллиметровом.
Параметры смеси-
тельных диодов. Сме-
сительные диоды вы-
пускаются в таких
же корпусах, как и
детекторные диоды;
для них также спра-
ведлива эквивалент-
ная схема на рис. 3.L
Значения параметров
коаксиального типа: г — бескорпусной планарный; д, е—
бескорпусной с напыленными контактами; и — на
эпоксидная смола); 4, 5 — выводы диода; 6 — волновод-
79>
для этой схемы примерно такие же, как для детектор-
ных диодов. Вольт-амперные характеристики смесительных дио-
дов, точечного и ДБШ, показаны на рис. 3.2. Главный параметр
смесительного диода — нормированный коэффициент шума Глори-
Его определяют как коэффициент шума супергетеродинного при-
емника с данным диодом в смесителе на входе и УПЧ со стан-
дартизированным коэффициентом шума Лшупч = (1>5±0,1) дБ:
^норм ^прб (^ш "Ь Кш УПЧ 1)> (3>5)
где пш £ 1 — относительная шумовая температура диода. Через
Ьпрб обозначены потери преобразования смесителя, которые опре-
деляются как отношение мощности СВЧ сигнала на его входе к
мощности ПЧ на выходе:
^прб ~Рсвч/Рпч ~ U + г«/г + г С2) . (3-6)
Потери преобразования смесительного диода равны 3... 10 дБ и
включают потери преобразования сигнала на нелинейном диффе-
ренциальном сопротивлении перехода (зависящие от частоты, схе-
мы смесителя, вида ВАХ диода и режима его работы), потери в
диоде, обусловленные наличием паразитных параметров rs и С,
(3.6), а также потери из-за рассогласования смесителя на СВЧ
и ПЧ.
Типичные значения /?Норм — от 5...8 дБ в сантиметровом диа-
пазоне до 10... 12 дБ в миллиметровом.
3.2.3. ВАРАКТОРНЫЕ ДИОДЫ
Общие свойства и параметры варакторов. Диоды с электрически управля-
емой емкостью Cj порядка единиц... десятков пикофарад называют варикапа-
ми и применяют в основном для электронной перестройки контуров на КВ и
УКВ. Варакторы — это варикапы СВЧ диапазона с емкостью Cj порядка де-
сятых долей пикофарады. К варакторам относят параметрические, умиожи-
тельные и настроечные диоды. Их выпускают в металлокерамических корпу-
сах (см. рис. 3.4,д, е) и бескорпусными (см. рис. 3.4,з, и).
В варакторе используют переход р-п или М-П (барьер Шотки). При отри-
цательном смещении величина г» 1 ... 10 МОм» (<оСД-1, поэтому считают, что
переход имеет только нелинейную емкость Cj (рис. 3.5,а). Типичные значения
параметров эквивалентной схемы варактора: rs~l Ом, Ccase«0,l ... 0,2 пФ,
яг 0,1 ... 0,3 нГн, С; «0,1... 1 пФ. Зависимость Cj от напряжения определяется
законом распределения примесей в переходе, описывается выражением (3.1) и
показана на рис. 3.3.
±C0=Cj(fy)
')
S)
Рис. 3.5. Эквива-
лентная схема за-
крытого варакто-
ра:
а — полная; б — уп-
рощенная последова-
тельная; в — упро-
щенная параллель-
ная
80
Основным параметром варакторов считают постоянную времени
т = гв С} ((/<,), (3.7)
определяющую инерционные свойства диода и потери в нем, или предельную
частоту (частоту отсечки)
h = (2 лт)-» = [2л rs С} (1/0)]~», (3.8)
измеряемые при заданном напряжении смещения Uo.
Потери в варакторе характеризуют его добротностью, равной отношению
реактивного сопротивления барьерной емкости к сопротивлению потерь г, (при
заданных Но и f): > •
Q = [2nfCj(H0) гв]-1. (3.9)
Как следует из (3.8) и (3.9), добротность варактора на предельной частоте
fe равна единице; иа рабочей частоте f ее можно оценить отношением пре*
дельной частоты к рабочей:
(3.9а)
Обычно варактор используют иа частотах, при которых его добротность боль*
ше десяти.
К другим параметрам относят Ca—Cj{Uo), Ррас, ^ворм.овр (для ДБШ) или
Vapoe (для р-п диода).
Параметрические диоды. Используют в малошумящих пара-
метрических усилителях и смесителях слабых сигналов, в мало-
мощных умножителях и делителях частоты, в ограничителях СВЧ,
для электронной перестройки полупроводниковых генераторов
СВЧ и т. д.
Постоянную времени т измеряют при Uo, близком к £/пРоб или
t/норм.обр, например, Uo=—6 В. Типичное значение т параметри-
ческого диода 0,2... 1 пс, что соответствует fc=750... 150 ГГц.
Так как значение rs возрастает с частотой в основном из-за
скин-эффекта, то для сравнимости параметров различных типов
диодов т измеряют на определенной частоте, например 10 ГГц
[26].
Поскольку параметрические диоды обычно работают в облас-
ти отрицательных смещений, то. в закрытом переходе нет тока
проводимости и связанного с ним дробового шума; имеются лишь
тепловые шумы небольшого сопротивления потерь rs, благодаря
чему получается малый уровень шумов параметрических уст-
ройств, дальнейшее уменьшение которого достигается охлаждени-
ем диода.
Если паразитные параметры эквивалентной схемы диода (рис. 3.5,a) L,
и Cease отнести к внешним цепям, то на частоте сигнала оиа может быть пред-
ставлена последовательной или параллельной схемой замещения (рис. 3.5,6, в),
справедливой при условии rs<C (<оСо)-1, что имеет место на практике. Прово-
димость потерь диода
Сд = <о2СоГз (3.10)
определяет уровень шумов параметрического устройства и теряемую в г, мощ-
ность.
81
Допустимая мощность рассеяния параметрических ДБШ сос-
танляет сотые доли ватта, р-п диодов — до десятых долей ватта.
Умиожительные диоды. Чаще всего называют варакторами,
это, как правило, р-п диоды. Они более мощные, чем параметри-
ческие, и применяются в мощных (до единиц ватт) варактогных
умножителях и смесителях сдвига частоты. Их работа таках ос-
нована па нелинейной зависимости Cj от напряжения (см. рис.
3.3), благодаря чему в спектре колебаний появляются гармоники,
а при воздействии нескольких колебаний — комбинационные
частоты.
Напряжение смешения варактора выбирается около пуля вольт, где кру-
пиц,ч (,',(») максимальна. Это приводит к работе диола в режиме с прямыми
lo.c.i:!, т. е. одновременно с барьерной 15спо :ыуюся диффу тонная еч сть
C,j, значение которой весьма резко зависит от напряжения (см. рис. 3.3'. что
обеснечнг.зет существенное повышение эффективное!и у'чюжи,елей и м-.: чых
смесителей частоты. Поэтому предельную частоту умножите.;!,пых дподез из-
меряют при 1/'о==— 6 В или даже пулевом смещении; ее значение может быть
300 ...30 ГГц.
Составы \ множа тельные Si и GaAs р-п диоды, рассеивающие мощно, тз до
нескольких паи, с пробивным напряжением до 100 В. Для дальнейшего по-
вышения электрической прочности и отдаваемой мопщост используют с'-став-
ные ирпооры с последовательным включением двух - трех одинаковых пере-
ходов в о.'.ном корпусе. Предельная частота диода, составленного из г. тди-
I.очных, вракIически не уменьшается, так как г ^=nr,, а С .v=Cj/n.
В кремниевых умножительных диодах с накоплением ж, пда
(ДНЗ) используется плавный р-п переход со сравнительно широ-
кой низколегированной «-базой. Для р-эмиттера подбирают такую
акцепторную примесь, что время жизни дырок больше периода
умножаемых колебаний, около 10 s... 10 6 с.
При прямом напряжении диод открывается (pin-. 3.0), в Ч-зу
инжектируются долгоживущие дырки, не успевающие за это вре-
мя рекомбинировать, таким образом в толще биты иакапли.” ает-
ся заряд. При обратном напряжении па диоде диффузионно-:- до-
заряди
ле в базе способег-ует
быстрой экстракции ас-
сасыванию) накопленных
дырок из базы через пере-
ход, поэтому обратны:: юк
превышает прямой в -А ... 3
раза, накошенный : :>яд
быстро рассасывается. и
гок диода резко пр-с-.ра-
щаегся, н ропслодгт р.-лое
воест ановлеш.е обр..-: -ого
сонротив.iciiir-i перехо;;. за
время /в,„-~0,1 нс. По-
лучающийся короткий им-
пульс обратного тока б зат
вьшимп гармониками, поэтому ДНЗ рационально применять в
ум: - жителя?: высокой кратности.
Л частотах выше 10...20 ГГц кремниевые ДНЗ становятся неэффек.ив-
• . - т-за сравнима:и времени восстановления tBOr. с периодом умножаемых
-ьтебаний. во их можно использовать как вар.акюры с плавным р-п пе-
со-. л в о -гкиме опиатного смешения. Умножительные ДНЗ на р-п перехо-
..\ G.:Ai, 5' кон-рого время жизни дырок около 1()-’... 10~ 10 с, могут pa-
о.-,; - в mi-..ь н. метровом дп.'.иазопе волн, отдавая мощность до десятков мнл-
i астроечные диоды. Применяются для электронной перест-
рой.?!: СВ1! колебательных контуров фильтров, усилителей и ав-
торе. ораторов, а также в плавных фазовращателях. Основные па-
р?.-' :оы пт-сыюеччых диодов — коэффициент перекрытия по ем-
ко:.:: Кс, добротность Q, емкость при заданном смещении СД(С\)),
допустимое напряжение (7о6ртах., допустимая мощность СВЧ
РСБЧ " ах-
Коэффициент перекрытия по емкости ранен отношению мак-
СИУ. ..ТЫ1ОЙ емкости диода к минимальной:
А' С щд.х /Сд
mint (3.11)
1 Де О д max = С'-а!“О;(0), Сд min = C(-osc + Cj ( (7С1-,р г,|пд) .
Рассмотрение зависимости барьерной емкости от напряже-
ния.— формулы (3.1) и рис. 3.3 — показывает, что плавный р-п
пер: ход обладает малым Ко. Резкие р-п переходы и ДБШ обес-
печивают Ко ~ 2 4.
Ншболее высокие значения Кс -- до 10... 15 - имеют диоды
со аерхрезким р-п переходом, в л-базе которого концентрация
-нои нрн'-есч уменьшаете:-: при уда л о i!; i: i ьг Гранины перехо-
да (. л. рис. 3.3). Поэтому с ростом обратного напряжения одина-
ков :.ч приращениям объемного заряда будет соответствовать все
бол- дее расширение обедненной области, что приводит к более
быстрому уменьшению емкости, чем, например, в резком пере-
ход-. .
Др., 11ЮСТ1, НШ.-1 роечпых диолов зависит от материала и типа перехода,
а : -:е от час?-ж» и напряжения смещения. Галлий-арсенидоные диоды бла-
<большей inc.i'ii/aiioc 1 и носик-лей в GaAs имеют в 1,5 ...2 раза большую
к' шасть, чем кремниевые, по из-за несовершенства кристаллической струк-
iy;.-:. материала у них меньше Г,,,-,,, тах. Так, на частоте 1 ГГц при (.'0011 =
<•1 • В добро 1>:ое:ь диодов с резким переходом на Si достигает 300 ...400,
на As 500... S00 Добротность настроечных диодов со сперхрезкп.м р-п пе-
рех . м меньше и несколько раз из-за большего сопротивления широкой низ-
ко. ,-ооваиной л базы (рис. 3.3). Так. сверхрезкий GaAs ДБШ имеет доброт-
н- . : :о 300 на частоте 1 ГГц.
.ь-око.-.обротнии- ДБШ со снерхрезким переходом иногда применяют и
. ж оа V-?-- и веского vcи, -ейпя.
83
Другие типы диодов, указанные в § 3.1, будут рассмотриы в
гл. 5 и 7. Подробные сведения об устройстве, технологи!! изго-
товления, основных параметрах и их измерении, а также о при-
менении СВЧ-диодов можно найти в работах 126, 27].
3.3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ СВЧ
3.3.1. ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ТРАНЗИСТОРА
Биполярный транзистор (БТ)—это полупроводниковый 1:рт;б..р с двумя
взаимодействующими р-п переходами и тремя выводами, усилительные свой-
ства которого обусловлены явлениями инжекции из эмиттера в базу неоснов-
ных для нее носителей заряда и их экстракции из базы в коллектор. В бипо-
лярных транзисторах используются носители зарядов обоих знаков (по'ярно-
стей), откуда и произошло их название. Однако характер тока в приборе оп-
ределяется главным образом типом проводимости эмиттера — электронный ток
при п-эмиттере и дырочный в случае р-эмиттера.
Современные СВЧ БТ изготавливают ио и.танарно-эпитаксиальной техно-
логии. В маломощных (малошумящих) БТ используются германиевые р -.-р и
все чаще кремниевые п-р-п, в мощных- исключительно крсмнж вы? п-р-п
структуры, имеющие лучшие параметры благодаря большей (примерно з два
раза) подвижности электронов ио сравнению с дырками.
Упрощенная одномерная модель п-р-п БТ представлена на рис. 3.7. Тран-
зистор состоит из высоколегированной эмиттерпой «-области .9, средне., тиро-
ванной области коллектора К того же типа проводимости и низко.:егиро?'.-'ной
области базы Б другого типа проводимости. В состоянии термодинами и- кого
равновесия, когда U-ir= Б'К1- —0, вследствие диффузии электронов шт эмитте-
ра в базу, а дырок из базы в эмиттер и коллектор вокруг эмиттерного и кол-
лекторного переходов образуются обедненные подвижными постелями с'ласти
с нескомпенсированным обьемвым зарядом неподвижных ионов примесей диф-
фузионные поля которых /-эьд и ^-КГ>-Ч направлены в сторону ба н.п
В рабочем (активном) режиме переход А'—Б .закрыт большим обратным
смещением (7^в, а переход .9- Б открыт небольшим прямым смещением С’зг>,
Поэтому входное сопротивление открытого эмиттерного перехода Znx мал у БТ
управляется током /& При этом эмиттер инжектирует в область базы неос-
Змитпернь/й колл^кторнь/й
перехода переход
1^1^ /б —7к-«/э^/кь?
новные для нее носители -- элек-
троны (ток /Эп). Большая часть
электронов проходит черет : ст.ую
биту до коллекторного переход., (тол-
щиной щок), увлекается его сильным
ускоряющим полем /,?квд + /Д’ок
и экстрагируется (вытягиваете :) из
базы, образуя основную с ..тав-
ляющую электронного тока кол-
лектора /к и. Лишь кеб шая
часть инжектированных в базу
электронов успевает в ней ре-
Рис. .3.7. Одномерная модель транзисто-
ра (структура и токи)
комбинировать с дырками, созда-
вая основную часы, тока ба-
84
ш Собственный ток коллектора /Кг.о не протекает в пели эмиттера, он
шляется током насыщения обратно смещенного перехода Л'—Б при 0.
почти не зависит от напряжения (Укг и т:а много порядков меньше улравля-
гмого эмиттером тока /кп.
Таким образом, в активном режиме ток коллекторе, определяется током
эмиттера, практически, не зависящим от напряжения на коллекторе, т. е. вход,
и выход тргнвистора развязаны. Благодаря этому транзистор обладает одно-
и.-шравленным усилением, его коллекторные (выходные) характеристики /к =
..const имеют небольшой наклон, следовательно, выходное сопро-
тивление Z, м, .много больше входною Zi.x. Этим объясняется название тран-
.истор — npt’cui->u:ioenre.ib сипропкиег-.ия (transfer of resistor). В пень коллек-
тора можно г.ктючить нагрузку ZH>Zr,x и получить за стет энергии источни-
ка обратного смещения коллектора усиление.
З.З.2. ЭЛЕКТР!ГнёСКП!-: ПАРАМЕТРЫ ТРАНЗИСТОРОВ
Основные параметры. Транзистор как активный прибор преж-
де всего характеризуют коэффициентом усиления мо;иности А'Р.
Входной маломощный ВТ должен иметь малый коэффициент шу-
ма Аш. Для мощного ВТ важны эиергетпчеокие парашн ры: вы-
ходная мощность КПД коллекторной цепи >)К, рассеиваемая
МОЩНОСТЬ Ррае И ДР-
Для реализации пше,..шальных возможностей транзистора в схеме потре-
би шлю необходимо знать также его входное и выходное сопротивления, ко-
юрые можно измерить или рассчитать с помощью параметров эквивалентной
схемы транзистора. СВЧ ВТ, как правило, применяю! в той области частот,
где усиление na.taei < росюм частоты со скоростью примерно '> дБ/окива
(рис. 3.8,а), полому обычно ук.ч шишки, на какой частоте измерены те или
иные параметры транзиетора.
Частотные параметры. Для характеристики частотных свойств
ВТ используют понятия максимальной частоты генерации fllinx,
предельных fhn и граничной fT частот. Частоту р»„х определяют
как наибольшую, на которой способен генерировать ВТ в схеме
автогенератора. На этой частоте /Д ~0 дБ.
Предельными называют частоты Дмэ, или /Д и fi.y..-., или faz.
на которых .модули коэффициентов передачи тока в схеме с об-
щим эмиттером (ОЭ) й21.э и в схеме с общей базой (ОБ) Д:г
1’ис. 3.8. Частотные характеристики гран шетора СВЧ
уменьшаются в У 2 раза (на 3 дБ) по сравнению с их низкочас-
тотными значениями, обозначенными на рис. 3.8,6 через Ро и ао
соответственно.
Чаще всего СВЧ БТ характеризуют экстраполируемым пара-
метром — граничной частотой fr, на которой модуль йггэ равен
единице. Граничную частоту практически определяют таким об-
разом: йа стандартной частоте /изм (одной из ряда 100, 300, 1000
и 3000 МГц), в районе которой модуль Й21э падает примерно на
6 дБ/октаву, измеряют | h2i э | и рассчитывают fT по формуле fr =
= |Й21э|/изм. Ее значение может составлять 10... 15 ГГц. По оп-
ределению,
f, = f^0/V2 = faa0/y2. (3.12)
В схеме с ОБ граничная частота определяется простым соот-
ношением
fr = 1/(2 лтэк), (3.13)
где т эк — постоянная времени задержки сигнала от эмиттера до
коллектора, равная сумме постоянных заряда эмиттерного пере-
хода тэ» пролета электронами базы тБ, пролета обедненной об-
ласти коллектора ток и заряда коллекторного перехода тк-
Другие параметры транзистора можно рассчитать по его эк-
вивалентной схеме.
Эквивалентные схемы СВЧ-транзнстора. Одна из типичных конструкций
современного многоэмиттерного кремниевого планарно-эпитаксиального БТ по-
казана иа рнс. 3.9,а. Обозначения распределенных сопротивлений базы и кол-
„ , Контакты
б 3 Б
, *Г
п-слоа коллектдМ
TSI п+-подложка
коллектора
А
Теплоотвод Be 0
а)
А-А
\ Контакт К i
Рис. 3.9. Планарно-эпитаксиальный транзистор с гребенчатым эмиттером:
а — конструкция контактной системы; б — физическая модель транзистора с учетом рас-
пределенных параметров
|Г/Ы|
.«6
лектора, а также емкостей переходов показаны на рис. 3.9,6. Здесь под пло-
щадкой эмиттерного перехода распределенное сопротивление базы обозначено
через Гб1, соответствующая «активная» часть емкости коллекторного перехода —
через Ск.а, остальные («пассивные») части емкости коллектора и сопротивле-
ния базы — через Ск.п и гЪг. В низколегированном коллекторном эмнтаксиаль-
ном «-слое активной части соответствует сопротивление гк.а, остальная часть
обозначена через гк.п.
Для данной физической модели подробная эквивалентная схема корпус-
ного БТ приведена в [27]. Большинство параметров схемы БТ являются час-
тотно-зависимыми, а параметры переходов и базы зависят от смещения и ам;
плитуды сигнала. Как правило, речь йдет о малосигиальных параметрах в
сравнительно узком диапазоне частот, когда их можно полагать неизменными
при заданном режиме питания.
В инженерной практике часто пользуются упрощенной Т-образной эквива-
лентной схемой транзистора с ОБ (рис. 3.10,а), без учета параметров выводов
и паразитных проходных емкостей базовых и эмиттерпых контактных площа-
док относительно коллектора [28]. Она - включает дифференциальные парамет-
ры открытого эмиттерного перехода Сэ, гя, барьерную емкость активной части
закрытого коллекторного перехода Ск.а, эквивалентный генератор тока aiB н др.
Такая схема удобна и для расчета шумов БТ, для чего необходимо ис-
ключить иешумящие реактивности, добавить генераторы дробовых шумовых
токов эмиттерного и коллекторного переходов, а в цепь базы включить гене-
ратор ЭДС тепловых шумов rei (рис. 3.10,6).
Для транзистора с ОЭ его Т-образная эквивалентная схема легко полу-
чается из схемы рис. 3.10,а разворотом выводов Э и Б (рис. 3.11,а), причем все-
параметры остаются неизменными. Однако, чтобы выразить зависимость кол-
а) 6)
Рис. 3.10. Упрощенные схемы транзистора с общей базой:
а — эквивалентная; б — для расчета шумов
Рис. 3.11. Упрощенные эквивалентные схемы транзистора с общим эмиттером;
а — соответствующая Т-образиой схеме транзистора с ОБ; б — для расчета Кр и Кш
8Г
лекторного тока iK от входного тока базы if, в этой схеме необходимо заме-
нить генератор тока aie на генератор Pio и увеличить в р раз дифференциаль-
ную проводимость коллекторного перехода, как показано на рис. 3.11,6, где
Ск = Ск.а4-Ск.п н, кроме того, для упрощения опущены параметры Гоа н гк.а.
Определим с помощью этой схемы два важных параметра БТ.
Коэффициент усиления и максимальная частота генерации. На
СВЧ транзистор обычно согласуют по входу и выходу с источни-
ком сигнала и нагрузкой для получения максимальной выходной
мощности. Если еще предположить, что обратная связь в БТ
скомпенсирована внешней цепью без потерь, то его однонаправ-
ленное усиление можно выразить через «/-параметры эквивалент-
ной схемы с ОЭ:
Кр = |г/21|2 [4Re (г/п) Re (г/22)]->, (3.14)
где, как следует из схемы рис. 3.11,6,
11/211 =^21Э £21 « ₽£21 ~ ТГ" 7^ ’ Re (1/11) =£11 ~ 1/г<»1 и
R® ((/22) ~ £22 ~ ч>т Сн.
Тогда
Кр (со) » (От /(4 со2 гб1 Сн) (3.14а)
и обратно пропорционален квадрату частоты (наклон АЧХ 6
дБ/октава).
По определению, на fmax коэффициент усиления мощности ра-
вен единице, поэтому из (3.14а) следует
fmax « [fr /(8лгб1 Сн)]>/2 = (4л)-> (гб1 Снтэк)->/2. (3.15)
Достоинством полученных приближенных результатов являет-
ся ясная физическая зависимость fmax от величин, поддающихся
•измерению: граничной частоты f-г, которую находят по измерен-
ному значению | h2i э | или по S-параметрам; r6i, вычисляемого по
результатам шумовых измерений; постоянной Гб1Ск, определяемой
через коэффициент обратной передачи напряжения в схеме с ОБ.
Заметим, что fmax практически инвариантна схеме включения
БТ и поэтому широко используется для оценки его возможнос-
тей. Значение fmax может достигать 10... 20 ГГц, используют же
БТ на частотах в 1,5... 2 раза ниже, где их усиление еще не менее
3...6 дБ (см. выражение (3.14а) и рис. 3.8,а).
Шумы в биполярном транзисторе. Для входных малошумящих
БТ Кш является одним из главных параметров.
На СВЧ можно выделить тепловые шумы, обусловленные со-
противлением базы Гб1 (рис. 3.11,6); дробовые шумы эмиттерного
и коллекторного переходов, пропорциональные токам 7Э и ZK со-
ответственно; шумы токораспределения, связанные с флуктуация-
ми при перераспределении эмиттерного тока между коллектором
и базой, которые растут пропорционально f2i/(lfra)2.
Коэффициент шума с частотой возрастает со скоростью при-
мерно 1... 3 дБ/октаву. Шумы тем больше, чем больше напряже-
те
ние на коллекторе и ток эмиттера. Минимум достигается при
токах эмиттера, в несколько раз меньших, чем максимум усиле-
ния, что необходимо учитывать при создании многокаскадных
усилителей. Коэффициент шума практически не зависит от схемы
включения БТ.
Внешние параметры транзисторов. Из-за сложности определе-
ния параметров эквивалентной схемы (внутренних параметров)
ею пользуются в основном разработчики БТ. Потребитель часта
представляет БТ как линейный четырехполюсник с эксперимен-
тально определенными внешними параметрами.
Транзисторы СВЧ не принято характеризовать гибридными h-
параметрами, поскольку при их измерении на СВЧ вследствие
сильного влияния паразитных L. и С практически невозможно
обеспечить режимы XX и КЗ. Измеренные же на сравнительна
низких, частотах /i-параметры из-за неизвестности точного закона
их частотной зависимости не могут характеризовать свойства БТ
на СВЧ.
Наиболее удобны для описания свойств БТ его S-параметры —
комплексные элементы матрицы рассеяния, измеренные на рабо-
чих частотах в соответствующем рабочем режиме (малосигналь-
ном для входных и при больших уровнях амплитуд для мощных
каскадов) при включении БТ в стандартные линии передачи с
р = 50 Ом. Измеренные S-параметры широко используются при
графоаналитических расчетах усилителей с помощью круговой
номограммы Вольперта — Смита. Так, величины Sn и S22 позво-
ляют однозначно найти соответственно входное и выходное со-
противления БТ; физический коэффициент усиления мощности
равен K*=|S2i|2/(1—|Sn|2); SJ2 есть коэффициент обратной свя-
зи в БТ. При комплексно-сопряженном согласовании БТ по вхо-
ду и выходу максимальное значение коэффициента усиления
мощности равно Кр= |S2i|2/(| 1—|Sn|2| • 11—jS22J2J), причем аб-
солютная устойчивость достигается при условии |Sh|<1,
|S22|<1.
3.3.3. ТИПЫ БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
Все многообразие БТ диапазона СВЧ условно можно разде-
лить на три типа: малошумящие (как правило, маломощные),
средней и большой мощности. Условность такой классификации
очевидна, поскольку с ростом частоты коэффициент шума данно-
го БТ возрастает, а выходная мощность и коэффициент усиления
падают.
Малошумящие БТ, в основном, используются во входных кас-
кадах приемных устройств, БТ средней мощности ->• в усилите-
лях и автогенераторах приемного и передающего трактов стан-
ций, а мощные — в выходных каскадах передатчиков.
Малошумящие транзисторы. В рабочей полосе частот от них
требуется не только малое значение коэффициента шума Кш, но
и возможно большее усиление мощности Кр. Последнее обуслов-
8»
лоно тем, что вследствие сравнительно низкого усиления БТ
(/(р<6... 10 дБ) входные усилители приходится делать много-
каскадными. Суммарный коэффициент шума усилителя вы-
числяют по формуле (1.6) для каскадного включения четырехпо-
люсников. Как видим, многокаскадного усилителя в значи-
тельной мере зависит от усиления, поэтому вводят меру шума
М = -1) (3.16)
комбинированный параметр для сравнения шумовых свойств
транзисторов с учетом их усиления.
Как было рассмотрено выше, БТ с более высокой /7- имеет
большее усиление (3.14а) и меньший коэффициент шума. Отсюда
вытекает необходимость повышения fr, которое согласно (3.13)
достигается в основном следующими путями: во-первых, уменьше-
нием толщины базы до десятых-сотых долей микрометра, благо-
даря чему снижается время пролета базы и ее сопротивление;
во-вторых, повышением степени легирования коллектора, что
хменыпаег толщину коллекторного перехода (время его пролета)
и сопротивление тела коллектора; в-третьих, уменьшением пло-
щади, а значит, емкости переходов. Однако второе приводит к
уменьшению электрической прочности коллекторного перехода,в
результате снижается рабочее напряжение коллектора и выход-
ная мощность, третье вызывает уменьшение допустимого тока,
т. е. выходной мощности.
Следовательно, малошумящие БТ являются в то же время и
маломощными приборами. Несмотря на это во входных усилите-
лях они благодаря малому уровню сиг-
нала работают в линейном режиме клас-
са Л. Обычно их включают ио схеме с
03, как имеющей преимущество по ус-
тойчивости усиления при работе в клас-
се Л. Кроме того, входное сопротивление
схемы с ОЭ больше, чем в ОБ, ее легче
согласовать с мпкрополосковой линией.
Типичный режим малошумящих БТ:
^к-5... 10 В, /Э-И ...2 мА.
Значения Кш и Кр в функции частоты
лучших образцов малошумящих биполяр-
ных транзисторов приведены па рис. 3.12.
Мощные и средней мощности транзи-
сторы. От БТ средней мощности, исполь-
зуемых чаще всего в предусилителях, тре-
буется прежде всего большое усиле-
ние. Главным параметром мощных вы-
ходных БТ считают выходную мощ-
ность Рвых, повышения которой можно
достичь увеличением его рабочего то-
ка. Однако при больших токах базы
из-за падения напряжения на пассивной
0.5 7 1,4 ? 3 4 5 О.ГГц
Рис. 3.12. Зависимости
коэффициентов усиления
и шумов биполярных ма-
лошумящих т раизисторов
от частоты
90
части базы в планарных БТ возникает эффект оттеснения тока к
краям эмиттера, в результате ток БТ определяется не площадью
Лэ , а его периметром. Задача увеличения периметра эм ил iера
без увеличения его площади, поскольку jr~'}/Sa, решается при-
менением встречно-штыревой конструкции эмиттера и базы (рис.
3 9,а), причем ширина штырей л расстояние между :;пми могут
быть малыми, до 1 ...2 мкм.
Несмотря на очень высокую плотность тока переходов, дохо-
дящую до 2 А/мм2, линейная плотность тока составляет не более
100 мА/мм периметра эмиттера, поэтому в мощных БТ количест-
во штырей может достигать нескольких десятков пли сотен, дли-
на штырей — десятков микрометров, а периметр эмиттера — нес-
кольких тысяч микрометров. Это дает возможность получить PEI.iX
порядка нескольких десятков ватт, однако из-за большой емкости
эмиттера и коллектора рабочие частоты таких мощных БТ ока-
зываются низкими, не больше 1 ... 2 ГГц. Практически на 1 мм
периметра эмиттера получают не более 0,5 Вт. Для повышения
/2Иых производят параллельное включение нескольких встречно-
штыревых структур (ячеек) на одном кристалле (рис. 3.13) и
нескольких кристаллов в одном корпусе.
Для мощных БТ важный энергетический параметр — КПД
коллекторной цепи т]к~^вых/Л), где РО = (7К/К — потребляемая
коллектором от источника питания мощность. Более высокий
КПД достигается при работе с отсечкой коллекторного тока, в
классе С, при этом повышается устойчивость схемы с ОБ.
Вследствие малости обьема активной области БТ ее температура может
достигать 300° С, следовательно, серьезна проблема эффективного отвода теп-
ла от коллекторного перехода. Мощные БТ изготавливают из S;, теплопро-
водность которого в три раза выше, чем GaAs. Подложку коллектора (рис,
3.9,«) делают достаточно тонкой, а кристалл припаивают коллекторным к-н-
Рис. 3.13. Мощный транзистор со встроенными цепями согласования:
а—конструкция; б — эквивалентная схема
91
тактом к теплоотводу из ВеО (теплопроводность которой лишь в два раза
меньше, чем Си), припаянному, в свою очередь, к массивному металлическому
теплоотводу, который 'может соединяться с радиатором.
С целью предотвращения местного перегрева и выхода БТ из строя при-
бегают к выравниванию токов отдельных штырей эмиттера: их контактные
площадки напыляют из резистивного материала (служащего токоограничитель-
ным сопротивлением), а соединительные площадки между ними — из хорошо
проводящего металла.
На сравнительно низких частотах СВЧ-диапазона Рвых БТ ог-
раничивается возможностью охлаждения низколегированной об-
ласти коллектора и падает пропорционально частоте, а на более
высоких частотах ограничивается опасностью лавинного пробоя
коллекторного перехода и скоростью носителей и падает пропор-
ционально квадрату частоты.
На СВЧ не только входное, но и выходное комплексные со-
противления БТ, особенно мощных, становятся малыми. Это за-
трудняет согласование с микрополосковыми линиями. Так как
реактивности корпуса сужают полосу возможного согласования,
то ряд типов БТ выпускаются бескорпусными с широкими полос-
ковыми выводами.
Мощные БТ могут иметь встроенные внутри корпуса согласую-
ще-трансформирующие LC-цепи, обеспечивающие трансформацию
полных внутренних сопротивлений во входное и выходное сопро-
тивления на выводах БТ, равные 50 Ом, что позволяет включать
их непосредственно в 50-омный микрополосковый тракт. За счет
внутреннего согласования БТ расширяется вдвое их рабочая по-
лоса частот, повышается выходная мощность и КПД, надежность
работы, облегчается настройка усилителей и снижается их чув-
ствительность к изменению параметров нагрузки [29].
Входное сопротивление БТ может быть повышено применением последо-
вательного контура LeCt (см. рнс. 3.13), а на выходе шунтирующее действие
пассивной емкости коллектора Ск.п скомпенсировано встроенной коллекторной
индуктивностью L. Кроме того, настроенный на среднюю частоту рабочего ди-
апазона параллельный контур LCK,B своим большим сопротивлением практи-
чески разрывает цепь паразитной обратной связи с коллектора через Си.в на
общий элемент £в (/овр.св«0), чем устраняется существенный недостаток схе-
мы с ОБ — неустойчивость усиления. Как видно на рнс. 3.13,а, для уменьше-
ния приняты конструктивные 'меры: самые короткие проводники соединяют
контакт базы Б с внешни^ выводом.
Паразитную обратную связь в схеме с ОЭ аналогичным образом компен-
сировать труднее, поэтому мощные БТ с рабочими частотами выше 1 ГГц вы-
пускают, как правило, для включения по схеме с ОБ. При таком включении
верхняя рабочая частота БТ может превышать /г, усиление мощности больше,
чем в схеме с 03 (см. рис. 3.8,6). Устойчивость схемы с ОБ при работе БТ в
классе С лишь немного хуже.
Включение по схеме с общим коллектором (ОК) используется редко, в
основном для автогенераторных БТ, у которых коллектор непосредственно при-
92
паян к фланцу корпуса, чем обеспечиваются опти-
мальные условия охлаждения прибора.
Биполярные транзисторы используют
на частотах примерно до 10 ГГц. КПД
коллекторной цепи мощных БТ в низко-
частотной части СВЧ диапазона состав-
ляет десятки процентов (до 50%) и с ро-
стом частоты падает до 15...20%. Напря-
жение питания коллектора 15...28 В.
На рис. 3.14 показана зависимость
Г*вых мощных БТ от частоты, при этом их
усиление может быть всего 3... 6 дБ, а
рассеиваемая мощность может достигать
100 Вт.
Рис. 3.14. Зависимости вы-
ходной мощности лучших
биполярных транзисторов
от частоты
3.4. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
3.4.1. ОДНОЗАТВОРНЫЕ ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Устройство и принцип работы. Полевые СВЧ транзисторы из-
готавливаются из GaAs n-типа по планарно-эпитаксиальной тех-
нологии с затвором на барьере Шотки. Устройство и схема вклю-
чения полевого транзистора с барьером Шотки (ПТШ) показана
на рис. 3.15. Геометрические размеры контактной системы при-
мерно такие же, как у биполярных транзисторов, однако электро-
ды истока И и стока С имеют омические контакты с полупровод-
ником. В данной схеме общим электродом является исток. На
управляющий электрод — затвор 3 на барьере Шотки — подают
обратное смещение Г/зи, поэтому его ток весьма мал, примерно
10-9 А, благодаря чему входное сопротивление ПТШ велико.
Рис. 3.15. Полевой транзистор с барьером Шоткн
93
Напряжение питания (7СИ включено так, чтобы электроны в
тонком эпитаксиальном п-слое — канале — двигались от истока
к стоку. Ток через нагрузку Z„ определяется сопротивлением ка-
нала, зависящим от напряжения на затворе U зи: чем больше об-
ратное напряжение, тем больше толщина обедненной области
барьера Шотки под затвором, тем меньше активная, проводящая
часть n-слоя; сопротивление канала возрастает, а ток стока 7с
уменьшается. Таким образом, в отличие от биполярного полевой
транзистор управляется напряжением и характеризуется крутиз-
ной 5 = Д/с/Д{7зи, достигающей десятков миллиампер на вольт.
Выходные ВАХ ПТШ (зависимость /с от (7СИ при U3ll = const)
имеют пентодный вид, его выходное сопротивление велико.
Отметим некоторые преимущества ПТШ по сравнению с би-
полярными. Благодаря более простой и совершенной технологии
изготовления ПТШ имеют меньший разброс электрических пара-
метров. Ток в них течет не через р-п переходы, а между омичес-
кими контактами в однородной среде канала, поэтому ПТШ об-
ладают более высокой линейностью ВАХ, у них нет шумов токо-
распределения, а плотность тока может быть большей, следова-
тельно, уровень их шумов меньше, отдаваемые мощности больше.
Скорость движения электронов в GaAs, из которого изготовляют
ПТШ, примерно в 2 раза выше, чем в Si, а вместо емкостей эмит-
терного и коллекторного переходов в ПТШ имеется сравнительно
малая емкость обратно смещенного барьера Шотки затвора, по-
этому они могут работать на более высоких частотах — до 90...
... 120 ГГц. Внутренняя обратная связь через паразитные емкости
в ПТШ незначительна, усилители на них работают более устой-
чиво в широком диапазоне частот. Несмотря на то, что теплопро-
водность GaAs в 3 раза меньше, чем Si, БТ уступают ПТШ по
выходной мощности уже на частотах 4...5 ГГц, а по коэффициен-
ту шума на частотах выше 1... 1,5 ГГц.
В настоящее время на ПТШ могут быть созданы ТТУ СВЧ
практически любого назначения в диапазоне от ДМВ до ММВ.
Эквивалентная схема ПТШ. Необходима для расчетов усиления, частот-
ных характеристик и при согласовании ПТШ с источником сигнала и нагруз-
кой. Одна из наиболее полных эквивалентных схем ПТШ, с учетом паразит-
ных параметров кристалла и корпуса, приведена в [30].
Для качественного рассмотрения основных параметров ПТШ ограничим-
ся более простой эквивалентной схемой для малого сигнала, показанной иа
рис. 3.16,а.. Здесь усилительные свойства ПТШ характеризуются крутизной 5;
емкость сток —затвор Ссз определяет степень паразитной обратной связи; ем-
кость затвор — исток Сзи является частью входного сопротивления; RaB есть
сопротивление части канала между истоком и затвором, неперекрытый обед-
ненным слоем барьера Шотки (см. рнс. 3.15); Д3 — сопротивление металли-
зации затвора; RB и Rc—сопротивления частей эпитаксиального n-слоя на
участках И—3 и 3—С, которые не зависят от Дзи и включают сопротивление
омических контактов И и С; RCB— дифференциальное выходное сопротивле-
ние. Из выводов ПТШ на эквивалентной схеме оставлена лишь нднуктивность
94
Рис. 3.16. Малосигнальные схемы полевых транзисторов с барьером Шотки:
а — упрощенная; б — для определения входных и выходных параметров
общего электрода — истока, в наибольшей степени влияющая на его уси-
ление.
Полагая R3» R3 х Rc ~ L3 «О, получаем схему на рис. 3.16,6, пригодную
для расчетов на согласование ПТШ.
Частотные свойства. Работоспособность ПТШ на СВЧ, как и
1ST, характеризуют частотами fmax и fT-
— К^вн Т- Ra + ^?3)//?си +
+ 2л R3 Ссэ]-‘ /2 « 4л VГт (2л R3 Ссз)-> /2, (3.17)
/т = 5/[2л Саи (1 + (А?о+ Z?„)//?c„ +
+ « 5/(2л Сэи) = (2 лт)->, (3.18)
где т х C3n/S » l3/v (3.19)
— половина времени пролета электронов через канал со ско-
ростью V.
Скорость электронов в GaAs имеет предел иНас~1>4-105 м/с,
поэтому усилия разработчиков направлены на создание ПТШ с
затворами субмикронных размеров (Z3<1 мкм). Большое влияние
на fmax оказывает при этом возрастание R3, для его снижения
металлизацию затвора выполняют с отношением толщины к длине
большим единицы, уменьшают IV7 3 (рис. 3.15).
К настоящему времени созданы ПТШ миллиметрового диапазона волн
(ММВ) с /3«0,25 мкм методом фотолитографии [31]. Поперечное сечение ка-
пала показано на рис. 3.17,а, профиль затвора треугольный; в плане (вид свер-
ху на рнс. 3.17,6) затвор Т-образный, шириной 75 мкм. Такое питание затвора
уменьшает паразитные емкости н расфазировку управляющего сигнала при его
распространении по ширине затвора при прочих равных условиях повышает
fmax примерно в два раза. Данный транзистор на частоте 32 ГГц имел уси-
ление около 7 дБ прн Кш«2,6 дБ.
Другой транзистор с /3=0,25 мкм, изготовленный методами электронно-
лучевой литографин и ионной имплантации, на 60 ГГц показал усиление около
6 дБ прн дБ.
95
<?з.
। Полуизолирующая
GaAs подложка
а)
Рнс. 3.17. Малошумящий полевой транзистор с барьером Шотки и Т-образиым
затвором длиной 0,25 мкм миллиметрового диапазона волн:
а — форма канала и затвора; б — вид сверху
Становится реальной задача создания ПТШ с рабочими час-
тотами до 100 ГГц, однако вследствие возрастающего влияния
краевой емкости затвора и роста R3 путь дальнейшего уменьше-
ния /3 малоэффективен. Последующий прогресс связывают с но-
выми конструкциями и принципами работы приборов.
Усиление ПТШ падает примерно со скоростью 6 дБ/октава.
Максимально возможное усиление при согласовании входа и вы-
хода на малом сигнале для эквивалентной схемы на рис. 3.16,a
может быть записано так |[29]:
КР = (fr/f)2 [4 (7?з + Явн+Яи + л/т £и) /7?си +
+4л/тСсз (2/?3+7?в„ + R„+2jifTLn) ] (3.20)
Отсюда видно, что все ранее рассмотренные меры для увеличения
fr или fmax, а также уменьшение Ra и La истока способствуют
росту усиления.
Шумовые свойства ПТШ. Важнейшим преимуществом ПТШ,
обусловившим их широкое применение в приемных устройствах,
является малый уровень шумов. Кроме тепловых шумов сопротив-
лений истока, затвора и канала, в ПТШ имеют место шумы пре-
образования энергии при столкновении электронов с кристалли-
ческой решеткой полупроводника и примесями (шумы генерации-
рекомбинации), а также шумы междолинного рассеяния электро-
нов, проявляющиеся только в GaAs при больших напряженностях
поля.
На снижении уровня шумов сильно сказывается уменьшение
/3 (при условии, что R3 мало), в меньшей мере — уменьшение W.
На /<1 ГГц шумы ПТШ резко возрастают по закону, близко-
му к 1//, что, возможно, связано с поверхностными состояниями
полупроводника. Проявляются также дробовые шумы токов утеч-
ки. Поэтому особое внимание уделяется совершенствованию тех-
нологии изготовления ПТШ с целью уменьшения естественных де-
фектов в полупроводнике и на его поверхности. Применение по-
крытия поликристаллической пленкой GaAs снижает шумы, улуч-
шает стабильность параметров и надежность ПТШ.
96
Малошумящие полевые транзисторы. Для снижения Кш в ма-
лошумящих ПТШ выполняют затворы малой ширины №3, но это
приводит к падению тока прибора и его мощности насыщения.
Оптимальное по Кш значение №3 соответствует минимуму потерь
па рассогласование входа ПТШ, когда ZBX—(сцСзи)-1 = рмпЛ =
= 50 Ом (рис. 3.16,6). Например, на частоте 22 ГГц необходима
С’зиw0,14 пФ, что соответствует экспериментально определенному
значению № = 75 мкм [31].
Так как, в отличие от БТ, в ПТШ преобладают шумы тепло-
вого происхождения, то особенно эффективным оказывается ох-
лаждение, позволяющее снизить его Тш в 3 ... 6 раз, например,
при Т=20 К получить Т'ш<;20К на f=4... 5 ГГц, что сравнимо с
Тш охлаждаемых ПУ. Одновременно повышается усиление ПТШ
на 6... 16 дБ (в большей мере в диапазоне ММВ), поскольку в
GaAs, в отличие от Si, при охлаждении возрастает подвижность
ЭЛеКТрОНОВ И ИХ дрейфовая СКОрОСТЬ, ЧТО ПРИВОДИТ К рОСТу fmax и
усиления.
На рис. 3.18 показаны значения Кш для лучших неохлаждас-
мых и охлаждаемых до 20 К приборов. Такие уникальные шумо-
вые параметры ПТШ определили их повсеместное применение в
современной радиоэлектронике СВЧ до ММВ включительно. Для
сравнения там же показан Кш лучших БТ.
Типичный режим питания малошумящих ПТШ: напряжение
стока до 3 ... 4 В, ток стока около 10 мА.
Мощные полевые транзисторы. К главным параметрам мощ-
ных ПТШ можно отнести выходную мощность, КПД и мощность
рассеивания.
На частотах ниже одного гигагерца используются Si-МДП-
транзисторы с V-образным затвором Шотки [32], однако на f>
>1 ГГц мощные ПТШ па GaAs обладают более высокими по-
казателями, чем на Si. Если их сравнить по коэффициенту ка-
чества— произведению мощности на квадрат частоты: P3Wxf2~
— const, то благодаря вдвое большей скорости электронов прибо-
ры на GaAs могут быть вчетверо мощнее кремниевых ПТШ на
одной и той же частоте. Если
учесть, что подвижность элек-
тронов в канале по крайней
мере в 3 раза выше в GaAs,
то требуемая Рт меньше во
столько же раз. Следовательно,
собственный Кр ПТШ на GaAs
может быть примерно в 12
раз выше, чем прибора на осно-
ве Si.
Рис. 3.18. Частотная зависимость ко-
эффициента шума лучших полевых
транзисторов с барьером Шотки:
— неохлаждаемые ПТШ; Q— охлаж-
даемые до 20 К ПТШ
Заметим, что структура обычного
малошумящего ПТШ не является опти-
мальной для мощного прибора: при кон-
центрации носителей в канале около
4- 57
97
1023 м-3 крутизна получается высокой, что обеспечивает большое значение
fmax, но пробивное напряжение оказывается малым — до 5... 10 В. Поэтому
увеличивают расстояние затвор — исток до 2... 3 мкм и материал канала в
этом промежутке легируют в меньшей мере, что не только в несколько раз-
повышает РВЫх, ио и снижает выходную емкость прибора, т. е. дает возмож-
ность поднять усиление.
Следующий эффективный способ получения большей Рвых —
увеличение суммарной ширины канала (затворов во всех кри-
сталлах) ПТШ применением в одном корйусе нескольких крис-,
таллов, на каждом из которых создано несколько многозатворных
ячеек, — связан с понижением fmax прибора из-за вызванного
этим роста паразитных емкостей. В зависимости от частоты и
Рвх получают примерно от 1,2 до 0,4 Вт колебательной мощности
на миллиметр ширины затвора при плотности тока в канале до
2 А/мм его ширины, что позволяет получить около 10 Вт при
«20... 40 мм на /«10 ГГц при Кр 3 дБ и КПД до 20... 30%.
По мере возрастания рабочих частот усиление и удельная выходная мощ-
ность таких сложных ПТШ становятся меньше по сравнению с небольшими
по размерам маломощными приборами в силу следующих причин: рост потерь
в цепях согласования при больших коэффициентах трансформации; невозмож-
ность синфазного возбуждения отдельных ячеек и затворов по их ширине IF3;
рост потерь в штырях затвора при уменьшении длины /3; неравномерное рас-
пределение температуры в кристалле полупроводника; различие фаз выходных
колебаний ячеек из-за неоднородности активного п-слоя.
Чтобы не снизить усиление из-за расфазировки и потерь в затворах, при-
ходится уменьшать их ширину до 1/16 длины волны в штыре затвора, а это
влечет уменьшение суммарной ширины затворов и выходной мощности.
Сложен отвод тёпла в мощных ПТШ на GaAs, темплопроводиость кото-
рого в три раза хуже, чем Si. Для улучшения охлаждения ПТШ толщину под-
ложки уменьшают до 50 мкм, что сопряжено с опасностью ее поломки в про-
цессе производства из-за большой хрупкости GaAs.
Перечисленные выше проблемы мощных ПТШ, за исключени-
ем трудностей согласования, решаются [16] новой конструкцией
транзистора, поперечное сечение структуры которого показано на
рис. 3.19. Главная ее особенность в том, что подложка снизу по-
крыта золотым теплоотводом 1, соединенным во многих точках
с металлизацией контактных
площадок истока через ма-
лые отверстия в подложке, а
не через ее край. Это обе-
спечивает очень малую ин-
дуктивность истока и хоро-
шее охлаждение полу провод-
Рис. 3.19. Структура мощного
полевого транзистора с барье-
ром Шотки диапазона 20 ГГц
98
Рис. 3.20. Зависимости выходной мощности по-
левого и биполярного транзисторов от частоты
ника толщиной всего око-
ло 20 мкм. Слаболегиро-
ванный буферный п-слой
3 между п-каналом 2 и
подложкой GaAs 4 спо-
собствует совершенству
кристаллической структу-
ры эпитаксиального п-
слоя канала, росту дрей-
фовой скорости электро-
нов (росту fmax) И ПЛОТ-
НОСТИ тока в канале, т. е.
повышению РВых. При
= 1,2 мм (20 штырей
/зХ №3=0,7X60 мкм) бес-
корпусной ПТШ обеспе-
чивал 1,1 Вт на частоте
20 ГГц при усилении 5 дБ
и КПД 19%, на 30 ГГц —
до 0,74 Вт.
Типичное напряжение смещения стока мощных ПТШ (7СИ =
= 8... 10 В при токе стока до единиц ампер.
На рис. 3.20 представлены достигнутые уровни выходной мощ-
ности GaAs ПТШ при усилении 3... 5 дБ. Сравнение с подобным
графиком для БТ показывает несомненное превосходство поле-
вых транзисторов на частотах выше 2... 3 ГГц. К тому же благо-
даря высокой линейности ВАХ ПТШ могут работать в режиме
класса А с малыми интермодуляционными искажениями и ши-
роко используются в линейных усилителях.
3.4.2. ДВУХЗАТВОРНЫЕ ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Дальнейшее совершенствование полевых приборов привело к
созданию ПТШ с двумя затворами (ДЗПТШ, или полевого тет-
рода), одна из конструкций которого показана на рис. 3.21.
Электроды истока и стока имеют омические контакты. Исток обычно за-
землен, а на сток подают положительный потенциал Г7СИ. Электроны дрей-
фуют в канале, проходя под двумя затворами последовательно. При одинако-
вом смещении на затворах из-за падения части положительного напряжения
в полупроводнике канала толщина обедненного слоя под вторым затво-
И 31 32 С
7~777-\ гя_________EZZZ3_________EZZZ?
( \Ьд/ п-канал I
Рис. 3.21. Структура ) CaAS
двухзатвориого полевого ( ___________________________i
транзистора
4
99
ром 32 больше, чем под первым 31, и для уравнивания плотности тока по
длине канала первый затвор утоплен иа 0,05... 0,1 мкм, что приводит к воз-
растанию усиления и снижению шумов.
Из рассмотрения конструкции тетрода и его условного обозначения на
рис. 3.22,а видно, что ДЗПТШ эквивалентен каскадному соединению двух тран-
зисторов. Если второй затвор заземлить на СВЧ, то простейшую эквивалент-
ную схему тетрода можно изобразить в виде каскодного включения однозат-
ворных ПТШ —первого с общим истоком (ОИ), второго с, общим затвором
(ОЗ), как на рис. 3.22,6. Выходной ток первого транзистора /ci является вход-
ным для второго. Если напряжение Г7С]И больше напряжения насыщения сто-
ка С1, то первый транзистор работает как идеальный источник тока для вто-
рого. Как видно из типовых выходных характеристик на рис. 3.22,в [40],
смещение на втором затворе ^32И эффективно управляет напряжением ^С1И,
что открывает большие функциональные возможности в применении ДЗПТШ
сравнительно с ПТШ.
Второе преимущество ДЗПТШ — он устойчив в более широкой полосе ча-
стот и дает большее усиление, чем ПТШ, благодаря меньшей проводимости
обратной связи. Так как второй затвор заземлен, то через емкость сток — вто-
рой затвор нет обратной связи, а в первом транзисторе обратная связь во
столько же раз слабее, чем в одиночном ПТШ, во сколько раз напряжение
^С1и меньше полного напряжения Ucii •
По этой же причине уменьшается влияние напряжения Т7СИ на выходные
характеристики ДЗПТШ, следовательно, его выходное сопротивление больше,
чем у однозатвориого. Однако последнее в сочетании с большей выходной ем-
костью тетрода из-за наличия второго затвора приводит к более резкому па-
дению усиления вблизи граничной частоты fr и возрастанию шумов, чем у
ПТШ. Применение дополнительного шумоподавляющего электрода между за-
творами, имеющего плавающий потенциал, а лучше соединенного со вторым
затвором через индуктивность, уменьшает шумы тетрода, поскольку теперь
транзисторы разделены и работают независимо друг от друга, что облегчает
выбор оптимального режима по постоянному току.
а)
Рис. 3.22. Полевой
транзистор с двумя
затворами Шотки:
а — условное обозначе-
ние; б — представление
каскодным соединением
однозатворных транзи-
сторов; в — выходные
ВАХ
100
Более полная эквивалентная схема ДЗПТШ приведена на рис.
3.23,а; в ее основу положено две схемы однозатворного ПТШ (см.
рис. 3.16,а). Емкость обратной связи Сос = Ссз1 очень мала, поэто-
му корпус тетрода должен иметь проходную емкость менее
0,005 пФ, чтобы не снизилось усиление и устойчивость работы.
Из рис. 3.23,а вытекает упрощенная схема входной и выход-
ной цепей (рис. 3.23,6), используемая для расчетов на согласова-
ние. Здесь
7 ~ D । р ' D । 1 ~F .
^ВХ ~ ^з! Т Г'И Т /VBH1 т ,
! « С31и
Q ______, СсИ 4~ С32С ~Ь СС2И | ____^32И_______
i + (i + #1) s2 /?С2И + сос
р ~ О+^Ясги _ S1
"вых ~ к >
ЛОС 1 + //В?
где
__ ^Т2 __ , г» __ 1 — <S2Ссаи
2 f (л С « ’ ЛОС f
/ юьзги ь32и
Однонаправленное усиление тетрода Кр = КлВ221Кос падает со
скоростью примерно 12 дБ/октава, поскольку усиление первого од-
нозатворного ПТШ
д- 0 »25 Вг /?С1И
^31И + -f- /?ВН1
где — fxi/f = Sx/(ci) С81и).
Заметим, что /тг почти на порядок меньше fn, в основном,
из-за большей емкости второго затвора (см. рис. 3.21), меньшей
крутизны и большего выходного сопротивления второго транзис-
тора.
Двухзатворные полевые транзисторы уступают по fmax ПТШ
такой же геометрии, а их коэффициент шума хуже на 1 ... 2 дБ.
Однако благодаря двум управляющим электродам и большой
развязке входа и выхода они все шире применяются в качестве
усилителей с регулируемым усилением, двухвходового смесителя
Рис. 3.23. Эквивалентные схемы двухзатворного полевого транзистора:
а — полная; б — входных и выходных цепей
101
с усилением, быстродействующего ключа в коммутаторах и фазо-
вращателях, управляемого ограничителя и т. п. Известно приме-
нение ДЗПТШ с затвором 0,5X150 мкм на частоте 30 ГГц.
Полевые приборы очень критичны к перенапряжениям и дей-
ствию электростатических зарядов (энергия выгорания (1 ... 4) X
Х10-7 Дж), поэтому необходимо обеспечивать их питание от ста-
билизатора напряжения с высоким быстродействием и защищать
от перегрузок по входу.
Глава 4
ДЕТЕКТОРЫ И СМЕСИТЕЛИ СВЧ ‘
4.1. ДЕТЕКТОРЫ СВЧ
4.1.1. АМПЛИТУДНЫЕ ДЕТЕКТОРЫ
Амплитудным детектором (АД) называют устройство, предна-
значенное для преобразования СВЧ-сигналов в сигналы постоян-
ного тока, т. е. для выделения огибающей колебаний СВЧ. Они
являются составной частью фазовых и частотных демодуляторов
СВЧ, используются в устройствах контроля и автоматического ре-
гулирования уровня мощности, частоты, контроля формы сигна-
лов, а также в широкополосных детекторных приемниках.
Детектирование осуществ.чясгся благодаря нелинейности ВАХ электрон-
ного прибора — ДБШ, иногда точечно-контактного диода, реже обращенного.
В полупроводниковых ИС детектирование осуществляется на СВЧ-транзи-
сторах.
К амплитудным детекторам предъявляют следующие требования: высокая
чувствительность и ее равномерность в рабочей полосе частот; квадратнчность
характеристики преобразования (при контроле мощности) или линейность (при
контроле формы сигналов); хорошее согласование по входу (КСВс; 1,3... 2);
надежность конструкции и удобство в эксплуатации; малые габаритные разме-
ры и масса.
Главный параметр АД в импульсном режиме — тангенциаль-
ная чувствительность Ptg — равна импульсной мощности СВЧ-
сигнала, при которой на экране осциллографа, включенного на
выходе системы АД — видеоусилитель, наблюдается совпадение
верхней границы полоски шумов при отсутствии СВЧ-сигнала с
нижней границей полоски шумов при его наличии.
В непрерывном режиме чувствительность АД характеризуют
минимально различимой мощностью Рразтгп СВЧ-сигнала, подан-
ного на приемник с АД на входе, при которой па его выходе
Рс/Рш=1.
Чувствительность принято выражать в децибелах относитель-
но милливатта, причем, как следует из определений,
Ptg « Рраа min +4. (4.1)
102
a) Iq,mkA
ff) i'o,mkA
Рис. 4.1. Зависимости параметров детекторного диода от тока смещения:
а) Явых(/0); б) лш(/„)
Оба эти параметра зависят от полосы частот видеоусилителя и
режима диода. Для детекторного приемника
'раз min — То Д (Ш/М, (4-2)
где М — ^^1Упшг-ггш — коэффициент качества диода, Вт~1/2; здесь
гш=1 кОм — эквивалентное шумовое сопротивление видеоусили-
теля.
На рис. 4.1 показана типичная зависимость приведенных в
(4.2) параметров точечного диода от прямого тока смещения /0.
Как видим, при /о— 20 мкА имеет место максимум М (минимум
Дразmin), приемлемое для согласования АД с усилителем значе-
ние 7?вых и возрастание температурной стабильности параметров
диода. Для АД при Д/ш«1,0 МГц типично Рраз mtn —60... 40 дБм
соответственно в диапазонах СМВ и ММВ.
Часто АД используют в квадратичном режиме, когда выпрям-
ленный ток диода пропорционален мощности СВЧ. Входная мощ-
ность, при которой нарушается линейная зависимость "тока от
мощности, называется граничной Ргр. Обычно в зависимости от
тйпа диода в АД Ргр —50 ... 200 мкВт.
Рнс. 4.3. Широкополосная коаксиаль-
ная детекторная секция:
1—согласованная нагрузка (трубчатый
резистор): 2 — центральный проводник ли-
нии; 3 — детекторный диод; 4—внешний
проводник плавного коаксиального транс-
форматора; 5 — плавный переход; 6 — вы-
ходной разъем
Рис. 4.2. Широкополосная волновод-
ная детекторная секция
103
Рис. 4.4. Топология микропо-
лосковой детекторной секции
разрыв которого включен диод 3.
Детектор состоит из элемента связи с
СВЧ-трактом (согласующего устройства), дио-
да, ФНЧ, вывода сигнала на НЧ. Для по-
вышения избирательности и чувствительно-
сти АД диод может быть помещен в резона-
тор — диодную камеру, играющую роль
входного фильтра и служащую базой
для крепления остальных элементов. Та-
кой АД является узкополосным устройст-
вом, он может перестраиваться с помощью
КЗ поршня.
Эскиз широкополосного (до 10... 20%) АД
на основе гребневого волновода 1 (см. § 2.3)
показан иа рис. 4.2. К гребню 2 волновода иа
расстоянии А/4 от закороченного конца при-
креплен центральный проводник коаксиала, в
Шайбовый резистор 4 с сопротивлением, рав-
ным волновому сопротивлению коаксиала, выравнивает АЧХ АД. В сторону вход-
ного фланца волновода высота гребня плавно снижается для получения ши-
рокополосного согласования детектора с прямоугольным волноводом стандарт-
ного сечения.
На рис. 4.3 показан эскиз АД коаксиальной конструкции [33] с трубча-
тым резистором /, выполняющим роль развязывающего устройства, блокиру-
ющего дросселя и выравнивающего АЧХ сопротивления. В разрыв централь-
ного проводника 2 коаксиала включен диод 3. Получен КСВ^ 1,1 в диапазоне
более двух октав.
В АД на ГИС (рис. 4.4) выравнивание АЧХ в полосе 0,1 ... 15 ГГц достиг-
нуто шунтированием днода VD корректирующими резисторами и индуктив-
ностями L [33]. Применение кремниевого диода с низким барьером Шотки поз-
воляет обойтись без внешнего смещения. Элементы RBC образуют на выходе
ФНЧ.
4.1.2. ФАЗОВЫЕ ДЕТЕКТОРЫ И ИХ ПРИМЕНЕНИЕ
Назначение фазовых детекторов (ФД) — получение напряже-
ния постоянного тока, пропорционального разности фаз <р двух
когерентных колебаний СВЧ. Они применяются в фазовых демо-
дуляторах, цепях фазовой синхронизации систем ФАПЧ, фазомет-
рах и т. п. Использование фазового детектирования непосредст-
венно на СВЧ может привести к упрощению аппаратуры связи.
Рассмотрим принцип действия ФД. Пусть входные колебания гл(/) =
= f/isin (со /+<р) и u.z(t) — (Asin <о t имеют неизменные амплитуды, причем
^Ut. Обычно uz(t) называют опорным напряжением, Ut(t)—сигналом. В ФД
используется зависимость амплитуды суммы и% (/) = «i(0+«2(0 когерен-
тных колебаний от разности фаз <р между ними:
Us= K^f + -f-2 иг cos ф. (4.3)
Поэтому ФД состоят из сумматора S (схемы сложения) входных колебаний
и АД, а общие требования к ним аналогичны требованиям к АД (рис. 4.5).
104
a) 6)
Рис. 4.5. Структурные схемы фазовых детекторов:
а — небалаисного; б — балансного
Основная характеристика ФД — нормированная амплитудно-
фазовая характеристика (АФХ) £7Вых(ф)/бВЫхтах(ф), крутизна и
линейность которой зависят от соотношения амплитуд колебаний,
режима работы АД и схемы ФД.
Простейшая небалаисная (однотактная) схема ФД (рис. 4.5,а) с сумма-
тором на синфазном кольцевом делителе мощности имеет АФХ, изображенные
на рнс. 4.6,а: в режиме квадратичного детектирования АД (17Вых~1/22 при
Us s£0,2 ... 0,3 В) — косинусоида 1 для случая £71<£72 и2 при Ut = Uz; в режи-
ме линейного детектирования (1/Вых~^2, 1/2>1...2 В)—косинусоида 1 для
Z7i<t72 и | cos ф/21 (кривая 3) в случае Ut — Uz. Как видно из рассмотрения
АФХ, основным недостатком иебалансной схемы ФД. является однополярное
напряжение на выходе, поэтому практическое применение получили симметрич-
ные двухтактные схемы, балансные и кольцевые, АФХ которых биполярны.
Балансный ФД (рис. 4.5,6). Состоит из сумматора SBX, двух
АД и вычитающей схемы А на выходе. Сумматором может слу-
жить синфазно-противофазный или квадратурный мост.
Эквивалентная схема балансного фазового детектора (БФД) с синфазно-
противофазным мостом приведена на рис. 4.7,а. Согласно свойствам моста, ам-
плитуда СВЧ колебаний на его выходах, подводимых к диодам АД (см. век-
торную диаграмму рис. 4.7,6),
UVDi (<р) =0,707 V± 2 U-i cos ф, (4.4)
где 1=1 и 2, причем знаку + под корнем соответствует
выпрямленных напряжений [70( на общей /?С-нагрузке
встречно (рис. 4.7,а).
i=l. Для вычитания
диоды АД включены
Рис. 4.6. Амплитудно-фазовые характеристики фазовых детекторов:
а — небалансного; б — балансного
105
Рис. 4.7. Балансный фазовый детектор с синфа :но-пр<п ивофа -ным мостом:
а - эквивалентная схема; б — векторная диаграмма
В режиме квадратичного оетектировачия
В вых (<|) ~ Дн — ^’о2 = 2 Лив В\ В'2 cos (f., (4.5)
где Ккв - коэффициент передачи АД. Характеристика ФД является четной
функцией <р — косинусоида / на рис. 4,‘>.о. При линейном оетегтироеании и ра
венстве амплитуд
Ь'вых(<()— У2ЛД[/(|соЗф/2| - |siii(p/2|), (1.6)
где /G — коэффициент передачи ЛД в линейном режиме. Характеристика в
этом случае -линия 2, отклоняющаяся от штриховой прямой максимем на
8% в точках Д|=л/4, Зл/4.
В ключевом режиме БФД (линейное детектирование, Ui<^B\) его АФХ
имеет вид косинусоиды 1 на рис. 4.6,6.
Отличие БФД с квадратурным мостом (рис. 4.8,а) заключает-
ся в том, что согласно векторной диаграмме сложения (рис. 4.8,6),
UVDi (ц) = 0,707 У Uj-г U22±2U1Uisin(t, (4.7)
поэтому его характеристики сдвинуты на л/2 по оси <р, т. е. яв-
ляются нечетными функциями разности фаз: в режиме квадра-
тичного детек।ирования
^вых (ф)^2Л'нв Ul t/2sin tp, (4.8)
АФХ есть синусоида 3 (рис. 4.6,6); такую же АФХ имеет БФД на
квадратурных мостах в ключевом режиме; при линейном детек-
тировании и равенстве амплитуд UX = U2=- U
U [|cos (<р '2—- л/4)| — |cos (Т/2 -- л/4)|], (4.9)
достигается наибольшая линейность АФХ (линия 4).
Характеристики вида 2 и 3 нсбалансного ФД (рис. 4.6,а) и /,
2 БФД (рис. 4.6,6) приемлемы для использования в синхрон-
// .< //. УШ /А .
а) 5)
Рис. 4.8. Балансный фазовый детектор с квадратурным мостом:
а — эквивалентная схема; б— векторная диаграмма
106
Рис. 4/’. Кольцевой фаевый
детекюр:
: эквивалентная схема; б - опор-
:эе напряжение и ток сигнала при
<< =0. в — то же при ф-л; г - то
же при ф-л/2
ных детекторах; для си-
стем ФЛПЧ и фазометров
подходят АФХ вида 3 и 4
(рис. 4.6,6), в то время
как АФХ небалансного
ФД совсем неприемлемы.
Другие преимущества
БФД: полная передача
энергии входных колеба-
ний на АД (без учета
диссипативных потерь);
высокая (20 ... 30 дБ), раз-
вязка входов в диапазоне
частот; подавление четных гармоник сигнала. Разбаланс мостов и
АД ухудшав; указанные параметры и размывает острые миниму-
мы АФХ.
Кольцевой ФД (КФД) обеспечивает наилучпше параметры бла-
годаря применении,' в нем диодного колика и широкополосных
дифференциальных трансформа горой, СВЧ аналоги которых опи-
саны в п. 4.2.4. Эквивалентная схема КФД приведена на рис.
4.9,а.
Рассмотрим ключевой режим, когда I<. I '2 Л' I ... 2 В. Опорное напряже-
ние Ut, снимаемое со вторичной обмотки 1'2. i:,> время по.тожи:c.io’oi о полу-
периода (плюс на верхнем выводе) открывает диоды Vl)l, VD2. в течение от-
рицательного — диоды VD3, VD4, подключая поочередно к выходу 3 то верх-
ний отвод 1 вторичной обмотки Т1, ТО нижний COOT Be i.-: .ЯНПО, при ff =0 под
действием сигнала в положительный (ui"'1')(0 в отрицательный) по-
лупериод через нагрузку протекает ток i' (I") импульсами только в положи-
тельном направлении по цепи: точка 1 (2), открытые диоды ГО/. 17)2 (УГ)3,
I’ DI). вторичная обмотка 7'2, точка 3, нагрузка, точка 4. При. этим выход-
ное напряжение на нагрузке положительно и максимально. Форма тока пов-
торяет форму напряжения сигнала:
i'-b (/) = «;+ (t)/(Rn 4- 0,57?вых),
Д + > (/)= <(~’(/),(/?„+0,5/?Вых)- (4.10)
Здесь А'н — сопротивление нагрузки, /?Вых — выходное сопротивление диода.
Эпюры опорного напряжения U2 и тока сигнала через нагрузку показаны на
рис. 4.9,6.
1:.-.:;: <f = л. юк через нагрузку также максимален, но течет в противо-
чо.в жном направлении (рис. 4.9,о), 1/'ВЫ1 максимально и отрицательно.
В случае ф = л,'2 в каждый полупериод опорного напряжения ток сигнала
равен нулю в моменты 774, ЗТ/4 и т. д., следовательно, 6!BUI = 0 (рис. 4.9,г).
107
Тот же результат имеем при <р = —л/2, только в нечетные четверти периодов
ток протекает в положительном направлении, а во время четных четвертей —
в отрицательном.
Из рассмотренного вытекает, что характеристика КФД в клю-
чевом режиме симметричная косинусоидальная (линия 1 на рис.
4.6,6); детектирование линейное: (АЫх~ t/jcos <р. В квадратичном
режиме детектирования АФХ также косинусоидальна (линия /),
а при U\ = U2 и линейном детектировании АФХ наиболее линейна
(линия 2 на рис. 4.6,6).
Отличие КФД от балансного на синфазно-противофазны.х мос-
тах (рис. 4.7) состоит в том, что в кольцевом оба трансформато-
ра дают парафазное напряжение и ток сигнала (4.7) проходит
параллельно через два открытых диода, что несколько повышает
его коэффициент передачи.
Для исключения зависимости выходного напряжения ФД от
амплитуд и [/2 [см., например, (4.5)] опорный генератор дол-
жен иметь стабильную мощность, а в тракте сигнала необходимо
применять ограничение мощности СВЧ (см. § 5.1). В связи с
этим в ключевом режиме КФД имеет преимущество перед БФД;
при полной симметрии ток опорных колебаний через нагрузку не
проходит, поэтому можно снизить требования к стабильности
мощности опорного генератора.
Важным преимуществом ФД является высокая помехоустой-
чивость за счет фазовой избирательности: например, при АФХ ви-
да 1 или 2 (см. рис. 4.6,6) и <р = 0 имеет место максимум 17Вых, в
то время как синхронная помеха большой амплитуды при <р =
= ±л/2 не будет приниматься. Это обстоятельство используется
при синхронном приеме и демодуляции сигналов многопозицион-
ной фазовой манипуляции (ФМн).
Если принимаемый сигнал отличается по частоте от опорных
колебаний, ФД выделяет огибающую биений (разностную часто-
ту), т. е. работает как смеситель частоты (см. § 4.2).
Применение фазовых детекторов в фазовых демодуляторах,
системах ФАПЧ и фазометрах. Фазовые демодуляторы предназ-
начены для восстановления модулирующего сигнала из ФМ ко-
лебаний, чаще всего при относительной фазовой манипуляции
(ОФМ). Основной проблемой при приеме ОФМ сигналов являет-
ся получение когерентных сигналу опорных колебаний, подавае-
мых на другой вход ФД.
В дифференциальном ФД (ДФД) в качестве опорных исполь-
зуют колебания предшествующего радиоимпульса. В синхронных
детекторах (СД) источником опорных колебаний является син-
хронизируемый принимаемым сигналом генератор — синхронный
гетеродин. Выходное напряжение ДФД и СД пропорционально
разности фаз и амплитуде сигнала, поскольку ограничение слабо-
го СВЧ сигнала невозможно. При синхронном детектировании
AM колебаний с подавленной несущей ограничение входного сиг-
нала применять нельзя, чтобы не уничтожить информацию, так
108
же как и в амплитудно-фазовом детекторе (различителе) видео-
импульсов системы автоматического слежения антеннами за ИСЗ
по угловым координатам. Наоборот, в фазометрах с целью сни-
жения погрешности в определении разности фаз применяют фа-
зовое детектирование, для чего перед ФД (см. рис. 4.8) включа-
ют ограничители амплитуды и выбирают режим линейного
детектирования при равенстве амплитуд (АФХ вида 4 на рис.
4.6,6).
Структурная схема ДФД, обеспечивающего автокорреляцион-
ный прием двухпозиционной ОФМ, приведена на рис. 4.10,а. Она
включает двухкапальпый делитель входного сигнала на квадра-
турном мосту А1, линию задержки в нижнем канале и БФД (см.
рис. 4.8) с АФХ вида sin ср (линия 3 на рис. 4.6,6). Длительность
задержки то равна длительности элементарной посылки Т. Фазо-
вращатель в верхнем канале служит для выравнивания фазовых
набегов на участках 1—3 и 2—4.
При условии синфазности колебаний сравниваемых соседних
посылок ОФМ (скачок фазы Дт|; = 0) векторы U3 и Ua ортогональ-
ны (сплошные линии на рис. 4.10,6), что соответствует <р = —л/2
на входе БФД и отрицательному напряжению на его выходе
(рис. 4.10,6, в), т. е. нулю в двоичной системе. Если соседние по-
сылки противофазны (Дф = л), на входе БФД сдвиг фаз <р=+л/2,
а на его выходе — положительное напряжение, соответствующее
единице. Следовательно, на выходе БФД получаем демодулиро-
ванный сигнал (рис. 4.10,а); для улучшения его формы применя-
ют регенератор импульсов Рг.
Преимущество такого демодулятора — простота схемы. Не-
достатком автокорреляционного приема является невысокая по-
мехоустойчивость, так как оба перемножаемые в БФД колебания
содержат шумовые составляющие, в то время как в СД синхрон-
ный гетеродин имеет чистый спектр, т. е. осуществляется коге-
рентный прием. Однако схемы СД отличаются большой слож-
ностью.
На СВЧ могут быть быть реализованы СД с восстановлением
несущей путем обратной манипуляции сигнала — ремодуляции.
В одном из таких когерентных демодуляторов ОФМ-2 (рис. 4.11)
ремодуляция осуществляется в фазовом л-манипуляторе ФМн (см.
Ui,
I
Н/2
1
I/, -
-п/г -п
О
^(4^0)
б)
в)
Рис. 4.10. Дифференциальный фазовый детектор (автокорреляционный):
а — структурная схема; б — фазовые соотношения сигнала н опорного напряжения; в -
ЛФХ БФД; г - - демодулированный сигнал
109
Рис. 4.11. Структурная схема когерентного демодулятора с ремодуляцией не-
сущей
§ 5.2) под действием выходного сигнала декодера Дк. С выхода
ФМн восстановленная несущая ft подается на БФД1 для ФАПЧ
синхронного гетеродина — генератора СВЧ, управляемого напря-
жением (ГУН). Опорные колебания, поступающие от ГУН на
БФД2 через фазовращатель <р, должны быть ортогональны сиг-
налу (см. рис. 4.10,6). Фазовращатель настраивают по максиму-
му выходного биполярного напряжения БФД2. Задержка на At
необходима для обеспечения синхронной подачи на ремодулятор
ФМн входных радиоимпульсов и видеоимпульсов с декодера.
Остановимся на особенностях работы кольца ФАПЧ, схема
которого на рис. 4.11 обведена штриховой линией. После включе-
ния схемы работает вспомогательный генератор поиска Г, кото-
рый медленно перестраивает по пилообразному закону частоту /2
ГУН, вследствие чего на выходе БФД1 имеют место колебания с
изменяющейся разностной частотой F=f2—ft- При равенстве час-
тот сигнала ft и генерируемой f2 и их синфазности на выходе
БФД1 (с АФХ вида 3 на рис. 4.6,6) будет постоянное напряже-
ние, близкое к нулю, схема управления СУ выключит генератор
поиска Г — происходит схватывание (фазовая синхронизация)
ГУН, который теперь работает как синхронный гетеродин. Пог-
решность фазовой синхронизации ухудшает отношение сиг-
нал/шум на выходе фазового демодулятора.
При взаимном уходе частот сигнала ft и ГУН f2 кольцо ФАПЧ
подстраивает ГУН так, чтобы fz=fi, за счет смещения рабочей
точки БФД1 по АФХ в пределах —л/2^<р^л/2, при этом син-
фазность колебаний не соблюдается, т. е. ГУН фактически будет
не синхронным (по фазе), а следящим (по частоте) гетеродином
в некоторой полосе частот слежения, соответствующей <ртах =
= ±л/2. Полоса частот фазовой синхронизации при допустимой
несинфазности колебаний сигнала и синхронного гетеродина (на-
пример, <рдоп = ± 10°) примерно на порядок меньше полосы частот-
ной синхронизации и зависит от частотной характеристики БФД,
стабильности частоты ГУН, пределов и крутизны его перестройки,
усиления в схеме управления.
110
Следовательно, ГУН, применяемые в синхронных (и следящих)'
гетеродинах, должны быть предварительно настроены на частоту
(середину полосы частот) сигнала и обладать высокой стабиль-
ностью частоты (см. гл. 7).
4.1.3. ЧАСТОТНЫЕ ДЕТЕКТОРЫ И ИХ ПРИМЕНЕНИЕ
Выходное напряжение частотного детектора (ЧД) пропорцио-
нально отклонению частоты от среднего значения. Они могут
применяться на СВЧ в частотных демодуляторах (ЧДм) и схе-
мах следящего приема.
Стандартный частотный демодулятор (рис. 4.12) состоит из
ограничителя и ЧД, включающего частотный дискриминатор, в
котором ЧМ сигнал преобразуется в сигнал, промодулированный
также и по амплитуде, и АД. Основное требование к ЧД — ли-
нейность его АЧХ.
На рис. 4.13,а приведена схема ЧД диапазона СВЧ с двумя
расстроенными резонаторами 1TQ в качестве дискриминатора,
АЧХ которых показаны на рис. 4.13,6. Выходные напряжения
АД вычитаются в нагрузке, в результате получается линейная
характеристика частотного детектора — АЧХД. Преимущество
балансной схемы — компенсация постоянной составляющей тока
диодов и четных гармоник демодулированного сигнала; нечетные
гармоники минимальны при оптимальной расстройке резонаторов
ДЖ-здБ« 1,234.
Представляют интерес помехоустойчивые (порогопонижаю-
щие) схемы следящего приема, в которых Рс/Рш определяется
шумами узкой мгновенной полосы ЧМ сигнала, а не всей шири-
ны его спектра, как в рассмотренном стандартном ЧДм.
На рис. 4.14 приведена структурная схема ЧДм с обратной
связью по частоте (ОСЧ), в которой для уменьшения девиации.
частоты преобразованного на ПЧ
сигнала гетеродин ГУН пере-
страивается в такт модуляции
выходным напряжением ЧД ивых,
и в смесителе См производится
вычитание близких по значению
Рис. 4.13. Балансный частотный детектор:
а — структурная схема; б — АЧХ расстроенных резонаторов и детектора
Рис. 4.12. Стандартный частотный де-
модулятор
111
Рис. 4.14. Структурная схема
частотного демодулятора с об-
ратной связью по частоте
частот сигнала ft и гетеродина f2. В
таком ЧДм можно получить выигрыш
РДРш до 8...9 дБ при уменьшении де-
виации частоты в 100 раз.
Вариантом схемы с ОСЧ при нуле-
вом значении ПЧ (полная ОСЧ) мож-
но считать ЧДм со следящим гетероди-
ном на основе кольца ФАПЧ, рассмот-
репного ранее (см. рис. 4.11). В отличие
здесь ЧМ сигнал и колебания ГУН такой
от схемы на рис. 4.14,
же частоты поступают не на смеситель, а на фазовый детектор
БФД1, на выходе 3 которого получают демодулированный сиг-
нал, управляющий частотой гетеродина. Эта схема следящего
приема, называемая иногда синхронно-фазовым демодулятором,
имеет самую узкую мгновенную полосу частот, а потому самая
помехоустойчивая.
4.2. СМЕСИТЕЛИ ЧАСТОТЫ
4.2.1. ОСОБЕННОСТИ СМЕСИТЕЛЕЙ СВЧ
Преобразование частоты, — процесс переноса спектра радио-
сигнала из одной области частотного диапазона в другую при
сохранении структуры сигнала — широко используется в супер-
гетеродинных приемниках для получения ПЧ, в возбудителях и
гетеродинах для переноса сетки стабильных частот в более вы-
сокий диапазон, в ретрансляторах для сдвига частоты передачи
относительно частоты приема и т. д.
Преобразование частоты осуществляется в смесителе, который
совместно с гетеродином входит в состав преобразователя. В сме-
сителях на нелинейном активном сопротивлении, называемых ре-
зистивными, применяют смесительные ДБШ, иногда обращенные;
в аппаратуре старых образцов используются выпускаемые и ны-
не точечные прижимные диоды.
Известны схемы смесителей и преобразойателей частоты иа туннельных
диодах (ТД), которые благодаря отрицательному сопротивлению обеспечива-
ют усиление сигнала. Однако устройства на ТД нестабильны в работе, их элек-
трическая прочность и динамический диапазон меньше, чем у резистивных сме-
сителей, а по шумовым параметрам они лишь немного лучше.
Современные дискретные СВЧ-транзисторы также могут быть использова-
ны для преобразования частоты с одновременным усилением, но схемы на них
несколько сложнее, чем на диодах. В полупроводниковых ИС на GaAs из-за
технологических трудностей в создании диодов смесители работают на ПТШ.
Здесь будут рассмотрены маломощные (в основном малошумящие) рези-
стивные смесители, включаемые иа входе приемников.
Общие требования к входным смесителям в рабочей полосе частот следу-
ющие: минимальные коэффициент шума Кш.норм и потери преобразования;
равномерность АЧХ и линейность ФЧХ; минимальный уровень мощности гете-
112
родина; максимальная развязка трактов гетеродина и сигнала СВЧ; максималь-
ное подавление нежелательных продуктов преобразования; низкий КСВ по
сигнальному и гетеродинному входам; надежность работы; малые габаритные
размеры и масса. Различают небалансные и балансные схемы смесителей.
4.2.2. НЕБАЛАНСНЫЕ СМЕСИТЕЛИ
Небалансный (однотактный) смеситель (НбС) в простейшем
случае состоит из направленного ответвителя (НО) в качестве
сумматора (схемы сложения) колебаний СВЧ и однополупериод-
ного выпрямителя (перемножителя) на смесительном диоде. На
выходе смесителя может быть включен полосовой фильтр ПЧ.
Колебания сигнала uc(l) = Uc cos(сос£-+-<рс) и гетеродина иг(0 =
= Ur cos (йг^ + фг) в схеме сложения образуют биения «(/) =
= «г(/)+Ис(0 сложной формы, подаваемые на диод, ВАХ кото-
рого можно аппроксимировать степенным рядом
i = aru+аг и2 + а3 и3 + at ui+(4.Г1)
В спектре тока диода имеется постоянная составляющая /о, гар-
моники гетеродина и сигнала, а также многочисленные комбина-
ционные составляющие с частотами |±тйс±пйг|, где тип —
целые числа.
В отличие от детекторного диода, рабочая точка которого в
отсутствие сигнала выбирается на ВАХ в начале координат (/о =
= 0) или при /0~ Ю... 20 мкА за счет источника прямого смеще-
ния, у смесительного диода /о«О,5... 1 мА за счет выпрямленно-
го напряжения гетеродина. При условии t7c<St/r~l В смеситель
осуществляет линейное преобразование спектра. На выходе сме-
сителя фильтр выделяет основной продукт преобразования —
разностную (промежуточную) частоту йпч=йс—йг (или ипч =
— йг—йс), которая должна быть достаточно высокой для сниже-
ния Кш.норм'
Кроме разностной частоты (рис. 4.15), в резистивных смеси-
телях примерно такую же амплитуду будут иметь колебания сум-
марной частоты (СЧ) й2 =йс+йг. Колебания зеркальной частоты
(34) йз = 2йг—йс немного меньше по амплитуде, так как вторая
гармоника гетеродина, возникающая в смесителе, по крайней ме-
ре в 2 раза меньше по амплитуде первой. Колебания СЧ и 34
отражаются от диода в сторону входа. Поскольку они несут бо-
лее половины энергии сигнала, то при их поглощении в согласо-
Рис. 4.15. Спектр колебаний смесителя частоты
113
ванном СВЧ тракте, например в вентиле (рис. 4.16,а), потери
преобразования L,1P6 = 10 1gРс/Рцц будут более 6 дБ. Такие НбС
называют согласованными по 34. Если учесть еще потери на ак-
тивном сопротивлении диода и просачивание сигнала в тракт ге-
теродина, то суммарные потери могут достигать 8... 10 дБ. Бла-
годаря отсутствию отражения АЧХ согласованного по 34 НбС
равномерна в широкой полосе частот, а ФЧХ — линейна.
Очевидно, если отразить от входа к диоду возникающие в НбС
колебания 34 в соответствующей фазе, поместив, например,
входной фильтр на таком расстоянии h от диода (рис. 4.16,6),
при котором продукты вторичного преобразования «г—со3 = (0пч
синфазны продуктам основного преобразования wn4 = wc—wr, то
в результате можно получить приращение мощности ПЧ на 1... 2
дБ. Такое устройство называется смесителем с отражением, ис-
пользованием, восстановлением или регенерацией энергии 34.
На рис. 4.16,в показана схема НбС с использованием энергии
колебаний 34 и СЧ, имеющая еще меньшие Lnp6. ФНЧ пропус-
кает колебания <or, сос и т,, ио отражает колебания сох, которые
в результате преобразования 2wr—w^=&)n4 (рис. 4.15) и при со-
ответствующем подборе расстояния /2 складываются в фазе с ос-
Рис. 4.16. Схемы и спектры основных частот однотактных смесителей частоты:
д — согласованного по входу; б—-с отражением колебаний зеркальной частоты; в с от-
ражением колебаний зеркальной н суммарной частот
114
новными колебаниями ипч. Входной фильтр отражает к диоду
колебания 34, а их фазирование осуществляется подбором рас-
стояния /1. Поскольку оптимальные фазовые соотношения сохра-
няются в ограниченной полосе частот, НбС с отражением 34 и
С4 оказываются узкополосными, их Л4Х и Ф4Х неравномерны.
Не следует смешивать понятия зеркальной частоты со3, возни-
кающей в смесителе в результате преобразования 2иг—wc = «3, с
понятием равной ей по значению частоты зеркального канала <о3к,
которая может быть принята из эфира как помеха в результате
преобразования «г—а>зк = сопч, если входной фильтр имеет недос-
таточную избирательность (см. рис. 4.15). Приведенные па рис.
4.16,6 и 4.16,в НбС обеспечивают также подавление помехи зер-
кального канала за счет отражения ее от входного фильтра в
сторону антенны.
Рассмотренные выше схемы называют НбС с верхней боко-
вой полосой, так как они принимают полосу частот сигнала, рас-
положенную выше частоты гетеродина. Если m,>mc — это сме-
ситель с нижней боковой полосой (опч —а>г—ис, Для него 34 и
частота зеркального канала расположены выше частоты гетеро-
дина: <1)з = 2с0г—(Ос! Юзк = tor + toПЧ, причем (Озк = Й)з.
Небалансные смесители могут быть волноводной, коаксиальной илн мнк-
рополосковой конструкции. Эскиз волноводного НбС и его схема приведены
на рис. 4.17. Смесительная секция с диодом и коаксиальным выводом посто-
янного тока и ПЧ соединена с НО. В прямое плечо НО подается принимае-
мый сигнал Рс, в боковое плечо — мощность гетеродина Рг; этим обеспечива-
ется развязка цепей сигнала и гетеродина. Для уменьшения потерь сигнала
переходное ослабление НО желательно выбирать большим, но при этом бу-
дет сильно ослабляться мощность гетеродина, подводимая к диоду. Если пе-
реходное ослабление равно 10 дБ, то в согласованной нагрузке НО теряется
лишь 1/10 часть мощности сигнала, т. е. вносятся потерн Lc~0,5 дБ. Для
получения минимального Кш.норм (3.5) оптимальная РГ, подводимая через
НО к диоду, должна быть равна 0,5... 1,5 мВт для точечных диодов и
2 ... 3 мВт для ДБШ (рис. 4.18). Гетеродин же должен отдавать в 10 раз
большую мощность, так как ее большая часть (9/10) поглощается в согла-
сованной нагрузке НО. В этом заключается один из недостатков НбС. Конт-
рольный прибор цА позволяет устанавливать оптимальный режим работы сме-
сителя /о»0,5... 1 мА. Наличие тока одновременно свидетельствует о работо-
способности гетеродина и исправности диода.
Рис. 4.17. Конструкция и схема волноводного однотактиого смесителя
115
мА /7Ш
Рис. 4.18. Параметры смесительных диодов:
а — точечно-контактного; б — ДБШ
Главным недостатком НбС является преобразование ампли-
тудных шумов гетеродина на ПЧ. Из рис. 1.6 видно, что преоб-
разование шумов гетеродина происходит как по основному, так и
по зеркальному каналу приема. Это приводит к значительному
увеличению Кш НбС, особенно при низких ПЧ или приеме сигна-
лов в высокочастотной части диапазона СВЧ, где шумы соответ-
ствующих гетеродинов возрастают. Поэтому НбС имеют 10...
...15 дБ. Снижения Лш резистивных смесителей на 5... 6 дБ мож-
но добиться их охлаждением, например, до температуры жидко-
го азота (77 К), однако это связано с большими неудобствами в
эксплуатации.
К другим недостаткам НбС необходимо отнести высокий уро-
вень интермодуляционных шумов и заметные нелинейные иска-
жения сигнала, что ограничивает его динамический диапазон.
4.2.3. БАЛАНСНЫЕ СМЕСИТЕЛИ
Балансное смесители могут быть двухдиодными, двойными
балансными, кольцевыми и двойными кольцевыми.
Двухдиодные балансные смесители (БС) чаще всего выполня-
ются на 3-децибельных мостах. Основным преимуществом БС яв-
ляется возможность фазового подавления амплитудных шумов
гетеродина.
На рис. 4.19 упрощенно показаны конструкция и эквивалент-
ная схема БС. Он состоит из двух смесительных секций с диода-
Рис. 4.19. Волноводный баланс-
ный смеситель на щелевом мо-
сте
ми VDl n VD2, к которым через шеле-
вой мост ЩМ подводятся колебания
сигнала Рс и гетеродина Рт на частотах
сое и £ог соответственно, причем «с>®г.
Если положить начальные фазы этих
колебаний на входе ЩМ равными ну-
лю, то согласно свойству ЩМ к диоду
VD1 приложены напряжения Ui<; = t/cX
XcoscoJ и uir= t/rcos(wr^—л/2), а к ди-
оду VD2—u2c = t7ccos(toj—л/2) ии2г=
116
= £/rcosct)rt Диоды включены встречно-параллельно, поэтому че-
рез нагрузку 7?о течет разность токов гпч частоты ипч=о>с—<ог-
При полной симметрии схемы результирующий ток 1пч = *1пч—
— Й ЧП = IПЧ {COs[(Oc7— л/2) — <0г^] — COs[tt)c^— (tt)r^—л/2)]} =
= 2/n4sin(<oc—т. е. токи полезных сигналов складываются
в нагрузке синфазно.
Представим AM шумы гетеродина, действующие в полосе сиг-
нала сое и в полосе зеркального канала шзк, как боковые полосы
AM колебаний с несущей <ог {см. рис. 1.6):
“шгс = COS 1(®г “Ь ®пч) 7 фш] К
«ШЭН = иш COS [((0г — (ОПЧ) t + Фш].
Прием шумов гетеродина в полосе сигнала дает шумовой токг
1*шс ^'1шс 1*2шс Дне {COS [((0г -J- й>пч) t фш Л/2
—(сог/ —л/2)]—cos [(<ог+ (ОПЧ) t—<рш—(0г /]} =
= Лпс [cos (wn4 t—Фш) — cos (<опЧ t — фш)] = 0.
Следовательно, шумы гетеродина, принятые в полосе сигнала,,
взаимно компенсируются в нагрузке.
Аналогичными выкладками можно показать, что шумы гете-
родина, принятые по зеркальному каналу, также вычитаются в-
нагрузке. В реальных БС вследствие неизбежного разбаланса схе-
мы шумы гетеродина подавляются на 15...30 дБ. Теперь стано-
вится понятно, почему для БС диоды выпускаются подобранными
в пары с близкими параметрами.
Во многих применениях смесителей требуется высокая развязка сигналь-
ного входа от гетеродинного. В БС с квадратурными мостами, схема которых,
подобна рнс. 4.19, гетеродин и антенна подключены к развязанным плечам,
моста, но реально развязка оказывается низкой, не более 10 дБ, не только из-
за разбаланса схемы, но также из-за того, что при неполном согласовании ди-
одов с волноводом отраженные от них колебания гетеродина направляются:
на сигнальный вход. Лишенная этого недостатка схема показана на рнс. 4.20,.
отличающаяся тем, что смеситель-
ные диоды подключены к квадра-
турному мосту со сдвигом на
Л/4«Лс/4«Лг/4 [34].
Если учитывать лишь фазовые
набеги в шлейфном мосту, то за-
паздывание отраженных от дио-
да VD1 колебаний гетеродина,
прошедших по пути 2—3—VD1—
3—2, можно положить равным
2л. Отраженные диодом VD2 ко-
лебания, прошедшие путь 2—4—
Л/4—VD2—Л/4—4—2, также за-
держатся на 2я. В результате
отраженные колебания гетеродина
Рис. 4.20. Микрополосковый балансный
смеситель с высокой развязкой цепей сиг-
нал — гетеродин иа квадратурном мосте
ИГ
проходят на сход 2, а колебания сигнальной частоты — на вход /, и развязка
входных плеч приближается к значению, присущему идеально согласованному
киадр a J урпсму мосту.
Пользуясь изложенной методикой, находим, что напряжение ПЧ в резуль-
ime основною преобразования ( —Фпч) = (<ос/- -ф< )--(w.Z—fpr) на диоде
VD1 имеет задержку по фазе ф1ПЧ = (фсН-тт/2) — (<рг-|-л) — <рс—<рг—л/2, на ди-
оде VD2 — ф2ПЧ = <Ч'с-г-З.д/2} — (ср.+л) =q'c— <рг+л/2. Для сложения этих про-
тивофазных колебаний на входах ФНЧ в точках 5 диоды включены встречно.
При этом (разовая задержка колебаний НЧ на выходе БС равна
Ф11Ч — Фс -фг —л/2. (1-12)
Колебания 34, образующиеся путем преобразования (ш3/—ф3)=2(шг/—
--<р;-)-—((и,./ q , ), hi дио щ 17)/ имеют задержку <pi.l = 2(cp,+n)--(q:c+3n/2) = -
= 2(р, (рс + Зл 2, а на диоде VD2— задержку ф2з = 2(фг-|-л) — (фс-|-Зл/2) =
- 2([, -<|(. ; .-I 2. (Чражзяеь от ФПЧ в течках 5 с задержкой на л, колебания
34 складываю 1ся на входе 1, имея одинаковую фазовую задержку
фл = 2 <рг — <| 3 л/2 + л + л/2 = 2 фР — qv, + л. (4.13)
Это учитываю;- при использовании энергии колебаний 34 в двойных БС.
Приня:ы(- из эфира по зеркальному каналу помехи на частоте <озк путем
преобразования (о>пч/—Фпч )31<= (сМ- фс)— (ызк/—фзк) на ПЧ имеют фазо-
вую задержку
ФнЧ лк = ‘(’пч эк) (<Гг + л) - + л/2) ~ + л/2' (4’14)
Это выражение будет использовано при рассмотрении фазового подавления
приема по зеркальному каналу в двойных БС.
Перечислим преимущества балансной схемы смесителя.
1. Благодаря фазовому подавлению шумов гетеродина коэф-
фициент шума смесителя снижается на 2... 5 дБ, а при большом
уровне шумов гетеродина — на 5... 10 дБ.
2. Вся мощность гетеродина поступает на .диоды, поэтому мож-
но использовать гетеродины меньшей мощности.
3. Благодаря подавлению в балансной схеме четных гармоник
гетеродина уровень побочных продуктов преобразования мень-
ше — повышаются помехоустойчивость и динамический диапазон.
4. Повышается электрическая прочность смесителя, так как
просачивающаяся через устройство защиты приемника мощность
помех поступает иа два диода.
5. При выходе одного диода из строя схема остается работо-
способной, однако уровень выходного сигнала падаег примерно
на 3 дБ, а коэффициент шума возрастает на 5... 6 дБ.
6. Потери принимаемого сигнала в цепи гетеродина незначи-
тельны благодаря высокой (15... 20 дБ) развязке мостовых схем.
Благодаря перечисленным преимуществам в современных при-
емных устройствах используются БС, как правило, в интеграль-
ном исполнении на арсенид-галлиевых ДБШ.
Нормированный коэффициент шума БС в диапазоне 5... 10
ГГц равен 7... 10 дБ, /.пРб«5...8 дБ.
! 18
4.2.4. ДВОЙНЫЕ БАЛАНСНЫЕ И КОЛЬЦЕВЫЕ
СМЕСИТЕЛИ СВЧ
Двойные балансные смесители (ДБС) позволяют осуществить
фазовое подавление приема по зеркальному каналу на частоте
«эк и восстановление энергии колебаний 34 <в3 на ПЧ без при-
менения входного фильтра, что исключает вносимые им потери и
обеспечивает более широкую полосу рабочих частот, чем в НбС.
Функциональная схема ДБС на МПЛ показана на рис. 4.21 [34]. На БС1
и БС2, включающих по две смесительные секции и одному квадратурному мо-
сту (рис. 4.20), со входа ДБС через тройник Т сигнал подан синфазно, а коле-
бания гетеродина — со взаимным сдвигом в 90° через квадратурный мост Ml.
Здесь полагаем, что соседние плечи квадратурного моста 1—2 и 3—4 взаимно
развязаны, передача между диагональными плечами 1—3 или 2—4 происходит
без набега фазы, а в направлении 1—4 или 2—3 — с задержкой на л/2.
На выходах БС за счет основного преобразования (о^ц/—фпч) =
= (сос/—<рс) — (<ог/—Ч'г) согласно (4.12) получаются ортогональные по фазе
колебания ПЧ
Ф1ПЧ — “ Фг “ -3.4?. М- !-
и Фгпч = Фс — (<Рг + л/2) - л/2 = фс - Чг — л. (4.1 6)
Они поступают на квадратурный мост М2 и складываются синфазно на его
выходе 8. Шумы гетеродина подавляются в каждом БС так, как это показано
в п. 4.2.3 для БС на ЩМ.
Фазовое подавление приема по зеркальному каналу осуществ-
ляется следующим образом: принятая помеха о)зк в результате
преобразования (<1)Г1Ч/—Фпч)зк= (ы>/—ф>)— (шзк/—ф;1к) на выхо-
де БС1 согласно (4.14) имеет начальную фазу <р,—<рзк + л/2, а в;,
выходе БС2 — начальную фазу <рг—фзк + л, благодаря чему эти
колебания ПЧ суммируются мостом М2 на выходе 7, к которому
подключена поглощающая согласованная нагрузка СН2.
Повышение эффективности ДБС за счет восстановления энер-
гии колебаний 34 ш3 на ПЧ можно пояснить так. В результате
взаимодействия второй гармоники гетеродина с сигналом
2(<Ог/—(рг) — (шс/—<рс)=(1)з/—ф3 в БС1 и БС2 образуются равной
амплитуды противофазные колебания 34: их начальные фазы на
входах БС1 и БС2 согласно (4.13)
Ф1э = 2Фг —Фс+-ч, (4.17)
ф2з = 2(фг+ л/2)—фс+ л = 2фг—фс. (4.18).
Рнс. 4.21. Функциональная схе-
ма двойного балансного смеси-
теля на квадратурных мостах
с фазовым восстановлением
энергии колебаний зеркальной
частоты
Выход
пч
не
Эти колебания распространяются в сторону входа ДБС навстре-
чу друг другу и создают стоячую волну с узлом поля на сиг-
нальном входе 9 синфазного делителя, равноудаленном or БС.
Поэтому колебания 34 не поступают в антенну, а проходят даль-
ше на вход смежною смесителя, например от БС1 к БС2, где
происходит преобразование со,—сои = (»? 1]Чз, которое должно дать
колебания, синфазные с продуктом основного преобразования
(4.16), для чего расстояние между входами БС! и БС2 должно
быть равно нечетному числу полуволн на частоте (задержка
на л). С учетом этого сдвига, топологии одиночного БС (рис.
4.20) и начальной фазы колебаний 34 (4.16) получаем на выхо-
де БС2 (о>,/—<(i л/2- л) — (ин-)/ -2(рг + фс - л—Зл/2) =«2Пч з/--
—фг лч >, где задержка Ч стч Ч—фг—л оказывается равной
(4.16). Таким образом, преобразованные с 34 колебания склады-
ваются с основными, в результате мощность 114 на выходе ДБС
возрастает, а /<„, уменьшается на 1 ... 1,5 дБ [34].
Рассмотренный режим работы соответствует короткому замыканию (КЗ)
анодов на 34, так как для обеспечения восстановления энергии зеркальных
колебаний расстояние между диодами \'1)1 и VD2 (см. рис. 4.20) БС! и БС2
выбрано равным Л, а возникающие в БС колебания о>3 противофазны (см.
(4.17) и (4.1Н).
Относительная колоса рабочих частот таких ДБС может составлять
20 ...30%, а при использовании мостов Ланге может достигать октавы. Заме-
тим, что полоса рабочих частот смесителя Д/Р„г> = Afм- 2/пч—2Afnq может
быть заметно меньше рабочей полосы мостов A,'M. поскольку значение f 1]Ч
приемников СВЧ часто выбирается высокой, более 300... 500 МГц, чтобы по-
лучить широкую мгновенную полосу сигнала А/пч которая, в свою очередь,
ираничнвается ,\Ч.\ мостовых схем сложения колебаний ПЧ на выходе сме-
сителя.
Кольцевые смесители (КС) более широкополосны, чем ДБС,
поскольку в них .между' парами диодов пет соединительно-распре-
делительных линий (см. рис. 4.9,а). Колебания сигнала ;/,(/) и
гетеродина гс2(/) подводятся к ортогональным диагоналям сба-
лансированного диодного моста (кольца из специально изготов-
ленной на одном кристалле четверки диодов с очень близкими
параметрами, рис. 4.22,«), поэтому развязка цепей сигнала и ге-
теродина получается высокой - до 30 дБ. Кок и в ДБС, в КС
a) S) б)
Рис. 4.22. Нетверда диодов для кольцевых смелнелой:
'!— roiio.'ioi и я; б - ехема: в • уловное обозначение на сборочных чертежах
«20
благодаря симметрии схемы компенсируются четные гармоники
не только гетеродина, но и сигнала, и результате происходит до-
полнительное подавление нежелательных продуктов преобразова-
ния, а динамический диапазон возрастает.
В силу перечисленных достоинств КС на парафазных трале-
форматорах со средней точкой (см. рис. 4.9,и) широко использу-
ются как смесители и модуляторы в ДВ, КВ и даже УКВ диапа-
зонах.
Эффективное применение КС на СВЧ стало возможным лишь после соз-
дания широкополосного согласующего трансформатора (СТ) [35]. конструкция
которого показана па рис. 4.23. Он представляет собой МПЛ 1, заземленное
основание которой 2 на другой стороне подложки плавно (или ступенчато)
сужается, обеспечивая без отражения трансформацию несимметричной двух-
npoiio'.ной линии в симметричную. На эквивалентной схеме СВЧ этот переход
изображен в виде трансформатора 7'1', связывающего несимметричную линию
3 с симметричной 1—2. Разъем 4 является коаксиально-полосковым переходом
Данный СТ эквивалентен открытой двухпроводной линии, оба проводника
которой в любом сечении имеют противоположные по знаку и равные потен-
циалы относительно корпуса, что является главным для КС. Рабочая полоса
частот СТ ограничивается лишь степенью согласования (КСВ) перехода с МПЛ
на симметричную и может простираться, например, от 1 до 20 ГГц, т. с. до-
4 окт. Электромагнитное ноле в основном сосредоточено между проводниками
1 и 2 в подложке с Г',-~ 10, и для сохранения высокой степени электрической
симметрии схемы экраны (крышки корпуса) располагают на одинаковом и до-
статочно большом расстоянии h от липин.
Для создания КС. требуется два таких СТ (второй показан на рис. (.23
линией Г--2'), к четырем плечам которых подключают диодный мост 5, обыч-
но располагаемый в отверстии 6 подложки.
Одна из схем КС показана на рис. 4.24. Принимаемый сигнал подается на
одну из диагоналей диодного моста через согласующий симметрирующий транс-
Рис. 4.24. Схема кольцевого смесителя
Рис. 4.23. Конструкция широкополосного
согласующего трансформатора — пере-
ход с однопроводной 1-:а двухпроводную
симметричную линию
12!
«форматор TV1, напряжение гетеродина — к другой диагонали через TV2, а
вход ПЧ (нагрузка Ro, шунтируемая по СВЧ конденсатором С1) подключен
ж искусственным средним точкам 1 и 2 подводящих линий с помощью одина-
ковых дросселей L1... L4, сопротивление которых достаточно большое на ча-
стотах <0г и <ос и малое на ПЧ. Конденсаторы С2 развязывающие, должны про-
пускать колебания <ог и <ос и предотвращать замыкание токов ПЧ иа транс-
форматоры в случае появления асимметрии схемы.
Принцип действия КС подобен работе рассмотренного в
п. 4.1.2 КФД (см. рис. 4.9,а). Напряжение гетеродина Ur со всей
вторичной обмотки TV2 (рис. 4.24) в положительные полуперио-
ды открывает диоды VD1 и VD2, в отрицательные — диоды VD3
и VD4, подключая поочередно вывод 4 или 3 вторичной обмотки
сигнального трансформатора TV1 к корпусу 2 через открытые па-
,ры диодов и дроссели LI, L2.
Разность между частотами колебаний сигнала и гетеродина
;равна ПЧ, причем обычно сопч<Сшс~<ог, следовательно, мгно-
венные фазовые сдвиги между напряжениями мс и мг меняются
медленно сравнительно с длительностью их периодов. Пусть в
данный момент напряжения мс и мг синфазны, тогда в положи-
тельный полупериод иг под действием снимаемого с L4 напряже-
ния Md/2 в цепи ПЧ протекает ток от точки / через нагрузку До,
точку 2, дроссели LI, L2 и открытые диоды VD1, VD2 к точке 4,
-а в отрицательный полупериод — от точки 1 в том же направ-
.лении через Ro, точку 2 к дросселям LI, L2 и далее через откры-
тые диоды VD3, VD4 к точке 3. Низкочастотная составляющая
такого пульсирующего тока и есть ток ПЧ, СВЧ-составляющие
шунтируются конденсатором С1. Ток ПЧ максимален при син-
фазности мс и мг (см. рис. 4.9,6), затем по мере роста мгновен-
ной разности фаз между ними уменьшается; в случае ортого-
нальности мс и мг ток ПЧ равен нулю, поскольку теперь ток, про-
ходящий через цепочку RoCl, меняет направление каждую чет-
верть периода сигнала (см. рис. 4.9,г). В дальнейшем ток ПЧ
меняет знак, достигая максимума в случае противофазности мс и
иг (см. рис. 4.9,в) и т. д.
Данный КС при Рг = 5... 10 мВт и }Пц = 70 МГц обеспечивает
преобразование с КШ^Ю дБ и развязку цепей сигнал — гетеро-
дин не хуже 20 дБ в полосе 1... 12 ГГц (3,5 октавы).
Уменьшить LnP6 за счет восстановления энергии колебаний
34 позволяет двойной КС (рис. 4.25, а). Он состоит из двух КС,
на которые сигнал подается синфазно с одного симметрирующего
трансформатора TV1, а колебания гетеродина — в квадратуре с
помощью моста Ml и двух трансформаторов TV2 и TV3. Поэтому
колебания ПЧ этих КС (ипч = о)с—сог, Фпч =фс—<рг) также нахо-
дятся в квадратуре и складываются на выходе моста М2. Возни-
кающие в КС колебания 34 (о)3 —2иг—(Ос, фз = 2<рг—<рс) вследст-
вие удвоения начальной фазы колебаний гетеродина противофаз-
ны и создают эффект КЗ (узел напряжения) на сигнальном входе,
л в результате вторичного преобразования о)ПЧз = <Ог—и3 = Иг—
.122
Рис. 4.25. Схема двойного кольцевого смесителя с фазовым восстановлением^
энергии колебаний зеркальной частоты:
с —с эффективным КЗ; б —с эффективным XX
— (2<0г—(Ос) =(0с—Шг, <РпЧЗ = фг—фз = фг—(2фг—<рс)=фс—фг оказы-.
ваются в фазе с основными продуктами преобразования и увели-
чивают уровень мощности ПЧ на выходе моста Л12.
Колебания помехи зеркального канала (озк преобразуются по
схеме со пчзк=|0)г““(0зк» Фпчзк = фг фзк и вследствие инверсии
(поворота на 180°) начальной фазы колебаний гетеродина полу-
чаются противофазны основным продуктам преобразования и
складываются в СН2 моста М2, поглощаясь в ней.
Как видно из рассмотрения, работа двойного КС подобна работе ДБС’
(см. рис. 4.21), одиако двойной КС обладает преимуществом по широкопо-
лосное™ (поскольку диодные пары в кольце соединены ие сложной схемой, а
непосредственно своими выводами), а также по динамическому диапазону.
Так, для Рг — 5 мВт мощность насыщения по входному сигналу равна 1 мВт
при подавлении комбинационных составляющих на 30 дБ. Достигнуто подавле-
ние приема по зеркальному каналу иа 20... 30 дБ и развязка входа и гетеро-
дина около 30 дБ. В полосе 3... 5 ГГц Лпрб=3... 4 дБ, Кш»5 дБ, что пример-
но на 2 дБ лучше, чем для БС и КС иа подобных кремниевых диодах [35].
При последовательном подключении диодных колец к источнику сигнала.
Т VI (рис. 4.25,6) колебания 34 f3 оказываются в фазе, поэтому на частоте fa
для смесителя имеет место режим холостого хода (XX), в котором, как и в.
режиме КЗ, колебания 34 f3 отражаются от одного диодного кольца к дру-
гому, где и преобразуются в колебания полезной П4, давая выигрыш в Lnpo.
Если бы смесительные диоды были чисто резистивными нелинейными эле-
ментами, то параметры смесителя были бы одинаковы как в режиме XX, так
и в режиме КЗ. Однако результаты измерений показывают, что при прочих
равных условиях меньший Кш получается в режиме КЗ, а меиьшие потери пре-
образования — в режиме XX. Это объясняется влиянием Cj смесительного ди-
ода: в режиме XX за счет параметрического эффекта преобразования несколь-
ко уменьшаются потери ЛПрб, но одновременно возрастает в fa/fn4 раз мощ-
ность шумов, преобразованная нелинейной емкостью с 34 на П4, что приво-
123
лит к росту Кт. В режиме КЗ параметрический эффект мал, и Кт достигает
элииимального значения.
Недостатком рассмотренных КС является необходимость создания искус-
ственной средней точки с помощью СВЧ дросселей, для обеспечения частотной
избирательности которых необходимо, чтобы fn4^fc.
Применение в СВЧ-диапазоне симметричной относительно кор-
пуса четырехпроводной линии позволяет получить высокие зна-
чения fn4, отличающиеся от fc всего в 2...3 раза, что расширяет
мгновенную полосу принимаемых частот. Ортогональные в про-
странстве пары двухпроводных линий, между которыми включено
.диодное кольцо (рис. 4.26,а), возбуждаются (справа на схеме)
симметрично относительно корпуса широкополосными СТ, подоб-
ными изображенным на рис. 4.23, благодаря чему достигается вы-
сокая развязка между входами смесителя.
На ПЧ провода каждой пары имеют равный потенциал, по-
этому для вывода колебаний ПЧ к ним подключены КЗ-шлейфы
длиной Лс/4, не нарушающие симметрии схемы. При этом не.тре-
ибуется заземление средней точки сигнального и гетеродинного
•СТ. Однако из-за наличия четвертьволновых КЗ-шлейфов высо-
кая развязка СВЧ и ПЧ цепей обеспечивается в относительно
узкой полосе, не более октавы. На таком КС в однополосном ре-
жиме получено Лпрб~7,5 дБ при fn4 = 1...8 ГГц, РГ~Ю мВт, раз-
вязке более 20 дБ и КС В <2,5.
На рис. 4.26,6 показан вариант узкополосного двойного КС на симметрнч-
•ной четырехпроводной линии, дающий выигрыш в Кш до 3 дБ за счет фа-
зового восстановления энергии колебаний 34 и подавления шумов зеркаль-
ного канала. Для получения требуемых фазовых соотношений расстояние
между диодными кольцами равно Лс/8. Как и в схеме ДБС на рис. 4.21,
шринятые по зеркальному каналу помехи и шумы поглощаются в СН иа вы-
ходе квадратурного суммирующего ПЧ моста.
Применение комбинаций МПЛ, щелевых и копланарных ли-
ний [4] позволяет создать малогабаритные широкополосные ДБС,
имеющие в диапазоне рабочих частот от 2 до 20 ..30 ГГц высо-
Я/8
Рис. 4.26. Смесители на четырехпроводиой линии:
а — кольцевой с ПЧ диапазона СВЧ; б — двойной кольцевой с фазовым восстановлением
зеркальной частоты
.124
Рис. 4.27. Двойной балансный смеситель на комбинации линий
кие электрические характеристики. На рис. 4.27 показана одна
из топологий ДБС с синфазно-противофазным Т-мостом на ком-
бинации линий. Колебания гетеродина Ur со входа / через пере-
ход 2 с МПЛ на ЩЛ, которая далее свернута в петлю, возбуж-
дают пары смесительных диодов противофазно, так, что в один
из полупериодов открыты диоды VD1 и VD3, в другой — VD2 и
VD4, подключая коцланарный вывод 3 ПЧ через VD1, VD3 к точ-
кам 4 и через диоды VD2, VD4 к точкам 5 соответственно. Коле-
бания сигнала Uc со входа 6 через переход 7 с МПЛ на копланар-
ную линию 8, переходящую в две ЩЛ 9 и 10, возбуждают их в
точках 4 и 5 синфазно, благодаря чему колебания ПЧ складыва-
ются на входе 3 копланарной линии. Принятые по зеркальному
каналу помехи и шумы оказываются противофазными и подавля-
ются без применения специальных фильтров 34. Вторая гармо-
ника гетеродина, а также ее комбинационные продукты подавле-
ны. За счет симметрии схемы' обеспечивается высокая (до 30
дБ) развязка входов ДБС. В цепях согласования перехода 7 дли-
на петли ЩЛ от перехода 7 до перехода 2 и обратно должна сос-
тавлять целое число полуволн.
В ММДВ применение мостовых схем затруднительно, смесители выпол-
няются волноводной конструкции балансными или небалаисными (однотакт-
ными). Преимущество БС заключается еще и в том, что можно использовать
субгармонический гетеродин с частотой в два раза ниже требуемой. Умноже-
ние на два производится в смесительных арсенид-галлиевых ДБШ. Например,
БС диапазона 95 ГГц с субгармониче-
ским гетеродином (/г = 45 ГГц, Рг =
= 4 дБм) обеспечивал АПрб<8,5 дБ в
полосе 11... 14 ГГц [36]. Конструк-
тивное исполнение — на волноводно-
щелевой линии (fin-line) с тефло-
новой подложкой, размещенной в Е-
плоскости стандартного прямоуголь-
ного волновода, смесительные диоды
включены антипараллельно в виде
гГ
Si
6Ш А-А
Рис. 4.28. Конструкция и схема сдвоен-
ных диодов встречно-параллельного
включения
единой монолитной микроэлектрон-
ной структуры с двумя балочными
выводами (рис. 4.28).
125
Преимущества сдвоенных диодов антипараллельной конфигурации по
сравнению с двумя одиночными, включенными так же: переходы сформирова-
ны по-пи в <дном месте полупроводниковой подложки, поэтому имеют одина-
ковые параметры и характеристики; циркулирующие в антипараллельной петле
токи четных гармоник (в том числе постоянный ток) не производят никакого
действия на внешних выводах прибора, вторая гармоника гетеродина подав-
лена на 35 .‘F3 вместо 25 дБ у одиночных; электроды прибора имеют широ-
кие ленточные выводы с малой индуктивностью; полупроводник под вывода-
ми стравлен, что значительно уменьшает паразитную конструктивную емкость
бе; уменьшения механической прочности — Ср«10 фФ, что примерно в три
раза меньше, чем у лучших образцов обычных диодов.
Измеренные параметры диола: Cj (0) ж 4 фФ, rt~* ... 10 Ом, fc (0) — 1 ТГп.
пт « 1.05 ... 1.07. Благодаря весьма малым значениям паразитных параметров
сдвоенных диолов и приемлемому значению их полного сопротивления Р. ор( =
— 2,5 ... 3 мВт. в то время, как смеситель на отдельных диодах требует 40 мВт
на частоте 45 ГГц, обеспечивая Кт ~ 12 дБ.
Сдвоенные ДБШ с ба точными выводами в ММДВ имею: лучшие парамет-
ры, чем диоды сотовой конструкции (см. рис. З7.к). Так. квазиоптический сме-
ситель на открытом резонаторе с субгармоническим гетеродином работал на
частоте 217 ГГц при ...2 ГГц и Z.npr,= 10.5 дБ [37].
Глубокое охлаждение смесителей ММДВ на арсенид-галлиепых ДБШ поз-
воляет уменьшить их Г,,, в несколько раз [38]. Так, охлаждаемый до 20 К НбС
волноводной конструкции на точечно-контактном ДБШ имел в .tbvxho.to-ном
режиме Тш ~35 К, '.„|.г.~2.5 ,тБ на частотах 80 ... 115 ГГц при 7’1|| (,ч = Ю К,
/пч = 1,4 ГГц и мгновенной полосе 50 МГн.
•1.2.5. МОЩНЫЕ СМЕСИТЕЛИ СВЧ
Мощные смесители (МС) используются для формирования
рабочих частот передатчиков с диапазонной кварцевой стабили-
зацией путем переноса спектра модулированных колебаний Iй!
в диапазон СВЧ, а также в гетеродииах-возбу (июлях для сне-
га частоты несущей или гетеродина.
Основные требования к МС: обеспечение заданной выходной
мощности с допустимой неравномерностью в рабочей полосе час-
тот; достаточное подавление побочных продуктов преобразова-
ния; малые потери преобразования, устойчивость в работе, на-
дежность и др.
В качестве МС могу: быть применены рассмотранные в п. 4.2.4 балансные
и ко.':ы!Пные резшетиапые смесители. Для этого подлежащий преобрчзов.тшю
си-пал подают на их---;; ПЧ (см., например, рис. 4 24). увеличивают уровень
мощности гетеро.1 ина и снимают выходной сигнал частоты = <'г-j-<•>,,,t с
СВЧ-входа (TV1 на рис 4.24). Резистивные смеси гели шипокополоспые. устой-
чивы в работе, даю г ло.-тат ri:i-> ш-тый ,т -к < о и-'-, ь б;,-ий.
однако у них низкий уровень выходной мощности (до 10...20 мВт.) и большие
потери преобразования- около 10 дБ.
Более высокие энергетические показатели имеют МС на мощных р-п варак-
торах. работающих в режиме больших а.мили!у • -' т.н:-'': 'ем и и:--.-'::- ’-тм
заряда, т. е. с использованием диффузионной емкоеги. Варакторные МС поз-
126
воляют получить преобразование частоты с малыми потерями или даже с уси-
лением до нескольких единиц благодаря эффекту параметрического усиления,
заключающемуся в переносе энергии источника накачки на частоту преобразу-
емых колебаний (см. гл. 6). Варакторные МС имеют колебательную систему
из контуров, настроенных иа частоты входного сигнала соВх, выходного шс и
накачки (dh, причем шс = Ын—Ывх или <ос = <ов1—ын. Варактор выполняет роль
нелинейного элемента связи между контурами, благодаря чему осуществляет-
ся преобразование частоты. Контуры также служат для согласования диода
со входами смесителя на указанных частотах, чем достигается устойчивая ра-
бота при больших мощностях.
В зависимости от типа варактора и схемы построения МС входные и вы-
ходные мощности могут быть порядка десятков — сотен милливат и более, а
требуемая мощность накачки — от долей до единиц ватт. При таких мощно-
стях в МС возникают сравнимые по интенсивности с сигналом побочные про-
дукты преобразования, подавление которых является сложной задачей. Для
этого применяют входные и выходные контуры в виде широкополосных высо-
коизбирательных фильтров, что позволяет расширить частотный диапазон сме-
сителя до 10... 15%. Балансные МС без дополнительных фильтров подавляют
четные гармоники накачки и их комбинационные составляющие, работают на
более высоких уровнях мощности.
К недостаткам варакторных МС следует отнести сложность схем и их на-
ладки, узкополосность и возможность генерации паразитных колебаний на соб-
ственных частотах колебательной системы вследствие параметрической регене-
рат и. Кроме того, небольшие изменения уровня накачки вызывают значи-
тельные колебания выходной мощности. Это объясняется тем, что среднее зна-
чение Сс,, нелинейной емкости С} зависит от амплитуды напряжения на ней
(см. рис. 3 1); изменение Сг? приводит к расстройке контуров смесителя и на-
рушению режима его работы. Повышение устойчивости работы МС достига-
ется применением автосмещения в цепи постоянного тока варактора и стаби-
лизацией уровня мощности накачки и входного сигнала.
С появлением эффективных мощных СВЧ усилителей на ПТШ
вместо узкополосных неустойчивых варакторных смесителей боль-
шого уровня все чаще применяют менее мощные, но стабильные
широколиапазонные балансные схемы на смесительных ДБШ,
дающие более чистый спектр.
В качестве примера рассмотрим
канальном синфазном делителе мои
ты соо, двух БС и квадратурном мо-
сту М на СВЧ выходе (рис. 4.29).
Модулированные сигналом колеба-
ния ПЧ го 11Ч подаются на баланс-
ные. смесители БС1 и БС2 со сдви-
гом па 90°, отчего такой двойной ба-
лансный смеситель называют квад-
ратурным [39]. Его назначение —
перенос модулированных колебаний
с ПЧ на высокостабильную СВЧ не-
сущую с подавлением несущей и од-
ДБС, построенный иа двух-
щости в цени несущей часто-
Рис. 4.29. Схема мощного по-
вышения преобразователя на
ДБС
127
ной боковой полосы. В отличие от входных малошумящих смесите-
лей, он работает при сравнительно больших уровнях мощности на
обоих входах (примерно +5... +10 дБм), поэтому боковые полосы
спектра на выходах БС1 и БС2 богаты гармониками колебаний
<йм. Однако четные гармоники <ом и их комбинационные состав-
ляющие в боковых полосах подавлены в БС, и на суммирующий
мост Л4 ДБС поступают только боковые полосы с нечетными сос-
тавляющими соо± (сом, Зсом, 5(ом, ...). Несущая юо также ослаблена
в БС1 и БС2 примерно на 20 дБ за счет развязки их мостовых
схем.
Рассмотрим прохождение основных составляющих спектра <оо±сом через
сумматор М, предполагая, что в направлениях /—3 и 2—4 фазовая задержка
сигналов равна л/2, а по диагональным направлениям задержки нет.
В результате преобразования (о0/—сро) ± (юм/—фм) = «вых/—Фвых на вы-
ходе БС1 фазовые задержки спектральных составляющих равны ф,вых = фо±
±(фм+л/2), на выходе БС2 ф2вых± = фо±фм, где знак плюс в индексе соот-
ветствует колебаниям верхней боковой полосы &>o+&>M, минус — нижней бо-
ковой &>о—(Ом- На выходе 4 моста М колебания верхней боковой полосы от
БС1 поступают с задержкой ф1,4+ = Фо+(фм+л/2)+О, от БС2 — с задержкой
Ф2,4+ = Фо+ фм+л/2, т. е. оказываются синфазными и складываются. Колеба-
ния нижней боковой полосы на выходе 3 моста имеют задержки Ф1,з- = Фо—
—(фм+л/2)+л/2 и фг.з- = фо—фм+0, т. е. синфазны и поглощаются в CJ1, а
на выход 4 не поступают.
Как видим, рассматриваемый ДБС обеспечивает подавление несущей <о0,
четных гармоник <ом в выходном спектре и производит выделение боковых по-*
лос Ыо+'СОм и «о— и» на раздельных выходах в широком диапазоне частот
только за счет фазовых соотношений. Степень подавления нежелательной бо-
ковой полосы частот зависит от степени симметрии схемы (равенства уровней
возбуждения диодов, идентичности их ВАХ, равенства фазовых сдвигов но-
минальным и т. д.). Например, если иа схему сложения М подать с выхода
БС1 и БС2 равные по амплитуде и ортогональные по фазе напряжения, то их
подавление иа выходе неидеального моста можно оценить по выражению
L = [1 +2 Б cos ф/(1 + £2)]/[1 - 2'Б cos ф/(1 + £2)], (4.19}
где Б — отношение АЧХ (амплитуд на выходах моста); ф — отклонение фа-
зовой задержки в мосту от номинальной 90°. Так, при различии АЧХ выходных
плеч моста ±0,2 дБ и отклонении ФЧХ на 10° подавление нижней боковой по-
лосы на выходе 4 будет еще не менее 20 дБ.
Рассматриваемый смеситель, работающий в режиме Ро>Рк,
называют повышающим преобразователем, а в режиме Ро<Ре-
модулятором. В режиме повышающего преобразователя при Ро-
= + 10 дБм, Рм=+5 дБм перенос модулированных колебаний на
СВЧ происходит с потерями преобразования 6 дБ, спектр верх-
ней боковой полосы более чистый, но несущая ®0 (наиболее
опасное мешающее излучение) меньше полезного продукта ®о +
+ (ом лишь иа 9 дБ [39]. В режиме модулятора при Р0=+5 дБм
и Рм= + Ю дБм получены потери преобразования 14 дБ, зато
128
несущая меньше полезного продукта уже на 14 дБ. Дальнейшее
подавление нежелательных составляющих спектра производят с
помощью полосовых фильтров.
4.2.6. ПОДАВЛЕНИЕ НЕЖЕЛАТЕЛЬНЫХ ПРОДУКТОВ
ПРЕОБРАЗОВАНИЯ И ДИНАМИЧЕСКИЙ ДИАПАЗОН
СМЕСИТЕЛЯ
Одно из основных требований к смесителям — отсутствие ис-
кажений в спектре колебаний ПЧ. Наименьшее количество неже-
лательных продуктов преобразования имеет смеситель на диоде
с квадратичной ВАХ
i — а2 и2, (4.20)
при которой i = a2(Uc + u!)2==0,5a2(U2c + U2r) +0,5a2U2ccos2act +
+ 015a2L'2rCOs2cDrZ + a2b'c[/rCOS(cDc + + COs(cOc—СОг)«, т. e.
имеются только постоянная составляющая, вторые гармоники сиг-
нала и гетеродина, колебания суммарной частоты (выходные для
МС) и разностной (ПЧ входных смесителей). Именно поэтому
предпочтительны диоды с ВАХ, близкой к квадратичной, а на
ДБШ с большим <рк иногда подается прямое смещение для выво-
да рабочей точки на квадратичный участок ВАХ, при этом также
уменьшается требуемая мощность гетеродина.
Амплитудные искажения AM сигнала в спектре ПЧ возникают,
в основном, за счет члена четвертого порядка ВАХ (4.11):
А «пч = “ «4 ur (ис+ ^?) cos (“с—“г) т. е. Д in4 ~ U3 ;
если (/2с«Д2г, то Д«пч~Дс, искажения отсутствуют.
При,больших уровнях принимаемого полезного сигнала опас-
ны комбинационные частоты вида
\±mfc ± nfr\ =fn4, (4.21)
поскольку их спектр на ПЧ отличается от спектра продуктов ос-
новного преобразования Д—Р=?пч и от этих возникающих в
смесителе помех невозможно избавиться фильтрацией. Для срав-
нения свойств различных схем смесителей в табл. 4.1 знаком+
показано наличие комбинационных составляющих с наибольшей
амплитудой (т, п=1... 6). Как видно из таблицы, спектр НбС
содержит все возможные комбинационные составляющие; в БС
их в 2 раза меньше за счет подавления четных гармоник гетеро-
дина; в ДБС и КС благодаря компенсации четных гармоник ге-
теродина и сигнала, их в 4 раза меньше. Поэтому, как правило,
предпочтение отдается балансным схемам, подавляющим также
AM шумы гетеродина, и даже таким сложным в реализации, как
ДБС и двойные КС, в которых осуществимо фазовое подавление
приема по зеркальному каналу и возврат энергии колебаний 34,
благодаря чему в них СПрб~4... 5 дБ по сравнению с Апрб~7... 10
дБ у НбС и БС.
5—57 129
Таблица 4.1. Наличие комбинационных частот в спектре входных
и мощных смесителей
Гармоники сигнала С Гармоники гетеродина Г Схема смесителя
1 2 3 4 5 6
1 + + 4- + + 4- НбС
4- — 4- — + БС
+ — 4- — “Г — ДБС, КС
2 + 4- + 4- 4- 4- НбС
4- — + — 4- БС
— — — — — ДБС, КС
3 + + 4- г 4- + НбС
+ —. + — 4- БС
+ — + — + — ДБС, КС
4 4- + + 4- + НбС
+ — 4- — 4- БС
— — — — — — ДБС, КС
5 + 4- + + 4- + НбС
+ — + — 4- БС
+ — + — 4- — ДБС, КС
6 + 4- 4- 4- 4- + НбС
4- — + — БС
— — — — — ДБС, КС
Для определения номиналов комбинационных частот, совпадающих с ПЧ,
удобны номограммы типа изображенной на рис. 4.30 для случая fc^fr- Жир-
ная линия С—Г показывает изменение нормированной ПЧ fn47r=(fc—fr)lfr
в зависимости от нормированной частоты сигнала fc/fr=1...2. Остальные ли-
пни отображают нормированные комбинационные частоты
I ± mfc ± nfr\ _ | + тС ± пГ |
обусловленные кубическим членом в степенном ряду ВАХ (4.11) и членами
более высокого порядка. Для НбС необходимо учитывать все точки их пере-
сечения с линией С—Г, соответствующие пораженным комбинационными поме-
хами частотам сигнала: в пределах данной номограммы имеется 9 пораженных
частот. Из них наибольшую амплитуду имеет помеха иа частоте fc/fr=l,5 ви-
да 2Г—С (т. е. 2/г—fc=f), обусловленная кубическим членом ВАХ. Обычно
используется свободный от комбинационных частот начальный участок линии
С—Г с максимальным значением /пч7г»0,15, что при 10%-ной полосе УПЧ
соответствует нормированной мгновенной полосе небалансного смесителя
Д^/)с = 0,1 (fn4//c) менее 1,5%, в то время, как, например, смеситель бортового
ретранслятора должен иметь полосу около 5... 8%.
130
Комбинационные часто-
ты БС показаны на номо-
грамме штриховыми и
штрихпунктирными линия-
ми, они совпадают с ПЧ
лишь в четырех точках:
/с//г==1,2; 1,33; 1,5 и 2. Из
них наибольшую амплитуду
имеет помеха на частоте
fc/fr = 1,33 вида ЗГ—2С =
= 3/г—2fc, обусловленная
членом ВАХ (4.11) пятого
порядка. В ДБС и КС (см.
штрихпунктирные линии)
имеются всего две поражен-
ные помехой частоты сигна-
ла: /с//г=1,5 (комбинация
5Г—3C=5fr—3fc) и 2 (ком-
бинация ЗС—5Г= 3[ с—5/г),
обусловленные членом ВАХ
(4.11) восьмого порядка, а
потому малой интенсивно-
fпч/Л-
Рис. 4.30. Номограмма для определения
комбинационных частот в смесителе
сти; широкополосность таких смесителей ограничена лишь мосто-
выми схемами, главным образом в цепях суммирования колебаний
ПЧ, и может достигать октавы и более.
Рассмотрим теперь влияние помех большого уровня мощности,
попадающих в смеситель приемного устройства на частотах, близ-
ких к полосе основного канала приема (см. рис. 1.6), вследствие
недостаточной избирательности предшествующих каскадов —
входного фильтра и МШУ приемника.
Во-первых, это помеха на частоте зеркального канала /зк=
= /г—/пч (при fc>fr), для борьбы с которой во входных цепях
может быть включен настроенный на 34 режекторный фильтр
или применен ДБС либо двойной КС с фазовым подавлением по-
мехи зеркального канала на ПЧ (см. п. 4.2.4); может быть ис-
пользовано двойное преобразование частоты с высоким номина-
лом первой ПЧ.
Во-вторых, это так называемая полузеркальная помеха Ц =
—fr±0,5fn4, которая в результате преобразования 12Д—ft | =
= |2/г±/пч—2/г| =/пч попадает в тракт ПЧ. Полузеркальная по-
меха вида =/г+0,5/пч более опасна, поскольку она расположена
ближе к fc: fi — fc—0,5fn4. Ее влияние значительно, если номинал
ПЧ меньше полосы пропускания неперестраиваемых входных уст-
ройств. В БС такая помеха подавляется на 15...20 дБ, в ДБС —
на 30 ...40 дБ в зависимости от степени баланса схемы.
В-третьих, это двухчастотные интермодуляционные помехи
(см. § 1.4), среди которых наибольшую амплитуду могут иметь
помехи второго порядка вида = -Ь=/зк, /1Ч-/г = Л и
третьего порядка 2/\—/2 = /с (при и 2[2—Л=/с (при
131
fc>/i>/2). Напомним, что порядок интермодуляциониой помехи
равен сумме порядков (номеров) взаимодействующих гармоник
помех. Преобразованная на ПЧ интермодуляционная помеха 2fi—
—/2 обусловлена четвертым членом ВАХ (4.11) и может быть за-
писана так: (/Пчиз = 2а4^21^2^гСО5(2(01—<02—согИ- Ее амплитуда
пропорциональна произведению U2\U2, т. е. является величиной
третьего порядка; то же относится к мощности: Рпчи з~Р2\Рг-
Поэтому зависимость мощности интермодуляционной помехи
третьего порядка РПч и з = <р(Р1-Рг) в логарифмическом масштабе
отображается на графике прямой с наклоном tga = 3 (рис. 4.31).
В то же время мощность полезного сигнала на ПЧ Pm = PcL^
прямо пропорциональна входной мощности сигнала Рс и отобра-
жается прямой с наклоном tga=l. При росте входных мощностей
сигнала Рс и помех Pi, Р2 указанные линии могут пересечься.
Значение Рс, при которой Рпч = Рпчиз принимают за верхний
предел Рс.в динамического диапазона смесителя — точка 1 для
НбС на рис. 4.31 (Рс.в~0 дБм). Нижний предел динамического
диапазона D = PCB/PC.H зависит от уровня собственных шумов сме-
сителя и составляет —(80 ...90) дБм. В БС мощность внешних
помех, поступающих на диод, на 3 дБ меньше, чем в НбС, по-
этому с учетом сложения колебаний ПЧ на выходе уровень
^пчиз ниже на 3x3—3 = 6 дБ, в результате Рс.в (см. точку 2)
больше примерно на 3 дБ. В четырехдиодных ДБС и КС, кроме
отмеченного нелинейного механизма снижения уровня помехи иа
6x3—6=12 дБ по сравнению с НбС, подавляются четные гармо-
ники помехи, поэтому уровень РПЧиз меньше на 20 ...30 дБ. В ре-
зультате этого Рс.в возрастает на 10... 15 дБ (точка пересечения
<?). Динамический диапазон двойных КС и КС на восьми диодах
Рис. 4.31. К определению динамического диапазона
смесителей
132
(включенных по два последовательно) еще больше (точка 4).
Указанные значения верхнего предела динамического диапазона
Рс.в являются ориентировочными, они зависят от схемы смесите-
ля, формы ВАХ диода и его режима — уровня Рг и смещения.
Заметим, что для ДБС и КС нельзя непосредственно по экспери-
ментальным данным получить точки пересечения 3 или 4, так как
при таких больших Рс начинает возрастать Lnp&, поэтому Рс.в
иногда оценивают по приращению Лпрб на 1 дБ (точка 5).
4.2.7. ТРАНЗИСТОРНЫЕ СМЕСИТЕЛИ
Транзисторные смесители могут быть построены как на бипо-
лярных, так и на полевых транзисторах, по в СВЧ диапазоне
обычно применяют ПТШ, как менее шумящие и способные эф-
фективно работать на частотах выше 10 ГГц.
По шумовым параметрам смесители на ПТШ несколько хуже,
чем на диодах, однако транзисторные смесители преобразуют сиг-
нал с некоторым (3... 10 дБ) усилением, что позволяет снизить
требования к коэффициенту шума УПЧ. У них выходная мощ-
ность примерно на порядок больше, следовательно, они имеют на
10 ...20 дБ шире динамический диапазон, особенно по уровню ин-
термодуляционных искажений.
Наиболее распространенные схемы транзисторных смесителей
упрощенно изображены на рис. 4.32. Недостаток схемы рис. 4.32,а,
подобной показанной на рис. 4.17, заключается в необходимости
большой мощности гетеродина из-за ее ослабления в направлен-
ном ответвителе, включенном для развязки цепей сигнала и ге-
теродина. В схеме на рис. 4.32,6 включение гетеродина в цепь
общего электрода — исток — приводит к отрицательной обратной
связи и ухудшению смесителя.
В балансной схеме на рис. 4.32,в обеспечивается высокая раз-
вязка цепей сигнала и гетеродина, но выходные колебания ПЧ
противофазны (см. п. 4.2.3), их надо суммировать па ПЧ с по-
мощью противофазного моста или синфазного кольцевого сумма-
тора с включением фазовращателя на 180°, что сужает мгновен-
ную полосу смесителя.
Наиболее простым, а поэтому широкополосным является сме-
ситель на ДЗПТШ (рис. 4.32,а), в котором нет мостов и схем
сложения, что особенно ценно для интегральных микросхем [40].
Рис. 4.32. Упрощенные схемы транзисторных смесителей:
а- с направленным ответвителем; б — с гетеродином в цепи истока; в — балансная: г — иа
полевом тетроде
133
К первому затвору подводится сигнал, ко второму — подключен
гетеродин. Гетеродинный вход настраивается на максимальное
согласование по мощности, а сигнальный — на минимум коэф-
фициента шума.
В основе работы смесителя на ДЗПТШ лежит нелинейная зависимость
крутизны ВАХ тетрода по первому затвору от напряжения на втором. Упро-
щенный анализ ДЗПТШ как нелинейного элемента смесителя выполнен в пуб-
ликации [41], где выделено три возможных режима работы:
1) в области I отсечкн тока стока по первому затвору, когда в первом
транзисторе (см. ВАХ на рис. 3.22,в) производится преобразование сигнала, а
второй работает как УПЧ;
2) в области II излома характеристик передачи, когда второй транзистор
может работать в качестве смесителя и встроенного (внутреннего) гетеродина,
а первый — как предусилитель;
3) в области III насыщения тока первого транзистора, когда он работает
как линейный усилитель сигнала', а преобразование происходит во втором
транзисторе.
В области отсечки тока стока для преобразования требуется наименьшая
мощность гетеродина, а постоянная составляющая тока прибора мала, поэто-
му получается минимальным коэффициент шума. В малошумящем режиме на
12 ГГц получено усиление преобразования 8 дБ [41]. Интегральный смеситель
диапазона 27,5... 30 ГГц на ДЗПТШ с длиной затвора 0,5 мкм при [пч --
2,5 ...5 ГГц имел усиление преобразования 3 дБ и ЛСШ== 10... 16 дБ [42].
Схемы со встроенным гетеродином можно осуществить и на однозатвор-
ных ПТШ, но в этом случае возникают трудности в получении самовозбужде-
ния с достаточной амплитудой генерации при оптимальном для преобразова-
ния смещении затвора и стока, из-за этого усиление преобразования незначи-
тельно, не достигает своего максимально возможного значения =
= 0,2552/?си(л<о/?г3Сзи)2, которое, в свою очередь, меньше усиления данного
транзистора примерно иа 10 дБ.
Схема со встроенным гетеродином иа ДЗПТШ в этом смысле имеет пре-
имущества благодаря разделению цепей сигнала и гетеродина (рис. 4.33) и ра-
боте второго транзистора в области с высокой нелинейностью. В этой схеме
получено преобразование с 10 ГГц на 1,2 ГГц при усилении 4 дБ и Кш=
— 5,5 дБ.
Балансные смесители позволяют получить более чистый -спектр, подавление
AM шумов гетеродина и подавление приема по зеркальному каналу. Для при-
Рис. 4.33. Преобразователь со встро-
енным гетеродином на ДЗПТШ
мера рассмотрим схему балансного
повышающего преобразователя диапа-
зона 20 ГГц- [43] на комбинации
линий передачи с применением од-
нозатворных ПТШ (рис. 4.34). Коле-
бания гетеродина частоты 20,3 ГГц
поступают -на затворы через проти-
вофазный тройник на ЩЛ, поэтому
на выходе смесителя в синфазном
сумматоре они подавляются. Сиг-
нал на частоте /пч=140 МГц подво-
Рис. 4.34. Транзисторный балансный смеситель иа комбинации линий
дится к затворам через цепи смещения также в противофазе, благодаря чему
разностные колебания fT—fm в сумматоре оказываются противофазными в
подавляются, а суммарные fr+fn4 (верхняя боковая полоса) синфазиы и про-
ходят на выход. Степень подавления гетеродина и нижней боковой полосы —
до 20 дБ. При РГ=Ю дБм и Рпч = 10 дБм получено усиление сигнала около
1 дБ, максимальный уровень выходной мощности 40 мВт.
Глава 5
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ УПРАВЛЯЮЩИЕ
УСТРОЙСТВА СВЧ
5.1. УСТРОЙСТВА УПРАВЛЕНИЯ АМПЛИТУДОЙ
КОЛЕБАНИЙ СВЧ
5.1.1. ОЕЩАЯ X/РАКТЕРИСТИКА УСТРОЙСТВ И ПРИНЦИП
РАБОТЫ ДИОДНЫХ ВЫКЛЮЧАТЕЛЕЙ
Полупроводниковые управляющие устройства имеют малые
габаритные размеры, массу и мощность управления, высокие
быстродействие и долговечность. Они могут быть построены на
диодах или полевых транзисторах. Их. можно разделить на две
группы: устройства управления фазой и устройства управления
амплитудой.
К устройствам управления амплитудой’ относятся выключате-
ли, переключатели каналов, аттенюаторы, ограничители и стаби-
лизаторы мощности СВЧ. Основными параметрами этих устройств
являются: потери при пропускании СВЧ мощности Ln, десятые
доли децибела; развязка в закрытом состоянии 'Л3, десятки деци-
бел; уровень управляемой, ограничиваемой или стабилизируемой
мощности Рсвч , до киловатта; мощность управления Ро, доли
ватта; время переключения из одного состояния в другое, от на-
135
носекунд до микросекунд. Расчет диодных управляющих устройств
можно произвести по [4, 44].
Диодный выключатель — основной элемент переключателей
каналов (коммутаторов) и дискретных фазовращателей. В нем
используются специальные переключательные диоды с р-п или
p-i-n структурой.
Диодный выключатель, представляющий собой отрезок линии
передачи с включенным в нее диодом, может быть собран ио па-
раллельной (рис. 5.1,и) пли последовательной (рис. 5.1,6) схеме.
С учетом удобства включения диодов в волноводных конструк-
циях выключателей, как правило, используют параллельную схе-
му, а в коаксиальных и полосковых — как параллельную, так и
последовательную, а также их комбинацию.
Принцип работы выключателя основан на эффекте изменения сопротивле-
ния анода. Подавая прямое напряжение смещения -j-С'о на диод по схеме
рис. о I .и. \\-1 анавливаю г шипение тока до нескольких десятков ми ьтиампер.
При этом малое прямое сопротивление диода Z, практически закорачивает ли-
нию передачи. Энергия СВЧ отражается в сторону генератора — выключатель
•закрыт//. При обратном смещении -L'n большое сопротивление диода Z.. не
шунтирует линию передачи, выключатель «пропускает» энергию. В последо-
ва । г шш in схеме прямое смешение диода обеспе .изает пропускание СВЧ энергии
в нагруше, при обратном смещении падающая волна отражается от диода,
выключи । ель « такры I •>.
В действительноети диод не является идеальным э.тек i ройным
ключом с соеюяпиями Z. О .щи Z. - хд полому член, мощнос-
ти Р.,-.р отражается от него на вход выключателя, часть Р„ , ; воп-
лощается в диоде и часть РПрош проходит на выход. Для выключа-
теля как четырехполюсника с потерями баланс мощностей мож-
но записать следующим образом: Длр +/Дю/эпгош- Исли
четырехполюсник — согласованная па входе и выходе линия пе-
редачи с волновым сопротивлением Zo^-1/Уо, шунтированная дио-
дом (рис. 5.1,и) с полным сопротивлением Z R-'.-jX (нормиро-
ванной проводимостью Y,;Ya = Z0IZ=--y p+jb), то указанный ба-
ланс мощностей выражается так: 1 = |S;) | - 4- |/|2 — | i где
S:;--—///(2 + р) — коэффициент отражения; /— коэффициент пог-
лощения; S2i = 2/(2 + //) — коэффициент передачи. Отсюта доля
мощности, поглощаемая диодом,
1 --|51312- |S21|2 = 4H(2-|-g)2+n (5-1)
Рис. 5.1. Схемы диодных выключателей
136
Рис. 5.2. Эквивалентные схемы р-п дно.та.
и - о 1 кчы I о: о; б--закрытого
Потери, вносимые ячейкой выключателя с параллельным
включением диода (рис. 5.1,а), можно оценить по выражению
^ = Л.ад/Л,р01п= 1/|521|2 = Ц2 4-^)г bfe2J/4 = |1 -[-Z0/(2Z)|2, (5.2)
ч КСВ устройств — по формуле КСВ= (1-г |S;11)/(1 —15ц |).
5.1.2. ВЫКЛЮЧАТЕЛИ НА р-п ДИОДАХ
Рассмотренные схемы выключателей при их реализации на
п и диодах имеют небольшие развязки L3~ 10 дБ и заметные по-
гори Л,.^1 дБ. Последнее объясняется тем, что прямое сопротив-
ление диода Z_-r, i-r + jinL,, (рис. 5.2,ц) не равно нулю, а обрат-
ное сопротивление Z < 1-//о не очень велико из-за шунтиро-
вания р-п перехода емкостью корпуса (рис. 5.2,6). Практи-
чески значение модуля |Z.| имеет порядок единиц ом, |Z | рав-
но десяткам или нескольким сотням ом, так что отношение моду-
лей К \/ |/|Z. |, определяющее качество диода к;тк ключа,
обычно метине 100.
Достоипс।вом выключателей на р-п диодах является высокое
быстродействие, поэтому они получили применение в схемах, где
требуется скорость переключения порядка единиц наносекунд.
Однако из-за низкой электрической прочности р-п перехода зна-
чение пропускаемой выключателями СВЧ-мощности мало — до
десятков ватт. ту мощность можно увеличить, используя много-
диодиые выключатели, которые обеспечиваю г и большую раз-
вязку.
5.1.3. ВЫКЛЮЧАТЕЛИ И ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛИ
на />-( ! ДИОДАХ
Параметры и конструкция p-i-n диодов. Волос близки к идеальным элект-
i;.:v ;<.::<> 1 л л .тио.ты с p-i-n ст руктх'ротт. которая представляет собой тонкие
иы. oaeriipo:iaiiiii.:e р - и п'-об. тает и кремния, ра ше.'.е;1ные сравнительно то.т
с 1 ым (0,1) 1 ... 0 5 мм) слоем с. собственной проводимостью i. Значение удель-
ном рьерной Т,.".косги благодаря высокоомному белою в десятки раз меньше,
чем у р-п перехода, поэтому площадь p-i-n диодов соответственно может быть
би.к.ятей (до 1 vm-). нто позволяет благодаря лучшему охлаждению и мень-
ше''-.- л.против.тению тнчерт. увеличить рассеиваемую на диодах и коммутируй
муо ими СВЧ мощность.
137
Ф3,5
Рис. 5.3. Конструкция
p-i-n диода в металлоке-
рамическом корпусе
Конструкция корпусного p-i-n диода показана на
рис. 5.3, где обозначено: 1—ленточный вывод, 2—
полупроводниковая структура, 3 — керамика, 4 —
выводы.
Бескорпусные диоды имеют форму таблетки раз-
мером менее 1 мм без выводов или с одним ленточ-
ным выводом (см. рис. 3.4,з, ж). Для пайки в микро-
схему р- и «-области (торцы) диода металлизируют.
Преимуществами бескорпусных диодов являются
малые значения паразитных параметров Ls и Сса„е,
а также удобство монтажа в микрополосковые кон-
струкции, поэтому на них построено большинство
дискретных управляющих устройств.
Упрощенная эквивалентная схема p-i-n диода
представлена на рис. 5.4,а, на которой опущены L,
и Cease. Сопротивление г, равно сумме сопротивлений
р- и «-областей и связанных с ними омических кон-
тактов. Емкость перехода С; связана с наличием
объемного заряда в р- н «-областях на границе с вы-
сокоомным обедненным i-слоем, сопротивление кото-
рого обозначено через г>. Частичное рассасывание во время отрицательного ио-
лупериода СВЧ-заряда, накопленного в i-слое при прямом токе, приводит к появ-
лению диффузионной емкости Са.
Под действием прямого смещения происходит инжекция носителей заря-
да из р- и «-областей в i-слой, и при токе в десятки миллиампер его сопро-
тивление г, падает до единиц или долей ома. Таким образом, i-слой при прямом сме-
щении представляет собой активное регулируемое током сопротивление. Эквива-
лентная схема диода для прямого смещения показана на рис. 5.4,6, причем
г,>Г1< I/ [со (Cd + Cj) ], т. е. открытый диод — это активное сопротивление г+»
«г, значением около ома. Время установления прямого сопротивления дио-
да — доли микросекунды.
Время восстановления обратного сопротивления при снятии с диода поло-
жительного напряжения велико, порядка десятков микросекунд. Подавая на
днод отрицательное смещение до десятков вольт, можно уменьшить время пе-
реключения до десятых долей микросекунды.
При обратном и нулевом смещении диод закрыт, сопротивление i-слоя весь-
ма велико — до десятков килоом иа СВЧ, и им можно пренебречь. Если на-
пряжение смещения превышает амплитуду СВЧ сигнала, то диффузионная ем-
Рис. 5.4. Эквивалентные схемы p-i-n диода:
а — общая; б — открытого; в — закрытого последовательная; г —закрытого параллельная
138
Рис. 5.5. n-i-p-i-n диод:
а — общий вид и обозначение; б — в резонансной диафрагме (модуль диодный)
кость Cd равна нулю и эквивалентная схема принимает вид последовательной
цепочки r-Cj (рис. 5.4,в), где г~я>г, около 1 Ом, a Cj«0,05... 0,5 пФ.
Активное сопротивление параллельной схемы замещения закрытого диода
г= (с1)2С2;Г-)-‘ (рис. 5.4,г) на рабочих частотах равно нескольким килоомам.
Современные p-i-n диоды имеют пробивное напряжение £/пРоб до несколь-
ких сотен вольт, что позволяет коммутировать ими мощности до единиц кило-
ватт при условии их интенсивного охлаждения. Мощность рассеяния p-i-n ди-
одов — единицы ватт. Таким образом, p-i-n диоды по своим параметрам ближе
к идеальному ключу.
Выключатели и переключатели на p-i-n диодах. Выключатели
(рис. 5.1) на p-i-n диодах имеют лучшие параметры, чем построг
еиные на р-п диодах, в частности L3 может достигать более 20
дБ, а потери пропускания -Ln — менее 0,5 дБ.
В волноводных конструкциях выключателей получили приме-
нение n-i-p-i-n диоды (рис. 5.5,а), представляющие собой две
встречно включенные p-i-n структуры 2 с выводом 1 от централь-
ной p-области. По постоянному току диоды включены параллель-
но, по СВЧ — встречно-последовательно. Обычно бескорпусной
n-i-p-i-n диод монтируется в резонансную диафрагму (рис. 5.5,6).
Такая конструкция называется волноводным щелевым диодным
модулем, ее размещают поперек волновода. Вывод 1 изолирован
хлорвиниловой трубкой 3. Размеры щели 4 диафрагмы таковы,
что с учетом емкости диода при -обратном и нулевом смещении
имеет место параллельный резонанс, диафрагма пропускает по
волноводу энергию с малыми потерями Ln- При подаче прямого
смещения диафрагма шунтиру-
ется мальш прямым сопротив-
лением диода, и почти вся
энергия отражается (потери за
счет поглощения в диоде около
0,5 дБ), а проходящая мощность
меньше падающей примерно на
20 дБ.
Электронные переключатели
(коммутаторы) на несколько по-
ложений построены на основе
выключателей. На рис. 5.6 упро-
Рис. 5.6. Схема диодного переключа-
теля на два положения
139
щенно изображена схема переключателя на два положения. Пе-
реключательные p-i-n диоды включены встречно, поэтому при по-
даче положительного управляющего напряжения диод VD2 от-
крыт, а диод VD1 закрыт. Диоды включены на расстоянии Л/4 от
входного сечения а—а для предотвращения шунтирования входа
открытым диодом VD2 и обеспечения синфазного сложения отра-
женной от пего волны с падающей. В результате вся СВЧ энер-
гия поступает в незашунтированную линию передачи на выход 1.
При смене полярности смещения происходит переключение на
другое направление 2.
5.1.4. АТТЕНЮАТОРЫ НА p-i-n ДИОДАХ
Аттенюаторы отражающего типа. Рассмотренные выключатели
могут выступать в роли аттенюаторов, имеющих два состояния:
«открыто» и «закрыто». Используя зависимость сопротивления rt
от прямого тока i (рис. 5.7), можно получить плавную регулиров-
ку вносимого затухания. Простейшим аттенюатором может быть
p-i-n диод, шунтирующий линию передачи (см. рис. 5.1,а), или ди-
одный модуль (см. рис. 5.5), помещенный поперек волновода. При
плавном увеличении тока модуль полного сопротивления диода Z
уменьшается, отражение от диода и поглощение энергии в нем
возрастают. Вносимое затухание, согласно формуле (5.2), будет
возрастать также плавно. Соотношение (5.1) дает возможность
оценить значение мощности, поглощаемой в диоде аттенюатора,
которая не должна превышать допустимую рассеиваемую. Если
диод имеет £<11, то поглощаемая в нем мощность мала по срав-
нению с падающей и отраженной. Такой аттенюатор может уп-
равлять мощностью до сотен ватт, внося затухание за счет отра-
жения до 20 дБ.
Существенным недостатком таких простейших аттенюаторов является боль-
шое значение КСВ, обусловленное их принципом работы — отражением
волны от диода с большой проводимостью. Кроме того, если диод обладает
комплексной, а не чисто активной проводимо-
стью, будет изменяться и фаза отраженной
волны, что в некоторых случаях может ока-
заться неприемлемым. Один из важных спосо-
бов снижения КСВ отражающего аттенюатора
заключается в отводе отраженной мощности в
балластную нагрузку с помощью трехдецибель-
ных мостов, как показано на рис. 5.8, где изо-
бражен балансный аттенюатор. Согласование
входа аттенюатора достигается за счет погло-
щения отраженной мощности в согласованной
нагрузке СН1, а выхода — за счет поглощения
в нагрузке СН2. При использовании аттенюа-
тора отражающего типа для согласования
можно включать ферритовые вентили.
Рис. 5.7. Типичная зависимость
сопротивления i-слоя диода от
140
Аттенюаторы поглощающего типа.
Затухание, вносимое таким аттеню-
атором, обусловлено поглощением
СВЧ-мощности в активной прово-
димости управляющего элемента,
например бескорпусного p-i-n дио-
да, у которого При использо-
вании в аттенюаторе только од-
Рис. 5.8. Неотражающий атте-
нюатор на основе мостов
ного диода невозможно получить достаточное затухание при
малом КСВ. Поэтому поглощающие аттенюаторы выполня-
ются в виде отрезка линии передачи, зашунтированного
несколькими диодами. Для снижения общего КСВ аттенюатора
путем взаимной компенсации отраженных волн расстояние меж-
ду диодами выбирается около Л/4, а закон распределения их
проводимостей — таким, чтобы отражение от крайних диодов бы-
ло меньшим, чем от средних. Поглощаемая каждым, диодом мощ-
ность СВЧ не должна превышать допустимую. Значение управ-
ляемой мощности СВЧ определяется суммарной допустимой мощ-
ностью рассеяния всех диодов аттенюатора.
Основным достоинством аттенюаторов на полупроводниковых
диодах является высокое быстродействие — время установления
сопротивления р-п и p-i-n диодов составляет соответственно сотые
доли и единицы микросекунд, поэтому они широко используются
как амплитудные модуляторы и для автоматической регулировки
уровня мощности.
5.1.5. СТАБИЛИЗАТОРЫ УРОВНЯ МОЩНОСТИ СВЧ
Стабилизация уровня мощности СВЧ генераторов использует-
ся для обеспечения стабильности режима работы малошумящих
параметрических усилителей, смесителей и выходных каскадов
передатчиков, а также в измерительной технике для поддержа-
ния постоянства выходной мощности широкодиапазонных генера-
торов качающейся частоты (свип-генераторов).
Возможная структурная схема стабилизатора мощности СВЧ
приведена на рис. 5.9. Как видно из схемы, для осуществления
обратной связи часть выходной мощности ответвляется на детек-
тор. Постоянное напряжение, усиленное и инвертированное в
УПТ, подается на диод аттенюатора в качестве прямого смеще-
ния U. При возрастании выходной мощности изменение напряже-
ния смещения U приводит к увеличению затухания аттенюатора,
и наоборот.
Коэффициент стабилизации равен отношению относительных
нестабильностей мощности:
К = Ар**/рв* или % = ю Ig _ ю 1g . (5.3)
Д/’вых/Рвых - ДРвых ДРвх ’
При увеличении усиления УПТ в цепи обратной связи коэф-
фициент стабилизации возрастает, но одновременно падает уро-
141
Рис. 5.9. Структурная схема стабили-
затора мощности СВЧ на аттенюато-
ре с диодом
СВЧ определяется в основном
вень выходной мощности. Вклю-
чение последовательно с дио-
дом детектора запирающего
опорного напряжения 1/Оп по-
зволяет регулировать уровень
выходной мощности при почти
неизменном коэффициенте стаби-
лизации.
Инерционность такого элек-
тронного стабилизатора мощности
инерционностью УПТ, поскольку
сопротивление диода при небольших изменениях его тока уста-
навливается за доли микросекунд. Коэффициент стабилизации
может быть равен 10...20 дБ, уровень регулируемой мощности
определяется используемым аттенюатором.
5.1.6. ОГРАНИЧИТЕЛИ МОЩНОСТИ СВЧ КОЛЕБАНИЙ
Ограничение применяют для защиты малошумящих полупро-
водниковых усилителей приемников СВЧ от перегрузок при про-
сачивании на вход мощности своего передатчика или другого ме-
шающего сигнала, .для выравнивания мощности гетеродинов, воз-
будителей, маломощных перестраиваемых генераторов в рабочей
полосе частот и т. д.
Различают управляемые и неуправляемые (пассивные) огра-
ничители мощности. В качестве управляемых ограничителей при-
меняют рассмотренные выше аттенюаторы и стабилизаторы мощ-
ности СВЧ. Они могут быть включены и выключены управляю-
щим напряжением в нужные моменты времени, уровень ограни-
чиваемой мощности можно регулировать.
Неуправляемый ограничитель — это отрезок линии передачи,
в котором параллельно линии включен ограничительный диод с
р-п или p-i-n структурой в режиме короткого замыкания по пос-
тоянному току. 'При малых уровнях мощности в тракте диод за-
крыт и не шунтирует линию передачи. При большом уровне мощ-
ности во время положительного полупериода СВЧ поля диод шун-
тирует линию малым прямым сопротивлением, напряжение на
диоде — около 0,5... 0,9 В. За счет эффекта накопления заряда
неосновных носителей сопротивление диода остается малым и во
время отрицательного полупериода. В результате отражения и
частичного поглощения энергии в диоде происходит ограничение
мощности на уровне 3... 10 мВт. Более эффективно двустороннее
ограничение при включении двух диодов встречно-параллельно.
Ограничители на р-п диодах имеют более высокое быстродействие (до
единиц наносекунд), а на p-i-n диодах — больший уровень ограничения, низ-
кое быстродействие (порядка единиц микросекунд) и более высокую электри-
ческую прочность.
В цепях с ФМ или ЧМ сигналом, где нежелательно паразитное преобра-
зование амплитудной модуляции в фазовую, например на входе приемников,
142
оЧН|-----г
§ к н
«о p-i-n
-г—И-^>
'es
-- §
Рис. 5.10. Ограничитель с
автосмещением p-i-n диодов
током ДБШ
Рис. 5.11. Рабочие характе-
ристики ограничителей иа
диодах и транзисторе
перед демодулятором или в передатчике на выходе частотного (фазового) мо-
дулятора, используют двусторонние ограничители СВЧ на смесительных диодах
с барьером Шотки. У этих диодов практически нет накопления зарядов неос-
новных носителей и связанной с ним реактивности, следовательно, вносимый
ими фазовый сдвиг не зависит от уровня амплитуды СВЧ.
Хорошим быстродействием и достаточной электрической прочностью обла-
дают, в частности, ограничители с встречно-параллельным включением ДБШ
и p-i-n диодов (рис. 5.10). ДБШ благодаря малой инерционности и меньшему
фк открывается раньше при малых уровнях входной мощности и своим током
отрывает p-i-n диоды, повышая быстродействие ограничителя. При больших
уровнях мощности открытые p-i-n диоды защищают ДБШ от перегрузок, по-
этому они включены ближе ко входу. Уровень ограничения проходящей мощ-
ности в таком ограничителе соответствует падению прямого напряжения на
ДБШ.
На рис. 5.11 показаны примерные рабочие характеристики не-
управляемых диодных ограничителей на p-i-n диоде, р-п варакто-
ре и ДБШ. Общим недостатком ограничителей является заметный
уровень тепловых шумов, которые необходимо учитывать при рас-
чете шумовой температуры малошумящей входной цепи прием-
ника.
5.1.7. УСТРОЙСТВА УПРАВЛЕНИЯ АМПЛИТУДОЙ
НА ТРАНЗИСТОРАХ
Двухзатворные ПТШ в качестве активного элемента управляющих уст-
ройств обладают рядом преимуществ перед диодами: усилением, которое мо-
жет регулироваться напряжением на втором затворе; более высоким быстро-
действием по сравнению с p-i-n и р-п диодами, так как управляющий затвор
работает в основном при отрицательном напряжении на барьере Шотки; боль-
шей развязкой в закрытом состоянии благодаря весьма малому значению про-
ходной емкости; раздельными входами по управляемому и управляющему сиг-
налам.; меньшим уровнем управляющей мощности.
Недостатком, имеющим значение в некоторых применениях, является отно-
сительно малый уровень управляемой мощности, поскольку она должна прохо-
дить через транзистор (последовательная схема выключателя), в то время как
диолы могут включаться параллельно линии передачи и управлять мощностью
143
примерно на два порядка больше допустимой мощности рассеяния в иих, так
как потери в диоде определяются его добротностью. Поэтому управляющие
устройства иа мощности порядка единиц ватт и более, как правило, строятся
на p-i-n диодах.
К настоящему времени на ДЗПТШ созданы все типы управляющих уст-
ройств диапазона 1 ... 30 ГГц.
Аттенюаторы. Функции аттенюаторов могут выполнять одно-
или многокаскадные широкополосные усилители с плавно регули-
руемым усилением. Обычно усилители обеспечивают в открытом
состоянии (при нулевом или небольшом положительном напря-
жении на втором затворе) усиление 8... 15 дБ на каскад.
Подавая на второй затвор изменяющееся отрицательное управ-
ляющее напряжение, можно транзистор закрыть, при этом уси-
ление каскада падает на 20... 30 дБ. В многокаскадном усилите-
ле можно получить большой (до 60... 100 дБ) динамический ди-
апазон регулирования мощности при высоком быстродействии
(порядка десятков наносекунд). Благодаря высокому быстродей-
ствию и хорошей линейности управления по второму затвору ат-
тенюаторы на ДЗПТШ могут применяться как амплитудные мо-
дуляторы.
Выключатели и переключатели. Выключателем может слу-
жить усилитель с регулируемым усилением (аттенюатор), работа-
ющий в дискретном режиме: транзистор открыт и усиливает —
транзистор закрыт и вносит ослабление свыше 10... 20 дБ.
Во многих применениях, например коммутаторах, фазовраща-
телях, требуются электронные ключи малых сравнимых с диодом
размеров. В качестве ключа может быть использован ПТШ в
.пассивном режиме, когда на сток не подано постоянное ускоряю-
щее напряжение Дси. В разрыв микротюлосковой линии с ком-
мутируемым сигналом транзистор включен истоком и стоком, на
затвор подают управляющее напряжение, которое меняет сопро-
тивление канала. Состоянию «открыто» соответствует Дзи=0 В,
при отрицательном смещении Дзи »—4 В ключ закрыт. Так, в
интегральной микросхеме фазовращателя на частоте 30 ГГц клю-
чи на ПТШ с затвором 0,75x300 мкм имели в открытом состоя-
нии сопротивление r+« 11 ... 14 Ом, в закрытом г_«1 кОм [40].
Двухзатворный ПТШ в качестве ключа работает в активном
режиме, как однокаскадный усилитель с дискретным управлени-
ем по второму затвору. На ДЗПТШ разработаны коммутаторы
диапазона 10 ГГц на один, два и четыре входа с усилением 18 дБ
в открытом состоянии и развязкой до 30 дБ в закрытом состоя-
нии [40].
Широкими функциональными возможностями обладает многоканальный пе-
реключатель, состоящий нз четырех тетродов с общим истоком (рис. 5.12).
Пусть коммутируемые СВЧ сигналы поданы на первые затворы А и Б. По-
давая поочередно управляющее напряжение иа вторые затворы а или б (в или
а), получаем два однополюсных переключателя иа два положения, которые
могут работать независимо, Если объединить вторые затворы в пары аб и вг,
144
то получим двухполюсный переключа-
тель на два положения с синхронной ра-
ботой.
Ограничители. На ПТШ созда-
ются ограничители, в основном,
в виде широкополосных усилите-
лей-ограничителей, они применя-
ются для выравнивания мощнос-
ти в диапазоне частот в возбуди-
телях-гетеродинах, в СВЧ-трак-
тах радиоприемников специаль-
ного назначения. Ограничители
на ДЗПТШ имеют АРУ по второ-
му затвору.
Например, в пятикаскадном усиди- Рис 512 Миогокаиальиый
переклю-
теле-ограничителе [29] для более эффек- чатель на счетверенном ДЗПТШ
тнвного ограничения автоматической ре-
гулировкой усиления (АРУ) вперед охвачены три каскада — см. рис. 5.13. Пер-
вый каскад нерегулируемый, так как он работает еще при малом уровне сигнала
и оптимизирован по минимуму Кш. Последний каскад имеет внешнее управление
по второму затвору для установки требуемого уровня выходной мощности. Уси-
литель-ограничитель в диапазоне 4... 8 ГГц при изменении входной мощности от
—45 до 0 дБм поддерживает автоматически иа выходе уровень +3 дБм с не-
равномерностью ±2 дБ. Высокое быстродействие АРУ — около 15 нс — обеспе-
чено использованием видеоусилителя с полосой 400 МГц. АРУ трех каскадов
предотвращает насыщение усилителя и искажение формы сигнала в отличие от
диодных ограничителей.
Типичный вид амплитудной характеристики усилителя-огра-
ничителя на ПТШ показан на рис. 5.11, она отличается от харак-
теристики диодных ограничителей более крутым изломом при пе-
реходе к насыщению и большим уровнем выходной мощности.
Ограничители на уровни выходной мощности порядка ватта
строятся на мощных транзисторах, их выходные каскады могут
быть балансными. ’
Современные многокаскадные усилители, как правило, имеют
АРУ, применение которой не только расширяет динамический ди-
апазон и стабилизирует выходную мощность, но и выравнивает
АЧХ в широком диапазоне частот.
Рис. 5.13. Усилитель-ограничитель на ДЗПТШ с АРУ вперед
145
5.2. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ФАЗОВРАЩАТЕЛИ СВЧ
5.2.1. ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА ФАЗОВРАЩАТЕЛЕЙ
Фазовращатели' (ФВ)—устройства, которые изменяют фазо-
вый сдвиг проходящего через них сигнала. По принципу работы
ФВ можно разделить на плавные (аналоговые) и дискретные
(цифровые или коммутационные), по способу подключения к
внешней схеме — на отражательные и проходные. ФВ могут быть
пассивными (без усиления) и активными (с усилением).
Фазовращатели СВЧ должны обеспечивать: получение требуемого фазо-
вого сдвига с точностью до единиц градусов при минимальных потерях (де-
сятые доли, единицы децибел); высокое быстродействие (единицы наносекунд);
малую величину паразитной амплитудной модуляции — ПАМ (до единиц про-
центов); модуляцию (манипуляцию) фазы колебаний иа допустимом уровне
мощности; хорошее согласование с СВЧ трактом (например, КСВ входа дол-
жен быть не менее 1,25); стабильные параметры при изменении уровня вход-
ной мощности, характеристик СВЧ тракта, напряжения управляющих сигна-
лов н иметь высокую линейность модуляционной характеристики (аналоговые
ФВ); малые'размеры и массу.
Фазовращатели, являясь составной частью аналоговых модуляторов и дис-
кретных манипуляторов фазы (МдФ и МнФ), позволяют на СВЧ: реализовать
помехоустойчивые виды цифровой модуляции (относительную фазовую, двой-
ную относительную фазовую манипуляцию, манипуляцию с минимальным сдви-
гом частоты и др.); фазировать сигналы в устройствах сложения многолуче-
вых сигналов и суммирования мощности, в моноимпульсных системах автосоп-
ровождения и т. п.; изменять фазу и амплитуду колебаний отдельных излуча-
телей ФАР и многолучевых антенн; согласовать комплексные нагрузки измене-
нием фазы СВЧ колебаний (это эквивалентно изменению длин согласующих
шлейфов).
5.2.2. ОСОБЕННОСТИ ПЛАВНЫХ ФАЗОВРАЩАТЕЛЕЙ
НА р-п ДИОДАХ
В плавных ФВ фаза СВЧ-колебаний изменяется непрерывно в
заданных пределах Дф = ф2—<pi при изменении управляющего на-
пряжения.
На рис. 5.14,а приведена схема плавного ФВ, работающего на
отражение и состоящего из циркулятора и отражающего звена.
Последнее включает варактор, короткозамкнутый отрезок линии
/<Л/4, обеспечивающий подачу смещения на диод и компенса-
цию его паразитных реактивных параметров, а также элементы
развязки £ф, Сф цепей питания и СВЧ.
Поясним принцип действия фазовращателя и приведем основные соотно-
шения, характеризующие его работу.
Сигнал, поступая к плечу 1 циркулятора, проходит к отражающему звену,
подключенному к плечу 2. Фаза <рг коэффициента отражения Г этого звена
зависит от проводимости, равной в точке А сумме проводимостей короткозам-
146
о
Вход ж
i^A/4
ж Выход
i+ ^упр
в)
Рис. 5.14. Схемы плавных фазовращателей на р-п диодах:
а -- отражающее звено с циркулятором: б — проходное звено на двух диодах
кнутого отрезка yi—jbi — —/cig (И и запертого обратным напряжением сме-
щения диода i/2=/Z’2=/wCj7(/o (прямое смещение не используется, так как при
этом возрастают потери СВЧ мощности). Так как Г= (1—уА)/(1+ул) =
= [1—У(Ь1+*г)]/[1 +/(bi + 62)], то |Г| = 1 и фг = arctg(Im Г/Re Г) =
= arctg{—2(6i4-62)/[1—(б!+62)2]}.
При индуктивном характере проводимости компенсирующего отрезка /<
<Л0/4 величина фг может достигать 180°.
При плавном изменении управляющего напряжения £7упр изменяются зна-
чения барьерной емкости диода Cj (его проводимости Ь2), а следовательно, и
фг, поэтому фаза колебаний в плече 3 циркулятора плавно изменяется относи-
тельно фазы колебаний в плече 1. Плавные отражающие ФВ обеспечивают
большой интервал регулирования фазы. Например, изменение фазы от 0° до
360° может быть получено с помощью всего двух варакторов.
Отражающие ФВ балансного типа выполняются на основе
трехдецибельных мостов. Такие ФВ не содержат циркуляторов,
однако для получения хороших параметров необходимо исполь-
зовать мосты, близкие к идеальным, и подбирать пары диодов с
идентичными характеристиками.
Простейший плавный ФВ проходного типа представляет со-
бой звено из двух варакторов, включенных параллельно линии
передачи на определенном расстоянии чтобы компенсиро-
вать отраженные волны (рис. 5.14,6). При достаточно высокой
добротности варактора (см. (3.9)) активные потери в диодах
можно не учитывать, что упрощает рассмотрение принципа рабо-
ты. Под действием управляющего напряжения изменяется реак-
тивная составляющая проводимости варактора, что приводит к
изменению фазы проходящей волны. Если нормированная к линии
проводимость варактора изменилась на \Ь = Ьтах—Ьтгп, то полу-
чим соответствующее изменение фазового сдвига Д<р =
= 2arctg(—ДЬ/2). Потери на отражение в такой схеме можно ком-
пенсировать в узкой полосе частот лишь для одного значения
фазового сдвига Дфт<Пг, выбрав расстояние между диодами
lopl~ (1 + Дфтгп г/л ) Л/4.
Недостатком однозвенного проходного ФВ является узкополос-
пость и невозможность получения фазового сдвига более 30... 45°
147
из-за роста потерь вследствие разброса вольт-фарадных характе-
ристик диодов. Большой сдвиг фазы и широкополосность можно
получить при каскадном включении нескольких проходных зве-
ньев, однако при этом возрастают активные потери, поэтому ди-
одные плавные фазовращатели чаще выполняются отражатель-
ного типа.
5.2.3. ДИСКРЕТНЫЕ ФАЗОВРАЩАТЕЛИ НА p-i-n ДИОДАХ
Дискретные ФВ обеспечивают получение фиксированных фа-
зовых сдвигов, отличающихся друг от друга на заданное значе-
ние. Если дискретный ФВ имеет т дискретных состояний, то
сдвиг фазы СВЧ колебаний может принимать значения q>h=2nk/mr
где k = 0, 1, 2, 3, ..., (т—1). При этом минимальное дискретное
изменение фазы Д<р = <рь—<p;t-i = 2n/m. Как и в плавных, в дис-
кретных ФВ отражательного типа для разделения падающей и
отраженной волн могут быть использованы квадратурные или
синфазпо-противофазные мосты (рис. 5.15,а, б) и циркуляторы
(рис. 5.15,в).
Рассмотрим простую и вместе с тем достаточно общую методику структур-
ного синтеза дискретного ФВ, который можно использовать как двухпозици-
онный МнФ с двумя состояниями, отличающимися на л.
Основными элементами такого МнФ является циркулятор с волновым со-
противлением плеч рц и диод (чаще p-i-n типа). Получение требуемых пара-
метров МнФ достигается включением между циркулятором и диодом согла-
сующей цепи — четырехполюсника, структуру и параметры которого необходи-
мо определить. Относя реактивные параметры диода к этой цепи, получаем
обобщенную схему манипулятора (рис. 5.16), где г — активное сопротивление
открытого диода, a R = Kr— закрытого (K=R/r— качество диода).
Задаваясь наиболее простой эквивалентной схемой согласующего четырех-
полюсника в виде отрезка регулярной линии длиной /, определим необходимую
величину ее волнового сопротивления р.
Из теории длинных линий известно, что при выборе г<р и 2?>р фазы
коэффициентов отражения Г1=(г—р)/(г-)-р) и Г2=(Я—р)/(Я+р) в сечении
а—а отличаются на л. Для исключения паразитной AM при переключении ди-
ода требуется равенство модулей Г1 и Г2, т. е. необходимо г/р=(Я/р)~‘, от-
куда следует
р=У^ = гУА. (5.4)
а) б) В)
Рис. 5.15. Схемы фазовращателей;
а — балансная на квадратурном мосте; б — балансная на гибридном кольце; в отража-
тельного типа
148
Рис. 5.16. Обобщенная схема манипу-
лятора фазы отражательного типа
Рис. 5.17. Схема манипулятора фазы <г
четвертьволновым трансформатором и»
отрезком линии длиной I с волновым со-
противлением р
В этом случае вносимые p-i-n диодом потери с учетом (5.4)
L = Рпад/^отр = 1/1Г|а = (УЛ+ 1)2/(УЛ - I)2. (5.5).
При 7(->оо величина L->1 (0 дБ).
Если бы рц было равно волновому сопротивлению р, реализованному с
учетом реактивных параметров диода, то задачу по составлению схемы моду-
лятора можно было бы считать решенной. Однако на практике, как правило,
рц=И=р, поэтому необходимо введение согласующего трансформатора, например,
в виде четвертьволнового отрезка линии с волновым сопротивлением
рт — "]/ррц • (5.6)
Таким образом, структурная схема МнФ приобретает вид, изображенный
на рис. 5.17. Дальнейшая детализация схемы рис. 5.17 связана с необходимо-
стью учета реактивных параметров диода. Основываясь на равенстве матриц
передачи четвертьволнового отрезка с волновым сопротивлением р и П-образ-
иого четырехполюсника из элементов с сосредоточенными параметрами, где
' р = Т/Ё7с'и <о0= 1/T/LC, (5.7>
получаем искомую структурную схему фазового манипулятора (рис. 5.18,а).
На основании изложенного определение параметров синтезированной струк-
турной схемы л-манипулятора производится следующим образом.
1. По известным паспортным данным диода R и г в соответствии с фор-
мулой (5.4) рассчитывается волновое сопротивление р отрезков линии дли-
ной Л/4.
2. Находится рт= ]Лррц.
3. С использованием выражений (5.7) определяются требуемые значения^
L и С.
4. Находятся необходимые значения индуктивности La и емкости Сп до-
полнительных подстроечных элементов Ln = L—La и Сп = С—Сд.
Вместе с реактивными параметрами диода Сд и Лд эти элементы реализу-
ют четырехполюсник (см. рис. 5.18,а) с параметрами L=La-}-Ln и С—
= Сд4-Сп.
Приведенный структурный синтез схемы фазового манипулятора справед-
лив для центральной частоты при заданном типе диода.
Соответствие параметров МнФ их требуемым значениям в заданной поло-
се частот достигается оптимизацией схемы МнФ путем введения в нее иеоб-
149-
Рис. 5.iS. .М и: 11: i iy;i tn op фа <ы c 11 образным нс! ыре.мз.люспхком ы.‘-;ь оюе'.ка
линии ,\. -I:
a фу 1;к:ijг(>i],i.;ьн'1 я схем:’: б звенишь вид
холимых корректирующих реактивных элементов, сопротивления которых код-
Си ра юте я эксперимент алыю или определяются в результате параметрического
синтеза.
В соогвен'тнип с предложенной методикой был рассчитан и изготовлен
функциональный ряд манипуляторов фазы для различных участи н СВЧ. кою-
рые н 'ол.е \/ —500 Л\1~;т имели фазовые ошибки не более 5е и потери ме-
нее 2 дВ см. фото па рис. 5.18,6.
Среди большого числа известных схем проходных дискретных
фазовращателей можно выдел in ь несколько основных -ипов: пе-
риодически нагруженные липни (рис. 5.19,а); переключаемые ка-
налы (рис. 5.19,6); переключаемые ФВЧ ФНЧ (рис. 5.19,о); с
коммутацией полюсов источника сигнала СВЧ (рис. 5.19,г), на-
пример с л-комму 1 ациен полосок лешечкои двухпроводной линии
150
Рис. 5.19. Схемы проходных дискретных фазовращателей:
л- в виде периодически нагруженной линии (одно <вено); о с переключаемыми канала
ми различной длины; в — с переключаемыми ФВЧ и ФНЧ; с коммутацией полюсов не
точника диодным кольцом
передачи включенных в ее разрыв диодами VD1... VD4, кото-
рые попарно (VD1, VD2) и (VD3, VD4) включаются (или выклю-
чаются) разнополярным источником управляющего сигнала. Та-
кие проходные дискретные ФВ не содержат сложных в изготов-
лении и настройке циркуляторов и мостов. Однако по сравнению
с отражательными ФВ в них используется большее количество
диодов, что приводит к неизбежному рассогласованию и увеличе-
нию ио1 ерь.
5.2.4. АКТИВНЫЕ ФАЗОВРАЩАТЕЛИ СВЧ
Активные (построенные па усилительных электронных прибо-
рах) фазовращатели разделяют па дискретные (цифровые) п
плавные (аналоговые).
Дискретные фазовращатели-манипуляторы, в которых в каче-
стве переключательных элементов используются p-i-n диоды или
GaAs-диоды Шотки, имеют существенные потери преобразуемого
сигнала и сравнительно большое время переключения, связанное
с. процессом рассасывания накопленного заряда в ('-полупровод-
нике.
Активные дискретные фазовращатели. Применение в манипу-
ляторах полевых арсенид-галлисвых тетродов с затворами Шот-
ки позволяет усиливать преобразованный •сигнал и иметь боль-
шее быстродействие, так как управление каналом полевого тет-
рода осуществляется бестоковым отрицательно смещенным за-
твором на ДЬШ. Время переключения тетродов составляет доли
наносекунд, что позволяет передавать цифровую информацию со
скоростями порядка гигабит в секунду. У таких МнФ время пе-
реключения определяется постоянной времени цепи управления и
151
Тис. 5.20, Активный манипулятор фазы с переключаемыми каналами на ДЗПТШ
».и квадратурных мостах:
а —схема; б — характеристики
-может быть на порядок меньше, чем у манипуляторов па р-1-п
.диодах.
Рассматриваемые в [45] активные МнФ с переключаемыми
жаналами на полевых тетродах и однотипных квадратурных мос-
тах (рис. 5.20,а) формируют фазоманипулированпые сигналы с
усилением, обладают схемной простотой и возможностью гибрид-
но-интегрального или полупроводникового исполнения.
Принцип работы таких МнФ состоит в следующем. Входной сигнал через
шост Ml подается на первые затворы 31 полевых тетродов VT1 и VT2, а мо-
дулирующий цифровой сигнал в виде противоположных последовательностей
биполярных импульсов S(t) и S(t)—на их вторые затворы. Сигнал, усилен-
ный, например, открытым VT1 в Kvti раз, подается на вход 3 моста М2 и
далее на выход МнФ. При смене полярностей модулирующих импульсов сиг-
нал будет усиливаться в Kvti раз только открытым VT2 и поступать на вход
2 моста М2 и выход МнФ. Принимая элементы матрицы S мостов равными со-
ответственно S13=S3i=l/}/2 и Si2 = S2i=/7jZ2, можно записать следующие
выражения для комплексных коэффициентов передачи Ki, Кг МнФ в зависи-
.мости от пути прохождения сигнала, т. е. от коэффициентов усиления Kvrt и
Kvt2 тетродов VT1 и VT2-.
К2 = Kt в"/”* = SM KVTl S13 = 0,5 KVTl ,
K2 = К2еГ1ч>г ^S21KVT2S12e~^‘ ^=0,5 KVT2e~i{^+st\ (5.8)
-где <pi, <p2— суммарные фазовые сдвиги в каналах, вносимые мостами, согла-
сующими цепями и тетродами.
Из (5.8) следует, что при электрической симметрии каналов и Kvti =
= Kvt2>2 (>6 дБ) имеет место усиление сигнала, ПАМ отсутствует, а фаза
коммутируемых сигналов отличается точно на Дф=л.
Различие АЧХ и ФЧХ мостов, полевых тетродов и согласующих цепей в
полосе частот приводит к тому, что Ki^K2 и Д<рУ=л. При этом на выходе
-МнФ появляется ПАМ и фазовая ошибка 6<р = Д<р—л.
В соответствии со схемой рис. 5.20,а были разработаны МнФ
ша основе мостов Ланге и полевых .тетродов ЗП328А-2, а также
.152
проведено их теоретическое и экспери-
ментальное исследование. На рис.
5.20,6 представлены эксперименталь-
ные зависимости усиления К (штрихо-
вая линия) и фазового сдвига Д<р
(сплошная линия) от управляющих
напряжений t/321 и U322 на вторых
затворах тетродов VT1 и VT2, снятые
в квазистатическом режиме [45].
На рис. 5.21 приведены эксперимен-
тальные зависимости коэффициента
усиления фазового манипулятора К,
подавления несущей Lo и КСВ входа от
частоты в 20%-ной полосе при цент-
ральной частоте fo — 4 ГГц при модуля-
ции сигналами S(t) и S(t) со скорос-
тью передачи 150Мбит/с. Было выявле-
но, что К. изменяется незначительно при
увеличении ВХОДНОЙ мощности ДО уров- Рис. 5.21. Экспериментальные -
ня 0 дБм и уменьшается на 1 дБ при характеристики МНФ
ее увеличении до +2 дБм. Практиче-
ски такие же характеристики имеет и МнФ, разработанный на.
тетродах ЗП328А-2 для диапазона 8 ГГц.
Хорошие электрические характеристики, технологичность из-
готовления и сравнительно малые значения коэффициента шума
(3 ... 7 дБ в диапазоне 4 ... 8 ГГц соответственно) позволяют ис-
пользовать разработанные МнФ не только для формирования
СВЧ-сигналов цифровых систем связи, но и для приема этих
сигналов с обработкой на СВЧ. Целесообразно также их при-
менение в генераторах векторных функций, включающих анало-
говые ФВ с фазовым сдвигом более 2л.
Активные аналоговые фазовращатели. Применяемые в на-
стоящее время диодные ФВ с большими пределами изменения-
фазы имеют ряд недостатков. Так, ФВ на барьерной емкости р-п
диодов или с использованием p-i-n диодов обладает большими по-
терями и нелинейной зависимостью вносимого ими фазового сдви-
га от управляющего напряжения.
Описываемые ниже активные аналоговые ФВ являются модификацией рас-
смотренных в [66] и свободны от указанных недостатков. Алгоритмом постро-
ения ФВ является представление сигнала с непрерывной фазовой модуляцией
по произвольному закону в виде суммы двух его квадратурных составляющих
А (0 cos [ш/ + <р (0] = Ас (t) cos со t + As (/) sin at,
(5.9)
где <p(Z)—фазовый сдвиг СВЧ-колебаиий на выходе ФВ; Ас(1) и As(f) —
изменение амплитуды ортогональных составляющих сигнала.
В частности, для получения наиболее важной для практики линейной фа-
153.
зовой модуляции необходимо изменять амплитуды ортогональных составляю-
щих по законам
Ас (t) = cos <р (0 и (/) = sin <р (/), (5.10)
где <р(/)=2л//Т — также линейная функция времени; Т — период модулирую-
щего сигнала частоты й.
При этом Л(/) = (Л2с(/)+ДМ0)1/2=1. т. е. амплитуда суммарного фазо-
манипулированиого колебания неизменна, а фаза изменяется непрерывно по
.линейному закону
cos (2 л t/T) cos со t + sin (2 л t/T) sin со / = cos (co / + 2 л t/T) (5.11)
в отличие от применяемых в серродииных преобразователях линейных ФВ, тре-
бующих мгновенного сброса из состояния -2л в нулевое состояние.
Заметим, что знак ± в левой части (5.11) соответствует фиксированному
частотному сдвигу суммарного колебания иа частоту модулирующего сигнала
Т2л/Т=ТЙ.
Фазовращатель позволяет получить и фиксированный фа-
зовый сдвиг любого значения из промежутка ()...£• 2л (k — це-
лое) при фиксированных значениях амплитуд Лс и Л! в соответ-
ствии с (5.10). Кроме того, если в данном активном плавном ФВ
дополнительно одновременно изменять усиление обоих транзис-
торов, получим комбинацию аттенюатора и фазовращателя —
комплексный фазовращатель, применяемый, например, в адап-
тивных антенных системах. •
Необходимо отметить, что возможность перехода от линейно-
го изменения фазы к ее фиксированным значениям позволяет с
помощью рассматриваемого ФВ реализовать цифровую манипуля-
цию с компактным спектром за счет плавного изменения фазы
вместо дискретного.
Функциональная схема ФВ, построенного в соответствии с
(5.9), содержит (рис. 5.22) квадратурный мост, два балансных
модулятора-перемноЖителя (БМ), синфазный сумматор Е и пе-
реключатель К, служащий для изменения знака функции sincp(/).
Ключевым элементом ФВ является БМ на полевых тетродах и квадра-
турных мостах, схемное построение которого аналогично ранее рассмотрен-
ному на рис. 5.20,а. На выходах БМ, т. е. на входах 1 и 2 сумматора S, име-
ют место балансио-модулированные сигналы, которые соответственно равны
+- / ^5— sin <р (/) е/ы/ и К,— cos <р (/) е/й>/.
-'21/2 2V2 Y
Поскольку коэффициент передачи всего ФВ К^ определяется выражением
К2 = 0,25 Кг cos <р(0 +/ 0,25 Кт sin <р (/) = 0,25 Кт е/<(,(/), (5.12)
то выражение для комплексного сигнала на выходе ФМ имеет вид
S (Овых = 5 (Овх Kz = 0,25 Кт *<₽«>] (5. i3)
Из выражения (5.13) следует, что при симметрии схемы, иден-
тичности характеристик мостов и ПТ, тщательном согласовании
входов и выходов отдельных элементов описанное устройство ра-
154
ботает как идеальный ФВ с ли-
нейным изменением фазы, если
<р(/) соответствует (5.10). Пере-
численные факторы определяют и
широкополосность фазовращате-
ля. Если усиление тетродов Кг =
= 4 (12 дБ), то действительная
часть комплексного сигнала в
(5.10) полностью соответствует
сигналу в (5.11) и ФВ работает
без потерь. Обеспечить высокую
линейность фазы <р(() СВЧ ко-
Рис. 5.22. Функциональная схема-
плавного фазовращателя с непрерыв-
ным фазовым сдвигом
лебапий можно подбором напряжений смещения и ампдитуд уп-
равляющих сигналов, а также согласованием входов 32 с цепями
управления.
Важными достоинствами рассматриваемого активного ФВ яв-
ляются отсутствие потерь, непрерывное изменение фазы в боль-
ших, пределах (более 360°) и большие скорости изменения фазы
(управляющие сигналы могут находиться в диапазоне СВЧ).
5.2.5. ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ДИСКРЕТНЫХ ФАЗОВРАЩАТЕЛЕЙ
ДЛЯ ВОССТАНОВЛЕНИЯ НЕСУЩЕЙ
ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ
Использование известных методов восстановления несущей
при когерентном приеме фазоманипулированных сигналов (ФМС)
приводит к труднореализуемым на СВЧ схемам. Однако несущую
ФМС достаточно просто можно выделить в приемнике на СВЧ,
подвергнув принятый сигнал повторной модуляции (ремодуля-
ции) с домощью МнФ, управляемого вырабатываемым опорным
сигналом (ремодулятора) (см. рис. 4.11).
Восстановление СВЧ несущей с помощью ремодулятора осуществляется
следующим образом. Информационный ФМС ui(0 на частоте f0 диапазона
СВЧ поступает на вход л-манипулятора (см. рис. 5.18). В зависимости от со-
стояния диода (включен—'выключен) фаза коэффициента отражения звена
принимает значение 0 или л. Управление p-i-n диодом осуществляется с по-
мощью опорного сигнала u2{t), полностью соответствующего информационно-
му, которым промодулироваиа СВЧ-несущая.
Повторное изменение фазы ФМС в тактовые интервалы, где его фаза при-
нимала значения >180°, приводит к устранению манипуляции, т. е. к восстанов-
лению СВЧ-несущей f0, которая поступает иа выход ремодулятора.
Результаты расчета уровня восстановленной несущей Lo и подавления пер-
вых боковых составляющих Ln представлены графиками на рис. 5.23. Из этих
графиков следует, что рассинхронизация во времени принимаемого ФМС и
опорного сигнала на 1 % длительности информационного символа приводит к
уменьшению несущей примерно иа 0,17 дБ и ослаблению уровня боковых со-
ставляющих спектра ие менее 33 дБ.
С целью проверки теоретических результатов и оценки эффективности ра-
боты ремодуляторов были изготовлены их макеты и исследованы основные ха-
155.
Рис. 5.23. Зависимость подавления
первых побочных составляющих
La и потерь восстановленной не-
сущей Lts от рассинхронизации т/7
рактеристики в диапазонах 2, 4
и 6 ГГц. Экспериментальные за-
висимости Го и Z-n для одной из
рабочих частот (fo—1,9 ГГц), обо-
значенные точками на рис. 5.23,
практически совпадают с теорети-
ческими (сплошные линии). Умень-
шение амплитуды несущей и по-
давление наибольших побочных
составляющих (р=Т1) спектра боковых полос в 10%-иой полосе частот состав-
ляют 0,2 дБ и 25 дБ соответственно.
Использование фазовых модуляторов в качестве ремодулято-
ров для восстановления несущей значительно упрощает свертку
•ФМ ШПС на СВЧ, а также способствует унификации элементной
-базы антенных головок СВЧ.
Тлава 6
МАЛОШУМЯЩИЕ УСИЛИТЕЛИ
6.1. НАЗНАЧЕНИЕ МАЛОШУМЯЩИХ УСИЛИТЕЛЕН
И ОБЩИЕ ТРЕБОВАНИЯ К НИМ
Как известно, приемную систему, состоящую из антенны, эле-
ментов фидерного тракта и приемника, можно представить в
-виде п каскадно связанных четырехполюсников, характеризуе-
мых эффективной шумовой температурой Тш; и коэффициентом
передачи мощности (усиления) Kpt=-PBax г/РВхt. Эффективная
шумовая температура Tz на входе всей системы (в точке между
антенной и каскадом i=2) определяется известным выражением
(1.7) для случая полного согласования элементов приемной си-
стемы между собой.
Уменьшение Ts снижает мощность собственных шумов Рш.вх
на входе приемной системы, улучшая ее пороговую чувствитель-
ность Рвх.тгп, т. е. позволяет принимать более слабые сигналы.
Это следует из определения пороговой чувствительности
Рвхтгп = Рш.вх = ^2ДЛ (6-1)
где k = 1,38• 10-23 Вт-(Гц-К)-1 — постоянная Больцмана; —
полоса пропускания приемной системы, в герцах;. —в кельви-
нах. Снижение приемной системы — наиболее эффективный и
экономный способ повышения энергетического потенциала ра-
диолинии связи.
456
Первым элементом приемной системы, характеризуемой выра-
жением (1.7), является антенна, обладающая эффективной шу-
мовой температурой ТШ1 = Тл (см. рис. 1.3). Поэтому желательно,
чтобы второй элемент приемной системы имел малую шумовую
температуру Тш2 и большой коэффициент усиления КР2. Такими
параметрами обладают входные малошумящие усилители.
К МШУ современных приемных систем предъявляются следующие основ-
ные требования:
1. Они должны быть пригодны для установки вблизи от облучателя антен-
ны (желательно, перед фидером с потерями), обладать малой шумовой тем-
пературой и большим коэффициентом усиления. При этом согласно (1.7) сни-
жается значение приемной системы в целом, а следовательно, увеличива-
ется отношение Рс/Лц на выходе канала связи. Если же величину PJPm ос-
тавлять неизменной, то введение вынесенного к антенне МШУ позволит прини-
мать более слабые сигналы. Однако снижать шумовую температуру усилителя
до уровня ТмщуСГл нерационально, так как это сопряжено со значительными
техническими трудностями и не приводит к существенному уменьшению .
2. Ширина полосы пропускания усилителя должна быть достаточной для
безыскаженного усиления принимаемого сигнала и обеспечения заданной по-
мехозащищенности. Как правило, осуществление перестройки МШУ затруднено.
Поэтому усилители чаще всего делают широкополосными, не перестраиваемыми
во всем рабочем диапазоне, а перестраивают только пассивные узкополосные
фильтры — преселекторы, пропускающие полосу частот принимаемого сигнала.
3. При использовании МШУ с Т’ШМШу<50 К необходимо заботиться о
тщательном его согласовании с входными цепями. Например, если МШУ вклю-
чен в приемную систему через Х-циркулятор, неполностью согласованный с ан-
тенной (коэффициент отражения Гд), то шумы согласоваииой нагрузки цир-
кулятора Тш.с.н, отражаясь от антенны, создают иа входе МШУ дополнитель-
ные шумы Гш.с.н|Гд|2, а принятый антенной сигнал ослабляется в 1/(1—|Гд|2)
раз. Таким образом, с учетом рассогласования входная температура МШУ
рш.МШУ возрастает:
^шмшу =Гш.мшу + Гш.с.н1га12)/(1-1га12)- <6-2)
4. Уровень сигнала, попадающего на вход малошумящего усилителя, в ус-
ловиях эксплуатации аппаратуры связи может изменяться в весьма широких
пределах. Поэтому МШУ должен обладать как можно большим динамическим
диапазоном, определяемым отношением мощности входного сигнала РВ1. нас,
соответствующей насыщению усилителя, к минимальному входному сигналу
Рвх. min, определяемому уровнем собственных шумов МШУ. В свою очередь,
мощность насыщения определяется по уменьшению коэффициента усиления на
1 дБ. При малом значении Рв1. нас возникают искажения сигнала и его подав-
ление сильной помехой, попадающей на вход МШУ.
Отметим, что требования к линейности амплитудной, частотной и фазовой
характеристик МШУ становятся все более жесткими. Например, неравномер-
ность АЧХ МШУ некоторых связных станций не превышает 0,5 дБ в полосе
500 МГц.
5. Время вывода МШУ на рабочий режим должно быть минимальным.
Это требование особенно актуально при использовании охлаждаемых усилите-
157
лей; должно быть малым и время восстановления работоспособности усилителя
после воздействия иа него сильной помехи.
6. Надежность усилителя должна обеспечивать определенное количество
часов наработки на отказ при работе в условиях, предусмотренных требова-
ниями соответствующих нормалей.
7. Усилитель должен быть прост в обслуживании, иметь удобную систему
регулировок и контроля. Замена полупроводниковых приборов и других эле-
ментов усилителя должна производиться с его минимальной подстройкой. Мас-
са и габаритные размеры МШУ, а' также потребляемая им мощность должны
быть малыми. Выполнение этого требования особенно важно для бортовой и
наземной мобильной аппаратуры.
Некоторые из перечисленных требований противоречивы и одновременное
полное их выполнение невозможно; иа практике при выборе типа усилителя,,
как правило, приходится принимать компромиссные решения.
В зависимости от способа подключения источника сигнала и
нагрузки различают следующие типы МШУ: отражательные с
циркулятором., проходные с раздельным входом и выходом, ба-
лансные, которые могут быть как отражательными, так и проход-
ными.
Активными элементами МШУ СВЧ являются параметрические
и туннельные диоды, а также транзисторы (см. гл. 3).
6.2. ОБЩИЕ СВОЙСТВА РЕГЕНЕРАТИВНЫХ. УСИЛИТЕЛЕН
Рис. 6.1. Эквивалентная схема
регенеративного отражательно-
го усилителя
Большинство малошумящих усилителей СВЧ на полупровод-
никовых диодах работают в регенеративном режиме, при котором
усиленный за счет внутренней положительной обратной связи
сигнал выделяется во входном контуре усилителя. Происходя-
щее при этом увеличение амплитуды принимаемого сигнала мож-
но рассматривать как результат 'повышения добротности входного
контура путем компенсации его потерь
отрицательной проводимостью актив-
ного элемента усилителя.
Наибольшее применение на прак-
тике нашли регенеративные отража-
тельные усилители, подключение ис-
точника сигнала и нагрузки к которым
осуществляется через циркулятор.
Отражательные усилители. Эквива-
лентная схема отражательного уси-
лителя изображена на рис. 6.1, где
обозначены внутренняя проводимость
источника сигнала Gc, волновая про-
водимость линии передачи и плеч
циркулятора Уо, отрицательная прово-
димость усилителя G-, проводимость
нагрузки GH, реактивная проводи-
мость В усилителя, потери в усилителе
158
6П. Как правило, активные проводимости равны между собой (Gc =
= GH=y0).
Проводимость В включает в себя реактивную составляющую
усилительного элемента Вус и проводимость элемента настройки
Вне Эти проводимости имеют разные знаки и составляют парал-
лельный колебательный контур с резонансной частотой йо, рав-
ной центральной рабочей частоте. Относительная реактивная про-
водимость контура b = BfY0 связана с его добротностью Q и от-
носительной расстройкой v известным выражением b = 2Qv.
Получим общие выражения для коэффициента усилении н полосы пропу-
скания отражательного регенеративного усилителя, имея в виду, что все про-
водимости реальной схемы пересчитываются к сечению, относительно которого
построена эквивалентная схема. Коэффициент усиления мощности Кр в соот-
ветствии с рис. 6.1, равен квадрату модуля коэффициента отражения в сече-
нии А—А:
Кр — Рвых/Рвх — ^отр/^пад = IГ12- (6-3)
Подставляя в (6.3) известное выражение для коэффициента отражения длин-
ной линии, нагруженной на проводимость УВх, Г=(Уо—У»х)/(Уо4-У»х), имеем
=|У.-/л+О/1Г. + /л-О,
(6.4)
где —G'= (— G-4-Gn) <0.
Разделим числитель и знаменатель (6.4) иа У о и введем коэффициент ре-
генерации a=G'-IYo. Тогда с учетом b=2Qv получим для случая малых рас-
строек
(1-f-g)a+(2Q v)a
р (l-a)a+(2Qv)a •
(6.5)
Из (6.5) следует, что при отсутствии регенерации (а=0) отражение сиг-
нала происходит без усиления, Кр=|Г|2=1. При большом усилении (а«1)
и малой расстройке v в числителе (6.5) величиной (2Qv)2 по сравнению с
(1+а)2«4 можно пренебречь. Поэтому в данном случае
КР «4/[(l-a)a + (2Qv)a]. (6.6)
Если усилитель настроен точно на частоту сигнала.. (v = 0), то резонансное
значение коэффициента усиления
КР0«4/(1 —а)2. (6.7)
Приравнивая удвоенное значение, коэффициента усиления при расстройке
(6.6) к его резонансному значению (6.7), получаем следующее выражение для
полосы пропускания отражательного усилителя по уровню 0,5Р:
2vo,s = (1 (6-8)
Оценку усилителей иногда производят по эффективной площади усиления,
равной произведению корня квадратного из коэффициента усиления мощно-
сти на полосу пропускания. Используя (6.7) и (6.8), находим, что для отража-
тельного усилителя резонаторного типа этот параметр равен
УКРО ’2V0 5 =2/Q —const. (6.9)
159
Из (6.9) следует, что с увеличением коэффициента усиления
регенеративного усилителя резонаторного типа его полоса про
пускания неизбежно уменьшается.
Проходные усилители. Проходной регенеративный усилитель,
эквивалентная схема которого изображена на рис. 6.2, содержит
те же самые элементы, что и отражательный, за исключением
циркулятора. Источник сигнала подключается ко в\оду проход-
ного усилителя, нагрузка — к его выходу.
Коэффициент усиления проходного усилителя равен отношению мощности
Рв, отдаваемой усилителем в нагрузку, к номинальной мощности Раам, выде-
ляющейся в согласованной нагрузке, подключенной к источнику сигнала. Мо-
жно показать, что на центральной рабочей частоте, на которой В = Вус+Вяс =
= 0,
Р° (Gc+G„)2(l -а)2
(6.10)
Из (6.10) следует, что при GB=GC
КР0= 1/(1 —а)2. (6.11)
Полоса пропускания проходного усилителя, как н отражательного, опре-
деляется выражением (6.8). Таким образом, в случае GH = GC площадь усиле-
ния проходных регенеративных усилителей фЛЛро-2¥1),5= 1/Q оказывается в
два раза меньше площади усиления отражательных при одинаковых коэффици-
ентах регенерации и добротностях их колебательных систем. Последнее объяс-
няется тем, что регенеративные усилители обычно построены на диодах, по-
этому они не обладают направленностью усиления, и половина усиленной про-
ходным усилителем мощности передается обратно к источнику сигнала и пог-
лощается им.
Если проходной усилитель не согласован с источником сигна-
ла или нагрузкой, то из-за отражения ими части мощности уси-
ленного сигнала может возникнуть самовозбуждение. Для пре-
дотвращения этого на входе и выходе усилителя обычно устанав-
ливают ферритовые вентили или циркуляторы.
Стабильность усиления. При использовании регенеративных
усилителей важное значение имеет обеспечение стабильности их
работы. Изменения проводимостей источника сигнала и нагрузки
под влиянием климатических и механических воздействий, неста-
бильность отрицательной проводимости —G- (вследствие непосто-
В~ 5ао+5ис
Рис. 6.2. Эквивалентная схема
регенеративного проходного
усилителя
янства питающих напряжений,
старения и смены схемных элемен-
тов) приводят к изменению коэф-
фициента регенерации. Как сле-
дует из (6.7) и (6.11), при боль-
шом усилении (а~1) даже малые
изменения а резко влияют на зна-
чение коэффициента усиления и
могут привести к самовозбуждению
усилителя.
160
Повышение стабильности работы МШУ достигается их расче-
. ’•м на наихудший случай, выбором режима работы с не очень
большим коэффициентом усиления (8... 12 дБ на каскад), приме-
нением развязывающих устройств — вентилей и циркуляторов, ос-
лаблением действия всех дестабилизирующих факторов.
Сравнение отражательного и проходного усилителей. Регене-
ративный усилитель отражательного типа построен на одном цир-
куляторе вместо двух вентилей (или циркуляторов) в проходном,
поэтому он имеет меньшие габаритные размеры, массу и дешевле.
Эффективность (площадь усиления) у отражательного усилите-
ля при прочих равных условиях в два раза выше, чем у проход-
ного, в котором половина усиленной мощности сигнала направля-
ется в сторону антенны и поглощается во входном вентиле. Кро-
ме того, шумы отражательного усилителя несколько меньше.
При выходе диода из строя в отражательном усилителе сиг-
нал проходит к приемнику с небольшим ослаблением вследствие
отражения из-за появившегося рассогласования, в проходном уси-
лителе сигнал будет отражаться в сторону антенны и энергетиче-
ский потенциал радиолинии упадет в гораздо большей мере.
Благодаря этим преимуществам отражательные усилители по-
лучили широкое применение в приемных системах.
6.3. ТУННЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Упрощенная эквивалентная схема туннельного усилителя (ТУ)
(рис. 6.3,а) включает источник смещения Uo, источник сигнала
амплитуды UmBX, туннельный диод (ТД) и'нагрузку i7?H. В ста-
тическом режиме линия нагрузки (сплошная тонкая на рис. 6.3,6)
пересекает ВАХ в середине падающего участка при токе 1о~
~1 мА. Сопротивление нагрузки немного меньше отрицательного
дифференциального сопротив-
ления диода: 2?11<|rd| =
^—du/di. В динамическом ре-
жиме под действием сигнала
Um вх sin (Вс/ ЛИНИЯ НЭГруЗКИ
перемещается в пределах па-
дающего участка ВАХ, в ре-
зультате t/,nBbiX>t/mBX, т. е.
имеет место усиление.
Обычно используются отра-
жательные схемы ТУ, сигналь-
ный контур образуется емко-
стью ТД и индуктивностью эле-
ментов настройки. Кроме того,
имеются частотно-избиратель-
ные цепи стабилизации, шун-
тирующие ТД с целью подав-
ления усиления за пределами
требуемой АЧХ.
а — эквивалентная схема; б—пояснение меха-
низма усиления
Рабочие частоты ТУ могут достигать десятков гигагерц, поло-
са усиления — до октавы, мощность насыщения примерно 10~5 Вт.
Для обеспечения устойчивости усиление на каскад выбирают не-
большим, около 10 ... 12 дБ. Коэффициент шума 3 ... 7 дБ (см.
рис. 1.4). Охлаждение ТД не приводит к существенному сниже-
нию Кш, так как оно уменьшает лишь тепловые шумы rs диода и
не влияет на величину дробовых шумов тока /0.
6.4. ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ УСИЛИТЕЛИ
Принцип действия. В параметрических усилителях усиление
осуществляется за счет преобразования энергии СВЧ колебаний
генератора накачки в энергию принимаемого сигнала на нелиней-
ном реактивном элементе — барьерной емкости С- параметриче-
ского диода (р-п или ДБШ).
Упрощенная эквивалентная схема ПУ приведена на рис. 6.4,а. На диод по-
дано запирающее напряжение смещения Uo (цепь смещения не показана) и
достаточно мощные колебания ин(/) частоты fH, называемые накачкой (от ГН).
Чтобы избежать работы диода с прямыми и обратными токами, выбирают
смещение |С701 =^0,517норм.обр и амплитуду накачки 17в^|1/о| (рис. 6.4,6).
Под действием накачки емкость диода изменяется периодически. Изменение
емкости во времени можно представить рядом Фурье:
С (/) = Сср -f- С\ cos 2 л Саcos 4 л fH t -f-... , (6.12)
где Сер — постоянная составляющая емкости перехода в динамическом режи-
ме; Ci, Сг — коэффициенты разложения, или амплитуды соответствующих гар-
моник емкости.
У реальных диодов коэффициенты разложения быстро убывают с возра-
станием их номера, а постоянная составляющая емкости Сер близка к ее ста-
тическому значению Co = Cj(Uo), поэтому часто принимают
С (t) =СЛ+ Ci cos 2 л/и/, (6.12а)
что соответствует линейной вольт-фарадной характеристике диода. Такая ап-
проксимация нелинейной емкости используется при упрощенном анализе рабо-
ты параметрических усилителей и смесителей, в которых на днод, кроме иа-
Рис. 6.4. Параметрический усилитель:
а — общая эквивалентная схема; б — изменение емкости параметрического диода под дей-
ствием напряжения накачки
162
качки, воздействует еще сигнал ис (t)
амплитуды UC^UB. Как известно, при
этом в спектре тока диода 1(/) =д[C(Q X
Xuc(t)]/dt появляются комбинационные
составляющие разностной fB—fc и сум-
марной fB+fc частот, которые исполь-
зуются в смесителях н усилителях.
Для обеспечения работы усилителя
к параметрическому диоду, кроме кон-
туров, настроенных на частоту сигна-
ла /с и накачки [в, подключен допол-
Рис. 6.5. К балансу мощностей в мно-
гоконтурной системе с нелинейной ем-
костью без потерь
нительный контур, настроенный на комбинационную (холостую) частоту fx=
=/н—/с или fx = fH+fc- В некоторых случаях с этого контура, называемого хо-
лостым, снимается усиленный и преобразованный на другую частоту сигнал.
Процесс усиления сигнала в ПУ можно трактовать как двойное парамет-
рическое преобразование частоты, в результате которого начальная фаза на-
качки <(„ компенсируется. При первом преобразовании напряжение частоты
сигнала, взаимодействуя на нелинейной емкости диода с напряжением частоты
накачки, вызывает появление колебаний холостой частоты, например, (<он/+
+<рн)—(ioJ+фс) =<Ох/+фх- В свою очередь, напряжение холостой частоты,
взаимодействуя с напряжением накачки (<йн/+фн)— (<Ох/+<Рх) =<ос/+<Рс. вы-
зывает появление дополнительного тока частоты fc, синфазного с током при-
нимаемого сигнала, в результате амплитуда напряжения на сигнальном контуре
возрастает, происходит регенерация контура.
При подаче отрицательного смещения постоянный ток через диод не про-
текает, поэтому дробовые шумы отсутствуют, а влияние тепловых шумов мо-
жет быть весьма малым. Благодаря этому коэффициент шума ПУ невелик.
Энергетические соотношения Мэнлн — Роу. Важное значение в теории па-
раметрических усилителей имеют уравнения Мэнли — Роу, которые описывают
распределение мощности между колебаниями различных частот в системе, со-
держащей нелинейный реактивный (т. е. без потерь) элемент. Онн позволяют
также определить, возможно ли усиление сигнала в системе, иногда найти мак-
симально достижимый коэффициент усиления.
Поясним принцип получения уравнений Мэнли — Роу. Пусть к емкости
С (и) (рис. 6.5) параллельно подключены две цепи с генераторами напряжений
сигнала и накачки, полосовыми фильтрами, настроенными на частоты «с и <вн,
а также частотно-селективная цепь, настроенная на холостую частоту fx~
=mfc-{-nfa, где т н п — целые числа или пуль. Через емкость С(и) и указан-
ные фильтры будут протекать токи соответствующих частот fc, fB и fx. Урав-
нения Мэнли — Роу вытекают из закона сохранения энергии, который приме-
нительно к схеме на рис. 6.5 может быть записан в виде
/’с+/’н + /’х = 0. (6.13
Равенство (6.13) отражает тот факт, что сумма мощностей на частотах
fc, fs и /х,. получаемых нелинейной емкостью и отдаваемых ею, равна нулю.
Умножив каждый член этого равенства на соответствующие (единичные) мно-
жители, имеем
Pg fc । Рн fи Рх (mfс Н~ nfn) q
fc fit ' mfc + nfu
6*
163
или
' f PG тРт \ , /Рн nP* \
f°\~F + mf Zf' +Zh ГГ + H0- <6-13a)
\ fc mfc + nfw J \ fa т1стл1я I
Равенство (6.13a) выполняется при любых значениях частот fc и fB, что может
быть только при условиях
Pc m Рх „ Рн , и Р»
— 4- --------- =0 ; — + ---------- =0. (6.14)
f с т f с + п fa fa т f с + п fa
Выражения (6.14), называемые уравнениями Мэнли — Роу, могут быть ис-
пользованы при анализе ПУ и других параметрических устройств.
Классификация параметрических устройств. По виду колеба-
тельной системы различают узкополосные резонаторные ПУ и
широкополосные, на многозвенных фильтрах; к последним непри-
меним закон постоянства эффективной площади усиления (6.9).
По числу контуров ПУ могут быть одноконтурными, двухкон-
турными и многоконтурными. Контур накачки не принято учиты-
вать при подсчете числа контуров: на рис. 6.4 приведена схема
двухконтурного ПУ проходного типа. По принципу работы раз-
личают регенеративные и нерегенеративные устройства.
Регенеративный двухконтурный ПУ имеет холостой
контур, настроенный на разностную частоту fx=fa—fc. Это соот-
ветствует т = — 1 и п—1 в энергетических соотношениях Мэнли —
Роу (6.14), которые можно записать так:
Pclfc—Pjjf*^ (6.15а) и PH/fH + Px/fs = O. (6.156)
Поскольку мощность накачки потребляется нелинейной емкостью
диода (Рн>0), то из (6.156) следует, что Рх<0, а с учетом это-
го из (6.15а) вытекает, что и Рс<0. Таким образом, за счет пре-
образования энергии накачки нелинейная емкость отдает мощ-
ность как в сигнальный, так и в холостой контур, компенсируя
потери в них. Компенсацию потерь можно трактовать как вне-
сение отрицательной проводимости в контуры, их параметриче-
скую регенерацию. Поэтому общие соотношения, полученные в
§ 6.2 для регенеративных усилителей, применимы для описания
свойств рассматриваемого ПУ. В частности, усиление на цент-
ральной частоте отражательного усилителя равно Кр0~4/( 1—а)2,
а проходного усилителя Кро^ 1/(1—а)2. Спектр колебаний двух-
контурного регенеративного усилителя показан на рис. 6.6,а.
Регенеративный усилитель-преобразователь.
Устройство, в котором усиленный и преобразованный сигнал сни-
мается с холостого контура на частоте /х = /н—fc, причем (см.
спектр на рис. 6.6,6), называют повышающим регенеративным уси-
лителем-преобразователем. Его применяют как модулятор для пе-
реноса слабого модулированного сигнала ПЧ в диапазон СВЧ на
нижнюю (относительно накачки) полосу. В нем кроме усиления
благодаря регенерации мощность выходного сигнала еще возрас-
164
Рнс. 6.6. Спектры колебаний параметрических устройств:
арегенеративного двухконтуряого усилителя: б — регенеративного двухконтурного усили-
теля-преооразователя; в — одноконтурного усилителя в бнгармоническом режиме; г — одно-
контурного усилителя в синхронном режиме; д —одноконтурного усилителя в кваэнснн-
хронном режиме; е — двухконтурного нерегенеративного повышающего усилителя-преобра-
зователя
тает согласно (6.15,а) пропорционально отношению частот fВых/fax
за счет преобразования вверх нелинейной емкостью без потерь:
КР0 » 4/(1—a)2 f*/fc » 4/(1 —а)».
Поэтому можно выбрать коэффициент регенерации а несколь-
ко меньше, чем в усилителе, и получить более устойчивый режим
работы при большей полосе усиления. Понижающий регенератив-
ный усилитель-преобразователь не применяют из-за малого Кр и
большого Кш. .
Одноконтурный ПУ. Если в двухконтурном ПУ понижать
fB, холостая частота приблизится к сигнальной, а колебательная
система выродится в одноконтурную. Такой усилитель называют
одноконтурным (или вырожденным) регенеративным ПУ. Разли-
чают три режима работы одноконтурного ПУ: бигармонический,
синхронный и квазисинхронный.
В бигармоническом режиме спектры холостой и сиг-
нальной частот расположены рядом, не перекрываясь (рис. 6.6,в),
поэтому механизм усиления не отличается от рассмотренного в
165
двухконтурном ПУ. Преимущество одноконтурного ПУ — просто-
та конструкции, недостатки — полоса усиления должна быть по
крайней мере в два раза больше полосы сигнала, а вследствие
этого Кш возрастает в два раза (в одноканальном режиме, когда
в приемнике используется только спектр усиленного сигнала fc).
В синхронном режиме fH=2fc, спектр холостой частоты пол-
ностью перекрывается спектром сигнала (рис. 6.6,г), поэтому сум-
ма напряжений на выходе ПУ зависит от фазовых соотношений
между ними. Для получения максимума КР необходима фазовая
синхронизация мощного генератора накачки слабым принимае-
мым сигналом, что в технике связи практически невыполнимо.
Синхронный ПУ является фазочувствительным устройством, но
его выходное напряжение в отличие от постоянного тока на выходе
фазового детектора находится в СВЧ диапазоне на частоте при-
нимаемого сигнала. Синхронный ПУ применяют в измерительной
аппаратуре для обработки ФМ сигналов.
Квазисинхронный режим (в отсутствие синхронизации) харак-
теризуется небольшими отклонениями от равенства fn=2fc (рис.
6.6,д), вследствие чего возникают биения между колебаниями
сигнальной и холостой частот почти равных амплитуд. Частота
биений определяется расстройкой /76 = fx—fc=fn—2fc.
Квазисинхронный режим применяют в случаях, когда допускается
искажение формы принимаемых сигналов, например, в радиомет-
рии.
Нерегенеративный усилитель-преобразова-
тель. Если в двухконтурной системе холостой контур настроен
на суммарную частоту /x=fH+fc, что соответствует т—\ и п= 1 в
энергетических соотношениях Мэнли — Роу (6.14), то последние
примут вид
Рс//с+Рх//х = 0 (6.16а) и PB/fH+Px/fx = O. (6.166
Так как всегда Ря>0, то из (6.166) следует, что Рх<0, а из
(6.16а), что Рс>0, т. е. мощность на частоте сигнала поглощается
нелинейной емкостью, а на преобразованной частоте fx—fn+fc
отдается холостому контуру (см. рис. 6.6,е), к которому рацио-
нально подключить нагрузку. Повышающий нерегенеративный
усилитель-преобразователь является потенциально устойчивым
устройством, так .как его входной контур'не регенерируется, по-
скольку нелинейная емкость отбирает от входного контура энер-
гию (Рс>0). Из (6.16а) находим, что максимально возможное
усиление
Яро = Рвых/Рвх = Рх/Рс = fx/fc - (fa + Шс (6-17)
тем больше, чем выше частота накачки. Реально из-за потерь в
диоде и контурах усиление меньше, чем определяемое из (6.17),
примерно в 2 раза, поэтому требуется превышение частоты на-
качки над сигналом более чем в 10 раз. Это обстоятельство ог-
раничивает применение нерегенеративного преобразователя как
МШУ СВЧ сигнала в основном дециметровым диапазоном волн.
166
Из (6.17) также следует, что понижающий параметрический
преобразователь ослабляет сигнал пропорционально отношению
частот, его потери преобразования и коэффициент шума больше,
чем у варисторных смесителей (см. гл. 4), поэтому его не при-
меняют.
Существенное преимущество повышающего нерегенеративного
усилителя-преобразователя над регенеративным заключается в
том, что он не возбуждается при любых уровнях колебаний, по-
этому его чаще всего применяют как мощный варакторный Моду-
лятор для переноса модулированного сигнала ПЧ в диапазон
СВЧ на верхнюю (относительно накачки) полосу или как смеси-
тель сдвига вверх немодулированного колебания (см. п. 4.2.5).
Конструкция параметрических усилителей. Конструкция двухконтурного
коаксиально-волноводного регенеративного ПУ отражательного типа изобра-
жена на рис. 6.7,0. Разделение усиливаемого и усиленного сигналов произво-
дится с помощью циркулятора (на рисунке не показан).
Сигнальный тракт этого ПУ включает в себя: четвертьволновый транс-
форматор сопротивлений 1, согласующий циркулятор с сигнальным контуром;
компенсирующий контур 5, выполненный в виде несимметричного полуволно-
вого резонатора на разомкнутой коаксиальной линия и служащий для рас-
ширения полосы пропускания усилителя; сигнальный контур, образованный ре-
активными элементами диода 2, диодной камерой ‘З и отрезком коаксиального
кабеля 4 (изменение диаметра внутреннего проводника 4 соответствует изме-
нению индуктивности, что позволяет производить настройку сигнального кон-
тура).
Тракт накачки состоит из волновода 6 с согласующими винтами 8-, отрез-
ка волновода 7, запредельного для холостой частоты, диодной камеры 3 с ди-
одом Й, подстроечного поршня 9, кольцевой про-
точки 10, образующей режекторный фильтр в це-
пи сигнала на частоте накачки.
Холостой контур реализован на собственных
реактивных элементах днода 2 н диодной камеры
3. Подстройка холостого контура в процессе изго-
I
«х I
i
i
I i
_______j
1
8 3 -2 77 «
a) °)
Рис. 6.7. Коаксиально-волноводный отражательный параметрический усилитель:
а — конструкция; б— принципиальная электрическая схема
167
товления производится изменением объема диодной камеры с помощью кольца
11. Это же кольцо обеспечивает режекцию холостой частоты, в результате она не
попадает в сигнальный тракт. Полная схема этого усилителя показана на рис.
6.7,6, рассмотренная конструкция на схеме обведена штриховой линией.
Параметрические усилители подобной конструкции, работающие в санти-
метровом диапазоне воли, характеризуются следующими примерными значе-
ниями параметров: 2Af=500 МГц, Гш^80 К, Кр = 10... 12 дБ, Д/<р<2 дБ,
7’иак = 60 мВт.
Параметры и применения ПУ. Лучшие неохлаждаемые ПУ
имеют шумовую температуру (см. рис. 1.4) 50... 80 К, существен-
но меньшую, чем шумовая температура других неохлаждаемых
МШУ и смесителей. Низкие значения коэффициента шума удает-
ся получить при использовании диодов с большой (до 250...
... 500 ГГц) критической частотой и малыми паразитными реак-
тивностями, высокочастотной накачки с малым уровнем собствен-
ных шумов, а также циркуляторов с малыми потерями. Однако
ПУ, в которых используются диоды с высокой критической час-
тотой, имеют малую мощность насыщения (/М(Н Вт), что при-
водит к существенному уменьшению динамического диапазона
приемных систем. В настоящее время ведутся работы по созда-
нию ПУ на частоты до 70 ... 80 ГГц.
Параметрические усилители обладают большим коэффициен-
том усиления (до 20 дБ/каскад), но узкой относительной полосой
пропускания (до 10%). Разработка твердотельных генераторов
накачки, а также построение ПУ на основе гибридных микросхем
приводит к заметному уменьшению стоимости, габаритных разме-
ров и массы и к повышению надежности работы.
Значительное снижение коэффициента шума обеспечивается
охлаждением ПУ до температуры жидкого азота (77 К), водорода
(20 К) или гелия (4,2 К). Коэффициент шума ПУ, охлажденных
до температуры жидкого азота, находится в пределах 0,4... 1,6 дБ,
а при охлажденных до гелиевых температур — в пределах 0,05...
... 0,4 дБ. Однако охлаждение сопровождается увеличением объе-
ма, массы, стоимости, потребляемой энергии за счет криогенной
системы, а также ухудшением надежности. Поэтому охлаждение
ПУ может быть использовано только в стационарных связных
станциях, когда необходим малый уровень шумов, а повышен-
ная стоимость и относительная сложность эксплуатации имеют
меньшее значение. В настоящее время проявляется тенденция
замены ПУ транзисторными МШУ.
6.5. МАЛОШУМЯЩИЕ ТРАНЗИСТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛИ СВЧ
Транзисторные усилители (ТрУ) отличаются высокой чувст-
вительностью, низким энергопотреблением, малыми габаритными
размерами и массой, большой надежностью и устойчивостью к
механическим воздействиям, сравнительно невысокой стоимостью.
Активные элементы ТрУ — биполярные (БТ) или полевые тран-
зисторы с затвором на барьере Шотки (ПТШ) — удобно сопря-
168
гаются с полосковыми линиями передачи, резонансными устройст-
вами и элементами интегральных микросхем.
Малошумящие усилители СВЧ, в основном, строятся на ПТШ,
которые имеют меньший /Сш, чем БТ. Разработаны ТрУ на рабо-
чие частоты от 1 до 60 ГГц с коэффициентом усиления не менее
15... 5 дБ/каскад и коэффициентом шума 0,5 ... 8 дБ соответствен-
но. Полоса усиления ТрУ может быть от нескольких процентов до
нескольких октав. Как правило, /Сш узкополосных ТрУ на 0,2...
... 0,6 дБ превышает коэффициент шума используемых ПТШ, а
широкополосных — на 1,5 ... 4 дБ,
Выходная мощность насыщения малошумящих ТрУ обычно
0,1 ... 10 мВт, поэтому динамический диапазон у них больше, чем
у ТУ и ПУ, на 10... 20 дБ. Важным преимуществом ТрУ является
более высокая стабильность усиления по сравнению с регенера-
тивными ПУ и ТУ.
Малошумящие ТрУ СВЧ применяются в качестве входных (или
вторых после ПУ) каскадов приемных систем и реализуются в ви-
де гибридных или монолитных интегральных схем.
Конструкции ТрУ сравнительно просты. Например, на полико-
ровую подложку с напыленными входными, межкаскадными и
выходными согласующими цепями, элементами развязки в цепях
смещения устанавливают транзистор. Плату помещают в плоский
корпус в виде запредельного волновода, под платой могут быть
установлены схемы управления и стабилизаторы питания. Коак-
сиальные либо волноводно-полосковые ввод и вывод СВЧ сиг-
нала, разъемы питания герметичны или вакуумно-герметичны. В
связи с этим ремонт усилителей, как правило, возможен только
в условиях предприятия-изготовителя или специализированных
ремонтных предприятий.
На практике в основном используются усилители на ПТШ,
включенные по схеме с общим истоком (ОН), имеющей такой же
коэффициент шума, как и схема с общим затвором (ОЗ), но боль-
ший коэффициент передачи мощности. Поэтому при использова-
нии схем с ОИ меньше сказываются шумы последующих кас-
кадов.
При разработке ТрУ СВЧ учитывают следующие факторы: малый коэф-
фициент усиления одного каскада; сильное влияние на рабочие характеристи-
ки усилителей паразитных параметров транзисторов и внешних цепей; необ-
ходимость некоторого рассогласования входа транзистора с источником сигна-
ла для получения минимального иоэффициента шума. Однако такое рассогла-
сование может привести к недопустимо большому КСВ, неустойчивости рабо-
ты, снижению коэффициента усиления каскада.
Как правило, в радиоприемных устройствах от МШУ требуется усиление
в несколько десятков децибел. Поэтому ТрУ выполняют многокаскадными, при-
чем первые однн-два каскада настраивают на минимум Кш, промежуточные —
на максимум усиления, а последний — иа максимум выходной мощности.
Расчет малошумящего ТрУ основывается на использовании элементов ма-
лосигнальной S-матрицы транзистора. Эти элементы измеряются в режиме, со-
169
ответствующем рабочему, при включении транзистора в 50-омный тракт, на-
груженный иа согласованную нагрузку. Для расчета широкополосных ТрУ не-
обходимо знать значение элементов S-матрицы в диапазоне частот. По пара-
метрам S-матрицы могут быть рассчитаны упрощенные эквивалентные схемы
входной и выходной цепей транзистора в виде соединения соответствующих
элементов с сосредоточенными параметрами (см. рис. 3.16 и 3.23). Использо-
вание таких схем замещения упрощает и ускоряет разработку ТрУ.
Входные, межкаскадиые и выходные согласующие цепи (СИ) обеспечива-
ют получение требуемых значений коэффициентов усиления и шума в задан-
ной полосе частот. Они могут содержать элементы как с сосредоточенными, так
и-с распределенными параметрами. В усилителях СВЧ с высокой избиратель-
ностью используются сложные СЦ в виде полосовых фильтров. Такие СЦ, кро-
ме формирования требуемой характеристики передачи в заданном частотном
диапазоне, обеспечивают равномерное согласование внешних линий и транзи-
стора без применения дополнительных трансформаторов. Из-за низкой доброт-
ности микрополосковых линий СЦ на их основе имеют значительные потери.
Поэтому в высококачественных избирательных усилителях применяются
СЦ с более высокой добротностью звеньев, например на запредельных вол-
новодах.
При разработке сверхширокополосиых усилителей необходимо учитывать,
что при соблюдении равномерного согласования во всем диапазоне частот из-за
уменьшения коэффициента усиления транзистора с ростом частоты примерно
со скоростью 5... 7 дБ/октаву будет наблюдаться перекос АЧХ. Поэтому для
выравнивания АЧХ в таких усилителях вводят частотно-корректирующие цепи
с активными потерями, настраиваемые иа верхний участок диапазона. Такие
СЦ имеют положительный наклон АЧХ в рабочем диапазоне и компенсируют
падение усиления транзистора, выравнивая АЧХ ТрУ без ухудшения КСВ
каскада и не влияя иа его устойчивость.
В полупроводниковых микросхемах ТрУ вместо пассивных СЦ применяют
активное согласование — на входе МШУ включают каскад с ОЗ, а иа выхо-
де — каскад . с общим стоком. При выборе согласующих транзисторов с кру-
тизной S=l/p, равной проводимости входной МПЛ, может быть достигнуто
согласование и в полосе нескольких октав. Второе преимущество активных со-
гласующих цепей на ПТШ — они заиимают значительно меныную площадь по
сравнению с пассивными согласующими схемами.
Иногда для увеличения полосы пропускания ТрУ иа ПТШ используют от-
рицательную резистивную ОС, уменьшающую входное сопротивление транзи-
стора. Вследствие этого становится возможным применение простых СЦ,
снижается чувствительность усилителя к изменению параметров транзистора,
усилитель становится безусловно устойчивым. Такие каскады могут использо-
ваться в составе усилителя без применения входных н выходных развязыва-
ющих устройств, а также в монолитных усилителях, где трудно реализовать
малогабаритные развязывающие устройства. Однако следует отметить, что ре-
зистор в цепи ОС несколько ухудшает коэффициент шума.
Можно выделить четыре основных типа ТрУ: однотактные, ба-
лансные, комбинированные и отражательные. Наиболее широкое
распространение получили достаточно простые в исполнении од-
нотактные усилители.
170
a)
Рис. 6.8. Монолитный усилитель на ПТШ диапазона 8... 18 ГГц:
а — топология; б — эквивалентная схема
* На рис. 6.8 приведены топологическая и электрическая схемы монолитно-
го усилителя иа полевом транзисторе [46]. Рабочий диапазон частот усилите-
ля 8... 18 ГГц, коэффициент усиления КР«6 дБ, размеры 1,21X1,8 мм. Уси-
литель помещается в герметичный медный корпус, покрытый Ni и Au, в кото-
ром, кроме того, устанавливаются кремниевый стабилизатор напряжения и ФНЧ
цепей питания и смещения. Входная согласующая цепь усилителя состоит из
элементов LI, L2, L3 и Cl, С2, реализованных в виде одиовитковых индуктив-
ностей и сосредоточенных штыревых емкостей. Усиленный сигнал снимается
непосредственно со стока. В схеме предусмотрена возможность контроля АЧХ
согласующей цепи. Для этого иа ее вход подается испытательный сигнал, ко-
торый после прохождения цепи снимается с контактной площадки К. С целью
проверки качества ПТШ его электроды первоначально не соединяются со вход-
ными и выходными цепями. Только после контроля характеристик ПТШ и
АЧХ входной цепи транзистор подключается к схеме усилителя с помощью
перемычек.
Как правило, однотактные усилители на БТ требуют примене-
ния ферритовых развязывающих устройств, что приводит к увели-
чению габаритных размеров и является недостатком этого типа
усилителей.
Широкое распространение получили балансные усилители, со-
стоящие из двух однотактных усилителей, включенных параллель-
но с помощью 3-децибельных мостов (рис. 6.9).
171
Рис. 6.9. Топология балансного усилителя на ПТШ
Балансные транзисторные усилители имеют более широкий ди-
намический диапазон, чем однотактные (на балансный каскад по-
ступает только половина общей мощности сигнала), более высо-
кую надежность, так как отказ транзистора в одном плече ведет
лишь к уменьшению /Ср на 6 дБ при сохранении работоспособно-
сти усилителя. Кроме того, балансные усилители легко каскади-
руются, менее подвержены самовозбуждению, не требуют приме-
нения развязывающих ферритовых устройств, дополнительно огра-
ничивающих ширину полосы рабочих частот.
К недостаткам балансного усилителя следует отнести ухудше-
ние его чувствительности из-за потерь на отражение (входной
КСВ моста в полосе не лучше 1,5) и диссипативных потерь в вы-
сокоомных линиях мостов. К тому же для балансного каскада не-
обходима пара транзисторов, идентичных по параметрам Кр и Кш.
Эта трудность легче преодолевается в полупроводниковых микро-
схемах СВЧ.
На основе однотактных и балансных усилителей выполняются
комбинированные усилители. В тех случаях, когда необходимо
получить в узкой полосе частот коэффициент усиления больший,
чем паспортное значение Кр транзистора, используют регенера-
тивные транзисторные усилители отражательного типа. Эти уси-
лители реализуются путем создания глубокой положительной об-
ратной связи со стока на затвор с целью получения условий реге-
нерации. Подключение источника сигнала и нагрузки к отража-
тельным усилителям осуществляется через циркулятор с раз-
вязкой L>Kp для обеспечения стабильности их работы.
Метод снижения коэффициента шума ТрУ путем рассогласо-
вания транзистора по входу приводит к падению усиления, по-
этому не является оптимальным, а полученный коэффициент шу-
ма — минимально возможным. Значительного уменьшения Кш с
одновременным получением максимума усиления можно достичь
172
введением в цепь истока ПТШ индуктивной обратной связи [47].
Индуктивность истока Ли подбирают такого значения, чтобы с ем-
костью затвора получить во входной цепи (рис. 6.10) последо-
вательный резонанс на рабочей частоте <в~ (£иСзи)-1/2. Благодаря
резонансу возрастает напряжение на затворе и усиление транзис-
тора. При этом включение индуктивности £и трансформируется
во входную цепь как частотно-независимое нешумящее сопротив-
ление обратной связи Roc=SLa/C3H, не увеличивающее шумы тран-
зистора.
С другой стороны, для достижения минимума Кш значение LK
выбирается таким, чтобы
D । D ____ D S "V^bh/Gc
*'оо_г/'ва t'-opt ~ р
ш сзи
Для согласования по входу транзистор необходимо подклю-
чить к линии с волновым сопротивлением p — ROpt, при этом по-
лучается одновременное согласование по усилению и шумам, до-
стигается минимальная шумовая температура транзистора 7’min =
= То (2соСзи /S) V Rb№Gc. Как видим, в этом случае необходимо
создавать транзисторы с оптимальными параметрами эквивалент-
ной схемы. Так, на частоте 1,4 ГГц авторами работы [47] получе-
но Тш<50 К.
С использованием рассмотренной методики снижения шумов
разработаны многокаскадные неохлаждаемые МШУ на ПТШ для
земных станций космической связи диапазона 3,62... 4,2 ГГц с
Тш=55 К и диапазона 10,7 ... 11,7 ГГц с Тш= 150 К.
В миллиметровом диапазоне волн транзисторные МШУ имеют
следующие параметры: на частоте 27,5 ГГц /Сш = 3,1 дБ при КР=
= 6,4 дБ; в полосе 55... 61 ГГц получен /Сш=7,1 дБ при К.Р=
= (5,5±0,5) дБ. Сообщается о разработке волноводных усилите-
лей на ПТШ с противолежащими истоком и затвором, которые
должны будут работать на частоте 94 ГГц [16].
Поскольку шумы ПТШ имеют в основном тепловое происхождение, то при
снижении в несколько раз физической температуры примерно во столько же
раз уменьшается шумовая температура ТрУ. Кроме того, благодаря росту под-
Рис. 6.10. Эквивалентная схема ПТШ для расчета шумов при введении индук-
тивности обратной связи в цепь истока:
а — полная; б — схема согласования входной цепи
173
вижиости электронов в GaAs при охлаждении усиление ПТШ возрастает на
несколько децибел. Охлаждения до температуры 200 К можно достигнуть, ис-
пользуя термоэлектрические охладители на эффекте Пельтье. Более глубокий
уровень охлаждения, до 20 К, достигается с помощью малогабаритных криоген-
ных машин замкнутого цикла.
Дальнейшее снижение Кш ПТШ достигается за счет совершенствования
технологии изготовления транзисторов (применения электронно-лучевой лито-
графии и молекулярно-лучевой эпитаксии) с целью уменьшения длины затво-
ра, улучшения качества полупроводниковых материалов, создания новых полу-
проводниковых соединений с более высокой подвижностью основных носителей
заряда, а также разработки полевых приборов новых типов (см. § 8.2).
Зависимость шумовой температуры Кш различных типов МШУ
и смесителей от частоты приведены на рис. 1.4. Как следует из
анализа научно-технической литературы и рис. 1.4, на сегодня
ПТШ является наиболее перспективным прибором для создания
СВЧ МШУ. Транзисторные усилители на ПТШ вполне могут за-
менить малошумящие входные ЛБВ, а в некоторых случаях и не-
охлаждаемые ПУ. Считается, что в ближайшее время ТрУ на
ПТШ станут основным типом МШУ станций связи в диапазоне
частот до 20... 60 ГГц, а также бортовых ретрансляторов ИСЗ.
Глава 7
ГЕНЕРАТОРЫ И УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ,
УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ
7.1. ОСОБЕННОСТИ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
И УСИЛИТЕЛЕН МОЩНОСТИ СВЧ
7.1.1. ПРИМЕНЕНИЕ, КЛАССИФИКАЦИЯ И ПАРАМЕТРЫ
Полупроводниковые автогенераторы и усилители мощности
применяются в измерительной аппаратуре, генераторах накачки
параметрических усилителей, возбудителях, промежуточных и вы-
ходных каскадах передатчиков радиорелейных станций, гетеро-
динах приемников, в модулях фазированных антенных решеток
и т. п.
Активными компонентами генераторов и усилителей малой
мощности (единицы милливатт) служат туннельные и парамет-
рические диоды, маломощные транзисторы. В более мощных уст-
ройствах (десятки, сотни милливатт и более) используются лавин-
но-пролетные диоды (ЛПД), диоды Ганна ДГ и мощные транзи-
сторы.
Основные электрические параметры генераторов: уровень мощ-
ности генерации Рг; КПД; рабочая частота fr или диапазон ее пе-
рестройки fr min ... max', стабильность частоты и мощности коле-
баний; уровень шумов вблизи несущей (при отсутствии модуля-
ции) ; чистота спектра колебаний, и т. д.
174
Усилители мощности характеризуют полосой рабочих частот
fmin fmax и уровнем выходной мощности Рвых в ней, КПД,
коэффициентом усиления Кр, его неравномерностью и стабиль-
ностью, пределами регулировки Кр, коэффициентом шума и т. д.
Усилители колебаний с угловой модуляцией могут работать в
нелинейном режиме с отсечкой тока, при полном использовании
электронного прибора по мощности. Усилители AM колебаний
обычно работают в режиме класса А и отдают иа том же при-
боре в несколько раз меньшую мощность. В широкополосных сис-
темах связи в целях уменьшения искажений многочастотных сиг-
налов также используют линейные усилители, для которых нор-
мируют не только АЧХ, но и ФЧХ, определяют допустимое зна-
чение коэффициента паразитного преобразования АМ/ФМ и т. д.
Часто максимальную выходную мощность ТрУ определяют при
Кр=3 дБ, а Рвыхтаж линейного усилителя — при снижении уси-
ления на 1 дБ относительно его малосигнального значения.
Отметим один из главных эксплуатационных параметров уст-
ройств — надежность, характеризуемая временем работы до от-
каза и составляющая десятки — сотни тысяч часов.
7.1.2. ВЫХОДНАЯ МОЩНОСТЬ
Известно, что на высокочастотном участке рабочих частот ко-
лебательная мощность СВЧ-приборов ограничена инерционностью
процессов в них и напряжением пробоя, она падает примерно по
закону I//2. На низкочастотном участке выходная мощность огра-
ничена примерно по закону 1// опасностью теплового пробоя.
Наиболее существенным фактором, сдерживающим получение
больших выходных мощностей, является трудность отвода тепла
из активной зоны полупроводниковых приборов и связанный с
этим их перегрев.
В генераторах и усилителях мощности для интенсификации от-
вода тепла применяют: теплоотводы из меди или бериллиевой ке-
рамики (если электрод нельзя заземлять), теплоотводы из алма-
за, теплопроводность которого в 5... 6 раз выше, чем у меди;
принудительное охлаждение приборов, их радиаторов, охлажде-
ние с помощью тепловых трубок.
Для увеличения выходной мощности разрабатывают более со-
вершенные ПП, в частности объединяют в одном корпусе несколь-
ко диодов или ячеек транзистора (см. п. 3.3.3).
Основным путем достижения необходимых мощностей явля-
ется в настоящее время сложение мощностей нескольких усили-
телей (генераторов), которое может осуществляться в свободном
пространстве (ФАР) или с помощью схем сложения. Последние
могут быть построены на квадратурных или сйнфазно-противо-
фазных мостах, двухканальных синфазных делителях, резонато-
рах и на разветвляющихся линиях передачи. Находят применение
усилители бегущей волны (усилители с распределенным усилени-
ем). Иногда используют параллельное включение нескольких ге-
175
нераторных приборов в одну общую колебательную систему —
резонатор, при этом происходит взаимная синхронизация их ра-
боты.
Стремление получить возможно большую выходную мощность
от генератора (усилителя) вынуждает использовать токи, напря-
жения, а также рассеиваемые мощности, близкие к предельным.
Поэтому даже небольшие нарушения режима работы этих при-
боров часто приводят к снижению их надежности и выходу из
строя. Причины таких нарушений: изменение напряжения источ-
ников питания; самовозбуждение приборов; изменение выходного
сопротивления источника сигнала и входного сопротивления на-
грузки, повышение температуры окружающей среды или наруше-
ние режима принудительного охлаждения. Для защиты полупро-
водниковых генераторов (усилителей) от перегрузки предусмат-
риваются специальные схемы, отключающие источник питания,
нагрузку или элементы, являющиеся причиной самовозбуждения.
7.1.3. ПЕРЕСТРОЙКА И СТАБИЛИЗАЦИЯ ЧАСТОТЫ
Схемы автогенераторов можно разделить на перестраиваемые
по частоте и неперестраиваемые.
Перестройка генераторов по частоте. Может быть механиче-
ской и электронной. Механическая перестройка осуществляется
изменением длины резонатора поршнем, введением подстроечного
винта из металла или диэлектрика, изменением емкостного зазо-
ра резонатора. Для быстрой, практически безынерционной, со
скоростью до 20 МГц, электронной перестройки частоты генери-
руемых колебаний в пределах октавы используются варакторы;
перестройка резонаторами на сферах ЖИГ более инерционна
(скорость — до сотен герц), но ее линейность выше, выходная
мощность автогенераторов изменяется в меньшей мере, диапа-
зон перестройки может быть более октавы. Типичное значение
мощности перестраиваемых в диапазоне 0,2 ...40 ГГц транзистор-
ных или на диоде Ганна генераторов составляет 10... 50 мВт.
В небольших пределах — около процента — перестройка мо-
жет быть произведена за счет электронного смещения частоты ге-
нератора изменением питающего напряжения (тока).
Собственная стабильность колебаний полупроводниковых ав-
тогенераторов СВЧ часто оказывается недостаточной для целей
связи, поэтому при необходимости используются различные ме-
тоды стабилизации частоты: параметрические, термокомпенсаци-
онные, автоподстройкой, синхронизацией, высокодобротными ре-
зонаторами.
Последний метод наиболее эффективен и широко применяется
в радиоэлектронике для получения высокостабильных колебаний,
используемых как непосредственно, так и для синхронизации или
автоподстройки частоты других менее стабильных генераторов
СВЧ.
176
Можно выделить два основных способа стабилизации СВЧ-
колебаний: генерация на требуемой частоте с применением высо-
кодобротных СВЧ-резонаторов и генерация стабилизированных
кварцем колебаний порядка единиц — десятков мегагерц с даль-
нейшим умножением частоты до СВЧ-диапазона.
При стабилизации кварцевыми резонаторами получается более
высокая долговременная стабильность, однако необходимость
применения многокаскадных усилительно-умножительных цепочек
приводит к значительному ухудшению массогабаритных показате-
лей и общего КПД генератора, увеличению трудоемкости и стои-
мости его изготовления и настройки, возникновению побочных ко-
лебаний, высокой чувствительности к режиму питания. Главный
же недостаток — лишь частичное использование уникальных по-
тенциальных возможностей кварцевого резонатора — заключает-
ся в том, что при умножении частоты на п мощность ЧМ шумов
возрастает примерно в м2 раз, вследствие чего выигрыш в кратко-
временной стабильности частоты не столь существен.
Резонаторы на поверхностно-акустических волнах (ПАВ)' мо-
гут работать и в диапазоне СВЧ, обладают высокими доброт-
ностью и температурной стабильностью, их конструкция совмести-
ма с технологией ГИС. Однако диапазон их работы ограничен
частотой 1 ... 2 ГГц из-за роста потерь и технологических трудно-
стей их изготовления на более высоких частотах.
Объемные резонаторы из материала с малым ТКЛР (напри-
мер, из инвара) применяют в диапазоне от ДМВ до ММВ, одна-
ко они трудно сопрягаются с микроэлектронными устройствами л
уступают ДР по габаритам и массе.
Наиболее широкое применение для стабилизации СВЧ-автоге-
нераторов на транзисторах, диодах Ганна и ЛПД в диапазоне 1 ...
... 20 ГГц находят ДР благодаря высокой стабильности их элект-
рических характеристик, приемлемым массогабаритным показате-
лям, высокой вибро- и климатоустойчивости, совместимости кон-
струкции с гибридно-инте-
гральной технологией.
Синхронизация. Автоге-
нератор может быть синхро-
низирован внешними коле-
баниями, работать в ре-
жиме самосинхронизации
или в смешанном. Работа
нескольких связанных меж-
ду собой автогенераторов
приводит к их взаимной син-
хронизации.
Упрощенно явление син-
хронизации внешними ко-
лебаниями можно пояс-
нить с помощью рис. 7.1.
Пусть автогенератор в от-
Рис. 7.1. К процессу синхронизации автоге-
нератора:
а —случай «с><йг0, исходный момент времени;
б — то же, последующий момент; в — случай
“с “го
177
сутствие синхронизирующих колебаний имеет частоту (ого и амп-
литуду Utq. Синхронизация заключается в постепенном измене-
нии — затягивании, захвате фазы (и частоты) генерируемых сум-
марных колебаний (ог под воздействием подведенных извне мень-
ших по амплитуде Uc и близких по частоте (<oc~(i)ro) синхрони-
зирующих колебаний, взаимодействующих на нелинейном актив-
ном элементе автогенератора и вводимых через цепь положитель-
ной обратной связи с комплексным коэффициентом передачи Л'ос
как новое напряжение с комплексной амплитудой Ог=Ого+Ос.
Из векторной диаграммы рис. 7.1,а видно, что при (Чс^Юго
частота суммарных колебаний <аг также повышается, поскольку
приращение фазы Дф положительно. Благодаря действию напря-
жения обратной связи, которое запаздывает (или опережает) на
угол, пропорциональный добротности и расстройке колебательной
системы, относительно генерируемых колебаний, вектор [7% =
= #го + ЛЪс#г займет новое положение (рис. 7.1,6), угол ф между
векторами Ос и О'го уменьшится. Процесс «подстройки» генера-
тора будет продолжаться в идеале до синфазности векторов Ос и
С'го, что соответствует захвату колебаний по фазе (и равенству
частот (1)г=®с).
Если (i)c<(i)ro (рис. 7.1,а), то приращение фазы Дф отрицатель-
но, частота генерируемых колебаний уменьшается до синфазно-
сти Ос и Ого, когда наступает синхронизм колебаний.
В случае высокодобротной колебательной системы запаздыва-
ние в цепи обратной связи больше и процесс вхождения в синхро-
низм длительнее, а полоса частот синхронизации уже, поскольку
при большой расстройке сильно изменяется фаза напряжения об-
ратной связи, нарушаются фазовые условия генерации на син-
хронизированной частоте, а генератор возвращается в более ус-
тойчивое состояние генерации собственных нестабильных колеба-
ний с оптимальными условиями самовозбуждения (срыв синхро-
низации). На границе полосы синхронизации во время переход-
ного процесса имеют место биения собственных и синхронизирую-
щих колебаний.
Обычно вхождение в синхронизм и выход из него происходят
на различных частотах—имеет место гистерезис. Поэтому разли-
чают полосы частот вхождения в синхронизм Д/С.в и удержания
синхронизма Д/С.у. К другим параметрам синхронизируемых гене-
раторов относится коэффициент усиления /<р=Рг//’с~ 10 ... 1000,
определяемый отношением генерируемой мощности Рг к мощности
синхронизирующих колебаний Рс, и коэффициент синхронизации
T] = KpAfc.B/fo~O,Ol ... 10.
Синхронизация генераторов колебаниями высокочастотного
внешнего источника позволяет эффективно повысить стабильность
частоты генерируемых колебаний, снизить уровень ЧМ шумов.
Кроме того, при одновременной синхронизации нескольких гене-
раторов повышается эффективность сложения их колебаний мос-
товыми схемами или в свободном пространстве. При этом связь
178
каждого генератора с нагрузкой должна быть сильной, а между
собой — слабой.
На практике используются различные режимы синхронизации:
синхронизация на входной рабочей частоте (захват частоты).
В этом случае синхронизируемый генератор (СГ) является как
бы усилителем мощности входных высокостабильных колебаний;
синхронизация на гармонике входной частоты (что эквива-
лентно по численному значению умножению частоты, но не по
физике явления — см. § 7.7). Иногда при высокой кратности ум-
ножения входной сигнал вводят в цепь питания синхронизируемо-
го генератора. Особенно привлекателен этот режим при формиро-
вании стабильных рабочих частот миллиметрового диапазона;
синхронизация на субгармонике входных колебаний (что экви-
валентно делению частоты в целое число раз).
Анализ результатов исследований синхронизированных генера-
торов [48] позволяет сделать следующие выводы: резкая нели-
нейность характеристик приборов СВЧ приводит к существенной
зависимости уровня частотных шумов от амплитуды синхронизи-
рующих колебаний; полоса синхронизации уменьшается с увели-
чением номера субгармоники; полоса синхронизации может быть
расширена при уменьшении добротности колебательной системы
генератора. Однако при этом возрастает уровень частотных шу-
мов. Эта полоса может быть расширена также использованием
двухкоптурной колебательной системы или полосовых фильтров.
Для повышения стабильности колебаний диодного автогенера-
тора с внутренней обратной связью может использоваться его са-
мосинхронизация (рис. 7.2). Часть выходной мощности синхрони-
зируемого генератора F1 через цепь внешней дополнительной об-
ратной связи (ВДОС)—направленный ответвитель и линию за-
держки— вновь подается на генератор '[49]. В этом случае уве-
личение фазового набега в цепи ВДОС за счет линии задержки,
как было показано выше, эквивалентно возрастанию добротности
колебательной системы генератора и повышению стабильности
частоты, генератор Г2 в этом режиме отсутствует.
Если в схеме на рис. 7.2 применить синхронизирующий генера-
тор Г2, получим смешанный режим синхронизации генератора Г1
внешними колебаниями и самосинхронизации за счет ВДОС. При-
менение в генераторах ВДОС позво-
ляет с помощью сравнительно простых
средств добиться значительного сни-
жения ЧМ шумов без уменьшения
мощности генерации; введя электрон-
ное управление фазовым сдвигом в
цепи ВДОС, можно получить фазовую
и частотную модуляцию колебаний.
Взаимная синхронизация N авто-
генераторов с некоррелированными
шумами (например, диодных, разме-
Рис. 7.2. Структурная схема
автогенератора Г1 в смешан-
ном режиме синхронизации
179
щенных в одном резонаторе) повышает стабильность колебаний
и уменьшает уровень ЧМ шумов в общей нагрузке в пределе
до N раз.
7.2. МАЛОМОЩНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ НА ДИОДАХ
7.2.1. ГЕНЕРАТОРЫ НА ТУННЕЛЬНЫХ ДИОДАХ
Генераторы на туннельных диодах имеют сравнительно прос-
тую конструкцию — для образования LC-контура достаточно под-
ключить к диоду, обладающему обычно реактивностью емкостно-
го характера, внешнюю индуктивность, например в виде закоро-
ченного отрезка коаксиальной линии длиной менее Х/4 (рис. 7.3).
Генерация возникает при компенсации положительной проводи-
мости потерь вносимым в контур отрицательным сопротивлением
диода. Диод является двухполюсником, поэтому цепь внешней об-
ратной связи не нужна. Для повышения стабильности частоты гене-
рации коаксиальный резонатор выбирают высокодобротным и с ма-
лым температурным коэффициентом расширения. В микрополоско-
вом варианте конструкции колебательной системой может служить
диэлектрический резонатор.
Низкий уровень генерируемой мощности (около 1 мВт) — су-
щественный недостаток генераторов иа ТД, из-за чего они не по-
лучили широкого применения. Генераторы на ТД могут работать
на частотах до нескольких десятков гигагерц и применяться, на-
пример, в качестве гетеродина.
7.2.2. ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Параметрический генератор (ПГ) — это двухконтурный реге-
неративный параметрический усилитель, в котором уровень мощ-
ности накачки установлен таким, что схема самовозбуждается.
Амплитуда возбужденных колебаний остается конечной благода-
ря влиянию нелинейных эффектов: расстройки колебательных кон-
туров вследствие роста среднего значения емкости параметриче-
ского диода; реакции возбужденных колебаний на источник на-
качки конечной мощности; роста диссипативных потерь, пропор-
циональных квадрату амплитуды колебаний. Эквивалентная схе-
ма последовательного типа показана на рис. 7.4,а.
Рис. 7.3. Конструкция автогене-
ратора на туннельном диоде:
1 — диод; 2 — стержень; 3 — провод-
ник подачи смещения; 4 — диск;
5 — прокладка; 6 — штырь выход-
ного разъема
180
ff)
Рис. 7.4. Принципиальная схема параметрического генератора на диоде (а), струк-
турная схема регенеративного делителя частоты (б)
В параметрическом генераторе, как и в регенеративном усили-
теле, значение частот и фаз удовлетворяют соотношению
(2 л f 11 + <Pi) + (2 л f31 + ф3) = 2 л f21 + <p2, (7.1)
где fi и f3 — частоты генерируемых колебаний, которые близки к
резонансным частотам соответствующих контуров; f2 — частота
накачки; фЬ ф3 и ф2 — соответствующие начальные фазы.
Выходная мощность снимается на частоте f\ или f3. Особенность
ПГ заключается в том, что частоту выходных колебаний можно
изменять расстройкой одного или обоих контуров, но сумма час-
тот fi и f2 при этом остается равной частоте накачки.
Стабильность генерируемых колебаний равна или хуже ста-
бильности частоты накачки из-за расстройки контуров вследствие
изменения среднего значения емкости параметрического диода
при колебаниях уровня накачки или амплитуды генерируемых
колебаний при перестройке генератора. Более высокой стабиль-
ности частоты колебаний можно достичь при синхронизации ПГ
внешним высокостабильным генератором на частоте выхода fi<Zfs,
причем мощность источника синхронизации может быть на два-три
порядка меньше выходной мощности ПГ, т. е. фактически в этом
случае имеет место усиление мощности высокостабильного гене-
ратора. Согласно соотношению (7.1) уход частоты накачки f2 от-
носительно частоты синхронизирующих колебаний fi будет ком-
пенсироваться соответствующим уходом частоты колебаний f3 с
точностью до фазы.
Недостаток ПГ — необходимость источника мощности СВЧ ко-
лебаний с частотой в два или более раз выше частоты генерации.
Выходная мощность зависит от параметров диода и уровня на-
качки и обычно составляет единицы милливатт при КПД до не-
скольких десятков процентов. Если амплитуда генерируемых ко-
лебаний ограничивается за счет отпирания диода, ПГ работает
как эффективный преобразователь-ограничитель.
Параметрические генераторы могут также использоваться в
качестве высокоизбирательного активного фильтра благодаря вы-
сокой добротности регенерированной системы. Источник сигнала
в этом случае играет роль генератора накачки, выходные коле-
бания преобразованы по частоте вниз на fi или fa. Такой актив-
ный фильтр дает высокую степень фильтрации за счет не только
частотной, но и амплитудной избирательности, т. е. ПГ является
181
пороговым устройством, минимальный уровень его возбуждения—
несколько милливатт. Характеристики ПГ получаются более ста-
бильными при использовании автосмещения за счет частичного
отпирания диода.
7.2.3. РЕГЕНЕРАТИВНЫЕ ДЕЛИТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Деление частоты гармонических колебаний обычно произво-
дится с помощью регенеративных делителей частоты. Регенера-
тивный делитель частоты, (рис. 7.4,6) включает смеситель См, с
выхода которого колебания подаются на его же вход через уси-
литель и умножитель частоты в п—1 раз. При подаче на другой
вход смесителя сигнала, подлежащего делению по частоте, бла-
годаря кольцу положительной обратной связи в схеме возбужда-
ются колебания с указанными на рисунке частотами. В результа-
те частота колебаний на выходе смесителя в п раз меньше вход-
ной.
Регенеративные делители частоты могут быть выполнены на
транзисторах или параметрических диодах. В схемах на диодах
(двухполюсниках) функции смесителя, усилителя и умножителя
выполняются одним активным элементом, положительная обрат-
ная связь обеспечивается без специальных внешних цепей (рис.
7.4,а).
Регенеративный параметрический делитель частоты (ПДЧ) —
это параметрический генератор в режиме взаимной фазовой син-
хронизации колебаний, возникающих в контурах, т. е. в нем вы-
полняются не только условие регенеративности системы (7.1), но
и условие кратности частот и фаз:
fi = fi/n, fr, = fi(n—l) = f2 (n— 1)//?;
<Pi = ‘ ф2М. Фз = <Pi («- О = Фг («— !)/«• (7-2)
Как видно из этих выражений, ПДЧ обеспечивает одновре-
менно деление частоты в целое число раз пив дробно-рациональ-
ном отношении (п—1)/п. Из этих же условий следует, что отно-
сительная нестабильность частоты выходных колебаний равна от-
носительной нестабильности частоты накачки, подлежащей деле-
нию. Рабочий диапазон ПДЧ простирается до десятков гигагерц.
Параметрические делители частоты могут использоваться в
схемах синтезаторов, возбудителей и стандартов частоты для
дробного или дробно-рационального преобразования на СВЧ, а
также в ретрансляторах СВЧ-сигналов с целью развязки прием-
ника от передатчика без использования двойного преобразования
частоты и УПЧ.
Параметрические делители частоты могут применяться в ка-
честве демодулятора сигнала многопозиционной ОФТ, причем
кратность деления частоты п должна быть равна числу фазовых
состояний принимаемого сигнала. Если используется л-манипуля-
ция, необходим демодулятор—делитель частоты на два, назы-
ваемый параметроном.
182
Фазовый демодулятор на ПДП, как и ПГ, является пороговым
устройством п обладает благодаря этому повышенной помехоус-
тойчивостью. Пороговая мощность деления частоты — единицы
милливатт. Полоса деления ПДЧ составляет доли процентов, пе-
рестройка по частоте контуров обычно не используется из-за
трудности обеспечения режима деления частоты.
7.3. УСТРОЙСТВА СВЧ НА ЛАВИННО-ПРОЛЕТНЫХ ДИОДАХ
Лавинно-пролетные диоды — это приборы, обладающие от-
рицательной динамической проводимостью в режиме лавинного
пробоя. На основе ЛПД созданы наиболее мощные полупроводни-
ковые генераторы для частот выше 10 ГГц. Наличие отрицательной
проводимости позволяет использовать ЛПД и для усиления ко-
лебаний.
Принцип действия генераторов и усилителей на лавинно-про-
летных диодах поясним с помощью рис. 7.5, на котором изобра-
жены: ЛПД, представляющий собой р+-п переход с подключен-
ными к нему колебательной системой и источником питания (рис.
7.5,а); распределение электрического поля вдоль диода (рис.
7.5,6) и вольт-амперная характеристика ЛПД (рис. 7.5,а).
Напряженность поля Ео, возникшая в диоде под влиянием обрат-
ного напряжения смещения Uo, распределяется пропорционально
сопротивлению участков диода. Она максимальна в месте кон-
такта р+- и «-областей, где и возникает слой лавинного умноже-
ния носителей, заштрихованный на рисунке, и имеет меньшее зна-
чение в остальной части обедненных слоев перехода. Смещение
UQ устанавливается таким, чтобы рабочая точка на ВАХ нахо-
дилась вблизи границы лавинного пробоя (рис. 7.5,в).
Когда переменное напряжение U(имеющее флуктуацион-
ное происхождение в генераторе или подведенное извне в усили-
теле) складывается с напряжением смещения Uq, поле в слое ум-
ножения достигает пробивного значения Е=Е0 + Е~ ^Епр (рис.
Рис. 7.5. К принципу действия усилителя (генератора) на ЛПД:
а — упрощенная схема; б — распределение поля вдоль диода; в — выбор рабочей точки на
ВАХ и форма колебаний СВЧ
183
Рис. 7.6. К появлению отрицательной динамической проводимости в ЛПД:*
а — фазовые соотношения и угол пролета 0О; б — отрицательная проводимость в функции
угла пролета
f)
7.6,а), при котором начинается процесс ударно» ионизации ато-
мов кристалла подвижными носителями заряда, что приводит к
пробою — лавинному нарастанию числа генерируемых электрон-
но-дырочных пар и резком}7 увеличению тока через диод. Во
время отрицательного полупериода напряжение иа р^-п переходе
уменьшается, и процесс лавинного умножения прекращается.
Максимальное значение тока лавины вследствие инерции самого
процесса ее образования запаздывает по фазе примерно
на л/2 относительно максимума переменного напряжения. Сфор-
мировавшийся в слое умножения сгусток электронов дрейфует в
обедненной «-области к катоду (плюсу источника Uo) и тормо-
зится во время отрицательного полупериода поля СВЧ от-
давая ему энергию. Влияние дырок можно не учитывать, так как
они быстро проходят обедненный слой р -области малой, протя-
женности в сторону анода.
Вследствие конечной скорости дрейфа электронов (удР^
~105 м/с) в обедненной «-области длиной L угол пролета 0о ра-
вен (ВоЬ/Удр. При угле пролета 6о=л сгусток электронов тормо-
зится в течение максимального промежутка времени, отдаваемая
им мощность (отрицательная проводимость диода G на рис. 7.6,6)
будет максимальной. Оптимальному углу пролета 0оор/ = л соответ-
ствует пролетная частота /пр = 0оощЦдр/(2лГ) =цдр/(2Г), равная, на-
пример, 50 ГГц при длине обедненного слоя L=1 мкм. При пере-
стройке колебательного контура угол пролета будет отклоняться
от оптимального значения, а мощность — уменьшаться. Область
генерации ГЛПД при перестройке может достигать октавы.
Рассмотренный режим работы ЛПД, получивший в техниче-
ской литературе название IMPATT (IMPact Avalanche and Tran-
sit Time — ударная ионизация и пролетное время), является ос-
новным режимом ГЛПД и обеспечивает получение сотен (десят-
ков) милливатт мощности на частотах порядка единиц (десятков)
гигагерц с КПД до 15... 20%. Частотный предел работы ГЛПД в
настоящее время составляет 200 ГГц.
В несколько раз большие мощности и КПД до 50... 75% по-
лучают при работе ЛПД в TRAPATT-режиме (TRApped Plasma
184
Рис. 7.7. Волноводная конструкция ге-
нератора на ЛПД
соответствующей настройкой колеба
and Avalance Triggered
Transit — захваченная
плазма, пробег области ла-
винного умножения). В
этом режиме область удар-
ной ионизации, перемеща-
ясь вдоль диода (р+-и-и+),
быстро заполняет весь пе-
реход (всю обедненную об-
ласть) электронно-дыроч-
ной плазмой, вследствие
чего сопротивление диода
резко падает, через него
проходит импульс тока
большой силы; с течением
времени заряд рассасыва-
ется, сопротивление диода
восстанавливается.
TRAPATT-режим дости-
гается подбором материала
полупроводника, смещения и
тельной системы. Он весьма критичен к настройке, имеет больший
уровень шумов, чем IMPATT-режим, из-за инерционности восста-
новления сопротивления может быть осуществлен на частотах ме-
нее 10 ГГц, где эффективно работают транзисторы, поэтому не
нашел широкого применения.
Генераторы на ЛПД могут иметь волноводную, коаксиальную
пли микрополосковую конструкцию. Представленная на рис. 7.7
волноводная конструкция генератора включает в себя волновод-
ный выход 1, окно связи 2, винт регулировки связи 3, лавинно-
пролетный диод 4, подстроечный винт резонатора 5, тороидальный
резонатор 6, СВЧ-дроссель 7, вывод для подачи напряжения пита-
ния 8. Резонатор обеспечивает получение необходимого перемен-
ного напряжения на диоде, компенсацию реактивного сопротивле-
ния р+-п перехода ЛПД и оптимальную связь диода с полезной на-
грузкой на частоте автоколебаний. Значение напряжения лавин-
ного пробоя составляет несколько десятков вольт.
Для получения большой мощности па практике иногда ис-
пользуется включение в один резонатор нескольких ЛПД, рабо-
тающих на общую нагрузку; СВЧ колебания, генерируемые этими
диодами, оказываются взаимно синхронизированными. Увеличе-
ние мощности генерируемых колебаний и КПД почти в два раза
можно получить, используя двухпролетные диоды структуры р+-
р-п-п'-, в которых генерируемая на границе р-п слоев лавина но-
сителей разделяется па два противонаправленных потока: элект-
роны дрейфуют в n-слое к плюсу источника, дырки — в p-слое к
минусу, взаимодействуя с полем СВЧ и отдавая энергию.
Усилители на ЛПД обычно работают в IMPATT-режиме,
обеспечивая усиление 5... 10 дБ на каскад в полосе частот до
185
20% с выходными мощностями в сантиметровом диапазоне поряд-
ка ватта при КПД, составляющем единицы процентов.
Как видно из рис. 7.5,а, колебания тока ЛПД имеют сложную
форму. Они богаты высшими гармониками, поэтому, подключая к
ЛПД дополнительный резонатор, можно выделить нужную гар-
монику основной частоты. При включении ЛПД в низкодоброт-
ную колебательную систему можно получить широкополосный ге-
нератор шума, так как образование лавины сопровождается гене-
рированием шумовых колебаний значительного уровня. Основное
применение ГЛПД и УЛПД находят в выходных каскадах пе-
редатчиков радиорелейных станций, фазированных антенных ре-
шеток.
7.4. УСТРОЙСТВА СВЧ НА ДИОДАХ ГАННА
Диод Ганна — это небольшой длины кристалл однородного по-
лупроводника, чаще всего GaAs n-типа, заключенный между дву-
мя омическими контактами. Такая структура не обладает выпрям-
ляющим действием. Однако, если к подобному прибору прило-
жить постоянное напряжение, то на его ВАХ наблюдается падаю-
щий участок, благодаря чему возможны генерация и усиление
колебаний СВЧ.
Принцип действия диода Ганна заключается в переносе элект-
ронов из одной энергетической зоны в другую и связанных с этим
изменениях свойств электронов. Как показано на энергетической
диаграмме (рис. 7.8,а), в отсутствие внешнего поля в GaAs при
комнатной температуре электроны проводимости полностью иони-
зированных атомов донорной примеси заполняют дно нижней под-
зоны 1 зоны проводимости; верхняя подзона 2 не занята электро-
нами. При напряженности приложенного поля ниже критической
электроны остаются в подзоне 1 и движутся в периодическом
Зона
проводимости
эВ
| Запрещен -
зона
Энергия
свободных
а) электронов
Рис. 7.8. К принципу действия диода Ганиа:
а — энергетические зоны полупроводника GaAs; б — изменение плотности тока, показываю-
щее образование отрицательной проводимости при переходе электронов из одной подзоны
в другую; в — образование домена в дноде
186
поле кристаллической решетки полупроводника как частицы с ма-
лой эффективной массой тх ~ 0,072 т0 (пг0 — масса покоя свобод-
ного электрона) и высокой подвижностью pi~0,8 м2-В-1-с-1.
С ростом напряженности поля до критического значения неко-
торые электроны приобретают энергию, достаточную для их пе-
реноса в верхнюю подзону, отстоящую от нижней на 0,36 эВ, где
они более сильно взаимодействуют с периодическим полем крис-
таллической решетки GaAs, поэтому их эффективная масса воз-
растает до т2^ 1,2 то, а подвижность падает до у.2—0,02 м2-В-1Х
Хс"1. При напряженности поля Е—(2... 3) fKp почти все электро-
ны переносятся в верхнюю подзону проводимости, их концентра-
ция становится равной концентрации донорной примеси п. Следо-
вательно, плотность тока при больших напряженностях определя-
ется выражением j2— ещ^Е, а при малых напряженностях j\ =
= en\iiE, что соответствует штриховым линиям 2 и 1 на графике
зависимости плотности от напряженности поля (рис. 7.8,6).
При повышении напряженности поля от докритических значе-
ний доля «тяжелых» малоподвижных электронов растет, а быст-
рых убывает, суммарная плотность тока (сплошная линия на
рис. 7.8,6) возрастает все медленнее, отклоняясь от прямой 1 (от
закона Ома), затем начинает падать и постепенно переходит к ли-
нии 2. Критическая (пороговая) напряженность поля Екр соот-
ветствует нулю дифференциальной проводимости и равна пример-
но 400 кВ/м. На рис. 7.8,6 видно, что при закритических напря-
женностях поля кристалл GaAs имеет отрицательную дифферен-
циальную проводимость (падающий участок).
Поясним процесс возникновения колебаний СВЧ. Пусть к ди-
оду прикладывается такое напряжение, что напряженность поля
в нем близка к критической, но не достигает ее. Вследствие не-
однородности материала в диоде всегда имеются области, обла-
дающие повышенным сопротивлением. Падение напряжения на
этой области будет больше, чем на остальных участках, в ре-
зультате напряженность поля в ней может превысить критическое
значение. Эффективная масса электронов в этой области, как бы-
ло указано, возрастает, а их подвижность ц2 и скорость и2 = ц2£
снижается, вследствие чего возникает домен — тонкий медленнее
движущийся от катода к аноду слой отрицательного объемного
заряда. Из-за меньшей скорости электронов, образующих домен,
он имеет большее электрическое сопротивление. Поэтому напря-
женность поля в остальной части диода уменьшается, что препят-
ствует образованию в ней новых доменов. Электроны, находящие-
ся вне домена, имеют большую скорость, поэтому те из них, ко-
торые находятся ближе к аноду, удаляются от домена, а находя-
щиеся между катодом и доменом, догоняют последний, увеличи-
вая концентрацию заряда в нем.
Достигнув анода, домен исчезает, и в диоде создаются усло-
вия, необходимые для образования нового домена. Неоднород-
ностью, на которой формируются домены, обычно служит катод —
контакт GaAs с металлическим выводом, к которому подключен
187
мьн.е источника питании (домен, образующийся вблизи анода,
ера.-;, же исчезает).
Движение домена в диоде вызывает появление импульса на-
веденного тока во внешней цепи. Пролетная частота появления
доменов, отдающих энергию в тормозящие полупериоды перемен-
ного поля при подключении ДГ к колебательной системе, будет
определять частот)' генерируемых колебании. С учетом того, что
скорость электронов домена ц«105 м/с, имеем =
л 100/L, где /' в ГГц, а Л в мкм. Так, при Г=10 мкм пролетная
частота и. следовательно, частота генерируемых колебаний бу-
дут близки к 10 ГГц.
Если изготовить ДГ в виде бруска с изменяющимся попереч-
ным сечением, то появляется возможность перестройки частоты.
Учитывая, что напряженность ноля в таком бруске возрастает к
суживающемуся концу, изменением напряжения смещения мож-
но подбирать необходимое сечение, в котором напряженность по-
ля превысит значение Д1;р, т. е. регулировать действующую дли-
ну бруска, а следовательно, и частоту генерируемых колебаний.
Процессы возникновения домена и его перемещения под дей-
ствием переменного и постоянного полей происходит по-разному
в зависимости от амплитуды поля и от того, в каком соотношении
находятся между собой период СВЧ-колебаний, время пролета
носителей через активную обласп. кристалла и время формиро-
вания домена. В связи с этим генераторы на ДГ могут работать
в различных режимах: пролетном, с задержкой или гашением до-
менов, ограниченного накопления объемного заряда (ОНОЗ)
и др.
Дадим краткую характеристику этих режимов.
Пролетный режим нами по существу уже рассмотрен. Он ха-
рактеризуется равенством периода генерируемы.', колебаний Т
времени пролета доменов т и реализуется при помещении ДГ в
низкодобротный резонатор; в этом случае амплитуда СВЧ-поля,
гораздо меньшая напряжения питания, не влияет на образова-
ние и дрейф домена. Частота генерируемых колебаний определя-
ется только длиной диода и напряжением питания. Вследствие
малости КПД этот режим используется редко.
Режимы с подавлением и.ш задержкой доменов реализуются
яри помещении ДГ в высокодобротный резонатор, когда ампли-
туда СВЧ-колебаний соизмерима с напряжением питания. По-
этому в течение части периода напряжение па диоде становится
мс!’’ше критического.
Если период колебаний меньше времени проле та домена через
тнод 7'<т, то при отрицательной полуволне поля СВЧ снижение
напряжения на диоде до значения ниже критического происходит
раньше, чем домен достигнет анода. Домен при этом подавляется,
отдавая энергию, а следующий возникает, когда напряжение по-
ложительной полуволны превысит критическое значение. В режи-
же с задержкой домена Т'Ут за время положительного по.тупе-
риода домен успевает пройти весь диод, отдавая энергию полю
188
СВЧ. Однако зарождение нового домена будет задержано на
время, пика иодное напряжение на ДГ будет оставаться ниже
критическою. Использование высокодобротного резонатора приво-
ди- к повышению стабильности частоты колебаний и чистоты
спектра при этих режимах. КПД в режимах подавления и за-
держки домена небольшой, 6... 8%.
/1 режиме ОНОЗ частота генерируемых колебаний определя-
ете ; нас।ройкой колебательной системы. Для получения этого ре-
ям ма к диоду, помещенному в высокодобротный резонатор, иод-
iv. д, гея постоянное напряжение, большее критического, и коле-
бательная система настраивается на частоту, во много раз пре-
вышающую пролетную. В установившемся режиме амплитуда
СВЧ-колебаний такова, что в течение некоторой части отрица-
тельного полупериода ti напряжение иа диоде становится мень-
ше критического. В оставшуюся часть периода Т—п, хотя напря-
жение и превышает критическое значение, домен не успевает пол-
ностью сформироваться. В результате вдоль кристалла одновре-
менно дрейфуют десятки слабых доменов, частота следования ни
горых определяется настройкой резонатора. Длина крнсi л.ч.-ы
для работы в режиме ОНОЗ может быть взята в десятки •— сот .ш
раз больше, чем в случае пролетного режима, поэтому напряже-
ние нитажчя, сопротивление диода и КПД получаются белый .-
ми. Максимально возможная частота колебаний в режиме ОНОЗ
ограничивается временем междолинного перехода, равным для
GaAs 10 13 с, поэтому устройства с диодами Ганна в этом режи-
ме могут работать иа частотах до нескольких сотен гигагерц н
перестраиваться в полосе более октавы. Мощность генераторов
в режиме ОНОЗ составляет единицы ватт в непрерывном режи-
ме при КПД до 15...20% и единицы киловатт в импульсном
Получение значительных мощностей ограничивается трудное:я мн
отвода тепла и изменением физических свойств GaAs при работе
на значительных мощностях.
Гибридные режимы занимают промежуточное положение ме-
жду рассмотренными доменными режимами и режимом ОНОЗ.
Они не так чувствительны к изменениям нагрузки и параметров
схемы, как режим ОНОЗ, и поэтому находят широкое применение
па пракнже.
Усилители на эффекте Ганна работают в режиме устойчивой
отрицательной проводимости на частотах, близких к проле гной
частоте при напряжении [7=^ (2,5 ... 4) Uкр. Усилители содержат
согласующие цепи и циркулятор или мост при работе на отра-
жение. Коэффициент шума усилителей па ДГ меньше, чем из
ЛПД, и равен 14 ... 18 дБ.
В настоящее время созданы усилители и генераторы па дно
дах Ганна, работающие в ДМВ, СМВ и ММВ. Их конструкции
аналогичны изображенным па рис. 7.3 и 7.7. Сферы ЖИГ ч.ш
варакторы, включенные в колебательный контур, позволяют про-
изводить перестройку рабочей частоты, осуществлять АПЧ и ча-
стотную модуляцию генерируемых колебаний. Специальные дио-
189
ды с отдельным электроном позволяют осуществлять фазовую
синхронизацию генератора.
По сравнению с ЛПД генераторы на диодах Ганна имеют
меньшие мощности, уровни шумов и питающего напряжения
(около 10 В). В дециметровом, сантиметровом и миллиметровом
диапазонах диоды Ганна отдают сотни, десятки, единицы милли-
ватт соответственно.
В технике связи области применения диодов Ганна примерно
те же, что и ЛПД. Источниками накачки ПУ, как правило, явля-
ются генераторы на ДГ благодаря меньшим шумам, чем у ГЛПД.
По этой же причине ГДГ используются как гетеродины в милли-
метровом диапазоне волн, причем на частотах выше 100 ГГц при-
меняется режим генерации на гармониках (выделение второй или
третьей гармоники частоты генерации).
Напомним, что для устойчивости режима работы ЛПД нуж-
даются в стабилизации тока смещения, а ДГ — в стабилизации
напряжения питания.
7.5. ТРАНЗИСТОРНЫЕ АВТОГЕНЕРАТОРЫ
7.5.1. АВТОГЕНЕРАТОРЫ НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
Автогенераторы — это усилители с положительной обратной
связью в режиме самовозбуждения. Автогенераторы на биполяр-
ных транзисторах работоспособны на частотах примерно до 10
ГГц. Их достоинства: сравнительно малый уровень ЧМ шумов,
хорошая стабильность работы и возможность электронной перест-
ройки коллекторным напряжением, с помощью варакторов или
ЖИГ; относительно низкое напряжение питания (до 20 ... 30 В),
высокий КПД (20... 50%) и надежность. Усилители на транзисто-
рах обеспечивают достаточную развязку между каскадами, по-
этому не требуют применения вентилей или циркуляторов.
Транзисторные автогенераторы с мощностью выхода в несколь-
ко милливатт применяются в гетеродинах приемников и измери-
тельной аппаратуре; генераторы с мощностью в несколько ватт
п более — используются в передатчиках радиорелейных станций,
фазированных антенных решеток, переносных радиостанций
И т. д.
В СВЧ-диапазоне чаще используется схема генератора с об-
щей базой, которая имеет большее усиление мощности и КПД,
работает на более высоких частотах с лучшей стабильно-
стью [29].
Наиболее удобно эквивалентные схемы генераторов СВЧ ото-
бражать в виде трехточки. В зависимости от конфигурации цепи
обратной связи различают емкостную трехточку (рис. 7.9, а,б) и
индуктивную трехточку (рис. 7.9,в). Конструктивно удобнее схе-
ма с емкостной обратной связью, так как из внешних элементов
требуется лишь индуктивность в цепи коллектора, а делитель на-
пряжения в цепи обратной связи может быть осуществлен за
190
Рис. 7.9. Упрощенные схемы автогенераторов на БТ:
а, б — емкостная трехточка; в — индуктивная трехточка
счвг паразитных емкостей транзистора коллектор — эмиттер С1
к эмиттер — база С2.
Схема на рис. 7.9,6 — это высокостабильный вариант емкост-
ной трехточки, поскольку нестабильные, зависящие от режима
рабвгы межэлектродные емкости транзистора Cl, С2 и Скб (на
рисунке не показана) включены в колебательный контур через
конденсатор С. Этим же конденсатором можно перестраивать ав-
тогенератор, однако необходимо соблюдать условие оД> (соС)"1.
Для улучшения теплоотвода, что дает возможность увеличить ге-
нерируемую мощность, коллектор транзистора обычно зазем-
ляют.
На рис. 7.10,а показана схема СВЧ-генератора на элементах
с сосредоточенными параметрами, ее эквивалентная схема соот-
ветствует рис. 7.9,6. Это схема с общей базой, собранная по ем-
костной трехточке с заземленным коллектором. На частоте 2 ГГц
отдаваемая мощность 0,6 Вт при КПД 20... 25%.
При изменении напряжения питания коллектора меняется ем-
кость запертого перехода коллектор — база, из-за чего происхо-
дит расстройка колебательной системы — электронная перест-
ройка генератора напряжением. Такая перестройка сопряжена
со значительным изменением генерируемой мощности, поэтому в
основном используется для подстройки частоты в небольших пре-
делах, например в системе АПЧ.
Если в качестве емкости С (рис. 7.10,а) использовать варак-
тор с соответствующей цепью смещения, можно получить элек-
тронную перестройку в широкой полосе частот — до октавы
Рис. 7.10. Автогенераторы иа БТ;
а — на сосредоточенных элементах, схема с общей базой и заземленным коллектором; б —
схема со стабилизирующим резонатором из инвара
191
(1... 2 ГГц). Другое преимущество перестройки варактором со-
стоит в том, что цепь управления практически не потребляет то-
ка, тогда как при перестройке коллекторным напряжением тре-
буется мощная схема управления, обеспечивающая питание кол-
лектора транзистора.
Более высокой стабильности частоты генерируемых колебаний
можно достичь, используя высокодобротпые резонаторы с малы-
ми ТКЧ. В схеме с общей базой и заземленным коллектором на
рис. 7.10,6 резонатор — отрезок коаксиальной линии из инвара
с волновым сопротивлением 75 Ом, длиной короче Х/4 — перест-
раивается емкостным винтом. В этой схеме на частоте генера-
ции около 2 ГГц достигнута относительная нестабильность
±5-10~4. Возможна электронная перестройка резонатора варак-
тором или сферой ЖИГ, но стабильность частоты при этом па-
дает.
7.5.2. АВТОГЕНЕРАТОРЫ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
Для ПТШ характерны низкое напряжение питания и высокий
КПД. По шумовым свойствам автогенераторы на ПТШ хуже ге-
нераторов на БТ, однако их рабочие частоты простираются до
100 ГГц, поэтому они получают все более широкое применение,
особенно в полупроводниковых интегральных схемах. Малое зна-
чение внутренней обратной связи Si2 современных ПТШ упроща-
ет построение на них автогенераторов — необходимая положи-
тельная обратная связь создается внешней цепью, которая до-
статочно легко рассчитывается.
Автогенераторы на ПТШ могут быть построены по схеме с
общим истоком (ОИ), общим стоком или общим затвором
(ОЗ) [29].
На рис. 7.11,а показана структурная схема автогенератора с
общим истоком. Цепь обратной связи ОС передает часть энергии
колебаний с выхода транзистора на его вход, обеспечивая само-
возбуждение. В простейшем случае это емкость, и для инверсии
напряжения ОС частотозадающий контур / в цепи затвора дол-
жен иметь индуктивную реакцию. Согласующая цепь 2, как и в
усилителе, настроена на максимум выходной мощности. Через
схемы развязки 3 подаются напряжения питания разных поляр-
ностей. Заземление истока создает оптимальные условия охлаж-
дения транзистора, поэтому выходные мощности велики: до 1 Вт
в диапазоне 10 ГГц при КПД 20... 25% и около 10 мВт на 25 ГГц
при КПД порядка единиц процентов. Однако это в 2... 4 раза
меньше, чем мощность насыщения усилителя на том же транзи-
сторе, что обусловлено трудностями одновременного обеспечения
фазовых и амплитудных условий самовозбуждения. Генераторы с
общим истоком имеют небольшую полосу перестройки, ее расши-
рение сдерживается конструктивным оформлением цепи обратной
связи.
192
Рис. 7.11. Структурные схемы автогенераторов на ПТШ:
а — схема с общим истоком; б —схема с общим стоком, перевернутое включение транзи-
стора; в —схема с общим затвором; / — частотозадающий контур;2 — согласующая цепь;
3 — схема развязки в цепи смещения
В схеме с общим стоком (рис. 7.11,6) применяют переверну-
тое включение транзистора — сток заземлен, поэтому условия
охлаждения хорошие, КПД и выходная мощность высокие. Ма-
лое значение индуктивности общего электрода повышает стабиль-
ность работы схемы, уменьшает возможность генерации НЧ пара-
зитных колебаний. Поскольку такая схема не инвертирует напря-
жение, внутренняя обратная связь с истока на затвор получа-
ется положительной в широком диапазоне настройки частоты,
значение которой определяется частотозадающим контуром 1 в
цепи затвора. Выходной импеданс мало влияет на частоту гене-
рации, и согласующую цепь 2 выбирают из условия максимума
выходной мощности. На исток и затвор подают отрицательное на-
пряжение от однополярного источника или применяют автосмеще-
пие затвора за счет тока истока, подаваемого с резистора Rn че-
рез развязывающую цепь 3, как показано на рис. 7.11,6.
В схеме с общим затвором (рис. 7.11,в) обратная связь соз-
дается включением индуктивности Lac в цепь затвора. Для обес-
печения фазового условия самовозбуждения — инверсии напря-
жения ОС — цепь истока / должна иметь емкостной характер, по-
этому исток заземлить нельзя, Сток, как выходной электрод, так-
же не заземлен, условия охлаждения транзистора плохие, отда-
ваемые мощности примерно на порядок меньше, чем для усили-
телей на тех же транзисторах. Преимущества схемы с ОЗ — ее
большая широкодиапазонность и малые уровни ЧМ шумов, осо-
бенно при использовании малошумящих транзисторов с корот-
ким затвором. Питание схемы может осуществляться двухполяр-
ным источником через развязывающие цепи 3 или одним источ-
7—57 193
ником с автосмещением затвора за счет резистора, включенного
в цепь истока.
Схемы автогенераторов можно разделить на перестраиваемые
по частоте и неперестраиваемые. Последние могут быть без ста-
билизации частоты с (низкодобротной колебательной системой),
со стабилизацией (с помощью высокодобротных объемных резо-
наторов, ДР, резонаторов на ПАВ или специальных схем АПЧ—
ФАПЧ) и синхронизированы внешними высокостабильными коле-
баниями.
Для автогенераторов на ПТШ наибольший интерес представ-
ляет стабилизация диэлектрическими резонаторами, которые
благодаря небольшим массогабаритным показателям легко тер-
мостатировать, получая нестабильность частоты до 10~в.
В работе [50] описан монолитный гетеродин приемника непо-
средственного спутникового телевизионного вещания, собранный
по схеме ОИ (рис. 7.12) с включением в частотозадающую цепь
затвора ДР, связанного с 50-омной МПЛ на поликоровой под-
ложке, на которой смонтирован полупроводниковый кристалл раз-
мером 1,5X1,5 мм, включающий ПТШ и остальную часть схемы.
Обратная связь осуществляется за счет емкости Сое в цепи исто-
ка. Автосмещение на затвор подается с резистора 7?и, включенно-
го последовательно с развязывающей индуктивностью в виде чет-
вертьволнового отрезка 100-омной линии. Цепь затвора нагруже-
на согласованной нагрузкой — стабилизирующим резистором
/?ст — для подавления генерации побочных колебаний и стабили-
зации режима работы. При нагруженной добротности ДР около
1000 на частоте 10,67 ГГц (собственная добротность равна 4700)
и ТКЧ керамики ±6-10“6 К-1 гетеродин имел температурную не-
стабильность 10-бК-1. В нем работал ПТШ с затвором 1Х
Х300 мкм, отдавая 10 мВт колебательной мощности при токе
стока 20 мА.
Использование термокомпенсированного ДР из двух дисков ,
циркониевой керамики с разными знаками ТКЧ позволяет сни-
зить температурную нестабильность автогенератора без термости-
рования до 10-7 К-1 [51], что сравнимо с системой кварцевый
генератор — умножители частоты и превосходит ее по простоте
схемы, чистоте спектра, габаритным размерам, энергопотребле-
нию, надежности и дешевизне.
Генератор представляет собой
гибридную интегральную схе-
му на поликоровой подложке
размером 25X12,5 мм с ДР в
цепи ОС от стока на затвор. 1
Пятью генераторами, отличаю-
щимися лишь размерами ДР,
перекрывается диапазон 9...
... 14 ГГц.при механической пе-
рестройке на 1 ... 1,5 ГГц. В
этих генераторах ПТШ с за-
Рис. 7.12. Структурная схема высокоста-
бильного гетеродина с ДР в цепи затво-
ра (общий исток)
194
твором 0,8X400 мкм отдает от 70 до 10 мВт мощности, потребляя
50 мА при напряжении 6 В.
Стабилизируемые с помощью ДР автогенераторы перестраива-
ют механически в пределах до ±5% путем изменения зазора ме-
жду ДР и металлическим винтом.
Электронную подстройку генератора на ПТШ в небольших
пределах (до одного процента) можно осуществить изменением
отрицательного смещения на затворе, при этом подстройка близ-
ка к линейной, поскольку вольт-фарадная характеристика нели-
нейной емкости затвора на барьер Шотки квадратична.
Перестраиваемые варакторами генераторы на ПТШ компакт-
ны, экономичны, полоса их перестройки достигает 40 ...50%. В
[52] исследованы генераторы диапазона 8... 12 ГГц, в которых
был использован мощный ПТШ (/3 = 1 мкм, П73 = 1,2 мм), разви-
вающий в усилителе 0,5 Вт на частоте 9 ГГц при КР=5... 6 дБ.
В схеме с общим стоком варактор включали в выходной кон-
тур: достигнут диапазон электронной перестройки 8... 11,5 ГГц
при мощности генерации 210... 100 мВт (т]«17%). Если варак-
тор включен ’в контур затвора, диапазон перестройки равен
8,2... 13,2 ГГц, но мощность падает до 100... 50 мВт. Недостатка-
ми перестраиваемых варактором генераторов являются замет-
ная нелинейность перестроечной характеристики и сравнитель-
но большой уровень AM и ЧМ шумов из-за относительно низкой
(около сотни) добротности варакторов.
Наибольшие пределы электронной перестройки достигаются в
генераторах с резонаторами на монокристалле феррита в виде
сферы ЖИГ. Обычно используется широкополосная схема гене-
ратора с ОЗ, сфера охватывается петлей или полупетлей провод-
ника в цепи истока (рис. 7.13,а) и выполняет функции частото-
задающего контура. Схема помещена в зазор электромагнита
(рис. 7.13,6), создающего однородное магнитное поле Но в рай-
оне сферы, соответствующее требуемой частоте генерации [г=
= уоНо (уо~0,0352 МГц-А-1-м-1). Благодаря большой добротно-
сти сферы ЖИГ (до 8 ... 10 тыс.) ЧМ шумы генераторов малы,
лучше, чем у ГДГ. Для расширения полосы перестройки д0 ок-
тавы или более включают дополнительную обратную связь со
стока па исток — индуктивность Лдоп на рис. 7.13,а. С целью по-
Рис. 7.13. Автогенератор, перестраиваемый сферой ЖИГ (общий затвор);
а — схема; б — фрагмент конструкции
7* 195
Полюс
злектромаанита
вышения скорости перестройки до сотен килогерц с девиацией ча-
стоты до 50... 100 МГц, например для осуществления ЧМ вбли-
зи сферы ЖИГ па подложке помещают дополнительную микро-
полосковую плоскую спиральную катушку малой индуктивности.
Транзисторные генераторы на ЖИГ-резонаторах имеют высокую
линейность перестройки (нелинейность до ±0,05%), типичное
значение мощности генерации 5... 20 мВт. Они широко приме-
няются в гетеродинах панорамных приемников, синтезаторах ча-
стоты и свип-генераторах диапазона 2 ... 20 ГГц.
По сравнению с ПТШ отдаваемая ДЗПТШ (полевыми тетро-
дами) мощность при такой же ширине затвора меньше, поэтому
они не получили широкого применения в генераторах. Благодаря
наличию второго затвора их рационально использовать в гене-
раторах с повышенной стабильностью частоты (за счет большей
развязки частотозадающей цепи от нагрузки), в импульсных ав-
тогенераторах (подавая модулирующее напряжение па второй
затвор). Интересно их применение в многофункциональных (ком-
бинированных) схемах: в смесителях со встроенным гетеродином
(см. п. 4.2.7, рис. 4.33) и в совмещенном генераторе-умножителе
(osciplier), когда первый транзистор работает как перестраива-
емый варактором автогенератор, а второй транзистор — как ум-
ножитель частоты.
В заключение отметим особенности расчета мощных генерато-
ров на ПТШ. Поскольку стандартная автоматизированная изме-
рительная аппаратура позволяет производить измерения лишь
малосигнальных S-параметров транзисторов, а для расчетов нуж-
ны их значения при большом сигнале, в простейшем случае по-
ступают так: основываясь на опыте, что коэффициенты Sn, Si2 и
S22 ПТШ практически мало зависят от амплитуды, по измерен-
ным малосигнальным S-параметрам с помощью расчетной опти-
мизирующей программы на ЭВМ определяют значения элементов
эквивалентной схемы ПТШ и, увеличивая шагами амплитуду сиг-
нала на входе, по изменившимся от амплитуды сигнала парамет-
рам эквивалентной схемы находят новое значение S2i коэффици-
ента прямой 'передачи и коэффициента усиления Кр. Процедуру
продолжают до начала падения Кр, что свидетельствует о насыще-
нии транзистора, и фиксируют значение S2b как оптимальное. За-
тем по соответствующим ему параметрам эквивалентной схемы
находят значения элементов согласующих цепей и цепи обратной
связи.
7.6. ТРАНЗИСТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
7.6.1. УСИЛИТЕЛИ НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
Мощные усилители применяют в умножителях частоты, кас-
кадах радиопередающих устройств на частотах до 5...8 ГГц. Их
строят по схеме с общей базой в основном на кремниевых БТ,
которые подробно рассмотрены в § 3.3.
196
Для повышения выходной мощности БТ работают с отсечкой
коллекторного тока в сочетании с критическим или перенапря-
женным режимом. Вопросы расчета и проектирования мощных
усилителей в нелинейном режиме большого сигнала рассмотрены,
например, в [3]. Главные проблемы, возникающие при разработ-
ке усилителей — это охлаждение приборов, их согласование по
входу и выходу с линиями передачи, сложение выходных мощно-
стей нескольких приборов.
Выходные мощности одиночных БТ благодаря улучшению теплоотвода,
параллельному включению нескольких многоэмнттерных структур и примене-
нию цепей внутреннего согласования (см. рис. 3.13), достигают десятков ватт
на частоте 1 ... 2 ГГц и единиц ватт в диапазоне 5 ... 6 ГГц при t)=50... 30%.
Но этого оказывается недостаточно, и в усилителях применяют различные схе-
мы сложения мощностей. Особенно удобен для включения в балансные схемы
на мостах специально разработанный сдвоенный (балансный) транзистор с
двумя входами и выходами, содержащий две идентичные мощные транзистор-
ные структуры, изготовленные на одном кристалле, и обеспечивающий на ча-
стоте 1 ГГц РВых=75 Вт при Кр» 8 дБ.
Известны усилители класса С диапазона 2,7 ...3,2 ГГц с усилением 8 дБ и
7’вых = 40 Вт при г] = 42%, диапазона 4,4...5 ГГц на выходную мощность 5 Вт
с усилением 7 дБ и т]«30% [53]. Там же описан линейный усилитель диапа-
зона 2,2... 2,3 ГГц с РВых = 20 Вт и /Ср = 40 дБ, в: выходных каскадах которо-
го использованы транзисторы, отдающие в классе А 6 Вт колебательной мощ-
ности при Кр=6,5 дБ.
К недостаткам усилителей мощности на БТ можно отнести ог-
раниченный частотный диапазон работы (обычно не более
7... 8 ГГц), большие нелинейные искажения сигнала, нестабиль-
ность режима и возбуждение побочных колебаний в основном из-
за эффекта параметрической генерации и умножения частоты на
нелинейной емкости перехода коллектор — база.
7.6.2. УСИЛИТЕЛИ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
Применение ПТШ вместо БТ в мощных усилителях дает сле-
дующие преимущества: повышение частотного диапазона до
60... 90 ГГц; близкую к идеальной линейность амплитудной ха-
рактеристики, что гарантирует малые интермодуляционные иска-
жения; хорошую стабильность ФЧХ и малое паразитное преоб-
разование АМ/ФМ; более устойчивую работу благодаря меньшей
внутренней^ обратной связи и независимости выходной емкости
транзистора от амплитуды; возможность изготовления усилителя
совместно с ПТШ в едином технологическом цикле на одной под-
ложке.
На основе ПТШ созданы высокочастотные линейные усилите-
ли, сверхширокополосные монолитные с полосой от октавы до
двух декад (стократное перекрытие по частоте), усилители с
большой глубиной АРУ на полевых тетродах. Усилители на ПТШ
вытесняют маломощные (до 10 Вт) ЛБВ в БР ИСЗ благодаря
197
преимуществам по надежности, сроку службы, массогабаритным
показателям (нет необходимости в высоковольтном источнике),
хорошей линейности АЧХ и ФЧХ. Специфика расчета усилите-
лей на ПТШ, работающих в режиме большого сигнала, анало-
гична расчету генераторов и отмечена \в конце § 7.5.
В § 3.4 рассмотрены современные ПТШ н нх основные параметры; у луч-
ших приборов максимальная выходная мощность 10 Вт на частоте 10 ГГц и
более одного ватта на 20 ГГц при г]«20% (см. рнс. 3.20). Однако во многих
применениях этого оказывается недостаточно, н широко используют схемы сло-
жения мощностей отдельных усилителей или транзисторов. Так, применение
простейших синфазных двух- и трехканальных кольцевых делителей мощно-
сти позволило в одном корпусе транзистора сложить колебания шести струк-
тур с шириной затвора 600 мкм каждая; при сумме их мощностей 4,2 Вт по-
лучена на выходе суммарная мощность 2,3 Вт на частоте 15 ГГц при общем
усилении 6 дБ и КПД 24% [54].
Высокие энергетические показатели достигнуты при сложении (разделе-
нии) мощностей с помощью возбуждаемой штырем в центре радиальной линии,
работающей на колебаниях типа Дою или £020 и связанной расположенными
по окружности восемью штырями с усилителями. На частоте 6 ГГц в полосе
600 МГц получено 80 Вт суммированием мощности восьми модулей при КПД
сумматора 85% [55]. Каждый модуль состоит из циркулятора, усилителя на
транзисторе мощностью 5 Вт и балансного каскада на двух ПТШ мощностью
6 Вт (РВЫх«12 Вт). На подобной радиальной линии в диапазоне 17,9...
19,1 ГГц суммированием мощностей восьми модулей получено 8 Вт для бор-
тового передатчика спутника связи [56] при общем усилении 39 дБ с неравно-
мерностью АЧХ ±0,25 дБ.
Представляют интерес широкополосные усилители на ПТШ. Трехкаскад-
ная балансная гибридная интегральная схема в диапазоне 7... 15 ГГц отдает
1 Вт мощности при усилении не менее 10 дБ [57].
Четырехкаскадный монолитный усилитель диапазона 8... 12 ГГц с мощ-
ным транзистором в выходном каскаде (L3=0,7 мкм, №3 = 6400 мкм) обес-
печивает Рвых = 3 Вт при ДР«18 дБ [58]. Заметим, что в монолитных схе-
мах наиболее остро стоит проблема теплоотвода, которая для транзисторов
может быть частично решена охлажденйем заземляемых площадок соедине-
нием нх с металлическим основанием схемы через небольшие отверстия в
GaAs-подложке (см. рис. 3.19) [16].
В двухкаскадном монолитном сверхширокополосном усилителе на ПТШ
с затвором 1X800 мкм получено усиление (5±1) дБ в полосе 0,35... 14 ГГц
при РаЫх«20 мВт [40]. Такое сверхшнрокополосвое усиление достигнуто
включением между стоком и затвором 7?Д-цепочкн обратной связи, которая
компенсирует рост усиления транзистора с понижением частоты.
Полевые тетроды при той же ширине затвора отдают несколько меньшие
мощности, чем ПТШ, но усилители на них имеют большое преимущество —
возможность глубокой АРУ по второму затвору без искажений сигнала. Так,
ДЗПТШ с П-затвором 0,5X1 200 мкм на частоте 10 ГГц отдает 1,1 Вт мощно-
сти при усилении более 10 дБ н т] = 31%, обеспечивая динамический диапазон
АРУ в 45 дБ с изменением фазы сигнала ±2° на первые 10 дБ снижения
усиления [59].
198
В заключение приведем
зависимости максимальной
выходной мощности в непре-
рывном режиме лучших об-
разцов усилителей различ-
ных типов от частоты (рис.
7.14). Подчернем, что такие
высокие уровни мощности
достигнуты применением то-
го или иного способа сложе-
ния мощностей отдельных
приборов. Из графиков вид-
но, что в миллиметровом
диапазоне до частот 100...
... 150 ГГц лидируют диод-
ные усилители, которые ис-
0,5 1 2 3 5 810 2030 5070100 f, ГГц
Рис. 7.14. Зависимости максимально дости-
жимых мощностей в непрерывном режиме
от частоты
пользуются в режиме синхронизированных генераторов для по-
лучения большей мощности и снижения уровня шумов. Это преж-
де всего усилители на ЛПД, затем усилители на диодах Ганна
из фосфида индия и арсенида галлия. Коэффициент шума УЛПД
20 ...30 дБ, УДГ менее 20 дБ, наименьший у УДГ из InP. В диапа-
зоне 8... 30 ГГц большие мощности рационально получать от уси-
лителей на ПТШ, шумы которых могут быть меньше, чем у дио-
дов Ганна. Усилители на кремниевых БТ занимают нижний уча-
сток диапазона СВЧ.
7.7. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ
7.7.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
УМНОЖИТЕЛЯХ ЧАСТОТЫ
Передатчики и гетеродины приемников систем связи на СВЧ
имеют относительную нестабильность частоты (см. § 9.1)
10~7 ... 10~6, что обеспечивается использованием высокостабиль-
ных задающих кварцевых генераторов, работающих на частотах
1 ... 100 МГц с последующим умножением этих частот в сотни раз.
Умножение частоты широко применяется также в измерительной
технике (гетеродинные волномеры), для получения больших значе-
ний частоты накачки и в других целях.
Все умножители частоты можно разбить на две группы. Прин-
цип работы устройств первой группы заключается в синхрониза-
ции высокостабильными колебаниями частоты fi автогенератора,
работающего на частоте nfi. Эта синхронизация на гармонике
входной частоты осуществляется захватыванием частоты или с
помощью схем фазовой автоподстройки (см. § 4.1, 7.1 и 9.1).
Принцип работы умножителей частоты второй группы заключа-
ется в искажении формы синусоидального входного сигнала не-
линейным элементом с последующим выделением колебаний нуж-
' 199
ной гармоники резонансными системами. Здесь ограничимся рас-
смотрением умножителей частоты только второй группы.
Работа диодных умножителей основана на использовании не-
линейного активного сопротивления (точечные, р-п и туннельные
диоды) или нелинейной емкости (варакторы и диоды с накопле-
нием заряда). Диоды Ганна и ЛПД в качестве умножителей не
используют из-за низкого КПД. Однако выходные цепи автоге-
нераторов на ДГ или ЛПД могут быть настроены на гармоники
генерируемых колебаний для их выделения (см. § 7.3 и 7.4).
В умножителях на транзисторах используется их нелинейное
сопротивление, а на биполярных транзисторах также нелинейная
емкость перехода база — коллектор. Резонансными системами ум-
ножителей частоты служат коаксиальные, спиральные, полоско-
вые и волноводные резонаторы.
Параметрами умножителей частоты являются: выходная мощ-
ность Рп требуемой n-й гармоники; коэффициент полезного дей-
ствия, равный отношению мощности Рп к мощности Pi первой
гармоники, поступающей на вход умножителя (г|=Pn/Pi); рабо-
чая полоса частот; уровень подавления побочных колебаний
£=10 1g Pn/Pfi, где Pfi — мощность побочной k-vi гармоники на
выходе умножителя. (В большинстве случаев требуется, чтобы
значение £ составляло несколько десятков децибел.); нестабиль-
ность фазы выходных колебаний.
Укажем, что нестабильность фазы колебаний на выходе обу-
словливается двумя группами причин. К первой относятся при-
чины, связанные с флуктуационными процессами в самом умно-
жителе: дробовые и тепловые шумы, фликкер-шумы. Вторая груп-
па причин связана с воздействием внешних условий; влажностью
и температурой, нестабильностью источников питания и частоты
задающего генератора.
7.7.2. УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ НА ДИОДАХ
С НЕЛИНЕЙНЫМ АКТИВНЫМ СОПРОТИВЛЕНИЕМ
При подаче переменного напряжения на точечный диод, на-
пример детекторный или смесительный, вольт-амперная харак-
теирстика которого может быть аппроксимирована ломаной ли-
Рнс. 7.15. Графики, поясняющие работу
умножителей с отсечкой тока
ниеи, во внешней цепи диода
вследствие отсечки возникают
ймпульсы тока косинусоидаль-
ной формы (рис. 7.15) с бога-
тым спектром. Гармонический
анализ этих импульсов пока-
зывает, что амплитуда га-й гар-
моники будет максимальна при
угле отсечки 0я=:12О7п. При
больших кратностях умноже-
ния п получению оптимальных
углов отсечки препятствуют
200
пробой диода при больших значениях амплитуды колебаний и
напряжений смещения, необходимых для получения малых углов
отсечки.
Достоинства такого умножителя — простота конструкции, воз-
можность работы без источника смещения и получения гармоник
высоких порядков, вплоть до миллиметрового диапазона. Недо-
статки — малые выходная мощность (доли милливатта) и КПД.
Теоретически доказано, что вследствие потерь, обусловленных
протеканием тока через активное сопротивление диода г*+г, до-
стигающее десятков ом, КПД резистивного умножителя не Может
превысить величину 1/п2, т. е. т] = Рп/Р1^ \1п2. Практически реа-
лизуемые КПД оказываются еще меньше. Ориентировочно ре-
альные потери умножителя в дБ, оцениваются с помощью выра-
жения L= 101gPi/Pn«6n,
Конструктивно резистивные умножители частоты сходны с де-
текторными головками (рис. 4.2—4.4), у которых удалена ем-
кость, закорачивающая высокочастотные составляющие тока, и
добавлены входной и выходной фильтры.
Утроитель на ДБШ с критической частотой перехода fc(0)«
«4000 ГГц при Pi = 80 мВт отдавал на выходной частоте в по-
лосе 200... 290 ГГц мощность около двух милливатт [60].
При Pi = 30 мВт, fi = 150 ГГц умножитель гибридной интег-
ральной конструкции, с выходом на запредельном волноводе в
качестве ФНЧ в режиме удвоения отдавал 5 мВт, а в режиме ут-
роения— около 0,5 мВт [61]. В умножителе использовался бес-
корпусный ДБШ с критической частотой 6000 ГГц.
Преимуществами умножителей на базе синхронизируемого
туннельного генератора по сравнению с резистивными являются:
больший уровень выходной мощности, примерно равный мощнос-
ти этого генератора в автономном режиме и достигающий единиц
милливатт; больший КПД умножения (до 10% при умножении
на 10); лучшая чистота спектра. Основной недостаток этих ум-
ножителей — наличие на выходе нестабильных колебаний при
пропадании входного синхронизирующего сигнала.
7.7.3. ВАРАКТОРНЫЕ УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Умножение частоты с помощью варактора осуществляется за
счет искажения формы тока (напряжения) нелинейной емкостью
запертого р-п перехода при подаче на него гармонического на-
пряжения (тока) и выделения требуемой гармоники резонансной
системой. Возможность такого умножения вытекает, например, из
известного выражения i=dq/dt=d[C(u)u]/dt, поскольку эта про-
изводная при нелинейном характере С (и) (см. рис. 3.3) уже не
будет гармонической, в спектре тока появляются высшие гармо-
ники— см. (6.12).
Из второго уравнения (6.14) следует, что если на варактор
подаются колебания только частоты накачки fi(Pi = O, т = 0), то
P2/f2 =—nP^/nfi. Отсюда видно, что Р3<0, следовательно, варак-
201
тор отдает мощность во внешнюю цепь на частоте nf%, и что
|Рз/Р2| = 1, т. е. КПД идеального варакторного умножителя со-
ставляет 100%.
Наличие потерь в реальном диоде (сопротивление rs) и не-
полное согласование со входной и выходной цепями приводит к
снижению КПД. Обычно варакторы в умножителях частоты рабо-
тают в режиме частичного отпирания. Инжекция неоснов-
ных носителей в р-п переход и их рассасывание в отрицатель-
ный полупериод соответствуют появлению диффузионной емкости,
значение и степень нелинейности которой значительно больше,
чем барьерной. Это обеспечивает высокий КПД умножения в де-
циметровом и сантиметровом диапазонах: для удвоителей часто-
ты до 60... 80%, утроителей до 50... 60%, учетверителей до
30... 40%.•
С ростом частоты эффективность умножителей падает: КПД
при удвоении частот 40... 50 ГГЦ не превышает 20%, а при их
утроении менее 10%. Для увеличения выходной мощности в
этом случае используются усилители на диодах Ганна или ЛПД.
Различают две схемы варакторных умножителей частоты: па-
раллельную и последовательную (рис. 7.16), контуры LiCi и
LnCn которых настроены соответственно на первую и п-ю гар-
моники.
В параллельной схеме умножителя синусоидальный ток, про-
текая через нелинейную емкость, создает на ней несинусоидаль-
ное напряжение. Контур LnCn имеет малое сопротивление для
тока n-й гармоники, поэтому напряжение частоты nfi выделяется
на сопротивлении нагрузки. Достоинством параллельной схемы
является сравнительно простая возможность компенсации вред-
ного влияния индуктивности вводов. Соединяя анод диода непо-
средственно с корпусом, можно также улучшить теплоотвод, что
позволяет работать при более высокой входной мощности и по-
лучать большую выходную. При этом возрастает КПД, так как
нелинейная характеристика емкости используется полностью и,
кроме того, в параллельной схеме через сопротивление rs диода
протекают токи значительной амплитуды только двух- частот
fi и nfi.
В последовательной схеме синусоидальное напряжение входно-
го контура, приложенное к нелинейной емкости, вызывает проте-
кание через нес несинусоидального тока. За счет этого тока на
a) V
Рис. 7.16. Эквивалентные схемы параметрических умножителей частоты:
а — параллельная; б — последовательная
202
контуре LnCn и на нагрузке RK создается падение напряжения
частоты nfi. Эффективность такого умножителя ниже из-за худ-
шего охлаждения диода (его нельзя заземлить) и больших по-
терь мощности в сопротивлении rs, так как через диод протекают
токи всех гармоник.
Если в умножителе на рис. 7.16,а использован диод с резким
р-п переходом, то получить умножение больше чем на два практи-
чески невозможно, поскольку вольт-кулоновская характеристика
емкости диода представляет собой параболу второго порядка.
Для получения n-й гармоники третьего порядка и выше парал-
лельно диоду с резким р-п переходом включают холостые после-
довательные контуры (или только индуктивность L, как показано
штриховой линией на рисунке), которые обеспечивают прохожде-
ние через диод токов (п—1)-й и других низших гармоник. КПД
умножителя заметно возрастает, что можно объяснить получени-
ем, например, третьей гармоники не только непосредственным ум-
ножением, но и смешением первой и второй гармоник на нели-
нейной емкости. Однако подключение холостых контуров умень-
шает широкополосность умножителя частоты.
Полоса пропускания варакторного умножителя составляет не-
сколько процентов от рабочей частоты (даже удвоителя). Умно-
житель с холостыми контурами имеет полосу менее 1%.
Для генерирования гармоник большой мощности могут ис-
пользоваться составные варакторы — см. п. 3.2.3.
Для работы в режиме частичного отпирания разработаны спе-
циальные диоды'—с накоплением заряда, принцип действия ко-
торых рассмотрен в § 3.2. Это — сравнительно мощные приборы.
При коэффициенте умножения п = 2... 3 схемы с ДНЗ и обычны-
ми варакторами имеют примерно одинаковый КПД. При п = 4...5
КПД умножителей с ДНЗ значительно выше, чем у варакторных.
Применение ДНЗ позволяет также создавать простые по конст-
рукции умножители частоты высокой кратности (n^lOO) с вы-
ходной мощностью не менее 10-8 Вт.
Имеются сведения о работе варакторных умножителей в диа-
пазоне миллиметровых — субмиллиметровых волн [62]. При вход-
ной мощности Л = 30 мВт утроитель отдавал более милливатта в
диапазоне f3 = 200... 280 ГГц. Другой утроитель на частотах /з =
260... 340 ГГц отдавал до милливатта при той же входной мощно-
сти.
Недостатком варакторных умножителей является возможность
параметрической генерации паразитных колебаний на частотах,
близких к выходной, а также резкая зависимость КПД от вход-
ной мощности. Последнее объясняется зависимостью среднего
значения нелинейной емкости от переменного напряжения на ней,
что приводит к расстройке контуров, настроенных при определен-
ном уровне мощности. Для повышения стабильности работы ум-
ножителей используют автосмещение, производят тщательное со-
гласование каскадов, включают между ними фильтры, вентили
или циркуляторы.
203
7.7.4. ТРАНЗИСТОРНЫЕ УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ.
ТРАНЗИСТОРНО-ВАРАКТОРНЫЕ УМНОЖИТЕЛЬНЫЕ
ЦЕПОЧКИ
Умножители на биполярных транзисторах. Работают с отсеч-
кой коллекторного тока. Схема умножителя на БТ отличается от
схемы усилителя тем, что коллекторная выходная цепь настраи-
вается на требуемую n-ю гармонику. Вследствие опасности про-
боя участка эмиттер — база при больших напряжениях входного
сигнала не всегда удается реализовать оптимальное значение уг-
ла отсечки (0=12О°/п) для больших кратностей умножения. По-
этому величина п в умножителях на БТ обычно не превышает
3... 4. Выходные резонансные системы подавляют побочные со-
ставляющие по отношению к полезной гармонике на 30... 40 дБ.
Преимущество умножителей на БТ по сравнению с диодными
заключается в том, что вход и выход в них развязаны и нет не-
обходимости использовать вентили или циркуляторы для развяз-
ки каскадов. Кроме того, при малых п умножители на БТ дают
усиление в несколько' децибел. Основные недостатки транзистор-
ных умножителей — малый электронный КПД и большая инер-
ционность процессов, что позволяет использовать их на частотах,
не превышающих 0,1 fr транзистора, а также опасность парамет-
рической генерации на емкости коллектор — база.
Транзисторно-параметрический умножитель. В нем БТ ис-
пользуется не только как усилитель мощности входного сигнала,
но и как умножитель частоты на нелинейной емкости р-п перехо-
да коллектор — база по схеме параллельного типа. Благодаря
этому выходная частота может превышать fr транзистора в
2... 3 раза. Образованию n-й гармоники способствует нелинейный
характер ВАХ транзистора. Однако транзисторно-параметричес-
кие умножители весьма сложны в настройке из-за опасности воз-
буждения паразитных колебаний.
Умножители на полевых транзисторах. Имеют ряд преиму-
ществ: частотный предел возрастает от единиц до десятков гига-
герц; повышается устойчивость работы благодаря более высокой
развязке в ПТШ входа и выхода, а также отсутствию модулиру-
емой емкости на выходе, приводящей к параметрическим эффек-
там.
Обычно в умножителе ПТШ включают по схеме с общим ис-
током, режим по постоянному току выбирают близким к отсечке
тока (£7ЗИ «—2 ... —4 В), напряжение на стоке понижают до
1 ... 3 В. В умножителе на два при /ВЫх«8 ГГц получено РВЫх«
« 10 мВт с усилением около 3 дБ [63].
Более перспективно применение в умножителях двухзатворных
ПТШ. Первый транзистор тетрода в линейном режиме усиливает
входные колебания и подает их на исток второго, включенного
по схеме с общим затвором. Для ДЗПТШ с fmax = 30 ГГц при
Рвх=1 мВт в режиме удвоения частоты (9x2=18 ГГц) получено
усиление 4 дБ, а в режиме утроения (6X3=18 ГГц)—ослабле-
204
ние на 2 дБ [63]. При увеличении входной мощности на 10 дБ
КПД умножения падает на 5 ... 6 дБ.
Транзисторно-варакторные умножительные цепочки. Находят
применение при больших значениях коэффициента умножения.
Транзисторы в этих цепочках осуществляют усиление сигнала и
умножение частоты до некоторого промежуточного значения. Вы-
ходные умножительные каскады являются, как правило, удвои-
телями на варакторах. Последнее обусловлено тем, что выход-
ная мощность транзистора уменьшается на высоких частотах про-
порционально 1/f2, т. е. на 6 дБ/октава, а потери мощности при
удвоении частоты на варакторе не превышают 3 дБ. ДНЗ в
последнем каскаде могут 'обеспечивать умножение в 4 ... 6 раз.
Учитывая, что чередование усилительных и умножительных
каскадов повышает устойчивость работы цепочки, подбирают та-
кой порядок их следования, который обеспечивает получение мак-
симального КПД при минимальном числе элементов.
Коэффициенты умножения отдельных каскадов выбирают ис-
ходя из параметров имеющихся транзисторов и варакторов, необ-
ходимого уровня выходной мощности и требований к габаритным
размерам и массе устройства. При малых коэффициентах умно-
жения отдельных каскадов увеличиваются размеры, сложность
настройки умножителя в целом. При больших — уменьшается вы-
ходная мощность варактора, усложняется настройка отдельных
каскадов, труднее обеспечивается устойчивость умножителя и по-
давляются паразитные составляющие в спектре колебаний.
В качестве фильтрующих и согласующих элементов в цепочках
используются четвертьволновые шлейфы, фильтры верхних и
нижних частот, многозвенные полосовые и режекториые фильтры.
Включение между каскадами развязывающих ферритовых венти-
лей (циркуляторов) повышает стабильность работы умножите-
лей.
Для примера приведем типичные структурные схемы усили-
тельно-умножительных транзисторно-варакторных цепочек [13].
На рис. 7.17,а показан гетеродинный тракт приемника радиоре-
лейной станции диапазона 4 ГГц, в.котором термостабилизиро-
ванный задающий кварцевый генератор на 125 МГц обеспечивает
Рис. 7.17. Транзисторно-варакторные умножительные цепочки:
а — в гетеродинном тракте приемника радиорелейной станции; б — в гетеродинном тракте
передатчика
205
нестабильность частоты 2-Ю-6. Первый удвоитель и усилители
выполнены на транзисторах, далее следует двухкаскадный варак-
торный умножитель на 16. Уровень мощности гетеродина регули-
руется аттенюатором. Гетеродинный тракт полупроводникового
передатчика (рис. 7.17,6) имеет подобную структуру, однако не-
обходимость получения большой мощности (РВых = 3 Вт) застави-
ла применить мощный ТрУ на 25 Вт, а в варакторном умножите-
ле отказаться от учетверителей, имеющих меньший по сравне-
нию с удвоителями КПД.
Недостатком второй схемы является громоздкость и низкий
общий КПД (3%). Более эффективным было бы применение син-
хронизации или АПЧ мощного генератора СВЧ, работающего на
выходной частоте, колебаниями, полученными умножением при
малых уровнях мощности или применением для стабилизации ча-
стоты на СВЧ диэлектрических резонаторов (см. ш 7.5.2).
Глава 8
ПЕРСПЕКТИВНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ
ТВЕРДОТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ СВЧ
8.1. ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА НАПРАВЛЕНИЙ РАЗВИТИЯ
ЭЛЕМЕНТНОЙ БАЗЫ ТВЕРДОТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ
Дальнейшее улучшение характеристик и параметров ТТУ
СВЧ возможно только на основе использования всех достиже-
ний быстроразвивающейся полупроводниковой и функциональной
электроники СВЧ. Достижения полупроводниковой электроники
связаны с улучшением частотных и шумовых свойств дискретных
приборов, особенно транзисторов.
Как показано в п.3.3.2, инерционность процессов накопления-
рассасывания неосновных носителей в базе БТ и конечное вре-
мя пролета электронов ограничивает их fmax— см. (3.13) и (3.15).
Поэтому в разрабатываемых приборах используются только ос-
новные носители (электроны) и их баллистический ' перенос —
движение практически без столкновений с кристаллической ре-
шеткой полупроводника на расстоянии меньше длины свободного
пробега электрона Ze»0,2 ... 0,3 мкм со скоростью, в 2 ... 3 раза
большей дрейфовой, при ускоряющем поле около 1 МВ/м; такие
электроны называют горячими.
Повышение fmax ПТШ — см (3.17) — также требует увеличе-
ния скорости электронов, что реализуется в приборах на основе
многослойной структуры, в которой имеет место высокая под-
вижность электронов и их баллистический перенос [16]. Значи-
тельного уменьшения длины затвора достигают в приборах с вер-
тикальной структурой. Ожидается, что меньшими шумами будут
обладать ПТШ на InGaAs и InGaAsP.
206
Наряду с указанными конструкторско-технологическими ре-
шениями продолжается поиск и исоследование новых материалов,
физических эффектов и явлений (таких, например, как геликон-
ные волны), повышающих эффективность приборов.
Перспективны приборы с гетеропереходами, образующимися
на границе раздела двух полупроводников, имеющих различные
по ширине запрещенные зоны. Гетеропереходы позволяют, на-
пример, существенно повысить КПД и частотную границу рабо-
ты прибора.
Многослойная полупроводниковая гетероструктура с толщиной
слоев порядка 0,01 мкм, гораздо меньшей, чем толщина р-п пе-
рехода, имеет вдоль нормали к поверхности слоев изменяющийся
потенциал, накладывающийся на потенциал кристаллической ре-
шетки полупроводника. Отношение периодов изменения указанных
потенциалов лежит в пределах от 20 до 30. Такая полупроводни-
ковая структура, называемая сверхрешеткой, имеет ряд свойств,
которыми не обладают полупроводниковые материалы отдельных
слоев. Повышение частотного предела работы приборов позволит
осуществить цифровую обработку сигналов СВЧ. В ближайшие
годы ожидается создание БИС, которая при площади одного
вентиля 20 мкм2 и ячейки ЗУ 4 мкм 2 будет иметь емкость 17
Мбит и размещаться на площади 1 см2. Гигабитные логические
ИС с быстродействием 1 ... 10 нс могут быть созданы на биполяр-
ных элементах с эмиттерными связями при использовании мате-
риалов с высокой подвижностью электронов или с баллистичес-
ким их переносом, работающими при Т=Т1 К, а также джбзе-
фсоновских контактов, работающих при Т=4 К. Для реализации
такого быстродействия может оказать существенное влияние от-
крытие сверхпроводимости металлокерамики на основе лантана,
бария, меди, кислорода, иттрия, европия при температуре око-
ло 100 К. Ведутся работы, направленные на получение и исполь-
зование сверхпроводимости при комнатных температурах.
Перспективна реализация БИС в виде унифицированных про-
граммируемых логических матриц полупроводниковых элементов.
На предприятиях-изготовителях ТТУ с помощью нескольких шаб-
лонов на матрицы могут наноситься дополнительные элементы,
обеспечивающие выполнение микросхемами требуемых функций.
Увеличению числа электронных элементов, приходящихся на
один кристалл для повышения многофункциональности ТТУ, пре-
пятствуют принципиальные трудности, связанные с реализацией
заданных законов распределения примесей и увеличением вли-
яния загрязнений в малом объеме, с нанесением линий субмик-
ронной ширины под большие плотности токов, необходимые для
реализации заданного быстродействия прибора, с обеспечением
теплоотвода, с использованием большой части площади дорого-
стоящего кристалла для разводки соединительных линий.
Как уже отмечалось, совершенствование ТТУ идет также по
пути создания и освоения устройств функциональной электрони-
ки (УФЭ) на поверхностных акустических волнах (ПАВ), на спи-
207
новых магнитостатических волнах (МСВ) и на ядсрном спиновом
эхо (ЯСЭ). К УФЭ часто относят также полупроводниковые при-
боры с зарядовой связью (ПЗС).
В УФЭ, реализуя запрограммированный алгоритм обработки, на СВЧ сиг-
нал воздействуют в требуемые моменты времени динамические неоднородно-
сти (нелинейности) среды [64]. В иих, как правило, отсутствуют отдельные
области различного функционального назначения — обработка сигналов произ-
водится одновременно во всем объеме устройства. Характерной особенностью
ряда УФЭ является совместное использование электромагнитных колебаний и
колебаний другой физической природы, - имеющих скорость распространения и
длины воли на несколько порядков меньше при одинаковой частоте с электро-
магнитными колебаниями. Это позволяет на столько же порядков уменьшать
линейные размеры элементов УФЭ и создавать малогабаритные устройства
обработки информации и запоминающие устройства большой емкости на еди-
ницу длины кристалла. В то же время потери в функциональных средах на
длине волны, как правило, меньше, чем в классических линиях передачи СВЧ.
Усиление колебаний в УФЭ может осуществляться за счет кинетической энер-
гии электронов или параметрических эффектов.
На рис. 8.1 приведены для сравнения примерные области рабочих частот
f, базы E=hfT и длительности Т сигналов, обрабатываемых УФЭ, причем
^т, где т—время задержки сигнала в приборе в динамическом режиме его
работы.
Использование ГИС, полупроводниковых ИС и УФЭ в сочетании с низко-
частотными ИС позволяет осуществлять аналоговую и дискретную (цифро-
вую и дискретно-аналоговую) обработку сигналов.
Рис. 8.1. Области значений параметров устройств функциональной электроники
208
Достоинством аналоговых методов обработки сигналов является схемная
простота и надежность устройств, их высокое быстродействие, инвариантность
согласованных фильтров к моменту времени прихода сигналов, малые массу,
габаритные размеры, энергопотребление. О преимуществах аналоговой обра-
ботки сигналов свидетельствует следующий пример [65]. С помощью типового
УФЭ иа МСВ выполняется фурье-преобразование сигнала, имеющего ширину
полосы Af=300 МГц, длительность Г=1/3 мкс (Л/Т—100). Быстродействие
соответствующего цифрового процессора составляет N=40Sf log2(8A/T) « 10й
опер./с, что в настоящее время нереализуемо.
Недостатки аналоговой обработки: большое затухание сигнала в устрой-
ствах обработки, нестабильность временной задержки и других параметров,
трудность перестройки, в ряде случаев малое время задержки (длительности
обрабатываемых сигналов).
Цифровые устройства обработки сигналов характеризуются многофункци-
ональностью, высокой временнбй стабильностью и точностью воспроизведения
характеристик и параметров, простотой перестройки, возможностью адаптации.
Их недостатки: ограниченное быстродействие, большое потребление энергии.
Дискретно-аналоговая обработка сигнала (его временных выборок) сочетает
[66] преимущества аналоговых и цифровых методов обработки.
В специальных радиосистемах перспективна двухступенчатая обработка
сложных соствных сигналов. Первая ступень обработки производится сравни-
тельно недорогими быстродействующими аналоговыми процессорами, вторая
ступень — функционально-гибридными цифровыми процессорами среднего бы-
стродействия. На УФЭ сравнительно просто реализуются универсальные радио-
компоненты для обработки сложных сигналов, например линии задержки (ЛЗ),
нерекурсивные (трансверсальные )и рекурсивные фильтры.
Трансверсальный фильтр содержит многоотводную ЛЗ (рис. 8.2), взвеши-
вающие элементы с весовыми коэффициентами и сумматор. Изменяя значе-
ния hi, получают требуемые частотные, фазовые и импульсные характеристи-
ки фильтра. Суммарный выходной сигнал y(t) трансверсального фильтра явля-
ется сверткой входного сигнала x(t) с весовой функцией h(t), т. е. (/(/) =
= x(t)®h(t).
На основе трансверсальных фильтров строятся согласованные фильтры
для приема сложных сигналов, образованных на основе псевдослучайных ко-
довых последовательностей. Весовые коэффициенты многоотводной ЛЗ при при-
еме, например, фазоманипулированных сигналов, выбираются равными +1
Рис. 8.2. Обобщенная схема трансверсального фильтра
209
Рис. 8.3. Структурная схема рекурсивного фильтра
или —1 в соответствии с законом образования псевдослучайной последова-
тельности. Для приема сигналов с изменяющейся структурой трансверсальный
фильтр выполняется программируемым.
Выходной сигнал рекурсивного фильтра (рис. 8.3) определяется, помимо
текущих н предыдущих значений входного сигнала, еще и предыдущими зна-
чениями выходного сигнала. При одинаковых частотных характеристиках ре-
курсивные фильтры по сравнению с нерекурсивными позволяют сократить чи-
сло операций умножения, поэтому они имеют меньший объем и массу, но тре-
буют большей точности реализации взвешивающих коэффициентов.
После этих общих замечаний перейдем к более подробному рассмотрению
наиболее перспективных элементов ТТУ.
8.2. ПЕРСПЕКТИВНЫЕ ТИПЫ ТРАНЗИСТОРОВ
Транзистор на горячих электронах (ТГЭ) с n-базой. Отлича-
ется от обычного планарного р-п-р БТ тем, что для исключения
инжекции в «-базу неосновных носителей — дырок — из эмитте-
ра и коллектора последние выполняют двухслойными: п-р+ (или
М-р+) и р+-п соответственно. При этом очень тонкие, полностью
обедненные р+-слои не имеют дырок, а электроны пролетают их
за счет баллистического переноса. Таким образом, ТГЭ работает
на основных носителях (горячих электронах), как бы имея струк-
туру «-«++-«. Одна из многослойных М-р+-п+~-р+-п структур ТГЭ
с круглым эмиттером и кольцевой «++-базой показана на рис. 8.4.
Под действием смещения иЭБ, приложенного плюсом к базе, из
металла эмиттера сквозь его р+-слой инжектируются горячие
электроны, преодолевающие путем баллистического переноса тон-
кую /г++-базу и р+-слой коллектора, чему способствует его поло-
жительное смещение t/эк- Общая толщина р+-п++-р+ слоев около
0,06 мкм, что позволяет получить хорошие частотные свойства:
ТГЭ по сравнению с БТ имеет меньшее, порядка 10~14 с, время
пролета базы и уменьшенное на порядок сопротивление Гб п++-
базы; поэтому при замене М-р+ эмиттера на п-р+ с целью умень-
шения его емкости fmax ТГЭ может быть больше 100 ГГц [67].
210
Рис. 8.4. Структура транзистора на горячих электронах
Гетероструктурный биполярный транзистор (ГСБТ). В отли-
чие от обычного СВЧ п-р-п БТ (см. рис. 3.9,а), материал эмитте-
ра ГСБТ имеет ширину запрещенной зоны 1ГЁЭ больше WgB ма-
териала базы, чем обеспечивается близкая к идеальной односто-
ронняя инжекция носителей в базу. Так, из рассмотрения диаг-
раммы энергетических зон для п-р-п гетероструктуры [67], пока-
занной на рис. 8.5,а, видно, что коллекторный ток /к обусловлен
только электронами (током /п), поскольку им приходится преодо-
левать небольшой потенциальный барьер qUn, а при инжекции
дырок из p-базы в «-эмиттер им необходимо преодолевать барьер
qUp, больший на разность энергий запрещенных зон эмиттера и
базы —wgB. Использование в эмиттере Gai-^AUAs п-
типа при GaAs p-базе дает AR7g~0,25 эВ, что практически исклю-
чает инжекцию дырок в эмиттере (/р«0) даже при высокой сте-
пени легирования базы (на рис. 8.5,а она из вырожденного р++-
GaAs). Последнее позволяет уменьшить толщину базы без уве-
личения ее сопротивления, а также модуляцию ее ширины и, со-
ответственно, снизить опасность смыкания переходов. При этом
нет надобности в высокой степени легирования эмиттера, что сни-
жает емкость эмиттера.
Созданы образцы ГСБТ с /тах~60 ГГц, ожидается достиже-
ние fmax~ 100... 200 ГГц. Перспективна обращенная структура
Рис. 8.5. Гетероструктурный биполярный транзистор:
а — диаграмма энергетических зон; б — ГСБТ с обращенной структурой
/ — GaAs; 2“Gaj_xAlxAs
211
Рис. 8.6. Устройство транзистора с
проницаемой базой
но для схемы с ОЭ,
ГСБТ (рис. 8.5,6), у которой рас-
положение электродов обратное
обычному планарному БТ. Такая
конструкция позволяет сущест-
венно уменьшить площадь и ем-
кость Ск коллекторного перехода
за счет исключения пассивной ча-
сти коллектора (ср. с рис. 3.9,а),
что согласно (3.15) может дать
двукратное повышение fmax- Кро-
ме того, расположение эмиттера
на подложке значительно умень-
шает индуктивность эмиттер-
ного вывода, что существе н-
применяемой в малошумящих
усилителях.
Транзистор с проницаемой базой (ТПБ) имеет вертикальную
структуру (рис. 8.6). Монокристалл GaAs n-типа имеет омические
контакты эмиттера и коллектора, между ними помещена база —
топкая (0,03 мкм) вольфрамовая сетка с шагом 0,32 мкм, обра-
зующая барьер Шотки с полупроводником [67]. Поток электро-
нов, движущихся с большой скоростью из n-эмиттера к коллекто-
ру под воздействием его положительного потенциала, управляет-
ся отрицательным напряжением базы (как в вакуумном триоде
или ПТШ). На /=10 ГГц получено усиление 10 дБ (/тах—ЮО
ГГц) при Кшл:2,5 дБ. При уменьшении шага сетки и совершенст-
вовании однородности монокристалла GaAs вокруг металличес-
ких штырей базы ожидают, что ТПБ будет иметь /таж—1000 ГГц.
Транзистор с высокой подвижностью электронов (ТВПЭ, по-
англ. НЕМТ) является разновидностью ПТШ. Из (3.22) и (3.23)
следует, что
fr =цпЕ'(2л/3)-1,
(8-1)
т. е. fT пропорциональна подвижности электронов ц„ в канале.
В ПТШ для снижения сопротивления n-канала используют высо-
колегированный GaAs, в котором рп~0,5 м2-(В-с)~‘ при Т=
= 300 К; а при Т=77 К подвижность возрастает ненамного из-за
рассеяния электронов на атомах донорной примеси. В нелегиро-
ванном GaAs решетка более совершенна, и при Т=77 К Цп уве-
личивается до 30...50 м2-(В-с)-1, но концентрация свободных
электронов в таком материале мала, поэтому он непригоден для
создания канала ПТШ.
Это противоречие преодолено в ТВПЭ с многослойной гетеро-
структурой (рис. 8.7). Здесь активный слой канала 1 выполнен
из нелегированного GaAs, в который переходят свободные элект-
роны из соседних слоев 2 сильнолегированного n+-Alo,3Gao,7As с
большой шириной запрещенной зоны [67], что предотвращает ин-
жекцию дырок в эти слои из активного слоя (см. рис. 8.5,а). В
коротком канале при ускоряющем поле Е^0,5 МВ/м имеет место
212
баллистический перенос эле-
ктронов со скоростью до
0,5-106 м/с, что в 3 раза
больше скорости насыщения
в GaAs. Крутизна ТВПЭ до-
стигает 400 мА/B па 1 мм ?
ширины затвора, /т~50... 1
... 100 ГГц. Сложность тех-
Канал
Nm10_
N~1021 м
/7+-GaAS 30 ни
л “-GaAs 4/7нм
/7'’-А10 г Ga0? As 70нм
60h’M
нологии изготовления много- 2 7^о-Ю25Л3 ~~~/7~-Al.0.5Ga0?As 7.0нм
слойной структуры ТВПЭ и ~"по~дл7ККа' ''
криогенная рабочая темпе- ооонм
ратура ограничивают об- Полуизолцрующий Al03Ga07As
ласть применения прибора.
Создание рассмотренных
приборов и ряда других (на Рис. 8.7. Структура ПТШ с высокой по-
сверхрешетках, с совмещени- движностью электронов
ем элементов интегральной
оптики и схем СВЧ, с сочетанием обычных и сверхпроводящих
материалов и устройств, и т. д.) возможно на основе дальнейшего
совершенствования технологических процессов эпитаксии (от тра-
диционных до ионно-лучевой) и субмикронной литографии (элек-
тронной и даже рентгено-литографии).
8.3. ПРИБОРЫ НА ПОВЕРХНОСТНЫХ АКУСТИЧЕСКИХ
ВОЛНАХ
Работа акустоэлектронных приборов основана на возбуждении
в пьезоэлектрических материалах (кварц, ниобат лития ЬГЧЬОз,
германат висмута Bi12GeO2Q, ZnO, CdS и др.), распространении в
них и взаимодействии с электронами акустических звуковых волн.
В приборах СВЧ могут использоваться ультразвуковые (до 1013
Гц) колебания. Практически освоены приборы с гиперзвуковыми
колебаниями до 1010 Гц.
Наибольшее применение нашли приборы на поверхностных
акустических волнах (ПАВ), распространяющихся вдоль поверх-
ности упругих твердых тел в относительно тонком их приповерх-
ностном слое и сопровождающихся периодическим смещением уз-
лов кристаллической решетки по направлению распространения
ПАВ или перпендикулярно ему.
Различают [68] несколько разновидностей ПАВ. Волны Рэлея,
не имеющие дисперсии, сопровождаются смещением частиц по-
верхностного слоя по эллиптической траектории в плоскости, пер-
пендикулярной рабочей поверхности звукопровода. Амплитуда
смещения частиц убывает с глубиной по экспоненте, вследствие
этого вся энергия акустической волны сосредоточена вблизи по-
верхности. В качестве примера укажем, что глубина проникнове-
ния б ПАВ на частоте /=1 ГГц для кварца составляет примерно
3 мкм.
213
В сдвиговых волнах, также не имеющих дисперсии, смещение
частиц происходит параллельно поверхности в направлении, пер-
пендикулярном направлению распространения. Глубина проник-
новения этих волн в десятки раз больше длины волны акустиче-
ских колебаний Ха в звукопроводе, что позволяет снизить требова-
ния к точности обработки его поверхности. Если на поверхности
звукопровода нанесен тонкий слой вещества с меньшей скоростью
распространения волн, чем в основном звукопроводе, то в припо-
верхностном слое возникают поперечные колебания — волны Ля-
ва, имеющие глубину проникновения б»Ха, обладающие диспер-
сией и позволяющие вследствие этого создавать дисперсионные
линии задержки.
Малая скорость распространения акустических колебаний в
среде иа = 0,33... 10 км/с дает возможность получать задержку сиг-
нала т=1...30 мкс на сантиметр длины звукопровода. Длина
акустической волны Xa==va/f примерно в 10s раз меньше длины
электромагнитной волны в свободном пространстве при одной и
той же их частоте колебаний f.
Размеры приборов на ПАВ пропорциональны длине волны, по-
этому нижний предел их рабочей частоты (примерно 1 МГц) обус-
ловлен неприемлемо большими габаритами устройств. Кроме то-
го, для работы на низких частотах имеются устройства других
типов с достаточно хорошими характеристиками: фильтры LC,
кварцевые резонаторы, приборы с зарядовой связью, цифровые
интегральные схемы и т. д. Верхняя граница рабочих частот 1... 3
ГГц определяется пока трудностями изготовления элементов СВЧ
с размерами, меньшими единиц (десятых долей) микрометра, а
также возрастанием потерь с ростом частоты.
Принцип действия ЛЗ на ПАВ основан на использовании ма-
лой скорости их распространения вдоль звукопровода. ЛЗ состоит
из кристалла пьезоэлектрика 1 и двух преобразователей 2 (рис.
8.8), нанесенных на его поверхности и удаленных друг от друга
на расстояние, обеспечивающее получение требуемого времени
задержки т = //ца, где I — длина звукопровода.
Наиболее эффективное преобразование радиосигнала в ПАВ
и обратно осуществляется встречно-штыревыми преобразователя-
ми (ВШП) — двумя рядами электродов, вложенными друг в дру-
га (рис. 8.8), период структуры которых должен быть равеп Ха.
Во входном ВШП возбуждаемые радиосигналом в пьезоэлектри-
ке акустические волны от каждой пары электродов складываются
в фазе и распространяются к выходному ВШП, где происходит
обратное преобразование. В широкополосных ЛЗ шаг штырей
ВШП делается переменным. Для получения одинаковой задерж-
ки на различных частотах расстояния между каждыми парами
соответствующих штырей входного и выходного ВШП должны
быть одинаковыми.
Используя сложную траекторию — многократное прохождение
волной звукопровода, время задержки можно увеличить в десят-
ки раз и довести до единиц миллисекунд. Дискретная регулиров-
214
Рис. 8.8. Линия задержки на ПАВ
ка задержки сигнала производится поочередным подключением
выходных преобразователей многоотводной ЛЗ.
Суммарные потери в устройствах на ПАВ состоят из потерь в
преобразователях и потерь при распространении. Причинами пос-
ледних являются:
взаимодействие ПАВ с тепловыми колебаниями решетки, а
также рассеяние на дефектах кристаллов, загрязнениях и трещи-
нах поверхности. Эти потери уменьшаются полировкой кристал-
лов и соответствующим выбором направлений плоскостей срезов;
перекачка энергии ПАВ в энергию синфазной объемной волны
в воздухе. Потери снижаются вакуумированием поверхности зву-
копровода или помещением его в атмосферу легкого газа.
Общее затухание в устройствах на ПАВ пропорционально их
длине, т. е. времени задержки, и в зависимости от их конструкции
и рабочей частоты может составлять от десятых долей до десят-
ков децибел.
Созданы ЛЗ и на объемных акустических волнах [68]. Стер-
жень звукопровода одной из таких ЛЗ помещен в отверстие, сое-
диняющее два прямоугольных волновода со смежными широкими
стенками. На концах стержня нанесены пленки CdS — преобра-
зователи электромагнитных колебаний в акустические и обратно.
Рабочие частоты таких ЛЗ от 0,8 до 10 ГГц, время задержки до
10 мкс, потери до 50 дБ.
Различают два основных типа фильтров на ПАВ: в одном
частотно-селективные свойства определяются ПАВ-резонаторами,
в другом — структурой ВШП.
В ПАВ-резонаторах резонансная область ограничена располо-
женными на определенном расстоянии друг от друга отражателя-
ми, выполненными в виде решеток пазов, металлических электро-
дов и т. п. Для связи с внешними цепями и другими резонатора-
ми служат один — два преобразователя (одно- или двухвходо-
вый резонатор), которые могут быть расположены как в самом
215
резонаторе, так и вблизи него (при слабой связи). Двухвходовый
резонатор является узкополосным фильтром весьма малых раз-
меров с распределенными параметрами. Каскадное соединение
таких резонаторов есть многозвенный фильтр с высоким подавле-
нием боковых лепестков передаточной функции.
Полосовые фильтры второго типа сходны конструктивно с уже
рассмотренными ЛЗ. Они могут иметь и два соединенных между
собой выходных многоэлементных ВШП, расположенных симмет-
рично относительно входного ВШП, помещенного в центре звуко-
провода. В этих фильтрах используются частотно-избирательные
свойства многоэлементных ВШП. Центральная частота полосы
пропускания определяется расстояниями между электродами
ВШП и скоростью ПАВ, а ширина полосы пропускания и форма
АЧХ — количеством, размерами и взаимным расположением
электродов ВШП. Если ВШП имеют равномерное расположение
и постоянное перекрытие всех электродов, то амплитудно-частот-
ная характеристика фильтра имеет вид sincx. Для получения
АЧХ, близкой к прямоугольной, электроды должны быть аподи-
зированы, в данном случае перекрываться по такому же закону
sincx. В общем случае для получения требуемой формы АЧХ
фильтра H(f) необходимо, чтобы закон перекрытия электродов,
совпадал с импульсным откликом h(t) преобразователя, посколь-
ку h(t) связан с H(f) обратным преобразованием Фурье.
Полосовые фильтры на ПАВ перекрывают метровый и деци-
метровый диапазоны, их относительная полоса пропускания сос-
тавляет от 0,01 до 100%, вносимые потери в полосе пропуска-
ния — единицы, десятки децибел; подавление в полосе задержи-
вания не менее 40... 50 дБ.
На основе взаимодействия ПАВ и свободных носителей заря-
да близко расположенного полупроводника может быть получено
усиление сигнала. Так, если на поверхность пьезоэлектрического
кристалла, вдоль которой распространяется ПАВ, поместить по-
лупроводниковую пластину, то в ней будет наводиться электриче-
ский ток, а акустоэлектронное взаимодействие будет сопровож-
даться потерей мощности сигнала. Однако, если к полупроводни-
ковой пластине приложить постоянное напряжение, такое, чтобы
электроны в полупроводнике двигались по направлению распро-
странения ПАВ и их дрейфовая скорость несколько превышала
скорость ПАВ, то носители заряда могут отдавать энергию сиг-
налу; в данном случае происходит усиление бегущей волны сиг-
нала, как это имеет место в ЛБВ. Усилители на ПАВ работоспо-
собны в диапазоне 0,1... 1,5 ГГц, могут иметь коэффициент уси-
ления до 100 дБ и коэффициент шума, меньший 10 дБ.
Работа генератора на ПАВ основана (рис. 8.9) на использо-
вании в цепи положительной обратной связи усилительного при-
бора (например, ТрУ) ЛЗ на ПАВ. Подбором конфигурации ВШП
и времени задержки обеспечивается одномодовый режим работы
генератора на частоте, для которой фазовый набег по петле об-
ратной связи равен 2nN. В настоящее время реализуемы ПАВ-ге-
216
нераторы на частоте до 1,5 ГГц
(в перспективе до 3 ГГц). Не-
стабильность частоты: кратковре-
менная 10-8 с-1, долговременная
10-5 с-1. Подстройка частоты
ПАВ-генераторов осуществляется
изменением фазы сигнала в цепи
обратной связи.
Устройства на ПАВ весьма
эффективны для согласованной
фильтрации фазоманипулированных шумоподобных сигналов (ФМ
ШПС). Такие сигналы образуются путем фазовой манипуляции
несущей частоты последовательностью импульсов, чередование
«О» и «1» которой происходит в соответствии с выбранным кодом.
Если обозначить период кода, равный длительности исходной ин-
формационной посылки, Тс, то база Бс этого сигнала будет равна
Бс = Тс Д Fc = Тс 1/т_ = Ng,
где тэ — длительность элемента ФМ ШПС, a N3 — число элемен-
тов сигнала на длительности Тс.
На рис. 8.10,а изображена структура такого сигнала и согла-
сованного с ним фильтра (СФ), включающего возбудитель ПАВ
и встречно-штыревые преобразователи, расположенные друг от
друга на расстоянии d, равном длине элемента ШПС. Количество
электродов равно N3, а их взаимное расположение точно соответ-
ствует коду обрабатываемого сигнала. Рисунок 8.10,а соответст-
вует моменту времени, когда сигнал полностью заполнил СФ, на
каждом электроде создается напряжение, соответствующее свое-
Рис. 8.10. Принцип работы согласованного фильтра на ПАВ
217
му элементу сигнала. В течение времени /о<тэ напряжения всех ,
электродов будут складываться в фазе на суммирующих шинах. ;
В этом можно убедиться, мысленно сдвигая сигнал вправо так,
чтобы каждый его элемент оставался связанным со своим преоб-
разователем. Таким образом, амплитуда колебаний на выходе в
течение t0 будет в N3 = EC раз меньше, чем на каждом электроде.
Это позволяет при относительно больших Бс выделять сигнал да-
же в том случае, когда его уровень меньше уровня шума.
Если сигнал сдвинется относительно структуры СФ настолько,
что его элементы начнут возбуждать не «свои» электроды, то ко-
лебания от них на суммирующих шинах окажутся уже не син-
фазными и выходное напряжение значительно уменьшится.
«Свернутый» сигнал на выходе СФ будет иметь вид, показанный
на рис. 8.10,6. Минимизация уровня боковых лепестков относи-
тельно основного корреляционного пика достигается выбором ко-
дирующей последовательности с хорошими автокорреляционными
и взаимнокорреляционными свойствами. '
Недостатком рассмотренного устройства является возможность
выделения сигнала только одной конкретной структуры. Для его '
устранения в более совершенных СФ каждый электрод соединя-
ется с шиной своей группы через ключ, фильтр становится прог-
раммируемым.
На нелинейном взаимодействии акустических волн основана
работа ПАВ-конвольвера — аналогового устройства, осуществ-
ляющего программируемые операции свертки и согласованной
фильтрации сложных сигналов в реальном масштабе времени.
Алгоритм работы конвольвера определяется видом опорного сиг-
нала.
Конвольвер (отделенная штрихами верхняя часть рис. 8.11)
состоит из подложки — пластины единого кристалла пьезоэлект-
рика, например ЫИЬОз, на краях которой нанесены ВШП (/ и 2),
а в середине — металлическая пластина 3 длиной L, являющая-
ся выходным электродом. Пусть на входы 1 и 2 подаются соот-
Рис. 8.11. Устройство на ПАВ для приема
сложных сигналов с большой длительностью
ственно информационный
S(0 и опорный R(t) сигна-
лы длительностью Т, согла^
сованные по .полосе с поло-
сой пропускания ВШП. Оба
этих сигнала возбуждают в
подложке акустические вол-
ны, распространяющиеся
под выходным электродом
со скоростью va навстречу
друг другу. Вследствие нели-
нейности пьезоэффекта на-
ложение встречных ПАВ
вызывает появление на вы-
ходном электроде сигнала,
пропорционального в каж-
218
дой точке произведению S(t) и R(f). Поэтому выходной сигнал,
снимаемый с электрода 3, равен [69, 70]
L/2
$вых (0 = J 5 (^ — 2/fa) R (t + Z/Va) dz.
—L/2
Вводя переменную x = t—z/va и считая, что время интегрирова-
ния T=Llva превышает длительность S (t) и /?(/), получаем, что
5Вых(0 является акустической сверткой входных сигналов:
5ВЫх(0« J S (т) Д (2т) dx.
— оо
При одинаковой длительности S(t) и R(i) вследствие их
встречного движения длительность свертки SBMX(0 будет в два
раза меньшей.
Если опорным сигналом служит обращенный во времени вход-
ной сигнал, то $вых(0 представляет собой автокорреляционную
функцию сигнала S(t). Такой опорный сигнал может быть полу-
чен с помощью второго дополнительного конвольвера. Для этого
на его вход / надо подать S(/), а на электрод 3 подать 6-им-
пульс. При этом благодаря свойству 6-функции обращать сигнал
во времени на входе 1 появится сигнал R(t)=S(—t).
Для согласованной фильтрации сигналов большой длительнос-
ти можно использовать устройство, состоящее (рис. 8.11), из кон-
вольвера и ЛЗ, охваченной петлей обратной связи и имеющей
время задержки, равное времени интегрирования конвольвера.
Когерентность выходных сигналов, соответствующих каждому сег-
менту сложного сигнала, приводит к увеличению отношения сиг-
нал-шум.
Основной параметр конвольвера — информационная емкость
(произведение полосы пропускания на время интегрирования Тя
до 100 мкс) — может достигать нескольких тысяч.
Динамический диапазон конвольвера ограничивается его не-
линейным насыщением, при больших значениях SBX(t) на выходе
конвольвера появляются ложные сигналы, увеличиваются шумы.
Главное достоинство конвольверов — сочетание быстродействия,
широкой полосы частот, малых габаритных размеров и массы
при высокой надежности работы и относительно низкой стоимости.
Промышленное производство устройств на ПАВ требует вы-
сокой точности выполнения топологической схемы, однородности
и стабильности параметров подложки. Сложность подавления
паразитных отражений (переизлучений) ПАВ затрудняет дости-
жение полной повторяемости параметров устройств. Недостаток
программируемых устройств — увеличенные потери.
219
8.4. ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА НА СПИНОВЫХ 3
(МАГНИТОСТАТИЧЕСКИХ) ВОЛНАХ 1
Как видно из рис. 8.1, с помощью устройств на МСВ возмож- j
на обработка сигналов на частотах 1...60 ГГц. В этих устройст- 1
вах применяются монокристаллические магнитные материалы, та- |
кие, как ЖИГ, висмут-кальций-ванадиевые феррогранаты и др. |
Статическое магнитное поле Но, внешнее или внутреннее, приво- j
дит эти материалы в состояние магнитного насыщения, при кото- я
ром ориентация всех спинов (магнитных моментов электронов) ]
одинакова. Магнитное поле СВЧ преобразователя вызывает ко- ?
лебания спинов, вначале ближайших ко входному преобразовате- <
лю, а затем и всех последующих по направлению к выходному
преобразователю. Процесс распространения этих колебаний в маг-
нитоупругой среде называют спиновой волной, являющейся вол-
ной прецессии магнитного момента электронов. Спиновую волну
называют магнитостатической, поскольку она является медленной
(urp = 3... 300 км/с) электромагнитной волной с преимущественным
компонентом магнитного поля.
В зависимости от взаимной ориентации подмагничивающего
поля Но и направления распространения МСВ, направления вол-
нового вектора k различают три типа МСВ.
Если Ho-L-k и параллельно подложке, то в ней могут распро-
страняться поверхностные магнитостатические волны (ПМСВ).
При H0-Lk и перпендикулярном подложке в ней могут распро-
страняться в любом направлении прямые объемные МСВ
(ПОМСВ), имеющие наименьшую скорость, что используется в
фильтрах с отражательными решетками.
Если Ho\\k, в подложке могут быть возбуждены обратные объ-
емные магнитостатические волны (ООМСВ).
При равномерном магнитном поле Но и неограниченной фер-
ритовой среде МСВ бездисперсионны. Металлизация одной или
обеих боковых граней ферритового слоя приводит к тому, что
волны становятся дисперсионными, в случае объемных волн воз-
никают симметричные и несимметричные моды. При конечной
ширине слоя вследствие многомодовости МСВ его иногда назы-
вают многостатическим волноводом. Ограничение длины слоя
превращает магнитостатический волновод в резонатор с дискрет-
ными собственными частотами.
Поскольку групповая скорость МСВ лежит в пределах «гр =
= 3...300 км/с, то коэффициент замедления имеет величину с1и^ =
—103... 10s. Во столько же раз длина волны Хм магнитостатичес-
ких колебаний меньше, чем длина волны % в свободном простран-
стве при одинаковой частоте колебаний (А/Лм= Ю3... 105).
Зависимость затухания МСВ L (дБ;/мкс) от частоты f (ГГц)
для многих материалов [71] хорошо аппроксимируется выраже-
нием £=16,4+1,15/. Отсюда следует, что погонное затухание МСВ
220
на микросекунду задержки частоты 3 ГГц составляет примерно
20 дБ/мкс; для частоты 10 ГГц — примерно 30 дБ/мкс. Дополни-
тельные потери на преобразование электромагнитных волн в
МСВ и обратно составляют от единиц до десятков децибел. Они
тем меньше, чем более сходны по структуре МСВ и возбуждаю-
щее их электромагнитное поле, т. е. чем лучше согласование пре-
образователя с подводящей микрополосковой линией и феррито-
вой средой. Мощность, переносимая МСВ в линейном режиме, не
превышает 0,1... 1 мВт.
Приборы на МСВ реализуются как по схеме на проход, так и
по схеме на отражение. Примером конструктивного исполнения
устройств на МСВ может служить ЛЗ [72]. Она включает в себя
(рис. 8.12) диэлектрическую парамагнитную подложку 1 из гал-
лий-гадолиниевого граната ГГГ, на которую нанесена монокрис-
таллическая пленка ЖИГ 2 толщиной 0,5 ...277 мкм с малыми по-
терями и узкой кривой ферромагнитного резонанса Д/7=11 А/м.
Преобразование входного электромагнитного сигнала в МСВ и
обратно осуществляется короткозамкнутыми или разомкнутыми
полосковыми преобразователями 3 и 4. В качестве преобразова-
телей могут использоваться и ВШП, создающие магнитную сос-
тавляющую СВЧ поля, сходную по структуре с полем возбуждае-
мой МСВ. Изменяя значение и распределение Но, можно регули-
ровать время задержки, что позволяет производить обработку
СВЧ сигнала различной длительности в реальном масштабе вре-
мени. Расстояние от заземленной пластины 5 до подложки влия-
ет на характер дисперсии, что используется для компенсации па-
разитной зависимости т(/) в ЛЗ.
Важным преимуществом устройств на МСВ является планар-
ность конструкции и возможность их изготовления по хорошо от-
работанной интегральной и эпитаксиальной технологии. На основе
использования МСВ могут быть созданы магнитостатические
функциональные аналоги всех ферритовых приборов СВЧ, но с
меньшими (на порядок) размерами. Можно, в частности, ожидать
замены нетехнологичных ферритовых фильтров (ФФ) на сферах
ЖИГ фильтрами на МСВ.
Аподизированные преобразователи позволяют создать фильт-
ры с требуемыми частотными характеристиками. В резонансных
и других устройствах применяют отражательные решетки — ме-
таллические полоски, вытравленные канавки, их роль может вы-
полнять и магнитное поле, перио-
дически изменяющееся вследствие
магнитострикции под влиянием
ПАВ.
К настоящему времени на МСВ
созданы: недисперсионные и дис-
персионные многоотводные ЛЗ; ста-
билизированные по частоте генера-
торы с использованием ЛЗ и ТрУ;
генераторы сдвига частоты — серро-
V
Рис. 8.12. Линия задержки на
МСВ
221
дины для радиорелейных станций; фильтры трансверсальные и
сжатия сигналов с ЛЧМ; фазовращатели с большими пределами
регулирования фазы при небольшом изменении малых управля-
ющих полей (более 300 град/дБ) и ряд других устройств.
Приведем параметры некоторых устройств на МСВ [71, 72].
1) Генератор СВЧ, состоящий из ЛЗ на МСВ и усилителя на GaAs ПТ,
имеет выходную мощность 1 мВт и перестраивается в диапазоне 0,5... 4 ГГц.
2) Коммутатор с одного входа на два выхода переключается изменением маг-
нитного поля Но на 3,98-104 А/м, имея развязку выходов 50 дБ в диапазоне
2,4... 5 ГГц. 3) Шумоподавитель имеет потери 30 дБ, если мощность сигнала
Рс меньше некоторого порога Ро. Прн Рс>Ро потери не превышают 5 дБ при
ширине полосы частот, превышающей 1/3 октавы. 4) Десятиканальный фильтр
состоит из 10 узкополосных ЛЗ с 50-омными микрополосковыми общим вхо-
дом и раздельными выходами. Различие центральных частот ЛЗ обеспечивает-
ся разной величиной поля подмагничивания. Параметры фильтра: f0 = 9 ГГц,
полоса пропускания каждого канала по уровню 3 дБ составляет 50 МГц; ши-
рина полосы по уровню ослабления 50 дБ — около 100 МГц; ослабление во
всей полосе задерживания более 55 дБ; потери в полосе пропускания 20 дБ с
неравномерностью частотной характеристики в ее пределах 1 дБ. 5) Фазовра-
щатели с большими пределами изменения сдвига фазы. При ПМСВ изменение
Но от 8-103 до 5,6-104 А/м вызывает изменение фазы на 12л. В случае ООМСВ
фаза меняется на 24л при изменении Но от 5,6-104 до 105 А/м.
В стадии интенсивных исследований находятся приборы МСВ с нелиней-
ными свойствами, позволяющие создавать конвольверы. Функциональные воз-
можности МСВ приборов увеличиваются с применением монокристаллических
гетероструктур феррит — полупроводник с частичной или полной регенераци-
ей потерь.
Недостаточная температурная стабильность устройств на МСВ может быть
улучшена подбором магнитов смещения с соответствующими температурным
коэффициентом изменения Но. Малые их габаритные размеры и масса благо-
приятствуют термостатированию.
8.5. УСТРОЙСТВА НА ОСНОВЕ ЭФФЕКТА ЯДЕРНОГО
СПИНОВОГО ЭХА
Большой функциональной гибкостью обладают устройства об-
работки аналоговых сигналов с использованием эхо-сигналов —
спинового, фононного и фотонного эха [73]. Для реализации опе-
ративной управляемой задержки сигналов (от 2 мкс до 7 мс),
корреляционного приема, спектрального анализа и согласованной
фильтрации сложных сигналов с изменяющейся структурой наи-
более эффективны спиновые процессоры (СП) на основе элект-
ронного и ядерного спинового эха (ЯСЭ). Лучшие параметры на
сегодняшний день имеют СП на основе ЯСЭ, которые рассмотрим
более подробно.
Основным элементом СП на основе ЯСЭ является рабочее ве-
щество в виде ферритового кольца, пакетированной многослой-
ной магнитной пленки и т. п., содержащее спиновые системы ядер
222
57Fe, 51V, 61Ni, 5,9Co и некоторых других металлов и их сплавов.
Рабочее вещество помещается в пучность магнитного поля коле-
бательного контура, резонатора или замедляющей структуры, об-
разуя спиновый резонатор. Спиновая система ядер должна на-
ходиться в постоянном магнитном поле Но, внешнем или внут-
реннем, созданном магнитоупорядоченным веществом.
На вход резонатора последовательно подаются обрабатывае-
мый информационный сигнал и управляющие сигналы — после-
довательность радиочастотных импульсов. Здесь же спустя неко-
торое время т появляется эхо-сигнал (ЯСЭ) как результат обра-
ботки входного информационного сигнала.
Качественное объяснение процесса образования ЯСЭ начнем с рассмотрения
сходного явления в системе слабо связанных электрических контуров. Пусть в
момент времени t = 0 эта система возбуждается импульсом, близким к 6-им-
пульсу. При этом в каждом контуре возникают колебания с собственной часто-
той и фазой, определяемой фазой соответствующей частотной составляющей в
спектре возбуждающего импульса, — система контуров как бы запоминает ин-
формацию об этом спектре. Отклик каждого контура описывается функцией
eJffli. Сразу после окончания возбуждающего импульса вследствие расхожде-
ния фаз колебаний отдельных контуров сигнал на зажимах системы начинает
«рассыпаться», и исчезать, хотя амплитуды напряжений иа отдельных конту-
рах остаются практически неизменными. Такая расфазировка колебаний имеет
обратимый характер. Если спустя некоторое время т одновременно изменить
фазу колебаний во всех контурах так, чтобы оии после этого происходили по
закону ехр[/ы(/—2т)], то начинается обратный процесс их фазирования. Отклик
00
совокупности колебаний будет описываться функцией Jexp[/co(Z—2т)]<7ш =
—.оо
= 6 (2т). Отсюда следует, что в рассматриваемой системе возникает эхо-сигнал
в виде дельта-импульса, задержанного на 2т относительно входного сигнала.
Решающую роль в рассмотренном явлении играет механизм изменения (со-
пряжения) фазы, специфичный для различных эховых явлений (ядерного, элект-
ронного, фотонного).
Перед тем как перейти к пояснению процесса возникновения
ядерного спинового эха, поясним физическую картину ядерного
магнитного резонанса (ЯМР).
Ядра вещества спинового резонатора с их магнитными момен-
тами можно уподобить рассмотренной системе контуров. Спины
ориентируются вдоль направления постоянного магнитного поля
Йо и прецессируют вокруг него со скоростью, пропорциональной
локальному значению Но, будучи отклоненными от этого направ-
ления воздействием на них переменным полем сигнала. Если
поле _LH0 имеет круговую поляризацию и его частота равна
частоте прецессии, то имеет место резонансное взаимодействие
поля Н~ с ядрами, сходное с взаимодействием этого поля с элект-
ронами в ферритах (см. § 2.4). Здесь, как и в ферритах СВЧ, уг-
223
ловая скорость прецессии пропорциональна величине Но, частота!
ЯМР определяется соотношением а=уН0, где у — гиромагнитная^
постоянная 'ядра — отношение его магнитного момента к меха- ’
ническому. Поскольку усу» (гиромагнитной постоянной электро-
на), то частота ЯМР ниже, чем частота ферромагнитного резо-
нанса, при одном и том же поле' Но. Неоднородность поля Но в
объеме вещества приводит к различию частот прецессии отдель-
ных спинов. Вследствие этого спиновый резонатор имеет опреде-
ленную полосу пропускания.
После прекращения действия возмущающего фактора продоль-
ная и поперечная составляющие макроскопического вектора маг-
нитного момента каждой изохроматической группы спинов рабо-
чего вещества изменяется по закону 1—ехр(—t/T^) и ехр(—й/Т2)
соответственно. За время Tt, называемое временем продольной
или спин-решеточной релаксации, продольная составляющая век-
тора магнитного момента увеличивается в е раз вследствие взаи-
модействия спинов с упругими колебаниями кристаллической ре-
шетки. Величина То, называемая временем поперечной (спин-спи-
новой) релаксации или временем фазовой памяти спиновой сис-
темы, характеризует скорость убывания в е раз поперечной сос-
тавляющей макроскопического магнитного момента за счет спин-
спинового взаимодействия. Как правило, в твердых телах
^Г1/2. Вследствие спин-решеточной и спин-спиновой релаксации,
являющихся необратимыми процессами, сигнал уменьшаясь исче-
зает в шумах. Длительность информационных и управляющих
сигналов, а также промежутки времени между ними должны
быть в 3...4 раза меньше, чем величины Л и То.
С учетом этих предварительных замечаний возникновение
ЯСЭ (задержки сигнала) можно пояснить следующим образом.
Магнитное поле Н~ информационного сигнала, поданного в резо-
натор в момент времени /=0, вызывает в материале при соблю-
дении вышеуказанных условий возбуждение спинойой системы.
При этом каждый спин прецессирует со своей собственной часто-
той, определяемой локальными значениями Но и равной частоте,
соответствующей спектральной составляющей сигнала. Амплиту-
да и начальная фаза прецессии также определяются этой сос-
тавляющей.
После окончания сигнала Н~ наступает процесс свободных ко-
лебаний спинов, в ходе которого за время т происходит расфази-
ровка и «исчезновение» сигнала на выходе резонатора. Но сигнал
остается «записанным» в объеме твердого тела в виде конкрет-
ных значений начальных фаз и амплитуд прецессий каждого от-
дельного магнитного момента. Если в момент времени т<Г1, Т2
на все спины воздействовать магнитным полем второго — управ-
ляющего сигнала, имеющего необходимые параметры, то синфаз-
ность прецессии моментов будет восстанавливаться с такой же
скоростью, с какой она разрушалась. В момент времени 2т воз-
никает суммарный макроскопический магнитный момент, который
наводит в обмотке резонатора ЭДС индукции — сигнал спиновой)
224
Рис. 8.13. Двухимпульсный режим работы устройства на ЯСЭ .
эха, соответствующий информационному сигналу, но задержанно-
му на время 2т.
Рассмотренный режим (метод) получения эхо-сигнала называ-
ется двухимпульсным. Он реализуется, если: спектр информаци-
онного сигнала полностью попадает в полосу пропускания ЯМР;
углы поворота спинов под действием информационного импульса
малы; спектр управляющего сигнала не уже, чем информацион-
ного. В двухимпульсном режиме информационный сигнал воспро-
изводится через время 2т зеркально (рис. 8.13). Убывание амп-
литуды эхо-сигнала с увеличением интервала времени между ин-
формационными и управляющими импульсами происходит по экс-
поненте ехр(—2т/7,2).
При трехимпульсном режиме, когда первый и третий импуль-
сы управляющие, а второй — информационный, эхо-сигнал вос-
производится без инверсии (рис. 8.14) с задержкой t2. В этом
случае зависимость ехр (—2i/T2 + t/Ti) амплитуды сигнала стиму-
лированного эха от интервала между первым и вторым импульса-
ми определяется временем релаксации Т2, а от интервала между
вторым и третьим импульсами —’временем релаксации Ть
Время задержки при рассмотренных режимах ограничивается
временами релаксаций Л и Т2. Однако при использовании эхо-
процессора в качестве электрически управляемой ЛЗ импульсных
сигналов с длительностью выгодно использовать трехим-
пульсную схему работы. Максимальная задержка сигнала в этом
случае будет определяться временем Ti>T2.
Устройства на ЯСЭ могут использоваться для обработки слож-
ных сигналов. Характер обработки зависит от вида управляю-
щих импульсов. Как указано в [74, 75], комплексный спектр сиг-
нала спинового эха 5Э однозначно связан с комплексными спект-
рами Si информационного и управляющих импульсов. При двух
8—57
Рис. 8.14. Трехимпульсный режим работы устройства на ЯСЭ
225
и трех возбуждающих импульсах эта связь определяется соотно-.
шениями
S*- Sf и S3 = S'-S2-S3.
Отсюда следует возможность получения сверток сигналов, их
функций корреляции, согласованной фильтрации, спектрального
анализа.
В качестве примера на рис. 8.15 приведены временные диаг-
раммы сжатия ЛЧМ-сигнала двухимпульсным методом. В верх-
ней части рисунка показаны огибающие информационного и уп-
равляющего импульсов, а также сжатый импульс. Существенно,
что управляющий импульс в два раза короче информационного и
Имеет в два раза большую крутизну изменения частоты (в обоих
импульсах частота меняется от fH до fB). Процесс сжатия можно
представить себе следующим образом. В пределах коротких от-
резков времени частоту ЛЧМ-импульсов можно считать постоян-
ной. Колебания с одинаковыми частотами, как указывалось 'выше,
образуют эхо-сигнал. Как видно из рис. 8.15, при выбранном за-
коне ЛЧМ-сигналы эхо от всех пар отрезков с одинаковыми час-
тотами окажутся совпадающими по времени (хотя Тв=/=тСр=#Тн).
Таким образом, результирующий сигнал будет представлять со-
бой узкий импульс — сжатый входной сигнал.
Ядерный магнитный резонанс в зависимости от состава магнитного мате-
риала в виде ядер проявляется в диапазоне от единиц до тысяч мегагерц. По
величинам времени релаксации Т\ и Т2, области рабочих температур, особен-
ностям конструктивного использования устройств указанный диапазон частот
удобно разбить иа три поддиапазона [76].
На частотах до 100 МГц используется ЯМР ядер 51V, 53Сг, 57Fe, 61Ni, l55Cd,
157Cd и др. Величины 1\ и Т2 здесь достигают значений 10~2... 1 с. Так, напри-
мер, материалы с ядрами 57Fe имеют следующие параметры ЯМР: [=40...
...80 МГц; Д/=0,1 ... 10 МГц; Tit Т2=10-2... 10"» с.
Рис. 8.15. Сжатие сигнала ЛЧМ устройством на ЯСЭ
226
В диапазоне 100... 700 МГц используются ядра “Мп, “Со, 15igu. U7gm
и др. Времена релаксации 10-5... 10-3 с. Параметры ЯМР для “Лщ (“Со):
/ = 530 (200) МГц; Д/= 10 (10) МГц; Л, Т2=10 (30) мкс.
На частотах 700... 7000 МГц применяются ядра редкоземельных элемен-
тов: *“Tb, ielDy, 135Но, 13’Ег, 167Тш в различных сплавах. Эти материалы тре.
буют охлаждения вплоть до температуры жидкого гелия: их Л, Г2=10-*.,.
... 10~4 с (охлаждение улучшает параметры устройств).
Ослабление сигнала в устройствах с ЯСЭ вследствие недостаточной эф-
фективности преобразований составляет на сегодняшний день 50... 6() дб. ди.
намический диапазон обрабатываемых сигналов достигает 40... 45 дБ можно
ожидать его расширения до 50 ... 55 дБ.
Важнейшей особенностью спиновых процессоров является воз-
можность обработки любого сложного сигнала — измецяя рас-
становку управляющих импульсов и их форму, можно Осуществ-
лять согласованный прием сигналов любого вида и управЛять мо.
ментом появления выходного сигнала.
К недостаткам устройств с ЯСЭ относятся: ограниченцость п0.
лосы пропускания системы; наличие паразитных эхо-сигнаЛоВ-
необходимость ориентировочного знания момента прихода инфор-
мационного сигнала (для его синхронизации с управляющими им.
пульсами); малая длительность Тс обрабатываемых сигналов
(7'c^7'2i/3) ; период повторения сигнала должен быть больше (3...
... 5)7\, чтобы ядерная спиновая система успевала возвращаться
в исходное состояние и была готовой к приему следующих сигна-
лов; отношение сигнал-собственный шум ЯСЭ уменьшается с уве-
личением длительности обрабатываемого сигнала, даже ПрИ со.
хранении постоянной его полосы.
В ряде конструкций оказывается целесообразным отключение
входного усилителя во время действия эхо-сигнала для уменьше-
ния шумов системы, а также отключение выходного усиЛителя с
целью его защиты во время подачи мощных управляющих им-
пульсов напряжением до нескольких десятков вольт.
8.6. ПРИБОРЫ С ЗАРЯДОВОЙ СВЯЗЬЮ
С помощью приборов с переносом зарядов (ППЗ) обьщно 0Су.
ществляется дискретно-аналоговая обработка непрерывных по
времени сигналов; их запоминание и задержка, интегрврование
нерекурсивная и рекурсивная фильтрация и пр. [66, 77]. досто.’
инствами ППЗ являются простота и малая стоимость их изготов-
ления, небольшие масса, габаритные размеры, потребляе.мая мощ-
ность, большая надежность, возможность работы в широких пре-
делах тактовых частот. р
Первоначально ППЗ выпускались в двух видах: «Пожарных
цепочек» (ПЦ) и приборов с зарядовой связью (ПЗС), в нас-
тоящее время применяются исключительно ПЗС.
В соответствии с рис. 8.1 ПЗС работоспособны пока ца более
низких частотах, чем другие функциональные устройства. Однако
целесообразность их рассмотрения в данной книге определяется
следующими обстоятельствами: уже созданы отдельные работо-
способные образцы ПЗС на частоты до 1 ГГц; эффективность об-
работки сложных СВЧ сигналов зависит от рационального ее рас-
пределения между трактами несущей и промежуточных частот, а
также видеотрактом, где и реализуются все преимущества ПЗС;
в некоторых радиосистемах целесообразны перенос сигнала с
СВЧ на видеочастоту, обработка его с помощью ПЗС и обратный
перенос результата обработки в диапазон СВЧ; при приеме узко-
полосных СВЧ-сигналов возможна обработка модулирующего сиг-
нала при частоте дискретизации, много меньшей несущей частоты.
Основными элементами ПЗС служит МОП-конденсатор, сос-
тоящий из металлического электрода и полупроводниковой под-
ложки п- или p-типа, отделенных друг от друга тонким окисным
слоем этого же полупроводника (рис. 8.16,а).
Если на металлический электрод, расположенный, например,
над n-полупроводником подать отрицательное напряжение Ult то
оно оттеснит основные носители (электроны) от границы окисел —
полупроводник вглубь полупроводника. В результате под элект-
родом образуется потенциальная яма (минимум потенциала) для
дырок. Поскольку концентрация дырок, неосновных носителей в
n-полупроводнике, на много порядков меньше, чем электронов, и
процесс их термогенерации развивается очень медленно, то эта
яма остается не заполненной дырками в течение времени до со-
тен миллисекунд и даже десятков секунд после подачи напряже-
ния U\. Заполнение потенциальной ямы происходит гораздо быст-
рее в результате инжекции в нее дырок каким-либо из известных
способов или перемещением их из соседней заполненной ямы. С
другой стороны, величина положительного заряда (пропорцио-
Рис. 8.16. Принцип работы приборов с переносом заряда
228
нального напряжению выборки сигнала), введенного в потенци-
альную яму, также сохраняется почти неизменной длительное
время, если с электрода не снято отрицательное напряжение. Та-
ким образом, МОП-конденсатор можно рассматривать как ячейку
памяти.
Передачу заряда из одной ячейки памяти в соседнюю можно
осуществить, прикладывая к последней более отрицательное на-
пряжение U2<Ui. При этом между электродами в полупроводни-
ке возникает электрическое поле, заставляющее диффундировать
заряд из первой ячейки во вторую. Передача заряда таким спо-
собом оказывается эффективной, если расстояние между электро-
дами менее 2..3 мкм. Ввиду технологических трудностей реали-
зации таких расстояний в ПЗС для передачи заряда применяют-
ся поверхностно-зарядовые транзисторы (рис. 8.16,6), состоящие
из истока 1, передающего 2 и приемного 3 электродов. Изменяя
напряжение на этих электродах, -можно заставить перемещаться
заряды в данном или противоположном направлении.
Как уже указывалось, другой разновидностью ППЗ являются
«пожарные цепочки», у которых в полупроводнике между элект-
родами, расположенными уже на расстояниях до 10 мкм друг от
друга, созданы диффузионные p-области (рис. 8.16,в). Под воз-
действием управляющих напряжений на электродах пакеты заря-
дов последовательно перемещаются вдоль цепочки из одной об-
ласти в другую (аналогия с пожарными, передающими ведра с
водой от одного к другому вдоль цепочки, и послужила причиной
названия ППЗ данного типа — «пожарные цепочки»). Сложность
формирования диффузионных областей ограничивает выпуск ПЦ.
Перенос заряда в двухтактных ППЗ осуществляется при по-
даче на все нечетные электроды напряжения —Ui, а на четные
—U2. С каждым последующим
тактом происходит взаимная
смена этих напряжений.
Для пояснения принципа
работы трехтактных ПЗС с от-
рицательными управляющими
напряжениями примем, что в
исходном состоянии (рис.
8.17,а) на электроды 1, 4, 7,...
подано напряжение U2 и что
в потенциальных ямах под ни-
ми находятся заряды q\, qi,
qi,.... На все остальные элек-
троды подано напряжение
U\>U2, поэтому перемещение
зарядов не происходит. В сле-
дующий такт (рис. 8.17,6) в
результате подачи на электро-
ды 2, 5, 8,... напряжения Uz<
<ZU2 под ними образуются бо-
Рис. 8.17. Принцип работы трехтакт-
ных ПЗС
229
лее глубокие потенциальные ямы, в которые и переходят заряды
<7i, Qi, Qi, — • В третьем такте (рис. 8.17, в) напряжение U2 по-
дается на электроды 2, 5, 8,..., под которыми начинают хранить-
ся вышеупомянутые заряды. Повторяясь, процесс смены отрица-
тельных напряжений заставляет зарядовые пакеты перемещаться
вдоль прибора.
Ввод информации в ПЗС в виде зарядовых пакетов осуществ-
ляется смещенным в прямом направлении электронно-дырочным
переходом, который под воздействием информационных импуль-
сов инжектирует заряды в первую потенциальную яму (диффуз-
ную область). Вывод информации осуществляется с помощью
расположенного в конце цепочки смещенного в обратном направ-
лении такого же перехода. «Впрыскивание» неосновных носите-
лей в запертый диод вызывает импульс тока в его цепи и, следо-
вательно, импульс напряжения на нагрузке.
Укажем еще некоторые особенности работы ПЗС. Зарядовый
пакет можно заставить перемещаться вдоль поверхности в любом
направлении, создавая вдоль этого направления потенциальные
ямы. Можно осуществлять при необходимости считывание заря-
да с любого промежуточного электрода (через емкость) практи-
чески без разрушения зарядового пакета. Для упорядочения пре-
образования аналоговых сигналов при вводе их в ПЗС служат
внешние или встроенные схемы дискретизации, поскольку в боль-
шинстве случаев с помощью ПЗС осуществляются дискретно-ана-
логовая обработка непрерывных сигналов. Однако, если в ПЗС
вводить полные зарядовые пакеты (единицы) и почти пустые па-
кеты (нули), а также предусмотреть регенерацию пакетов, то
ПЗС становится двоичным цифровым устройством. На таких
структурах реализуются все арифметические устройства: сумма-
торы, умножители и др. Техника цифровой обработки сигналов
на ПЗС сочетает высокую точность цифровых систем с низкой по-
требляемой мощностью и большими функциональными возможнос-
тями аналоговых устройств.
Основные параметры ПЗС. Минимальная тактовая частота
ограничивается термогенерированием неосновных носителей (до-
пустимым временем хранения заряда в ячейках памяти) и сос-
тавляет 1... 2 кГц. Максимальная тактовая частота серийных при-
боров достигает пока 100 МГц. Большим быстродействием (до
1 ГГц) обладают перистальтические ПЗС, содержащие в глуби-
не п-подложки скрытый (заглубленный) канал переноса — тон-
кий легированный р-слой.
При передаче заряда от ячейки к ячейке часть его теряется.
Если 61 — доля заряда, теряемая при одной передаче, то для п-
тактового ПЗС в целом неэффективность переноса определяется
как e = ein. Обычно 10~3... 10-4, что ограничивает максималь-
ное число каскадов в ПЗС-схемах. При использовании материа-
лов с высокой подвижностью неосновных носителей и примене-
нии скрытого канала удается уменьшить е до 10-5, на тактовых
частотах 10...20 МГц. Жесткие требования к малости величины
230
е обусловлены, во-первых, тем, что ПЗС являются аналоговыми
устройствами — каждая оставшаяся в ячейке часть заряда иска-
жает последующее отсчетное значение сигнала. Во-вторых, в со-
гласованных фильтрах на ПЗС неэффективность переноса заряда
е вызывает рассогласование входного сигнала и импульсной ха-
рактеристики фильтра. Это связано с тем, что по мере прохожде-
ния ЛЗ сигнал претерпевает изменения и перестает быть согласо-
ванным с фильтром. С увеличением числа обрабатываемых сим-
волов N энергетический выигрыш при приеме псевдослучайных
последовательностей замедляет свой рост и при некоторой вели-
чине N=Nmax совсем прекращается. Величина Nmax связана с не-
эффективностью переноса соотношением Afmax = 2,5/e. Из-за ко-
нечной величины е создать согласованные фильтры с JV>1024 к
настоящему времени не удается. И, наконец, в-третьих, в рекур-
сивных фильтрах циркулирующие по петлям обратной связи за-
ряды вследствие неэффективности переноса подвергаются много-
кратным искажениям. Это обстоятельство также требует уменьше-
ния величины в.
Нижняя граница динамического диапазона ПЗС определяется
величиной заряда, соответствующего нулевому значению входно-
го сигнала. Эта величина зависит от шумов ПЗС, источниками
которых являются: тактовые импульсы, флуктуационный шум пе-
редачи зарядов, термогенерация неосновных носителей. Верхняя
граница определяется максимальной величиной заряда, который
может храниться под одним электродом. Верхняя граница диапа-
зона ограничивается увеличением нелинейности ПЗС. Динамиче-
ский диапазон ПЗС 40... 50 дБ. Отдельные образцы схем имеют
,его величину до 90 дБ. ПЗС также характеризуется низкой по-
требляемой мощностью (5 мкВт на 1 бит передаваемой инфор-
мации) и высокой степенью интеграции (свыше 105 элементов на
кристалл).
Для работы ПЗС необходимо иметь временные выборки обра-
батываемых сигналов и подавать на электроды взаимно-синхро-
низированные управляющие последовательности импульсов, час-
то сложной формы. Преодолеваются эти трудности в ряде случа-
ев размещением схем управления непосредственно в корпусе ПЗС.
Для обработки сигнала его дискретные значения после каж-
дого элемента задержки необходимо умножать на определенные
весовые коэффициенты, реализуемые в ПЗС разделением «плас-
тин» каждого электрода на две части, отношение площадей ко-
торых соответствует данному весовому коэффициенту. Для преоб-
разования этого отношения в импульс напряжения заряды с каж-
дой части электрода, пропорциональные их площадям, подаются
на вход дифференциального усилителя, с выхода которого снима-
ется напряжение, соответствующее задержанной выборке сигна-
ла, умноженной на заданный весовой коэффициент.
Принципы построения и примеры реализации некоторых уст-
ройств на ПЗС. По структуре построения можно выделить [77]
четыре обобщенные схемы обработки сигналов на ПЗС. Схема
231
Входы
Рис. 8.18. Структура устройств обработки сигналов на ПЗС
(рис. 8.18,а) с параллельными входами и последовательным вы-
ходом, применяется в качестве демультиплексоров, устройств с
временной задержкой и накоплением, устройств для рекурсивных
фильтров и пр. Схема (рис. 8.18,6) с последовательным входом й
последовательным выходом, применяется как синхронизированная
ЛЗ, как буфер с переменной скоростью ввода и вывода сигнала
для его сжатия и растяжения во времени. Схема (рис. 8.18,в) с
последовательным входом и параллельным выходом применяется
в мультиплексорах, нерекурсивных фильтрах, корреляторах и ав-
токорреляторах, в преобразователях спектра. Последовательно-
параллельно-последовательная схема (рис. 8.18,а), являясь объеди-
нением предыдущих схем, применяется в устройствах памяти и
других сложных устройствах.
Аналоговые линии задержки на ПЗС используются как самос-
тоятельные устройства (например, в телевизионной технике и ра-
диолокационных системах), так и в более сложных функциональ-
ных устройствах. О диапазоне тактовых частот и времени задерж-
ки этих линий можно судить по рис. 8.1.
В качестве примера в табл. 8.1 приведены параметры некоторых отечест-
венных линий задержки.
На ПЗС реализованы все виды частотных фильтров: верхних и нижних частот,
полосовые, нерекурсивные трансверсальные и рекурсивные, согласованные и др.
Таблица 8.1
Тип ЛЗ Структура ЛЗ HJW Идя -“Я"*; be?" CQ и а £ н ь" ^ПОТР’ мВт
528БР1 2X64, отвод от 32-го элемента 1 32 1,3...2,1 4 1,3 60
528БР2 8X512 1 20 0,8...1,6 4 1 30
593БР1 8 элементов, отвод от каждого 1 16 1...2,3 3 1 70
232
Таблица 8.2
Микро- схема Тип фильтра дерева и о ё min* кГц 03 и е ё и ь" ^потр* мВт
1111ФН1 ФНЧ 4-го порядка 0,006/т 2 10 1...1.4 1,5 1,5 30
528ФВ1 ФВЧ 0,013/т 1 1,35...1,72 4 1,3 45
В качестве примера в табл. 8.2 представлены параметры двух фильтров,
выпускаемых отечественной промышленностью.
Выше было указано, что неэффективность переноса заряда препятствует
обработке псевдослучайной последовательности (ПСП) большой длительности.
От этого недостатка свободна микросхема, имеющая принципиально другую
организацию (рис. 8.19), в которой выборки входного сигнала не продвига-
ются по аналоговому регистру, а записываются последовательно в соответству-
ющую ячейку памяти двухканального аналогового запоминающего устройства
(АЗУ) с помощью селектора (сдвигающего регистра).
Синхронно с записью сигнала по регистру кода перемещаются значения
двоичных весовых коэффициентов, которые через буферный регистр попадают
в устройство свертки, распределяя сигналы на шину «+» или «—» внешнего
сумматора.
По такому принципу построена [78] схема цифроаналогового процессора
К528ХК1, реализующего свертку 32 выборок аналогового сигнала с бинарным
весовым коэффициентом. Микросхема имеет следующие параметры: коэффици-
ент- усиления напряжения Ку=1... 2; максимальное входное напряжение при
коэффициенте гармоник Аг^5% не менее 2 В; динамический диапазон не ме-
нее 46 дБ; потребляемая мощность 200 мВт;
2 МГц; минимальная тактовая частота не бо-
лее 20 кГц; уровень разряда АЗУ за время
75 мс не более 0,1.
Структурная схема согласованного фильт-
ра, выполненного на этом процессоре и пред-
назначенного для свертки ПСП, изображена на
рис. 8.20. Схема записи, выполненная на опе-
рационных ’усилителях, осуществляет разложе-
ние входного сигнала на две противофазные
составляющих. Схема считывания выполняет
обратную функцию. Необходимая для работы
процессора трехфазная последовательность так-
товых импульсов амплитудой 15 В вырабаты-
вается генератором тактовых импульсов (ГТИ).
Цепи подачи этих последовательностей к каж-
дой микросхеме на рисунке не показаны.
Цифроаналоговый процессор К528ХК1
можно использовать и для построения согла-
максимальная тактовая частота
Рис. 8.19. Схема цифроанало-
гового процессора К528ХК1
233
Рис. 8.20. Схема согласованного фильтра, выполненного с использованием
К528ХК1:
ГОПСП — генератор опорной псевдослучайной последовательности; ГТИ — генератор такто-
вых импульсов; СЗ — схема записи; СС — схема считывания
сованного фильтра с произвольными значениями весовых коэффициентов. В
этом случае каждому коэффициенту необходимо придать вид
К = Кп 2~" + Kn-i г-'"-1 > + ...+ Ко 2°,
где К(=±1.
Умножение каждой выборки иа свой коэффициент К происходит в л-f-l
параллельно включенных процессорах с коэффициентами Кп... Ко, после чего
результат суммируется во внешнем сумматоре с весовыми коэффициентами со-
ответственно (1/2)".... 1.
Дальнейшим направлением совершенствования УФЭ является
интеграция различных физических явлений в одном устройстве.
Например, эффект рассеяния света на неоднородностях (ПАВ
смещения частиц) позволяет создавать акустооптические прибо-
ры. Прозрачность пленок ЖИГ приборов на МСВ в оптическом
и ближнем инфракрасном диапазонах используется в магнито-
оптических устройствах. Исследуются УФЭ с использованием мо-
лекулярной и биоэлектроники.
Глава 9
ПРИМЕРЫ РЕАЛИЗАЦИИ АППАРАТУРЫ СВЯЗИ
С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ ТТУ СВЧ
9.1. УСТРОЙСТВА ФОРМИРОВАНИЯ РАБОЧИХ ЧАСТОТ
СРЕДСТВ СВЯЗИ СВЧ
Параметры устройств формирования рабочих частот. Устрой-
ства формирования рабочих частот передатчика и гетеродина при-
емника характеризуются в общем случае следующими основными
параметрами: диапазоном выходных частот, стабильностью, ша-
гом перестройки; уровнем шума выходных колебаний и побочных
составляющих; временем готовности и перестройки; потребляе-
234
мой мощностью (что особенно актуально для портативной, пере-
носной и бортовой аппаратуры); массой и габаритными размера-
ми. В каждом конкретном случае наиболее важным оказывается
один из этих параметров или определенная их совокупность.
Диапазон выходных частот определяется диапазоном работы
станции (радиолинии). Значение шага перестройки может быть
соизмеримо с шириной спектра сигнала, но оно должно быть боль-
ше, чем абсолютная нестабильность рабочей частоты.
Стабильность частоты / оценивается абсолютной нестабиль-
ностью— отклонением номинального значения Af=|f—fo| и от-
носительной нестабильностью df=Af/f0. Величина Af(6f) опреде-
ляется воздействием на генераторы внешней среды (температуры,
влажности, давления и т. п.), а также старением элементов, не-
стабильностью питающих напряжений и пр. Для уменьшения
влияния внешней среды опорные генераторы помещают'в вакуум-
ные термостаты. Однако при этом время разогрева и, следова-
тельно, выхода их на рабочий режим может достигать нескольких
минут. Величина 6f современных устройств формирования, выпол-
ненных с применением опорных КГ, составляет 10-7... 10-8. Даль-
нейшее снижение 6f, например, до 10-12, достигается с помощью
квантовых стандартов частоты; Следует отметить, что нестабиль-
ность рабочей частоты приводит к энергетическим потерям и уве-
личению вероятности ошибки при приеме сигналов. Снижение не-
стабильности частоты радиолинии —сложная задача, при опре-
делении ее максимально допустимого значения исходят, как пра-
вило, из вида сигнала, требуемой помехоустойчивости и допусти-
мого расширения полосы пропускания усилительного тракта при-
емника.
Уровень шумов устройств формирования характеризуют от-
носительной спектральной плотностью мощности шума 5(F),
дБ/Гц, — отношением мощности шума в полосе один герц к мощ-
ности несущей. Величина 5(F) максимальна вблизи несущей и
уменьшается при удалении s
от нее. На рис. 9.1 приво-
дятся в качестве примера
[79] допустимые уровни 40
шума в полосе сигнала ра-
диолинии спутниковой свя-
зи «Сатком» при передаче
ТВ-сигналов (на рис. 9.1 — ™
кривая ТВ), телефонных
(ТФ), фазовой телегра-
фии (ФТ). Там же, для
сравнения, показано рас- “720
пределение шумов (кри-
вая СЧ) одного из луч- -140
ших [80] по этому па- '
раметру СВЧ-синтезато- рис
р а. се сн
9.1. Допустимые уровни шума в подо-
гнала системы связи «Сатком»
235
Методы формирования рабочих частот. Условно можно выде-
лить четыре основных метода формирования рабочих частот,
приведенные на рис. 9.2. Выбор конкретного метода формирова-
ния рабочих частот возбудителей и гетеродинов определяется на-
значением радиолиний, а также требованиями к объему и каче-
ству передачи информации. Этими же факторами определяется
выбор элементной базы устройств формирования.
При первом методе — непосредственном генерировании коле-
баний автогенераторами СВЧ (ГЛПД, ГДГ, ТГ)—стабилизация
частоты основывается на применении термостабильных элементов,
в том числе высокодобротных резонаторов, термокомпенсации, оп-
тимальных режимов работы активных элементов и т. п. Такой ме-
тод формирования рабочих частот с механической их перестрой-
кой характерен для РРС первых поколений с AM или ЧМ. сигна-
лами и 6/= 10~3... 10-4. Значение генерируемой частоты выставля-
лось вручную по высокоточному частотомеру. Но даже это не
обеспечивало бесподстроечную связь — требовалась периодиче-
ская подстройка гетеродина по сигналу корреспондента.
К настоящему времени созданы высокостабильные малогаба-
ритные автогенераторы (6/= 10 4... 10 6) с ДР и ПАВ-резонато-
ром. Такие автогенераторы используются, в частности, в аппара-
туре одноиитервальных радиолиний, к которым предъявляются
требования дешевизны, простоты эксплуатации, малых массы, га-
баритных размеров, потребляемой мощности. Частоты приема и
передачи, как правило, фиксированные.
Рис. 9.2. Методы формирования рабочих частот
236
При необходимости могут использоваться и автогенераторы с
электронной перестройкой, которая осуществляется с помощью
варакторов и ЖИГ-резонагоров. Генераторы с ЖИГ-резонатора-
ми имеют на 20... 25 дБ меньше частотные шумы, чем генераторы
с варакторной перестройкой, вследствие существенно большей до-
бротности резонансных систем и значительно большую полосу пе-
рестройки. Однако их использование, как было указано в § 2.5,
7.5, связано с необходимостью установки точных значений токов
подмагничивания, большей критичностью к дестабилизирующим
факторам, а также с трудностями осуществления быстрой пере-
стройки частоты.
Задачи, решаемые современными средствами связи, требуют
применения высокостабильных рабочих частот, что обусловлено в
том числе использованием высокоэффективных видов модуляции,
таких, как однополосная, фазовая и др. Сетка таких частот фор-
мируется синтезаторами частоты (СЧ) возбудителя (в котором,
как правило, осуществляется перенос первичного информационно-
го сигнала на рабочую частоту) и гетеродина. Поясним, что под
синтезом частот понимают [81] процесс, в результате которого
множество частот (в частном случае одна) формируется из одной
или нескольких опорных частот.
При некогерентном синтезе частот используются несколько КГ
и (или) частотных дискриминаторов, комбинированием которых
получают требуемое количество рабочих частот. Нестабильность
выходной частоты при этом методе определяется характеристи-
ками колец ЧАПЧ и суммарной нестабильностью используемых
генераторов. В случае когерентного синтеза используется один
КГ, рабочие частоты формируются из одной опорной частоты необ-
ходимой стабильности.
При прямом синтезе (второй метод) рабочие частоты формируются в ре-
зультате арифметических действий (сложение, вычитание, умножение, деление)
над опорными частотами. Например, широко используется формирование ра-
бочей частоты или высокочастотной подставки умножением частоты опор-
ного КГ. Формирование нескольких рабочих частот при этом методе достига-
ется сменой одночастотных задающих генераторов типа «кварц-волна» (воз-
можно, только кварцевых резонаторов) или выделением требуемой гармоники
частоты КГ фильтром либо компенсационным кольцом.
Компенсационное кольцо (рис. 9.3) состоит из двух последовательно вклю-
ченных смесителей, узкополосного фильтра между ними и вспомогательного
генератора, подключенного к обоим смесите-
лям. В первом смесителе происходит пониже-
ние частоты входных колебаний. Колебания
пониженной частоты пропускаются через уз-
кополосный фильтр, легко реализуемый на
низких частотах, чем достигается их спект-
ральная чистота. В выходном смесителе
вновь образуются уже отфильтрованные
колебания входной частоты, при этом про-
Рис. 9.3. Структурная схема
компенсационного кольца
237
исходит компенсация собственной нестабильности вспомогательного ге-
нератора.
Следует иметь в виду, что при формировании рабочей частоты
умножением в N раз частоты КГ значение б/ не изменяется. Одна-
ко уровень шумов выходного колебания возрастает не менее чем
на 20 lg N. Для иллюстрации на рис. 9.4 приведена спектральная
плотность фазовых флуктуаций выходных колебаний fo=5 МГц
опорного КГ, умноженных в М=10 000 раз, соответствующая кри-
вая обозначена КГ (5 МГц). Сопоставление рис. 9.1 и 9.4 показы-
вает, что при использовании высококачественного опорного КГ с
/о =5 МГц даже с идеальным умножителем (без собственных шу-
мов) уровень шумов при работе в диапазоне ММВ превышает до-
пустимый.
Для уменьшения шумов колебания КГ пропускают через уз-
кополосные кварцевые фильтры, а уже затем подают на умножи-
тель. Но и в этом случае требования по уровню шумов не выпол-
няются (кривая КГ + КФ (5 МГц) на рис. 9.4).
Необходимого снижения шумов можно добиться, применяя бо-
лее высокочастотные опорные генераторы и соответственно умень-
шая коэффициент умножения N умножителя. Подтверждением
этого являются [82] пересчитанные к 50 ГГц характеристики на
рис. 9.4, соответствующие КГ с частотой 100 МГц, кривая КГ
(100 МГц) и ПАВ-генератору 500 МГц, кривая ГЛАВ (500 МГц).
При прямом синтезе сетка частот может быть также сформи-
рована на низких частотах и перенесена в область рабочих час-
тот смесителем при подаче на него высокостабильной подставки
СВЧ. СЧ этого типа просты по устройству и малоинерционны —
время установления частоты выходных колебаний может быть
снижено до десятков наносекунд. Однако при этом велик уровень
побочных колебаний — более чем —60 ... —80 дБ относительно по-
лезного сигнала и сравнительно узок диапазон рабочих частот.
Рис. 9.4. Спектральная плотность мощности фазовых флуктуаций, приведенная
к частоте 50 ГГц, при различных способах ее формирования
238
Лучшее подавление побочных колебаний до —100...—120 дБ,
обеспечивает применение третьего метода — косвенного синтеза
рабочих частот. В этом случае рабочая частота генерируется ге-
нератором, перестраиваемым в диапазоне частот (ГПД). Повы-
шение стабильности его частоты достигается с помощью колец
фазовой (ФАПЧ) и (или) частотной (ЧАПЧ) автоподстройки
частоты. С этой целью частота ГПД f0 приводится (рис. 9.5) к
высокостабильной опорной эталонной частоте /эт и сравнивается
с ней. Расхождение частот (фаз) этих колебаний преобразуется
в частотном (фазовом) дискриминаторе в напряжение или ток,
перестраивающие ГПД до сведения этого расхождения до опре-
деленного минимума.
В полосе синхронизации шумы сформированного СВЧ-колеба-
ния определяются шумами опорного генератора, а вне этой по-
лосы — собственными шумами ГПД. Поскольку низкочастотные
опорные КГ вблизи несущей имеют более низкий уровень шума,
чем высокочастотные, то, выбирая оптимальные полосы синхрони-
зации, можно получить минимальный уровень шумов СВЧ-коле-
бания. При этом целесообразно осуществление последовательной
синхронизации колебаний каждого генератора по колебанию бо-
лее низкочастотного генератора. Например, колебание КГ с час-
тотой 5 МГц, прошедшее через кварцевый фильтр, является син-
хронизирующим для КГ с частотой 100 МГц, колебание которого,
в свою очередь, синхронизирует ПАВ-генератор с частотой 500
МГц. Спектральная плотность фазовых флуктуаций такого по-
следовательно сформированного СВЧ-колебания изображена на
рис. 9.4 пунктирной кривой — ПС.
Более просто малый уровень шумов выходных колебаний мо-
жет быть достигнут в результате применения малошумящего ге-
нератора повышенной частоты с высокодобротной колебательной
системой. Так, например, на рис. 9.6 приведены [83] спектраль-
ные плотности фазовых флуктуационных шумов автогенератора
Рис. 9.5. Структурная схема
кольца ФАПЧ (ЧАПЧ)
Рис. 9.6. Спектральная плот-
ность мощности фазовых шу-
мов автогенератора на ДР
(f=l ГГц), приведенная к ча-
стоте 50 ГГц
fo=l ГГц на БТ с малыми фликкер-шумами, стабилизированного
ДР с Q = 7500, 14 000 и охваченного кольцом ФАПЧ по низкой
частоте эталонного генератора. Там же показано распределение
шумов этого генератора, приведенное к частоте 50 ГГц. Из со-
поставления кривых рис. 9.1 и рис. 9.6 следует, что использование
генераторов с ДР позволяет выполнить требования по шумовым
характеристикам с определенным производственным запасом.
При когерентном косвенном синтезе по сравнению с прямым
более эффективно реализуется формирование рабочих частот с
декадной перестройкой: изменением частоты через 10-7... 10-1
ГГц. В этом случае вместо громоздких аналоговых элементов
применяются ДПКД на элементах цифровой техники в интеграль-
ном исполнении.
Комбинированный фазокомпенсационный метод формирования
рабочих частот основан на сдвиге частоты СВЧ подставки в
квадратурном смесителе на требуемую величину, соответствую-
щую частоте низкочастотного квадратурного колебания. При этом
происходит компенсация (бесфильтровое подавление) ненужной
боковой составляющей результирующего колебания. Отсутствие
фильтров в СЧ, построенных по такому методу, позволяет осу-
ществлять, в частности, псевдослучайную (прыгающую) пере-
стройку рабочей частоты (ППРЧ) с большой скоростью, кото-
рая ограничивается только реактивными и переключающими эле-
ментами схемы.
Схемотехническое построение современных синтезаторов ча-
стоты. Можно выделить три основных принципа построения совре-
менных СЧ. Первый заключается в умножении частоты /нч
хорошо отработанных и освоенных в производстве СЧ метровых
волн. Однако возрастание уровня паразитных составляющих и
шумов выходного колебания, пропорциональное коэффициенту
умножения, приводит к тому, что требования к /нч резко возрас-
тают. Например, если паразитные спектральные составляющие (в
том числе и детерминированные) на выходе СЧ (рис. 9.7) должны
быть подавлены па 60... 70 дБ по отношению к мощности основ-
ного колебания (несущей), то их уровень на fH4 при коэффици-
енте умножения У = 48 должен быть не более —94...—104 дБ.
Удовлетворить эти требования с учетом большого быстродейст-
вия, малых потребляемой мощности, массы и габаритов очень
сложно, а в ряде случаев и невозможно.
В соответствии со вторым принципом построения СЧ частота
/нч переносится в диапазон СВЧ суммированием со стабильной
частотой высокочастотной подставки (рис. 9.8). При этом спект-
ральная плотность шумов выходного колебания (F) складыва-
сч
100... 111 МГЦ
ДГ=5,2кГц
4,8...5;ЗЗГГЦ
с _________
Лм48Г\ЛГ=?1>Ь/гГц
Рис. 9.7. Получение колебаний
СВЧ прямым умножением ча-
стоты СЧ диапазона метровых
волн
240
Рис. 9.8. Схема СЧ СВЧ с переносом сетки ста-
бильных частот в смесителе
ется из спектральных
плотностей шумов SH4(F)
низкочастотного СЧ и
SCB4 (F) — колебания
СВЧ подставки, т. е.
Sx(F)=SH4(F)+SCB4(F).
Недостатком СЧ, постро-
енного по данному прин-
ципу, является большой
уровень комбинационных составляющих на выходе смесителя
[комб = ^[нЧ ~nfcB4-
Наиболее эффективен третий принцип построения СЧ, при ко-
тором СВЧ генератор подстраивается кольцами ФАПЧ. Кольца
ФАПЧ обеспечивают кроме высокой стабильности частоты фор-
мируемых колебаний снижение уровня их шумов и комбинацион-
ных составляющих, выполняя тем самым роль узкополосного
СВЧ фильтра. По этому принципу реализован СЧ, предложенный
в [80], см. рис. 9.9. Отметим следующие особенности этого СЧ.
1. Частота /о=ЮО МГц КГ стабилизируется с помощью коль-
ца ФАПЧ по частоте цезиевого стандарта частоты, чем достигает-
ся S'(F)= —145 дБ/Гц при отстройке от несущей на Г=10 кГц.
2. Частота тракта переноса (подставка СВЧ) образуется путем
умножения и фильтрации в кольце ФАПЧ частоты КГ jQ=100 МГц.
Полоса пропускания кольца ФАПЧ равна 100 кГц, и поэтому
спектральная плотность S (Г) при отстройке до 100 кГц определя-
ется шумами опорного КГ с учетом умножения его частоты, а при
большей отстройке (дальняя зона) — шумами управляемого ЖИГ-
генератора 9,9 ГГц (ЖИГ-резонатор с Q = 400 обеспечивает пере-
стройку генератора в октавной полосе). В результате при F =
= 10 кГц па частоте колебаний 9,9 ГГц (рис. 9.10) реализуется
S (F) = S'(F) +20 1g 99~—105 дБ/Гц.
Рис. 9.9. Схема СЧ СВЧ с кольцами ФАПЧ
241
3. Формирование частот в диапазоне 10... 20 МГц осуществля-
ется цифровым синтезатором частоты с шагом сетки 100 кГц. Для
получения высокой спектральной чистоты выходного колебания в
цифровом СЧ применяются управляемые генераторы с электрон-
ной перестройкой частоты и высокодобротными колебательными
системами. В качестве опорной используется частота 100 кГц, по-
лученная делением частоты КГ fo=lOO МГц. В результате при
F= 10 кГц достигает 5"(Г) = —125 дБ/Гц (рис. 9.10).
4. В качестве выходных колебаний СЧ используются колеба-
ния охваченного кольцом ФАПЧ генератора 10 ГГц с ЖИГ-резо-
натором, аналогичного генератору 9,9 ГГц.
5. Предварительная установка частот обоих ЖИГ-генераторов
от блока управления осуществляется в октавной полосе с точ-
ностью до 50 МГц.
Перестройка частоты СЧ происходит следующим образом: с
помощью блока - управления осуществляется предварительная ус-
тановка частот ЖИГ-генераторов. После захвата частоты перво-
го ЖИГ-генератора в кольце ФАПЧ по гармонике КГ с fo=
= 100 МГц выделяется разностная частота обоих ЖИГ-генерато-
ров. Она делится на десять, подается на фазовый дискриминатор
и сравнивается с выходной частотой цифрового СЧ 10... 20 МГц.
В результате происходит захват частоты второго ЖИГ-генерато-
ра кольцом ФАПЧ.
При отстройке от сформированной частоты до 100 кГц спект-
ральная плотность S(F), в основном, определяется шумами циф-
рового синтезатора частоты с учетом делителя, так как полоса
пропускания кольца ФАПЧ равна 100 кГц, а в цепи обратной свя-
зи включен делитель на десять, при большей отстройке (в дальней
зоне)—шумами второго ЖИГ-генератора. К шумам выходного
колебания добавляются шумы подставки СВЧ (первого ЖИГ-ге-
нератора). Таким образом, при отстройке F = 10 кГц на выходной
частоте 10 ГГц вклад шумов цифрового СЧ составляет 8(F) =
= S'(F)+201g 10=—124 + 20 =
= —104 дБ/Гц. Величина 8(F)
подставки СВЧ составляет
—105 дБ/Гц. Поэтому оконча-
тельно можно считать, что
плотность шумов на выходе
S (F) |г=юкгц ~ — —101 дБ/Гц.
Рис. 9.10. Спектральная плотность шу-
мов генератора 9,9 ГГц S'(f) и синтеза-
тора частоты 10 ... 20 МГц S"(F)
Такая спектральная чи-
стота выходного колебания
(см. рис. 9.1, кривая СЧ)
позволяет получить прием-
лемый уровень шумов да-
же с умножением частоты
для получения сетки частот
в миллиметровом диапазоне
([84].
242
Рис. 9.11. Схема СЧ с быстрой перестройкой
Схема СЧ, имеющего [79] приемлемый уровень шумов и боль-
шее быстродействие, приведена на рис. 9.11. СЧ состоит из циф-
рового синтезатора мелкой сетки в диапазоне 12,5 ... 15 МГц с ша-
гом 25 кГц, тракта переноса частоты мелкой сетки в диапазон
1112,5... 1115,0 МГц; синтезатора крупной сетки в диапазоне 1,2...
... 1,332 5 ГГц с шагом 2,5 МГц и умножителя частоты на четы-
ре. В итоге СЧ перекрывает диапазон частот 4,8 ... 5,33 ГГц с ша-
гом сетки 100 кГц. Отметим особенности схемного построения
этого СЧ.
1. Для обеспечения высокой спектральной чистоты выходного
колебания в схеме, используется комбинация первого и третьего
принципов построения СЧ: осуществляется перенос частоты в
кольцах ФАПЧ и умножение иа четыре. Генераторы (ГУН) мет-
рового и дециметрового диапазона волн и КГ /о=ЮО МГц име-
ют выходные колебания с высокой чистотой спектров.
243
Рис. 9.12. Спектральная плотность шумов элементов СЧ (схема на рис. 9.10),
приведенная к 5 ГГц
На рис. 9.12 изображены кривые S(K), приведенные к частоте
5 ГГц: кварцевого генератора 5 МГц, кривая КГ (5 МГц), квар-
цевого генератора 100 МГц, кривая КГ (100 МГц); управляемого
генератора, кривая ГУН (1,2 ГГц); фазовых дискриминаторов с
частотами 12,5... 15 МГц и 2,5 1МГц, кривая (ФД), и системы син-
теза в целом при использовании только КГ с /о —5 МГц (кривая
СЧ с КГ 5 МГц) и КГ с /0=Ю0 МГц (кривая СЧ с КГ 100 МГц).
Как видно из рис. 9.11, использование КГ с повышенной частотой
улучшает характеристики СЧ.
2. Тракт переноса диапазона СЧ мелкой сетки в диапазон ДЦВ
построен на основе КГ с [о=ЮО МГц, частота которого стабили-
зируется с помощью кольца ФАПЧ по частоте опорного КГ с
f0= 5 МГц (которое на рис. 9.11 не показано).
3. На выходе СЧ мелкой сетки установлен делитель частоты на
10; в тракте переноса и в цифровом синтезаторе крупной сетки
частоты сравнения выбраны равными 12,5... 15 А1Гц и 2,5 МГц со-
ответственно. Такой выбор частот не является случайным. Фазо-
вые дискриминаторы и цифровые делители частоты имеют уровень
шумов ;[79] около —152 дБ/Гц, а опорный КГ с Д>=5 МГц при
Г=1 кГц имеет S(F) = —146 дБ/Гц. Следовательно, при частотах
сравнения, меньших 2,5 МГц, определяющими будут шумы не
опорного КГ, а фазового дискриминатора и цифровых делителей
частоты (шумы элементов кольца ФАПЧ).
Время установления частоты цифровых синтезаторов, как под-
тверждают экспериментальные исследования, обычно не превыша-
ет 100/fcp, где /Ср — частота сравнения в фазовом дискриминаторе.
В [85] сообщается, что в СЧ, реализованном по третьему принци-
244
пу, при fcp= 1 МГц получено время перестройки частоты 40 мкс.
Повышения быстродействия СЧ косвенного метода можно достиг-
нуть использованием двух СЧ, поочередно коммутируемых высо-
кочастотным быстродействующим переключателем. Требования по
развязке к переключателю должны быть не ниже, чем по подавле-
нию побочных паразитных составляющих в составе выходного ко-
лебания.
Повышенным быстродействием, как уже отмечалось, обладают
СЧ с формированием рабочих частот фазокомпенсационным мето-
дом. Особенностями СЧ такого типа (рис. 9.13) являются:
применение нескольких ступеней формирования рабочих час-
тот, крупной и мелкой сеток, общее количество которых на выходе
СЧ равно М = (K/N)N, где К—число частот опорных квадратур-
ных колебаний, a N — число ступеней формирования;
использование в качестве смесителей балансных модуляторов,
обеспечивающих подавление неиспользуемых боковых составляю-
щих до 45 дБ па частоте 10 ГГц;
их реализация в виде ГИС с применением квадратурных мос-
тов Ланге, микрополосковых циркуляторов, ключей и модуляторов
на ПТ, синфазных сумматоров мощности и т. п.;
возможность формирования модулированных колебаний без
разрыва фазы (например, ММС) при соответствующем выборе
формы низкочастотных управляющих напряжений и моментов вре-
мени их коммутации.
Из сопоставления спектральных характеристик на рис. 9.4 и
9.6 рассмотренных СЧ видно, что для формирования сетки частот
в диапазоне ММВ целесообразно применять СЧ, построенные по
третьему принципу с дополнительными частотными подставками,
формирование которых рассмотрено выше.
В табл. 9.1 для примера приведены основные характеристики
некоторых синтезаторов разных фирм-разработчиков [86, 87].
Рассмотрение принципов построения СЧ позволяет сделать сле-
дующие выводы.
Рис. 9.13. СЧ фазокомпенсационного типа
245-
Таблица 9.1
Наименование параметров MADIRAN Hughes Hughes TRW
Диапазон, МГц Шаг сетки частот, МГц Уровень побочных составля- ющих, дБ Уровень шума, дБ/Гц Время переключения, нс Объем, л 420...519 1 —70 —140 3-10» 1.5 1369..1606 1 —47 —НО 100 40 1277... 1538 1 —55 —120 100 14 1280... 1538 1 —43 25 1
1. Для формирования рабочих частот в СЧ необходимы: КГ с
низкой и повышенной частотой, квантовые стандарты частоты, уп-
равляемые генераторы, усилители, умножители частоты (в качест-
ве которых используются генераторы гармоник и синхронизируе-
мые генераторы); делители частоты с постоянными и переменными
коэффициентами деления, фазовые и частотные дискриминаторы,
смесители, фильтры с фиксированной настройкой и перестаривае-
мые, элементы цифровой техники.
2. Рассмотренные принципы и схемные решения устройств син-
теза не являются единственными, они лишь демонстрируют особен-
ности схемного построения СЧ и пути оптимизации их параметров.
3. Дальнейшее совершенствование СЧ в сильной степени зави-
сит от эффективности ТТУ СВЧ и будет идти по пути комбинации
различных методов синтеза.
9.2. ФОРМИРОВАТЕЛЬ ЦИФРОВЫХ СИГНАЛОВ СВЧ
С КОМПАКТНЫМ СПЕКТРОМ И ПОСТОЯННОЙ ОГИБАЮЩЕЙ
Необходимость повышения эффективности современных систем
передачи цифровой информации, т. е. увеличения скорости пере-
дачи на единицу полосы занимаемых частот, требует применения
сигналов с компактным спектром, сосредоточенным в достаточно
узкой полосе и имеющим малый уровень побочных составляющих.
При передаче цифровой информации по системам радиосвязи диа-
пазона СВЧ возникает дополнительное требование, связанное со
спецификой работы усилительных приборов СВЧ (в частности,
на активных ретрансляторах ИСЗ), заключающееся в необходи-
мости применения сигналов с постоянной огибающей.
Одним из путей решения этой проблемы является использова-
ние таких современных видов манипуляции, как двойная фазовая
(относительная фазовая) манипуляция (ДФМ или ДОФМ) со
сдвигом и частотная'манипуляция с минимальным сдвигом (ММС)
![88]. Однако формирование цифровых сигналов СВЧ с этими
видами модуляции традиционным • способом, т. е. с переносом
спектра сигнала с промежуточной частоты на несущую с помощью
•смесителей, вызывает появление нежелательных комбинационных
‘246
составляющих, бороться с которыми с помощью фильтров весьма
сложно, особенно при больших уровнях мощности. Отсюда следу-
ет целесообразность формирования указанных сигналов непосред-
ственно на рабочей частоте в диапазоне СВЧ без применения
смесителей и фильтров СВЧ в схеме формирователя.
Поскольку с помощью СВЧ устройств сравнительно просто
осуществляется однополярная амплитудная модуляция, а также
фазовая манипуляция на 180°, то основой построения формирова-
теля явилось выражение для сигнала с М(МС в виде суммы двух
его квадратурных составляющих [89]. В соответствии с полу-
ченным в [89] алгоритмом функционирования формирователя
сигналов с ММС его структурная схема приведена на рис. 9.14.
Формирователь включает в себя генератор СВЧ, модулятор СВЧ
и хронизатор, имеющие свои особенности в зависимости от ис-
пользуемого участка диапазона СВЧ. В качестве примера да-
дим краткую характеристику элементам формирователя диапазо-
на 6 ГГц.
Делитель мощности — квадратурный мост Ланге встречно-шты-
ревой структуры имеет в 10%-ной полосе частот переходное ос-
лабление (3±0,1) дБ, развязку 24 дБ и сдвиг фазы между коле-
баниями в выходных плечах (90±1)°.
Бинарный фазовый манипулятор (БФМ) состоит из следующих
элементов (рис. 9.15):
серийного микрополоскового циркулятора 1 типа ФЦП2-14;
отрезка линии передачи 2, подбором длины которого миними-
зируется фазовая ошибка бф=180°—А<р и паразитная амплитуд-
ная модуляция;
отражающего звена, состоящего из p-i-n диода 3 типа 2А-522А
(2А-517), подстроечного высокоомного шлейфа длиной /<А/4 и:
фильтра нижних частот 4 цепи управления диода.
Рис. 9.14. Формирователь сигналов с ММС
24Г
Рис. 9.15. Бинарный фазовый
манипулятор
БФМ, разработанные авторами
на часть дециметрового и весь санти-
метровый диапазон, имеют следующие
параметры: рабочая полоса частот до
500 МГц; сдвиг фазы Д<р= (180±5)°;
вносимые потери менее 1,5 ...2 дБ; па-
разитная амплитудная модуляция не
более 10%; подавление несущей при
модуляции «меандром» свыше 30 дБ;
уровень рабочей мощности до 0,1 Вт;
скорость манипуляции при вводе циф-
ровой информации на СВЧ до несколь-
ких Мбит/с, а при наличии схем обо-
стрения модулирующих импульсов до
100 Мбит/с. Некоторые типы БФМ вы-
полнены в гибридно-интегральном ис-
полнении на ферритовой подложке.
Амплитудный модулятор (АМд) по конструкции сходен с БФМ.
Однако длина подстроечного шлейфа, отрезка линии 2, напряже-
ние смещения, подаваемое на диод, и форма управляющего напря-
жения подбираются такими, чтобы амплитуда проходящего через
модулятор СВЧ сигнала изменялась по закону sinx при О^х^л.
Для развязки БФМ и АМд применяются серийные микрополоско-
вые вентили типа ФВП2-5.
Синфазный сумматор мощности, выполненный в микрополоско-
вом исполнении в 10%-ной полосе частот имеет развязку между
входными плечами более 20 дБ. Коэффициент деления мощности
(3±0,15) дБ при фазовой ошибке ±1,5°.
Модулятор СВЧ размещается в кассете с размерами 100Х70Х
Х15 мм и имеет массу 150 г.
Хронизатор формирует управляющие напряжения, синхронизи-
рованные тактовой частотой F — X]T передаваемого цифрового
сигнала. Этот сигнал, коммутируемый распределителем, разделя-
ется на две последовательности с длительностью импульсов Т и
частотой следования 1/(27’), так что последовательности, посту-
пающие в верхнюю и нижнюю ветви хронизатора, определяются
информационными символами, появляющимися соответственно в
моменты (26—1) и 2kT. В обеих ветвях хронизатора импульсы
удлиняются во времени до 27’ и поступают на один из входов
сумматора по модулю два (М2). В результате импульсы в ветвях
перекрываются по времени иа длительности Т.
В блоке опорных частот (БОЧ) формируются напряжения
sin (л//2Т) и cos (л//27’)> которые подаются на формирователи
меандровых последовательностей с длительностью импульсов 27’,
поступающих на входы сумматоров М2 и на формирователи сиг-
налов вида | sin (л//27’) | и | cos (nt/2T) |. С выходов сумматоров
М2 управляющие последовательности подаются на БФМ, а с вы-
ходов формирователей напряжений |sin (nt/2T) | и |cos (nt/2T) | —
на амплитудные модуляторы.
248
Макет хронизатора, выполненный на 25 корпусах логики 13$
и 130 серий, имеет объем 0,5 дм3, массу 0,2 кг и потребляет мощ-
ность около 5 Вт.
Рассмотрим особенности настройки и результаты эксперимен-
тального исследования формирователя. Для получения требуемых
характеристик формирователя настройка элементов СВЧ модуля-
тора производилась в динамических испытательных режимах,
близких к реальным рабочим. Выявлено, что в качестве критерия
правильной настройки указанных элементов целесообразно при-
нять степень совпадения экспериментальных и расчетных ампли-
туд спектральных составляющих тест-сигналов. В частности,
спектр ФМ сигнала на выходе настроенного БФМ при управля-
ющем сигнале типа «меандр» имеет практически идеальную сим-
метрию относительно <оо, сравнительно медленное (пропорциональ-
ное 1/<о) убывание нечетных компонентов и подавление более чем
на 30 дБ несущей и четных компонентов.
Спектр СВЧ-сигнала на выходе амплитудного модулятора при
управляющем напряжении вида t/m|sin (пЦЪТ) |, где Um = 0,3...
...0,5 В, 7’=2 мкс, и базовом смещении (1±0,1) В содержит не-
сущую и быстро (пропорционально около 1/<в2) убывающие чет-
ные компоненты. Относительные величины несущей Ао и i-x гар-
монических составляющих Aq/A2=3/2, А0/А4=15/2, Ао/Аб=35/2
при указанном режиме работы АМд соответствуют теоретическим
значениям.
При одновременной подаче управляющих напряжений на БФМ
и амплитудный модулятор на выходе каждой ветви образуется
сигнал с балансной амплитудной модуляцией (БАМ). На рис. 9.16
приведены спектрограммы несущей (рис. 9.16, а) и спектра сиг-
нала с БАМ (рис. 9.16,6), при входном сигнале типа «меандр».
Так как одна пара боковых составляющих сигнала на входах
сумматора в схеме на рис. 9.14 сиифазна, а другая — противофаз-
на, то на его выходе присутствует только одна, та или иная,
боковая составляющая спектра с частотой (о0/2л± 1/(47’) (рис.
9.16, в, г) в зависимости от того, имеется или отсутствует сдвиг
фазы на 180° между управляющими последо-
вательностями на входах БФМ в верхнем и а) |
нижнем каналах модулятора СВЧ (см. рис.
9.14). Подавление всех побочных компонен- ^1,1
тов в 10%-ной полосе частот более чем на .
30 дБ свидетельствует о качественной наст- I , ,
ройке и синхронной работе элементов хрони- |
затора и обеих ветвей модулятора. —i——i-----1----f
О работе формирователя в динамическом
режиме и быстром убывании побочных со- рис g Спектраль-
ставляющих энергетического спектра сигналов ные составляющие
ММС можно судить также по спектрограмме сигнала на выходе
на рис. 9.17, а, которая соответствует „пере- Й^п^мадулиру-
даче псевдослучайной информационной по- ющем сигнале типа
следовательности с рекуррентой в 1023 сим- меандр
243
Рис. 9.17. Энергетические спектры сигналов ММС и ДОФМ со сдвигом при пе-
редаче ПСП
вола. Для сравнения на рис. 9.17,6 приведена спектрограмма
сигнала ДОФМ со сдвигом при той же рекурренте.
Таким образом, предложенный алгоритм '[89], реализуемый на
основе дискретных СВЧ-устройств — БФМ, позволяет формиро-
вать цифровые сигналы (IMMC) с компактным спектром и по-
стоянной огибающей непосредственно на СВЧ в полосе частот до
10%.
9.3. АКТИВНЫЕ РЕТРАНСЛЯТОРЫ И ПРИЕМОПЕРЕДАЮЩИЕ
МОДУЛИ РРЛ
Общая характеристика и простейшие типы активных ретрансляторов. Акту-
альными проблемами строительства и эксплуатации радиорелейных линий, осо-
бенно в горных и пустынных областях, а также в районах Крайнего Севера, яв-
ляются снижение капитальных и трудовых затрат, расхода цветных металлов,
энергопотребления, упрощение монтажа и настройки аппаратуры. Применение
пассивных ретрансляторов (ПР) различных типов ограничено критичностью к
месту их расположения между активными станциями, невозможностью исполь-
зования подряд нескольких ПР, громоздкостью конструкций' и влиянием на
характеристики ПР внешних воздействующих факторов. Поэтому решение вы-
шеуказанных проблем лежит на пути создания автономной малогабаритной вы-
сокоэффективной приемопередающей аппаратуры в твердотельном исполнении,
обеспечивающей получение необходимого энергетического потенциала радио-
линии при размещении приемных и передающих модулей (малых габаритных
размеров и массы) у зеркала антенны с возможностью их питания от аккуму-
ляторов, солнечных батарей, термоэлектронных и радиоизотопных термоэлек-
трогеиераторов (РИТЭГ) и т. п. Использование такой аппаратуры практически
исключает необходимость создания условий жизнеобеспечения обслуживающего
персонала, строительства подъездных путей, доставку горючего иа промежу-
точные стаицин и т. п.
На практике используются различные типы активных ретрансляторов (АР).
Структурная схема наиболее простого из них (ретранслятор без преобразова-
ния частоты с транзисторным МШУ) представлена на рис. 9.18. Опыт примене-
ния таких АР на симплексных высокогорных РРЛ показал, что они по надеж-
ности вполне сравнимы с ПР. Вместе с тем их энергетические показатели зна-
чительно выше. Так, система из приемной и передающей параболических ан-
тенн диаметром по 5 м, двух каскадио соединенных МШУ с коэффициентом
250
Рис. 9.18. Схема АР с прямым усилением сигнала
усиления 2X20 дБ, на волне 1=8 см имеет результирующее усиление 124 дБ.
(Геометрические размеры эквивалентного по усилению ПР должны составить
30X30 м, что практически нереализуемо.) Питание транзисторный усилитель
получает от аккумуляторных батарей. Четыре щелочных аккумулятора напря-
жением 12 В и емкостью 80 ’А-ч каждый обеспечивают необслуживаемую ра-
боту АР в течение восьми месяцев.
На рис. 9.19 представлена структурная схема одиочастотиого АР дуплек-
сной РРЛ [91]. Особенностью АР является использование единого широкопо-
лосного ТрУ для одновременного усиления сигналов с противоположных на-
правлений связи. Полосовые фильтры, настроенные иа частоты сигналов fi и
fi, ферритовые циркуляторы и вентили обеспечивают развязку между выхо-
дом и входом АР (Z-ai и £аг), превышающую его коэффициент усиления.
Рассмотренным выше АР присущ общий недостаток: невозможность приме-
нения усилителей с большим коэффициентом усиления' из-за связи между ан-
теннами (ia), которая может привести к самовозбуждению усилителя. Мак-
симальное усиление таких АР обычно не превышает 40... Б0 дБ, что ограничи-
вает их применение. Использование разнесенных антенн с малыми задними ле-
пестками диаграммы направленности и компенсационных методов подавления
приема через боковые (задние) лепестки позволяет ’увеличить коэффициент
усиления' АР одинаковых частот до 80... 120 дБ. Однако реализация этих мер
усложняет и удорожает ретранслятор.
Рис. 9.19. Одночастотиый АР дуплексной РРЛ
251
В силу указанных причин на современных РРЛ целесообразно применять
АР со сдвигом частоты, обеспечивающим необходимую развязку между при-
емной и передающей антеннами. Пример структурной схемы такого АР с тран-
зисторным МШУ приведен на рис. 9.20.
Смеситель АР работает в полосе частот, превышающих сумму полос ча-
стот ретранслируемых сигналов и разноса между несущими частотами сигна-
лов противоположных направлений связи.
Радиорелейные линии с АР наряду с высокой устойчивостью связи и до-
стоверностью передаваемой цифровой информации выгодно отличаются эконо-
мической эффективностью. Хотя при использовании таких АР приходится не-
сколько сокращать интервалы между станциями, стоимость РРЛ полной про-
тяженности, в которой между двумя узловыми станциями находятся четыре
АР, оказывается в 2,6 раза ниже [92] стоимости обычной линии; при наличии
трех АР стоимость снижается в 2,25 раза, при наличии двух АР — в 1,8 раза
(питание АР от РИТЭГ в течение 10 лет).
Активные ретрансляторы могут быть реализованы на основе
более совершенных, созданных [93] с учетом последних достиже-
ний микроэлектроники, передающих и приемных модулей, рабо-
тающих в диапазоне 4 ГГц и позволяющих передавать 1020 ТФК
или программу цветного ТВ, а также четыре высококачественных
звуковых канала. Рассмотрим эти модули более подробно.
Передающий модуль. Передатчик предназначен для передачи
1020 телефонных каналов или сигнала цветного телевидения и
четырех высококачественных звуковых каналов.
В соответствии с функциональной схемой передатчика
(рис. 9.21) входной частотно-модулированный сигнал промежу-
точной частоты 70 МГц с уровнем 0,3... 0,5 В подается на усили-
тель-ограничитель, снижающий паразитную амплитудную модуля-
цию и коэффициент АМ/ФМ преобразования. Далее сигнал по-
ступает на формирователь полосы, состоящий из полосового
Рис. 9.20. Схема АР со сдвигом частоты
252
фильтра, корректора группового времени запаздывания (КГВЗ)
и мощного усилителя ПЧ. Усиленный до 1,5 В сигнал ПЧ че-
рез развязывающую цепь поступает на балансный смеситель. На
гетеродинный вход этого смесителя подается сигнал гетеродина
мощностью 25... 30 мВт. С выхода смесителя суммарный, разно-
стный сигналы и ослабленный более чем на 20 дБ сигнал гетеро-
дина поступают на фильтр СВЧ через развязывающий вентиль.
Трехрезонаторный фильтр, выполненный на миниатюрных диэлек-
трических резонаторах с ег=80 и добротностью порядка 2 ... 3 ты-
сяч, в зависимости от модификации, обеспечивает выделение сум-
марного или разностного сигнала и подавление более чем на 30
дБ сигнала гетеродина. Неравномерность АЧХ фильтра в полосе
Af = 40 МГц не более 0,3 дБ, что обеспечивает низкий уровень
АМ/ФМ преобразования в тракте передачи.
С выхода фильтра СВЧ сигнал мощностью 2 ... 3 мВт усилива-
ется мощным усилителем СВЧ до РВых = 0,25; 0,1 или 1 Вт в зави-
симости от его 'модификации. Уровень побочных (комбинацион-
ных) продуктов не превышает —30 дБ от Рвых. Выход передатчика
волноводный, что дает возможность присоединять его непосред-
ственно к ствольным фильтрам устройства объединения и разде-
ления в многоствольных или непосредственно к облучателю ан-
тенны в одноствольных РРС. К тракту передачи через направлен-
ный ответвитель подключена детекторная головка для контроля
излучаемой мощности СВЧ.
Гетеродин с фазовой автоподстройкой частоты, работающий
в диапазоне 4 ГГц, представляет собой управляемый напряжени-
ем СВЧ транзисторный генератор с диэлектрическим резонато-
ром (ДР). Частота генератора определяется резонансной часто-
той ДР, а подстройка частоты осуществляется путем подачи уп-
равляющего напряжения на варактор, включенный в контур ге-
нератора. Часть мощности генератора СВЧ ответвляется на па-
раметрический делитель частоты на четыре, а затем на импуль-
сный делитель на восемь. Сигналы опорного кварцевого генера-
тора и импульсного делителя на восемь сравниваются по фазе
на фазовом детекторе.
253
Выходной сигнал фазового детектора фильтруется, усилива-
емся и подается на варакторный диод для подстройки частоты
генератора СВЧ. Долговременная нестабильность частоты гете-
родина с ФАПЧ составляет ±5-10~6 в интервале температур
—50... +50° С.
Разработанный СВЧ-генератор на диэлектрическом резонато-
ре с фазовой автоподстройкой частоты имеет малые AM и ЧМ
шумы, при этом не требуются узкополосные фильтры, необходи-
мые в генераторах с умножителями частоты. Шумы, вносимые
гетеродином в телефонный канал, не превышают 2 пВт.
Приемный модуль. При приеме входной сигнал СВЧ в диапа-
зоне 3,4... 3,9 ГГц усиливается и преобразуется на промежуточ-
ную частоту 70 МГц. Функциональная схема приемника приве-
дена на рис. 9.22. На входе пятикаскадный транзисторный МШУ
с АРУ, выполненный по балансной схеме, усиливает сигнал от
—109 до —55 дБВт, при этом мощность на выходе поддержива-
ется на уровне (—50 ±0,25) дБВт. Третий, четвертый и пятый
каскады МШУ содержат аттенюаторы на p-i-n диодах, управляе-
мые сигналом с выхода детектора, предварительно отфильтрован-
ным и усиленным. Быстродействие системы АРУ ПО дБ/c. Коэф-
фициент усиления МШУ (с выключенной АРУ) уменьшается на
1 дБ при увеличении входной мощности до уровня, соответствую-
щего РВых=—25 дБВт.
С выхода МШУ сигнал поступает на трехрезонаторный фильтр
зеркального канала (ФЗК), идентичный фильтру выделения сум-
марного (разностного) сигнала в передатчике. ФЗК, помимо ос-
новного назначения, предотвращает попадание других помех на
смеситель, в том числе гармоник гетеродина передатчика. Изби-
рательность ФЗК при расстройках ±70 и ±140 МГц составляет
30 и 45 дБ соответственно.
Далее сигнал СВЧ поступает на балансный смеситель с поте-
рями преобразования менее 5 дБ и развязкой между сигнальным
и гетеродинным входами не менее 25 дБ. Благодаря высокой ли-
Рис. 9.22. Приемный модуль для РРЛ 4 ГГц
254
нейности амплитудной характеристики смесителя (более 40 дБ
при выходной мощности до 0,5 мВт), измерявшейся двухсигналь-
ным методом, и стабильности выходной мощности МШУ, охвачен-
ного петлей АРУ, величина АМ/ФМ преобразования в смесителе
сведена до минимума. Ко второму входу смесителя подключен ге-
теродин приемника, идентичный гетеродину передатчика.
С выхода смесителя сигнал ПЧ подается на предваритель-
ный усилитель промежуточный частоты (ПУПЧ) с коэффициентом
шума менее 1,5 дБ и усилением 28... 30 дБ. Затем сигнал ПЧ по-
ступает на формирователь полосы, представляющий собой поло-
совой фильтр промежуточной частоты и корректор ГВЗ. Форми-
рователь полосы, имеющий полосу пропускания 30 МГц по уров-
ню 0,3 дБ, выравнивает нелинейность ГВЗ за счет полосовых
СВЧ- и ПЧ-фильтров в этой полосе до 2 нс. Сформированный и
откорректированный по ГВЗ сигнал ПЧ поступает через электрон-
ные ключи на оконечный усилитель ПЧ, имеющий два выхода
ПЧ: ПЧ1—0,3 В и ПЧ2 —0,5 В.
При уменьшении входного сигнала СВЧ до —112 дБВт схема
управления (компаратор сравнивает напряжение АРУ с порого-
вым) запирает ключ выхода ПЧ и открывает ключ выхода гене-
ратора замещения (ГЗ) с одновременной подачей на него пита-
ющего напряжения.
При увеличении входного сигнала СВЧ до —109 дБВт схема
управления отключает питание ГЗ и открывает ключи по входу
сигнала ПЧ. С увеличением СВЧ сигнала от —109 дБВт до
—55 дБВт уровень сигнала на выходах ПЧ поддерживается по-
стоянным с отклонением от значения 0,5 (0,3) В не более чем на
±0,25 дБ.
Оценка характеристик и результаты испытаний модулей. С
учетом значений коэффициента шума приемника Кш=2, шумо-
вой полосы Д/ = 50 МГц, постоянной Больцмана А=1,38Х
ХЮ-23 Вт (Гц-град)-1 предельная чувствительность приемника
при температуре 20° С оказывается равной
Рпред = k Т Д f = 2 • 1,38 • 10-23.293 • 50 • 10е =
= 4,04 • 10~13 Вт или Рпред = — 124 дБВт.
Принимая значения порога ЧМ сигнала 0 = 9 дБ и запаса над
ним, равного 3 дБ, определяем минимальный уровень входной
мощности, при котором включается замещающий генератор,
PmJn = —-124± 9± 3 = — 112 дБВт.
Считая, что на выходе приемника допустимо двукратное из-
менение уровня сигнала для порога включения АРУ, имеем
Рпор АРУ = —112 + 3 ДБВт = —109 дБВт.
При максимально допустимом уровне входного сигнала
Ртах——55 дБВт глубина АРУ составляет
Ртах Рпор АРУ ~ 55 ± 109 = 54 дБ.
255
Для получения номинального уровня МОЩНОСТИ Рвых.ном=^
=—24,8 дБВт на 75-омном выходе приемника его коэффициентг'
усиления должен быть равен
Кр = ^вых.иом ^пор ару = 84,2 дБ,
при этом на потери в фильтрах, смесителе и т. п. необходим со-
ответствующий запас усиления.
Непосредственные измерения показали, что при изменении ос-
лабления на интервале от 40 до 70 дБ визометрическое отноше-
ние сигнал/шум остается в пределах 20 1g (7с.виз/^ш) =85... 83 дБ.’
Визометрическое отношение сигнал-шум использованного модема'
составляет 85,5 дБ.
Приемный и передающий модули сохраняют работоспособ-
ность при температуре окружающей среды от —50 до +50° С; до-
пустимые пределы изменения напряжения питания от 10 до 29 В;
потребляемая мощность не более 10 Вт. Масса каждого модуля
4 кг, габариты 500X120X80 мм.
Более чем годичная работа нескольких комплектов приемных
и передающих модулей на интервалах 20 и 70 км в горных и пу-
стынных районах Казахстана подтвердила высокую надежность
аппаратуры и соответственно качества телевизионного сигнала
установленным нормам. Использование рассмотренных модулей
позволит существенно удешевить и ускорить строительство РРЛ,
что особенно важно в чрезвычайных обстоятельствах (при сти-
хийных бедствиях).
9.4. РАДИОПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА СВЧ С ПРЯМЫМ
ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ СИГНАЛА
Высокоэффективные ТТУ позволили в настоящее время при-
менять не только традиционные супергетеродинные РПрУ СВЧ,
но и другие их типы, отличающиеся определенными достоинст-
вами. Примером могут служить РПрУ с прямым преобразовани-
ем сигналов, которые превосходят супергетеродинные по надеж-
ности и функциональной простоте, имея достаточно высокие по-
казатели помехоустойчивости и ЭМС. Такие РПрУ удобно клас-
сифицировать по типу используемого в них демодулятора
(рис. 9.23).
Рис. 9.23. Типы приемных устройств с прямым преобразованием сигнала
256
В РПрУ без гетеродинирования демодуляция сигнала осуще-
ствляется непосредственно на СВЧ. Простейшие из них детек-
торные РПрУ имеют низкую чувствительность, а избирательность
их определяется главным образом преселектором, поэтому, они
находят применение в основном в системах анализа электромаг-
нитной обстановки, контроля радиоизлучения, радиотехнической
разведки невысокой чувствительности.
Примером автокорреляционного РПрУ является разработан-
ный для западноевропейского спутника связи ECS приемник сиг-
налов 4-фазной ОФТ со скоростью 120 Мбит/с в диапазоне
14 ГГц [94]. Он содержит линейку ствольных фильтров с разно-
сом 83,3 МГц, к выходу каждого из которых подключен автокор-
реляционный демодулятор (рис. 9.24,а). Фазовые сдвиги приня-
того элемента сигнала относительно предыдущего (опорного) в
зависимости от сочетания пёредаваемых информационных эле-
ментов показаны на рис. 9.24,6. В демодуляторе результирующие
фазовые набеги в цепях прямого прохождения и задержанных
сигналов таковы, что на входах ФД сдвиг фазы задержанных
сигналов по отношению к прямым равен соответственно +135° и
—135°. Это обеспечивает демодуляцию сигнала 4-фазной ОФТ од-
новременно со снятием относительности (рис. 9.24,в). Подстраи-
ваемый фазовращатель <р и линия задержки т имеют волновод-
ную конструкцию, все остальные элементы демодулятора микро-
полосковые с подложкой из кварцевого стекла. Простота и на-
ВыхоВТ
• • • ••• • • "• • • •
S) . 8)
Рис. 9.24. Схема и принцип действия автокорреляционного демодулятора
9—57 257
дежность при высокой помехоустойчивости (оптимальный неко-
герентпый прием), малые габариты и энергопотребление такого
РПрУ удовлетворяют требованиям к бортовой аппаратуре.
В РПрУ прямого преобразования с гетеродинированием сиг-
нала основное усиление и избирательность осуществляются на
видеочастоте («нулевой» ПЧ), что облегчает перестройку прием-
ного устройства, обеспечивает демодуляцию различных видов
сигналов путем смены (переключения) низкочастотных устройств
обработки.
Одноканальные РПрУ с независимым гетеродином использу-
ются, в частности, в доплеровских РЛС для измерения скорости
движущихся объектов. Примером может служить дистанционный
измеритель скорости автомобилей, в котором на смесительный
диод приемника измерителя (рис. 9.25) одновременно с отражен-
ным от объекта сигналом подается в качестве- гетеродинного ко-
лебания ответвляемый сигнал передатчика.
Для прямого преобразования СВЧ-сигналов перспективно ис-
пользование квадратурных демодуляторов. Сохраняя всю инфор-
мацию об амплитуде и фазе исходного радиосигнала, квадратур-
ный преобразователь частоты (рис. 9.26) позволяет осуществлять
низкочастотную обработку сигнала с любыми видами модуля-
ции [104].
При прямом транспонировании спектра СВЧ-сигнала на ви-
деочастоту к преобразователю предъявляются повышенные тре-
бования к динамическому диапазону, коэффициенту шума, а так-
же по уровню продуктов интермодуляции 3-го и особенно 2-го по-
рядка. Выполнение этих требований стало возможным лишь в по-
следнее время, в частности, в результате создания балансных и
двойных балансных смесителей на ДБШ (см. гл. 4).„
Современная элементная база делает возможной реализацию
когерентной демодуляции цифровых СВЧ-сигналов с фазовой ав-
топодстройкой гетеродина по принимаемому сигналу. Высокая
стабильность и спектральная чистота колебаний современных
СВЧ-гетеродинов позволяет также создавать двухступенчатые
квадратурные устройства когерентной демодуляции сигналов [95],
в которых перенос СВЧ-сигнала на нулевую ПЧ производится с
помощью неподстраиваемого гетеродина, а оценка фазы сигнала
Рис. 9.25. Схема измерения скорости
объекта по доплеровскому сдвигу ча-
стоты
258
Рис. 9.26. Схема квадратурного пре-
образователя приемника прямого пре-
образования
и его демодуляция осуществляются во второй ступени обработки
цифровыми устройствами.
Таким образом, на основе ТТУ СВЧ могут быть созданы ма-
логабаритные высокоэффективные РПрУ прямого преобразова-
ния, потенциальные достоинства которых реализуются пока не
полностью.
9.5. ПРИЕМНЫЕ СИСТЕМЫ СПУТНИКОВОГО
ТЕЛЕВИЗИОННОГО ВЕЩАНИЯ
Приемные системы «Экран» и «Москва» спутникового ТВ поз-
волили организовать для всей страны с учетом местного времени
пятизонное вещание первой общесоюзной программы и трехзон-
ное — второй. Небольшая стоимость, отсутствие необходимости • в
постоянном обслуживающем персонале и специальных помеще-
ниях обеспечили им широкое использование в народном хозяй-
стве.
Станция «Москва» [96] предназначена для приема с ИСЗ
типа «Горизонт» и последующего распределения сигналов одной
программы радиовещания, передаваемых методом частотной мо-
дуляции.
В однозеркальной параболической антенне станции для при-
ема сигнала круговой поляризации в качестве облучателя исполь-
зуется коническая двухзаходпая логарифмическая спираль с ко-
аксиальным симметрирующим устройством. Согласование актив-
ных сопротивлений осуществляется ступенчатым трансформато-
ром. Антенна имеет диаметр 2,5 м, угловой размер раскрыва
160°, фокусное расстояние 750 мм. Коэффициент усиления антен-
ны на частоте 3675 МГц составляет 37,5 дБ, ширина диаграммы
направленности 2,2°, уровень первого бокового лепестка не более
минус 20 дБ, шумовая температура антенны при угле места 5°
меньше 70 К-
Принятый сигнал усиливается МШУ, размещенным непосред-
ственно на антенне (рис. 9.21). МШУ имеет эффективную шумо-
вую температуру не более 90 К (Т'ш’СТфиз!) в полосе 3,65... 3,95
ГГц, коэффициент усиления более 37 дБ и состоит из входного
ПУ и ТрУ. Параметрический усилитель с КР»13 дБ представля-
ет собой двухконтурный усилитель отражательного типа с коак-
сиальным входом по сигналу и волноводным — по накачке. Ге-
нератор накачки содержит задающий генератор на диоде Ганна
(fr = 24,5 ГГц, Рг> 150 мВт), стабилизированный высокодоброт-
ным резонатором, варакторный удвоитель частоты и систему ав-
томатического регулирования мощности накачки по постоянно-
му току параметрического диода. Коэффициент усиления ТрУ не
менее 25 дБ при КШ=С5 дБ. Стабильность характеристик МШУ
обеспечивается с помощью системы терморегулирования, поддер-
живающей температуру внутри блока /=(20±3)°С. При измене-
нии температуры окружающей среды от —50 до +50° С коэффи-
циент усиления МШУ изменяется менее чем па 3 дБ.
9* 259
Рис. 9.27. Схема МШУ приемной станции «Москва»
К СВЧ оборудованию станции «Москва» относится также
блок преобразователя частоты (ПрЧ) приемной стойки. В нем
осуществляется преобразование частоты принимаемого сигнала на
ПЧ 70 МГц. На входе блока включен полосовой фильтр встречно-
стержневого типа, который обеспечивает необходимую избира-
тельность по зеркальному и соседним каналам приема. Баланс-
ный смеситель на НПЛ представляет собой гибридное кольцо
6А/4, к которому подключены два диода с барьером Шотки,
входы сигнала и гетеродина. Предварительное усиление сигнала
ПЧ осуществляется малошумящим трехкаскадным УПЧ. Коэф-
фициент передачи блока ПрЧ составляет 25 дБ, Кш^13 дБ.
Для формирования колебаний гетеродина в блоке ПрЧ слу-
жит транзисторно-варакторная цепочка, состоящая из двухкас-
кадного усилителя мощности с Кр=20 дБ и двух варакторных
умножителей частоты высокой кратности на ДНЗ.
Максимальная выходная мощность гетеродина составляет
15...20 мВт и может плавно регулироваться аттенюатором на
p-i-n диодах. К смесителю сигнал гетеродина поступает отфиль-
трованным от нежелательных составляющих, возникающих при
умножении частоты. На вход транзисторно-варакторной цепочки
подается сигнал с напряжением 0,8 В от задающего транзистор-
ного управляемого генератора, частота которого может изме-
няться в пределах (150,2 + 0,15) МГц под воздействием управляю-
щего сигнала с выхода частотного детектора. Необходимость та-
кой регулировки вызвана применением глубокой отрицательной
обратной связи по частоте с целью подавления низкочастотного
сигнала дисперсии, вводимого на передающей стороне для выпол-
нения норм МККР на допустимую плотность потока мощности у
поверхности Земли в полосе 4 кГц. Сигнал обратной связи с де-
тектора через усилитель постоянного тока и фильтр нижних час-
260
тот подается на варикап, включенный в контур транзисторного
автогенератора, и управляет его частотой. Для повышения ста-
бильности средней частоты управляемый генератор помещен в
термостат.
Дальнейшее усовершенствование аппаратуры СВЧ приемных
систем спутникового ТВ идет по пути уменьшения их габаритов,
массы, повышения надежности, упрощения эксплуатации.
Примером этому могут служить демонстрировавшиеся в ок-
тябре 1986 г. — апреле 1987 г. на ВДНХ СССР в павильоне «Фи-
зика» на выставке в честь 40-летия НТО РЭС им. А. С. Попова
приемная станция спутникового ТВ (СТВ-4м) в диапазоне 4 ГГц
и усилительно-преобразовательный блок диапазона 12 ГГц.
Станция СТВ.-4м предназначена для приема, усиления и пре-
образования частотно-модулированного СВЧ сигнала в промежу-
точную частоту 70 МГц, последующего его усиления, демодуляции
' и формирования на выходе видеосигнала, сигналов звукового со-
провождения и радиовещания. Предусмотрены выходы по ПЧ 70
МГц в полосе входных частот (3675±25) МГц и по СВЧ с уси-
лением 37 дБ в диапазоне 3650 ... 3950 МГц. Главной особен-
ностью станции явилось совмещение усилительно-преобразова-
тельного блока, имеющего ТШ^П5 К, с облучателем, использо-
вание коаксиального кабеля для передачи питания +12 В к уси-
лителю-преобразователю. Благодаря этому и современной техно-
логии микроэлектроники достигается (по сравнению со станцией
«Москва») уменьшение площади зеркала антенны в 2,7 раза, по-
требляемой мощности в 15 раз, массо-габаритных параметров в
8 ... 10 раз, стоимости в 3... 4 раза. Техническими характеристика-
ми СТВ-4м являются: диаметр антенны 1,5 м; Тш всей станции
при угле места антенны 15° менее 160 К; G/T^IO; отношение
сигнал/шум в канале изображения при плотности потока мощ-
ности— 152 дБ/Вт не менее 51 дБ; напряжение питающей сети
220+10% В с частотой (50±2) Гц, потребляемый ток 1,2 А.
Усилительно-преобразовательный блок для земных станции
спутникового ТВ диапазона 12 ГГц может принимать сигналы
цветного ТВ в 40 частотных каналах. Диапазон рабочих частот
по входу 11,7... 12,5 ГГц, по выходу 1,34 ...2,14 ГГц, коэффициент
передачи 65... 74 дБ, диапазон рабочих температур —50... +50° С,
напряжение питания +15 В, энергопотребление 2 Вт, габаритные
размеры 140X39X39 мм, масса 0,3 кг, исполнение — квазимоно-
литное на основе трех типов полупроводниковых ИС СВЧ.
9.6. ЛИНИИ И АППАРАТУРА СВЯЗИ МИЛЛИМЕТРОВОГО
ДИАПАЗОНА
Средства связи ММВ, малой массы и габаритов, удобны для
опробования новых технических идей, методов формирования и
обработки сигналов, применения самой современной элементной
базы. Иллюстрацией этого тезиса могут служить следующие два
примера.
261
Десятиканальная линия радиосвязи в диапазоне 31 ГГц [98].
Принцип работы радиолинии (рис. 9.28) состоит в следующем.
Сигналы десяти аналоговых телефонных каналов преобразуются
в цифровую форму и объединяются в единый цифровой поток,
имеющий скорость 704 кБит/с. Импульсами этого потока осущест-
вляется модуляция колебаний передатчика, выполненного на ди-
оде Ганна. На смеситель приемника через циркулятор попадают
два модулированных сигнала, корреспондента и просачивающий-
ся сигнал собственного передатчика, разнесенные на величину
ПЧ. Усиленный сигнал ПЧ детектируется частотным детектором
и подается на вычитающую схему, которая устраняет модуля-
цию передатчика и выделяет принятый цифровой сигнал. С по-
мощью аппаратуры временного разделения принятый единый ци-
фровой поток преобразуется в сигналы аналоговых телефонных
каналов.
Схема АПЧ применяется только на одном конце радиолинии —
частота собственного передатчика непрерывно подстраивается по
частоте принимаемого сигнала до получения номинального зна-
чения промежуточной частоты. При этом автоматически происхо-
дит перестройка и ПЧ корреспондента. Занимаемая этой радио-
линией полоса частот достигает 100 МГц, что условлено девиа-
цией частоты одного передатчика порядка 30 МГц и необходи-
мостью защиты приемника от помехи по зеркальному каналу.
Изложенный принцип работы радиолинии позволяет использо-
вать один и тот же генератор невысокой стабильности (б/»10“3)
в качестве передатчика и гетеродина, отказаться от специально-
го модулятора несущей. При таких условиях «миллиметровая го-
ловка» представляет собой генератор и смеситель без высокодо-
бротного резонатора и фильтров СВЧ.
Телефонные каналы Телефонные каналы
Рис. 9.28. Линия связи ММВ с вычитанием девиации частоты
262
Радиостанция-бинокль. Это симплексная радиостанция [97]
смонтирована в одном монокуляре 8-кратного полевого бинокля.
Другой монокуляр служит для визуального наведения антенны
радиостанции на корреспондента: так как диаграмма направлен-
ности антенны параллельна оптической оси, то для установления
связи перекрестие визира бинокля наводится на корреспондента
и удерживается в этом положении во время сеанса связи. Диэлек-
трическая линзовая антенна диаметром 5 см имеет линейную по-
ляризацию, коэффициент усиления 29 дБ при уровне боковых ле-
пестков— 26,5 дБ и ширине диаграммы направленности 6,2°. Ан-
тенна связана с приемопередатчиком световодом из нитрида бо-
ра с ег=4 и затуханием 6*10-3 дБ/Л. Гарнитура с наушниками и
микрофоном, а также источник питания находятся в отдельной
сумке. В телефонном режиме используется частотная модуляция,
при передаче цифровой информации — импульсно-кодовая моду-
ляция.
Функциональная схема станции приведена на рис. 9.29. Прие-
мопередатчик выполнен в виде ГИС. «Ключевым» элементом схе-
мы, обеспечивающим получение минимальных габаритных разме-
ров, массы и электропотребления приемопередатчика, является
генератор Ганна Gi. В режиме передачи колебания этого гене-
ратора модулируются по частоте информационным сигналом. Мо-
дуляция осуществляется за счет изменения напряжения питания,
подаваемого на диод Ганна (изменению напряжения от 2,5_ до
2,85 В соответствует изменение частоты на 100 МГц). В режиме
приема (приемник имеет тройное преобразование частоты).этот
генератор Ганиа работает как автодин (самовозбуждающийся
смеситель), выполняя одновременно функции первого смесителя
и гетеродина. Колебания первой ПЧ усиливаются на 45 дБ ши-
рокополосными усилителями.
В целях упрощения конструкции вместо традиционного способа
стабилизации частоты—термостатирования диода Ганна приме-
Рис. 9.29. Функциональная схема радиостанции-бинокля ММВ
263
иена автоматическая подстройка второго гетеродина G2 по сигна-
лу передачи. При малом уровне сигнала пороговое устройство от-
крывает ключ и пилообразное напряжение с интегратора перево-
дит второй гетеродин в режим поиска, перестраивая его по часто-
те от 125 до 350 МГн. При «захвате» информационного сигнала
напряжение с выхода инвертора по цепи обратной связи закры-
вает ключ, и поиск прекращается. Частотный детектор фиксиру-
ет точную настройку на частоту передачи, и схема, включающая
инвертор, ключ, детектор-ограпичитель, переводит второй гетеро-
дин в режим автоподстройки с изменением частоты в небольших
пределах. Колебания второй ПЧ и третьего гетеродина (кварце-
вого генератора G3 с частотой 89,3 МГц) преобразуются в коле-
бания третьей ПЧ 10,7 МГц.
Дальность связи в ясную погоду составляет 7 км, при дожде-
вых осадках интенсивностью 4 мм/ч — 3 км; рабочая частота
(фиксированная) 70 ГГц; полоса частот в тракте ПЧ1 25... 450
Мгц, ширина полосы частот при передаче аналоговой информации
150 кГц, цифровой информации 64 кГц; выходная мощность пе-
редатчика не менее 10 мВт; коэффициент шума приемника
—15 дБ; рабочий диапазон температур 0 ... 50° С; время непре-
рывной работы (без подзаряда) 9 ч.
Глава 10
ПУТИ УЛУЧШЕНИЯ
ТЕХНИКО-ЭКОНОМИЧЕСКИХ ХАРАКТЕРИСТИК
АППАРАТУРЫ СВЯЗИ ТВЕРДОТЕЛЬНОГО ИСПОЛНЕНИЯ
10.1. НАПРАВЛЕНИЯ УЛУЧШЕНИЯ ХАРАКТЕРИСТИК
АППАРАТУРЫ СВЯЗИ И ОСОБЕННОСТИ
ИСПОЛЬЗОВАНИЯ ТТУ
Созданию систем связи предшествуют детальное обоснование
их назначения и формулировка технического задания на разра-
ботку. При этом системный анализ требует учета всех факторов,
в том числе влияния окружающей среды, возможных изменений
эксплуатации, тенденций дальнейшего развития.
Общими требованиями к новым системам связи являются: рас-
ширение перечня и улучшение качества услуг: снижение стоимос-
ти каналокилометра линий связи за счет сокращения расхода де-
фицитных материалов; габаритных размеров и массы аппарату-
ры; размеров площадей, необходимых для ее размещения обслу-
живающего персонала. Все более злободневно выполнение эко-
логических, эргономических и эстетических требований.
Перечислим актуальные направления улучшения характерис-
тик аппаратуры, вытекающие из требований к системам связи и
реализуемые на основе совершенствования ТТУ СВЧ:
264
создание высоконадежной малогабаритной аппаратуры модуль-
ного исполнения с малым энергопотреблением;
совершенствование антенно-фидерных устройств, улучшение
их электрических характеристик и конструкций, в том числе пе-
чатных; создание многодиапазонных, многолучевых антенн, ком-
пенсаторов помех; использование ФАР .на основе одно- или дву-
мерных матриц ТТУ;
повышение КПД передатчика, стабильности частоты, точности
ее установки и быстроты смены в СЧ; применение эффективных
видов модуляции (ОФТ, ММС и др.); использование минималь-
но необходимых мощности, полосы частот, а также уменьшение
уровня побочных излучений;
снижение шумовой температуры приемных систем до предель-
но возможных значений; увеличение полосы усиливаемых час-
тот; повышение коэффициента усиления и фазовой стабильности
в рабочей полосе частот; повышение коэффициента преобразо-
вания смесителей; повышение избирательности; сокращение чис-
ла побочных каналов приема. Создание на единой технологичес-
кой основе гибридных (аналоговая часть плюс цифровой процес-
сор) многофункциональных программируемых устройств форми-
рования и обработки сигналов, реализующих алгоритмы их обна-
ружения, поиска, синхронизации, фильтрации, пространственно-
временной селекции и др.; выполнение хотя бы части этих опе-
раций на СВЧ упрощает построение аппаратуры.
Ряд требований к системам связи может быть выполнен толь-
ко при использовании диапазона 20... 100 ГГц — необходимо соз-
дание ТТУ этого диапазона.
Практика свидетельствует, что в эксплуатации одновременно
находятся несколько поколений средств связи, полная смена ко-
торых происходит через 20... 30 лет. Новые серийные электрон-
ные компоненты появляются за более короткий срок (не более
10 лет). При этом разработчики систем связи, как правило, пы-
таются использовать эти новые, более эффективные приборы для
модернизации существующих средств связи путем постепенной
замены отдельных блоков аппаратуры (примерами могут слу-
жить замена магнетронных генераторов накачки на твердотель-
ные в ТРС «Горизонт», ЛБВ на ТрУ в станциях КУРС и др.).
Имеет место и противоположная тенденция — максимально воз-
можное использование задела предыдущих заказов с целью сокра-
щения времени и удешевления разработки.
В связи с изложенным предприятия, выпускающие компонент-
ную базу, вынуждены производить электронные приборы 3—4-х
последовательных поколений зачастую нескольких модификаций
(в том числе иногда и для импортной аппаратуры) с учетом ком-
плекса технических, экономических, эргономических требований к
ним на этапах разработки, производства, эксплуатации, ремонта
и хранения.
Отметим еще одно немаловажное обстоятельство. В настоя-
щее время бескорпусные активные элементы (диоды или транзи-
265
сторы) ТТУ имеют массу десятые доли грамма. Однако масса
усилителей и генераторов, выполненных на их основе, имеет уже
порядок сотен граммов. Возможно снижение массы и размеров
последних на один-два порядка. Такое снижение для дискретных
компонентов можно считать и достаточным, так как дальнейшая
миниатюризация при малых уровнях интеграции вызовет большие
затруднения при монтаже приборов, их стыковке с линиями пе-
редачи, замене при отказах. г
Как показано в гл. 1, применение ГИС, полупроводниковых
ИС, объемных интегральных схем [100] и модулей СВЧ дает су-
щественный выигрыш в массо-габаритных характеристиках и
энергопотреблении отдельных ТТУ и трактов, например, усиле-
ния и преобразования сигналов. Однако характеристики аппара-
туры в целом при этом практически не улучшаются, поскольку
она содержит ряд устройств (систем электропитания, охлажде-
ния, индикации и контроля антенн и пр.), традиционно изготав-
ливаемых без учета требований миниатюризации.
Вышеуказанные направления улучшения характеристик аппа-
ратуры связи с учетом особенностей использования ТТУ реали-
зуются на основе ее комплексной миниатюризации, повышения
КПД и надежности, автоматизации контроля функционирования,
снижения стоимости.
10.2. КОМПЛЕКСНАЯ МИНИАТЮРИЗАЦИЯ АППАРАТУРЫ
И ПУТИ УЛУЧШЕНИЯ ТЕХНИКО-ЭКОНОМИЧЕСКИХ
ХАРАКТЕРИСТИК ТТУ
Сущность комплексной миниатюризации [101, 102]. Целью
комплексной миниатюризации является оптимизация параметров
аппаратуры на основе совершенствования схемотехники, компо-
нентной базы, конструкций, технологии. Она включает примени-
тельно к аппаратуре связи: изыскание оптимальных функциональ-
ных схем ее построения; конструктивно-технологическое единст-
во создания микроэлектронных блоков различного назначения;
применение облегченных высокопрочных композиционных матери-
алов для несущих конструкций, волноведущих структур и антенн;
техническую совместимость (по входным и выходным параметрам,
питанию, габаритным размерам, электропитанию и т. п.) микро-
электронных блоков и устройств автоматики, электропривода,
коммутации; широкое применение ГИС, полупроводниковых ИС,
модулей, микропроцессоров и многоканальных процессоров с па-
раллельной обработкой информации, волоконно-оптических ли-
ний передачи, устройств функциональной электроники; унифика-
цию бортовой, наземной и контрольно-измерительной аппара-
туры.
Повышение КПД и снижение потребляемой мощности. До не-
давних пор КПД не считался основным параметром твердотель-
ных устройств СВЧ, поскольку они, как правило, не использо-
266
вались в качестве выходных каскадов передатчиков, а потребля-
емая ими мощность была существенно меньше мощности излуче-
ния РРС, ТРС и СКС с передатчиками на ЭВП. Кроме "’того, на
стационарных и передающих центрах значительное количество
электроэнергии расходуется в системах отопления, освещения,
вентиляции, термостатирования, сигнализации, в контрольно-из-
мерительной аппаратуре, на ремонтные работы и т. д. Однако не-
обходимость создания мобильных, переносных, бортовых станций,
приемных станций прямого спутникового ТВ, репортажной аппа-
ратуры ТВ, необслуживаемых радиорелейных ретрансляторов, ак-
тивных антенных головок и тому подобных устройств потребова-
ла резкого снижения мощности, потребляемой ТТУ (модулями)
СВЧ, следовательно, повышения их КПД. Это позволит, напри-
мер, снять теплофизические ограничения на миниатюризацию ап-
паратуры, отказаться от ЛБВ на БР (которые пока, особенно на
частотах выше 10 ГГц, имеют КПД, в 3... 4 раза больший, чем
ТТУ на ПТШ, ЛПД), использовать в качестве источников пита-
ния аккумуляторы, солнечные батареи, термоэлектрические эле-
менты, работающие на сжижённом газе, например пропане, ра-
диоизотопные элементы.
Путями повышения КПД ТТУ и снижения энергопотребления
аппаратуры в целом являются: их схемная оптимизация на ос-
нове применения эффективных активных приборов; использова-
ние наиболее экономичных режимов их работы (например, выход-
ной каскад передатчика должен работать в режиме максимально
возможного КПД, при котором уровень вносимых искажений и
побочных излучений ещё не превышает допустимого); формирова-
ние, обработка и управление сигналами, связанные с затратами
энергии, на низком уровне мощности; применение линий переда-
чи с малыми потерями, сокращение их длины и числа СВЧ-сочле-
нений; уменьшение потерь на отражение и на преобразование ос-
новной волны в другие типы волн; использование ферритовых раз-
вязывающих приборов, фильтров и других устройств с малыми
потерями; снижение мощности, потребляемой в цепях управле-
ния, контроля, автоматического регулирования и т. п.; использова-
ние минимального числа номиналов напряжений питания. Тре-
бования к качеству энергии (пульсации, нестабильности) различ-
ных цепей питания должны быть по возможности идентичными и
невысокими.
Каждый из указанных путей и выигрыш, получаемый при его
реализации, может рассматриваться более подробно. Так, приме-
нение МШУ с Тш, меньшей их физической температуры, и пе-
рераспределение на этой основе значений величин, входящих в
энергетический потенциал радиолинии, приводит к снижению
требуемой мощности излучения, улучшению условий ЭМС, эконо-
мии горючего, упрощению обслуживания средств связи, уменьше-
нию облучения населения электромагнитным полем и т. д.
В заключение укажем, что потребляемая мощность стала важ-
ным показателем контурентоспособности средств связи.
267
Проблема теплоотвода. В связи с невысоким значением КПД
ТТУ возникает проблема отвода выделяемого ими тепла. При
этом следует иметь в виду, что на электрические характеристики
ТТУ отрицательно сказывается как повышение их температуры,
так и резкие ее колебания. В частности, при повышении темпера-
туры ускоряется старение полимерных диэлектриков, проводя-
щих материалов, ухудшаются защитные свойства покрытий, из-
меняются размеры конструктивных элементов, что приводит к не-
обратимым деформациям (сколам, растрескиванию покрытий, ос-
нований, нарушению механических креплений, обрыву ввозов ак-
тивных элементов), изменению амплитудно-частотных и фазовых
характеристик схем, сокращению срока службы активных прибо-
ров (наработка па отказ ДГ миллиметрового диапазона при /•--
= 60... 70° С составляет 10- ... 103 ч, а при 1 = 20... 25° С — уже
10fi ч) вследствие деградацпонпых эффектов в полупроводниках.
Ряд физических явлений в диэлектриках и полупроводниках
(например, нелинейность поляризации в сегнетоэлектриках), поз-
воляющих существенно улучшить параметры радиоэлектронной
аппаратуры, до сих пор не используется из-за их сильной под-
верженности влиянию температуры.
При изменении окружающей! температуры в широких преде-
лах ПП испытывают значительиыс тепловые нагрузки и тепло-
вые «удары». Тепловая «разгрузка» приборов СВЧ — одна из
важнейших задач на этапе конструирования и эксплуатации ап-
паратуры связи. От ее эффективного решения зависит срок служ-
бы приборов и устройств, а следовательно, и надежность работы
всей аппаратуры.
К сожалению, решение проблемы теплоотвода осложняется ря-
дом факторов, к которым относятся: наличие различных тепло-
выделяющих устройств — источников электропитания, обмоток
роле, трансформаторов и т. ш; необходимость обеспечения работо-
способности ТТУ в экстремальных условиях; существование в ря-
де применений значительного температурного градиента (АТ~
200 ... 40° С) между активной тепловыделяющей областью ПП и
рассеивающим тепло радиатором, обусловленного тепловым со-
противлением кристалла, подложки, основания, корпуса прибора,
теплоотводящего элемента; возрастание плотности потока мощно-
сти в зоне взаимодействия электронов и ноля при миниатюриза-
ции ТТУ и укорочении длины рабочей волны (на миллиметро-
вых волнах).
Основной метод теплоотводарассеяние тепла в окружаю-
щее пространство радиатором с использованием конвекции, теи-
лоотводящих элементов, тепловых трубок. Принудительное воз-
душное или жидкостное охлаждение препятствует миниатюриза-
ции аппаратуры. Повышать эффективность теплоотвода иногда
удается схемной перекомпоновкой ТТУ, приближая тепловыделя-
ющие приборы к радиатору или получая необходимую мощность
излучения сложением (в том числе и в свободном пространстве)
2ЫЗ
мощностей нескольких распределенных в объеме аппаратуры с<|><>
зировапных маломощных генераторов.
Термостатировапие отдельных элементов, схем и устроитiв
при пониженных температурах с использованием полупроводники
вых охладителей на основе эффекта Пельтье привело к увеличе-
нию потребления мощности па термостатировапие, а также мас-
сы ТТУ и источников питания. Однако понижение температуры,
например, твердотельных ГИ увеличило в сотни раз их долговеч-
ность, что позволило существенно повысить надежноеib приемных
систем спутниковой связи.
Обеспечение надежности средств связи в ТТУ (модулей СВЧ).
Значение непрерывной работы систем связи СВЧ, т. с. их надеж-
ности, исключительно велико. Перерывы связи ухудшают качест-
во информационного обеспечения народного хозяйства. В ряде
случаев они сопряжены с крупными экономическими издержками
(например, при срыве оповещения о стихийных бедс1зиях), поли-
тпчеекчми осложнениями (при нарушении работы правительствен-
ных межконтинентальных линий связи), а также с гибелью .тю-
лей (отказы в система?: Инмарсат, Коснас— Сарсат). В то же
время, как указывалось в гл. I, ТРЛ и РРЛ состоят из десятков
и сотен станций, БР ЛКС работает в режиме многостапниопио-
го доступа, при -пом каждая РРС, ТРС, а также БР включает в
себя ЭВП и множество ПП СВЧ. Если в этих условиях не пре-
дусмотреть соответствующих мер, то выход из строя только одно-
го элемента может привести к аварии иа станции (БР) в, сле-
довательно, к перерыву связи па линии.
Общая программа обеспечения надежности систем и ере ictb
связи реализуется в том числе п па этанах разработки, произ-
водства, а также эксплуатации ТТУ.
Создание серийных ПП и ТТУ со сроком службы 300 ... 500
тыс. часов при работе в широком диапазоне изменения темпера-
туры представляется сегодня одной из актуальнейших проблем
твердотельной электроники СВЧ. Решение этой проблемы охва-
тывает большой круг задач: схемотехнических, конструктивных,
сшлеза полупроводниковых материалов с заданными параметра-
ми, разработки методов оценки деградациоппых эффектов, мер
борьбы с ними п т. д.
При создании ТТУ следует учитывать как внешние факторы
(климатические и механические воздействия, электромагнитные
излучения и др.), так и внутренние (режимы работы, прошесы
старен ня, возможность медленной деградации параметров актив-
ных элементов схем под воздействием локального перегрева и
т. и.), влияющие па качество их работы.
На ••тапе разработки изыскиваются оптимальные принципы
построения ТТУ иа новых ПП, обладающих повышенными тех-
ническими и эксплуатационными параметрами по сравнению с
приборами, применявшимися ранее, а также решения по эффек-
тивной защите ТТУ (модулей) от внешних и внутренних факто-
ров; определяются необходимые методы контроля режима рабо-
269
ты наиболее ответственных узлов (простой контроль), методы
анализа причин ухудшения работы либо отказового состояния
(диагностический контроль) и методы оценки качества работы с
целью предупреждения отказов в будущем (прогнозирующий
контроль).
Этап производства характерен большим числом факторов, в;ш-
яюши.ч иа надежность ТТУ, как внутреннего (квалификация кад-
ров, соблюдение технологий и технологической дисциплины, со-
стояние оборудования и т. д.), так и внешнего (качество исход-
ных материалов и комплектующих изделий) характера. Па -.люм
этапе должна использоваться прогрессивная технология, исклю-
чающая (уменьшающая) влияние субъективных факторов: высо-
кокачественное производительное оборудование; автоматизир"3”.н-
ные методы пооперационного контроля; ускоренные методы испы-
таний. включая электротермотрс:шровк\ при повышенных темпе-
ратурах. выдержку в рабочих режимах в течение определенного
времени и т. д. Экспериментальные методы оценки и прогнозиро-
вания качества СВЧ приборов позволяют на этом лапе достаточно
эффективно производить отбраковку потенциально ненадежных
приборов. Однако даже строгое выполнение всех указанных м..р не
позп ляет достигнуть 100% надежности приборов. Поэтому не-
обходимо создавать производственные и эксплуатационные запа-
сы по параметрам; фактические параметры приборов должны
быть выше требуемых, а режимы работы ТТУ и модулей — суще-
ственно менее напряженными, чем предельные (критические).
Для повышения надежности средств связи (и ТТУ в их се,ста-
ве) на этапе эксплуатации предусматриваются: специальный по-
рядок ввода их в эксплуатацию; проведение комплексных сдаточ-
ных испытаний; обеспечение соответствия условий рабо:ы требо-
ваниям технического задания; своевременное проведение регла-
ментных н ремонтных работ; необходимая подготовка дежурных
смев обслуживающего персонала; выявление необходимости в .'о-
полвительных производственных запасах по параме:рам III1 и
ТТУ и т. п. В случае, когда срок службы приборов СВЧ (осо-
бенно мощных) определяется деградаинонными факторами, про-
изводится их плановая замена в ходе работ либо при' досрочном
отказе. Время замены прибора должно быть минимальным.
IP.вникшие надежносш средств связи, включающих в себ.-;
прибопы СВЧ с недостаточной надежностью, обеспечивается ре-
зервированием как этих приборов, так и блоков, их содержащих.
Тип и количество блоков, приборов, схем и узлов, подлежащих
ред.рвнров.'шию, определяются требованиями к системе связи. Ре-
зервирование аппаратуры особенно широко применяется в ретран-
сляторах РРЛ и бортовых.
Сокращение времени перехода на резервный комплект или
большом времени выхода на рабочий режим приборов СВЧ (ох-
лаждаемые выходные усилители мощности, крноэлектронные при-
боры и т. д.) достигается применением «горячего резерва». На
резервное оборудование в этом случае постоянно подано напря-
270
жсние шыапия, но информационный сигнал через него не г.р т-
ХОДИТ.
В автономны:; обслуживаемых средствах связи для обссгечс
нпя внутреннего контрол;: работоспособности блоков и узлов
выработки решения по заданном}' критерию о необходимое:и пг-
реклю'. пия с основного какала па резервный используются мик-
ропроцессоры. В дчетанциопчо управляемых средствах связи дл-:
передай: ю.-мапд па игре.сличение оборудован": предусматрива-
ются помехозащнщеиные служебные каналы ко;;: роля и управ-
ления. Необходимая надежность систем св".зи иногда обеспечи-
вается 3- и даже 4-кратпым резервированием СВЧ приборов и
устройств. Однако массогабаритные и стоимостные характеристи-
ки. энергопотребление и другие факторы ограничивают примене-
ние такого метода повыше!::.я надежности. Для перспективных
систем и средств связи считке ся более выгодным создание не-
обходимых запасов по надежности ТТУ, а не резервирование ра-
боты одного прибора другим.
Благодаря реализации программ повыпк чья надежности бан-
товых ЛБВ и ТТУ СВЧ срок эксплуатации БР ИСЗ возрос до
8 ... 10 ют. Фирмами р наличных стран в настоящее время рекла-
мируются полностью твердотельные РРЛ диапазона 2... 12 ГГп
с таким же н даже болнпнм временем безотказной работы.
Проблемы снижения стоимости ТТУ. Снижение стоимости
средств связи достигается обоснова::?1-м незав: шейным задани-
ем ту-. Деланий к показателям кач'сгва, он : нмальпым выбором их
грпнпипов действия, испоть.зовлгием унифицированных конструк-
п 'й активных приборов, плат, корпусов, кассет, блоков, сюек
при создании базовых о'э.'г.цов а; пара:уры и их модификаций.
С увеличением функциональных возможностей корпусирован-
пы.х модулей стоимость аппаратуры связи вначале падает вслед-
ствие уменьшения в ней количсС|Ва модулей, внешних разъемов
и соединений. Однако начиная с кокол-рого предела ее стоимость
начинает возрастать из-за усложнения технологии производства,
регулировок и проверок модулей. Стоимость последних снижается
ври использовании автома:пзированпых контрольно-измеритель-
ных стендов разумной сложное;::. Еще больший экономический
эффект получается в результате применения бездефектной техно-
логии. позволяющей отказаться от контроля и проверки модулей.
В соответствии с этими фак юрами снижение стоимости ТТУ
достигается: па этане их разработки рациональностью конструк-
тивно-технологических и схемно-топологических решений, приме-
нением недорогих материалов :: комплектующих элементов; ил
этапе производства малой трудоемкостью изготовления всех эле-
ментов, сборки, ксриуспровани'!, регулировки, испытаний. Пни
крупносерийном авюматизированзом производстве стоимо :ь
ТТУ снижается примерно на к >рядок при увеличении объема вы-
пуска па три порядка.
Практика свидетельствует о том, что стоимость пассивной
ст и ГИС без счета навесных элементов слабо зависит от ее слож-
271
ности, сильно — от отработанности технологических процессов и
почти пропорциональна площади подложки. Стоимость полупро-
водниковых ИС резко зависит от процента выхода годных актив-
ных элементов, так как даже при одном неисправном элементе
вся схема может оказаться неработоспособной. При значительном
технологическом разбросе параметров особо сложных и дорогих
дискретных 'ПП целесообразна их разбраковка по группам раз-
личной стоимости.,
Снижению стоимости ТТУ также способствует рациональная
организация их хранения, сбыта, эксплуатации, ремонта. При
разработке перспективных средств связи следует ориентировать-
ся не на ремонт (слабо поддающийся автоматизации) неисправ-
ных ТТУ, а на замену их исправными (как типовые элементы за-
мены в вычислительной технике).
Об использовании компонентов и ТТУ общего и частного
применения. Реализация рассмотренных путей улучшения техни-
ко-экономических характеристик аппаратуры связи возможна
только при наличии соответствующей компонентной базы. Одна-
ко возможности промышленности по ее выпуску и совершенство-
ванию небезграничны. В этих условиях становится необходимой
стандартизация элементов СВЧ широкого применения и разра-
ботка функциональных размерно-параметрических рядов всех ти-
пов ТТУ СВЧ (МШУ, смесителей, гетеродинов, фазовращателей,
усилителей промежуточной частоты с /пч>100 МГц, фильтров,
ферритовых устройств и т. п.). Целесообразна организация мас-
сового производства указанных устройств по типу производства
резисторов и конденсаторов. При этом должна быть предусмот-
рена согласованность параметров, характеристик ТТУ, а также
возможность их взаимной стыковки.
В ряде случаев достижение наивысшей эффективности разра-
батываемой аппаратуры невозможно на основе использования
только универсальных компонентов и ТТУ. Специализированные
электронные компоненты позволяют оптимизировать структуру,
конструкцию и характеристики изделия. Однако малые объемы
выпуска при широкой номенклатуре компонентов снижают про-
изводительность труда. Чтобы этого не произошло, необходимо ос-
воение и использование унифицированных базовых технологиче-
ских процессов, допускающих быструю смену выпускаемых из-
делий.
Большие ИС СВЧ, специфичные для конкретной аппаратуры
связи, следует разрабатывать и выпускать на основе серийных
активных компонентов на предприятиях-изготовителях этой аппа-
ратуры. Иногда целесообразна сопряженная разработка БИС и
на предприятиях, производящих компонентную базу. В ходе ап-
робирования опытных образцов БИС на этих предприятиях более
оперативно корректируются и реализуются требования, предъяв-
ляемые к компонентам, совершенствуются их конструкция, техно-
логия изготовления, контрольно-измерительное оборудование,
улучшаются эксплуатационные характеристики.
272
10.3. АВТОМАТИЗАЦИЯ ОПЕРАТИВНОГО КОНТРОЛЯ
РАБОТОСПОСОБНОСТИ ТТУ
Твердотельные устройства СВЧ обычно входят в состав какой-либо радио-
технической системы, являющейся объектом контроля (ОК). Работоспособность
ОК зависит от работоспособности его отдельных элементов и узлов. Ряд на-
иболее важных параметров ОК (мощность радиопередатчика, чувствительность
приемника и др.) определяется параметрами устройств СВЧ. Эти же устрой-
ства в значительной степени определяют надежность всей системы.
Использование ОК по его прямому назначению должно сопровождаться
оперативным контролем, проводимым с целью оценки работоспособности от-
дельных элементов и принятия решения на замену отказавших. Оперативный
контроль каждого ОК обычно выполняется с помощью соответствующей встро-
енной аппаратуры контроля, которая проектируется, производится и эксплу-
атируется как неотъемлемая часть ОК.
Сложность ОК, требования быстрой смены режимов работы и замены от-
казавших элементов, облегчения работы оператора обусловливают необходи-
мость автоматизации контроля, заключающейся в автоматической оценке рабо-
тоспособности всех контролируемых элементов ОК, выдаче оператору инфор-
мации о месте возникновения неисправности и рекомендаций на .замену отка-
завшего элемента или регулировку его параметров.
В зависимости от способа оценки параметра контроль может быть измери-
тельным (значение параметра измеряется с заданной точностью) или допуско-
вым (параметр оценивается лишь двумя значениями: в норме или не в норме).
Аппаратура автоматизированного оперативного контроля (ААОК) состоит
(рис. 10.1) из микроЭВМ, пульта управления, устройства отображения и спе-
циального оборудования.
Рис. 10.1. Структурная схема аппаратуры автоматизированного оперативного
контроля
273
Пульт -управления и устройство отображения являются «средствами связи»
оператора с ААОК.
МикроЭВМ -осуществляет программное управление процессом контроля,
обрабатывает результаты измерений, которые выводятся на устройство отоб-
ражения. Современная ААОК может быть создана на базе серийно выпуска-
емых микропроцессорных ИС. Она состоит из микропроцессора, памяти прог-
рамм, оперативной памяти и устройств сопряжения с внешними устройствами.
В ААОК внешними устройствами по отношению к мнкроЭВМ являются ОК,
пульт управления и устройство отображения. Микропроцессор автоматически
выполняет команды, записанные в памяти программ. Содержимое памяти про-
грамм остается все время постоянным и сохраняется при выключении АЛОК-
Оперативная память служит для хранения переменных исходных данных н про-
межуточных результатов обработки во время выполнения программ. Ее содер-
жимое стирается при выключении ААОК.
МикроЭВМ может быть размещена в одном корпусе большой интеграль-
ной схемы (БИС) или на одной плате, что облегчает создание одной встраи-
ваемой ААОК.
Выбор микропроцессорного комплекта определяется, исходя из полноты
его набора для решения задач контроля с требуемым быстродействием. Так,
приведенной на рис. 10.1 структурной схеме ААОК наиболее полно соответ-
ствует серия КР580. В ее состав, кроме БИС микропроцессора КР580ВМ80А,
входит несколько БИС, осуществляющих его сопряжение с внешними устрой-
ствами и расширяющих его возможности. Например, сопряжение с объектом
контроля, пультом, устройством отображения в схеме на рис. 10.1 может быть
реализовано на БИС параллельного интерфейса КР580ВВ55.
Обмен командами и данными между МикроЭВМ и внешними устройствами
осуществляется с использованием цифровых сигналов. Специальное оборудова-
ние выполняет задачи согласования специфических сигналов измерительных
устройств СВЧ с универсальными цифровыми входами-выходами микроЭВМ.
Контроль работоспособности отдельного элемента (узла, блока) в общем
случае [103] выполняется в такой последовательности:
на контролируемый элемент подается соответствующий стимулирующий
сигнал;
от контролируемого элемента принимаются ответные сигналы, несущие ин-
формацию о состоянии контролируемого параметра;
ответные сигналы обрабатываются (с учетом априорной информации) для
определения текущего значения контролируемого параметра;
вырабатывается решение о работоспособности контролируемого элемента
(узла, блока).
При измерительном контроле работоспособности устройств СВЧ возникает
необходимость генерирования, коммутации, ослабления, измерения мощности
и других операций над стимулирующими сигналами СВЧ. В радиоприемных
устройствах стимулирующие сигналы СВЧ можно формировать умножением
частоты кварцевых генераторов (синтезаторов частоты) или непосредственной
их генерацией с помощью генераторов на транзисторах, диодах Ганиа, ЛПД
и т. п.
В приемопередатчиках СВЧ стимулирующие сигналы получают ослабле-
нием и (по необходимости) сдвигом по частоте сигнала передатчика. Комму-
тация стимулирующих сигналов и их ослабление может осуществляться с по-
274
мощью управляемых переключателей и аттенюаторов на p-i-n диодах. Управ-
ляющие сигналы на эти диоды подаются от микроЭВМ. При этом на коммута-
торы, как правило, подаются цифровые сигналы, а на аттенюаторы — аналого-
вые, полученные с помощью цифро-аналоговых преобразователей (ЦАП), ко-
торые могут быть встроены в аттенюаторы.
Для измерения мощности СВЧ-сигнала применяют термисторные, термо-
электрические и другие первичные преобразователи. В термисторных преобра-
зователях пропорционально измеряемой мощности сигнала СВЧ изменяется со-
противление термистора, в термоэлектрических — термоЭДС. Выходные вели-
чины первичных преобразователей с помощью вторичных преобразуются в по-
стоянное напряжение с уровнем —5...+5 В или 0... 10 В, которое с помощью
аналого-цифрового преобразователя (АЦП) представляется цифровым кодом.
Таким образом, специальное оборудование ААОК прн измерительном кон-
троле работоспособности ТТУ СВЧ по командам от микроЭВМ с помощью
ЦАП управляет мощностью стимулирующих сигналов СВЧ и преобразует ее
в цифровые сигналы с помощью АЦП. Современные микроэлектронные ЦАП
и АЦП имеют 10... 12 двоичных разрядов и время преобразования не более
25 мкс.
При долусковом контроле формирование сигналов «в норме» или «не в
норме» возлагается на специальное оборудование. МикроЭВМ может по сово-
купности таких сигналов от отдельных контролируемых элементов делать вы-
вод о работоспособности узлов или блоков, а также ОК в целом.
Пример возможного состава специального оборудования ААОК, обеспечи-
вающего контроль работоспособности МШУ по методу измерения чувствитель-
ности радиоприемного устройства, приведен на рис. 10.2. Схема иллюстрирует
только принцип автоматизированного измерительного контроля, но не методику
измерения чувствительности.
На рис. 10.2 объект контроля представлен коммутатором СВЧ сигнала
(КСВЧ), малошумящим усилителем (МШУ) и последующим трактом приема е
частотным детектором (ЧД), на выходе которого измеряется шум. В состав
специального оборудования входит генератор СВЧ ГСВЧ, измеритель мощно-
сти ИМ, управляемый аттенюатор УА, аналоговый коммутатор АК, АЦП, ЦАП,
а также устройство согласования УС, обеспечивающее измерение шума в по-
лосе пропускания тракта приема.
Будем считать, что чувствительность приемника оценивается минимальной
мощностью Pmin сигнала СВЧ на входе МШУ, при которой мощность шума
Рт на выходе ЧД находится в допустимых пределах Рш то»... Рш min- В этом
случае задача измерения чувствительности с помощью ААОК заключается в
автоматическом изменении мощности сигнала на входе МШУ до тех пор, по-
ка мощность шума на выходе частотного детектора не станет удовлетворять
условию: У=(Рш max^5* РHi Рш min ). Граничные условия должны храниться в
памяти микроЭВМ в качестве априорных данных.
Алгоритм решения этой задачи представлен на рис. 10.3. Каждый из бло-
ков схемы алгоритма, в свою очередь, может быть реализован путем автома-
тического выполнения ряда операций ААОК.
Так, блок 1 может быть реализован выполнением операций:
А. ВКЛЮЧИТЬ ГСВЧ
Б. ПОДКЛЮЧИТЬ ВЫХОД ИМ НА ВХОД АК
275
В. ИЗМЕРИТЬ МОЩНОСТЬ ГСВЧ Ргсвч
Г. УСТАНОВИТЬ ЗАТУХАНИЕ Ауд
Д. ВЫЧИСЛИТЬ МОЩНОСТЬ Pnp=PrrRU—Lv. .
1LDН У А
Для выполнения операции Д в микроЭВМ должна находиться следующая ап-
риорная информация:
коэффициент первичного преобразования ИМ—Ki; К1=Ргсвч//?»ерм, где
Ятерм—сопротивление термистора;
коэффициент вторичного преобразования ИМ—Кг', Кг=Ктерм/иам, где
UaK — напряжение на выходе измерителя мощности;
коэффициент аналого-цифрового преобразования, КАцп = ^им/ВДцП, где
вдцп - номер уровня (число) на выходе АЦП, соответствующий напряжению
на выходе измерителя мрщности;
коэффициент масштабирования Км=Вдцп/Ср, где СР — внутреннее (ма-
шинное) представление числового значения измеренной мощности.
Подобные коэффициенты должны храниться в памяти микроЭВМ и для
£уд— затухания управляемого аттенюатора.
Следовательно, для обеспечения автоматизированного измерения аналого-
вого параметра в памяти микроЭВМ, кроме программ управления и вычисле-
ний, должна быть заложена информация о коэффициентах преобразования уп-
равляемых аттенюаторов, измерителей мощности и всех остальных преобразо-
вателей измеряемых величин.
Например, для реализации блока 2 («измерить Рш») необходимо выпол-
нить операции:
276
Е. ПОДКЛЮЧИТЬ ВЫХОД УА НА ВХОД МШУ '
Ж. ПОДКЛЮЧИТЬ ВЫХОД ЧД ЧЕРЕЗ УС НА ВХОД АК
И. ИЗМЕРИТЬ ШУМ ЧД Рш,
а в памяти микроЭВМ должны храниться коэффициенты Ki, Кг, ^дцп»^“ пре*
образования Рш.
Обработка результатов измерения Рш (блок 3) осуществляется следую-
щими операциями:
К- ЕСЛИ Рш доп max, ТО
УМЕНЬШИТЬ ЗАТУХАНИЕ (£уа) И
ПЕРЕЙТИ К ПУНКТУ Б,
Л. ИНАЧЕ, ЕСЛИ РшсРш.доп min, ТО
УВЕЛИЧИТЬ ЗАТУХАНИЕ (£уа) И
ПЕРЕЙТИ К ПУНКТУ Б,
М. ИНАЧЕ ВЫВЕСТИ НА УСТРОЙСТВО ОТОБРАЖЕНИЯ:
ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТЬ РАВНА Рт(п, дБ
Заключение о работоспособности МШУ принимается оператором или ми-
кроЭВМ с помощью операций обработки К...М приведенного алгоритма. Для
этого в памяти микроЭВМ должны храниться априорные данные: максимально
допустимое значение чувствительности Ртах и минимальное Pm in.
С помощью алгоритмов, подобных рассмотренному, проводится контроль
каждого измеряемого параметра ОК. Период контроля зависит от общего чи-
сла контролируемых параметров, от среднего времени обработки каждого из
них и составляет единицы секунд.
Реальные алгоритмы контроля более сложны из-за необходимости реше-
ния ряда проблем: учет погрешностей измерений, борьба с помехами, учет вли-
яния переходных процессов при переключениях коммутаторов и аттенюаторов
и др. Эти проблемы решаются в основном программным способом..
Из рассмотренного примера видно, что в памяти программ микроЭВМ до-
полнительно должны содержаться данные о параметрах аппаратуры специаль-
ного оборудования, а также допустимые значения контролируемых параметров
ОК. Эта информация должна записываться в память программ при совмест-
ном изготовлении ОК и ААОК.
Программное обеспечение ААОК должно иметь в своем составе кроме
программ автоматического контроля еще и программы общего назначения, уве-
личивающие функциональные возможности микроЭВМ. Например обеспечи-
вающие управление внешними устройствами, математическую обработку, пре-
образование числовых значений в символьные и др. Программы- общего наз-
начения создаются разработчиками микроЭВМ и поставляются разработчикам
ОК вместе с аппаратурой микроЭВМ.
Современное состояние электронной техники позволяет автоматизировать
контроль функционирования твердотельных устройств СВЧ в процессе их -эк-
сплуатации с помощью встроенной ААОК, которую целесообразно разраба-
тывать на базе серийных микропроцессорных БИС одновременно с разработкой
ОК. Контроль функционирования твердотельных устройств при проектировании,
производстве, техническом обслуживании и ремонте может производиться с
помощью ААОК, подобной рассмотренной, но имеющей большие функци-
ональные возможности и разрабатываемой отдельно от ОК. Такую ААОК на-
зывают внешней автоматизированной контрольно-измерительной аппаратурой.
277
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Основы проектирования микроэлектронной аппаратуры/А. Г. Алексенко,
С. С. Бадулнн, Л. Г. Барулин и др.; под ред. Б. Ф. Высоцкого. — М.: Сов.
радио, 1977. — 351 с.
2. Каганов В. И. СВЧ полупроводниковые передатчики.—М.: Радио и связь,
1981.—400 с.
3. Радиопередающие устройства/М. В. Балакирев, Ю. С. Вохмяков, А. В. Жу-
риков и др.; под ред. О. А. Челнокова. — М.: Радио и связь, 1982.-—256 с.
4. Микроэлектронные устройства СВЧ/Н. Т. Бова, Ю. Г. Ефремов, В. В. Ко-
нин и др. — Киев: Техника, 1984.— 184 с.
5. Голаит М. Б., Бобровский Ю. А. Генераторы СВЧ малой мощности: Воп-
росы оптимизации параметров. — М.: Сов. радио, 1977.—336 с.
6. Справочник по спутниковой связи и вещанию/Под ред. Л. Я. Кантора. —
М.: Радио и связь, 1983. — 288 с.
7. Лебедев И. В. Техника и приборы СВЧ. Изд. 2-е. Т. 1.—М.: Высшая шко-
ла, 1970, —439 с.
8. Воскобойник М. Ф., Черников А. И. Техника и приборы СВЧ: Учебник для
техникумов.—М.: Радио и связь, 1982. — 208 с.
9. Радиорелейные и спутниковые системы передачи: Учебник для вузов/А. С.
Немировский, О. С. Данилович, Ю. И. Маримонт и др.; под ред. А. С. Не-
мировского.— М.: Радио и связь, 1986. — 416 с.
10. Weinreb S. Low-Noise Cooled GaAsFET Amplifiers//IEEE Trans.— 1980.—
Vol. MTT-28, N 10, —P. 1041—1053.
11. Okwit S. An Historical View of the Evolution of Low-Noise Concepts and
Techniques//IEEE Trans. — 1984. — Vol. MTT-32, N 9. — P. 1068—1082.
12. Использование радиочастотного спектра и радиопомехи/Е. И. Егоров, Н. Н.
Калашников, А. С. Михайлов. — М.: Радио и связь, 1986. — 304 с.
13. Справочник по радиорелейной связи/Н. Н. Каменский, А. М. Модель, Б. С.
Надененко и др.; под ред. С. В. Бородича. — Изд. 2-е, перераб. и доп.—
М.: Радио и связь, 1981.—416 с.
14. Электросвязь: ежемес. науч.-тех. журнал. Темат. выпуск по радиорелейной
связи. — 1981.—№ 11. — 64 с.
15. Линии радио и видеосвязи иа арсенид-галлиевых приборах для удаленных
районов//Электроника. — 1984. — № 9. — С. 21—22.
16. Гассанов Л. Г., Груша С. А., Лауре Е. П. Аналоговые монолитные инте-
гральные схемы СВЧ на основе арсенида галлия: Особенности создания,
современный уровень и перспективы развития//Обзоры по электронной тех-
нике. Сер. 1. Электроника СВЧ/ЦНИИ Электроника. — М.: 1984. — Вып. 7.—
54 с.
17. Модули СВЧ/Л. М. Артюнов, И. П. Блудов, В. Д. Давыдов и др. — М.:
Радио и связь, 1984. — 72 с.
18. Справочник по расчету и конструированию СВЧ полосковых устройств/
С. И. Бахарев, В. И. Вольман, Ю. Н. Либ и др.; под ред. В. И. Вольма-
на.— М.: Радио и связь, 1982. — 328 с.
19. Справочник по элементам полосковой техники/Под ред. А. Л. Фельдштей-
на.— М.: Связь, 1979. — 336 с.
20. Миниатюрные прецизионные полужесткие кабели для электроники СВЧ/
Н. Н. Хренков, А. В. Лобанов, Г. П. Щелкунов, Н. В. Нуждин//Обзоры
по электронной технике. Сер. 1. Электроника СВЧ.— 1983. — Вып. 1 (3.49),
М.: ЦНИИ Электроника. — С. 46—^7.
278
21. Панченко Б. А., Е. И. Нефедов. Микрополосковые антенны. — М.: Радио
н связь, 1986. — 114 с.
22. Ильченко М. Е. Твердотельные частотно-избирательные устройства сверх-
высоких частот. — Киев: Вища школа, 1987.—68 с.
23. Диэлектрические резонаторы в микроэлектронике СВЧ/Безбородов Ю. М.,
Гассанов Л. Г., Липатов А. А., Нарытник Т. Н., Федоров В. Б. — Обзоры
по электронной технике. Сер. 1. Электроника СВЧ.— 1981. — Вып. 4 (786).—
М.: ЦНИИ Электроника. — 82 с.
24. Маттей Д. Л., Янг Л., Джонс Е. М. Т. Фильтры СВЧ, согласующие цепи
и цепи связи: Пер. с англ./Под ред. Л. В. Алексеева и Ф. В. Кушнира.—
М.: Связь, 1971. Т. 1, —439 с., 1972. —Т. 2.-495 с.
25. Липатов А. А., Пнсареико А. Н. Устройства сверхвысоких частот на свя-
занных диэлектрических волноводах. Межвузовский сборник по программе
СВЧ//(Физико-технические проблемы создания устройств на диэлектричес-
ких волноводах и резонаторах). — М.: МЭИ, 1984, № 48, с. 45—51.
26. Гусятинер М. С., Горбачев А. И. Полупроводниковые сверхвысокочастотиые
диоды. — М.: Радио и связь, 1983. — 224 с.
27. СВЧ — полупроводниковые приборы и их применение/Под ред. Г. Уотсона:
Пер. с англ, под ред. В. С. Эткииа.—М.: Мир, 1972. — 662 с.
28. Крутикова М. Г., Чарыков Н. А., Юдин В. В. Полупроводниковые приборы
и основы их проектирования: Учебник для техникумов. — М.: Радио и связь,
1983. —352 с.
29. Зайцев А. А., Савельев Ю. Н. Генераторные СВЧ транзисторы. — М.: Ра-
дио и связь, 1985. — 48 с.
30. Валиев К. А., Пашинцев Ю. И., Петров Г. В. Применение контакта ме-
талл— полупроводник в электронике. — М.: Радио и связь, 1981.—304 с.
31. Chye Р. W., Huang С. Quarter Micron Low Noise GaAs FET’s. — IEE.—
1982, —Vol. EDL-3, N 12, —P. 401—403.
32. V-МДП приборы/В. П. Епифанова, В. M. Красовский//3арубежиая радио-
электроника.— 1982. — № 8. — С. 54—61.
33. Силаев М. А., Комов А. Н. Измерительные полупроводниковые СВЧ преоб-
разователи.— М.: Радио и связь, 1984. — 152 с.
34. Проектирование радиоприемных устройств: Учеб, пособие для вузов/Под
ред. А. П. Сиверса. — М.: Сов. радио, 1976. — 486 с.
35. Don Neuf. A Guiet Mixer//Microwave J. — 1973 — Vol. 16, N 5. — P. 29—32.
36. Meier P. J., Calviello J. A., Bie P. R. Wide-Band Subharmonically Pumped
W-Band Mixer in Single-Ridge Fin-line//IEEE Trans.— 1982. — Vol. MTT-30,
N 12. —P. 2184—2189.
37. Paul J., Kung J. New Trends in Millimeter-Wave Mixer Technology//Micro-
wave J. — 1980, —Vol. 23, N 5. — P. 55—56, 58, 60, 62.
38. A. Broad-Band, Ultra-Low-Noise Schottky Diode Mixer Receiver from 80—
115 GHz/С. R. Predmore, A. V. Raisanan, N. R. Erickson, P. F. Gold-
smith//IEEE Trans. — 1984. — Vol. MTT-32, N 5. — P. 498—507.
39. Don Neuf, Steve Spohrer. Conventional and New Applicat-ions for the Quad-
rature IF Microwave Mixer//Microwave J. — 1983. — Vol. 26, N 1. — P. 99—
100, 102—109.
40. Даиилин В. H., Кушниренко А. И., Петров П. В. Аналоговые полупровод-
никовые интегральные схемы СВЧ. — М.: Радио и связь, 1985.— 192 с.
41. Tsironis С., Meierer R., Stahlmann R. Dual-Gate MESFET Mixers//IEEE
Trans. — 1984. — Vol. MTT-32, N 3. — P. 248—255.
42. Schellenberg J. M., Watkins E. T. EHF Low-Noise FET Receiver//Microwave
J.— 1983. —Vol. 26, N 11, —P. 91—92, 94, 96, 97—111.
43. Hirota T., Ogava H. A Novel К-Band Balanced FET Up-Converter//1EEE
Trans.— 1984, —Vol. MTT-32, N 7, —P. 679—683.
44. Вайсблат А. В. Коммутационные устройства СВЧ на полупроводниковых
диодах. — М.: Радио и связь, 1987.— 120 с.
45. Активные широкополосные быстродействующие фазовые манипуляторы/
В. Г. Батура, Р. В. Киселев, Н. И. Лелюх, А. А. Липатов, А. В. Суха-
нов //Изв. вузов СССР. Сер. Радиоэлектроника.— 1985. — Т. 28, № 10.—
С. 80—83.
279
46. Abbo A. D., Cockrille J., Pengelly R. S. Monolithic Gallium Arsenide Cir-
cuits Show Great Promise//Microwave Systems News.— 1979. — Vol 9. N 8 —
P. 79—96. ’
47. Frater R. H„ Williams D. R. An Active ,,Cold“ Noise Source//IEEE Trans. —
1981.. —Vol. MTT-29, N 4, —P. 344—347.
48. Фомин H. H. Синхронизированные полупроводниковые генераторы в аппа-
ратуре СВЧ. — М.: Связь, 4979. —38 с.
49. Минаев М. И. Генераторы СВЧ с внешней дополнительной обратной
связью. — Минск: Вышейшая школа, 1984. — 166 с.
50. GaAs Monolithic MIC’s for Direct Broadcast Satellite Receivers/S. Hori,
K. Kamei, K. Shibata, M. Tatemate, K. Mishima, S. Okano//IEEE Trans.—
1983, —Vol. MTT-31, N 12, —P. 1083—1088.
51. Y. Komatsu, Y. Murakami, T. Yamagushi. Proc. IEEE MTT-S Int. Mircowave
Symp. — 1981, —P. 313—315.
52. Tserng H. Q., Maksey H. M. Wide-Band Varactor-Tuned GaAs MESFET
Oscillators at X- and Ku-Bands//MTT-S Intern. Microwave Symp. Digest.—
1977, —P. 267—269.
53. Solid-State Amplifiers as TWT Substitutes. Special report. Part II//Microwave
J.— 1980. —Vol. 23, N 10, —P. 23—28, 30, 32.
54. Schellenberg J. M., Yamasaki H. A New Approach to FET Power Ampli-
fiers//Microwave J.— 1982. — Vol. 25, N 3, —P. 51—66.
55. Tajiama Y., Miller P. Design of Broad-Band Power GaAs FET Ampli-
fiers//IEEE Trans. — 1984, —Vol. MTT-32, N 3. — P. 301—308.
56. Coel J., Cheng R. P. К-Band FET Amplifier for Satellite Downling//IEEE
Trans. — 1984, —Vol. MTT-32, N 1, —P. 115—116, 118—122.
57. McOwen S. A., Stein A. J. Miniature 1-Walt 7—15 GHz FET Amplifier//Micro-
wave J. — 1982, —Vol. 25, N 9, —P. 97—98.
58. Pengelly R. S. Hybrid Vs. Monolithic Microwave Circuits — A Matter of
Cost//Microwave Systems News.— 1983 — Vol. 13, N 1. — P. 78—113.
59. Kim B., Tserng H. Q., Saunier P. GaAs Dual-Gate FET for Operations up
to K-Band//IEEE Trans. — 1984. — Vol. MTT-32, N 3. — P. 256—260.
60. Archer J. W. An Efficient 200—280 GHz Frequency Multiplier Incorporating
a Novel Stripline Structure//IEEE Trans.— 1984.— Vol. MTT-32, N 4.—
P. 416—420.
61. Takada T., Mirayama M. Hybrid Integrated Frequency Multipliers at 300 and
450 GHz//IEEE Trans. — 1978. — Vol. MTT-26, N 10, —P. 733—737.
62. Archer J. W. A Novel Quasi-Optical Frequency Multiplier Design for Milli-
meter and Submiilimeter Wavelengths//IEEE Trans. — 1984. — Vol. MTT-32,
N 4. — P. 421—427. ,
63. Савельев В. С. Умножители частоты СВЧ-диапазона на транзисторах//0б-
зоры по электронной технике. Сер. 1. Электроника СВЧ. — 1986. — Вып. 17
(1220). — М.: ЦНИИ Электроника. — 27 с.
64. 90 лет радио: Сб. статей/Под ред. А. Д. Фортушенко, В. Л. Быкова.—
М.: Радио и связь, 1985. — 240 с.
65. Электронная промышленность.— 1983. — Вып. 8 (125). — 92 с.
66. Цикин И. А. Диркретно-аналоговая обработка сигналов. — М.: Радио и
связь, 1982.—.161 с.
67. Пожела Ю., Юцене В. Физика сверхбыстродействующих транзисторов. —
Вильнюс: Мокслас, 1985. — 112 с.
68. Гуляев Ю. В. Акустоэлектронные устройства для систем связи и обработки
информации//Проблемы современной радиотехники и электроники.—М.:
Наука, 1980, с. 297—319.
69. Речицкий В. И. Акустоэлектронные радиокомпоненты: Схемы, топология,
конструкции. — М.: Радио и связь, ‘1987. — 192 с.
70. Нелинейные акустоэлектронные устройства и их применение/В. С. Бонда-
ренко. В. Г. Бочков, В. Л. Громошевский, Б. В. Соболев; под ред. В. С.
Бондаренко. — М.: Радио и связь, 1985.— 160 с.
71. Лебедь В. М., Лопатин В. П. Магнитостатические колебания в ферритах
и их использование в технике СВЧ//Обзоры по электронной технике. Сер. 1.
Электроника СВЧ. — 1978. — Вып. 12(561). — М.: ЦНИИ Электроника.—
92 с.
280
72. Вапнэ Г. М. СВЧ устройства на магнитостатических волнах//Обзоры по
электронной технике. Сер. 1. Электроника СВЧ. — 1984. — Вып. 8 (1080).—
М.: ЦНИИ Электроника. — 80 с.
73. Корнел А., Чаттержи М. Нелинейное эхо, фазовое сопряжение, обращение
времени и электронная голография//ТИИЭР. — 1981. — № 12. — С. 22—43.
74. Касаткин А. В., Протодьяконов А. М. и др. Спиновый эхопроцессор в си-
стемах связи//Техника средств связи. Сер. Техника радиосвязи.— 1977.—
Вып. 3. —С. 110—124.
75. Дудкин В. И., Петрунькин В. Ю., Тарханов В. Н. Анализ сигналов спино-
вого эха в многоимпульсном эксперименте//Радиотехиика и электроника. —
1984. —Т. 24, № 4. —С. 732—740.
76. Петров М. П., Чекмарев В. П.. Паугурт А. П. Ядерный магнитный резо-
нанс в ферро- и аитнферромагнетиках//Проблемы магнитного резонанса. —
М.: Наука. — 1978. — С. • 289—309.
77. Приборы с зарядовой связью: Пер. с аигл./Под ред. Д. Ф. Барба. — М.:
Мир, 1982. — 240 с.
78. Радиоприемные устройства/В. Н. Байков, Л. Г. Барулин, М. И. Жодзишев-
ский и др.; под ред. Л. Г. Барулина — М.: Радио и связь, 1984. — 272 с.—
(Проектирование радиоэлектронной аппаратуры на интегральных микро-
схемах).
79. Payne J. В. Synthesizer Designs Depend on Satcom Uses//Microwaves. —
1980, —Vol. 19, N 3, —P.
80. Tipon P. G. The Microwave Frequency Synthesizer that Exhibit Broader
Bandwidths and Increased Spectral Purity//IEEE Trans.— 1974. — Vol.
MTT-22, N Г2. — P. 1246—1254.
81. Шапиро Д. H., Пайн А. А. Основы теории синтеза частот. — М.: Радио и
связь, 1981. — 264 с.
82. Рыжков А. В., Удалова С. Н. О шумовых характеристиках автогенерато-
ров//Техника средств связи. Сер. ТРС. — 1982. — Вып. 2.—С. 91—102.
83. Plourde J. К., Ren С. L. Application of Dielectris Resonators in Microwave
Components//IEEE Trans. — 1981. — Vol. 29, N 8. — P. 754—770.
84. Никитин В. H., Струганое Е. С, О допустимом уровне шума передающих
устройств в радиорелейных системах при передаче цифровой и аналоговой
информацин//Труды НИИР.— 1986. — № 1. — С. 65—69.
85. Frequency Agile Phase-Locked Loop Synthesizer for a Communikations
Satellite//NTC-80. — Houston-Texas. — (December 1980, P. 22.3.1 —22.3.6.
86. Ben Zaken M. A VHF Fast Frequency Sunthesizer Using SAW Filters//
//Ultrason. Symp., Proc., — Boston, Mass., Г980, Vol. 1. New York.
87. Budreau A. I., Slobodnik A. J., Carr P. H. A Revier of SAW-Based Direct
Frequency Synthesizers//IEEE Trans.— 1982. — Vol. MTT-30, N 5, P. 686—
693.
88. Спилкер Дж. Цифровая спутниковая связь. — М.: Связь, 1979, с. 284—293.
89. Формирователь цифровых сигналов СВЧ с компактным спектром и постоян-
ной огибающей/Л. Г. Гассанов, Р. В. Киселев, Н. И. Лелюх, А. А. Липа-
тов, И. А. Цнкин//Изв. вузов СССР. Радиоэлектроника. —1985. — Т. 28,
№ 9. —С. 26—29.
91. Пат. 4383331 (США). Метод и средства предотвращения самовозбуждения
в ретрансляторах одинаковых частот. Опубл. 10 мая 1983 г.
92. Гобцев Г. В. Транзисторные усилители в промежуточных станциях прямо-
го усилення//Электрониая промышленность.— 1984. — Вып. 136, № 8.—
С 64.
93. Малогабаритные приемные и передающие модули для радиорелейных линий
диапазона 4 ГГц/Л. Г. Гассанов, А. П. Протопопов, В. И. Черепухин,
А. А. Липатов//Электросвязь. — 1987. — № 4. — С. 19—21.
94. Ohm G. 11/14 GHz, 120 MBits regenerative satellite Transponder'TEEE
Proc. — 1984, —Pt. F, Vol. 131, N 5, —P. 442—450.
95. Макаров А. И. Квазикогерентный прием дискретных сигналов с неизвест-
ной фазой//Радиотехника.— 1986.—№ 4. — С. 60—63.
96. Гассанов Л. Г. Твердотельная электроника сверхвысоких частот—основа
приемных систем спутниковой связи и телевидения//Электроиная промыш-
ленность. — 1983. — Вып. 1. — С. 24—27.
281
97. Зарубежная радиоэлектроника. — 1984. — № 11. Миллиметровые волны и
их применение/Под ред. Г. А. Андреева. —127 с.
98. Dupus Ph. Applications des Ondes Millimetrigues aux Telecommunications//
//L’Onde Electrique. — 1981, — Vol. 61, N 6/7, —P. 35—42.
99. Афинов В. Радиостанция в бинокле//3арубежное военное обозрение. — -
1981. — № 10, —С. 31—33.
100. Гвоздев В. И., Нефедов Е. И. Объемные интегральные схемы СВЧ. — М.:
Наука, 1985. — 256 с.
101. Комплексная миниатюризация в электросвязи/В. А. Горохов, И. М. Пол-
ковский, В. П. Стыцько. — М.: Радио и связь, 1987. — 280 с.
102. Гелль П. П., Иванов-Есипович Н. К. Конструирование и микроминиатюри-
зация радиоэлектронной аппаратуры. — Л.: Эиергоатомиздат, 1984. — 536 с.
'403. Проектирование внешних средств автоматизированного контроля радиоэлек-
тронного оборудования/Под ред. Н. Н. Пономарева.—М.: Радио и связь,
1984. —296 с.
104. Лоскутов В. Ю.„ Липатов А. А. Демодуляция фазоманипулироваиных сиг-
налов на сверхнизкой промежуточной частоте//Радиотехника. — 1987. —
№ 8. — С. 13.
СПИСОК СОКРАЩЕНИИ
ААОК— аппаратура автоматизиро-
ванного оперативного контроля
АД — амплитудный детектор
АЗУ — аналоговое запоминающее уст-
ройство
AM — амплитудная модуляция
АМд — амплитудный модулятор
АМ/ФМ — преобразование амплитуд-
ной модуляции в фазовую
АПЧ — автоподстройка частоты
АР — активный ретранслятор
АРУ — автоматическая регулировка
усиления
АСУ — автоматизированная 'система
управления
АФХ — амплитудно-фазовая характе-
ристика
АЦП — аналого-цифровой преобразо-
ватель
АЧХ — амплитудно-частотная харак-
теристика
БАМ — балансная амплитудная мо-
дуляция
БИС — большая интегральная схема
БОЧ — блок опорных частот
БР — бортовой ретранслятор
БС — балансный смеситель
БТ — биполярный транзистор
БФД — балансный фазовый детектор
БФМ — балансный фазовый манипу-
лятор
ВАХ — вольт-амперная характеристи-
ка
ВДОС — внешняя дополнительная об-
ратная связь
ВЛС — волноводные линии связи
ТВПЭ — транзистор с высокой под-
вижностью электронов
ВШП — встречно-штыревой преобра-
зователь
ГВЗ — групповое время запаздыва-
ния
ГГ — генератор гармоник
ГГГ — гадолиннево-галлиевый гранат
ГДГ — генератор на диоде Ганна
ГЗ — генератор замещения
ГИС—гибридная схема
ГЛПД — генератор иа лавинно-про-
летном диоде
ГН — генератор накачки
ГПАВ — генератор на поверхностно-
акустических волнах
ГПД — генератор, перестраиваемый в
диапазоне частот
ГСБТ — гетероструктурный биполяр-
ный транзистор
ГТД — генератор на туннельном дио-
де
ГТ — генератор на транзисторе
ГУН — генератор, управляемый нап-
ряжением
ДБС—'Двойной балансный смеситель
ДБШ—диод с барьере»* Шотки
ДВ — длинные волны; диэлектричес-
кий волновод
ДГ — диод Ганна
ДЗПТШ — двухзатворный полевой
транзистор
Д к—декодер
ДМВ — дециметровые волны
ДНЗ — диод с накоплением заряда
ДОФМ — двойная относительная фа-
зовая манипуляция
ДР — диэлектрический резонатор
ДФД — дифференциальный фазовый
детектор
ДФМ — двойная фазовая манипуля-
ция
ДЩВ — диэлектрический щелевой
волновод
ЖИГ — железо-иттриевый гранат
ЗС — земная станция
ЗУ — запоминающее устройство
34 — зеркальная частота (в смесите-
ле); звуковая частота
ИМ — измеритель мощности
ИС — интегральная схема
ИСЗ — искусственный спутник Земли
КВ — короткие волны
КГ — кварцевый генератор
КГВЗ —корректор группового време-
ни запаздывания
КДР — кольцевой диэлектрический
резонатор
КЗ — короткое замыкание (коротко-
замкнутый)
КПД — коэффициент полезного дей-
ствия
283
КПУ — квантовый парамагнитный
усилитель
КС — кольцевой смеситель
КСВ — коэффициент стоячей волны
КСВЧ— коммутатор сигналов СВЧ
КФД — кольцевой фазовый детектор
.ЛБВ — лампа бегущей волны
ЛЗ — линия задержки
Л КС — линия космической связи
ЛПД — лавинно-пролётный диод
ЛЧМ — линейная частотная модуля-
ция
МДВР — многостанционный доступ с
временным разделением сигналов
.МДКР — многостанционный доступ с
кодовым разделением сигналов
МДПР — многостанционный доступ с
пространственным разделением сигна-
лов
МДЧР — многостанционный доступ с
’частотным разделением сигналов
МдФ — модулятор фазы
МИС — монолитная интегральная схе-
ма
МККР — Международный консульта-
тивный комитет по радио
ММВ — миллиметровые волны
ММДВ — миллиметровый диапазон
волн
ММС — модуляция с минимальным
сдвигом частоты
МнФ — манипулятор фазы
МОП — металл — окисел — полупро-
водник
МПЛ — микрополосковая линия
МС — мощный смеситель
МСВ — магнитостатические волны
МШУ — малошумящий усилитель
НбС — иебалансный смеситель
НО — направленный ответвитель
НПЛ — несимметричная полосковая
линия
НС — нагрузка согласованная
НЧ — низкая частота
ОБ — общая база
ОЗ — общий затвор
ОН — общий исток
ОК — общий коллектор, объект конт-
роля
ОНОЗ — ограниченное накопление
объемного заряда
ООМСВ — обратная объемная магни-
тостатическая волна
ОС — обратная связь
ОСЧ — обратная связь по частоте
ОФМ—относительная фазовая ма-
нипуляция
•ОФТ — относительная фазовая теле-
графия
ОЭ — общий эмиттер
284
ПАВ — поверхностная акустическая
волна
ПАМ — паразитная амплитудная мо-
дуляция
ПГ — параметрический генератор
ПД — параметрический диод
ПДЧ — параметрический делитель
частоты
ПЗС — прибор с зарядовой связью
ПЛ — полосковая линия
ПМСВ — поверхностная магнитоста-
тическая волна
ПОМСВ — прямая объемная магнито-
статическая волна
ПР — пассивный ретранслятор
ПП — полупроводниковый прибор
ППЗ — прибор с переносом заряда
ППРЧ — псевдослучайная перестрой-
ка рабочей частоты
ПФ — полосовой фильтр
ПрЧ — преобразователь частоты
ПСП — псевдослучайная последова-
тельность
ПТ — полевой транзистор
ПТШ — полевой транзистор с барье-
ром Шотки
ПУ — параметрический усилитель
ПУПЧ — предварительный усилитель
промежуточной частоты
ПЦ — пожарная цепочка
ПЧ — промежуточная частота
Рг — регенератор
РИТЭГ — радиоизотопный термо-
электрогенератор
РПрУ — радиоприемное устройство
РРЛ — радиорелейная линия
РРС — радиорелейная станция
РФ — режекториый фильтр
СВЧ — сверхвысокие частоты
СД — синхронный детектор
СКС — станция космической связи
СЛ —• спутниковая линия связи
СМВ — сантиметровые волны
СН — согласованная нагрузка
СП — спиновый процессор
СПЛ — симметричная полосковая
линия
СС — спутниковая связь
ССС — система спутниковой связи
СТ — симметрирующий трансформа-
тор
СД — синхронный детектор
СЦ — согласующая цепь
СЧ — синтезатор частоты; суммарная
частота (в смесителе)
ТБНС — титано-бариево-неодимо-са-
мариевая керамика
ТВ — телевидение
ТГ — туннельный генератор
ТГЭ — транзистор на горячих элек-
тронах
ТД — туннельный диод
ТКЛР — температурный коэффициент
линейного расширения
ТКЧ — температурный коэффициент
частоты
ТПБ — транзистор с проницаемой ба-
зой
ТПУ — транзисторно-параметричес-
кий усилитель
ТРЛ —• тропосферная линия
ТРС —-тропосферная станция
ТрУ — транзисторный усилитель
ТТР :— твердотельный резонатор
ТТУ — твердотельное устройство
ТУ — туннельный усилитель
ТФ — телефон
ТФК — телефонный канал
ТЭЗ — типовой элемент замены
УА — управляющий аттенюатор
УДГ — усилитель на диоде Ганна
УКВ — ультракороткие волны
УЛПД — усилитель на лавинно-про-
летном диоде
УНЧ — усилитель низкой частоты
УПЧ — усилитель промежуточной ча-
стоты
УС — устройство согласования
У ФЭ — устройство функциональной
электроники
ФАПЧ—фазовая автоподстройка ча-
стоты
ФАР — фазированная антенная ре-
шетка
ФВ — фазовращатель
ФВЧ — фильтр верхних частот
ФД — фазовый детектор
ФДР — фильтр на диэлектрических
резонаторах
ФМ— фазовая модуляция (манипу-
ляция)
ФМн — фазовый манипулятор
ФМС — фазо-манипулированный сиг-
нал
ФНЧ — фильтр нижних частот
ФР — фильтр режекторный
ФТ — фазовая телеграфия
ФФ — ферритовый фильтр
ФЧХ — фазо-частотная характеристи-
ка
XX — холостой ход
ЦАП — цифро-аналоговый преобразо-
ватель
ЧАП, ЧАПЧ — частотная автопод-
стройка частоты
ЧД — частотный детектор
ЧДм — частотный демодулятор
ЧМ — частотная модуляция, манипу-
ляция
ЧРУ — частотно-разделительное уст-
ройство
ШПС — шумоподобный сигнал
ЩЛ — щелевая линия
ЩМ — щелевой мост
ЭВП — электровакуумный прибор
ЭИИМ — эффективная изотропио-из-
лучаемая мощность
ЭМС — электромагнитная совмести-
мость
ЯМР — ядериый магнитный резонанс
ЯСЭ — ядериое спиновое эхо
ОГЛАВЛЕНИЕ
Стр.
Предисловие............................................................ 3
Глава 1. Особенности систем связи СВЧ...................... 6
1.1. Особенности диапазона СВЧ . '.......................... 6
1.2. Особенности систем связи СВЧ-диапазона, определяющие требования
к твердотельным устройствам........................................... 9
1.3. Энергетический потенциал радиолинии...............................12
1.4. Неосновные излучения и каналы приема средств связи ... . 16
1.5. Взаимосвязь совершенствования компонентной базы и аппаратуры
связи................................................................. 21
1.6. Интегральные схемы, модули и твердотельные устройства СВЧ . . 24
Глава 2. Пассивные элементы и узлы твердотельных уст-
ройств СВЧ.................................................29
2.1. Общая характеристика линий передачи СВЧ . ...........29
2.2. Полосковые линии передачи.....................................31
2.3. Волноводные и коаксиальные линии передачи ....... 36
2.4. Невзаимные ферритовые устройства СВЧ..........................39
2.5. Колебательные системы СВЧ.....................................46
2.6. Фильтры и диплексеры СВЧ аппаратуры связи.....................51
2.7. Пассивные элементы, узлы гибридных интегральных схем и твердо-
тельных устройств..................................................64
Глава 3. Активные элементы твердотельных устройств СВЧ 71
3.1. Особенности ,и классификация полупроводниковых приборов СВЧ . . 71
3.2. Полупроводниковые-диоды............................. 72
3.2.1. Электрические переходы и общие свойства диодов СВЧ ... 72
3.2.2. Детекторные и смесительные диоды СВЧ........................76
3.2.3. Варакторные диоды...........................................80
3.3. Биполярные транзисторы СВЧ........................................84
3.3.1. Принцип действия транзистора . . ;.........................84
3.3.2. Электрические параметры транзисторов........................85
3.3.3. Типы биполярных транзисторов................................89
3.4. Полевые транзисторы...............................................93
3.4.1. Однозатворные полевые транзисторы ..... С . . 93
3.4.2. Двухзатворные полевые транзисторы...........................99
Глава 4. Детекторы и смесители СВЧ 102
4.1. Детекторы СВЧ....................................................102
4.1.1. Амплитудные детекторы......................................102
4.1.2. Фазовые детекторы и их применение..........................104
4.1.3. Частотные детекторы и. их применение.......................111
4.2. Смесители частоты................................................112
4.2.1. Особенности смесителей СВЧ................................112
4.2.2. Небалансные смесители.....................................113
4.2,3. Балансные смесители...................................... 116
4.2.4. Двойные балансные и кольцевые смесители СВЧ . . . . 119
4.2.5. Мощные смесители СВЧ......................................126
286
4.2.6. Подавление нежелательных продуктов преобразования и динами-
- ческий диапазон смесителя................................ 129
4.2.7. Транзисторные смесители.................................133
Глава 5. Полупроводниковые управляющие устройства СВЧ 135
5.1. Устройства управления амплитудой колебаний СВЧ . . . . - . 135
5,1.1. Общая характеристика устройств и принцип работы диодных
выключателей.................................................... 135
5.1.2. Выключатели на р-п диодах .................................137
5.1.3. Выключатели и переключатели иа p-i-n диодах................137
5.1.4. Аттенюаторы на p-i-n диодах . . ...........................140
5.1.5. Стабилизаторы уровнд мощности СВЧ..........................141
5.1.6. Ограничители, мощности СВЧ колебаний.......................142
5.1.7. Устройства управления, амплитудой иа транзисторах . . . 143
5.2. Полупроводниковые фазовращатели СВЧ..............................146
5.2.1. Общая характеристика фазовращателей........................146
5.2.2. Особенности плавных фазовращателей иа р-п диодах . . . 146
5.2.3. Дискретные фазовращатели на p-i-n диодах...................148
5.2.4. Активные фазовращатели СВЧ.................................151
5.2.5. Использование дискретных фазовращателей для восстановления
несущей фазоманипулироваиных сигналов............................155
Глава 6. Малошумящие усилители............................156
6.1. Назначение малошумящих усилителей и общие требования к ним '. . 156
6.2. Общие свойства регенеративных усилителей.........................158
6.3. Туннельные усилители . 161
6.4. Параметрические усилители . 162
6.5. Малошумящие транзисторные усилители СВЧ .........................168
Глава 7. Генераторы и усилители мощности, умножители
частоты...................................................174
7.1. Особенности полупроводниковых генераторов и усилителей мощности
СВЧ..................................................................174
7.1.1. Применение, классификация и параметры..................... 174
7Л.2. Выходная мощность...........................................175
7,1,3. Перестройка и стабилизация частоты.........................176
7.2. Маломощные генераторы на диодах..................................180
7.2.1. Генераторы на туннельных диодах............................180
7,2.2. Параметрические генераторы.................................180
7.2.3. Регенеративные делители частоты............................182
7.3. Устройства СВЧ на лавинно-пролетных диодах.......................183
7.4. Устройства СВЧ на диодах Ганна...................................186
7.5. Транзисторные автогенераторы.....................................190
7.5.1. Автогенераторы на биполярных транзисторах..................190
7.5.2. Автогенераторы иа полевых транзисторах.....................192
7.6. Транзисторные усилители мощности.................................196
7.6.1. Усилители на биполярных транзисторах . ... . 196
7.6.2. Усйлители на полевых транзисторах..........................197
7.7. Полупроводниковые умножители частоты.............................199
7.7.1. Общие сведения о полупроводниковых умножителях частоты . . 199
7.7.2. Умножители частоты на диодах с нелинейным активным сопро-
тивлением .......................................................200
7.7.3. Варакторные умножители частоты.............................201
7.7.4. Транзисторные умножители частоты. Транзисторно-варакторные
умножительные цепочки......................................”... 204
287
Стр.
Глава 8. Перспективные элементы твердотельных устройств ,
СВЧ........................................................206
8.1. Общая характеристика направлений развития элементной базы твер-
дотельных устройств...............................................206
8.2. Перспективные типы транзисторов..............................210
8.3. Приборы на поверхностных акустических волнах.................213
8.4. Функциональные устройства на спиновых (магнитостатических) волнах 220
8.5. Устройства на основе .эффекта ядерного спинового эха .... 222
8.6. Приборы с зарядовой связью...................................227
Глава 9. Примеры реализации аппаратуры связи с исполь-
зованием ТТУ СВЧ...........................................234
9.1. Устройства формирования рабочих частот средств связи СВЧ . 234
9.2. Формирователь цифровых сигналов СВЧ с компактным спектром и
постоянной огибающей...............................................246
9.3. Активные ретрансляторы и приемопередающие модули РРЛ . . . 250
9.4. Радиоприемные устройства СВЧ с прямым преобразованием сигнала 256
9.5. Приемные системы спутникового телевизионного вещания .... 259
9.6. Линии и аппаратура связи миллиметрового диапазона .... 261
Глава 10. Пути улучшения технико-экономических характе-
ристик аппаратуры связи твердотельного исполнения . . 264
10.1. Направления улучшения характеристик аппаратуры связи и особен-
ности использования ТТУ................................................264
10.2. Комплексная миниатюризация аппаратуры и пути улучшения техни-
ко-экономических характеристик ТТУ................................266
10.3. Автоматизация оперативного контроля работоспособности ТТУ . . 273
Список литературы......................................................278
Список сокращений......................................................283