В. И. ЛИХОШЕРСТ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ЭНЕРГИИ
ДЛЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ
С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

-УД1С1Т2^-М-: IWI.3M.lt
В. И. Лихошерст. Полупроводниковые преобра¬
зователи электрической энергии для электроприводов
с двигателями постоянного тока: Учебное пособие.—
Свердловск: изд. УПИ им. С. М. Кирова, 1987.— 80 с..
Излагаются принципы работы и основные свой¬
ства выпрямительно-инверторных преобразователей:
электрической энергии на тиристорах, работающих
в составе системы ТП-Д, в объеме, необходимом для
их выбора, наладки и эксплуатации. Приступающие
к изучению пособия должны знать теорию линейных
электрических цепей, основы промышленной элект¬
роники и электрические машины постоянного тока.
Пособие предназначено для студентов всех ви¬
дов обучения специальности 0628 — «Электропривод,
и автоматизация промышленных установок» при изу¬
чении элементов автоматизированного электроприво¬
да и студентов специальности 0601 — «Электриче¬
ские машины» при изучении специальных вопросов-
промышленной электроники. Пособие может быть.
такж« использовано при курсовом-и дипломном про¬
ектировании.
Рис. 41. Табл. 1. Библиогр. 8 назв.
Рецензенты:
кафедра «Электрификация промышленных
предприятий и городов» Свердловского
инженерно-педагогического института; зав. кафедрой.
«Микропроцессорная управляющая
вычислительная техника»
доц., канд. техн. наук Р. Т. Шрейнер (СИПИ))
© Уральский политехнический институт-
им. С. М. Кирова, 1987

1.	МЕТОДИКА АНАЛИЗА ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ ПРОЦЕССОВ
В СИСТЕМЕ ТП-Д
Преобразование переменного тока в постоянный при помо¬
щи вентилей называется выпрямлением, а обратный процесс
преобразования постоянного тока в переменный — инвертиро¬
ванием. Вентильные устройства, выполняющие эти преобразо¬
вания, соответственно называются выпрямителем и инвертором.
Инвертор, который передает энергию в сеть переменного тока,
должен работать с ее частотой и называется инвертором, ведо¬
мым сетью.
В электроприводах с коллекторными двигателями постоян¬
ного тока тиристорные преобразователи используются для
управления по цепям якоря и возбуждения. Цепь якоря носит
более общий характер, поскольку кроме индуктивности Ья и
активного сопротивления Ra она содержит ЭДС вращения Ея.
Привод, управляемый по цепи якоря, в этом случае называют
системой тиристорный преобразователь—двигатель (ТП — Д).
В пособии анализируется главным образом эта система. Все
режимы работы преобразователя, на обмотку возбуждения
можно рассчитать по формулам, полученным для системы
ТП — Д, если принять ЭДС нагрузки равной нулю.
Преобразователь U системы ТП — Д (рис. 1, а) получает
питание от трехфазной сети переменного тока (в дальнейшем
именуется просто «сеть») G через трехфазный трасформатор Т
или три токоограничивающих реактора. Между якорем двига¬
теля М и преобразователем U в общем случае включается сгла¬
живающий дроссель L. Двигатель 'приводит в движение про¬
изводственный механизм AM..
На вход преобразователя поступает управляющее воздей¬
ствие С/у из системы управления электроприводом. К валу дви¬
гателя приложено возмущающее воздействие-:—момент сопро¬
тивления производственного механизма' Мс.
Значения мгновенных,’ средних или действующих величин
токов и напряжений какой-либо цепи могут быть , найдены
только в результате анализа электромагнитных процессов, ко¬
торые протекают во всех цепях с учетом управляющего и воз¬
мущающего воздействий. Однако точный анализ с учетом, не¬
линейностей элементов оказывается очень сложным, даже если
сеть представить упрощенно в виде синусоидальных ЭДС и
трех- полных сопротивлений. Zc. Поэтому анализ системы
ТП1—Д обычно выполняют при общепринятых допущениях:
f-3

1.	Сеть бесконечно мощная (Sc = оо, Zc — 0), что позво¬
ляет считать ее напряжение не зависящим от работы преобра¬
зователя и других потребителей.
2.	На расчетной схеме обмотка каждой фазы трансформа¬
тора представляется вторичной ЭДС е2ф и приведенными ко
вторичной стороне активным Rт и индуктивным сопротивления¬
ми рассеяния Хт обмоток. Вторичные ЭДС синусоидальны и
образуют симметричную многофазную систему.
а
Q Т U	L	М	AM
Рис. 1. Схемы системы ТП — Д:
а — полная функциональная схема; б — полная расчетная схема; в —
расчетная схема
Аналогичной расчетной схемой представляется сеть, если
преобразователь подключен к ней через токоограничивающие
реакторы.
3.	Переходный 'Процесс, вызванный включением преобразо¬
вателя или изменением воздействий, окончился. Напряжения и
токи являются периодическими с неизменными действующими
и средними значениями.
4.	В течение рассматриваемых промежутков времени ЭДС
якоря неизменна: ея = Еп.
5.	Все активные сопротивления и индуктивности являются
линейными, т. е. их величина не зависит от тока, температуры
и других факторов.
6.	Вентили являются идеальными. Прямое падение напря¬
жения на них в открытом (проводящем) состоянии, обратный
4

ток и ток в закрытом состоянии равны нулю. Восстановление
запирающих свойств и открывание тиристора происходят мгно¬
венно, следовательно, тиристор открывается передним фронтом
импульса управления, поступающего на управляющий элек¬
трод, при положительном анодном напряжении.
7.	Не учитываются ^С-цепи, шунтирующие вентили и ин¬
дуктивные делители тока. Параллельно и последовательно со¬
единенные вентили рассматриваются как один.
Кроме того, в данном пособии предполагается, что вторич¬
ные обмотки силового трансформатора соединены /в звезду и их
ЭДС равны
еа — У 2Е2фsin#; еь — У2 £2ф sin (•& — 2я/3);
ес = У 2 Е.2ф sin (§ — 4я/3);	(1)
где Е2ф — действующее значение фазной ЭДС, В;
& = coci — 2 nfci —	(2)
фаза ЭДС еа, рад; со0 — угловая частота напряжения сети, рад/с;
/с — частота напряжения сети, Гц; t — время, с.
При этих допущениях анализ электромагнитных процессов
сводится к решению задачи воздействия синусоидальных напря¬
жений на линейную систему с переменной структурой.
В пособии используется классический метод решения диф¬
ференциальных уравнений, поскольку он хорошо знаком студен¬
там. Вообще же известен ряд эффективных методов решения
этих задач: дискретное преобразование Лапласа, модифициро¬
ванное z-преобразование и др. [1].
Фаза ф в дальнейшем используется как время, выраженное
в относительных единицах. Это соответствует принятию базис¬
ной единицы времени (te), равной 1/сос. Действительно, обозна¬
чая нижней звездочкой величину, выраженную в относитель¬
ных единицах, получим
= — — —-— = a>ct = О.
t6 l./ao
Уравнение, составленное по второму закону Кирхгофа, для
цепи с синусоидальной ЭДС и RL-нагрузкой
У 2 Е sin act — Ri -j- L —
dt
после замены t на # по выражению (2) получает вид
У2Е sin # = Ri 4- cocl4- = Ri +X^-.
ddv
В новом уравнении вместо индуктивности цепи использует¬
ся индуктивное сопротивление, которым она обладает при ча¬
стоте, принятой за базисную.
Основные свойства разомкнутой системы ТП ■—Д опреде¬
ляются ее механическими характеристиками, которые пред-
5

•ставляют собой зависимости скорости двигателя от момента
со(М) при различных неизменных значениях сигнала управ¬
ления Ur. Вместо механических характеристик часто использу¬
ются внешние характеристики системы ТП — Д ЕЯ(1Я) при
Uj = const, которые рассчитываются проще. При соответству¬
ющем выборе масштабов внешние характеристики совпадают
с мехническими, поскольку М=с1я и а=Ея/с.
Для расчета внешних характеристик удобно представить
преобразователь в виде генератора с ЭДС еа, внутренними ак¬
тивным сопротивлением R/т и индуктивностью Ls. Тогда полная
расчетная схема системы ТП — Д с учетом индуктивности сгла¬
живающего дросселя L3P и его активного сопротивления RaP
примет вид, представленный на рис. 1, б. Идеальный вентиль
V подчеркивает одностороннюю проводимость тиристоров.
Еще более простая расчетная схема получается (см.
рис. 1, в), если все индуктивности заменить одной индуктивно¬
стью якорной цепи
Еяц — Ln + Ьяр -f- Ья	(3)
и все активные сопротивления представить одним активным
сопротивлением якорной цепи
Дяц = Rn + Ядр + Дя.	(4)
В	некоторых	случаях для облегчения	анализа	мы	будем
пользоваться	упрощенной расчетной схемой,	в	которой	отсут¬
ствуют активные сопротивления или индуктивности. Получен¬
ные при этом зависимости содержат небольшую погрешность,
но удобны благодаря простоте конечных формул и являются
основными в проектной практике.
В заключение обратим внимание на то, что в общем случае
величина ЭДС преобразователя зависит не только от сигнала
управления, но и от Ея. Поэтому необходимо анализировать
не один преобразователь, а систему ТП — Д в целом.
В данном пособии все характеристики и временные диа¬
граммы, зависящие от параметров системы, построены для
приводов с двигателем типа 2ПБ-200, Ры = 11 кВт, LW = 220 В,
/ялг = 58 А и преобразователями типа БУВ 3503-22 (нулевая
схема со сглаживающим дросселем) или БУВ 3501-22 (мосто¬
вая схема без сглаживающего дросселя). Для облегчения коли¬
чественной оценки использована система относительных единиц,
в которой базисными являются номинальный ток якоря 1яы и
максимальное среднее значение ЭДС преобразователя Еао =
—	277 В. При изучении преобразователей такое базисное на¬
пряжение является более удобным, чем используемые в теории
электропривода ияn или EflN.
Буквенные обозначения величин, выраженных в относитель¬
ных единицах, снабжаются нижним индексом *. Если известны
значения тока и напряжения в относительных единицах, /* и
6

U*, то их значения в физических единицах определяются по
формулам:
/ = /яЛг/*; U = EMU*.
2.	КЛАССИФИКАЦИЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
Для управления коллекторными двигателями постоянного
тока используются главным образом непосредственные тирис¬
торные преобразователи переменного тока в постоянный, кото¬
рые могут работать как в выпрямительном, так и в инвертор¬
ном режимах. В первом случае энергия подводится к двигате¬
лю от сети, а во, втором — энергия, которую отдает двигатель,
работающий в тормозном режиме, передается в сеть.
Непосредственные преобразователи переменного тока в по¬
стоянный обычно называют управляемыми выпрями¬
телями, выпрямительн о-и нверторными преоб¬
разователями, или ввиду их распространенности просто
преобразователями, а для всех остальных используют
полное наименование:	широтно-импульсный преобразователь
постоянного напряжения, непосредственный преобразователь
частоты и т. п.
Схемы преобразователей классифицируются следующим об¬
разом.
В зависимости от числа фаз переменного напряжения, кото¬
рое подводится к вентилям, различают одно-, трех- и шести¬
фазные схемы. В многофазных схемах вентили объединяются
вместе либо катодами, либо анодами и образуют соответствен¬
но катодную или анодную вентильные группы.
Схемы делятся на простые и сложные. Сложные состоят
из нескольких простых, соединенных последовательно или па¬
раллельно.
Простыми схемами являются схема с нулевым выводом и
мостовая схема. В схемах с нулевым выводом, которые так же
называют нулевыми, лучевыми и схемами с нейтральным
(средним) выводом, нагрузка подключается к общей точке
вентильной группы и к нейтральной (нулевой, средней) точке
трансформатора, Что и определило ее название. Поскольку ток
по каждой вторичной обмотке трансформатора протекает в
течение части периода только в одном направлении, нулевые
схемы относятся к однотактным.
В мостовых схемах имеются катодная и анодная группы вен¬
тилей. Нагрузка подключается между общими точками вен¬
тильных групп. Ток в каждой обмотке трансформатора дваж¬
ды меняет направление в течение периода напряжения сети,
и поэтому мостовые схемы относят к двухтактным.
Мостовые схемы, у которых одна вентильная группа вы¬
полнена на тиристорах, а вторая—■ на диодах, называются не¬
7

симметричными, полууправляемыми или схемами с непол¬
ным числом управляемых вентилей. Мостовые схемы, содержа¬
щие только управляемые вентили (тиристоры), называются
симметричными, полностью управляемыми или просто мо¬
стовыми.
Поскольку .вентили пропускают ток только в одном направ¬
лении, то все рассмотренные однокомплектные схемы являются
нереверсивными. Для того, чтобы ток в цепи нагрузки мог про¬
текать в обоих направлениях, используют реверсивные пре¬
образователи. Их классификация приведена в гл. 8.
С точки зрения числа пульсаций выпрямленного напряже¬
ния за период сети преобразователи характеризуются пульсно-
стью р. В нулевых схемах пульсность равна числу фаз т под¬
веденного напряжения.. В мостовых симметричных схемах
пульсность в два раза больше числа фаз переменного напря¬
жения, которое подводится к вентилям. В многофазных схемах
пульсность равна числу вентилей.
Преобразователи классифицируются и по ряду других при¬
знаков:
по назначению — для питания якоря, обмотки возбуждения
или обеих цепей;
• по выходной мощности ■—несколько условно различают
маломощные преобразователи, средней мощности (десятки и
сотни киловатт) и мощные;
по напряжению сети — с питанием от низковольтных цехо¬
вых сетей 660, 380 и 220 В и от высоковольтных сетей 6 или
10 кВ;
по способу питания — трансформаторные (с индивидуаль¬
ным трансформатором) и реакторные, у которых напряжение
сети подается на вентили через токоограничивающие реакторы;
по виду охлаждающей среды — с воздушным, водяным или
каким-либо другим охлаждением; воздушное охлаждение мо¬
жет быть естественным или принудительным;
по способу согласования управления комплектами вентилей
реверсивного преобразователя — с раздельным или совместным
управлением, с линейным или нелинейным согласованием (см.
гл. 8).
3.	ТРЕХФАЗНЫЙ НЕУПРАВЛЯЕМЫЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ
С НУЛЕВЫМ ВЫВОДОМ
Трехфазный неуправляемый выпрямитель с нулевым выво¬
дом состоит из трехфазного трансформатора Т (рис. 2, а) и
трех диодов У1, У2, УЗ. Нагрузка присоединяется к общей
точке всех диодов d и к нейтральной (нулевой) точке п транс¬
форматора. Первичные обмотки соединяются звездой или тре¬
угольником, а вторичные — звездой или зигзагом с нейтраль¬
ным выводом. Трансформатор разгружает нейтральный провод
'8

сети от постоянного тока нагрузки, обеспечивает получение
необходимой величины выпрямленного напряжения и осуще¬
ствляет потенциальную развязку сети и цепи постоянного тока.
Диоды преобразуют переменное напряжение в постоянное пу-"
тем подключения к нагрузке той вторичной обмотки трансфор¬
матора, ЭДС которой в данный момент максимальна.^
А о
Г
-о" MW-
в 42
'а а
—с
—
-О .
taVS
01 -
■е
ес с
аА5 уз
—
/7
U.
Ы
Рис. 2. Трехфазный неуправляемый выпрямитель с нулевым вы¬
водом:
а — принципиальная схема; б — расчетная схема
Рассмотрим работу выпрямителя на обмотку возбуждения,
используя общепринятые допущения и полагая индуктивные
сопротивления рассеяния обмоток трансформатора Хт и их ак¬
тивные сопротивления Ri равными нулю, т. е. ZT = 0. Расчет¬
ная схема для этих условий приведена на рис. 2, б.
Вначале.поо^да^ок^иод УЗ, так как ес > еа > еь (рис. 3)
и анодные	диодов У1 и У2 отрицательны (иАi —
= еа — ес, иА2—еъ — ес), Выпрямленное напряжение и<г между
выводами d и п равно ЭДС фазы с и может рассматриваться
как ЭДС выпрямителя еа = иа — ес, поскольку падения напря¬
жения в обмотках и диоде не учитываются. В момент #е равен¬
ства фазных ЭДС еа = ес ток с УЗ переключится на У1, так
как далее в течение одной трети периода наибольшая ЭДС
действует в обмотке фазы а. Затем наибольшая ЭДС дейст¬
вует в обмотке фазы' Ь, ток проводит У2 и т. д. Получающееся
выпрямленное напряжение ud ~ ed выделено на рис. 3 жирной
линией. Здесь же показано среднее значение ЭДС выпрямите¬
ля .Дм, которое равно 1,17£2ф.
Момент времени, в который ток с одного неуправляемого
вентиля переходит на другой неуправляемый вентиль при ZT =
= 0 (момент равенства фазных ЭДС), называется моментом
естественного включения или точкой естественной коммутации.
Угол 'й'е, отсчитываемый от момента перехода фазной ЭДС че¬
2 Заказ 265
9

рез нуль до момента естественного включения, назовем фазным:
углом естественного включения.
Несмотря на заметные пульсации выпрямленного напряже¬
ния, выпрямленный ток практически постоянен во времени id =
= Id благодаря большой индуктивности обмотки возбуждения
и высокой частоте пульсаций, равной 150 Гц. Через каждый
диод ток протекает в течение 1/3 периода напряжения сети.
Такой же ток протекает и по вторичной обмотке трансформа¬
тора (ia, см. рис. 3). Среднее значение тока диода IFav = 1а/3.
Рассмотрим, как изменя¬
ется анодное напряжение
диода на примере VI. В ин¬
тервале проводимости анод¬
ное напряжение иАi (раз¬
ность потенциалов анода и
катода) идеального диода
равно нулю. После откры¬
вания V2 анодное напряже¬
ние диода VI становится
отрицательным и равным
вначале линейному напря¬
жению иаь, а затем, после
открывания УЗ,— иас.
Таким образом, в рас¬
сматриваемой схеме и, как
будет видно из дальнейше¬
го, во всех трехфазных уп¬
равляемых выпрямителях
максимальное обратное на¬
пряжение на вентилях рав¬
но амплитудному значению-
линейной ЭДС, подведенной:
к вентилям _
Vr max ==УГ б-Егф- (5)
Рассмотренный выпрями¬
тель имел в своем составе
катодную вентильную груп¬
пу. Иногда используются выпрямители с анодной вентильной
группой (рис. 4). В этом случае проводит ток тот диод, в цепи
которого действует наименьшая ЭДС. Моменты естественного-
включения определяются точками пересечения отрицательных
полуволн фазных ЭДС. Выпрямленные ток и ЭДС отрицательны.,
4.	ТРЕХФАЗНЬШ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ С НУЛЕВЫМ ВЫВОДОМ
Трехфазный выпрямительно-инверторный преобразователь с
нулевым выводом состоит из трансформатора Т (рис. 5), трех
тиристоров FS1, VS2, VS3 и системы импульсно-фазового уп¬
Р и с. 3. Временные диаграммы напряже¬
ний и токов трехфазного неуправляемого
выпрямителя с нулевым выводом
10

равления СИФУ, которая генерирует импульсы управления ти¬
ристорами с заданной фазой по отношению к напряжению
сети. Фаза задается напряжением управления U7, которое по¬
ступает из системы управления электроприводом. Такое управ¬
ление называется фазовым управлением. Тиристоры обычно
образуют катодную вентильную группу, так как в этом случае
цепи управления имеют общую точку d.
Нагрузкой преобразователя являет¬
ся обмотка возбуждения или якорь
двигателя. В цепь якоря часто вклю¬
чают дроссель L для сглаживания
пульсаций выпрямленного тока.
Преобразователь с нулевым выво¬
дом может работать как в выпрями¬
тельном, так и в инверторном режи¬
мах. В . зависимости	от величины ЭДС
якоря и фазы импульсов управления
тиристорами выходной ток преобразо7
вателя у	может быть прерывистым
или, непрерывным.
Трехфазные преобразователи яв¬
ляются частным случаем многофаз¬
ных преобразователей. Поэтому, ана¬
лизируя трехфазные схемы, будем на¬
ходить общие зависимости, которые
•справедливы для m-фазиых схем.
4.1.	Режим прерывистого тока
Р и с. 4. Выпрямитель с анод¬
ной группой вентилей:
а — расчетная схема; б — вре*
менная диаграмма
Рассмотрим работу многофазного
преобразователя с нулевым выводом
на якорь двигателя постоянного тока,
используя общепринятые допущения
(см. гл. 1). Для упрощения анализа
вначале будем полагать все активные
сопротивления равными нулю. Фазу
открывания тиристоров и ЭДС якоря
двигателя Ея выберем такими, чтобы
ток прекращался до открывания оче¬
редного тиристора. Тогда выпрямленный ток id протекает каж¬
дый раз только по одной из вторичных обмоток, и для опре¬
деления тока якоря г'я можно индуктивности всех элементов
•объединить в одну индуктивность якорной цепи
^яц— Ья+£др-Ь-Хт/<^В?,	(6)
где Ьп — индуктивность обмотки якоря двигателя, дополнитель¬
ной и компенсационной обмоток, Гн; — индуктивность
сглаживающего и уравнительного дросселей, если они имеются,
2*
11

Гн; Xr — индуктивное сопротивление рассеяния обмоток транс¬
форматора, приведенное ко вторичной стороне, Ом. Расчетная
схема принимает вид, представленный на рис. 6, а.
Иногда для повышения точности расчетов учитывают так¬
же приведенное индуктивное сопротивление сети Хс, т. е.
вместо Хг в ('6) подставляют индуктивное сопротивление фазы
Хф = Хт + Хс- Обычно Хс на один-три порядка меньше, чем Хт.
Рис. 5. Принципиальная схема системы трехфазный преобразова¬
тель с нулевым выводом — двигатель
Схема преобразователя содержит т тиристоров, которые в
установившемся режиме открываются через равные интервалы
повторяемости т раз за период напряжения сети. Следова¬
тельно, длительность интервала повторяемости равна 2к/т.
Фазный угол естественного включения Фе вентилей можно
определить исходя из того, что полупериод фазной ЭДС (см.
рис. 6, б) содержит интервал повторяемости и два угла, рав¬
ных Фе. Откуда
где т — число фаз системы напряжений, которая подведена к
вентилям со стороны переменного тока.
Для регулирования выпрямленных тока и напряжения каж¬
дый тиристор открывают не в момент его естественного вклю¬
чения, а позже н| угол а, который называется углом управле¬
ния (регулирования, запаздывания, зажигания]!' Величина угла
а задается сигналом управления £/у, фаза подачи импульсов
управления для всех тиристоров одинакова и равна #е + а.
Найдем связь между Ея и средним значением тока якоря
/?	с/
	■*.	 А.
Ё М L
12

/я при неизменном а, которую также называют внешней харак¬
теристикой ввиду однозначной зависимости угла управления
от Uy.
USS
О
&
Рис. 6. Система трехфазный преобразователь с нулевым выводом -
двигатель в режиме прерывистого тока:
а — расчетная схема; б — временные диаграммы
Вначале рассмотрим работу при больших а, когда импульс
управления подается после максимума фазной ЭДС, т. е. при
а :> л/т. Открывание тиристора происходит только в том слу¬
чае, если фазная ЭДС в этот момент
еа = У~2 Ещ sin (fte + а)	(8)
превышает ЭДС якоря, т. е. еа > Ея.
После	подачи	импульса	управления uai	(см.	рис.	6,	б)	от¬
крывается	тиристор У51. Из	уравнения якорной	цепи,	состав¬
ленного по второму закону Кирхгофа
<йя	(Q)
Еъ сос/^Яц
видно, что производная тока пропорциональна разности ЭДС
вторичной обмотки трансформатора и якоря двигателя (резуль¬
тирующей ЭДС). Вначале производная положительна и ток

возрастает. В момент равенства еа — Ея производная равна
нулю, а ток имеет максимальное значение. Затем производная
становится отрицательной и ток уменьшается до нуля. Отрица¬
тельным ток стать не может ввиду односторонней проводимо¬
сти тиристоров. При спадании ток протекает навстречу резуль¬
тирующей ЭДС под действием ЭДС самоиндукции. Энергия,
которая накапливалась в индуктивностях во времени нараста¬
ния тока, теперь отдается двигателю и в сеть.
Мгновенное значение тока находится интегрированием (9)
с учетом (1) после разделения переменных
1	Г (еа-Ея)Ю,	(10)
е+а
откуда
I с
[V2 Е2ф [cos (Ое + а) — cos G] — ЕЯ[Ъ~ (Ое + а)]^
“°Lm	(id
Интеграл в выражении (10) представляет площадь, заклю¬
ченную между еа и Ея. Следовательно, максимум тока пропор¬
ционален заштрихованной на рис. 6, б площади Si. При спада¬
нии до нуля ток уменьшается на ту же величину. Таким обра¬
зом, в момент прекращения тока площадь S2 = 5ь Длительность
протекания тока (угол проводимости X) определяется решени¬
ем трансцендентного уравнения (11). Решение выполняется
численным или графическим методами, позволяющими отыс¬
кать такой угол '0’='d‘e+a+>i, при котором tH=0 с заданной
точностью.
Среднее значение прерывистого тока за интервал повторяе¬
мости можно определить, разделив на 2п/m. интеграл мгновен¬
ного значения тока (Н)
0е+а+Я
f i,db.. (12)
•б'+а
я’пр 2я
После интегрирования (12) с учетом (11) конечную формулу
можно представить в виде [2, 3]:
, m V 2 £2(ь	■ X	■ (	я,	, % \ f,	%	,	%\
Iапп = 	 		— sin — sm а		1 		ctg —
dnp л (ocLan	2	V	m	2 ./ V	2	2 /.
(13)
Среднее значение ЭДС преобразователя Еа в интервале
проводимости равно Ея, поскольку площадь S2 = Si. Когда
же все тиристоры закрыты, напряжение на преобразователе
равно Ея и можно условно считать, что Еа~Ея. Таким обра¬
зом, среднее значение ЭДС преобразователя в режиме преры¬
вистого тока (РПТ) при Япц = 0
Еаар = Ея	(14)
14

Рис. 7. Система ТП — Д в режиме прерывистого тока:
а — временные диаграммы, показывающие влияние Ея ; б — внешние характери¬
стики; в — временные диаграммы, показывающие влияние а; г — зависимости
’	/я	(а)	при	const

и не зависит от а. Мгновенное значение ЭДС преобразователя
еа выделено на рис. 6, б жирной линией.
Уменьшение £я при неизменном а вызывает увеличение тока
и наоборот,	увеличение Ев- Приводит к уменьшению тока.
На рис. 7, а показаньГвременные диаграммы при а = 75° для
£я1* = 0,9 и £^* = 0,5 о. е., которым соответствуют для вы¬
бранного привода максимальные значения тока 0,086 и 0,41
о.	е., длительности протекания тока Хг — 50° и Х2 = 98°, сред¬
ние значения тока /яi = 0,024 и /я2 — 6,22 о. е. На предыдущем
рис. 6 а = 75°, £я* = 0,7 и 1Я* = 0,091. Кривая, проведенная
через найденные точки, представляет часть внешней характе¬
ристики при а = 75°. Внешние характеристики преобразовате¬
ля в режиме прерывистого тока существенно нелинейны (см.
рис. 7, б).
Если постепенно увеличивать Ея, то при определенной ее
величине Ея0, равной мгновенному значению фазной ЭДС в
момент открывания тиристора еа, ток станет равным- нулю.
Следовательно, с учетом (8)
Ея0 =У 2Е2ф sin (фе + а) •	^3	(I5)
Величина Ея0 представляет собой ЭДС идеального холостого
хода, которой соответствует скорость &0—^я1кФ, где £Ф—
произведение конструктивного коэффициента двигателя на его
магнитный поток. Если Ея ^ Ея0, то 1Я — 0.
Уменьшение а при неизменной величине Ея приводит к уве¬
личению Я и /я, а увеличение — к их уменьшению. Например,
на рис. 7, в при £я* = 0,7 углу ai = 90° соответствуют /яi* =
= 0,025 о. е. и Я] = 47°, а углу а2 = 60° •— /я2* = 0,20 и Х2 =
= 98°. Графики зависимостей /я(а) при Еа = const для вы¬
бранного привода показаны на рис. 7, г. Существование этих
зависимостей подтверждает возможность регулирования тока,
а благодаря ему и скорости, в системе ТП — Д изменением а.
Чувствительность к управляющему воздействию dla/da также
нелинейно зависит от угла управления и стремится к нулю по
мере его роста и приближения тока к нулю (ом. рис. 7, д).
Перейдем к рассмотрению особенностей работы преобразо¬
вателя при малых а < п/т. В этом случае сразу после откры¬
вания тиристора фазная ЭДС не уменьшается, как при боль¬
ших а, а растет до амплитудного значения Е2фт, и на работу
преобразователя оказывает влияние ширина (длительность)
Фс импульсов управления.
Вначале рассмотрим работу при широких импульсах управ¬
ления #0 я/от, когда .даже при самых малых а напряжение,
приложенное к управляющему электроду тиристора иа, дейст¬
вует вплоть до наступления максимума фазной ЭДС (рис. 8).
В этих условиях отпирание тиристора происходит при любых
Ея <; Ещт, даже если в момент подачи импульса управления
мгновенное значение фазной ЭДС еа < Ея. В последнем слу¬
16

чае тиристор отпирается несколько позже, в момент, когда его
анодное напряжение ua\ = еа — Ея переходит через Нуль и ста¬
новится положительным. Фактический угол отпирания
«ф = arCSin (Ея/Е2фт) — Фе-	(16)
При отпирании тиристора анодным напряжением (во время
действия импульса управления) получается неуправляемый ре¬
жим, при котором изменения а в пределах 0 — аф не оказы¬
вают влияния ни на ток, ни на ЭДС преобразователя. Внешняя
характеристика в этом режиме обозначена на рис. 7, б бук¬
вой /.
Увеличение Ея приводит
к уменьшению среднего то¬
ка, но независимо от вели¬
чины а ток становится рав¬
ным нулю только тогда,
когда Ея равно или больше
амплитудного значения фаз¬
ной ЭДС. Таким образом,
в случае малых а и широ¬
ких ‘fl’G
£яо == Егфт ==1^ 2Е2ф.	(17)
В трехфазной нулевой
схеме £яо~ 1,21 Ed0.
Уменьшение Ея приводит
к уменьшению аф и возрас¬
танию к и /я. При аф = ор=
=20°41/, соответствующему
Ея — 0,936 Д/о (точка F на
рис. 7, б), длительность про¬
текания тока становится
равной интервалу повторяе¬
мости. Меньшим значениям аф соответствует непрерывный ток,-
т. е. режим прерывистого тока в этих условиях не существует,-
В случае бесконечно узких импульсов управления отпира--
ние тиристоров возможно только при Ея < еа■ Поэтому уве¬
личение Ея приводит к монотонному уменьшению тока только
до тех пор, пока соблюдается указанное неравенство ЭДС.
Затем выпрямление срывается и ток прекращается. Механиче¬
ская и внешняя характеристики претерпевают разрыв.
Срыв выпрямления происходит и_в том случае, когда для
увеличения тока при Ея > ErF =У 2£2ф sin (Фе + ар) уменьша¬
ют а до величины меньшей аф.
Реально узкие импульсы управления имеют ширину Фе =
= 8 — 15°, при которой возможны режимы, характерные как
для широких, так и для бесконечно узких импульсов управле¬
ния; ;/едрз>к%-в>--м€-ньи1ем:..,диапазоне изменения угла -управления.
Рис. 8. Временные диаграммы системы'
ТП — Д при отпирании тиристоров анод¬
ным напряжением
17

Теперь обратим внимание на отличия процессов в реальной
системе ТП — Д, обусловленные наличием активных сопротив¬
лений. Падения напряжения на активных сопротивлениях
уменьшают напряжение, приложенное к индуктивностям и по¬
этому немного уменьшаются максимум тока, длительность его
импульса и среднее значение. Площадь S2 (см. рис. 6) оказы¬
вается меньше Si, и Еапр немного возрастает. Расчет внешней
характеристики Ея (/я) производят, задаваясь рядом значений
X от нуля до 2п/m для каждого значения а, по формулам, при¬
веденным в [1]. На рис. 7, б рассчитанные с учетом активных
сопротивлений внешние характеристики вычерчены сплошными
линиями, которые всегда проходят ниже, чем при RHц = 0.
Средние значения ЭДС в РПТ связаны обычным для цепей
постоянного тока соотношением
Ed пр = Ея -^ял/я)	(18)
здесь
Ran, — Ra ~Ь Rnp “Ь Дт,	(19)
где /?Яц,	Rn,	Rap	и	Rt — активные сопротивления	соответствен¬
но	якорной	цепи,	обмоток якоря, дросселей	и	одной	фазы
трансформатора, Ом.
Подведем итоги анализа системы ТП — Д в режиме преры¬
вистого тока:						•-	"	,	-
1.	КагйДоигу значению а соответствуют, определенные внеш¬
няя и механическая характеристики, что позволяет регулиро¬
вать скорость электропривода изменением угла управления.
2.	Механические характеристики существенно нелинейны.
По мере уменьшения электромагнитного момента М их жест¬
кость уменьшается, стремясь к нулю при М-»-0.
3.	Среднее значение ЭДС преобразователя определяется
ЭДС якоря, отличается от последней на величину падения на¬
пряжения в активных сопротивлениях и прямо не зависит
от а.
4.	Основным параметром якорной цепи, который определяет
величину тока при заданных а и Ея, является ее индуктивность.
Поэтому приближенные, расчеты выполняются без учета ак¬
тивных сопротивлений.
5.	При больших а механические характеристики привода
Однозначно определяются углом управления. Возникающие при
малых а неуправляемые режимы и разрывы характеристик
возможны только при значениях скорости, превышающих но¬
минальную или близких к ней.
6.	В связи с тем, что ток якоря имеет, форму импульсов,
отношение его действующего значения к среднему (коэффици¬
ент формы) тем больше, чем меньше X и всегда превышает 1,1.
7.	Поскольку среднее значение тока якоря на каждом ин¬
тервале полностью определяется значениями а и Ея, которые
.18

были в момент открывания тиристора, то скорость изменения
1Я определяется не постоянной времени Tmj,—Lm/Rm как в ли¬
нейных цепях постоянного тока, а скоростью изменения а и
Ея. Таким образом, можно считать, что в режиме прерывисто¬
го тока цепь якоря не обладает электромагнитной инерцией.
8.	Сильная зависи¬
мость чувствительности к
управляющему воздейст¬
вию от величин а и Ея
Создает большие трудно¬
сти при разработке систем
управления электропри¬
водом, который должен
хорошо работать в режи¬
ме прерывистого тока.
4.2.	Граничный режим
Граничным (гранично¬
непрерывным, предельно-
или начально-непрерыв-
ным) режимом называет¬
ся такой режим работы
преобразователя, при ко¬
тором длительность про¬
текания импульса тока
равна интервалу повто¬
ряемости
Ягр = 2п/т.	(20)
В граничном режиме ток равен нулю только в моменты от¬
крывания тиристоров (рис. 9, кривая тока 1). Малейшее уве¬
личение а или Ея приводит к РИТ, а уменьшение — к режиму
непрерывного тока (РНТ), кривая 2 (см. рис. 9).
Среднее за интервал повторяемости значение ЭДС пре¬
образователя находится путем интегрирования фазной ЭДС (1)
и тригонометрических преобразований с учетом (20) и (7)
°е+а+ягр
^ еМ = — У2	sin — cos а.
Рис. 9, Временные диаграммы системы
ТП — Д в граничном режиме
■'rfrp
'Ч’р
j
т.
Максимальная величина ЭДС преобразователя (а = 0)
m
-do
У2£2ф5Ш
(21)
(22)
Теперь выражению (21) можно придать более простой вид
Еагр = Ейо cos а.	(23)
Формулы (22) и (23) имеют важное значение в теории вен-
19

тильного электропривода. Максимальную ЭДС Ed0 иногда обоз¬
начают EdM. У трехфазного преобразователя Ed0 — 1,17£2ф.
Граничный ток при = 0 можно найти подстановкой
1 = А,гр в (13)
Для трехфазного преобразователя с нулевым выводом ве¬
личина, заключенная в скобки, равна 0,40.
Выражения (23) и (24), как функции угла а, являются
параметрическими уравнениями эллипса, оси которого совпада¬
ют с осями координат /я и Ея. Часть эллипса, соответствующая
а г С и < л — aF, является границей между расположенной
внутри зоной прерывистого тока и расположенной справа зо¬
ной непрерывного тока. На рис. 7, б граница нанесена тонкой
линией от точки F до точки 5. Выражения (22) и (23) спра¬
ведливы только для указанных выше углов а,,так как за эти¬
ми пределами граничный режим не возможен.
С учетом активных сопротивлений граница между зонами
прерывистого и непрерывного токов так же представляет эл¬
липс, но его оси в координатах /я, Ея немного повернуты про¬
тив часовой стрелки. Поэтому при положительных Ея гранич¬
ный ток оказывается меньше, чем при Ra = 0, а при отрица¬
тельных—-как правило больше. Отклонения обычно не
превышают 1 — 2 %. ЭДС якоря можно найти, пользуясь фор¬
мулой (18).
Обратим внимание на особенности граничного	режима.
1.	ЭДС преобразователя одноз”начно определяется углом
управлёнияГ"
2.	На механической и внешней характеристиках (а = const)
граничный режим представляет одну точку, .а в координатах
М, со или /я, Ея — линию.
3.	ЭДС преобразователя образована одинаковыми повто¬
ряющимися отрезками синусоид фазных ЭДС длительностью
2я/т.
4.	Как показывают расчеты, коэффициент формы тока яко¬
ря находится в пределах 1,10—1,17 и, следовательно, нагрев
обмотки якоря на 21—37% больше, чем при постоянном токе.
Для практических целей граничный режим имеет важное
значение как раздел между зонами прерывистого и непрерыв¬
ного токов. Реально он не возможен ввиду неизбежных коле¬
баний а, ЭДС сети и якоря.
В режиме непрерывного тока в момент открывания очеред¬
ного тиристора ток еще продолжает протекать через ранее
открытый тиристор. Для определения ЭДС преобразователя
/ =
1 Я . Гр
(24)
4.3.	Режим непрерывного тока
20

следует пренебречь ёго внутренним сопротивлением (принять
ZT = 0). Тогда переход тока с ранее открытого тиристора на
открывшийся будет происходить мгновенно и в любой момент
времени к нагрузке будет подключена только одна из вторич¬
ных обмоток трансформатора. Следовательно, ЭДС преобразо¬
вателя в режиме непрерывного тока такая же, как и в гранич¬
ном режиме (см. рис. 9):
Ed — -EWcos а.	(25)
Р и с. 10. Трехфазный преобразователь с нулевым выводом в режиме
непрерывного тока:
а — расчетная схема; б — временные диаграммы
Выходное напряжение преобразователя заметно отличается
по величине и форме от его ЭДС, поскольку индуктивности
рассеяния трансформатора затягивают процесс коммутации
(переключения) тока с одной фазы на другую и имеются па¬
дения напряжения на обмотках и вентилях.
Рассмотрим процесс коммутации, пользуясь общепринятыми
допущениями, пренебрегая i?T и полагая, что благодаря боль¬
шой индуктивности дросселя, ток якоря остается постоянным
г'я = /я- Пусть вначале открыт тиристор IAS3 (рис. 10) и ток
фазы с ic=In■ Поскольку ток в индуктивностях рассеяния
трансформатора не может изменяться скачком, то после откры¬
вания VS1 ток в обмотке фазы а 4 будет нарастать от нуля до
/я, а ток ic — уменьшаться до нуля. Время, в течение которого
ток переходит с одного вентиля на другой, называется интер¬
валом (углом, временем, периодом) коммутации (перекрытия).
2'1

В режиме непрерывного тока коммутационные интервалы чере¬
дуются с межкоммутационными (внекоммутационными), в те¬
чение которых открыт один тиристор. Выпрямленное напряже¬
ние иа в интервале коммутации меньше фазной ЭДС на вели¬
чину падения напряжения на индуктивности рассеяния транс¬
форматора
“*=е*-Хт^’	(26>
а падение напряжения равно
А иу=Хт-^-.	(27)
Среднее значение потери	напряжения за интервал повторяемости
■&e+a+v	1Я
AUy	=	—	f	Аиу d® = — Хт f	dia =	—	ХТ1Я,	(28)
Y	2зх	J 7	2л	•]	2ге
■O'e+a	О
где у —угол коммутации, рад.
Таким образом, среднее значение потери (снижения, падения)
напряжения, обусловленное коммутацией, пропорционально току
якоря. Коэффициент пропорциональности можно рассматривать
как фиктивное сопротивление, обусловленное коммутацией
Ry	(29)
2, зт
тогда получим обычную формулу
A uy=R;ia.	(30)
Сопротивление Ry отражает только влияние индуктивностей
на среднее напряжение. Потери энергии в нем отсутствуют»
поскольку процесс коммутации не сопровождается увеличением
потерь.
Для определения мгновенного значения выпрямленного на¬
пряжения	необходимо составить уравнения по	второму	закону
Кирхгофа,	обходя контур фаз а и с по часовой	стрелке,	и по
первому закону Кирхгофа для точки d:
еа-ес = Хт-^— ХТА;	(31)
а 0 т dft	dЪ
i<i 4~ г'с —	= °-	(32)
После дифференцирования (32) и подстановки dic= —dia в (31)
получим
А щ	(33)
Y т dO	2	V	;
22

Решая совместно (26) и (33), найдем, что во время коммутации
напряжение
Ud = (еа + ес)/%	(34)
изменяется по синусоидальному закону с частотой сети и его
максимумы и минимумы совпадают по величине и времени с
точками пересечения ЭДС коммутируемых фаз (см. рис. 10, б,
штриховая линия).
Выражение, позволяющее определить угол у в трехфазной
схеме, можно получить подстановкой коммутирующей линейной
ЭДС еа—ес = еас = V6 Ещ sin (& — &е) в (33) и интегрированием
после разделения переменных
/„	/	 oe+a+v
откуда
-2ф
J sin(# — fte)
cos (a + Y) = c°s a —	'
V-
2
3 E,
arccos cos a
2_ XT
3 E% ф
2ф
a.
(35)
(36)
Рис. 11. Зависимости угла коммутации от а и /я:
се;
:У
а — для ряда постоянных значений сс; б — для ряда постоянных значений
Полученные зависимости (рис. 11) справедливы для всех
трехфазных преобразователей. Увеличение у при значениях а,
близких к нулю, и к зх — у (рис. И, б) объясняется уменьше¬
нием линейной ЭДС, под действием которой происходит ком¬
мутация.
Можно показать, что для трехфазного преобразователя с ну¬
левым выводом при соответствии номинальных токов трансфор¬
матора и преобразователя IdN безразмерная величина
/~2~ Хт ,	К"2«п	/я ЗХТ

где Up — реактивная составляющая напряжения короткого замы¬
кания, %. Обычно ир = 5—8%, следовательно, при номиналь¬
ном, токе су /я = 0,07 — 0,012.
Активное сопротивление трансформатора практически не вли¬
яет на величину у. Если во время коммутации значительно из¬
меняется 1я, то для определения у рекомендуется брать среднее
значение тока якоря. Подробнее см. [2, § 2-2].
С учетом активных сопротивлений и индуктивноЬтей в ре¬
жиме непрерывного тока
где Ra—эквивалентное активное сопротивление якорной цепи, Ом.
У приводов средней и большой мощности самым большим со¬
противлением является Ry, у маломощных может преобла¬
дать RH.
Основные свойства системы ТП — Д в режиме непрерывно¬
го тока;
1.	Каждому значению угла управления соответствуют ли¬
нейные внешняя (см,- рис. 7, б) и механическая характеристи¬
ки, более мягкие, чем естественная характеристика двигателя
из-за наличия сопротивлений Ry, и Rrv.
2.	Все внешние и механические характеристики при раз¬
личных а = const параллельны.
3.	Среднее значение ЭДС преобразователя определяется
только углом управления (25).
4.	Существенное влияние на работу преобразователя ока¬
зывает процесс коммутации.
5.	Длительность проводящего состояния тиристоров больше
интервала повторяемости на угол коммутации.
6.	Выпрямленное напряжение трехфазного преобразователя
представляет собой чередующиеся отрезки двух синусоид, сдви¬
нутых по фазе на л/т и отличающихся по амплитуде в два раза.
7.	Основным параметром, от которого зависит /я при задан¬
ных а и Ея, является R3.
8.	Поскольку ток якоря протекает непрерывно, то коэффи¬
циент его формы меньше, чем в граничном режиме.
9.	Длительность импульсов управления не влияет на рабо¬
ту преобразователя.
Работая в выпрх	режиме, преобразователь передает
двигателю энергию из сети. При этом ток преобразователя и
его средняя ЭДС совпадают по направлению. Для торможения
привода и ускорения переходных процессов часто использует¬
ся инверторный режим, при котором постоянный ток якоря
Ея = Ed0cos а — R3Ia,
(38)
#э=	+	Ry	+	-^др	+	Rt
(39)
4.4.	Инверторный режим
24

преобразовывается в переменный ток с частотой сети и в сеть
передаётся кинетическая энергия, движущихся масс, энергия,
запасенная в индуктивностях, или мощность, поступающая на
вал двигателя от производственного механизма. В инверторном
режиме ток и средняя ЭДС преобразователя направлены
Рис. 12. Временные диаграммы ЭДС и напряжений при переводе преоб¬
разователя из выпрямленного режима в инверторный (непрерывный ток)
встречно. Поскольку вентильные свойства тиристоров не позво¬
ляют изменить направление тока преобразователя, то для ин¬
вертирования необходимо изменить направление Ed. Бели же
требуется изменить направление тока в цепи двигателя,: то сле¬
дует поменять местами выводы, которыми он соединяется с
преобразователем, или применить двухкомплектный преобразо¬
ватель (см. гл. 8).
3 Заказ 265
25

0 /^V^KJ
V
S V
Ея
P и c. 13. Эквивалентные схемы системы ТП — Д
для средних значений тока и ЭДС в инвертор¬
ном режиме:
при работе в четвертом (а) и во втором (б) квадран¬
тах механической характеристики двигателя
В инверторном режиме ток может быть как непрерывным,
так и прерывистым.
, Рассмотрим инверторный режим в случае непрерывного'
тока с учетом всех активных сопротивлений и индуктивностей.
1. Если у преобра¬
зователя, который пи¬
тает обмотку'возбужде¬
ния, скачком устано¬
вить а>90°, то в соот¬
ветствии с (25) ЭДС
преобразователя станет
отрицательной (рис. 12
для ф>3я). Обозначим
ее Е&к=—Благода¬
ря большой постоянной
времени цепи возбуж¬
дения ток будет проте¬
кать в прежнем направ¬
лении в течение нескольких сот радиан навстречу Е<ш- Следо¬
вательно, в течение этого времени преобразователь будет;
работать в инверторном режиме. Инвертирование прекратится,
когда исчерпается энергия магнитного поля и прервется ток.
Если а > я — ■б’е, то ток больше не появится, так как еа < 0.
В случае меньших а может установиться выпрямительный ре¬
жим с небольшим прерывистым током.
2.	Более продолжительная работа в инверторном режиме
возможна в системе ТП — Д. Например, если у привода, под¬
нимающего груз, постепенно увеличивать а, то скорость дви¬
гателя будет постепенно уменьшаться, а затем он начнет вра¬
щаться в обратном направлении под действием опускающегося
груза. Ток будет протекать в прежнем направлении, но теперь
под действием Ея навстречу Eds (рис. 13, а). Привод при этом
работает в четвертом квадранте механической характеристики
двигателя, энергия опускающегося груза передается в сеть.
3.	Для быстрой остановки или снижения скорости привода,
который вращается в положительном направлении, необходимо
изменить знак момента (направление тока), т. е. перейти во
второй квадрант механической характеристики двигателя. Это
можно сделать, переключив выводы преюбрс помо¬
щью контакторов. Для этого вначале^вежннв-ают Да до пре¬
кращения тока, затем отключают преобразователь от двигате¬
ля, устанавливают Edn > Ея и вновь подключают преобразо¬
ватель к двигателю, но в противоположном направлении (см.
рис. 13, б). Теперь можно установить темп уменьшения а,
обеспечивающий требуемый ток (замедление) двигателя. При
этом так же происходит рекуперация энергии в сеть, а пре¬
образователь работает в инверторном режиме.
При анализе инверторного режима удобно вместо угла
26

управления пользоваться цглом опережения отпирания вен¬
тилей ■-	'	Г"--"	-""ч			*
*тг’ "'	Y	\
Р =jbu—~щ~'	. (40)
который отсчитывается в сторону опережения от. точки равен¬
ства отрицательных ЭДС коммутируемых фаз (см. {шс. 12).
.Коммутация тока в любой паре тиристоров при инвертиро¬
вании происходит под действием той же линейной ЭДС, что и
в выпрямительном режиме, например еас для F53 и У51 на
рис. 10 ¥ 12. Под действием положительной коммутирующей
ЭДС возрастает ток открывшегося тиристора и уменьшается
до нуля ток ранее открытого." Коммутирующая ЭДС меняет
свое направление в моменты времени, от. которых отсчитыва¬
ются углы аир. Если в РНТ будет подан импульс управле¬
ния с р < 0; то коммутация не произойдет, поскольку коммун
тирующая ЭДС отрицательна. Возникающий при этом аварий¬
ный режим называется опрокидыванием инвертора или срывом
инвертирования.
Нормально при инвертировании ток направлен навстречу
Еаш. После опрокидывания инвертора фазная ЭДС в цепи от¬
крытого тиристора вскоре оказывается направленной согласно
с Ея, к ток быстро нарастает,. Максимальное значение тока, ко¬
торое будет в установившемся режиме при номинальной ско¬
рости, можно определить, пользуясь методом наложения:
К. max ~ ~п~~	—^Е2Ф	—	■	(41)
^ К< + (С0с1ЯЦ)а
Первая составляющая имеет величину (6—15)IhN. Вторая со¬
ставляющая при наличии сглаживающего дросселя обычно на¬
ходится в пределах (0,4—2)IaN. В действительности ток не
достигает указанных значений благодаря выбору необходимой
индуктивности сглаживающего дросселя и своевременному от¬
ключению преобразователя устройством защиты.
Опрокидывание инвертора, работающего на обмотку воз¬
буждения, не сопровождается увеличением тока, так как пер¬
вая составляющая равна нулю, а вторая, благодаря большой
постоянной времени обмотки возбуждения, не превышает 1 %
ее номинального тока. Тем. не менее это может привести к от¬
ключению цепи якоря и остановке производственного меха¬
низма.
В инверторном режиме при больших Еаа существенно
уменьшается длительность отрицательного анодного напряже¬
ния на закрывшемся тиристоре (uAS на рис. 12) в режиме не¬
прерывного тока. Это время, выраженное в угловом измере¬
нии, называют послекоммутационным углом
б = Р - 7-	(42)
3*
27

Если угол опережения настолько мал, что к моменту равен¬
ства фазных ЭДС ток якоря не успеет полностью перейти на
открывшийся тиристор (б <С 0), то в дальнейшем он закроется
и ток будет проводить ранее открытый тиристор (рис. 14, а).
Рис. 14. Временные диаграммы при опрокидывании инвер¬
тора в случаях, когда 5<0 (а) и 8<й, (б)
При б > 0 ток полностью переходит на открывшийся тири¬
стор. Закрывшийся тиристор при отрицательном анодном на¬
пряжении восстанавливает запирающие свойства в течение
времени выключения tg = 50—500 мкс, которому соответствует
угол выключения Ф,? = 1—9°. Если б СФ,?, то после полной
коммутации закрывшийся тиристор не успевает восстановить
свои запирающие свойства и снова открывается после изме¬
нения знака коммутирующей ЭДС. Происходит обратная ком¬
мутация и срыв инвертирования (см. рис. 14, б). На рис. 14
для наглядности углы б, у, tig немного преувеличены. Опроки¬
дывание инвертора происходит и в случае пропуска импульса
управления.
Рассмотрим дальнейшую работу преобразователя после
опрокидывания. Допустим, что был пропущен или подан с §<
< фд импульс, обозначенный цифрой 1 на рис. 12. Тогда тири¬
стор FS3 останется открытым и после равенства отрицатель¬
ных фазных ЭДС ес и еа. Импульс 2 не сможет открыть FS2,
так как в этот момент еъ < ес. Следующий импульс 3 ничего
не изменит, так как подается на открытый VS3 и только им¬
пульс управления, своевременно поданный на VSl (за преде¬
лами рис. 12), сможет восстановить инверторный режим, если
преобразователь не будет отключен защитой и, несмотря на
возросшие *я и у,
маловероятно.
сохранится неравенство р > у +
что
28

Шскольку СИФУ генерирует импульсы управления с неко¬
торой погрешностью Да, то заданные значения углов р и 6
должны быть равны или больше минимально допустимых
Рз. min = У + ^9 4"	^з. min ~ Н~ ^а-	(43)
В связи с тем, что угол коммутации зависит от величины тока,
то минимально допустимые заданные значения P3.min и £я.т1п
также являются функциями тока. Линия Ея,т-т(1я) называется
ограничительной характеристикой или линией предельного ин¬
вертирования.
Внешнюю характеристику в инверторном режиме, исходя
из (38) с учетом (40) для непрерывного тока, можно предста¬
вить в виде
С. Ея = Еаo'COS Р Rain- ч	(44)
Для построения ограничительной характеристики необходи¬
мо задаться рядом значений /я и по кривым рис. 11 или ана¬
литически найти значения у при а = Smm, поскольку у(а)~
—	7(Р — У) > затем вычисленные по (43) значения рт1ц под¬
ставить в (44) и нанести точки на график. Если эти преобразо¬
вания выполнить аналитически, то получится следующее выра¬
жение ограничительной характеристики:
Ea.min Edd"cos (Rn% Ry) Iя•	(45)
В зависимости от соотношения сопротивлений характери¬
стика может идти на графике как вниз, так и вверх. Работа
ниже линии предельного инвертирования (с большими по абсо¬
лютной величине ЭДС якоря) недопустима.
Характеристика, рассчитанная по (45), показана на рис. 7, б.
Все соотношения, полученные при анализе выпрямительного
режима, справедливы и для инверторного режима. Если на¬
правление тока якоря не изменяется, то переход из одного
режима в другой происходит плавно, характеристики не имеют
разрывов и изломов.
Граничный режим возможен только при достаточно боль¬
ших р, когда в момент закрывания тиристора -е& = е2ф < Ея.
Минимальное значение Р = (3S получается, если закрывание
тиристора происходит в момент равенства еа = Ея и % = 2я/3.
Если пренебречь Rnд, то |3s = «/=■ = 20° 4Г.	.
Этот случай показан на рис. 15, а. Уменьшение Ея приводит
к РНТ, а уменьшение р— к РПТ. Таким образом, формулы
(21) — (24) справедливы только для ay^a^as.
Режим прерывистого тока возможен при р >—я/т, т. е.
если открывание тиристора происходит до минимума фазной
ЭДС. В случае Фе > Р > —л/m всегда имеет место инвертор¬
ный режим, если же #е < Р < я/2, то в зависимости от вели¬
чины /я может быть как выпрямительный режим, так и инвер¬
торный. Открывание тиристоров возможно, если еа > Ея.
29

В РПТ опрокидывание инвертора не происходит, так как каж¬
дый тиристор закрывается до открывания следующего. Харак¬
теристики Ея (Уя) при |3 = const системы ТП — Д приведены на
рис. 7, б.
Рис. 15. Временные диаграммы ЭДС и токов в инверторном
режиме при Rrц = 0:
а — граничный режим,	б — режим прерывистого тока |3<0
Обратим внимание на следующие особенности инверторного
режима:				■
1.	Инверторный режим возможен только в преобразовате¬
лях на управляемых вентилях, так как необходим а > я/2.
2.	Инверторный режим менее устойчив, чем выпрямитель¬
ный.
3.	Опрокидывание инвертора является аварийным режимом,
который может быть вызван следующими причинами:
а)	снятием импульсов управления при наличии тока:
б)	сбоями в СИФУ, при которых происходит пропуск им¬
пульса управления или подача его с f> < у + Фу
б) резким снижением напряжения сети, которое приводит
к возрастанию /я и у, т. е. к сокращению времени, предостав¬
ляемого тиристору для восстановления запирающих свойств;
г) случайным открыванием закрывшегося тиристора.
4.	В инверторном режиме могут потребоваться а до 210°.
4.5.	Внешние характеристики системы ТП-Д
Для усвоения внешних и механических характеристик си¬
стемы ТП — Д целесообразно рассмотреть графоаналитический
метод построения, который заключается в следующем.
Вначале строят вспомогательные зависимости Ed (а) по (23)
и Ея о (а) по (15) и (17), которые дают расчетные значения
30

ЭДС якоря при токё, равном нулю в РНТ и в РПТ соответ¬
ственно (рис. 16, точки В и А). Затем в координатах Ея, 1Я
вычерчивают часть эллипса, разграничивающего зоны РПТ и
РНТ. Для этого задаются рядом значений угла управления в
пределах сif ■ &s и находят гр и /я. гр при % ^	по	фор¬
мулам, приведенным в [1]. Центр эллипса совпадает с нача¬
лом координат, но его оси немного повернуты против часовой
стрелки. У мощных приводов угол поворота осей эллипса изме¬
ряется десятыми долями градуса и поэтому в проектной прак¬
тике границу между режимами обычно находят по формулам
(23) и (24), т. е. полагая ДЯц — 0 (см. рис. 16, штриховая
линия).
Рис. 16. Графоаналитический метод построения внешней ха¬
рактеристики системы ТП — Д
Внешние характеристики в РПТ рассчитывают по [1], зада¬
ваясь для каждого а рядом значений X = 0,1—2л/т.
Первая точка А для данного а находится графически, как
показано на рис. 16. Последняя точка С соответствует гранич¬
ному режиму. В РНТ при R3~0 внешняя характеристика
представляет горизонтальную линию (на рис. 16 показана
штриховой линией), ордината которой (точка В) находится
графически. С учетом активных сопротивлений согласно (38)
внешняя характеристика в РНТ представляет наклонную, пря¬
мую линию, расположенную справа от эллипса. Если характе¬
ристику продлить влево, то она пройдет через точку В. Однако
эта характеристика не проходит через точку С, так как в гра¬
ничном режиме угол коммутации равен нулю, а формула (38)
учитывает несуществующее AUy. Более точным является выра¬
31

жение, учитывающее уменьшение мгновенного значения тока
к моменту коммутации:
Ея = Ed0 cos а — 1?яц/я — Ry [1Я — /я. гр (а)].	(46)
Последнее слагаемое представляет потерю напряжения, обус¬
ловленную коммутацией. В граничном режиме она получает¬
ся равной нулю и характеристика проходит через точку С,
параллельно рассчитанной по (38). Расстояние между ними
по вертикали равно RvIa. гр-
4.6.	Особенности работы трансформатора
Трансформатор преобразователя с нулевым выводом рабо¬
тает в необычных условиях, поскольку ток во вторичных об¬
мотках протекает только в одном направлении.
Проанализируем токи и магнитодвижущие силы трансфор¬
матора, пренебрегая активным сопротивлением и индуктивным
сопротивлением рассеяния обмоток, а также намагничивающим
током, т. е. будем считать коэффициент магнитной проницаемо¬
сти стали бесконечно большим. В этом случае равны нулю маг-
-нитное напряжение на любом участке магнитопровода и алге¬
браическая сумма магнитодвижущих сил (МДС).
Вначале рассмотрим интервал времени, в течение которого
открыт тиристор VS1 (рис. 17) и ток ia фазы а является током
нагрузки id- Уравнения МДС для 1-го и 2-го контуров и урав¬
нение, составленное по первому закону Кирхгофа для токов
первичных обмоток /л, iB и ic, имеют вид:
wxi л — Щ1а	— w1iB = 0\	(47)
wJb —	w1ic=0',	(48)
i/4 ~Ь is == 0;	(49)
где wx и	wz —- числа	витков	первичной	и	вторичной	обмоток.
Решая	эти	уравнения,	получим,	что	в	интервале	проводимо¬
сти VS1 длительностью 2я/3
1	.	.	2	W2 .	,СЛЧ
ic = 1В\ 1в =	7Г1а'’ 1а ~		1а-	(50)
2	3	W!
Составив уравнения МДС для интервала проводимости VS2
получим, что ib — ia\ ijg = 2w2ibj'3>wl\ ic —Ia = — is/2.
Когда	будет	открыт FS3, то ic	= id и т. д. Временные диаграм¬
мы токов	приведены на рис.	17, б. Токи	первичных	обмоток
помимо первой гармоники содержат бесконечный спектр выс¬
ших гармоник. Таким образом, преобразователи являются для
сети генераторами высших гармоник,тока.

Найдем результирующие МДС, которые действуют в стерж¬
нях сердечника трансформатора в интервал проводимости IAS1,
используя соотношения (50) и равенство ia = id-
Рис. 17. К анализу работы трансформатора трехфазного преобразо¬
вателя с нулевым выводом:
а — положительные направления токов и МДС; б — временные диаграммы то¬
ков
МДС в	стержне	фазы	A	w^a —	w2ia =	—w2id/3*
МДС в	стержне	фазы	В	wxiB —	—
МДС в	стержне	фазы	С	wxic =	— w2id/3.
Таким образом, мгновенные	значения	МДС	во	всех	стерж¬
нях одинаковы по величине и направлению. Очевидно, они бу¬
дут такими же и в интервалы проводимости других тиристо¬
ров. Временная диаграмма этой МДС в определенном масшта¬
бе повторяет диаграмму выпрямленного тока.
Результирующие нескомпенсированные МДС создают до¬
полнительный магнитный поток вынужденного намагничивания,
который проходит по стержням и замыкается по воздуху и
стальной арматуре, окружающей сердечник трансформатора.
Поток вынужденного намагничивания составляет 20—25 % ос¬
новного магнитного потока. Постоянная составляющая потока -
вынужденного намагничивания приводит к несимметричности
перемагничивания стержней, увеличению насыщения и иска¬
жению формы намагничивающего тока [4]. Для уменьшения
насыщения приходится увеличивать сечение магнитопровода
трансформатора.
Переменная составляющая магнитного потока наводит
вихревые токи в стальной арматуре, что приводит к ее нагре¬
ванию и снижению КПД. Переменная составляющая содержит,
главным образом, третью гармонику. Для ее подавления пер¬
вичные обмотки соединяют треугольником.
33

Радикальным средством устранения потока вынужденного
намагничивания является соединение вторичных обмоток зиг¬
загом. Для этого вторичные обмотки выполняются с большим
на 15 % числом витков, расщепляются на две равные части и
расположенные на разных стержнях части соединяются встреч¬
но последовательно (рис. 18, а). Благодаря этому МДС вто¬
ричных обмоток в разных стержнях имеют встречное направле¬
ние, а первичные обмотки создают такие же МДС, но направ¬
ленные навстречу вторичным. Уравнения (47) и (49) остаются
в силе, если под понимать число витков вторичной полуоб-
мотки. Уравнение МДС для второго контура (см. рис. 17) при¬
нимает вид
W\lB — W\tC
Wzla
0.
(51)
Я
гл
ЗГ
LJ
Ь
зигзагом:
a — принципиальная схема; б — временные диаграммы токов пер¬
вичных обмоток; в — векторная диаграмма
Решая систему уравнений (47), (49) и (51), получим, что
iB — 0; iA = w2ia/wu ic =—1а, а результирующая МДС в каж¬
дом стержне равна нулю. Временные диаграммы токов приве¬
дены на рис. 18, б. Фазные напряжения остаются прежними по
величине, но сдвигаются по фазе (см. рис. 18, в).
В шестифазной нулевой схеме возникает однофазный поток
34

вынужденного Намагничивания, который меняет направление
при каждой коммутации тиристоров. В двухфазйом преобразо¬
вателе, который питается от однофазной сети, поток вынуж¬
денного намагничивания не возникает, однако и в этом случае
вторичные обмотки рекомендуется соединять зигзагом.
В состав мостового преобразователя (рис. 19) входят две
группы вентилей — катодная IASI, IAS3, FS5 и анодная VS2,
У54, У56, трансформатор или т токоограничивающих реакто¬
ров LR1, LR2, LR3 и система импульсно-фазового управления
(на рис. 19 не показана). Вентили в каждой группе открыва¬
ются с интервалом 2я/m, но поскольку моменты естественного
включения различных групп сдвинуты на я/m, то импульсы
управления подаются через я/т по очереди на вентили катод¬
ной и анодной групп. Углы а в обеих группах отсчитываются
от своих моментов естественного включения (см. гл. 2).
Рассматривая мостовые преобразователи, Мы будем полу¬
чать общие зависимости, справедливые как для мостовых, так
и для нулевых схем.
В мостовом преобразователе ток всегда протекает по двум
тиристорам, принадлежащим к различным вентильным груп¬
пам, и по двум токоограничивающвм реакторам (обмоткам
трансформатора). Поэтому при открывании тиристора 1/51 в
фазе а импульсом иа (рис. 20) в момент #е + а необходи-
5.	ТРЕХФАЗНЫЙ МОСТОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ
5.1.	Режим прерывистого тока
Рис. 19. Принципиальная схема системы трехфаз¬
ный мостовой преобразователь — двигатель
мо одновременно подать импульс управления иав на FS6 фа¬
зы Ь. После чего ЭДС в цепи нагрузки ва становится равной
линейной ЭДС еаь — еа — еь- В цепи якоря начинают действо-

'вать две встречные ЭДС, определяющие при Яяц = 0 скорость
нарастания тока
din	1	j
®сАщ
(ей - Ея).
(52)
Р и с. 20. Временные диаграммы напряжений и токов в системе трехфазный
мостовой преобразователь — двигатель в режимах РПТ (а) и РНТ (б)
Ток достигает максимума в момент равенства еа — Ея, а
затем спадает до нуля. Как было показано ранее, площади
Si и S2 (см. рис. 20, а) будут равны и, следовательно, среднее
значение Еа =:ЕЯ.
После прекращения тока Ея ;> еаь, тиристоры заперты, и
можно считать, что еа = Ея. Таким образом, в РПТ при Rm =
=0 во всех преобразователях среднее значение Ed — Ея.
Каждое открывание тиристора сопровождается скачком ЭДС
преобразователя и импульсом тока. Количество пульсаций на¬
пряжения и тока за период напряжения сети называется пульс-
ностью преобразователя. Обозначим ее буквой р.
В мостовых схемах р — 2т.	(53	а)
36

В нулевых схемах р = т.	(53	б)
Интервал повторяемости в общем случае равен
2я/р.	(54)
Угол управления в мостовых схемах можно отсчитывать
как от момента равенства фазных ЭДС, так и от совпадающего
с ним момента равенства линейных ЭДС (см. рис. 20, б). Угол
естественного включения для линейной ЭДС.
^ел г= ~~Т	(55)
2	р
ЭДС трехфазного мостового преобразователя еа на времен¬
ной диаграмме (ом. рис. 20, а) в течение периода сети состо¬
ит из шести одинаковых отрезков синусоид линейных ЭДС и
горизонтальных участков, где она равна ЭДС якоря.
Для анализа выходных ЭДС, напряжения и тока мостовой
преобразователь можно заменить эквивалентной обобщенной
рчфазной нулевой схемой, у которой фазная ЭДС равна линей¬
ной ЭДС исходной мостовой схемы, а сопротивление обмотки
каждой фазы обобщенной схемы в два раза больше сопротив¬
лений обмотки одной фазы трансформатора или токоограничи¬
вающего реактора мостовой схемы. Это существенно облегчает
анализ и позволяет пользоваться ранее полученными форму¬
лами.
С учетом активных сопротивлений средняя ЭДС преобразо¬
вателя в РПТ
Еа др ~ Ея -|- /?Яц/я!	(56)
где
Яяц = Rn Rhp	(57)
здесь п —количество последовательно включенных вторичных
обмоток трансформатора (токоограничивающих реакторов) и
вентилей; для мостовых схем га—2, для нулевых п— 1. .
Аналогично в общем случае
Lmx — Ln -f- /-ДР -f" пХт/(х)с•	(58)
На величину	тока влияют две переменные	а	и	Ея,	которые
при первом знакомстве с системами ТП — Д можно считать
независимыми. В действительности, с учетом механической
характеристики производственного механизма, каждому зна¬
чению а соответствуют определенные скорость, Ея и /я. Для
анализа влияния а и Ея на ток удобно одну из этих величин
считать переменной, а другую постоянной. Затем поменять их
ролями.
Зависимости	ЕЯ(1Я) мостовой схемы при	всех	значениях
а — const так же существенно нелинейны, как и у нулевых
схем, но возрастание ЭДС при переходе от РНТ к идеально¬
му холостому ходу АЕ — Ея0 — Ed меньше приблизительно в
два раза (рис. 21 и 16).
37

Зависимости Ed(a) при определенных токе или характере
нагрузки называют в преобразовательной технике регулиро¬
вочными характеристиками. Это Ed(а) в РНТ, Ея0(а) при 1Я =
= О, Ed(a) при работе на активное сопротивление и др. Эти
характеристики зависят только от схемы преобразователя.
В теории электропривода регулировочной характеристикой пре¬
образователя называют зависимость Ed в РНТ от напряжения
(иногда от тока) управления Uy, которое подается на вход
СИФУ и однозначно задает угол управления. Эта характери¬
стика зависит,как от схемы преобразователя, так и от свойств
СИФУ, имеющих большое разнообразие. Именно она исполь¬
зуется при расчете САР электропривода.
Рис. 21. Основные характеристики системы трехфазный мостовой
преобразователь — двигатель:
а _ регулировочные характеристики; б — внешние характеристики
В мостовых преобразователях, так же как и в нулевых, ток
якоря уменьшается по мере увеличения Ея или а. Равным нулю
ток якоря становится тогда, когда Ея оказывается равной ли¬
нейной ЭДС в момент подачи импульса управления еал• Сле¬
довательно, минимальная ЭДС идеального холостого хода дви¬
гателя, который питается от трехфазного мостового преобра¬
зователя, при больших а п/р будет равна:
£я0 = еал = ]/б £2ф sin (#ел + а).	(59)
При меньших а следует считать Ея0 =У6Е2$>. Обратим вни¬
38

мание на то, что в трехфазной мостовой схеме максимальное
значение. £яо = 1,047£do, т. е. меньше, чем в нулевой.
При малых а < п/р возможны все режимы, рассмотренные
при анализе нулевых преобразователей. В случае широких
импульсов управления и еая < Ея открывание тиристоров про¬
исходит под действием анодного напряжения с некоторым за¬
паздыванием. Ток якоря становится равным нулю при ЭДС
идеального холостого хода якоря
Ея0 = К&Егф = Е2лт.	(60)
Режим прерывистого тока возможен только в том случае,
когда фактический аф угол открывания < аф < as. Мень¬
шим аф С аР соответствует режим непрерывного тока. При
^Яц=0 для трехфазного мостового преобразователя aF=
= Ps = 10°05'.
Выражения, позволяющие рассчитать внешние характери¬
стики [1], можно получить двухкратным интегрированием вы¬
ражения, подобного (52). Во всех системах преобразователь —
двигатель механические характеристики в РПТ существенно
нелинейны. Внешние характеристики для системы ТП — Д с
двигателем 2ПБ-200 без сглаживающего дросселя приведены
на рис. 21, б.
Управляемость привода можно оценить по величине произ¬
водной й1я/с1а при ,ЕЯ — const. Чем больше эта производная,
тем лучше отзывается привод на управляющее воздействие —
изменение угла а. В зоне прерывистого тока (ниже штриховой
линии на рис. 22) управляемость сильно зависит как от а,
Рис. 22. Зависимости тока (а) и его производной (б) для сис¬
темы ТП — Д с двигателем 2ПН-200:
1 ~ Ея=‘ЕяЫ' 2-£я = 0,5 ЕяЫ-. 3-Ея = 0
так и от Ея. При переходе от РПТ к РНТ абсолютная величи¬
на производной возрастает скачком в несколько раз и стано¬
вится равной — Еао sin a/Rg, А/рад. Более точной оценкой
управляемости является величина производной /я или Еа по
39

напряжению управления, которая в -РНТ может быть посто¬
янной.
Отрицательные свойства РПТ не позволяют получать каче¬
ственные замкнутые системы электропривода обычными мето¬
дами, которые дают хорошие результаты в РНТ.
5.2.	Граничный режим
Длительность импульсов тока в граничном режиме всегда
равна интервалу повторяемости
!>•
Р и с. 23. Временные диаграммы
токов и напряжений системы трех¬
фазный мостовой преобразова¬
тель — двигатель в граничном ре¬
жиме
Ягр = 2я//7.	(61)
ЭДС мостовых преобразовате¬
лей в граничном режиме и в РНТ
можно находить как разность ЭДС,
создаваемых катодной edK и анод¬
ной eda группами вентилей (см.
рис. 23), представляя их самосто¬
ятельными нулевыми схемами.
Тогда удваивая Е4тр по (22) и
подставляя (53а) получим, что
важнейшая в теории электропри¬
вода формула (25)
Ed — Ed0 cos а
справедлива для мостовых и ну¬
левых схем преобразователей как
в граничном режиме, так и в РИТ,
если полагать, что
Ed0 = S- V'ZE^sm —.	(62)
я	“	m
Форму ЭДС мостового преоб¬
разователя можно найти сразу по
линейным ЭДС, пользуясь обоб¬
щенной схемой. Эта схема позво¬
ляет найти и новое общее выра¬
жение для среднего значения ЭДС
преобразователя при а = 0:
v Ed0= ■*- ]/2£2sin —,	(63)
it p
где E2 — действующее значение линейной ЭДС для \ мостовых
схем и фазной — для нулевых.
Для трехфазного мостового преобразователя Ed0 — 2,34 Е2ф.
Граничный ток при jR„4 = 0 и < а < as в общем случае
равен
40

1	— ctg —| sin a.
P P
(64),
Для трехфазной мостовой схемы величина, заключенная в
скобки, равна 0,093, т. е. в 4,3 раза меньше, чем в нулевой
схеме. Ширина зоны прерывистого тока в приводах средней и
большой мощности не превышает нескольких процентов /я, а
в цепях возбуждения на порядок меньше. Благодаря этому, а
также ввиду меньшего приращения ЭДС ДЕ при переходе от
РНТ к идеальному холостому ходу, отрицательные свойства
РПТ в приводах с мостовыми преобразователями проявляются
существенно слабее.
На рис. 21, б через точки, соответствующие граничному
режиму, проведена штриховая линия.
Принято считать, что мгновенное и среднее значения ЭДС'
преобразователя в РНТ такие же, как и в граничном режиме.
Коммутация тока происходит отдельно и независимо в катод-
ной и анодной группах вентилей так же, как и в нулевой схе¬
ме. Общее количество коммутаций за период напряжения сети
удваивается. Поэтому для получения общей формулы необхо¬
димо в (29) вместо т подставить р. Тогда
На первый взгляд кажется, что при переходе от нулевой
схемы к -мостовой механические характеристики должны смяг¬
чаться из-за увеличения Rv. В действительности это не так.
Вначале рассмотрим бестрансформаторный вариант. Будем
полагать, что мощность двигателя в обоих случаях одинакова.
Поскольку выпрямленное напряжение мостового преобразова¬
теля в два раза выше,' то номинальный ток двигателя будет
в два раза меньше и при одинаковых ХТ потери напряжения
окажутся одинаковыми. По отношению к номинальному на¬
пряжению двигателя потеря напряжения при мостовой схеме
будет в два раза меньше, а жесткость — больше.
При наличии трансформатора следует рассматривать вари¬
анты питания одного и того же двигателя от обоих преобразо¬
вателей. У трансформаторов равной мощности индуктивные
сопротивления рассеяния пропорциональны квадрату числа вит¬
ков вторичной обмотки. Поскольку для мостовой схемы нужно
вдвое меньшее напряжение, то ХТ оказывается в четыре раза
меньше, чем в нулевой, а потеря напряжения меньше в два
раза.
Реально относительная потеря напряжения уменьшается, а
жесткость механических характеристик возрастает при пере-
5.3.	Режим непрерывного тока
(65).
4 Заказ 265
41:

ходе к мостовой схеме не в два раза, а в 1,3—1,6 из-за того,
что Хт реакторов для мостовой схемы принимают большими,
чем для нулевой, а трансформатор для мостовой схемы нужен
меньшей мощности, поэтому он имеет большее число витков
я Хг.
Длительность интервала коммутации можно определить по
<(36) или по рис. 11, пользуясь первым равенством в (37).
Выражение электромеханической характеристики (38) спра¬
ведливо в общем случае (для мостовых и нулевых схем), если
расчетное эквивалентное активное сопротивление цепи якоря
■определять по формуле
Rs = R,+ ^-Xr + R№ + nRT.	(66)
Выражение (46) имеет погрешность в 2—4 раза меньшую, чем
(34) и противоположную по знаку.
Длительность протекания тока в каждом тиристоре трех-
фазнОго преобразователя равна у + 2я/3. Среднее значение
тока Itav = 1я/3. В течение периода напряжения сети по каж¬
дой вторичной обмотке проходят два таких же импульса, как
и по тиристорам, но разной полярности. Поток вынужденного
намагничивания в трансформаторе не возникает, поскольку по
вторичным обмоткам, расположенным на разных стержнях,
всегда протекают противоположные по направлению и равные
по величине токи.
5.4.	Инверторный режим
Мостовой преобразователь работает в инверторноц режиме
так же, как и нулевой. Для анализа нормального (не аварий¬
ного) режима работы удобно пользоваться обобщенной схемой
преобразователя. Остаются в силе и все общие зависимости,
полученные при анализе РПТ и РНТ. В режиме непрерывного
тока инвертирование происходит при <^=эт—(7+'б'д)|>а>я/2,
а в РПТ при я/2+я/р — ^/2<а<;я-|-и/р — X. Значит, мини¬
мальное значение угла управления, при котором начинает¬
ся инвертирование в РПТ, зависит от величины тока, а мак¬
симальное^— превышает я на я/р. Ограничительная харак¬
теристика Ея. min (/я) строится, как было рассмотрено выше.
На рис. 21, б она вычерчена для Ran: = 0 штриховой линией,
а с учетом активных сопротивлений — сплошной линией.
Рассмотрим аварийные режимы. При поздней подаче или
снятии импульсов управления при наличии тока в момент из¬
менения направления коммутирующей ЭДС происходит двух¬
фазное опрокидывание инвертора, которое отличается от рас¬
смотренного в предыдущей главе только тем, что ток проте¬
кает по двум токоограничивающим реакторам (или по двум
вторичным обмоткам трансформатора) и в контуре действует
42

линейная ЭДС. Максимальная величина тока може!- быть оце¬
нена по (41), если вместо фазной ЭДС подставить линейную.
Обратим внимание на то, что при равных Ем линейная ЭДС’
мостового преобразователя на 13 % меньше фазной ЭДС нуле¬
вого преобразователя.
Другая разновидность аварийного режима возникает, если
очередная коммутация не состоится из-за снятия импульсов',
управления с одной вентильной группы. Тогда после включе¬
ния очередного тиристора в другой вентильной группе двига¬
тель окажется замкнутым накоротко через два тиристора одно¬
го плеча. Например, если открыты IAS5 и FS6 (см. рис. 19),
то после пропуска открывания I '.S' 1 двигатель, ЭДС которого^
отрицательна, окажется закороченным через VS5 и VS2 после
его открывания. Это явление называется однофазным опроки¬
дыванием или прорывом инвертора. При прорыве инвертора
переменный ток затухает, а ток якоря возрастает по экспонен¬
те, стремящейся к Ея/ (Ra + ^др). Этот ток больше, чем при:
двухфазном опрокидывании, так как из контура исключается
2RT. Кроме того, от мостовых преобразователей питаются дви¬
гатели большей мощности, ток короткого замыкания которых
может достигать (20—50)/hjv- В действительности ток не успе¬
вает достигнуть опасных значений благодаря своевременному
разрыву цепей устройствами защиты. В устройствах защиты
используются тиристоры, быстродействующие автоматические
выключатели и быстродействующие плавкие предохранители.
Прорыв инвертора может быть вызван также поздней по¬
дачей и пропуском одного из импульсов управления, пробоем и
случайным открыванием тиристора импульсом помехи или боль¬
шим duo/dt, а также вследствие значительного увеличения
тока, которое приводит к увеличению угла коммутации и со¬
кращению послекоммутационного угла. В некоторых случаях
опрокидывание может самоустраниться.
Пре^у4цест1вд,ми,_хрехфллш>1Х-~_масхов.ых—пр.еа,б;р.алодахел.£Н.
перед нулевыми являются: меньшие пульсации выпрямленного
напряжения, что позволяет' уменьшить массу сглаживающего
дросселя или обойтись без него; большее быстродействие, бла¬
годаря сокращению интервала повторяемости; узкая зона пре¬
рывистого тока; меньшие габариты трансформатора; возмож¬
ность использования бестрансформаторного питания, меньшее
напряжение на вентилях. Недостатком является вдвое большее
число тиристоров и соответствующих им каналов управления
в СИФУ.
6.	ТРЕХФАЗНЫЙ НЕСИММЕТРИЧНЫЙ
МОСТОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ
В несимметричном мостовом преобразователе одна вентиль¬
ная группа, обычно катодная, выполняется на тиристорах, а
4*
4а

■вторая — на диодах. Напряжение сети подводится через транс¬
форматор или токоограничивающие реакторы (на рис. 24, а
не показаны). Выпрямленное напряжение регулируется углом
управления тиристорами.
Рис. 24. Трехфазный несимметричный мостовой преобразователь:
а — принципиальная схема; б — временные диаграммы напряжений; в —
временные диаграммы е
В режиме непрерывного тока коммутация в каждой вен¬
тильной группе проходит самостоятельно, независимо ( от дру¬
гой. Коммутация диодов начинается в момент естественного
включения, а тиристоров — в момент поступления импульса
управления.	В	общем	случае углы 7 вентильных	групп	раз¬
личны	(см.	рис.	11).	ЭДС преобразователя	равна	разности
ЭДС катодной Еак и анодной Eda. вентильных групп. Если под
Есго понимать наибольшее среднее значение ЭДС мостовой схе¬
мы (62), то Еак = 0,5£do cos a; Eda. —~0,5Еао и среднее значе¬
ние ЭДС несимметричного мостового преобразователя в РНТ
г?	г->	1 -{“ COS Cl	/ С1*7\
Еа — Edo —^	•	(67)
44

Образование выходнбго напряжения преобразователя, как
разности напряжений катодной и анодной вентильных групп
с учетом коммутации ud — udK — иаа, показано на рие. 24, б.
На внекоммутационных интервалах иа практически повторяет
приложенные к открытым вентилям линейные ЭДС, отличаясь
-от них падением напряжения на обмотках трансформатора.
Форму ЭДС преобразователя ed при различных а легко
найти, если воспользоваться временной диаграммой одного
импульса еа, который получается при подаче только одного
импульса управления тиристором в момент естественного вклю¬
чения и ZT = 0. Так после подачи импульса управления на 1/51,
начиная с ^ и до ■§е + я/т, будет открыт и VD2, к нагрузке
приложена ed = еаь- Затем включится VD3 и в течение 2я/т
будет еа = еас- После перехода тока на VD1 ток нагрузки зам¬
кнется через включенные последовательно диод и тиристор и
•еа = 0.
Если преобразователь содержит нулевой (обратный) диод
VD0, который шунтирует нагрузку, то при ва = 0 ток пере¬
ходит на нулевой диод, поскольку падение напряжения на нем
меньше, чем на последовательно включенных диоде и тиристо¬
ре. Ток в тиристоре прекращается, и он закрывается. Преобра¬
зователь прекращает работу.
В режиме непрерывного тока ed будет представлять следую¬
щую с интервалом повторяемости 2п/т часть найденного им¬
пульса ЭДС (см. верхнюю временную диаграмму на рис. 24, в),
у которой отсутствует начальный участок длительностью а
ввиду задержки открывания тиристоров на этот угол, а об¬
щая длительность импульса не превышает 2п/т. Формы ed
для нескольких значений а приведены на рис. 24, в.
При работе на якорь двигателя внешние характеристики в
РНТ линейны и параллельны. Для их расчета можно восполь¬
зоваться общей для всех преобразователей формулой
Ея = Еа-Яэ1я,	(68)
где Еа для несимметричной схемы определяется по (67).
При малой нагрузке двигателя ток становится прерывистым
(см. рис. 24, в для а = 90°). ЭДС идеального холостого хода
в РПТ при а > я/2, как следует из нижней временной диа¬
граммы рис. 24, в, будет равна
£яо = £«л = Кб Е2ф sin а.	(69)
Для меньших а в случае широких импульсов управления Ея0 =
= |/"бЕ2ф = nEd0/3 as l,05£d0' Зависимости (67) и (69) представле¬
ны на рис. 25.
Граничная ЭДС определяется выражением (67), а граничный
ток при а > я/3 для несимметричной трехфазной мостовой схемы
можно вычислить по формуле
45

2<асХяц \ 3	'3
Множитель, заключенный в скобки, после деления на два
равен 0,24, т. е. больше, чем в симметричной мостовой и мень¬
ше, чем в нулевой схемах.
* »
Рис. 25. Регулировочные (а) и внешние (о) характеристики трехфаз¬
ного несимметричного преобразователя
Отрицательное напряжение на выходе несимметричного
преобразователя и на его нагрузке невозможно, так как при
обратном напряжении ток замыкается через любой открытый
тиристор и включенный последовательно с ним диод. По этой
причине инверторный режим преобразователя в целом также
не возможен.
При а > я/2 в РНТ тиристорная группа работает, по суще¬
ству, в инверторном режиме. Снятие импульсов управления
или их поздняя подача с а!>я— (у+'&д) приводят к опро¬
кидыванию инвертирования. В этом случае один тиристор оста¬
ется все время открытым, а коммутация диодон продолжается
так же, как и в нормальном режиме. Поэтому в течение 1/3
периода, когда открыты тиристор и диод одного плеча (на¬
пример, VS1 и VDI на рис. 24), ЭДС преобразователя равна
нулю, ток протекает под действием ЭДС самоиндукции на¬
грузки. Когда этот диод закроется, тиристор останется откр.ы-,
тым и последующие, вступающие в работу диоды, будут под¬
ключать к нагрузке соответствующие линейные ЭДС. В конеч¬
ном итоге еа будет иметь такую же форму, как обратное на¬
пряжение на диодах выпрямителя с нулевым выводом (см.
рис. 3), но с обратным знаком. Поскольку после опрокидыва¬
ния инвертирования и при а > я переключение тиристоров пре¬
кращается, то среднее значение ЭДС преобразователя уста¬
навливается равным Еа =—Еа& = 0,5Еао. При наличии нулево¬
го диода, как показано выше, устанавливается £^=0, что

представляет естественное продолжение регулировочной ха¬
рактеристики (67) в РНТ и более удобно.
Несимметричные зшсховые схемы имеют следующие досто-
инс'тва по сравнению с.хшЙ5£ёхРЖ
а)	в два раза меньше тиристоров и каналов СИФУ и, сле¬
довательно, дешевле;
б)	при отключении моста от трансформатора не возникает
перенапряжений, так как имеется цепь для разряда индуктив¬
ности нагрузки через открытый тиристор и соединенный с ним
диод;
в)	более высокие коэффициент мощности и перегрузочная
способность, меньше действующее значение высших гармоник
тока и напряжения при малых выходных напряжениях.
Недостатками несимметричных схем являются снижение
пульсности от р до т при а >- п/т, невозможность рекупера¬
тивного торможения й генерация четных гармоник в сеть.
7.	ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ СИСТЕМЫ ТП-Д
Проектирование САР электроприводом обычно базируется
на использовании упрощенных эквивалентных схем системы
ТП — Д для средних значений тока и ЭДС. Используя линеа¬
ризованные внешние характеристики в РПТ, которые прово¬
дятся из точки идеального холостого хода (1Я = 0, Ея = Ея0)
до точки граничного режима (ом. рис. 26, а), получим экви¬
валентную схему, представленную на рис. 26, б. Фиктивное
сопротивление
где
— Д£//я.
Д Е:
гр»
(71)
(72)
Р и с. 26. Упрощенная внешняя характеристика системы
ТП — Д (а) и соответствующая ей эквивалентная схема (б)
Все величины в этих формулах являются функциями угла
управления.
В РНТ идеальные вентили VI и V2 эквивалентной схемы
открыты. Источник Еа питает якорь двигателя, а источник АЕ
47

согласно (71) создает в фиктивном сопротивлении ток /пр =
Можно считать, что /пр протекает через VI в обратном
■*я.гр*	.	-
направлении, так как действительный его ток 1у\ = /я— /я.гр>0.
Таким образом, при расчете внешних характеристик в РНТ'
цепь прерывистого тока (справа от F1) можно отбросить.
В РПТ /я < /я.гр, следовательно, VI заперт и в цепь якоря
дополнительно включаются АЕ и В этом режиме
£я= £яо (Д8 + -^ф) -(я-	(73)
Внешняя характеристика получается более близкой к реаль¬
ной, если полагать фиктивное сопротивление зависящим от тока
Кф = АЕ/ V/я. гр/я (см. рис. 26, я, штриховая линия).
Эквивалентная схема, приведенная на рис. 26, б предназ¬
начена только для расчета внешних характеристик и САР си¬
стемы ТП — Д. Рассчитывать потери энергии, пользуясь этой
схемой, нельзя.
OJC
пи, т у
0-й-
Рис. 27. Полная схема замещения системы ТП — Д для мгно¬
венных значений
Полная схема замещенйя системы ТП •— Д для расчета
мгновенных и средних значений тока и напряжений приведена
на рис. 27. На схеме учтены падения напряжения на тиристо¬
рах AUT и в щеточных контактах Л£/щ = 2 В. Напряжения на
отдельных элементах ыя, «др, иа и ток можно измерить и наблю¬
дать на осциллографе. Остальные напряжения можно найти
только путем расчета. Идеальный вентиль V указывает на одно¬
стороннюю проводимость.
Выполняя расчеты мгновенных значений координат, следует
пользоваться действительными формами еа и Аиу. В РНТ еа =
=edrp- На внекоммутационном интервале Ащ=0 и п=р/т,
на коммутационном интервале две обмотки трансформатора
соединяются параллельно, и поэтому я = 1,5 для мостовых и
0,5 для нулевых схем,
В частных случаях схема замещения может быть упрощена
путем объединения элементов, исключением индуктивностей
и отказа от учета падения напряжения на вентилях и щетках.
48

Иногда верхнюю цепь представляют в виде источника ЭДС
преобразователя и его внутреннего сопротивления (ом. рис. 1,6).
Расчет внешних и механических характеристик системы
ТП —• Д ввиду их нелинейности в РПТ целесообразно выпол¬
нять на ЦВМ. Алгоритм расчета содержит следующие основ¬
ные операции:
1.	Ввод параметров всех элементов системы ТП — Д и кон¬
трольная печать ,их значений.
2.	Задание начального и конечного значений угла управле¬
ния, а также интервала между его промежуточными значе¬
ниями.
3.	Расчет характеристики в РПТ для одного значения, за¬
даваясь рядом значений К в пределах от одного шага расчета
до 2я/р. Результаты следует запомнить. В первой точке ЭДС
якоря равна £я0.
4.	Расчет характеристик в РНТ, подставляя в (46) или (68)
значения тока якоря от последнего, найденного в п. 3, до мак¬
симального.
,5. Печать результатов.
6. Проверка необходимости продолжения расчетов. Если
угол управления не достиг конечного значения, то вычисляется
новое значение а и продолжается расчет, начиная с п. 3. В про¬
тивном случае расчеты прекращаются и дается команда на
останов машины.
Расчетные соотношения для различных схем преобразова¬
телей приведены в таблице.
Свойства трехфазных тиристорных преобразователей
Расчетная величина
Схема преобразователя
с нулевым выводом
мостовая
симметричная
несимметричная
1,17
2,34
Ed/Edo
cos а
i -f- cos a
2
Граница между
малыми и большими а
эт
з'
л
6
71
2
£я.0
при малых а
V 2
К“б
•Егф
при боль¬
ших а
]/Tsin(a+f-)
V 6 sin | a + | У 6 sin a
49

8. РЕВЕРСИВНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
Рассмотренные симметричные преобразователи позволяют
реверсировать напряжение при неизменном направлении вы¬
прямленного тока, что обеспечивает возможность работы дви¬
гателя в двух квадрантах его координатной плоскости Ея, /я.
Реверсивными называются преобразователи, которые обес¬
печивают протекание тока в нагрузке в обоих направлениях,,
что позволяет управлять двигателем во всех четырех квадран¬
тах. Реверсивные преобразователи выполняются либо одно-
, комплектными, либо двухкомплектными. Однокомплектный пре¬
образователь снабжается реверсором (рис. 28, а, контакты В
Р и с. 28. Реверсивные системы ТП — Д (сглаживающие дрос¬
сели опущены):
а — функциональная схема системы с однокомплектным преобразовате¬
лем; б— эквивалентная схема системы с двухкомплектным преобразо¬
вателем
и Н), который обеспечивает изменение направления тока в
нагрузке при неизменном направлении выпрямленного тока
преобразователя Id- В двухкомплектном преобразователе для
каждого направления тока нагрузки используется отдельный
комплект (группа) вентилей (VT и VII на рис. 28, б). Комплек¬
ты представляют самостоятельные преобразователи, которые
имеют общие силовой трансформатор и некоторые элементы
системы управления.
Реверсоры однокомплектных преобразователей могут быть
контактными и бесконтактными. Переключения в обоих случаях
производятся при отсутствии тока [7, § 4, 6].
При замыкании контактов В обеспечивается положитель¬
ное направление /я и двигательный режим в направлении впе¬
ред. Когда замкнуты контакты Я, ток якоря протекает в про¬
тивоположном направлении и двигательный режим имеет мес¬
то при движении назад. В маломощных приводах реверсоры
иногда выполняют на тиристорах. В приводах средней и боль¬
шой мощности их не применяют, так как по сравнению с двух¬
50

комплектными они требуЮт большей в 1,5—2,5 раза установ¬
ленной мощности тиристоров, имеют большую бестоковую пау¬
зу и меньшие КПД и надежность.
Основными достоинствами однокомплектных преобразовате¬
лей являются простота, меньшие габариты и стоимость. Их
недостатки —большая длительность бестоковой паузы при ре¬
версе тока, составляющая 0,1—0,5 с; сравнительно быстрый из¬
нос контактов и трудности управление в некоторых режимах,
например при подтормаживании для снижения скорости. Допу¬
стимое число .переключений обычно не превышает 600 в час,
мощность — 250 кВт. Внешние характеристики для каждого
направления тока такие же, как и у нереверсивного преобра¬
зователя.
Рассмотрим способы управления двухкомплектными преобра¬
зователями. Управление комплектами вентилей преобразовате¬
ля может быть либо раздельным, либо совместным.
При раздельном управлении импульсы управления подают¬
ся только на один комплект тиристоров, другой комплект в это
время заперт и ток не проводит. Когда работает первый комп¬
лект, то	/я	>	0	и,	как	следует из рис. 28,	б:
Ea = Edi — RJa.	(74)
Во время работы второго комплекта 1Я < 0 и
Ея	— —Edn — ДЛ.	(75)
Таким	образом,	по	отношению к двигателю, систему коорди¬
нат которого Ея, /я принято считать неизменной, положитель¬
ные ЭДС первого Edi и второго Ец\ комплектов следует рас¬
сматривать как имеющие противоположное направление. В уста¬
новившемся режиме при /„ > 0 (I и IV квадранты) Ея < Ец,
при /я < 0 (II и III квадранты) Ея > — Edn-
При	совместном управлении одновременно	работают	оба	ком¬
плекта	тиристоров.	Ток якоря протекает	по	одному	из	них.
В контуре, образованном. комплектами, действует уравнительная
ЭДС, мгновенное значение которой равно:
еур ~ е‘п + edi\-	(76)
Активное сопротивление этого контура очень мало и, чтобы
исключить протекание больших токов, среднее значение уравни¬
тельной ЭДС
■Еур = Edi + Edn	(77)
должно быть равно нулю или отрицательным, т. е. направлен¬
ным в обратном для вентилей направлении. Другими словами —
должно соблюдаться соотношение
—	Edn > Edi -	(78)
51

Следовательно, если в системе ТП — Д один комплект ра¬
ботал в выпрямительном режиме, то при изменении направле¬
ния тока /я и прежнем направлении Ея ток переходит на вто¬
рой комплект, который будет работать в инверторном режиме.
Обозначая углы управления первым и вторым комплектами
% и ац, соотношение (78) можно привести к виду:
—	Ed0 cos ац > Ed0 cos ai = — Ed0 cos (я — ai).
Откуда следует, что для нормальной работы двухкомплект¬
ного преобразователя должно выполняться условие
«I axi >	(79)
Часто это условие с учетом (40) записывают в виде
Ри С «I -	(80)
Работу	обоих	комплектов обычно	согласуют	так,	чтобы в
пределах допускаемых значений углов управления или ЭДС
преобразователя соблюдалось одно из двух равенств:
«I	-(- ац = я -f- 2ap	(81).
или
Edi + Edu = — 2ЕР.	(82)
Величина	угла	рассогласования ар или ЭДС	рассогласования
Ер устанавливается	при	изготовлении	преобразователя	или на¬
ладке электропривода и в дальнейшем не изменяется.
Начальную фазировку СИФУ выполняют так, чтобы при ну¬
левом сигнале управления преобразователем U7 — 0
aI0 = ano = a0 = ap + я/2.	(83)
Если ap = 0,	то	Ер = 0 и Edн = — Ец. Такое	согласование
называют линейным. По отношению к двигателю оба комплекта
имеют одинаковые ЭДС как по величине, так и по направлению.
Величина и направление тока двигателя определяется соотноше¬
нием ЭДС /я == (Edl — Ea)/R3.
Согласование, при котором ар > 0 (и £р > 0), называют
нелинейным. Иногда говорят, что в первом случае (при нуле¬
вом рассогласовании) согласованное или симметричное управ¬
ление, а во втором — несогласованное или несимметричное.
8.1.	Уравнительные ЭДС и ток двухкомплектного
преобразователя
Рассмотрим мгновенные значения уравнительных ЭДС и
тока на примере реверсивного преобразователя, состоящего из
двух трехфазных схем с нулевыми выводами (комплектов), ко¬
торые питаются от трехобмоточного трансформатора (рис. 29).
Кроме общепринятых допущений используем также следующие:
52

а)	согласование СИФУ вентильных комплектов линейное,,
т. е. Ри = cti и Edn = — Edi;
б)	импульсы управления широкие до = 2я/3;
в)	вторичные обмотки тран¬
сформатора одинаковы и под- д	у'	VS1
ключены к тиристорам одной-			~ а’ х
менными точками (например, на¬
чалами), их полные сопротивле-
ния ZT равны нулю;
г)	уравнительные реакторы
L1 и LII ненасыщающиеся.
При этих допущениях ура'
внительный ток не зависит от
тока якоря и последний можно
не учитывать.
Если cii < 30°, то в момент
открывания тиристора У 51 фазы
ai первого комплекта открыт
тиристор FS5 фазы Ьц второго
комплекта (рис. 30, а). В это
время edi = ва, edn = еъ и по
(76)еур = еа + еь- Поскольку
еа 4" еь~1г ес — 0’ то еур — ес-
После открывания FS6 остается
прежней edi, a edn = ес и еур
= —еъ (см. рис. 30, а). Затем
откроется VS2 и е<л станет рав¬
ным еь, а е7Р== —еа и т. д.
Форма еур в каждом интервале
повторяемости будет одинако¬
вой и состоять из двух отрезков синусоид с амплитудой фазных
ЭДС.
При 30° < ai < 90° после открывания FS6 фазы с (см.
рис. 30, б, в) edn — edi — ec, а еур — 2ес. После открывания
F51 еур= —еь, затем еур = 2еа и т. д. Уравнительная ЭДС
состоит из отрезков двух синусоид, амплитуды которых отлича¬
ются в два раза.
Таким образом, форма, величина и гармонический состав
уравнительной ЭДС зависят от угла управления, а ее среднее
значение за интервал повторяемости равно нулю.
Когда еур становится положительной, в контуре, содержащем
открытые тиристоры, возникает уравнительный ток. Уравнение,
составленное по второму закону Кирхгофа для контура, включа¬
ющего оба комплекта вентилей (см. рис. 28, а), можно предста¬
вить в виде
еур = ®с (£ypl ~г £ypii)	(84)
Р и с. 29. Принципиальная схема сис¬
темы ТП —■ Д с двухкомплектным ре¬
версивным преобразователем
5S

аде Lypi, Lypxi — индуктивности уравнительных дросселей, Гн.
Уравнительный ток достигает максимума, когда на спадаю-
Р и с. 30. Временные диаграммы ЭДС и уравнительного тока пре¬
образователя, выполненного по схеме рис. 29:
а—иj = 18°; б — ctj=60o; в — ctj = 72°
щем участке еур = 0. При еур С 0 этот ток уменьшается, и в
момент перехода %> через нуль к положительным значениям
уравнительный ток становится равным нулю (См. рис. 30).
На каждом интервале повторяемости уравнительный ток один
или два раза становится равным нулю на бесконечно малое
время. Активные сопротивления обмоток трансформатора и
уравнительных дросселей практически не влияют на величину
уравнительного тока.
54

Таким образом, Цри совместном управлении и линейном-
согласовании в уравнительном контуре протекает уравнитель¬
ный ток. При наличии тока якоря один из комплектов перехо¬
дит в РНТ и система ТП — Д при любых направлениях и ве¬
личине тока якоря обладает свойствами, характерными для
РНТ. Внешние и механические характеристики для различных
а параллельны и линейны, они переходят из одного квадран¬
та в другой без изломов и разрывов, что позволяет создавать
приводы с хорошими статическими и динамическими свойст¬
вами.
Выражая еур через Еао по (62), используя (1) и соотноше¬
ния, которые получены в данном параграфе, в результате двух¬
кратного интегрирования (84) можно получить формулу для
вычисления среднего значения уравнительного тока в виде
/■ур = kyP у ,	(85)*
^с^ур
где &уР — безразмерный коэффициент пропорциональности меж¬
ду средними значениями уравнительного тока и ЭДС при
©с^ур = 1, &ур зависит от а, схемы преобразователя, способа
согласования и начальной фазировки СИФУ; Lyp— суммарная,
индуктивность уравнительного контура с учетом индуктивности:
рассеяния обмоток трансформаторов, Гн.
При линейном со¬
гласовании зависимо¬
сти /?уР (сс) = ^ур (я — а),
т. е. симметричны отно¬
сительно линии а = 90°
(рис. 31).
По формуле, анало¬
гичной (85), можно на¬
ходить и действующее
значение уравнительно¬
го тока, если пользо¬
ваться соответствую-
•щими значениями ко¬
эффициента пропорцио¬
нальности (см., напри¬
мер, [3, с. 133]).
В случае нелинейно¬
го согласования коэф¬
фициент &УР уменьшает¬
ся с ростом сср и при
аР^2=60° kjp = 0. Уравнительный ток может прерываться при ма¬
лых токах якоря, если используются узкие импульсы управле¬
ния, поскольку моменты их подачи на разные комплекты венти¬
лей в общем случае не совпадают.
Рис. 31. Зависимости бур (а) при линейном
согласовании:
1 — трехфазная перекрестная схема с нулевым выво¬
дом при согласном включении обмоток; 2 — трехфаз¬
ные перекрестная при встречном включении обмоток
и встречно-параллельная схемы с нулевым выводом;
3 — трехфазная мостовая встречно-параллельная схе¬
ма; 4 — трехфазная мостовая перекрестная и шести¬
фазная нулевая схемы

8.2.	Двухкомплектные преобразователи с совместным
управлением. Уравнительные дроссели
Основные схемы трехфазных реверсивных преобразовате¬
лей с совместным управлением приведены на рис. 32 и 33. Пер¬
вичные обмотки трансформаторов на рис. 32, б и 33, б не по-
Р и с. 32. Принципиальные схемы систем ТП — Д с преобразователями,
. выполненными по трехфазным встречно-параллельным схемам при со¬
единении комплектов:
а — по схеме с нулевым выводом; б—по мостовой схеме
казаны. В преобразователях, выполненных по схеме с нулевым
выводом, первый комплект вентилей (вперед) образован тири¬
сторами VI— V3, а второй (назад)—тиристорами V4 — V6.
56

В преобразователях, выполненных по мостовой схеме, в первый
комплект входят тиристоры VI —■ 1/6, а во второй — остальные.
На схемах рис. 32 и 33 показано максимальное число отдель¬
ных, магнитно не связанных, дросселей, которые могут уста¬
навливаться в системах ТП — Д.
Рис. 33. Принципиальные схемы систем ТП—Д с преобразователя¬
ми, выполненными по трехфазным перекрестным схемам при соеди¬
нении комплектов:
с —по схеме с нулевым выводом; б — по мостовой схеме
Величина уравнительного тока ограничивается суммарной
индуктивностью двух уравнительных дросселей и индуктивно¬
стями рассеяния обмоток трансформатора, влияние которых
5 Заказ 265
57

мало заметно. Максимальную величину уравнительного тока
обычно принимают равной /ур = 0,1/ялл Необходимая суммар¬
ная индуктивность уравнительных дросселей, входящих в один
контур, может быть определена исходя из (85) с учетом транс¬
форматора
(86)
с УР	с
где пт — число вторичных обмоток, которые входят в контур
уравнительного тока.
Зависимости kyp(a) для различных схем приведены на
рис. 31.
Уравнительный ток протекает по всем уравнительным дрос¬
селям (L1 — L4), а ток якоря только по половине из них и по
сглаживающему дросселю L. Обычно расчетная индуктивность
уравнительных дросселей оказывается больше индуктивности,
необходимой для сглаживания пульсаций тока якоря. Поэтому,
если уравнительные дроссели выполнены такими, что они ,не насы¬
щаются при допускаемых перегрузках по току, то необходи¬
мость в установке отдельных сглаживающих дросселей, как
правило, отпадает. Индуктивность каждого уравнительного
дросселя в этом случае принимается равной половине индук¬
тивности, вычисленной по (86).
Уравнительные дроссели часто выполняют насыщающимися.
Их индуктивность при протекании номинального тока якоря
существенно уменьшается. В этом случае уравнительный ток
ограничивается, по существу, только одним из уравнительных
дросселей, поэтому его индуктивность должна быть меньше
рассчитанной по (86) на величину индуктивности насыщенно¬
го дросселя при токе перегрузки. Насыщающиеся дроссели
намного дешевле ненасыщающихся и меньше их по габаритам
и массе. Однако суммарные масса и стоимость всех дросселей
изменяются несущественно, поскольку в этом случае обычно
приходится устанавливать отдельный сглаживающий дроссель.
Во встречно-параллельной схеме с нулевым выводом (см.
рис. 32, а) имеется один контур уравнительного тока с пт =
= 2, показанный для одного из моментов времени штрих-
пунктирной линией.
Во встречно-параллельной мостовой схеме (см. рис. 32, б)
имеется два таких же уравнительных контура. В один контур
входят L1, L2, два подсоединенных к ним тиристора и две об¬
мотки трансформатора. Во второй контур входят элементы,
расположенные в нижней части рис. 32, б, и две обмотки
трансформатора, одна из которых является общей для обоих
контуров. Возможные пути протекания уравнительных токов
/УР1 и iyp2 в каждом контуре показаны на рис. 32, б соответ¬
ственно штрихпунктирньгми линиями.
При равных Е2ф в нулевых и мостовых встречно-параллель¬
58

ных схемах действуют одинаковые уравнительные ЭДС, но при
равных Еао в мостовой схеме Е2ф в два раза меньше, чем в;
нулевой и соответственно в два раза меньше kiv (см. рис. 31,
кривые 2 и 3).
Если в мостовой схеме используются насыщающиеся урав¬
нительные дроссели, то, как правило, приходится устанавли¬
вать все пять дросселей. Применение ненасыщающихся дрос¬
селей позволяет ограничиться только двумя уравнительными,
дросселями, по одному в каждом контуре (например, LI, L4
или L2, L3).
Иногда вместо четырех дросселей ставят два двухобмоточ¬
ные. Обмотки L\ и L3 располагают на одном магнитопроводе,
и они образуют один уравнительный дроссель, а обмотки L2
и L4 — другой. Обмотки каждого из дросселей включены
встречно так, что результирующая МДС каждого дросселя от
тока якоря равна нулю. Благодаря этому исключается насы¬
щение магнитопроводов от тока якоря. Кроме того, при таком
включении имеется электромагнитная связь между контурами
уравнительных токов, которая уменьшает их величину. В ре¬
зультате суммарная масса уравнительных дросселей уменьша¬
ется примерно вдвое по сравнению с обычной четырехдросоель-
ной схемой. Аналогичный эффект дает также расположение
всех четырех обмоток на одном магнитопроводе. Следует иметь
в виду, что применение магнитно связанных обмоток дросселей
и нелинейного согласования существенно изменяет зависи¬
мость Аур(а).
В перекрестных схемах с нулевым выводом вторичные об¬
мотки трансформатора могут быть включены согласно или
встречно. В первом случае к вентилям приложены совпадаю¬
щие по фазе напряжения, вторичные обмотки трансформатора
соединяются с нейтральным выводом одноименными точками
(например концами, см. рис. 29). Во втором случае вторичные
напряжения комплектов сдвинуты на угрл я, для чего у одного
комплекта с нейтральным проводом соединяются концы обмо¬
ток трансформатора, а у другого комплекта—начала. Соглас¬
ное включение используется чаще.
В обоих случаях схемы с нулевым выводом имеют один кон¬
тур уравнительного тока, пт = 2, однако kyp различны.
В мостовых перекрестных схемах имеется только один кон¬
тур уравнительного тока. Это основное преимущество пере¬
крестных схем. Осуществить автоматичёское регулирование
уравнительного тока в одном контуре намного проще, чем в
двух. Путь протекания £ур для одного момента времени пока¬
зан на рис. 33, б штрихпунктирной линией, пт = 4. Уравни¬
тельная ЭДС также существенно меньше. Недостатками пере¬
крестных схем являются большие сложность и стоимость транс¬
форматора, а также невозможность бестрансформаторного-
питания.
5*
59

В мостовых перекрестных схемах оба уравнительных дрос¬
селя иногда соединяют последовательно, как на рис. 32, б Ы
и L2 (но без L3 и L4). .Принципиального отличия между эти¬
ми схемами нет. В обеих схемах дроссели могут быть как на¬
сыщающимися, так и ненасыщающимися. Выбираются они так
же, как было указано выше.
Используются также трехобмоточные дроссели с располо¬
жением всех обмоток на общем магнитопроводе. Число витков
всех обмоток делается одинаковым, и обмотки соединяются
так, чтобы результирующая МДС от тока якоря была равна
нулю и, следовательно, отсутствовало подмагничивание сер¬
дечника.
Варианты схем соединения комплектов и дросселей более
подробно рассмотрены в [3, с. 125—129].
3.3.	Двухкомплектные преобразователи с раздельным
управлением. Переключающие устройства
В двухкомплектных реверсивных преобразователях с раз¬
дельным управлением уравнительные токи отсутствуют и по¬
этому используются только встречно-параллельные схемы без
уравнительных дросселей. 'Включение и выключение вентиль¬
ных комплектов (ВК) производятся подачей и снятием им¬
пульсов управления тиристорами соответствующего комплекта.
Переход с одного В К. на другой допустим только при от¬
сутствии тока, иначе оба комплекта могут оказаться включен¬
ными одновременно и возникнет недопустимо большой
уравнительный ток. Снятие импульсов управления с ВК, рабо¬
тающего в инверторном режиме, может привести к опрокиды¬
ванию инвертирования. Поэтому преобразователи с раздель¬
ным управлением обязательно содержат один или два датчика
наличия тока (ДНТ), которые выдают логические сигналы
наличия тока якоря или каждого ВК, если их ток превышает
ток удержания одного тиристора (порядка 0,3 А). Датчики
наличия тока называют также датчиками нулевого тока, дат¬
чиками состояния вентилей, датчиками проводимости тиристо¬
ров, датчиками запирания мостов.
Простейшие ДНТ включаются в цепи переменного тока и
представляют собой три трансформатора тока, вторичные токи
которых выпрямляются, суммируются и фильтруются. В каче¬
стве ДНТ в цепи постоянного тока используются трансформа¬
торы постоянного тока, принцип действия которых такой же,
как и у магнитных усилителей. Питают их прямоугольным на¬
пряжением повышенной частоты 400—1000 Гц для повышения
быстродействия. Измеряемый ток протекает по обмотке, ана¬
логичной обмотке управления магнитного усилителя. Выходной
переменный ток пропорционален измеряемому постоянному
Току. Однако измерить ток удержания, составляющий тысяч¬
60

ные доли номинального тока, такими ДНТ невозможно.
Наиболее достоверным признаком отсутствия тока ВК яв¬
ляется наличие напряжения на всех тиристорах катодной или
анодной группы. Датчик, основанный на этом принципе, удо¬
бен еще и тем, что он может быть одинаковым для преобразо¬
вателей с различными номинальными токами.
Чтобы обеспечить правильное автоматическое переключение
ВК в соответствии с режимом работы электропривода и исклю¬
чить аварийные режимы, системы управления преобразовате¬
лями с раздельным управлением всегда содержат логическое
переключающее устройство (ЛОЛУ), которое выдает сигналы за¬
прета (блокировки) или разрешения работы комплектов. Вы¬
ходные сигналы ЛПУ обычно подаются в СИФУ н-а усилители-
формирователи импульсов управления и налагают запреты на
их генерацию. В любой мом'ент времени должен существовать
запрет на работу одного или обоих ВК. Используются два
основных принципа определения ВК, подлежащего включению
:в работу: а) путем автоматического поиска (сканирования),
проводящего ВК в случае прекращения тока на время, пре-.
вышающее заданное; б) сигналом из САР электропривода.
Логическое переключающее устройство со сканирующей
.логикой в случае прекращения тока в одном ВК снимает с
него импульсы управления и после паузы 1—40 мс подает им¬
пульсы управления на другой В К- Если в этом В К появится
ток, то он остается включенным. Если же ток не появился, то
на его работу налагается запрет и вновь подаются импульсы
на ранее работавший ВК. Так продолжается до появления
тока в одном из. ВК, который и остается включенным.
При управлении сигналами из САР электропривода требуе¬
мая группа включается после прекращения тока и небольшой
выдержки времени.
8.4.	Характеристики систем ТП-Д с двухкомплектными
преобразователями
Угол управления, генерируемый СИФУ, однозначно опреде¬
ляется напряжением управления Uy, которое подается на ее
вход. Зависимость a(Uy) называется фазовой характеристикой
СИФУ. Напряжение управления удобно выражать в относи¬
тельных единицах {/у*. Если в качестве базисного принять на¬
пряжение f/ум, при котором Еа = Edo и а = 0, то
£/„ = Uy/Uyu.	(87)
Наиболее распространенные СИФУ имеют арккосинусоидаль-
ную (рис. 34, а) фазовую характеристику
а = arccos Uy*	(88)
или линейную (см. 34, в)
61

«=	(89)
с ограничениями минимального amin и максимального атах зна¬
чений угла.
Рис. 34. Арккосинусоидальная (а) и линейная (а) фазовые ха¬
рактеристики СИФУ при линейном согласовании и соответствую¬
щие им регулировочные характеристики реверсивного преобразо¬
вателя (б) и _(г) в РНТ
Аналитические выражения регулировочных характеристик
Ed(Uy) в РНТ получаются подстановкой (88) и (89) в (25).
В первом случае
£d = £do^y*>	(90)
во втором—
sin	(91)
Таким образом, эта наиболее важная статическая характе¬
ристика преобразователя, как элемента САР, при арккосинусо-
идальной фазовой характеристике оказывается линейной (см.
рис. 34, б), с постоянным коэффициентом передачи dEa/dUy,
что упрощает анализ и синтез САР.
62

Линейной фазовой, характеристике соответствует нелинейная
регулировочная характеристика преобразователя в РНТ (см.
рис, 34, г). Следовательно, оказывается нелинейной и САР в
делом. Положение несколько облегчается тем, что а С 20° и
«>160° используются редко, а средняя часть регулировочной
характеристики близка к линейной.
Линейное согласование предполагает сср = 0 и Ev = 0,
выражения (81) и (82) принимают вид
ац = я — cti и Edu=—Edi.	(92)
Такое согласование можно получить, если напряжение
управления преобразователем подать прямо на вход СИФУ
первого комплекта, а . на вход СИФУ ВК-П это напряжение
подать с обратным знаком, т. е. Uyu ——Uy. В этом случае
средние ЭДС обоих комплектов направлены одинаково по от¬
ношению к двигателю и равны по абсолютной величине.
При линейном совместном управлении преобразователь ра¬
ботает только в РНТ, и внешние характеристики для каждого
..значения Uy являются линейными во всём диапазоне измене¬
ния'тока якоря (рис. 35, а). ЭДС идеального холостого хода
равна Еа-
Если используется раздельное управление, то внешние и ме¬
ханические характеристики при изменении направления тока
претерпевают разрыв (см. рис. 35, б) из-за существенной не¬
линейности в зоне прерывистого тока. В зонах непрерывного
тока характеристики при одном Uy лежат на одной прямой.
Нелинейное согласование в случае арккосинусоидальной
характеристики обычно выполняется с поддержанием постоян¬
ства суммы. ЭДС комплектов по (82) (см. рис. 36, а, б), а в
случае линейной фазовой характеристики-—с поддержанием
постоянства суммы углов управления обоих комплектов по (81)
(см. рис. 3-6, в, г).
При совместном управлении увеличение угла рассогласо¬
вания позволяет уменьшить уравнительный ток (kyv) или габа¬
риты уравнительных дросселей. В мостовых схемах -при ар ==
= 60° (полное нелинейное согласбвание) в установившемся
режиме уравнительные токи не возникают, но они могут по¬
явиться в переходных режимах. Используются системы с раз¬
личными значениями ар и Ev. В частности, применяется согла¬
сование с,ар = 90° (на рис. 36 показано штриховой линией).
Такое управление иногда называют раздельным управлением
без запирания неработающей группы несмотря на то, что им¬
пульсы управления подаются все время на оба комплекта. Не¬
линейное согласование используется и при раздельном управ¬
лении.
63

Си
хо '
о
(1)
Оч
с
X
' 3
Й
о
Н
О
я
о,.
я
О ;
*£ I
!
IS 5S i
л<°
’Н4« :
й я 1
£ Еч 1
О* о I
H S '
Cl,
X О) 1
S Ь го II
Р « 5 о-..
t-< та с- ^
Mftg8
О) 03 о
4	X «Э
В о S
З’Я ^
5	S Й|
S о ^ ш
SL« 5 «
"Д. й в
1 5 °
Ясо
=Я
X о
я s
&о
С щ
I к
I СС
Я л
« *? • -
К -га \о ®
о ч; 0.
Он Я ы «
£ ° Я ч
Й О м U
8.&!§.
К ю к
я о
м о
я «
ь «
я S4 s
Я л о
О-.	д
W о к
Й	я
& 5я «
Я) О) О
О, Ч ''
03 О)
х ^
о>
5
g
ф
а
CQ
ю
со
& §
Е о
:
сз
со 3
Я
См .
я
я
О.

8.5.	Сопоставление преобразователей с совместным
и раздельным управлениями
Оценивая различные способы управления, следует учиты¬
вать влияния уравнительных дросселей, уравнительных токов
и бестоковой паузы на свойства электропривода и построение
системы управления. По каждому показателю достоинства од¬
ного способа обусловлены недостатками другого и наоборот.
Достоинствами. совместного согласованного управления яв¬
ляются: линейность механических характеристик, однознач¬
ность регулировочных характеристик, обусловленные отсут¬
ствием РПТ; постоянная готовность к изменению направления
тока, которое не сопровождается какими-либо переключения¬
ми; меньшие пульсации тока якоря и напряжения на двига¬
теле.
г 1
,' >7
/ / .
-/ I/o
/У
/7 ?
/
/
У
Р и с. 36. Зависимости углов ai и ац от Uy при нелинейном согла¬
совании для арккосинусоидальной (а) и линейной (в) фазовых
характеристик реверсивного преобразователя (б) и (г) в РНТ:
— aQ =120°; ■
: 180°
Недостатки совместного управления обусловлены следующи¬
ми причинами. Уравнительные. дроссели увеличивают массу,
габариты и стоимость преобразователя. Уравнительные токи
65

увеличивают нагрузку тиристоров и трансформатора, снижают
КПД и коэффициент мощности. Ограничение pmln требует, со¬
гласно (80), ограничения и минимального угла управления.
Поэтому для получения тех же максимальных напряжений нуж¬
ны большие Ем и габариты трансформатора. Работа с боль¬
шими а приводит к снижению коэффициента мощности (см.
гл. 9). Для уменьшения габаритов уравнительных дросселей ис¬
пользуют нелинейное согласование или автоматическое регули¬
рование уравнительного тока в установившемся и переходном
режимах. Однако это приводит к искривлению механических
характеристик при малых нагрузках.
Недостатками раздельного управления являются: наличие
бестоковой паузы длительностью 1—10 мс; более сложная си¬
стема управления преобразователем в связи с наличием ДНТ и
ЛПУ; нелинейность механических характеристик в разомкну¬
той системе и трудность их линеаризации в замкнутой системе;
недопустимо большие уравнительные токи при сбоях в СИФУ
и открывании тиристора импульсом помехи.
Достоинствами раздельного управления являются: меньшие
габариты, масса и стоимость; лучшее использование трансфор¬
матора; -более высокие КПД и коэффициент мощности благо¬
даря возможности работы с малыми а. Поэтому в настоящее
время применяются в основном преобразователи с раздельным
управлением. С точки зрения быстродействия электропривода
и пульсаций скорости оба способа управления практически
равноценны.
9. ВЛИЯНИЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ НА РАБОТУ
ДВИГАТЕЛЕЙ И НА СЕТЬ
9.1.	Влияние преобразователей на работу двигателей
ЭДС преобразователя и ток якоря в системе ТП — Д содер¬
жат полезные постоянные составляющие Еа и /я и нежелатель¬
ные переменные составляющие. Средние электромагнитный
момент и отдаваемая мощность определяются только постоян¬
ными составляющими. Переменная составляющая тока якоря
вызывает дополнительный нагрев обмоток и пульсации попе¬
речного магнитного поля якоря, что, в свою очередь, обуслов¬
ливает увеличение потерь на вихревые токи в магнитопроводе,
пульсации момента и шум. Из-за вихревых токов магнитный
поток дополнительных полюсов отстает от г'я и коммутация
тока в секциях якоря ухудшается.
По этим причинам действующее значение гармоник тока
должно быть ограничено и в зависимости от их величины долж¬
на быть снижена нагрузка (ток). Используя разложение в ряд
Фурье ЭДС преобразователя можно представить в виде
66

со
S V2 Еd{v) sin {v&ct-\-■$(■*)),
V=p
(93)
где v — порядок гармоники; Ed (V) — действующее значение v-й
гармоники ЭДС, В; — начальная фаза гармоники.
ЭДС преобразователя содержит гармоники, кратные только
частоте пульсаций, т. е. у которых
v = kp,	(94)
где k=\, 2, 3 ... — целое число.
Действующее значение высших гармоник ЭДС симметричных
преобразователей в РНТ равно [3]:
V l+v2 У 2 Ed0 cos
Ed (v)
V2 — 1
Действующее значение v-й гармоники тока
Е
IЯ (V) =
(95)
(96)
™аЬяц
Поскольку /h(v) практически
обратно пропорционален v3, то
гармоники, у которых k^2, малы
и в расчетах учитывается только
низшая гармоника порядка у— р.
Зависимости Ed(р) (а) приведены
на рис. 37. Они позволяют найти
максимальные пульсации тока
при данном а, так как определены
для граничного режима. В РНТ
пульсации тока несколько умень¬
шаются с ростом у, а в РПТ ■— по
мере сокращения длительности
импульсов тока Я.
Величина допустимого дейст¬
вующего значения переменной со¬
ставляющей тока якоря в отно¬
сительных единицах /Я(р>* =
= /Я(р)доп//ялг определяется условиями коммутации и зависит
от типа двигателя и его скорости. При номинальной скорости
двигатели допускают 1Я(Р)* = 0,02—0,15. Мейьшие значения от¬
носятся к крупным компенсированным, машинам, большие — к
машинам с шихтованным магнитопроводом. Исходя из (96)
с учетом (6) найдем, что индуктивность сглаживающего дрос¬
селя должна быть равна или больше
Рис. 37. Относительное действую¬
щее значение р-й гармоники. Циф¬
рами указана пульсность
"d (р)*.
-d0
"ДР '
пХ„
(97)
Р£0с/Я(р)*	®С
Обычно номинальная скорость получается при а = 30—35°,
и ЕЯ(д)* принимают равной 0,32 для нулевой и 0,13 для мосто-
67

вых трехфазных схем. Индуктивность дросселя должна сохра¬
няться и при перегрузках. На малой скорости коммутация в
секциях обмотки якоря улучшается, но возросшие пульсации
тока следует учитывать при определении длительно допускае¬
мого момента.
Индуктивность дросселя, включенного в цепь якоря, выби¬
рается наибольшей, исходя из выше рассмотренной функции
или одной из ниже перечисленных.
1.	Ограничение зоны прерывистого тока.
2.	Ограничение скорости нарастания аварийного тока для
обеспечения селективности защиты.
3.	Ограничение максимального мгновенного напряжения на
якоре.
9.2.	Коэффициент мощности преобразователей
Напряжение сети, которое подводится к преобразователю,
и потребляемый им ток несинусоидальны, и коэффициент мощ¬
ности определяется, выражением
^1	^и'.н^и.т	COS ф1(1)	Рi/S{,	1	(93)
где &и.н и &и.т — коэффициенты искажения напряжения и тока,
равные отношению действующего значения первой гармоники
к действующему значению несинусоидальной величины; фц1> —
угол сдвига, на который первая гармоника тока сети отстает
от первой гармоники напряжения; Ру и Si — активная и пол¬
ная мощности, которые преобразователь потребляет из сети.
Коэффициенты искажения обычно достаточно велики &и.н
;>- 0,98, &и.т 5" 0,96 и мало снижают коэффициент мощности.
Рассмотрим угол сдвига фщ) между первой гармоникой на¬
пряжения Ua( 1) фазы А сети и первой гармоникой тока щ\)
трехфазного мостового преобразователя в РНТ, полагая, что
выпрямленный ток идеально сглажен и что фазные токи во
время коммутации изменяются по линейному закону. Тогда
на временной диаграмме мгновенное значение тока имеет вид
равнобедренной трапеции (рис. 38) с длительностью основания
у + 2я/3. Максимум первой гармоники тока совпадает со сре¬
диной трапеции. Угол фщ) можно рассматривать как угол меж¬
ду максимумами иАц) и iA(i)- Как следует из рис. 38
тс !	• st I v	'	)	Y
Y + <pi и) =«+	+	.	°ткуда	ч>кп = «+	>
тогда
>4 = 6h.iA,.tCOS (cx + y/2).	(99)
Это (выражение справедливо как для мостовых симметрич¬
ных схем преобразователей, так и для преобразователей с ну¬
левым выводом при любых числах фаз и схемах соединения
обмоток трансформатора. Уменьшение . при увеличении а
68

объясняется тем, что из-за более позднего открывания тири¬
сторов (по сравнению с неуправляемым выпрямителем), пер¬
вая гармоника тока сдвигается на угол а + у/2 в сторону от¬
ставания.
Рис. 38. Временные диаграммы первичных тока и
напряжения фазы А трехфазного мостового преобра¬
зователя
Часто пользуются упрощенной зависимостью (99) в виде-
Xi ^ cos а.	(100)
Тогда с учетом (23)
Xi^Ea^Ea/Eao.	(101)
Откуда следует, что коэффициент мощности тиристорного пре¬
образователя не превышает выпрямленного напряжения в от¬
носительных единицах.
Потребляемые из сети активная и реактивная мощности
определяются следующими приближенными выражениями:
Pt = IdEd = IdEd0 cos a = 5, соэф! = S^*;	(102)
Qi = Si sin фх = IdEd0 sin a = Sx V" 1 — Еа,.	(Ю3>
Графически соотношение Pi и Qi при неизменном токе Id —
= /я и переменном а в прямоугольной системе координат пред¬
ставляет окружность с радиусом Si = IdEd о. Хорошее представ¬
ление об их соотношении дает график (рис. 39, а) зависимости
sin ф1 = f (Еа*), из которого Рi и Qi можно получить умноже¬
нием на Si проекций единичного радиус-вектора, расположен-
69-

лого под углом а. Из графика следует, что при любых 0 <
< а < я преобразователь потребляет реактивную мощность.
Для повышения средневзвешенного коэффициента мощности
используют перевозбуждение синхронных двигателей, конден¬
саторные батареи, синхронные и тиристорные компенсаторы.
Если заранее известно, что двигатель будет длительное время
работать на пониженной скорости, то иногда можно переклю¬
чить преобразователь на отпайку вторичной обмотки транс¬
форматора с 'более низким напряжением, уменьшить а и тем
•самым повысить Яь Некоторые трансформаторы допускают
переключение отпаек под нагрузкой.
Эффективным средством повы¬
шения Xi является поочередное
регулирование. Для этого два
преобразователя, выполненных на
половинное напряжение, соединя¬
ют последовательно (рис. 40).
В выпрямительном режиме на¬
пряжение регулируют углом ai
первого преобразователя, а угол
управления второго ац остается
неизменным, минимальным (см.
рис. 39,6), ион работает с макси¬
мальным К\. Основным потреби¬
телем реактивной мощности яв¬
ляется первый преобразователь.
Максимум Qi при этом почти в
два раза меньше и получается
при половинном напряжении, а не
нулевом, что также важно. В ин¬
верторном режиме остается неиз¬
менным ai = Jt — Pmm, а напряже-
Р и с. 39. Графики соотношения Рг ние регулируют вторым преобра-
и Q, при симметричном (а) и по- зователем
очередном (б) регулировании	ЛуЧШИе	результаты	можно
получить при последовательном
соединении и поочередном регулировании большого числа
симметричных, несимметричных и неуправляемых схем. Мож¬
но использовать и поочередное регулирование вентильных групп
одного мостового преобразователя. По существу, так управля¬
ется несимметричный мостовой преобразователь.
Отрицательным свойством системы ТП — Д является также
наброс реактивной мощности при пуске привода.' Поскольку
пуск производится с током якоря, превышающим номиналь¬
ный в 2 — 2,5 раза, и начинается с малых напряжений, то про¬
стые преобразователи сразу начинают потреблять реактивную
мощность, превышающую номинальную мощность двигателя
в 2,5—3 раза. Это приводит к скачкообразному снижению на¬
a
Sinfj
J0_
' 0,5-
4 У
| Еяж
- -р—.
-0,5 С
1 0,5
J Pi *
6
V
■SinJPf
) .О
-0,5 О 0,5 1
70

пряжения в сети и нарушениям работы других потребителей.
Особенно тяжелыми являются групповые пуски.
Для уменьшения просадки
напряжения в сети нужно либо А В С
быстро увеличить генерацию
реактивной мощности, либо
резко сократить ее потребле¬
ние. Необходимыми свойствами
обладают тиристорные компен¬
саторы. Синхронные компенса¬
торы, как правило, не успевают
среагировать с достаточной бы¬
стротой. Быстрый сброс потреб¬
ления реактивной мощности
позволяет осуществить ревер¬
сивный преобразователь с сов¬
местным управлением, если во
время стоянки у него был пред¬
намеренно увеличен уравни¬
тельный ток. Существенно
уменьшаются величина и ско¬
рость нарастания реактивной
мощности При использовании Рис. 40. Сложная схема преобразо-
поочередного регулирования. вателя с р = 12, состоящая из двух по-
Пуск маломощных приводов следовательно соединенных схем
практически не оказывает вред¬
ного влияния на других потребителей.
Рассмотрим РПТ. В этом режиме длительность импульса
тока сокращается, первая гармоника тока отстает от напряже¬
ния на меньший угол и коэффициент мощности при том же а
возрастает. Построив временные диаграммы, подобные приве¬
денным на рис. 38, найдем, что в РПТ
соБф! /и « cos/a-|— 	—V	(104)
\	2	т	j
Изложенное в этом параграфе позволяет сделать вывод,
что выпрямительно-инверторные преобразователи во всех ре¬
жимах являются потребителями реактивной мощности. Это их
существенный недостаток.
9.3.	Влияние преобразователей на напряжение сети
В предыдущих разделах пособия питающая сеть перемен¬
ного тока предполагалась бесконечно мощной. В действитель¬
ности, как генераторы, так и связывающие их между собой и
потребителями линии и трансформаторы обладают сопротивле¬
ниями. Основные свойства сети при анализе напряжений доста¬
7»1

точно точно отражает расчетная схема (рис. 41, а), состоящая из
трех источников ЭДС ел, ев, ес и трех индуктивностей Lc.
Преобразователь связан с сетью через индуктивности транс¬
форматора или токоограничивающих реакторов LT = Хт/оэс.
а
К другим потребителям
А? А
Uc
7—f>
Lr Q
j^rrxJz
ЫТ Г-
jorr\X
be
Ея
' другим потребителям . VSk VS6 , VS2
Рис. 41, Расчетная схема ситемы ТП — Д с учетом сети (а),
временные диаграммы напряжений (б)
Во время коммутации тока в преобразователе одновремен¬
но открыты два тиристора одной группы (см. рис. 41, а напри¬
мер IASI и VS®.. и две фазы замкнуты накоротко (например
точки а к с). Уравнения, составленные по второму закону
Кирхгофа для коммутируемых фаз:
72

- ес = eAc = (x;+ Xt) &L. - (x0 + XT)-j^
и
елс-Х'% +»лс-Х'%,
позволяют с учетом равенства dia— — dic (см. гл. 4, п. 3) най¬
ти линейное напряжение
uac=	вАс-	(105)
А<г “г Л с
Таким образом, во время коммутации линейное напряжение
скачком уменьшается на величину, пропорциональную отноше¬
нию, ХС/(ХТ + Х0). Индуктивные сопротивления в данном слу¬
чае обратно пропорциональны мощностям. Поэтому, чем мощ¬
нее сеть и чем меньше номинальная мощность преобразовате¬
ля, тем меньше провал напряжения в сети.
В трехфазном мостовом преобразователе каждая фаза ком¬
мутируется два раза в катодной группе и два раза в анодной
группе. При этом получается два провала и два скачка в фаз¬
ном напряжении (см. рис. 41, б). Линейные напряжения обра¬
зуются из двух фазных и имеют три коммутационных провала
и три скачка. Когда коммутируются рассматриваемые фазы
между собой, коммутационный провал и скачок имеют вдвое
большую величину. Для наглядности на рис. 41, б коммута¬
ционные искажения сильно преувеличены, так как принято'
Хт — 2ХС в завышены углы коммутации.
Линейные напряжения сет#, от которой питается преобра¬
зователь, работающий в РНТ, можно представить состоящим
из чисто синусоидальных напряжений и напряжений коммута-'
ционных искажений Auv. Последние содержат первую гармо¬
нику и высшие гармоники с порядком v — pk±l, где k = 1,,
2, 3, ... — целое число.
В РПТ искажения напряжения, обусловленные протекани¬
ем импульсов тока, повторяют по форме переменную состав¬
ляющую ЭДС, но существенно ослаблены
МИск ^ 2ХС (£dnp бйпр) /сйс-^яц-	(106)
Искажения напряжения в сети создают преобразователи,,
выполненные по всем рассмотренным схемам, при любом числе
фаз и во всех режимах. Таким образом, выпрямительно-инвер-
торные преобразователи являются генераторами высших гар¬
моник напряжения сети. При наличии емкостей (например
кабельных линий) могут возникнуть резонансные явления, ко¬
торые существенно увеличивают искажения напряжения и ме¬
няют их форму. В активных сопротивлениях сети также возни¬
кают падения напряжения, повторяющие по форме линейные
токи.
73.

Высшие гармоники напряжения увеличивают потери в сети
и у других потребителей. При больших уровнях помех наруша¬
ется нормальная работа асинхронных двигателей, происходят
сбои в СИФУ преобразователей и другие отрицательные явле¬
ния. Согласно ГОСТ 13109—67 коэффициент гармоник, равный
отношению действующего значения высших гармоник к дей¬
ствующему значению первой гармоники, не должен превышать
в промышленных сетях 5 %. Величину коэффициента гармоник
можно оценить по формуле [8], которая после упрощений име¬
ет вид
К ~ uRnPdNV200я/'рыкт /100Sn,	(107)
где Икп и ыКт — напряжения короткого замыкания трансформа¬
торов подстанции и преобразователя, %; PdN — номинальная
мощность преобразователя, кВт; Sn — суммарная мощность
трансформаторов подстанции, от которых питается преобразо¬
ватель, кВА. Обычно ик имеют значения 4,5—8 %.
Приближенно можно считать, что помехи, создаваемые от¬
дельными преобразователями, суммируются. Более точные рас¬
четы выполняются с помощью ЭВМ [3]. Наиболее сильное
влияние оказывают гармоники низких порядков v = 5, 7 и 11.
Для уменьшения искажений напряжения сети применяют
следующие меры:
а)	увеличивают мощность сети;
б)	подключают к сети несколько трехфазных отсасывающих
фильтров, которые представляют собой последовательные резо¬
нансные LС-контуры, подключенные между фазами сети и ней¬
тральной точкой, настроенных на частоты гармоник низкого
порядка (например 5fc, 7fc, П/с), для которых их сопротив¬
ление ничтожно;
в)	используют сложные схемы преобразователей, эквива¬
лентные 12-ти пульсным (см. рис. 40), у которых и р боль¬
ше, чем у простых;
г)	применяют поочередное регулирование.
Иногда потребителей, особенно чувствительных к высшим
гармоникам, подключают к другим трансформаторам подстан¬
ции.
В заключение обратим внимание на то, что отрицательные
свойства преобразователей проявляются тем меньше, чем боль¬
ше их пульсность.

ЛИТЕРАТУРА
1.	Управляемый выпрямитель в системах автоматического управления/
Под ред. А. Д. Поздеева.— М.: Энергоатомиздат, 1984.— 352 с.
2.	Шипилло В. П. Автоматизированный вентильный электропривод.— М.:
Энергия, 1969 —400'с.
3.	Справочник по проектированию автоматизированного электропривода
и систем управления технологическими процессами / Под ред. В. И. Крупо-
вича, Ю. Г. Барыбина, М. Л. Самовера.— 3-е изд., перераб. и доп.— М.:
Энергоиздат, 1982.— 416 с.
4.	Руденко В. С., Сенько В, И., Чиженко И. М. Основы преобразователь¬
ной техники: Учебник для вузов,—2-е изд., перераб. и доп.— М.: Высшая
школа, 1980.— 424 с.
5.	Методы расчета и анализа электромагнитных процессов в мощных
Тиристорных преобразователях:	Учебное пособие / Янко-Тринищшй А. А.,
Серый И. М., Вейнгер А. М. и др.— Свердловск: УПИ им. С. М. Кирова,
1978,—74 с.
6.	Анализ электромагнитных процессов в тиристорной мостовой трех-
фазной выпрямительно-инверторной схеме: Учебное пособие / Вейнгер А. М.,
Громов В. В., Лопато Б. А. и др.— Свердловск: УПИ им. С. М. Кирова,
1981,—64 с.
7.	Тиристорные электроприводы с реверсорами / Солодухо Я. Ю., Бого¬
словский А. П., Плеханов С. Н., Шоруков А. X — М.: Энергия, 1977,— 112 с.
8.	Справочник по щербрааодательаоА .хехрике / Под ред. И. М. Чиженко.
Киев: Техника, 1978,—445 с.

Темплан 1987, поз, 2163
Виталий Иванович Лихошерст
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ЭНЕРГИИ ДЛЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ
С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА
Учебное пособие
Научный редактор доц., канд. техн. наук Р. Т. Шрейнер
Редактор издательства Н. А. Великжанина
Технический редактор Т. В. Попова
Корректор О. С. Смирнова

Министерство высшего и среднего специального образования РСФСР
Уральский ордена Трудового Красного Знамени
политехнический институт им. С. М. Кирова
В. И. Лихошерст
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ЭНЕРГИИ ДЛЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ
С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА
Утверждено редакционно-издательским советом института
в качестве учебного пособия
Свердловск 1987

ОГЛАВЛЕНИЕ
1.	Методика анализа электромагнитных	процессов в системе ТП-Д . ...	3
2.	Классификация преобразователей	.				7
3.	Трехфазный неуправляемый выпрямитель с нулевым выводом .	.	8
4.	Трехфазный преобразователь с нулевым выводом л .....	Ш
4.1.	Режим прерывистого тока г ......	..	.	.	.	И
4.2.	Граничный режим <v■	.		19
4.3.	Режим непрерывного тока		2©
4.4.	Инверторный режим «	24
4.5.	Внешние характеристики системы	ТП-Д *	30
4.6.	Особенности работы трансформатора 		32
5.	Трехфазный мостовой преобразователь .*	35
5.1.	Режим прерывистого тока	.	г			35
5.2.	Граничный режим .	.	.	.*			.	.	.	40
5.3.	Режим непрерывного тока .	*	41
5.4.	Инверторный режим	«	42
6.	Трехфазный несимметричный мостовой преобразователь	.	.	.	.	43
7.	Эквивалентные схемы системы ТП-Д	47
8.	Реверсивные преобразователи Л .		50
8.1.	Уравнительные ЭДС и ток двухкомплектного преобразователя е	52
8.2.	Двухкомплектные преобразователи с совместным управлением.	56
Уравнительные дроссели
8.3.	Двухкомплектные преобразователи с раздельным управлением.	60
Переключающие устройства
8.4.	Характеристики систем ТП-Д с двухкомплектными преобра¬
зователями г		61
8.5.	Сопоставление преобразователей с совместным и раздельным
управлениями	65.
9.	Влияние преобразователей на работу двигателей и на сеть .	. . .	figT'
9.1.	Влияние преобразователей на работу двигателей ....	(М
9.2.	Коэффициент мощности преобразователей	ц»
9.3.	Влияние преобразователей на напряжение сети	(TD
Литература	75