Text
ИЗМЕРЕНИЯ
В ЭЛЕКТРОНИКЕ
СПРАВОЧНИК
ИЗМЕРЕНИЯ В ЭЛЕКТРОНИКЕ
СПРАВОЧНИК
том 1
ИЗМЕРЕНИЯ
В ЭЛЕКТРОНИКЕ
СПРАВОЧНИК
ТОМ I
Редактор-составитель Б. А. ДОБРОХОТОВ
ИЗДАТЕЛЬСТВО «ЭНЕРГИЯ»
МОСКВА 1965 ЛЕНИНГРАД
УДК 621.317(031)
В Справочнике описаны многочисленные методы и
устройства, предложенные для измерения основных ве¬
личин, с которыми имеет дело радиоэлектроника. Спра¬
вочник не заменяет учебных курсов измерений, но мо¬
жет рассматриваться как дополнение к ним, содержащее
несколько широких обзоров техники измерений, углуб¬
ленное изложение некоторых методов и краткие описа¬
ния многих новых разработок.
Справочник выпускается в двух томах. В первый
том включены методы измерения напряжения, тока,
мощности, сопротивления, частоты и некоторых других
параметров.
Книга предназначена главным образом для инже¬
неров и техников, работающих в области конструирова¬
ния, испытания и эксплуатации радиоэлектронной аппа¬
ратуры, как пособие при выборе методов и выполнении
измерений и испытаний.
Измерения в электронике, Справочник, том I, под ред. Б. А. Доброхотова,
М. — Л., издательство „Энергия", 1965.
288 стр. с илл. Сводный темплан 1965 г., № 102.
Редактор В. В. Енютик
Техн. редактор Н. А. Бульдяев
Сдано в набор 17/XII 1964 г.
Подписано к печати 26/II 1965 г*
Уч.-изд. л. 33,6
Заказ 17191
Т-03513
Тираж 17 500 экз.
Бумага 70хЮ87,в
Цена 2 р. 50 к.
Печ. л. 24,66
Московская типография № 10 Главполиграфпрома
Государственного комитета Совета Министров СССР по печати.
Шлюзовая наб., 10.
ОТ ИЗДАТЕЛЬСТВА
Техническая литература по вопросам измерений в области электроники настолько
обширна, что ознакомление с ней во многих случаях становится затруднительным и
требует значительного времени. Поэтому Издательство считает целесообразным на¬
равне с выпуском оригинальных и переводных курсов и монографий по измерениям
предложить инженерно-техническим работникам в этой области Справочник, содер¬
жащий ряд статей обзорного характера, углубленное изложение некоторых спе¬
циальных методов измерений, а также значительное количество иллюстрированных
рефератов наиболее интересных статей из обширной зарубежной и отечественной
периодики последних лет. Подбор материала для Справочника преследует цель озна¬
комить читателя с многообразием методов и устройств, предложенных (хотя и не
обязательно апробированных широким применением или промышленным выпуском
соответствующей аппаратуры) для измерения ряда величин, с которыми имеет дело
электроника.
Справочник не претендует на полноту и систематичность изложения основных,
установившихся понятий, методов и устройств. Его целью в основном является опи¬
сание (иногда детальное, иногда краткое, иногда только упоминание) различных,
в особенности же новых методов и устройств, которые могут оказаться интересными
и полезными для лиц, разрабатывающих и эксплуатирующих радиоэлектронную аппа¬
ратуру.
Большая часть глав Справочника начинается со статьи обзорного характера,
представляющей собой перевод соответствующего раздела одного из лучших извест¬
ных справочников: Уинда |[Л. 57-1], Уинда и Рапапорта (Л. 55-1], Джэзика ![Л. 61-1],
Мегла (Л. 61-2] и др. Вслед за обзорной статьей идут переводы или рефераты ино¬
странных статей и извлечения из отечественных статей (главным образом, 1960—
1963 гг.). Некоторые вопросы, близко примыкающие к измерительной тематике .(на¬
пример, согласование полных сопротивлений), изложенные кратко, но на современном
уровне, вынесены в приложения к главам.
Переводы главы 12, параграфов 5-6, 13-8, 25-3 и статей 5-2-2, 5-2-3, 5-3-1, Ъ-4-7,
21-4-1 выполнены Л. С. Бененсоном. Остальные переводы выполнены Н. К. Горбуновой.
Выражаем благодарность рецензенту кандидату технических наук, доценту
Г. Я. Мирскому, тщательно просмотревшему рукопись и давшему много ценных сове¬
тов по улучшению Справочника.
з
ОГЛАВЛЕНИЕ
ТОМ I
Глава 1. Некоторые общие вопросы 13
Г лава 2. Измерение напряжения и тока. . 16
Г лава 3. Измерение мощности 41
Г лава 4. Измерение сопротивления, индуктивности и емкости 92
Г лава 5. Измерение коэффициента стоячей волны, коэффициента отражения
и полного сопротивления на с. в. ч • 114
Г лава 6. Измерение добротности резонаторов и распределения поля в них . . . 210
Глава 7. Измерение коэффициента распространения 225
Глава 8. Измерение частоты и длины волны 233
ТОМ II
Г Лава 9. Измерение фазы И
Глава 10. Измерение интервалов времени 39
Глава И. Измерение ослабления 45
Глава 12. Измерение параметров антенн 61
Глава 13. Измерение излучения 76
Глава 14. Измерение шума 99
Глава 15. Измерение параметров импульсов 120
Глава 16. Измерение модуляции • 132
Глава 17. Анализ спектра 145
Глава 18. Измерение полосы пропускания и коэффициента усиления 160
Глава 19. Измерение искажений формы волны 172
Глава 20. Измерение стабильности электронных систем 180
Глава 21. Измерение параметров диэлектриков 186
Глава 22. Измерение эффективности экранирования 207
Глава 23. Измерение электрической прочности 210
Глава 24. Измерения на миллиметровых волнах 212
Глава 25. Измерения в полосковых линиях 222
СОДЕРЖАНИЕ ПЕРВОГО ТОМА
Глава 1
НЕКОТОРЫЕ ОБЩИЕ ВОПРОСЫ
1-1 Точность измерений
1-1-1. Эталоны и точность измерений 13
1-1-2. Погрешность абсолютных изме¬
рений на с. в. ч 14
1-1-3. Погрешность измерения к. с. в. 14
1-1-4. Точность абсолютных измерений
на н. ч. . 14
1-1-5. Современное состояние осуще¬
ствления исходных единиц измере¬
ния 15
1-2. Разработки образцовых приборов
1-2-1. Разработка образцовых приборов
для радиотехнических измерений
в метрологических институтах Ко¬
митета стандартов, мер и измери¬
тельных приборов при Совете Ми¬
нистров СССР 15
1-2-2. Разработка образцовых и эталон¬
ных приборов для радиотехниче¬
ских измерений в Национальном
бюро стандартов США 15
1-3. Возможные применения фгр-
ритов в технике измерений 15
1-4. Измерительные схемы с само¬
возбуждением 16
1-5. Транзисторы в измерительной
технике 16
1-6. Основная литература 16
Глава 2
ИЗМЕРЕНИЕ НАПРЯЖЕНИЯ И ТОКА
2-1. Измерение постоянного напряжения
и тока
2-1-1. Цифровые вольтметры, общие
сведения 16
2-1-2. Четырехзначный цифровой вольт-
омметр на лампах 17
2-1-3. Пятизначный цифровой вольт¬
метр на транзисторах 20
2-1-4. Некоторые узлы схемы цифро¬
вого вольтметра на транзисторах . 23
2-1-5. Печатающая приставка к цифро¬
вому вольтметру 25
2-1-6. Достоинства и недостатки циф¬
ровых вольтметров 26
2-1-7. Ламповые вольтметры для из¬
мерения постоянного напряжения . 26
2-1-8. Ламповый микровольтметр . . 27
2-1-9. Измерение малых токов и за¬
рядов 28
2-1 -10. Измерение малых постоянных
токов методом изменения емкости
запорного слоя /?-л-перехода ... 28
2-1-11. Измерение постоянного тока
без разрыва цепи (с помощью маг¬
нитного усилителя) 28
2-1-12. Другие методы и устройства . 28
2-2. Измерение напряжения и тока
н. ч. и в. ч.
2-2-1. Транзисторный вольтметр пере¬
менного тока 29
2-2-2. Транзисторный микроамперметр
переменного тока 29
2-2-3. Ламповые вольтметры для из¬
мерения переменного напряжения , 29
2-2-4. Схемы некоторых ламповых
вольтметров 34
2-2-5. Линеаризация шкалы диодного
вольтметра с помощью схемы ав¬
торегулирования 36
2-2-6. Измерение напряжения в высо¬
коомных цепях 36
2-2-7. Другие методы и устройства . 36
2-3. Измерение напряжения и тока
на с. в. ч.
2-3-1. Диодные вольтметры 36
2-3-2. Амперметре вибрирующим коль¬
цом 37
2-3-3. Электродинамический измери¬
тель тока и проходящей мощно¬
сти 37
2-3-4. Приборы, основанные на тер¬
мических эффектах 37
2-3-5. Измерение поверхностных токов
с. в. ч 37
2-3-6. Эталон напряжения с. в. ч. для
калибровки приемников 38
2-4. Измерение импульсных
напряжений и токов
2-4-1. Автоматический дискриминатор
для измерения амлитуды импульса 38
2-4-2. Простая схема измерения пико¬
вого напряжения наносекундных
импульсов 38
2-4-3. Измерение пикового значения
напряжения импульсов 39
2-4-4. Транзисторный импульсный
вольтметр, работающий по прин¬
ципу автокомпенсациз 39
6
*2-4-5. Компаратор напряжения им¬
пульсов 40
2-4-6. Другие методы и устройства * 41
Глава 3
ИЗМЕРЕНИЕ МОЩНОСТИ
3-1. Некоторые общие вопросы
3-1Л-1. Располагаемая мощность ... 41
3-1-2. Измерение мощности с. в* ч. 42
3-1-3. Измерение истинной мощности
с. в. ч 43
•3-1-4. Погрешности рассогласования
при измерении мощности на
с. в. ч 43
3-2. Калориметрические методы
измерения мощности
3-2-1? Статические калориметры. . 43
3-2-2. Поточные калориметры . . 46
3-2-3. Водяные поточные калоримет¬
ры 10 и 3-см диапазона волн 49
•3-2-4. Быстродействующий калори¬
метрический измеритель мощ¬
ности с автоматической уста¬
новкой термобаланса 49
3-2-5. Калориметрический измери¬
тель мощности с охлаждающим
термоэлементом 50
3-2-6. Широкодиапазонный калори¬
метр большой мощности для
с. в. ч 51
3-2-7. Калориметрический измери¬
тель мощности для частот от
100 до 200 Ггц 51
3-3. Болометрические методы измере¬
ния мощности
3-3-1. Болометрические методы ... 52
3-3-2. Самобалансирующийся терми-
сторный мост гс термокомпен¬
сацией, I 57
3-3-3. Самобалансирующийся терми-
сторный мост с термокомпенса¬
цией, II 57
3-3-4. Самобалансирующиеся боло¬
метрические мосты: постоян¬
ного тока и комбинированный. 58
3-3-5. Измеритель мощности с. в. ч.
с прецизионным потенциомет¬
ром и термокомпенсацией .... 59
3-3-6. Образцовый автоматический
термисторный мост постоянно¬
го тока 59
3-3-7. Метод термокомпенсации тер-
мисторных измерителей мощно¬
сти с. в. ч 61
3-3-8. Мост постоянного тока с пле¬
ночным болометром 62
3-3-9. Прецизионный болометриче¬
ский мост для измерения весь¬
ма малых уровней мощности . . 62
3-3-10. Болометрические и термистор-
ные головки *63
3-3-11. Микрокалориметрический ме¬
тод определения ошибки заме¬
щения и к. п. д. болометриче¬
ской головки 64
3-3-12. Импедансный метод измерения
к. п. д. болометрической головки . 64
3-3-13. Болбметрические головки для
частот до 1 Ггц 65
3-3-14. Образцовая установка для из¬
мерения малой мощности в деци¬
метровом диапазоне волн .... 65
3-3-15. Ферромагнитный полупровод¬
никовый термистор 65
3-3-16. Измерение мощности с по¬
мощью энтракометра 65
3-4. Методы измерения мощности,
основанные на использований
эффекта Холла
3-4-1. Использование эффекта Холла
для измерения мощности . . . . 66
3-4-2* Ваттметры, основанные на эф¬
фекте Холла в сурмянистом индии 67
3-4-3. Измеритель мощности, осно¬
ванный на эффекте Холла в фос¬
форномышьяковистом индии ... 68
3-4-4. Датчик Холла как индикатор
мощности с. в. ч. . 68
3-4-5. Многофазные ваттметры, ос¬
нованные на магнеторезистивном
аффекте проводников 69
3-4-6. Милливаттметр с датчиком
Холла 69
3-4-7. Некоторые экспериментальные
конструкции ваттметров, основан¬
ных на эффекте Холла ‘ 70
3-5. Пондеромоторные методы
измерения мощности
3-5-1. Методы, основанные на ис¬
пользовании механических сил . . 70
3-5-2. Пондеромоторные измерители
мощности ... ... г ... . 70
3-5-3. Качающийся крутильный ватт¬
метр 8-мм диапазона волн .... 73
3-5-4. Пондеромоторный измеритель
мощности 73
3-5-5. Методы калибровки пондеро-
моторных измерителей мощности . 74
3-5-6. Методы маятника для измере¬
ния мощности на миллиметровых
волнах 74
3-6. Термопарные методы измерения
мощности
3-6-1. Ваттметры с термопарами . . 74
3-6-2. Милливаттметр с термостол¬
биком для частот 70—80 Ггц . . 75
3-6-3. Термоэлектрический ваттметр
с. в. ч 76
3-7. Фотометрические методы
измерения мощности 76
3-8. Ламповые ваттметры
3-8-1. Ламповые ваттметры . . 77
3-8-2. Высокочастотный ламповый
ваттметр . . . . * 78
3-9. Измерение мощности на
с. в. ч. методом измерения
тока и напряжения. Примене¬
ний измерительной линии * . . 79
7
8
3-10. Применение направленных
ответвителей для измерения
мощности
3-10-1. Ошибки, связанные с приме¬
нением направленных ответвителей 79
3-10-2. Мостовые схемы как направ¬
ленные ответвители * ...... . 80
3-10-3. Ваттметр с направленным от¬
ветвителем для коаксиальных ли¬
ний 82
3-11. Измерение пиковой мощности
3-11-1. Методы измерения пиковой
мощности импульсов с. в. ч. . . . 82
3-11-2. Метод определения мощности
импульсного генератора 85
3-11-3. Погрешность термисторного
моста ВИМ-1 при измерении им¬
пульсной мощности 85
3-11-4. Измерение энергии импульса
с помощью болометрического мо¬
ста 85
3-11-5. Измерение импульсной мощ¬
ности на с. в. ч. методом вырезки 85
3-11-6. Измерение пиковой мощности
в импульсе в. ч. методом вырезки 86
3-11-7. Измерение пиковой импульс¬
ной мощности с помощью коакси¬
ального диода 87
3-11-8. Диодный монитор (индикатор
мощности) 87
3-11-9. Измерение пиковой мощности
методом замедляющего поля ... 88
3-11-10. Измерение импульсной мощно¬
сти методом упругой волны . . 88
3-11-11. Измерение большой импульс¬
ной мощности с помощью индук¬
тивного и емкостного датчиков . . 88
3-11-12. Измерение большой импульс¬
ной мощности методом двух на¬
правленных ответвителей .... 89
3-12. Другие методы и устройства
3-12-1. Электродинамические ваттмет¬
ры 89
3-12-2. Электростатический ваттметр
с. в. ч 89
3-12-3. Ваттметр с э. л. т 90
3-12-4. Измерители выхода 90
3-12-5. Измерение мощности с. в. ч.
методом наблюдения потока нагре¬
того воздуха 91
3-12-6. Измерение мощности в волно¬
воде с колебаниями нескольких
типов методом вырезок . . . ^ . 91
Глава 4
ИЗМЕРЕНИЕ СОПРОТИВЛЕНИЯ,
ИНДУКТИВНОСТИ И ЕМКОСТИ
4-1. Измерение активного
сопротивления
4-1-1. Прецизионный цифровой омметр 92
4-1-2. Измерение в. ч. сопротивления
катушек 93
4-1-3. Измерение поверхностного пол¬
ного сопротивления на с. в. ч. . . 94
4-1-4. Другие методы и устройства . . 95
4-2. Измерение полного сопротивления
4-2-1. Измерение полного сопротивле¬
ния на переменном токе 95
4-2-2. Трансформаторный мост отно¬
шений 103
4-2-3. Прецизионный трансформаторный
мост отношений 103
4-2-4. Измеритель полного сопротивле¬
ния с дифференциальным трансфор¬
матором 103
4-2-5. Другие методы и устройства . . 104
4-3. Измерение индуктивности
4-3-1. Методы измерения индуктивно¬
сти 104
4-3-2. Измерение параметров миниа¬
тюрных катушек с ферромагнит¬
ным сердечником 107
4-3-3. Другие методы и устройства . . 107
4-4. Измерение емкости
4-4-1. Методы измерения емкости . . 107
4-4-2. Автоматическое измерение емко¬
сти конденсаторов 111
4-4-3. Автоматический мост Шеринга 111
4-4-4. Измерение малых емкостей ме¬
тодом модуляции частоты .... 112
4-4-5. Приставка к куметру для авто¬
матического измерения быстро из¬
меняющейся добротности и емко¬
сти 112
4-4-6. Автоматическое измерение ем¬
кости и угла потерь конденсато¬
ров при изменении температуры. 114
4-4-7. Другие методы и устройства . . 114
Глава 5
ИЗМЕРЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТА
СТОЯЧЕЙ ВОЛНЫ, КОЭФФИЦИЕНТА
ОТРАЖЕНИЯ И ПОЛНОГО
СОПРОТИВЛЕНИЯ В ЦЕПЯХ
С РАСПРЕДЕЛЕННЫМИ
ПАРАМЕТРАМИ
5-1. Методы зондирования
распределения поля
5-1-1. Обзор методов зондирования . 114
5-1-2. Измерение и осциллоскопиче-
ская индикация малых к. о. (ме¬
тодом трех болометров) 117
5-1-3. Измерение и осциллоскопичес-
кая индикация к. о. методом че¬
тырех индуктивных зондов в од¬
ном поперечном сечении 120
5-1-4. Измерение к. о. кристалличе¬
ских детекторов 3-см диапазона
волн с осциллоскопической инди¬
кацией на круговой диаграмме . . 120
5-1-5. Измерение малых к. о. с по¬
мощью несогласованной скользя¬
щей нагрузки 120
5-1-6. Измерение к. с. в. с осцилло¬
скопической индикацией (с исполь¬
зованием ферритового фазовраща¬
теля) * 121
9
5-1-7. Измерение к. с. в. при малой
входной мощности с помощью
фазовращателя 121
5-1-8. Измерение к. с. &. с помощью
фазовращателя (с осциллоскопиче-
ской индикацией в виде четверно¬
го эллипса) 122
5-1-9. Измерение к. с. в. соедините¬
лей коаксиальных линий и кабе¬
лей 122
5-1-10. Измерительная линия с двой¬
ным тройником 124
5-1-11. Бесщелевая коаксиальная из¬
мерительная линия для измерения
параметров структур с большим
затуханием 124
5-1-12. Измерительная линия для диа¬
пазона частот 10—40 Мгц с авто¬
матическим переключением зондов 124
5-1-13. Измерительная линия с замед¬
ленной волной 125
5-1-14. Двухпроводная измерительная
линия для метровых волн ..... 125
5-1-15. Измерительная линия для ди¬
электрических линий передачи по¬
верхностной волны 126
5-1-16. Некоторые вычисления с по¬
мощью круговых диаграмм .... 127
5-1-17. Трехточечный круговой вычи¬
слитель 128
5-1-18. Другие методы и устройства . 128
5-2. Методы сдвига минимума
5-2-1. Измерение параметров четырех¬
полюсников по методу сдвига ми¬
нимума 129
5-2-2. Измерение к. о. структур
с. в. ч. методами сдвига миниму¬
ма напряжения (методы Вейсфло-
ха, Фельзена—Олинера и Дешана) 132
5-2-3. Измерение параметров неодно¬
родностей линий передачи с. в. ч.
(с использованием матриц рассея¬
ния и гиперболического транспор¬
тира) 154
5-2-4. Метод трансформации импедан¬
са и метод графиков потока сиг¬
нала 162
5-2-5. Метод сдвига минимума и эк¬
вивалентные представления четы¬
рехполюсников 162
5-2-6. Автоматическая прокладка
„кривой Вейсфлоха" (с помощью
двойного тройника) 163
5-2-7. Измерение к. о. на волне 4 мм
методом сдвига минимума (с ис¬
пользованием механического или
ферритового фазового модулятора) 163
5-3. Методы сравнения и мостовые
схемы
5-3-1. Компаратор проводимостей по
Тэрстону, мост по Бирну и трой-
никовый индикатор к. с. в. ... 165
5-3-2. Измерительные разветвители (с
одной поворотной индуктивной
петлей) 167
5-3-3. Интерференционный мост для
измерения произвольных линейных
двухвходников на с. в. ч 168
5-3-4. Панорамная индикация к. о. на
частоте 35 Ггц (с использованием
моста из двойных тройников и на¬
правленных ответвителей) .... 169
5-3-5. Измерение добротности, к. о.
и электронного магнитного резо¬
нанса с панорамной осциллоско-
пической индикацией (с использо¬
ванием мостовой схемы баланс¬
ных модуляторов) 170
5-3-6. Измерение входной полной про¬
водимости антенн в диапазоне
40—100 Мгц с осциллоскопичес-
кой индикацией на круговой диа¬
грамме с применением гибридного
трансформатора 173
5-3-7. Измерение отношения комп¬
лексных напряжений и полных со¬
противлений в полосе частот от
5 до 200 Мгц с панорамной ос¬
циллоскопической индикацией . . 173
5-3-8. Измеритель модуля к. о. на
метровых волнах с панорамной
осциллоскопической индикацией
(с применением двойного трой¬
ника) 175
5-3-9. Измерение к. с. в. с помощью
волноводного тройника и набора
эталонных скользящих нагрузок . 176
5-3-10. Метод раздельного определе¬
ния к. о. двух последовательно
расположенных неоднородностей в
линии передачи с. в. 177
5-3-11. Измеритель к. о. для 2-мм
волн, основанный на принципе дей¬
ствия двойного тройника и рота¬
ционного аттенюатора 177
5-4. Методы рефлектометра
5-4-1. Прецизионное измерение моду¬
ля к. о. и к. п. д. волноводных
соединителей методом рефлекто¬
метра (с использованием одного
направленного ответвителя и двух
согласователей) 177
5-4-2. Измерение к. о. волноводных
структур прецизионным методом
рефлектометра 179
5-4-3. Точное измерение к. о. в ко¬
аксиальных системах методом
рефлектометра (с использованием
одного направленного ответвителя
и двух согласователей) 180
5-4-4. Точное измерение полного со¬
противления на с. в. ч 180
5-4-5. Измерение к. о. в 3-см диапа¬
зоне волн с панорамной осцилло¬
скопической индикацией (с исполь¬
зованием однополосного модуля¬
тора и балансного смесителя) . . 180
5-4-6. Измерение к. о. на с. в. ч. с
панорамной осциллоскопической
индикацией (с помощью фазового
направленного ответвителя) ... 181
5-4-7. Измерение к. о. на с. в. ч. с
панорамной осциллоскопической
индикацией (с применением моду¬
ляции отраженного сигнала прямо¬
угольной волной) 183
"5-4-8. Измерение к. о. на метровых
и дециметровых волнах с индика¬
цией световым лучом на поворот¬
ной круговой диаграмме 184
5-4-9. Механическая регистрация к. о.
на круговой диаграмме в Ъ-см диа¬
пазоне волн 185
5-4-10. Импедометр Парцена для час¬
тот от 50 до 500 Мгц 186
5-4-11. Графический метод определе¬
ния полного сопротивления по дан¬
ным измерения к. о. рефлектомет¬
ром 186
5-4-12. Измерение к. о. с осциллоско-
пической индикацией (с примене¬
нием четырех направленных от¬
ветвителей и двух двойных трой¬
ников) 186
5-4-13. Измерение модуля и фазы ма¬
лых к. о. методом, исключающим
собственные погрешности измери¬
тельной аппаратуры 186
5-4-14. Иные способы измерения мо¬
дуля и фазы к. о. на с. в. ч. с
панорамной осциллоскопической
индикацией или с записью пером
на круговой диаграмме 187
5-4-15. Измерение модуля к. о. в диа¬
пазоне 7,5—11 Ггц с панорамной
осциллоскопической индикацией (с
использованием л. о. в.) 187
5-4-16. Панорамное измерение модуля
к. о. с помощью „осциллоскопи-
ческого индикатора отношения" . 188
5-4-17. Измерение к. с. в. с панорам¬
ной осциллоскопической индика¬
цией в прямоугольных координа¬
тах (с использованием двух на¬
правленных ответвителей и изме¬
рителя отношений) 189
'5-4-18. Транзисторный измеритель
к. с. в. в диапазоне 150—175 Мгц
(с использованием двойной мосто¬
вой схемы из активных сопротив¬
лений и диодов в роля направлен¬
ного ответвителя) . • 190
5-4-19. Измерение к. б. в. с помощью
рефлектометра (по наклону диа¬
метральной линии на экране ос¬
циллоскопа) 191
5-4-20. Измерение к. с. в. в трактах
с. в. ч. при импульсной работе (с
использованием схемы частичной
растяжки импульсов) . . . .192
5-4-21. Измерение к. с. в. на миллимет¬
ровых волнах с помощью направ¬
ленного ответвителя и фазовраща¬
теля 192
5-4-22. Теория работы и конструктив¬
ные выполнения направленных от¬
ветвителей и рефлектометров . . 192
5-5. Поляризационные методы
5-5-1. Ротационный измеритель к. с. в. 192
5-5-2. Измерение к. с. в. в 3-см диа¬
пазоне волн с прямым отсчетом
(с использованием эллиптически
поляризованной волны и феррито-
вого циркулятора) 193
5-6. Приложение. Согласование
сопротивлений и обеспечение
широкополосности 194
Глава 6
ИЗМЕРЕНИЕ ДОБРОТНОСТИ
РЕЗОНАТОРОВ И РАСПРЕДЕЛЕНИЯ
ПОЛЯ В НИХ
6-1. Обзор методов измерения
добротности 210
6-2. Методы, основанные на
определении входного к. с. в. и к. о.
6-2-1. Измерение добротности резона¬
тора методом определения вход¬
ного к. с. в. ... ... . 213
6-2-.2. Измерение добротности двух¬
полюсника по величине к. о. в
точках равенства активной и реак¬
тивной составляющих полного со¬
противления 215
6-2-3. Динамический метод измерения
добротности резонаторов с приме¬
нением синхронного детектора . . 216
6-2-4. Измерение добротности резона¬
торов с помощью дискриминато¬
ра с. в. ч 217
6-2-5. Метод измерения входного пол¬
ного сопротивления и графическо¬
го построения на круговой диаг¬
рамме к. о 218
6-2-6. Измерение добротности резона¬
торов магнетронов 3-см диапазона
волн 219
6-3. Модуляционные методы 220
6-3-1. Измерения добротности резона¬
торов с. в. ч. по сдвигу фазы ча¬
стоты модуляции 220
6-3-2. Измерение ширины полосы ре¬
зонатора с помощью фазовращате¬
ля 221
6-3-3. Измерение добротности резона¬
торов и эхо-боксов \Q-cm диапазона
волн модуляционным методом . . 221
6-4. Методы, основанные на
определении точек половинной
мощности
6-4-1. Точное измерение добротности
резонаторов Ъ-см диапазона волн
с использованием схемы пониже¬
ния частоты 222
6-4-2. Измерение добротности порядка
миллиона на миллиметровых вол¬
нах 222
6-4-3. Два динамических метода изме¬
рения добротности 222
6-4-4. Измерение относительной вели¬
чины поверхностных потерь в ре¬
зонаторе на частоте 35 Ггц . . . 224
6-5. Определение распределения
поля в резонаторах
6-5-1. Измерение высокочастотных по¬
лей в резонаторах 224
10
11
6-5-2. Определение распределения на¬
пряженности электрического и ма¬
гнитного полей в резонаторе с. в. ч.
методом возмущения 224
6-5-3. Исследование поля в резонато¬
ре с помощью зонда с вводами
высокого сопротивления 224
6-6. Другие методы и устройства 224
Глава 7
ИЗМЕРЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТА
РАСПРОСТРАНЕНИЯ
7-1. Обзор методов измерения
коэффициента распростране¬
ния 225
7-2. Измерение коэффициента
затуханйя волны HQl в круглых
волноводах
7-2-1. Метод наблюдения отраженных
челночных импульсов 230
7-2-2. Метод наблюдения ревербера¬
ции импульсов (проходная схема) 231
7-2-3. Измерение коэффициента зату¬
хания путем определения доброт¬
ности 231
7-3. Измерение коэффициента за¬
тухания кабеля на частотах
от 10 Kzttf до 1,5 Мгц с чувстви-
тельнэстью 0,001 дб при зату¬
ханиях до 80 дб 232
7-4. Другие методы и устройства 233
Глава 8
ИЗМЕРЕНИЕ ЧАСТОТЫ И ДЛИНЫ
ВОЛНЫ
8-1. Атомные и молекулярные эта¬
лоны частоты
8-1-1. Эталоны частоты и времени 233
8-1-2. Единица интервала времени и
частоты . . , . 234
8-1-3. Преобразователи шкалы вре¬
мени 235
8-1-4. Обзор разработок атомных и
молекулярных эталонов частоты 235
8-1-5. Аммиачные эталоны частоты 238
8-1-6. Цезиевый эталон частоты. - . 239
8-1-7. Сравнение цезиевых эталонов
частоты 240
.8-1-8. Рубидиевый эталон частоты . 240
8-1-9. Малогабаритный рубидиевый
эталон частоты 241
8-1-10. Измерение сверхвысоких частот
методом наблюдения одновремен¬
ного ядерного и электронного ре¬
зонанса 241
8-1-11. Другие методы и устройства 242
8-2. Кварцевые эталоны частоты
и синтезаторы
£-2-1. Измерение сверхвысоких ча¬
стот сравнением с эталонами; син¬
тезаторы 242
8-2-2. Эталон частоты, основанный
на управлении частотой прерыви¬
стого генер&тЬра с. в. ч. колеба¬
ниями кварцевого генератора . . 245
8-2-3. Эталон частоты для диапазо¬
на 7 — 20 Ггц с применением син¬
тезатора . . 246
8-2-4. Эталон частоты для диапазона
50 — 60 Ггц с диодным генерато¬
ром импульсов с. в. ч. и с диод¬
ным генератором гармоник .... 246
8-2-5. Миниатюрные транзисторные
кварцевые генераторы образцовой
частоты 5 Мгц 247
8-2-6. Синтез образцовых частот с ис¬
пользованием промежуточных ге¬
нераторов 247
8-2-J. Другие методы и устройства 249
8-3. Калибровка измерителей ча¬
стоты по радиосигналам
8-3-1. Измерение частоты по образцо¬
вым частотам, передаваемым ра- 249
диостанциями
8-3-2. Калибровка эталонов частоты
по сигналам сверхдлинноволновых
передающих станций 250
8-3-3. Использование передач на
сверхдлинных волнах для калиб¬
ровки вторичных эталонов частоты 251
8-3-4. Приемник для измерения ча¬
стоты с цифровой индикацией . . 251
8-3-5. Другие методы и устройства 251
8-4. Счетные методы измерения
частоты
8-4-1. Счетные измерители частоты 251
8-4-2. Семизначный счетный измери¬
тель частоты на транзисторах . . 255
8-4-3. Счетный измеритель частоты
на транзисторах с повышенной по¬
мехоустойчивостью 257
8-4-4. Счетный измеритель частоты с
непрерывной цифровой индикаци¬
ей 258
8-4-5. Некоторые узлы счетных из¬
мерителей частоты 258
8-4-6. Другие методы и устройства 259
8-5. Измерение мгновенного зна¬
чения частоты
8-5-1. Измерение мгновенного значе¬
ния частоты интерферометром
с. в. ч 260
8-5-2. Измерение мгновенного значе¬
ния качающейся частоты методом
интерферометра 260
8-5-3. Измерение мгновенной частоты
частотно-модулированных колеба¬
ний 261
8-5-4. Измерение мгновенного значе¬
ния частоты в ускорителях ядер-
ных частиц 261
8-5-5. Измерение ухода частоты при
установлении колебаний в импуль¬
се . . . 261
8-6. Измерение допплеровского
смещения частоты
8-6-1. Измерение мгновенной частоты по
биениям 261
8-6-2. Измерение допплеровского
сдвига частоты при приеме сигна¬
лов спутников 262
8-7. Резонансные методы измере¬
ния частоты
8-7-1. Обзор резонансных методов . . 263
8-7-2. Волномер для диапазона волн
5—50 см с панорамной осциллоско-
пической индикацией 267
8-7-3. Использование проволочной
спирали в качестве резонатора
волномера, возбуждаемого волной
Н 267
8-7-4. Конфокальный волномер для
диапазона 50 — 75 Ггц 267
8-7-5. Волномер с высокой доброт¬
ностью для диапазона 33 — 36 Ггц 268
8-7-6. Волномер с диэлектрическим
патрубком для волны около 1,7 мм 268
8-7-7. Другие методы и устройства . . 268
8-8. Осциллоскопические методы
измерения частоты
8-8-1. Обзор осциллоскопических ме¬
тодов 268
8-8-2. Комбинированный метод срав¬
нения частот 272
8-9. Гетеродинные и интерполя¬
ционные методы измерения ча¬
стоты 273
8-10. Измерители частоты с маг¬
нитной настройкой
8-10-1. Широкодиапазонный частото¬
мер, основанный на парамагнит¬
ном резонансе в гидразиле .... 276
8-10-2. Измеритель частоты, основан¬
ный на ферромагнитном резонан¬
се в гранате 276
Литература к 1-му тому 277
Предметный указатель 283
ГЛАВА 1
НЕКОТОРЫЕ ОБЩИЕ ВОПРОСЫ
1-1. ТОЧНОСТЬ ИЗМЕРЕНИЙ
1-1-1. Эталоны и точность измерений
а) Частота. Из всех основных пара¬
метров, применяемых в науке и технике, ча¬
стота может быть намерена с наибольшей
точностью. Первоначально международным
соглашением частота была 'определена как
величина, обратная времени, измерение ко¬
торого © свою очередь было основано на
астрономических наблюдениях. Но теперь
существуют молекулярные генераторы, яв-
ляющиеюя лучшими эталонами времени, чем
астрономические. Поэтому вместо действу¬
ющего с 1956 г. определения основной еди¬
ницы времени на основе длительности тро¬
пического 1900 г. в 1966 г. на Конференции
мер и весов будет, <по-видимому, 'принято
новое определение 'секунды, основанное на
некотором выбранном атомном переходе.
Это новое определение формально признает
уже существующее положение, что атомные
часы используются для получения единицы
времени в тех случаях, когда необходима
весьма высокая точность.
В настоящее время выпускаются рабо¬
чие эталоны частоты, основанные на пуч¬
ках цезия и парах рубидия, а также с при¬
менением кварцевых генераторов. Исполь¬
зуя передачу эталонных частот на сверх-
длинных волнах и сигналов времени систе¬
мы Лоран С, можно поверять лаборатор¬
ные эталонные генераторы с точностью не¬
скольких единиц, умноженных на Ю-11.
Уже давно известны и используются
способы деления точно известной частоты
кварцевого генератора на 10 в различной
степени или последовательно в различное
целое число раз. В настоящее время усилен¬
но разрабатываются способы синтезирова¬
ния любой частоты, исходя из одной эта¬
лонной частоты. Эти способы могут ока¬
зать такое же влияние на методы генера¬
ции частоты, какое электронные счетчики
оказали на измерение частоты.
б) Емкость. Пропресс в области изме¬
рений емкости и создания соответствующих
эталонов сравним с успехами в области
измерения частоты. Он основан на откры¬
тии новой теоремы электростатики, а также
на признании и применении преим(уществ
мостовых схем с использованием индуктив¬
но связанных плеч отношения («трансфор¬
маторные мосты»).
Определение абсолютной единицы емко¬
сти с точностью «на порядок выше достигав¬
шейся ранее основано на применении (по
предложению Томсона и Лэмпарда)
точно рассчитываемого конденсатора, ем¬
кость которого зависит только от одного
размера—длины {Л. 56-1]х. Емкость на
единицу длины конденсатора, составленного
из четырех цилиндров (рис. 1-1-1), между
Л и Л' при заземленных В и В' не зависит
от формы, если выполнены некоторые про¬
стые условия симметрии. Величина емкости
в 1 пф теперь известна, по-видемому, с точ¬
ностью в несколько единиц, умноженных на
Ю-6. Емкость этих эталонов не превышает
1 пфу но переход на величины порядка ми¬
крофарад при применении новых трансфор¬
маторных мостов осуществляется с весьма
малой потерей точности. Эти мосты обес¬
печивают сравнение емкостей с точностью
лучшей 1 • 10_6 и прямоотсчетное измерение
емкостей с точностью 0,01%. Применяемые
в мостах конденсаторы фиксированной ем¬
кости, заполненные азотом и герметизиро¬
ванные, имеют долговременную стабиль¬
ность порядка 10-10-6.
Рис. 1-1-1. Эта¬
лонный четы¬
рехцилиндро¬
вый конденса¬
тор, емкость ко¬
торого зави¬
сит только от
одного разме¬
ра — длины.
1 Первая цифра обозначает год издания.
13
Рис. 1-1-2. Общий характер снижения
точности измерений большинства элек¬
трических параметров с частотой.
Несколько лет назад лабораторные эта¬
лоны емкости считались хорошими при точ¬
ности в несколько сотых долей процента;
в настоящее вр^мя можно иметь точность
порядка 50 • 10“6.
в) Сопротивление. Новые, точно рассчи¬
тываемые, конденсаторы послужили основой
для более точного определения сопротивле¬
ния на базе единиц длины и времени. Пол¬
ное сопротивление конденсатора, выражен¬
ное через единицы длины, вычисляется для
данной частоты и сравнивается с сопротив¬
лением.
Величины, полученные этим путем,
хорошо совпадают с 'Прежними данными,
основанными на измерении индуктивности
и времени; ом известен таперь с точностью,
лучшей чем 5 • 10~6.
г) Индуктивность. Интерес и необхо¬
димость в создании лучших эталонов ин¬
дуктивности в последние годы, по-видимо¬
му, не очень велики. Существующие эталоны
индуктивности «имеют долговременную ста¬
бильность порядка 0,01%, а имеющиеся мо¬
сты вполне соответствуют целям поверок
и эксплуатации. Дальнейшие исследования
могут касаться отыскания такой конфигура¬
ции индуктивности, которая обеспечила бы
простой и точный расчет ее в зависимости
от единственного размера, как это имеет
место для конденсатора Томсона — Лзмпар-
да. Боли бы такая задача была решена, то
оказалось бы возможным определить ско¬
рость света с большой точностью из отно¬
шения электростатических единиц к элек¬
тромагнитным.
Трансформаторы с декадным отношени¬
ем используются для сравнения (или изме¬
рения) индуктивностей, но пока неясно, мо¬
жет ли этот метод заменить обычные мо¬
стовые методы измерения.
д) Трансформаторы с декадным отно¬
шением применяются для деления напряже¬
ния звуковой частоты с очень большой точ¬
ностью. Получение одной миллионной доли
входного напряжения не вызывает затруд¬
нений и, по-видимому достижимо получе¬
ние одной стомиллионной доли, при нали¬
чии совершенной техники.
е) Напряжение и ток. Насыщенный эле¬
мент остается лучшей единицей электродви¬
жущей силы. Хорошо изученные и усовер¬
шенствованные в течение многих лет при¬
менения такие элементы обеспечивают
опорное напряжение, известное с точностью
порядка 10 • 10“6.
Стабилизированные источники питания
разработаны настолько, что их можно рас¬
сматривать в качестве эталонных источни¬
ков тока с точ1ностью в несколько сотых
долей процента. Это представляет интерес
потому, что ток, будучи преходящим явле¬
нием, не рассматривался до сих пор как
единица переносная.
ж) Параметры, измеряемые на с. в. ч.
На с. в. ч. большой интерес представляет
измерение волнового сопротивления, ослаб¬
ления, к. о. и фазового сдвига. На рис. 1-1-2'
показан общий характер снижения точности
измерений большинства электрических па¬
раметров с частотой.
з) Мощность на с. в. ч. В диапазоне
частот от нескольких тысяч мегагерц до
,30 000 Мгц уровни мощностей от 100 мквт
до 100 вт измеряются с точностью не хуже
1%. На больших и меньших уровнях мощ¬
ности точность резко падает. На частотах,
на которых используются коаксиальные си¬
стемы (примерно от 1 Мгц до 10 Ггц) точ¬
ность в 1% достижима при уровнях мощ¬
ности от 1 мквт до 1 кет. В последнем на¬
званном диапазоне частот затухания от 0;
до 60 дб измеряются с точностью не ху¬
же 1%.
и) Напряжение на с. в. ч. Точность из¬
мерения напряжения в пределах от десятых
долей вольта до нескольких сотен вольт
приближается к 0,1% 1На частотах, равных
десяткам мегагерц; она падает до 1 % и
ниже на сотнях мегагерц и не лучше 10%
на тысячах мегагерц. Пер. i[JI. 63-5]. См.
также [Л. 60-35].
1-1-2. Погрешность абсолютных измере¬
ний на с. в. ч. В настоящее время погреш¬
ность измерения полного сопротивления и
к. о. обычно лежит в пределах ±0,1%.
Мощность может быть измерена с погреш¬
ностью ±1%. Ослабление определяется
с погрешностью, не превышающей ±0,01 дб
(при ослаблениях до 3 дб). Коэффициент
шума определяется с погрешностью ±0,1 дб.
Реф. ;[Л. 62-1].
1-1-3. Погрешность измерения к. с. в.
Для современной аппаратуры, выпускаемой
в больших количествах (для так называе¬
мых «рабочих приборов»), характерна по¬
грешность измерения к. с. в., примерно рав¬
ного двум, около ± (3—5) % у волновод¬
ных приборов^ и около ±(4—7,)% у при¬
боров, выполненных на коаксиальных или
плоских линиях.
Для приборов повышенной точности
(прецизионных приборов) характерна по¬
грешность около ±(1—2) % ,у волноводных
приборов и около ± (2—3)% У приборов,
выполненных на коаксиальных линия^.
Извл. из 1[Л. 63-117].
1-1-4. Точность абсолютных измерений
на н. ч. По данным Национальной физи¬
ческой лаборатории (Англия) абсолютные
значения индуктивности и емкости могут
быть определены в лучшем случае с точ¬
ностью до 10—20 • 10_6. Точность калибров¬
ки отдельных приборов обычно лежит меж¬
ду 30-10-6 и ЮО- 1 о-6.
14
Напряжение и ток на частотах до
50 кгц могут быть измерены с погрешностью
порядка 1 • 10-4. Мощность на тех же ча¬
стотах измеряется с погрешностью, не пре¬
вышающей 5*10-4. Реф. [Л. 61-33].
1-1-5. Современное состояние осуществ¬
ления исходных единиц измерения. Обзор
работ, выполненных в Национальном бюро
стандартов (США) .по созданию эталонов
ампера, вольта, о<ма, по применению рас¬
четного конденсатора Томсона — Лзмпарда,
по определению гиромагнитного отношения
протона и др. приведен в [Л. 63-110].
1-2. РАЗРАБОТКИ ОБРАЗЦОВЫХ
ПРИБОРОВ
1-2-1. Разработка образцовых приборов
для радиотехнических измерений в метроло¬
гических институтах Комитета стандартов,
мер и измерительных приборов при Совете
Министров СССР. Разработанный типовой
комплект приборов включает образцовую
аппаратуру, необходимую для измерений
с высокой точностью напряжений, токов,
мощностей, затуханий, коэффициентов от¬
ражения, шумовых и импульсных характе¬
ристик во всем практически используемом
диапазоне высоких , и сверхвысоких частот
и для поверки соответствующей радиоиз-
мерительной аппаратуры.
Организованы круглосуточные передачи
эталонных частот и сигналов точного вре¬
мени с двух московских радиостанций.
Эти передачи базируются на эталонных
кварцевых и молекулярных генераторах,
имеющих суточную нестабильность, не пре¬
вышающую 1 • 10“9 Извл. из |[Л. 61-126].
Некоторые новые отечественные радио.-
измерительные приборы высокой точности
описаны в [Л. 62-124].
1-2-2. Разработка образцовых и эталон¬
ных приборов для радиотехнических изме¬
рений в Национальном бюро стандартов
США. Среди других описаны следующие
приборы и установки: образцовые нагрузки,
прецизионные короткозамыкающие секции,
полукруглые неоднородности (значения
к. о. которых точно рассчитываются), по¬
движная волноводная согласованная на¬
грузка (к. с. в. = 1,0002), аттенюатор, ка¬
либрованный с погрешностью, меньшей чем
0,0001 дб, на частоте 10 Ггц, атомные эта¬
лоны частоты (цезиевый эталон обеспечи¬
вает точность 7*10~п), измеритель раз¬
ностного ослабления величиной, меньшей
чем 0,001 дб (на частоте 30 Мгц), откали¬
брованный с погрешностью меньшей 0,01 дб,
измерители напряжения от 0,2 до 100 в на
частотах от 30 кгц до 400 Мгц с погреш¬
ностью калибровки 3%.
Калибровка волноводных измерителей
мощности производится в диапазоне 8,2—
12,4 Ггц с погрешностью до 1%; ожидаемая
погрешность установки для измерения
к. с. в. в том же диапазоне равна 0,5—
0,1%. Тензорная магнитная проницаемость
и диэлектрические свойства ферритов опре¬
деляются на частотах до 9,2 Ггц. Диэлек¬
трическая проницаемость и угол потерь из¬
меряются в диапазоне частот 0,1—1010 гц'
при температурах от —100 до +500° С
[Л. 60-116].
1-3. ВОЗМОЖНЫЕ ПРИМЕНЕНИЯ
ФЕРРИТОВ В ТЕХНИКЕ ИЗМЕРЕНИИ!
Ферритовые преобразователи применя¬
ются для измерений на с. в. ч., магнитных,
электрических и неэлектрических величин и.
для телеизмерений.
В настоящее время разработаны и ис¬
следованы как параметрические, так и ге¬
нераторные ферритовые преобразователи.
Основные из них: шаровидный феррит, ша¬
ровидный ферритовый и четырехполюсный
ферритовый термисторы, термоэлемент
с контактным шаровидным подогревателем.
Первые три преобразователя относятся:
к параметрическим, а последний — к гене¬
раторным.
Ферритовые преобразователи дают воз¬
можность разработать ряд измерительных,
средств, отличающихся улучшенными ха¬
рактеристиками по сравнению с существую¬
щими и позволяющих измерять величины,,
которые ранее не измерялись.
На основе инерционных ферритовых
преобразователей (термисторов и термо¬
элементов) могут быть разработаны изме¬
рители мощности, волномеры (встроенные
или самостоятельные), магнитометры, спек¬
троанализаторы.
Приборы для измерения частоты с фер*-
ритовыми преобразователями могут при¬
меняться в диапазоне от 1 до 100 Г гц, при¬
чем максимальная разрешающая способ¬
ность по частоте (при 2АН = 16 а/м) состав¬
ляет 0,56 Мгц, а погрешность измерения ча¬
стоты составляет 0,028—0,00028%, т. е. она*
почти на полтора порядка ниже, чем у су¬
ществующих волномеров с резонаторами.
Имеется возможность разработки феррито¬
вых материалов с более узкими резонанс¬
ными линиями. Поэтому можно полагать,,
что точность измерения частоты феррито-
выми волномерами может быть значитель¬
но повышена.
Максимальная разрешающая способ¬
ность ферритового спектроанализатора
(в настоящее время) может быть пример¬
но 500 кгцу что в несколько раз хуже, чем
у существующих электронных спектроана¬
лизаторов. Однако ферритовые спектроана¬
лизаторы могут с успехом применяться для'
контроля коротких импульсов (т<1 мксек)
во всем указанном выше диапазоне волн.
Наконец, ферритовые инерционные пре¬
образователи в силу своей избирательности
и применения метода замещения позволяют
осуществить устройства для абсолютного’
измерения мощности с. в. ч., распределен¬
ной по опект.ру частот. Для этих измерений
в настоящее время нет ни методов, ни
устройств.
Машитотвердые ферриты с ориентиро¬
ванной магнитной структурой не требуют
подмагничивающего внешнего поля. Это об¬
стоятельство открывает широкие перспекти¬
вы применения ферритовых преобразовате¬
лей в миллиметровом и субмиллиметровом
диапазоне волн. Извл. из |Л. 63-109].
15-
1-4. ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ СХЕМЫ
С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ
К испытуемой цепи (ib частном случае
это может быть усилитель) подбирают до¬
полнительную цепь обратной связи для
возбуждения автоколебаний заданной ча¬
стоты и амплитуды без внешнего генера¬
тора. Непосредственной причиной возникно-
вения автоколебаний могут быть постоянно
действующие шумы отдельных элементов
схемы.
Измерение коэффициента усиления
усилителя 1в таких схемах можно произво¬
дить двумя способами, из которых первый
состоит в (непосредственном измерении
входного и выходного сигналов, а второй
основан на вычислении величины коэффи¬
циента усиления с помощью соответствую¬
щих выражений по известному или изме¬
ренному заранее ослаблению дополнитель¬
ной цепи обратной связи [JI. 62-145].
1-5. ТРАНЗИСТОРЫ
В ИЗМЕРИТЕЛЬНОЙ ТЕХНИКЕ
Достоинства и недостатки транзисто¬
ров сравнительно с лампами с точки зрения
применения в измерительных приборах рас¬
сматриваются в [Л. 60-70, 64-102].
1-6. ОСНОВНАЯ ЛИТЕРАТУРА
Систематическое изложение теории из¬
мерений в электронике и описание измери¬
тельных устройств имеются, например,
в [Л. 63-104, 63-102, 63-101, 63-103, 62-101,
62-102, 62-108, 61-103, 60-102, 60-103, 58-102,
58-103, 55-102, 55-101].
Основные данные, описания и схемы
отечественных радиоизмерителыных прибо¬
ров имеются, например, в [Л. 59-101, 62-153,
63-103, 63-104, 60-136].
Международная система единиц «СИ»,
введенная ГОСТ 9867-61, изложена, напри¬
мер, в [Л. 62-154].
Примечание. О термине «эталон». В пе¬
реводных материалах Справочника оставлен
термин «эталон» в значении, принятом
в иностранной технической литературе,
а именно не только в значении прибора,
обладающего наивысшей (метрологической)
точностью, но и в значении образцового
прибора в данном методе или измеритель¬
ном устройстве.
ГЛАВА 2
ИЗМЕРЕНИЕ НАПРЯЖЕНИЯ И ТОКА
2-1. ИЗМЕРЕНИЕ ПОСТОЯННОГО
НАПРЯЖЕНИЯ И ТОКА
2-1-1. Цифровые вольтметры, общие све¬
дения. Цифровые методы широко применя¬
ются при измерении частоты, интервалов
времени, напряжения, тока и сопротивле¬
ния. При измерении частот от 0,1 гц до
15 Ггц и выше этими методами точность
измерения достигает 1 • 10-7. Основой ци¬
фровых измерительных устройств является
электронный счетчик, считающий колебания
эталонного генератора в течение заданно¬
го промежутка времени и выдающий ре¬
зультат на цифровой индикатор.
Цифровым вольтметром обычно можно
измерять постоянное и переменное напря¬
жения и ток, а также сопротивление до
10 Мом. При этом переменное напряжение
или переменный ток выпрямляется, после
чего отсчитывается их среднее значение. Из¬
мерение тока осуществляется путем изме¬
рения падения напряжения на образцовом
сопротивлении.
Основной трудностью измерения тока
и напряжения цифровым методом по срав¬
нению с измерением частоты и интервалов
времени является отсутствие столь же точ¬
ных эталонов напряжения, какие существу¬
ют для частоты. При применении высоко¬
качественных нормальных элементов воз¬
можная точность измерения не превышает
10-4. При использовании же обычных
электронных стабилизирующих устройств
такая точность достигается с трудом.
Только при значительном усложнении
устройств питания (добавочные усилители
постоянного тока) можно рассчитывать на
достижение указанной точности. Это отно¬
сится как к чисто электронным устройствам,
так и к устройствам, в которых использу¬
ются механические вспомогательные элемен¬
ты, такие как реле и шаговые переключа¬
тели.
Цифровой вольтметр с интегратором.
Измеряемое напряжение Ux сравнивается
с напряжением U0н, подаваемым от инте¬
гратора (рис. 2-1-1). Uоп создается импуль¬
сами генератора, которые поступают на ин¬
тегратор через селектор; их считает элек¬
тронный счетчик. Процесс счета прекраща¬
ется управляющей схемой, когда напряже¬
ния становятся равными. При этом методе
нельзя ожидать точности измерения выше
Ю-3, так как эталоном здесь служит ин¬
тегрированное импульсное напряжение. Ско¬
рость измерения достигает 103 отсчетов в се¬
кунду. При этом отмечаются изменения на¬
пряжения, происходящие за 1 мсек.
Цифровой вольтметр с генератором пи¬
лообразного напряжения. В этом варианте
измерение напряжения сводится к измере¬
нию времени. Ux сравнивается со строго
линейным .пилообразным напряжением Uon
с известной крутизной S=»£//■/. Измеряется
время нарастания t\ от начала измерения
16
Рис. 2-1-1. Блок-схема цифрового вольтметра с интегратором.
до момента выравнивания U0n и Ux. Изме¬
рение времени выполняется электронным
счетчиком, в который поступают колебания
генератора эталонной частоты. Неизвестное
напряжение Ux подводится к схеме срав¬
нения. В этот же момент начинает расти
пилообразное опорное напряжение, подво¬
димое также к схеме сравнения
(рис. 2-1-2). Одновременно пусковой им¬
пульс включает селектор электронного
счетчика, который начинает считать посту¬
пающие колебания. Счет прерывается, как
только Von делается равным Ux. В этот
момент селектор запирается. Если в счетчик
прошло п колебаний, то время нарастания
пилообразного напряжения равно t\ = nlfn.
Искомая амплитуда напряжения тогда рав¬
на
Sn
и х == St 1 = ~с === иоп.
In
Точность измерения зависит от стабильно¬
сти пилообразного опорного напряжения.
Здесь, как и в первой схеме, можно рас¬
считывать на точность измерения порядка
10-3, хотя ошибки за счет интегратора
1в этом случае отпадают. Схема может обес¬
печить около 10 отсчетов в секунду.
Цифровой вольтметр электромеханиче¬
ского типа. В этом устройстве (рис. 2-1-3)
для регулировки опорного напряжения при¬
меняются реле и шаговые переключатели.
При подаче на вход измеряемого напряже¬
ния сразу же начинает работать прерыва¬
тель. Отдаваемое им напряжение пропор¬
ционально разности Ux и Uou и в первый
момент имеет наибольшее значение. Это
прерывистое разностное напряжение усили¬
вается и с помощью реле регулирует поло¬
жение движков потенциометров до тех пор,
пока напряжения не сравняются; при этом
положения движков потенциометров ука¬
зывают величину измеряемого напряжения.
В этом случае нет необходимости в ^элек-
тронном счетчике. Применение батарей для
создания опорного напряжения значитель¬
но повышает точность измерения. В смысле
точности этот вариант является наилучшим,
но скорость отсчета снижается примерно
до одного измерения в секунду.
Некоторые ориентировочные техниче¬
ские данные цифровых вольтметров.
1. Входное сопротивление при измере¬
нии постоянного и переменного напряжения
около 10 Мом.
2. Пределы измеряемого напряжения от
1 мв до 1 ООО в.
3. Время указания измеряемой величи¬
ны (так называемое «мертвое время») пе¬
ременно; встречаются значения от 1 мсек
до 20 сек. Пер. I[JI. 61-6].
2-1-2. Четырехзначный цифровой вольт-
омметр на лампах. Прибор измеряет посто¬
янное напряжение и сопротивление с точ¬
ностью ±0,2%; имеется автоматическое
указание вида измерения, полярности и по¬
ложения запятой; полученный отсчет может
выдаваться на печатающую приставку или
на большой экран; время удержания от¬
счета можно регулировать.
Прибор имеет четыре предела измере¬
ния постоянного напряжения (1000, 100, 10
и 1 в) и четыре предела измерения сопро¬
тивлений (10, 1 мом, 100 и 10 ком); на
трех нижних пределах напряжения можно
Рис. 2-1-2. Блок-схема цифрового вольтметра с генератором пилооб¬
разного напряжения.
2—1719
17
Рис. 2-1-3. Блок-схема электромеханического цифрового
вольтметра.
измерять напряжения на 50% большие пре¬
дела. Это удобно при .измерении, например,
1,5-вольтового элемента «а 1-вольтовой
шкале. Входное сопротивление при измере¬
нии постоянного напряжения равно И Мом.
Для калибровки прибора предусмотрены
нормальные элементы, помещенные в тер¬
мостат.
Бели необходимо измерять более высо¬
кие напряжения с возможно высокой точ¬
ностью, то можно подавать вспомогатель¬
ные напряжения до ±500 в относительно
земли на специальную клемму. Измеряемое
напряжение при этом подается между вхо¬
дом и корпусом, а разница между измеряе¬
мым и вспомогательным напряжением из¬
меряется на ближайшем меньшем пределе
измерения.
Измерение осуществляется путем пе¬
риодических опросов измеряемой величины.
Частота опросов меняется о,т 5 раз в секун¬
ду до 1 раза за каждые 5 сек. При внеш¬
нем управлении можно производить отсче¬
ты с частотой до 10 гц.
Блок-схема прибора приведена на
рис. 2-1-4. Измеряемое напряжение подает¬
ся на усилитель постоянного тока и срав¬
нивается в каскадах сравнения с линейно
нарастающим напряжением. При этом об¬
разуются разнополярные импульсы сравне¬
ния для нулевого и максимального значе¬
ний измеряемого напряжения; эти импульсы'
подают на формирователь прямоугольный
импульс, продолжительность которого про¬
порциональна амплитуде измеряемого по¬
стоянного напряжения; при положительных
и отрицательных входных напряжениях
одинаковой амплитуды продолжительность
прямоугольного импульса одинакова.
В течение прямоугольного импульса
опорный генератор подает импульсы с ча¬
стотой 100 кгц на счетные декады и число
прошедших импульсов является мерой ам¬
плитуды измеряемого напряжения. Частота*
опросов также управляется опорным гене¬
ратором. К началу каждого измерения счет¬
ные декады устанавливаются на нуль.
После этого опорный генератор запускает
генератор линейного напряжения. На рис.
2-1-5 показана схема каскадов сравнения
и селекции.
В точках Л, А' возникает предвари¬
тельно усиленное измеряемое напряжение,,
а к точке L подводится линейно нара¬
стающее напряжение, часть которого,
определяемая потенциалом в Л, Л', сре¬
зается. В точках Ву В' в моменты tx и t2
(рис. 2-1-6) появляются изломы напряже¬
ния, проходящие в точки С, С' дифферен¬
цированными. После усиления и поворота
фазы в лампе 4 спады импульсов от D, D'
поступают к триггерам (бистабильным ре¬
лаксаторам, лампы 5 и 6). Триггеры в мо¬
мент t0 приводятся отрицательным импуль¬
сом в N в состояния: «правая система за¬
перта», а «левая система открыта». В мо¬
мент t\ переключается лампа 5, а в мо¬
мент t2 лампа 6. Аноды £, £' выдают при
Рис. 2-1-4. Блок-схема четырехзначного цифрового вольтметра на лампах.
18
Рис. 2-1-5. Схема каскадов сравнения и селекции (точка / совпадает с зажимом 25).
этом положительные, а аноды F, F' отрица¬
тельные скачки напряжения. Поскольку
с момента t0 до t\ и соответственно t2
каскады ламп 5 и 6 работали при наиболь¬
шей чувствительности, то скачки напряже¬
ния на выходах триггеров получаются кру¬
тыми. Для еще большего увеличения кру¬
тизны фронта имеются добавочные цепи
обратной связи (R56, С/7, R61y CJ8). Про¬
межуток времени от t\ до t2 можно изме¬
нять за счет разности амплитуд в точ¬
ках А, А'.
Импульсы F, F' подводятся к развязы¬
вающим каскадам 7а и 76. Варисторы R85
и R86 (включены как обычные неоновые
лампы в схеме связи по постоянному току.
Последовательность импульсов в точках 6,
G' и Я, Н' показана на диаграмме. С по¬
мощью сопротивлений R95—R98 происходит
аддитивное смешение (суммирование) им¬
пульсов и образуются последовательности
ли/. Положительные части напряжения
срезаются с помощью диодов D7 и D9.
В зависимости от полярности входного сиг¬
нала в точке К или в точке / возникает
отрицательный прямоугольный импульс.
Отсюда идут два провода к релаксатору
полярности (см. ниже). С помощью диодов
D6 и D8 последовательность импульсов К
и J приводится к виду М. Как следует из
диаграммы, в точке М имеется всегда отри¬
цательный прямоугольный импульс, незави¬
симо от того положительное или отрица¬
тельное напряжение подается на входной
усилитель. Этот импульс управляет
(рис. 2-1-4) опорным генератором.
На рис. 2-1-7 показаны схемы счетного
каскада и каскада полярности. Емкость сче¬
та трех счетных декад равна 999. Посколь¬
ку пределы измерения могут быть превыше¬
ны на 50%, имеется еще один индикатор¬
ный знак. При замене этого знака 0 зна¬
ком 1 емкость счета достигает 1 500. Эта
замена происходит при поступлении на Е
импульса, создаваемого переключением
третьей .счетной декады с 9 на 0; у нор-
2*
19
Рис. 2-1-6. Диаграмма импульсов
к рис. 2-1-5.
Рис. 2-1-7. Схема счетного каскада и каскада полярности.
мальной цифровой лампы Л-3 остальные
светящиеся катоды при этом не исполь¬
зуются. При нулевом положении трех счет¬
ных декад и счетный каскад ставится на
нуль (контакт OS),
Импульсы точек /Си / подводятся
к контактам 25 и 26. Если на контакте 26
появляется, например, отрицательный им¬
пульс, то лампа 2а запирается, а 2Ь откры¬
вается. Анодное напряжение этой лампы
спадает, а включенный через R24 катод
неоновой лампы «/7-4, служащей для инди¬
кации полярности, поджигается. Появляется
хорошо видимый знак минус. Точно так же
отрицательный импульс (на контакте 25
даст показание знака плюс. Лампа Л-4 со¬
держит еще знак Q. Управляемый через
контакт К от переключателя пределов изме¬
рения этот знак указывает на измерение
сопротивления. С контактов Я и G мож¬
но снимать длительные напряжения для
печатающего устройства. Пер. {Л. 61-9].
2-1-3. Пятизначный цифровой вольт¬
метр на транзисторах. Примером современ¬
ного цифрового вольтметра постоянного
Рис. 2-1-8. Пятизначный цифровой вольт¬
метр на транзисторах.
20
тока может служить прибор, общий вид
которого показан на рис. 2-1-8. Прибор
имеет пять пределов измерения; четыре
верхних предела выбираются автоматиче¬
ски, а пятый, нижний, устанавливается
вручную. На нижнем пределе наименьшая
значащая цифра соответствует напряжению
10 мкв. На низшем автоматическом преде¬
ле наименьшая значащая цифра соответ¬
ствует 100 мкв.
Максимальное напряжение, измеряемое
вольтметром, равно 1 кв.
Кроме измерения напряжения, прибор
может работать как логометр, показывая
отношение входного напряжения к опор¬
ному подводимому извне напряжению, ле¬
жащему в пределах от 18 до 22 в. Точ¬
ность измерения равна 0,01%±1 знак
отсчета. Входное сопротивление равно
10 Мом.
В схеме прибора всюду применены
транзисторы, за исключением входных кас¬
кадов прецизионных усилителей, где не-ч
обходимость высокого входного сопротив¬
ления и малых шумов обусловили приме¬
нение ламп.
Вольтметр может приводить в действие
печатающее устройство; импульс команды
печатания выдается автоматически в конце
цикла конверсии. Конверсия может проис¬
ходить 5 раз в секунду.
На рис. 2-1-9 приведена блок-схема
вольтметра. Входное напряжение проходит
через фильтр (ослабление 55 дб на 50 гц)
и поступает на входной усилитель, а за¬
тем на усилитель сравнения сигнала. Атте¬
нюатор устанавливается автоматически
с помощью вспомогательной схемы выбора
предела измерения, которая измеряет при¬
ходящее напряжение приближенно и вы¬
бирает один из четырех пределов (0—2,
2—20, 20—200, 200—1 000 в), соответствую¬
щий входному напряжению.
Рис. 2-1-9. Блок-схема цифрового вольтметра.
Напряжание на выходе входного уси¬
лителя сравнивается в усилителе сравне¬
ния сигнала с напряжением генератора пи¬
лообразного напряжения; блокинг-генера-
тор выдает короткий импульс, когда два
напряжения становятся равными.
Пилообразное напряжение подается
также на усилитель сравнения нудя, даю¬
щий выходной импульс в момент, когда пи¬
лообразное напряжение равно потенциалу
земли.
Два импульса схем сравнения исполь¬
зуются соответственно для открытия и за¬
пирания временного селектора счетчика.
При открытии схемы селектора импульсы
кварцевого генератора, следующие с часто¬
той 1 Мгц, поступают в счетчик. Таким
образом, число прошедших импульсов про¬
порционально входному напряжению. Счет¬
чик воздействует на индикаторное устрой¬
ство проекционного типа; сквда же посту¬
пает информация о пределе измерения,
определяющая положение запятой. Поляр¬
ность входного напряжения определяется
тем, какой из компараторов амплитуды
срабатывает первым; эта информация на¬
капливается в триггере селектора знака,
который управляет работой индикатора
полярности (красный фон шкалы для по¬
ложительных отсчетов и черный — для от¬
рицательных).
При работе прибора в качестве лого-
метра опорное напряжение подводится
к генератору пилообразного напряжения не
от внутреннего, а от внешнего источника.
Наклон кривой пилообразного напряжения
зависит от опорного напряжения и, если
отношение U^x к U0п не изменяется, то
время между импульсами от первого и
второго компаратора остается постоянным
и отсчет не меняется. Прибор показывает
отношение £/вх/£/0п, а точное значение U0п
может и не быть известно. Внешнее и
внутреннее опорные напряжения равны
20 в, отсчет же при этом должен быггь
1,0000. Поэтому в режиме логометря перед
счетчиком вводится триггер с делением на
два.
Входной аттенюатор используется на
трех верхних пределах измерения. Его
«верхнюю» часть образует сопротивление
20 Мом, а «нижнюю» сопротивления
2 Мом, или 200 ком, или 20 ком. За счет
входного сопротивления схемы автоматиче¬
ского изменения пределов, равного тоже
20 Мом, общее входное сопротивление
вольтметра равно только 10 Мом. Темпера¬
турный коэффициент аттенюатора не превьи
шает 2«10_6/эС. Тем не менее для обеспе¬
чения точности измерения в 0,01% преду¬
смотрена калибровка прибора по опорному
напряжению 20 в, снимаемому с цепочки
диодов Ценера, помещенной в термостат,
поддерживающий температуру с точностью
±0,1° С. Обнаруженная ошибка компенси¬
руется регулировкой переменного сопротив¬
ления, включенного последовательно с со¬
противлением 20 Мом. На пределе измере¬
ния 0—2 в калибровка производится с по¬
мощью двух нормальных элементов.
Входной усилитель (рис. 2-1-10) имеет
высокое входное сопротивление и высокую
стабильность, что достигается применением
отрицательной обратной связи и коррек¬
цией дрейфа в промежутках между изме¬
рениями. Между отсчетами, когда уоили-
21
Рис. 2-1-10. Схема входного усилите¬
ля, имеющего цепь отрицательной
обратной связи и коррекцию дрейфа
в промежутках между измерениями.
тель не работает, оба реле А\ и В{
(с ртутными контактами) находятся под
током. При измерении первым отпускается
реле В\у а несколько позже отпускается
реле А\.
Можно показать, что при А 1
(а в данном случае А >500 ООО)
Ri Rz 1 t Rz
С/вх - Я1 = 1 + Ri9
т. е. коэффициент усиления равен отноше¬
нию сопротивлений цепи обратной связи,
а дрейф усилителя, а также дрейф и не¬
линейность входного катодного повтори¬
теля не влияют на величину усиления.
Входное сопротивление усилителя рав¬
но входному сопротивлению первой лампы
и любой зажим усилителя может быть за¬
землен без увеличения шума. Входное
измеряемое напряжение должно быть при¬
ложено в течение времени, достаточного
для заряда конденсатора С. Выходное со¬
противление катодного повторителя равно
1/5 и емкость примерно равна 1 мкф. При
этом время 100 мсек достаточно для заряда
конденсатора до напряжения, отличающе¬
гося от установившегося значения не более,
чем на 0,01%.
Генератор пилообразного напряжения
представляет собой «интегратор Миллера»
(см. например, [JI. 62-101, стр. 321; Я. 60-106,
гл. 7]) с использованием принципа деления
времени для стабилизации виртуальной
заземленной точки усилителя с целью
Рис. 2-1-11. Схема источника опорно¬
го напряжения.
2 — к анодам ламп; 3 — к генератору пи¬
лообразного напряжения; 4 — опорное на¬
пряжение 20 в.
22
От еен.п.н
Рис. 2-1-12. Схема усилителя
сравнения.
уменьшения колебаний скорости .нарастания
пилообразного напряжения. В схеме гене¬
ратора применен высококачественный поли-
стироловый конденсатор с постоянной вре¬
мени утечки больше 5 • 105 сек.
Практически определенная нелиней¬
ность пилообразного напряжения менее
5 • 10-5, а стабильность в течение 8 ч луч¬
ше 0,01%.
На рис. 2-1-11 показана схема источни¬
ка опорного напряжения. Переменный ток
подается вторичной обмоткой трансформа¬
тора и выпрямляется диодом Дь минус
которого соединен с выходной линией
+ 24 в. Выпрямленное напряжение 66 в
подается через сопротивление на три диода
Ценера. Коэффициент стабилизации равен
60 к 1. Температурный коэффициент дио¬
дов равен 6 мвГ С. При изменении напря¬
жения сети на 7% и изменении темпера¬
туры на 35° С, максимальное изменение
напряжения в точке 1 не превышает
290 мв. С учетом дрейфа эмиттерного по¬
вторителя общий дрейф напряжения равен
около 430 мв. Это .напряжение подается на
двухкаскадный стабилизатор Ценера, по¬
мещенный в термостат. Коэффициенты ста¬
билизации каскадов стабилизатора равны
соответственно 6,5:1 и 20:1. При этом
общий дрейф напряжения в 20-вольтовой
линии опорного напряжения 4 не превы¬
шает 0,47 мв, т. е. стабильность равна
0,0024%.
Калибровка на основном пределе при¬
бора 0—2 в осуществляется с помощью
двух нормальных элементов, температур¬
ный коэффициент напряжения которых не
превышает 5 мкв/°С.
Метод разделения времени используется
и в усилителях сравнения (рис. 2-1-12) для
коррекции дрейфа и стабилизации их вир¬
туальной точки заземления. Когда реле А\
и В\ находятся под током, выходное на¬
пряжение подается обратно на конденса¬
тор коррекции дрейфа С, другая пластина
которого заземлена. При конвертировании
обесточивается сначала Ль а затем В{.
Пилообразное напряжение подается на
одно из сопротивлений; на другое входное
сопротивление подается или земля или на¬
пряжение от входного усилителя. При
равенстве двух входных напряжений вы¬
ходное напряжение усилителя сравнения
быстро изменяется от максимального отри¬
цательного до максимального положи¬
тельного значения.
Суммирующие сопротивления имеют
температурный коэффициент 20 • Ю_6/° С
и помещены в термостат, так что изме¬
нением величины их сопротивления можно
пренебречь.
Выходные сигналы усилителей сравне¬
ния преобразуются в импульсы блокинг-ге-
нераторо© и поступают на селектор вида
И, ИЛИ, работающий так, что первый им¬
пульс открывает прохождение колебаний
кварцевого генератора на счетчик, а второй
импульс прекращает прохождение, незави¬
симо от порядка, в каком работают усили¬
тели сравнения. Схема селектора показана
на рис. 2-1-13. Точки Вх1 и Вх2 присоеди¬
нены к выходам двух блокинг-генераторов.
При приходе .импульса (отрицательного) от
одного из б л о нин г - г е н ер а тор о® напряжение
падаете я на один вход триггера, который
срабатывает и открывает селектор счетчика.
Появление импульса от второго блокинг-
генератора запирает этот селектор.
Генератор с кварцевой стабилизацией
работает на частоте 1 Мгц. Изменение его
частоты при изменении температуры от
—40 до +70° С не превышает 0,01%.
Счетчик и индикатор. Выходные им¬
пульсы с селектора подаются на пятидекад¬
ный счетчик. Каждая декада состоит из
четырех триггеров с обратной связью; де¬
када восстанавливается десятым импуль¬
сом, т. е. работает как схема деления на
десять. Первые две декады способны рабо¬
тать на частотах до 1 Мгц, а последние
три — на частотах до 50 кгц.
Выход четырех двоичных декад счет¬
чика преобразуется с помощью диодной
матрицы в десятичный код и усиленный
мощными транзисторами управляет цифро¬
выми лампами индикаторного устройства
проекционного тина Другие индикаторные
лампы этого устройства используются для
указания положения запятой и знака от¬
счета.
При использовании прибора в качестве
вольтметра измеряемое напряжение подает¬
ся на входные зажимы и переключатель
конверсии устанавливается в положение
«нажать для отсчета»; при этом отсчет
получается при каждом огжатии кнопки;
при установке переключателя в положение
«непрерывная конверсия» показания появ¬
ляются автоматически со скоростью повто¬
рения 5 раз в секунду.
При использовании прибора в качест¬
ве логометчра опорное напряжение подается
в
Рис. 2-1-14. Преобразование на¬
пряжения во время с помощью
пилообразного напряжения.
на зажимы «калибровка 20 в», а переклю¬
чатель рода работы ставится в положение
«логометр». Реф. (Л. 62-35].
Аналогичный прибор, но с четырех¬
значным отсчетом и собранный на лампах
описан в [Л. 61-5].
2-1-4. Некоторые узлы схемы цифро¬
вого вольтметра на транзисторах.
а) Схема преобразования напряжения
во время. На рис. 2-1-14 показан пример
диаграммы сравнения пилообразного напря¬
жения с измеряемым напряжением.
Для возможности сравнения напряже¬
ний обоих полярностей без переключения
пилообразное напряжение проходит значе¬
ния от —1,5 до +1,5 в соглаюно урав¬
нению
( — 1,5 в <£/„< + 1.5 в).
С помощью двух описываемых ниже
схем сравнения контролируется время,
в которое пилообразное напряжение равно
нулю и измеряемому напряжению Ux. Из
последовательности этих моментов времени
получается непосредственно знак измеряе¬
мого напряжения. Интервал времени tx
прямо пропорционален измеряемому напря¬
жению Uх. В течение времени \tx селектор
открыт и импульсы опорного кварцевого
генератора (частота 10 кгц) подаются на
счетчик. Точность преобразования напря¬
жения во время tx зависит в значительной
степени от постоянства отношения крутиз¬
ны пилообразного напряжения к частоте
генератора. Крутизна корректируется авто¬
матически между каждым измерением на
основе результата сравнения пилообразного
напряжения с эталонным напряжением Цэ
с помощью третьей схемы сравнения.
Диаграмма процесса измерения и ка¬
либровки показана на рис. 2-1-15. Напря¬
жение прямоугольной формы с периодом
0,5 сек и коэффициентом заполнения 4/5
дает начало нарастанию пилообразного
напряжения, которое используется попере-
23
Рис. 2-1-16. Блок-схема сравнения и соот¬
ветствующая диаграмма.
24
Рис. 2-1-17. Упрощенная схема селектора.
гается по фазе на 180° относительно на¬
пряжения на выходе переключателя. Этот
скачок фазы служит критерием прохожде¬
ния через нуль. Далее выходное напряже¬
ние преобразуется игу тем многокаскадного
попеременного ограничения и усиления
в синфазное прямоугольное напряжение и2
постоянной величины, которое не ограни¬
чено только вблизи перехода через нуль
из-за его малой амплитуды. Оно диффе¬
ренцируется (И дает короткие положитель¬
ные и отрицательные им,пульсы. Последние
подаются через селектор, управляющее на¬
пряжение которого UуПр сдвинуто относи¬
тельно напряжения переключателя на 90°,
на триггер. Этим достигается то, что перед
переходом через нуль только отрицатель¬
ные, а после перехода только положитель¬
ные импульсы .проходят через селектор.
Первый положительный импульс переводит
схему триггера из одного стабильного со¬
стояния в другое. Это происходит в непо¬
средственной близости к переходу через
нуль и служит критерием равенства пило¬
образного и измеряемого напряжений.
б) Селектор. На рис. 2-1-17 приведена
схема временного селектора вместе со схе¬
мами триггеров сравнения нуля и Ux.
Селектор состоит из двух отдельных селек¬
торов в виде диодов Д\ и Д2. Счетные им¬
пульсы (10 кгц) проходят к счетчику или
через емкость С\ и диод Д\ или через ем¬
кость С2 и диод Д2. К диодам Д\ и Д2
может подводиться через сопротивления Ri
или R2 отрицательное смещение, которым
селектор запирается. Если смещение равно
нулю, то селектор открыт. Смещения зави¬
сят от состояний триггеров обеих схем
сравнения: пилообразного и нулевого изме¬
ряемого напряжения и пилообразного ну¬
левого напряжения. До тех пор, пока от¬
сутствует равенство пилообразного и нуле¬
вого напряжения или соответственно изме¬
ряемого напряжения, триггер дает выход¬
ное напряжение. Через сопротивления R\
(или R2) и развязывающие диоды отрица¬
тельное смещение с коллекторов К2 подает¬
ся на диоды Д\ и Д2 и запирает их. При
положительном измеряемом напряжении
сначала устанавливается равенство между
пилообразным напряжением и нулевым по¬
тенциалом и триггеры этой схемы сравне¬
ния переходят в другое состояние. При
Рис. 2-1-15. Диаграмма процесса из¬
мерения и поверки.
меняю для измерения и калибровки; пере¬
ключение осуществляется с помощью пря¬
моугольного напряжения с периодом
0,5 сек. После каждого сравнения счетчик
приводится в исходное положение (импуль¬
сы восстановления), ,а после каждого изме¬
рения /напряжения Ux показание счетчика
поступает в накопитель для индикации
(импульсы опроса).
Три вышеупомянутые схемы сравне¬
ния выполнены одинаково. Блок-схема
одной из них и происходящие в ней про¬
цессы показаны на рис. 2-1-16. Сначала
разность между пилообразным и измеряе¬
мым напряжением или соответственно эта¬
лонным напряжением (при сравнении нуля
только пилообразное напряжение) подво¬
дится к переключателю, работающему на
транзисторе с частотой 10 кгц. Выходное
напряжение и\ в момент перехода разност¬
ного напряжения ип—Ux через нуль сдви-
этом на диод Д2 смещение не подается,
селектор открыт и счетные импульсы дохо¬
дят до счетчика. При следующем равенст¬
ве пилообразного напряжения и измеряе¬
мого триггер схемы сравнения перебра¬
сывается и с коллектора К\ подается отри¬
цательное смещение через R2 на диод Да;
селектор снова запирается. При противо¬
положной полярности измеряемого напря¬
жения за время между обоими сравнения¬
ми открывается селектор с диодом Д\.
в) Счетчик состоит из трех полных и
одной неполной декады. Емкость счета
равна 1999. Отдельные счетные декады со¬
стоят из четырех триггеров. Каждому
триггерному каскаду придан еще один
триггерный каскад, работающий как нако¬
питель, в котором может сохраняться ре¬
зультат счета, когда уже начинается новое
измерение. Схема приведена на рис. 2-1-18.
В нижней части показан триггерный каскад
счетчика. Каждый положительный импульс
вызывает опрокидывание схемы. На выходе
при обратном скачке в нулевое положе¬
ние получается импульс, подаваемый в сле¬
дующий релаксатор. Весь счетчик возвра¬
щается в исходное положение коротким
отрицательным импульсом, подаваемым на
все триггеры общим проводом восста¬
новления.
Соответствующий триггер накопи¬
теля показан сверху. Через два сопротивле¬
ния R к диодам накопителя подаются
в качестве смещений коллекторные напря¬
жения счетчика. При этом один диод не
имеет смещения, а на другой подано запи¬
рающее смещение. Если на все накопитель¬
ные триггерные каскады по общему
проводу опроса подается короткий поло¬
жительный импульс, то эти каскады пере¬
ходят в состояние триггеров счетчика.
Результат сохранится таким образом в на¬
копителе в то время, как счетчик будет
готов к новому счету. Накопленные резуль¬
таты счета передаются подекадно в инди¬
каторное устройство, состоящее из измери¬
тельного механизма с вращающейся катуш¬
кой, у которого вместо стрелки имеется
зачерненная пленка с прозрачными циф¬
рами.
С помощью проекционного устройства
цри каждом положении катушки на мато-
ный экран проектируется одна из цифр от
О до 9. К измерительному механизму пода¬
ются через добавочные сопротивления че¬
тыре тока от коллекторов четырех накопи¬
тельных триггеров декады. Эти токи
имеют значимость в отношении 1 : 2 : 4 : 2
и на измерительный механизм поступает
ток десяти ступеней, соответствующих циф¬
рам от 0 до 9.
г) Пределы измерения. Имеются че¬
тыре предела измерения напряжения, тока,
сопротивления и частоты. Выбор вида из¬
мерения осуществляется кнопками. Пере¬
ключение пределов измерения производит¬
ся автоматически с помощью реле, воз¬
буждаемых триггерными схемами. По¬
следние [включены цепочкой, в которой
только один триггер может быть в по¬
ложении «включено», все другие находятся
в состоянии «выключено». Импульсом, под-
Рис. 2-1-18. Схема счетного и накопительно¬
го релаксационных каскадов на транзисто¬
рах.
водимым по одному из двух проводов
управления, состояние «включено» пере¬
дается дальше по одному или другому на¬
правлению соответственно меньшему или
большему пределу измерения. Критерием
переключения предела измерения служит
результат счета. Если счетчик отсчитал при
измерении меньше 100 импульсов (10% ве¬
личины предела измерения), то дается
управляющий импульс для перехода на
меньший предел измерения. Если же счет¬
чик отсчитал больше 1 060 импульсов
(106% предельной величины), то подается
импульс для включения следующего по ве¬
личине предела измерения. Индикация за¬
пятой связана с переключением пределов
измерения. Реф. [JI. 60-17].
2-1-5. Печатающая приставка к цифро¬
вому вольтметру. Приставка предназначена
для непрерывного печатания результатов
измерений цифрового вольтметра.
Результаты измерений печатаются в 16
колонок, ряд за рядом. Цвет цифр изме¬
няется с черного на красный каждый раз,
когда отсчет цифрового вольтметра превы¬
шает предел, который может быть уста¬
новлен на любом значении в диапазоне от
0000 до ±0099.
На выходе вольтметра применены тро-
хотроны, управляющие индикаторными
цифровыми лампами; они показывают че¬
тыре цифры, десятичный знак и знак +
или —. Каждая из индикаторных ламп
имеет 10 выходных линий в соответствии
с числом цифр от 0 до 9. Отрицательное
напряжение 40 в появляется в выходной
линии, соответствующей цифре, указывае¬
мой индикаторной лампой. Три линии соот¬
ветствуют трем возможным положениям
запятой; в них подается отрицательное
напряжение 100 в. Наконец, две линии со¬
25
Piic. 2-1-19. Блок-схема печатающей приставки к цифровому вольтметру.
1 — 16 микропереключателей; 2 — реле; 3— схема «.нажать для отсчета»; 4 — цифровой вольт¬
метр: 5 — селектор запятой; 6—10 селекторов цифр высшего порядка; 7 — 10 селекторов цифр
второго порядка; 5 — 10 селекторов цифр третьего порядка; 9 — 10 селекторов цифр низшего
порядка; 10— блок установки предела; //—,селектор красной или черной ленты; 12 — реле 0;
М — реле 1—8; 14 — реле 9; 16 — реле; 16 — лента; 17 — пробел; 18 — вход печатающего устрой¬
ства; 19 — переключение; 20 — реле пробела; 21 — схема возврата каретки; 22 — селектор знака;
23 — задержка 0,25 сек; 24 — генератор импульсов 30 мксек; 25 — задержка 0,1 сек.
ответствуют знаку + или —; в них по¬
дается —125 в.
Приставка рассчитана на печатание
в одну строку шестнадцати отсчетов со
скоростью до 10 цифр в секунду с интер¬
валами в несколько секунд между после¬
довательными отсчетами. Поэтому в тече¬
ние каждого из этих интервалов вольтметр
должен сохранять свой отсчет, пока карет¬
ка печатающего устройства передвинется
на следующую колонку. Время измерения
(«время конверсии») вольтметра равно
примерно 0,2 сек\ в начале периода изме¬
рения запускается схема задержки на
0,25 сек. В конце этой задержки вырабаты¬
вается импульс, начинающий процесс от¬
счета. Блок-схема приставки показана на
рис. 2-1-19. Реф. [Л. 62-36].
2-1-6. Достоинства и недостатки цифро¬
вых вольтметров. Достоинства: высокая
точность измерения, легкость отсчета, от¬
сутствие ошибки на параллакс, большой
диапазон измеряемых величин, автомати¬
ческий выбор предела измерения, высокое
входное сопротивление, высокая перегру¬
зочная способность, автоматическое указа¬
ние полярности при измерении в цепях по¬
стоянного тока, исключение неправильности
полярности при включении, легкая осущест¬
вимость автоматического печатания ре¬
зультатов измерения. Недостатки: слож¬
ность, высокая стоимость, низкая надеж¬
ность, большие габариты. Реф. [JI. 61-8,
62-32].
2-1-7. Ламповые вольтметры для изме¬
рения постоянного напряжения. Ламповый
вольтметр, представляющий собой соеди¬
нение лампового усилителя с измеритель¬
ным механизмом постоянного тока, имеет
существенное достоинство: его чувстви¬
тельность может достигать чувствительно¬
сти стационарного зеркального гальвано¬
метра (без снижения портативности и проч¬
ности). Кроме того, его входное сопротив¬
ление не только высоко (обычно вьгше
10 Мом), но и постоянно на всех цределах
измерения; последнее очень важно при
измерении малых напряжений. Недостатка¬
ми по сравнению с магнитоэлектрическими
приборами являются меньшая точность и
иногда несколько большая сложность изме¬
рения. Упрощенные схемы двух широко
применяемых видов вольтметров показаны
на рис. 2-1-20. В обоих случаях «установка
нуля» служит для компенсации неодинако¬
вости ламп; ее регулируют так, чтобы ток
через измерительный механизм был равен
нулю при замыкании накоротко входных
зажимов. Сопротивление, включенное по¬
следовательно с измерительным механиз¬
мом, регулируется при калибровке прибо¬
ра р может быть использовано для пере¬
ключения пределов измерения; иногда для
последней цели служат входные делители
напряжения. Установка отвода к сетке на
потенциометре П определяет рабочую точ¬
ку. В схеме а при подаче на входную
сетку положительного напряжения анодный
ток лампы возрастает, потенциал на ее
аноде понижается, потенциал точки А по¬
вышается; анодный ток Л-2 уменьшается/
потенциал на ее аноде повышается и через
измерительный механизм проходит ток.
В схеме б положительный входной сиг¬
нал повышает анодный ток и потенциал
катода Л-1; через измерительный механизм
26
Рис. 2-1-20. Обычно применяемые схе¬
мы ламповых вольтметров для изме¬
рения постоянного напряжения.
при этом проходит ток. Обе эти схемы
иногда называют мостовыми.
Показанные простые схемы пригодны
для измерения больших напряжений. При
измерении же напряжений порядка милли¬
вольт и микровольт необходимо принимать
меры для снижения влияния дрейфа и
старения ламп. С этой целью было
предложено много специальных усилитель¬
ных схем. Одна из таких схем (рис. 2-1-21)
имеет целью уменьшение полного сопротив¬
ления цепи, к которой присоединен изме¬
рительный механизм, до величины, мень¬
шей 4 ом; это практически уничтожает
влияние изменения параметров ламп. Схе¬
ма является модификацией схемы
рис. 2-1-20,6, полученной добавлением си¬
Рис 2-1-21. Схема лампового вольтметра
для измерения постоянного напряжения,
обеспечивающая высокое входное сопротив¬
ление и низкое сопротивление для измери¬
тельного механизма.
Рис. 2-1-22. Компен¬
сационный ламповый
вольтметр.
стемы стабилизации, аналогичной приме¬
няемой в блоках электронной стабилиза¬
ции. При этом лампы Л-1 и Л-3 обеспе¬
чивают минимум сопротивления, подклю¬
ченного параллельно измерительному меха¬
низму, а лампы Л-2 и Л-4 обеспечивают
максимум входного сопротивления и уси¬
ления.
Для измерения постоянных напряжений
можно применять компенсационные
л а м п о © ы е вольтметры (с установ¬
кой анодного тока на нуль, рис. 2-1-22)
Однако их преимущества: высокая точность
и отсутствие калибровки обычно перевеши¬
ваются недостатками: необходимостью де¬
лать отсчеты по двум приборам и устанав¬
ливать потенциометр. Видоизменение ком¬
пенсационного вольтметра, называемое
«электронный потенциометр»,
показано на рис. 2-1-23. При положении
переключателя уст реостатом RK катодный
ток устанавливается равным 1 ма. При
этом на прецизионном потенциометре паде¬
ние напряжения равно 100 в. При положе¬
нии переключателя изм и подаче измеряе¬
мого напряжения катодный ток возрастает;
после установки движка потенциометра
в такое положение, чтобы ток катода
был опять равен 1 ма, напряжение сигнала
отсчитывается по положению движка по¬
тенциометра. Пер. i[JI. 57-1].
2-1-8. Ламповый микровольтметр. При¬
бор пБименяется для измерения постоянно¬
го напряжения с пределами измерения от
100 мкв до 100 в, для измерения постоян¬
ного тока от 10-11 а, сопротивления изоля¬
ции до тысяч мегом, а также при исполь¬
зовании выносной измерительной головки,
переменного напряжения от 1 мв в диапа¬
зоне частот от 0,1 до 4 000 Мгц.
Рис. 2-1-23. «Электрон¬
ный потенциометр».
27
Рис. 2-1-24. Схема измерения малых постоянных то¬
ков методом изменения емкости запорного слоя*
р-я-перехода.
Измеряемое постоянное на¬
пряжение подводится через осла¬
битель (2X11 ступеней) и фильтр
фона к контактам прерывателя,
превращающего постоянное на¬
пряжение в прямоугольное пере¬
менное .напряжение частоты 75 гц.
Это напряжение усиливается че¬
тырехкаскадным усилителем н. ч.,
выпрямляется полупроводниковы¬
ми диодами и подается на микро¬
амперметр постоянного тока. По¬
скольку отсчет «по прибору всег¬
да положителен, полярность изме¬
ряемого напряжения указывается
двумя электронно-оптическими
индикаторами. За счет электрон¬
ной стабилизации питания и
сильной обратной связи дости¬
гается высокая стабильность ра¬
боты. Напряжение для проверки шкал
прибора получается от стабилизиро¬
ванного источника питания. Микро¬
вольтметр собран на 13 лампах и 4 по¬
лупроводниковых диодах. Входное сопро¬
тивление равно от 1 Мом ±1,5% и 20 пф
до 100 Мом ±1,5% и 10 пф (иа разных
пределах измерения). Общая погрешность
измерения раина +5 мкв на пределе изме¬
рения 0,1 мв и ±3% полного отсчета шка¬
лы на всех других пределах. Реф. [Л. 60-15].
2«1-9. Намерение малых /токов и заря¬
дов. Для измерения малых токов (порядка
10“6—10“11 а) применяются магнитоэлек¬
трические зеркальные гальвано¬
метры и галыв^а н о 'М е т р и ч е с к и е
(и н д у к ш и о я н ы е и ф о т о к о м п е н-
сационные) усилители; для изме¬
рения еще меньших токов '(до 10“17 а) и
зарядов применяются м е х а н и ч е с к и е
(электростатические) электро¬
метры ('в том числе квадрантные
электрометры, струнные элек¬
трометры, крутильные электро¬
метры, фото электрометр и че-
ские усилители), ламповые элек¬
трометры и динамические элек¬
трометры с виброконденсато¬
ром. В усилителях широко применяются
каскады на транзисторах. Краткий обзор
современных типов перечисленных приборов
можно найти в [Л. 62-107].
2-1-10. Намерение малых постоянных
токов методом изменения емкости запор¬
ного слоя р-п-перехода. Для измерения
токов, меньших 10-8 а (имеющих место,
например, в высокоомных ионизационных
камерах), обычно применяются электроме¬
трические лампы или электрометры с ви-
броконденсатором. Для подобных целей
можно также использовать явление зави¬
симости емкости запорного слоя р-пнпере¬
хода полупроводника от приложенного на¬
пряжения. Схема измерения показана на
рис 2-1-24. Кремниевый плоскостной диод
включен в одно из плеч моста, питаемого
вспомогательным генератором. При про¬
хождении через диод тока ионизационной
камеры в направлении запирания равнове¬
сие моста нарушается и в выходную цепь
поступает сигнал. Опыт показал, что спе¬
циально отобранные диоды позволяют из¬
28
мерять токи порядка 10-11 а Недостатком*
метода является значительная зависимость
параметров полупроводниковых диодов от
температуры. Реф. [Л. 63-1].
2-1-11. Измерение постоянного тока
без разрыва цепи (с помощью магнитного
усилителя). Для измерения постоянного
тока от 0,1 ма до 1 а с точностью 3%
±0,1 ма применяется миллиамперметр-
смашитным усилителем в выносном зонде.
На конце зонда имеется магнитная цепь,
охватывающая провод с измеряемым то¬
ком с помощью раздвижного зазора. На
вход магнитного усилителя поступают ко¬
лебания вспомогательного генератора, paj
ботающего на частоте 40 кгц\ выходной
сигнал, пропорциональный машинному полю
тока в исследуемом проводнике, поступает
в фазовый детектор и индицируется стре¬
лочным приборам. Схема стабилизована от¬
рицательной обратной связью в 40 дб. При¬
бор практически не вносит потерь в изме¬
ряемую цепь; он лишь увеличивает индук¬
тивность цепи примерно на 0,5 мкгн. Реф.
[Л. 59-7].
2-1-12. Другие методы и устройства.
Основные данные отечественных и за¬
рубежных цифровых вольтметров,
омметров и фазометров приведены
в [Л. 58-106, 63-115].
Б ы стр од ей ству ющи й четы р ех зн ачны w
цифровой вольтметр с самокон¬
тролем описан в [Л. 62-106]; у этого при*
бора время измерения напряжения до 20 в
не превышает 2 мсек; входное сопротивле¬
ние равно 10 Мом, погрешность измерения
0,2%; самоконтроль правильности измере¬
ния в пределах ±0,5%.
Цифровые вольтметры и о м-
метры электромеханического'
типа (с использованием релейных схем
или шаговых искателей) описаны
в [Л. 60-107, 61-108, 61-110].
Цифровой печатающий мил¬
ливольтметр, производящий отсчеты
со скоростью 6 каналов в секунду и с раз¬
решающей способностью 0,1% описан
в [Л. 60-48].
Методы измерения напряжения в высо¬
коомных цепях описаны, например*,
в [Л. 61J102].
Нуль-детектор для измерения весьма
малых напряжений п ip ,и т е м in е ip а т у р е
жидкого гелия описан в [Л. 55-6].
В приборе применена магнитная модуляция
танталовой йров-олош.
Схемы и конструкции с а м о п и ш у-
щ и х приборов описаны, например,
в [Л. 63-120, 61-17].
2-2. ИЗМЕРЕНИЕ НАПРЯЖЕНИЯ
И ТОКА Н. Ч. И В. Ч.
2-2-1. Транзисторный вольтметр пере¬
менного тока. На рис. 2-2-)1 показана блок-
схема транзисторного вольтметра, предна¬
значенного для диапазона частот от 15 гц
до 1,5 Мгц, имеющего 11 шкал с предела¬
ми измерения от 3 мв до 300 в, входное со¬
противление 1 Мом и 30 или 15 пф и ма¬
ксимальную погрешность отсчета ±5% от
предела измерения. Изменение температуры
при измерениях допустимо в пределах от
+ 10 до 35° С. Температура при хранении
не должна выходить за пределы -^20 и
+70° С. Коэффициент шума не превыша¬
ет 10.
На входе вольтметра имеется грубый
делитель напряжения; за делителем напря¬
жения следует двухступенчатый транофор-
матор сопротивления, представляющий вы¬
сокое входное сопротивление для измеряе¬
мого напряжения и обеспечивающий воз¬
можность применения за ним точного дели¬
теля напряжения с низким сопротивлением.
Трансформация сопротивления дает воз¬
можность без введения добавочной экрани¬
ровки и корректирующих емкостей приме¬
нить один общий переключатель диапазо¬
нов (на плате с печатным монтажом).
За точным делителем включен шести¬
каскадный широкополосный усилитель, раз¬
деленный на две практически одинаковые
группы. Каждая из этих трехкаскадных
групп имеет отрицательную обратную связь
за счет общего сопротивления в эмиттерах
первого и третьего транзисторов. Это по¬
вышает входное сопротивление и обеспечи¬
вает практически полную независимость
усиления от характеристик транзисторов.
Коэффициент усиления равен отношению
сопротивления нагрузки третьего транзисто¬
ра к сопротивлению отрицательной обрат¬
ной связи. При 7?н = 316 ОМ И #0бр.св =
= 10 ом коэффициент усиления равен
316/10=31,6, а для обоих групп 1000. За
последним каскадом усиления следует двух¬
тактный каскад демодуляции на диодах.
Характеристика выходного тока лине¬
аризована с помощью отрицательной обрат¬
ной связи. Выходной ток поступает на стре¬
лочный прибор с ленточной подвеской по¬
движной системы. Выпрямленное напряже¬
ние питания стабилизируется диодом Це-
нера. Напряжение, подаваемое на каскады
предварительного усиления, фильтруется и
стабилизируется еще одним диодом Цен ер а.
Реф. {Л. 60-16].
2-2-2. Транзисторный микроамперметр
переменного тока. Для измерения малых
токов в диапазоне частот от 50 гц до
100 кгц применяется микроамперметр, со¬
стоящий из небольшого тороидного транс-
Рис. 2-2-1. Блок-схема транзисторного
вольтметра.
1 — грубый делитель напряжения; 2 — трансфор¬
матор сопротивления на транзисторах; 3 — точный
делитель напряжения; 4 — 6-каскадный широко¬
полосный усилитель на транзисторах; 5 — блок
питания; 6 — индикаторный прибор (100 мка)\
7 — от сети.
форматора тока, охватывающего провод¬
ник с измеряемым током, усилителя на се¬
ми транзисторах, схемы выпрямления на
четырех диодах и индикаторного прибора
(0—200 мка). Прибор имеет четыре предела
измерения от 200 мка до 200 ма. Реф.
[Л. 57-5].
2-2-3. Ламповые вольтметры для изме¬
рения переменного напряжения. В назван¬
ных приборах сигнал детектируется лам¬
пой (иногда кристаллическим диодом) и
усиливается усилителем переменного тока
до выпрямления или усилителем постоянно¬
го тока после выпрямления; результат по¬
казывается магнитоэлектрическим прибором.
Усилители обычно стабилизованы отрица¬
тельной обратной связью. Регулировка от¬
рицательной обратной связи иногда служит
для изменения пределов измерения, так как
чувствительность уменьшается с увеличе¬
нием отрицательной обратной связи; в дру¬
гих случаях для изменения пределов изме¬
рения служит входной ослабитель. В прибо¬
рах с усилителем переменного тока увели¬
чение отрицательной обратной связи одно¬
временно увеличивает частотный диапазон
прибора.
Приборы типа выпрямитель— усили¬
тель постоянного тока имеют очень широ¬
кий частотный диапазон (например, до
700 Мгц по спаду на 1 дб)\ их наименьший
предел измерения (в положении наивысшей
чувствительности) обычно не превышает
0,5 в; в положении наименьшей чувстви¬
тельности верхний предел измерения до¬
стигает нескольких киловольт. Приборы ти¬
па усилитель переменного тока—■ выпрями¬
тель обычно применимы на частотах не
свыше 10 Мгц, но имеют хорошую чувст¬
вительность: наименьший предел измерения
может не превышать 1 мв.
В зависимости от схемы эти приборы
могут измерять пиковое или среднее, или
действующее значение; градуировка обычно
выполняется в действующих значениях.
Входное сопротивление очень велико. Ак¬
тивная составляющая лежит в пределах от
0,5 до 100 Мом; обычное значение 10—
20 Мом. Входная емкость может иметь ве¬
личину порядка 1 пф, но встречается и 20—
30 пф. Входное полное сопротивление за¬
метно снижается с ростом частоты.
Простейшие схемы выпрямления с со¬
противлением показаны на рис. 2-2-2. При
больших выходных напряжениях и боль¬
шом R измерительный механизм, включен¬
ный по схеме а, показывает среднее значе-
29
Рис. 2-2-3. Схемы с дио¬
дом, показывающие пи¬
ковое значение.
а —> последовательная; б —
параллельная.
Рис. 2-2-2. Схемы выпрямления с сопротив¬
лением.
а — полупериодная; б — двухполупериодяая.
ние положительной части периода. Измери¬
тельный механизм, включенный по схеме б,
показывает среднее значение переменного
тока при двухполупериодном выпрямлении.
Эти схемы редко применяются в приборах
типа выпрямитель—усилитель постоянного
тока, так как их диапазон частот ограни¬
чен распределенной емкостью сопротивле¬
ния R; иногда эти схемы применяются
в приборах типа усилитель переменного то¬
ка — выпрямитель.
Схемы с диодом, показывающие пико¬
вое значение, приведены на рис. 2-2-3.
Они получаются из схем с сопротивлением
путем ©ведения в них конденсатора С; /при
этом значительно увеличивается частотный
диапазон прибора. Эти схемы обычно при¬
меняются в вольтметрах типа выпрямитель—
усилитель, работающих на волнах до деци¬
метровых. Из показанных двух схем: по¬
следовательной и параллелыной, вторая
имеет преимущество в том отношении, что
она не пропускает постоянную составляю¬
щую входного напряжения и дает отсчет
пикового значения переменной составляю¬
щей. В схеме а нельзя включать последова¬
тельную емкость, так как это нарушило бы
цепь постоянного тока, необходимую для
правильного заряда конденсатора С.
Последовательная схема.
С появлением положительного входного на-
Рис. 2-2-4. Двойная парал¬
лельная схема выпрямления,
применяемая для измерения
сигнала от пика до пика.
пряжения С быстро заряжается через диод
до пикового значения сигнала. При сниже¬
нии входного напряжения и три отрица¬
тельном его полупериоде диод не проводит
и' С разряжается через R. Разряд проис¬
ходит медленно, так как постоянная време¬
ни велика. В установившемся состоянии ди¬
од проводит только при положительных пи¬
ках каждого периода для возмещения по¬
тери заряда С при разряде. Среднее значе¬
ние напряжения на С и R почти равно пи¬
ковому значению входного напряжения и
может быть измерено; также может быть
измерен ток через R. R обычно велико:
порядка сотен мегом. В приборах типа вы¬
прямитель — усилитель постоянного тока
напряжение на С и R является входным
сигналом усилителя. В приборах типа уси¬
литель переменного тока—выпрямитель
обычно делается отсчет тока через R. Мож¬
но показать, что входное полное сопротив¬
ление последовательной схемы приблизи¬
тельно равно R/2 и снижается с уменьше¬
нием напряжения и с повышением частоты.
Параллельная схема работает
аналогично последовательной: С заряжает»
ся через диод и слегка разряжается через
R, причем напряжение на С близко к пи¬
ковому напряжению сигнала. Напряжение
на С в этом случае равно пику отрицатель¬
ной полуволны. Параллельная схема по¬
требляет несколько большую мощность, чем
последовательная, так как через R прохо¬
дит значительная переменная составляю¬
щая. Входное полное сопротивление при¬
близительно равно R/3. Для измерения сиг¬
нала от пика до пика применяется двух-
полупериодное выпрямление. На рис. 2-2-4
показана схема, являющаяся соединением
двух параллельных схем.
Влияние частоты. Точность пока¬
зания на высоких частотах ограничена
влиянием двух факторов: резонанс входной
цепи и время пролета электронов. Первый
фактор определяется наличием междуэлек-
тродной емкости и индуктивности вводов
катода и анода, соединенных последова¬
тельно. С возрастанием частоты схема при¬
ближается к последовательному резонансу
и напряжение на емкости, т. е. истинное
входное напряжение лампы, возрастает.
В результате появляется положительная
погрешность, достигающая величины 12,5%,
на частоте равной У3 резонансной частоты.
Для снижения эффекта резонанса входной
цепи она выполняется в виде выносного
30
Рис. 2-2-5. Пример зависимости погрешно¬
сти, вызываемой резонансом входной цепи
и временем пролета электронов, от частоты.
По ординате отложено отношение показы¬
ваемого напряжения к истинному напряже¬
нию для некоторого диода.
а — компоненты погрешности; б — общая погреш¬
ность.
пробника. Таким путем удается повысить
резонансную частоту (Входной цепи до
2 Ггц.
Возрастание времени пролета относи¬
тельно периода сигнала вызывает отрица¬
тельную погрешность на высоких частотах,
так как не все электроны, покидающие ка¬
тод, когда анодное напряжение близко к ти¬
ковому значению, достигают а,нода; конден¬
сатор не успевает зарядиться. При приме¬
нении специальных ламп погрешность ста¬
новится заметной на частотах порядка
500 Мгц; при малых напряжениях погреш¬
ность больше, чем при больших; пример за¬
висимости величины погрешностей от ча¬
стоты показан на рис. 2-2-5.
Нижняя предельная частота определя¬
ется тем, что конденсатор не должен значи¬
тельно разряжаться. Постоянная времени
RC должна быть велика по сравнению с пе¬
риодом разряда, приблизительно равным
периоду сигнала. При отношении 100: 1
погрешность, возникающая по этой причи¬
не, не превышает 1%. Из-за неудобств, свя¬
занных с применением большого конденса¬
тора (для работы на низких частотах), не¬
которые ламповые вольтметры имеют два
пробника: один для высоких, а другой для
низких частот.
Влияние формы волны. Вольт¬
метры с диодом реагируют на пиковое зна-
Рис. 2-2-6. Погрешности, возникающие при
измерении импульсного напряжения.
а — обобщенные кривые погрешности пикового
диодного вольтметра; б — кривые относительной
величины показания некоторого диодного вольт¬
метра в зависимости от частоты повторения и
длительности импульсов; /и — длительность им¬
пульса; //Г — частота повторения импульсов;
г — зарядное сопротивление (сопротивление ис¬
точника и диода); Я — разрядное сопротивление
(параллельное сопротивление и утечка конден¬
сатора).
чение сигнала, хотя градуируются они
обычно в действующих значениях синусо¬
идального сигнала. Поэтому, при несинусо¬
идальном сигнале эти вольтметры дают не¬
правильное показание. Погрешность может
быть положительной или отрицательной и
ее величина зависит от фазы гармоник сиг¬
нала. Погрешность зависит также от поляр¬
ности, если положительный и отрицатель¬
ный пики не равны; в этом случае прибор,
реагирующий на среднее значение, имел бы
меньшую погрешность.
Большая погрешность появляется при
измерении напряжения коротких импульсов,
так как конденсатор не успевает полностью
зарядиться. Вольтметр показывает пра¬
вильно лишь в том случае, если постоянная
времени цепи заряда во много раз меньше
длительности импульса, а постоянная вре¬
мени цепи разряда во много раз больше
интервала между импульсами. Другим не¬
приятным обстоятельством при измерении
импульсов является малая величина вход¬
ного полного сопротивления. На рис. 2-2-6
показаны величины погрешностей, появляю¬
щиеся при измерении импульсов различной
длительности и частоты повторения. Более
подробно этот вопрос рассмотрен, напри¬
мер, в [Л. 55-102].
Аналогичные погрешности возникают
при измерении напряжения модулирован¬
ных колебаний (рис. 2-2-7). Измерение на¬
пряжения сигнала при амплитудно-импульс¬
ной модуляции сопровождается еще боль¬
шими погрешностями.
31
Входное полное сопротивление вольт¬
метров с полупроводниковым диодом лежит
в пределах от 5 ООО до 30 ООО ом. При очень
малых сигналах (сотые доли вольта) шкала
прибора квадратична; это иногда использу¬
ется для измерения действующего значе¬
ния или мощности.
Вольтметры с вакуумными триодами.
Наибольшее распространение имеют лампо¬
вые вольтметры с диодами. Однако иногда
применяются и триодные вольтметры, име¬
ющие некоторые преимущества: их вход¬
ное сопротивление может быть сделано
очень большим и характеристика может
быть весьма близкой к квадратичной. Не¬
достатками являются невысокий верхний
предел частот и трудности обеспечения ста¬
бильности работы.
Работа с ф и к с и р о в а н н ы м
смещением. Возможны три варианта
работы (рис. 2-2-8).
1) Смещение между нулем и отсечкой.
Параболический вид характеристики приво¬
дит к тому, что при синусоидальном сигна¬
ле изменение постоянной составляющей
анодного тока пропорционально квадрату
напряжения сигнала; режим «полной вол¬
ны». Для повышения чувствительности
анодный ток в отсутствие сигнала компен¬
сируется. Для повышения стабильности ра¬
бочей точки применяется отрицательная об¬
ратная связь и балансные схемы с двумя
лампами.
2) Смещение до отсечки. В этом случае
имеет место квадратичное выпрямление и
анодный ток пропорционален квадрату дей¬
ствующего значения только положительно¬
го полулериода. Измерены могут быть
большие напряжения, чем в первом случае,
однако малые сигналы измеряются с мень¬
шей точностью.
3) Смещение, большее отсечки. В этом
случае можно считать, что прибор показы¬
вает пиковое значение сигнала. При боль¬
шом сопротивлении в анодной цепи дина-
Рис. 2-2-8. Три режима работы триодного вольтметра с анод¬
ным выпрямлением.
Рис. 2-2-7. Погрешность, возникающая при
измерении пиковым диодным вольтметром
амплитудно-модулированных колебаний.
Величина сигнала. Как при по¬
следовательной, так и при параллельной
схеме допустимая амплитуда сигнала опре¬
деляется допустимым обратным напряже¬
нием сигнала.
При измерении малых напряжений пра¬
вильность показаний прибора нарушается
из-за наличия нулевого тока через диод
(в отсутствие сигнала). Для уменьшения
погрешности в этих случаях применяются
схемы компенсации.
Полупроводниковые диоды
могут применяться в рассмотренных выше
схемах вместо вакуумных диодов. Преиму¬
щества таких вольтметров: увеличенная
полоса частот, отсутствие цепи накала и
меньший нулевой ток. Верхняя граница по¬
лосы частот в этом случае определяется
только резонансной частотой; эта граница
превышает граничную частоту лампового
диода в 1,5—2 раза. Недостатками схемы
являются различие в характеристиках дио¬
дов одного типа, неустойчивость этих ха¬
рактеристик при колебаниях температуры
и опасность повреждения даже при корот¬
ких перегрузках.
32
Рис. 2-2-9. Компенсационные вольтметры,
измеряющие пиковое значение напряжения.
а — с диодом; б — с триодом.
мическая характеристика линеаризируется и
показание прибора становится пропорцио¬
нальным среднему значению того отрезка
сигнала, в течение которого лампа открыта.
Прибор способен измерять большие напря¬
жения, но погрешности, зависящие от фор¬
мы волны, значительны.
При замене фиксированного смещения
автоматическим смещением при¬
бор работает аналогично изложенному вы¬
ше, с той лишь разницей, что величина сме¬
щения сетки зависит от величины сигнала.
При малых сигналах характеристика вы¬
прямления квадратична; при больших сиг¬
налах .прибор показывает пиковые значения.
Верхняя граница полосы частот
определяется временем пролета и резонан¬
сом цепи входная емкость—индуктивность
вводов. Применяются миниатюрные лампы
и выносной зонд.
При идеальном квадратичном детекти¬
ровании график градуировки, по¬
казывающий зависимость изменения посто¬
янной составляющей анодного тока от пере¬
менного входного напряжения, нанесенный
на двойной логарифмической бумаге, имеет
вид прямой линии; точка, в которой вы¬
прямление -перестает быть квадратичным,
хорошо видна.
Вольтметры типа усилитель—выпрями¬
тель обычно показывают среди ©выпрямлен¬
ное значение; применяются полупериодные,
двухполупериодные и мостовые схемы вы¬
прямления.
Усилители переменного тока обычно
имеют сильную обратную связь (иногда
с выпрямителя на первый каскад усилите¬
ля), обеспечивающую стабильность работы,
постоянство градуировки и широкопол ос -
ность.
Компенсационные ламповые вольтмет¬
ры (рис. 2-2-9) применяются для точного
измерения пикового значения сигнала. В от¬
сутствие сигнала ток устанавливается близ¬
ким нулю. При сигнале устанавливается
то же значение тока; изменение смещения
показывает /положительный пик сигнала.
Практически триоды не применяются из-за
недостаточно резкой отсечки. Лучше приме¬
нять пентоды с подачей потенциала земли
на первую и третью сетки, а сигнала на
вторую сежу.
Для измерения импульсов применяют¬
ся вольтметры с автоматической компенса-
Рис. 2-2-10. Диодный вольтметр для из¬
мерения минимума положительного на¬
пряжения.
а — форма сигнала; б — схема.
цией. Диод, включенный на входе после¬
довательно, пропускает положительную
часть импульса, которая затем усиливается
и выпрямляется. Выпрямленное напряжение
подводится обратно к диоду и увеличивает
смещение на нем. Погрешность измерения
не превышает 2% при длительности им¬
пульсов от 0,5 до 15 мксек при частоте сле¬
дования от 25 до 10 000 в секунду.
Компенсационный вольтметр с обра¬
щенной схемой включения анода и катода
(рис. 2-2-10) применяется для измере¬
ния минимума положительного
напряжения.
Логарифмические вольтметры имеют
шкалу линейную в децибелах, т. е. их по¬
казания пропорциональны логарифму вход¬
ного напряжения. Обычно эти вольтметры
выполняются по схеме усилитель перемен¬
ного тока—детектор. Требуемая характери¬
стика может быть получена приданием спе¬
циальной формы полюсным наконечникам
магнитоэлектрического прибора; инолда
с этой целью в схему вводятся ослабители
с пассивными нелинейными элементами или
же используются в усилителе лампы с уда¬
ленной отсечкой. Возможно также приме¬
нение ограничителей из полупроводниковых
диодов в анодных цепях усилительных кас¬
кадов. Можно, наконец, применять выпрям¬
ляющие схемы с логарифмической харак¬
теристикой. См. также [Л. 55-102].
Вольтметры, показывающие пиковое
или среднее значение, имеют погрешность,
связанную с формой волны. Для исключе¬
ния этой погрешности предложены схемы
ламповых вольтметров, показы¬
вающих действующее значение
на низких частотах. В этих схемах исполь¬
зуются нелинейные элементы (лампы или
полупроводниковые диоды), см., например,
[Л. 52-3, 54-4].
Влияние формы кривой на показание
приборов переменного тока. Измерительные
приборы переменного тока могут показы¬
вать среднее (точнее: средневыпрямленное),
действующее или пиковое значение сигна¬
ла в зависимости от устройства прибора и
элементов схемы включения. Среднее зна¬
чение прибор показывает, если схема содер¬
жит линейные элементы, действующее зна¬
чение— при схемах, содержащих квадра¬
тичные элементы и пиковое значение — при
наличии в схеме заряжаемого конденсато¬
ра. Приборы, показывающие среднее зна¬
чение, могут учитывать или положительную
3—1719
33
Рис. 2-2-11. Поправочный множитель (от¬
ношение истинного действующего значения
к показываемому действующему значению),
применяемый при измерении колебаний не¬
которых форм волны с помощью приборов,
учитывающих среднее (Л) и пиковое (В)
значение и калиброванных в действующих
значениях синусоидальной волны.
или отрицательную полуволну или же обе
полуволны.
В большинстве случаев шкалы прибо¬
ров переменного тока градуируются в дей¬
ствующих значениях синусоидального сиг¬
нала. Поэтому показания приборов, учи¬
тывающих пиковое или среднее значение,
ошибочны, если измеряемый сигнал не
синусоидален, т. е. такой прибор не
показывает истинное действующее значе¬
ние, если форма волны отличается от си¬
нусоидальной. Например, прибор, учитыва¬
ющий пиковое значение, дает равные пока¬
зания при синусоидальной и при прямо¬
угольной .волне одинаковых амплитуд,_хотя
действующее значение последней ib раз
больше, чем первой. Прибор, учитывающий
среднее значение, дает показание с ошиб¬
кой, зависящей от отношения коэффициен¬
та формы измеряемой волны к 1,11-коэф¬
фициенту формы синусоидальной волны.
Если форма волны сигнала и характеристи¬
ки прибора известны, то поправочный мно¬
житель, необходимый для перехода от по¬
казания прибора к истинному действующе¬
му значению, может быть вычислен. При¬
меры приведены на рис. 2-2-11.
Форма волны сложного сигнала зави¬
сит не только от амплитуд гармоник, но и
от их фаз. Поэтому и показание прибора
зависит от этих величин; приборы, учиты¬
вающие среднее значение при измерении
неоинусоидальных волн, обычно имеют
меньшую погрешность, чем приборы, учиты¬
вающие пиковое значение. Теоретически по¬
грешность может лежать в пределах от
—100% до +11% для приборов, учитываю¬
щих среднее значение, и от —100% до оо-
для приборов, учитывающих пиковое
значение. На рис. 2-2-12, показаны расчет¬
ные значения погрешности приборов, учи¬
тывающих среднее значение, для различ¬
ной относительной величины и для раз¬
личной фазы второй и третьей гармоник
в измеряемой волне сложной формы.
Реф. [Л. 57-1].
2-2-4. Схемы некоторых ламповых
вольтметров
а) Низкочастотный милливольтметр
высокой точности. Прибор, схема которого
показана на рис. 2-2-13, измеряет напряже¬
ния в диапазонах частот от 15 гц до
100 кгц с общей погрешностью от ±1 до
±2%; он имеет восемь пределов измерения,
от 1,5 мв до 15 в. На входе имеется пере¬
ключатель на три положения: а) Нормаль¬
ный вход (активное сопротивление больше
50 Мом, шунтированное емкостью около-
20 пф); б) аттенюаторный вход (10:1,
входное сопротивление аттенюатора равно
1 Мом)\ в) трансформаторный вход (ин¬
дуктивность первичной обмотки равна
50 гн).
Ушлитель вольтметра состоит из четы¬
рех отдельных усилителей, соединенных
последовательно; каждый из них имеет соб¬
ственную петлю отрицательной обратной
связи и выходной катодный повторитель.
Стабилизированный источник высокого на¬
пряжения имеет четыре лампы, лампу-регу¬
лятор, диод и двухполупериодный выпрями¬
тель; вторая стабилизирующая схема, выпол¬
ненная на трех лампах, подает напряжение
+ 50 в; в цепь напряжения +180 в вклю¬
чен фильтрующий каскад на триоде, огла¬
живающий кратковременные колебания на¬
пряжения. Входной усилитель собран на
двух пентодах и триодном катодном по¬
вторителе; отрицательная обратная связь
подается с выхода катодного повторителя
на катод первой усилительной лампы. Уси¬
литель дает усиление, равное 10 на преде¬
ле 1,5 мв, равное 3 на пределе 5 мв и рав¬
ное 1 на всех других пределах. За этим
усилителем включен аттенюатор. Второй и
третий уси/лители одинаковы. Они имеют
два каскада усиления на двойном триоде
и пентоде (усиление около 15,5), за кото¬
рыми следует выходной катодный повтори¬
тель на триоде. Отрицательная обратная
связь подается с выхода катодного повто¬
рителя на катод первой лампы; кроме того,,
общая отрицательная обратная связь взята
с выхода третьего усилителя и подается
через переключатель пределов измерения и
потенциометры на катод входной усили¬
тельной лампы. Девять потенциометров
служат для предварительной установки чув¬
ствительности каждого из пределов. Выход
третьего усилителя через отдельный катод¬
ный повторитель подается на осциллоскоп
и одновременно на Четвертый оконечный
усилитель, питающий цепь измерительного
прибора. В выходном усилителе использо¬
ваны два пентода и двойной триод, вклю¬
ченный по -схеме катодного повторителя.
За ним следует, в качестве выпрямителя.
34
Рис. 2-2-12. Зависимость показания вольтметра, учитывающего
среднее значение, от амплитуд и фаз гармоник. По абсциссе отложе¬
но отношение (в процентах) действующего значения гармоник к дей¬
ствующему значению основной частоты; по ординате отложено пока¬
зание прибора в процентах истинного действующего значения. Гра¬
фики относятся к различным отношениям второй гармоники к треть¬
ей. Вертикальный размер области, охватываемый граничными кри¬
выми, соответствует погрешности при различных сдвигах фазы гар¬
моник.
Рис. 2-2-13. Блок-схема низкочастотного милливольтметра высокой точности.
/—входной усилитель; 2 — аттенюатор пределов измерения; 3 — усилитель А; 4 — усили¬
тель В\ 5 — выходной усилитель; 6 — измерительный прибор; 7 — переключение пределов,
измерения; 8 — фильтр; 9 и 10 — стабилизатор.
3*
Рис. 2-2-14. Диодный вольтметр, линейность шкалы которого обес¬
печивается схемой авторегулирования.
двойной диод и цепь измерительного при¬
бора.
б) Широкополосный низкочастотный
ламповый вольтметр. Прибор предназначен
для измерения напряжения в пределах от
100 мкв до 300 в на частотах от 2 гц до
1 Мгц.
Измеряемое напряжение подается через
разделительный конденсатор на шестикас¬
кадный широкополоюный усилитель, снаб¬
женный в первом, втором и пятом каскадах
калиброванными ослабителями (11 ступе¬
ней по 10 дб каждая). Выходное напряже¬
ние усилителя выпрямляется полупроводни¬
ковыми диодами ('мостовая схема) и пода¬
ется на миллиамперметр. Стабилизирован¬
ный /?С-генератор подает два калибрую¬
щих напряжения для проверки шкал вольт¬
метра. Прибор собран на десяти лампах и
четырех полупроводниковых диодах. Вход¬
ное сопротивление в диапазоне 1 мв — 3 в
-равно 4 Мом и 20 пф, а в диапазоне 10—
300 в 100 Мом и 10 пф. Погрешность, отне¬
сенная к пределу измерения, равна 5%
в диапазонах 2—6 гц и 0,1—1 Мгц и 2,6%
в диапазоне 5 гц—100 кгц. Реф. [Л. 60-14,
60-15].
2-2-5. Линеаризация шкалы диодного
вольтметра с помощью схемы авторегули¬
рования. Линеаризация шкалы диодного
вольтметра может быть достигнута (рис.
2-2-14) применением в схеме вольтметра
вспомогательного генератора, работающего
на частоте 100 кгц. Колебания этого гене¬
ратора детектируются вторым диодом, ха¬
рактеристики которого совпадают с харак¬
теристиками основного диода. Лолученное
напряжение сравнивается ic напряжением от
основного диода и усиленное разностное на¬
пряжение используется для регулировки
амплитуды вспомогательного генератора до
приведения разностного напряжения к ну¬
лю. Напряжение вспомогательного генера¬
тора является мерой измеряемого напряже¬
ния. Реф. 1Л. 61-3].
2-2-6. Измерение напряжений в высо¬
коомных цепях. При измерении напряжений
в высокоомных цепях входное сопротивле¬
ние вольтметра должно достигать 108—
10й ом. Методы повышения входного со¬
противления лампового вольтметра, приме¬
нение простых и сложных схем катод¬
ных повторителей, компенса¬
ционные метод ы и з м е р е н и я на¬
пряжения' и применение вольтметров
с лампами в о б ращен н о м р е ж и м е
описаны в [Л. 61-102].
2-2-7. Другие методы и устройства.
Теория и устройство ламповых вольтмет¬
ров рассматривается, например, в [Л. 55-101,
, 55-102, 63-103, 60-101, 61-109, 62-101].
Метод определения момента, в который
амплитуда синусоидального сигнала стано¬
вится ниже определенной величины, опи¬
сан в [Л. 60-125].
2-3. ИЗМЕРЕНИЕ НАПРЯЖЕНИЯ
И ТОКА С. В. Ч.
2-3-1. Диодные вольтметры. При изме¬
рениях на с. в. ч. возникают дополнитель¬
ные трудности, связанные с тем, что вход¬
ное сопротивление измерительного прибора
часто является полным сопротивлением, за¬
висящим от частоты аналогично сложной
цепи; кроме того, введение измерительного
прибора нарушает однородность линии пе¬
редачи.
При измерении напряжения в коакси¬
альной линии нарушение однородности
входной емкостью вольтметра сводится
к минимуму путем включения в линию не¬
большого коаксиального тройника — адап¬
тера. Проходные плечи (включаются в ли¬
нию, а в перпендикулярное плечо вводится
зонд прибора. Проходные плечи имеют не¬
сколько больший наружный диаметр; соот¬
ветственно больше и волновое сопротивле¬
ние. Емкость же зонда уменьшает волно¬
вое сопротивление; в результате однород¬
ность линии не нарушается.
На дециметровых волнах часто приме¬
няются вольтметры с полупроводниковыми
диодами. На сантиметровых волнах полу¬
проводниковые диоды широко применяются
как детекторы и смесители; использование
их для непосредственного измерения на¬
пряжения затруднено их нестабильностью
и, следовательно, необходимостью частых
калибровок.
Калибровка вольтметра с полупровод¬
никовым диодом может выполняться, на¬
пример, с помощью электроскопа. Та¬
кой прибор, работающий на волне 10 см,
имеет золотой листок длиной 7 мм, уста-
36
Рис. 2-3-1. Электродина¬
мический амперметр
с вибрирующим кольцом.
новленный в щели в стенке вертикального
отрезка коаксиальной линии. При наличии
поля листок отклоняется к центральному
проводнику и отклонение наблюдается с по¬
мощью оптического устройства. Зонд с из¬
вестной связью подводит часть сигнала
к детектору и индикатору. С помощью на¬
страиваемых шлейфов максимум напряже¬
ния ib линии подводится к листку. Кали¬
бровка осуществляется подведением изве¬
стного сигнала низкой частоты, дающего
такое же отклонение листка, как и сигнал
на волне 10 см. Реф. {Л. 57-1].
2-3-2. Амперметр с вибрирующим коль¬
цом применяется как эталонный прибор для
измерения тока на с. в. ч. В одном газ ва¬
риантов прибор представляет собой два
вертикальных концентрических кольца, од¬
но из которых подвешено на кварцевой ни¬
ти внутри другого под некоторым углом.
Измеряемый ток проходит по внешнему
кольцу. (При этом внутреннее кольцо пово¬
рачивается, по инерции проходит устано¬
вившееся положение и возникающий обрат¬
ный момент вращения заставляет его дви¬
гаться в обратном направлении. Кольцо ви¬
брирует непрерывно, и частота вибрации
зависит от действующего значения тока и
не зависит от его частоты и формы.
В другой конструкции (рис. 2-3-1)
внешнее кольцо заменено внешним провод¬
ником коаксиальной линии. Частота вибра¬
ции определяется с помощью эталона ча¬
стоты. Нижний предел измеряемых частот
зависит от отношения реактивного сопро¬
тивления кольца к его активному сопро¬
тивлению и равен примерно 1 Мгц; верхний
предел равен нескольким тысячам мега¬
герц. Чувствительность прибора равна
примерно 1 а в воздухе и 0,1 а в вакууме.
Реф. 1[Л. 57-1].
2-3-3. Электродинамический измеритель
тока и проходящей мощности в метровом
и дециметровом диапазонах волн измеряет
ток от 50 ма до 6 а на частотах до 300 Мгц
с .погрешностью (меньшей 2,5% и проходя¬
щую мощность от 0,2 до 2 500 вт в диапа¬
зоне частот 150—2 000 Мгц с такой же по¬
грешностью.
Принцип действия электродинамиче¬
ского измерителя основан на взаимодейст¬
вии двух токопроводящих систем: коакси¬
альной линии и помещенного в ее поле ко¬
роткозамкнутого кольца, совершающего
крутильные колебания.
Если линия нагружена на сопротивле¬
ние, равное волновому, то в ней существует.
Рис. 2-3-2. Зонд в
виде экранирован¬
ной рамки с ото¬
бражением, приме¬
няемый для изме¬
рения поверхност¬
ных токов с. в. ч.
режим бегущей волны и сила тока /о, изме¬
ренная в любой точке линии, равна силе
тока в нагрузке /н, а проходящая мощ¬
ность рассчитывается по формуле
p=i W
где Z0 — волновое сопротивление линии.
Извл. из [Л. 62-110].
2-3-4. Приборы, основанные на терми¬
ческих эффектах. Наибольшее число при¬
боров, применяемых на в. ч. и с. в. ч. для
измерения тока и напряжения, является
термическими приборами, которые измеря¬
ют ток путем измерения мощности, погло¬
щаемой в приборе; их показания обычно
пропорциональны квадрату силы тока. Из¬
меряемый ток обычно нагревает тонкую
проволоку и для определения степени на¬
грева используется эффект теплового рас¬
ширения, или термоэлектрический эффект,
или фотоэлектрический эффект, или возра¬
стание сопротивления. Реф. (Л. 57-1].
2-3-5. Измерение поверхностных токов
с. в. ч. Измерение амплитуды, фазы и на¬
правления поверхностных токов с. в. ч.
(10 Ггц) производится с помощью зонда
в виде поворотной экранированной рамки
с отображением (рис. 2-3-2). Внешняя сим¬
метрия рамки достигается по отношению
к плоскости Р—Р' с помощью экранирова¬
ния, а симметрия относительно плоскости
S—S/ достигается отражением половины
рамки в проводящей плоскости. Благодаря
полной симметрии рамка возбуждается
только машинным полем; все другие формы
возбуждения взаимно уничтожаются. Кро¬
ме того, эффективный центр рамки ©месте
с ее отображением лежит точно в прово¬
дящей плоскости. Таким образом, зонд
обеспечивает измерение интенсивности маг¬
нитного поля точно на поверхности, что эк¬
вивалентно измерению плотности поверхно¬
стного тока. При ориентации зонда по ма¬
ксимуму показания плоскость рамки совпа¬
дает с направлением тока. Выход зонда со¬
единен коаксиальным кабелем со схемой
индикации.
Для проверки точности показаний зон¬
да производилось сравнение показаний
с расчетной характеристикой при повороте
плоскости рамки на 360° в поле эллншгиче-
37
Рис. 2-3-3. Термисторно-потенцио-
метрическая головка для получе¬
ния напряжений от 10 мкв до 1 в
на частотах от 2 до 1 ООО Мгц.
1 — термисторы; 2 — от генератора сиг¬
нала; 3 — к нагрузке; 4 — к мосту из¬
мерения мощности.
ски поляризованных токов с отношением
амплитуд осей 25 дб.
Измерения выполнялись на частоте
10 Ггц с помощью гомодинной схемы при¬
ема и калиброванного аттенюатора. Ошиб¬
ка измерения амплитуды определена равной
±2%, а ошибка измерения фазы ±5%.
При линейно поляризованных поверх¬
ностных токах направление вектора тока
определяется по минимуму выходного эф¬
фекта при вращении рамки с погрешностью,
не превышающей ±3°.
Основное применение этого зонда со¬
стоит в измерении поверхностных токов
с. в. ч., индуктированных в параболических
отражателях. Реф. [Л. 62-111].
2-3-6. Эталон напряжения с. в. ч. для ка¬
либровки приемников. Прибор обеспечивает
получение точного напряжения от 10 мкв
до 1 в в диапазоне от 2 до 1 ООО Мгц.
Основной элемент устройства показан
на рис. 2-3-3. Он является комбинацией тер-
мисторной головки и микрототенциометра,
работающего на низкоомную нагрузку
(обычно 50 ом)\ выходное напряжение не
зависит от сопротивления нагрузки. Вход¬
ная мощность определяется с помощью
термисторного моста; широкий диапазон
выходных напряжений получается при за¬
мене микропотенциометров.
Путем очень тщательного согласования
омической цепи с линией к. с. в. в отрезке
линии между термисторами и омической
цепью поддерживается близким к 1. Кроме
того, расстояние между термисторами и
цепью сопротивлений настолько мало, что
обеспечивается равенство напряжения
в обоих точках линии, что является сущест¬
венной особенностью устройства. Реф.
[Л. 61-20]. Ом. также [Л. 61-141].
2-4. ИЗМЕРЕНИЕ ИМПУЛЬСНЫХ
НАПРЯЖЕНИЙ И ТОКОВ
2-4-1. Автоматический дискриминатор
для измерения амплитуды импульса
(рис. 2-4-1). При поступлении импульсов на
сетку входного катодного повторителя Л1
с катода триода Л2 через делитель напря¬
жения подается на катод диода Дг напря¬
жение сравнения. Коща оно достигает
уровня амплитуды импульса, входной им¬
пульс перестает подаваться на усилитель и
опорное напряжение остается неизменным.
После вычитания потенциала покоя анода
диода Д2 напряжение катода катодного по¬
вторителя прямо пропорционально ампли¬
туде импульса. Устройство измеряет ам¬
плитуду импульса от 0,5 до 10 в на часто¬
тах от 25 гц до 10 кгц, при длительностях
импульсов от 0,5 мксек с максимальной
ошибкой ±5%. Реф. (Л. 61-21].
2-4-2. Простая схема измерения пико¬
вого напряжения наносекундных импульсов.
Обычные ламповые вольтметры непригодны
для измерения пикового напряжения им¬
пульсов продолжительностью в несколько
наносекунд, особенно, если частота повто¬
рения мала. Описываемая ниже схема дает
возможность измерять с точностью 5% пи¬
ковое напряжение однополярных импульсов
порядка 100 в, длительностью от 30 до
250 нсек с частотой повторения несколько
сотен импульсов в секунду. Импулысы про¬
должительностью в 1 нсек с еще меньшей
частотой повторения могут быть измерены,
но с меньшей точностью. Схему, приведен¬
ную на рис. 2-4-2, можно рассматривать,
как видоизменение компенсационного три-
одного пикового вольтметра.
Импульсы подаются на сопротивление
Rs, которое не должно быть настолько ве¬
лико, чтобы на нем появлялось заметное
напряжение за счет постоянного тока сетки.
Это условие обычно в импульсной схемевы-
полняется. Если положительное пиковое на¬
пряжение немного больше, чем постоянное
напряжение на С3, то лампа проводит, раз¬
ряжая Ci на С3, в течение импульса. За¬
тем Ci заряжается через R\ достаточно
Рис. 2-4-1. Схема автоматического дискриминатора для измерению
амплитуды импульса.
У —> усилитель с коэффициентом усиления 180.
38
медленно, чтобы можно было на¬
блюдать получающийся импульс на
обычном осциллоскопе. Увеличивая
напряжение компенсации на С3 до
тех пор, пока выходной импульс не
исчезнет, можно определить пиковое
значение входного импульса с точ¬
ностью до нескольких вольт. Осцил¬
лоскоп при этом служит лишь ин¬
дикатором и не нуждается в кали¬
бровке.
Небольшое импульсное напря¬
жение передается на анод от сетки
через паразитные емкости и дает ко¬
роткий начальный импульс на экра¬
не осциллоскопа. Но он хорошо от¬
личим от измеряемого и очень не¬
значительно изменяет напряжение
на С\. Величина С2 определяется
входной емкостью осциллоскопа;
следует отметить, что С2 разряжает¬
ся со скоростью, отличной от заря¬
да С\. Это влияет на форму волны
осциллоскопического изображения, но не ме¬
шает распознавать форму импульса. Вольт¬
метр работает «а пентоде 954, имеющем
тлалую емкость сетка — анод (0,007 пф) и
характеристику с резкой отсечкой. Если
анодный ток отпертой лампы равен 5 ма,
то входной .импульс длительностью 1 нсек
по расчету дает пиковое выходное напря¬
жение, равное 0,1 в три постоянной време¬
ни Ю-4 сек; эта величина легко различима.
По-видимому, даже электр онно-оптиие-
ский индикатор может -в некоторых случаях
оказаться вполне пригодным в данной схе*
■ме (вместо э. л. о.). Реф. {Л. 62-113].
2-4-3. Измерение пикового значения
напряжения импульсов (длительность от
0,5 мксек, амплитуда до 250 в) произво¬
дится с точностью ±3% с помощью трех¬
ламповой схемы (два триода и тиратрон),
в которой конденсатор заряжается через
тиратрон; напряжение на конденсаторе из¬
меряется обращенным трйодным вольтмет¬
ром. Постоянная времени разряда равна
5 000 сек, что обеспечивает достаточно
удобный отсчет. Реф. [Л. 62-112].
2-4-4. Транзисторный импульсный вольт¬
метр, работающий по принципу автоком¬
пенсации. В этом приборе пропускаемые
входным дискриминатором положительные
импульсы служат, после усиления и пово¬
рота фазы, для заряда накопительной RC-
цепочки. Отрицательное напряжение, по¬
лучающееся на накопителе, подводится
снова к дискриминатору и запирает вход,
как только оно сравняется с пиковым на¬
пряжением входного импульса. Примене¬
ние в таком вольтметре транзисторов осо¬
бенно выгодно при Небольших амплитудах
импульсов, так как напряжение запирания
базы в схемах с общим коллектором или
эмиттером обычно не превышает 100 мв и
абсолютные колебания этой величины ма¬
лы по сравнению с лампами (контактные
потенциалы!). Поэтому порог дискрими¬
нации в транзисторных каскадах опреде¬
ляется значительно острее, чем в лампо¬
вых; в данном устройстве удалось снизить
нижний предел измерения до 100 мв без
предварительного усиления.
Рис. i2-4-2. Схема измерения пикового напряжения
наносекундных импульсов.
Я1=Я2=2,2<Л1сш- #3=50 ком\ #4=Ю0 ком\ С^БО пф\ С2=
= 10 пф; Сз=С4=С5=0,001 мкф.
Блок-схема устройства показана на
рис. 2-4-3, а полная схема на рис. 2-4-4.
Отрицательные входные импульсы через
коллекторный каскад, служащий входным
дискриминатором, подаются на транзистор
Т2, работающий в качестве трансформато¬
ра сопротивления и образующий вместе
с последующим дискриминатором импульс¬
ного тока дискриминатор импульсного
напряжения в диапазоне милливольт. Триг¬
герная схема на Гз и выдает положи¬
тельные импульсы, усиливаемые эмиттер-
ным каскадом на Г5, служащим одновре¬
менно для обращения фазы. Дальнейшее
усиление и поворот фазы осуществляется
в каскаде 7V Получающиеся положитель¬
ные импульсы служат для заряда нако¬
пительного конденсатора Сн через диод Д$.
Положительное напряжение Uс на Сн по¬
ступает через Ял и дроссель Др\ на базу
дискриминатора и запирает вход, как толь¬
ко Uс становится равным Uимп. Так как
Uс — i/имп, то амплитуда импульса Uимп
отсчитывается по стрелочному прибору.
Шкала прибора линейна (с точностью
2%) в диапазоне напряжений от 0,1 до
1,0 в. Погрешность абсолютного значения
показаний прибора на частоте 800 гц не
превышает 2%. Показания прибора не за¬
висят от ширины входного импульса, если
она больше 0,2 мксек. При синуооидаль-
Рис. 2-4-3. Блок-схема транзисторного
импульсного вольтметра.
/ — входной дискриминатор; 2 — трансфор¬
матор сопротивления; 3 — триггер; 4 — уси-
39
Рис. 2-4-4. Принципиальная схема транзисторного импульсного вольтметра, работающе¬
го по принципу автокомпенсации.
ных напряжениях прибор .показывает точ¬
ные пиковые значения на частотах от 3 до
100 кгц. Реф. [Л. 63-2].
2-4-5. Компаратор напряжения импуль¬
сов. Прибор отмечает появление положи¬
тельных и отрицательных импульсов, пре¬
вышающих пороговое .напряжение, путем
замыкания 1реле. Схема срабатывает при
малом коэффициенте заполнения времени
(до 10-7) и малой ширине импульса (до
50 нсек). Пороговое напряжение можно ре¬
гулировать в (Пределах от 0,5 до 1 в, при¬
чем его изменения не превышают ±0,5%
номинала ори изменении температуры от
0 до 50° С. Схема компаратора (рис. 2-4-5)
состоит из двух последовательно запускае¬
мых блокинг-генераторов, выходы которых
связаны с моностабильной схемой, управ¬
ляющей реле. Транзистор Т\ типа прп
срабатывает при положительных импуль¬
сах, а транзистор Гг типа рпр — при от¬
рицательных. Положительный импульс, при¬
ложенный ко выходу и имеющий амплитуду
выше порогового напряжения, запускает Г3.
Трансформаторы включены так, что Т2
регенерирует, повышая скорость. Положи¬
тельный выходной импульс блокинг-гене-
ратора подается на базу Г3. С коллектора
Рис. 2-4-5. Схема транзисторного компаратора напряжения импульсов.
40
Г3 им,пульс подается на базу Т4 и коллек¬
тор Т4 усиливает стартовый имшульс, воз¬
действуя на базу Тз- Постоянная времени
разряда цепи реле, определяемая емкостью
Ci и сопротивлением реле, сделана до¬
статочно большой для того, чтобы реле
было замкнуто в течение большого интер¬
вала времени между импульсами. Для ста¬
бильности работы i#4 уменьшается так,
чтобы усиление петли оставалось меньше
единицы в отсутствие импульса. Реф.
[Л. 61-133].
2-4-6. Другие методы и устройства.
Осциллоскопические методы — см. главу 15.
Точное измерение уровня видеоимпуль¬
сов. Прибор дает возможность устанав¬
ливать уровень телевизионной передачи
с точностью 1%. Генератор калибровки-
выдает прямоугольные импульсы точно из¬
вестной и постоянной амплитуды. Измеряе¬
мое видеонапряжение складывается с ка-
либровочным напряжением. Они наблюда¬
ются на экране одно над другим. Калибро¬
вочное напряжение регулируется так, что¬
бы минимумы верхней фигуры лежали на
одной горизонтали с максимумами нижней,
см. [Л. 01-52].
Точный метод измерения импульсных
напряжений (на электродах генераторных
ламп), см. [Л. 60-60].
ГЛАВА 3
ИЗМЕРЕНИЕ МОЩНОСТИ
3-1. НЕКОТОРЫЕ ОБЩИЕ ВОПРОСЫ
3-1-1. Располагаемая мощность. Мощ¬
ность, отдаваемая генератором с дейст¬
вующим напряжением 77д и внутренним
полным сопротивлением Zr в нагрузку
с полным сопротивлением ZH равна:
где Zr—\Rr~\~jXr
и ZH =\Ru
Наибольшая мощность отдается гене¬
ратором только при условии сопряжен¬
ного согласования, когда ZH яв¬
ляется комплексно сопряженной величиной
Zr(ZH=Zr*). При этом
Ро называется располагаемой мощ¬
ностью генератора. Если волновое со¬
противление линии передачи, соединяющей
нагрузку с генератором Z0, отличается от
полного сопротивления нагрузки Zn, то
в линии возникают стоячие волны тока и
напряжения. Однако и в этом случае мож¬
но получить наибольшую мощность в на¬
грузке, если линия не имеет потерь, а вход¬
ное полное сопротивление линии со сторо¬
ны генератора является величиной, комп¬
лексно сопряженной с ZH.
В общем случае произвольного генера¬
тора, соединенного с произвольной нагруз¬
кой однородной линией передачи (без по¬
терь), имеющей волновое сопротивление
Zo, мощность в нагрузке Рж может быть
выражена в зависимости от располагае¬
мой мощности генератора Ро (рис. 3-1-1).
Пусть Гг означает коэффициент отражения
по напр я ж ши ю к. о. невозбужденного гене¬
ратора со стороны линии, а Гж — к. о. на-
Если нагрузка присоединена прямо к гене¬
ратору, то
(1-|Гг1»)(1-1Гн1«)
Р0 |1-ГгГн|2
При постоянных значениях |Гг| и |ГМ| мак¬
симум мощности поступает в нагрузку тог¬
да, когда ГгГж= |ГгГн|, а это равенство*
удовлетворяется при условии, что сумма
углов Гт и Гм равна нулю или кратна 2я.
Минимум мощности поступает в нагрузку,,
когда ГгГм =—|ГгГн|, т. е. когда сумма 'на¬
званных углов равна нечетному кратному я.
Если нагрузка соединена с генератором1
с помощью линии без потерь, то мощность,
поступающая в нагрузку, имеет значение,
лежащее между указанными крайними зна¬
чениями и определяется электрической дли¬
ной линии. Это объясняется тем, что одно¬
родная линия передачи без потерь транс¬
формирует к. о. на выходе Г в к. о. на-
входе
Г.х = Ге~2т ,
где р—коэффициент распространения, а
Рис. 3-1-1. К определению располагаемой
мощности генератора.
41
I — физическая длина лин,ии (р/ — элек¬
трическая длина). Так как ттри трансфор¬
мации изменяется только фазовый угол, то
ясно, что выбором должной длины линии
может быть получена любая мощность
в указанных выше пределах.
Из уравнения для Рж/Ро можно сде¬
лать ряд выводов. На/пример, из него сле¬
дует, что при Гт—Г*н в нагрузку посту¬
пает располагаемая мощность генератора.
При этом Zr=ZH* и нагрузка сопряженно
согласована с генератором. Это уравнение
может быть также использовано для опре¬
деления ошибки измерения мощности в тех
случаях, когда действительная рабочая на¬
грузка генератора отличается от нагрузки,
примененной при измерении. Отношение
мощностей, поступающих в нагрузки А к Б,
РА_ 1 гтгБ 2 1 | ГА\2
РБ- 1-ГтГА 'l-1/’sl2'
где Гг, ГА и ГБ — к. о. напряжения соот¬
ветственно генератора, нагрузки А и нагруз¬
ки Б, измеренные в точке присоединения.
Обычно известны только модули отдельных
к. о.; это дает возможность определить
возможную (но не действительную) ошибку,
вызываемую неравенством ГА и ГБ. Ошиб¬
ка может быть сведена к минимуму путем
согласования генератора с линией. Если
генератор вполне согласован (Гг = 0), то
зная ГА и ГБ ошибку можно определить
точно.
Из указанного уравнения следует так¬
же, что мощность, поступающая от согла¬
сованного генератора в (произвольную на¬
грузку,
Р„ = Р0(1-|ГН|)2;
если же согласована и нагрузка (Гн = 0),
то поступающая в нее мощность равна Ро
(максимум).
Иногда возникает (необходимость
сравнить два измерителя мощности при на¬
личии лишь несогласованного генератора.
Это можно выполнить с высокой точностью,
не зная истинных значений Гг, ГА и ГБ, если
имеется измерительная линия. Пусть при
подключении к генератору (через измери¬
тельную линию) нагрузки А отсчет прибора
измерительной линии в максимуме напря¬
жения равен Яшакс, а в минимуме напря¬
жения Яшин*, при замене нагрузки А на¬
грузкой Б соответствующие отсчеты равны
^2макс И ^2мии* ТоГДа
^А ^1макс^1мим
РБ ^2макс^2мим
дает истинное отношение мощностей в на¬
грузках (в данном случае в измерителях
мощности) А к Б. Приведенное выражение
для РА1РБ справедливо при линейности ин¬
дикаторного устройства измерительной ли¬
нии. Если же в этом устройстве применены
квадратичные детекторы, а индикаторный
прибор имеет линейную шкалу, то следует
вводить в данное выражение квадратные
корни из отсчетов прибора. Мощность,
подводимая к произвольной нагрузке про¬
порциональна (1 — | Гн | )2 и коэффициент
пропорциональности зависит от располагае¬
мой мощности генератора и от величин Гн
и Гг. Пусть этот коэффициент равен kU\
для нагрузки А и kU\ для нагрузки Б, где Uг
и U2 означают амплитуды напряжений на
нагрузках. U\ (1 + | ГА | ) есть максимальное
напряжение (£Лмакс), а £Л( 1 — Iл I)—
минимальное напряжение Ui МЖн в линии,
имеющей нагрузку А; поэтому
Рд = kU 1 макс^ 1 мим
и аналогично
РБ — kU2 макс^2 МИМ.
Отношение этих равенств дает приве¬
денное выше выражение для Рд/Рд, если
отсчеты пропорциональны напряжениям.
При измерении мощности на 'всех ча¬
стотах .следует опасаться ‘погрешности, воз¬
никающей из-за влияния измерительных
приборов на мощность, отдаваемую генера¬
тором в нагрузку, особенно в тех случаях,
когда внутреннее сопротивление генерато¬
ра велико или отдаваемая им мощность
ограничена. Поэтому следует предпочитать
измерительные приборы, потребляющие
минимальную мощность. Истинная мощ¬
ность, поглощаемая нагрузкой в отсутствие
измерительного прибора, часто может быть
определена экстраполяцией по известным
параметрам цепи и'приборов. Пер. i[JI. 57-1].
3-1-2. Измерение мощности с. в. ч.
В настоящее время можно измерять мощ¬
ности с. в. ч. от милливатт до нескольких
киловатт с точностью не хуже 1—2%. Од¬
нако в определенных участках диапазона
и в определенных пределах измеряемой
мощности достигнуты значительно боль¬
шие точности измерения.
Для измерения мощности с. в. ч. ис¬
пользуются в основном следующие явле¬
ния, создаваемые излучением с. в. ч.:
1) нагревание; 2) по и де р ом от орн ы е явле¬
ния (электрохимические силы); 3) эффект
Холла; 4) ускорение электронов в вакууме.
Наиболее широко используемое явле¬
ние — нагрев, при котором мощность
с. в. ч. преобразуется в тепло и возраста¬
ние температуры измеряется прямо или
косвенно. Но и другие названные явления
используются с успехом и каждое из них
в «принципе превосходит явление нагрева,
хотя бы в одном отношении.
Использование электромеханической
силы имеет два очевидных преимущества:
оно приводит к созданию прибора, кото¬
рый в идеальном случае не поглощает
мощности и может быть прокалиброван
прямо в единицах массы, длины и вре¬
мени и поэтому является абсолютным.
Ваттметры, основанные на эффекте
Холла, имеют одно важное преимущество:
они измеряют истинный поток мощности
независимо от к. с. в. линии. Другим, пока
42
потенциальным, преимуществом является
отсутствие существенной временной за¬
держки между подачей мощности и по¬
явлением э. д. с. Холла.
Ускорение электронов в вакууме так¬
же явление безынерционное и оно пополь¬
зовалось с этой точки зрения. Кроме того,
мощность, отбираемая от волны в этом
случае очень мала.
Сравнение ваттметров с. в. ч. Если при
сравнении ваттметров совершенно различ¬
ной конструкции их показания окажутся
совпадающими в пределах ошибки экспери¬
мента, то можно считать эти приборы
удовлетворительными. В следующей табли¬
це приведены результаты сравнения ватт¬
метров трех типов на волне 3,2 см [Л. 58-9].
Пленочный
болометр
мвпг
Водяной
калориметр
/>кал, мшпг
Крутильный
ваттметр
Рк р, мвпг
1,05
1,02
1,02
1,71
1,76
1,73
2,42
2,53
2,48
19,1
19,4
19,5
20,6
20,9
20,7
29,4
30,0
29,9
Частотный
Тип ваттметра
^мин’
т, сек
масштаб
шпг
^мин
Поточный калори¬
метр ...
1—10
1—10
Пропорц. А.2
Балансный кало¬
риметр с сухой
ю-3
нагрузкой . . .
100
X*
Дифференциаль¬
ный воздушный
термометр . . .
10-2
100
К*
Термистор ....
10-3
—
—
Болометр ните¬
^2
видный . . .
ю-3
ю-3
Болометр пленоч¬
ный
ю-3
10
Х2
Крутильный . . .
10
1
X-1, X5
Качающийся кру¬
*5/2
тильный ....
ю-3
100
Эффект Холла . .
10-2
—
—
Коаксиальный ди¬
од
100
10-*
—
„Элемент Голея“
(применяется
только на мил¬
лиметровых вол¬
10-®
ю-2
нах)
—
г* Pkv ^к»л 1ПП
Средняя величина ^ ЮО рав-
■* ка л
на — 0,8%.
Средняя разность между отсчетом бо¬
лометрического ваттметра и средним от¬
счетом двух других ваттметров равна
—1,2%. Пленочный болометр таким образом
не отличается от высококачественных эта¬
лонов в пределах точности, с которой мож¬
но сравнить приборы.
Имеются другие параметры, кроме
точности, по которым оценивается качество
данного ваттметра с. в. ч. К ним относятся:
минимальная мощность, измеряемая удов¬
летворительно; время установления пока¬
заний; частотный масштаб; полоса с. в. ч.;
прочность; влияния температуры; метод
калибровки; стабильность калибровки; по¬
глощающий или проходной тип; размеры;
вес; количество необходимой 'вспомога¬
тельной аппаратуры; стоимость.
Сравнение некоторых типов ваттмет¬
ров по первым трем параметрам приве¬
дено в таблице.
Приведенные Цифры ДЛЯ Ямин и т от¬
носятся к устройствам, предназначенным
для работы -в 3-см диапазоне волн, и лишь
грубо показывают порядок величины. По¬
следняя колонка показывает, как РМин
меняется с длиной волны, когда прибор
изменяется для применения на другом диа¬
пазоне волн. Реф. [Л. 62-17].
3-1-3. Измерение истинной мощности
с. в. ч. На н. ч. ваттметр измеряет истин¬
ную мощность независимо от коэффици¬
ента мощности нагрузки и сам поглощает
очень малую мощность. Для в. ч. и с. в. ч.
такого прибора нет. Калориметрический
ваттметр поглощает всю мощность (при
полном согласовании). Термисторные и ба-
лометрические ваттметры учитывают толь¬
ко электрическую составляющую поля и
для измерения истинной мощности они то¬
же должны быть вполне согласованы. В об¬
щем случае истинный ваттметр с. в. ч. дол¬
жен использовать одновременно электри¬
ческую и магнитную составляющие поля,
т. е. учитывать вектор Пойнтинга. Для
этого пригодны приборы, основанные на
пондеромоторном эффекте и эффекте Хол¬
ла. Так, например, в случае отбора части
мощности из линии с большим к. с. в.
только наблюдение вектора Пойнтинга да¬
ет правильный результат. В этом случае,
однако, можно получить величину истинной
мощности, применяя направленные ответ¬
вители. Реф. 1[Л. 62-1, 62-38].
3-1-4. Погрешности рассогласования при
измерении мощности на с. в. ч. подробно
рассмотрены в |[Л. 62-114, гл. 5].
3-2. КАЛОРИМЕТРИЧЕСКИЕ МЕТОДЫ
ИЗМЕРЕНИЯ МОЩНОСТИ
3-2-1. Статические калориметры.
Адиабатические калориметры. В идеаль¬
ном адиабатическом калориметре мощность
подводится к термически изолированному
телу. Температура тела повышается «прямо
пропорционально времени поступления
мощности. Произведение скорости повы¬
шения температуры на теплоемкость тела
равно подводимой мощности.
Для не вполне изолированного кало¬
риметрического тела уравнение теп¬
лового равновесия (в идеализиро¬
ванной форме) имеет вид:
где Р — подводимая мощность; С — тепло¬
емкость; Т —повышение температуры и
43
R — тепловое сопротивление окружающей
среды (здесь для простоты принято, что
температура одинакова во всем объеме, а
теплоемкость и теплопроводность же зави¬
сят от температуры).
Общее решение этого уравнения имеет
вид:
T=RP(\—e~tlRC),
где RC — тер-мическая постоян¬
ная времени процесса.
Если тело вполне изолировано от окру¬
жающей ореды, то R приближается к бес¬
конечности и уравнение теплового равно¬
весия принимает вид:
Для определения мощности (в ваттах)
достаточно знать теплоемкость (в джоулях
на градус) и измерить скорость повышения
температуры (в градусах и секундах); если
теплоемкость известна в калориях на гра¬
дус, то она должна быть умножена на
4,18, чтобы мощность получилась в ват¬
тах. Время измерения должно оставаться
малым по сравнению с неизбежно конеч¬
ным значением постоянной времени кало¬
риметра.
На рис. 3-2-1 показан пример устрой¬
ства адиабатического калори¬
метра для с. в. ч. Этот прибор пред¬
ставляет собой сосуд Дьюара, наполнен¬
ный -водой. В сосуд входит конец волно¬
вода, закрытый наклонной стеклянной стен¬
кой, отделенный термоизолятором от источ¬
ника колебаний с. в. ч. и окруженный ка¬
тушкой подогревателя. При подведении
мощностц Рж.ч в течение времени из¬
меряется повышение температуры Тш.ч.
После этого к подогревателю подводится
постоянный ток мощностью Р= на время
/= и измеряется дополнительное повыше¬
ние температуры 7=; Рж.ч определяется из
Гш.Ч Рш.Ч^Ж.Ч
~fZ рзтз--
Чувствительность прибора, работающего
в диапазоне 8—12 Ггц, равна 300 вт • мин
на °С, а прибора, работающего в диапазо¬
не 18—26 Ггц—\100 вт • мин на °С. Посто¬
янная времени последнего прибора равна
Рис. 3-2-2. Адиабатический калориметр для
миллиметровых волн.
около 800 мин. При измерении мощности
40 вт в интервале времени 2 мин повыше¬
ние температуры равно приблизительно
0,8° С; при точности отсчета термометра
0,001° С погрешность измерения не пре¬
вышает 30 мет. Допустимая мощность
в импульсе для обоих калориметров равна
40—60 кет.
Адиабатический микрокало¬
риметр, предназначенный для рабо¬
ты на миллиметровых волнах,
имеющий чувствительность в несколько
микроватт (Л. 55-2], показан на рис. 3*2-2.
Согласованная оконечная нагрузка волно¬
вода помещена внутри эвакуированного
(ЧО-5 мм рт. ст.) металлического сосуда,
окруженного водяной ванной. Утечка тепла
путем конвекции уменьшена применением
вакуума, а утечка тепла путем ра¬
диации и теплопроводности снижена
поддержанием нулевой разности тем¬
ператур (практически около 0,001° С) (меж¬
ду металлическим сосудом и оконечной на¬
грузкой. Последнее осуществляется серво¬
системой из термостолбика, усилителя и
помпы, подкачивающей горячую воду
в ванну. Повышение температуры за оп¬
ределенный промежуток времени изме¬
ряется термометром о платиновым сопро¬
тивлением и мостом Мюллера. Калибровка
выполняется на низкой частоте с помощью
подогревателя, окружающего оконечную
нагрузку.
Неадиабатические калориметры. Раз¬
личные высокочастотные оконечные нагруз¬
ки могут применяться для калориметриче¬
ского измерения мощности, если имеется
возможность определять повышение темпе¬
ратуры и калибровать систему. Такими
нагрузками могут служить диэлектриче¬
ские материалы с потерями (твердые или
жидкие), а также пластинки или пленки
высокого сопротивления; для определения
температуры используются термопары,,
термостолбики, термисторы, термометры
сопротивления, ртутные термометры биме¬
таллические полоски, воздушные термомет¬
ры и манометры. Калибровка производится
с помощью эталонного ваттметра, напри¬
мер, водяного поточного калориметра или
с помощью известной мощности низкой
частоты, если (подстановка может быть
произведена достаточно точно.
44
Как указывалась выше, температура
калориметрической системы экспоненциаль-
но повышается, приближаясь к установив¬
шемуся значению <RP. Измерение основано
на определении (повышения температуры
нагрузки (или ее ближайшего окружения)
за некоторый произвольный интервал вре¬
мени после подачи мощности [JI. 49-1101].
Этот интервал времени выбирается доста¬
точно большим, чтобы (повышение темпе¬
ратуры могло быть отсчитано достаточно
точно, но не таким большим, чтобы нару¬
шилась линейная зависимость температуры
от мощности. Для большей точности при¬
меняются равные интервалы времени при
измерении и при калибровке. Возможен
вариант измерения, при котором для оп¬
ределения неизвестной мощности в. ч. ис¬
пользуются калибровочные графики Т~
=/(0. .
Другим вариантом является использо¬
вание температуры в установившемся со¬
стоянии, как меры подводимой мощности.
При этом время измерения увеличивается
примерно до пяти постоянных времени
(теоретически за это время температура
достигает 0,993 установившегося значения),
но отпадает необходимость точного изме¬
рения времени.
На этом принципе основано устройство
коаксиального калориметра
высокой чувствительности для
диапазона частот от 0 до 1,2 Ггц,
у которого оконечной нагрузкой служит
короткое 50-омное пленочное сопротивле¬
ние, нанесенное на стержень из лавы (ди¬
электрик) и образующее центральный про¬
водник, заключенный в экспоненциальный
тонкостенный наружный проводник. На¬
грузочное сопротивление соединено элек¬
трически, но термически изолировано от
массивного основания (служащего тепло¬
отводом) коротким отрезком посеребреной
лавовой коаксиальной линии высокого теп¬
лового сопротивления. Установившееся зна¬
чение температуры наружной оболочки на¬
грузки относительно основания показыва¬
ется дифференциальным платиновым тер¬
мометром сопротивления в схеме моста,
питаемой током частоты 1 ООО гц. Калиб¬
ровка производится подачей на нагрузку
мощности н. ч. Диапазон измеряемых мощ¬
ностей лежит в пределах от 0 до 2,5 вт
при разрешающей способности в несколько
милливатт. (Постоянная времени 70 сек
и температура устанавливается примерно
за 6 мин.
Высокая чувствительность объясняется
сравнительно малыми размерами нагрузоч¬
ного сопротивления, что уменьшает потери
тепла путем конвекции и радиации и хоро¬
шей термоизоляцией.
Термобалансные калориметры. Еще
большая чувствительность может быть
получена с помощью прибора, состоящего
из двух одинаковых калориметров тер¬
мически симметричных и термически изоли¬
рованных от окружающей среды. В один
из калориметров поступает измеряемая
мощность, а другой является температур¬
но-опорным; установившаяся разность тем¬
ператур между ними служит мерой мощ-
Рис. 3-2-3. Балансный калориметр
с сухой нагрузкой [Л. 62-17].
1 — вход в. ч.; 2— основной волновод; 3—
вспомогательный волновод; 4 — полистиро-
ловые соединители; 5 — термоизоляцион¬
ные секции; 6 — термостолбик; 7 —- тонко¬
стенные секции; 8 — широкополосные на¬
грузки; 9 — внутренний кожух; 10 — внеш¬
ний «ожух.
ности в. ч. Калибровка осуществляется
подачей мощности н. ч.
Известно несколько разработок тер¬
мобалансных калориметров. Один такой
прибор {Л. 55-3] применяется для кало¬
риметрической калибровки болометрических
головок с. в. ч. на несколько милливатт
с точностью лучшей, чем 1%. Орибор ра¬
ботает на частоте 9 315 Мгц. Разность
температур между калориметрами изме¬
ряется термостолбиком с 20 спаями и пре¬
цизионным потенциометром. Постоянная
времени прибора около 5 мин, чувствитель¬
ность около 15° С/вту э. д. с. термостолби¬
ка около 12 мкв /мет.
В (Л. 55-2] описана серия широкопо¬
лосных балансных калориметров, приме¬
няемых для измерения мощности от 0 до
100 мет в коаксиальных и волноводных
линиях в диапазоне от постоянного тока
до 75 Ггц (рис. 3-2-3). У каждого кало¬
риметра в рабочем диапазоне соответст¬
вующего волновода к, с. в. не превышает
1,3. Минимальная различимая мощность
(определяемая температурным дрейфом)
от 2 до 10 мквт. Сужающиеся резистив¬
ные пластинки использованы в качестве
нагрузочных поглощающих элементов в
волноводных калориметрах, причем приня¬
ты меры к тому, чтобы равные мощности
постоянного тока и в. ч. создавали одина¬
ковый тепловой эффект. Нагрузка коакси¬
альной линии представляет собой попереч¬
ную резистивную пленку, нанесенную на
слюде. Для индикации разности темпера¬
тур использованы термостолбики. Чувстви¬
тельность по мощности колеблется от 15
до 30°С/вт, а постоянная времени от 40 сек
до 3 мин. Температурный дрейф значитель¬
но снижен системой двойного температур¬
ного экранирования: массивный металли¬
ческий кожух, содержащий балансный ка¬
лориметр, находится внутри второго
кожуха, от которого он термически изоли¬
рован. На входе волновода применяются
секции из серебряного покрытия или изго¬
товленные из очень тонкого металла для
обеспечения тепловой изоляции. Для полу¬
чения наибольшей точности следует от¬
дельно определить затухание в. ч. между
входом калориметра и оконечной нагруз¬
45
Рис. 3-2-4. Балансный калориметр с сухой нагруз¬
кой и дифференциальным воздушным термоме¬
тром.
кой (оно бывает порядка 0,1 дб) и (внести
его в виде поправки к отсчету. Общая
погрешность при одном милливатте не
превышает 2% (по '[Л. 62-17] 1%, Ред.).
Балансный калориметр с дифференци¬
альным воздушным термометром показан
на рис. 3-2-4. Прибор предназначен для
измерения мощности с. в. ч. в пределах от
0 до 100 мет и состоит из двух одинаковых
стеклянных ампул, соединенных капилляр- •
ной трубкой, содержащей каплю жидкости.
В каждой ампуле имеется сужающаяся ре¬
зистивная «ауглероженная пластинка и ©се
устройство смонтировано в прямоугольном
волноводе. Одна пластинка нагревается
измеряемой мощностью в. ч., а другая
уравновешивающей мощностью постоянно¬
го тока. Положение капли указывает раз¬
ность расширений воздуха в ампулах. Для
достижения наивысшей точности мощность
в. ч. в одной ампуле сначала уравновеши¬
вается мощностью постоянного тока во
второй ампуле, затем и мощность в. ч. за¬
мещается известной мощностью постоянно¬
го тока в той же пластинке так, чтобы
сохранился первоначальный баланс. Счи¬
тается, что в этой конструкции точность
измерения мощности в 10 мет равна 2%.
Пер. [Л. 57-1].
3-2-2. Поточные калориметры. В поточ¬
ных калориметрах жидкость циркулирует
с постоянной скоростью и проходит через
область, где она нагревается рассеиваемой
электромагнитной энергией. Повышение
температуры Т жидкости является мерой
средней мощности. Если F—р а с х о д,
т. е. объем жидкости, проходящей в секун¬
ду; С' — ее удельная теплоемкость (если
С' выражена в джоулях на грамм на гра¬
дус, то мощность получается в ваттах)
и D—плотность, ТО 'МОЩНОСТЬ
P=FC'DT.
Если С' выражена в калориях на гра¬
дус, то
P=4;\8FC'DT.
Поточные калориметрические системы
можно классифицировать в соответствии
с типом циркуляционной 'системы (откры¬
той или замкнутой), типом нагрева (пря¬
мого или косвенного) и методом измерения
(истинно калориметрического или замеще¬
ния). В открытых оистемах калориметри¬
ческая жидкость, которая может быть
водопроводной водой, используется лишь
1 раз. Постоянство уровня в приподнятом
резервуаре обеспечивает постоянство ско¬
рости потока. Вспомогательные устройства
сообщают воде температуру окружающего
воздуха перед поступлением в кало¬
риметр, улавливают пузырьки и из¬
меряют поток воды. В замкнутых
системах подкачиваемая насосом
жидкость непрерывно циркулирует
и охлаждается до температуры
окружающей среды перед поступле-.
нием в калориметр.
Циркулирующая жидкость мо¬
жет служить и для поглощения
энергии и для охлаждения (пря¬
мой метод нагрева) или толь¬
ко для охлаждения (косвенный метод
нанрева). Вода обычно применяется в обо¬
их методах из-за ее превосходных тепло¬
вых свойств и достаточно высоких диэлек¬
трических потерь на частотах 1 ООО Мгц
и выше. Ниже 1 ООО Мгц потери в воде
недостаточны для того, чтобы ее приме¬
нять в качестве поглощающей среды и ее
следует смешивать с хлористым натрием,
этилен-гликолем или глицерином для уве¬
личения потерь. Кошенный метод нагрева
более гибок. В нем разделены задачи пе¬
реноса тепла от задач поглощения в. ч. и со¬
гласования, что позволяет работать в бо¬
лее широком диапазоне частот и мощно¬
стей. Кроме того, он удобнее ори
измерениях способом замещения. Важной
задачей при методах косвенного нагрева
является эффективная передача тепла от
нагрузки к охладителю.
Поточные калориметрические системы
применяются как первичные эталоны для
измерения мощностей высоких уровней
и в соединении с калиброванными направ¬
ленными ответвителями, делителями мощ¬
ности, аттентюаторами и другими подобны¬
ми устройствами служат для калибровки
измерителей средней и малой мощности.
В последнее время поточные системы при¬
меняются и для непосредственного изме¬
рения средних и малых мощностей. Время
измерения лежит в пределах от нескольких
секунд до нескольких минут. При тщатель¬
ной конструкции калориметра точность из¬
мерения может быть не хуже .1—2%.
Истинные калориметрические измерения
основаны на уравнении
P=FC'DT.
Теоретически они просты, но практически
связаны с трудностями. Общая точность
измерения зависит от точности определения
четырех различных факторов F, С', D и
Т. Если свойства С' и D калориметриче¬
ской жидкости достаточно постоянны
и точно известны ib том интервале темпе¬
ратур, в котором жидкость нагревается, то
ошибки, вносимые этими параметрами, бу¬
дут пренебрежимо малы. Однако неравно¬
мерность скорости течения, появление пу¬
зырьков воздуха и ошибки измерения ско¬
рости потока и повышения температуры
могут вызвать значительные погрешности.
Кроме того, любая потеря тепла жидко¬
стью при прохождении ее через область
поглощения мощности дает ошибку. Для
уменьшения погрешностей применяются
регуляторы потока, уловители пузырьков,
хорошая термоизоляция и увеличение ско¬
46
рости потока. Последнее практически озна¬
чает ограничение повышения температуры
одним градусом Цельсия, что вызывает
необходимость применения чувствительных
ртутных термометров, термометров сопро¬
тивления или термопар. Дополнительными
проблемами являются: 1) уменьшение тем¬
пературных флуктуаций входящей жидко¬
сти; 2) устранение утечки в. ч. (полное
поглощение в. ч. мощности); 3) конструк¬
ция хорошо согласованной наир узки;
4) хорошее перемешивание потока жидко¬
сти, особенно в точках измерения темпе¬
ратуры. Поскольку ошибка за счет потери
тепла имеет в чисто калориметрическом
методе большое значение, следует ее рас¬
смотреть подробнее. 'Потери тепла (при
небольших изменениях температуры) про¬
порциональны 'Среднему повышению темпе¬
ратуры жидкости Т/2 и может быть пред¬
ставлена величиной T/2R, где R—терми¬
ческое .сопротивление между
жидкостью и ее окружением. Постоянная
R зависит от геометрии и конструкции той
части калориметра, по которой протекает
жидкость, иагда она нагревается мощно¬
стью в. ч.; чем меньше контактная площадь
с внешним окружением и чем лучше изо¬
ляция, тем больше величина R и тем мень¬
ше тепловые потери. Истинная мощность
в. ч. равна:
Р*.4 = FC'DT -f- 2£> Ризм + Рпот»
а относительная ошибка
Рв.ч — FC'DT __ Т
Яв.ч 2RPB.4-
Это выражение -подчеркивает важность
ограничения повышения температуры. При'
малых ошибках
Рв.ч FC'DT и о 2RFCD '
Отсюда следует, что ошибка за счет потерь
тепла обратно (пропорциональна расходу
потока F. Если V — объем жидкости, со¬
держащейся в некоторый момент между
входом и выходом, то время, необходимое
для прохождения этого объема через ка¬
лориметр, равно т = V/F и
где Co=VC'D — теплоемкость объема V.
RC0 — тепловая постоянная вре¬
мени этого объема жидкости, определяю¬
щая скорость его остывания как стацио¬
нарной массы. Последнее равенство выяв¬
ляет интересный факт, что ошибка за счет
потерь тепла определяется только отноше¬
нием двух постоянных времени т и RCo.
Первую из них часто называют посто¬
янной времени нагрева кало¬
риметра, так как она определяет время,
необходимое для достижения калориметром
Рис. 3-2-5. Схема измерения мощности ме¬
тодом замещения.
температурного равновесия после подачи
мощности. Ошибка за счет потерь тепла
может быть рассчитана изложенным спосо¬
бом и учтена как -поправка к измерениям.
Термическая постоянная R или RC0 нахо¬
дятся с помощью вспомогательного экспе¬
римента. Например, R находится наблюде¬
нием повышения температуры нециркули¬
рующей жидкости при подаче небольшой
известной мощности. Отношение среднего
значения повышения температуры к вели¬
чине поданной мощности равно R. Посто¬
янная RCo может быть получена из кривой
охлаждения жидкости, нагретой до неко¬
торой равновесной температуры, после чего
мощность и циркуляция жидкости были вы¬
ключены. RCo определяется по начальному
наклону этой кривой или по времени, не¬
обходимому для снижения температуры до
0,368 (или 1/е) ее начальной величины.
Калориметрические методы замещения.
При замещении неизвестной измеряемой
мощности в. ч. известной мощностью н. ч.
при неизменности всех условий может
быть получена лучшая точность измерения,
чем при -истинном калориметрическом ме¬
тоде. Точное знание расхода жидкости,
повышения температуры и удельной теп-,
лоемкости при этом методе не необходимы.
Точность измерения зависит только от сте¬
пени поддержания постоянства условий
измерения при замене одного вида мощ¬
ности другим и от точности определения
мощности н. ч. В частности, тепловые по¬
тери системы должны быть одинаковыми
для обоих видов мощности. Однако нера¬
венство тепловых потерь дает погрешность
второго порядка, если эти потери сами по
себе достаточно малы.
На рис. 3-2-5 показана схема измере¬
ния мощности методом замещения. Если
применяется метод косвенного нагрева, то
мощность в. ч. и мощность н. ч. иногда
подаются на одну и ту же нагрузку. Такая
нагрузка для коаксиального калориметра,
состоящая из резистивной пленки на внут¬
ренней стенке стеклянной трубки и нахо¬
дящаяся в тепловом контакте с потоком
жидкости, показана на рис. 3-2-6. В этой
системе тепловые потери для обоих видов
мощности весьма близки к равенству.
Возможны два способа измерения. При
способе калибровки известная
мощность н. ч. регулируется до получения
47
Рис. 3-2-6. Коаксиальный поточный калори¬
метр.
того же отсчета температуры, какрй был
при подаче измеряемой мощности в. ч.
При балансном способе начальная
опорная мощность н. ч. Р\ создает неко¬
торую установившуюся температуру кало¬
риметрической жидкости. При подаче из¬
меряемой мощности в. ч. Ризм опорная
мощность снижается до величины Р2у при
которой температура остается прежней.
При этом
•Ризм — Р1 Р 2-
Этот метод пригоден для точного опреде¬
ления приращения Ризм.
Балансный метод измерения поточным
калориметром иллюстрируется на рис. 3-2-7.
Температурно-чувствительные сопротивле¬
ния R2, Ra соединены по мостовой
схеме и сбалансированы при окружающей
температуре до подачи мощности. Затем
подается мощность в. ч. и такая баланси¬
рующая мощность н. ч., чтобы сохранилось
нулевое показание индикатора моста; при
этом
RiR4=R2Rs-
Если Ro — величина сопротивления при
окружающей температуре и а—темпера¬
турный коэффициент сопротивления, то
Rl=Ro\
#2=#o(l + a7,i) =|/?3;
/?4=Ло(1’+в72)»
где Т\ — повышение температуры, вызван¬
ное мощностью в. ч. и Т2— повышение,
вызванное суммой мощностей в. ч. и н. ч.
(считается, что температура не меняется
при протекании жидкости через трубку
между R2 и Яз). Делая подстановку, полу¬
чаем:
Л§(1 4-а7’2) = /?|(1 +аГ02-
Поскольку аТI — величина малая, можно
считать
72~27i
и повышение температуры за счет мощно¬
сти в. ч. равно повышению температуры
за счет известной мощности н. ч. При этом
предполагается, что мощность, необходи¬
мая для работы моста, пренебрежимо ма¬
ла по сравнению с измеряемой мощно¬
стью в. ч.
Поточные калориметры средней и ма¬
лой мощности. В типичном калориметре,
применяемом для измерения мощности ме¬
нее 1 вт в диапазоне 8—12 Г гц, водопро¬
водная вода, протекающая через ряд на¬
клонных полистироловых трубок, входящих
•в широкие стенки волновода, под малым
углом используется в качестве в. ч. нагруз¬
ки. Тепловой эффект мощности в. ч. ба¬
лансируется известной мощностью постоян¬
ного тока, подаваемой в нагревательный
элемент. Чувствительный высокоомный
термисторный мост, отмечающий темпера¬
туру на входе и выходе областей нагрева
постоянным током и высокой частотой, ин¬
дицирует равенство обоих мощностей. По¬
тери тепла сведены к минимуму тепловой
изоляцией и ограничением повышения тем¬
пературы 1 градусом при измеряемой
мощности 100 мет. При внесении соответ¬
ствующих поправок точность такого кало¬
риметра считается равной 1%- Минималь¬
ная измеримая мощность, определяемая
температурным дрейфом, равна примерно
0,1 мет. В npn6qpaix подобного типа особое
внимание обращают на чувствительность,
широкодиапазонное согласование и неболь¬
шое время измерения (порядка одной се¬
кунды). Трудности одновременной реали¬
зации хороших отмеченных характеристик
выявляются в дальнейшем рассмотрении.
Чувствительность поточного калоримет¬
ра зависит от флуктуаций и дрейфа тем¬
пературы движущейся жидкости, чувстви¬
тельности и стабильности детекторов тем¬
пературы и калориметрической чувстви¬
тельности по мощности
Наименьшее значение F определяется ма¬
ксимальным допустимым временем изме¬
рения и объемом V жидкости в системе.
Время измерения не может быть меньше
времени т, необходимого для того, чтобы
входящая жидкость достигла точки, где
измеряется ее выходная температура. По¬
этому
Рис. 3-2-7. Схема измерения мощности ба¬
лансным поточным калориметром.
48
Поскольку время измерения калориметра
пропорционально т, чувствительность по
мощности прямо пропорциональ¬
на времени измерения и обратно
пропорциональна тепловой массе
VC'D калориметрической жидко¬
сти. Для получения высокой чув¬
ствительности необходимо боль¬
шое время измерения и малый
объем жидкости. Это противо¬
речит конструктивным требова¬
ниям: малое время измере- 2'
ния и достаточно большой объ¬
ем жидкости, чтобы уменьшить
утечку в. ч. мощности, получить
хорошее согласование и широко-
иолосность. Если жидкость слу¬
жит так же как и нагрузка в. ч.
^способ прямого нагрева), то нуж¬
но выбрать компромиссное реше¬
ние между термическими и ди¬
электрическими свойствами жид¬
кости. (Термическая масса может
быть уменьшена применением кос¬
венного нагрева, где жидкость слу¬
жит только для охлаждения.)
Кроме того, скорость потока дол¬
жна быть достаточной для избежания за¬
стоев.
В итоге повышение чувствительности
поточных калориметров достигается умень¬
шением V (при удовлетворении других
конструктивных требований). Кроме того,
следует уменьшить температурные флук¬
туации и дрейф. Необходимую темпера¬
турную чувствительность (порядка 0,001° С)
обеспечивает схема термисгорного моста.
Пер. [Л. 57-1].
3-2-3. Водяные поточные калориметры
10 и 3-см диапазона волн. На рис. 3-2-8
показан пример устройства водяного по¬
точного; калориметра 10-см диапазона
волн. Вода протекает по тонкой полисти-
роловой трубке, проходящей сквозь широ¬
кую стенку волновода под малым углом,
и показания устанавливаются быстро. Кли¬
нообразные ребра в волноводе концентри¬
руют поле в области, занимаемой водяной
трубкой; иначе объем воды был бы слиш¬
ком мал для поглощения всей мощности.
Калориметр с трубкой, предназначенный
для волны 3 см, показан на рис. 3-2-9. На
этой волне поглощение мощности водой
достаточно велико и ребра не нужны. Эти
приборы имеют время установления около
10 сек. Вода должна выходить из того
конца трубки, где рассеяние мощности
с. в. ч. в воде наибольшее. Уменьшение
объема воды приводит к уменьшению теп¬
ловых потерь и времени установления по-
Рис. 3-2-9. Поточный калориметр 3-см диапазона
волн.
1—волновод; J2 — стеклянная трубка; 3 — термопара; 4 —
подогреватель; 5 — к резервуару; 6 — водяной бак; 7 — ватт¬
метр переменного тока; 8 — регулируемый трансформатор.
казаний. При уменьшении объема воды
можно сконцентрировать поле и усилить
его, использовав резонансные явления.
При этом прибор становится похожим на
резонатор с потерями и появляются два
неблагоприятных фактора: уменьшение'
полосы с. в. ч. и появление потерь мощно¬
сти с. в. ч. в стенках резонатора. Послед¬
нее особенно существенно на более корот¬
ких волнах. Кроме того, согласование на¬
чинает зависеть от температуры воды.
Поэтому уменьшение объема воды имеет
предел. Реф. [Л. 62-17].
3-2-4. Быстродействующий калоримет¬
рический измеритель мощности с автома¬
тической установкой термобаланса. На
рис. 3-2-10 показано устройство термоба¬
лансного калориметрического измерителя
мощности, у которого температура вход¬
ного масла и скорость течения масла
Рис. 3-2-8. Поточный калориметр Ю-сж диа¬
пазона волн.
J — волновод; 2 — полистироловая трубка; 3 — ме¬
таллические клинья; 4 — подогреватель; 5 — термо¬
пара; 6 — вход воды; 7— выход воды; 8 — к ватт¬
метру переменного тока.
Рис. 3-2-10. Схема устройства термоба¬
лансного калориметрического измерителя
мощности.
4—1719
49
Рис. 3-2-11. Конструкция калориметрических головок.
у обоих калориметрических головок оди¬
накова и сравнение мощности постоянного
тока и в. ч. в головках достигается про¬
стым сравнением температур масла, выхо¬
дящего из головок (рис. 3-2-11). Теплооб¬
менник выравнивает температуру масла.
Схема сбалансирована и влияние ко¬
лебаний внешней температуры незначи¬
тельно.
Для ускорения установления темпера¬
турного равновесия в устройство введена
обратная связь (рис. 3-2-12). Выход мосто¬
вой схемы измерения разности температур
усиливается, детектируется и постоянный
ток поступает в головку. Для устранения
нестабильного режима, который может
возникнуть при неправильной фазе напря¬
жения обратной связи, между усилителем
постоянного тока и головкой включен
транзистор. Прибор измеряет мощности от
1 мет до 10 вт в диапазоне от постоян¬
ного тока до 12,4 Ггц с точностью, луч¬
шей ±5% от полного отсчета шкалы, и
с временем установления менее 5 сек.
Реф. [Л. 62-5.]
3-2-5. Калориметрический измеритель
мощности с охлаждающим термоэлемен-
Рис. 3-2-12. Схема обратной связи
термобалансного калориметрического
измерителя мощности.
/ — вход; 2—нагрузка с. в. ч.; 3 — масло;
4 — нагрузка для постоянного тока; 5 —
термосопротивление; 6 — установка нуля;
7 — мост; 8 — аттенюатор; 9 — генератор
1 200 гц\ 10 — синхронный детектор; 11 —
усилитель переменного тока; 12 — фильтр
н. ч.; 13 — усилитель постоянного тока;
14 — аттенюатор; 15 — схема коррекции.
том. На рис. 3-2-13 показано»
устройство микрокалориме¬
тра с охлаждающим термо¬
элементом, обеспечивающего»
измерение мощности от 2 до
100 мет с погрешностью не
выше ±1,5%, к. с. в. кало¬
риметра не хуже 1,16. Про¬
цесс измерения мощности
полуавтоматизирован и за¬
нимает не более 2—3 мин.
Принцип работы этого
калориметра заключается в*
замещении мощности с, в. ч.
мощностью постоянного то¬
ка при неизменной темпера¬
туре калориметрической си¬
стемы. При этом выделяю¬
щееся в системе тепло погло¬
щается термоэлементами за
счет эффекта Пельтье, т. е. охлаждения;
«холодного» спая разнородных металлов
при прохождении через них постоянного
тока. При одинаковой скорости процессов,
выделения и поглощения тепла темпера¬
тура системы остается неизменной и при¬
мерно равной температуре окружающей
среды. Поэтому тепловые потери при за¬
мещении мощности с. в. ч. мощностью-
постоянного тока практически отсутствуют.
Калориметр состоит из следующих ос¬
новных узлов: волноводного тракта 8У
калориметрической системы 1, 2, 3, 4, ба¬
тареи термопар, внутренней 9, 10 и внеш¬
ней 11, 12 оболочек и корпуса.
Волноводный тракт служит для пере¬
дачи измеряемой мощности с. в. ч. к ка'
лориметрической системе, где эта мощ¬
ность поглощается и передается охлаждаю¬
щим термоэлементам. В калориметрической
системе имеются нагреватели, служащие
для замещения мощности с. в. ч. соответ¬
ствующей мощностью постоянного тока.
Калориметрическая система окружена;
внутренней оболочкой калориметра. Отсут¬
ствие перепада температуры между внут¬
ренней оболочкой и калориметрической си¬
стемой контролируется при помощи бата¬
реи термопар.
Рис. 3-2-13. Калориметрический измери¬
тель мощности с охлаждающим термо¬
элементом.
50
Рис. 3-2-14. Калориметр большой мощно¬
сти для с. в. ч.
^Неизменность температуры внутренней
.оболочки во время измерения 'обеспечи¬
вается хорошей ее теплоизоляцией и демп¬
фирующими свойствами внешней оболочки.
Извл. из ![Л. 60-108].
3-2-6. Широкодиапазонный калориметр
большой мощности для с. в. ч. Измерение
больших пиковых мощностей в диапазоне
с. в. ч. обычными жидкостными калоримет¬
рами связано с трудностями из-за возмож¬
ности электрических пробоев.
Для повышения электрической прочно¬
сти поглощающий материал может быть
помещен не в главный волновод, а в вол¬
новоды, связанные с главным волноводом
направленным ответвителем в виде решет¬
ки из параллельных проволок, укреплен¬
ных в боковых стенках главного волново¬
да. Мощность измеряется хметодом замеще¬
ния. Максимальная общая погрешность не
превышает 2% в диапазоне ‘8,2—12,4 Ггц,
Конструкция калориметра ясна из
рис. 3-2-14. Обе боковые стенки прямо¬
угольного волновода на участке длиной
в несколько волн заменены решеткой из
параллельных проводов. С .периодическими
структурами связаны волноводы 1 с по¬
терями; они состоят из двух тонкостенных
Рис. 3-2-15. Схема калориметри¬
ческого измерителя мощности для
частот от 100 до 200 Ггц.
/ — вода; 2 — термостолбик; 3 — микро¬
вольтметр; 4 — спираль, окружающая
волновод; 5 — стенка волновода; 6 —
тефлоновая трубка; 7 — проволока по¬
догревателя для калибровки; 3 — источ¬
ник мощности для калибровки; 9 —
вход колебаний с. в. ч.
стеклянных трубок, наполненных жидко¬
стью с большими потерями. Вместе с со¬
единительным отрезком 2У в которо,м вмон¬
тирована нагревательная спираль, стеклян¬
ные трубки образуют систему протекания
жидкости. Калориметр заключен в метал¬
лическую Оболочку для избежания излу¬
чений. В качестве жидкости с потерями
используются этилен-гликоль и дистиллиро¬
ванная вода, для которых при 10 Ггц и
25° С er=7, tg 6^0,78 и соответственно
8Г~60, tg6«0,55. Глубина проникновения
электромагнитной волны для гликоля рав¬
на от 5 до '6 >мм, а для воды от 2 до 3 мм.
Поэтому затухание волны в обеих жидко¬
стях очень ’велико. Реф. ![Л. 69-8].
3-2-7. Калориметрический измеритель
мощности для частот от 100 до 200 Ггц
обеспечивает измерение мощности от не¬
скольких ватт до 5 • 10-5 вт. Изучение по¬
грешностей этого калориметра показало,
что его показания лежат ниже на
20%1±6% истинной мощности, определен¬
ной наилучшими существующими мето¬
дами.
Время отсчета калориметра равно
120 хек\ к. с. в., измеренный на 100, 140^
180 Ггц, меньше 1,4; чувствительность при¬
мерно 10 мкв/мвт\ скорость потока воды
примерно равна 2 см3/мин.
Измерение производится попеременной
подачей мощности с. в. ч. и мощности по¬
стоянного тока на находящуюся в волно¬
воде тефлоновую (политетрафторэтилено-
вую) трубку, содержащую небольшое ко¬
личество воды, и измерением повышения
температуры воды термостолбиком.
Схема калориметра показана на
рис. 3-2-1;5, а конструкция — на рис. 3-2-16.
Вода протекает сначала по толстостенной
медной трубке, .находящейся в тепловом
контакте с волноводом. Эта трубка сгла¬
живает кратковременные флуктуации тем¬
пературы воды и выравнивает температуру
воды и волновода. Затем вода течет в кон¬
такте с одной Стороной термостолбика, про¬
текает по тефлоновой трубке в> отрезке
волновода и течет в контакте с другой
стороной термостолбика.
Калориметр состоит из толстостенного
алюминиевого корпуса 1 с волноводным
входом 0,88 X 1,88 мм на одном конце.
Волноводный вход расширяется до разме¬
ров 1,88X1,88 мм с помощью медного
Рис. 3-2-16. Конструкция калориметрическо¬
го измерителя мощности, схема которого
приведена на рис. 3-2-15.
51
перехода 2, изготовленного электроформов¬
кой, переходящего скачком к размерам
4,4 X 4,4 мм волноводной секции Зу толщи¬
на стенки секции равна 1,27 мм. Волновод-
яая -секция имеет стык вдоль нулевой ли¬
нии поперечного тока и через выпилы
в -стыке проходит водяная трубка диамет¬
ром 1,27 мм. Опиральная медная трубка
4 припаяна до сборки к одной половине
разъемного волновода.
Хромель-алюмелевый термостолбик име¬
ет 200 соединений и изготовлен из прово¬
локи диаметром 0,076 мм. Термостолбик
изготовлен 'путем намотки спирали с шагом
$,2 мм из хромелевого .провода на пласт¬
массовый стержень диаметром 12,7 мм.
3,атем провод из алюмеля заматывается
® противоположном направлении на тот
же стержень и разнородные провода тща¬
тельно спаиваются в местах 'их скрещи¬
вания. Соединения разрезаются вдоль ли¬
вни, параллельной оси стержня. Тефлоно¬
вая водяная трубка диаметром '1,27 мм
сначала частично полружаегся <в блок
с воском 5 и соединения термостолбика
вводятся .в водяную трубку через тонкие
отверстия, которые затем тщательно за¬
ливаются ibockom. iB водяную трубку (ВХО¬
ДИТ тонкая проволока 6 с сопротивлением
Ш ом для калибровки, постоянным током.
Один конец .волновода запрессойан в пере¬
ход, а другой конец прижимается к пле¬
ксигласовой торцовой стенке 7 калоримет¬
ра. (Во время окончательной сборки воз¬
душное .пространство внутри алюминиево¬
го корпуса заполняется изоляционным по¬
рошком «Кабасилл».
^Калориметр успешно применяется для
'измерения выходной мощности генераторов
3 и 2-мм диапазонов волн, а также для
измерения потерь преобразования полупро¬
водниковых генераторов гармоник, дающих
доли милливатт на волне 2 мм. Реф.
{Л. 61-134].
3-3. БОЛОМЕТРИЧЕСКИЕ МЕТОДЫ
ИЗМЕРЕНИЯ МОЩНОСТИ
3-3-1. Болометрические методы изме¬
рения основаны на рассеянии в. ч. мощ¬
ности ,в небольшом, температурно-чувстви-
телыном резистивном элементе, называемом
болометр. Это может быть короткий чрез¬
вычайно тонкий провод, бусинка полу¬
проводникового материала или тонкая про¬
водящая пленка малых размеров. Изме¬
ряемая в. ч. мощность изменяет сопротив¬
ление болометра и это изменение служит
мерой мощности в. ч. Болометр обычно
включается (в схему моста и небольшие
изменения его сопротивления легко отмеча¬
ются, а измерение мощности осуществляет¬
ся заменой мощности в. ч. мощностью н. ч.
При методе баланса мост уравно¬
вешивается вначале с помощью мощности
н. ч. (мощность смещения); при
подаче в. ч. 'мощности мощность н. ч. сни¬
жается до тех пор, пока мост не окажется
снова сбалансированным. Измеряемая
мощность .в. ч. равна уменьшению мощно¬
сти смещения. При методе р а з б а л а н-
с а мост предварительно калибруется с по¬
мощью «известной мощности в. ч. или н. ч.
Неизвестная мощность, в. ч. определяется
по этой калибровке. В основе обоих спо¬
собов измерения лежит предположение,
что одинаковые количества н. ч. и в. ч.
мощности создают одинаковый нагрев и
одинаковое изменение сопротивления боло¬
метра.
Болометрическими методами измеряют¬
ся (мощности от нескольких микроватт до
долей ватта. С болометрами в вакууме
можно измерять мощности до 10-8 вт. Если
болометр поместить в атмосферу водорода
или гелия, то рассеиваемая мощность мо¬
жет быть увеличена до десятков ватт. Еще
большие мощности можно измерять с по¬
мощью калиброванных направленных от¬
ветвителей, делителей мощности или атте¬
нюаторов.
Болометры и их характеристики. Для
обеспечения согласования болометра с ли¬
нией в. ч., для получения одинаковых от¬
счетов при подаче н. ч. и в. ч. мощности и
обеспечения высокой чувствительности бо¬
лометр должен иметь малые размеры.
Поперечные размеры болометра долж¬
ны быть порядка глубины проникновения
в. ч. токов на самой высокой рабочей ча¬
стоте. Максимальная допустимая площадь
поперечного сечения обратно пропорцио¬
нальна проводимости материала болометра
на постоянном токе и наибольшей рабочей
ча'стоте. Поэтому на ic. в. ч. применяют
чрезвычайно тонкие провода (в о л л а с т о-
новские нити). Термисторы, являю¬
щиеся полупроводниковыми элементами со
значительно меньшей проводимостью, мо¬
гут быть много толще. Укорочение длины
болометра уменьшает индуктивность эле¬
мента, снижает неравномерность распреде¬
ления тока в нем и уменьшает Погрешности
измерения. iB отличие от статических кало¬
риметрических устройств, имеющих чув¬
ствительность '20—50° С 1вту болометры с воз¬
душным окружением имеют чувствитель¬
ность .в 100 раз большую. Дальнейшее уве¬
личение в 50 раз может быть получено
помещением болометра в вакуум. Для ис¬
пользования предельной чувствительности
болометра необходимо защитить его от из¬
менений окружающей температуры или
применить компенсирующую схему с тер¬
мочувствительным элементом, подобным
болометру и находящимся под влиянием
тех же окружающих условий, но без по¬
дачи на него мощности. Термическая по¬
стоянная времени колеблется от 100—
350 мксек для болометров с волла стонов ом
нитью до 0,1 сек или больше для неко¬
торых термисторов.
Болометрические мосты. Простейшая
схема болометрического моста показана на
рис. 3-3-1. В этой схеме болометр является
(в идеале) единственной деталью, сопро¬
тивление которой зависит от мощности,
рассеиваемой внутри болометра. Положим
для простоты, что 'постоянные плечи моста
Л, С и D одинаковы. Их величина Ro
выбрана в соответствии с рабочими харак¬
теристиками болометра. Э,то значит,, что
при ^6=J?o и сбалансированном мосте бо¬
лометр хорошо согласован с линией в. ч.
52
и в нем рассеивается должная мощность.
Процесс измерения заключается в такой
регулировке мощности постоянного тока
с помощью 'сопротивления R, чтобы сопро¬
тивление болометра приняло значение
Ro, 'соответствующее балансу моста. Посто¬
янный ток моста, показываемый .миллиам¬
перметром равен при этом /ь Затем на бо¬
лометр подается ‘Мощность в. ч., а -мощ¬
ность смещения снижается настолько, что¬
бы баланс моста восстановился; это будет
при новом значении постоянного тока /2.
Тогда мощность -в. ч.
/*#. I\R> _
р— 4 4 4
_ (/» +/t) (/»-/») Яр
4
Точность -измерения ,по этой схеме сравни¬
тельно мала, особенно на малых уроюня.х
мощности, так как для определения мощ¬
ности используется разность квадратов
двух почти одинаковых отсчетов по при¬
бору.
Балансные мосты постоянного тока.
Мост с декадным магазином сопротивле¬
ний отличается от предыдущей схемы тем,
что в нем в качестве регулируемого -сопро¬
тивления R применен прецизионный декад¬
ный магазин сопротивления и измерение
разности токов заменено более точным от¬
счетом разности сопротивлений. Пусть
R\ — общее сопротивление, включенное по¬
следовательно с мостом (включая сопро¬
тивление миллиамперметра) при начальном
балансе, a <(Ri+AR)—соответствующее со¬
противление .при конечном балансе; 1\ и
/2 — соответствующие токи через мост и
Ro — сопротивление плеч моста; тогда
где U — напряжение, питающее схему.
Потенциометрический мост. Пример
простого балансного 'моста, обеспечиваю¬
щего хорошую точность независимо от
Рис. 3-3-1. Основная схема боло¬
метрического моста.
дрейфа источника смещения, показан «а
рис. 3-3-.2. '(Впрочем, вторая батарея не
должна иметь д1р'ейфа; это легко выпол¬
няется при малом разрядном токе.) Мост
сначала балансируется при отсутствии
мощности в. ч.; одновременно потенцио¬
метром Rs вспомогательной цепи ток ми-
кроамперметр а Л2 устанавливается на дуль.
При подаче ‘мощности в. ч. на болометр
мост балансируется снова, но только регу¬
лировкой R4 и отсчитывается ток /п, про¬
текающий через А2. Этот ,ток пропорциона¬
лен Д/ — изменению тока моста
Д/ = сг/п.
где
Ri I R9R4 i_Rm
a = Ri + R* R^R* + #Г’
Ri — сопротивление в цепи главной батареи
(исключая сопротивление /?2) при втором
балансе моста. Если Ri^>R2t те
а очень близко к ^1 + (чем больше
отношение /?м/#2, тем лучше приближение)*
Мощность в. ч. вычисляется из равенства
л _ (2 /2 + А/) Д/Я о _ (2/ 2 + а/п) («ЛА)
^в.ч 4 4
Мост произведения характерен тем,
что мощность в нем определяется произ*
Рис. 3-3-2. Потенциометриче¬
ский мост.
/?б= 200 ом при балансе: i?o=200 ом;
/?А=5 ООО ом\ /?2=200 ом\
*=1 800 ом; #3=500 ом\ /?4=20 ом;
53
ведением одновременных отсчетов по
■вольтметру и амперметру (рис. 3-3-3). Ко¬
гда moot сбалансирован «вновь при пода¬
че мощности .в. >ч. ib болометр, отсчет по
вольтметру про!пордионален 'сумме началь¬
ного и конечного токов в мосте (А+/2),
а -отсчет по амперметру равен (разности
токов (/1—/2); при этом произведение
двух отсчетов пропорционально мощности
в. ч. (Начальный ток смещения Л, необхо¬
димый для баланса моста, регулируется
потенциометром Ri при разомкнутом ключе
П\ и замкнутом ключе П2. При подаче на
болометр мощности в. ч. ключ П2 размы¬
кается, а П1 замыкается и баланс восста¬
навливается регулировкой У^з-
Мост суммирования. Этот мост посто¬
янного тока i[JT. 43-1] является мостом
с прямым отсчетом. Схема моста содержит
стабильный источник питания, два сопря¬
женных Г-образных звена ослабления с по¬
стоянным входным -сопротивлением для од¬
новременного регулирования така в мосте
и в цеп,и (прибора и суммирующую цепь
в приборе для получения отсчета, пропор¬
ционального мощности .в. ч. Уравнение
мощности в. ч. можно представить в виде
Рис. 3-3-4. Мост суммирования.
/—смещение; 2 — сопряженные аттенюаторы; 3 —
болометр; 4 — калибровка; 5 — шунт прибора; б —
стрелочный прибор с двумя катушками; 7 — Д/=
==/1—/2.
где/1 — ток моста при начальном балан¬
се; /2 — ток мюста -при окончательной ба¬
лансировке При «аЛИЧИИ МОЩНОСТИ !В. ч.
в болометре; Д/=/1—/2; k—I2[I\ — множи¬
тель -уменьшения тока. В этом уравнении
мощность в. ч. является произведением
Re 11
двух множителей —^— и '(l'+£)A/. Ис¬
пользуя © качестве суммирующих элемен¬
тов две катушки специального амперметра
(см. рис. 3-3-4) или два суммирующих
сопротивления и обычный вольтметр мож¬
но сделать индикатор, показывающий ве¬
личину (1'+&)|Д/, т. е. мощность в. ч.
Начальный баланс моста получается
регулировкой -смещения сопротивлением Ro
(переключатель в положении 1). Далее
стрелочный прибор калибруется для пря¬
мого отсчета мощности (переключатель
в положении 2). Наконец, при подаче на
болометр мощности в. ч. включаются со¬
пряженные аттенюаторы и регулируются
для получения баланса (переключатель
в положении 3). Теперь прибор дает пря¬
мой отсчет мощности.
Балансные мосты с использованием
постоянного тока и тока низкой частоты
дают хорошую разрешающую опособность
и прямой отсчет. Пример такого моста при¬
веден на рис.. 3-3-5. Мост вначале балан¬
сируется с помощью стандартной (извест¬
ной) мощности н. ч. В' болометре плюс не¬
которой мощности постоянного тока, необ¬
ходимой для получения должного сопро¬
тивления болометра. При подаче мощности
в. ч. мощность и. ч. уменьшается до тех
пор, пока мост не будет снова сбаланси¬
рован. Тогда
Рв.ч — 4 —
_ (U1-U2)(U1 + Uz)R0
4
где U\ и U2 — соответственно начальное
(И конечное напряжения н. ч., подаваемые
на мост. Высокая разрешающая способ¬
ность и точность получаются благодаря то¬
му, что начальный уровень мощности н. ч.
берется лишь несколько большим, чем из¬
меряемая мощность в. ч. Конечное напря¬
жение н. ч. U2 при этом близко к нулю,
разность (U1—U2) сравнима с U\ и ошиб¬
ка в измерении U2 не сильно влияет на об-
Рис. 3-3-5. Балансный мост с использо¬
ванием постоянного тока и тока н. ч.
1 — смещение постоянным током; 2 — дроссель
н. ч.; 3 — конденсатор блокировки постоянного
тока; 4— ламповый вольтметр; 5 — регулируе¬
мый генератор 10 кгц.
54
Рис. 3-3-3. Мост произведения.
•щую точность. Точность измерения лими-
ги'руется стабильностью источников посто¬
янного :и переменного тока и погрешностью
вольтметра переменного тока.
Разбалансные мосты балансируются
вначале, но ©новь не балансируются при
подаче в. ч. мощности. Мощность (Опреде¬
ляется по показанию индикаторного при¬
бора, калиброванного предварительно. Раз-
балансный мост является простейшим при¬
бором с прямым отсчетом и особенно под¬
ходит для измерения малых мощностей.
Недостатком является некоторое рассогла¬
сование болометра с линией, поскольку
его сопротивление зависит от уровня в. ч.
мощности и, следовательно, не -всегда име¬
ет оптимальное значение. Кроме того, ка¬
либровка моста зависит от окружающей
температуры и характеристики ^(R=p(P))
данного болометра. iB некоторых мостах
вводится температурная компенсация или
же одно из 'смещений (постоянного тока
и н. ч.) регулируется и служит для уста¬
новки баланса, а другое неизменное и
служит только дЛя индикации.
Разбалансные термисторные мосты
с компенсацией постоянным током исполь¬
зуются в портативных полевых ваттметрах
и испытательных установках. В этих -мо¬
стах для температурной компенсации
(рис. 3-3-6) применяются один или два ди¬
сковых термистора, находящихся ;в хоро¬
шем тепловом контакте с 'волноводом, в/ко¬
тором смонтирован термистор, поглощаю¬
щий мощность. Один диск, включенный
в цепь диагонали моста, поддерживает
постоянство калибровки, компенсируя из¬
менения чувствительности -моста, которые
имели бы место при установках прибора
«а нуль при изменении окружающей тем¬
пературы. Второй диск устраняет темпера¬
турный дрейф нуля в течение измерения,
поддерживая сопротивление мостового тер¬
мистора, при изменении окружающей темпе¬
ратуры. Подобные схемы компенсации под¬
держивают постоянство чувствительности
моста -в пределах ,±0,:5 дб п.ри колебаниях
окружающей температуры на 75° С.
Разбалансные термисторные мосты
с компенсацией постоянным и переменным
током. В мостах этого типа болометр при¬
водится к рабочей температуре (и сопро¬
тивлению) с помощью двух видо-в мощ¬
ностей, один из которых имеет фиксиро¬
ванную величину. Рабочая температура
термистора такова, что одна фиксирован¬
ная мощность недостаточна для баланси-
Рис. 3-3-6. Разбалансный мост с двумя
компенсационными термисторами.
1 — стабилизированный источник питания.
Рис. 3-3-7. Разбалансный термисторный
мост с компенсацией постоянным и перемен¬
ным током.
R\ — регулировка постоянного тока; R2 — 100—
300 ом; R3 — установка смещения; 1 — стабилизи¬
рованный источник тока н. ч.; 2— .регулируемый
источник постоянного тока.
ровики моста даже при наивысшей окру¬
жающей температуре, встречающейся на
практике. Добавочная мощность подается
от регулируемого источника. Показания
мостового индикатора нуля зависят толь¬
ко от фиксированной мощности; поэтому
чувствительность и калибровка моста то¬
же постоянны и не зависят от окружаю¬
щей температуры.
Пример такого моста («мост типа V»
[JT. 49-101]) показан в упрощенном виде
на схеме рис. 3-3-7. Сопротивления R\ и
R2 'регулируются для данного бусинкового
термистора и в дальнейшем не трогаются.
Фиксированная мощность подается от хо¬
рошо стабилизированного источника по¬
стоянного тока и первоначальный быланс
моста устанавливается с помощью стабиль¬
ного .регулируемого источника тока низкой
частоты. Дисковый термистор, шунтирую¬
щий источник тока низкой частоты, устра¬
няет дрейф моста при разбалансе. Кали¬
бровка индикаторного прибора производит¬
ся по методу балансного моста и должна
повторяться при смене термистора. Преде¬
лы измерения мощности от 0 до 2 мвт\
последняя цифра может бьгтъ повышена
(с потерей точности) применением шунта
е цепи прибора.
Разбалансные термисторные мосты
с внутренней калибровкой. Повышение чув¬
ствительности и точности может быть до¬
стигнуто путем увеличения стабильности
источника мощности для смещения, исполь¬
зования усилителя для обнаружения раз¬
баланса моста и калибровкой моста сигна¬
лом .постоянного тока (порядка 100 мквт)
при данной окружающей температуре. При
этом отпадает необходимость в темпера¬
турной компенсации, однако для снижения
дрейфа применяется тепловая изоляция го¬
ловки термистора или помещение ее в тер¬
мостат. К мостам этого вида относятся
«мост типа W» и «мост типа X» [Л. 49-101].
Самобалансирующиеся мосты уравно¬
вешиваются автоматически при подаче из¬
меряемой в. ч. мощности на болометр.
Пример схемы такого моста показан на
рис. 3-3-8. Болометрический мост служит
связующей цепью между выходом и вхо¬
дом настроенного усилителя н. ч. с боль¬
шим усилением. Фаза обратной связи вы-
55
Рис. 3-3-8. Самобалансирующийся
мост.
/—настроенный усилитель и. ч.; 2 — лам¬
повый вольтметр; 3 — смещение постоян¬
ным током.
брана так, чтобы колебания низкой ча¬
стоты поддерживали сопротивление боло¬
метра близким к балансному. (В установив¬
шемся состоянии А ивх=Мвых, где А —
усиление усилителя; иВх — входное напря¬
жение усилителя;-х/вых—-выходное напря¬
жение усилителя, -равное напряжению низ¬
кой частоты, подаваемому на мост. Если
сопротивление каждого плеча моста ра»вно
/?о> а сопротивление болометра равно
Rq, то
#вх До Дб 1
иВых 2 {Rq- -f- /?б) А
если А — достаточно велико. Следователь¬
но, точное значение Rq зависит только от
Ro и А и приближается в пределе к Rq,
величине, необходимой для баланса мо¬
ста при стремлении А к бесконечности).
При поступлении на болометр мощности
в. ч. выходное напряжение н. ч. автомати¬
чески регулируется так, чтобы вернуть со¬
противление болометра к его первоначаль¬
ному значению и вольтметр, отсчитываю¬
щий напряжение низкой частоты, можно
калибровать непосредственно ib мощности
в. ч. Для облегчения этого и для получения
хорошей разрешающей способности по
мощности используется вспомогательный
регулируемый источник мощности постоян¬
ного тока, с помощью которого устанав¬
ливается начальный уровень мощности
н. ч. в болометре. Типичный самобаланси¬
рующийся мост имеет семь пределов изме¬
рения мощности от 0,1' 'ДО 100 мет. Исполь¬
зуемые болометры имеют одно из пяти
выбранных значений сопротивления от 50
до 250 ом ±10%. Поскольку знак темпера¬
турного сопротивления болометра опреде¬
ляет фазу напряжения обратной связи,
в приборе обычно предусматривается пере¬
ключение, позволяющее использовать мост
с элементами, имеющими как положитель¬
ный, так и отрицательный температурный
коэффициент. Точность измерения мощно¬
сти незатухающих колебаний обычно счи¬
тается равной примерно ±5%' полного от¬
клонения шкалы на любом пределе. Значи¬
тельная погрешность возможна при изме¬
рении мощности импульсов в. ч., особенно
с болометром, с малой постоянной вре¬
мени, имеющим тенденцию «следовать»
за огибающей модуляции. В результате
динамического поведения болометра на
зажимах детектора моста возбуждается
напряжение н. ч., которое может заставить
генератор возбудиться на побочном типе
колебаний, что сделает измерения бессмыс¬
ленными. (Более инер'тные элементы, напри¬
мер термисторы, по-видимому, свободны от
этих ошибок.
Ошибки болометрического метода из¬
мерения мощности делятся на три основ¬
ные группы: приборные ошибки i(t. е. ошиб¬
ки индикаторного устройства), ошибки за¬
мещения или установления эквивалентно¬
сти и ошиб(ки за счет к. п. д. головки.
(Приборные ошибки могут бьгтъ сдела¬
ны настолько малыми, насколько это до¬
пускают методы измерения постоянного
тока и тока к. ч., а также стабильность
источников питания при использовании
компенсационных методов снижения изме¬
нений окружающей температуры за время
измерения. Ошибка за счет неэквивалент¬
ности нагревания мощностью в. ч. и заме¬
щающей мощностью постоянного тока или
н. ч. была исследована для болометра
с волластоновской нитью. Ошибка растет
с увеличением отношения длины проволоки
L к длине рабочей волны X. Ошибка ма¬
ксимальна при L^X/2 и может достигать
в этом случае '12%. iHo для £<0,1 X
максимальная ошибка не превышает 2%.
Ошибка зависит также от отношения дли¬
ны проволоки к ее диаметру d. На
рис. '3-3-9 показано, каково должно быть
соотношение между размерами болометра
и длиной волны» чтобы ошибка не пре¬
вышала 2%.
Труднее пройести подобное исследова¬
ние «для термисторов, но 'можно считать,
что ошибки малы, если малы размеры бу¬
синки по сравнению с длиной волны.
Более серьезным источником ошибки
из-за его непостоянства является к. п. д.
головки, зависящий от потерь в элементах
конструкций, окружающих собственно бо¬
лометр. Коэффициент полезного действия
головки есть та доля общей мощности
в. ч., поданной в болометрическую голов¬
ку, которая в действительности поглощает¬
ся и измеряется болометром. Измеренные
Рис. 3-3-9. Требуемое соотношение меж¬
ду размерами проволоки болометра н
длиной волны для обеспечения малой
ошибки замещения. В области под кри¬
вой ошибка не превышает 2%.
56
Рис. 3-3-10. Самобалансирующийся термисторный мост с температурной
компенсацией.
значения к. п. д. бареттерных и термистор-
,ных головок .разных типов, .применяемых
в 3-см и 1,25-си* диапазонах волн лежат
в пределах от 0,83 до 0,99%. Измерения
производятся .калориметрическим методом
или методом' измерения полного сопротив¬
ления.
Еще один (вид ошибки возникает при
измерении импульсной '(или вообще моду¬
лированной) мощности в. ч. из-за динами¬
ческого поведения 'болометра. Эта ошибка
значительна, когда для измерения -среднего
значения импульсной в. ч. мощности при¬
меняются болометры с очень малой посто¬
янной времени, такие, например, как боло¬
метры с волл а стонов ской .нитью. Ошибка
частично вызывается влиянием изменения
сопротивления болометра на исследуемую
схему, а частично присуща собственно бо¬
лометру '(изменение его полного сопротив¬
ления на с. в. ч. з-а время импульса, из-за
чего ча!сть мощности в. ч. отражается,
а также нелинейность охлаждения боло¬
метра между импульсами). При длитель¬
ности импульса 1 мксек и частоте повто¬
рения 1 ООО импульсов в секунду бареттер
Оперри, например, включенный в равно¬
плечий мост, дает ошибку 5%. Пер.
[Л. 57-1].
3-3-2. Самобалансирующийся терми¬
сторный мост с термокомпенсацией, I. На
рис. '3*3-10 показана схема устройства. Схе¬
ма содержит два одинаковых трансформа¬
торных моста: высокочастотный та компен¬
сационный. Оба термистора находятся при
одинаковой окружающей температуре. Мо¬
сты -питаются последовательно от усили¬
теля, настроенного на 10 кгц. .Выход моста
1 подается на вход усилителя и схема <са-
мобаланса поддерживает мост всегда
в равновесии. Выход моста 2 детектирует¬
ся синхронным детектором и выходное по¬
стоянное напряжение поступает «а инди¬
катор, а также назад на термистор. Эта
вторая петля обратной связи поддержива¬
ет мост 2 всегда в равновесии.
В отсутствие -сигнала мост сбалансиро¬
ван при постоянном токе в петле, равном
нулю. При подаче .колебаний в. ч. на тер¬
мистор моста 1 поступление мощности н. ч.
уменьшается и ib тер'мисторе моста 2 по¬
является постоянный ток. Моицно-сть этого
постоянного тока равна мощности в. ч.
Изменения токов в мостах при колебаниях
окружающей температуры взаимно компен¬
сируются. Постоянный ток в цепи инди¬
катора пропускается через «квадратор ую-
щую» -схему для получения линейной шка¬
лы мощности.
(Прибор калибруется постоянным током
известной величины, пропускаемым через,
термистор У, сопротивление которого изве¬
стно. Усиление в каждой петле обратной;
связи не менее 60 дб. Обращение фазы,
-сигнала ошибки может привести к неста¬
бильности; для стабилизации во вторую
петлю обратной связи введен транзистор.
Для выравнивания влияния окружаю¬
щей температуры на оба термистора в вол-
но*водной голо‘вке имеется поперечная ско¬
ба (рис. 3-3-11); медная скоба термически
отделена от стенок волновода изоляцион¬
ными дисками € напыленным тонким сло¬
ем металла.
Пределы измерения ваттметра изменя¬
ются от ТО мквт до 10 мет; точность ±3%
от полной шкалы ,на всех диапазонах. Из¬
менение окружающей температуры на ГС
изменяет показание менее чем на 2 мквт.
Реф. {Л. 62-5].
3-3-3. Самобалансирующийся терми¬
сторный мост с термокомпенсацией, II. На
рис. 3-3-12 показана упрощенная схема,
термистор ного микроваттметра с темпера¬
турной компенсацией, снижающей влияние-
Рис. 3-3-11. Термисторная-
головка с устройством для
выравнивания температуры
термисторов.
/ — термистор в. ч.; 2 — компен¬
сационный термистор; 3 —■ мед¬
ная скоба; 4 — волновод; 5 —
термоизоляция; 6 — блокировка
в. ч.
57*
изменения окружающей температуры на
точность 'измерений.
Устройство состоит из ’в. ч. моста, ге¬
нератора, мощность 'которого регулируется
мостом -в. ч., компенсационного моста, де¬
тектора и усилителя сигнала ошибки и
индикаторного стрелочного прибора. Тер-
мисторная головка -содержит два одинако¬
вых тер1М'И!стора, один из которых находит¬
ся >в поле «в. ч. и второй вне поля в. ч.,
но -при той .же окружающей температуре.
В схеме применено замещение мощности
'В. ч. мощностью Н. ‘Ч.
Выходная «мощность генератора/ регу¬
лируется так, что мост поддерживается
в несбалансированном состоянии. При Rx,
равном 240 ом, усиление генератора, равное
100, поддерживает сопротивление в. ч.
термистора равным 200 ом. Плечи компен¬
сационного моста «выбраны так, что мост
сбалансирован 1в отсутствие .в. ч. мощно-
.сти; при этом индикаторный прибор -пока¬
зывает нуль.
При подаче в. ч. мощности на .в. ч.
термистор его сопротивление уменьшает¬
ся; уменьшается обратная связь генера-
Рис. 3-3-13. Волноводная термисторная го¬
ловка для ваттметра с температурной ком¬
пенсацией; головки применяются на часто¬
тах до 40 Ггц.
тора, а с нею и выходная мощность.
Изменение мощности н. ч. пропорцио¬
нально величине в. ч. мощности, по¬
ступающей на термистор.
Уменьшение выходной мощности
генератора вызывает возрастание со¬
противления термистора температур¬
ной компенсации и разбаланс его
моста.
Изменение окружающей темпера¬
туры вызывает одинаковое изменение
сопротивлений обоих термисторов и
не влияет на показание индикатора
В примененных термисторных го¬
ловках (рис. 3-3-13 и 3-3-14) измене¬
ние мощности на 1 мкет меняет тем¬
пературу термистора примерно на
0,003° С. Б выполненном ваттметре
для измерения мощности в диапазо¬
не 0—10 мквт дрейф отсчета по шка¬
ле на 1 мквт соответствует измене¬
нию окружающей температуры на ,0,3° С,
т. е. температурный уход составляет 1 %
ухода без компенсации. Реф. fJl. 60-12].
3-3-4. Самобалансирующиеся боломет¬
рические мосты: постоянного тока и комби¬
нированный. Самобалансирующийся мост
постоянного тока имеет преимущества изме¬
рения разности токов с большей точно¬
стью, чем это возможно при питании пе¬
ременным^ током, и 'контроля равновесия
моста простым та львано метрам. Однако
усилитель постоянного тока в цепи обрат¬
ной связи должен о'бладать весьма высокой
стабильностью. Схема такого моста пока¬
зана на рис. 3-3-15 [Л. 57-6]. Мост дает
очень высокую точность измерения, порядка
0,1 %, т. е. iB 10—'50 раз большую, чем точ¬
ность выпускаемых промышленностью мо¬
стов н. ч.
Комбинируя методы н. ч. и постоян¬
ного тока можно создать мост, имеющий
все достоинства самобалансирующегося
моста постоянного тока и использующий
в то же время простоту и стабильность
усиления н. ч. Принципиальная схе¬
ма такого моста приведена на рис. 3-3-16.
Мосты н. ч. и постоянного тока
присоединены к катоду лампы Л\, ис¬
пользуемой для регулировки постоянного
тока В' мосте постоянного тока. Болометр
51 входит в цепи обоих мостов и погло¬
щает мощность в. ч. £11, обладающий
такими же характеристиками, как и £1,
включен в одно из плеч н. ч. моста; по
.нему проходит также часть 'постоянного
тока. При изменении сопротивления БI
за счет измеряемой мощности оба моста
разбалансиро'вьгваются. Напряжение н. ч.,
появляющееся на зажимах а и Ь, усили¬
вается и дискриминируется по фазе отно¬
сительно источника питания моста н. ч.
Напряжение постоянного тока, вырабаты¬
вающееся на выходе дискриминатора, по¬
дается на лампу Л\ в качестве ее смеще¬
ния, причем ток через лампу и, следова¬
тельно, через мост уменьшался. Сопротив¬
ление £11 меняется и разбаланс моста
н. ч. сохраняется. Соответствующей регу¬
лировкой усиления усилителя или выход¬
ного напряжения источника н. ч. можно
получить полный баланс моста пбстоянно-
58
Рис. 3-3-12. Упрощенная схема термисторного мик¬
роваттметра с температурной компенсацией.
Рис. 3-3-14. Коаксиальная термисторная головка для ваттметра с тем¬
пературной компенсацией (10 Мгц—10 Ггц).
то то,ка. Недостатков этого метода являет¬
ся то, что баланс зависит от характери¬
стик болометра 511, усиления и напряже¬
ния источника «. ч. Однако практически
баланс поддерживается хорошо в диапа¬
зоне -мощностей 'от нескольких микроватт
до милливатта и более и в течение боль¬
шого промежутка времени; при этом новая
регулировка не требуется и стабильность
оказывается хорошей. Это обусловливает¬
ся -выбором болометра, большой отрица¬
тельной обратной связью в усилителе и
стабилизированным -выходом генератора.
Реф. {Л. 60-18].
3-3-5. Измеритель мощности с. в. ч.
« прецизионным потенциометром и термо¬
компенсацией. Схема прибора показана на
рис. 3-3-17. Прибор имеет пять пределов
измерения от 0,1 до 10,0 мет, прямой от¬
счет мощности и точность измерения
±0,5%' ют предела измерения. Со сменны¬
ми волноводными головками прибор при¬
меняется на ча'стотах от 2,6 до 40 Ггц,
а с коаксиальной голо.вкой — от 10 Мгц до
10 Ггц.
Температурная стабильность прибо¬
ра не хуже 2 мквт/° С в широком диапа¬
зоне температур.
Высокая точность измерения достигну¬
та за счет использования прецизионного
генератора постоянного тока, как источни¬
ка мощности постоянного тока и потен¬
циометрического метода измерения. Мост
в. ч. питается как от 'генератора постоян¬
ного тока, так и от регулируемого источ¬
ника смещения переменного тока. При на¬
личии этих независимых и некогерентных
•источников мощность постоянного тока
вначале устанавливается на фиксирован¬
ной величине, а сопротивление бареттера
приводится к рабочей величине (100 или
200 ом) регулировкой мощности н. ч. При
подаче колебаний в. ч. мощность постоян¬
ного тока соответственно изменяется с по¬
мощью прецизионного потенциометра.
Второй мост» служащий для компен¬
сации колебаний окружающей температу¬
ры, содержит термистор, характеристики
которого параллельны характеристикам тер¬
мистора в. 'Ч. Этот термистор помещен
вблизи термистора ib. ч., но экранирован
от колебаний в. ч. При изменении темпера¬
туры компенсирующего термистора меняет¬
ся 'смещение переменного тока в мосте
в. ч. и балан'с сохраняется. Реф. [Л. 61-11].
3-3-6. Образцовый автоматический тер-
мисторный мост постоянного тока. Блок-
схема моста показана на рис. 3-3-18. По¬
стоянное напряжение питания подается на
симметричный термисторный мост через
регулятор тока. Пр1и нарушении равновесия
моста напряжение, возникающее в его ну¬
левой диагонали, подается через фотоком-
Рис. 3-3-15. Самобалансирующийся бо¬
лометрический мост постоянного тока
высокой точности.
1 — генератор постоянного тока; 2 —- усилитель
постоянного тока; 3 — болометр.
59
Рис. 3-3-16. Самобалансирующийся комбинированный мост ^по¬
стоянного и переменного тока).
1 — мост постоянного тока; 2 — мост переменного тока; 3 — генератор
8 кгц; 4 — усилитель; 5 — фазовый дискриминатор; 6 — стабилизированный
источник питания; 7 — установка нуля; 8 — измеритель мощности (стрелоч¬
ный прибор).
пенс анионный усилитель на регулятор тока
питания, изменяющий этот ток в .направле¬
нии 'восстановления равновесия. При от¬
сутствии высокочастотной мощности такая
система 'стабилизирует ток питания I с вы¬
сокой точностью; ток питания при неиз¬
менной температуре окружающей среды
соответствует определенному значению
мощности Ро постоянного тока, рассеивае¬
мой «в термисторе. Подача и а термистор
высокочастотной мощности вызывает умень¬
шение рассеиваемой .в нем мощности .по¬
стоянного тока до величины Р0—АР, кото¬
рой соответствует ток литания моста
Рис. 3-3-17. Схема измерителя мощ¬
ности с. в. ч. с прецизионным потен¬
циометром и температурной компен¬
сацией.
1 — вход в. ч.; 2 — дифференциальный уси¬
литель; 3 — синхронный детектор; 4 — ин¬
дикатор нуля; 5 — мост в. ч.; 6 — преци¬
зионный потенциометр; 7 — компенсацион¬
ный мост; 8 — источник смещения пере¬
менного тока; 9 — источник питания; 10 —
прецизионный генератор постоянного тока.
• I—Д/. Таким образом, намеряемая высо¬
кочастотная мощность Ризм» рассеиваемая
в термисторе, замещается равным ей из¬
менением мощности постоянного тока ЛР=
= Р изм-
Для 'измерения замещающей мощности
падение напряжения на образцовом сопро¬
тивлении Ri в цепи «питания моста ('про¬
порциональное току питания) компенси¬
руется падением напряжения на другом,
р:а'в!Н0'М ему образцовом сопротивлении
в цепи опорного тока. Значение последнего
устанавливается таким, чтобы при отсут¬
ствии в. ч. мощности имела мёсто полная
компенсация. Тогда разность напряжений,
возникающая при подаче измеряемой мощ¬
ности, будет «пропорциональна Д/. Эта раз¬
ность усиливается вторым фотокомпенсато¬
ром и подается на выходной прибор, для
которого использован измерительный ме¬
ханизм электродинамической системы.
Пропуская по неподвижным обмоткам
электродинамического прибора ток, пропор¬
циональный 2/—Д/, а по обмотке рамки—
ток, пропорциональный Д/ (или наоборот),
получаем линейную зависимость показаний
прибора от измеряемой мощности. В каче¬
стве источника опорного тока использует¬
ся второй термисторный мост, также авто¬
матический, аналошчный первому. При
этом осуществляется частичная темпера¬
турная компенсация и компенсация коле¬
баний напряжения питания. Для регули¬
рования тока мо'ста применен управляемый
фотоуейлителем дроссель насыщения в це¬
пи переменного тока, питающего мост че¬
рез выпрямитель. Для уменьшения посто¬
янных времени фильтров оба моста пита¬
ются от генератора повышенной частоты,
который в свою очередь питается от элек¬
тронного стабилизатора.
Изменение* пределов измерения осуще¬
ствляется путем изменения сопротивления
сравнения Ri. Установка требуемого зна-
60
Рис. 3-3-18. Блок-схема образцового автоматического термисторного
моста МТО-1.
1 — электронный стабилизатор; 2 — генератор; 3 — фотокомпенсатор рабочего
тока; 4 — рабочий мост; 5 — выходной прибор; £ — дроссели насыщения; Z —
фотокомпенсатор измерительный; 8 — фотокомпенсатор опорного тока;
опорный мост.
ваттах; А — предел измерения в микроват¬
тах; 3) кратковременная нестабильность
за 0,5 мин после 30 мин -прогрева не боль¬
ше ±1 мквт; 4) время установления пока¬
заний «е 'более 12 сек; 5) .прибор работает
с термисторами в диапазоне рабочих со¬
противлений от 70 до 400 ом при мощно¬
сти начального подогрева от 10 до 20 мет
и чувствительности не менее 5 ом/мвт.
Мост комплектуется термисторными голо!»-
ками, перекрывающими широкий диапазон
радиочастот и с. в. ч. Извл. из {Л. 00-109].
3-3-7. Метод термокомпенсации терми-
сторных измерителей мощности с. в. ч.
Схема компенсации (рис. 3-3-19) работает
.следующим образом.
При изменении температуры терми-
сто<рной головки изменяется температура
измерительного и компенсационного терми¬
сторов, находящихся в одинаковых тепло¬
Рис. 3-3-19. Схема термокомпенсации термисторных измерителей с. в. ч. мощности.
61
чения (рабочего сопротивления термистора
достигается изменением сопротивления
плеча сравнения рабочего моста с одно¬
временным изменением коэффициента уси¬
ления измерительного фотокомпенсатора.
Одновременно изменяется сопротивление
плеча сравнения опорного моста, благода¬
ря чему соответственно изменяется опор¬
ный ток.
Выполненный по описанной блок-схеме
образцовый тер'мисторный мост МТО-1
имеет следующие технические характери¬
стики: 1) пределы измерений от 15 до
5 000 мквт\ 2) основная погрешность не
превышает
вых условиях. Возникающее при этом из¬
менение сопротивления компенсационного
термистора, включенного -в опорную цель
стабилизатора напряжения, прив-одит к •из¬
менению стабилизируемого напряжения и,
следовательно, тока «измерительного тер¬
мистора и мощности, рассеиваемой в .нем,
так что температура термистора, опреде¬
ляющая его сопротивление постоянному
току, остается неизменной. Следовательно,
при изменении температуры головки ба¬
ланс термисторного моста и показания из¬
мерителя мощности не изменяются.
Делитель опорного напряжения в схе¬
ме обратной связи стабилизатора напряже¬
ния выполнен в виде неравновесного мо¬
ста, в .выходной диагонали которого .на¬
ходится источник опорного напряжения Е
и галыван-ометр Г. Электродвижущая сила
опорного элемента включена .навстречу на¬
пряжению в выходной диагонали моста.
При настройке температурной компенсации
в одном из плеч моста, содержащем ком¬
пенсационный термистор КТ, сопротивле¬
ния Га и г5 изменяются одновременно та¬
ким образом, что температурный коэффи¬
циент этого плеча изменяется, а эквивалент¬
ное сопротивление плеча сохраняется по¬
стоянным. Сопротивление гр 'введено для
плавной регулировки выходного напряже¬
ния стабилизатора.
Стабилизаторы .построены на базе фо¬
тоблоков Ф117/11 и для уменьшения га¬
баритов и внутреннего подогрева выполне¬
ны на полупроводниках.
Эффективность действия температур¬
ной компенсации проверялась на самоурав-
новешивающемся двойном термисторном
мосте постоянного тока с наименьшим
пределом измерения 5 мквт при питании
его измерительной схемы как от стабили¬
затора напряжения, таки от стабилизатора
тока. Прибор работал в комплекте с тер-
мисторной головкой ОТГВ с установлен¬
ным в ней компенсационным термистором
ММТ-9, включенным в опорную цепь ста¬
билизатора. Нестабильность показаний из¬
мерителя мощности в обоих случаях при
рабочих сопротивлениях термистора от 50
до 400 ом составила не более 0,1 мквт за
1 мин. Извл. из [JI. 62-116].
3-3-8. Мост постоянного тока с пленоч¬
ным болометром. Измеритель мощности
Рис. 3-3-20. Схема моста постоянного то¬
ка с пленочным болометром.
62
MBO-'l построен .по схеме двойного моста:
внешнего моста литания и внутреннего»
измерительного моста. .Кроме того, имеют¬
ся: стабильный источник питания 1 с фото-
компенсационным стабилизатором постоян¬
ного напряжения; отсчетный прибор —
стрелочный ферродинамический ваттметр;
нуль-индикатор 2 с >фотокомпенсационным
усилителем постоянного напряжения и ис¬
точник тока компенсации 3.
Схема прибора показана на рис. 3-3-20.
Болометр Re вместе с дополняющим со¬
противлением гд включен «в плечо внутрен¬
него моста; -сопротивление постоянного
плеча сравнения равно наибольшему -воз¬
можному рабочему сопротивлению боло¬
метра. Одна неподвижная обмотка Wi от-
счетного прибора включена .в цепь пита¬
ния моста, вторая неподвижная обмотка
W2 и рамка W3 включены 1в цепь компен¬
сации.
Начальное уравновешивание 'внутренне¬
го мо-ста перед измерением производится
предварительно — с помощью добавочного
сопротивления гд и точно — током подо¬
грева болометра путем плавной регули¬
ровки выходного напряжения фотокомпен-
сационного стабилизатора.
Подаваемая на болометр мощность
с. <в. ч. компенсируется уменьшением по¬
догревающего тока болометра путем пода¬
чи навстречу тока компенсации. Компенси¬
рующий ток, выдаваемый- феррорезонанс-
ньгм -стабилизатором с -выпрямителем 3
(имеющим на выходе делитель напряже¬
ния) регулируется вручную до достижения
равновесия моста, которое фиксируется
нуль-индикатором. Отсчет измеряемой мощ¬
ности производится по шкале ваттметра. -
Пределы измерения от 100 мквт до
1 вт ‘в соответствии «с допустимой мощно¬
стью болометра.
Диапазон рабочих 'сопротивлений боло¬
метра, с которыми может работать мост,
от Г80 до 640 \ОМ.
Основная погрешность моста не пре¬
восходит для каждого из основных пре¬
делов ±1,5%; для первого дополнитель¬
ного предела в каждом поддиапазоне
±4%; для второго дополнительного пре¬
дела в каждом поддипазоне <±2,5%'. Об¬
щая погрешность измерителя вместе с ат¬
тестованными по к. п. д. болометрическими
головками в 'согласованном тракте во всем
диапазоне частот болометрических головок
составляет не более 6% на всех основных
пределах измерения и не более 10%—на
дополнительных пределах.
Нестабильность показаний измерителя
мощности за полминуты не превышает
0,5% наименьшего основного предела изме¬
рения. Извл. из [J1. 61-111].
3-3-9. Прецизионный болометрический
мост для измерения весьма малых уров¬
ней мощностей. Мост (рис. 3-3-21) разра¬
ботан для калибровки выхода генраторов^
стандартного сигнала в широкой полосе
частот. В нем применена схема индикации
ошибки, основанная на методе радиометра.
Чувствительность моста, определяемая от¬
ношением сигнала/шум, равным 1, имеет
значение порядка 3 • 10-10 вт. Мост может
Рис. 3-3-21. Прецизионный болометриче¬
ский мост для измерения весьма малых
уровней мощности.
1 — генератор прямоугольной волны; 2 — уси¬
литель постоянного тока; 3 — стрелочный при¬
бор; 4—генератор в. ч.; 5 — схема синхрони¬
зации и фазовращения; 6 — усилитель в. ч.;
7 — фазовый детектор; 8 — фильтр н. ч.; 9 —
индикатор нуля.
бы?ь использов-ан для обнаружения любо¬
го1 электромагнитного излучения при нали¬
чии соответствующих болометров и моду¬
ляторов. Импульсы в. ч. и прямоугольные
импульсы 'постоянного тока подаются на
болометр попеременно с частотой 100 гцу
период которой велик по сравнению с теп¬
ловой .постоянной времени болометра. При
этих условиях, если мощность импуль'са
в. ч. не равна мощности импульса постоян¬
ного тока, -сопротивление ‘болометра будет
меняться периодически с низкой частотой;
эти изменения сопротивления болометра
обнаруживаются с ПОМОЩЬЮ мостовой
схемы. Мост питается от /источника по¬
стоянного тока, автоматически регулируе¬
мого для поддержания постоянства средне¬
го значения -сопротивления болометра.
Реф. 1[Л. 62-115].
3-3-10. Болометрические и термистор¬
ные головки. Болометр с тонкой нитью
имеет преимущество малого времени уста¬
новления, но он очень непрочен, а при ,кон¬
струировании 'болометрических головок воз¬
никает ряд проблем.
Термистор -прочен, но обладает нели¬
нейной зависимостью сопротивления от
температуры, что может приводить к ошиб¬
кам лри изменении окружающей темпера¬
туры. .Кроме того, при использовании мето¬
да замещения необходимо
вносить поправки, связанные
с неодинаковостью нагрева
токами н. ч. и с. в. ч. равной
мощности, которые могут
достигать 10% на волне 3 см
и увеличиваются с укороче¬
нием волны.
Затруднения, связанные
с неодинаковостью нагрева,
разрешены в конструкции
головки, показанной на
рис. 3-3-22 [Л. 60-19]. Коа¬
ксиальный болометр образо¬
ван тонкой резистивной
пленкой, являющейся вну¬
тренним проводником коа¬
ксиальной линии. Эту пленку
можно равномерно нагре-
Рис. 3:3-22. Пример конструкции коаксиаль¬
ной головки для пленочного болометра;
диапазон частот от 200 до 4 000 Мгц.
1 — вход в. ч.; 2 — конуса; 3 — внутренняя поверх¬
ность внешнего проводника имеет «тракториаль-
ный» профиль; 4 — сопротивление в виде золотой
пленки с' шродольными щелями; 5 — изоляцион¬
ный корпус; 6 — слюда; 7 — вход постоянного то¬
ка; 8 — выход постоянного тока.
вать постоянным током. Для строгого
применения принципа замещения необ¬
ходимо иметь уверенность, что нагрев
мощностью с. в. ч. является тоже равно¬
мерным. Это достигается приданием внеш¬
нему проводнику коаксиальной линии спе¬
циального профиля, называемого «тракто-
риальный». Равномерность нагрева при
этом поясняет рис. 3-3-23. Головка весьма
широкодиапазонна: ее к. б. в. не ниже
0,98 в диапазоне от 200 Мгц до 4 Ггц и
погрешность не превышает 1% при измере¬
нии мощности в пределах от 20 до 200 мет.
(Пример устройства волноводного пле¬
ночного болометр# (Л. 60-20] .показан на
рис. 3-3-24. Ошибку замещения для этой
конструкции можно считать очень малой;
это подтверждается сравнением прибора
с другими точными ваттметрами.
Время установления отсчета для коа¬
ксиального и волноводного вариантов голо¬
вок равно 10—20 сек. Реф. J7I. 62-17].
Рис. 3-3-23. К пояснению равномерности нагрева электро¬
магнитной волной сопротивления в «тракториальной» боло¬
метрической головке.
1 —- сопротивление; 2 — медный внешний проводник с тракториаль-
ным профилем; 3 — ось.
63
Рис. 3-3-24. Пример конструкции волновод¬
ной головки для пленочного болометра.
^ пружина из фосфорной бронзы; 2—, изоляция;
3 — медь; 4 — «Эврика»; 5 — пленка; 6 — золото;
7 — нихром.
3-3-11. Микрокалориметрический метод
определения ошибки замещения и к. п. д.
болометрической головки. Устройство мик-
рокалоримегра, предназначенного для из¬
мерения полной, рассеиваемой в боломет¬
рической головке мощности показано на
рис. 3-3-25. Полученная величина 'сопо¬
ставляется <с данными болометрического
измерения и результат показывает совмест¬
ный эффект ошибки замещения и к. п. д.
головки. Головка соединена с внешними
отрезками волновода, поддерживаемыми
при постоянной температуре с помощью
коротких тонкостенных (теплоизолирую¬
щих) секций. Падение температуры на
этих секциях является мерой мощности,
рассеиваемой в болометрической головке.
Для определения коэффициента .пропорцио¬
нальности болометр доводится до рабочей
температуры сначала только постоянным
током. Отмечается повышение температу¬
ры головки. После подачи мощности с. в. ч.
мощность Достоянного тока соответственно
снижается и полная (подводимая мощность
-(постоянного тока и с. в. ч.) определяется
■из температуры и -ранее измеренного «коэф¬
фициента пропорциональности. Вычитание
составляющей постоянного тока дает мощ¬
ность с. в. .ч. и отношение значения, по-
Рис. 3-3-25. Микрокалориметр для изме¬
рения к. п. д. болометрической головки.
1 — плоскость симметрии; 2 — болометриче¬
ские головки; 3 — термостолбик; 4 — вход вол¬
новода; 5 — термоэкраны.
казываемого болометром, к этой величине
дает действительный к. п. д.
В калориметр помещаются две голов¬
ки. Если имеется термическая симметрия
относительно плоскости, перпендикулярной
плоскости чертежа, то колебания внешней
температуры исключаются. Мощность рас¬
сеивается в одной головке, другая создает
температурную опорную точку. Разность
температур головок показывается термо¬
столбиком |(рис. 3-3-26).
Точность измерения к. п. д. р'авна
0,2%. Коэффициент полезного действия го¬
ловок, выпускаемых промышленностью, ле¬
жит в пределах от 96 до 99%' (на 10Ггц).
Реф. [Л. 62-18].
3-3-12. Импедансный метод измерения
к. п. д. болометрической головки. Коэф¬
фициент полезного действия болометриче¬
ской головки может быть определен по
трем измерениям входного полного сопро¬
тивления головки при трех различных зна¬
чениях сопротивления болометра (метод
Кирнса). Результат может быть выра¬
жен через входные коэффициенты отраже¬
ния (к. о.) следующим образом:
_ „ КГ.-АНЛ-Г,)!
V К |Г-Г,|(1-|Г||) ’
где Г и А, Г3 — к. о. соответствующие со¬
противлениям болометра Ru R2, Rs\ Л —
к. п. д. три интересующем в данном случае
сопротивлении болометра R2 (обычно
200 ом) и
Схема измерения .показана на
рис. 3-3-27. Основой схемы являются на-
Рис. 3-3-26. Конструкция термостолбика;
1 — сечение по А—А; 2 — настроечные штыри; 3 —
конвекционный барьер; 4 — термопара; 5 — фла¬
нец; 6 — пластмасса; 7 — теплоотвод; 8— медь
0,025 мм; 9 — термопары, 34 шт.
<64
правленные отверстия Р и
Q, действие которых харак¬
теризуется выражением
где Ьъ и 64 — амплитуды сиг¬
налов, поступающих к соот¬
ветствующим детекторам;
Г — к. о. болометрической
головки или другой нагруз¬
ки, обозначенной буквой Г
и k — постоянная, величина
которой может быть опреде¬
лена по выходам детекторов .
при работе на нагрузку с из- в
вестным к. о., например при
коротком замыкании.
Несовершенство направ¬
ленности и другие отклоне¬
ния от идеальных свойств
направленных ответвителей
в данном устройстве ком¬
пенсируются <на одной часто¬
те с помощью согласовате-
лей Тх и Ту. Процесс компенсации заклю¬
чается в такой регулировке Гх, при кото¬
рой направленность соответствующего от¬
ветвителя была бы равна бесконечности;
Ту регулируется так, чтобы к. о. эквива¬
лентного генератора в плоскости присое¬
динения болометрической головки стал
равным нулю.
Входящая в уравнение для г\ вектор¬
ная .разность двух к. о. ,может быть най¬
дена с помощью .вспомогательного канала.
Сопротивление болометра регулируется
так, чтобы к. о. головки был Г\. Затем сиг¬
нал детежтора 3 приводится к нулю с .по¬
мощью сигнала вспомогательного канала,
который при этом пропорционален — А.
Вели теперь сопротивление болометра от¬
регулировать так, чтобы к. о. 'был .равен
Гз (и принять -меры к «развязке каналов),
то сигнал детектора 3 будет пропорциона¬
лен (Г3—Л), что и требовалось.
Результаты «измерений, выполненных
по данному методу в 3-см диапазоне .волн,
отличаются от результатов, получен»ных
с помощью мйкрокалориметра ле более чем
на 0,5%.
Достоинством метода является незави¬
симость результатов «измерения от неодно¬
родностей, 'создаваемых соединителями,
что особенно в ажио в коаксиальных
устройствах. Метод -в изложенном виде
применим как к согласованным, так и
несогласованным болометршеским голов¬
кам бареттерного (но не термисторного)
типа. Реф. (Л. 61-13].
3-3-13. Болометрические головки для
частот до 1 Ггц. Конструкции и характерна
стики головок с одним и двумя болометра¬
ми для коаксиальных линий описаны в
1Л. 60-111].
3-3-14. Образцовая установка для из¬
мерения малой мощности в дециметровом
диапазоне волн. Описание калориметриче¬
ской и болометрической установок, а также
результаты определения к. п. д. термистор-
ных головок приведены в [Л. 61-112].
Рис. 3-3-27. Схема измерения к. п. д. волноводной боломе¬
трической головки импедансным методом.
1 — к источнику сигнала; 2 — вспомогательный канал; 3 — детектор
(3); 4 — детектор (4).
3-3-15. Ферромагнитный полупроводни¬
ковый термистор можно применять для из¬
мерения больших уровней мощности на
с. в. ч. Чувствительность такого термистора
около 1 400 ом/мвт [Л. 61-114].
3-3-16. Измерение мощности с помощью
энтракометра. Резистивные элементы, обла¬
дающие свойствами болометра, но не яв¬
ляющиеся нагрузкой линии, можно исполь¬
зовать для поглощения и измерения извест¬
ной малой доли мощности, передаваемой по
линии в полезную нагрузку. Резистивный
элемент может составлять часть линии пе¬
редачи или волновода или помещаться пер¬
пендикулярно оси линии, образуя шунти¬
рующее устройство высокого сопротивле¬
ния. В обоих случаях вносимый им к. с. в.
пренебрежимо мал.
Примерами таких устройств являются
энтракометр и теллурий-цинко-
вая пленка. Первый образован термо¬
чувствительной резистивной платиновой
пленкой, нанесенной на стекло и образую¬
щей часть боковой стенки прямоугольного,
волновода; она поглощает от 3 до 4% мощ¬
ности, отдаваемой в согласованную нагруз¬
ку. Сопротивление постоянному току можно
повысить до 500 ом, удаляя пленку с части
поверхности (рис. 3-3-28); при этом путь
токов колебаний типа Ню не нарушается.
Вторая подобная решетка, находящаяся при
той же окружающей температуре, смонти¬
рована на другой стороне опорной металли¬
ческой платы и используется в качестве тер¬
мокомпенсирующего элемента в схеме мо¬
ста переменного тока.
Рис. 3-3-28. Энтракометр.
1 — зажим; 2 — направления
токов в стенке волновода.
5—1719
65
Температурное равновесие схемы дости¬
гается примерно через 10 сек после подачи
мощности. Реф. [J1. 57-1].
3-4. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ
МОЩНОСТИ, ОСНОВАННЫЕ
НА ИСПОЛЬЗОВАНИИ ЭФФЕКТА
ХОЛЛА
3-4-1. Использование эффекта Холла
для измерения мощности. При действии по¬
перечного магнитного поля на проводник
с током в проводнике возбуждается элек¬
тродвижущая сила, направленная под пря¬
мым углом к направлению магнитного поля
и тока. Этот эффект, возникающий в ре¬
зультате бокового отклонения подвижных
носителей зарядов (электронов) под дей¬
ствием приложенного магнитного поля, из¬
вестен под названием эффекта Холла.
Он имеет место также и в полупроводниках
и иллюстрируется рис. 3-4-1, где нарисован
брусок полупроводника типа п. Знаки + и
— указывают полярность э. д. с. Холла,
а величина ее в вольтах определяется вы¬
ражением:
где В — мгновенное значение плотности по¬
тока в теслах; i — мгновенный ток в ампе¬
рах; R — коэффициент Холла в вольт-сан-
тиметрах на ампер-теслу; t — толщина по¬
лупроводника в сантиметрах в направле¬
нии В. Коэффициент R зависит от числа
положительных и отрицательных носителей
заряда в единице объема полупроводника
и от их подвижностей. Если брусок полу¬
проводника ориентирован в распространяю¬
щемся электромагнитном поле так, что
ток i возникает за счет поперечной состав¬
ляющей электрического поля Е, плотность
потока В — за счет поперечной составляю¬
щей магнитного поля Я (плотность пото¬
ка В равна i|ыЯ, где |ы — магнитная прони¬
цаемость полупроводниковой среды) и если,
кроме того, i и В находятся в фазе и про¬
порциональны соответствующим компонен¬
там поля Е и Я, то э. д. с. Холла пропор¬
циональна мгновенному произведению Е и
Я и поэтому пропорциональна мгновенной
плотности потока мощности. Если имеется
Рис. 3-4-1. Э. д. с. Холла
в бруске полупроводника
типа п.
Рис. 3-4-2. Брусок полупровод¬
ника в суженном отрезке коакси¬
альной линии.
разность фаз между £ и Я, то та же раз¬
ность фаз будет существовать между i и В;
поэтому усредненная по времени э. д. с.
Холла является мерой средней мощности*
отдаваемой в нагрузку, независимо от су¬
ществования в линии стоячих волн. Поляр¬
ность э. д. с. Холла указывает направление
потока мощности, а точность измерения
мощности в принципе не зависит от формы
волны компонент поля. Все это является
основой метода измерения мощности г ис¬
пользованием эффекта Холла [Л. 55-13].
Этот метод обеспечивает истинное из¬
мерение мощности наподобие ваттметра, так
как он основан на использовании вели¬
чин, пропорциональных векторному произ¬
ведению Е и Я (вектору Поинтинга),
в противоположность устройствам, дей¬
ствующим под влиянием силы или момента
вращения, дающим по существу показания,
пропорциональные квадрату величины од¬
ной составляющей поля и поэтому завися¬
щим от эффектов стоячей волны.
Для получения значительной э. д. с.
Холла представляется желательным увели¬
чить до максимума плотность потока В
в полупроводнике, сохраняя при этом низ¬
кие значения тока проводимости i и свя¬
занного с ним рассеяния мощности и нагре¬
ва полупроводника. Поэтому изменяют раз¬
меры линии передачи так, чтобы получить
выгодное соотношение между В и i или
сконцентрировать В в полупроводнике. Для
случая коаксиальной линии это иллюстри¬
руется на рис. 3-4-2, где увеличенная плот¬
ность потока получается за счет сжатия
линии и помещения полупроводника вблизи
центрального проводника, где поле Я ма¬
ксимально. Используя трансформирующее
действие полуволнового отрезка линии, мож¬
но устранить рассогласование из-за мень¬
шего волнового сопротивления этой секции.
Измерения с германием, смонтированным
подобным образом, показали, что э. д. с.
Холла на частоте 300 Мгц равно 3 мкв на
ватт; близкая цифра получается и на ча¬
стоте 50 гц. Аналогичные приемы ^могут
быть использованы и в волноводной тех¬
нике.
Одной из трудностей, возникающих при
применении полупроводников, является на¬
личие небольшого остаточного выпрямления
из-за асимметрии образцов. Поэтому на за¬
жимах полупроводника имеется напряже¬
ние при подаче переменного тока и в отсут¬
ствие магнитного поля. Это остаточное на¬
пряжение входит в ошибку измерения.
Ваттметры с полупроводниками, рабо¬
тающие на принципе эффекта Холла, при-
66
меняются на н. ч., в. ч. и с. в. ч.
Примером может служить прибор,
показанный на рис. 3-4-3 (по Бэр¬
лоу). Здесь часть мощности глав¬
ного волновода подается в резона¬
тор, в центре которого образуется
сильное поле. Брусок германия распо¬
лагается перпендикулярно линиям
магнитного поля, а переменный ток,
пропорциональный электрическому по¬
лю в главном волноводе, протекает
через германий под прямым углом
к магнитному полю. Ток в брусок по¬
дается с помощью зонда, емкостно
связанного с главным волноводом.
Пер. [Л. 57-1].
3-4-2. Ваттметры, основанные
на эффекте Холла в сурмянистом
индии. В ваттметре н. ч. применена
тонкая плитюа из InSb, смонтирован¬
ная последовательно с центральным
стержнем чашеобразной (брониро¬
ванной) магнитной цепи. Схема ватт¬
метра (рис. 3-4-4) содержит транс¬
форматор тока Г2, трансформа¬
тор напряжения Гь усилители на по¬
лупроводниках А\ и Л2 и милливольт¬
метр постоянного тока. Трансформато*
ры, обеспечивающие развязку между
нагрузкой и усилителем, почти не
имеют потерь, дают пренебрежимо ма¬
лый сдвиг фазы и не создают искаже¬
ний в рабочем диапазоне частот.
Входное сопротивление трансформа¬
тора в канале напряжения равно
16 ООО ом, © канале тока—2 ом. На выходе
усилителя напряжения включен трансфор¬
матор, приводящий сопротивление меж¬
ду коллекторами к 250 ом при включении
во вторичную обмотку элемента Холла
с сопротивлением 1,5 ом. Усилитель тока
питает возбуждающие катушки элемента
Холла. Среднее напряжение на выходе
устройства пропорционально средней мощ-
Рис. 3-4-3. Измеритель мощности с использова¬
нием эффекта Холла в бруске германия, приме¬
няемый на частотах около 4 Ггц. Чувствитель¬
ность прибора 22,3 мкв/вт.
/—полупроводник; 2 — зонд; 3 — полый резонатор; 4 —
главный волновод, 5 — винт настройки; 6 — щель связи;
7 — «холловские выводы».
ности в нагрузке и милливольтметр посто¬
янного тока калибруется по мощности пу¬
тем определения эталонного значения мощ¬
ности при отклонении на полную шкалу.
Ваттметр рассчитан на измерение мощности
в пределах от 1 до 400 Мет при 600-омной
нагрузке в диапазоне частот от 20 до
20 000 гц. Погрешность измерения не более
±3,5% в диапазоне частот от 100 до
5*
Рис. 3-4-4. Схема ваттметра н. ч., основанного на эффекте Холла в сурмя¬
нистом индии.
67
Рис. 3-4-5. Ваттметр 3-см диа¬
пазона, основанный на эффекте
Холла в сурмянистом индии
(разрез).
1 — волновод; 2 — резонатор; 3 —
винт «астройки; 4 — кварцевая пла¬
та; 5 — отверстие для детектора;
6 — настроечный отрезок коаксиаль¬
ной линии; 7 — тефлоновый держа¬
тель; 8 — элемент Холла; 9 — зонд;
10 — латунь; 11 — поперечная щель.
6 000 гц при коэффициенте мощности, рав¬
ном единице.
Устройство ваттметра 3-см диапазона
показано на рис. 3-4-5. Резонатор длиной
около одной волны отделен от волновода,
по которому проходит измеряемая мощ¬
ность, латунной стенкой толщиной 0,38 мм
и связан с волноводом прямоугольной
щелью (0,63X6,3 мм) в верхней стенке
волновода. Брусок из InSb (сопротивление
5 • 10~3 ом* см), имеющий размеры 0,12Х
ХЗ,17X9,5 мм, укреплен с помощью пла¬
стинки из плавленого кварца в центре ре¬
зонатора, в максимуме магнитного поля и
минимуме электрического поля. Электриче¬
ский зонд диаметром 0,25 мм, выходящий
из резонатора в волновод на длину 3,2 мм,
создает возбуждающий ток для полупро¬
водникового элемента. Два винта служат
для настройки резонатора и регулировки
распределения поля в нем. Отрезок коакси¬
альной линии регулируемой длины служит
для настройки и фазирования тока в полу¬
проводнике.
Применение вспомогательного электриче¬
ского зонда с детектором облегчает на¬
стройку резонатора на частоту 9,4 Ггц. При
настройке резонатора подстроечные винты
регулируются одновременно для правильно¬
го центрирования нуля электрического поля
в резонаторе; индикацией служит отсут¬
ствие выходного напряжения Холла, когда
контур электрического зонда сильно рас¬
строен относительно частоты сигнала. По¬
сле настройки резонатора подстроечный
винт зонда регулируется до получения ма¬
ксимального выходного напряжения Холла
при согласованной нагрузке ваттметра. Да¬
лее согласованная нагрузка заменяется ко-
роткозамыкателем и регулировками резона¬
тора и зонда выходное напряжение Холла
снижается до нуля. Затем снова к ваттмет¬
ру присоединяется согласованная нагрузка
и винтами осторожно устанавливается ма¬
ксимальное выходное напряжение Холла.
Процесс настройки повторяется несколько
раз для получения правилных фазовых ха¬
рактеристик резонатора относительно кон¬
тура электрического зонда.
Рабочие характеристики прибора ли¬
нейны в диапазоне мощностей от нуля до
10 мет. Чувствительность ваттметра равна
1 мкв постоянного тока на 1 мет переда¬
ваемой мощности.
Для исключения неудобств, связанных
с настройкой резонатора и его узкополосно-
стью, был разработан безрезонаторный ватт¬
метр с бруском InSb (0,12X4,25X4,75 мм),
помещенным прямо в волновод 3-см диапа¬
зона.
Брусок укреплен с помощью кварце¬
вой пластины в центре волновода парал¬
лельно боковым стенкам и вблизи от верх¬
ней стенки. Провода постоянного тока вы¬
ведены на боковую стенку в плоскости, па¬
раллельной верхней стенке. Предваритель¬
ные испытания показали, что чувствитель¬
ность этого ваттметра равна примерно
0,1 мкв на 1 мет передаваемой мощности.
Реф. ![Л. 61-14].
3-4-3. Измеритель мощности, основан¬
ный на эффекте Холла в фосфорномышья¬
ковистом индии. Электродвижущая сила
Холла, возникающая в интерметаллических
сплавах, на два, порядка выше э. д. с.,
получающейся в германии. Использование
этого явления позволило разработать без¬
резонаторный измеритель мощности с эле¬
ментом Холла из мышьяковистого ин¬
дия (InAs) для 3-см диапозона волн, имею¬
щий чувствительность 0,40 мкв на милли¬
ватт.
В измерителе мощности 10-см диапазо¬
на использован элемент Холла из фосфор¬
номышьяковистого индия, помещаемый в
отрезке волновода вблизи узкой стенки.
Чувствительность его равна 0,733 мкв на
милливатт. К. с. в. линии передачи без
элемента равен 1,06. Элемент Холла увели¬
чивал к. с. в. до 1,08. Элемент расположен
так, чтобы влияние нагрева за счет к. с. в.
линии передачи было минимальным. К кон¬
цам элемента прикреплены станиолевые ле¬
пестки для уменьшения тепловых влияний,
вызываемых неоднородностью при введении
элемента.
Максимальное отрицательное и поло¬
жительное напряжения Холла получались
при расположении элемента под углами 75
и 255° (соответственно) относительно вол¬
новода. Было установлено наличие выпрями¬
тельной составляющей напряжения, возни¬
кающей за счет неомических свойств элек¬
тродов элемента Холла; выпрямительная
составляющая равна около 10% напряже¬
ния Холла. В течение 8 ч не было замечено
дрейфа измерителя мощности. Реф.
[Л. 62-37].
3-4-4. Датчик Холла как индикатор
мощности с. в. ч. На рис.* 3-4-6 изображен
датчик Холла, используемый для индика¬
ции мощности на частотах 300—675 Мгц
при уровне мощности до 2 вт. Он изготов¬
лен из германия типа п с удельным сопро¬
тивлением р = 14 ом* см, постоянной Хол¬
ла 2 000. Размеры датчика 5X10X0,5 мм.
Датчик помещен в П-образный резонатор
68
у его короткозамкнутого конца
так, что магнитная составляющая
поля была перпендикулярна пло¬
скости датчика. Один вывод дат¬
чика при помощи пружинящего
контакта соединяется со стенкой
резонатора у короткозамкнутого
его конца, а другой при помощи
экранированного провода—со сво¬
бодным концом центрального коак¬
сиального отрезка, что позволяет
получить максимальный ток через
датчик. Проводники от выходных
электродов датчика скручивают¬
ся и выводятся в одну сторону че¬
рез отверстие в стенке резонатора,
чем устраняется образование вит¬
ка связи в резонаторе. Извл. из
[Л. 62-117].
3-4-5. Многофазные ваттме¬
тры, основанные на магнеторе-
зистивном эффекте полупроводников. Но¬
сители зарядов в полупроводниковых спла¬
вах индий-сурьма и индий-мышьяк об¬
ладают гораздо большей подвижностью,
чем в германии и кремнии. Поэтому и
эффект Холла в них больше. След¬
ствием эффекта Холла, является повыше¬
ние сопротивления полупроводникового ди¬
ска в присутствии поперечного магнитного
поля. Этому магнеторезистивному эффекту
часто дается наименование эффекта
Г а у с с а. Эффект зависит от формы образ¬
ца; наиболее сильно он выражен у образ¬
ца в форме диска с одним центральным
контактом и другим контактом в форме
кольца, окружающего диск. Сопротивление
такого диска из сплава индий-сурьма при
плотности потока поперечного магнитного
поля в 1 тл в 18 раз больше, чем при от¬
сутствии поля.
Схема ваттметра, основанного на маг-
неторезистивном эффекте, показана на
рис. 3-4-7. Катушка 5 намотана на сердеч¬
нике из пермаллоя. Если Г\ относительно
велико, то ток через 5 пропорционален фа¬
зовому напряжению £/Макс sin со/. Плот¬
ность переменного магнитного потока А В
тоже пропорциональна этому фазовому на¬
пряжению. Постоянный магнит М, введен¬
ный в сердечник, создает постоянную плот¬
ность потока В в воздушном зазоре, на ко¬
торую накладывается АВ. В воздушном за¬
Рис. 3-4-7. Схема измерения мощности, основанная
на использовании магнеторезистивного эффекта (эф¬
фект Гаусса).
Р—-диск из сплава индий-оурьма или индий-мышьяк; S —
катушка; С — конденсатор; М — постоянный магнит.
зоре помещен полупроводниковый элемент,
имеющий форму круглого диска с цент¬
ральным и кольцевым контактами. Ток че¬
рез диск пропорционален фазовому току
/макс sin((D/+’(p) благодаря соответствую¬
щему выбору сопротивлений г2 и г3; г2 ве¬
лико по сравнению с сопротивлением диска
и ток через диск не зависит от его сопро¬
тивления. Это важно, принимая во внима¬
ние температурную зависимость сопротивле¬
ния диска. Если указанные условия удов¬
летворены, то постоянная составляющая на¬
пряжения на электродах диска пропорцио¬
нальна активной мощности, поглощенной
в полном сопротивлении Z.
В многофазной сети с заземленным ну¬
левым проводом приведенная выше схема
может быть использована в каждой фазе.
Напряжения постоянного тока, возникаю¬
щие на зажимах полупроводниковых эле¬
ментов, могут складываться и результирую¬
щее постоянное напряжение пропорциональ¬
но активной или реактивной мощности мно¬
гофазной системы в зависимости от схемы
включения. Метод применялся на частотах
от 50 гц до 10 Мгц и даже на более высо¬
ких. Описанный метод с использованием
эффекта Гаусса имеет некоторые преиму¬
щества перед методом с использованием
эффекта Холла в первую очередь в отно¬
шении наличия двух контактов у элемента
вместо четырех или трех; величина напря¬
жения постоянного тока в обоих случаях
примерно одинакова. Реф. [61-15].
3-4-6. Милливаттметр с датчиком Холла,
предназначенный для измерения мощности,
отдаваемой фотоэлементом (индикатором
Рис. 3-4-6. Датчик Холла
как индикатор мощности
с. в. ч.
1 — экранированный провод; 2—
датчик Холла; 3 — оправа; 4 —
выводы от холловских электро¬
дов к гальванометру; 5 — коа¬
ксиальный вход.
Рис. 3-4-8. Кристалл Холла, вращающий¬
ся в волноводе.
6ft
Рис. 3-4-9. Каскадное соединение кристаллов Холла.
1 — кристалл Холла; 2 — решетка кристаллов; 3 — изоляционная труб¬
ка с соединительными проводами; 4 — экранированная соединительная
коробка; 5 — выходные зажимы.
служит гальванометр с чувствительностью
1,6 • 10-7 а/лш), описан в [Л. 61-113].
3-4-7. Некоторые экспериментальные
конструкции ваттметров, основанных на эф¬
фекте Холла, показаны на рис. 3-4-8 и 3-4-9.
На первом рисунке показано устройство,
в котором для исключения искажений, вно¬
симых в измерения термоэлектрическим и
выпрямительным эффектами, в контактах
металл — полупроводник применено враще¬
ние кристалла. Кристалл сурьмянистого ин¬
дия, толщина которого равна примерно глу¬
бине проникновения тока на 10 Ггц, под¬
держивается стеклянной бусиной и вра¬
щается со скоростью 22 об/мин в волново¬
де с колебаниями типа #0ь
Устройство, показанное на втором ри¬
сунке, предназначено для измерения мощ¬
ности большой плотности в открытом про¬
странстве.
Большое число кристаллов повышает
выходное напряжение и компенсирует
в значительной мере несбалансированный
выпрямительный эффект. Реф. [Л. 62-1].
3-5. ПОНДЕРОМОТОРНЫЕ МЕТОДЫ
ИЗМЕРЕНИЯ МОЩНОСТИ
3-5-1. Методы, основанные на использо¬
вании механических сил. Давление, оказы¬
ваемое электромагнитными волнами на от¬
ражающую поверхность, может быть поло¬
жено в основу абсолютного метода измере¬
ния мощности в диапазоне с. в. ч. Результат
зависит только от измерения массы, длины
и времени и не зависит от вторичных элек¬
трических эталонов, как это имеет место
в болометрическом и калориметрическом
методах.
В непоглощающем (проходном) ватт¬
метре, основанном на использовании давле¬
ния излучения [Л. 52-1], отражающий эле¬
мент помещен в цилиндрическом боковом
плече тройника, которое связано с основ¬
ным прямоугольным волноводом прямо¬
угольными щелями. При подаче мощности
в основной волновод давление излучения
в боковом плече тройника действует на
отражающий элемент и создает вращаю¬
щий момент, измеряемый с помощью кру¬
тильных весов. Для преобразования изме¬
ренного угла поворота подвески в меру си¬
лы следует определить удельный крутящий
момент с помощью вспомогательного экспе¬
римента. Последний состоит в измерении
периода колебаний системы при известном
моменте инерции. Мощность с. в. ч. опреде¬
ляется из соотношения
Р = 2тс -у- F,
где F — сила, действующая на отражающий
элемент; с скорость света в пустоте; А —
длина волны в волноводе бокового плеча;
X — волна в свободном пространстве и
т — параметр, определяемый эксперимен¬
тально.
Параметр т связан со свойствами
трансформации сопротивления тройника; он
может быть определен измерением положе¬
ний узлов электрического поля в одном из
плеч тройника при замыкании других двух
плеч подвижными короткозамыкателями.
При определении т измеряются только дли¬
ны, вследствие чего измерения мощности
являются абсолютными. При сравнении
этого прибора с поточным калориметром
расхождение не превышало 1—2 вт в диа¬
пазоне 10—50 вт. Расчетная ошибка ватт¬
метра равна ±0,6 вт при измерении 25 вт.
Конвекционные токи, создаваемые ко¬
нечной (хотя и малой) мощностью, погло¬
щаемой в отражающем элементе, нарушают
работу и ставят предел точности измерения.
Для уменьшения этих вредных влияний от¬
ражатель выполняют в виде системы кон¬
центрических колец, параллельных кругово¬
му полю Е. Результат измерения зависит
от к. с. в. нагрузки и может отличаться
в число раз от к до 1 jk от действитель¬
ной мощности, поглощенной нагрузкой.
Крутильный ваттметр. Крутящий мо¬
мент, создаваемый электромагнитным по¬
лем в металлической пластинке, подвешен¬
ной внутри волновода, также может быть
использован для абсолютного измерения
мощности с. в. ч. Этот метод отличается от
метода, основаного на давлении излучения
тем, что в нем используется крутящий мо¬
мент, возникающий вследствие взаимодей¬
ствия электрических полей с зарядами, ин¬
дуктированными в пластинке, а не силы
взаимодействия между магнитными полями
и токами, индуктированными в отражателе.
На рис. 3-5-1 показан общий вид одно
пластиночного, а на рис. 3-5-2— устройство
проходного двухпластиночного крутильного
ваттметра. Две тонкие металлические пла¬
стинки, расположенные на расстоянии А/4
или ЗА/4 друг от друга, прикреплены
к стеклянному стержню и подвешены в вер¬
тикальном отрезке прямоугольного волново¬
да так, что они могут свободно вращаться
70
под влиянием электрического поля (стре¬
мясь расположиться параллельно линиям
поля). Крутящий момент пропорционален
мощности, проходящей по волноводу. Нор¬
мально пластинки находятся под углом 45°
к невозмущенному электрическому полю
(воздействующий на них крутящий момент
при этом максимален) и могут вращаться
вокруг оси, параллельной направлению по¬
тока мощности. Поворот указывается лу¬
чом света, отраженного от зеркала, при¬
крепленного к подвесу. При измерении
мощности пластинки возвращаются в ис¬
ходное положение при помощи поворотной
головки (не изображенной на рисунке), от¬
счет по которой пропорционален мощности.
В вертикальном волноводе смонтированы
симметричные индуктивные диафрагмы, ком¬
пенсирующие отражения от пластин. Распо¬
ложение пластинок на расстоянии А/4 друг
от друга делает измерение относительно
независимым от величины к. с. в. нагрузки.
Так, если к. с. в. нагрузки равен k, то кру¬
тящий момент пропорционален (k+\/\k) и
очень мало изменяется при изменении k
(для k близкого к 1); при одной же пла¬
стинке коэффициент пропорциональности
может быть любым в пределах от k до \J\k.
Кроме того, при двух пластинках имеется
взаимная компенсация малых отражений от
каждой из пластинок.
Калибровка ваттметра аналогична ка¬
либровке ваттметра, основанного на прин¬
ципе давления излучения. Удельный крутя¬
щий момент кварцевой нити (величина ко¬
торого дает возможность преобразовать по¬
ворот е крутящий момент) определяется из¬
мерением времени колебания стержней с из¬
вестным моментом инерции, подвешиваемых
к крючку в нижней части стеклянного
стержня. Соотношение между мощностью
и крутящим моментом определяется путем
подключения к выходу волновода подвиж¬
ного короткозамыкателя и отметкой таких
положений поворотной головки и поршня,
при которых узлы во входном волноводе
не смещаются. Необходимы два ряда от¬
счетов такого рода, причем второй ряд от¬
счетов получается при смещении начально¬
го положения поршня и узла на четверть
длины волны в волноводе относительно по¬
ложения при отсчетах первого ряда.
Диапазон рабочих частот прибора ра¬
вен 8 690—9 840 Мгц при к. с. в. не хуже
1,1; вносимые потери равны примерно 0,1 дб,
а общая погрешность порядка ±3% при
мощности от 10 до 200 вт. В более узком
диапазоне частот (8 955—9 680 Мгц) общая
погрешность не превышает ±2%. Разре¬
шающая способность по мощности равна
примерно ± 50 мет и для реализации пре¬
дельной чувствительности прибора необхо¬
дима его амортизация.
Резонаторный крутильный ваттметр. Су¬
щественное увеличение чувствительности по
сравнению с вышеописанным проходным
ваттметром получается при помещении пла¬
стинки в резонатор с высоким Q, где пла¬
стинка подвергается воздействию более
сильных электрических полей. Поворот пла¬
стинки является мерой мощности, погло¬
щенной резонатором. Пластинка (в дей-
Рис. 3-5-1. Однопластиночный кру¬
тильный ваттметр (JL 61-12).
ствительности стержень) подвешена внутри
настраиваемого цилиндрического резонато¬
ра (эхо-бокс 10-см диапазона волн), воз¬
буждаемого прямоугольным волноводом
через регулируемую щель в цилиндрической
стенке. Подвес, поворотная головка и си¬
стема измерения отклонения подобны этим
устройствам в ваттметре с двумя пластин¬
ками. При измерении мощности щель связи
регулируется так, чтобы резонатор был со¬
гласован с линией при резонансе. Затем
резонатор медленно настраивается до по¬
лучения максимального отклонения пла¬
стинки, подвешенной в нем. Мощность, по-
Рис. 3-5-2. Двухпластиноч¬
ный крутильный ваттметр.
1 — ось крутильной головки; 2 —
кварцевая .нить; 3 — вход коле¬
баний с. в. ч.; 4 — диафрагмы
для согласования; 5 — стержень;
6 — зеркало; 7 — пластинка; 8 —
выход [Л. 62—17].
71
глощенная резонатором, вычисляется из
значений крутящего момента, добротности
резонатора Q и ухода настройки резона¬
тора dfo/dS при максимальном отклонении
пластинки. Мощность вычисляется из соот¬
ношения
где Г —крутящий момент; Q0 —ненагру-
женная добротность резонатора; f0 — резо¬
нансная частота; dfo/id© — уход настройки
резонатора при повороте пластинки.
Крутящий момент пластинки вычис¬
ляется из удельного крутящего момента
подвеса и максимального отклонения. Qo
может быть определено по измерению пол¬
ного сопротивления, основанному на опре¬
делении длины и времени. Большая точ¬
ность, однако, получается путем сравнения
затухания колебаний в резонаторе со спа¬
дом напряжения на цепи из параллельно
соединенных известных R и С, хотя этот
метод не является абсолютным. Параметр
dfo/d® находится построением кривой резо¬
нансной частоты резонатора в функции
углового положения пластинки.
Чувствительность описанного прибора
равна 0,4 • 10“6« • сж (крутящий момент) на
1 вт подаваемой мощности, что соответству¬
ет примерно 0,4 мет на миллиметр отклоне¬
ния. Сравнение резонаторного крутильного
ваттметра с термисторным милливаттмет¬
ром, градуированным по калориметрическо¬
му, показало хорошее совпадение. Ошибка,
вызванная неточностью определения
Qo, dfo/dS и удельного крутящего момента,
оказалась равной около 4%.
Известен метод измерения мощности
по силе, действующей на металлическое
кольцо, подвешенное в коаксиальном резо¬
наторе. Радиальная сила измеряется чув¬
ствительными кварцевыми крутильными ве¬
сами.
Метод, основанный на измерении сил,
возникающих в линии передачи за счет
электромагнитного поля и вызывающих пе¬
ремещение тонкой диафрагмы, помещенной
в проводящей стенке линии. Силы взаимо¬
действия могут возникнуть или между элек¬
трическим полем и зарядами на внутренней
поверхности диафрагмы, или между маг¬
нитным полем и поверхностными токами.
Эти силы всегда противоположны по на¬
правлению и в случае коаксиальной линии
поверхность
Отражающая
поверхность
Рис. 3-5-3. Соотношение между
мощностью и силой, создавае¬
мой давлением излучения.
72
равны по величине. Для устранения силы,
вызванной магнитным полем в коаксиаль¬
ной линии, делаются разрывы пути тока на
концах ленточной мембраны, вставленной
вдоль внешней стенки линии. Тогда резуль¬
тирующей силой явится сила только за счет
электрического поля. В случае волновода
подобного же результата можно достичь
выбором таких размеров, при которых сила
за счет электрического поля значительно-
превышает силу за счет магнитного поля.
Перемещение диафрагмы пропорциональна
квадрату силы поля, т. е. пропорционально
мощности, проходящей в линии. Действую¬
щее давление очень мало — порядка
10~12 н/см2 при потоке мощности в 1 мет;
поэтому она непосредственно не измеряет¬
ся. Для индикации потока мощности ис¬
пользуется перемещение диафрагмы, при¬
чем постоянная пропорциональности опре¬
деляется калибровкой по эталонному тер-
мисторному милливаттметру. Электрическая
индикация, пропорциональная перемещению
диафрагмы, получается при выполнении
диафрагмы в виде подвижной пластины
плоского конденсатора и н. ч. модуляции
источника мощности; индикатором служит
узкополосный (10 гц) усилитель н. ч.; мини¬
мально различимый сигнал при таком
устройстве много ниже 1 мет и ограничи¬
вается тепловыми шумами диафрагмы.
Этот проходной ваттметр весьма широко-
диапазонен, так как не вносит значитель¬
ных неоднородностей в линию. В коакси¬
альной линии он работает в диапазоне от
постоянного тока до 10 Ггц и калибруется
на н. ч. Реф. [JI. 57-1].
3-5-2. Пондеромоторные измерители
мощности. Связь между силой, создаваемой
давлением излучения (пондеромоторным
действием электромагнитных волн) и мощ¬
ностью, очень проста и поясняется на
рис. 3-5-3. Использование отражающего
вместо поглощающего тела имеет ряд преи¬
муществ. Во-первых, при данной падающей
мощности сила удваивается. Во-вторых, по¬
скольку металлическим рефлектором погло¬
щается лишь небольшая доля падающей
мощности, выделенное тепло очень мало.
Это важно, потому что нагрев может вы¬
звать круговые потоки воздуха, искажающие
измерения весьма малой пондеромоторнойг
силы.
Общее выражение для давления, ока¬
зываемого на металлическую поверхность
электромагнитным полем, имеет вид
1 2 1 9
2 2
т. е. равно разности между давлением за
счет поперечной составляющей магнитного
поля и отрицательным давлением за счет
нормальной составляющей электрического
поля. (Для хорошо проводящих металлов
существенны только эти составляющие.)
Магнитное поле взаимодействует с током
в металле и создает отталкивающую силу;
электрическое поле взаимодействует с по-
верхностным зарядом и создает силу при¬
тяжения. В случае, изображенном на рисун¬
ке, электрическое поле не имеет составляю¬
щей, нормальной к поверхности, поэтому
сила зависит толко от взаимодействия маг¬
нитных полей и токов. Токи обязательно
создают нагрев. Поэтому лучше использо¬
вать действие электрических полей на за¬
ряды, которые сами по себе не создают на¬
грева.
Правда, поддержание заряда требует
протекания некоторого тока, но при соот¬
ветствующих условиях связанный с этим
нагрев может быть сделан совершенно не¬
значительным.
Крутильные ваттметры (см., например,
3-5-1) пригодны для мощностей в несколько
ватт, но не пригодны для милливатт. На
рис. 3-5-4 показан качающийся крутильный
ваттметр, пригодный для измерения мощ¬
ностей в несколько милливатт. В приборе
используется электрический и механический
резонансы. Размеры диполя, резонатора и
отверстия связи выбраны относительно ра¬
бочей длины волны так, что резонатор ока¬
зывается согласованным с волноводом и
настроенным в резонанс, когда диполь об¬
разует угол 45° с линиями поля. Когда
диполь, будучи в покое, находится в этом
положении, включается источник измеряе¬
мой мощности. Диполь стремится располо¬
житься вдоль результирующего электриче¬
ского поля в резонаторе, но поворачиваясь,
расстраивает резонатор и уменьшает этим
крутящий момент, действующий на него, до
весьма малой величины. Когда диполь до¬
стигнет предела + ® (измеряемого от по¬
ложения 45°) источник мощности выклю¬
чается (автоматически) и диполь поворачи¬
вается обратно под влиянием кварцевой
нити до предельного положения в. В ';той
точке источник включается. Мощность не
оказывает немедленного действия, посколь¬
ку резонатор почти полностью расстроен,
но когда диполь переходит снова через по¬
ложение 45°, он получает импульс, который
увеличивает амплитуду его колебаний.
При продолжении процесса амплиту¬
да механических колебаний диполя воз¬
растает до такой величины, что не¬
большая доля подводимой мощности с. в. ч.,
преобразующаяся в механическую мощ¬
ность, как раз уравновешивает потери мощ¬
ности на механические колебания. Таким
образом, механический резонанс исполь¬
зуется для увеличения чувствительности
прибора, а электрический резонанс — для
обеспечения автоматической синхронизации
импульса с. в. ч. с собственными колебания¬
ми диполя. Амплитуда качаний растет про¬
порционально корню из мощности. Электри¬
ческую добротность резонатора нет необхо¬
димости знать, если она достаточно велика.
Механическая добротность, будучи мерой
потерь мощности механических колебаний,
должна быть определена с возможно боль¬
шей точностью. Это измерение, являющее¬
ся по существу измерением декремента кру¬
тильного маятника, очень просто. Зная
величину М, удельный крутящий момент
подвески Ik и частоту f, можно вычислить
мощность Р с помощью равенства
Рис. 3-5-4. Качающийся крутильный
ваттметр для низких уровней мощ¬
ности (порядка милливатт).
1 — крутильная головка; 2 — подвеска на
кварцевой нити; 3 — прямоугольный резо¬
натор (колебания типа Ноп); 4 — диполь;
5 — лампа и шкала.
где @о — амплитуда качания диполя, а ма¬
лой величиной А© можно обычно прене¬
бречь. Таким образом, измерение, мощности
основано на измерении массы, длины и вре¬
мени. Качающиеся крутильные ваттметры
разработаны для 3-см и 8-мм диапазонов
волн. При принятии специальных мер эти¬
ми приборами можно измерять мощность
порядка 100 мквт.
Связь между эффектом Холла и дав¬
лением излучения. Давление излучения воз¬
никает за счет силы, оказываемой магнит¬
ным полем на поверхности металла на токи,
протекающие в поверхности. Эти токи соз¬
даются электронами проводимости и сила
воздействует прежде всего на такие элек¬
троны, которые можно втолкнуть внутрь
металла; при этом увеличивается плотность
отрицательного заряда внутри металла и
создается положительный заряд на поверх¬
ности металла, прежде нейтральной. Элек¬
трическое поле, образовавшееся за счет
этого разделения зарядов, есть одновре¬
менно причина э. д. с. Холла и механизм,
с помощью которого давление излучения
передается от электронов массе металла.
Можно попутно отметить, что эффект
Холла действует практически мгновенно;
это подсказывает возможность применения
ваттметров с эффектом Холла для измере¬
ния импульсной мощности. Пока здесь име¬
ются схемные трудности. Реф. [Л. 62-17].
3-5-3. Качающийся крутильный ватт¬
метр 8-мм диапазона волн. Конструкция
п,рибо|ра (аналогичного описанному в 3-5-2)
показана на рис. 3-5-5. Прибор измеряет
мощности выше 1 мет без .качания и с точ¬
ностью ±2,25%. С применением качания
можно измерять мощности до 100 мквт. Его
параметры (см. 3-5-2): М—25,20; k =
=3,11 • 10-4 Н'см на радиан при /0=
=34,62 Ггц. Реф. [Л. 62-38].
3-5-4. Пондеромоторный измеритель
мощности 3-см диапазона волн имеет двух¬
пластиночную конструкцию. Нижний предел
измеряемой мощности 150 мет. Входной
к. с. в. не более 1,05. Погрешность измере¬
ния (определенная сравнением с калоримет¬
ром) не превышает ±4%. При описании
73>
счет взаимодеиствия между электрическим
полем и зарядами, индуктированными на
концах стержня, период колебаний Т стано¬
вится меньше Т0 (при отсутствии электриче¬
ского поля). Измерив Г и Го, можно опре¬
делить значение напряженности поля с по¬
мощью соотношений
Рис. 3-5-5. Качающийся крутильный ватт¬
метр 8-мм диапазона волн.
/ — демпфер; 2 — зеркало; 3 — вилка арретира;
4 — входной волновод; 5 — диафрагма; 6 — диполь;
7 — кварцевый стержень; 8— (подъемное устройст¬
во; 9 — верньер; 10 — крутильная головка; 11 — ва¬
терпас; 12 — стопор; 13 — кварцевая нить; 14 — ре¬
зонатор #012; 15 — медный поршень; 16 — стопор;
17 — арретир; 18 — камера зеркала; 19 — окно.
прибора приведено исследование вопросов
калибровки [Л. 62-118].
3-5-5. Методы калибровки пондеромо-
торных измерителей мощности описаны
в [Л. 52-1 и 60-110].
3-5-6. Метод маятника для измерения
мощности на миллиметровых волнах. Если
короткому металлическому стержню, под¬
вешенному горизонтально так, чтобы на¬
правление его большей оси совпадало с на¬
правлением электрического поля (рис. 3-5-6),
сообщить вращательные колебания, центри¬
рованные относительно оси подвеса, то за
Рис. 3-5-6. Ма¬
ятник в виде
эллипсоида
вращения, при¬
меняемый для
измерения мощ¬
ности на милли¬
метровых вол¬
нах.
где 8о — электрическая постоянная пустоты;
8 — относительная диэлектрическая прони¬
цаемость; а и b — малая и большая полу¬
оси эллипсоида вращения. Используя прин¬
цип подобия, оказалось возможным скон¬
струировать маятник на частоте 35,4 Ггц,
чувствительность которого сравнима с чув¬
ствительностью низкочастотных маятников.
Результаты измерения мощности хорошо
совпадали с результатами, полученными ме¬
тодом калориметра. Реф. [59—10].
3-6. ТЕРМОПАРНЫЕ МЕТОДЫ
ИЗМЕРЕНИЯ МОЩНОСТИ
3-6-1. Ваттметры с термопарами явля¬
ются устройствами, в которых элементы
с квадратичной характеристикой использу¬
ются для определения средней мощности
в цепи на основе выражения
Т
о
где uni — напряжение и ток нагрузки; /С,
с\ и с2 — константы, а Г — период компо¬
ненты самой низкой частоты. (Подобные
устройства иногда называются «квадра¬
тичными умножителями»); их дей¬
ствие может быть описано с помощью ра¬
венства
74
где А и В — комплексные числа,
На рис. 3-6-1 показан пример схемы,
в которой применены два одинаковых тер¬
моэлемента: через один из них проходит
ток i\, равный ciu+c$iy а через второй —
ток /2, равный C\ti—c2i.
Электродвижущие силы термоэлементов
пропорциональны квадрату токов через по¬
догреватели. Выходы термоэлементов сое¬
динены последовательно и выходное напря¬
жение e — k (ii — i\)\ среднее значение это¬
го выражения пропорционально мощности,
рассеиваемой в нагрузке; оно показывается
•стрелочным прибором, так как постоянная
времени как прибора, так и термопар зна¬
чительно превышает период i\ или i\.
Правильность показаний обеспечивается при
-соблюдении равенств
Г1 + #1 = Г2 + #2*>
s = i±»!_s.
г 2
Приведенная схема ваттметра назы¬
вается компенсированной, так как в ней
прибор показывает только мощность, рас¬
сеиваемую в нагрузке. Калибровка прибо¬
ра может производиться на постоянном то¬
ке и показания не зависят от частоты для
тех ее значений, на которых емкости и ин¬
дуктивности рассеяния становятся значи¬
тельными. Достижимая точность измерения
равна 0,1 %.
На рис. 3-6-2 показана схема термо¬
ваттметра с трансформаторной
связью, предназначенного для работы
в диапазоне частот от 500 до 2 ООО кгц. Че¬
рез подогреватели г\ и г2 проходит ток ii,
пропорциональный напряжению и и ток i2y
пропорциональный току нагрузки г. Сдвиг
фаз между i\ и i2 почти совпадает со сдви¬
гом фаз между и и г. Через г\ проходит
алгебраическая сумма токов i\ и i2y а через
г2 — алгебраическая разность их. Прибор
показывает суммарную мощность, погло¬
щаемую в нагрузке и в первичной обмотке
трансформаторов. Для поддержания i\ в
в фазе с и и для сохранения пропорцио¬
нальности между ними во всем диапазоне
частот в схеме имеется компенсирующая
емкость С.
На том же принципе основано устрой¬
ство быстродействующего термо-
Рис. 3-6-2. Термопарный ваттметр в. ч.
с трансформаторной связью.
1 — термоэлементы; 2 — нагрузка; 3 — трансфор¬
маторы (противоположное включение).
ваттметра, предназначенного для изме¬
рения мощности в многофазных силовых
линиях. Примененные в нем термопары пря¬
мого нагрева обеспечивают малое время
установления (0,5 сек)\ - приведенная по¬
грешность измерения не превышает 1%.
Пер. [Л. 57-1].
3-6-2. Милливаттметр с термостолбиком
для частот 70—80 Ггц. По имеющимся дан¬
ным измерения мощности с термистором
уже на частотах 30—40 Ггц могут дать
ошибку до 50%. Пленочные болометры при¬
меняются на миллиметровых волнах, но из¬
готовление их довольно сложно и, кроме
того, трудность может создать различное
распределение тока на рабочей частоте и
на частоте калибровки. Проволочные боло¬
метры могут быть сделаны для миллимет¬
ровых волн очень чувствительными и посто¬
янная времени может быть очень малой —
10-2—10-3 сек, так как размеры их очень
малы. Однако при этом допустимая мощ¬
ность не превышает примерно 10-3 вт и их
монтаж весьма деликатен.
В ваттметре, показанном на рис. 3-6-3,
мощность с. в. ч. рассеивается в нагрузке
и повышение температуры измеряется тер-
Рис. 3-6-1. Термопарный ватт¬
метр с компенсацией.
j — термоэлементы; 2 — нагрузка.
Рис. 3-6-3. Милливаттметр с термо¬
столбиком для частот 70—80 Ггц.
1 — входной волновод; 2 — окно из пено-
полистирола; 3 — угольный клин; 4 — кон¬
такт для калибровки постоянным током;
5 — слюда 0,0125 мм; 6 — термостолбик,
25 витков из сплава Эврика; половина
каждого витка покрыта медью; 7 — осно¬
вание термостолбика; 8 — металлический
корпус.
75
Рис. 3-6-4. Термоэлектрический ваттметр
с. в. ч.
1 — радиатор; 2 — термостолбик; 3 — оболочка; 4 —
слюда; 5 — преобразователь; 6 — отрезок, на кото¬
ром получается перепад темшературы.
мостолбиксш с чувствительным гальвано¬
метром.
Распределение мощности одинаково
на с. в. ч. и при калибровке током низкой
частоты или постоянным током.
Мощность с. в. ч. поглощается в клине
длиной 6,3 мм и шириной 1,6 мм, изготов¬
ленном из угольного композиционного со¬
противления (1 ком, 3 вт). Клин имеет кон¬
такты на боковых сторонах для калибров¬
ки. Клин укреплен на контактах термостол¬
бика с прокладкой из слюды. Холодное
соединение термопар находится в термиче¬
ском контакте (также через электрическую
изоляцию) с массивным корпусом прибора.
Клин помещен в отрезок волновода 10,2 X
Х5,1 мм с переходом к волноводу 4,77 X
Х2,4 мм. Чувствительность прибора
36 мкв]мвт. Полное отклонение гальвано¬
метра соответствует 1 мет. Время установ¬
ления значительное: около 1 мин для от¬
клонения на 90%. Входной к. б. в. не менее
0,7. Реф. |[Л. 62-24].
3-6-3. Термоэлектрический ваттметр
с. в. ч. На рис. 3-6-4 показано устройство
измерителя мощности, предназначенного для
измерения средних мощностей (от 1 до
10 вт) на частотах порядка 4 Ггц.
Измеряемая мощность обращается
в преобразователе, обладающем теплоем¬
костью /С, в тепло, и температура преобра¬
зователя повышается. Образовавшееся теп¬
ло рассеивается в окружающем простран¬
стве, распространяясь через отрезок линии
с теплопроводимостью А. На этом отрезке
получается перепад температуры Л'б'о- Если
пренебречь потерями тепла в преобразова¬
теле, то перепад температуры в установив¬
шемся режиме
где Р мощность с. в. ч., преобразованная
в тепло в ваттах; А — теплопроводность от¬
резка в вт/°С. Прибор калибруется эмпи¬
рически, причем учитываются незначитель¬
ные потери через теплоизоляцию. Точность
измерения ±5%. Постоянная времени около
1 мин. Реф. [Л. 62-39].
3-7. ФОТОМЕТРИЧЕСКИЕ
МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ
МОЩНОСТИ
Цвет или интенсивность свечения нагре¬
того проводника, являющегося нагрузкой
с. в. ч., можно использовать в качестве ме¬
ры мощности с. в. ч. Основой измеритель¬
ной системы служит фотоэлемент или опти¬
ческий пирометр; устройство может быть
прокалибровано постоянным током или спо¬
собом сбалансированного моста. Фотоме¬
трический ваттметр, в котором использует¬
ся лампа накаливания для поглощения
мощности с. в. ч. и фотоэлемент для инди¬
кации освещенности, показан на рис. 3-7-1.
При другом методе используется лампа
Рис. 3-7-1. Фотометриче¬
ский ваттметр.
1 — мощность в. ч.; 2 — лам¬
па накаливания; 3 — фото¬
элемент; 4 — прибор, кали¬
брованный в ваттах.
с двумя нитями с одинаковыми характери¬
стиками, заключенными в одну колбу.
Мощность с. в. ч. подается на одну из ни¬
тей, а известная мощность постоянного то¬
ка — на другую. Уровень мощности посто¬
янного тока регулируется до тех пор, пока
обе нити не окажутся одинаково яркими.
Тогда неизвестная мощность с. в. ч. равна
приложенной мощности постоянного тока.
Подобные устройства пригодны для быст¬
рых измерений средних и больших мощно¬
стей (например, до 30 вт). Чувствитель¬
ность по мощности и максимальная погло¬
щаемая мощность зависят ^от давления и
природы используемого в лампе газа. От¬
качка увеличивает чувствительность по
мощности, а наполнение водородом увели¬
чивает рассеиваемую мощность. Точность
фотометрического ваттметра невысока.
При визуальном сравнении яркости нити
воспроизводимость измерений не превы¬
шает 5%. Кроме того, имеются ошибки,
связанные с конструкцией самой лампы.
Для увеличения допустимой мощности сле¬
дует применять нити большего диаметра*
чем в случае бареттеров. При этом огра¬
ничивается широкополосность устройства
и требуется использование подстроечных
элементов, которые вносят потери.
Добавочные потери в стеклянных спаях
и отсутствие строгой эквивалентности мощ¬
ностей в. ч. и постоянного тока, обуслов¬
ленной наличием стоячей волны вдоль нити
(которая при высоких частотах может
иметь значительную электрическую длину),.
вносит дальнейшие погрешности. Пер..
[Л. 57-1].
76
где U+ — действующее значение напряже¬
ния падающей волны на нагрузке. По¬
скольку
где t/макс — действующее напряжение в
точке максимального напряжения и UMин —
действующее напряжение в точке мини¬
мального напряжения в линии.
Зонд можно прокалибровать по извест¬
ной мощности в согласованной нагрузке и
пользоваться калибровкой для измерения
величин, входящих в приведенные уравне¬
ния. С другой стороны, если имеется кали¬
брованный вольтметр для отсчета действую¬
щего значения напряжения Un на нагрузке,
то можно с помощью передвижного зонда
точно измерять только относительные зна¬
чения напряжения и пользоваться выраже¬
нием для распределения напряжения в ли¬
нии передачи без потерь, нагруженной на
несогласованную нагрузку,
Ux = UMSLKC[cos (//&)sin Эл:],
где х — расстояние от точки максимума на¬
пряжения, а р = 2яД. Из этого выражения
следует, что
р ^
6Z0[l+(l/fe2— l)sin»p*H] '
где хн — расстояние от нагрузки до бли¬
жайшего максимума напряжения. Поэтому
измерение UH, k и х при известных Z0 и %
дает значение мощности.
Ниже описан метод, при котором не
нужно знать характеристику зонда, но тре¬
буется замена нагрузки короткозамыкате-
лем и регулировка мощности на входе ли¬
нии. При подаче неизвестной мощности
в нагрузку через измерительную линию де¬
лается отсчет максимального показания
прибора зонда DMакс, минимального пока¬
зания Ямин и показания в точке включе¬
ния нагрузки или на расстоянии от нее
£>нагр. Далее входная мощность снижается
и линия закорачивается. При положении
зонда, соответствующем максимальному от¬
клонению, мощность на входе-регулируется
до получения первого максимального откло¬
нения £>Макс- Измеряются ASi и AS2 (см.
рис. 3-9-1) и используется аналитическое
выражение распределения напряжения в ко¬
роткозамкнутой ЛИНИИ Uy= | {Умакс sin pt/|,
где у — расстояние от узла напряжения.
Расчетные формулы имеют вид
Метод трех вольтметров. Если три
Еольтметра включены в линии на расстоя¬
нии Х/8 друг от друга, то мощность можно
вычислить из трех отсчетов действующего
значения напряжений Uь U2 и £/3 по фор¬
муле
\2~
Два вольтметра, разнесенные на Х[АУ
можно использовать для приближенного
определения мощности в произвольной на¬
грузке (с ошибкой значительно меньшей,
чем при измерении одним вольтметром);
при этом
где U1 и U2 — действующие значения на¬
пряжений. Можно показать, что
мощность = (1 + 1Л2) X мощность
падающей волны.
При значениях k, близких к il -(т. е. при
|Г|, близком к 0), ошибки получаются ма¬
лыми. Если же k известно, то мощность мо¬
жет быть определена точно. (Вышеприведен¬
ное выражение дает сумму мощностей па¬
дающей и отраженной волны в линии, тогда
как истинная мощность равна разности
этих мощностей.) Пер. [JT. 57-1].
Рис. 3-9-1. Стоячая волна напряже¬
ния в короткозамкнутой линии.
3-10. ПРИМЕНЕНИЕ НАПРАВЛЕННЫХ
ОТВЕТВИТЕЛЕЙ ДЛЯ ИЗМЕРЕНИЯ
МОЩНОСТИ
3-10-1. Ошибки, связанные с примене¬
нием направленных ответвителей. При ис¬
пользовании Направленного ответвителя для
измерения мощности или к. о. необходимо
учитывать влияние направленности на ре¬
79
зультат измерения. Так, если падающая
мощность в нагрузке с к. о. Гн измеряется
направленным ответвителем с конечной на¬
правленностью Д то на выходе вспомога¬
тельной линии будет индуктировано неже¬
лательное напряжение, пропорциональное
амплитуде волны, отраженной от нагрузки;
это напряжение будет складываться с нуж¬
ным напряжением, индуктированным па¬
дающей волной. Пусть нужное индуктиро¬
ванное напряжение равно ип, а нежела¬
тельное индуктированное напряжение равно
/Vo Гн иа. Коэффициент пропорционально¬
сти Гн.о равен отношению напряжения об¬
ратной волны к напряжению прямой волны
во вспомогательной линии, когда в главной
линии имеется только прямая волна и ра¬
вен
где Рп — мощность на выходе вспомога¬
тельной линии, создаваемая прямой волной
главного волновода; Р0 — мощность на вы¬
ходе вспомогательной линии, создаваемая
волной той же амплитуды, но обратного на¬
правления в главном волноводе, a D — на¬
правленность.
При наихудшем возможном соотноше¬
нии фаз указанных напряжений выходное
напряжение ответвителя равно
( 1 — | . О -^н | )Ип
и ошибка в измерении падающей мощности
равна
так как квадрат выходного напряжения яв¬
ляется мерой мощности. Если 1| = 0,1, D=
=20 дб, то |Гн.о |=0,1 и ошибка близка
к ±2%. Но если Z)= 10 дб, то ошбика воз¬
растает до ±6,4%. Ясно, что ошибка уве¬
личивается с увеличением к. о. нагрузки и
с уменьшением направленности ответвителя,
но не зависит от коэффициента связи ответ¬
вителя.
Для измерения истинной мощности, от¬
даваемой в нагрузку, можно использовать
два одинаковых направленных ответвителя,
из которых один отбирает часть падающей
мощности, а другой — такую же часть от¬
раженной мощности. Тогда разность вы¬
ходных мощностей двух ответвителей дает
величину мощности в нагрузке. Максималь-
Рис. 3-10-1. Направленный ответви¬
тель мостовой схемы.
ная возможная ошибка за счет конечной
направленности ответвителей примерно
равна удвоенной ошибке при измерении од¬
ной падающей мощности и дается форму¬
лой
При больших к. о. нагрузки и даже сред¬
них направленностях ошибка может быть
очень -велика. Если, например, ,к. с. в. на¬
грузки равен 4 и направленность каждого
ответвителя равна 20 дб, то |ГН|=0,6;
\Гн.о|=0,1 и ошибка равна 36,5%. При на¬
правленности в 40 дб ошибка равна толь¬
ко 3,74%, т. е. уменьшается почти в 10 раз.
Подобные же ошибки получаются при
измерении к. о. нагрузки ответвителями
с конечной направленностью. С хорошим
приближением максимальная (абсолютная)
ошибка в определении к. о. равна ±Гн.о,
где Гн.о имеет то же значение, что и вы¬
ше. Таким образом, направленность 20 д~
может внести ошибку 0,1, что является не¬
допустимо большой ошибкой при малых
к. о.; но направленность 40 дб дает погреш¬
ность ±0,01, т. е. того же порядка, что и
получаемая при работе с измерительной ли¬
нией. Пер. [JI. 57-1].
3-10-2. Мостовые схемы как направлен¬
ные ответвители. На частотах, допускающих
использование элементов с сосредоточенны¬
ми параметрами, можно создать устройства,
подобные направленному ответвителю с по¬
мощью мостовых схем. Направленные свой¬
ства такой схемы поясняет рис. 3-10-1; на¬
пряжение в. ч. подается на реостатно-ем¬
костный мост, включенный в линию пере¬
дачи без потерь с волновым сопротивлени¬
ем Z0. Вольтметр в. ч. показывает напря¬
жение разбаланса моста. Если параметры
моста выбраны так, что
то мост сбалансирован при нагрузке, согла¬
сованной с линией. При рассогласовании на¬
грузки показания вольтметра пропорцио¬
нальны напряжению, отраженному от на¬
грузки. Действие моста не зависит от ча¬
стоты и приведенная схема является осно¬
вой устройства широкодиапазонных направ¬
ленных ответвителей и индикаторов мощно¬
сти для частот от 0,5 до 2 000 Мгц.
Другие подобные приборы, применяе¬
мые с коаксиальными линиями, основаны
на схеме моста Максвелла (рис. 3-10-2).
Компоненты моста должны быть связаны
соотношением
для того, чтобы вольтметр показывал на¬
пряжение, отраженное от нагрузки. Этот
мост также не зависит от частоты. Кон¬
струкция прибора осуществлена в виде ре¬
зистивной петли связи, введенной в коакси¬
ал так, чтобы ее плоскость была перпен¬
дикулярна магнитному полю. Взаимоиндук¬
ция, емкость и сопротивление петли обра-
80
3-8. ЛАМПОВЫЕ ВАТТМЕТРЫ
3-8-1. Ламповые ваттметры особенно
пригодны для прямого измерения малых
мощностей и для измерения на частотах,
превышающих верхний частотный предел
электродинамических ваттметров. Пример
упрощенной схемы лампового ваттметра
приведен на рис. 3-8-1. Два триода Jlx и
Л2, отобранных по совпадению характери¬
стик, работают на квадратичном участке
характеристики
/а = #0 "Ь #1И + CL2U2y
где ха — анодный ток; и — напряжение сет¬
ка— катод; а0, Дь а2— постоянные, одина¬
ковые для каждой лампы. На симметрич-
Рис. 3-8-1. Простой ламповый ватт¬
метр.
ном Т-образном звене из сопротивлений,
включенном между генератором и нагруз¬
кой, создаются напряжения их и и2, почти
точно пропорциональные и синфазные то¬
ку нагрузки i и напряжению на нагрузке и
соответственно. Сопротивления R\ малы
сравнительно с сопротивлением нагрузки,
а -сопротивление R2 сравнительно велико; по¬
этому V почти равен i> и\ почти равен
U\=iR и рассеяние мощности в Т-образном
звене очень невелико. Кроме смещения и0,
на сетку Л\ подается напряжение и2+ии
а на сетку JI2 — напряжение и2 — и\.
Токи i\ и i2 всегда имеют встречное на¬
правление и мгновенное значение напря¬
жения
—i2) Rz=(2a\U\ +4a2UoU\ +'4a2u2ui)Rz.
Если ток нагрузки i не содержит постоян¬
ной составляющей, то при усреднении за
период два первых члена этого выражения
исчезают, а усредненное по времени значе¬
ние члена Aa2RsU2Ui пропорционально мощ¬
ности, рассеиваемой в нагрузке. Если ватт¬
метр должен учитывать как перемен¬
ную, так и постоянную состав¬
ляющую тока в нагрузке, то применяет¬
ся несколько более сложная схема (см.
[Л. 57-1]). Ваттметры, представляющие со¬
бой различные электронные схемы
умножения с использованием
м.н огосеточных ламп, описаны в
[Л. 49-1, 52-4].
Ламповый ваттметр с сопротивлениями,
зависящими от напряжения (варисторами),
основан на принципе «квадратичного умно¬
жителя» (см. 3-6-1). Квадрирование выпол¬
няется двумя сопротивлениями из карбида
кремния, имеющими совпадающие характе¬
ристики. Эти сопротивления характеризуют¬
ся тем, что при правильно выбранном на¬
чальном постоянном токе переменный ток
в- каждом сопротивлении пропорционален
квадрату приложенного переменного напря¬
жения в значительном диапазоне амплитуд.
Действие прибора поясняет рис. 3-8-2. На¬
пряжения, пропорциональные напряжению
источника переменного тока и и току на¬
грузки i, усиливаются отдельно, поступают
на схему сложения и дают на выходе этой
схемы алгебраическую сумму (au+bi); на¬
пряжение bi одновременно инвертируется и
дает на выходе другой схемы сложения ал¬
гебраическую разность (аи—bi). Суммарное
и разностное напряжения поступают в два
каскада с катодным повторением, включен¬
ных так, что результирующие катодные те¬
ки ii и i2 проходят через сопротивления г
во встречных направлениях. В отсутствие
Рис. 3-8-2. Ламповый ваттметр, основанный на принципе «квадратично¬
го умножения».
J — усилитель напряжения; 2 — усилитель тока; 3 — схема сложения; 4 — схема
вычитания; 5 — инвертор; € — катодный повторитель.
77
Рис. 3-10-2. Направленный
ответвитель по схеме моста
Максвелла.
•зуют требуемые компоненты моста. Харак¬
теристика направленности петли может ме¬
няться поворотом петли на 180° вокруг оси,
образованной пересечением ее плоскости
с плоскостью поперечного сечения коакси¬
альной линии. Используя две одинаковые,
но противоположно ориентированные петли,
одна из которых реагирует на прямую,
а другая на обратную волну, и замыкая их
на согласованные термоэлементы, включен¬
ные так, что разность их выходных токов
Рис. 3-10-3. Коаксиальный ватт¬
метр со встречным включением
выходов двух направленных
петель связи.
воздействует на прибор постоянного тока,
можно получить ваттметр, измеряющий
мощность в любой нагрузке.
Схема устройства такого прибора пока¬
зана на рис. 3-10-3.
Часто резистивные схемы могут тоже
работать как направленные ответвители.
Примерами таких схем являются резистив¬
ный мост, применяемый для измерения
к. с. в. в радиовещательном диапазоне ча¬
стот, и схема Т-образного мостового атте¬
нюатора (рис. 3-10-4).
Схему Т-образного моста можно рас¬
сматривать как мост Уитстона с плечами:
Ro (на стороне генератора), нагрузка
и IffiRo. Другое (правое) сопротивление Ro
а)
Рис. 3-10-4. Резистивный на¬
правленный ответвитель по
схеме Т-образного моста.
Рис. 3-10-5. Ваттметр с петлевым на¬
правленным ответвителем в сменном
элементе.
а — общий вид; б — схема; 1 — передатчик или
нагрузка; 2 — нагрузка или передатчик; 3 —
петля связи; 4 — полупроводниковый диод;
5 — сменный элемент; 6 — контакт постоянного
тока; 7 — блокировка; 8 — соединитель; 9 —
кабель; 10 — прибор 30 мка, 1 500 ом.
включено на зажимы детектора моста; на¬
пряжение детектора пропорционально на¬
пряжению, отраженному от нагрузки. На¬
пряжение на левом сопротивлении пропор¬
ционально падающему напряжению. Коэф¬
фициенты пропорциональности равны соот¬
ветственно ф/|(,р+1) и 1/(Р+11) и оказыва¬
ются ра'вными только при р=11. Схема Т-об-
разного моста согласована с линией в обо¬
их направлениях, и вносимые ею потери
(в децибелах) равны 20 lg(P+l). (Отно¬
шение входной мощности к выходной рав¬
но OP +1)2. Для получения малых потерь
в схеме р должно быть много меньше еди¬
ницы. Устройства такого рода можно ис¬
пользовать до частот, на которых реактив¬
ности рассеяния резистивных элементов ста¬
новятся значительными. Пер. [JI. 57-1].
6—1719
81
3-10-3. Ваттметр с направленным ответ¬
вителем для коаксиальных линий. На
рис. 3-10-5 показана схема прямопоказы-
вающего ваттметра с петлевым направлен¬
ным ответвителем для коаксиальных линий.
Направленность прибора не менее 35 дб.
Диапазон частот (25—1 ООО Мгц) и предел
измерения (10—500 вт) определяются смен¬
ным элементом. Приведенная погрешность
измерения равна 5%. Реф. [Л. 61-17].
3-11. ИЗМЕРЕНИЕ ПИКОВОЙ
МОЩНОСТИ
3-11-1. Методы измерения пиковой мощ¬
ности импульсов с. в. ч. В импульсных си¬
стемах с. в. ч., а также при изучении про¬
боя диэлектриков в режиме импульсной ра¬
боты часто возникает задача возможно бо¬
лее точного измерения пиковой мощности.
В случае прямоугольной формы импульсов
широко применяется метод измерения сред¬
ней мощности и вычисления пиковой мощ¬
ности по известным частоте повторения и
ширине импульса. Этот же метод может
быть распространен и на случай непрямо¬
угольных импульсов, но тогда требуется
определение поправочного коэффициента
формы импульса, и измерения усложняются.
Схема метода измерения средней мощ¬
ности приведена на рис. 3-11-1. Известная
доля передаваемой мощности подается че¬
рез направленный ответвитель на двойной
тройник, где делится пополам; половина
мощности поступает на термисторную или
болометрическую головку (термистор пред-
' почтительнее из-за большей прочности и от¬
сутствия ошибок при измерении импульс¬
ной мощности) для измерения средней мощ¬
ности, а другая — на детекторную головку
для просмотра формы импульсов и изме¬
рения частоты их повторения.
В другом варианте калориметрический
(или иной) ваттметр, включенный в конце
главной линии, используется для измерения
средней мощности передатчика. Для изме¬
Рис. 3-11-1. Измерение пиковой мощности
методом средней мощности.
1 — передатчик; 2 — направленный ответвитель;
3 — калориметр или антенна; 4 — поточная систе¬
ма калориметра; 5—двойной тройник; 6—герми-
сторная головка; 7 — мост измерителя средней
мощности; 8 — детектор; 9 — работа; 10— кали¬
бровка; 11 — генератор стандартных сигналов; 12—
осциллоскоп.
рения ширины импульсов и частоты их
повторения, а также для определения по¬
правочного коэффициента формы при не¬
прямоугольных импульсах используется ос¬
циллоскоп.
Коэффициент формы F равен отноше¬
нию максимальной высоты (пиковая мощ¬
ность) действительного импульса к высоте
эквивалентного прямоугольного импульса
той же ширины и площади (энергия). Для
точного измерения этого коэффициента не¬
обходимо определить огибающую импуль¬
са (после детектирования), внести поправку
на нелинейность детектора, измерить пло¬
щадь импульса и определить высоту экви¬
валентного прямоугольного импульса. По¬
правку на нелинейность детектора опреде¬
ляют с помощью генератора стандартного
сигнала, калибруя выходное напряжение де¬
тектора в зависимости от входной мощно¬
сти с. в. ч.
При этом
где &з — коэффициент заполнения.
Калориметр показывает среднюю мощ¬
ность непосредственно. При использовании
схемы рис. 3-11-1
_ Р из м
^ср = ~ЛЙГ’
где Ризм — измеренное значение мощности;
М — коэффициент деления мощности двой¬
ным тройником и D — коэффициент деления
мощности направленным ответвителем.
Метод «щели» пояснен на рис. 3-11-2.
«Щель», создаваемая прерыванием генера¬
тора незатухающих колебаний, должна сов¬
падать по времени с измеряемым импуль¬
сом с. в. ч. После детектирования щель и
огибающая импульса с. в. ч., появляющаяся
внутри щели, наблюдаются на экране ос¬
циллоскопа. Мощность генератора незату¬
хающих колебаний регулируется так, чтобы
глубина щели была равна максимальной
высоте импульса с. в. ч., тогда мощность
генератора, измеренная болометрическим
мостом, равна пиковой мощности импульса.
Частоты генератора и импульсов должны
быть одинаковы для исключения частотных
зависимостей детектора. Двойной тройник
должен быть хорошо согласован со стороны
всех плеч для полного разделения каналов
импульсов и незатухающих колебаний для
равенства мощностей, подаваемых в детек¬
тор и болометр. (В данном случае следует
предпочесть болометр термистору из-за луч¬
шего согласования и работы в режиме не¬
затухающих колебаний.) Пиковая мощность
в этом случае
р _
/пик — >
где Рср — мощность, измеренная боломет¬
рическим мостом, а М и D — коэффициен¬
ты деления мощности двойным тройником
и направленным ответвителем соответ¬
ственно.
82
Рис. 3-8-3. Ваттметр
с температурно-огра-
ниченным диодом.
/ — мощность В. Ч.; 2 —
дроссель; 3 — прибор, ка¬
либрованный в ваттах.
сигнала постоянные токи в этих сопротивле¬
ниях равны и прибор показывает нуль. При
сигнале переменные токи i\ и i2 пропорцио¬
нальны квадрату соответствующих входных
напряжений, причем коэффициент пропор¬
циональности одинаков для обоих токов.
Ток через прибор пропорционален алгебраи¬
ческой разности i\ и i2 и, следовательно,
мгновенному значению произведения ш.
При наличии сглаживающего конденсато¬
ра С прибор показывает усредненное по
времени значение ш, т. е. среднюю мощ¬
ность в нагрузке; небольшую поправку сле¬
дует делать для учета потери мощности
в параллельной цепи. Ваттметр подобного
устройства работает в диапазоне частот от
20 до 20 ООО гц с приведенной погрешностью
не более 3%; пределы показания прибора
лежат между 0,00225 вт и 18 кет. При си¬
нусоидальном сигнале коэффициент мощно¬
сти может быть получен делением отсчета
мощности на произведение напряжения и
тока.
Измерение мощности с помощью дио¬
дов, работающих в режиме температурного
ограничения. В указанном режиме анодный
ток резко зависит от температуры катода.
Мощность, подводимая к катоду, должна
быть достаточной для получения анодного
тока порядка миллиампер; частота же не
должна превышать значения, при котором
вредно сказывается индуктивность вводов.
Основная схема диодного измерителя мощ¬
ности приведена на рис. 3-8-3.
Иногда диод с температурным ограни¬
чением включается в балансную схему за¬
мещения, управляемую системой обратной
связи, поддерживающей общий анодный ток
(и, следовательно, общую мощность нагре¬
ва катода) постоянным; общая точность
измерения такого ваттметра равна 2% при
Рис. 3-8-4. Блок-схема лампового ваттме¬
тра, построенного на принципе умножения.
1 — делитель напряжения; 2 — прерыватель; 3 —
усилитель и фазовращатель; 4 — щунт; 5 — пере¬
ключатель полярности; 6 — умножитель; 7 — фазо¬
вый детектор; 8 — усилитель.
измерении средних мощностей на частотах
до 300 Мгц. Пер. [Л. 57-1].
3-8-2. Высокочастотный ламповый ватт¬
метр. На рис. 3-8-4 приведена блок-схема
ваттметра для диапазона 20 — 500 000 гц„
дающего полное отклонение шкалы при
мощности 30 мквт.
Основой схемы ваттметра является ум¬
ножитель, собранный на двух парах смеси¬
тельных ламп, соединенных двутактно. Пре¬
рывание измеряемого напряжения с часто¬
той 10 гц обеспечивает стабильность и сни¬
жает погрешности за счет нелинейности ха¬
рактеристик ламп. Введение прерывателя
вызвало необходимость включения за умно¬
жителем синхронного фазового детектора.
В качестве прерывателя и детектора можна
использовать одинаковые электромеханиче¬
ские вибраторы. Реф. [JT. 61-16].
3-9. ИЗМЕРЕНИЕ МОЩНОСТИ
НА С. В. Ч. МЕТОДОМ ИЗМЕРЕНИЯ
ТОКА И НАПРЯЖЕНИЯ. ПРИМЕНЕНИЕ
ИЗМЕРИТЕЛЬНОЙ ЛИНИИ
При чисто синусоидальной волне сред¬
няя мощность
P=I2R
или
P=U2G,
где / — действующее значение тока; U —
действующее значение напряжения; R — со¬
противление, по которому протекает ток, и
G— проводимость, на которой имеется на¬
пряжение. Эти соотношения справедливы и
для несинусоидальных волн, если только R
(или G) не зависит от частоты, а / (или
U) — истинные действующие значения. Если
линия передачи без потерь нагружена чи¬
сто активным сопротивлением, равным вол¬
новому, то мощность, отдаваемая нагрузке*
равна:
P=I*Ro
или
Р=иЩ о,
где R0 — волновое сопротивление, / — дей¬
ствующее значение тока и U — действую¬
щее значение напряжения в линии. В этом
случае мощность можно измерить ампермет¬
ром или вольтметром, включенным в любой
точке линии. Для измерения тока можно
применить термопару; в этом случае источ¬
ник мощности в. ч. должен иметь низкое
сопротивление для постоянного тока.
При измерении напряжения параллель¬
но согласованной нагрузке может быть под¬
ключен широкодиапазонный детекторный
вольтметр. Эти ваттметры калибруются по
калориметру.
Для вышеуказанных измерений часто
используется измерительная линия. Пусть
Г — к. о. и k — к. с. в. произвольной на¬
грузки, включенной на конце линии пере¬
дачи; линия не имеет потерь и волновое со¬
противление ее равно Z0. iB линию включе¬
на измерительная линия. Мощность, отда¬
ваемая в нагрузку,
р=(У+)2(1_|Г|2)/20,
78
Рис. 3-11-2. Измерение пиковой мощности
методом «щели».
1 — передатчик; 2 — направленный ответвитель;
3 — антенна; 4 — двойной тройник; 5 — бареттер-
ная головка; 6 — измеритель средней мощности;
7 — детектор; 8 — волномер; 9 — аттенюатор; 10 —
клистронный генератор; И — схема образования
щели; 12 — триггер; J3 — осциллоскоп.
При измерении малой пиковой мощно¬
сти (порядка 10 мет и меньше) метод ще¬
ли дает значительно более точные результа¬
ты, чем метод средней мощности, описан¬
ный выше.
Кроме того, этот метод может быть ис¬
пользован для измерения пиковой мощно¬
сти одиночного импульса или прерывистой
группы импульсов, когда способ средней
мощности неприменим.
Метод смешения импульса с незату¬
хающими колебаниями (рис. 3-11-3) состоит
в одновременной подаче этих сигналов на
вход приемника сантиметровых волн или
детектора, за которым следует широкопо¬
лосный осциллоскоп для визуального на¬
блюдения импульсов с. в. ч. Если на при¬
емник поданы только незатухающие коле¬
бания, то сигнала на выходе нет, а нулевая
линия осциллоскопа остается на месте. Если
же «а смеситель приемника поданы
одновременно незатухающие коле¬
бания и 'импульсы точно такой же
несущей частоты, то «а экране ос¬
циллоскопа появится или положи¬
тельный, или отрицательный, или .ну¬
левой видеоимпульс в зависимости
от относительной фазы и амплитуды
смешиваемых сигналов. Практически,
поскольку два сигнала не остаются
когерентными (т. е. не остаются в
постоянном фазовом отношении), ви¬
деоимпульс на экране осциллоскопа
состоит из рядов горизонтальных ли¬
ний, представляющих случайные фа¬
зовые комбинации сигналов. Рис.
3-11-4,а представляет видеоимпульс
при равных напряжениях импульса «
незатухающих колебаний; на рис.
3-11-4,6 показан -видеоимпульс при
уровне мощности незатухающих ко¬
лебаний, отрегулированном так, что
пиковое напряжение импульса вдвое
больше напряжения незатухающих
колебаний (а пиковая мощность им¬
пульса в 4 раза больше мощности
незатухающих колебаний). Поясним
это, -считая импульс с. в. ч. прямо¬
угольным, а детектор — квадратич¬
ным; обозначим напряжения незату¬
хающих колебаний и импульсное че¬
рез а и b соответственно. В отсутствие им¬
пульса выходное напряжение детектора
равно Ка2, где /( — коэффициент пропор¬
циональности и линия развертки осцилло¬
скопа соответствует жирной линии на «ри¬
сунке. Когда на детектор подаются одно¬
временно незатухающие колебания и им¬
пульсы, то на выходе детектора появ¬
ляется напряжение К[\Ь\ — |а|]2, если выход¬
ные сигналы противофазны, или К[\Ь\4- |а|]2,
если они совпадают по фазе. Если |а| = |/?|,
то напряжение на выходе детектора может
изменяться от 0 до 4Ка2 при всех возмож¬
ных фазовых соотношениях. Поскольку ос¬
циллоскоп и видеоусилитель могут отмечать
только изменение уровня (усилитель не про¬
пускает постоянную составляющую), то ре¬
зультирующее напряжение имеет вид пря¬
моугольника, показанного жирной линией
на рис. 3-11-4,а, и имеет как положитель¬
ные, так и отрицательные значения по от¬
ношению к нулевой линии осциллоскопа.
Рис. 3-11-3. Измерение пиковой
мощности методом смешения им¬
пульса с. в. ч. с незатухающими
колебаниями.
1 — генератор сигнала; 2 — калиброван¬
ный направленный ответвитель; 3 —
приемник; 4 — генератор незатухающих
колебаний; 5 — переменный аттенюатор;
6 — ваттметр
Рис. 3-11-4. Результат смешения не¬
затухающих колебаний с импульсным
сигналом с. в. ч. одинаковой частоты.
/ — огибающая видеоимпульса; 2 — раз¬
вертка осциллоскопа; 3 — уровень нуля по¬
стоянной составляющей; 4 — уровень неза¬
тухающих колебаний.
6*
83
Рис. 3-11-5. Резуль¬
тат гетеродиниро-
вания импульсного
сигнала с. в. ч. не¬
затухающими ко¬
лебаниями.
1 — развертка осцил¬
лоскопа; 2 — ширина
импульса.
Если \Ь\=2\а\, то выходное напряжение
изменяется между значениями Ка2 и 9Ка2\
поэтому наименьшее значение совпадает
с жирной линией, а наибольшее значение
лежит на 8/Са2 выше жирной нулевой линии.
Соответствующая регулировка мощно¬
сти незатухающих колебаний осуществляет¬
ся просто и точно, поскольку она сводится
к установке основания видеоимпульса на
совпадение с нулевой линией осциллоскопа
без измерения высоты импульса и является
единственной операцией при измерении
мощности.
По методу гетеродинирования напряже¬
ние незатухающих колебаний преобразует¬
ся импульсами для получения частоты бие¬
ний порядка одного-двух мегагерц и про¬
смотра ее на экране осциллоскопа в пре¬
делах огибающей импульса с. в. ч. Уро¬
вень напряжения незатухающих колебаний
регулируется так, чтобы минимальное на¬
пряжение частоты биений совпало с линией
развертки осциллоскопа (рис. 3-11-5);
тогда пиковая мощность импульса равна
учетверенной мощности незатухающих ко-
Рис. 3-11-6. Измерение пиковой мощности
по методу интегриров'ания-дифференциро-
вания.
1 — передатчик; 2 — направленный ответвитель;
3 — антенна; 4 — бареттерная головка; 5 — рабо¬
та; 6 — калибровка; 7 — генератор стандартного
сигнала; 8—усилитель-дифференциатор; 9 — пи¬
ковый вольтметр; 10 — контрольный осциллоскоп.
84
Рис. 3-11-7. К рис. 3-11-6; последователь¬
ность преобразования импульсного сиг¬
нала.
лебаний. Результаты, полученные этим ме¬
тодом, хорошо совпадают с результатами
измерения по методу средней мощности.
Метод интегрирования-дифференцирова-
ния иллюстрируется на рис. 3-11-6. Этот
метод основан на стабильности характери¬
стик бареттера (например, Сперри 821).
Импульсный сигнал интегрируется баретте¬
ром, затем усиливается и дифференцируется
для восстановления первоначальной формы.
Пиковая амплитуда восстановленного им¬
пульса измеряется пиковым вольтметром,
который может быть сделан прямопоказы-
вающим путем калибровки сигнал-генерато¬
ром. Последний генерирует эталонные им¬
пульсы известного уровня и подает их на
интегрирующую схему с такой же посто¬
янной времени, как у бареттера. Интегри¬
рованный выход проходит через катодный
повторитель (для согласования полного со¬
противления), за которым следует делитель
напряжения, подающий входное напряжение
на усилитель-дифференциатор пикового
вольтметра; это напряжение эквивалентно
напряжению, даваемому бареттером при
подведении к нему импульса с. в. ч. эталон¬
ной пиковой мощности. Рис. 3-11-7 показы¬
вает преобразование сигналов между вхо¬
дом бареттера и входом пикового вольт¬
метра.
Необходим весьма широкополосный
усилитель (время установления 0,03 мксек)
с усилением около 90 дб, если измерению
подлежат импульсы с достаточно малым
временем нарастания и средним уровнем,
пиковой мощности. Минимальная измеряе¬
мая пиковая мощность равна 10 мет; наи¬
более удобным следует считать диапазон
мощностей от 100 до 500 мет в зависимости
от ширины импульса. Ожидаемая погреш¬
ность измерения (среднее квадратичное:всех
возможных максимальных ошибок, кроме
погрешности направленного ответвителя)
равна примерно 8%. Пер. [JI. 57-1].
3-11-2. Метод определения мощности
импульсного генератора. Импульсная мощ¬
ность может быть вычислена из измеренно¬
го значения средней мощности с помощью
коэффициентов, получаемых из наблюдений
формы импульсов на экране э. л. т. При
этом наблюдаемая форма импульсов соот¬
ветствует напряжению, а не мощности и не¬
обходимо вводить поправки, которые вы¬
числены автором для синусоидальной, ко¬
локолообразной, трапецеидальной и экспо¬
ненциально нарастающей формы импульса
[Л. 55-103].
3-11-3. Погрешность термисторного мо¬
ста ВИМ-1 при измерении импульсной
мощности исследована в работе [Л. 61-115].
3-11-4. Измерение энергии импульса с
помощью болометрического моста. Устрой¬
ство, называемое эргметром, состоит
из болометрического моста, усилителя, пи¬
кового вольтметра и источника энергии для
калибровки.
Болометрический мост (рис. 3-11-8) пре¬
образует входной сигнал в тепло путем ин¬
тегрирования входной мощности за время
действия сигнала. По прекращении сигнала
болометр остывает экспоненциально. Раз¬
баланс моста создает выходной сигнал, ко¬
торый после усиление подается на пиковый
вольтметр, прокалиброванный в значениях
энергии.
При максимальной чувствительности
отклонение стрелки прибора на всю шкалу
соответствует энергии 100 эрг, т. е. мощно¬
сти 10 мквт, протекающей за 1 сек. Реф.
[Л. 58-1].
3-11-5. Измерение импульсной мощности
на с. в. ч. методом вырезки. Оба описывае¬
мых ниже метода основаны на «вырезке»
части измеряемого импульса и сравнении ее
с идентичной «вырезкой», взятой от источ¬
ника незатухающих колебаний точно из¬
вестной мощности.
Метод вырезки с использованием диод¬
ного переключателя (метод 1). Имеются ди¬
одные (полупроводниковые) переключатели,
пригодные для управления мощностью в не¬
сколько ватт при незатухающих колебаниях
и до 150 вт в пике. Переключатели приме¬
няются в волноводных и коаксиальных ли-
Рис. 3-11-8. Болометрический мост
эргметра, измеряющего энергию
импульса.
ниях на частотах от 100 Мгц до 12 Ггц.
С этими, переключателями легко получают¬
ся импульсы, длительность которых не пре¬
вышает 0,1 мксек. В идеальном диодном
переключателе падающая мощность или
полностью отражается, или полностью пе¬
редается, поглощается же очень малая ее
доля.
На рис. 3-11-9 приведена блок-схема
устройства. Сперва включается генератор 4
и аттенюатором 5 устанавливается правиль¬
ная амплитуда импульсов на переключате¬
ле 7. На этот же переключатель подается
смещение, соответствующее малому ослаб¬
лению (переключатель замкнут), на время,
меньшее, чем продолжительность импульса
в. ч. Период замыкания регулируется, кро¬
ме того, так, чтобы он приходился в сере¬
дине импульса. Получающиеся более узкие
выходные импульсы («вырезки») детектиру¬
ются полупроводниковым детектором Дь
усиливаются и заряжают конденсатор С\
через диод Д2\ напряжение на конденсато¬
ре измеряется вольтметром. Далее импуль¬
сы в. ч. отключаются и на вход подается
сигнал незатухающих колебаний, имеющий
ту же частоту, что и импульсы. Вырезки
незатухающих колебаний поступают на
выход, как и раньше, и уровень мощности-
незатухающих колебаний регулируется в ге¬
нераторе так, чтобы вольтметр дал преж¬
ний отсчет. При этом уровень мощности
незатухающих колебаний, измеряемый мо¬
Рис. 3-11-9. Блок-схема устройства для измерения импульс¬
ной мощности методом вырезки с помощью диодного пере¬
ключателя.
/ — генератор незатухающих колебаний; 2 — измеритель мощности;
3 — направленный ответвитель; 4 — генератор измеряемых импуль¬
сов в. ч.; 5 — переменный аттенюатор; 6 — изолятор: 7 — диодный
переключатель; 8 — генератор импульсов; 9 — усилитель переменного
тока; 10 — вольтметр.
85
Рис. 3-11-10. Блок-схема устройства для измерения
импульсной мощности низкого уровня методом
вырезки с помощью импульсного приемника.
1 — опорный генератор незатухающих колебаний; 2 — на¬
правленный ответвитель; 3 — болометр; 4 — мост измери¬
теля мощности; 5 — опорный аттенюатор; 6 — гетеродин;
7— смеситель; 8 — приемник; 9—регулировка усиления;
10 — импульсный смеситель; И — нуль-индикатор; 12
блокинг-генератор 3; 13 — задержка; 14 — блокинг-генерк-
тор 1; 15 — блокинг-генератор 2\ 16 — хронизатор; 17 —
вход измеряемого сигнала; 18 — выход триггера.
стом, равен импульсной мощности испы¬
туемого генератора.
Метод вырезки с использованием им¬
пульсного приемника (метод 2). Схема из¬
мерительного устройства приведена на
рис. 3-11-10. Уровень мощности опорного
генератора измеряется болометрическим мо¬
стом. Незатухающие колебания преобразу¬
ются в импульсный сигнал в схеме прием¬
ника; этот сигнал поступает в смеситель
импульсов. Второй импульс подается на сме¬
ситель блокинг-генератором 2. Если усиле¬
ние приемника отрегулировано так, что
мощность видеосигнала равна мощности
сигнала блокинг-генератора, то индикатор
показывает нуль. Если нуль достигнут при
обоих положениях переключателя /72, то
уровень неизвестной мощности в точке П2
равен уровню мощности в этой же точке
от опорного генератора.
Описанные выше методы измерения
имеют следующие преимущества: 1) резуль¬
тат измерения не зависит от времени на¬
растания и спада импульса для импульсов
длительностью больше 0,2 мксек при мето¬
де 1 и 0,35 мксек при методе 2; 2) наимень¬
ший уровень измеряемой мощности равен —
10 дбм при методе 1 и — 60 дбм при ме¬
тоде 2; 3) отсутствует верхний предел из¬
меряемой мощности; 4) точность измерения
равна 3% для метода 1 и 5% для мето¬
да 2. Сюда входят погрешности измерения
мощности незатухающих колебаний (0,2%),
ослабления (1%), к. п. д. болометрической
головки (1%) и сравнения незатухающих и
импульсных колебаний. Реф. [JI. 62-31].
3-11-6. Измерение пиковой мощности
в импульсе в. ч. методом вырезки. Погреш¬
ность современных лабораторных измери¬
телей импульсной мощности, выпускаемых
промышленностью, лежит в пределах 10—
15%. Калибруемые этими измерителями по¬
левые измерители импульсной мощности мо¬
гут иметь погрешности порядка 20%. При
использовании устройства, блок-схе¬
ма которого показана на р<ис. 3-11-11,
максимальная погрешность измере¬
ния пиковой мощности до 10 кет .не
превышает 3,5%. Исследуемый гене¬
ратор импульсов в. ч. соединен с со¬
гласованной нагрузкой через направ¬
ленный ответвитель. К направленно¬
му ответвителю присоединен диод¬
ный (полупроводниковый) переклю¬
чатель, один выход 'которого нор¬
мально заперт, а другой открыт со¬
ответствующими смещениями. Нор¬
мально запертое плечо замкнуто на
50-омный диодный детектор для воз¬
можности просмотра импульса на
экране осциллоскопа. Нормально от¬
крытое плечо \(плечо вырезки) со¬
единено с 50-омным измерителем
средней мощности с термопарой.
Диоды в переключателе включены
так, что отрицательный импульс гене¬
ратора управляющих импульсов ме¬
няет режим «открыто — заперто» на
выходах переключателя. Этот гене¬
ратор синхронизирован с модулято¬
ром генератора импульсов в. ч. Та¬
ким образом, в течение того времени,
когда управляющий импульс приложен
к переключателю, импульсная мощность
в. ч. переключается с выхода 1 на выход^.
При установке ширины вырезки, равной,
например, 0,1 ширины импульса в. ч., по¬
лучается, что только соответствующая вре¬
менная выборка >(при 100-процентной ам¬
плитуде) импульсной мощности в. ч. по¬
дается на детектор средней мощности. Схе¬
ма переменной задержки позволяет брать
вырезку в любом участке импульса в. ч.,
поэтому она может быть взята именно на
пике импульса простой настройкой задерж¬
ки по максимальному выходу постоянного
тока детектора средней мощности. Этот вы¬
ход измеряется прецизионным потенциоме¬
тром с милливольтметром. Примеры фор¬
Рис. 3-11-11. Блок-схема устройства
для измерения пиковой мощности
в импульсе в. ч. методом вырезки.
1 — генератор незатухающих колебаний;
2 — генератор импульсов; 3 — калиброван¬
ный направленный ответвитель; 4 — боло¬
метрический мост; 5 — детектор средней
мощности; 6 — схема переменной задерж¬
ки; 7 — генератор управляющих импульсов;
8 — диодный переключатель; 9 — калибро¬
ванный направленный ответвитель; 10 — со¬
гласованный диодный детектор; И—осцил¬
лоскоп; 12 — согласованная нагрузка.
86
Рис. 3-11-12. Формы колебаний на входе и выходе
диодного переключателя.
Рис. 3-11-14. Осциллограмма
импульса магнетронного генерато¬
ра длительностью 0,75 мксек, по¬
лученная при прямом соединении
коаксиального диода с отклоняю¬
щими пластинами осциллоскопа.
мы сигналов на выходах переключателя,
показаны на рис. 3-11-12.
Затем переключатель отключается от
бокового плеча первого направленного от¬
ветвителя и подключается через второй ка¬
либрованный направленный ответвитель к
генератору незатухающих колебаний (рав¬
ной частоты). Оставляя все параметры вы¬
резки неизменными, меняют мощность ге¬
нератора до тех пор, пока выход постоян¬
ного тока детектора средней мощности бу¬
дет равен отмеченному ранее выходу.
Остается измерить уровень мощности гене¬
ратора незатухающих колебаний боломе¬
трическим мостом, присоединенным к боко¬
вому плечу второго направленного ответви¬
теля. В пределах ошибки метода пиковая
мощность импульса в. ч. может быть при¬
равнена измеренному уровню мощности не¬
затухающих колебаний на входе переклю¬
чателя. Измеренная мощность незатухаю¬
щих колебаний, умноженная на коэффици¬
ент связи первого направленного ответви¬
теля, дает пиковое значение мощности
в главной линии передачи.
Основным прибором измерительного
устройства является коаксиальный диодный
переключатель. Он имеет следующие техни¬
ческие характеристики: время переключения
порядка наносекунд; входное сопротивление
50 ом; допустимая мощность около 3 вт;
вносимые потери 1,5 дб; высокая развязка
(70 дб) в выключенном положении, что
очень важно, так как средние значения
мощности незатухающих колебаний и им¬
Рис. 3-11-13. Коаксиальный диод для изме¬
рения пиковой мощности.
1 — катод; 2 — цилиндрический анод; 3 — вывод
анода; 4 — поршень для согласования; 5 — вывод
катода; 6 — стеклянная колба; 7 — дроссель;
8 — вход; 9 — выход.
пульсов могут отличаться больше, чем на
33 дб при коэффициенте заполнения 0,0005.
Если ошибка за счет утечки в переключате¬
ле не должна превышать 0,1%, то развязка
должна быть не ниже 63 дб. В переключа¬
теле применены точечные германиевые дио¬
ды 1N270, обладающие малым прямым со¬
противлением, высоким обратным сопротив¬
лением и достаточно малым временем пере¬
ключения (около 20 нсек), что позволяет
получить прямоугольную вырезку, если ее
длительность не меньше 100 нсек.
Диоды смонтированы в линии типа по¬
лосковой. Все провода, несущие постоянный
ток, дросселированы и снабжены блокиро¬
вочными емкостями; провода в. ч. не несут
постоянного тока. Для согласования пере¬
ключателя с 50-омной линией на крышке
переключателя имеется ряд небольших под-
строечных винтов. С их помощью меняется
емкость между внутренним и внешним про-
водниками и этим осуществляется согласо¬
вание в полосе примерно 40 Мгц при цент¬
ральной частоте 1 000 Мгц.
Параметры разработанного устройства:
минимальная ширина импульса 1 мксек; ми¬
нимальный коэффициент заполнения 0,002;
несущая частота 1 000 Мгц; диапазон мощ¬
ностей (основной) 0,2—2 вт; то же с на¬
правленными ответвителями 0,2 вт—10 кет;
точность измерения (с направленными ответ¬
вителями) ±3,5%. Реф. |[JT. 62-40].
3-11-7. Измерение пиковой импульсной
мощности с помощью коаксиального диода.
В устройстве, показанном на рис. 3-11-13,
напряжение холостого хода меняется в за¬
висимости от мощности с. в. ч. Р, проте¬
кающей через диод, по закону Р2/7; это
проверено экспериментально для мощностей
от 100 вт до 100 кет в 3-см диапазоне волн.
Внутреннее сопротивление диода меняется
от 500 до 100 ом для мощностей в преде¬
лах от 200 вт до 50 кет, и разрешающая
способность по времени не превышает
10-8 сек (рис. 3-11-14). Реф. [Л. 62-17].
3-11-8. Диодный монитор (индикатор
мощности) показан на рис. 3-11-15. Энер¬
гия с. в. ч. распространяется по коаксиаль¬
ной линии, находящейся в запаянной стек¬
лянной оболочке; внутренний и внешний
провода коаксиала служат электродами
диода. Находящиеся в пространстве между
проводами электрические заряды переме¬
щаются под влиянием поля с. в. ч. и, со-
87
Рис. 3-11-15. Диодный монитор (индикатор
мощности).
1 — волноводный вход; 2 — вывод эмиттера и по¬
догревателя; 3 — вывод коллектора; 4 — вывод
подогревателя; 5 —радиальные дроссели; 6 — со¬
единительный диск; 7 — коллектор; 8 — эмиттер;
9 — медный радиатор; 10 — пружина; И — смола
с железным наполнением.
бираясь на электродах, создают ток той же
формы, что и огибающая энергии с. в. ч.
Этот ток можно просмотреть на экране ос¬
циллоскопа.
Выходной ток диода связан с мощно¬
стью с. в. ч. и поэтому может быть прока¬
либрован в значениях пиковой или сред¬
ней мощности. Реф. [Л. 61-12].
3-11-9. Измерение пиковой мощности ме¬
тодом замедляющего поля. Схема устрой¬
ства показана на рис. 3-11-16. Анод на¬
ходится под одинаковым постоянным по¬
тенциалом с катодом и потенциал электро¬
да, создающего замедляющее поле, регу¬
лируется так, чтобы поток электронов сни¬
зился до нуля. Траектории электронов рас¬
считываются с учетом искажения поля вбли¬
зи отверстий, через которые проходит пучок
электронов; расчет дает возможность точно
определить величину пиковой импульсной
мощности. Реф. [Л. 62-17].
3-11-10. Измерение импульсной мощно¬
сти методом упругой волны. Блок-схема со¬
ответствующего устройства показана на
рис. 3-11-17. Импульсы от генератора пада¬
ют на поверхность, которая является по
крайней мере частично поглощающей; на
этой поверхности возбуждаются упругие
волны. Волны детектируются чувствитель¬
ным элементом и индицируются осциллоско¬
пом или прибором. Компонентами этой из¬
мерительной системы могут быть: импульс¬
ный генератор с. в. ч. или источник света
в виде лазера или стробоскопической лам¬
пы, упругое твердое тело или жидкость
в качестве поглощающей энергии поверх-
Рис. 3-11-16. Измерение пиковой
мощности по методу замедляюще¬
го поля.
1 — катод; 2 — коллектор.
□3^ZH-*GZHID
Рис. 3-11-17. Блок-схема устрой¬
ства для измерения импульсной
мощности методом упругой волны.
1 — источник импульсной мощности;
2 — упругое тело; 2' — поверхность, по¬
глощающая энергию и преобразователь
упругой волны; 3 — элемент, чувстви¬
тельный к упругой волне; 4 — индика¬
торное устройство.
ности, преобразователь упругой волны в ви¬
де пьезоэлектрического кристалла и осцил¬
лоскоп или прибор в качестве индикаторно¬
го устройства.
Эксперимент подтвердил возникновение
упругих волн в подобном устройстве. Ме¬
ханизм генерации упругих волн можно1
предствить себе в следующем виде: импульс
энергии частично поглощается поверхностью
упругого тела, вызывая повышение его тем¬
пературы и соответствующее расширение.
Образующаяся волна упругой деформации
распространяется в упругом теле и обнару¬
живается с помощью чувствительного эле¬
мента. Так, например, упругая волна боль¬
шой амплитуды была обнаружена в нер¬
жавеющей стали (имеющей большой коэф¬
фициент температурного расширения а и
малую теплопроводность); инвар же с ма¬
лым а почти не дал упругой волны. Чув¬
ствительный элемент» (например, из дюра¬
люминия) механически связан с датчиком.
Датчиком может служить пьезоэлектриче¬
ская пластинка (например, из барий-тита*
ната.)
Упругие волны на очень высоких ча¬
стотах затухают в обычных металлах на де¬
сятые доли децибела за миллисекунду, по¬
этому одиночный импульс длительностью
в 1 мксек создает на выходе зонда колеба¬
ния, длящиеся многие миллисекунды.
Чувствительный элемент может состо¬
ять просто из пьезоэлектрического кристал¬
ла, закрывающего конец волновода. В этом1
случае падающий в. ч. импульс возбуждает
в кристалле затухающие колебания на ре¬
зонансной частоте кристалла.
Чувствительность одного из применяв¬
шихся датчиков была около 60 мв/квт/см2‘
при воздействии импульса 2 мксек на ча¬
стоте 9 Ггц. Реф. [Л. 62-41].
3-11-11. Измерение большой импульсной
мощности с помощью индуктивного и емко¬
стного датчиков. Устройство позволяет из¬
мерять пиковое значение активной мощно¬
сти в импульсном режиме на нагрузке с ме¬
няющимися параметрами. Пределы измере¬
ния по току нагрузки 50—2 100 а, по на¬
пряжению на нагрузке 1—15 кв. Частотный-
диапазон 0,8—8 Мгц. Длительность изме¬
ряемых импульсов 50 мксек—10 мсек.
Частота следования 0—1 кгц. Погрешность-
измерения не более 10%.
Блок-схема прибора показана на
рис. 3- 111 -18. Сигналы от датчиков 1 и 2, про¬
порциональные по амплитуде току и напря¬
жению с сохранением фазового сдвига, по¬
даются на делители напряжения 3 и 4. По¬
следние предназначены для ослабления сиг-
88
Рис. 3-11-18. Блок-схема измерителя боль¬
шой импульсной мощности.
налов до уровня нормальной работы пре¬
образователя 5. При действии входных сиг¬
налов ^на выходе преобразователя появляет¬
ся импульс постоянного напряжения, про¬
порциональный в каждый момент времени
активной мощности в нагрузке. Пиковое
значение этого импульса фиксируется запо¬
минающим устройством 6 и измеряется
ламповым вольтметром постоянного тока 7.
Корректирующая цепочка 8 служит для
компенсации ошибки измерения, возникаю¬
щей при работе преобразователя. Калибро¬
вочный генератор 9 предназначен для про¬
верки прибора в процессе работы.
Датчик тока конструктивно выполнен
в виде тороидального трансформатора,
а датчик напряжения — в виде емкостного
делителя. Извл. из (JI. 61-116].
3-11-12. Измерение большой импульсной
мощности методом двух направленных от¬
ветвителей. На рис. 3-11-19 показана схема
измерения передаваемой по коаксиальной
линии импульсной мощности методом двух
направленных ответвителей, выходы ко¬
торых поочередно присоединяются к тран¬
зисторному пиковому вольтметру. Вольт¬
метр калиброван путем наблюдения по¬
вышения температуры согласованной на¬
грузки, питаемой током сетевой часто¬
ты и импульсами в. ч. Такое устрой¬
ство применялось на частоте 200 Мгц
для измерения мощности около 200 кет в
импульсе при среднем значении около
400 вт и длительности импульса 300 мксек.
Реф. [Л. 59-9].
3-12. ДРУГИЕ МЕТОДЫ И УСТРОЙСТВА
3-12-1. Электродинамические ватт¬
метры. Приведенная погрешность лабора¬
торных образцовых электродинамических
•ваттметров имеет величину порядка 0,1%;
для лучших переносных ваттметров эта
цифра равна 0,2—0,25%, а для щитовых
приборов — порядка 1%. Эта погрешность
обычно относится к частотам, не превышаю¬
щим 800 гц; имеются специальные кон¬
струкции приборов, предназначенные для
частот до 2 500 гц.
Примером образцового электродинами¬
ческого ваттметра может служить астати¬
ческий крутильный ваттметр, по¬
грешность которого указывается рав¬
ной 0,1%. Крутильная головка служит для
возвращения подвижной катушки в 'исход¬
ное положение после отклонения; угол по¬
ворота головки отсчитывается по шкале.
В ваттметре с составной ка¬
тушкой вращающий момент, пропорцио¬
нальный мощности в цепи, уравновешивает¬
ся почти равным вращающим моментом,
создаваемым регулируемым постоянным то¬
ком, проходящим по катушкам, переме¬
щающимся с катушками переменного тока.
Реф. ,[Л. 57-1].
3-12-2. Электростатический ваттметр
с. в. ч. Схема устройства электростатиче¬
ского ваттметра в. ч. показана на
рис. 3-12-1. На подвешенную пластинку
действуют противоположные крутящие мо-
Рис. 3-11-19. Схема измерения большой импульсной мощности методом двух
направленных ответвителей.
89
Рис. 3-12-1. Схема электро¬
статического ваттметра.
Рис. 3-12-3. Схема измерения мощ¬
ности с помощью э. л. т.
менты, зависящие соответственно от потен¬
циала между пластинкой и двумя концами
последовательного сопротивления R, центр
которого находится под нулевым потенциа¬
лом. При электрической и механической
симметрии результирующий крутящий мо¬
мент
т)*]-
= CR (шн).
Усредненное по времени значение этого вы¬
ражения пропорционально истинной мощ¬
ности, рассеиваемой в нагрузке, ттлюс по¬
ловина мощности поглощенной сопротивле¬
нием R.
Эквивалент такого устройства, приме¬
нимый на с. в. ч., показан на рис. 3-12-2.
Последовательный тройник в волноводе
с резонансной щелью связи и согласован¬
ной нагрузкой в боковом плече образуют
последовательное сопротивление. Пластин¬
ка, подвешенная в троскости Н против
центра щели связи, подвержена крутящему
моменту, зависящему от направления 'мощ¬
ности. При измерении этим прибором необ¬
ходимо каждый раз возвращать пластинку
в нулевое положение с помощью крутиль¬
ной головюи и делать поправку :на началь¬
ное отклонение, создаваемое мощностью,
поступающей в (боковое плечо, величина
которой составляет около 5% полной мощ¬
ности. Реф.. (JT. 62-38].
3-12-3. Ваттметр с э. л. т. Мощность
в цепи переменного тока можно измерить
с помощью э. л. т., включенной, например,
так, как показано на рис. 3-12-3. Напря¬
жения, пропорциональные напряжению на
нагрузке и и току нагрузки i, подаются на
вертикально и горизонтально отклоняющие
пластины трубки соответственно. При этом
площадь фигуры, охватываемая лучом, про*
порциональна мощности в нагрузке (если
потенциометр, включенный параллельно на¬
грузке, потребляет незначительную мощ¬
ность и создает незначительный сдвиг
фазы).
Ваттметр с э. л. т. удобен визуальной
индикацией, но точность измерения и диа¬
пазон измеряемых им мощностей ограни¬
чены; верхний предел рабочих частот опре¬
деляется самой трубкой и при использова¬
нии э. л. т. с бегущей волной может до¬
стигать сверхвысоких частот. Пер. [Л. 57-1].
3-12-4. Измерители выхода. Измерите¬
лями выхода называют нрямолоказываю-
щие приборы, обычно предназначенные для
измерения мощности на выходе устройств
низкой частоты. В отличие от ваттметров,
прямо измеряющих мощность в любой на¬
грузке, измерители выхода прямо показы¬
вают только мощность, рассеиваемую в на¬
боре активных нагрузочных сопротивлений,
вмонтированных в приборе. Измерители вы¬
хода дают возможность удобно опреде¬
лять выходные характеристики различных
устройств н. ч. в зависимости от сопротив¬
ления нагрузки или от какого-либо пере¬
менного параметра устройства. Эти при¬
боры широко применяются для снятия
выходных характеристик генераторов, уси¬
лителей и фильтров, испытания трансфор¬
маторов и определения внутреннего сопро¬
тивления различных схем.
Пример схемы измерителя выхода по¬
казан на рис. 3-12-4. Схема состоит из
входного сопротивления, ослабителя и вы-
Рис. 3-12-2. Электростатиче¬
ский ваттметр 3-см диапазо¬
на волн.
1 — масляный демпфер; 2—зер¬
кало; 3 — ось; 4 — пластинка
7,12X6,61X0,15 мм; 5 — главный
волновод, колебания типа Ной
6 — щель 7,6X1,0 мм; 7 — кру¬
тильная головка; 8 — кварцевая
нить 10 мкн, длина 15 мм; 9 —
боковое плечо; 10 — согласован¬
ная оконечная нагрузка; И —
резонансная щель связи.
90
Рис. 3-12-4. Пример схемы измерителя выхода.
Рис. 3-12-5. Радиочастотный измери¬
тель выхода.
прямителя вольтметра. Переключателем П
можно выбрать одно из 40 различных вход¬
ных сопротивлений от 2,5 до 20 ООО ом.
При низкоомных входах параллельно вхо¬
ду подключаются отводы дросселя L, пере¬
ключаемые с помощью того же переклю¬
чателя П. Возрастание входного сопротив¬
ления сопровождается соответствующим
уменьшением отношения числа витков
с тем, чтобы показание вольтметра всегда
было пропорциональным мощности, рассеи¬
ваемой в сопротивлении. При условиях не¬
значительной нагрузки входного сопротив¬
ления полным сопротивлением дросселя и
незначительной нагрузки дросселя схемой
вольтметра повышение входного сопротив¬
ления в k раз (при постоянстве рассеивае¬
мой в нем мощности) привело бы к повы-
шеншо выходного напряжения на дросселе
в tk раз. Для сохранения выходного на¬
пряжения постоянным отношение числа вит¬
ков должно при этом быть изменено
в 1IV k раз.
При высокоомных входах дроссель
отключается и заменяется последователь¬
ным сопротивлением с отводами R2. Звено
RzC служит для компенсации потерь в дрос¬
селе на низких -частотах. Между ослабите¬
лем и выпрямительным вольтметром имеет¬
ся звено калибровки и частотной коррек¬
ции, Верхний предел показания прибора
при наименьшем ослаблении соответствует
5 мвт\ декадным ослабителем этот предел
может быть доведен до 50 вт. Рабочий
диапазон частот: 20 гц — 40 кгц. Погреш¬
ность отсчета входного сопротивления и
мощности (в серединах шкал) не превы¬
шает ±2% на частоте 1 000 гц\ дополни¬
тельная частотная погрешность в диапазоне
от 20 гц до 15 кгц не превышает ±2% от
показания на 'частоте 1 000 гц.
Устройство р а д и о ч а с т о т-
ного измерителя выхода пояс¬
няет рис. 3-12-5. Прибор предназначен для
испытания передатчиков, работающих в диа¬
пазоне частот от 1 до 100 Мгц. Часть на¬
пряжения в. ч. с нагрузочного сопротивле¬
ния подводится к пиковому вольтметру
с полупроводниковым диодом, шкала кото¬
рого градуирована в единицах мощности.
Нагрузочные сопротивления представляют
собой отрезки коаксиальной линии, кон¬
струкция которых обеспечивает постоянство
А
Рис. 3-12-6. Измеритель мощности
с. в. ч., основанный на наблюде¬
нии потока нагретого воздуха.
активного сопротивления во всем диапа¬
зоне частот. Пер. [J1. 57-1].
3-12-5. Измерение мощности с. в. ч.
методом наблюдения потока нагретого воз¬
духа (рис. 3-12-6). В отрезке волновода
(34X15 мм) помещен рассеивающий эле¬
мент А, один конец которого соединен
с корпусом, а другой соединен с зажи¬
мом С для калибровки постоянным током.
При нагреве рассеивающего элемента воз¬
душный поток К циркулирует по кана¬
лам D и Е и поворачивает пластинку F,
подвешенную на нити и снабженную зер¬
кальцем G. Поворот пластинки наблюдает¬
ся через автоколлиматор Н. Воздушный
канал внутри волновода ограничен пласт¬
массовыми стенками. Прибор измеряет
мощности порядка милливатт; постоянная
времени около 10 сек; к. с. в. не превы¬
шает 1,1 в диапазоне частот от 6,6 до
8,2 Ггц. Реф. [Л. 62-19].
3-12-6. Измерение мощности в волно¬
воде с колебаниями нескольких типов ме¬
тодом вырезок. Известны три основных ме¬
тода измерения мощности гармоник в вол¬
новоде с несколькими типами колебаний.
В одном из методов используется ряд на¬
правленных ответвителей, каждый из кото¬
рых рассчитан на определенный тип коле¬
баний. Измеряя мощность на выходе каж¬
дого направленного ответвителя, можно
рассчитать мощность каждого типа коле¬
баний на каждой частоте. На практике,
однако, оказалось весьма трудным по¬
строить соответствующие направленные
ответвители, особенно в тех случаях, когда
по волноводу распространяется больше
чем пять типов волн.
Во втором методе используется значи¬
тельное количество зондов, расположенных
по стенкам. Измеряя амплитуду и фазу
сигналов, индуктированных в зондаж на
различных частотах, можно найти с по¬
мощью быстродействующей цифровой вы¬
числительной машины мощность различных
91
Рис. 3-12-7. Щели и «вырезающие»
волноводы на стенках прямоуголь¬
ного волновода.
типов колебаний на частотах до третьей
гармоники. На частотах выше третьей гар¬
моники точность получается весьма малой.
В третьем методе используется ряд
фильтров низкой частоты, включенных меж¬
ду передатчиком и нагрузкой, причем каж¬
дый фильтр имеет значительные вносимые
потери. Фильтры расположены по порядку
их частот среза, причем фильтр с наивыс¬
шей частотой среза расположен ближе всего
к передатчику. Измеряя мощность, погло¬
щенную каждым фильтром, можно опреде¬
лить выходную мощность передатчика в не¬
скольких частотньих диапазонах. Практи¬
чески этот метод не оказался удовлетво¬
рительным из-за трудности конструирова¬
ния необходимых фильтров и связанных
с ними калориметрических устройств.
В методе «вырезок» используется ряд
отверстий или зондов, расположейных на
одинаковых расстояниях одно от другого
по периферии волновода. Отверстия или
зонды соединены с коаксиальными линия¬
ми или волноводами, содержащими со¬
гласованные, калиброванные и настроенные-
детекторы. Детектированные мощности
усредняются и дают общую мощность раз¬
личных типов колебаний на данной ча¬
стоте. Можно «вырезать» электрическое,,
магнитное или оба этих поля. Если «выре¬
заются» поперечное электрическое и по¬
перечное магнитное поля, то точность изме¬
рения составляет примерно ±2 дб. Если
«вырезается» только поперечное электриче¬
ское или поперечное магнитное поле, то>
в большинстве случаев точность измерения
равна от ±3 до ±5 дб. Метод применяется
при достаточно высоких уровнях мощности.
Метод «зырезки» амплитуды магнит¬
ного поля показан на рис. 3-12-7. Длинные
узкие щели вырезаны в стенке главного
волновода с несколькими типами колеба¬
ний и связывают его с вспомогательными
волноводами. Форма щелей такова, что они
чувствительны только к составляющей маг¬
нитного поля, параллельной их длине. Та¬
ким образом, щели, обозначенные цифра¬
ми 1 и 2, вырезают поперечное магнитное
поле по широкой и узкой стенкам соответ¬
ственно, а щель 3 вырезает продольное
магнитное поле.
Можно показать с помощью теории
связи через малые щели Бете, что мощ¬
ность, отдаваемая в вспомогательный вол¬
новод, пропорциональна квадрату магнит¬
ного поля, падающего на щель. Электри¬
ческое поле, нормальное к стенке волно¬
вода, может быть вырезано с помощью
небольших зондов на внутренней стенке
волновода. Эти зонды могут 'быть присо¬
единены к коаксиальной линии передачи,
содержащей детектор для измерения квад¬
рата электрического поля, падающего на
этот зонд. Реф. [Л. 62-42].
ГЛАВА 4
ИЗМЕРЕНИЕ СОПРОТИВЛЕНИЯ, ИНДУКТИВНОСТИ
И ЕМКОСТИ
4-1. ИЗМЕРЕНИЕ АКТИВНОГО
СОПРОТИВЛЕНИЯ
4-1-1. Прецизионный цифровой омметр
представляет собой автоматически балан¬
сирующийся мост Уитстона. Через 0,6 сек
после замыкания ключа на шестизначной
горизонтальной цифровой шкале появляет¬
ся величина сопротивления, подключенного
к клеммам прибора, с указанием положе¬
ния запятой и единицы измерения (ом, ком,
Мом). Цифровым омметром измеряют со¬
противления в пределах от 10 мом до
999 Мом. Абсолютная погрешность измере¬
ния сопротивлений до 1 Мом равна 0,05%
или один знак последнего места; для со¬
противлений от 1 до 10 Мом погрешность
равна 0,1%; для сопротивлений от 10 до
100 Мом—1% и от 100 до 999 Мом—10%.
Результат измерения получается пятизнач¬
ным, за исключением двух высших преде¬
лов, где он четырех- и трехзначен в соот¬
ветствии с меньшей точностью измерения.
Чувствительность , цифрового омметра
значительно выше его абсолютной точ¬
ности.
Нагрузка измеряемого сопротивления
не превышает 10 мет на всех диапазонах.
Основой схемы прибора (рис. 4-1-1)
является, как сказано, мост Уитстона; де¬
кады моста образованы четверками сопро¬
тивлений (1—2—2—4), причем каждое со¬
противление может замыкаться накоротко
двумя реле (газозащитной конструкции);
одно из реле работает в период опроса,
а другое — в период накопления. Автома-
92
Рис. 4-1-1. Блок-схема прецизион¬
ного цифрового омметра.
1 — мост Уитстона; 2 — хронизатор
(50 гц); 3— реле опроса; 4 — нуль-
индикатор; 5 — реле .накопления; 6 —
преобразователь кода; 7 — цифровой
индикатор; 8 — печатающее устройство;
9 — контроль граничных значений; 10 —
красная печать; И — черная печать;
12 — опрос; 13 — решение; 14 — накоп¬
ление; 15—20 мсек.
-гическая балансировка -моста происходит
циклами, следующими с частотой 50 гц.
В циклах имеются три периода: опрос, ре¬
шение и накопление. В период опроса сбра¬
сывается предыдущее накопление и про¬
исходит последовательное сравнение и вы¬
бор отношения плеч моста, начиная с наи¬
большей величины сопротивления; при этом
выбирается также положение запятой и
размерность результата. После этого про¬
исходит последовательное сравнение отдель¬
ных декад.
Опрос продолжается до начала нового
периода и реле остаются в установленном
положении до конца измерения. Время
включения реле равно 2 мсек. Лишь после
добавочных 8 мсек (время покоя, в тече¬
ние которого трансформатор отключен от
•сети и мост питается от конденсаторов), от
индикатора нуля (динамический диапазон
усилителя достигает 105) поступает реше¬
ние относительно направления тока в нем и
происходит соответствующее возбуждение
реле накопления.
После балансировки моста искомое со¬
противление отражено бинарно-декадной
комбинацией возбужденных и невозбуж¬
денных реле схемы накопления. Эта комби¬
нация декодируется и поступает на декад-
но-цифровой визуальный индикатор. Реф.
{Л. 60-13, 62-33].
4-1-2. Измерение в. ч. сопротивления
катушек.
Метод I — метод вариации емкости
(рис. 4-1-2). Измерительный генератор
слабо связан с катушкой. Контур настраи¬
вается в резонанс переменным эталонным
конденсатором Сэ (отсчет С0); индикатором
является максимальное отклонение /рез тер¬
моприбора. Затем емкость Сэ изменяется
для определения значений Сi и С2 (Ci<
<С0<С2), при которых ток 1 равен
0,707/рез. Общее последовательное сопротив¬
ление контура, содержащее Rx, сопротив-
R3 — переменное эталонное сопротивление,
ограничивающее величину максимального
тока.
Метод II — графический метод Паули.
В этом методе снова используется схема
предыдущего метода, однако, термоприбор
включается последовательно с первичной
катушкой на выходе генератора. Процесс
измерения заключается в составлении таб¬
лицы первичного и вторичного резонансных
токов (/1 и /2) при различных значениях Ra
и составлении графика, показанного на
рис. 4-1-3. Пересечение продолжения полу¬
ченной прямой линии с осью абсцисс дает
значение Rx, так как при резонансе
Сопротивление подогревателя термопары
входит в найденное значение Rx.
Метод III—метод двойного резонанса
(рис. 4-1-4). Ьэ настраивается в резонанс
Рис. 4-1-3. Графический ме¬
тод Паули.
93
Рис. 4-1-2. Измерение в. ч. сопротив¬
ления катушки методом вариации
емкости.
а — схема; б — кривая изменения тока.
ление подогревателя термопары и R3,
и, следовательно,
Рис. 4-1-4. Метод двой¬
ного резонанса.
с Сэ по максимальному отклонению МА2.
Далее Lx настраивается в резонанс с Ci по
максимальному показанию термоприбо-
ра МА\. При этих условиях
U=(h-I2)RX=I^2;
Rx - -77ЗГ77 ^2.
Метод IV — метод замещения. Изме¬
ряемая катушка (имеющая индуктив¬
ность Lx и сопротивление Rx) присоеди¬
няется к зажимам 1—2 (рис. 4-1-5). Сэ на¬
страивается в резонанс с Lx по 'максимуму
тока / Рез. Затем неизвестная катушка за¬
меняется переменной эталонной катуш¬
кой Ьэ, 'включенной последовательно с эта¬
лонным сопротивлением Rd. После этого
контур настраивается в резонанс с по¬
мощью Ьэ\ кэ регулируется до получения
прежнего значения тока /рез; при этом
Rx—Ra-
Для измерения эквивалентного после¬
довательного сопротивления конденсатора
можно применить тот же метод, заменив L
эталонным переменным конденсатором.
Метод V — метод последовательного
резонанса для измерения кажущегося со¬
противления катушки. Используется схема
,рис. 4-1-2. Rq (которое может быть корот¬
ким отрезком тонкой константановой ‘про¬
волоки) устанавливают на нулевое сопро¬
тивление. Затем Сэ настраивают в резо¬
нанс с катушкой Lx и определяют макси¬
мальный ТОК /рез. С помощью R3 ток
уменьшают до /рез/2 и определяют RX=R9.
Пер. [Л. 57-1].
4-1-3. Измерение поверхностного пол¬
ного сопротивления на с. в. ч. Поверхност¬
ное полное сопротивление Zn=Rn+jXa
определяется из условий резонанса резона¬
тора, возбуждаемого колебаниями #01 и Ец
одновременно. При этом полоса резонатора
является мерой поверхностного активного
Рис. 4-1-5. Метод замещения
для определения в. ч. сопро¬
тивления катушки.
Рис. 4-1-6.
а — резонансная кривая резонатора, возбуж¬
даемого колебаниями типа Н01 и Ец и одновре¬
менно; б — эскиз резонатора, использованного
для измерения .поверхностного полного сопро¬
тивления на частоте б Ггц.
сопротивления i?n, а расстояние -между ре¬
зонансами #01 и Ец — мерой реактивного
сопротивления Хп.
При таком поверхностном полном со¬
противлении, при котором его реактивная
составляющая имеет величину того же по¬
рядка, что и активная составляющая, ре¬
зонансы за счет колебаний типа #01 и Ец
частично перекрываются (рис. 4-'1-6,а). Кон¬
струкция резонатора должна допускать ре¬
гулировку интенсивности колебаний типа #0i
относительно типа Ец. На частотах ниже
10 Ггц это осуществляется питанием резо¬
натора через коаксиальный кабель с по¬
воротной петлей связи (рис. 4-1-6,6). Если
ось резонатора лежит в плоскости петли, то
возбуждаются только колебания типа Ец.
В любом другом положении интенсивность
колебаний типа #01 определяется углом
между плоскостью петли и плоскостью, про¬
ходящей через ось петли и ось резонатора.
Те же соображения относятся и к петле
детектора. На частотах выше 10 Ггц удоб¬
нее питать резонатор с помощью волно¬
вода.
Измерения полного поверхностного со¬
противления проводятся следующим обра¬
зом. В резонатор, изготовленный из сплава
никеля (монетный металл), вставляется
образцовое среднее кольцо из того же ме-
Фалла, что и резонатор. При верхней плате,
повернутой относительно нижней так, что
петли (или отверстия) связи находятся
точно одна над другой, прибор настраи¬
вается в резонанс; на экране осциллоскопа
получается изображение, подобное пока¬
занному на рисунке. Затем петли связи по¬
ворачиваются друг относительно друга до
тех пор, пока сигнал за счет колебания
типа tfoi не исчезнет. Тогда измеряется
ширина полосы и резонансная частота.
Затем верхняя часть резонатора пово¬
рачивается (на 90°) до исчезновения резо¬
нанса за счет колебаний типа Ец. Положе¬
ние зондов регулируется до тех пор, пока
сигнал за счет колебаний типа #01 не до¬
стигнет максимума. После этого произво¬
дится измерение резонансной частоты и
вычисляется добротность Q.
Для измерения поверхностного полного
сопротивления неизвестного образца образ¬
цовое кольцо заменяется измеряемым. Изме¬
рения проводятся так же, как описано
выше для образцового кольца, и активная
94
и реактивная ‘составляющие поверхностного
полного сопротивления определяются по
формулам, приведенным в работе; там же
приведены более подробные данные о кон¬
струкциях, применявшихся на частотах 6 и
34 Ггц. Реф. [Л. 58-2].
4-1-4. Другие методы и устройства
Измерения больших сопротивлений, со¬
противления изоляции конденсаторов и
удельного сопротивления изоляционных ма¬
териалов, см., например, [JT. 62-107].
Асимметричные мосты постоянного тока
и их преимущества описаны в [J1. 61-19].
4-2. ИЗМЕРЕНИЕ ПОЛНОГО
СОПРОТИВЛЕНИЯ
4-2-1. Измерение полного сопротивле¬
ния на переменном токе. Ниже рассматри¬
ваются измерения на таких частотах, при
которых параметры цепи можно считать
сосредоточенными, и, 'следовательно, полное
сопротивление (модуль) определяется деле¬
нием напряжения ,н,а зажимах цепи на ток,
протекающий через зажимы цепи.
а) Мост Уитстона (рис. 4-2-1). При ба¬
лансе
/ iZi = /2Z2;
1iZx=/2Z4,
откуда
Практические варианты схемы моста
Уитстона приведены в табл. 4-2-1.
б) Экранирование мостов. В мостах
предусматривается электромагнитное и элек¬
тростатическое экранирование. Первое ка¬
сается прежзде всего примененного в мо¬
нете трансформатора. Наибольшее внимание
уделяется электростатическому экранирова¬
нию. Важно, чтобы окружающие предметы,
например рука оператора, не влияли на
измерения. С этой 'целью весь мост обычно
заключается *в заземленный экран. Оси
всех регулировок1 или изолированы, или за¬
землены. Части схемы «моста могут быть
экранированы, например, как показано на
рис. 4-2-2. Заземление в точке D устраняет
емкость по отношению к земле экранов
измеряемого полного сопротивления Zx и
сопротивления Z3. Емкости относительно
земли экранов сопротивлений Z\ и Z2, скла¬
дываясь, шунтируют ZBX, что нарушает
условия баланса. Двойной экран на ZBblx
устраняет возможность изменения эффек-
Рис. 4-2-1. Мост Уитстона на
переменном токе.
Рис. 4-2-2. Экранированный мост.
тивных значений Z3 и Zx. Однако если пол¬
ная проводимость Zx относительно земли
имеет значение, то следует применить спе¬
циальные методы экранирования.
в) Заземление мостовой схемы. Способ
уменьшения влияний полной проводимости
на землю без применения экранирования
показан на рис. 4-2-3. Он был сначала ре¬
комендован для уменьшения влияния емко¬
сти между телефоном и головой оператора
(находящейся под потенциалом земли).
Этого можно достичь, если напряжение на
этой емкости уменьшено до нуля. При по¬
ложении переключателя на а достигается
приблизительный баланс плеч Zb Z2, Z3
и Z4. При положении переключателя на
b плечи Zj, Z2, Z5 и Z6 балансируются ре¬
гулировкой Z5 и Z6. Переключатель ставят
поочередно в положения а и Ь и баланси¬
руют мост до тех пор, пока в обоих поло¬
жениях показание индикатора будет нуле¬
вым; тогда точка а находится под потен¬
циалом земли, а проводимости точек a, d,
ей с относительно земли не влияют на ра¬
боту моста.
г) Схемы защиты. Если нужно изме¬
рить полное 'сопротивление между двумя
точками цепи, имеющей три зажима, то
в схему моста должна быть добавлена
пятая или «защитная» точка, как показано
на рис. 4-2-4. Если схема с Zb Z2, Z3, Z4
сбалансирована, то добавление Z5, Z6, Z7
и Zg не нарушит баланса при условии
Z1 Z2 z5
2Г3 Z4 Z 7
или
Z1 Z3 Z8
“z^ z7~~z7’
Рис. 4-2-3. Зазем- Рис. 4-2-4. Обобщен-
ление мостовой ная схема защиты,
схемы.
95
Мосты полного сопротивления
Таблица 4-2-1
Схема
Уравнения баланса
Измеряемые
параметры
Примечания
Индуктив¬
ность
Индуктив¬
ность с
высоким Q.
Дифферен¬
циальная
индуктив¬
ность
Емкость
Индуктив¬
ность с
низким Q
Емкость и
диэлектри¬
ческие по¬
тери
Андерсона
Хэя
Вина
Максвелла
Шеринга
а) Для получения мак¬
симальной чувствитель¬
ности к изменениям /?5,
L/C = 2R\ и Яз = Я1 =
= Я4/2 = Я2/2
б) При очень больших
/?5 чувствительность мо¬
ста может быть увеличена
за счет перемены мест
источника и индикатора
и повышения напряжения
источника
в) Вариант моста Макс¬
велла—Вина
а) При еысоком Q
caRC 1 1, и изменение
частоты мало влияет на
определение Ьх
б) Обычно пределы из¬
меряемых величин
1 мкгн— 100 гн\ погреш¬
ность порядка +2%
в) Вариант моста Макс¬
велла—Вина
а) При использовании
точных эталонов частоты
и сопротивления возмож¬
но определение емкости
с большой точностью
б) Мостом этого типа
удобно измерять частоты
звукового диапазона
а) Можно использовать
для измерения емкости
конденсатора С\, если Lx
и Rx—регулируемые эле¬
менты моста
б) Обычно значения из¬
меряемых индуктивно¬
стей 1 мкгн — 1 ООО гн.
Погрешность ±2%
в) Возможно получение
малых погрешностей (ни¬
же +0,1°/о)
а) Наиболее часто ис¬
пользуемый мост
б) Обычно пределы из¬
мерения: 100 пф—1 мкф\
тангенс угла потерь
2-10“ 5 — 0,56; погреш¬
ность измерения емкости
+0,2%, тангенса угла
потерь ±2%
96
Продолжение табл. 4-2-1
Схема
Уравнения баланса
Измеряемые
параметры
Примечание
Дауэса—Г увера
Индуктив¬
ность. Диф¬
ференциаль¬
ная индук¬
тивность
Взаимоин¬
дукция
Коэффици¬
ент мощно¬
сти и потери
в высоко¬
вольтных
кабелях на
промышлен¬
ной частоте
Индуктив¬
ность.
Емкость
Емкость.
Взаимоин¬
дукция
Влияние паразитных
параметров может быть
устранено правильной
балансировкой
а) Необходимо знать
индуктивность одной из
катушек, взаимоиндукция
которых измеряется
б) Мост удобен для
измерения малых индук¬
тивностей при пользова¬
нии методом разностей
а) Вариант моста Хэви-
сайда
б) Используется преж¬
де всего для измерения
величины соуИ//?3 в пре¬
делах 0,1—80%
а) Х2иХ4 должны быть
реактивностями одного
знака
б) Если Q измеряемого
Х4 выше, чем эталона Х2,
то нужно последователь¬
но с Х± включить доба¬
вочное сопротивление
R* = 0 ом
7—1719
97
Отношение сопротивле¬
ний
Кэри—Фостера
Хэвисайда—Кэмпбелла
Овена
П род о лжение табл. 4-21
На рис. 4-2-5 показан пример использования
защитной цепи .в схеме емкостного моста.
В этой схеме Z8 эквивалентно 2защ;
Z7 эквивалентно Zz, a Z3 и параллельное
ему R есть Z6.
д) Паразитные параметры. При рас¬
смотрении мостов переменного тока дей¬
ствительное положение было идеализиро¬
вано. Так, например, эффективная шунти¬
рующая емкость и индуктивность проводов
были приняты равными нулю. При точньих
измерениях или при высокой частоте изме¬
рения указанные емкости и индуктивности
должны приниматься чв расчет.
е) Методы замещения при мостовых
измерениях можно пояснить на примере
схемы моста, показанного на рис. 4-2-6.
При измерении неизвестного полного со¬
противления начальный баланс устанавли¬
вается без измеряемого элемента. Оконча¬
тельный баланс выполняется с включенным
измеряемым элементом и разность в уста¬
новках Gа и RP дает искомое полное со¬
противление. Уравнения начального' баланса
имеют вид:
R plCn — RbCа\
GalRbCp — Сп.
Метод I — последовательное замеще¬
ние. Если неизвестное Zx—Rx+jXx включе¬
но между Rp и зажимом V и мост ©новь
Рис. 4-2-5. Емкостный мост со схемой
защиты.
сбалансирован при значениях Rp2 и Ga2, то
Rx^ R pi—R P2—&R р>
Х* &C~n tGal ~ Ga2l = mC~n AGa'
Неизвестная реактивность индуктивна, если
AGa положительно ,и емкостна, если AGa —
отрицательно.
Метод II — параллельное замещение»
Для измерения полной проводимости неиз¬
вестного элемента Yx = Gx+jBx его вклю¬
чают параллельно С и Ga и вновь добива¬
ются баланса регулировкой Ga и RP. Если
Ga и Rpz — значения при балансе, то
Gx = Gai—Gaz=AGa;
Rp3 Rp 1 &Rp
Вх==~~Ж _Rb_ •
G)Cn I <oCn
Точность измерения таким мостом около1
± 1 % на частотах от 20 до 20 ООО гц.
ж) Двойные Т-образные и шунтирован¬
ные Т-образные мосты. Мост Уитстона не
единственная схема, обеспечивающая нуле¬
вую передачу. Тот же результат может
Рис. 4-2-6. Мост замеще¬
ния Z и У.
98
Схема Уравнения баланса ^па^алГетры6 Примечания
Взаимоин¬
дукция
Индуктивность:
Li Ri R3
Lx Rx /?4*
Взаимоиндукция:
Ri R3 M\
Rz /?4 Lx Mx
а) Требуются два ба¬
ланса; M—регулируемый
эталон
б) При детекторе в
положении b мост опре¬
деляет Ьх, выраженную
через R3 и #4, а также Rx
в) При детекторе в по¬
ложении а и достижении
баланса с помощью М%
можно определить Мх
Кэмпбелла
Рис. 4-2-7. Двойная Т-образная
схема.
быть получен с двойной Т-образной схемой
(рис. 4-2-7). Особым ее преимуществом
является отсутствие (необходимости в экра¬
нированном трансформаторе, поскольку ге¬
нератор и индикатор имеют общую зазем¬
ленную точку. Для получения нулевой пере¬
дачи (баланса схемы) необходимо, чтобы
токи /2 и /'2 были равны по величине и
сдвинуты на 180° по фазе. Выходное пол¬
ное сопротивление не влияет на баланс,
выходные зажимы могут быть закорочены
и токи /2 и /'2 вычислены. Полагая их сум¬
му равной нулю, определяют условия нуле¬
вой передачи.
Пример схемы двойного Т-образного
моста показан на рис. 4-2-8. Условия ба¬
ланса для этой схемы имеют вид
Gl - R^C'C" ^1 + = 0;
/1 1 1 \ 1
С в + С'С" (-рг + с„ +c!77J—0)2i =0-
Если схема сначала сбалансирована, а за¬
тем после включения неизвестной полной
проводимости Y — Gx + jBx снова сбалан¬
сирована, то
RtfC'C"
GX Qm {С g 2 ^gl)»
Bx = (d(C Bi—Свг)»
где индексы 1 и 2 соответствуют началь¬
ному и конечному балансам. Преимуще¬
ством схемы является также независимое
определение двух составляющих измеряе¬
мого сопротивления по показаниям двух
переменных конденсаторов с одним зазем¬
Рис. 4-2-8. Схема двойного Т-образного
моста.
7*
Рис. 4-2-9. Шунтирован¬
ная Т-образная схема.
ленным зажимом. Практическая модель та¬
кой схемы работает в диапазоне частот
460 кгц — 40 Мгц с точностями поряд¬
ка 2%.
Если в схеме .рис. 4-2-7 полное сопро¬
тивление Z'2 принять бесконечно большим,
a Z\ и Z'3 скомбинировать в новое полное
сопротивление Z4, то двойная Т-образная
cxeMia пе(реходит в шунтированную Т-образ¬
ную схему (рис. 4-2-9). Пример схемы
шунтированного Т-образного моста показан
на рис. 4-2-10. Условия баланса даются
уравнениями
2
Lm = со2С ’
1
= /?С20)2»
из которых видно, что катушка резонирует
с последовательным соединением двух кон¬
денсаторов. Эта нулевая схема поэтому
\ является по существу антирезонансным
контуром, включенным последовательно
с линией, причем рассеяние компенсируется
разделением емкости и введением сопро¬
тивления R.
з) Другие методы измерения полного
сопротивления. Метод I — метод постоян¬
ного значения тока (рис. 4-2-ild). Величина
сопротивления R выбирается настолько
большой, что /о не зависит от Zx в преде¬
лах измерений. Напряжение IqZx измеряет¬
ся ламповым вольтметром, который может
быть калиброван в значениях полного со-
Рис. 4-2-10. Схема шунтированно¬
го Т-образного моста.
Рис. 4-2-11. Метод постоянного’
значения тока.
1 — генератор н. ч.; 2 — ламповый
вольтметр.
99
Рис. 4-2-12. Векторный мост, определение
модуля полного сопротивления.
противления. Генератор звуковой частоты
не должен давать гармоник.
Метод II — векторные мосты. Описан-
лые выше мосты позволяют определять
активную и реактивную составляющие не¬
известного полного сопротивления; вектор¬
ный мост указывает модуль неизвестного
сопротивления и его фазовый угол. Для
этого, обычно, надо произвести две уста¬
новки на нуль. Рассмотрим основную схему
моста (рис. 4-2-12). Для определения мо¬
дуля неизвестного сопротивления \ZX\ на¬
пряжения на R и Zx подаются через катод¬
ные повторители ^ и Л2 на балансные вы¬
прямители Л г и Л 4. Сопротивления А и В
равны по величине. При R=\ZX\ напряже¬
ния U21 и Uравны по величине и лампо¬
вый вольтметр показывает нуль. Модуль
определяется по калиброванной шкале R.
При неизменном амплитудном балансе схе¬
ма переключается так, как показано на
рис. 4-2-13. Следует отметить, что U13 срав¬
нивается с частью U2\. Потенциометром Я
регулируют получение нулевого показания
лампового вольтметра и фазовый угол
отсчитывают непосредственно по шкале по¬
тенциометра, калиброванной в градусах.
Рис. 4-2-13. Векторный мост; определение ф
угла.
Если Zx чисто активно, то U\$ равно нулю
и установка Я будет на нуле вольт. При
реактивном Zx установка Я будет на ма¬
ксимальном напряжении.
Знак фазового угла может быть опре¬
делен путем небольшого изменения часто¬
ты генератора с одновременным наблюде¬
нием изменения сопротивления. Наличие
гармоник во входном сигнале сильно за¬
трудняет измерения.
Метод Ш — измеритель угла полного
сопротивления (рис. 4-2-15). При переклю¬
чателях П\ и П2 в положении
«баланс» переменное эталонное
сопротивление R регулируется до
получения равных напряжений на
выходе выпрямителей Л\ и Л2
(индикатором баланса является
нулевое отклонение вольтметра).
Положение шкалы R дает значе¬
ние \ZX\. Для определения фазо-
*вого угла схема переключается
в положение «калибровка» и вход¬
ное напряжение регулируется так.
чтобы вольтметр дал отклонение
на полную шкалу. Схема затем
переключается в положение «фа¬
за», при этом параллельно вклю¬
ченные выходные напряжения
ламп Лх и Л2 подаются только на
выпрямитель Л$. Сетка Лв при
этом находится при потенциале
земли. Если Z чисто активно, то
выходные напряжения Л\ и Л2
взаимно уничтожаются и вольт-
100
Рис. 4-2-14. Фазовая диаграмма
векторного моста.
Векторная диаграмма рис. 4-2-14 поясняет
сказанное. U23 и £/34 — напряжения на оди¬
наковых сопротивлениях А и В. U2\ напря¬
жение на R, находящееся в фазе с током
через R и Zx. U4\ напряжение на ZXy опе¬
режающее ток через Zx на угол ©*. По¬
скольку U21 и Uи были выравнены при
установке амплитудного баланса угол 123
равен ©/2. Очевидно, что
Рис. 4-2-16. Измерение полного сопротивления по методу
одного вольтметра.
а — схема; б — графическое определение полного сопротивления.
метр показывает нуль. При комплекс¬
ном сопротивлении сетка Лъ не сбалан¬
сирована по отношению к сетке Ль
и вольтметр, калиброванный в градусах,
укажет фазовый угол. Подобные приборы
измеряют полные сопротивления от 10 до
500 ом на частоте 2 Мгц с точностью 4%.
Метод IV — метод одного вольтметра
(рис. 4-2-16, а). Измерение заключается
в составлении таблицы напряжений U\ и U2
для ряда значений переменного калибро¬
ванного полного сопротивления Z. По
этим данным прокладывается прямая
(рис. 4-2-16,6) и активная и реактивная
составляющие неизвестного сопротивления
определяются из наклона прямой и отсе¬
каемого ею отрезка на оси ординат.
Метод V — метод куметра (рис. 4-2-17).
При измерениях с помощью куметра неиз¬
вестное полное сопротивление Zx находится
по его составляющим Rx и Хх. При этом
используется LC — контур куметра, у кото¬
рого L выполнено в виде внешней образ¬
цовой катушки. Если \Zx\>XL, то Zx
включается последовательно с катушкой и
измерение производится в следующем по¬
рядке: сначала L включают в контур без
Zx и С настраивают в резонанс (С{) на
частоте измерения f0. Кажущееся последо¬
вательное сопротивление Ri образцовой ка¬
тушки L определяют, как указано в п. 4-1-2,
метод V, для чего переменное эталонное
сопротивление Яэ вводится последовательно
с L и определяется «уровень половинного
тока». Затем Zx включают последователь¬
но с L и С и резонанс находят при новом
значении С (С2)< Снова по методу V
п. 4-1-2 находят новое кажущееся последо¬
вательное сопротивление R комбинации
L—Zx. Тогда
Если \ZX\ значительно больше, чемХ^,
то оно включается параллельно катушке и
конденсаггору (рис. 4-2-18); Ух является
шунтирующей полной проводимостью неиз¬
вестного сопротивления и состоит из двух
параллельных элементов: активной проводи¬
мости Gx и реактивной проводимости Вк..
Рис. 4-2-17. Ме¬
тод куметра с
последователь¬
ным включе¬
нием Zx.
Рис. 4-2-18. Ме¬
тод куметра с
параллельным
включением К*.
101
Рис. 4-2-15. Измеритель угла полного сопротивления.
Рис. 4-2-19. Сба¬
лансированная
линия А—В.
Процесс измерения таков: в отсутствие Yx
С настраивается в резонанс (значение Ci)
на частоте измерения /о- Определяется зна¬
чение добротности Qi. При включенном У*
С получает новое резонансное значение С2
и отмечается соответствующее значение до¬
бротности Q2. Тогда
Вх = ^*2»
г — ^ Qi Q2
U*-t*0L QxQ2 •
Последнее уравнение следует из того, что
при параллельно включенных L, С и R
coL сoLG
и
1 1
Сг — <oL'G + Gx*
Метод VI (а) — метод, применяемый
для двухпроводных линий. Эквивалентная
схема двухпроводной линии АВ приведена
на рис. 4-2-19. Определение ZAB произво¬
дится в следующем порядке: сначала за¬
жим А заземляют и определяют полное со¬
противление точки В относительно земли
7г __
Z2 + Z3
Далее линии А и В замыкают вместе -и
определяют полное сопротивление точки
соединения относительно земли
7" _
Z ” Z1+Z3 ’
Наконец точку В заземляют и определяют
Рис. 4-2-20. Измерение пол¬
ного сопротивления сбалан¬
сированной линии.
1—2 — к мосту; А—В — линия.
полное сопротивление точки А относительно
земли
z “z1 + z2-
Из приведенных уравнений определяют
_ 2
Zi— у' -j- Y" -f- Y,,f ’
2
Z2 = у, у" Ynt 9
2
Z3 = у г yч у'"9
Z2 (Zi + Z.)
Z^B-z1 + Z2 + Z3*
Если линия сбалансирована, то
ZAB — 4Z"— Z"
Этот метод требует некоторой затраты вре¬
мени, но очень точен. Он успешно приме¬
няется при определении разбаланса линии.
Метод VI (б) — метод, применяемый
для двухпроводных линий. Этот метод ре¬
комендуется применять при хорошо сбалан¬
сированной линии. Требуется вспомогатель¬
ная схема (рис. 4-2-20) из элементов с со¬
средоточенными параметрами, эквивалент¬
ная полуволновой линии передачи (на
одной частоте). Напряжение на зажимах 3
и 4 равно по величине и противоположно
по фазе напряжению на зажимах 1 и 2,
независимо от нагрузки в точках 1 и 3.
Сбалансированная линия АВ возбуждается
сбалансированными напряжениями и экви¬
валентная схема рис. 4-2-'19 может быть за¬
менена схемой рис. 4-2-21. Сбалансирован¬
ная линия дает на зажимах 1—2 и 3—4
параллельное соединение Zx и Z2/:2. Эффек¬
тивное входное полное сопротивление на
зажимах 1—2 должно быть равно сопро¬
тивлению на конце линии (свойство полу¬
волновой линии). Поэтому эффективное
входное сопротивление равно
Рис. 4-2-21. Другое
представление сба¬
лансированной ли¬
нии рис. 4-2-20.
102
L\ и L2 одинаковые катушки, реактивности
которых того же порядка, что и измеряе¬
мое полное сопротивление. Величины кон¬
денсаторов Ci и Сг выбраны так, что их
реактивное сопротивление равно половине
реактивного сопротивления катушки. Про¬
цесс настройки вспомогательной цепи та¬
ков: зажим 3 заземляют и С\ настраивают
до тех пор, пока (входное полное сопротив¬
ление, определяемое мостом, :не будет -иметь
нулевую реактивность. При зажиме 3,
отключенном от земли, С2 настраивается
на параллельный резонанс. Это может быть
осуществлено балансированием моста при
подключении конденсатора С0 на зажимы
неизвестного сопротивления, а затем под¬
ключением Со параллельно зажимам 1—2 и
такой настройкой C2l при которой требуе¬
мое изменение установки баланса моста
равно нулю.
После настройки вспомогательной цепи
ZAB может быть измерено обычным мо¬
стом, присоединенным к зажимам 1—2.
Пер. [Л. 57-1].
4-2-2. Трансформаторный мост отно¬
шений (довольно широко применяемый
в последнее время) позволяет производить
трехзажимные измерения полных
сопротивлений, при которых наличие по¬
бочного полного сопротивления, параллель¬
ного измеряемому, компенсируется и не на¬
рушает правильности измерения. Это по¬
зволяет в некоторых случаях (если воз¬
можно побочное сопротивление разделить
на две части, соединенные последователь¬
но, и среднюю точку соединить с нейтраль¬
ной точкой моста) не отсоединять измеряе¬
мый элемент от ахемы, в которой он нор¬
мально работает. Рис. 4-2-22 иллюстрирует
принцип трехзажимного измерения; наличие
параллельно измеряемому Zx побочных пол¬
ных сопротивлений Z\ и Z2 не влияет на
правильность показания прибора, если вну¬
треннее сопротивление генератора и при¬
бора достаточно малы. Схемы трансформа¬
торных мостов отношений показаны на
рис. 4-2-23. Если индуктивность рассеяния
и потери трансформатора напряжения Тi
малы, то нагрузка одной из обмоток побоч¬
ным полным сопротивлением распределяет¬
ся пропорционально между обмотками и
отношение напряжений не изменяется. Диа¬
пазон измеряемых полных сопротивлений
очень велик; для четырехдекадного моста
Рис. 4-2-23. Схемы трансфор¬
маторных мостов отношений.
а — с отводами от обмотки транс¬
форматора напряжения, Zx=NiZ0/N2',
б — с отводами от обмотки транс¬
форматора тока, Z2C=AT1Ar3Z0/Ar2Ar4;
Z0 — образцовое полное сопротивле¬
ние; N — число витков.
отношение наибольшего к наименьшему
измеряемому полному сопротивлению дости¬
гает 107. При неизменности отношения чис¬
ла витков точность измерения определяется
только образцовым полным сопротивлением;
она достигает значения 0,5—0,1%.
Трансформаторный мост отношений
наиболее удобен для измерения малых
емкостей. При обычных мостах измерение
малых емкостей затруднено наличием емко¬
стей рассеяния зажимов и соединительных
проводников. При применении же транс¬
форматорного моста отношений соедини¬
тельные провода экранируются и оболочки
соединяются с нейтральной точкой схемы
моста. Побочные емкости при таком трех¬
зажимном измерении взаимно компенсиру¬
ются. Это преимущество трехзажимного
метода относится и к измерению индуктив¬
ностей и активных сопротивлений. Реф.
[Л. 61-18].
4-2-3. Прецизионный трансформаторный
мост отношений. На рис. 4-2-24 показана
схема прецизионного трансформаторного
моста отношений, применяемого для сличе¬
ния образцовых индуктивностей (от 100 мкгн
до 10 гя) и емкостей (от 100 пф до 1 мкф)
с точностью лучшей 0,1% [Л. 60-21].
4-2-4. Измеритель полного сопротивле¬
ния с дифференциальным трансформато¬
ром. Схема устройства, представляющего
103
Рис. 4-2-22. Трехзажимная схема из¬
мерения полного сопротивления.
Рис. 4-2-24. Схемы прецизионного трансформаторного моста отношений.
/ — генератор н. ч. (1 000 гц, 3 вт, 500 ом); 2 — трансформатор для согласования
сопротивлений (варианты: 1:4; 4:1 или 500 ом к 0,06—8 ом); 3 — трансформатор
отношений (точность отношения напряжений 1 • 10-®); 4 и 5 — камеры, содержа¬
щие сличаемые образцовые меры; 6 — декадный магазин сопротивлений
(0,1—111111,2 ом) для уравновешивания фдз; 7 — индикатор нуля (с настроен¬
ным усилителем).
собой усовершенствованный мост Грюц-
махера, показана на рис. 4-2-25. RN — эта¬
лонное переменное сопротивление; Zx —
измеряемое полное сопротивление; In—ток
через Rn\ Ix—ток через Zx. Пределы
измерения: 1 ом — 1 Мом\ 0—90°; диапазон
частот: 25 гц+-100 кгц (с пониженной точ¬
ностью до 1 Мгц). Возможно измерение
с наложенным постоянным током. Реф.
[Л. 62-47].
4-2-5. Другие методы и устройства.
Описание мостов постоянного и пере¬
менного тока, см., например, [Л. 51-101].
Теория моста переменного тока
с автоматическим уравновеши¬
ванием по амплитуде и фазе, см.
[Л. 62-119].
Мосты * для измерения больших
емкостей (до 10 000 мкф) и индук¬
тивностей (до 1 000 гн), см. [Л. 63-105].
ДвухС'Игнальный мост, питае¬
мый двумя частотами разных амплитуд.
Малая амплитуда соответствует частоте
измерения. В диагонали сигналы смешива¬
ются диодом. Баланс устанавливают на
разностной 'частоте. Экранированный транс¬
форматор в индикаторной ветви моста не
лужен. См. [Л. 60-22].
4-3. ИЗМЕРЕНИЕ ИНДУКТИВНОСТИ
4-3-1. Методы измерения индуктив¬
ности. Кажущаяся индуктив¬
ность. Если представить эквивалентную
схему катушки в виде последовательного1
соединения L и /?, параллельно которому
включена эквивалентная распределенная
емкость Ср, то полная проводимость ка¬
тушки
Y = imCv + R + i<i>L-
Если со£^>/?(что обычно имеет место), т&>
полная проводимость равна
Рис. 4-2-25. Измеритель
полного сопротивления
с дифференциальным
трансформатором.
Как видно, кажущаяся индуктивность
отличается от истинной индуктивности на
величину, зависящую от частоты и распре¬
деленной емкости катушки.
Метод I — метод моста Уитстона. Наи¬
более подходящими типами мостов Уитсто¬
на для измерения индуктивности являются
следующие: мост Андерсона, мост Хэя
(особенно при высоких Q), мост Максвелла
(особенно при низких Q), мост Овена
и мост отношения сопротивлений (см.
табл. 4-2-1).
104
Рис. 4-3-1. Метод дифференциаль¬
ного трансформатора.
Метод II — метод дифференциального
трансформатора. Этот метод особенно при¬
годен для частот от '500 до 1 500 кгц. На
схеме рис. 4-3-1 Сэ — эталонный конденса¬
тор переменной емкости, Ьх — эффектив¬
ная индуктивность измеряемой катушки
(эффективное сопротивление катушки обо¬
значено через Rx). Когда токи через
обмотки А и В дифференциального транс¬
форматора сбалансированы — индикатор
показывает нуль. Этого добиваются пооче¬
редной регулировкой Сэ и R9. Тогда
где f — частота в килогерцах, L — в микро¬
генри и Сэ — в микрофарадах. Точность
измерения: лучше 2%.
Метод III — методы резонанса. Один
из простейших резонансных методов пока¬
зан на рис. 4-3-2. Генератор настраивается
на частоту измерения и Сэ устанавливается
по максимальному отклонению индикатор¬
ного прибора. Lx определяется по формуле,
приведенной в описании метода II. Индук¬
тивность катушки связи должна быть мала.
Точность измерения этим методом око¬
ло 5% на частотах до 1 500 кгц.
Метод IV — метод гармоник (рис. 4-3-3).
Промежуточный контур может настраи¬
ваться ,на несколько первых гармоник гене¬
ратора. Генератор настраивается на ча¬
стоту измерения /0. Неизвестная индуктив¬
ность Lx подключается параллельно Сэ —
эталонному конденсатору переменной емко¬
Рис. 4-3-3. Метод гармоник.
сти. Конденсатором Са промежуточный
контур настраивается на частоту /о по ма¬
ксимуму .показания лампового вольтметра.
Затем Сэ настраивается на значение Сь
при котором отклонение лампового вольт¬
метра резко спадает до минимума. При
этом fo=klV LXCU где k — коэффициент
пропорциональности. Затем эталонная индук¬
тивность Lx включается в контур и кон¬
денсатором Са производится настройка на-
частоту 2£о- После этого Сэ устанавливает¬
ся на значение С2, при котором отклонение
лампового вольтметра минимально. При
этом 2f0 = fc/VXA- Искомая индуктив-
ность
Рис. 4-3-2. Резонансный метод.
1 — генератор; 2 — волномер; 3 — электростатический
экран; 4— свитые провода; 5 — связь; 6 — детектор и
усилитель; 7 — индикатор.
105
Метод V — метод ку метра является
одним из наиболее удобных способов изме¬
рения индуктивности (рис. 4-3-4). Напря¬
жение на конденсаторе последовательного
колебательного контура указывается лампо¬
вым вольтметром. Частота устанавливается
по шкале генератора. Индуктивность опре¬
деляется с помощью формул колебатель¬
ного контура. Точность измерения 5—10%
на частотах порядка 100 Мгц.
Методы измерения дифференциальной
индуктивности катушек с железным сер¬
дечником, по которым протекает и пере¬
менный и постоянный ток.
Метод I — мостовые методы. Из мостЧэв
Уитстона (см. табл. 4-2-1) наиболее подхо¬
дящими для измерения дифференциальной
индуктивности являются мосты Хэя и О ве¬
на. Первый может быть изменен, как по¬
казано на рис. 4-3-5. Конденсаторы С о яв¬
ляются блокирующими Еv — регулируемый
источник постоянного така, проходящего
через Lx. Балансировка моста не влияет на
Рис. 4-3-4. Измерение
индуктивности методом
куметра.
Рис. 4-3-7. Метод вольтметра-ампер¬
метра для измерения взаимо¬
индукции.
шеличину постоянного тока через LXi так
как i?3 остается неизменным.
Мост Овена тоже может быть изменен
для измерения дифференциальной индуктив¬
ности. Шунтированный Т-образный мост
может быть использован для указанного
■измерения, однако при этом встречаются
некоторые трудности.
Рис. 4-3-5. Видоизменение моста •
Хэя для измерения дифферен¬
циальной индуктивности.
Метод II — импедансный метод (рис.
4-3-6). Термомиллиамперметр МАХ изме¬
ряет переменный ток через катушку Ьх,
когда переключатель находится в положе¬
нии а'Ь'. Ламповый вольтметр 2 дает при
этом отклонение d. Затем переключатель
ставится в положение а"Ь" и переменным
сопротивлением устанавливается нужный
постоянный ток через магнитоэлектрический
прибор МА2. Затем напряжение источника
переменного така изменяется до значе¬
ния U, при котором показание лампового
вольтметра равно d. Тогда индуктив¬
ность Lx вычисляется из
и " г
-j— ,
где <oLx 10 ом.
Методы измерения взаимоиндукции.
Метод I — метод моста Уитстона. Наи¬
более подходящими мостами для измере¬
ния взаимоиндукции являются мосты
Кэри — Фостера, (Кэмпбелла и Хэви сайда —
Кэмпбелла. Мост Кэмпбелла в особенности
пригоден при неизвестной индуктивности
обмоток (см. табл. 4-2-1).
Метод II — метод вольтметра — ампер¬
метра. Модуль напряжения холостого хода
на вторичной обмотке (рис. 4-3-7) \U\ —
—d)MI и измерение М можно производить
с помощью термомиллиамперметра, волно¬
мера и лампового вольтметра. Если генера¬
тор имеет гармоники, то определение будет
неточным.
При учете емкостной связи между пер¬
вичной и вторичной обмотками получается
эквивалентная схема рис. 4-3-8, где С пред¬
ставляет собой 7з геометрической емкости
между катушками (при условии, что/ экви¬
валентный конденсатор С присоединен
к высокопотенциальным концам катушек
Li и Ls),
При этом кажущаяся взаимоиндукция
Мк ^ со2 ьгис + М.
если 1/(dC^>Z,2. Отклонение от величины М
пропорционально квадрату частоты измере¬
ния.
Рис. 4-3-6. Импедансный метод измере¬
ния дифференциальной индуктивности.
Рис. 4-3-8. К определению кажу¬
щейся взаимоиндукции с учетом
емкостной связи между катуш¬
ками.
106
Если измерения производятся на часто¬
тах о)0 и 2(о0, то
Mai — L1L2C -f- М\
Ма 2 =: 4C0q L1L2C М
В
4 1
■М. 0 М. а 1 ~~~ ^ Ма2‘
Метод Ш — дифференциальный ме¬
тод. Измерение производится по схеме
рис. 4-3-9 в следующем порядке. Сначала
с помощью эталонного вариометра Ьэ уста¬
навливается баланс при Lx и L2, включен¬
ных последовательно и в одном направле¬
нии; затем устанавливают баланс при h и
Ь2, включенных последовательно, но на¬
встречу. Если обозначить соответствующие
отсчеты через Ldl и L32, то
д. Ldi Ld2
М = .
Если нет вариометра, то можно использо¬
вать метод II измерения индуктивности.
Обозначив через Сэi и Сэ2 значения эта¬
лонной емкости для первого и второго
измерения, можно определить М (в микро¬
генри) по формуле
б 336 [0Э1 СЭ2]
м=—см—’
где С в микрофарадах и $ в килогерцах.
Метод IV — метод постоянной частоты.
В этом методе переменнный эталонный
конденсатор Сэ присоединяется параллель¬
но индуктивностям L{ и L2, соединенным
последовательно. Катушка частотомера
слабо связана с измеряемыми катушками и
частота генератора установлена на задан¬
ное значение /0. 'С помощью Сэ устанавли¬
вается резо.нанс при согласном включении
катушек СЭ1 и встречном Сэ2. Взаимоиндук¬
ция вычисляется -по формуле, приведенной
в конце описания предыдущего (третьего)
метода. Пер. [Л. 57-1].
4-3-2. Измерение параметров миниатюр¬
ных катушек с ферромагнитным сердечни¬
ком. Добротность малогабаритных катушек
мала. Так, например, трансформатор с га¬
баритными размерами 3,2x3,2x6,4 мм
имеет добротность порядка единицы. При
этом измерение -может дать два кажущихся
значения индуктивности в зависимости от
способа измерения; эти значения могут
сильно отличаться одно от другого и ни
одно из них ве будет истинным. Их суще¬
ствование вызвано комбинацией низкой до¬
бротности и мостовой схемы, используемой
для измерения.
Когда добротность высока, т. е. велико
отношение (DL/Rn0T, измеренное значение
индуктивности весьма близко к истинному.
При низких добротностях дело обстоит
иначе.
Как известно, потери в катушке можно
представить (в эквивалентной схеме) в виде
Рис. 4-3-9. Дифференциальный
метод измерения взаимоиндук¬
ции.
/ — дифференциальный трансформа¬
тор; 2 — индикатор нуля.
высокого параллельного сопротивления или
низкого последовательного сопротивления.
Эти два щедставления вполне равноправны
и Zдоел =^пар- Однако можно показать,
что •
, ^пар
Ьпосл = l1+(1/q2) >
где Q=R парА^пар-
Из этой формулы следует, что при
Q=1 ^пар = 2lZ/no с л; При Q=100 а р ~
= 1,0001 £посл и только при Q>'10разницей
между iLnap и ^посл можно пренебречь.
При .добротности катушки меньше 10
следует указывать, к какой эквивалентной
схеме относится требуемая индуктивность.
Для измерения индуктивности «по парал¬
лельной схеме» наиболее удобен мост Хэя.
Простым переключением его можно пре¬
вратить в moot Максвелла, наиболее при¬
годный для измерения «по последователь¬
ной схеме».
Не следует делаггь вывод, что на мало¬
габаритных сердечниках нельзя получить
катушек с высоким Q. Введением точно
установленного воздушного зазора в маг¬
нитной цепи можно повысить добротность
катушки ,с <1 или 2 до 10 или 20. На более
высоких частотах можно получить еще луч¬
шую добротность. Реф. {Л. 60-47].
4-3-3. Другие методы и устройства.
Подробное исследование вопросов изме¬
рения параметров катушек индуктивности,
см. [Л. 62-43].
4-4. ИЗМЕРЕНИЕ ЕМКОСТИ
4-4-1. Методы измерения емкости
а) Эквивалентная схема конденсатора.
Воздушный конденсатор в первом прибли¬
жении может быть представлен схемой
рис. 4-4-1. Gc представляет потери на про¬
водимость в диэлектрике; Rc — омические
потери в металле конденсатора; Lc —
эффективную индуктивность, создаваемую
магнитным потоком, возбуждаемым токами
в металлической структуре и С — статиче¬
скую емкость структуры. Из-за наличия Lc
эффективная емкость на зажимах
107
Рис. 4-4-1. Экви¬
валентная схе¬
ма, представ¬
ляющая потери
в воздушном
конденсаторе.
Сопротивление Rc дает составляющую
эффективной проводимости
Gc^Rc (соСЭфф)2.
б) Общие методы измерения. Ме¬
тод I — метод вариации реактивной прово¬
димости (рис. 4-4-2). Эффективное значе¬
ние активной проводимости контура LC.
Рис. 4-4-2. Измерение емкости мето¬
дом вариаций реактивной проводи¬
мости.
где |£/Рез — напряжение на зажимах парал¬
лельного контура при резонансе; Срез —
значение емкости С при резонансе :и U —
напряжение на параллельном контуре при
установке некоторого частного значения
емкости С. Если Uрез определено и извест¬
на разность |СХ—С 21, соответствующая
значениям £/, равным то
(5Эфф = 2 (l^i — ^а|)«
Для измерения Сх 'или Gx устанавливают
резонан-с конггура сначала при включенном,
а затем при выключенном Сх. Разность
в значениям С равна Сх. Gx складывается
непоцредственно с Сэфф, поэтому разность
между двумя измеренными значениями
активной проводимости равна Gx. Коэффи¬
циент мощности неизвестного конденсатора
Gx
igS = ~^cT'
Измерения этим способом успешно произ¬
водятся на частотах до 100 Мгц.
Рис. 4-4-3. Дифференциальный ме¬
тод измерения емкости.
Метод II — метод куметра. Измерение
выполняется способом замещения (см.
рис. 4-'3-4). К зажимам L\—L2 подключена
эталонная индуктивность LB, а неизвестный
конденсатор Сх — выключен. Регулируя пе¬
ременный конденсатор С, получают макси¬
мальное отклонение лампового вольтметра;
пусть оно 'будет при Сь Затем с подклю¬
ченным к зажимам Сз—С4 неизвестным
конденсатором, Сх снова находят настройку
при С=С2. Тогда
СХ = С 1—С 2.
Метод III—дифференциальный метод
(рис. 4-4-3). Сопротивление ab представ¬
ляет собой отрезок константановсй прово¬
локи сопротивлением в несколько ом. Дви¬
жок с устанавливается по нулевому пока¬
занию при замкнутых накоротко Сэ и Сх.
После снятия короткозамыкателей устанав¬
ливается минимум с помощью Сэ (регули¬
ровкой с можно добиться абсолютного
нуля). Тогда Сх равно отсчету по Сэ. Вы¬
сокочастотный генератор должен давать ток
порядка ‘50—>100 ма для получения высокой
чувствительности установки. Для устране¬
ния резонансных явлений в схему вклю¬
чается конденсатор С или индуктивность L.
Метод IV — метод параллельного за¬
мещения (рис. 4-4-4). Генератор слабо свя¬
зан с параллельным колебательным конту¬
ром. Переменный эталонный конденсатор Сэ
настраивается в резонанс (значение Ci) по
максимальному показанию индикатора. За¬
тем к зажимам х—х подключается измеряе¬
мая емкость Сх и Сэ снова настраивается
на резонанс (значение С2). Тогда Сх—С2=
= СХ. Точность измерения можно ожидать
порядка 3% ( + 5 пф) при измерении емко¬
стей от 0 до 1 200 пф (/о может быть, на¬
пример, 1 Мгц).
Метод V — метод последовательного
замещения (рис. 4-4-5). Сх подключается
Рис. 4-4-4. Метод параллельного
замещения для измерения емкости.
108
Рис. 4-4-5. Метод последователь¬
ного замещения.
Рис. 4-4-8. Метод Рис. 4-4-9. Метод за-
последователь- мещения.
ного соединения.
Если U^ ,и Uг сдвинуты по фазе на 180°
относительно Uь то
Рис. 4-4-6. Параллельный нуле¬
вой метод измерения малых
емкостей.
к зажимам CiC2 и частота генератора из¬
меняется до получения максимального по¬
казания индикатора. Затем вместо Сх
включается Сэ и контур настраивается
в резонанс. Отсчет по шкале Сэ дает не¬
посредственно величину Сх.
Метод VI — метод гармоник аналоги¬
чен методу гармоник для измерения индук¬
тивности.
в) Методы измерения весьма малых
емкостей. Метод I — параллельный нулевой
метод. Для измерения емкостей порядка
0,01 пф пригоден метод, поясняемый на
рис. 4-4-6. Три напряжения приложены че¬
рез полные проводимости Yu У2 и Уз к об¬
щему индикатору .нуля. Сумма токов корот¬
кого замыкания
I=UlYl + U2Y2+^U3Y3t
а общая проводимость Y при закорочен¬
ных U и U2j Us
У=У1 + У2+У3.
Нуль в индикаторе получается при
/=0 или UiYi + U2Y2+UsY3=0.
Практическая схема измерения показана на
рис. 4-4-7. Для У1==(?х + jB* подстановка
дает уравнения баланса
и2
Gx = -Щ- Сг;
и3
Bx = j^G3.
Метод удобен для применения на низких
частотах.
Метод II — метод последовательного
соединения (рис. 4-4-8) пригоден для точ¬
ного измерения емкостей порядка 1—2 пф.
Если Сэ много больше Сх (например,
20 пф) и приложено очень большое напря¬
жение U требуемой частоты, то Ud можно
■измерить ламповым 'вольтметром с извест¬
ной входной емкостью (которую можно
считать входящей в Сэ) и вычислить Сх
по формуле
Метод III —метод замещения (рис.
4-4-9). Большое напряжение частоты /о
приложено к параллельному соединению Сх
и Сэ. Отсчитывается ток / по термомилли¬
амперметру; затем Сх отключается и с по¬
мощью эталонного переменного конденсато¬
ра Сэ устанавливается прежний ток I.
Рис. 4-4-7. Практическая параллельная нулевая схе¬
ма измерения малых емкостей.
/ — аттенюатор; 2 — детектор.
109
Рис. 4-4-10. Гетеродинный метод из¬
мерения малых емкостей.
1 — измерительный генератор; 2 — генера¬
тор, стабилизованный кварцем; 3 — смеси¬
тель; 4 — усилитель н. ч.; 5 — измери¬
тель ,н. ч.
Изменение емкости эталонного конден¬
сатора равно Сх. Этим методом можно
точно измерять емкости порядка 0,1 пф.
Метод IV — гетеродинный метод
(рис. 4-4-10) позволяет измерять емкости
порядка 10-5 пф с большой точностью.
Сначала определяют емкость конденсатора
настройки гетеродина С0 при отключенном
Сх по частоте измерительного генератора,
равной \fi~fо—/бь где /61 — наименьшая ча¬
стота биений. Следует при этом убедиться,
что частота fi меньше частоты f0. Затем
эталонный конденсатор включают парал¬
лельно С0 и определяют сниженную часто¬
ту измерительного генератора /2=1/0—/б2,
где /62 — новая частота биений. С0 вы¬
числяется по формуле
С,=Ш’
Затем неизвестную емкость включают па¬
раллельно Со и определяют частоту /3=
=/о—/бз, после чего Сх находят по фор¬
муле
Рис. 4-4-11. Графический метод изме¬
рения распределенной емкости ка¬
тушек.
110
Рис. 4-4-12. Метод сравнения
больших емкостей.
При Со=50 пф и /i = 50 Мгц емкость СХг
равная 10-;5 пф, дает частоту биений /бз,
равную 1 гц, которая может быть точно
измерена.
г) Методы измерения распределенной
емкости катушек. Метод I — графический
метод. Переменный эталонный конденса¬
тор Сэ присоединяют к зажимам катушки.
На частотах /1 и /2 определяют значения
эталонной емкости (Ci и С2 соответствен¬
но), при которых контур резонирует. Если
начертить график зависимости Iff2 от Сэ
(рис. 4-4-11), то получится прямая, по¬
скольку
~~рГ “ 4л2£ (Сэ -f- Ср),
где /— резонансная частота, соответствую¬
щая положениям Сэ. Пересечение продол¬
жения этой прямой с осью абсцисс даст
значение Ср, а ее наклон равен 4n2L.
Метод II — метод гармоник. Перемен¬
ный эталонный конденсатор Сэ 'включают
(как и в предыдущем «методе) параллельна
катушке и полученный контур слабо свя¬
зывают с генератором, настроенным на ча¬
стоту fi. Сэ настраивают в резонанс при
емкости Ci; затем генератор перестраивают
на частоту 2/i и Сэ настраивают в резо¬
нанс при С2. Распределенную емкость ка¬
тушки вычисляют по формуле
С,- 4С2
С» р о •
д) Сравнение больших емкостей (по
методу Готта) (рис. 4-4-12). При разомкну¬
том Ki конденсаторы Сх и С4 разряжаются
нажатием Кз• Затем /С3 размыкается, a К\
замыкается. Через сопротивления R\ и R$
устанавливается ток /; тогда U2i=IRu
UlA=IRa и
U21 Rt
U u R3 ;
Uu _ С4
С/34 сх •
Следовательно, Сх = £/34/С/2зС4. Если замк¬
нуть К2 (при замкнутом /Ci), то через галь¬
ванометр потечет ток за счет напряжения
на зажимах 1—3. Очевидно, что при от¬
сутствии отклонения
Следовательно, отношение RslRi следует
регулировать до тех пор, пока отклонение
гальванометра не будет равно .нулю. Этот
способ успешно применяется при измерении
больших емкостей (порядок сотен микро¬
фарад), если принять меры к устранению
утечки с зажимов конденсатора. Пер.
[Л. 57-1].
4-4-2. Автоматическое измерение емко¬
сти конденсаторов. Описываемое устройст¬
во автоматически измеряет емкость и вы¬
полняет разбраковку конденсаторов по за¬
данным допускам: выше ,нормы, норма, ни¬
же нормы. Примером использования яв¬
ляется разбраковка дисковых керамических
конденсаторов со скоростью до 7 ООО шт.
в 1 ч и с точностью не ниже 0,'5%.
Измерения емкостей -меньше 0,001 мкф
■проводятся на частоте Л Мгц при напря¬
жении 0,5—5 в. Емкости от 0,001 до
1,0 мкф измеряются на частоте 1 кгц при
напряжении 4—8 в.
Принцип работы автоматического моста
емкостей таков: если величина 'измеряемого
конденсатора меняется так, что мост про¬
ходит через состояние точного равновесия,
то в момент равновесия фаза выходного
напряжения моста резко меняется на 180°.
Если мост сбалансирован при значении
емкости Сх, то ,на выходе фазового детек¬
тора емкости больше Сх дают положитель¬
ное напряжение, а емкости меньше Сх —
отрицательное.
Если величина емкости, соответствую¬
щая балансу моста меняется периодически
от Сх до С'«, то на выходе фазового де¬
тектора возможны три вида сигнала. Если
измеряемый конденсатор (меньше Сх и С'*,
то получается непрерывный отрицательный
сигнал; если измеряемый конденсатор боль¬
ше Сх и С'*, то получается непрерывный
положительный сигнал. Если же емкость
измеряемого конденсатора лежит в пре¬
делах Сх и С'*с, то генерируется прямо¬
угольная волна попеременно положительная
и отрицательная. Фильтр нижних частот
отфильтровывает сигнал прямоугольной
волны и для конденсаторов в пределах до¬
пусков выходное напряжение равно нулю.
Блок-схема измерительного устройства
приведена на рис. 4-4-113. Приведенные на
схеме фор-мы напряжений соответствуют
случаю измерения конденсатора, емкость
которого лежит в допусках. В плечо X
моста включается измеряемый конденсатор;
плечо В устанавливается в соответствие
с номинальным значением емкости. Пле¬
чо 5 содержит -постоянную реактивность и
регулируемые потери для возможности по¬
лучения точного баланса. Плечо Л, уста¬
навливаемое на определенное процентное
отклонение от величины, соответствующей
|ШШШ
гтТПтП
Рис. 4-4-13. Блок-схема
автоматического моста
для измерения и разбра¬
ковки емкостей.
1 — мост; 2 — генератор сиг¬
нала; 3 — схема переключе¬
ния; 4 — усилитель и огра¬
ничитель; 5 — смеситель и
фазовый детектор; 6 — опор¬
ный сигнал; 7 — буферный
усилитель; 8 — фильтр н. ч.;
9 — сигнала нет, если
емкость конденсатора в до¬
пуске; 10 — поляризованное
реле; И — к индикаторам;
12 — ниже нормы; 13 — нор¬
ма; 14 — выше нормы.
балансу моста, состоит из двух элементов*
попеременно включаемых в мост. Величина
одного элемента соответствует отклонению
ниже балансного значения, а величина дру¬
гого —■ выше балансного значения. Выход
моста поступает на усилитель, ограничи¬
тель, смеситель и фазовый детектор. Когда
два смешиваемых сигнала имеют одинако¬
вую частоту, разностная частота равна
нулю и выход смесителя .представляет со¬
бой сигнал постоянного тока, величина и
полярность которого зависят от косинуса
угла разности фаз двух входных сигналов.
Второй сигнал смесителя является
опорным; он поступает со входа -моста че¬
рез буферный усилитель. Реф. [Л. 55-14].
4-4-3. Автоматический мост Шеринга
для измерения емкости и диэлектрических
потерь показан «а рис. 4-4-14.
Рис. 4-4-14. Схема автоматического мо¬
ста Шеринга.
lit
Рис. 4-4-15. Колебательный контур
куметра с качанием настройки.
1 — испытуемый образец; 2 — от гене¬
ратора; 3 — к ламповому вольтметру;
4 — мотор.
Реактивная и активная компоненты ба¬
лансируются раздельно с помощью автома¬
тических ступенчатых регуляторов. Резуль¬
таты измерения печатаются или наблюда¬
ются визуально.
К усилителю У .подводится входное на¬
пряжение U 2 (через трансформатор) и
опорное напряжение Uo через катодный по¬
вторитель к. /г.; Uo находится в фазе с С/4.
Uо возбуждает второе напряжение U90,
сдвинутое по фазе на 90°. Оба эти напря¬
жения вместе с током усилителя /ВЫх под¬
водятся к блокам, выходы которых равны
А) = /вых COS ф И Я90 = /вых^90 COS ф. БЛОК
Ф=0 через релейную схему управляет сопро¬
тивлением моста i?3, а блок ф=90° управ¬
ляет емкостью С4. Реф [Л. 62-45].
4-4-4. Измерение малых емкостей мето¬
дом модуляции частоты. Малые изменения
-емкости определяются гетеродинным .или
резонансным методом. В первом методе
требуются два генерат-ора очень высокой
стабильности. Во втором имеется тот недо¬
статок, что чувствительность вблизи резо¬
нансной точки имеет минимум.
Описываемый ниже метод, исключая
недостатки, объединяет преимущества
обоих методов.
Эталонный конденсатор Сэ и изме¬
ряемый конденсатор СХ = СЭ+АС включа¬
ются попеременно (с частотой сети) в ре¬
зонансный контур генератора. Получаю¬
щаяся таким образом модуляция частоты
генератора пропорциональна разности емко¬
стей. Напряжение от генератора поступает
через схему ограничения на фиксированный
колебательный контур. Индуктируемое
в нем напряжение выпрямляется .и подает¬
ся на фазочувствительный измеритель на¬
пряжения, показание которого прямо про¬
порционально разности емкостей и имеет
знак этой разности. Чувствительность
устройства равна 700 мка/пф на частоте
500 кгц. Погрешность измерения емкости
меньше 1% при коэффициенте потерь 10-2.
Реф. [Л. 62-46].
4-4-5. Приставка к куметру для авто¬
матического измерения быстроизменяю-
щейся добротности и емкости. На
рис. 4-4-15 показан основной колебательный
контур куметра, параллельно которому
подключен измеряемый образец с малыми
потерями. Если добротность и емкость об¬
разца меняются, что имеет место, например,
при нагревании образца, то вручную очень
трудно поддерживать настройку контура.
Поэтому к контуру подключен конденсатор,
вращаемый мотором. Напряжение на кон¬
туре периодически проходит через макси¬
мум, который измеряется пиковым вольт¬
метром. Это позволяет определять доброт¬
ность контура. При равномерном вращении
ротора, имеющего полукруглую форму пла¬
стин, и при должной установке С интервал
времени между положением -полного вы¬
ведения ротора и положением резонанса
пропорционален изменению емкости об¬
разца.
Измерительная часть схемы (рис.
4-4-16) генерирует импульсы в момент вы¬
веденного положения конденсатора и в мо¬
мент резонанса. Первый импульс запускает
схему триггера, а второй — выключает ее.
Прямоугольная волна триггера усредняет¬
ся, причем среднее напряжение пропорцио¬
нально изменению емкости образца.
Для создания первого (опорного)
импульса на оси мотора укреплен неболь¬
шой постоянный магнит, индуктирующий
напряжение в сигнальной катушке. Это на¬
пряжение усиливается лампой JI\a. Диод
в цепи сетки Л2 ограничивает напряжение,
появляющееся на сетке */72 так, что оно
остается положительным. Сопротивление
в катоде Л2 дает смещение порядка 2 в.
В результате с лампы Л2 поступает прямо¬
угольная волна с крутым спадом. Этот
спад дифференцируется, проходит через
развязывающий диод Лъа и выключает
правую половину триггера.
Пиковый вольтметр собран на лампах
Лъб и */78. Цепочка RC в сетке Лв& опре¬
деляет постоянную времени, но она должна
быть достаточно велика, чтобы напряжение
на сетке было близко к пиковому напря¬
жению на основном контуре.
Л ©а и Лбб работают в схемах усиления
и дифференцирования. Напряжение, появ¬
ляющееся на аноде Лбб, быстро переходит
через нуль в то время, как сеточное напря¬
жение Лба переходит через максимальное
значение. Лд и ее сеточная схема усиливают
и ограничивают сигнал снизу и сверху, как
это описано для Л2. Поэтому сигнал на ано¬
де Лд имеет форму прямоугольной волны
с быстрым нарастанием переднего фронта.
Этот фронт дифференцируется, обращается
лампой Л16, проходит через развязы¬
вающий диод «/73б и выключает JIASl. На¬
пряжения, появляющиеся на каждой сетке,
представляют собой прямоугольные волны
постоянной амплитуды; ширина их меняется
•пропорционально изменениям емкости
образца. Эти прямоугольные волны усред¬
няются фильтром tRC и подаются на сетки
Ль- Когда емкость образца такова, что ре¬
зонанс получается при полностью введен¬
ном Сл, регулятор нуля С может быть от¬
регулирован так, чтобы между анодами Ль
напряжение равнялось нулю. При после¬
дующем возрастании емкости образца на¬
пряжение между анодами Л5 увеличивается
прямо пропорционально емкости.
При скорости мотора 60 об/сек можно
наблюдать изменения параметров образца
с постоянной времени 0,3 сек и больше.
Реф. [Л. 60-3].
112
Рис. 4-4-16. Принципиальная схема приставки к куметру для автоматического измере¬
ния быстро изменяющейся добротности и емкости.
Рис. 4-4-17. Блок-схема установки для автоматического измере¬
ния емкости и угла потерь конденсаторов при изменении темпера¬
туры.
/ — мост для измерения емкости; 2 — генератор; 3— усилитель; 4 — дискри¬
минатор шкалы коэффициента потерь; 5 — дискриминатор шкалы емкости;
6 — корректирующий фазовращатель; 7 — интегратор и усилитель; 8 — само¬
писцы; 9 — сервомоторы.
8—1719
4-4-6. Автоматическое измерение емко¬
сти и угла потерь конденсаторов при изме¬
нении температуры. Сервосистема автома¬
тически поддерживает баланс моста
(рис. 4-4-17). Сервомоторы управляют
шкалами установки 'баланса моста и вра¬
щают оси потенциометров, подающих на
самописец напряжения, пропорциональные
положениям шкалы емкости и шкалы коэф¬
фициента потерь. Концевые выключатели,
приводимые в действие шкалой коэффи¬
циента потерь, продвигают суммирующий
переключатель с помощью реле. На дру¬
гую ось самописцев подается напряжение
термопары или (напряжение, пропорциональ¬
ное времени.
Мост питается генератором и при раз¬
балансе создает сигнал ошибки. Сигнал
ошибки имеет две компоненты, сдвинутые
на 90°, знак которых зависит от 'направле¬
ния разбаланса двух шкал моста. Дискри¬
минатор коэффициента потерь учитывает
компоненту, находящуюся в фазе (или про-
тивофазе) относительно олор-ного сигнала
и возбуждает сервомотор шкалы коэффи¬
циента потерь, с помощью которой вновь
устанавливается баланс моста.
Опорный сигнал (сдвинутый на 90°)
подается также на дискриминатор емкости.
Последний при этом учитывает квадратур¬
ные компоненты сигнала ошибки и соответ¬
ствующий сервомотор восстанавливает ба¬
ланс шкалы емкости. Устройство рассчита¬
но на работу при частотах 1 и 10 кгц\ оно
применялось для исследования образцов
титаната бария. Реф. (Л. 60-43].
4-4-7. Другие методы и устройства.
Прецизионные измерения
емкости, индуктивности и постоянной вре¬
мени, см., например, [JI. 56-4].
Измеритель емкости с печатающим
устройством; прибор работает на ча¬
стотах 120 и 1000 гц и измеряет емкости от
0,01 пф до <1 000 мкф с точностью 1%. Вре¬
мя измерения и печатания не превышает
1 сек [Л. 62-44].
ГЛАВА 5
ИЗМЕРЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТА СТОЯЧЕЙ ВОЛНЫ,
КОЭФФИЦИЕНТА ОТРАЖЕНИЯ И ПОЛНОГО
СОПРОТИВЛЕНИЯ НА С. В. Ч.
5-1. МЕТОДЫ ЗОНДИРОВАНИЯ
РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ПОЛЯ
5-1-1. Обзор методов зондирования.
Метод подвижного зонда (измеритель¬
ной линии). Измерительной линией назы¬
вают отрезок (коаксиальной или волновод¬
ной) линии передачи между двумя соеди¬
нителями, присоединяемыми к генератору
<и к испытуемому устройству, распределе¬
ние напряжения, тока или поля в котором
можно определить с помощью зонда. При¬
мер схемы устройства измерительной ли¬
нии показан на рис. 5-1-1.
Порядок измерения в общем случае
таков:
1. Конец измерительной линии замы¬
кают накоротко. Распределение напряжения
имеет форму коммутированной (однополяр¬
ной) синусоиды.
2. Устанавливают зонд в удобно рас¬
положенной нулевой точке распределения
и отмечают его положение по шкале. Эта
точка расположена на расстоянии пА/2 от
конца линии, где п — целое число, а А —
длина волны в линии; точка называется
опорной и на /Круговой диаграмме соответ¬
ствует короткому замыканию линии. Рас¬
стояние между двумя соседними нулевыми
точками равно Л/2.
3. Заменяют короткозамыкатель испы¬
туемым устройством. В распределении по¬
являются максимумы и минимумы
конечной величины; в общем слу¬
чае минимумы сдвинуты относи¬
тельно положения прежних нуле¬
вых точек.
4. (Передвигают зонд в поло¬
жение минимума, ближайшего-
к нулевой точке, и определяют
сдвиг А1.
5. Сделав отсчет амплитуды,
•в минимуме, 'Сдвигают зонд на
Л/4 и измеряют амплитуду в ма¬
ксимуме. Отношение амплитуд
дает величины: коэффициента бе¬
гущей волны (к. б. в.)
Рис. 5-1-1. Схема устройства измерительной линии.
1 — короткозамыкатель; 2 — резонатор; 3 — зонд; 4 — щель;
5 — соединитель.
114
Рис. 5-1-2. Сжимная линия
а — схема включения; б — устрой-
коэффидиента стоячей волны (к. с. в.)
, Uмакс 1
Uмин ТП 7
модуля коэффициента отражения (к. о.)
IЛ = (1 - m)l(\ +m) = (k -\)l(k + 1)
и фазового угла к. о.
из которых видно, что, изменяя размер ши¬
рокой стенки а, можно изменять v$ и А,
а следовательно, и фазу к. о. Уменьшение а
ведет к увеличению Уф и А.
Схему включения и устройство сжим-
ной линии поясняет рис. 5-1-2. В широких
стейках отрезка волновода делают проре¬
зи, сжимаемые при давлении на узкие стен¬
ки. Для увеличения эффективности сжатия
средняя часть широкой стенки делается
уже, чем концы. С помощью сжимной ли¬
нии удобно определять лишь величину
к. с. в.
Метод длинной линии и качания ча¬
стоты. На рис. 5-1 -3 показана схема
устройства, основанного на принципе изме¬
нения фазы к. о. соответствующим измене¬
нием частоты. Зонд установлен неподвижно
в начале достаточно длинной линии, .нагру¬
женной исследуемым сопротивлением. На
Рис. 5-1-3. Схема измерения к. о. ме¬
тодом длинной линии с качанием
частоты.
экране э. л. о. видно распределение ампли¬
туд при изменении частоты генератора.
Коэффициент бегущей волны .и к. о. полу¬
чают из отношения -минимума <к «максимуму
с учетом нелинейности характеристики де¬
тектора и сдвига минимума относительно
опорного положения.
Этот метод не позволяет сделать выво¬
да о поведении данного полного сопротив¬
ления на .некоторой определенной частоте,
а позволяет определить лишь среднее зна¬
чение в небольшом диапазоне частот.
Зависимость между изменением часто¬
ты и соответствующим изменением фазы
'к. о. определяется равенством
f-Mrsr-
из которого видно, что при мальих изме¬
нениях частоты длина линии должна быть
очень большой. Поэтому метод практически
применим только для быстрых ориентиро¬
вочных измерений полных сопротивлений,
не зависящих резко от частоты.
Метод поворотного чисто индуктивно¬
го зонда. Передвигаемый вдоль щели изме¬
рительной линии емкостный зонд может
быть заменен поворотным чисто индуктив¬
ным зондом, имеющим вид петли с компен¬
сационным полувитком. Пример конструк¬
ции такого зонда показан на рис. 5-1-4 для
прямоугольного волновода (волна типа
Hi0). Зонд вводится в волновод в точке,
где магнитное поле имеет круговую поля¬
ризацию, что соответствует соблюдению
равенства
х 1 \
—arcsin^.
Амплитуда напряжения зонда
U =%= 11 + />_;2(Рг+<р) |
зависит от угла поворота зонда ср так же,
как она зависела бы от расстояния сдвига
зонда z в щелевой измерительной линии;
это дает возможность определить к. б. в.
При этом фиг связаны между собой ра¬
венством
<р А
г = л аГ± ПТ'-
Фазовый угол к. о. определяется из фор¬
мулы
Я|) = 2фм ин + Jt,
115
6. Наносят точку т, Л//Л на круговую
диаграмму и отсчитывают нормированную
величину полного сопротивления или про¬
водимости.
Метод сжимной линии. В прямоуголь¬
ном волноводе, возбуждаемом колебания¬
ми типа Яш, фазовая скорость и длина
волны определяются выражениями:
Рис. 5-1-4. Поворотный чисто индуктивный зонд в прямо¬
угольном волноводе.
я — конструкция; б — к определению напряженности магнитного
поля.
где <рМин — угол .поворота зонда при мини¬
муме амплитуды.
Чисто индуктивный зонд может приме¬
няться 'и 'в круглом волноводе; при этом
он должен быть введен в определенной точ¬
ке окружности волновода.
При данном методе визуальная
индикация распределения поля
легко осуществляется вращением зонда
с помощью мотора, 'Синхронизированного
с разверткой осциллоскопа, к которому
подведено выходное напряжение зонда.
Подробнее ом. [Л. 63-101, 61-2].
Визуальная индикация с помощью че¬
тырех зондов. Визуальная индикация рас¬
пределения 'амплитуд 'в измерительной ли¬
нии .может быть получена с помощью четы¬
рех неподвижных зондов, отстоящих один
от другого на Х/8. При этом :пр,и работе на
фиксированной волне исключаются ошибки
измерения, связанные с подвижностью зон¬
да и наличием длинной щели. Конструкция
может допускать перестройку линии на
другую волну передвижением зондов, но
Фтмеченные преимущества при этом в зна^
чительной мере теряются. Напряжение зон¬
дов выпрямляется квадратичными детекто¬
рами (попарно одинаковыми) и подводится
к отклоняющим пластинам э. л. т., как по-
жазано на рас. 5-1-5.
Из выражений для напряжений на от¬
клоняющих пластинах
UX^Uпад^отр COS ф;
Uу ^ д Uq тр sin <Р,
видно, что если падающая волна не изме-
зяется, то длина радиус-вектора на экране
э. л. т., получающегося при сложении Ux
я UVt пропорциональна отраженной волне и
модулю к. о. |Г|. Угол меж¬
ду этим радиус-вектором и
положительным направлени¬
ем оси х равен фазе к. о.
в точке зонда 1. (Погреш¬
ность измерения методом
четырех зондов на децимет¬
ровых и метровых волнах
не превышает 5%. Подроб¬
нее в ГЛ. 61-2, 62-1101,
63-104]. Прим. ред.)
Эамена двух емкостных
зондов в подобном устрой¬
стве чисто индуктивными
позволяет [Л. 63-101] про¬
изводить измерения в диа¬
пазоне частот, не прибегая
к передвижению зондов (но
•с усложнением круговой
диаграммы, по которой про¬
изводится отсчет). Однако
это возможно только в слу¬
чае коаксиальной линии и
невозможно в случае вол¬
новодной линии.
Возможно, кроме того,
значительно уменьшить дли¬
ну волноводной измеритель¬
ной линии, расположив че¬
тыре чисто индуктивных зон¬
да в одной плоскости попе¬
речного сечения и повернув
их под углом 45° один относительно дру¬
гого. ('Подробнее в [Л. 61-2].
Резонансный метод Чипмана. Входное
полное сопротивление волноводной линии
можно определить по изменению резонанс¬
ной частоты и затухания резонатора, к ко¬
торому присоединена эта линия. Резонатор
возбуждается генератором с помощью зон¬
да (рис. '5-1-6). Часть резонатора, располо¬
женную левее плоскости 1, можно мыслен¬
но заменить эквивалентной цепью, состоя¬
щей из источника U с внутренним сопро¬
тивлением Za. При правильном выборе .по¬
ложения плоскости это сопротивление Za=
= mZB равно искомому эквивалентному со¬
противлению нагрузки (т означает к. б. в.
в линии). Если теперь изменять расстояние
Рис. 5-1-5. Измерение к. о. методом четы¬
рех зондов с осциллоскопической инди¬
кацией.
116
Рис. 5-1-6. Резонансный метод Чип-
м а н а.
а — схема устройства; б — эквивалентная
схема.
между плоскостью 1 и поршнем, то в точке
1 будет иметь место чисто реактивное со¬
противление, колеблющееся от к. з. до х. х.
При отсутствии потерь в резонаторе и
поршне минимум тока в индикаторе насту¬
пает при
/= (2/1—4) А/4,
он равен:
^МИН= UJZ в.
При сдвиге поршня на А/4
/=лА/2
и максимум тока
I макс = UftTlZz.
Следовательно, к. б. в. определяется отно¬
шением / мин/^макс*
Для определения величины А//А изме¬
ряют полную длину резонатора /о+/ и вы¬
читают из нее величину /, .найденную по
максимуму тока. Действительное положе¬
ние конца линии, как и при других мето¬
дах, проверяется путем короткого замыка¬
ния конца линии. Главным преимуществом
этого метода является отсутствие щели для
движения зонда. Недостатками, проявляю¬
щимися особенно при измерении малых
к. б. в., являются потери в контактах порш¬
ня и необходимость достаточно сильной
связи с генератором и индикатором; по
этим причинам даже при к. з. наблюдаемая
величина т может быть больше нуля. При
уменьшении связей приходится применять,
сравнительно с другими методами, большую ч
мощность генератора и более чувствитель¬
ный индикатор.
Измерение малых к. б. в. по ширине
узла напряжения. При т<0,1 определение
его величины как отношения минимальной
Рис. 5-1-7. Зависимость к. б. в. от
относительной ширины узла на¬
пряжения При Ux—'Umujl V 2
амплитуды .к максимальной становится не¬
точным. В этом -случае определяют т по
ширине узла напряжения. Если ширина
узла Да: измерена на уровне £/х=
Uмин У2 , то
Ах
sinrc -д—
т == —
/Ах
1 +sin*n-^-
Эта формула представлена графически на
рис. 5-1-7.
При очень малых к. б. в. уравнение
упрощается и принимает вид:
Ах
т ^ п -д— •
Однако при очень малых к. б. в. измерение
Ах может оказаться затруднительным.-.В
этих случаях^ £/х/£/Мин выбирают равным,
например, УЪ или У10 и пользуются при¬
ближенным равенством
Ах I
При измерении малых к. б. в. потери
в линии могут приводить к значительным
ошибкам. Потери сказываются в том, .на¬
пример, что амплитуды в минимуме при ко¬
ротком замыкании конца линии не равнш
нулю. Пер. [Л. 61-2].
5-1-2. Измерение и осциллоскопическая
индикация малых к. о. (методом трех бо¬
лометров). На рис. 5-1-8 показана блок-
схема устройства, применяемого для изме¬
рения величины и фазы о. с прямым
визуальным отсчетом результата на экране
э. л. т. Первоначально устройство было
разработано для диапазона частот от 5,9
до 7 Ггц и приводимые .ниже данные от¬
носятся к этому диапазону.
Предположим, что в однородной линии
передачи без потерь имеются три равноот¬
стоящих слабо связанных зонда Л, В к С.
После квадратичного детектирования вы¬
ходные напряжения зондов равны:
l/B = fc[l + |r|2 + 2|r|cos$];
UA=k[ 1 + |Г|* + 2IЛcos (Ф + 2 ®)Ъ
Uc = к [1 + | Л2 + 2 |Г| cos (4 — 29)],
117
Рис. 5-1-8. Блок-схема устройства для измерения малых к. о. методом трех
болометров.
/ — подвижной короткозамыкатель; 2 — подвижная согласованная нагрузка; 3 — подклю¬
чение объекта; 4 — измерительная секция; 5 — болометр; 6 — изолятор; 7 — усилитель’Л;
8 — усилитель В; 9усилитель С; 10 — комбинационные трансформаторы; И — усили¬
тель; 12 — детектор и фильтр н. ч.; 13 — аттенюатор; 14 — детектор; 15 — направленный
ответвитель; 16 — клистронный генератор; 17 — генератор 525 гц; 18 — модулятор (прямо¬
угольная ©одна); 19 — блок питания.
где 0=2я//А; |Г| и я]) —модуль и фаза
комплексного к. о. в точке В, Г=
= |Г| ,cos 'ф+ЛЛ sin “ф; k — константа, за¬
висящая от амплитуды падающей волны и
характеристик зонда и детектора; / — раз¬
нос зондов.
Можно показать, что
иС~иА
lrlsln*=T№er;
1 Г ис + ил 1
I Г| cosф = 4£gin,e [ив — 2 J ’
откуда следует, что <из (выходных напря¬
жений трех зондов могут быть получены
отклоняющие напряжения, нужные для
прямого отсчета к. о. на экране э. л. т. Да¬
лее видно, что выбор величиньи 0, опреде¬
ляемой разносом зондов, некритичен; угол
0 не должен лишь быть кратным 90°.
Колебания отношения сигнал/шум <по
диапазону могут ограничивать рабочий
диапазон устройства, поэтому в приборе
имеются отдельные усилители в каналах
зондов, с помощью которых выравнивается
чувствительность по диапазону; это обес¬
печивает возможность работы .в значитель¬
ном диапазоне при фиксированном разносе
зондов. ,
После комбинационных трансформато¬
ров, вырабатывающих напряжения соот¬
ветственно предыдущим формулам, сигнал
поступает на два фазовых детектора и да¬
лее на регулируемые усилители -сигналов
вертикального и горизонтального откло¬
нений. Опорные сигналы для фазовых де¬
текторов поступают от модулятора источ¬
ника колебаний в. ч. (Схемы усилителей,
комбинационных трансформаторов и
индикаторного устройства приведены
в [Л. 62-34].)
Регулировка усилителей перед измере¬
нием (Производится путем присоединения
к выходу измерительной секции контроль¬
ной согласованной нагрузки или .подвижно¬
го короткозамыкателя. В (первом случае
нулевое отклонение луча достигается регу¬
лировкой трех усилителей болометров (по
усилению и фазе), .а ,во втором случае
совпадение следа луча с единичной окруж¬
ностью получают регулировкой усилителей
отклонений.
Прибор показывает значение к. о. в
плоскости среднего болометра, а обычно
интерес представляет к. о. в плоскости при¬
соединения испытуемого объекта.' Необхо¬
димая поправка вводится устройством по¬
воротного планшета, который устанавли¬
вается должным образом при регулировке
с коротким замыканием.
Качество контрольной согласованной
нагрузки проверяется ее сдвигом.
При выборе детектора из трех вариан¬
тов: полупроводниковый диод, термистор и
болометр, .предпочтение было дано послед¬
нему, но для повышения чувствительности
была создана специальная конструкция его
установки на волноводе (рис. 5-1-9). Бо¬
лометр представляет собой волластонову
нить диаметром около 10 мк\ против отвер¬
стия серебро вытравлено; сопротивление
болометра при токе 5 ма равно 50—60 ом.
Эмпирическая характеристика болометра:
(R—i?0)=7,8 Р°*87. 0 выбран равным 60°.
Ослабление связи — около 40 дб. На
рис. 5-1-10 показано размещение отверстий
на стенке волновода.
118
Рис. 5-1-9. Болометр над отверстием
в стенке волновода.
1 — ввод постоянного тока; 2 — нить боломет¬
ра; 3 — волновод; 4 — слюда; 5 — отверстие;
6 — печатный проводник.'
Имеются три источника ошибок. Наи¬
большую погрешность может создавать не¬
согласованность контрольной оконечной на¬
грузки. Даже при небольшой 'разнице раз¬
меров волноводов (например, 25 мк) к. о.
может достигать 0,0015. Второй источник
ошибок — нестабильность усилителей; она
может создавать погрешность порядка
0,001. Такую же {погрешность может созда¬
вать третий источник ошибок — шумы де¬
текторов. Поэтому общая ошибка измере¬
ния малых к. о. достигает 0,0025; эта циф¬
ра сравнима с ошибкой обычных измери¬
тельных линий высокого качества. Э. л. т.
вносит в измерение свои ошибки, которые
зависят от положения пятна на экране.
Чувствительность э. л. т. может колебать¬
ся на 2—3% гго радиусу; кроме того,
ошибка в ортогональности отклоняющих
систем может достигать 1 % и чувствитель¬
ность по диагонали может быть больше
чувствительности по осям примерно на 1%.
При измерении :к. о., близких к едини¬
це, наибольшую ошибку создают обычно
отражения от элементов, находящихся пе¬
ред измерительной секцией. Если не при¬
няты . специальные меры к согласованию,
то эти отражения могут* вызывать ошибки
до ±5%.
Входная мощность колебаний в. ч.
в положении наибольшей 'чувствительности
(ограниченной шумами) равна около Юмвт.
Пользуясь плавной регулировкой чувстви¬
тельности, можно снизить этот уровень
мощности еще на 14 дб.
Шкалу к. о. на экране э. л. т. можно
изменять семью ступенями, от 1 до 0,02
,при .полном отклонении.
Дальнейшее снижение уровня мощно¬
сти на 17 дб можно получить, отрегули¬
ровав систему так, чтобы на шкале, нор¬
мально соответствующей к. о. 0,02, полу¬
чить полное отклонение при к. о. 1. В этом
случае можно измерять к. о. видеодетектр-
ров при низком уровне мощности.
Измерительные секции волноводов
с тремя болометрами могут применяться в
различных участках диапазона от 2 до
Рис. 5-1-10. Измерительная секция
без болометров.
1 — центральное отверстие на противопо¬
ложной стороне; 2 —■ толщина стенки вол¬
новода уменьшена до 0,2 мм.
20 Ггц; на более низкйх частотах рекомен¬
дуется применять отрезки линий желобча¬
того типа с колебаниями типа ТЕМ
(рис. 5-1-11).
Для измерения к. о. объекта в полосе
частот, особенно во время отладки, целе¬
сообразно применить панорамное устройство
с качанием 'частоты. Однако при этом по¬
являются дополнительные ошибки, связан¬
ные:
1) с изменением реактивной проводи¬
мости зонда с частотой;
2) с разностью частотных характери¬
стик трех зондов;
3) с изменением мощности генератора
и чувствительности детектора по диапазону;
4) с изменением электрического разноса
зондов по диапазону.
Кроме того, при качании частоты изо¬
бражение к. о. на экране э. л. т. будет рас¬
плывчатым. из-за изменения электрического
разноса между центральным зондом и не¬
однородностью в объекте. На рис. 5-1-12
показана схема, с помощью которой пред¬
полагается устранить это явление. Посту¬
пающая от генератора мощность делится
двойным тройником между плечами Л и
В, ведущими к объекту и к подвижному
короткозамыкателю. Отраженные волны по-
Рис. 5-1-11. Зонд в отрезке линии же¬
лобчатого типа с колебаниями типа
ТЕМ.. Болометры включены последо¬
вательно для модуляционной частоты
и параллельно на землю для высо¬
кой частоты.
1 — ввод постоянного тока; 2 — замыкание
в. ч.; 3 — емкостный зонд.
119
Рис. 5-1-12. Схема получения подвижной опорной пло¬
скости.
1 — генератор; 2 — изолятор; 3 — двойной тройник; 4 — согласо¬
ванная нагрузка; 5 — амплитуда /; 6 — объект измерения; 7 —
подвижной короткозамыкатель; 8 — направленные ответвители,
потери связи L [дб]\ 9 — согласованная нагрузка; 10 — измери¬
тельная секция с тремя зондами; И — усилители и индикатор.
ступают через направленные ответвители
в измерительный отрезок волновода с тре¬
мя зондами. Установкой короткозамыкате-
ля виртуальная опорная плоскость создает¬
ся в любом положении относительно объек¬
та. Устройство правильно действует при
условиях, что плечи А и В хорошо изоли¬
рованы, направленные ответвители имеют
хорошую широкополосную направленность
при потерях связи не менее 20 дб и что
мощность генератора достаточна при этих
условиях. Реф. [Л. 62-34].
5-1-3. Измерение и осциллоскопическая
индикация к. о. методом четырех индуктив¬
ных зондов в одном поперечном сечении
описано в [Л. 61-23]. Анализ погрешностей
различных четырехзондовых методов изме¬
рения к. о. приводит к следующим выводам.
При коаксиальных линиях це¬
лесообразно применение двух пар
зондов (емкостной и индуктивной).
В случае волноводов следует делать
выбор, принимая во внимание сле¬
дующее: 1) при четырех емкостных
зондах, расположенных вдоль ли¬
нии, получается небольшая погреш¬
ность при малом рассогласовании;
недостатком является значительная
длина линии и относительно боль¬
шая погрешность при к. о., боль¬
шем 0,5; 2) при четырех индуктив¬
ных зондах в одном поперечном се¬
чении получается небольшая погреш¬
ность при к. о., большем 0,5, и ма¬
лая длина линии; недостатком яв¬
ляется относительно большая по¬
грешность при малом рассогласо¬
вании.
Применение двух пар зондов
в случае волновода, по-видимому,
нецелесообразно. Реф. (Л. 62-48].
5-1-4. Измерение к. о. кристалли¬
ческих детекторов 3-см диапазона
волн с осциллоскопической индика¬
цией на круговой диаграмме. Устрой¬
ство работает по методу четырех
зондов (аналогично устройству, опи¬
санному в 5-1-1), на волне 3,2 см
и при входной мощности от 5 до
650 мет. Сигналы от четырех зон¬
дов поступают в два усилителя
разностных напряжений, далее в
120
Рис. 5-1-13. К измерению малых к. о. с помощью^
несогласованной скользящей нагрузки (расширен¬
ная центральная часть круговой диаграммы).
1 — геометрическое место; 2 — активная составляющая;.
3 — отрицательная реактивная составляющая; 4 — поло¬
жительная реактивная составляющая. Точка С лежит
посередине между точками А и В.
4-канальный фазочувствитель¬
ный сумматор и на отклоняю¬
щие пластины э. л. т., на экран
которой наложена сетка кру¬
говой диаграммы. Реф. [Л.
57-7].
5-1-5. Измерение малых
к. о. с помощью несогласован¬
ной скользящей нагрузки. Ис¬
пытуемый отрезок неоднород¬
ной линии включен между
двумя однородными линиями*
одна из которых является из¬
мерительной линией, а дру¬
гая — скользящей нагрузкой.
Коэффициент стоячей волны k
измеряется для четырех поло¬
жений скользящей нагрузки
в пределах половины длины
волны. В каждом случае из¬
меряется расстояние между первым ми¬
нимумом кривой к. с. в. и входным
концом неоднородной линии; отсюда
определяется фазовый угол 0. k и в
наносятся на круговую диаграмму. Геомет¬
рическое место для четырех положений
скользящей нагрузки является окружностью
(рис. 5-1-13). Центр этой окружности рас¬
положен не в центре диаграммы, как в слу¬
чае однородной линии, но в некоторой
точке С, представляющей нормированное
входное сопротивление Z/ZB неоднородно»
линии. Соотношение между Z, k и 0 дается-
формулой
Z/ZB = (R/Zb) ± (Д/Zb) =£0ехр (/0о),
где k0 и 0О — полярные координаты точки*
где Ро — располагаемая мощность при со¬
гласованном источнике и согласованной
нагрузке; kx и k2 — к. с. в. генератора
и нагрузки соответственно. Если теперь
фазовращатель отрегулировать на минн-
мальное показание детектора, то мощность,
подаваемая в детекторную головку, равна
Рис. 5-1-14. Блок-схема измерителя
к. с. в. с ферритовым фазовращателем.
1 — генератор в. ч., модулированный по ампли¬
туде; 2 — согласующий трансформатор; 3 —
головка зонда; 4 — ферритовый фазовраща¬
тель; 5 — элемент волноводного тракта, подле¬
жащий настройке или проверке; 6 — усилитель
вертикального отклонения; 7 — генератор пи¬
лообразного тока; 8 — генератор синхронизи¬
рующих импульсов; 9 — осциллоскоп.
где /макс и /мин —токи детектора, соот¬
ветствующие Рмакс И Рмин.
Если сделать так, чтобы k\ был очень
велик по сравнению с &2, то
и k2 примерно равен корню квадратному
из отношения токов детектора. Коэффи¬
циент стоячей волны генератора k\ можно
сделать очень большим введением соот¬
ветствующей неоднородности в волновод
между генератором и фазовращателем.
Усовершенствованный метод (рис. 5-1-15,6)
отличается тем, что к выходу генератора
подключается калиброванный аттенюатор.
Фазовращателем устанавливаются макси¬
мальная и минимальная передачи мощно¬
сти в детектор, а с помощью аттенюатора
устанавливается одинаковый выход детек¬
тора при обеих установках фазовращате¬
ля. Можно показать, что отношение ма-
Рис. 5-1-15. Измерение к. с. в. с применением умышлен¬
ного рассогласования.
а — с помощью фазовращателя (метод Либермана); б —
с помощью калиброванного аттенюатора; 1 — генератор; 2 —
умышленная неоднородность; 3 — фазовращатель; 4 — рассогла¬
сованная нагрузка; 5 — индикатор; 6 — калиброванный аттенюа¬
тор; 7 — развязка; 8 — усилитель.
121
С. Модуль к. о. Г0 неоднородной линии
определяется из равенства
и к. о. равен:
Описанный метод использовался для
измерений малых к. о. порядка 0,005, со¬
здаваемых волноводным переходом, изго¬
товленным электроформовкой. При этом
применялась скользящая нагрузка с к. с. в.
около 1,5. Реф. [Л. 60-29].
5-1-6. Измерение к. с. в. с осциллоско-
пической индикацией (с использованием
ферритового фазовращателя). Если заме¬
нить в схеме измерения к. с. в. [Л. .58-107]
диэлектрический фазовращатель феррито¬
вым и питать его катушку пилообразным
током (|рис. 5-1-14), то обеспечивается пе¬
ремещение картины поля относительно
неподвижного зонда. Если, далее, на вер¬
тикальные пластины осциллоскопа (рабо¬
тающего в режиме внешней синхрониза¬
ции) подать усиленный сигнал с зонда, то
на экране появится картина распределения
поля и по специальной шкале можно опре¬
делить величину к. с. в. Извл. из
[Л. 61-117]. Аналогичное измерительное
устройство описано в [Л. 02-51].
5-1-7. Измерение к. с. в. при малой
входной мощности с помощью фазовраща¬
теля. В [Л. 57-103] показано, что при пита¬
нии рассогласованной нагрузки, содержа¬
щей полупроводниковый диод, от умыш¬
ленно рассогласованного источника через
удлинительную линию (или фазовраща¬
тель) (рис. 5-1-15,а) справедливо следую¬
щее. При удлинителе, отрегулированном
так, чтобы показание индикатора было ма¬
ксимальным, мощность в нагрузке равна
Отношение этих двух мощностей равно
и если детектор идеально квадратичен, то
Рис. 5-1-16. Измерение к. с. в. с помощью
фазовращателя с осциллоскопической
индикацией в виде четверного эллипса.
ксимальной и минимальной мощности
равно
Рвзс.макс / 1 k\k^ п
Рвх.мин ^ k\ k>2 у ^ 2
при \ki > k2.
Это отношение определяется непосред¬
ственно по отсчетам аттенюатора для двух
указанных условий. ,Во избежание нару¬
шения калибровки аттенюатора необходи¬
мо включать развязку перед рассогласую-
щей неоднородностью. Реф. [Л. 60-23].
5-1-8. Измерение к. с. в. с помощью
фазовращателя (с осциллоскопической ин¬
дикацией в виде четверного эллипса).
Схема измерительного устройства пред¬
ставлена на рис. 6-1-16. В прямоугольном
волноводе 1 помещены зонд детектора 2
и фазовращатель, выполненный в виде
вращающейся полистироловой пластинки 5,
укрепленной при помощи небольших сталь¬
ных осей в агатовых подшипниках 8. Под¬
шипники вклеены в диэлектрические дер¬
жатели 9. Вращение пластинки произво¬
дится подачей струи воздуха в волновод
от воздуходувки 7 через патрубок 5. Сиг¬
нал с выхода детектора поступает на ба¬
лансный смеситель и усилитель 4 и далее
одновременно на вертикальные и горизон¬
тальные пластины осциллоскопа 6.
Размеры и конфигурация полистироло¬
вой пластинки выбраны так, чтобы при ее
©ращении фазовый сдвиг к. о. от нагрузки
приведенного к зонду детектора изменялся
больше чем на 180°. При выполнении это¬
го условия стоячая волна в волноводе пе¬
ремещается так, что при повороте пластин¬
ки на четверть оборота мимо зонда детек¬
тора всегда переместятся хотя бы один
узел и пучность волны. Коэффициенты от¬
ражения от пластинки и ее креплений
должны быть малы во всем рабочем диа¬
пазоне частот.
На экране осциллоскопа образуются
в общем случае четыре вписанных Jpyr в
друга эллипса. При этом к. с. в.= V'a/b, где
а — большая ось внешнего эллипса, а
b — большая ось внутреннего эллипса. Ча¬
стотная зависимость рассогласований опре¬
деляется с точностью ± 10%. Извл. из
[Л. 61-122].
5-1-9. Измерение к. с. в. соединителей
коаксиальных линий и кабелей. Обычно
при измерениях с помощью измерительной
линии или моста полного сопротивления
определяется общий к. с. ib., обусловлен¬
ный испытуемым элементом и его соеди¬
нителем. Если .требуется знать к. с. в.
двухполюсника без соединительной пары,
применяют другие методы измерения. По
одному из методов вынимаются опорные
шайбы на выходе измерительной линии
и на входе измеряемого элемента и изме¬
ряемый элемент присоединяется к выход¬
ному концу измерительной линии так, что¬
бы был обеспечен стык как внутреннего,
так и внешнего проводников без опор. Так
поступают, например, при измерении к. с. в.
внутренней нагрузки коаксиального на¬
правленного ответвителя или двойного
тройника.
По другому методу двухполюсник при¬
соединяется к измерительной линии с по¬
мощью соединителя, но так, что остальная
часть двухполюсника может перемещаться
вдоль линии. Скользящая нагрузка пере¬
двигается так, чтобы получить максималь¬
ное и минимальное значения к. с. в. в из¬
мерительной линии. При этом максималь¬
ный к. с. в. является произведением к. с. в.
измеряемого элемента (скользящей нагруз¬
ки) и соединительной пары, а минималь¬
ный к. с. в. является их отношением.
«По этим данным и известному сдвигу
положения минимума в измерительной ли¬
нии при максимальном и минимальном
к. с. в. возможно вычислить к. с. в. изме¬
ряемого элемента. Если положение мини¬
мума сдвигается на четверть волны при
переходе от измерения максимального
к. с. в. к измерению минимального к. с. в.,
то к. с. в. измеряемого элемента больше,
чем к. с. в. соединительной пары. Форму¬
лы для этих вычислений имеют вид:
при смещении минимума на четверть
волны
== "\f ^макс^мин!
V «мин
лри отсутствии смещения
, т / ^макс •
£э= V и ’
У «мин
kc == V^макс^мин ,
где 1&э — к. с. в. одного элемента без со¬
единителей; \kc — к. с. в. соединительной
пары; кмакс — максимальный к. с. в.
и !&мин — минимальный к. с. в. при пере¬
движении измеряемого элемента.
По третьему методу используется гра¬
фический анализ для получения к. о. на¬
грузки, рассматриваемой через соедини¬
тель (1см. § i5-2).
Измерение к. с. в. соединительной
пары между двумя жесткими линиями.
За соединителем включается скользящая
нагрузка с к. с. в. средней величины и из¬
мерение выполняется, как изложено выше.
122
Скользящая нагрузка может быть заменена
'калиброванным передвижным k короткоза-
мыкателем. Для вычисления вносимого
к. с. в. соединительной пары можно вос¬
пользоваться и графическим методом.
Еще один метод измерения соедини¬
тельной пары между жесткими воздушны¬
ми линиями показан на рис. 5-1-17,а. Про¬
цесс измерения заключается в подстройке
согласующего устройства до тех пор, пока
линия № 2 не покажет согласования.
Тогда измерительная линия № 1 покажет
к. с. в. соединительной пары.
Несколько сложнее измерение вноси¬
мого к. с. в. соединительной пары между
жесткой линией и кабелем. Для этого
используются методы вариации частоты
(рис. 5-‘1-17,б) и скользящего короткоза-
мыкателя (рис. 5-1-17,в).
Метод вариации -частоты используется
для измерения k\ -и k2i т. е. к. с. в. двух
соединительных пар между жесткой линией
и кабелем. Фактически метод является бо¬
лее общим .и ku и k2 «могут относиться
к .переходу с коаксиала на полосковую ли¬
нию или k2 может быть .некоторой -оконеч¬
ной нагрузкой, к. с. в. которой желательно
знать. Линия должна иметь электрическую
длину в 50 раз большую, чем /длина двух
соединителей, и затухание меньше 3 дб.
Процесс измерения заключается в ступенча¬
том изменении частоты и записи к. с. в. и
положения минимума на измерительной
линии № ,1 при согласовании, контролируе¬
мом с помощью измерительной линии № 2.
Частота изменяется достаточно для получе¬
ния максимального &Макс и 'минимального
&мин значений к. с. в.
Если положение минимума при макси¬
мальном и минимальном к. с. в. одно и то
же, то к. с. в. соединительной пары на
измерительной линии № 1 равен:
Рис. 5-1-17. Схемы измерения к. с. в. соеди¬
нителей коаксиальных линий и кабелей.
а — метод двух измерительных линий; б — метод
вариации частоты; в — метод скользящего корот-
козамыкателя; J — измерительная линия № 1;
2 — соединительная пара; 3 — измерительная ли¬
ния № 2; 4 — согласователь; 5 — нагрузка; 6 — со¬
единитель жесткой линии; 7 — кабельный соеди¬
нитель; 8 — кабель; 9 — скользящий короткозамы-
катель.
Рассмотрим измерение по методу сколь¬
зящего короткозамыкателя. Полное сопро¬
тивление на конце кабеля вблизи короткого
замыкания — чисто реактивное; модуль к. о.
равен единице, а фаза зависит от положе¬
ния короткозамыкателя.
Коэффициент отражения на другом
конце кабеля имеет переменную фазу и мо¬
дуль меньше единицы за счет затухания
в кабеле, равного от 1 до 10 дб. Положе¬
ние короткозамыкателя регулируется до по¬
лучения максимального к. с. в. Затем корот-
козамыкателем устанавливается минималь¬
ный к. с. в. Если положения минимумов при
этом совпадают, то к. с. в. соединительной
пары между жесткой линией и кабелем
Коэффициент стоячей волны соединитель¬
ной пары на измерительной линии № 2,
измененный за счет затухания кабеля,
равен:
Истинное значение k2 получается из урав¬
нения
**-(l+A')-k'2(l-Ay
л, ( затухание кабеля, дб\
где А = antilg I - ^ .
Если положения минимумов находятся
на расстоянии Л/4, то
При этом предполагается, что фаза и
модуль к. о. соединителей не меняются при
небольших изменениях 'частоты.
Если положения минимумов отстоят
друг от друга на (к/4, то
При измерениях следует учитывать
остаточный к. с. в. измерительной линии,
достигающий иногда значения 1,04. Изме^
рение остаточного к. с. в. линии выпол¬
няется, например, тангенсным методом.
Однако короткозамыкатель не должен быть
соединен с измерительной линией с по¬
мощью соединителя, так как неоднород¬
ность последнего может войти в результат
измерения. У хороших измерительных ли¬
ний эффект наклона (равномерное падение
напряжения поля в линии из-за затухания),
неравномерность движения зонда, колеба¬
ния сечения линии и т. п. дают остаточный
к. с. в., не превышающий *1,01 (без соеди¬
нителей) .
В низкочастотной части диапазона
с. в. ч., (где измерительные линии становят¬
ся слишком громоздкими, можно приме¬
нять поворотный измеритель к. с. в. с коа¬
ксиальным двойным тройником (см. § 5-3.
Прим. ред.); его остаточный к. с. в. не
превышает 1,03. При пользовании рефлек-
123
Рис. 5-1-18. Измерительная линия 3-см
диапазона волн с настройкой двойным
тройником.
тометрами точность измерения ограничена
направленностью направленных ответвите¬
лей. Так, направленность 30 дб дает оста¬
точный к. с. в. .1,06, а 26 дб—1,12. Для
получения остаточного к. с. в. 1,02 надо
иметь направленность 40 дб. Выпускаемые
коаксиальные направленные ответвители
обычно имеют направленность (в диапа¬
зоне 25—1 ООО Мгц) до 36 дб\ на частотах
выше 4 Ггц направленность падает до
20 дб.
Дополнительное замечание.
В практических случаях часто указывается,
что к. с. (в. (например, элемента, включен¬
ного с помощью кабеля) не должен превы¬
шать определенной величины, но не упоми¬
нается, как должен измеряться к. с. в. Во
избежание ошибки в этих случаях необхо¬
димо знать к. с. в. соединительной пары
жесткой линии с кабелем, а не обычно
определяемый к. с. в. соединения жесткой
линии с жесткой линией. Реф. [Л. 61-25].
Прецизионный метод измерения к. с. в. коа¬
ксиальных соединителей, дающий возмож¬
ность измерять к. с. в. до 1,001, опи¬
сан в [Л. 61-30].
5-ЫО. Измерительная линия
с двойным тройником. Недостатком
настройки зонда одним элементом,
волноводным или коаксиальным,
является невозможность достигнуть
постоянства настройки для всех кри¬
сталлов, для разных погружений зон¬
да и в широкой полосе частот.
Лучшие результаты дает при¬
менение в качестве настраивающего
элемента двойного тройника (рис.
5-1-18). Коаксиальная линия зонда
связана с волноводом одного плеча
двойного тройника, а кристалличе¬
ский детектор помещается в развя¬
занном плече. Остальные два плеча
настраиваются поршнями. Это дает
постоянство настройки. Реф. [Л. 01н12].
5-1-11. Бесщелевая коаксиальная
измерительная линия для измерения
параметров структур с большим затуханием.
Преимущество бесщелевой линии перед ще¬
левой заключается в отсутствии отражений
от опор и щели. Особое внимание следует
«обращать на конструкцию поршня, контакт¬
ные пружины которого должны иметь бо¬
лее мягкую поверхность, чем внутренняя
поверхность линии. Генератор подключают
к неподвижному элементу связи (зонду),
а индикатор с диодом — к подвижному
(петля). .При использовании измерительного
приемника (рекомендуется смесительную го¬
ловку и гетеродин укреплять на подвижной
части, так как колебания емкости при сги¬
бании кабеля могут вызвать искажения по¬
казаний на высших частотах. Обе связи
должны быть переменными.
На рис. 5-1-19 показано устройство
измерительной линии, применяемой в диа¬
пазоне 2 000—7 000 Мгц. При допусках
диаметров внутреннего и внешнего провод¬
ников меньше 0,001 (относительная вели¬
чина) погрешность волнового сопротивления
AZb/Zb не превышает 0,003.
При замене соединителя не вносящим
неоднородности контактом в стык к. о.
в указанном диапазоне частот может быть
менее 0,002. Столь малая собственная по¬
грешность дает возможность производить
прецизионные измерения малых к. о., на¬
пример (измерения четырехполюсников мето¬
дом смещения узла.
При исследовании элементов, близких
к согласованию, отношение экстремальных
показаний индикатора при передвижении
поршня дает значение т или k. Расстояние
до минимума в щелевой измерительной ли¬
нии в этом случае соответствует расстоянию
между поршнем и измеряемым объектом
при максимальной амплитуде.
При малых затуханиях, например, при
измерении угла потерь хороших изоляторов,
применяется метод ширины узла напряже¬
ния, т. е. определяется величина А/. Доб¬
ротность измерительной линии на частоте
2 000 Мгц равна примерно 4 000, а на ча¬
стоте 7 000 Мгц — 6 500. Реф. [Л. 62-52].
5-1-12. Измерительная линия для диа¬
пазона частот 10—40 Мгц]с автоматиче-
Рис. 5-1-19. Бесщелевая коаксиальная измери¬
тельная линия; конструкция и график распределе¬
ния напряжения.
124
7
1 — направление распространения основной волны; 2 —
аксиальное направление измерения к. с. в. замедленной вол¬
ны; 3 — зажим прямой измерительной линии; 4 — зажим за¬
медленной измерительной линии; 5 — щель; 6 — лист тефло¬
на; 7 — прямая линия; 8 — тефлоновая лента; 9 — передвиж¬
ной зонд; 10 — плексиглас; 11 — зигзагообразная линия; 12 —
алюминиевая заземленная пластина. Все размеры в милли¬
метрах.
ским переключением зондов. Ос¬
новой линии является коакси¬
альный кабель (длина около
10 м), свернутый на барабане.
На кабеле укреплено 30 зондов
с детекторами, поочередно авто¬
матически подключаемых к уси¬
лителю с индикатором выхода.
[Л. 61-121].
5-1-13. Измерительная линия
с замедленной волной. Измери¬
тельная линия с замедляющей
структурой состоит из зигзагооб¬
разного провода, расположенного
над заземленной проводящей
плоскостью. Основная волна идет
вдоль зигзагообразной линии со
скоростью света, а другая гораз¬
до более медленная волна распро¬
страняется вдоль оси этой линии.
При замыкании линии на несо¬
гласованную нагрузку вдоль ли¬
нии устанавливается стоячая вол¬
на, длина которой много короче,
чем в свободном пространстве.
Отношение длины волны в
свободном пространстве Хо к дли¬
не волны по оси зигзагообразной линии Х3
называется коэффициентом замедления; он
приблизительно равен:
*0 у.- , 2L
-X7 = T4cosec Ф = Ке -р-.
(рис. 5-1-20)
Если расстояние между линией и пло¬
скостью мало по сравнению с промежут¬
ками между соседними зигзагами линии, то
волновое сопротивление зигзагообразной
линии равно:
ZB = (60//7) arc ch (2h/d)t
где в — сложная диэлектрическая постоян¬
ная материалов, окружающих про¬
водник;
h — расстояние между центром провода
и заземленной пластиной и
d — диаметр провода.
На рисунке показано схематически
устройство линии, имеющей коэффициент
замедления 8. Ее зигзагообразный провод
сделан из алюминиевого стержня толщиной
4,8 мм. Линия предназначена для измере¬
ний в диапазоне от 25 до 200 Мгц. За
пределами этого диапазона потери значи¬
тельно возрастают и остаточный к. с. в.
становится слишком большим для точных
измерений. Для расширения диапазона до
500 Мгц по другую сторону от заземленной
плоскости помещена линия с прямым стерж¬
нем и для каждой из линий предусмотрен
отдельный коаксиальный вход.
Зонд линии настраивается в диапазоне
25—1 000 Мгц, его устройство подобно на¬
строенному шлейфу, но вместо двух провод¬
ников шлейфа применены два комплекта
контуров с частично распределенными L
и С, соединенные параллельно и помещен¬
ные в алюминиевый экран. Каждый ком¬
плект состоит из катушки индуктивности,
замотанной вокруг шести сопряженных пе¬
ременных воздушных конденсаторов; изме¬
нение емкости изменяет также и индуктив¬
ность катушки, увеличивая диапазон на¬
стройки контура. Реф. [Л. 62-49].
5-1-14. Двухпроводная измерительная
линия для метровых волн. На рис. 5-1-21
показан разрез двухпроводной (симметрич¬
ной) измерительной линии. В качестве экра¬
нирующего внешнего провода и опоры для
каретки зонда служит латунная труба 3,
имеющая внутренний диаметр 48 мм и
внешний 60 мм. По всей длине трубы про¬
резана 5-мм щель, вдоль которой передви¬
гается зонд. Проводники двухпроводной
линии — латунные трубы '12/10 мм /, 2 —
крепятся к внешней трубе тефлоновыми
винтами 4, расположенными через каждые
40 см. На конце линии со стороны генера¬
тора внутренние провода крепятся прочной
шайбой из тролитула, так как в этом
Рис. 5-1-21. Разрез двух¬
проводной измерительной
линии для метровых волн.
125
Рис. 5-1-22. Конструкция зонда
двухпроводной измерительной
линии.
месте отражения не опасны. Конструкция
линии позволяет (просто осуществить юсти-
'ровку внутренних проводников в горизон¬
тальном -и вертикальном направлениях.
Влияние опор ка электрические свойства
линии пренебрежимо мало.
Во всех симметричных линиях передачи
приходится считаться с появлением -несим¬
метричных волн. Эти так называемые син¬
фазные волны возникают даже ,при неболь¬
ших нарушениях симметрии в любом месте
системы передачи и могут иметь чрезвы¬
чайно большую амплитуду при благоприят¬
ных для них резонансных условиях. Опас¬
ность особенно велика при экранированной
двухпроводной линии, в которой хорошо
распространяются волны типа применяемого
в коаксиальных линиях. Синфазные волны
возникают также при несимметрии измеряе¬
мого объекта, и их появление ведет
к ошибкам измерения. Симметричное пол¬
ное сопротивление двухполюсника может
быть измерено правильно с помощью трех¬
проводной системы только тогда, когда
третий провод (внешний) остается ней¬
тральным. Ошибок измерения этого рода
можно избежать тщательной конструкцией
•измеряемого объекта, обеспечивающей элек¬
трическую (т. е. в большинстве случаев
геометрическую) симметрию.
Однако если синфазные волны возни¬
кают за счет несимметрии перед измеряе¬
мым объектом, обьичзю из-за несимметрии
напряжения питания, то их влияние на ре¬
зультаты измерения можно устранить при¬
менением зонда, нечувствительного к син¬
фазным волнам.
Исследовались настроенные зонды,
обладающие высокой чувствительностью
и подавляющие гармоники. Однако на¬
строенные зонды трудно сделать достаточно
симметричными как при электрической, так
и при магнитной связи с линией. Лучшие
результаты дают в этом смысле ненастроен¬
ные зонды, но они обладают слишком ма¬
лой чувствительностью. Размещение выпря¬
мительного диода непосредственно в поле
высокой частоты позволило осуществить»
зонд, обладающий удовлетворительной сим¬
метрией и достаточной чувствительностью
во всем диапазоне частот линии. Конструк¬
ция зонда показана на рис. 5-1-22. Ми¬
ниатюрный германиевый диод образует
своими короткими соединительными прово¬
дами диполь, вводимый в поле в. ч. между
внутренними проводами линии, Ток диода
проходит через два симметрично располо¬
женных малогабаритных сопротивления
(Ль #2), образующих в. ч. нагрузку диода.
Высокая частота фильтруется конденсато¬
рами Си <.., С4 и сопротивлениями #з, /?4.
Низкочастотная составляющая выпрям¬
ленного напряжения в. ч. подается н.а на¬
строенный трансформатор 1 ООО гц, осущест¬
вляющий согласование с несимметричным
входом усилителя н. ч. Последний настроен
на частоту 1 ООО гц м имеет полосу 8 гц;
напряжение н. ч. порядка 0,5 мкв дает на¬
дежный отсчет.
Общая чувствительность зонда такова,
что при напряжении питания в. ч. порядка
5 10 (на нагрузке 105 ом) можно легко
обнаружить минимумы стоячих волн при
к. с. в. порядка многих сотен. Из-за широ¬
ко диапаз онносги зонда подобные измере¬
ния требуют отсутствия гармоник в пи¬
тающем линию в. ч. напряжении.
Тщательная юстировка внутренних про¬
водов и удачная ориентация зонда снижают
колебания показаний за счет непараллель-
ности движения каретки до 2%.
Основные технические данные линии
таковы: волновое сопротивление 105 ом
±0,5%; собственное затухание при 100 Мгц
равно 9 • 10_6 неп/см, а при 300 Мгц —
16 - 10—6 неп/см, длина 1891 мм. Измене¬
ние чувствительности зонда в диапазоне
80—300 Мгц меньше 2:1; влияние зонда на
поле в. ч. в максимуме стоячей волны
<1%. Реф. [Л. 60-24].
5-1-15. Измерительная линия для ди¬
электрических линий передачи поверхност¬
ной волны. Диэлектрическая линия и ди¬
электрическая линия с отображением — это
линии поверхностных волн, которые широко
применяются на миллиметровых волнах
в связи с малым затуханием в них. В этих
линиях распространяются колебания ти¬
па НЕп—волны диэлектрических стерж¬
ней. Для диэлектриечских линий с отобра¬
жением разработан целый ряд элементов
(поглотители, направленные ответвители,
резонаторы, измерительные линии, детек¬
торные головки и т. д.); однако для ди¬
электрических линий все это до сих пор
отсутствует.
Диэлектрическая линия т диэлектриче¬
ская линия с отображением характеризу¬
ются тем, что они: 1) открыты со всех сто¬
рон или частично; i2) окружены электро¬
магнитным полем на расстоянии многих
длин волн (особенно для линий с малым
затуханием). Эти свойства позволяют при¬
менить к ним метод измерения, ясный из
оптической аналогии (рис. 5-1-23). Источ-
126
Рис. 5-1-23. Оптическая аналогия из¬
мерительного устройства.
/ — источник света; 2 —отражающая пло¬
скость; 3 — приемник; 4 — зеркало; 5 —
стеклянные пластины, пропускающие
часть света.
ник света, находящийся в точке У, по¬
сылает -параллельный лучок лучей к пло¬
скости 2, которая -его отражает. На пути
лучей .находятся две стеклянные пластины,
пересекающиеся под прямым углом; они
пропускают почти весь свет и отклоняют
только незначительную часть пучка в на¬
правлениях 3 и 4. В точке 3 находится
приемник, а в точке 4 — зеркало. Свет, до¬
стигающий приемника, может быть 'мыслен¬
но разложен на следующие части:
1. Часть S'<^ 1 амплитуды световой
волны, приходящей из точки У, отнесенная
к 1, отклоняется и достигает приемника.
Такая же часть S' волны, идущей от точ¬
ки У, направляется в 4, там полностью от¬
ражается и достигает приемника почти без
ослабления. Обе эти части могут склады¬
ваться по фазе и давать амплитуду 2S'=Ai.
2. Из 2 возвращается волна с ам¬
плитудой Г (Г — модуль к. о. у 2).
Часть S'г идет к приемнику, такая же
часть S'г — к зеркалу и оттуда опять
к приемнику. Обе части складываются и
дают амплитуду 2 S'T=A2. Обе ампли¬
туды А\ ш А2 склады-ваются соответственно
их фазам и дают результирующую ампли¬
туду, показываемую на выходе приемника.
Смещение крестообразных пластин парал¬
лельно пучку света меняет фазы частичных
пучков. Их наложение дает максимумы:
A\+A2=2S'{А + Г) и 'минимумы: Ах—А2—
= 2S/(1—Г). Отношение этих величин дает
параметр, известный под названием к. с. в.:
Этот принцип измерения к. с. в. пере¬
носится на линии поверхностных волн,
имеющие указанные выше свойства. На
рис. 5-1-24 1 — передатчик с рупором для
возбуждения поверхностной волны; 2 — не¬
известное полное сопротивление (к. о. Г),
3 — такой же, как в У, рупор и следующий
за .ним детектор и 4 — передвижной корот¬
козамыкатель. 3 и 4 связаны такой же ли¬
нией поверхностной волны, как 1 и 2 (на
практике лучше работать без этой линии).
Крестовина 6 перемещается параллельно
линии 1—2 вместе с приемникам 3 и корот-
козамыкателем 4.
Рис. 5-1-24. Измерительная линия
для поверхностных волн.
1 — генератор с. в. ч. и передающий
рупор; 2 — нагрузка линии; 3 — прием¬
ный рупор и детектор; 4 — передвиж¬
ной короткозамыкатель; 5 — диэлектри¬
ческая линия; 6 — крестовина.
В практическом выполнении линией для
волн длиной б мм служит полиэтиленовая
нить диаметром 4,3 мм. Распространение
поля в окружающем пространстве достигает
примерно 70 мм\ затухание в линии равно
приблизительно 0,1 дб/м. Крестовина со¬
стоит из двух пересекающихся под прямым
углом решеток из тонких нейлоновых ни¬
тей, укрепленных на металлических рамах
(рис. 5-1-25,а). Размер рам превышает рас¬
стояние распространения поля. Нити распо¬
ложены параллельно друг другу на рас¬
стоянии 0,5—0,8 мм\ диаметр нити брался
равным от 0,1 до 0,4 мм. Крестовина со¬
стоит из 1 000 нитей. Решетка действует на
волну как однородная диэлектрическая
пленка (применение решетки вместо- пленки
диктуется трудностью изготовления по¬
следней). Величина S'—отклонение от
одной решетки — была равна от 0,025
до 0,25.
Каретка, несущая крестовину, коротко¬
замыкатель и детектор, может переме¬
щаться параллельно проводу. Боковые пе¬
ремещения каретки не влияют на измере¬
ния. Остаточный к. с. в. достигает величи¬
ны 1,02; он обусловлен нежелательным
рассеянием опорной конструкции. Наиболь¬
ший измеряемый к. с. в. определяется за¬
туханием отрезка провода за крестовиной.
Этот отрезок не может быть сделан короче,
чем половина расстояния, .на которое рас¬
пространяется поле. В данном случае она
равнялось около 10 см, что соответствует
максимальному измеряемому к. с. в. поряд¬
ка 1 000.
На рис. 5-1-25,6 показана устройства
аналогичной измерительной линии для ди¬
электрической линии с отображением. Реф.
[Л. 61-22].
5-1-16. Некоторые вычисления с по¬
мощью круговых диаграмм. Целый ряд
'измерений (например, определение постоян¬
ных различных материалов) требует вычис¬
ления по тачным формулам, но для боль¬
шинства практических случаев достаточно
производить вычисление по круговой диа¬
грамме, так как обычно интерес представ¬
ляет зависимость формы кривых геометри¬
ческого места полного сопротивления от
различных параметров: частоты, тока или
127
Рис. 5-1-25.
а — эскиз решетки измерительной ли¬
нии для диэлектрической линии; б — то
же для линии с отображением; 1 — ни¬
ти; 2 — диэлектрический стержень; 3 —
металлическая рама; 4 — проводящая
пластина.
напряжения. Собственное затухание изме¬
рительной линии во внимание здесь не при¬
нимается, так как его доля в результате
пренебрежимо мала по сравнению с точ¬
ностью нанесения результата на график.
Трансформация сопротивления осущест¬
вляется переходом от одного 'из миниму¬
мов напряжения на измерительной линии
в сторону измеряемого объекта, т. е. в на¬
правлении, противоположном вращению ча¬
совой стрелки по шкале 1/Х (рис. 5-1-26).
Положения минимумов напряжения на
линии соответствуют положениям наи¬
меньшего активного сопротивления линии
Рис. 5-1-26. Пример вычисления полного
«сопротивления или полной проводимости по
результатам измерения, полученным с изме¬
рительной линией (диаграмма Смита-
Больперта). (Дуга со стрелкой соот¬
ветствует величине /МинА).
Рис. 5-1-27. Пример вычисления модуля и
фазы к. о. по результатам измерения, полу¬
ченным с измерительной линией (диаграм¬
ма Картера).
/?мин/^в, которые на диаграмме представ¬
лены прямой между R[ZB — 0 и R/ZB=} 1; его
определяют, пользуясь равенством
U мин/^ МАКС—RmUk/'ZB= fJlf
где т — к. 6. в.
Искомый имледанс Zx получается из
измеренных значений т и /мин как точка
пересечения пунктирной окружности, прохо¬
дящей через i/?mhh/Zb = w, и повернутой на
/минА прямой, проходящей через R/ZB = l.
Эту же диаграмму можно применить
для вычисления активной и реактивной со¬
ставляющих полной проводимости измеряе¬
мого объекта. Искомую точку получают
как зеркальное отображение в точке
R/Z= 1 <величины измеряемого полного со¬
противления (рис. 5-1-26). При определе¬
нии модуля и фазы измеряемого полного
сопротивления или полной проводимости
процесс вычисления остается тем же; однако
пользуются диаграммой Картера
(рис. 5-1-27). Реф. [Л. 62-52].
5-1-17. Трехточечный круговой вычис¬
литель. Круговая диаграмма (специаль¬
ная) дает возможность определять модуль
и фазу к. о. по измерению относительной
напряженности поля в трех фиксирован¬
ных точках линии, разнесенных на Х/8
[Л. 62-53].
5-1-18. Другие методы и устройства.
Обширный материл по теории и конструк¬
ции измерительных линий, по
исследованию их работы, оценке ошибок,
а также по методам измерений с их
применением можно найти, например,
в [Л. 60-102, 63-101, 65-102, 63-104, 63-102].
Вопросы оценки п о г р е ш я о с т ,и
измерения, выбора методов и спе¬
циальных приемов, позволяющих получить
предельно высокую точность измерения,
освещены в [Л. 63-117]. Там же описаны
различные конструкции б е - сщелевых
измерительных линий (с фазо¬
128
вращателем и с .подвижным короткозамы-
кающим поршнем).
Круговая диаграмма к. о. и
друпие диаграммы линий передачи описаны,
например, в [Л. 63-101, 63-104, 60-101,
60-102, 58-108, 55-102].
Многочисленные примеры примене¬
ния д и а г р а м м Смита-Вольперта, Кле¬
мента и Картера приведены в [Л. 55-1].
Устройство для измерения к. о. с па¬
норамной осциллоскопической индикацией
по методу четырех емкостных
зондов подробно описано в [Л. 58-5].
Некоторые измерительные ли¬
нии миллиметрового диапазо¬
на 'волн описаны .в гл. 24.
Бесщелевые измерительные
линии рассмотрены в [Л. 60-134].
5-2. МЕТОДЫ СДВИГА МИНИМУМА
5-2-1. Измерение параметров четырех¬
полюсников по методу сдвига минимума.
Действие четырехполюсников, применяемых
на с. в, ч., таких как отрезки однородных
линий, соединители, опоры, переходы, эле¬
менты связи, диафрагмы и т. д., может быть
описано с помощью матриц, в частности
матриц рассеяния. Оообый интерес
представляют при этом элементы матриц,
дающие связь между входными и выход¬
ными величинами, а именно коэффи¬
циенты передачи 5i2 и 52ь
Измерение коэффициента передачи лю¬
бых четырехполюсников можно производить
методом сравнения. При обрати¬
мых четырехполюсника1Х без потерь приме¬
ним метод сдвига минимума. При
четырехполюсниках с потерями применяет¬
ся измененный метод сдвига узла, при ко¬
тором реальный четырехполюсник мысленно
заменяется двумя четырехполюсниками:
одним без потерь и другим, состоящим
только из активных сопротивлений. Однако
для уменьшения трудоемкости измерения
в последнем случае часто применяются
графические методы измере¬
ния к. о.
а) Метод сравнения. В волновом пред¬
ставлении уравнения четырехполюсника
имеют вид*
^i==*5nai+*5i2a2;
b2==zS2lQ'l +•522^2» (5*1)
где а\ — нормированные приходящие вол¬
ны; Ь\—-нормированные уходящие волны
(рис. 5-2-1). Первый индекс у коэффициен¬
та рассеяния 5 показывает, в какой цепи
наблюдается эффект, а второй индекс —
под влиянием какой цепи это имеет место,
во
Рис. 5-2-2. Схема измерения коэффи¬
циента передачи четырехполюсника
методом сравнения.
1 — генератор; 2 — испытуемый четырехпо¬
люсник; 3 — аттенюатор; 4 — фазовраща¬
тель; 5 — двойной тройник.
Если а2=0, а Ь2 поступает на согласован¬
ную нагрузку, то искомый коэффициент
передачи равен коэффиценту рассеяния S21,
т. е.
Коэффициент рассеяния связан с зату¬
ханием четырехполюсника (согласованного
с генератором и нагрузкой) выражением
А = 20 lg дб при Л = Гг = 0, (5-3)
где Г — коэффициент отражения.
На рис. 5-2-2 показана схема измере¬
ния коэффициента передачи четырехполюс¬
ника методом сравнения. Генератор питает
две параллельные ветви, выходы которых
поступают на устройство сравнения (диф¬
ференциальный трансформатор, двойной
тройник, кольцевая линия и т. п.). При ну¬
левом показании индикатора делают отсчет
установки аттенюатора и фазовращателя.
Для определения коэффициента пере¬
дачи в обратном направлении |Si2| испы¬
туемый элемент включается в обратном на¬
правлении. При обратимых элементах линий
•Sl2 = «S21-
Для полного описания работы четырех¬
полюсника нужно еще знать матричные
элементы 5ц и £22. Физический смысл их
поясняется равенствами
с — — —Г
11 ~ а2 = 0 1
- ах
S — —
Ли ~ аг
. = Г,
Рис. 5-2-1. Приходящие и уходящие волны
и к. о. на зажимах четырехполюсника.
#2 (5*4)
а1 = 0 л * ах — 0, (5-5)
т. е. они представляют собой входные ко¬
эффициенты отражения при согласовании
выходов. Методы измерения этих величин
описаны в § 5-1.
Метод сравнения в принципе пригоден
для любых четырехполюсников; однако точ¬
ность этого метода становится низкой при
почти полном пропускании волн четырех¬
полюсникам (52i«l) и малых отражениях
(5П <С 1 и 522^1)- Такие элементы (сое¬
динители, опоры, переходы и т. п.) к тому
же практически и не имеют потерь. В
этом случае применяется метод сдвига [ми¬
нимума.
б) Метод сдвига минимума. Если к вы¬
ходу четырехполюсника без потерь присо-
9—1719
129
Рис. 5-2-3. Измерение параметров четырехполюсника без по¬
терь методом сдвига минимума.
единен отрезок линии с подвижным кор от-
козамыкателем на конце (рис. 5-2-3), то
распределение амплитуд во входной линии
образует коммутированную синусоиду с рез¬
ко выраженными минимумами. Если четы¬
рехполюсник и оба отрезка линии однород¬
ны, то при -сдвиге короткозамыкателя К2
узел во входной линии К\ (сдвигается на
столько же и расстояние между ними, рав¬
ное пА/2, остается неизменным. При соответ¬
ствующем выборе опорных плоскостей В\
и В2 имеем 1\ —12. Если же четырехполюсник
неоднороден с отрезками линии, то при
изменении /2 величина 1\ отличается от 12.
Из зависимости l\—f(l2) можно вычислить
параметры четырехполюсника (без по¬
терь!) . Этот метод предложен В е й с ф л о-
хом [J1. 61-106]; он подробно рас¬
смотрен Г и н з т о н о м в [Л. 60-10*2].
В указанных работах метод трактуется
в импедансных представлениях; в работе
же Тиш ер а [Л. 63-101] этот метод трак¬
туется в волновых представлениях. Ниже
показано, как определяются необходимые
элементы 'матрицы рассеяния из получен¬
ной измерением функции сдвига минимума
при пользовании победней (волновой)
трактовкой.
Предварительно будут сделаны некото¬
рые замечания относительно того, как четы¬
рехполюсник преобразует к. о. на выходе
в к. о. на выходе, а также о некоторых
свойствах обратимых четырехполюсников
без потерь.
Из уравнения (5-1) можно определить
входной к. о. на стороне J четырехполюс¬
ника (рис. 5-2-1) в зависимости от к. о. в ли¬
нии 2 (измеренного на стороне 2 четырех¬
полюсника в направлении выходной ли¬
нии). Он равен
В общем случае четырехполюсник опи¬
сывается четырьмя комплексными элемента¬
ми матрицы рассеяния. Для описания обра¬
тимого 'четырехполюсника 5i2=«S2i доста¬
точно трех элементов. Если четырехполюс¬
ник, кроме того, не содержит потерь, то
имеют .место следующие соотношения
(при ;} = 1.2):
I Si2 | = | S2i| = | S |; ф12 = фг1=ф; (5-7)
I5,i | = |Sjss |; 2ф = ля + Ф„ + <h2; (5-8)
• | S Р = 1 — | Sn |2 = 1 — | S2212. (5-9)
Если принять для простоты, что длины
волн в обоих отрезках линий равны, то,
вводя обозначения рис. 5-2-3 в уравнение
(5-6), получаем выражение для сдвига ми¬
нимума (относительно сдвига при однород¬
ности четырехполюсника с отрезками ли¬
ний)
Числитель и знаменатель дроби в урав¬
нении, (5-10) могут «быть представлены со¬
ответствующими векторами (рис. 5-2-4).
Как видно из диаграммы, (модули числи¬
теля т знаменателя равны, а углы равны
и прямо противоположны. Поэтому модуль
дроби равен единице и угол между числи¬
телем и знаменателем определяет собой
искомую переменную составляющую сдвига
минимума. После некоторых преобразова¬
ний с использованием тригонометрического
равенства
\ga=asiny/(b—a cos у) (5-13)
130
Первый множитель правой части этого
уравнения не зависит от положения корот¬
козамыкателя К2 и определяет собой по¬
стоянную составляющую А/Пост сдвига ми¬
нимума. Вариация сдвига минимума при
изменении длины /2 определяется только
дробью в этом уравнении и полный сдвиг
равен сумме*
Постоянная составляющая получается
из уравнения (5-10) равной»
Рис. 5-2-4. К определению пере¬
менной составляющей сдвига ми¬
нимума.
получаем переменную составляющую в виде
5ц | sin -д- Фг2^
А/:
_ 1_
2п
arctg
1 + I 5ц | cos — ф2г]
(5-14)
Эта функция представлена графически
для различных значений ]5ц|='|о22| иа
рис. 5-2-5. Исследование экстремальных
значений этих кривых 'приводит к простому
соотношению 'между переменной составляю¬
щей сдвига минимума и элементом ма¬
трицы 15ц/
-1 Is»
' экстр
/ А/пер \
V Л л
ут-
Sul2
(5-15)
После перестановки с использованием урав¬
нения (5-9) получаем:
• (5-16)
I 5ц | = | 52
/ i
| — sin ( 27z -
Рис. 5-2-6. Получение данных по экспери¬
ментальной кривой сдвига минимума.
В этом случае имеет место приближенное
равенство (с использованием обозначений
рис. 5-2-6)
= (5-17)
|5|^1. (5-18)
Это означает, что четырехполюсник со¬
здает в подключенных отрезках линий до¬
полнительные отражения, которые однако
настолько малы, что передаваемая мощ¬
ность снижается весьма .незначительно. П;ри
этом уравнения (5-16)—-('5-18) дают воз¬
можность определить модули всех элемен¬
тов матрицы.
С помощью уравнения (5-12) находится
фазовый угол -ф коэффициента передачи.
Фазовый у,г4ол ^22 элемента матрицы 522
определяют из положения нулевых точек
переменной составляющей функции сдвига
минимума [уравнение (5-14) и рис. 5-2-5];
он равен
= 4то ^ — пп. (5-19)
/экстр
Практически обычно интересуют малые
значения „к. о.* | 5П | и | 5221 (<0,1).
Уравнение (5-9) дает возможность
определить и фазовый угол я|)ц элемента
матрицы 5ц; он равен
• т) =
(5-20)
/«•
в4ял*-
Имеющаяся в выражениях для
трех углов многозначность на пл
или 2/zjt означает неопределен¬
ность в отношении полярности
(дополнительное включение полу¬
волнового отрезка линии), а так¬
же в отношении того, имеется ли
некоторый определенный четырех¬
полюсник или дуальный к нему.
Неопределенность устраняется по¬
вторением измерения с переклю¬
чением входа и выхода четырех¬
полюсника; обычно она мешает
мало.
Рис. 5-2-5. Переменная составляю¬
щая функции сдвига минимума
9*
131
На ,рис. 5-2-6 показано еще раз, как
определяют необходимые данные по экспе¬
риментально полученной кривой сдвига ми¬
нимума. С помощью этих данных могут
бьгть составлены эквивалентные схемы из
элементов с сосредоточенными параметрами
[Л. 61-106, Л. 63-101]. При этом каждый
обратимый четырехполюсник без потерь мо¬
жет быть представлен идеальным трансфор¬
матором с определенным коэффициентом
трансформации и двумя подключенными
к нему отрезками линий определенной
длины.
Для снятия кривых сдвига минимума
к .выходу испытуем ого четырехполюсника
подключают отрезок линии с подвижным
короткозамыкателем (реактивная линия)',
а перед входом четырехполюсника — изме¬
рительную линию, с помощью которой
определяют положение минимума напря¬
жения в зависимости от установки коротко-
замыкателя. Между генератором и входом
измерительной линии вводится аттенюатор
или направленный ответвитель с достаточ¬
ным ослаблением, . обеспечивающим ста¬
бильность работы генератора.
Для измерения сдвигов минимума целе¬
сообразно соединить механической связью
короткозамыкатель с зондом и применить
пружинный микромер для определения ма¬
лых величин Л/. Иногда с этой целью при¬
меняется вибрирующий зонд [Л. 63-il01].
Достоинствами метода являются резко
выраженный минимум и высокая точность
установки зонда, а также отсутствие влия¬
ния зонда, так как ,в нулевых точках зонд
не поглощает мощности. Однако при малых
амплитудах >в минимуме чувствительность
индикаторного устройства должна быть вы¬
сока; обычно применяют измерительные
приемники.
в) Графические методы определения
элементов матрицы рассеяния. При опре¬
делении элементов матрицы рассеяния по
способу, изложенному выше, необходимо
построить полностью кривую Al=f(h), -сде¬
лав отсчеты в достаточно большом числе
точек. Имеются методы Д е ш а н а
[Л. 51-1, 63-1, 57-4], Шторера (Л. 53-2],
при которых требуется установка коротко-
за мыкателя только 'в четырех (или даже
только ,в трех) должным образом выбран¬
ных точках и измерение к. о. на входе
четырехполюсника при этих установках.
Измерение выполняется аналогично тому,
как при методе сдвига минимума, опреде¬
ление же результатов выполняется графи¬
чески. По Дешану оно основано на при¬
менении стереографической проекции для
графического решения уравнения (5-6),
описывающего трансформацию четырехпо¬
люсником выходного к. о. во входной.
Трансформация при этом не зависит от
того, имеет ли четырехполюсник потери
или нет; считается только, что четырехпо¬
люсник линеен, пассивен и обратим. Метод
Шторера несколько отличается и дает воз¬
можность определить данные объекта,
включенного за известным четырехполюс¬
ником.
Дешаном предложен также метод
определения результатов измерения с по¬
мощью «гиперболического транс¬
портир а», представляющего собой
график некоторой проекции круговой диа¬
граммы к. о.
Метод измерения к. о. при установке
короткозамыкателя лишь в трех точках
изложен в I[J1. 57-4]. Там же изложен метод
определения длины волны в выходной ли¬
нии (при установке короткозамыкателя
в четырех точках), что .представляет инте¬
рес при линиях с твердым диэлектриком.
Пер. [Л. 61-2].
5-2-2. Измерение к. о. структур с. в. ч.
методами сдвига минимума напряжения.
(Методы Вейсфлоха, Фельзена-Олинера и
Дешана.) Ниже описываются эквивалент¬
ные представления и методика определения
параметров эквивалентных схем с. в. ч.
структур на фиксированных частотах. Эти
структуры могут быть как типа оконечной
нагрузки (двухполюсники), так и проход¬
ного типа (четырехполюсники).
а) Эквивалентные представления двух¬
полюсных структур. Электрические свойства
оконечных нагрузок, возбуждаемых волно¬
водом, в котором распространяется только
одна основная волна, могут быть опреде¬
лены измерением в одной точке с помощью
мостовой схемы или измерительной линии.
Двухполюсная структура может быть
также задана своей проводимостью или
к. о. Обычно выбирается эквивалентное со¬
противление или проводимость из сообра¬
жений подобия низкочастотным цепям. При
выполнении переноса от одной отсчетной
плоскости к другой удобнее задание к. о.,
так как при этом изменяется только фаза
входного к. о.
Соотношения между различными пред¬
ставлениями в заданной отсчетной вход¬
ной плоскости даны в табл. 5-2-1, 5-2-2 и
на рис. 5-2-7 и 5-2-8. Первая таблица отно¬
сится fc случаю произвольно выбранной
отсчетной плоскости, а вторая — к случаю
плоскостей, совпадающих с минимумом или
максимумом напряжения.
В таблицах применены следующие обо¬
значения (рис. 5-2-9).
k — к. с. в.;
d = Di—Dr — расстояние от входной
отсчетной плоскости до минимума
«напряжения;
Dr — положение входной отсчетной пло¬
скости Т\\
D\ — положение (минимума напряжения;
Г = \Г\е/ф — комплексный к. о. в Dr;
Ф — фаза Г в DT\
132
Рис. 5-2-9. Стоячая волна
в волноводе.
Эквивалентные представления для произвольной входной отсчетиой плоскости 7\
таблице отно¬
сятся рисунки
5-2-7, а—г
133
Таблица 5-2-1
Схема рис. 5-2-7, г
Схема рис. 5-2-7, в
Схема рис. 5-2-7, б
Схема рис. 5-2-7, а
Эквивалентные представления для случаев специальных отсчетных плоскостей Т или Т
134
Таблица 5-2-2
К таблице относятся
рисунки 5-2-8, а —г
Рис. 5-2-10. Представле¬
ние четырехполюсника
с помощью сопротивле¬
ний, Г-схема.
Z' =* Z/Zi=i?'-f jX' — нормированное
входное 'сопротивление в Dr\
R' = R/Zi —■ нормированное активное
входное сопротивление в Dr;
X' — X/Zi—нормированное реактивное
входное сопротивление в Dr;
Y' = Y/YI — нормированная входная
проводимость в Dr\
G' = G/Y1 — .нормированная входная
активная проводимость в Dr\
В' = B/Yi — нормированная входная
реактивная проводимость в D2\
Zx *= l/Yi — волновое сопротивление
входного волновода;
Y1—волновая проводимость входного
волновода;
Л — длина волны во входном волно¬
воде;
р = 2я:/Л — коэффициент фазы во
входном волноводе;
Z, R и X — абсолютное входное пол¬
ное, активное и реактивное со¬
противления соответственно;
У, G и В — абсолютная входная пол¬
ная, активная и реактивная про¬
водимости соответственно. Коор¬
дината D возрастает в направле¬
нии от нагрузки.
В таблице 5-2-2 знаки «—» и «=»
над буквами относятся к отсчетным плоско¬
стям Т и Т, соответственно. Если эти знаки
опущены, то следует брать выражения,
приведенные в таблице 5-2-1. Смеще¬
ние от отсчетной плоскости Т\ до отсчетной
плоскости Т равно T—d\ смещение __от
отсчетной плоскости Г1 до Т равно /=
«</+Л/4.
б) Эквивалентные представления четы¬
рехполюсных структур. Для установления
связи между входными и выходными элек¬
трическими величинами используются раз¬
личные представления четырехполюсника.
Рассмотрим лишь четыре представления,
которые являются полностью равноправ¬
ными.
Представление с помощью сопротивле¬
ний. Представление с помощью сопротивле¬
ний выражает входное и выходное напря¬
жения через входной и выходной токи
(рис. 5-2-10)
Ux=ZnIi+Zl2I2- (5-21)
U2=Z\2I\-\-Z22I2. (5-22)
Входное и выходное сопротивления:
Рис. 5-2-11. Пред¬
ставление четырех¬
полюсника с по¬
мощью проводи¬
мостей, Д-схема.
Представление с помощью проводи¬
мостей. Это представление определяется
соотношениями (рис. 5-2-11)
I \ = Y \\U \-\-Y\2U 2\ (5-25)
12—Y\-\-Y 22U 22. (5-26)
Представление с помощью коэффициен¬
тов рассеяния. Представление с помощью
коэффициентов рассеяния напряжения свя¬
зывает падающие и отраженные части пол¬
ных входного и выходного напряжений.
При этом (рис. 5-2-12)
^отр^^п'С^пад^^я^падг; (5-29)
'U отр2~ *Si2^naAl “Ь»5221^пад2. (5-30)
Используя коэффициенты рассеяния,
связь между входным и выходным к. о.
можно представить в виде
U ОТР2
Заметим, что для структур без потерь
|Sn|2H«S22|2=l_|Si2|2; (5-33)
arg«Sn + arg522=2 arg5i2±3t, (5-34)
где «arg» означает фазу (аргумент) рас¬
сматриваемого комплексного числа.
Параметры отношения тангенсов. При
волноводных измерениях входные и выход¬
ные величины часто не могут быть непо¬
средственно измерены, но могут быть рас¬
считаны по измеренным к. с. в. и положе-
(5-23)
(5-24)
отр2\
Рис. 5-2-12. Представ¬
ление четырехполюс¬
ника с помощью коэф¬
фициентов рассеяния.
Рис. 5-2-13. Представление
четырехполюсника с по¬
мощью параметров отно¬
шения тангенсов.
кию минимума напряжения. Метод отноше¬
ния тангенсов формально справедлив для
структур как с (Потерями, так и без потерь.
Ниже он будет рассматриваться примени¬
тельно только к случаю структур без по¬
терь, так как он чаще всего применяется
именно в этом случае.
Для структур без потерь к. с. в. во
входном волноводе бесконечен, и требуется
определить только положение минимума
входного напряжения. Предположим, что
нагрузка без потерь представляет собой
отрезок волновода без потерь с подвижным
короткозамыкателем. Схема показана на
рис. 5-2-ЛЗ, где S — расстояние от выход¬
ной клеммной (отсчетной) плоскости до
короткого замыкания. Пусть D — расстоя¬
ние от входной отсчетной плоскости Ti до
положения минимума напряжения во вход¬
ном волноводе, Отметим, что D и S поло¬
жительны в направлении от отсчетных пло¬
скостей структуры. Структура при этом
полностью характеризуется уравнением
tg kx (Д—Д) = y tgk2 (S—Eo), (5-35)
где fci,2=2jt/Ai,2 и y> &o, Do вещественны
для структур без потерь. k\ и k2 — коэф¬
фициенты фазы во входном и выходном
волноводах соответственно с волновыми со¬
противлениями Z\ и Z2.
Соотношения рассмотренных выше па¬
раметров приведены в табл. 5-2-3, 5-2-4 и
рис. 5-2-14—5-2-17. В таблицы включены
также две дополнительные схемы с транс¬
форматорами, которые особенно полезны
в случае цепей без потерь (в этом случае
ZA> Zb> Zc и Zd реактивны, a ti и п' ве¬
щественны).
Заметим, что знаки взаимных пара¬
метров Z12, Y12, 512, п и п' неопределенны.
Эта неопределенность показывает, что экви¬
валентные схемы, отличающиеся только
знаком взаимных параметров, имеют оди¬
наковые соотношения между входом и вы¬
ходом. Однако относительная фазировка
входных и выходных величин неодинакова.
В' определении параметров отношения тан¬
генсов а, 'р, у через параметры сопротив¬
лений знак «±» указывает, что для а,
р, у возможно любое из двух значений.
Эти величины являются положительно
взаимными (для у) и отрицательно взаим¬
ными (для -а, р) друг к другу.
в) Применение различных представле¬
ний. Представления в виде сопротивлений
(Г-схема) и проводимостей (Я-схема)
являются общераспространенными. Для
структур без потерь удобны также схе¬
мы с трансформаторами, приведенные
в табл. 5-2-5 и рис. 5-2-18 и 5-2-19. Иногда
желательно выразить смещение отсчетной
плоскости через параметры других нред-
Т а б лица 5-2-За
Соотношение параметров различных эквивалентных представлений. S1U Si2> S22
136
Таблица 5-2-36
Соотношение параметров различных эквивалентных представлений. Sn, Si2» S22
ставлений. Так, если выходная и входная
отсчетные плоскости некоторой цепи сме¬
щены на заданную величину, то коэффи¬
циенты рассеяния цепи 'между смещенными
отсчетными плоскостями отличаются от ко¬
эффициентов рассеяния первоначальной
цепи лишь фазовым сдвигом. .Представле¬
ние через параметры рассеяния полезно
также для цепей, нагруженных на согла¬
сованную нагрузку, для которых ГВых=0,
так как входной коэффициент отражения
при этом (непосредственно определяется со¬
отношением ri=Sц (5-31). Отсюда вход¬
ное сопротивление ZBX можно найти по
формуле
Z вх_ 1 + г вх (Кър\
Zx 1 —Ax’ (5“36)
а вносимый к. с. в. равен
ных схем и отсчетные плоскости, между
которыми о,ни применимы, .приведены в таб¬
лице 5-2-5. Особый интерес представ¬
ляет трансформатор (а) между отсчетными
плоскостями 7*ю и Т20. А именно, если со¬
гласующее устройство помещено в плоско¬
сти Г20 (т. е. ZBbix = Z2), то соответствую¬
щее входное сопротивление в сечении
7,ю^вх=—У%1- Если (—*у)>1 (это может
быть всегда обеспечено), то ZBx веществен¬
но и больше Zu так как у для цепей без
потерь вещественно. Следовательно, в Тю
будет максимум напряжения, так что
ZBX=6Zb где k — к. с. в. во входном вол¬
новоде (см. таблицы 5-2-1 и 5-2-2). Сравни¬
вая два выражения для ZBx, заметим, что-
При Zb ы х === Z2
(5-39>
Кроме того, вносимые потери составляют
-20 lg |512|, >(дб). (6-38)
Отношение тангенсов особенно полез¬
но, если необходимо получить разные
представления в различных отсчетных пло¬
скостях в случае четырехполюсников без
потерь. Ряд таких упрощенных эквивалент-
Отсюда (—у) равно вносимому к. с. в.
цепи. Последнее соотношение справедливо*
для структур без потерь.
Знак «с±» в эквивалентных схемах таб¬
лицы 5-2-5 представляющих собой чисто
параллельные и чисто последовательные
сопротивления, указывает, что имеются
два возможных значения для параллель¬
ного (последовательного) параметра и сме¬
щений отечетной плоскости, соответствую¬
щих верхнему и нижнему знакам. Две по¬
лучающиеся при этом эквивалентные схемы
одинаково возможны. Приведенные фор¬
137
Таблица 5-2-Зв
Соотношение параметров различных эквивалентных представлений _
Коэффициенты рассеяния для случая специальных отсчетных плоскостей Г и Г.
К таблице относятся рисунки
5-2-144-5-2-17
Схема рис. 5-2-14
Схема рис. 5*2-15
мулы соответствуют абсолютным эквива¬
лентным схемам (т. е. схемам -с фактиче¬
скими значениями сопротивлений!). Однако
их 'можно также применять и к нормиро¬
ванным (относительно волнового сопротив¬
ления) схемам, которые получаются непо¬
средственно из измерений, если положить
Zi — Z2=l.
г) Метод трех точек. Четырехполюсник
характеризуется »в общем случае тремя
комплексными параметрами. Для их нахож¬
дения требуются три уравнения, которые
могут быть получены подстановкой резуль¬
татов трех частных измерений в общие со¬
отношения входных и выходных величин.
Эти уравнения затем могут быть разрешены
относительно параметров цепи. Для упро¬
щения используются значения выходных со¬
противлений, соответствующие разомкну¬
той, короткозамкнутой и согласованной
(на конце) цепям.
д) Формулы для параметров эквива¬
лентной Т (или 77)-схемы сопротивлений
(или проводимостей) (рис. 5-2-10 и 5-2-11).
Пусть ZK.3 и Zx.x означают входные сопро¬
тивления, измеренные при короткозамкнутой
и разомкнутой ;на выходном конце цепях;
ZBx з — входное сопротивление, соответ¬
ствующее произвольной оконечной иагруз-
/ ке Zоз; тогда параметры Т-схемы равные
138
Таблица 5-2-Зг
Соотношение параметров различных эквивалентных представлений
Формула (5-42) дает (Z'12)2, так что знак
Z12 остается неопределенным. Эта неопре¬
деленность не 'влияет на входное сопротив¬
ление, измеренное при данном выходном
сопротивлении. Если цепь симметрична, то
требуются только два измерения и уравне¬
ния (5-40) — (5-42) сводятся к следующим:
Z'11=Z,22=Z'X.X, (5-60)
(Z'12)2=Z'X.X(Z'X.X—Z' k.J). (5-51)
Если структура не имеет тютерь, то пара¬
метры эквивалентной схемы чисто реак¬
тивны.
Уравнения (5-40) — (6-42) и (5-50) —
(5-51) можно также использовать для
определения параметров tf-схемы на рис.
5-2-11, если заменить каждое Z на У,
a Z'x.x и Z'k.3 — на У'к.з и соответ¬
ственно.
е) Формулы для представления с по¬
мощью коэффициентов рассеяния (рис.
5-2-12). Коэффициенты рассеяния 5ц, Si2
и S22 легко найти, осуществляя на конце
цепи последовательно короткое замыкание,
холостой ход и (согласованную нагрузку.
Если входные к. о. равны при этом соот¬
ветственно Гк.з, Лс.х И Гвх, ТО
Схема рис. 5-2-16
Схема рис. 5-2-17
Таблица 5-2-4
Параметры отношения тангенсов (в данной таблице буквы a, f и f имеют
специальное значение; буквы ^ и |32 означают коэффициент фазы) Dot S0, 7
ж) Методы определения параметров
отношения тангенсов D0i S0 и Y- Для схе¬
мы с трансформатором (2а) (рис. 5-2-19)
с учетам замечания, касающегося формулы
(5-391), имеем следующие соотношения: если
структура нагружена на согласованную на¬
грузку, то входной к. с. в. равен (—у) и
максимум напряжения расположен в от-
счетной плоскости Т\0 (а минимум напряже¬
ния— на расстоянии Л/4 от нее); если
структура нагружена на согласованную на¬
грузку с другой стороны, то соответствую¬
щее входное сопротивление
и минимум напряжений расположен в .пло-
Рис. 5-2-20. Схема измерения параметров
отношения тангенсов.
скости Т20; этим определяется выходная
отсчетная плоскость.
Схема измерения показана рис. 5-2-20.
Эквивалентная схема, /получаемая непосред¬
ственно из измерений, расположена между
клеммными плоскостями Ti и Т2, опреде¬
ляющими физические концы структуры.
Вход соединяется с концом измерительной
линии (или мостом сопротивлений). Нагру¬
зочное сопротивление присоединяется к вы¬
ходу структуры. Ниже описывается проце¬
дура измерений.
Метод I — для произвольных четырех¬
полюсных структур (рис. 5-2-20).
1. Определить положение входной от-
счетной 'плоскости Ти поместив короткоза-
мыкат°ль на конце измерительной линии и
отметив Drt положение минимума напряже¬
ния; определить половину длины волны во
входном волноводе Л/2.
2. Присоединить в ходи эм ер ямой струк¬
туры к концу измерительной линии (или
плечу моста).
3. Замкнуть накоротко выходной конец
испытуемой структуры и измерить к. с. в.
короткого замыкания &к.з- Определить поло¬
жение £>к.з минимума напряжения. Вычис¬
лить ZK.3 по таблице 5-2-1, строка 3,
столбец 1 (d=\DK.3—Dr). (Если использует¬
ся мост, то ZK.3 может быть измерено не¬
посредственно.
140
141
Таблица 5-2-5
Коэффициенты рассеяния (А) и параметры отношения тангенсов (2>) при эквивалентном представлении в смещенных
отсчетных плоскостях (структура без потерь)
Б (исходная)
Смещенные схемы
а) трансформаторная схема
Смещенная схема
б) параллельная схема
в) последовательная схема
г) чисто параллельная схема
Продолжение табл. 5-2-5
142
д) чисто последовательная схема
4. Разомкнуть выходной ко¬
нец испытуемой структуры и по¬
вторить измерения по п. 3 для
получения Zx.x.
5. Присоединить третью на¬
грузку Zоз и повторить измере¬
ния по п. 3 для определения
входного сопротивления ZBX з-
Вместо использования трех раз¬
личных нагрузок можно исполь¬
зовать один регулируемый корот-
козамыкающий поршень. Тогда,
если поршень помещен у выхода
(или на расстоянии нескольких
полуволн от него), структура
короткозамкнута на конце. При
смещении поршня на четверть
длины волны структура оказы¬
вается разомкнутой на конце.
Третье нагрузочное сопротивле¬
ние получают путем произволь¬
ного расположения поршня меж¬
ду первыми двумя положениями.
Представление в виде Г-схе¬
мы. Параметры представления
в виде Г-схемы определяют¬
ся путем подстановки величин ZK.3,
Zx.x и ZBX3 'в уравнения (5-40) — (5-421) и
.расчета эквивалентных параметров Г-схемы
(рис. 5-2-10) для структуры (если Z\ и Z2
неизвестны, рассчитываются относительные
параметры схемы Z'n, Z'!2 и Z'22).
Представление в виде Я-схемы. Если
необходимо представление © виде Я-схемы
(рис. 6-2-И), то процедура остается той же
самой, с тем лишь отличием, что использу¬
ются проводимости. Входные проводимости
Ук.3 и Ух.х (пп. 3 и 4) вычисляются с
помощью таблицы 5-2-1, строка 4, стол¬
бец 1.
Представление с помощью коэффициен¬
тов рассеяния. Если необходимо найти ко¬
эффициенты рассеяния (рис. 5-2-12), про¬
цедура остается той же, с заменой повсю¬
ду сопротивлений на к. о. Далее, третья
нагрузка должна быть согласованной
(.Z с от я== Z2). В частности, входные к. о.
(пн. 3 и 4)) рассчитываются по таблице
5-2-1, строка 2, столбец 1, а коэффи¬
циенты рассеяния определяются по форму¬
лам (5-5(3)—(5-55).
Метед II — для четырехполюсных
структур без потерь. 1. Положение входной
отсчетной плоскости Т\ определяют, как
описано выше в методе I.
2. Согласованную нагрузку (ZCQV3l = Z2)
присоединяют к (выходу структуры и опре¬
деляют k и D1, где
Рис. 5-2-21. Диаграмма трансформации реактивного
сопротивления для четырехполюсника без потерь.
в п. 1 метода I. Таблицы 5-2-3, 5-2-5 ис¬
пользуются для нахождения требуемой эк¬
вивалентной цепи.
Следует отметить, что этот метод не¬
удобен, если входной и выходной волно¬
воды различны, так как требуются две
измерительные линии. В связи с труд¬
ностью установления точности измерения
методы трех точек пригодны лишь в тех
случаях, когда высокая точность не тре¬
буется. Для получения более точных ре¬
зультатов необходимо провести усреднение
данных измерений по большему числу то¬
чек. Соответствующие методы изложены
ниже.
з) Полупрецизионные методы измере¬
ния полного сопротивления структур без по¬
терь. Полупрецизионные методы требуют
одновременного анализа целого ряда дан¬
ных (если, кроме того, проводится анализ
ошибок, то метод становится прецизион¬
ным) .
Метод I — процедура и анализ, приво¬
дящий к диаграмме трансформации реак¬
танса. Предполагается, что выполнено по
крайней мере четыре ряда измерений вход¬
ных и выходных реактивностей; при этом
может быть применено усреднение.
1. Определяется положение входной
отсчетной плоскости, как описано выше.
2. Короткозамкнутый отрезок волново¬
да присоединяется к выходному концу
структуры, и измеряется соответствующая
относительная входная реактивность. Вы¬
ходная нормированная реактивность
(5-56)
(5-57)
(5-59)
D считают положительным при измерении
в сторону от входа. Испытуемую структуру
включают ъ обратном направлении, соеди¬
няют с согласованной нагрузкой и опреде¬
ляют положение минимума напряжения D'3.
Тогда
So—D's—D'r, (5-58)
где D'r имеет то же значение, что и Dr
где X'oi=XoifZ2\ 1\—длина короткозамкну¬
той линии; Р2=2я/Л2.
Нормированная входная реактивность
-X^bxi— ’-Xbxi/Zi=—tg Pi(^i Dr),
(5-60)
где Pi=2ji/Ai; D\ — положение минимума
напряжения (положительно в сторону
от Т:).
143
Рис. 5-2-22. Кривые D(S).
Измерения повторяются для ряда раз¬
личных нагрузок и результаты записывают¬
ся с дополнительным индексом /, где
/=2, 3, ...
Построение диаграммы трансформации
реактивности.
3. На листе миллиметровки нанести две
‘прямые линии и разметить на них линей¬
ные шкалы. Масштаб, положения нуля и
ориентация линий произвольны. Обозначить
одну линию Х'вх, а другую X'q. Нанести
выходные реактивности на X'q и входные
реактивности на Х'вх (рис. 5-2-21).
4. Через две соответствующие точки на
осях Х'вх и Х'о провести прямую линию и
выбрать на 'ней две произвольные точки
Р\ и Р2.
t 5. Провести прямые линии через Р\
и Х'вXj, а также через Р2 и X'0j и опреде¬
лить Qj — точку пересечения.
6. Повторить п. 5 для всех точек п. 2.
7. Точки Qj должны лежать на прямой
линии Т. Если они разбросаны, провести
линию, дающую наилучшее среднее прибли¬
жение. Эта линия будет осью трансфор¬
мации.
8. Провести прямую линию че|рез Р2
и Х'о и обозначить Q' точку пересечения
с Т. Провести линию через Q' и Рь отсчи¬
тать значение Х'вх—^'к.з в точке пересече¬
ния с осью Х'вх. Провести линию через Р2
параллельно оси Х'0 и отметить точку Q"
пересечения с Г; провести линию через Q"
и пересекающую ось Х'вх в точке
^/вх=^/х.х. Взять любую другую точку Q'"
на Г, соединить ее с Pi и Рг и отсчитать
величины Х'вхз и Х'03 в точках пересечения
с ОСЯМИ Х'вх И X'q.
9. Вычислить параметры эквивалентной
Г-схемы (рис. 6-2-10) путем подстановки
Х'к.з, Я'х.х, Х'вхз И Х03 ИЗ П. 8 ‘В формулы
(5-40)—(5-42), где повсюду Z' заменено
на jX'. Диаграмма рис. 5-2-21 'может быть
использована для получения входной реак¬
тивности Хвхк, соответствующей любой вы¬
ходной реактивности Х0и, путем проведения
прямой линии через Р2 и
Х0'к9 пересекающей Т и Q&,
проведения прямой линии че¬
рез Qk и Pi и отсчета Х'вхк
в месте пересечения последней
линии с осью Х'вх.
Заметим, что параметры
эквивалентной схемы, рассчи¬
танной в п. 9, получены с по¬
мощью оси трансформации Т,
которая усредняет данные из¬
мерений в отдельных точках.
(В |[Л. 55-1] приведен числен¬
ный пример.)
Метод II — метод отно¬
шения тангенсов. Метод отношения тан¬
генсов применим непосредственно, когда
выходные нагрузки представляют со¬
бой отрезки короткозамкнутой ли¬
нии передачи различной длины (эго
можно реализовать с помощью подвижно¬
го короткозамыкателя) (рис. 5-2-13).
Пусть длины короткозамкнутой линии бу¬
дут S и пусть соответствующие 'минимумы
напряжения во_входном волноводе будут
на расстоянии D от входа. Если построить
изменение D/А\ в зависимости от S/A2, то
результирующая кривая будет иметь вид,
показанный на рис. 5-2-22; она симметрич¬
на относительно «прямой с наклонам (—45°!),
если использовать одинаковые масштабы
для ^зрдинат_и абсцисс. Кривая повторяется
по DJAi .и S/\A2 через каждую полуволну.
Do, So и у легко определить из этой кри¬
вой: у равно максимальному наклону (про¬
изводной) начерченной кривой, a Do и So
равны величинам D и S в точке макси¬
мального наклона.
Метод 11а —метод отношения танген¬
сов для почти согласованных структур.
При (—у)«1 точность описанного выше
метода II становится сомнительной. В этом
случае строится (DfAi+S/A2) в зависимо¬
сти от SfA2 и получается синусоидальная
кривая (рис. 5-2-23). 'Параметры эквива¬
лентной схемы находят следующим обра¬
зом.
Линии 1 к 2 (рис. 5-2-23) проводятся
параллельно абсциссе и касательно к кри¬
вой. Через d обозначено расстояние между
ними. Линия 3 проводится параллельно ли¬
ниям 1 и 2, посередине между ними. Пере¬
сечение линии 3 с той частью кривой, кото¬
рая имеет отрицательную производную,
определяет точку с координатами So/A2,
(Do/Ai-\-SofA2) - у равно (—1—2nd).
и) Полупрецизионные методы измере¬
ний для структур с потерями.
Метод I — схема Вейсфлоха. Этот ме¬
тод применяется при небольшом числе то¬
чек (однако, не менее 41) и когда измере¬
Рис. 5-2-23. График для —у^\.
144
Рис. 5-2-24. Эквивалентная схема
Вейсфлоха.
Рис. 5-2-25. Геометрическое место вход¬
ного сопротивления при изменении на¬
грузки.
а — выходные реактивные сопротивления; б —
комплексная плоскость входного сопротив¬
ления.
ния дают .параметры сопротивления непо¬
средственно. Эквивалентная схема полу¬
чается между отсчетными плоскостями Т\
и Т2, определяющими физические концы
структуры (рис. 5-2-24). Выходные «нагруз¬
ки предполагаются в виде произвольных
реактивностей; соответствующие входные
сопротивления лежат на окружности
(рис. 5-2-25) _в комплексной плоскости;
реактивности Х\ и активные сопротивле¬
ния R' 8 и R'p получаются из кривой гео¬
метрического места входного сопротивления,
показанной на рис. 5-2-25,6;
к, = 4-; r'p = 4^;
(5-61)
Остальные параметры (чисто реактивные)
получаются в результате отдельного вход¬
ного .и .выходного анализа, как описано
в разделе «з» Для получения входных и
выходных данных для этого анализа из¬
вестные параметры X'e, R'a и R'p 'вычи¬
таются из общей структуры.
Детальная процедура измерения этим
методом следующая:
1. Повторяется процедура, описанная
в пп. 1 и 2 раздела «з». В добавление
к ней определяются к. с. в. и положение
минимума напряжения, после чего входное
сопротивление может быть рассчитано по
таблице 5-2-1, строка 3, столбец 1.
2. На графике наносят величины Z'BX
и проводят окружность, наилучшим обра¬
зом совпадающую с этими данными
(р.ис. 5-2-25,6).
3. Диаметр d окружности отсчитывают
с помощью оси R'вх; он дает значение
/?'вх=Я'р.
4. Отмечают координаты точки на
окружности, которая лежит ближе всего
к оси Х'вх! абсцисса этой точки равна i?'e,
ордината Х'8.
5. Из каждой точки, нанесенной на
плоскости входного сопротивления, прово¬
дят прямую линию в центр кривой геомет¬
рического места входного сопротивления.
Обозначая Z'Bxj величины, соответствую¬
10—1719
Рис. 5-2-26. Геометрическое
место (г. м.) входного к. о.
на комплексной плоскости.
щие точкам пересечения окружности с ра¬
диальными линиями, определяют:
где ZBxj^i^Bxj+yX'Bxj. Величины ^'Bxj
являются нормированными входными реак¬
тивностями для структуры без потерь
(вправо от пунктирной линии на
рис. 5-2-24). Соответствующими входными
реактивностями являются величины X'oj,
определенные в п. 2.
6. Полученные данные для структуры
без потерь могут быть проанализированы
как в пп. 3—9 раздела «з», после чего па¬
раметры схемы Вейсфлоха (рис. 5-2-24)
рассчитываются по формулам:
iX'p=Z'n, (5-63)
п = |А (5-64)
Z, 12
/X' = Z'22-(Z'12)2/Z'll. (5-65)
Метод II—схема «с инвариантным рас¬
стоянием:» (Фельзена и Олинера). Если
имеется подвижной короткозамыкатель или
ряд короткозамкнутых отрезков волновода
различной длины, то можно применить ни¬
жеследующий более удобный метод. Анализ
выполняется на плоскости к. о., на которой
изображения входных к. о., соответствую¬
щих различным выходным реактивностям,
располагаются на -окружности (рис. 5-2-26)
радиуса р с центром в точке с координа¬
тами го, @о. Анализ приводит к схеме
рис. 5-2-27, которая обладает желательным
Рис. 5-2-27. Схема с инва¬
риантным расстоянием.
145
свойством инвариантности расстояния, т. е.
параметры! этой схемы не зависят от абсо¬
лютного положения входной и выходной
отсчетных плоскостей. Инвариантная схема
локализована между отсчетными 'плоскостя¬
ми Т\ и Т2, смещенными относительно из¬
вестных отсчетных плоскостей Т\ и Т2 на
расстояния 1\ и соответственно.
Для упрощения вычислений входные
к. о. пересчитываются к фиктивной клем¬
мной плоскости, находящейся в точке нуле¬
вого отсчета индикатора положения. (Это
приводит лишь к повороту кривой «геоме¬
трического места входных к. о. вокруг
центра плоскости входных к. о. Этот пово¬
рот следует учесть при анализе.!) iR'a, R'p
и смещение 1\ входной плоскости опреде¬
ляются из. параметров окружности го, ©о и
р. Остальная часть схемы (не имеющая
потерь) определяется с помощью специаль¬
но выбранные точек на кривой геометриче¬
ского места входного к. о. Ниже излагается
процедура измерений, предполагающая
использование измерительной линии для
определения к. о.
1. В соответствии с пп. 1 и 2 метода
I раздела «ж» определить положение вход¬
ной отсчетной плоскости.
2. Присоединить имеющиеся коротко-
замкнутые отрезки линии передачи длиной
Sj к выходным клеммам структуры и опре¬
делить соответствующие значения к. с. в.
kj и положения минимума напряжения Dj.
Ь * 3. Нанести точки Dj/Лi в зависимости
от Sj/A2 на миллиметровке, соединить lhx
плавной кривой и определить:
| ГBXj | = (k5 — l)/(&j + 1); (5-66)
0^. =4nDsIAi. (5-67)
4. Построить Гвх} в полярной системе
координат, принимая Гъх; за радиус-векто¬
ры и 0j- за аргументы и обозначая каждую
точку числом. Провести окружность, наи¬
лучшим образом совпадающую с этими точ¬
ками, найти координаты г0 и 0О центра
окружности и ее радиус р и определить:
а 57Л2, соответствующие D'/Aь могут быть
взяты из графика зависимости D от S
в п. 3. Если получатся два значения,
следует выбрать величину, соответствую¬
щую большему значению |Л,х|. (Двузнач¬
ность имеет место в тех случаях, когда
(5-74)
(5-75)
ветствующее
(5-80)
если р >гв, или соответствующее D'/Alf
если р<г0. Если p<V0, то выбрать вели¬
чину Si, соответствующую меньшему зна¬
чению | Гъх |, после чего определить
Численный пример приведен в [JL 55-1].
Метод III — схема „рассеяния" (Де-
шана). Этим методом определяются коэф¬
фициенты рассеяния непосредственно для
схемы рис. 5-2-12. Для выполнения измере¬
ния необходим набор выходных нагрузок,
состоящий из 2п короткозамкнутых отрезков
линии передачи, различающихся по длине
на Л2/4л, где Л2 — длина волны в выход¬
ном волноводе, а п — целое число, равное
146
кривая входных коэффициентов отражения
не окружает начало (рис. 5-2-26.) Если
требуемое большее значение \ГЪХ\ 'при
@=|@о лежит, например, между точками
Гвх4 -и ГВх5, то подходящей будет та ве¬
личина S'/Лг, которая лежит между точ¬
ками 4 и 5 на кривой зависимости D от
S). Если кривая входных к. о. не окружает
начало, т. е. р <Уо, то кривая зависимости
D от S периодична относительно горизон¬
тальной линии, параллельной оси S'. Если
кривая входных к. о. окружает начало
(р ^ d)y то кривая D(s) периодична отно¬
сительно линии с наклоном (—45°!), так что
только одно значение S соответствует дан¬
ному значению D. /2 дается формулой
6. Найти D2/Ai, соответствующее
на кривой D(S) и вычислить
Найти |Гвх|=Г2, соответствующее 0'2, на
кривой входных к. о. и вычислить
где реактивность Х'р дается формулой
Рис. 5-2-28. К измерению
коэффициентов рассеяния,
п. 3.
Е. о. — единичная окружность,
г. м. — геометрическое место
входного к. о.
или большее 2, или переменный короткоза¬
мыкатель. Процедура измерения такова:
1. После определения положения вход¬
ной отсчетной плоскости к выходу струк¬
туры .поочередно присоединяют 2п отрезков
линии -передачи (в порядке возрастания
длин) и измеряют соответствующие вход¬
ные к. с. в. kj и положения Dj минимума
напряжения. Удобно выбрать следующую
систему нумерации: первые п измерений
нумеруются в последовательности /==1,
2, ..., п, вторые п измерений нумеруются
в последовательности /=!', 2', п'. При
этом данные измерений 1 и Г (и соответ¬
ственно 2 и 2я « п ) соответствуют
выходным нагрузкам, различающимся по
длине на A2j/4. Модуль и фаза к. o.i
(5-82>
Рис. 5-2-29. К измерению
коэффициентов рассеяния,
п. 4.
Коэффициенты рассеяния
где R = СК — радиус окружности входных
к. о., а вносимый к. с. в. равен:
(5-86)
2. Значения к. о. наносят на график
в полярной системе координат (рис. 5-2-26);
все точки нумеруют, как указано выше, и
проводят окружность, наилучшим образом
совпадающую с точками.
3. Точки 1—1\ 2—2', ,.., п—п' соеди¬
няют прямыми линиями (рис. 5-2-28 для
п = 3), пересекающимися в точке О. Если это
не имеет места, то за точку О' (принимают
среднее положение всех точек пересечения
(процедура уореднения).
4. Положение точки О' находят с по¬
мощью геометрического построения, пока^
занного на рис. 5-2-29. Соединив С и О
прямой линией, проводят линию через О
перпендикулярно СО так, чтобы она, пере¬
секла геометрическое место входных к. о.
в точке uL (направление не играет роли);
проводят перпендикуляр к СО через точ¬
ку С так, что'бы он пересекал круг в точ¬
ке К (С/С проводится в направлении, про¬
тивоположном OL). Строят линию L/C и
обозначают через О' точку пересечения с
СО; отсчитывают полярные координаты
1/Y I — 00' и в'о точки О' (все расстояния
измеряются по радиальной шкале единич¬
ной окружности!).
5. Если провести через О' перпендику¬
ляр к CD, пересекающий окружность в
точке Я (рис. 5-2-29), то получим коэффи¬
циент передачи
О'Н
,Sl2,=-7T‘ (5'87)
Вносимые потери составляют
—20 lg |Si2|, дб или
—20 lg (О'Н)+ 10 lg R. ('5-88)
Для нахождения фаз коэффициентов рас¬
сеяния применяется следующая процедура:
6. Вычислить @08='—(720°/А2)£ для од¬
ного из короткозамкнушх отрезков линии
фиксированной длины S. Точку на окруж¬
ности входных к. о., соответствующую Sy
обозначить через М' (выбирается та из ве¬
личин St для которой входной к. о. лежит
точно на указанной окружности). Из М*
через О' провести прямую, пересекающую
окружность входных к. о. в N. Из точки N
провести через С прямую, пересекающую
эту окружность в М" (рис. 5-2-30).
Используя С как центр, отложить от линии
СМ" в направлении против часовой стрел¬
ки угол Ф°= (360—0°). Под этим углом
провести через С прямую, пересекающую
окружность входных к. о. в точке Р". Про¬
вести также прямую О'С (продолжив ее
за С). Измерить угол ст2 между направле¬
ниями линий О'С и СР" и угол 2(Ti2 между
положительной вещественной осью и ли¬
нией СР". Все углы измеряются в направ¬
лении против часовой стрелки.
10*
147
Рис. 5-2-30. К измерению коэффи¬
циентов рассеяния, п. 6.
не являются независимыми. Параметры Г
определяются выражениями:
Фазы 522 и S12 в отсчетных плоскостях
Ti и Т2 (рис. 5-2-12) могут быть рассчи¬
таны по формулам:
откуда
где Dr — положение входной отсчетной пло¬
скости Т1 в измерительной линии. Найден¬
ные таким об;разом коэффициенты рассея¬
ния относятся к плоскостям Т\ и Т2. Чис¬
ленный пример приведен в [JI. 55-1].
Метод IV — симметричная схема.
Структуры, имеющие некоторую геометри¬
ческую симметрию, могут быть представ¬
лены симметричной схемой. Отметим, что
отсчетные плоскости Тг и Тъ определяю¬
щие физические концы структуры', необя¬
зательно должны быть симметричны отно¬
сительно плоскости симметрии диссипатив¬
ных компонент структуры.
Анализ проводим применительно к схе¬
ме рис. 5-2-31,а. Ее электрические свойства
идентичны свойствам симметричной Т-схе¬
мы рис. 5-2-31,6. Вследствие симметрии
Zn — Z22 и шесть параметров рис. 5-2-31,а
Симметричные отсчетные плоскости Т\
и Т2 получаются путем смещения входных
и выходных отсчетных плоскостей на рас¬
стояния 1\ и /3 соответственно. Первона¬
чальная процедура совпадает с изложенной
в пп. 1—4 для схемы инвариантного рас¬
стояния (ом. метод II выше). Далее сле¬
дует:
5. Найти S'/A2, соответствующее D'tA\,
на кривой D(S). (Если имеются две вели¬
чины, то выбирается та, которая соответ¬
ствует большей величине |ГВХ|.) Аналогич¬
но из кривой D(S) определяется S2/A2r
соответствующее
(5-96)
Рис. 5-2-31. Эквивалентное представление симмет¬
ричной структуры.
а — асимметричная схема; б — симметричная Г-схема.
если р^>rQtL или D/Au если р<г0. В по¬
следнем случае берется та величина S/A2,
которая соответствует меньшему значению
I/4вх|. Тогда
5"_ 1 Г 5' . S2 1 1 ^ Л
^~т[т2 + л;± aTarccos?J > (5‘97>
1+У. (R's +tR\) fS1 у_\
1 - кt («'. + Кр) cos 2я ^л2 л2)
(5-98)
/з=5"—SR. (5-99)
Простой метод устранения дву¬
значности в формуле (5-97) за¬
ключается в геометрическом из¬
мерении приближенного положе¬
ния выходной симметричной (по
отношению к плоскости симме¬
трии структуры) отсчетной плос¬
кости Т'2, соответствующей извест-
'2 ному положению входной отсчет¬
ной плоскости Ти выбирается то
значение S"/A2, которое ближе
к измеренной величине. Если R\
мало, то в формуле (5-97) вы¬
бирается такой знак, при котором
S"/A2««S7A2.
148
(5-103)
Кривая ошибок представляет зависимость
A(D/A\) от S/A2 (рис. 5-2-32); точки этой
кривой определяются выражением
*(хг)-(£-ТГ-)- (5-104)
Если точки разбросаны нерегулярно, то
в качестве окончательных результатов бе¬
рутся .приближенные значения D0/Ai, S0/A2
и у. Если распределение точек имеет ре¬
гулярный характер, то через эти точки
проводится плавная кривая.
Параметры симметричного Г-звена могут
быть рассчитаны по формулам (5-93) —
(5-95).
Полученная симметричная схема распо¬
ложена между отсчетными плоскостями Т\
и Т1 г, разнесенными друг 'от друга на рас¬
стояние 2/, где / — расстояние от плоско¬
сти симметрии структуры до любой из от¬
счет, ных плоскостей.
Если L — физическая длина структуры,
то
l=li±£+L. (5.102)
Пример расчета приведен в [JI. 55-1].
к) Прецизионные методы измерений.
Прецизионными называются методы, кото¬
рые дают .возможность определять пара¬
метры 'схемы- с учетом случайных ошибок,
присущих измерениям. Источники ошибок
должны быть по возможности устранены,
а оставшиеся ошибки компенсированы так,
чтобы скорректированные данные соответ¬
ствовали как бы идеальным условиям.
Метод I — метод отношения тангенсов
для структур без потерь, применение кри¬
вой ошибок. Приближенные значения £>0/Л,
Sq/Л и полученные методами, описанны¬
ми выше (см. методы II и На, раздел
«и»), могут быть использованы для по¬
строения кривой ошибок, которая выра¬
жает разность между экспериментальной
кривой и теоретической кривой, рассчитан¬
ной по приближенным величинам. С по¬
мощью кривой ошибок можно скорректиро¬
вать приближенные значения параметров
отношения тангенсов и найти точные ре¬
зультаты.
Используя .приближенные значения
Aj/Aj, Sq/A2 и Г для каждого 5, 'вычис¬
ляют Dрасч по формуле
^расч D0 1 Г
ivT + 2narctS [Ytg2*X
Регулярность кривой ошибок обуслов¬
лена ошибками IB приближенных величинах
параметров отношения тангенсов. Ошибка
в D0/Ai смещает всю кривую вверх или
вниз; ошибки в S0/A2 и у .приводят к кри¬
вым, симметричным и антисимметричным
соответственно относительно S=S0. Для
больших величин (—у) кривые стремятся
концентрироваться вокруг *S=S0. Кривые
всегда 'периодичны по Л2/2.
Если кривая ошибок регулярна, то ее
можно использовать для нахождения по¬
правок к Do/Ль S0/A2 и у. Для величин
(—у)<4 поправки могут быть получены из
соотношений, описанных .в методе 1а, или
найдены из стандартных кривых, описан¬
ных в методе 16. Для величин 4<(—у!) <50
используются кривые метода 16, тогда как
для (—у) >50 используется метод 1в.
После нахождения поправок по изложен¬
ному выше методу строится новая кривая
ошибок, соответствующая новым скоррек¬
тированным значениям D0/Ai, S0/A2 и у.
Если ори этом все еще будет регулярность,
то находятся следующие поправки и
строится вторая кривая ошибок. Процесс
повторяется, .пока регулярность исчезнет
полностью (обычно бывает достаточно
двух построений кривых ошибок).
Метод 1а — коррекция для (—у) <4.
Из кривой ошибок (рис. 5-2-32) опреде¬
ляют величины
До> А1/2» Aj/8’ А1/6>^1/4» Д—1/12» 1/8 И 1/6*
где
A (D/Ai) при S/A2 = SoIAz равно Д0;
Д (D/Ai) при S/A2 = ^S0/A2 + -4^
равно Д1/4;
Д (ZD/A 1) при 5/Д2 =
= ^ 5,/Лг — равно Д 1/8 • (5-105)
Поправки к параметрам отношения танген¬
сов Ay, iA(S0/A2), A (Z>o/Ai) рассчитываются
по формулам, приведенным в табл. 5-2-6
с использованием величин А, даваемых
формулами (5-105). Находится среднее не¬
скольких величин, а величины, значительно
отключающиеся от остальных, отбрасыва¬
ются.
Метод 16 — использование кривых
ошибок. Кривыми ошибок можно пользо¬
ваться при любых величинах (—у)» однако
149
Таблица 5-2-6
Поправки к параметрам отношения
тангенсов; эти поправки
складываются с y> S0/A2 и £>0/Ai
АД
1
2) кривая ошибок, обусловленная ошибкой
только IB S0, находится полностью выше
оси А£>=0 и 3) кривая ошибок, обуслов¬
ленная ошибкой только в у, имеет положи¬
тельный наклон в точке S=S0 (рис. 5-2-35
и 5-2-36). Эти поправки добавляются
к пр^ближ-енньш величинам D0, So с целью
получения скорректированных величин. Так
как у<0," то получается меньшее абсолют¬
ное значение. Для малых величин у кривые
ошибок, обусловленных ошибками только
в S0, плоски и напоминают кривые, обус¬
ловленные ошибками только в D0. При этих
условиях различать величины AS0 и AD
затруднительно, но A(D0+S0) может быть
точно определено.
Метод 1в — коррекции для (—у) =^50.
При (—у) ^ 50 .нахождение приближенной
величины (—у) из измерений наклона
(производной!) кривой зависимости D/A\ от
S/Л2 ненадежно, но величины D0 и S0 мо¬
гут быггь определены, как в методе II. Про¬
цедура такова:
1. Выбрать четыре экспериментальные
точки D/Ai и S/A2, наиболее близкие
к S/A2=S0/A2, и, используя приближенные
величины Do и So, вычислить и усреднить
четыре величины
(5-106)
2. Выбрать две экспериментальные точ¬
ки, 'где S/Л2 приближенно равно (S0/A2+
+ 1/4), и две другие, где SfA2 приближен¬
но равно (S0/Л2—1/4). Для этих данных
определить;
150
при (—у) <4 лучше пользоваться методом
1а. На рис. 5-2-33 и 5-2-34 приведены
•кривые ошибок для Ai=A2=4,48 см и
(—V)=5. S0 принято равным 12,7 мм.
Другие кривые для в-см диапазона приве¬
дены в [л. 55-1]. Влияние ошибки только
по D/Ai сводится просто к смещению кри¬
вой ошибок на A(A)/Ai). Поправки AD0,
AS0 и Ау считаются положительными, если:
1) кривая ошибок, обусловленная ошибкой
только в £>0, смещается как целое вверх,
Рис. 5-2-33. Кривая ошибок AD(S), обусловленных только ASo, (—Y=5).
Ay =0,20
Рис. 5-2-34. Кривая ошибок AD(S), обусловленных только Лу, (—Y=5).
для каждой из четырех точек. Среднее из
четырех значений и дает поправку, которую
следует добавить к D0fAь
4. Пункт 1 повторить, используя скор¬
ректированное D0fA\ для получения уточ¬
ненной величины у*
Любое расхождение четырех получен¬
ных 'величин обусловлено ошибкой ib S0.
Наилучшая величина So может быть опре¬
делена методом проб. Окончательные вели¬
чины усредняются для нахождения лучшей
величины Y- Для проверки окончательных
величин D0[Ль S0/A2 и y рассчитывается и
строится кривая ошибок. В результате
должен .получиться случайный разброс то¬
чек.
Погрешность окончательных результа¬
тов может быть найдена следующим обра¬
зом: погрешность AD0/Ai выводится из раз¬
броса точек относительно нулевой оси. По¬
грешности iA(So/A2) и Ay определяются пу¬
тем сравнения кривой ошибок с расчетны¬
ми графиками. Окончательные скорректи¬
рованные 'величины параметров отношения
тангенсов равны,
Индекс «юкорр» указывает, что полупре-
цизионные значения скорректированы пу¬
тем анализа ошибок.
Для нахождения элементов эквива¬
лентной схемы по параметрам отношения
тангенсов надо определить^
(5-112)
(5-113)
где Dr и Sr определяют положение вход¬
ных и выходных отсчетных плоскостей со¬
ответственно. Погрешности Dr/Ai и Sr/Лг
находят на основании практического опы¬
та с измерительной аппаратурой. Если вы¬
ходные нагрузки являются фиксированными
отрезками линий электрических длин So,
то *Sr=0. (В 3-см диапазоне волн погреш¬
ность £>r/Ai не превышает 0,005, если изме¬
рения выполняются тщательно и измери¬
тельная линия хорошо сконструирована).
Метод II — схема «с инвариантным
расстоянием» для структур с потерями.
Окончательная схема показана на
рис. 5-2-27. Прецизионный анализ данных
измерений структур с потерями начинается
с нахождения приближенных значений г0,
©о и р, определяющих входную окруж¬
ность на плоскости к. о. Эти полупреци-
зионные величины используют для на¬
хождения поправок, с учетом которых экс¬
периментальные точки лучше всего ложат-
Рис. 5-2-35. Ошибки, зависящие
только от А£>о (cl) и только от
AS0(6).
Рись 5-2-36. Ошибка,
зависящая только от
Ау.
151
Рис. 5-2-37. TV-входная
структура.
ся на окружность. После определения
обусловливающих потери элементов схемы
R's и R'P и положения входной отсчетной
плоскости 7*1 по скорректированным пара¬
метрам окружности (п. 4, метод II, .раздел
«и») влияние этих элементов схемы исклю¬
чается из каждого измерения и находится
зависимость D/S 'входных и выходных дан¬
ных для части 'Схемы, «не имеющей потерь.
Последние данные анализируются преци¬
зионным методом I.
л) Многополюсные структуры. N —
входная структура (рис. 5-2-37) может
быть йзображена в общем случае эквива¬
лентной схемой с N(N+1) /2 комплексными
элементами. Эти элементы могут быть
определены экспериментальным путем, если
на (М—'1) выходах поместить известные
сопротивления и измерить соответствующее
входное сопротивление на оставшемся -вхо¬
де. Так как число различных параметров
равно N(N+1)/2, то измерения входного
сопротивления должны быть выполнены
при N(N+1)/2 различных выходных на¬
грузках. Полупрецизионный или прецизион¬
ный метод измерения параметров Мнвход-
ной цепи просто осуществляются путем
помещения фиксированных выходных со¬
противлений на (N — 2) входах и выполне¬
ния ряда четырехполюсных измерений на
остающихся двух входах изложенными вы¬
ше методами.
Общая эквивалентная схема трехвход¬
ной структуры в виде сопротивлений и про¬
водимостей приведена «а рис. 5-2-38. При
наличии симметрии схема упрощается.
Схемы рис. 5-2-39 представляют Я- и
^-плоскостные тройники соответственно.
Если симметричное возбуждение электриче¬
ским полем (напряжением) главных вол¬
новодов 1 и 2 не возбуждает волновод-
Рис. 5-2-38. Эквивалентное представле¬
ние трехвходной структуры,
я с помощью сопротивлений; б — с помощьк>
проводимостей.
ответвление 5, то имеет место £-плоскост-
ная симметрия. При Я-плоскостной сим¬
метрии волновод-ответвление <не возбуж¬
дается, если главные волноводы возбужда¬
ются антисимметрично. Возбуждение сим¬
метричной структуры симметричным (анти¬
симметричным) напряжением эквивалентно
цепи разомкнутой (короткозамкнутой) по
средней линии (линии симметрии). Отсюда
непосредственно следуют обозначения на
рис. 5-2-39.
Е — плоскостной тройник. Параметры
схемы рис. 5-2-39,6 удобно измерять сле¬
дующим образом. При коротком замыка¬
нии клеммной плоскости схема сводится
к одной двухвходной, показанной на
рис. 5-2-40. Если тройник сам не имеет по¬
терь и соединяет волноводы без потерь,
в которых распространяется только основ¬
ная волна, то эквивалентные схемы также
не имеют потерь. Четырехполюсник без по¬
терь может быть измерен методами,
описанными в разделах «к» и «л»; при этом
находят параметры К1Ь У1г и У33. Если
имеется подвижной короткозамыкатель, то..
Рис. 5-2-39. Эквивалентные схемы для симметричных трой¬
ников.
а — Я-ПЛОСКОСТНОЙ; б — Я-плоскостной.
152
■помещая его в клеммной плоскости Т2 и
изменяя его положение до тех пор, пока
в плече-ответвлении будет отсутствовать
мощность, что эквивалентно разомкнутому
выходному концу, находим
(^11—У12) =—jBs=jYiCOS k2Sai (5-114)
где Bs —реактивная проводимость коротко-
замкнутой линии передачи длиной Sa отно¬
сительно клеммной плоскости Т2. Если
подвижного короткозамыкателя нет, то
в клеммных плоскостях Т2 и Г3 следует по¬
местить любую другую нагрузку и найти
входную проводимооть. Это дает достаточ¬
ную информацию для расчета схемьи.
Я-плоскостной тройник. Для измере¬
ния параметров симметричного Я-пло-
скостното тройника, изображенного на
рис. 5-2-39,а, используется аналогичная про¬
цедура. В сечении Т2 структура размыкает¬
ся и измеряются параметры четырехполюс¬
ника между клеммными плоскостями Тх
и Т3. Для определения параметра (Zn—Z12)
на клеммах Т2 помещается подвижной ко-
роткозамыкатель, и его положение изме¬
няется до тех пор, пока мощность в вол¬
новод-ответвление поступать не будет. Пр-и
этом (Zn—Z12) образует с выходным реак¬
тивным сопротивлением Х8 резонансный
контур, так что
Z\\—Z\2——jXs=—jZ\ tg k2Sb,
(5-115)
где Sb — длина короткозамкнутой линии
относительно, клемм Т2.
м) Необратимые структуры. Необрати¬
мые структуры отличаются неодинако¬
востью характеристик передачи в противо¬
положных направлениях (по крайней мере
для одной пары отдельных частей струк¬
туры). Например, Z12 ф Z21, 5з4т^54з. В ма¬
тричной записи необратимость имеет вид:
S^S; Z±z- Тф У, (5-1,16)
где значок означает транспонирова¬
ние. Более детально это соотношение меж¬
ду нормированными матрицами рассеяния
записывается в виде
Параметры эквивалентных схем необрати¬
мых структур с. в. ч. экспериментально мо¬
гут быть определены различными методами,
дающими непосредственно представление
в виде матрицы рассеяния многополюсника
]Рис. 5-2-40. Приведен¬
ная схема £-плоскостно-
го тройника.
или схем различных типов. В общем слу^
чае матрицы рассеяния наиболее удобны,
Измерения, как и в случае обратимых
структур, основаны на том, что TV-входная
схема может быть сведена к двухвходной*
если все входы, за исключением r-го и /-то,
нагружены на согласованные нагрузки.
Связь входа и выхода в такой двухвход-^
ной системе имеет вид:
Таким образом, если с помощью некоторых
измерений можно определить параметры,
матрицы рассеяния необратимой двухвход¬
ной системы, то все параметры ^-входной
системы могут быть найдены с помощью.
N(N—1) /2 аналогичных двухвходных изме¬
рений.
Следует отметить, что формула (5-118)
отличается от соответствующего соотноше¬
ния для обратимого четырехполюсника
(когда Sij=Sji) лишь заменой фак¬
тора на SijSji. Из этого следует,
что измерения сопротивлений четырехпо¬
люсника с помощью любого из методов,
обычно применяемых для определения па¬
раметров матрицы рассеяния обратимых
структур, дают параметры Sa, Sjj и вели¬
чину Vsl jSji. К сожалению, как видно,
из формулы (5-118), измерения сопротивле¬
ния не могут дать ни Бщ ни Sji незави¬
симо; в этом случае могут использоваться'
измерения коэффициента передачи (или ана¬
логичные). Эти измерения основаны на со-
отношении
и могут быть выполнены с помощью на¬
правленных ответвителей; одного на i-u
входе для исключения £/0тр* и второго,
с такими же характеристиками, на /-м
входе для „балансирования" первого. При
определении Si j должны быть сравнены как
фазы, так и амплитуды. Конечно, если
VSijSji найдены путем измерения сопро¬
тивления, то необходимо еще измерить либо*
Sijt либо Sji. В противном случае следует
определить обе эти величины независимо.
При этом удобно определять Sa (и Sjj}
как коэффициент отражения на i-м (или /-м>
входе, когда 7-й (или i-й) вход нагружен
на согласованную нагрузку.
153
Измерения •параметров матрицы рас¬
сеяния необратимого четырехполюсника
можно выполнить ,путем подачи мощности
от одного источника на оба входа четырех¬
полюсника. При этом для деления мощ¬
ности .используются симметричные трой¬
ники, а «измерения параметров рассеяния
производятся с помощью измерительной
линии.
Для необратимых четырехполюсников
имеются различные эквивалентные пред¬
ставления, однако методы непосредствен¬
ного измерения параметров имеются не для
всех этих схем. Два вида эквивалентных
представлений легко могут быть построены
по результатам измерений: это «схема
В е й с ф л о х а», распространенная на слу¬
чай необратимости, и -необратимая «моди¬
фицированная схема Уилера». В этих
схемах четко разделены -обратимая и не¬
обратимая части. Необратимый элемент
в схеме Вейсфлоха является «идеальным
усилителем-фазовращателем». Модифициро¬
ванная схема Уилера распространяется на
случай необратимости путем использования
в качестве необратимых элементов «одно¬
стороннего аттенюатора» и «одностороннего
фазовращателя». Последнее представление
имеет то преимущество, что все его схем¬
ные элементы являются идеализациями
физически реализуемых микроволновых
устройств. Нахождение этих эквивалентных
представлений заключается в раздельном
измерении обратимых и необратимых пара¬
метров; обратимые параметры получаются
измерением сопротивлений четырехполюсни¬
ков; необратимые параметры определяются
из комплексного отношения S21ISi2, которое
находится с помощью измерений пара¬
метров передачи. Пер. [Л. 57—1]; (заим¬
ствовано частично из статьи Фельзена
в {JI. 55-1], где имеются примеры и допол¬
нительный материал по рассматриваемым
вопросам!). Вопросы эквивалентного пред¬
ставления и методы смещения минимума
рассматриваются также в [J1. 60-102,
62-15 и 63-101].
5-2-3. Измерение параметров неодно¬
родностей линий передачи с. в. ч. (с ис¬
пользованием матриц рассеяния и гипербо¬
лического транспортира).
Амплитуда бегущей волны. В одно¬
родном волноводе бегущая волна харак¬
теризуется, для данного типа и частоты,
распределением электромагнитного поля
в поперечном сечении и постоянной распро¬
странения к. Поле в любом другом попереч¬
ном сечении на расстоянии г в направле¬
нии распространения имеет такое же рас¬
пределение, но умноженное на exp (—jhz).
Волна того же типа, распространяющаяся
в противоположном направлении на той же
частоте, имеет зависимость от z вида
exp (jhz). Если потери пренебрежимы, то h
вещественно.
Амплитуда а бегущей волны в данном
поперечном сечении волновода является
комплексным числом; квадрат ее модуля
\а\2 равен величине потока мощности, т. е.
интегралу вектора Пойнтинга по сечению
волновода. Фаза величины а равна фазе
поперечной компоненты поля в поперечном
сечении.
Коэффициент отражения. Коэффициент
отражения в данном поперечном сечении
волновода представляет собой отношение
амплитуд волн, распространяющихся соот¬
ветственно в отрицательном и положитель¬
ном направлениях. При этом за положи¬
тельное направление обычно принимают на¬
правление к нагрузке. Для приписывания
к. о. определенной фазы необходимо усло¬
виться, как следует сравнивать фазы волн,
распространяющихся в противоположных
направлениях. Обычно принято сравнивать
фазы поперечных компонент вектора элек¬
трического поля. (Определение, основанное
на векторах магнитного поля, дает к. о.
«по току», равный взятому с обратным зна¬
ком к. о. «по напряжению»: На практике
почти всегда используют последний и слова
«.по напряжению» опускают.)
Для короткого замыкания, создавае¬
мого, например, идеально проводящей пло¬
скостью, помещенной поперек волновода,
к. о. равен Г=—1. При холостом ходе
(разомкнутом конце) Г=4-1, а при согла¬
сованной нагрузке Г=0.
При смещении поперечного сечения на z
в положительном направлении к. о. стано¬
вится равным:
Г'=Гехр (2jhz). (5-120)
В волноводе измерительной линии с по¬
движным зондом, отсчет которого пропор¬
ционален электрическому полю, в положе¬
нии максимума фаза к. о. равна нулю.
Отношение максимума к минимуму.
К. С. В.= (1 + |/’|)/(1—.|/'||) .
Поэтому
Г=(к. с. в.—1)/(к. с. в.+ 1) (5-121)
представляет собой величину Г в положе¬
нии максимума. В положении минимума,
которое легче определить на практике,
Г= (1—к. с. в)/(14-к. с, в.).
Величина Г для любого другого поло¬
жения находится применением уравнения
(5-120). Если необходимо определить к. о.
в каком-нибудь волноводе, присоединенном
к волноводу измерительной линии, то в ме¬
сте присоединения следует обеспечить хоро¬
шее согласование, или должна быть вы¬
полнена коррекция, как объясняется в при¬
мерах «а» и «б», см. ниже.
Матрица рассеяния соединения волно¬
водов. Для правильного определения волн,
падающих на волноводное соединение и
отраженных (или рассеянных) от него,
в волноводах необходимо выбрать некото¬
рые отсчетные сечения. Эти сечения назы¬
ваются входами соединения. (На низких
частотах для цепей, соединяющих линии
передачи, входом являются клеммы.) Если
в волноводе может распространяться не¬
сколько типов волн, то число входов в нем
должно быть равно 'числу типов; при этом
положение входов может совпадать, но мо¬
жет и не совпадать,
154
Пусть а{ и Ibi — амплитуды на t-м входз
соединения падающей волны, распростра¬
няющейся в^ направлении к соединению,
и рассеянной волны, 'распространяющейся
от него, ^соответственно. Как следует из
уравнений Максвелла, bi и аг- связаны ли¬
нейной зависимостью. Рассматривая (где
i мендется от 1 до п) как компоненты век¬
тора а и bi как компоненты вектора 6,
можно эту зависимость 'представить в виде
b — Sa,
где («Sfj)—квадратная матрица поряд¬
ка /г, называемая матрицей рассея¬
ния соединения. Величина Su является
коэффициентом отражения от
входа i, a Sy — коэффициентом
передачи от j к ii при нагрузке всех
других входов иа согласованные сопротив¬
ления.
Для обратимых соединений и,
таким образом, матрица S симметрична:
S=St
где S означает транспонированную ма¬
трицу S.
Полная мощность, падающая на со¬
единение, равна
п
1«12=]У]М2. (5-122)
i =1
Полная отраженная мощность равна
п
|б|а = £ |6г2|. (5-123)
i= 1
Для соединений без потерь эти мощности
равны
га-№.
Это означает, что матрица S — уни¬
тарная: S+=S*_1 (S~* — обратная матрица)
(или S+S=l, где S+—эрмитово-сопря¬
женная, т. е. комплексно сопряженная с
транспонированной матрицей: S+ = S* или
S*S=\).
^ Для пассивных соединений с потерями
W2<M2 и, следовательно, матрица 1—SS+
(или 1 — SS*) определенно положительна,
т. е. все ее собственные значения (корни
характеристического уравнения: f (s) = detX
— SI) = 0) существенно положительны
Если вход в плече i отодвинуть от сое¬
динения на <рг- эл. рад, то матрица рассея¬
ния станет равной:
5' = Ф5Ф, (5-124)
где
Рис. 5-2-41. Обозначения для матри¬
цы трансформации волны.
Двухвходные соединения. К двухвход¬
ным соединениям относятся структуры
с препятствиями (диафрагмы) или неодно¬
родностями в волноводе, а также соедине¬
ния двух различных вол/новодов. Если си¬
стема обратима, то матрица рассения
(5-126)
симметрична
с помощью трех вещественных параметров
ut а, р. Это соответствует представлению
соединения © виде идеального трансформа¬
тора с коэффициентом трансформации
/г=ехр (—и/'2) у с гиперболической амплиту¬
дой w, помещенного между двумя отрезка¬
ми линии •передачи электрической длины а
и Р соответственно.
Величина—201g|Si2| представляет со¬
бой вносимые потери.
Матрица трансформации. Для опреде¬
ления влияния последовательно располо¬
женных в волноводе препятствий или це¬
почки двух входных соединений удобно
ввести матрицу трансформации волны Т.
Матрица Т связывает бегущие волны по
разные стороны от соединения. С обозна¬
чениями рис. 5-2-41
(5-128)
Матрицу трансформации Т = (ttj) вто¬
рого порядка легко выразить через коэффи¬
циенты рассеяния (элементы матрицы рас¬
сеяния S), и наоборот:
(5-129)
(5-125)
155
Для соединений без потерь коэффи¬
циенты рассеяния могут быть представлены
в виде
Рис. 5-2-42. Цепочечное вклю¬
чение соединений.
t21 detr
1 — ti2
S12
det T = -^ = 1.
021
D
связан с к. о. нагрузки Г — _i-
шением
или
соотно-
(5-132)
(5-133)
Если соединения /, 2, 3 включены це¬
почкой (рис. 5-2-42) так, что выход каж¬
дого предыдущего .присоединен ко входу
последующего, то матрица трансформации
результирующего соединения
T=TXT2TZ.
Матрица трансформации цепочки п
одинаковых соединений с матрицей транс¬
формации Т равна Тп.
Если след (сумма диагональных эле¬
ментов) матрицы Т равен,.
Измерение элементов матрицы рас¬
сеяния. На стороне 1 соединения помещают
измерительную линию (рис. 5-2-43). Для
произвольной нагрузки с к. о. Г, помещен¬
ной .на стороне 2, измеряется входной к. о.
Г'; Г' называется отображением Г.
1. Если нанести на диаграмму к. о.
изображения различных известных нагру¬
зок, то коэффициенты рассеяния можно
Рис. 5-2-43. Схема измерения элементов
матрицы рассеяния.
156
(5-130)
Если соединение подчиняется принципу
взаимности, то
(5-131)
Коэффициент отражения на входе Г
Рис. 5-2-44. Геометрическое построение для
определения коэффициентов рассеяния.
а — модуля; б — фазы.
определить при -помощи нижеследующей
процедуры.
При согласованной нагрузке непосред¬
ственно получают Siu обозначенный на
рис. 5-2-44,а точкой 0'\ О' называется ико-
ноцентром.
2. При смещении короткозамыкателя на
стороне 2 или л.ри ином изменении реак¬
тивной нагрузки входной .к. о. описывает
окружность Г', отображение единичной'
окружности Г. Эта окружность может быть,
найдена при помощи трех или более -изме¬
рений.
Пусть С — ее центр, a R — ее радиус.
Модули коэффициентов рассеяния
Для нахождения фазы этих коэффи¬
циентов необходимо еще одно дополнитель¬
ное измерение.
3. Измеряется входной к. о. при холо¬
стом ходе (нагрузке в виде разомкнутого'
конца на входе 2 или при .коротком замы¬
кании, отстоящем на четверть длины волны*
от него). Это может быть, одним из изме¬
рений, выполненных ранее. Оно дает точ¬
ку Р\ отображение точки Р(Г=*+1).
Точка Р" находится путем проектиро¬
вания Р' через О' в Q на Г', затем Q че¬
рез С в Р" на Г' (рис. 5-2-44,б\). При этом1
(5-136)i
4. Если не имеется согласованной на¬
грузки, то иконоцентр О' может быть най¬
ден следующим путем. Пусть Р\, Р2> Рз, Рь
представляют входные к. о. при коротком
замыкании, помещаемом последовательно
на входе 2 и на расстояниях -Я/е, V4 и ЗЯ/8
от него. Эти точки определяют окруж¬
ность Г. Линии PxPz и Р2Ра пересекаются
в точке 1 (рис. 5-2-45,а). Построим перпен¬
дикуляры к CI в точках Си/, пересекаю¬
щие Г' в точках С' и /'; искомая точка О'
определится как точка пересечения CI
и С'/'. Точка Рз идентична с Р' (п. 3), еле-
Рис. 6-2-45. Определение O'.
>а — по четырем измерениям; б — с использова¬
нием окружностей Г" и Г'.
довательно, четыре измерения определяют
полностью матрицу рассеяния путем по¬
строения Р" и применения выражений
<5-135) -и (5-136).
5. Определение О' (ti. 4) выполнимо
с любой скользящей нагрузкой, необяза¬
тельно реактивной; при нагрузке с малым
к. с. в. точность построения увеличивается.
6. Когда точные измерения положения
скользящей нагрузки трудно .выполнимы,
например, если длина волны очень коротка,
точку О' можно найти следующим образом.
Используя реактивную нагрузку, строят
окружность Г', как в п. 2. Затем, исполь¬
зуя скользящую нагрузку, как в п. 5, строят
окружность Г" (рис. 5-2-45,6).
Иконоцентр О' представляет собой ги¬
перболически среднюю точку диаметра Г"
(через С) ло отношению к Г'. Он может
быть найден с помощью гиперболического
транспортира либо построением, показан¬
ным на рис. 5-2-45,6 пунктирными линиями.
Конформная диаграмма. Коэффициент
отражения может быть изображен точкой
на плоскости точно так же, как любое
комплексное число.
Пассивные нагрузки Г ^ 1 изображают¬
ся точками внутри единичной окруж¬
ности Г. Внутри этой окружности могут
быть 'построены линии постоянных актив¬
ного и реактивного сопротивлений (диа¬
грамма Вольперта-Смита) или ли¬
нии постоянных модуля и фазы полного
сопротивления (диаграмма К а р т е р а|).
Трансформация к. о. нагрузки Г в его
изображение Г' через двухвходное соедине¬
ние (осуществляемая четырехполюсником)
является дробно линейной в соответствии
с формулой (5-132) или (5-133). На диа-
граме к. о. эта трансформация переводит
окружности в окружности и сохраняет углы
между кривыми и ангармоническое отноше¬
ние четырех точек; если
означает ангармоническое отношение четы¬
рех коэффициентов отражений, то
[Ги Г'2, Г'з, Г'J = [Ги Г2, Г3, Г4].
Трансформация через . соединение без
потерь сохраняет также единичную окруж¬
ность Г и, таким образом, сохраняет неиз¬
менным гиперболическое
Рис. 5-2-46. Представ¬
ление к. о. Г на диа¬
грамме Вольперта-
Смита и Г на проек¬
тивной диаграмме.
расстояние. Гиперболическое расстоя¬
ние до центра диаграммы представляет со¬
бой рассогласование, т. е. к. с. в., выражен¬
ный :в децибелах. Он может быть опреде¬
лен при помощи шкалы на радиальном
движке диаграммы Вольперта-Смита. Для
двух произвольных точек Гi и Г2 гипербо¬
лическое расстояние между ними может
интерпретироваться как рассогласование,
обусловленное нагрузкой Г2, трансформи¬
рованной четырехполюсником без потерь,
согласующим Г\ с входным волноводом.
Проективная диаграмма. Коэффициент
отражения изображается точкой Г (рис.
5-2-46), лежащей на том же радиусе
окружности Г, но на расстоянии
2 ОГ
ОГ 1 -f-ОГ* (5-137)
от начала.
Это эквивалентно использованию квад¬
рата к. с. в. вместо первой степени:
Трансформация (5-132), (5-133) в слу¬
чае соединения без потерь представляется
на этой диаграмме проективным преобразо¬
ванием, т. е. таким, которое переводит
прямые линии в прямые и сохраняет неиз¬
менным ангармоническое отношение четы¬
рех точек на прямой линии. Оно поэтому
сохраняет неизменным и 'гиперболическое
расстояние.
Определение гиперболического рас¬
стояния. На проективной диаграмме гипер¬
болическое расстояние <АВ> между двумя
точками А и В внутри окружности Г мо*
жет быть определено с помощью «гипербо¬
лического транспортира, показанного на
рис. 5-2-47. Линия АВ продолжается до ее
пересечения в точках / и / с Г. Транспор¬
тир помещается так, чтобы стороны Ол>
OY прямого угла проходили через / и /
(это можно сделать различными способами»
что не влияет на результат). Числа, отсчи¬
тываемые на радиальных линиях транспор¬
тира, проходящих через А к В соответ¬
ственно, складываются, если А и В лежат
по разные стороны радиальной линии, обо¬
157
Рис. 5-2-47. Определение гиперболического расстояния <АВ>
с помощью гиперболического транспортира Д е ш а н а.
значенной через О, и вычитаются в другом
случае. Результат, поделенный «а 2, и есть
расстояние <АВ>. На рис. 5-2-47, напри¬
мер. ( АВ) = у (12 + 4) = 8 дб.
Задача а. Измерительная линия С вол¬
новым сопротивлением 100 ом используется
для измерения 60-омной коаксиальной ли¬
нии. Соединение действует как «идеальный
трансформатор. Найти к. о. препятствия,
помещенного в коаксиальной линии, если
известно, что оно вызывает к. о. Г' =
=0,5 ехр (/я/2) в измерительной линии.
Согласованная коаксиальная линия дает
в измерительной линии нормированное со¬
противление 0,6, следовательно, рассогласо¬
вание (к. с. в. в децибелах) равно 4,5 дб.
Соответствующая точка О' наносится на
проективной диаграмме (рис. 5-2-48) на
расстоянии <00>=4,5 (будучи изображе¬
на на диаграмме Водьперта-Смита, эта
точка была бы внутри той же самой еди¬
ничной окружности О'). Точка Г\ изобра¬
жающая неизвестную нагрузку, наносится
«а гиперболическом расстоянии
1 + 0,5
20 lg Т^оТБ = 9'5 дб
от центра в направлении +90°.
Гиперболическое расстояние, измерен¬
ное транспортиром, равно.
(О' Г') = 11 дб.
Это и есть рассогласование, вызванное
препятствием в коаксиальной линии. Оно
соответствует модулю к. о., равному 0,56.
Фаза этого к. о. представляет собой эллип¬
тический угол <0'Р, ОГ>у определяемый
следующим образом: продлим QO' до пере¬
сечения с Г в точке R и измерим дугу
PR—56°. Окончательный результат:
Г = 0,56 ^.56°.
Задача б. Соединение между измери¬
тельной линией и волноводом не является
158
Задача в. Отрезок коаксиальной ли¬
нии 90 эл. град и с волновым сопро¬
тивлением 100 ом вставлен между 50-ом¬
ной и 70-омной коаксиальными линиями
(рис. 5-2-49). Найти коэффициент транс¬
формации /г=ехр (—и/2) и электрические
длины a, ip (формулы (5-127)]. Примем, что
две неоднородности действуют как идеаль¬
ные трансформаторы с гиперболическими
амплитудами
Характеристическим многоугольником
на проективной диаграмме является тре¬
угольник ОАО' с прямым углом А; отсюда
и = (00') определяется следующим обра¬
зом:
Рис. 5-2-48. Измерение
к. о. с помощью несогла¬
сованной измерительной
линии.
идеальным трансформатором, как в за¬
даче «са», но его свойства могут быть най¬
дены (методом, применяемым три измере¬
нии коэффициентов матрицы рассеяния
(см. выше). В частности, если соединение
не имеет потерь (окружности Г' и Г совпа¬
дают), точка О' может быть найдена, как
указано в пп. 1, 4, 5, 6; точка Р'— как
в л. 3 или 4, после чего калибровка за¬
вершена.
Для любой нагрузки, помещенной в
волноводе и вызывающей к. о. Г' в изме¬
рительной линии, скорректированный
к. с. в. в децибелах равен гиперболическо¬
му расстоянию (ОТ'). Оно определяется
путем построения ОТ' на проективной диа¬
грамме и измерения ОТ' с помощью транс¬
портира. Фазовый угол равен эллиптиче¬
скому углу
Рис. 5-2-49. Решение задачи о трансформа¬
ции линии передачи.
Длины линий аир могут быть найде¬
ны путем определения эллиптических углов
(ОА, 00')= а и (O'А, 0'0)=Ь:
Результирующая эквивалентная схема
показана на рис. 5-2-50. Она может быть
также получена путем геометрического
определения расстояния <00'> с помощью
гиперболического транспортира и эллипти¬
ческих углов а и Ь с помощью построений,
описанных в задачах «а» и «б» и .в разделе
«гиперболическая тригонометрия».
Соотношения между представлениями
с помощью токов, напряжений и полных
сопротивлений.
Нормированные токи и на¬
пряжения. В сечении волновода, где
амплитуды волн, распространяющихся в по¬
ложительном и отрицательном направле¬
ниях, равны соответственно а и Ь, норми¬
рованное напряжение и и нормированный
ток i определяются соотношениями
и=а + Ь; \ (5(39)
i — а — Ь. )
Поток мощности через это сечение
в положительном направлении равен1
Ток и напряжение не норми¬
рованы. Более общее определение для
Рис. 5-2-50. Эквива¬
лентная схема для
рис. 5-2-49.
159
тока и напряжения получим, вводя волно¬
вое сопротивление Z0 волновода:
U = и
I = i VY7.
где Yo=l/Z0 — волновая проводимость, а и
и i — нормированные значения, определен¬
ные выше.
И
(5-141)
Эти формулы могут быть использованы
как определение матрицы рассеяния цепи
из сосредоточенных элементов, имеющей п
пар клем<м, Это эквивалентно рассмотрению
цепи как соединения п линий передачи
с единичным волновым сопротивлением
Если цепь или соединение обратимы,
то У ,и Z чисто мнимы. Для двухвходного
соединения ('5-145) принимает вид:
(5-147)
;(5-148)
Наоборот, если определено .напряжение
(или ток), то, используя (5-1411), можно
найти волновое сопротивление. Это имеет
место в случае двухпроводного волновода,
в котором распространяется волна ТЕМ:
волновое сопротивление равно отношению
напряжения к току в бегущей волне.
Если U и / — напряжение и ток в се¬
чении а волновода с волновым сопротив¬
лением Z0 = l/Ko, то амплитуды волн, рас¬
пространяющихся в обоих направлениях в
этом сечении, равны
(5-142)
Нормированные сопротивле¬
ние и проводимость. В сечении а
волновода нормированное сопротивление
равно г = и//, а нормированная проводи¬
мость равна обратной величине У = \jZ.
Они связаны с к. о. Г=6/д соотношени¬
ями
(1+Г)/(1-Г);
О—-0/(1 +О
(5-143)
откуда
Г=(1
У=(1-5)(1 + 5)-*; \
Z = (l + S)(l-S)-«. /
(5-145)
det (1 + S) = 1 + Spur5 + det S =
= 1 -f- (Sn + S22) + (S11S22 — *^12)*»
det (1 — 5) = 1 — Spur 5 + det 5 =
= 1 — (Sn + S22) + (S11S22 — *^12)* (5-149)
Матрицы Y и Z связывают нормиро¬
ванные напряжения и токи на обоих вхо¬
дах (рис. 5-2-51) соотношениями
Y)l(\+Y) = (Z-l)l(Z+l).
(5-144)
Матрица сопротивлений и
проводимостей соединения.
Матрицы Z и У соединения связаны с мат¬
рицей рассеяния соотношениями
Матрица трансформации. Матрица
трансформации полезна при рассмотрении
цепочки двухвходных соединений, так как
она связывает напряжения и токи по одну
сторону соединения с аналог,ичньши вели¬
чинами по другую сторону. В обозначениях
рис. 5-2-51,6
(5-150)
Матрица iU\ иногда называемая матри¬
цей ABCD, имеет те же свойства, что и Г,
описанная выше.
Для последовательно включенного эле¬
мента с нормированным сопротивлением Z
и!
= иг
и
V
i
1 Z
О 1
а для параллельно включенного элемента
с нормированной проводимостью Y
U' =
Матрицы Z и У существуют не всегда,
так как 5 может иметь собственные зна¬
чения + 1 или — 1, что означает, что де¬
терминанты det (1 — 5) или det (1+5) мо¬
гут быть нулями.
Наоборот
5 = (1 — У) (1 + У)-1 = (Z — 1) (Z + I)"1.
(5-146)
160
1 О
У 1
Произведение матриц этого типа дает
матрицу трансформации для любой цепо¬
чечной 'цепи.
Для параллельно включенного элемента
матрица рассеяния
5 =
1
2 + У
■У 2
2 — У
(5-151)
откуда
•Sh = S22;
•512= 1 +5ц.
(5-152)
Для последовательно включенного эле¬
мента Z матрица рассеяния
2 + Z
Z 2
2 Z
откуда
5ц = 522,
•$12 = 1—5ц.
(5-153)
(5-1*54)
Соотношения (5-152) и (5-154) явля¬
ются характерными соответственно для па¬
раллельной и последовательной неоднород¬
ности в волноводе.
Матрица Т .может быть получена из U\
и наоборот
Т = ■
1
1 1
1 —1
и'
1 1
1 —1
#11 + #12 + #21 + #22» #11 #12 + #21 #22
#11 + #12 #21 #22» #11 #12 #21 + #22
Рис. 5-2-92. К некоторым представ¬
лениям гиперболической тригоно¬
метрии.
(5-155)
Аналогичная формула трансформирует
Т в U', так как
-HUM,1-!]-
(5-156)
Приложение. Некоторые представления
гиперболической тригонометрии. Гиперболи¬
ческая (или .псевдосферическая) тригоно¬
метрия применяется к треугольникам, по¬
строенным в неэвклидовом пространстве
гиперболического типа. Диаграммы отра¬
жений, используемые в теории линий пере¬
дачи или анализе волноводов, являются
моделями этого гиперболического простран¬
ства.
Конформная модель. Пространство
ограничивается внутренней частью единич¬
ной окружности Г. Геодезическими линия¬
ми или «прямыми линиями» для модели
У,
0-
Соединемие
-0
4
га
Соединение
&
Рис. 5-2-51. Условные на¬
правления токов и на¬
пряжений.
а — при определении сопро¬
тивления и проводимости
двухвходного соединения;
б — при составлении матри¬
цы трансформации.
являются дуги окружности, ортогональные
к Г (рис. 5-2-92,а).
Гиперболическое расстояние между
двумя точками А и В определяется как
г , , BI AI
I I — ln BJ ' А1 ’
где / и / — пересечения с Г геодезиче¬
ской А В. Расстояние АВ 'выражено в яе-
перах.
Так как эта модель конформная, то
угол между двумя линиями является обыч¬
ным углом между касательными в их общей
точке.
Проективная модель. Пространство по-
прежнему образуется точками, находящими¬
ся внутри окружности Г. Геодезическими
являются отрезки прямых линий внутри Г
(линия JI на рис. 5-2-52,б|).
Гиперболическое расстояние <Л£>.
определяется как
1 (BI AI \
(Л£>— 2 ln (BJ !Л/)’
и линия может непосредственно измеряться
с помощью гиперболического транспортира.
Углы в этой модели не имеют истинную
величину, за исключением ' центральных.
Угол, подобный ВАС (рис. 5-2-52,в), когда
о« рассматривается на проективной моде¬
ли, называется эллиптическим
углом. Он может быть определен, как
показано «а рисунке, путем проектирова¬
ния В и С через окружности Г, после чего
ВОС может измеряться, как в эвклидовой
геометрии.
Две модели, построенные внутри одной
и той же окружности Г (рис. 5-2-52,г), мо¬
гут быть поставлены в соответствие (при
котором сохраняются расстояния) с no¬
li—1719
161
Рис. 5-2-53. Кривая сдвига
минимума.
мощью трансформации В(М)=М\ опреде¬
ленной соотношением
[ОМ] = (ОМ')
или, выражая через обычные расстояния,
2 ОМ
ОМ'-
I + ОМ2 *
Гиперболическое расстояние до цен¬
тра О обозначается через и. Тогда
ОМ = th у
или
ОМ' = th и.
Рис. 5-2-54. Эквивалентные
представления четырехполюс¬
ника, включенного между ли¬
ниями с одинаковым волновым
сопротивлением. Отрицатель¬
ные значения 1\ и 1'2 устра¬
няют добавлением Л/2.
Рис. 5-2-55. Короткоза-
мыкающий поршень, у ко¬
торого торцовая поверх¬
ность совпадает с пло¬
скостью короткого замы¬
кания.
5-2-4. Метод трансформации импеданса
и метод графиков потока сигнала. Эти ме¬
тоды, применяемые для измерения к. о., яв¬
ляются, отчасти, развитием методов, изло¬
женных в 5-2-2; они описаны — первый
в [Л. 62—60] и второй в [Л. 59-6, 60-4].
5-2-5. Метод сдвига минимума и экви¬
валентные представления четырехполюсни¬
ков. Точность измерения к. о. методом сдви¬
га минимума при использовании обычных
приборов достигает 1%, а при специальных
приборах и больших сечениях линий точ¬
ность может достигать от 0,3 до 0,2%.
Измерение малых к. о. Если измеряе¬
мый объект не дает отражений, то переме¬
щение короткозамыкателя и сдвиг миниму¬
ма напряжения одинаковы. Сумма h + h
Осм, например, рис. 5-2-3) при этом постоян¬
на, и кривая IА/ имеет вид прямой. Но уже
при небольших отражениях изменения U и
/2 неодинаковы, и кривая смещения мини¬
мума превращается в волнистую линию, и
амплитуда А1 является критерием к. о.
При малых отражениях |(|Г|<Ю,05) имеет
место равенство
Щ=|2л=^.
Определяется только модуль к. о., а дли¬
ны 1\ и 12 могут быть лишь относительными
величинами, т. е. не требуется связывать
измерение отрезков с определенной точкой
структуры, но можно выбрать любую на¬
чальную точку. При больших к. о. кривая
смещения минимума принимает треугольную
форму.
Эквивалентные схемы четырехполюсников.
1. Четырехполюсники, включенные меж¬
ду одинаковыми волновыми сопротивления¬
ми. Из кривой смещения минимума (рис.
5-2-53) можно найти эквивалентное пред¬
ставление четырехполюсника. Для полного
представления четырехполюсника необходи¬
мы три реактивных сопротивления. Они
никоим образом не представляют того, что
четырехполюсник содержит внутри, но для
внешней цепи они действуют точно так, как
данный четырехполюсник. Удобно так
162
Точки на Г находятся на бесконечном
расстоянии от любых точек внутри Г.
Пер. ([JI. 57-3], гл. 22, основанная на
[Л. 54-8]).
Рис. 5-2-58. Блок-схема устройства для
автоматической прокладки «кривой
Вейсфлоха».
1 — двойной тройник; 2 — плечо Е; 3 — пле¬
чо Н; 4 — вход в. ч., модулированной 3 кгщ
5 — объект испытания; 6 — мотор; 7 — сельсин-
датчик; 8 — сельсин; 9 — к самописцу; 10 —
3 кгц\ И — усилитель; 12 — выпрямитель; 13 —
постоянное напряжение U; 14 — дифферен¬
циальный усилитель; 15 — опорное напряже¬
ние U0; 16 — U—Uq\ 18 — мотор.
Ai и которые могут быть в обеих лини¬
ях различны. Удобная форма эквивалент¬
ного представления содержит в этом слу¬
чае две однородные линии и между ними
идеальный трансформатор. Для каждой из¬
меренной кривой сдвига минимума возмож¬
ны два эквивалентных представления, отли¬
чающиеся коэффициентом трансформации
трансформатора. Величины элементов экви¬
валентного представления берутся из урав¬
нений, приведенных на рис. 5-2-57. Пер.
[Л. 62—52}.
5-2-6. Автоматическая прокладка «кри¬
вой Вейсфлоха» (с помощью двойного
тройника). При измерении параметров вол¬
новодных соединителей без потерь по ме¬
тоду Вейсфлоха или Финберга из¬
мерительную линию можно заменить двой¬
ным тройником при условии, что развязка
между плечами Е и Н достаточно велика
()не менее 44 дб для определения положе¬
ния короткого замыкания с точностью до
0,001 А).
Блок-схема такого устройства, позво¬
ляющего автоматически вычерчивать «кри¬
вую Вейсфлоха» в прямоугольных коорди¬
натах с помощью самописца, показана на
рис. 5-2-58. Двойной тройник (с развязкой
плеч Е и Н 41 дб) питается генератором
с. в. ч. с модуляцией 3 кгц. Короткозамы-
катель за испытуемым объектом перемеща¬
ется мотором. Опорйый короткозамыкатель
перемещается сервомотором петли обрат¬
ной связи, поддерживающей нулевой выход
детектора. Реф. [Л. 62-4].
5-2-7. Измерение к. о. на волне 4 мм
методом сдвига минимума (с использова¬
нием механического или ферритового фазо¬
вого модулятора). Метод измерения пара¬
метров четырехполюсников без потерь
в принципе аналогичен методу В е й с ф л о-
х а или Финберга; он заключается в оп¬
ределении зависимости напряжения отра¬
женного сигнала от расстояния до корот¬
кого замыкания.
При измерениях применялась схема
удвоения частоты, показанная на рис.
5-2-59. Кристаллический детектор использу-
11*
163
Рис. 5-2-56. Кривая сдвига
минимума; обозначения,
применяемые при составле¬
нии эквивалентного пред¬
ставления с трансформа¬
тором.
строить эквивалентную схему, чтобы два
реактивных сопротивления представлялись
однородными линиями передачи, а третье—
сосредоточенной реактивностью (последова¬
тельным включением X или параллельным
включением У). Далее приравнивают волно¬
вое сопротивление Z этих однородных ли¬
ний волновому сопротивлению измеритель¬
ной установки, которое обычно не отличает¬
ся от волнового сопротивления измеряемого
объекта. Для каждой измеренной кривой
сдвига минимума можно построить четыре
различных эквивалентных представления,
пользуясь уравнениями, приведенными на
рис. 5-2-54.
При снятии кривой сдвига минимума
длины U и /2 измеряются не как относи¬
тельные величины. 1\ есть точное расстоя¬
ние от точки короткого замыкания в реак¬
тивной линии до измеряемого объекта, а
/2 — расстояние от измеряемого объекта до
точки минимума в измерительной линии.
Для этих измерений следует применять пор¬
шень с определенной плоскостью короткого
замыкания (рис. 5-2-55), так как в реак¬
тивных линиях с обычными поршнями элек¬
трические длины зависят от частоты и от¬
личаются от геометрических.
2. Четырехполюсники, включенные меж¬
ду неодинаковыми волновыми сопротивле¬
ниями. В этом случае реактивная и измери¬
тельная линии установки должны иметь та¬
кие же волновые сопротивления, как при¬
ключаемые линии передачи. При построе¬
нии кривой сдвига минимума (рис. 5-2-56)
удобно отнести длины 1Х и /2 к длинам волн
Рис. 5-2-57. Эквивалентные представления
четырехполюсника, включенного между ли¬
ниями с неодинаковым волновым сопротив¬
лением.
Рис. 5-2-59. Схема удвоения частоты, применяемая при измерении к. о.
на волне 4 мм.
1 — модуляция f, гц; 2 — клистрон; 3 — изолятор; 4 — аттенюатор; 5 — волномер;
5 —двойной тройник; 7 — измеритель мощности; 8 — измерительная линия; 9 — со-
гласователь; 10—волиовод № 22; И — кристаллический удвоитель; 12 — сужение;
13 — волновод № 26; 14 — детектор 4 мм; 15 — к усилителю, настроенному на f, гц\
16 — фильтр; 17 — выход постоянного тока; 18 — схема 8 мм\ 19 — схема 4 мм.
Ток 4
детектора |
Синхронный мотор
f об/мин
R усилителю, настроенному
на nf/бОец
Рис. 5-2-60. Механический фазовый модулятор.
ется только при наладке удцоителя, а в из¬
мерениях не участвует. Возможность моду¬
лирования сигнала удвоенной частоты была
сначала проверена с помощью механиче¬
ского устройства (рис. (5-2-60). Зависимость
выходного напряжения усилителя от поло¬
жения колеса представляет собой конверти¬
рованную затухающую синусоиду. Среднее
расстояние между нулями равно 1,22 мм,
а теоретически оно равно Л/4. Расхождение
объясняется тем, что эффективная длина
волны вблизи излучающего раскрыва всег¬
да больше, чем длина волны в свободном
Рис. 5-2-61. Схема измерения к. о. с помощью фер-
ритового модулятора.
1 — удвоитель частоты; 2 — усилитель, настроенный на 720 гц;
3 — фазовращатель; 4 — согласователь; 5 — феррмтовый моду¬
лятор.
пространстве. Уменьшение максимумов при
удалении зубчатого колеса от открытого
конца волновода вызвано потерями за счет
излучения. Этот недостаток устранен ис¬
пользованием ферритового модулятора, со¬
стоящего из бруска феррита, расположен¬
ного в центре волновода; приложение ак¬
сиального постоянного магнитного поля со¬
здает ‘обратимый сдвиг фазы. Ферритовый
модулятор калибруется с помощью механи¬
ческого модулятора. Схема измерения
к. с. в. с помощью ферритового модулятора
показана на рис. 5-2-<61. Положение корот¬
козамыкателя определяется по
шкале привода с точностью
0,001 мм. Кривая зависимости
выхода усилителя от положения
короткозамыкателя синусоидаль¬
на при^ согласовании выходного
сопротивления кристалла с вол¬
новодом (рис. 5-2-62,а, сплошная
кривая). При введении в тракт
неоднородности минимум сме¬
щается (пунктирная кривая) и
по величине смещения вычисляют
к. о. Реф. (JI. 62-23].
164
5-3. МЕТОДЫ СРАВНЕНИЯ
И МОСТОВЫЕ СХЕМЫ
5-3-1. Компаратор проводимостей по
Тэрстону, мост по Бирну и тройниковый
индикатор к. с. в.
а) Компаратор проводимостей по Тэр¬
стону. В приборе использован нулевой ме¬
тод измерения. Источник напряжения вклю¬
чен в одно из плеч коаксиального двойного
тройника. В остальных трех плечах трой¬
ника для отбора тока с целью измерений
помещены три независимо регулируемые
рамки, возбуждаемые магнитным полем
в линии |(|рис. 5-3-1). (Выходы трех рамок
поданы параллельно на детектор. Баланси¬
рование системы осуществляется поворачи¬
ванием рамок (с целью изменения связи
с соответствующей линией) до получения
нулевого показания детектора. Если два из
ответвлений нагружены эталонными прово¬
димостями (активной и реактивной), а
третья нагружена неизвестной проводимо¬
стью, то активная и реактивная компонен¬
ты неизвестной проводимости определяются
прямыми отсчетами.
Одно плечо двойного тройника нагру¬
жено эталонной активной проводимостью
G8, равной по величине l/Zo волновой про¬
водимости линии. Другое плечо представ¬
ляет собой регулирумый реактивный шлейф,
длина которого выбирается равной Х/8 на
измеряемой частоте. Напряжение в точке
разветвления одинаково для всех трех плеч,
и входной ток в каждом плече прямо про¬
порционален входной проводимости каж-
Рис. 5-3-1. Компаратор проводимо¬
стей по Тэрстону.
1 — генератор; 2 — эталон активной прово¬
димости; 3 — эталон реактивной проводи¬
мости; 4 — неизвестная проводимость;
5 — детектор.
дого плеча. Для плеча с неизвестной на¬
грузкой входная проводимость равна:
YX = GX +jBx.
Входная проводимость короткозамкнутого
шлейфа равна:
jBa——i/z0.
Напряжение в рамках связи пропорцио¬
нально токам в плечах и соответствующим
взаимным индуктивностям Мх, MG и Мв*
Компаратор сбалансирован, когда векторная
сумма напряжений в рамках равна нулю,
т. е.
M^(Gx-\- jBx) -\-MqG&-\-iMbBs=0.
(Р-157)
Приравнивание вещественных и мнимых ча¬
стей нулю дает
(5-158)
(5-159)
Если длина реактивного шлейфа всегда
равна Х/8 на частоте измерения, то углы
поворота рамок могут быть коррелированы
непосредственно с неизвестной активной и
реактивной проводимостями независимо от
частоты. (Величину каждого из коэффици¬
ентов связи можно менять до нуля и, сле¬
довательно, теоретически можно измерять
проводимости от нуля до бесконечности.
Однако пределы ограничиваются разреша¬
ющей способностью градуировки шкалы.
Практически рамки помещаются на не¬
котором <(правда, небольшом) расстоянии
от точки разветвления, и последовательная
индуктивность короткого отрезка линии
между точкой разветвления и рамкой при¬
водит к ошибке в отсчете на более высоких
частотах. Этот эффект можно исключить
путем добавления шунтирующей емкости
соответствующей величины, образующей
вместе с указанной индуктивностью отрезок
искусственной линии передачи, у которой
Zо=з У"L/C, где L — индуктивность соедине-
165
Рис. 5-2-62. Зависимость выхода уси¬
лителя от положения короткозамыка¬
теля.
а — сплошная линия — пустой волновод,
пунктирная линия — в волновод вставлен
брусок из диэлектрика; б — тангенсная
кривая, построенная по а.
Рис. 5-3-2. Мост по Бирну.
4 — от генератора; 2 — коаксиальная ли¬
ния; 3 — неизвестное полное сопротивле¬
ние; 4 — токовая петля; 5 — зонд; 6 — ре¬
гулировка амплитуды; 7 — нагрузочные со¬
противления; 8 — щелевая линия; 9 — по¬
движной зонд (регулировка фазы); /0 —
к детектору (приемнику).
ния и С — шунтирующая емкость. Прибор
описанного устройства измеряет активные
и реактивные проводимости от 100 мксим
до 1 ООО мсим на частотах of 41 до
1 ООО Мгц. Точность измерения считается
порядка ±3% при измерении проводимо¬
стей до 20 мсим |[Л. 50-1].
б) Мост по Бирну (рис. 5-3-2) являет¬
ся другим прибором, пригодным для изме¬
рения нулевым методом полных сопротив¬
лений на у. в. ч. /Генератор возбуждает ли¬
нию передачи, нагруженную неизвестным
сопротивлением Zx. На расстоянии 1\ от
конца линии (это расстояние берется пре¬
дельно малым по сравнению с длиной вол¬
ны на частоте измерения) помещаются ем¬
костный зонд, отбирающий напряжение, и
петля, отбирающая ток в сечении А. Связь
этих элементов с линией может регулиро¬
ваться так, что когда один элемент пере¬
мещается к центральному проводнику, дру¬
гой движется от него. Сопротивления на¬
грузки каждого зонда обеспечивают согла¬
сование по концам кольцевой измеритель¬
ной линии, соединяющей петлю и емкост¬
ный зонд. Поэтому волна, возбуждаемая
петлей, распространяется в сторону емкост¬
ного зонда и поглощается в его нагрузке,
а волна, возбуждаемая емкостным зондом,
движется в сторону петли и поглощается
в ее нагрузке. Детектор присоединен к по¬
движному зонду кольцевой измерительной
линии.
Для определения неизвестного сопро¬
тивления Zx необходимо регулировкой эле¬
ментов связи до получения нулевого пока¬
зания детектора достигнуть баланса отби¬
раемых напряжений, пропорциональных со¬
ответственно току и напряжению в основ¬
ной линии. При этом шкала регулирующе¬
го устройства может быть отградуирована
непосредственно в величинах измеряемого
сопротивления, независимо от частоты. Фа¬
зовый угол неизвестного сопротивления мо¬
жет быть определен по положению подвиж¬
ного зонда во вспомогательной линии. .При
чисто активной нагрузке зонд расположен
точно посередине. При реактивных компо¬
нентах нуль получается при смещении зон¬
да в ту или иную сторону от середины и
зависит от частоты. Смещение подвижного
зонда может быть отградуировано непо-
Рис. 5-3-3. Тройниковый индикатор к. с. в.
/—генератор; 2 — неизвестная полная проводи¬
мость; 3 — эталонный конденсатор; 4 — детектор.
средственно в фазовых углах на данной
частоте. Если градуировка выполнена, на¬
пример, на ilOO Мгц, то на любой другой
частоте f фазовый угол
f
6 = 100 Мгц (отсчет шкалы). (5-160)
Прибор такого устройства для частот от 50
до 500 Мгц измеряет сопротивления от 2
до 2 000 ом с ошибкой менее 5% и фазо¬
вый угол от —90° до +90° с ошибкой не
более 3°. В |[Л. 60-2] приведены кривые для
корректировки, позволяющие получить
большую точность, а также описана про¬
цедура учета ошибки, вызываемой конеч¬
ной длиной отрезка между сечением А и
нагрузкой Zx.
в) Тройниковый индикатор к. с. в. Этот
прибор ((рис. 5-3-3) дает непосредственный
отсчет к. с. в. и фазового угла к. о. Он
состоит из коаксиального тройника, к пле¬
чам которого присоединены источники сиг¬
нала, неизвестная проводимость Уь и эта¬
лонный конденсатор. К тройнику перпенди¬
кулярно его плоскости присоединен круг¬
лый предельный волновод с детектором.
В точке соединения плеч
/y='/i+/2; (Р-161)
/2. (6-162)
Если нормированная проводимость нагруз¬
ки, пересчитанная к месту соединения, рав¬
на G+jB и эталонный конденсатор уста¬
новлен так, что на рабочей частоте в мес¬
те соединения реактивная проводимость
равняется единице, то при единичном на¬
пряжении в месте соединения токи равны
/У = С+/(В+1); (5-163)
Ix = G+[(B— 1). (5-164)
Поле в предельном волноводе имеет слож¬
ную структуру, однако при наличии филь¬
тра, обеспечивающего затухание всех волн,
за исключением #ц, можно учитывать лишь
волну этого типа.
Рассмотрим радиальную компоненту
Ег вектора электрического поля этой вол¬
ны. Так как нас интересует зависимость
этой компоненты поля лишь от координа¬
ты 0, то можно считать, что ток /у наво¬
дит поле, пропорциональное
lG+/flS+il)]sin9. (5-165)
166
7
Рис. 6-3-4. Эллипс, образуе¬
мый вектором электрическо¬
го поля Ет.
Отношение Ег макс к Ег мин
равно к. с. в.; угол г|/ равен
половине фазового угла к. о.
1 — плечо генератора; 2 — плечо
конденсатора; 3 — плечо нагруз¬
ки; 4 — опорная ось 45°.
Аналогично Iх наводит поле, пропор¬
циональное
[G + j (В — l)]cos0. (5-166)
(0 измеряется в направлении против часо¬
вой стрелки относительно оси X). Прене¬
брегая множителями пропорциональности,
получаем
Er(B) = [G + j(B + l)]sin0 +
+ [G + j (В— 1)] cos 0 (5-167)
| Er (0) |2 = [G2 + B2+1] +
+ [G2 + В* — 1] sin 20 — 2В cos 29. (5-168)
Это уравнение представляет собой уравне¬
ние эллипса (в полярных координатах), по¬
вернутого относительно оси X на угол ф.
Максимуму и минимуму | Ет (0) |2 соответ¬
ствуют углы, для которых
f г п\ 2В
tg2(^±Tj=g2 + g2_1 , (5-169)
где 2^ф + -^ — фазовый угол к. о. на¬
грузки G + jB. Подставляя 0МИН и 0Макс =
7Z
= 0мин + ~2 В формулу для £г(0), полу¬
чаем
Ег макс
Ег мин
^(1+G)2 +B2+V(l — Q2 —^2)2 +4Б~2
(l+G)2+52— V — G2 — 52)2 _|_ 4В2 “
= k (к. с. в.). (5-170)
Отсюда следует, что удвоенный угол меж¬
ду линией (—45°) и ближайшим миниму¬
мом (в направлении против часовой стрел¬
ки) равен углу к. о. по току (рис. 6-3-4)
и последний может быть отсчитан по кали¬
брованной шкале. Отношение максимума
к минимуму дает непосредственно к. с. в.
Рис. 5-3-5. Общий вид тройникового
индикатора к. с. в.
.Прибор такого устройства, предназначен¬
ный для диапазона частот от 50 до
1 ООО Мгц, имеет остаточный к. с. в. ниже
11,02, и ошибка измерения угла к. о. не пре¬
вышает Г. Реф. [Л. 67-!1]. На рис. 5-3-5 по¬
казан общий вид индикатора к. с. в.
Компаратор проводимостей (раздел «а»)
при внесении небольших изменений в схему
может быть применен для измерения коэф¬
фициента передачи четырехполюсников (на¬
пример, характеристик излучения моделей
антенн), см. |[JI. 60-30].
Исследование работы и оценка погреш¬
ностей моста по Бирну (раздел «б»)
содержится в [Л. 62-62].
5-3-2. Измерительные разветвители (с
одной поворотной индуктивной петлей).
|В устройствах, показанных на рис. 5-3-6,
магнитное поле вблизи Т-образного развет¬
вления зондируется поворотной несиммет¬
ричной относительно оси петлей. На рис.
5-3-6,б напряжение генератора является со¬
ставляющей измеряемого напряжения £/ш
на рис. 5-3-6,а измеряемое напряжение со¬
ставляют только напряжения плеч нагрузок.
Рис. 5-3-6. Измерительные разветвители.
а — по Эггеру; б — по Вудварду.
167
Рис. 5-3-7. Геометрическое место к. о. Л и
Г2 при изменении разности аргументов
ф1—Ф2 (определенное с помощью интерфе¬
ренционного моста).
Характерным для обоих типов разветвите¬
лей является то, что при Z0n=jX напряже¬
ние петли зависит от угла ее поворота так
же, как зависит напряжение зонда обычной
измерительной линии от расстояния зонда
до измеряемого объекта, а именно
I _
| т,
Ут,
|_
«5
где М — взаимоиндукция между каждым
плечом разветвителя и петлей. В устройст¬
ве рис. 5-3-6,а напряжение петли в К 2 вы¬
ше. Полной длине волны в измерительной
линии соответствует полный поворот на
360° в разветвителе.
На основании этой аналогии с измери¬
тельной линией при повороте петли на 90°
получаются максимум и минимум напряже¬
ния, отношение которых равно к. б. в. или
к. с. в. Угол ф, соответствующий минимуму,
аналогичен р/мин. Подстановка этих вели¬
чин в уравнения для измерительной линии
или нанесение их на круговую диаграмму
дает величину полного сопротивления, от¬
несенную к |jf| и к средней точке развет¬
вителя. Если длиной плеч нельзя прене¬
бречь по сравнению с длиной волны, то
опорное сопротивление нужно выбрать та¬
ким, чтобы оно после трансформации ко¬
ротким отрезком коаксиала имело нужное
опорное значение Z0n=jX в точке миниму¬
ма. В этом случае и измеренное значение
полного сопротивления должно быть транс¬
формировано от узловой точки к точке под¬
ключения измеряемого объекта.
Волновое сопротивление плеч разветви¬
теля целесообразно выбирать равным опор¬
ному полному сопротивлению; последнее
удобно выполнять в виде конденсатора.
Для правильной работы измерительного
разветвителя важно устранять емкостные
паразитные влияния на петлю и несиммет-
рию поля относительно узловой точки. Ос¬
таточный к. с. в. порядка 1,04 был дости¬
гнут в диапазоне частот от 20 до 1 ООО Мгц.
Реф. [JI. 62ч52]. См. также [Л. 62-104].
5-3-3. Интерференционный мост для из¬
мерения произвольных линейных двухвход-
ников на с. в. ч. Интерференционный мост
пригоден для измерения параметров рас¬
сеяния линейных, но в других отношениях
произвольных Оактивных, без потерь или
Рис. 5-3-8. Интерференционный мост.
1 — генератор; 2 — развязка генератора; 3 — двой¬
ной тройник; 4 — согласованная нагрузка; 5 — пе¬
ременный аттенюатор; 6 — переменный фазовра¬
щатель; 7 — аттенюатор; 8 — гибкий волновод;
9 — изолятор; 10 — согласователь; И — измери¬
тельная линия; 12 — детектор; 13 — испытуемая
структура.
с потерями, обратимых или необратимых)
двухвходников (четырехполюсников).
Отраженные волны b двухвходника
связаны с падающими волнами а равенст¬
вами
6i=ai*Sn+a2«Si2‘,
^2 == #1*$21 “Ь#2*$22»
где 5ц, 512 и S22 — коэффициенты матрицы
рассеяния.
Отсюда к. о.
Г —^1— С I s •
_ Ь 2 CL\
r2 = —= s22 + — s21.
a2
Если величины cii и a2 равны, то
Гг = S22 + e‘ S21,
\
где ф1 и фг — аргументы а\ и а2 соответст¬
венно. Из последних уравнений видно, что
при изменении ф1—ф2 геометрическим ме¬
стом Г1 и Г2 на плоскости к. о. являются
окружности |(рис. 5-3-7). Центры окружно¬
стей дают JSnl и IS22I и соответствующие
фазовые углы <рц и <р22 непосредственно; их
радиусы дают |S^| и IS211I соответствнно.
Однако фазы Ф12 и Ф21 не следуют непо¬
средственно из геометрических мест, но
должны быть определены с помощью до¬
полнительного измерения , (описанного в
[JT. 62-16]). Два геометрических места на
этом рисунке Являются результатом двух
независимых измерений так называемых
«половин двухвходника».
Интерференционный мост, показанный
на рис. 5^3-8, используется для определения
геометрического места к. о. В двойном
тройнике мощность делится на две почти
равные части и небольшой аттенюатор сни¬
жает уровень мощности в правом плече
моста так, что с помощью переменного ат¬
тенюатора в левом плече можно всегда до¬
стичь равенства уровней мощности. Фазо¬
вращатель служит для изменения ф1 при
измерении. (Небольшое рассогласование,
168
создаваемое развязками,
устраняется с помощью
согласователей. По ме¬
ханическим соображе¬
ниям следует пользо¬
ваться гибкими волно¬
водами. Они позволяют
подключать к мосту
измеряемые объекты раз¬
ной длины. Для измере¬
ния Г применяются из¬
мерительные линии. На
рисунке не показаны
направленные ответви¬
тели, но в случае необ¬
ходимости их включения
их следует располагать
вместе с добавочными
согласователями, вблн-*
зи измерительных ли¬
ний. Изоляторы погло¬
щают всю мощность,
которая или проходит
через измеряемую струк¬
туру, или отражается
ею. Вместо изоляторов
могут быть применены
аттенюаторы, если рас¬
полагаемая мощность это допускает. Изме¬
рение производится относительно пло¬
скостей Г1 и Гг.
Часто нет необходимости включать
в мост вторую измерительную линию. В этом
случае измеряемую структуру просто пово¬
рачивают в мосте после одного измерения
половины двухвходника, и второе измере¬
ние проводят так же, как первое. Однако
при двух измерительных линиях получает¬
ся лучшая точность. Реф. {JI. 62-16].
5-3-4. Панорамная индикация к. о. на
частоте 35 Ггц (с использованием моста из
двойных тройников и направленных ответ¬
вителей). Схема измерения к. о. на частоте
35 Ггц с визуальной индикацией на экране
э. л. т. показана на рис. 6-3-0. Точность из¬
вестного метода измерения к. о. с помощью
рефлектометра ограничена направленностью
направленного ответвителя. Для измерения
с точностью, лучшей 10%, направленность
должна быть больше по крайней мере на
20 дб, чем наибольшие потери отражения,
подлежащие измерению. Таким образом,
для измерения к. о. 0,02 (потери отраже¬
ния 34 дб) с точностью, лучшей 10 дб, на¬
правленность должна быть не менее 54 дб,
что не легко осуществить. )В описываемом
ниже устройстве в схеме моста с. в. ч. ис¬
пользованы направленные ответвители с на¬
правленностью, не превышающей 25 дб,
для измерения к. о. до 0,02 с ошибкой, не
превышающей 13%; при измерении к. о. 0,1
ошибка не превышает 2,5%. Симметричная
схема моста с. в. ч. широкополосна, и в
данном случае рабочая полоса устройства
Ограничена электронной настройкой клист¬
рона, которая равна 50 Мгц.
Сигнал от клистрона поступает через
направленный ответвитель и аттенюатор
с поворотной пластиной на мост с. в. ч.
Мост образован двумя двойными тройника¬
ми Л и В и двумя 6-дб направленными от¬
ветвителями с направленностью порядка
Рис. 5-3-9. Блок-схема устройства для измерения к. о. на ча¬
стоте 35 Ггц с панорамной индикацией.
1 — генератор 12 кгц; 2 — клистрон; 3 — направленный ответвитель
12 дб; 4 — аттенюатор; 5—переменный аттенюатор; 6 — переменный
фазовращатель; 7 — направленный ответвитель 6 дб; 8 — двойной трой¬
ник А; 9 — двойной тройник В; 10 — детектор; И—фиксированный
аттенюатор; 12 — фиксированный фазовращатель; 13 — направленный
ответвитель 6 дб; 14—объект испытания; 15 — волномер; 16 — детектор;
17 — усилитель коррекции; 18 —детектор; 19 — детектор; 20 — усилитель
,12 кгц; 21 — генератор 15 гц; 22 — фазовращатель;
23 — э. л. о.
25 дб. Двойной тройник Л включен как па¬
раллельное Г, так что сигнал делится по¬
ровну и в фазе. Двойной тройник В вклю¬
чен как последовательное Т, и попадающие
на детектор остаточные сигналы, возникаю¬
щие из-за конечного значения направленно¬
сти направленных ответвителей, взаимно
компенсируются. Точный баланс достигает¬
ся регулировкой аттенюатора и фазовра¬
щателя до получения нуля на детекторе
при замене объекта измерения согласован¬
ной нагрузкой. При подключении объекта
измерения отраженный сигнал детектирует¬
ся и усиливается. Сигнал генератора 15 гц
подается на отражатель клистрона и на
развертку осциллоскопа. На сетку клистро¬
на поступает, кроме того, прямоугольное
напряжение генератора 12 кгц. Колебания
клистрона поступают через усилитель кор¬
рекции мощности и детектор на сетку лам¬
пы с переменной крутизной в главном уси¬
лителе 1'2 кгц. Выходной сигнал детектора
поступает через главный усилитель на вер¬
тикально отклоняющие пластины э. л. т.
Реле (на рис. не показано), возбуждаемое
через фазовращатель генератором 15 гц,
переключает вход э. л. о. с выхода усили¬
теля на источник регулируемого напряже¬
ния постоянного тока для калибровки.
Калибровка всего устройства выполня¬
ется путем создания отраженного сигнала
с известными потерями отражения с по¬
мощью подвижного короткозамыкателя и
прецизионного ()точность ±0,1 дб) перемен¬
ного аттенюатора. Например, при примене¬
нии аттенюатора 7 дб потери отражения
равны 14 дб, что соответствует к. о. 20Не¬
подвижность короткозамыкателя дает воз¬
можность малый сигнал, отраженный от
входа в аттенюатор, сфазировать в квадра¬
туре относительно главного отраженного
сигнала. Положение квадратуры находится
как среднее между положением максимума
и минимума выходного сигнала при пере-
169
Рис. 5-3-10. Блок-схема моста для изме¬
рения добротности резонаторов.
/ — генератор с. в. ч. № 1; 2 — испытуемый
резонатор; 3— запирающий аттенюатор; 4 —
фазовращатель; 5 — генератор с. в. ч. № 2;
6 — генератор сигнала в. ч.; 7 — циркулятор;
8 — 3-дб ответвитель; 9 — балансный модуля¬
тор (или демодулятор).
мещении короткозамыкателя. Реф. [Л. 62-3].
5-3-5. Измерение добротности, к. о. и
электронного магнитного резонанса с па¬
норамной осциллоскопической индикацией
(с использованием мостовой схемы ба¬
лансных модуляторов). Описываемые ниже
мосты для измерения добротности и для
измерения к. о. в 3-см диапазоне волн не
отличаются высокой точностью, но просты,
удобны в обращении и быстро дают на¬
глядный результат. На рис. 5-3-10 приве¬
дена блок-схема моста для измерения
добротности резонаторов. Сигнал свипи-
рованного по частоте клистрона после от¬
ражения от исследуемого резонатора сме¬
шивается с сигналом, поступающим из
опорного плеча, электрическая длина ко¬
торого равна электрической длине резона-
торного плеча. Первоначальная регулиров¬
ка состоит в запирании сигнала плеча
резонатора введением дополнительного
аттенюатора, после чего выходные напря¬
жения детекторов балансируются на нуль
с помощью переменного потенциометра.
После выключения аттенюатора из плеча
сигнала мост готов к работе. Поскольку
в плечо сигнала включен аттенюатор
в 20 дб, которого нет в опорном плече,
рабочая точка детектора остается в точке
баланса.
Опорное плечо выполняет две функ¬
ции: дает сигнал фиксированной величины
для установки рабочей точки детектора
в линейной части характеристики и дает
опорную фазу. Выходной сигнал поэтому
пропорционален той составляющей сигна¬
ла, которая находится в фазе с напряже-
Рис. 5-3-11. Действительная часть к. о. ре¬
зонатора при связи недостаточной i(a) и
избыточной >(б).
нием опорного плеча. Аналитически это
выражается следующим образом:
17в ы х =|0&£/ с COS ф,
где Uвых — разность напряжений двух де¬
текторов, a — постоянная пропорциональ¬
ности, зависящая от уровня опорного
сигнала и характеристик диода (каждая
рз этих величин постоянна), и ср — раз¬
ность фаз между напряжениями сигнала и
опорным в одном из детекторов. Таким
образом, регулируя фазу опорного плеча,
можно наблюдать действительную или
мнимую часть к. о. Действительная об¬
ставляющая находится в фазе с падающей
волной, а мнимая — в квадратуре с ней.
При измерении клистрон 1 свипирует
в диапазоне частот, включающем резо¬
нансную частоту исследуемого контура.
Клистрон 2 стабилизирован с помощью
внутреннего опорного резонатора. Фазо¬
вращатель опорного плеча регулируют так,
чтобы при резонансе измеряемого контура
сигнал и опорное напряжение были в фазе
(рис. 5-3-11). Коэффициент отражения вне
резонанса равен 1. Если связь с резонато¬
ром мала, то г — модуль к. о. Г тоже
меньше 0 и кривая Гг не пересекает нуле¬
вую линию. При слишком большой связи
г больше нуля, и кривая Гг пересекает
нулевую линию. Однако в любом случае
следует измерять девиацию частоты, соот¬
ветствующую изменению Гг, на половину
его общего изменения от расстройки до
резонанса.
Стабилизированный по частоте кли¬
строн 2 модулируется по амплитуде гене¬
ратором сигнала в. ч., и в смесителе А
получаются биения между клистронами
1 и 2. Выход смесителя смешивается
с сигналом моста в пассивной резистивной
цепи на входе вертикально отклоняющих
пластин осциллоскопа (можно применять
также двухлучевой осциллоскоп).
Частота и амплитуда генератора в. ч.
регулируются так, чтобы видимые на эк¬
ране первые боковые полосы находились
на уровне половины высоты кривой к. о. Гг
(рис. 5-3-12,а). Отмечаются частота гене¬
ратора в. ч. и величина к. о. при резо¬
нансе г.
Далее фазовращатель опорного плеча
регулируется так, чтобы опорный угол при
резонансе измеряемого резонатора равнял¬
ся я:/2, что соответствует получению на
экране симметричной кривой Г* (рис.
5-3-12,6). Частота генератора в. ч. регули¬
руется так, чтобы биения боковых полос
клистронов 1 и 2 совпадали с максимумом
170
7
Рис. 5-3-12. Осциллограммы частотных
меток при измерении действительной (а)
и мнимой (б) части к. о. резонатора.
и минимумом кривой Г г, а биения несу¬
щих — с нулем Г г1. Отмечается частота ге¬
нератора в. ч. fm.
Ненагруженная добротность резона¬
тора
о ————
Уо “(1-г)/»’
где fo — резонансная частота резонатора.
Знак г важен, так как он отрицателен
в случае недостаточной связи и положите¬
лен в случае избыточной связи..
Выход линеен в большом диапазоне
амплитуд сигналов, и при измерении нет
необходимости знать форму характеристи¬
ки детекторов.
При измерении добротности порядка
100 и выше точность измерения считается
равной 5%.
Блок-схема моста для измерения к. о.
показана на рис. 5-3-13. Сигнал опорного
плеча раздваивается с помощью 3-дб ре¬
активного ответвителя, при этом получа¬
ются два опорных сигнала, из которых
один отстает по фазе на 90° от другого.
Сигнал плеча с измеряемым объектом так¬
же раздваивается в 3-дб делителе, даю¬
щем сдвиг фазы в 0° или 180°. Два сигнала
опорного плеча смешиваются с двумя сиг¬
налами измерительного плеча в двух 3-дб
90-градусных ответвителях, и полученные
сигналы детектируются двумя кристалли¬
ческими балансными детекторами. Выход
одного балансного детектора есть проек¬
ция измеряемого к. о. на одну ось к. о.,
а выход второго балансного детектора —
проекция на другую, перпендикулярную
первой ось. Если эти два сигнала подать
на усилители горизонтально и вертикаль-
ЕЗ S ЭЮ |§) 11
Рис. 5-3-13. Блок-схема моста для измере¬
ния комплексного к. о. или коэффициента
передачи.
1 — генератор на клистроне или л. о. в.; 2 — ат¬
тенюатор с электронной регулировкой; 3 — плечо
сигнала; 4 — испытуемый объект; 5 — опорное пле¬
чо; 6 — фазовращатель; 7 — балансный усилитель
постоянного тока; 8 — к аттенюатору или модуля¬
ционной сетке л. о. в.; 9 — ответвитель 3-дб, 90';
10 — ответвитель 3-дб, 0°—180° ('например, скрещен¬
ный тройник или двойной тройник); И — баланс¬
ный демодулятор.
но отклоняющих пластин осциллоскопа и
уровнять общие усиления, то на экране
осциллоскопа получится изображение
комплексного к. о. при некотором произ¬
вольном нормировании. Опорные оси, в ко¬
торых представлен к. о. измеряемого
устройства, могут поворачиваться на экра¬
не осциллоскопа с помощью фазовраща¬
теля без потерь в опорном плече моста.
Постоянное нормирование изображе¬
ния к. о. достигается воздействием суммар¬
ного выхода детекторной пары на регуля¬
тор уровня, например ферритовый атте¬
нюатор для клистрона или модуляционную
сетку генератора на лампе обратной вол¬
ны.
Вместо осциллоскопа можно приме¬
нять самописец с координатами XY.
При использовании моста для измере¬
ния коэффициента передачи циркулятор
плеча сигнала заменяется измеряемым
объектом, причем выход последнего по¬
дается на детектор.
На рис. 5-3-14 показаны осциллограм¬
мы, наблюдаемые при исследовании поло¬
сового фильтра с. в. ч. На рис. 5-3-14,а
видна кривая передачи мощности, а на
рис. 5-3-14,6 — комбинированная осцилло¬
грамма действительной и мнимой части
комплексного коэффициента передачи,
а также полярная диаграмма комплексно¬
го коэффициента передачи. Как видно из
осциллограмм, фаза коэффициента пере¬
дачи изменяется в полосе пропускания
на 5 я.
Большой интерес представляет исполь¬
зование моста к. о. для определения харак¬
теристик полупроводниковых диодов или
варакторов. При этом исследуется согла¬
сование при фиксированном рабочем сме¬
щении в зависимости от частоты или их
характеристики на фиксированной частоте
при переменном смещении. Как пример на
рис. 5-3-15 приведена диаграмма комплекс-
171
Рис. 5-3-15. Осциллограммы комплексно¬
го к. о. GaAs варакторов при изменении
смещения. Внешняя окружность соответ¬
ствует г=1. Качество правого варактора
выше, чем левого (см. текст).
Рис. 5-3-14.
а — осциллограмма коэффициента передачи поло¬
сового фильтра; центральная частота 9,3 Ггц, по¬
лоса 43 Мгц\ б — действительная и мнимая части
комплексного к. о. (левое и правое изображение)
и полярная диаграмма к. о. (центр) того же поло¬
сового фильтра.
ного к. о. двух варакторов. У каждого из
них реактивное сопротивление изменяется
при изменении смещения. Однако осцил¬
лограммы показывают, что качество одно¬
го из диодов (правая осциллограмма) вы¬
ше, чем другого, так как качество варак¬
тора оценивается тем, насколько близко
подходит к единице к. о. при отклонении
смещения от величины, соответствующей
согласованию.
Интересно отметить, что некоторые
диоды с. в. ч. не являются переменными
активными сопротивлениями и с помощью
моста удалось отобрать из простых крем¬
ниевых диодов некоторое количество при¬
боров, обладающих свойствами варакто¬
ров на частотах до 100 Ггц.
Характер кривой, представляющей
мнимую часть к. о. резонатора, позволяет
предположить, что описанный мост будет
хорошим дискриминатором в петле авто-
Рис. 5-3-16. Измерение входной полной про¬
водимости антенн в диапазоне 40—100 Мгц
с осциллоскопической индикацией.
а — блок-схема; б — схема гибридного трансфор¬
матора; 1 — свип-генератор; 2 — схема расщепле¬
ния; 3 — фазовращатель на 45°; 4 — аттенюатор;
5 — гибридный трансформатор;. 6 — измеряемая
полная проводимость; 7 — линия задержки для
компенсации влияния соединительного кабеля;
8 — квадратурный фазовращатель; 9 — опорное
полное сопротивление; 10 — балансный модулятор
«активной проводимости»; 11— балансный моду¬
лятор «реактивной проводимости»; ^ — усилитель
постоянного напряжения.
матической стабилизации частоты кли¬
строна.
Помимо указанного выше, мост при¬
меняется для измерения электрон¬
ного магнитного резонанса. При этих из¬
мерениях действительная часть парамаг¬
нитной реактивной проводимости меняет
резонансную частоту резонатора, а мнимая
часть парамагнитной реактивной проводи¬
мости меняет потери в нем или его доб¬
ротность. Если клистрон внешне стабили¬
зирован на частоте, соответствующей ре¬
зонансной частоте резонатора, в отсутствие
парамагнитного резонанса и если опорная
фаза моста устанавливается так, чтобы
давать действительную и мнимую части
к. о. резонатора, то одно из выходных на¬
пряжений моста будет пропорционально
изменению частоты резонатора или дей¬
ствительной части магнитной реактивной
проводимости, а другое выходное напря¬
жение моста будет пропорционально изме¬
нению потерь резонатора или мнимой
части магнитной реактивной проводимости.
Если оба эти выходные напряжения уси¬
ливаются и выходы наблюдаются, когда
магнитное поле, приложенное к резонатору
с образцом, проходит через величину, при
которой парамагнитный резонанс совпа¬
дает с частотой клистрона, то действитель¬
ную и мнимую части реактивной проводи¬
мости можно наблюдать одновременно.
Реф. [Л. 61-28].
172
5-3-6. Измерение входной полной про¬
водимости антенн в диапазоне 40—100 МгЦ
с осциллоскопической индикацией на кру¬
говой диаграмме с применением' гибрид¬
ного трансформатора. Блок-схема измери¬
тельного устройства приведена на
рис. 5-3-16. Выход генератора сигнала, ра¬
ботающего на фиксированной или свипиро-
ванной частоте, подается на схему расщеп¬
ления (аттенюатор или трансформатор),
делящую сигнал на две части. Большая
часть ^используется в качестве коммути¬
рующей несущей частоты для двух баланс¬
ных модуляторов кольцевого типа. Этот
сигнал проходит через регулируемую ли¬
нию задержки для компенсации влияния
соединительного кабеля (фидера антенны)
длиной до 153 м. Меньшая часть сигнала
подается на вход гибридного трансформа¬
тора через фазирующую линию длиной 45°
на средней частоте полосы и через аттеню¬
атор. Поэтому сигнал на входе трансфор¬
матора совпадает по фазе с несущей, по¬
даваемой на один из модуляторов. Фазо¬
вые соотношения поддерживаются посто¬
янными в рабочей полосе частот. Атте¬
нюатор позволяет регулировать сопротив¬
ление источника на входе гибридного
трансформатора без влияния на напряже¬
ние, подаваемое генератором сигнала на
схему расщепления.
Гибридный трансформатор служит для
сравнения неизвестной полной проводимо¬
сти или полного сопротивления с опорным
полным сопротивлением. Гибридный
трансформатор подает в нагрузку сигнал,
пропорциональный по амплитуде и совпа¬
дающий по фазе с сигналом, который был
бы отлажен от нагрузки в сторону гене¬
ратора, если бы нагрузка была присоеди¬
нена к генератору с внутренним сопротив¬
лением, равным опорному полному сопро¬
тивлению. Опорное сопротивление Ron мо¬
жет быть сменным (50 или 72 ом) или
переменным, регулируемым до совпадения
с волновым сопротивлением фидера. (Гиб¬
ридный мост имеет ряд преимуществ
перед направленным ответвителем. Так,
например, при 100%-ном отражении отра¬
женная волна на выходе гибридного моста
только на 3 дб ниже входной мощности,
тогда как в направленном ответвителе она
ниже входной мощности на 20 дб\ кроме
того, как сказано выше, полное сопротив¬
ление источника в гибридном месте мож¬
но сделать переменным, тогда как в ответ¬
вителе полное сопротивление равно вол¬
новому сопротивлению проходной линии.)
Выход гибридного трансформатора по¬
ступает на вход двух балансных модуля¬
торов, изменяющиеся выходные постоянные
напряжения которых пропорциональны
картезианским координатам вектора сиг¬
нала, подводимого к модуляторам.
Два выхода постоянного тока моду¬
ляторов подаются к усилителям постоян¬
ного тока горизонтального и вертикального
отклонений э. л. т.
Точность измерения полной проводи¬
мости считается не ниже 0,5% в центре
круговой диаграммы и около 10% на пе¬
риферии. Реф. [JI. 62-54].
Рис. 5-3-17. Блок-схема устройства
для измерения отношения полных со¬
противлений с панорамной осцилло¬
скопической индикацией.
а — генераторная часть схемы; б — прием¬
ная часть схемы; Г\ — генератор качаю¬
щейся частоты (655—850 Мгц)\ Г2 и Г* —
генераторы фиксированной частоты; См\ и
См2 — противофазные смесители; Ф\ к Ф2 —
фильтры нижних частот; УРП\ — усилитель
с распределенными параметрами (полоса
пропускания 1 —250 Мгц)\ М\ и М2 — мо¬
торы; 1 — выход опорного сигнала; 2 — вы¬
ход гетеродинного сигнала; У\ и У2 — уси¬
лители; Г И — генератор импульсов.
5-3-7. Измерение отношения комплекс¬
ных напряжений и полных сопротивлений
в полосе частот от 5 до 200 Мгц с пано¬
рамной осциллоскопической индикацией.
Рисунок 5-3-17 поясняет метод визуального
наблюдения и измерения отношения ампли¬
туд и разности фаз напряжений в двух
точках какого-либо устройства, работаю¬
щего в диапазоне частот от 5 до 200 Мгц.
Частота генератора Г\ качается с помо¬
щью мотора М1 и после преобразования
поступает на вход испытуемого устройства.
Это напряжение (опорное), а также на¬
пряжение на выходе испытуемого устрой¬
ства (измеряемое) с помощью высокоом¬
ных входных головок подводятся к при¬
емной части схемы, где вырабатываются
сигналы, пропорциональные отношению
амплитуд напряжений и отношению раз¬
ности фаз между ними. В генераторной
части схемы, помимо генератора Гь име¬
ются еще два генератора Г2 и Г3. Смеше¬
ние частот этих генераторов с частотой Гi
в смесителях См\ и См2 образует выход¬
ной сигнал генераторной части и гетеро¬
динный сигнал для приемной части. Раз¬
ность частот Г2 и Г3 равна промежуточной
частоте приемника; мотор М2, управляе¬
мый дискриминатором в приемной части,
поддерживает указанную разность частот.
Опорное напряжение «i='£/icosatf по¬
ступает на усилитель Уь имеющий автома-
173
Рис. 6-3-18. Блок-схема приемной части измерительного устройства.
ВГХ и ВГ2 — входные головки (катодные повторители на миниатюрных лампах; 4 пф и 40-н10 ком)\
У1 и У2— усилители промежуточной частоты, усиление которых поддерживается одинаковым за счет
подачи одинаковых напряжений гетеродина; См3 « См4—выходные смесители; УРП2 — усилитель
с распределенными параметрами; при его перегрузке зажигается лампа J1 через реле Р\\ УПЧi —
усилитель первой промежуточной частоты i(/0=500 кгц, £=300 кгц); Г4 — кварцевый генератор (975 кгц);
См5 и См6 — смесители; Фз — фильтр верхних частот; Гб—кварцевый генератор (950 кгц); Ф4 — фильтр-
нижних частот; УПЧ2— усилитель второй промежуточной частоты (25 кгц); КМj и КМ2— кольцевые мо¬
дуляторы (для развязки цепей опорного и измерительного сигнала); У3 и У4— усилители (25±
±2 кгц); Ф — фазовращатель с дифференцирующей и интегрирующей цепочками; Г И — генератор*
импульсов (триггер и блокинг-генератор, выдающий импульс длительностью 0,1 мксек; Д—-дискри¬
минатор, управляющий через реле Р2 и мотор М2 частотой генератора Г3; Г6 — генератор частотой
25,5 кгц для создания частотной метки «а изображении; «при совпадении сигнала с настойкой волно¬
мера нарушается баланс мостовой схемы,колебания Г6 проходят на У4 и на изображении точка
превращается в кружок; ЭЛТ — электронно-лучевая трубка с длительным послесвечением; на экран
наложен отсчетный растр с окружностями, соответствующими отношениям амплитуд, и с радиуса¬
ми, соответствующими разности фаз; 3 — измеряемое напряжение; 4 — опорное напряжение; 5 —
напряжение гетеродина.
тическую регулировку усиления (а. р. у),
поддерживающую постоянной амплитуду
напряжения С/о. К другому такому же
усилителю У2 подводится измеряемое на¬
пряжение u2=U2 cos(co^+(p); усиление его
регулируется тсй же схемой а. р. у. и,
Рис. 5-3-19. Схема сдвига фазы на 90° с по¬
мощью дифференцирующей и интегрирую¬
щей ячеек.
следовательно, равно Uo/.Ui. Поэтому
амплитуда напряжения на выходе С/и =
= C/0C/2/C/i, т. е. Uи пропорционально тре¬
буемому отношению амплитуд. Выходное
напряжение поступает на 90-градусный фа¬
зовращатель и дает на экране осциллоско¬
па изображение в виде окружности, радиус
которой пропорционален С/и. Генератор-
импульсов ГИ управляется напряжением
Uq так, что в моменты, когда это нара¬
стающее напряжение проходит через нуль,
ГИ выдает короткий импульс подсветки,
делающий видимой только одну точку
окружности, сдвинутую на угол ср относи¬
тельно некоторого нулевого положения.
На рис. 5-3-18 показана блок-схе¬
ма приемной части устройства, а на
рис. 5-3-19 — схема примененного в нем
фазовращателя. Входное напряжение под¬
водится одновременно к дифференцирую¬
щей цепочке R2C2 и к интегрирующей це¬
почке R\C\. Ток /1 сдвинут по фазе на
180° относительно напряжения С/ь а ток /2-
совпадает по фазе с С/г. Падение напря¬
жения на общем сопротивлении в цепи
анодов С/0 в пределах данного диапазона
частот постоянно, если обе составляющие
равны; С/0 сдвинуто по фазе на 90° отно¬
сительно U вх.
174
Для снятия диаграммы полного со¬
противления двухполюсника последний
подключается к генератору через активное
сопротивление R и входные головки изме¬
рительного устройства присоединяются
к концам этого сопротивления. На растре,
имеющем в этом случае вид круговой
диаграммы, получаются значения полного
сопротивления нормированного относи¬
тельно R.
Входные напряжения при измерениях
лежат в пределах от 10 же до 1 в. Точ¬
ность измерения в указанном диапазоне
частот не хуже ±5% по амплитуде и
±5° по фазе. На рис. 5-3-20 и 5-3-21 пока¬
заны примеры изображений, полученных
при измерении отношения напряжений и
полных сопротивлений по этому методу.
Устройства, подобные описанному, пред¬
назначенные для работы в диапазоне час¬
тот от 10 кгц до 200 Мгц, описаны
в [Л. 60-5]. Реф. [Л. 62-50].
5-3-8. Измеритель модуля к. о. на мет¬
ровых волнах с панорамной осциллоскопи-
ческой индикацией (с применением двой¬
ного тройника). Описываемый ниже прибор
позволяет наблюдать характеристики со¬
гласования в полосе частот 80—100 Мгц и
измерять к. б. в. в пределах от 0,1 до 0,99.
Перестройка свип-генератора производит¬
ся в диапазоне 3 400—3 900 Мгц. Макси¬
мальная погрешность измерения высоких
значений к. б. в. около ±1%.
Блок-схема прибора приведена па
рис. 5-3-22. Периодически изменяющийся
по частоте и модулированный по ампли¬
туде сигнал от свип-генератора (/) через
развязывающий ферритовый вентиль (2)
поступает на узел автоматической регули¬
ровки мощности, состоящий из регулято¬
ра (3), усилителя обратной связи (4),
направленного ответвителя (5) и детекто¬
ра (5). Выровненный по амплитуде сигнал
через ферритовый вентиль (7) подается
в плечо Н двойного волноводного трой¬
ника (5), откуда поступает в плечи / и
II. В плечо / включена согласованная на¬
грузка (9) с приспособлением для созда¬
ния отражений, необходимых для компен-
Рис. 5-3-21. Круговая диаграмма входного
полного сопротивления двухконтурного по¬
лосового фильтра со связями ниже крити¬
ческой, критической и выше критической,
снятая в диапазоне частот от 20 до 30 Мгц.
сации влияний асимметрии двойного трой¬
ника. К плечу II подключен испытуемый
волноводный элемент (10).
Отраженный от испытуемого элемента
сигнал делится между плечами Е и Н.
Сигнал, поступивший в плечо Е, через
ферритовый вентиль (11) подается на де¬
тектор (12). Между ферритовым вентилем
(14) и детектором (12) включен направ¬
ленный ответвитель (17), через кото¬
рый на детектор может подаваться от
вспомогательного генератора (13) заме¬
щающий сигнал неизменной частоты, слу¬
жащий для получения отсчетной прямой.
Этот сигнал также модулирован по ампли¬
туде. Он подводится к направленному от¬
ветвителю (17) через калиброванный (от-
счетный) переменный аттенюатор (14) и
вспомогательный (установочный) аттенюа¬
тор (15) .
С выхода детектора с. в. ч. низко¬
частотный сигнал подается через усили¬
тель н. ч. (16) и детектор н. ч. на осцил¬
лоскоп.
Свип-генератор (1) и вспомогательный
генератор с. в. ч. (13) работают пооче¬
редно, переключаясь синхронно с разверт¬
кой свип-генератора и осциллоскопа. При
этом на экране осциллоскопа поочередно
получаются изображение кривой изменения
модуля к. о. от испытуемого элемента
в некотором масштабе и изображение от¬
счетной прямой (рис. 5-3-23). Положение
отсчетной прямой определяется величиной
ослабления отсчетного аттенюатора. По¬
следний имеет шкалу с делениями непо¬
средственно в величинах к. б. в., а также
в децибелах к. о. Шкала калиброванного
аттенюатора приводится в соответствие
с измеряемыми величинами с помощью
вспомогательного аттенюатора (15) до
начала измерений; при этом используется
175
Рис. 5-3-22. Блок-схема устройства для измерения модуля к. о. с панорамной осцилло¬
скопической индикацией.
эталонная нагрузка. Извл. из [J1. 62-123].
5-3-9. Измерение к. с. в. с помощью
волноводного тройника и набора эталон¬
ных скользящих нагрузок. Фазовый угол
измеряемого к. о. изменяется на известные
величины с помощью, например, скользя¬
щей нагрузки. Точные измерения несколь¬
ких скользящих нагрузок обеспечивают
получение эталонов, с помощью которых
методом сравнения производятся косвен¬
ные измерения любых нагрузок.
Рис. 5-3-23. Панорамная
индикация модуля к. о.
на экране э. л. т.
К двум колинеарным плечам волновод¬
ного тройника подключаются генератор и
нагрузка. Детектор присоединяется к пер¬
пендикулярному плечу тройника. С помо¬
щью подстроечных элементов обеспечи¬
вается малый к. о. плеча нагрузки. Пока¬
зания детектора в зависимости от измене¬
ния фазы измеряемой нагрузки позволяют
построить кривую, подобную кривой
к. с. в., из которой путем сравнения мож¬
но определить к. с. в.
По мнению авторов, метод имеет ряд
преимуществ перед обычными методами
Рис. 5-3-24. Блок-схема устройства для раз¬
дельного определения к. о. двух неоднород¬
ностей.
1 — генератор с. в. ч.; 2 — согласованная нагрузка;
3 — двойной тройник; 4 — первая неоднородность;
5 — фазовращатель; 6 — вторая неоднородность;
7 — детектор; 8 — осциллоскоп.
176
измерительной линии, основное из кото¬
рых — отсутствие погрешностей, связанных
с наличием щели. Метод рекомендуется
для эталонирования и других особо точ¬
ных работ. Реф. [Л. 56-5].
5-3-10. Метод раздельного определения
к. о. двух последовательно расположенных
неоднородностей в линии передачи с. в. ч.
На рис. 5-3-24 показана блок-схема устрой¬
ства. Описание метода см. [Л. 60-114].
Исследование случая трех и более неодно¬
родностей имеется в [Л. 61-29].
5-3-11. Измеритель к. о. для 2-мм
волн, основанный на принципе действия
двойного тройника и ротационного атте¬
нюатора, описан в § 24-3.
5-4. МЕТОДЫ РЕФЛЕКТОМЕТРА
5-4-1. Прецизионное измерение модуля
к. о. и к. п. д. волноводных соединителей
методом рефлектометра (с использованием
одного направленного ответвителя и
двух согласователей). Как показано на
рис. 5-4-1, волноводное сочленение можно
представить в виде четырехполюсника, ха¬
рактеризуемого четырьмя коэффициентами
рассеяния 5ц, S12, S21 и ^22- Однако ред¬
ко требуется знать все четыре коэффи¬
циента для того, чтобы предвидеть пове¬
дение сочленения. Так, если сочленение
обратимо, то Si2=«S2i и необходимы толь¬
ко три коэффициента. Если, кроме того,
сочленение симметрично, то Sn=«S22 и до¬
статочно найти только два коэффициента.
Если сочленение не имеет или почти не
имеет потерь, то для практических целей
|S12| = |S21| и IS11IHS22I. Во многих СЛУ"
чаях достаточно определить только к. с. в.,
соответствующий |5ц| или IS20I» и/ или
к. п. д. ц (для энергии, идущей в плечо 1
и выходящей в плечо 2),
и для обратного направления
|S12|2
v)22 -1 _ |Sa2l2
четырехполюсника с неотражающей на¬
грузкой. Практически направление потока
энергии не дает большой разницы в вели¬
чине к. п. д. сочленения, имеющего малые
потери (даже если оно несимметрично).
Рис. 5-4-2. Схема прецизионного измерения
к. с. в. волноводного соединителя методом
рефлектометра.
1 — плечо генератора; 2 — плечо нагрузки; 3 —
плечо направленного ответвителя; 4 — согласова-
тель У; 5 — согласователь Х\ 6 — изолятор; 7 —
детектор; 8 — к индикатору выхода; 9—скользя¬
щая согласованная нагрузка; 10 — испытуемый
волноводный соединитель; 11—отрезок А; 12 —
отрезок В) 13 — зависимость уровня выхода от по¬
ложения скользящей нагрузки.
Коэффициент стоячей волны тоже не зави¬
сит от направления потока энергии.
Методы измерения к. с. в. и к. п. д.
показаны на рис. 5-4-2 и 5-4-3. В обоих
случаях применяются рефлектометр с од¬
ним направленным ответвителем и два
добавочных согласователя X и У, регули¬
руемых по очереди следующим образом:
согласователь регулируется так, чтобы по¬
низились до минимума периодические из¬
менения сигнала на выходе плеча 3 при
перемещении согласованной нагрузки в от¬
резке волновода А (рис. 5-4-2). Затем со-
гласователем У добиваются тех же резуль¬
татов, но при передвижении сильноотра-
жающей нагрузки в отрезке волновода А
(рис. 5-4-3).
Исследуемый соединитель находится
между двумя одинаковыми отрезками
волновода А и В. Очевидно, если бы со¬
единитель был идеален («Sh=«S22=0h |Si2| =
= |S2i| = l), то не было бы периодических
изменений выходного напряжения бокового
плеча при передвижении любого оконеч¬
ного элемента из отрезка А в отрезок В.
Если же соединитель неидеален, то следует
ожидать, что регулировка, выполненная
при передвижении оконечника в отрезке Л,
Рис. 5-4-1. Представление волноводного
соединителя в виде четырехполюсника.
Рис. 5-4-3. Схема прецизионного измерения
к. п. д. волноводного соединителя методом
рефлектометра.
Обозначения те же, что на рис. 5-4-2, за исклю¬
чением: 9 — короткозамыкающий поршень.
12—1719
177
Рис. 5-4-4. Диаграммы к. о. и кривые выхо¬
да детектора, соответствующие уравне¬
нию (5-175).
не окажется пригодной при перенесении
оконечника в отрезок В.
Это и имеет место в действительности,
и к. с. в. и к. п. д. соединителя получают¬
ся по данным подобного опыта. Очень
малые отражения определяются с большой
чувствительностью с помощью первой
схемы, а весьма малые потери — с помо¬
щью второй схемы.
Для интерпретации указанных выше
измерений и получения количественных
результатов следует кратко изложить тео¬
рию рефлектометра.
Амплитуда волны в боковом плече
(плечо 3) 63 связана с коэффициентом от¬
ражения Г а уравнением
где Ьг — амплитуда падающей волны, по¬
ступающей от генератора; К — функция
коэффициентов рассеяния рефлектометра;
Г2г и k — тоже функции этих коэффициен¬
тов и к. о. генератора и детектора и ГА —
к. о. на конце плеча 2 рефлектометра.
Оконечная плоскость плеча 2 расположена
в отрезке волновода А и может находить¬
ся в любом положении, достаточно удален¬
ном от соединителей, чтобы избежать
появления колебаний высших типов.
Член Г2г- — к. о. эквивалентного генератора
в этой опорной плоскости, а К практи¬
чески равно направленности рефлекто¬
метра.
Можно так отрегулировать согласова-
тели X и У, чтобы 1 /К и Г2г- исчезли. При
этом условии уравнение (5-171) принимает
вид:
Ь3=сГА, (5-172)
где c=kbT. Этот множитель остается по¬
стоянным, если генератор стабилен и хо¬
рошо развязан, сопротивление детектора
в плече 3 постоянно и регулировки согла-
сователей стабильны. Выходная мощность
178
детектора Рд пропорциональна |&з!2 или
Р*=Р\Га\2. (5-173)
Постоянную пропорциональности можно
определить присоединив к отрезку волно¬
вода А эталон реактивности, например
закороченный четвертьволновый отрезок
волновода. Однако его можно и исклю¬
чить из рассмотрения, если измерять толь¬
ко отношения мощностей.
Определение к. с. в. соединителя.
Периодические изменения при перемещении
согласованной нагрузки в отрезке В полу¬
чаются тогда, когда отражение от нагрузки
находится то в фазе, то в противофазе
с отражением от соединителя. Принимая,
что рефлектометр настроен так, что урав¬
нение (5-172) справедливо, рассмотрим по¬
ведение ГА. Как показано на рис. 5-4-1,
s12s21r ^
0 = s„+ J _s»trL ’ (5'I74)
где Sm>n — коэффициенты рассеяния со¬
членения, состоящего из волноводного сое¬
динителя и коротких отрезков волновода
по обе стороны от соединителя. Уравнение
(5-174) можно упростить и представить
в виде
rA^S11+rTe~2^, (5-175)
поскольку применяется оконечная нагрузка
с малым к. о. (|Гт | <0,005); как потери,
так и отражение от соединителя малы, и
соединитель считается обратимым. Урав¬
нение (5-175) иллюстрируется графиками
рис. 5-4-4 при пренебрежнии затуханием
волновода. Верхние диаграммы показыва¬
ют окружности геометрических мест Га
при изменении фазы Гт, а нижние кривые
показывают соответствующие изменения
выходного уровня мощности в боковом
плече.
В каждом случае
|6з|макс = |с|(|5п| + |Гт|), (5-176)
где с имеет то же значение, что и в урав¬
нении (5-172).
Определение |5ц| производится сле¬
дующим порядком. Пусть |&3'|к.з~М есть
выходной уровень плеча 3 при коротком
замыкании волноводной секции А,
а \Ь3\т~\сГт\—выходной уровень при
введении в секцию А скользящей нагрузки.
Сначала находится |ГТ| по измерению
отношения |&3|т/|&з|к.з с помощью калиб¬
рованного переменного аттенюатора при
поддержании постоянного выхода детек¬
тора. Далее определяется величина |5ц| +
+ |ГТ| из отношения |&з|макс/1&з|к.з. На¬
конец, вычитанием находится |5ц|.
Определение к. п. д. соединителя. При
изображении волноводного соединителя
как четырехполюсника необходимо так вы¬
бирать опорные плоскости по обе стороны
от соединителя, чтобы избежать значитель¬
ных колебаний высших типов в этих
плоскостях. Отрезок волновода 1т между
опорными плоскостями вносит некоторые
потери, суммирующиеся с потерями в са¬
мом соединителе. Измеренный к. п. д. ра¬
вен
'П='Па'Пс (5-177)
где г)а= е~2а1Т— к. п. д. отрезка волно¬
вода длиной 1Т с коэффициентом затуха¬
ния а, а г] с — к. п. д. одного соединителя.
Определение ц выполняется путем измере¬
ния радиуса окружности, являющейся гео¬
метрическим местом входного к. о. при
перемещении короткого замыкания в вы¬
ходном волноводе. Это может быть пояс¬
нено с помощью рис. 5-4-4, на котором Гт
обозначает теперь к. о. скользящего ко-
роткозамыкателя. В однородном отрезке
волновода с конечным затуханием геомет¬
рическое место Гь является логарифмиче¬
ской спиралью, сходящейся к началу
координат. Но она трансформируется че¬
тырехполюсником и геометрическое место
Л становится, вообще говоря, искажен¬
ной логарифмической спиралью, сходящей¬
ся в 5ц. Она искажена потому, что спи¬
раль 1 /Гь смещена на величину S& перед
ее обращением. Анализ явления довольно
сложен, но во многих случаях к. о. S$2 мал
и почти не искажает кривую геометриче¬
ского места. При этом выходной уровень
бокового плеча рефлектометра изменяется,
как показано на рис. 5-4-5,а. По обе сто¬
роны переходного участка 1т волновод
можно рассматривать не имеющим потерь
и применять теорию, разработанную при
этом предположении. Она заключается
кратко в следующем: можно показать, что
радиус окружности ГА при изменении
фазы Гт равен
Коэффициент полезного действия че¬
тырехполюсника, когда энергия входит
в плечо 2, а плечо 1 замкнуто на неотра¬
жающую нагрузку, равен:
Очевидно, что если 1—IS22I2 равно
1 — |^22^Т |2 и |Si2S21| = |Si2|2, Т0
~'П12|^т|. Это справедливо, если корот-
козамыкатель имеет малые потери. Если
соединитель имеет малые потери, то
с большим приближением '|Si2| = IS21I, Да¬
же если допускается необратимость.
Очевидно (рис. 5-4-5,б), что
Рис. 5-4-5. Зависимость выхода детектора
от положения короткозамыкателя при ма¬
лом к. о. (а); диаграммы к. о. и кривые вы¬
хода детектора при перемещении короткоза¬
мыкателя в волноводе без потерь (б).
Затухание отрезков волновода полу¬
чается из наклона кривой слева от 1т на
рис. 5-4-5. Если Р\ vl Р2 — мощности в бо¬
ковом плече, соответствующие двум поло¬
жениям короткозамыкателя, разнесенным
на расстояние /, то постоянная затухания
вычисляется* по формуле
(5-180)
так как rj |/"к.з| является радиусом окруж¬
ности Г а и постоянная (с) исчезает. Сле¬
дует отметить, что |Гг| заменено на |Гк.а|-
Если на выходе бокового плеча измеряет¬
ся мощность, то следует вычислить квад¬
ратный корень из отсчетов, необходимых
для определения к. п. д.
где меньше Р\.
Экспериментальная работа по изложен¬
ному методу измерений проводилась на
частоте 9,39 Ггц. Два отрезка латунного
прямоугольного волновода с фланцевым
соединением были изготовлены с предель¬
ной точностью и тщательностью. Измерен¬
ное значение модуля к. о. |5ц[ соединения
оказалось равным 0,00071, а к. п. д. —■
близким к 1,000. При боковом сдвиге флан¬
цев на 2,5 мм к. о. возрос до 0,1, а при
сдвиге на 1 мм к. п. д. оказался равным
0,999. Для соединения, образованного дву^-
мя нормальными фланцами без дросселей
на концах отрезков волновода (отрезки
в данном случае были получены распилом
одного куска волновода), измерение дало
цифру 0,0015 для к. о. и 0,9993 для к. п. д.
Реф. [Л. 60-11].
Метод вспомогательного канала, являю¬
щийся развитием изложенного выше мето¬
да, описан в |[Л. 61-31]. См. также статью
3-3-12.
5-4-2. Измерение к. о. волноводных
структур прецизионным методом рефлек¬
тометра. Схема измерения на волнах
3-см диапазона представлена на рис. 5-4-6.
Слева на схеме показан генератор с. в. ч.
со стабилизатором частоты и отдельным
12*
179
Рис. 5-4-6. Схема устройства для прецизионного измерения
к. о. на с. в. ч.
1 — прецизионный волновод; 2 — эталонный аттенюатор; 3 — у. п. ч.;
4 — э. л. т. 5 —индикатор; 6 — модулятор; 7 — источник питания; 8 —
дифференциальный усилитель.
частотомером. За ним в главной линии пе¬
редачи включены два аттенюатора для
установки уровня мощности и изолятор.
Далее включены направленный ответви¬
тель и два волноводных согласователя.
Справа от рефлектометра включены отре¬
зок прецизионного волновода и далее
калибруемое устройство. Детектор, вклю¬
ченный в боковое плечо рефлектометра,
представляет собой супергетеродин, со¬
стоящий из гетеродина (с ферритовым
изолятором), смесителя и у. п. ч.
Величина к. о. испытуемой нагрузки
определяется сравнением с эталоном, к. о.
которого точно известен. Отношение ве¬
личин выходных сигналов бокового плеча
равно отношению модулей известного и
неизвестного к. о.
В данном устройстве достигнут коэф¬
фициент направленности главного направ¬
ленного ответвителя выше 90 дб и к. о.
(рефлектометрической системы со стороны
нагрузки) меньше 6-10-4.
Отношение амплитуд сигналов изме¬
ряется методом замещения по промежу¬
точной частоте с помощью прецизионного
аттенюатора, работающего на частоте
30 Мгц. При измерении к отрезку преци¬
зионного волновода подключается эталон
отражения, а аттенюатор устанавливается
на опорную величину. Затем эталон отра¬
жения заменяется неизвестным отражени¬
ем и аттенюатор регулируется так, чтобы
выходной сигнал детектора остался преж¬
ним. Модуль к. о. определяется из равен¬
ства
где АЛ — разность отсчетов потенциометра
в децибелах.
Источниками погреш¬
ностей измерения явля¬
ются: неточная регули¬
ровка согласователей, ко¬
торая может дать по¬
грешность примерно
±0,12%, в зависимости
от модуля измеряемого
к. о. Неточности измере¬
ния отношения Гэт и
/"изм, включая нелиней¬
ности смесителя и атте¬
нюатора, достигают
±0,35%. Погрешность
эталонного отражателя
равна примерно ±0,05%.
Ошибка за счет неточно¬
сти размеров прецизион¬
ного волновода может
достигать ±0,5%. Общая
погрешность калибровки
не превышает ±1% для
модулей к. о. от 1,0 до
0,1; при измерении моду¬
лей к. о. от 0,1 до 0,025
общая погрешность воз¬
растает до ±1,5%.
Эталонами к. о. слу¬
жат четвертьволновые ко¬
роткозамкнутые серебря¬
ные отрезки волноводов, изготовленные
электроформовкой. Реф. |[Л. 62-2].
5-4-3. Точное измерение к. о. в коакси¬
альных системах методом рефлектометра
(с использованием одного направленного
ответвителя и двух согласователей). Изме¬
рения , выполняемые в диапазоне частот
3,95—5,85 Ггц с точностью 1,5%, описаны
в {Л. 62-61].
5-4-4. Точное измерение полного со¬
противления на с. в. ч. При измерении
используются образцовые направленные
ответвители в мостовой схеме включения,
образцовые аттенюаторы, короткозамыка-
тели и фазовращатели (Л. 60-31].
5-4-5. Измерение к. о. в 3-см диапазоне
волн с панорамной осциллоскопической
индикацией (с использованием однополос¬
ного модулятора и балансного смесителя).
Блок-схема установки показана на
рис. 5-4-7. Выходная мощность клистрон-
ного генератора (перестраиваемого в поло¬
се частот мотором при автоматической
регулировке напряжения отражателя) под¬
держивается постоянной с помощью авто¬
матически управляемого волноводного
аттенюатора. В результате при одинаковых
значениях к. о. на всех частотах получа¬
ются одинаковые выходные сигналы. Из¬
мерение к. о. производится с помощью вы¬
сококачественных направленных ответви¬
телей.
Для получения линейного и чувстви¬
тельного супергетеродинного детектора
применен балансный смеситель. Сигнал ге¬
теродина получается от клистронного ге¬
нератора, но частота изменяется с помо¬
щью однополосного модулятора.
Сигнал с выхода смесителя разлагает¬
ся на X- и У- компоненты, подаваемые на
отклоняющие пластины э. л. т. Разложе¬
ние осуществляется сравнением фазы сиг¬
180
Рис. 5-4-7. Блок-схема установки для панорамной индикации и изме¬
рения к. о. на с. в. ч. с помощью рефлектометра.
1 — клистронный генератор; 2 — мотор; 3 — блок питания; 4— аттенюатор,
управляемый автоматически; 5 — направленный ответвитель; 6 — волномер;
7—удлинительная линия; 8—роторный аттенюатор; 9—вход при измерении к. о.
и гьервый вход при измерении коэффициента передачи; 10 —второй вход при
измерении коэффициента передачи; 11 — балансный смеситель; 12 — однопо¬
лосный модулятор; 13 — детектор; 14 — усилитель постоянного тока; 15 — гене¬
ратор опорного сигнала; 16 — усилитель 200 гц\ 17 — усилитель; 18 — к ^пла¬
стинам; 19 — к У-пластинам; 20—к. о. в полярных координатах.
нала с фазой колебаний однополосного мо¬
дулятора. При этом радиальное расстояние
пятна от центра экрана представляет мо¬
дуль к. о., а угловое положение — его
фазу. Добавочная схема создает частотные
метки на изображении. Если требуется
очень большая точность, то фазовый угол
можно отсчитать по калиброванным шка¬
лам, а модуль — по шкале прецизионного
аттенюатора. Прозрачная круговая диа¬
грамма к. о. (или иная) монтируется на
трубке и подсвечивается. Это дает воз¬
можность производить прямые отсчеты
интересующих величин, например модуля
и аргумента к. о., или \R и X, или G и В.
Опорная плоскость, в которой просматри¬
вается полное сопротивление, может пере¬
мещаться в испытуемом устройстве, обес¬
печивая просмотр в нужной точке. Чув¬
ствительность прибора изменяется, и
отсчет при полном отклонении может соот¬
ветствовать к. о. от 1 до 0,001. Точность
панорамного измерения к. о. определяется
окружностью неопределенности, имеющей
радиус 0,01 + 1/10 измеряемого к. о.
Установка позволяет измерять также
полное сопротивление и к. о. волноводных
устройств на дискретных частотах с точ¬
ностью, значительно превосходящей точ¬
ность обычных испытательных стендов.
Даже при измерениях на дискретных час¬
тотах установка обеспечивает скорость во
много раз большую, чем обычные методы
измерения. Это объясняется тем, что при
последовательных изменениях частоты
требуются регулировки только одной руч¬
ки и интересующая величина непосредст¬
венно считывается с изображения на эк¬
ране. Результаты ряда таких измерений
можно нанести тушью на экране или сфо¬
тографировать на один негатив.
Описываемая установка при неболь¬
шом изменении в волноводном тракте (за¬
мена двух волноводных секций) может
быть использована для измерения коэф¬
фициента передачи четырехполюсников,
а именно, она может быть применена, на¬
пример, для калибровки аттенюаторов и
измерения вариации их фазового сдвига
при изменении величины ослабления или
частоты или же для калибровки фазовра¬
щателей. Реф. [Л. 58-7].
5-4-6. Измерение к. о. на с. в. ч. с па¬
норамной осциллоскопической индикацией
(с помощью фазового направленного от¬
ветвителя). На рис. 5-4-8 показана схема
устройства, применяемого для осциллоско-
пического наблюдения и измерения к. о.
различных элементов волноводного тракта
в диапазоне с. в. ч. (от 3 до 11 Ггц),
а также параметрических диодов, варакто-
ров и туннельных диодов. Отсчет делается
по изображению на экране э. л. т., нало¬
женному на сетку круговой диаграммы.
Измерения можно производить при низких
уровнях входной мощности (порядка —
30 дбм) в широкой полосе частот (поряд¬
ка 10%) и с точностью порядка ±2% по
модулю и i±2° по фазе.
Основным элементом устройства яв¬
ляется фазовый направленный
ответвитель. Он состоит из двух от¬
резков прямоугольного волновода, распо¬
ложенных друг над другом под углом 90°
(рис. 5-4-9). В общей широкой стенке вол¬
новодов имеется щель связи, прорезанная
181
Рис. 5-4-8. Схема измерения к. о. на с. в. ч.
с панорамной осциллоскопической индика¬
цией, с применением фазового направленно¬
го ответвителя.
1 — измерение при большом уровне мощности; 2 —
измерение при малом уровне мощности; 3 — гене¬
ратор с. в. ч. с частотой качания 200 кгц; 4 — ис¬
пытуемая нагрузка; 5 — изолятор; 6 — детектор;
7 — сигнал; 8 — осциллоскоп; 9 — усилитель 200±
±5 кгц, 70 дб; 10 — аттенюатор; // — усилитель
200±5 кгц, 70 дб; 12 — регулировка чувствитель¬
ности; 13 — установка предельного к. с. в. н.; 14—
полосовой фильтр 100±5 гц; 15 — усилитель 60 дб;
16 — усилитель 60 дб; 17 — э. л. т.; /^ — синхрон¬
ный мотор;/9 — синхронизация; 20 — регулировка
фазы; 21 — триггер; 22 — схема задержки; 23 —
усилитель импульсов; 24 — импульсы 50 в, 100 гц;
25 — волномер; 26 — метки частоты; 27 — усили¬
тель 200±5 кгц, 60 дб.
во вставном диске; диск приводится во
вращение со скоростью 50 об/сек синхрон¬
ным мотором через передачу. Щель имеет
форму гантели, что обеспечивает наиболь¬
шую магнитную связь при минимальной
электрической связи.
Работа этого направленного ответви¬
теля математически выражается матрицей
рассеяния (S-матрицей) вида
где k — коэффициент магнитной связи;
в — угол ориентации щели.
Направленность обычного волноводно¬
го направленного ответвителя выражается,
в идеальном случае матрицей вида
где g — коэффициент связи.
Сравнение приведенных матриц пока¬
зывает, что ответвитель, характеризуемый
первой матрицей, в отличие от ответвите¬
ля, характеризуемого второй матрицей,
182
Рис. 5-4-9. Фазовый направленный ответви¬
тель.
а —схема; б — конструкция вращающейся щели.
имеет направленность, зависящую от фазы
ответвленной волны.
К направленному ответвителю присое¬
динены генератор с. в. ч. с качанием час¬
тоты (в малых пределах для удобства
усиления выходного сигнала) и испытуе¬
мая нагрузка. На детектор поступают ко¬
лебания двух частот: /0 (падающая волна
от генератора) и /о+2 р, где р — частота
вращения щели (отраженная волна от
нагрузки). После детектирования, усиле¬
ния на частоте качания, второго детекти¬
рования и регулировки амплитуды сигнал
поступает на узкополосный фильтр, на¬
строенный на частоту 2 р. Напряжение на
выходе фильтра
= (l+^sin•у') |Г|Х
X C°S |2я (2p)t + tg-1 |Yl + V) tg ^]]’
где k\ — коэффициент, учитывающий эф¬
фективность детектирования и вносимые
потери фильтра; б — коэффициент, учиты¬
вающий эффект качания частоты; у — фа¬
зовый угол коэффициента отражения.
Рис. 5-4-10. Измеритель к. о. с панорам¬
ной осциллоскопической индикацией.
1 — генератор; 2 — направленный ответвитель;
3 — линия задержки; 4 — сдвиг фазы на 90°;
5 — квадратичный детектор 1; 6 — квадратич¬
ный детектор 2; 7 — усилитель вертикального
отклонения э. л. т.; 8 — исследуемая нагрузка;
9 — ферритовый модулятор; 10 — модулирую¬
щий сигнал; 11 — подсветка э. л. т.; 12 — уси¬
литель горизонтального отклонения э. л. т.
\r\eiv — комплексный коэффициент отра¬
жения напряжения. При малом б выход¬
ное напряжение прямо пропорционально
отраженной волне по модулю и фазе.
После усиления и изменения фазы на 90°
выходной сигнал подается на отклоняю¬
щие пластины э. л. т., создавая круговую
развертку. Изображение имеет вид окруж¬
ности, радиус которой пропорционален
модулю к. о. Короткие положительные им¬
пульсы с частотой повторения 2р гц по¬
даются на управляющую сетку для под¬
светки и указания фазового угла.
При обмене местами Zx и Z0 мощ¬
ность, подводимая к нагрузке, становится
меньше примерно на 30 дб.
Перед использованием устройства
производится его калибровка. Реф.
[Л. 61-118].
5-4-7. Измерение к. о. на с. в. ч. с па¬
норамной осциллоскопической индикацией
(с применением модуляции отраженного
сигнала прямоугольной волной). Прямая
(Un) и отраженная (U0) волны отбира¬
ются направленными ответвителями
(рис. 5-4-10). Коэффициенты связи направ¬
ленных ответвителей выбираются так, что¬
бы |£/п|> U0 даже при к. о., равном еди¬
нице. Сдвиг фаз между Un и U0 равен Ф.
Задержка 11л введена с целью полу¬
чения опорной точки в удобном месте ли¬
нии передачи. U0 модулируется по ампли¬
туде сигналом f(t). Обе волны Un и
амплитудно-модулированная (J0 теперь
разделяются на две части. Одни из этих
частей комбинируются в квадратичном
детекторе 1Г На рис. 5-4-11 показаны век¬
торные диаграммы напряжений на входе
детектора 1. При модуляции Ф не изме¬
няется, хотя амплитуда вектора U0=f(t)
является функцией времени. Поэтому сиг-
Рис. 5-4-11. Век¬
торные диаграммы
к устройству, пока¬
занному на
рис. 5-4-10.
нал на выходе квадратичного детектора 1
пропорционален
(\Un\ + \U0\f (t) cos Ф)2 +
+ (\U0\f (t) sin Ф)2 =
= | Un |2 + 2 | Un 11 Uo | f (0 cos Ф +
+ \U0 |2f2 (0-l^n|2 +
+ 2 | Un 11 Uo I / (0 cos Ф.
Аналогично из рассмотрения векторной
диаграммы рис. 5-4-11,в, найдем, что сиг¬
нал на выходе квадратичного детектора 2
пропорционален
в2«(Ц/п| + | tfolf (0 sin0)2 +
+ |£/0 |2 f2 (0 cos2 Ф =
= \Un \* + 2\Un\\U0\f (Osin0 +
+ \Uo \42(t)^\u0\* +
+ 2\Un\\U0\f (Osin0.
Усилители переменного тока Ai и A2 не
пропускают постоянную слагающую \U0\2,
и напряжения, поступающие к верти¬
кально и горизонтально отклоняющим
пластинам э. л. т., пропорциональны
\U0\f(t) cos Ф и КА, |/(0 sin Ф соответст¬
венно. Если f(t) имеет форму меандра и
луч э. л. т. включается только на время
положительного полупериода, то на экране
э. л. т. с нанесенной круговой диаграммой
автоматически прокладываются координа¬
ты точки полного сопротивления, так как
|£/0| собФ и |С/01 sin Ф как раз являются
этими координатами. Если при этом ис¬
пользуется свип-генератор, то на экране
э. л. т. видна кривая сопротивления во
всем диапазоне качания частоты.
Основными источниками ошибок
в этом приборе являются коэффициенты
связи направленных ответвителей и от¬
брасывание члена \U0\2f2(t) в приведен¬
ных выше формулах. Прибор такого
устройства перекрывает частотный диапа¬
зон от 8,2 до 12,4 Ггц. Точность измере¬
ния считается равной 6% от величины к. о.
или 1,02 по к. с. в. в зависимости от того,
183
Рис. 5-4-12. Тракт с. в. ч. устройства,
показанного на рис. 5-4-'10.
какая величина больше. Максимальная
ошибка имеет место при высоких к. с. в.,
когда к. о. приближается к 1. Пер.
[Л. 57-1].
На рис. 5-4-12 показан вид блока
с. в. ч. данного устройства, а на
рис. 5-4-13 — пример панорамного изобра¬
жения к. о., видимого на экране э. л. т.
Иностранные приборы подобного устрой¬
ства известны под названием «Z-скоп».
5-4-8. Измерение к. о. на метровых и
дециметровых волнах с индикацией све¬
товым лучом на поворотной круговой диа¬
грамме. Две одинаковые коаксиальные
линии (рис. 5-4-14), из которых одна яв¬
ляется опорной, а другая — измерительной
линией, возбуждаются с одинаковой
амплитудой и фазой генератором Ген че¬
рез два аттенюатора Т. Направленные от¬
ветвители выделяют напряжения, отра¬
женные от концов обеих линий, из которых
одно пропорционально искомому к. о. Г от
измеряемого объекта, а другое — извест¬
ному к. о., получающемуся при коротком
замыкании конца опорной линии (Г«=—1).
На выходе направленных ответвителей эти
напряжения преобразуются в промежуточ¬
ную частоту 10 Мгц и усиливаются; после
этого их амплитуды сравниваются, для
чего магнитоэлектрический прибор уста¬
навливают на показание, соответствующее
опорной амплитуде сигнала, а отклонения
зеркального гальванометра, соответствую¬
щие амплитуде сигнала, поступающего из^
измерительной линии, проектируют на по¬
лярную диаграмму. Измерение разности
фаз полученных напряжений производится
посредством искусственной линии. Посту¬
пающие с обеих сторон согласованной
искусственной линии равные по амплитуде
(после ограничения) напряжения взаимно*
уничтожаются в тех точках, где фазы их
противоположны. Фазовому углу поляр¬
ной диаграммы в 360° соответствует
180 эл. град искусственной линии; послед¬
няя окружает диаграмму, а получающийся
на линии минимум находится с помощью
зонда, связанного с вращающейся диа¬
граммой.
Рис. 5-4-13. Пример панорамного изображения к. о. на экране э. л. т.
устройства, показанного на рис. 5-4-10.
184
Схема дает также возможность ис¬
ключить влияние поворота фазы, обуслов¬
ленного кабелем, включенным между из¬
меряемым объектом и измерительным
устройством; это достигается путем удли¬
нения опорной коаксиальной линии кабе¬
лем такой же длины и такого же волно¬
вого сопротивления. Можно также полу¬
чить в увеличенном масштабе часть
диаграммы в области ZL\ погрешность
прибора на частотах до 1 ООО Мгц остается
внутри окружности к. с. в. с &<1,02 вбли¬
зи Zl\ на частотах до 2 400 Мгц — &<1,03.
Коэффициенты передачи четырехполюсни¬
ков могут быть также представлены непо¬
средственно на диаграмме.
Благодаря большой чувствительности
устройства удается напряжение на изме¬
ряемом объекте поддерживать настолько
малым, что становится возможным прово¬
дить исследования транзисторов (U<7 мв
на частотах до 400 Мгц и £/<10 мв на
частотах до 2 400 Мгц). При отказе от рас¬
ширения диаграммы эти значения могут
быть еще уменьшены в 3 раза. Реф.
[Л. 62-101, 62-52].
Технические данные отечественных
измерительных приборов подобного устрой¬
ства приведены в [Л. 62-118].
Иностранные приборы аналогичного
устройства известны под названием
«диаграф».
5-4-9. Механическая регистрация к. о.
на круговой диаграмме в 3-см диапазоне
волн. Измерение модуля к. о.
В линию (рис. 5-4-15) включены два на¬
правленных ответвителя с коэффициентом
передачи 10 дб. Детектор А дает напряже¬
ние, пропорциональное квадрату амплитуды
падающей волны /2, детектор В — отрица¬
тельное напряжение, пропорциональное от¬
раженной волне R2. Часть сигнала А
а2!2 (а — угол поворота квадратичного
потенциометра) складывают с оигаалом R2.
Результирующий сигнал а2/2—R2 есть сиг¬
нал ошибки сервомеханизма, вращающего
потенциометр до исчезновения сигнала
ошибки. Тогда a—R/Iy т. е. угол поворота
потенциометра пропорционален модулю к. о.
Поворот потенциометра смещает радиаль¬
ный стилет полярного регистратора.
Измерение фазы к. о. В коли-
неарные плечи двойного тройника А к В
вводятся I и R. Тогда выход из плеча С
равен I+R, а из плеча D I--<R. Если раз¬
ность фаз между / и R равна лт/2, то ам¬
плитуды сигналов в плечах С и D равны
независимо от отношения амплитуд / и R.
185
Рис. 5-4-14. Схема измерения к. о. на метровых и дециметровых волнах
с индикацией световым лучом на поворотной круговой диаграмме.
Рис. 5-4-15. Механическая регистрация к. о. на круговой диаграмме.
Разность (сигналов, поступающих из плеч
С и D, образует сигнал ошибки сервомеха¬
низма, действующего на фазовращатель,
помещенный на пути падающей волны /,
пока сигнал ошибки не станет равным нулю,
т. е. пока разность фаз сигналов в Л и В
не станет равной лт/2. Реф. fJI. 63-3].
5-4-10. Импедометр Парцена для частот
от 50 до 500 Мгц. Устройство прибора
поясняет рис. 5-4-16. Действие прибора
описано в [Л. 49-2, 62-104]. Аналогичный
прибор для диапазона частот от 30 до
1 000 Мгц описан в [Л. 63-104].
5-4-11. Графический метод определения
полного сопротивления по данным измере¬
ния к. о. рефлектометром. Высокочастотный
переключатель рефлектометра с двумя на¬
правленными ответвителями подводит к (при¬
емнику поочередно |C/ц|, \U0\ и \Un+V0\.
Отношение \U0/Un\ дает к. о., а отношение
\Un+U0\l\Un\—отнесенную к \'Un\ ампли¬
туду |1+Г| стоячей волны. Обе эти вели¬
чины можно нанести в виде окружностей
на круговую диаграмму (рис. 5-4-17):
окружность к. о. с центром Z— 1 и окруж¬
ность амплитуды стоячей волны с центром
Z=0. При этом одна из точек пересечения
окружностей дает искомое полное сопро¬
тивление. Правильная точка пересечения
определяется путем включения добавочной
реактивности (например, емкости) и на¬
Рис. 5-4-16. Импедометр Парцена.
/ — генератор; 2 — нагрузка; 3 — направленный ответвитель
для падающей волны; 4 — направленный ответвитель для от¬
раженной волны; 5 — емкостный зонд; 6 — зонд реактивной
проводимости, удерживаемый на месте пружиной; 7 — сопро¬
тивление.
блюдения величины к. о. В приведенном
примере включение небольшой параллель¬
ной емкости дает окружность, нанесенную
пунктиром, из чего следует, что правиль¬
ной является верхняя точка пересечения.
Погрешность такого рефлектометра зависит
от к. о. и для высококачественных направ¬
ленных ответвителей в коаксиальных ли¬
ниях равна примерно 0,2%; таким обра¬
зом, к. о. порядка 1 % можно измерять
с точностью около 20%. Эта точность зна¬
чительно выше точности измерительной ли¬
нии. Точность же определения полного
сопротивления изложенным способом при
тупых углах пересечения окружностей не
лучше 5—10%. Реф. [Л. 62-52].
5-4-12. Измерение к. о. с осциллоскопи¬
ческой индикацией (с применением четырех
направленных ответвителей и двух двойных
тройников). Схема измерения показана на
рис. 5-4-18. В схеме применены два вход¬
ных и два выходных направленных отве¬
твителя. Выходы одного ответвителя па¬
дающей волны и одного ответвителя отра¬
женной волны складываются и вычитаются
в двойном тройнике, имеющем кристалличе¬
ские детекторы в каждом, из двух осталь¬
ных плеч. Второй двойной тройник сме¬
щен на Х/8 для получения необходимого
сдвига фазы. Детекторы имеют одинако¬
вые характеристики и их выходные напря¬
жения подаются на усилители
осциллоскопа. Реф. [Л. 59-1].
5-4-13. Измерение модуля и
фазы малых к. о. методом, ис¬
ключающим собственные погреш¬
ности и измерительной аппарату¬
ры. К линиям передачи часто
предъявляются высокие требова¬
ния в отношении величины к. о.
Для поддержания искажений в
допустимых пределах необходимо,
например, чтобы в диапазоне
4 Ггц к. о. каждого элемента был
меньше 0,5%. Данная измери¬
тельная установка позволяет из¬
мерять такие к. о. с точностью
0,1%. При этом используются
186
Рис. 5-4-17. Определение полного сопротив¬
ления по данным измерения к. о. рефлекто¬
метром.
обычные приборы, выпускаемые про¬
мышленностью: направленный ответвитель
и настроечный четырехполюсник. Спо¬
соб измерения таков, что собственные
погрешности направленного ответвителя
и настроечного четырехполюсника ком¬
пенсируются. Если размеры ввода изме¬
ряемого объекта не совпадают с выходны¬
ми размерами направленного ответвителя,
можно использовать промежуточный четы¬
рехполюсник, который устраняет возмож¬
ность распространения возникающих три
этом нежелательных типов колебаний. По¬
грешность согласования промежуточного
четырехполюсника также не влияет на ре¬
зультат измерения. Схема измерения пока¬
зана на рис. 5-4-19.
Направленность ответвителя должна
быть порядка 1% или лучше. При измере¬
нии используется только выход отражен¬
ной волны.
Настроечный четырехполюсник состоит
из отрезка линии такого же сечения, как
у измеряемого объекта. Вдоль отрезка на
расстоянии порядка Vs А расположены че¬
тыре штыря, создающие в линии емкост¬
ные нагрузки. При полном выдвижении
штырей настроечный четырехполюсник дол¬
жен представлять собой отрезок однород¬
ной линии.
Процесс измерения состоит из (до¬
вольно сложной и длительной) последова-
Рис. 5-4-18. Схема измерения к. о. с приме¬
нением четырех направленных ответвителей
и двух двойных тройников.
Рис. 5-4-19. Блок-схема устрой¬
ства для измерения модуля и
фазы малых к. о. методом, ис¬
ключающим собственные по¬
грешности измерительной аппа¬
ратуры.
1 — направленный ответвитель; 2 —
индикатор; 3— промежуточный че¬
тырехполюсник; 4 — настроечный че¬
тырехполюсник; 5 — плоскость изме¬
рения; 6 — генератор.
тельности операций с заменой испытуемого
объекта отрезком линии с подвижным ко-
роткозамыкателем и с регулировкой четы¬
рех штырей, выполнения отсчетов по инди¬
катору направленного ответвителя и соот¬
ветствующих вычислений; процесс подробно
описан в статье. Реф. [Л. 61-24].
5-4-14. Иные способы измерения модуля
и фазы к. о. на с. в. ч. с панорам¬
ной осциллографической индикацией или
с записью пером на круговой диаграмме.
Названные методы или устройства с ос¬
циллоскоп ической индикацией описаны
в [Л. 55-10, 56-6, 56-7, 55-104]. Устройство
с записью пером описано в |[Л. 54-2].
5-4-15. Измерение модуля к. о. в диапа¬
зоне 7,5—11 Ггц с панорамной осциллоско-
пической индикацией (с использованием
л. о. в.). Блок-схема прибора приведена на
рис. 5-4-20.
В генераторе с. в. ч. применена л. о. в.
Качание частоты в диапазоне 7—И Ггц
осуществляется регулируемым синусоидаль¬
ным напряжением 50 гц. Источник постоян¬
ного напряжения,, подаваемого на линейный
электрод, тоже имеет регулировку. Выход
л. о. в. подается то коаксиальному кабелю
в волноводный тракт, содержащий аттенюа¬
тор, направленные ответвители падающей
и отраженной волны и исследуемую на¬
грузку. Примененные ответвители имеют
20 -продольных и 20 поперечных щелей. Ши¬
рокополосные сбалансированные детекторы
с включенными перед ними постоянными
аттенюаторами присоединены к соответст¬
вующим натравленным ответвителям. Часть
детектированного напряжения падающей
волны усиливается и подается в противо-
фазе на сетку л. о. в. для стабилизации
уровня падающей волны.
Детектированное напряжение с детек¬
тора отраженной волны через прерыватель
подается на усилитель н. ч. вертикально
отклоняющих пластин осциллоскопа. Откло¬
нение луча по оси X приблизительно про¬
порционально частоте генератора с. в. ч.
При измерениях высота изображения
калибруется по эталонному переменному
рассогласователю. Основным назначением
устройства является измерение к. с. в., рав¬
ного 1,5 и выше. Прибор не дает значения
фазы к. о. Однако во многих случаях зна¬
ние фазы к. о. -не является существенным;
это относится, например, к широкополос¬
ным устройствам, в которых фаза меняется
в диапазоне частот в широких пределах.
187
Рис. 5-4-20. Блок-схема устройства для измерения мо¬
дуля к. о. в диапазоне 7,5—11 Ггц.
1—л. о. в.; 2 — напряжение качания частоты (50 гц); 3 — по¬
стоянное напряжение, .регулирующее частоту; 4 — переходник;
5 _ аттенюатор; 6 — направленный ответвитель падающей вол¬
ны; 7 — направленный ответвитель отраженной волны; 8 — изме¬
ряемая нагрузка; Р —волномер; 10 — вибрационный переключа¬
тель; И — усилитель и волномер; 12 — усилитель вертикального
отклонения; 13 — э. л. т.; 14 — усилитель обратной связи; 15 —
блок питания; 16 — блок питания 50 гц; 17 — фазовращатель 90°;
18 — формирование прямоугольной волны; 19 — прямоугольная
волна 25 гц; 20—блаикир,ующий импульс 50 гц; 21—блок питания
осциллоскопа; 22 — усилитель горизонтального отклонения.
На рис. 5-4-21 показаны примеры ос¬
циллограмм напряжений падающей и отра¬
женной волн.
Прибор дает возможность измерять ве¬
личину коэффициента передачи четырехпо¬
люсника. Для этого добавочный детектор
включается на выход исследуемого устрой¬
ства и детектированное напряжение по¬
дается на индикаторное устройство вместо
выходного напряжения с детектора отра¬
женной волны.
Основными факторами, ограничиваю¬
щими точность измерения, являются:
1) конечная .направленность ответвителей,
2) недостаточная балансировка детекторов
и 3) неполная стабилизация выходной мощ¬
ности генераторов ic. в. ч.
В нижеследующей таблице приведены
ошибки, вычисленные для двух значений
к. о. и двух величия направленностей 35
и 40 дб; последние являются минимальными
направленностями, измеренными в диапа¬
зонах 8—11 и 8—9,5 Ггц соответственно.
Результаты показывают, что лучшая
точность получается, если индикация огра¬
ничивается диапазоном 8—
9,5 Ггц, в котором характе¬
ристики ответвителей опти¬
мальны.
Ошибка за счет детекто¬
ров вызывается нарушением
баланса пары детекторов, когда
уровень мощности с. в. ч., по¬
даваемой на один из них, из¬
меняется. Это имеет место1
в детекторе отраженной вол¬
ны, и тогда изменяется как
закон детектирования, так и
частотная характеристика де¬
тектора. Ошибку можно умень¬
шить при измерении к. о., из¬
меняющегося в небольших
пределах, путем такой регу¬
лировки постоянного аттенюа¬
тора детектора отраженной,
волны, чтобы мощность с. в. ч.
на входе обоих детекторов при
среднем значении к. о. была
примерно одинакова. При этих
условиях ошибка измерения
к. о., равного 0,5, обусловлен¬
ная разбалансом детекторов,
не превышает ±3% в диапазо¬
не 8—И Ггц.
Ошибка в величине к. о.
за счет недостаточной ста¬
бильности выходной мощности
генератора на л. о. в. лежит
для разных ламп в пределах
±3,5-7-1,6%.
Общая максимальная
ошибка измерения к. о., равного 0,5, не
превышает ±6%, а к. о., равного 0,2 не
превышает ±12%.
На рис. 5-4-22 показан общий вид
устройства. Реф. [Л. 59-14].
5-4-16. Панорамное измерение модуля
к. о. с помощью «осциллоскопического ин¬
дикатора отношения». Коэффициент отра¬
жения и затухание но определению являют¬
ся относительными величинами. Однако на
с. в. ч. трудно поддерживать постоянство'
напряжения, подводимого к объекту изме¬
рения. Поэтому целесообразно выравнивать
Направ¬
ленность
Истинное
значение
к. о.
Показываемое
значение к. о.
Ошибка,
%
35 дб
0,5
0,2
0,47—0,52
0,18—0,22
+4,5
±9
40 дб
0,5
0,2
0,49—0,51
0,19—0,21
+2,5
±5
Рис. 5-4-21. Осциллограммы, полученные
с устройством рис. 5-4-20.
а — падающий сигнал без стабилизации; Ъ — то
же со стабилизацией; с — отраженный сигнал при
к. с .в., равном 1,5; d — то же, при к. с. в., рав¬
ном 3.
188
Рис. 5-4-22. Общий вид устрой¬
ства для измерения к. о. в диа¬
пазоне 7,5—11 Ггц.
колебания опорного (подводимого) напря¬
жения в индикаторном устройстве.
К «осциллоскопическому индикатору
отношения» подводятся опорное напряже¬
ние и напряжение сигнала, пропорциональ¬
ное измеряемой величине, и их отношение
индицируется на экране осциллоскопа. При
этом колебания опорного напряжения до
10 дб выравнивает усилитель-регулятор.
Общий диапазон измеряемых напряжений
в. ч. достигает 50 дб. Поскольку Uн.ч^
«i/в ч, то диапазон измеряемых напряже¬
ний н. ч. равен 100 дб.
Схема измерения к. о. показана на
рис. 5-4-23. В индикаторном устройстве
опорное напряжение смешивается с напря¬
жением частоты 19 кгц и верхняя боковая
полоса (20 кгц) вместе с напряжением сиг¬
нала подается на усилитель-регулятор. Да¬
лее колебания 20 кгц проходят через фильтр
высоких частот, выпрямляются и сравни¬
ваются с постоянным эталонным напряже¬
нием. Разностное напряжение регулирует
усиление, поддерживая опорное напряже¬
ние постоянным.
На выходе генератора включены 10-дб
постоянный аттенюатор и фильтр для
устранения гармоник. Подача частотных
меток на э. л. т. осуществляется подключе¬
нием к волноводному тракту через направ¬
ленный ответвитель резонансного волно¬
мера.
Коэффициент отражения определяется
как отношение напряжения сигнала к опор¬
ному напряжению. Со сменными трактами
с. в. ч. измеряется к. о. от 0,01 до 1 в диа¬
пазоне частот от 450 до 8 200 Мгц.
Перед измерением установка калиб¬
руется с помощью эталонов к. с., присо¬
единяемых вместо объекта измерения.
Осциллоскопический индикатор отно¬
шения применяется и для измерения зату¬
хания до 40 дб. При этом направленные
Рис. 5-4-23. Блок-схема устройства
для панорамного измерения модуля
к. о. Пунктирная линия охватывает
«осциллоскопический индикатор отно¬
шения».
1 — генератор 1 кгц; 2 — генератор 5 гц;
3 —- генератор с. в. ч.; 4 — первый направ¬
ленный ответвитель; 5 — второй направлен¬
ный ответвитель; 6 — измеряемый объект;
7 — детектор; 8 — усилитель 1 кгц; 9 — де¬
тектор; 10 — генератор 19 кгц; И — усили¬
тель-регулятор; 12 — детекторы сигналов
20 кгц и 1 кгц; 13 — каскад сравнения по¬
стоянного напряжения с нормальным эле¬
ментом.
ответвители включаются один перед изме¬
ряемым объектом и второй — за ним.
Другие применения осциллоскопическо-
го индикатора отношения: измерение коэф¬
фициента усиления антенн и снятие диа¬
грамм направленности. Реф. [Л. 59—-13].
5-4-17. Измерение к. с. в. с панорамной
осциллоскопической индикацией в прямо¬
угольных координатах (с использованием
двух направленных ответвителей и изме¬
рителя отношений). Выход генератора пере¬
менной частоты с частотной модуляцией по¬
ступает через аттенюатор в главные линии
двух включенных навстречу направленных
ответвителей и далее в измеряемую нагруз¬
ку. Пилообразное напряжение для частот¬
ной модуляции генератора подается также
и на горизонтально отклоняющие пласти¬
ны осциллоскопа. Некоторая час•р» падаю¬
щей и отраженной мощности отбирается
направленными ответвителями, детектирует¬
ся и поступает на измеритель отношений.
В измерителе отношений имеются от¬
дельные усилители падающего и отражен¬
ного напряжений. После прохождения че¬
рез 1 кгц фильтры напряжения комбини¬
руются так, чтобы получилось две синусо¬
идальные волны, сдвинутые по фазе на
угол К—20, где
0=arctg U0/Un.
189
Рис. 5-4-24. Панорамная ос¬
циллограмма к. о. в полосе
8,2—10 Ггц, полученная на
установке, содержащей два
направленных ответвителя и
измеритель отношений.
Синусоидальные волны преобразуются
в импульсы с тем же фазовым «соотноше¬
нием с помощью схемы сравнения ампли¬
туд. Эти импульсы запускают триггер, вы¬
ходное напряжение которого поступает на
стрелочный измерительный прибор или на
вертикально отклоняющие пластины осцил¬
лоскопа и показывает величину к. с. в.
(модуля к. о.). На рис. 5-4-24 показан
пример осциллограммы, полученной на
экране осциллоскопа постоянного тока. Точ¬
ность измерения считается равной ±3% от
полного отклонения. Реф. [Л. 59-1].
5-4-18. Транзисторный измеритель к. с. в.
в диапазоне 150—175 Мгц (с использова¬
нием двойной мостовой схемы из активных
сопротивлений и диодов в роли направлен¬
ного ответвителя). Генератор переменной
частоты подает напряжение у. в. ч. через
направленный ответвитель в нагрузку, на¬
пример в антенну. Направленный ответви¬
тель имеет два выхода, выпрямленные на¬
пряжения которых пропорциональны пря¬
мой и обратной мощности. Сначала одно,
а потом другое напряжение подаются на
Рис. 5-4-25. Схема транзисторного измерителя к. с. в. с ис¬
пользованием двойной мостовой схемы в роли направленного
ответвителя.
Т — термистор для компенсации температурного дрейфа транзисторов.
а—эквивалентная схема направ¬
ленного ответвителя, б — она же
в виде двойной мостовой схемы.
усилитель постоянного тока, с индикатор¬
ным прибором на выходе. В первом случае
усиление регулируется до получения откло¬
нения на всю шкалу; во втором случае от¬
счет по индикаторному прибору дает зна¬
чение к. с. в. Шкала прибора нелинейна
и имеет деления от 1 до оо, причем отсчеты
выше 10 обычно не делаются. При отсче¬
тах от 1 до 5 точность равна 10%; от 5
до 10 (к. с. в.)—20%. Схема прибора по¬
казана на рис. 5-4-25.
Генератор собран на мез а-транзисторе
(типа 2N1143), имеющем f0 порядка
480 Мгц и выходную мощность в диапазо¬
не у. в. ч. порядка 20 мет.
Примененный в приборе направленный
ответвитель обеспечивает постоянство ка¬
либровки в широком диапазоне частот.
Действие прибора основано на том,
что к. с. ©. можно найти, складывая и 'вы¬
читая напряжения, пропорциональные на¬
пряжению и току в линии.
На рис. 5-4-26,а показана эквивалент¬
ная схема направленного ответвителя.
Секция падающей вол¬
ны ответвителя дает вы¬
ходное напряжение, про¬
порциональное сумме
пропорционального току
напряжения и линейного
напряжения; секция от¬
раженной волны ответ¬
вителя дает выход, про¬
порциональный разно¬
сти напряжения, пропор¬
ционального току, и ли¬
нейного напряжения. Эту
схему можно рассматри¬
вать как два моста,
соединенных параллель¬
но (рис. 5-4-26,6). Для
простоты все сопротив¬
ления считаются актив¬
ными, за исключением
ZH, которое представ¬
ляет нагрузку, транс¬
формированную линией
передачи.
Примем, что токи
детекторов /дi и /д2 про¬
порциональны выходным
напряжениям ответвите-
190
Рис. 5-4-27. Схема измерения к. б. в.
по наклону диаметральной линии на
экране осциллоскопа.
ля. Мост 2 сбалансирован только при усло¬
вии ZH = 50 ом (активно).
При любом другом значении ZH ток /д2
протекает и получается отсчет отраженной
мощности. Поскольку мост 1 сбалансирован
для отраженной мощности при RT—50 ому
выход этого моста дает только падающую
мощность.
Плечи мостов должны быть рассчита¬
ны так, чтобы при ZH = 0 (короткое замыка¬
ние, максимальный к. с. в.) токи детекторов
были равны*
Вместе с тем можно показать, что для
получения высокой чувствительности R$
должно быть возможно малым. Анализ
показывает, что в ответвителе имеется не¬
большая остаточная погрешность, величина
которой зависит от необходимой чувстви¬
тельности. Величины сопротивлений на¬
правленного ответвителя, указанные на
рис. 5-4-25, являются компромиссными.
Теоретически разность между выход¬
ными напряжениями детектора при разомк¬
нутой и короткозамкнутой линиях равна
примерно 4%. Практически она может уве¬
личиться до 8% 'В зависимости от того, на¬
сколько компоненты являются резистивны¬
ми на рабочей частоте. Реф. [Л. 59-11].
5-4-19. Измерение к. б. в. с помощью
рефлектометра (по наклону диаметральной
линии на экране осциллоскопа). Устройство
(рис. 5-4-27) содержит два идентичных на¬
правленных ответвителя 3 и 4, один из ко¬
торых служит для измерения падающей
волны, а другой — отраженной. Клистрон-
ный генератор 2 (3-см диапазона волн) мо¬
дулируется прямоугольными импульсами от
модулятора 1. Напряжения с детекторов
через усилители 6, 7 поступают на гори¬
зонтальный и вертикальный входы осцилло¬
скопа 8. Нагрузкой является исследуемое
волноводное устройство 5,
При наличии модулированного сигнала
с. в. ч. на экране осциллоскопа видны две
яркие точки. Прямая, которой мысленно
можно соединить эти точки, имеет относи¬
тельно горизонтали наклон а, определяе¬
мый коэффициентом отражения исследуе¬
мого устройства:
где Sj и S2 — коэффициенты усиления со¬
ответственно вертикального и горизонталь¬
ного усилителей (при одинаковой чувстви¬
тельности вертикальных и горизонтальных
отклоняющих пластин); Ui и U2 — напря¬
жения на входе усилителей. Последнее вы¬
ражение справедливо при Si—S2.
Отсчет производится по шкале, нане¬
сенной на прозрачную целлулоидную пла¬
стинку, установленную перед экраном осцил¬
лоскопа. Перемещение светящихся точек на
легко отсчитываемый угол 5° соответствует
в среднем изменению к. б. в^. на 0,05 при
Рис. 5-4-28. Схема устройства для измерения к. с. в. при импульсной работе способом
растяжки импульсов.
191
■измерениях в трактах с к. б. в. от 0,4
до 0,85.
Калибровка устройства производится
с .помощью измерительной линии. Извл. из
1Л. 60-115].
5-4-20. Измерение к. с. в. в трактах
с. в. ч. при импульсной работе (с исполь¬
зованием схемы частичной растяжки им¬
пульсов). В устройстве применены обычный
двухнаправленный ответвитель и специаль¬
ный индикатор отношения с прямым отсче¬
том значений к. с. в., схема которого по¬
казана на рис. 5-4-28.
Входные импульсы подвергаются ча¬
стичной 1раот,яжке в каскадах с импульсны¬
ми диодами (карандашные диоды типа
6173), имеющими пиковый ток до 1 а и ра¬
бочую частоту до 3 300 Мгц. Растянутый
импульс спадает экспоненциально. Перемен¬
ная составляющая выходного напряжения
находится в прямом соотношении с исход¬
ным импульсом, но отличается от него гро¬
моздким множителем, являющимся функци¬
ей частоты повторения импульсов и по¬
стоянной времени разряда. Однако формы
отраженного и падающего сигналов подоб¬
ны и отношение частично растянутых пря¬
мого и отраженного импульсов правильно
показывает величину к. о. Эти сигналы
через ступенчатый аттенюатор и усилитель
поступают на стрелочный логометр. Прибор
калибруется с помощью эталонных нагру¬
зок. Реф. [Л. 54-7].
5-4-21. Измерение к. с. в. на милли¬
метровых волнах с помощью направленного
ответвителя и фазовращателя. Метод по¬
зволяет исключить погрешности, связанные
с недостаточной направленностью ответви¬
теля (20 дб). [Л. 62-122].
5-4-22. Теория работы и конструктив¬
ные выполнения направленных ответвителей
и рефлектометров описаны, например,
в [Л. 63-101, 63-102, 63-104, 62-104, 55-102].
5-5. ПОЛЯРИЗАЦИОННЫЕ МЕТОДЫ
5-5-1. Ротационный измеритель к. с. в.
В прямоугольном волноводе с волной типа
Я01 магнитное поле имеет форму петель
в плоскостях, параллельных широкой стен¬
ке волновода. При движении волны по вол¬
новоду петли движутся с волной, поэтому
вектор магнитного поля в произвольно вы¬
бранной точке может менять свое направ¬
ление и величину. В центре волновода он
меняет амплитуду, но не направление, кото-
Рис. 5-5-1. Ротационный из¬
меритель к. с. в.; бегущая
волна в главном волноводе.
тель к. с. в.; стоячая волна в глав¬
ном волноводе.
1 — объект измерения; 2 — стоячая вол¬
на; 3— эллиптическая поляризация.
рое всегда остается в плоскости, парал¬
лельной сечению волновода. Вблизи узкой
стенки волновода вектор тоже меняет ампли¬
туду, но не направление, которое всегда на¬
ходится в плоскости, параллельной узкой
стенке. Между этими двумя точками он ме¬
няется и по амплитуде, и по напряжению, за
исключением одной точки, в которой вектор
магнитного поля непрерывно вращается и
имеет постоянную амплитуду. Если над
этой точкой в широкой стенке волновода
имеется отверстие для овязи с круглым
волноводом, расположенным над отвер¬
стием, то в круглом волноводе индукти¬
руется электрическое поле, вектор которого
вращается с постоянной амплитудой. Это
дает волну, поляризованную по кругу
(рис. 5-6-1). Направление вращения круго¬
вой поляризации связано с направлением
распространения волны в прямоугольном
волноводе и имеет постоянное фазовое со¬
отношение с этой волной.
В результате при распространении
в главном волноводе прямой и обратной
волн в круглом волноводе распространя¬
ются волны с круговой поляризацией, на¬
ходящиеся в прямом соотношении по ам¬
плитуде и фазе с первоначальными волна¬
ми. Две волны в круглом волноводе обра¬
зуют эллиптически поляризованную волну,
причем отношение малой оси эллипса
к большой равно величине к. с. в. в глав¬
ном волноводе (рис. 5-5-2). Ориентация
эллипса связана с фазой стоячей волны.
Опорную фазу можно получить обыч¬
ным путем с помощью короткозамыкающей
пластины, дающей плоскополяризованную
волну, угловая ориентация которой являет¬
ся опорной при определении фазы измеряе¬
мого объекта.
Устройство может быть сделано весьма
широкодиапазонным; его достоинством яв¬
ляется отсутствие линейных перемещений
и определение фазы путем непосредствен¬
ного измерения угла. Эти два фактора де¬
лают устройство более пригодным, чем из¬
мерительная линия для намерения к. с. в.,
на волнах порядка 1 см и ниже.
На рис. 5-5-3 показан общий вид тако¬
го измерителя к. с. в., предназначенного
для диапазона частот от $6,5 до 40 Ггц.
При измерении наружная шкала устанав¬
ливается соответственно волне (ошибка
в установке шкалы на 100 Мгц вызывает
ошибку в измерении к. с. в. 0,5%), после
чего вращается детекторная головка. Коле-
192
Рис. 5-5-3. Ротационный измери¬
тель к. с. в. S-мм диапазона волн
бания 'выходной мощности доказывают мо¬
дуль к. с. в., а фаза в градусах отсчиты¬
вается по внутренней шкале, соединенной
с головкой. Остаточный к. б. в. лучше, чем
0,994. Коэффициент связи .между волново¬
дами равен 31 ±3 дб. Реф. [JI. 61-12 и
62-51].
5-5-2. Измерение к. с. в. в 3-см диапа¬
зоне волн с прямым отсчетом (с использо¬
ванием эллиптически поляризованной волны
и ферритового циркулятора). На рис. 5-5-4
показана блок-схема устройства, применяе¬
мого для быстрого измерения к. с. в. эле¬
ментов волноводного тракта 3-см диапазона
волн. Клистронный генератор возбуждает
через ферритовый изолятор отрезок прямо¬
угольного волновода, натруженный испы¬
туемым элементом и связанный через от¬
верстие (или щели) в широкой
стенке с отрезком круглого
волновода, расположенного под
прямым углом к прямоуголь¬
ному волноводу.
Прямая и отраженная вол¬
ны в прямоугольном волново¬
де индуктируют в круглом
волноводе две волны с кру¬
говой поляризацией встречных
направлений. Сложение этих
волн дает эллиптически поля¬
ризованную волну с отноше¬
нием осей, равным значению
к. с. в. в прямоугольном вол¬
новоде.
Для измерения амплитуд
большой и малой осей эллипса
эллиптически поляризованная
волна поступает в феррито¬
вый поляризационный цирку¬
лятор. Циркулятор работает
в продольном магнитном по¬
ле, вызывающем поворот осей
эллиптически - поляризованной
волны на величину, завися¬
щую от величины магнитного
поля.
Приложенное магнитное поле изменяет¬
ся так, что ориентация осей эллиптически
поляризованной волны колеблется на ±90°
относительно среднего положения с часто¬
той 100 гц. Эта волна проходит через пода¬
витель, который пропускает только состав¬
ляющую, лежащую в определенном фикси¬
рованном направлении. Выходящая волна
плоско поляризована и модулирована по
амплитуде, причем ее максимум и минимум
равны большой и малой осям эллипса.
Клистрон модулирован подяесущей часто¬
той 15 кгц. Сигнал с. в. ч., модулированный
частотами 100 гц и 15 кгцу детектируется
кремниевым детектором, выход которого
(модулированная поднеаущая) подается на
«компенсирующий усилитель» с большим
коэффициентом усиления.
Компенсирующий усилитель имеет
а. р. у., причем управляющее напряжение
получается от наибольшего пика модулиро¬
ванной ‘ подяесущей. Этот пик поддержи¬
вается постоянным с точностью 1 % при
всех к. с. в.
Выходной сигнал усилителя детекти¬
руется и фильтруется, воспроизводя низко¬
частотную модуляцию, амплитуда которой
(пик — пик) является прямой функцией из¬
меряемого к. с. в. и показывается лампо¬
вым вольтметром, калиброванным в значе¬
ниях к. с. в. Выходной сигнал усилителя
подводится также к индикатору годности
(испытуемого элемента) и исправности
(устройства) с тремя контрольными лам¬
почками.
Показываемый прибором к. с. в.
в 10%-ной полосе частот не отличается
более чем на ±0,02 от к. с. в., измеренного
обычной измерительной линией. Входной
к. б. в. прибора ^5 0,98 в 2%-ной полосе
частот. Прибор предназначен для работы
в диапазоне частот 8 550—10 000 Мгц. От¬
верстие связи диаметром 10,2 мм помеще¬
193
Рис. 5-5-4. Схема измерителя к. с. в. в 3-см диапазоне
волн с прямым отсчетом.
но на расстоянии 5,2 мм от боковой стен¬
ки, что соответствует |tf*| = |tfz| «а
10 Ггц. Коэффициент связи около —20 дб.
Диаметр круглого волновода 21,2 мм\ вола¬
на типа Eq\ при этом подавлена. Кругшый
волновод передвигается относительно от¬
верстия с помощью двух микрометров.
Реф. [JI. 58-8, 59-12].
Аналогичные устройства с тремя П-
образно расположенными щелями и пово¬
ротным зондом в круглом волноводе опи¬
саны в [Л. 54-1, 58-5, 63-104].
5-6. ПРИЛОЖЕНИЕ. СОГЛАСОВАНИЕ
СОПРОТИВЛЕНИЙ И ОБЕСПЕЧЕНИЕ
ШИРОКОПОЛОСНОСТИ
а) Общие сведения. Согласованием со¬
противлений называется изменение сопро¬
тивлений с целью обеспечения передачи
максимальной мощности или минимума от¬
ражений. В этой статье описываются схемы
и методы, используемые для согласования
сопротивлений, причем основное внимание
уделяется схемам и методам, наиболее под¬
ходящим для работы в широкой полосе
частот.
Согласование сопротивлений для пере¬
дачи максимальной мощности. Нагрузка
с регулируемым сопротивлением, присоеди-
6)
О
Рис. 5-6-1. Согласование сопротивлений
в линиях передачи.
а — генератор и нагрузка согласованы по принци¬
пу сопряжения сопротивлений; б — генератор и
нагрузка согласованы по принципу сопряжения
сопротивлений с помощью согласующей схемы 1;
в — генератор, линия без потерь и нагрузка со¬
гласованы по принципу сопряжения сопротивле¬
ний (в линии стоячая волна при г — ге¬
нератор, линия и нагрузка согласованы по прин¬
ципу сопряжения сопротивлений и по принципу
нагрузки волновым сопротивлением с помощью
согласующих устройств А и В\ стоячей волны нет.
не-нная к источнику, поглощает макси¬
мальную мощность, если она комплекс¬
но сопряжена с сопротивлением источника
(рис. 5-6-1,а). (Возможно также согласова¬
ние сопротивлений по принципу зеркального
отображения, когда сопротивления источ¬
ника и нагрузки берут равными. Такой
принцип согласования используется, когда
сопротивления почти чисто активны. Одна¬
ко при этом не обеспечивается передача
/максимальной мощности в нагрузку, если
только сопротивления не являются чисто
активны ми; но в последнем случае оба
метода согласования совпадают).
Для согласования сопротивлений на¬
грузки и источника вместо изменения са¬
мих сопротивлений можио включить между
ними соответствующим образом выполнен¬
ный четырехполюсник (рис. 5-6-1,6). Этот
«согласующий» четырехполюсник трансфор¬
мирует сопротивление источника в сопря¬
женное с сопротивлением нагрузки и наобо¬
рот. Для любой передающей цепи без по¬
терь справедливо утверждение, что, если
согласование по принципу сопряженных
сопротивлений получено в какой-либо точке
пути передачи, то такое же согласование
будет иметь место и во всех остальных
точках пути.
Согласование сопротивлений для мини¬
мума отражения. Отрезок линии передачи
без потерь может представлять собой лишь
одно звено в цепи передачи без потерь. Пе¬
редача максимальной мощности будет иметь
место при согласовании цепи по принципу
сопряженных сопротивлений (рис. 5-6-1,в).
В общем же случае в линии будут сущест¬
вовать две волны — прямая и отраженная,
распространяющиеся в противоположных
направлениях. В результате их сложения
возникают стоячие волны напряжения и
тока. Хотя это и может быть допустимо,
однако обычно нежелательно.
Если затухание в линии конечно, то
передача максимальной мощности от источ¬
ника к нагрузке обеспечивается только при
выполнении следующих условий:
1. Нагрузка генератора сопряжена
с его внутренним сопротивлением.
2. Линия нагружена на ее волновое со¬
противление.
Первое условие обеспечивает отдачу
максимальной мощности источником, вто¬
рое—^минимальные потери в линии благо¬
даря отсутствию в ней отраженной волны.
На рис. 5-6-1,г изображена «согласо¬
ванная» система, т. е. система, согласован¬
ная по принципу сопряжения сопротивле¬
ний и по принципу нагрузки волновым со¬
противлением. Это обеспечивает идеальное
согласование. Важность согласования мож¬
но показать, оценив ущерб, приносимый
рассогласованием. Мерой рассогласования
в месте присоединения нагрузки является
коэффициент отражения по напряжению
(к. о.)
Г — — ■Zq
“Zh + Z„ •
Он определяет величину отражений волны
напряжения при падении на соединение
194
Рис. 5-6-2. Согласование активных
сопротивлений с помощью реактив¬
ных Г-звеньев (Хпр и Хис должны
быть противоположных знаков).
ХПР = ± R2 :
Хпс = * V: 0 = arccos •
единичной волны. Мощность, выделяемая
в 'нагрузке, три наличии отражения умень¬
шается по сравнению с максимально воз¬
можной величиной в (1—f|/"|2) раз.
Коэффициент передачи т = У1 — | Г\2
определяет проходящую волну при единич¬
ной падающей. Снижение проходящей мощ¬
ности называется потерями на отражение
или потерями передачи.
б) Согласование сопротивлений с по¬
мощью сосредоточенных элементов. В длин¬
новолновом участке диапазона радиочастот
для согласования сопротивлений удобно
использовать сосредоточенные реактивные
элементы, например катушки ,и конденса¬
торы. На более высоких частотах чистые
емкости или индуктивности не всегда могут
быть получены с помощью таких элементов.
Однако для анализа цепей удобно (Приме¬
нять эквивалентные схемы из сосредоточен¬
ных .реактивных (или активных) элементов.
Любые два комплексных сопротивления мо¬
гут быть согласованы с помощью простого
Г-звена из двух (реактивных элементов.
Если, кроме согласования, необходимо под¬
держивать заданные фазовые соотношения
между напряжениями и токами в источни¬
ке и нагрузке, то следует применять трех¬
элементные Т- или П-звенья. iB некоторых
случаях более удобно применять четырех¬
элементное мостиковое звено.
В основном простые звенья используют¬
ся для согласования на одной частоте, хотя
можно обеспечить согласование на двух
или более различных частотах, заменяя
каждый реактивный элемент основной схе¬
мы более сложной комбинацией, дающей
требуемое реактивное сопротивление на
каждой заданной частоте. Аналогичный
прием можно использовать для гашения
гармоник путем введения больших последо¬
вательных (или малых шунтирующих) ре¬
активных сопротивлений на частоте гар¬
моник.
Г-звено. На рис. 5-6-2 приведены вы¬
ражения для реактивных сопротивлений
элементов, предназначенных для согласова¬
ния двух чисто активных сопротивлений
(здесь и ниже X и В означают реактивные
сопротивления и проводимости соответст¬
венно). При прохождении Г-звена фаза
волны отстает на угол 0, если ^посл>0,
и .опережает на тот же угол при ХП0Сл <0.
Рис. 5-6-3. Согласование комплексных
сопротивлений с помощью реактивных
Г-звеньев.
Если должны быть согласованы два
комплексных сопротивления, то в последо¬
вательное сопротивление Х'посл должно
быть включено последовательное реактив¬
ное сопротивление — компенсация последо¬
вательного реактивного сопротивления (Пра¬
восторонней нагрузки, а в шунтирующую
проводимость В'пар — компенсация реак¬
тивной проводимости левосторонней на¬
грузки, как показано на рис. 5-6-3. В этом
случае © представляет собой сдвиг фазы
между током в левой и напряжением
в правой нагрузках.
Т- и П-звенья. На рис. 5-6-4 приведены
расчетные формулы для элементов Т- и
П -звеньев согласующих активные сопро¬
тивления. Если нагрузки содержат реактив¬
ные компоненты (сопротивления или прово¬
димости), то необходимо включить соответ¬
ствующие компенсирующие реактивности
в оконечные элементы, как и в случае
Г-звена.
Г-, Т- и П-звенья могут включаться как
по несимметричным (показанным на
рис. 5-6-3 и 5-6-4), так и по симметричным
схемам; последние получаются включением
половины каждого последовательного эле¬
мента в противоположный проводник ли¬
нии. Мостиковое звено симметрично само
по себе. Его также можно использовать
для преобразования симметричной нагрузки
в несимметричную (см. ниже).
Мостиковое звено. На рис. 5-6-5 приве¬
дены выражения элементов моетикового Т-
и П-звеньев через параметры эквивалентной
линии передачи с теми же волновым со¬
противлением и сдвигом фазы. Способ
определения параметров эквивалентной
линии описан ниже.
Индуктивная связь. Пара индуктивно
связанных катушек может использоваться
для согласования сопротивлений. На
рис. 5-6-6 приведены две возможные экви¬
валентные схемы связанных катушек без
потерь. Первая составлена из реактивных
сопротивлений, включая взаимную реак¬
тивность Хм• Вторая составлена из реак¬
тивных проводимостей, включая реактив¬
ную проводимость передачи Вт (она пред¬
ставляет собой реактивную компоненту пол¬
ной проводимости передачи, равной отно¬
шению тока, наведенного в короткозамкну¬
той вторичной цепи, к напряжению, дейст¬
13*
195
вующему в первичной цепи). Если доба¬
вить емкостную реактивность для настрой¬
ки, то эквивалентные схемы могут быть
рассчитаны так же, как согласующие Т-
и П-звенья, описанные вьгше. На рис. 5-6-7
приведены формулы для расчета емкостной
реактивности, требуемой при последова¬
тельном и параллельном включениях. Со¬
гласуемые сопротивления обозначены через
Ri и /?2-
Последовательно и параллельно вклю¬
ченные емкости могут быть использо¬
ваны для настройки соответственно после¬
довательных реактивных сопротивлений или
параллельных реактивных проводимостей
комплексных нагрузок.
Сосредоточенная согласующая реак¬
тивность. Можно уничтожить стоячие волны
в линии передачи на участке от источника
до согласующего элемента, если последний
выполнить в виде сосредоточенного реак¬
тивного сопротивления, правильно рассчи¬
танного и включенного так, как показано
на рис. 5-6-8.
Выбор последовательного или парал¬
лельного включения индуктивного или ем¬
костного элемента производится с учетом
картины стоячей волны и других практиче¬
ских соображений.
в) Согласование сопротивлений с по¬
мощью распределенных элементов. На
сверхвысоких частотах в качестве согла¬
сующих элементов вместо сосредоточенных
сопротивлений—катушек и конденсато¬
ров — удобно использовать отрезки линий
передачи, имеющие распределенные реак¬
тивности. Так как эти линии обычно выпол¬
няются с пренебрежимо малыми потерями,
то их сопротивления могут быть рассчита¬
ны по приведенным ниже формулам для
линий без потерь
^ ZhCOS ?/ +/Z0sin
ZBX-Z0 Zocosp/ + yZHsinp/
Рис. 5-6-5. Т-, П-образные и
мостовая эквивалентные схе-
*мы отрезка линии передачи
с волновым сопротивлением
Z0 и электрической дли¬
ной в.
а (Т-звено): Хх = Xt =
Рис. 5-6-6. Индуктивно связанные цепи
и эквивалентные им Т- и П-образные
звенья.
а — в виде реактивных сопротивлений;
б — в виде реактивных проводимостей.
196
— входное сопротивление отрезка линии
с параметрами Zo, |У, нагруженной на ZH.
Для короткозамкнутой линии ZH = 0 и
Ifz
Рис. 5-6-8. Определение сосредото¬
ченных реактивностей для согласова¬
ния линии передачи.
1 — применяется любой из этих согласую¬
щих элементов.
Отрезки линий передачи (шлейфы).
Отрезки линий передачи, короткозамкнутые
или разомкнутые на одном конце, часто
используются в качестве реактивных эле¬
ментов .в согласующих цепях. Из вышепри¬
веденных формул следует, что выборам
волнового сопротивления и длины линии
можно регулировать значения реактивного
сопротивления и его производной (по ча¬
стоте) на любой заданной частоте или же
значения реактивного сопротивления на лю¬
бых двух частотах. Частотная производная
реактивного сопротивления всегда больше
единицы; последняя соответствует одиноч¬
ному сосредоточенному реактивному эле¬
менту. К сожалению, частотная производ¬
ная чисто реактивного сопротивления всег¬
да положительна, хотя во мношх случаях
была бы желательна отрицательная произ¬
водная. Однако в ограниченном частотном
диапазоне, используя параллельно или по¬
следовательно включенные реактивности,
можно получить такой же эффект, как
Величину РI можно определить как из при¬
веденных выше выражений, так и из гра¬
фиков для Zh/Zq и Z*r/Z0 на диаграмме
Картера (или Вольперта — Смита), если
известно Z0. Эти две точки будут иметь
одинаковые радиус-векторы. Угол поворота
радиус-вектора при переходе по часовой
стрелке от ZH/Z0 к Z*r/Z0, переведенный
197
Рис. 5-6-7. Настроенные индуктивно
связанные контуры для согласования
сопротивлений.
а (последовательная настройка):
Так как Za положительное и конечное ве¬
щественное число, то необходимо, чтобы
выполнялось условие
если бы реактивность имела отрицательную
частотную производную.
Трансформатор сопротивления в виде
отрезка линии передачи. Выражение для
Zвх может быть преобразовано так, чтобы
оно связывало сопротивления генератора и
нагрузки ZF=Rr+jXr\ Za=Ra+iXн с вол¬
новым сопротивлением и электрической
длиной отрезка линии, обеспечивающей
идеальное согласование между ними.
При этом получим:
Рис. 5-6-9. Диаграмма трансформатора в виде отрезка линии для согласования
с активным сопротивлением.
в электрические градусы, равен |3/ (на¬
помним, что Z*T=RT—jXг).
По найденным таким -образам парамет¬
рам Z0 и р/ требуемого отрезка линии
можно рассчитать Т-, |П- и мастиковые
звенья из сосредоточенных реактивностей,
выполняющие те же задачи. Для этого
следует воспользоваться формулами, при¬
веденными на рис. 5-6-5.
Согласование активного сопротивления
с помощью трансформатора в виде отрезка
линии. Для часто встречающегося случая
чисто активного сопротивления нагрузки
или генератора согласующий отрезок ли¬
нии можно найти с помощью ipnc. 5-6-9.
Комплексное сопротивление R+jX наносят
на диаграмму Вольперта — Смита по нор¬
мированным компонентам R/Z0 и X/Z0, где
Z0—-сопротивление, с которым желательно
согласовать R+]Х. Соответствующие этой
точке координаты ZT/Z0 и 1/А дают вол¬
новое сопротивление и длину искомого от¬
резка линии.
Четвертьволновый трансформатор. Чет¬
вертьволновый трансф0|рмат01р является ча¬
стным случаем общего трансформатор а-ли¬
нии, соответствующим р/==я/2. При этом,
как нетрудно убедиться,
т. е. входное сопротивление обратно (про¬
порционально сопротивлению нагрузки,
а фазовый угол входного сопротивления
равен взятому с обратным знаком фазо¬
вому углу сопротивления нагрузки.
Четвертьволновая линия может быть
использована, например, для трансформа¬
ции малого индуктивного сопротивления
в высокое емкостное. Четвертьволновый
трансформатор часто используется для со¬
гласования двух различных активных со¬
противлений. В этом случае
z9 = VR^2.
В коаксиальной линии четвертьволновый
трансформатор можно осуществить с по¬
мощью простой трубки, образующей утол¬
щение внутреннего проводника или умень¬
шение диаметра /внешнего проводника в тре-
(буемом месте. Волновое сопротивление ли-
(нии уменьшается при этом на участке дли¬
ной в четверть волны до величины Z0/}f k,
где k—первоначальный к. с. в. в линии.
Конец участка, ближайший к нагрузке, дол-
198
Рис. 5-6-10. Реактивный трансформирую¬
щий элемент подстройки для четвертьвол¬
нового трансформатора (под диаграммой
показаны различные формы трансформи¬
рующего элемента).
жен быть помещен «в минимуме напряже¬
ния стоячей волны. iB этом месте пересчи¬
танное сопротивление нагрузки -равно Z0fk.
Трансформатор /трансформирует ее ib Zо,
так что 'В линии между трансформатором
и -источником будет бегущая волна.
Коэффициент трансформации четверть¬
волнового трансформатора можно изменять
в небольших пределах с помощью допол¬
нительного сосредоточенного реактивного
сопротивления, включаемого, как показано
на рис. 5-6-10. Это дает удобный метод
подстройки для достижения точного согла¬
сования, когда тщательное регулирование
Z0 трансформатора нецелесообразно. По¬
ложение элемента подстройки подбирается
так, чтобы перемещение изображающей
точки сопротивления на номограмме
Вольпарта — Смита происходило по воз¬
можности в радиальном направлении. Ве¬
личина требуемого реактивного сопротивле¬
ния может быть определена графически
или экспериментально.
Частотные характеристики трансформа*
тора в виде отрезка линии. Рассогласова¬
ние, вызываемое отличием рабочей и рас¬
четной частот трансформатора в виде от¬
резка линии (а следовательно, и четверть¬
волнового трансформатора), можно опреде¬
лить по графику рис. 5-6-ltl.
Цепочки четвертьволновых трансформа¬
торов. Последовательным включением ряда
четвертьволновых отрезков линии можно
увеличить широкополоюн ость трансформато¬
ра по сравнению с одиночной четвертьвол¬
новой секцией. Волновые сопротивления по¬
следовательных секций рассчитываются
так, чтобы трансформация осуществлялась
более или менее плавно. На рис. 5-6-12
Рис. 5-6-11. Частотная характеристи¬
ка трансформатора в виде отрезка
линии передачи. (По абсциссе отло¬
жено отклонение электрической дли¬
ны линии от длины при согласовании
в долях длины волны.)
приведены некоторые параметры трансфор¬
маторов, используемые ниже при расчете
цепочек трансформаторов.
Биномиальный трансформатор. Биноми¬
альное распределение, т. е. распределение
по закону биномиальных коэффициентов,
дает почти м-аксимально плоские частотные
характеристики. В этом распределении ло¬
гарифм отношения волновых сопротивлений
четвертьволновых секций берется равным
отношению биномиальных коэффициентов.
Табл. 5-6-1 может „быть использована для
определения волнового сопротивления Zn
п-й секции ^-секционного трансформатора
в функции
Рис. 5-6-12. Цепочка четвертьволновых
трансформаторов.
Ru Ro — сопротивления нагрузки; Ri<R2',
Ro= У R1R2 — среднее сопротивление; длина
каждой секции трансформатора равна четвер¬
ти длины волны на /о; То — расчетная частота,
равная (/++/L)/2; — верхняя граничная ча¬
стота; — нижняя граничная частота; __ —
отношение граничных частот, равное 1+F/l— F;
F — частотный коэффициент, равный
199
Таблица 5-6-1
где TN(x) —полином Чебышева степени т\
ад-1;
Т1 (*)=*;
Тя(х)=2х*—1;
Т9(х) =4х3—3х;
Тт + 1 (-^) —2хТm (х) —Ттп — 1 (х) ;
© — электрическая длина каждой сек¬
ции; ©_ — ее длина при f_. Выражение по¬
лучено при тех же 'предположениях, что и
в случае биномиального трансформатора.
Если не предполагать, что скачки (вол¬
новых сопротивлений малы, то
1-1 Л3
Это выражение можно преобразовать
так, чтобы в него входили только четыре
основные величины:
R2/R1 —коэффициент трансформации;
Гт — максимально допустимый к. о.
в диапазоне;
N — число секций;
F — частотный коэффициент.
Любая из них может быть определена
из рис. 5-6-13, если остальные три извест¬
ны. Расчетная постоянная С на этом ри¬
сунке может быть использована как мера
трудности трансформации. Ее можно пред¬
ставить как функцию либо RzIRi и Гш,
либо N и F:
В верхней части рис. 5-6-13 имеется вспо¬
могательная шкала, позволяющая перехо¬
дить от Гт к km и от F к Кривая
С в зависимости от F для N— 1 (пунктир¬
ная кривая) соответствует обычному чет¬
вертьволновому трансформатору. Для этого
случая Zi = VR1R2, так что он фактически
идентичен биномиальному трансформатору
при N — 1.
Волновое сопротивление может быть
определено, по крайней мере приближенно,
по графикам рис. 5-6-14—5-6-17. Если С ве¬
лико или требуется большая точность, ис¬
комые величины могут быть рассчитаны
непосредственно по нижеследующей таб¬
лице.
Волновое сопротивление центральной
секции при нечетном N равно просто
|/7?i/?2 и не зависит от F.
200
Для того чтобы трансформатор правильно
работал, необходимо, чтобы
Входной к. с. в. N — секционного бино¬
миального трансформатора может быть вы¬
ражен формулой
k = 1 + (cos &)N In ,
где © — электрическая длина каждой сек¬
ции. Это выражение получено в предполо¬
жении малости скачков волнового сопро¬
тивления, нулевой емкости неоднородности
в месте скачка и равных длин секций.
Двухсекционный трансформатор имеет
максимально плоскую частотйую характе¬
ристику при всех коэффициентах трансфор¬
мации. Для других величин N характери¬
стики приближаются к максимально пло¬
ской кривой при коэффициентах трансфор¬
мации, близких к единице.
Чебышевский трансформатор. Если
в пределах рабочего диапазона может быть
допущен некоторый максимальный к. о. Гту
то можно рассчитать оптимальный транс¬
форматор, при котором к. о. колеблется от
0 до Гт в пределах рабочего диапазона и
резко возрастает вне его. Такой трансфор¬
матор называется чебышевским, так как
при его расчете используются чебышевюкие
полиномы. Входной к. с. в. чебышевского
трансформатора определяется формулой
Рис. 5-6-13. Диаграмма работы чебышев-
ских трансформаторов.
Шкала Л—максимальный к. с. в. и отношение гра¬
ничных частот шкала Б—максимальный к. о.
и частотный коэффициент F; шкала В — кривые
зависимости С от максимального к. о.; шкала Г—
кривые зависимости С от F (N—число секций,
от 1 до 7).
Данные для расчета чебышевских транс¬
форматоров:
lg R2IR1
“4 — 2cos20_;
Рис. 5-6-14. Расчетные графики для
построения двух- и трехсекционных
чебышевских трансформаторов.
Кривая а (для двухсекционных трансфор¬
маторов) дает значение величины
lg (^x/fr) или lg W^a)
1 S(RJRx) lg (Ri/Ri) *
Кривая б (для трехсекционных трансфор¬
маторов) дает значение величины
1 SiZJRx) „„Jg_(tfa/Z3)
lg iRiJRi) lg(«)‘
По абсциссе отложена величина F.
Рис. 5-6-16. Расчетные графики
для пятисекционного чебышевско-
го трансформатора.
Кривая а дает значение величины
lg (ZtlRx) lg (RtlZt)
lg (RdRi) lg (RtlRx) *
Кривая б дает значение величины
lg (ZJRx) lg WZt)
lg mRx) lg (R*IRx) ’
201
Рис. 5-6-15. Расчетные графики для
четырехсекционного чебышевского
трансформатора.
Кривая а дает значение величины
Рис. 5-6-17. Расчетные графики
для шестисекционного чебышев-
ского трансформатора.
Кривая а дает значение величины
lg (ZM) lg (^a/Z4)
lg (R*/Ri) lg (R2/R1)'
Кривая б дает значение величины
lg (Z2/#i) или lg МЫ
lg (R2IR1) ^ (*«/*!> ‘
Кривая а дает значение величины
ig (ZJRi) или lg (R>!Z6)
lg (R*IRi) lg (R*!Ri)9
Рис. 5-6-18. Характеристика плавного
дольф-чебышевского перехода от 50
к 75 ом.
А — экспоненциальный переход; В — гипер¬
болический переход; С — дольф-чебышев-
ский переход.
то можно получить .почти идеальное согла¬
сование между оконечными сопротивления¬
ми. Так как длинные переходы с медленно
меняющимся волновым сопротивлением до¬
пустимы лишь в редких случаях, ito боль¬
шого внимания заслуживает расчет корот¬
ких плавных переходов с приемлемыми ха-
р актериетиками.
Экспоненциальная линия. Экспоненци¬
альная линия представляет собой один :из
простейших плавных переходов. Для экс¬
поненциальной линии, осуществляющей пе¬
реход от Ri до R2 на длине /, волновое со¬
противление ZQ участка линии (такого, что
изменением Z0 на нем можно пренебречь),
расположенного на расстоянии х от конца
линии с сопротивлением Ru равно.
l/TT „ х In R2IR1
Z0= у = exp J >
где Lx « Cx —распределенные параметры
линии.
Линия ведет себя подобно фильтру ниж¬
них частот с критической длиной волны
4п1
in (я2//?о •
Длина волны в линии Л связана с Хкр
известным соотношением
г) Линии с плавно меняющимся волно¬
вым сопротивлением. Если волновое сопро¬
тивление длинного отрезка линии переда¬
чи очень (Медленно меняется вдоль линии,
где Х0 — длина волны в равномерной ли¬
нии, для которой произведение распреде¬
ленных постоянных (т. е. фазовая ско¬
рость) такое же, как и на данном отрезке
экспоненциальной линии. Для бесконечной
экспоненциальной линии, в которой не мо¬
гут появиться отраженные волны, входное
сопротивление ZBxi на конце с меньшим
сопротивлением связано с Ri при
соотношением
2вх=1 - (ti)
= exp ^— / arcsin = ехр (— /у),
где ф = arcsin т—.
,Лкр
Аналогично входное сопротивление ZBx2
на конце с большим сопротивлением свя¬
зано с R2 соотношением
z«* = +/'х^=
= exp ^/ arcsin = ехР (/?)•
Согласование с этими сопротивлениями по
методу сопряженных сопротивлений выпол¬
няется в широкой полосе частот, так что
линия может работать почти как нерезо¬
нансная система. При нагрузке линии на
сопротивление, равное по абсолютной вели-
202
чине выходному волновому сопротивлению,
«согласования не будет. К. о. на каждом из
кондов
r=±/tg|.
Знаки соответствуют различным концам
липши.
1. Если 4/Д равно четному целому чис¬
лу, отражения от противоположных концов
линии взаимно компенсируются и линия
работает как идеальный трансформатор.
2. Если 41/X равно четному целому
числу, отражения от противоположных
концов линии складываются <и дают к. о.
Г = ±/siny = ±/^.
Неэкспоненциальные плавные переходы.
Анализ неоднородных линий других типов
более сложен. Для конструирования плав¬
ных переходов наиболее подходит метод
Клопфенштейна, при котором находятся со¬
отношения, определяющие оптимальный
плавный переход (в том смысле, что для
данной длины перехода входной к. о. ми¬
нимален в полосе пропускания, а для за¬
данных допусков на величину к. о. пере¬
ход имеет минимальную длину). Метод
расчета заключается в беспредельном уве¬
личении числа секций многосекционного
чебышевского трансформатора при беспре¬
дельном уменьшении длины секций. При
этом верхняя критическая частота беспре¬
дельно растет.
К. о. на входе оптимального перехода
Рис. 5-6-19. Трансформатор с двумя ком¬
пенсирующими шлейфами.
где р/ — электрическая длина перехода:
Г о — к. о. без трансформатора.
На нижнем краю полосы пропускания
Р 1=А. Максимальный к. о. гВ полосе пропу¬
скания (|-Гт|) равен |Г0|сЬА.
Изменение сопротивления вдоль пере¬
хода характеризуется выражением
In Z0 = ~2 In (Z1Z2) -f-*
+ сТл (т-' А)+и(х-4)~
U ^ х ^ ^ 1 ^ ~2~*
I
In Z0 —In Z2,
I
In Zo In Zi, x — -g-;
U — функции скачка,
U (Z) — 0, Z < 0;
U (Z) = 1, Z^O;
<p — определяется выражением
*(Z. ,4)=-*(-Z, A) =
где 11—модифицированная функция Бессе¬
ля первого рода первого порядка. Функ¬
ция q>(Z, А) может быть выражена в за¬
мкнутом виде лишь для частных значений
параметров. Она может быть определена
по расчетной таблице 5-6-2. Следует
заметить, что с учетом приближений, сде¬
ланных при расчете, для Г0 следует ис¬
пользовать вместо обычного выражения
R2-R1 1 , л _
" выражение i^lnRzIRi, дающее
большую точность. На рис. 5-6-18 дано
сравнение оптимального, экспоненциаль¬
ного и гиперболического переходов для не¬
которого частного прим'ера.
д) Комбинации трансформаторов
и шлейфов
Трансформатор с двумя компенсирую¬
щими шлейфами. Простой четвертьволно¬
вый трансформатор имеет довольно плохие
характеристики в широком диапазоне. Его
частотная характеристика в широкой поло¬
се может быть значительно улучшена до¬
бавлением по концам компенсирующих
шлейфов, как показано на рис. 5-6-19. Ре-
203
Таблица 5-6-2
204
Рис. 5-6-20. Трансформатор с двух¬
секционными компенсирующими
шлейфами.
активности, «вводимые каждым шлейфам,
компенсируют частотные изменения 'харак¬
теристик половин трансформатора вблизи
и на расчетной частоте. Для указанных на
рисунке соотношений сопротивлений харак¬
теристики этого трансформатора в широкой
полосе частот сравнимы с характеристика¬
ми трехсекционного биномиального транс¬
форматора, причем для Rz/iRi<3 они лучше,
чем у биномиального, а для R2/Ri>3 они
хуже. Разница в характеристиках, однако,
мала, так что выбор типа трансформатора
определяется соображениями общей длины,
возможностями размещения и т. д.
Элементы компенсированного трансфор¬
матора можно менять для приспособления
к частным применениям. Длины и сопро¬
тивления шлейфов можно иногда изменять
для компенсирования изменения реактив¬
ности нагрузок. В случае высоких R2/R1 и
F <:0,2Ь для получения меньших значений
Z\ и Z2 можно использовать шлейфы дли¬
ной KJ2 и 3(Я/4. Более точ¬
ную компенсацию реактив¬
ности на краях диапазона
можно получить, используя
двухсекционные шлейфы,
как показано на рис. 5-6-20.
Величины Z\ и Z2 выбраны
близкими к данным на пре¬
дыдущем рисунке, в то вре¬
мя как отношение Z4/Z2=
= Z1/Z5 выбрано из услозия
лучшей компенсации на
краях диапазона.
Взамен шлейфов на
низких частотах .можно ис¬
пользовать простые конту¬
ры последовательного и па¬
раллельного резонанса с со¬
средоточенными «постоянны¬
ми. На конце с R2 следует
последовательно включать
контур с 'последовательным
резонансом, а на конце
с R\ — параллельно вклю¬
чать контур с параллель¬
ным резонансом.
Трансформатор с одним
компенсирующим шлейфом.
Если удобно использовать
трансформатор только с од¬
ним компенсирующим шлей¬
фом, то можно использо¬
вать одну из схем, показан¬
ных на рис. 5-6-21. В этой
конструкции выбор Z\ и Z2
*двг
Рис. 5-6-22. Трансформатор в виде шлейфа с отво¬
дами.
205
Рис. 5-6-21. Трансформатор с одиночным
компенсирующим шлейфом.
Для последовательного шлейфа
Для параллельного шлейфа
Для полосы (в обоих случаях)
Рис. 5-6-23. Основные типы симметрирующих устройств.
1 — несимметричная линия; 2— симметричная линия; 3 — согласованная нагруз¬
ка; 4 — замыкающий стержень.
определяется максимально-допустимым зна¬
чением к. с. в.
Трансформатор в виде шлейфа с отво¬
дами. Трансформатор в виде секциониро¬
ванного шлейфа с отводами, показ айн ый
на рис. 5-6-22, пригоден для согласования
двух сильно отличающихся активных сопро¬
тивлений на одной частоте или в узкой по¬
лосе частот.
График дает возможность подобрать
R2IR1, Z02fRiR2 и длины Ьг и Ь2 двух от¬
резков трансформатора, обеспечивающие
согласование. Полная длина шлейфа равна
минимум Х/4 и растет с увеличением Zq.
График построен без учета потерь. При
очень высоких коэффициентах трансформа¬
ции существенно влияние даже малых по¬
терь; оно должно быть учтено отдельно.
е) Симметрирующие устройства. Сим¬
метрирующее устройство представляет со¬
бой трансформатор сопротивлений, пред¬
назначенный для перехода от симметрич¬
ных к несимметричным линиям передачи.
Трансформация сопротивлений выполняется
обычными способами. Переход же от сим¬
метричного типа колебаний к несимметрич¬
ному требует специальных конструкций. Ос¬
новные методы симметрирования поясняют¬
ся на примерах, показанных на рис. 5-6-23.
В устройстве типа 1 симметрирование
обеспечивается путем (введения (высокого*
сопротивления резонансной коаксиально-
дроссельной структуры между внешним
проводником -несимметричной коаксиальной
цепи и землей. В другом проводе симмет¬
ричной цепи нет эквивалента сошротивле-
206
Рис. 5-6-24. Методы широкополосной компенсации (кри¬
вые геометрического места сопротивления на диаграмме
Вольперта—Смита).
А — исходная кривая геометрического места; Б — реактивное
сопротивление короткозамкнутого или разомкнутого компенса¬
тора; В — компенсированная кривая геометрического места;
1 — резонирует на fQ.
нию дросселя, поэтому та¬
кое устройство симметриру¬
ет недостаточно хорошо на
тех частотах, где сопротив¬
ление дросселя невелико.
Недостатки конструкции
типа 1 устранены в кон¬
струкциях типа 2 и 3. Сим¬
метрия в них обеспечивает¬
ся независимо от частоты
с помощью двухпроводного
дросселя (тип 3) или двух
идентичных противополож¬
но расположенных коакси¬
ально-дроссельных резона¬
торов (типа '2). Все эти три
конструкции широко исполь¬
зуются вследствие простоты
конструкции, лепкости сбор¬
ки и настройки. Ширина
диапазона по сопротивле¬
нию ограничивается шунти¬
рующим эффектом дроссе¬
ля, поэтому для работы
в широком диапазоне целе¬
сообразно выбрать волновое
сопротивление дроссельных
линий возможно высоким.
Устройство типа 4 бо¬
лее пригодно в ряде случа¬
ев, в особенности, если не¬
обходима трансформация
величины соцротивления.
Симметрирующая цепь в
этом устройстве в отличие
от двух предыдущих поме¬
щена во внутренней линии.
Связь с несимметричной ли¬
нией, как и прежде, осуще¬
ствляется через зазор меж¬
ду отрезками линии. Дрос¬
сельная полость расположе¬
на вокруг этого зазора на
несимметричной части кон¬
струкции. Без ухудшения
симметрирования можно ис¬
пользовать и несимметрич¬
ную полость или полость
с одним концом. (Присоеди¬
нение несимметричной линии
к симметричной у зазора может бьгть как
последовательным |(тип 4а и 4в), так и па¬
раллельным ((тип 46 и 4г). iB случае па¬
раллельного присоединения гори переходе от
симметричных к несимметричным сопротив¬
лениям происходит трансформация в отно¬
шении 4 :!.
Дополнительная регулировка сопротив¬
ления в любой из симметрирующих
устройств типа 4 возможна за счет неко¬
торого сужения полосы при использовании
трансформатора в виде шлейфа с отвода¬
ми, как показано пунктиром у типа 4а. Тре¬
буемый коэффициент трансформации со¬
противления определяет длину коаксиаль¬
но-дроссельной линии по каждую сторону
от точки присоединения несимметричной
линии (рис. 5-6-24).
В симметрирующем устройстве типа 5
используется полуволновая линия задерж¬
ки, присоединенная, как показано, между
двумя входами симметричной линии; при
этом потенциалы относительно земли на
расчетной частоте оказываются равными и
противоположными. Коэффициент трансфор¬
мации от симметричного к несимметрично¬
му сопротивлениям равен здесь 4:1.
В устройстве типа 6 используются спи¬
рально намотанные двухпроводные линии
передачи. На несимметричном конце они
соединяются параллельно. Длина линии бе¬
рется достаточной для того, чтобы сопро¬
тивление относительно земли на противо¬
положных концах было велико. Эти концы
соединены последовательно, образуя сим¬
метричный вход. Коэффициент трансформа¬
ции сопротивлений от симметричных к не¬
симметричным равен 4
Устройство типа 7а представляет со¬
бой обычное гибридное кольцо с перимет¬
ром ЗЯ/2. Оно работает аналогично устрой¬
ству типа 5. Длина пути от А до С на Я/2
больше, чем от А до В. Каждый путь име¬
ет длину, равную нечетному числу Я/4, так
207
на поглощается, не ухудшая
симметрирование.
Устройство типа 76 пред¬
ставляет собой гибридное коль¬
цо с периметром А,, работаю¬
щее аналогичным образом. Со¬
гласование сопротивлений в
нем осуществляется с помощью
отдельного четвертьволнового
отрезка АС.
Устройство типа 8 пред¬
ставляет собой известную мос-
тиковую схему. IB ней энергия
приходящей несимметричной
волны делится пополам между
двумя каналами, обеспечиваю¬
щими соответственно опереже¬
ние и запаздывание фазы на
45°. Выходное напряжение сим¬
метрировано относительно зем¬
ли и находится в квадратуре
с входным напряжением. Мос-
тиковая схема может быть вы¬
полнена так, чтобы согласо¬
вать два активных сопротивле¬
ния любой величины.
Устройство типа 9 по прин¬
ципу работы подобно устрой¬
ству типа 6. Оно подходит для
работы на более длинных вол¬
нах, где размеры устройств
типа 4 становятся чрезмерно
большими. Оно может быть
выполнено как без трансфор¬
мации сопротивлений, так и
что может быть осуществлена транс- с трансформацией в отношении 4:1.
формация сопротивлений путем соответст- Устройство типа 10а удобно для воз-
вующего выбора волновых сопротивлений. буждения симметричных вибраторов. Отре-
Соир отдаление нагрузки в D соединено со зок линии передачи с продольными щелями
входами В и С четверлгьволновыми отрезка- (длина Х/4) может канализировать одно-
ми. В этом устройстве несимметричная вол- временно два типа волн. На волну ТЕМ ко¬
аксиального типа, распространяющуюся со
стороны несимметричного входа, не влияет
наличие щелей. Поле этой волны почти пол¬
ностью локализовано внутри внешнего про¬
водника. Возможно распространение также
и симметричной волны, при которой обе
половины разрезанного цилиндра имеют
противоположные по знаку потенциалы,
а центральный проводник находится под
нулевым потенциалом. Поле ее локализова¬
но и вне разрезанного цилиндра (если не¬
обходимо свести к минимуму утечки и из¬
лучения, то можно добавить поверх всей
системы внешний экранирующий цилиндр).
Внутренний проводник и одна половина
разрезанного цилиндра замыкаются между
собой стержнем; при этом напряжение ко¬
аксиальной линии должно быть равно и
противоположно по з&аку этой половине
напряжения симметричной линии. Отноше- ■
ние симметричного и несимметричного со¬
противлений равно 4.
Устройство типа Юа обеспечивает почти
идеальное симметрирование в широкой по¬
лосе частот, если ширина щели мала; и
к тому концу, где находится стержень, под¬
ключена симметричная линия.
Вариантом этого основного типа сим¬
метрирующего устройства является трех¬
проводное симметрирующее устройство, по¬
казанное на рис. 106. Оно симметрирует
ф
Рис. 5-6-26. Возможные варианты конструк¬
ции компенсаторов, применяемых при мето¬
дах, показанных на рис. 5-6-24.
Рис. 5-6-25. Метод двухкаскадной компенсации.
А — исходная кривая геометрического места; Б — реактив¬
ное сопротивление короткозамкнутого первого компенсатора;
В— промежуточная кривая геометрического места; Г — ре¬
активное сопротивление второго компенсатора; Д — оконча¬
тельная кривая геометрического места. 1 — резонирует на /0.
208
достаточно хорошо и может использовать¬
ся в тех случаях, когда требования не
особенно жестки.
В устройстве типа 11 используется
другой метод, при котором может быть по¬
лучена частоты о-независим а я трансформа¬
ция сопротивлений. Две коаксиальные ли¬
нии соединяются параллельно на несиммет¬
ричном входе и последовательно на симмет¬
ричном входе. Для сохранения симметрии
добавляется третий цилиндр. Коэффициент
трансформации сопротивлений в этой конст¬
рукции равен 2 или 4. Можно добавить
большее число коаксиальных линий для по¬
лучения коэффициента трансформации, рав¬
ного 9, 16 и т. д. Однако практически боль¬
шого увеличения коэффициента трансфор¬
мации получить не удается. В симметриру¬
ющем устройстве, работающем «а этом
принципе, можно также использовать би-
филярные катушки. Симметрирование мож¬
но обеспечить путем использования двух
индуктивно связанных катушек. Наличие
реактивности утечки ухудшает широкопо-
лооность; правда, ее влияние можно в уз¬
кой полосе частот устранить. Если катуш¬
ки расположить вплотную для уменьшения
реактивности утечки, то возрастет ем¬
кость между катушками, приводящая
к разбалансированию симметричного конца
цепи; последнее должно быть сведено
к минимуму.
ж) Согласование в широкой полосе ча¬
стот. Задача 'расширения рабочего диапа¬
зона в общем случае состоит в синтезиро¬
вании цепи для согласования двух произ¬
вольных сопротивлений в заданной полосе
частот при заданных допусках. Однако
в задачах, встречающихся на практике, со¬
противления не являются полностью произ¬
вольными, поскольку они представляют со¬
бой сочетания физически реализуемых ин¬
дуктивностей, емкостей и сопротивлений.
Все же эти сочетания обычно столь слож¬
ны, что сопротивления не могут рассматри¬
ваться как простые функции частоты. По¬
этому обычно предпочитают пользоваться
графическим представлением трансцендент¬
ных функций. Задача широкополосного со¬
гласования упрощается еще больше, если
по крайней мере одно из согласуемых со¬
противлений представляет собой волновое
сопротивление линии и, таким образом, яв¬
ляется либо постоянным и чисто активным,
либо близким к этому. Поскольку задача
согласования сопротивления нагрузки, из¬
меняющегося с частотой с постоянным ак¬
тивным сопротивлением, встречается наибо¬
лее часто, ниже рассматривается только
этот случай. При практическом осуществ¬
лении широкополосного согласования необ¬
ходимо учитывать, что трудности обеспече¬
ния заданных допусков на рассогласование
возрастают с расширением заданной поло¬
сы частот, с увеличением коэффициента
трансформации и с увеличением электри¬
ческой длины цепи между нагрузкой и пер¬
вой точкой, где происходит изменение со¬
противления.
Улучшение согласования в некотором
участке частотного диапазона в общем слу¬
чае сопровождается возрастанием рассогла¬
сования в других участках частотного диа¬
пазона.
Любое физически реализуемое пассив¬
ное сопротивление, нанесенное на плоско¬
сти к. о., показывает при изменении часто¬
ты круговое или спиральное движение :по
часовой стрелке.
Наличие отрезка рассогласованной ли¬
нии передачи между нагрузкой и первым
элементом согласующего устройства при¬
водит к дополнительным частотным изме¬
нениям, невыгодным в сколько-нибудь ши¬
роком диапазоне частот. Поэтому надо по¬
мещать согласующие элементы непосредст¬
венно вблизи нагрузки. Если можно регу¬
лировать само сопротивление нагрузки, то
следует использовать эту возможность для
выбора наилучшей формы и положения
кривой сопротивления на плоскости к. о.
Для преобразования данной кривой со¬
противления (геометрического места точек
сопротивления) к более компактно распо¬
ложенной около точки заданного сопротив¬
ления, необходимо, во-первых, переместить
кривую сопротивлений и, во-вторых, ком¬
пенсировать частотные изменения, прису¬
щие первоначальной кривой сопротивления
и добавленные ее перемещением. Переме¬
щение кривой сопротивления осуществляет¬
ся путем включения элементов с сосредо¬
точенными или распределенными парамет¬
рами, образующих шунтирующие или по¬
следовательные сопротивления, цепочки
трансформаторов или комбинации того и
другого. Следует выбирать эти элементы
так, чтобы дополнительно вводимые неже¬
лательные частотные изменения сопротив¬
ления были минимальны.
Компенсация частотных изменений со¬
противления обычно ограничена .полосой
частот, в которой получается менее одной
петли на первоначальной кривой сопротив¬
ления. Для компенсации обычно выбирает¬
ся участок первоначальной кривой сопро¬
тивления, который может быть приведен
к виду, подобному изображенным на
рис. 5-6-24. Затем добавляется согласующее
устройство с противоположным частотным
ходом изменения реактивности (и пра¬
вильной ее величиной), чтобы получить
трансформированную кривую сопротивления
в виде плотно стянутой петли, как показано
на рисунке. В основном все значительные
изменения реактивности могут быть 'ском¬
пенсированы, остаются лишь малые изме¬
нения реактивного и большие изменения ак¬
тивного сопротивлений. В некоторых слу¬
чаях целесообразно использовать две сту¬
пени компенсации, как показано на
рис. 5-6-25, с целью получения двухпетлевой
кривой сопротивления. Отметим, что диа¬
грамма Вольперта — Смита на рис. 5-6-24
и 5-6-25 повернута относительно обычного
положения на 180°.
Имеется много путей практического вы¬
полнения согласующих цепей. Примеры не¬
которых простых конструкций приведены
на рис. 5-6-26. Более сложная конструкция,
выполненная в виде трансформатора с дву¬
мя компенсирующими шлейфами по схеме,
описанной выше, показана на рис. 5-6-27.
14—1719
209
Вместо резонансных контуров с сосре¬
доточенными постоянными могут быть ис¬
пользованы резонансные отрезки линии пе¬
редачи. Произведение LC или длина этой
линии выбираются так, чтобы она резони¬
ровала на средней частоте f0 диапазона.
Отношение L/C или волновое сопротивле¬
ние отрезка линии выбираются так, чтобы
получить правильную величину компенсиру¬
ющей реактивности на крайних частотах
f+ и /_ диапазона.
з) Диссипативные и невзаимные устрой¬
ства. Во всех методах согласования сопро¬
тивлении, описанных в этой
статье, используются элементы,
вводящие управляемые недис¬
сипативные отражения. При этом
энергия от источника эффектив¬
но, с малыми отражениями, пе¬
редается в нагрузку. Если сни¬
зить отражения важнее, чем обес¬
печить высокую эффективность пе¬
редачи, то целесообразно вклю¬
чить либо диссипативные, либо
невзаимные элементы и допустить
потери передаваемой энергии.
'Введение между источником и
нагрузкой диссипативного элемен¬
та с коэффициентом ослабления
мощности, равным А, приводит к
уменьшению к. о. (на конце источника,
согласованного с волновым сопротивле¬
нием схемы) в А раз. Таким образом, на
каждые 2 дб уменьшения к. о. требуется
затухание в 1 дб.
Известны невзаимные устройства типа
ферритовых изоляторов. В них отраженная
волна отводится в поглощающую нагрузку
и не поступает в источник. Типичный изо¬
лятор может уменьшить уровень отражен¬
ной волны у источника на 20 дб и более
при ослаблении мощности, выделяемой
в нагрузке, всего лишь на 0,5—0,25 дб.
Пер. [Л. 61-1, гл. 31].
ГЛАВА 6
ИЗМЕРЕНИЕ ДОБРОТНОСТИ РЕЗОНАТОРОВ
И РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ПОЛЯ В НИХ
6-1. ОБЗОР МЕТОДОВ ИЗМЕРЕНИЯ
ДОБРОТНОСТИ
а) Введение. Резонансная кривая коле¬
бательного контура (рис. 6-1-1) может быть
использована для определения добротности
Q. При этом шириной полосы конту¬
ра называется разность частот f\ и /г, на
которых мощность в контуре равна поло¬
вине ее значения на резонансной частоте fo.
Напряжение на частотах f\ и f2 равно 0,707
его максимального значения при резонансе.
Тогда
Q 1$—
Q, определенное по этому уравнению, на-
Рис. 6-1-1. Колебательный контур и кривая
резонанса.
210
зывается «Q по полосе» и при значениях
Q, больших 10, совпадает со значением Q>
определенным по отношению энергий.
Другой метод, используемый на с. в. ч.,
основан на измерении разности частот, со¬
ответствующих точкам перегиба резонанс¬
ной кривой (напряжение в точках переги¬
ба равно 0,82 его максимального значения
при резонансе).
Можно показать математически, что
частоты, в которых вторая производная ре¬
зонансной кривой равна нулю, связаны с Q
резонансного контура почти точным соот¬
ношением
п — 1 fi + fz
4 - Ы г2 2V5U-U ’
где fo — резонансная частота; h и f2 — ча¬
стоты, соответствующие точкам перегиба;
ЛМ1-/2.
При квадратичном детектировании по¬
следнее выражение принимает вид*
о L.fi+h.
2 V5fi—/2 •
Схемы включения резонансных контуров:
показаны на рис. 6-1-2,a (in доходна я)
и 6-1 -2,6 (ip о г л о щ а ю щ а я или реак¬
тивная).
б) Методы измерения добротности на
с. в. ч. Меюд I — метод точек половинной
мощности (наиболее распространенный ме¬
тод) сводится к измерению ширины полосы
измеряемого резонатора.
Простая схема измерения ширины по¬
лосы приведена на рис. 6-1-3. Генератор
сигнала должен иметь высокую стабиль¬
ность, а волномер — высокую разрешающую
способность. Лучшие результаты можно
получить со схемой измерения, показанной
на рис. 6-1-4. Резонансная кривая измеряе¬
мого резонатора представляется на экране
осциллоскопа при качании частоты генера¬
тора синхронно с разверткой. Часть мощ¬
ности генератора поступает в смеситель и
складывается с колебаниями маркерного
генератора. Маркерный генератор настраи¬
вается на резонансную частоту измеряемо¬
го резонатора, и сигнал поступает на вход
супергетеродинного приемника тогда, когда
разностная частота совпадает с частотой
настройки приемника, т. е. 2 раза за каж¬
дый свип. Выход приемника дает подсветку
экрана, причем расстояние между яркими
точками равно удвоенной частоте настрой¬
ки приемника.
Измерение полосы можно выполнять и
просто волномером (реактивная схема
включения). Однако при этом возможны
искажения и снижение общей точности из¬
мерения. '
При малых сигналах детектор можно
считать квадратичным и резонансную кри¬
вую на экране осциллоскопа пропорцио¬
нальной мощности. Поэтому точки половин¬
ной мощности находятся на половине рас¬
стояния от линии развертки до максимума
кривой.
Метод II — фазовый метод (рис.
6-1-5). Метод более пригоден для измере¬
ния низких значений Q. Генератор сигнала
настраивают в резонанс с испытуемым резо¬
натором (частота f0). Измеряют к. с. в. ре¬
зонатора и определяют положение бли¬
жайшего минимума. Изменяют частоту ге¬
нератора небольшими величинами А/ по
обе стороны от резонансной и отмечают со-
Рис. 6-1-3. Простая схема измерения ши¬
рины полосы резонатора.
I — настраиваемый генератор высокой стабиль¬
ности; 2 — волномер (реактивная схема вклю¬
чения); 3 — измеряемый резонатор; 4 — согла-
сователь; 5 — детектор; 6 — индикатор; 7 —
фиксированные аттенюаторы; 8 — калиброван¬
ный переменный аттенюатор.
Рис. 6-1-4. Измерение ширины полосы резо¬
натора с помощью маркерного генератора.
1 — свип-генератор; 2 — направленный ответвитель
или двойной тройник; 3 — волномер (реактивный);
4 — измеряемый резонатор; 5 — фиксированные
аттенюаторы; 6 — согласователь; 7 детектор;
8 — калиброванный переменный аттенюатор; 9 —
маркерлый генератор; 10—смеситель; 11 — супер-
гетеродинный приемник; 12 — подсветка; 13 — ге¬
нератор пилообразного напряжения; 14 — фазовра¬
щатель; 15 — осциллоскоп.
ответствующие величины Амин сдвига ми¬
нимума. Строят график (пример на
рис. 6-1-6) зависимости Ам ин
/А от Af (А —
длина волны в волноводе или линии пере¬
дачи). Отсчитывают по графику рис. 6-1-7
значение АМинД для измеренного значения
к. с. в. По графику рис. 6-1-6 находят (по
абсциссе) значение разности частот (Д/У
между точками, соответствующими положи¬
тельному и отрицательному значениям ве¬
личины АминА (по ординате), определен¬
ной по графику рис. 6-1-7.
Тогда
Q f°
(Af)
Метод III —метод к. с. в.
(рис. 6-1-5). Метод более при¬
годен для измерения высоких
значений Q; соответственно
требуется более высокая ста¬
бильность частоты генератора.
Генератор сигнала настра¬
ивают в резонанс с испытуем
мым резонатором (частота fo)«
Измеряют к. с. в. в резонансе*
Изменяют частоту генератора
небольшими величинами по обе
стороны от резонансной и
измеряют соответствующие зна¬
чения к. с. в. Строят график
Рис. 6-1-7. Зависимость к. с. в. в резонансе от сдвига минимума напряжения.
212
Рис. 6-1-5. Схема измерения доброт¬
ности ревонатора фазовым методом
или методом к. с. в.
1 — настраиваемый генератор высокой ста¬
бильности; 2 — волномер; 3 — измеритель¬
ная линия; 4 — зонд и детектор; 5 — инди¬
катор; 6 — фиксированный аттенюатор.
графику рис. 6-1-9 значение к. с. в. |(<к. с. в.
в точках половинной мощности) для изме¬
ренного значения к. с. в. в резонансе. По
трафику рис. 6-1-8 находят (>по абсциссе)
значение (разности частот (А/)' между зна¬
чениями к. с. в. (по ординате), определен¬
ными по графику рис. 6-1-9. Тогда
Q £»_
ц - шу ■
Метод IV — метод определения времени
спада колебаний. Измеряют время затуха¬
ния энергии в контуре, возбуждаемом ко¬
роткими импульсами колебаний на резо¬
нансной частоте.
В начале импульса мощность в резона¬
торе возрастает экспоненциально со ско¬
ростью, зависящей от Q резонатора. При
выключении возбуждающей мощности ко¬
лебания затухают экспоненциально.
Отношение мощностей ври затухании
в двух точках, соответствующих моментам
и t2y равно
Рис. 6-1-6. Сдвиг минимума на¬
пряжения в зависимости от ча¬
стоты.
Решая это уравнение относительно Q, по¬
лучим
~ 4,343
Q— у (J1 — ^2)
где
A [55]*101gPi/P2.
Блок-схема измерительной установки
показана на рис. 6-1-10. Метод применим
для измерения только очень высоких зна¬
чении Q, например для резонаторов, у ко¬
торых величина Q/2jt/o лежит в пределах
от 5 до 50 (здесь /0 выражено в мегагер¬
цах).
Генератор сигнала настраивают в ре¬
зонанс с испытуемым резонатором (часто¬
та /о) и регулируют схему до получения на
экране хорошего изображения спада коле¬
баний. Отмечают опорную точку 0 на изо¬
бражении. Вводят аттенюатором ослабле¬
ние А [дб] (например, 3,5 или 10 дб). От¬
мечают время АТ (в микросекундах), на
которое следует изменить задержку, чтобы
изображение снова совпало с точкой 0.
Рис. 6-1-7. Зависимость к. с. в. в резонансе от сдвига минимума напряжения.
Рис. 6-1-8. Зависимость
к. с. в. от частоты.
Тогда
к.с в.
Рис. 6-1-9. Зависимость к. с. в. (в точках
половинной мощности) от к. с. в. (в ре¬
зонансе).
Метод V — метод точек перегиба.
В точках перегиба кривизна резонансной
кривой минимальна и резонансная кривая
приближается к прямой линии. Метод из¬
мерения состоит в подаче частотно-модули-
рованного сигнала в резонансный контур
и определении степени линейности кривой
резонанса из характера огибающей выход¬
ного напряжения.
Линейность определяется методом гар¬
моник или интермодуляционным методом.
При методе гармоник выходной усилитель
н. ч. настроен на вторую гармонику часто¬
ты модуляции генератора. Интерм одул ящи-
онный метод основан на том, что если сиг¬
нал модулирован по частоте двумя или бо¬
лее звуковыми частотами и цепь нелиней¬
на, то огибающая выходного напряжения
будет содержать гармоники и интермодуля¬
ционные частоты, которые и могут быть об¬
наружены. Пер. [Л. 55-1].
Рис. 6-1-10. Схема измерения вре¬
мени спада колебаний в резона¬
торе.
1 — генератор импульсов; 2 —< генератор
сигнала с. в. ч.; 3 — фиксированные
аттенюаторы; 4 — приемник; 5 — калиб¬
рованный аттенюатор; 6 — осциллоскоп;
7 — линия задержки.
6-2. МЕТОДЫ, ОСНОВАННЫЕ
НА ОПРЕДЕЛЕНИИ ВХОДНОГО
К. С. В. И К. О.
6-2-1. Измерение добротности резона¬
тора методом определения входного к. с. в.
Исследуемый резонатор является оконечной
нагрузкой тракта, состоящего из клистрон-
ного генератора, развязывающего аттенюа¬
тора (или ферритового вентиля), измери¬
тельной линии и измерителя частоты.
Частоту колебаний клистронного гене¬
ратора изменяют через равные интервалы.
При каждом значении частоты с помощью
измерительной линии измеряют величину
к. с. в. в тракте. По полученным данным
строят график зависимости к. с. .в. от часто¬
ты (рис. 6-2-1). Из графика определяют ве¬
личину к. с. /В. при резонансе k и по фор¬
муле
k — а + V а2 — 1,
где а=1&0+£”+1, вычисляют значение
т. е. к. с. в., соответствующего уровню
«половинной мощности» резонансной кри¬
вой резонатора. По ширине полосы
(2Af 1 /2)» получаемой на уровне «половин¬
ной мощности», и значению f0 резонансной
частоты вычисляют нагруженную доброт¬
ность резонатора
Рис. 6-2-1. Зависимость
к. с. в. от частоты.
213
Рис. 6-2-2. Блок-схема измерения доброт¬
ности.
1 — осциллоскоп; 2 — детекторная головка; 3 —
клистронный генератор; 4 — анализатор спектра
или волномер; 5 — развязка; 6 — направленный
ответвитель; 7 — измерительная линия; 8 — изме¬
ряемый резонатор.
Основными недостатками описанного ме¬
тода являются трудоемкость снятия кри¬
вой, т. к. величины к. с. в. измеряются
в 10—12 точках и искажение кривой в ее
верхней части, обусловленное погрешностя¬
ми измзренйя больших значений к. с. в.,
контактными потерями и потерями в эле¬
менте связи резонатора с трактом.
Отмеченные недостатки можно в зна¬
чительной степени уменьшить, определяя
добротность резонатора по ширине полосы
на произвольном уровне kx, находящемся
несколько выше резонансного значения
к. с. в. k0.
Введем обозначения:
k х — ttlko,
где т — величина, выбираемая из условия
удобства и точности измерений, и
Поскольку коэффициент М является функ¬
цией двух величин kQ и ,т, для его опреде¬
ления удобно пользоваться вспомогатель¬
ным графиком.
Порядок измерения следующий. На ,пя-
ти-шести частотах, близких к резонансной
частоте резонатора, измеряют значения
к. с. в. Строят соответствующий график. На
уровне kx = mk0 определяют ширину поло¬
сы (2Д/тп ko). Определяют коэффициент М,
соответствующий резонансному к. с. в. &о
и выбранной величине т. Вычисляют нена-
груженную добротность
Нагруженная QH и внешняя QBH до¬
Рис. 6-2-3. Зависимость к. о. при расстройке \Г&] от к. о. при резонансе |-Г0| и от нор¬
мированной индуктивности 1\. 1\ равно нормированному полному сопротивлению \z\
при значительной расстройке, когда входное сопротивление резонатора практически
бесконечно. Нижняя кривая и таблица 6-2-1 соответствуют обычным условиям,
когда величиной 1\ можно пренебречь.
214
бротности могут бьгть пал учены с помощью
известных соотношений:
п Qo п Qo
- k0 + 1 и Увн — к '
Процесс измерения значительно ускоря¬
ется, если для определения резонансной ча¬
стоты в схему ©ключают направленный от¬
ветвитель с детекторной головкой (реашру-
Таблица 6-2-1
Рис. 6-2-4. Схема включения резонатора (а)
и эквивалентная схема i(б).
ющий на отраженную волну) и осцилло¬
скоп, причем напряжение развертки послед¬
него используют для качания частоты кли¬
строна (рис. 6-2-2). Извл. из [JL 60-112].
6-2-2. Намерение добротности двухпо¬
люсника по величине к. о. ib точках равен¬
ства активной и реактивной составляющих
полного сопротивления. Измерение доброт¬
ности (рис. 6-2-4) проводится в следующем
порядке: \) измеряют величину к. о. при
резонансе |Г0|; 2) -находят величину к. о.
1ГР| при расстройке из уравнения или из
табл. 6-2-1, или из графика рис. 6-2-3;
3) измеряют йнтервал частот 2Аf между
двумя точками кривой, в которых к. о.=
=||ГР,|.
К- о. можно измерять, например, мето¬
дом, поясняемым рис. 6-2-5.
Эта схема пригодна для исследования кон¬
туров с добротностью от нескольких сотен
до 20 000 в 3-см диапазоне волн. Индика¬
тором при измерениях служит осцилло¬
скоп, на экране которого нанесена межа,
Рис. 6-2-5. Схема измерения
добротности резонатора.
1 — генератор н. ч.; 2 — кли-
стронный генератор с качанием
частоты; 3 — направленный от¬
ветвитель; 4 — волномер; 5 —
аттенюатор; 6 — двойной трой¬
ник; 7 — испытуемый резонатор;
8 — согласованная нагрузка; 9 —
калиброванный аттенюатор; 10—
усилитель н ч.; 11 — осцилло¬
скоп.
215
Рис. 6-2-6. Последовательность изобра¬
жений на экране осциллоскопа при из¬
мерении добротности резонатора.
с которой можно совместить любую точку
изображения (вместо метки можно при¬
менить лупу с перекрестием).
Измерения начинаются с того, что
острие «впадины юр ив ой исследуемого резо¬
натора (эта кривая видна на зоне генера¬
ции клисцро-на) совмещают с меткой
(рис. 6-2-6,а). Калиброванный аттенюатор
в плече 4 установлен на 0. Затем исследуе¬
мый резонатор расстраивают; при этом па¬
дающая энергия полностью отражается и
изображение на экране имеет вид
рис. 6-2-6,б. С помощью аттенюатора
в плече 4 верхняя часть зоны генерации
подводится к метке (рис. 6-2-6,в). Отсчет
по аттенюатору дает величину |Го| в деци¬
белах. Из упомянутых выше таблицы или
графика находят величину |ГР|, соответ¬
ствующую измеренному \Г0\. Далее дейст¬
вуют обратным порядком: аттенюатор уста¬
навливают на величину |ГР|, дб, а регу¬
лировкой усиления осциллоскопа верхнюю
часть изображения подводят к метке (рис.
6-2-6,г); ослабление аттенюатора устанав¬
ливают на 0 (рис. 6-2-6,(5) и исследуемый
резонатор настраивают в резонанс (рис.
6-2-6,е). Горизонтальная линия г^етки пе¬
ресекает кривую резонанса в тех точках,
лде нужно измерить интервал частоты 2Af.
При средних значениях измеряемого Q для
измерения А/ пригоден волномер с доста¬
точно вышкой разрешающей способностью.
После нахождения 2Аf незагруженная
добротность определяется из уравнения
Q = fo/2Af,
где fo — резонансная частота.
Нагруженная добротность
Внешняя добротность
у»н —ч ! _|Г#|.
где \Г0\ выражено в отношениях напря¬
женности поля, а не в децибелах.
Измерение добротности изложенным
методом выполняется значительно быстрее,
чем методом измерения к. с. в. с помощью
измерительной линии. Реф. [J1. 62-14].
6-2-3. Динамический метод измерения
добротности резонаторов с применением
синхронного детектирования. Зависимость
комплексного к. о. Г от частоты в плоско¬
сти эквивалентного цредставления резона¬
тора может быть записана для случая
Ао)/о>о 1 в следующем виде
Р Г о — /2QHAco/(o0
” 1 + /2QHAa>/co0 •
Здесь Го — к. о. резонатора на резонансной
частоте со0, Qн—нагруженная добротность
резонатора и Асо = о>—о>0, где со—частота
генератора, возбуждающего резонатор.
Мнимая часть к .о. резонатора
имеет экстремумы при частотах со0±:
±i(Oo/2Qh = coo±Ao)h, которыми характери¬
зуется нагруженная добротность резона¬
тора. Изложенное выше может быть про¬
иллюстрировано с помощью круговой диа¬
граммы в плоскости комплексного к. о.
(рис. 6-2-7), на -которой нанесена окруж¬
ность полной эквивалентной проводимости
резонатора (Q — окружность) и линии
Qн — прямые, проходящие через точку ко¬
роткого замыкания под углом 45° к.дейст¬
вительной оси. Точки их пересечения с Q-
окр у ясностью определяют характеристиче¬
ский интервал частот 2Ао)н. Как видно из.
рисунка, мнимая часть к. о., равная проек¬
ции Г |на мнимую ось
Imr='\r\sin 0,
Рис. 6-2-7. Круговая диаграмма’
в плоскости комплексного к. о..
216
Рис. 6-2-8. Схема измере¬
ния.
СГ — сигнал генератор; Г—двой¬
ной тройник; НО — направлен¬
ный ответвитель; В — волномер;
АТ — аттенюатор; Д — детектор;
ОН — оконечная нагрузка; П —
поршень; ВВ — волноводный вы¬
ключатель; Р — резонатор;
ГПЧ — генератор н. ч.; О —
осциллоскоп; М — модулятор;
БПСТ — блок питания сиг¬
нал-генератора.
где 0 — фазовый угол ik. о. имеет экстре¬
мумы при частотах соо±!Д(Он--
(IitlI") эк с тр ==5'| Рн^| sin Он*
Для выделения напряжения, пропорцио¬
нального мнимой части к. о., предлагается
воспользоваться синхронным детектирова¬
нием сигнала, отраженного от испытуемого
резонатора и прсмодулированного по ам¬
плитуде.
Одна из возможных схем измерений
приводится на рис. 6-2-8. К боковым пле¬
чам согласованного двойного тройника
присоединены измеряемый резонатор Р >и
кор о ткоз амыкающий поршень Яь перед
которыми помещены идентичные направлен¬
ные ответвители так, как показано на
рисунке. В сигналыном плече находится мо¬
дулируемый по частоте сигнал-ген ер а тор,
аттенюатор и резонансный волномер. Отра¬
женный от резонатора сигнал модулирует¬
ся по амплитуде с помощью полупроводни¬
кового диода Д1, а затем поступает на
синхронный детектор Д2 вместе с гетеро¬
динным сигналом, прошедшим путь такой
же электрической длины в симметричной
ветви схемы. Напряжение частоты модуля¬
ции по'еле детектора Д2 усиливается, детек¬
тируется и поступает на вертикально-откло¬
няющие пластины осциллографа, горизон¬
тальная развертка которого синхронизи¬
руется частотой модуляции сигнал-генера¬
тора. Вместо направленных ответвителей
в схеме могут быть использованы согласо¬
ванные двойные тройники.
Измерение резонансной частоты о>0 и
к. о. на резонансной частоте Г0 может 'быть
произведено рбычными способами. Для
этого в схеме предусмотрены низкочастот¬
ные переключатели и отражающий волно¬
водный выключатель ВВ (для получения на
экране осциллоскопа масштабной отметки
Рис. 6-2-9. Измерение добротности ре¬
зонаторов с помощью дискриминато¬
ра с. в. ч.
/ —кли стройный генератор; 2 — испытуе¬
мый резонатор; 3 — генератор п. ч.; 4 —
усилитель п. ч.; 5 — генератор пилообраз¬
ного напряжения.
Г0=|1 в случае непер встраиваем ого резо¬
натора). После измерения частот, соответ¬
ствующих максимумам осциллограммы
\1тГ\, нагруженная добротность опреде¬
ляется из соотношения
Qh “ (Оо/2Д(Он,
а ненагр уженная добротность — из соот¬
ношения
1 со
Qo = r±lAJ^’
где знак плюс соответствует недогружен¬
ному, а знак минус—перегруженному ре¬
зонатору. Последнее определяется по на¬
правлению смещения минимума частотной
кривой \1шГ\ относительно резонансной
частоты при малых перемещениях порш¬
ня #i. Извл. из |[Л. 62-143].
6-2-4. Измерение добротности резона¬
торов с помощью дискриминатора с. в. ч.
Действие дискриминатора с. в. ч., на ко¬
тором основана данная схема измерения,
описано, например, в [J1. 49-101]. С по¬
мощью двойного тройника (рис. 6-2-9)
сравнивают полное сопротивление резона¬
тора 'С фиксированным полным сопротивле¬
нием детекторной настроенной головки В.
Частота сигнала качается около резонанс¬
ной частоты резонатора. При этом в плече
Н получается напряжение дискриминации,
в каждый момент пропорциональное к. о.
резонатора.
Диод А модулирует это напряжение
по амплитуде с частотой 30 Мгц и частич¬
но его отражает. Отраженный 'сигнал по¬
ступает на детектор В, усиливается усили¬
телем п. ч., выпрямляется и подается на
осциллоскоп. В зависимости от фазы
с. в. ч., регулируемой передвижным корот-
козамыкателем в плече Я, и от напряже¬
ния смещения детектора А на экране
осциллоскопа появляется или кривая по¬
глощения, или кривая рассеяния резонато¬
ра. Одновременно на экране осциллоско¬
па, вертикальная ось которого калибро¬
вана в вольтах [изображается кривая
217
Ненагруженная добротность Q0 связана
с QH коэффициентом связи: Qo=Qh(1+«).
Намерение а осуществляется просто и
быстро с (помощью измерительной линии.
Описанным методом измерялось <(ib 3-см
диапазоне волн), например, изменение до¬
бротности стальных резонаторов с медным
покрытием различной толщины при терми¬
ческих циклах. Измерялись также диэлек¬
трическая (проницаемость и угол потерь ди¬
электриков, а также изменения этих (Пара¬
метров под воздействием радиоактивного
излучения. Чувствительность устройства та¬
кова, что можно было измерять изменения
8 и tg6 в 1—2%. Реф. |[Л. 60-68].
6-2-5. Метод измерения входного пол¬
ного сопротивления и графического по¬
строения на круговой диаграмме к. о. Если
рассматривать резонатор как параллельный
контур, включенный в опорной плоскости
на конце соединительной линии, то его
нормированное входное сопротивление
k
2 = 1 + /2 ’
где k — коэффициент связи резонатора
с линией, а
2 = 2 Qo-
I О
изменения напряжения отражателя кли¬
строна (рис. 6-2-10)]. Проектируя резо¬
нансную кривую на кривую напряжения
коллектора, получают разность напряже¬
ний, соответствующую расстоянию между
двумя экстремальными точками. Это напря¬
жение, умноженное на характеристику из¬
менения частоты клистрона от напряжения
на коллекторе, дает ширину резонансной
кривой А/. Нагруженное Q вычисляется по
формуле QH=/o/A/, где f0 — резонансная
частота. Точность измерения Q равна 1%.
На рис. 6-2-ill,a показано геометрическое
место этого входного сопро¬
тивления при 1 (крити¬
ческая связь). Активная (г)
и реактивная !(|*|) состав¬
ляющие входного сопротив¬
ления равны при Q=i±l.
Если обозначить через /1 и
/а частоты, соответствующие
значениям Q, равным +1
и —1, то можно написать:
2^-у-^- Q0 = + 1
/ О
Рис. 6-2-11. Кривая геометрического места входного пол¬
ного сопротивления резонатора.
а — определение добротности; б — интерполяция частоты; в — влия¬
ние связи резонатора.
1 — кривая геометрического места; 2 — точка антирезонанса.
Вычитая второе уравнение
из первого» получим
0 fs_
Кривые, вдоль которых г=
= 1*1, являются окружно¬
стями с центрами в точках
±/. Поэтому для определе¬
ния Qo надо найти точки
пересечения кривой геомет¬
рического места z с кривы¬
ми г=\х\ и отсчитать со¬
ответствующую разность
частот по шкале частот.
После определения доброт¬
ности ненагруженного резо¬
натора можно найти на¬
груженную (QH) и внеш¬
нюю 1 (Qbh ) добротность по
известным формулам. Ко¬
эффициент связи k опреде¬
ляет диаметр окружности
218
Рис. 6-2-10. Изображение на экране осцил¬
лоскопа (к схеме рис. 6-2-9).
г. Он отсчитывается по шкале активных
сопротивлений.
Величины QH и Qbн можно определить
и непосредственно из кривой геометриче*
ского места с помощью равенств
Q _ О —
чвн — f £ И (^н — f f
I з /4 /б /в
Для практического использования этого
метода необходимы 'некоторые указания.
Прежде всего нужно так установить поло¬
жение опорной плоскости, чтобы при резо¬
нансе в ней появлялся настроенный парал¬
лельный колебательный контур, т. е. ма¬
ксимальное сопротивление. Одновременно
резонатор должен быть настроен в резо¬
нанс. Для этого резонатор сначала рас¬
страивают настолько, чтобы ;в опорной
плоскости измерительной линии сопротив¬
ление стало равным нулю и появился ми¬
нимум напряжения (точка антирезонанса).
Оставив зонд измерительной линии
в этом месте, меняют настройку резонато¬
ра до тех пор, пока индикатор зонда не
покажет максимальное напряжение и, сле¬
довательно, резонанс. Если теперь при пе¬
ремещении зонда напряжение в линии
остается постоянным, то это значит, что
резонансное входное сопротивление резо¬
натора согласовано с волновым сопротив¬
лением линии и коэффициент связи k=l.
Если же в опорной плоскости при этом об¬
наруживается максимум, то это значит, что
&=1/т>1; если же обнаруживается мини¬
мум, то k=\m<\ (т обозначает к. б. в.)
После этого проводят измерения, необходи¬
мые для построения кривой геометриче¬
ского места входного сопротивления. При
жесткой установке резонатора, когда точка
резонанса и антирезонанса определяется
изменением частоты, следует предусмотреть
возможность линейного перемещения опор¬
ной плоскости с помощью отрезка линии,
включаемого между резонатором и зондом.
Геометрическое место z является
окружностью, которую можно определить
по двум точкам, измеренным на двух лю¬
бых частотах и по точке антирезонанса
(точка короткого замыкания); однако для
повышения точности измерений обычно бе¬
рут большее число точек. Шкала частоты
вдоль кривой геометрического места z
при этом нелинейна; она проходит через
значения ,/=О в точке антирезонанса, f=fo
в точке резонанса и /=оо снова в точке
антирезонанса. Поэтому прямая интерпо¬
ляции между двумя значениями частоты на
этой окружности весьма неудобна. Исполь¬
зование дополнительного построения с по¬
мощью вспомогательной линии (оси мни¬
мых величин на (плоскости к. о., рис. 6-2-11,6)
обеспечивает линейную интерполяцию. При
проектировании отдельных точек кривой
.геометрического места z из точки корот¬
кого замыкания на згу вспомогательную
линию на ней получают линейную шкалу
частот. На рис. 6-2-11,в показаны кривые
геометрического места z при различных
значениях коэффициента связи. Пер.
;[Л. 61-2].
Рис. 6-2-12. Схема измерения доброт¬
ности резонатора магнетрона.
1 — клистрон; 12 — волномер; 3 — магнетрон;
4 — вибрационный переключатель 25 гц\
5 — усилитель сигнала; 6 — питание и мо¬
дулирующее напряжение клистрона.
6-2-6. Измерение добротности резонато¬
ров магнетронов З-см диапазона волн. Схе¬
ма измерения показана на рис. 6-2-12. Сиг¬
нал, поступающий с ответвителя В, дает на
экране осциллоскопа кривую добротности
магнетрона, а сигнал, поступающий с от¬
ветвителя Л, — опорную величину к. о.;
последний сигнал используется для калиб¬
ровки осциллограммы, и его амплитуда ре¬
гулируется прецизионным аттенюатором
в плече 4. Изображения сигналов совмеща¬
ются с помощью вибрационного переключа¬
теля. При измерении к. о. магнетрон заме¬
няют передвижным короткозамыкателем и
аттенюаторами устанавливают совпадение
обоих изображений. Затем включают магне¬
трон и аттенюатором в плече 4 устанавли¬
вают совпадение калибрующего изображе¬
ния с изображением отражения от магне¬
трона на данной частоте. Величицу к. о. вы¬
числяют по изменению ослабления х [дб]
из выражения
Определив девиацию частоты, соответст¬
вующую Г=Г 1, с помощью построений, по-
Рис. 6-2-13. К измерению
добротности по схеме
рис. 6-2-12.
219
к аз а иных на ipwc. 6-2-13, вычисляют внеш¬
нюю добротность Q по формуле
Максим а л ын а я ошибка измерения к. о.
эт.им методом считается равной ±7% для
Г>0,3. Реф. [Л. 56-3].
6-3. МОДУЛЯЦИОННЫЕ МЕТОДЫ
6-3-1. Измерение добротности резона¬
торов с. в. ч. по сдвигу фазы частоты мо¬
дуляции. .В дайной статье описан прибор,
позволяющий получать 'непосредственный
отсчет добротности ib диапазоне с. в. ч.
Прибор предназначен для измерения нагру-
женной и собственной добротности резо¬
наторов трехсантиметрового диапазона,
имеющих одну связь с внешней цепью. Од¬
нако на описанном принципе может быть
осуществлен прямоточный -измеритель доб¬
ротности и в других участках сантиметро¬
вого и дециметрового диапазонов воли.
Действие прибора основано на приме¬
нении модуляционно-фазового метода изме¬
рения добротности, предложенного ранее
автором [Л. 58-105]. Позднее такой метод
был описан в [Л. 59-24], где он был при¬
менен на относительно низких частотах
(200—300 Мгц).
Сущность модуляционно-фазового ме¬
тода состоит в следующем. На резонатор
подаются синусоид ально-'мо'дулированные
по амплитуде колебания резонансной ча¬
стоты. После прохождения через резонатор
огибающая оказывается сдвинутой по фазе.
Сдвиг фазы © связан с добротностью резо¬
натора Q соотношением
Q = ^- tg|e|.
где f0 — резонансная частота; F — частота
модуляции.
Рис. 6-3-1. Измерение добротности резо¬
натора по сдвигу фазы частоты моду¬
ляции.
/ — генератор с. в. ч.; 2 — волномер; 3—атте¬
нюатор; 4 — двойной тройник; 5 — подвижной
поршень; € — детекторная камера; 7 — атте¬
нюатор;, 8 — измерительная линия; 9 — изме¬
ряемый резонатор; 10 — блок питания; И —
источник модулирующего (F), гетеродинного
(F — 500 кгц) и опорного (500 кгц) напряже¬
ний; 12 — усилитель; 13 и 14 — фазовращатель,
15 — фазометр.
220
Измеряя фазометром сдвиг фазы, мож¬
но получить непосредственный отсчет доб¬
ротности резонатора.
Блок-схема куметра с непосредствен¬
ным отсчетом показана на рис. 6-3-1. Ис¬
точником колебаний с. в. ч. служит клис¬
трон 1. Частота генерируемых колебаний
может быть измерена волномерам 2. Через
развязывающий аттенюатор 3 колебания
с. в. ч. поступают на модулятор. Последний
состоит из двойного тройника 4, детектор¬
ной головки 6 и подвижного поршня 5.
Амплитудная модуляция происходит благо¬
даря подаче модулирующего напряжения
на кристаллический детектор, помещенный
в канал волновода. При этом к. о. детек¬
тора меняется, что и приводит к модуля¬
ции отраженной волны. В выходной канал
модулятора поступает модулированная вол¬
на, отраженная от детектора, и волна из
другого плеча двойного тройника, отразив¬
шаяся от поршня 5. Перемещая последний,,
можно добиться модуляции выходного сиг¬
нала, близкой к чисто амплитудной (без
паразитной фазовой модуляции). Модули¬
рованные колебания через второй развязы¬
вающий аттенюатор 7 поступают в измери¬
тельную линию 8 с широкополосным зон¬
дом. К фланцу измерительной линии при¬
соединяется резонатор 9, добротность ко¬
торого нужно измерить.
Для измерения добротности зонд ли¬
нии 8 должен быть установлен в такой
плоскости, в которой эквивалентная схема
системы справа от зонда может быть пред¬
ставлена в виде параллельного колебатель¬
ного контура. Если частота несущей вход¬
ного амплитудно-модулированного сигнала
совпадает с резонансной частотой резона¬
тора, то огибающая выходного сигнала бу¬
дет сдвинута по фазе относительно оги¬
бающей входного сигнала на угол 0, опре¬
деляемый равенством
tg ®=— ZFQnlfo,
где QH—нагруженная добротность резона¬
тора. Измерив угол ©, находим величину
нагруженной добротности
QH=fotg |©|/2F.
Огибающая с. в. ч. колебаний выделяется
кристаллическим детектором зонда измери¬
тельной линии. Для измерения сдвига фазы
частота огибающей предварительно преоб¬
разуется. В качестве смесителя использует¬
ся тот же детектор зонда, который выде¬
ляет огибающую. С этой целью на детек¬
тор подается напряжение гетеродина, ча¬
стота которого на 500 кгц ниже частоты
огибающей. Напряжение разностной часто¬
ты 500 кгц усиливается усилителем 12 и
через грубый фазовращатель 13 и точный
фазовращатель 14 подается на фазо¬
метр 15.
Модулирующее напряжение частоты Fy
напряжение гетеродина частоты lF=500 кгц
и опорное напряжение разностной частоты
500 кгц вырабатываются специальным бло¬
ком 11. Частота модуляции F устанавли¬
вается в пределах от 4 до 20 Мгц. Фазо¬
метр /5, измеряющий сдвиг фазы огибаю-
Рис. 6-3-2. Схема измерения ширины поло¬
сы резонатора с помощью фазовращателя.
1 — генератор с. в. ч.; 2 — модуляционный гене¬
ратор переменной частоты; 3 — ответвитель; 4 —
резонатор; 5 — детектор; 6 — усилитель частоты
модуляции; 7 — индикатор амплитуды; 8 — фазо¬
метр.
щей, может быть градуирован непосредст¬
венно 'в величинах нагруженной доброт¬
ности.
С помощью описанной схемы .можно
также измерять собственную добротность
резонатора. Для этого следует сдвинуть
зонд измерительной линии ,на четверть вол¬
ны от его положения при 'измерении нагру¬
женной добротности и измерить сдвиг фазы
огибающей ©' в этом положении. Собствен¬
ная добротность резонатора
Qo— ifo/2F) tg(©'+ 101).
Погрешность измерений не превышает 10%.
Извл. из [Л. 61-147].
6-3-2. Измерение ширины полосы резо¬
натора с помощью фазовращателя. Схема
измерения показана на рис. 6-3-2. При про¬
хождении модулированного сигнала через
резонатор огибающая модуляции меняет¬
ся: уменьшается коэффициент модуляции и
запаздывает фазовый угол модуляции. По¬
следнее изменение используется для изме¬
рения добротности резонатора. Переданный
сигнал детектируется и усиливается так
же, как и опорный. Оба сигнала подаются
на фазометр, показывающий непосредствен¬
но разность их фаз. Коэффициент модуля¬
ции не должен превышать 30%, чтобы
искажения огибающей модуляции были
малы. Измерения выполняются в следую¬
щем порядке:
1. Частота модуляции устанавливает¬
ся меньшей, чем ширина измеряемой поло¬
сы, чтобы детектированный модулирован¬
ный сигнал мог быть использован для на¬
стройки несущей частоты.
2. Несущая частота устанавливается
с помощью индикатора амплитуды такой,
при которой передача через резонатор ма¬
ксимальна; настройку можно произвести и
по максимальному сдвигу фазы; результат
получается тот же.
3. Частоту модуляции регулируют по
фазометру до получения фазового сдви¬
га 45°.
Рис. 6-3-3. Схема измерения добротно¬
сти эхо-боксов модуляционным методом.
1 — клистронный генератор; 2 — диодный мо¬
дулятор; 3 — смешение; 4 — генератор видео¬
частоты; 5 — эхо-бокс; 6 — детектор; 7 — атте¬
нюатор; 8 — детектор; 9 — фазовращатель RC;
10 — фазоинвертор и регулятор усиления; И —
фазовращатель; 12 — смеситель; 13 — усили¬
тель и индикатор.
4. Ширина полосы равна разности ча¬
стот между боковыми полосами или двой¬
ной частоте модуляции. Добротность равна
несущей частоте, деленной на двойную ча¬
стоту модуляции.
По этому способу производились изме¬
рения ширины полосы порядка 30 кгц «а
частоте 700 Мгц. Добротность оказалась
равной около 23 000.
Точность измерений оценивается равной
3%, что соответствует ошибке измерения
фазы 0,7°. При измерении частот, соответ¬
ствующих половинной мощности на кривой
резонанса, для получения той же точности,
что в описанном методе, эти частоты следо¬
вало бы измерять с точностью 5 • 10-7.
Реф. [Л. 60-66].
6-3-3. Измерение добротности резонато¬
ров и эхо-боксов 10-см диапазона волн мо¬
дуляционным методом. Блок-схема устрой¬
ства показана на рис. 6-3-3. На полупро¬
водниковый модулятор подается небольшое
постоянное смещение (1,5 в), для улучше¬
ния линейности модуляции. Глубина моду¬
ляции не превышает 10% для обеспечения
высокой линейности модуляции и детектиро¬
вания. Частота . модуляции регулируется
в пределах нескольких десятков килогерц.
Детекторы соединены согласованными ко¬
аксиальными кабелями со смесителем через
переключатель. Другой вход на смеситель
идет от источника модуляции. Выход сме¬
сителя поступает на видеоусилитель, диод¬
ный детектор и индикаторный прибор. Фа¬
зосдвигающая цепь RC 9 является цепью
сравнения, а фазосдвигающая цепь 11
используется только для начальной регу¬
лировки. Смеситель содержит две лампы
с катодной связью.
Переключатель П ставят в положе¬
ние 1 и регулятор усиления на входе фазо-
инвертора 10 — на минимум; резонатор
настраивают в резонанс, указываемый вы¬
ходным прибором. Усиление постепенно
увеличивают, пока не изменится выходное
напряжение; затем, регулируя поочередно
фазовращатель 11 и усиление, добиваются
нуля на выходе. Тогда ^переключатель пере¬
водят в положение 2 и фазовращателем \RC
221
и аттенюатором с. в. ч. аналогичным спосо¬
бом «получают нулевое показание на вы¬
ходе. Реф. [J1. 60-67].
6-4. МЕТОДЫ, ОСНОВАННЫЕ
НА ОПРЕДЕЛЕНИИ ТОЧЕК
ПОЛОВИННОЙ МОЩНОСТИ
6-4-1 Точное измерение добротности ре¬
зонаторов 3-см диапазона волн с использо¬
ванием схемы понижения частоты. Схема
измерительного устройства показана на
рис. 6-4-1. Клистрон генерирует на часто¬
те 9 350 Мгц. Вспомогательный генератор
п. ч. работает на частоте 30 Мгц с качани¬
ем на ±1,5 Мгц. Широкополосный фильтр
пропускает только частоты, близкие к ниж¬
ней боковой полосе 9 320 Мгц, являющейся
резонансной частотой исследуемого резона¬
тора. Выход резонатора подается на дру¬
гой смеситель и создает биения с фиксиро¬
ванной частотой гетеродина 9 350 Мгц. Раз¬
ностные частоты, т. е. резонансная кривая,
центр которой совпадает с центральной п. ч.,
усиливается широкополосным у. п. ч. и по¬
дается после детектирования на У-пластины
осциллоскопа. Напряжение качания гене¬
ратора п. ч. используется для развертки
осциллоскопа. Вмонтированный в генератор
п. ч. генератор меток подает частотные мет¬
ки на У-пластины. Ширину резонансной
кривой измеряют на уровне половинной
мощности.
Точность измерений равна ±1,5%. Реф.
[Л. 62-69].
6-4-2. Измерение добротности порядка
миллиона на миллиметровых волнах. На
рис. 6-4-2 показана схема измерения доб¬
ротности цилиндрических резонаторов, воз¬
буждаемых колебаниями типа Я01 на мил¬
лиметровых волнах. Измерение ведется по
принципу определения ширины полосы ре¬
зонансной кривой на уровне половинной
мощности. Для получения высокой чувстви¬
тельности применена супергетеродинная
схема, а для обеспечения высокой стабиль¬
ности в устройстве имеется только один ге¬
нератор с. в. ч. Часть мощности генератора
сигнала, работающего на фиксированной
частоте, используется для гетеродинирова-
Рис. 6-4-1. Измерение добротности
с использованием схемы понижения
частоты.
1 — генератор 9 350 Мгц; 2 —i смеситель;
3 — качающаяся п. ч. 25—35 Мгц; 4 — ши¬
рокополосный фильтр 9 380 Мгц; 5 — испы¬
туемый резонатор 9 380 Мгц; 6 — гетеродин
9 350 Мгц; 7 — резонансная кривая с цен¬
тральной частотой 30 Мгц; 8 — усилитель
30 Мгц; 9 — детектор; 10 — э. л. о.; 11—ча¬
стотные метки; 12 — развертка,
222
Рис. 6-4-2. Измерение большого значения
добротности на миллиметровых волнах.
1 — генератор с. в. ч.; 2 — волномер; 3 — передаю¬
щий смеситель; 4 — испытуемый резонатор; 5 —
приемный смеситель; 6 — генератор качающейся
частоты 70 Мгц; 7 — дискриминатор 70 Мгц; 8 —
генератор меток; 9 — генератор опорных сигналов;
10 — схема а. р. ч.
ния сигнала в приемнике. Колебания гене¬
ратора с. в. ч. смешиваются с сигналом
вспомогательного генератора качающейся
частоты (центральная частота 70 Мгц), и
одна боковая полоса поступает в резона¬
тор, как частотно-модулированный сигнал,
необходимый для анализа частотной харак¬
теристики резонатора.
Высокая стабильность частоты генера¬
тора сигнала обеспечивается специальной
системой а. р. ч., в которой в качестве опор¬
ного контура использован измеряемый ре¬
зонатор; при этом вся система а. р. ч. ра¬
ботает на низкой частоте и ее действие не
зависит от диапазона}и частоты измерения.
Реф. [Л. 61-60].
6-4-3. Два динамических метода измере¬
ния добротности.
а) Применение вспомогательного гене¬
ратора. Исследуемый резонатор возбуж¬
дается частотно-модулированным генерато¬
ром (частота модуляции равна 50 гц). Ре¬
зонансная кривая контура просматривается
на э. л. о., развертка которого синхронизи¬
рована с частотой модуляции генератора.
Девиация частоты генератора устанавли¬
вается такой, чтобы резонансная кривая
на экране просматривалась только до поло¬
винного значения (считается, что детектор
квадратичен); тогда эта девиация частоты
равна ширине резонансной кривой измеряе¬
мого контура на половинной мощности. Для
измерения девиации на частоту измери¬
тельного генератора накладывается частота
второго генератора и получившаяся полоса
п. ч. /п.ч±А)д усиливается; при смешении
усиленной п. ч. с частотой /о вспомогатель¬
ного генератора переменной частоты полу¬
чается вторая п. ч. Ее подают на фильтр
нижних частот с граничной частотой /н. На
выходе фильтра напряжение получается
только тогда, когда полосы /п.ч±/д и fo±fn
совпадают; это имеет место при условии
Рис. 6-4-3. Измерение доброт¬
ности по методу точек поло¬
винной мощности с индикацией
в виде перпендикулярных от¬
клонений.
Отсюда получается, что
д = ~2 (f 2 — f i — 2fн),
где fi и /2 — частоты вспомогательного ге¬
нератора, между которыми на выходе филь-
ра п. ч. наблюдается напряжение. Если
/н^/д, то с достаточным приближением
Мд == "о" 2 fl)*
Рис. 6-4-5. К схеме рис. 6-4-4. Результи¬
рующая кривая.
Этим методом можно измерять добротности
до 20 000.
б) Индикация на э. л. о. в виде перпен¬
дикулярных отклонений. При качании ча¬
стоты генератора сигнала на вертикально-
отклоняющие пластины э. л. о. подают вы¬
прямленное напряжение измеряемого резо¬
натора, а на горизонтально-отклоняющие—
выпрямленное напряжение волномера. При
совпадении качающейся частоты генерато¬
ра, питающего измеряемый резонатор с ре¬
зонансной частотой контура, на экране э. л. т.
появляется вертикальная прямая; высота
этой прямой соответствует резонансному на¬
пряжению резонатора. При совпадении ча¬
стот генератора и волномера на экране
э. л. т. появляется горизонтальная прямая.
При этом, если частота волномера не равна
частоте резонатора, то луч сначала при ре¬
зонансе волномера отклоняется влево и не¬
сколько позже, при резонансе измеряемого
контура, отклоняется вверх (рис. 6-4-3,а).
Если расстройка волномера соответствует
точке половинной мощности, то на экране
э. л. т. получится изображение, показанное
на рис. 6-4-ЗД При точной настройке вол¬
номера на частоту измеряемого контура от¬
клонение луча влево получается только*
в верхнем конце вертикальной прямой-
(рис. 6-4-3,в). При дальнейшей перестрой¬
Рис. 6-4-4. Схема измерения относительной величины поверхностных
потерь в резонаторе.
/ — клистрон, волна 8 мм; 2 — изолятор; 3 — волномер; 4 — двойной тройник; 5 —
согласованная нагрузка; 6 — испытательный резонатор; 7 — опорный резонатор;
8 — детекторы; 9 — дифференциальный (усилитель; 10 — осциллоскоп.
22$
ке волномера в том же направлении боко¬
вое отклонение спускается по вертикальной
прямой вниз и при настройке на половину
высоты резонансной кривой оказывается на
середине вертикальной прямой (рис. 6-4-3,г).
Благодаря пересечению прямых под пря¬
мым углом достигается очень большая точ¬
ность отсчета; она возрастает с увеличени¬
ем добротности волномера. Пер. [Л. 61-2].
6-4-4. Измерение относительной величи¬
ны поверхностных потерь в резонаторе на
частоте 35 Ггц. Устройство (рис. 6-4-4) со¬
держит два объемных резонатора, опорный
и испытательный, возбуждаемые одним
источником. Выпрямленные выходы резона¬
торов комбинируются в дифференциальном
усилителе, и все устройство ведет себя ана¬
логично мосту, который может быть сба¬
лансирован.
Резонаторы, возбуждаемые волной ти¬
па #оь идентичны, за исключением того, что
у испытательного резонатора одна торцо¬
вая стенка съемная и образуется испытуе¬
мым образцом. Частота источника качает¬
ся, и выход усилителя просматривается на
экране э. л. о. Если резонансные частоты
резонаторов равны, то результирующая кри¬
вая моста (рис. 6-4-5) является мерой раз¬
ности добротностей резонаторов; это дает
возможность отмечать даже небольшие из¬
менения состояния поверхности образца.
Реф. [Л. 62-26].
6-5. ОПРЕДЕЛЕНИЕ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ
ПОЛЯ В РЕЗОНАТОРАХ
6-5-1. Измерение высокочастотных по¬
лей в резонаторах. Измерение распределе¬
ния электромагнитных полей в резонаторах
и их шунтового сопротивления производит¬
ся с помощью возмущающих шариков (ме¬
таллических и полистироловых, диаметром
1 и 1,5 мм), свободно пролетающих через
резонатор. Объемный резонатор использует¬
ся как частотный дискриминатор, в котором
возмущение собственной частоты приводит
к изменению амплитуды поля. Сигнал де¬
тектируется, подается на осциллоскоп и фо¬
тографируется [Л. 63-124].
6-5-2. Определение распределения на¬
пряженности электрического и магнитного
полей в резонаторе с. в. ч. методом воз¬
мущения. Метод измерения основан на
определении изменения резонансной частоты
Рис. 6-5-1. Резонансные кривые резо¬
натора.
а — пустого; б — с шариком.
224
Рис. 6-5-2. Определение распределения
напряженности поля в резонаторе с. в. ч.
а — схема; б — устройство; 1 — модулятор
3 кгц\ 2 — клистронный генератор; 3 — волно¬
мер; 4 — резонатор; 5 — усилитель 3 кгц и
индикатор; 6 — шарик; 7 — шкала.
и добротности резонатора при внесении
в него малого шарообразного образца ди¬
электрического или ферромагнитного мате¬
риала. Пример смещения резонансной ча¬
стоты А/ и увеличения ширины резонансной
кривой А/' при внесении шарика показан
на рис. 6-5-1.
Схема измерительного устройства пока¬
зана на рис. 6-5-2. Цилиндрический резона¬
тор возбуждается колебаниями типа £010
с помощью петли связи. Другая петля слу¬
жит для связи с детектором, усилителем
и индикатором. Небольшой ферритовый ша¬
рик подвешен на нити, проходящей через
отверстия в торцовых стенках резонатора;
он может быть установлен в различных
точках резонатора. Измерение Af и Af' по¬
зволяет вычислить напряженности полей
в данных точках. Реф. [JI. 55-12].
6-5-3. Исследование поля в резонаторе
с помощью зонда с вводами высокого со¬
противления. Зонд, располагаемый вместе
с миниатюрным детектором в изучаемой
точке поля, представляет собой электриче¬
ский или магнитный диполь весьма малых
размеров. Он связан по п. ч. высокоомны¬
ми проводниками с индикатором, находя¬
щимся вне резонатора. Точность измерения
порядка 5%. [Л. 56-101].
6-6. ДРУГИЕ МЕТОДЫ И УСТРОЙСТВА
Измерение добротности резонансных
кольцевых линий, см. [Л. 60-69].
Новый метод определения добротности
кварцевых резонаторов, см. [Л. 61-120].
Измерение добротности больших резо¬
наторов для линейных ускорителей, рабо¬
тающих на 200—300 Мгц, см. [Л. 59-24].
Измерение напряженности электриче¬
ского поля в эндовибраторе методом сме¬
щения резонансной частоты диэлектриче¬
ским зондом, см. [Л. 57-105].
ГЛАВА 7
ИЗМЕРЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТА РАСПРОСТРАНЕНИЯ
7-1. ОБЗОР МЕТОДОВ ИЗМЕРЕНИЯ
КОЭФФИЦИЕНТА РАСПРОСТРАНЕНИЯ
а) Введение. Физическая структура, по
которой электромагнитная энергия направ¬
ляется из одной точки .пространства в дру¬
гую, называется линией передачи, если из¬
менение тока и напряжения вдоль этой
структуры может быть описано ураВНе-
НИЯ'МИ-,
д1
Ж=-ТКВС/.
где U — напряжение; / — ток; z — расстоя¬
ние вдоль линии передачи; ZB — волновое
сопротивление; YB = \/ZB—волновая прово¬
димость; у — коэффициент распростра¬
нения.
Это утверждение предполагает далее,
что (вдоль линии передачи распространяет¬
ся только один тип колебаний (обычно
доминантный) на данной фиксированной
частоте и что напряжение и ток вдоль ли¬
нии могут быть точно определены. Элек¬
трические свойства однородных линий пе¬
редачи могут быть описаны по-разному.
Один способ описания требует, чтобы были-
известны частота, тип колебания, точные
геометрические размеры и материал волно¬
вода. Эта информация достаточна для опре¬
деления коэффициента распространения
(и волнового сопротивления) линии пере¬
дачи. Характеристики однородной линии
передачи могут быть выражены и через R,
X, G и В, т. е. активное и реактивное со¬
противления и активную и реактивную
проводимости на единицу длины линии на
данной частоте. По третьему способу линия
передачи может быть полностью описана
ее волновым сопротивлением ZB и ее коэф¬
фициентом распространения у. Поскольку
эти две комплексные величины обычно
применяются в технике с. в. ч., о них, и
особенно о y> будет идти речь ниже.
Коэффициент распространения харак¬
теризует изменения фазы и относительное
изменение амплитуды, которые претерпе¬
вает падающая или отраженная волна
(напряжения или тока) в линии передачи,
что может быть записано в виде
Ипад (z) = ИПад (0) в =
= «пал (0) е~аге~^г,
где а — коэффициент затухания; р — коэф¬
фициент фазы; ( -у = а + /р — коэффициент
распространения.
Член е~аг характеризует экспонен¬
циальное уменьшение напряжения за счет
рассеяния в линии передачи, а член е~^г
показывает изменение фазы при распро¬
странении волны из одной точки в следую¬
щую.
аир можно выразить через распреде¬
ленные параметры линии
“^ уЦ [/(Я2 + х*) (G2 + В*) +
+ (RG — ВХ)]112;
Р = yj [V(R* + X2) (G2 + В*) -
— (RG — ВХ)]112;
Z _т/~ЖШ
Zb - V G+jB ’
пде X=/g>L, B=jtoC.
И обратно
R+jX=yZB,
G+jB=y/ZB.
Здесь L и С — соответственно индуктив¬
ность и емкость на единицу длины.
Коэффициенты затухания и фазы
можно также связать с общим описанием
линии передачи с помощью частоты, типа
колебания, размеров и материала. Как
пример ниже приведены формулы для ко¬
эффициентов затухания и фазы :(в едини¬
цах МКС) для коаксиальной линии, за¬
полненной диэлектриком с малыми потеря¬
ми при распространении в ней колебаний
типа ТЕМ
где е — диэлектрическая проницаемость
диэлектрика; tg б—тангенс угла потерь
в диэлектрике; Г\— радиус внутреннего
проводника; г% — радиус внешнего провод¬
ника; о — проводимость металла ко¬
аксиальной линии; f — частота; с — ско¬
рость света; е0—электрическая постоянная
пустоты. Считается, что в линии нет маг¬
нитных материалов. В диапазоне с. в. ч. со¬
стояние поверхности металла сильно влия¬
ет на коэффициент затухания, поэтому
значение а, полученное теоретически, может
не совпадать точно с экспериментальным.
Постоянная затухания а связана с об¬
щим ослаблением P2IP1 ® отрезке линии
передачи. Здесь Л — мощность в опорной
плоскости Тх и Р2 — мощность ,в опорной
15—1719
225
Рис. 7-1-1. Измерение ослабления ме¬
тодом отношения мощностей.
1 — генератор сигнала; 2 — согласователь
№ 1; 3 — разделительный отрезок кабеля;
4 — согласователь № 2; 5 — детектор и
индикатор.
Рис. 7-1-2. Определение коэффициента
затухания из измерения к. с. в.
1 — генератор сигнала; 2—измерительная ли¬
ния; 3 — детектор; 4 — испытуемый отрезок
линии; 5 — короткозамыкатель.
плоскости Гг, отстоящей на I единиц длины
от Т\. Если линия однородна и ,по «ей не
проходит отраженная мощность, то
Яг = Pie~2al.
Преобразуя это выражение, имеем
Li El
а \ед. длины\ 21 пРгу
откуда следует, что 'измерение отношения
Р2/Р1 является в действительности измере¬
нием а. Ниже .всюду а дается ib непер ах
на единицу длины. Но эти ’величины легко
перевести в децибелы на единицу длины
с помощью равенств
N[66] =8,686 N[Hen]\
JV [«ел]=0,1,151 N[d6].
Коэффициент фазы
р=2я/А,
где А — длина волны в лин-ии передачи.
Если Л можно легко измерить, то $ обыч¬
но находится путем измерения длины вол¬
ны и вычисления по приведенной формуле.
Экспериментальное определение коэффи¬
циента фазы в кабелях обычна затрудни¬
тельно. В этих случаях ip вычисляется (по
формуле
M^L,
v с
которая справедлива только для коаксиаль¬
ных кабелей или полосковых линий с коле¬
баниями типа ТЕМ. Она не годится для
волноводов.
б) Определение коэффициента затуха¬
ния из измерения ослабления. Общее
ослабление линии в децибелах А является
суммой ослабления из-за отражения Лотр
и ослабления рассеяния AvaiCC. С другой
стороны коэффициент затухания а является
параметром (на единицу длины) линии пе¬
редачи, связанным с ослаблением рассеяния
следующим образом:
AV8l с с[«ея]=8,686 а/;
А р а с с[дб] — а/.
Таким образом, коэффициент затухания
может быть получен из общего ослабления,
если не имеется (или почти не имеется)
отражений на входном и выходном концах
отрезка линии передачи (длиной I). Это
требует согласования генератора с линией
226
и линии с нагрузкой (детектором) при из¬
мерении ослабления. При отсутствии отра¬
жений, т. е. при -Драсс — А, можно измерять
Л, общее ослабление, одним из способов,,
описанных в гл. И, и определять а из
приведенных выше выражений. Если нельзя
получить согласования, то следует пользо¬
ваться другими методами измерения. Эта
часто имеет место при измерении кабелей,
кргда кабель оканчивается несогласованны¬
ми соединителями или когда волновое со¬
противление кабеля отличается от волно¬
вого сопротивления имеющейся измеритель¬
ной аппаратуры. В этих случаях измерения
следует видоизменить или пользоваться ме¬
тодам подвижного короткозамыкателя (см.
ниже).
Схема измерения видоизмененным ме¬
тодом отношения мощностей показана на
рис. 7-1-1. Развязывающие (буферные) ат¬
тенюаторы представляют собой отрезки
того же кабеля, образец которого изме¬
ряется; затухание каждого берется парадка
15 дб.
При выключенном измеряемом кабеле
с помощью согласоваятелей устанавливается
максимальное отклонение индикатора выхо¬
да и делается отсчет Рг. Затем между раз¬
вязывающими аттенюаторами включается
измеряемый кабель и делается отсчет Р2~
Тогда
Li El
а~ 21 1п Р2 •
в) Определение коэффициента затуха¬
ния из измерения к. с. в. возможно при
выполнении двух условий: 1) волновое со¬
противление измеряемой линии передачи
должно быггь почти активно. Это имеет ме¬
сто, когда коэффициент затухания мал;
2) кроме различия в волновых сопротивле¬
ниях, не должно быть неоднородностей
между измеряемой линией передачи и из¬
мерительной линией. Это означает, что со¬
единители, если они имеются, должны иметь
очень низкий к. с. в., а сечения измеритель¬
ной линии и измеряемой линии передачи
должны быть одинаковы. При этом могут
быть два случая: 1) волновое сопротивле¬
ние ZB измерительной линии и Z\ иссле¬
дуемой линии равны; 2) ZB и Z\ не рав¬
ны. В первом случае измеряют к. с. в. k
на входе испытуемой линии, выход которой
замкнут накоротко (рис. 7-1-2) и опреде¬
ляют
Г неп 1_ 1 [~fe+11
“ [ед. длиныJ 21 n —1J'
Рис. 7-1-3. Определение коэффи¬
циента затухания из кривой
к. с. в.
1 — генератор сигнала; 2 — измеритель¬
ная линия; 3 — усилитель и индика¬
тор; 4 — соединитель; 5 — отрезок испы¬
туемой линии; 6 — короткозамыкатель.
При больших значениях k
1
Ik *
При Z'в ф ZB схема измерения отличается
тем, что коротко замыкатель заменяется
нагрузкой, а длина / делается -раиной
«бесконечности»; т. е. такой, при которой
к. с. ib. на входе не зависит от нагрузки
линии. Измеряют к. с. в. k на входе линии;
затем измеряют расстояние D\ от 'произ¬
вольной опорной плоскости (D=0) до зон¬
да, расположенного в минимуме напряже¬
ния в измерительной линии. Берут корот¬
кий отрезок исследуемой линии (длиною /)
и измеряют его к. с. в. k так, как указано
в первом случае; при этом измеряют рас¬
стояние D от опорной плоскости D=0 до
зонда, установленного в минимуме напря¬
жения. Отключают отрезок линии /, замы¬
кают измерительную линию накоротко и
измеряют длину волны в линии (удвоенное
расстояние между минимумами). Определив
А и вычислив значения
2п
р = -д-J ф [рад] - 2(1D ± я;
условиях а можно определить из кривои
к. с. в. без измерения к. с. в. Эти условия
заключаются в следующем (рис. 7-1-3):
1) волновые сопротивления ZB и Z\ долж¬
ны быть (иочти) равны; 2) соединитель
(если он применен) должен иметь очень
малый вносимый к. с. в.; 3) общие измеряе¬
мые потери должны 'быть сравнительно
малы (нагрузка измерительной лиши долж¬
на иметь довольно высокий к. с. в.).
Измерения проводятся в следующем
порядке: отмечается показание индикатора
измерительной линии при положении зонда
в минимуме напряжения. Это показание
при квадратичном детекторе пропорциональ¬
но МОЩНОСТИ Рмин (рис. 7-1-4). Зонд пере¬
ставляется в точки «удвоенной мощности»
и измеряется расстояние А между этими
точками. Тогда
[неп 1 1
вд. длины J=^Tln [(2-созрд) +
+ V(2 — cos РА)2—1].
Этот способ применим только в слу¬
чае Рмакс ^ 2Рмин»
При малых значениях РА
(знак в последнем уравнении определяется
следующим путем: если разность между Dx
и расстоянием от опорной плоскости до
точки минимума напряжения при коротком
замыкании линии равно четному числу А/4,
следует взять знак минус; если оно равно
нечетному числу А/4, следует взять знак
плюс), находят*
длины\
Если к. о. |Г| очень мал, то приближенно
[неп 1 1
Ж-дШГы\=Ж1п ИЛ + А (1Л*- 1)].
г) Определение коэффициента затуха¬
ния из кривой к. с. в. При некоторых
Точность определения а по этой фор¬
муле равна:
1% для РА<0,3;
2% для РА<0,6;
5% для рА<0,8.
д) Измерение коэффициента затухания
с помощью подвижного короткозамыкателя
(при наличии неоднородности между изме¬
рительной линией и отрезком исследуемой
линии).
При измерении кабелей между мзмери-
тельной линией и исследуемой линией мо¬
жет иметься неоднородность или же могут
оказаться неодинаковыми поперечные сече¬
ния или волновые сопротивления. В этом
случае измерение коэффициента затухания
все же возможно. Один из способов изме¬
рения заключается в определении геоме¬
трического места входных к. о., соответст¬
вующих геометрическому месту выход¬
ного подвижного короткозамыкателя. По¬
рядок измерения следующий: установить
(рис. 7-1-5) короткозамыкатель на произ¬
вольном расстоянии Si от произвольно вы¬
бранной опорной плоскости 5=0; измерить
к. с. в. в измерительной линии и положение
15*
227
Рис. 7-1-4. Мощность
в зависимости от поло¬
жения зонда.
Рис. 7-1-5. Измерение коэффициента
затухания с помощью подвижного
короткозамыкателя.
1 — генератор сигнала; 2 — измерительная
линия; 3 — детектор; 4 — соединитель; 5 —
отрезок испытуемой линии; 6 — подвижной
короткозамыкатель.
минимума D относительно произвольной
опорной плоскости D=0. Повторить эти
измерения при нескольких (не менее двух,
для получения точных результатов (реко¬
мендуется не менее десяти) положениях
короткозамыкателя. Для каждого измере¬
ния вычислить фазовый угол
В [г рад 1 =
720D
и к. о.
k— 1
1Л-5+Т
Нанести точки 0, |Г| на полярную диа¬
грамму и, поскольку точки теоретически
лежат на окружности, провести через них
наилучшим способом окружность. Если на¬
несенная окружность охватывает центр по¬
лярной диаграммы, то
1 , /(1 + |Г|яакс)(1 +|Г[мин)+
21 П^(1+|Г|„ако)(1 + |Г|мяв)-
+ VJT— I Г [макс) (1 ~ | Г |мин)
УГ (1 |/'|макс)(1 — |/'|мин)
Если окружность не охватывает центр
диаграммы (рис. 7-1-6), то
J_ (1 ~Ь 1 Г |макс) (1 | Г 1мин)+
1^~(1 I Г | макс) (1 | Г |мин)—
“ = ^Г1п
+ ^Ть=гГП м акс мин)
У (1 —I Г 1макс) (1 “Н I Г |мин)
Следует отметить, что волновые сопротив¬
ления 2В и Z'B и Z"в измерительной линии,
измеряемой линии и подвижного коротко¬
замыкателя могут быть разными. В описан¬
ном выше методе считается, что волновое
сопротивление исследуемой линии активно
и что потери имеются только в исследуемой
линии. Полученное значение а ее зависит
как от волнового сопротивления линии, так
и от соединителя (если он имеется), вклю¬
ченного между измерительной линией и ис¬
следуемой линией. Но если соединитель
вносит большое рассогласование, то точ¬
ность измерения снижается. При измерении
чрезвычайно длинных линий важно, чтобы
частота генератора была постоянна и,
следовательно, 'был стабилен минимум
в измерительной линии. Потери в согласо-
вателях и соединителях могут вызвать
большие ошибки измерения, если измеряе¬
мое затухание очень мало. При измерениях
очень высокой точности следует вносить
в измеренный к. с. в. поправку на характе¬
ристику детектора.
е) Измерение коэффициента затухания
с помощью короткозамыкателя с потерями
(применяется при малых значениях а).
При малых а часто возникают проблемы
различения почти одинаковых уровней мощ¬
ности или измерения очень высокого к. с. в.
Высокий к. с. в. часто определяется изме¬
рением расстояний вблизи минимума на¬
пряжения. Однако при этом могут возни¬
кать ошибки за счет того, что минимум на¬
пряжения теряется в шумах измеритель¬
ного устройства. 'В этих случаях целесооб¬
разно вводить «искусственные» потери в из¬
мерительный тракт с тем, чтобы минимум
напряжения лежал выше уровня шумов и
потери в исследуемом образце можно было
отделить от «искусственно» внесенных
потерь.
Короткозамыкатель с потерями полу¬
чают, прикрепив к поршню пластинку по¬
глощающего материала (который может
иметь довольно произвольные потери и
форму; это может быть, например, пенопо-
листирол, покрытый яквадагом). Схема из¬
мерения показана на рис. 7-1-7. Считается,
что между короткозамыкателем и иссле¬
дуемой линией не имеется неоднородности.
Однако, измерительная линия необязатель¬
но должна иметь то же волновое сопро¬
тивление, что короткозамыкатель и иссле¬
дуемая линия.
Короткозамыкатель с потерями уста¬
навливается на произвольном расстоянии
S\ от произвольной опорной (ПЛОСКОСТИ
(5=0). Далее очень точно измеряется
к. с. в. и тщательно отмечается положение
минимума D\ в измерительной линии отно¬
сительно произвольно выбранной опорной
плоскости (£)=0). Оба эти измерения про¬
делываются несколько раз (до :10) для
различных положений короткозамыкателя.
Затем между измерительной линией и ко¬
роткозамыкателем включают измеряемую
линию и измеряют несколько раз (до 10)
к. с. в. и положение минимума при раз¬
личных положениях короткозамыкателя.
Измеряют А/2.
Для каждой измеренной точки вычис¬
ляют фазовый угол
Л г 7200
0 [град] = —д-
И к. о.
I Г\ :
k—\
k+V
Если вместо к. с. в. измеряют рас¬
стояние А между точками „удвоенной мощ¬
ности" (раздел *г“), то к. с. в. вычисляют
по формуле
1/2
3 — cos ( ~
k =
(2яг)
1 — cos ^2
228
Рис. 7-1-6. График фазового угла 0 и коэффициента отраже¬
ния |Г| (к измерению коэффициента затухания методом, пока¬
занным на рис. 7-1-5).
Величина к. о. может быть вычислена
и непосредственно по формуле
Полученные величины 0 и | Г | следует на¬
нести на отдельные графики в полярных
координатах. Провести через полученные
точки окружность. Определить радиусы ра
и рь обеих окружностей. Определить ра¬
диальные координаты гоа и гоЬ центров
обеих окружностей. (Для получения более
точных результатов при малых значениях г0
можно ввести коррекции, получаемые гра¬
Рис. 7-1-7. Измерение коэффициен¬
та затухания с помощью коротко¬
замыкателя с потерями.
1 — генератор сигнала; 2 — измеритель¬
ная линия; 3 — детектор; 4 — коротко*
замыкатель с потерями. Эта же схема
относится к методу измерения коэффи¬
циента фазы.
229
фически, как изложено в [Л. 55-1]). Вычис¬
лить:
Аа = j/" (1 + Ра)2 ''од*
Ва =|/(1-ра)г + 4;
Аь = (1 + Рь)2 — '-об>
Въ = у (1-9ь)*+г1ь
и
_J_. Г (Ад—Во) (Аь+Вь) ~]
21 ,п[ (Ла+Ва)(Ль— Вь) J*
Если окажется, что г0а или гоь очень 'малы,
то ими можно пренебречь и пользоваться
формулой
“=1Г1п Гтг]*
В предыдущих измерениях вместо по¬
движного короткозамыкателя - с потерями
можно использовать открытые отрезки ли¬
нии передачи «переменной длины», т. е. на*
бор отрезков различной длины.
ж) Измерение коэффициента фазы
с помощью измерительной линии. Если
имеется измерительная линия, характери¬
стики которой совпадают с данными наме¬
ряемой линии, то р можно определить по
измерению Аи.л — длины волны ib измери¬
тельной линии. Обычно можно считать, что
Аи.л совпадает с Л — длиной волны в ли¬
нии без щели того же сечения. Это, в част¬
ности, относится к коаксиальным линиям.
В волноводах имеется небольшая, но изме¬
римая разность этих величин. Так, напри¬
мер, для прямоугольного волновода
Г Ли.ли>2 1
' и-п Шa3 J’
где w — ширина щели; а — ширина волно¬
вода; b—высота волновода и Р=2я/А.
з) Измерение коэффициента фазы с по¬
мощью подвижного короткозамыкателя.
Схема измерения совпадает со схемой
рис. 7-1-7, причем короткозамыкатель изго¬
тавливают из отрезка линии того же сече¬
ния, что и испытуемая линия. Зонд изме¬
рительной линии устанавливают в произ¬
вольном положении, а положение коротко¬
замыкателя S изменяют до тех пор, пока
индикатор зонда не покажет минимум; это
положение Si отмечают. Затем положение
короткозамыкателя изменяют настолько,
чтобы индикатор зонда показал следующий
минимум, и это положение S2 отмечают.
Тогда
0 2гс п
*==~А~ (Sx —52)*
Методика прецизионного сравнения
двух длин волн в волноводе описана
в [Л. 55-1]. Пер. [Л. 55-1].
230
7-2. ИЗМЕРЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТА
ЗАТУХАНИЯ ВОЛНЫ Но1 В КРУГЛЫХ
ВОЛНОВОДАХ
7-2-1. Метод наблюдения отраженных
челночных импульсов. Измерения затуха¬
ния волны типа tfoi производятся в пря¬
мых круглых волноводах (трубчатой или
спиральной конструкции) с внутренним
диаметром 50,8 мм, длиной около 120 м,
помещенных в стальную трубу. Отдельные
секции волноводов имеют длину около
4,5 м. Волноводы откачаны, так как вы¬
яснилось, что присутствие атмосферного
кислорода при нормальном давлении уве¬
личивает потери волны Я01 в 20 раз на
частоте 60 Ггц; присутствие паров воды
увеличивает потери в диапазоне 50—90 Ггц
в меньшей степени, но потери быстро воз¬
растают на частотах выше 100 Ггц.
Спиральные волноводы изготовляются
намоткой провода d«0,l мм на оправку.
Поверх спиральной намотки наносится
слой стекловолокна, покрытый проводящим
материалом. Последний служит для по¬
глощения колебаний побочных типов. От¬
дельные секции соединены друг с другом
и с внешней стальной оболочкой с помо¬
щью эпоксидной смолы.
На входе волновода и на удаленном
короткозамкнутом его конце помещены
диафрагмы в виде плоских поперечных
металлических решеток с равномерно раз¬
несенными отверстиями. Диафрагма раз¬
вязывает измерительную установку и вол¬
новодную линию без возбуждения пара¬
зитных колебаний. Со стороны измери¬
тельной установки диафрагма рассчитана
на передачу примерно 1% падающей мощ¬
ности. Поэтому принятые импульсы ослаб¬
лены примерно на 40 дб относительно
мощности Р0 (рис. 7-2-1), равной 1—5 мет.
Отраженные импульсы гетеродинируются,
усиливаются и наблюдаются на экране
осциллоскопа. Достоинством метода чел¬
ночного импульса является то, что при
нем входные волноводные устройства,
имеющие большие потери, отделены от
измеряемого волновода с малыми потеря¬
ми. Кроме того, в волноводных линиях,
имеющих потери в доли децибела, этот
метод позволяет измерять потери, увели¬
ченные за счет многократного прохождения
(от 10 до 30 раз туда и обратно) импуль¬
са по линии, что увеличивает точность из¬
мерений.
Генератор на лампе обратной волны
обладает преимуществом настройки в ши¬
роком диапазоне путем изменения напря¬
жения луча. Модулирующий импульс
(амплитуда 5—10 е, длительность
0,08 мксек) воздействует на л. о. в. так,
что при верхушке импульса частота гене¬
ратора равна fo (частоте сигнала), а в от¬
сутствие импульса частота генератора рав¬
на /ь т. е. частоте гетеродина (fi =
=/о — 70 Мгц); поступая на смеситель
(после отражения от первой диафрагмы)
колебания этой частоты создают с отра¬
женными импульсами сигналы промежу¬
точной частоты.
Рис. 7-2-1.
а. — блок-схема установки для' измерения затухания вол¬
ны tfoi в волноводах методом наблюдения отраженных чел¬
ночных импульсов; б — диаграмма работы л. о. в.; 1 — гене¬
ратор на лампе обратной волны; 2 — циркулятор; 3 — волно¬
мер; 4 — генератор импульсов; 5 — смеситель; 6 — предвари¬
тельный усилитель 70 Мгц\ 7 — аттенюатор; 8 — у. п. ч.; 9 —
©идеодетектор; 10 — осциллоскоп; 11 — преобразователь типа
волны; ,12 — переход на волновод d=50,8 лш; 13 — диафраг¬
ма; 14 — круглый волновод; 15 — фильтр.
Измерения дали следующие результа¬
ты: медный трубчатый волновод 1,55 дб]км
(48—79 Ггц); спиральный волновод
1,47 дб]км (48—90 Ггц). Реф. [JI. 60-34].
7-2-2. Метод наблюдения реверберации
импульсов (проходная схема). Импульсы,
генерируемые магнетроном миллиметро¬
вого диапазона (рис. 7-2-2), имеют мощ¬
ность порядка 20 кет и продолжитель¬
ность 20 нсек. Каждый импульс дает
в волноводе пакет колебаний, длина кото¬
рого равна примерно 6 м. Колебания про¬
ходят через возбудитель волны Н01 и по¬
ступают в исследуемый волновод диамет¬
ром 50 мм. По обоим концам волновода
находятся диафрагмы в виде дисков с от¬
верстиями. Детектор и приемное устрой¬
ство включены через переход на удален¬
ном конце волновода. Напряжение с детек¬
тора подается на широкополосный
усилитель и далее на осциллоскоп
с высокой разрешающей способно¬
стью; развертка осциллоскопа запу¬
скается начальным импульсом каж¬
дой серии детектированных ревербе¬
раций.'На экране осциллоскопа на¬
блюдается ряд спадающих -выбросов.
Расстояние между выбросами соот¬
ветствует распространению волны
(со скоростью 97,9% скорости света
для волны типа #oi) на двойную дли¬
ну волновода. Спад амплитуды вы¬
бросов , соответствующий искомому
затуханию, определяется приведением
изображения к опорному уровню
с помощью образцового аттенюатора
на входе.
Было испытано несколько вари¬
антов конструкции диафрагм: коль¬
цевая щель, прорезанная на пленке,
нанесенной распылением металла
в вакууме на тонком стеклянном
диске, «слегка, прозрачные» плен¬
ки из алюминия и золота, диски
с несколькими прорезанными коль¬
цевыми щелями шириной около
0,2 мм и др. Реф. [Л. 61-32].
7-2-3. Измерение коэффициента
затухания путем определения доб¬
ротности. По этому методу доб¬
ротность (порядка ilO6 на 35 Ггц)
отрезка волновода резонансной дли¬
ны сравнивается с добротностью
опорного объемного резонатора,
которая известна и много меньше
добротности отрезка волновода.
(Сигнал качающейся частоты
от клистрон-ного генератора (рис.
7-2-3) делится направленным от¬
ветвителем на две части. Одна
часть проходит через переходник
с прямоугольного 'волновода на
круглый и через диафрагму, обес¬
печивающую слабую связь, посту¬
пает в испытуемый отрезок волно¬
вода. 1Вы.ход волноводного резона-
тора детектируется и через уси¬
литель вертикального отклонения
поступает на э. л. т. Другая часть
колебаний клистрона проходит че¬
рез опорный резонатор, детекти¬
руется и поступает в другой усилитель вер¬
тикального отклонения. Переключатели А
и В работают синхронно. 'Переключа¬
тель В подает пилообразное модулирующее
напряжение на отражатель клистрона; при
этом отношение скорости нарастания на¬
пряжений, подаваемых поочередно, может
точно регулироваться прецизионным дели¬
телем напряжения. Изображения резо¬
нансных кривых испытуемого отрезка ли¬
нии и опорного резонатора накладываются
и приводятся к совпадению регулировкой
амплитуд и отношения скоростей нараста-
ния напряжения на отражателе. Положе¬
ние делителя напряжения позволяет опре¬
делить отношение добротностей.
Точность приведения резонансных кри¬
вых к совпадению улучшена (на схеме не
Рис. 7-2-2. Схема измерения затухания волны Н0\
методом наблюдения реверберации импульса
(проходная схема).
1 — магнетрон; 2 — изолятор; 3 — поляризационный атте¬
нюатор; 4 — преобразователь волны Ню в Hoi; 5 — круг¬
лый волновод; 6 — диафрагма; 7 — .преобразователь вол¬
ны Hoi в #ю; 8 — детектор; 9 — широкополосный усили¬
тель; 10 — осциллоскоп.
231
па #oi; А — длина волны в волноводе;
6_ Ло — длина волны в свободном простран¬
стве; R — коэффициент, зависящий от к. о.
на концах волновода.
При нанесении графика 1JQR в зависи¬
мости от 1/L получается прямая, пересе¬
кающая ординату в точке, соответствую¬
щей 1/Qo, и коэффициент затухания опре¬
деляется из равенства
Рис. 7-2-3. Измерение коэффициента зату¬
хания волны на частоте 35 Ггц методом
определения добротности.
1 — клистронный генератор; 2 — направленный
ответвитель; 3 — преобразователь типа волны;
4 — диаф,рагма; 5 — отрезок круглого волновода;
6 — подвижной короткозамыкатель; 7 — детектор;
8 — усилитель вертикального отклонения; 9 — опор¬
ный резонатор; 10 — потенциометр; 11 — генератор
пилообразного напряжения; 12 — кривая отрезка
волновода; 13 — кривая опорного резонатора.
показано) дифференцированием выходных
напряжений.
При вычислении коэффициента зату¬
хания необходимо учитывать потери свя¬
зи и концевые потери. Для этого изме¬
ряется нагруженная добротность QH при
нескольких длинах волновода L. Ненагру-
женная добротность Q0, добротность с уче¬
том связи и концевых потерь Qc и QH
связаны равенствами^
Для точного измерения Qq величи¬
на Qc должна быть достаточно велика;
желательно, чтобы QdJQa было не ме¬
нее 1,5. Концевые потери легко могут быть
сделаны очень малыми и Qe определяется
в основном потерями связи. При Qo/Qh =
= 1,5, например, потери передачи равны
* 10 дб, что является удобной величиной.
При измерении коэффициента затуха¬
ния волны типа tfoi в круглом волноводе
диаметром 50,8 мм (длина отрезка около
3 м) на частоте 35 Ггц относительная
погрешность измерения определена равной
11%. Измерения дали следующие ре¬
зультаты (в децибелах на километр): пря¬
мой медный волновод 2,8; медная спи¬
раль 3,2; алюминиевая спираль 4,0. Соот¬
ветствующие расчетные величины: 1,97;
2,26 и 2,75. Реф. {Л. 62-25].
7-3. ИЗМЕРЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТА
ЗАТУХАНИЯ КАБЕЛЯ НА ЧАСТОТАХ
ОТ 10 кгц ДО 1,5 Мгц
С ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТЬЮ 0,001 дб
ПРИ ЗАТУХАНИЯХ ДО 80 дб
Измерение производится методом срав¬
нения. В генераторном блоке создаются
два сигнала переменной частоты, разня¬
щиеся по частоте на постоянную величи¬
ну 3 кгц. Один из них, «опорный» сигнал*
подается прямо на блок детектора в каче¬
стве несущей частоты модулятора, выход
которого настроен на 3 кгц. Второй, «ис¬
пытательный» сигнал, частота которого ле¬
жит в диапазоне /10 кгц —
1,6 Мгц, но «а 3 кгц ниже
частоты опорного сигнала,
подается на 'блок детектора
или через испытуемый ка¬
бель, или через калиброван¬
ный аттенюатор. После уси¬
ления испытательный сиг¬
нал низкого уровня модули¬
рует опорный сигнал и раз¬
ностная составляющая ча¬
стоты 8 кгц выделяется,
фильтруется и усиливается
в схеме, обеспечивающей
освобождение от шумов и
других нежелательных ком¬
понент. Сигнал 8 кгц, уро¬
вень которого пропорцио¬
нален уровню испытатель¬
ного сигнала на входе де¬
тектора, выпрямляется и
поступает на калиброванный
232
Рис. 7-3-1. Схема децибелметра с расширенной шкалой.
децибелметр, служащий для сравнения
сигналов с высокой точностью.
В блоке детектора (рис. 7-3-1) смон¬
тированы три стрелочных прибора. При¬
бор Mi всегда включен и проградуирован
от —40 до +1 дб; когда его отсчет дохо¬
дит до 0 дб, начинает показывать при¬
бор М2 и дает полное отклонение при
дальнейшем 1 дб. Прибор М3 дает полное
отклонение при 0,1 дб и начинает пока¬
зывать, когда прибор М2 дает отклонение
примерно на 2/3 шкалы. Прибор М2 им^ет
деления через 0,01 дб, а прибор Л43 —через
0,001 дб. Реф. {60-32].
7-4. ДРУГИЕ МЕТОДЫ
И УСТРОЙСТВА
Описание различных методов измере¬
ния потерь и неоднородностей в круглом
волноводе, возбуждаемом волной #оь см.
[Л. 59-107].
Измерение коэффициента затухания
волны tfoi импульсным методом и мето¬
дом частотной модуляции, см. [Л. 61-58,
62-68].
Измерение коэффициента распростра¬
нения волны в круглом волноводе, напол¬
ненном продольно-намагниченным ферри¬
том, см. [Л. 62-8].
ГЛАВА 8
ИЗМЕРЕНИЕ ЧАСТОТЫ И ДЛИНЫ ВОЛНЫ
8-1. АТОМНЫЕ И МОЛЕКУЛЯРНЫЕ
ЭТАЛОНЫ ЧАСТОТЫ
8-1-1. Эталоны частоты и времени.
Сравнения тщательных астрономических
наблюдений со стабильными кварцевыми
часами, проведенные в конце 40-х годов,
показали, что секунда, основанная на пе¬
риоде обращения Земли вокруг своей оси,
т. е. секунда так называемого всемир¬
ного времени (среднее солнечное
время на меридиане Гринвича, UT, GMT),
является далеко не постоянной величиной,
если речь идет о стабильности выше
одной стомиллионной. Равномерно текущее
время (э ф е м е р !И д н о е время, ЕТ),
опирающееся на период обращения Земли
вокруг Солнца (тропический год)
является значительно более стабильным,
поэтому оно принято в качестве абсолют¬
ного эталона с 1956 г.
Примерно в это же время был создан
«атомный» эталон частоты, или атомное
время (АТ, иногда А.1), которое счи¬
тается столь же постоянным, как эфеме-
ридное время, но принятие его в качестве
абсолютного эталона является делом бу¬
дущего. В названных системах секунда
определяется следующим образом:
всемирное время — суток;
эфемеридное время — 1/31566925,9747 года;
атомное время — 9 192 631 770 це¬
зиевых периодов.
Получение эфемеридного времени тре¬
бует целого ряда длительных астрономи¬
ческих наблюдений. Поэтому оно приме¬
няется главным образом как эталон для
калибровки других систем времени: атом¬
ного и всемирного.
Для калибровки частотно-измеритель¬
ных устройств для систем связи на одной
боковой полосе и для физических измере¬
ний требуется эталон, опирающийся на
самую точную систему времени и легко
воспроизводимый в любом месте, где он
требуется, независимо от наличия телеско¬
пов и облаков. В настоящее время таким
эталоном является атомное время.
Для точного измерения отрезков вре¬
мени, для целей навигации, для слежения
за спутниками и для других астрономиче¬
ских наблюдений необходим эталон вре¬
мени, отнесенный к вращающейся с раска¬
чиваниями платформе, называемой Земля,
с которой производятся наблюдения. Наи¬
более полезной единицей времени в этом
случае является секунда, определенная на
основе вращения Земли вокруг своей оси,
т. е. всемирное время, как бы переменно
оно ни было.
Всемирное время может помочь нам
проникнуть с Земли в космическое про¬
странство, однако секунды, связанные
с земными явлениями, в пространстве те¬
ряют в значительной мере свое значение.
Возникает, например, вопрос, каким вре¬
менем придется пользоваться при достиже¬
нии Марса; было бы крайне неудобно,
если бы полдень и полночь наступали
каждый день на полчаса раньше. Поэтому
приходится при введении новых эталонов
высокой точности призадуматься, насколь¬
ко они фундаментальны и абсолютны.
До введения кварцевого генератора
устройства с пружинными маятниками и
ка<мертонами калибровались по гравита¬
ционному маятнику. В начале XX в. поя¬
вился кварцевый ген-ератор. Но он не имел
значения как эталон до тех пор, пока не
был использован для контроля хода часов,
сравниваемых с маятниковыми часами.
После того как точность кварцевого гене¬
ратора возросла, положение изменилось и
маятниковые часы стали контролировать
по кварцевым. Около 1950 г. появился
«атомный» резонанс. Под словом «атом¬
ный» здесь понимаются различные резо¬
нансные устройства: атомные, молекуляр¬
ные и, возможно, ядерные. Их трудно ка¬
либровать непосредственно на их высоких
рабочих частотах (несколько гигагерц). Но
если они возбуждаются кварцевыми гене¬
233
раторами более низких частот, которые
в свою очередь сравниваются с часами и,
следовательно, с астрономическими наблю¬
дениями, то истинная частота атомных
устройств может быть определена точно.
Можно считать, что некоторые «атомные»
резонансы после первичной калибровки
будут применяться как неизменные абсо¬
лютные эталоны. В то же время будут
широко применяться, хотя и не абсолютно
неизменные, но весьма стабильные квар¬
цевые генераторы. Ниже приведены при¬
близительные значения среднего ухода
частоты кварцевых генераторов в долях
в сутки для различных срезов пластин:
Срез
100 кгц, GT . . . .
100 кгц, кольцо . .
2,5 Мгц, АТ, 50° С
5 Мгц, АТ, 75° С .
Уход
10-10
10-11
10“11
10-ю
Точность
Стабильность
Q
10-ю
ю-11
108
10-9
10-11
107
10-9
10-ю
109
10-7
10-ю
107
Как видно из таблицы, разница в ухо¬
дах невелика, но кварцы среза АТ имеют
меньшие размеры и легче изготавливаются.
Устройства, применяемые в настоящее
время как эталоны частоты, имеют сле¬
дующие ориентировочные данные (точность
и стабильность равны нескольким едини¬
цам, умноженным на указанную величину):
Устройства
Цезиевые лучи . .
Молекулярные ге¬
нераторы (мазе¬
ры)
Газовые ячейки
Кварцевые пласти¬
ны
Цифры точности введены в связи
с тем, что новые эталоны имеют это неиз¬
менное и воспроизводимое качество; толь¬
ко кварцевые пластины должны калибро¬
ваться при изготовлении. Новые эталоны
обычно работают ограниченное время, и
указанная стабильность относится к таким
условиям работы.
Каждый из перечисленных эталонов
имеет свои преимущества и недостатки.
Частота перехода в цезиевом луче прини¬
мается в настоящее время за абсолютный
эталон. Но, поскольку этот переход про¬
является пассивным резонансом, сигнал,
подлежащий калибровке, должен быть
подведен к нему; сигнал может создавать¬
ся кварцевым генератором, непрерывно
подстраиваемым сервосистемой. В резуль¬
тате стабильность выходной частоты при¬
ближается к стабильности цезиевого резо¬
нанса, но меняется в пределах, зависящих
от нестабильности генератора. Срок служ¬
бы трубки с цезиевым лучом ограничен, но
в качестве калибратора кварцевого гене¬
ратора она часто служит много большее
время, так как работает только изредка,
например раз в месяц
Основным достоинством молекулярного
генератора является его низкая темпера¬
тура шума в соединении со стабильностью
работы на с. в. ч. Но для длительной ра¬
боты он не применяется и требует боль¬
шого количества вспомогательной аппара¬
туры. В отличие от «атомных» устройств
этот генератор создает свой сигнал на
выходе. При необходимости иметь самую
высокую стабильность в течение ограни¬
ченного отрезка времени лучше всего, ве¬
роятно, применять молекулярный гене¬
ратор.
Газовые ячейки (отдаленные родствен¬
ники старых аммиачных ячеек) с их вы¬
сокой добротностью обещают обеспечить
стабильность частоты, если будет решена
проблема ухода частоты из-за буферных
газов и диффузии, изменения объема ре¬
зонатора и световой накачки. Они, веро¬
ятно, смогут работать длительное время
(за исключением источника света), но
только при наличии сигналов от других
источников, например от кварцевого гене¬
ратора. Их малые размеры и возможность
достижения высокой стабильности, веро¬
ятно, позволят использовать их в качестве
практически непрерывно работающих эта¬
лонов.
Если требуется меньшая точность или
при возможности производить регулярную
проверку частоты по радиосигналам через
приемлемые промежутки времени, напри¬
мер месяцы, удобнее всего пользоваться
генераторами с кварцевой стабилизацией.,
так как они просты, стабильны и надеж¬
ны. Как камертоны и ручные часы не были
заменены кварцевыми генераторами, так и
последние, вероятно, не будут вытеснены
«атомными» резонансами. Реф. [JI. 60-10].
8-1-2. Единица интервала времени и
частоты. Изменения продолжительности
суток, т. е. среднего солнечного времени,
создавали все возрастающие трудности
в различных областях работы, в том числе
при составлении таблиц положения тел
солнечной системы. Поэтому в 1956 г. бы¬
ла принята новая единица, секунда эфеме-
ридного времени (ЕТ), основанная на вра¬
щении Земли вокруг Солнца и определен¬
ная как Уз 1556925,9747 доля тропического года
для 12 ч 0 января 1900 г. эфемеридного
времени. Эта величина выбрана так, чтобы
приравнять усредненное значение средней
солнечной секунды за период около
200 лет, охватываемых таблицами Ныоко-
ма; она отнесена к данной эпохе, так как
она подвержена медленным вековым изме¬
нениям.
Законы движения планет определены
из наблюдений, проводившихся за тот же
период 200 лет, и положения планет све¬
дены в таблицы, где в качестве «езависи-
мой переменной - взята эта же единица
времени, т. е. секунда ЕТ.
Если положения измерены в единицах
среднего солнечного времени (называемого
также всемирным временем UT),. то срав¬
нение измеренных с табличными данными
дает разницу UT—ЕТ. Поправку UT—ЕТ
можно определить только ретроспективно,
так как она должна быть усреднена за
значительное число лет для получения тре¬
буемой точности.
Значение цезиевой частоты, выражен¬
ное в единицах времени и определенное из
измерений за 3 года, равно 9 192 631 770±
234
±20 гц\ поэтому атомные часы можно
использовать для непосредственного и
быстрого получения секунды эфемеридного
времени с точностью ±20 гц или
±22 • 10-10.
Атомными часами можно пользо¬
ваться с точностью 1«10~10 и значение
9 192 631 770 гц применяют предварительно
в качестве единицы атомного времени, хо¬
тя это значение может и не быть оконча¬
тельно принятым значением. С точки зре¬
ния физика не имеет большого значения,
какая именно величина будет принята, так
как данная единица является основной
атомной константой. Но это значение
должно быть выбрано так, чтобы связать
атомное и астрономическое время наиболее
удобным способом для применения в раз¬
личных отраслях науки и техники. Реф.
[Л. 62-73].
8-1-3. Преобразователи шкалы време¬
ни. Основная единица времени, секунда,
может иметь различные значения, отли¬
чающиеся на величину порядка 1•10-8
в зависимости от того, какая система сче¬
та времени используется.
Секунда всемирного времени UT2 мо¬
жет меняться от года к году; поэтому,
указывая частоту, измеренную в системе
всемирного времени, необходимо указывать
также, к какому году относится секунда
всемирного времени, например, UT2 —
1962 г. Все передачи эталонных частот на
сверхдлинных, длинных и коротких волнах
ведутся в системе UT2.
Простым способом перестройки этало¬
на частоты на другую систему счета вре¬
мени является использование электромеха¬
нических преобразователей шкалы времени.
Выходной сигнал эталона частоты прохо¬
дит через фазовращатель, ротор которого
медленно вращается синхронным мотором.
Скорость и направление вращения
определяют величину и знак результирую¬
щего изменения частоты. Преобразователи
не ухудшают долговременную стабильность
частоты, если преобразование ограничено
величиной 10-8 или меньше.
Преобразователи полезны в экспери¬
ментах, требующих синхронизации, и при
записях фазы передач на очень низких
частотах, счет времени которых отличается
от UT2, потому что они обеспечивают за¬
писи фазы одной кривой в течение многих
дней, вместо записей, состоящих из корот¬
ких отрезков, при значительном расхожде¬
нии частот. Реф. [JI. 62-74].
8-1-4. Обзор разработок атомных и мо¬
лекулярных эталонов частоты.
а) Атомная сверхтонкая структура.
Квантовые переходы, используемые в сов¬
ременных эталонах частоты с атомным лу¬
чом, возникают между подуровнями энер¬
гетического состояния щелочных металлов.
Это сверхтонкое расщепление уровней воз¬
никает за счет взаимодействия магнитного
момента ядра с магнитным полем, созда¬
ваемым валентным электроном у ядра.
Потенциальная энергия ядерного маг¬
нита в этом поле зависит от его ориента-
Рис. 8-1-1. Диаграмма энергетиче¬
ских уровней атома цезия.
ции в поле, она определяется уравнением
W=M^,
где \ii — магнитный дипольный момент
ядра и Яэл — напряженность магнитного
поля у ядра, созданного валентным элек¬
троном. Если приложено внешнее поле, то
оно взаимодействует с электроном и яд¬
ром, в результате чего изменяется энер¬
гия W. Энергетические состояния атома
различны для различной ориентации ядра
при данной электронной конфигурации.
Общий вращательный момент атома,
обычно обозначаемый через F, есть вектор¬
ная сумма ядерного спинового момента
и вращательного момента электрона J.
С каждым из этих вращательных момен¬
тов связаны квантовые числа F, I и /
соответственно. Возможные значения пол¬
ных вращательных моментов таковы-
F= (/+/), (/+/—1), ... (/—/),
если />/, и
F=(J+I)(J+I-1), ... (/-/),
если />/. Для уровней цезия-133 /=7/2,
/=1/г и F имеет два возможных значения:
3 и 4.
Эти два уровня разнесены при нуле¬
вом внешнем поле на 9192, 631 Мгц. (Энер¬
гетические уровни связаны с частотой
уравнением Бора
v=(W2—Wi)lh,
где W2 и W1 — энергетические уровни ато¬
ма, h—постоянная Планка, равная
6,624*10-27 эрг» сек, a v — частота коле¬
баний, излучаемых или поглощаемых при
переходе между этими уровнями; в прин¬
ципе каждая спектральная линия может
служить эталоном частоты). При приложе¬
нии внешнего магнитного поля высший
энергетический уровень атома цезия, для
которого /7=4, расщепляется на девять
подуровней, а уровень F=3 расщепляется
на семь подуровней (рис. 8-1-1).
235
Рис. 8-1-2. Схема сравнения частот цезие¬
вых эталонов частоты.
/ — эталон частоты № ,1; 2 — эталон частоты № 2;
3 — детекторное устройство; 4 — электрометриче¬
ский усилитель; 5 — стрелочный прибор; 6 — квар¬
цевый генератор 10 Мгц в жидком гелии; 7 — фа*
зовый детектор; 8 — генератор 5 Мгц и умножи¬
тель на 2; $ — сигнал коррекции; 10 — умножение
частоты на 27; 11 — варакторный умножитель ча¬
стоты на 34; 12 — кристаллический смеситель; 13 —
удилитель п. ч.; 14 — фазовый детектор; 15 — сиг¬
нал опорной частоты; 16 — синтезатор переменной
частоты; 17 — счетчик; 18 — корректирующее на¬
пряжение; 19 — клистрон; 20 — к резонаторам це¬
зиевой трубки; частоты указаны в мегагерцах.
Переход между высшим уровнем, для
которого F=4, mF—0, и низшим уровнем,
для которого 3, mF—0, и есть переход,
принятый в качестве эталона частоты.
При эмиссии квант энергии hv'o излу¬
чается, а при поглощении квант hv'o по¬
глощается. Здесь v/0=vo+427 Н2о.
В этой формуле v'o и Vo — частоты
в герцах и Но — небольшое внешнее маг¬
нитное поле в эрстедах; формула показы¬
вает, как резонансная частота перехода
зависит от напряженности магнитного
поля.
б) Цезиевые эталоны частоты. В на¬
стоящее время работающие цезиевые эта¬
лоны частоты имеются в США, Англии,
Канаде и Швейцарии.
В Н. Б. С. (Национальное бюро стан¬
дартов, США) имеется два эталона, отли¬
чающихся расстоянием между резонато¬
рами. У эталона № 1 с расстоянием 55 см
ширина спектральной линии равна 300 гц\
у эталона № 2 с расстоянием 164 см ши¬
рина спектральной линии равна 120 гц.
Сличение этих эталонов между собой
производилось по схеме рис. 8-1-2. Осо¬
бенное внимание было обращено на исклю¬
чение систематических погрешностей. Ока¬
залось, что частоты эталонов при нулевом
поле имеют постоянную разность 1 • 10-11.
«Стандартная девиация» среднего значе¬
ния разностной частоты равна 2 - /10-12.
Последняя цифра представляет собой точ¬
ность измерения интервала' времени в не¬
сколько часов. Принимая во внимание не¬
которую неопределенность в измерении
поля С (магнитное поле в пространстве
взаимодействия), точность эталонов можно
считать равной ±1,5*10-11. Повышение
однородности и постоянства поля С, по-
видимому, обеспечит точность порядка
2 • 10-12.
Рис. 8-1-3. Диаграммы энергетических
уровней атома таллия.
В Н. Ф. Л, (Национальная физическая
лаборатория, Англия) имеется работающая
установка с резонаторами, разнесенными
на 2,8 му и шириной линии около 50 гц-
Точность оценена в 1 -г-2 * 10~10 и ограничи¬
вается однородностью поля С. Повышения
точности можно достичь улучшением маг¬
нитного экранирования.
В Швейцарии, в Невшателе, имеется
цезиевый луч с разносом резонаторов на
4 м и с шириной резонансной линии около
27 гц. (Прим. ред.: подробное описание
эталона Н. Б. С. имеется в [Л. 61-67];
описание эталона Н. Ф. Л. приведено
в [Л. 62-73]).
в) Таллиевый атомный луч. Таллий-205
может заменить цезий в эталонах с атом¬
ным лучом. Его достоинством является
значительно меньшая чувствительность
к полю, чем у цезия.
Частота перехода, нечувствительного
к полю (F— 1, mF—0)^l(F=0i mF=0)>
дается формулой
v (Т1205)=Vo (T'F05) + 20,4 Н2о,
где v0(TF05) равна 21310,835±0,005 Мгц.
Следовательно, таллий во много раз менее
чувствителен к магнитному полю по срав¬
нению с цезием. Кроме того, таллий имеет
следующие преимущества:
а) Разделение уровней vo больше, чем
в 2 раза, превышает разделение у цезия.
б) У таллия имеется единственный
сг-переход (рис. 8-1-3); у цезия их 7.
Соответственно у таллия имеется только 4
подуровня; у цезия их 16. Поэтому каж¬
дый подуровень имеет более высокое за¬
полнение, чем отдельные подуровни цезия.
Однако детектирование таллиевого луча
несколько сложнее, чем цезиевого.
г) Ячейки с парами щелочных метал¬
лов. Эталон с ячейкой с парами щелочи
достаточно перспективен, хотя и имеет не¬
достаток ухода частоты из-за наличия бу¬
ферных газов; уходы еще недостаточно
изучены. В этих эталонах достижима ши¬
рина линии в 30 гц, а аппаратура проще,
чем при использовании атомного луча.
Устройства с газовой ячейкой имеют ста¬
бильность частоты порядка 1 • 10-11 за
1 месяц.
Свет газоразрядной лампы с рубиди¬
ем-87 падает на стеклянную колбу, содер¬
жащую рубидий-87 при парциальном дав-
236
Рис. 8-1-4. Ячейка с парами рубидия-87.
Переход между уровнями на частоте
6 835 Мгц наблюдается по изменению интен¬
сивности света, проходящего через ячейку.
1 — источник света, рубидий-87; 2 — ячейка-фильтр,
рубидий-85 с буферным газом аргоном; 3 — ячей¬
ка с парами рубидия-87 и с буферным газом;
4 — резонатор; 5 — сигнал 6 835 Мгц; 6 — фотоэле¬
мент; 7 — выходной сигнал.
лении около 10-6 мм рт. ст. Колба заклю¬
чена в резонатор, настроенный на
€ 835 Мгц — частоту перехода рубидия-87
(рис. 8-1-4). Световое излучение лампы
соответствует эмиссии при переходе
с уровней 52Р3/2 и 52P\j2 на основной
уровень 525jy2*
При помещении между источником
света и резонатором поглощающей ячейки
с рубидием-85 свет от одной из линий из¬
лучения лампы (линия а на рис. 8-1-5)
может быть подавлен. Таким образом, ру¬
бидий-87 в ячейке резонатора поглощает
преимущественно световую линию в.
После перехода из нормального со¬
стояния в возбужденное получается быст¬
рый спонтанный спад с уровней F—2 и
F=l к нормальному уровню с одинаковой
интенсивностью. Однако занятость уров¬
ня F—2 при этом повышается, так как
атомы преимущественно возбуждаются
с уровня F= 1 из-за наличия фильтрующей
ячейки. Таким образом, когда лампа вклю¬
чается, газ, содержащийся в ячейке, на¬
ходится в тепловом равновесии и сильно
логлощает. Через некоторое время заня¬
тость уровня F= 1 снижается оптической
«накачкой» атомов на уровень F—2. Газо¬
вая ячейка становится более прозрачной,
на что указывает увеличение вы¬
ходного тока фотоэлемента. Если
теперь приложить к ячейке коле¬
бания указанной выше частоты,
то атомы будут переходить с уров¬
ня F=2 на уровень F= 1, что
дает большее число атомов, кото¬
рые снова могут быть возбужде¬
ны. (Поглощение увеличивается, и
-сигнал фотоэлемента снижается.
Если колебания с. в. ч. свипиро-
вать вблизи резонанса, то можно
записать форму линии.
Инертный буферный газ слу¬
жит для продления существования
атома щелочного металла в его
нормальном состоянии 2S i/2.
В этом состоянии атомы могут
претерпевать много столкновений
с атомами инертного буферного
газа, прежде чем будут индукти¬
рованы переходы между уровнями F—2 и
jF=i1; удлинение же пути еедег к сужению
спектральной линии. Допплеровское уши-
рение в этих устройствах очень мало.
д) Электрический резонанс в молеку¬
лярном луче. В качестве эталона частоты
был предложен переход (/=0) «—► (/= 1)
молекулы Li6/7, возникающий на частоте
около 100 Ггц. При использовании элек¬
трического резонанса отклонения созда¬
ются силами, действующими на электри¬
ческий дипольный момент в неоднородных
электрических полях. Основной недостаток
метода электрического резонанса, по-види¬
мому, заключается в том, что интенсив¬
ность сигнала, вообще говоря, будет ниже,
чем в луче цезия.
е) Молекулярные генераторы (мазеры).
Аммиачные молекулярные генераторы
представляют собой чрезвычайно стабиль¬
ные генераторы. Такой генератор исполь¬
зуется, например, для стабилизации квар¬
цевого генератора, возбуждающего цезие¬
вый эталон частоты И. Б. С. Измеренная
стабильность молекулярного генератора на
N14tf3 составляет несколько единиц, умно¬
женных на 10-12 за периоды в несколько
минут и 2 • 10-11 за периоды в несколько
часов. Воспроизводимость частоты аммиач¬
ного молекулярного генератора равна
2 -10“10; лучшее известное значение вос¬
производимости, равное 3•10~и, получено
с аммиаком, содержащим N15. Этот аммиак
имеет то существенное преимущество, что
линия (3,3) является одиночной и не со¬
стоит из группы линий, как в случае ам¬
миака N14.
Аммиачный молекулярный генератор
имеет хорошую воспроизводимость частоты
в данном экземпляре; однако было бы ве¬
роятно трудно построить другие экземпля¬
ры генератрров, частоты которых совпа¬
дали бы с частотой первого с точностью,
лучшей 1 • 10“9. Это ставит серьезное огра¬
ничение к использованию молекулярных
генераторов в качестве первичных этало¬
нов. Кроме того, следует тщательно кон¬
тролировать ряд параметров, а допплеров¬
ский уход нельзя точно определить. Боль¬
шая трудность заключается в том, что
Рис. 8-1-5. Фильтрующее действие ячейки с руби¬
дием-85; линии а и А частично перекрываются.
237
Рис. 8-1-6. Мазер с лучом атомов водо¬
рода.
1 — источник атомов водорода; 2 — шестишо-
люсный магнитный селектор уровней; 3 —
кварцевая колба; 4 — резонатор; 5—излуче¬
ние 1 420 Мгц; 6 — уровни, выбранные селек¬
тором; 7 — наблюдаемая линия индуцирован¬
ной эмиссии.
частота молекулярного генератора ^не мо¬
жет быть просто связана с частотой Бора,
как при цезиевом луче.
• Имеются молекулярные генераторы,
предназначенные для работы на более вы¬
соких частотах, например 88 Ггц. В них
в качестве резонаторов использованы ин¬
терферометры Фабри — Перо. Добротность
таких резонаторов на миллиметровых
волнах превышает 100 000.
На рис. 8-1-6 показана схема устрой¬
ства водородного атомного мазера. В этом
устройстве водород диссоциируется в раз¬
рядной трубке. Луч атомов водорода про¬
ходит через магнитный селектор уровней.
Атомы с уровнями F=2, mj? = 1,0 фокуси¬
руются в кварцевой колбе, заключенной
в резонатор, настроенный на 1 420 Мгц>
что соответствует переходу между уровня^-
ми. Кварцевая колба покрыта инертной
пленкой. Атомы многократно ударяются
о стенку за время процесса перехода на
уровень F= 1, mF = 0. Вследствие большого
времени пребывания атомов в резонаторе
(^0,3 сек) резонансная линия (без реге¬
нерации) имеет ширину около 1 гцу что,
по-видимому, должно обеспечить стабиль¬
ность более высокую, чем у аммиачного
молекулярного генератора. Однако
в устройстве возможны уходы частоты из-
за столкновений со стенками и^не исклю¬
чен процесс старения, связанный с покры¬
тием стенок. Реф. [Л. 60-73, 61-67].
Рис. 8-1-7. Блок-схема атомных часов
Харьковского государственного института
мер и измерительных приборов (пояснение
формул дано в тексте).
1 — кварцевый генератор; 2 — расщепитель часто¬
ты; 3 — умножитель частоты; 4 — поглощающая
ячейка; 5 — детектор-усилитель; 6 — дискримина¬
тор; 7 — делитель частоты; 8 — синхронный дви¬
гатель со стрелочными указателями; 9 — астроно¬
мическое определение времени.
8-1-5. Аммиачные эталоны частоты.
а) Эталон, основанный на резонансном
поглощении (эталон, разработанный
в ХГИМИП, Харьковском государственном
институте мер и измерительных прибо-
ров).
В большинстве молекулярных (атом¬
ных) эталонов, в основе которых лежит
линия поглощения газа, используется ли¬
ния аммиака с квантовыми числами, Г= Зу
К=*3 (обозначаемая нередко 3,3), имею¬
щая наибольшую интенсивность.
Принцип действия атомных часов
пояснен блок-схемой рис. 8-1-7. Частота
кварцевого генератора fо с помощью так
называемого расщепителя частоты (индук¬
тивный или емкостный фазовращатель)
превращается в две (fo+Af и fо—Af), су¬
ществующие раздельно по времени. После
умножения к поглощающей ячейке, напол¬
ненной аммиаком, поочередно подводятся
сигналы частот fi = n(fo+Af) и f2=n(fо—
—
Соответствующей настройкой расщепи¬
теля можно добиться того, что частоты ft
и /г будут отличаться друг от друга на
величину, примерно равную ширине линии»
поглощения в области максимальной кру¬
тизны. Если частота кварцевого генератора
такова, что величина nfo=ft т. е. что она*,
равна частоте центра линии поглощения,,
то частоты f 1 и /г симметричны относитель¬
но вершины и производимые ими сигналы!
на выходе детектора-усилителя обладают
равными амплитудами.
При этом дискриминатор, реагирующий
на разность амплитуд, выработает сигнал
ошибки, равный нулю. При смещении
частоты кварцевого генератора в ту или
иную сторону равенство амплитуд выход¬
ных сигналов нарушается и на выходе*
дискриминатора появляется сигнал ошиб¬
ки, по величине и знаку пропорциональ¬
ный происшедшему смещению частоты.
СиГ-нал ошибки через управляющий эле¬
мент (реактивную лампу) воздействует на-
кварцевый генератор так, что его частота
поддерживается вблизи линии поглощения..
238
Рис. 8-1-8. Принцип действия молекулярного генератора.
При оптимальных условиях нестабиль¬
ность частоты атомных часов составляет
1 • 10-8. Подробное описание устройства
имеется в [J1. 55-107].
б) Эталон ХГИМИП, основанный на
использовании молекулярного генератора.
Аммиачный эталон частоты осно'ван
на использовании молекулярного генерато¬
ра на пучке молекул аммиака, разработан¬
ного Н. Г. Басовым и А. М. Про¬
хоровым. Принцип действия молекуляр¬
ного генератора состоит в следующем.
Пучок молекул аммиака, равновероятно
находящихся на верхнем и нижнем энер¬
гетических уровнях, влетает в простран¬
ство между фокуоирующими электродами
(рис. 8-1-8). Здесь под действием сильного
неоднородного электростатического поля
возникают силы, действующие на диполь-
ные моменты. При этом дипольные момен¬
ты молекул, находящихся на верхнем
энергетическом уровне, будут испытывать
силу, направленную к центру, а находя¬
щиеся на нижнем уровне — от центра.
Вследствие этого произойдет не только
фокусировка молекулярного пучка, но и,
как говорят, сортировка его по энергети¬
ческим уровням. В результате пучок на
выходе фокусирующего устройства будет
преимущественно состоять из молекул, на¬
ходящихся на верхнем энергетическом
уровне. Попадая в резонатор, молекулы,
находящиеся на верхнем энергетическом
уровне, будут переходить под влиянием
радиочастотного поля (первоначально под
влиянием энергии шумов в полосе про¬
пускания резонатора) на
нижний и излучать при
этом энергию. Под влия¬
нием этой «высвеченной»
энергии будут совершать
переходы другие молекулы
и т. д. В итоге, если энер¬
гия, доставляемая пучком,
превышает энергию потерь
резонатора, то в нем уста¬
новятся незатухающие элек¬
тромагнитные колебания с
частотой, близкой к ча¬
стоте перехода. Для линии
3,3 эта частота равна
23870,1 Мгц. Мощность ко¬
лебаний молекулярного ге¬
нератора, хотя и не велика,
около 10—10 бг, но вполне
достаточна для измеритель¬
ных целей.
Молекулярный генера¬
тор обладает наименьшей из
всех известных генераторов
относительной нестабиль¬
ностью частоты. Так, отно¬
сительная нестабильность
частоты его за 1 сек со¬
ставляет 10“13—10-14. Хотя
абсолютное значение часто¬
ты его зависит от настрой¬
ки резонатора и парамет¬
ров , молекулярного пучка
(давления аммиака в источ¬
нике пучка и напряжения
на фокусирующих электро¬
дах), при надлежащем выборе настройки
частота может воспроизводиться с вы¬
сокой точностью. Так, разработанная
Харьковским институтом мер и изме¬
рительных приборов настройка по ми¬
нимуму частоты в функции давле¬
ния аммиака позволяет воспроизво¬
дить абсолютное значение частоты с по¬
грешностью ±3* 10-10. Следует отметить,
что это не^ является пределом. Так как мо¬
лекулярный генератор сам излучает коле¬
бания, то устройство для контроля частоты
кварцевого генератора оказывается значи¬
тельно проще, чем у цезиевого эталона.
Извл. из [JI. 62-147, 63-104]. См. также
[Л. 56-103].
8-1-6. Цезиевый эталон частоты. Раз¬
работанный в Н. Б. С. (США) эталон ос¬
нован на использовании явления резонанс¬
ного поглощения колебаний с. в. ч. в луче
атомов цезия-133. Поглощение происходит
на частоте 9192,63197 Мгц, соответствую¬
щей переходу между уровнями (F=4,
mF=0)<—► (F=3, mF = 0). Разность энер¬
гетических уровней соответствует данной
частоте и определяется вектором спина
валентного электрона и соотношением
между этим вектором и ядерным магнит¬
ным моментам атома; эти уровни энергии
соответствуют двум случаям: вектор спина
электрона параллелен и направлен в ту
же сторону, что и ядерный магнитный мо¬
мент, и вектор спина прямо противополо¬
жен магнитному моменту ядра.
Когда на атом цезия воздействует
магнитное поле точно соответствующей
6
Рис. 8-1-9. Эталон частоты с лучом атомов цезия (схема
возбуждения не показана).
1— цезиевая печь; 2 — магнит А; 3 — первый резонатор; 4 — второй
резонатор; 5— волновод; 6 — резонаторная система; 7—магнит В;
8 — атомы цезия; 9 — детектор с поверхностной ионизацией; 10 —
ионы; 11 — электронный умножитель; 12 — вход колебаний с. в. ч.;
13 — вакуумная оболочка (она же магнитный экран); 14 — фазирую¬
щий волновод; 15 — слабое постоянное тюле в этом пространстве
1 * 10—4 тл); 16 — коллиматорная щель; 17—> межполюсное про¬
странство магнитов А и В; 18 — луч цезия.
239
частоты, внутренняя структура атома мо¬
жет поглотить квант энергии, соответствую¬
щий упомянутому переходу. Внешним про¬
явлением перехода является изменение
магнитного момента атома.
Установка с атомным лучом
(рис. 8-1-9) предназначена для обнаруже¬
ния изменения магнитного момента атомов
и, следовательно, для определения пра¬
вильности частоты возбуждающего поля
в резонаторах. Ширина резонаноной кри¬
вой линии поглощения обратно пропор¬
циональна времени, которое затрачивает
атом на прохождение пути от входа в пер¬
вый резонатор до выхода из второго резо¬
натора.
Луч (поток) г атомов цезия эмиттирует-
ся печью через насадку, создающую луч
в виде ленты толщиной примерно 0,5 мм;
расход цезия равен примерно 10-6г в день.
Атомы проходят через неоднородное маг¬
нитное поле между полюсами магнита Л.
Атомы с соответствующими дшюльными
моментами отклоняются градиентом маг¬
нитного поля магнита Л, как указано на
чертеже, а затем направляются снова
к оси прибора. Далее атомы цезия прохо¬
дят через первый резонатор, в котором на
них действует магнитное поле с частотой
9192 Мгц; это поле может вызвать тре¬
буемый переход на другой энергетический
уровень. Атомы проходят расстояние меж¬
ду резонаторами (порядка 50—100 см) и
затем проходят второй резонатор. Высоко¬
частотное магнитное поле в резонаторах
должно иметь одинаковую фазу, которая
устанавливается тщательной регулировкой
и проверяется зондом, введенным в фази¬
рующий волновод, соединяющий оба резо¬
натора.
Результат использования двух отдель¬
ных синфазных резонаторов (метод Рам¬
сея) подобен результату, получаемому
при использовании длинного резонатора
с нулевым сдвигом фазы между концами,
за тем исключением, что на частотах, не¬
много удаленных от центра резонансной
кривой, получается интерференция, вызы¬
вающая появление двух впадин на спадах
основной кривой поглощения.
Атомы, поглотившие (или излучив¬
шие) квант в пространстве между магни¬
тами, изменяют свой дипольный магнитный
момент и отклоняются в противополож¬
ном направлении градиентом магнитного
поля магнита В; те же атомы, которые не
«перевернулись», отклоняются во второй
раз, как й раньше, и не попадают на де¬
тектор с поверхностной ионизацией. По¬
следний представляет собой нагретую про¬
волоку; попадающие на нее нейтральные
атомы ионизируются. Образовавшиеся
ионы цезия ускоряются, фокусируются
соответствующими электродами и попада¬
ют в электронный умножитель со вторич¬
ной эмиссией. Выходной ток электронного
умножителя является мерой числа атомов,
совершивших переход и, следовательно,
показывает резонансную кривую перехода.
Этот ток подстраивает (в очень малых
пределах) частоту кварцевого генератора,
подводимую после умножения к резонато¬
рам.
При длине пути между резонаторами
в 50 см эффективная добротность луча
равна 30 • 106.
Внешние машинные поля нарушают ра¬
боту устройства и должны бьить устране¬
ны экранированием или компенсацией. Схе¬
ма возбуждения на рисунке не показана.
Возбуждающий генератор модулирован по
частоте в небольших пределах, а фазовый
детектор управляет средним значением ча¬
стоты этого генератора. В результате
установка с цезиевым лучом представляет
собой генератор с авт оподстройкой на ма¬
ксимум поглощения в ячейке особого вида,
в которой эффект Допплера очень мал,
расширение линии из-за столкновений от¬
сутствует, детектор весьма чувствителен,
а шумы (малы. Реф. [Л. 55-20].
8-1-7. Сравнение цезиевых эталонов
частоты. Исследование эталона частоты
с цезиевым лучом Н. Ф. Л. (Национальной
физической лаборатории, Англия) позволи¬
ло сделать заключение, что этот эталон
можно применять для калибровки кварце¬
вых генераторов по резонаноной частоте
цезия (при нулевом матаитном поле) с точ¬
ностью 1 *il0-10.
Частоты американских цезиевых этало¬
нов промышленного выпуска, называемых
«Атомихрон», отличаются у отдельных
экземпляров не более чем на 3 • Ю-10.
Сравнение частот цезиевых эталонов
Н. Ф. Л. и Н. Б. С. ^Национальное бюро
стандартов, США) показало, что расхожде¬
ние частот равно около 2 • 10-10.
Ширина резонансной кривой цезиевого
луча на уровне половины максимальной
амплитуды равна 120 гц для «Атомихрона»
•и 330 гц для трубки Н. Ф. Л. Номинальная
частота трубки равна 9192,631830 Мгц,
причем единицей времени является секунда
UT2 в июне 1955 г.
■В конструкции трубок с цезиевым лу¬
чом «Атомихрон» и Н. Ф. Л. имеются зна¬
чительные отличия. Так же различны и схе¬
мы генерации и измерения частоты колеба¬
ний, возбуждающих резонаторы. См.
рис. 8-ЫО. Реф. [Л. 59-27].
8-1-8. Рубидиевый эталон частоты. Схе¬
ма устройства эталона частоты с ячейкой,
выполненной парами рубидия-87, и с опти¬
ческой накачкой показана на рис. 8-1-11.
(Атомные процессы в газовой ячейке пояс¬
нены в 8-1-4). Частота кварцевого генера¬
тора 5 Мгц умножается схемами на тран¬
зисторах до 120 Мгц и находящимся в ре¬
зонаторе варактором до 6 840 Мгц. (По¬
скольку эта частота не точно равна часто¬
те, необходимой для индуцирования пере¬
ходов между подуровнями, то с помощью
синтезатора получается частота 5 -jg" Мгц,
которая вычитается в вар акторе для полу¬
чения частоты 6 834 684 211 гц. Давление
в газовой ячейке регулируют при наполне¬
нии для получения точного значения часто¬
ты, соответствующего единицам времени:
Л./, «Атомихрон» или UT2.
С помощью свипирования частоты и си-
стемы автоподстройки кварцевый генера-
240
Рис. 8-1-10. Блок-схемы цезиевых
эталонов частоты.
а — эталон Н. Ф. JI. (Англия); б — уста¬
новка «Атомихрон»; 1 — трубка с це¬
зиевым лучом; 2 — выходной сигнал;
3 — усилитель; 4 — индикатор; 5 — квар¬
цевый генератор около 5 Мгц; 6 — сме¬
ситель; 7 — генератор возбуждения ре¬
зонаторов (с ручной подстройкой); 8 —
усилитель и смеситель; 9 — кварцевый
эталон частоты 100 кгц\ 10 — синтеза¬
тор, умножение на 73,67; J7 — счетчик;
12 — управляющий сигнал; 13 — авто¬
подстройка; 14 — усилитель; 15 — сиг¬
нал 100 гц\ 16 — сервоусилитель; 17 —
модуляционный генератор; 18 — источ¬
ник колебаний; 19 — умножитель часто¬
ты; частоты указаны в мегагерцах.
тор устанавливается в центр спектральной
линии рубидия-87. Фазовая модуляция про¬
изводится на частоте 10 Мгц перед умно¬
жением ее до 6 834 Мгц. Изменение про¬
зрачности газовой ячейки, 'вызванное сви-
пированием по обе стороны от резонанса,
детектируется фотодетектором (типа крем¬
ниевой солнечной батареи), и сигнал уси¬
ливается широкополосным усилителем. Вы¬
ход усилителя .сравнивается в фазовом де¬
текторе по фазе ,и амплитуде с колебания¬
ми модуляционного генератора. Положи¬
тельное или отрицательное постоянное на¬
пряжение ошибки подается на кварцевый
генератор через операционный усилитель.
Постоянство окружающих условий для
газовой ячейки, ячейки фильтра и рубидие¬
вой лампы обеспечивается применением
двойного пропорционального термостата и
Рис. 8-1-11. Блок-схема эталона частоты
с парами рубидия.
1 — двойной экран из мю-металла; 2 — наружный
термостат; 3 — газоразрядная лампа с рубидием-87
и генератор возбуждения; 4 — фильтрующая
ячейка с |рубидием-85; 5 — резонатор с. в. ч.; 6 —
ячейка с парами |рубидия-87; 7 — внутренний экран
из мю-металла; 8 — обмотка электромагнита; 9 —
фотоэлемент; 10 — усилитель и фильтр; 11 — фазо-
вый детектор; 12 — операционный усилитель; 13 —
.управляющее напряжение; 14 — кварцевый гене¬
ратор 5,000 Мгц; 15 — умножитель на 24 и фазо¬
вый модулятор; \16 — модуляционный .генератор и
релаксатор; 17 — варакторный диод; частоты ука¬
заны в мегагерцах.
тройного экрана из .мю-металла для умень¬
шения земного поля по крайней мере
в 1 000 раз. Катушки электромагнита по¬
зволяют установить слабое магнитное поле,
параллельное лучу света и оси резона¬
тора.
Имеются различные дополнительные
схемы и устройство для индикации того,
что генератор («маховик») сомщулся
с атомной линией. 'Стабильность частоты
эталона характеризуется следующими циф¬
рами. Кривая «стандартной девиации ста¬
бильности частоты а» показывает широкий
минимум при сх=2,5*Ш-12 за время 40 ч
и а—4 • 10~11 за время 330 дней. Реф.
[Л. 62-76].
8-1-9. Малогабаритный рубидиевый
эталон частоты. Эталон частоты, основ эн¬
ный .на использовании сверхтонких перехо¬
дов в парах рубидия-87, предназначен для
измерения на спутниках земли гравитацион¬
ного ухода частоты, предсказанного теорией
относительности. Относительный уход ча¬
стоты перехода (для трех экземпляров)
оказался равным 1 • 10-11 за месяц. Темпе¬
ратурный коэффициент меньше 1 • 10“11 на
.1° С. Абсолютное значение частоты сильно
зависит от состава и давления буферного
газа, но после отпайки остается достаточно
стабильным. Пример формы спектральной
линии показан .на рис. 8-1-12. Реф.
[Л.60-72].
8-1-10. Намерение сверхвысоких частот
методом наблюдения одновременного ядер-
ного и электронного резонанса. Из теории
ядерного и парамагнитного резонанса выте¬
кает соотношение между частотой прецес¬
сии и напряженностью магнитного поля
для ядер и неспаренных электронов. Это
соотношение имеет вид /я=/СэЯ для ядер
16—1719
241
Рис. 8-1-12. Линия перехода паров рубидия.
Одно большое деление шкалы по абсциссе
соответствует 3 • 1'0~9 резонансной частоты.
и }э=кэН для электронов. Таким образом,
если частота одного генератора установле¬
на равной f„, а частота другого генератора
отрегулирована так, что возникает одновре¬
менно ядерный и электронный резонанс
в toim же магнитном поле, то отношение
частот генераторов дается отношением
Кэ/Кя- Величины /Сэ и Кя для многих ве¬
ществ имеются в таблицах, и, пользуясь
ими, можно сравнивать частоты. 'Напри¬
мер, для протонов в минеральном масле и
электронов в водороде отношение частот
прецессии равно 658,228; поэтому для f3
в 3-см диапазоне равно примерно 14 Мгц
при магнитном поле 0,33 тл. Изменение на¬
пряженности магнитного поля сдвигает обе
частоты, но отношение их всегда остается
постоянным. Такой метод позволяет изме¬
рять частоты в диапазоне с. в. ч. прибора¬
ми значительно более низкой частоты. Точ¬
ность измерения ограничивается шириной
ядерной и электронной резонансных кри¬
вых и лежит в пределах от 1 • Ю-4 до
1 • 10-5. Этот метод может быть положен
в основу автоматической стабилизации ча¬
стоты в диапазоне с. в. ч. с помощью квар¬
цев или высокостабилыных генераторов бо¬
лее низких частот.
На рис. 8-1-13 показана блок-схема
устройства, а на рис. 8-1-14 — осциллограм-
Рис. 8-1-13. Измерение сверхвысоких
частот методом наблюдения одновре¬
менного ядерного и электронного ре¬
зонанса.
1 — генератор с. в. ч.; 2 — генератор в. ч.;
3 — свип-генератор; 4 — детектор электрон¬
ного резонанса; 5 — детектор ядерного ре¬
зонанса; 6 — осциллоскоп.
1
Рис. 8-1-14. Осциллограмма
одновременного резонанса.
1 — ядерный резонанс протонов
в воде; 2 — электронный резо¬
нанс в гидразиле.
ма одновременного резонанса. Реф.
[Л. 57-8].
8-1-11. Другие методы и устройства.
Строение элементарных частиц, пара¬
метрические усилители и молекулярные ге¬
нераторы описаны, например, в [Л. 63-126].
Эталон частоты с использованием мо¬
лекулярного генератора, см. [Л. 62-148].
Обзор молекулярных и атомных стан¬
дартов частоты, см. ![Л. 63-127].
8-2. КВАРЦЕВЫЕ ЭТАЛОНЫ ЧАСТОТЫ
И СИНТЕЗАТОРЫ
8-2-1. Измерение сверхвысоких частот
сравнением с эталонами; синтезаторы.
а) Кварцевый эталон сверхвысокой ча¬
стоты. Описываемое устройство применяет¬
ся для измерения сверхвысоких частот
с точностью порядка 1 • Ю-6. Блок-схема
устройства показана на рис. 8-2-1. Кварце¬
вый генератор частоты 50 кгц выдает сиг¬
нал, частота которого последовательно
снижается до 5 кгц, 2,5 кгц, 250 гц и 50 гц.
Эта частоты используются для сравнения.
Сигнал частоты 50 гц контролирует ход
синхронных часов, служащих для провер¬
ки деления и для сличения с сигналами вре¬
мени. Одновременно частота кварцевого ге¬
нератора повышается до 5 Мгц для срав¬
нения с сигналами эталонной частоты, пе¬
редаваемыми по радио.
Колебания частоты 5 Мгц смешиваются
с выходом генератора переменной частоты,
изменяющейся в пределах от 1 до 1,4 Мгц.
Сигналы с выхода смесителя, частота кото¬
рых лежит в диапазоне 6,0—6,4 Мгц, умно¬
жаются еще, а разностные частоты отфиль¬
тровываются. Частота генератора перемен¬
ной частоты точно определяется сравнением
ее с сигналами, получаемыми от генератора
50 кгц. Это сравнение производится с по¬
мощью осциллоскопа и генератора н. ч.
Осциллоскопическое сравнение служит
для 1) проверки точности деления в каж¬
дом каскаде делителя, 2) проверки калиб¬
ровки генератора звуковой частоты на бие¬
ниях и 3) сравнения сигнала генератора
переменной частоты с сигналом кварцевого
генератора. Можно использовать выход лю¬
бого из этих умножителей.
242
Рис. 8-2-1. Кварцевый эталон сверхвысокой
частоты.
/ — низкочастотный первичный эталон частоты;
2 — кварцевый генератор 50 кгц; 3 — усилитель
50 кгц; 4 — делитель 5 кгц; 5 — делитель 2,5 кгц;
6 — делитель 250 гц\ 7 — делитель 50 гц; 8 — часы
50 гц; 9 — блок питания; 10 — осциллоскоп; 11 —
генератор 0—1 250 гц; 12 — настраиваемый гене¬
ратор 1—1,4 Мгц; 13 — приемник; 14 — умножи¬
тель 5 Мгц; 15 — смеситель 6—6,4 Мгц• 16 уси¬
литель 6—6,4 Мгц; 17 — умножитель 12—12,8 Мгц;
18 — умножитель 14—25,6 Мгц; 19 — умножитель
48—51,2 Мгц; 20 — умножитель 96-^102,4 Мгц; 21 —
умножитель 288—307,2 Мгц; 22 — умножитель
864—921,6 Мгц.
Например, выходная частота эталона
fx = n(fv+mfo) =n(pf5+mf0±fi)t
где /о — частота кварцевого генератора;
/5 —частота делителя 2,5 кгц; fi—частота
генератора н. >ч.; fv—частота генератора
переменной частоты; р — кратность часто¬
ты /5, 'ближайшей к fv; т — кратность ча¬
стоты /с, которая при смешении с fv дает
частоты в пределах от 6,0 до 6,4 Мгц
(в данном случае >т=100); п — кратность
суммарной частоты fv + mf0, которая ис¬
пользуется в диапазоне с. в. ч.
Выходной сигнал умножителя может
быть далее умножен подачей его на кри¬
сталлический генератор гармоник, на кли-
стронный умножитель, триодный умножи¬
тель или их комбинацию.
На рис. 8-2t2 показаны возможные схе¬
мы измерения. Выходной сигнал генерато¬
ра гармоник и измеряемый сигнал могугг
быть поданы на анализатор спектра или на
приемник для сравнения частот. Генератор
переменной частоты перестраивается до по¬
лучения нулевых биений, после чего можно
определить неизвестную частоту.
Если измеряемая частота пода'ется от
источника незатухающих колебаний, то на
экране анализатора спектра получаются
два выброса, разделенных двойной проме¬
жуточной частотой. Вращая шкалу часто¬
томера, добиваются совладения его меток
с выбросами. Изменяя частоту гетеродина,
можно видеть оба выброса последова¬
тельно.
В некоторых случаях можно видеть
нулевые биения из(меряемой частоты с гете¬
родином в середине между выбросами. При
совпадении меток сигнала и частотомера
с нулевой линией частоты их равны
(рис. 8-2-3).
При измерении частоты модулирован¬
ного генератора на экране осциллоскопа
виден ряд выбросов, представляющих ча¬
стотный спектр сигнала. Метку частотоме¬
ра устанавливают на совпадение с цент¬
ром спектра или с центром одного из бо¬
ковых лепестков. Затем перестройкой гете¬
родина получают изображение другого
спектра и устанавливают метку частотоме¬
ра аналогично предыдущему.
б) Эталон сверхвысокой частоты с мо¬
дулированным клистронным генератором.
Блок-схема этого эталона частоты показана
на рис. 8-2-4. Гармоники низкочастотного
эталона частоты используются для возбуж¬
дения клистрона и получения модулирован¬
ных по фазе боковых полос. Сигналы на
выходе клиотронного умножителя разнесе¬
ны по частоте канала. При схеме, изобра¬
женной на рисунке, калиброванный интер¬
поляционный генератор с диапазоном 15-—
30 Мгц может быть использован для полу-
Рис. 8-2-3. Выбросы и
метки на экране анали¬
затора спектра.
1 — метка волномера; 2 — ну¬
левые биения.
16*
243
Рис. 8-2-2. Схемы измерения с помощью
эталона с. в. ч.
1 — эталон с. в. ч.; 2 — полу проводниковый гене*
ратор гармоник; 3 — направленный ответвитель
или двойной тройник; 4 — неизвестная частота;
5 — резонансный волномер; 6 — анализатор спект¬
ра или приемник; 7 — клистронный умножитель
частоты; 8 — смеситель; 9 — прибор постоянного
тока.
Рис. 8-2-4. Эталон с. в. ч. с модулиро¬
ванным клистронным генератором.
1 — эталон частоты 100 кгц; 2 — умножитель
5 Мгц; 3 — приемник эталонной частоты; 4 —
умножитель 10 Мгц; б — умножитель 30 Мгц;
5—модуляция; 7 —умножитель 90 Мгц; 5 —
умножитель 270 Мгц; 9 — клистронный умно¬
житель; 10 — смеситель; 11 — неизвестная ча¬
стота; 12 — приемник; 13 — интерполяционный
генератор.
чения точной (разности частот между изме¬
ряемой частотой и одной из частот на вы¬
ходе клистрона. Точность интерполяционно¬
го генератора может быть значительно ни¬
же, чем общая требуемая точность. Градуи¬
ровку генератора или приемника можно
осуществить по гармоникам низкочастотно¬
го ^кварцевого генератора. Если клистрон¬
ный умножитель не калиброван, то частота
измеряемого сигнала должна быть прибли¬
женно известна.
Выходная частота этого эталона опре¬
деляется равенством
f х=nfo+Що+f г,
где /о — частота кварцевого генератора;
fr — частота интерполяционного генератора;
п — коэффициент умножения (включая
клистрон); N — кратность частоты кварце¬
вого генератора, отстоящей от 16 до 30 Мгц
от неизвестной частоты.
в) Синтезатор частоты. Эталонная сверх¬
высокая частота может быть получена от
кварцевого эталона частоты 100 кгц путем
последовательного умножения и сложения.
Окончательное значение частоты в таком
устройстве
f.-f.(S+g+-+S)+»-
где /о — частота эталона; fr— частота ин¬
терполяционного генератора; ti\...ny — це¬
лые числа.
Блок-схема синтезатора показана на
рис. 8-2-5. Частота 6,4 Мгц получается
умножением от входной частоты 100 кгц.
Кроме того, частота 1100 кгц умножается
отдельно в одном каскаде до частоты, из¬
меняемой в пределах от :1,4 до 2,8 Мгц сту¬
пенями через десятые доли мегагерца. Эта
частота подается на настроенный усили¬
тель (для устранения 100 кгц модуляции)
и далее на смеситель-усилитель, куда одно¬
временно поступает сигнал переменного
(0,б-м0,6 Мгц) интерполяционного генера¬
тора. Применение отдельно калиброванного
интерполяционного генератора обеспечивает
непрерывное перекрытие частоты. Этот сиг¬
нал затем смешивается с выходной часто¬
той 6,4 Мгц первого умножителя и дает
выходные частоты в диапазоне 8,3—9,2 Мгц.
Дальнейшее повышение до с. в. ч. дости-
Рис. 8-2-5. Блок-схема синтезатора с. в. ч.
1 — усилитель; 2 — умножитель частрты; 3 — модулятор; 4 — смеситель; 5 — настроен¬
ный усилитель; 6 — смесител/ь или умножитель; 7 — мультивибратор 10 и 1 кгц; 8 -
смеситель и усилитель н. ч. 9 — индикатор биений; 10 — генератор 500—600 кгц;
И — диодный генератор гармоник.
244
Рис. 8-2-6. Схема эталона фиксированной частоты.
/ — от кварцевого эталона частоты; 2 — усилитель; 3 — кварцевый генератор
5 Мгц; 4 — усилитель мощности.
гается обычными каскадами умножения,
т. е. клистронными умножителями, коакси¬
альными триодами и кристаллическими ге¬
нераторами гармоник.
Синтезатор часто применяется для ка¬
либровки волномеров проходного и реак¬
тивного типов в диапазоне 1 ООО—30 ООО Мгц.
■На нижних частотах диапазона мощность
на выходе .(порядка 2 вт) достаточна для
возбуждения волномеров проходного типа,
индикатором которых служит детектор и
гальванометр. Калибровка осуществляется
настройкой волномера на максимальное от¬
клонение индикатора. Чувствительность
можно увеличить, применив модуляцию
с частотой 1 кгц, как показано на схеме.
Считается, что точность измерения до¬
стигает 1 • 10“7.
г) Измерение частоты методом анализа.
Измеряемую частоту снижают вычитанием
из нее, в последовательных каскадах, ча¬
стот, получаемых от эталона фиксирован¬
ной частоты; результат сравнивается ((пу¬
тем гетеродинирования для получения зву¬
ковой частоты) с гармоникой мультивибра¬
тора 10 кгц, управляемого эталоном часто¬
ты. Описанный процесс можно представить
уравнением
где fx — измеряемая частота и fo — эталон¬
ная частота. Каждый член вычитается по¬
следовательно в процессе измерения, и
окончательная частота / выбирается соот¬
ветственно требуемому диапазону частот и
точности измерения.
Блок-схема эталона фиксированной ча¬
стоты приведена на рис. 8-2-6. Выходные
частоты в 150, 200 или 250 Мгц создаются
тремя каскадами умножения частоты 5 Мгц
кварцевого генератора. Частота кварцевого
генератора контролируется осциллоскопиче-
ским сравнением с частотой, полученной
умножением эталонной частоты 100 кгц.
Выходной сигнал поступает, как показано
на рис. 8-2-7, на генератор гармоник, при¬
соединенный к линии передачи, по которой
проходит сигнал измеряемой частоты; соз¬
дается разностная частота, не превышаю¬
щая 25 Мгц. Полупроводниковый диод ра¬
ботает одновременно и как генератор гар¬
моник, и как смеситель. Разностная часто¬
та поступает в приемник, где смешивается
с ближайшей гармоникой 10 кгц мультиви¬
братора, управляемого эталоном, для соз¬
дания звуковой частоты биений. Измеряе¬
мая частота равна
S=fx—(50 п\ ±0,01 п2) {Мгц\
где в—разностная частота; п\ — номер
гармоники генератора гармоник (определяе¬
мый из приближенно известной частоты fx)
и п2— номер гармоники мультивибратора,
определяемый по калибровке приемника.
Пер. |[Л. 57-11, гл. 5].
8-2-2. Эталон частоты, основанный на
управлении частотой прерывистого генера¬
тора с. в. ч. колебаниями кварцевого гене¬
ратора. Упрощенная схема эталона показа¬
на на рис. 8-2-8. Колебания клистронного
генератора с. в. ч. периодически гасятся
колебаниями эталонного кварцевого генера¬
тора сч помощью двойной модуляционной
схемы. При этом выходная частота кратна
частоте кварцевого генератора. Выход ге¬
нератора с. в. ч. подается на резонатор
с высокой добротностью, работающий как
полосовой фильтр. Колебания проходят че¬
рез резонатор только в том случае, если
моменты возникновения колебаний и момен¬
ты прекращения колебаний генератора
Рис. 8-2-7. Измерение частоты ме¬
тодом анализа.
1 — от кварцевого эталона 100 кгц; 2 —
умножитель; 3 — кварцевый генератор
5 Мгц; 4 — диодный генератор гармоник
и смеситель; 5 — измеряемый генератор
9 ГГц; 6 — разностная частота;
7 — приемник.
245
Рис. 8-2-8. Блок-схема эталона с. в. ч.,
основанного на гашении колебаний гене¬
ратора с. в. ч. колебаниями кварцевого
генератора.
с. в. ч. совпадают с определенной фазой
колебаний кварцевого генератора. Реф.
1Л. 56-13].
8-2-3. Эталон частоты для диапазона
7—20 Ггц с применением синтезатора.
Кварцевый генератор частоты 100 кгц пи¬
тает схему регулировки частоты, генериру¬
ющую сигнал около 11 Мгц. Сигнал можно
изменять около этой частоты небольшими
ступенями с помощью двух ручек регули¬
ровки. Затем сигнал умножается до диапа¬
зона 300 Мгц, где ступени имеют интерва¬
лы 100 кгц. Дальнейшее умножение до диа¬
пазона с. в. ч. осуществляется полупровод¬
никовыми генераторами гармоник, смонти¬
рованными в волноводе вне устройства.
Здесь гармоники разнесены на 300 Мгц\
они могут сдвигаться с помощью упомяну¬
тых регулировок.
Схема управления частотой такова: ге¬
нератор, связанный гармоникой или субгар¬
моникой с некоторой опорной частотой,
синхронизируется с требуемой гармоникой
Рис. 8-2-9. Блок-схема эталона ча¬
стоты для диапазона 50—60 Ггц.
1 — кварцевый генератор 10 Мгц; 2 — счет¬
ный измеритель частоты; 3 — генератор
гармоники 160 Мгц; 4 — генератор импуль¬
сов с. в. ч.; 5 — усилитель на л. б. в.;
6 — фильтр; 7 — генератор гармоник 50—
60 Ггц; 8 — испытуемый волномер; 9 — де¬
тектор; 10 — к осциллоскопу.
1 — вход 160 Мгц; 2 — трансформатор
1:1; 3 — смещение; 4 — проходная
емкость 15 пф; 5 — диод типа /ХМ00.
с помощью петли частотной обратной
связи. Этим методом могут быть осущест¬
влены отношения частот порядка 100: 1,
а именно: 99 : 1; 98 : 1 и т. д. »В качестве
опорных используются две частоты: 100 кгц
и 100/27 кгц. Каждая частота синхронизи¬
рует генератор более высокой частоты, и
суммарная частота этих двух генераторов
служит выходной частотой около 11 Мгц.
Ее можно изменять, изменяя ступенями со¬
ставляющие частоты.
Наименьшие интервалы между выход¬
ными частотами не превышают 0,03%. Квар¬
цевый генератор имеет кратковременную
стабильность не ниже 1 • 10-7. Реф.
![Л. 59-31].
8-2-4. Эталон частоты для диапазона
50—60 Ггц с диодным генератором импуль¬
сов с. в. ч. и с диодным генератором гар¬
моник. Схема устройства показана на
рис. 8-2-9. Синусоидальное напряжение 20 в
(от пика до пика) на частоте 160 Мгц по¬
лучается умножением частоты 10 Мгц. Сиг¬
нал частоты 160 Мгц подается на плоскост¬
ной диод с накоплением заряда, смонтиро¬
ванный в волноводе импульсного генерато¬
ра с. в. ч., схема которого приведена на
рис. 8-2-10. В этой первой волноводной сек¬
ции генерируются синфазные импульсы
с. в. ч. непосредственно из гармоник огиба¬
ющей крутого фронта, создаваемого дио¬
дом. Гармоники в диапазоне 10-М2 Ггц
усиливаются лампой бегущей волны и про¬
ходят или через узкополосный фильтр, на¬
строенный на дискретную частоту, или не¬
посредственно на второй генератор гармо¬
ник.
Специальный галлий — мышьяковистый
точечный диод, смонтированный в отрезке
волновода миллиметрового диапазона, яв¬
ляется генератором гармоник в диапазоне
50—60 Ггц.
Без узкополосного фильтра выход со¬
держит спектр частот, разнесенных на
800 Мгц. При включении фильтра и на¬
стройке его, например, на 70-ю гармонику
частоты 160 Мгц ,(т. е. на частоту 11,2Гг^)
выходная частота равна 56,0 Ггц.
Общая точность эталона зависит от
точности эталонной частоты 10 Мгц. Для
ее контроля применяется счетный измери¬
тель частоты или производится сличение
246
Рис. 8-2-11. Миниатюрный кварцевый генератор образцовой частоты 5 Мгц.
Рис. 8-2-12. Термостат с кварцевой пла¬
стиной.
с сигналами эталонных частот. Реф.
[Л. 62-120].
8-2-5. Миниатюрные транзисторные
кварцевые генераторы образцовой частоты
5 Мгц. Пример схемы генератора показан
на рис. 8-2-/11. Кварц прецизионного среза
АТ помещен в термостат (рис. 8-2-1*2 и
8-2-13), а вся схема — в общий термостат.
Общий габарит 13X16X28 см. При колеба¬
ниях внешней температуры в пределах
—20° С-т- +40° С температура в общем тер¬
мостате колеблется в пределах ±0,1° С,
а в кварцевом термостате — в пределах
±0,01° С.
Уход частоты из-за старения кварца
Очерез месяц работы) не превышает 2- 10-9
за неделю. Реф. [Л. 60-77].
8-2-6. Синтез образцовых частот с ис¬
пользованием промежуточных генераторов.
Метод синтезирования дает возможность
получения большого числа выходных ча¬
стот, опирающихся на кварц, т. е. имею¬
щих высокую точность и стабильность квар¬
цевого генератора.
Выходные частоты описываемого ниже
устройства лежат в пределах от 100 гц до
30 Мгц. Точность этих частот определяется
точностью встроенного кварцевого генера¬
тора, а именно 1 • 10-6, или точностью под¬
водимой извне эталонной частоты. Для по*
247
Рис. 8-2-13. Схема регулировки температуры.
Рис. 8-2-14. Блок-схема прецизионного
декадного генератора (синтезатора).
лучения требуемой выходной частоты до¬
статочно соответственно установить пере¬
ключатели. Наименьший интервал частот,
получаемый переключением, равен 100 гц;
можно установить также любое промежу¬
точное значение, причем дополнительная
погрешность, связанная с применением ин¬
терполяционного генератора, не превышает
1 гц.
■При прямом синтезировании несколько
частот кварцевой точности комбинируются
так, что получается требуемая выходная
частота. В данном случае применено кос¬
венное синтезирование частоты, при кото¬
ром выходная частота образуется не непо¬
средственным комбинированием отдельных
частот, а управлением генераторов с само¬
возбуждением этими частотами. Такая си¬
стема имеет преимущество высокой одно-
волновости выходного сигнала и удобной
декадной установки частоты.
На рис. 8-2-14 показана блок-схема
устройства. Кварцевый генератор с темпе¬
ратурной стабилизацией выдает частоту
1 Мгц, так называемую опорную частоту;
умножитель вырабатывает спектр необходи¬
мых гармоник этой частоты. В частотных
декадах, к которым подводится спектр ча¬
стот, отфильтровывается одна из гармоник
частоты il Мгц. Она является первой кон¬
трольной частотой в системе управления ча¬
стотой (рис. 18-2-16).
Генератор 1 является LC-генератором
с самовозбуждением; его номинальную ча¬
стоту можно переключать с помощью бес¬
контактного изменения индуктивности кон¬
тура десятью ступенями через '1 Мгц в пре¬
делах от 50,5 до 59,5 Мгц. 'В смесителе Ml
эта частота смешивается с контрольной ча¬
стотой, отфильтрованной фильтром F1 из
спектра и лежащей всегда на *6,5 Мгц
ниже.
Рис. 8-2-15. Частотная декада.
Разностная частота 6,5 Мгц подводится
через полосовой фильтр F2 с фиксирован¬
ной настройкой ко второму смесителю М2.
Здесь она смешивается с другой частотой
(кварцевой стабильности), назначение ко¬
торой будет пояснено ниже и которую пока
примем равной 5,15 Мгц. Разностная часто¬
та 1 Мгц подводится через полосовой
фильтр F3 к фазовому дискриминатору М3
как входное напряжение 1. К этому же
дискриминатору подводится опорная ча¬
стота 1 Мгц, называемая входным напря¬
жением 2.
Фазовый дискриминатор выдает управ¬
ляющее напряжение, величина и знак ко¬
торого зависят от величины и знака раз¬
ности фаз его входных напряжений. Управ¬
ляющее напряжение через фильтр нижних
частот подается на сетку реактивной лам¬
пы, действующей как емкость, параллельная
колебательному контуру генератора 1. При
уходе по различным причинам частоты это¬
го генератора изменяется также и завися¬
щая от нее частота на входе 1 дискрими¬
натора; *схема авторегулирования приводит
частоту генератора к прежнему значению.
При значительной разности входных частот
фазового дискриминатора, например, из-за
внезапного изменения питающего напряже¬
ния, переключений и т. д. на выходе ди¬
скриминатора появляется переменное на¬
пряжение, частота которого равна разности
входных частот. Но фильтр F4 с граничной
частотой около 5 кгц не пропускает напря¬
жения более высоких частот на сетку ре¬
активной лампы и обеспечивает стабиль¬
ность работы схемы.
Для правильного возбуждения реак¬
тивной лампы и при больших отклонениях
частоты на выходное напряжение дискри¬
минатора автоматически налагается напря¬
жение очень низкой частоты от вспомога¬
тельного генератора. Оно проводит реак¬
тивную лампу сравнительно медленно че¬
рез весь диапазон регулировки, пока не бу¬
дет почти достигнуто контрольное значение
частоты |(т. е. совпадение входных частот
дискриминатора). После этого вспомога-
248
тельное напряжение включаем¬
ся с помощью (реле © анодной
цепи триода, на сетку которого
подается напряжение с выхода
второго фазового дискримина¬
тора, аналогичного первому.
Выходную частоту генера¬
тора \1 можно менять переклю¬
чением фильтра F1 ^выделяю¬
щего контрольную частоту из
спектра) и изменением самой
контрольной частоты.
Вторая частота, подводи¬
мая к смесителю М2, ранее была принята
равной 5,5 Мгц. Эта частота должна изме¬
няться на ±500 кгц для изменения частоты
генератора внутри одномегагерцевых ступе¬
ней. Это достигается одним из следующих
способов.
1. В схеме низшей частотной декады
вторую контрольную частоту заменяют или
нужной фиксированной частотой, опираю¬
щейся на кварцевую частоту, или частотой
интерполяционного генератора, меняющейся
непрерывно в пределах от 5 до 6 Мгц.
2. Выходная частота управляемого ге¬
нератора делится на 10 с помощью схемы
обратного смешения (рис. 8-2-16) и исполь¬
зуется как вторая контрольная частота для
последующей частотной декады. Выходная
частота такой комбинированной декады
равна
fо = Уо ^1 f ° п / 2) *
где f 1 — первая контрольная частота; fon—
опорная частота и — вторая контрольная
частота.
Уровень побочных частот в выходном
сигнале не превышает —60 дб. Реф.
(Л. 63-8].
8-2-7. Другие методы и устройства.
Эталон частоты для диапазона метро¬
вых волн, имеющий нестабильность частоты
в пределах ±2 • 10“8, описан в {Л. 62-161].
Частотно-измерительное устройство для
диапазона частот 15 кгц — 220 Мгц, имею¬
щее точность измерения 10“7±0,5 гц, опи¬
сано в [J1. 62-)1'52].
Измерение колебаний частоты кварце¬
вого генератора с погрешностью 10~9—
10“13 методом цифрового измере¬
ния длительности периода бие¬
ний, см. [Л. 60-78].
Портативный эталон частоты,
заключенный в дьюаровский
сосуд (|Г0 частот: 10—480 Мгц, точность
iO-6 за неделю при +40ч—30°С), см.
{Л. 62-78].
Различные системы генераторов образ¬
цовых частот, основанных на принципе
синтеза и анализа частот, в том
числе частотные декады, известные за рубе¬
жом под названием «декад III о-
мандль», описаны в [Л. 60-1, том 6].
Синтезатор с. в. ч. («активная
частотная декада»), выходные частоты ко¬
торого лежат в диапазоне от 300 до
12.600 Мгц (при мощности не менее 1 мет
до 1000 Мгц), см. {Л. 59-32].
Рис. 8-2-16. Деление частоты обратным смешением.
'Синтезатор, выдающий точные частоты
через 10 кгц в диапазоне до 1 Мгц и со¬
бранный на элементах «из твердого тела»
(диоды с переменной емкостью; ферроэлек-
трические конденсаторы, управляемые ин¬
дукторы), см. [JI. 62-79].
Измерение частоты методом син¬
теза скорости следования, при
котором селекция и смешение гармоник за¬
меняются селекцией и суперпозицией ско¬
ростей следования импульсов (что, по-види-
мому, дает некоторые преимущества). См.
(Л. 59-33].
8-3. КАЛИБРОВКА ИЗМЕРИТЕЛЕЙ
ЧАСТОТЫ ПО РАДИОСИГНАЛАМ
8-3-1. Измерения частоты по образцо¬
вым частотам, передаваемым радиостан¬
циями. В настоящее время под контролем
службы времени и частоты ВНИИФТРИ
находятся три радиостанции, через которые
круглосуточно передаются образцовые ча¬
стоты.
Через радиостанцию РЕС передается
образцовая частота 100 кгц\ через радио¬
станцию РВМ передаются образцовые ча¬
стоты 5, 10 и И5 Мгц. Передатчик радио¬
станции РВМ с 08.00 до 15.00 работает
в телефонном режиме, а в остальное вре¬
мя — в телеграфном. Радиовещательная
станция работает на несущей частоте
200 кгц, которая является образцовой.
Относительное изменение образцовой
частоты на протяжении суток не превышает
±2 • 10“9, а относительное отклонение от
номинального значения не превышает
±5 -10-9.
(Передачи образцовых частот ведутся
от образцовых мер частоты, разработанных
и изготовленных во ВНИИФТРИ.
Прием образцовых частот может осу¬
ществляться любым радиоприемником, име¬
ющим соответствующий диапазон частот и
достаточную чувствительность. Радиоприем¬
ник прямого усиления может быть исполь¬
зован или только для приема образцовой
частоты, или одновременно и в качестве
сличительного устройства. В первом случае
напряжение принятой образцовой частоты
с выхода приемника подается для сравне¬
ния с измеряемой частотой на сличительное
устройство, в качестве которого могут быть
использованы осциллоскоп, фазометр или
фазовый дискриминатор. Во втором случае
напряжение измеряемой частоты подается
на вход радиоприемника одновременно
с напряжением образцовой частоты, и на
249
Рис. 8-3-1. Схема слежения за фазой сверх-
длинных волн.
1 — приемник; 2 — компаратор фазы; 3 — синте¬
затор частоты; 4 — фазовращатель; 5 — местный
эталон частоты; 6 — сервомотор; 7 — механическая
передача.
выходе приемника измеряется разностная
частота.
В статье указан порядок проверки ча¬
стоты кварцевого генератора частотно-изме¬
рительной установки «Авангард» и гетеро¬
динного волномера ВГ-626У. Извл. из
(Л. 62-149]. Образцовые меры частоты, раз¬
работанные в ВНИИФТРИ, описаны
в [Л. 57-107].
Дальнейшие сведения по передаче че¬
рез радиовещательные станции образцовых
частот приведены в |[J1. 63-128]. При приме¬
нении специальных стабилизирующих
устройств долговременная нестабильность
частоты радиовещательного передатчика
(1200 кгц) не превышает 40-Ю-10.
8-3-2. Калибровка эталонов частоты по
сигналам сверхдлинноволновых передающих
станций. Фазовая стабильность и заранее
известный суточный ход распространения
сигналов сверхдлинных волн 10 ООО и*)
позволяет сравнивать частоты этих сигна¬
лов с точностью, на несколько порядков
большей, чем та, с которой производится
сравнение частот на коротких волнах. Вы¬
сокая стабильность сигналов объясняется
тем, что распространение сверхдлинных
волн напоминает распространение по волно¬
воду, образованному ионосферой и поверх¬
ностью земли. Изучение распространения
сверхдлинных волн на трассе Англия—США
показало, что остаточные фазовые неста¬
бильности не превышают 2 - '10-11, если су¬
точные колебания исключены путем наблю¬
дений через интервалы в 24 ч.
В настоящее время семь радиостанций
регулярно передают сигналы эталонных ча¬
стот (от 14,7 до 22,3 кгц), прием которых
возможен во всех частях света.
iHa рис. 8-3-1 показана блок-схема
устройства для слежения за фазой сигна¬
лов сверхдлинных волн. Приходящий сиг¬
нал усиливается в приемном блоке. Компа¬
ратор фазы сравнивает фазу принятого
сигнала с фазой опорного сигнала, созда¬
ваемого синтезатором. Выходной сигнал
компаратора фазы управляет сервомотором,
который устанавливает фазовращатель так,
чтобы поддерживалось совпадение фаз. Та¬
ким образом, сдвигаемый по фазе сигнал
местного эталона частоты 100 кгц всегда
когерентен с принятым сигналом. Расхож¬
дение частот, или дрейф фазы между мест¬
ным эталоном и сигналом, определяются по
направлению и скорости вращения фазовра¬
щателя. Каждый оборот последнего соот¬
ветствует сдвигу фазы на 10 мксек, а ско¬
рость вращения, равная одному обороту за
100 сек, соответствует расхождению частот
на 1 • 10-7; 10 мксек за день дают расхож¬
дение 1Д 6 - 10-10.
Общая стабильность работы устройства
оценивается цифрой ±1 мксек; достижимая
точность измерения считается равной не¬
скольким единицам, умноженным на 10-11
при колебаниях уровня сигнала до 30 дб.
При идеальных условиях работы при¬
годен обычный приемник. При обычных же
условиях, когда сигнал слаб, а атмосфер¬
ные помехи значительны, приемник должен
Рис. 8-3-2. Упрощенная блок-схема приемника для измерения ча¬
стоты с цифровой индикацией.
1— приемник, диапазон I и II; 2 — приемник, диапазон III; 3 — смеситель;
4 — интерполяционный приемник и генератор 2,1—3,1 Мгц\ 5— полосовой
фильтр 100 кгц; 6 — внешний эталон 100 кгц; 7 — генератор гармоник 1 Мгц;
8 — внутренний эталон 100 кгц; 9— подстройка; 10 — селектор гармоник
2 Мгц; 11 — селектор гармоник 3,2 Мгц; 12 — смеситель; 13 — полосовой
фильтр 0,1—1,1 Мгц; 14 — визуальная индикация биений; 15 — цифровой
измеритель частоты 0—1 Мгц.
250
быть собран по специальной сложной схеме
(описанной в статье). Реф. [JT. 62-77].
8-3-3. Использование передач на сверх-
длинных волнах для калибровки вторичных
эталонов частоты. При мощности излучения
до 2 Мет, высокой стабильности характе¬
ристик распространения и обеспеченности
приема на далеких расстояниях сверхдлин-
новолновые станции дают возможность ка¬
либровать эталоны частоты с точностью
1 • 10~10 в сравнительно короткое время.
В статье описывается соответствующая ап¬
паратура. Реф. [Л. 6)2-76].
8-3-4. Приемник для измерения частоты
с цифровой индикацией. Устройство содер¬
жит высокостабильный приемник и цифро¬
вой измеритель частоты. Несущая частота
сигнала измеряется при уровнях менее од¬
ного микровольта в диапазоне частот от
12,5 кгц до 30 Мгц. Ошибка измерения
равна 1ч-2 гц на низких частотах и не¬
скольким единицам, умноженным на 10~7,
на высоких частотах. Упрощенная блок-схе¬
ма устройства показана на рис. 8-3-2. Реф.
[Л. 60-74].
8-3-5. Другие методы и устройства.
Установка для деления образцовой частоты
100 кгц, принятой по радио, см. [Л. 62-1150].
8-4. СЧЕТНЫЕ МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ
ЧАСТОТЫ
8-4-1. Счетные измерители частоты.
а) Принцип измерения. Основным эле¬
ментом схемы счетного измерения частоты
является точный и стабильный генератор
опорной (эталонной) частоты. Обычно это
термостатированный кварцевый генератор,
работающий на частоте 100 кгц, 1 Мгц или
5 Мгц. Уход частоты кварца обычно не
превышает нескольких единиц, умножен¬
ных на 10-7 за неделю; иногда отклонение
бывает на порядок меньше.
‘Колебания опорной частоты поступают
на схему временного селектора и на схему
счетчика.
Основные блок-схемы измерения часто¬
ты и периодов времени приведены на
рис. 8-4Л. Метод измерения частоты заклю¬
чается в пропускании входного сигнала че¬
рез временной селектор в течение одной
секунды. Выход селектора подается на це¬
почку пересчетных декад; результат, пока¬
зываемый на индикаторе после закрытия
селектора, дает частоту в герцах. Точность
результата определяется стабильностью квар¬
цевого генератора, которая косвенно опре¬
деляет время открытия схемы селектора,
а также неизбежной ошибкой в ±1 знак,
вызываемой случайным временным соотно¬
шением между измеряемым сигналом и
кварцевым генератором.
На очень низких частотах, например на
10 гц, точность определяется ошибкой се¬
лектора (|1 гц), которая в данном случае
составила бы ±>10%. Поэтому метод изме¬
рения обращается. Для получения больше¬
го числа значащих цифр на индикаторе
сама неизвестная частота определяет вре¬
мя открытия селектора, в течение которого
происходит счет периодов высокой частоты
7
Рис. 8-4-1. Схема измерения частоты (а)
и периодов времени (б) счетным методом.
1 — входной усилитель; 2 — схема формирования
импульсов; 3 — временной селектор; 4 — кварце¬
вый генератор; 5 — схема деления на 10; 6 — схе¬
ма управления селектором; 7 — база времени;
8 — счетные декады.
кварцевого генератора. Индикатор показы¬
вает при этом длительность одного перио¬
да неизвестной частоты в сосчитанных еди¬
ницах эталонной частоты; частота опреде¬
ляется с помощью пересчетных таблиц.
.Измерение времени производится точно
таким же путем; входной сигнал определяет
время открытия схемы селектора, и дли¬
тельность этого открытия точно определя¬
ется с помощью колебаний эталонной ча¬
стоты, получаемой от кварцевого генера¬
тора. В некоторых счетчиках возможно ме¬
нять с помощью калиброванной шкалы на
передней панели смещение триггерной схе¬
мы, управляющей временем открытия селек¬
тора. Это позволяет выбирать точки нача¬
ла и конца счета на кривой формы волны
и дает возможность измерять ширину им¬
пульса на различных амплитудах, время
перехода медленно изменяющимся напря¬
жением заданного уровня и т. п. Однако
надо учитывать, что точность таких изме¬
рений ограничена эталонной частотой. Если,
например, эталонная частота равна 10 Мгц,
то точность не может быть выше, чем
±0,1 мксек.
Во многих счетчиках автоматически
устанавливающаяся запятая дает резуль¬
тат в килогерцах.
Измерение частот, лежащих вне диа¬
пазона основной схемы счетчика, осущест¬
вляется с помощью гетеродинирования, т. е.
создания биений измеряемой частоты с гар¬
моникой кварца, выбранной по шкале на
передней панели и усиленной захватывае¬
мым генератором. При этом разностная ча¬
стота измеряется счетчиком. Результат яв¬
ляется суммой выбранной гармоники и по¬
казания счетчика. Например, если измеряе¬
мая частота равна 1815, 734 Мгц, выбирают
гармонику, равную 180 Мгц. Счетчик пока¬
зывает разностную частоту 5 734 кгц. Вы¬
бор гармоники делается с помощью волно¬
мера.
251
Рис. 8-4-2. Фантастронная схе¬
ма деления частоты. Отношение
деления устанавливается регу¬
лировкой С и сопротивления
в цепи первой сетки.
Этот метод применим на частотах до
200—300 Мгц; на более высоких частотах
используют передаточный генератор, рабо¬
тающий в диапазоне счетного измерителя;
гармоники передаточного генератора соз¬
дают биения с измеряемой частотой. Если
номер гармоники известен, то результат
получают измерением частоты передаточ¬
ного генератора и умножением ее на номер
гармоники.
Время открытия схемы селектора уста¬
навливается с помощью того же кварцевого
генератора. Для этого частота кварцевого
генератора делится для получения импуль¬
сов, разнесенных по времени, на промежут¬
ки, равные требуемому времени открытия
селектора.
Для деления частоты применяются схе¬
мы блокинг-генераторов, фантастроны,
мультивибраторы и другие схемы. На
рис. 8-4-2 приведен пример фантастронной
схемы деления частоты. Схема должна ра¬
ботать стабильно при изменении темпера¬
туры и питающих напряжений, и делитель
не должен срабатывать в отсутствие вход¬
ного импульса. Работа всех названных
схем деления зависит от постоянной вре¬
мени, которая на частотах ниже 10 гц ста¬
новится настолько большой, что сопротив¬
ление изоляции деталей схемы нарушает ее
работу. Поэтому часто для деления частоты
применяются пересчетные декады, у кото¬
рых отсутствует нижний предел рабочей
частоты.
В большинстве счетных измерителей ча¬
стоты имеются схемы самопроверки пра¬
вильности работы делительных, селекторных
и счетных каскадов. Временной селектор'
работает, как при измерении частоты, и ча¬
стота кварцевого генератора делится и из¬
меряется. Результат должен быть точным,,
хотя суммирующиеся фазовые сдвиги схе¬
мы деления и конечное время открытия и
закрытия схемы селекции могут дать ошиб¬
ку в ±1 знак. Такой проверкой не опреде¬
ляется правильность частоты кварцевого*
генератора, так как низкая частота кварца
приводит к увеличению времени открытия
селектора и оба явления взаимно уравно¬
вешиваются.
б) Работа пересчетной декады. Как по¬
казано на рис. 8-4-3, пересчетная декада
состоит из четырех пересчетных двоичных
ячеек («триггеров», «двухстабильных релак¬
саторов»). Выход каждой ячейки запускает
следующую ячейку; последняя ячейка по¬
дает сигнал на следующую декаду. /
Примем временно, что провод, обозна-
Рис. 8-4-3. Пересчетная декада.
а — схема, жирными линиями обозначены цепи сигнала и обратной связи; б — форма
волны на анодах ламп после подачи на сетки этих ламп импульса восстановления.
252
«ченный ^Восстановление», за¬
землен. Пусть 'в начальный мо
■мент все левые лампы прово¬
дят. Сетка проводящей лампы
соединена с точкой схемы,
имеющей положительное на¬
пряжение относительно катода,
но из-за падения напряжения
в цепи сетки имеет потенциал,
близкий к потенциалу катода.
При запирании сетка имеет от¬
рицательный потенциал около
50 в. Поэтому поступление на
триггер положительного им¬
пульса не влияет на состояние проводящей
.лампы; величина его должна превысить 50 в
для изменения состояния триггера. С дру¬
гой стороны, небольшой отрицательный им-
етульс усиливается проводящей лампой и
переводит триггер в противоположное со¬
стояние. Поэтому все запускающие им¬
пульсы должны быть отрицательными,
Первый входной импульс переводит
триггер 1 в другое положение, причем по¬
тенциал выходного (левого) анода повы¬
шается скачком. Скачок дифференцируется
цепочкой RC, но это не оказывает влияния
на триггер 2 по указанной выше причине.
(Второй импульс возвращает триггер 1
в первоначальное состояние; при этом по¬
нижение скачком потенциала его анода
дифференцируется, и возникающий отрица¬
тельный импульс переводит триггер 2 в про¬
тивоположное состояние. Триггер 1 продол¬
жает работать таким же порядком: один
отрицательный выходной импульс получает¬
ся в результате поступления двух импуль¬
сов на вход.
При поступлении четвертого импульса
выходной импульс второго триггера пере¬
водит третий триггер в противоположное
состояние, но понижение скачком потенциа¬
ла другого анода триггера 3 создает по¬
сле дифференцирования импульс, который
используется для вторичного перевода вто¬
рой ячейки в противоположное состояние.
•При отсутствии обратной связи это поло¬
жение вещей не возникало бы до шестого
входного импульса. Теперь же счет увели¬
чился на два.
Затем работа идет нормально до шес¬
того импульса, когда на действие схемы
оказывает влияние обратная связь между
триггерами 4 и 3. Таким образом, «есте¬
ственный» счет до шестнадцати (24= 16)
снижается с помощью обратных связей до
десяти и уже десятый импульс возвращает
все триггеры в исходное состояние.
Схема с обратными связями применя¬
ется на частотах до примерно 100 кгц. На
более высоких частотах в ячейках декады
накапливается задержка, что приводит
к необходимости применения усложнений,
таких, например, как селектированная по
времени обратная связь, при которой пер¬
вый триггер воздействует непосредственно
на четвертый. Применяется также жесткая
фиксация уровней потенциалов анодов и
сеток для уменьшения влияний времени
восстановления и старения ламп.
Восстановление схемы осуществляется
подачей положительного импульса большой
амплитуды на сетки всех левых ламп. Со¬
противление источника, дающего импульс,
должно быть мало для того, чтобы избе¬
жать разбаланса триггеров.
в) Индикация. Информация, накоплен¬
ная в пересчетной декаде, определяется
состояниями триггеров при закрытии селек¬
тора;' для индикации результата применя¬
ются различные системы: стрелочные при¬
боры, проградуированные от 0 до 9, вер¬
тикальные декады неоновых ламп, обозна¬
ченные цифрами от 0 до 9, и горизонталь¬
ные (линейные) индикаторы из ряда цифр,
по одной цифре на декаду.
Индикация на стрелочном приборе наи¬
более проста (|рис. 8-4-4). В каждом триг¬
гере один из анодов присоединен к сопро¬
тивлению и все четыре сопротивления? под¬
ведены к общему выходу, поступающему
на прибор. Сопротивления имеют величину,
обеспечивающую выходной ток, пропорцио¬
нальный значимости каждого триггера.
‘В декаде без обратной связи эти четы¬
ре тока возрастали бы вдвое, т. е. были бы
пропорциональны ряду 1, 2, 4, 8. Это был
бы чисто двоичный код, называемый иногда
кодом 8421. При наличии же обратной свя¬
зи, необходимой для создания декады из
четырех триггеров, значимость каждого
триггера меняется; так, пересчетная декада
рис. 8-4-3 имеет код 42121. Если каждое со¬
противление рассчитано на получение тре¬
буемого тока, то на выходе получится де¬
сять ступеней тока. Недостатками подобных
приборов являются сравнительно медлен¬
ное действие; нестабильность, связанная
с изменением характеристик ламп; утоми¬
тельность длительных отсчетов.
Индикаторы в виде вертикальных де¬
кад неоновых ламп широко применяются и
являются, возможно, идеальной формой ин¬
дикации. Каждая неоновая лампа питается
через сопротивление от анодов трех триг¬
геров, причем схема выполнена так, что од¬
на запертая и две открытые лампы соеди¬
няются с соответствующей неоновой лампой
для каждой индикации (рис. 8-4-5). Это
исключает возможность зажигания одно¬
временно более чем одной неоновой лампы.
Такая индикация действует мгновенно. До¬
стоинством ее является то, что, будучи по
существу позиционно-аналоговой, она по
форме является цифровой; это имеет боль¬
шое значение, так как времена индикации
и восстановления могут быть сделаны на¬
столько малыми, что индикация получается
практически непрерывной. Изменения ча¬
стоты входного сигнала проявляются как
253
Рис. 8-4-4. Схема индикации на стрелочном приборе.
Рис. 8-4-5. Схема индикации с помощью декады неоно¬
вых ламп, работающей по коду 4221.
медленное повышение или понижение поло¬
жения светящихся индикаторов, и направ¬
ление ухода частоты вполне наглядно.
Линейная индикация может быть вы¬
полнена следующим способом. Перед каж¬
дой неоновой лампой вертикальной декады
установлен фотоэлемент. При зажигании
неоновой лампы на соответствующий элек¬
трод газоразрядной цифровой индикаторной
лампочки подается напряжение. Каждый
электрод состоит из проволоки в форме
цифры от 0 до 9. Эти лампочки располо¬
жены по горизонтали.
Другим способом получения линейного
отсчета является декодирование четырех
выходов пересчетной декады с помощью
транзисторов или реле (рис. 8^4-6). Ток
проходит от общего входа декодирующей
схемы к одному из десяти выходов схемы
в зависимости от состояния четырех выхо¬
дов декады и поступает к одной из десяти
ламп проекционного индикатора. Каждая
лампа имеет фокусирующую линзу и экран
с вырезанной цифрой; цифра проектируется
на матовое стекло.
Индикация со стрелочным прибором
может быть модифицирована для получе¬
ния горизонтальной индикации. В этом слу-
Выходы
0123456789
чае подвижная система шриюо*
ра вместо стрелки снабжается
цифровым транспарантом €
цифрами от 0 до 9, двигаю
щимися в оптической системе
Соответствующая ци|фра про
ектируется на экран. Эта ин
дикация удобна в счетных из
мерителях частоты на транзи
сторах, где напряжения недо¬
статочны для рабогы неоновых
ламп.
Линейная индикация осо¬
бенно пригодна при однократ¬
ных отсчетах или в случаях
мало изменяющихся отсчетов.
Если входная частота меняется
быстро, то отсчет превращает¬
ся в мелькание цифр, что за¬
трудняет работу. Преимуще¬
ство аналогового характера
вертикальных индикаторных де¬
кад при (этом утрачивается,
г) Точность измерения. Счетные (циф¬
ровые) методы дают возможность произво¬
дить удобные и быстрые измерения частоты
и отрезков времени с высокой точностью.
С появлением транзисторов с. в. ч. и тун¬
нельных диодов скорость работы счетчиков
несомненно возрастет, а простота обраще¬
ния и компактность приборов позволят осу¬
ществлять измерения с точностью 1 • 10~7
даже в цеховых условиях.
д) Пример блок-схемы. На рис. 8-4-7
показана блок-схема восьмизначного счет¬
ного измерителя частоты (тип TF1345
ф. Маркони), а на рис. 8-4-8 — схема его
гетеродинного конвертора. Прибор изме¬
ряет частоты в диапазоне от 10 гц до
10 Мгц; с гетеродинным конвертором — до
220 Мгц. .Кратковременная стабильность
кварцевого генератора равна 3 • 10-8; уход
частоты за неделю не превышает 5-10-8.
Базу времени (время открытия селектора)
Рис. 8-4-6. Дешифратор в виде мат¬
рицы реле (или транзисторов), пре¬
образующий код 4221 в десятичную
индикацию.
Рис. 8-4-7. Блок-схема восьми¬
значного счетного измерителя
частоты.
1 — вход измеряемой частоты; 2 —
схема формирования импульсов; 3—
временной селектор; 4 — пересчет-
ные декады; 5 — кварцевый генера¬
тор; 6 — делители частоты (коэф¬
фициент деления от 10 до 105); 7 —
декадный делитель; '8 — триггер се¬
лектора; 9 — усилитель; 10— линия
задержки; 11 — схема восстановле¬
ния; 12 — генератор импульсов вре¬
мени индикации; 13 — переключаю¬
щий диод; 14 — «пуск»; 15 — «стою».
254
можно изменять от 1 мксек до 10 сек\ ма¬
лое время открытия позволяет лучше сле¬
дить за колебаниями частоты. Триггер се¬
лектора управляет его работой. После по¬
ступления первого импульса «пуск» после¬
дующие такие же импульсы не влияют на
состояние схемы. Между триггером селек¬
тора и селектором имеется цепь задержки.
Она задерживает открытие селектора на
время, необходимое для восстановления
пересчетных декад. С помощью импульсов
времени индикации, воздействующих на
схему переключающего диода, время индика¬
ции можно делать большим времени счета.
Реф. [Л. 61-4, 61-26].
8-4-2. Семизначный счетный измеритель
частоты на транзисторах.
а) Общее описание. Прибор имеет два
независимых входа. В цепи каждого входа
после аттенюатора включен усилитель по¬
стоянного тока. В зависимости от положе¬
ния переключателя рода работы после уси¬
лителя сигнал поступает на тот или иной
каскад блока управления селекторами. Ба¬
зу времени образуют кварцевый генератор
и семь декад деления. В блок индикатора
входят семь пересчетных декад и соответ¬
ствующие им индикаторные ступени.
В диапазоне от 0 до 1 Мгц усиленные
входные сигналы подаются на триггер
Шмитта, причем уровень срабатывания
триггера можно регулировать. База време¬
ни выдает последовательность импульсов,
частоту которых можно изменять декадно,
от 1 Мгц до 1 гц. Блок управления селек¬
торами получает импульсы в зависимости
от рода работы от триггеров Шмитта, вход¬
ных усилителей или от базы времени и соз¬
дает импульсы счета для пересчетных де¬
кад индикатора. Управление опросом инди¬
каторных ступеней, установка на нуль пере¬
счетных декад и образование выбранной
паузы при измерениях производятся также
блоком управления селекторами.
Кварц генератора базы времени поме¬
щен в термостат. Стабильность частоты
равна ±3 • 10-7 за неделю. В случае необ¬
ходимости можно подключить внешний
кварцевый генератор большей стабильности.
Паузу между измерениями можно плавно
регулировать в пределах от 0,1 до 5 сек.
Внешний запуск можно производить через
промежутки времени от 0,1 сек до оо.
Выдача результатов измерения с нако¬
пителя возможна в форме двоично-кодиро¬
ванных сигналов. Для запуска печатающего
устройства схема выдает управляющий им¬
пульс. Если запись результата очень корот¬
кого цикла измерения не закончена до на¬
чала следующего цикла, то по сигналу,
поступающему от записывающего устройст¬
ва, начало следующего цикла задерживается
б) Входной усилитель. Оба входных
усилителя совершенно идентичны. Примене¬
ние двух усилителей обеспечивает удобст¬
во измерения интервалов времени и отно¬
шения частот в раздельных цепях. Чувстви¬
тельность усилителей равна 100 мв \(действ,
знач.).
В схемах на транзисторах на первый
план выступает задача устранения темпера¬
турного дрейфа, особенно в первых каска-
Рис. 8-4-8. Схема гетеродинно¬
го конвертора частоты.
1 — вход измеряемой частоты; 2 —
преселектор; 3 — индикатор настрой¬
ки; 4 — смеситель; 5 — ко входу
счетного измерителя частоты; 6 —
захватываемый генератор; 7 — эта¬
лонная частота от счетного измери¬
теля.
дах усилителя. (Поэтому во входном усили¬
теле применены два кремниевых транзисто¬
ра, хотя они имеют сравнительно низкие
граничные частоты. При выбранной схеме
эмиттерного повторителя получился удач¬
ный компромисс между малым температур¬
ным дрейфом и необходимой шириной по¬
лосы.
На рис. 8-4-9 показана схема входного
усилителя. Два кремниевых и два герма¬
ниевых транзистора включены по схеме
моста. Транзистор Т5 служит для дальней¬
шего усиления. Дрейф Т5 компенсируется
с помощью противоположного остаточного
дрейфа мостовой схемы. Через эмиттерный
повторитель Г6 напряжение подается на
триггер Шмитта, собранный на диффузион¬
ных транзисторах Т.7 и Г8. Ограничение
уровня на входе триггера в пределах ±1 в
приносит пользу, когда входные напряже¬
ния имеют сильно отличающиеся формы
кривой. |Выходные импульсы усилителя по¬
даются на клемму прибора для осциллоско-
пического контроля выбранного уровня ог¬
раничения.
в) Блок базы времени. На рис. 8-4-1Q
приведена схема генератора, собранного на
транзисторе Т\ с кварцем. Через Т2 и Г3
получается выход синусоидальных колеба¬
ний. Триггер Шмитта возбуждается через
эмитерный повторитель Т4. Внешняя ча¬
стота подается на клемму ОЕ в форме си¬
нусоиды; подача питания на генератор при
этом прекращается.
Пересчетные декады делят частоту ге¬
нератора. Импульсные метки, следующие
с интервалами от 'Ю-6 до 10 сек, подаются
на блок управления селекторами.
При работе прибора в режиме «отно¬
шение частот» делительные декады блока
базы времени используются для декадного
деления сигналов, подведенных ко входу//.
Каскады генератора при этом не исполь¬
зуются.
г) Блок индикации. Результат счета
формируется в пересчетных декадах и по¬
дается на линейный индикатор из семи нео¬
новых цифровых ламп при автоматическом
опросе после окончания цикла измерения.
На рис. 8-4-L1 показана схема пере-
счетной декады. (Как видно из рис. 8-4-12,
255
BCZ11 осы* ОСЫ* ВС211 ОСЬ** OCbU AF118 AF118
0Д161 ОМ 61
Рис. 8-4-9. Схема входного усилителя. Выводы /, 2, 3, 4 соединяются с регулятором
уровня триггера.
импульсные напряжения являются подгото¬
вительными напряжениями для индикатор¬
ного блока. Выдача напряжений для внеш¬
ней регистрации результата счета осущест¬
вляется не из пересчетных декад, а путем
накопления в индикаторном блоке. Для
сброса результата счета предусмотрена по¬
дача на зажимы OS сигнала, управляемого
схемой частоты циклов измерений.
Для возбуждения неоновых цифровых
ламп применены лампы с холодным като¬
дом, они же служат для накопления резуль¬
тата измерений.
д) Блок управления селекторами. С по¬
мощью этого блока можно устанавливать
восемь видов работы: «счет», «выключено»,
«проверка», «частота», («частотах/г», «отно¬
шение», «период», «время». Работу блока
поясняет схема рис. 8-4-13. Схема содержит
каскады управляющего селектора ST,
управляющего мультивибратора SM, селек¬
тора индикатора ТА, селектора делитель¬
ных декад ТТ и селектора пересчетных де¬
кад ZT. 'Каскады ST, ТТ и ZT выполнены
одинаково.
Выходы ТТ и ZT управляют непосред¬
ственно j1 -мегагерцными декадами базы
времени и блоком индикации. Переключаю¬
щий транзистор ТА управляет работой се¬
лекторной лампы, находящейся в индика¬
торном устройстве.
Далее схема содержит каскады пер¬
вого моновибратора '(одностабильного ре¬
лаксатора) ЕМ, второго моновибратора ZM,
смесителя MS, сброса NS, индикаторного
моновибратора AM и переочетной декады
TS\ последняя служит для селекции меток
времени. Индикаторный моновибратор AM
создает импульс опроса для блока индика¬
ции. С помощью моновибраторов ЕМ и ZM
получается пауза при повторяющихся из¬
мерениях. Б смесителе MS вырабатывается
сумма задержек в ЕМ и ZM, в течение ко¬
торой не должно быть измерения.
Диаграмма рис. 8-4-il4 поясняет вре¬
менные соотношения при виде работы «ча¬
стота».
|В усилителе 1 из колебаний измеряе¬
мой частоты образуются импульсы. Первый
импульс запускает в момент времени to
мультивибратор SiM через открытый с по¬
мощью MS селектор ST. При этом с по¬
мощью SM открываются селекторы ТТ и
ZT и импульсы генератора попадают через
Рис. 8-4-10. Схема генератора. Выводы С, В, Е соединяются с кварцем.
256
селектор ТТ в декады делителя.
В зависимости от установки переклю¬
чателя базы времени в момент вре¬
мени t\ на выбранную декаду делите¬
ля подается импульс, формируемый
в каскаде TS. Задний фронт импуль¬
са селектора TS переводит управ¬
ляющий мультивибратор SM в исход¬
ное положение и определяег этим
конец времени селекции и измерения.
За время от to до t\ плюс длитель¬
ность импульса обратного включения
0,2 мксек измеряемые импульсы от
усилителя 1 поступают через селек¬
тор ZT в пересчетные декады блока
индикации. Начало времени селекции
связано с измеряемыми импульсами
интервалом в ‘1 мксек. Этим снижа¬
ется обычная погрешность результа¬
та счета в ± 1 импульс, особенно при
измерении низких частот.
В момент времени t\ передний
фронт импульса обратного включе¬
ния от TS запускает также монови¬
братор ЕМ. Индикаторный монови-
братор AM запускается с небольшой
задержкой в 15 мксек после t\. Ре¬
зультат счета, образованный в пере-
счетных декадах, передается вместе
с импульсом опроса от AM в инди¬
каторный блок и обеспечивает опти¬
ческую индикацию и дальнейшую ре¬
гистрацию. При повторяющихся из¬
мерениях ЕМ опрокидывается через
фиксированное время задержки в
40 мсек и возбуждает при этом мо¬
новибратор ZM. Время задержки,
вырабатываемое в ZM, можно непре¬
рывно менять с помощью регулятора
частоты измерений. Временная сумма
задержек от ЕМ и ZM получается
в каскаде MS, и в течение времени
от t\ до 4 управляющий селектор ST
заперт. Новое измерение можно на¬
чать только после момента време¬
ни t0.
•При единичных и управляемых
извне измерениях частоты ЕМ запу¬
скается импульсом обратного вклю¬
чения от TS. Моновибратор ЕМ при
этом включается, как биви'братор
(двухстабильный релаксатор), поэто¬
му ЕМ не опрокидывается самостоя¬
тельно, Обратное включение ЕМ
можно осуществить импульсами от
ключа или специальной клеммы.
Установка на нуль всех декад
осуществляется в момент t2 по исте¬
чении времени задержки с помощью
ЕМ. При повторных измерениях уста¬
новка на нуль происходит через
40 мсек после окончания времени се¬
лекции. Пер. (J1. 62-80].
8-4-3. Счетный измеритель часто¬
ты на транзисторах с повышенной
помехоустойчивостью. Особенностью
прибора является наличие -на входе
схемы, обеспечивающей нормальную
работу при колебаниях -входных на¬
пряжений в пределах 50 мв — 50 в
(действующее значение) без переклю¬
чений. При этом ошибочные измере-
Рис. 8-4-11. Схема пе-
ресчетной декады на
транзисторах.
17—1719
257
Рис. 8-4-14. Диаграмма
импульсов к рис. 8-4-13.
Рис. 8-4-12. Диаграмма им¬
пульсов к рис. 8-4-11.
ния из-за недостаточности входного напря¬
жения невозможны; счет будет -правильным
или его не будет совсем. Вместе с тем .прибор
в известных пределах мало чувствителен к
побочным сигналам и модуляции сигнала
(например, фоном сети). Действие схемы
сводится к тому, что, когда на вход посту¬
пает сигнал, на который еще может реаги¬
ровать триггер, чувствительность автомати¬
чески возрастает настолько, что триггер
работает уверенно.
Из общих характеристик прибора мож¬
но отметить: частоты от 10 гц до 1 Мгц
измеряются с точностью б • 10-6; среднее
значение погрешности частоты опорного ге¬
нератора равно ±2*10~6. Реф. [JT. 62-81].
8-4-4. Счетный измеритель частоты с не¬
прерывной цифровой индикацией. Система
основана на использовании реверсивных
двоичных счетчиков. "Входная частота пре¬
образуется в соответствующую последова¬
тельность импульсов и подается на вход,
«сложение» счетчика, а вторая последова¬
тельность импульсов, средняя частота ко¬
торых пропорциональна числу накопленных
импульсов, подается на вход «вычитание».
При равновесии число в накопителе про¬
порционально входной частоте; оно пока¬
зывается непрерывно индикатором. Реф.
(Л. 63-7].
8-4-5. Некоторые узлы счетных измери¬
телей частоты.
а) Счетные лампы с переключением
луча. Счетные лампы могут непосредствен¬
но показывать результат счета на газораз¬
рядных цифровых лампах при частоте им¬
пульсов до 1,2 Мгц. Счетные лампы явля¬
ются вакуумными распределителями посто¬
янного тока на 10 направлений. Лампа
(рис. 8-4-15) имеет 10 одинаковых элек¬
тродных систем, расположенных радиально
вокруг центрального катода. Каждая систе¬
ма содержит лопатку, формирующую элек¬
тронный пучок, сетку, переключающую пу¬
чок с одной мишени на другую, и мишень
(выходной электрод) с небольшим стержне-
258
Рис. 8-4-13. Блок-схема устройства при работе в режиме «частота».
Рис. 8-4-15. Счетная лам¬
па с переключением
луча.
а — общий вид: б — попереч¬
ный разрез; 1 — катод; 2 —
лопатка; 3 — мишень (вы¬
ходной электрод и магнит);
4 — переключающая сетка
(нечетная); 5 — переклю¬
чающая сетка Учетная);
6 — защитная сетка.
вым магнитом. Каждый поступающий на
лампу импульс вызывает переключение
пучка электронов с одной мишени на сле¬
дующую. В результате одна счетная лампа-
переключатель заменяет работу от 8 до 20
вакуумных ламп или транзисторов в схе¬
мах пересчетных декад. В некоторых слу¬
чаях эта лампа превосходит транзисторы
в отношении мощности, скорости, надежно¬
сти и стоимости.
б) Цифровые индикаторные лампы. Эти
газоразрядные лампы с холодным катодом
содержат набор электродов в форме цифр
от 0 до '9 (рис. *8-4-16). (После того как на
требуемую цифру подано отрицательное
напряжение, возникает газовый разряд, ос¬
вещающий эту цифру. Для получения до¬
статочной яркости постоянный ток катода
должен быть около 2 ма. Пример характе¬
ристики цифровой лампы показан на рис.
8-4-17.
На рис. 8-4-18 показано, как одна лам¬
па-переключатель используется для замены
18 транзисторов и 40 диодов.
В этой схеме пересчетной декады имеет¬
ся лишь один входной триггер на двух
триодах.
в) Записывающее устройство для счет¬
ного измерителя частоты. Пример записы¬
вающего устройства показан на рис. <8-4-19.
17*
Рис. 8-4-16. Индикаторная
цифровая лампа (типа
«Никси»).
Оно состоит в основном из механизма, пе¬
чатающего на бумаге через красящую лен¬
ту, приводимого в действие мотором. В ме¬
ханизме имеется Ы одинаковых цифровых
колес и 11 схем для установки цифровых
колес в соответствии с отсчетом, поступа¬
ющим от счетного измерителя частоты.
По команде, поступившей от счетного
измерителя, муфта сцепляет ось печатаю¬
щих колес с мотором. Каждое цифровое
колесо вращается до тех пор, пока связан¬
ный с ним вращающийся переключатель не
получит от контакта отрицательное напря¬
жение. Это отрицательное напряжение на
сетке Л\ запирает ее анодный ток и вы¬
ключает питание электромагнита, удержи¬
вающего собачку храповика в поднятом
состоянии: цифровое колесо останавливает¬
ся в правильном положении для печатания
цифры. Скорость печатания достигает пяти
строк в секунду. Реф. |[J1. 61-17].
8-4-6. Другие методы и устройства.
Подробное описание действия электрон¬
ных счетчиков импульсов, счетных измери¬
телей частоты и отдельных узлов этих при¬
боров, см. {Л. 62-129].
Рис. 8-4-17. Характеристика цифровой
лампы, показанной на рис. 8-4-16.
259
Обзор новых цифровых
приборов, см. [J1. 61-1146].
Различные применения
электронных счетчиков импуль¬
сов в измерительной технике,
см. |[Л. 60-133].
Описание счетных измери¬
телей частоты, см., .например,
[Л. 60-131, 61-17, 60-6, 59-108,
60-132, 55-21].
Комбинированный элек¬
тронно-электромеханический
счетчик импульсов с макси¬
мальной скоростью счета
5000 имп!сек, см. J7I. 62-82].
Измерение частоты с по¬
мощью дискриминатора, осно¬
ванного на принципе совпаде¬
ний двух последовательностей
импульсов одинаковой частоты
повторения, но сдвинутых по
времени одна относительно
другой, см, [Л. 62-83].
Рис. 8-4-19. Схема цифропечатающего устройства для
счетного измерителя частоты.
8-5. ИЗМЕРЕНИЕ МГНОВЕННОГО
ЗНАЧЕНИЯ ЧАСТОТЫ
8-5-1. Измерение мгновенного значения
частоты интерферометром с. в. ч. На
рис. 8-5-1 показана принципиальная схема
дискриминатора частотной модуляции коле¬
баний в импульсе в. ч.
Импульс, подаваемый от генератора /,
поступает в кольцевую линию передачи;
2 — аттенюаторы; индикатор 3 связан с ли¬
нией в точке, находящейся на расстоянии
х от точки 0, расположенной на одинаковом
удалении от точки питания. Индикатор со¬
стоит из детектора, видеоусилителя и ос¬
циллоскопа. Дискриминатор преобразует из¬
менение частоты в течение импульса в. ч. или
изменение частоты непрерывных волн в из¬
менение амплитуды на входе индикатора.
Анализ и эксперименты показывают,
что метод практически обеспечивает изме¬
рение частоты и ее стабильности за время
радиолокационного импульса. Реф.
{Л. 57-13].
8-5-2. Измерение мгновенного значения
качающейся частоты методом интерферо-
260
Рис. 8-4-18. Схема пересчетной /декады и индикатора, в которой црименена одна пере¬
ключающая лампа и 10 цифровых индикаторных ламп.
Рис. 8-5-1. Принципиальная схема интер-
ферометрического дискриминатора ча¬
стотной модуляции колебаний с. в. ч.
в импульсе.
метра. Высокочастотная часть прибора
представляет собой кольцевую линию пере¬
дачи, в которой устанавливаются интерфе¬
ренционные максимумы и нули. При изме¬
нении частоты интерференционная картина
сдвигается мимо детекторов, на выходе ко¬
торых получаются две огибающие интер¬
ференционной картины, находящиеся друг
относительно друга и относительно частоты
сигнала в определенном фазовом соот¬
ношении.
Эти интерференционные картины дают
возможность определить значение частоты
сигнала независимо от колебаний его уров¬
ня и скорости изменения частоты. Сущест¬
вуют различные способы выделения инфор¬
мации, содержащейся в этих «сигналах»,
с помощью логических схем. Пример блок-
схемы подобного устройства показан на
рис. 8-5-2.
Высокочастотный спектр делится на
произвольное число участков, и схема вы¬
рабатывает импульсы, соответствующие
этим участкам. Импульсы поступают в ло¬
гические схемы, выдающие дискретную ин¬
формацию в цифровой форме о частоте
сигнала. Эта информация пригодна, напри¬
мер, для модуляции каналов связи в теле¬
метрии или для других видов передачи
данных. Реф• [Л. 59-30].
8-5-3. Измерение мгновенной частоты
частотно-модулированных колебаний. Опи¬
саны четыре метода измерения мгновенного
значения быстро изменяющейся частоты в
диапазоне 150 кгц— 2 Мгц с точностью до
±5 • 10-4 (1при мгновенной скорости изме¬
нения частоты, равной 5 • 106 гц/сек): ме¬
тод селектирования, метод стробирования,
метод двухканального гетеродинирования и
фазовый метод [Л. 56-104].
8-5-4. Измерение мгновенного значения
частоты в ускорителях ядерных частиц. Для
определения мгновенного значения быстро
изменяющейся частоты с точностью, напри¬
мер, 0,1% при 300 кгц и при скорости из¬
менения частоты 3-I107 гц/сек отмечают
момент прохода быстро изменяющейся ча¬
стоты через некоторое фиксированное зна¬
чение путем наблюдения биений измеряе¬
мой частоты с опорным сигналом. Реф.
(Л. 62-2].
Рис. 8-5-2. Схема высокочастотной части
устройства для измерения мгновенного зна¬
чения качающейся частоты.
1—интерференционная петля; 2 — генератор в. ч.;
3 — изолятор; 4 — опорный настраиваемый резо¬
натор; 5 — огибающая автоматического смещения.
8-5-5. Измерение ухода частоты при
установлении колебаний в импульсе. Иссле¬
дуемое колебание подается на вертикально
отклоняющие пластины осциллографа с ли¬
нейной ждущей разверткой, частота повто¬
рения которой равна частоте повторения
колебания. На экране получается изображе¬
ние высокочастотного импульса. Луч осцил¬
лографа модулируется по яркости коротки¬
ми импульсами, частота повторения кото¬
рых равна опорной частоте. Подсвеченные
точки будут неподвижны на экране, если
опорная частота и частота колебания крат¬
ны, что реализуется стабильным по фазе
делением опорной частоты. Подбором фазы
подсветка устанавливается на нулевую ли¬
нию. При уходе частоты линия подсветки
искривляется, уходя от оси. Извл. из
{Л. 61-145].
8-6. ИЗМЕРЕНИЕ ДОППЛЕРОВСКОГО
СМЕЩЕНИЯ ЧАСТОТЫ
8-6-1. Измерение мгновенной частоты
по биениям. Данный метод использует бие¬
ния между измеряемым колебанием меня¬
ющейся частоты f(t) и гетеродинным коле¬
банием постоянной частоты /&. В результате
взаимодействия обоих колебаний в смеси¬
теле образуются колебания разностной ча¬
стоты f(t)—if л, которые отфильтровываются
интегрирующей ячейкой и поступают на
схему, регистрирующую положение нулей.
Форма колебаний разностной частоты при
постоянной амплитуде измеряемого колеба¬
ния изображена на рис. 8-6-1 >(ui). Если не¬
линейность изменения частоты f(t) доста¬
точно мала, нули щ располагаются симмет¬
рично относительно момента совпадения ча-
Рис. 8-6-1. Форма колебаний на входе (щ)
и выходе ,(и2) интегрирующей ячейки.
261
Рис. 8-6-2. Блок-схемы системы измерения
допплеровского сдвига частоты при приеме
сигналов спутников
а — запись сигнала; б — измерение частоты; в —
схема синфазного генератора; 1 — приемник; 2 —
магнитофон; 3 — канал сигнала; 4 — канал хрони¬
рования; 5 — микрофон; 6 — кварцевый генератор;
7 — генератор меток; 8— синтезатор; 9 — полосо¬
вой фильтр; 10— синфазный генератор; 11 — счет¬
чик; 12 — индикатор; 13 — селектор; ’ 14 — схема
выделения хронирующих импульсов; 15 — вход;
16 — усилитель; 17 — фазовращатель на 90°; 18 —
индикатор синфазности; 19 — фазовый детектор;
20 — интегрирующий усилитель; 21 — генератор,
управляемый напряжением; 22 — выход.
стот (когда fi(\tk) =fk) и этот момент можно
определить как среднее значение абсцисс
f и t" симметричных нулей щ:
По мере изменения мгновенного значения
измеряемой частоты частота гетеродинного
колебания переключается ступенями. Полу¬
ченные значения моментов совпадения ча¬
стоты th позволяют построить кривую из¬
менения частоты во времени. Этот метод
был предложен для измерения допплеров¬
ского смещения частоты при приеме сигна¬
лов спутников земли. Извл. из ![Л. .60-130].
8-6-2. Измерение допплеровского сдвига
частоты при приеме сигналов спутников.
Работы проводились в диапазоне 20—
324 Мгц на радиоиспытательной станции
в Слоу (Англия). Исследовались передачи
многих спутников с целью получения ин¬
формации об орбите и исследования рас¬
пространения радиоволн. Приходящий сиг¬
нал в. чх. поступает на приемник вместе
с опорным сигналом известной частоты
местного генератора. Получающуюся часто¬
ту биений записывают на магнитную лен¬
ту. Промежуточная частота обычно должна
лежать в диапазоне от 4Q0 до 3 000 гц.
При передачах спутников на частотах 20 и
40 Мгц, когда общий сдвиг частоты ,не пре¬
вышает 900 и 1 800 гц соответственно, ука¬
занную низкую частоту получить легко; но
на более высоких частотах передачи,
а именно на 64, 108 и 3'24 Мгц, сдвиг ча¬
стоты достигает нескольких килогерц. Тог¬
да следует или выбирать более широкую
полосу приемника, или опорную частоту
нужно сдвигать ступенями во время про¬
хождения спутника, что создает трудности
при анализе записи. Поэтому в данном
устройстве частота опорного сигнала ме¬
няется автоматически, что позволяет иметь
приемник с узкой полосой. Такой способ
облегчает также дифференциальные доп¬
плеровские измерения на двух частотах пе¬
редачи, находящихся в гармоническом со¬
отношении.
На рис. 8-6-2,а приведена блок-схема из¬
мерительного устройства. Как указано вы¬
ше, опорный сигнал усиливается вместе
с сигналом спутника и создает частоту бие¬
ний в детекторе приемника. Последняя за¬
писывается на магнитную ленту и анализи¬
руется. Частота сигнала получается путем
измерения записанной частоты и добавле¬
ния ее к известной опорной частоте. Опор¬
ная частота генерируется синтезатором,
стабильность кварцевого генератора кото¬
рого равна 1 • 10~8. Необходимые частоты
до 1 000 Мгц создаются ступенями в 1 кгц
или меньше. Частота записанного сигнала
изменяется при «проигрывании» магнит¬
ной ленты путем управления синфазным
генератором, частота которого непрерывно
следует за частотой сигнала и показывает¬
ся счетным измерителем (рис. 8-6-2,б), это
обеспечивает снижение помех и постоянст¬
во амплитуды сигнала. Хронирующие се¬
кундные импульсы, записанные на второй
дорожке ленты магнитофона, отделяются
от записи речи и поступают на селектор
счетчика. Последний открывается первым
импульсом, запирается вторым и показы¬
вает число периодов сигнала, записанных
точно в il сек. Счетчик считает в течение
31 /2 сек, после чего он устанавливается на
нуль, чтобы быть готовым начать счет на
шестом импульсе. Таким образом, один от¬
счет получается каждые 5 сек.
Блок-схема синфазного генератора по¬
казана на рис. 8-6-2,в. Сигнал с магнитной
ленты усиливается и делится на два сиг¬
262
нала, фазы которых сдвинуты на 90°. Каж¬
дый из этих сигналов усиливается отдель¬
но и подается на диодный фазовый детек¬
тор. Опорный сигнал к каждому детектору
поступает от генератора, управляемого на¬
пряжением. Выход одного из детекторов
усиливается и управляет частотой генера¬
тора, которая, таким образом, поддержи¬
вается равной частоте входного сигнала.
Реф. (Л. 61-68].
8-7. РЕЗОНАНСНЫЕ МЕТОДЫ
ИЗМЕРЕНИЯ ЧАСТОТЫ
8-7-1. Обзор резонансных методов,
а) Частота и длина волны. Частота f и
длина волны X электромагнитных колеба¬
ний связаны между собой уравнением
где с — скорость распространения в данной
'Среде.
Скорость распространения в среде, не
имеющей потерь,
1
с =
vV
где jli — абсолютная магнитная проницае¬
мость; е — абсолютная диэлектрическая
проницаемость.
Магнитная и электрическая постоянные
свободного пространства
1л4гн/м]=4 л • 10-7;
гЛф/м]= 1/36 я - 10-9
а скорость распространения в свободном
пространстве (а также, с большим прибли¬
жением, в воздухе) равна:
с0 [м/сек] =
1
= 3-108.
В большинстве случаев практики jj, =
|Ы=1 и
с 0 3-108
с [м/сек] = —= = ——.
J /ег Увг
Из уравнения видно, что чем больше ди¬
электрическая проницаемость, тем меньше
скорость распространения.
Длина волны
1П 3'108
X [м] =
f vrr'
•(Скорость распространения электромагнит¬
ных волн в воздухе обычно принимается
равной 2,99095 • 108 м/сек при 18° С и 70%
относительной влажности. Измерения, про¬
веденные в 1954 г., дали цифру 299 793±
± 1 км/сек. Если измерения производятся
с точностью, не превышающей трех знаков,
то обычно принимают значение 3 • 108
.м/сек.)
Для сред, отличных от воздуха,
V^Tr'
где jir= М'/М'О — относительная магнитная
проницаемость среды фавная отношению
магнитной индукции в данной среде к этой
же величине в воздухе при равной напря¬
женности магнитного поля); ег = е/ео — от¬
носительная диэлектрическая проницаемость
среды (равная отношению емкости конден¬
сатора с данным материалом в качестве
диэлектрика к емкости вакуумного конден¬
сатора).
Из уравнения видно, что при данной ча¬
стоте длина плоской электромагнитной вол¬
ны укорачивается, если среда, в которой
происходит распространение, отличается от
свободного пространства или воздуха.
б) Резонансные волномеры. Резонанс¬
ный волномер в простейшем виде состоит
из настраиваемого колебательного контура,
слабо, связанного с источником колебаний
и с индикатором тока. При малых значе¬
ниях сопротивления контура, т. е. при вы¬
соких значениях добротности, резонансная
частота
1
^ = 2л V"LC
и волномер может быть прокалиброван при
различных установках L или С. Калибров¬
ка производится настройкой контура в ре¬
зонанс по максимуму тока индикатора или
отметкой частот по обеим сторонам резо¬
нансной частоты, для которых показания
прибора одинаковы.
Волномер реактивного типа представ¬
ляет собой колебательный контур, связан¬
ный с источником колебаний; индикатором
резонанса является прибор в схеме генера¬
тора, частота которого измеряется. В мо¬
мент резонанса анодный ток генератора
возрастает, а сеточный ток спадает.
Резонансные волномеры используются
на частотах, достигающих 500 Мгц. Точ¬
ность их лежит в пределах от 0,1 до 3%,
хотя некоторые волномеры специальной
конструкции имеют точность порядка 0,05%.
Кварцевые резонаторы. Кристаллы квар¬
ца специального среза, смонтированные
в кварцедержателях, могут быть использо¬
ваны для измерения частоты. На рис.
8-7-1,а приведен пример схемы такого
устройства, а на рис. 8-7-1,б — график за¬
висимости выпрямленного анодного тока от
частоты.
В другом варианте кварцевый резона¬
тор включается параллельно конденсатору
контура волномера, настроенного приблизи¬
тельно на ту же частоту; крутизна резо¬
нансной кривой волномера в этой точке за¬
метно возрастает.
Волномеры с контуром типа «бабочка»
с успехом применяются на частотах, боль¬
ших нескольких сотен мегагерц, на которых
использование обычных контуров затрудни¬
тельно по следующим причинам: 1) непо¬
стоянство контактов в переменной индук¬
тивности; 2) трудность осуществления ма¬
лых индуктивностей; 3) большие потери
в конденсаторе.
263
Рис. 8-7-1. Измеритель ча¬
стоты с кварцевым резона¬
тором.
Резонаторы «бабочка» обычно имеют
диапазон настройки с отношением от 3 : 1
до 5:1. При соответствующей форме ро¬
торных пластин можно получить линейную
или логарифмическую зависимость от ча¬
стоты.
в) Измерение длины волны методами
стоячей волны. Система Лехера. На часто¬
тах от нескольких мегагерц дс/, приблизи¬
тельно, 3 000 Мгц можно пользоваться для
измерения частоты (с точностью порядка
0,1%) двухпроводной линией передачи,
обычно разомкнутой на обоих концах.
Источник колебаний, частота которых изме¬
ряется, слабо связан -с линией, *по которой
распространяется -волна типа ТЕМ. Пере¬
менный конденсатор, включенный на вход¬
ные зажимы, служит для -смещения стоя¬
чей волны. Процесс измерения заключается
в перемещении короткозамыкателя с вклю¬
ченным б него термолрибором вдоль линии
и определении расстояний между максиму¬
мами. (Для уменьшения общего -сопротив¬
ления и увеличения остроты резонанса па¬
раллельно прибору может быть включен
низкоомный шунт.) Расстояние между со¬
седними максимумами тока равно половине
длины -волны. Небольшая ошибка измере¬
ния (порядка 0,1—0,5%) вызывается поте¬
рями в линии и отклонением скорости рас¬
пространения от значения, соответствую¬
щего свободному 'пространству.
Измерение длины волны с помощью
измерительной линии. При наличии стоячей
волны в измерительной линии относитель¬
ная интенсивность электрического поля
определяется с помощью зонда, передвигае¬
мого вдоль щели; это позволяет измерять
расстояния между узлами напряжения.
Дли-на волны в линии равна расстоя¬
нию между минимумами, расположенными
через один. Для определения положения
минимума рекомендуется делать два отсче¬
та х\ и х2, соответствующие одинаковому
уровню мощности по обе стороны измеряе-
6)
Рис. 8-7-2. Схемы соединений при измере¬
нии длины волны с помощью измеритель¬
ной линии.
а —- общая схема; б — источник сигнала большой
мощности; в —сигнал модулирован низкой ча¬
стотой; 1 — источник сигнала; 2 — измерительная
линия; 3 — нагрузка с большим к. с. в.; 4 — де¬
тектор-индикатор; 5 — направленный ответвитель;
6 — нагрузка источника сигнала; 7 — фиксирован¬
ный аттенюатор; 8 — согласователь; 9 — детектор,
усилитель н. ч., индикатор.
мого минимума. Среднее из двух отсчетов
дает положение минимума.
При 'прецизионных измерениях измери¬
тельные линии калибруются для исключе¬
ния ошибки, вносимой концами щели.
Осно-вная схема измерения длины вол¬
ны с помощью измерительной линии пока¬
зана на рис. 8-7-2,а. Комплект применяемой
аппаратуры зависит главным образом от
источника сигнала; различные варианты
комплектов показаны на рис. 8-7-2 и 8-7-3.
Измерив длину волны в линии, можно
определить длину волны в свободном про¬
странстве или частоту по известным форму¬
лам (см., -например, {Л. 60-101]). Описан¬
ным методом можно измерять длину вол¬
ны с точностью, лучшей чем 0,1%. Однако
на точность измерения влияют амплитуда
стоячей волны, глубина погружения зонда,,
относительное содержание гармоник в гене¬
раторе, .паразитная частотная модуляция
генератора, неточность изготовления изме¬
рительной линии и разрешающая способ¬
ность механизма передвижения зо.нда, т. е.
наименьшее перемещение зонда, которое
можно измерить.
г) Волномеры с коаксиальными резона¬
торами. Отрезок коаксиальной линии, за¬
мкнутый на одном конце и снабженный
передвижным короткозамыкателем и эле¬
ментом связи, может быть использован как
волномер для с. в. ч. Этот отрезок линии,.
264
Рис. 8-7-3. Схемы соединений при измере¬
нии длины волны с помощью измеритель¬
ной линии (продолжение).
г — использоваиие приемника; д — использование
анализатора спектра при сигнале высокого уров¬
ня; в — использование анализатора спектра при
сипнале низкого уровня.
Обозначения те же, что на рис. 8-7-2.
10 — смеситель; И — гетеродин; 12 — у. п. ч
13 — анализатор спектра.
замкнутый накоротко с обоих концов, резо¬
нирует при длине контура, равной целому
числу полуволн.
Можно использовать также отрезок
коаксиальной линии, разомкнутый на одном
конце и замкнутый накоротко на другом.
В этом случае резонанс возникает при
длине коаксиальной линии, равной А/4 или
нечетному числу Л/4 (Л — длина волны
в волноводе). Еще одним вариантом яв¬
ляется отрезок коаксиальной линии с ем¬
костной нагрузкой на конце центрального
проводника. Настройка осуществляется или
изменением длины короткозамкнутой ли¬
нии, или изменением эффективной емкости
между концом внутреннего провода и
внешним проводом коаксиальной линии. На
рис. 8-7-4 приведена универсальная кривая
настройки коаксиального резонатора, на¬
груженного чистой емкостью. При больших
значениях С кривая нелинейна. Однако
графики калибровки волномеров обычно
отклоняются от универсальной кривой,
так как полное сопротивление нагрузки не
может быть представлено одним конденса¬
тором, а представляется емкостью С, парал¬
лельно которой включена индуктивность L
и емкость С2. Поэтому волномеры этого
типа обычно калибруются в зависимости
Рис. 8-7-4. Универсальная кривая на¬
стройки коаксиального резонатора, на¬
груженного емкостью.
от длины резонатора или глубины введе¬
ния поршня.
Погрешность коаксиальных волноме¬
ров обычно лежит в пределах от 0,005%
до 0,1% и зависит от конструкции и точ¬
ности калибровки. При точных измерениях
частоты волномерами с коаксиальными и
объемными резонаторами необходимо исклю¬
чать ошибки, вызванные содержанием па¬
ров воды в резонаторе. Влага вызывает
изменение диэлектрической проницаемости
среды и может внести погрешности порядка
сотых долей процента. Известна номограм¬
ма (см., например, [J1. 60-102]), дающая по¬
правку к отсчету частотомера, калибровка
которого проводилась при окружающей
температуре 25° С и относительной влаж¬
ности 60%. Влияние влажности может быть
устранено путем герметизации резонатора и
откачки его или путем наполнения сухим
инертным газом.
Коаксиальные резонаторы используются
главным образом в низкочастотной части
диапазона с. в. ч., так как на этих частотах
габариты их меньше, чем цилиндрических
полых резонаторов. На более высоких ча¬
стотах добротность коаксиальных резона¬
торов ограничена необходимостью сниже¬
ния их радиуса во избежание возбуждения
колебаний высшего типа, частота которых
3-104
f[Mz4]=n(rr+r2y
где г\ и т2 — радиусы проводников в сан¬
тиметрах.
Диапазон настройки коаксиальных вол¬
номеров с короткозамыкателем, имеющим
контактные пружины, относительно велик,
например от 3:1 до 7:1. Нижний предел
частот обычно лимитируется размером и
весом волномера. Кроме того, в некоторых
конструкциях возможный изгиб внутрен¬
него проводника и вызванное этим измене¬
ние типа колебаний ставят предел со сто¬
роны низких частот.
В прецизионных волномерах высокой
добротности, выполняемых в виде коа¬
ксиальных резонаторов, нагруженных ем¬
костью, обычно применяются бесконтакт¬
ные короткозамыкающие поршни. Однако
диапазон рабочих частот бесконтактного
поршня невелик, обычно не более 2:1.
Верхний предел частот волномера опреде¬
ляется размерами резонатора; последние
265
Рис. 8-7-7. Схемы включения
волномера с объемным резона¬
тором в главную линию.
должны быть такими, чтобы при полностью
выдвинутом поршне не -поддерживались
'колебания иных типов, кроме типа Я010.
При этом максимальная частота
тае d — диаметр резонатора .в сантиметрах.
При введении поршня в резонаторе уста¬
навливаются колебания гибридного типа,
состоящие в основном из колебаний
типа ТЕМ в -коаксиальной части резона¬
тора и типа Ною -в концевой части резона¬
тора.
д) Волномеры с объемными резонато¬
рами. На средних и высоких частотах диа¬
пазона с. в. ч. часто используются цилин¬
дрические объемные резонаторы, имеющие
значительный ход поршня и высокую доб¬
ротность; обычно 'применяются колебания
типов #оц и #ц 1 (рис. 8-7-5). Колебания
типа #оп имеют очень простую конфигура¬
цию ноля и характеризуются отсутствием
токов проводимости в соединении торцов
^с цилиндрическими стенками резонатора,
что позволяет применять простую бескон¬
тактную торцовую плату для изменения
длины цилиндра. Кроме того, при этой
конфигурации поля достигается очень вы¬
сокая добротность.
При некоторых условиях в таком резо¬
наторе могут возникнуть нежелательные
типы колебаний. Они должны 'быть подав¬
лены; .в противном случае они (могут сни¬
зить добротность резонатора и даже вы¬
звать паразитные резонансы. Однако и
Источник
Рис. 8-7-6. Волномер с объ¬
емным резонатором, вклю¬
ченный по «реактивной»
схеме.
при этой предосторожности диапазон ча¬
стот ограничен тем значением, при котором
еще не возбуждаются колебания ближай¬
шего высшего типа #0щ.
Резонаторы с колебаниями типа #пь
имеющие 'высокую добротность, могут
перекрыть весь диапазон данного волно¬
вода. При этих колебаниях поршень дол¬
жен обеспечить прохождение токов между
цилиндрической и торцовой стенками. Связь
должна быть выбрана такой, чтобы колеба¬
ния типа #оп не ‘возбуждались. Пример
включения волномера в линию по «реактив¬
ной» схеме показан на рис. 8-7-6. Волномер
может быть связан с основным волноводом
через волноводный тройник в плоскости Е.
Длина ответвления выбирается такой, что¬
бы на частотах, далеких от резонанса,
мощность, отдаваемая в нагрузку, 'была ма¬
ксимальна, т. е. полное сопротивление входа
волномера было бы равно волновому со¬
противлению основного волновода. При на¬
стройке волномера в резонанс мощность,
отдаваемая в индикатор-нагрузку, резко
снижается.
Подобное же устройство связи для
коаксиальных линий выполняется в виде
четвертьволнового отрезка линии. При ре¬
зонансе шунтирующее сопротивление равно
резонансному сопротивлению объемного
контура и мощность, отдаваемая в согла¬
сованную нагрузку-индикатор, минимальна.
Две простые схемы включения приве¬
дены на^ рис. 8-7-7. На рис. 8-7-7,а волно¬
мер включен по проходной схеме и частота
определяется .по максимальному показанию
индикатора. На рис. 8-7-7,б волномер
с одним отверстием связи используется по
схеме «реакции». Длина линии / выбрана
такой, что на частотах, далеких от резо¬
нанса, реактивная проводимость резонатора,
отнесенная к зажимам индикатора, равна
и противоположна по знаку реактивной
проводимости индикатора; поэтому мощ¬
ность, отдаваемая в индикатор, при этом
максимальна. В идеальном случае, если
реактивная проводимость индикатора равна
нулю, / равна Х/4 и мощность, отдаваемая
в нагрузку — индикатор на резонансной
частоте резонатора, минимальна.
Во избежание затягивания частоты ге¬
нератора или волномера и изменения мощ¬
ности, отдаваемой генератором, эти эле¬
менты должны быть развязаны с помощью
постоянных аттенюаторов. Для связи вол¬
номера проходного типа с индикатором
266
на выходе удобно применять направленный
ответвитель.
Погрешности широкодиапазонных вол¬
номеров € объемными резонаторами лежат
в пределах от 0,01 до 1%. При очень узких
диапазонах можно получить абсолютные
точности порядка 0,005%. Разность частот
может быть измерена с точностью до
0,001% номинальной частоты. Достижимая
общая точность измерения ограничивается:
1) изменениями показаний за 'счет вариа¬
ций температуры и влажности; 2) рас¬
стройкой, вызванной внешними .реактивны¬
ми нагрузками; 3) разрешающей способ¬
ностью, зависящей от добротности, и дру¬
гими факторами.
Рассмотрим явление затягивания резо¬
нансной частоты волномера за счет реак¬
тивности нагрузки. «В проходных волноме¬
рах приблизительное значение максималь¬
ного возможного сдвига частоты для каж¬
дого из двух одинаковых отверстий связи
A f Q — Qan*— 1
где Q—1.нена,груженн>ая добротность кон¬
тура; QH — нагруженная добротность при
согласованной линии; k — к. с. в. в сторону
линии и / — ненагруженная резонансная
частота. .Подобное же выражение для вол-
но'мера реактивного типа с линией, согла¬
сованной 'в одном направлении, имеет вид:
Af _Q — Qn fk — 1
Эти выражения указывают на желатель¬
ность иметь -не только высокую .ненагру-
женную добротность, <но также и согласо¬
вание линий с волномером. Согласованные
фиксированные аттенюаторы в 10 дб по
обеим сторонам волномера обычно обеспе¬
чивают достаточно малое затягивание. На
рис. 8-7-8 приведены кривые, дающие ма¬
ксимальный процентный сдвиг частоты
в зависимости от к. с. в. для резонаторов
с Q=20 000 и QH = 10 000; графики состав¬
лены по вышеприведенным формулам.
Вообще можно сказать, что разрешаю¬
щая способность волномера пропорцио¬
нальна добротности прибора и зависит от
свойств индикаторного устройства. Реф.
[Л. 57-1].
8-7-2. Волномер для диапазона волн
5—50 см с панорамной осциллоскопической
индикацией. Четвертьволновый коаксиаль¬
ный резонатор перестраивается с помощью
привода от мотора. Развертка осциллоскопа
синхронизирована с перестройкой волно¬
мера. Точность измерения 2—3%, точность
измерения разности частот 0,2%. |[Л. 63-107].
8-7-3. Использование проволочной спи¬
рали в качестве резонатора волномера, воз¬
буждаемого волной Н01. В волномерах
с. в. ч. часто' применяются резонаторы
с волной #оь так как в них возможно
использование бесконтактных поршней. Но
в круглых волноводах^ могут поддерживать¬
ся, кроме #01, и другие типы колебаний.
Для их подавления применяются специаль-
Рис. 8-7-8. Кривые, показывающие ма¬
ксимальную ошибку волномера с объем¬
ным резонатором в зависимости от со¬
гласования с линией.
1 — проходная схема включения; 2 — «реактив¬
ная» схема включения.
ные конструкции, которые, однако, не
всегда дают требуемый эффект; это вносит
серьезные погрешности в измерения.
Если цилиндрический резонатор образо¬
ван проволочной спиралью, шаг которой
мал по сравнению с длиной волны, то
добротность резонатора снижается незначи¬
тельно, а все типы колебаний, кроме семей¬
ства Я0п, почти полностью подавляются.
Цилиндрический резонатор волномера
8-мм диапазона волн с внутренним диа¬
метром 1,7 см изготовлен из эмалирован¬
ного медного провода диаметром 0,16 мм;
витки спирали были намотаны вплотную
на стальную оправку. Вся сборка была по¬
мещена в трубку, диаметр которой обеспе¬
чивал кольцевой зазор между внутренней
поверхностью трубки и спиралью. После за¬
полнения зазора эпоксидной смолой внеш¬
няя трубка и оправка были удалены. Вол¬
номер, изготовленный таким образом, имел
значительно лучшие характеристики; коле¬
бания паразитных типов отсутствовали.
Реф. I[Л. 60-25].
8-7-4. Конфокальный волномер для диа¬
пазона 50—75 Ггц. На рис. 8-7-9 показан
разрез волномера. Настройка осуществляет¬
ся приближением и удалением верхнего
сферического зеркала конфокального резо¬
натора к нижнему при вращении головки
с нарезкой. Ход цилиндра между сосед-
Рис. 8-7-9. Конструкция волноме¬
ра с конфокальным резонатором.
1 — резонатор; 2 — волновод. Резьба
с шагом 1 мм.
267
Рис. 8-7-10. Разрез волномера
с диэлектрическим патрубком для
волны около 1,7 мм.
1 — диэлектрический патрубок; 2 — вол¬
новод (одна стенка удалена); 3 —
диафрагма связи; 4 — цилиндр-про¬
кладка; 5 — поршень настройки; 6 —
отверстие для винта; 7 — механизм
движения поршня.
ними резонансами равен Л/2. Отмечая рас¬
стояние, пройденное цилиндром между по¬
следовательными пиками поглощения, на¬
блюдаемыми во внешнем тракте -с. в. ч.,
можно измерить длину волны. Если резьба
на цилиндре метрическая, длина волны
отсчитывается .непосредственно в милли¬
метрах. Как и во всех объемных резонато¬
рах, длина волны внутри конфокального
резонатора немного превышает длину волны
в свободном пространстве. Однако это пре¬
вышение ,на частотах 49,15; '50,10 и
68,95 Ггц составляет соответственно 1,8%,
1,6% й 1,4%. С учетом этой поправки точ¬
ность измерения длины волны достигает -по
крайней мере третьего знака. Измерения
показали, что нагруженная добротность
волномера на частоте 59,1 Ггц равна 15 000.
Реф. [Л. 62-121].
8-7-5. Волномер с высокой добротностью
для диапазона 33—36 Ггц. Ненагружен-
ное Q высокодобротного вторичного резо¬
натора равно 70 000, хотя он и изготовлен
из алюминия для снижения веса. Действую¬
щая добротность первичного резонатора не
превышает 200. Для получения такого низ¬
кого Q входной и выходной волноводы .при¬
соединены к отверстиям связи резонатора
через отрезки волноводов, заполненные 'по¬
листиролом. Реф. <[JI. 60-75].
8-7-6. Волномер с диэлектрическим па¬
трубком для волны около 1,7 мм. Кон¬
струкцию волномера поясняет рис, 8-7-10«
Реф. (Л. '59-28].
8-7-7. Другие методы и устройства.
Конструкция точных волномеров 3- и
10-см диапазона описана в [Л. 60-76]. Инва-
ровые волномеры с двумя микрометрами
(один 'Прецизионный для передвижения
стенки резонатора и другой обычный для
регулирования положения подстроечной
иглы) имеют разрешающую способность
порядка l-f-2*>10“6.
Автоматическая калибровка волноме¬
ров, см. |[Л. 56—11].
Волномер-интерферометр для диапазо¬
на 35 Ггц; .высокая точность обеспечивается
использованием типов волн от Ню до #8а,
см. (Л, 59-29].
8-8. ОСЦИЛЛОСКОПИЧЕСКИЕ
МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ
ЧАСТОТЫ
8-8-1. Обзор осциллоскопических ме¬
тодов*
а) Метод фигур Лиссажу. Колебания
сравниваемых частот подводят к двум па¬
рам отклоняющих пластин осциллоскопа.
Получающиеся фигуры зависят от числовых
и фазовых соотношений измеряемой и эта-
лонной частот. Если одна из частот
является гармоникой или целым, кратным
другой, то изображение на экране полу¬
чается стационарным и называется фигурой
Лиссажу. Типичные примеры таких фигур
для синусоидальных напряжений равной
амплитуды показаны на рис. 8-8-1. Поль¬
зуясь методом фигур Лиссажу, можно
сравнивать две частоты и измерять сдвиг
фазы между ними. Отношение частот на¬
ходится путем счета числа касаний с нало¬
женными на фигуру прямоугольными ося¬
ми (за исключением случаев, когда прямая
и обратная фигуры совпадают, т. е. когда,
например, разность фаз равна л/2 или Зл/2
для отношения частот 2:1). Отношение
частот
fy (верт) число касаний с осью х
f х (го р) число касаний с осью у
Пример показан на рис. 8-8-2,а.
Другой метод определения отношения
частот заключается в счете числа пересече¬
ний линий фигуры Лиссажу с вертикальной
и горизонтальной опорными линиями. При
этом
число пересечений с горизонт.
fy (верт) опорной линией
fx (гор)
число пересечении с вертик.
опорной линией
Пример показан на рис. 8-8-2,б.
Если две частоты находятся почти (но
не совсем) в отношении целых чисел
(N±kf/f\), то фигура выглядит вращаю¬
щейся. При этом период повторения фигуры
является мерой расхождения частот. На¬
пример, если период вращения фигуры ра¬
вен 2 сек, то Д/= 0,5 гц.
На рис. 8-8-3 показан способ графиче¬
ского построения фигуры Лиссажу по двум
синусоидальным колебаниям с отношением
частот 2 : 1*.
б) Метод пунктирной окружности. При
возрастании отношения двух частот фигура
Лиссажу делается сложной и тогда удоб¬
нее пользоваться методом пунктирной
268
Рис. 8-8-1. Примеры фигур Лиссажу
Рис. 8-8-2. Способы определения
отношения частот по фигурам
Лиссажу.
а — метод касания; б — метод пересе¬
чения.
окружности, рис. 8-8-4. Изображение имеет
вид окружности (или эллипса), 'модулиро¬
ванной по яркости, 'причем отношение вы¬
сокой частоты к 'низкой равно числу ярких
точек.
в) Метод зубчатого колеса. Метод I.
Метод основан на том, что диаметр окруж¬
ности меняется 'при изменении чувствитель¬
ности э. л. т. (,по отклонению). Низкая ча¬
стота подается через фазовращающую це¬
почку RC на отклоняющие пластины, как
на рис. 8-8-4, а высокая частота .подается
на ускоряющий (второй) анод или на ра-
диально-отклоняющий электрод. Получаю¬
щееся при этом изображение имеет форму
зубчатого колеса, причем число зубцов рав-
Рис. 8-8-4. Метод пунктир¬
ной окружности.
а — схема; б — изображение на
экране э. л. т.
но отношению высокой частоты к низкои.
При более сложных фигурах
fBbIC число, зубцов колеса
/низк число пересечений с радиаль¬
ной опорной линией
(рис. 8-8-5).
Рис. 8-8-3. Графическое построение
фигуры Лиссажу при отношении ча¬
стот 2: 1.
1 — горизонтально отклоняющее напряже¬
ние; 2 — вертикально отклоняющее напря¬
жение; 3 — результирующее напряжение.
270
Рис. 8-8-5. Первый метод зубчатого колеса.
Метод И. Если сравниваемые частоты
приложены к отклоняющим пластинам
э. л. т. так, как 'показано на рис. 8-8-6,
причем низкая частота подана через
фазовращатель, то изображение получает¬
ся в виде еинусоидально-модулированной
окружности (или эллипса). Отношение ча¬
стот равно дроби, у которой числитель ра¬
вен числу положительных
пиков, а знаменатель — чис¬
лу пересечений положитель¬
ной ветви пика с отрица¬
тельными плюс один. При¬
меры изображений приведе¬
ны на рисунке.
г) Метод рулетты (тро¬
хоиды) (рис. 8-8-7). Напря¬
жения сравниваемых частот
подаются на пластины
э. л. т. через фазовращате¬
ли. Отношение частот опре¬
деляется числом петель и
их направлением. Если
/вы сЯнизк — отношение ча¬
стот в его простейшей фор¬
ме, то:
случай I — петли на¬
правлены наружу
/ выс N ■ / низк
равно целому числу (фигуры
1 и 3 на рис. 8-8-7).
Если же пятно не идет от
одной петли к соседней, на
пропускает несколько петель,
то /низк не равно единице
(фигуры 2, 4, 5 и 6). При
этом в случае I знаменатель,
отношения получают, отмечая
число пропущенных петель. Это,
число может зависеть от на¬
правления счета, и в этом слу-.
чае знаменатель равен мень-.
шему числу пропущенных пе-.
тель плюс единица. В отдель¬
ных случаях /низк равно числу
пропущенных петель плюс еди¬
ница.
Если отношение частот не.
равно целому числу, то неце¬
лесообразно применять схему,
дающую внутренние петли
(случай II).
д) Метод интерполяцион-^
ного генератора (рис. 8-8-8)
заключается в комбинировании
неизвестной частоты с такой другой ча¬
стотой, что их разность (или сумма)
получается кратной третьей (эталонной)
частоте. При этом изображение неподвижно
и огибающая частота равна разности (или
сумме) частот.
е) Метод калиброванной развертки.
Сигнал измеряемой частоты подается на
случай II — петли на¬
правлены внутрь,
/ выс _N+f низк
/низк /низк 9
где N — общее число пе¬
тель.
Если, образуя изобра¬
жение, пятно идет от од¬
ной петли непосредственно
к следующей (случай I или
II), то знаменатель дроби,
/низк, всегда равен единице
и получающееся отношение
Рис. 8-8-6. Второй метод зубчатого колеса.
271’
Рис. 8-8-7. Метод рулетты
вертикально отклоняющие пластины осцил¬
лоскопа, а линейная развертка регулируется
до получения на экране одного периода
измеряемой частоты. Тогда измеряемая ча¬
стота !равна частоте развертки.
ж) Метод меток времени. Метод приго¬
ден для измерения частоты синусоидаль¬
ных, и м п у л ьсн о -мо ду лиров а нн ых колебаний.
Измеряемая частота подается на верти¬
кально отклоняющие пластины осциллоско¬
па так, что при линейной развертке на
экране видно несколько периодов. Частота
определяется наложением меток времени
в виде ярких или темных точек—в зави¬
симости от полярности импульсов — на одну
и ту же часть каждого периода. Геометри¬
ческим местом меток является прямая ли¬
ния, параллельная горизонтальной оси, если
измеряемая частота и частота меток точно
равны (или находятся в отношении, равном
целому числу). Если частоты не равны, но
близки друг к другу, то указанная прямая
наклонена к горизонтальной оси.
з) Метод калиброванной круговой раз¬
вертки. Импульсное напряжение подается
на зажимы радиального отклонения луча
осциллоскопа. Если измеряемая частота и
частота развертки равны, то изображение
имеет вид окружности с одним выбросом.
Если частоты близки друг к другу, то на
части окружности появляются близко рас¬
положенные выбросы. Если измеряемая ча¬
стота является целым кратным частоты
развертки, то изображение содержит соот¬
ветствующее число выбро¬
сов, расположенных по
окружности на одинаковых
расстояниях друг от друга.
Метод особенно пригоден
для калибровки импульс¬
ных генераторов. Реф.
[Л. 57-1].
8-8-2. Комбинированный
метод сравнения частот.
Определение величины и
знака разностной частоты
при сравнении двух частот,
находящихся в большом
целочисленном отношении,
можно производить счетом
числа вершин синусоиды
(растянутой за пределы
экрана), проходящих через
отметку на экране осцил¬
лоскопа. Напряжения срав¬
ниваемых частот подаются
на усилители осциллоскопа,
и обратный ход луча за¬
темняется.
Достоинством этого спо¬
соба, помимо определения
знака при разностной ча¬
стоте, является возможность
измерения разностной ча¬
стоты при вдвое более
быстром движении светя¬
щейся синусоиды, чем это
удается сделать при методе
синусоидальной развертки;
разность частот между
высшей частотой и соответ¬
ствующей гармоникой низ¬
шей частоты (число пиков, проходящих че¬
рез отметку на экране осциллоскопа за
1 сек) может достигать ± (3—4) гц.
Дальнейшим развитием этого способа
является комбинированный метод сравне¬
ния частот (рис. 8-8-9), заключающийся
>в подаче на модулятор осциллоскопа 3,
усилители которого 1 ж 2 присоединены
к генераторам сравниваемых частот, сна¬
чала напряжения низшей частоты, затем
высшей. При достаточной величине модули-
Рис. 8-8-8. Метод интерполяционного гене¬
ратора.
а — схема; б — изображение на экране при рав¬
ных и неравных амплитудах; 1 — измеряемая ча¬
стота; 2 — интерполяционный генератор; 3 — эталон
частоты.
272
рующего напряжения яркость свечения фи¬
гуры синусоидальной развертки модули¬
руется: большая часть фигуры затемняется,
а небольшой отрезок приобретает увели¬
ченную яркость. Для получения удобочи¬
таемого изображения необходимо выделить
отрезок полной фигуры, состоящей только
из «передней» или «задней» ее части. Это
достигается фазированием напряжения, по¬
даваемого на модулятор. Можно также по¬
добрать фазу напряжения «а отклоняю¬
щих (пластинах э. л. т. Таким образом,
«разделенная» фигура содержит вдвое
меньшее число светящихся линий по сравне¬
нию с исходной фигурой синусоидальной
развертки.
Комбинированный метод сравнения ча¬
стот целесообразно применять для уста¬
новления частоты перестраиваемого гене¬
ратора ,в отношении двух больших целых
чисел к образцовой частоте, для определе¬
ния разностной частоты и знака при ней
(в особенности при относительно большой
разностной частоте или сложной фигуре!).
Описанный метод сравнения частот делает
нецелесобразным использование более слож¬
ного и менее удобного метода эллиптиче¬
ской развертки, при котором без отдель¬
ной буферной лампы не удается достаточно
ослабить связь между обоими генератора¬
ми, а также сравнивать частоты при -малых
напряжениях. Извл, из [Л. 60-129].
8-9. ГЕТЕРОДИННЫЕ
И ИНТЕРПОЛЯЦИОННЫЕ МЕТОДЫ
ИЗМЕРЕНИЯ ЧАСТОТЫ
а) Принцип гетеродинирования являет¬
ся основой многих (методов измерения ча¬
стоты. Как известно, при наложении (ли¬
нейном сложении) двух синусоидальных
волн с почти одинаковыми частотами /1
и f2 получается сложная волна, огибающая
которой изменяется с частотой, равной раз¬
ности частот iAf слагаемых волн.
Мгновенное значение амплитуды оги¬
бающей равно:
стоты и гармоники разностной частоты.
Если амплитуды слагаемых волн суще¬
ственно различны, то содержание гармоник
«огибающей частоты» ничтожно и огибаю¬
щую можно считать синусоидальной.
Разностная частота (частота биений),
характеризующая изменения амплитуды
огибающей, возникает, если сложная волна
подается на нелинейный детектор (кри¬
сталлический или диодный) или человече¬
ское ухо. В случае квадратичного детек¬
тора всегда существует компонента раз¬
ностной частоты независимо от относитель¬
ных амплитуд сигнала и наложенного ко¬
лебания (кроме того, возникают высшие
частоты, в том числе суммарная частота,
гармоники слагаемых колебаний, их сум¬
марные и разностные частоты). Этот про¬
цесс наложения двух частот и детектиро¬
вания разностной частоты с помощью не¬
линейного устройства (процесс гетеродини¬
рования) широко применяется для измере¬
ния частоты.
б) Методы прямых биений. На
рис. 8-9-1 показано устройство для измере¬
ния частоты, ;в котором эталонная и изме¬
ряемая частоты подаются на детектор,
а получающаяся частота биений усиливает¬
ся и определяется индикаторами того или
иного типа.
По другому способу генератор пере¬
менной частоты может быть настроен на
нулевые биения с измеряемой частотой,
и частота определена непосредственно из
калибровки генератора переменной частоты4.
Существует точный метод настройки на
где U1 и U2 — пиковые значения слагаемых
волн и Дсо/2я — разность их частот. Оги¬
бающая содержит составляющую постоян¬
ного тока, составляющую разностной ча¬
Рис. 8-9-1. Измерение частоты методом ге¬
теродинирования.
1 — калиброванный генератор; 2 — неизвестная ча¬
стота; 3 — детектор; 4 — усилитель н. ч.; 5 — элек¬
тронно-оптический индикатор; 6 — телефон; 7 —
измеритель частоты; 8 — счетчик; 9 — мост; 10 —
самописец; 11 — э. л. о.
18—1719
273
Рис. 8-8-9. Комбинированный метод сравнения частот.
Рис. 8-9-2. Схема последовательного сниженйя частоты.
нулевые биения на слух с /использованием
третьей частоты, наложенной на измеряе¬
мую и поданную на детектор. Эта третья
частота должна отличаться от частоты
калибро<ваиного генератора на некоторую
звуковую частоту, например на 1 ООО гц.
Тогда в телефоне будет слышен тон
1 ООО гц переменной интенсивности за счет
биений измеряемой и эталонной частот. Эти
биения хорошо различимы, что позволяет
легко настроиться на нуль с точностью до¬
лей герца при эталонной частоте порядка
мегагерц.
В другом варианте измеряемая и эта¬
лонная частоты подаются на детектор,
а получающаяся частота биений смеши¬
вается 'с частотой калиброванного генера¬
тора звуковой частоты. Этот способ, в ко¬
тором применен принцип последовательного
снижения частоты с помощью гетеродини-
рования, особенно полезен при сравнении
измеряемой частоты с постоянной частотой
эталона, когда получившаяся разностная
частота лежит за пределами индикатора
частоты биений. На рис. 8-9-2 показано
устройство, с помощью которого оконча¬
тельная частота биений в 72,1 гц была
измерена за промежуток времени в 10 сек
с точностью ±0,01 гц. Измеряемая частота
была порядка 60 Мгц.
в) Методы биений гармоник. Когда
измеряемая частота лежит за пределами
эталонного генератора или гетеродинного
частотомера, можно .применить способ
сравнения, используя гармоники или суб¬
гармоники эталонного генератора и изме¬
ряемой частоты. Так, если измеряемая ча¬
стота значительно выше диапазона эта¬
лонного генератора, то генератор может
быть настроен на нулевые биения с суб-
гармоиикой измеряемой частоты, или гар¬
моника эталонного генератора может быть
настроена на нулевые биения с основной
измеряемой частотой.
Случай I: /зс=п@, где п> 1 (и есть це¬
лое число).
Рассмотрим случай, когда fx — целое
кратное частоты 0ь лежащей в диапазоне
настройки эталонного' генератора. Процесс
измерения состоит в настройке гармоники
генератора nS\ на нулевые биения с fx
с последующей настройкой одной из сосед¬
них гармоник генератора (^±1)02 на ну¬
левые биения с измеряемой частотой. В по¬
следнем случае fx—(n±\)©2, где ©2 — от¬
счет по шкале калиброванного генератора.
Измеряемая частота равна
f _ ®1®2
г*- |вж — es| -
Основным преимуществом этого метода из-
мерения является то, что номер п гармо¬
ники может быть неизвестен, если при из¬
мерении вьгбраны соседние гармоники.
Случай II: = гдел>1.
В этом случае измеряемая частота
является субгармоникой частот генератора
в диапазоне его настройки. Процесс изме¬
рения состоит в настройке соседних субгар¬
моник генератора на нулевые биения с из¬
меряемой частотой (или в настройке сосед¬
них гармоник неизвестной частоты на ну¬
левые биения с частотами ©i и ©2, лежа¬
щими в диапазоне настройки генератора).
При этом удовлетворяются соотношения
-©1 = rtfX и >©2=(n±\)fx
и измеряемая частота
/*=101-0*1.
Случай III — общий случай;
fx == «в (п = 1).
Если направление соотношения гармо¬
ник неизвестно, следует производить изме¬
рения на трех соседних гармониках. Пусть
foс является гармоникой или субгармоникой
частот генератора ©ь ©2 и 0з, т. е.
fx=rt0i = m©2=/03.
Если 03>02>©ь то п>т>1, где п, т, Ё
равны:
Процесс измерения состоит в определе¬
нии трех частот генератора, являющихся
соседними гармониками или субгармоникамв
измеряемой частоты.
Тогда:
274
Рис. 8-9-3. Метод прямой интерполяции.
а — схема; б — спектр частот вблизи неизвест¬
ной частоты (0отсчет по шкале интерполя¬
ционного генератора); 1 — эталон частоты; 2 —
неизвестная частота; 3 — интерполяционный ге¬
нератор; 4 — детектор; 5 — усилитель н. ч.;
6 — телефон или индикатор биений.
При этом должны (быть соблюдены ус¬
ловия, ЧТО ©з>®2>01 и ЧТ0 0Ш1 ЯВЛЯЮТСЯ
соседними гармониками или субгармоника-
ми измеряемой частоты. Первое условие
является чисто формальным ограничением.
Так, если ©з<®2<®1> т. е. п<т<1у то
0!02 01 02
f* = 01 — 0„ ПрИ 02 > 03 •
г) Методы прямой ин?ерполяции. Ме¬
тод, в котором использованы гармоники
эталонного генератора, пояснен на
рис. 8-9-3. Выбранные гармоники являются
соседними с измеряемой частотой. Процесс
измерения состоит в настройке интерполя¬
ционного генератора на нулевые биения но
очереди с измеряемой частотой fx и с гар¬
мониками эталлонных частот п/эт и (п+
+ 1)/эт. Если отсчеты по шкале интерполя¬
ционного генератора, соответствующие
нулевым биениям с п/эт, fx и (я-И)/эт
равны 0i, 0зс и 02 соответственно, то мож¬
но написать равенство
Точность этого метода сильно зависит
от линейности шкалы интерполяционного
генератора, разрешающей способности
шкалы генератора и разности частоты меж¬
ду гармониками эталона; если последняя
мала, то ошибки за счет первых двух
обстоятельств становятся незначительными.
Известны варианты этого метода.
В одном из них измеряется разность меж¬
ду измеряемой частотой и ближайшей со-
Рис. 8-9-4. Вариант интерполяционно¬
го метода.
1 — интерполяционный эталон частоты; 2 —
кварцевый генератор 950 кгц; 3 — генератор
50—60 кгц; 4 — смеситель; 5 — полосовой
фильтр; 6 — усилитель; 7 — мультивибра¬
тор 1 Мгц; 8 — гетеродинный частотомер.
седней гармоникой эталонного генератора.
Поскольку частотный интервал между со¬
седними гармониками п/эт и (п+1) /Эт ра¬
вен просто п/эт, то измеренная разность
частоты не может превышать /эт/2. Поэто¬
му для измерения требуется генератор
с частотами только в диапазоне 0—/эт/2.
В другом варианте может быть измерена
разность между измеряемой частотой и
соседней гармоникой, которая не являет¬
ся ближайшей к fx. Эта величина лежит
в диапазоне /эт/2—/*, поэтому для изме¬
рения прямым сравнением необходим гене¬
ратор того же диапазона.
Еще один вариант интерполяционного
метода, применимый для измерения с. в. ч.,
заключается в смешении частоты эталона
с интерполяционной частотой для созда¬
ния • регулируемой эталонной частоты
(рис. 8-9-4). Гетеродинный частотомер на¬
страивают на нулевые биения с измеря¬
емой частотой и подводят к нему колеба¬
ния от переменного эталона. Частоту пе¬
ременного эталона настраивают так, что
гармоника фиксированного эталона, кото¬
рая лежит несколько ниже измеряемой
частоты, дает нулевые биения с измеряемой
частотой. Последняя определяется по но¬
меру гармоники и ее сдвигом по частоте.
Точность этого метода считается равной
10-10-6 при измерении частот до 1 ООО Мгц.
д) Методы интерполяции гармоник
(рис. 8-9-3). Гармоники интерполяционного
генератора nS (или, иначе, гармоники из¬
меряемой частоты nf0с) сравниваются
с гармониками эталонного генератора. Как
и в методе биений гармоник, основным
преимуществом этого метода является уве¬
личение диапазона измеряемых частот для
данного генератора.
Случай I. Процесс измерения частоты
неизвестного источника, если его частота
лежит вне и значительно ниже частотного
диапазона данного интерполяционного ге¬
нератора, аналогичен описанному в методе
прямой интерполяции, за исключением то¬
го, что здесь используются гармоники не¬
18*
275
Рис. 8-9-5. К методу
интерполяции гармо¬
ник, случай II.
известной частоты Nfx (а не fx). Поэтому
неизвестная частота определяется выраже¬
нием
Если номер гармоники N неизвестен, то
он может быть определен путем настрой¬
ки ближайшей высшей или ближайшей низ¬
шей гармоники генератора на нулевые
биения с неизвестной частотой. Разность
между отсчетом по шкале и 0* дает при¬
ближенное значение неизвестной /'*, от¬
куда
1 1
N = г— или
где /2 и f 1 — соответственно более высокая
и более ннзкая основные частоты генера¬
тора, соответствующие гармоникам, сосед¬
ним с ©х. Пер. [Л. 57-1].
8-10. ИЗМЕРИТЕЛИ ЧАСТОТЫ
С МАГНИТНОЙ НАСТРОЙКОЙ
8-10-1. Широкодиапазонный частотомер,
основанный на парамагнитном резонансе
в гидразиле. Поглощение энергии с. в. ч.
в гидразиле возрастает на определенной
где 0jvзс — отсчет по шкале интерполяцион¬
ного генератора, когда он настроен на ну¬
левые биения с Nfx. 0i и 02 — отсчеты
интерполяционного генератора при на¬
стройке на нулевые биения с соседними
гармониками эталона nf9T и (n+\)fQT. При
этом необходимо, конечно, чтобы номер
гармоники N неизвестной частоты был
известен.
Случай И. Если измеряемая частота
лежит выше диашазона частот калиброван¬
ного генератора, то гармоники последнего
0iv, 0зс и 0jv+i настраиваются на нулевые
биения с nfэт, fx и (n+l)f3T соответствен¬
но (рис. 8-9-5). Неизвестная частота равна1
Рис. 8-10-1. Измеритель частоты, осно¬
ванный на парамагнитном резонансе
в гидразиле.
/ — сигнал неизвестной частоты; 2 — соленоид;
3 — регулируемый источник питания электро¬
магнита; 4 — генератор 1 кгц; 5 — детектор;
6 — усилитель, настроенный на 1 кгц.
Рис. 8-10-2. Калибровочная кривая
измерителя частоты, основанного на
ферромагнитном резонансе в гранате.
1 — вид на полосковую линию с торца; 2 —
шарик из железистоиттриевого граната.
частоте, зависящей от напряженности
внешнего магнитного поля.
Прибор представляет собой отрезок
коаксиальной линии длиной 50 мм, напол¬
ненный а-, а-дифенил р-пикрилгидрази-
лом и помещенный в продольное магнит¬
ное поле (рис. 8-10-1). При качании маг¬
нитного поля в пределах до 0,4 тл на
экране осциллоскопа отмечается спад, соот¬
ветствующий частоте в диапазоне прибли¬
зительно от 600 Мгц до 10 Ггц.
В 10-см диапазоне частота измеряется
с точностью ±1 Мгц. Реф. [Л. 56-12].
8-10-2. Измеритель частоты, основанный
на ферромагнитном резонансе в гранате.
В полосковую линию помещен шарик из
монокристалла железистоиттриевого грана¬
та. Линия находится во внешнем магнит¬
ном поле, регулировка которого для полу¬
чения резонанса производится микрометри¬
ческом винтом, перемещающим магнитный
шунт. В момент ферромагнитного резонан¬
са имеет место 10%-ный спад проходящей
по линии мощности, индикатором которого
служит детектор или болометр. На
рис. 8-10-2 приведена калибровочная кри¬
вая прибора. Точность измерения считается
равной 0,3%. Реф. [Л. 61-144].
ЛИТЕРАТУРА К 1-му ТОМУ1
1947 г.
101. Клейтон 'И др., Радиоизмере-
■ния на дециметровых и сантиметровых «вол¬
нах, изд-во «Советское радио», 1947.
1948 г.
4. Carlin H. J., Blass J., Trans.
AI ЕЕ, ,1948, 67, ЗЫ, (3-3-1).
101. Доброхотов Б. А., Радиотех¬
нические измерения «а сантиметровых
волнах, изд-во «Советское радио», 1948.
1949 г«
'1. El-Said М. A., Proc. IRE, 1949, 37,
№ 9, •Ш03>'(!3-8-,1).
2. Parzen, Proc. IRE, 1949, N° 10,
1208, 1(5-4-10).
101. Техника измерений на сантиметро¬
вых [волнах, перев. с англ. под ред. Р е-
м е з Г. А., изд-iBO «Советское радио»,
1949.
1950 г,
'1. Thurston W. R., G. R. Experi¬
menter, 1950, 24, № 12, (5-3-1).
2. F о n g A., H-P Journal, 1950, 1,
JMb 8, '(5-3-Г).
‘101. Справочник по радиотехнике, под
ред. Смиренина Б. А., гл. '12, Госэнергоиз-
дат, ‘Ш50.
1951 г.
1. Deschamps G. A., Proc. IRE,
1951, 39, №3, 940, (5-2-1).
101. Волохова В. A. и Ошер И. H.,
Мосты постоянного и переменного тока,
Госэнергоиздат, 1951, (4-2-5).
1952 г.
1. Cullen A. L., Proc. I‘EE, P. IV,
1952, 99, № 4, 100, 112, (3-5-1).
2. Hibbard L. U., Caro D. F., Journ.
Sei. Ins.tr., 11952, 29, INb ‘И, 366, (8-5-4).
3. Rosenthal L. A. and Badoyan-
nis G. M., El-cs, 1952, 25, JSfe 9, 9, (2-2-3).
4. G a r r e t D. E. et al., Proc. IRE,
1952, 40, №2, 165, (3-8-1).
101. Барлоу и Каллен, Измерения
на сверхвысоких частотах, пер. под ред.
1 В скобках указан параграф или статья
текста. Нумерация объединена с нумера¬
цией литературы к 2-му тому.
Штейншлейгера В. Б., изд-во «Советское
радио», '1952.
1953 г..
1. Deschamps G. A., Electr. Com¬
munication, 11953, INb 9, 247, (5-2-1).
2. S tor er J. E. et al., Proc. IRE,
1953, 41, № 8, 1004, (5-2-1).
1954 г.
1. Cohn S. B., Proc. IRE, 1954, 42,
JMb 10, 1054, I(5-5-2).
2. Gabriel W., Proc. IRE, 1954,
№ -9, 1410, I(5-4-14).
4. Wood H. B., J. of Sei. Instr., 1954,
31, № 4, 124, (2-2-2).
7. 'Rosenthal L. A. and Badoy-
annis G. M., El-cs, 1954, 27, № 12, 163,
(5-4-20).
8. Deschamps G. A., Electrical
Communication, 1954, 31, INb 3, 57, (5-2-3).
1955 г.
'1. Handbook of microwave measure¬
ments, Wind M. and Rapaport H. ed.„
Brooklyn, 1955.
2. Sucher M., Proc. Symposium on
modern advances in microwave techniques,.
Polyt. Inst, of Brooklyn, 1955, June, (3-2-1).
3. Macpherson A. C. and Kerns
D. M., Rev. Sei. Instr., 1955, 26, № 1, 27,
(3-2-1).
16. Templeton I. M., Journ. Sei. Instr.,
1955, 32, 3)14, (2-1-12).
ilO. Bachmann H. L., IRE Trans.r
1955, MTT-3, № l, 22, (5-4-14).
*12. L i n h a r t J. G. and Baker Т. H.,
Brit. Journ. Appl. Phys., 1955, 6, № 3;
100, (6-5-2).
!13. Barlow H. E., Proc. IEE, p. B,
1955, 102, March, 1179, 186, i(3-4-l>.
11*4. U p h a m J. L., El-cs, 1955, 28, HVIb 7,
106, '(4-4-2).
’20. Lewis F. D., Proc. IRE, 1955, 43,.
№ 9, 1046 (8-1-6).
21. Bagley and Hartke, Tele-
Tech., 11955, INb 8, 814, >(8-4-6).
101. Ремез Г. A., Курс основных ра¬
диотехнических 'измерений, Связь'издат,,
1995.
102. Терме« Ф. и .'Петтит Дж.,.
Измерительная техника в электронике,.
Изд-'во '»ностр. лит., 195'5.
*103. Новожилов Г. Ф., Радиотех¬
ника, 1955, 10, март, 33, (3-11-2)'.
277
104. П а п п а с, Вопросы радиотехники,
1)955, № 4, 'Г73 (5-4- М).
107. Б р ы з ж e® JI. Д. и др., Измери¬
тельная техника, 1955, '№ 3, (в-1-5).
1956 г.
'1. Th о р ms on А. М. and L a m-
pard D. G., Nature, 1956, 177, 888,
(11-1-1).
i2. W i г k A. and Thilo H. G., Nieder¬
frequenz- und Mittelfrequenz-Messtechnik
für das Nachrichtengebiet, Stuttgart, 1956.
3. Tw is let on J. R., Proc. IEE, P. B.,
1956, 103, INb 9, 339, (6-2-6).
4. .Blechschmidt E., Präzisions¬
messungen von Kapazitäten, Induktivitäten
und Zeitkonstanten, I und II, Berlin, 1956,
(4-4-7).
'5. M а с P h e r s о n A. C. and Kerns
D. M., iProc. IRE, 1956, Aug., 1024, (5-3-9).
6. В ach mann H. L., El-cs, 1956, №3,
184, (5-4-114).
7. Pappas, Tele-Tech., 1956, Ns 5,
72 (5-4-14).
•11. Thu r ne 11 D. P., Wireless World,
1956, 62, flSfe 11, 533, (8-7-7).
12. Vartanian P. H. and Me Ich or
J. L., Proc. IRE, 1956, № '2, 175, (8-10-1).
113. S a w a z a k i N. and H о n m a Т.,
IRE Trans., 1956, MTT-4, № 2, 1116, (8-2-2).
101. Лук о ш ксв В. С. и др., Рад--ка
и эл-жа, 1956, 1, № 8, 497 (6-5-3).
1Ш. Басов iH. Г., Рад-ка и эл-ка,
1956, !№ 6, (8-1-5).
104. Рубчи-нский С. М. и др.,
Рад-ка и эл-ка, 1956, 1, № 7, '('8-5-3).
1957 г.
1. Handbook of electronic measure¬
ments, Wind M., ed., Brooklyn, 1957.
3. Reference data for radio engineers,
4 ed., Intern. Teleph. and Telegr., Corp.,
N. Y., 1957.
4. Deschamps ' G. A., IRE Trans.,
1957, MTT-5, № 2, 159, (5-2-1).
'5. M о n t g о m e г у G. F. and Stans-
bury C., El-cs, 1957, № 12, 152, ('2-2-2).
6. Engen G. F., J. Res. Nat. Bur.
Stand., '1957, 59, !Nb 2, >(3-3-4).
7. Shurmer, Proc. IEE, p. B, 1957,
104, № 17, 507, .(5-1-4).
8. Macke у R. C. and Hershber¬
ger W. D., IRE Trans., 1957, MTT-5, № 1,
64, (8-1-10).
13. iR a a b e H. P., Proc. IRE, 1957,
45, № 1, 30, (i8-5-l).
101. Mo мот E. Г., Радиотехнические
измерения, Госэнфтиздат, 1957.
103. Л ибер май Л. С., Рад-ка и
эл-ка, 1957, 2, Nb 7, 941, «(5-1-7).
105. Рапопорт Г. H., Рад-ка, 1957,
12, № 1, 51, (6-6).
107. Палий Г. H., Иамер. техн., 1957,
№ 6, (8-3-1).
1958 г.,
1. Rosenthal L. A., El-cs, 1958, 31,
June, №23, 79, (3-11-4).
2. Karbowiak A. E., J. IEE, p. B,
1958, 105, iNb 120, 195, (4-1-3).
5. Cole, El-c Engng, 1958, 30, №365,
442 (5-1-18), (5-5-2).
7. К i n n e a r J. A., Brit. Communs and
El-cs, 1958, 5, 5, 359, (5-4-5).
8. W e 1 s h I., Bril Communs and El-cs,
1958, 5, 6, 408, (5-5-2).
19. Lane J. A., (Proc. IEE, p. B, 1958,
105, Jan., 77, <3-1-2).
101. С о б о л ев с к и й А. Г., Импульс¬
ная техника, Госэнергоиздат, 1958.
102. А н ц е л и о «в и ч Е. С., Радиотех¬
нические измерения, Госэнергоиздат, 1958.
103. Б у р д у»« Г. Д. и др. Радиоизме-
рения «а .миллиметровых волнах, изд. Харь¬
ковского университета, 1958'.
105. К а р л и^е р М. М., (Изв. -вузов,
Рад-ка, \Ш> № 3, 95, (6-3-1).
106. Ковалевская >B. В. и др.,
Приборостроение, 1.9518, № 11, 19, (2-1-12).
107. Герцен штейн М. Е. и
Брянский Л. H., Рад-ка и эл-ка, 1958,
III, № 5, '(5-1-6).
1108. Мег л а Г., Техника дециметро¬
вых волн, изд-iBo «Советское -радио», 1958,
(5-1-18).
1959 г.
1. Rider J. F. and Uslan S. D.,
Encyclopedia on cathode-ray oscilloscopes
and their uses, 2 ed., N. Y., 1959.
2. Zinke О. und Brunswig H.,
Hochfrequenzmesstechnik, 3 Aufl., Stuttgart,
1959.
3. H e n n e у K. ed. in chief, Radio
engineering handbook, 5 ed., N. Y., 1959.
4. С z e с h J., Oscillografen-Messtech-
nik, Berlin, 1959.
6. Engen G. F., Beatty R. W., IRE
Trans. 1959, MTT-7, July, 351, (5-2-4).
7. Revue H. F., Bruxelles, 1959, 4,
№ 5, VI, i(2-l-ll).
8. J a e g e г Т., Schneider M. V.,
Arch, elektr. Ubertr., 1959, 13, INb 1, 21,
(3-2-6).
9. D u m о n t A. et d’H о о p H., Re¬
vue 'H. F., Bruxelles, 1959, 4, 0Mb 5, 119,
(3-11-12).
10. Yamamoto H., Proc. of the Sym¬
posium on millimeter waves. Polyt. Inst, of
Brooklyn, 1959, IX, 123, (3-5-6).
11. Hanson J., El-cs, 1959, 32, 43,
120, i(5-4-18).
12. Laver ick E. and Welsch J.,
J. Br. IRE, 11959, 1,9, № 4, 253, (5-5-2).
13. Frech L. und Turban J., Sie-
menz-Z., 1959, 31, № 371, 24, (5-4-16).
14. Dix J. C. and Sherry M., El-c
Eng-ng, 1969, 31, No 371, 24, (5-4-15).
\24. James F. N., Proc. IEE, p. B,
1959, 106, № 29, 4'89, (6-Ö-1).
27. Holloway J. et al., Proc. IRE,
1959, 47, № 10, 1700, '(в-1-7).
28. iProc. of the Symposium on Millime¬
ter Waves, 1959, 9, 219. (Polyt. Inst, of
Brooklyn), (8-7-6).
129. С a i с о у a J. I., Onde El., 1959,
39, 321, (>8-7-7).
130. Carr J. W., IRE Trans., 1959,
1—8, iNb 2, 39, j (8-5-2).
31. James В. H. and Stockford
М. Т., El-c Eng-ns, 1959, 31, Jan., 2, (8-2-3).
32. Skee V. J., Nerem Record, 1959,
86, (8-2-7).
278
33. Re у T. J., Proc. IRE, 1959, 47,
№ 12, '2106, (18-2-7).
101. Осипов 'К. Д. и Пасын¬
ков В. В., Справочник ото радиоизмери-
тельным приборам, в 4 частях, изд-'во «Со¬
ветское радио», 1*939.
107. Казначее® Ю. И., Широкопо¬
лосная дашыняя связь по волноводам, Изд-
во АН СССР, 1959, (7-4).
108. Вихров Г. П., Измер. техн.,
1959, №11, 49, (8-4-6).
I960 г.
I. Handbuch für Hochfrequenz- und
Elektrotechniker, VI, Herausgeb. Kret¬
zer K., Berlin, 1960.
3. W a n 1 a s s F. M., Rev. Sei. Instr.,
1960, 31, № 2, 199, (4-4-5).
4. Hu nt on J. K., IRE Trans., 1960,
MTT-8, № 2, 206, (5-2-4)
15. Thilo P., .Frequenz, 'I960, 14, №12,
403, (5-3-7).
6. M i с h e 1 s о n, Elektronik, 1960, № 10,
310, (8-4-6).
10. Mer ill F. G., IRE Trans., 1960,
1-9, № 2, 117, (8-1-.1).
II. Beatty R. W. et al., IRE Trans.,
1960, 1-9, № 2, 219, (5-4-1).
12. Asian E. E., IRE Trans., 1960,
1-9, № 2, 291, (3-3-3).
13. Lorenz E., Siemens-Z, 1960, 34,
10, 733, (4-1-1).
14. El-'C Technology, 1960, 37, № 3,
99 (2-2-4).
15. Radioschau, 1960, № 11, 416, (2-1-8).
16. Ledig G., Siemens-Z, ’1960, 34,
№ 10, 73Г7, (2-2-1).
17. Holdinghausen P., Homi-
1 i u s K., Arch, techn. Messen, 160, J.
077-2, 213, (2-1-4).
1)8. Otto, Proc. IRE Australia, 'I960,
21, № 10, 678, (3-3-4).
19. Harris I. A., Proc. IEE, P. B.,
1960, 107, 87, (3-3-10).
20. Lemco I. and R о g a 1 В., Proc.
IEE, p. B, 1960, 107, 427, ('3-3-10).
21. Hi 11 house D. L. and Kline
H. W., IRE Trans., 1960, 1-9, № 2, 251,
(4-2-3).
22. Short G. W, El-c Technology,
1960, 37, № 12, 452, (4-2-5).
23. Staniforth A. and Cra¬
ven J. H., Journ. Brit. IRE, 1960, 20, № 3,
243, (5-1-7).
24. S с h i e f e r G., Philips Technische
Rundschau, 11959/1960, № 1, 29, (5-1-14).
25. Barlow -H. E./ et al., Proc.- IEE,
p. B, 1960, 107, № 31, 66, (8-7-3). *
29. P у 1 e J. R., Proc. IRE, Australia,
1960, № 10, 730, (5-1-5).
30. M о n t e a t h G. D. et al., Proc.
IEE, 1960, p. B, 107, № Ш, 150, (5-3-1).
31. Beatty R. W., IRE Trans., I960,
MTT-8, № 4, 461, (5-4-4).
32. Crank G. J. and Hatha¬
way H. A., Post Office Electr. Eng-rs
Journ, I960, 52, p. 4, 280, '(7-8).
34. К i n g A. P., I960, IRE Wescon
Conv. Record, p. 1, 28, )(7-2-'l).
35. Vigoureux :P, Ptroc. IEE, p. B,
1960, 107, № 33, 235, (1-1-1).
43. Frischmann P. G., El-cs, 1960,
33, № 32, 56, .(4-4-6).
47. 'Grover E. A., ‘El-c Eng-ng, 1960,
32, № 394, 772, ,(4-3-2).
48. T о n k i n G. F., Journ. Brit. Inst.
Radio Eng-ns, 1960, № 20, 523, (2-1-12).
60. Tibbets, El-cs, I960, 33, № 37,
92, (2-4-6).
66. Lerner D. S. and Wheeler H. A.,
’IRE Trans. 1960, MTT-8, № 3, 343, (6-3-2).
67. lEl-Ibiary M. Y., El-c Techno¬
logy, I960, 37, № 7, 264, i(6-3-3).
68. L e i b г e с h t K., Comptes «rendus
acad. sei., 1960, 250, № 24, 3966, '(6-2-4).
69. Golde, IRE Trans., 1960, MTT-8,
№ 5, 500, ,(6-6).
70. Schneider, Elektrotech. Z, Ausg.
A. 1960, 81, № 02, 767, (1-5).
72. С а r p e n t e r R. J. et al, IRE
Trans, 1960, 1-9, № 2, 132, (8-1-9).
713. M о с k 1 e r R. C. et al, IRE Trans,
1960, 1-9, № 2, 120, (8-1-4).
74. Meakes G. F, El-c Eng-ng, 1960,
32, № ЗШ, 712, ,(8-3-4).
75. Goudenough E. F, Marconi
Rev, I960, 2-nd Quart, 23, № 137, 85,
(8-7-5).
76. В u s s e у H. E. and Estin A. J,
Rev. Sei. Instr, -I960, 31, № 4, 410, (8-7-7).
77. IS mit h W. L, IRE Trans, 1960,
1-9, № 2, 141, (8-2-5).
78. Mitterer R, Frequenz, 1960, 14,
№ 5, 157,'(8-2-7).
101. M e й h к e X. и Г уядлах Ф. В,
Радиотехнический справочник, том I, Гос-
знергоиздат, I960.
102. Г и <н а т о л Э. JI, Измерения на
сантиметровых волиах, Изд. иностр. лит,
I960. .
!103. Шусте р-ович А. Н, Радиотех¬
нические 'измерения, Воениздат, 1960.
106. М и л л м а !Н Я. и Т а у б Г. Им¬
пульсные цифровые устройства, Госэнерго-
издат, 1,960.
107. Шляндин В. М, Измер. техн,
I960, № 3, 45, i(2-l-:12).
'108. Бродский А. И, Труды
гВНИИФТРИ, 1960, 48, 108, 34, (3-2-5).
109. Закс Л. М, Труды ВНИИФТРИ,
1960, 48, (108), 7, (3-3-6).
110. К у куш IB. Д. и Орлов В. Г,
Измер. техн, 1960, № 2, 45, (3-5-5).
Ml. Кр Ж'И м о в ск и й В. И. и Кши-
мовский В. В, Измер. техн, 1960, № 8,
38, '(3-3-13).
112. Мире к'ий Г. Я., Измер. техн.,
1960, № 6, 47, (6-2-1).
114. 1П а л а т о в К. И, Измер. техн,
1960, № 112, 36, ,(5-3-10).
115. Стахов, Измер. техн, 1960,
№ 11, 47, I(5-4-119).
!ll16. В. Р. Измер. техн, I960, № 12, 65,
(1-2-2).
Г25. Славский Г. Н. и Солта-
•н о в У. Б, Пр'иб. и техн. экспер, I960,
№ 1, 64, (2-2-7).
129. Фюрстенберг А. И, Измер.
техн, 1960, № 2, (8-8-2).
130. Р ж и г а О. Н, • Рад-ка и эл-ка,
1960, 5, № 11, 1764, (8-6-1).
1Ö1. Кузьмин iB. Ф, Матю-
279
хин С. С., Приб. и техн. экспер., I960,
№ 5, 46, (8-4-6).
132. Ш е с т о п а л ов, Измер. техн.,
I960, № '6, 49, (8-4-6).
133. Валитов Р. А. я др., Измер.
техн., 1960, № 5, 41, (8-4-6v).
134. Ельк'инд А. И., Измер. техн.,
1960, №9, (5-1-18).
,136. Шкур и.н Г. П., Справочник .по
радиоизмерительным приборам, Воениздат,
1960, (1-6).
1961 г.
II. Jasik Н. Antenna engineering
handbook, N. Y., 1961.
2. M e g 1 a G., Dezimeterwellentechnik,
5 Aufl., Berlin, '1961.
3. Anderson C., El-cs, 1961, 34,
№ 28, 63, (2-2-6).
4. Darrington P. R., Wir. World,
1961, 67, № 6, 313, (8-4-1).
'5. Fuchs H. et al., Arch, techn. Mes¬
sen, 1961, № 305, 12L (2-1-3).
6. F e k a s, Radio und Fernsehen, 1961,
№ 1, 27, (2-1-1).
8. S t a n s b u г у C., Commun. and
El-cs, 1961, !№ 97, 465, <(2-1-6).
9. Schuring E., El-sche Rundsch.,
1961, 15, № 5, 222, (2-1-2).
11. Leib о witz B., Levy E., EDN,
1961, № .11, 2, i(3-345), (9^2-5).
12. Mariner P. F., Introduction to
microwave practice, London, 1961.
13. Engen G. F., J. Res. Nat. Bur.
Stand., H961, 65C, № 2, Г13, (3-3- 12).
14. К a n n e 1 a k о s D. F. et al., IRE
Trans., '1961, AU-9, INS? 1, 5, (3-4-2).
15. Strutt M. J. and Sun S. F. IRE
Trans., 1961, 1-10, № 1, 44, (3-4-5).
'16. E k e 1 ö f S., Instr. and Meas-ments,
'1961, 2, Stockholm, 779, |(3-8-2).
17. Soisson 'H., Electronic measu¬
ring instruments, N. Y., 1961.
18. Golding J. F., Wir. World, 1961,
67, № 6, 325, <(4-2-2).
19. Kaufmann A. B., IRE Trans.,
1961, MO, № 2, 68 (4-1-4).
20. S о r g e r G. U. et al., IRE Trans.,
1961, 1-10, № l, 9, (2-3-6).
21. Müller, Instruments and mea¬
surements, 1961, 2, Stockholm, 841, (2-4-1).
22. Schulten G., Nachrichtentech¬
nik, 2, 1961, 14, № 9, 445, (5-1-15).
123. Kummer M., Nachrichtentechnik,
1961, 11, (Nb 7, 3Ö3, <5-1-3).
24. Köhler K., Frequenz, 1961, 15,
№ 1, 112, (5-4-13).
25. S w e e t L. O. and L e b о w i t z
R. A., Electronic Industries, 1961, 20, Nb 11,
215, ,(5-1-9).
26. G о 1 d i n g I. E., Brit. Comm, and
El-cs, 1961, 8, № 1*1, 848, (8-441).
28. Strandberg M. W., Microwave
Journal, 1961, 4, № 6, 66, (6-3-5).
29. Kürz 1 A., Nachricht. Fachber.,
1961, 23, 17, '(5-3-10).
30. S a n d e r s о n A. E., IRE Trans.,
1961, MTT-9, № 6, 524, (5-1-9).
131. An son W. J., J. Res. Nat. Bur.
Stand., 1961, 65-C, Ks 4, 217, (5-4-1).
32. С u f f 1 i n M. H., El-cs Eng-ng,
1961, 33, № 406, 808, (7-2-2).
33. R а у n e r G. H. and F e 11 о n A.,
JIEE, 1961, 7, № 75, 141, (1-1-4).
*52. W e a v e r L. E., Rundfunktechn.
Mitt., 1961, 5, № 6, 261, (2-4-6).
58. S с h e 1 i s с h E. E., Nachrichten¬
technische Fachberichte, 1961, 23, 111, (7-4).
60. P a r i s i F., Alta Frequenza, 1961r
30, № 7, 523—103 E, (6-4-2).
67. M о с k 1 e r R. C., Advances in Elec¬
tronics and Electron Physics, ed. Marton L.,
1961, 15,1, <18-1-4).
*68. Henderson R. E., British Comm.
and El-cs, .1961, 8, (Nb 7, 506, (8-6-2).
101. Партридж Г., Электронные
измерительные приборы, Госэнергоиздат,
1961.
10(2. Грибанов Ю. И., Измерение
напряжений в .высокоомных цепях, Гос-
энергоиздат, 1961, (2-2-6).
'103. Соболевский А. Г., Измере¬
ния в радиоаппаратуре, Воениздат, 1961.
Ш4. Бэ'ннер E., Электронные измери¬
тельные приборы, Машгиз, 1,961.
106. Вайсфлох А., Теория цепей и
техника измерений в дециметровом и сан¬
тиметровом диапазонах, изд-во «Советское
радио», 11961, >(5-2-1).
108. Н е т р е б е н к о К. А., Цифровые
автоматические компенсаторы, Госэяергоиз-
дат, 1961, (2-1-12).
109. Булдакова Р. И., К и я а р е н-
к о В. И., Аппаратура для измерения -на¬
пряжения «а высоких и сверхвысоких ча¬
стотах. (Гос. изд. /стандартов, 1961, i(2-2-7).
110. Ш л я н д и н В. М., Измер. техн.,.
1961, №4, (2-1-12).
141. Закс JI. М. и Беликов Е. Н.г
Измер. техн., 1961, (Nb 9, 34, 1(3-3-8).
112. 3 а л у цк а я Т. JI. и др., Измер.
техн., 1961, № 1, 35, (3-3-14).
'113. С у б аш и ев В. К., Друзяк
Н. П., 'Приб. «и техн. эксп., '1961, № 2, 125у
(3-4-6).
114. Богданов Г. Б., Рад-ка а
эл-ка, 11961, № 4, 663, .(3-3-15).
115. Фру мкин В. Д., Труды
ВБИИФТР.И, 1961, iNb 53 (ИЗ), (3-11-3).
116. Яковлев К. А. и др., Приб. и
техн. эксп., 1961, № 4, 89, (3-11-11).
117. Елизаров, Измер. техн., 1961,
№ 1 (5-1-6).
1118. Цучия С., Электроника, 1961»
34, № 29, 40, (5-4-6).
119. X э л в е р с о л X., Электр о, ника„
1961, 34, 30 июня, 52, (7-4).
120. Н о в г о р о д о в, Измер. техн.,.
1961, № И, 50, (6-6).
H2L Мечнь А. В., Жук И. H., Приб.
и техн. эксп., 1961, 1, № 1, 112 (5-1-12).
1>22. Касаткин JI. В., П о з е н И. JI.„
Известия вузов, Рад-ка, 1961, 4, № 3, 354,
(5-1-8). ^
126. Закс JI. М., Измер. техн., 1961,
№ 4, 1, (1-'2-1).
133. Лэу .г О., Электроника, 1961, 34,
№ 36, 70, (12-4-5).
134. Т э к с т е р Д. Б., Приборы для на¬
учных исследований, 1961, 32, № 5, 605,
(3-2-7).
141. Р а б и н о в и ч Б. E., Трудьь
В1Н(ИИФТРИ, 1961, № 53, (ИЗ), 29.
(2-3-6).
280
1144. Тисс Д. X., Труды ИРИ, 1961,
49, № 9, 14’30 (8-10-2).
145. Б л а г о в е щ е.н с к и й М. В.,
Труды Моск. анергет. и'н-та, 1961, № 34,
399, (18-5-6).
146. Сорокин Ф. А., Измер. тех«.,
1961, № 4, 49, (18-4-6).
i 147. Ка р ли-не,р М. М., Приб. и
тех'н. эксп., 1961, № 5, 141, (6-3-1).
150. :П о л у л я х К. С., Электронные
резонансные измерительные приборы, «изд.
Харьковского университета, 1961.
1962 г.
1. Barlow H. E., Proc. IEE, 1962,
р. В, 109, suppl. № 23, 639, (1-1-2).
2. Larson R. E., то же, 644, (5-4-2).
3. Westcott R. J., то же, 693,
(5-3-4).
4. Brown J. et al, то же, 713,
(5-2-6).
5. W h о 11 e у В. and В о f f F., то
же, 740, (3-2-4).
8. Т h о m р s о n G. H., то же, 787,
(7-4).
14. R z у m о w s k i E., то же, 678,
(6-2-2).
15. Altschuler H. M., то же, 686,
(5-2-2).
16. А11 s с h u 1 e r H. M., то же, 704,
(5-3-3).
17. Cullen A. L., то же, 724, (3-1-2).
18. Engen G. F., то же, 704, (3-3-11).
il9. Acs E., то же, 7*44, i(3-Ü2-5).
2'3. Anderson A. P., and Brown J.,
то же, 808, (5-2-7).
24. Birch W. L., то же, 812, (3-6-2).
25. H a m e r R. and W e s t с о 11 R. J.,
то же, 814, (7-2-3).
26. S k e d d R. F. and Karbowiak
A. E., то же, 831, (6-4-4).
31. Denney C. A. et al., IRE Trans.,
1962, 1-11, № 3, 4, 276, (3-11-5).
32. Egger A., VDI-Z, 1962, 104, № 5,
(2-1-6).
83. Borucki L. and Lorenz E., Z.
Instrumentenkunde, 1962, Apr., 70, № 4, 7,
(4-1-1).
3*4. Chamberlain J. K. and Eas¬
ter В., El-c Eng-ng, 1962, 34, 407, 14,
(5-U-2).
35. Fuchs H. et al., El-c Eng-ng, 1962,
34, 410,152, (2-1-3).
’36. Moorman R. S., Brit. Commun.
El-cs, 1962, 9, № ,10, 756, (2-1-5).
37. R u g a r i A. D., Electronic Indus¬
tries, 1962, J 6, June, (3-4-3).
38. В а г 1 о w H. M., IRE Trans., 1962,
1-11, № 3, 4, 257, (3-1-3).
39. А1 m a s s у G., Nachrichtentechnik,
1962, 12, № 12, 447, (3-6-3).
^ 40. H u d s о n P. A. et al., IRE Trans.,
1962, 1-11, No 3, 4, 280, (3-11-6).
•41. White R. M., IRE Trans., 1962,
1-11, № 3, 4, 294, (3-11-10).
42. S h а r p E. D. and Jones E. M.,
IRE Trans., 1962, MTT-10, Ns 1, 73,
(3-12-6).
\43. T о d о г о v P. und M а k а г s k i V.,
Nachrichtentechnik, /1962, № 12, ;115, .(4-8-3).
44. West. Electron. News, 1962, 10, №1,
44, '(4-4-7).
45. Schwendinger, Nachrichten¬
technik, 1962, № 12, U-5, (4-4-3).
46. Tarna i, то же, U-6, (4-4-4).
47. В e у e r h о 1 m J., то же, U-6»
(4-2-4).
4i8. К u m m e r M., Nachrichtentechnik*
1962, 12, № 6, U-<32, (5-1-3).
49. О h L. L. and Lunden C. D.*
El-cs, 1962, Aug., 31, 46, (5-l-:i3).
50. E i s e n m a n n H. und Lange K.*
Nachrichtentechnik, 1962, № 1, 17, (5-3-7).
151. Electrical Design News, 1962, 7,
№ 4, 34, i(5-l-6).
52. M e i n k e H. und Gundlach F. W.*
Taschenbuch der Hoohfrequenztechnik,
2 Aufl., 4962, Berlin.
53. Wallenfels, El-sche Rundsch.,.
1962, № 2, 403, (5-1-17).
54. Shone A. B., El-c Eng-ng, 1962,.
34, № 414, дао, (5-3-6).
60. M i 11 r a R. and King R. J.,.
IRE Trans., 1962, MTT-10, № 1, 13, (5-2-4).
61. Beatty R. W. and Anson W. J.,,
Proc. IEE, p. B, 1962, 109, № 46, 345,
(5-4-3).
62. T h о m a s B., El-c Eng., 1962, 34,.
No 414, 546, (5-3-1).
68. F r ü h a u f U., Nachrichtentechnik,.
1962, 12, Ni 4, 125, (7-4).
69. S i n h a J. K. and Sundaram S.,
Journ. Inst. Telecomm. Eng-rs (India), 1962,,
8, № 2, 79, (6-4-1).
73. Essen L., Proc. IRE, 1962, 50,
No 5, 1158, (8-1-2).
74. Re der F. H., El-cs, 1962, 35, №47,
31, -(8-1-3).
76. P а с k а г d M. E. and Swartz:
В. E., IRE Trans., 1962, 1-11, № 3, 4, 215,
(8-1-8).
76. R i v k i n D., El-c Industries, 1962,.
No 6, G-15, (8-3-3).
77. E с h о 1 s J. D., El-cs, 1962, 35,.
No 17, 60, (8-3-2).
78. El-cal Design News, 1962, 7, № 10,-
73, (8-2-7).
719. В u 11 e r T. W. and A u p e r 1 e E. M.^
IRE Trans., 1962, 1-11, № 2, 67,,(8-2-7).
80. S с h u r i g E., Elektronische Runds¬
chau, 1962, № 3, Uli, (8-4-2).
81. Viel G., Elektronische Rundschau;
1962, № 9, 397, (8-4-3).
82. Groschischka H., Nachrichten¬
technik, 1962, 12, № 5, 187, (8-4-6).
83. К о s e 1 G., Arch, elektr. Ubertr.„
1962, 16, № 7, 359, (8-4-6).
101. M e й h к e X. йГуядлах Ф. B.t
Радиотехнический справочник, т. II, Гос-
энергоиздат, 1962.
102. С о ip кия И. М., Ооно'вы радио-
измерительной техники, Госэнергоиз»дат„
1962.
I1Ö4. Ф р а д и н А. 3., Рыжков Е. В.>
Измерение параметров антенно-фидерных
устройств, Связьиздат, 1962.
'105. Гия'Кин Г. Г. Логарифмы, деци*
белы, децилоги, Госэнергоиздат, 1962.
106. X л и с т у « о в В. Н. и Ж и в и-
ло'В Г. Г., Измер. техн., 1962, № 8, 44,
(2-1-12).
(107. Грибанов Ю. И., Измерение
слабых токов, зарядов и больших сапро-
281
тизлений, Госэнергоиздат, 1902 (Массовая
р адиобиблиотека).
108. Пашков A. H., К о р с а-
ко'В 1В. П., Поверителю радиоизмеритель-
ных при'боров, Воениздат, 1962.
110. Лопань В. Р., Т|руды ВНИИФ-
ТРИ, 1902, № 65, (-125), (2-3-3).
i 111. Д ,р е с с е л ь Р. В., Приб. для
научн. исслед., 1962, 39, '№ 3, (2-3-5).
112. Xэ б л и С. С. и Бэдкэс Д. Дж.,
Приб. для научн. иослед., 1962, 39, № 7,
((2-4-3).
113. И,мри К. С., Приб. для научн.
исслец., 1962, 39, LNb 4, (2-4-2).
fl 14. Бокри некая А. А., С к о р и к
Е. Т., Методы измерения мощности в диа¬
пазоне сверхвысоких частот, Гос. изд-во
техн. лит. УСОР, Киев, 1902, (3-1-4).
115. Р е й з е н е р В. К. и Б и р к е Д. JL,
Труды ИРИ, 1962, 50, № 1,. (3-3-9).
116. Закс JI. М. и др., Измер. техн.,
1962, № 2, 43, (3-3-7).
Г117. iK от *о сонов Н. В. и др., Измер.
техн., 1902, № 7, 37, (3-4-4).
118. В а л и т о в Р. А. и др., Измер.
техн., И962, № 7, 32, ((3-5-4), (5-4-8).
Ч19. Г р и и е в и ч Ф. Б., Измер. техн.,
Т962, № 111, 41, (4-2-5).
120. Дитри.х А .Ф., Приб. для научи,
исслед., 11962, 33, № 4, 486, (В-2-4).
121. Циммер ер Р .В., Приб. для
■научн. исслед., 1902, 33, INb 8, 58, (8-7-4).
122. Г р и г о р ь ев М. А. и др., Из¬
вестия вузов, Рад-ка, 1962, 5, (Nb 1, 47,
(5-4-21).
4128. Фом ия М. <В. и Рабинович
Г. H., Электросвязь, 1962, № 9, 33, (5-3-8).
124. Арапов П. П., Измер. техн.,
1962, № 6, '62, (1-2-1).
129. Богданов И. В., Автоматиче¬
ское измерение частоты, Воениздат, 1962,
(8-4-6).
143. Я н о в с к и й М. С., Ш а м ф а-
р о в Я. Л., Известия вузов, Рад-ка, 1962,
.5, № 4, 515, (6-2-3).
145. Двинских В. А., Измеритель¬
ные схемы 1C самовозбуждением, Госэнер¬
гоиздат, 1902, (*1-4).
147. Лей кии А. Я., Энциклопедия
измерений, контроля и автоматизации, 1962,
(1), 189, (8-1-'5).
148. Герштейн Л. И. и Плечков
В. М., Известия вузов, Радиофизика, 1902,
(5), № 2, 406, (8-1-11).
149. А р т е м ь е в а Е. В. и Палий
Г. H., Измер. техн., 1962, № 10, 50, (8-3-1).
150. Кирюшин Б. А., Измер. техн.,
1962, (Nb 1, 51, ,(8-3-5).
'151. Солнцев Б. К., «Новые разра¬
ботки в области контрольно-измерительной
аппаратуры», Связьиздат, 1962, 78, (8-2-7).
152. 3 е г еб а р т Л. К., «Новые раз¬
работки в области контрольно-измеритель¬
ной аппаратуры», Связьиздат, 1962, 87,
(8-2-7).
153. Коридор ф С. Ф. и Тере-
шин Г. М., Сборник задач и упражнений
по радиотехническим измерениям, Госэнер¬
гоиздат, 1902,1(1-6).
154. Широков К. П., «Энциклопе¬
дия измерений, контроля, автоматизации»,
«вып. 1, Госэнергоиздат, 1962, 13, (1-6).
1963 г.
1. Schubert R., Nachrichtentechnik,
1963, 13, № 4, 141, ,(2-1-10).
'2. Reichel R., Nachrichtentechnik,
1963, 13, № 6, 230, i (2-4-4).
3. Trotel J., Onde 61., 1963, Nb 434,
508, (5-4-9).
5. E a s t о n I. G., El-c Industries
1963, 22, № 6, E-11, (1-1-1).
7. W о о d P., Radio and El-c Engr.,
1963, 26, № 2, 109, (8-4-4).
18. Schuster W., Nachrichtentechnik,
1963, 13, № 7, 278, (8-12-6).
* 101. T и ш e p Ф., Техника измерений
на сверхвысоких частотах, Физматгиз, 1963.
■102. Мир .с кий Г. Я., Радиоэлектрон¬
ные измерения, Госэнергоиздат, 1963.
103. Тереши-н Г. М., Радиоизмере¬
ния, Госэнергоиздат, 1063.
'104. В а л и т ов' Р. А., Радиотехниче¬
ские измерения, изд-во «Советское радио»,
1963.
105. Левицкая Н. В., Приборы ^ и
средства автоматизации, 1963, № 1, (4-2-5).
107. Капица С. П., .Кондратьев
Н. И., Эл-ка больших мощностей, 1963,
№ 2, 120, (8-7-2).
1109. Богданов Г. Б., Измер. техн.,
1963, № 1, 33, (1-3).
110. Бур дун Г. Д., Измер. техн.,
1963, № 2, 60, (1-1-5).
,115. Р о м а н о в с к и й, Приборы и
средства автоматизации, 1963, № 1, 23,
(2-1-12).
1117. Б р ян с к и й Л. H., Точное изме¬
рение коэффициента стоячей 'волны напря¬
жения и полных сопротивлений на санти¬
метровых волнах, Стандартгиз, 1963, (1-1-3),
(5-1-18).
'120. Бутусов И. 'В., Автоматические
контрольно-измерительные и регулирующие
приборы, Гос. изд-во нефтяной и горно¬
топливной литературы, 1963, (2-1-112).
124. К а п и ц а С П., Ци п ен ю к Ю. М.,
Эл-ка больших мощностей, 1963, № 2, 133,
(6-5-1).
126. Ко сыр ев Е. А., Молекулярные
-генераторы и усилители сверхвысоких ча¬
стот, Воениздат, 1963, (8-11-Ш).
127. О р а е в с к и й A. H., 'Известия
вузов, Радиофизика, 1963,6, № 1,5, (8-1-11).
128. П а л и й Г. H., Измер. техн., :1963,
№ 5, 48, (8-3-1).
1964 г.
'102. Полупроводниковые приборы в из¬
мерительной технике, ред. Земельман, изд-во
«Энергия», г1964, .(1-5).
ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ
Аммиачные эталоны частоты 238
Аммиачный молекулярный генератор 237
Ампера эталон 15
Амперметр с вибрирующим кольцом 37
Анализ частот 249
Ангармоническое отношение коэффициен¬
тов отражения 157
Андерсона мост 96
Антенн входная полная проводимость 173
Атома цезия энергетические уровни 235
— энергетические уровни 235
«Атомихрон» 240
Атомная сверхтонкая структура 235
Атомные стандарты частоты 242
— частоты 238
— эталоны частоты 15
Баланса моста метод 52
Безрезонаторный ваттметр 68
Болометр 11118
— пленочный 43, 62
Болометрическая волноводная головка 64
— «тракториальная» головка 63
Болометрические головки 63, 65
Болометрической головки к. п. д. 64
ошибка замещения 64
Бора уравнение 235
Буферный »газ 237
Вар акторы 172
Ваттметр безрезонаторный 68
— крутильный 43, 70, 71
двухпластиночный 71
качающийся 73
однопластиночный 71
резонаторный 71
— ламповый высокочастотный 78
— основанный на эффекте Холла 68
— с направленным ответвителем 81
— Э. Л. Т. 90
— термоэлектрический с. в. ч. 76
— электростатический с. в. ч. 89, 90
Ваттметров с. в. ч. сравнение 43
Ваттметры ламповые 77
— многофазные 69
— с термопарами 74
— электродинамические 89
Вейсфлоха кривой автоматическая про¬
кладка 1163
— метод импедансных представлений 130
сдвига минимума 132
— эквивалентная схема четырехполюсни¬
ка 144
Взаимности принцип 156
Взаимоиндукции измерение (106
Видеоимпульсов, уровня измерение 41
Вина мост 96
Водородный атомный мазер 238
Возмущения метод 224
Вдлластоновские нити 52
Волн скорость распространения 263
Волна поляризованная эллиптическая 193
Волноводная болометрическая головка 64
— термисторная головка 58
Волноводы желобчатого типа 119
— спиральные 230
Волномер-интерферометр 268
— конфокальный 267
— с диэлектрическим патрубком 268
панорамной индикацией 267
Волномеров автоматическая калибровка 268
Волномеры резонансные 263
— с коаксиальными резонаторами 264
контуром типа «бабочка» 263
объемными резонаторами 266
Волны длины измерения 233, 264
— упругой метод измерения 88
— электромагнитных колебаний длина 263
Вольперта-Смита диаграмма 128, 129, 157,
1198
Вольта эталон 15
Вольтметр импульсный транзисторный 39
— переменного тока транзисторный 29
Вольтметр цифровой 17
на транзисторах 20, 23
Вольтметра одного метод 101
— цифрового печатающая приставка 25
Вольтметров ламповых погрешности 31
Вольтметры ламповые 26, 29, 33, 34
компенсационные 27, 33
показывающие действующее значе¬
ние 33
— логарифмические 33
— цифровые 16, )17, 20, 23, 25, 26, 28
Восьмизначный счетный измеритель часто¬
ты 254
Времени единица интервала 234
— единицы AI, UT2 240
— преобразователи шкалы 235
— постоянная тепловая 47
— постоянная термическая 44
— разделения метод 22
— точного передача сигналов 15
Время атомное (АТ, А) 233
— всемирное (UT, GMT) 233
— конверсии 26
— UT2 235
— эфемеридное (ЕТ) 233
283
Вспомогательного канала метод определе¬
ния к. п. д. соединителя 179
Вырезки метод 85, 86
Выхода измерители 90
— радиочастотный измеритель 91
Вычислитель трехточечный круговой U28
Газ буферный 237
Гальванометры 28
Гаусса эффект 69
Генератор декадный прецизионный 248
— кварцевый миниатюрный 247
— молекулярный 239
аммиачный 237
— с кварцевой стабилизацией 23
Генератора интерполяционного метод 271
— располагаемая мощность 41
— с. в. ч. колебаний гашение 246
Генераторы молекулярные (мазеры) 237,
242
Гетеродинирования метод 84
Гетеродинные методы измерения частоты
273
Гибридный трансформатор для измерения
проводимости 173
Гинзтона метод импедансных представле¬
ний 130
Гиперболическая тригонометрия 161
Гиперболический транспортир Дешана 154,
158
Гиперболическое расстояние '157, 158, 161
Давление излучения 73
Дауэса-Гувера мост 97
Двухвходники с. в. ч. 168
Двухкаскадной компенсации Мётоа 208
Двухполюсных структур эквиваленты 132,
133, 134
Декада переучетная 252
на транзисторах 257
— частотная 248
Деление образцовой частоты 251
Детектирование синхронное при измерении
добротности 216
Децибелметр 232
Дешана гиперболический транспортир 158
метод определения коэффициентов
рассеяния 146
сдвига минимума 132
Диаграммы круговые 127, 1129
«Диаграф» il85
Диафрагмы в стенке линии перемещение
Дискриминатор автоматический 38
Дифференциальная индуктивность 105
Дифференциальный метод измерения ем¬
кости '108
— трансформатор 105
Диэлектрическая проницаемость ферри¬
тов 15
Добротности быстро изменяющейся изме¬
рение Ш12
— двухполюсника измерение 215
— динамические методы измерения 222
— измерение на миллиметровых волнах
222
— кварцевых резонаторов определение 224
— определение по круговой диаграмме 216
— резонансных кольцевых линий измере¬
ние 224
— резонатора измерение 211—217
284
Добротности резонатора магнетрона изме¬
рение 219
модуляционные методы измерения
220
— резонаторов измерения методом опре¬
деления входного к. с. в. 2(13
измерения мост 170
— эхо-боксов модуляционный метод изме¬
рения 221
Добротность контура по полосе 210
— резонаторов 210
Дольф — Чебышевский .переход 204
Допплера эффект 240
Допплеровский сдвиг частоты при приеме
сигналов спутников 262
Допплеровское уширение 237
— смещение частоты 261
Единиц система международная «СИ» 16
Емкости абсолютная единица 13
— быстроизменяющейся измерение М2
— весьма малой измерение 109
— дифференциальный метод измерения 10S
— измерение 92, 107
методом куметра 108
— измеритель с печатающим устройством
Г-14
— конденсаторов автоматическое измере-
рение dilil, 113
— малой измерение методом модуляции
частоты (1112
— прецизионное измерение 114
— эталоны 13
Запорный слой 28
Зарядов малых величин измерение 28
Затухание кабеля 230
Затухания коэффициент 225, 232
— коэффициента измерение 232
Защиты схемы 95
«Зет-скоп» (Z-скоп) 184
Зонда чисто индуктивного повторного ме¬
тод lil 5
Зондирование распределения поля с. в. ч,
1;14
Зубчатого колеса метод 270
Измеритель частоты счетный 254
Иконоцентр 157
Импеданса трансформация 162
Импедансный метод определения к. п. Д.
болометрической головки 64
Импедансных представлений метод Вейс-
флоха 130
Гинзтона 130
Импедометр Парцена 186
Импульсов пикового напряжения измере¬
ния 38, 39
— реверберации метод наблюдения 231
— электронно-электромеханический счет¬
чик 260
— электронные счетчики 260
Импульсы отражения челночные 230
— узкие выходные (вырезки) 85
Инвариантное расстояние 145
Индикатор 23
— к. с. в. тройниковый 166
— отношений осциллоскопический 188
Индикаторная цифровая лампа типа
«Никси» 259
Индикаторное устройство 25
Индикаторные цифровые лампы 254, 259
Индикаторы в виде вертикальных декад
253
Индикация линейная 254
— распределения 116
— со стрелочным прибором 254
— цифровая непрерывная 258
Индуктивности измерение 92, 105, '107
— прецизионное измерение 114
Индуктивность кажущаяся 104
— эталонная 14
Интегрирования — дифференцирования ме¬
тод 84
Интерполяционного генератора метод 271
Интерполяционные методы измерения ча¬
стоты 273
Интерферометр с. в. ч. 260
Интерферометры Фабри — Перо 238
Кабеля коэффициента затухания измерение
232
Калибровка волномеров автоматическая
268
— по радиосигналам 249
— пондермоторных измерителей мощности
74
Калориметр балансный 45, 46
— водяной 43
— для с. в. ч. большой мощности 51
Калориметрические методы измерений 43
Калориметрический измеритель мощности
51
Калориметры адиабатические 43
— неадиабатические 44
— поточные 46, 48
— статические 43
— термобалансные 45
Картера диаграмма 128, 129, 157, 198
Катушек индуктивности измерение 107
— миниатюрных параметры 107
К. б. в. измерение 114
— малых величин 'измерение 117
Квадратичные умножители 74
Квантовые переходы 235 -
Кварцевые резонаторы 263
— эталоны частоты 242
Кварцевый миниатюрный генератор 247
Кирнса метод 64
Коаксиальная термисторная головка 59
Колебаний генератора с. в. ч. гашение
246
Компаратор напряжения импульсов 40
— проводимостей 167
по Тэрстону 165
Конверсии время 26
Конвертор гетеродинной частоты 255
Конденсатор Лэмпарда и Томсона 13, 15
— эталонный четырехцилиндровый 13
Конденсаторов автоматическое измерение
емкости 111.1, ИЗ
потерь 113
Конформная диаграмма 157
— модель (101
Короткозамыкающие прецизионные сек¬
ции 15
Круговые диаграммы 1127, 129
Крутильные ваттметры 43, 70, 71
Крутящий момент 72
К. с. в. измерение 114, 121, 122, 176, 189,
190, 193
— измеритель ротационный 193
транзисторный 190
К. с. в. индикация в виде четверного
эллипса 112
— погрешность измерения 14
Куметр с качанием настройки 1112
Куметра метод измерения емкости 108
индуктивности 105
сопротивления 101
Кэмпбелла мост 98
Кэри — Фостера мост 97
Лампа индикаторная «Никси» 259
— обратной волны (ЛОВ) 187
Лампы счетные .с переключением луча 258
— цифровые индикаторные 254, 259
Лехера система 264
Линии измерительные 128
бесщелевые 128, 129
— волноводные желобчатого типа 119
— длинной метод зондирования поля 115
— измерительной устройство 1114
— с меняющимся волновым сопротивлени¬
ем 203
— спектральной ширина 236
Линия измерительная двухпроводная 125
коаксиальная бесщелевая 124
поверхностной волны 126, 1127
с автоматическим переключением
зондов 124
— замедленной волной 125
— перехода паров рубидия 242
— экспоненциальная 203
Лиссажу примеры фигур 269
— фигур метод 268
Литература основная 16
Луч таллиевый атомный 236
Магнеторезистивный эффект полупроводни¬
ков 69
Магнитный усилитель 28
Максвелла мост 96
Мазер атомный водородный 238
Мезеры (молекулярные генераторы) 237,
242
Матрица обратная 155
— проводимостей соединения 160
— сопротивления соединения 160
— транспонированная 155
— трансформации соединений 155, 160
— унитарная 155
Матрицы рассеяния 129, 154, 155, 156, 168
Маятника метод измерения -мощности 74
Мгновенного значения частоты измерение
260
Международная система единиц СИ 16
Микроамперметр переменного тока транзи¬
сторный 29
Микровольтметр ламповый 27
Микрокалориметр адиабатический 44
Микрокалориметрический метод 64
Миллера интегратор. 22
Милливаттметр с датчиком Холла 69
термостолбиком 75
Многополюсные структуры 152
Модель конформная 161
— проективная 161
Модулятор фазовый механический 1164
Модуляционный метод измерения доброт¬
ности 221
Молекулярные генераторы (мазеры) 237,
239, 242
— стандарты частоты 242
Молекулярный генератор аммиачный 237
285
Момент крутящий 72
— спиновый ядерный 235
— электрона вращательный 235
— ядра магнитный дипольный 235
Монитор диодный 87
Мост болометрический прецизионный 62
— двухсигнальный il04
— для измерения добротности 170
коэффициента отражения >169, 171
— интерференционный с. в. ч. 168
— отношений трансформаторный 103
— с автоматическим уравновешиванием
'104
— по Бирну 166
— потенциометрический 53
— произведения 53
— самобалансирующийся комбинирован¬
ный 60
с термокомпенсацией 57
— суммирования 54
— термисторный МТО-1 61
постоянного тока автоматический
59
— Т-образный двойной 99
шунтированный 99
— трансформаторный 104
— Уитстона 95
— Шеринга автоматический 111
Моста баланса метод 62
— разбаланса метод 52
Мостов экранирование 95
Мостовая двойная схема измерения к. с. в.
190
Мостовой направленный ответвитель 80
Мосты асимметричные 95
— балансные постоянного тока 53
— болометрические 52
самобалансирующиеся 58
— больших емкостей 104
индуктивностей 104
— векторные 100
— для измерения полного сопротивления
96
— самобалансирующиеся 55
Мощности измерение 41, 42, 70, 72, 73, 74,
88, 89, 91
— измеритель с использованием эффекта
Холла 67
— импульсной измерение 88
методом вырезки 85, 86
— калориметрические методы измерения
43, 51
— измерение методом двух вольтметров
79
трех вольтметров 79
— точность измерения 14
— пиковой измерение 82, 83, 87
— фотометрические методы измерения 76
— электродинамический измеритель 37
Мощность генератора располагаемая 41
— импульсного генератора 85
Нагрузки образцовые 15
Направленные ответвители 79
Направленный ответвитель по схеме моста
Максквелла 81
Направленных ответвителей ошибки 79
Напряжений измерение 16
— импульсных измерение 38, 39, 41
Напряжения в. ч. эталон 38
Напряжения измерение при температуре
жидкого гелия 29
— импульсов компаратор 40
— на с. в. ч. точность измерения ,14
— сдвиг минимума '162
— эталоны 14
Необратимые структуры 153
Неоднородностей параметры 149, 154
Неоднородности полукруглые 15
«Никси» — индикаторная лампа 259
Овена мост 97
Олинера и Фельзена схема 145
Ома эталон 15
Омметры цифровые 17, 20, 28, 92, 93
Осциллосконические методы измерения ча¬
стоты 268
Ответвители направленные 79
Ответвитель направленный мостовой 80
по схеме моста Максвелла 81
резистивный 81
— фазовый направленный 181
Ограждения коэффициента измерение 114,
1115, 117, 120, 128, 129, 154, 177, 180, 181,
183, 184
Отражения коэффициента измерения по¬
грешность ;188
— — измеритель 177
круговая диаграмма 129, 185
малых значений измерение 162, 186
механическая регистрация 185
модуля измеритель 175
Ошибки болометрического метода 56
— замещения болометрической головки 64
Ошибок кривые 149
Парамагнитный резонанс в гидразиле 276
Параметрические усилители 242
Парцена импедометр 186
Паули метод
Передачи на сверхдлинных волнах 251
— коэффициент 129, 155
— коэффициента измерение 129
Пересчетная декада 252
Переход Дольф — Чебышевский 204
Переходы квантовые 235
— плавные неэкспоненциальные 204
Планка постоянная 235
Погрешности ламповых вольтметров ЗГ
— измерения к. с. в. 14
— рассогласования 43
Подуровни энергетического состояния 235
Пойнтинга вектор 43
Поле С 236
Поля в резонаторах распределение 1(15, 116^
210, 224
— замедляющего метод 88
— зондирование 114, 1115
— электромагнитного давление 72
Пондермоторные измерители мощности 72*
73
— методы измерения мощности 70
Постоянная Планка 235
Постоянной времени измерение 114
Потенциометр электронный 27
Потери вносимые 155
Потерь поверхностных в резонаторе изме¬
рение 223
— угла автоматическое измерение 113
— угол ферритов 15
Преобразователи ферритовые 15
— шкалы времени 235
286
Приборы образцовые для радиотехниче¬
ских измерений 15
— радиоизмерительные отечественные 16
— самопишущие 29
— цифровые 260
Приемник для измерения частоты 251
Приставка к цифровому вольтметру печа¬
тающая 25
Проводимостей компаратор по Тэрстону
1165
— соединения матрица '160
Проводимости расчет по круговой диа¬
грамме 115
Проводимость волновода нормированная
160
— полная входная антенн <173
Проективная диаграмма 157
— модель 161
Проницаемость диэлектрическая ферритов
15
— тензорная магнитная 15
Протона гиромагнитного отношения эта¬
лон 15
Пунктирной окружности метод 268
Радиочастотный измеритель выхода 91
Разбаланса моста метод 52
Разветвители измерительные 167
— по Вудворду '167
Эггеру 167
Рамсея метод 240
Распространения коэффициент 225
Рассеяния коэффициент '129, 1146
— матрицы 129, 154, 155, 156, 168
Расстояние гиперболическое tl57, '158, <161
— инвариантное 145
Реверберации импульсов метод 231
Резонанс парамагнитный в гидразиле 276
— ферромагнитный в гранате 276
— электрический в молекулярном луче 237
— электронно-магнитный 172
Резонансные методы измерения индуктив¬
ностей 105
частоты 263
Резонаторов добротность 210
— полей распределение 210
Резонаторы кварцевые 263
Рефлектометра методы 177, 180
Рубидиевый эталон частоты 240, 241
Рубидия паров линия перехода 242
Рулетты метод 271
Самопишущие приборы 29
Самопроверка счетных каскадов 252
Сдвига минимума кривая 131
напряжения метод 162, 163
Селектор 24
Сигнала потока графический метод 162
Сигналов точного времени передача 15
СИ — международная система единиц 16
Симметрирующие устройства 205
Синтез частот 247, 249
Синтезатор частоты 244, 246, 249
Синхронное детектирование 216
Скорость распространения волн 263
Смещение частоты обратное 249
Смита — Вольперта диаграмма 128, 129,
157, 198
Согласование в широкой полосе частот 209
— сопротивлений 194
— сопряженное 41
Соединения двухвходные !155
Соединитель волноводный как четырехпо¬
люсник 177
Соединителя к. п. д. определение 178
— к. с. в. определение 178
Солнечное время среднее (UT) 234
Сопротивление волновода нормированное-
160
— полное входное резонатора 218
— термическое 47
— эталонное 14
Сопротивлений больших измерение 95
— полных измерение отношений 173
— согласование '194
— соединения матрица 160
Сопротивления активного измерение 92
согласование 198
— в. ч. катушек измерение 93
— измерение 92
— поверхностного полного на с. в. ч. изме¬
рение 94
— полного двухпроводных линий измере¬
ние 102
измерение 95, 103, 114
угла 100
круговая диаграмма 1!15, 186
— трансформатора диаграмма '198
— трансформаторы 197
Спектральной линии ширина 236
Спектроанализатор ферритовый 15
Спиновый ядерный момент 235
Счетные методы измерения частоты 251,
255
Счетных каскадов самопроверка 252
Счетчик 23, 25
— импульсов электронно-электромеханиче¬
ский 260
Таллиевый атомный луч 236
Таллия атома диаграмма 236
Тангенсная кривая 165
Тангенсов отношения метод 149
— параметры отношения 135
Тензорная магнитная проницаемость фер¬
ритов 1Г5
Теплового равновесия уравнение 43
Термин «эталон» 16
Термистор ферромагнитный 65
Термисторная волноводная головка 58
— коаксиальная головка 59
Термисторно-потенциометрическая голов¬
ка 38
Термисторные головки 63
Термоваттметр с трансформаторной связью
75
Термопарные методы измерения мощности
74
Термостат 247
Термостолбик 64
Термоэлектрические приборы 37
Тока измерение 16
— электродинамический измеритель 37
— эталон 14
Токов импульсных измерение 38
— малых величин измерение 28
— поверхностных с. в. ч. измерение 37
Томсона и Лэмпарда конденсатор 13, 15-
Точек половинной мощности метод 211
Точного времени сигналов передача ;15
Точность измерений 13, 14
Транзисторы в измерительной технике 16*
Транспортир гиперболический 154, 158
Трансформатор биномиальный 199
287
Трансформатор в виде шлейфа 204, 205
— гибридный 173
— дифференциальный 103, 105
— Чебышева 200
— четвертьволновый 198
Трансформатора сопротивления диаграмма
198
Трансформаторов четвертьволновых цепоч¬
ки 199
Трансформаторы с декадным отношени¬
ем 14
— сопротивления 197
Трансформации соединений матрица 160
Трансформация импеданса 162
Трехвходная структура 152
Тригонометрия гиперболическая '161
Тройник £-плоскостной 152
— Я-плоскостной 153
Углы эллиптические 159, 161
Уитстона мост 95
Умножители квадратичные 24
Упругой волны метод 88
Усилители индукционные 28
— параметрические 242
— фотокомпенсационные 28
— фотоэлектрометрические 28
Усилитель магнитный 28
Фабри — Перо интерферометр 238
Фазовращатель 221.
—1 ферритовый для измерения к. с. в. 121
Фазовый метод измерения добротности 211
Фазы коэффициент 225
— расчет по диаграмме Картера 128
Фантастронная схема 252
Фельзена — Олинера метод 132
схема 145
Ферритов диэлектрическая проницаемость
15
— тензорная магнитная проницаемость 15
— угол потерь 15
Ферритовые преобразователи 115
Ферритовый спектроанализатор 15
— фазовращатель 121
Ферромагнитный термистор 65
резонанс в гранате 276
Фигур Лиссажу примеры 269
Финберга метод 163
Фотометрические методы 76
Хевисайда — Кэмпбелла мост 97
Хея мост 96
Холла эффект 66, 70, 73
в фосфорномышьяковистом индии 67
Цезиевые эталоны частоты 236, 239, 240,
241
Цезия атома диаграмма 235
Циркулятор ферритовый 193
Цифровая индикаторная лампа «Никси»
259
лампочка 254
— непрерывная индикация 258
Цифрового вольтметра печатающая при¬
ставка 25
Цифровой вольтметр на транзисторах 23
— вольтомметр 17
Цифровой вольтметр на транзисторах 20
Цифровые вольтметры 16, 17, 20, 23, 25,
26, 28
— индикаторные лампы 259
— омметры 17, 20, 28, 92, 93
— приборы 260
Цифропечатающее устройство 260
Частот анализ 249
— отношений определение 270
— синтез 247, 249
— эталонных передача 15
Частотная декада 248
Частотно-измерительное устройство 249
Частотный коэффициент 200
Частоты восьмизначный счетный измери'
тель 254
— гетеродинный конвертор 255
— деление обратным смешением 249
— деления фантастронная схема 252
— допплеровский сдвиг при приеме сигна¬
лов спутников 26
— допплеровское смещение 261
уширение 237
— измерители с магнитной настройкой 276
счетнУе 260
— мгновенное значение 260, 261
— семизначный измеритель 255
— синтезатор 244, 246, 249
— уход з импульсе 261
Часы атомные 235, 238
Чебышева трансформатор 200
Четырехполюсника параметры отношения
тангенсов /140, 141, 144
— диаграмма трансформации 143
— уравнения 129
— эквивалентные представления 162
Чипмана резонансный метод 116
Шеринга мост 96, 111
Шлейфы 197
Шомандля частотные декады 249
Шторера метод 132
«Щели» метод 82
Электрометры 28
Электронные счетчики 260
Эллиптический угол 161
Энтракометр 65
Эрмитово-сопряженная величина 155
Эталон термин 16
— частоты рубидиевый 240, 241
Эталонные приборы 13, 14, 15
Эталонных частот передача 15
Эталоны частоты 13, 246, 249
аммиачные 238
атомные 15, 233
кварцевые 242
молекулярные 233
цезиевые 236, 239, 240, 241
Эфемеридное время (ЕТ) 234
Эффект Гаусса 69
— Холла 66, 67, 70, 73
Ядерный и электронный резонанс одно¬
временный 241
СПИСОК ИСПРАВЛЕНИЙ
Страница
Столбец
Строка
Напечатано
Должно быть
64
102
Правый
Правый
27 сверху
5 сверху
|/'-Л1(1-|/Ц)
2
У' + У" + У'"
1Л-Л10-1Л12)
2
— Y' + Y"+Y'"
106
Правый
7 снизу
и
(jiL. 2
135
Правый
ф-ла (5-26)
и22
Иг
159
Левый
Рис. 5-2-48
(на окружности)
О
Q
177
Левый
8 снизу
Ъгг
■Пч
200
Правый
1 сверху
1-1/Т
1-1Г И
218
Правый
22 снизу
2h~h
То
227
Левый
15 снизу
Г =
-н
II
с
233
Зак.
Левый
1719.
16 снизу
1/31566925,9747
1/31556925,9747