Text
ИЗМЕРЕНИЯ
В ЭЛЕКТРОНИКЕ
СПРАВОЧНИК
Том II
Редактор-составитель
Б. А. ДОБРОХОТОВ
ИЗДАТЕЛЬСТВО «ЭНЕРГИЯ»
МОСКВА 1965 ЛЕНИНГРАД
УДК 621.317 (031)
С 74
В Справочнике описаны многочисленные методы и
устройства, предложенные для измерения основных ве¬
личин, с которыми имеет дело радиоэлектроника. Спра¬
вочник не заменяет учебных курсов измерений, но мо¬
жет рассматриваться как дополнение к ним, содержащее
несколько широких обзоров техники измерений, углуб¬
ленное изложение некоторых методов и краткие опи¬
сания многих новых разработок.
Во второй том включены методы измерения фазы,
ослабления, излучения, шума, модуляции, стабильности
электронных систем и некоторых других параметров.
Книга предназначена главным образом для инжене¬
ров и техников, работающих в области конструирова¬
ния, испытания и эксплуатации радиоэлектронной аппа¬
ратуры, как пособие при выборе методов и выполнений
измерений и испытаний.
Редактор В. В. Енютин
Техн. редактор Г. Е. Ларионов
Сдано в набор 31/XII 1964 г.
Подписано в печать 11 /III 1965 г.
Уч.-изд. л. 28,32
Зак. 1731
Т-03530
Тираж 17 ООО экз.
Бумага 70X108*/«
Печ. л 20,55
Цена 2 р. 13 к.
Московская типография № 10 Главполиграфпрома
Государственного комитета Совета Министров СССР по печати.
Шлюзовая наб., 10.
ОГЛАВЛЕНИЕ
ТОМ I
Глава 1. Некоторые общие вопросы 13
Глава 2. Измерение напряжения и тока 16
Глава 3. Измерение мощности 41
Глава 4. Измерение сопротивления, индуктивности и емкости 92
Глава 5. Измерение коэффициента стоячей волны, коэффициента отражения и пол¬
ного сопротивления на с. в. ч 114
Глава 6. Измерение добротности резонаторов и распределения поля в них • • • . 210
Глава 7. Измерения коэффициента распространения 225
Глава 8. Измерение частоты и длины волны 233
ТОМ II
Глава 9. Измерение фазы 11
Глава 10. Измерение интервалов времени 39
Глава 11. Измерение ослабления 45
Глава 12. Измерение параметров антенн 61
Глава 13. Измерение излучения 76
Глава 14. Измерение шума 99
Глава 15. Измерение параметров импульсов . . . 120
Глава 16. Измерение модуляции 132
Глава 17. Анализ спектра 145
Глава 18. Измерение полосы пропускания и коэффициента усиления 160
Глава 19. Измерение искажений формы волны 172
Глава 20. Измерение стабильности электронных систем 180
Глава 21. Измерение параметров диэлектриков 186
Глава 22. Измерение эффективности экранирования 207
Глава 23. Измерение электрической прочности 210
Глава 24. Измерения на миллиметровых волнах 212
Глава 25. Измерения в полосковых линиях 222
СОДЕРЖАНИЕ ВТОРОГО ТОМА
Глава 9
ИЗМЕРЕНИЕ ФАЗЫ
9-1. Измерение фазы на низких
и высоких частотах
9-1-1. Обзор методов измерения фазы . 11
9-1-2. Точное измерение среднего сдви¬
га фазы методом „перекрытия“ с
цифровой индикацией 23
9-1-3. Прямопоказывающий фазометр
в. ч. с двумя диодами 24
9-1-4. Измерение разности фаз на в. ч.
с помощью двух синхронизирован¬
ных генераторов в противофазном
включении 24
9-1-5. Осцяллоскопическая индикация
фазовой характеристика 24
9-1-6. Измерение фазы с использова¬
нием транзисторных триггеров . • 26
9-1-7. Точное измерение и запись сдви¬
га фазы при исследовании распро¬
странения волн 28
9-1-8. Другие методы и устройства . • 28
9-2. Измерение фазы на с. в. ч.
9-2-1. Обзор методов измерения фазы
на с. в. ч 28
9-2-2. Измерение разности фаз на
с. в. ч. методом модулированной
поднесущей 29
9-2-3. Осциллоскопическая индикация
отклонения фазово-частотной ха¬
рактеристики элементов с. в. ч. от
линейности с разрешающей спо¬
собностью порядка 0,1° 30
9-2-4. Измерение фазы и ослабления
в активных структурах с. в. ч. . . 31
9-2-5. Фазометр с двухзондовой изме¬
рительной линией 32
9-2-6. Измерение сдвига фазы на элек¬
тродах л. б. в. с использованием
серродинного модулятора 32
9-2-7. Измерение и запись фазы на
с. в. ч. с использованием л. б. в.
в мостовой схеме включения ... 32
9-2-8. Автоматическое измерение фазы
колебаний с. в. ч. в поле излуче¬
ния (с использованием однополос¬
ной модуляции) 33
9-2-9. Другие методы и устройства . . 34
9-3. Измерение фазы колебаний
в импульсе
9-3-1. Измерение фазы колебаний в им¬
пульсе методом двойного гетеро-
динирования с цифровой индика¬
цией 34
9-3-2. Точное измерение мгновенной
фазы и частоты колебаний с. в. ч.
в импульсё 34
9-4. Фазовращатели
9-4-1. Широкодиапазонный фазовраща¬
тель для прямоугольного волно¬
вода 35
9-4-2. Обратимый ферроэлектрический
фазовращатель 3-см диапазона волн 36
9-5. Измерение группового времени
задержки
9-5-1. Фазовые искажения, задержка
фазы и задержка огибающей сиг¬
нала 36
9-5-2. Другие методы и устройства . . 39
4
Глава 10
ИЗМЕРЕНИЕ ИНТЕРВАЛОВ
ВРЕМЕНИ
10-1. Обзор методов измерения
интервалов времени ... 39
10-2. Верньерные методы
10-2-1. Измерение интервалов времени
от 0,9 до 1 ООО мксек с точностью
10 нсек методом верньера .... 42
10-2-2. Измерение наносекундных ин¬
тервалов времени верньерным ме¬
тодом (с использованием двух цир¬
куляционных линий) 43
10-3. Транзисторный измеритель
интервалов времени с точно¬
стью 5 нсек 44
10-4. Измерение задержки времени
с точностью долей наносекун¬
ды (с помощью генератора пе¬
ременной частоты) 44
10-5. Измерение 5-микросекундных
интервалов времени с точ¬
ностью до одной наносекунды
с использованием зигзагооб¬
разных осциллограмм 44
10-6. Измерение времени сраба¬
тывания реле и переключате¬
лей с помощью осциллоскопа 44
10-7. Другие методы и устройства 44
Глава И
ИЗМЕРЕНИЕ ОСЛАБЛЕНИЯ
11-1. Измерение ослабления
на н. ч. и в. ч.
11-1-1. Общие сведения и некоторые
методы измерения 45
11-1-2. Прецизионный метод калибров¬
ки аттенюаторов на частоте
30 Мгц 47
11-1-3. Самокалибровка предельных ат¬
тенюаторов 47
11-2. Измерение ослабления
на с. в. ч.
11-2-1. Обзор методов измерения ослаб¬
ления на с. в. ч 48
11-2-2. Измерение ослабления супер-
гетеродинным методом (методом
параллельного замещения на п. ч.) 52
11-2-3. Усовершенствованная схема из¬
мерения ослабления по методу
параллельного замещения на п. ч. 53
11-2-4. Точность измерения ослабле¬
ния методами параллельного и по¬
следовательного замещения на п. ч. 58
11-2-5. Метод модулированной подне-
сущей 54
11-2-6. Точность измерения ослабления
методом модулированной поднесу-
щей 54
11-2-7. Измерение ослабления обрати¬
мых четырехполюсников с малымй
потерями методом „трех отсчетов“ 55
11-2-8. Абсолютный метод калибровки
аттенюаторов с. в. ч. (с примене¬
нием трехдецибельного ответви¬
теля) 55
11-2-9. Измерение ослабления волно¬
водных структур на частотах око¬
ло 16 Ггц с панорамной осцилло-
скопической индикацией в полосе
около 2 Ггц (методом сравнения,
с применением двух л. о. в.) . . . 56
11-2-10. Измерение и осциллоскопиче-
ская индикация ослабления и сдви¬
га фазы в ферритовых элементах 56
11-2-11. Измерение затухания коротких
отрезков волновода методом ис¬
следования узлов стоячей волны . 57
11-2-12. Измерение вносимого ослабле¬
ния и к. о. гетеродинным мето¬
дом с автоматическим сопровож¬
дением частоты и панорамной ос-
циллосколической индикацией ... 57
11-2-13. Другие методы и устройства 59
11-3. Аттенюаторы
11-3-1. Некоторые данные поляриза¬
ционных аттенюаторов 59
11-3-2. Характеристики волноводных
резистивных аттенюаторов .... 59
11-3-3. Коаксиальный ферритовый атте¬
нюатор с малым начальным ослаб¬
лением и магнитной регулировкой
ослабления 60
11-3-4. Аттенюатор для высокочастот¬
ных импульсов 60
11-3-5. Другие методы и устройства . . 60
Глава 12
ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ
АНТЕНН
12-1. Измерение входных и взаим¬
ных полных сопротивлений . . 61
12-2. Измерение диаграмм направ¬
ленности 63
5
12-3. Измерение коэффициента
усиления 68
12-4. Измерение фазового фронта 71
12-5. Измерение поляризационных
характеристик 73
Глава 13
ИЗМЕРЕНИЕ ИЗЛУЧЕНИЯ
13-1. Измерение дифракции и рас¬
сеяния
13-1-1. Обзор методов измерения ди¬
фракции и рассеяния 76
13-1-2. Измерение квадратурных (во
времени) составляющих поля мето¬
дом модулированного рассеяния . . 79
13-1-3. Другие методы и устройства . 81
13-2. Измерение напряженности
поля
13-2-1. Обзор методов измерения напря¬
женности поля 81
13-2-2. Относительное измерение на¬
пряженности поля сантиметровых
волн за пределами видимости
(с панорамной осциллоскопической
индикацией) 85
13-2-3. Измерение напряженности поля
по току короткого замыкания
антенны . . . 85
13-2-4. Измерение параметров атмосфер¬
ных помех 85
13-2-5. Другие методы и устройства . 86
13-3. Определение направления
прихода волн 3-см диапазона
методом сравнения фаз .... 86
13-4. Измеритель мгновенного зна¬
чения поляризации на с. в. ч. 87
13-5. Измерение затухания ультра¬
коротких волн, проходящих
через пламя 87
13-6. Измерение коэффициента пре¬
ломления атмосферы 88
13-7. Другие методы и устройства 88
13-8. Приложение. Распростране¬
ние радиоволн в пределах пря¬
мой видимости и тропосферное
распрострашчше за предела¬
ми прямой видимости 88
Глава 14
ИЗМЕРЕНИЕ ШУМА
14-1. Измерение коэффициента шума
14-1-1. Обзор методов измерения коэф¬
фициента шума 99
14-1-2. Прямопоказывающий измеритель
коэффициента шума (с импульсной
модуляцией) 113
14-1-3. Исследование импульсов шума
методом вырезок 114
14-1-4. Измерение весьма малых коэф¬
фициентов шума 114
14-1-5. Супергетеродинный анализатор
шумового спектра генераторов
с. в. ч 114
14-1-6. Другие методы и устройства. 115
14-2. Генераторы шума и их
калибровка
14-2-1. Газоразрядные источники шума
для дециметровых, сантиметровых
и миллиметровых волн 115
14-2-2. Генератор низкочастотного шума
(гетеродинного типа) 117
14-2-3. Эталонный источник низкочас¬
тотного шума 118
14-2-4. Градуировка генераторов шума
с. в. ч. методом черного тела . . 113
14-2-5. Абсолютное измерение темпера¬
туры генераторов шума с. в. ч. с
помощью радиометра 119
14-2-6. Другие методы и устройства . 120
Глава 15
ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ
ИМПУЛЬСОВ
15-1. Определение формы импульсов
15-1-1. Осцнллоскопическое наблюде¬
ние формы импульсов 120
15-1-2. Измерение наносекундных им¬
пульсов с помощью стробоскопи¬
ческого осциллоскопа 124
15-1-3. Транзисторная стробоскопиче¬
ская приставка к осциллоскопу . . 125
15-1-4. Измерение времени нарастания
наносекундных импульсов с по¬
мощью осциллоскопа бегущей вол¬
ны 126
15-1-5. Измерение параметров наносе¬
кундных импульсов с помощью
схемы совпадения 126
15-1-6. Измерение наносекундных им¬
пульсов с помощью линии задер¬
жки 128
15-1-7. Определение формы колебаний
на частотах до 5 Мгц с помощью
стробоскопа, основанного на эффек¬
те Холла 12£
6
15-1-8. Осциллоскоп для наблюдения
переходных процессов с использо¬
ванием накопительной э. л. т. . . 130
15-1-9. Двухлучевой стробоскопический
осциллоскоп с цифровым индика¬
тором времени и напряжения ... 130
15-1-10. Транзисторный осциллоскоп . 130
15-1-11. Измерение длительности им¬
пульсов с помощью магнитных сер¬
дечников 130
15-1-12. Другие методы и устройства . 130
15-2. Измерение параметров
последовательности импульсов
15-2-1. Счет импульсов 130
15-2-2. Измерение скорости смещения
импульсов 130
15-2-3. Измерение дрожания импуль¬
сов 130
15-2-4. Три мётода измерения дрожа¬
ния импульсов 131
Глава 16
ИЗМЕРЕНИЕ МОДУЛЯЦИИ
16-1. Методы измерения коэффици¬
ента амплитудной модуляции
и индекса частотной модуля¬
ции 132
16-2. Измерение коэффициента ам¬
плитудной модуляции прини¬
маемого сигнала в приемнике 143
16-3. Измерение девиации частоты 144
16-3-1. Измерение девиации частоты
методом „горизонтального участка“ 144
16-3-2. Измерение девиации частоты с
помощью опорного генератора . . 144
16-3-3. Примеры осциллограмм спектра
4M колебаний 144
16-4. Измерение индекса фазовой
модуляции 144
16-5. Другие методы и устройства 145
Глава 17
АНАЛИЗ СПЕКТРА
17-1. Обзор методов анализа
спектра 145
17-2. Методы ускоренного анализа
спектра 158
17-2-1. Методы сжатия и разделения
времени 158
17-2-2. Метод автоматического повы¬
шения скорости 158
17-2-3. Другие методы и устройства . 158
17-3. Анализ спектра колебаний
в. ч. и с. в. ч 158
17-3-1. Анализ спектра сигналов на
сантиметровых и миллиметровых
волнах 158
17-3-2. Инкрементальный анализатор
спектра мощности с. в. ч 159
17-3-3. Другие методы и устройства . 159
17-4. Анализ спектра колебаний
н. ч 160
17-4-1. Транзисторный 73-канальный
анализатор спектра видеочастот с
непрерывной записью спектральной
плотности 160
17-4-2. Другие методы и устройства . 160
Глава 18
ИЗМЕРЕНИЕ ПОЛОСЫ ПРОПУСКАНИЯ
И КОЭФФИЦИЕНТА УСИЛЕНИЯ
18-1. Измерение коэффициента
усиления 160
18-2. Панорамная осциллоскопи-
ческая индикация частотных
характеристик устройств, ра¬
ботающих на ультракоротких
волнах (с использованием при¬
емника, следящего за качани¬
ем частоты передатчика)... 165
18-3. Измерение переходных харак¬
теристик систем, пропускаю¬
щих нижние частоты, и поло¬
совых систем 168
18-4. Другие методы и устройства 172
Глава 19
ИЗМЕРЕНИЕ ИСКАЖЕНИЙ
ФОРМЫ ВОЛНЫ
19-1. Обзор методов измерения
искажений (нелинейных, пере¬
крестных и флаттера) 172
19-2. Анализ волны 177
19-2-1. Транзисторный анализатор вол¬
ны с синхронизированным генера¬
тором сигнала 177
19-2-2. Анализ волны методом сравне¬
ния с синтезированной сложной
волной 177
19-2-3. Фотоэлектрический анализатор
гармоник 177
19-2-4. Анализ волны с определением
фазы компонент 177
19-2-5. Анализ волны с помощью ко¬
ротких импульсов 177
19-3. Измерение перекрестной мо¬
дуляции 179
19-3-1. Измерение перекрестной моду¬
ляции с панорамной осциллоскопи-
ческой индикацией 179
19-3-2. Измерение перекрестных иска¬
жений с использованием эффекта
Холла 179
19-4. Измерение флаттера 179
19-4-1. Измерение флаттера звукозапи¬
сывающих устройств (с осцилло-
скопической индикацией) 179
19-4-2. Прецизионное измерение флат¬
тера 179
Глава 20
ИЗМЕРЕНИЕ СТАБИЛЬНОСТИ
ЭЛЕКТРОННЫХ СИСТЕМ
20-1. Основные сведения; методы
диаграммы Найквиста и кор¬
невого годографа 180
20-2. Осциллоскопическая индика¬
ция диаграммы Найквиста на
частотах от 0,2 до 200 гц . . . 185
20-3. Осциллоскопическая индика¬
ция диаграммы Найквиста на
частотах от 20 гц до 20 кгц . 186
20-4. Другие методы и устройства 186
Глава 21
ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ
ДИЭЛЕКТРИКОВ
21-1. Волноводные методы
21-1-1. Измерение диэлектрической
проницаемости на с. в. ч. волно¬
водными методами 186
21-1-2. Автоматическое измерение ди¬
электрической проницаемости на
с. в. ч 197
21-1-3. Измерение диэлектрической про¬
ницаемости методом определения
длины волны в свободном про¬
странстве 197
21-1-4. Измерение диэлектрической
проницаемости и тангёнса угла по¬
терь на с. в. ч. с помощью диа¬
фрагмы в волноводе 198
21-2. Резонаторные методы
21-2-1. Измерение диэлектрической про¬
ницаемости и тангенса угла потерь
8
на с. в. ч. резонаторным методом
с осциллоскопической индикацией 199
21-2-2. Измерение потерь в материалах
на с. в. ч. методом резонатора,
связанного с предельным волново¬
дом 199
21-2-3. Резонаторный метод, исклю¬
чающий влияние концов образца
на результат измерения 200
21-2-4. Измерение параметров диэлек¬
триков на миллиметровых волнах
с использованием открытого резо¬
натора 200
21-3. Измерения на волне 6 мм с
помощью интерферометра Фа-
бри-Перо 200
21-4. Измерение параметров
антенных обтекателей
21-4-1. Испытания антенных обтекате¬
лей и поглощающих материалов . 202
21-4-2. Неотражающие поглотители . . 206
21-4-3. Автоматическое измерение сдви¬
га фазы в стенках антенных обте¬
кателей 206
21-5. Другие методы и устройства 207
Глава 22
ИЗМЕРЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ
ЭКРАНИРОВАНИЯ
22-1. Методы измерения в. ч.
утечки экранированных поме¬
щений и кабелей 207
22-2. Экранированные кабины и по¬
мещения 210
22-3. Другие методы и устройства 210
Глава 23
ИЗМЕРЕНИЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ
ПРОЧНОСТИ
23-1. Измерение пробойной мощно¬
сти и индикация пробоя на
с. в. 210
23-2. Осциллоскопический индика¬
тор короны 211
23-3. Пробой в антеннах с. в. ч. . 212
23-4. Другие методы и устройства 212
Глава 24
ИЗМЕРЕНИЯ НА МИЛЛИМЕТРОВЫХ
ВОЛНАХ
24-1. Измерение потерь, полного
сопротивления и спектра по¬
глощения газов на волне 2 мль 212
24-2. Измерения, основанные на
оптических принципах. Спек¬
трометры, интерферометры,
устройства с двойными приз¬
мами 216
24-3. Некоторые элементы техники
миллиметровых и субмилли-
метровых волн (излучатель
Черенкова, лучевой волновод,
измерители к. о.) 220
24-4. Измерение дисперсии и за¬
тухания диэлектрических ли¬
ний на волнах 5 и 8 мм (ре-
зонаторным методом) 221
24-5. Другие методы и устройства 222
Глава 25
ИЗМЕРЕНИЯ В ПОЛОСКОВЫХ
линиях
25-1. Измерения в полосковых ли¬
ниях с. в. ч 222*
25-2. Другие методы и устройства 227
25-3. Приложение. Некоторые ха¬
рактеристики полосковых ли¬
ний передачи 227
Литература ко 2-му тому 232
Предметный указатель 2.37
ГЛАВА 9
ИЗМЕРЕНИЕ ФАЗЫ
в
Рис. 9-1-1. Изме¬
рение фазового
угла с помощью
фигуры Лиссажу.
Рис. 9-1-2.
Определение
величины г.
или, подставляя значения х и у%
и «.{[Ц, sin («* + *)]• +
+ [Uv sin «<]*} .
Для частного случая Ux — Uv получается
простое соотношение между у и осями
эллипса; дифференцируя |г| по Ы и полагая
результат равным 0, получаем
|г|=мин
и Ы-
|г|=макс
Величины А я В показаны на рис. 9-1-1.
Следует отметить, 'что эта формула не
зависит от отношения Ux к Uy.
При подстановке этих выражений в урав¬
нение для |г| получаем
<р
2 |г|Мин = 2 У2 sin -^2= малая ось
Рис. 9-1-3. К вто¬
рому и третьему
методу .измерения
фазы по фигуре
Лиссажу.
Метод И. Второй метод определения <р
основан на измерении большой и малой
осей эллипса.
Из рис. 9-1-2 имеем
Метод III. Соотношение между фазо¬
вым углом и осями эллипса может быть
получено и для случая неравных отклоне¬
ний по х и у. Площадь эллипса равна
11
9-1. ИЗМЕРЕНИЕ ФАЗЫ НА НИЗКИХ
И ВЫСОКИХ ЧАСТОТАХ
9-1-1. Обзор методов измерения фазы.
а) Динамометрические фазометры при¬
меняются в основном на сетевой частоте
з связи с низкоомностью (входа и узко-
голосностью. Одним из 'вариантов является
язмеритель коэффициента мощ¬
ности, конструктивно сходный с динамо¬
метрическим ваттметром, но отличающийся
гем, что его подвижная система имеет две
катушки, на которые подаются два сигна¬
ла, обычно ток и напряжение Отклонение
стрелки прибора (пропорционально косину¬
су фазового угла между двумя сигналами.
б) Методы фигур Лиссажу. Сущест¬
вует -ржд методов определения фазового
угла <р по фигуре Лисоажу, видимой на
экране электронно-лучевой трубки при'по-
;аче исследуемых напряжений на отклоня¬
ющие пластины.
Метод I. Угол ф определяется из
Рис. 9-1-4. Максимальная
общая погрешность, вызывае¬
мая ошибкой в 1% при измере¬
нии размеров, для трех мето¬
дов измерения фазы с по¬
мощью фигур Лиссажу.
Ill — sin (p=ab/UxUy; I — sin <p=
=A/B; II — tg (f>/2=afb.
где а и b —■ оси эллипса. Пользуясь урав¬
нениями для х и у можно выражение для
площади »переписать в виде
2«
nab = | Ux sin (cut + у) Uу sin сotd (сdt) =
о
= nUxUy sin у,
откуда
ab
81п*=7ЩГ
(см. рис. 9-'1-3).
При всех трех методах определения
фазового угла по эллиптической фигуре
Лиссажу знак угла остается неопределен¬
ным. В обычных условиях, когда при на¬
растании напряжения горизонтальное от¬
клонение происходит слева .направо, а вер¬
тикальное — снизу вверх, положительный
наклон большой оси эллипса »получается
для углов от 0 до ±90° и отрицательный—
для углов от ±90 до 180°, где 'Положитель¬
ный знак относится к углам, на которые
их опережает Uy. Существует два метода
устранения неопределенности. По первому
методу последовательно с одним из генера¬
торов включается цепь, имеющая известный
сдвиг фазы, и ’наблюдается направление из¬
менения фазы. Например, если цепь с опе¬
режающим фазовым сдвигам увеличивает
сдвиг фазы, то Ux опережает Uv. Обратно,
если фазовый сдвиг уменьшается, то Ux
отстает от Uy.
>По второму методу определяется на¬
правление вращения луча э. л. т. Вращение
против 'часовой стрелки получается при
всех положительных углах от 0 до 180°,
а вращение по часовой стрелке при отри¬
цательных углах, лежащих в тех же пре¬
делах. Наложение (несимметричной волны
(например, пилообразного напряжения) бо¬
лее высокой частоты на одно из напряже¬
ний позволяет легко определить направле¬
ние вращения.
Рассмотрим, какому из вышеуказанных
трех методов присуща большая точность.
На рис. 9-1-4 показана максимальная общая
погрешность измерения разности фаз, вы¬
зываемая 1%-ной ошибкой при измерении
каждого из размеров, входящих в прав-ую
часть уравнений для трех методов. При со¬
ставлении графика не учтена ошибка за
счет конечной толщины линий изображения;
эта ошибка будет рассмотрена ниже.
Для получения кривых максимальной
ошибки находятся дифференциалы уравне¬
ний. Так, для первого метода
А>ф=^ф(±Ра±Рб1),
где РА и Рв — ошибки (в процентах)
в определении А и В. Для второго метода
получается
Acp^sin ф(±Ра±Рь)
и для третьего
А* = tg f (± Pa±Pb± PUx ± PUy)~
Уравнения первое и третье мало пригодны
при больших значениях Р, когда ф близок
к я/2, так как накло-н касательной при та¬
ких углах очень велик; в этих случаях
ошибки вычислены непосредственно. Из
графика видно, что метод II дает значи¬
тельно более точные результаты, чем два
других метода, особенно для углов между
я/4 и Зя/4. Это видно и по форме рассмат¬
риваемых уравнений: синус является
медленно изменяющейся функцией при я/2
радианах в отличие от тангенса (половинно¬
го угла.
В обоих -методах I и III используется
синус угла, однако, метод II имеет то пре¬
имущество, что в нем измеряются две ве¬
личины, тогда -как в методе III — четыре.
Следует отметить, что при методе II под¬
разумевается измерение Ux и Uy, так как
уравнение применимо только при равенстве
обоих величин. Но все же, хотя при уста¬
новке этого равенства могут быть допуще¬
ны сравнимые ошибки, метод II имеет пре¬
имущества перед двумя другими.
Конечная толщина линии изображения
вносит постоянную абсолютную ошибку,
а не постоянную процентную ошибку; эта
ошибка, следовательно, влияет на резуль¬
таты измерения больше всего при углах
близких к 0 и 180°.
На рис. 9-1-5 приведены максимальные
ошибки за счет толщины линии; принято,
'Что фигура Лиссажу имеет наибольшие
размеры, возможные при э. л. т. с диамет¬
ром Г50 мм, что толщина линии равна
*1 мм и что, следовательно, каждый размер
может быть определен с точностью около
±'1 мм.
Анализ общего случая ошибок, возни¬
кающих при наличии гармоник, весьма сло¬
жен. Следует учитывать не только про¬
центное содержание гармоник различного
порядка в напряжениях, подводимых
к осям х и у, но и их фазовые соотноше¬
ния. Были рассмотрены лишь частные слу¬
чаи задания общего процентного содержа¬
ния гармоник, добавляемых к напряжениям,.
12
Рис. 9-1-5. Максимальная об¬
щая погрешность, связанная
с толщиной линии изображе¬
ния. Диаметр экрана э. л. т. ра¬
вен 15 см, а толщина линии
изображения равна 1 мм. Обо¬
значения кривых те же, что на
рис. 9-1-4.
подводимым к осям х и у (для методов I
и II). Результаты заказывают, что при
общем содержании гармоник в 5% макси¬
мальные ошибки превышают 8% три фа¬
зовых углах больших 45° -и при .всех мето¬
дах измерения, кроме метода I, если при
этом гармоники содержатся в напряжении,
поданном на ось у. В последнем случае
ошибки .меньше и не превышают 3° при
углах до 75°. Во всех случаях ошибки бы¬
стро возрастают при углах близких к 90°;
для фазовых углов порядка 70° ошибки
в большинстве случаев (Превышают 20°.
При всех изложенных методах измере¬
ния фазовый сдвиг усилителей х и у дол¬
жен быть одинаков. Это может 'быть про¬
верено 'подачей сигнала одновременно ,на
обе оси и наблюдением отклонения фигу¬
ры Лиссажу от прямой линии. Для кор¬
рекции фазового сдвига усилителей может
понадобиться внешний «©градуированный
фазовращатель.
Запись измерений легко выполняется
с помощью фото- и киноприставок.
в) Нулевые (компенсационные) методы.
Достоинством осциллоскопа, -как прибора
для измерения фазы, является его «просто¬
та; однако точность измерения, особенно
при углах 'близких к 90°, невелика и от¬
сутствие прямого отсчета затрудняет дли¬
тельную работу. Оба эти недостатка могут
быть устранены добавлением калиброван¬
ного фазовращателя. На рис. 9-1-6 приве¬
Рис. 9-1-6. Нулевой метод измерения
фазы с использованием осциллоскопа
в качестве индикатора.
1 — некалиброванный фазовращатель; 2 — ка¬
либрованный фазовращатель; 3 — усилитель
оси Y; 4 — усилитель оси X.
Рис. 9-1-7. Широкополосный фа¬
зовращатель.
дена блок-схема такого устройства для из¬
мерения фазы. Два сигнала U\ и U2, раз¬
ность фаз между которыми нужно изме¬
рить, подводятся к входным клеммам фа¬
зометра. Переключатель П ставится ;в по¬
ложение «■проверка» и три установке ка¬
либрованного фазовращателя на нуль не-
калиброванный фазовращатель регулирует¬
ся до получения фигуры Лиссажу, соответ¬
ствующей нулевому сдвигу фазы (т. е.
прямой). Затем переключатель ставится
.в (положение «измерение», а калиброванный
фазовращатель — в положение, дающее
опять (нулевой сдвиг фазы. Отсчет по ка¬
либрованному фазовращателю дает непо¬
средственно фазовый угол между входны¬
ми напряжениями. Размеры фигур Лиссажу
при этом не определяются, поэтому имеет¬
ся возможность поднять усиление усилите¬
лей настолько, чтобы на экране была вид¬
на лишь центральная часть эллипса.. Регу¬
лировкой фазовращателя две параллельные
линии совмещаются в одну, что и соответ¬
ствует нулевому сдвигу фазы. При этом
способе измерения чувствительность очень
велика. Точность измерения зависит глав¬
ным образом от точности калиброванного
фазовращателя. Упрощенная схема калиб¬
рованного фазовращателя показана на
рис. 9-1-7. При чисто емкостной нагрузке
усилителя € выходное напряжение U2 опе¬
режает входное напряжение Ui на 90°
(рис. 9-1-81). С помощью потенциометра R2
усиление регулируется так, чтобы оба ука¬
занные напряжения были равны. Соединяя
выход со входом высокоомным потенцио¬
метром i/?i, можно получить напряжение U0t
сдвинутое по отношению к U\ на угол ф,
регулируемый в пределах от 0 до 90°. При¬
меняются и другие разновидности подобных
фазовращателей. Так, например, на
рис. 9-1-9 и 9J1-10 показано устройство,
принцип действия которого заключается
в сложении сигнала с его регулируемой по
величине квадратурной составляющей для
получения выходного напряжения, меняю-
Рис. 9-1-8. (Векторная
диаграмма к рис. 9-1-7.
13
Рис. 9-1-9. Переменный фазовраща¬
тель.
щегося по фазе от 0 до 90°. Удобным спо¬
собом создания 90-градусного сдвига фазы
в широком диапазоне частот является ис-
прльзование интегратора или дифференциа-
и2
Рис. 9-1-11. Схема инте¬
грирования.
ние Uz. Будей иметь в виду, что усилитель
сам по себе дает сдвиг фазы 180°. Таким
образом
Us=—AU2\
Рис. 9-1-12. Схема диф¬
ференцирования.
ших значениях А (порядка 100) согласно
уравнению усиление около единицы имеет
место 'при o)i/?C=l. При этих условиях <р =
=89,'5°, т. е. ,получается максимальная
ошибка 0,5° при 90°. Даже эту ошибку
можно устранить соответствующей градуи¬
ровкой шкалы фазовращателя. Произведе¬
ние IRC следует регулировать при измене¬
нии частоты так, чтобы сохранялись ука¬
занные выше условия. У такого фазовра¬
щателя достигнута точность 3Д градуса
в диапазоне частот от 100 гц до 25 кгц,
У другого подобного фазовращателя, у ко¬
торого осциллоскоп был заменен мостовым
фазовым детектором, абсолютная погреш¬
ность не превышала 0,1°, а относительная—
0,01° в диапазоне 30 гц—20 кгц.
Пример более простого устройства фа¬
зовращателя, в котором использованы толь¬
ко омические и емкостные компоненты, по¬
казан на рис. 9-1-13. При одинаковых со¬
противлениях R угол между U i и U2
Ф = агс tg±co RC\
знак зависит от того, к какому зажиму ге¬
нератора подключена емкость С. Емкость
эта сделана переменной для получения
•нужного сдвига фазы.
Для измерения фазы в пределах ±180*
с помощью 90-градусного фазовращателя
применяется простая схема переключения.
Если принять (рис. 9-1-9), что фазовраща¬
тель создает опережающий угол, то нуле¬
вая фигура Лиссажу будет иметь такой же
наклон в положении переключателя «изме¬
рение», как и в положении «проверка», если
U2 опережает U\ меньше, чем на 90°. Если
U2 отстает от Ui на угол от 90 до 180°, то
наклон фигуры будет обращен и, угол от¬
ставания 'будет равен 180° минус отсчет по
шкале фазовращателя. Путем переключения
входного сигнала или введением добавоч¬
ного 90-градусного сдвига в канал U\, мо¬
гут быть перекрыты два остающихся
квадранта.
Все описанные выше схемы фазовраща¬
телей имеют два недостатка: максимальный
сдвиг фазы получается не более 90° и на¬
пряжение на выходе не остается постоян¬
ным при изменении фазы. Схема, свобод-
измеряемая
цель
Рис. 9-1-13. Нулевой метод измерения фазо¬
вого сдвига.
а — схема; б — векторная диаграмма.
14
тора Миллера (рис. 9-1-<11 и 9-1-12). Для
анализа -схемы примем, что входное на¬
пряжение равно U1, входное напряжение
усилителя равно и2, а выходное напряже-
фазовый сдвиг в схеме равен
<р=arc tg (А +1) G>i?C.
Усиление в схеме Миллера должно быть
постоянным, если нужно знать фазовый
сдвиг суммарного вектора квадратурных
компонент. Удобно поддерживать это уси¬
ление равным примерно единице, так как
при этом получается приблизительно ли¬
нейная зависимость фазового угла от по¬
ложения движка потенциометра. При боль¬
Рис. 9-1-14. Фазовращатель, обеспечиваю¬
щий постоянство выходного напряжения
при изменении фазы от 0 до 180°.
а — схема; б — векторная диаграмма.
ная от этих недостатков, приведена на
рис. 9-1-'14. Источник напряжения при этой
схеме должен иметь низкоомный выход со
средней тачкой; цепъ из последовательно
соединенных i/? и С включена на полное
выходное 'напряжение. Из
диаграммы
Рис. 9-1-15. Схема широкополосного
фазовращателя, дающего сдвиг фазы
до 180°.
(рис. 9-1-14,6) видно, что вектор U0 вы¬
ходного напряжения 'сохраняет постоянную -
амплитуду, описывая полуокружность при
изменении \R или С. Угол ср между Uo и
напряжением генератора Uv меняется от 0
до 180°. Чтобы выразись <р через постоян¬
ные цепи, найдем
Uo = UR-^Ur/2.
Решая уравнение замкнутого контура
и заменяя URf находим,
г) Осциллоскопическая индикация фа¬
зы в полярных и прямоугольных координа¬
тах. Простой метод индикации фазы в по¬
лярных координатах заключается в сле¬
дующем. Напряжения от одного источника
(опорный сигнал), сдвинутые по фазе на
90°, подаются на горизонтально и верти¬
кально отклоняющие пластины осциллоско¬
па для создания круговой развертки. К мо¬
дулятору трубки подводится импульс, сов¬
падающий по времени с пересечением
исследуемым сигналом нулевой оси в по¬
ложительном направлении. Угловое расстоя¬
ние между подсвечиваемым |(или ослабляе¬
мым) пятном, образованным импульсом, и
положением пересечения нулевой оси опор¬
ным сигналом дает непосредственно фазо- :
вый угол между сигналами.
На рис. 9-1-16 дана блок-схема подоб¬
ного фазометра. Каскады формирования
прямоугольного импульса, дифференциро¬
вания'и ограничения создают импульс в те
моменты, когда исследуемый сигнал пере¬
секает нулевую ось в положительном на¬
правлении. При положении переключателя
П «калибровка» устанавливается фаза
опорного сигнала. Если имеются две схемы
формирования импульса, то оба сигнала
могут .просматриваться одновременно. Огра¬
ничение точности измерения из-за толщи¬
ны линии здесь такое же, как и в ранее
описанных методах с фигурами Лиссажу;
ошибка имеет порядок 2° >во всем диапа¬
зоне. Подавая квадратурные составляющие
исследуемого сигнала на отклоняющие пла¬
стины осциллоскопа, можно определить
амплитуду сигнала по радиусу получив¬
шейся окружности. Если цепь нужно иссле¬
довать в заданном диапазоне частот, то
выходной сигнал можно качать по частоте
и на экране 'будет видна полярная
диаграмм а передаточной функции.
При возрастании частоты сигналов
точность, получаемая при методе полярных
координат, становится хуже. Так, на 5 Мгц
пятно на экране трубки делает один обо¬
рот за 0,2 мксек. 1° дуги проходится за
0,2/360 или 0,00056 мксек. Ори этом трудно
создать импульс достаточно узкий или без
чрезмерной задержки для получения хоро¬
шего отсчета.
Для контроля работы устройств цвет¬
ного телевидения с поднесущей частотой
около 3,58 Мгц разработаны фазометры,
оиигянчые, например, в [Л. 55-4]. В этих
Поэтому <р = я—2arc tg(l/(öRC).
Для получения широкопо-
лосности можно применить схе¬
му рис. 9-1-15. Лампа Л\ соз¬
дает двухтактное выходное на¬
пряжение на С и R, а катод¬
ный повторитель JI2 обеспечи¬
вает высокоомную нагрузку для
фазовращателя. Емкость С\
уравновешивает паразитные
и междуэлектродные емко¬
сти.
Рис. 9-1-16. Блок-схема прямопоказывающего устрой¬
ства с индикацией фазы в полярных координатах.
1 — опорный сигнал; 2 — измеряемый сигнал; 3 — схема форми¬
рования прямоугольного импульса; 4 — усилитель и дифферен¬
цирующая схема; 5 — ограничитель; 6 — 90-градусный фазовра¬
щатель.
15
Рис. 9-1-17. Однополупериодный фазовый
детектор.
а — эквивалентная схема; б — схема.
устройствах амплитуда и фаза показывают¬
ся на экране осциллоскопа в столярных ко¬
ординатах. Для избежания трудностей, свя¬
занных с высокой частотой сигнала, в этих
приборах 'применены фазовые детекторы,
которые вырабатывают напряжения по¬
стоянного тока, пропорциональные ампли¬
туде сигнала, умноженной на оинус и коси¬
нус фазового угла между опорным и испы¬
туемым сигналами. Подавая эти напряже¬
ния на вертикально и горизонтально откло¬
няющие 'пла-стины осциллоскопа, столучают
отклонение луча до точки, столярные коор¬
динаты которой равны А и ср, т. е. ампли¬
туде и фазе сигнала.
Известно много методов фазового де¬
тектирования (см., например, [Л. 54-5]). На
рис. 9-1-17 показана схема одностолупериод-
ного фазового детектора. Если
Ui = U 1 sin (со/ ф)
!И
u2—U2 sin сdt,
.и диоды работают в квадратичном участ¬
ке, то выходное постоянное напряжение
равно
Uх = 2iRa2UiU2 cos ф.
Если и2 сдвинуто по фазе на 90°, то выход¬
ное напряжение постоянного тока детектора
равно
Uy=—2iRa2UiU2 sin <р.
Блок-схема фазометра, основанного на
описан-ном принципе, приведена на
рис. 9-1-18. Ограничитель в канале опорно¬
го сигнала устраняет зависимость выход¬
ных напряжений ^ фазового детектора от
амплитуды осторного сигнала. Если .выход¬
ные напряжения (постоянного тока детекто¬
ров подаются на осциллоскоп так, как это
описано -выше, то получает-ся неподвижное
стятно, столярные координаты которого рав¬
ны CU\ и ф. Более удобное изображение
можно получить, стрерьгвая измеряемый сиг¬
нал с помощью манипулятора и модулято¬
ра. Тогда луч осциллоскопа вычерчивает
путь от центра экрана до названной точки.
Подобным же образом устроен анали¬
затор цепей с генератором качающейся
частоты; изображение комплексной функ¬
ции передачи исследуемой цепи получается
на экране осциллоскопа в полярных коор¬
динатах. Диапазон свипировяния равен 0—
10 Мгц, а точность измерения фазового
угла равна ±3°. Генератор меток, пода¬
ваемых на модулятор трубки, увеличивает
яркость изображения через каждые
500 кгц, обеспечивая калибровку сто частоте.
При небольшом видоизменении схемы
(обозначенном пунктиром на рис. 9-1-18)
прибор может быть использован для опре¬
деления отклонения изменения фазы от ли¬
нейности.
Следует отметить, что и один фазовый
детектор может быть использован в каче¬
стве фазометра. Однако зависимость пока¬
заний такого фазометра от уровня сигнала
требует тщательного контроля амплитуды.
Такие приборы удобно применять в качест¬
ве фазовых — нуль-детекторов. Помимо
полярных координат для изображения фа¬
зового угла и функции передачи при¬
меняются и прямоугольные координаты.
Блок-схема стодобного устройства показана
на рис. 9-1-19. За каждый период свист-
генератора генератор импульсов .вырабаты¬
вает импульс, совпадающий сто «времени
с некоторой опорной точкой в периоде (на¬
пример, с положительным максимумом или
с точкой (Пересечения нулевой оси в (поло¬
жительном направлении, как и а рис. 9-1-Ш).
Свип-генератор подает напряжение и на
исследуемую цепь. Выходное напряжение
исследуемой цепи, изменяющееся в соот¬
ветствии с ее частотной характеристикой,
-подается на вертикально отклоняющие
пластины осциллоскопа. Напряжение гене¬
ратора развертки стодается на свип-генера¬
тор и на горизонтально отклоняющие пла¬
стины осциллоскопа; на экране .появляется
амплитудно-частотная характеристика.
Подавая напряжение генератора импульсов
Рис. 9-1-18. Блок-схема устройства, исполь¬
зующего фазовые детекторы для индикации
фазового угла в полярных координатах.
1 — измеряемый сигнал; 2 — опорный сигнал; 3 —
модулятор; 4 — манипулятор; 5 — ограничитель;
6 — Х-фазовый детектор; 7 — 90-градусный фазо¬
вращатель; 8 — У-фазовый детектор.
Рис. 9-1-19. Блок-схема устройства для
индикации функции передачи
в прямоугольных координатах.
1 — генератор развертки; 2 — генератор качания
частоты; 3 — исрытуемое устройство; 4 — генера¬
тор импульсов.
16
Рис. 9-1 -21. При¬
мер изображения
на экране;
к рис. 9-1-19.
Рис. 9-1-22. Блок-схема фазометра,
представляющего фазовый угол
в прямоугольных координатах.
1 — генератор развертки; 2 — генератор ка¬
чания частоты; 3 — генератор импульсов;
4 — генератор пилообразного напряжения;
5 — умножение частоты на 4; 6 — испытуе¬
мое устройство; 7 — смеситель; 8 — генера¬
тор меток.
2 Измерения в электронике, т. II
на модулятор трубки, можно получить так¬
же и фазовую характеристику цепи. В -ка¬
честве примера рассмотрим осциллограммы
рис. 9-1-20. Рис. 9-1-20,а 'представляет вы¬
ходное напряжение свип-генератора;
рис. 9-1-20,6 — напряжение генератора им¬
пульсов. Рис. 9-1-20,в и 9-1-20,г изображают
выходное напряжение исследуемой цепи
для случаев отстающего и опережающего
фазовых углов. Как видно, положение «ме¬
ток меняется от (положительной до отрица¬
тельной 'амплитуды синусоиды .при измене¬
нии фазового угла от +90 до —90°.
На рис. 9-il-21 ттказана картина, по¬
лучающаяся при исследовании полосового
фильтра. Огибающая выходного сигнала
видна кая сплошные кривые — верхняя и
нижняя; яркостные .метки, показывающие
фазовый угол, образуют диагональ фигуры.
Точность работы описанного устройства
невелика, так как отсчет фазового 'угла
несколько зависит от выходного' напряже¬
ния исследуемой цепи. Эта зависимость от¬
сутствует в другом устройстве, показанном
на рис. 9-1-22. На вертикально отклоняю¬
щие пластины подается линейное пилооб-
Рис. 9-1-20. Формы
колебаний в устрой¬
стве, показанном на
рис. 9-1-19.
Рис. 9-1-23. Формы коле¬
баний; к рис. 9-1-22.
разное напряжение, вырабатываемое за
каждый период качания частоты генерато¬
ра; при этом получается фазовая шкала,
размер которой постоянен и не зависит от
амплитудной характеристики исследуемой
цепи. Йа рис. 9-1-23 показаны соответст¬
вующие осциллограммы. Импульсы учетве¬
ренной частоты (г) используются для по¬
лучения калибровочных меток на изобра¬
жении. Выходное напряжение испытуемой
цепи (д), которое может быть сдвинуто по
фазе относительно напряжения свип-гене-
ратора, подается на третий импульсный
генератор. Его выходные импульсы смеще¬
ны линейно /по времени (относительно ка¬
либровочных импульсов) соответственно
сдвигу фазы в исследуемой цепи. Кроме
того, выходное напряжение свип-генератора
смешивается с постоянной частотой генера¬
тора меток ,и создает нулевые биения
всякий раз, когда частота свип-генератора
совладает с гармоникой генератора меток.
Длительность прохождения нулевых бие¬
ний велика по сравнению с временем вер¬
тикального сканирования. Выходные на¬
пряжения двух последних импульсов гене¬
раторов комбинируются с выходом смеси¬
теля и подаются на модулятор трубки. По¬
лученное изображение показано на
рис. 9-'1-24. Калибровочные импульсы уве¬
личивают яркость каждой вертикальной
линии через 90-градусные интервалы, а ча¬
стотные метки подымают яркость верти¬
кальных линий через определенные частот¬
ные интервалы; на 'рис. 9-1-25 расстояние
между частотными метками равно 1 Мгц.
Наконец, фазовая характеристика иссле¬
дуемой цепи получается за счет импульсов,
Рис. 9-1-24. Пример изображения на
экране; к рис. 9-1-22.
Рис. 9-1-25. Фигуры Лиссажу при
отношении частот 5:1 в функции
фазового угла.
а —0, 72, 144, 216, 288, 360; 6 — 18, 54,
90, (126, 162, 198, 234, 270, 306, 342;
в —36, 108, 180, 252, 324.
образуемых выходным сигналом испытуемой
цепи.
д) Методы умножения частоты. В рас¬
смотренных выше методах измерения фазы
применялись схемы для определения фазо¬
вого угла между основным сигналом гене¬
ратора и напряжением той же частоты
на выходе исследуемой цепи. Во многих
случаях это дает недостаточную точность
измерения, особенно в методах фигур Лис¬
сажу. Значительное увеличение точности
может быть получено с теми же индикатор¬
ными устройствами при умножении ча¬
стоты.
Если частота синусоидального сигнала
увеличена в целое число раз п, то его фаза
ото отношению ко второму сигналу, подверг¬
шемуся тому же умножению, увеличится
в то же число раз. Действительно, атусть
sinflcotf-bcpi);
u2=U2 sin((öf+<p2);
a=<pi—<p2.
Если частота обоих сигналов увеличена
в п раз, то
u'i = Ui sin n((o/+<pi);
и'2— U2 sin п (о)/+<р2)
и новый фазовый угол равен
а'=/г(ф1—ф^) =па.
Этот интересный результат еще
в 1938 г. применялся ттри измерениях фазы
методом фигур Лиссажу. Фигуры при этом
становятся более сложными, но если от¬
ношение частот число целое, то всегда мож¬
но «получить неподвижную фигуру. Однако
форма фигуры, как и в случае 1:1, зави¬
сит от фазового угла каждого из сигналов.
Строго подходя, неправильно говорить о
фазовом угле двух сигналов разной часто¬
ты; неподвижность фигуры Лиссажу указы¬
вает только на то, что когда сигнал более
низкой частоты проходит через фазовый
угол 2я рад, то сигнал более высокой ча¬
стоты проходит через 2лп рад.
На рис. 9-1-25 показаны различные
фигуры Лиссажу для отношения частот 5 : 1
в функции фазового угла. Можно видеть,
что разомкнутые фигуры повторяются че¬
рез каждые 360/я град, а замкнутая фигу¬
ра повторяется в 2 раза чаще. Очевидно,
некоторое изменение фазы гораздо резче
выражено в изменении фигур Лиссажу
этого примера, чем в простом случае отно¬
шения частот 1 : 1. К сожалению при этом
методе возникает неопределенность в опре¬
делении общего фазового угла. Неопреде¬
ленность устраняется введением в канал
более высокой частоты импульса, выраба¬
тываемого сигналом более низкой частоты.
Используемое для этого устройство пока¬
зано на рис. 9-1-26. Напряжение генератора
подается на исследуемую цепь и на не¬
гр адуированный фазовращатель, служащий
для выравнивания фазы в каналах хну.
Переключатель ставится в положение «ка¬
либровка». С выхода неградуированного
фазовращателя напряжение подается на
градуированный от 0 до 20° фазовращатель
и далее на импульсный генератор. Сигнал
этого генератора используется для синхро¬
низации фазы второго генератора, работаю¬
щего на частоте в 9 раз большей, чем ча¬
стота первого генератора. Для этого могут
быть использованы и обычные способы
умножения частоты. Выходное »напряжение
синхронизированного генератора подается
на горизонтально отклоняющие пластины
осциллоскопа, а напряжение с выхода ис¬
следуемой цепи, смешанное с напряжением
импульсного генератора — на вертикально
отклоняющие пластины. В. результате полу¬
чается фигура Лиссажу с отношением ча¬
стот 9:1; фигура переворачивается через
каждые i20°, а через 40° принимает перво¬
начальный вид. Положение импульса на
фигуре показывает число повторений фигу¬
ры, начиная с нулевой фазы. Градуирован¬
ный фазовращатель обеспечивает интерпо¬
ляцию внутри 20-градусного' интервала, при¬
водя фигуру к ближайшей нулевой конфи¬
гурации. Для этого фазометра была полу¬
чена точность порядка ±0,25°, т. е. значи¬
тельно лучшая, чем при измерениях мето¬
дом фигур Лиссажу.
Вместо интерполяции с помощью гра¬
дуированного фазовращателя возможно не¬
посредственное измерение фазы по фигуре.
Из рис. 9-1-25,6 видно, что луч пересекает
свой след через каждый -период в центре
фигуры. Горизонтальное положение пересе¬
чения передвигается влево или вправо при
сдвиге фазы. Это аналогично сдвигу точки
пересечения с осью х при изменении фазо¬
вого угла в эллиптической фигуре при от¬
ношении частот 1:1. Анализ показывает,
что приращение фазового угла Дф между
незамкнутой фигурой 9-1 -25,а и 9-1 -25,в и
симметричной фигурой 9-1-2'5,б равно
cos (лДф) =а/6,
Рис. 9-1-26. Блок-схема устройства для из¬
мерения фазового угла по методу фигур
Лиссажу с умножением частоты.
/ — генератор /; 2—некалиброванный фазовраща¬
тель; 3 — калиброванный фазовращатель 0—20°;
4 — генератор импульсов; 5 — синхронизированный
генератор 9/; 6 — измерение; 7 — калибровка;
8 — испытуемое устройство.
18
Рис. 9-1-27. Метод
интерполяции фазово¬
го,угла; к рис. 9-1-25.
где п — отношение частот, а — расстояние
от центра фигуры до пересечения, Ь—по¬
ловина ^-амплитуды фигуры. Эти величины
показаны «а рис. 9-1-27.
При большом 'множителе частоты поль¬
зоваться фигурами Лиссажу, полученными
описанным методом, несколько неудобно.
Однако этот метод может быть применен
при отношении частот ,1:1, если и опорный
и измеряемый сигналы умножаются в оди¬
наковое число раз. Если множитель равен
п, то простая фигура Лиссажу повторяется
п раз при изменении фазового угла на 360°
на основной частоте, как видно из уравне¬
ния для а'. Это эквивалентно /г-кратному
увеличению разрешающей способности и
точности фазометра. Применимость мето¬
да ограничена тем, что если измерение
должно производиться на высоких часто¬
тах, то большое умножение частоты при
использовании обычного осциллоскопа ста¬
новится неудобным. Задача решается при¬
менением схемы умножения и смешения ча¬
стот |(рис. 9-il-28). Напряжение с выхода
генератора подается в канал опорного сиг¬
нала, где частота повышается в п раз, и
в канал исследуемой цепи, тде она повы¬
шается в )(п—1) раз. Если фазовый угол
опорного сигнала принять равным нулю, то
сдвиг исследуемого сигнала относи дельно
опорного после умножения частоты будет
в (п—1) раз больше. Далее оба напряже¬
ния смешиваются и выделяется напряже¬
ние разностной частоты. Ниже будет по¬
казано, что процесс гетеродинирования не
меняет величину фазового угла двух сиг¬
налов, но может вызвать перемену знака
в зависимости от того, который из сигна¬
лов имеет большую частоту. При подаче
выходов смесителя и генератора на пла¬
стины трубки получается обычная эллип-
Рис. 9-1-28. Блок-схема устройства
для измерения фазы по методу фигур
Лиссажу с отношением 1:1с исполь¬
зованием умножения частоты и гете¬
родинирования.
1 — генератор /; 2 — некалиброванный фа¬
зовращатель; 3 — умножитель частоты; 4 —
смеситель; 5 — испытуемое устройство.
Рис. 9-1-29. Устройство для измерения
фазы по методу фигур Лиссажу с отно¬
шением 1:1, в котором использовано
умножение и смешение частот.
1 — генератор /; 2 — испытуемое устройство;
3 — смеситель; 4 — умножитель частоты;
5 — делитель -частоты.
тическая фигура Лиссажу. И в этом фазо¬
метре существует неопределенность в опре¬
делении угла, так как фигура Лиссажу
повторяется п раз за Э60° изменения фазо¬
вого угла исследуемого сигнала. Для
устранения неопределенности следует за¬
ранее знать характеристики «исследуемой
цепи, полученные хотя бы с помощью
менее точного измерительного устройства.
Описанный метод может с успехом при¬
меняться для калибровки фазовращателей
и гониометров, когда требуется знать толь¬
ко изменение фазы по отношению к ранее
отградуированной точке. При умножении
частот в 80 и 81 раз для такого фазометра
были получены точности порядка 1 мин,
При видоизмененной схеме подобного фазо¬
метра, показанной на рис. 9-1-29, опорный
оигнал сначала делится на \(п—1 )/п и за¬
тем смешивается с исследуемым -сигналом.
Выходное напряжение смесителя на частоте
fjn и с тем же относительным фазовым уг¬
лом ф умножается в п раз для получения
частоты / и фазового угла /гср. Это напря¬
жение и напряжение опорного сигнала
обычным путем подаются на трубку. Сле¬
дует отметить, что в обоих рассмотренных
фазометрах можно применять в одном из
входов осциллоскопа калиброванный фазо¬
вращатель для измерения фазы нулевым
методом.
Описанные выше методы могут быть
с успехом обращены для создания сигнала
с точно известной переменной фазой. Пред¬
положим, что необходимо иметь сигнал
частоты /, для этого используется генера¬
тор частоты nf, которая делится в п раз.
Это деление частоты осуществляется в двух
каналах '(рис. 9-1-30), в одном из которых
создается постоянный сдвиг фазы, а .во
втором включен до делителя частоты пере¬
менный фазовращатель, калиброванный на
частоте nf. При установке фазовращателя
Рис. 9-1-30. Гетеродинный метод созда¬
ния двух сигналов с точной разностью
фаз.
1 — генератор nf\ 2 — калиброванный фазовра¬
щатель; 3 —> делитель на п; 4 — переменная
фаза; 5 — опорный сигнал.
2*
19
Рис. 9-1-31. Векторное сложение (а) и
вычитание (б) двух напряжений.
на заданный угол ф 'на 'выходе получится
угол ф/л по отношению к фиксированному
сигналу. Ошибки в калибровке фазовраща¬
теля при этом также уменьшаются в п раз.
е) Методы сложения векторов. Вектор¬
ная сумма двух напряжений одной часто¬
ты определяется выражением
U?R + = U21 + и22 + 2U\UtflOS ф,
где ф —угол между щ и и2 (рис. 9-1-31,а).
Е'СЛИ UI — U2, то
cos (pl2=uR+l2u.
Аналогично для векторной разности
U2r_ =^ и21 + и22—2и! и2 COIS ф
И 'При
Ui = U2
sin (p/2\=UrJ2u.
Следовательно, в общем случае для
определения 'разности достаточно произве¬
сти три простых измерения вольтметром
измерения величины каждого из напряже¬
ний и их векторной суммы или разности.
Упрощенная блок-схема такого прибо¬
ра показана на рис. 9-1-32. Введение
<ШО-градусного фазовращателя дает воз¬
можность выполнять сложение или вычи¬
тание двух •сигналов. i3ro удобно, так как
при углах, близких к 0° — при сложении
и при углах, близких к 180° — при вычи¬
тании, шкала получается чрезвычайно сжа¬
той. 'Если входные напряжения равны, то
вольтметр суммы может быть градуирован
непосредственно в фазовых углах; при
этом полная шкала 90° соответствует на¬
пряжению Y 2 м. Расширение шкалы до¬
стигается увеличением и. Направление фа¬
зового сдвига при этом методе измерения
не определяется, а в схеме следует преду¬
смотреть известный вспомогательный сдвиг
фазы.
Неудобством -схемы /(рис. 9-1-32) яв¬
ляется необходимость балансного вольтмет¬
ра на выходе. 'Поэтому в большинстве фа¬
зометров этого типа вместо 'балансного
вольтметра применяются схемы суммирова¬
ния или вычитания с одним выходом. При¬
меры схем суммирования показаны на
рис. 9-1-33. При одинаковых характеристи¬
ках ламп выходное напряжение (схема
рис. 9-1-33,а) равно
К* (Mi + и2)
Uq = П •
2+дГ
При Ri >/?„, что имеет »место в 'пентодах,
это выражение принимает вид
Wo == SRn\ (Ui + U2 ) •
Аналогично для схемы рис. 9-1-33>б
выходное напряжение равно
Н» {Ц\ ~Ь #2)
“0 = 2(Ц.+ 1)+Яг/Як*
При ц» 1 и pRK > Ri получается
U\ “f- И2
и о = 2 •
Обычная схема вычитания приведена на
рис. 9-1-34. Выходное напряжение при усло¬
виях одинаковости ламп и (f* + 1) RK > Ri
равно
р. (иi—и2) Ян
н°- 2Ri+Ra *
Имеется разновидность метода сложения
векторов, при которой число измерений
вольтметром сокращается с трех до двух,
что несколько повышает точность измере¬
ния. Сначала измеряется величина одного
сигнала. Затем, начиная с нуля, амплитуда
второго сигнала регулируется так, чтобы
вектор разности принял! минимальное зна¬
чение. Фазовый угол между двумя напря¬
жениями ра'вен
|и#_|мжн
f = arcsin jBil
где U\ — измеряемый сигнал и uR_ — век¬
тор разности '(рис. 9-1-35). Для углов меж¬
ду 0 и 60° была достигнута точность по¬
рядка 1°. Однако точность быстро сни¬
жается для больших углов; в этом случае
Рис. 9-1-32. Упрощенная блок-схе¬
ма устройства для измерения фа¬
зы по методу сложения векторов.
1 — аттенюатор; 2 — 180-градусный
фазовращатель.
Рис. 9-ЬЗЗ. Схемы суммирования с одним выходом.
20
Рис. 9-1-34. Схема вычитания
с одним выходом.
Рис. 9-1-35. Векторные диаграммы для метода сумми¬
рования векторов; результирующий вектор должен
быть минимальным.
а — сигналы с фазовым углом менее 90°; б — один сигнал
ослаблен для получения минимального результирующего
вектора; в — сигналы с фазовым углом между 90 и 180°;
г — один сигнал обращен по фазе и ослаблен для получения
минимального результирующего вектора.
следует или использовать ^етод непосред¬
ственного сложения векторов, или следует
ввести ‘внешний известный сдвиг фазы для
приведения угля <в пределы от 0 до 60°. Из
рис. 9-1 -'35,в видно, что если фазовый угол
больше 90°, результирующий вектор не бу-
К
дет иметь минимума при возрастании
«о будет беспредельно увеличиваться ,(при
угле *90° изменения нет). Это затруднение
можно обойти, сдвинув фазу и2 на <180°
и повторив измерение; действительный фа¬
зовый угол будет дополнительным к изме¬
ренному.
ж) Методы сложения прямоугольных
волн. Имеется другой метод суммирования,
при котором нет необходимости измерять
амплитуды сигналов. Рассмотрим формы
напряжений, показанные на рис. 9-1-36.
Здесь а и б — .напряжения, разность фаз
которых необходимо измерить; в и г — те
же напряжения после преобразования их
в прямоугольную волну и1 ограничения; д—
сумма напряжений в и г. Очевидно, что
ширина имлульсов д прямо зависит от фа¬
зового угла между сигналами. Среднее
значение выпрямленного напряжения пря¬
мо пропорционально фазовому углу. Блок-
схема фазометра, основанного на этом
принципе, приведена на рис. 9-1-37. Схема
сложения может быть одной из описанных
выше, а индикатором может служить лам¬
повый (вольтметр, проградуированный не¬
посредственно !в градусах.
Рис. 9-1-36. Формы колеба¬
ний; к методу суммирования
прямоугольных волн.
Только что описанный метод и 'все ме¬
тоды* рассмотренные в предыдущем разде¬
ле, не позволяют определять знак угла не¬
посредственно; для этого необходимы
внешние фазовращатели или другие сред¬
ства устранения неопределенности. Но,
если частота сигнала перед сложением
уменьшена вдвое, то угол определяется
однозначно по величине среднего напряже-
жения. На рис. 9-1-38 показан трафик сред¬
него напряжения в функции угла на основ¬
ной и на половинной частоте. Фазовый
угол ф на основной частоте уменьшается
до ф/2 при делении частоты и для угло'в
от О до 360° получается однозначная пря¬
мая. Блок-схема устройства, основанного
на этом принципе, показана на рис. 9-1-39.
Делителем служит бистабильный релакса¬
тор (триггер), который меняет состояние
при поступлении положительного импульса
и создает таким образом один период на
выходе за два периода на входе; такой
фазометр, работающий на частотах до
4,5 Мгц с точностью ±6°, описан в [Л, 56-5].
Другие описанные в литературе фазометры
отличаются тем, что вместо использования
делителей частоты и обычной схемы сло¬
жения, в них применена такая схема муль¬
тивибратора, что прибор по существу из¬
меряет нормализованную разницу во вре¬
мени между последовательными пересече¬
ниями нулевой оси двумя сигналами. Эта
разница во времени преобразуется затем
в эквивалентный фазовый угол. На рис.
9-1-40 приведена блок-схема такого устрой¬
ства. Сигналы подаются на два одинако¬
вых канала, состоящие из ограничителя^,
дифференцирующей схемы и срезающей
схемы; при этом сигналы преобразуются
в прямоугольные волны, из которых выра¬
батываются положительные и отрицатель¬
ные запускающие импульсы находящиеся
в фазе с пересечениями нулевой оси изме-
21
Рис. 9-1-37. Блок-схема фазометра, рабо¬
тающего по методу суммирования пря¬
моугольных волн.
1 — ограничитель; 2 — схема сложения;
3 — выпрямитель.
Рис. 9-1-38. Среднее напряжение
на выходе фазометра, работающе¬
го по принципу суммирования
прямоугольных волн на основной
частоте и на половинной частоте.
ряемыми сигналами. Отрицательные им¬
пульсы уничтожаются формирующими кас¬
кадами, а прложительные импульсы щ и и2
поступают на сетки ламп Лх и Л2 схемы
триггера. Допустим, что входное сигналы
отсутствуют и лампа Л\ заперта; тогда
стрелка прибора постоянного тока, вклю¬
ченного в катод этой лампы, показывает 0.
Если напряжения U\ и и2, подводимые ко
входам каналов таковы, что щ опережает
и2 на небольшой угол, то положительный
импульс попадает на сетку Л\ раньше, чем
на сетку Л2, и Лх открывается, а Л2 запи¬
рается. Через короткий промежуток време¬
ни положительный импульс достигает сет¬
ки Л2 по каналу 2, Л2 отпирается, а Л{ за¬
пирается. Отклонение прибора в цепи ка¬
тода при этом пропорционально среднему
значению импульсов тока, проходящих че¬
рез лампу Ли а следовательно, и углу сдви¬
га фаз между и{ и ,и2. Трудности возникают
в этом фазометре при углах О и 360°, так
как обе лампы могут при этом оказаться
открытыми. Эти трудности устраняются с
помощью фазоинвертера; однако измери¬
тельный прибор будет тогда давать отсче¬
ты не в пределах от 0 до 360°, а в преде¬
лах от —180 до +!Г80° с нулем посередине.
Следует отметить, что все методы, опи¬
санные в этом параграфе, вполне пригодны
при »наличии гармоник; »важно лишь, чтобы
-при прохождении сигнала через схему со¬
хранялась фаза пересечения нулевой оси.
Однако если сигналы имеют 'неодинаковую
продолжительность положительного и отри¬
цательного полупериода> то при инвертиро¬
вании появится ошибка.
Рис. 9-1-40. Блок-схема фазометра, осно¬
ванного на измерении интервала време¬
ни между последовательными пересече¬
ниями нулевой оси двумя сигналами.
1 — ограничитель; 2 — дифференциатор; 3 —
схема срезания; 4 — инвертер; 5 — триггер.
з) Счетные методы. Счетные (цифро¬
вые) методы измерения времени и частоты
широко применяются в 'настоящее время
в СВЯЗИ 'С ИХ 'ВЫСОКОЙ точностью и удоб¬
ством отсчета. 0ти методы были использо¬
ваны и для измерения фазы, особенно
в инфразвуковом диапазоне, где другие
способы слишком сложны.
На рис. 9-1-41 показана схема счетного
устройства для измерения фазы. (Входные
сигналы преобразуются в прямоугольные
волны и дифференцируются, как это опи¬
сано в разделе «ж». Положительные им¬
пульсы верхнего (канала открывают схему
селекции импульсов, а такие же импульсы
нижнего канала ее запирают. В открытом
состоянии колебания генератора перемен¬
ной частоты подаются на декадный счет¬
чик, дающий цифровой отсчет. 'В начале ра¬
боты переключатель П находится в поло¬
жении «установка 360°» и частота генера¬
тора регулируется так, чтобы счетчик дал
отсчет 360°. После установки переключа¬
теля в положение «измерение» счетчик по¬
кажет непосредственно фазовый угол меж¬
ду двумя -сигналами. ’При использовании
более высоких частот генератора получает¬
ся большая точность измерений.
и) Гетеродинные методы. Чем выше ча¬
стота сигналов, тем труднее, вообще гово¬
ря, становится измерение фазового угла.
Для избежания трудностей, связанных с из¬
мерением в конечном счете очень малых
промежутков времени, были предложены
методы с использованием синхронных де¬
текторов; но и они имеют предельное зна¬
чение верхней частоты и, кроме тото, при¬
менимы лишь в узком диапазоне частот.
В связи с этим уже давно применяются
гетеродинные методы преобразования ши¬
рокой полосы колебаний высокой частоты
в сигнал низкой частоты; эти методы при¬
Рис. 9-1-41. Блок-схема фазометра, рабо¬
тающего по счетному методу.
1 — ограничитель; 2 — дифференциатор; 3 — ге¬
нератор переменной частоты; 4 — временный
селектор; 5 — декадный счетчик; 6 — измере¬
ние; 7 — установка 360°.
22
Рис. 9-1-39. Блок-схема и формы колебаний
в фазометре с суммированием прямоуголь¬
ных волн, использующем деление часто¬
ты 2 : 1.
/ — ограничитель; 2 — дифференциатор; 3 — дели¬
тель 2:1; 4 — схема сложения; 5 — выпрямитель.
менимы -и для 'измерения фазового угла
между двумя сигналами.
Рассмотрим случай подачи двух сигна¬
лов на смесительную лампу. Если .напря¬
жение гетеродина значительно больше на¬
пряжения сигнала, то мгновенное значение
крутизны лампы будет зависеть с большой
степенью -приближения только от напря¬
жения гетеродина. Если .последнее имеет
вид
&гет = ^гет COS Сot,
то крутизна лампы может быть «выражена
рядом Фурье
5=a0+a1co^('co/+t@i) + aa cos 2(<0/4-62)+ . •.
Если сигнал, подводимый к смесителю,
имеет вид:
UcHTl~ ^сиг1 sin (Qt + Cpi),
где 0<Q, то ток анода лампы определяет¬
ся произведением uS.
Если все компоненты анодного тока,
кроме первой разностной, отфильтрованы,
ТО'
t'al — a'U°"T1 sin [(2 — <0) t + 41 — 0i].
Если второй сигнал с отличной фазой гете-
родинирован таким же образом, то анод¬
ный ток равен
. Я^сигг . г/л \л , лт
*а2 2 sin К2 — «*>)/ + — öl]#
Можно видеть, что фазовый угол между
двумя сигналами как до гетеродинирова-
ния, так и после него, равен просто (ф1—
—ф2). Можно показать, что при частоте
сигнала меньшей частоты гетеродина, фазо¬
вый угол по*сле гетеродинирования меняет
знак на обратный. Изложенное выше свой¬
ство было использовано ' уже в 1933 г. и
применяется во многих упомянутых выше
устройствах для измерения фазы. Кроме
расширения диапазона частот, даваемого
гетеродинированием, важное преимущество
этого метода заключается в том, что основ¬
ная схема измерения фазы работает всегда
на одной частоте, что ведет к повышению
точности.
Пример фазометра, в котором приме¬
нено гетеродинир ование, показан на
рис. 9-1-42. В этом устройстве необходимо
одновременно настраивать оба генератора
Рис. 9-1-42. Блок-схема фа¬
зометра с применением гете¬
родинирования.
1 — генератор сигнала; 2 —
испытуемое устройство; 3 — сме¬
ситель; 4 — гетеродин; 5 — фазо¬
метр.
Рис. 9-1-43. Блок-схема гетеродинного
фазометра с одним генератором.
1 — генератор переменной частоты; 2 — генера¬
тор фиксированной частоты; 3 — смеситель
№ ,1; 4 — фильтр; 5 — испытуемое устройство;
6 — смеситель № 2; 7 — смеситель № 3; 8 — ка¬
либрованный фазовращатель; 9 — фазометр.
для получения постоянной -разностной ча¬
стоты; если разностная частота мала по
сравнению с частотами генераторов, то не¬
обходимо поддерживать высокую стабиль¬
ность их частоты.
.Устройство, требующее настройки толь¬
ко одного генератора, показано на
рис. 9-1-4*3. Колебания генератора пере¬
менной -частоты f смешиваются с колеба¬
ниями генератора фиксированной часто¬
ты F. Напряжение разностной частоты
(F—/) фильтруется и подается на два дру¬
гих смесителя 2 и 3. Выход переменного
генератора подается на смеситель 3 непо¬
средственно и через измеряемую цепь ,на
смеситель 2. Выходные сигналы смесителей
2 и 3 (на частоте F) подаются на фазо¬
метр, причем сигнал опорного канала про¬
ходит предварительно через калиброванный
фазовращатель. Система может быть ши¬
рокополосной и не 'предъявляет особых
требований к стабильности генератора пе¬
ременной частоты; генератор же фиксиро¬
ванной частоты должен быть высоко ста¬
билен, особенно, если градуировка фазо¬
вращателя зависит от частоты. Пер.
[Л. 57-11.
9-1-2. Точное измерение среднего сдви¬
га фазы методом «перекрытия» с цифро¬
вой индикацией. Метод «перекрытия» ос¬
нован на измерении времени Т полного пе¬
риода и времени t между пересечением
оси абсцисс опорным сигналом, идущим
в положительном направлении, и пересече¬
нием ©той оси сдвинутым »по фазе сигна¬
лом, идущим в том же положительном на¬
правлении. Фазовый сдвиг -равен при этом
360Xt/T, град. Измерения времени произ¬
водятся в цифровой фор'ме с помощью ге¬
нератора, выдающего несколько импульсов
за период измеряемого сигнала. Отношение
t/T равно отношению числа импульсов за
период «перекрытия» к числу импульсов за
период Т. Если точность измерения должна
быть, например, 0,1°, то число импульсов
должно быть не менее 3 600 за период сиг¬
нала. Если сдв-иг фазы нужно измерять на
частоте 100 кгц, то общее число импуль¬
сов, которое нужно сосчитать за секунду,
равно 3 600 • 105=3,6 • 108. Такая скорость
счета в настоящее время лежит за преде¬
лами возможностей большинства счетчи¬
ков. Поэтому в данном устройстве приме¬
нен подсчет числа пробных импульсов, про-
23
Рис. 9-1-44. Схема измерения сдвига фазы
методом «перекрытия».
ходящих 'В 'счетчик за время нескольких
последов а телыных «периодов перекрытия».
Если частота повторения пробных им¬
пульсов не является гармоникой или суб-
гармоникой ’измеряемых частот, то пробные
импульсы поступают >в случайные моменты
относительно 'сигналов. Эти им'пульсы ис¬
пользуются для сравнения фаз входных
сигналов с помощью системы »временных
селекторов. Система выдает -выходной им¬
пульс каждый раз, как о'порное напряже¬
ние оказывается положительным, а сравни¬
ваемый сигнал — отрицательным. Число
пробных импульсов, прошедших через си¬
стему селекторов, деленное на общее (число
им!пульсов, поданных на систему, является
мерой фазового сдвига между двумя на¬
пряжениями. Опорное напряжение положи¬
тельно лишь для половины периода и ма¬
ксимальный отсчет фазового сдвига поэто¬
му равен 180°. Для определения опереже¬
ния или отставания фазы сигнала имеется
добавочная схема.
(Блок-схема устройства приведена на
рис. 9-1-44. На вход А подается опорное
напряжение, а на ß — измеряемое. Эти сиг¬
налы, а также пробные импульсы (стаби¬
лизированные кварцевым генератором) по¬
ступают на селекторы Си на выходе кото¬
рых получаются импульсы А' и В\ если
соответствующие входные сигналы поло¬
жительны относительно нуля в момент
прихода пробного импульса. Селектор С2
пропускает импульсы ,на выход при нали¬
чии импульса А' и отсутствии ВЭтим
осуществляется логическое действие А', но
яе В'. Длительность выдачи пробных им¬
пульсов регулируется ■счет'чиком, подаю¬
щим >сто|п-сигнал на С3 после того, как
3,6 • 107 импульсов 'было выдано. Выходные
импульсы селектфа С2, прошедшие через
Сз за время перекрытия, считаются глав¬
ным счетчиком и четыре первые значащие
цифры указываются индикатором.
Имеется специальная схема для уста¬
новки счетчика на нуль и начала следую¬
щего счета по истечении времени от 1 до
10 сек.
Принципиальная схема устройства по¬
казана на рис. 9-1-45. Устройства работает
в диапазоне частот от долей герца до не¬
скольких мегагерц; на частотах до 300 кгц
разность фаз измеряется с точностью не
хуже 0,3°. Реф. JjJT. 62-70]. * Аналогичный
метод измерения описан в [Л. 63-6]; подоб¬
ное устройство для н. ч. [1 гц—3 кгц] см.
[Л. 59-25].
9-1-3. Прямопоказывающий фазометр
в. ч. с двумя диодами. Принцип действия
фазометра поясняется схемой рис. 9-1-46.
Переменное напряжение U\ складываемся
и вычитается с напряжением U2. Результи¬
рующие напряжения выпрямляются детек¬
торами Д\ и Д%. (Выходным напряжением
фазометра является разность выходных на¬
пряжений детекторов.
Если входной сигнал в несколько раз
превышает по амплитуде опорное .напря¬
жение, то выходное напряжение фазометра
зависит лишь от амплитуды опорного на¬
пряжется и- разности фаз.
Погрешность фазометра, работающего
по этому принципу на частоте 500 кгц не
превышает 3% от максимального отсчета
шкалы. Извл. из (Л. 61-127]. См. также
[Л. 57-10].
9-1-4. Измерение разности фаз на в. ч.
с помощью двух синхронизированных гене¬
раторов в противофазном включении. Ме¬
тод измерения поясняет рис. 9-1-47. При
ключах Яь Пг и Я3 конденсатор настрой¬
ки С регулируют так, чтобы первый гене¬
ратор находился в синхронизме с напря¬
жением U\\ индикатором нулевых биений
является телефон.
Подстроечным конденсатором Са уста¬
навливают разность фаз входного напря¬
жения U1 и выходного напряжения пер¬
вого генератора равной 180°, что указы¬
вается- минимальным отклонением стрелки
микроамперметра. Затем клю!чи Яа и Я3>
механически связанные, ставят в положение
2 и второй генератор настраивают с по¬
мощью конденсатора С3. С помощью трим-
мера С4 устанавливают совпадения фазы
входного напряжения и\ и выходного' на¬
пряжения второго генератора, что указы¬
вается максималыньгм отклонением стрел¬
ки микроамперметра.
(Наконец ключ Яi переводят в ноло-
жениев 2 и калиброванный триммер С$ ре¬
гулируют до получения максимального от¬
клонения стрелки микр о амперметр а. Иско¬
мый фазовый угол отсчитывают непосред¬
ственно по шкале Cs.
•Схема испытывалась на частотах по¬
рядка 800 кгц. Реф. (Л. 57-10].
9-1-5. Осциллоскопическая индикация
фазовой характеристики. Фазовая харак¬
теристика ((фаза на выходе в зависимости
от частоты на 'входе) любой схемы или
усилителя может быть изображена на
экране осциллоскопа в виде кривой гео¬
метрического места.
Блок-схема устройства показана на
рис. 9-11-48. Выходное напряжение гене¬
ратора кач>ающейся частоты смешивается
с напряжением гетеродина постоянной ча¬
стоты, что дает два переменных сигнала
в диапазоне от 0 до !10 Мгц (Р и Q), сдви¬
нутых по фазе на 90° один относительно
другого. Сигнал Р подается на вход испы¬
туемого устройства, выход которого по-
24
25
Рис. 9-1-46. К пояснению принципа дей¬
ствия прямопоказывающего фазометра
с двумя диодами.
ступает на фазорасщепитель. Сдвинутые по
фазе на 100° сигналы поЦаются соответ¬
ственно в демодуляторы Р и Q; первона¬
чальные сигналы качающейся частоты Р
и Q тоже поступают в соответствующие
демодуляторы. На 'выходе демодулятор о'в
получаются напряжения, пропорциональ¬
ные сдвигу фазы сигналов, полученных от
фазорасщеггителя, относительно первона¬
чальных сигналов. Эти выходные сигналы
подаются через усилители на 'Вертикально
и горизонтально отклоняющие пластины
осциллоскопа. На экране »получаются по¬
лярные диаграммы, пр-имер которых пока¬
зан на рис. 9-1-49. Маркирующие импуль¬
сы для индикации интервалов 500 кгц мо¬
дулируют яркость луча, создавая точки
на диаграмме. Расстояние между этими
метками указывает, линейна или (нелинейна
характеристика исследуемого устройства.
Одинаковые расстояния (рис. 9-1-49,а) ука¬
зывают на линейность фазовой характери¬
стики; рис. 9-1-49,6 соответствует нели¬
нейной характеристике. Реф. [Л. 59-1].
9-1-6. Измерение фазы с использова¬
нием транзисторных триггеров. Прибор
(рис. 9-1-50) измеряет разность . фаз двух
синусоидальных (напряжений. Он собран на
четырех транзисторах. На входе схемы
имеются два ограничителя, каждый из ко¬
торых 'воздействует на один 'вход бы¬
стродействующего триггера через диффе¬
ренцирующие и ограничивающие схемы.
Рис. 9-1-47. Схема измерения разности фаз с помощью двух синхро¬
низированных генераторов.
1 — генератор № 1; 2 — генератор № 2; 3 — катодный повторитель № 1; 4 —
катодный повторитель № 2; 5 — усилитель постоянного тока; 6 — микроампер¬
метр.
26
Рис. 9-1-48. Блок-схема устрой¬
ства для осциллоскопической
индикации фазовой характери¬
стики.
1 — свип-генератор 40—60 Мгц\ 2 —
модулятор Р\ 3 — усилитель Р; 4 —
выходное напряжение 0—10 Мгщ
5 — генератор фиксированной часто¬
ты 50 Мгц\ 6 — фазирующее устрой¬
ство; 7 — модулятор Q; 8 — усили¬
тель Q; 9 — генератор меток; 10 —
выходное напряжение Q 0—10 Мгц\
И — испытуемое устройство; 12 —
демодулятор Р\ 13 — усилитель Р\
14 — демодулятор Q; 15 — усили¬
тель Q; 16 — фазорасщепитель;
17 — осциллоскоп.
Рис. 9-1-49. (К рис. 9-1-48. Примеры изображения на
экране:
а — при линейности фазовой характеристики; б — при нелиней¬
ности этой характеристики.
27
Рис. 9-1-50. Схема транзисторного измерителя разности фаз. (В схеме -применены
диоды типа 1N90 и транзисторы типа 2N1499A.)
Выходное напряжение триггера представ¬
ляет собюй прямоугольную «волну, вклю¬
чающуюся, -когда один из входных 'сигна¬
лов становится отрицательным, и выклю¬
чающуюся, когда 'второй с-илнал становит¬
ся отрицательным. Выходной постоянный
ток пропорционален разности фаз двух
входных «напряжений; один микроампер
соответствует одному градусу разности фаз.
Прибор работает в диапазоне частот от
0,2 до 20 кец. Входное напряжение долж¬
но быть не 1менее 4 в. Реф. [Л. 01-27].
9-1-7. Точное измерение и запись сдви¬
га фазы при исследовании распростране¬
ния волн. Прецизионный электромеханиче¬
ский измеритель фазы применен для записи
медленных колебаний фазы, наблюдаемых
при исследованиях распространения волн.
Прибор записывает колебания фазы до
«ескольких полных периодов '('с исключе¬
нием неопределенности) и малые колеба¬
ния фазы со скоростью до 1 гц« Реф.
[Л. 62-71]. См. также (Л. 60-71].
9-1-8. Другие методы и устройства.
Теория работы и подробное описание элек¬
тромеханических и электронных фазомет¬
ров, см. (Л. 62-103].
Обзор методов измерения сдвига фазы,
ом. [Л. 61-62].
Измерение фазы нулевым методом «а
частотах 15—400 Мгц и |до 2 Ггц с точно¬
стью 0,1° или 11% l(ß. первом случае); в ка¬
честве фазовращателя применена плавно-
перемейная спиральная линия задержки
с распределенной емкостью, см. (Л. 61-148].
Томная индикация 90-градусного сдви¬
га фаз на низких и инфранизких частотах,
см. 1[Л. 60-104].
Измерение сдвига фазы и его колеба¬
ний при умножении и делении частоты
(в диапазонах частот: 50 гц—100 кгц\
b&k гц— 51 Мгц; II Мгц—776 Мгц), см.
[Л. 60-57].
9-2. ИЗМЕРЕНИЕ ФАЗЫ НА С. В. Ч.
9-2-1. Обзор методов измерения фазы
на с. в. ч.
а) Нулевые методы. Простой нулевой
метод показан на рис. 9-2-1 (Л. 49-101].
Фазовращателем устанавливают минималь¬
ное показание вольтметра (при указанном
включении исследуемой цепи, а затем при
замене исследуемой цепи переменной ли¬
нией передачи равной физической длины.
Разность показаний фазовращателя даст
разность фаз исследуемой цепи и линии
передачи. |(Как и во всех измерениях фазы
при ©том остается неопределенность
в 2 ш, град, которую нужно устранить
другими средствами.) Если замену иссле¬
дуемой цепи линией передачи не произ¬
водить, то разность отсчетов даст общую
фазу цепи.
Ори работе на с. в. ч. важно следить
за равенством длин линий каждого кана¬
ла, так как расстояние в одну волну экви¬
валентно сдвигу фазы на 360°. Необходимо
также уменьшать отражения за счет не¬
однородностей, так как они могут приве¬
сти к большим ошибкам. Поэтому двой¬
ные тройники более подходят 1в данном
случае, чем простые разветвители, показан¬
ные на рисунке. Генератор сигнала обычно
модулируют звуковой частотой для того,
чтобы использовать после детектора селек¬
тивный усилитель низкой частоты, а не
усилитель постоянного тока, как показано
на рисунке. При 1этом получаются меньшие
шумы и большая устойчивость работы,
а следовательно, и большая чувствитель¬
ность определения !нуля. Значительное улуч¬
шение в этом отношении можно получить
при использовании супергетеродинных при¬
емников вместо простых схем с болометром
или кристаллическим детектором. Однако
при этом возникают проблемы стабилиза¬
ции частоты. Для их устранения можно
Рис. 9-2-1. Измерение фазы нулевым
методом на с. в. ч.
1 — испытуемое устройство; 2 — калибро¬
ванный фазовращатель; 3 — детектор;
4 — усилитель.
Рис. 9-2-2. Гомодинный метод измерения
фазы.
/ — генератор с. в. ч.; 2 — двойные тройники; 3—
балансный модулятор; 4 — генератор н. ч.; 5 — ка¬
либрованный фазовращатель; 6 — испытуемое
устройство; 7 — детектор; 8 — усилитель н. ч.
применить метод гомодинного детектирова¬
ния. П'О этому методу /(рис. 9-2-2) 'входной
сигнал (получается от того же источника,
который -используется как «гетеродин. Если
сигнал модулирован звуковой -частотой,
а гетеродин не модулирован, то всегда ;бу-
дут получаться звуковые биения фиксиро¬
ванной частоты. Для определения сдвига
'фаз меж!ду (колебаниями гетеродина и вход¬
ным Сигналом последний модулируется
с подавлением несущей частоты. Если ко¬
лебания гетеродина 'сдвинуты на 90° по
отношению к нормально существующей
несущей частоте сигнала, то выходной сиг¬
нал равен нулю. Регулировкой фазы гете¬
родина с помощью калиброванного фазо¬
вращателя достигается нулевой 'выход для
входного «и выходного »сигналов 'исследуе¬
мой цепи; это позволяет определить фа¬
зовый сдвиг в 1ней.
б) Методы измерительной линии. Ме¬
тод I — метод короткого замыкания. Для
измерения фазы на с. в. ч. можно исполь¬
зовать измерительную линию. Исследуемая
цепь, выход которой замкнут накоротко,
присоединяется к выходу измерительной
линии. Определяется положение минимума
стоячей волны. Затем исследуемая цепь за¬
меняется отрезком линии такой же физиче¬
ской длины. Если фаза исследуемой цепи
отличается от фазы отрезка линии, то ми¬
нимум стоячей волны сместится. Эта раз¬
ность фаз равна 180/г±360 d/A град, где
п=0,1,2..., сдвиг минимума и А —
длина волны в измерительной линии. Как
и при нулевом методе, общий сдвиг фазы
в исследуемой цепи может быть измерен
без замены цепи отрезком линии. В этом
случае после нахождения минимума при
включенной цепи последняя выключается и
короткозамыкатель ставится на конец изме¬
рительной линии.
'При этих измерениях ставятся некото¬
рые ограничения для исследуемой цепи. Во-
первых, она должна быть согласована
в обоих направлениях. Во-вторых, следует
знать квадрант, в котором лежит измеряе¬
мый угол сдвига фазы; иначе не может
быть определено значение п. Указанный
способ полезен для измерения малых сдви¬
гов в согласованных цепях, а также для
градуировки переменных фазовращателей,
когда измеряются малые приращения фазо¬
вых сдвигов.
Метод II — метод согласованной на¬
грузки. На рис. 9-2-3 показана другая схе¬
ма измерения фазовых углов с помощью
измерительной линии. Генератор питает ис¬
следуемую цепь, замкнутую на согласован¬
ную нагрузку. Часть прямого сигнала отби¬
рается до и после цепи с помощью направ¬
ленных ответвителей. Эти сигналы через
переменные аттенюаторы подводятся к про¬
тивоположным концам измерительной ли¬
нии, где зонд снимает комбинированный
сигнал. Если аттенюаторами установлено
примерное равенство сигналов, поступаю¬
щих в измерительную линию, то в послед¬
ней установится стоячая волна с большим
к. с. в. Положения минимумов стоячей вол¬
ны относительно произвольной опорной пло¬
скости будут меняться в соответствии с от¬
носительной фазой двух сигналов. Сдвиг
минимума d соответствует изменению отно¬
сительной фазы на 2f 180л±360 d/A] град
(л=0, 1, 2, ...). Поскольку исследуемая цепь
согласована с обеих сторон, ограничений
в отношении ее полного сопротивления не
имеется; однако неопределенность величи¬
ны п остается по-прежнему. Пер. [Л. 57-1].
9-2-2. Измерение разности фаз на с. в. ч.
методом модулированной поднесущей. Ме¬
тод аналогичен обычному нулевому двух¬
канальному методу с применением в одном
канале эталонного фазовращателя, но отли¬
чается тем, что при нем не требуется равен¬
ства амплитуд двух волн. Метод основан
на соотношении между амплитудной и фа¬
зовой модуляцией. Если модулированный
сигнал ' £/п.н<(|1+/п cos .(Ом/) складывается
с немодулированным сигналом той же ча¬
стоты |/Ун (рис. 9-2-4,а), то результирующий
Рис. 9-2-3. Измерение фазы с помощью
измерительной линии.
1 — испытуемое .устройство; 2 — переменный атте¬
нюатор; 3 — усилитель.
Рис. 9-2-4. Результирующий сигнал
на детекторе.
а — несущая и поднесущая в фазе; б —
поднесущая сдвинута по фазе на 180°—ф
относительно несущей.
29
сигнал оказывается только амплитудно-мо-
дулированным с той же частотой модуля¬
ции. Но, если фаза модулированного сиг¬
нала отличается на 1910° от результирующего
сигнала '£/р (рис. 9-2-4,б), то результирую¬
щий сигнал имеет как фазовую модуляцию
на модулирующей частоте, так и амплитуд¬
ную модуляцию на двойной частоте моду¬
ляции. При сложении под другими углами
получаются различные глубины амплитуд¬
ной модуляции на частотах сом и 2сом и
фазовая модуляция на частоте сом. Поэто¬
му, если детектор амплитудной модуляции,
нечувствительный к фазовой модуляции, на¬
строен на сом, то его выходное напряжение
равно нулю, когда модулированный сигнал
находится под некоторым определенным
углом ф. Значение угла <р зависит от отно¬
шения Un.nlUn.
Блок-схема измерительного устройства
показана на рис. 9-2-5. Волны, идущие по
двум каналам, условно назовем «несущая»
и «поднесущая». Поднесущая модулирована
по амплитуде после прохождения через ис¬
пытуемый элемент и амплитуда ее снижа¬
ется перед сложением с несущей.
При выключенном сигнале в канале
поднесущей уровень несущей регулируется
так, чтобы на детектор подавался сигнал
мощностью около ,1 мет. Генератор звуко¬
вой частоты регулируется так,чтобы ампли¬
тудная модуляция на центральной частоте
была бы не менее 30%. Исследуемое уст¬
ройство устанавливается в начальное поло¬
жение. Эталонный фазовращатель регули¬
руется так, чтобы на детекторе получился
нуль. Тогда фаза поднесущей относительно
несущей равна ±((180°—<р), причем <р все¬
гда меньше 90° и определяется по нижесле¬
дующей таблице.
Для устранения неопределенности в
том, опережает или отстает несущая от
поднесущей, а также для исключения не¬
обходимости определять величину qp по из¬
меренным отношениям несущей к поднесу¬
щей, регулировкой эталонного фазовраща¬
теля добиваются второго нулевого откло¬
нения. Разность фаз несущей и поднесущей
будет при этом противоположного знака,
как показано пунктирными линиями на ри¬
сунке. Если разность двух отсчетов эталон¬
ного фазовращателя меньше, чем 180°
(=2<р), то среднее из этих двух отсчетов
соответствует установке, при которой под¬
несущая отличалась бы по фазе на 180°
от несущей. Среднее значение называется
Рис. 9-2-5. Блок-схема устройства для изме¬
рения сдвига фаз на с. в. ч. методом моду¬
лированной поднесущей.
1 — источник сигнала; 2 — изолятор; 3 — согласую¬
щая секция, ослабление 20 дб; 4 — испытуемый
элемент; 5 — амплитудный модулятор; 6 — гене¬
ратор н. ч.; 7 — аттенюатор для установки уровня;
8 — полупроводниковый диод; 9 — детектор ампли¬
тудной модуляции; 10 — эталонный фазовраща¬
тель.
начальной установкой эталонного фазовра¬
щателя. Это установка, которая дала бы
нуль, если бы амплитуды несущей и подне¬
сущей были равны. Если разность двух от¬
счетов эталонного фазовращателя больше,
чем 180° (|360°—2<р), то среднее значение
соответствует установке, при которой под¬
несущая и несущая находятся в фазе. Ис¬
следуемое устройство ставится теперь
в крайнее положение (конечное). Эталон¬
ный фазовращатель регулируется снова
для получения двух отдельных нулевых от¬
счетов, которые должны быть выбраны так,
чтобы несущая оказалась в фазе или отли¬
чалась на 180° от поднесущей, а именно
в том же из этих соотношений, как и при
начальном положении. Измеренный сдвиг
фазы исследуемого устройства равен раз¬
ности конечной и начальной установок эта¬
лонного фазовращателя. В данном измери¬
тельном устройстве применен ферритовый
модулятор; частота модуляции равна 1 кгц.
В' качестве индикатора нуля использован
усилитель от измерительной линии, вклю¬
ченный после полупроводникового детекто¬
ра. При £/н/£/п.н=бО дб и отношении сиг¬
нал/шум =30 дб изменение фазы одного из
сигналов меньше чем на 0,8° вызывало бы
на индикаторе сигнал на 3 дб выше уров¬
ня шума. При |£/нД/п.н —40 дб тот же сиг¬
нал на индикаторе получается при измене¬
нии фазы только на 0,1°. Основным преиму¬
ществом данного метода является сохране¬
ние высокой точности при больших измене¬
ниях амплитуды сигнала. Реф. {JT. 60-8].
Более полное описание данной уста¬
новки можно найти (В fJT. 62-67]. (Применен¬
ный в установке эталонный прецизионный
фазовращатель в виде волноводного трой¬
ника со скользящим короткозамыкателем
описан в (Л. 58-3, 160-26].
9-2-3. Осциллоскопическая индикация
отклонения фазово-частотной характеристи¬
ки элементов с. в. ч. от линейности с разре¬
шающей способностью порядка 0,1°. Систе¬
ма предназначена для исследований эле¬
ментов с. в. ч. в полосе -50 Мгц при основ¬
ной частоте 3 000 Мгц. Принцип действия
системы поясняется блок-схемой рис. 9-2-6.
30
Рис. 9-2-6. Осциллоскопическая индикация отклонения элемен¬
тов с. в. ч. от фазовой линейности.
1 — генератор с качанием частоты; 2 — изолятор; 3 — опорный кабель;
4 — фазовращатель; 5 — генератор 1 ООО гц; 6 — усилитель; 7 — баланс¬
ный модулятор; 8 — аттенюатор 20 дб; 9 — испытуемое устройство; 10 —
аттенюатор 10 дб; Л — фазовращатель; 12 — 3-децибельный ответви¬
тель; 13 — детектор; 14—'измеритель отношения; 15 — осциллоскоп;
16 — напряжение качания частоты генератора.
Входной немодулированный сигнал делится
между двумя плечами схемы с помощью
двойного тройника. Исследуемый элемент,
например фильтр с линейным фазовым
сдвигом, включен последовательно в испы¬
тательное плечо, а отрезок коаксиального
кабеля и фазовращатель, имеющий пример¬
но такую же фазово-частотную характери¬
стику, включены в опорное плечо. Два пле¬
ча затем сходятся в фазовом дискримина¬
торе (внутри пунктирной линии на рисун¬
ке), определяющем фазовый сдвиг в пле¬
чах. Приблизительное выравнивание харак¬
теристик плеч уменьшает вариации измеряе¬
мой величины до нескольких градусов во
всем диапазоне частот, что значительно по¬
вышает точность измерения.
'В схеме применена модуляция сигнала
с помощью ферритового балансного моду¬
лятора. При частоте модуляцион¬
ного генератора 1 ООО гц выходной
сигнал модулирован частотой 2 ООО гц.
В дискриминаторе применены согла¬
сованные детекторы. Выход одного
из детекторов пропорционален
sin ©, где 0 — измеряемая разность
фаз, а выход другого детектора про¬
порционален cos в. Поэтому изме¬
ритель отношения показывает tg ©,
равный отношению выходов двух
детекторов. При этом изменения ам¬
плитуды сигнала при разности зату¬
ханий двух плеч взаимно уничто¬
жаются.
Фазовый дискриминатор состоит
из трех двойных тройников, 3-деци-
бельного ответвителя и двух кри¬
сталлических детекторов. Вследствие
сохранения фазы в двойных трой¬
никах и 90-градусного сдвига фа¬
зы в ответвителе опорный сигнал приходит
к двум детекторам в той же фазе, тогда
как разделенный испытательный сигнал
приходит с 90-градусным сдвигом фазы.
Выходной сигнал измерителя отношения
поступает на вертикально отклоняющие пла¬
стины осциллоскопа, а напряжение качания
частоты — на вход горизонтального откло¬
нения. На экран накладывается прозрачный
диск со шкалой, указывающей сдвиг фазы.
Реф. [Л. 61-63].
9-2-4. Измерение фазы и ослабления
в активных структурах с. в. ч. На схеме
(рис. 9-2-7) показан контур измерения фа¬
зового сдвига (интерферометр) и контур
измерения ослабления. В последнем учиты¬
вается отраженная мощность с тем, чтобы
ослабление, вносимое измеряемым объек¬
том, можно было отсчитать непосредствен-
Рис. 9-2-7. Контур измерения фазового сдвига и
ослабления.
/ — генератор с. в. ч.; 2 — калиброванный аттенюатор;
3 — развязка; 4 — 20 дб направленный ответвитель; 5 —
измеряемый объект; 6 — фазовращатель; 7 — двойной
тройник; 8— детектор; 9 — нагрузка; 10 — переменный
аттенюатор; 11 — калиброванный фазовращатель;
12 — контур измерения ослабления.
31
Рис. 9-2-8. Фазометр с двухзондовой изме¬
рительной линией.
1 — сигнал опорной фазы; 2 — сигнал неизвестной
фазы; 3 — измерительная линия; 4 — два подвиж¬
ных зонда с квадратичными детекторами (рас¬
стояние между зондами неизменно); 5 — диффе¬
ренциальный усилитель; 6 — синхронный детек¬
тор; 7 — синхронизация; 8 — выход.
но. Это осуществляется сложением в фазе
части выходной мощности и части мощно¬
сти, отраженной измеряемым объектом.
Сумма этих мощностей постоянна, если
в измеряемом объекте отсутствует ослабле¬
ние. Наличие ослабления проявляется
в уменьшении указанной суммы мощностей.
При этом ослабление, вносимое объектом,
определяется непосредственно по увеличе¬
нию входной мощности, необходимому для
получения первоначальной величины суммы
мощностей. Отражения получаются от лю¬
бой неоднородности или ряда неоднородно¬
стей в объекте; поэтому в оба плеча кон¬
тура ослабления включены фазовращатели,
способные давать сдвиг фазы до 360°; их
регулируют до получения максимального
показания детектора в контуре ослабления
при каждом измерении ослабления. Метод
используется, например, для измерения фа¬
зового сдвига и ослабления в газоразряд¬
ных лампах 3-см диапазона. Реф. ![JI. 62-59].
9-2-5. Фазометр с двухзондовой измери¬
тельной линией. На рис. 9-2-8 приведена
блок-схема фазометра, работающего со
сменными измерительными линиями в диа¬
пазоне частот от 300 Мгц до 1(2,4 Ггц.
Индикаторный прибор фазометра имеет
пять пределов измерения от 0,6 до 9U°
(.плюс или минус) с разрешающей способ¬
ностью в 0,1°. Измерения фазы большей,
чем 90°, осуществляется изменением поло¬
жения детектора.
Генератор сигнала модулирован по ам¬
плитуде, причем частота модуляции подво¬
дится к синхронному детектору для син¬
хронизации. Чясть сигнала в. ч. подается
в один конец измерительной линии в каче¬
стве сигнала опорной фазы, а другая часть
его — в измеряемое устройство. Выход это¬
го устройства поступает на второй конец
измерительной линии в качестве сигнала не¬
известной фазы.
Дифференциальный выход Ua—Ub двух
разнесенных зондов пропорционален синусу
фазового угла сигнала. Это позволяет ис¬
пользовать в приборе калиброванные шка¬
лы. Прибор калибруют, смещая зонды в по¬
ложения, соответствующие максимальному
положительному и отрицательному выхо¬
дам. Усиление и регулировку баланса уста¬
навливают так, что эти два выхода явля¬
ются фиксированными токами прибора, обо¬
значенными +90 и —90°. После калибров¬
ки зонды располагаются точно в центре
линии для отсчета абсолютной разности
фаз двух входных сигналов, вводимой
в дальнейшем как поправка измерений. Реф.
[Л. 61-11].
9-2-6. Измерение сдвига фазы на элек¬
тродах л. б. в. с использованием серродин-
ного модулятора. Метод используется для
измерения сдвига фазы, вызванного изме¬
нениями потенциалов постоянного тока на
различных электродах л. б. в., работающих
в диапазоне 2—4 Ггц.
Основным элементом системы измере¬
ния фазы является серродинный преобразо¬
ватель частоты. Это устройство (см. рис.
9^2-9) дает две стабильные частоты /о и
fo+'l кгц в диапазоне с. в. ч. Сигнал часто¬
ты /0+1 кгц проходит через исследуемую
лампу и смешивается с частотой /V, раз¬
ностная частота 1 кгц имеет тот же сдвиг
фазы, как и частота f0+U кгц. Поэтому из¬
мерение фазового сдвига можно произво¬
дить на л. ч. простым сравнением с опор¬
ным генератором частоты 1 кгц. В качест¬
ве серродина можно использовать л. б. в.
того же диапазона, что и исследуемая лам¬
па. Подобный же метод применяется для
исследования фазовых характеристик фер¬
ритов в функции приложенного магнитного
поля, см. {Л. (57-в]. Реф. [Л. 60-127].
9-2-7. Измерение и запись фазы на
с. в. ч. с использованием л. б. в. в мосто¬
вой схеме включения. Блок-схема устрой¬
ства показана на рис. 9-2-10. (Колебания ге¬
нератора с. в. ч., модулированного прямо¬
угольной волной 1 000 гц, поступают в два
канала. Один канал содержит измеряемый
Рис. 9-2-9. Измерение сдвига фазы на
с. в. ч. с использованием серродинного
модулятора.
1— генератор с. в. ч.; 2 — направленный ответ¬
витель; 3 — смеситель; 4 — серродинный моду¬
лятор; 5 — аттенюатор; 6 — исследуемая лам¬
па; 7 — генератор -пилы, 1 кгц\ 8 — генератор
частоты 1 кгц-, 9 — фильтрующий усилитель
н. ч.; 10 — фазометр; 11 — модулятор;
12 — самописец.
32
Рис. 9-2-10. Устройство для записи фазы
на с. в. ч. с использованием л. б. в.
/ — генератор 1 ООО гц; 2 — генератор с. в. ч.;
3 — исследуемое устройство; 4 — л. б. в.; 5 —
спираль; 6 — усилитель; 7 — синхронный де¬
тектор; 8— выход к самописцу; 9 — калибро¬
ванный фазовращатель.
объект и усилитель на л. б. в., а другой —
калиброванный фазовращатель. Последний
используется для калибровки схемы. Оба
канала подаются на плечи Е и Н двойного
тройника, в остальные плечи которого
включены детекторы или болометры. Вы¬
прямленные напряжения поступают на
трансформатор со средней точкой, выдаю¬
щий разностное напряжение. Если детекто¬
ры одинаковы, то на выходе будет нулевое
напряжение в том случае, когда разность
фаз сигналов в плечах Е и Н равна 90°,
независимо от амплитуды этих сигналов.
Если разность фаз не 90°, то на выхо¬
де детекторной схемы получится сигнал,
полярность которого зависит от того, по¬
ложительно или отрицательно отклонение
от 90°. Сигнал усиливается настроенным
усилителем и подается на фазовый детек¬
тор, опорное напряжение которого является
напряжением, модулирующим генератор
с. в. ч. Полученное в результате напряже¬
ние постоянного тока усиливается и пода¬
ется на спираль л. б. в. Таким путем обра¬
зуется замкнутая петля, поддерживающая
разность фаз 90° между сигналами с. в. ч.
двойного тройника.
JI. б. в. обладает тем свойством, что
фаза между входным и выходным сигнала¬
ми линейно зависит от напряжения на спи¬
рали. При действии регулирующей системы
фазовый сдвиг в л. б. в. противоположен
фазовому сдвигу в измеряемом объекте, ес¬
ли второй канал неизменен. При этом на¬
пряжение, подводимое к спирали, прямо
пропорционально фазовому сдвигу в изме¬
ряемом объекте; оно поступает к самопис¬
цу. Если с другой стороны канал, содержа¬
щий измеряемый объект, не меняется и ме¬
няется калиброванный фазовращатель, то
фаза л. б. в. не отличается от фазы фазо¬
вращателя и устройство удобно калибрует¬
ся. Для большинства типов л. б. в. возмож¬
но получить общий сдвиг фазы в 360° при
хорошей линейности. Предел точности изме¬
рения ставят шумы входной цепи усилите¬
ля. С усилителем, примененным в установ¬
ке, ошибка, обусловленная шумом, равня¬
лась ±1°. Реф. [JT. i61j64].
9-2-8. Автоматическое измерение фазы
колебаний с. в. ч. в поле излучения (с ис¬
пользованием однополосной модуляции).
На рис. 9-2-11 показана схема применяемо¬
го в данном методе измерения генератора
опорного сигнала с одной боковой полосой
и несущей частотой.
Можно показать, что сложение двух
сигналов в. ч. одинаковой амплитуды, сдви¬
нутых по фазе на 90° и модулированных
низкочастотными сигналами (одинаковой
амплитуды и имеющими фазовый сдвиг в
90°), подавляет одну из боковых полос.
Получающийся сигнал имеет вид
и\ = A cos (<ос* + +
COS «Ос + ö>m) t
и может быть использован в качестве опор¬
ного сигнала.
Сигнал от генератора с. в. ч. подается
в антенну через изолятор; одновременно
часть мощности поступает через ответви¬
тель к тройнику. Тройником мощность де¬
лится на две ветви, в одной из которых
включен волноводный аттенюатор и фазо¬
вращатель для выравнивания амплитуд в
ветвях и введения разности фаз 9(Г. Два
ферритовых модулятора тоже включены в
эти ветви и на них подаются сигналы ча¬
стоты I кгц, имеющие относительный фазо¬
вый сдвиг 90°. Амплитуды этих н. ч. сигна¬
лов отрегулированы так, чтобы коэффици¬
енты модуляции были одинаковы. Две вет¬
ви затем присоединяются к двум входам
двойного тройника. 'В плечо Е или Н вклю¬
чена согласованная нагрузка и на выходе
другого плеча появляется опорный сигнал.
Рис. 9J2-li2 показывает схему детекти¬
рования и измерения фазы и амплитуды.
Опорный сигнал описанного выше генера¬
тора подается в плечо Е двойного тройни¬
ка; в плечо Н поступает сигнал, принятый
зондом, ß остальных двух плечах включе-
Рис. 9-2-11. Генератор опорного сигнала
с одной боковой полосой и несущей часто¬
той.
/_генератор с. в. ч.; 2 — изолятор; 3 — волномер;
4 — ответвитель; 5 — к антенне; € — согласованная
нагрузка; 7 — тройник; 8 — переменный аттенюа¬
тор; 9 — фазовращатель (90°); 10 — модулятор;
//—двойной тройник; 12 — выход опорного сиг¬
нала с. в. ч.; 13 — выход опорного сигнала н. ч.;
14 — генератор <н. ч. (1 кгц); 15 — фазовращатель
н. ч. (90°).
3 Измерения в электронике, т. II
33
Рис. 9-2-12. Схема измерения модуля и ф>азы сигнала
с. в. ч. с использованием однополосной модуляции.
/ — вход сигнала с. в. ч.; 2 — вход опорного сигнала с. в. ч.; 5 —
вход опорного сигнала н. ч.; 4 — детектор; 5 — согласованная на¬
грузка; 6 — сбалансированный трансформатор; 7 — усилитель 1 кгц;
8 — фазометр н. ч.
ны кристаллические диоды и согласованные
нагрузки. Выходы диодов поступают на
сбалансированный трансформатор н. ч., ток
вторичной обмотки которого зависит от ам¬
плитуды и фазы сигналов. Это выходное
напряжение усиливается, измеряется прибо¬
ром и поступает на фазометр н. ч. На дру¬
гой вход фазометра подается опорный сиг¬
нал частоты 1 кгц. Таким образом, относи¬
тельная фаза и амплитуда принятого сигна¬
ла с. в. ч. непрерывно измеряются указан¬
ными двумя приборами. Для записи изме¬
ряемых величин можно использовать само¬
писцы. Реф. (57-11].
9-2-9. Другие методы и устройства. Тео¬
рия серродинного фазометра с. в. ч., см.
[Л. 61-149].
9-3. ИЗМЕРЕНИЕ ФАЗЫ КОЛЕБАНИИ
В ИМПУЛЬСЕ
9-3-1. Измерение фазы колебаний в им¬
пульсе методом двойного гетеродинирования
с цифровой индикацией. Устройство изме¬
ряет разность фаз между двумя сигналами
в диапазоне от 100 до 500 Мгц с точностью
0,2° при незатухающих колебаниях и с точ¬
ностью 0,5° при импульсных сигналах. При
изменении п. ч. тот же метод можно ис¬
пользовать на более низких частотах до
20 Мгц. С другой стороны, при соответству¬
ющих предварительных усилителях возмож¬
на работа на с. в. ч. (вплоть до 10 Ггц).
Существенным преимуществом прибора яв¬
ляется отсутствие ручных регулировок по¬
сле первоначальной калибровки. Индикация
дается в цифровой форме, т. е. разность
фаз указывается непосредственно в граду¬
сах. Рис. 9-3-1 поясняет принцип действия,
а на рис. 9-3-2 показана упрощенная блок-
схема устройства.
Входные сигналы частоты fi и /г+<р
преобразуются в сигналы 60 Мгц и
(60 Мгц+<р). Эти сигналы смешиваются
с колебаниями частоты 90 Мгц. Разность
фаз между сигналами 90 Мгц регулируется
автоматически до получения расхождения
по фазе двух сигналов 30 Мгц точно на
90°; при этом сигналы 90 Мгц имеют раз¬
ность фаз такую же, как входные сигналы.
Сигналы 90 Мгц преобра¬
зуются гетеродинированием
в звуковую частоту, кото¬
рая поддерживается второй
петлей авторегулирования
такой, чтобы ее период
равнялся времени поступ¬
ления 3 600 импульсов опор¬
ного генератора («часов»).
Частота опорного генера¬
тора равна 10 Мгц; звуко¬
вая частота—около 2,78 кгц.
Таким образом, один им¬
пульс опорного генератора
эквивалентен сдвигу фазы
на 0,1°.
Два сигнала н. ч. отли¬
чаются по фазе на тот же
угол, что и входные сиг¬
налы. Счетчик считает чис¬
ло импульсов часов между
соответствующими пересечениями нулевой
линии двумя звуковыми сигналами. Десять
таких счетов суммируются и полученная
сумма показывается на индикаторе, как
сдвиг фазы в градусах.
Работа фазометра усложняется необхо¬
димостью измерения разности фаз импульс¬
ных сигналов. Если последние преобразо¬
вать непосредственно в п. ч., то получатся
лишь сегменты каждого периода п. ч. и они
могут включать, а могут и не включать не¬
обходимые пересечения нуля. Это вызывает
необходимость измерять пересечения нуля
сигналами п. ч., получающимися от двух
вспомогательных генераторов незатухающих
колебаний, управляемых по фазе входными
сигналами.
Усилители, аттенюаторы, а также бло¬
ки, обеспечивающие импульсную работу, на
схеме не показаны. Реф. [Л. 60-28, 59-26].
9-3-2. Точное измерение мгновенной фа-
зы и частоты колебаний с. в. ч. в импульсе.
Метод основан на сравнении мгновенной
фазы неизвестного сигнала со стабильным
опорным генератором примерно той же ча¬
стоты. Сравнение фазы (рис. 9-3-3) осу¬
ществляется делением неизвестного им¬
пульсного сигнала на две равные части и
смешением их в балансных смесителях
с двумя равными частями сигнала незату¬
хающих колебаний, генерируемого ультра-
стабильным опорным генератором (напри¬
мер, клистроном со стабилизующим резона¬
тором). Одинаковая длина пути поддержи¬
вается везде, за исключением 90-градусноп>
Рис. 9-3-1. Принцип измерения сдвига фазы
с цифровой индикацией.
1 — преобразование частоты; 2 — определение мо¬
ментов пересечения нулевой линии; 3 — импульсы
опорного генератора; 4 — счетчик; 5 — пуск;
6 — стоп.
34
Рис. 9-3-2. Измерение фазы колебаний в импульсе методом
двойного гетеродиниров1ания.
1 — ограничитель; 2 — фазовращатель; 3 — фазовый детектор; 4 — сдвиг
фазы на 90°; 5 — импульсный генератор 10 Мгц; 6 — селекторы; 7—
счетчик и индикатор; 8 — интегратор; 9 — триггер; 10— деление на 36.
Знаками умножения отмечены смесители.
сдвига фазы, введенного в цепь одного из
сигналов. Выходы двух балансных смеси¬
телей усиливаются и один из них использу¬
ется в качестве вертикально отклоняющего
напряжения э. л. т., а другой — в качестве
горизонтально отклоняющего напряжения.
iHa рис. 9-3-4 показан вид сигнала
в различных точках схемы. Входной им¬
пульс в. ч. может иметь огибающую вида
рис. 9-3-4,а, а выходы смесителей — вида
рис. 9-3-4,б; изображение сигнала на экра¬
не э. л. т. с метками модуляции яркости
показано на рис. 9-3-4,в. Радиус \R пропор¬
ционален видеоамплитуде входного сигна¬
ла, а угол © равен мгновенному сдвигу фа¬
Рис. 9-3-3. Блок-схема устрой¬
ства для точного измерения
мгновенной фазы и частоты
колебаний с. в. ч. в импульсе.
1 — 90-градусный фазовращатель;
2 — балансный смеситель А; 3 —
стабильный перестраиваемый гене¬
ратор; 4 — устройство для калиб¬
ровки генератора; 5 — балансный
смеситель В; 6—8 — осциллоскоп
(модифицированный); 6 — верти¬
кально отклоняющие пластины;
7 — горизонтально отклоняющие
пластины; 8 — катод; 9 — генера¬
тор меток времени (генератор
у. в. ч. с кварцевой стабилиза¬
цией).
зы входного сигнала относительно фазы
сигнала гетеродина. Скорость изменения
фазы дает изображение частотной модуля¬
ции (рис. 9-3-4,г).
Описанным методом можно исследовать
выходные импульсные сигналы магнетронов,,
клистронов, л. б. в., фильтров и т. д. Фазо¬
вые характеристики сигналов линейные, не¬
линейные или разрывные могут быть изме¬
рены с ошибкой меньшей 1/(20 рад. Это оз¬
начает, что для получения частотной харак¬
теристики 1-микросекундного импульса
с ошибкой меньшей 100 кгц (независимо от
значения несущей) достаточно сделать де-
Рис. 9-3-4. Формы сигналов; к рис. 9-3-3.
сять измерений фазы. В 3-см диапазоне это
соответствует разрешающей способности
в 1 • 10-5. Для средней частоты всего им¬
пульса разрешающая способность достигает
1 • 10-6. Реф. (Л. 62-72].
9-4. ФАЗОВРАЩАТЕЛИ
9-4-1. Широкодиапазонный фазовраща¬
тель для прямоугольного волновода. Фазо¬
вращатель создает постоянный фазовый
3*
35
Рис. 9-4-1. Широкодиапазонный
фазовращатель для прямо¬
угольного волновода.
Ь — высота волновода; Ь' — расстоя¬
ние между диафрагмами.
сдвиг в очень широком диапазоне частот.
В нем не имеется диэлектрика и изготовле¬
ние его просто.
Независимость фазы (90±0,5°) от ча¬
стоты в диапазоне 8,6—9,5 Ггц достигается
путем увеличения ширины волновода, на¬
груженного очень близкорасположенными
емкостными диафрагмами |(|рис. 9-4-1,). Вта-
рактеристик системы, но и равное время
распространения всех передаваемых частот.
Если время передачи синусоидального сиг¬
нала по цепи равно т, то фазовый угол
в радианах, на который сигнал
повернется за это время, равен
ф=|(ОТ.
Если х должно быть постоянным в полосе
частот, то фазовый сдвиг в цепи
в этой полосе должен меняться
линейно с частотой. Отклонение фа¬
зового сдвига от линейности называется
фазовым искажением.
Рассмотрим случай передачи последова¬
тельности периодических импульсов. Если х
постоянно по частоте, то сигналы поступят
в приемник через время т, сохранив фазо¬
вые соотношения и огибающие неискажен¬
ными. Если же х непостоянно, то получится
искажение огибающей и точное время при¬
хода сигнала определить будет трудно. Как
Рис. 9-4-2. Продольный разрез ферроэлектрического фазо¬
вращателя, управляемого электрическим полем.
ф. к. — ферроэлектрическая керамика 73% ВаТЮ3+27% SrTi03.
ком устройстве изменение сдвига фазы
с частотой за счет диафрагм можно сде¬
лать противоположным изменению фазы за
счет увеличения ширины. К. с. в. опытного
образца 90-градусного фазовращателя мень¬
ше 1,05 в указанном диапазоне частоты.
Реф. (Л. 61-65].
9-4-2. Обратимый ферроэлектрический
фазовращатель 3-см диапазона волн. Тон¬
кий ферроэлектрический брусок полностью
заполняет поперечное сечение прямоуголь¬
ного волновода (рис. 9-4-2). Диэлектриче¬
ские согласующие секции помещены сим¬
метрично относительно бруска. Сдвиг фазы
регулируется постоянным электрическим
полем, приложенным к ферроэлектрику (не
более 3 кв). Сдвиг фазы может быть полу¬
чен до 40—<50° в полосе 400 Мгц при сред¬
ней частоте 9,3 Ггц и при вносимых поте¬
рях не выше 2—6 дб (измерения выполня¬
лись при температуре около 60°С). Реф.
[Л. 62-55].
9-5. ИЗМЕРЕНИЕ ГРУППОВОГО
ВРЕМЕНИ ЗАДЕРЖКИ
9-5-1. Фазовые искажения, задержка
фазы и задержка огибающей сигнала
а) Фазовые искажения. Уже давно бы¬
ло обнаружено, что при передаче на боль¬
шие расстояния телефонии, радиовещания
и изображений, для точного воспроизведе¬
ния сигналов необходимо обеспечить не
только правильный вид амплитудных ха-
показал К э р с о н, время передачи огибаю¬
щей тесно связано с крутизной фазовой
характеристики цепи. Поэтому обычно опре¬
деляют задержку фазы как
и задержку огибающей сигнала
(«время запаздывания сигнала» или «груп¬
повое время распространения») как
dy dzф
ТСИГ=="^Г“ТФ + (0"ЗйГв
Это выражение показывает, что задерж¬
ка огибающей равна задержке
фазы плюс член, учитывающий
изменение задержки фазы с ча¬
стотой. Если Тф постоянно, то оба выра¬
жения становятся равными.
Ввиду тесной зависимости между фазо¬
выми искажениями и линейностью фазового
сдвига часто оказывается более удобным
измерять задержку фазы или задержку оги¬
бающей, чем измерять фазовый сдвиг. Ко¬
нечно, измерение фазового сдвига по точ¬
кам можно выполнить в диапазоне частот
и после этого построить график характери¬
стики задержки, но это очень трудоемкий
процесс. .Ниже описаны некоторые способы
непосредственного определения задержек
фазы и огибающей.
б) Методы измерения задержки фазы.
Один из простых способов определения за¬
36
держки фазы основан на применении линии
с переменной задержкой |(рис. 9-5-1). При
изменении частоты генератора линия за¬
держки регулируется до получения нуле¬
вой индикации на фазометре. После этого
задержка фазы может быть непосредствен¬
но отсчитана по шкале линии задержки.
При изменении частоты отклонения за¬
держки фазы от постоянной величины лег¬
ко обнаруживаются. -При этом методе име¬
ется неопределенность в 2я/г/со при измере¬
нии абсолютной величины задержки фазы.
Однако обычно это не имеет большого зна¬
чения, так как наибольший интерес пред¬
ставляет отклонение фазовой характеристи¬
ки от линейности.
Этот принцип используется также
в устройстве, описанном в 9-1-1,г, в ко¬
тором фаза при качании частоты указы¬
вается в полярных координатах. Как ука¬
зано на рис. 9-1-18, линии постоянной за¬
держки х включаются последовательно
с опорным сигналом, подаваемым на я- и
*/-фазовые детекторы. Опорный сигнал, по¬
ступающий на лс-фазовый детектор, равен
и2= U2 sin (о/—сот).
Произведя вычисления, подобные приведен¬
ным выше, найдем, что выходное напряже¬
ние постоянного тока детектора равно
Ux = 2Ra2U\U2 cos (сот—ср).
Аналогично выходное напряжение у-детек¬
тора равно
£/у=— 2Ra2Ü\U2 sin (cot—ф).
Если исследуемая цепь имеет линейную фа¬
зовую характеристику, то Ux и Uy дадут
отклонение на экране трубки в виде прямой
линии; отклонение от прямой
явится мерой нелинейности фа¬
зовой характеристики.
в) Методы измерения задержки огиба¬
ющей сигнала. Большинство способов изме¬
рения задержки огибающей основано на из¬
мерении фазового сдвига модуляции низ¬
кой частоты, наложенной на высокочастот¬
ную несущую. Рассмотрим два сигнала ча¬
стот со 1 и юг с одинаковыми амплитудами,
поданные одновременно на вход исследуе¬
мой цепи. Общее входное напряжение
равно
Если предположить, что цепь создает на ча¬
стоте со 1 фазовый сдвиг >ф1 и на частоте
0)2 — фазовый сдвиг ф2, то сигнал на вы¬
ходе цепи будет
Рис. 9-5-1. Измерение задержки фазы.
1 — генератор; 2 — испытуемое устройство;
3 — линия задержки; 4 — фазометр.
Сравнение этих уравнений показывает, что
члены суммарной и разностной частоты
подверглись сдвигу фазы. Однако огибаю¬
щая сигнала изменяется в соответствии
с членом разностной частоты в результате
биений между двумя входными сигналами.
Следовательно, задержка огибающей может
быть определена из изменения фазы только
члена разностной частоты. Эта задержка
приближенно равна
При уменьшении разности частот двух сиг¬
налов точность измерения увеличиваете^.
Практически предел ставится точностью фа¬
зометра. Сказанное иллюстрирует рис. 9-5-2.
Интересное и полезное свойство измерения
задержки огибающей этим методом заклю¬
чается в том, что сложная форма
волны не искажается при лю¬
бой задержке огибающей, если
только составляющие сигналы одинаково
ослаблены исследуемой цепью и цепь эта
линейна.
Сказанное не относится к более слож¬
ному случаю амплитудной модуляции несу¬
щей. Рассмотрим сигнал несущей частоты
со 1, модулированный на 100% сигналом бо¬
лее низкой частоты сог. Это может быть вы¬
ражено следующим образом:
Мвх=|(14-cos co2/)sin Cöi^
Рис. 9-5-2. Форма колебаний при наложе-
-нии двух сигналов близких частот.
а — до задержки; б — после задержки.
37
Рис. 9-5-3. Амплитудно-модулированный
сигнал.
а — до задержки; б — после задержки, но без
искажений; в — после задержки и с искаже¬
нием огибающей.
ИЛИ
ивх = sin a>i* + sin (<*>! + <*>2) t +
, 1
-г-2’Sin(co1 — ca2)f.
Это известное выражение для амплитудно-
модулированного сигнала, состоящего из
несущей и двух боковых полос с одинако¬
выми амплитудами. Если такой сигнал по¬
дать на вход цепи, создающей на несущей
частоте фазовый сдвиг <р0 и сдвиги <рн и
фв на нижней и верхней боковых частотах
соответственно, то сигнал на выходе цепи
будет иметь вид
Ивых = sin(cd^ — <fo) + ysin[(o>1 +
+ Cö2) t — fal+Y sin f(Wl — «2) < — 4h],
или
Ивых = sin (o>!^—ip0) + sin —
Xcos 02^ —2~—
Это выражение содержит член несущей ча¬
стоты с постоянной амплитудой плюс ам¬
плитудно-модулированный член. Если сдвиг
фазы несущей частоты равен среднему
сдвигу на боковых частотах ;(|фв+<Рн)/2, то
выходной сигнал не будет искажен и за¬
держка огибающей будет зависеть от фа¬
зового сдвига колебаний частоты со2. Это
то же условие, которое имеет место в разо¬
бранном выше случае двух сигналов. Од¬
нако если это условие не выполняется, то
получаются как искажение огибающей, так
и ее задержка. В огибающей появляются
гармоники и задержку ее становится труд¬
но определить. Если гармоники отфильтро¬
вать, то результирующая огибающая на ос¬
новной частоте модуляции будет иметь за¬
держку цепи. Это объясняется тем, что
гармоники вносят только амплитудные ис¬
кажения, но не могут изменить основную
составляющую.
iHa рис. 9-5-3 показана задержка оги¬
бающей с искажениями и без них. Наи¬
большее искажение амплитуды (рис.
9-5-3,в) соответствует случаю, когда сред¬
ний фазовый сдвиг двух боковых полос на
45° больше, чем фазовый сдвиг несущей. Из
сравнения рис. 9-5-3,а и 9-5-3,в видно, что
задержка огибающей становится величиной,
плохо определяемой. Следует отметить, что
в частном случае, когда фазовый сдвиг не¬
сущей отличается от среднего сдвига боко¬
вых частот на 90°, модуляция основной ча¬
стотой исчезает и заменяется модуляцией
второй гармоники.
На рис. 9-5-4 показана блок-схема
упрощенного устройства, основанного на
рассмотренных выше принципах. Выход ба¬
лансного модулятора состоит только из
двух боковых частот, несущая же подавле¬
на. Выходное напряжение исследуемой це¬
пи детектируется для получения огибаю¬
щей, которая затем сравнивается с опор¬
ной огибающей, поступающей через кали¬
брованный фазовращатель. Фазовый сдвиг,
необходимый для получения нулевого вы¬
хода компаратора фазы, даст задержку
огибающей.
Более сложное двухсигнальное устрой¬
ство для измерения задержки огибающей
определяет отклонение задержки огибаю¬
щей от некоторого фиксированного значе¬
ния путем сравнения задержки огибающей
сигнала с переменной несущей частотой и
опорного сигнала, имеющего постоянную
несущую частоту. В другом подобном
устройстве использован свип-генератор не¬
сущей частоты. Как пример можно ука¬
зать, что допустимое время задержки для
телевизионного ретрансляционного устрой¬
ства равно приблизительно 10-9 сек. Если
модулирующая частота равна 1 Мгц, то
компаратор фазы должен различать угол
в 0,04°. Действительная задержка, измерен¬
ная при этих условиях, будет средней в по¬
лосе 2 Мгц.
Известна другая измерительная систе¬
ма, в которой использован селектив¬
ный усилитель с положитель¬
Рис. 9-5-4. Измерение задержки оги¬
бающей двухчастотным методом.
1 — модуляционный генератор; 2 — баланс¬
ный модулятор; 3 — генератор несущей;
4 — испытуемое устройство; 5 — детектор;
6 — калиброванный фазовращатель;
7 — компаратор фазы.
38
ной обратной связью через ис¬
следуемую цепь. В этом устройстве
частота ^ полученных колебаний является
функцией задержки огибающей в исследуе¬
мой цепи. Выходное напряжение селектив¬
ного усилителя |(рис. 9-5-5), настроенного
на низкую частоту й, модулирует по ам¬
плитуде сигнал генератора, настроенного на
частоту со0. Модулированный сигнал подает¬
ся ^ на вход исследуемой цепи, выход кото¬
рой детектируется для восстановления оги¬
бающей частоты Й. Этот сигнал направля¬
ется в усилитель для замыкания контура,
который можно считать генерирующим на
частоте Q.
Если генератор настроить на новую ча¬
стоту cöi, то задержка огибающей в иссле¬
дуемой цепи изменится на Лт. Это эквива¬
лентно фазовому сдвигу ЙДт в контуре, ге¬
нерирующем на частоте модуляции. При
этом фазовый сдвиг в контуре не равен
больше нулю и генератор должен перестро¬
иться на частоту, которая удовлетворяет
этому условию. Если общая задержка в
контуре равна Т, то указанное изменение
частоты должно быть
т. е. общее изменение частоты должно быть
таким, чтобы создать сдвиг фазы равный и
противоположный по знаку тому, который
вызван изменением задержки огибающей.
Общая задержка контура Т состоит из
двух частей: задержки т в исследуемой це¬
пи и задержки t в усилителе
T=t+%.
mu zj-o-o. пзмерепие задер/кли шииающеи
методом обратной связи.
1 — генератор; 2 — балансный модулятор; 3 —
испытуемое устройство; 4 — детектор; 5 — селек¬
тивный усилитель.
Если t сделать много больше т, то
Д2 Ат
~й ~9
т. е. процентное изменение частоты равно
процентному изменению задержки. При ча¬
стоте модуляции 30 кгц и задержке в уси¬
лителе 70 мксек задержка огибающей по¬
рядка 10~9 сек соответствует сдвигу часто¬
ты около 0,5 гц. В установке применен ба¬
лансный модулятор для устранения ошибок,
вызываемых прямым прохождением моду¬
лирующей частоты через исследуемую цепь.
Пер. [Л. 57-1].
9-5-2. Другие методы и устройства.
Методы и аппаратура для измерения фазо¬
вых углов и группового времени запазды¬
вания на видеочастотах описаны в
[Л. 62-146].
Прибор для визуального наблюдения и
измерения частотных характеристик группо¬
вого времени распространения, фазового
смещения и модуля коэффициента передачи
телевизионных каналов, см. [Л. 57-106].
Измерение группового времени запаз¬
дывания с применением генератора качаю¬
щейся частоты, см. [Л. 61-61].
ГЛАВА 10
ИЗМЕРЕНИЕ ИНТЕРВАЛОВ ВРЕМЕНИ
10-1. ОБЗОР МЕТОДОВ ИЗМЕРЕНИЯ
ИНТЕРВАЛОВ ВРЕМЕНИ
а) Осциллоскопические методы. Приме¬
ром применения осциллоскопа в устройст¬
вах для измерения времени являются раз¬
личные радиолокационные системы. Осцил¬
лоскопы широко применяются для измере¬
ния времени также в устройствах с этало¬
нами частоты. Например, эталон частоты
может быть использован для управления
пуском или для калибровки развертки. В
обоих случаях для точной интерполяции
необходима строгая линейность развертки.
Более совершенной является схема, в ко¬
торой сигналы эталона времени наложены
на развертку в виде амплитудных или яр-
костных меток; требования к линейности
развертки при этом снижаются. Во всех
этих схемах сигналы, соответствующие на¬
чалу и концу неизвестного интервала вре¬
мени, также видны в виде амплитудных
или яркостных меток на изображении и ин¬
тервал времени определяется по числу эта¬
лонных меток, находящихся между край¬
ними сигналами; пример показан на рис.
10-1-1.
Недостатком подобных устройств яв¬
ляется то, что точность отсчета не соответ-
Рис. 10-1-1. Изображе¬
ние сигналов и калибро¬
вочных меток на экране
осциллоскопа.
39
Рис. 10-1-2. Блок-схема устройства для
измерения интервалов времени с приме¬
нением осциллоскопа и спиральной раз¬
вертки.
1 — пуск; 2 — стоп; 3 — триггер; 4 — генератор
пилообразного напряжения; 5 — кварцевый ге¬
нератор; 6 — модулятор; 7 — 90-градусный фа¬
зовращатель; 8 — умножитель частоты на 10.
ствует точности, обеспечиваемой схемой
прибора. Поэтому иногда применяется
расширение участка развертки
или использование спиральной раз¬
вертки. В последнем случае можно полу¬
чить линейную шкалу, полезная длина ко¬
торой, например, для трубки с диаметром
экрана 12 см в 50 раз больше этого диа¬
метра. Блок-схема такого устройства пока¬
зана на рис. 10-1-2. Пусковой и стоповый
сигналы подводятся к триггеру и создают
отрицательный стробимпульс, управляющий
работой генератора пилообразного напря¬
жения. Пилообразное напряжение и колеба¬
ния стабилизированного генератора посту¬
пают на модулятор. Полученный сигнал яв¬
ляется линейно уменьшающейся синусои¬
дальной волной, которая после прохожде¬
ния через фазосдвигающую цепь подается
на отклоняющие пластины э. л. т. и созда¬
ет спиральную развертку. Для калибровки
развертки частота генератора повышается
в 10 раз и подается на модулятор э. л. т.
Неизвестный интервал времени определяет¬
ся счетом счила витков развертки. В одном
подобном устройстве абсолютная погреш¬
ность равна ±1 мксек при максимальной
длительности 2 000 мксек, при диаметре
трубки 12,5 см и угловой скорости 100 мксек
на оборот. В другой системе при такой же
трубке, но при угловой скорости лишь
2 мксек на оборот, абсолютная погрешность
равнялась ±0,05 мксек; максимальная дли¬
тельность в этом случае была 100 мксек.
Рис. 10-1-3. Схема поверки синхронных
часов по сигналам времени.
1 — эталон частоты; 2 — фазовращатель; 3 —
усилитель; 4 — синхронные часы; 5 — прием¬
ник сигналов времени; 6 — компаратор.
Другой метод увеличения длины шка¬
лы на экране э. л. т. — использование раст¬
ровой развертки, подобной применяемой
в телевидении. Строчная развертка может
быть синхронизирована кварцевым генера¬
тором и калибровочные метки получены так
же, как при спиральной развертке. Важно
иметь время обратного хода достаточно ко¬
ротким, чтобы «потери» времени не были
значительными по сравнению с требуемой
точностью. Прибор такого типа с растром
в 10 строк продолжительностью каждая
10 000 мксек имеет точность ±15 мксек.
б) Синхронные часы. Точность синхрон¬
ных часов с механической передачей очень
высока; она ограничена только точностью
и стабильностью частоты источника пита¬
ния, а также люфтом и точностью изготов¬
ления самой передачи. Поэтому синхронные
часы обычно применяются в эталонах ча¬
стоты и времени, где необходимо иметь
непрерывную индикацию истекшего времени.
Схема поверки синхронных часов по
сигналам времени показана на рис. .10-1-3.
Эталонная частота подается через фазовра¬
щатель на усилитель мощности и затем на
синхронные часы. Эта частота сравнивает¬
ся с эталонными секундными сигналами,
передаваемыми радиостанцией службы вре¬
мени. Для сравнения используются часы,
стрелка которых делает один оборот в се¬
кунду. Положение стрелки часов сравнива¬
ется с приходом эталонных сигналов визу¬
ально или на слух. В случае расхождения
фазовращатель поворачивается в нужном
направлении для устранения расхождения.
Один оборот фазовращателя дает измене¬
ние фазы на выходе на 360° и поправку
по времени, равную 1//. Таким методом
можно получить стабильность ~ порядка
±0,1 сек за 24 часа, т. е. Ы10-6.
Кроме основного использования — не¬
прерывной индикации времени — синхрон¬
ные часы применяются также для измере¬
ния одиночных интервалов времени путем
включения и выключения часов сигналами
начала и конца интервала; однако простая
схема такого устройства применима лишь
для измерения интервалов времени не мень¬
ше 30 мсек, что объясняется нестабильно¬
стью работы тормозов, включающих и вы¬
ключающих часы. Этот нижний предел мо¬
жет быть значительно уменьшен при ис¬
пользовании схемы умножения вре¬
мени. Устройство, схема которого пока¬
зана на рис. 10-1-4, снижает нижний пре¬
дел в 1 000 раз. Пусковой и стоповый сиг¬
налы поступают на триггер, выдающий им¬
пульс, продолжительность которого t рав¬
на неизвестному интервалу. Этот импульс
поступает на генератор пилообразного на¬
пряжения и на генератор прямоугольных
импульсов с одним стабильным состоянием.
Генератор пилообразного напряжения вклю¬
чается началом импульса, а одностабиль¬
ный генератор запускается задним фронтом
импульса. Пилообразное напряжение пода¬
ется на одностабильный генератор и дли¬
тельность его выходного импульса f пряма
зависит от величины пилообразного напря¬
жения в момент t. Исполнительная схема
40
Рис. 10-1-4. Блок-схема измерителя одиночных
интервалов времени с синхронными часами.
1 — пуск; 2 — стоп; 3 — триггер; 4 — моностаб'ильный
генератор прямоугольных импульсов; 5 — генератор
линейно нарастающего напряжения; 6 — исполнитель¬
ная схема; 7 — тормоз; 8 — часы.
Рис. 10-1-6. Простая схема
RC для измерения интерва¬
лов времени по показаниям
вольтметра.
освобождает тормоз часов на время f. Ко¬
эффициент пропорциональности между ве¬
личинами f и t определяется параметрами
схемы. Изменяя их, можно получить раз¬
личные пределы измерения.
в) Счетные методы (см. также гл. 8).
Погрешность счетных измерителей интерва¬
ла времени определяется точностью частоты
генератора и неопределенностью в ±1 еди¬
ницу счета, присущей всем несинхронизиро-
ванным счетчикам из-за случайной фази-
ровки генератора относительно измеряемого
интервала времени. Неопределенность в ±1
единицу счета может быть устранена ком¬
бинированием счетной схемы с интерполи¬
рующим осциллоскопом. Максимальный ин¬
тервал, измеряемый таким прибором, равен
1 ООО мксек, а абсолютная ошибка не пре¬
вышает ±0,01 мксек, т. е. значительно
меньше, чем при простых методах счета.
Блок-схема устройства приведена на рис.
10-1-5. Пусковой и стоповый сигналы управ¬
ляют селектором, пропускающим импульсы
эталонного генератора на счетчик. Общее
число полных периодов генератора за из¬
меряемый интервал всегда на один период
меньше, чем отсчитанное число, независимо
от относительной фазы интервала и сигнала
генератора. Остаток интервала времени из¬
меряется осциллоскопом. Для этого сигна¬
лы генератора непосредственно и через 90-
градусный фазовращатель подаются на от¬
клоняющие пластины и создают круговую
развертку. Пусковой и стоповый сигналы
смешиваются и подаются на модулятор
э. л. т. для создания меток. Пусковой сиг¬
нал делается для различия большей вели¬
чины. Сумма интервалов времени между
пусковым сигналом и первым отсчетом и
между пооледним отсчетом и стоповым сиг¬
налом указывается угловым расстоянием
между двумя метками в направлении вра¬
щения развертми. В описываемом приборе
частота эталонного генератора равна
ЮОяг^, а время развертки равно 10 мксек.
Для получения точности ±0,01 мксек угло¬
вая разрешающая способность должна быть
порядка 0,001.
г) Методы вольтметра. Схема измере¬
ний интервалов времени с помощью вольт¬
метра показана на рис. 10-1-6. До начала
измерения переключатель находится, в поло¬
жении 1 и конденсатор С заряжается до
потенциала батареи U. В момент начала
измеряемого интервала переключатель пере¬
водят в положение 2 и конденсатор разря¬
жается через сопротивление i?. В конце ин¬
тервала переключатель ставят в положение
3 и конденсатор отключается. Напряжение
на конденсаторе после переключения в по¬
ложение 2, определяется известным выра¬
жением
t__
j j RC
и = Ue
Если напряжение на конденсаторе измерено
в положениях 1 и 5, то время, в течение
которого переключатель находился в поло¬
жении 2, равно
Рис. 10-1-5. Измерение интервалов времени
счетным методом с интерполирующим
осциллоскопом.
1 — пуск; 2 — стоп; 3 — триггер; 4 — счетная схема;
5 — генератор эталонной частоты; 6 — 90-градус¬
ный фазовращатель; 7 — смеситель.
При этом, конечно, считается, что вольт¬
метр не разряжает конденсатора; для этого
необходимо применять высокоомные прибо¬
ры: ламповые или электростатические.
Этот простой принцип в несколько из¬
мененном виде был применен, например,
в приборе для измерения интервалов вре¬
мени, показанном на рис. 10-11-7. Напряже¬
ние на конденсаторе не измеряется, а срав¬
нивается с положением движка потенцио¬
метра, включенного на ту же батарею, что
и цепь RC. Перед началом измерения пере¬
ключатели #i и П2 замкнуты. Измерение
начинается при размыкании П\ и оканчи¬
вается при размыкании П2. Движок потен¬
циометра устанавливается в положение, при
41
Рис. 10-1-7. Схема RC
для измерения интерва¬
лов времени с потенцио¬
метром.
расстоянии х от середины линии. Первый
импульс пройдет расстояние
~~2~Jr х — ct,
где с — скорость распространения; I — дли¬
на линии и t — время. Аналогично этому,
второй импульс пройдет расстояние
\—х = c(t — Т).
Решая эти уравнения находим
котором вольтметр показывает 0. В этой
схеме конденсатор при измерении заряжа¬
ется, а не разряжается и для определения
неизвестного времени следует пользоваться
выражением
Т = — RCln ^ 1 — -jj- ^.
При линейном потенциометре это уравнение
можно представить в виде
/ cb \ ас
Т = RC In ^ 1 ) — RC ln .
Главными источниками ошибок при этом
методе измерения являются неточность и
нестабильность величин \R и С, утечка за¬
ряда конденсатора и конечное время замы¬
кания переключателей. Для интервалов вре¬
мени между 200—1 760 мсек ошибки изме¬
рения не превышали ±0,6%.
Для получения линейной шкалы вместо
логарифмической применяется поддержание
постоянства тока при заряде конденсатора
с помощью пентода. Прибор подобного
устройства имеет погрешность порядка
±2% в диапазоне от 500 до 100 000 мксек.
д) Измерение ультракоротких интерва¬
лов времени. При изучении некоторых фи¬
зических явлений как, например, искрового
разряда, скорости ядерных частиц и вре¬
мени спада фосфоресценции возникает
необходимость в измерении чреЗ|Вычайн<о ко¬
ротких интервалов времени порядка 10-8—
10-10 сек. Для измерения таких малых ин¬
тервалов времени обычно используют в ка¬
честве эталона скорость распространения
электромагнитных волн. iB одной из устано¬
вок два импульса, время между которыми
нужно измерить, подаются на концы линии
передачи (рис. 10-1-8). Если начала им¬
пульсов отличаются по времени на Т9 то
они наложатся друг на друга на некотором
Рис. 10-1-8. Устройство для измерения
ультракоротких интервалов времени
с использованием отрезка линии пере¬
дачи.
Если скорость известна, то интервал време¬
ни определяется непосредственно по месту
наложения импульсов.
(Выражение для х определяет точку, в ко¬
торой два сигнала перекрываются наиболь¬
шее время. По каждую сторону от этой
точки имеются все уменьшающиеся интер¬
валы наложения до тех пор (принимая оди¬
наковую ширину импульсов), пока на рас¬
стоянии большем, чем ±ct от максимума,
два сигнала будут видны раздельно. Для4
получения большей точности детектор дол¬
жен быть способен различить максимум.
На рисунке показан один перемещающийся
зонд и детектор; как вариант может быть
применена группа неподвижных детекторов.
С помощью такого устройства производи¬
лось измерение интервала в 10-10 сек
с точностью порядка 3 • 10—11 сек.
В тех случаях, когда нужно измерять
задержку быстро протекающего явления,
как например, искрового разряда, весьма
полезны элементы Керра, являющие¬
ся по существу электрооптическими затво^-
^эами. Они представляют собой прозрачный
сосуд с металлическими торцовыми стен¬
ками, наполненный специальной жидкостью.
При помещении элемента между скрещен¬
ными призмами Николя в нормаль¬
ных условиях свет через устройство не про¬
ходит. Когда же к торцовым стенкам эле¬
мента приложено напряжение, жидкость по¬
лучает свойства двойного преломления и
превращает падающий плоскополяризован-
ный свет в эллиптически поляризованный.
В результате свет проходит в некоторой ме¬
ре через устройство. Время пропускания све¬
та совпадает с временем приложения на¬
пряжения.
При измерениях задержки искрового
разряда искоровой промежуток наблюдается
через элемент Керра. Импульс, подводимый
к искровому промежутку, подается также
как элемент Керра через линию передачи,
длина которой регулируется так, чтобы раз¬
ряд стал видимым через элемент Керра.
Время задержки при этом вычисляется из
длины линии и скорости распространения
волны. Пер. [Л. 57-1, гл. 6].
10-2. ВЕРНЬЕРНЫЕ МЕТОДЫ
10-2-1. Измерение интервалов времени
от 0,9 до 1 000 мксек с точностью Юнсек
методом верньера. Описываемое устройство
42
Рис. 10-2-1. Блок-cxeMia устройства для из¬
мерения интервалов времени методом
верньера.
1 — «ударный» кварцевый генератор (грубые ча¬
сы) 1 Мгц; 2 — «ударный» кварцевый генератор
(верньерные часы) 1,0101 Мгц\ 3 — детектор совпа¬
дения; 4 — селектор /; 5 — селектор 2\ 6 — триггер;
7 — грубый счетчик; 8 — верньерный счетчик.
может применяться при значительном уда¬
лении одного источника импульса от друго¬
го. Устройство различает, какой из двух из¬
меряемых импульсов появляется раньше.
Блок-схема измерительного устройства
приведена «а рис. 10-2J1. Первый импульс
на входе системы запускает ударный гене¬
ратор 1 Мгц, а второй импульс запускает
ударный генератор 1,0101 Мгц. Селек¬
торы 1 и 2 открыты до и в течение
процесса счета. Как только детектором сов¬
падения отмечено совпадение двух последо¬
вательностей импульсов, селекторы 1 и 2
запираются с помощью триггера и грубый
и верньерный счетчики останавливаются.
Поскольку скорость счета обоих счетчиков
равна приблизительно 1 Мгц, задержка за¬
пирания селектора до 0,5 мксек не влияет
на точность измерения.
Рис. 10-2-2. Входные сигналы (/),
импульсы «грубых часов» (2), им¬
пульсы «верньерных часов» (5),
импульсы совпадения (4) в зависи¬
мости от времени.
Рис. 10-2-3. Верньерный метод измерения
наносекундных интервалов времени с по-
' мощью циркуляционных линий.
/ — циркуляционная линия, период 300 нсек; 2 —
циркуляционная линия, период 299 нсек\ 3 — вход
стартового импульса; 4 — вход стопового импуль¬
са; 5 — пусковая лампа; 6 — схема совпадения;
7 — счетчик 3,3 Мгц. При указанных периодах ли¬
ний совпадение происходит через 1 нсек.
Метод измерения пояснен на рис. 10-2-2.
Для примера измеряемый интервал между
двумя импульсами принят равным 2,05 мксек.
Импульс X пускает «грубые часы», а им¬
пульс У — аналогичные «верньерные часы».
Импульс Y поступает через 0,05 мксек после
второго импульса грубых часов. Первый им¬
пульс верньерных часов поступает через
0,04 мксек после третьего импульса грубых
часов, второй импульс верньерных часов —
через 0,03 мксек после четвертого импульса
грубых часов и т. д. Другими словами, из-за
разности в 0,01 мксек в периодах двух ча¬
сов, каждый последующий верньерный им¬
пульс опережает на 0,01 мксек соответствую¬
щий импульс грубых часов. Поэтому, после
пяти верньерных импульсов импульсы обоих
часов совпадут. Если отсчет грубого счет¬
чика равен С, а верньерного У, то интер¬
вал времени между X и Y равен
Гхг = С—V+0,011/,
где С и У в микросекундах; поэтому TXy~
=(2,05 мксек. Реф. [Л. 59-15].
10-2-2. Измерение наносекундных интер¬
валов времени верньерным методом (с ис¬
пользованием двух циркуляционных линий).
Основную схему устройства (рис. 10-2-3) об¬
разуют две циркуляционные линии переда¬
чи, каскад совпадения и селектора. Цирку¬
ляционная линия представляет собой отре¬
зок коаксиального кабеля точно известной
длины, концы которого соединены двухкас¬
кадным необратимым усилителем. Циркули¬
рующий импульс подает метки времени на
вход каскада совпадения. Если периоды
циркуляции в двух линиях несколько раз¬
личны, то метки времени приходят с не¬
сколько различными частотами. Для измере¬
ния интервала времени необходимо лишь
сосчитать число циркуляций до совпадения и
умножить на разность периодов циркуляции
линий.
В качестве накопителя использован 256-
канальный блок памяти с магнитными сер¬
дечниками. Индикация результата цифро¬
вая. Реф. [Л. 59-17].
43
10-3. ТРАНЗИСТОРНЫЙ ИЗМЕРИТЕЛЬ
ИНТЕРВАЛОВ ВРЕМЕНИ
С ТОЧНОСТЬЮ 5 нсек
Измерение осуществляется путем счета
числа периодов прецизионного генератора,
работающего на частоте 200 Мгц, за изме¬
ряемый интервал времени. При этом разре¬
шающая способность измерителя равна
5 нсек, а точность 5* 10~9. Такая разрешаю¬
щая способность достаточна для измерения
отрезков коаксиального кабеля длиной по¬
рядка метра при одном измерении и 20 см
при 20 измерениях. В статье приведена
блок-схема измерителя, а также схемы вре¬
менного селектора со временем переключе¬
ния от 1 до4,5 нсек и бинарного счетчика
импульсов длительностью 1,5—3 нсек; по¬
следние схемы построены на транзисторах
типа 2N709 и диодах типа 1N708A. Реф.
{Л. 63-106].
10-4. ИЗМЕРЕНИЕ ЗАДЕРЖКИ
ВРЕМЕНИ С ТОЧНОСТЬЮ ДОЛЕЙ
НАНОСЕКУНДЫ (С ПОМОЩЬЮ
ГЕНЕРАТОРА ПЕРЕМЕННОЙ
ЧАСТОТЫ)
Метод позволяет измерять повторяю¬
щиеся задержки продолжительностью от ме¬
нее 0,1 до 1 мксек и больше.
Схема измерения .((рис. 10-4-1) содержит
синхронизирующий генератор переменной
частоты 7, импульсный генератор 2, иссле¬
дуемое устройство задержки 3, осциллоскоп
4 и счетчик частоты 5. Выход импульсного
Рис. 10-4-1. Схема измерения
задержки времени с помощью
генератора переменной частоты.
генератора в виде короткого импульса или
ступенчатого напряжения подается на
устройство задержки. Входное и выходное
напряжения устройства просматриваются
одновременно на осциллоскопе. Частота
повторения импульсов регулируется так, что¬
бы выходной импульс устройства задержки
совпал по времени со следующим входным
импульсом. При этом время задержки
устройства равно интервалу времени между
входными импульсами, т. е. периоду коле¬
баний генератора; частота генератора изме¬
ряется счетчиком. Реф. |[Л. 61-125].
10-5. ИЗМЕРЕНИЕ
5-МИКРОСЕКУНДНЫХ ИНТЕРВАЛОВ
ВРЕМЕНИ С ТОЧНОСТЬЮ ДО ОДНОЙ
НАНОСЕКУНДЫ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ
ЗИГЗАГООБРАЗНЫХ ОСЦИЛЛОГРАММ
Импульсный осциллограф превращен
в точный измеритель интервалов времени
устройством калиброванной зигзагообразной
развертки. Запись осуществляется однократ¬
ным фотографированием осциллограммы.
Запускаемая измеряемым процессом зигза¬
гообразная развертка стабилизируется квар¬
цем на частоте 2 Мгц\ на нее наложены от¬
клоняющие метки времени двухнаносекунд-
ной продолжительности, следующие через
интервалы 50 нсек. Реф. |[Л. 61-124].
10-6. ИЗМЕРЕНИЕ ВРЕМЕНИ
СРАБАТЫВАНИЯ РЕЛЕ
И ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЕЙ С ПОМОЩЬЮ
ОСЦИЛЛОСКОПА
Испытуемое реле включают в схему кру¬
говой развертки осциллоскопа, как показа¬
но на рис. 10-6-11. Осциллоскоп снабжен фо¬
топриставкой. При замкнутых контактах ре¬
ле на экране видна прямая линия. При раз¬
мыкании контактов реле луч быстро отхо¬
дит от «нулевой» линии и начинает движе¬
ние по окружности. По окончании времени
44
Рис. 10-6-1. Схема измерения времени
срабатывания реле и переключателей.
срабатывания, когда контакты вновь замы¬
каются, луч быстро возвращается на нуле¬
вую линию. Сфотографированное изображе¬
ние состоит из прямой линии и дуги, дохо¬
дящей или не доходящей до прямой, в за¬
висимости от отношения времени срабаты¬
вания реле к периоду развертки. Зная этот
период, вычисляют время срабатывания.
Обычно время срабатывания реле н пе¬
реключателей лежит в пределах от 2 до
115 мсек. Реф. [Л. 59-1].
10-7. ДРУГИЕ МЕТОДЫ И УСТРОЙСТВА
Методы измерения интервалов времени
рассматриваются, например, в [Л. 63-123,
62-141, 60-120, 60-106, 64-101].
Измерение интервалов времени от 1 до
100 мксек с точностью 50 нсек (с исполь¬
зованием линии задержки и тиратронных
индикаторов совпадения), см. [Л. 63-108].
Прибор для измерения интервалов вре¬
мени с высокой точностью, см. [Л. 62-142].
ГЛАВА 11
ИЗМЕРЕНИЕ ОСЛАБЛЕНИЯ
11-1. ИЗМЕРЕНИЕ ОСЛАБЛЕНИЯ
НА Н. Ч. И В. Ч.
11-1-1. Общие сведения и некоторые ме¬
тоды измерения.
а) Единицы измерения ослабления.
Ослабление в неперах
А [нвл]=у In -р™ ,
где Р вых — выходная мощность; Рвх —
входная мощность.
Если выходное и входное полные со¬
противления равны, то
/вых
In
яг -I 1 ^ВЫХ
А [неп] — ln -77
U вх
Ослабление в децибелах
А = ю lg
г'вх
= 20 lg-^ = 20 lg/p-,
^ ВХ 1 ВХ
Ослабление в децибелах относительно «ну¬
левого уровня», равного 1 мет, обозначает¬
ся: ±А [дбм].
Ослабление в неперах надо умножить
на 8,686, чтобы получить ослабление в де¬
цибелах. Ослабление в децибелах надо
умножить на 0,11513, чтобы получить ослаб¬
ление в неперах.
б) Ослабление четырехполюсников. При
включении пассивного четырехполюсника
между ^источником сигнала и оконечной на¬
грузкой мощность, поступавшая в нагрузку
Ро, снижается до Р2; результирующее ослаб¬
ление
А [<*?]= 101g
Это ослабление иногда называется «в н о-
симое ослабление» или «вноси-
мые потер и»; оно зависит не только от
параметров включаемой цепи, но и от пол¬
ного сопротивления нагрузки и источника
сигнала и может быть полностью ослаб¬
лением рассеяния или полностью
ослаблением отражения или ча¬
стично ослаблением рассеяния и частично
ослаблением отражения.
Рассмотрим цепь, показанную на
рис. 11-1-1. Полные сопротивления генерато¬
ра Zr и нагрузки ZH комплексны и не со¬
гласованы. Мощность, подводимая к на¬
грузке,
\E\*RB
и%— | Zr + I2 ’
где |/?н представляет действительную часть
полного сопротивления нагрузки.
Включим в цепь рис. 11-1-1 пассивный
четырехполюсник рис. 11-1-2. Его входное
полное сопротивление
Z11Z22 — Z^2 ZuZh
Zbx = 7 1 7 »
Z-22 “Г
где Zu — входное полное сопротивление при
разомкнутых зажимах 3 и 4\ Z& — выход¬
ное полное сопротивление при разомкнутых
зажимах 1 и 2\ Zi2— переходное сопротив¬
ление при разомкнутых зажимах 3 и 4 и
при возбужденини со стороны зажимов 1
и 2.
У четырехполюсника без потерь Zn,
Z22 и Z12 реактивны. Выходная мощность
равна входной. Вносимое ослабле¬
ние является ослаблением отражения
4о т р = 10 lg £"
|Zг —f~ ZbxI2 Rh
\Zr Zh|2 Rbx
Если полные сопротивления генератора и
нагрузки чисто активны (Zr = Rr, Zh=#h).
то
. Г 4/?г/?н 1 1
ЛотР"-Ш12[(^г+!/?н)2 l-m2]’
где Г — коэффициент отражения входного
тока, равный (Rr — ZBx)/(#r + ZBX). Ос¬
лабление отражения становится равным
нулю при согласовании сопротивлений, т. е.
при Rv = Rn и ZB х Rr •
Ослабление, вносимое четырехполюс¬
ником с потерями,
А = 101g
I (Zr ZBx) (Z22 + Zh)12
I Zr + ZH I2 I Z12I2
Рис. 11-1-1. Последовательное
соединение двух несогласован¬
ных полных сопротивлений.
Рис. 11-1-2. Пассивный четырехполюсник
между двумя несогласованными полны¬
ми сопротивлениями.
45
Рис. 11-1-3. Измерение ослабления на н. ч.
методом замещения.
/ — эталонный аттенюатор; 2 — испытуемое
устройство; 3 — детектор.
Это ослабление является частью ос¬
лаблением рассеяния, а частью ослабле¬
нием отражения. Если Zr=Rr, Zh = Rh,
Rr = Rn, ZBx = Rr, то ослабление рассея¬
ния
л4расс — 101g
Ослабление отражения
Z22 “Ь Rr
Z12
Положительное вносимое ослабление пред¬
ставляет собой потерю мощности, а отри¬
цательное вносимое ослабление — повыше¬
ние мощности. iB рассмотренных выше слу¬
чаях может иметь место повышение мощ¬
ности, так как подводимая к нагрузке мощ¬
ность зависит от ZH, когда исследуемая цепь
выключена, и от ZBX, когда эта цепь вклю¬
чена. Чтобы быть уверенным в том, что
вносимое ослабление действительно являет¬
ся потерей мощности, следует убедиться, что
мощность, подводимая к нагрузке до вклю¬
чения исследуемой цепи, есть максимальная
(«располагаемая») мощность.
в) Измерение ослабления на н. ч. Ме¬
тод отношения мощностей. Процесс измере¬
ния очевиден из определения понятия вно¬
симых потерь. На низких уровнях мощно¬
сти этот метод применяется редко из-за
ошибок калибровки. При измерении вноси¬
мых потерь нагрузка принимается постоян¬
ной и ослабление может быть выражено
Рис. 11-1-4. Схема измерения ослабления
на в. ч.
1 — генератор; 2 — переменный аттенюатор;
3 — линия; 4 — приемник; 5 — ламповый вольт¬
метр.
Рис. 11-1-5. Схема связи генератора с ли¬
нией передачи.
отношением напряжений на выходе при вы¬
ключенном и включенном устройстве
А = х* Fr=20lgüt'
Для измерения вносимых потерь можно
применять ламповый вольтметр, если созда¬
ваемая им нагрузка пренебрежимо мала,
а его калибровка достаточно точна при дан¬
ных малых напряжениях.
Метод замещения (рис. 11-1-3) более
удобен и дает лучшие результаты. Если ис¬
пытуемое устройство имеет то же сопротив-
ление, что и образцовый резистивный атте¬
нюатор, то входные сопротивления R\ и R$
делаются одинаковыми и согласующая цепь
R2 отсутствует. Если сопротивление испы¬
туемого устройства отличается от сопротив¬
ления образцового аттенюатора, то R$ и R2
регулируются до получения условий, ука¬
занных ,на схеме. Этот метод применим на
частотах до приблизительно 300 кгц.
г) Измерение ослабления на в. ч. На
рис. 11-11-4 показана схема измерения ослаб¬
ления, вносимого двухпроводной линией пе¬
редачи на частотах от 1 до 15 Мгц. Сопро¬
тивление R служит для согласования волно¬
вого сопротивления измеряемой линии с со¬
противлением аттенюатора. При выключен¬
ной линии аттенюатором устанавливают
удобный уровень выхода. Затем включают
линию и аттенюатором устанавливают преж¬
ний уровень выхода. Изменение ослабления,
отсчитываемое по аттенюатору, соответству¬
ет измеряемому ослаблению линии. Этот
способ применим для измерения ослаблений
и других элементов, кроме линий передачи
и кабелей.
д) Измерение ослабления на у. в. ч.
Описываемый ниже метод особенно приго¬
ден для измерения ослабления линий пере¬
дачи и кабелей в диапазоне частот от 100
до 400 Мгц.
На рис. 11-1-5 показана схема генерато¬
ра, связанного с линией передачи. Генератор
тщательно экранирован для устранения по¬
бочной связи с ламповым вольтметром,
включенным в конце линии передачи. Экви¬
валентная схема устройства дана на
рис. 11-1-6. Наличие линии передачи эквива¬
лентно включению последовательно с ка¬
тушкой L3 сопротивления
соШ2
«R- R2 •
L3, С3 и Rr могут быть заменены экви¬
валентной цепью, состоящей из С и R\. Ре¬
гулируя С3 так, чтобы контур связи был
46
Рис. 11-1-6. Эквива¬
лентная схема устрой¬
ства, показанного на
рис. 11-1-5.
в резонансе, приводят его общую реактив¬
ность к нулю. Изменяя связь М, согласовы¬
вают полные сопротивления. Согласование
получается при \Ri=\R и указывается макси¬
мальным показанием лампового вольтметра
на удаленном конце линии. Аналогичным
способом линия передачи нагружается чисто
активным сопротивлением, равным ее вол¬
новому при регулировке овязи ^рис. 11-1-7).
При измерении сначала определяется
ослабление отрезка кабеля длиной, напри¬
мер, 1 м, а затем — отрезка кабеля длиной
31 м. Разность двух отсчетов дает ослабле¬
ние кабеля длиной 30 м. Прибор лампового
вольтметра, подключаемого к контуру связи,
проградуирован непосредственно в децибе¬
лах. Реф. [Л. 67-11].
11-1-2. Прецизионный метод калибровки
аттенюаторов на частоте 30 Мгц. На рис.
11-1-8 показана блок-схема установки, пред¬
назначенной для калибровки аттенюаторов
на частоте 30 Мгц в диапазоне ослаблений
свыше 120 дб с чувствительностью 0,001 дб
и точностью в несколько тысячных долей
децибела. 'В установке применена двухка¬
нальная схема и нулевой метод индикации.
Генератором является передатчик мощ¬
ностью 200 вт с кварцевой стабилизацией,
работающий на частоте 30 Мгц. Низкоом¬
ная катушка связи предельного аттенюато¬
ра подключена к 50-омному выходу генера¬
тора через согласующее устройство. Ток
в катушке связи одновременно возбуждает
канал с фазовращателем и, кроме того, пи¬
тает схему автоматического контроля уров¬
ня мощности генератора. Кроме прецизион¬
ного плавно-переменного фазовращателя,
в схеме имеется ступенчатый фазовраща¬
тель. Измеряемый аттенюатор включается
между согласующими устройствами в кана¬
ле с предельным аттенюатором. Оба канала
Рис. 11-1-7. Схема связи линии
с нагрузкой.
Рис. 11-1-8. Блок-схема установки
для прецизионной калибровки
аттенюаторов на частоте 30 Мгц~
1 — генератор; 2 — согласователь; 3 —
устройство связи; 4 — предельный атте¬
нюатор; 5 — калибруемый аттенюатор;
6 — автоматическая регулировка уров¬
ня; 7 — регулировка уровня; 8 — плав¬
ный фазовращатель; 9 — ступенчатый
фазовращатель; 10 — схема сложения;
11 — монитор.
соединяются в специальном суммирующем
блоке, согласованном с каналами и обеспе¬
чивающем малую связь между каналами и
имеющем малые вносимые потери. За этим
блоком включен монитор ((детектор-усили¬
тель) с коэффициентом усиления 108.
Измерения заключаются в такой регу¬
лировке эталонного аттенюатора и фазо¬
вращателя, при которой (выход монитора ра¬
вен нулю. Это проделывается с калибруе¬
мым аттенюаторам в схеме и без него. Из¬
менения в отсчетах эталонного аттенюато¬
ра и фазовращателя дают величины ослаб¬
ления и сдвига фазы в калибруемом атте¬
нюаторе. Реф. [J1. 60-0].
11-1-3. Самокалибровка предельных ат¬
тенюаторов. На рис. 11-1-9 показаны схемы
калибровки плавно-переменных предельных
аттенюаторов без применения эталонных
аттенюаторов: одноканальная а, двухка¬
нальная б и трехканальная в. При схеме а
требуется стабильность работы генератора
и «монитора» (выходного усилителя с инди¬
катором) и линейность характеристики мо¬
нитора. При схеме б требуется стабильность
работы генератора и монитора, но линей¬
ность монитора не требуется. При схеме в
особых требований к стабильности работы
генератора и монитора не предъявляется.
Ниже описывается порядок работы со схе*
мой а.
1. Калибруемый аттенюатор А2 устанав¬
ливают в положение наименьшего ослабле¬
ния; аттенюатор Аз устанавливают в поло¬
жение 2, соответствующее большому ослаб¬
лению; аттенюатор А\ регулируют до полу¬
чения удобного отсчета на мониторе.
2. Аттенюатор А$ устанавливают в по¬
ложение 1, соответствующее малому ослаб¬
лению, А2 регулируют до получения преж¬
него отсчета на мониторе и отмечают его
положение 1\\ при этом ослабление А2 из¬
менилось на АЛ.
3. Аг устанавливают в положение 2 и
регулируют А\ так, чтобы на мониторе был
прежний отсчет.
4. Операции 2 и 3 повторяют до покры¬
тия всего диапазона Л2*
Калибровочные точки получают вычис¬
лением. Результат, полученный для атте-
47
Рис. 11-1-9. Схемы самокалибровки пре¬
дельных аттенюаторов.
а — схема последовательной подстановки; б — схе¬
ма параллельной подстановки; в—трехканальная
схема подстановки; А\ — некалиброванный плавно¬
переменный аттенюатор; Л2 — калибруемый плав¬
но-переменный аттенюатор; Л3 — некалиб.рованный
аттенюатор, изменяемый на фиксированную вели¬
чину АЛ; Ф — фазовращатель; ПА — постоянный
аттенюатор; Г — генератор; М — монитор.
нюатора около 10 дб на 30 Мгц, отклоняет¬
ся от калибровки по эталону не более чем
на 0,0012 дб/см. Реф. {Л. -62-156].
11-2. ИЗМЕРЕНИЕ ОСЛАБЛЕНИЯ
НА С. В. Ч.
11-2-1. Обзор методов измерения ослаб¬
ления на с. в. ч.
а) Методы передачи. Метод I — метод
отношения мощностей (рис. 11-2-1). Моду¬
лятор подает напряжение прямоугольной
формы на клистрон. Согласователь £№ .1
обеспечивает передачу в тракт максималь¬
ной мощности. Аттенюатор развязки № 1
служит для установки такого уровня мощ¬
ности, при котором в болометр проходит
максимальная допустимая мощность. Он
поддерживает постоянство нагрузки как со
стороны генератора, так и со стороны трак¬
та. Обычно он дает ослабление порядка
10 дб. С помощью волномера устанавли¬
вается требуемое значение частоты гене¬
ратора.
Вспомогательная линия, включаемая
в плоскости а, вместо продолжения тракта
применяется для согласования неработаю¬
щего генератора после его установкй на
нужную частоту и максимальную передачу
мощности. Генератор в этом случае 'явля¬
ется нагрузкой и согласователь (Nb 2 регу¬
лируют до получения низкого к. с. в.
(<1,02), что контролируется с помощью
измерительной линии. Аттенюатор развязки
№ 2 поддерживает согласование генерато¬
ра при изменении настройки волномера
(после того, как согласователь № 2 отрегу¬
лирован). С помощью оогласователя № 3
производится согласование нагрузочного
конца тракта с измерительной линией в пло¬
скости и. После настройки на нужную ча¬
стоту и согласования всей систёмы измере¬
ние ослабления производится в следующем
порядке.
Заменив измеряемый аттенюатор отрез¬
ком линии равной длины, устанавливают на
выходном приборе удобное показание N\.
Не нарушая всей системы, включают изме¬
ряемый аттенюатор вместо отрезка линии.
Производят отсчет N2 по выходному при¬
бору. Повторяют первую операцию для
проверки отсчета Ni. Если он остался преж¬
ним, то введенное ослабление равно
7г (М—М2), если шкала прибора проградуи¬
рована © децибелах по напряжению
(|20 lg U1IU2) при линейном детектировании
и отсчеты сделаны на одной шкале. Если
выходной прибор градуирован с учетом
квадратичности детектирования, то ослаб¬
ление равно N1—N2.
(При измерении ослабления переменного
аттенюатора сначала определяется выше¬
описанным способом начальное ослабление,
затем последовательно вводимыми ступе¬
нями изменяется остальное ослабление. Пе¬
риодически следует проверять, не изменился
ли уровень Nu и вычислять среднее из не¬
скольких серий отсчетов.
Метод II — то же для больших мощ¬
ностей. При измерении ослабления на боль¬
шой мощности болометр заменяется водя¬
ным калориметром.
Метод III — метод замещения (рис.
11-2-2) основан на сравнении неизвестного
аттенюатора с образцовым. Уровень вы¬
ходной мощности поддерживается постоян¬
ным при включении неизвестного аттенюа¬
тора и соответствующем уменьшении ослаб¬
ления образцового аттенюатора. При
измерении методом замещения на
с. в. ч. применяется калиброванный дис¬
сипативный аттенюатор; калибровка по¬
следнего производится по предельному
аттенюатору на заданных частотах. Этим
методом измеряются ослабления до 70 дб.
;П р и методе замещения на
промежуточной частоте использу¬
ется образцовый аттенюатор, прокалибро¬
ванный на промежуточной частоте. Проме¬
жуточная частота получается линейным
преобразованием высокой частоты. Точность
измерения ограничивается степенью линей¬
ности преобразователя частоты. Измерение
ослабления может быть осуществлено в пре¬
делах до 50 дб.
При методе замещения н.а
низкой частоте используется атте¬
нюатор, калиброванный на низкой частоте,
и болометрический детектор. Измеряемое
ослабление не превышает 40 дб. Возмож¬
ными источниками ошибок при измерении
ослабления указанными методами являют¬
ся: колебания уровня мощности; нелиней¬
ность болометра; изменение сопротивления
болометра; рассогласование болометра;
48
нелинейность усилителя; погреш¬
ности прибора и его градуиров¬
ки; погрешность отсчета; неточно¬
сти, связанные с переключением
диапазонов измерения; шум детек¬
тора; погрешность калибровки об¬
разцового аттенюатора; неповто-
ряемость установки образцового
аттенюатора, нелинейность смеси¬
теля. Максимальная общая ошиб¬
ка каждого метода не превышает
±0,1 дб. Кроме того, рассогласо¬
вание генератора с нагрузкой мо¬
жет внести фазовую погрешность,
определяемую уравнением (27) в
[JI. 49-101, стр. 441].
б) Методы отражения. Ме¬
тоды отражения особенно при¬
годны для измерения ослаблений,
меньших 20 дб. Модификации
этих методов применяются для
измерения' весьма малых ослаб¬
лений.
Метод I — основной метод
отражения. Общее выражение
для ослабления, вносимого в
тракт исследуемым устройством,
имеет вид (см. рис. 11-1-1 и
11-1-2)
Р Р
Л == 101g р^ + 101g ~р~^ л4отр “Ь ^4расс»
Первое слагаемое представляет собой
ослабление за счет отражения, а второе
Рис. 11-2-1. Измерение ослабления методом отноше¬
ния мощностей.
1 — секция генератора; 2 — секция согласования; 3 — секция
детектора; 4 — генератор; 5 — б)юк питания; 6 — модулятор;
7 — согласователь № 1; 8 — развязка № 1; 9 — развязка № 2;
10 — волномер; 11 — согласователь № 2; 12 — измерительная
линия; 13 — детектор; 14 — усилитель н. ч. и индикатор; 15—
отрезок линии, длина которого равна испытуемому объекту х;
16 — согласователь № 3; 17—болометр; 18 — усилитель; 19 —
ламповый вольтметр; 20 — развязка JMb 3; 21 — согласователь
№ 4; 22 — вспомогательная линия.
слагаемое — ослабление за счет рассеяния
энергии ((потерь). При измерении ослабле¬
ния аттенюаторов с. ib. ч. зти слагаемые
определяются отдельно. IB системах с. в. ч«
сопротивления генератора и нагрузки со-
Рис. 11-2-2. Измерение ослабления методом замещения.
а — замещение на в. ч.; б — замещение на п. ч.; в — замещение на н. ч.; 4— 22 — то же, что на
рис. 11-2-1; 23 — модулятор (только для в); 24 — для б развязка № 2 заменяется развязками № 25 и
26; 25—переменный аттенюатор развязки; 26 —• фиксированный аттенюатор развязки; 27 — согласова-
тель; 28 — развязка 10 дб\ 29 — модулятор (только для в); 30 — усилитель с индикатором или гальва¬
нометр; 31 — эталонный аттенюатор с. в. ч.; 32 — развязка №5; 33 — детектор и индикатор (болометр
с усилителем или приемник с. в. ч.); 34 — смеситель; 35— эталонный аттенюатор п. ч.; 36 — у. п. ч.; 37 —
развязка № 4; 38 — гетеродин; 39 — эталонный аттенюатор н. ч.; 40 — усилитель и индикатор.
4 Измерения в электронике, т. II
49
Iк измерительной линии. Для каждого слу¬
чая вычисляют величину к. о.
Рис. 11-2-3. К методу двух
точек. Окружность полных
проводимостей.
гласовываются с волновым сопротивлением
линии передачи, имеющей малые потери;
Zr—Zn — ZB. При включении аттенюатора на
входе может получиться рассогласование и
возникнуть стоячая волна. Отраженная
мощность равна
где ко — к. с. ib. на входе аттенюатора,
когда его выход согласован с нагрузкой.
Слагаемое Лрасс определяется измере¬
нием отношения мощностей Рi и Рг, т. е.
к. п. д. системы ц с помощью измерения
к. о. (Последнее измерение производят с по¬
мощью отрезка линии с подвижным корот-
козамыкателем. Измеряемый аттенюатор
включают в обратном направлении и на¬
гружают подвижным короткозамыкателем.
При перемещении короткозамыкателя гео¬
метрическим местом к. о. на входе атте¬
нюатора является окружность, радиус ко¬
торой г эквивалентен к. п. д. ц. Поэтому
А расе = 101g ~ 10 lg г
и общее вносимое аттенюатором ослабле¬
ние равно
А — Aq т р + Лрасс = 10 lg 4rk0 *
Измерение выполняется по схеме рис. 11-2-,1,
но с некоторыми изменениями. Болометр
заменяют нагрузкой; модулировать источ¬
ник колебаний с. в. ч. нет необходимости;
поэтому усилитель измерительной линии
заменяется чувствительным гальванометром.
При выключенном из схемы измеряемом
аттенюаторе нагрузку тщательно согласо¬
вывают согласователем !№ 3; ставят изме¬
ряемый аттенюатор на место пустого отрез¬
ка линии и измеряют ko. Поворачивают
аттенюатор и к его выходу присоединяют
отрезок линии с подвижным короткозамы¬
кателем. При нескольких положениях ко¬
роткозамыкателя, перекрывающих расстоя¬
ние в половину длины волны, измеряют
к. с. в. kc и расстояние /м первого мини¬
мума от конца аттенюатора, ближайшего
Фазовый угол к. о. определяется по фор¬
муле
0c='2ß/M±Jt.
Наносят график к. о. в полярных коорди¬
натах. Проводят окружность, совпадаю¬
щую наилучшим образом с полученными
точками. Радиус окружности является
искомой величиной г. По приведенному
-выше выражению для А вычисляют вноси¬
мое ослабление, подставляя найденные ве¬
личины ко и г. Этот метод дает хорошие
результаты при измерении ослаблений до
20 дб. Применение его ограничено -погреш¬
ностями измерения к. с. в. и положения ми¬
нимумов, а также потерями в короткоза-
мыкателе. Радиус г можно определить
с меньшей точностью, измеряя максималь¬
ные и минимальные значения к. с. в. при
изменении положения .короткозамьжателя.
Если геометрическое место коэффициентов
отражения -(окружность) охватывает нача¬
ло координат, то
Если окружность лежит вне начала коор¬
динат, то
(&макс + 1) (^мин + 1)
Метод II —метод двух точек (для ка¬
белей). Этот метод дает возможность
быстро измерять волновое сопротивление и
коэффициент затухания кабелей.
Испытуемый аттенюатор (см. метод I)
заменяется кабелем, оканчивающимся по¬
движным коротким замыканием. Нормиро¬
ванная входная полная проводимость ка¬
беля
При изменении положения короткозамыка¬
теля УВх Описывает окружность в комплекс¬
ной плоскости сопротивлений (рис. 11-2-3).
Смещение центра окружности с оси актив¬
ных сопротивлений обусловлено неоднород¬
ностью исследуемого кабеля и рассогласо¬
ванием измерительной линии с кабелем.
При малых смещениях минимальная
и максимальная активные проводимости
01 и G2 достаточно точно определяются по¬
ложением точек Р и Q; это имеет место
тогда, когда волновое сопротивление кабе¬
ля почти равно волновому сопротивлению
линии.
При условии Gi<l<G2 минимальная
активная проводимость Р пропорциональна
50
к. с. в. k\, когда его минимум находится на
расстоянии Х/4 от входного конца кабеля.
Максимальная активная проводимость Q
пропорциональна к. с. в. когда его ми¬
нимум находится на Х/4 от входного конца
кабеля. Из этих измерений к. с. в. следует,
что нормированная активная проводимость
в двух экстремальных точках на оси G
равна
Gi и G2 k%
при указанном условии ^(Gi<f 1 <G2). 'Но
это условие может не иметь места, если
затухание кабеля велико и его волновое
сопротивление значительно отличается от
волнового сопротивления линии.
Если волновое сопротивление измери¬
тельной линии больше волнового сопротив¬
ления кабеля, то может случиться, что
Gi>'l. В этом случае
G\^k\ И
Если волновое сопротивление линии мень¬
ше, чем таковое кабеля, то G2 может быть
меньше '1. В этом случае
По минимальному и максимальному значе¬
ниям активной проводимости волновое со¬
противление кабеля ZB.Ka6 и его коэффи¬
циент затухания а могут быть вычислены
с помощью равенств
2в.каб [0М\= -y^j==r-,
где I — длина кабеля, ZB — волновое со¬
противление измерительной линии.
Порядок измерения:
il. Установить такое положение кюрот-
козамыкателя, при котором минимум на¬
пряжения находится на расстоянии Х/4 от
входного конца кабеля; измерить к. 'С. в. k\.
2. Установить такое положение к-орот-
козамьжателя, при котором максимум на¬
пряжения находится на Х/4 ют входного
конца кабеля; измерить к. с. в. k%
Этот быстрый метод вполне пригоден
для выявления дефектов в кабелях, но.
точно’сть метода не так высока, как метсн
да I, описанного выше.
Метод III — резонансный метод (для
линий передачи). Измерение очень малых
коэффициентов затухания коаксиальных ли¬
ний передачи можно выполнять резонанс¬
ным методом, основанным на определении
добротности.
.Если известен коэффициент фазы ß, то
коэффициент затухания и определяется из
измеренного значения добротности линии Q
с помощью равенства
Рис. 11-2-4. Резонансный метод измере¬
ния затухания линии передачи.
1 — генератор (немодулированный); 2 — раз¬
вязка 10 дб\ 3 — измерительная линия; 4 — ис¬
пытуемая линия передачи; 5 — короткое замы¬
кание; 6 — зонд; 7 — согласователь; 8 — пре¬
дельный аттенюатор; 9 — анализатор спектра.
Схема измерения приведена на рис. 11-2-4.
Во избежание отражений измерительная
линия и исследуемая линия передачи долж¬
ны иметь одинаковые размеры поперечного
сечения. Предельным аттенюатором уста¬
навливают удобный отсчет при максимуме
мощности, поступающей в цепь зонда. Не
меняя частоты генератора, передвигают
зонд в обе стороны от резонанса и опре¬
деляют расстояние 26 между точками поло¬
винной мощности. Это расстояние соответ¬
ствует полному затуханию а/, как это сле¬
дует из равенства
а
ö = + -у п == + а/ [неп].
Метод может быть распространен и на
измерение затухания волноводов.
Коэффициент затухания можно пред¬
ставить в виде
2п Ь
а [неп/м] = -д- —,
где А — длина волны в волноводе в мет¬
рах;
/—резонансная длина резонатора;
б — изменение длины резонатора, не¬
обходимое для уменьшения ампли¬
туды колебаний до 1/У 2 макси¬
мального значения.
Метод IV — резонансный метод (для
коротких отрезков волноводов). Этот ме¬
тод измерения затухания применяется при
исследовании отрезков волноводов с раз¬
личными покрытиями; точность его не
хуже 3%.
Короткий отрезок волновода, аксиаль¬
ная длина которого равна т/2А (где т —
целое число, а А — длина волны в волно¬
воде) включается между двумя адаптерами
(рис. il'l-2-б). Оконечный адаптер замкнут
Рис. 11-2-5. Сборка резонатора при изме¬
рении затухания короткого отрезка вол¬
новода.
4*
51
Карандашные пометки читателя
Рис. 11-2-6. Схема измерения затуха¬
ния отрезка волновода резонансным
методом.
1 — клистронный генератор; 2 — генератор
пилообразного напряжения; 3 — испытуе¬
мый отрезок волновода; 4—видеоусилитель;
5 — электронный переключатель; 6 — резо-
латор для создания частотных меток; 7 —
схема дифференцирования и усиления.
накоротко. Входной адаптер имеет диа¬
фрагму и все вместе образует резонатор.
При выключении исследуемого волновода
адаптеры соединяются вместе и образуют
второй резонатор, резонансная частота ко¬
торого равна резонансной частоте первого
резонатора. Потери в соединениях считают¬
ся пренебрежимо малыми.
Добротности резонаторов с исследуе¬
мым отрезком волновода и без него обо¬
значим соответственно через Qm и Qp.
Тогда
т + I -f- п -f- 1 1 + п + 1 <
Qm Qp А
где Хо — длина волны в свободном про¬
странстве;
а — коэффициент затухания иссле¬
дуемого волновода, в неперах;
т, /ил — целые числа.
Подставляя сюда значение коэффициента
затухания для колебаний типа Яю в пря¬
моугольном волноводе ,и упрощая, можно
представить это равенство в виде
(т +1 + п + 1) Af2 (/ + п + 1) Af i =
= 1,92^Г.тД4[(-^),+-|г] ,0-=,
где а и Ь — внутренние размеры широкой
и узкой стенок волновода;
/ — резонансная частота;
Рис. 11-2-7. Схема измерения ослабления методом
параллельного замещения на п. ч.
КГ — кварцевый генератор частоты модуляции; ГИ — ге¬
нератор прямоугольных импульсов; ГС — генератор сиг¬
нала; РА — развязывающий аттенюатор; ПА — поверяе¬
мый аттенюатор; СМ — смеситель; Г — гетеродин;
У 4M — усилитель частоты модуляции; ФД — фазовый де¬
тектор; СИ — стрелочный индикатор; ВУ — видеоусили¬
тель; О И — осциллоскоп; О А — образцовый аттенюатор
п. ч.; ГПЧ — генератор п. ч.
А/2 иД/i — ширина резонансных кривых по
половинной мощности при
включенном и выключенном
исследуемом волноводе соот¬
ветственно;
Лк—критическая длина волны ко¬
лебаний типа Яю;
А—относительное затухание, при¬
веденное к теоретическому
значению для чистой меди.
Подставляя, как 'пример, числовые зна¬
чения: а=2,'85 см; 6 = 1,26 см; Яо—3,32 см;
Як =6,70 см; /=9030 Мгц; /+«+11=110 и
т—ilб, получаем
2,5А/2—Af1=0,976 А,
откуда определяется А — относительное за¬
тухание исследуемого волновода.
Схема измерения приведена на
рис. '11-2-6. На экране осциллоскопа полу¬
чается изображение резонансной кривой
волноводного контура. Ширина резонансной
кривой точно измеряется с помощью ча¬
стотной метки, создаваемой дифференциро¬
ванным выходным напряжением калибро¬
ванного резонатора.
Метод V — метод к. с. в. (для волно¬
водов при высоком к. с. в. не менее 20).
Метод заключается в исследовании стоячей
волны вблизи минимума напряжения.
Измерительная установка в этом случае
аналогична показанной на рис. 14-2-11. По¬
рядок измерений таков: включается иссле¬
дуемый волновод; к его выходу присоеди¬
няется отрезок линии с подвижным корот-
козамыкателем. Зонд измерительной линии
устанавливается точно в минимуме напря¬
жения; записывается Рм — показание вы¬
ходного прибора усилителя. Далее зонд
сдвигается в обе стороны на расстояния х,
при которых отсчет по прибору равен !2РМ.
Вычисляется к. с. в.
Л
k~~ 2кх
k+ 1
А \дб] = 10 lg foZZJ-
Потери в отрезке линии с подвижным ко-
рошозамыкателем определяют отдельно,
подключив его прямо к выходу измеритель¬
ной линии. Найденную величину потерь
вычитают из Л, чтобы определить
потери в исследуемом отрезко волно¬
вода. Реф. 1[Л. 57-1].
11-2-2. Измерение ослабления
супергетеродинным методом (мето¬
дом параллельного замещения на
п. ч.). Схема измерения показана на
рис. 11-2-7. Поверяемый аттенюа¬
тор ЯЛ, питаемый высокочастотным
генератором сигнала ГС, подключен
к смесителю СМ. Выход смесителя
подключен к усилителю промежуточ¬
ной частоты УПЧ. На вход УПЧ по¬
дается также сигнал от генератора
промежуточной частоты ГПЧ через
образцовый аттенюатор ОА. Высоко¬
частотный генератор сигнала и гене¬
ратор промежуточной частоты моду-
52
лируются в противофазе прямоугольными
импульсами длительностью полпериода ча¬
стоты модуляции, выдаваемыми генера¬
тором импульсов ГИ. Частота модуля¬
ции задается стабильным кварцевым моду¬
лятором КГ. При описанном способе моду¬
ляции на вход УПЧ 'поочередно поступают
либо сигнал от (поверяемого аттенюатора,
либо сигнал от образцового аттенюатора.
При равенстве сигналов напряжение на
выходе детектора УПЧ не содержит сигна¬
ла частоты модуляции. При этом показа¬
ния стрелочного индикатора СИ, включен¬
ного на выходе фазового детектора ФД,
равны нулю. Если один из сигналов боль¬
ше, то стрелочный индикатор отклоняется
от нулевого положения влево или вправо
в зависимости от того, какой из сравнивае¬
мых сигналов больше. Усилитель частоты
модуляции У 4M, включенный между де¬
тектором УПЧ и фазовым детектором, со¬
держит узкополосный кварцевый фильтр.
Благодаря этому обеспечивается возмож¬
ность измерений при сигналах ниже уровня
шума. Для контроля качества модуляции
используется видеоусилитель ВУ и осцил-
лографический индикатор ОИ.
'Процесс измерения весьма прост и со¬
стоит в следующем. Поверяемый и образ¬
цовый аттенюатор устанавливаются в на¬
чальные положения. Регулировкой мощно¬
сти ГПЧ добиваются равенства сигналов
на входе УПЧ, о чем судят но, нулевым по¬
казаниям выходного индикатора. Затем
вводят измеряемое ослабление, а установку
образцового аттенюатора изменяют таким
образом, чтобы снова восстановить равен¬
ство сигналов. Ослабление, введенное цри
этом на образцовом аттенюаторе, равно,
очевидно, измеряемому ослаблению.
При переходе от начальной установки
аттенюатора к поверяемой уровень сигнала
на входе УПЧ меняется на величину вво¬
димого ослабления. Примерно на такую же
величину необходимо изменять усиление
УПЧ для того, чтобы сохранить необходи¬
мую чувствительность индикатора и не до¬
пустить насыщения в усилительных кас¬
кадах.
Пример оценки погрешности измерения
описанным методом:
суммарная случайная погрешность для
30 дб равна 0,025 дб, для 80 дб равна
0,055 дб;
суммарная систематическая погреш¬
ность для 30 дб равна +0,05 и —0,03 дб,
для 80 дб равна +0,06 и —0Д4 дб. Извл.
из [Л. 60-113]. См. также [Л. 62-108,
стр. 288].
11-2-3. Усовершенствованная схема
измерения ослабления по методу парал¬
лельного замещения на п. ч. Предельный
аттенюатор обычно имеет минимальное
ослабление порядка 20—^30 дб. В последо¬
вательной схеме замещения на п. ч. указан¬
ное ослабление находится между выходом
смесителя и вторым детектором и снижает
диапазон измерений, ограниченный, с одной
стороны, линейностью смесителя, а с дру¬
гой стороны, влиянием шума схемы на де¬
тектор. Эти ограничения устраняются при¬
менением параллельной схемы замещения
Рис. Ы-2-8. Усовершенствованная схема из¬
мерения ослабления методом параллельного
замещения на п. ч.
1 — генератор в. ч.; 2 — испытуемый объект; 3 —
линейный »смеситель; 4 — гетеродин; 5 — у. п. ч.;
6 — а. р. ч.; 7 — второй детектор; 8 — частотный
дискриминатор; 9 — усилитель 1 кгц\ 10 — коге¬
рентный детектор; И — амплитудный компаратор;
12 — модулятор 1 кги,\ 13 — генератор опорной
п. ч.; 14 — эталонный аттенюатор п. ч.
на п. ч. [Л. 47-11]. На рис. IM-2-8 показана
усовершенствованная схема измерения по
этому методу. Для обеспечения постоянства
чувствительности компаратора амплитуд
к разбалансу в широком диапазоне ампли¬
туд применена схема а. р. у. в у. п. ч.
Это дает почти постоянную чувствитель¬
ность к фиксированной процентной разно¬
сти выходов смесителя и эталонного атте¬
нюатора в пределах в. ч. входов от —Ибдо
—90 дбм. Обычно чувствительность равна
около 0,005 дб на деление выходного инди¬
катора,
Для обеспечения равенства усилений
обоих сигналов необходимо, чтобы они име¬
ли практически одинаковую частоту, совпа¬
дающую со средней плоской частью полосы
пропускания. При применении схемы а. р. ч.
выходная частота смесителя отклоняется
не более чем на б кгц от частоты 30 Мгц
опорного сигнала, стабилизированного квар¬
цем, даже на уровнях в. ч. порядка —
120 дбм. Схема следит за уходом частоты
в пределах 0,5%.
При работе на частотах выше 1 000 Мгц
схема а. р. ч. значительно снижает время
измерения и повышает точность.
Влияние шумов дает ошибку измерения
0,2 дб при уровне —(1-21 дбм. Верхний пре¬
дел определяется отклонением от линейно¬
сти смесителя; отклонение на 0,1 дб появ¬
ляется при уровне —il5 дбм. Поэтому ма¬
ксимальный диапазон измерения одним
этапом без коррекции на нелинейность сме¬
сителя равен 1106 дб. Точность предельного
аттенюатора на 30 Мгц вблизи его среднего
ослабления в 70 дб равна примерно 0,01 дб;
в диапазоне уровней от —30 до —90 дбм
общая точность измерения приближается
к точности аттенюатора. Устройство при¬
меняется для калибровки аттенюаторов
в диапазоне частот от 400 до 112 400 Мгц.
Реф. [Л. 61-57].
11-2-4. Точность измерения ослабления
методами параллельного и последователь¬
53
Рис. 11-2-9. Метод модулированной поднесущей.
1 — генератор с. в. ч.; 2 — направленный ответвитель; 3 — фазовращатель;
4 — аттенюатор; 5—детектор; 6 — выход частоты модуляции; 7 — генератор
частоты модуляции; 8 — модулятор; 9 — испытуемый объект.
ного замещения на п. ч. Для измеритель¬
ных устройств, аналогичных описанному
в статье 11-2-2, «определены .следующие точ¬
ности измерения ’©носимых ‘потерь:
1) ±0,05, ±0,«1, ±0,2 дб для потерь
6,30 -и 60 дб соответственно -в диапазоне
частот 3,8—4,2 Ггц.
‘2) Лучше 0,03 дб для потерь от 0 до
50 дб в 3-см и 10-см диапазонах волн.
Для устройства, работающего по прин¬
ципу последовательного замещения на п. ч.,
установлены следующие точности измере¬
ния |('при ослаблениях до 50 дб на часто¬
тах 0,3—5,6 Ггц для коаксиальных и
2,6—26,5 Ггц для прямоугольных 'волновод¬
ных аттенюаторов):
3) ±0,05 дб или 0,5% ослабления в де¬
цибелах, которое из них больше, для из¬
мерения разности ослаблений переменных
прямоугольных волноводных аттенюаторов.
4} 0,1 дб или 1% для измерения ос¬
лабления фиксированных таких же атте¬
нюаторов.
5) 0,1 дб или 1% для измерения раз¬
ности ослаблений переменных -коаксиальных
аттенюаторов.
6) 0,2 дб или '1% для измерения ос¬
лабления фиксированных таких же атте¬
нюаторов. Реф. [Л. 62-6 1(пункт 1), Л. 62-21
(пункт 2), Л. 62-2 Опункты) 3'—6)].
11-2-5. Метод модулированной подне¬
сущей. Преимуществом метода является
большой динамический диапазон.
Блок-схема устройства показана на
рис. 11-2-9; по одному каналу ((«канал не¬
сущей»), содержащему приборы для регу¬
лировки амплитуды и фазы, часть .немо-
дулированной мощности с. в. ч. (около
1 мет) передается на линейный по мощ¬
ности детектор. По другому каналу, со¬
держащему испытуемый аттенюатор, мень¬
шая доля мощности с. в. ч. передается так¬
же на детектор, но после амплитудной
модуляции («канал поднесущей»). Если ко¬
эффициент 'Модуляции постоянен, то
амплитуда выхода на 'частоте модуляции
пропорциональна амплитуде колебаний 1под-
несущего канала и ослабление колебаний
частоты модуляции после детектора эквива¬
лентно ослаблению колебаний в канале
поднесущей. Ослабление колебаний «частоты
модуляции выполняется с помощью образ¬
цового аттенюатора, например типа
трансформатора с калиброванным коэффи¬
циентом трансформации. На выходе может
быть также применен нуль-индикатор.
Мощность несущей частоты, поступаю¬
щей на детектор (полупроводниковый ди¬
од), устанавливается приблизительно рав¬
ной '1 мет. Мощность 'модулированной
поднесущей при испытуемом аттенюаторе
на минимуме должна быть '(как установле¬
но опытом) ниже на 23 дб для обеспече¬
ния отступления от линейности по мощно¬
сти меньше 0,01 дб. Глубина модуляции
должна быть значительной, а именно от
30 до 100%.
Разрешающая способность устройства
оценивается в 0,0001 дб; при измерении на
частоте около 9 Ггц относительное ослаб¬
ление переменного аттенюатора определя¬
лось с точностью 0,0001 дб на 0,01 дб и
0,01 дб на 50 дб. Реф. [Л. 62-7].
11-2-6. Точность измерения ослабления
методом модулированной поднесущей.
Сравнивались два метода измерения ослаб¬
ления на с. в. ч. Один является прецизион¬
ной системой измерения ослабления мощ¬
ности; он использовался в качестве опор¬
ного -метода 'при исследовании второго ме¬
тода.
Второй метод — это метод поднесущей.
Оба метода значительно точнее 'применяе¬
мых в настоящее время и измерения, вы¬
полненные этими методами, совпадают
с точностью 10 мкб<
В обоих методах используется двух¬
канальная волноводная система. Малая
мощность, необходимая в методе поднесу¬
щей, может быть выделена из системы из¬
мерения мощности направленными ответ¬
вителями. Таким образом, измеряемый ат¬
тенюатор может быть помещен в канал,
общий для обоих систем. Этот способ
устраняет влияния окружения и погрешно¬
сти рассогласования и оводит до минимума
погрешности установки аттенюатора при
сравнении. Испытуемый переменный атте¬
нюатор был поляризационного типа. Изме¬
рения проводились на частоте 9,4 Ггц. Мак¬
симальная погрешность метода модулиро¬
ванной поднесущей определена равной
примерно 5 • 10-4 дб при малых значениях
относительного ослабления и около
5-10-3 дб при относительном ослаблении
20 дб. Реф. [Л. 61-56].
54
11-2-7. Измерение ослабления обрати¬
мых четырехполюсников с малыми потеря¬
ми методом «трех отсчетов». Измерение к. о.
Ги Г2 и Г3 при тр-ех (положениях коротко-
замыкателя, обличающихся на Л/*16 (см.,
например, [Л. 53-2]) позволяет определить
коэффициент 'передачи из -равенства
'Как показали экспериментальные ис¬
следования, метод трех отсчетов 'имеет по¬
грешность -измерения 0,05—0,08 дб. Извл.
из [Л. 63-111].
11-2-8. Абсолютный метод калибровки
аттенюаторов с. в. ч. (с применением
трехдецибельного ответвителя). Мощность,
■подаваемая -на вход 1 трехдецибельного
ответвителя (рис. 11-2-10), делится поров¬
ну ('практически не точно поровну; ослаб¬
ление между входами 1 и 2 может быть,
например, 3,01 дб) между входами 2 и 3.
Ослабление -между входами 1 и 2 исполь¬
зуется для -калибров,ки аттенюатора; спер¬
ва оно принимается -равным 3,01 дб и про¬
изводится грубая калибровка. Затем вво¬
дится поправка, зависящая от неравенства
мощностей во входах 2 и 5, и вторая
поправка, зависящая от потерь .в -ответви¬
теле. Вторая поправка определяется изме¬
рением полных потер-ь двух одинаковых
ответвителей, -соединенных навстречу так,
что на выходе второго мощность, посту¬
пающая в первый, -рекомбинируется. Эти
поправки сами зависят от этало-на ослаб¬
ления и потому правильные значения полу¬
чаются только путем последовательното
приближения.
Схема измерительного устройства по¬
казана на рис. 11-2-М. Колебания клист¬
рона, модулированные прямоугольной вол¬
ной, поступают на трехдецибельный вспо¬
могательный ответвитель. Часть мощности
проходит через калибруемый аттенюатор
Fi и опорный трехдецибельный ответвитель
(или замещающий его отрезок линии в точ¬
ке Т) ,на полупроводниковый детектор Д\.
Рис. 11-2-10. Трехдецибель¬
ный ответвитель.
а — сечение в плоскости Е; б —
схема; мощность входит в 7 и
делится приблизительно пополам
между 2 и 3.
Другая часть мощности проходит через
аттенюатор F2 на детектор Д2> 'Выход н.-ч.
поступает через -схему комбинирования на
усилитель н. ч., индикаторный прибор ко¬
торого показывает -разность выходов детек¬
торов. Мост считается сбалансированным
(регулировкой Fi или F2) при минимуме
показания -прибора. Если при калибровке
пользуются только одним аттенюаторам
Fi, то неодинаковость характеристик детек¬
торов не имеет значения. К входам 3 и 4
опорного ответвителя присоединяют согла¬
сованные нагрузки, а входами 1 и 2 он
включается в линию в точке Т. Аттенюа¬
тор Fi устанавливают на минимум ослаб¬
ления и -мост -балансируют аттенюатором F2.
Затем ответвитель выключают из линии
и мост балансируют аттенюатором При
этом ослабление аттенюатора Л увеличи¬
вается на величину вносимых потерь от¬
ветвителя между входами 1 я 2. Отмечают
отсчет шкалы аттенюатора Fi, повторяют
операцию, считая исходным этот отсчет, и
так продолжают до конца шкалы аттенюа¬
тора.
Имеется методика выполнения кали¬
бровки и с меньшими интервалами, чем
3 дб. Реф. [Л. 62-22].
Рис. 11-2-11. Абсолютный метод калибровки аттенюаторов с. в. ч.
1 — клистронный генератор модулированных колебаний; 2 — волномер; 3 — осциллоскоп;
4 — изолятор; 5 — трехдецибельный ответвитель; 6 — нагрузка; 7 — схема комбинирования;
8 — усилитель 3 кгц.
55
Рис. '11-2-12. Измерение ослабления вол¬
новодных структур на частотах около
16 Ггц с панорамной осциллоскопической
индикацией.
1 — л. о. в. сигнала; 2 — л. о. в. гетеродина;
3 __ генератор пилообразного напряжения; 4 —
модулятор; 5—генератор напряжения треуголь¬
ной формы; 6 — испытуемая волноводная
структура или калиброванный аттенюатор; 7—
аттенюатор с. в. ч. и направленный ответви¬
тель 3 дб; 8 — детектор и у. п. ч.; 9 — инте¬
гратор; 10 — э. л о.
11-2-9. Измерение ослабления волно¬
водных структур на частотах около 1 вГгц
с панорамной осциллоскопической индика¬
цией в полосе около 2 Ггц (методом срав-
нения, с применением двух л. о. в.). Изме¬
ряются ослабления от 1 до '80 дб; разре¬
шающая способность порядка i± 1 дб,
Блок-схема измерительной установки
приведена на рис. М-2-12. Первая л. о. в.
используется как генератор сигнала, а (вто¬
рая— ,как гетеродин. Первый анод л. о. в.
управляет выходной мощностью. Пилооб¬
разное напряжение (900—1 600 в, период
2,5 сек) управляет частотой обоих гене¬
раторов.
(Кроме того, на второй анод, 'спираль
и коллектор второй л. о. в. подается на¬
пряжение треугольной формы (амплитуда
140 в, частота 0,85 гц). При этом частота
второй л. о. в. дважды совпадает с ча¬
стотой первой л. о. в. за каждый период
треугольной волны напряжения.
Полученные импульсьг промежуточной
частоты усиливаются, детектируются, ин¬
тегрируются и подаются на осциллоскоп
постоянного тока, 'синхронизированного ге¬
нератором пилообразного напряжения.
Измерение ослабления производится
сравнением с калиброванным аттенюаторов
в. ч. путем наложения фотоснимков пано*
рамных осциллограмм. Реф. [Л. 59-«16].
11-2-10. Измерение и осциллоскопиче-
ская индикация ослабления и сдвига фазы
в ферритовых элементах. Блок-схема
устройства 10-см диапазона ib-ojDh показана
-на рис. 11-2-13. Сигнал клистронного ге¬
нератора с частотой /о «поступает на л. б. в.
одновременно с подачей на спираль этой
лампы пилообразного напряжения частоты
200 кгц. Выходной сигнал л. <б. в. частоты
/о+200 кгц подается в отрезок волновода,
содержащий испытуемый образец феррита
в магнитном поле; этот сигнал использует¬
ся при измерении сдвига фазы. При изме¬
рении ослабления используется модуляция
сигнала клистронного генератора частотой
'1 кгц. Для определения коэффициентов
распространения в ферритовых образцах
цилиндрической фо.рмы последние поме¬
щают в отрезок круглот волновода, воз¬
буждаемый колебаниями с круговой поля¬
ризацией. Четвертьволновые отрезки эллип¬
тического «волновода применены © качестве
поляризатора и анализатора. Переменой
направления тока в соленоиде, окружаю¬
щем образец, изменяют сторону вращения
круговой поляризации.
Входной и выходной волноводные на¬
правленные ответвители, уравненные детек¬
торы и измеритель отношения i(c логариф¬
мической шкалой) -служат для измерения
ослабления |(от 0 до 40 дб); двухнаправ¬
ленный ответвитель, включаемый перед об¬
разцом, позволяет измерять к. о. от 1
до 0,01.
Выход измерителя отношения посту¬
пает на вертикально-отклоняющие пласти¬
ны осциллоскопа и показывает его величи¬
ну в зависимости от напряжения магнит¬
ного поля.
С помощью измерительной линии конт¬
ролируют отражение от образца; его обыч¬
но делают незначительным.
Выход волновода соединен с супер гете¬
родинным приемником, промежуточная ча¬
стота которого равна 200 кгц; при этом
Рис. 11-2-13. Схема измерения ослабления и
сдвига фазы в ферритовых элементах на
с. в. ч.
1 — клистронный генератор 10-сл£ Диапазона; 2 —
л. о. в.; 3 — вход; 4 — сетка; 5 — спираль; 6 — вы¬
ход; 7 — генератор 1 кгц; 8 — генератор 200 кгц
с кварцевой стабилизацией; 9 — генератор пило¬
образного напряжения 200 кгц; 10 — волномер; 11—
измерительная линия; 12 — поляризатор; 13 — от¬
резок волновода, содержащий образец; 14 — ана¬
лизатор; 15 — направленный ответвитель; 16 — де¬
тектор; 17 — амплидин; 18 — к оси х самописца;
19 — удлинитель коаксиальной линии; 20 — смеси¬
тель; 21 — предварительный усилитель 200 кгц\
22 — усилитель 200 кгц с ограничением; 23 — фазо¬
вый дискриминатор; 24 — калиброванный фазовра¬
щатель; 25 — выход с потенциометра к оси у са¬
мописца фазы; 26 — измеритель отношения; 27 —
индикатор к. с. в.; 28 — к оси у самописца ам¬
плитуды; 29 — сервоусилитель; 30 — сервомотор.
56
для гетеродинирования используются ко¬
лебания клистронного генератора. За пред¬
варительным усилителем следует усилитель
промежуточной частоты с ограничением,
что обеспечивает точное измерение фазы
при колебаниях уровня «входного сигнала
до 30 дб. 'Выход усилителя сравнивается
в фазовом детекторе с сигналом частоты
200 кгц от генератора, стабилизированного
кварцем; сигнал этого генератора поступа¬
ет через прецизионный фазовращатель.
С помощью сервоусилителя и мотора, ме¬
ханически связанного с фазовращателем,
выход детектора сводится к нулю, а сиг¬
нал постоянного тока, соответствующий
положению фазовращателя, поступает на
самописец.
Длины путей сигналов с. в. ч. от кли¬
строна до смесителя одинаковы. Это обес¬
печивает независимость фазовой калибров¬
ки системы от частоты источника «в о-чень
широком диапазоне частот (примерно
1 ООО Мгц).
Устройство позволяет измерять столь
малые ослабления, как 0,01 дб. Сдвиг фазы
измеряется с точностью не хуже ±2°. Ана¬
логичное устройство применяется и в 3-см
диапазоне волн. Реф. [Л. 57-9].
11-2-11. Измерение затухания коротких
отрезков волновода методом исследования
узлов стоячей волны. Испытуемый отрезок
волновода с подвижным короткозамыкате-
лем включается в схему, показанную на
рис. 11-2-14. Клистронный генератор 1 мо¬
дулируется по частоте подачей пилообраз¬
ного напряжения от блока 2. После ферри-
товой развязки 3 сигнал подается через
калиброванный аттенюатор 4 на исследуе¬
мую короткозамкнутую линию 5. Через от¬
ветвитель 6 сигнал интерференции падаю¬
щей и отраженной волны поступает на сме¬
ситель 7у пройдя ферритовую развязку 8.
Образующиеся минимумы электрического
поля не достигают нуля из-за потерь в от¬
резке волновода. Относительное изменение
интерференционного сигнала при сдвиге
короткозамыкателя на Л/2 позволяет .вы¬
числить затухание отрезка волновода.
В узкополосном у. п. ч. 9 сигнал усиливает¬
ся до уровня, необходимого для подачи
на самописец 10. Полоса у. п. ч. должна
быть возможно уже, так как интерферен¬
ционный минимум получается лишь для од¬
ной частоты. В устройстве используется
усилитель с центральной частотой 35 Мгц
и с полосой 10 кгц. Измерение осуще¬
ствляется компенсацией изменения показа¬
ния прибора при смещении короткозамыка-
теля линии 5 с помощью аттенюатора 4*
(Прибор измеряет логарифм отношения
следующих друг за другом экстремальных
значений сигнала
По этим значениям -и при подстановке
Ä2=Ai+AA определяется коэффициент за¬
тухания
Рис. 11-2-14. Схема измерения затухания
коротких отрезков волновода методом
исследования узлов стоячих волн.
где Л —в сантиметрах; А\ и АА—© де¬
цибелах.
• На частоте 9,5 Ггц измерялось затуха¬
ние трех различных отрезков волновода
одного и того же размера ('28,8 X 10,16).
Результаты:
Затухание посеребренного волновода
оказалось равным 1,4• 10—3 дб!см± 10%.
Затухание волновода, посеребренного
методом гальванопластики с шероховато¬
стью в 0,1 мк, равно 1,2* 10_3 дб!см±ЛЪ%.
Затухание латунного волновода рав¬
но 2,2 - 10-3 дб!см± \0%.
Во всех случаях измерения использо¬
вался емкостной короткозамыкатель. Реф.
[Л. 63-4].
11-2-12. Измерение вносимого ослабле¬
ния и к. о. гетеродинным методом с авто¬
матическим сопровождением частоты и
панорамной осциллоскопической индика¬
цией.
а) Автоматическое сопровождение ге¬
теродином качающейся частоты генератора
сигнала. На рис. 11-2-15 пояснен принцип
получения сигнала ошибки. На отражатель
клистрона, кроме постоянного напряже¬
ния, подается напряжение частоты 304 кгц.
За счет этого напряжения получается де¬
виация частоты, равная ilOO кгц; в даль¬
нейшем она называется «щелевая девиа¬
ция».
Если часть мощности с. ib. ч. подвести
к опорному контуру, то путем демодуляции
на опаде (резонансной кривой можно снова
получить частоту модуляции 304 кгц, Фаза
и амплитуда полученного сигнала этой ча¬
стоты зависит от положения частоты гене¬
ратора относительно резонансной частоты
опорного контура. При сложении этого сиг¬
нала ошибки с опорным напряжением ча¬
стоты 304 кгц получается управляющее
напряжение, подаваемое на отражатель
клистрона.
Аналогично можно получить сигнал
ошибки путем подачи щелевого1 напряже¬
ния не на отражатель клистрона, а на
опорный контур. С помощью диода резо¬
нансная частота опорного контура сдви¬
гается в такт со щелевым напряжением
304 кгц. Получение и использование сиг¬
нала ошибки не отличается от описанного
выше.
57
Рис. 11-2-15. Схема управления ча¬
стотой гетеродинного клистрона при
сопровождении частоты генератора
сигнала.
1 — клистрон; 2 — генератор 304 кгц; 3 —
опорное напряжение; 4 — схема сложения;
5 — управляющее напряжение; 6 — «щеле¬
вое» напряжение; 7 — опорный контур; 8 —
сигнал ошибки 304 кгц.
Принципиальная схема сложения «на¬
пряжений показана на рис. 11-2-'16. Напря¬
жения ошибки и опорное через раздели¬
тельные лампы подаются на общий транс¬
форматор. Полученное суммарное напря¬
жение (возбуждает сетку лампы, работаю¬
щей в режиме С. Эта лампа включена как
регулируемое сопротивление в- делителе на¬
пряжения, с постоянного плеча которого
снимается напряжение отражателя.
б) Измерение вносимого ослабления
волноводных структур (рис. 11-2-17).
Тракт с. «в. ч. образуют клистронный гене¬
ратор, направленный ответвитель /, из¬
меряемый объект, направленный ответви¬
тель II и нагрузочное сопротивление.
На отражатель клистрона, кроме по¬
стоянного напряжения, подается напряже¬
ние качания 50 гц, которое изменяет ча¬
стоту в диапазоне электронной настройки.
Напряжение развертки осциллоскопа берет¬
ся от того же источника.
Направленный ответвитель 1 отводит
часть мощности перед измеряемым объек¬
том к смесителю 1. После преобразования
в промежуточную частоту 1.0 Мгц и усиле¬
ния ‘во вспомогательном у. п. ч. на выходе
последнего получается управляющее напря¬
жение. Это напряжение регулирует коэф¬
фициент усиления главного у. п. ч. обрат¬
но изменению амплитуды генератора. Ко¬
эффициент регулирования можно устанав¬
ливать потенциометром, причем для по¬
верки объект испытания выключают и
к смесителям 1 и 2 подводят мощности,
находящиеся в определенном отношении.
При правильной регулировке выходной сиг¬
Рис. 11-2-16. Схема сложения сигнала ошиб¬
ки с опорным напряжением.
1 — сложение; 2 — регулировка; 3 — опорное напря¬
жение 304 кгц; 4 — сигнал ошибки (скачок фазы
показывает изменение полярности разности ча¬
стот).
нал на индикаторе не изменяется при ка¬
чании частоты генератора. Часть в. ч. энер¬
гии, пропорциональная искомой величине,
через направленный ответвитель II посту¬
пает на второй смеситель. Сигнал частоты
10 Мгц на выходе у. п. ч. демодулируется
по амплитуде и подается на вертикально
отклоняющие пластины осциллоскопа. Об¬
щий для смесителей гетеродин с помощью
опорного контура п. ч. вспомогательного
усилителя п. ч. управляется так, что его
частота следует с разностью, равной п. ч.,
за частотой генератора сигнала.
в) Измерение к. о. Схема измерения
отличается от рис. М-2-17 лишь тем, что
измеряемый объект включен не между на¬
правленными ответвителями, а как нагруз¬
ка тракта с. в. ч. Второй направленный
ответвитель включен в этом случае так,
что отбираемая часть мощности -тропор'цио-
Рис. 11-2-17. Схема измерения вносимого
ослабления с панорамной индикацией.
1 — клистронный генератор; 2 — направленный от¬
ветвитель /; 3 — измеряемый объект; 4 — направ¬
ленный ответвитель II; 5 — оконечная нагрузка;
6 — генератор пилообразного напряжения 50 гц;
7 — смеситель /; 8 — смеситель II; 9 — вспомога¬
тельный у. п. ч.; 10 — опорный контур п. ч.; И —
сигнал ошибки; 12 — напряжение регулировки уси¬
ления; 13 — управляющее напряжение клистрона;
14 — гетеродинный клистрон; 15 — главный у. п. ч.
с демодулятором; 16 — осциллоскоп.
58
V
налъна мощности, отраженной от измеряе¬
мого объекта.
г) Разрешающая способность и чув¬
ствительность. При качании частоты кли¬
строна синусоидальным напряжением 50 гц
-максимальное -изменение частоты 'получает¬
ся порядка 8 ООО Мгц/сек. Полоса ‘пропу¬
скания по н. ч. равна 100 кгц. Разрешаю¬
щая способность получается порядка
40 кгц. Она вполне достаточна для измере¬
ния контуров с. ib. ч. даже с наибольшей
добротностью.
Если принять чувствительность смеси¬
теля равной 100 кТо, то при н. ч. полосе
100 кгц и ‘переходном затухании направлен¬
ного ответвителя 10 дб для измерения к. о.,
равного 1%, необходимо к измеряемому
объекту подводить примерно 5-10-9 вт.
При столь малой мощности можно изме¬
рять любые элементы без изменения их
входного сопротивления.
Устройство позволяет измерять зату¬
хания до МО дб, если мощность генерато¬
ра сигнала равна 40 мет. При этом, конеч¬
но, необходимо включить на входе у. п. ч.
аттенюатор п. ч., так как линейность у. п. ч.
обеспечивается лишь в пределах 40 дб.
Реф. [Л. 61-59].
11-2-13. Другие методы и устройства.
Подробное описание методов измерения
малых ослаблений в волноводах (метод
замещения, метод .термисторного моста, ме¬
тод круговых диаграмм, метод двойного
тройника, резонансные методы) приведено
в [Л. 60-127].
Абсолютный метод калибровки атте¬
нюаторов с. в. ч. /(мостовая схема 'без при¬
менения эталонных аттенюаторов) описан
в [Л. 57-2].
.Методы измерения ослабления на
с. в. ч. с точностью от 0,0001 до 0,06 дб
в диапазоне 0,01—50 дб, см. [Л. 60-64].
Исследование метода измерения ослаб¬
ления с помощью короткозамыкающего
поршня, см. [Л. 61-143].
11-3. АТТЕНЮАТОРЫ
11-3-1. Некоторые данные поляризаци¬
онных аттенюаторов. Поляризационный
(ротационный) аттенюатор (рис. М-3-1)
состоит из отрезка круглого волновода
с переходами на прямоугольный волновод
по обе стороны от «круглого. Круглый вол¬
новод подразделен на три секции, из кото¬
рых две конечные неподвижны, а средняя
вращается. В каждой секции имеется рези¬
стивная пластина, поглощающая энергию
волны, электрическая составляющая кото¬
рой параллельна пластине. При этом сек¬
ции круглого волновода пропускают только
основной тип колебаний #ц, электрическое
поле которых перпендикулярно пластине
в данной секции. Неподвижные секции
круглого волновода устраняют параллель¬
ные составляющие поля, которые могут
возникнуть за счет несовершенства перехо¬
дов с прямоугольного на круглый волно¬
вод. Если центральная секция повернута
так, что ее пластина находится под углом
© к неподвижным пластинам, то разло¬
жение падающего электрического поля на
Рис. М-3-1. Поляризационный аттенюатор.
две составляющие даст перпендикулярную
пластине составляющую U cos © -и ларал-
лельную составляющую U sin ©. Парал¬
лельная составляющая .поглощается 'пла¬
стиной, а 'перпендикулярная составляющая
передается, «причем 'поляризация оказывает¬
ся повернутой на угол /©. Если аналогично
разложить поле на 'входе третьей (непо¬
движной) секции, то можно убедиться, что
составляющая U cos © sin © поглощается,
а составляющая U cos2 © проходит через
аттенюатор. Таким образом, аттенюатор пе¬
редает энергию пропорционально cos2 ©,
а ослабление .мощности
А{дб]=20 lg cos2 i(0)—201g cos2 0=
=40 lg sec 0.
Ослабление (выражается через угловое из¬
менение и аттенюатор «не требует калиб¬
ровки. Минимальное затухание мало.
Ослабляемая компонента поглощается и
ослабление не зависит от частоты. Кроме
того, *при» изменении ослабления фаза .не
изменяется. Аттенюаторы этого типа мо¬
гут быть изготовлены с -высокой точностью.
Так, например, аттенюатор 3-см диапазо¬
на воли может иметь точность 0,005 дб
при ослаблении 1—3 дб и точность 0,1 дб
при ослаблении 40 дб; вносимые потери
при этом не превышают 0,09 дб, а наиболь¬
шее ослабление выше 100 дб*
Известен метод измерения к. с. в. с по¬
мощью измерительной линии и аттенюато¬
ра. Поляризационный аттенюатор особен¬
но пригоден в этом методе. Если отсчет
по шкале аттенюатора в положении мини¬
мума к. с. ‘в. равен нулю, а в положении
максимума к. с. в. равен © (при неизмен¬
ном токе детектора), то
cos20
к-б- B-=i^=cos2e*
к. с. в. = sec2 0
и
1 — cos2 0 sin2 0
к' °- = 1 + COS* 0 1 + COS2 0 •
Эти значения могут быть даны в виде
таблицы или нанесены на шкалу аттенюа¬
тора. Пер. (Л. 61-12].
11-3-2. Характеристики волноводных
резистивных аттенюаторов. Экстремальные
климатические условия не влияют на стек¬
лянные пластины и лабораторные аттенюа¬
торы, предназначенные для частот поряд¬
ка 10 Ггц, сохранили свою калибровку
в течение пяти лет с точностью 0,03 дб.
59
Рис. 11-3-3. Коакси¬
альный ферритовый
аттенюатор с магнит¬
ной регулировкой.
1 — магнитный сердеч¬
ник; 2 — постоянный маг¬
нит; 3 — коаксиальная
линия; 4 — ферритовые
бруски.
Рис. TI-3-2. Характе¬
ристика резистивного
аттенюатора.
Пластины -подвергались следующим
испытаниям: 1) '.Нагрев- до il60° С в тече¬
ние 2 000 ч. 2) Ежедневное изменение тем¬
пературы iß 'пределах от 20 до 35° С при
относительной влажности 95% в течение
84 дней. 3) Воздействие cnoip плесени ;при
температуре 20—30° С и влажности 95%
в течение 28 дней. 4) Охлаждение до
—80° С в течение нескольких часов. После
этих испытаний качество пластин не изме¬
нилось.
Характеристика ослабления обычного
волноводного аттенюатора с металлизиро¬
ванными пластинами в волноводе № 16
(8,2—Г2,4 Ггц) приведены на рис. '1'1-3-2.
Максимальное ослабление достигает 55—
60 дб, но рабочий диапазон ограничен
40 дб для снижения ошибок интерполяции,
возникающих тогда, когда рабочая часто¬
та отличается от частот калибровки. На¬
чальное ослабление .не превышает 0,1 дб,
причем около 0,02 дб теряется ib стенках
Рис. 11-3-4. Аттенюатор для высоко¬
частотных импульсов.
волновода. Для пластин аттенюаторов
с максимальным ослаблением 10 дб и ра¬
ботающих в пределах 2—8 дб характерны
следующие значения точности:
Размер волно¬
вода (диапазон
частот)
№ 10
(2,6—3,95 Ггц)
No 16
(8,2 — 12,4 Ггц)
Точность от¬
счета
0,0025 дб/деление
0,0040 дб/деление
Повторяе¬
мость уста¬
новки
0,0004 дб
0,0012 дб
Обычно считается, что аттенюатор, имею¬
щий к. 'б. в. не хуже 0,95 и калиброванный
с точностью 0,1 дб, достаточно хорош для
большинства измерений. Реф. ,[JI. 62-21].
11-3-3. Коаксиальный ферритовый ат¬
тенюатор с малым начальным ослаблением
и магнитной регулировкой ослабления.
Разрез аттенюатора показан на рис. 11-3-3.
Регулировка ослабления осуществляется
изменением постоянного магнитного поля.
Такой .аттенюатор в диапазоне 6—8 Ггц
дает максимальное ослабление выше 12 дб
при минимальном ослаблении 0,9 дб. От¬
ношение ослаблений не зависит от длины
аттенюатора. Реф. [Л. 60-33].
11-3-4. Аттенюатор для высокочастот¬
ных импульсов. Устройство аттенюатора
из угольных сопротивлений показано на
рис. 11-3-4. При значениях элементов: Ri =
=4-51,5 ом; #2='1 800 ом; Rz=28 ом и при
значениях параметров рассеяния С=0,2 пф
и L=0,01 мкгн волновое сопротивление
звена равно 60 ом и не вносит заметных
искажений в ступенчатую функцию с вре¬
менем нарастания 1,5 нсек. Реф. [Л. 62-»140].
11-3-5. Другие методы и устройства.
Резистивные аттенюаторы н. ч. и в. ч. и
магазины затуханий н. ч., см. например1
[Л. 62-101, 95-102, 57-1].
Предельные и диссипативные аттенюа¬
торы в. ч. и с. в. ч., см. например
[Л 49-101, 52-101, 55-102, 63-104, 63-102,
63-101, 57-1].
Диссипативные волноводные аттеню¬
аторы миллиметрового диапазона волн и
методы их градуировки, см. [Л. 60-128].
Подавление поля £oi ® предельном ат¬
тенюаторе при помощи тонкой пленки, см.
[Л. 62-139].
60
ГЛАВА 12
ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ АНТЕНН
12-1. ИЗМЕРЕНИЕ ВХОДНЫХ
И ВЗАИМНЫХ ПОЛНЫХ
СОПРОТИВЛЕНИЙ
Для измерения 'сопротивлений на ра¬
диочастотах ниже 130 Мгц можно исполь¬
зовать мостовые 'методы. На частотах (вы¬
ше »1 ООО Мгц почта (всегда применяются
•измерительные линии. iB диапазоне частот
от 30 до 1 ООО Мгц 'можно использовать
любой метод в зависимости от наличия
•аппаратуры.
а) Мостовые методы измерений. Схе¬
мы, основанные на 'принципе моста Уит¬
стона и использующие нулевой метод от¬
счета, оказались наиболее 'пригодными для
измерения как .активных, так и реактив¬
ных (индуктивных и емкостных) сопро¬
тивлений во ©сем диапазоне от постоянно¬
го тока до длинноволнового участка ультра-
высоких частот. Эти схемы описаны в гл. 4
и 5.
б) Применение измерительных линий
описано в гл. 5. Ошибки измерений сопро¬
тивлений с помощью линии «могут быть вы¬
званы следующими причинами:
‘1. Реакция зонда на измерительную
линию.
2. Рассогласование с линией источни¬
ка сигнала.
3. Неоднородность характеристик де¬
тектора.
4. Гармоники, частотная модуляция,
ложные сигналы, в том числе 'принимае¬
мые антенной извне, и т. д.
<5. Отражение от окружающих пред¬
метов.
6. Непосредственная связь между ан¬
тенной и детектором (наводки).
Если зонд слишком глубоко погружен,
то он действует как источник отражений,
эквивалентный сопротивлению, шунтирую¬
щему линию. При »перемещении зонда вме¬
сте с ним перемещается вызванное им воз¬
мущение, искажая картину стоячей волны
© линии,. Это приводит к уменьшению
к. с. в. по сравнению с фактическим к. с. в.
нагрузки.
Отражения от зонда распространяют¬
ся к источнику сигнала. Если 'последний
плохо согласован с линией, то отраженная
волна будет вно!въ частично отражаться в
направлении к напрузке. Это 'приведет как
к фазовым, так и амплитудным ошибкам.
С целью уменьшения этого эффекта меж¬
ду линией и источником сигнала (если
его к. с. в. 'больше 2, как у клистронов)
вставляют аттенюаторы. Еще более важ¬
но, помимо этого, отрегулировать погру¬
жение зонда так, чтобы оно 'было »мини-
мально.
Если в индикаторе используются кри¬
сталлические детекторы, то уровни мощ¬
ности на них должны быть ниже 20 мквт
с целью сохранения квадрэтичности харак¬
теристики детектора. Болометры должны
работать при уровнях мощности менее
200 мквт. Если выходная мощность источ¬
ника сигнала 'порядка 1 мет, то указанные
условия могут «быть обеспечены, если по¬
гружение зонда отрегулировано так, чтобы
сигнал, на его выходе в положении мини¬
мума стоячей волны »при к. с. в. = 10 был
на 5—10 дб »выше уровня шумов.
Для устранения 'гармоник, ложных ис¬
точников сигналов и 'приема посторонних
сигналов извне необходимо применять ли¬
бо фильтры, либо супер гетеродинные при¬
емники.
У большинства сигнал-генераторов
частотная модуляция сигнала пренебрежи¬
мо мала. Более заметна она у клистронов,
модулированных неидеалыным меандром.
При этом минимум стоячей волны стано¬
вится расплывчатым, что приводит к ошиб¬
ке в определении его положения. Для про¬
верки отсутствия частотной модуляции
следует исследовать выходной сигнал кли¬
строна с помощью осциллографа; это об¬
легчает и настройку клистрона.
Если испытуемая антенна находится в
помещении, то возможно, что сигналы, от¬
раженные от различных тел, будут по¬
падать через антенну в измерительную ли¬
нию, приводя к ошибкам измерения. О на¬
личии этих ошибок можно судить, если
при перемещении антенны в помещении
на расстояние, равное четверти длины вол¬
ны, наблюдаются изменения к. с. в. и по¬
ложения минимума. Для устранения этих
отражений необходимо либо проводить из¬
мерения в »свободном пространстве, либо
по возможности удалить отражающие
предметы или покрыть их малоотражаю-
щим поглощающим материалом.
Прямые наводки антенны на детектор
имеют место главным образом на низких
частотах. Хотя обнаружить их легко по
■нерегулярности картины стоячей волны,
устранить их очень трудно, так как влияет
буквально каждый предмет. Например, да¬
же перемещение ка'беля между зондом и
детектором может приводить к изменению
отсчета. Один из методов борьбы с навод¬
ками заключается в помещении антенны
подальше от измерительной линии, за счет
использования 'более длинного питающего
кабеля (при этом надо учитывать влияние
на к. с. В', добавочного затухания в кабе¬
ле). Можно применить также экранирова¬
ние детектора поглощающим материалом.
На более высоких частотах наводки могут
бьгть обусловлены неплотными соединения¬
ми кабелей.
в) Измерение взаимных сопротивлений.
В антенной решетке с постоянной во вре¬
мени разностью фаз между элементами
проблема взаимных (наведенных) сопро¬
тивлений сводится к настройке каждого
элемента решетки в присутствии других,
воздействующих на его сопротивление.
При изменении разности фаз между эле¬
ментами со временем задача еще более
усложняется. При данном расстоянии
61
Рис. 12-1-1. Сопротивления двух
идентичных антенн.
между элементами «взаимное '(наведенное)
сопротивление не зависит от разности фаз
элементов. В -общем же случае изменение
разности фаз между элементами решетки
сильно вл1ияет «на .входное сопротивление.
Для уменьшения этого .влияния важно
уметь измерять взаимные сопротивления.
В случае двух идентичных антенн входные
сопротивления Zj in Z2 '(рис. 12-'1-»1) .ра»вны
Рис. 12-1-2. Измерение собственного и
взаимного сопротивления методом зер¬
кальных отображений.
где Z собств — собственное сопротивление
антенн 1 и 2\ Iх и /2)—токи на клеммах
этих антенн. Zc0 бств 0‘пределяется как
предел Zi при /2.—»0, чему соответствуют
разомкнутые клеммы. Ори этом ток вдоль
второй антенньг не равен нулю и, следова¬
тельно, Zcoöctb вообще 'будет зависеть от
расстояния между антеннами. Zнaвeд мож¬
но получить, замыкая накоротко антенну 2
и измеряя входное сопротивление антен¬
ны 1. Тогда
_ 7J_
Zi — Zсобств “Ь j^ ZnaBen»
О = Zco6ctb ~Ь 7 ZnaBefl»
1 2
отсюда
(ZHaBefl)2 = Zc06cTBl(Zco6cTB Zj).
Однако -если значения ZC06ctb и Zj близ¬
ки друг к другу, то их разность не мо¬
жет быть измерена точно *и малые вели¬
чины ZHaBeÄ определяются с большой ошиб¬
кой.
Для получения .более точных резуль¬
татов можно использовать4 другой метод.
Рис. 12-1-3. Колинеар-
ные вибраторы над
отражающей зазем¬
ленной плоскостью.
Если Zi измерять для некоторого извест¬
ного отношения токов' /г/Л, то
ZiiaBen == 7 (Zi Zcoöctb)»
1 2
Если в качеств-е второй антенны использо¬
вать зеркальное изображение, получаемое
с помощью металлической плоскости, как
показано на рис. 12-1-2, то отношение то¬
ков будет равно1 ~у~ = 1 в случае колине-
арных вибраторов;
—- =—1 в случае параллельных вибрато¬
ров.
Для ОДНОГО И ТОГО же значения Zнaвeд
разность (Z1—Zcoöctb) во втором случае
будет значительно больше, чем to первом,
и может быть измерена более точно.
✓ Для системы из двух колинеарных
вибраторов, установленных над отражаю¬
щей заземленной плоскостью, как показа¬
но на рис. 12-1-3, величины ZC06ctb и
ZHaBefl определяются формулами:
ZiH(Z, 1—Z'i 1) +1 (Z12—Z' 12);
Z11—Z'i i=ZC06ctb;
Z12—Z/i2 = ZHaBefl*
г) Некоторые вопросы методики из¬
мерений. Положение минимумов. Точное
определение сопротивления требует повы¬
шенной точности измерения положения
минимумов напряжения или тока в стоя¬
чей волне. Для этого применяется метод
усреднения (биосектриров^ания), заключаю¬
щийся в том, что выбирается удобный
уровень ki на кривой стоящей волны и бе¬
рутся отсчеты на шкале измерительной ли¬
нии, соответствующие этому значению по
обе стороны от минимума; фактический
минимум лежит посередине.
При этом особенно важно, чтобы ис¬
точник сигнала был строго монохром эти¬
чен.
Измерение сопротивлений с использо¬
ванием зеркально отображающей плоско¬
сти. При подборе согласования симметрич¬
ных вибраторов желательно проводить
измерения в коаксиальной, а не двухпро¬
водной линии, но избежать применения
симметрирующего устройства. Для этого
можно взять вместо цел ото вибратора его
62
Рис. 12-1-4. -Измерение полного сопротивле¬
ния методом зеркального отображения.
половину, установленную «а металличе¬
ской плоскости (рис. 12-14), и проводить
измерения только этой половины 'вибрато¬
ра. Входное сопротивление вибратора бу¬
дет равно удвоенному измеренному сопро¬
тивлению. Пер. [Л. 6 lil, гл. 34].
12-2. ИЗМЕРЕНИЕ ДИАГРАММ
НАПРАВЛЕННОСТИ
а) Диаграммы направленности в вер¬
тикальной, Е- и //-плоскостях, а также
снятые по конусу. Так как диаграмма на¬
правленности антенны — трехмерная, то
при ее снятии необходимо проводить «из¬
мерения напряженности поля ©о ©сех на¬
правлениях 'В пространстве, точно опреде¬
ляя при 'этом углы, составляемые с испы¬
туемой антенной. Вследствие сложности и
трудоемкости таких измерений обычно
ограничив аютоя измерениями диаграмм
лишь в основных сечениях. На рис. '12-2-1
изображена обычно «применяемая пр«и этом
система координат. Плоскость XY назы¬
вается горизонтальной. Диаграммы на¬
правленности можно снимать либо при по¬
стоянной «высоте места или полярном угле
в зависимости от азимутального угла (это
дает конические сечения пространственной
диаграммы), либо при постоянном азиму-
Рис. 12-2-1. Координатная система, при¬
меняемая при измерении диаграммы на¬
правленности. .
талыном угле в зависимости от полярного
угла '(это дает .вертикальные сечения диа¬
граммы). Ориентация в пространстве век¬
тора Е зависит от поляризации излучае¬
мого поля. Для эллиптической поляриза¬
ции желательно производить измерения
при нескольких ориентациях вектора Е
(по .крайней мере для двух, 'взаимно пер¬
пендикулярных ).
Для определения диаграммы направ¬
ленности антенны, смонтированной на са¬
молете или другом объекте неправильной
формы, желательно провести измерения
всей пространственной диаграммы описан¬
ными (выше методами.
Для большинства антенн с диаграм¬
мами направленности простой формы до¬
статочно снять диаграммы только в XY и
^Z-плоскостях, как показано на рис. 12-2-2.
На рис. 12-2-2,а диаграмма (0, <р = 0)
представляет //-плоскостную диаграмму;
диаграмма (9 = 90°,<р) является ^-плос¬
костной диаграммой. На рис. 12-2-2Д ди¬
аграмма £е (0- ? = °) является ^-плоско¬
стной, а диаграмма EQ (0 = 90°, <р) //-пло¬
скостной.
б) Требования к полигонам для сня¬
тия диаграмм направленности антенн. Про-
Рис. 12-2-2. Диаграмма направленности в горизонтальной и вертикальной
плоскостях.
63
Рис. 12-2-3. Установка для измерения
диаграммы направленности.
1 — модулятор; 2 — передатчик; 3 — кабель
в. ч.; 4 — передающая антенна; 5 — испытуе¬
мая антенна; 6—детектор; 7— индикатор; 8—
поворотная стойка; 9 — привод; 10 — индикатор
положения.
стешний антенный полигон должен содер¬
жать источник излучения, испытуемую ан¬
тенну, поворотную стойку для крепления
испытуемой антенны -и индикатор относи¬
тельной амплитуды принимаемого поля.
Измерительная установка «подобного
«рода показана на рис. 12-2-3. Измерение
диаграмм можно производить :по точкам,
либо оно может быть полностью или ча¬
стично автоматизировано. Во всех случаях
для получения правильной диаграммы на¬
правленности следует обеспечить выполне¬
ние *ряда требований.
Расстояния. Измеренная диаграмма
-направленности будет точно ‘соответство¬
вать дальней или фраунтоферовой зоне
лишь при достаточно большом расстоянии
между передающей и испытуемой антен¬
нами, в противном случае получается диа¬
грамма ibo френ елевой зоне, которая к то¬
му же зависит от «расстояния, на котором
она 'снимается. Условием точного измере¬
ния является облучение испытуемой антен¬
ны плоским волновым фронтом (если из¬
мерение производится на прием). Так как
и,* заменяя б допустимой разностью фаз,
придем к приведенной формуле. Уменьше¬
ние расстояния R приводит к расширению
диаграммы, увеличению уровня боковых
лепестков, заполнению нулей между лепе¬
стками, как 'видно из показанных на
рис. Ч 2-2-6 диаграмм, рассчитанных при
четырех различных фазовых ошибках б.
Равномерное облучение. При измере¬
нии диаграмм направленности а-нтенв на
полигонах, как правило, имеет место не¬
равномерность поля по» раскрыву испытуе¬
Рис. 12-2-5. Искажения диаграмм направленности для четырех раз¬
личных фазовых ошибок б.
64
Рис. 12-2-4. Разность фаз между цен¬
тром и краями приемной антенны.
Разность фаз=45 d2/XR град= 6°.
идеальный плоский волновой фронт -мож¬
но 'получить лишь на бесконечном расстоя¬
нии, то следует задать предельно допусти¬
мые расстояния. Обычно считаются допу¬
стимыми расстояния, при которых раз¬
ность фаз 'облучающего поля 'между цен¬
тром ч краем испытуемой антенны не пре¬
вышает Я/16. Для обеспечения этого рас¬
стояние R, показанное на рис. «12-2-4,
должно удовлетво'рять 'соотношению
Это соотношение получается из формулы
если при R б отбросить б2. При
этом
Рис. 12-2-6. Распределе¬
ние поля по вертикали,
обусловленное отраже¬
ниями от земли. Частота
1 300 Мгц, поляризация
вертикальная.
мой антенны как периодическая, так и не¬
регулярная, обусловленная отражением
энергии от земли и местных предметов.
На рис. l'2-i2-6 показаны типичные (вариа¬
ции поля в вертикальной плоскости, обу¬
словленные отражениями от земли. Эти
данные получены на полигоне, изображен¬
ном на рис. 12-2-7, при расстоянии меж¬
ду антеннами, равном 26 м, и при высоте
установки испытуемой антенны 3,3 м (пе¬
регородки отсутствовали).
При измерении антенн «с 'большим вер¬
тикальным раскрытом на таком полигоне
получались бы неправильные результаты.
Снятие диаграмм в вертикальной плоско¬
сти в подобных условиях почти невозмож¬
но. Отражений от земли можно иногда
избежать, монтируя антенны 'высоко над
землей на башнях или 'выполняя передаю¬
щую антенну более остронаправленной в
вертикальной плоскости так, чтобы умень¬
шить отражения от земли. Для преодоле¬
ния трудностей, связанных с отражением
от земли, можно также использовать с не¬
которым успехом три другие метода. По
одному методу используется 'проводящая
перегородка, экранирующая испытуемую
Рис. 12-2-8. Распределение поля
после установки перегородок.
антенну от отражений от земли. Однако
при использовании такой перегородки не¬
обходимо избегать нарушения равномер¬
ности поля у испытуемой антенны дифрак¬
ционными полями от края перегородки.
Дифракционные эффекты '('которые можно
рассчитать по формулам френелевой ди¬
фракции) .могут быть снижены покрытием
верхней части перегородки .материалом,
поглощающим микроволновое излучение.
Установка таких 'перегородок 1(рис. 12-2-7)
привела к некоторому улучшению равно¬
мерности поля в вертикальной плоскости
(|рис. Г2-2-8).
•Второй , метод, успешно примененный
на ряде других антенных полигонов, за¬
ключается в 'выполнении их поверхности
плоской, с тем чтобы отражения от земли
носили регулярный характер. Типичный
полигон длиной 420 м и шириной 60 м 'вы¬
равнивался с точностью ±7,'5 см и засеи¬
вался корогкоподстригаемо'й травой. Из¬
мерения* выполненные на частоте \\,ЬМгц,
показали, -что при установке передающей
антенны на 'высоте 104 см над землей не¬
равномерность поля по раскрьгву прием¬
ной антенны размером *165 см не превыша¬
ла ±0,5 дб (расстояние от нижнего края
приемной антенны до земли было равно
180 см). ,
Третий метод устранения «вредного
влияния отражений от земли заключается
в расположении полигона на равнине с не¬
регулярной неровной поверхностью. При
Рис. 12-2-7. Металлические перегородки для экранирования антенны от отражений
от земли.
5 Измерения в электронике, т. II
65
этом отражения носят случайный характер
>и это приводит к более «или-менее равно¬
мерному облучению большого вертикаль¬
ного раскрыва. Согласно критерию Рэлея
поверхность считается шероховатой, если
где h — высота нерегулярностей поверх¬
ности;
-ф2 — угол касательной к нерегулярно¬
сти;
А — длина волны.
Влияние других 'источников отражений,
нап-ример, зданий, силовых и телефонных
линий, .изгородей должно быть устранено
путем тщательного -выбора расположения
■и ширины диаграммы облучающей ан¬
тенны.
В любо»м случае следует обязательно
проводить проверку равномерности поля
по раскрыву испытуемой антенны. Для
большинства применения 5%-ные измене¬
ния допустимы.
Комнаты с поглощающими стенками
для антенных измерений. По большей ча¬
сти -размеры исследуемых антенн настоль-
2 d*
ко малы, что требование R^ Удовле¬
творяется уже при R порядка 6 м или
«меньше. В этих случаях весьма удобно ис¬
пользовать комнатные полигоны. При ра¬
боте 'внутри помещений все (рассмотренные
выше трудности во «много раз увеличи¬
ваются. Наиболее удовлетворительное ре¬
шение заключается в конструировании
комнат с неотражающими стенами, потол¬
ком и полом, выложенными материалом,
поглощающим радиоволны в диапазоне
с. в. ч. При коэффициенте отражения это¬
го материала менее 1% .обеспечиваются
вполне удовлетворительные результаты из¬
мерений диаграмм направленности. Ком¬
ната высотой около 5 м, длиной 6 ж и ши¬
риной около 5 м пригодна для измерений
антенн различных размеров в широкой по¬
лосе частот. Типичные характеристики од¬
ного типа поглощающего материала приве¬
дены на рис. 12-2-9.
Устройства для автоматической записи
диаграмм направленности. Для повышения
производительности труда при оборудова¬
нии антенных полигонов очень часто ис¬
пользуется полуавтоматическая аппаратура.
Поворотную стойку с испытуемой антенной:
можно вращать мотором постоянного токаг
скорость вращения которого регулируется
изменением питающего напряжения. Для
записи диаграмм направленности в различ¬
ном угловом масштабе к стойке через ре¬
дукторы с коэффициентами передачи 1 : I
и 36: 1 присоединяются по выбору два
сельсина-датчика, выходы которых присое¬
динены к соответствующим сельсинам-при¬
емникам так, чтобы движение ленты са¬
мописца соответствовало вращению пово¬
ротной стойки.
Имеются самописцы, специально скон¬
струированные для записи диаграмм на¬
правленности. Некоторые из этих самопис¬
цев для управления лентопротяжным ме¬
ханизмом снабжаются сервосистемой или
приводными моторами с постоянной ско¬
ростью, в других для этой 'цели использу¬
ется напряжение постоянного тока, вели¬
чина которого меняется пропорционально
угловому положению поворотной стойки
и так далее. Выбор наиболее подходяще¬
го -самописца необходимо производить с
учетом ряда дополнительных факторов*
как-то скорость записи, угловой масштаб
записи, динамический диапазон самописца*
тип масштаба записи диаграмм (т. е. ли¬
нейный масштаб — в единицах поля, квад¬
ратичный масштаб—© единицах мощно¬
сти, логарифмический масштаб—в деци¬
белах). Для исследования остронаправлен¬
ных диаграмм и структуры их боковых ле¬
пестков удовлетворительные результаты
дает 40-децибельная логарифмическая
шкала с растянутой разверткой в прямо¬
угольной системе координат.
Для диаграмм направленности слабона-
правленных или самолетных антенн, снятых
по конусу, желательно применять по¬
лярную систему координат и самописец
с линейной шкалой. На рис. 12-2-10 при¬
веден пример слабонаправленной диаграм-
Рис. 12-2-9. Характеристики поглощающего материала.
66
Рис. 12-2-10. Диаграмма направленности в полярной (а) и в прямоуголь¬
ной (б) системе координат.
мы, записанной прямоугольным самопис¬
цем с 40-децибельной логарифмической
шкалой б и полярным самописцем с ли¬
нейной шкалой а. Структура боковых ле¬
пестков при логарифмическом масштабе
подчеркивается, при линейном же масшта¬
бе лепестки на уровне ниже »12 дб воспро¬
изводятся с очень низкой точностью.
в) Требования к передающей антенне.
Требования к передающим антеннам, ис¬
пользуемым при снятии диаграмм направ¬
ленности, определяются конкретными усло¬
виями, однако, можно сформулировать не¬
которые общие положения. Для уменьше¬
ния фазовой ошибки в расюрьгве испытуе¬
мой антенны передающая антенна должна
иметь возможно более равномерное фазо¬
вое распределение, а следовательно, макси¬
мальный для данного раскрыва коэффи¬
циент усиления. Антенна должна быть ли¬
нейно поляризована и иметь один главный
лепесток при минимальном 'числе боковых.
Последние должны быть настолько мень¬
ше главного, чтобы обусловленными ими
отражениями от земли и других объектов
можно было пренебречь.
Бели приняты меры для уменьшения
отражений, то уровень боковых лепестков
может быть на 20 дб ниже уровня главно¬
го лепестка.
Диаграмма передающей антенны
должна быть достаточно широка и равно¬
мерна, чтобы изменение напряженности
поля по раскрыву испытуемой антенны
при ее вращении не превышало б%.
На длинных антенных полигонах, где
имеют дело с высокими коэффициентами
усиления, обычно применяют осгронаправ-
ленные зеркально-параболические пере¬
дающие антенны. На более коротких поли¬
67
гонах, где требуются 'более широкие диа¬
граммы, обычно используются решетки
вибраторов или рупоры. При этом удоб¬
но применять специальные широкополос¬
ные рупоры (широкополосность обеспечи¬
вается за счет продольных ребер). Пер.
[Л. 61-1, гл. 34].
12-3. ИЗМЕРЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТА
УСИЛЕНИЯ
а) Определение коэффициента усиле¬
ния и коэффициента направленного дейст¬
вия. Различие между коэффициентом уси¬
ления (к. у.) и коэффициентом направлен¬
ного действия i(<K. н. д.) ясно из* их опре¬
делений: к. н. д. определяется путем сравне¬
ния испытуемой антенны с гипотети¬
ческим изотропным излучателем при усло¬
вии равенства полных излучаемых мощно¬
стей (т. е. без учета потерь), в то время,
как к. у. сравнивает испытуемую антенну
с некоторой эталонной антенной при усло¬
вии равенства подводимых мощностей
(т. е. с учетом фактических потерь). Соот¬
ношения, определяющие эти параметры,
имеют вид:
Кроме того,
к. у. =■
к.н.д.= .
максимальная интенсивность излучения
испытуемой антенны .
максимальная интенсивность излучения
эталонной антенны
максимальная интенсивность
излучения
средняя интенсивность излучения
При определении к. у. величины интенсив¬
ностей излучения получаются путем 'изме¬
рения интенсивности поля или плотности
потока мощности.
В фо-р-йуле для к. н. д. -интенсивности
излучения 1 являются относительными' ве¬
личинами, находимыми путем расчета по
диаграмме направленности. Так как к. у.
антенны всегда равен или меньше -к. н. д.,
то
Go=aD,
где G0 — к. у. относительно изотропного
источника;
D — к. н. д.;
а —коэффициент эффективности
Рис. 12-3-1. Измерение коэффициента усиления ме¬
тодом сравнения.
1 — испытуемая антенна (или эталонная антенна); 2 — фи¬
ксированный аттенюатор; 3 — приемник; 4 — индикатор; 5 —
передающая антенна; 6 — калиброванный переменный атте¬
нюатор: 7 — генератор; 8 — модулятор; 9 — детектор; 10 — из¬
меритель мощности.
где G — к. у. испытуемой антенны относи¬
тельно -произвольной эталонной
антенны;
у — к. у. этой эталонной антенны от¬
носительно изотропной антенны
(для антенн без -потерь у^1)-
б) Метод прямого сравнения. Так как
к. у. определяется сравнением двух ан¬
тенн, то логично измерять его методом
сравнения. На рис. 12-3-1 приведена ти¬
пичная блок-схемд установки для измере¬
ния к. у. (метод определения к. у. исполь¬
зуемого эталона описан ниже).
Для повышения точности измерения
следует устранить взаимодействие эталон¬
ной и испытуемой антенн путем разноса
их на подходящее -расстояние. Расстояние
между передающей и приемной антенна¬
ми должно удовлетворять соотношению
г, 2d2
R>—-
Отражения от близлежащих предме¬
тов должны -быть снижены до минимума
путем использования поглощающих мате¬
риалов и других мер предосторожности.
На входе приемника должен быть вклю¬
чен аттенюатор для согласования антенны
с приемником. Для .контроля мощности пе¬
редатчика должен «быть использован тер-
мисторный мост или другой измеритель
мощности. Это даст возможность прово¬
дить коррекцию уровня мощности в слу¬
чае его изменения. Коэффициент усиления
определяется следующим образом. Эталон¬
ную антенну присоединяют к приемнику и
ориентируют ее так, чтобы принимаемый
сигнал 'бы,л максимален. Устанавливают
удобный уровень излучаемой мощности и
отсчитывают сигнал на выходе приемника.
Показание измерителя мощности и отсчет
по , шкале аттенюатора обозначают через
Р\ и Wi соответственно. Затем заменяют
эталонную антенну испытуемой. Шкалу
аттенюатора устанавливают так, чтобы
сигнал на выходе приемника имел преж¬
ний уровень. Показание измерителя мощ¬
ности и отсчет по шкале аттенюатора обо¬
значают через Рч и W2 соответственно.
Если Р\ = Р2, то -корректировка не потре¬
буется и к. у. испытуемой антен¬
ны относительно эталонной будет
равен
Г -Ei
г ~ Wi •
Коэффициент усиления в децибе¬
лах
0ig=W2—Wlt
где W\ и W2 выражены в децибе¬
лах. Если уровень мощности
между измерениями изменился и
Ръ фР%> то фактический к. v. по
мощности
rn
Преобразуя в децибелы, получим:
откуда
Коэффициент усиления в децибелах
Qe^Gig + Pg^Wr-Wx + Pg,
где Wi и W2 выражены в децибелах.
Ошибки этих измерений обусловлены
главным образом следующими факторами:
'1. Приемная и передающая антенны
слишком близки друг -к другу и не нахо¬
дятся таким образом в «дальней зоне».
'2. Отражения от земли и близлежа¬
щих предметов интерферируют с прямым
излучением.
3. Антенны не ориентированы на макси¬
мум сигнала.
4. Частотные нестабильности аппара¬
туры или при использовании неселективно¬
го детектора (например, болометра);
прием сигналов других частот.
'5. Испытуемая антенна плохо согласо¬
вана (отметим, что присущие антеннам
потери из-за рассогласования снижают
эксплуатационную величину к. у.). Внеш¬
ние согласующие устройства могут умень¬
шить потери рассогласования, но если их
не использовать при фактической эксплуа¬
тации антенны, то оптимальная величина
к. у. не будет реализована.
в) Использование и калибровка ан-
тенн-эталонов коэффициента усиления.
Эталонными обычно называют антенны
с известным или калиброванным к. у.
В качестве эталона можно использовать
любую антенну, с которой можно сравнить
испытуемую. Следует ' помнить, что точ¬
ность получаемых результатов в значи¬
тельной степен-и определяется точностью,
с которой известен или может быть най¬
ден к. у. эталона.
Калибровка антенны с эталонным к. у.
может быть осуществлена двумя метода¬
ми. Первый метод требует применения
двух идентичных антенн. Во втором мето¬
де используются три произвольные антен¬
ны; при этом их к. у. может быть заранее
неизвестен.
Первый метод. Две идентичные антен¬
ны (рис. 1.2-3->1) должны быть разнесены
на расстояние R, соответствующее требо¬
ваниям дальней зоны и, кроме того, на¬
столько большое, чтобы можно было пре¬
небречь малой ошибкой в его измерении.
Пусть Wt—излучаемая, a Wr— прини¬
маемая мощность приемника, согласован¬
ного с антенной с помощью аттенюатора.
Аег и Aet — эффективные поверхности
двух антенн, AeT—Aet. Тогда
Aet — Аег — 4^
и, согласно формуле Ф р и и с а,
Процесс определения Wr и Wt описан
ниже.
'Ориентируют антенну на максимум
сигнала, устанавливают удобный уровень
излучаемой мощности и отмечают показа¬
ния приемника, термистор ного моста Рц
и установку шкалы1 аттенюатора Wt. Отсо¬
единяют передатчик от антенны и присо¬
единяют его непосредственно ко входу при¬
емника (через аттенюатор). Регулируют
установку аттенюатора до получения на вы¬
ходе приемника сигнала прежнего уровня.
Пусть при этом показание термисторного
моста равно Pt% а установка шкалы атте¬
нюатора Wr. Если Pt\ = Pt2„ то к. у. мо¬
жет быть получен из выражения для G0i
приведенного выше. Если мощность изме¬
нилась, то необходимо внести соответст¬
вующую коррекцию.
Второй метод. Если нет двух иден¬
тичных а!нтевн, то для определения к. у.
■можно использовать метод трех антенн.
В первом ряду измерений, принимая во
внимание, что ö0i ф G0ъ определяют
Проводя такие же измерения, как выше,
получают:
WT __ Go1Go2\2
Wt (4nR)*
и
V GoiGoz = x у Wt
Третья неизвестная антенна с к. y. G03 ис¬
пользуется для определения отношения
к. у. антенн / и 2. Пусть Gx и G2 — к. у.
антенн относительно антенны 5, получен¬
ные методом сравнения.
Тогда
G'^GJGz
G'=GolIGoz,
откуда
Got = G'Gq2 = ~о~^ Go2*
Подставляя ib предыдущую формулу, по¬
лучают:
1 fGl G2 Wr
У 07°02=ПГК W7'
Отсюда
69
Рис. 12-3-2. Измерение чувствительности системы.
1 — испытуемая система; 2 — детектор; 3 — индикатор; 4 — эталонная антенна;
5 — переменный аттенюатор; 6 — генератор; 7 — модулятор; 8 — измеритель
мощности.
Таким образом, для определения к. у.
трех антенн не требуется предварительного
знания .к. у. какой-либо из них.
г) Чувствительность. Чувствительность
приемной системы, подключенной к антен¬
не, представляет особенный интерес в тех
случаях, когда детектиро-ваиие 'происходит
на клеммах антенны. При этом знание
только входного сопротивления антенны и
ее к. у. еще ничего не дает, так как при
измерениях входного сопротивления или
к. у. характеристики детектора выпадают.
Более (прямой способ измерения чувст¬
вительности заключается в определении
напряженности поля у антенны для дан-
Рис. 12-3-3. Диаграмма направлен¬
ности (по полю, в линейном мас¬
штабе) . ;
Ной системы -и-ндикации. В результате по¬
лучают чувствительность системы в едини¬
цах плотности потока мощности. Пусть ан¬
тенна с »известным к. у. Go находится на
расстоянии R> соответствующем дальней
зоне, от испытуемой антенны. Испытуемая
антенна присоединяется к детектору и ин¬
дикаторной системе, как показано на
рис. 11'2-3-'2. Должны 'быть приняты меры
предосторожности, исключающие отраже¬
ния. Мощность на входе передающей ан¬
тенны .регулируют' до появления жела¬
тельных показаний в испытуемой системе.
При этом следует измерить мощность Р*
на входе передающей антенны и опреде¬
лить Ро 'по формуле
где Ро — в ваттах/л*2, если R — в метрах.
Ро и будет чувствительностью данной при¬
емной системы в рассматриваемом ре¬
жиме.
д) Коэффициент направленного дей¬
ствия (к. н. д.). Коэффициент направлен¬
ного действия выше определялся по фор¬
муле.
максимальная интенсивность излучения
К.Н.Д. = средняя интенсивность излучения
70
Точно также
Можно также написать
D 4 nUm
полная излучаемая мощность 9
где
полная излученная мощность =W=
='4я£/о.
■Коэффициент направленного действия
можно найти, исследуя и «интегрируя про¬
странственную диаграмму направленности
антенны, которая может быть получена
как расчетным, так и 'экспериментальным
путем ^предполагается, чго в антенне по¬
терь нет). При этом требуются относитель¬
ные, а не абсолютные значения макси¬
мальной 'интенсивности излучения и пол¬
ной излученной мощности.
На 1рис. 12-3-3 приведено одно плоское
Рис. 12-3-4. График Я(0) sin 0 в зависимо¬
сти от в.
сечение диаграммы направленности кон¬
кретной антенны. Для определения W по¬
требуется бесконечное число сечений, если
не сделать упрощающих предположений,
-обсуждаемых ниже. (Величина W равна
w = k^ F2(9, ?)sin edQdif,
где
F—относительная напряженность поля;
в — полярный угол;
Ф — азимутальный угол;
k — постоянный коэффициент.
Полагая, что максимальная интенсив¬
ность излучения .равна 1, a F от коорди¬
наты ф не зависит ,(последнее 'предположе¬
ние сделано для упрощения), получим:
Интеграл .в знаменателе может быть вы¬
числен численно 'или графически. Графиче¬
ский процесс требует построения графи¬
ка F2(<d) Sin в в зависимости от ©, пока¬
занного на рис. 12-3-4. Площадь под этим
графиком может 'быть «айдена с помощью
планиметра »или любым другим методом.
Для данной диаграммы эта площадь рав¬
на 0,064л и
Пер. [Л. 61-1, гл. 34].
12-4. ИЗМЕРЕНИЕ ФАЗОВОГО ФРОНТА
Для обеспечения правильной .работы
.антенн некоторых типов, например облуча¬
телей зеркал, необходимо определить их
эквифазные поверхности. Зная эти поверх¬
ности, можно найти эффективный центр
излучения антенны. Такие данные весьма
важны при 'разработке линзовых и зер¬
кальных систем, В' том числе и с отража¬
телями специальной формы. Для опреде¬
ления зквифазных поверхностей или ли¬
ний (фазовых фронтов) можно использо¬
вать различные методы. Наиболее простой
вариант сводится к отбиранию поля излу¬
чения испытуемой антенны и сравнению
этих проб с опорным сигналом, получае¬
мым непосредственно от источника оигна-
ла. Если предусмотреть возможность изме¬
нения амплитуды и фазы одного из сигна¬
лов (опорного или пробного), то, смеши¬
вая оба эти сигнала, можно получить в ре¬
зультате их интерференции либо максимум,
либо нуль. На рис. 12-4-*1 показана про¬
стая аппаратура для измерений этого ти¬
па. В передающую антенну подаются мо¬
ду лир ов*анные колебания в. ч., причем
часть этого сигнала ответвляется через со¬
гласованный постоянный ослабитель и (ре¬
гулируемый аттенюатор на кристалличе¬
ский или болометрический детектор для
использования в качестве опорного сигна¬
ла. Излучаемая энергия принимается виб¬
раторной антенной-зондом, расположенной
на некотором расстоянии от передающей
антенны. Для большинства применений
расстояние должно быть достаточно вели¬
ко, чтобы можно было точно найти центр
излучения. Уровень опорного сигнала
устанавливается так, чтобы он приблизи¬
тельно был равен сигналу, принимаемому
зондом. С выхода зонда сигнал подается
на тот же самый детектор, что и опорный
сигнал. 'Каретка зонда перемещается ра¬
диально относительно передающей антен¬
ны, пока в детекторе не получится нуле¬
вой отсчет. Это положение зонда записы¬
вается. Зонд затем перемещается на одну
длину волны в сторону антенны и на дли¬
ну волны от антенны, для того чтобы по¬
лучить второй и третий нули. Эти положе¬
ния также записываются. Медленно и
осторожно перемещая зонд по линии ну¬
ля, можно построить эквифазный фронт.
Описанная методика требует использова¬
ния гибких коаксиальных линий. Если дол¬
жен быть использован волновод или воз¬
можность перемещения зонда ограничена,
эквифазный фронт может быть получен
с помощью измерительной линии. В этом
случае опорный сигнал подается на детек¬
тор с помощью зонда измерительной ли¬
нии, как показано на рис. 12-4-2. Антенну-
зонд следует перемещать только по кругу
с (центром в месте нахождения передаю¬
щей антенны. Нуль в начальном положе¬
нии антенны-зонда получается путем пере¬
мещения зонда измерительной линии. Для
каждого положения антенны-зонда сме¬
щают зонд измерительной линии в новое
положение, соответствующее -нулевому от¬
счету. Изменение фазьг в долях смещения
зонда измерительной линии равно
2тсА S
АЧ=-^-.
Результаты измерений п.ри соответствую¬
щей обработке дают линии эювифазного
фронта.
Во всех этих измерениях необходимо
обеспечить хорошее согласование линий
для предотвращения фазовых ошибок,
71
72
Рис. 12-4-2. Измерение фазового фронта нулевым мето¬
дам с помощью измерительной линии.
Обозначения те же, что на рис. 12-4-1. 8 — радиус вращения;
11 — измерительная линия.
Рис. 12-4-1. Измерение фазового фронта нулевым
методом.
1 — модулятор; 2 — генератор; 3 — тройник; 4 — фиксирован¬
ный аттенюатор; 5 — переменный аттенюатор; 6 — зонд; 7 —
поглощающий материал; 8 — стойка; 9 — детектор; 10 — ин¬
дикатор.
Рис. 12-4-3. Измерение фазы с помощью гибрид¬
ного кольца.
Результирующее поле Е можно
записать как
Е = iEi sin (a>t — ßz) +
+ jE2 sin (cot — ßz+d).
При фиксированном z вектор E в за¬
висимости от времени описывает
эллипс при Ехф Е2, круг — при
Е\=Е2 и 6 = 90°, прямую линию —
при £i=0, или £2=0, или 6 = 0, или
6=180°. Эллиптическую поляризацию
можно также рассматривать как ре¬
зультат сложения двух волн с кру¬
говой поляризацией, как показано на
рис. 12-5^2. Если векторы двух по¬
лей с круговой поляризацией задать
в виде
обусловленных отражениями. Для этого
успешно используются аттенюаторы или
хорошо согласованные элементы.
Другой -метод, успешно »используемый
в предельно точных измерениях, заключа¬
ется :в применения коаксиального моста
или гибридной цепи 1(рис. L2-4-3). Сравни¬
ваемые сигналы ослабляются до близких
уровней и подаются в плечи моста через
калиброванные фазовращатели. Показа¬
ния на выходе моста будут зависеть от
фаз двух входных сигналов. Если симме¬
тричный выход нагружен на согласован-,
ную поглощающую нагрузку, то показание
на выходе остающегося плеча моста бу¬
дет минимально при синфазных и макси-
мально при противофазных входных сиг¬
налах. При .помощи -калиброванного фазо¬
вращателя в одном из плеч можно обес¬
печить любой из этих случаев и по шкале
фазовращателя определить разность фаз
между входными сигналами. Используе¬
мый детектор должен представлять собой
настраиваемый приемник с достаточно вы¬
сокой чувствительностью, поскольку приме¬
няется нулевой метод отсчета. Этот метод
обеспечивает более высокую точность, чем
метод индикации по максимуму. Можно,
однако, использовать любой из этих мето¬
дов. Пер. |[Л. 61-1, гл. 34].
12-5. ИЗМЕРЕНИЕ
ПОЛЯРИЗАЦИОННЫХ
ХАРАКТЕРИСТИК
Эллиптическую поляризацию можно
рассматривать как результат сложения
двух линейно поляризованных -волн одной
и той же частоты. В координатной систе¬
ме, изображенной на рис. 12-5-1, где на-
прявление распространения совпадает с
положительной осью Z, две линейно поля¬
ризованные волны могут быть записаны
>в -виде
Ex = EiSin(<üt—ßz)
и
Еу—E2si ni (со t—ßz+ö),
где ö—разность фаз между Ех я Еу.
то -компоненты в -главных плоскостях
будут
Ех=Ег cos (cotf+ßz)+£4 cos (of—ßz+ö'),
Еу=Ез sin (со^—(ßz)— £4 sin (со/—ßz+ö').
При фиксированных ßz вектор E будет
описывать эллипс при ЕъфЕ^ круг — при
Е3=Е4 и б'=90° и прямую линию — при
£з=0, или £4=0, или б'=0, или '6'= 180°.
В общем случае поляризационный
эллипс наклонен © пространстве относи¬
тельно координатных осей. Угол наклона,,
показанный на рис. 12-5-3, может быть рас¬
считан по формуле
(При рассмотрении эллиптической по¬
ляризации представл'яет интерес величина
«осевого отношения» или «эллиптичности»
излученной энергии. Менее распростране¬
но, но также интересно, особенно при ра¬
боте с широкими диаграммами, «поляри¬
зационное отношение». Осевым отношением
или эллиптичностью .называется отношение
большей и меньшей осей поляризационно¬
го эллипса в направлении максимума из¬
лучения. При некоторых 'конфигурациях
антенн отношение полуосей постоянно по
всему главному лепестку. В общем случае
Рис. 12-5-1. Ортогональные
линейно-поляризованные
компоненты волны с эллип¬
тической поляризацией.
.73
Рис. 12-5-2. Две волны с круговой поляризацией обра
зуют эллиптически поляризованную волну.
при конструировании эллиптически поляри¬
зованных излучателей результирующая
эллиптически поляризованная вол'ца обра¬
зуется сиз двух линейно поляризованных
волн, ориентир ав*анных под 90° друг «дру¬
гу /в пространстве. Если Е- и //-плоскост¬
ные диаграммы направленности каждого
из линейно поляризованного излучения не
одинаковы, то осевое отношение будет
в общем случае соответствовать только на¬
правлению главного максимума диаграм¬
мы. Поляризационное отношение, которое
определяется как отношение большой и
малой полуосей поляризационного эллип¬
са в любом направлении по диаграмме ан¬
тенны, можно использовать для более пол¬
ного описания поляризационных свойств
антенн.
'Необходимость в таком полном описа¬
нии имеет место в случае спиральных ан¬
тенн, антенн «в виде взаимно перпендику¬
лярных вибраторов, рупоров с двумя
взаимно перпендикулярными выступами,
антенны в виде взаимно перпендикуляр¬
ных рамок и так далее.
Для наиболее полного использования
любых поляризационных измерений необ¬
ходимо, чтобы их результаты
были представлены в наиболее
простой форме. Проведя .поля¬
ризационные измерения излу¬
чаемой волны, можно опреде¬
лить, как изменять антенну,
чтобы получить более совер¬
шенную круговую поляриза¬
цию. Следует рекомендовать
изображать результаты поля¬
ризационных измерений с по¬
мощью диаграммы Картера
(см. -ниже).
Для измерения поляриза¬
ционных характеристик волны
используются три метода:
1. Метод поляризационной
диаграммы, в котором опреде¬
ляется поляризация и направ¬
ление ©ращения вектора Е.
12. Метод линейных компо¬
нент, в котором измеряются
амплитуды и относительные
фазы двух «взаимно перпенди¬
кулярных линейно поляризо¬
ванных компонент волны.
3. Метод круговых компо¬
нент, в котором измеряются
амплитуды и относительные
фазы двух компонент волны с круговыми
поляризациями и противоположными на¬
правлениями вращения.
а) Метод поляризационной диаграм¬
мы. Линейно поляризованная направлен¬
ная антенна, смонтированная так, чтобы
она могла (вращаться вокруг своей про¬
дольной оси, .нагружается на детектор,
прокалибров-анный в единицах относитель¬
ной напряженности поля. При вращении
линейно поляризованной антенны сигнал,
принимаемый от эллиптически поляризо¬
ванной антенны, вычерчивает поляризаци¬
онную диаграмму, показанную на рис.
'12-5-4 сплошной линией. Пунктирная ли¬
ния изображает поляризационный эллипс.
Направление поляризации может быть
получено весьма просто путем сравнения
•сигналов, принимаемых двумя антеннами
с круговыми поляризациями — право- и ле-
вовращающейся. В антенне с совпадающим
Рис. 12-5-3. Наклонный по¬
ляризационный эллипс.
Рис. 12-5-4. Поляризационная диа¬
грамма (/) и поляризационный
эллипс (2).
74
направлением ©ращения принятый сигнал
будет больше.
В предельных случаях круговой и ли¬
нейной поляризаций поляризационная диа¬
грамма вырождается в окружность или
восымерку, а .поляризационный эллипс —
в круг и прямую линию соответственно.
б) Метод линейных компонент. В ме¬
тоде линейных компонент используют две
идентичные линейно поляризованные ан¬
тенны. ,Одна из этих антенн поляризована
горизонтально, другая—вертикально. От¬
ношение двух принятых сигналов равно
Е2JEi или Е\[Е2,
Ех=Е\ъ\тЦ:Ы—'ßz)
и
Еу=Z^sin {cot—ßz+ б).
Разность фаз б (может быть найдена путем
измерений фаз на измерительной линии,
как это описано выше.
Направление вращения — по часовой
стрелке для 0<б<180° и против часовой
стрелки для 0>iö>—!Ш0°.
Угол наклона эллипса может быть
определен по 'формуле
в) Метод круговых компонент. Для
возможности применения этого метода не¬
обходимо иметь две идентичные .антенны
с круговой поляризацией и противополож¬
ными направлениями! вращения. Можно ис¬
пользовать спиральные антенны левой и
правой намотки.
Осевое отношение |(Л/?) найдем, изме¬
рив относительные сигналы Еь и Еп, при¬
нятые антеннами с левым i(против часовой
стрелки) и правым i(no часовой стрелке)
вращениями по формуле
Если величина AR положительна, то волна
поляризована по часовой стрелке, если от¬
рицательна — то против часовой стрелки.
Угол наклона поляризационного эллипса
может быть определен при помощи линей¬
но поляризованной антенны.
г) Пояснение к трем методам измере¬
ния поляризации. Среди различных мето¬
дов, предложенных для измерения эллип¬
тической поляризации, последний наиболее
трудно реализовать. Необходимость в двух
идентичных антенных с круговыми поляри¬
зациями особенно при перекрытии широ¬
кого диапазона частот 'является ооновной
трудностью. Недостатком является также
необходимость применения дополнительной
линейно поляризованной антенны для опре¬
деления величины т.
'Первый и второй методы фактически
идентичны и рекомендуются для широкого
использования. Другой метод, использую¬
щий непрерывно вращающуюся линейно
поляризованную антенну, дает возможность
получить наиболее полную информацию
о .поляризации.
В общем случае, -когда требуется най¬
ти отношение осей, значительно проще и
быстрее комбинировать методы поляриза¬
ционной диаграммы и линейных компонент.
При этом измерения ведут © следующем
поряд(ке: с помощью одиночной линейно
поляризованной направленной антенны,
смонтированной так, что ее можно вращать
вокруг оси, определяют относительные ам¬
плитуды вертикально и горизонтально по¬
ляризованных принимаемых сигналов и по¬
лучают угол наклона поляризационного эл¬
липса отнооителыно горизонтали. Этим
определяются Е\, Е% и т, после чего весь¬
ма просто определить разность фаз по
формуле
(£?-£®)tg2*
cos S — 2ExEt
д) Построение поляризационных ха¬
рактеристик. Для построения характери¬
стик 'поляризации можно использовать ряд
диаграмм. Одной из наиболее подходящих
для этой цели является диаграмма Карте¬
ра, если соответствующим образом наиме¬
новать ее шкаль^. Диаграмма Картера
представляет собой диаграмму линии пере¬
дачи, на которой вычерчены линии посто¬
янной фазы с отсчетами на горизонтальной
шкале от —90° д'о 0 и от 0 до +90°, линии
постоянного модуля комплексного сопро¬
тивления, Обозначенные на вертикальной
шкале отсчетами от 0 до оо, и длины ли¬
нии в направлении к нагрузке, обозначен¬
ные на внешней шкале отсчетом от 0 до
Г80° в направлении против часовой стрелки.
Диаграмма может быть использована
для построения характеристики круговой
или эллиптической поляризации следующим
образом. Для эллиптической поляризации,
приходящей с левым вращением (против
часовой стрелки).
II. Отсчет ра (внешней шкале от 0 до
180° дает угол наклона поляризационного
эллипса; 0° соответствует вертикальной (ли¬
нейной) поляризации, 90° — горизонтальной
(линейной) поляризации; любая точка, по¬
мещенная на внешнем круге, соответствует
линейной поляризации с углом наклона,
указываемым положением этой точки.
2. Угол наклона поляризационного эл¬
липса измеряется против часовой стрелки
от положения, где главная ось вертикальна.
3. 'По вертикальной шкале отклады¬
вается отношение горизонтально и верти¬
кально поляризованных сигналов.
4. Если Еу—вертикально поляризован¬
ная компонента, а Ех—горизонтально по¬
ляризованная компонента, то для круговой
поляризации, приходящей с вращением
против часовой стрелки, при Еу, запазды¬
вающем отнооителыно Ех на 90°, б=—90°,
(б положительно, когда Ех запаздывает, и
отрицательно, когда Ех опережает); б
представляет со'бой р.аз<ностъ фаз между
Ех и Еу.
75
6. Если горизонтальная шкала соответ¬
ствует 0, то 6 = 0—90° и Ех опережает Еу
на »0=0—90°.
6. Отношение осей 'или коэффициент
эллиптичности дается «ругам« с радиуса¬
ми, равными нижней половине вертикаль¬
ной шкалы.
7. При построении графика, характери¬
зующего зависимость поляризации от ча¬
стоты, диаграмма может быть использова-
на дл'я перестройки антенны с целью полу¬
чения требуемого отношения осей или ко¬
эффициента эллиптичности). Пер. i[JI. 61-1,
гл. 3'4].
ГЛАВА 13
ИЗМЕРЕНИЕ ИЗЛУЧЕНИЯ
13-1. ИЗМЕРЕНИЕ ДИФРАКЦИИ
И РАССЕЯНИЯ
13-1-1. Обзор методов измерения ди¬
фракции и рассеяния. Пусть электромаг¬
нитное поле характеризуется электрическим
вектором Ei. Если в поле (внесено препят¬
ствие, то в .нем индуктируются токи сме¬
щения и проводимости, создающие поля,
которые совместно с первоначальным по¬
лем удовлетворяют граничным условиям
на поверхности препятствия. Если источник,
возбуждающий первоначальное поле, и
препятствие разнесены настолько, что вто¬
ричные волны не взаимодействуют с источ¬
ником, то
Ерез = Еца д 4" Ера с с»
где £Рез — результирующее или дифраги¬
рованное поле; £Пад—начальное или па¬
дающее поле в отсутствие рассеивателя и
Epa.cc—вторичное или рассеянное поле.
Если поле рассеяния взаимодействует с ис¬
точником, то уравнение следует изменить
так, чтобы £Пад представляло начальное
или падающее поле при наличии препят¬
ствия.
а) Методы измерения дифракции. При
измерении дифракции испытуемое препят¬
ствие помещается в поле источника излу¬
чения и зондом исследуется поле вокруг
препятствия, т. е. измеряется и записы¬
вается выходное напряжение зонда в за¬
Рис. 13-1-1. Устройство для из¬
мерения дифракции типа «па¬
раллельных пластин».
а — горизонтальный разрез; б — вер¬
тикальный разрез; 1 — параболиче¬
ский цилиндр; 2 — препятствие; 3 —
■подвижная плата; 4 — зонд; 5 — по¬
глотитель; 6 — область параллель¬
ных пластин.
висимости от его положения. 'Вообще гово¬
ря, выход зонда должен давать информа¬
цию об амплитуде, фазе и поляризации.
Однако практически невозможно осущест¬
вить универсальную конструкцию, пригод¬
ную для всех видов дифракционных изме¬
рений.
Пример устройства для измерения по
методу параллельных пластин
показан на рис. 13-Ы. Оно применяется
для изучения цилиндрических препятствий
бесконечной зювивалентной длины при па¬
раллельности электрического поля оси ци¬
линдра. Расстояние между пластинами
делается меньше Х/2 для распространения
волны только типа ТЕМ, излучаемой не¬
большим рупором. Эти колебания направ¬
ляются на коллиматор в виде параболиче¬
ской отражающей полосы с тем, чтобы
в основной области между параллельными
пластинами была плоская волна. Можно
показать, что размеры области параллель¬
ных пластин целесообразно выбрать сле¬
дующими: ширина 80 X, длина 90 X и воз¬
буждать ее полупарабол’ическим цилиндром
с фокальной длиной 40А,; при этом может
быть получено падающее поле, однородное
по амплитуде в пределах 0,25 дб, плоское
по фазе в пределах поперечного размера
в 8%; рассеянная энергия, возвращающаяся
при этом в испытательное пространство пу¬
тем отражений от границ области парал¬
лельных пластин примерно на 40 дб ниже
мощности первичной волны. Зонд для элек¬
трического поля состоит из удлиненного
центрального проводника коаксиальной ли¬
нии, -соединенного с коаксиальным или вол¬
новодным настраивающим приспособлением
и затем с приемником. Возникновение по¬
лей рассеяния от зонда можно ограничить,,
если взять длину зонда меньше Я/4 и ли¬
нию передачи с высоким входным сопро¬
тивлением. Расстояние между зондом и
препятствием обычно должно 'быть не ме¬
нее Х/2 или X. С помощью соответствую¬
щих приспособлений зонд может плавно'
передвигаться вдоль поперечных линий на
различных расстояниях от препятствия.
Для регистрации фазы в одном пол¬
ностью автоматизированном приборе при¬
меняется преобразование опорного сигнала
и сигнала зонда в промежуточную частоту
30 Мгц. Для поддержания равенства ам¬
плитуд сигналов используются ограничи¬
вающие усилители на промежуточной ча¬
стоте, затем сигналы смешиваются в фазо¬
76
вом детекторе, выход которого использует¬
ся для установки опорного фазовращателя.
В другой более сложной системе ис¬
пользуются гомодинный принцип (прием
<на нулевых биениях) и сигнал зонда моду¬
лируется со звуковой" частотой балансным
модулятором для создания выхода с двумя
боковыми полосами без несущей. Опорный
сигнал проходит через переменный фазо¬
вращатель, смешивается с сигналом зонда
и детектируется. Сигнал н. ч. после детек¬
тора ИхМеет две компоненты: одну 'основной
частоты модуляции и другую (отфильтро¬
ванную) на двойной частоте модуляции.
Основная компонента изменяется по ампли¬
туде, как косинус фазового угла опорного
сигнала; она проходит через нуль, когда
опорный сигнал сдвинут на 90° относитель¬
но первоначальной несущей. Поскольку
условие нуля не зависит от относительных
значений амплитуд сигналов '(зондового и
опорного), то выход детектора можно по¬
дать на следящую систему управления
опорным фазовращателем. Однако посколь¬
ку амплитуда выхода детектора на основ¬
ной частоте при разбалансе зависит от от¬
носительных амплитуд сигналов зонда и
опорного сигнала, следящая система долж¬
на быть снабжена а. р. у.
Блок-схема такой системы приведена
на рис. 13-1-2. Линию передачи рекомен¬
дуется делать волноводной с применением
вращающих-ся соединений, сдвиг фазы в ко¬
торых не меняется при вращении. Баланс¬
ные модуляторы рекомендуется применять
фер-ритового типа. Сложение двух сигналов
в фазоизмерительной схеме требует обеспе¬
чения соответствующей развязки между
каналами. Это достигается подачей сигна¬
лов в Е- и Я-плечи двойного тройника и
сложением выходов согласованных кри¬
сталлических детекторов, подключенных к
двум другим плечам. Выход амплитудного
детектора имеет частоту, вдвое большую
.модулирующей частоты. Модуль и фаза
напряжения зонда записываются автомати¬
чески, причем модуль удобнее записывать
на логарифмическом самописце, а фазу —
на линейном Ленты обоих самописцев пе¬
ремещаются следящими системами, вход¬
ные напряжения которых являются функ¬
цией положения зонда.
Имеются и другие схемы записи ам¬
плитуды и фазы поля. Так, например, мож¬
но применить схему когерентного детекти¬
рования, дающую возможность >рмерять
разность фаз между двумя сигналами не¬
одинаковой амплитуды (рис. 13-1-3). При
измерении фазы опорный сигнал, получен¬
ный от источника с. в. ч. через направлен-,
ный ответвитель, подается на прецизионный’
фазовращатель и на плечо Е двойного
тройника. Напряжение с зонда подается
в плечо Н. К остальным плечам подключе¬
ны согласованные полупроводниковые дио¬
ды или болометры, выходы которых .посту¬
пают *в мостовую схему, где измеряется их
эазность. Разность напряжений равна ну¬
лю, когда сигналы отличаются по фазе на
90°, независимо от их амплитуд. ‘При руч¬
ной работе достаточно отрегулировать фа¬
зовращатель на нулевой выход в каждом
Рис. 13-1-2. Измерение фазы и ам¬
плитуды гомодинным методом.
1 — блок питания; 2 — клистрон; 3 — на¬
правленный ответвитель; 4 — балансный
модулятор; 5 — источник модуляции, со; 6—
антенна; 7 — зонд; 8 — детектор; 9 — на¬
строенный усилитель, 2со; 10 — приемник;
// — фазовращатель; 12—потенциометр; 13—
изолятор; 14 — полупроводниковый диод;
15 — настроенный усилитель, со; 16 — следя¬
щая система; 17 — сервомотор; 18 — двой¬
ной тройник.
положении зонда и отсчитать изменение
фазы. При автоматической работе выход
моста можно использовать как сигнал
ошибки для работы следящей системы,
устанавливающей фазовращатель на ба¬
ланс.
Для измерения амплитуды часть сиг¬
нала зонда отбирается направленным от¬
ветвителем, детектируется, усиливается и
.воздействует на самописец.
Точность измерения фазы описанными
устройствами в 3-см диапазоне волн равна
около ±0,5°, если зонд можно устанавли¬
вать с точностью около ±0,025 мм. В дру¬
гом типе устройств для измерения дифрак¬
ции используется метод отражаю¬
щей плоскости. Эти устройства при¬
годны для изучения полей дифрагирован¬
ных объектами, имеющими одну плоскость
симметрии. Например, шарами, эллипсои¬
дами, сфероидами и цилиндрами, но их
применение ограничено изучением нормаль¬
ного поля в одной плоскости.
Поля дифракции трехразмерных объек¬
тов, не имеющих плоскости симметрии,
можно измерять только методами с в о-
б одного пространства, при кото-
Рис. 13-1-3. Автоматизированное
устройство для записи фазы и ампли¬
туды.
1 — блок питания; 2 — клистрон; 3 — моду¬
лятор; 4 — направленный ответвитель; 5 —
изолятор; 6 — антенна; 7 — зонд; 8 — детек¬
тор; 9 — настроенный усилитель; 10 — при¬
емник; 11 — фазовращатель; 12 — потен¬
циометр; 13 — двойной тройник; 14 — мост;
15 — следящая система; 16 — сервомотор.
77
Рис. 13-1-4. Измерение рассеяния мето¬
дом сбалансированного моста незатухаю¬
щих колебаний.
1 — блок питания; 2 — клистрон; 3 — двойной
тройник; 4 — согласованная нагрузка; 5 — ан¬
тенна; 6 — объект; 7 — изолятор; 8 — феррито¬
вый модулятор; 9 — детенктор; 10 — самописец.
рых препятствие подвешивают в -поле, уда¬
ленном от мешающих предметов.
б) Методы измерения рассеяния. Ос¬
новная трудность при измерении поля рас¬
сеяния заключается в том, что оно долж¬
но быть как-то отличено от падающего
поля. Его можно измерять косвенно, изме¬
ряя -сначала падающее поле, затем общее
или поле дифракции, и, наконец, вычитая
одно из другого по точкам для получения
поля рассеяния. Его »можно также измерить
непосредственно методами, которые позво¬
ляют отличить компоненты рассеяния от
общего поля. Из-за трудности измерения
очень редко удается определить полную
диаграмму рассеяния для данного направ¬
ления прихода падающей волны. Обычно
измеряют поле рассеяния в данном направ¬
лении относительно направления прихода
падающего поля для различных аспектов
препятствия. При этом »измеряют обычно
только амплитуду .поля рассеяния и отно¬
сят ее к амплитуде падающего поля с по¬
мощью эквивалентной рассеи¬
вающей площади объекта. Пусть
плоская волна -Епад падает на препятствие
из направления 0Пад, Фпад. Обозначим поле
рассеяния в направлении @расс, Фрасс че¬
рез £Расс'(в, Ф). Тогда эквивалентная рас¬
сеивающая площадь в этом направлении
Ризотр
0 === “с *
опад
где /?изотр — полная 'Мощность, рассеянная
гипотетическим изотропным рассеивателем,
Рис. 13-1-5. Измерение поля
рассеяния методом разделения
пространства.
1 — передающая антенна; 2 — зерка¬
ло; 3 — объект; 4 — приемная ан¬
тенна; 5 — поглотитель.
создающим напряженность поля £рассг
а 5пад—вектор Пойнтинга падающей вол¬
ны £Пад. Если направление 0расс, Фрасс
совпадает с направлением падающей вол¬
ны, что имеет место в моностатичеакой ра¬
диолокационной системе, то ст называете*
эквивалентной обратно рассеи¬
вающей площадью. При бистатиче-
ских радиолокационных системах интерес
представляет эквивалентная рассеивающая
площадь в направлениях, отличающихся от
направления падающей волны.
Один из наиболее часто применяемых
способов измерения рассеяния называется
методом сбалансированного
моста незатухающих колебаний
(рис. 13-1-4).
Энергия от тщательно стабилизиро¬
ванного источника подается в плечо Н
двойного тройника и делится между боко¬
выми плечами, одно из которых замкнуто
на согласованную нагрузку, а другое при¬
соединено к общей приемно-передающей
антенне. Плечо Е присоединено к детекто¬
ру через ферритовый изолятор и феррито¬
вый .модулятор. 'Выход детектора усили¬
вается и записывается логарифмическим'
самописцем.
Перед работой аппаратура включается^
при отсутствии препятствия. Двойной трой¬
ник регулируется на минимальный выход
детектора — процесс, в котором утечка сиг¬
нала генератора & приемник через тройник,
используется для компенсации по-бочных
полей, рассеиваемых ближайшими предме¬
тами и краями заземленной пла'стюны. Объ¬
ект, обратно рассеивающая площадь кото¬
рого может быть рассчитана, как, напри¬
мер, полушар или цилиндр, устанавливает¬
ся затем над заземленной пластиной и от¬
мечается величина принятого сигнала. Это
позволяет прокалибровать прибор и тогда
рассеивающие площади других объектов
легко измеряются. Однако этот тип прибо¬
ра имеет ряд недостатков. Например, рас¬
стояние между источником и препятствием
обычно должно быть порядка не менее
50 X. При этом заземленная пластина долж¬
на иметь длину от 50 до 100 X, вследствие*
чего получаются разности хода до 200 X
между сигналом утечки, попадающим в де¬
тектор через тройник, и ‘сигналом, попа¬
дающим в детектор путем побочных отра¬
жений. Поэтому надо очень тщательно ста¬
билизировать частоту источника схемой
а. р. ч. и помещением генератора в масля¬
ный термостат. Обычно уровень пюбочных
отражений лежит на *100—110 дб н-иже^
сигнала генератора, тогда как среднее зна¬
чение сигнала, рассеянного объектом, -на
70—80 дб ниже .этого уровня. Поэтому
даже очень тщательную регулировку трой¬
ника обычно удается сохранить в течение
только короткого времени.
Некоторые преимущества имеет вари¬
ант этого .метода, в котором применены
раздельные передающая и приемная ан¬
тенны.
Существенно отличный метод показан
на рис. 13-1-5. Прямой и рассеянный сиг¬
налы разделяются в пространстве с помощью
частично отражающего диэлек*
78
т 'р и ч е «с к о г о з е р к а л а. Теоретически
метод обеспечивает значительную развязку
между передатчикохм и приемником ib от¬
сутствие рассеивателя, но практически по¬
бочные сигналы создают помеш, и в ре¬
зультате развязка (получается того же
порядка, как в описанном выше устрой¬
стве.
В третьей системе используется доп¬
плеровский сдвиг частоты сигнала
рассеяния для отделения его от сигнала
утечки. Между параллельными пластинами
имеется область длиной 3,6 м и шириной
1,8 ж, возбуждаемая рупором на (волне
около 3 см. Препятствие, -например, ци¬
линдр, покрытый диэлектриком, помещен
между двумя дисками диаметром '88 см «а
расстоянии 30,5 см от их центров; диски
расположены на расстоянии 91,5 см от
удаленного конца пластин.
Источник незатухающих колебаний
подключается к плечу Я двойного тройни¬
ка и далее колебания поступают к антенне
через одно из баковых плеч. Диски с пре¬
пятствием вращаются со скоростью не¬
скольких »сотен оборотов в минуту и фаза
рассеянного сигнала меняется на несколько
длин волн из-за изменения длины пути.
Сигнал рассеяния возвращается в антенну
и поступает к детектору в плече Е трой¬
ника. Здесь он вмешивается с сигналом
утечки от генератора и создает колебания
н. ч., частота которых соответствует доп¬
плеровскому сдвигу, а амплитуда — ампли¬
туде поля рассеяния.
При больших объектах применяется
метод электромагнитного мо¬
дели р о в а н и я. Измерения по методам
отражающей плоскости, параллельных пла¬
стин и свободного пространства могут вы¬
полняться в неотражающих помещениях.
Для исследования больших радиолокацион¬
ных целей применяется метод разделения
прямого и рассеянного сигналов, поступаю¬
щих в приемник, по времени -с помощью
импульсной техники. Излучаются
очень короткие импульсы в. ч. энергии
(около 0,08 мксек) с частотой повторения
порядка 1 500 гц. Аттенюатор в схеме при¬
емника, управляемый -следящей -системой,
поддерживает постоянным выход приемника
и приводит в движение перо, регистрирую¬
щее положение аттенюатора. Измерения за¬
трудняют эхо-сигналы от поддерживающих
устройств. Главным же неудобством -им¬
пульсного метода являются необходимость
помещения объекта на расстоянии не ме¬
нее 100—120 м и необходимость примене¬
ния достаточно больших объектов. Одна¬
ко современная техника позволяет гене¬
рировать импульсы продолжительностью
0,02 мксек и даже при меньшей мощности
порядка 0,002 мксек ((.на ча-стоте, например,
35 Ггц), что дает возможность проводить
испытания в помещениях.
При ‘бистагических радиолокационных
устройствах применимы двухрупорный ме¬
тод незатухающих колебаний и импульсный
метод. В обоих случаях объект фиксирует¬
ся относительно передающей антенны,
а приемная антенна передвигается по дуге,
будучи постоянно направленной на объект.
Рис. 13-1-6. Измерение распределен
ния поля методом модулированное
го рассеяния.
1 — источник немодулированных коле-,
баний; 2 — направленный ответвитель;
3 — двойной тройник; 4 — согласованная
нагрузка; 5 — антенна; 6 — двойной
тройник схемы когерентного детектора;
• 7 — детектор; 8 — выход; 9 — фазовра*.
щатель; 10 — диод-рассеиватель; 11 —
проводящие нити; 12 — источник моду¬
ляции.
Побочные отражения устраняются компен¬
сацией или селекцией по времени.
в) Измерение ближнего поля методом^
модулированного рассеяния. Метод моду¬
лированного рассеяния устраняет трудно¬
сти, обусловленные побочным рассеянием.,.
Блок-схема устройства показана на рис.
'13-1-6. Антенна возбуждается смодулиро¬
ванными колебаниями через двойной трой¬
ник. Линейный рассеиватель заменяется
германиевым диодом длиной примерно,
1 см, подвешенным на двух слабопроводя-.
щих |(покрытых аквадагом) нитях. Нити
служат для подачи тока от источника мо-.
дуляции на диод. За счет нелинейности со¬
противления диода рассеив-аемый сигнал-
модулирован частотой источника модуля¬
ции. Рассеянный сигнал, поступающий в,
двойной тройник через антенну, выходит
из плеча Я и подается в плечо Я другого
двойного тройника, входящего в схему ко¬
герентного детектора. Смодулированный
опорный сигнал подается в плечо Е через
фазовращатель. Колинеарные плечи трой¬
ника замкнуты на согласозанные диоды,
выходы которых подаются на мост. На вы¬
ходе когерентного детектора получаются
напряжения, пропорциональные U cos а и-
U sin а, зависящие от фазы опорного сиг¬
нала; U cos а и U sin а — квадратурные со¬
ставляющие рассеянного сигнала. Таким
образом, можно определить модуль и фазу
рассеянного сигнала и поля в раскрьгве ан¬
тенны. Метод применяется не только при
рупорных и зеркальных Антеннах, но и при
многовибраторных. Реф. [Л. 59-5].
13-1-2. Измерение квадратурных (во.
времени) составляющих поля методом мо-
дулированного рассеяния. Амплитуда и
фаза поля, создаваемого произволыными-
рассеивателями, вычисляется по результа¬
там измерения компонент поля, сдвинутых
во времени на 90°.
Такие измерения производятся при ре¬
шении задач синтеза рассеивающих тел
с помощью матехматической модели в фор-
79
Рис. 13-1-7. Моностатическая система измерения
квадратурных (во времени) составляющих поля рас¬
сеяния.
/ — клистрон (8,2—>12,4 Ггц); 2 — изолятор; 3 — согласователи;
4 — направленный ответвитель 20 дб\ 5 — двойной тройник;
6 — рупорная антенна; 7 — рассеиватель; 8 — опорная петля;
9 — фазовращатель; 10 — аттенюатор; 11 — волномер; 12 —
гибридный тройник; 13 — ферритовый модулятор; 14 — уси¬
литель; 15 — генератор 1 кгц (камертонный); —усилитель
1 000±2 гц\ 17 — прерыватель; 18 — самописец.
Рис. 13-1-8. Бистатическая система измерения квад¬
ратурных (во времени) составляющих поля рассея¬
ния.
Обозначения те же, что на рис. 13-1-7, и 19 — петля баланса;
20 — ответвитель 3 дб\ 21— кабель.
80
Рис. 13-1-9. Квадратурные составляющие поля рассея¬
ния шара, окружностью 2,15 Я, вращающегося вокруг
оси, проходящей на расстоянии Я/4 от центра,
а — ß=0°; б —ß=90°; /=9,38 Ггц.
ме матрицы. Иногда синтез выполняется
путем представления рассеивающего тела
состав ленным из ряда меньших рассеиваю¬
щих тел, (например шаров различных раз¬
меров, находящихся .на различных расстоя¬
ниях; 'и © этом случае исходные данные
получаются измерением квадратичных -со¬
ставляющих -поля.
!На рис. ГЗ-1-7 показана блок-схема мо-
ностатической системы измерения поля
рассеяния. Опорный -сигнал генератора, ре¬
гулируемый по фазе и амплитуде, посту¬
пает в одно из ортогональных плеч двой¬
ного тройника. Принятый модулированный
сигнал рассеяния поступает в другое орто¬
гональное плечо; раз'вязка сигналов обеспе¬
чивается согласованием .нагрузок колинеар-
ных плеч. Поддержание баланса* двойного
тройника является чрезвычайно важным
-в этой моностатической »системе. Примене¬
ние хорошей стабилизации частоты и по¬
гружение клистрона в масляную ванну поз¬
воляет поддерживать баланс на уровне
более 100 дб ниже уровня мощности гене¬
ратора .в течение нескольких .минут. При
этом тела с рассеивающей площадью при¬
мерно в одну квадратную длину волны
дают разбаланс в двойном тройнике поряд¬
ка 20 дб.
На рис. 13-1-8 приведена блок-схема
бистатической системы измерения рассея¬
ния. Здесь развязка между передатчиком и
приемникам обеспечена пространственным
разносом их и применением петли ба¬
ланса.
В дальнейшем предполагается так из¬
менить детектор в обеих системах, чтобы
можно было одновременно записывать обе
составляющие с помощью двухканального
самописца.
Вся система установлена в неотражаю¬
щей камере для устранения влияния »ветра.
В качестве эталона при калибровке исполь¬
зуется шар, поле рассеяния которого
(амплитуду и фазу) можно рассчитать;
пример показан на рис. 13-1-9. Реф.
[Л. 60-61].
13-1-3. Другие методы и
устройства. Измерение поля ди¬
фракции методом модулиро¬
ванного рассеяния [Л. 62-63].
Измерение полей с. в. ч.
в свободном пространстве ме¬
тодом возмущения {Л. 55-8].
13-2. ИЗМЕРЕНИЕ
НАПРЯЖЕННОСТИ ПОЛЯ
13-2-1. Обзор методов измере¬
ния напряженности поля.
а) Основные методы изме¬
рения. Основными методами
измерения являются метод
эталонной антенны и метод
эталонного поля. В первом
случае используется эталонная
антенна известных размеров и
формы, и напряженность поля
вычисляется по этим данным и
по результатам измерения на¬
пряжения, индуктированного
в антенне. При втором методе
напряжение, индуктированное в антенне
радиоволной, сравнивается с напряжением,
индуктированным в той же антенне полем
эталонного генератора. В частном случае
измерений на с. в. ч. измеряемой величи¬
ной является мощность, поглощаемая ан¬
тенной, а не напряжение, индуктированное
в антенне.
Метод I — метод эталонной антенны.
Схема измерения показана на рис. 13-2-1.
Параметры эталонной антенны вычисляют¬
ся или измеряются i(cm. раздел г). Антенна
питает устройство для измерения .напряже¬
ния, обычно приемник с известными и ре¬
гулируемыми характеристиками. Приемник
калибруют по источнику эталонного напря¬
жения, регулируемого в широких пределах.
Блок-’схем.а измерительной установки пока¬
зана на рис. 13-2-2.
Отношение напряжения, индуктируемо¬
го в антенне, к напряженности электриче¬
ского поля, создающего это напряжение,
равно действующей высоте антенны. Антен¬
на обычно связана с устройством для изме¬
рения напряжения так, что измеряемое
в действительности напряжение является
не индуктированным напряжением, но на¬
ходится с ним в определенном отношении,
определяемом коэффициентом пере¬
дачи напряжения.
Метод 11 — метод эталонного поля. По
этому методу поле создают 'генератором
сигнала и вычисляют по величине тока (или
мощности), в антенне, по размерам антен¬
ны и по расстоянию от антенны (с уче-
Рис. 13-2-1. Измерение напряженно¬
сти поля методом эталонной антенны.
6 Измерения в электронике, т. II
81
Рис. 13-2-2. Блок-схема измерителя напря¬
женности поля, работающего по методу эта¬
лонной антенны.
1 — генератор сигнала; 2 — малая катушка связи;
3— входные зажимы приемника; 4 — приемник;
5 — смеситель и гетеродин; 6 — аттенюатор п. ч,.
7 — усилитель п. ч.; 8 — второй детектор; 9 — уси¬
литель н. ч.
том влияния земли). Эквивалентное на¬
пряжение, индуктированное этим полем
в данной точке, измеряют приемни¬
ком. Сравнение напряжений, индуктирован¬
ных известным и неизвестным полями,
ггоз)Воляет «вычислить напряженность поля
неизвестного излучения.
Имеются две •разновидности' «метода
эталонного п-оля: -метод поля индукции для
более низких частот и метод поля излуче¬
ния для более высоких частот.
Метод поля индукции. На частотах
ниже 30 Мгц часто применяются для пере¬
дачи и приема рамочные антенны, располо¬
женные на небольшом расстоянии друг от
друга '(рис. 13-2-3). Фактически измеряе¬
мой величиной является напряженность
магнитного поля Я, но результаты измере¬
ния обычно выражаются через напряжен¬
ность эквивалентного электрического по¬
ля Е (в/м) плоской волны в свободном
пространстве
E^ZH,
где Z — полное сопротивление 'Свободного
пространства, .равное 377 ом. При близко¬
расположенных антеннах отражениями от
земли и близлежащих предметов можно
пренебречь. При од но витков ой передающей
рамочной антенне и коаксиальной приемной
•рамочной антенне величина эквивалентного
электрического поля равна
ние тока в передающей .рамке (при равно¬
мерном распределении); к |[.м] — длина вол¬
ны; d [л] — .расстояние между передающей
и приемной -рамками; г\ [м]—'радиус пе¬
редающей рамки; г2 М — радиус приемной
рамки.
Расстояние между рамками может
быть порядка нескольких метров, если
df>10ri. Высота над землей ил*» .расстоя¬
ние до соседних 'больших отражающих
предметов должно быть значительно боль¬
ше d.
За исключением поправочного члена
(2TCd/X)2 напряженность поля индукции не
зависит от частоты. Если d равно 1 м, то
поправочным членом на частотах ниже
5 Мгц можно пренебречь.
Если N=*1, ri = 0,l л«, d= 1 м и 7=1,0 а,
то Е ipaiBiHO примерно 2 в/м.
Для того чтобы распределение тока
в рамке можно было -считать .равномерным,
длина одного витка должна быть меньше
Х/8. Это относится одинаково к круглым,
квадратным и прямоугольным рамкам.
Метод поля излучения. На частотах
выше 30 Мгц обычно применяются диполь-
■ные антенны для приемника и передатчика
(рис. 13-2-4). Измерения и вычисления зна¬
чительно упрощаются, если условия выбра¬
ны так, что можно учитывать только пря¬
мую и отраженную от земли волны, и если
коэффициент отражения земли очень бли¬
зок к —1. Это имеет место обычно на ча¬
стотах от 3 до 300 Мгц при горизонталь¬
ной поляризации и расстоянии между ан¬
теннами много большем, чем -сумма высот
антенн над землей. При 2nh\h2l% d^ lU и
d^ \(y(hi + h2) и горизонтальной поляриза¬
ции напряженность поля над плоской зем¬
лей равна
240n*h\h2lnI
Е [в[м] — А2^2 •
где /д — действующая вьгсота передающей
антенны в метрах; I — ток в антенне
в амперах; коэффициент отражения земной
поверхности принят равным —1.
Для диполя
где £д — действительная длина диполя
в метрах. Если неудобно пользоваться ди¬
полем, то можно применить одновишовую
Н а Н
Рис. 13-2-4. Метод поля излучения.
82
Рис. 13-2-3. Метод поля индукции.
здесь S [м2] — площадь передающей ра¬
мочной антенны; N — число витков пере¬
дающей .рамки; / {а] — действующее значе-
рамку, если ее диаметр много меньше, чем
длина (волны. Действующая высота такой
рамки
2 nS
/д — х ,
где S — площадь .рамки в м2; распределе¬
ние тока .в »рамке считается .равномерным.
Коэффициент усиления антенны прием¬
ника «может быть определен с помощью
эталонного поля при (горизонтальной -поля¬
ризации.'Пас ле этого приемник может быть
использован для из-мерения полей с верти¬
кальной поляризацией.
б) Измерения на с. в. ч. На с. в. ч.
во многих случаях целесообразно поле вы¬
ражать через плотность потока мощности
(в ваттах на квадратный метр), а не
■в вольтах на метр.
Метод I — метод эталонной антенны.
Схема измерения приведена на »рис. 13-2-5.
Вход эталонной антенны и вход приемника
должны быть согласованы с волновым со¬
противлением линии передачи. Эталонной
антенной служит .pynoip или полуволновый
диполь. В расчет входят данные измерения
мощности на выходе линии передачи.
Если -известен коэффициент усиления
приемной антенны (с учетом потерь в ли¬
нии передачи), то плотность потока мощ¬
ности
4ти Р пр
р \-вт№=о^к*’
где РПр — принятая мощность (т. е. посту¬
пившая в согласованную нагрузку) в ват¬
тах; GПр—коэффициент усиления прием¬
ной антенны (по отношению к изотропному
излучателю).
'Плотность потока мощности -равна
£2/l;20jt; поэтому напряженность электри¬
ческого поля
Метод II — метод эталонного поля.
Передающая антенна .в ‘свободном про¬
странстве, имеющая коэффициент усиления
Gi, при мощности на ее входе Р\ создает
(l/4jt)PiG! ватт на единичный телесный
угол в направлении максимального излуче¬
ния. Плотность потока мощности (|в ваттах
на кв. метр) на расстоянии d от антенны рав¬
на P\G\fAnd2 или £2/120jt, где Е — напря¬
женность поля на то*м же расстоянии. От¬
сюда
„г , , 30PXGX
Е [в 1м] = у 2 ’
где £ — напряженность поля в -свободном
пространстве (действующее значение); Pi —
мощность на входе передающей антенны
в ваттах; G\ — коэффициент усиления пере¬
дающей антенны; d — расстояние между
передающей и приемной антеннами в метрах.
Если 2nh\h2l%d<1 U, d>l0(hi-\-h2) и коэф¬
фициент отражения от земли равен —1, то
напряженность поля равна
где hi — высота передающей антенны в му
h2 — высота приемной антенны в м. При
этом -считается, что угол падения отражен¬
ной от земли волны и ширина диаграммы
направленности передающей и приемной
антенн таковы, что .нет значительного »раз¬
личия между волнами прямой и отражен¬
ной от земли.
Неровности почвы на испытателын-ой
площадке искажают поле в месте приема и
точность измерений может понизиться. Ис¬
кажения можно уменьшить применением
решеток из прямых параллельных прово¬
лок, расположенных под прямым углом
к направлению передачи между антеннами.
Они должны быть расположены достаточно
высоко, чтобы экранировать приемную или
передающую антенну от прямых отражений
от земли. В этом случае расчет произво¬
дится как в 'случае передачи в свободном
пространстве.
в) Измерение излучения. Мощность
излучения обычно определяется сравнением
измеренной напряженности поля «с теоре¬
тическим значением поля -идеализирован¬
ной антенны, имеющей ту же высоту.
Методы измерения на низких и сред¬
них частотах. Для простой вертикальной
заземленной антенны эквивалентная мощ¬
ность при передаче земной волной полу¬
чается измерением силы поля на земле и
на различных расстояниях от антенны, при¬
нимая, что антенна находится над землей
на расстоянии не большем одной длины
волны. Излученная мощность получается
из выражения
Р = (Е1/Е^,
где £i—измеренная напряженность поля
на расстоянии 1 км (обратно пропорцио¬
нальная расстоянию); Е2 — напряженность
поля на ‘расстоянии 1 км от идеальной за¬
земленной вертикальной антенны, имеющей
ту же эффективную длину, что и действи¬
тельная антенна и мощность излучения
1 вт. Коэффициент полезного- действия из¬
лучения есть отношение эквивалентной из-
6*
83
Рис. 13-2-5. Метод эталонной ан¬
тенны на с. в. ч.
Рис. 13-2-6. Калибровка рамочной ан¬
тенны.
лученной мощности Ри к мощности на вхо¬
де антенны РВх:
71= 100 4=-.
Гвх
Методы измерения на высоких часто¬
тах. На более высоких частотах на изме¬
рение влияют характеристики направлен¬
ности. Напряженность поля измеряется «а
данном расстоянии и в данном направле¬
нии от передатчика. Тогда эффективная из¬
лученная мощность в данном направлении
где d — расстояние в метрах, Е0 — напря¬
женность поля прямой (ВОЛНЫ '(в свободном
пространстве) в -вольтах «а метр. Если от¬
ражениями от земли 'пренебречь .нельзя, то
эффективная мощность излучения может
быть определена путем сравнения ® месте
приема напряженности поля, излученного
измеряемой антенной, с напряженностью
поля, излученного эталонной антенной, рас¬
положенной -на той же .высоте и © том же
месте. Эталонная антенна должна иметь
такую же вертикальную направленность,
как и испытуемая антенна. Эталонной ан¬
тенной -обычно служит рамка или тонкий
диполь на частотах до 50 Мгц. Сначала
определяют напряженность поля, -создавае¬
мого рамкой в свободном -пространстве
(при расстоянии, -большем нескольких длин
волн)
Далее находят эффективную мощность, из¬
лученную в свободном пространстве в на¬
правлении максимального излучения
г) Калибровка измерительных уст¬
ройств. Рамки. Эталонирование антенны
осуществляется калибровкой вольтметра
в величинах известной напряженности поля.
Рис. 13-2-7. Калибровка дипольной ан¬
тенны.
Рамка эталонируется непосредственным
сравнением напряжения, индуктированного
в ней полем, с известным напряжением ге¬
нератора стандартного сигнала|(рис. 13-2-6).
Если собственная частота рамки значи¬
тельно больше частоты сигнала, то прибли¬
женное значение напряженности поля
U
Е [е/м] = j у
где U — напряжение генератора стандарт¬
ного сигнала в вольтах;
/д — действующая высота рамки в ме¬
трах .(/H=‘2rtS#A).
Диполи калибруются аналогично ра¬
мочным антеннам. По одному из методов
(рис. 13-2-7) диполь отключается и напря¬
жение генератора стандартного сигнала
подается на конец линии передачи. Напря¬
женность ПОЛЯ1
где Ux.x — напряжение холостого хода на
выходе генератора стандартного сигнала;
/д — действующая длина диполя в метрах
(при синусоидальном распределении тока).
icLÄ
гд=*2 2А. ’
где X— длина волны »в метрах и Ьд— дей¬
ствительная длина диполя в метрах '(при¬
нимается, что она не превышает значитель¬
но Х/2). Действующая длина полуволно¬
вого диполя приблизительно равна Х/л м.
Рупоры обычно калибруют по коэф¬
фициенту усиления сравнением с эталонной
антенной, коэффициент усиления которой
известен. Неизвестную антенну присоеди¬
няют к приемнику, снабженному перемен¬
ным калиброванным аттенюатором. Прием¬
ник настраивают на удаленный источник
сигнала при антенне, ориентированной на
максимум сигнала; чувствительность и
ослабление регулируют до получения удоб¬
ного отсчета Рм. Затем калибруемый рупор
отключают и к приемнику присоединяют
эталонный рупор. Регулировки приемника
не меняются и эталонный рупор ориенти¬
руют 1по максимуму сигнала. Отсчет по
индикаторному прибору теперь равен Рэ.
Тогда коэффициент усиления неизвестного
рупора равен
Г Г
g = ~pTg°'
где (/э — коэффициент усиления эталонного
рупора. Если (?э неизвестно, его можно
измерить с помощью другой, идентичной
согласованной эталонной антенны. Одну
антенну присоединяют к генератору через
калибр ованный аттенюатор, а другую —
к приемнику (рис. ГЗ-2-8). Антенны на¬
правлены друг на друга и находятся на
расстоянии ä, 'большем 2D2, где D—ма¬
ксимальный размер раскрыва антенны. При
включенном генераторе приеэдик настраи¬
вают и регулируют на получение удобного
отсчета Рь Затем 'приемник отключают и
подключают непосредственно к генератору.
84
Отмечают отсчет по приемнику Р2- Атте¬
нюатор генератора регулируют так, чтобы
отсчет по- приемнику равня-лся 'первому от¬
счету Pi. Отношение Р2/Р1 ‘вычисляют по
введенному ослаблению. Отсюда коэффици¬
ент усиления каждой эталонной антенны
вычисляют по формуле
Эталонная антенна затем может быть ис¬
пользована для калибровки других антенн.
Если мощность в точке приема достаточно
велика, можно пользоваться болометриче¬
скими измерителями мощности.
Коэффициент передачи напряжения.
Этот коэффициент, иногда .называемый ан¬
тенным коэффициентом, -равен отношению
напряжения, измеренного на »входе прием¬
ника, к напряжению, создаваемому в ан¬
тенне измеряемым полем. Это отношение
зависит от типа антенны, способа -связи
антенны с линией передачи, волнового со¬
противления и затухания линии передачи и
других факторов.
На частотах между 10 кгц и 30 Мгц
коэффициент передачи напряжения изме¬
ряется методом эталонного поля с исполь¬
зованием передающей рамочной 'антенны,
ток которой известен. Приемная рамка,
подлежащая измерению, помещается на
небольшом расстоянии и определяется вы¬
ход антенны и 'выход измерительного при¬
емника. Поле .у приемной антенны может
быть вычислено, -вход приемника опреде¬
ляется измерением с помощью генератор’а
стандартного сигнала и коэффициент пере¬
дачи напряжения легко вычисляется.
На частотах от 30 до 300 Мгц обычно
используются диполи. Коэффициент пере¬
дачи напряжения может быть определен
или методом эталонного поля или методом
эталонной антенны. Поскольку эти изме¬
рения проводятся на расстояниях, больших
по сравнению с длиной волны, преобладаю¬
щей компонентой (поля являемся поле из¬
лучения.
д) Ожидаемая точность измерения на¬
пряженности поля. Можно считать, что при
идеальных условиях ошибка измерения не
превышает '5% »('0,5 дб) на частотах ниже
30 Мгц и постепенно возрастает до ±20%
(±1,6 дб) на частотах до 1 000 Мгц и
выше. Пер. [Л. 37-1].
13-2-2. Относительное измерение на¬
пряженности поля сантиметровых волн за
пределами видимости (с панорамной ос-
циллоскопической индикацией). Измерения
тропосферного распространения волн на
дистанции 275 км пр-оводились методом ка¬
чания частоты. Высота поднятия антенн
над землей не превышала 24,5 м. Передат¬
чик мощностью 10 вт генерировал колеба¬
ния на частоте 4,11 Ггц\ он был модули¬
рован по частоте в полосе 20 Мгц с ча¬
стотой модуляции 1 000 гц. Качание часто¬
ты приемника производилось несинхронно
в той же полосе с частотой 30 гц. Полу¬
чающиеся импульсы просм-атри вались на
осциллоскопе и фотографировались (1 сни¬
мок за 2 сек). 'В приемнике применено
Передающая Яриемная
антенна антенна
Рис. 13-2-8. Калибровка рупорной антенны.
тройное преобразование частоты; централь¬
ные частоты двух у. п. ч. равны 66 и
3 Мгц. (Выходное напряжение второго
у. п. ч., имеющего полосу '150 кгц, подает¬
ся на вертикально отклоняющие пластины
осциллоскопа. Первый гетеродин .модулиро¬
ван по частоте ‘с частотой 30 гц. Всякий
раз, когда разница между частотой пере¬
датчика и частотой .гетеродина равна
66 Мгц, на экране осциллоскопа появляет¬
ся импульс. Изображение на осциллоскопе
дает зависимость амплитуды 'сигнала от
частоты. Реф. [Л. 59-22].
13-2-3. Измерение напряженности по¬
ля по току короткого замыкания антенны.
Метод основан на косвенном определении
токов короткого замыкания приемной ан¬
тенны с известными параметрами.
Метод особенно пригоден для прием¬
ных центров, где -ведется регулярное на¬
блюдение за сигналами ряда радиостан¬
ций, причем для этой цели применяется об¬
щая наружная антенна.
Эталонный сигнал вводится параллель¬
но антенне, которая во время калибровки
остается подключенной к приемнику. Метод
основан на представлении приемной антен¬
ны в виде параллельной эквивалентной схе¬
мы с идеальным источником тока. Извл. из
[Л. 60-126]. См. также (Л. 62-104].
13-2-4. Измерение параметров атмо¬
сферных помех. С помощью измерительной
установки, работающей от всенаправлен¬
ной антенны, измеряются следующие пара¬
метры атмосферных помех: 1) 'распределе¬
ние вероятности амплитуд или доли време¬
ни, в течение которого огибающая лежит
выше различных порогов-; 2) частота при¬
хода импульсов помех и их распределение
по амплитуде, т. е. число случаев в секун¬
ду, когда огибающая помех превышает по¬
рог; 3) средний уровень напряжения оги¬
бающей; 4) среднеквадратичное значение
напряжения огибающей, отнесенное к мощ¬
ности помех; 5) распределение вероятной
продолжительности групп помех.
В измерительном устройстве высокоча¬
стотные компоненты атмосферного раз-ряда
преобразуются в промежуточную частоту
10 кгц с полосой 300 гц и в«се измерения?
относят к огибающей помехи в этой поло¬
се. Огибающая п. ч. просматривается- так.-
85
же *на экране двухлучевого осциллоскопа
и может бьгть сфотографирована. Измере¬
ния производятся одновременно с наблюде¬
нием работы асциллоскопического пеленга-
TOipa атмосферы ков [Л. 60-55].
13-2-5. Другие методы и устройства.
Методы измерения напряженное ш поля
описываются, -например, в [Л. 02-104].
•Измеритель -напряженности -поля ib диа¬
пазоне волн 7—9 см, см. [Л. 62-136].
Измеритель напряженности поля в диа¬
пазоне .волн <15—17 см у см. [Л. 62-137].
Погрешности измерения напряженно¬
сти поля в диапазоне 25—400 Мги, см.
[Л. 63-121].
Образцовая установка для поверки
измерителей напряженности поля :в диапа¬
зоне 50—400 Мгц, -см. [Л. 62- 13в].
Автоматическое измерение 'фазы и ам¬
плитуды поля -с применением стробирова-
•ния измеряемых импульсов, сервоприводов
и сервокомпенсаторов, 'см. [Л. 60-62].
Аппаратура для измерения распростра¬
нения волн в диапазоне 4—6 мм, см.
{Л. 55-11].
13-3. ОПРЕДЕЛЕНИЕ НАПРАВЛЕНИЯ
ПРИХОДА ВОЛН 3-см ДИАПАЗОНА
МЕТОДОМ СРАВНЕНИЯ ФАЗ
Рисунок >13-3-1 поясняет принцип дей¬
ствия устройства, предназначенного для
непрерывной записи разности фаз колеба¬
ний 3-см диапазона, принимаемых двумя
разнесенными ‘антеннами. Точность измере¬
ния разности фаз Л°, разрешающая способ¬
ность и стабильность—на порядок выше.
Сравнение фаз двух сигналов позволяет
определять направление прихода волны от
удаленного источника. Разрешающая спо¬
собность при -определении направления
равна 1" дуги; это оказалось достаточным
для определения колебаний направления
прихода волн, вызываемых хаотическими
колебаниями коэффициента преломления'
атмосферы.
Рис. 13-3-1. Схема определения на¬
правления прихода волны методом
сравнения фаз.
1 — входы сигналов; 2 — опорный фазовра¬
щатель; 3 — полуволновый переключатель;
4 — трехдецибельный ответвитель; 5 — сме¬
ситель, у. п. ч., детектор; 6 — гетеродин;
7 — переключатель полярности; 8 — мотор;
9 — схема сравнения; 10 — сигнал ошибки;
//—следящая система; 12—самописец фазы.
Сигналы, фазы которых сравниваются,
направляются в трехдецибельный ответви¬
тель. Регулировкой фазовращателя выходы
этого ответвителя делаются равными по
амплитуде. Можно показать, что разность
Рис. 13-3-2. Трех¬
децибельный от¬
ветвитель.
Рис. 13-3-3. Полувол¬
новый переключатель.
1 — вход; 2 — выход; 3 —
трехдецибельный ответ¬
витель; 4 — сужение вол¬
новода; 5 — ротор; 6 —
пропил.
Рис. 13-3-4. Блок-схема устройства для определения направления при¬
хода волн 3-см диапазона.
/ — постоянное расстояние между фокусами; 2 — антенна; 3 — тепловая изоляция
волновода; 4 — изолятор; 5 — направленный ответвитель 20 дб; 6 — аттенюатор
60—90 дб; 7—волномер; 8 — испытательный сдвиг фазы; 9 — мотор переменной
скорости; 10 — полуволновый переключатель; 11 — мотор 12 об/сек; 12 — фазовый
дискриминатор (трехдецибельный ответвитель); 13—фазовращатель; 14—самописец
фазы; 15—таймер; 16—балансный смеситель; 17—предварительный усилитель; le-
у. п. ч. (10 Мгц) и детектор; 19 — схема а. р. ч.; 20 — усилитель; 21 — схема по¬
иска; 22 — сдвоенный усилитель; 23 — самописец волны и сигнала; 24 — переклю¬
чатель полярности; 25 — схема сравнения; 26 — сервоусилитель; 27 — сервомотор:
28 — мотор настройки.
86
амплитуд выходящих сигналов не зависит
от отношения амплитуд входных сигналов,
а зависит только от их разности фаз.
Для сравнения амплитуд -выходных
си-пн а лов, они смешиваются -с колебаниям«
гетеродина и усиливаются. Для исключе¬
ния ошибок, 'связанных с характеристика¬
ми смесителей или усилителей, 'введено пе¬
риодическое переключение схемы. Фаза од¬
ного из сигналов периодически изменяется
скачком на л. Синхронно переключаются
и выпрямленные выходы усилителей п. ч.
Выпрямленные «сигналы сравниваются, и
разность подается как сигнал -ошибки на
сервоусилитель; сер-вомотор изменяет по¬
ложение фазовращателя в направлении
уменьшения ошибки.
На рис. 13-3-2 показан эскиз устрой¬
ства трехдецибельного ответвителя, приме¬
ненного в роли дискриминатора фазы. Если
сигнал поступает в А, то амплитуды коле¬
баний на выходах С и D равны, а фазы их
находятся в квадратуре, так как щели со¬
здают запаздывание на л:/2.
Волноводный полуволновый переключа¬
тель (рис. 13-3-3) представляет собой трех-
децибельный ответвитель, выходные плечи
которого замкнуты накоротко. Ротор, вхо¬
дящий в прорези на концах плеч, имеет вы¬
ступы, изменяющие длину плеч на Я/4.
На ipinc. 13-3-4 показана блок-схема
устройства. Реф. [Л. 62-13].
13-4. ИЗМЕРИТЕЛЬ МГНОВЕННОГО
ЗНАЧЕНИЯ ПОЛЯРИЗАЦИИ НА С. В. Ч.
На -рис. (13-4-1 показана конструкция
туриикетного поляриметра («трехтиповое
семивходное волноводное гибридное соеди¬
нение»), а в таблице указаны теоретические
значения связи между его 'входами при
согласованной нагрузке коаксиального и
круглого -волноводного -входов.
Единичная
входная
мощность
на входе №
Относительная выходная
мощность на выходе №, дб
1 1 2
3
4 1
1 5
6
7
7
—6
—6
—6
—6
0
0
0
5
—3
0
—3
0
0
0
0
6
0
—3
0
—3
0
0
0
1 или 3
— 12
—12
— 12
—12
—3
0
—6
2 или 4
—12
— 12
—12
—12
0
—3
—6
Для измерения поляризации исследуе¬
мая электромагнитная волна подается
в круглый волновод соединителя. Сигнал
гетеродина поступает на коаксиальный
вход соединителя и делится поровну меж¬
ду четырьмя плечами п-рямоугольных вол¬
новодов, «в которых помещены кристалличе¬
ские детекторы. Как показано на рис. 13-4-2,
два сигнала п. ч. после необходимого уси¬
ления поступают на горизонтальные и вер¬
тикальные пластины э. л. т. и получающее¬
ся изображение дает -визуальное представ-
ление о поляризации «входного -сигнала.
Входной сигнал»-с круговой поляризацией
дает на экране круг; эллиптически поляри-
Рис. 13-4-1. Турникетный поляриметр
(1«трехтиповое семивходное волноводное ги¬
бридное соединение»).
зованный — эллипс, отображающий отно¬
шение -осей и ориентацию поляризации
входного сигнала; линейная поляризация
даст линию, наклон которой показывает
плоскость поляризации. Представление яв-
Рис. 13-4-2. Схема измерения поляризации
с помощью турникетного поляриметра.
/ — турникетный поляриметр; 2 — гетеродин;
3 — кристаллические детекторы; 4 — вход сиг¬
нала; 5 — у. п. ч.; 6 — э. л. о.
ляется практически мгновенным, так как
скорость его проявления определяется ха¬
рактеристиками у. п. ч. Амплитудные по¬
грешности образца, работающего в 3-см
диапазоне 'волн, не превышают 2%
в 12%-ной полосе частот. Реф. [Л. 59-23].
13-5. ИЗМЕРЕНИЕ ЗАТУХАНИЯ
УЛЬТРАКОРОТКИХ ВОЛН,
ПРОХОДЯЩИХ ЧЕРЕЗ ПЛАМЯ
Для определения затухания сигнала
частоты 200 Мгц, проходящего через пламя
или струю газа, созданную пламенем, изме¬
ряют к. с. в. и сдвиг минимума электри¬
ческого поля в короткозамкнутой двухпро¬
водной линии при прохождении ионизиро¬
ванных газов между двумя параллельными
пластинами, являющимися частью этой ли¬
нии.
Прохождение ионизированного газа
увеличивает затухание волны в линии.
К. с. в. уменьшается с увеличением плот-
87
Рис. 13-5-1. К измерению затухания сиг¬
нала, проходящего через пламя. Зависи¬
мость к. с. в. и сдвига минимума (к на¬
грузке) AI от плотности электронов п
и частоты столкновений v.
•ности электронов и частоты столкновений.
Длина (волны в области 'ионизированной
плазмы увеличивается. Оба эти параметра
определяют с помощью измерительной ли¬
нии.
В действующей измерительной установ¬
ке используется коаксиальный кабель дли¬
ной 7,5 Му соединенный с участком двух¬
проводной латунной линии длиной 1,4 м.
Участок линии «выполнен из отрезков 'вол¬
новода, по которым проходит охлаждаю¬
щая вода. На рис. 13-5-1 показано несколь¬
ко экспериментальных кривых.
Калибровка устройства производится
с помощью дистиллиров'анной воды. Реф.
[Л. 61-142]. >В [Л. 5*4-3] для аналогичных
условий указываются цифры проводимости
пламени «в струе -ракеты: 2 • 10_5 Л/ом-м
и затухание в нем сигнала на частоте
200 Мгц: 0,033 дб/м.
13-6. ИЗМЕРЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТА
ПРЕЛОМЛЕНИЯ АТМОСФЕРЫ
Для измерения относительного измене¬
ния коэффициента преломления атмосферы
Ап измеряют относительное изменение ре¬
зонансной частоты Aflf резонатора с. в. ч.
при изменении состава находящегося в нем
воздуха. С большим приближением Ап=
= —Aflf. Наблюдение ведут при изменении
высоты и при горизонтальном полете са¬
молета, на котором установлен рефракто¬
метр. При /=10 Ггц и при изменении вы¬
соты на 2 км Af может быть порядка
800 кгц. Реф. 1[Л. 61-53]. См. также
[Л. 55-19, 60-63, 61-54].
13-7. ДРУГИЕ МЕТОДЫ
И УСТРОЙСТВА
Измерение эффективной диэлектриче¬
ской проницаемости земли по наклону век¬
тора электрического поля ультракороткой
волны, см. |[Л. 61-195].
Визуальное наблюдение электромагнит¬
ных волн при большой вариации их интен¬
сивности I(например, дифрагированного по¬
ля за экраном), «см. [Л. 55-15].
Измерение индустриальных помех, см.
[Л. 59-106].
88
13-8. ПРИЛОЖЕНИЕ.
РАСПРОСТРАНЕНИЕ РАДИОВОЛН
В ПРЕДЕЛАХ ПРЯМОЙ ВИДИМОСТИ
И ТРОПОСФЕРНОЕ
РАСПРОСТРАНЕНИЕ ЗА ПРЕДЕЛАМИ
ПРЯМОЙ ВИДИМОСТИ
а) Введение. Мощность, излучаемая
передающей антенной, обычно распреде¬
ляется по относительно большой площади.
В результате »мощность, которая может
быть извлечена приемной антенной, состав¬
ляет лишь малую долю излученной хмощ-
ности. Отношение излучаемой и принимае¬
мой мощностей называется коэффици¬
ентом потерь радиопередачи;
в некоторых случаях его величина может
доходить до «101*—1020 ((150—200 дб).
Каждая радиотехническая система име¬
ет максимально допустимые потери переда¬
чи, превышение которых приводит либо
к низкому качеству, либо низкой надеж¬
ности передачи. Достаточно точный расчет
потерь может быть выполнен для линий
связи, близких к идеализированным слу¬
чаям свободного пространства или плоской
земли. Во -многих же практических слу¬
чаях геометрия трассы или атмосферные
условия настолько отличаются от идеали¬
зированных, что нельзя ожидать абсолют¬
ной точности расчета; в этих случаях мож¬
но все же получить удовлетворительные ре¬
зультаты, сопоставив итоги двух или .не¬
скольких методов расчета.
При расчете потерь радиопередачи
прежде всего находят потери при (распро¬
странении в свободном пространстве, т. е.
в области, свободной от тел, которые мо¬
гут поглощать или отражать энергию ра¬
диоволн. Эти потери, растут с расстоянием
по закону R~2, как и в оптике. Если антен¬
ны не направлены (изотропны), то при
расстоянии между шими, равном одной
длине волны, потери передачи в свободном
пространстве равны 22 дб и. возрастают на
6 дб при увеличении расстояния вдвое.
Потери передачи в свободном пространстве
определяются формулой
Рп / * \*
Риз =VW ) S^gn.
где d — расстояние между антеннами; Рп,
Риз — принимаемая и излучаемая .мощности
соответственно в. одних и тех же единицах;
% — длина волны '(в- тех же единицах, что
и d); gn3>(gn)—коэффициент усиления пе¬
редающей (приемной) антенны.
Коэффициент усиления идеальной изо¬
тропной антенны, которая излучает мощ¬
ность равном-ер.но по всем направлениям,
по определению равен единице. Усиление g
в направлении, максимума излучения мало¬
го вибратора ((диполя) длиной много мень¬
ше полуволны равно 1,5 i(1,76 дб); для по¬
луволнового вибратора g=2,15 дб. На
рис. ГЗ-8-1 приведена номограмма для рас¬
чета потерь передачи в свободном про-
сгранстве м-ежду изотропными антеннами.
Если размеры антенн велики по сравне¬
нию с волной, то потери передачи в свобод-
ном пространстве удобнее рассчитывать
по формуле
Рп АщзАц
где Лиз.п — эффективные площади пере¬
дающей или приемной антенны.
Передачу в -свободном пространстве
можно характеризовать и. иначе, а именно
напряженностью поля в свободном про¬
странстве, определяемой 'выражением
„ г / 1 V ЗОЯиЗ^ИЗ
Ео [в1м] = g *
где d выражено в метрах, Р — в ваттах;
(так называемая формула идеальной ра¬
диопередачи). Вести «расчеты с помощью
формул для напряженности поля удобнее
на частотах ниже 30 Мгц, где в общем
случае определяющими являются -внешние
шумы и где -размеры и высоты антенн
сравнимы с длиной волны или меньше ее.
Напряженность поля в свободном про¬
странстве не зависит от частоты; величину
поля, создаваемого полуволновым вибра¬
тором, излучающим мощность '1 /сет, мож¬
но определить тю левой шкале .рис. 13-в-1.
При использовании понятия распро¬
странения в 'свободном пространстве пред¬
полагается, что атмосфера идеально одно¬
родна, поглощение отсутствует, а земля ли¬
бо бесконечно далека, либо коэффициен¬
том отражения от нее можно пренебречь.
Практически же необходимо учитывать
влияние земли, атмосферы и ионосферы.
Теоретические и экспериментальные данные
о влиянии этих факторов приведены ниже.
б) Распространение в пределах пря¬
мой видимости. Присутствие земли изме¬
няет формирование и распространение ра¬
диоволн так, что принимаемая мощность
или напряженность поля обычно меньше,
чем ожидалось бы в свободном простран¬
стве. 'Влияние плоской земли на ‘распро¬
странение радиоволн характеризуется фор¬
мулой
£/£„ = 1 + /?е'Л + (1 — tf)V4 + ...,
прямая волна отраженная „поверхно- поле ин-
волна стная“ дукции
(приземная и вторич-
волна) ные эф¬
фекты
земли
где R — коэффициент отражения земли;
А — коэффициент затухания „поверхно-
4яЛ,Лг
стнои волны; А == —^—; hit2 — высоты
антенн, измеренные в тех же единицах,
что и длина волны и расстояние.
Параметры R и А зависят в некоторой
степени от поляризации и параметров поч¬
вы. Однако в большинстве практических
случаев можно значительно упростить эту
формулу, пренебрегая как поверхностными
волнами, так и влиянием поля-риз ации и
параметров почвы. Для почти скользящих
путей распространения R — —»1 и Л«0, если
обе антенны подняты более чем на к над
землей (или более чем на 5—10 X над по-
Рис. 13-8-1. Потери передачи в свободном
пространстве (между изотропными антен¬
нами).
Шкалы: А — расстояние между антеннами в кило¬
метрах; Б — децибел выше одного микровольта на
метр от полуволнового вибратора при излученной
мощности 1 кет; В — частота в мегагерцах; Г —
потери передачи в децибелах.
верхностью моря). При этих условиях влия¬
ние земли не зависит от поляризации и па¬
раметров почвы и
где Ро — мощность, которая принималась
бы антенной при ее расположении в •сво¬
бодном пространстве.
0то выражение представляет собой
результат -сложения прямого и отраженного
от земли лучей и показывает, что сигнал
89
Рис. 13-8-2. Потери передачи над плоской землей (между изо¬
тропными антеннами).
Шкалы: А — высота передающей антенны в метрах; Б — высота приемной
антенны в метрах; В — расстояние в километрах; Г — потери передачи
в децибелах.
в пространстве имеет лепестковую струк¬
туру, осциллируя около значен-ия для сво¬
бодного пространства. В большинстве при¬
менений (за исключением линий связи воз¬
дух— земля) основной интерес представ¬
ляет еижняя часть первого лепестка, соот¬
ветствующая А/2<л/4. В этом случае
sin Д/2^Д/2 и потери передачи над пло¬
ской землей
Это соотношение не зависит от часто¬
ты; его величина в децибелах может быть
определена с помощью номограммы
рис. 13-8-2 для случая изотропных ^антенн.
Номограмма непригодна, когда найденные
с ее помощью потери передачи окажутся
меньше потерь в свободном пространстве,
приведенных на рис. 13-8-1, так как это
означает, что А слишком велико для та¬
кого приближения.
Этот метод определения потерь пере¬
дачи основан на понятиях геометрической
оптики и не дает точных результатов при
высотах антенн, меньших нескольких длин
волн, однако приближенные результаты мо¬
гут 'быть получены и в. этом случае, если
за h\ (или h2) !взять большую из двух ве¬
личин: фактическая высота антенны и ми¬
нимальная эффективная высота антенны,
определяемая с помощью графика
90
Коэффициент отражения (к. о.) для
скользящих углов падения над гладкой зем¬
лей очень близок к —1; при неровной по¬
верхности его величина может быть ме-
гнее 1. Классический критерий шероховато¬
сти Рэлея показывает, что зеркальное от¬
ражение имеет место при отклонении фаз
лучей менее ±я/2 и что к. о. существенно
ниже единицы, когда отклонения фаз пре¬
вышают ±л/2. В большинстве случаев эта
теоретическая граница между зеркальным
и диффузным (рассеянным) отражением
имеет место, когда неровности местности
превосходят Ув—У4 просвета пер<вой зоны
Френеля. Результаты экспериментальных
исследований передачи микроволн показы¬
вают, что большинство практических трасс
является «неровным» и обычно к. о. лежит
в пределах от 0,2 до 0,4. Кроме того, опыт
показал, что расчет к. о. представляет со¬
бой статистическую задачу и не может
быть выполнен точно по профилю трассы.
Замирания. При распространении ра¬
диоволн по трассе, находящейся в преде¬
лах прямой видимости, уровень сигнала
изменяется в результате изменения атмос¬
ферных условий. Глубина замирания обыч¬
но возрастает с увеличением частоты или
длины трассы. Замирания не могут быть
рассчитаны точно, все же важно различать
две основные причины этого явления:
1) обратное '(инверсное) искривление лу¬
чей и 2) интерференция лучей, распростра¬
няющихся по разным путям в атмосфере
или лучей прямого и отраженного от земли
[так называемое многопутное (много¬
лучевое) замирани е]. Обычно замира¬
ния представляют собой временное направ¬
ление энергии по некоторому пути, отли¬
чающемуся от требуемого; замирания, обу¬
словленные поглощением энергии, обсуж¬
даются в следующем разделе.
Рис. 13-8-3. Минимальная эффективная
высота антенны.
Кривые А, Б, В — вертикальная поляризация; кри¬
вые Г, Д — горизонтальная поляризация; А — мор¬
ская вода, 8=80, <7=4 мо/м; Б и Д — хорошая
почва, 8=30; <7=0,02 мо/м\ В и Г — плохая почва,
8=4, а=0,001.
Путь радиоволны представляет собой
прямую линию лишь в идеальном случае
однородной атмосферы. Он может быть ис¬
кривлен вверх или вниз в зависимости от
атмосферных условий. (В результате искрив¬
ления луча просвет эффективного пути
(между лучом и препятствием) может либо
увеличиться, либо уменьшиться и путь, ра¬
нее удовлетворявший условию прямой ви¬
димости, может превратиться в путь с пре¬
пятствием. Замирания этого типа могут
длиться по несколько часов. Частота их по¬
явления и их глубина могут быть умень¬
шены увеличением просвета ‘пути, в особен¬
ности в средней его часта.
Сильные замирания могут иметь ме¬
сто при распространении над водой или
другими ровными поверхностями, так как
разность фаз между прямым и отражен¬
ными лучами зависит от атмосферных усло¬
вий. В результате два луча иногда скла¬
дываются, а иногда стремятся ^компенси¬
роваться. Замирания этого типа можно
свести к минимуму, если возможно (по ус¬
ловиям местности) разместить одну антен¬
ну линии связи высоко, а другую — очень
низко. 'В этом случае точка отражения бу¬
дет расположена вблизи нижней антенны
и разность фаз между прямым и отражен¬
ным лучами окажется относительно по¬
стоянной.
91
рис. >13-8-3 и обсуждаемая 'подробнее еиже.
Ошибка, которая может при этом произой¬
ти, .не превышает <±3 дб и возникает лишь
тогда, когда фактическая высота антенны
примерно равна -ее минимальной эффектив¬
ной высоте.
Наличие синуса в выражении для Е/Е0
показывает, что напряженность принимае¬
мого поля осциллирует около величины,
соответствующей свободному пространству
при увеличении высот антенн. Первый мак¬
симум соответствует разности хода между
прямой волной и отраженной от земли,
равной полуволне. Максимальный сигнал
равен 1 + |/?|, минимальный >1—\R|.
Величину просвета 'между прямым
лучом и препятствием обычно характери¬
зуют с помощью зон Френеля. Все
точки, от которых волна может отразить¬
ся с разностью хода в одну полуволну,
образуют границу первой зоны Френеля;
аналогично граница п-й зоны Френеля об¬
разуется .всеми точками, для которых
разность хода равна п/2 длин волн. Про¬
свет Нп для п-й зоны Френеля на произ¬
вольном расстоянии di дается формулой
Рис. 13-8-4. Типичные характеристики
замираний в наихудшем месяце вдоль
трассы прямой видимости длиной от
48 до 64 км при просвете от 15 до
30 м.
По оси ординат отложен процент времени,
в течение которого уровень сигнала ниже
указанного на оси абсцисс. По оси абс¬
цисс отложеио онижеиие уровня сигнала
относительно среднего значения.
Пунктирная кривая соответствует рэлеев-
скому распределению (теоретический мак¬
симум для многопутного замирания).
Большинство замираний в 'случае «не¬
ровных» трасс с достаточными просветами
является следствием интерференции между
двумя или более лучами, распространяю¬
щимися по несколько различным путям
в атмосфере. Эти замирания многопутного
ти1 па относительно независимы от просве¬
та пути, и их предельные характеристики
соответствуют рзлеевскому распределению,
пр,и котором вероятность того, что мгно¬
венная величина поля превышает величину
R, равна ехр[—(R/Ro)2], где Ro— средне¬
квадратичное значение.
Характерные величины замираний на
пути с достаточным просветом приведены
на рис. 1&-8-4. По достижении рэлеевского
распределения дальнейшее увеличение рас¬
стояния или частоты увеличивает число за¬
мираний данной глубины, но уменьшает их
длительность так, что произведение этих
величин остается константой, соответствую¬
щей рзлеевскому распределению.
Другие факторы. Ниже описываются
некоторые другие факторы, имеющие зна¬
чение при распространении в пределах
прямой видимости на частотах, превы¬
шающих примерно 1 ООО Мгц. К ним отно¬
сятся: изменения углов прихода, макси¬
мальный полезный коэффициент усиления,
полезная полоса пропускания антенны,
использование частотно- или пространствен¬
но- разнесенного приема и поглощение © ат¬
мосфере.
^ При распространении в пределах пря¬
мой видимости с достаточным просветом
углы прихода компонент сигнала могут*
отличаться до ]/г или 3U° в вертикальной
плоскости вариации; в> горизонтальной пло¬
скости не превышают 0,1°. Следовательно,
если используются антенны с шириной диа¬
граммы менее примерно 0,5°, то могут на¬
блюдаться снижения величины принимаемо¬
го сигнала вследствие того, 'что 'большая
часть приходящей энергии не попадает
в диаграмму направленности приемной ан¬
тенны. Изменения сигнала, обусловленные
этим эффектом, обычно малы по сравне¬
нию с многопутным замиранием.
Многопутное замирание частотно-изби¬
рательно и ограничивает как максимальную
используемую полосу частот, так и разнос
частот, .необходимый для обеспечения ча¬
стотно-разнесенного приема. Для антенН
с усилением в 40 дб, расположенных на
расстоянии около 50 км, замирания на ча¬
стотах, разнесенных на »100—200 Мгцт
обычно <не совпадают независимо от аб¬
солютной частоты. При менее направлен¬
ных антеннах некоррелированное замира-
ие может иметь место на частотах, разне¬
сенных менее чем на 100 Мгц. При антен¬
нах с более узкими диаграммами направ¬
ленности быстрые многопутные замирания
уменьшаются и частотный разнос, необхо¬
димый для обеспечения .некоррелированных
замираний, возрастает. Однако при этомг
возможно увеличение медленных замира¬
ний, связанных с (вариацией угла при¬
хода.
В условиях, когда главную роль игра¬
ют отражения от земли, для осуществле¬
ния оптимального пространственно-разне¬
сенного приема расстояние между 'Прием¬
ными антеннами должно быть таким, что¬
бы при нахождении одной антенны в мак¬
симуме другая была в минимуме напря¬
женности поля. На практике наилучтиее
расстояние обычно неизвестно, так как ос¬
новные замирания обусловлены многопут¬
ным распространением -в атмосфере. Одна¬
ко удовлетворительные результаты можно
получить при 'вертикальном разносе антенн
на 100—200 длин волн.
На частотах, превышающих 5—ГО Ггц,.
дождь, снег или туман вызывают погло¬
щение в атмосфере, зависящее от содержа¬
ния ;влапи и от частоты. Во время ливня-
затухание на частоте ГО Ггц может дости¬
гать 3,1 дб/км, а на частоте 25 Ггц .может
превышать 15 дб/км.
Кроме этого, может иметь место неко¬
торое резонансное поглощение, обусловлен¬
ное содержанием кислорода и водяных:
■паров в атмосфере. Первые пики поглоще¬
ния, связанные с наличием водяных паров-
и кислорода, наблюдаются на частотах'
около 24 и 60 Ггц, соответственно.
в) Тропосферное распространение за
пределами прямой видимости. Энергия
электромагнитных волн распространяется
в направлении, перпендикулярном поверх¬
ности постоянной фазьг. Распространение
прямолинейно только при плоском и беско¬
нечно протяженном фазовом фронте.
Передача энергии за пределы горизон¬
та может бьгть осуществлена с помощью
трех основных явлений: отражения, пре¬
92
ломления I(.рефракции) 'и дифракции (радио-
воли. Отражение и »рефракция связаны
с внезапным или постепенным изменением
на'пра!вления фазового фронта, а дифракция
является краевым эффектом, обусловлен¬
ным тем, что на практике эквифаэная по¬
верхность не может быть бесконечной. Ко¬
гда результирующий фазовый фро'нт у при¬
емной антенны нерегулярен по амплитуде
или положению, то разделить поле на от¬
раженное, преломленное и дифрагирован¬
ное невозможно. IB этом случае говорят,
что энергия рассеивается. Часто считают,
что рассеяние вызвано нерегулярными от¬
ражениями, хотя в равной степени оно мо¬
жет «быть обусловлено нерегулярными пре¬
ломлением и дифракцией.
Ниже кратко излагаются теории реф¬
ракции и дифракции на гладкой сфере и
остром гребне, затем приводятся опытные
данные, полученные в результате исследо¬
ваний связи с точками, находящимися да¬
леко за пределами горизонта, а также влия¬
ния холмоз и деревьев и явлений зами-
фания.
Рефракция. Диэлектрическая прони¬
цаемость атмосферы обычно уменьшается
с увеличением высоты. <В результате ско¬
рость распространения радиоволн увеличи¬
вается с высотой, и в средних условиях
лучи, преломляясь, отклоняются к земле.
Если диэлектрическая проницаемость изме¬
няется с высотой линейно, то результат
преломления 'будет таким же, как если
бы радиоволны продолжали распростра¬
няться прямолинейно, но над землей изме¬
ненного радиуса*
где а — истинный радиус земли; 8 — ди¬
электрическая проницаемость; h—высота.
1При некоторых атмосферных условиях
диэлектрическая проницаемость может воз¬
расти (0<&<1) на значительном участке
высоты, что приводит к отклонению ра¬
диоволн вверх от земли. Это и называется
обратным ((инверсным) отклонением лучей,
являющимся причиной замирания соот¬
ветствующего типа, упомянутого в пре¬
дыдущем разделе. Иногда это явление на¬
зывают аномальной рефракцией. Радиус
земли равен около 6,4 »IO6 м, и уменьше¬
ние диэлектрической проницаемости всего
лишь на величину 7,9 - «10-8 на метр высоты
приводит к значению 6=4/з, которое обычно
принимают за среднее значение k. При
уменьшении диэлектрической проницаемо¬
сти примерно в 4 раза быстрее (или при¬
мерно на 3,‘28 • 10“7 на метр высоты) вели¬
чина k—oo. При этом в отношении распро¬
странения радиоволн земля может рассмат¬
риваться плоской, так как любой луч, вна¬
чале параллельный земле, остается парал¬
лельным земле и далее.
При более быстром, чем 3,28*10-7 на
метр высоты, уменьшении диэлектрической
проницаемости лучи, параллельные поверх¬
ности земли или .несколько удаляющиеся
от нее, могут отклониться 1вниз и отра¬
зиться от еемли. После отражения луч
опять отклоняется к земле и путь такого
луча оказывается подобным траектории
подпрыгивающего теннисного мяча. Радио¬
волны при этом распространяются как бы
по каналу или волноводу между поверхно¬
стью земли и максимальной высотой пути
луча, и путь их подобен по форме пути
пространственной более низкочастотной
волны, канализируемой между землей и
ионосферой. Однако подобия между визу¬
альными высотами, критическими частота¬
ми или причинами рефракции в обоих слу¬
чаях почти нет.
Распространение по атмосферному вол¬
новоду может на большом расстоянии со¬
здать помеху другой станции, работающей
на той же частоте, однако это явление
возникает довольно редко и не может быть
предсказано с точностью, достаточной для
практического использования в линиях свя¬
зи высокой надежности.
Дифракция вокруг гладкой сферической
земли и на выступающих препятствиях. Ра¬
диоволны могут распространяться вокруг
земли также за счет явления дифракции.
Дифракция представляет собой основное
свойство волнового движения; в оптике она
дает поправку к геометрической [(лучевой)
оптике; при этом получается более точная
волновая оптика. Вследствие дифракции все
тени несколько расплывчаты на краях и
переход от света к тени является постепен¬
ным, а не резким. Если наш глаз этого не
замечает, то это объясняется тем, что ди¬
фракционные эффекты для очень коротких
световых волн слишком малы и не могут
быть замечены без помощи специальной ла¬
бораторной аппаратуры. Величину дифрак¬
ции на радиочастотах можно себе предста¬
вить, вспомнив, что радиоволна частоты
1 Ггц имеет примерно ту же длину волны,
что и звуковая волна частоты 1 ООО гц
в воздухе; поэтому волны этих двух типов
примерно одинаково огибают поглощающие
препятствия.
За счет дифракций вокруг земли ока¬
зывается возможной передача за линию го¬
ризонта. Потери, обусловленные кривизной
земли, возрастают с расстоянием и частотой
и определяются до некоторой степени высо¬
той антенны. На рис. 13-в-б указаны поте¬
ри, обусловленные кривизной земли для слу¬
чая, когда высоты обеих антенн не превы¬
шают предельных величин, указанных в
верхней части номограммы. Эти потери
должны быть добавлены к потерям переда¬
чи над плоской землей, полученным из
рис. 13-8-2. Если одна из антенн расположе¬
на вдвое выше предельной величины, ука¬
занной на рис. 13-8-6, то потери, получен¬
ные этим методом, будут завышены при¬
мерно на 2 дб; ошибка возрастет с увели¬
чением высоты антенны.
Другой метод определения влияния кри¬
визны земли иллюстрируется рис. 13-8-6. Ме¬
тод дает приблизительно правильные ре¬
зультаты при любых высотах антенн, но он
теоретически ограничен по расстоянию точ¬
ками, находящимися на или ниже линии
прямой видимости при предположении, что
кривизна земли является единственным пре-
93
Рис. 13-8-5. Потери передачи, обусловленные дифракцией вокруг идеальной сферы.
Шкалы: А — предельная высота антенн в метрах; Б — мегагерцы для вертикальной поляриза¬
ции над землей или горизонтальной поляризации над землей или морем; В — мегагерцы для
вертикальной поляризации над морем; Г — расстояние в километрах; Д — потери в децибелах
для &=4/3; Е — k — отношение эффективного радиуса земли к истинному радиусу земли; Ж —
потери в децибелах, обусловленные кривизной земли.
пятствием. На рисунке показаны потери по
отношению к передаче в свободном про¬
странстве (рис. 13-8-1) в зависимости от
трех расстояний: d\— расстояние от более
низко расположенной антенны до горизон¬
та, d2— расстояние от более высоко распо¬
ложенной антенны до горизонта, dz — рас¬
стояние между линиями прямой видимости.
Другими, словами, полное расстояние между
антеннами равно d=di+d2+d3. Расстояние
до горизонта над гладкой землей равло.
d if2 == V h 112,
где /*i,2 — высота соответствующей антенны;
ka — эффективный радиус земли.
Выше предполагалось, что земля пред¬
ставляет собой идеально гладкую сферу;
однако фактические потери сильно зависят
от гладкости поверхности и однородности
атмосферы. Поправки, обусловленные при¬
сутствием холмов, деревьев и строений,
трудно или невозможно рассчитать, но по¬
рядок их величины может быть оценен пу¬
тем рассмотрения другого предельного слу¬
чая, которым является распространение над
идеально поглощающим острым гребнем.
Дифракция плоской волны над острым
гребнем приводит к потерям затенения, ве¬
личину которых можно определить с по¬
мощью рис. 13-8-7. (Высота препятствия Н
измеряется от линии, соединяющей две ан¬
тенны, до вершины гребня. Следует отме¬
тить, что потери затенения достигают б дб,
когда Н приближается к нулю (скользящее
падение), и возрастают с увеличением поло¬
жительного значения Н. Если прямой луч
минует препятствие свободно, то Н отрица¬
тельно и потери затенения с увеличением
просвета колебательно стремятся к 0 дб.
Другими словами, для передачи «в свобод¬
ном пространстве» требуется значительный
просвет между путем прямой видимости и
препятствием. Дифракция на остром гребне
почти не зависит от поляризации, если рас¬
стояние от гребня превышает несколько
длин волн.
При скользящем падении ожидаемые
потери над гребнем составляют около 6 дб
(рис. 13-8-7), а потери над гладкой сфери¬
ческой землей по данным рис. >13-8-6 состав¬
ляют около 20 дб. Более точные результаты
для точек вблизи горизонта могут быть по¬
лучены, если радиопередачу выразить через
94
Рис. 13-8-6. Дифракционные потери за пределами прямой видимости при распро¬
странении над гладкой сферой.
Шкалы: А — мегагерцы для вертикальной поляризации над землей или горизонтальной по¬
ляризации над землей или морем; Б — мегагерцы для вертикальной поляризации над мо¬
рем; В — k —отношение эффективного радиуса земли к истинному радиусу земли; Г — dx
или d2 в километрах; Д — d3 в километрах; Е — Lj потери на участке dx в децибелах; Ж —
Ь2 — потери на участке d2 в децибелах; 3 — L3 — потери на участке dz в децибелах.
На эскизе показан пример расчета. Полные потери (дополнительные к потерям при распро¬
странении в открытом пространстве) равны L\+^2+^3=18,5+2,5+6=27 до.
величину просвета пути в долях зон Френе¬
ля, как показано на рис. 13-8-'8. При этом
результаты, даваемые теорией распростра¬
нения вдоль плоской земли и теорией ди¬
фракции на гребне, изображаются одиноч¬
ными кривыми, а результаты, даваемые тео¬
рией распространения под гладкой сфери¬
ческой землей, — семейством кривых с пара¬
метром М, который определяется в первую
очередь высотами антенн и частотой.
Большая разница в потерях, рассчитан¬
ных по методам дифракции вокруг идеаль¬
ной сферы и над острым гребнем, указыва¬
ет, что дифракционные потери сильно зави¬
сят от профиля трассы. Приемлемое реше¬
ние промежуточной задачи о дифракции
над неровной землей до сих пор еще не
получено.
Экспериментальные данные по распро¬
странению на далекие расстояния за гори¬
зонтом. Большинство экспериментальных
данных для точек, находящихся далеко за
горизонтом, ложатся между теоретическими*
кривыми дифракции на гладкой сфере и на
препятствии в виде острого гребня.
На рис. 13-8-9 показаны эксперимен¬
тальные кривые ослабления с расстоянием
сигнала, усредненного за длительный пери¬
од времени. По ординате отложено ослаб¬
ление относительно значения, ожидаемого-
на том же расстоянии в свободном про¬
странстве при тех же самых антеннах и той
95-
Рис. 13-8-7. Потери за счет дифракции »ад острым гребнем.
Шкалы: А — dx в метрах; Б—Н в метрах; В — частота в мегагерцах; Г — потери
в децибелах (дополнительно к потерям при распространении в свободном простран¬
стве) при отрицательных значениях Я; Д — то же, при положительных значениях Я.
Примечание. Бели требуется точность более высокая, чем ±1,5 дб, то на
шкале А следует брать величину dx[V 2 J(l+di/d2)].
же мощности. Наиболее сильные сигналы
были получены при ориентации антенн на
линию горизонта вдоль дуги большого кру¬
га. Величины, приведенные на рис. 13-8-9,
являются среднегодовыми для большого
числа путей, и следует ожидать значитель¬
ных отклонений |(|на ±16 дб или более)
в зависимости от местности, климата и вре¬
мени года, а также и от колебания замира¬
ний ото дня ко дню.
При высоком расположении антенн,
когда горизонт находится на расстоянии
нескольких километров, в среднем получает¬
ся более высокий сигнал (меньшие потери),
чем показано на рис. 13-8-9. Если же антен¬
на должна быть направлена вверх для того,
чтобы ее диаграмма не задевала препят¬
ствия, то обычно потери превышают значе¬
ния, показанные на рис. 13-8-9.
Когда на трассе имеется одиночное
острое препятствие, видимое с обоих концов
линии связи, уровень сигнала может до¬
стигнуть величины, рассчитанной по теории
дифракции на остром гребне.
Как и в случае передачи в пределах
прямой видимости, замирания радиосигна¬
лов за пределами горизонта могут быть раз¬
делены на быстрые и медленные. Быстрые
замирания обусловлены многопутным рас¬
пространением в атмосфере; для данных
размеров антенны частота замираний уве¬
личивается с возрастанием частоты или
расстояния. Замирания этого типа быстрее
наиболее быстрых замираний, наблюдаемых
в пределах прямой видимости, но в прин¬
ципе они аналогичны.
Величины замираний описываются рэ-
леевским распределением,
96
Рис. 13-8-8. Потери передачи (относительно свободного пространства) в зависимости от
величины просвета.
R-к. о. поверхности; Я —просвет; Н0—просвет первой зоны Френеля равен
Hi, tf2 — высоты антенн в метрах; F — частота в мегагерцах; k — отношение эффективного радиуса земли
к истинному.
К медленным замираниям относятся из¬
менения среднего уровня сигнала с перио¬
дом, равным нескольким часам или дням.
Эти замирания больше за пределами гори¬
зонта, чем в пределах прямой видимости.
Они почти не зависят от частоты и, по-ви¬
димому, обусловлены изменением средней
рефракции в атмосфере. На расстояниях от
240 до 320 км изменения среднего часового
значения относительно среднегодового сле¬
дуют нормальному закону распределения
в децибелах со среднеквадратичным откло¬
нением около 8 дб. Типичное распределение
замираний показано на рис. 13-8-10.
Средние уровни сигнала выше в жар¬
ких влажных климатах, чем в холодных су-
Рис. 13-8-9. Передача
за пределы горизонта;
средний уровень сиг¬
нала в зависимости
от расстояния.
7 Измерения в электронике, т. II
Рис. 13-8-10. Типичные характеристики
замираний в точках далеко за пределами
горизонта.
По оси ординат отложен процент времени,
в течение которого уровень сигнала ьиже ука¬
занного на оси абсцисс. По оси абсцисс отло¬
жено отличие от среднемесячного уровня.
Пунктирная кривая относится к быстрым за¬
мираниям, заштрихованная область — к мед¬
ленным.
97
хих, и сезонные вариации достигают ±10 дб
и более от среднегодового уровня.
Рассеянные сигналы приходят к плоско¬
сти раскрыва приемной антенны со значи¬
тельным нерегулярностями фазы, ;и мощ¬
ность на выходе остронаправленных антенн
(с высоким усилением) непропорциональна
их расчетной эффективной поглощающей
поверхности. Это явление иногда называют
потерями усиления антенны, однако на са¬
мом деле оно обусловлено условиями рас¬
пространения, а не антенной. На расстояни¬
ях 240—320 км эти потери принимаемой мощ¬
ности могут достигать 1—2 дб для антенны
с выигрышем в 40 дб и до 6 дб для антен¬
ны с выигрышем в 50 дб. Эти дополнитель¬
ные потери изменяются со временем, но ва¬
риации, по-видимому, не коррелированы
с колебаниями уровня самого сигнала.
Ширина полосы частот, наложенных на
радиочастотную несущую, часто ограничена
избирательным замиранием, обусловленным
эффектом многих путей или отражениями.
Отражения не ухудшают приема, пока вре¬
мя запаздывания отраженного сигнала мно¬
го меньше одного периода наиболее высо¬
кой рабочей частоты. Вероятность отраже¬
ний с большим запаздыванием может быть
уменьшена (и частота быстрых замираний
понижена) путем использования острона¬
правленных антенн для связи как в преде¬
лах, так и за пределами горизонта. С ан¬
теннами, обеспечивающими достаточное пре¬
вышение сигнала над шумами, вероятно
можно иметь ширин/ полосы используемых
частот в несколько мегагерц. Известны
случаи успешных испытаний телевизионной
и многоканальной телефонной пе¬
редачи на расстояние 300 км на
частоте 5 Ггц.
Влияния быстрых замираний
можно заметно уменьшить пугем
использования частотно- или про¬
странственно-разнесенного приема.
Горизонтальный (или вертикаль¬
ный) разнос на величину около
100 длин волн обычно достаточен
для линии связи протяженностью
160—320 км. Разнос частот в этих
условиях, по-видимому, должен
быть не менее 20 Мгц.
Влияние близлежащих хол¬
мов, в особенности на коротких
трассах. Результаты эксперимен¬
тальных исследований влияния
холмов показывают, что потери
затенения растут с возрастанием
частоты и неровностей местности.
На основании сводки
имеющихся экспериментальных
данных составлена номограмма
рис. 13-8-11. Неровность местно¬
сти, профиль которой показан в
верхней части номограммы, ха¬
рактеризуется высотой Я. Эта вы¬
сота представляет собой разность
уровней дна долины и линии пря¬
мой видимости, проведенной от
передающей антенны. Правая шка¬
ла на рис. 13-8-11 указывает до¬
полнительные потери сверх ожи¬
даемых в случае плоской зем¬
ли. Приведены как средние поте¬
ри, так и разность между средними
и встречающимися в 10% случаев. Напри¬
мер, при неровностях местности высотой до
150 м средние потери затенения на частоте
450 Мгц составляют около 20 дбу а потери,
превышаемые только в 10% случаев воз¬
можных положений между точками А и В,
составляют около 20+'16=35 дб. Следует
отметить, что этот анализ основан на изме¬
нениях напряженности поля на значитель¬
ных расстояниях и не учитывает влияния
стоячих волн, которые иногда приводят
к заметным изменениям напряженности по¬
ля в пределах нескольких метров.
Влияние строений и деревьев. Потери
затенения, вызываемые строениями и де¬
ревьями, подчиняются несколько иным за¬
конам, чем потери, вызываемые холмами.
Строения могут быть более проницаемы для
радиоволн, чем сплошная земля и, кроме
того, в городе обычно наблюдается значи¬
тельно большее обратное рассеяние, чем на
открытой местности. Оба эти фактора стре¬
мятся уменьшить потери затенения строе¬
ния, но, с другой стороны, дифракция на
строениях обычно больше, чем на природ¬
ной местности. Опытные данные по влиянию
зданий, полученные ib Нью-Йорке, показы¬
вают, что в диапазоне от 40 до 450 Мгц
не наблюдается существенных изменений
с частотой. Средняя напряженность поля
на уровне улиц примерно на <26 дб ниже ве¬
личин, соответствующих плоской земле. Со¬
ответствующие величины для точек с
10%-ными и 90%-ными вероятностями рав¬
ны примерно Г5 и 35 дб•
98
Рис. 13-8-11. Ориентировочные значения потерь зате¬
нения.
Шкалы; А — расстояние Н в метрах; Б — частота в мегагер¬
цах; В — отношение потерь затенения, которые превышаются
в 10% точек, к средним-, потерям затенения; Г — средние по¬
тери затенения. Шкалы В и Г дают результат в децибелах
относительно значений для плоской земли.
Типичные величины затухания при про¬
хождении радиоволн через кирпичную сте¬
ну составляют от 2 до 5 дб на 30 Мгц и
от 10 до 40 дб на 3 000 iМгц, для сухой и
влажной стен соответственно.
Следовательно, большинство строений
на частотах порядка тысяч мегагерц почти
непрозрачны.
Когда антенна, окруженная сравнитель¬
но толстыми деревьями, расположена ниже
уровня их вершин, средние потери, обуслов¬
ленные деревьями на частоте 30 Мгц, обыч¬
но равны 2—3 дб для вертикальном поля¬
ризации и пренебрежимо малы для горизон¬
тальной. Тем не менее на малых участках
могут наблюдаться большие и быстрые из¬
менения напряженности принимаемого поля,
обусловленные стоячими волнами, возни¬
кающими из-за отражений от деревьев, рас¬
положенных на расстоянии нескольких длин
волн от антенны. Следовательно, для полу¬
чения лучших результатов надо сравнить
прием в нескольких соседних точках. На
100 Мгц средние потери от окружающих:
деревьев могут быть от 5 до .10 дб для
вертикальной поляризации и от 2 до 3 дб
для горизонтальной поляризации. Потери
из-за деревьев растут с частотой, и на ча¬
стотах, превышающих 300—500 Мгц, зави¬
симость потерь от поляризации становится
незначительной. Толстые деревья приблизи¬
тельно эквивалентны сплошному препят¬
ствию таких же общих размеров. Пер
[Л. 61-1, гл. 33].
ГЛАВА 14
ИЗМЕРЕНИЕ ШУМА
14-1. ИЗМЕРЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТА
ШУМА
14-1-1. Обзор методов измерения коэф¬
фициента шума.
а) Определения. Коэффициент шума
(к. ш.) линейного четырехполюсника с ге¬
нератором, присоединенным к его входу,
есть отношение располагаемого отношения
сигнал/шум i(ino мощности) на зажимах ге¬
нератора (и приведенного к ширине поло¬
сы) к располагаемому отношению сиг¬
нал/шум на выходе четырехполюсника (при
этом принимается, что генератор имеет нор¬
мальную температуру 7=290° К).
Другое определение: коэффициент шу¬
ма четырехполюсника есть отношение мощ¬
ности шума на выходе четырехполюсника
к мощности шума на выходе такого же, но
нешумящего четырехполюсника, когда шу¬
мы создаются только источником, подклю¬
ченным ко входу; при этом принимается,
что четырехполюсник пропускает колебания
только в основной (полезной) полосе частот.
В частном случае радиоприемника к. ш.
является мерой того, насколько ухудшилось
отношение сигнал/шум, имевшееся на вхо¬
де приемника при прохождении сигнала до
некоторой точки в усилителе промежуточ¬
ной частоты. Это определение, возможно,
несколько ограниченно, но оно позволяет
хорошо характеризовать качество в. ч. ча¬
сти приемника и у. п. ч.
Располагаемый коэффициент передачи
линейного четырехполюсника есть отноше¬
ние располагаемой мощности сигнала на вы¬
ходе к располагаемой мощности на входе.
Располагаемая мощность на выходе че¬
тырехполюсника (или генератора) есть ма¬
ксимальная мощность, которая может быть
отдана в йагрузку; это имеет место тогда,
когда полное сопротивление нагрузки яв¬
ляется величиной комплексно-сопряженной
с полным сопротивлением четырехполюсни¬
ка (или генератора).
Шумовая полоса четырехполюсника
есть ширина прямоугольной полосы пропус¬
кания, амплитуда которой равна усилению
по мощности на опорной частоте f0 и пло¬
щадь которой равна площади, ограничивае¬
мой действительной частотной характери¬
стикой усиления по мощности данного че¬
тырехполюсника. Эта полоса В называется
полосой полезного канала, так
как она содержит только основное прохож¬
дение и не содержит зеркальные и побоч¬
ные прохождения. Необходимо отметить*
что шумовая полоса зависит от частоты /0,
которая обычно i(ho не всегда) является'
частотой максимального усиления. Посколь¬
ку к. ш. относится только к прохождению
нужного сигнала, прохождение побочных
или зеркальных сигналов должно быть ис¬
ключено из кривой селективности. Это опре¬
деление чрезвычайно важно. Неуменье от¬
личать полосу полезного канала от общей
полосы пропускания В0 (включающей зер¬
кальные и побочные прохождения) приво¬
дит к часто встречающимся ошибкам изме¬
рения к. ш.
б) Теория измерения к. ш. Рассмотрим
цепь (рис. 14-1-1,а), состоящую из генера¬
тора Е и сопротивления источника /?г. Мощ¬
ность, выделяемая в нагрузке R\
р _/гп £2*-
(Rr + Ri)* '
При =RT располагаемая мощ¬
ность
р -Л-
^расп— 4Rr •
Важно отметить, что располагаемая мощ¬
ность не зависит от величины сопротивле¬
ния нагрузки, а зависит только от сопро¬
тивления источника. При Rr #Ri отдавае¬
мая в нагрузку мощность меньше распола¬
гаемой мощности на потери рассогласова¬
ния.
7*
99
где 5Вх — располагаемая мощность сигнала
на входе четырехполюсника;
NBX — располагаемая мощность шума
на входе четырехполюсника;
5Вых — располагаемая мощность сигна¬
ла на выходе четырехполюсника и
Л^вых — располагаемая мощность шума
на выходе четырехполюсника.
Известно, что сопротивление R ом мо¬
жет быть представлено в виде генератора
с внутренним нешумящим сопротивлением
R и э. д. с. (действующее значение) е2=
=4kTRB, где k — постоянная Больцмана
(1,38 • 10—23 дж/К°); Т — абсолютная темпе¬
ратура сопротивления в градусах Кельви¬
на; В — полоса частот, в которой наблюда¬
ется шум.
Располагаемая мощность шу-
м а сопротивления
Рис. 14-1-1. К расчету располагаемой
мощности и располагаемого коэффициен¬
та передачи.
Эта «инвариантность», т. е. независи¬
мость от согласования, весьма полезна, так
как минимальный к. ш. часто получается
при рассогласовании цепей.
Предположим теперь, что между гене¬
ратором и нагрузкой включено параллель¬
ное сопротивление R2 (рис. 14-1-1,6). Тог¬
да располагаемая мощность на выходе цепи
где 5Вх — располагаемая мощность на
входных зажимах, а 5ВЫх — на выходных.
Располагаемый коэффициент передачи це¬
почки четырехполюсников (рис. 14-1-1,в) ра¬
вен произведению располагаемых коэффици¬
ентов передачи отдельных четырехполюсни¬
ков.
Коэффициент шума четырех¬
полюсника
Эта мощность не зависит от величины со¬
противления, а зависит только от темпера¬
туры сопротивления, от ширины полосы, в
которой наблюдаются шумы и от постоян¬
ной Больцмана. (Примечание: при То=
=290° К Мвых приближенно равно
4 • 10-15 вт/Мгц; это соответствует —144 дбвт
или —114 дбмвт). Температура 7о=290°К
(17° С) считается нормальной, и коэффици¬
ент шума F всегда относится к этой темпе¬
ратуре, т. е. он должен определяться при
этой температуре сопротивления источника.
Однако источник редко имеет температуру
точно 290° К, рабочий к. ш. Fv&a не равен
Z7, и пользование величиной F может пока¬
заться неправильным. Но сравнение качест¬
ва двух приемников, имеющих одинаковое
применение, удобнее и проще производить
сравнением величин F, тогда как пользова¬
ние /**Раб потребовало бы добавочного опре¬
деления температуры источника и введения
соответствующих поправок. Выражение для
к. ш. четырехполюсника, вход которого при¬
соединен к резистивному источнику шума,
теперь может быть представлено в виде
Учитывая, что располагаемый коэффициент
передачи G=SBblx/ST, где SF — располагае¬
мая мощность на выходе генератора (рав¬
ная E2/4Rr), имеем:
Отсюда общая располагаемая выходная
мощность шума
NBhlx=FGJiToB.
Мощность шума на выходе за счет сопро¬
тивления источника равна GkT0B\ поэтому
шум на выходе, возникающий в самом че¬
тырехполюснике, т. е. собственный шум,
yVc о б=FGkT0B—G\kT0B=1 (IF— 1) GkT0B.
Коэффициент шума цепочки четырехпо¬
люсников. Допустим, что все четырехпо¬
люсники имеют одинаковые полосы пропус¬
кания. Располагаемая мощность шума на
выходе первого четырехполюсника
Ny=F^tkToB.
Этот шум и шум, генерируемый во втором
четырехполюснике, усиливаются и дают на
выходе
Мвых2—[ (F\G\JiTqB) G2-{- (F2—1) G2kToB].
100
и располагаемый коэффициент
передачи
В дальнейшем] будем пользоваться равен¬
ством
Предположение одинаковой ширины полосы
обычно неправильно; в приемниках послед¬
няя шумящая цепь (усилитель промежуточ¬
ной частоты) имеет в большинстве случа¬
ев наименьшую полосу. При этом можно
пользоваться формулой для Fxп, если зна¬
чения входящих в нее коэффициентов шума
измерены при ширине полосы этой послед¬
ней цепи. Если последние каскады в цепоч¬
ке имеют большую полосу и вносят шумы,
то лучше пользоваться уравнением для F12.
В нем Sr и «SBых2 остаются без изменения;
kT0B является располагаемой мощностью
шума источника, отнесенной к общей поло¬
се приемника; ЛУВЫх2 следует определять
почленно, учитывая ширину полосы после¬
дующих каскадов. Расчет пригоден только
для линейных четырехполюсников. Если в
каком-либо каскаде возникают добавочные
комбинационные помехи, которые дальше
могут быть усилены, то приведенные выра¬
жения непригодны.
Общая полоса и полоса полезного ка¬
нала. До сих пор принималось, что общая
полоса приемника В0 совпадает с полезной
полосой В. Это, очевидно, не всегда имеет
место; так, например, обстоит дело в широ¬
кополосных приемниках, в которых не по¬
давлен зеркальный сигнал, или в приемни¬
ках, пропускающих гармоники, комбинаци¬
онные помехи и другие побочные сигналы.
Определенный ранее к. ш. всегда вычисля¬
ется для полосы В, но интересно, как изме¬
нится Fy если В не равно В0. Если прием¬
ник пропускает зеркальный или другие по¬
бочные сигналы, то располагаемая мощность
шума источника, которую нужно учитывать,
возрастает. Выходная мощность шума при
этом увеличивается за счет добавочной по¬
лосы, но мощность сигнала не изменяется,
так как по определению мощность сигнала
сосредоточена почти полностью в полосе по¬
лезного канала. (В некоторых приемниках,
особенно радиолокационных, полоса ограни¬
чивается настолько, что усиливается лишь
часть полной информации. Эксперименталь¬
но показано, что в радиолокационных при¬
емниках оптимальная полоса для обнару¬
жения слабых импульсных сигналов равна
1,2/^и, где /и — ширина импульса. Увеличе¬
ние полосы увеличивает мощность сигнала,
но непропорционально увеличению мощно¬
сти шума. В результате использование ин¬
формации, содержащейся в сигнале, ухуд¬
шается.)
Рис. 14-1-2. Улучшение к. ш. за счет
уменьшения побочных прохождений.
Если F определено правильно, то эта
величина увеличивается, когда В0/В стано¬
вится больше единицы.
Обозначим к. ш. в присутствии помех
через Fдейств, а к. ш. в идеальном случае—
через ^ид.
Представив выражение для к. ш. в виде
видим, что разница между двумя случаями
заключается лишь в значении МВых:
^ВЫХ.ИД=^' bj^G kT$B
и
<Nв ЫХ.действ —F^GkT0B+ GkT (Bq—В).
Поэтому
F действ F^GkT0B+GkT0(B0-B)
F^ F ид GkT 0В *
откуда
F
действ 1 ид "Г ß
Последнее уравнение показывает, насколь¬
ко ухудшается идеальный к. ш. за счет по¬
бочных прохождений.
Улучшение, получающееся при устране¬
нии всех прохождений, кроме нужного, по¬
казано на рис. (14-1-2). (Надо заметить, что
осуществить улучшение в полной мере не
удается; введение преселекции связано с
дополнительными потерями сигнала).
Относительная шумовая температура.
Рассмотрим располагаемую мощность шу¬
ма четырехполюсника или источника сигна¬
ла, когда шум создается источником с по¬
вышенной температурой. Если произвольно
принять, что располагаемая выходная мощ¬
ность создается нагретым сопротивлением,
то
iN в ы х kT \В.
101
Рис. 14-1-3. Блок-схема устройства
для измерения к. ш. приемника.
Тогда к. ш. четырехполюсника (см. выше)
можно представить выражением
SrkTrf 1 Ti
F =
SvuxkToB G Tо
Отношение Ti/T0 называется относительной
шумовой температурой п. Для цепочки из
двух четырехполюсников общий к. ш.
F =
fit I F2— 1 Hi F2— 1
Gi
Gi
Gi
где ri\ — относительная шумовая температу¬
ра первого четырехполюсника, a F2 — к. ш.
второго четырехполюсника. Это выражение
•часто применяется при расчете супергетеро-
динных приемников без усиления высокой
частоты. Обозначив через п относительную
шумовую температуру смесителя, через
F=\rii/Gi — к. ш. полупроводникового сме¬
сительного диода, через Fу.п.ч — к. ш. уси¬
лителя промежуточной частоты, включенно¬
го после смесителя, через Lnp — потери пре¬
образования смесителя, получим
F—LnjiiF у.п.ч+л—1).
Во многих случаях пассивные потери LB.n
имеются до преобразования; в этом случае
F=LB'4L,Up(F у.п.ч+л—1),
Если сопротивление источника, присое¬
диненного ко входу четырехполюсника, име¬
ет температуру Th то общая выходная мощ¬
ность шума (при Bq—В)
Р\ = GkT\B-\-N qoq —
= GkT iB + (F— 1) GkT 0B.
При повышении температуры сопротив¬
ления источника до Т2 общая выходная
мощность шума
P2=GkT2B+ (F—l)GkT0B.
Обозначив отношение Р2/Рi буквой У, по¬
лучим:
Р2 _ GkT2B + (F — 1) GkToB
Pt Y — GkT^B + (F — 1) ükT*B •
в) Схемы измерения к. ш. Приведенная
на рис. 14-1-3 блок-схема измерения к. ш.
содержит: источник мощности (генератор
сигнала или генератор шума), исследуемое
устройство (на схеме—приемник) и устрой¬
ство для измерения или индикации мощно¬
сти (включенное на выход у. п. ч. прием¬
ника). Выходную мощность можно изме¬
рять двумя основными способами:
1) Прямым измерением уровней мощно¬
сти в определенных точках приемника.
2) Использованием индикатора уровня
мощности и прецизионного переменного ат¬
тенюатора для установки одинаковых мощ¬
ностей на индикаторе в начальных и конеч¬
ных условиях измерения.
Любой квадратичный детектор с линей¬
ным усилителем, включенным перед ним,
является удобным устройством для измере¬
ния мощности. К таким детекторам отно¬
сятся ламповые или полупроводниковые
диоды, работающие в квадратичном участ¬
ке характеристики, болометры, термисторы
и термоэлектрические приборы. Ламповые
диоды переходят на линейную работу уже
при сравнительно низком уровне входного
сигнала, а при очень малых сигналах зна¬
чительную часть выходного тока составляет
начальный ток. Полупроводниковые диоды
имеют чисто квадратичный участок харак¬
теристики, но их динамический диапазон не¬
велик.
Наиболее подходящими устройствами
являются термоприборы. Их единствен¬
ный недостаток — неустойчивость по време¬
ни, в результате чего они требуют частой
установки нуля и градуировки. Другим ре¬
шением является применение ламповых или
полупроводниковых диодов на неквадратич¬
ном участке характеристики и градуировка
их по генератору стандартного сигнала.
Если используются не термоприборы, а,
например, диодные детекторы в неквадра¬
тичном участке характеристики, то послед¬
ние реагируют на сложение мощностей шу¬
ма не так, как на сложение мощности си¬
нусоидального сигнала с мощностью шума.
Установлено, что при линейном детекторе
добавление синусоидального сигнала, рав-
102
Рис. 14-1-4. Разбалансный болометрический мост.
Яз = #4 = 50 ом; #5=|/?б = 200 ом; Я7=0—300 ом.
Рис. 14-1-5. Измерение к. ш. методом аттенюатора с выход¬
ным усилителем.
кого сигналу шума, имеющемуся на детек¬
торе, дает изменение выпрямленного тока
детектора в 1,45 раза, а не в 1,41, как в
случае сложения двух шумовых мощностей.
Типичная схема болометрического моста
приведена на рис. 14-1-4. Болометр R2 (мо¬
жет быть применен термистор) образует
вместе с сопротивлениями R$ и \Ra одно из
плеч моста. Другие плечи образованы со¬
противлениями $5, Re и R7. Мост баланси¬
руется регулировкой i/?7 при выключенном
объекте измерения (в данном случае уси¬
лителе). При включении усилителя мощ¬
ность его шума изменяет сопротивление R2
и мост разбалансировывается. Если усили¬
тель линеен, то отклонение выходного при¬
бора моста пропорционально мощности шу¬
ма на входе; к. ш. усилителя может быть
измерен методом удвоения мощно¬
сти: генератор шума присоединяется к уси¬
лителю и его выход регулируется до полу¬
чения удвоенного показания прибора, после
чего к. ш. вычисляется по формуле для F,
приведенной в разделе «е».
Имеются методы, при которых прибор
измерителя мощности служит только инди¬
катором. При этих методах в один из пер¬
вых каскадов приемника (после элементов,
вносящих шум, но до точки, где нужно
обращать внимание на линейность усиле¬
ния) включается постоянный или перемен¬
ный аттенюатор. Коэффициент Y определя¬
ется по величине ослабления, которое сле¬
дует ввести, чтобы показание выходного
индикатора после подачи сигнала осталось
прежним. Если выходной индикатор дает
одинаковое отклонение при смешении шумо¬
вого и синусоидального сигналов и при сме¬
шении двух шумовых сигналов, то этот ме¬
тод одинаково применим при измерениях
с генератором стандартного сигнала и с
генератором шума.
Примером таких измерений является
метод аттенюатора с выходным
усилителем (рис. 14-1-5). Схема собра¬
на так, что генератор сигнала (или шума)
включается и выключается одновременно
с включением и выключением аттенюатора.
Аттенюатор обычно присоединяется к выхо¬
ду последнего каскада у. п. ч. через низко¬
омный коаксиальный кабель. 75-омная на¬
грузка приводит к расширению полосы при¬
соединяемого измерительного устройства, но
снижает усиление; для компенсации этих
потерь необходим выходной усилитель.
Выходной усилитель должен иметь по¬
лосу несколько большую, чем приемник или
измеряемый объект, и иметь ту же среднюю
частоту. Если его полоса уже, то средний
к. ш. определяется усреднением ряда зна¬
чений к. ш., полученных на участках всей
полосы (см. раздел «ж»). Усилитель дол¬
жен быть хорошо экранирован и иметь от¬
дельный источник питания для устранения
обратной связи с исследуемым объектом.
На рис. 14-1-6 показана схема выход¬
ного усилителя, имеющего среднюю частоту
около 30 Мгц и ширину полосы 8 Мгц. Уси¬
ление по напряжению равно примерно 350.
Связь с диодным детектором осуществляет¬
ся через емкость 100 пф. Возможны и дру¬
гие схемы включения диодного детектора.
Рис. 14-1-6. Схема выходного усилителя.
(Лампа 6AL5 — эквивалент отечественной 6Д1П; лампа 6АК5— эквивалент 6Ж2П.
—Прим. ред.).
103
Рис. 14-1-7. Схема включения
аттенюатора.
В усилителе предусмотрена возмож¬
ность проверки полосы пропускания иссле¬
дуемого объекта с помощью добавочного
зажима.
На рис. 14-1-7 приведена схема 75-ом¬
ного, 3-децибельного аттенюатора проме¬
жуточной частоты. Вход аттенюатора под¬
ключен к согласованному отрезку 75-омного
кабеля с соединителем; последний вставля¬
ется в ламповую панель последнего каска¬
да исследуемого у. п. ч. Выход 3-децибель¬
ного аттенюатора нагружен 75-омным со¬
противлением, а индуктивность L резониру¬
ет с входной емкостью первой лампы вы¬
ходного усилителя; это обеспечивает посто-t
янство калибровки аттенюатора. *
Подробнее об измерении мощности см.
гл. 3.
г) Порядок измерения к. ш. Случай I,
У = 2.
Метод I. Если входную мощность мож¬
но регулировать, то удобно пользоваться
фиксированным аттенюатором промежуточ¬
ной частоты на 3 дб (см. раздел «в»). Ре¬
гулировкой усиления исследуемого прием¬
ника устанавливают удобное показание ин¬
дикатора, который при этом показывает
только шум приемника. Затем включают
аттенюатор и входной сигнал регулируют
так, чтобы на индикаторе получилось преж¬
нее показание. Это соответствует условию
У=2; к. ш. вычисляют по уравнению для
У, применимому к данному источнику сиг¬
нала (раздел «е»).
Метод II. Если выход генератора регу¬
лировать нельзя, то можно применить ме¬
тод I, включив калиброванный аттенюатор
в. ч. между генератором и исследуемым
приемником.
Случай II, Y ф 2.
Когда измеряемый шум велик, а мощ¬
ность генератора ограничена, условие У=2
осуществить нельзя. В этом случае следу¬
ет пользоваться прецизионным переменным
аттенюатором промежуточной частоты. При
выключенном генераторе устанавливают по
индикатору удобный опорный уровень. За¬
тем включают генератор и вводят ослабле¬
ние, необходимое для приведения уровня
выхода к опорному; Y определяется непо¬
средственно по введенному ослаблению.
Оценка точности и источники ошибок.
Вообще говоря, наиболее точным методом
измерения является метод с применением
прецизионного переменного аттенюатора
при постоянной индикации, так как точ¬
ность измерения в этом случае определяет¬
ся только точностью калибровки аттенюа¬
тора. При измерениях на с. в. ч. обычно ис¬
пользуются генераторы шума на газораз¬
рядной лампе с фиксированным выходом.
Для снижения погрешностей при измерении
к. ш. следует обращать внимание на сле¬
дующее:
1. Линейность приемника. Из¬
мерение следует проводить в такой точке
приемника, где уровень сигнала настолько
велик, что шумы дальнейших каскадов не
имеют значения, но где предыдущие каска¬
ды не вносят нелинейности. Необходима
отметить, что в отношении шума линей¬
ность усиления имеет особый смысл. Спектр
шума вследствие его хаотической природы
существенно отличен от спектра обычных
сигналов. В последнем случае все «состав¬
ляющие» сигнала усиливаются линейно, ес¬
ли усилитель линеен до уровней, в 1,41 раза
больших действующего значения несущей.
Шум же имеет составляющие, которые мо-
. гут во много раз превышать уровень дейст¬
вующего значения. При измерении к. ш. ли¬
нейность усилителя должна сохраняться до
амплитуд, по крайней мере в 4 раза пре¬
вышающих действующее значение. По этой
причине непосредственное измерение вы¬
ходной мощности для определения измене¬
ния уровней мощности при подаче на вход
известного сигнала имеет ограниченное при¬
менение. Многие генераторы шума, исполь¬
зуемые для измерения к. ш., имеют фикси¬
рованную выходную мощность, а при очень
малых к. ш. коэффициент Y может быть
достаточно большим, например, 10. Это
значит, что амплитудная характеристика
приемника до точки включения измерителя
мощности должна быть линейна в диапазо¬
не отношений до 10:1 над минимальным
измеряемым уровнем мощности; если же
источником является генератор белого шу¬
ма, то и в диапазоне до 40: 1. Это ставит
весьма жесткие требования к усилителю и
детектору. Так, например, в случае исполь¬
зования лампового или полупроводниково¬
го диода необходимо, чтобы детектор или
(1) имел квадратичную или линейную ха¬
рактеристику в диапазоне более 16 дб, или
(2) имел известную зависимость между
входным и выходным уровнями в течение
длительного времени.
2. Знание характеристики вы¬
ходного измерительного устрой¬
ства. Если при измерении не пользу¬
ются постоянным выходом, то необходимо
знать подробно характеристики выходного
индикатора: стабильность его во времени;
точность калибровки; показания при смеше¬
нии шума с шумом и при смешении шума
с синусоидальными сигналами. (Последнюю
характеристику необходимо знать и при из¬
мерении с постоянным выходом.)
3. Правильность определения
полосы полезного канала и пра¬
вильность коррекции выходной мощности
в случае Во/В ф 1 (раздел «б»).
4. Правильность определения
выходной мощности генератора.
Возможные причины неправильности: изме¬
нение калибровки аттенюатора генератора
стандартного сигнала; натекание шумовых
диодов.
104
5. Согласование полного со¬
противления источника. Сущест¬
венно, чтобы генератор имел нужное сопро¬
тивление при выключенном и включенном
состоянии. Неправильное согласование ге¬
нератора с приемником является одним из
обычных источников ошибок. Даже если со¬
противления приемника и генератора чисто
активны, ошибка за счет рассогласования
не может быть скорректирована расчетным
путем, так как к. ш. может сильно зависеть
от сопротивления источника. Это особенно
важно учитывать при измерениях предвари¬
тельного у. п. ч., у которого действительное
полное сопротивление источника имеет
большую реактивную составляющую. Здесь
сопротивлением источника является сопро¬
тивление смесителя на промежуточной ча¬
стоте, которое имеет емкостную составляю¬
щую за счет емкости, шунтирующей высо¬
кую частоту в смесителе. Если усилитель
рассчитан правильно, то входное сопротив¬
ление у. п. ч. равняется входному полному
сопротивлению ненагруженного трансфор¬
матора. Это сопротивление, конечно, резко
отлично от комплексно-сопряженного вы¬
ходного сопротивления смесителя, имеюще¬
го активную и реактивную составляющие.
Для обеспечения правильности измерения
сопротивление генератора должно быть оди¬
наковым с сопротивлением смесителя. Кро¬
ме того, сопротивление генератора во вклю¬
ченном и выключенном состояниях должно
быть неизменным.
6. Влияние измерительной
аппаратуры на ширину полосы.
Подключение измерительной аппаратуры
не должно изменять полосу приемника. Ге¬
нератор должен быть согласован не только
в полосе полезного канала, но и в каналах
всех побочных прохождений. Например, ес¬
ли приемник не имеет преселекции и может
принимать в нормальных условиях работы
сигналы как полезного канала, так и зер¬
кального, то генератор должен быть согла¬
сован и в зеркальном канале. В некоторых
случаях необходимо принимать во внима¬
ние также боковые полосы гармоник, по¬
скольку полупроводниковые смесители мо¬
гут иметь разные потери преобразования в
зависимости от согласования в этих боко¬
вых полосах.
д) Автоматическое измерение коэффи¬
циента шума. Быстро переключая условия
работы испытуемого объекта и измеряя
амплитуду изменения выхода при этих пе¬
реключениях, можно непосредственно опре¬
делять к. ш. На этом принципе основан ряд
прямопоказывающих измерителей к. ш., см.
например (Л. 54-6].
В таких измерителях применяется мо¬
дулированный генератор шума. На выходе
приемника появляются два уровня шума:
один—пропорциональный только шуму при¬
емника и другой — пропорциональный шу¬
му приемника плюс шум генератора. Отно¬
шение этих мощностей равно коэффициен¬
ту У. Хотя каждая из этих мощностей шу¬
ма является средней величиной, но все же
уровни мощности имеют кратковременные
флуктуации. Способность измерителя пока¬
зывать малые разности уровней мощности
(что соответствует большому к. ш.) непо¬
средственно связана с его способностью
уменьшить эти флуктуации до значений,
меньших, чем измеряемая разность. При ис¬
пользовании модулированного генератора
это равносильно способности измерителя
выбирать и измерять составляющую часто¬
ты переключения и ее гармоники на фоне
шума. При к. ш. до 20 дб надежные изме¬
рения выполняются простой фильтрацией
видеовыхода приемника с помощью узкопо¬
лосного фильтра, настроенного на частоту
переключения. Практически этим способом
можно измерить к. ш. до 20 дб при оста¬
точных флуктуациях менее 1 дб. Для изме¬
рения больших к. ш. нужны более сложные
способы фильтрации.
Одним из таких способов является ис¬
пользование взаимной корреляции [Л. 55-9],
при которой выход приемника переключа¬
ется с одного интегратора на другой одно¬
временно с включением и выключением ге¬
нератора шума. При этом мощность шума
приемника для каждого положения может
быть усреднена за желаемый период време¬
ни и флуктуации сглажены до любой (тео¬
ретически) степени. Имеющиеся измерители
этого типа позволяют отсчитывать к. ш. до
40 дб. Для калибровки устройства измеря¬
ется коэффициент У с помощью, например,
измерителя отношения. Другой
способ состоит в применении в приемнике
схемы а. р. у., управляемой одним из двух
измеряемых уровней мощности или их сред¬
ним значением. Последний способ исполь¬
зуется при простом интегрировании с по¬
мощью фильтра, а первый — в синхронных
интеграторах.
Автоматические измерители к. ш. весь¬
ма ценны в ряде случаев: испытание партий
приемников в цехах; опытное определение
оптимальных параметров входных цепей
приемников; выбор оптимального режима
работы бегущей волны.
При описанных измерениях существен¬
но, чтобы генератор шума был проходного
типа и его сопротивление в положениях
«включено» и «выключено» было одно и
то же.
Газоразрядные генераторы шума с воз¬
будителями в плоскости Е и спирального
типа хорошо подходят для измерения на
в. q, у. в. ч. и с. в. ч. Отмеченные усло¬
вия работы относятся и к шумовым дио¬
дам; кроме того, надо обеспечивать полное
отсутствие тока диода в положении «вы¬
ключено», а также такую форму напряже¬
ния переключения, которая не создавала
бы заметного напряжения высокой частоты
в контурах приемника. Это особенно отно¬
сится к тому частотному диапазону, в ко¬
тором применяются шумовые диоды.
е) Генераторы, применяемые для изме¬
рения к. ш. Обычно применяются генерато¬
ры трех основных типов: генераторы стан¬
дартного сигнала, температурно-ограничен*
ные (насыщенные) диоды и генераторы на
газоразрядных лампах
Производились эксперименты с исполь¬
зованием и других типов генераторов (им*
пульсные генераторы, генераторы с ртут¬
ной каплей), но на современной стадии их
105
Рис. 14-1-8. Зависимости к. ш. от вы¬
ходной мощности генератора стандартно¬
го сигнала при У= 2.
развития они не могут служить абсолют¬
ными источниками шума.
Генераторы стандартного сигнала. Ис¬
пользование генераторов стандартного сиг¬
нала для измерения к. ш. несколько огра¬
ничено по ряду причин и в первую очередь
недостаточной их точностью. В большин¬
стве случаев точность выхода г. с. с. не
лучше ±1 дб, на малых же уровнях сиг¬
нала она еще хуже; но как раз на этих
уровнях г. с. с. и используется при изме¬
рениях к. ш. Так, например, мощность, не¬
обходимая при измерении к. ш, равного
2 дб, усилителя промежуточной частоты
с полосой 1 Мгц, равна 6*3* 10~15 вт,или—
112 дбмвт. Только немногие г. с. с. могут
претендовать на точность в несколько де¬
сятых долей децибела на таких уровнях.
Для грубой работы, где достаточны отно¬
сительные результаты и где сравниваются
результаты измерений за день, можно ис¬
пользовать г. с. с. при отсутствии других
источников. В этом случае наиболее под¬
ходящим является метод удвоения
мощности (У—2).
Коэффициент Y. Воспользовавшись при¬
веденным выше уравнением для Р\, напи¬
шем выражения выходной мощности для
случая нормальной температуры сопротив¬
ления источника Т\ и для случая добавле¬
ния мощности Sv:
P^GkTxB+W—^GkTfJB
P2=ST+ GkTxB+\F—\)GkToB.
Важно отметить, что эти уравнения
справедливы независимо от того, имеются
в приемнике побочные прохождения или
нет (В0ф В).
Общая выходная мощность принимает¬
ся складывающейся из шума сопротивления
источника в полезном канале В и внутрен¬
него шума приемника. Шум на выходе за
счет избыточной полосы (#о—В) рассма¬
тривается как часть шума приемника, и его
эффект включается в величину F (повыше¬
ние F и является расплатой за побочные
прохождения). Заметим также, что шум
приемника всегда относится к температу¬
ре Го. Из уравнений для Рх и Р2 имеем:
Р2 ^Sr + GkTiB + iF—iyGkToB
У — РI GkT гВ + (F— 1) GkT0B *
Решая относительно F, получим:
F=-щв (г=т)'“(т;-1 )■■
Для случая У — 2
р (1л_Л
kTß т„ 1 у
Если Ti/T0 близко к единице, то
Это уравнение изображено графически на
рис. 14-1-8 для В, равного 1, 2, 5 и 10 Мгц.
График может быть экстраполирован для
дольных или кратных значений полосы пу¬
тем алгебраического вычитания или добав¬
ления 10 дб к ординате при изменении по¬
лосы в 10 раз.
Если У =1=2, то в рассчитанный к. ш. F
следует ввести поправку 1/(У—1) дб. Зна¬
чения этого множителя приведены на
рис. 14-1-9. Далее, если 7УГ0ф\у то долж¬
на быть внесена еще поправка; эта поправ¬
ка иногда может быть значительной, на¬
пример при измерении у. п. ч. с малыми
шумами. Так, при измерении к. ш. поряд¬
ка 1,5 дб и при темлературе генератора
сигнала 38° С, что иногда встречается
в приборах, к. ш.
Рис. 14-1-9. Поправка AF к графикам
14-1-8 и 14-1-15 при Уф2. При Y око¬
ло 3 дб AF [дб]=2АУ [дб], где
AУ [дб]=«(У—3) {дб}.
106
A F,
где F' — измеренный к. ш., a F — действи¬
тельный к. ш., то поправка AF, дб, для не¬
скольких температур может быть представ¬
лена в виде графиков рис. 1441-10 и 14-1-М.
При увеличении измеряемого к. ш. поправ¬
ка быстро приближается к нулю.
Порядок измерения. При измерении
к. ш. генератор стандартного сигнала под¬
ключается к выходным зажимам исследуе¬
мого приемника. Генератор не должен ис¬
кажать общие характеристики приемника,
и его рабочая температура Т\ должна быть
известна. Определяется с помощью соответ¬
ствующего индикатора мощность стандарт¬
ного сигнала, необходимая для удвоения
нормальной выходной мощности шума.
Лучше всего это производить с помощью
точно градуированного постоянного атте¬
нюатора промежуточной частоты на 3 дб
(разделы «в» и «д»). F' находят по графи¬
ку рис. 14-1-8 или вычисляют. При ТхфТъ
или Уф2 находят поправки для F' из
рис. 14-1-9, 14-1-10 и 144-11, после чего
определяется F — действительный к. ш.
Ширина полосы В определяется по
графику выходной мощности приемника
в полезном канале. Необходимо точно знать
частоту fr, при которой измерялось 5Г. Для
лучшей повторяемости /г должна быть ча¬
стотой, при которой получается максималь¬
ное усиление, но это не всегда возможно
при многопиковой кривой. В определяется
измерением площади, охватываемой кривой
мощности, и делением ее на коэффициент
усиления мощности на частоте /г. Простой
метод, дающий достаточно точный резуль¬
тат, показан на рис. 14-1-12. Линии MN
и МР проведены так, что заштрихованные
площади над линией равны площадям под
ней. Искомая полоса В равна NPJ2.
Рис. 14-1-11. Поправка к измеренному
значению к. ш. для учета температу¬
ры источника.
ж) Насыщенные диоды. Генераторы шу¬
ма, выходной уровень мощности которых
соответствует уровню, необходимому для
измерения к. ш., имеют преимущества пе¬
ред г. с. с. Отпадает необходимость поль¬
зоваться большими, точно известными
ослаблениями, и уменьшается ошибка за
счет побочных излучений источника боль¬
шой мощности. Такими измерительными ге¬
нераторами являются генераторы шума и,
в частности, насыщенный , (|тем пер атурне¬
ограниченный) диод.
Выходная мощность шума. Коэффи¬
циент Уш Насыщенный диод — это такой
диод, в котором весь ток, эмиттированный
катодом, достигает анода. Семейство ха¬
рактеристик ia=f(Ua) такого диода при
различных температурах катода показано
на рис. 14-1-13. В области изгиба характе¬
ристики ток диода ограничен простран¬
ственным зарядом между анодом и като¬
дом. Выше изгиба ток диода ограничен
только эмиссией катода. Общий анодный
ток можно считать состоящим из среднего
тока /, определяемого материалом, разме¬
рами и температурой катода и флуктуа-
Рис. 14-1-12. Метод определения шумо¬
вой полосы.
107
Рис. 14-1-10. Поправка к измеренному значению к. ш.
для учета температуры источника.
Следует помнить, что эга поправка
вводится в отношение мощностей, а не
в к. ш., выраженной в децибелах.
Если уравнение для F переписать
в виде
Рис. 14-1-13. Анодные ха¬
рактеристики диода при
различных температурах
катода.
ционной составляющей, создаваемой слу¬
чайной природой потока электронов, эмит-
тируемых в случайные моменты и со слу¬
чайными скоростями. Среднеквадратичное
значение тока флуктуаций
/2 = 2 elB,
где е — заряд электрона (11,50• 10-19 к);
/ —средний постоянный ток анода, а; В —
полоса, в которой наблюдается шум, гц.
Эта формула справедлива до частот,
на которых время пролета электрона меж¬
ду катодом и анодом перестает быть ма¬
лым по сравнению с периодом колебаний.
Важно, чтобы эмиссия была действительно
температурно-ограниченной, так как при¬
сутствие пространственного заряда умень¬
шает ток флуктуаций. Некоторый катоды
(например, оксидные) никогда не работают
в режиме действительного температурного
ограничения. Лучшим катодом для генера¬
тора шума является катод из чистого воль¬
фрама. На рис. 14-1-14,а показана эквива¬
лентная схема идеального шумового диода
с сопротивлением R. Располагаемая мощ¬
ность шума такого генератора в выклю¬
ченном состоянии равна kT\B, где Т\ —
температура сопротивления. Состоянием 1
назовем работу с выключенным диодом,
а состоянием 2 — работу с включенным
диодом и постоянным током /, определяе¬
мым температурой нити.
Pl = GkTiB+ (F—l)kT0B-,Q
Здесь следует рассмотреть влияние побоч¬
ных прохождений в исследуемом приемни¬
ке. Мощность шума правильно сконструи¬
рованного генератора одинакова на всех
Рис. 14-1-14. Эквивалентные схемы диод¬
ного генератора шума.
а — основная схема, б — схема, учитывающая внут¬
реннее сопротивление диода; в—схема, учитываю¬
щая междуэлектродную емкость и индуктивность
вводов. Располагаемая мощность
для случая а
частотах, которые пропускает приемник.
Поэтому выходная мощность Р2 содержит
мощность шума (от генератора) не только
в полезной полосе ß, но и на всех часто¬
тах, пропускаемых приемником (В0).
По тем же соображениям сопротивле¬
ние источника при выключенном генерато¬
ре создает мощность шума в той же поло¬
се, и, казалось бы, это можно учесть, за¬
менив GkT\B на GhTiBo в вышеприведен¬
ном уравнении. Но этого не следует делать.
Часть выходного шума сопротивления ис¬
точника, создаваемая за счет «расширения»
полосы, т. е. kTi>(B0—ß), приводит к уве¬
личению к. ш. В определение входит по¬
лезная полоса В, а любой шум, получаю¬
щийся за счет условия В0>В, учитывается
возрастанием F. Генератор шума, с другой
стороны, является измерительным прибо¬
ром, и общая величина его выхода должна
быть учтена.
Возвращаясь к выражению для F и
подставляя вместо i2n его значение, при¬
веденное в начале этого раздела, получим
108
£0/ß = l; 7i/70 =1 и У=2, то
F=20IR.
Если Во/Вф 1, то результат этого может
быть учтен добавлением 10'lgßo/ß непо¬
средственно к F, дб, определенному по
рис. 14-1-15. При Уф2 вводится поправка
такая же, как и при измерении с г. с. с.
(рис. 14-1-9). Если F представить в виде
20/tf ~
У—1 ’
то поправка для Т\{Тоф\ может быть най¬
дена из графиков рис. 14-1-10 и 14-1-11.
Влияния внутреннего полного сопротив¬
ления. Диодный шумовой генератор впол¬
не пригоден для измерений, если он имеет
правильное сопротивление на выходных за¬
жимах и если эти зажимы могут быть
включены в должную точку схемы при из¬
мерении к ш. Реальный диод имеет парал¬
лельную емкость и связанную с ней индук¬
тивность вводов, а также внутреннее со¬
противление Ri.
Если внутреннее сопротивление диода
не бесконечно велико, то эквивалентная схе¬
ма имеет вид, показанный на рис. 14-1-14,6.
Действительный шумовой ток в сопротивле¬
нии R уменьшается в отношении Ril(Rl+R).
Рис. 14-1-15. Метод шумового диода; к. ш.
в зависимости от тока диода для различ¬
ных значений сопротивления R.
Рис. 14-1-16. Диодный генератор шу¬
ма с согласованной линией.
Хороший шумовой диод должен иметь
в рабочей точке Ri больше 50 000 ом и
тогда, если R равно 50 ом, указанное сни¬
жение тока незначительно.
В случае, когда (между анодом и ка¬
тодом имеется индуктивность и емкость за
счет вводов, схема принимает вад, пока¬
занный на рис. 14-1-14,в. Вычисление рас¬
полагаемой мощности на выходных зажи¬
мах i2R/4 показывает, что в этом случае
она в К раз [где К—1/(1—со2ЬС)2] больше,
чем располагаемая мощность идеального
шума. Даже при тщательно продуманной
конструкции цоколя с множителем К сле¬
дует считаться на частотах выше 100 Мгц.
Положим, что L = 0,03 мкгн\ С—3 пф и
f = 160 Мгц (со = 109), тогда /(==1,21 или
0,82 дб.
Диодные генераторы шума с согласо¬
ванной линией применяются для устране¬
ния неудобств, создаваемых реактивностью
выводов. На выходе диода включены Ro,
L и С, настроенные в резонанс на нужной
частоте (рис. 14-1-16). Кабель с волновым
сопротивлением Ro соединяет диод с изме¬
ряемым объектом, перед которым включено
последовательное согласующее сопротивле¬
ние Ri. Сопротивление схемы (со стороны
зажимов АА') может быть сделано чисто
активным, большим, чем Ro. Можно пока¬
зать, что уравнение для F теперь прини¬
мает вид
20/?д/
F = Я.+Я. *
Можно включить добавочную реактивность
на выходные зажимы АА\ чтобы полное
сопротивление источника имело нужную
величину. На частотах, на которых L и С
не находятся в резонансе, реактивность вы¬
хода генератора должна быть принята во
внимание при расчете общего сопротивле¬
ния источника; однако влияние этой реак¬
тивности невелико, поскольку добротность
контура очень мала.
Преимущества этой схемы сопровожда¬
ются неприятной необходимостью увеличе¬
ния тока диода, в чем легко убедиться,
вычислив ток по формулам для F. Это
ограничивает максимальный к. ш., который
может быть измерен с помощью данного
устройства.
Коаксиальные шумовые диоды приме¬
няются для расширения верхнего предела
частоты. В них анод образует внешний
проводник коаксиала, а нить представляет
собой виток вокруг центрального провод¬
ника, расположенный под прямым углом
к нему. Это почти полностью устраняет
влияние индуктивности вводов.
109
Рис. 14-1-17. Вычисленное при¬
ближенное значение уменьше¬
ния к. ш. за счет времени проле¬
та в коаксиальном шумовом
диоде (типа ТТ-1).
Предельная частота, на которой может
применяться эта лампа, ограничена време¬
нем пролета; она равна примерно 3 000 Мгц,
а для обычных миниатюрных диодов она
не превышает нескольких сотен мегагерц.
На рис. 14-1-17 приведена расчетная кривая
поправки на влияние частоты для некото¬
рой конкретной конструкции диода.
Измерение больших коэффициентов шу¬
ма. Правильно используемый шумовой ди¬
од является лучшим генератором шума на
частотах, где еще не сказываются высоко¬
частотные погрешности. Если диод работает
в режиме насыщения, его располагаемая
шумовая мощность известна и регулируема.
Но она ограничена допустимой мощностью
рассеяния, а попытки увеличить последнюю
снижают верхний предел частоты. Вместе
с тем, большая мощность источника тре¬
буется только при измерении больших
к. ш., когда не нужна особо высокая точ¬
ность, и тогда можно пользоваться значе¬
ниями Y<2. Измерение малых разностей
мощности, однако, связано -с некоторыми
трудностями. Для уменьшения флуктуации
выходного индикатора до величины, зна¬
чительно меньшей среднего значения, тре¬
буется некоторое время. Остаточные флук¬
туации должны быть 'малы по сравнению
с разностью измеряемых мощностей. Тре¬
буется также очень высокая стабильность
усиления всей приемной системы. Полное
сопротивление источника шума должно
быть точно известно на рабочей частоте,
хотя соответствующее измерение нелегко
выполняется на указанных высших частотах
с точностью, лучшей 5%.
Преимуществом шумового диода яв¬
ляется отсутствие необходимости измерять
полосу пропускания, что требуется при
работе с г. с. с. Но это справедливо толь¬
ко при отсутствии побочных прохождений.
В противном случае при измерении с шу¬
мовым диодам необходимо определять как
В0, так и В, тогда как при работе с г. с. с.
необходимо измерять только В.
з) Генераторы шума на газоразрядных
лампах. Положительный столб газового
разряда может быть использован как про¬
стой и удобный источник шума на с. в. ч.
Практическими генераторами шума мо¬
гут быть дуплексные лампы (газоразряд¬
ные антенные переключатели), неоновые
лампочки и особенно обычные люминесцент¬
ные лампы (лампы дневного света). Такие
лампы, помещенные в волновод, могут быть
согласованы с волноводом в широком диа¬
пазоне частот, причем выходная мощность
шума остается достаточно постоянной при
смене ламп.
Шумовая температура в данном случае
называется «температурой элек¬
тронного газ а» или просто «э лек-
тронной температурой». Она яв¬
ляется функцией прежде всего используе¬
мого газа, диаметра разряда и давления
газа; она растет с уменьшением атомного
веса. Обычно в генераторах шума исполь¬
зуются неон и аргон.
В люминесцентных лампах, наполнен¬
ных аргоном, присутствуют пары ртути; по¬
этому при определении выхода надо учи¬
тывать температурный коэффициент. iKpo-
ме того, выходной шум не вполне постоя¬
нен от лампы к лампе.
Уравнение коэффициента Y. Температу¬
ра с. в. ч. шума и электронная темпера¬
тура одинаковы, поэтому выходную мощ¬
ность генератора можно определять, при*
нимая генератор за тело, нагретое до тем¬
пературы Т2, равной электронной темпера¬
туре. Предположим, что вход приемника
подключен к согласованному 'сопротивле¬
нию источника при температуре Т\ и изме¬
рена выходная мощность. Затем приемник
присоединяют .к газоразр(ЯДному генера¬
тору шума, имеющему такое же сопротив¬
ление, как в первом измерении, и выходная
мощность измеряется снова. Результаты из¬
мерений могут быть представлены уравне¬
ниями. (Удобно рассматривать генератор
на газоразрядной лампе, как г. с. с., выход¬
ная мощность которого является его и з-
быточным шумом. Этот избыточный
шум проходит через приемник во всех по¬
лосах приема (Во), а мощность «сигнала»
от генератора на выходе приемника равна
Gk(T2—Ti)B. Нагрузка источника также со¬
здает мощность шума во всех полосах при¬
ема, но при определении к. ш. та часть этой
мощности, которая находится в полезной
полосе В, считается равной GkTiB; осталь¬
ная часть учитывается увеличением к. ш.)
Р1== GkT{B+ (F—\)GkT0B;
Р2= Gk(T2—T^)B0+ GkTxB +, (F—\)GkT0B.
Вводя P2/Pi==y и решая относительно F,
получаем
110
График этого уравнения приведен на
рис. 14-1-18 для значений Г2, соответствую¬
щих некоторым типам газоразрядных ламп.
При Bq!В ф 1 (но 7УГ0=1) поправка
вводится добавлением к измеренному к. ш.
величины 101g Во/В.
При Тх1Тоф\, но BolB = 1, о оправку
можно определить с помощью графиков
рис. 14-1-19. Если уравнение для iF, приве¬
денное в начале этого раздела, переписать
в виде
F=F'+AF«,
то можно построить -график AF[d6] —
=f.(F'[d6])y показанный на рис. 14-1-20
(Последним членом здесь 'пренебре¬
гаем, что соответствует всем практи¬
ческим случаям.)
F' — измеренный к. ш., a AF —
поправка, которую нужно добавить
к измеренной величине для получе¬
ния истинного значения к. ш., отне¬
сенного к 1200° К. ЗЕ-сли Во/В ф 1 и
Тх/Тофй, то поправка должна вно¬
ситься в два приема. Сначала вно¬
ситься, как указано выше, поправка
на В0/В. Получив к. ш. F\ вносят
в него поправку на TJTo из рис.
14-1 Jli9.
Шум на выходе газоразрядной
лампы изменять нельзя; поэтому
только при к. ш., точно равном из¬
быточному шуму лампы ^выраженно¬
му в децибелах), можно получить
удобную величину коэффициента Y
(У=2).
Этого можно достигнуть, вклю¬
чив между источником шума и ис¬
следуемым приемником в. ч. атте¬
нюатор, но это вводит добавочные
ошибки. Лучшим методом измерения
к. ш. с газоразрядной лампой являет¬
ся применение переменного аттенюа¬
тора п. ч. 'Коэффициент Y может
быть отсчитан непосредственно по аттенюа¬
тору.
Влияние потерь в линии передачи на
измерение к. ш. Применяются два типа вол¬
новодных генераторов шума. В одном газо¬
разрядная лампа расположена перпендику¬
лярно оси волновода в плоскости И (па¬
раллельно широкой стенке волновода).
Во втором лампа помещена под острым
углом к оси волновода в плоскости Е (па¬
раллельно узкой стенке волновода). По¬
следний тип встречается чаще; он дает
хорошее согласование ;в очень широком
диапазоне при зажженной лампе. При вы¬
ключенной лампе получается незначитель¬
ное рассогласование и генератор можно
рассматривать просто как отрезок линии
передачи. Согласованная нагрузка на кон¬
це генератора, удаленном от исследуемого
приемника, является оконечным сопротив¬
лением при температуре Т\.
Если (измерение полного сопротивления
генератора на газоразрядной лампе с согла¬
сованной нагрузкой дает одинаковые ре¬
зультаты при включенном и выключенном
генераторе, то возникает вопрос об отно¬
сительной роли в согласовании разряда и
оконечной нагрузки. Если разряд не созда¬
ет всю активную (проводимость, то очевид¬
но, что оконечная нагрузка частично «вид¬
на» со стороны выхода; но ее температура
отличается от температуры разряда и дей¬
ствующая температура выхода меньше, чем
температура разряда. Для измерения этого
влияния и расчета необходимой поправки
необходимо ввести понятие о потерях в ли¬
нии передачи. Если относительную шумо¬
вую температуру (см. раздел «б») разряда
обозначить через /гр, а генератора — через
лг, то уменьшение выходной мощности за
счет неполной связи с разрядом можно рас¬
считать по приведенному ниже уравнению.
В волноводном генераторе легко измеряе-
Рис. 14-1 -1в. Зависимость к. ш. от величины коэф¬
фициента У для различных электронных темпера¬
тур генераторов на газоразрядных лампах.
111
112
Рис. 14-1-20. Поправка к измеренному значеник
к. ш. для учета температуры источника.
Рис. 14-1-19. Поправка к измеренному значению
к. ш. для учета отличия температуры источника
от нормальной.
Рис. 14-1-21. Влияние потерь
в линии передачи на величину
избыточного шума генератора
на газоразрядной лампе. По
абсциссе отложена разность
между потерями в горячем и
холодном состоянии; по ордина¬
те — отношение действительно¬
го избыточного шума пп—1
к избыточному шуму разряда.
мой величиной, определяющей степень свя¬
зи, являются оотер,и ((затухание) линии (пе¬
редачи. Если 'потери измерены при вклю¬
ченном и выключенном разряднике, то
уменьшение избыточного шума (ли—1) ге¬
нератора равно:
П-т — 1 j Lx о л
fl р 1 /-гор *
где Lxо л—потери © ‘выключенном (холод¬
ном) состоянии, а
£гор — потери в о включенном (горя¬
чем) состоянии.
Уменьшение избыточного шума в зави¬
симости от разности потерь показано на
рис. 14-1-21. Из рисунка видно, что генера¬
тор, у которого потери в линии передачи
в горячем состоянии по крайней мере на
12 дб больше, чем в холодном, может быть
использован без больших поправок. Приме¬
ром такого устройства Является коаксиаль¬
ный конщур со спиральным центральным
проводником; это устройство особенно под¬
ходит для более низких частот, на которых
волновод с наклонной лампой становится
слишком громоздким. Коаксиальные гене¬
раторы шума с газоразрядными лампами
разработаны на диапазон от 200 до
2 300 Мгц (перекрываемый одним генера¬
тором); экспериментальные образцы гене¬
раторов перекрывают диапазон от 150 до
3 000 Мгц. Качество генераторов определя¬
ется двумя параметрами: разностью потерь
в линии передачи в горячем и голодном
состоянии, которая должна быть не менее
12 дб, и малым к. с. в. при включенном и
выключенном генераторе.
Общие замечания. При всех измерени¬
ях к. ш. на с. в. ч. важно, чтобы все эле¬
менты тракта )(кабели, соединители, адап¬
теры и др.) между генератором шума и
приемником были хорошо согласованы. Кро¬
ме того, важно, чтобы потери в кабеле бы¬
ли малы, так как они изменяют шумовую
температуру генератора.
1
Рис. 14-1-22. Блок-схема прямопоказываю-
щего измерителя коэффициента шума с им¬
пульсной модуляцией.
1 — испытуемый приемник; 2 — измерительное
устройство; 3 — триггер; 4 — разделитель импуль¬
сов; 5 — импульсный модулятор; 6 — источник шу¬
ма; 7 — смеситель; 8 — гетеродин; 9 — у. п. ч.;
10 — детектор; 11 — у. п. ч. измерителя; 12 — квад¬
ратичный детектор; 13 — широкополосный усили¬
тель; 14 — а. р. у.; 15 — восстановление постоянной
составляющей; 16 — электронный переключатель;
17 — логометр.
Верхний предел частоты точных изме¬
рений к. ш. с помощью газоразрядных ламп
определяется только наличием соответству¬
ющей волноводной техники. На наиболее
высоких частотах необходимы специальные
колбы, имеющие малые потери (например,
кварцевые). Промышленностью выпускают¬
ся приборы, работающие на частотах до
35 000 Мгц. Пер. [Л. 57-1, гл. 11].
14-1-2. Прямопоказывающий измери¬
тель коэффициента шума (с импульсной
модуляцией). Схема устройства показана
на рис. 14-1-22. Источник шума модулиру¬
ется прямоугольными импульсами I, III,
V, ... Импульсы шума поступают на вход
испытуемого приемника, преобразуются
в п. ч. и усиливаются. С некоторой точки
схемы у. п. ч. |(до ограничителя) сигнал
поступает на у. п. ч. измерителя, также
модулированный импульсами. После ква¬
дратичного детектирования сигнал посту¬
пает в широкополосный усилитель. После
восстановления утерянной постоянной со¬
ставляющей сигнал через электронный пе¬
реключатель поступает на логометрический
измерительный прибор.
На выходе у. п. ч. испытуемого прием¬
ника сигнал содержит шум как источника
шума, так и собственный. Переключатель
обеспечивает попадание этого сигнала толь¬
ко в одну из катушек логометра. При им¬
пульсах II, IV, VI, ... сигнал содержит
8 Измерения в электронике, т. II
113
Рис. 14-1-23. Схема устройства для исследо¬
вания импульсов шума.
только собственный шум испытуемого при¬
емника и попадает в другую катушку до-
гометра; прибор показывает отношение
мощностей и »может быть калиброван пря¬
мо в единицах kT0.
В качестве генераторов шума в устрой¬
стве применяются диоды >('5—250 Мгц), ар¬
гоновая разрядная лампа (150—2 300 Мгц)
и газоразрядные трубки ib секциях волно¬
водов (2,6—18 Ггц).
При уровнях входа измерителя от 0,2
до 100 мв погрешность измерения не пре¬
вышает ±0,5 дб. Ошибка генератора шума
также равна ±0,5 дб, и результирующая
ошибка может достигать ± 1 дб. Кроме
того, рассогласование может внести еще
0,5 дб. Это максимальные значения; обыч¬
но имеют место ошибки вдвое меньшие.
При сравнительных измерениях ошибка не
превышает 0,1 дб. Реф. [JI. 61-2, 61-50].
14-1-3. Исследование импульсов шума
методом вырезок. На рис. 14-1-23 и 14-1-24
показана (блок-схема устройства для «иссле¬
дования шумовых импульсов: мощность
шума в период нарастания и спада, зави¬
симость мощности шума от тока через газо¬
разрядную трубку и др. Это нужно, напри¬
мер, для правильной оценки (приемников,
работающих в импульсном режиме. Два
источника шума работают ib импульсном
режиме (от одной и другой полуволны пря¬
моугольных колебаний мультивибратора).
Из импульсов вырезают участки длитель-
Рис. 14-1-24. Блок-схема индикатора к. ш.
/ — генератор прямоугольной волны 1 кгц; 2 —
таймер; 3 — формирователь импульса 1; 4 — фор¬
мирователь импульса 2; 5 — селектор времени вы¬
резки; 6 — вход; 7 —у. л. ч.; 8— детектор; 9 —
видеоусилитель; 10 — прерыватель а, р. у.; 11 —
прерыватель опорного сигнала; 12 — прерыватель
измеряемого сигнала; 13 — индикаторный прибор.
ностью 75 мксек, которые можно сдвигать
по времени. Сравнение вырезок (произво¬
димое с точностью ±0,02 дб) дает возмож¬
ность выполнять указанные измерения,
сравнивать различные трубки одного типа
и т. д. Так, напр., определена зависимость
шума от тока через трубку: — 0,003 или
0,004 дб/ма для аргоновых трубок и —
0,006 дб/ма для неоновых трубок. Реф.
[Л. 61-61].
14-1-4. Измерение весьма малых коэф¬
фициентов шума. В приемниках с очень
низкими температурами шума, 100° К или
ниже, обычный метод измерения к. ш. ока¬
зывается неточным из-за необходимости
вычитания двух почти одинаковых величин
Т r='(F—1)Г=[А Г/1 (AN IN) ]—Т.
Точность можно повысить, понизив опор¬
ную температуру Т. Это достигается ис¬
пользованием направленного ответвителя и
нагрузки, охлаждаемой жидким азотом до
78° К. На рис. 14-1-25 показана схема
устройства с газоразрядной трубкой в ка¬
честве источника шума. Если направленный
ответвитель (имеет переходное ослабление
20 дб, тю в режиме «включено» эффектив¬
ная температура источника равна 77+
+290/100=80° К. В режиме «выключено»
температура равна 77+|10 000/100=177° К.
Таким образом, в приведенном выше урав¬
нении Т=80° К и АТ=97° К.
Опорные температуры ниже 78° К мож¬
но получить с нагрузками, охлаждаемыми
жидким водородо(м (20° К) иди гелием
(4° К). Эквивалентные температуры такого
же порядка на частотах выше примерно
500 Мгц 'можно получить более простым
способом с помощью антенн со средней на¬
правленностью, направленных в небо. В по¬
следнем случае направленные ответвители
могут быть постоянно включены в фидер
антенны, что позволяет проводить регуляр¬
ные измерения к. ш., не нарушая соедине¬
ния антенны с приемником. Реф. [Л. 60-50],
см. также [Л. 61-138].
14-1-5. Супергетеродинный анализатор
шумового спектра генераторов с. в. ч. На
рис. 14-1-26 показана блок-схема анализа¬
тора шумового спектра с у п ер гет ер о динн о го
типа, автоматически показывающего на эк¬
ране э. л. т. уровень шумов генератора
в широкой полосе частот. Прибор работает
в 3-см диапазоне волн и измеряет общий
шум, имеющий составляющие, образован¬
ные амплитудной модуляцией, частотной
Рис. 14-1-25. Измерение весьма малых
к. ш. с помощью направленного ответви¬
теля и охлаждаемой нагрузки.
1 — генератор шума; 2 — направленный ответ¬
витель; 3 — нагрузка при 290° К; 4 — охлаж¬
даемая нагрузка; 5 — приемник.
114
Рис. 14-1-26. Блок-схема супергетеродинно-
го анализатора шумового спектра генера¬
торов с. в. ч.
1 — испытуемый генератор; 2 — изолятор; 3—атте¬
нюатор; 4 — фильтр подавления несущей; 5 — ка¬
либрованный аттенюатор; 6 — волноводный пере¬
ключатель; 7 — балансный смеситель; 8 —
к у. п. ч.; 9 — пилообразное напряжение; 10 —
гетеродин; И — аттенюатор; 12 — волномер; 13 —
эталонный источник шума; 14 — калиброванный
аттенюатор; 15— ток детектора; 16 — к видеоуси¬
лителю (контроль тока гетеродина).
модуляцией и фоном. Колебания несущей
частоты испытуемого генератора подавля¬
ются режеюторным фильтром, и оставшийся
шум на боковых полосах поступает на ба¬
лансный смеситель. К другому входу смеси¬
теля поступают колебания гетеродина, и
шум гетеродина подавляется. Частота гете¬
родина (клистрон 2К25) карается в полосе
40 Мгц подачей пилообразного напряже¬
ния на отражатель. Колебание мощности
гетеродина обычно не ©носит большой
ошибки в измерения; оно может быть сни¬
жено подачей соответственно изменяющего¬
ся напряжения на резонатор клистрона.
Для контроля степени подавления не¬
сущей в плоскости ВВ включается направ¬
ленный ответвитель с кристаллическим де¬
тектором и гальванометром.
Калибровка устройства выполняется
с помощью образцового генератора шума.
Шум генераторов с. в. ч. обычно выражают
в отношениях несущая/шум; поэтому уро¬
вень несущей тоже необходимо знать, и его
измеряют в плоскости АА. Измеренная ве¬
личина корректируется на величину потерь,
вносимых фильтром несущей и направлен¬
ным ответвителем в плоскости ВВ. Выход
балансного смесителя поступает на у. «п. ч.,
видеоусилитель и осциллоскоп.
Вход первого усилителя п. ч. (110 Мгц)
выполнен по схеме триода с нейтрализа¬
цией; его к. ш. равен 3,8 дб. Полоса про¬
пускания этого усилителя раина 0,5 Мгц.
Второй у. п. ч. работает на частоте 5 Мгц,
и полоса пропускания его равна 20 кгц. Ви¬
деоограничитель снижает остаточный -уро¬
вень несущей частоты.
Частоту качания можно регулировать
в пределах от 1 до 10 гц\ соответственно
этому применяются э. л. т. с длительным
послесвечением.
При испытании генератора с выходной
мощностью 100 мет (при вносимых потерях
фильтра несущей частоты и направленного
ответвителя в 6 дб) были измерены отно¬
шения несущая/шум до 177 дб на гц. Реф.
[Л. 62-12].
14-1-6. Другие методы и устройства.
Теория и устройство шумовы-х генераторов,
методы измерения к. ш. и законов распреде¬
ления вероятностей изложены, например,
в [Л. 61-107, 61-105, 55-106].
Измерение мощности шумов в радио¬
релейных линиях, см. (Л. 62-133].
Измерение к. ш. параметрических уси¬
лителей и смесителей, см. 1[Л. 60-96].
Измерение шума клистронов, см.
[Л. 60-58, 60-69].
14-2. ГЕНЕРАТОРЫ ШУМА
И ИХ КАЛИБРОВКА
14-2-1. Газоразрядные источники шума
для дециметровых, сантиметровых и мил¬
лиметровых волн. На рис. 14-2-1 показаны
конструкции генераторов шума для дециме¬
тровых, сантиметровых и миллиметровых
волн. Хотя конструкции различны, но все
они основаны :на одном принципе. Это мож¬
но пояснить схемой рис. 14-2-2, представ¬
ляющей продольный разрез волновода, за¬
мкнутого на одном конце поглощающим
клином А. От В АО С простирается столб
однородной плазмы. Из клина и из плазмы
исходят шумовые волны. Первый (мощ¬
ность Ра, температура Тi) посылает вол¬
ны в сторону D. После прохождения плаз¬
мы, ослабляющей волны, мощность с Ра
падает до Р'а, соответствующей темпера¬
туре более низкой, чем Т\. Плазма посы¬
лает шумовые волны влево и вправо с мощ-
Рис. 14-2-2. К пояснению принципа действия
газоразрядного источника шума.
8*
115
Рис. 14-2-1. Конструкции газоразрядных
источников шума дециметрового (а), санти¬
метрового I(б) и миллиметрового (в) диапа¬
зона волн.
ностями Рв и Рс. Эти мощности можно
подсчитать путем 'интегрирования частич¬
ных мощностей, отдаваемых элементарными
«шайбами» толщиной dl, на которые мож¬
но мысленно разделить столб плазмы. Вол¬
на Рв полностью поглощается в нагрузке
А. Волна, /выходящая в D из генератора
шума, имеет эквивалентную шумовую тем¬
пературу Гэкв, являющуюся суммой темпе¬
ратур, соответствующих Р'л и Рс (это
суммирование справедливо на том основа¬
нии, что обе шумовые волны не зависят
друг от друга)
Tqkb — T' а~\~Т с.
Если через L обозначить ослабление, пре¬
терпеваемое мощностью волны при про¬
хождении через плазму, то можно напи¬
сать
ТвКВ = £ Ti + ^1 — £ ^ Гэл»
где Гэл—электронная температура. Отра¬
жениями на границах В и С можно прене¬
бречь (отражение на С уменьшает эквива¬
лентную температуру Тэкв, а отражение
на В уменьшает или увеличивает Тэкй
в зависимости от того, находятся ли вол¬
ны в фазе или противофазе). Если L до¬
статочно велико, то Тэк в очень мало отли¬
чается от ГЭл и отражение у В, так же как
и температура Tu влияют мало.
Чтобы газоразрядный источник шума
отдавал в широком диапазоне частот боль¬
шую и постоянную мощность шума, необ¬
ходимо, как это следует из изложенного
выше, иметь высокую электронную темпера¬
туру плазмы, большое затухание L и от¬
сутствие отражения у плоскости С.
Электронная температура сложным об¬
разом зависит от природы газа, давления
газа, диаметра столба плазмы и величи¬
ны разрядного тока. У благородных газов
7^л повышается с уменьшением атомного
веса газа, с уменьшением произведения га¬
зового давления на диаметр столба и
с уменьшением плотности тока. При прочих
равных условиях гелий дает наивысшую
электронную температуру. Однако малый
срок службы гелиевого генератора и боль¬
шой нагрев при гелиевом (разряде застав¬
ляют предпочесть ему неон.
Требование большого затухания, труд¬
но осуществимое на миллиметровых волнах,
удовлетворяется в новой конструкции ге¬
нератора.
Малое отражение на границе С было
труднейшей проблемой на дециметровых
волнах. Теория показывает, что для дан¬
ной плазмы комплексная относительная
диэлектрическая проницаемость ег тем бли¬
же к 1, чем выше частота, т. е. чем короче
волна. Если остальная часть волновода за¬
полнена воздухом, для которого ег— 1, то
отражений на границах плазмы нет. По¬
глощение же в газе, а следовательно, и за¬
тухание при атом сильно снижаются, так
как с увеличением частоты мнимая часть ег
приближается к нулю. Большое затухание
можно получить только при заполнении
волновода плазмой на большой длине.
Коаксиальный генератор шума для де¬
циметровых волн показан на рис. 14-2-1, а.
Газоразрядная лампа окружена посеребрен¬
ной спиралью, служащей для связи с газо¬
вым разрядом; эта связь осуществляется
по всей длине спирали, что обеспечивает
весьма малое отражение. Размеры спирали
выбраны так, что ее волновое сопротивле¬
ние равно 50 ом, т. е. волновому сопротив¬
лению коаксиала.
На рис. 14-2-1,6 показана широко при¬
меняемая конструкция шумового генерато¬
ра сантиметровых волн. Плавный переход
между столбом плазмы и волноводом, не¬
обходимый для уменьшения отражений, до¬
стигается расположением газоразрядной
лампы под некоторым углом в волноводе.
Ток через лампу и угол ф выбираются так,
что отражение практически отсутствует.
Поскольку катод и анод лампы нахо¬
дятся вне волновода, имеется опасность
утечки значительной части мощности шума
через отростки М. Поэтому отростки дела¬
ются такого малого диаметра, чтобы их пре¬
дельная частота была выше рабочей часто¬
ты генератора шума. Но поперечное сече¬
ние столба плазмы при этом значительно
меньше, чем сечение волновода, а затуха¬
ние, следовательно, не максимально. Одна¬
ко на сантиметровых волнах оно оказыва¬
ется достаточным.
В следующей таблице приведены экви¬
валентные температуры шума некоторых
генераторов.
Из таблицы видно, что гелий имеет вы¬
сокую температуру шума Гэкв; это объяс¬
няется его высокой электронной температу¬
рой ГЭл (однако последняя сильно зависит
от примесей). Неон не имеет недостатков
гелия, а достигаемые с ним температуры
шума близки к таковым гелия; это можно
приписать большому затуханию L в неоно¬
вой плазме. Важно также, что эквивалент¬
ные температуры неона имеют малый раз¬
брос, несмотря на сильно отличающиеся
условия работы (давление газа, ток и ча¬
стота); это выгодно в смысле применения
не
Рис. 14-2-3. Схема калибровки газоразрядного генера¬
тора шума.
1 — эталонное шумовое сопротивление; 2 — калибруемый генера¬
тор шума; 3 — аттенюатор; 4 — модулятор; 5 — ферритовый изо¬
лятор; 6 — супергетеродинный приемник; 7 — синхронный детек¬
тор; 8 — самописец; 9 — генератор частоты 400 гц.
неоновых газоразрядных гене¬
раторов на более высоких ча¬
стотах.
Генератор шума для волн
короче 8 мм показан на рис.
14-2-1,в. Тонкостенная трубка
Q из кварцевого стекла встав¬
лена в круглый волновод.
В расширенной части трубки
имеется оксидный катод К га¬
зового разряда. iB трубке и
в волноводе (закрытом на кон¬
це V слюдой) находится неон
(под давлением '100 мм рт. ст.).
Так как длина свободного про¬
бега в газе весьма , мала (около !6,5 мк), то
плазма кончается у конца кварцевой труб¬
ки и образует на стенке волновода анод А.
Неон, наполняющий остальную часть
волновода, не ионизирован. Последняя стро¬
ка приведенной таблицы относится к лампе
этого типа. Столб плазмы можно сделать
произвольно длинным (если приложенное
напряжение достаточно вьюоко); поэтому
в принципе затухание может быть сделано
также произвольно большим. Толщина
стенки кварцевой трубки близка к 0,1 мм,
что обеспечивает высокий коэффициент за¬
полнения плазмой волновода и ограничи¬
вает потери путам «ответвления» мощности
шума вдоль трубочки.
Важно установить, в каком диапазоне
частот целесообразна конструкция рис.
14-2-1,в. С уменьшением частоты диаметр
волновода увеличивается, что невыгодно
влияет на газовый разряд. Диаметр поло¬
жительного столба нельзя увеличивать про¬
извольно, так как тоща возникают явления
сужения поперечного сечения и расслоения
столба плазмы. Это ведет к снижению элек¬
тронной температуры. Кроме того, с умень¬
шением частоты относительная диэлектри¬
ческая проницаемость все больше отличает¬
ся от единицы, что ведет к увеличению от¬
ражений от границ плазмы. В результате
низшей частотой, для которой пригодна
данная конструкция, нужно считать частоту
порядка 35 Ггц.
С увеличением частоты снижается за¬
тухание столба плазмы на единицу длины.
Для сохранения достаточно большой вели¬
чины затухания необходимо делать более
длинным столб плазмы и, следовательно,
волновод, что связано с увеличением .потерь
в стенках волновода. Эти потери могут
стать преобладающими. Шумы будут тоща
обусловлены в основном стенками волно¬
вода, температура которых сравнительно
низка (400—500° К). В этом случае следует
выбирать сравнительно большое сечение
волновода (например, для А,=4 мм был вы¬
бран внутренний диаметр волновода 4 мм
с переходом к нормальному размеру вне
генератора).
Верхняя граничная частота лежит, тю-
видимому, выше 300 Ггц.
Калибровка источников шума. Если со¬
противления и шумовые диоды можно рас¬
сматривать как абсолютные эталоны шума,
то этого нельзя делать в случае газораз¬
рядных ламп. Их нужно калибровать. Та¬
кая калибровка осуществляется с помощью
эталона в виде сопротивления, имеющего
форму поглощающего клина, температура
которого устанавливается возможно более
точно на 1 336°К — точку плавления золота.
На рис. 14-2-3 приведена упрощенная блок-
схема калибровки.
Справа от переключателя показан при¬
емник шумов типа, применяемого в радио¬
астрономии. Он состоит из модулятора ча¬
стоты 400 гц, супергетеродина, синхронного
детектора и самописца. В синхронном де¬
текторе выходной сигнал супергетеродина
сравнивается с сигналом 400 гц, в резуль¬
тате чего самописец реагирует только на
сигнал, модулированный частотой 400 гц,
т. е. на входной шум.
Модулятор представляет собой необра¬
тимый ферритовый элемент, в котором по¬
стоянный магнит заменен электромагнитом,
питаемым током 400 гц. Сначала модуля¬
тор (подключается через аттенюатор (уста¬
новленный на минимальное затухание)
к эталонному генератору шума Rm, и само¬
писец записывает некоторое показание. За¬
тем аттенюатор переключается на газораз¬
рядный генератор шума G, и ослабление
аттенюатора регулируется до получения
прежнего показания самописца.
Эквивалентная температура газоразряд¬
ного генератора шума определяется по
формуле
Т'экв — ВТ'ъч >(В 1) Т1,
где В—введенное ослабление (включая
ослабление отрезков линии), Т\—темпера¬
тура аттенюатора и Т'ъ т — температура
эталонного генератора шума (с поправкой
на потери в линии).
После калибровки газоразрядные гене¬
раторы шума могут служить образцовыми
генераторами шума, так как они мало чув¬
ствительны к изменениям напряжения пи¬
тания и окружающей температуры; они
настолько однородны, что нет необходимо¬
сти калибровать каждый экземпляр. На
рис. 14-2-4 показан общий вид устройства
для калибровки газоразрядного генератора
шума 4-мм диапазона. Пер. [JI. 62-64].
14-2-2. Генератор низкочастотного шу¬
ма (гетеродинного типа). Простейшим гене¬
ратором низкочастотного шума с гауссов¬
ским распределением энергии является ге¬
теродинный генератор (рис. 14-2-5). Источ¬
ником шума является тиратрон, создающий
равномерный шумовой спектр в диапазо¬
не звуковых частот. Узкая полоса этого шу¬
ма с центральной частотой 2 кгц усилив а-
117
Рис. '14-2-4. Эскиз устройства для калибровки газоразрядного генератора шума
4-мм диапазона волн.
1 — клистронный генератор 4-мм диапазона (гетеродин); 2 — модулятор; 3 — калиброванный атте¬
нюатор; 4 — изолятор; 5 — аттенюатор для регулировки амплитуды колебаний, поступающих от
гетеродина; 6 — кабели к у. п. ч.; 7— кабель к генератору 400 гц; 8 — генератор шума.
ется настроенным усилителем с плоским
верхом частотной характеристики и пода¬
ется на балансный модулятор вместе с ко¬
лебаниями гетеродина, работающего на
частоте 2 кгц. Низкочастотный выход моду¬
лятора .представляет собой равномерную
полосу шума от нулевой частоты до часто¬
ты половины полосы настроенного усили¬
теля. Компоненты в. ч. отфильтровываются,
и полоса частот, определяемая фильтром
нижних частот, подается на усилитель по¬
стоянного тока с низкоомным выходом.
Спектр выходного низкочастотного шума
в полосе от 0 до 60 гц отклоняется от го¬
ризонтали не более чем на 1 дб. Реф.
[Л. 60-54].
14-2-3. Эталонный источник низкоча¬
стотного шума. Два потенциометра включе¬
ны последовательно. Их вертикально рас¬
положенные оси соединены муфтой. Ниж¬
ний потенциометр помещен в дьюаровский
сосуд с жидким азотом. Выходная темпе¬
ратура шума зависит от угла поворота оси,
Рис. 14-2-5. Блок-схема генератора низкоча¬
стотного шума (гетеродинного типа).
1 — источник шума; 2 — селективный усилитель
(/о=2 кгц); 3—'Кольцевой модулятор; 4 — гетеро¬
дин (2 кгц); 5 — фильтр нижних частот; 6 — уси¬
литель постоянного тока; 7 —выход низкоча¬
стотного шума.
а выходное сопротивление остается при
этом постоянным [J1. 62-132].
14-2-4. Градуировка генераторов шума
с. в. ч. методом черного тела. Установка
работает в непрерывном диапазоне частот
от 1 ООО до 10 ООО Мгц. Спектральную плот¬
ность (температуру) шумового излучения
градуируемого генератора измеряют срав¬
нением с излучением образцового генера¬
тора шума, который представляет собой .на¬
гретую согласованную натру зку (метод
черного тела). Для выделения слабых сиг¬
налов применяется модуляционный метод
усиления. Отношение мощностей градуиру¬
емого и образцового генераторов измеряют
при помощи образцового аттенюатора пре¬
дельного типа в тракте промежуточной ча¬
стоты оупергетеродиеного усилителя.
На вход высокочастотного модулятора
(механического <или ферритового) с по¬
мощью волноводных переключателей после¬
довательно подключаются «холодная» (на¬
ходящаяся при комнатной температуре) со¬
гласованная нагрузка, образцовый генера¬
тор шума («черное тело») и градуируемый
генератор шума.
Образцовый генератор состоит из му¬
фельной электропечи, (внутри которой поме¬
щена согласованная нагрузка. В диапазоне
2,6—10 Ггц нагрузка представляет собой
отрезок волновода с поглощающим клином
из зеленого карборунда; в диапазоне 1—
2,6 Ггц нагрузка выполнена из отрезка ко¬
аксиальной линии, центральный стержень
которой на определенном протяжении по¬
крыт металлоокисной пленкой, играющей
роль поглощающего сопротивления. При
помощи специальной схемы, состоящей из
блока управления темепратурой и автома¬
тического потенциометра, стабилизируется
разность температур «черного тела» и хо¬
лодной согласованной нагрузки. Датчиком
для автоматического потенциометра слу¬
жит термопара, горячий спай которой рас¬
положен в средней части волновода образ¬
цового генератора шума, а холодный—на
корпусе холодной согласованной нагрузки.
Суммарная погрешность сравнения об¬
разцового и градуируемого генераторов ха¬
рактеризуется следующими величинами:
случайная погрешность (среднее квадрати¬
ческое отклонение ряда измерений) а=±
±0,10 дб, не исключенный остаток система¬
тической погрешности АСр— ±0,14 дб. Об¬
щую погрешность градуировки генератора
шума можно считать равной ±0,2 дб. Рас¬
хождение результатов градуировок (сред¬
них -арифметических ,из ряда измерений) не
превосходит 0,1 дб. Извл. из [JI. 6Ы39].
Ом. также [JI. 62-134].
14-2-5. Абсолютное измерение темпера¬
туры генераторов шума с. в. ч. с помощью
радиометра. Шумовая температура газо¬
разрядного генератора шума определяется
электронной температурой плазмы, которая
может быть вычислена, но эти расчеты не¬
достаточно точны для признания такого
генератора первичным эталоном. Следова¬
тельно, абсолютно черное тело (по закону
излучения Планка) все еще остается
первичным эталоном, по которому должны
калиброваться газоразрядные генераторы
шума.
На рис. 14-2-6,а приведена блок-схема
симметричного нуль-бал атасного (прецизион¬
ного радиометра, в котором усиление и ли¬
нейность приемника и закон детектирова¬
ния не входят в уравнение баланса и в
уравнение ошибок (в первом приближении).
На рис. 14-2-6,6 приведена схема несиммет¬
ричного нуль-балансного радиометра, име¬
ющая некоторые преимущества: пути сиг-
Рис. '14-2-6. Блок-схемы симмет¬
ричного (а) и несимметричного (б)
нуль-балансных радиометров.
1 — эталонный источник шума; 2 — мо¬
дуляторы; 3 — аттенюаторы; 4 — испы¬
туемый генератор шума; 5 — приемник;
6 — опорный источник шума.
налов эталонного и испытуемого генерато¬
ров более сходны, и вносимые потери атте¬
нюатора в этой схеме не являются источ¬
ником ошибок, так как при ней измеряется
разность ослаблений. Асимметрия соедине¬
ния плеч и временные изменения согласо¬
вания модуляторов и приемника в этой схе¬
ме не являются источниками ошибок.
Ошибки может вносить, однако, неточность
работы переключателя волноводов.
В устройстве использованы в качестве
модуляторов два пластинчатых вращаю¬
щихся аттенюатора; в них сняты стопоры
и заменены подшипники. Пластинки аттеню¬
аторов сдвииуты на 90° одна относительно
другой. Они приводятся во вращение син¬
хронным мотором. В результате получилась
система модуляции с малыми вносимыми
потерями, большой глубиной модуляции,
хорошей стабильностью и хорошим согла¬
сованием во всем диапазоне ослаблений.
Более детальная блок-схема радиомет¬
ра приведена на рис. 14-2-7. Балансный ат¬
тенюатор и опорный генератор в виде газо¬
Рис. 14-2-7. Схема калибровки генератора шума с. в. ч.
/ — испытуемый генератор шума; 2 — эталонный источник шума; 3 — изолятор;
4 — калиброванный аттенюатор; 5 — модулятор 30 гц; 6 — аттенюатор; 7 —
опорный источник шума; 8 — гетеродин; 9 — волномер; 10 — предварительный
усилитель; И — усилитель; 12 — синхронный усилитель; 13 — самописец.
119
разрядной лампы включены в одно плечо
двойного тройника. Прецизионный аттенюа¬
тор -включен (В другое плечо двойного трой¬
ника, по обе его стороны имеются изоля¬
торы (ino 40 дб) и шир ок од и ап а з онн ы е со-
гласователи.
За балансным смесителем включены
маломощный предварительный усилитель и
главный усилитель, имеющие центральную
частоту 30 Мгц и полосу 8 Мгц. Детекти¬
рованное напряжение промежуточной час¬
тоты подается на особо стабильный син¬
хронный усилитель частоты 30 гц с боль¬
шим коэффициентом усиления; выходное
напряжение поступает на самописец.
Уравнение баланса радиометра получа¬
ется приравниванием мощности шума на
выходе правого плеча радиометра при
подключении испытуемого и эталонного ис¬
точников шума. Это уравнение имеет вид:
ТХ Т’оп , ч , А
10 lg 7. ГГ (а2 — ai) + Ае»
I эт — / оп
где Гэт — температура эталонного источни¬
ка на поверхности его нагрузки; Тх — тем¬
пература испытуемого источника на его-вы¬
ходном фланце; Гоп — температура окру¬
жающего пространства и волноводного
тракта; а2—cti—разность затуханий, соот¬
ветствующая двум установкам прецизион¬
ного аттенюатора; Ае — разность в деци¬
белах между вносимыми потерями пути от
испытуемого источника шума до первого
пятиштыревого согласователя и пути от
эталонного источника шума до этого со¬
гласователя.
Первичный эталон шума на с. в. ч. об¬
разован хорошо согласованной оконечной
нагрузкой в отрезке волновода, нагреваемо¬
го в печи. Этот волновод соединен через
отрезок волновода с малой теплопроводно¬
стью с отрезком волновода, охлаждаемого
водой. Горячая нагрузка изготовлена из
карбида кремния (карборунда) со стекло¬
видным заполнителем. Нагрузка имеет дли¬
ну около 10 см и диагональные срезы для
обеспечения хорошего согласования; к. о.
по напряжению не превышает 0,01. Волно¬
вод, содержащий нагрузку, изготовлен из
золота, обладающего высокой электропро¬
водностью и выдерживающего весьма вы¬
сокую температуру; толщина стенки волно¬
вода 0,6 мм. Переходная волноводная сек¬
ция изготовлена из никеля. Печь построена
из нецементировамного огнеупорного кирпи¬
ча; толщина стенки около 20 см. Камера
печи имеет форму цилиндра диаметром
15 см и длиной 45 см. Девять газоразряд¬
ных трубок типа TD-II, смонтированных
в отрезках волновода, были прокалиброва¬
ны вышеописанным способом на частоте
9 800 Мгц. При разрядном токе 200 ма по¬
лучилось значение избыточного к. ш.
(Т3с/290)—1, около 15,9 дб выше 290° К.
Наибольший разброс между трубками был
0,03 дб. Трубки установлены в отрезках
волновода под углом 10° в плоскости Е;
к. о. равен примерно 0,01. Задняя сторона
волновода замкнута на согласованную на¬
грузку с к. о. 0,005. Вносимые потери
включенной трубки фколо 30 дб) таковы,
.что влияния температуры и рассогласова¬
ния задней нагрузки давали ошибку не бо¬
лее 0,01 дб. Реф. [Л. 60-7].
В установке, аналогичной описанной,
предполагается применить источник шума
из цинк-титанатового сплава в отрезке вол¬
новода из сплава платины с родием. Вы¬
ходная мощность этого эталона шума бу¬
дет сравнена с карборундовым эталоном
при работе обоих при температуре плавле¬
ния серебра. Оба эталона будут использо¬
ваны для калибровки широко применяемой
аргоновой газоразрядной трубки с номи¬
нальным произведением давления на ра¬
диус, равным 11,9 ммХсм рт. ст.
Исследования показывают, что эффек¬
тивная температура источника шума по¬
рядка 10 500° К может быть определена
с точностью 250° С, что соответствует коэф¬
фициенту избыточного шума в 0,1 дб.
Можно ожидать, что точность калибровки
будет ±0,1 дб. Реф. |[JI. 62-2].
14-2-6. Другие методы и устройства.
Перестраиваемый генератор шумов для гра¬
дуировки высокочувствительных приемников
и узкополосных радиометров, используемых
в радиоастрономии, см. (Л. 62-135].
Градуировка диодных генераторов шу¬
ма на основе принципа взаимности (на де¬
циметровых волнах),'см. [Л. 61-140].
ГЛАВА 15
ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ ИМПУЛЬСОВ
15-1. ОПРЕДЕЛЕНИЕ ФОРМЫ
ИМПУЛЬСОВ
15-1-1. Осциллоскопическое наблюдение
формы импульсов. Требования к устройст¬
вам для измерения импульсов в значитель¬
ной мере определяются широким примене¬
нием генераторов прямоугольной волны,
работающих на частотах до 1 Мгц и выше,
а также генераторов импульсов, дающих
импульсы в 0,01 мксек с временем нараста¬
ния около 1 нсек.
а) Измерение времени нарастания,
Применяются четыре обозначения времени
нарастания: /н.г — время нарастания гене¬
ратора импульсов, /н.о — время нарастания
осциллоскопа, tH.и—время нарастания ис-
пытуемого устройства, tH.э — время нара¬
стания, видимое на экране осциллоскопа.
Во многих случаях можно считать, что ге¬
нератор импульсов и осциллоскоп вносят
допустимо малую ошибку в измерение, если
время нарастания генератора и осциллоско¬
па в 3—5 раз меньше времени нарастания!
120
испытуемого устройства. Указанные време¬
на нарастания связаны между собой фор¬
мулой
Обычно требуется определить tn.n при из¬
вестных /н-.г и /н.о. Если (времена нараста¬
ния генератора импульсов и осциллоскопа
в 10 раз меньше .времени нарастания испы¬
туемого устройства, то ошибка в измерении
будет 1% и может считаться 'незначитель¬
ной. В следующей таблице указан порядок
величины ошибки, получающейся при дру¬
гих комбинациях значений /н.г и tn,0.
б) Согласование. Пример схемы изме¬
рения импульсов показан на рис. 15-1-1.
Если генератор импульсов работает на вы¬
сокое полное сопротивление (например,
вход осциллоскопа), то обычно согласова¬
ния не требуется. Но если генератор им¬
пульсов соединен с испытуемым устройст¬
вом длинным кабелем, то необходимо пре¬
дусмотреть «правильную оконечную нагруз¬
ку кабеля. То же относится и к соединению
испытуемого устройства с осциллоскопом.
Обычно для согласования достаточно
применить резистивное Г-образиое звено
(рис. 15-1-2). Элементы схемы должны
удовлетворять равенствам
/^о Z 2
1; RiR2 = z1z2.
Совместное решение этих уравнений дает
величины Zi и Z2, видимые в направлении
стрелок 1 я 2
Выходное полное сопротивление гене¬
ратора импульсов должно быть по возмож¬
ности малым; если этого нет, то должна
быть известна эффективная емкостная на¬
грузка, так как она может серьезно иска¬
зить форму импульса.
Также важно знать выходное напряже¬
ние генератора при нагрузке; если, напри¬
мер, «он нагружен на сопротивление, равное
его внутреннему сопротивлению, то его
выходное напряжение уменьшается вдвое.
Рис. 15-1-1. Схема измере¬
ния импульсов.
1 — генератор импульсов; 2 —
согласователь; 3 — испытуемое
устройство; 4 — осциллоскоп.
Если применяется согласование сопротив¬
лений, то происходит дальнейшее ослабле¬
ние сигнала. При работе на высокое пол¬
ное сопротивление не следует пренебрегать,
влиянием параллельной емкости.
в) Требования, предъявляемые к осцил¬
лоскопу, и меры предосторожности. Пер¬
вое требование к осциллоскопу—высокое-
входное полное сопротивление, обеспечи¬
вающее отсутствие нагрузки на испытуе¬
мую цепь. Входное полное сопротивление-
обычно эквивалентно сопротивлению, шун¬
тированному емкостью. Если требуется бо¬
лее высокое входное сопротивление, чем
обычно встречающееся 1 или 2 Мом, то
можно применять высокоомный резистив¬
ный делитель с емкостной компенсацией
для сохранения формы импульса. Другой
возможностью является применение на вхо¬
де лампы в схеме катодного повторителя.
В этом случае следует обращать внимание
на • отсутствие перегрузки. Емкостная со¬
ставляющая входного сопротивления имеет
большое значение и в том случае, когда
сопротивление источника велико, так как.
она может ухудшить работу на высоких
частотах.
Как пример на рис. 15-1-3 показаны
осциллограммы, полученные при подаче
короткого импульса со временем нараста¬
ния 0,01 мксек через усилитель с полосой
пропускания 10 Мгц (верхняя) и непо¬
средственно на отклоняющие пластины
трубки (средняя); внизу показана синусои¬
да опорной частоты 10 Мгц. Подобное
испытание рекомендуется проводить при
первом применении осциллоскопа.
При проведении измерений в импульс¬
ных системах рекомендуется соблюдение
следующих предосторожностей: 1) тща¬
тельное экранирование соединительных
проводников; 2) учет влияния измеритель¬
ных приборов на настройку и нагрузку
испытуемых устройств; 3) избегание длин
соединительных проводников, при которых
могут наступить резонансные явления;
4) правильное согласование; 5) правильный
выбор деталей (например, применение-
безындукционных сопротивлений); 6) учет
побочных параметров (например, индуктив¬
ность конденсаторов); 7) правильное раз¬
мещение заземлений; 8) учет возможной
нелинейности параметров деталей в связи
Рис. 15-1-2. Согласующее звено, приме¬
няемое при низких полных сопротивле¬
ниях.
12Г
Рис. 15-1-3. Осциллограммы импульса
с временем нарастания 0,01 мксек.
со значительными овольтажным или темпе¬
ратурным коэффициентами.
Нередко при высоких полных сопротив¬
лениях выхода и входа приходится экрани¬
ровать как проводники, так и -аппаратуру.
Иногда полезно устанавливать аппаратуру
на большой металлической плите, изолиро¬
ванной от рабочего стола и заземленной
в одной точке. В некоторых случаях полез¬
но применять внешние синхронизирующие и
пусковые сигналы вместо сигналов, управ¬
ляемых самим изучаемым явлением. Обо¬
лочки кабелей, несущих сигнал, должны
быть заземлены вблизи от осциллоскопа.
Нельзя применять открытый проводник для
пускового сигнала, используя в качестве
обратного провода оболочку сигнального
проводника. Если для подачи оишала «при¬
меняют кабели с низким полным сопротив¬
лением, то сошасоваиие импедансов при¬
обретает особую важность. Большое вни¬
мание должно быть также уделено соеди¬
нителям.
г) Схемы включения. На рис. li5-l'-4 по¬
казана для примера схема измерения вол¬
нового сопротивления, линии передачи. Ме¬
тод измерения состоит в подаче в линию
импульса и наблюдении отражения. Изме¬
няя R до тех пор, пока не исчезнут отра-
Рис. 15-1-5. Осциллограммы, полученные
при измерении по схеме рис. 15-1-4.
жения от конца линии (средняя осцилло¬
грамма на рис. 15-1-5), получают правиль¬
ное согласование, после чего R может быть
измерено мостом. Верхняя осциллограмма
относится к случаю, когда R больше вол¬
нового сопротивления Z0; все импульсы
отражаются с той же полярностью, причем
амплитуда первого отражения больше ам¬
плитуды исходного импульса. Если бы ко¬
нец линии был разомкнут, то первое отра¬
жение (при отсутствии потерь в линии)
имело бы амплитуду, вдвое большую
исходного импульса. Нижняя осциллограм¬
ма относится к случаю R<Z0, при этом
импульсы имеют переменную полярность.
Можно отметить, что измерение амплитуд
отражений позволяет определить затухание
линии, а измерение расстояний между отра¬
жениями —скорость распространения.
Резистивные делители входного на¬
пряжения. Схема делителя показана на
рис. 15-1-6. Если 2iR>Z0l то делитель не
оказывает значительного влияния на гене¬
ратор импульсов; в противном случае
сопротивления могут быть вычислены по
приведенным выше формулам для Г-образ-
HODO звена. При возрастании R емкость
рассеяния нарушает работу делителя и
схема деления принимает вид, показанный
на рис. 15-1-7. Для правильной передачи
импульса должно быть соблюдено равен¬
ство
RiCi —\R$C2.
Подключение к отклоняющим пласти¬
нам. При прямом подключении к откло¬
няющим пластинам нередко наблюдаются
затухающие колебания наверху импульса,
связанные с наличием соединительных про¬
водов от зажимов до пластин; при длине
Рис. 15-1-4. Схема измерения волнового
сопротивления линии импульсным ме¬
тодом.
Рис. 15-1-6. Резистивный делитель вход¬
ного напряжения.
122
Рис. 15-1-7. Схема
деления, учиты¬
вающая емкости
рассеяния.
Рис. 15-1-8. Схема компенсации индук¬
тивности отклоняющих пластин, при¬
меняемая при измерении импульсов
с временем нарастания в несколько
наносекунд.
проводов 5—7 см частота колебаний мо¬
жет быть, например, .100 Мгц.
Линия задержки. При применении ли¬
нии задержки и при плохом заземлении
могут возникать затухающие колебания не¬
посредственно перед началом нарастания и
перед началом спада задержанного выход¬
ного импульса; частота в этом случае мо¬
жет быть порядка 300 Мгц. Явление объ¬
ясняется наличием емкостной связи между
входом и выходом линии задержки. Потери
в линии задержки могут проявиться в экс¬
поненциальном закруглении верхнего угла
импульса при нарастании и нижнего угла —
при спаде.
д) Измерение наносекундных импуль¬
сов. При работе с импульсами, время на¬
растания которых не меньше 0,01 мксек
(приблизительно), эквивалентная схема
системы отклоняющих пластин э. л. т. не
имеет большого значения. При переходе же
к импульсам, время нарастания которых
достигает 1 нсек, нельзя пренебрегать этой
схемой. Так, например, гири подаче на от¬
клоняющие пластины импульса длитель¬
ностью 0,02 мксек с 'временем нарастания
около 1 нсек на изображении могут по¬
явиться затухающие колебания с частотой
порядка 500 Мгц. Если принять, что ем¬
кость отклоняющих пластин раюна 2 пф, то
получается, что индуктивность проводни¬
ков, соединяющих отклоняющие пластины
трубки с выводами, равна приблизительно
0,05 мкгн.
На рис. 15-1-8 показана эквивалентная
схема системы отклоняющих пластин. Если
зажимы установлены на плате достаточно
близко (не более 2,5 см), то частота соб¬
ственного резонанса трубки при замкнутых
накоротко зажимах может быть измерена.
Она оказалась равной от 50 до 100 Мгц,
т. е. меньше, чем частота затухающих ко¬
лебаний —1500 Мгц. Включение показанного
Рис. 15-1-9. Схема компенсации для
регулировки линий распределенного
усилителя.
1 — генератор импульсов; 2 — согласующая
цепь; 3 — анодная линия; 4 — сеточная
линия.
на схеме звена RC устранило колебания;
постоянная времени звена равна 0,1 нсек%
и, следовательно, звено мало влияет на
время нарастания. При работе с такими
короткими импульсами особое внимание
должно быть уделено ослабителям и ка¬
белям. Весьма важна установка отклоняю¬
щих пластен точно под прямым углом;
в современных трубках погрешность уста¬
новки пластин не превышает 1°.
е) Импульсные испытания распреде¬
ленных усилителей. Запаздывание в линиях
сетки и анода распределенного усилителя
должно быть одинаковым; для проверки
этого питание ламп усилителя выключают
и собирают компенсационную схему, пока¬
занную на рис. 16-1-9. Согласующая цепь
регулируется так, чтобы правильные пол¬
ные сопротивления были ввдны оо стороны
генератора импульсов и оо стороны анод¬
ной линии; напряжение на входе каждой
линии равно точно половине. (Равенство
волновых сопротивлений анодной и сеточ¬
ной линии не необходимо, но для упроще¬
ния на рисунке они показаны равными.)
При травильной регулировке линий
импульсы компенсируются и отклонение
отсутствует. На рис. 15-1-10,а показаны
осциллограммы (наложенные одна на дру¬
гую) обоих линий при неправильной регу¬
лировке запаздывания, а на рис. 16-1-10,6 —
осциллограммы обеих линий и результи¬
рующая при правильной регулировке. Реф.
[Л. 59-11.
Рис. 15-1-10. Осциллограммы, полученные
при измерении по схеме рис. 15-1-9.
Рис. 15-1-11. Принцип работы стробоскопического осциллоскопа.
i — вход сигнала (полоса 1 Ггц); 2 — время замыкания т;=0,35 нсек; 3 —
стробоосциллоскоп; 4— выход сигнала (полоса 0,1 Мгц); 5 — разверт¬
ка э. л. о.
15-1-2. Измерение наносекундных им¬
пульсов с помощью стробоскопического
осциллоскопа. Современные осциллоскопы
с распределенными усилителями имеют
чувствительность 0,1 в/см и время нара¬
стания не более 3,5 нсек. Лучшие э. л. т.
без усилителей имеют время нарастания
менее 1 нсек, но чувствительность откло¬
няющих пластин таких трубок, равная
15 в/см, для большинства применений
слишком мала. Осциллоскопы бегущей
волны имеют время нарастания порядка
0,1 нсек, однако они требуют применения
специальных широкополосных усилителей,
и их использование затруднено необходи¬
мостью отсчета с помощью лупы или фото¬
графического увеличения осциллограммы,
сложностью согласования сопротивления
источника сигнала с линией задержки и
необходимостью защиты от рентгеновского
излучения. Время нарастания стробоосцил*-
лографа не превышает 0,35 нсек при чув¬
ствительности 1 мву ограниченной только
шумами.
Принцип стробирования применим при
повторяемости исследуемого сигнала. Фор¬
ма кривой сигнала исследуется по точкам,,
как с помощью стробоскопа (рис. 15-1-11).
Выключатель связывает вход схемы при
каждом сигнале с накопителем С в тече¬
ние короткого промежутка времени т. От¬
счет производится в момент tu отнесенный'
к началу сигнала t0. При каждом сигнале
выключатель замыкается в другое, напри¬
мер более позднее, время tь что позволяет
постепенно пройти весь сигнал.
Заряжающий импульс в накопителе С
является мерой мгновенного значения ам¬
плитуды сигнала в момент t:; этот импульс
усиливается и растягивается. Усиление
производится на относительно низкой ча¬
стоте, так как после каждого стробирова-
Рис. 15-1-12. Блок-схема стробоосциллоскопа.
/ — сигнал; 2 — пусковой импульс; 3 — усилитель импульса; 4 — пилообраз¬
ное напряжение; 5 — отсчетный импульс; 6 — опорное напряжение; 7 —
э. л. т.; 8 — стробирующий импульс; 9 — удлинитель импульса и усилитель..
124
щия имеется сравнительно боль¬
шое время до следующего
стробирования.
Если 'сигналы повторяются,
iHo следуют друг за другом не¬
периодично, можно моменты t\
относить к специальному пус¬
ковому импульсу, жестко свя¬
занному с сигналом ('рис.
15-1-12). Время обычно изме¬
няют путем сравнения линей¬
ного пилообразного -напряже¬
ния с опорным (напряжением.
Генератор пилообразного на¬
пряжения запускается при
каждом стробировании пуско¬
вым импульсом. Это же пило¬
образное -напряжение может
служить для развертки осцил¬
лоскопа.
Метод стробирования мо¬
жет быть 'использован и* в дру¬
гих целях. Так, например, он
дает возможность теоретиче¬
ски 'неограниченно повышать отношение сиг¬
нал/шум фотоумножителя за счет сниже¬
ния скорости измерения. В простейшем
случае сигнал п раз отсчитывается в од¬
ном и том же месте tu и только среднее
значение всех п отсчетов появляется на
экране; при этом щум снижается в Vп
раз.
Стробирующая приставка с разрешаю¬
щей способностью 0,35 нсек (рис. 15-ЫЗ)
может быть придана к обычному низкоча¬
стотному осциллоскопу.
Пусковой имитульс запускает генератор
пилообразного напряжения 2, предназначен¬
ный для измерения времени, и начинает
процесс стробирования. При использова¬
нии прямого входа внутреннее замедление
до запуска генератора пилообразного на¬
пряжения— наименьшее (около 40 нсек).
Если пусковой импульс слишком мал или
слишком медленно Зарастает, включают
схему формирования импульса 1. Схема
формирования может одновременно слу¬
жить в качестве делителя частоты, когда
частота повторения импульсов превышает
определенную границу (50 кгц).
Крутизна пилообразного напряжения
переменна и определяет масштаб времени
на экране э. л. о. Путем повышения опор¬
ного напряжения можно масштаб времени
увеличить добавочно, например, в 5 раз.
Опорное напряжение управляет смеще¬
нием t\ стробирующего импульса относи¬
тельно пускового импульса (*=0). При
равенстве опорного и пил о образного напря¬
жений (блок 3) запускается генератор 4,
генерирующий стробирующий импульс, ко¬
торый в свою очередь возвращает пилу
в исходное положение. После этого возвра¬
та пила в кратчайшее время снова может
быть запущена пусковым импульсом и при
соответствующих условиях частота повто¬
рений может доходить до 200 кгц. Коак¬
сиальный резонатор 5 определяет продол¬
жительность и амплитуду стробирующего
импульса.
В схеме имеется полупроводниковый
диод, он обеспечивает наложение на иссле¬
Рис. 15-1-13. Блок-схема стробирующей приставки
к осциллоскопу.
дуемый сигнал постоянного по величине на¬
пряжения стробирующего импульса.
Зарядный импульс, прошедший через
диод, усиливается в усилителе сигнала 6, и
его пиковое значение растягивается во вре¬
мени с помощью схемы 7. В результате
на вертикально отклоняющие пластины
э. л. о. поступают прямоугольные им¬
пульсы, амплитуда которых пропорцио¬
нальна зарядному импульсу, прошедшему
через диод. Однако эти импульсы прояв¬
ляются на экране э. л. о. как последова¬
тельность точек, так как луч движется
в направлении вертикальной оси очень
медленно.
Информацию несут лишь пиковые зна«
чения прямоугольных импульсов, поэтому
нулевая линия между импульсами гасится
(блоки 8 и 9 — усилитель и генератор им¬
пульсов). Блок 10 запирает генератор им¬
пульсов подсветки 9, когда опорное напря¬
жение не лежит в пределах пилообразно¬
го напряжения. Сигнал поступает на
вход 11, пусковой импульс — на вход 12,
опорное напряжение—на вход 13; выход
сигнала 14, выход импульса подсветки 15.
Реф. [Л. 60-521.
15-1-3. Транзисторная стробоскопиче¬
ская приставка к осциллоскопу. Приставка
обеспечивает просмотр нарастания импуль¬
са, длящегося (нарастание) Уз нсек при
частоте повторения до 50 кгц. Приставка
собрана полностью на транзисторах и имеет
свой источник питания. Приставка имеет
калиброванную шкалу времени и чувстви¬
тельность выше 0,03 в/,см. Блок-схема при¬
ставки приведена на рис. 15-1-14, а прин¬
ципиальная схема — на рис. 15-1-15. Для
работы приставки необходимо,- чтобы про¬
сматриваемый процесс был периодическим
и чтобы в приставку поступал триггер
(пусковой импульс), опережающий сигнал
на 30 нсек (этот интервал времени опре¬
деляется внешними линиями задержки).
Чувствительность схемы запуска равна 1 в
при ширине импульса 2 нсек. Блокииг-гене-
ратор создает импульс, запускающий через
диод генератор пилообразного напряжения;
125
Рис. 15-1-14. Блок-схема стробоскопической приставки
к осциллоскопу.
1 — блокинг-генератор; 2 — генератор ^пилообразного напряжения;
3 — лавинный генератор импульса; 4 — селектор скорости разверт¬
ки; 5 — схема стробирования; 6 — усилитель и удлинитель импуль¬
са; 7 — восстановление; 8 — схема подсветки.
последнее возбуждает лавинный транзистор,
создающий ступенчатое напряжение, кото¬
рое после дифференцирования и ограниче¬
ния образует стробирующий импульс. Сум¬
ма мгновенного значения вводного сигнала
и совпадающего с ним стробирующего им¬
пульса поступает на стробирующий диод,
уровень срезания которого установлен не¬
много выше максимальной амплитуды вход¬
ного сигнала. На выходе получается рад
коротких импульсов, модулированных по
амплитуде входным сигналом в растянутом
масштабе времени.
Временной сдвиг стробирующего им¬
пульса относительно входного сигнала осу¬
ществляется подачей медленного пилооб¬
разного напряжения (получаемого от раз¬
вертки осциллоскопа) на эмиттер лавин¬
ного транзистора. Таким образом, запуск
задерживается каждый раз на небольшой
промежуток времени из-за нарастания на¬
пряжения. Когда пилообразное напряже¬
ние возвращается к нулевому уровню,
стробирующий импульс возвращается к на¬
чальному положению и процесс повторяет¬
ся. Выходной стробирующий импульс уси¬
ливается, растягивается и просматривается
на экране обычного осциллоскопа. Реф.
[Л. 60-511.
15-1-4. Измерение времени нарастания
наносекундных импульсов с помощью ос¬
циллоскопа бегущей волны. Для контроля
работы быстродействующих электронных
вычислительных машин, в которых исполь¬
зуются колебания с. в. ч., был разработан
метод измерения времени переключения
энергии с. в. ч. В машинах применялось пе¬
реключение двух видов: амплитудное, при
котором импульс представляет «1», а его
отсутствие «О» и при котором «1» представ¬
ляется синусоидальной волной с нулевой
фазой относительно некоторого опорного
момента, .а «О» — синусоидальной волной
с фазой 180° по отношению к тому же
опорному моменту.
Оказалось, что лучшие результаты дает
способ включения диода в центре волново¬
да; при таком включении
время нарастания и спада
не превышает 1 нсек. При¬
ложение к диоду напряже¬
ния различной полярности
вызывает отражение или
передачу энергии с. в. ч.
Отношение мощности с. в. ч.
за диодом в состоянии от¬
ражения к падающей мощ¬
ности определяет развязку
в децибелах. То же отноше¬
ние в состоянии передачи
определяет вносимые по¬
тери.
Опыты показали, что
германиевые диоды обеспе¬
чивают нужное переклю¬
чение. Но при мощности
с. в. ч., превышающей 5 мвту
необходим специальный
германиевый диод, удовле¬
творяющий следующим тре¬
бованиям: сопротивление
0,08 ом • см; расположение
контакта на расстоянии не более 0,05 мм от
оси диода; обратное сопротивление боль¬
ше 10 000 ом при напряжении сиг¬
нала от —0,5 до —10 в; уровень с. в. ч.
мощности не менее 100 мет в пике. Удов¬
летворение этих требований необходимо для
обеспечения переключения энергии на ча¬
стоте 9 Ггц с минимальными вносимыми
потерями и максимальной развязкой. Их
удалось осуществить, применив специаль¬
ный германиевый диод (типа Филко
L5511).
Для наблюдения характеристик пере¬
ключения применялся осциллоскоп бегущей
волны; был сконструирован специальный
двойной детектор для использования обеих
отклоняющих спиралей в осциллоскопе.
При увеличенной таким образом чувстви¬
тельности и средней толщине следа на эк¬
ране осциллоскопа порядка 0,1 мм можно
было наблюдать уровни мощности, равные
десятым долям милливатта.
На рис. 115-1-16,а приведена схема из¬
мерительной установки, с помощью которой
наблюдались одиночные и периодические
импульсы с временем нарастания и спада,
меньшим одной наносекунды (рис.
15-1-16,6). Реф. {Л. 60-53].
15-1-5. Измерение параметров нано¬
секундных импульсов с помощью схемы
совпадения. Осциллоскопы для наносекунд¬
ных импульсов можно разделить на две ка¬
тегории: со специальной в. л. т., в которой
система отклонения выполнена по типу
л. б. в., и осциллоскопов, в которых ис¬
пользуется метод стробоскопироваиия в со¬
единении с обычной э. л. т. для индикации.
Оба типа осциллоскопов имеют очень широ¬
кую полосу системы вертикального отклоне¬
ния (порядка 2 000 Мгц) и могут быть ис¬
пользованы для точного измерения длитель¬
ности наносекундных импульсов, однако
указанная полоса осциллоскопов недоста¬
точна для точного измерения времени на¬
растания и спада таких импульсов. Полоса
осциллоскопа типа бегущей волны ограни¬
чена полосой отклоняющей системы и ко-
126
127
0-208
Рис. 15-1-15. Принципиальная
схема транзисторной при¬
ставки.
1 — вход триггера; 2 — чувствитель¬
ность триггера; 3 — регулировка за¬
держки; 4 — лавинный транзистор;
5 — регулировка скорости разверт¬
ки; 6 — селектор скорости разверт¬
ки; 7 — вход развертки; 8 — ампли¬
туда стробирующего импульса; Р —
вход сигнала; 10 — выход; 11 — под¬
светка.
Рис. 15-1-16. Схема измерения времени переключения (а)
и фотография импульса, полученная с двойной экспози¬
цией (б); при второй экспозиции в схему введена за¬
держка в 1 нсек для калибровки.
1 — волноводный диодный переключатель; 2 — вход импульса и
смещения; 3 — схема задержки; 4 — распределенный усилитель;
5 — детектор с двойным выходом; 6 — осциллоскоп бегущей вол¬
ны; 7 — отклоняющие спирали.
ахсилыного кабеля задержки, который ис¬
пользуется IB канале «вертикального откло¬
нения для правильной синхронизации. По¬
лоса же стробоскопического осциллоскота
ограничена шириной стробирующего им¬
пульса, используемого (в системе. В резуль¬
тате оба типа осциллоскопов пригодны для
измерения имшульоов с временем нараста¬
ния не менее 0,3—0,4 нсек. Для измере¬
ния параметров приблизительно трапецеи¬
дальных »импульсов длительностью в доли
наносекунды можно применить метод, -ана¬
логичный стробоскопическому осциллоскопу,
но отличающийся отсутствием стробирую¬
щего импульса.
Схема совпадения, используемая при
этом методе, показана на рис. 15-1-17. Из¬
меряемый импульс «расщепляется», т. е.
■направляется в два канала (в две коакси¬
альные линии), и подается на д®а ©хода
схемы совпадения (точки b и с). Коакси¬
альная линия, подключенная к точке с, име¬
ет переменную длину для получения пере¬
менной задержки между моментами посту¬
пления двух импульсов на схему совпаде¬
ния. Последняя состоит из диода D, сопро¬
тивления и конденсаторов Сi и С2.
Импульсы, подаваемые
на схему совпадения, имеют
•форму трапеции (рис.
15-1-18), причем и2 задер¬
жан на т относительно щ.
Можно показать^, что
Щ макс — пиковое напряже¬
ние на С2 — зависит опре¬
деленным образом от т.
Измерив Но макс при не¬
скольких значениях т (с
помощью осциллоскопа),
можно вычислить величины
■tu t2 и *3. Реф. [Л. 61-135].
15-1-6. Измерение на¬
носекундных импульсов с
помощью линии задержки.
Во ВНИИФТРИ создана образ¬
цовая измерительная установ¬
ка, обеспечивающая измерения
параметров импульсов дли¬
тельностью от 2 до 100 нсек
с погрешностью не более
±(0,4 нсек+2%) при измере¬
нии длительности импульса и
±(0,1 нсек+14%) при измере¬
нии длительности фронта им¬
пульса.
Измерительная установка
рассчитана на импульсы ам¬
плитудой от 30 до 50 в.
Блок-схема установки при¬
ведена на рис. 15-1-19. За¬
дающий генератор, работаю¬
щий как в режиме автоколеба¬
ний, так и в режиме внешнего
запуска, предназначен для за¬
пуска схемы осциллографиче-
ского устройства.
Частота следования им¬
пульсов внутреннего задающего
генератора имеет фиксирован¬
ные значения 50, 100, 200, 500
1 000, 2 000, 5 000, 8 000 и
10 000 гц. Имеется возможность в преде¬
лах ±10% плавно менять частоту следо¬
вания импульсов с задающего генератора
около указанных значений.
Импульсы с задающего генератора по¬
даются на измерительную и переменную
линии задержки.
Измерительная линия представляет со¬
бой плавную линию задержки, которая мо¬
жет меняться в пределах от 1 до 100 нсек
и предназначена для точных измерений
временных параметров импульсов; кроме
того, она позволяет сдвигать импульсы на
середину экрана электронно-лучевой труб¬
ки, что дает возможность наблюдать пе¬
редний фронт импульса.
С измерительной линии задержки им¬
пульсы идут на генератор запуска и фик¬
сированную линию. Фиксированная линия
нужна для создания временного сдвига
между началом развертки, с одной сторо¬
ны, и началом импульса подсвета и кали¬
брационными метками, с другой. Этот вре¬
менной сдвиг выбирается несколько боль¬
шим, чем время установления амплитуды
высокочастотного напряжения калибрацион¬
ных меток и время нарастания переднего
Рис. 15-1-17. Измерение наносекундных импульсов с по¬
мощью схемы совпадения. i?2=105 ом\ С\ — 0,001 мкф\
С2= 100 пф.
128
Рис. 15-1-18. Эпюры напряжений
в схеме совпадения.
фронта импульса подавета. С выхода фик¬
сированной линии задержки импульсы по¬
даются на запуск блока (развертки, который
генерирует развертки трех длительностей —
10 «се/с, ,50 ксек и 100 нсек.
Генератор запуска в блок-схеме служит
для предварительного формирования им¬
пульсов подсвета и импульсов, запускаю¬
щих блок 'меток. С генератора подсвета им¬
пульс отрицательной полярности подается
на катод электронно-лучевой трубки.
С 'блока меток калиброванное по часто¬
те синусоидальное напряжение подается на
управляющий электрод электронно-лучевой
трубки. Блок меток в установке предназна¬
чен для контроля разверток и может быть
использован для предварительной оценки
временных интервалов.
Частота калибрационных меток
равна 100 Мгц.
Импульсы с переменной линии
задержки подаются на генератор
синхронизирующих импульсов, пред¬
назначенный для запуска поверяемо¬
го прибора. Генератор выдает им¬
пульсы обеих полярностей. Перемен¬
ная линия задержки позволяет уста¬
новить необходимый временной
сдвиг между измеряемым импуль¬
сом и началом развертки.
В блок управления трубкой
входят: регулировка яркости, фоку¬
сировка, смещение луча по оси X,
юстировка луча в отклоняющей си¬
стеме. При поверке импульсных ге¬
нераторов могут быть собраны две
схемы.
По одной из них поверяемый
генератор запускается импульсом
синхронизации \ от измерительной
установки. В этом случае частота
следования импульсов задается на
измерительной установке. Задержка
импульсов в поверяемом генераторе
устанавливается на минимальное
значение и поверяемый импульс выводит¬
ся на середину экрана электронно-луче¬
вой трубки с помощью задержки в изме¬
рительной установке.
По второй схеме измерительная уста¬
новка запускается импульсом синхрониза¬
ции с поверяемого генератора. В этом слу¬
чае частота следования импульсов задает-
> ся на поверяемом генераторе.
Процесс измерения временных парамет¬
ров импульсов состоит в следующем: совме¬
щают начало временного интервала,с вер¬
тикальной визирной линией, затем произво¬
дят отсчет показания по нониусу плавной
линии задержки. Вращая ручку плавной
линии задержки, совмещают конец изме¬
ряемого временного интервала с той же са¬
мой визирной линией; при этом производит¬
ся второй отсчет по нониусу плавной ли¬
нии задержки. По отсчитанным значениям
и градуировочной кривой определяется дли¬
тельность временного интервала. Извл. из
[Л. 60-124].
15-1-7. Определение формы колебаний
на частотах до 5 Мгц с помощью стробо¬
скопа, основанного на эффекте Холла. Вы¬
сокочастотное периодическое магнитное по¬
ле произвольной формы преобразуется стро¬
боскопом в низкочастотный аналог входно¬
го сигнала. Это осуществляется стробиро¬
вали ем магнитного поля с помощью узких
прямоугольных импульсов тока, приложен¬
ных к пластине элемента Холла; импульсы
тока модулированы по фазе.
Преимуществами стробоскопа являются
линейная- зависимость выходных сигналов
от входных (с точностью лучше .1%) и рав¬
номерная частотная характеристика в пре¬
делах от 100 гц до б Мгц. Стробоскоп мо¬
жет 'быть использован как дискриминатор
шума. На него не влияют окружающие маг¬
нитные поля, за исключением совпадающих
по частоте с входным сигналом или его
Рис. 15-1-19. Блок-схема установки для измерения
параметров наносекундных импульсов с помощью
линии задержки.
/—задающий генератор; 2 — внешний запуск; 3 — пере¬
менная линия задержки; 4—генератор синхронизирующих
импульсов; 5 — запуск поверяемого прибора; 6 — измери¬
тельная линия задержки; 7 — генератор запуска; 8 —
генератор подсвета; 9 — блок меток; 10 — фиксированная
линия задержки; // — блок развертки; 12 — высоковольт¬
ный выпрямитель; 13 — делитель напряжения;* 14 — блок
управления трубкой.
9 Измерения в электронике, т. II
129
Рис. 16-1-20. Блок-схема стробоскопа, осно¬
ванного на эффекте Холла.
1 — усилитель входного сигнала; 2 — элемент Хол¬
ла (использованы тонкие пленки сурьмянистого
индия); 3 — генератор .импульсов; 4— усилитель-
интегратор; 5 — осциллоскоп (или самописец);
6 — генератор пилообразного напряжения; 7 —
компаратор напряжений; 8 — потенциометр, вра¬
щаемый мотором; 9 — триггер и усилитель; 10 —
обмотка поля.
гармониками. Схема устройства показана
на рис. 15-1-20. Реф. [JI. 62-125].
15-1-8. Осциллоскоп для наблюдения
переходных процессов с использованием
накопительной э. л. т. Для наблюдения
быстрых однократных процессов применена
специальная трубка с накоплением. Ско¬
рость записи до 10 см/мксек; (возможна з'а-
пись полутонов. [Л. 60-49].
15-1-9. Двухлучевой стробоскопический
осциллоскоп с цифровым индикатором вре¬
мени и напряжения. Время нарастания
0,4 нсек; имеется внутренний запуск; циф¬
ровой индикатор (4 знака) показывает ин¬
тервалы времени «а осциллограмме с раз¬
решающей способностью 50 псек; цифровой
вольтметр для измерения импульсных на¬
пряжений от 2 мв\ цифровой измеритель пе¬
риода (масштабной синусоиды) с точно¬
стью 1 нсек; два цифровых компаратора
для установки пределов напряжения, соот¬
ветствующих нужным допускам {Л. 62-28].
15-1-10. Транзисторный осциллоскоп.
В портативном осциллоскопе использованы
меза п-р-п транзисторы; полоса усилителя
вертикального отклонения от постоянного
тока до 8,5 Мгц; чувствительность от
100 мв!см до 100 в/см\ в полосе 10 гц —
2 Мгц чувствительность 1 мв/см\ в схеме
отсутствуют электронные лампы, кроме
э. Я т.; применено 38 транзисторов и 23
полупроводниковых диода (Л. 62-66].
15-1-11. Измерение длительности им¬
пульсов с помощью магнитных сердечников.
Для измерения длительности импульсов ис¬
пользуется сердечник с прямоугольной пет¬
лей гистерезиса, работающий в режиме
суммирования дискретных приращений по¬
тока.
Число импульсов с одинаковой ампли¬
тудой, .необходимое для перевода сердеч¬
ника из состояния 0 в состояние 1, зависит
от длительности импульсов. Счет числа им¬
пульсов дает возможность определить их
длительность. Реф {Л. 62-144].
15-1-12. Другие методы и устройств».
Измерение импульсных напряжений и то¬
ков, см. § 2-4.
Измерение импульсной мощности, см.
§ 3-11.
О сци л л огр афиров ани е н ан о секундн ы х
импульсов, см. [Л. 63-118, 56-102, 61-136,.
61-137].
Осциллопрафирование колебаний с. в. ч.„
см. [Л. 63-110].
Осциллоскопические измерения парамет¬
ров импульсов, см. {Л. 59-1, 57-102, 58-101»
62-131].
15-2. ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ
ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТИ
ИМПУЛЬСОВ
15-2-1. Счет импульсов. Методы счета
импульсов описаны в гл. 8. См. также
[Л. 62-129, 62-130, 60-106].
Быстродействующий счетчик для сло¬
жения или вычитания произвольных после¬
довательностей импульсов, см. [Л. 62^27].
15-2-2. Измерение скорости смещения
импульсов. Схема, приведенная на
рис. 16-2-1, обеспечивает автоматическое из¬
мерение времени, по истечении которого
импульсы двух последовательностей будут
смещены на некоторую определенную вели¬
чину. На входах обеих последовательностей
импульсов включены триггерные схемы, и
на селектор типа «или» поступают импуль¬
сы постоянной амплитуды и продолжитель¬
ности.
Выходы селектора «или» поступают
через фантастронную схему задержки на
вход В селектора типа «и» и непосредст¬
венно на вход А этого селектора.
Когда импульсы на входах А я В се¬
лектора «и» совпадают по времени, на вы¬
ходе селектора появляется сигнал, посту¬
пающий на инвертор-усилитель. Этот сиг¬
нал с помощью тиратрона и реле воздей¬
ствует на схему измерения времени. Реф.
[Л. 62-67].
15-2-3. Измерение дрожания импульсов»
Дрожание (флаттер) начальных моментов
последовательности импульсов измеряется
методом, показанным на рис. 16-2-2,а. При-
Рис. 15-2-1. Схема измерения скорости сме¬
щения импульсов.
1 — вход 1; 2 — вход 2; 3 — триггер; 4 — селектор-
типа «или>; 5 — фантастронная схема задержки;
6 — катодный повторитель; 7 — селектор типа «и» i
8 — инвертор^усилитель; 0 — тиратрон; 10 — восста¬
новление; И — схема измерения времени.
130
Рис. 15-2-2. Схема измерения дрожания
импульсов.
1 — вход; 2 — триггер; 3 — генератор пилообразно¬
го напряжения; 4 — схема вычитания; 5 — инте¬
гратор; 6 — выход к осциллоскопу; 7 — схема за¬
держки; 8—селектор «и»; 9 — схема восстановле¬
ния; 10 — подсветка.
ходящие •импульсы управляют состоянием
триггера (рис. 15-2-2,6), KOTqpuft ib авою
очередь »управляет работой генератора ли¬
нейно-нарастающего напряжения (рис.
15-2-2,в). Поэтому выходная пиковая ам¬
плитуда .пропорциональна Т0+АТ, где Г0—
номинальное значение периода следования
импульсов, а АТ — дрожание данного им¬
пульса. Выходы триггера и генератора по¬
ступают в схему вычитания (рис. 15-2-2,г).
Если схема отрегулирована так, что напря¬
жение генератора достигает удвоенного на¬
пряжения триггера за время Т0, то разность
площадей положительного и отрицательно¬
го треугольника на выходе схемы вычита¬
ния пропорциональна АТ. (При АТ, много
меньшем Т0, интегрирование выходного сиг¬
нала дает напряжение, пропорциональное
дрожанию. После измерения схема восста¬
навливается с помощью дополнительных
цепей. Реф. [Л. 60-39].
15-2-4. Три метода измерения дрожания
импульсов. При исследовании стабильности
импульсов интерес представляют три -пара¬
метра: дрожание ширины импульса, отно¬
сительное дрожание (относительно импуль¬
сов другой последовательности) и дрожа¬
ние частоты следования импульсов.
а) Метод 1 — метод преобразования
времени в напряжение. Фронт импульса сиг¬
нала (рис. 15-2-3) задерживается на время
А\ (примерно 2 мксек), после чего он за¬
пускает преобразователь (генератор пило¬
9*
образного напряжения, свил-генератор).
Фронт опорного импульса после соответст¬
вующей задержки используется для оконча¬
ния свипирования. Амплитуда получающе¬
гося пилообразного свипа является мерой
времени между фронтами импульсов, и дро¬
жание проявляется как изменение амплиту¬
ды этого пилообразного импульса. Пиковая
амплитуда пилообразного напряжения за¬
писывается или накапливается в детектор¬
ной оцепи с задержкой до прихода фронта
следующего импульсного сигнала; послед¬
ний разряжает накопленную информацию
до того, как задержанный фронт импульс¬
ного сигнала снова запустит схему преоб¬
разователя. Идеальным устройством для
задержки опорного импульса, является, по-
видимому, стабильный когерентный генера¬
тор с фазовращателем на 360°. Для авто¬
матической регулировки при работе с раз¬
личной частотой следования фронт сигналь¬
ного импульса проходит через вторую фи¬
ксированную задержку Дг (примерно
5 мксек) и запирает когерентный генератор
после того, как измерение дрожания проде¬
лано. Регулировкой фазы задержанный
фронт опорного импульса устанавливается
так, чтобы амплитуда пилы находилась в се¬
редине ее динамического диапазона. Ча¬
стоту следования импульсов можно изме¬
рить с помощью третьей задержки Аз
(около 20 мксек), которая автоматически
открывает снова когерентный генератор.
Максимальная частота следования равна
около 50 кгц.
б) Метод 11 — осциллоскоп с задержан¬
ной разверткой. Быстрая развертка осцил¬
лоскопа является в этом случае преобра¬
зователем. Задержанная развертка обеспе¬
чивает задержку фронта опорного импуль¬
са. Поскольку между элементами преобра¬
зования и индикации усиление невозможно,
разрешающая способность при измерении
дрожания ограничена временем около
0,005 мксек при развертке 0,1 мксек/см. При
задержках опорного импульса более 100—
Рис. 15-2-3. Измерение дрожания импульсов
методом временного преобразования.
/ — сигнальный импульс; 2 — опорный импульс;
3 — относительное дрожание; 4 — дрожание часто¬
ты следования; 5 — задержка Ai; 6 — временное
преобразование; 7 — детектор и накопитель; 8 —
импульс разряда накопителя; 9 — задержка Аз;
10 — задержка Агр И — открытие; 12 — закрытие;
13 — схема уравнения; 14 — генератор фиксирован¬
ной частоты; 15 — фазовращатель; 16 — квадрати-
рующий усилитель; 17 — индикатор дрожания
(стрелочный прибор или осциллоскоп).
131
200 мксек нестабильность ©той задержки на¬
чинает ограничиватьгразрешающую способ¬
ность величиной, /приближенно равной за¬
держке, деленной на 20 000. Ширину им¬
пульса и относительное дрожание можно
измерять ори частотах повторения пример¬
но до 50 кгц. 'Врем,я восстановления схемы
задержки развертки ограничивает время
между фронтами опорного и измеряемого
импульсов величиной 0,1—0,5 периода им¬
пульса и делает невозможным измерение
дрожания частоты следования.
в) Метод III — метод двух генераторов.
Фронты импульсов открывают два когерент¬
ных генератора на фиксированное время
(около 160 мксек). Выходы генераторов
сравниваются в фазовом детекторе в тече¬
ние времени перекрытия. Регулировкой фа¬
зы одного из генераторов устанавливают
рабочую точку фазового детектора в центр
его динамического диапазона. Регулировка
задержки опорного импульса для различ¬
ных частот следования не нужна, но диа¬
пазон этих частот в данном 'случае не пре¬
вышает 6 кгц, а максимальный промежу¬
ток времени между фронтами измеряемого
и опорного импульсов ограничен десятками
микросекунд. Этот метод измерения лучше
- осциллоскопического тем, что при нем мож¬
но применить усиление после »ременного
преобразования и измерять -меньшие, уров-
*4Н'И дрожания. В этой системе возможна ос-
циллоскопическая индикация формы волны,
«о невозможен отсчет по прибору. Частота
когерентного генератора выбрана равной
5 Мгц, что "обеспечивает хорошее преобра¬
зование, но ограничивает максимальное из¬
меряемое дрожание (от пика до пика) ве¬
личиной 0,2 мксек.
В этом методе использован другой спо¬
соб измерения дрожания частоты следова¬
ния импульсов: опорный источник — квар¬
цевый генератор частоты 5 Мгц — синхро¬
низирован по фазе с гармоникой частоты
следования с помощью реактивной лампы
в петле обратной связи. Большая постоян¬
ная времени петли не позволяет генератору
следовать за быстрыми изменениями дро¬
жания входных импульсов, и генератор слу¬
жит опорным для измерения таких измене¬
ний. Поскольку при этом генератор не дол¬
жен -быть когерентным, можно использовать,
кварцевый генератор для некоторого улуч¬
шения стабильности задержки опорного им¬
пульса, которая обычно лимитирует работу
системы. Строго говоря, такое измерение
не является измерением истинного дрожа¬
ния частоты следования, поскольку дрожа¬
ние интегрируется за период возмущения и
измеренная амплитуда дрожания является
функцией частоты возмущения. Но, если,
возмущение синусоидально, истинное дро¬
жание частоты следования можно получить,
применив соответствующие трафики. Пер.
[Л. 61-66].
ГЛАВА 16
ИЗМЕРЕНИЕ МОДУЛЯЦИИ
16-1. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ
КОЭФФИЦИЕНТА АМПЛИТУДНОЙ
МОДУЛЯЦИИ И ИНДЕКСА
ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИИ
а) Синусоидальная амплитудная моду¬
ляция синусоидальных колебаний. Радиоча¬
стотные методы измерения. Если модули¬
рованный сигнал может быть записан
в виде
lß(t) =|£/макс (l+mcos 2jlfH'0lCOS 2я/о*,
где u(t) —мгновенное значение напряже¬
ния; I/мак с — амплитуда смодулированной
несущей в. ч.; т —коэффициент модуля¬
ции; /н—низкая частота модулирующего
сигнала; t — мгновенное значение времени;
fo — частота немодулированной несущей, то
действующее значение его равно: •
модулированных колебаний. На рис. 16-1-1
показан график функции V1 + т2/2. При
изменении коэффициента модуляции от 0
до 100% относительный отсчет по прибору
изменяется от 1 до 1,225; увеличение от¬
счета мало и особенно мало для малых,
значений т.
Кроме того, шкалы прибора нелинейны.
В результате точность измерения очень не¬
велика. Точность может быть значительно
повышена исключением относительного от¬
счета .1 при 0% модуляции с помощью двух
одинаковых термопар, включенных навстре¬
чу, как показано на рис. 16-1-2. Ток ниж¬
ней термопары устанавливается таким, что¬
бы показание вольтметра постоянного тока
при отсутствии модуляции было равно ну¬
лю. Если напряжения, даваемые термопа-
На этом уравнении основан простой рами, пропорциональны мощности, то
метод измерения коэффициента модуляции верхняя термопара дает напряжение, рав-
путем измерения действующего значения ное kU^aKC (1т2/2) в, а нижняя —
132
Рис. 16-1-1. Зависимость коэффи¬
циента модуляции т от показания
термоприбора.
где k — коэффициент пр оп орцион а л ьноот и.
График га2/2 в функции т дан на рис.
16-1-1;~как видно, точность измерения ори
применении 'двух термопар .повышается.
Возможно также косвенное измерение
модуляции методом синхронизации гетеро¬
дина сигналом в. ч.
Методы выпрямления. В большинстве
случаев измерения амплитудной модуляции
производятся методом детектирования
(рис. 16-1-3). В идеальном .случае форма
волны в точке Р совпадает с огибающей
сигнала ib. ч.
u(t) ='£/ макс (1 -f-fWCOS 2nfJ).
Среднее значение u(t) »при этом равно
t/макс. Это напряжение /показывается при¬
бором .постоянного тока (рис. 16-1-3). На¬
пряжение на зажимах прибора переменного
тока, если считать конденсатор коротким
замыканием для частоты модуляции,
^пер.т = !^макс • raCOS 2я/н'£
Если прибор переменного тока програ- *
дуирован в действующих значениях напря¬
жения, то его показания равны
0,707 UM акс * га, в. Коэффициент модуляции
тогда равен
1,414
m = ~üZ—
По поводу элементов раосматриваемой
схемы могут быть высказаны следующие
соображения.
При использовании вакуумного диода
показание прибора (постоянного тока в от¬
сутствие колебаний в. ч. может не быть
равно нулю за счет контактного потенциа¬
ла диода, достигающего 1 в. Для уменьше¬
ния связанной с этим ошибки амплитуда
несущей в. ч. должна быть не менее -20 в;
это уменьшает также ошибку <из-за нелиней¬
Рис. 16-1-2. Схема изме¬
рения коэффициента мо¬
дуляции с помощью
двух термопар.
ности характеристик диода. Прямое сопро¬
тивление диода должно быть не более 5%
сопротивления его нагрузки постоянному
току R=. Если применяется полупроводни¬
ковый диод, то ошибка за счет контактного
потенциала отсутствует. Однако из-за нели¬
нейности такого диода при малых сигналах
амплитуда несущей в. ч. должна быть не
менее 6 в. Обратное сопротивление диода
должно быть по крайней мере в 20 раз
больше R=\ поэтому минимальное отноше¬
ние обратного сопротивления к прямому
получается равным 400.
Фильтр высокой частоты иногда состо¬
ит просто из шунтирующей емкости. Мож¬
но принять, что реактивное сопротивление
этой емкости должно быть меньше или
равно 0,05 IR= на ib. ч. и больше или рав¬
но 20 R= на н. ч. Отношение частот в этом
случае равно 400. Если оно меньше 400,
то следует применять .полосовой фильтр
с одним или несколькими П-образными зве¬
ньями.
Если индуктивные элементы фильтра
заменены сопротивлениями, то их величина
не должна превышать 0,05 \R=. Можно при¬
менять двухполупериодное выпрямление
сигнала в. ч. Это удваивает частоту пульса¬
ций после детектора и упрощает конструк¬
цию фильтра в. ч., однако при этом тре¬
буется сбалансированный трансформатор
в. ч. и два диода.
Во избежание искажений огибающей
модуляции полные сопротивления нагрузки -
диода для постоянного и для переменного
тока должны быть .равны. Максимальное
значение неискаженного коэффициента мо¬
дуляции определяется выражением
Я^макс === *
В идеальном (случае (рис. 16-1-3) нагруз¬
кой по постоянному и переменному току яв- ..
Рис. 16-1-3. Схема измерения модуля¬
ции с диодным детектором; емкостная
связь с прибором переменного тока.
133
Ш^аКс в* Напряжение на выходе двух
термопар равно:
Рис. 16-1-4. То же, что
на рис. 16-1-3, но авто¬
трансформаторная связь.
ляются только соответствующие приборы.
Дроссель н. ч. обычно служит только для
выравнивания нагрузок по 'постоянному и
переменному току. Если дроссель н. ч. за¬
мкнуть накоротко, то полное сопротивле¬
ние переменному току станет (меньше, чем
сопротивление постоянному току. Поэтому
реактивное сопротивление дросселя н. ч.
должно .быть по крайней мере в 20 |раз
больше сопротивления прибора постоянного
тока. Как уже указывалось, при 100%-ной
модуляции показание прибора, програ¬
дуированного в действующих значениях,
равно 70,7% показания прибора постоянно¬
го тока. Некоторое удобство создается та¬
ким повышением напряжения переменного
тока с помощью трансформатора или .авто¬
трансформатора, чтобы отсчеты обоих при¬
боров стали при 100%-ной модуляции оди¬
наковыми. Соответствующая схема приве¬
дена на рис. 16-1-4.
Метод пикового детектора. Н. ч. ком¬
понента детектированного сигнала в. ч.
имеегг амплитуду £/макс т, в. Поэтому при
100%-ной модуляции пиковый детектор
н. ч. с прибором постоянного тока дает та¬
кое же показание, как и прибор несущей
частоты. Для измерения коэффициента мо¬
дуляции могут быть использованы две основ¬
ные схемы включения диода: последователь¬
ная и параллельная. Схема последователь¬
ного 'включения пикового диодного детек¬
Рис. 16-1-5. Схемы низкочастотного пи¬
кового детектора.
а — последовательное включение диода;
б — параллельное включение.
тора н. ч. показана на рис. 16-1-5. Емкость
С заряжается ликами сигнала н. ч. и раз¬
ряжается через прибор V=2. В идеальном
случае
показание У = 2
т== показание V-i
Если сопротивление 1^=2=400 R%2, где
/?Д2 —прямое сопротивление диода 2, то С
заряжается до 96% пика входного напря¬
жения. Пусть jRH2=500 ом, тогда прибор
V=2 должен иметь сопротивление 2 • 105 ом.
Один прибор может быть использован для
измерения как напряжения несущей, так и
пикового напряжения н. ч.
Реактивное сопротивление конденсато¬
ра С должно быть меньше или равно
0,05 V=2, а сопротивление индуктивности
должно быть больше или равно 20 V=2.
Пикоьый детектор н. ч. является нели¬
нейной напрузкой для части схемы с детек¬
тором в. ч. На пиках проводимости входное
сопротивление пикового детектора равно:
р ^
Апик '"'-I TJ »
I и о ТН
где Uотн — относительная величина напря¬
жения на емкости С. Если, например,
^д2==500 ом и ^отн=0,95, то $Пик =
= 10 000 ом. Это вызывает снижение пика
огибающей модуляции в моменты проводи¬
мости диода. Влияние нагрузки можно
устранить, применив развязывающий лам¬
повый каскад. При переключении полярно¬
сти диода проводимость имеет место на
противоположном пике. Для компенсации
указанного выше эффекта снижения пика
можно вместо Ь2 применить автотранс¬
форматор рис. vie-1 -4 с небольшим повы¬
шающим коэффициентом трансформации
или ввести добавочное сопротивление по¬
следовательно с V=i для уравнивания его
показания с показанием V=2 при 100%-ной
модуляции.
Параллельное .включение пикового ди¬
одного детектора н. ч. показано на
рис. 16-1-5,6. Емкость С заряжается на
никак сигнала н. ч. и разряжается
через V=2-
Вообще говоря, параллельная и после¬
довательная схемы работают одинаково и
могут быть взаимно заменяемы. Можно
также применять схему удвоения напряже¬
ния; увеличение выходного напряжения при
этом .сопровождается увеличением на¬
грузки.
Методы вычитания. Схемы рис. 16-1-5
в наибольшей мере пригодны для измере¬
ния малых значений т. Если т близок
к единице, то показания обоих приборов
почти одинаковы и их ошибки могут скла¬
дываться. На рис. ,16-1-6 показаны схемы,
•в которых приборы рис. 16-1-5 заменены
сопротивлениями и прибор постоянного
тока показывает разность между напряже¬
нием несущей и ником н. ч. При немоду-
лированной несущей прибор показывает
С/макс, в (показание 1); при модуляции
С/макс (1—м), в .(показание 2).
Отсюда
показание 2
1
показание 1
134
т —
показание 1 — показание 2
показание 1 + показание 2
Ф
Рис. 16-1-6. Схемы вычитания для измере¬
ния модуляции.
<а — последовательное включение диода; б — па¬
раллельное включение.
'При большом т показание 2 мало, так как
напряжения «несущей ,и пика низкой 'часто¬
ты вычитаются; при этом ошибкой .показа¬
ния 1 мож,но пренебречь. На рис. 16-1-7
показаны 'варианты схем, при которых один
зажим вольтметра может быть заземлен.
На рис. 16-1-7,6 катод Д2 за счет С2 на¬
ходится ino переменному тому под (потен¬
циалом земли; напряжение несущей и пи¬
ковое напряжение н. ч. (включены последо¬
вательно. Реактивное сопротивление С2
должно быть меньше или равно 0,05 i/?2.
Нулевой метод. Метод измерения мо¬
дуляции, при котором в идеальном случае
не отбирается мощность от источника в. ч.,
-показан на рис. 16-1-8. Потенциометр уста¬
навливается так, что Д2 находится на по¬
роге проводимости, что указывается микро-
амперметром. На рис. 16-1 -8,а напряжение,
отсчитанное по вольтметру, равно UMакСХ
Х(14-т), в. Если Д2 и микроамперметр по¬
менять местами, как (показано на
рис. 16-1-8,6, то напряжение, снимаемое
с потенциометра, необходимое для приве¬
дения Д2 на порог проводимости, равно
^макс(1 —т). Тогда
Рис. 16-1-7. Схемы вычитания для измере¬
ния модуляции, в которых один зажим
вольтметра заземлен.
а — трансформаторная связь, последовательное
включение диода; б — емкостная связь, парал¬
лельное включение диода.
по известному входному напряжению. Если
амплитуда несущей поддерживается посто¬
янной, то калибровать необходимо лишь
измерительную схему н. ч. Последняя мо¬
жет иметь вид, показанный на рис. 16-1-3,
16-1-4 или 16-1-5.
Осциллоскопические методы широко
применяются для измерения коэффициента
модуляции; они имеют преимущество одно¬
временного наблюдения формы волны и
возможности предупреждения искажений
или других неполадок. Рисунок 16-1-10 по¬
ясняет четыре метода измерения коэффи¬
циента модуляции.
Метод I, рис. 16-1 - 10,а; сигнал в. ч.
подается на вертикально отклоняющие пла-
Здесь следует применять ламповый диод,
а входное напряжение в. ч. должно .быть
•больше или равно 20 в.
В методах выпрямления достоинства
ми диодных детекторов являются линей¬
ность характеристики и практически нуле¬
вая обратная проводимость. Однако могут
<5ыть использованы также анодные детек¬
торы и детекторы с бесконечно 'большим
сопротивлением (рис. L6-1-9). Эти детек¬
торы нелинейны и их следует калибровать
Рис. 16-1-8. Нулевой метод измерения моду¬
ляции.
а — Д2 проводит при положительном пике моду¬
ляции; б — при отрицательном.
135
► /
Рис. 16-1-9. Недиодные схемы детектиро¬
вания.
а — анодный детектор; б — детектор с бесконечно
большим сопротивлением; / — к измерительной
схеме н. ч.
стины, а внутренняя развертка осциллоско¬
па— на горизонтально отклоняющие (пла¬
стины. Толда
P — N
т~ P+N’
где Р — положительная максимальная ам¬
плитуда и N —отрицательная максималь¬
ная амплитуда. Соединение осциллоскопа
с 'источником колебаний должно быть вы¬
полнено тщательно. На низких часто¬
тах можно .применять катушку связи
(рис. 16-1-11,а). Реактивное .сопротивление
емкости между отклоняющими пластинами
должно .превышать волновое сопротивление
линии, соединяющей катушку связи с ос¬
циллоскопом, не менее чем в 20 «раз. Бели,
например, С=3 пф и iZ0=3'00 ом, то макси¬
мальная (рабочая частота должна быть око¬
ло 10 Мгц. Согласования линии не требует¬
ся, если ее длина меньше четверти длины
волны.- Более совершенный способ, приме¬
нимый на частотах, значительно больших
10 Мгц, показан на рис. 16-1-11,6. В этом
случае емкость отклоняющих пластин вхо¬
дит в-емкость настроенного контура. Ка¬
тушки шязи и контуров должны .быть рас¬
считаны в соответствии с теорией транс¬
форматорной связи.
Если амплитудные и фазовые искаже¬
ния усилителей осциллоскопа на частотах
сигнала незначительны, то эти усилители
могут быть использованы; в противном
случае необходимо подводить сигнал непо¬
средственно к отклоняющим пластинам
осциллоскопа, и сигнал должен быть до¬
статочно велик.
Метод II. В первом методе может ока¬
заться трудным синхронизировать горизон¬
тальную развертку с частотой модуляции.
Второй метод обходит это затруднение ис¬
пользованием в качестве развертки сигна¬
ла н. ч., полученного детектированием сиг¬
нала в. ч. Верхний край огибающей в. ч.
определяется выражением
г/=^макС|(1+яг cos 2яfj),
тогда как отклонение по горизонтали ,(при
блокировке постоянной составляющей кон¬
денсатором связи) —выражением
x= UM&KCm cos 2jt/h£.
Исключая cos получаем
y='U макс +*•
Другими словами, верхний и нижний края
изображения (рис. 16-1-10,6) являются пря¬
мыми линиями. Изображение имеет вид
трапеции, а коэффициент модуляции сно¬
ва дается уравнением
P — N
т~ P+N’
Если амплитуда колебаний в. ч. доста¬
точна для получения удобного отклонения
Рис. '16-1-10. Осциллоскопические методы измерения моду¬
ляции.
а — вертикальное отклонение сигналом в. ч., горизонтальное отклоне¬
ние пилообразным напряжением; б — вертикальное отклонение сигна¬
лом в. ч., горизонтальное отклонение сигналом н. ч.; в —вертикаль¬
ное отклонение сигналом н. ч„ пилообразная развертка осциллоскоп
постоянного тока; г — вертикальное отклонение прерывистым сигналам
н. ч., пилообразная развертка.
136
по вертикали при непосредственном
подключении к пластинам э. л. т.,
то сигнал н. ч. на выходе диодного
детектора должен быть без усиления
достаточен для отклонения луча,
так как фазовый сдвиг в усилителе
может сделать стороны трапеции
эллиптическими.
Искажения, создаваемые диод¬
ным детектором (ограничение или
недостаточная линейность), приводят
к отклонению непараллельных сто¬
рон трапеции от прямых.
Метод III. Если выход детекто¬
ра подан на осциллоскоп, предна¬
значенный для наблюдения постоянного
тока, то коэффициент модуляции может
быть определен так, как это пояснено на
рис. 16-1-10,0. Измерение амплитуды от¬
клонения производится относительно «ну¬
левой» линии, которая устанавливается
при отсутствии осигнала в. ч. На горизон¬
тально отклоняющие пластины подается
внутренняя развертка осциллоскопа.
При этом методе не требуется длинной
линии для подведения сигнала в. ч. к ос¬
циллоскопу.
Метод IV. Этот метод лучше метода III
в том отношении, что три нем пулевая ли¬
ния видна одновременно с огибающей. Изо¬
бражение, показанное на рис. 16-1-10,г, (ш>
лучается путем прерывания сигнала в. ч.
Прерыватель «может быть механическим
или электронным устройством; нужно лишь
быть уверенным, что на диодный детектор
в интервал «выключено» сигнал в. ч. не по¬
дается. Прерывание можно также осущест¬
вить в цепи низкой частоты после детекти¬
рования, если только прерыватель сам не
дает паразитного уровня (постоянного тока.
Скорость прерывания может не быть
синхронизирована с частотой модуляции;
даже желательно, чтобы синхронизация от¬
сутствовала и наблюдаемая форма волны
казалась непрерывной.
Метод, основанный на применении
анализатора спектра. Коэффициент моду¬
ляции можно определить, наблюдая высоту
линий спектра с помощью анализатора.
К сожалению, отношение высот линий, ви¬
димых на экране анализатора, не соответст¬
вует точно коэффициенту модуляции. Если
изображение получено после квадратичного
детектора, и, следовательно, представляет
мощность, а не напряжение, то высота
боковой полосы равна т2/4 высоты несу¬
щей и быстро уменьшается при уменьше¬
нии т. Вообще анализатор спектра может
быть применен для исследования ампли¬
тудной модуляции одной частотой только
тогда, когда известен закон детектирования
и когда т относительно велик. Кроме того,
следует иметь в виду, что разрешающая
способность имеющегося анализатора спект¬
ра может оказаться недостаточной для ис¬
следования сигналов, модулированных ко¬
лебаниями н. ч. Так, например, при частоте
модуляции 100 гц частота качания не долж¬
на превышать 0,i2i5 гц, а ширина полосы
у. п. ч. не должна превышать 20 гц.
Использование устройств в модуляторе
передатчика. Существует много способов
Рис. 16-1-11. Методы связи цепей в. ч. с осцилло¬
скопом.
а — без настройки; б — с настройкой.
определения коэффициента модуляции по
показаниям приборов в модуляторном кас¬
каде передатчика. Эти способы основаны
на измерении отношения амплитуд колеба¬
ний модулирующей и высокой частот.
б) Несинусоидальная амплитудная мо¬
дуляция синусоидальных колебаний. Мно¬
гие методы, рассмотренные в разделе «а»,
применимы и в случаях несинусоидальных
модулирующих сигналов. К таким сигна¬
лам относятся: искаженная синусоида, речь,
телевизионное изображение, радиолокацион¬
ные импульсы, кодово-И1М1пульоная моду¬
ляция.
Искаженная синусоидальная волна.
Иногда возникает подозрение, что ампли¬
тудная модуляция колебаний передатчика
искажена. Для проверки этого передатчик
модулируют одним тоном и измеряют от¬
дельно положительный и отрицательный
пики модуляции. При этом может быть
использована любая из схем, поясняемых
рисунками 16-1-5, 16-1-в и 16-1-10.
Анализатор спектра может быть ис¬
пользован для определения искажений по
появлению на экране 'боковых полос гар¬
моник; однако амплитуды добавочных боко¬
вых полос очень малы, если только иска¬
жения не достигают значительной величи¬
ны.
Обратимся к рис. 16-1-6. В схеме
рис. 16-1-5,а диод Д2 проводит при поло¬
жительных пиках модуляции, в схеме
же рис. '16-1-5,6 диод Дг проводит при от¬
рицательных пиках. Если Д2 и У=2 поме¬
нять местами, то отсчеты будут соответст¬
вовать обратному пику модуляции.
На рис. 16-1-8,а и б показаны схемы
измерения положительных и отрицательных
пиков модуляции соответственно.
С помощью схем, показанных на
рис. 16-1-9, может быть измерен коэффи¬
циент модуляции при положительном и от¬
рицательном пиках, если измерительная
схема я. ч. является пиковым детектором
(см. рис. ,16-1-5).
Обратимся к рис. 16-1-10; по величи¬
нам Р, N и С '(амплитуды смодулирован¬
ной несущей) коэффициенты модуляции
определяются с помощью выражений
Р — С С—N
^ПОЛ.ПИК Q И Я^отр.ПИК Q
Эти формулы применимы и для схем, (при¬
веденных яа рис. 16н1-5 и 16-1-8.
Речь. При передаче речи выражение
«коэффициент модуляции» имеет смысл'
137
только как среднее значение за большой
промежуток времени. В этом случае мо¬
жет быть использован 'любой метод -изме¬
рения, дающий действующее значение |(см.,
например, рис. 16-1-1, 16-1-2, 16-1-3 и
16-1-9).
Методы, дающие пиковые значения,
применимы тоща, когда .необходимо знать
максимальную положительную амплитуду,
достигаемую за данный интервал времени.
В этом случае конденсатор пиково,го де¬
тектора заряжается до максимального на¬
пряжения, а разряжается экспоненциально
в интервалах уменьшающейся модуляции.
Было найдено, что (постоянную времени
при этом следует выбирать порядка
3 мсек. Методы осциллоскопа или анали¬
затора спектра не пригодны для измере¬
ния речевой модуляции из-за случайной
природы таких сигналов.
Телевизионное изображение. У телеви¬
зионного сигнала амплитуда колебаний
в. ч. при положительном пике (модуляции
остается постоянной (в отсутствие зами¬
раний) соответственно синхронизирующим
импульсам. Несмотря на это, как и в слу¬
чае речи, долговременный коэффициент мо¬
дуляции может быть измерен с помощью
прибора, показывающего действующее зна¬
чение. Частота видеомодуляции достигает
4 Мгц, поэтому полоса пропускания схемы
детектора должна быть увеличена. Это мо¬
жет быть осуществлено использованием ма¬
лых значений R, L и С. При меньших \R
прямое сопротивление диода становится со¬
измеримым с сопротивлением нагрузки и
детектированное выходное напряжение
уменьшается. Кроме того, следует приме¬
нять приборы, способные работать на ча¬
стотах до 4 Мгц, например термопары.
Интерес представляет отрицательный
пик модуляции, так как он характеризует
максимальный «белый» сигнал. Но изме¬
рение отрицательного пика должно (произ¬
водиться независимо от амплитуды «несу¬
щей», так как последняя меняется случай¬
но в зависимости от яркости изображения.
В этом случае для измерений пригоден ме¬
тод, поясняемый рис. 16-1-8.
Осциллоскопические «методы, напри¬
мер показанные на рис. 16-1-10,а и г,
обычно попользуются для визуальной
индикации коэффициента модуляции. Метод
рис. 16-1-10,г особенно полезен, потому что
применение относительно высоких радио-
'и промежуточных частот затрудняет по¬
дачу этих сигналов ;на вертикально откло¬
няющие пластины.
Радиолокационные импульсы. В идеаль¬
ном случае радиолокационная передача со¬
стоит из колебаний в. ч., модулированных
импульсами с коэффициентом модуляции
100%. Ширина модулирующего импульса
tu может быть измерена подачей детекти¬
рованного импульса на осциллоскоп, имею¬
щий калиброванную развертку. Изображе¬
ние покажет также отклонение формы
импульса от прямоугольной.
Если бы можно было быть уверенным
в том, что частота fo в течение импульса
остается постоянной, модуляция была бы
•полностью определена измерением ширины
импульса и частоты повторения импуль¬
сов. Однако детектирование сигнала не
дает сведений о колебаниях в. ч. Для по¬
лучения этих данных следует применять
анализатор спектра, см. гл. 17.
Кодово-импульсная модуляция (КИМ).
Для исследования КИМ обычно приме¬
няется детектирование и наблюдение изо¬
бражения на экране осциллоскопа. В неко¬
торых случаях, если известна амплитуда
импульсов, можно использовать показания
прибора постоянного тока для определения
средней ширины импульса.
в) Синусоидальная частотная модуля¬
ция синусоидальных колебаний. Мгновенное
значение частоты частотно-модулированно-
го сигнала
f—fo+Af,
где fo—несущая (центральная) частота,
a Af—девиация частоты.
Девиация частоты равна производной
фазы колебаний по времени
Если модулирующий сигнал н. ч. синусоида¬
лен, то
Af=lAjfMaKc'COS 2я/н^
где А/макс — максимальная девиация, а /н—
модулирующая низкая частота.
Индекс модуляции
171 = А/ макс//н-
При частотной модуляции девиация про¬
порциональна амплитуде модулирующего
сигнала. Если амплитуда сигнала н. ч.
остается постоянной в то время, как его
частота растет, то индекс модуляции умень¬
шается. При фазовой модуляции девиация
пропорциональна амплитуде и частоте мо¬
дулирующего сигнала. Если амплитуда
сигнала н. ч. остается постоянной в то вре¬
мя, как его частота растет, то индекс мо¬
дуляции остается постоянным. Рассматри¬
ваемые ниже четыре метода измерения ин¬
декса модуляции применимы как при ча¬
стотной, так и при фазовой модуляции
(одним тоном).
Метод I — метод дискриминатора. Схе¬
ма измерения показана на |рис. 16-1-12,а.
Напряжение на выходе дискриминатора
имеет вид S-образной кривой »(рис. 16-1-12,6);
она линейна в пределах полосы частот,
занимаемой чаетотно-модулированным сиг¬
налом. При правильной настройке несущей
частоты входного сигнала среднее выход¬
ное напряжение дискриминатора равно
нулю. Форма колебаний н. ч. имеет вид,
показанный на рис. 16-1-1 в, но с нулевой
линией посередине.
Пиковая амплитуда сигнала я. ч. со¬
ответствует максимальной девиации и из¬
мерение низкой частоты дает возможность
вычислить индекс модуляции
/71 = Д/макс//н*
138
стика этого дискриминатора имеет вид
прямой, а не S-образной вор ивой. Этот ме¬
тод не используется при профессиональном
приеме 4M колебаний из-за трудности
устранения помехи на зеркальной частоте
при промежуточной частоте, равной 150 кгц;
'метод вполне пригоден при подаче на из¬
меритель модуляции только одного сиг¬
нала.
Метод II — метод исчезающей несущей.
Для калибровки дискриминатора обычно
необходим 4M сигнал известной величины.
Оригинальный способ получения такого сиг¬
нала известен как метод «исчезающей не¬
сущей».
Из теории 4M колебаний известно, что
составляющая спектра этих колебаний на
несущей частоте равна /б(т), где /о—функ¬
ция Бесселя нулевого порядка. График за¬
висимости Jo(m) от т показывает, что
при определенных значениях т, а именно:
2,40; 5,52; 8,65; 11,79; 14,93; 18,07;
21,21; 24,35'; 27,49; 30,63 эта функция равна
нулю.
Для использования этого явления при¬
меняется схема, показанная на рис. 16-1-14.
4M несущая гетеродинируется до получения
удобной звуковой частоты, например
1 000 гц, и пропускается через узкополос¬
ный фильтр для снятия звуковых частот,
обусловленных боковыми полосами частот¬
ной модуляции |(ни одна из частот боковых
полос 4M не должна цфвать частоту бие¬
ний 1 000 гц). Исчезновение несущей опре¬
деляется по отсутствию слышимости в те¬
лефоне тона ,1 000 гц.
Существует два способа испытаний по
методу исчезающей несущей. При первом
(метод На) амплитуда низкочастотной мо¬
дуляции (и, следовательно, девиация часто¬
ты А/макс) постоянна, но ее частота пере¬
менна. Положим, например, ЧТО А/макс
равна 30 кгц. Начиная с низкой частоты
15 кгц, индекс модуляции равен 2. При
снижении низкой частоты т растет и ам¬
плитуда несущей проходит через нулевые
значения при (указанных выше величи¬
нах т.
При втором способе (метод Иб) низ¬
кая частота постоянна, но амплитуда ее
переменна. Пусть, например, /н установ¬
лена равной 2 500 гц; при увеличении ам¬
плитуды т возрастает. При Л/макс =
= 76,59 кгц, например, т=30,635, что соот¬
ветствует ilÖ-й нулевой точке.
Метод исчезающей несущей дает воз¬
можность прокалибровать генератор 4M
сигнала^ Последний может быть после
Рис. 16-1-14. Схема
измерения методом
«исчезающей несу¬
щей».
1 — сигнал 4M; 2 — гете¬
родин; 3 — преобразова¬
тель; 4 — узкополосный
фильтр 1 000 гц\ 5 — те¬
лефон.
139
Рис. 16-1-12. Измерение частотной модуля¬
ции методом дискриминатора.
а — обычная схема дискриминатора; б — характе¬
ристика дискриминатора.
Теоретически возможно иметь график
выходного напряжения дискриминатора
в зависимости от частоты входного сигна¬
ла и измерять выходное напряжение с по¬
мощью пикового детектора. На практике
же дискриминатор обычно требует высоко¬
омной нагрузки, и нагрузка пиковььм детек¬
тором дает 'плохой результат. Поэтому при¬
нято включать между дискриминатором и
пиковым детектором каскад усиления н. ч.,
после чего устройство калибруется путем
подачи известного сигнала. Возможно так¬
же использовать прибор переменного тока
вместо пикового детектора для измерения
выходного напряжения н. ч.
Выходное напряжение дискриминатора
тфопор-ционально амплитуде входного сиг¬
нала в. ч. Поэтому важно поддерживать
амплитуду входного сигнала постоянной.
Это можно юделать с помощью двух огра¬
ничительных каскадов, включенных перед
ди с к р ими н а тор ом.
Другая схема, пригодная для измере¬
ния индекса модуляции, — это схема дис¬
криминатора с о .счетом импуль¬
сов, рис. 16-1-13. Эта схема работает на
чрезвычайно низкой промежуточной часто¬
те, например, 150 кгц с максимальной де¬
виацией 75 кгц. Сигнал промежуточной ча¬
стоты ограничивается так, что при полной
модуляции получается прямоугольная вол¬
на, частота которой лежит между 75 и
225 кгц. Конденсатор на выходе заряжает¬
ся импульсами и выходное напряжение
пропорционально частоте, т. е. характери¬
Рис. 16-1-13. Дискриминатор со счетом импульсов.
/ — вход п. ч., центр 150 кгц; 2 — ограничитель; 3 — ка¬
тодный повторитель, £ВЫХ = Ю0 ом; 4 — выход н. ч. •
Последние уравнения определяют .предель¬
ные условия, которые должны быть соблю¬
дены при наблюдении спектра обычного
4M сигнала.
Результаты таких подсчетов приведены
в следующей таблице
Рис. 16-1-15. Огибающая
спектра 4M сигнала, моду¬
лированного одной часто¬
той, при больших значе¬
ниях т.
этого использован для калибровки дискри¬
минатора.
Метод III —метод деления частоты.
Этот метод упоминается потому, что он
имеет интересные теоретические возмож¬
ности; практически он не использовался
из-за его 'сложности. Он состоит в делении
4M сигнала по частоте до тех лор, пока
не останется первая пара боковых полос
с заметной амплитудой. Теория частотной
модуляции показывает, что при делении
частоты на п индекс модуляции умень¬
шается также в п раз. Когда индекс моду¬
ляции равен 0,25, относительная амплитуда
второй пары боковых полос равна 0,008 и
только первая пара боковых полос имеет
заметную амплитуду (р,1'25). При этом из¬
мерение относительной высоты первой па¬
ры боковых полос может быть выполнено
с помощью анализатора спектра.
Метод IV — метод анализатора спек¬
тра. Анализатор спектра широко приме¬
няется для измерения индекса модуляции.
Имеется два способа использования этого
прибора: можно просматривать каждую
роковую полосу в отдельности (метод IVa)
или огибающую боковых полос (ме¬
тод IV6).
Для просмотра каждой боковой полосы
в отдельности разрешающая способность
(т. е. полоса частот по снижению на 3 дб
при просмотре сигнала незатухающими ко¬
лебаниями) должна приблизительно удов¬
летворять уравнению
#2
R= 2 Afгет/к или fK = jTf
'Ш/ гет
(ср. с разделом «ib», статья 17-1-1.—
Прим. ред).
Ширина спектра 4M колебаний
В ~2|(Af макс +/н) •
Предположим, что £=Д/гет; кроме того,
предположим, что
для получения достаточно прямоугольной
характеристики у. п. ч. Из этих уравнений
получаем
Из таблицы видно, что обычный анали¬
затор спектра может быть использован
только при малых значениях т, если нуж¬
но просматривать отдельные боковые поло¬
сы. Если принять, что наибольшее 'число
различимых линий равно 50, то макси¬
мальный индекс модуляции т=24. Б лите¬
ратуре имеются изображения спектров 4M
сигнала при различных значениях индекса
модуляции, см., например, [Л. 62-101]; при
малых значениях т можно воспользоваться
этими изображениями для определения т.
При значениях т, больших 24, с по¬
мощью анализатора спектра можно про¬
сматривать огибающую спектра. При боль¬
ших т огибающая может иметь вид, по*
казанный на рис. 16-1-15. Ширина спектра
равна 2 (Ai/макс+/н). Если известна моду¬
лирующая частота /н, то т можно найти
из равенства
В
г) Несинусоидальная частотная моду¬
ляция синусоидальной волны. Искаженная
синусоида. Искажения в передатчике могут
вызвать неравенство максимальных .поло¬
жительных и отрицательных девиаций при
модуляции одним тоном. Для проверки
этого (Следует измерить максимальные по¬
ложительное и отрицательное напряжения
на выходе дискриминатора. При этом при¬
емник должен быть настроен так, чтобы вы¬
ходное напряжение дискриминатора было
точно равно нулю в отсутствие модуляции.
Для визуальной индикации напряжений на
выходе дискриминатора может быть исполь¬
зован осциллоскоп постоянного тока.
Речь. При модуляции речью обычно
измеряют среднюю или пиковую девиацию
за данный интервал времени. Для измере¬
ния средней девиации выходное напряжение
н. ч. дискриминатора может быть усилено и
отсчитано по прибору, дающему действую¬
щие значения (после предварительной ка¬
либровки устройства). Для измерения ма¬
ксимальной пиковой девиации за данный
интервал времени на выходе дискримина¬
тора следует иметь пиковый детектор и
прибор постоянного тока. В обоих случаях
постоянная времени должна быть порядка
3 мсек.
Телевизионное изображение. При пере¬
даче телевизионного сигнала положитель-
140
Кроме того, число видимых боковых полос
в)
Рис. 16-1-17. Изображения на осциллоскопе при наблюде¬
нии ФИМ сигналов.
а — без модуляции яркости; б — с модуляцией яркости концевых
импульсов; в — схема модуляции яркости концевых импульсов;
/ — модулирующий сигнал; 2 — фазовращатель; 3— двухполупериод¬
ный выпрямитель; 4 — генератор импульсов подсветки; 5 — к осцил¬
лоскопу.
Рис. 16-1-16. Различные ви¬
ды импульсной модуляции.
141
ная и отрицательная части видеосигнала гне
одинаковы и 4M сипнал имеет различные
положительную «и отрицательную пиковые
девиации; иногда же девиация (происходит
только в одну сторону от номинальной не¬
сущей. Измерение пиковых девиаций про¬
изводится так же, как в случае искаженной
синусоиды.
Радиолокационные импульсы. Опреде¬
ление (обычно нежелательной) частотной
модуляции (радиолокационных -импульсов
выполняется с помощью анализатора спек¬
тра (qm. гл. 17). Можно подать радиолока¬
ционные импульсы на дискриминатор и на¬
блюдать девиацию с помощью осциллоско¬
па Допустимы короткие выбросы, совпада¬
ющие с передним и задним
фронтом импульса, но в те¬
чение импульса и между
ними выходное напряже¬
ние должно быть равно
нулю.
Кодово-импульсная мо¬
дуляция измеряется мето¬
дом дискриминатора с ка¬
либрованным осциллоско¬
пом.
д) Несинусоидальная
амплитудная и частотная
модуляция синусоидальных
колебаний. Одновременная
амплитудная и частотная
модуляция синусоидальной
несущей иногда применяет¬
ся в целях экономии зани¬
маемой полосы частот.
Величина амплитудной модуляции
должна быть ограничена, так как 100%-ная
модуляция уничтожила бы частотную мо¬
дуляцию при отрицательных пиках ампли¬
тудной модуляции. Амплитудная модуляция
измеряется обычным путем о помощью
диодного детектора; лишь полоса пропус¬
кания контуров промежуточной частоты
у. п. ч. должна соответствовать полосе ча¬
стот, занимаемой сигналом.
Для измерения частотной модуляции
амплитудно-модулированная часть сигнала
должна быть снята хорошим ограничи¬
телем.
е) Импульсная модуляция. Различные
виды импульсной модуляции показаны на
рис. 16-1-16. При измерении коэффициента
модуляции АИМ сигналов применимы ме¬
тоды измерения обычных AM сигналов
с учетом ограничений, вызываемых несим¬
метричностью модуляции и низкой несу¬
щей частотой.
Частотно-импульсная модуляция
(ЧИМ). Методы измерения обычных 4M
сигналов применимы и в случаях ЧИМ сиг¬
налов; в частности удобно применять
дискриминатор со счетом импульсов
(рис. 16-1-13). При этом виде модуляции
(иногда называемом в литературе модуля¬
цией положения импульса — PPM) обычно
измеряют пиковый сдвиг положения им¬
пульсов (в микросекундах) относительно
опорных импульсов. Модулированные им¬
пульсы просматривают на экране осцилло¬
скопа, запускаемого опорными импуль¬
сами. Изображение представляет собой
наложение модулированных импульсов
(рис. 16-1-17,а). Общая ширина изображе¬
ния равна 2А^макс + ^и, где и — ширина
импульса и Ломакс—пиковый сдвиг в ми¬
кросекунд ах. Аймаке может быть найдено,
если известно tu. Развертка должна быть
точно калибрована. Удобнее иметь изобра¬
жение вида, показанного на рис. 16-1-17,6,
на котором видны только концевые импуль¬
сы; в этом «случае Ломакс может быть най¬
дено при неизвестном £и. Такое изобра¬
жение получается с помощью схемы
рис. 16-1-17,в. Сигнал модулирующей часто¬
ты подается на двухполупериодный вы¬
прямитель, после которого получаются им¬
пульсы удвоенной частоты. Они исполь-
известной ширины позволяет определять
^и.макс 'И ^И.МИН. Ширина 'ИМПуЛЬСа (М'ОЖе?
быть также вычислена из равенства
Рис. 16-1-18. Изображения на осциллоскопе
при наблюдении ШИМ сигналов.
а — без модуляции яркости; б — с модуляцией
яркости концевых импульсов.
зуются для модуляции яркости осцилло¬
скопа.
Фазовращатель позволяет просмат¬
ривать только концевые 'импульсы. Этот
способ особенно (полезен для контроля ра¬
боты передатчиков, где легко получить
колебания частоты модуляции. Возможно
также демодулировать импульсный сигнал
и калибровать выход я. ч. Пиковый сдвиг
Аммане может быть тогда представлен как
функция выходного напряжения. Демодуля¬
ция может быть осуществлена преобразо¬
ванием ФИМ сигнала в сигнал ШИМ и по¬
ел едующим интегрир ов ани ем.
Широтно-импульсная модуляция
(ШИМ). При ШИМ обычно измеряют ма¬
ксимальную и минимальную ширину им¬
пульсов. Если передние фронты импульсов
использовать для запуска развертки осцил¬
лоскопа, то получается изображение, пока¬
занное на рис. 16-1-18,а. С помощью кали¬
брованной развертки определяются вели¬
чины ^и.мин И /и.макс-
Метод модуляции яркости (рис.
16-1-17,в) также может быть использован
при ШИМ. Если сигнал модулирован
одним тоном, то можно опять повы¬
сить яркость экстремальных импульсов
(рис. 16-1-18,6).
Демодуляция ШИМ сигнала легко осу¬
ществляется интегрированием. На рис.
16-1-19,а показан сигнал, у которого ма¬
ксимальная ширина импульса (положитель¬
ный пик модуляции) раина 10% периода
повторения импульсов l/fH. Если такой сиг¬
нал проходит через простой RC-интегратор,
то пик выходного напряжения почти про¬
порционален ширине входных импульсов.
На рис. 16-1-19,6 показано выходное на¬
пряжение при i?C=2,5 /и.макс. Калибровка
пикового значения выхода по импульсам
Рис. 16-1-19. Демодуляция ШИМ сигналов.
а — сигнал при положительном пике модуляции; б — ре¬
зультат интегрирования (а); в — результат обраще¬
ния (а) и подачи на генератор пилообразного напря¬
жения.
где — ширина входного импульса в се»
кундах. Точность этого уравнения повы¬
шается с уменьшением tu и ic увеличением
RC. При ^и.макс больше 10% периода по¬
вторения импульсов ШИМ оишал можно*
подавать на сетку генератора пилообраз¬
ного напряжения. Тогда при отрицательных
входных импульсах выходное напряжение
имеет вид, показанный на рис. 16-1-19,в.
Для исследования спектра при моду¬
ляции одним тоном можно также исполь¬
зовать анализатор спектра.
Модуляция числом импульсов является
кодовой модуляцией, при которой приме¬
няется квантование модулирующего сигна¬
ла. В каждой группе допускается только
целое число импульсов. Такие сигналы про¬
сматриваются на осциллоскопе, и модуля¬
ция определяется счетом импульсов, изме¬
рением расстояний и т. д.
ж) Однополосная модуляция. Ниже
рассматриваются методы измерения коэф¬
фициента модуляции амплитудно- и частот-
но-модулированных сигналов после »подав¬
ления верхних (или нижних) боковых:
полос.
Однополосная амплитудная модуляция.
Определить коэффициент модуляции в этом*
случае трудно, если не известно точно, ка¬
кие операции производились с исходным
сигналом. Например, при модуляции одним
тоном и подавлении несущей и одной бо¬
ковой in о л осы остающаяся боковая .полоса
представляет собой простое незатухающее
колебание. Если же подавлена одна боко¬
вая полоса и частично подавлена несущая,
то сигнал может оказаться 100%-ным мо¬
дулированным.
Предположим, что подавлена только
одна боковая полоса. При двухполоснойг
модуляции (рис. 16-lJ20,a) относительная
амплитуда каждой из боковых полос рав¬
на 0,5 т.
Вектор суммы имеет положительную пи¬
ковую амплитуду 1+/и, отрицательную пи¬
ковую амплитуду 1—т и нулевой сдвиг фа¬
зы по отношению к несущей. 'При подавлении
одной боковой полосы положительная1
пиковая амплитуда становится рав¬
ной 1 + 0,5 '//2, отрицательная пико¬
вая амплитуда 1—0,5 т и появ¬
ляется фазовый сдвиг (рис. 16-1-20,6).
Огибающая высокочастотных коле¬
баний перестает быть синусоидаль¬
ной.
Итак, подавление одной боко¬
вой полосы уменьшает на 50% эф¬
фективный коэффициент модуляции,
вносит частотную модуляцию и ис¬
кажает огибающую. Однако эти
искажения малы, и для измерения
коэффициента модуляции могут
быть применены обычные методы.
Полученный результат измерения
при умножении его на 2 даст коэф-
142
Рис. 16-1-20. Векторные диаграммы модулированных
колебаний.
а — двухполосная AM; б — однополосная AM; в — двухполос¬
ная 4M; г — однополосная 4M; Н — несущая; О — огибаю¬
щая; НБП—нижняя боковая полоса; ВБП — верхняя боко¬
вая полоса.
фициент модуляции первоначального двух¬
полосного амплитудно-модулированного
сигнала.
Однополосная частотная модуляция.
Предположим, что индекс модуляции
первоначального 4M сигнала мал (<0,25),
значительную величину имеет только
первая ,пара боковых лолос (рис. 16-1-20,в).
Если амплитуда каждой боковой полосы
равиа 0,5 т, то по построению фазовый
сдвиг приближенно может быть, выражен
равенством
Ф=т sin 2nfBt.
Применив уравнения раздела «в», полу¬
чим
f=fo+mfu cos 2nfHt,
т. е. пиковая девиация уменьшается
в 2 раза. Кроме того, появляется некоторая
амплитудная модуляция. В итоге «однопо¬
лосные сигналы при первоначальном 4M
сигнале с т<0,25 и первоначальном AM
сигнале с равным т — идентичны.
При /п>0,25 однополосная 4M пере¬
дача вносит некоторые искажения сигнала
н. ч. Аналогично случаю AM однополосная
4M передача вызывает уменьшение эффек¬
тивного индекса модуляции на 50%, вносит
амплитудную модуляцию и искажает низ¬
кочастотный сишал на выходе дискримина¬
тора. Но и в этом случае искажения малы,
и обычные методы измерения индекса мо¬
дуляции могут применяться. Результат из¬
мерения, умноженный на 2, дает индекс
модуляции первоначального двухполосного
4M сигнала.
з) Модуляция поднесу щей. Коэффи¬
циент или индекс модуляции основной не¬
сущей измеряется обычными методами. Для
измерения модуляции каждой поднесущей
ее следует детектировать и дальше посту¬
пать с ней как с новым модулированным
/сигналом в. ч. Детекторы или дискримина¬
торы, применяемые для демодуляции основ¬
ной несущей, должны быть тщательно вы¬
полнены, так как поднесущая обычно бы¬
вает высокочастотной. Пер. {Л. 57-1],
гл. 16].
16-2. ИЗМЕРЕНИЕ
КОЭФФИЦИЕНТА
АМПЛИТУДНОЙ
МОДУЛЯЦИИ
ПРИНИМАЕМОГО
СИГНАЛА В ПРИЕМНИКЕ
Метод основан на получении
разности фаз между вертикально
и горизонтально отклоняющими
напряжениями осциллоскопа.
Схема измерения показана
на рис. 16-2-1, а на рис. 16-2-2
приведены осциллограммы, соот¬
ветствующие различным коэф¬
фициентам модуляции, и расчет¬
ная формула.
Точность измерения невелика
из-за влияния на сигнал настроен¬
ных контуров приемника. Точ¬
ность ограничивают также условия пере¬
дачи. Шумы, биения, интерференция и т. д.
искажают сигнал.
Связь со входом вертикального усили¬
теля должна быть возможно более слабой
Рис. 16-2-1. Схема измерения коэффи¬
циента амплитудной модуляции
в приемнике.
Рис. 16-2-2. Осциллограммы, получае¬
мые при использовании схемы
рис. 16-2-1.
а — смодулированный сигнал; б — модули¬
рованный сигнал, т [%] = * ■ *- XI00;
i/j -Г и 2
в — перемодуляция.
143
для снижения «агрузин анодного кснтура
•оконечного каскада in. ч.; иногда может
оказаться необходимой подстройка. Реф.
{Л. 59-1]
16-3. ИЗМЕРЕНИЕ ДЕВИАЦИИ
ЧАСТОТЫ
16-3-1. Измерение девиации частоты
методом «горизонтального участка». Частот¬
но-модулированное напряжение «смеши¬
вается с «поисковым» напряжением. Мгно¬
венное значение разностной частоты при
экстремальном значении девиации равно
нулю, а напряжение в окрестности (постоян¬
но, и в осциллограмме появляется харак¬
терный горизонтальный участок (рис.
16-3-1), позволяющий определить девиацию.
Блок-схема измерения показана на рис.
16-3-2 {Л. 60-122].
Рис. 16-3-2. Схема измерения девиа¬
ции частоты 4M колебания.
/ — генератор н. ч.; 2 — генератор 4M ко¬
лебаний; 3 — смеситель; 4 — осциллоскоп;
5 — генератор поисковой частоты; 6 — вол¬
номер; 7 — синхронизатор.
Рис. 16-3-3. Блок-схема устройства для из¬
мерения девиации частоты.
1 — сигнал; 2 — опорный генератор; 3 — электрон¬
ный переключатель; 4 — демодулятор 4M коле¬
баний; 5 — осциллоскоп.
Рис. 16-3-1. Семейство кривых в окре¬
стности точки t=я/2 (к методу «гори¬
зонтального участка»).
16-3-2. Измерение девиации частоты
с помощью опорного генератора. Метод
измерения основан на сравнении мгновен¬
ного значения частоты 4M колебания
с известной частотой. Измеряемое напря¬
жение и напряжение опорного генератора
подаются периодически и попеременно на
вход дискриминатора (рис. 16-3-3). На вы¬
ходе дискриминатора получаются попере¬
менно постоянное напряжение (используе¬
мое для получения опорной линии) и пере¬
менное напряжение сигнала. Эти напряже¬
ния при соответствующей разверстке можно
наблюдать и сравнивать на экране э. л. о.
Изменяя частоту опорного генератора, мож¬
но смещать положение опорной линии, под¬
водя ее к различным точкам осциллограм¬
мы. Девиация .получается как разность зна¬
чений наивысшей и наинизшей мгновен¬
ных частот. ;При этом методе исключается
влияние нелинейности характеристики демо-
Рис. 16-3-4. Осциллограммы, полученные
при наблюдении спектра 4M колебаний
с помощью анализатора (частота качания
30 гц).
a — немодулированная несущая; б — модулирую¬
щая частота .15 кгц, девиация 7,5 кгц; в — модули¬
рующая частота та же, девиация 36 кгц; г — мо¬
дулирующая частота 2,5 кгц, девиация 75 кгц.
дулятора. Метод пригоден и для несинусо¬
идальных сигналов. Реф. [Л. 62-30].
16-3-3. Примеры осциллограмм спектра
4M колебаний показаны на рис. 16-3-4.
[Л. 59-1].
16-4. ИЗМЕРЕНИЕ ИНДЕКСА
ФАЗОВОЙ МОДУЛЯЦИИ
Схема измерения параметров фазо-мо-
дулированного колебания изображена на
рис. 16-4-1.
Напряжение несущей частоты с гене¬
ратора 1 подается на два канала. В пер¬
вом канале через вспомогательный дели¬
тель частоты 2, фазовращатель 3 и иссле¬
дуемый четырехполюсник 4 напряжение
подается на одну пару отклоняющих
пластин э. л. о. Во втором канале через
фазовый модулятор 5 опорное напряжение
144
Рис. 16-4-1. Схема измерения парамет¬
ров фазомодулированного колебания.
подается на вторую пару пластин э.. л. о.
Поставив переключатель П в положение II
и установив напряжение поискового гене¬
ратора 6, пропорциональное индексу мо¬
дуляции опорного напряжения 02
изменением частоты поискового генератора
добиваются уменьшения размытости фигуры
Лиссажу в момент, когда 2i = Q2. В случае
исчезновения размытости по напряжению
поискового генератора определяется индекс
фазовой модуляции исследуемого напряже¬
ния и частота модуляции.
Предлагаемая методика измерения при¬
менима для измерения малых индексов
фазовой модуляции при низкой частоте мо¬
дуляции. Извл. из [JL 63-116].
16-5. ДРУГИЕ МЕТОДЫ И УСТРОЙСТВА
Измерение девиации частоты 4M коле¬
баний при помощи счетчика-частотомера
с непрерывным счетом в течение интер¬
вала времени, значительно превышающего
период модулирующей частоты, см.
[Л. 61-132].
Измерение девиации частоты 4M коле¬
баний 1) методом нахождения двух линий
спектра, соответствующих двум границам
смещения частоты, и 2) методом восста¬
новления модулирующего сигнала с по¬
мощью счетного устройства и измерения
огибающей этого сигнала, см. [Л. 61-10].
Простой метод измерения частотной
девиации, применяемый в телеметрии; пол¬
ное отклонение индикаторного прибора
получается при девиации частоты на
±10% от данной центральной частоты (не
превышающей 15 кгц), см. [Л. 62-29].
Калибровка измерителей частотной мо¬
дуляции по методу измерения положения
нулей функции Бесселя с помощью схемы
умножения добротности контура, см.
[Л. 60-46].
ГЛАВА 17
АНАЛИЗ СПЕКТРА
17-1. ОБЗОР МЕТОДОВ АНАЛИЗА
СПЕКТРА
а) Введение. Основной задачей при
анализе спектра импульсно-модулирован-
ных колебаний с. в. ч. является количест¬
венное и качественное определение ампли¬
тудной и частотной модуляций в импульсе
с. в. ч. Математически частотный спектр
идеального импульсно-модулированного ге¬
нератора может быть определен с по¬
мощью преобразования Фурье. Спектр
одиночного импульса, показанного _ на
рис. 17-1-1,а получается из общего выра¬
жения для преобразования непериодическо¬
го колебания, период которого прости¬
рается от —оо до +оо,
10 Измерения в электронике, т. II
После интегрирования получаем амплитуд¬
но-частотный спектр
g(f) = ^sinnf<H •
На рис. 17-1-1,6 показана эта зависимость
амплитуды от частоты, имеющая форму
sin х/х. При обычной импульсной модуля¬
ции импульсы следуют с интервалами Т
сек (Г=1//и, где /и — частота повторения
импульсов).
Сумма спектров отдельных импульсов
образует ряд Фурье гармоник частоты
Временная функция тогда имеет вид
где An — сумма членов g(ttfH) и g(—п}И),
Рис. 17-1-1. Одиночный импульс '(а) и его
частотный спектр (б).
145
Рис. 17-1-2. Последовательность импульсов
высокой частоты f0-
а — огибающая последовательности импульсов;
6 — теоретический спектр последовательности
(по напряжению).
вносимых каждым импульсом в последо¬
вательности импульсов, т. е.
Амплитуда Ап находится усреднением за
интервал Т между импульсами
2 U
IZnfjiT SiWn*H.
На рис. 17-1-2,а показана последователь¬
ность импульсов, а на рис. 17-1-2,6—рас¬
пределение амплитуд по частоте для коле¬
бания, выраженного вышеприведенным
уравнением. На этом графике интересно
отметить следующее: огибающая спектра
симметрична относительно несущей часто¬
ты /о, при которой амплитуда максималь¬
на; амплитуды спектра отличны от нуля
только на дискретных частотах, отстоящих
от /о на гармоники частоты повторения
импульсов fH; нулевые значения огибаю¬
щей спектра определяются длительностью
импульса К, а именно, нули отстоят от fo
через каждые 1 /fH ширина основного
лепестка спектра равна 2//и гц, а ширина
всех остальных лепестков равна 1/^и гЦ-
Обычно спектр по мощности представляет
Рис. 17-1-3. Огибающая спектра
последовательности импульсов по
мощности.
больший интерес, чем спектр по напряже¬
нию. Аналитически спектр по мощности по¬
лучается из спектра по напряжению про-
стым возведением в квадрат амплитуд Ап.
Полученный таким образом спектр по мощ¬
ности последовательности импульсов иде¬
альной формы показан на рис. 17-1-3.
Отклонения от этого идеального спектра
и определяются анализаторами спектра
с. в. ч. при проверке работы радиолока¬
ционных генераторов.
б) Гетеродинный анализатор спектра.
На рис. 17-1-4 приведена блок-схема ана¬
лизатора спектра гетеродинного типа.
Этот прибор по существу является узко¬
полосным супергетеродинным приемником
с периодически изменяемой частотой гете¬
родина. Для линейного изменения частоты
и для синхронизации ее с горизонтальным
отклонением луча осциллоскопа исполь¬
зуется пилообразное напряжение. Частота
этого напряжения много ниже частоты
повторения исследуемых сигналов с. в. ч.;
поэтому при каждом качании частоты
гетеродина анализатор принимает большое
число исследуемых импульсов. Приходя¬
щая последовательность импульсов смеши¬
вается с сигналом гетеродина, и выходное
напряжение смесителя подается на узко¬
полосный усилитель промежуточной часто¬
ты. Каждый раз, когда меняющаяся часто¬
та гетеродина отличается от частотной
составляющей импульсно-модулированного
сигнала на величину, равную центральной
частоте (+ или — ширина полосы усили¬
теля промежуточной частоты), получаю¬
щаяся частота биений усиливается и на
выходе усилителя промежуточной частоты
появляется сигнал. Ширина полосы у. п. ч.
сделана настолько узкой, что только одна
частотная составляющая импульсного сиг¬
нала проходит в данный момент через
у. п. ч. Таким образом, при качании часто¬
ты гетеродина у. п. ч. усиливает последо¬
вательность биений, каждое из которых
представляет различную частотную ком¬
поненту спектра импульса. Биения п. ч.
детектируются и усиливаются видеоусили¬
телем для получения вертикального откло¬
нения луча на экране осциллоскопа. Если
мощность гетеродина велика по сравнению
с мощностью исследуемого сигнала и если
детектор квадратичен, то амплитуда каж¬
дой линии, появляющейся на экране, про¬
порциональна мощности той частотной
составляющей, которая эту линию обра-
Рис. 17-1-4. Блок-схема гетеродинного
анализатора спектра.
1 — вход сигнала в. ч.; 2 — смеситель; 3 — ге¬
теродин; 4 — генератор пилообразного напря¬
жения; 5 —у. п. ч.; 5 —детектор; 7 — видео¬
усилитель; 8 — э. л. т.
146
зовала. При синхронизации качания часто¬
ты гетеродина с горизонтальным отклоне¬
нием луча осциллоскопа горизонтальная
шкала анализатора спектра преобразуется
в шкалу частоты и на экране получается
изображение составляющих спектра в за¬
висимости от частоты. Как было сказано,
интервал частот между соседними состав¬
ляющими спектра импульсно-модулирован-
ного сигнала является обратной функцией
частоты повторения импульсов. Однако
расстояние между соседними выбросами
на экране анализатора зависит также и от
скорости качания частоты гетеродина. Если
обозначить частоту качания через fK и
частоту повторения импульсов через то
число вертикальных выбросов, появляю¬
щихся на экране за время одного качания,
равно /и//к. Поэтому, хотя число состав¬
ляющих спектра в данном частотном диа¬
пазоне определяется математически, но
число выбросов на экране анализатора
можно менять, изменяя частоту fK
[Л. 49-101].
в) Разрешающая способность. Разре¬
шающая способность анализатора спектра
с плавной настройкой лучше всего опреде¬
ляется по прохождению сигнала незату¬
хающих колебаний. Если бы скорость ка¬
чания была бесконечно малой, то сигнал
незатухающими колебаниями характеризо¬
вал бы полосу пропускания у. п. ч. Полоса
пропускания у. п. ч. В определяется как
расстояние между частотами, при которых
сигнал уменьшается на 3 дб по сравнению
с максимальным значением. Подобно это¬
му разрешающая способность анализато¬
ра R есть расстояние между частотами,
при которых сигнал незатухающими коле¬
баниями уменьшается на 3 дб. Разрешаю¬
щая способность является, таким образом,
мерой возможности анализатора различить
два сигнала, одинаковые по амплитуде и
близкие по частоте. Если рассматривать
прохождение сигнала через анализатор
как процесс переходный, при котором
каждый выброс нарастает и полностью
спадает за время одного качания, то ста¬
новится очевидным, что разрешающая спо¬
собность зависит как от скорости качания,
так и от полосы у. п. ч.
Математическое рассмотрение этого
вопроса приводит к следующим результа¬
там. Если изменение частоты за время од¬
ного качания много больше, чем полоса
пропускания, то сигнал на выходе состоит
из^двух компонент: колебания на резонанс¬
ной частоте и колебания, соответствующего
мгновенно приложенной частоте. На
рис. 17-1-5 показано влияние добротности
цепи Q на выходной сигнал. Если значе¬
ние Q достаточно велико, колебания будут
нарастать после прохождения резонансной
частоты. Это объясняется биениями между
собственными и навязанными колебаниями.
Кроме того, при увеличении Q максималь¬
ная амплитуда уменьшается по сравнению
со статическим сигналом. При положи¬
тельном изменении частоты максимум сдви¬
гается от резонанса в сторону высшей
частоты, при отрицательном — в сторону
низшей.
Рис. 17-1-5. Возбуждение резо¬
нансного контура колебаниями
возрастающей частоты.
I — низкое Q; II — среднее Q; III — вы¬
сокое Q.
Таким образом, могут возникнуть
искажения выходного сигнала анализатора
спектра, зависящие от отношения Q к ско¬
рости качания; эти искажения изменяют
разрешающую способность прибора. Для
устранения этого явления следует выби¬
рать такое значение Q, при котором вре¬
мя прохождения установившегося сигнала
равно времени нарастания и спада пере¬
ходного процесса (оба времени измеря¬
ются на уровне 3 дб ниже максимума).
Это дает ширину полосы у. п. ч.
0.66
Afгет изменение частоты гетеродина
где j^ период качания
= скорость качания.
Экспериментально определенное значе¬
ние максимальной разрешающей способно¬
сти
D 1 о т / Af ге т
Амакс— i »«J I/ ———•
У 1 к
Оно имеет место при полосе
Если скорость качания много больше 2В2,
то на экране анализатора будет видна
огибающая спектра, а не отдельные спек¬
тральные линии.
Было также показано, что, кроме влия¬
ния Q, В и скорости качания, имеет зна¬
чение и соотношение между начальной
частотой диапазона перестройки и резо¬
нансной частотой цепи; поэтому в изобра¬
жении спектра частотные составляющие,
расположенные вблизи начала диапазона
перестройки, смещены по частоте и умень¬
шены по амплитуде.
Как сказано, разрешающая способ¬
ность зависит главным образом от ширины
полосы и скорости качания частоты.
В анализаторе с использованием э. л. т.
длительность послесвечения экрана ставит
предел наинизшей частоте качания. Поло¬
су пропускания у. п. ч. желательно сде¬
лать возможно уже. Однако чем уже по¬
лоса, тем больше уменьшаются амплитуды
10*
147
Рис. 17-1-6. Разнос зеркальных спектров при проме¬
жуточной частоте, равной 4//и гц.
спектра. Потеря чувствительности за счет
полосы у. п. ч. дается (для случая им¬
пульсной модуляции) выражением
«=-!—>
где tu — длительность импульса. В анали¬
заторах с. в. ч. наибольшая длительность
импульса определяет максимальную поло¬
су пропускания у. п. ч., соответствующую
достаточной разрешающей способности.
Обычно считается удовлетворительным
соотношение tu £<0,1. Наименьшее значе¬
ние /и определяет минимальное значение
средней частоты у. п. ч.; это необходимо
для получения достаточного удаления зер¬
кальных спектров, которые получаются
при смешении входного сигнала /0 с ка¬
чающейся частотой гетеродина. Пусть
средняя частота полосы пропускания
у. п. ч. равна fn.4; тогда расстояние между
двумя спектрами равно 2/п.ч. Обычно до¬
статочное удаление получается, если третьи
боковые лепестки двух спектров не пере¬
крывают друг друга. Перекрытие четвер¬
тых боковых лепестков не имеет значения,
так как мощность на этих лепестках обыч¬
но меньше 1 % общей мощности. Как по¬
казано на рис. 17-1-6, четвертые боковые
лепестки отстоят на 4//и Щ от средней
частоты; поэтому минимальная средняя
частота у. п. ч. должна быть равна 4/^и гц.
Расчет у. п. ч. усложняется при рас¬
ширении диапазона длин исследуемых им¬
пульсов. При этом требуются более высо¬
кие средние частоты у. п. ч. при более
узких полосах пропускания. Приходится
применять два у. п. ч.; первый — для нуж¬
ного удаления зеркального сигнала и вто¬
рой — для достаточной избирательности.
Известен анализатор, в котором имеется
пять гетеродинов и пять у. п. ч.; послед¬
ний из них имеет полосу 25 кгц и обеспе¬
чивает требуемую разрешающую способ¬
ность. В этом анализаторе второй гетеро¬
дин имеет качание частоты, что устраняет
генерацию на частоте входного сигнала.
Расчет у. п. ч, с оптимальной харак¬
теристикой фильтра для данного анализа¬
тора спектра приводит к следующим ре¬
зультатам. При конечной ширине полосы
фильтр анализатора спектра дает только
средневзвешенный спектр мощности, что
может вызывать ошибки. Однокон¬
турный фильтр имеет характери¬
стику с пологими спадами и по¬
этому не обеспечивает хорошую
разрешающую способность. Двух¬
контурный фильтр несколько луч¬
ше, но все же качество его со¬
ставляет лишь 85% от качества
оптимального фильтра. Оптималь¬
ный фильтр физически аппрокси¬
мируется одиночным настроен¬
ным контуром, включенным кас-
кадно с двумя настроенными
контурами, между которыми име¬
ется критическая связь. Q этих
двух контуров в ]/* 2 раз боль¬
ше Q одиночного контура. Харак¬
теристика оптимального фильтра
лишь незначительно зависит от скорости
качания частоты, если
AfreT ^1 / В \2
Тк ^ 2 [2 ) >
где В — ширина полосы фильтра.
г) Элементы анализатора спектра
с. в. ч. На рис. 17-1-7 показан пример
схемы входного тракта анализатора спек¬
тра с. в. ч. Достоинствами схемы явля¬
ются:
а) исследуемый сигнал и колебания ге¬
теродина подаются на смеситель с мини¬
мальным взаимным влиянием;
б) волномер включен так, что может
поглощать мощность обоих сигналов и
частота каждого из них может быть легко
измерена;
в) смеситель включен в конце линии
и его согласование легко контролировать.
д) Интерпретация изображений спек¬
тров. При анализе спектра импульсно-
модулированного сигнала с. в. ч. обычно
прежде всего определяют наличие пара¬
зитной амплитудной или частотной моду¬
ляции.
Амплитудная модуляция радиолока¬
ционного импульса увеличивает число бо¬
ковых полос спектра импульса, а частот¬
ная модуляция увеличивает амплитуду
компонент спектра в боковых лепестках.
Оба вида модуляции уменьшают энергию
в главном лепестке спектра, на который
настроен приемник радиолокатора.
На рис. 17-1-8 показано несколько ти¬
пичных изображений спектра, получаемых
при исследовании работы импульсного ге¬
нератора с. в. ч. По вертикальной шкале
отложена относительная мощность, а по
Рис. 17-1-7. Тракт с. в. ч. в анализаторе
спектра.
1 — вход с. в. ч.; 2 — адаптер; 3 — гетеродин; 4 —
калиброванный аттенюатор; 5 — аттенюатор раз¬
вязки; 6 — направленный ответвитель; 7 — волно¬
мер; 8 — смеситель; 9 — выход п. ч.
148
горизонтальной — частота в мегагерцах
выше и ниже несущей частоты fo. Рядом
с каждым спектром приведены формы им¬
пульсов при наличии амплитудной и ча¬
стотной модуляции.
На рис. 17-1-8,а показан спектр при
идеальных условиях отсутствия как ампли¬
тудной, так и частотной модуляции. Спектр
симметричен относительно несущей часто¬
ты /0; значительная часть мощности сосре¬
доточена в главном лепестке. Точки мини¬
мума спектра получаются на целых зна¬
чениях мегагерц выше и ниже центральной
частоты, так как длительность импульса
равна 1 мксек.
На рис. 17-1-8,6 и в показаны спек¬
тры, получающиеся в результате двух
видов амплитудной модуляции. На
рис. 17-1-8,6 стороны импульса скошены и
эффективная ширина импульса несколько
меньше 1 мксек. При этом минимумы
сдвинулись по частоте и главный лепесток
стал шире. На рис. 17-1-8,в верх импульса
сильно скошен. Получившийся спектр от¬
личается от идеального лишь тем, что ми¬
нимумы не доходят до нуля. Можно счи¬
тать, что одна амплитудная модуляция не
слишком сильно портит спектр импульса
с. в. ч.
Рисунки 17-1-8,г и д соответствуют
двум степеням линейной частотной модуля¬
ции. Уже в первом случае видно значи¬
тельное возрастание амплитуды первых
минимумов. При сильной частотной моду¬
ляции амплитуды боковых лепестков ста¬
новятся больше максимума главного ле¬
пестка и спектр получается двугорбым.
При этом, очевидно, энергия в главном
лепестке значительно снижается.
На рис. 17-1-8,е показано совместное
влияние большой амплитудной и частотной
модуляций. При этом спектр получается
асимметричным, так как каждому измене¬
нию частоты соответствуют различные
амплитуды. При наличии одного вида па¬
разитной модуляции спектр не зависит от
направления модуляции. Однако изменение
наклона одной модуляции относительно
другой дает зеркальное изображение
спектра.
Ниже приведены некоторые основные
принципы определения вида имеющейся
паразитной модуляции по форме огибаю¬
щей спектра. Амплитудная модуляция из¬
меняет главным образом амплитуды боко¬
вых лепестков. Даже сильная амплитудная
модуляция (пилообразный импульс) не¬
значительно изменяет форму главного ле¬
пестка. Частотная модуляция увеличивает
ширину лепестков и в общем случае при¬
водит к большим изменениям спектра.
Асимметрия возникает только при наличии
обоих видов паразитной модуляции.
При амплитудной модуляции несущей
частоты fo частотой модуляции /м, причем
fo >/м, спектр состоит из несущей часто¬
ты fo и двух боковых полос, расположен¬
ных на расстояниях fo+fu и f0—f м
(рис. 17-1-9). Спектр, видимый при этом
на экране анализатора, зависит от разре¬
шающей способности последнего. Ясная
картина боковых полос, показанная на
этом рисунке, получается при выполнении
условия оптимальной разрешающей спо-
Рис. 17-1-9. Спектр колебаний при
амплитудной модуляции одним то¬
ном и при оптимальной разрешаю¬
щей способности анализатора.
149
Рис. 17-1-8. Типичные спектры.
а — идеальный импульс; б — скошенные края, AM; в — скошенный верх,
AM; г —(4M) 2 Мгц!сек\ д — (4M) 6 Мгц/сек; е — (AM и 4M).
Рис. 17-1-10. Спектр колебаний при ампли¬
тудной модуляции 'одним тоном и при пло¬
хой разрешающей способности.
собности в зависимости от скорости кача¬
ния и ширины полосы у. п. ч. Если раз¬
решающая способность мала, то изобра¬
жение будет иметь вид одиночного выброса
в определенной точке на горизонтальной
оси и колеблющегося по амплитуде. Зуб¬
чатый выброс, показанный на рис. 17-1-10,
получается при средней разрешающей спо¬
собности.
Спектр частотно-модулированного ко¬
лебания зависит от индекса модуляции
Максимальная девиация частоты
несущей
т Модулирующая частота
A fмакс
/м
Боковые полосы по-прежнему разнесе¬
ны по частоте на fM, но их амплитуды
определяются функцией Бесселя /п (м) и
в этом случае.
При оптимальной разрешающей спо¬
собности на экране анализатора ясно вид¬
ны боковые полосы (рис. 17-1-11). Если же
разрешающая способность мала, то частот-
но-модулированные сигналы дают на экра¬
не выбросы, постоянные по амплитуде, но
сдвигающиеся по горизонтали. Средняя
разрешающая способность дает ряд таких
выбросов, колеблющихся в горизонтальном
направлении.
е) Точность измерений. Точность из¬
мерений анализатором спектра опреде^-
ляется соотношением между амплитудой
вертикальных выбросов и мощностью ча¬
стотных составляющих, которые они пред¬
ставляют. Для получения линейной зави¬
Рис. 17-1-11. Спектр колебаний, частот-
но-модулированных одним тоном (т=5)
при оптимальной разрешающей способ¬
ности анализатора.
симости между входным сигналом и на¬
пряжением разностной частоты необходимо
поддерживать постоянной амплитуду гете¬
родина при качании его частоты в опреде¬
ленных пределах; амплитуда гетеродина
должна быть велика по сравнению с ам¬
плитудой сигнала на входе смесителя;
характеристика смесителя должна быть
квадратична. Нестабильность работы ге¬
теродина вызывает искажения изображе¬
ний на экране. Что касается точности из¬
мерений частоты, то предел ее ставится
точностью используемого волномера.
Для определения относительных уров¬
ней мощности сигналов незатухающими
колебаниями и для сравнения уровней
мощности частотных составляющих спек¬
тра служит аттенюатор. При измерении
затухание увеличивается до тех пор, пока
сигнал большей амплитуды не станет рав¬
ным амплитуде меньшего сигнала, после
чего отсчитывается введенное затухание.
Аттенюатор калибруется в децибелах на
средней частоте диапазона анализатора;
частотная зависимость калибровки может
явиться источником ошибок.
ж) Способы изменения диапазона
частот. Частотный диапазон анализатора
спектра с. в. ч. обычно ограничивается
диапазоном клистрона гетеродина. Это
ограничение можно обойти применением
двух гетеродинов. Колебания этих гетеро¬
динов, одного с качанием частоты, а дру¬
гого — фиксированной частоты, смешива¬
ются и дают разностную частоту.
Так, например, сигнал частоты
4 000 Мгц может быть смешан с сигналом
качающимся между 4 900 и 5 000 Мгц для
получения сигнала, изменяющегося по
частоте от 900 до 1 000 Мгц; дальше этот
сигнал используется обычным образом как
гетеродин анализатора спектра. Такое рас¬
ширение полосы сопровождается некоторой
потерей чувствительности в связи с при¬
менением двойного смешения. Кроме того,
требования к стабильности повышаются.
При анализе очень узкого -спектра
с. в.. «L нельзя пользоваться обычным ана¬
лизатором из-за его недостаточной разре¬
шающей способности. Одним из методов
устранения этого недостатка является -сме¬
шение узкополосного сигнала с выходом
весьма .стабильного генератора почти той
же частоты; при этом получаются биения
звуковой частоты, которые подводятся
к анализатору звуковой частоты (анализа¬
тору гармоник) для измерения относитель¬
ного уровня мощности каждой составляю¬
щей спектра )(рис. 17-,1-1|2). Как пример
Рис. 17-1-12. Использование
анализатора гармоник для ана¬
лиза спектра.
1 — испытуемый генератор; 2 —
стабильный гетеродин; 3 — смеси¬
тель; 4 — анализатор гармоник.
150
Рис. 17-1-13. Анализатор с резонатором.
1 — испытуемый генератор; 2— нагрузка; 3—
калиброванный резонатор; 4 — детектор.
можно указа,тъ, что описанный ниже ана¬
лизатор гармоник 'имеет диапазон частоты
от 50 гц до 16 кгц. В режиме максималь¬
ной селективности этот 'прибор дает зату¬
хание 40 дб в полосе ±30 гц около сред¬
ней частоты, отсчитываемой по шкале. По¬
этому разрешающая способность прибора
лучше 60 гц, и уход частоты сигнала с. в. ч.
-на '10 кгц может 1быть легко обнаружен.
Этот метод применим лишь в том случае,
•если уход частоты гетеродина пренебрежи¬
мо мал ‘по сравнению с анализируемой по¬
лосой частот; метод -более точен, чем обыч¬
ные методы, описанные 'выше, wo имеет не¬
удобство— необходимость работы по точ¬
кам, так как анализатор гармоник настраи¬
вается .вручную и отсчеты относительной
мощности берутся на дискретных частотах.
з) Анализатор спектра с резонатором.
На рис. 17-1-'ГЗ показан резонатор 'перемен¬
ной длины, используемый в качестве про¬
стого анализатора спектра. Исследуемый
сигнал подводится к резонатору и каждый
раз, 'когда резонансная частота контура
равна частоте составляющей спектра сигна¬
ла, прибор дает отклонение. Показания при¬
бора записываются для каждой настройки
резонатора, и спектр строится по точкам.
Разрешающая способность этого типа ана¬
лизатора равна добротности резонатора,
поскольку качания частоты здесь нет. В ка¬
честве резонатора часто применяется эхо-
бокс. Разрешающая способность эхо-бокса
обычно близка к 0,1 Мгц, а диапазон ча¬
стот — несколько сотен мегагерц. Из-за не¬
линейности 'полупроводникового детектора
в большом диапазоне мощностей прибор
калибруется 'по известным уро»вням мощ¬
ности.
Применяя электромотор для (качания
частоты резонатора синхронно с горизон¬
тальной разверткой осциллоскопа, можно
создать автоматический анализатор спект¬
ра. Эксцентричный кулачок, укрепленный
на оси мотора, приводит в движение пор¬
шень, меняющий длину резонатора линейно
во времени.
Выпрямленные колебания резонатора
усиливаются и подаются на вертикально
отклоняющие пластины осциллоскопа. На
оси мотора укреплена катушка, вращаю¬
щаяся в поле постоянного магнита для
создания напряжения горизонтальной раз¬
вертки луча осциллоскопа. Согласование
настройки резонатора с разверткой осуще¬
ствляется регулировкой положения посто¬
янного магнита.
и) Анализ спектра групповых импуль¬
сов. Сигнал, состоящий из группы импуль-
Рис. 17-1-14. Кодированная группа
импульсов; для анализа спектра при¬
меняется селектор импульсов.
сов одинаковой амплитуды, но переменной
ширины показан на рис. 17-1-14. Для ана¬
лиза спектра одного из импульсов такой
группы необходимо управлять входом ана¬
лизатора -спектра так, чтобы принимался
только нужный импульс. Одна из схем та¬
кого управления показана на рис. 17-1 -'15.
Сигнал >с. в. ч., модулированный 'кодирован¬
ными импульсами, гетеродинируется и пре¬
образуется 1в сигнал первой промежуточной
частоты, который поступает одновременно
на полупроводниковый модулятор и на ви¬
деоусилитель. (Видеосигнал подается затем
на осциллоскоп для просмотра группы им¬
пульсов. Выход видеоусилителя использует¬
ся также для запуска развертки осцилло¬
скопа. Имеется схема для выбора данного
импульса в группе посредством увеличения
яркости э. л. т. Для этого пилообразное
напряжение развертки подается на »схему
задержки запуска и на триггер, который
выдает регулируемый -селекторный импуль'с
для подсветки любой части группы прихо¬
дящих импульсов. Если нужно исследовать
первый импульс группы, то »схема задержки
запуска исключается.
Для того чтобы спектр, видимый на
экране анализатора, соответствовал им¬
пульсу, подсвеченному на экране -селекто¬
ра импульсов, напряжение п. ч. подводит¬
ся к полупроводнико®ому модулятору, ко¬
торый отпирается и запирается -селектор¬
ным импульсом подсветки. Таким образом,
только импульсы, поступающие в модуля¬
тор во время подсветки видеоизображения,
проходят в анализатор спектра.
Графический анализ спектра. Для ана¬
лиза -спектра бесконечной последователь-
Рис. 17-1-15. Схема селекции нужного
импульса из группы для анализа его
спектра.
1 — вход п. ч.; 2 — у. -п. ч.; 3 — выход п. ч.; 4 —
выход видео; 5 — видеоусилитель; 6 — генератор
развертки; 7 —схема задержки; 8 — первый
импульс; 9 — триггер задержанного импульса;
10 — другие импульсы; 11 — триггер незадержан¬
ного импульса; 12 — катодный повторитель; 13 —
полупроводниковый модулятор; 14 — смещение;
15 — к входу у. п. ч. анализатора спектра.
151
Рис. 17-1-16. Графический анализатор спектра (по Раабе); вид сзади (а) и спе¬
реди (б).
1 — анализатор спектра последовательности импульсов. Инструкция: а — выбрать лепесток с нуж¬
ной формой огибающей; б — выбрать т так, чтобы 0,1 ^ 10ms ^1,0; в — установить штрих движка
над соответствующим значением lO^s »а задней стороне линейки; г — вычислить k\ д — устано¬
вить метку /н на лепестке на расстоянии kfи вправо от любой линии; 2 — кривая Ус(У8)=0; 3 —
расстояние между линиями равно 10т/и; 4 — уравнение
п=+оо
a{t)=*sA 2 cos °) 2л/и*+2Яu] + Y8 sin [(л+о) 2jtfnt+2лм]|;
n=—oo
5 — шкала lO^s; € — пример; 7— фаза предыдущего импульса; 8 — рис. 1, функция a(t); 9 — из
рис. .1 определяются следующие данные прямоугольного импульса: 5=0,32; т=0; /н//и—б,55; z=5;
г=0,55; о ==0,3; &*=0,25; 10 — рис. 2, функция Ус(/); И — обозначения и определения: a(t)—времен¬
ная функция импульса (рис. 1); 5 —отношение длины импульса ко времени повторения импульсов,
указанное на лепестке; А — амплитуда импульса, указанная на лепестке; п — порядковое число
линий спектра; Уе — амплитуда cos-составляющих (рис. 2); Ys — амплитуда sin-составляющих
(риг. 2); и — фактор фазы несущей при t=0; о —фактор изменения фазы несущей от импульса
к импульсу; Гн — период несущей; Ги — время повторения импульсов; /Н = 1/ГН — несущая частота;
/и“-1/7*ж — частота повторения импульсов; fn/fn=z+r'> г —целая часть отношения /н//и; г — остаток
отношения /н//и; k=r—u; 10«г — множитель шкалы (т=0, 1, 2...).
Примечание. Индекс «р» <на рисунках соответствует индексу «и» в тексте, а индекс «с»
(кроме индексов у У)—индексу «н».
152
Рис. 17-1-17. Несколько подвижных лепестков.
/ — кривая Y8 (Ус=0); 2 — кривая Ус (У8=0); 3 — кривая Ус (У3 на
отдельном лепестке); 4 — кривая У8 (Ус на отдельном лепестке);
5 — расстояние между линиями равно 10”* /и.
ности импульсов может быть применен гра¬
фический анализатор спектра, предложен¬
ный Раа'бе (рис. '17-1-16 и 17-1-17) [Л. 50-3].
Устройство основано -на том, что бесконеч¬
ная последоЬателыность импульсов (не
имеющих частотной модуляции) имеет оги¬
бающую спектра, не зависящую от несу¬
щей частоты и фазового соотношения меж¬
ду несущей волной и огибающей импульса.
Таким образом, огибающая импульса опре¬
деляет форму огибающей спектра, и спектр
состоит из ряда линий на дискретных 'ча¬
стотах, -расстояние между которыми яв¬
ляется функцией частоты повторения им¬
пульсов. Анализатор имеет вид счетной ли¬
нейки на основной ’плате, на которой нане¬
сено большое число сходящихся линий. Эти
линии соответствуют отдельным частотным
составляющим спектра импульса, и их фор¬
ма математически определяется, как семей¬
ство логарифмических циклоид. Над платой
расположен подвижной лепесток с вырезом
по форме данной огибающей спектра.
Частотные линии неподвижной платы вид¬
ны через вырезы лепестка и дают картину.'
частотного спектра. Лепесток устанавли¬
вается с помощью шкалы, нанесенной на
краю неподвижной платы, деления которой^
являются функцией частоты повторения им¬
пульсов. Когда лепесток установлен на,
соответствующее деление шкалы, в вырезе
появляется должное число спектральных
линий. Недостатком этого устройства яв¬
ляется лишь необходимость изготовления*
отдельных лепестков для каждой формы
импульса.
Анализ спектра волны сложной формы,
полученного в виде графической записи,
иногда может быть упрощен использова¬
нием электромеханических вычислительных
устройств. Эти приборы автоматически
определяют амплитуду любой »частотной
составляющей по относительным значениям
различных ординат на графике волны. Од¬
но из таких устройств определяет до 48
коэффициентов ряда Фурье и имеет шкалы,
отсчет по которым производится с точно¬
стью до четвертого знака. Результаты по-
153.
Рис. 17-1-18. Метод двойного гетеродини-
рования для широкополосного анализа
спектра.
1 — вход в. ч.; 2 — широкополосный гетеродин;
3 — 1-й смеситель; 4 — 1-й широкополосный у. п. ч.;
5 — 2-й смеситель; 6 — гетеродин с малыми кача¬
ниями частоты; 7 — генератор пилообразного на¬
пряжения; 8 — усилитель пилообразного напряже¬
ния; 9 — 2-й узкополосный у. п. ч.; 10 — видео¬
детектор; 11 — видеоусилитель; 12 — э. л. т.
лучаютоя в виде коэффициентов, являю¬
щихся амплитудами, которые могут быть
представлены урав«нен'ием -или графиком.
л) Широкополосные анализаторы спек¬
тра. На частотах ниже 1 ООО Мгц часто
встречается необходимость в широкополос¬
ных анализаторах спектра для использова¬
ния в поисковых устройствах, для 'провер¬
ки передатчиков с 4M и AM, а также для
нормальной работы в качестве анализато¬
ров спектра. Один из сравнительно простых
способов исследования сигнала состоит
в -сравнении его по точкам с сигналом ге¬
нератора стандартного сигнала с помощью
приемника, не имеющего автоматической
регулировки1 громкости.
На рис. '17-11-18 показан другой 'вари¬
ант широкополосного анализатора, © кото¬
ром применен супергетеродин с двойным
преобразованием 'частоты. Исследуемый
силнал смешивается с сигналом гетеродина,
перестраиваемого вручную «в широком диа¬
пазоне -частот. (Выход первого смесителя
усиливается широкополосным у. п. ч., про¬
пускающим все 'разностные частоты двух
сигналов в. ч. !Второй смеситель смешивает
выходное напряжение первого у. п. ч. с ко¬
лебаниями второго гетеродина, имеющего
качание частоты. Диапазон частот этого
гетеродина определяет ширину спектра
анализатора. (Выход смесителя подается на
второй у. п. ч., имеющий узкую полосу для
обеспечения достаточной .разрешающей спо¬
собности, Изображение спектра на экране
получается так же, как и в анализаторах
с. в. ч. Основное преимущество этой систе¬
мы заключается в том, что «рабочий диапа¬
зон частот ограничен только диапазоном
первого гетеродина.
м) Логарифмическое качание частоты.
В тех случаях, когда за время одного ка¬
чания анализатор должен перекрывать
очень широкий диапазон частот, -например,
порядка 100:1, то или время качания
должно быть очень большим, или разре¬
шающая способность в низкочастотном
конце диапазона получается недостаточной.
Такая проблема может возникнуть, напри¬
мер, в анализаторе, работающем в диапа¬
зоне 50—'20 000 гц. Решением ее является
применение логарифмического качания ча¬
стоты. Для поддержания оптимальной раз¬
решающей способности при логарифмиче¬
ском качании необходимо одновременно
изменять ширину полосы у. п. ч. пропор¬
ционально квадратному корню из скорости
изменения частоты. Это осуществляется,
например, 'с помощью кварцевого фильтра
в у. -п. ч. Параллельно фильтру подклю¬
чается внутреннее сопротивление триода.
При изменении напряжения на сетке трио¬
да синхронно с качанием частоты изме¬
няется внутреннее -сопротивление триода
в функции вр-емени и соответственно изме¬
няется селективность фильтра. Однако п-ри
изменении ширины полосы меняется и уси¬
ление у. п. ч. \В некоторых конструкциях
анализаторов это скомпенсировано добав¬
лением каскада, усиление которого меняет¬
ся так, чтобы общее усиление у. п. ч. оста¬
валось постоянным во всем диапазоне из¬
менения настройки анализатора.
н) Методы качания частоты. Выше бы¬
ло отмечено, что колебания в настроенном
контуре при качании частоты искажаются
за точкой резонанса; часто максимум сдви¬
гается в направлении изменения частоты.
В анализаторах с очень медленной разверт¬
кой, применяемой для 'получения высокой
разрешающей способности, важно эти ис¬
кажения уменьшать. Максимальная допу¬
стимая скорость изменения частоты для
данного анализатора может быть опреде¬
лена подачей напряжения треугольной фор¬
мы, которое изменяет частоту с постоянной
скоростью снизу вверх и затем сверху вниз.
Если скорость качания частоты слишком
велика, то изображение линий спектра раз¬
дваивается.
В анализаторах с. в. ч. с гетеродином
на клистроне для качания частоты и для
развертки луча обычно используется одно
и то же пилообразное напряжение. На бо¬
лее низких частотах, где применяются
меньшие скорости качания и больший диа¬
пазон частот, применяются другие методы
качания; некоторые из них описаны ниже.
Применяется, например, качание часто¬
ты с помощью реактивной лампы, управ¬
ляемой пилообразным напряжением, ис¬
пользуемым и для развертки осциллоскопа;
реактивная лампа линейно изменяет часто¬
ту гетеродина анализатора.
На рис. 17-1-19 показана система ка¬
чания, основанная на принципе работы
э лек трод ин а ми ч е ск о го гр омк о г о в о р и те л я.
Здесь эквивалент звуковой катушки меняет
зазор в конденсаторе настройки гетеро¬
дина.
Если требуемая ширина полосы больше,
чем может дать реактивная лампа, то ино¬
гда применяется мотор для перестройки
конденсатора контура гетеродина. Пример
такого устройства показан на рис. '17-1-20.
Напряжение для горизонтальной развертки
осциллоскопа получается за счет связи ча¬
стотного дискриминатора с контуром гете¬
родина. Дискриминатор состоит из двух
резонансных контуров, один из которых на¬
строен на низшую частоту диапазона кача¬
ния гетеродина, а второй—на его высшую
частоту. На низшей частоте ток через Ra
154
Рис. 17-1-19. Метод качания частоты по принципу
громкоговорителя.
1 — генератор с качанием частоты; 2 — к смесителю; 3 —
контур генератора; 4 — постоянный магнит; 5 — к источ¬
нику синусоидальных колебаний; 6 — фазовращатель; 7 —
к усилителю развертки.
Рис. 17-1-20. Метод качания частоты с помрщью
вращающегося конденсатора.
/ — конденсатор; 2 — контур генератора; 3 — контур выс¬
шей частоты; 4 — контур низшей частоты; 5 — напряже¬
ние отклонения по горизонтали.
Рис. 17-1-21. Методы качания частоты.
а — с помощью электромотора и фотоэлемента; б — с по¬
мощью потенциометра, вращаемого электромотором; в —
с помощью коммутатора, вращаемого электромотором;
1 — генератор с качанием частоты; 2 — к смесителю; 3 —
мотор; 4 — источник света; 5 — фотоэлемент; 6 — вращаю¬
щийся диск; 7 — усилитель пусковых импульсов; 8 — ге¬
нератор пилообразного напряжения; 9 — к усилителю го¬
ризонтальной развертки; 10 — вход сигнала; 11 — смеси¬
тель; 12 —у. п. ч.; 13—видеоусилитель; 14 — коммута¬
торный диск.
где Т-
■ коэффициент передачи цепи обрат¬
ной связи.
Если цепь симметрична, то ее Q равно
примерно /С/4. Перестройка частоты легко
осуществляется с помощью сдвоенных по-
155
отрицательная обратная связь снижает
усиление с К до К'.
имеет наибольшее значение. На выс¬
шей частоте ток через Rb максима¬
лен, но имеет противоположное на¬
правление. В середине диапазона
качания токи равны и выходное на¬
пряжение дискриминатора равно
нулю. В результате выходное на¬
пряжение меняется линейно с часто¬
той гетеродина.
Если частота качания очень
низка, то мотор, изменяющий часто¬
ту гетеродина, может быть связан
с потенциометром; линейно изменяю¬
щееся напряжение потенциометра ис¬
пользуется для развертки луча ос¬
циллоскопа (рис. 17Jl-21,a). Такая си¬
стема удобна в тех случаях, когда
требуется высокая разрешающая
способность и широкая полоса ча¬
стот.
На рис. 17-,1-21,б указан способ,
при котором горизонтальная раз¬
вертка запускается мотором гетеро¬
дина, но не управляется им в тече¬
ние периода качания. Мотор приво¬
дит в движение диск с отверстием,
через которое источник света управ¬
ляет фотоэлементом; последний за¬
пускает генератор пилообразного на¬
пряжения. Частотная погрешность
зависит от линейности качания ча¬
стоты гетеродина. Запуск иногда
осуществляется с помощью постоян¬
ного магнита и катушки, заменяю¬
щих источник света и фотоэлемент.
Еще один способ с применением
диска показан на рис. 17-1-21,в.
Цепь RC заряжается и разряжает¬
ся один раз за оборот диска. Раз¬
ряд емкости осуществляется прово¬
дящими сегментами на диске из
изоляционного материала. Если по¬
стоянное напряжение достаточно вы¬
соко, то получающееся пилообраз¬
ное напряжение может быть непо¬
средственно без усиления подведено
к горизонтально отклоняющим пла¬
стинам осциллоскопа.
о) Анализаторы спектра н. ч<
{см. также § 19-1). Графические
анализаторы, рассмотренные в раз¬
деле «к», особенно пригодны в зву¬
ковом диапазоне частот для анали¬
за записанных форм волн по ме¬
тоду разложения Фурье.
Для анализа шума на звуко¬
вых частотах гетеродинные анали¬
заторы непригодны из-за постоян¬
ства полосы фильтра. В этих слу¬
чаях применяют анализаторы, содер¬
жащие усилитель с отрицательной
обратной связью (рис. 17-1-22).
В усилителе с большим коэффициентом
усиления и плоской частотной характери¬
стикой имеется селективная цепь, и отри¬
цательная обратная связь создается на
всех частотах, кроме одной, на которую
настроен анализатор. Рассмотрение схемы
показывает, что коэффицент передачи мож¬
но на заданной частоте /о сделать равным
нулю. Пусть коэффициент усиления усили¬
теля без обратной связи равен КУ тогда
тенциометров. IB отношении 'стабильности
анализатор с отрицательной обратной
овязью превосходит гетеродинный анали¬
затор.
На рис. 17-1-23 показан 'пример блок-
схемы гетеродинного анализатора спектра,
работающего «в диапазоне от(50 до '5 000 гц.
Входной сигнал смешивается с колебания¬
ми гетеродина, (настраиваемого «в 'преде¬
лах от '11 до Ш кгц. Узкополосный фильтр
пропускает частоту >11 кгц. Балансный мо¬
дулятор подавляет частоту гетеродина и
•все более 'высокие частотные составляющие
результата смешения. Для дискриминации
составляющих в диапазоне 100 гц настро¬
енный контур этого устройства .выполнен
в виде механически резонирующего сталь¬
ного стержня, закрепленного в центре.
Связь с »балансным модулятором и усили¬
телем н. ч. осуществляется с помощью маг¬
нитных (элементов телефонного типа, рас¬
положенных по оба конца вибрирующего
стержня. При этом Q получается порядка
15 000; катушка, работающая в этом диа¬
пазоне, имела бы Q порядка '200.
В диапазоне от 5 до 100 кгц описан¬
ный метод мало пригоден. В 'этом случае
удобнее преобразовывать -сигнал в частоту
1 кгц.
п) Синтез сложной волны. Допустим,
что желаемая волна может быть получена
сложением основной частоты и первых че¬
тырех гармоник:
f(t) =^£/iicos(atf+(pi) + L^os (2о> Л-|фг) + ...
+ £/5Cos(5atf+<p5).
Синтез может ’быть выполнен сложением
синусоидальных колебаний пяти генерато-
Рис. 17-1-23. Анализатор спектра н. ч.
/ — вход (50—5 000 гц); 2 — генераторы не¬
сущей частоты (11—>16 кгц); 3 — балансный
модулятор; 4 — фильтр 11 кгц; 5 — усили¬
тель; 6 — индикатор выхода; 7 — генератор
11 кгц; 8 — калиброванный аттенюатор.
ров с регулируемой частотой, амплитудои
и фазой. На этом принципе был сконструи¬
рован электронный прибор, выходное на¬
пряжение которого представляет сумму
пяти членов приведенного уравнения.
В нем девять параметров сделаны 'перемен*
ными, а именно: Uи ^2, ^з* U& <р2„ фз>
ф4 и фб. |Выход синтезирующего прибора
подан на компараторный осциллоскоп, на
котором исследуемая .волна сравнивается
с выходом прибора.
Более удобной оказалась схема прибо¬
ра, в .которой колебания переменной низ¬
кой частоты получаются смешением коле¬
баний переменной и постоянной промежу¬
точных частот. (Гармоники 'получаются
умножением постоянной и переменной про¬
межуточных частот и -смешением умножен¬
ных частот. Перед каждым умножителем
постоянной промежуточной частоты преду¬
смотрена фазосдвигающая схема. Можно
показать, что сдвиг фазы сигнала проме¬
жуточной частоты создает соответствующий
сдвиг фазы выходных колебаний низкой
частоты. На рис. 17-1-24 приведена блок-
схема синтезирующего устройства. Прибор-
может быть использован для анализа ко¬
лебания, основная частота которого много
выше, чем частота на выходе прибора. Это
достигается такой регулировкой разверток
компараторного осциллоскопа, при которой
на экране появляется один период неизве¬
стной и один период синтезированной
волны.
р) Анализатор с временной селекцией
(рис. ’17-1-25). Предположим, что усилитель
анализатора включается и выключается
с помощью прямоугольной волны. Бели
к этому усилителю подведена синусоидаль¬
ная волна, то на выходе получится поло¬
вина входной волны. Если волны имеют
одинаковую ча'стоту, то изображение на
выходе усилителя неподвижно. Если же
волны несколько отличаются по частоте,
то получается медленное изменение отно¬
сительной фазы и на выходе в каждое
мгновение 'будут появляться различные по¬
ловины синусоиды. Таким образом, на вы¬
ходе усилителя положительная полушнусо-
ида будет сменяться отрицательной со*
скоростью, равной разности частот си ну-
156
Рис. 17-1-22. Схема анализатора н. ч. с отрицательной обратной
связью.
а — функциональная схема; 6 — принципиальная схема; / —©ход; 2— широко¬
полосный усилитель; 3 — выход; 4 — обратная связь.
Рис. 17-1-26. Анализатор с кольцевой
магнитофонной лентой.
1 — предварительный усилитель; 2 — коль¬
цевая лента; 3 — усилитель; 4 — анализа¬
тор гармоник.
четной гармоникой частоты прямоугольной
волны. 'Пусть «входная частота «равна
1 200 гц. Когда частота -прямоугольной вол¬
ны приближается к 1 200, выходной прибор
реагирует на 'биения. При 'Приближении
прямоугольной волны к 400 гц «а прибор
будет поступать Р/г периода частоты
1 200 гц в течение одного периода откры¬
тия усилителя и прибор даст отклонение.
Разрешающая способность прибора
«равна «примерно 5 гц. Напряжение «на вхо¬
де не должно превышать ’5 в\ поэтому при¬
бор .снабжен 'калиброванным аттенюатором
•на входе. Показание прибора при, синусои¬
дальной входной волне не зависит от ча¬
стоты в диапазоне от 10 до 30 000 гц.
с) Анализ переходных сигналов (см.
также § li8-3). Анализ переходного сигнала
н. ч. можно произвести путем записи этого
кратковременного сигнала на магнитную
ленту; последнюю затем склеивают в колъ-
<цо и помещают в магнитофон, преобразую¬
щий запись в повторяющийся сигнал. Для
получения усредненного спектра переход¬
ного сигнала изображение на экране фото¬
графируют с большой выдержкой. Этот
.метод кольцевой ленты применен в анали¬
заторе, описанном в [IJI. 55-7]. Речь, по 'су¬
ществу,— переходное явление, и спектр
речи не может быть анализирован обычны¬
ми методами. Однако речь каждого чело¬
века имеет спектр своего особого вида.
Точное определение среднего спектра речи
потребовало бы теоретически бесконечно
длинного образца. Однако наблюдения по¬
казали, что одна фраза из речи человека
дает спектр, близкий к тому, который полу¬
чается при чтении 'В течение 90 сек. Таким
образом, возможно получить правильный
спектр речи из коротких образцов. На рис.
■17-1-26 показана блок-схема анализатора
с десятью головками, выраба¬
тывающими составной сигнал
при протягивании кольцевой
магнитофонной ленты. Каж¬
дая группа из пяти головок
имеет отдельный предваритель¬
ный усилитель. После усиления
исследуемый сигнал поступает
в гетеродинный анализатор.
т) Быстродействующий
анализатор. В обычных анали¬
заторах время нарастания
сигнала ,в фильтре промежу¬
точной частоты ограничивает
скорость качания при данной
разрешающей способности. На¬
пример, при диапазоне 50 кгц
и полосе фильтра 100 гц
Рис. 17-1-24. Устройство для синтеза слож¬
ной волны.
1 — генератор переменной частоты; 2 — преобразо¬
ватель основной частоты; 3 — генератор постоян¬
ной частоты; 4 — умножитель 2-й гармоники; 5 —
преобразователь гармоники; 6 — умножитель; 7 —
фазовращатель; 8 — умножитель 3-й гармоники;
9 — умножитель 4-й гармоники; 10 — умножитель
5-й гармоники; И — смеситель; 12 — выход.
сандальной и прямоугольной волн. Орибор
постоянного тока в выходной цепи усили¬
теля покажет мгновенное «среднее значение
этой полу синусоиды, которое будет менять¬
ся между максимальным положительным
и максимальным отрицательным значением.
Прибор будет отмечать эти изменения толь¬
ко тогда» когда частота не превышает .не¬
скольких герц. Устройство может быть ис¬
пользовано для определения частотных со¬
ставляющих сложной волны низкой часто¬
ты. Сложная волна подается на вход уси¬
лителя с временной селекцией, и частота
прямоугольной волны медленно меняется
в диапазоне спектра входной волны. При
приближении частоты прямоугольной вол¬
ны к каждой из составляющих сложной
волны прибор на выходе усилителя дает
отклонение. Амплитуда флуктуаций прибо¬
ра пропорциональна амплитуде составляю¬
щей данной частоты. Таким образом, полу¬
чается анализ спектра по точкам. Следует
отметить одну особенность этого анализа¬
тора. Выходной прибор в анодных (цепях
двух усилительных ламп дает показание
тогда, когда входная частота является «не-
157
Рис. 17-1-25. Анализатор с временной селекцией.
i — вход; 2 — входной аттенюатор; 3 — усилитель с временной
селекцией; 4 — мультивибратор.
Рис. 17-1-27. Быстродействующий анализа¬
тор с высокой разрешающей способностью.
1 — входной сигнал; 2 — смеситель; 3 — гетеродин;
4 — усилитель; 5 — п полосовых фильтров; 6 — ком¬
мутатор; 7 — усилитель спектра; 8 — усилитель на¬
пряжения развертки; 9 — индикатор.
•время одного качания должно быть больше
<1 сек. На рис. 17-1-27 ‘показана блок-схема
быстродействующего анализатора с высо¬
кой разрешающей способностью, в кото¬
ром это ограничение отсутствует. Качания
частоты нет, и >весь спектр' одновременно
подается на группу фильтров, каждый из
которых пропускает часть спектра. На вы¬
ходе фильтра сигналы детектируются по¬
следовательно с помощью коммутатора
с вращающимся емкостным зондом. В при¬
боре установлено 4'20 фильтров, полоса
каждого из них равна 107 гц; общий диа¬
пазон равен 4'5 кгц. Скорость сканирования
равна 200 гц/сек, что дает разрешающую
способность в 300 гц. <В диапазоне от 10
до 500 кгц используются фильтры с магни-
тострикционными стержнями, имеющие до¬
вольно высокое Q (|от 4 000 до 10 000) при
•малых размерах. Сигналы на выходе филь¬
тров детектируются, усиливаются и пода¬
ются на вертикально отклоняющие пласти¬
ны э. л. т. Синхронизация развертки осу¬
ществляется с помощью магнита на роторе
коммутатора.
у) Инфразвуковые анализаторы спек¬
тра. Описанные выше звуковые анализато¬
ры удовлетворительно работают до частот
не ниже 20 гц. При изучении вибрации
больших сооружений, при геофизических
исследованиях и в медицинской электро¬
нике встречается необходимость различать
составляющие спектра с частотой до 1 гц.
Инфразвуковые анализаторы спектра яв¬
ляются важным диагностическим прибором
при электроэнцефалографии, т. е. при
анализе изменений потенциала в мозгу.
Здесь интерес представляет диапазон ча¬
стот от 2 до 25 гц, поэто.му применяются
гетеродинные анализаторы с очень малой
скоростью качания и высоким Q фильтров.
В одном из приборов этого назначения сиг¬
нал мозговых колебаний преобразуется в
более высокую частоту смешением с коле¬
баниями гетеродина в балансном модуля¬
торе. Выходной сигнал модулятора прохо¬
дит через магнитострикционный фильтр,
работающий на частоте 125 гц и имеющий
полосу 0,5 периода. Выходной сигнал
фильтра приводит в движение перо само¬
писца. Синхронизация качания частоты ге¬
теродина с передвижкой 'бумаги под пером
осуществляется мотором. Одновременно с
анализом спектра производится запись
формы сложной волны. Во избежание
ухудшения разрешающей способности, вре¬
мя качания частоты установлено равным
4 сек. Истинное значение каждой частот¬
ной составляющей в спектре мозговых ко¬
лебаний получается усреднением мгновен¬
ных значений, полученных при нескольких,
например десяти, качаниях частоты. Пер.
(Л. 57-1, гл. 17].
17-2. МЕТОДЫ УСКОРЕННОГО
АНАЛИЗА СПЕКТРА
17-2-1. Методы сжатия и разделения
времени. Ускорение анализа достигается
применением схем сжатия (времени (рис.
117-й-1,а) или разделения времени (рис.
17-2-1,6), основанных на включении линии
задержки в цепь положительной обратной
связи. В первом случае выходной сигнал
ускоряется .в N раз относительно входного
сигнала и его полоса возрастает в N раз.
В линии задержки накапливается <(N—1)
отсчетов и они циркулируют, пока переклю¬
чатель находится в верхнем положении.
При каждом N-м отсчете переключатель
находится в нижнем положении и в схему
поступает новый отсчет входного сигнала.
Рис. 17-2-1. Схемы ускоренного последова¬
тельного анализа спектра.
1 — вход; 2 — выход; 3 — линия задержки; 4 — ин¬
тегратор; 5 — гетеродин.
В схеме разделения времени частота
гетеродина изменяется в течение времени
задержки т скачками, как показано на
рис. 17-2-1,в. Если время анализа при
обычной схеме равно W/В2, где W — шири¬
на спектра и В — полоса фильтра» то при
применении сжатия времени это время рав¬
но 1/W, а при разделении времени это вре¬
мя равно l/В. Реф. [Л. 60-123]. См. также
[Л. 63-102, гл. 9].
17-2-2. Метод автоматического повыше¬
ния скорости. При этом методе последова¬
тельного анализа, предложенном В и р-
ским, ускорение получается за счет авто¬
матического повышения скорости в «пу¬
стых» участках спектра [Л. 63-104, гл. 7].
17-2-3. Другие методы и устройства
описаны в [Л. 61-130, 61-131].
17-3. АНАЛИЗ СПЕКТРА КОЛЕБАНИИ
В. Ч. И С. В. Ч.
17-3-1. Анализ спектра сигналов на
сантиметровых и миллиметровых волнах.
Как показано на рис. 17-3-1, исследуемый
сигнал подается через двойной тройник на
смеситель, где получаются биения с коле¬
баниями гетеродина. Разностная частота
поступает на прибор типа измерителя ча-
158
Рис. 17-3-1. Схема устройства для просмо¬
тра спектра сигналов на сантиметровых и
миллиметровых волнах.
1 — генератор (испытуемого сигнала); 2 — гетеро¬
дин; 3 — изолятор; 4 — нагрузка; 5 — двойной
тройник; 6 — испытатель частотных характеристик.
стопных характеристик, я преобразованный
частотный -спектр индицируется .на экране
э. л. о. Пусть, например, частота исследуе¬
мого сигнала 'равна 37,5 Ггц и боковые по¬
лосы отстоят на 50 Мгц по -обе стороны от
несущей; тогда после преобразования
(/гет—37 Ггц) может быть получена несу¬
щая частота 500 Мгц -с боковыми полосами
от 4'5'0 до '550 Мгц, которые просматрива¬
ются с помощью измерителя частотных ха¬
рактеристик, имеющего соответствующий
диапазон частот. Реф. [JI. 62-65].
17-3-2. Инкрементальный анализатор
спектра мощности с. в. ч. Устройство (рис.
17-3-2) применяется для непрерывной ин¬
дикации и автоматической записи характе¬
ристик Р=ф(/) генераторо-в с шумовой мо¬
дуляцией или с широкополосным качанием
частоты. Рабочий диапазон прибора 2 400—
3 650 Мгц разбит на 125 каналов '(инкре-
Рис. 17-3-3. Осциллограмма спектра при ши¬
рокополосной частотной модуляции генера¬
тора шумами.
ментов), для каждого из которых преду¬
смотрен отдельный узкополосный приемник
(полоса 'ГО Мгц) с фиксированной настрой¬
кой. 30 раз в секунду производится отсчет
усредненного значения ‘выходного напря¬
жения, и »результат подается на экран
э. л. о. >в виде ряда точек или поступает на
самописец. Развертка э. л. о. синхронизи¬
рована с управлением частотой генерато¬
ра. Центральные частоты двух любых ка¬
налов маркируются повышенной яркостью,
эти частоты указываются цифровыми инди¬
каторными лампами типа «Никси».
Точность измерения мощности равна
±10%, частоты ±5 Мгц при мощности
входных сигналов от 0,5 до 50 вт/Мгц.
Пример осциллограммы, полученной
при широкополосной частотной модуляции
генератора шумами, показан на рис. 17-3-3.
Реф. [Л. 61-47, 48].
17-3-3. Другие методы и устройства.
Измерение спектра и полосы частот, излу¬
чаемой радиотелеграфными передатчиками,
см. [JI. 03-114, гл. 14].
Рис. 17-3-2. Блок-схема инкрементального анализатора спектра мощности
с. в. ч.
/ — от генератора; 2 — направленный ответвитель 30 дб\ 3 — к антенне; 4 — аттенюа¬
тор 3 дб; 5 — фильтры 125 каналов; 6 — поглотитель в. ч. мощности; 7 — аттенюаторы
выравнивания 125 каналов; 8 — видеоинтеграторы 125 каналов; 9— 125 линий; 10 — бы¬
стродействующий коммутатор; 11 — усилитель постоянного тока; 12 — видеовыход на
осциллоскоп; 13 — регулятор усиления; 14 — ватт на полную шкалу; 15 — калибратор;
16 — таймер и генератор меток; 17 — регулировка 1-й метки; 18 — регулировка 2-й мет¬
ки; 19 —. селектор каналов; 20 — подсветка; 21 — синхронизация развертки; 22 — циф¬
ровые индикаторы каналов; 23 — механическое соединение.
159
Рис. 17-4-1.
Блок-схема транзисторного 73-канального
анализатора спектра.
1 — входной усилитель; 2 — линейный усилитель; 3'— фильтр
100 гц\ 4 — фильтр 110 гц\ 5 — 70 каналов; 5 —фильтр 100 кгц;
7 — квантизатор амплитуды (10 уровней); 8 — детектор и усили¬
тель; 9 — опорный генератор частот; 10 — генератор меток вре¬
мени; И — к самописцу.
Рис. 17-4-2. Спектрограмма, полученная при произие
сении букв «Е» и «/».
Об оптимальной полосе анализатора
спектра, ом. [JI. 60-121].
Широкополосный спектрометр 3-см
диапазона волн, в котором качание частоты
осуществлено перестройкой
прямоугольного резонатора
с помощью привода от мото¬
ра, см. [Л. 60-105].
Анализатор спектра для
миллиметровых волн, см.
[Л. 53-4].
Анализатор спектра высо¬
кой разрешающей способности
с аммиачным мазером, см.
[Л. 61-46].
17-4. АНАЛИЗ СПЕКТРА
КОЛЕБАНИЙ Н. Ч.
17-4-1. Транзисторный 73-
канальный анализатор спектра
видеочастот с непрерывной
записью спектральной плотно¬
сти. Сигнал, содержащий ча¬
стоты от 100 гц до 100 кгц,
подается через усилитель на
транзисторах на входы 73 уси¬
лителей спектральных кана¬
лов, включенных параллельно
(рис. 17-4-1). Селективность
каждого канала обеспечивает¬
ся фильтром в виде настроен¬
ного контура, имеющего по¬
лосу пропускания на уровне
6 дб, равную 10% средней
частоты; это эквивалентно до¬
бротности, равной 17,3. Каж¬
дый канал содержит строго
линейный усилитель на двух
транзисторах, детектор и уси¬
литель постоянного тока. На
рис. 17-4-2 показан пример
осциллограммы, полученный
при записи произнесения букв
Е и /. Реф. {Л. 60-45].
17-4-2. Другие методы и
устройства.
Анализ спектра случайных
процессов (с применением
«лестничного» свипирования и
накопителей), см. [Л. 61-49].
Анализаторы спектра звуковых и ин¬
фракрасных частот, см. [Л. 62-109].
Транзисторный анализатор волны, -см.
[Л. 61-45].
ГЛАВА 18
ИЗМЕРЕНИЕ ПОЛОСЫ ПРОПУСКАНИЯ
И КОЭФФИЦИЕНТА УСИЛЕНИЯ
18-1. ИЗМЕРЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТА
УСИЛЕНИЯ
а) Определения. В общем случае ко¬
эффициент усиления '(усиление, выигрыш)
есть отношение мощности на выходе систе¬
мы к опорной мощности; последняя вели¬
чина - является главным отличительным
признаком различных концепций усиления,
рассматриваемых ниже.
Усиление (усиление мощности). Если
не оговорено другое, то опорная мощность
есть мощность на входе рассматриваемого
устройства. Поэтому усиление является от¬
ношением мощности, отдаваемой устройст¬
вом в данную нагрузку при данных рабо¬
чих условиях, к мощности, поглощаемой
входной цепью устройства.
Усиление шунтирующей цепи. Усили¬
тель или другой преобразователь иногда
160
Рис. 18-1-1. Измерение усиления мощ¬
ности.
включается параллельно существующему
тракту передачи для -создания ■ответвления.
В этом случае усиление шунтирующей цепи
определяется как отношение мощности, от¬
даваемой преобразователем в определен¬
ную нагрузку при определейных работах
условиях, iK опорной мощности, т. е. к мощ¬
ности, рассеиваемой '.в опорном сопротив¬
лении, параллельно которому -подключен
•вход преобразователя.
Вносимое усиление. В общем случае
вносимое усиление определяется !как отно¬
шение мощности, отдаваемой в ту часть
системы, которая следует за преобразова¬
телем (включенным в передающую систе¬
му), к мощности, отдаваемой туда же до
включения преобразователя.
Вносимое усиление не является един¬
ственным свойством преобразователя. 0,но
зависит не только от характеристик преоб¬
разователя, «о -и от сопротивлений 'источ¬
ника и нагрузки, между которыми включен
преобразователь. Эти 'сопротивления долж¬
ны быть известны при определении вноси¬
мого усиления.
Располагаемая мощность и идеальный
преобразователь. Мощность, отдаваемая
источником в нагрузку, максимальна, ког¬
да внутреннее сопротивление источника и
сопротивление нагрузки сопряженно-согла¬
сован ы; при этом мощность !(«располагае¬
мая мощность») равна устному от деле¬
ния действующего значения напряжения
холостого хода источника на учетверенное
значение активной составляющей »сопро¬
тивления источника.
Идеальным преобразователем назы¬
вают гипотетический пассивный преобра¬
зователь, передающий максимальную воз¬
можную мощность от источника в нагруз¬
ку. Идеальный преобразователь не рассеи¬
вает энергии и является для источника и
нагрузки сопряженно-согласованнным . со¬
противлением. I(Следует отметить, что это
понятие отличается от понятия идеального
трансформатора.)
Усиление преобразователя. Если в ка¬
честве опорной мощности при определении
усиления принята располагаемая мощность
■источника, то получается особый вид вно¬
симого усиления, называемый усилением
п р ео б р а з dB а тел я.
Располагаемое усиление. Отношение
располагаемой выходной мощности усили¬
теля к располагаемой мощности источника
называется располагаемым усилением. Эта
форма является еще ‘более ограниченным
видом вносимого усиления, но она остает¬
ся функцией отношения сопротивлений ис¬
точника и входа усилителя. Необходимо
поэтому 'включить это условие \ъ определе¬
ние. Тогда располагаемое усиление являет¬
ся отношением располагаемой мощности на
выходных зажимах преобразователя при
заданных входных условиях к располагае¬
мой мощности источника.
Если источник согласован с ‘входной
цепью преобразователя и нагрузка тоже
согласована с выходной цепью, то распо¬
лагаемое усиление имеет наибольшее зна¬
чение. Оно иногда называется усиле¬
нием мо щ н о с г и »при п о л н о м с о-
г л а с о в а н и и. I(Системы с. в. ч. обычно
работают при полном согласовании. Тогда
исчезает различие между располагаемой,
подведенной и поглощенной мощностью,
а также различие между -'приведенными
выше понятиями усиления.)1
б) Основные схемы и формулы. При¬
веденные ниже схемы измерения в принци¬
пе 'пригодны на всех частотах. (Напряже¬
ния и токи, приведенные в формулах, яв¬
ляются действующими значениями.
Усиление (усиление мощности) (рис.
18-1-1). Примем, что полные сопротивле¬
ния источника и нагрузки, а также* вход¬
ное сопротивление испытуемого объекта
активны. Тогда усиление мощности
Ки~Р п/Р оп;
Pn—'UtyRn]
Р on — U^i/Rbx]
/См [дб]='20 IgiUJUl) + 10 lg(tfвх/#н).
Бели сопротивления RT, Rbx й Rn ком¬
плексны, то необходимо при .вычислении
усиления или измерять модули и коэффи¬
циенты мощности (этих полных сопротивле¬
ний, или измерять их активную и реактив¬
ную части. Если, например, вычисление
основывается на комплексных значениях
сопротивлений ZH и ZBX, то
к* [<*f] = 20Ig^-+101g-^- +
COS (ри
+ 101SE5it
Усиление шунтирующей цепи (рис.
18-1-2). 'Входное сопротивление шунтирую¬
щей цепи Zвх обычно высоко по сравне¬
нию с опорной нагрузкой Rm, к которой
оно присоединено. (При это;м'
Р on = U\lRm\
Pb=U22IRb;
Km[dff] = 101g(PBIPbu) =
= 10 lg (t/2/t/,)2 (Яш/Ян).
Однако, когда прямое измерение Ui
неосуществимо и входная мощность долж¬
на быть рассчитана косвенно, необходимо
тщательно оценить влияние ZBX.
Рис. 18-1-2. Измерение усиления шунтирую¬
щей цепи.
11 Измерения в электронике, т. II
161
Рис. 18-1-3. Измерение вносимого уси¬
ления.
а — опорные условия; б — с включенным ис¬
пытуемым устройством.
Вносимое усиление и усиление^пре-
образователя (рис. 18-1-3 и 18-1-4).
В первом случае Роп =
Pn = U22IR.;
Явн [ötf] = 10 lg (P„/P0.) - 20Jg (Ut/Ul).
Если Ui постоянно, то
Роп = [U\№r + Äh)] [Ян/(Яг + Ян)] =
= ü\ [Я„/(Яг + R*n
Во втором случае
Роп = t/f/4/?r;
Рн = UlURn,
Kop[M] = 101g (PB/Pon) =
= 10 Ig [lt (Й)2] = 6 + 20 lg {U*IUt) +
+ io lg (Яг/Ян).
То, что было -сказано выше относи¬
тельно сопротивлений, отличных ог актив¬
ных, применимо и ;в данных -случаях. При
опорных условиях измерения усиления пре¬
образователя достаточно знать активную
составляющую полного сопротивления ис¬
Рис. 18-1-5. Измерение располагаемого уси¬
ления.
точника, так как постулированный идеаль¬
ный преобразователь согласован так, что
обеспечивается максимальная передача
мощности1 при всех условиях.
Располагаемое усиление (рис. 18-1 -5) -
Если «выходное сопротивление исследуемо¬
го устройства и сопротивление нагрузки
комплексны, то они должны быть сопря¬
женно -согласованы с помощью соответст¬
вующей схемы.
Расчетные формулы:
Роп = U2J4Rt;
Рв = и\/Rai
Ppaon [dtf] = Ю lg (Рн/Роп) =
-»[ад]-
в) Практические схемы измерения уси¬
ления на н. ч. Универсальная схема из¬
мерения показана на рис. 18-1-6. Преду¬
смотрена «возможность подключения к ис¬
следуемому устройству таких оконечных
сопротивлений со стороны 'источника и на¬
грузки, на которые оно нормально должно
работать. Эти оконечные сопротивления Rr
и Rh обычно выбираются чисто активными
для получения сравнимых результатов. Со¬
гласующие устройства В в С обеспечивают
-возможность согласования -входного и (вы¬
ходного регулируемых аттенюаторов А и D
с сопротивлениями Rr и RH. В диапазоне
н. ч. эти согласователи обычно являются
простыми фиксированными аттенюаторами.
Переменные калиброванные аттенюаторы
вместе с "фиксированными аттенюаторами
обеспечивают возможность работы на лю¬
бой шкале -вольтметров V\ и V%
Цепь слева от а—а эквивалентна на¬
пряжению холостого хода ÜV\ последо'ва-
Рис. 18-1-4. Измерение усиления преобра¬
зователя.
а — опорные условия; б — с включенным испытуе¬
мым устройством.
162
Рис. 18-1-6. Практическая схема измерения
абсолютного и относительного усиления.
/ — генератор н. ч.; 2— входной калиброванный
аттенюатор; 3—согласователь источника; 4 —
испытуемое устройство; 5 — согласователь нагруз¬
ки; 6 — выходной калиброванный аттенюатор;
7 — визуальный индикатор.
Это выражение получено следующим обра¬
зом. Опорное условие для 'измерения соот¬
ветствует выключению испытуемого устрой¬
ства из схемы и соединению выхода посто¬
янного аттенюатора В с входом аттенюа¬
тора С 1(>в действительности нет необходи¬
мости производить отдельные измерения
опорной мощности и мощности нагрузки,
так как единственное измерение достаточно
для получения всех необходимых ^величин).
Во всех точках соединения, за исключением
соединения В с С, сопротивления согла¬
сованы для передачи максимальной мощ¬
ности.
Располагаемая мощность на выходных
зажимах аттенюатора В является распола¬
гаемой мощностью генератора (Uy\l4RA)
минус мощность, рассеянная во входном и
фиксированном аттенюаторах. Мощность,
переданная на вход С или, что одно и то
же, на зажимы RB, является 'функцией
рассогласования Rr с Rn. Доля распола¬
гаемой ’мощности, проходящая через соеди¬
нение аттенюаторов В и С, называется х о-
э ф ф и ц и е н т о 'М ipi а с € о г л а с о © а л и я
или 'коэффициентом связи k\
в данном случае
у ^RvRn
(Rr + Rn)2
Эта величина обращается в единицу при
Rr == Rn•
Опорная мощность (в логарифмической
форме)
При включенном в схему испытуемом уст¬
ройстве и при неизменных значениях Uvl и
ослабления входного аттенюатора мощ¬
ность в Rn равна
(Ууъ)2
10lgРв = 10lg +0^ + 0^
Разность последних двух выражений (равна
■вносимому усилению. Если аттенюаторы
установлены так, что Uvi=*'Uvz, то вычис¬
ление упрощается.
Измерение усиления преобразователя.
Единственное отличие этого измерения от
измерения .вносимого усиления заключает¬
ся «в .вычислениях. Поскольку опорная мощ¬
ность есть располагаемая мощность дейст¬
вующего источника, подключенного к 'вход¬
ным зажимам испытуемого устройства, ко>-
эффициент рассогласования в этом случае
не учитывается и выражение для коэффи¬
циента усиления упрощается:
Измерение усиления шунтирующей це¬
пи. При этом измерении активное сопро¬
тивление R'г, равное по величине опорной
нагрузке, включают параллельно выходу
фиксированного аттенюатора В. Последний
служит для согласования R'v с выходным
сопротивлением переменного аттенюатора
А. Таким образом, при выключенном изме¬
ряемом устройстве входная цепь полностью
согласована и замкнута на опорную на¬
грузку. Вход измеряемого устройства затем
присоединяется параллельно опорной на¬
грузке. Шунтирующее устройство обычно
имеет входное сопротивление, значительно
более высокое, чем схема, которую оно
шунтирует. Все же в некоторых случаях
может оказаться необходимым принять во
внимание мощность, поглощаемую входной
цепью шунтирующего устройства.
При |ZBx|>tf'r опорная мощность
11*
163
тельно с сопротивлением Ra, равным тому,
к которому по расчету должен быть об¬
ращен входной аттенюатор А. Характер
полного сопротивления Zr при этом не
имеет значения с точки зрения точности
измерений. Нагрузку выходного аттенюато¬
ра Rd выбирают так, что в комбинации
с прибором Vz и другими шунтирующими
устройствами она является для 'аттенюато-
.ра правильной. Если требуется, полные со¬
противления Rг и Zr «могут быть включены
о схему в указанных точках. Эти добавоч¬
ные элементы требуются при специальных
измерениях, описанных ниже. 'Следует за¬
метить, что входная цепь, к которой обра¬
щены входные зажимы испытуемого устрой¬
ства, может быть сведена к простому по¬
следовательному включению напряжения
источника и полного сопротивления при¬
менением теоремы Тевенина. Точно так же
цепь, подключенная к выходным зажимам
испытуемого устройства, может быть заме¬
нена простым сопротивлением RH-
Порядок измерения. Выходной уро¬
вень генератора и положения калиброван¬
ных аттенюаторов регулируют так, чтобы
вход испытуемого устройства был доста¬
точно ниже точки перегрузки, но был зна¬
чительно выше уровня фона и- шума.
Если один вольтметр попеременно под¬
ключается «а вход и выход, то калибро¬
ванные аттенюаторы устанавливаются так,
чтобы показание вольтметра было одина¬
ковым в обоих случаях. Стабильность схе¬
мы на различных частотах проверяют, из¬
меняя на известную величину уровень сиг¬
нала генератора и вводя в то же »время
компенсирующее затухание во входном
аттенюаторе. Показание выходного вольт¬
метра при этом не должно изменяться.
Измерение вносимого усиления. Если
сопротивления RA, Rr, Rh п RD, а также
ослабления постоянных аттенюатор ов из¬
вестны, то вносимое усиление
Рис. 18-1-7. Измерение усиления напря¬
жения.
Мощность в нагрузке
Вычитание дает
Кш [дб] =Адб + Вдб + сдб + Dd6 +
+ 10 lg [(U2V2IU2VI)(4RAIRD)].
Это выражение 'совпадает с 'выражением
для усиления преобразователя. Но эго не
означает, однако, что оба эти усиления
для данной 'системы одинаковы. Наличие
в системе опорной нагрузки R'r снижает
усиление шунтирующей цепи примерно «а
б дб по 'сравнению с усилением преобразо¬
вателя.
Измерение усиления напряжения (рис.
18-1-7).
Метод I (основанный на предположе¬
нии, что сопротивление генератора равно
нулю). При это'м измерении сопротивление
R'r включается параллельно выходу согла¬
сующего устройства В. При /?'r<^|ZBx|
напряжение на сопротивлении R'T прибли¬
жается «к напряжению холостого хода по
отношению ко входу измеряемого устрой¬
ства.
Усиление напряжения
Кш [дб] = Адб + Вдб + Сдб + Dö6 +
fWv2
+ 201g 7
Метод II (основанный на предполо¬
жении, что генератор имеет .конечное сопро¬
тивление; напряжение холостого хода ге-
шератора принимается как опорное). Для
этого измерения снова необходимо сопро¬
тивление R'r; «роме того, включается по¬
следовательно сопротивление Zr, эквива¬
лентное сопротивлению данного генератора
(R'r |Zr|). Таким образом, напряжение
на R'r можно считать генератором посто¬
янного напряжения. Практически R'r не
должно превышать 1 % от \ZV\. Усиление
напряжения при этих условиях вычисляет¬
ся так же, как при методе I. Метод II осо¬
бенно полезен, когда входное сопротивле¬
ние исследуемого устройства нельзя рас¬
сматривать как разомкнутую цепь, а так¬
же тогда, когда сопротивление генератора,
или входное сопротивление устройства, или
оба они комплексны.
г) Измерение частотных характери¬
стик; относительное усиление. Основные
схемы измерения абсолютной величины
усиления пригодны во всех случаях для из¬
мерения относительного усиления.
Опорная частота. Если частотная ха¬
рактеристика устройства достаточно равно¬
мерна в середине звукового диапазона, то
опорная частота обычно выбирается рав¬
ной 400 или 1 000 гц.
Порядок измерения. Частота генера¬
тора меняется скачками в нужном диапазо¬
не частот исследуемого устройства. Отно¬
сительный коэффициент усиления измеря¬
ют на каждой частоте при постоянном
уровне входного или выходного сигнала.
В первом случае входной калиброванный
аттенюатор устанавливают на каждой ча¬
стоте на такое ослабление, при котором
выходной прибор дает опорное отклонение.
Усиление вычисляется по формулам, приве¬
денным выше. 'Во втором случае измене¬
ния усиления с частотой компенсируются
изменениями ослабления выходного атте¬
нюатора, необходимыми для сохранения
опорного отклонения прибора V2.
Согласователи. Пример схемы вклю¬
чения фиксированных аттенюаторов в роли
согласователей сопротивлений показан на
рис. 18-1-в. На этой схем'е Л и С означают
Г-образные звенья '(i«c минимальными по¬
терями»), согласующие Ra с Rh и Rn с RD
соответственно. Если Z означает большее,
a z — меньшее из согласуемых сопротивле¬
ний, то ослабление {дб] равно
Последовательное плечо всегда обращено
к большему из согласуемых сопротивле¬
ний. Пер. (Л. 57-1, гл. 10].
Рис. 18-1-8. Включение согласователей сопротивлений.
1 — источник; 2 — регулируемый калиброванный аттенюатор;
3 — испытуемое устройство.
164
18-2. ПАНОРАМНАЯ
ОСЦИЛЛОСКОПИЧЕСКАЯ
ИНДИКАЦИЯ ЧАСТОТНЫХ
ХАРАКТЕРИСТИК УСТРОЙСТВ,
РАБОТАЮЩИХ
НА УЛЬТРАКОРОТКИХ
ВОЛНАХ (С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ
ПРИЕМНИКА, СЛЕДЯЩЕГО
ЗА КАЧАНИЕМ ЧАСТОТЫ
ПЕРЕДАТЧИКА)
Высокой чувствительности устройств
с качанием частоты можно достигнуть раз¬
личными методами. Часто применяются
широкополосные усилители с диодными вы¬
прямителями выхода, но амплитудная ха¬
рактеристика таких устройств нелинейна
и чувствительность их не выше нискольких
милливольт '(что определяется шумами).
Применение модуляции сигнала ((часто¬
той, например, 50 кгц) с -введением соот¬
ветствующего селективного усилителя мо¬
жет повысить 'чувствительность до несколь¬
ких сотен микровольт; однако нелинейность
остается и боковые полосы могут иска¬
жать результат измерения. Можно попы¬
таться построить широкополосный усили¬
тель в. ч. с большим коэффициентом усиле¬
ния, однако это связано с трудностями, а
увеличение к. ш. при широкой полосе при¬
водит к снижению чувствительности. Так,
например, чувствительность усилителя с по¬
лосой 100 Мгц лишь немного превосходит
чувствительность упомянутого устройства
с диодным выпрямителем.
Можно применить узкополосный у. п. ч.
с большим коэффициентом усиления и схе¬
му преобразования частоты, обеспечиваю¬
щую постоянство промежуточной частоты
при качании ‘частоты сигнала. Вспомога¬
тельную частоту, следящую за частотой
свип-генератора, проще всего получить
•в самом свип-генер агоре, применив сопря¬
женные вращающиеся конденсаторы; со¬
пряжение частот в генераторе можно по¬
лучить и электронным путем, «но точность
такого сопряжения обычно оказывается
недостаточной.
Известен метод, в котором измеряемая
•частота смешивается с промежуточной ча¬
стотой, после чего вспомогательная частота
отфильтровывается; но этот метод сложен
и мало пригоден при широкой полосе.
Общим недостатком всех названных
методов является то, что они требуют 'при¬
менения специального генератора качаю¬
щейся частоты и не допускают преобразо¬
вания частоты в испытуемом устройстве.
Описываемый ниже метод свободен от
этих недостатков и позволяет иметь линей¬
ную или логарифмическую шкалу индикато¬
ра при очень широкой полосе качания.
Основной идеей метода является при¬
менение обратной связи для преобразова¬
ния большой девиации частоты на выходе
испытуемого объекта в очень небольшую
вариацию промежуточной частоты; сигнал
промежуточной частоты поступает в узко¬
полосный линейный или логарифмический
усилитель, выпрямляется и подается на ос¬
циллоокоп, развертка которого синхрони¬
зирована с качанием частоты.
В простейшем виде такое устройство
(рис. 1в-|2-'1) состоит из широкополосного
смесителя, на который подается сигнал ге¬
теродина с электронной подстройкой; узко¬
полосного !('«квазиширокополосного») у. п. ч.;
схемы регулировки ’частоты и цепи обрат¬
ной связи от регулирующей схемы (к ге¬
теродину.
Частота гетеродина должна меняться
так же, как и частота свип-генератора, и
при этом должна быть сдвинута на вели¬
чину промежуточной частоты; 'говоря точ¬
нее, девиация частоты гетеродина должна»
быть меньше девиации частоты генератора
на величину остаточной девиации проме¬
жуточной частоты, которая необходима для
действия обратной связи. Уровень напря¬
жения в регулирующей схеме должен быть
достаточно высок для качания частоты
гетеродина в нужных широких пределах.
Требуется опеделейное время для про¬
хождения сигнала через у. п. ч. и схему
регулировки. При слишком большой скоро¬
сти качания в. ч. слежение нарушается
и система становится нестабильной. Как и
в случае всех регулирующих систем, не¬
стабильность возникает тогда, когда сдвиг
фазы между входным и управляющим на¬
пряжениями становится больше 90°. По¬
этому необходимо соблюдать условие
/свип <4it,
а время задержки сигнала в у. п. ч. и
свипированном гетеродине должно быть
минимальным. Время задержки можно зна¬
чительно снизить, применив в у. п. ч. не¬
большое число каскадов с высоким уси¬
лением и минимальное число элементов
связи. Гетеродин с электронной настройкой
должен быь . сделан возможно более без¬
ынерционным.
Обычно сигнал свип-генератора вы¬
ключается на время обратного хода для
создания опорной нулевой линии. В этом
случае слежение гетеродина периодически
прерывается и включается вновь в каждом
периоде свипирования.
Пусть свип-генер атор меняет свою ча¬
стоту от 100 до 200 Мгц пропорционально
времени в течение 10 мсек, затем выклю¬
чается и через 10 мсек снова начинает сви-
пирование частоты от 100 до 200 Мгц. Из¬
мерительный приемник настроен на часто¬
ту 110 Мгц, и время, в течение которого
частота свип-генератора находится в поло-
Рис. 18-2-1. Принцип устрой¬
ства квазиширокополосного
приемника.
1 — вход в. ч.; 2 — широкополос¬
ный смеситель; 3 — у. п. ч; 4 —
выход п. ч.; 5 — схема управле¬
ния; 6 — обратная связь; 7 —
гетеродин.
165
Рис. 18-2-2. Блок-схема устройства для индикации частотных характеристик с использова¬
нием приемника, следящего за качанием частоты генератора.
I — вход; 2 — аттенюатор 0—60 дб\ 3 — фильтр; 4 —смеситель; 5 — гетеродин; 6 — электромагнит;
7 — генератор калибровки; 8—у. п. ч.; 9— усиление; 10 — логарифмическая шкала (при включении);
II — амплитуда; 12 — калибровка; 13 — к индикаторному устройству; 14 — линия уровня; 15 — схема
сопровождения; 16 — схема автоматической регулировки чувствительности; 17 — схема поиска; 18 —
ручная настройка; 19 — управляющая лампа; 120 — частота.
се приемника, весьма мало. Необходимо,
чтобы автоматическая настройка (гетероди¬
на 'включалась в эгот очень короткий 'про¬
межуток времени и действовала со скоро¬
стью свип-генератора. При 'сопровождении
напряжение, «вырабатываемое схемой регу¬
лировки, должно иметь ту же форму, что
и напряжение свипирования генератора.
Однако при выключении свип-генератор а
и при новом включении Автоматической
настройки напряжение регулировки изме¬
няется скачкам. Ступенчатая функция мо¬
жет быть разложена :на частотные компо¬
ненты, что позволяет определить »верхнюю
предельную частоту, появляющуюся ;в схе¬
ме регулировки, которая должна бьгть ис¬
пользована без заметного 'фазового сме¬
щения.
Сравнение широкополосного усилителя,
пропускающего ©сю девиацию в. ч., с опи¬
санным узкополосным устройством при ус¬
ловии, что входные каскады обеих систем
обладают одинаковыми шумовыми свой¬
ствами, приводит к выводу, что выигрыш
в чувствительности равен корню квадрат¬
ному из отношения полос 'пропускания обе¬
их систем.
Изложенный 'принцип применен в из¬
мерительном усилителе '(типовое обозначе¬
ние «Селектомат», ф. Роде-Шварц), рас¬
считанном на диапазон Э0—400 Мгц.
Устройство позволяет автоматически сни¬
мать частотные характеристики в диапазо¬
не свыше 80 дб '(логарифмический масш¬
таб шкалы индикатора) при девиации свип-
генератора до 100 Мгц. Чувствительность
усилителя около '10 мкв.
На рис. Г8-2-’2 приведена блок-схема
устройства. Измеряемый сигнал поступает
через входной аттенюатор и заграждающий
фильтр промежуточной частоты на широко¬
полосный смеситель и преобразуется в нем
в промежуточную частоту 10,5 Мгц с по¬
лосой 250 кгц. Многокаскадный у. п. ч.
(рис. 18-2-3) или имеет постоянное усиле¬
ние для линейной индикации, или после
переключения схемы становится логариф¬
мическим усилителем.
Выходное напряжение у. п. ч. '(порядка
10 в) выпрямляется и подается или на
вмонтированный стрелочный прибор >(при
измерениях по точкам), или на усилитель
осциллоскопа '(при измерениях со свип-
генератором).
Гетеродин устройства (рис. 18-2-4) по¬
чти безынерционно перестраивается в дан¬
ном поддиапазоне (50 раз в секунду)
управляющим напряжением. 'Катушки его
колебательного контура имеют ферритовый
сердечник, расположенный между полюса¬
ми электромагнита. Семь таких катушек
укреплены на небольшом барабане и об-
166
-разуют семь поддиапазонов с большим
перекрытием в общем диапазоне 30—
400 Мгц. Электронное управление частотой
гетеродина осуществляется с помощью трех
автоматически работающих схем: автомати¬
ческое сопровождение частоты свип-генера¬
тора, автоматический поиск и автоматиче¬
ская регулировка чувствительности.
Для автоматического сопровождения
частоты часть напряжения п. ч. отбирается
перед детектором и подается через огра¬
ничитель на контур управления частотой,
спад резоиананой кривой .которого установ¬
лен на среднюю »частоту пропускания
у. п. ч. Возникающее в этом контуре на¬
пряжение п. ч. выпрямляется и после уси¬
ления по постоянному току используется
для электронного управления частотой ге¬
теродина. Юри отсутствии измеряемого сиг¬
нала на входе п-риемник настроен на яаи-
низшую частоту данного поддиапазона.
Автоматическое сопровождение часто¬
ты действует лишь тогда, когда в у. п. ч.
поступает сигнал; автоматический же поиск
начинает работать сразу после включения
устройства. До прием.а сигнала гетеродин
приемника периодически с частотой около
1 гц перестраивается -во .всем поддиапазо¬
не. Как только обнаружен сигнал, автома¬
тический поиск -выключается и начинает
•работать схема автоматического сопровож¬
дения частоты.
В динамическом режиме работы с ло¬
гарифмическим выходом устройство на¬
страивается на первый же сигнал, обнару¬
женный «во время поиска. Это может быть
не основной сигнал, а помеха, или гармо¬
ника, или боковая полоса. Однако почти
•всегда измеряемый сигнал является наи¬
более сильным. Поэтому >во избежание
ошибочной настройки на другие сигналы
предусмотрена автоматическая регулировка
чувствительности, устанавливающая «в на¬
чале поиска чувствительность на минимум
и в течение 10 сек приводящая ее к нор¬
мальному значению. В эти 10 сек »весь диа¬
пазон приема проходится J0 раз и сопро¬
вождение включается при настройке на
сильнейший сигнал.
Величина управляющего напряжения,
определяющая настройку, указывается вто¬
рым стрелочным прибором. Обычно устрой¬
ство «Селектомат» работает совместно
с индикаторной частью устройства «Поли-
скоп» (последнее представляет собой ком¬
плекс, состоящий из свип-генератора с об¬
щим диацазоном 0,5—400 Мгц, широкопо¬
лосного усилителя с распределенным уси¬
лением, двух калиброванных аттенюаторов
и двухлучевого широкоэкранного осцилло¬
скопа). При этом на второй усилитель ин¬
дикатора «Полиокопа» выдается опорное
напряжение для точного измерения ампли¬
туд. Получающаяся на экране линия уров¬
ня может передвигаться по вертикали,
а шкала соответствующей ручки регули¬
ровки и стрелочный прибор проградуирова¬
ны в линейном и логарифмическом мас¬
штабах.
Рис. 18-2-5. Коэффициент отраже¬
ния широкополосной антенны.
167
Рис. 18-2-3. Схема логарифмического у. п. ч. с большим коэффициентом усиления.
Рис. 18-2-4. Схема управления частотой
гетеродина.
Рис. 18-2-6. Частотные характеристики
трехзвеньевого фильтра в линейном (а)
и в логарифмическом (б) масштабах.
{Помимо основного назначения — сня¬
тия частотных характеристик — описанное
устройство ‘может быть использовано, на¬
пример, для измерения И: просмотра -малых
к. о. (мень-ших 1%) антенн, фильтров
и т. п. Примеры показаны на »рис. 18-2-'5 и
»18-2-6. Можно наблюдать боковые полосы
телевизионных передатчиков, а также од¬
новременно к. о. и вносимое ослабление
■четырехполюсников. Устройство пригодно
для снятия характеристик систем передачи
с разнесенными ©ходом и 'выходом. Реф.
[Л. 60-44, 61-48," *61-44].
18-3. ИЗМЕРЕНИЕ ПЕРЕХОДНЫХ
ХАРАКТЕРИСТИК СИСТЕМ,
ПРОПУСКАЮЩИХ НИЖНИЕ ЧАСТОТЫ,
И ПОЛОСОВЫХ СИСТЕМ
а) Введение. Соотношение возбуж¬
дающей функции и результирующей функ¬
ции ib линейной системе характеризуется
математически линейным интегр о-диффе¬
ренциальным уравнением, порядок которого
определяется сложностью системы. Реше¬
ние для результирующей функции при из¬
вестной возбуждающей функции состоит
из двух отдельных компонент. Одна из
•них является частотным решением интегро-
дифференциального уравнения и называет¬
ся вынужденным процессом. >В случае пе¬
риодической или постоянной возбуждаю¬
щей функции вынужденный процесс на¬
зывается установившимся режимом. Вто¬
рая компонента является решением од¬
нородного уравнения ((при возбуждающей
функции, равной нулю) и называется пере¬
ходным процессом. Форма переходного
процесса совершенно не зависит от возбуж¬
дающей функции. Его наименование свя¬
зано с тем, 'что во всех стабильных, физи¬
чески выполнимых системах с потерями,
отличными от нуля, этот переходный про¬
цесс ‘ затухает со временем. Следует под¬
черкнуть, что все сказанное относится толь¬
ко к линейным системам, так как общая
результирующая функция нелинейной си¬
стемы не может быть разложена на вы¬
нужденную и переходную компоненты.
Существуют линейные системы с пара¬
метрами, изменяющимися во времени, и
с постоянными параметрами. И хотя мате¬
матическое разделение v результирующей
функции на вынужденную и переходную
компоненты всегда возможно, отдельное
измерение 'переходной составляющей легко
осуществляется лишь в системах с посто¬
янными параметрами.
Рис. 18-3-1. Ступенчатая
функция.
Если линейная система с постоянными
параметрами возбуждается с т у п е н ч а-
т о й функцией (рис. 'Ш-13-1), компонен¬
та установившегося режима постоянна во
времени и может равняться нулю. Фор-ма
-результирующей функции завиоит, таким
образом, только от переходной компоненты
и легко измеряется с помощью осцилло¬
скопа. Рассматриваемые ниже методы из¬
мерения п-режде ©сего относятся к систе¬
мам с постоянными параметрами.
(При изучении переходных процессов
© качестве возбуждающей функции часто
используется импульсная функция,
называемая также дельта-функцией.
Она может быть мысленно представлена
прямоугольным импульсом бесконечной ам¬
плитуды и нулевой продолжительности,
причем, однако, площадь под импульсом
конечна. Ори подаче единичного импульса
на линейную систему с постоянными пара¬
метрами результирующая функция есть
производная по времени -результирующей
функции при возбуждении ступенчатой
функцией! (рис. 118-3-5).
б) Измерение переходного процесса.
Результирующую функцию обычно наблю¬
дают при подаче на исследуемое устройст¬
во прямоугольной волны или импульсов
с постоянной частотой повторения. Для по¬
лучения удовлетворительного изображения
полупериод прямоугольной волны или ши¬
рина импульса должны быть больше, чем
продолжительность переходного процесса.
Развертка осциллоскопа обьгчно берется
такой, чтобы на экране получился один им¬
пульс или меньше.
Другим способом является возбужде¬
ние импульсной функцией, т. е. практиче¬
ски последовательностью импульсов, шири¬
на которых много меньше, чем наименьшая
постоянная времени системы.
в) Определения параметров результи¬
рующей функции. Передний фронт резуль¬
тирующей функции характеризуют: в р е-
м я нарастания, время задерж¬
ки и выброс |(рис. 18-3-3). Параметр,
характеризующий плоскую верхушку им¬
пульса, есть спад ((имеющий место
•в устройствах* не пропускающих постоян¬
ный ток). Следует отметить, 'что масштаб
Рис. 18-3-2. Результирующие функции.
а — при возбуждении единичной ступенью; б —
при возбуждении единичным импульсом.
168
Рис. 18-3-3. Определения параметров ре¬
зультирующей функции.
а — возбуждающая прямоугольная волна или
имцульс; б — воспроизведение переднего фрон¬
та импульса; в — воспроизведение плоской
верхушки импульса.
времени «а рис. 16-3-3,в значительно боль¬
ше, чем на рис. <18-3-3,г, поэтому детали пе¬
реднего фронта не видны на пер.вом рисун¬
ке, а -спад .не виден на втором; на рисун¬
ках указаны обычно применяемые масшта¬
бы времени.
(При измерении переходных процессов
в настроенных или полосовых устройствах
испытательный сигнал состоит из в. ч. 'сиг¬
нала '/(частота которого равна центральной
частоте устройства), модулированного по
амплитуде импульсами или (прямоугольной
волной. Параметрами являются: время за¬
держки, время нарастания и вы'брос оги¬
бающей выходного нап-ряжеиия (рис.
18-3-4).
Выходное напряжение настроенного
устройства может быть детектировано и
подано на осциллоскоп; тогда просматри¬
вается только опирающая. (Как видно на
рисунках, огибающая выходного напряже¬
ния настроенного устройства весьма сход¬
на с 'переходной характеристикой системы,
пропускающей нижние частоты при воз¬
буждении только последовательностью мо¬
дулирующих импульбов. 'Сказанное отно¬
сится к полосовым системам с малой от¬
носительной полосой пропускания и при¬
близительной арифметической симметрией
относительно средней частоты. Для поло¬
совых систем специального типа, в кото¬
рых каждый элемент цепи является или
последовательным, или параллельным ре¬
зонансным контуром, за исключением рези¬
стивных элементов, имеются аналоги
нижних частот, т. е. соответствующие
системы, 'пропускающие нижние частоты.
Аналоги получаются следующим путем:
1)' резистивные элементы .не меняются;
2) последовательные резонансные контуры
заменяются индуктивностями, величина ко¬
торых вдвое больше индуктивности перво¬
начального последовательного контура;
3) параллельные резонансные контуры за¬
меняются емкостями, величина которых
вдвое больше емкости в первоначальном
параллельном' контуре.
На рис. l'8i3J5 показано применение
этой 'процедуры к однокаскадному усили¬
телю с одной настройкой. Можно найти
аналоговые структуры и для более слож¬
ных схем [Л. 57-1]. Достоинством этого
метода является то, что измерение простой
•полосовой системы может быть проведено
-с н. ч. аналогом, причем устраняются про¬
блемы синхронизации и паразитной частот¬
ной модуляции, связанные с импульсной
модуляцией генераторов в. ч.
В системах с частотной модуляцией
переходный процесс определяется как про¬
цесс при ступенчатом изменении частоты.
Анализ такого процесса, даже для 'про¬
стейших систем, чрезвычайно сложен. Од¬
нако порядок измерения сохраняется, за
исключением того, что сигнал модулирует¬
ся по частоте импульсами, а выходное на¬
пряжение проходит через дискриминатор
Рис. 18-3-4. Переходный
процесс в полосовой си¬
стеме.
Рис. 18-3-5. Переход от полосовой системы
к аналоговой системе, пропускающей ниж¬
ние частоты.
а — схема настроенного усилителя; б — эквива¬
лентная схема; в — аналоговая система; U{t) —
единичная ступень; l/^LC—cöo.
169
Рис. 18-3-6. Схемы измерения пере¬
ходных процессов.
а — в устройствах, пропускающих нижние
частоты; б — в полосовых и 4M устройст¬
вах; / — генератор импульсов или прямо¬
угольной волны; 2 — испытуемое устройст¬
во; 3 — осциллоскоп; 4 — генератор в. ч.;
5 — модулятор; 6 — детектор или дискрими¬
натор.
перед подачей на осциллоскоп. 'Изображе¬
ние «а осциллоскопе подобно изображению
П'р'И амплитудной модуляции и может быть
определено теми же параметрами.
Если для измерения 'переходного про¬
цесса пользуются очень короткими импуль¬
сами, то площадь переходной характери¬
стики (рис. 18-'3-2,б) (считая площади ниже
оси отрицательными) ко времени t пропор¬
циональна амплитуде 'результирующей
функции -ступенчатого возбуждения в мо¬
мент t. О времени нарастания в устройстве
можно судить по его переходной характе¬
ристике при возбуждении единичным им¬
пульсом путем деления чистой площади
переходной характеристики на пиковую
амплитуду. Вычисленное таким способом
время равно, с большим приближением,
времени нарастания, определенного на
р-ис. 18-3-3. В случае устройства, не про¬
пускающего постоянный ток, чистая пло¬
щадь импульсной переходной характери¬
стики равна нулю. В этом случае время
нарастания можно вычислить по площади
только главной петли переходной характе¬
ристики; это дает несколько большее вре¬
мя на-растания.
Трудность измерения площадей осцил-
лоск онических изображений переходных
характеристик является большим недостат¬
ком импульсных измерений. Поэтому воз¬
буждение прямоугольной волной или ши¬
рокими импульсами применяется 'чаше; при
нем требуются только простые измерения
времени и амплитуды.
г) Влияния измерительной аппаратуры.
На рис. 18-3-6 показаны блок-схемы
устройств для исследования переходных
процессов. Поскольку генераторы -импуль¬
сов и усилители осциллоскопа имеют ко¬
нечное время нарастания, естественно воз¬
никает вопрос о влиянии этих приборов на
точность измерения времени! нарастания
исследуемого устройства. Можно показать,
что для /г-каокадных -структур-, в которых
выброс незначителен |(меньше 2%), общее
время нарастания
Гнар^]/ T\ + T\ + ...+ Tl,
где Ти ..Тп — соответственно времена
нарастания структур. Если, «например, 'вре¬
мя нарастания генератора «импульсов и
усилителя осциллоскопа равно каждое 10%
времени нарастания исследуемого устрой¬
ства, то
Т'нар.жабл Т'нар "Ь ^»^^нар =
— Т'нар уг ,02 1,017*нар»
где Гнар — действительное время иараста-
еия устройства, а Гнар.набл—наблюдае¬
мое время нарастания, и внесенная ошибка
составляет только *1%.
Для компенсации добавочного спада,
•вводимого генератором импульсов и осцил¬
лоскопом, следует вычесть спады этих при¬
боров из измеренного спада, если только
спады, вводимые, приборами, малы. Ска¬
занное является только 'эмпирическим пра¬
вилом.
Измеренное время задержки больше
времени задержки исследуемого устройства
на величину задержки, вносимой усилите¬
лем 'осциллоскопа. Можно показать, что
время задержки отдельных приборов скла¬
дывается, поэтому поправку в измерения
внести легко.
В случае большого выброса в исследуе¬
мом устройстве время нарастания в изме¬
рительных приборах уменьшает величину
измеряемого выброса. Поэтому, если ам¬
плитуда подаваемого сигнала достаточна,
-следует сигнал подавать непосредственно
на отклоняющие пластины.
д) Соотношение между установив¬
шимся и переходным процессами. Пере¬
ходная характеристика линейной системы
связана с характеристикой установившего¬
ся режима, снятой при подаче синусои¬
дальной волны, преобразованием Фурье
или его обобщением — преобразованием
Лапласа. Ниже будут изложены лишь
основные понятия этого соотношения.
Временная функция, имеющая нулевое
значение при /<0, может быть представле¬
на непрерывным рядом экспоненциальных
функций посредством обратного преобра¬
зования Лапласа
c+Joo
fW = 2h J F{p)ei‘tdp.
c—joo
где p=<r+/<D и называется комплексной ча¬
стотой.
Функция F,(p), являющаяся коэффи¬
циентом экспоненты в обратном преобразо¬
вании, называется преобразованием вре¬
менной функции, или спектром временной
функции. Она определяется из первона¬
чальной временной функции с помощью
равенства
ОО
F(p)=[f(t)e~p<dt.
о
Если возбуждающая функция линейной си¬
стемы равна fi(t) и результирующая функ¬
ция преобразования которых равны
Fi(p) и F$(p) соответственно, то отношение
этих преобразований
170
б)
Рис. 18-3-7. Аппроксимация переходного
процесса (а) с помощью ступенчатой
кривой (б).
где W\(p) есть функция передачи системы.
При р=/со она становится обычной ком¬
плексной функцией -передачи для устано¬
вившегося режима. 'В частности, если воз¬
буждающая функция является единичной
ступенью fi(t) = U(t), то Fi\(p) =tl/p и
W(p)=pFi(p).
Если возбуждающая функция является
единичным импульсом /г(0=Ф(0» т0
Fr(p) = 1 и W\(p)=Fi(p).
Таким образом, функция передачи системы
является просто 'преобразованием переход¬
ной характеристики при единичном импуль¬
се. Из сказанного 'видно, что если известна
аналитически или переходная характеристи¬
ка, или частотная характеристика, то неиз¬
вестная вторая '(из этих двух) характери¬
стика может быть вычислена но приведен¬
ным уравнениям, если только интегрирова¬
ние осуществимо.
•В результате измерений переходная или
частотная характеристика всегда получает¬
ся в графической или числовой форме и
приведенные уравнения неприменимы. Одна¬
ко известен метод '(Бедфорда и Ф р е-
дендаля) [Л. 42-1] расчета частотной
характеристики по измеренной переходной
характеристике и наоборот. Этот метод тре¬
бует больших цифровых .расчетов, -но рабо¬
та может быть упрощена использованием
специальных таблиц. (Метод заключается
в следующем. Наблюденная переходная
функция при возбуждении единичной сту¬
пенью аппроксимируется ступенчатой кри¬
вой с одинаковыми приращениями време¬
ни т в ступенях (рис. 118-3-7). Тогда пере¬
ходная функция может быть записана при¬
ближенно в виде
N
МО**2 AnU{t-m),
п=0
где U(i—пт)—единичная ступенчатая,функ-
ция с задержкой пт. Для большего при¬
ближения интервалы времени т нужно
брать меньше, -но тогда получится большее
число членов в последнем уравнении. По¬
этому следует выбирать компромиссное ре¬
шение между числом членов и величиной
интервала. При исследовании, например,
телевизионных устройств целесообразно т
брать равным от У2о до 7зо мксек. Измере¬
ние амплитуд ступеней Л0,..., An облег¬
чается, если на изображении имеются мет¬
ки (рис. )18-3-7,а). Приближенное преобра¬
зование переходной функции можно теперь
определить, используя преобразование за-
W
/2=0
Значение №!(/со) может быть вычислено для
любого |0 с помощью таблиц, приведенных
в указанной работе.
Обратный процесс нахождения переход¬
ной характеристики по измеренной частот¬
ной характеристике основан ,на анализе
выходного напряжения при возбуждении
прямоугольной волной с помощью рядов
Фурье. При периоде прямоугольной волны,
большем длительности переходного процес¬
са, переходная характеристика вблизи вер¬
тикального края прямоугольной волны ана¬
логична переходной характеристике при
подаче на систему ступенчатой функции.
Характеристику записывают в виде
N
/г (0 = Ао + ^ Azn-i sin [2n—1) Oif+fn]»
ti=1
где (&i=2nfi — основная круговая частота
приложенной прямоугольной волны. Ампли¬
туды Л о, ..., A2n- 1 и фазовые углы <рп
могут быть тогда вычислены по данным ча¬
стотной характеристики путем анализа,
применяемого -при установившемся процес¬
се. Эти вычисления проделываются с ис¬
пользованием таблиц, также приведенных
в названной работе. Недостатком метода
является громоздкость вычислений. Там, где
не требуется большой точности, можно
пользоваться простыми приближенными
формулами. Так, для н. ч. систем без чрез¬
мерного выброса
171
Рис. 18-3-8. Определение параметров
переходной характеристики по форме
частотной характеристики.
держанной единичной ступени
Эатем из уравнения для №>(р) получается
комплексная функция передачи для устано¬
вившегося режима синусоидальных колеба¬
ний <(р=/|й))л
где Гнар — время нарастания и В — полоса
на уровне 3 дб. Если выброс меньше 5%,
то берется значение ГнарД^^Зб. Для по¬
лосовых систем величина ГнарД лежит
в пределах от ОД до 0,9, а под ГНар подра¬
зумевается -время нарастания огибающей.
Максимальный относительный вьгброс пере¬
ходной характеристики я. ч; устройства
может быть вычислен'по имеющейся ампли¬
тудно-частотной характеристике с помощью
равенства
S = ехр (-и |?|_6).
где 5 — выброс, выраженный в долях окон¬
чательного значения переходной характери¬
стики 'при возбуждении ступенчатой функ¬
цией; fd—частота, при которой усиление
снижается на 6 дб относительно значения
при нулевой частоте и 'ф — наклон каса¬
тельной к частотной характеристике в точ¬
ке, лежащей на 8 дб ниже максимального
значения, выраженный в дб/гц (рис. il8-3-8).
Оценка времени задержки получается
аппроксимированием фазовой характеристи¬
ки прямой линией и вычислением ее на¬
клона (рис. 18-3-8). Указанные правила
применимы к системам, пропускающим,
нижние частоты с малым искажением фа¬
зы, имеющим не более одного «пика <в ча¬
стотной характеристике; наилучшие резуль¬
таты получаются ;при плавной частотной
характеристике. Ошибка этих определений
обычно меньше ±25%. Пер. [JI. '57J1, гл. 12].
18-4. ДРУГИЕ МЕТОДЫ И УСТРОЙСТВА
Вопросы измерения 'параметров усили¬
телей и приемников рассматриваются, на¬
пример, в [Л. 66-1102, 57-'102, 62-il01]. Изме¬
рение параметров телевизионных приемни¬
ков описано, например, в [Л. 60-2, 61-42].
Теория переходных процессов подробно
изложена в [Л. 58-6].
ГЛАВА 19
ИЗМЕРЕНИЕ ИСКАЖЕНИЙ ФОРМЫ ВОЛНЫ
19-1- ОБЗОР МЕТОДОВ ИЗМЕРЕНИЯ
ИСКАЖЕНИЙ (НЕЛИНЕЙНЫХ,
ПЕРЕКРЕСТНЫХ И ФЛАТТЕРА)
а) Измерение общих нелинейных (гар¬
монических) искажений методом подавле¬
ния основной частоты. Измеряемая перио¬
дическая волна подается на усилитель
с малыми искажениями, на выходе которо¬
го имеется ламповый вольтметр. Отмечают
показания лампового вольтметра и вклю¬
чают в усилитель фильтр, подавляющий
основную частоту исследуемой волны и не
изменяющий усиление усилителя. При этом
вольтметр указывает действующее значение
общих искажений.
Обычно дается определение: общие
искажения равны*
где N — число гармоник. Однако разница
между числовыми значениями этих выра¬
жений обычно невелика. Вольтметр пока¬
зывает среднее значение, но и это не дает
большой ошибки. В усилителе могут при¬
меняться заграждающие фильтры по схеме
двойного Т, но более удобен фильтр по
схеме моста (Вина в цепи обратной связи,
так как он перекрывает широкий диапазон
частот. На рис. 19-1-1 приведен пример
упрощенной схемы измерителя искажений.
Иногда для измерения полных нелиней¬
ных искажений применяется схема с фазо¬
вращателем, показанная на рис. ;19-1 -2. Вы¬
ходное напряжение исследуемого устрой¬
ства смешивается с напряжением, частота
которого ;равна основной частоте сигнала.
Амплитуда и фаза этого напряжения регу¬
лируются так, чтобы скомпенсировать
Рис. 19-1-1. Упрощенная схема измерителя искажений.
^7ХОД,у1 2 — шУМ', 3 — усилитель моста; 4 — настройка; 5 — переключение частоты; 6 — шкала часто-
’ усилитель; о —-т калиброванный аттенюатор; 9 — ламповый вольтметр; 10 — диодный вольтметр.
172
где Ai — действующие значения напряже¬
ний составляющих частот. Измеренное же
значение равно
9
Рис. <19-1-2. Измерение полных нелинейных
искажений с помощью фазовращателя.
1 — генератор! 2 — фазовращатель; 3 — усилитель
с регулировкой усиления; 4 — испытуемое устрой¬
ство; 5 — суммирующий усилитель; 6 — вольтметр;
7 — осциллоскоп.
основную частоту сигнала. Действующее
значение гармоник отсчитывается по вольт¬
метру, 'шкала которого может быть програ¬
дуирована непосредственно в процентах
искажений, если амплитуда напряжения,
поступающего с исследуемого устройства,
отрегулирована так, чтобы отклонение
вольтметра было на полную шкалу. Инди¬
катор вольтметра прокалиброван в дей¬
ствующих значениях синусоидальной волны.
б) Анализаторы волны (анализаторы
гармоник). Если необходимо знать отдель¬
ные амплитуды частотных составляющих,
то используется супергетеродинный анали¬
затор волны. Пример упрощенной схемы
такого устройства приведен на рис. *19-1-3.
Входной сигнал смешивается в балансном
детекторе с сигналом несущей частоты,
устанавливаемой с помощью шкалы на пе¬
редней панели прибора. Если эта частота
такова, что при сложении ее с одной из
составляющих входного сигнала получается
60 кгц, то полученный сигнал 'проходит
через узкополосный трехзвенный кварцевый
фильтр ,и амплитуда сигнала измеряется
вольтметром. Шкала частоты генератора
несущей проградуирована в значениях ча¬
стоты Q, и выходное напряжение усилителя
Рис. 19-1-4. Схема узкополосно¬
го усилителя.
/ — усилитель; 2 — положительная
обратная связь; 3 — отрицательная
обратная связь.
пропорционально амплитуде колебаний на
частоте настройки.
В другом устройстве также применяет¬
ся схема фазоинвертора и балансного мо¬
дулятора. Пример схемы узкополосного уси¬
лителя показан >на рис. il9-l-4. Здесь при¬
менена положительная обратная связь и
настройка усилителя для 'получения высо¬
кой селективности. Вместе с тем наличие
отрицательной обратной связи стабилизи¬
рует схему. Обе обратные связи сделаны
переменными для регулировки полосы уси¬
лителя без изменения общего усиления.
в) Анализ волны высокой частоты.
В этом случае используются связной при¬
емник (с выключенной а. р. у.) и генератор
стандартного сигнала. При измерении ма¬
лых напряжений рекомендуется работать
в экранированном помещении. Исследуемый
сигнал подается в приемник, и последний
настраивается по максимальному отклоне¬
нию индикатора для каждой частотной со¬
ставляющей, амплитуду которой нужно
Рис. 19-1-3. Упрощенная схема анализатора волны.
1— входное напряжение (Q), содержащее компоненты от 0 до
16 кгц; 2 — аттенюатор; 3 — сетевая частота для калибровки; 4 —
фиксированный аттенюатор; 5 — генератор несущей; частота его
(Р) равна 50 кгц минус частота исследуемой компоненты Q; 6 —
боковые частоты Я+Q и Я—Q; несущая подавлена; 7 — фильтр,
пропускающий частоту 50 кгц; 8 — 3-каскадный усилитель; 9 — ин¬
дикатор усиления; 10 — индикатор верхних боковых частот.
173
Рис. 19-1-5. Схема измерения перекрестных
искажений по методу SMPTE.
а — генератор сигнала; б — анализатор искажений;
/ — генератор н. ч. (40—60—100 гц); 2 — генератор
в. ч. (2—7—12 кгц); 3— измеритель уровня; 4—
аттенюатор 0—70 дб; 5 — выход 600 ом; 6 — вход
600 ом; 7 — аттенюатор; 8 — фильтр верхних ча¬
стот (1,5 кгц); 9 — усилитель несущей; 10 — демо¬
дулятор; И — индикатор несущей; 12 — фильтр
нижних частот (500 гц); 13 — ламповый вольтметр.
определить. Если такого прибора в прием¬
нике нет, то наблюдается отклонение вольт¬
метра постоянного тока, присоединенного
к выходу детектора. З'атем к приемнику
подключается генератор стандартного сиг¬
нала и его частота подстраивается по ма¬
ксимальному отсчету для каждой состав¬
ляющей входной волны. Выходное напря¬
жение генератора устанавливается на по¬
лучение прежнего отклонения. При этом
частота и напряжение неизвестной частот¬
ной составляющей отсчитываются по шка¬
лам генератора стандартного сигнала.
г) Измерение перекрестной модуляции
по методу SMPTE (общество кино- и теле¬
визионных инженеров). Схема устройства
показана на рис. 19-1 -5. Каждый переклю¬
чатель диапазонов генераторов имеет поло¬
жение «калибровка». В этом положении
частота генератора н. ч. равна 2 150 гц,
а в канал н. ч. включен аттенюатор 20 дб\
частота генератора в. ч. при этом равна
2 000 гц, а затухание в канал в. ч. не вклю¬
чено.
Огибающая суммы этих двух сигна¬
лов представляет, с большим приближе¬
нием, несущую частоту 2 000 гц, модулиро¬
ванную по амплитуде частотой 150 гц с глу¬
биной модуляции 10%. Таким образом, по¬
лучается удобный сигнал для калибровки
анализатора.
Выходное напряжение генератора пода¬
ется на исследуемое устройство. Поскольку
зависимость выходного напряжения от
входного в исследуемом устройстве обычно
нелинейна, выходное напряжение содержит,
в добавление к выбранным низкой и высо¬
кой частотам, гармоники этих частот и про¬
дукты перекрестной модуляции /(частоты
nfi + mf2, где п и т — целые числа, a fi
и /2 — выбранные низкая и высокая ча¬
стоты).
Для измерения продуктов перекрестной
модуляции необходимо прежде всего устра¬
нить первоначальную низкочастотную со¬
ставляющую. Это осуществляется с по¬
мощью фильтра, пропускающего частоты
выше 1 500 гц (рис. 19-'1-5). Выходное на¬
пряжение фильтра теперь состоит из «не¬
сущей» и ее «боковых полос». Эта несущая
усиливается до определенного уровня и
демодулируется. Выходное напряжение
демодулятора проходит через фильтр, про¬
пускающий частоты ниже 500 гц. Огибаю¬
щая модуляции измеряется вольтметром,
реагирующим на средние значения и про¬
градуированным непосредственно в процен¬
тах перекрестной модуляции.
Применение прибора, реагирующего не
на действующие, а на средние значения, не
вносит значительной погрешности. Исполь¬
зование же пикового вольтметра является
неправильным.
При измерении перекрестных искаже¬
ний с помощью анализатора волны опреде¬
ляются следующие амплитуды: А — ампли¬
туда несущей, Ai и А__\ — амплитуды двух
ближайших боковых частот по обе стороны
от несущей; Az и А_2 — амплитуды следую¬
щих ближайших боковых полос и Ап и
А_п — амплитуды п боковых полос, имею¬
щие сколько-нибудь заметную величину.
При этом получается «среднеквадратичное
значение суммы перекрестных искажений»,
равное
VUi+A_0* + (А + Л.2)2 + .. . + ’ • ’
А
Мп + Л-тг)2 .
Это числовое значение достаточно близко
к отсчету, получаемому по прибору SMPTE.
Обычно значения перекрестной модуляции
систем звукозаписи и AM передатчиков ле¬
жат в пределах от 2 до 12%.
Для осциллоскопической индикации
перекрестных искажений сигналы низкой и
высокой частот подаются в исследуемое
устройство; выходное напряжение проходит
через фильтр верхних частот для снятия
низкочастотного тона; выходные зажимы
фильтра присоединены к осциллоскопу, раз¬
вертка которого регулируется так, чтобы на
экране был виден один период низкой ча¬
стоты. Огибающая несущей имеет неравно¬
мерности, зависящие от характера искаже¬
ний (рис. 19-1-6).
Рис. 19-1-6. Осциллоскопические изобра¬
жения при перекрестных помехах.
а — однотактный каскад; б — однотактный кас¬
кад с повышенным смещением; в — двухтакт¬
ный каскад (удовлетворительный режим);
г — изгиф в характеристике передачи (пере¬
груженный двухтактный каскад, повышенное
смещение); / — яркие линии.
174
Таблица 19-1-i
Компоненты искажений, вносимые членами ряда Тейлора, которыми
представлено соотношение входного и выходного напряжений системы
Член ряда Тейлора
Первого порядка
(линейный)
Второго порядка
(квадратичный)
Третьего порядка
(кубичный)
Четвертого поряд¬
ка
Пятого порядка
* Частоты основных тонов.
# Частоты гармоник основных тонов.
д) Измерение перекрестной модуляции
по методу CCIR (Международный консуль¬
тативный комитет по радио). Измерение
ведется с помощью двух сигналов близких
частот одинаковой амплитуды. Разностные
частоты, наиболее существенные из кото¬
рых лежат в полосе пропускания исследуе¬
мого устройства, измеряются с помощью
анализатора волны. Искажения определя¬
ются по формулам: af(X+Y) для квадра¬
тичных искажений, (b\ + b2)/)(X+Y) для ку¬
бичных искажений, где X и Y — амплиту¬
ды частот fi и f2 соответственно; частота f 1
ниже частоты f2; а — выходная амплитуда
квадратичной разностной ча¬
стоты /2—/1; bi и Ь2 — выход¬
ные амплитуды кубичных раз¬
ностных частот 2/i—/2 и 2/2—/1
соответственно. 'В некоторых
случаях измеряют еще суммар¬
ные и разностные частоты выс¬
ших порядков. Для цепей, в
которых соотношение между
выходным и входным напряже¬
ниями может быть представ¬
лено степенным рядом, часто¬
ты перекрестных искажений
приведены в табл. 19-1-1.
При квадратичном иска¬
жении удобно гетеродиниро-
вать выходные напряжения
трех генераторов так, чтобы их резуль¬
тирующее выходное напряжение (после
соответствующей фильтрации) состояло из
двух переменных частот, разность которых
поддерживается постоянной.
(На рис. 19-il-7 показана схема такого-
генератора «с двойными 'биениями».
Нельзя отрицать важность квадратич¬
ных искажений, однако многие акустиче¬
ские устройства, такие, как, например, им¬
пульсные усилители, дисковая запись и маг¬
нитофонная запись с ультразвуковым смеще¬
нием, вносят преимущественно кубичные
искажения. В этих случаях рассмотрение
Рис. 19-1-7. Схема генератора с двойными биениями.
/ — генераторы в. ч.; 2 — преобразователи; 3 —фильтры; 4 —
смеситель; 5 — усилитель с малыми искажениями; 6 — измери¬
тель выхода; 7 — выход. Частоты: fa — переменная; fb — фикси¬
рованная; /с — подстраиваемая; /2—
175.
Частота компоненты искажения
Рис. 19-1-8. Схема измерения флаттера
(дрожания частоты) по методу SMPTE.
1 — вход 3 кгц; 2 — предварительный усили¬
тель; 3 — модулятор; 4 — генератор 2,8—3,2 кгц;
5 — ограничитель; 6 — дискриминатор 1 кгц
(850—1 150 гц); 7 — индикатор уровня; 8 — уси¬
литель; 9 — полосовые фильтры (2—S0; 2—
200 гц); 10 — индикатор дрожания (в процен¬
тах).
только члена /2—f\ может дать неправиль¬
ные результаты.
е) Сравнение методов гармоник, SMPTE
и CCIR. При построении кривых зависи¬
мости искажений от выходной мощности
для трех методов измерения следует про¬
водить сравнение со случаем одинаковых
пиковых амплитуд 'возбуждающего сеточ¬
ного напряжения. Так, если при методе
SMPTE взято отношение амплитуд низкой
и высокой частот, равное 4:!1, то измерен¬
ная мощность на выходе должна быть
умножена на *215/17 для получения мощно¬
сти, которая была бы при одной синусо¬
идальной волне с той же амплитудой; по¬
лучившееся число называется эквива¬
лентной мощностью синусо¬
идальной волны. При отношении
амплитуд 1 :1 !(что имеет место в методах
SMPTE и GGIR) выходная мощность умно¬
жается на 2.
Методы гармоник и SMPTE удобны
при измерениях искажений на низких ча¬
стотах. Метод CCIR тоже может быть при¬
менен'на этих частотах (с разностью ча¬
стот, например, 500 гц при измерении иска¬
жений на частоте 400 гц), но он менее
удобен при измерении кубичных и более вы¬
соких компонент искажения.
ж) Измерение флаттера (дрожания ча¬
стоты). Искажения за счет модуляции ча¬
стоты или флаттера являются обычно
Рис. 19-1-9. Измеритель дрожания с мостом
переменного тока.
/ — вход; 2 — фильтр; 3 — переключатель диапазо¬
нов; 4 — мост; 5 — калибровка; 6 — измерение.
Рис. 19-1-10. Измерение
дрожания методом сдви¬
га фазы.
следствием флуктуации скорости механиз¬
мов записи или воспроизведения звука.
Громкоговоритель, воспроизводящий две
разные частоты, тоже может создать такие
искажения за счет эффекта Доппле-
р а.
Для испытания аппаратуры воспроизве¬
дения звука можно применить пленку с за¬
писью частоты 3 000 гц. Выходное напря¬
жение подается на детектор, работающий
на спаде резонансной кривой, или лучше на
дискриминатор. Для испытания патефонов
используется запись на пластинку частоты
1 000 гц. Напряжение после дискриминато¬
ра измеряется вольтметром, проградуиро¬
ванным в действующих или средних зна¬
чениях.
На рис. 19-1-8 приведена схема для
измерения флаттера, соответствующая ре¬
комендациям SMPTE.
Схема измерителя дрожания с мостом
переменного тока (рис. 19-1-9). Мост урав¬
новешивается на средней частоте входного
сигнала и при отсутствии медленных кача¬
ний частоты отсчет по прибору равен нулю.
При отклонении частоты в ту или другую
сторону стрелка прибора отклоняется. Сред-
нееЗ отклонение, определяемое наблюдате¬
лем, принимается за среднеквадратичное
значение дрожания. Точность измерения та¬
ким методом может оказаться невысокой.
Сигнал частоты 1000 гц от исследуе¬
мого воспроизводящего устройства подает¬
ся вместе с напряжением генератора фикси¬
рованной частоты 860 гц на смеситель, а на¬
пряжение смесителя запускает моностабиль-
ный мультивибратор. Анодный ток одной
секции мультивибратора пропорционален
разности частот между тоном воспроизво¬
дящего устройства и сигналом генератора
850 гц и, следовательно, пропорционален
скорости.
Измерение дрожания методом опреде¬
ления сдвига фазы дает только приблизи¬
тельные значения пиков дрожания, но этим
методом Обнаруживаются меньшие величи¬
ны дрожания, чем другими способами. Тре¬
буемая измерительная аппаратура состоит
из стабильного генератора н. ч. и осцилло¬
скопа. При записанной частоте, например,
100 гц изменение скорости на ±0,26% со¬
ответствует девиации частоты ±1,4 гц или
сдвигу фазы на ±90°. Хотя нет необходи¬
мости принимать сдвиг 90° за опорный, но
176
при нем фигура Лиссажу принимает форму
круга, что облегчает наблюдение. Записан¬
ный и воспроизведенный сигнал подается
на одну пару пластин осциллоскопа, а ко¬
лебания генератора — на другую, причем
подаваемые напряжения должны быть од¬
ной величины. Для получения осциллограм¬
мы с 90-градусным сдвигом слегка коррек¬
тируют частоту генератора. Если осцилло¬
грамма получается размытой, как на
рис. 19-1-10, то это указывает на наличие
высокочастотных составляющих в дрожа¬
нии; их процентная величина (|от пика до
пика) равна (.DiD2), умноженному на чув¬
ствительность, соответствующую полному
отклонению. Пер. [Л. 67-1, гл. 13].
19-2. АНАЛИЗ ВОЛНЫ
19-2-1. Транзисторный анализатор вол¬
ны с синхронизированным генератором сиг¬
нала. Блок-схема анализатора волны на
транзисторах, предназначенного для рабо¬
ты на частотах от 20 гц до '500 кгц, пока¬
зана на рис. (19-2-1.
При установке переключателя в поло¬
жение / включается схема автоматической
подстройки частоты.
При нахождении переключателя в поло¬
жении / или II действует схема восстанов¬
ления частоты, в модуляторе которой сме¬
шиваются частота гетеродина /гет и выход¬
ной сигнал у. п. ч. частоты /п.ч. После
фильтра низких частот восстановленная ча¬
стота сигнала (/Гет—/п.ч) =/с усиливается
и образует внешний сигнал, существующий
только тогда, когда анализатор настроен
•на данную частотную составляющую вход¬
ного сигнала. Этот внешний сигнал посту¬
пает на частотоизмерительное устройство
для точного определения исследуемого
спектра.
При установке переключателя в поло¬
жение III вместо сигнала у. п. ч. на> моду¬
лятор восстановителя частоты поступают
колебания кварцевого генератора, частота
которого .равна /п.ч. После смешения с ко¬
лебаниями гетеродина и прохождения через
фильтр нижних частот разностная частота
(/гет—/п.ч) =/с усиливается и образует вы¬
ходной сигнал, имеющийся и в отсутствие
входного испытуемого сигнала. Частота
этого выходного сигнала определяется по¬
ложением шкалы настройки гетеродина;
сигнал может быть использован для работы
совместно с анализатором волны. -При этом
комбинированное устройство можно рас¬
сматривать как установку для измерения
характеристик передачи с настройкой гене¬
ратора и анализатора волны на одинаковые
частоты одной ручкой.
Выпрямленное напряжение промежу¬
точной частоты используется для индика¬
ции и записи характеристик.
Схема калибровки выдает сигнал фи¬
ксированной амплитуды и частоты. Мощ¬
ность питания устройства не превышает
3 ет. Реф. [Л. 69-20].
19-2-2. Анализ волны методом сравне¬
ния с синтезированной сложной волной.
По этому методу видимое на экране осцил-
Рис. 19-2-1. Блок-схема транзисторного ана¬
лизатора волны с синхронизированным ге¬
нератором сигнала.
1 — вход; 2 — предварительный усилитель; 3 — ба¬
лансный модулятор; 4 — усилитель промежуточ¬
ной частоты; 5 — усилитель индикатора; 6 — ин¬
дикатор; 7 — гетеродин; 8 — автоматическая под¬
стройка частоты; 9 — восстановитель частоты;
10 — сигнал восстановителя частоты и генератора
сигнала; // — калибратор; 12 — блок питания.
лоскопа изображение сложной волны срав¬
нивается с заранее приготовленными изо¬
бражениями синтезированных волн с раз¬
личным содержанием (и различным фазо¬
вым сдвигом) гармоник и выбором наибо¬
лее близкого синтезированного изображе¬
ния устанавливается содержание )(и фаза)
гармоник в анализируемой волне.
На рис. 19-2-2 показана одна из при¬
веденных в [Л. .59-11] 78 таблиц, каждая из
которых содержит 20 фотографий осцилло¬
грамм. Осциллограммы получены путем ге¬
нерирования основной частоты и гармоник
с необходимыми фазовыми и амплитудны¬
ми соотношениями, смешения их и подачи
полученного сигнала на осциллоскоп. В таб¬
лицах приведены осциллограммы следую¬
щих групп сложных волн: основная часто¬
та и одна из гармоник (до восьмой); основ¬
ная и две гармоники >(до пятой); две гар¬
моники без основной ,(до шестой). Блок-
схема восьмиканального генератора слож¬
ных волн приведена на рис, 19-2-3. Реф.
[Л. 69-1].
19-2-3. Фотоэлектрический анализатор
гармоник. В устройстве график функции
наносится *на барабан и освещается через
оптическую щель при вращении барабана.
[Л. 62-127].
19-2-4. Анализ волны с определением
фазы компонент. Исследуемая волна по¬
ступает на один 'вход мультипликатора (на¬
пример, ваттметра). На другой вход муль¬
типликатора подаются поочередно опорные
синусоидальные и косинусоидальные напря¬
жения гармонических частот от местного
генератора. Схема основана на элементах
аналоговых вычислительных машин. Реф.
[Л. 61-39].
19-2-5. Анализ волны с помощью ко¬
ротких импульсов. Анализируемый источник
периодического напряжения н. ч. 5 вклю¬
чается последовательно с магнитоэлектри¬
ческим миллиамперметром в диагональ мос¬
та, плечи которого составлены четырьмя
выпрямителями. В другую диагональ по-
12 Измерения в электронике, т. II
177
Рис. 19-2-2. Осциллограммы синтезированных сложных волн, применяемые для
анализа волн методом сравнения.
Рис. 19-2-3. Блок-схема генератора синтезированных сложных
волн.
1 — эталон частоты 1 ООО гц; 2 — мультивибратор 500 гц; 3 — настроенный
усилитель; 4 — регулировка амплитуды; 5 — усилитель; 6 — фазовращатель;
7 — дифференциатор и ограничитель; 8 — синхронизация осциллоскопа; 9—
канал 1; 10 — канал 2\ 11 — к каналам 3—8; 12 — мультивибратор 1 ООО гц;
13 — смеситель; 14 —к осциллоскопу.
178
(например, 400—20 ООО гц) поступают на
пластины элемента Холла, то выходной
сигнал при любом значении переменной ча¬
стоты содержит две частоты, разность
между которыми равна 2/ь Следовательно,
такой элемент Холла может быть исполь¬
зован как балансный модулятор. Испытуе¬
мое устройство присоединяется к выходу
модулятора; за ним идет фильтр нижних
частот (/:кр=|150 гц), селективный усили¬
тель, настроенный на 150 гц, и индикатор.
Сравнение показания индикатора с отсче¬
том, полученным без фильтра и с широко¬
полосным усилителем, позволяет опреде¬
лить величину перекрестных искажений.
ступают очень короткие импульсы тока той
же частоты, что у исследуемого 'источника;
эти -импульсы делают -мост проводящим для
тока 5. Мгновенное значение напряжения
определяется по показанию миллиампер¬
метра. (Последовательный просмотр периода
осуществляется сдвигом фазы импульсов.
Реф. [Л. 60-38].
19-3. ИЗМЕРЕНИЕ ПЕРЕКРЕСТНОЙ
МОДУЛЯЦИИ
19-3-1. Измерение перекрестной моду¬
ляции с панорамной осциллоскопической
индикацией. Устройство показывает на
Рис. 19-3-1. Схема измерения перекрестной модуляции с панорам¬
ной индикацией.
/ — анализатор спектра с качанием частоты гетеродина; 2 — ведомый свип-
генератор; 3 — схема сложения; 4 — испытуемое устройство; 5 — полосовой
фильтр частоты А/; 6 — кварцевый генератор частоты F\ 7 — балансный
смеситель; 8 — усилитель н. ч.; 9 — кварцевый генератор частоты F+Af.
экране э. л. т. зависимость амплитуды тона
разностной частоты от низшей из двух ча¬
стот возбуждения.
В устройстве вырабатываются два сви-
пированных тона одинаковой амплитуды
с выбранной разностной частотой; эти ко¬
лебания подаются на исследуемую систему.
Индикатором служит модифицированный
анализатор спектра звуковых частот, на¬
строенный все время (при свипировании)
на разностную частоту.
При небольшом избиении схемы с по¬
мощью этого устройства можно записывать
компоненту искажений третьего порядка
('2/i—/2) в зависимости от частоты возбуж¬
дения. Схема устройства показана на
рис. 19-3-11. Реф. [Л. 60-40].
19-3-2. Измерение перекрестных иска¬
жений с использованием эффекта Холла.
Если синусоидальные колебания фиксиро¬
ванной низкой частоты fi (например, 75 гц)
подаются на катушку возбуждения элемен¬
та Холла, а колебания переменной частоты
Полное отклонение индикатора может со¬
ответствовать искажениям в ,1% или 5%.
Вся схема выполнена на трех транзисто¬
рах. Реф. [Л. 01-34].
19-4. ИЗМЕРЕНИЕ ФЛАТТЕРА
19-4-1. Измерение флаттера звукозапи¬
сывающих устройств (с осциллоскопической
индикацией). Синусоидальная волна ста¬
бильного генератора записывается и затем
воспроизводится. При воспроизведении вы¬
ходное напряжение запускает развертку
осциллоскопа в момент определенной фазы
волны. Флаттер определяется по относи¬
тельному смещению изображения в момен¬
ты окончания последовательных разверток.
Реф. [Л. 58-4].
19-4-2. Прецизионное измерение флат¬
тера. Запись сигнала частоты 40 кгц вос¬
производится и поступает на дискримина¬
тор. Результат просматривается на кали¬
брованном экране э. л. т. Реф. [Л. 60-41].
12*
179
ГЛАВА 20
ИЗМЕРЕНИЕ СТАБИЛЬНОСТИ
ЭЛЕКТРОННЫХ СИСТЕМ
20-1. ОСНОВНЫЕ СВЕДЕНИЯ; МЕТОДЫ
ДИАГРАММЫ НАЙКВИСТА
И КОРНЕВОГО ГОДОГРАФА
Стабильностью называют два
/принципиально различных явления:
1) постоянство каких-либо параметров
системы;
2) свойство системы после возмущения
развивать силы, стремящиеся возвратить
систему в исходное состояние 'равновесия.
(Примером первого понимания стабиль¬
ности может служить стабильность коэффи¬
циента усиления усилителя или стабиль¬
ность частоты генератора.
Ниже рассматривается стабильность во
втором понимании; рассматриваются мето¬
ды измерения стабильности электронных
систем с обратной связью. iB большинстве
случаев это сводится к измерению усиления
и фазы или же переходных процессов;
однако имеется ряд специальных методов
измерения, применяемых в тех случаях,
когда именно, стабильность системы пред¬
ставляет наибольший интерес.
а) Стабильность линейных систем. Ха¬
рактеристика стабильности зависит оттого,
является ли система линейной (параметры
не зависят ни от величины сигнала, ни от
времени) или нелинейной. Методы измере¬
ния переходных процессов или усиления и
фазы применимы только к линейным си¬
стемам.
Блок-схема простой системы с обрат¬
ной связью показана на рис. 120-1-1. Блоки
А и ß представляют собой цепи, которые
•могут содержать активные элементы. В об¬
щем случае на .выходе имеются составляю¬
щие того же вида, как и на входе. Кроме
того, выход содержит переходные состав¬
ляющие, вид которых зависит только от
системы. Переходные составляющие могут
быть следующих форм:
1) затухающие экспоненты Ae~ni, где а
положительно; в более общем случае
Atne~a,t, где п — положительное целое чис¬
ло;
2) затухающие синусоиды Ae~at X
X sin (jtf + 0), где а и ß положительны; в бо¬
лее общем случае Atne~(lt sin (ß/ + 0); где
тг — положительное целое число;
^ 3) синусоидальные составляющие
А sin(o>i£ -f 0), где <ог положительно;
Рис. 20-1-1. Система с одним контуром
обратной связи.
4) члены, аналогичные указанным в
пп. 1) и 2), но с нарастающей экспонен¬
той, например Ае^ sin (jtf + 0);
5) члены постоянного тока А;
6) степени t, Atn\
7) степени t, умноженные на синусоиду
Atn sin (со^ + 0), где п — положительное
целое чис^о.
Члены, указанные в пп. 1) и 2), характе¬
ризуют стабильные системы, так как
они исчезают со временем. Если на выходе
имеются один или более членов, указанных
в пп. 4), 16) или 7), выход нарастает не¬
прерывно и система нестабильна.
Наличие членов, указанных в пп. 3) и 5),
показывает, что система находится на гра¬
нице между стабильностью и нестабиль¬
ностью I(такие системы обычно относят
к стабильным).
Итак, система стабильна, если переход¬
ный процесс не нарастает непрерывно.
На рис. 20-11-2 показан выход различ¬
ных стабильных систем под воздействием
ступенчатой функции. Относительная
стабильность системы С значительно
больше (лучше), чем системы А.
б) Методы определения стабильности.
Обычно стабильность определяют как функ¬
ции параметров системы с разомкнутым
контуром, т. е. А и ß на рис. 20-1-1. Ста¬
бильность системы с замкнутым контуром
определяется из характеристик системы
с разомкнутым контуром методом диа¬
граммы Найквиста или методом
корневого годографа.
А и ß могут быть даны в одной из трех
форм:
1) амплитудно-частотная и фазо-ча-
стотная характеристики;
2) функции передачи Л и Iß в зависи¬
мости от /со или от комплексной частоты р;
3) переходные характеристики А и ß.
В первом случае для анализа стабиль¬
ности обычно применяется диаграмма Най¬
квиста. Во втором случае применяют годо¬
граф. Если хотят применить годограф, а ха¬
рактеристики даны в форме, указанной
в п. 1), то необходимо преобразовать фор¬
му п. 1) в форму п. 2). IB случае формы
Рис. 20-1-2. Выход стабильных си¬
стем при воздействии ступенчатой
функции.
180
Рис. 20-1-3. Система с разомкнутым
контуром.
п. 3) данные должны быть предварительно
преобразованы в (форму по п. II) или 2).
Метод I—метод диаграммы Найквиста.
Эта диаграмма представляет собой поляр¬
ный график функции .передачи разомкну¬
того контура, причем параметром является
частота. Контур размыкают в любой точке,
например а — b на рис. 20-1-3. При иВх=0
сигнал вводят в Ъ и измеряют выход в а.
Фушсция передачи есть отношение преоб¬
разований Лапласа сигналов в точках а
и b
Рис. 20-1-4. Характеристика
трехкаскадного усилителя на
сопротивлениях (при ß=l).
Усиление разомкнутого .контура
| Сг (/со) I есть модуль указанного отношения,
когда иъ — синусоидальный сигнал- часто¬
ты со. Сдвиг фазы разомкнутого контура
равен ZUa—ZUb при синусоидальном иъ.
На диаграмме Найквиста наносится мни¬
мая часть функции 'передачи в зависимости
от вещественной части при изменении ча¬
стоты. Для примера на рис. 20-1-4 показа¬
ны характеристики трехкаокадного усили¬
теля на сопротивлениях, а на рис. 20-1-5 —
соответствующая диаграмма Найквиста.
Для определения стабильности строят
«полную» диаграмму Найквиста, нанеся на
диаграмму дополнительно геометрические
места для отрицательных значений о
(рис. 20-1-6), исходя из равенства
<2 (—/w) =5j(/co),
где U означает сопряженную величину.
Стабильность системы .при замыкании кон¬
тура определяется по следующим прави¬
лам: если функции передачи разомкнутого
контура стабильны (что всегда имеет место,
если внутри блоков рис. 20-1-3 нет конгу-
Рис. 20-1-5. Полярная диаграмма
(7 (/со) для положительных частот.
ров), то система с замкнутым контуром
стабильна, если диаграмма Найквиста не
охватывает точку +/ в направлении по
часовой стрелке при изменении частоты
от —оо до +оо. Так, первые две диаграм¬
мы рис. 20-1-7 представляют системы с ра¬
зомкнутым контуром, образующие ста¬
бильные системы с замкнутым контуром.
Последние две диаграммы соответствуют
нестабильным замкнутым контурам. Охват
(рис. 20-1 -7,г) легко обнаруживается сле¬
дующим способом: два карандаша связы¬
вают ниткой и карандаш А держат в точ¬
ке + /, а карандаш В ведут по диаграмме.
После полного обхода диаграммы нитка
охватит карандаш А дважды, следователь¬
но, имеются два полных охвата.
Если диаграмма Найкв/иста проходит
через точку +/ на частоте (Di (рис. 20-1-8),
то система является колебательной и при
возбуждении ступенчатой функцией или
другим апериодическим сигналом в системе
устанавливаются колебания с постоянной
амплитудой и частотой о)ь Если имеется
один или несколько охватов, то выход на¬
растает.
Чем ближе диаграмма Найквиста под¬
ходит к точке +Y, тем хуже относительная
стабильность системы. Обычно эта близость
определяется «границей усиления» и «гра-
нйцей фазы» (рис. 20-1-9). Граница усиле¬
ния равна —20 Tg Go, где G0 — усиление
при сдвиге фазы 0°, а граница фазы — угол
<j(/cö) при усилении 0 дб (или единица).
Поэтому обычно считают, что граница фа¬
зы 35° и граница усиления 9 дб опреде¬
ляют допустимую близость кривой к точ¬
ке + 1.
Рис. 20-1-6. Полная диаграмма
Найквиста.
181
Указанные определения границ усиле¬
ний и фазы неприменимы в случае системы
условно стабильной (рис. 21-1-7,6).
Система называется условно стабильной по¬
тому, что снижение усиления в плоской ча¬
сти амплитудно-частотной характеристики
системы с разомкнутым контуром (что со¬
ответствует стягиванию диаграммы к цен¬
тру) приводит к охвату точки +1
(рис. 20-1-7,г). Если не приняты специаль¬
ные меры предосторожности, то такое сни¬
жение усиления может произойти в пе¬
риод разогрева ламп или при поступлении
больших сигналов, насыщающих какой-либо
элемент схемы.
В системах авторегулирования диа¬
грамма Найквиста имеет несколько иной
вид, так как если система с разомкнутым
контуром обладает свойством интегриро¬
вания (множитель 1 /р в функции переда¬
чи), то усиление разомкнутого контура ста¬
новится бесконечным при со, стремящемся
к нулю. Если имеет место одно интегриро¬
вание, то диаграмма принимает вид, пока¬
занный на рис. 20-1-10; при малых значе¬
ниях со диаграмма замкнута пунктирным
полукругом.
Схема измерения амплитудной и фазо¬
вой характеристик усилителя, необходимых
для прокладки диаграммы Найквиста, по¬
казана на рис. 20-1-11. В цепь обратной
связи введены калиброванные регулятор
усиления и фазовращатель. Порядок изме¬
рения:
1) при произвольном положении фазо¬
вращателя усиление увеличивается до по¬
рога нестабильности;
2) частота колебаний измеряется с по¬
мощью, например, вспомогательного гене¬
ратора и двухлучевого осциллоскопа;
3) на этой частоте (а>а) усиление кон¬
тура равно единице и сдвиг фазы равен
0°. Следовательно, усиление и сдвиг фазы
Рис. 20-1-9. Определение «грани¬
цы усиления» и «границы фазы»
по диаграмме Найквиста.
испытуемого усилителя на частоте <оа мо¬
гут быть найдены по калиброванным шка¬
лам (или графикам) А и ср;
4) частота изменяется регулировкой
фазовращателя, и три изложенных шага
повторяются.
Диаграмма Найквиста для многокон¬
турных систем. При многоконтурных си¬
стемах, пример которых показан на
рис. 20-1-12, применяется следующий по¬
рядок измерений:
1) достаточное количество переменных
приравнивается нулю, чтобы разомкнуть
все контуры обратной связи;
2) одна из исключенных переменных
восстанавливается и для получившейся си-
Рис. 20-1-10. Диаграмма Найквиста
для случая, когда система с ра¬
зомкнутым контуром обладает
свойством интегрирования.
182
Рис. 20-1-8. Диаграмма
Найквиста для систем
на пороге нестабиль¬
ности.
Рис. 20-1-7. Четыре диаграммы Найквиста.
Рис. 20-1-12. Пример многоконтурной си¬
стемы.
Рис. 20-1-11. Схема измерения ампли¬
тудной и фазовой характеристик.
1 — сумматор; 2 — усилитель; 3 — э. л. о.; 4 —
генератор; 5 — регулировка фазы;- € — регули¬
ровка усиления.
стемы с одним контуром строится диаграм¬
ма Найквиста, как изложено выше;
3) восстанавливается еще одна из ис¬
ключенных переменных и снова строится
диаграмма Найквиста;
4) процесс продолжается до восста¬
новления исходной системы;
5) рассматриваются все получившиеся
диаграммы Найквиста; охваты точки +/
в направлении против часовой стрелки счи¬
таются отрицательными; полное число охва¬
тов должно быть равно нулю. Подробнее
см. [Л. 57-1].
Метод 11 — метод корневого годографа.
Этот метод применяется, когда блоки, вхо¬
дящие в систему, описаны с помощью функ¬
ций передачи в зависимости от комплекс¬
ной частоты р=‘0+уЧо. На рис. 20-1-13 по¬
казана блок-схема системы для обычных
систем с сосредоточенными параметрами*
Полная функция передачи системы с
замкнутым контуром
Т, ' и*(Р)_ О(Р)
Г(р)-и,{р) 1 -G(py
Вводя многочлены, имеем
невого годографа. Пример а относится
к трехкаскадному усилителю постоянного
тока, у которого спад на верхних частотах
обусловлен тремя межкаскадными конден¬
саторами. Частоты спада (по половинной
мощности) равны o)i, 0)2 и 0)3. Пример б
относится ;к усилителю с более сложной
схемой межкаскадной связи. При возраста¬
нии К полюсы замкнутого контура, геоме¬
трическое место которых при разомкнутом
контуре отмечено крестиками (нули d),
перемещаются к нулям при разомкнутом
контуре, отмеченным точками. Некоторые
или все эти нули при разомкнутом контуре
могут находиться в бесконечности (если
степень d больше, чем п). При некотором
значении К одно или несколько геометри¬
ческих мест может оказаться на правой по¬
ловине плоскости д, что указывает на не¬
стабильность системы.
Имеются устройства, автоматически
прокладывающие корневой годограф на
экране осциллоскопа, если известны поло¬
жения полюсов и нулей системы с разо¬
мкнутым контуром.
в) Измерение функции передачи. Име¬
ются три основных метода:
1) анализ работы системы и измере¬
ние параметров;
2) измерение частотных характеристик
системы;
3) измерение переходной характери¬
стики.
Как пример применения первого ме¬
тода ниже сделан анализ однокаскадного
усилителя на сопротивлениях, эквивалент¬
ная схема которого приведена на
рис. 20-1-15. Для этой схемы функция пе¬
редачи
где h означает многочлен знаменателя
функции передачи замкнутого контура. Си¬
стема с замкнутым контуром стабильна,
если все нулевые значения h(p) лежат,
в левой половине комплексной плоскости р,
т. е. если все нули Н(р) имеют отрицатель¬
ную действительную часть. Нули щр), т. е.
полюсы Т'(р), полностью определяют ста¬
бильность системы и эти полюсы Т зависят
от полюсов и нулей фунвдии передачи G
при разомкнутом контуре и от постоянной
усиления.
Если переменным пара-метром выбра¬
но /С, то полюсы Г (или нули d—Кп) за¬
висят от «.многочленов при разомкнутом
контуре» d и п и от переменной /С. На
рис. 20-1-14 приведены два примера кор¬
где p—.jd) для синусоидальных сигналов.
Измеряют три параметра: /С, сон и о)в.
Если сон и сов разнесены далеко, то К опре¬
деляют как усиление на средней частоте по¬
лосы, <он — как частоту нижнего спада (по
половинной мощности) и со в — как частоту
верхнего спада (по половинной мощности).
На очень низких частотах, значительно
Рис. 20-1-13. Система, исследуемая
методом корневого годографа.
183
лу добавляется небольшая шумо¬
вая компонента. Выходной сиг¬
нал и сигнал от генератора шума
поступают в блок перекрестной
корреляции (кросскорреляции).
При белом шуме выход кросскор¬
релятора пропорционален им¬
пульсной характеристике систе¬
мы. Если шум не белый, то изме¬
ренная функция кросскорреляции
является выходом системы при
входном сигнале, равном авто¬
корреляционной функции шума.
Кросскорреляция двух сигна¬
лов Uit и u2t выражается равенст¬
вом
меньших, чем сон, функция передачи рав¬
на /С/со/сои и отношение /С/сон может быть
найдено измерением усиления на одной, из¬
вестной частоте. На очень высоких частотах
усиление равно /Соов//со, откуда определяет¬
ся произведение /Со)в.
Второй метод определения функции пе¬
редачи состоит в измерении частотной ха¬
рактеристики усиления системы и подборе
наиболее близкой к ней характеристики из¬
вестной функции передачи (с использова¬
нием кусочно-линейнсй аппроксимации).
На рис. 20-1-16 показан пример построения
характеристики усиления для некоторой
функции передачи. Во многих случаях до¬
статочно асимптотической кривой (напри¬
мер, при частотах, далеких от точки +/ на
диаграмме Найквиста); для получения
большей точности применяются поправки
по графику, приведенному в (Л. 57-1].
По третьему методу функция передачи
определяется на основании переходного
процесса, измеряемого, например, при воз¬
буждении системы импульсом. При этом
выход системы является обратным преоб¬
разованием Лапласа функции передачи си¬
стемы. Так, если выход может быть запи¬
сан как сумма экспоненциальных членов и
затухающих синусоид, то прямое преоб¬
разование Лапласа дает функцию передачи.
г) Измерение переходной характеристи¬
ки. Возможный метод определения пере¬
ходной характеристики системы показан на
рис. 20-1-17. К обычному входному сигна-
(функция автокорреляции фи сиг¬
нала Ui получается заменой ин¬
декса 2 на 1). Функция кросскор¬
реляции cpi2(t) является мерой
когерентности двух сигналов. Если
Ui и и2 вполне независимые слу¬
чайные сигналы, то Ф12 равно
нулю.
Функция кросскорреляции определяется
следующим порядком:
1) Ui(t) сдвигается по времени вперед
на т сек и дает Ui(t—т);
2) Ui(t—т) умножается на u2(t)\
3) произведение усредняется за боль¬
шой промежуток времени.
Указанное определение перекрестной
корреляции выполняется или ручным спо¬
собом, или машинным. В первом случае
Рис. 20-1-15. Эквивалентная схема кас¬
када усилителя на сопротивлениях.
Рис. 20-1-16. Пример построения харак¬
теристики усиления для некоторой функ¬
ции передачи.
а — асимптотическая кривая; б — кривая с по¬
правкой на квадратичные члены; в — крива»
со всеми поправками.
184
Рис. 20-1-14. Два примера корневых годографов (при
положительном К)', стрелки соответствуют возраста¬
нию К.
Рис. 20-1-17. Схема
измерения переходной
характеристики си¬
стемы.
производится вычислительная обработка за¬
писей сигналов. Во втором случае применя¬
ются цифровые 'или аналоговые вычисли¬
тельные машины.
Функцию корреляции можно также
определить с помощью частотного спектра
плотности мощности, который является
преобразованием Фурье функции корреля¬
ции. Спектр случайных сигналов измеряет¬
ся с помощью анализатора волны (при
этом выход должен быть достаточно сгла¬
жен интегрированием для получения ста¬
бильных отсчетов). После этого функция
корреляции может быть определена обрат¬
ным преобразованием Фурье. Спектр, изме¬
ренный таким образом в схеме рис. 20-1-17,
пои белом шуме является функцией пере¬
дачи системы g. Пер. [Л. 57-1, гл. 15].
20-2. ОСЦИЛЛОСКОПИЧЕСКАЯ
ИНДИКАЦИЯ ДИАГРАММЫ
НАЙКВИСТА НА ЧАСТОТАХ
ОТ 0,2 ДО 200 гц
При разработке сервосистем с обратной
связью и их компенсирующих цепей необ¬
ходимо знать функцию передачи, связы¬
вающую входные и выходные величины,
так как с ее помощью легко оценить отно¬
сительную стабильность и другие показа¬
тели работы сервосистемы.
В первоначально применявшихся ме¬
тодах измерений функций передачи по точ¬
кам использовались калиброванные фазо¬
вращатели и аттенюаторы для получения
баланса фазы и амплитуды входного ,и вы¬
ходного напряжений. Этими методами не
могли быть получены точные результаты
из-за наличия шумов «ли случайных коле¬
баний во всякой практической сервосистеме.
Указанные недостатки привели к разработ¬
ке измерительных установок по точкам
с улучшенным отношением сиг¬
нал к шуму, основанных на прин¬
ципе ваттметра или динамометри¬
ческого фазочувствительного
вольтметра.
В описываемом ниже устрой¬
стве шумы устраняются с по¬
мощью узкополосного активного
/?С-фильтра, настройка которого
поддерживается на частоте, рав¬
ной частоте генератора. При из¬
менении последней в диапазоне
от 0,2 до 200 гц установка дает
на экране э. л. т. (с длительным
послесвечением) изображение
функции передачи. Максимальная
погрешность измерения равна
0,4 дб по модулю и ±2° по
фазе.
На рис. 20-2-1 приведена блок-схема
устройства. Генератор собран по схеме мо¬
ста Вина, с настройкой сопротивлениями.
Он питает постоянным по величине напря¬
жением исследуемую сервосистему и гене¬
ратор импульсов подсветки изображения
в моменты, соответствующие нулевой фазе
напряжения генератора. /
Выходное напряжение Uo исследуемой
сервосистемы проходит через узкополосный
фильтр (полоса пропускания равна 20%
рабочей частоты), снижающий шумы, гар¬
моники и случайные колебания. Это актив¬
ный ißC-фильтр, собранный по схеме парал¬
лельного Т-образного моста -и моста Вина.
Он повышает амплитуду сигнала на 45 дб>
не внося заметного сдвига фазы.
Сигнал с выхода фильтра поступает на
90-градусный фазовращатель RC, создаю¬
щий два одинаковых напряжения, одно
в фазе с Ц0, а другое, сдвинутое на 90° по
отношению к U0. Настройка генератора,
фильтра и фазовращателя сопряжена с по¬
мощью восьми 10-витковых спиральных
реостатов.
После усиления транзисторным усили¬
телем выходные напряжения воздействуют
на отклоняющую систему э. л. т. и на экра¬
не появляется окружность, радиус которой
пропорционален Uq. Луч видим только
в моменты, соответствующие нулевому фа¬
зовому углу входного напряжения; поэтому
угловое положение подсвеченного пятна по
отношению к оси X является мерой разно¬
сти фаз входного и выходного напряжений.
При изменении частоты генератора по¬
ложение пятна прокладывает на экране
диаграмму Найквиста.
Калибровки по частоте получаются
бланкированием подсвеченных импульсов
с помощью переключателя П2 в моменты
прохождения генератором фиксированных
частот.
Рис. 20-2-1. Блок-схема устройства для автоматиче¬
ской индикации диаграммы Найквиста.
1 — генератор; 2 — аттенюатор 0—60 дб ступенями по 10 дб;
3 — испытуемая сервосистема; 4 — фильтр и усилитель; 5 —
90-градусный фазовращатель; 6 — усилители отклонения;
7 — схема подсветки; 8 — переключатель для контроля точ¬
ки (—1 + /0); 9 — сопряженная настройка.
185
В устройстве всюду применены прямые
связи.
Сопротивления перестраиваются от ру¬
ки через замедляющую передачу. Если в ис¬
следуемой системе резонансы отсутствуют,
то диапазон частот от 5 до 200 гц прохо¬
дится за 20 се/с; для диапазона низких ча¬
стот требуется большее время. Реф. [JI. 61-7].
20-3. ОСЦИЛЛОСКОПИЧЕСКАЯ
ИНДИКАЦИЯ ДИАГРАММЫ
НАЙКВИСТА НА ЧАСТОТАХ
ОТ 20 гц ДО 20 кгц
Блок-схема устройства приведена на
рис. 20-3-1. Опорный сигнал подается на ис¬
следуемую схему и на два квадратирующих
усилителя, в одном из которых фаза сиг¬
нала сдвигается на 90°. Выходы этих уси¬
лителей используются для открывания фа¬
зовых детекторов. Переменные составляю¬
щие выходных напряжений детекторов от¬
фильтровываются, а постоянные составляю¬
щие усиливаются и подаются >на отклоняю¬
щие пластины осциллоскопа. Выход иссле¬
дуемого устройства поступает на входы
модуляторов. При этом постоянные выход¬
ные напряжения пропорциональны состав-
Рис. 20-3-1. Схема устройства для осцил-
лоскопической индикации диаграммы
Найквиста.
1 — входной сигнал; 2 — испытуемое устройст¬
во; 3 — фазовращатель на 90°; 4 — квадрати-
р.ующий усилитель; 5 — модулятор.
ляющим (находящимся в фазе и сдвину¬
тым на 90°) сигнала на выходе испытуе¬
мого устройства. Положение луча э. л. т.
показывает модуль и фазу выходного сиг¬
нала , при (ручной или автоматической)
перестройке частоты генератора. Реф.
l[JI. 61-36].
20-4. ДРУГИЕ МЕТОДЫ И УСТРОЙСТВА
Теория устойчивости электронных си¬
стем изложена, например, в [Л. 62-126,
60-118].
ГЛАВА 21
ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ ДИЭЛЕКТРИКОВ
21-1. ВОЛНОВОДНЫЕ МЕТОДЫ
21-1-1. Измерение диэлектрической про¬
ницаемости на с. в. ч. волноводными мето¬
дами. Описываемые ниже методы основа¬
ны на применении измерительной линии и
подвижного короткозамыкателя. Метод из¬
мерительной линии прекрасно подходит для
измерения диэлектрической проницаемости
почти во всем диапазоне с. в. ч. (за исклю¬
чением, возможно, образцов с чрезвычайно
малыми потерями). Точность измерений за¬
висит от точности, с которой определяется
величина к. с. в. и положение минимума
напряжения. Другие методы измерения ди¬
электрической проницаемости не так удоб¬
ны и не так просты. Так, например, метод
объемного резонатора, хотя и очень поле¬
зен при измерении образцов с малыми по¬
терями, но требует наличия специальных
приборов (в частности, резонаторов с высо¬
ким Q); кроме того, вычисление диэлектри¬
ческой проницаемости по данным измере¬
ния может оказаться довольно сложным.
Иногда также применяются методы свобод¬
ного пространства при измерении диэлек¬
трической проницаемости материалов в фор¬
ме листов. Однако эти измерения трудно
производить с большой точностью из-за воз¬
никновения ряда проблем, таких как по¬
давление .нежелательных отражений и по¬
лучение плоской волны в ограниченном про¬
странстве. Лучшим способом поэтому яв¬
ляется изготовление малых образцов испы¬
туемых материалов и измерение их пара¬
метров в прямоугольной волноводной или
коаксиальной линии.
Методы вариации частоты, методы пе¬
редачи и мостовые методы здесь не рас¬
сматриваются, потому что диапазон про¬
ницаемостей, который ими охватывается,
совпадает с диапазоном проницаемостей,
измеряемых изложенными здесь методами,
а калибровка и необходимая аппаратура
при тех методах более сложны.
Диэлектрическая проницаемость твер¬
дых тел может рассматриваться как не
имеющая потерь или как комплексная (при¬
чем первое является частным случаем вто¬
рого). С точки зрения измерений четкого
разграничения между не имеющей потерь и
комплексной диэлектрическими постоянны¬
ми не существует. Вообще, если величина
к. с. в. так велика, что не может быть из¬
мерена с достаточной точностью, или если
априори известно, что тангенс угла потерь
данного образца очень мал, можно рассма¬
тривать диэлектрическую проницаемость
как не имеющую потерь. В этом случае из¬
мерения и последующие вычисления полу¬
чаются более простыми.
а) Комплексная диэлектрическая про¬
ницаемость. Свойства немагнитных изо¬
тропных материалов, таких как тефлон
(фторопласт-4. Прим. ред.), дистиллирован¬
ная вода, медь, могут быть описаны тремя
186
физическими константами: абсолютной ком¬
плексной диэлектрической проницаемостью
8*, проводимостью а ,и мапнитной прони¬
цаемостью fl. В данной статье рассматри¬
ваются измерения таких материалов, ком¬
плексная диэлектрическая проницаемость
которых определяется уравнением
е* = е0(е'—/е");
е' связано со способностью диэлектрическо¬
го материала накапливать энергию; е" свя¬
зано с рассеянием ,в материале. Поскольку,
как правило, интерес представляет сравне¬
ние комплексной диэлектрической прони¬
цаемости е* и электрической постоянной е0
(которая для всех практических случаев
равна диэлектрической проницаемости воз¬
духа), можно дать следующее определение
относительной , (комплексной) диэлектриче¬
ской проницаемости ег:
Поэтому
вычислением. Ниже приводятся некоторые
подобные зависимости (считается, что от¬
носительная магнитная проницаемость |ir
во всех случаях равна единице).
Часто полезно выражать относительную ди¬
электрическую проницаемость следующим
образом:
8г=>8'(1—/tgÖ),
откуда
. е"
tg* = 7T.
Величина tgö, или «тангенс потерь», опре¬
деляет отношение мощности, расходуемой
на нагрев, к мощности, запасенной за пе¬
риод, и является мерой потерь в диэлек¬
трике.
Зависимость от частоты, температуры
и влажности. Диэлектрическая проницае¬
мость е' зависит от частоты и остается по¬
стоянной лишь в небольшой части диапа¬
зона частот. Все же это изменение на¬
столько плавно, что эту величину можно
считать постоянной в достаточно большой
полосе частот. С другой стороны, процент¬
ное изменение г" обычно больше, чем е';
поэтому е" следует всегда измерять на ча¬
стоте, близкой к интересующей в данном
случае. На относительную диэлектрическую
проницаемость ег в значительной мере
влияет температура; поэтому температуру
следует поддерживать постоянной в тече¬
ние измерения, а величину ее записывать.
Диэлектрическая проницаемость некоторых
материалов меняется также с изменением
окружающй влажности или с содержанием
воды в материале.
б) Величины, связанные с диэлектриче¬
ской проницаемостью. Диэлектрическую
проницаемость можно определять измере¬
нием некоторых величин, функционально
связанных с относительной диэлектрической
проницаемостью ег. После измерения ди¬
электрическая проницаемость находится
где С — емкость конденсатора с параллель¬
ными пластинами, пф\ А — площадь кон¬
денсатора, ж2; d — расстояние между пла¬
стинами, м\ 8Г — относительная диэлектри¬
ческая проницаемость материала между
пластинами.
1 000ег/
С — >
18 ln-j-
• i
где С — емкость коаксиального конденса¬
тора, пф\ I — аксиальная длина коаксиаль¬
ного конденсатора, лг, г0 — радиус внеш¬
него проводника; г* — радиус внутреннего
проводника; 8Г — относительная диэлектри¬
ческая проницаемость материала между
проводниками.
120*
где Ze — волновое сопротивление однород¬
ной линии передачи, представляющей ли¬
нейно поляризованную плоскую волну в
пространстве.
60 г0
Z--V7,'°n’
где Ze—волновое сопротивление коакси¬
альной линии при колебаниях доминантного
типа ТЕМ; (г0, г* и ег имеют то же значение,
что и выше).
где Ze — волновое сопротивление однород¬
ного волновода при колебаниях типа Н;
^кр — критическая длина волны; X — длина
волны сигнала в свободном пространстве;
ег — относительная диэлектрическая прони¬
цаемость материала в волноводе.
где ß — коэффициент фазы (волновое число)
данного типа колебаний в однородной ли¬
нии передачи. Значения А,, А,кр и 8Г те же,
что и выше.
г _ln£IL
°°_1 + Г^ '
где Гоо — к. о. напряжения от плоскости
раздела, если на нее смотреть из области,
наполненной воздухом, в область, запол¬
ненную диэлектриком, в линии передачи,
представляющей плоскую волну, или в ко*
аксиальной линии; 8Г — относительная ди-
187
Волновод
Zßf
Ло =
Рис. 21-1-2. К определению полно¬
го сопротивления и полной прово¬
димости замкнутой и разомкнутой
линий.
соотношений методы измерения четырехпо¬
люсных структур, изложенные в названной
статье, могут быть применимы (с соответ¬
ствующими модификациями) к измерению
параметров 'диэлектриков.
На рис. 21-1-1 показан образец ди¬
электрика, расположенный в волноводе, и
ряд эквивалентных представлений этой
структуры: с помощью полного сопротив¬
ления, полной проводимости и коэффициен¬
тов рассеяния. Поскольку образец симмет¬
ричен, эти представления тоже симметрич¬
ны. Когда представления составлены, опре¬
делитель вычисляется по формулам
материала ства
электрическая проницаемость
в линии передачи
i/RST-i/^Sy
где Г^ определяется так же, как и выше,
но для однородного волновода с колеба¬
ниями типа Я; значения остальных вели¬
чин те же, что и выше.
в) Диэлектрические образцы в волно¬
воде, рассматриваемые как четырехполюс¬
ники. Такое рассмотрение возможно, если
образец диэлектрика помещен в волновод,
в котором распространяются колебания
одного типа. При этом удобно принять,
что оконечные плоскости четырехполюсника
совпадают с поверхностями раздела воз¬
дух— диэлектрик Те1 и Тг2 (рис. 21-1-1),
поскольку определитель представления
с помощью полных проводимостей уг (см.
статью 5-2-2) в этих плоскостях находится
в простом соотношении с диэлектрической
проницаемостью и поскольку многие другие,
непосредственно измеряемые величины про¬
сто связаны с уе. При установлении этих
Кроме того, уг можно найти из равен-
Уе—УразУзам—«7 у
где Краз (и Zpae) И Узам (и Zeai«)—”ПОЛ-
ные проводимости (и полные сопротивле¬
ния), если смотреть вправо на оконечную
плоскость Tei , когда линия разомкнута ила
замкнута ^ накоротко в плоскости Т,
(рис. 21-1-2).
уе связана также с Z6, Уе и ße сле¬
дующим образом:
р8
где У в, ZB и ß—волновые проводимость
и сопротивление и коэффициент фазы той
же линии передачи, когда она наполнена
не диэлектриком, а воздухом. Эти величи¬
ны получаются из уравнений, приведенных
в разделе «б», и из равенства yB = l/Z*
при подстановке ег=1.
Определение ег из уш. у9 является
вообще величиной комплексной и может
быть написана в виде
y9 = gs + iBe.
Ее связь с диэлектрической проницаемо¬
стью не однозначна, а зависит от сечения
волновода (а также от типа колебаний).
Если измерение проводится в коаксиальной
линии (колебания типа ТЕМ), то
e' = Ss; e" = -ß8.
Если измерение проводится в прямоуголь¬
ном волноводе, то
где Л — длина волны в волноводе, напол¬
ненном воздухом; а — ширина волновода.
188
Рис. 21-1-1. Образец ^диэлектрика в вол¬
новоде и различные эквивалентные пред¬
ставления.
•(Если, что бывает часто, измеренное зна¬
чение уе действительно, т. е. В6 — 0, то
диэлектрическая проницаемость тоже дей¬
ствительна, т. е. е" = 0.)
г) Измерение параметров неоднород¬
ных и неизотропных материалов. Часто
бывает необходимо и возможно распро¬
странить методы, описанные в данной
статье, на неоднородные и неизотропные
материалы, если наибольшее подразделе¬
ние материала мало по сравнению с дли¬
ной волны. Обычными примерами таких
материалов являются дерево и слоистые
диэлектрики, часто применяемые в радомах
(обтекателях антенн).
Для определения положения образца
по отношению к электрическому и магнит¬
ному полям, при котором возможно изме¬
рение и определение диэлектрической про¬
ницаемости, применяют следующее общее
правило: главные направления материала
образца должны быть ориентированы или
параллельно, или перпендикулярно направ¬
лению распространения и векторам элек¬
трического поля колебаний того типа,
при котором производятся измерения.
Главные направления — это направления
вдоль волокон материала и направления,
перпендикулярные поверхности слоев, из
которых изготовлен материал. В коаксиаль¬
ной линии волокна должны быть ориенти¬
рованы только параллельно оси вращения;
в прямоугольном волноводе (колебания
типа Н0) волокна должны быть параллель¬
ны одной из трех координатных осей.
д) Изготовление образцов диэлектрика
для измерений в волноводе или в коакси¬
альной линии. Образцы рекомендуется из¬
готовлять очень тщательно в отношении
гладкости поверхности, размеров и точ¬
ности углов. При конструировании образца
должна быть указана по крайней ^ мере
скользящая посадка; однако предпочти¬
тельнее тугая посадка. Хорошим способом
получения тугой посадки в круглом или
прямоугольном волноводе (но не в коакси¬
альной линии) является изготовление об¬
разца с немного увеличенными поперечны¬
ми размерами, сжатие его путем охлаж¬
дения и введение в волновод, где образец
постепенно расширится при достижении
им окружающей температуры. В разде¬
ле «о» приведены формулы, дающие по¬
правку величины диэлектрической прони¬
цаемости при неплотном прилегании образ¬
ца к стенкам волновода (или коаксиальной
линии).
Если измеряется диэлектрическая про¬
ницаемость листового материала и необхо¬
димо изготовить образец толщиной
в несколько слоев, рекомендуется для
склеивания использовать этот же материал,
растворив его на поверхности и затем
спрессовав нужное число слоев.
е) Двухточечный метод измерения,
требующий решения трансцендентного
уравнения. Этот метод измерения можно
считать наиболее известным и широко рас¬
пространенным. Он может быть или гру¬
бым, или точным в зависимости от при¬
мененных приборов и тщательности выпол¬
нения. Этим методом можно исследовать
Рис. 21-1-3. Схема измерения диэлек¬
трической проницаемости методом
двух точек.
1 — генератор; 2 — измерительная линия;
3 — детектор; 4 — образец; 5 — отрезок ли¬
нии; 6 — короткозамыкатель.
почти все диэлектрики. Без специальной
аппаратуры он, однако, более всего при¬
годен в случаях диэлектриков без потерь
или со средними потерями. Для получения
высокой точности при измерении комплекс¬
ной диэлектрической проницаемости при¬
меняются поправки, описанные в разде¬
лах «О» И 4СП».
Ниже при описании порядка измере¬
ний принято, что испытуемый материал
имеет комплексную диэлектрическую про¬
ницаемость; процесс измерения при этом
•не отличается от измерения диэлектриков
без потерь, за исключением того, что в по¬
следнем случае к. с. в. получается беско¬
нечно большим или считается таковым и
не измеряется:
Схема измерения показана на
рис. 21-1-3. В начале измерений образец
вводится в отрезок линии и плотно прижи¬
мается к короткозамкнутому концу; затем
образец вынимается, что должно быть пре¬
дусмотрено. Для получения большей точ¬
ности длина образца должна быть равна
Ае/4, т. е. четверти длины волны в волно¬
воде, заполненном диэлектриком. Относи¬
тельная диэлектрическая проницаемость ег
должна быть приблизительно известна за¬
ранее; тогда AJ4 = rc/2ße.
Порядок измерения. При вынутом об¬
разце найти положение минимума напря¬
жения Dr в измерительной линии по отно¬
шению к произвольно выбранной опорной
плоскости (D=0). Точно измерить длину
волны в волноводе А. Вставить образец
в линию. Измерить положение минимума D
в измерительной линии относительно опор¬
ной плоскости. Отметить величину к. с. в. k.
Если величина диэлектрической -прони¬
цаемости не известна даже приблизитель¬
но, необходимо проделать измерение для
двух образцов различной длины. До опре¬
деленного пункта (который будет указан)
каждый ряд данных рассматривается неза¬
висимо и одинаково.
Анализ данных. Случай I. Диэлек¬
трик без потерь. Если диэлектрик не
имеет потерь (&-*оо), то диэлектрическая
проницаемость е' вычисляется следующим
путем:
1. Определить коэффициент фазы ß =
= 2 я/А.
2. Вычислить
189
3. Решить трансцендентное уравнение
для X
Теоретически имеется бесконечное чис¬
ло решений, однако достаточно рассмот¬
реть лишь небольшое число наинизших из
них. Решения этого уравнения можно
найти в табличном виде в математических
справочниках (см., например, [Л. 59-109].
Прим. ред.). Если таблиц нет, то нужно
построить график tgX/X в функции X и
графически определить приближенные зна¬
чения tg XJX (и соответствующие значе¬
ния X), равные /С; после этого X опреде¬
ляется более точно методом последователь¬
ного приближения.
Выше указывалось, что если ег неиз¬
вестно даже приблизительно, необходимо
измерить два образца различной длины.
Следовательно, необходимо иметь решения
для двух рядов значений X, соответствую¬
щих двум разным длинам образцов 1и и 12е,
Вычисляют отношение ХЦи для каждого X
первого ряда измерений. То же проделыва¬
ют для второго ряда. То значение ХЦи пер¬
вого ряда измерений, которое равно Х112е
из второго ряда измерений, и есть правиль¬
ное решение (Х'\1г).
Если образец измерялся в прямоуголь¬
ном волноводе, то диэлектрическая прони¬
цаемость
где а — ширина волновода; Л — длина вол¬
ны в волноводе.
Если измерялся один образец, то вме¬
сто X' подставляется X.
Если образец измерялся в коаксиальной
линии, то
Случай II. Комплексный диэлектрик
(с потерями). При комплексной диэлек¬
трической проницаемости (k ф оо) вычисле¬
ния следует вести в следующем порядке:
1. Определить ($ = 2я/Л.
2. Вычислить Ф = 2— DR — /£).
Рис. 21-1-4. Схема измерения диэлектри¬
ческой проницаемости по методу двух
реактивных нагрузок.
Обозначения те же, что на рис. 21-1-3.
£ — 1
3. Вычислить | Г | = ^ .
4. Определить комплексное число
5. Решить следующее комплексное
трансцендентное уравнение относительно Т
и т:
Если измерения и вычисления продела¬
ны правильно, то величины <|», т и (Tßl3)2
лежат в пределах 0 Ф 180°; 45° < т
<90°; (77ß/e)2>l.
Способ приближенного решения комп¬
лексного трансцендентного уравнения при
т«90° указан в разделе «р». (Графики для
решения этого уравнения имеются
в [Л. 46-1 и 59-109]. Прим. ред.).
Если приблизительная величина диэлек¬
трической проницаемости неизвестна, то
измеряют два образца различной длины.
Два ряда полученных данных дают воз¬
можность определить величины TZ т. Одно
из полученных решений TZх для ряда,
относящегося к измерениям первого образ¬
ца, дает величину уи , равную величине
у2е, полученной из ряда, относящегося к
измерениям второго образца. Это решение
и является правильным. Детерминант пол¬
ной проводимости
6. Вычислить ег, используя найденное
значение уе и уравнения раздела „в“.
ж) Измерение диэлектрической прони¬
цаемости по методу двух реактивных на¬
грузок. Диэлектрическую проницаемость
образца можно измерить очень просто
при наличии двух короткозамкнутых от¬
резков волновода различной длины (или
отрезка со скользящим короткозамыкате-
лем). Преимущества этого способа заклю¬
чаются в простоте измерительной установки
(рис. 21-1-4) и отсутствии необходимости
решения трансцендентного уравнения для
определения 8Г.
Образец диэлектрика помещается
в волновод между измерительной линией
и короткозамыкателем. Измеряется рас¬
стояние Si от задней плоскости образца
до точки короткого замыкания. Измеряется
расстояние JDi от передней плоскости об¬
разца до минимума напряжения в измери¬
тельной линии. Отмечается к. с. в. kx в ли¬
нии. После изменения положения короткого
замыкания измеряют S2l £>2 и k2y соответ¬
ствующие новому положению короткого
замыкания. Измеряют длину волны в ли¬
нии Л.
Порядок вычисления ег (во всех слу¬
чаях выбора Si и S2y см. ниже):
1. Вычислить ß = 2те/Л.
190
2. Вычислить
4. После вычисления Гдля данного
случая (см. ниже) вычислить ег по форму¬
лам, приведенным в разделе „в“.
Случай I. Si и S2 имеют произволь¬
ные значения.
Вычислить У о 1 и ^02 по формуле
Уоп=-— ;ctgpSn; /2 = 1, 2, ...
Вычислить
(У<2 - У02) - Гг-2У02 (Гп - У«)
(Г« —У.*)—(У» —y.t)
Случай II. Si = тА/2 (короткое замы¬
кание у диэлектрика), /гг = 0, 1, 2, 3, ... и
S* произвольно.
4. Вычислить
Уо2 = — /ctg ßS2.
5. Вычислить
*/8 = У» 1 (Уг 2 У02) Yi2yQ2*
Случай III. S2 = (2m+ 1) Л/4 (линия
у диэлектрика разомкнута), тп — 0, 1, 2,
3, ...; Si произвольно.
4. Вычислить У0! = — j ctg gSx.
5. Вычислить
YuYitY9l
y‘~Yi2+Y0l-Yil •
Случай IV. Si = тА/2 (короткое за¬
мыкание), m—0, 1,2,3, ...; S2= (2/2+1) Л/4
(разомкнутая линия), /2 = 0, 1, 2, 3, ...
4. Вычислить
У6 — Y i\Y г 2*
Следует отметить, что это уравнение
идентично уравнению #8 = Ураз^зам (раз¬
дел „в“), хотя в нем применены другие
индексы, и что на рис. 21-1-2 показаны на¬
грузки Si при тп = 0 и S2 при /г = 0 соот¬
ветственно.
Метод разомкнутой и короткозамкну¬
той линии (случай IV) является самым
простым и рекомендуется тогда, когда
имеются короткозамкнутые отрезки линии
требуемой длины (скользящие короткозамы-
катели это всегда обеспечивают). Опти¬
мальная длина образца (для случая IV)
равна (2С + 1)Ле/8, где С = 0, 1, 2, 3, ... и
Ле — длина волны в волноводе, заполненном
диэлектриком.
для прямоугольного волновода, причем а—
размер широкой стёнки волновода. Анало¬
гично для коаксиальной линии
X
a‘=V7*
В обоих этих уравнениях X — длина волны
в свободном пространстве и е' — действи¬
тельная часть измеряемой диэлектрической
проницаемости, которую необходимо знать
заранее хотя бы приближенно.
Полупрецизнонное измерение по изло¬
женному методу двух реактивных нагру¬
зок можно производить с помощью усред¬
нения. Ряд измеренных значений D, k п S
наносят в виде кривых D=f(S) и в виде
окружностей в плоскости Г, как описана
в разделе «и» статьи 5-2-2 (метод II —
схема с инвариантным расстоянием). Лю¬
бые две точки S выбирают в качестве Si
и S2, и соответствующие им значения Di
и D2 отсчитывают по кривой 1D—f(S). ©1
И ©2 ВЫЧИСЛЯЮТ по D1 и D2> пользуясь
уравнением
Dn
0П = 4те-д-; /2 = 1,2.
Коэффициенты отражения \Г\\ и |Г2| рас¬
положены на окружности, соответствующей
этим значениям ©. Величину D и |Г|, по¬
лученные этим путем, и соответствующие
им величины S подставляют в вышеприве¬
денные формулы для нахождения диэлек¬
трической проницаемости.
з) Измерение диэлектрической прони¬
цаемости материала с большими потерями.
Когда tg'ö материала очень велик, то
методы, пригодные для измерения диэлек¬
триков с малыми и средними потерями, не¬
применимы. Если образец диэлектрика
с большими потерями взять очень корот¬
ким, то процентная ошибка измерения
длины образца может оказаться слишком
большой. Если же образец сделать длин¬
нее, то изменения нагрузки не повлияют
существенно на входные параметры, что
необходимо при методе, изложенном в раз¬
деле «ж».
В изложенном ниже методе измерения
используются очень длинные образцы; при
этом методе не требуются прецизионные
оконечные нагрузки.
Схема измерения показана на
рис. 21-1-5. Место расположения образца
внутри волновода имеет огромное значе¬
ние. В частности, поверхность диэлектри¬
ка Г.1 ближайшая к измерительной ли¬
нии, должна находиться точно в плоскости
Т1 конца измерительной линии, которую
именно в этой плоскости можно замыкать
накоротко.
Порядок измерения: замкнуть изме¬
рительную линию и отсчитать положение
минимума DH относительно произвольной
опорной плоскости iD=0. Заменить корот-
козамыкатель отрезком линии, содержащим
образец. Замыкать линию различными пол¬
ными сопротивлениями (например, несколь¬
ко положений скользящего короткозамы¬
кателя или короткозамыкатель и согласо¬
ванная нагрузка) и наблюдать, существенно
191
Рис. 21-1-5. Схема измерения диэлектри¬
ческой проницаемости образцов материа¬
лов с большими потерями.
Обозначения те же, что на рис. 21-,1-3, но 5 —
разные нагрузки.
ли меняется положение минимума и к. с. в.
в измерительной линии. Если изменений
не заметно, то отметить величины D и k.
Если изменения есть, то это указывает на
недостаточную длину образца или на необ¬
ходимость применить иной метод измере¬
ния. Измерить длину волны в волноводе А.
Диэлектрическая проницаемость вычи¬
сляется по одной из следующих формул.
В волноводе с колебаниями типа Н (на¬
пример, основной тип колебаний в прямо¬
угольном волноводе)
где ß=2rt/A; Якр — критическая длина
волны в волноводе; k — к. с. в.
В волноводе с колебаниями типа ТЕМ
(например, колебания доминантного типа
в коаксиальной линии)
.r*-/tg[(ß(D-D*)] у
[l-jktg[HP-DR)] J •
и) Метод измерения комплексной ди¬
электрической проницаемости, обеспечиваю¬
щий независимость от места расположения
образца. Как указывалось в разделе «в»,
образец диэлектрика может быть измерен,
как любой четырехполюсник, методами,
описанными в статье 5-2-2. Проведя изме¬
рение по одному из этих методов и сделав
вычисления, можно получить эквивалентное
представление, отнесенное к одной из
оконечных плоскостей. После этого доста¬
точно только сдвинуть оконечные плоскости
для получения представления в 7*^ и Те2
и нахождения детерминанта полной прово¬
димости уг, а из него sr. При осуществле¬
нии указанного сдвига следует учесть, что
образец симметричен; при этом вычисле¬
ние ег становится независимым от длины
или положения образца.
Наиболее удобным в случае комплекс¬
ной диэлектрической проницаемости яв¬
ляется представление с помощью коэффи¬
циентов рассеяния, при котором легче
всего осуществлять сдвиг от одних оконеч¬
ных плоскостей к другим. В случае диэлек¬
трика без потерь удобным и точным яв¬
ляется представление «отношения танген¬
сов».
Ниже описаны два метода измерения,
применимых в этих условиях. При коакси¬
альных линиях рекомендуется пользоваться
методом, обеспечивающим независимость
от расположения образца; при прямоуголь¬
ных волноводах удобнее пользоваться
методом, обеспечивающим независимость
от длины образца.
Схема измерения по методу, обеспе¬
чивающему независимость от расположе¬
ния образца, показана на рис. 21-1-6. На
рисунке указана только одна оконечная
плоскость Т\ к ней следует относить все
измерения. Образец помещается в произ¬
вольном месте между измерительной ли¬
нией и скользящим короткозамыкателем.
Порядок измерений частично совпадает
с описанным в статье 5-2-2 (раздел «и»,
метод III). Однако там получаются коэф¬
фициенты рассеяния четырехполюсной
структуры, отнесенные к опорным плоско¬
стям Т\ и Т2 (рис. 5-2-12); здесь же имеет¬
ся лишь одна опорная плоскость Т
(рис. 21-1-6) и коэффициенты рассеяния
относятся только к ней (рис. 21-1-7).
Сначала следует выполнить пп. 1—10,
указанные в методе III (статья 5-2-2), и
определить коэффициенты рассеяния экви¬
валентного четырехполюсного представле¬
ния.
Примечание к пп. 1 и 2:
Dr определяется при короткозамыка-
теле в Г в отсутствие образца. SR —
такое положение короткозамыкателя,
которое увеличивает DR. При таком
способе измерения автоматически по¬
лучается представление в Т (а не в Т\
и Т2).
Рис. 21-1-7. Представ¬
ление с помощью ко¬
эффициентов рассея¬
ния в одной плос¬
кости Т.
192
Рис. 21-1-6. Схема измерения методом,
обеспечивающим независимость от места
расположения.
Обозначения те же, что на рис. 21-1-3, но 6 —
скользящий короткозамыкатель.
Пункт И. Определить представление
в Тг1 и Тг2 из равенств:
/arg 5U + arg522
А
y(arg:S,1 + !££^=E^a).
S'i2 |5i2| в \ /
При вычислении уе нужно брать в уравне¬
нии для S'ii тот знак, при котором ge> 1.
л) Метод измерения диэлектрической
проницаемости материала без потерь, обес¬
печивающий независимость от положения
образца. Схема измерения показана на
рис. 21-1-6. Порядок измерения зависит от
желаемой точности. В основном метод
заключается в определении параметров от¬
ношения тангенсов Д>, So и у (статья 5-2-2,
раздел «б»).
Если допустимо полупрецизионное из¬
мерение, то порядок измерения должен
соответствовать методам IV и IVa (раз¬
дел «з», методы II и Па указанной статьи).
Там же описаны методы коррекции ре¬
зультатов измерения.
Поскольку представление относится
к единственной^ плоскости Ту положение DR
минимума в измерительной линии и соот¬
ветствующее положение SR короткого за¬
мыкания должны быть измерены так, как
указано в разделе «и».
При прецизионных измерениях следует
проанализировать результаты измерений
по методу I (раздел «к» статьи 5н2-2) для
определения у и D+Sq. (Нет необходи-
Рис. 21-1-8. Изготов¬
ление образца диэлек¬
трика при измерении
диэлектрической про¬
ницаемости по схеме
инвариантного рас¬
стояния.
мости определять D0 и S0 в отдельность,
нужна только их сумма.) Вычисление 8Г
ведется в следующем порядке:
S' и =-- ± |S„| е
S'а = |Si2| e/(arg ,
где ß = 2л/л.
Пункт 12. Вычислить уе (раздел «в»);
при этом выбирается тот знак S'n, кото¬
рый делает g8> 1.
Пункт 13. Вычислить диэлектрическую
проницаемость по уравнениям раздела «в».
к) Метод измерения комплексной
диэлектрической проницаемости, обеспечи¬
вающий независимость от длины образца.
Порядок измерения аналогичен описанному
в разделе «и», за исключением того, что
поверхность образца, обращенная к корот-
козамыкателю, должна точно совпадать
с плоскостью Т. Порядок вычислений так¬
же совпадает с изложенным в разделе «и»,
но в данном случае
S'n = ±«S22;
€r определяется с помощью уравнений
раздела «в».
м) Метод измерения диэлектрической
проницаемости материала без потерь, обес¬
печивающий независимость от длины об¬
разца. Порядок измерения в этом случае
аналогичен описанному в разделе «л», за
исключением того, что поверхность образ¬
ца, ближайшая к короткозамыкателю,
должна точно совпадать с плоскостью Т
(рис. 21-1-6). Результаты измерений анали¬
зируют так же, как указано в разделе «л»,
для получения у и 50 (знать Д, нет необ¬
ходимости). уг получается после вычис¬
лений:
Ро = tg (S0 SR) J ,
f*o + Y_
уг— 1+р2Т ’
y9=t/9 при #'e> 1;
при re<i.
Далее er вычисляют по формулам разде¬
ла «в».
н) Определение диэлектрической про¬
ницаемости из «представления с инвариант¬
ным расстоянием». Этот метод базируется
на эквивалентном представлении с инвари¬
антным расстоянием, описанном в статье
5-2-2 (раздел «и», метод II и раздел «к»,
метод II). Схема измерения показана на
рис. 5-2-27.
Образец лучше всего приготовить (со
всей тщательностью) так, как показано
на рис. 21-1-8.
Порядок измерения:
1. Пользуясь указанными методами,
определить параметры Я'посл, Я'пар, я, /ь
Я'пар, к эквивалентного представления
(рис. 21-1-9).
Примечание. Эквивалентное
представление рас. 5-2-27 соответст¬
вует смещенным опорным плоскостям
7*1 и 7*2. Для получения эквивалентного
представления между Те1 и 7'е2 — фи¬
зическими границами диэлектрика — до¬
бавляются два „отрицательных41 отрез¬
ка линии 1\ и /2 к эквивалентному
представлению рис. 5-2-27 для получе¬
ния представления рис. 21-1-9.
13 Измерения в электронике, т. II
193
Рис. 21-1-10. К определению поправок
на зазоры между образцом и стенками
линии.
194
Рис. 21-1-9. Эквивалентное представле¬
ние с инвариантным расстоянием.
2. Вычислить Yраз и Узам [прОВОДИМО-
сти со стороны оконечной плоскости 7*в1 при
размыкании и коротком замыкании (соот¬
ветственно) в плоскости 7^]
Za = R' поел +
1
Для прямоугольного волновода
d
е'испр = е'изм b _ (b _ dyMU J
tg ®иопр = tg «изм b_(b_d) е,изм ■
п) Приложение II. Поправка на потерю
в измерительном устройстве. Когда диэлек¬
трическая проницаемость рассматривается
как комплексная, а тангенс потерь относи¬
тельно мал, нежелательные потери в тракте
с. в. ч. могут внести значительные по¬
грешности в измерения tg ö; поэтому поте¬
ри необходимо свести к минимуму, а в ре¬
зультаты измерения ввести поправки.
Все элементы волноводного тракта*
должны быть посеребрены и отшлифованы.
Общая длина линии между зондом и ко¬
ротким замыканием должна быть мини¬
мальна. В волноводных трактах следует
применять нажимные соединители, имею¬
щие меньшие потери, чем дроссельные
фланцы. Внешнюю сторону соединителей
иногда покрывают серебряной краской
после того, как волноводы соединены.
В любом случае число соединений должно
быть сведено к минимуму. Часто широко¬
диапазонные скользящие короткозамыка-
тели имеют некоторые потери; их не сле¬
дует применять, если имеются действи¬
тельно реактивные короткозамыкатели.
Рассмотрим случай, когда образец
диэлектрика длиной /е помещен между
зондом измерительной линии (находящим-
ся в точке минимума напряжения) и ко-
роткозамыкателем в однородном волноводе
(рис. 21-1-11). Расстояния d и 5 — физи¬
ческие расстояния, не изменяющиеся с из¬
менением А.
Потери можно разделить на четыре
группы: потери в стенках волновода d\ по¬
тери в стенках волновода s\ потери в «ко¬
ротком замыкании» (если нужно, отрезок
волновода длиной п А/2, за которым сле¬
дует действительный короткозамыкатель,..
может рассматриватся как «короткое замы¬
кание»); потери в стенках отрезка волно¬
вода, содержащего образец.
Поправка на потери в волноводе d~
Величиной, скорректированной на потери;
в волноводе d, является измеренный к. о~
3. Вычислить f/e, е' и е", как указа¬
но в разделе «в».
о) Приложение I. Поправка на зазор
между диэлектрическим образцом и волно¬
водом. Если между образцом и стенкой
линии имеется зазор, то в измеренную ве-'
личину диэлектрической проницаемости
можно внести приводимые ниже поправки.
Обозначения поясняет рис. 21-1-10. Фор¬
мулы не являются общими и справедливы
лишь при tg 0^0,1. Индексы «изм.» и
«испр.» относятся соответственно к изме¬
ренным и исправленным величинам.
Для коаксиальной линии
Рис. 21-1-11. К вычислению поправок на по¬
тери в измерительном устройстве.
где k — измеренный к. с. в.
Поправка на потери в волноводе
А Га = 2 a d,
где а — коэффициент затухания.
Поправка на потери в волноводе s и
короткозамыкателе. Эту поправку ввести
труднее всего, поэтому часто ею пренебре¬
гают, после того, как сделано все возмож¬
ное для снижения потерь в этих участках
тракта. Все же ниже даются формулы
для АГа, причем предполагается, что из¬
мерение диэлектрической проницаемости
проделано и уже известны в первом при¬
ближении Zt и ße — волновое сопротив¬
ление и коэффициент фазы волновода, за¬
полненного диэлектриком. Эти величины,
а также ZB — волновое сопротивление вол¬
новода без образца — обычно получаются
из нескорректированных данных по фор¬
мулам разделов <«б» и «в», но они могут
быть при желании получены с помощью
отдельных, более грубых измерений, в кото¬
рых не учтены потери в металле.
В общем случае, когда не делается
никаких предположений относительно
диэлектрика или волновода,
где rR—к. о. у „короткого замыкания“,
отрицательная действительная величина,
которая должна быть получена эксперимен¬
тально; ß и а — коэффициенты фазы и за¬
тухания волновода; ße— комплексный коэф¬
фициент фазы волновода, заполненного
диэлектриком.
В двух случаях, представляющих осо¬
бый интерес (разомкнутая линия и корот¬
кое замыкание), поправка
при ßs = 0.
Если положение короткого замыкания
выбрано произвольно, но /е= 1/2Ле или 1е—
=1/4Л£ и, кроме того, образец почти не имеет
потерь и можно считать, что ße— действи¬
тельная величина, то
АГа = 2{R + as) e~2^s при 1е=
— (1 + <?_2/р*)] +
+(гг+,)к1-'^>*т+
+ (1+e-2/P»)]j,
где/?—сопротивление „короткого замыка¬
ния“, отнесенное к Zu-
при /е
Если имеют место и те и другие названные
выше условия, то
/ аЛЛ Ле те
ДГ. =—2 \^R + —J при /е= и ßs= 2 ’
As
ДГ, - 2R при /,= -у и ßs = 0;
ДГ, = 2^R )(|^- )2
Л£
ПРИ К =~т и Ps= 2 ’
/2в Л2 Л.
ДГ, = — 2R (^2 J при le= -j- и ßs = 0.
Поправка на потери в отрезке
волновода /е. Поправка на потери в стен¬
ках волновода /е может быть введена только
после учета поправок А Га и А Га и вычис¬
ления величины уа (раздел „в“). Поправка
Ау9 делается только в мнимой части уе>
т. е. Вв.
Для коаксиальной линии
Обычно вместо Ле можно подставлять
длину волны X в свободном пространстве.
Для прямоугольного волновода (волна типа
Ню), где л и b — размеры широкой и узкой
стенок волновода соответственно, поправка
на потери в отрезке волновода /8
195
Рис. 21-1-12. Экспериментальное определе¬
ние а и [ГR] методом параллельной цепи.
1 — генератор; 2 — измерительная линия; 3 — де¬
тектор; 4 — параллельная цепь; 5 — скользящий
короткозамыкатель; 6 — образец волновода.
Применение поправок. Считается,
что в полученных данных, а именно в зна¬
чениях Г, учтены все ошибки, кроме рас¬
сматриваемых сейчас потерь. Г относится к
оконечной плоскости Т и расстояние от 7\
до Те1 обозначается через I (I положительно,
если Тх находится слева от Те], и отрица¬
тельно, если Т1 находится справа от 7^).
Коэффициент отражения можно выразить
через \r\eiф.
Может случиться, что Т\ совпадает с
Тг1, тогда 1 = 0, или Тг совпадает с Те2у
тогда / = — /g (/е положительно).
Поправки А Га и А Га вводятся следую¬
щем образом:
Г. опр = (1Л + д Га)е1Ф+ АГ.е-W,
где Гиспр — величина Г с учетом всех по¬
терь, кроме потерь в линии /е.
Исправленные данные анализируются
одним из изложенных методов для полу¬
чения комплексной величины
У'=8г+]В,.
На потери в волноводе /е исправляется
только Вв и скорректированное значение
УзИСПр J (^6 ^^е)*
Далее диэлектрическая проницаемость
находится, как обычно.
Теоретическое определение я. Ко¬
эффициент затухания 'линии, в которой
производятся измерения, может быть рас¬
считан по формулам:
RnoB гвнеш ^внут
т 240л Г внеш
1п 7
f вну т
для воздушной коаксиальной линии с ко¬
лебаниями типа ТЕМ, где гВНеш и гВНут —
радиусы внешнего и внутреннего провод¬
ников;
^ ПОВ А . .
°т = 240л Ьа А
xK|№i)L
для прямоугольного волновода с колеба¬
ниями #И).
Поверхностное сопротивление в омах
*nOB=j/ VT
для неферромагнитного материала, где
jio — магнитная проницаемость свободного
пространства, равная 4я • 10~7 генри на
метр; а — проводимость в сименсах на
метр; f — рабочая частота.
Теоретическое значение коэффициента
затухания всегда несколько ниже значе¬
ний, полученных путем измерений, что
объясняется несовершенством состояния
поверхности металлов. Опытным путем
получены величины а, лежащие в пределах
от ’—5% до +50% теоретически рассчи¬
танного значения и зависящие от качества
поверхности. Для хороших посеребренные
и шлифованных волноводов практически
полученные величины а превышают теоре¬
тические на 10%.
Экспериментальное определение а и
Г%. Эти эксперименты чрезвычайно тонки
и проводить их надо очень тщательно.
Существует два метода измерения. В пер¬
вом применяют параллельную цепь, и ме¬
тод имеет то преимущество, что при нем
нужно измерять только сравнительно низ¬
кие значения к. с. в.
Измерительная установка для этого
метода показана на рис. 21-1-12, в ней доло¬
жен быть применен такой же переменный
короткозамыкатель, как при измерении
диэлектриков, если необходимо опреде¬
лить |ГЛ|. Установка должна быть тща¬
тельно прокалибрована по к. с. в. (должны
быть известны величины неоднородностей
соединителей, влияния щели, характери¬
стика детектора). Длину отрезка волно¬
вода лучше всего сделать равной целому
числу полуволн в волноводе пА/2, при¬
чем п должно быть порядка 10.
Параллельную цепь рекомендуется вы¬
полнить в виде тонкой стеклянной пла¬
стинки с нанесенной на ней поглощающей
пленкой (рис. 21-1-13).
Производят два ряда измерений: по
схеме рис. 21-1-12 и по той же схеме,^ но
с включением образца волновода длиной /в
между параллельной цепью и измеритель¬
ной линией. В обоих случаях измеряют
к. с. в. и положения минимумов напряже¬
ния D в измерительной линии, соответст-
Рис. 21-1-13. Конструкции параллельной
цепи.
1 — стекло, толщина 0,13 мм; 2 — нихромовая плен¬
ка, нанесенная распылением; 500 ом{квадрат.
196
вующие ряду положений короткого замы¬
кания. Далее следует тщательно обрабо¬
тать данные по методу II раздела «к»
статьи 5-2-2. Обозначим значения, полу¬
ченные без образца волновода, через г'о
и р', а полученные с образцом волново¬
да—-через г"о и р". Тогда коэффициент
затухания
(г'о Ч- Р') —(''"о + Р")
а “ 2/ь
а абсолютное значение к. о. короткого за¬
мыкания
| Г д| = 1—(/^О+РО +2(<Хи.л/и.л +
"bCt п.ц/п.ц) •
В качестве 1ц. л берется расстояние от
центра той части измерительной линии, ко¬
торая используется в измерениях, до
конца измерительной линии. Для парал¬
лельной цепи удобно применить такой же
волновод, как используемый в качестве
образца. (х*.л вычисляется по приведенным
формулам, причем аи.л=М «•
Второй метод измерения а и ГR осно¬
ван на точном измерении очень большого
к. с. в., что достаточно трудно, но может
быть сделано при особо хорошей аппара-
туре.
Сначала нужно измерить входной
к. с. в. скользящего короткозамыкателя k'
с помощью измерительной линии; затем
измерить ,k" — к. с. в. образца волновода
(длиной /в), нагруженного короткозамыка-
телем. Далее следует вычислить
(r'« + P')=F+Т;
k” — 1
(r". + P")=F + T
и определить а и \ГЯ\ с помощью выше¬
приведенных уравнений, учитывая, что
параллельной цепи нет и ап.ц1п.ц=0.
р) Приложение III. Приближенное ре¬
шение комплексного трансцендентного
уравнения. Если т близко к 9СР и ß, |Г|
и Ф определены, то уравнение может быть
решено с достаточной точностью следую¬
щим путем.
Вычислить постоянные К и А
— 2|r|sin0
К ~ р/, (1 + |Л* + 21Л cos Ф '
А \nt=i .
— К (1 + 1Л2 + 21Лcos ф
и решить относительно X действительное
трансцендентное уравнение K=tgX/Xt
пользуясь двумя рядами данных для опре¬
деления Хг, как уже пояснялось. Найти
постоянную
АХ'2
R — tgX' — Л'(1 +tg*A-')
и вычислить /С'
RXhR (\+tg2X') +*'tg X’ (1-th»/?)
Д “ (R2 + X'2) (1 + th*Ä tg2X')
Рис. 21-1-14. Схема автоматического
измерения диэлектрической проницае¬
мости.
1 — модулированный генератор; 2 — изоля¬
тор; 3 — направленный ответвитель; 4 —
держатель образца; б — ротационный фазо¬
вращатель; 6 — двойной тройник (фазовый
дискриминатор); 7 — детектор; 8 — схема
сравнения и усилитель; 9 — сервоусилитель;
10 — сервомотор; И — передача 2:1; 12 —
синхрогенератор; 13 — выход сигнала фазы
к. о. к индикатору.
Если К и /С' почти одинаковы, то вы¬
численные значения X' ъ R приемлемы,
если же нет, то этот метод решения не¬
применим.
Далее находят
т = YR2 + X’2
,-«■($)
и решают уравнение для уг, как указа¬
но в разделе «е», случай II. Пер. [Л. 55-1,
гл. 10; в статье приведены многочисленные
примеры расчетов].
21-1-2. Автоматическое измерение
диэлектрической проницаемости на с. в. ч.
Диэлектрическая проницаемость материа¬
лов с малыми потерями измеряется авто¬
матически с помощью устройства, схема
которого показана на рис. 21-1-14.
Образец диэлектрика вкладывается
в волновод, вплотную к короткозамыкаю-
щей плоскости. Индикатор показывает
происходящее при этом изменение фазового
угла к. о. При фиксированных значениях
длины волны и длины образца шкала ин¬
дикатора проградуирована прямо в значе¬
ниях диэлектрической проницаемости.
Фаза к. о. измеряется с точностью до
±0,5°, что примерно совпадает с точностью
измерения с помощью измерительной ли¬
нии. Реф. ;[Л. 59-21].
21-1-3. Измерение диэлектрической про¬
ницаемости методом определения длины
волны в свободном пространстве. На
рис. 21-1-15 показана схема измерения.
Определяют положение минимумов стоя¬
чей волны при короткозамкнутом волново¬
де без образца, в котором поддерживаются
колебания типа Ни. Затем образец диэлек¬
трика (с малыми потерями) помещают
вплотную к короткозамыкателю и опреде¬
ляют сдвиг минимума стоячей волны. Из¬
мерение повторяют в диапазоне частот, что
дает возможность вычислить длину волны
в свободном пространстве, а затем и отно¬
сительную диэлектрическую проницаемость.
Реф. {Л. 62-10].
197
Рис. 21-1-15. Схема измере¬
ния диэлектрической прони¬
цаемости методом определе¬
ния длины волны в откры¬
том пространстве.
1 — модулированный клистрон-
ный генератор; 2 — изолятор;
3 — измерительная линия; 4 —
усилитель-индикатор; 5 — согла¬
сованный преобразователь типа
волны Я01—Яц; 6 — отрезок круг¬
лого волновода с образцом ди¬
электрика; 7 — короткозамыка-
тель.
21-1-4. Измерение диэлектрической про¬
ницаемости и тангенса угла потерь на
с. в. ч. с помощью диафрагмы в волноводе.
С помощью диафрагмы, введенной в изме¬
рительную линию, можно трансформиро¬
вать в малые значения большие к. с. в.,
получающиеся при измерении образцов
с малыми потерями, включенных перед
короткозамыкающим поршнем; малые зна¬
чения к. с. в. легко измеряются с помощью
измерительной линии.
Схема измерительной установки пока¬
зана на рис. 21-1-16. Предполагается, что
диафрагма настолько тонка, что ее можно
считать параллельной чисто реактивной
проводимостью.
Измерение диэлектрической проницае¬
мости производится следующим образом.
Усилитель-индикатор в отсутствие образца
присоединяется к направленному ответви¬
телю, и короткозамыкающий поршень пере¬
двигается в точку, где отраженная мощ¬
ность оказывается минимальной. Затем
вставляется образец и поршень переме¬
щается в сторону диафрагмы до тех пор,
пока не будет снова достигнут минимум.
Отмечается смещение \М) поршня. При
этом &1 = &з=&р/(1-Ь&р2); зная значение
нормализованной реактивной проводимости
диафрагмы Ь(р) определяют диэлектриче¬
скую проницаемость из равенства
Яо — длина волны в свободном простран¬
стве; Якр — критическая длина волны; Л —
198
Рис. 21-1-16. Схема измерения параметров диэлектрика с помощью диа¬
фрагмы в волноводе.
/ — модулированный генератор; 2 — изолятор; 3 — волномер; 4— направленный от¬
ветвитель; 5 — измерительная линия; 6 — диафрагма в волноводе; 7 — усилитель-
индикатор; 8 — скользящий короткозамыкатель.
длина волны в измеряемой линии; ßo=
= 2яДо. Если изготовить график €==
=/(ÄD) для различных значений толщины
образца d при данной диафрагме, то 8
можно быстро определять по измеренным
величинам AD.
Порядок измерения tgö подобен по¬
рядку измерения диэлектрической прони¬
цаемости, но в этом случае ^интересуются
не положением поршня, а величиной
к. с. в. и tg Ö вычисляют по формулам,
приведенным в работе. Реф. [Л. 61-37].
21-2. РЕЗОНАТОРНЫЕ МЕТОДЫ
21-2-1. Измерение диэлектрической
проницаемости и тангенса угла потерь на
с. в. ч. резонаторным методом с осцилло¬
скопической индикацией. Образец диэлек¬
трика в форме диска помещается в цилин¬
дрический полый резонатор, возбуждаемый
колебаниями типа Нюп. Диэлектрическая
проницаемость определяется по разности
аксиальных длин резонатора, настроенного
на ту же частоту с образцом и без него.
Тангенс угла потерь находится из разно¬
сти значений добротности резонатора
с образцом и без него. Диэлектрическая
проницаемость образцов с малыми потеря¬
ми измеряется на частотах от 4 до 24 Ггц
с точностью 1 %; тангенс угла потерь —
с точностью 3%. Схема измерения показа¬
на на рис. 21-2-1. Колебания клистронного
генератора, модулированного по частоте
пилообразным напряжением (подаваемым
также на развертку осциллоскопа), посту¬
пают на резонатор, содержащий диэлек¬
трик. Детектированное напряжение с вы¬
хода резонатора усиливается и подается
через электронный переключатель на осцил¬
лоскоп. На экране последнего получается
резонансная кривая.
Часть мощности генератора подается
через направленный ответвитель на второй
резонатор. Выходное напряжение этого
резонатора, используемого для калибровки
Рис. 21-2-1. Блок-схема устройства
для измерения диэлектрической
проницаемости резонаторным ме¬
тодом с осциллоскопической инди¬
кацией.
1 — клистронный генератор; 2 — генера¬
тор пилообразного (напряжения; 3 — на-
правленныйответвитель; 4—переменный
аттенюатор (0—35 дб);5 — прецизионный
переменный аттенюатор (0—10 дб)\ 6 —
измеряемый резонатор; 7 — детектор;
8 — усилитель; 9 — ламповый вольтметр;
10 — электронный переключатель; И —
усилитель; 12 — резонатор, калиброван¬
ный по частоте; 13 — дифференцирую¬
щий усилитель.
Рис. 21-2-2. Резонатор с предельным волно¬
водом.
1 — вход; 2 — цилиндрический резонатор, возбуж¬
даемый колебаниями типа Н01р; 3 — детектор;
4 — образец; 5 — предельный волновод, возбуждае¬
мый колебаниями типа ТЕМ; 6 — согласованная
нагрузка; 7 — стержень для регулировки положе¬
ния образца.
по частоте, детектируется, дифференцирует¬
ся и подается через электронный пере¬
ключатель на осциллоскоп. Таким образом,
дифференцированная кривая рассматри¬
вается одновременно с резонансной кривой
исследуемого резонатора. Точка, в которой
вертикальная часть дифференцированной
кривой пересекает горизонтальную ось
частот резонансной кривой, указывает ре¬
зонансную частоту резонатора.
Порядок вычислений изложен
в ![Л. 56-10]. Реф. [Л. 56-10, 59-1].
21-2-2. Измерение потерь в материалах
на с. в. ч. методом резонатора, связанного
с предельным волноводом. Известен метод
измерения в. ч. потерь в материалах на¬
блюдением снижения добротности объем¬
ного резонатора при введении в него
образца. Однако материалы с большой
проницаемостью и со значительными поте¬
рями настолько изменяют распределение
поля, что точные измерения становятся
затруднительными. Особенно этсу относится
к миллиметровым волнам, к полупроводни¬
кам и к ферритам.
Более пригоден в этих случаях новый
метод, заключающийся в помещении образ¬
ца в короткий отрезок предельного вол¬
новода, связанного с резонатором
(рис. 21-2-2). Предварительно оконечная
нагрузка этого волновода согласовывается
и мощность не поглощается волноводом,
если не считать весьма малых потерь
в стенках. Введение образца создает от¬
раженное поле, в результате чего мощ¬
ность поступает через отверстия связи и
поглощается образцом; соответственно из¬
меняется добротность резонатора. Перво¬
начально сопротивление отверстий связи
практически чисто реактивно; после введе¬
ния образца это сопротивление приобретает
активную составляющую и происходит не¬
которое изменение реактивной состав¬
ляющей. Расстояние образца от входа
волновода определяет .напряженность поля,
в котором находится образец, и, следова¬
тельно, величину поглощаемой им мощ-
199
Рис. 21-2-3. К измере¬
нию комплексной ди¬
электрической прони¬
цаемости методом ма¬
лых возмущений.
ности. Анализ работы резонатора позво¬
ляет определить параметры образца и
в первую очередь тангенс угла потерь.
Реф. [Л. 62-9].
21-2-3. Резонаторный метод, исклю¬
чающий влияние концов образца на ре¬
зультат измерения. Метод малых возму¬
щений (основанный на зависимости резо¬
нансной частоты резонатора и его нагру¬
женной добротности от комплексной
диэлектрической проницаемости образца)
можно использовать так, что исключаются
нежелательные влияния неточного изготов¬
ления или повреждений концов образцов
из твердых и хрупких материалов. Обра¬
зец в виде тонкого стержня помещается
в цилиндрический резонатор, возбуждае¬
мый колебаниями типа Е012; при этом поле
у концов образца минимально (рис. 21-2-3).
Образец подвешивается на нейлоновых
нитях, пропущенных в отверстия в резо¬
наторе, и правильное положение его нахо¬
дится по максимальному изменению часто¬
ты. Реф. [Л. 61-128].
21-2-4. Измерение параметров диэлек¬
триков на миллиметровых волнах с исполь¬
зованием открытого резонатора. По методу
Карповой [Л. 59-102} круглый диск
измеряемого материала помещается в за¬
зор резонатора известных размеров
(рис. 21-2-4,а) и измеряются резонансная
а — резонатор с диэлектри¬
ческим образцом, применяе¬
мый в методе Карповой;
б — диэлектрический стер¬
жень между параллельными
идеально проводящими пло¬
скостями; 1 — диэлектриче¬
ский образец.
частота и добротность резонатора. Из этих
данных вычисляются диэлектрическая про¬
ницаемость и тангенс угла потерь. Метод
позволяет производить измерения с высо¬
кой точностью (±0,1%), однако неудоб¬
ством являются малые размеры резонатора
при работе в коротковолновой части мил¬
лиметрового диапазона, если только не
пользоваться резонатором с высшими ти¬
пами колебаний.
С целью разрешить проблему разме¬
ров при сохранении высокой точности из¬
мерения можно использовать открытую
резонансную структуру в форме диэлек¬
трического стержня из измеряемого мате¬
риала, расположенного между двумя мате¬
матически бесконечными проводящими
пластинами (рис. 21-2-4,6). Этим методом
была измерена диэлектрическая проницае¬
мость тефлона, полистирола и люцита
с точностью выше ±0,2%. Метод пригоден
для измерений на частотах от 3 до 100 Ггц.
Реф. [Л. 60-37].
21-3. ИЗМЕРЕНИЯ НА ВОЛНЕ 6 мм
С ПОМОЩЬЮ ИНТЕРФЕРОМЕТРА
ФАБРИ-ПЕРО
Излучатель интерферометра (рис.
21-3-1) представляет собой рупор 150Х
Х150 мм с плавным переходом на прямо¬
угольный волновод 3,75X1,9 мм. Фазовая
поверхность в раскрыве сделана плоской
с помощью диэлектрических ливв. Такой
же рупор имеется на приемной стороне
интерферометра. В середине поддерживаю¬
щих стержней расположены два рефлек¬
тора на шарикоподшипниках, обеспечи¬
вающих легкое и точное перемещение.
Предусмотрены регулировки наклона, бла¬
годаря чему рефлекторы могут быть юсти¬
рованы методами автоколлимации. Рас¬
стояние между рефлекторами измеряется
с помощью микрометров. Диэлектрические
листы подвешиваются между рефлекто¬
рами, и их положение точно определяется.
Рефлекторы изготовлены методом фото¬
вытравливания отверстий в серебряных
пленках, нанесенных на стеклянные пласти¬
ны. Рефлекторы выполнены плоским»
с точностью 2,5 мк. Расстояние между
излучающим и приемным рупором обычно
Рис. 21-3-1. Интерферометр Фабри-Перо дл»
миллиметровых волн.
200
Рис. 21-3-2. Зависимость до¬
бротности от расстояния
между рефлекторами и от
материала диэлектрика.
1 — теоретическая; 2 — воздух;
3 — тефлон; 4 — полистирол; 5 —
плексиглас.
около 200 cMt а расстояние между излу¬
чающим рупором и ближайшим рефлекто¬
ром примерно 80 см. Генератором служит
отражательный клистрон, стабилизирован¬
ный по частоте. В качестве приемника
используется супергетеродин, на смеситель
которого подается гармоника 3-см гетеро¬
дина, тоже стабилизированного по частоте.
Колебания мощности создавали некоторые
трудности в измерении добротности.
На рис. 21-3-2 приведены измеренные
значения добротности в отсутствие и при
наличии листов диэлектрика между отра¬
жателями.
На рис. 21-3-3 показан пример кривой
изменения сдвига фазы Л (сдвиг рефлек¬
тора 2, необходимый для восстановления
резонанса после внесения листа диэлектри¬
ка) в зависимости от положения листа
диэлектрика. Толщина листа не кратна Я/2,
вследствие чего сдвиг фазы меняется при
изменении положения листа. Вычисленные
по максимальному и минимальному фазо¬
вому сдвигу значения диэлектрической про-
Рис. 21-3-3. Зависимость фазового
сдвига при внесении пластины из
тефлона А от положения пласти¬
ны S'.
Сплошная линия — экспериментальная
кривая; пунктирная линия — теоретиче¬
ская кривая; толщина тефлона 51=
=0,58 см; расстояние между рефлекто¬
рами 178 см; Я-*0,628 см; теоретиче¬
ская кривая дает значение е=2,052.
ницаемости для различных материалов
приведены в средней колонке таблицы:
Материал
е
е
Тефлон
2,031
2,052
Полистирол
2,524
2,528
Плексиглас
2,567
2,557
Диэлектрическая проницаемость изме¬
рялась также для листов, толщина кото¬
рых кратна \к/2. В этом случае частота
изменяется до тех пор, пока не перестанет
наблюдаться изменение сдвига А, после
чего коэффициент преломления N опреде¬
ляется из уравнения
Аср= (N—1)5ь
где АСр — среднее значение сдвига, a Si —
толщина образца. Результаты измерений
приведены в правой колонке таблицы.
Установка положения и отсчет воз¬
можны с точностью ±1 мк. Толщина листа
определяется с точностью 1 • 10-4, и ошиб¬
ка в определении N> обусловленная этими*
цифрами, не превышает 2 • 10-4. Влияние
дифракции, по-видимому, невелико, но все
же общая точность измерения диэлектри¬
ческой проницаемости считается лежащей
в пределах 1%.
Для определения тангенса угла по¬
терь снималась резонансная кривая беа
диэлектрика в интерферометре и с ним
(толщина диэлектрика была кратна поло¬
вине длины волны). Затем потери вычисля¬
лись по формуле
tg 6 = (Ad'—Ad)/Su
где Ad' и Ad — ширина резонансной кри¬
вой на уровне 3 с диэлектриком и бе&
него. Результат измерения несколько за¬
висит от расстояния между рефлектора¬
ми d (влияние дифракции). При почга
постоянном d измерения трех материалов
на волне около 6 мм дали, например, сле¬
дующие результаты;
Рис. 21-3-4. Электрическое и магнитное по¬
ле в интерферометре с образцом диэлек¬
трика.
201
Материал
d, см
tg г-ю<
Тефлон
18,13
1,74
Полистирол
18,1
7,21
Плексиглас
18,07
26,04
На рис. 21-3-4 показана вычисленная
картина полей в интерферометре при вве¬
денном диэлектрике. Реф. [JI. 62-11]; см.
также гл. 24 и (Л. 61-41].
21-4. ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ
АНТЕННЫХ ОБТЕКАТЕЛЕЙ
21-4-1. Испытания антенных обтекате¬
лей и поглощающих материалов
а) Испытания обтекателей. Проверка
диэлектрической проницаемости материала
стенок обтекателя имеет большое значе¬
ние, особенно при многослойных конструк¬
циях. Стенки обтекателей выполняются из
слоев пластмассы или стекловолокна, и
диэлектрическая проницаемость, а следо¬
вательно, и характеристики такого обтека¬
теля зависят от технологии изготовления,
а также от пропорций составных частей.
Испытания могут быть выполнены волно¬
водными или резонаторными методами;
часто используется и метод измерения
в свободном пространстве. Если D\ — рас¬
стояние между .раскрывами рупоров
(рис. 21-4-1), соответствующее нулевому
отсчету в отсутствие исследуемой пласти¬
ны, a D2 — при наличии пластины, то
вносимый сдвиг фазы
^ 2* (0,-00
ф~ X
Для углов падения меньше 30° необ¬
ходимо повторить измерения с пластиной,
передвинутой на четверть волны ближе
к передатчику, и затем усреднить обе по¬
лученные величины Ф. Этот способ изме¬
рений дает среднюю величину диэлектри¬
ческой проницаемости по всей поверхности
пластины и вводит дополнительные пара¬
метры — угол падения и поляризацию, ко-
Рис. 21-4-1. Устройство для измерения вно¬
симого сдвига фазы материала антенного
обтекателя.
торые могут быть использованы для про¬
верки.
Изготовленный обтекатель должен
быть электрически испытан. Общим пра¬
вилом является необходимость повторных
испытаний всех характеристик антенны при
наличии обтекателя, пока надежно не
будет установлено, что влияние обтекателя
пренебрежимо мало.
Необходимо принять меры предосто¬
рожности, перечисленные ниже.
1. Измерение диаграмм антенны при
наличии обтекателя. Взаимное расположе¬
ние антенны и обтекателя должно соот¬
ветствовать фактическому. Другие близко
расположенные части объекта, на котором
монтируется антенна, например фюзеляж
самолета или выступающие стволы ору¬
дий, при этих испытаниях также должны
макетироваться. Если антенна имеет кача¬
ние луча, то должны быть измерены наи¬
более характерные участки диаграммы для
всех положений антенны относительно
обтекателя и ориентации поляризации.
Например, для линейно поляризован¬
ной антенны, установленной в носовом
обтекателе самолета, могут потребоваться
измерения диаграмм через каждые 5 или
10° по азимуту и углу места по всему
сектору качания луча. Более детальные
измерения должны быть проведены для
углов непосредственно вблизи продольной
оси самолета, если обтекатель имеет вытя¬
нутую форму, и встречаются углы паде¬
ния, превышающие 70°.
2. Измерения к. с. в. Измерение к. с. в.
обычно производится лишь с обтекателями,
в которых имеет место нормальное паде¬
ние; при этом необходимо избегать отра¬
жений от окружающих предметов. Влияние
многократных отражений между антенной
и обтекателем при измерении к. с. в. и к. о.
обтекателя может быть устранено путем
выполнения измерений при нескольких
расстояниях между антенной и обтекате¬
лем и усреднения полученных величин.
В принципе достаточно двух измерений
при расстояниях, отличающихся на Я/4.
3. Ошибки обтекателя. В случае антенн
с коническим сканированием или моно-
импульсных обтекатель может вызвать
смещение направления пересечения пар¬
циальных диаграмм. Эта ошибка может
быть измерена на полигоне для снятия
диаграмм антенн, если обтекатель можно
монтировать и вращать независимо от
помещенной под ним антенны. Обусловлен¬
ное обтекателем изменение направления
луча в пространстве имеет две компонен¬
ты — в плоскости смещения, проходящей
через оси антенны и обтекателя (ошибка
линии визирования) и в плоскости, ей
перпендикулярной (перекрестная компонен¬
та). Эти углы обычно измеряются в функ¬
ции азимутального угла сканирующей
антенны по всему интервалу азимутальных
углов и углов места или в случае симмет¬
ричного обтекателя и линейно поляризо¬
ванной антенны для всех угловых положе¬
ний антенны относительно ее подвески при
различных положениях вектора поляриза¬
ции антенны.
202
Если электродинамические характери¬
стики обтекателя не вполне удовлетвори¬
тельны, можно рекомендовать проведение
испытаний отдельных участков стенок
обтекателя при помощи малых дипольных
или рупорных передающей и приемной
антенн, помещенных вплотную к стенкам
обтекателя. Они заменяют собой большую
вспомогательную антенну и удаленный
излучатель.
Подобным образом можно определить
локальный коэффициент прохождения че¬
рез стенку по отношению сигналов в при¬
емной антенне при наличии обтекателя и
без него. Если используются мост с. в. ч.
и прибор для сравнения фаз (как в интер¬
ферометре на рис. 21-4-1), то можно найти
вносимую фазу для участка стенки обтека¬
теля, пользуясь таким же методом, как и
при измерении диэлектрической постоянной
пластины. Эти измерения дают возмож¬
ность определить места, где стенка элек¬
трически слишком толста или слишком тон¬
ка. После этого ее можно вручную сошли-
фовать там, где она электрически слишком
толста, или наклеить кусок пластмассовой
пленки с помощью термопластической смо¬
лы там, где стенка слишком тонка. Этим
методом электрически неудовлетворитель¬
ный обтекатель может быть доведен до
нормы.
Кривые ошибок обтекателя представ¬
ляют собой графики величин смещения ли¬
нии визирования и перекрестной угловой
ошибки в зависимости от углов подвески,
азимута и угла места. Обычно смещение
линии визирования является наибольшей из
угловых ошибок, достигая максимума вбли¬
зи нулевого угла отклонения антенны отно¬
сительно подвески, в случае остроконечно¬
го обтекателя. Часто имеют место и дру¬
гие максимумы; они, однако, редко распо¬
лагаются ближе чем через 2° по углу от¬
клонения относительно подвески и в случае
больших обтекателей исчезают совсем.
Обычно максимальная ошибка обтекателя
составляет (l-i-5)i%/D град (D — диаметр
раскрыва антенны), возрастая для более
остроконечных обтекателей.
Испытания конструкции. Прочность и
жесткость материала обтекателя определя¬
ются с помощью испытаний на изгиб. Ис¬
пытания изготовленного обтекателя на про¬
стую статическую нагрузку в поперечном
или продольном направлении могут дать
оценку деформаций обтекателя при дина¬
мической нагрузке и предельной нагрузке,
приводящей к разрушению. Первые резуль¬
таты определяют надежность конструкции
и допустимый просвет для движения ан¬
тенны.
При моделировании условий эксплуа¬
тационной нагрузки требуются как отри¬
цательные, так и положительные дав¬
ления. Для этого могут быть использованы
регулируемые нагрузки и гидравлические
прессы.
Могут потребоваться также другие ис¬
пытания, например, на поглощение влаги
при полном погружении в воду, поверх¬
ностную прочность, воспламеняемость.
Аэродинамические проблемы. Обтека¬
тели для самолетных антенн должны иметь
малое аэродинамическое сопротивление и
плавно сопрягаться с поверхностью само¬
лета, по возможности при непрерывности
касательной.
Это особенно важно при высоких ско¬
ростях полета. Мерилом аэродинамического
сопротивления обтекателя является коэф¬
фициент остроты формы, равный отноше¬
нию длины к диаметру основания носового
обтекателя. На сверхзвуковых скоростях
может потребоваться коэффициент остроты,
доходящий до 3:1. Точная форма обтека¬
теля вообще некритична ни в электриче¬
ском, ни в аэродинамическом отношении.
В обоих отношениях желателен гладкий
профиль и плавно меняющаяся кривизна.
Для обтекателей, размещаемых не в носо¬
вой части самолета, аэродинамическое со¬
противление снижают путем уменьшения
фронтальной площади и за счет установки
антенн по возможности в тех местах, где
воздушный поток уже турбулентен, как, на¬
пример, в центроплане или хвостовой части
самолета. Обтекатели с малым аэродина¬
мическим сопротивлением подвергаются
меньшим давлениям и, следовательно, к их
конструкции предъявляются менее жесткие
требования; благодаря этому они могут
быть сделаны лучше в электрическом от¬
ношении.
б) Испытания поглощающих материа¬
лов. Поглощающие материалы, используе¬
мые при измерениях на с. в. ч., выпуска¬
ются пластинами размерами от 0,2 до
0,4 кв. м, толщиной от 6 до 200 мм. Они
характеризуются отношением поглощения
к отражению при различных частотах, углах
падения и поляризациях. Некоторые из бо¬
лее тонких материалов — гибкие, их можно
вырезать по форме элементов конструкции
крепления антенны. Жесткие материалы
закрепляются на деревянной раме так, что¬
бы получить большую поглощающую по¬
верхность, при соответствующем размеще¬
нии которой можно уменьшить зеркальные
отражения, влияющие ка результаты изме¬
рений входных сопротивлений и диаграмм
направленности, производимых в ограничен¬
ных закрытых помещениях. Если для этой
цели длительно используется одна и та же
комната, то целесообразно полностью по¬
крыть поглощающим материалом ее стены,
потолок, пол и, насколько возможно, из¬
мерительную аппаратуру.
Если предполагается оборудовать ком¬
нату, эквивалентную свободному простран¬
ству, то следует построить схему лучей,
изображающих пути распространения энер¬
гии в комнате при типичных измерениях,
которые предполагается в ней выполнять.
Затем следует оценить требуемую величи¬
ну поглощения, при которой будут воз¬
можны удовлетворительные измерения. На¬
пример, может оказаться, что непосред¬
ственно позади испытуемой антенны необ¬
ходимо поглощение 30 дб, а в остальных
местах достаточно 20 дб\ может оказать¬
ся, что предполагаемые измерения с имею¬
щимся поглощающим материалом в данном
небольшом помещении невыполнимы.
203
Подбирая измерительную аппаратуру
или изменяя методику измерений, можно
уменьшить требования.
Рассмотрим для примера измерения
диаграмм направленности остронаправлен¬
ных антенн. Ошибка из-за отражения от
стен в этом случае будет максимальна, если
диаграмма испытуемой антенны освещает
то место на стене, которое находится по¬
середине между приемной и передающей
антеннами. Отношение напряженностей от¬
раженного ü прямого сигнала
том) с поверхностным сопротивлением Ro
равным 377 ом на квадрат, помещенный
на расстоянии, равном нечетному числу
Яо/4 (Я0 — расчетная длина волны), от ме¬
таллической поверхности, обеспечивает пол¬
ное поглощение при нормальном падении.
Коэффициент отражения по мощности при
других углах падения ®, длинах волн X и
сопротивлениях пленки [Ro можно в этом
случае найти по формуле
где гь г2 — длины прямого и отраженного
лучей соответственно; |Г,|—модуль к. о.
от стены при данном угле падения луча;
öi, G2 — коэффициенты усиления передаю¬
щей и приемной антенн в направлении пря¬
мого луча; G3, G4 — коэффициенты усиле¬
ния передающей и приемной антенн в на¬
правлении отраженного луча.
Если обе антенны имеют одинаковые
коэффициенты усиления, то, например, при
п/г2=0,5 и |Г| =0,10
=0,05
•£пр
и для этого направления ошибка в уровне
диаграммы равна ±0,5 дб. Если эта ошиб¬
ка допустима, то в данном примере доста¬
точно применять поглотитель на 20 дб.
Если вспомогательная антенна менее на¬
правлена, чем испытуемая, то потребуется
материал е более высокой поглощающей
способностью.
Поглощающий материал следует оцени¬
вать по его надежности, сроку службы и
поглощающим способностям в диапазоне
используемых частот, углов падения и по¬
ляризаций. Если этим факторам не уде¬
лять достаточного внимания, то дорого¬
стоящие »помещения, имитирующие условия
распространения в свободном пространстве,
могут оказаться непригодными.
Поглощающие материалы используют¬
ся также в волноводных аттенюаторах, по¬
глощающих нагрузках (эквивалентах ан¬
тенн) и некоторых фидерных системах для
уменьшения отражений. Можно использо¬
вать стекловолокно с наполнителем в виде
пластмассы, в которую добавлен поглощаю¬
щий материал типа проводящей угольной
сажи. Если не считаться с перегревом, то
удовлетворительные результаты может дать
полижелезо. Материал, состоящий из 40
частей карбида кремния и 100 частей ра¬
диофарфора, имеет удовлетворительные
электрические свойства и достаточно устой¬
чив при нагреве. Поглотители часто ис¬
пользуют для целей военной маскировки,
а также для улучшения характеристик дей¬
ствующих антенн.
В соответствии с конструкцией воз¬
можна следующая классификация погло¬
щающих материалов.
1. Поглощающие экраны. Тонкий мате¬
риал (например, холст, пропитанный графи¬
377 cos 0
где М= —б — для поляризации, па-
0 раллельной плоскости
падения;
377 sec 0
М = —ъ — для поляризации, пер-
0 пендикулярной пло¬
скости падения.
Это уравнение справедливо в предпо¬
ложении. что толщина пленки мала по
сравнению с А,0 и Я, tgö^>l, а материал*
заполняющий пространство от экрана до
металлической поверхности, имеет малую
диэлектрическую постоянную, как, напри¬
мер, пенопласт или «губчатая резина»
(рис. 21-4-2).
2. «Плавные линии». Поглощающий/ди¬
электрический материал можно выполнить
в виде толстой пластины с волновым со¬
противлением, медленно меняющимся (на
расстоянии, сравнимом с ЯМакс) от нуля
на задней поверхности поглотителя до ве¬
личины, соответствующей свободному про¬
странству, на передней 'поверхности по не¬
которому закону, например экспоненциаль¬
ному. Для реализации выбранного закона
можно применять ступенчатую аппроксима¬
цию с помощью многослойной конструкции
(рис. 21-4-3) или плавную с помощью зуб¬
цевидных вырезов (рис. 21-4-4).
Многослойная конструкция (рис. 21-4-3)
имеет следующие данные:
Номер слоя (от передней
поверхности).........
1
2
3
Поверхностное сопротив¬
ление (ом/квадрат)
30 000
14 000
6 500
Эквивалентная проводи¬
мость диэлектрической ли¬
нии
0,011
0,024
0,051
Продолжение
Номер слоя (от передней
поверхности)
4
5
6
7
Поверхностное сопротив¬
ление (ом/квадрат)
3 000
1 400
650
300
Эквивалентная проводи¬
мость диэлектрической ли¬
нии
0,110
0,24
0,51
1,10
3. Уравновешенные 8 и |i. Если мате¬
риал имеет как магнитные, так и диэлек¬
трические потери^ a г/'Во^ц/щ, то можно
получить большой коэффициент затухания
при волновом сопротивлении, близком
к единице. В таком материале можно обес¬
204
Рис. 21-4-2. Погло¬
щающий экран.
1 — металл; 2 — пено¬
пласт или губчатая
резина; 3 — материал
с сопротивлением
377 ом}квадрат.
Рис. 21-4-3. Многослойный поглотитель.
1 — слои диэлектрика; 2 — проводящие слои; 3 -
металл.
печить непрерывное затухание без отраже¬
ний. Однако достаточно удовлетворитель¬
ных материалов такого типа на базе фер¬
ромагнетиков еще не создано.
Частотная зависимость. Поглощающие
экраны полностью поглощают на нечетных
гармониках основной частоты и полностью
отражают на четных гармониках; поэтому
они непригодны в широком диапазоне. При
к. о. по мощности, не превосходящем 10%
в случае нормального падения, ширина рас¬
четной полосы составляет 74% от средней
частоты. Поглотители, выполненные в ви¬
де плавной линии, вполне пригодны на ча¬
стотах от 2,5 до 50 Ггц и обеспечивают
к. о. не более 1% при углах падения от 0
до 60°. Применение на более низких часто¬
тах ограничивается только допустимой тол¬
щиной поглотителя. Нижеследующие дан¬
ные могут считаться характерными:
Толщина,
мм
Частота {мгц), ниже которой при
нормальном падении отражается
более |Г|2 мощности
|Л*=2%
1Л*=ю%
51
1600
1 400
102
800
600
204
400
300
Типы материалов и их характеристики.
В настоящее время разработаны и выпу¬
скаются промышленностью поглотители,
выполненные в виде ковриков из волос
животных, заполненных смесью чешуек
алюминия и графита (или проводящей
угольной сажи) в резине. Волосяные ков¬
рики дешевы и превосходят по своим па¬
раметрам коврики из растительного волок¬
на или мягкого материала, которые можно
использовать вместо них. Ниже описаны
некоторые материалы этого типа.
NRL, тип I. Выполняется из двухслой¬
ного коврика с толщиной слоя 25 мм, ве¬
сом 1,1 кг/м2. Верхний слой дважды погру¬
жается в ксилол, содержащий 20% смеси;
смесь состоит из 60% графита и 40% нео¬
прена. Нижний слой трижды погружается
в ксилол, содержащий 30% смеси; смесь
состоит из 75% графита и 25% неопрена.
После каждого погружения коврики высу¬
шиваются в горизонтальном положении на¬
ружной поверхностью вверх. Это обеспечи¬
вает плавное изменение свойств по тол¬
щине.
NRL, тип II. Выполняется из однослой¬
ного коврика толщиной 25 мм, дважды по¬
гружаемого в ксилол, содержащий 20%'
смеси; смесь состоит из 45% статекса А
и 55% неопрена. Высушивается в горизон¬
тальном положении после каждого погру¬
жения наружной поверхностью вверх»
Окончательный вес 2,8 ksJm2.
NRL, тип III. Выполняется из однослой¬
ного коврика толщиной 12,7 мм, опускае¬
мого трижды в ту же смесь, что и тип II.
Первоначальный вес 1,1 кг/м2, окончатель¬
ный — 2,5 кг/м2. Электрические характери¬
стики этих материалов приведены в табли¬
це ниже.
Рис. 21-4-4. Разрез поглотителя
типа «плавная линия»; в ди¬
электрике с потерями имеются
зубцевидные конические или
пирамидальные выступы.
1 — задняя стенка из металличе¬
ской фольги; 2 — диэлектрик с по¬
терями; 3 — защитное наполнение
из пенопласта.
205
К. о. по мощности
(в процентах) при
параллельной
поляризации и угле
падения 10° на волнах
з?
ю
g
о
со
о
CNJ
Тип I1* 2» 3:
один верхний слой ....
один нижний слой ....
оба слоя вместе
0,15
0,0
0,0
4,0
1,5
0,8
12,0
3,0
0,1
36,0
3,0
0,5
Тип II2» 4;
влажный
0,0
0,0
0,8
0,4
Тип III2» 4:
сухой
влажный
0,2
0,2
0,6
4,8
1) Максимум к. о. может получиться
вблизи 6 см.
2) Характеристики меняются от образ¬
ца к образцу.
3) Зубчатая поверхность дает несколь¬
ко лучшие характеристики, в особенности
когда она влажная.
4) Для использования только в 1,25-
и 3-см диапазонах.
Выпускаются также поглотители типа
плавных линий, выполненные из пенополи-
стирола или цемента, наполненного мелки¬
ми железными или алюминиевыми части¬
цами. Гладкая поверхность этих поглоти¬
телей предохраняет их от запыления, и они
более долговечны, чем волосяные поглоти¬
тели.
Каждая пластина поглотителя должна
индивидуально испытываться в реальных
условиях. Часто наблюдались большие от¬
клонения параметров образцов в одной
партии. Пер. i[JI. 61-1, гл. 32].
21-4-2. Неотражающие поглотители.
Простой поглотитель из резистивной пла¬
стины с поверхностным сопротивлением
377 ому помещенной на расстоянии Х/4 от
отражающей металлической поверхности
дает к. о. менее 0,05 в ±5%-ной полосе
частот. Коэффициент отражения поглотите¬
ля из чередующихся слоев диэлектрика без
потерь и тонких листов материала малой
проводимости (рис. 21-4-5,а) не превышает
0,1 в пределах почти 3 октав.
Примерно такое же отражение дает
поглотитель из резистивных пластин, рас¬
положенных перпендикулярно основанию'
(рис. 21-4-5,6). Во избежание зависимости
от поляризации две системы пластин рас¬
положены перпендикулярно друг другу (на
расстояниях, больших Х/2).
На рис. 21-4-5,в показаны частотные
характеристики отражения поглотителя, со¬
стоящего из одного слоя диэлектрика
с укрепленными на нем металлическими-
диполями.
Повышение отражающей способности;
поверхности. Некоторые диэлектрики отра¬
жают лучше, чем металлы. Так, например,
двуокись титана с tgß«2*10-4 и е«90 на
частоте 3 Ггц дает повышение отражения
вдвое но сравнению с металлической по¬
верхностью. Реф. |[JI. 59-19]. См. также
[Л. 60-65].
21-4-3. Автоматическое измерение сдви¬
га фазы в стенках антенных обтекателей.
Схема автоматического нулевого интерфе¬
рометра, фазовое равновесие в котором не
зависит от величины измеряемого и опор¬
ного сигналов, приведена на рис. 21-4-6.
Сигнал с. в. ч. (в 3-см диапазоне), мо¬
дулированный синусоидальным напряжени¬
ем частоты 1 ООО гц, подается в измеряемое
и опорное плечи. Сигнал измеряемого пле¬
ча проходит через исследуемый диэлектрик,,
помещенный между двумя рупорами, и по¬
ступает в плечо Н двойного тройника.
Сигнал опорного плеча проходит через ка¬
либрованный фазовращатель \и поступает
в плечо Е двойного тройника. Боковые
плечи тройника нагружены согласован¬
ными болометрами. Выходы болометров
сравниваются в схеме моста. Напряжение
в диагонали моста равно нулю, если ам¬
Рис. 21-4-5. Частотные характеристики неотражающих поглотителей.
Rn — поверхностное сопротивление, ком!квадрат%
206
Рис. 21-4-6. Схема устройства для автоматического из¬
мерения сдвига фазы в стенках антенных обтекателей.
/ — модулированный генератор с. в. ч.; 2— передающий рупор;
3 — приемный рупор; 4 — обтекатель антенны; 5 — изолятор; 6 —
двойной тройник; 7 — опорное плечо; 8 — аттенюатор; 9 — фазо¬
вращатель; 10 — болометрический мост; И — сервоусилитель;
12 — сервомотор; 13 — механические связи; 14 — преобразователь;
15 — усилитель постоянного тока; 16 — самописец накопленной
ошибки и схема воспроизведения ошибки (с фотоэлементом);
17 — схема управления корректирующим аппликатором; 18 — се¬
лектор интервалов; 19 — корректирующий аппликатор.
плитуды напряжений частоты модуляции
равны, а разность фаз сигналов, поступаю¬
щих в плечи Я и £ двойного тройника,
равна 90°.
Сигнал разбаланса моста поступает на
сервосистему, устанавливающую положение
фазовращателя. Механическое перемещение
фазовращателя преобразуется в электриче¬
ское напряжение, подаваемое в самописец
и в схему накопления. По окончании иссле¬
дования всего обтекателя записанная ин¬
формация об ошибке воспроизводится син¬
хронно с перемещением обтекателя; всюду,
где ошибка оказывается больше допусти¬
мой, аппликатор исправляет с внутренней
стороны толщину стенки обтекателя.
Апертура передающего рупора равна
25X25 мм\ он располагается на расстоянии
25 мм или менее от внутренней поверхно¬
сти обтекателя. Стенка обтекателя прохо¬
дит перед облучающим рупором со ско¬
ростью не более 200 мм!сек. Если ошибка,
связанная с изменением толщины, оказы¬
вается больше 2° на 25 мм пути обтека¬
теля, то скорость перемещения обтекателя
снижается.
Главный фазовращатель
калибруется изменением рас¬
стояния между рупорами в
отсутствие диэлектрика между
ними.
Приемный рупор укреп¬
лен на стойке, обеспечивающей
аксиальное перемещение и от¬
счет с точностью 2,5 мк. После
точной установки расстояния
между рупорами, соответ¬
ствующего нулевому показа¬
нию, расстояние увеличивает¬
ся точно на \к/2; для получе¬
ния снова точного нуля фазо¬
вращатель в данном случае
нужно было сдвинуть не более
чем на 0,3°. Реф. |[Л. 56-9].
21-5. ДРУГИЕ МЕТОДЫ
И УСТРОЙСТВА
Обширный материал по
измерению параметров твер¬
дых, жидких и газообразных
диэлектриков на в. ч. и с. в. ч.,
включающий рассмотрение резонаторных,
волноводных, оптических, калориметриче¬
ских и пондеромоторных методов, имеется
в {Л. 63-112].
Различные методы измерения диэлек¬
трической проницаемости и потерь описа¬
ны, например, в (Л. 49-101, 63-101, 58-103,
62-52, 59-104, 59-109, 60-119, 63-122].
Некоторые отдельные вопросы освеще¬
ны в статьях: измерение диэлектрических
материалов на с. в. ч. в свободном про¬
странстве |[Л. 62-128]; измерение диэлектри¬
ческой проницаемости на с. в. ч. с исполь¬
зованием медленных поверхностных волн
[Л. 59-105]; безэлектродные методы измере¬
ния ,[Л. 61-40]; фокусированный спектрометр
для измерения параметров антенных обте¬
кателей на волне 3 см [Л. 57-12]; измерение
параметров керамических материалов с ма¬
лыми потерями на волнах порядка 1 см
[Л. 60-42]; измерение диэлектрической про¬
ницаемости воздуха на частоте 9 Ггц (для
сухого воздуха найдено 8=1,000574}
(Л. 55-18]; измерение параметров диэлек¬
триков на волне 3 см при высокой темпе¬
ратуре (1 480° С) [Л. 61-129].
ГЛАВА 22
ИЗМЕРЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ ЭКРАНИРОВАНИЯ
22-1. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ В. Ч.
УТЕЧКИ ЭКРАНИРОВАННЫХ
ПОМЕЩЕНИЙ И КАБЕЛЕЙ
Ниже описываются методы измерения
электромагнитной утечки экранов и кабе¬
лей. Какой из методов является наиболее
приемлемым — определенно не установлено.
Кроме того, для некоторых методов не уста¬
новлена точность. При измерении эффек¬
тивности экранирования различными мето¬
дами расхождение результатов иногда до¬
стигало 20 дб. Все же возрастающая по¬
требность обусловила широкое распростра¬
нение этих методов измерения.
а) Измерение эффективности экрани¬
рования помещений. Во всех описанных
ниже методах могут быть использованы
любая антенна, пригодная для данной ча¬
стоты измерения, и калиброванный прием¬
ник. Калибровка всей системы антенна —
приемник выполняется в относительных,
207
Рис. 22-1-1. Измерение в. ч. утечки экрани¬
рованных помещений.
а — метод I; б — метод II; 1 — передатчик; 2 —
приемник; 3 — экранированное помещение
а не абсолютных единицах. Это объясняет¬
ся тем, что измерение утечки включает
определение затухания, которое является
отношением двух отсчетов, а не их абсо¬
лютными значениями.
Метод I (рис. 22-1-1,а). Метод может
быть назван методом «закрытых и откры¬
тых дверей».
1. Поместить передатчик средней мощ¬
ности вне экранированного помещения
вблизи, прямо напротив дверей.
2. Калиброванный приемник с антен¬
ной расположить в центре помещения.
3. Сделать отсчет по приемнику при
закрытой двери.
4. Открыть дверь и сделать второй от¬
счет.
5. Вычислить затухание в децибелах,
даваемое экранированием.
Пример. Входное напряжение приемни¬
ка при открытой двери равно 400 мкв\
входное напряжение приемника при закры¬
той двери равно 2 мкв. Затухание, давае-
400
мое экранированием, равно 20Tg-2~==
=46 дб. Входное напряжение приемника
определяется с помощью генератора стан¬
дартного сигнала.
Метод II (рис. 22-1-1,6). Метод отли¬
чается от метода I тем, что расположение
приемника и передатчика взаимно меняет¬
ся. Антенна располагается вблизи от двери
и делается отсчет по приемнику при за¬
крытых и открытых дверях. Отношение
двух отсчетов, выраженное в децибелах,
дает за+ухание за счет экранирования.
Метод III (рис. 22-1-2). Передатчик
располагается вне экранированного помеще¬
ния и возможно дальше от него. Отсчет
по приемнику производится при антенне,
ориентированной по максимальному пока¬
занию. Второй отсчет берется при закрытой
двери и при расположении приемника
в центре помещения.
Рис. 22-1-2. Метод III,
обозначения те же, что
на рис. 22-1-1.
Метод IV (рис. 22-1-3).
1. Присоединить 500-ваттный передат¬
чик к рамочной антенне; плоскость рамки
должна быть перпендикулярна земле. Пе¬
редатчик расположить вне здания, вдали
от больших объектов, от которых могут
отражаться радиоволны.
2. Отметить напряжение на входе при¬
емника.
3. Измерить расстояние от рамочной
антенны до приемной антенны.
4. Измерить угол азимута между ли¬
нией, перпендикулярной плоскости рамки,
и воображаемой линией, соединяющей рам¬
ку с приемной антенной.
5. Перенести приемную антенну в дру¬
гие точки, расположенные по окружности,
в центре которой находится рамочная ан¬
тенна. Для каждой точки измерить угол
азимута и напряжение на входе приемни¬
ка. Расстояние между антеннами должно
оставаться постоянным.
6. Поставить вокруг передатчика с рам¬
кой исследуемый экран и снова измерить
напряжение приемника для тех же азиму¬
тов, что в пп. 4 и 5.
Взять отношения напряжений прием¬
ника для соответствующих азимутов при
наличии экрана и без него и выразить его
в децибелах. Получится зависимость ослаб¬
ления, даваемого экранированием, от ори¬
ентации при заданном расстоянии. Этот
метод требует большой затраты средств и
времени.
Метод V (рис. 22-1-4). Метод имеет не¬
достатки метода IV и пригоден только для
исследования небольших портативных
экранов. Экран транепортируется в место,
свободное от мешающих объектов, и рас¬
полагается относительно передатчика на
расстоянии,„ достаточно близком, чтобы
внутри экрана можно было обнаружить
поле. Антенна с приемником сначала по¬
мещается внутри экрана, причем приемник
настраивается, если это необходимо, с при¬
открытой дверью экрана. Затем дверь плот¬
но прикрывается и антенна перемещается
внутри экрана, а показания приемника за¬
писываются для каждого положения ан¬
тенны. После этого экран выносится из
сильного поля передатчика на расстояние
примерно 40 м и антенна располагается
в центре пространства, ранее занятого
Рис. 22-1-3. Метод IV,
обозначения те же,
что выше.
208
Рис. 22-1-4. Метод
V, обозначения те
же, что выше.
экраном. С помощью длинного высокоча¬
стотного кабеля антенна соединяется с при¬
емником, оставшимся в отнесенном экра¬
не, чтобы на него не действовало поле пе¬
редатчика. С помощью в. ч. аттенюатора,
включенного на входе приемника, добива¬
ются прежних показаний приемника. Изме¬
нение в отсчетах по аттенюатору в деци¬
белах плюс затухание кабеля в децибелах
дает эффективные величины затуханий за
счет экранирования в различных точках
экранированного помещения.
Метод VI (рис. 22-1-5). Этот метод от¬
личается от предыдущих тем, что в нем не
нужен передатчик. Вместо него использует¬
ся генератор сигнала с большим выходом,
работающий в диапазоне сотен мегагерц.
На конце кабеля генератора включена рам¬
ка около 50 мм в диаметре, состоящая из
двух витков эмалированного провода. При¬
емная рамка имеет ту же форму и дан¬
ные. Расстояние между рамками равно при
всех измерениях 15 см.
1. Расположить рамку генератора на
расстоянии примерно 7,5 см от внешней
стенки экранированного помещения, а при¬
емную рамку установить параллельно пе¬
редающей, вблизи внутренней стенки по¬
мещения.
2. Отметить показание приемника.
3. Расположить рамки в свободном
пространстве на том же расстоянии 7,5 см
друг от друга и с помощью входного ат¬
тенюатора приемника получить такой же
отсчет, как в п. 2. Напряжение на входе
передающей рамки должно поддерживаться
с помощью в. ч. лампового вольтметра и
оставаться таким же в п. 3, как и в п. 2.
б) Измерение в. ч. утечки кабелей.
Точно измерить напряженность электриче¬
ского или магнитного поля снаружи кабеля
весьма затруднительно. Поэтому пользуют¬
ся понятием «сопротивление связи»
для объяснения взаимодействия между ко¬
аксиальным кабелем и близко располо¬
женной цепью. Конкретизация этой цепи и
измерение сопротивления связи и составля¬
ют основу оценки утечки кабеля.
Применяются две связанные коаксиаль¬
ные линии передачи. Если коаксиальный
кабель расположен концентрически внутри
металлического цилиндра, то получается
коаксиальная воздушная линия, внутренний
диаметр которой приблизительно равен
внешнему диаметру оплетки кабеля. Радиус
металлического цилиндра выбирается та¬
ким, чтобы воздушная и кабельная линии
имели одинаковое или примерно одинако¬
вое волновое сопротивление. Энергия из
кабеля передается воздушной линии путем
ряда индуктивных связей. Эта «индуктив¬
ность связи на единицу длины» является
мерой мощности утечки.
В описываемых ниже измерениях ге¬
нератор подает энергию в один конец ка¬
беля, а другой конец замкнут на согласо¬
ванную нагрузку. Воздушная линия со сто¬
роны генератора закорочена, а выходной
конец воздушной линии замкнут на согла¬
сованную нагрузку. Для определения ин¬
дуктивности связи на единицу длины необ¬
ходимо измерить напряжение (или мощ-
14 Измерения в электронике, т. II
Рис. 22-1-5. Метод VI.
/ — генератор сигнала; 2 — при¬
емник; 3 — экранированное по¬
мещение; 4 — рамки; 5 — пере¬
менный аттенюатор; 6 — разде¬
лительный аттенюатор 10 дб
ность) на входе кабеля и напряжение (или
мощность) на выходе воздушной, линии.
Для различных диапазонов частот необхо¬
дим соответствующий индикатор утечки и
аппаратура (генератор, соединители, на¬
грузки, приемник). Во всех нижеописывае¬
мых случаях виниловая оболочка была
снята с части кабеля внутри индикатора
утечки.
Метод I. Блок-схема измерения в. ч.
утечки кабеля в диазапоне частот 100—
300 Мгц показана на рис. 22-1-6.
Процесс измерения таков:
1. При включенной установке отмеча¬
ются напряжение на входе кабеля Uw и
показание лампового вольтметра на выходе
приемника.
2. Приемник отключается от индика¬
тора утечки, а генератор сигнала с вну¬
тренним калиброванным аттенюатором под¬
ключается к приемнику.
3. Затухание аттенюатора изменяется
до получения такого же показания лампо¬
вого вольтметра, как в п. 2. Тогда отсчет
по шкале аттенюатора соответствует вы-
Рис. 22-1-6. Измерение в. ч. утечки
коаксиального кабеля методом коак¬
сиального цилиндра.
/ — генератор сигнала; 2 — индикатор утеч¬
ки; 3 — согласованная нагрузка; 4 — лам¬
повый вольтметр; 5 — развязка 20 дб; 6 —
приемник; 7 — прерыватель.
209
Рис. 22-1-7. Измерение в. ч. утечки коак¬
сиального кабеля методом измерения
электрического поля.
/ — передатчик; 2 — кабель; 3 — соединитель;
4 — испытуемый кабель; 5 — тройник; 6 — со¬
гласованная нагрузка; 7— приемник; 8 — ан¬
тенна.
ходному напряжению U2 на конце воздуш¬
ной линии. Индуктивность связи на сан¬
тиметр длины вычисляется по формуле
личных кабелей, если их оборка, соединен
ния, держатели и т. д. одинаковы. Этот
метод применялся на частотах до 1 ООО Мгц.
При измерениях используются два экрани¬
рованных помещения (рис. 21-1-7). Пере¬
датчик или генератор сигнала расположен;
в одном помещении, а кабель, антенна к,
приемник — в другом. Кабели подвешены
на специальных держателях. Броня (если
она есть) присоединяется для заземления
к держателям; оконечная 50-омная нагруз¬
ка заземляется. Эта нагрузка должна вы¬
держивать мощность передатчика. Процесс
измерения заключается в следующем: вклю¬
чается передатчик и отмечается напряже¬
ние на нагрузке кабеля. Антенна (диполь,
или коническая) ориентируется для полу¬
чения максимального отклонения испыта¬
теля помех. Напряженность поля вычис¬
ляется по показанию испытателя помех..
Пер. (Л. 55-1].
где Zoi — волновое сопротивление кабеля;
ег — относительная диэлектрическая прони¬
цаемость заполнителя кабеля; с — скорость
распространения в свободном пространстве,
равная 3-1010 см/сек; 0! =co5i/c, где St —
длина образца кабеля внутри индикатора
утечки, см (0! получается в радианах;
умножением на 57,3 получают его значение
в градусах); со = 2nf — круговая частота;
?1=У'ег01; Ui о — напряжение на входе
кабеля; U2 — напряжение на выходе вторич¬
ной линии; Lc—индуктивность связи, гн/см.
Пример расчета. Данные: Si = 30,5 см;
Z0i = 52 ом; 8г = 2,25; t/2=6 -10—3 в; Uio—
=2,97 в; /=110 Мгц. Подставив эти данные
в формулу и произведя подсчеты, получим:
Lc |[гя/сл*]=5,065 • 10“12.
Метод II. Метод непосредственного
измерения электрического поля. Метод не
может быть рекомендован для абсолютных
измерений, но полезен при сравнении раз¬
22-2. ЭКРАНИРОВАННЫЕ КАБИНЫ
И ПОМЕЩЕНИЯ
В (Л. 61-123] изложена теория приме¬
нения сплошных листов, а также одинар¬
ных и двойных сеток для экранирования-
кабин и помещений. Данные об ослаблении
электромагнитного поля при использовании
различных материалов приведены в виде
графиков. Рассматриваются конструкции
кабин с большим ослаблением и их расчет.
В качестве примера приводятся описания,
и результаты измерения типичных кабин,
покрытых листовыми и сетчатыми экра¬
нами.
22-3. ДРУГИЕ МЕТОДЫ И УСТРОЙСТВА
Вопросы экранирования и измерения
эффективности экранирования рассматрива¬
ются, например, в [J7. 57-104, 60-117, 58-104^
55-105, 60-135].
ГЛАВА 23
ИЗМЕРЕНИЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ПРОЧНОСТИ
23-1. ИЗМЕРЕНИЕ ПРОБОЙНОЙ
МОЩНОСТИ И ИНДИКАЦИЯ ПРОБОЯ
НА С. В. Ч.
а) Факторы, влияющие на пробой. Про¬
бойная мощность элемента с. в. ч. зависит
от ряда факторов. Среди них: природа и
давление газов, присутствующих в элемен¬
те; наличие ионизации ультрафиолетовыми
лучами или другими ионизирующими излу¬
чениями; состояние поверхности; частота
колебаний; ширина импульса; частота по¬
вторения импульсов; конфигурация элек¬
трического поля внутри детали; размеры
детали. Некоторые из этих факторов изу¬
чались на частотах от 3 до 24 Ггц. При
этом получены следующие результаты.
С возрастанием давления газа допустимая
мощность возрастает; с увеличением шири¬
ны импульса и частоты повторения допу¬
210
стимая мощность уменьшается; при нали¬
чии ионизирующего источника и при на¬
личии царапин и шероховатостей допусти¬
мая мощность уменьшается; влажность на
пробой в воздухе практически не влияет;
она может влиять на поверхностный про¬
бой на границе диэлектрика и воздуха.
б) Метод измерения. Схема возможно¬
го варианта установки для измерения про¬
бойной мощности показана на рис. 23-1-1.
Мощность, поступающую в тракт с. в. ч.,
можно регулировать изменением напряже¬
ния первичной обмотки высоковольтного
трансформатора модулятора. Мощность
медленно увеличивают до тех пор, пока не
появится искрение в испытуемом элементе
(при приближении к уровню пробойной
мощности появляется прерывистое искре¬
ние, которое следует считать признаком
пробоя, если даже оно происходит не ча¬
ще одного раза в минуту). После появле¬
ния искрения следует измерить мощность,
отметить ширину импульса и частоту по¬
вторения импульсов и вычислить по извест¬
ным формулам пиковую мощность в трак¬
те. (При вычислении должно быть учтено
переходное ослабление направленного от¬
ветвителя.)
в) Индикация пробоя. Иногда пробой
трудно заметить. Задача заключается
в определении начала пробоя независимо
от того, насколько он слаб или редко по¬
является. Для лучшей различимости про¬
боя имеется несколько методов повышения
его слышимости.
Метод I — стетоскоп. Стетоскоп или
чувствительный микрофон прикладывается
к испытуемому устройству; в последнем
случае необходимы усилитель н. ч. и гром¬
коговоритель.
Метод II — «говорящая трубка». Она
состоит из раструба, приставляемого к уху,
соединенного гибким шлангом с ослабляю¬
щей трубкой, которая в свою очередь вхо¬
дит в короткий отрезок линии передачи,
включенный между испытуемым элементом
и нагрузкой. Ослабляющая трубка пред¬
ставляет собой короткую латунную труб¬
ку, внутренний диаметр которой мал по
сравнению с длиной волны (одна пятая его
или меньше). Она действует как предель¬
ный волновод, не пропускающий мощности
с. в. ч., но хорошо пропускающий звуко¬
вую энергию к гибкому шлангу и далее
к уху. Это устройство повышает отноше¬
ние сигнала к шуму, устраняя внешние
мешающие звуки.
Метод III — визуальное наблюдение.
Используется ослабляющая трубка, опи¬
санная выше, но расположенная в отрез¬
ке линии передачи, образующем 90-гра¬
дусный изгиб. Энергия с. в. ч. направляет¬
ся по изгибу в нагрузку, а ослабляющая
трубка так расположена в изгибе, чтобы
обеспечить наблюдение искрений^ Следует
экранирозать глаза от постороннего света.
(Некоторые мощные магнетроны излучают
рентгеновы лучи, интенсивность которых
настолько велика, что они могут повредить
незащищенные глаза; поэтому рекомендует¬
ся поместить диск из свинцового стекла
в ослабляющей трубке.) Можно также ис-
Рис. 23-1-1. Пример схемы измерения про¬
бойной мощности на с. в. ч.
1 — модулятор; 2 — магнетрон; 3 — водяной атте¬
нюатор; 4 — водяной резервуар; 5 — насос; 6 — на¬
правленный ответвитель; 7 — термистор; 8 — терми-
сторный мост; 9 — испытуемый элемент; 10 — на¬
грузка.
пользовать фотоэлемент. Импульсы фото¬
электрического тока можно усилить и про¬
сматривать их на осциллоскопе, подвести
их к счетчику или использовать их для по¬
лучения «выбросов» на приборе.
Метод IV — чисто электрическое наблю¬
дение. В линию включается направленный
ответвитель так, чтобы во вспомогательную
линию проходила отраженная мощность.
Выпрямленное напряжение усиливается и
подводится к синхроскопу. При возникно¬
вении искрения огибающая отраженных им¬
пульсов видоизменяется.
г) Влияние ионизации на пробойную
мощность. Воздух в элементе с. в. ч.
всегда несколько ионизирован за счет при¬
сутствия в атмосфере космических лучей,
гамма-лучей и других излучений. Беспоря¬
дочная природа этих излучений вызывает
значительные вариации степени ионизации,
а поскольку ионизация в свою очередь
влияет на пробой элемента с. в. ч., получа¬
ются значительные расхождения результа¬
тов повторных испытаний. Поэтому иногда
полезно иметь постоянный источник иони¬
зации (источник гамма- или альфа-лучей),
чтобы условия ионизации были одинаковы¬
ми от импульса к импульсу. Мощность про¬
боя при этом может существенно снизить¬
ся, но данные получатся более устойчивы¬
ми и позволят судить о влиянии других
условий или параметров, например ширины
импульса, его формы, давления и т. д. Пер.
[Л. 55-1].
23-2. ОСЦИЛЛОСКОПИЧЕСКИИ
ИНДИКАТОР КОРОНЫ
Прибор состоит из зонда, смонтирован¬
ного на конце изоляционного стержня, кон¬
трольного блока и обычного осциллоскопа
(рис. 23-2-1). Зонд, представляющий собой
небольшой конденсатор, помещается вбли¬
зи источника короны. Изменения заряда
дают соответствующие изменения напряже¬
ния на электродах зонда. Эти изменения
возбуждают собственные колебания в кон¬
туре LC (частота порядка 10 кгц), которые
усиливаются и индицируются осциллоско¬
пом. Реф. {Л. 59-1].
14*
211
Рис. 23-2-1. Принципиальная схе¬
ма индикатора короны.
23-3. ПРОБОЙ В АНТЕННАХ С. В. Ч.
В '[Л. 59-18] приведены результаты опыт¬
ного исследования пробоя в антеннах 3-см
диапазона. Установлено, что минимальный
потенциал пробоя имеет место при таком
давлении, когда частота столкновений элек¬
тронов с атомами газа равна частоте при¬
ложенного поля (это давление лежит в пре¬
делах приблизительно 0,5—5 мм рт. ст.),
исследовалось влияние пробоя на к. с. в.,
форму импульса, диаграмму направленно¬
сти и излучаемую мощность.
23-4. ДРУГИЕ МЕТОДЫ И УСТРОЙСТВА
Вопросы пробоя в устройствах с. в. ч.
рассматриваются, например, в [Л. 56-8,
55-16].
ГЛАВА 24
ИЗМЕРЕНИЯ НА МИЛЛИМЕТРОВЫХ ВОЛНАХ
24-1. ИЗМЕРЕНИЕ ПОТЕРЬ, ПОЛНОГО
СОПРОТИВЛЕНИЯ И СПЕКТРА
ПОГЛОЩЕНИЯ ГАЗОВ НА ВОЛНЕ 2 мм
а) Измерение потерь. Потери рассеяния
определяются по двум измерениям мощно¬
сти: с включенным измеряемым элементом
и без него. Мощность можно измерять во¬
дяным калориметром, являющимся «абсо¬
лютным» прибором, не требующим калиб¬
ровки. Вместо калориметра можно пользо¬
ваться термисторным измерителем мощно¬
сти, проградуированным с помощью водя¬
ного калориметра или по постоянному то¬
ку. Детекторная головка с гальванометром
может служить индикатором мощности.
Применение ротационного аттенюа¬
тора для измерения мощности имеет то
преимущество, что оба измерения произво¬
дятся при одной и той же мощности в де¬
текторной головке. Потери рассеяния опре¬
деляются по двум отсчетам ротационного
аттенюатора при включенном исследуемом
элементе и без него. Аттенюатор является
тоже «абсолютным» прибором.
Быстрота переключения, необходимая
при подобных измерениях, достигается с по¬
мощью волноводного переключа¬
теля. Конструкция и выполнение пере¬
ключателя должны обеспечивать воспро¬
изводимость соединения при весьма малом
к. о. (|Г|<0,01).
Схема измерения приведена на
рис. 24-1-1, а общий вид устройства — на
рис. 24-1-2. К волноводному переключате¬
лю 16 приключены: к одному плечу — из¬
меряемый элемент — отрезок волновода
Рис. 24-1-1. Схема измерения потерь волноводных элементов на волне 2 мм.
1 — клистронный генератор; 2 — ножевой аттенюатор; 3 — волномер; 4 — штыревой со-
гласователь; 5 — короткозамыкающий поршень; 6 — умножитель частоты; 7 — коротко-
замыкающий поршень; 8 — штыревой согласователь; 9 — ротационный аттенюатор;
10 — ротационный направленный ответвитель; 11 — штыревой согласователь; 12 — де¬
текторная головка; 13 — селективный усилитель; 14 — милливольтметр; 15 — генера¬
тор 8 кгц для фазового детектирования; 16 — волноводный переключатель; 17 ml 18 —
поршни для установки длины 1\ 19 и 20— ферритовые изоляторы.
212
Рис. 24-1-2. Установка для измерения потерь волноводных элементов на волне 2 мм.
Обозначения те же, что на рис. 24-1-1; 21 — вентилятор для охлаждения клистрона.
длиной L и короткозамыкатель 17, к дру¬
гому плечу—короткозамыкатель 18. В тракт
включены ротационный аттенюатор 9 и ро¬
тационный направленный ответвитель 10,
с помощью которого измеряется отражен¬
ная волна.
В направлении генератора волновод¬
ный тракт, вообще говоря, не согласован.
Поэтому показание индикатора измеритель¬
ной установки меняется при перемещении
поршня 17 или 18. Для снижения этого
влияния между генератором и аттенюато¬
ром включены ферритовые изоляторы 19
и 20; изолятор 20 дает ослабление 2 дб
в прямом и 15 дб в обратном направлении.
Этим методом измеряют потери в стен¬
ках отрезков волноводов и остаточные по¬
тери таких элементов, как, например, но¬
жевые аттенюаторы; можно измерять столь
малые потери, как 0,1 дб. При увеличении
частоты потери на единицу длины элемен¬
тов тракта с. в. ч. возрастают пропорцио¬
нально частоте в степени 3/2. Поэтому при
наивысших частотах желательно иметь воз¬
можно меньшую длину элемента. Малая
длина достигается применением фланцев
с захватами и кольцевых клемм
специальной конструкции {Л. 61-34].
Чем выше частота и чем, следователь¬
но, меньше глубина проникновелия тока,
тем большую роль играют неровности и
загрязнение поверхности в увеличении со¬
противления токам с. в. ч.
б) Измерение полного сопротивления.
На миллиметровых волнах измерять сопро¬
тивление с помощью измерительной линии
весьма затруднительно, так как точность
линий в этом диапазоне недостаточна. Воз¬
можно производить измерения по схеме мо¬
ста, в которой измеряемое сопротивление
сравнивается с эталонным. В качестве эта¬
лона применяется переменное полное со¬
противление (подвижной короткозамыка¬
тель), являющееся абсолютным прибором,
и к. о. измеряемого элемента получается
прямым отсчетом.
Схема измерения показана на
рис. 24-1-3. Тракт состоит из элементов
4-мм и 2-мм диапазонов. В тракт 2 мм
диапазона включен двойной тройник ДТ
в качестве моста. Плечо моста 1 связано
с умножителем частоты через штыревой со¬
гласователь. К плечу 4 через такой же эле¬
мент подключен детектор, а к плечам 2
и 3 — переменное эталонное полное сопро¬
тивление Z3T, и соответственно измеряемое
сопротивление ZHз- Последнее состоит здесь
из штыревого согласователя и согласован¬
ной нагрузки, что позволяет устанавливать
любые полные сопротивления. Мощность,
поступающая от умножителя, делится
в двойном тройнике на две одинаковые ча¬
сти, распространяющиеся в плечах 2 и 3.
В плече 3 имеет место отражение за счет
ZH3- Отраженная мощность возвращается
к точке разветвления и делится между пле-
213
Рис. 24-1-3. Схема измерения к. о. на волне 2 лш.
Обозначения те же, что на рис. 24-1-1; ZQT—эталонное полное сопротивление; ДТ —
двойной волноводный тройник.
чами 1 и 4. Если отражение от Z0T сделать
по модулю и фазе одинаковым с ZH3, то
в плече 4 сигнала не будет и индикатор¬
ный прибор не дает отклонения. Это слу¬
жит указанием равенства Z3T и ZH3. Об¬
щий вид 2-мм части схемы показан на
рис. 24-1-4. Чувствительность устройства
такова, что значения к. о. порядка 0,01 еще
доступны измерению.
Точность измерения к. о. зависит от
качества изготовления деталей — двойного
тройника и переменного полного сопротив¬
ления. Наибольшие погрешности измерения
замечаются в двух крайних положениях,
при |Г| = 1 и \Г \ =0. В положении |Г|=0
всегда имеются некоторые остаточные от¬
ражения, (например, от перехода прямо¬
угольного волновода в круглый), которые
следует при очень точных измерениях ком¬
пенсировать. В положении максимального
к. о. последний не всегда равен точно еди¬
нице из-за наличия потерь в волноводе. Но
здесь приходит на помощь мостовая схе¬
ма: потери можно скомпенсировать, вклю¬
Рис. 24-1-4. Установка для измерения к. о. на волне 2 мм.
Обозначения те же, что на рис. 24-1-1 и 24-1-3.
214
Рис. 24-1-5. Схема измерения линии поглощения газа COS на частоте око¬
ло 146 Ггц.
Обозначения те же, что на рис. 24-1-1. ГЯ — газовая ячейка.
чив между измеряемым сопротивлением и
двойным тройником отрезок волновода с та¬
кими же потерями.
в) Измерение спектра поглощения га¬
зов. Связывающие силы между частицами,
образующими «систему» (атомов в моле¬
куле, ядра и электронов в атоме, протонов
и нейтронов в атомном ядре), являются
причиной существования ряда энергетиче¬
ских состояний, в которых может нахо¬
диться система. За счет поглощения элек¬
тромагнитной энергии в форме излучения
определенной частоты такая система может
перейти из состояния с низшей энергией
в состояние с высшей энергией. Переход
с п-то уровня на (л,+ 1)-й возможен при
поглощении излучения, частота которого v
пропорциональна разности энергий Еп+\—
—Еп между рассматриваемыми уровнями
шающая способность значительно выше.
При этом становится возможным наблюде¬
ние тонкой и сверхтонкой структуры, от¬
куда можно получить заключения о пове¬
дении ядер отдельных атомов.
Спектрометр с. в. ч., схема которого
приведена на рис. 24-1-5, применяется для
определения спектров вращения газовых
молекул. 2-мм часть тракта (рис. 24-1-6)
состоит из поглощающей газовой ячейки ГЯ
и детекторной головки. Ячейка состоит из
отрезка волновода 8-мм диапазона, так как
последний имеет больший объем и мень¬
шие потери в стенках на единицу длины;
отрезок снабжен по обеим сторонам пере¬
ходами на 2-мм волновод. Ячейка сделана
газонепроницаемой (с помощью отверстий,
закрытых слюдой, cud). iHa рис. 24-1-6
виден конец помпы для откачки ячейки и
наполнения ее исследуемым газом.
Газ карбонилсульфид (COS) имеет ли¬
нию поглощения в 2-мм диапазоне. Моле¬
кула COS является вытянутой, т. е. обра¬
зующие ее три атома лежат на одной пря¬
мой (S—С—О), и молекула способна вра¬
щаться вокруг оси, перпендикулярной
к этой прямой. Переходы между уровнями
вращения лежат в диапазоне с. в. ч. Для
COS вычислены следующие переходы:
с уровня 9 на уровень 10 при /= 121,625 Ггц
» » 11 » » 12 » i/= 145,947 »
» » 13 » » 14 » jf;= 170,267 »
Измерение частот происходит в сле¬
дующем порядке. Выберем, например, ча¬
стоту, лежащую вблизи 146 Ггц. Клистрон
модулируется пилообразным напряжением,
подаваемым одновременно на горизонталь¬
но отклоняющие пластины осциллоскопа.
Качание частоты достигает 0,1 Ггц. Сред¬
няя частота зоны генерации должна быть
равна примерно 73 Ггц, и при этой частоте
клистрон должен отдавать максимальную
мощность. При отсутствии газа в ячейке
поглощения осциллограмма имеет тупой
максимум. При наличии в ячейке газа
215
где h — постоянная Планка, равная
6,6 • 10~34, дж • сек.
Энергетический уровень Еп определяет¬
ся видом сил и видом частиц. Так, погло¬
щения в спектральной полосе гамма-излу¬
чений вызываются изменениями состояний
внутри атомного ядра. Поглощения в опти¬
ческом диапазоне происходят в основном
за счет сил сцепления между ядром и элек¬
тронами, и поглощения в инфракрасном
диапазоне и диапазоне с. в. ч. связаны
с силами воздействия друг на друга ато¬
мов одной молекулы. Спектроскопия на
на с. в. ч. дает информацию о химической
связи в молекулах (колебательные и вра¬
щательные состояния). Для этой цели мо¬
жет применяться и спектроскопия на ин¬
фракрасных лучах, однако спектроскопия
на с. в. ч. имеет то преимущество, что ис¬
точник излучения здесь чисто монохрома-
тичен и чувствительность, а также точность
определения частоты поглощения и разре¬
Рис. 24-1-6. Установка для измерения линии
поглощения газа COS.
Обозначения те же, что на рис. 24-1-1; ГЯ — газо¬
вая ячейка; Я—штенгель для откачки.
вблизи максимума появляется острый зу¬
бец, направленный вниз, соответствующий
линии поглощения. Чем острее эта линия,
тем точнее можно определить частоту.
При данном объеме ячейки поглощения
ширина линии с увеличением давления
газа возрастает из-за взаимодействия мо¬
лекул. Слишком большая мощность с. в. ч.
оказывает то же отрицательное влияние,
что и давление, из-за возникающего при
этом насыщения высшего уровня.
Определение частоты производится
сначала с помощью 4- или 2-мм волноме¬
ра; последний при хорошей конструкции
может иметь точность порядка 0,01%.
Большая точность достигается примене¬
нием эталонов частоты. Реф. |[Л. 61-35]. ’
24-2. ИЗМЕРЕНИЯ, ОСНОВАННЫЕ
НА ОПТИЧЕСКИХ ПРИНЦИПАХ.
СПЕКТРОМЕТРЫ, ИНТЕРФЕРОМЕТРЫ,
УСТРОЙСТВА С ДВОЙНЫМИ
ПРИЗМАМИ
а) Спектрометры. Пример устройства
спектрометра показан на рис. 24-2-1. Ге¬
нератор и детектор соединены с рупорами,
смонтированными на радиальных полозьях,
вращающихся вокруг центра круглого ос¬
нования диаметром 1 м. Расстояние рупо¬
ров от центра круга меняется в пределах
от 10 до 75 см. Рупоры могут поворачи¬
ваться вокруг своих осей для изменения
плоскости поляризации. Для получения
постоянной фазы в раскрыве рупора при
косинусоидальном и равномерном распре¬
делении амплитуды в плоскостях Н и Еу
соответственно, применены линзы. Ширина
диаграммы излучения равна 13%. Фокус¬
ное расстояние полистироловых линз рав¬
но 15 см\ обе их поверхности покрыты
неотражающими слоями, так же как и
45-градусные скосы металлического кожу¬
ха. Диаграммы при обеих поляризациях
приведены на рис. 24-2-1,6.
Этот спектрометр применяется для
измерения диэлектрической проницаемости
различных листовых материалов на часто¬
те 24 Ггц, причем величина отражения
строится в зависимости от угла падения.
Более острые минимумы получаются при
больших расстояниях рупоров от центра
спектрометра. Подобные спектрометры
применялись для определения угла Брю¬
стера диэлектрических материалов и для
исследования призм из искусственного
диэлектрика и на волне 3,2 см.
Спектрометр со ступенчатой решеткой
показан на рис. 24-2-2. Решетка образо¬
вана 75 полукруглыми стержнями из не¬
ржавеющей стали, плоские стороны кото¬
рых образуют отражающую поверхность.
Решетка облучается с помощью секции
параболоида. Этот спектрометр применялся
на частотах от 24 до 50 Ггц.
б) Интерферометры. Интерферометр,
основанный на принципе оптического ин¬
терферометра М а х-Ц е н д е р а, применял¬
ся для измерения параметров листовых
диэлектриков на частоте 10 Ггц. В одном
из плеч волноводного моста имеются два
рупора, обращенных друг к другу. Рас¬
стояние между ними изменяется, что по¬
зволяет определить сдвиг фазы, вызванный
внесением образца в воздушный зазор.
Способ свободен от термических ограниче¬
ний, и измерения образца производились
при температурах от —72° до +1 300° С.
При стабилизированном генераторе сдвиг
фазы измерялся с точностью до 0,0005 см.
В интерферометре Фабри-Перо на мил¬
лиметровых волнах получаются многократ¬
ные отражения между двумя полупрозрач¬
ными металлическими пленками или же
между полупрозрачной пластиной, приле¬
гающей к испытуемому диэлектрику, и
металлическим зеркалом, находящимся на
таком расстоянии, что излучение наблю¬
дается внутри первой зоны Френеля.
В устройстве, примененном К у л ь ш а у
на частоте 35 Ггц (рис. 24-2-3), в качестве
рефлекторов использованы наборы чет¬
вертьволновых листов диэлектрика. Лучи
в приборе параллельны, и при изменении
расстояния между отражателями наблю¬
даются пики выходного тока. Излучение
можно сделать монохроматическим путем
стабилизации частоты; тогда легко можно
измерять форму пиков. Пример показан
на рис. 24-2-3,6. Расстояние между пика¬
ми точно равно длине волны в свободном
пространстве (при малых расстояниях
влияние дифракции дает ошибку порядка
сотых долей процента).
216
Рис. 24-2-1. Спектрометр для миллиметровых волн.
а — устройство; б — диаграмма прямого прохождения, без образца (рупор на 38 см,
раскрыв 7,5X7,5 см)\ 1 — стабилизированный генератор; 2 — .передающий рупор; не¬
подвижный; 3 — приемник; 4 — приемный рупор подвижной; 5 — испытуемый лист
диэлектрика.
Рис. 24-2-2. Спектрометр со ступенчатой решеткой. Размер d= 10,2 мм.
Расстояние между элементами d cos О изменяется при повороте решетки;
при этом механизм поддерживает параллельность отражающих поверх¬
ностей.
Рис. 24-2-3. Интерферометр Фабри-Перо.
а — схема устройства; б — выходной ток при трех расстояниях между рефлектора¬
ми, соответствующими Q=695, 309 и 163; / — стабилизированный генератор; 2 — пе¬
редающий рупор; 3 — сложные рефлекторы; 4 — приемный рупор; 5 — детектор;
6 — приемник; 7 —расстояние между рефлекторами в сантиметрах; 8 — выходной
ток.
217
Рис. 24-2-4. Интерферометр Майкельсона для миллиметровых волн.
а — устройство; б —выходной ток в двух положениях минимального поля (АЕ=
= ВЕ=* 150 мм, £>£=175 см и C£=,(i) 150 см и (И) 200 см); 1—стабилизирован¬
ный генератор; 2 —• передающий рупор; 3 — делитель луча; 4 — приемный рупор;
б — приемник; 6 — зеркало 1 (подвижное); 7 —зеркало 2.
Если определять добротность iQ интер¬
ферометра как отношение длины волны
к расстоянию между точками половинной
мощности в пике, то зависимость Q от
отражательной способности Г диэлектрика
видна из таблицы:
Г 0,5 0,9 0,99 0,999
Q 4,5 30 432 2700
В многослойном рефлекторе сочетается
высокая отражательная способность с ма¬
лыми потерями передачи, что делает при¬
бор чувствительным. В интерферометре
Больцмана используется отражение от двух
металлических пластин. Излучение фоку¬
сируется в плоскопараллельный пучок
с помощью параболоида и направляется
под углом к пластинам. Отраженная энер¬
гия проходит к другому параболоиду и
оттуда к приемнику. Интерференционные
изображения получаются при смещении
одной из пластин перпендикулярно к ее
поверхности. Прибор использовался, на¬
пример, для наблюдения спектра, излу¬
чаемого искровыми генераторами.
В эквиваленте оптического интерферо¬
метра Майкельсона (рис. 24-2-4) энергия
/
излучается рупором в сторону делителя
луча, состоящего из двух четвертьволно¬
вых пластин диэлектрика с малыми поте¬
рями (полистирол); промежуток между
пластинами регулируется так, чтобы к. о.
равнялся 0,5. «Проходящий» луч отражает¬
ся от подвижного зеркала, снова отра¬
жается от делителя луча и попадает
в приемный рупор и детектор. «Отражен¬
ный» луч отражается от неподвижного
плоского зеркала и через делитель пере¬
дается в приемный рупор. При передви¬
жении подвижного зеркала ток детектора
за счет интерференции лучей принимает
нулевые значения через каждые полволны.
Возможно измерить более сотни таких
пиков и определить непосредственно длину
волны в свободном пространстве.
Интерферометр работает на частоте
24 Ггц\ размеры делителя луча около
23 см в ширину и около 20 см в высоту;
зеркала имеют размеры 20X20 см\ они
плоски с точностью 0,0013 см. Измерения
длины волны генератора известной часто¬
ты дают значение скорости распростране¬
ния с точностью 1 • 10”4. Эта точность
может быть повышена в 10 раз при учете
влияния влажности, атмосферного давле¬
ния и других менее важных пере¬
менных.
В видоизмененном интерфе¬
рометре Майкельсона делитель
луча и неподвижное плечо интер¬
ферометра помещены в волновод
(рис. 24-2-5). Излучение в сво¬
бодное пространство возможно
только в переменном плече; вслед¬
ствие этого получаются очень
острые минимума, индицируемые
детектором. Энергия стабилизи¬
рованного по частоте клистро¬
на поступает в двойной тройник,
образующий делитель луча интер¬
ферометра. Половина энергии про¬
ходит в передающий рупор и
возвращается после отражения
от подвижного зеркала. Дру-
Рис. 24-,2-5. Частично-волноводный интерферометр.
/ — стабилизированный генератор; 2 — гибридное соедине¬
ние; 3 — рупор; 4 — линза; 5 — детектор; 6 — согласователь;
7 — аттенюатор; 8 — поршень; 9 — подвижной рефлектор;
10 — микрометр; И —от 6,5 до 21,5 м.
218
Рис. 24-2-6. /Симметричный четырехрупорный интерферо¬
метр.
1 — генератор 24 Ггц\ 2—измеритель частоты; 3 — стабилизатор;
4 — аттенюатор; 5 — передающий рупор; 6 — от ,1,5 до 7,5 м\ 7 —
каретка; 8 — гибридное соединение; 9 — детектор; 10 — приемный
рупор; 11 — 90-градусный ,перегиб; 12 — фазовращатель; 13 — гиб¬
ридное соединение (делитель луча).
тая половина энергии проходит через
согласователь, переменный аттенюатор и
отражается от передвижного короткоза-
мыкателя. Согласователь уравновешивает
нежелательные отражения в плече сво¬
бодного пространства. При достаточном
расстоянии рупор и подвижной рефлектор
можно рассматривать как точечные источ¬
ники. При перемещении зеркала получает¬
ся 259 минимумов, которые пря частоте
.24 Ггц соответствуют расстоянию в 162 см.
Повторные наблюдения и учет многочис¬
ленных второстепенных источников ошибок
дают возможность определять скорость
света с точностью 2 • 10“6.
Симметричный четырехрупорный ин¬
терферометр псжазан на рис. 24-2-6. Сим¬
метрия обеспечивает лучшую тепловую
стабильность, а при одном плече на 1/4 X
длиннее другого мешающие многократные
отражения между каждым передатчиком
и соответствующим приемником могут
компенсироваться. Этот прибор работает
и в зоне дифракции Фраунгофера, причем
волновой фронт излучения приблизительно
сферичен.
Энергия и здесь делится гибридным
соединителем и проходит в рупоры. Фазо¬
вращатель и переменный аттенюатор ре¬
гулируют и балансируют положение пер¬
вого интерференционного минимума.
Плоскость поляризации излучения в левом
плече прибора устанавливалась под уг¬
лом 90° к плоскости поляризации в правом
плече, что устраняло связь между плеча¬
ми. При работе каретка смещалась точно
на 1 ж и сигналы выравнивались перемен¬
ным аттенюатором, не дающим сдвига фа¬
зы, что обеспечивало острые минимумы.
Общая точность этого интерферометра
равна 1 • 10“6, а модель, работавшая на
частоте 72 Ггц с меньшей поправкой на
дифракцию, давала даже лучшую точ¬
ность.
в) Устройства с двойными призмами.
Эти устройства применяются для измере¬
ния мощности и затухания. Электромаг¬
нитная энергия, падающая под углом 45°
на проволочную сетку или тонкий лист
диэлектрика, делится так, что одна часть
проходит прямо, а другая от¬
ражается под прямым углом.
Деление луча может получить¬
ся также за счет полного вну¬
треннего отражения, когда из¬
лученная энергия переходит из
среды с большим коэффициен¬
том преломления в среду с
меньшим коэффициентом пре¬
ломления. В пространстве за
отражающей поверхностью по¬
ля затухают экспоненциально.
Если вторая диэлектрическая
среда находится вблизи первой
(рис. 24-2-7), то происходит
передача некоторого количе¬
ства энергии. Отношение пере¬
данной мощности к отражен¬
ной можно менять от нуля до
большой величины путем ре¬
гулировки^ расстояния между
поверхностями призм.
Вычисленные значения отраженной и
переданной мощности приведены на
рис. 24-2-7 для угла падения 0=45° и
8=2,545. Потери <в диэлектрике при
tg 6 = 0,001 пренебрежимо малы.
Волны, падающие под меньшими угла¬
ми, затухают меньше, чем падающие под
большими. Теория показывает также, что
при обеих поляризациях электрического
поля переданная и отраженная волны
сдвинуты по фазе на 90°.
Двойная призма является оптическим
эквивалентом обычного направленного от¬
ветвителя с. в. ч. Такое устройство может
применяться в соединении с отражающей
поверхностью в качестве волномера погло¬
щающего типа. Так, на рис. 24-2-8,6 часть
падающей энергии отражается направлен¬
ным ответвителем в интерферометр, со¬
стоящий из опорного рефлектора и метал¬
лического зеркала. При передвижении
последнего возникают через Х/2 положе-
Рис. 24-2-7. Затухание в зависимости от за¬
зора между диэлектрическими призмами.
Кривые относятся к углу падения 45°, ди¬
электрической проницаемости 2,545 и элек¬
трическим векторам, перпендикулярному и
параллельному плоскости падения. Крутиз¬
на кривых достигает значения 28,49 дб на
длину волны.
1 — падающая волна; 2 — отраженная волна; 3 —
область затухания волны; 4 — переданная волна.
219
Рис. 24-2-8. Квазиоптические устройства
с двойной призмой.
а — направленный ответвитель; б — поглощающий
волномер; в — измерительная линия; г — гибрид
ное соединение; 1 — падающая волна; 2 — отра
женная волна; 3 — переданная волна; 4 — вход
5 — выход; 6 — рефлектор; 7 — подвижное зеркало
8 — интерферометр Фабри-Перо; 9 — линза; 10 —
рупор; 11 — детектор; 12 — прямой сигнал; 13 — от¬
раженный сигнал; 14 — нагрузка.
ния, в которых показание индикатора рез¬
ко спадает. Обычный размер призм для
частоты 35 Ггц—15 см каждая сторона.
В измерителе к. с. в. (рис. 24-2-8,в) не¬
большая доля падающей мощности отра¬
жается в зазоре и попадает на зеркало,
от которого, отражаясь, проходит в детек¬
тор. Здесь она сравнивается непосредствен¬
но с такой же долей мощности, отражен¬
ной от нагрузки. Передвижение зеркала
дает последовательно максимумы и мини¬
мумы, по которым обычным способом вы¬
числяется к. о.
Если расстояние между призмами от¬
регулировано так, что затухание равно
3 дб, то такое устройство по своим свой¬
ствам эквивалентно обычному гибридному
соединению. На рис. 24-2-8,г показано та¬
кое устройство с передвижными зеркалами
в боковых плечах. Можно сконструиро¬
вать и другие элементы, например, нагруз¬
ки с очень малым или с очень большим
отражением.
г) Некоторые другие устройства.
В преобразователе плоской поляризации
в круговую металлическая отражающая
пластина помещена на соответствующем
расстоянии от гипотенузы единственной
призмы.
Изменение фазы, сопровождающее
полное внутреннее отражение, дало воз¬
можность сконструировать эквивалент ром¬
ба Френеля. Сдвиг фазы д между состав¬
ляющими в плоскости падения и в плоско¬
сти перпендикулярной к ней, появляющейся
при полном отражении, определяется ра¬
венством
где @o — угол падения на полностью отра¬
жающую поверхность.
Если этот сдвиг фазы может быть
сделан равным jt/2, то из плоскополяри-
зованной падающей волны получается
волна с круговой поляризацией. Для по¬
листирола с е=2,5 необходимо два отра¬
жения с 10о=58°О,4'. Поскольку только
диэлектрическая проницаемость в выше¬
приведенном уравнении зависит от часто¬
ты, ромб Френеля обладает широкодиапа-
зонностью.
В связи с малой удельной мощностью
элементы квазиоптического типа выдержи¬
вают большую пиковую мощность. Это
имеет большое значение на миллиметровых
волнах и дает возможность сконструиро¬
вать рассогласователь для использования
на частоте 35 Ггц. Прибор состоит из
рупорных излучателей, примыкающих
к отрезку волновода 7,1X3,55 мм. Рассо¬
гласование создается внесением поперечного
л о л истир олов ого листа. Входной волновод
и рупор имеют наддув, а выходной вол¬
новод содержит водяную нагрузку для из¬
мерения мощности генератора. Продольные
•передвижения листа диэлектрика дают рас¬
согласование с переменной фазой, но с по¬
стоянной амплитудой. Реф. [J1. '50-19].
24-3. НЕКОТОРЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ
ТЕХНИКИ МИЛЛИМЕТРОВЫХ
И СУБМИЛЛИМЕТРОВЫХ ВОЛН
(ИЗЛУЧАТЕЛЬ ЧЕРЕНКОВА,
ЛУЧЕВОЙ ВОЛНОВОД,
ИЗМЕРИТЕЛИ К. О.)
а) Излучатель Черенкова для субмил-
лиметровых волн. Когда заряженная части¬
ца 'проходит в среде со скоростью, 'большей
фазовой скорости света в этой среде, то
возникает электромагнитное .поле, противо¬
действующее движению частицы. Работа,
производимая при этом зарядом, прояв¬
ляется в виде электромагнитной энергии,
т. е. заряд излучает мощность Че¬
ренкова. Поскольку частотный апектр
излучения единичного заряда некогерентен,
следует использовать пучок, содержащий
гармоники некоторой более низкой частоты
диапазона с. в. ч., для получения когерент¬
ного излучения Черенкова.
На рис. 24-3Jl показана схема излуча¬
теля Черенкова. Луч проходит через отвер¬
стие в среде 1, окруженной недисперсион¬
ной изотропной, диэлектрической средой 2.
Излучение Черенкова происходит из сре¬
ды 1 под углом О, претерпевает внутреннее
отражение в точке А поверхности внешнего
конуса, падает на точку В под углом Брюс¬
тера и излучается параллельно оси луча.
б) Лучевой волновод для субмилли-
метровых волн (рис. 24-3-2). Поле в луче¬
вом волноводе состоит из пучка волн; оно
характеризуется спектром коэффициен¬
тов распространения, и его распределение
меняется вдоль волновода, но периодически
повторяется. Лучевая волна направ¬
ляется через фазовые трансформа¬
торы, которые восстанавливают распре¬
220
Рис. 24-3-1. Излучатель Черенкова
для субмиллиметровых волн.
деление фазы ;в поперечном сечении луча
через определенные интервалы. Фазовые
трансформаторы представляют собой ди¬
электрические линзы, создающие опереже¬
ние фазы в'нешней части луча относительно
адентра,
?=ßp2/<*.
где Р=2лД; р —радиус; d — расстояние
между фазовыми трансформаторами. Ма¬
ксимальный сдвиг фазы (на внешнем ра¬
диусе трансформатора) связан с потерями
.на дифракцию в трансформаторе. Эти по-
Рис. 24-3-2. Лучевой волновод для суб¬
миллиметровых волн.
1 — рупор; 2 — линза; 3 — фазовые трансфор¬
маторы.
терн, вызываемые ,поперечным ограничением
луча, можно сделать -меньше 0,01 дб -на
каждый трансформатор фазы, если макси¬
мальный фазовый сдвиг приближается
к 2.1t. Измерения, проведенные на частоте
35 Ггц, показали, что полные 'потери (по-
тери^ на дифракцию, отражение и погло¬
щение) равны примерно 0,03 дб на транс¬
форматор или около 1,2 дб/км.
Рис. 24-3-3. Измерительная ли¬
ния для волны 2 мм.
1 — главный волновод; 2 — второй
волновод; 3 — зонд; 4 — вход; 5 —
нагрузка; 6 — эксцентричный диск
из диэлектрика.
Рис. 24-3-4. Измеритель к. о. для волны
2 мм.
а — двойной тройник; б—«уравновешивающее пол¬
ное сопротивление»; / — вход; 2 — измеряемая на¬
грузка; 3 — индикатор нуля; 4 — «уравновеши¬
вающее полное сопротивление»; 5 — переход
к круглому волноводу; 6 — неподвижная погло¬
щающая пластина;7 — подвижная и поворотная
пластина; 8—- поршень.
в) Измерительная линия с диэлектри¬
ческой пластиной для волны 2 мм
(рис. 24-3-3) имеет неподвижный зонд и
.калиброванный переменный фазовраща¬
тель. Последний представляет собой тонкую
слюдяную пластину, смонтированную экс¬
центрично на главном волноводе; при по¬
вороте пластин фаза стоячей волны, соз¬
данной измеряемой нагрузкой, меняется на
неподвижном зонде, с которого сигнал по¬
дается во 'второй волновод. Во втором
волноводе картина стоячей волны подобна
той, которая .получается при передвижном
зонде обычной измерительной линии.
г) Измеритель к. о. для волны 2 мм
(основанный на принципах двойного трой¬
ника и ротационного аттенюатора). К пле¬
чам тройника (рис. 24-3-41) присоединяются
измеряемая нагрузка и «уравновешивающее
полное сопротивление». Последнее состоит
из перехода с прямоугольного на круглый
волновод и отрезка круглого волновода,
в котором помещены две топкие поглощаю¬
щие пластины и отражающий поршень;
поршень можно поворачивать и передви¬
гать вдоль оси волновода. Входная по¬
глощающая пластина закреплена перпенди¬
кулярно электрическому полю падающей
волны. Вторая пластина закреплена на от¬
ражающем поршне и передвигается и по¬
ворачивается вместе с ним. Можно пока¬
зать, что модуль к. о. этого устройства
равен квадрату косинуса угла между пла¬
стинами, а фаза к. о. пропорциональна
аксиальному положению поршня. Баланс
отражений в плечах тройника указывается
детектором .нуля в четвертом плече двой¬
ного тройника. Реф |[.Л. 62-58].
24-4. ИЗМЕРЕНИЕ ДИСПЕРСИИ
И ЗАТУХАНИЯ ДИЭЛЕКТРИЧЕСКИХ
ЛИНИЙ НА ВОЛНАХ 5 и 8 мм
(РЕЗОНАТОРНЫМ МЕТОДОМ)
Отрезок линии длиной Х/2 с помощью
отражающих плоскостей по концам пре¬
вращается в резонатор (с волной типа
НЕц|), параметры которого измеряются.
Связь источника колебаний и приемника
с резонатором осуществляется по оптиче¬
скому принципу с помощью почти прозрач¬
ного зеркала (к. о. не более 1%), состоя-
221
щего из гребенки диэлектрических юитей,
расположенного 'под углом 45°. Отклонение
длины волны в 'волноводе (полиэтиленовая
нить) от волны в свободном 'пространстве
(дисперсия) найдено равным от -10“1 до
Ю“3%. Коэффициент затухания равен при¬
мерно 0,'1 дб/м, а радиальная протяжен¬
ность поля —около 70 мм. Реф. [Л. 60-36].
24-5. ДРУГИЕ МЕТОДЫ И УСТРОЙСТВА
Сведения по измерениям «а миллимет¬
ровых волнах имеются также в гл.: 3, 5, 6,
7, 8, И, 14, .17, 21.
Основные вопросы измерений на мил¬
лиметровых волнам, а также методы и
приборы для измерения длины волны, ча¬
стоты, мощности, ослабления, полных со¬
противлений, к. с. в., диэлектрических и
магнитных свойств материалов освещены
'в [Л. 58-103]. См. также [Л. 61-41], где
подробно описаны интерферометры, спек¬
трометры, фазовращатели, поляризаторы
и аттенюаторы, основанные на принципе
полного отражения.
Измерение диэлектрической проница¬
емости плавленого кварца на волне 0,92 мм
с помощью дву хприз менного аттенюатора^
см. 1[Л. 63ч 125].
ГЛАВА 25
ИЗМЕРЕНИЯ в полосковых линиях
25-1. ИЗМЕРЕНИЯ В ПОЛОСКОВЫХ
линиях с. в. ч.
Рассматриваемый ниже вид линий
образован панелью из стекловолокна, про¬
питанной тефлоном и плакированной
медью; толщина панели около '1,6 мм;
одна ее сторона вся плакирована медью
и является заземленной плоскостью; на
другой стороне оставлена только полоска
меди шириной 6,3 мм. Волновое сопротив¬
ление такой линии равно около 50 ом.
Диэлектрическая проницаемость материала
панели равна около 2,8, хотя по- измерению
длины волны эта константа оказалась рав¬
ной 2,25.
Точной теории колебаний в полосковых
линиях не существует, нет даже (анализа
характеристик распространения; считается,
что в полосковой линии распространяется
волна типа ТЕМ.
Был сделан ряд попыток сконструиро¬
вать индикатор к. с. в. на полосковой ли¬
нии. Но эти попытки не увенчались успе¬
хом и большинство измерений проводится
в настоящее время с помощью волновод¬
ных, коаксиальных или плоско-параллель¬
ных измерительных линий.
а) Измерение к. с. в. Для измерения
к. с. в. в полосковых линиях были разрабо¬
таны согласованные переходы между изме¬
рительной линией волноводного или коа¬
ксиального типа и полосковой линией.
Переходы исследовались методом Деша-
на. С помощью измерительной линии изме¬
рялось полное сопротивление при четырех
положениях (через Х/8) полного отражате¬
ля в полосковой линии. Геометрическим
построением определялась фаза и ампли¬
туда коэффициент передачи и к. о. Полу¬
ченные результаты можно использовать для
других геометрических построений с целью
трансформации полного сопротивления лю¬
бой нагрузки полосковой линии, измерен¬
ного через переход, в величину сопротив¬
ления, которое было бы измерено с по¬
мощью идеальной измерительной линии
в самой полосковой линии.
Более удобным является согласование
перехода с помощью согласователя на каж¬
дой рабочей частоте. Потери в соединителе
устранить нельзя. Часть этих потерь можно
определить делением измеренного к. о. на
коэффициент затухания п<ри двойном про¬
хождении через переход. Остающиеся по¬
тери, эквивалентные активной проводимо¬
сти, включенной в произвольную точку ли¬
нии, вносят наибольшую ошибку при боль¬
шом измеряемом к. о. В хорошо сконструи¬
рованных переходах «максимальная ошибка
за счет этих потерь не превышает обычно
3% измеренного к. о.
Для согласования перехода требуется
хорошо согласованная нагрузка на конце
полосковой линии, качество которой мож¬
но проверить, не полагаясь на согласова¬
ние перехода. Для этого нагрузка должна
иметь возможность скользить вдоль поло¬
сковой линии. Индикацией рассогласования
служат при этом изменения показания
индикатора измерительной линии, включен¬
ной перед переходом, при неподвижном
зонде. Если считать, что переход не имеет
потерь, то величина рассогласования опре¬
деляется из окружности, нанесенной на
диаграмме Вольперта — Смита при пере¬
движении нагрузки.
Пример конструкции скользящей согла¬
сованной нагрузки показан на рис. 25-1-1.
Согласование может быть скорректировано
подниманием острого конца нагрузки. Как
показано на рис. 25-1-1,6, поле быстро за¬
тухает в вертикальном направлении, осо¬
бенно его горизонтальная составляющая,
поглощаемая резистивной пластиной. Под¬
нятие переднего конца нагрузки позволяет
вводить начальное затухание в область
слабого поля, где рассогласование мало.
Этот прием значительно улучшает согласо¬
вание, причем небольшие изменения фор¬
мы изгиба не влияют на согласование.
На рис. 25-1 -2 показана частотная ха¬
рактеристика к. с. в. нагрузки, изго¬
товленной из резистивной пластины
(100 ом/квадрат), в диапазоне частот от
3,8 до 5,8 Ггц. На более высоких частотах
222
а — нагрузка полосковой линии, использованная при измерениях;
б — распределение электрического поля в полосковой линии (без
диэлектрика); /—углеродистое покрытие 100 ом!квадрат\ 2 — по¬
движная каретка; 3 — пружина (размеры в миллиметрах).
качество нагрузки может быть еще луч¬
шим. Однако отри стирании (поверхности
нагрузка разрушается.
Схема измерения полного сопротивле¬
ния доказана <на рис. 25-1-3. Ввиду неко¬
торого непостоянства соединителей реко¬
мендуется согласовывать их одновременно
с переходом полосковой линии. Для этого
надо линию на выходной стороне соедини¬
теля замкнуть согласованной .нагрузкой;
нагрузка монтируется непосредственно на
входе ('представляющем отрезок полосковой
линии) измеряемого объекта (рис. 25-1-3,6).
Этот метод вполне пригоден 'на волнах
3-см диапазона, где длина согласованной
нагрузки 'не слишком велика.
Порядок точного измерения к. -с. в.
таков: испытуемый элемент присоединен
к переходу; скользящая нагрузка монти¬
руется за выходньим соединителем перехо¬
да; согласователем общий к. о. устанавли¬
вается равным нулю (что контролируется
с помощью измерительной линии). Если
сама нагрузка. согласована не слишком хо¬
рошо, возможно согласовать переход луч¬
ше, чем согласована нагрузка. К. с. в. на¬
грузки следует сначала измерить прибли¬
женно по отношению максимального к ми¬
нимальному показанию прибора при не¬
подвижном зонде и передвижении нагруз¬
ки. Этот способ достаточ¬
но хорош, если к. с. в. пе¬
рехода не выше 1,3. Затем
нагрузка ставится в поло¬
жение, при котором отра¬
жение от нее усиливает от¬
ражение от перехода и
к. с. в., следовательно, по¬
лучается наибольшим. От¬
мечается положение зонда,
соответствующее миниму¬
му напряжения, и согласо-
ватель регулируется так,
чтобы при неизменном по¬
ложении минимума к. с. в.
стал равным величине
к. с. в. ‘ одной нагрузки.
Однако обычно нагрузка
может быть выполнена
так хорошо, что эта опера¬
ция не требуется. После
согласования перехода
к. с. в. измеряемого эле¬
мента измеряется обычным
путем. Если сам измеряе¬
мый объект должен быть
замкнут на согласованную
нагрузку, то его выходное
плечо следует удлинить
так, чтобы нагрузку можно
было включить без соеди¬
нителя. Если выхбдная на¬
грузка недостаточно хоро¬
шо согласована, следует
ее передвигать до получе¬
ния максимального общего
отражения, затем измерить
к. с. в. и вычесть к. о. на¬
грузки из измеренного к. о.
Поправку на потери,
вносимые переходом, мож¬
но произвести делением
всех измеренных к. о. на измеренное зара¬
нее ослабление напряжения при двойном
прохождении перехода и части полосковой
линии. При этом не учитывается фаза ло¬
кализованных потерь на излучение, что,
однако, вносит лишь малую погрешность.
Установление опорной плоскости при
измерении фазы к. о. может представить
известные трудности. Можно использовать
разомкнутую цепь, создав разрыв между
переходом и измеряемым объектом. Одна¬
ко если при первоначальном согласовании
Рис. 25-1-3. Схема измерения к. с. в. в по¬
лосковой линии.
а — измерение неизвестного элемента; б — согласо¬
вание перехода и соединителя; 1 — сигнал; 2 — из¬
мерительная линия; 3 — к индикатору; 4 — согла¬
сователь; 5 — переход; 6 — соединитель; 7 — испы¬
туемый элемент; 8 — согласованная нагрузка.
223
Рис. 25-1-2. Зависимость к. с. в. нагрузки полосковой
линии от частоты.
Рис. 25-1-4. К определению опор¬
ной плоскости в полосковой линии.
1 — сигнал; 2 — пайка; 3 — латунный
брусок; 4 — нейлоновые винты; 5 — при¬
близительное положение плоскости ко¬
роткого замыкания.
была включена значительная длина поло¬
сковой линии для поддержки нагрузки, то
во избежание ошибок необходимо очень
точно знать частоту и длину волны в по¬
лосковой линии. Желательно располагать
опорную плоскость близко к измеряемому
объекту. Короткое замыкание воспроизво¬
дится 'параллельным разомкнутым резо¬
нансным штырем :в форме поперечного
бруска, припаянного к полосковой линии и
имеющего длину Х/2 (рис. 25-1-4). Измере¬
ния 'Показывают, что плоскость короткого
замыкания -почти точно совпадает с перед¬
ним краем бруска.
б) Измерение потерь на излучение
в переходах. Измерение излучения может
^потребоваться для двух целей. Во-первых,
интересно найти, какую долю .вносимых
потерь составляют (потери на излучение.
Во-вторых, каждый элемент, способный из¬
лучать, способен также и принимать,
в результате чего может (получиться источ¬
ник ненужного сигнала. В первом случае
не требуется большая точность, так как
потери (порядка, например, 0,5 дб могут
быть измерены без труда. Превышение над
потерями в полосковой линии приписывает¬
ся излучению. Однако -потери 0,5 дб в пе¬
редаваемой волне, если они все преобразу¬
ются в излучение, создают весьма значи¬
тельный сигнал. Даже потери 0,1 дб со¬
провождаются сигналом, который только
на 16 дб ниже входного. Поэтому требует¬
ся значительно 'более чувствительный ме¬
тод определения излучения, чем при изме¬
рении вносимых потерь. Наилучшим мето¬
дом, по-видимому, является непосредствен¬
ное измерение мощности излучения рупо¬
ром, обносимым вокруг линии, но указать
способ, дающий количественные результа¬
ты, трудно. В качестве эталона .можно ис¬
пользовать разомкнутую полосковую ли¬
нию; для определения всей излученной
мощности следует провести точные изме¬
рения к. о. Поскольку эти измерения дела¬
ются с переходом, должны быть учтены
добавочные потери на излучение перехода.
Последнее требует изменения фазы между
разомкнутой линией и переходом на вели¬
чину до 180°, что осуществляется или от¬
резанием линии, или использованием линии
длиной несколько волн и небольшим изме¬
нением частоты. В последнем случае сле¬
дует принимать во внимание потери в ли¬
нии. Таким путем можно более или менее
точно оценить излучение. Примером может
служить измерение излучения разомкнутой
линии на диэлектрике с тефлоновой про¬
питкой толщиной 1,6 мм; мощность излуче¬
ния на частоте 4 Ггц составляла 2—2,5%
от входной мощности. Эта величина была
принята в качестве опорного уровня при
оценке других устройств. Размыкание ли¬
нии достигалось отрезанием пластины по¬
лосковой линии. Можно срезать только по¬
лоску, оставляя заземленную пластину и
диэлектрик. Последнее увеличивает потери
излучения, а короткое замыкание их сни¬
жает.
Теоретический расчет излучения поло¬
сковой линии со срезанной полоской и про¬
долженной заземленной плоскостью и ди¬
электриком дает величину порядка 2,2%.
Это сходится с приведенными выше ре¬
зультатами измерения. Теоретическая вели¬
чина излучения короткозамкнутой линии
составляет четверть приведенной выше ве¬
личины, а линии, замкнутой на согласован¬
ную коаксиальную нагрузку, — около трети
этой величины. Излучение может быть
уменьшено примерно до 1/i6 устройством
компенсирующего рамочного излучателя
у перехода. Измерение дало снижение от
8 до 16 дб в этом случае.
Важно отметить, что подача питания
на полосковую линию (или от нее) через
коаксиальную линию, волновод и т. д. дей¬
ствует как излучатель. Этим влиянием пре¬
небрегать нельзя, так как потери могут
быть эквивалентны затуханию до il дб/м.
Переход с волновода на полосковую
линию, показанный на рис. 25-1-5, излучает
от 1 до 5% входной мощности. Было най¬
дено, что' более широкие ребра, при кото¬
рых большая часть поля концентрируется
под ребром, лучше с точки зрения меньше¬
го излучения, причем снижение излучения
приблизительно пропорционально ширине
ребра. Это совпадает с гипотезой, что в та¬
ких устройствах излучают главным обра¬
зом краевые поля.
в) Измерение вносимых потерь. Для
измерения затухания можно использовать
метод замещения. Уровень мощности, по¬
даваемой от генератора сигнала в полоско¬
вую линию, регулируется так, чтобы на
выходном конце линии получился удобный
отсчет детектированного напряжения. Из¬
меряемая деталь включается в линию, и
добавочное затухание компенсируется со¬
ответствующим уменьшением затухания
аттенюатора /генератора сигнала. Основным
источником ошибки в этом методе являет¬
ся несогласованность между детектором и
исследуемой деталью. Для заданной точ¬
ности произведение двух к. о. должно быть
меньше некоторой заранее установленной
величины. Обычно все элементы имеют
к. с. в. меньше 2. Если к. с. в (приемного
устройства при этом равен 1,2, то ошибка,
вносимая им, не превышает 0,25 дб. При¬
мененное приемное устройство состояло из
коаксиального или волноводного детектора
с включенной перед ним развязкой, соот¬
224
Рис. 25-1-5. Экспоненциально-ребристый переход с вол¬
новода »а полосковую линию.
/ — ребро; 2 — продолжение диэлектрика полосковой линии; 3 —
паяное соединение между полоской и ребром; 4 — заостренный
конец диэлектрика; 5 — переход с ребра на полоску (только
в первой модели); 6 — зажим; 7, 8 — согласующие винты;
а — распределение электрического поля; б — вид сбоку; в — раз¬
рез со снятой верхней стенкой; г — разрез по А—А (размеры
в миллиметрах).
ветствующего .перехода на полосковую ли¬
нию и 6—10-дб 'ПОЛОСКОВОГО постоянного
аттенюатора. Коэффициенты стоячей волны
отдельных элементов приемного устройства
равны: соединитель—1,1; постоянный атте¬
нюатор—' 1,05; переход и детектор (если
смотреть со стороны 'входа постоянного
аттенюатора) — 1,05. Таким образом, все
приемное устройство имеет к. с. в. ни¬
же 1,2.
г) Измерение коэффициентов затуха¬
ния и фазы. Измерение вносимых потерь
позволяет определить коэффициент зату¬
хания полосковой линии.
Коэффициент фазы измеряется с по¬
мощью передвижной отражающей нагруз¬
ки на полосковой линии и измерительной
линии. Передвигая отражающую нагрузку
на целое число полуволн, определяют по-
Рис. 25-1-6. Схема измерения развязки
в гибридном соединении.
1, 2, 3, 4 — плечи; 5 — гибридное соединение; 6 —
сигнал; 7 — согласователь; 8 — переход; 9 — по¬
движная согласованная нагрузка; 11 — фиксиро¬
ванный аттенюатор; 12 — детектор; 13 — к индика¬
тору.
ложение, в котором фаза отра¬
жения имеет то же значение.
В качестве отражающей на¬
грузки можно использовать
блок из пластмассы с вкрап¬
лением материала с высокими
потерями. Такая отражающая
нагрузка менее чувствительна
к изменениям контактного дав¬
ления, чем металлический ре¬
флектор, и устраняет резонан¬
сы в линии за нагрузкой.
д) Измерение развязки в
гибридном соединении. Опи¬
сываемый ниже метод измере¬
ния развязки в гибридном
соединении (или в 3-дб ответ¬
вителе) применим к любой ли¬
нии передачи, в которой на¬
грузки плеч недостаточно со¬
гласованы, но могут переме¬
щаться, или же могут быть
обменены местами.
Измерение развязки в ги¬
бридном соединении произво¬
дится при согласованных не¬
развязанных плечах (плечи 2 и
4 на рис. 25-1-6). Напряжение
на входе плеча 1 делится по¬
ровну между плечами 2 и 4
с коэффициентом передачи 1/|^2. Если к. о.
нагрузок плеч 2 и 4 равны Г2 и ГА, то
амплитуды отраженных волн по отноше¬
нию к входному напряжению равны Г21\^%
и Г4/У2. Они делятся поровну между пле¬
чами 1 и 3 тоже с коэффициентом иереда-
Рис. 25-1-7. Векторное
сложение прямой связи и
отражений от нагрузки
боковых плеч в развязан¬
ном плече гибридного со¬
единения.
чи 1/У" 2, но так, что они складываются
в плече 1 и вычитаются ;в плече 3. Поэто¬
му нагрузки боковых плеч добавляют к пе¬
редаваемой -волне в плече 3 волну
с амплитудой (Г4—Л))/2, где Г —величины
комплексные и их фаза определяется дли¬
ной линий в боковых плечах. Полная
амплитуда ,в плече 3 получается сложе¬
нием добавленной .волны с волной за счет
прямой связи 5i3 между плечами 1 и 3.
Сложение векторов (рис. 25-1-7) дает
общий ‘вектор t. Максимальная разность
между t и 513 получается тогда, когда
амплитуды волн от двух боковых плеч на-
15 Измерения в электронике, т. II
225
Рис. 25-1-8. К методу устранения отражений
от нагрузки при ^измерениях развязки в гиб¬
ридном соединении.
а, б, а', б' — экстремальные комбинации прямой
связи и отражений от нагрузки; первые два слу¬
чая — преобладает прямая сзязь; вторые два слу¬
чая — преобладает отражение; в и г — промежу¬
точные комбинации; д и е — ко второму методу
компенсации.
ходятся в фазе яруг с другом и ;в фазе или
в противофазе с s 13. (ри-с, 25-1-8,а и б).
Ошибка тогда равна среднему из модулей
к. о. двух нагрузок. Если, например тре¬
буется измерить развязки 30 дб с точ¬
ностью около ±3 дб, то 5i3 равно 0,031 и
среднее значение к. о. нагрузки для полу¬
чения требуемой точности равно 0,031
(К2—1); это соответствует к. с. в., равно¬
му 1,025.
Ни, нагрузки, ни соединители не удо¬
влетворяют таким высоким требованиям
в отношении к. с. в. '(рис. 25-1-9), поэтому
рассогласование должно быть скомпенси¬
ровано; 'для этого существуют два метода.
Первый применим при достаточно длинных
плечах гибридного соединения, при кото¬
рых нагрузки можно расположить на пле¬
чах без соединителей. Влияние рассогласо¬
ванности нагрузок можно уменьшить, сде¬
лав нагрузки скользящими, и этим изме¬
нять фазы сигналов, суммирующихся с об¬
щим сигналом. Например, условия, пока¬
занные на рис. 25Jl-8,a и б, могут быть
получены последовательной регулировкой
положения нагрузок с целью получения
максимума и минимума передачи. Усредне¬
ние этих двух отсчетов дает прямую связь
'S13. Однако, поскольку детектор не дает
знака сигнала, простое усреднение дает не¬
правильный результат, если влияние нагру¬
зок преобладает над прямой связью
(рис. 25-1-8,а' и б'). В этом случае необ¬
ходимо взять лоловину разности двух от¬
счетов. Неопределенность возникает только
при большой развязке, но ее можно раз-
Рис. 25-1-9. (Коэффициент стоячей
волны соединителей полосковых ли¬
ний в диапазоне 4,2—5,8 Ггц.
а — конструкция соединителя; б — разброс
значений к. с. в. соединителя.
решить, взяв два добавочных отсчета. Это
соответствует условиям, показанным на
рис. 25-1 -8,в и г, которые получаются, если
начать с условия а или б и передвигать
только одну нагрузку до получения проти¬
воположного экстремума передачи. Если
все величины положительны, среднее из
числовых значений а и б равно среднему из
виги это указывает на правильность от¬
вета. Может, однако, оказаться, что пере¬
дача при условии б, алгебраически мень¬
шая из четырех, является численно не
наименьшей. Это указывает на отрицатель¬
ный знак этой величины; тогда требуемое
правильное среднее равно половине раз¬
ности между а и б. Во всех случаях мож¬
но устранить влияние нагрузок независимо
от их к. о. и получить величину развязки.
Второй метод компенсации относится
к случаю, когда нагрузки присоединены
к боковым плечам гибридного соединения
через соединители с неизвестным к. о.
Метод основан на предположении, что
согласование нагрузки и соединителя
в данном плече сохраняется, если их пе¬
ренести в противоположное боковое плечо.
Если это так, то влияние перестановки на¬
грузок, включая соединитель, выражается
в повороте фазы волны, которую они вно¬
сят в общую передачу. Если вносимая вол¬
на была первоначально в фазе или проти¬
вофазе с прямой волной за, счет S13
(рис. 25-1-8,д), то усреднение двух изме¬
рений даст истинное значение S13. Если,
однако, она сдвинута на 90° (25-1-8,е), то
усреднение двух ('одинаковых) измерений
даст результат больше истинного значения.
Пер. [62-20].
226
Рис. 25-3-1. Волновое сопротивление полосковых линий различных видов.
В левом столбце приведены точные формулы (при /=0). К (k) — полный эллиптический интеграл пер¬
вого рода K'=K(kf), где k'2=\—k2, zn{u,k)— дзета-функция Якоби. В правом столбце приведены при¬
ближенные формулы.
25-2. ДРУГИЕ МЕТОДЫ И УСТРОЙСТВА
Вопросы теории, конструкции и приме¬
нения полосковых линий рассматриваются,
например, в {Л. 63-113, 59-103].
Результаты измерения волнового со¬
противления, скорости распространения
волн и затухания в полосковых линиях на
частоте 1 Ггц при различных диэлектриках
приведены в [Л. *55-17].
25-3. ПРИЛОЖЕНИЕ. НЕКОТОРЫЕ
ХАРАКТЕРИСТИКИ ПОЛОСКОВЫХ
ЛИНИЙ ПЕРЕДАЧИ
Полосковые линии передачи находят
широкое применение для возбуждения пло¬
ских антеин, таких 'как печатные решетки
и щели, а также для выполнения вспомо¬
гательных элементов с. в. ч схем, например,
15*
227
Рис. 25-3-2. Волновое сопротивление несимметричной полосковой линии.
1 — точная формула; 2 — приближенная формула; 3 — экспериментальная кривая при
8=4,2.
делителей -мощности, гибридных соедине¬
ний я т. п.
На рис. '25-3-1 приведены формулы для
волнового сопротивления полосковых линий
обыч!ных конфигураций.
Наиболее широко (Применяются линии
в виде .металлической ленты над плоско¬
стью экрана или ленты между двумя
экранными плоскостями. Первая назы¬
вается несимметричной (полосковой линией
и обычно выполняется в виде диэлектриче¬
ской пластины с нанесенными на ее поверх¬
ности с одной стороны экранной плоско¬
стью, а с другой — полоской из медной
фольги. Во второй — симметричной поло¬
сковой линии — между экранными плоско¬
стями и полоской тюмещаются сплошные
диэлектрические пластины, либо полоска
поддерживается шайбами или тонким ди¬
электрическим листом, расположенным
вдоль плоскости симметрии системы.
а) Несимметричные полосковые линии.
Графики волнового сопротивления поло¬
сковой линии приведены на рис. 25-3-2.
Следует отметить, что расчетная кривая
относится к однородному диэлектрику,
тогда как обычно над полоской находится
воздух, а под ней—'Твердый диэлектрик.
Расхождение между экспериментальными
и расчетными кривыми обусловлено именно
этой причиной.
Хотя потери в проводниках несимме¬
тричной полосковой линии не отличаются
от потерь >в обычных линиях тех же раз¬
меров, однако общие потери из-за наличия
диэлектрика несколько больше.
Типичная величина потерь — около
1,6-Ю“6}^ f неп/м для диэлектрика-стекло¬
волокна толщиной 1,5 мм при волновом со¬
противлении 37 ом.
Если диэлектрик над полоской и под
ней различен, то волна распространяю-
228
Рис. 25-3-3. Волновое сопротивление симметричной полосковой линии.
щаяся в линии, не представ¬
ляет собой чистую ТЕМ волну
и рассчитать ее скорость рас¬
пространения нелегко; она за¬
висит от волнового сопротив¬
ления линии и параметров ди¬
электрика.
б) Симметричные полоско¬
вые линии. Графики волнового
сопротивления симметричной
полосковой линии, представ¬
ляющей собой полоску, разме¬
щенную посередине между
двумя экранными плоскостя¬
ми, приведены на рис. 25-3-3.
Для линий, в которых цен¬
тральная полоска выполняется
из двух слоев с тонкой ди¬
электрической прокладкой
между ними, эти кривые дают
достаточную точность вплоть
до 75 ом в случае диэлектри¬
ка-стекловолокна с тефлоновой
пропиткой при относительной
толщине полоски ///>^0,15.
Для более высоких волновых
сопротивлений и более толстых
полосок краевые поля приводят
к постепенному отклонению
от этих кривых.
На рис. 25-3-4 приведены
графики затухания в симме¬
тричной полосковой линии для
случая сплошного ленточного
центрального проводника (из
меди). В случае центрального
проводника из двух лент на
диэлектрической прокладке из
стекловолокна с тефлоном за¬
тухание примерно в 2 раза
больше, а фазовая скорость
равна 0,98 от фазовой скоро¬
сти в свободном пространстве.
В линиях подобного типа могут
существовать два высших типа
волн. Критическая длина вол¬
ны для низшего типа Е равна
Якр=2D.
Эти волны излучаются нару¬
жу. Критическая частота для
низшей волны типа Н может
быть найдена из кривых на
рис. 25-3-5; эти волны излу¬
чаются при тех же условиях,
что и волны типа Е.
Экспериментально уста¬
новлено, что максимум про¬
пускаемой мощности в сим¬
метричной полосковой линии
соответствует ///>=0,175 при
центральном проводнике с по¬
лукруглыми краями. Эта ма¬
ксимальная пропускаемая мощ¬
ность может быть найдена по
эмпирической формуле
в2а d>
Рмакс [вот] 65Ze ,
справедливой при 50 ом
Для расчета Рмакс в случае
Рис. 25-3-5. Высшие типы волн в симметричной полоско¬
вой линии.
/ — в этой области существуют волны типа Е; 2 — волны типа Н
существуют ниже этих кривых.
Рис. 25-3-4. Затухание в симметричной полосковой линии.
Рис. 25-3-6. Неоднородности в симметричной полосковой линии.
В левом столбце показан вид неоднородности; в среднем—эквивалентная схема; в правом — параметры
схемы. D—расстояние между экранными плоскостями; ф (*) — логарифмическая производная х!;, К (ft)“-пол¬
ный эллиптический интеграл первого рода.
230
полосковой линии с опорными шайбами
могут быть использованы такие же ме¬
тоды, как и для коаксиальных линий.
Влияние неточности выполнения (’до¬
пусков) (на -величину волнового сопротив¬
ления .может быть определено ino наклону
кривых на рис. 25-3-3. Влияние смещения
центрального проводника от центра при¬
близительно такое же, как и в случае
коаксиальной линии. Непараллельность по¬
лоски экранным пластинам может при¬
вести к возбуждению несимметричной вол¬
ны типа ТЕМ. Ее можно подавить исполь¬
зованием металлических распорок, вырав¬
нивающих потенциал экранных пластин.
В случае высокодобротных контуров,
когда потери, обусловленные этой волной
(несмотря на то, что она подавлена), не¬
допустимы, полоска должна быть парал¬
лельна экранным пластинам с точностью
до 0,5°.
в) Неоднородности в полосковых ли¬
ниях передачи. В литературе приводятся
расчеты ряда неоднородностей в симме¬
тричных полосковых линиях передачи и
даны методы построения эквивалентных
схем для них путем использования ,схем
для аналогичных неоднородностей в пря¬
моугольном волноводе. Среди других рас¬
сматриваются: 1) поперечные щели в экран¬
ной пластине; 2) зазор в центральном про¬
воднике; 3) круглое отверстие в централь¬
ном проводнике, 4) изменение ширины
центрального проводника; 5) Я-плоскостной
изгиб центрального проводника и 6) Я-пло¬
скостной тройник. Характеристики четырех
видов неоднородностей приведены на
рис. 25-3-6. Скачкообразное. изменение
толщины центрального проводника или рас¬
стояния между экранными плоскостями
эквивалентно шунтирующей емкости, кото¬
рая может быть найдена методами, исполь¬
зуемыми в случае коаксиальных линий.
Пер. [Л. 61-1, гл. 30].
ЛИТЕРАТУРА
К 2-МУ ТОМУ1
1942 г.
1. Bedford A. V. and Freden-
d а 11 G. L., Proc. IRE, 19412, 30, № 10,
440, (18-3).
1946 г.
.1. Roberts S. and Hippel A.,
Journ. Appl. Phys., 19*46, 17, (Nb 7, (21-1-1).
1947 г.
1. Gainsborough G. F., Journ.
IEE, p. III, 1947, 94, № 29, *208, (’11-2-3).
•10. Клейтон и др., Радиоизмерения
на дециметровых и сантиметровых волнах,
изд-во «Советское радио», 19(47.
1948 г.
U01. Доброхотов Б. А. Радиотех¬
нические измерения на сантиметровых
волнах, изд-во «Советское радио», 1948.
1949 г.
101. Техника 'измерений на сантиметро¬
вых волнах, перев. с англ. под ред. Ре¬
мез Г. А., изд-во «Советское радио», 1949.
1950 г.
1101. Справочник по радиотехнике под
ред. Смиренина Б. А., гл. <12, Госэнергоиз-
дат, 1950.
1952 г.
101. Б.арлоу и Каллен, Измере¬
ния на сверхвысоких частотах, пер. ,с англ.
под ред. Штейншлейгера В. Б., изд-во
«Советское радио», 1952.
1953 г.
3. Raabe H. F., Proc. IRE, 1953,
41, № 9, 1129, (17-1).
4. С u 1 s h а w W., Inst, of Electr.
Engrs, 1953, доклад 1445, (17-3-3).
1954 г.
3. A d 1 e r F. P., Journ. Appl. Phys.,
1954, 25, N2 7, 903, '(13-5).
5. Schafer C. R., El-cs, 1954, 27,
N2 2, Ш8, (9-1-1).
1 В скобках указан параграф или
статья текста. Нумерация объединена с ну¬
мерацией литературы к 1-му тому.
6. Н о 11 а n d R. D. and Godel R. A.r
Journ. Brift. IRE, July 4954, 322, (14-1-1).
1955 г.
1. Handbook of microwave measure¬
ments, Wind M., R a p ia p о r t H. ed.,
Brooklyn, 1955.
4. S с h 1 e s i n g e г K., El-cs, 1955, 28,
№2, 142, (9-1-1).
15. H о u g h t о n R. W., El-cs, 1955, 28,
No 1, 156, '(9-1-1).
7. E s s 1 e r W. O., IRE Trans, on
Audio, 1955, AU-3, 24, (17-1).
8. С u 11 e n A. L. and Parr J. C.,
Proc. IEE, p. B, 102, 836, (13-1-3).
9. Strum P. D., IRE Trans., 1955,
PGI-4, Oct., 51, (14-1-1).
И. Willshaw et al., Proc. IEE, p. B,
1955, 99, (13-2-5).
15. К1 e i n w a с h t e r H., Arch elektr.
Übertragung, 1955, 9, März, 154, ,(13-7).
16. Hart, IRE Nat. Conv. rec., 1955,
p. 8, 62 (23-4).
17. R i g e n b а с h M. E. and С o-
oper H. W., «IRE Trans., 1955, MTT-3,
№ 3,1(25-2).
18. Saito S., Piroc. IRE, 1955, 43,
№'8, 10Ш, i(21-5).
'19. Crain C. M., Proc. IRE, 1955,
43, N0 10, 1405, (13-6).
101. Ре.мез Г. A., Курс основных ра¬
диотехнических измерений, Связьиздат,
1955.
102. Термен Ф. и Петтит Дж.,
Измерительная техника в электронике,
Издательство иностранной литературы,
1956.
105. Шапиро Д. (Н., Радиотехника,
1955, 10, № 4, 36, 1(22-3).
106. Кузьм и.н А. Д., Измерения ко¬
эффициента щума приемно-усилительных
устройств, 'ГосэнергоИздат, 1955, (14-1-6).
1956 г.
2. W i г k A. and Т h i 1 о H. G., Nieder¬
frequenz und Mittelfrequenz — Messtechnik
für das Nachrichtengebiet, Stuttgart, 1956.
8. Stevenson et al., 1956, IRE Nat.
Conv. rec., (23-4).
9. К 0 f о i d M., Rev. Sei. Instr., 1956,
27, № 7, 450, (21-4-3).
232
10. S a i t о S. and К u г о к a w a K.,
Proc. IRE, 11956, 44, № i, 35, .(21-2-1).
1012. Льюис И., У э к Ф., Миллими-
кросекундная «импульсная техника, Изда¬
тельство иностранной литературы, 1956,
(15-М2).
1957 г,,
I. Handbook of electronic measurements,
W i n d M. ed.; Brooklyn, 1957.
12. L a v e r i с k E^ IRE Trans., 1957,
MTT-5, № 4, 250, ,(111-2-13).
,3. Reference data for radio engineers,
4 ed., Intern. Teleph. and Telegr. Corp.,
N. Y« 1957.
©Linker J. B. and Grimm H. H.,
Rev. Sei. Instr., 1957,28, № 7,550,(11-2-10).
10. Mostafa A. S. and S ha 1 tout
M. H., IRE Trans., 1957, 1-6, N2 1, 65,
(9-1-4).
II. Mit tr a R., IRE Trans., 1957,
1-6, N2 4, 238, (9-2-8).
12. Good all E. G., Jackson J. A.,
Marconi Rev., '1957, 20, 2 Quart., 5'1, (21-5).
101. Мом от E. Г., Радиотехнические
измерения, Госэнертоиздат, 1957.
(102. Благовещенский В. П. и
С и д о р е нк о'В. В., Измерения в импульс¬
ной аппаратуре, Судпромгиз, 1957, (15-Ы2).
104. <Каден Г., Электромагнитные
экраны (в высокочастотной технике и техни¬
ке электросвязи, Госзнергоиздат, 1957,
(22-3).
106. Т у р б о в и ч И. Т. и др. Радиотех¬
ника, 19517, 12, № '1, 31, 1(9-5-2).
1958 г.
3. Magi d М., IRE Trans., 1958, I—7,
321, (9-i2-2).
4. Bennett iR. G. and Currie R. L.,
El-c and Radio Engineer, 1958, 35, IN® 5, 162,
(19-4ч1).
6. F e t z e г V., Einsohwingvorgange in
Nachrichtentechnik, Berlin, 1958, (1&-4).
101. С о б о л е в с к и й А. Г., Импульс¬
ная техшша, Госэнергоиздат, 1958.
102. А н ц ел и о© и(ч Е. С., Радиотех¬
нические 'измерения, Госэнергоиздат, 1058.
103. Б.урдун Г. Д. и др., Рвдиоизме-
рения на миллиметровых ‘волнах, изд. Харь¬
ковского университета, 1958.
104. Ефимов А. П., Радиотехника,
1058, 13, !№ 11, 60, (22-3).
1959 г.
1. Rider J. F. and U s 1 a n S. D., En¬
cyclopedia on cathode-ray oscilloscopes and
their uses, 2 ed., N. Y., 1959.
2. Zinke О. und Brunswig H.,
HochfrequenZmesstechnik, 3 auf!., Stuttgart,
1959.
3. H e n n e у K. ed. in-chief, Radio engi¬
neering handbook, 5 ed., N. Y., 1959.
4. С z e с h J., Oscillografen-Messtech¬
nik, Berlin, 1959.
5. Cumming W. A., Proc. IRE, 1959,
47, N2 5, 705, '(ЧЗ-1-1).
15. T a n z m a n H. D., El-c Industries,
1959, 18, № 1, 62, (10-2-1).
16. Edel creek G., El-cs, 1959, 32,
N2 43, 126, (11-2-9).
17. L e f e v r e H. and Russel J. T.y
Rev. Sei. Instr., 1959, 30, № 3, 159, (10-2-2),
18. Chown J. R. et al., Proc. IRE,
1959, 47, '№ 8, 1331, (23-3).
19. Harvey A. F., Proc. IRE, p. B,
March, 1959, 106, 141, (24-2).
i20. Petrak J. R., Proc. Nat. El-c Con¬
ference, 1959, XV, 874, (119-2-1).
21. Gabriel W. F., IRE Trans., 1959^
MTT-7, № 4, 481, i(21J'l-2).
22. (Kummer W. H., IRC Trans., 1959-,
AP-7, (Nb 4, 4128, ((13-2-2).
$3. Allen P. J. and Tompkins R. D.,
Proc. IRE, 1959, 47, № 7, 1231, '(18-4).
;25. Ha mb ley N., El-c Engng, 1959,
31, Jan., 13, (9-1-2).
26. Stevens R., Nerem Record, 1959,
56, (9-3-!l).
101. Осипов K. Д. и Пасынков
В. В., Справочник по радиоизмерительным
приборам, в 4 частях, изд-ъо «Советское
радио», Ш59.
102. 'К а р п о в а О. В., Советская фи¬
зика, 1959, 1, февраль, 220, (121-2-4).
103. Полосковые системы сверхвысоких
частот, ред. С у ш к е в и ч В. И., ИИЛ,
1959, 1(25-2).
104. Иванов A. H., Известия вузов,
Приборостроение, 1959, 2, № 5, 3, (21-5).
105. Шестопало в В .П., Я ц у к
К. 'П., Радиотехника и электроника, 1959,
4, № 3, 5147, (21-6).
106. Фастовский И. А. и Фур¬
манов И. «М., Типовые приборы для из¬
мерения индустриальных помех, Судпром¬
гиз, 1950, 1(13-7).
109. Хиппель А. Р., Диэлектрики и
их применение, Госэнергоиздат, 1959,
(21-1-1, 21-5).
1960 г,
1. Handbuch für Hochfrequenz — und
Elektrotechniker, VI, Herausgeb. Kret¬
zer K., Berlin, 1960.
2. Dillenburger W., Fernsehen —
Messtechnik, Berlin, I960, (18-4).
7. E s t i n A. J. et »al., IRE Trans., I960,
1-9, N2 2, 209, (14-2-5).
8. S с h a f e r G. E., IiRE Trans., I960,
1-9, N2 2, 217 (9-2-2).
9. А 11 r e d C. M. and Cook C. C.r
IRE Trans., 1960, 9, N2 2, (11-1-2).
26. Schafer G. E. and Beatty R. W.r
Journ. iRes. Nat. Bur. Stand., 1960, 64 Cr
N2 4, (9-2-2). .
27. F i n n i 1 а C. A. et al., IRE Trans.,
1960, MTT-8, N2 2, 140, (9-2-6).
i28. Stevens R., El-cs, 1960, 33,.
№ 10, 54, (9-3-1).
33. D e u t с h J. and Offner M., Fre¬
quenz, 1960, 14, N2 10, 344, (11-3-3).
36. S с h u 11 e n G. Arch, elekfcr. Übertr.,,
1960, 14, N2 4, 163, '(2*4-4).
' 137. H a k k i B. W. and Coleman P. D.,
IRE Tr,ans., il960, MTT-8, N2 4, 402, (21-2-4).
38. Dehors R. et S e g n i e r G.r
Comptes rendus de l’academie de sciences,
1960, 250, № 21, 3464, i( 19-2-5).
i39. H a r d i n g P. A., IRE Trans., 1960,
1-9, N2 3, 342, (15-2-3).
233
40. Feldman E. F. and Ranky B.,
IRE Intern. Conv. Record, 1960, p. 7, 55,
(19-3-1).
41. Mullin, Ei-cs, 1960, 33, Nb 26, 100,
(10-4-2).
412. Free, Proc. IE'E, p. B, 1960, 107,
№ 04, 354, 1(21-’5).
44. L u с i u s H., Elektronik, 1960, 9,
№ 7, 215, (18-2).
<45. F a r b e r R. J. and P г о u d f i t A.,
El-c Industries, 1960, 19, iNb 1, 68, (17-4-1).
46. S t a n 1 e у Henry, lEl-cs, 1960,33,
Nb 16, 67, (16-5).
40. С a w к e 11 A. E. and Reeves R.,
El-c Technology, 1960, 37, INb 2, 50, (15-1-8).
150. Gardner F. F., iProc. IRE Austra¬
lia, 1960, 21, № 10, 655, (14-1-4).
151. Amo de i J. J., El-cs, 1960, 33,
№ 24, 96, .(16-1-3).
52. Louis H. P., El-sche Rund., 1960,
14, INb 4, Ш7, (15-1-2).
153. Tippett J. Т., IiRE Trans., 1960,
1-9, Nb 1, (15-1-4).
04. Bell D. A., El-c Technology, 1960,
37, INb 6, 241, (14-2-2).
55. Clarke G., :El-c Technology, 1960,
37, № 5, 197, (13-2-4).
156. Hau n R. D., IRE Trans., 1960,
MTT-8, INb 4, 410, i( 114-1-6).
15(7. Süss R., Z. Instrumentenkunde,
1960, 68, № 8, 179, ,(9-1-8).
08. Ishii K., IRE Trans., 1960, MTT-8,
№ 3, 291, 1(14-1-6).
59. E s p e r s о n G. A., IRE Trans.,
1960, MTT-8, № >5, 474, (14-1-6).
*61. Garbecz R. J. und Eberle J. W.,
IRE Wescon. Conv. Rec., 1960, p. 1, 131,
(13-1-2).
62. Bacon J., Proc. Natt. El-c conv.,
1960, 16, p. 1, 162, (13-2-5).
63. В u s h A. M., IRE Trans., 1960, 1-9,
№ 1, 23, (13-6).
<64. Engen G. F. sand Beatty R. W.,
Journ. Res. Nat. Bur. Stand., 1960, 64 C,
№ 2, 109, (11-2-13).
65. Meyer E. und P о 11 e 1 K., Fort¬
schritte der Hochfirequenztechnik, 1960, 5, .1,
(121-4-2).
71. Ashwell G. E., El-c Teohnology,
1960, 37, No 7, 14, (9-1-7).
101. Мей'нке X. -и Г у н дл аx, Ф. В.,
Радиотехнический справочник т. I. Гос-
энергоиздат, 1960.
102. ГЯ'нзтон 3. Л. 'Измерения »на
сантиметровых^ волнах. Издательство ино¬
странной литературы, 1060.
103. Шустерович A. H., Радиотех¬
нические измерения, Воени'здат, 1060.
404. О р и а т с к и й П. П. и др., Из¬
мерительная тех!ни!ка, 1060, INb 8, 24, (9-1-8).
105. Д о м б р у г о'В и Касатки«,
Известия вузов, Радиотехника, 1960, 3, JMbl,
115» (17-3-3).
106. Миллман Я. и Тауб Г.,
Импульсные цифровые устройства, Госэнер-
гоиздат, Ш60.
113. Б и р г е р Л. А., Труты ВНИИ-
ФТРИ, 1960, No 44 1(104), 10, '(11-2-2).
’1117. Г р о д н е в И. И. и Се рте ft-
ч.у к К. Я., Экранирование аппаратуры и
кабелей связи, Связьиздат, 1960, (22-3).
118. К о к у р и н С. Н. Теория устой¬
чивости равновесия, изд. (Всесоюзного за¬
очного электротехнического института, 1960,
(20-4).
119. А к с е н о в В. И., Радиотехника
и электроника, 1000, 5, № 5, 771, (21-5).
1120. Ц и т о iß и ч А. П., статья в Физи¬
ческом Энциклопедическом Словаре, 1060,
1, 334, ’(10-7).
121. Урьев Н. И., Радиотехника, 1060,
15, № 10, 65, (17-3-3).
122. Шпаньон П. А. и Петров
Н. Б., Измерительная техника, 1060, № 3,
34, (16-3-1).
123. Эрих В. Г. и Стейнберг В. Д.,
Зарубежная радиоэлектроника, 1960, № 1,
(L7-2-1).
124. Н е у с т р о е в Л. С., Труды
ВНИИФТРИ, 1060, (Nb 48 1(108), 1'52,
(15-1-6).
126. К а р п и !н с к и й Ю. Д., Радиотех¬
ника и электроника, 1060, 5, № 11, 1707,
(13-2-3).
127. А х и е з е р A. H., Труды ВНИИ-
ФТРИ, 1060, iNb 48, '(108), 65, (11-2-13).
128. Брянский Л. H., Труды
ВНИИФТРИ, 1060, № 44 ,(104), 28,
(11-3-5).
135. Л ютов 1C. А. и {Гу-сев Г. П.,
Подавление индустриальных помех, Связь¬
издат, 1060, (22-3).
1961 г.
1. Jasik H., Antenna engineering
handbook, N. Y., 19611.
2. M e g 1 a G., Dezimeterwellentechnik,
5 Aufl., Berlin, Д961.
7. F r a s e г H. J. and Reece W. V.,
Proc. iIiEjH, p. B, 1961, 108, № 41, (20-2).
10. Marique J., Revue H. F.,1961,
5, № 1, (16-5).
11. Leib о wit z B., Levy E., EDN,
1961, INb 11, 2, (3-3-5), f(9-2-5).
12. Mariner P. F., Introduction to
microwave practice, London, 1961.
17. S о i s s о n H. Electronic measuring
instruments, N. Y., 11961.
27. Woodbury J. R., El-cs, 1961, 34,
No 38, 58, »(9-1-6).
£4. T о d d A. C. et al., IRE Trans.,
1961, AU-9, No 2, 44, 1(19-3-2).
135. van E s C. W. et al., Philips Techn.
Rund.. 1960/61, 22, INb 6, (24-1).
36. Bailey A. R., El-c Technology,
1961, 38, № 6, 156, (20-3).
07. В e r g q u i s t A., Instruments and
Measurements, 1961, 2, Stockholm, 890,
(21-1-4).
/39. H a g a O. J. and M i d g 1 e у D.,
El-c Teohnology, 1961, 38,№ 7,257, (19-2-4).
410. Ogawa, J. Appl. Phys., 1961, 32,
No 4, 5183, ,(21-5).
41. С u 1 s h a w W., Advances in Elec¬
tronics and Electron Physics, Ed. Mar-
ton L., 1961, 15, 147, (21-3), i(24-5).
42. M а с e k O., Arch. Tech. Messen,
1961, № 309, 229 и № 312, 11, (18-4).
43. L u с i u s H. et al. Radio Mentor,
1961, № 7,575, (18-2).
44. Lucius H., 1961, IRE Conv. Rec.,
Part 9, 258, (18-2).
234
*46. H a g e s t u e n, Instruments and
Measurements, 1961, 2, Stockholm, 811,
(17-4-2).
46. Barnes J. A. and Heim L. E.,
IRE Trans., 1961, 1-10, N° 1, (17-3-3).
47. Bartels J. H., Proc. NEC, 1961,
XVII, Part 3,144, (17-3-2).
48. Gorman J., El-c News, 1961, 6,
N° 274, 30, ,(17-3-2).
49. Z u к e r m a n L. G., IRE Trans.,
1961, 1-10, N° 1, 37, (17-4-2).
150. В e r n о w A., Instruments and Mea¬
surements, 1901, 2, Stockholm, 855, (14-1-2).
151. Kuhn iN. and Negrete M. R.,
1961, IRE Conv. Record, Part 3,166,(14-1-3).
513. Lane J. A., iProc. IEIE, p. B, 1961,
108, № 40, 39в, 1(13-6).
54. Steffen, Hochfrequenz u. Elek-
troak., 196*1, 70, N° 2, 47, |(13-6).
55. В 1 о m q u i s t, Instruments and Mea¬
surements, 1961, 2, Stockholm, 820, (13-7).
56. Radio and El-c Components, 1961,2,
N° 2, 75, i(ll-2-6).
57. Weinschel, Microwave Journ.,
1961, 4, № 9, 78, (11-2-3).
69. Gebhard G., Nachrichtentechni¬
sche Fachberichte, 1961, 23, 14, (1,1-2-12).
61. Macek O., Arch, techn. Messen,
1961, № 306, 151, (9-5-2).
62. T i 11 e у D. S., Instrument Practice,
1961, 15, N° 12, 1529, (9-1-8).
63. С о h n В. and Oltman H. G..
1901, IRE Conv. Rec. Part 3, 149, (9-2-3).
64. As В. O., Instruments and Measu¬
rements, 1901, 2, Stockholm, 905, (9-2-7).
05. F i a 11 b r a n t Т., Instruments and
Measurements, 1961, 2, Stockholm, 889,
(9-4-1).
66. Heaton R. G., Nerem Record,
1961, 154, (15-2-4).
101. 'Партридж Г., Электронные из¬
мерительные пр|иборы, Госэнергоиздат, 1961.
103. С о б о л е'в с к и й, А. Г., Измере¬
ния в радиоаппаратуре, Воениздат, 1961.
1104. Бэнмер E., Электронные изме¬
рительные приборы, Машгиз, 1961.
105. Тетер ич (Н. М., Генераторы шу¬
ма, Гю аэнергоизйат, 1961, (14-1-6).
(107. В а л и то в iP. А. и др., Методы
измерения основных характеристик флук-
туационных сигналов, изд. Харьковского
Государственного университета, 1961,
(14-1-6).
123. Холл вей, Зарубежная радио¬
электроника, 1961, «Nb 7, 58, (22-2). N
424. Лег ер Е. Г. и др., Приборы для
научи, иссл., 19161, 32, N° 1, 1(10-5).
125. М а к - А л и р Г. Т., Электроника,
1961, № 2, 102, (10-4).
127. К а р ли нер М. М., Измеритель¬
ная техника, 1961, N° 5, 43, 1(9-1-3).
128. Л,абуда Е. Ф. и Летсруа P.C.,
Приборы для научн. иссл., 1961 32, № 4,
391, 1(21-2-3).
>1129. С этто н, Электроника, 1961, 34,
N° 1, 118, (21-5).
ИЗО. Мо ру г и;н Л. А., Импульсные
устройства с запаздывающей обратной
связью, Изд-во «Советское радио», .1961,
(17-2-3).
131. Зарубежная радиоэлектроника,
.1961, N° 8, (17-2-3).
1132. Шпаньон П. А., Измеритель¬
ная техника, 1901, N° в, 40, i( 16-5).
И3б. Гэдди О. Л., Зарубежная ра¬
диоэлектроника, 11961, N° 5, 120, (15-1-5).
136. Желнов В. Г. и др., Измери¬
тельная техника, 1961, № 1, 50, (15-1-12).
‘137. Бартенев Л. С. и др., Приб.
и техн. эксп., 1961, № 6, 80, (15-1-J2).
il38. Стелцрид 'К. Т., Труды ИРИ,
1961, 49, N° 12, 963, (14-1-4).
139. 1Б ирге р Л. А. и др., Измери¬
тельная техника 1961, N° 1, 37 (14-2-4).
140. Карлинер М. М. и Сорокин
Ю. К., Измерительная техника, 1961, N° 10,
49, (14-2-6).
H4I2. Биггс А. В., Труды ИРИ, 1961,
49, N° 12, 1917, (13-5).
143. С т р е л к о-в а Е. И., Труды
ВНИИФТРИ, 1961, N° 53, (113), 62,
(11-2-13).
14в. Ю. И. П., Эл-ка, 1961, 34, N° 11,
54, (9-1-8).
149. Рубин, Радиотехника - и элек¬
троника, 1961, 6, N° 1, 125, \(9-2-9).
1962 г*
2. L а г s о n R. E., Proc. IEE, 1962,
р. В, 109, Suppl. N° 23, 644, (11-2-4),
(14-2-5).
6. Turner R. J., то же, 775, (11-2-4).
7. S с h a f e r G. E. and Bowman
R. R., то же, 773, (11-2-5).
9. В a r 1 о w H. E. and M e с h М. I.,
то же, 84в, (21-2-2).
10. Clari coats P. J., то же, 858,
(21-1-3).
11. Culshaw W., Anderson M. V.,
то же, 820, i(ßl-3>.
12. Bosch, то же, 658, (14-1-5).
13. H о 1 m e s F. W. and Johnson
R. H., то же, 670, (13-3).
20. L e w i n L., Thompson G. H.,
то же, 760 (25-1).
'21. Walliker D. А., то же, 791,
(11-2-4), .(11-3-2).
22, Davies, то же, 796, (11 -2-8).
27. L e s 1 i e W. H., and Nairn D.,
El-c eng-ng, 1962, 34, N° 410, 57,(15-2-1).
218. El-c Technology, 1962, 39, N° 7, 264,
(15-1-9).
20. С о x N. Т., El-c eng-ng, 1962, 34,
N° 413, 470, (16-5).
‘30. Dreikorn M. and S t о с k i n-
ger F., ATM, 1962, № 310, 175, >(16-3-2).
92. M e i n k e H., G u n d 1 a с h F. W.,
Taschenbuch der Hochfrequenztechnik, 2
Aufl., 1962, Berlin.
55. D о m e n i с о M., IRE Trans., 1962,
MTT-10, N° 3, 179, l(9-4-2).
156. Peck R. L., Journ. of Research
NBS, 1962, 66C, № 1, .(11-1-3).
57. —, Electrical Design News, 1962, 7,
N° 1, 62, (9-2-2).
'58. В e r t a n L. L., Microwave Journal,
1962, 5, № 8, 69, >(24-3).
159. A I d а у J., IIRE Trans., 1962,
MTT-10, N° 2, 1143, ,(9-2-4).
63. S t r a i t B. J. and Cheng D. K.,
Proc. IEE, p. B, 1902, 109, N° 43, 33,
(13-1-3).
64. H a r t P. A., Philips techn. Rund.
1961/1962, 23, N° 9, 298, (14-2-1).
235
65. —, Brit. Comm. El-cs, 1962, 9, «№7,
505, (17-3-1).
66. Robertson V. S. and Bares-
ford J. S., El-c Eng-ng, 1962, 34, № 416>
669, (Ш-1-10).
67. Whatley W. W., El-c Industries,
1962, № 6, G9, (15-2-2).
70. Bell and L e e d h a m, El-c Eng-ng,
1962, 34, iNb 416, 664, (0-1-2).
71. Waters D. M. et al., IRE Trans.,
1962, 1-11, № 2, 64, (9-1-7).
72. G r i f f i n W. D., IRE Trans., 1962,
Ml, № 3, 4, 302, (9-3-2).
'101. Мейнке X я Гундлах Ф. В.,
Радиотехнический оправ очник, т. II, Гос-
энергоиздат, 1962.
102. С арки« И. М., Основы радио-
измерительной техники, Госэнергоиздат,
1962.
103. В и ш е я -ч у к И. М., К о т ю <к
A. Ф., М'изюк Л. Я., Электромеханиче¬
ские и электронные фазометры, Госэнерго¬
издат, 10162, (9-1-8).
104. Фрадин А. 3., Рыжков Е. В.,
Измерение параметров антенню-фидерных
устройств, Связьиздат, 1062.
’105. Гинки'н Г. Г., Логарифмы, де¬
цибелы, децилоги, Госэнергоиздат, 1062.
108. Пашков A. H., Корсаков
B. П., Поверителю радиоизмерительных
приборов, Воениздат, >1062.
109. С т о п с .к «и й С. Б., Анализаторы
спектра звуковых и1 инфразвуковых частот
для акустической спектрометрии, Госэнер¬
гоиздат, 1962, (17-4-2).
125. В ид ер X. X., Приб. для научн.
иссл., 1962, 33, 1, 64, ,(15-1-7).
126. К у л и к о в с .к и й А. А., Устой¬
чивость активных линеаризованных цепей
с усилительными приборами новых типов,
Госэнергоиздат, 1962, (20-4).
1217. Ш л и о н с к и й Ш. Г., Измер.
техн. 1962, № 2, 3, (10-2^3).
1128. Миро в1 и ц к и й Д. H., Приб. и
техн. эк!сп. 1062, ЦМЬ 3, Ш2, (21-5).
120. Богданов И. IB., Автоматиче¬
ское измерение частоты, Воениздат, 1062,
(15-2-1).
100. Ш л я п о б е р с к и й В. H., Эле¬
менты дискретных систем связи, Воениздат,
1062, (15-2-1).
•131. Н о в о п о л ь с к и й В. А., Элек¬
тронный осциллограф, Госэнергоиздат, 1062,
(15-1-12).
132. Макферсон А. С., Приб. для
научн. иссл., 1062, 33, № 3, 386, (14-2-3).
13Ö. Зудакин А. И. и, др., в сб.
«Новые разработки в области контрольно-
измерительной аппаратуры», Свя'зьиздат,
1962, (14-1-6).
134. Биргер» Л. А., Соков И. А.,
Измер. техн., 1062, № 1, 47, (14-2-4).
1135. Лановой В. Н. и М е н ь А. В.,
Приб. и техн. эксп., 1962, № 6, 04, (14-2-6).
136. Н а д е н е н к о Я. В., в сб. «Но¬
вые разработки в области1 контрольно-из-
мерительной аппаратуры», Связьиздат,
1962, 4, (13-2-5).
137. Шур А. А., В сб. «Новые разра¬
ботки в области контра л ьн о - из м ерите лынюй
аппаратуры», Связьиздат, 1062, 16, i( 13-2-5).
'138. Б у з и н о в В. С., Измер. техн.г
1062, № 11, 45, (113-2-5).
130. Югова, Рад-ка и эл-ка, 1062г
7, № 2, 345, (11-3-5).
'МО. Стедлер, Приб. для научн.
иссл., 1062, 33, № 7, 54, (11-3-4).
141. Винников Е. М., Марко в-
ский Д. П., Энциклопедия1 измерений,,
контроля и автоматизации, 1062, 1, 30,
(10-7).
142. П е л ы х Н. А. и др., Приб. и
техн. эксп., 1062, (Nb 2, 76, (10-7).
1'44. Картер, Ноу к, Электр оника^
1062, 35, № 43, 21, (15-1-11).
’ 146. Прохоров А. М., 3 ы к о в
А. Ю., в сб. «Новые разработки »в области,
контрольно-измерительной аппаратуры»,.
Связьиздат, 1962, (9-5-2).
1963 г.
4. L о е 1 е H., Nachrichtentechnik, 1963,
13, № в, 297, (11-2-11).
6. Ehrmanntraat R., Elektronische
Rundschau, 1963, № 5, 231, (0-1-2).
.101. Тиш ер Ф., Техника измерений
на сверхвысоких частотах, Физматгиз, 1963.
102. Ми реки й Г. Я., Радиоэлек¬
тронные измерения, Госэнергоиздат, 1963.
103. Т е р е ш и н Г. М., Радиоизмерет
шгя, Госэнергоиздат, 1963.
«104. Валитов Р. А., Радиотехниче¬
ские измерения, Изд-во «Советское радио»,
1963.
106. Коффи. К. С., Электроника, 1063*
36, № 34, 27, (10-3).
108. П р е д е и н Б. А. и Филимо¬
нов М. П., Измерит, техн., 1963, № 1, 28г
(Ю-7).
ill 1. Петров В. П., Измер. техн.
1063, INb 5, 51, (11-2-7).
112. Брандт А. А., Исследование ди¬
электриков на сверхвысоких частотах, Физ¬
матгиз, 1063, (21-5).
113. Дьюкс Дж., Печатные схемы,.
ИИЛ, 1063, (25-2).
1114. Гуревич М. С., Спектры радио¬
сигналов, Связьиздат, 1063, i(li7-3-3).
116. Су пьян В. Я., Измер. техн.,
1063, № 0, 40, (16-4).
1118. Глушков ский М. E., Известия'
вузов, Радиотехника, 1963, VI, № 1, 3,
(15-1-12).
1119. Букин А. Н. и др., Осциллогра-
фирование колебаний «с. в. ч., Ленинград¬
ский университет, 1963, ((15-1-12).
121. Котювич А. А., Измер. техн.„
1063, № 3, 53, (13-2-5).
;122. К а з а р н о в с к и й Д. М. и Т а-
р е е в Б. М., Испытания электроизоляци¬
онных материалов, Госэнергоиздат, 1063,
(21-5).
d23. Бинников E. М. и Марк о в-
с к и й Д. П., Измер. техн., .1063, № 2, 40;
(10-7).
125. Та у б и Хиндин, Приб. для на¬
учн. иссл., 1063, 34, № 0, 1(24-5).
1964 г.
101. Мир ский Г. Я., Измерение вре¬
менных интервалов, Изд-во «'Энергия», 1064*
(10-7).
ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ
А
Азот жидкий 114
Аммиачный мазер 160
Амплитудная (модуляция 133
— характеристика >183
Анализ переходных процессов
157
— спектра 158, 160
Анализатор быстродействующий
157
— гармо'Ник 150
фотоэлектрический 177
— ic (временной 'селекцией 156,
.157
кольцевой магнитофонной
лентой 157
— спектра 137, 146, (159
(графический (по Раабе)
152
инкрементальный 159
-с резонатором 151
> с. ib. ч. 148
73-канальный 160
— .цепей 16
Анализаторы волны (анализа¬
торы гармоник) 173, ,177
— спектра инфразвуковые 158
н. ч. 155
широкополосные 154
Аномальная рефракция 93
Антенн диаграммы н а/правлен-
ленности 63
— параметров измерение 61
— с. в. ч. пробой 212
Антенна дипольная 84
— рамочная 84
— эталонная 84
Антенны высота минимальная
эффективная 91
— зеркальные 79
— излучения эффективный центр
71
— коэффициент усиления 69,88
— м'ноговибраторные 79
— рупорное 79,85
Анте иные обтекатели 202, 206
— (Полигоны 65
Антенный коэффициент 85
Атмосферные .помехи 85
Атмосферы коэффициент пре¬
ломления 88
Анттенюаггор двухпризменный
222
— для в. ч. импульсов 60
— ротационный 59, 212
— ферритовый 60
Аттенюатора с выходным усили¬
телем метод 103
Аттенюаторы 59, 60, 212, 222
— волноводные резистивные 59,
60
— диссипативные 60
— предельные 60
Аэродинамическое сопротивление
203
Б
Бедфорда и Фредендаля метод
171
Безэлекпродные (методы 207
Бисггагическая система 80
Ближнее поле 79
Болометрический разбалансный
мост 102
Больцмана интерферометр 218
В
Векторов сложения методы 20
Верньерные методы 42
Взаимности принцип 120
Вибраторы колинеарные 62
■Веского метод 158
Вносимое усиление 161
Водород жидкий Iil4
Воздуха диэлектрическая прони¬
цаемость 207
Возмущений малых метод 200
Волн в пламени затухание 87
— визуальное наблюдение 88
—* 'миллиметровых из-мерение 212
— синтезированных осцилло¬
грамм ,178
Волновод лучевой 220
Волноводный переключатель 212
•Волны анализ 177
— поверхностные медленные 207
— с круговой поляризацией 74
— — эллиптической .поляриза¬
цией 73
— 'сложной синтез '156, 157
Вольтметра методы 41
Времени задержки измерение
44
— интервалов измерение 39,
41—44
— нарастания измерение 120
— переключения измерение 128
— разделения метод 158
— сжатия метод 158
— срабатывания реле измерение
44
— умножения схемы 40
Время задержки 168, 170
— запаздывания сигнала 36
— нарастания 168
— распространения групповое 36
Выброс 168
Вырезок метод 1(14
Вычитания или суммирования
схемы с одним выходом 20
Г
Газ ионизированный 87
«Газа электронного температу¬
ра» 110
Гармоник анализатор 150
— методы 176
— фотоэлектрический анализа¬
тор 177
Гелий 114
Генератор качающейся частоты
57
— опорный 33, 34
—» с двойными биениями 175
— синтезированных сложных
волн 178
— шума 115, 118
диодный 108, 109
низкочастотный 117, 118
Генераторы стандартного сигна¬
ла 105, 10в
—* шум,а 105, МО
Гетеродинирование двойное 35
Гибридное кольцо 73
Гибридные соединения 220, 225
«Говорящая тР1У1б!ка» 214
Годографа корневого метод
180, 183
Гомодинное детектирование 29
Гомодинный метод 77
■Графический анализатор (по
Раабе) 152
Групповое время задержки 36
запаздывания 39
Д
Двухточечный метод 189
Девиация частоты 144, 145
— «щелевая 67
Дельта-функция 168
Детектирование гомодинное 29
Детектор фазовый 14, 16
Децибелы 45
Диафрагма в волноводе 198
Диафрагмы емкостные 36
Динамометрические фазометры
11
Диодный генератор щума 108,
109
Диоды насыщенные 107
—• ггемпературно - ограниченные
105
— шумовые коаксиальные 109
Диполи 84
Дискриминатор 139
—• фазовый 31
Дискриминатора калибровки ме¬
тод «исчезающей несущей»
139
—* метод (измерения модуляции
138
Дифракции измерение 76, 77
Дифракция 77, 93
Диэлектрика эквивалентные
представления 187
Диэлектриков параметров изме¬
рение 186
Дйэлектричеакая проницаемость
186, 187, 1189, 197, 199
Диэлектрические линии 221
Допплер л эффект 176
Донплеровюкий сдвиг частоты 79
Дрожание импульсов 130, 131
—- частоты 176
Е
Единичная ступень 171
Единичный импульс 171
Емкостные диафрагмы 36
3
Задержка огибающей сигнала
36, 37, 88
— фазы 36
Закон излучения Планка 1119
Замирание многопутное (много¬
лучевое) 91
237
Замирания 91, 92, 97
Затухание в (полосковой линии
229
— волн ib пламени 87
— коротких отрезков волновода
51, 57
Земли коэффициент отражения
89
Зеркальные антенны 79
Зеркальных отображений метод
62
Зона Фраунгофера 64
— Френеля 64, 91
И
Идеальный преобразователь 161
Излучатель Черенкова 220
Излучения .измерение 76, 83
Изображение телевизионное 138,
140
Импульс единичный '168, 171
Импульсная 'модуляция ‘144
— функция 168
Импульсов время (нарастания 126
—* дрожание 130, ’131
— измерение 123, 124, 128, 130
— параметров измерение 120
— последовательности парамет¬
ры 130
—* смещение скорости 130
— ючет 130
— типичные спектры 149
— формы 120
Импульсы радиолокационные
138, 141
Индикатор короны 011
— коэффициента шума 1'14
«Индуктивность шязи» 209
Индустриальные помехи 88
Интервалов времени измерение
39, 41, 42, 44
Интерполяции фазового угла
метод 19
Интерферометр Больцмана 218
— Майкельсона 218
— оптический Мах-Цендера 216
—* Фабри—Перо 200, 216, 217
—* частично-волноводный 218
— четырехрупорный 219
Интерферометры 200, 201, 216,
217, 218, 219, 222
Ионизация 211
Ионизиров'анный газ 87
Искажений измеритель 172
Искажения нелинейные 172, 173
— перекрестные 172, 174
— фазовые 36
— формы волны 172
«Исчезающей несущей» метод
1139
К
Кабелей в. ч. утечка 207, 209
— волновое сопротивление 50
— затухания измерение методом
двух точек 47, 50
Канала полезного полоса 101
Качание частоты логарифмиче¬
ское 154
Качания частоты метод 154
Качающаяся частота генерато¬
ра 57
Квадратурные (составляющие по¬
ля 79
Квазиоптические устройства 220
Кв а з иши рокогтоло с н ы й (прием¬
ник 165
Керамические материалы 207
Керра элементы 42
КИМ (кодово-импульсная моду¬
ляция) 138, 141
Клистронов шум 115
К. н. д. (коэффициент направ¬
ленного действия) 68, 70
Коаксиального цилиндра метод
209
Колинеарные вибраторы 62
Кольцо гибридное 73
Корневого годографа метод 180,
183
Короны индикатор 211
Коэффициент Y 106, 110
— .передачи 81, 85
Коэффициента отражения изме¬
рение 58, 204, 214, 220, 221
238
Кремния карбид 120, <204
Критерий шероховатости Рэлея
91
Круговых компонент метВД 75
К. с. в. измеритель 220
Ксилол 205
К. у. (коэффициент усиления) 68
Л
Лапласа обратное преобразова¬
ние 170
ЛБВ (лампа бегущей волны)
32, 33
Линейных компонент метод 75
— систем стабильность 180
Линия диэлектрические 221
— задержки 44, 123, 128
—» измерительные 61, 1221
— /передачи 122
—• ллосковые 222, 227—231
— циркуляционные 43
Лиссажу фигуры 11, 18
Логарифмический у. in. ч. 167
Логарифмическое качание «часто¬
ты 1154
Луче!вой волновод 220
Лучей обратное '(инверсное) от¬
клонение 93
М
Мазер аммиачный 160
Майкельсона интерферометр 218
Мах-Цендера интерферометр
216
Миллера интегратор (и диффе¬
ренциатор) 14
Мно-говибраторные антенны 79
Моделирования электромагнит¬
ного метод 79
Модулированной поднесущей
метод 29
Модулятор серродинный 32
—* ферритовый 33
Модуляция амплитудная 132—
135, 138, 143
—• импульсная 141
— койово-импульсная (КИМ)
138, 141
— однополосная 33
— — амплитудная 142
— — частотная 143
— перекрестная 174, *179
— поднесущей 143
—* положения импулыса i(PPM)
141
— фазовая 144
—• частот но-имиулыс на я (ЧИМ)
141
— числом импульсов 142
— широтно-импульсная (ШИМ)
142
Моностатическая система 80
Мост болометрический разба-
лансный 102
Мосто1вой фазовый детектор 14
Мощность .пробойная 210, 211
— «располагаемая» 46, 99, 161
— Черенкова 220
Н
Нагрузок двух реактивных ме¬
тод 190
Найквиста диаграмма 180, 181,
185, 186
На насеку ндные импульсы 123,
124, 128
Направление прихода волны 86
Натравленного действия коэф¬
фициент 68, 70
Направленности диаграмма 64,
66, 67, 70
Напряженность поля 81, 85, 86
Нарастания время 168
Нелинейные искажения 172
Неоднородности в полосковой
линии 230, 231
Неопрен 205
Неперы 45
Николя призма 42
Нулевой метод 28, 135
— уровень 45
Нуль-детекторы фазовые 16
О
Обратной 10ВЯЗИ метод 39
Обтекатели (антенные 202, 206
Огибающей задержка 08
Окружность полных проводимо¬
стей 50
Осевое отношение (эллиптич¬
ность) 73
Ослабление (вносимое 45, 50, 58
—* отражения 46
— отрезка кабеля 47
— рассеяния 45
Ослабления единицы (измерения
45
— измерение 45
Осци лл огр а мм ы з и гз атообр аз -
ные 44
— синтезированных сложных
(волн 178
Осциллоскоп бегущей волны 126
—1 стробоскопический 124
— — щвухлучевой 130
—* —транзисторный 130
Ответвитель трехдецибельный
55, 86
Отношения измеритель 31, 105
—• мощностей метод 46, 48
Отражающая способность 206
Отражения земли коэффици¬
ент 89
— методы 49
— от Земли 65
П
■Параметрические усилители 115
Пенопласт 204
Передаточная функция 115, 16
Передача за пределы .горизонта
97
Передачи коэффициет 39, 81, 99,
100
— функция 171, 183, 184
Переключатель волноводный 212
—* .полуволновый 86
Перекрестная модуляция 179
Перекрестные искажения 172
«Перекрытия» метод 23, 24
Пер е хо д экспон ен ци а л ьно -р ебр и -
стый 225
Переходные процессы, 170, 172
— сигналы 157
— характеристики 168, Ш, 184
«Плавные линии» 204, i205
Планка закон излучения 119
'Пластин параллельных метод 76
Плексиглас 201
Плотность электронов 88
Поглотители неотражающие '206
— NRL 205
— многослойные 205
Поглощающие материалы 66, 202,
203
экраны 204, 205
'Поднесущей модулированной
метод 29
Поле ближнее 79
— рассеяния 78
_. _ шара 81
Полей на с. в. ч. измерение 83
Полигоны антенные 65
«Полископ» 167
Полистирол 201
Полоса полезного канала 99, 101
— шумовая 99, 107
(Полосковой линии запухание 229
неоднородности 230, 231
Полосковые линии 222, 2!27, 229
Полосовой фильтр 17
Полосы пропускания измерение
160
— телевизионных передатчиков
боковые 168
Поля излучения метод 82
— индукции метод 82
— квадратурные составляющие
79
— эталонного метод 81, 83
Поляризаторы 222
Поляризации мгновенной из¬
мерение 87
Поляризационная диа'гра/мм^ 74
Поляризационное отношение 73
По ляриз анионные х арактеристи-
ки -73, 75
По ляриз ационн ый рот а цио н н ый
аттенюатор 59
Поляризационный эллипс 73, 74
Поляризация 204
— эллиптическая волн 73
Поляриметр турникетный 87
Помехи атмосферные 85
— индустриальные 88
Потер« вносимые 45, 224
— дифр1акционные 96, 96
— затенения 98
— передачи 94, 97
Потерь измерения 212
— радиопередачи коэффициент
88
— тангенс угла 187, 499, 201
«Представления с инвариантным
расстоянием» |Мето(д 1193
Преломления атмосферы коэф*
фициент 88
Преобразование Лапласа обрат¬
ное 170
Преобразователь 'идеальный 161
При ем« ик кв а з и ш ирокоп о лосн ы й
'165
— следящий за качанием часто¬
ты передатчика 165
Призма Нмколя 42
Призмы двойные 219
Принцип взаимности 1120
Приставка стробирующая 126
— стробоскопическая 1125, 126
Пробой в антеннах с. в. ч. 212
Пробойная мощность 210, 211
Проводимостей полных окруж¬
ность 50
Проницаемость диэлектрическая
земли 88
— магнитная 204
Пространства разделения метод
78
Прохождения побочные (101
Прочности электрической изме¬
рение 210
Р
Радиолокационные имгтульсы
138, 141
Радиометр 119, 120
Радиопередачи идеальной фор¬
мула 89
— коэффициент потерь 88
Радиофарфор 204
Развертка спиральная 40
Рамки 84
Располагаемая мощность 161
Располагаемое усиление >161
Распространение радиоволн 88
Рассеивающая эквивалентная
площадь 78
Рассеяние 76, 78
Рассеяния модулированного ме¬
тод 79
— поле 78
Раесогласователь 220
Реактивных нагрузок метод 190
Резина 1!убчатая 204
Резонансный метод измерения
затухания 51
Рефракция 93
Речь 140
Ротационный аттенюатор 59, 212
PPM (модуляция положения им¬
пульса) 144
Рупорные антенны 68, 79, 84, 85
Рэлеевокое распределение 96
Рэлея критерий шероховатости
66, 91
Ряд Фурье 171
С
Самокалибровка предельных ат¬
тенюаторов 47, 48
«Связи сопротивление» 209
Сдвиг фазовый 36
«Селектомат» 166
Серродинный модулятор 312
— фазометр с. в. ч. 34
Сигналов разделения метод 79
Оинтез сложной волны 156, 157
Синхронные часы 40
Скорость смещения имитульсав
>130
SMPTE метой 174, 176
Совпадения схемы 126
— тиратронные индикаторы 44
Соединение гибридное 220, 225
Сопротивление аэродинамиче¬
ское 203
— взаимное 6Г
— (волновое 50, 122, 227
— входные 61
— поверхностное 204
— полное 213
— связи 209
Спектр сигналов 159
— случайных процессов 160
—• 4M колебаний 144
— шумовой 114
Спектра анализ 145
— анализатор с резонатором 151
—1 — ТЗ-иеанальный 160
— анализаторы 137, 146, 147, 148,
151, 152, ,155, 158, 159
инфразв у ков ые 158
— графический анализ 151
анализатор (по Раабе) 152
—I групповых импульсов анализ
151
— колебаний и. ч. анализ 160
'анализатор 165
— поглощения газов измерение
215
Спектрометры 215, 216, 217, 222
Спектры импульсов типичные
149
Спиральная развертка 40
Стабильность электронных си¬
стем 180—183
Стабильные системы 1180
Стекловолокно 204
Стетоскоп 211
Стробирования принцип 124
Стробирующая приставка 125
Стробоскоп на эффекте Холла
130
Стробоскопический Ооциллоокоп
(стробоо с ци л ЛОС1КОП) 124
Ступенчатая функция 168
Ступень единичная 171
Счет импульсов 130
Счетные методы 41
Т
Тангенс угла потерь 187, 199,
201
Телевидения цветного контроль
работы 15
Телевизионное изображение 138,
140
Температура относительная шу¬
мовая 101, 102
— шума эквивалентная 116
— электронная 110
—* электронного Паза 1110
Тефлон 201, 202
Тиратронные индикаторы сов¬
падения 44
Трансцендентное уравнение 189,
(197
Трехдецибельный ответвитель
55
Тройник двойной 33
Тропосферное распространение
88, 92
Турни,кетный поляриметр 87
У
Удвоения мощности метой 103
Ультракороткие интервалы вре¬
мени 42
У. п. ч. лоларифмический 167
Усиление .вносимое 161
— мощности 161
—< напряжения <164
— преобразователя 161
— располагаемое 161
— шунтирующей цени 160
Усиления антенны коэффициент
69, 88
— границы определение 182
— .коэффициента измерение 68,
1160, 161
Усилители распределенные 123
Усилитель выходной 103
Устойчивость электронных си¬
стем 186
Утечка в. ч. 207, 209
Ф
Фабри — Перо интерферометр
200, 216, 217
Фазовая характеристика 24, 26
37, 172, 183
Фазово-частотная характеристи¬
ка 30
Фазовое детектирование 16
Фазовой разности измерение 26
Фазового 90° сдвига индикация
28
сдвига измерение методом пе¬
рекрытия '14, 23, Е4, 25, 28
— угла интерполяции мето!д 19
—• фронта измерение 71, 72
Фазовращатели 13, 14, 15, 35,
36, 222
Фазовые искажения 36
— нуль-детекторы il6
Фазовый дискриминатор 31
— мостовой детектор 14
—1 Однополупериодный детектор
il6
Фазометры 11, 15, 17, 21, 22, 23,
24, 32, 34
—1 динамометрические '11
Фазомодуигированное колебание
145
«Фазы границы» определение
182
— 31адерж1ка 36
— измерение автоматическое 33
— индикация 15
— колебаний в импульсе изме¬
рение 34
Фазы отклонений от линейно¬
сти измерение 16
— -сдвига измерение 34
Ферритов фазовые характери¬
стики 32
Ферритовый аттенюатор 60
—1 модулятор 33
Ф ерроз л ектр ич ес ки й фазовра¬
щатель 36
Фипуры Лиссажу 11, 18
Фил ьтр полосово й 17
— трехзвенный 168
Флаттер 130, 172, 176
Формула идеальной радиопере¬
дачи 89
Формы импульсов 120
Фраунгоферова зона 64
ФреденДяля и Бедфорда метод
171
Френеля зоны 64, 91
—* ром>б 220
Фрииса формул а 69
Функция импульсная 168
— передачи 15, 16, 171, 183, 184
—* ступенчатая 168
Фурье ряд 1(71
X
Холла эффект 129, 179
Ц
Цепей анализатор 16
Циркуляционные линии 43
(CCIR метод 174
Ч
Частот низких аналоли 169
Частота комплексная 170
— столкновений электронов 88
Частотно-импульсная модуляция
.(ЧИМ) 141
Частотные характеристики 164,
165
Частоты автоматическое сопро¬
вождение 57, 167
—• девиации измерение il44, 145
— деления метод -140
— допплеровский сдвиг 79
— дрожание 176
— качания методы 154
— логарифмическое! качание
,154
—< умножения методы 18
Часы оинхронные 40
Черенкова излучатель 220
— мощность 220
Черного тела метод 118
Четырехполюсника коэффици¬
ент передачи 99
— коэффициент щума 99, 100
Четырехполюсники 45
ЧИМ (частотно-импульсная мо¬
дуляция) 141
4M колебаний спектр 144
Чувствительность приемной си¬
стемы 70
239
ш
Шероховатости 'Критерий Рэлея
91
ШИМ (широтно-импульсная мо¬
дуляция) 142
Шум в радиорелейных линиях
115
— избыточный 110, .113
— клистронов 115
Шума генератор 108, 109, 115,
117, 118
— измерение 99, 110
— индикатор >114
— (источников калибровка 117
— коэффициент 99
—« эквивалентная температура
116
Шумовая полоса 99, 107
Шумовой апвктр с. в. ч. гене¬
ратора /114
Шумовые коаксиальные диоды
109
Щ
Щелевая девиация 57
Э
Эквивалентная рассеивающая
олощадь 78
Эквифазные 'Поверхности 71
Экранирования помещений эф¬
фективность 207
Экранированные помещения 210
Экраны поглощающие 204, 205
Электрической (прочности изме¬
рение 210
«Электронная температура» 110
«Электронного газа температу¬
ра» 110
Электронных систем измерение
■стабильности 180
устойчивость 186
Электронов плотность 88
— столкновений частота 88
Элементы Керра 42
Эллипс поляризационный 73, 74
Э. л. т. накопительная 130
Эталонная антенна 84
Эталонного поля метод 81, 83
Эталонной антенны метод 81, 83
Эффект Допплера '176
— Холла 129
Эффективная минимальная вы¬
сота антенн 91
Эффективный центр излучения
антенн 71
СПИСОК ИСПРАВЛЕНИЙ
Страница
Столбец
Строка
Напечатано
Должно быть
и
Правый
13 сверху
2 У 2 cos
2 У2 COS
42
Правый
7 сверху
Ь
у-*
1
2 Х
42
Правый
19 сверху
±ct
«1^
+1
44
Левый
28 сверху
1 мксек
103 мксек
54
Правый
34 снизу
0,01 дб
0,2 дб
195
Левый
15 снизу
}•
}*•
Цена 2 р. 13 к.