Оглавление
Предисловие , .	.	, , . ,	.	3
Глава первая. Импульсные регуляторы постоянного напряжения без
гальванического разделения входных и выходных цепей 5
1.1.	Классификация основных типов импульсных регуляторов .	5
1.2.	Регуляторы с ограниченным накоплением энергии в реактивных эле-
ментах ............................................................. 9
1.3.	Регуляторы с неограниченным накоплением энергии в реактивных
элементах.......................................................... 32
1.4.	Связь реальных и идеальных характеристик регуляторов	45
Глава вторая. Импульсные регуляторы постоянного напряжения с галь-
ваническим разделением входных и выходных цепей	.	46
2.1. Регулятор	с дроссельным разделением .......	46
2.2. Регуляторы с конденсаторным разделением входных и выходных
цепей..........................................................  51
Глава третья. Однотактные преобразователи напряжения ....	60
3.1.	Краткая характеристика и области применения однотактиых пре-
образователей напряжения.....................................  ,	60
3.2.	Основные уравнения работы преобразователей......................63
3.3.	Однотактиый преобразователь напряжения с передачей энергии
в импульсе .....................................................	64
3.4.	Однотактиый преобразователь с передачей энергии в паузе ...	67
3.5.	Однотактные преобразователи напряжения с передачей энергии
в импульсе и паузе................................................. 68
3.6.	Магнитно-связанные однотактные преобразователи напряжения *	.	86
3.7.	Высоковольтные однотактиые преобразователи напряжения , .	.	103
Глава четвертая. Компенсационно-параметрические импульсные стабили-
заторы постоянного напряжения.....................................  107
4.1.	Общие принципы построения импульсных стабилизаторов	.	107
4.2.	Стабилизированные	регуляторы напряжения 1	типа	...	Ц1
4.3.	Стабилизированные	регуляторы напряжения И	типа	.	128
4.4.	Стабилизированный	регулятор напряжения III	типа	.	134
Глава пятая. Практические схемы источников вторичного электропита-
ния цифровых систем........................................... .	.	137
5.1.	Источник вторичного электропитания дли автономных устройств
5.2.	Источник вторичного электропитания стационарной РЭА	142
5.3.	Маломощный высокочастотный источник вторичного электропитания 148
5.4.	Высокочастотный стабилизированный источник вторичвого электро-
питания с двуполярным выходом...........................  .	_	151
Заключение	.	.	.	,	..............	. 1	153
Список литературы «	.	.	.......	.	.	.	.	157
ББК 31.264.5
П 50
УДК 621.316.722.1
Рецензент кандидат технических наук Ю. К- Захаров
Редакция литературы по конструированию и технологии производства
радиоэлектронной аппаратуры
Поликарпов А. Г., Сергиенко Е. Ф.
ГТ 50 Однотактные преобразователи напряжения в устрой-
ствах электропитания РЭА.—М.: Радио и связь, 1989.—
160 с.: ил.
ISBN 5-256-00213-9.
Дана развернутая классификация существующих типов однотактных пре-
образователей напряжения по различным признакам с указанием предпочти-
тельных областей применения. Рассмотрены оригинальные схемы преобразова-
телей с различными уровнями мощности. Проведен анализ работы в установив-
шемся режиме широкого класса импульсных преобразователей постоянного
напряжения. Приведены инженерные методики расчета стабилизированных
однотактных преобразователей напряжения.
Для инженерно-технических работников, занимающихся разработкой и
эксплуатацией устройств электропитания.
2302020200-005
** 046(01 )-89	86-89	ББК 31.264.5
Производственное издание
Поликарпов Анатолий Григорьевич, Сергиенко Евгений Федорович
Однотактные преобразователи напряжения в устройствах
электропитания РЭА
МБ № 1551
Заведующий редакцией П. И. Никонов
Редактор Н. В. Ефимова
Обложка художника Д'. М. Просолова
Художественный редактор А. С. Широков
Технический редактор 3. Н. Ратникова
Корректор 3. Г. Галушкина
Сдано в набор 20.11.88- Подписано в печать 17-02.89.	Т-05049 Формат 60X887ie
Бумага типогр. № 2	Гарнитура литературная	Печать высокая
Усл. печ. л. 9,8 Усл. кр.-отт. 10,17 Уч.-нзд. л. 10,03 Тираж 15 000 экэ
Изд. № 21901 Заказ № 6597 Цена 50 к.
Издательство «Радио н связь». 101000, Москва. Почтамт, а/я 693
Ордена Октябрьской Революции и ордена Трудового Красного Знамени МПО «Первая
Образцовая типография» Союзполиграфпрома при Государственном комитете СССР
по делай издательств, полиграфии и книжной торговли. 113054, Москва, Валовая, 28.
ISBN 5-256-00213-9
(с Издательство «Радио и связь», 198:
Предисловие
Источники вторичного электропитания (ИВЭП) во многом
определяют надежностные и массогабарнтные показатели ра-
диоэлектронной аппаратуры (РЭА), неотъемлемой составной
частью которой они являются. Стремление к улучшению этих
показателей обусловило преимущественное распространение
ИВЭП с импульсными способами преобразования энергии пер-
вичных источников питания.
При современном состоянии развития элементной базы
улучшение удельных характеристик ИВЭП связано, в основ-
ном, с уменьшением массообъемных показателей реактивных
элементов: дросселей, трансформаторов, конденсаторов. Пер-
спективным путем в этом направлении является использование
магнитно-связанных элементов [5, 23], т. е. элементов, обмотки
которых, расположенные конструктивно на одном магнитопро-
воде, имеют различное функциональное назначение. Начало
этим работам было положено в нашей стране в середине 70-х
годов [8]. Вторым перспективным способом уменьшения массо-
объемных показателей является разработка схемотехнических
решений, позволяющих снизить глубину модуляции сигналов,
поступающих на сглаживающие фильтры [16].
Среди различных структурных построений ИВЭП с им-
пульсным способом регулирования наиболее широко исполь-
зуются два. Первое из них образуется последовательным со-
единением импульсного регулятора постоянного напряжения
(PH) и нерегулируемого преобразователя напряжения (ПН):
PH осуществляет функции регулирования и при необходимости
стабилизации выходного напряжения; ПН — функции гальва-
нического разделения входных и выходных цепей, размноже-
ния и изменения уровня выходных напряжений с помощью
трансформатора.
Вторым способом структурного построения является при-
менение регулируемых ПН, в которых названные выше функ-
ции совмещены. Неотъемлемой составной частью таких ПН
служат элементы импульсных регуляторов напряжения, опре-
деленным образом включаемые на входе или выходе ПН. По-
этому способы совершенствования регуляторов напряжения, в
том числе и традиционных, заслуживают самостоятельного
рассмотрения и могут быть распространены с незначительны-
ми изменениями на регулируемые ПН.
з
На практике при построении ИВЭП широко применяют как
двухтактные ПН, так и однотактные преобразователи напря-
жения (ОПН). Имеющиеся отечественные [13] и зарубежные
[12] данные свидетельствуют о том, что в уровнях мощностей
и напряжений, характерных для устройств электропитания
современной РЭА, ОПН не уступают двухтактным преобразо-
вателям и имеют известные преимущества.
Детальный анализ работы импульсных регуляторов и пре-
образователей ввиду сложности процессов, происходящих в
них, невозможен без применения специального математиче-
ского аппарата и численных методов расчета с привлечением
вычислительной техники. Одиако высокий КПД этих устройств
дает возможность использовать ряд упрощающих допущений,
позволяющих описать в установившемся режиме их работу в
первом приближении с помощью кусочно-линейных дифферен-
циальных уравнений первого порядка. Подобная методика ана-
лиза позволяет подчеркнуть сущность основных физических
процессов, определяющих работу регуляторов и преобразова-
телей, и дает результаты, хорошо согласующиеся с практикой.
На основании сравнения характеристик широко известных
[1] регуляторов напряжения с гальванической связью между
входом и выходом в книге выделены схемы двух базовых PH,
с помощью которых могут быть получены характеристики дру-
гих типов PH и дан краткий анализ их работы. Этот анализ
предваряет рассмотрение базовых PH с магнитно-связанными
элементами, позволяющими получить в PH новые качества:
существенное уменьшение пульсаций токов в обмотках индук-
тивных элементов и, следовательно, пульсаций напряжений на
выходе PH и на зажимах входного источника питания. При
заданных требованиях к амплитудам пульсаций применение
магнитно-связанных элементов обеспечивает снижение массо-
габарнтных показателей реактивных элементов.
В книге рассматриваются оригинальные схемотехнические
решения однотактных преобразователей напряжения, улучше-
ние показателей которых обусловлено как формированием спе-
циальной формы напряжения, поступающего на вход Г-образ-
ного £С-фильтра, так и применением магнитно-связанных эле-
ментов.
Важное значение при разработке ИВЭП имеет также орга-
низация управления силовой частью. В ИВЭП импульсного
действия существенный выигрыш по стабильности, устойчиво-
сти работы и динамическим характеристикам дает использова-
ние компенсационно-параметрического способа управления
[28, 34, 38].
Предлагаемая читателю книга является обобщением работ,
выполненных авторами на кафедре промышленной электрони-
ки Московского энергетического института.
Глава первая
ИМПУЛЬСНЫЕ РЕГУЛЯТОРЫ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
БЕЗ ГАЛЬВАНИЧЕСКОГО РАЗДЕЛЕНИЯ ВХОДНЫХ
И ВЫХОДНЫХ ЦЕПЕЙ
1.1. Классификация основных типов импульсных регуляторов
В настоящее время известны и широко используются иа
практике три основных типа импульсных регуляторов постоян-
ного напряжения (PH), получивших названия понижающий,
повышающий и инвертирующий нли, соответственно, регулято-
ры I, II и III типов (PHI, РНП, PHIII) [I]. Онн содержат
(рис. 1.1—1.3) равное количество однотипных элементов, раз-
личным образом включенных по отношению к нагрузке
управляемый регулирующий ключ (S), неуправляемый ключ
(диод VD), дроссель (L) и конденсатор фильтра (Сф). Именно
эта «внешняя» сторона PH, имеющая условный характер, ле-
жит в основе приведенного разделения регуляторов по типам.
Проведем сравнение PH. выявляющее основные особенности
нх работы.
По виду энергии, потребляемой от источника входного на-
пряжения и передаваемой в нагрузку, регуляторы различают-
ся следующим образом: импульсное потребление энергии от
источника входного напряжения н непрерывная передача энер-
гии в нагрузку в PHI, непрерывное потребление энергии от ис-
точника входного напряжения и импульсная передача энергии
в нагрузку в РНП; импульсное потребление энергии от источ-
ника входного напряжения и импульсная передача энергия в
нагрузку в РНШ.
По уровню среднего значения выходного напряжения Г/н по
отношению к входному напряжению Е регуляторы различают-
ся в соответствии с неравенствами:
£7Н = Еу < Е для PH I;
и„ = — > Е для PH II: U„ =	$£ для PH III.
1—Y	1—Y
В приведенных соотношениях у — коэффициент заполнения
илн относительная длительность проводящего состояния регу-
лирующего ключа.
5
Рис. 1.1. Импульсный регуля-
тор постоянного напряжения
первого типа (РН1)
Рис. 1.2. Импульсный регулятор
постоянного напряжения второ-
го типа (РИП)
Рис. 1.3. Импульсный регулятор по-
стоянного напряжения третьего типа
(РНШ)
По использованию реактивных элементов регуляторов в
сглаживании пульсаций выходного напряжения характерны
следующие различия: индуктивно-емкостное сглаживание в
PHI, емкостное сглаживание в РНП и РНШ.
Особенностью РНШ является его способность инвертиро-
вать знак выходного напряжения по отношению к входному.
Однако это свойство РНШ не является определяющим: легко
реализовать РНШ н без инвертирования знака выходного на-
пряжения. Более того, как показано ниже, все характеристики,
свойственные РНШ, легко реализуются с помощью первых
двух регуляторов. В связи с этим PHI и РНП можно считать
базовыми регуляторами, под которыми понимаются такие PH,
характеристики которых не могут быть получены объединени-
ем других регуляторов.
Если допустить идеальность элементов PH и источника
входного напряжения, то из всей совокупности импульсных ре-
гуляторов постоянного напряжения можно выделить два типа
PH, характеризующихся различными способностями накапли-
вать энергию в реактивных элементах [2]: импульсные регу-
ляторы с ограниченной возможностью накопления энергии в
реактивных элементах (базовый PHI); импульсные регулято-
ры с неограниченной возможностью накопления энергии в ре-
активных элементах (базовый РНП).
Для иллюстрации сказанного покажем возможность реали-
зации характеристик РНШ с помощью базовых PH. Из приве-
денных выше соотношений, определяющих значения выходных
напряжений идеальных регуляторов, следует, что регулировоч-
ная характеристика РНШ является произведением регулиро-
вочных характеристик PHI и РНП. Следовательно, РНШ мс-
6
Рис. 1.4. Универсальный PH, получен-
ный объединением базовых регуля-
торов
Рис. 1.5. Регулятор напряжения
III типа с непрерывным потреблением
жет быть реализован последовательным соединением двух
базовых регуляторов. Такое соединение после некоторых пре-
образований, связанных с исключением промежуточного кон-
денсатора, поскольку речь идет о средних напряжениях, и
объединения двух последовательно включенных дросселей в
один, так как средние токи в ннх одинаковые, показано на
рис. 1.4. Полученный PH обеспечивает любой закон регули-
рования, характерный для PHI, PHII или РНШ.
Действительно, если регулирование осуществляется ключом
S1, а ключ S2 разомкнут, то имеем PHI; если ключ SI замкнут,
а регулирование осуществляется ключом S2, то имеем PHII;
если регулируют одновременным зымыканием и размыканием
ключей S1 и S2, то имеем РНШ. Для получения общеизвест-
ной схемы регулятора РНШ (см. рис. 1.3) из схемы регулято-
ра на рис. 1.4 необходимо исключить некоторые функциональ-
но лишние элементы, так как нет необходимости иметь два
регулирующих ключа и два диода, включенных последователь-
но и работающих синхронно.
Исключение функционально лншни.х элементов можно про-
вести двумя путями, которые позволяют получить два вари-
анта регуляторов РНШ с разными законами потребления тока
от источника входного напряжения. Если ключ S2 оставить в
замкнутом состоянии, днод VD2 исключить, а анод диода VD1
подключить к выходной шине (по переменной со-
ставляющей анод диода VD1 равноправно может быть
подключей к любой шнне выходного напряжения),
то получим известный регулятор РНШ с инвер-
тированием знака выходного напряжения. Особенностью этого
регулятора, как отмечалось выше, является импульсное потреб-
ление тока от источника входного напряжения. Если в полу-
ченной схеме положительную обкладку конденсатора фильтра
соединить с положительной шнной входного напряжения (по
переменной составляющей эта обкладка равноправно может
быть подключена к любой шнне источника входного напряже-
ния), то получим PH, показанный на рнс. 1.5, особенностью
которого является непрерывное потребление тока от источника
7
входного напряжения [3]. Таким образом, РНШ в зависимо-
сти от способа реализации может вести себя с точки зрения
потребляемого тока от источника входного напряжения либо
как-PHI, либо как РНП. Общим для любого типа импульсных
регуляторов является наличие конденсаторов, способных про-
пускать через себя большие импульсные токи.
Для PHI таким конденсатором в практических устройствах
является конденсатор входного фильтра, наличие которого не-
обходимо для снижения импульсных помех на входной источ-
ник напряжения. Для РНП и РНШ такими конденсаторами
являются конденсаторы выходного фильтра.
Приведенная выше классификация PH показывает, что
РНШ является комбинацией базовых регуляторов PHI и РНП.
Поэтому РНШ может быть использован для выделения из
него регулировочных характеристик базовых регуляторов PHI,
РНП. Такое выделение возможно за счет свойств сложения
выходного напряжения РНШ с входным напряжением либо
задержки передачи выходного напряжения РНШ в нагрузку
на время уТ. Действительно, поскольку для РНШ (7Н=
=£у/(1—у), то, используя свойство сложения (UK-{-E), полу-
чаем регулировочную характеристику 1/н=£/(1—у) базового
регулятора РНП, а применяя свойство задержки 17н(1—у),
получаем регулировочную характеристику 17н=£у базового
регулятора PHI. Естественно, нет необходимости использовать
указанные свойства РНШ для получения регулировочных ха-
рактеристик базовых регуляторов, однако они могут быть ус-
пешно применены для создания преобразователей напряжения
на основе базовых PH, обладающих рядом новых полезных
свойств.
Все приведенные выше рассуждения справедливы не толь-
ко для так называемых простейших импульсных регуляторов,
но н для регуляторов с включением шунтирующего диода к от-
пайкам дросселей, являющихся более общим случаем импуль-
сных регуляторов напряжения. Это означает, что в более об-
щем виде базовый регулятор I типа может быть представлен
в виде, показанном на рис. 1.6, а II типа — на рис. 1.7. Вклю-
Рис. 1.6. Регулятор напряжения I тв-
па с автотрансформаторным включе-
нием дросселя
8
Рис. 1.7. Регулятор напряжения II ти-
па с автотрансформаторным включе-
нием дросселя
ченне шунтирующего диода к отпайкам дросселя позволяет
расширить возможности использования PH не только в плане
получения желаемых регулировочных характеристик, но и тре-
буемого перераспределения токов и напряжений на регулирую-
щем диоде. Однако трудность получения хорошей магнитной
связи обмоток дросселя и связанные с этим явления перекры-
тия времени работы регулирующего ключа и шунтирующего
диода, перенапряжения на регулирующем ключе, а также
ухудшение регулировочной и внешней характеристик привели
к тому, что регуляторы таких типов не получили столь широко-
го распространения, как простейшие базовые PH.
1.2.	Регуляторы с ограниченным накоплением энергии
в реактивных элементах
Базовый регулятор напряжения (PHI). Работа регулятора.
Базовая схема регулятора I типа, получившая широкое прак-
тическое использование, показана на рис. 1.1; временные диаг-
раммы, поясняющие работу регулятора в режиме непрерывных
токов в дросселе в установившемся режиме,— на рис. 1.8. Ра-
бота регулятора заключается в следующем. При замыкании S
шунтирующий диод закрыт и находится под обратным напря-
жением Е. На интервале времени tK=yT (длительность им-
пульса) работы регулирующего ключа, энергия, потребляемая
от источника входного напряжения, передается в нагрузку и
идет на увеличение тока в дросселе L. В момент времени, ког-
да размыкается регулирующий ключ, ЭДС, возникающая на
обмотке дросселя, приводит к включению шунтирующего дио-
да VZ), а на разомкнутом ключе действует напряжение Е. На
этом интервале времени /п (длительность паузы) энергия, на-
копленная в индуктивности дросселя, частично отдается в на-
грузку, что приводит к уменьшению тока в дросселе регулято-
ра. Конденсатор Сф сглаживает пульсации напряжения на на-
грузке, обусловленные пульсациями тока в дросселе, обеспечи-
вая малые пульсации выходного напряжения.
Анализ регулятора в режиме непрерывного тока дросселя.
Здесь и в дальнейшем считаются справедливыми следующие
допущения: источник входного напряжения имеет нулевое
внутреннее сопротивление и представлен идеальной ЭДС, зна-
чение которой равно £; время переключения ключей пренебре-
жимо мало по сравнению с временем их включенного состоя-
ния; емкость конденсатора фильтра имеет нулевое внутреннее
сопротивление; индуктивность дросселя и емкость фильтра по-
стоянны для данных нагрузочных условий; пульсации напряже-
ния на выходе регулятора малы по сравнению со средним зна-
чением выходного напряжения; используемые в регуляторе
ключи идеальны; сопротивления ключевых элементов постоян-
Рис. 1.8. Диаграммы работы PHI
ному току одинаковы и могут быть объединены с активным со-
противлением дросселя, образуя общее сопротивление г; спра-
ведливо выполнение неравенства Lfr^T. где Т — период пере-
ключения.
Последнее допущение позволяет считать в первом прибли-
жении линейными законы изменения токов дросселей (рис.
1.8). Тогда на интервалах времени замкнутого и разомкнутого
состояния регулирующего ключа токи через обмотки дросселя,
а следовательно, и через соответствующие ключи изменяются
в соответствии с выражениями
>I(0 = 7rai„ + ^^!!-t. 0<«(„ = ТТ; (1.1)
=	0<«(„ = (l-Y)T.	(1.2)
Учитывая, что Л (/„) =/max. a ММ=Ап«п. а также равенст-
ва /n+^n=7'=l/f, y=t„f, в которых Т и f — период и частота
переключения соответственно, совместным решением (1.1),
(1.2) найдем регулировочную характеристику регулятора в ре-
10
жиме непрерывных токов дроссе-
ля. В относительных единицах она
имеет вид
L/H/£=y.	(1.3)
На рис. 1.9 показано графическое
изображение регулировочной ха-
рактеристики (сплошная линия).
Здесь же приведены регулировоч-
ные характеристики (штрихпун-
ктирные линии) при подключении
шунтирующего диода к отпайкам
дросселя.
Найдем минимальные и макси-
мальные токи через ключи. С этой
целью воспользуемся уравнением
энергетического баланса
Рис. 1.9. Регулировочные ха-
рактеристики PHI
С/Н/„Т= Га\(/)Л.	(1.4)
О
Отсюда
+у	(1.5)
шах
Знаки «минус» и «плюс» соответствуют минимальному и мак-
симальному значению тока.
Располагая выражениями для /п15п, можно найти среднее
шах
значение тока через дроссель за период работы ключа:
Л = (/niIn+/nwx)/2=/H.	(1.6)
Средние значения токов через регулирующий ключ и шун-
тирующий диод определяются соотношениями
Лср=у-у"|1(1)Л=/нТ;	(1.7)
О
A’Ocp=y-f 4(0^ = Л(1 — Y)-	(1.8)
с
Напряжение па регулирующем ключе и шунтирующем диоде в
выключенном состоянии, как следует из рис. 1.8,
Us=Uvd=E.	(1.9)
Расчетная мощность ключа, показывающая степень исполь-
зования ключа по отношению к мощности в нагрузке, Ps=
= UsIs при пренебрежении пульсациями тока в дросселе по
11
сравнению со средним током дросселя:
Ps=PhIv.	(1.10)
Отсюда следует, что наилучшее использование регулирующего
ключа по мощности имеет место при у->1.
Критический режим тока дросселя. Критическое значение
тока нагрузки, которое соответствует граничному режиму меж-
ду областями непрерывного и прерывистого изменения тока
дросселя, при заданном значении индуктивности дросселя оп-
ределяется из (1-5) при условии /П11п=0:
/н.кР=ЕТ(1-7)/(2£/).	(1.11)
Аналогично можно найти критическую индуктивность, кото-
рая при заданном значении тока нагрузки еще поддерживает
режим непрерывных токов в дросселе:
£KP=Ev(l-v)/(2/Hf).	(1.12)
Режим прерывистого тока в дросселе наступает, если 7н-<
<7н.к® при заданной индуктивности дросселя либо £<£кР при
заданном токе нагрузки. При этом регулировочная характери-
стика отличается от регулировочной характеристики в режиме
непрерывных токов и может быть получена из (1.1), (1.2) в
предположении, что 7mIr) = 0. Обозначив через tn длительность
проводящего состояния диода VD и положив в (1.2) 12(6/) =
=0, найдем tn'=tH(E—Un)IUK. Среднее значение тока в на-
грузке за период определяется интегрированием (1.1):
о	о
Отсюда после умножения обеих частей равенства на сопротив-
ление нагрузки и несложных, но громоздких преобразований,
определим регулировочную характеристику в режиме преры-
вистых токов
(/Й^М77-!).	(1.13)
Регулировочная характеристика изображена на рис. 1.9
для двух значений ^Lh = -^- штриховой линией. Нетрудно
видеть, что режим непрерывных токов в дросселе наступает
тем раньше, чем меньше tLh. Совместное решение (1.3) и (1.13)
позволяет определить укр, при котором наступает критический
режим:
ТкР=1—2тлТ-	(114)
Раскрывая т1н и заменяя RH=U„/ll„ выражение (1.13) мож-
но преобразовать к виду
UH/E=y4[^~ (2LlKf)/E] 	(115)
12
Оно определяет внешнюю характе-
ристику идеального PHI в режиме
прерывистых токов (рис. 1.10). При
1н~>1«кр (режим непрерывных то-
ков) внешняя характеристика
идеального регулятора не зависит
от тока нагрузки.
Внешние характеристики реаль-
ного регулятора зависят от тока
нагрузки и при /Н>/Н-Кр, что обус-
ловлено неидеальностью компонен-
тов регулятора и в первую очередь
омическим сопротивлением обмот-
ки дросселя. Внешнюю характери-
стику PHI определим из условия
равенства вольт-секундных площа-
дей в установившемся режиме, дей-
ствующих на индуктивности дрос-
Рис. 1.10. Внешние характери-
стики PHI
селя, в предположении, что омическое сопротивление г отлично
от нуля. Тогда (Е—[Д,—IHr)yT=	(1— у)Т, откуда
U„/E=y-(IKr)/E.	(1.16)
Графическое изображение характеристики показано на
рис. 1.10 штриховой линией. Располагая (1.16), найдем выход-
ное сопротивление PHI
/?вь.х=—(dUH)/(d/H)=r.	(1.17)
Пульсации выходного напряжения в идеальном регуляторе
определим в режиме непрерывных токов. Для этого необходи-
мо найти заряд AQ, протекающий через фильтрующий конден-
сатор Сф и обусловливающий изменение выходного напряже-
ния от минимального его значения до максимального. Так как
/сф=й(0—Д. то
1	--^нИя /	|	\
2 2L ' 2 ~ 2 )’
Учитывая,
пульсаций
найдем
что ДР=СфАПсф, где Д17сф — двойная амплитуда
выходного напряжения (размах от пика до пика),
ДС/сф=£у( 1—у) /8£СфГ2.	(1.18)
Отсюда следует, что радикальным способом уменьшения пуль-
саций выходного напряжения PHI при заданных L и Сф или
уменьшения массообъемных характеристик L, Сф при заданном
значении Д£7Сф является повышение рабочей частоты PH.
Влияние неидеальности конденсатора фильтра состоит в
том, что его внутреннее активное сопротивление для перемен-
13
ион составляющей не равно нулю- Поэтому расчет пульсаций
выходного напряжения по (1.18) дает заниженные значения
по сравнению с экспериментальными. Реальные электрические
конденсаторы в большинстве практических случаев могут быть
представлены последовательным соединением трех составляю-
щих: емкостной С, активного сопротивления гс и индуктивной
Lc. Последние две составляющие обусловлены физическими
явлениями и технологическими особенностями изготовления
электролитических конденсаторов. Значения этих составляю-
щих лежат в следующих пределах: гс= (4—11) • Ю-3 Ом, Lc=
= (12—18)  10~12 Гн.
Расчет пульсаций выходного напряжения с учетом паразит-
ных параметров в предположении треугольной формы тока че-
рез фильтрующий конденсатор дает дополнительную паразит-
ную составляющую
Д^СП= [гс1/н (1-V)/ (Lf) ] + (LcUv)/(Ly),	(1.19)
которая в большинстве случаев и определяет пульсации вы-
ходного. напряжения. Уменьшение их может быть достигнуто
путем набора требуемого значения емкости параллельным
включением реальных конденсаторов, так как при этом умень-
шаются эквивалентные паразитные параметры. Пульсации на-
пряжения иа емкостной составляющей реального конденсатора
обычно невелики. Это связано с тем, что значение емкости кон-
денсатора необходимо выбирать из условия получения требуе-
мых динамических пульсаций, связанных со ступенчатым изме-
нением тока нагрузки.
Как правило, динамические пульсации существенно больше
статических, связанных с импульсным регулированием в уста-
новившемся режиме. Уменьшение динамических пульсаций
возможно только за счет увеличения емкости конденсатора
фильтра, что и приводит к малым статическим пульсациям на
емкостной составляющей в установившемся режиме. Анализ
динамических пульсаций позволяет получить следующее выра-
жение для определения емкости фильтра по заданным динами-
ческим пульсациям выходного напряжения:
( Лнар) / (**с)	(А/н/нар)/ (2ДС/дин- Д/пГс).	(1 -20)
Здесь /нарЛ^еТ — время нарастания тока дросселя до нового
установившегося значения; z=LILK$—превышение индуктивно-
сти дросселя над критическим значением индуктивности;
ДС4нн — амплитуда динамической пульсации выходного напря-
жения;Д/н — амплитуда ступенчатого изменения тока нагрузки
над установившимся значением.
Левое неравенство (1-20) говорит о нецелесообразности вы-
бора емкости конденсатора больше, чем tHZV,lrc, ибо это не при-
14
Рис. 1.11. МСФ с токовой компен-
сацией в РН1
Рнс. 1.12. Эквивалентное пред-
ставление МСФ
ведет к уменьшению динамических пульсаций, правое неравен-
ство дает значение необходимой емкости.
Значение е выбирается из условия компромисса потерь в
сердечнике дросселя и потерь в омическом сопротивлении об-
мотки. С ростом е первые потери уменьшаются из-за уменьше-
ния амплитуды пульсаций тока в обмотке дросселя, а вторьте
растут из-за увеличения числа витков обмотки. Значение г =
= 10... 15 является компромиссным для указанных зависи-
мостей.
Магнитно-связанные сглаживающие фильтры (МСФ) в PHI.
Важнейшим узлом любого PH является сглаживающий фильтр,
массообъемные характеристики которого, в основном, опреде-
ляют массообъемные характеристики всего PH в целом. Для
их снижения широко используются повышение рабочей часто-
ты регулирующего ключа, многозвенные £С-фильтры, много-
фазные PH, работающие с временными сдвигами относительно
друг друга и т. д.
Радикальным способом уменьшения пульсаций выходного
напряжения является использование магнитно-связанных сгла-
живающих фильтров [4, 5]. Регулятор напряжения PHI с МСФ
представлен на рис. 1.11. Возможность такого построения
фильтра обусловлена тем, что средние значения напряжений
на основном C$i и дополнительно введенном Сф2 конденсаторах
фильтра одинаковы, и, следовательно, напряжения, действую-
щие на каждом нз этапов работы PH на основной wl и допол-
нительной w2 обмотках также одинаковы и равны (Е—на
этапе замкнутого состояния регулирующего ключа и L/H — при
разомкнутом ключе. Поэтому в целом работа PH с МСФ прак-
тически ничем не отличается от работы PH, содержащего од-
нообмоточный дроссель фильтра. Однако наличие дополни-
тельной обмотки w2, магнитно-связанной с wl и образующей
совместно с Сф2 дополнительную ветвь, существенно влияет на
пульсации тока в основной обмотке wl и, как следствие этого,
на пульсации выходного напряжения.
Принципы работы МСФ. Для пояснения процессов, проис-
ходящих в МСФ, пренебрежем, в первом приближении, пуль-
15
сациями напряжений на конденсаторах Сф1 и Сфг. Тогда на
каждом из этапов работы PH двухобмоточный дроссель может
быть представлен схемой, показанной на рис. 1.12, в которой
U — равные друг другу напряжения иа обмотках дросселя, на-
ряду с индуктивностями намагничивания обмоток £Ц1 и £ц2, ко-
торые для общности изложения считаются различными; учтены
соответственно индуктивности рассеяния LSi и £S2, а М—вза-
имная индуктивность обмоток. При использовании однородных,
например широко применяемых тороидальных, сердечников,
коэффициент М определяется равенствами:
М = £И1 ci'g/te.'! = LV2W1/wa = У L^LyQ.	(1.21)
Рассматриваемая схема описывается системой дифферен-
циальных уравнений
dt 1 dt dt
+
dt	dt	dt
(1.22)
в которой £п = £ц1+^«1 и £22=£|x2+^s2 — соответственно пол-
ные индуктивности первичной и вторичной обмоток.
Решение системы (1.22) позволяет получить выражения,
характеризующие скорости изменения токов в обмотках дрос-
селя
di^ _ V I - (£аа/Л4)
dt Llx I ------ (^-11^-22 M^2)
dij_____V 1 —	/ j Qg।
dt Las I — (L11L22/Z/12)
Из полученных выражений следует, что два тока, протекаю-
щих по обмоткам дросселя, линейно изменяются во времени,
нарастают или убывают в зависимости от знака С/, а скорость
их изменения обратно пропорциональна некоторым эффектив-
ным индуктивностям соответствующих обмоток £Э1 и £э2- При
этом ток обмотки ы?1 имеет постоянную составляющую, равную
току нагрузки, а постоянная составляющая тока в обмотке
к’2 равна нулю. Если обмоткн ьу1 и и'2 идентичны и имеют рав-
ное количество витков, то выражения (1.23) могут быть пре-
образованы к виду
^•1/rf/=V/£3i=V/[£sl+£M+(£^£Si)/£s2];
dizldt= V(L^=- У/[£52Ч-£ц+ (£|iX$2)/£$i]-	(1-24)
При этом учтено, что в соответствии с (1.21) при wl = w2 вы-
полняются равенства £ц1 = £ц2=-^ц и Л4=£ц.
16
Из (1.24) следует, что возрастание эффективных индуктив-
ностей по сравнению с индуктивностью однообмоточного дрос-
селя снижает пульсации тока в обмотках и, вследствие этого,
уменьшаются пульсации выходного напряжения. Можно пока-
зать, что при определенных соотношениях параметров дроссе-
ля скорости изменения токов в первичной и вторичной обмот-
ках дросселя будут иметь различные знаки на каждом из ин-
тервалов работы регулятора напряжения, что эквивалентно
возникновению отрицательной эффективной индуктивности од-
ной из обмоток.
Для получения условий возникновения отрицательной эф-
фективной индуктивности преобразуем выражения (1.23) с уче-
том нижеследующих обозначений: k=^	/ (£11^22)—
коэффициент связи между обмотками; п—^С^Шх— коэффи-
циент трансформации между обмотками. Заметим, что при
Л—1 трансформатор является идеальным, так как отсутствуют
потоки рассеяния и в таком идеальном трансформаторе пи=
Коэффициент связи характеризует степень магнитной связи
между обмотками и может изменяться от нуля до единицы, но
всегда а коэффициент трансформации можно сделать лю-
бым путем изменения соотношения чисел витков обмоток.
После преобразований эффективные индуктивности обмо-
ток, характеризующие скорости изменения токов в них, можно
записать в виде
Lai(1 -k2) /[ 1 - (k/n) ];	(1.25)
£э2=L22 (1 -*2) / (1 — kn).	(1.26)
Поскольку k<Z\, то обе эффективные индуктивности поло-
жительны, если одновременно выполняются неравенства
(l/k)>n>k.	(1.27)
Эти условия легко реализуются при одинаковых обмотках
wl и w2, т. е. при условии п=1, если между обмотками сущест-
вует сравнительно слабая магнитная связь (£^0,9). Однако с
приближением k к единице неравенства нарушаются. В этом
случае наблюдается эффект отрицательной эффективной ин-
дуктивности. Как следует из (1.25) и (1.26), условия получения
отрицательных эффективных индуктивностей имеют вид
£Э1-<0, £э2>0, если n<Zk\
(1.28)
£э2<0, £э!>0, если
Способы компенсации пульсаций токов. Для усиления нера-
венств (1.27), (1.28) можп^ изменять коэффициент тпянггЪор-
мации п путем незначиткллпюга.измененияжядсел витков оомо-
2—6597
ток дросселя. Например, при уменьшении числа витков вто-
ричной обмотки дросселя (tt'2<wj) происходит, как это сле-
дует из (1.25), увеличение £Э1 и при (k/n)>l индуктивность
становится отрицательной, т. е. изменяется знак производной
dijdt. Возможность изменения di^dt от положительных значе-
ний до отрицательных говорит о возможности получения нуле-
вых пульсаций тока в обмотке п, следовательно, выполнения
равенства £э1 = оо. При этом из (1.25) следует необходимость
выполнения условия
n=k.	(1.29)
Таким образом, теоретически возможно полное исключение
пульсаций тока, а следовательно, и пульсаций выходного на-
пряжения. Физически это явление объясняется появлением в
контуре, состоящем из обмоток дросселя и конденсаторов,
ЭДС, обусловливающей возникновение контурного тока, опре-
деляемого индуктивностями рассеяния, изменения которого
компенсируют изменение тока обмотки wl. При этом пульса-
ции тока i2, замыкающиеся через регулирующий ключ и шун-
тирующий диод, определяются эффективной индуктивностью
£э2 и возрастают, как это следует из (1.26). Разумеется, мож-
но добиться компенсации изменения токов в обмотке ш2, обес-
печив выполнение равенства n=\jk. Однако это приведет к
увеличению пульсаций тока в обмотке wl, что в рассматривае-
мом случае построения МСф нецелесообразно.
Из изложенного следует, что выполнение условий компен-
сации пульсаций токов (1.29) требует учета индуктивностей
рассеяния магнитных элементов, значения которых трудно
контролируются. Поэтому четкое выполнение равенства (1.29)
в реальных устройствах практически недостижимо. В связи с
этим целесообразно включение последовательно с обмотками
внешних дополнительных индуктивных элементов £к, значения
индуктивностей которых существенно превышают индуктивно-
сти рассеяния обмоток дросселя. При выполнении определен-
ных условий, которые будут определены ниже, добиться ком-
пенсации пульсаций тока в основной (силовой) обмотке
дросселя ьи1 можно включением компенсирующей индуктивно-
сти как в цепь основной обмотки ьу1, так и в цепь дополни-
тельной обмотки ш2.
Магнитно-связанный сглаживающий фильтр с включением
дополнительной индуктивности LK в основную обмотку дроссе-
ля представлен иа рнс. 1.13. В соответствии с принятыми обо-
значениями полные индуктивности каждой из ветвей опреде-
ляются выражениями: £ц=£(Л1+£х1+£к; £22=£ца+^52. Если
Isi.2«C£ui.2 и Lk>£si, они трансформируются к виду £ц =
— £ц1-|-£к; £22=£ц2- Следовательно, выполнение условия
18
Рис. 1.13. Магиитно-связанньгй фильтр
с дополнительной индуктивностью в
силовой цепи
(1.29) при учете выражений n—^Lz^Lu и £=
=У(£М1£ц2)/(^и^22) сводится к обеспечению равенства
£ц1=£д2==£р»	(1.30)
из которого в соответствии с (1.21) следует, что
Индуктивность £к при прочих заданных параметрах опре-
деляет, как будет показано ниже, пульсации выходного напря-
жения при учете конечных значений емкостей конденсаторов
Сф1 и Сф2-
Магнитно-связанный сглаживающий фильтр с включением
индуктивности LK в дополнительную обмотку дросселя показан
на рис. 1.14,а. Для него справедливы равенства £n=£Mi+£si
и £22=£|x2+£s2+£k, которые при пренебрежении индуктивно-
стями рассеяния Lsi и Ls? имеют вид £n=£Mi и £г2=£р2-}-
4-f.K. При этом n=~\!(Lti2-\-LK)/L^, /г=У(Ар2/(£1124-£к) и вы-
полнение равенства (1.29) обусловливает необходимость выбо-
ра £к из условия
£к = р £^£^2 • —£р2-	(1.31)
Если учесть (1.21), условие (1.31) можно привести к виду
Д=-^|	(132),
’	К?! /
В целом способ включения индуктивности £к в дополни-
тельную обмотку дросселя предпочтительнее, поскольку через
компенсирующую индуктивность здесь не протекает постоянная.
с;
Рис. 1.14. Магнитно-связанный фильтр с дополнительной индуктивностью в
компенсирующей цепи (с), способ выполнения двухобмоточного дросселя (б)
2*	19
составляющая тока дросселя, что способствует уменьшению
габаритов реактивных элементов при прочих равных условиях.
Последний способ компенсации возможно реализовать без
применения внешней компенсирующей индуктивности путем
специального выполнения двухобмоточного дросселя. Такой
дроссель состоит из двух кольцевых сердечников одинакового
типоразмера (рис. 1.14,6), причем вторичная обмотка w2 охва-
тывает один сердечник, а первичная (силовая)—оба сердеч-
ника. При одинаковом числе витков обмоток справедливы ра-
венства £ц1=2£Ц2 и Л4=£М1£м2/2.
Если пренебречь индуктивностями рассеяния, то в таком
дросселе автоматически выполняются равенства k=n~l/2 и
осуществляется компенсация изменений тока в обмотке.
Расчет пульсаций токов и напряжений в МСФ. До сих пор
мы пренебрегали пульсациями напряжений на конденсаторах
фильтра. Однако уменьшение пульсаций выходного напряже-
ния является конечной целью применения МСФ. В связи с этим
необходимо получить выражения, определяющие пульсации и
позволяющие выбрать элементы фильтра.
В общем случае при использовании МСФ изменения токов
в обмотках дросселя носят линейный характер. Скорость из-
менения задается выражением (1.23), причем амплитуды пуль-
саций Д/i и Д/г соответственно в обмотках ьу1 и w2 при задан-
ном режиме работы регулятора зависят от эффективных ин-
дуктивностей обмоток £Э1 и £э2, определяемых из (1-25) и
(1.26). При этом по аналогии с (1.5) имеем : Д/|=Еу(1 —
-у)/(2£э1/) и Д/2=Е’т(1-т)/(2£azf) • Как учитывалось выше,
в режиме полной компенсации изменения тока й пульсации
входного тока дросселя полностью определяются током обмот-
ки w2, который замыкается через конденсатор Сф2. При этом
выполняется равенство (1.29) и из (1-26) следует, что L3i —
= L?2=M.
Поскольку пульсации тока имеют линейный характер, то
разложение их в ряд Фурье с учетом приведенных значений
Д/2 позволяет записать выражение для тока i2(i) в следующем
виде
ОО
г’2(0 = 2	(1.33)
m=l
Здесь tai — круговая частота основной гармоники, а £э2=
=£22=Л1, так как n=k.
Поэтому пульсации напряжения на конденсаторе Сф2, опре-
деляемые интегрированием (1.33), имеют вид
00
Д(УСф2 (/) = 2 — sin cos	L.^C^. (1.34)
20
Рис. 1.15. Эквивалентное представле-
ние МСФ с учетом пульсации напря-
жения
if(t)	iz(t)
Составляя уравнения магнитно-связанной цепи, показанной
на рис. 1.15, с учетом ДУсфДО запишем
U	;
М d-	d-	<135>
д(/Сф2(0 + и = А1-^-+£и-^.
at	at
Здесь
IE — lJt]— на интервале времени уГ;
—UH — на интервале времени (1—у)Т.
Решая (1.35) относительно diildt, получим:
4* = [U (1 -1 аг1М)У{М - - (£„£»).«] + А1/Сф2 (f)/[M - (ЦД^/М].
at
(1-36)
Из (1.36) следует, что пульсации тока в силовой обмотке
дросселя обусловлены магнитной связью обмоток (первое сла-
гаемое) и пульсациями напряжения иа конденсаторе Сф2 (вто-
рое слагаемое). С учетом этого пульсации напряжения на на-
грузке можно представить в виде суммы двух составляющих:
Д^/сф! = Д1/СФ1 +	(1.37)
Первая из них определяется выражением (1.18) путем замены
в нем индуктивности дросселя эффективным значением индук-
тивности обмотки wl, учитывающей магнитную связь с обмот-
Д^'Сф1 = [£у(1-¥) (1-А/«))/[8ГЬпСФ1(1-^)]. (1.38)
Эта составляющая пульсаций напряжения в условиях пол-
ной компенсации (k=n) равна нулю. Если k=^n, то Д6/'СФ1 мо-
жет иметь любой знак в зависимости от соотношения k и п.
Вторая составляющая пульсаций напряжения Д£7сф1 мо-
жет быть найдена интегрированием второго члена .правой ча-
сти выражения (1.36) с учетом (1.34). Тогда при n=k
Д'Г(0= 2“ 2£sinH)s№(OT(o/)/rm43^38^2^l(l--l/^)- (1.39)
21
н, следовательно, пульсации напряжения на Сф1
Д^сф! (О = —-- ( Дг/' (0 dt или
СФ1 *’
Д^с'ф, (0 = У -2E(5i""T)	’	.	(1.40)
^ы14£цЛ4Сф1 Сф2( 1 — 1 /fes)
т—1
Поскольку т в (1.40) входит в четвертой степени, то можно
ограничиться рассмотрением только первой гармоники. Тогда
двойная амплитуда пульсаций напряжения на определяет-
ся выражением
Д^сф! = 4£ sin тгу/тсо14£иМСф1С(32 (1 — 1/й2),	(1 -41)
причем она существенно ослаблена фильтрующим действием
основной £цСф, и дополнительной цепи МСф2(1—1/k), а также
четвертой степенью частоты основной гармоники, совпадаю-
щей с рабочей частотой регулирующего ключа.
Таким образом, пульсации напряжения на нагрузке в со-
ответствии с (1.37), (1.38), (1.41) и учетом значения М могут
быть представлены в виде:
Щс&. =	~ Т)О — fe//») ।_____4Е strut?	42
8|а£пСФ1 (1 — fe2)	scoJlJj Сф1 Сф2(й!л — n/k)
Поскольку, как уже отмечалось, первое слагаемое в (1.42)
в зависимости от отношения k/n может принимать как положи-
тельное, так и отрицательное значение, то появляется возмож-
ность скомпенсировать первое слагаемое вторым. Условие ком-
пенсации имеет вид At7c$i=0. Тогда из (1.42)
+	-----8—.	(1.43,
Рассмотрим функцию (sinл.у)/4у(1—у). Анализ показывает,
что данное отношение при изменении у от 0 до 1 ие превышает
значения 0,06. Следовательно, выполнение условия (1.43) обес-
печивает практически нулевые пульсации выходного напряже-
ния во всем диапазоне изменения у.
Использование стандартного дросселя в МСФ. В настоящее
время в PH широко применяют стандартные двухобмоточпые
дроссели с одинаковым числом витков обмоток. Такне дроссели
могут быть с успехом использованы для построения МСФ, по-
казанного на рис. 1.13.
Если индуктивность £к существенно превосходит индуктив-
ности рассеяния, то условия компенсации определяются равен-
ством (1.30). Так как при этом £Э2=£ц, А=У£ц/(^мЧ-^к) и
Af=£p, то двойная амплитуда пульсаций выходного напряже-
22
ния, определяемая соответствующим преобразованием (1.41),
будет определяться выражением
ЛС7с'ф1 = (4£ sinirf)/(™i'cAAQ-	(1-44)
Хотя использование двухобмоточного стандартного дроссе-
ля и возможно для реализации МСФ, однако нельзя считать
такой способ построения оптимальным, ибо нет необходимости
в компенсирующей обмотке использовать -провод такого же се-
чения, как и в силовой. В связи с этим целесообразно (рис.
1.14) применять дроссели иной конструкции, а дополнительную
индуктивность включать в цепь компенсирующей обмотки. По-
скольку в таком МСФ по компенсирующей обмотке не проте-
кает постоянная составляющая тока нагрузки, то размеры LK
могут быть существенно уменьшены.
При пренебрежении индуктивностями рассеяния обмоток
условие компенсации пульсаций тока в обмотке wl определя-
ется выражением (1.31), Л=у£ц2/(£(л2+£ь) и 7VI=V£fU£p5,
поэтому (выражение (1.41), определяющее пульсации выход-
ного напряжения, в этом случае преобразуется к виду
ьи'ан = (4Е sin^Y), (mo,4£„., Д£ф1Сф,).	(1.45)
Из (145) следует, что Д^сф! тем меньше, чем больше £к.
Аиалнз условия (1.31) показывает, что £к достигает макси-
мального значения: £к=0,25£ць когда £и2=0,25£щ. Для таких
значений индуктивностей k=n=l/^2, а пульсации выходного
напряжения определяются выражением
Д^сф| = (8EsinH)/(™i£wc*iC,n)-	(1-46)
Заметим, что при этом число витков обмоток дросселя связано
соотношением Wi==2w2, как это вытекает из равенств (1.21).
Рассмотренные способы компенсации пульсаций выходного
напряжения можно назвать токовыми, поскольку компенсация
достигается за счет протекания в основной н компенсир} ющей
ветвях контурного тока, компенсирующего изменение тока в
основной (силовой) ветви. Это достигается, как уже отмеча-
лось, при k=n. Возможен н другой способ компенсации пуль-
саций, который назовем потенциальным.
В МСФ с потенциальной компенсацией пульсаций выходно-
го напряжения соотношение между k и п выбирается таким об-
разом, чтобы скорости изменения тока по основной и компен-
сирующей ветвям имели различные знаки. Пульсации напряже-
ния на конденсаторах Сф1 и Сф2 оказываются в этом случае в
противофазе, и, следовательно, появляется возможность ком-
пенсации пульсаций напряжения одного знака пульсациями
напряжения другого. Это достигается включением дополнитель-
ного конденсатора С между Сф1 и Сф2 (рис. 1.16). На рис. 1.17
23
Рис. 1.16. Магнитно-связанный фильтр
с потенциальной компенсацией в РН1
С
г—11—-г—I
т с?' т Е h
^Сф|ф "У
Рис. 1.17. Эквивалентная схема для
расчета МСФ с потенциальной ком-
пенсацией
дана расчетная схема для выбора конденсатора С, где пульса-
ции напряжения на конденсаторах Сф1, Сф2 представлены в
виде генераторов напряжения. Пренебрегая влиянием R„ на
пульсации выходного напряжения (Хсф1<^7?н), найдем: Uc$\ =
= [(Д^сф1Ч-Д^сф2)ХСф1]/(ХСф1-)-Хсф2-ЬЛ’с). Пульсации напря-
жения иа нагрузке будут отсутствовать, если выполняется ра-
венство ^сф1=Д^/сфь Выполнение данного равенства позволя-
ет выбрать конденсатор С из соотношения
С= (&Uсф1Сф1Сф2) / (Д£7сФйСф2—Д£/сФ1Сф1),	(1-47)
в котором
Д^сФ2= [£у(1—т)]/ (8/Сф2^эф2);
Д^сф1= [£у (1—у)]/(8Г2Сф2£Эф2) +
+ (4£ sin лу) / [жо14Сф1 Сф2^1]2 (nk—n/k) ].
Следует отметить, что аналогичный эффект дает включение
между обкладками конденсаторов СФ1 и Сф2 резистора, имею-
щего небольшое сопротивление, как это показано на рис. 1.18,а.
Если выполнить условие то эффективная индуктивность
первичной обмотки будет отрицательна, т. е. пульсации тока в
обмотках wl и w2 будут иметь противоположный знак. При
этом пульсации напряжений иа конденсаторах Сф[ и Сф2 будут
противофазны, и если в качестве резистора использовать по-
тенциометр, то при перемещении движка потенциометра на-
пряжения на движке будут меняться как по амплитуде, так и
S' wl
*4
Рис. 1.18. Магнитно-связанный фильтр с потенциальной компенсацией
с помощью резистора (а) и с помощью индуктивности (б)
24
по фазе. Это свойство может быть использовано для устране-
ния возможных паразитных колебаний импульсных стабилиза-
торов напряжения, построенных на базе PHI.
Заметим, что эффект изменения фазы выходного напряже-
ния по сравнению со случаем применения однообмоточного
дросселя может быть достигнут также включением между
концами обмоток двухобмоточного дросселя внешней индуктив-
ности £дол, как это показано на рис. 1.18,6.
Чувствительность МСФ к изменению параметров оценивает-
ся изменением пульсаций выходного напряжения Д(Д17сф) при
изменении коэффициентов связи и трансформации. Найдем
чувствительность для МСФ с токовой компенсацией. Для этого
продифференцируем (1.42) no k п п и перейдем к конечным
приращениям. Тогда чувствительность МСФ для приращений
Дй и Дя определится выражениями
= [мГСф,
(1.48)
Л(^сф1)„ = [ДУсф!—Д— 1 Дл-Д£/сф1-^-.	(1.49)
L п*(1 — /г)]	п
Пусть, например, k = 0,99, ti = 0,9 и (Дй/й) = (Дн/л) = 0,01.
При этом Д(ДГСф1)4 = 1,1Д17^ф+1,0Д1/^ и Д(ДУСф1)„=0,12Д(7^1+
+ 0.01Д17"
Таким образом,
МСФ наиболее чувст-
вителен к изменениям
коэффициента связи:
при изменении й иа
один процент значе-
ние каждой из состав-
ляющих напряжения
пульсаций изменяется
более чем в два раза.
Отсюда становится яс-
ной нецелесообраз-
ность использования
стандартных двухоб-
моточных дросселей в
МСФ, поскольку для
11нх значение й не
регламентировано и в
каждом конкретном
случае совершенно
Рнс. 1.19. Диаграммы напряжений н токов в
МСФ с линейной формой тока в обмотке ком-
пенсации
25
необходимо осуществлять соответствующий подбор емкостей
кон д е и с а торо в.
Для уменьшения чувствительности следует ограничивать
значения k неравенством й^0,8, выполнение которого гаранти-
рует изменение Д£/с$1 не более чем на 10% при реальных раз-
бросах коэффициента связи. Целесообразно также использова-
ние специальных конструкций МСФ, в которых исключено
влияние значения Д£/'сф1. наиболее заметно зависящего от па-
раметров.
Метод расчета пульсаций токов и напряжений, основанный на непосред-
ственном интегрировании временных зависимостей, может быть использован
щ МСФ в случае включения внешних компенсирующих индуктивностей £«»
2»£s и пренебрежения значениями Ls. Диаграммы изменения токов в обмот-
ках дросселя и напряжений на конденсаторах для схем, представленных на
рис. 1.13 и 1.14 полностью идентичны и представлены на рис. 1.19. При этом
ток в обмотке ш2 изменяется в соответствии с уравнениями
Д/2(1—2t/yT) при	(1.50)
i2"(0=A/2[1-2//(1—т)7] при	(1.5|)
Если обозначить значение напряжения на конденсаторе С2 в моменты
коммутации регулирующего ключа через UCk и учесть, что изменение напря-
t
жения на конденсаторе Сф2 определяется интегралом Л£'с2 (О = —— I in(t}dt,
ci2j -
то с учетом (1.50) п (1.51) найдем закон изменения во времени напряже-
ния Ur2
уС2(') = "Ск-7^-Г1-Ч”)’	(1.52)
'-Фа	Y' '
~,J. OC/<(1-y)7-. (1.53>
'- фв L \1 Y /1 1
Поскольку среднее значение напряжения на конденсаторе С2 Uc^=UK=
= -у- j UC2(t)dt, то интегрирование Ucz(t} определяет связь U„ и Ur к
о
в следующем виде:
А/ Т
=	d-2().	(1.54)
ос-ф2
Полученное соотношение справедливо для любых регуляторов и преобра-
зователей с Г-образным £С-фильтром, в которых форма тока конденсатора
фильтра имеет треугольный характер. В рассматриваемом случае Un=Ey,
а Д/2 зависит от вида компенсации. В случае компенсации (рис. 1.13) индук-
тивности намагничивания обмоток wl и и>2 одинаковы и равны £ц. При этом
А/2=Еу(1—н выражение (1.54) преобразуется к виду
Uc к = Еу [1 - (1 - у) (1 - 2-f )7-2, (121^/].	(1 - 51)
26
Заметим, что экстремальным значениям Uc2(0 в уравнениях (1.52), (1.53)
соответствуют моменты времени yTj2 и (1—у) 772. Определив эти значения и
получив их разность, можно найти двойную амплитуду пульсаций напряжения
на конденсаторе С$2, которая при учете значения Д/2 записывается в виде
ДУс2=^¥(1—Т)/(8£-цСф2/2), полученном ранее для конденсатора фильтра
(1.18)
Среднее значение напряжения на конденсаторе Сф|, пульсации которого
существенно меньше пульсаций напряжения Ucz(t), также равно VK. а при
Z,s=0 напряжения на обмотках wl и w2 полностью совпадают. Поэтому
в случае компенсации пульсаций выходного напряжения в схеме рис. 1.13 на-
пряжение на компенсирующей индуктивности LK определяется разностью
(/г2(/)—В моменты 6 и £2 равенства этих напряжений (рис. 1.19) ток
в компенсирующей индуктивности, совпадающий здесь с током первичной
обмотки, достигает экстремальных значений в соответствии с уравнением
t
1 С
Д«к(О = Aii(/) — —— 1 [UC2(t) — U„\dt. Эти моменты времени могут быть
к о
определены, например, из (1.52) путем решения уравнения ^сг(О -=^и
с учетом (1.54). При этом можно получить	.
'т.2=~~(1 И2-'() 3),	(1.56)
причем /—0 соответствует моменту включения регулирующего ключа.
Найдем закон изменения тока = Д£к(0 на интервале времени от
уТ‘2 до (1 — у)Т/2. При (у7'2)	закон определяется интегралом
1 ’ *
~Ц~ j 1^С2(0— 'М dt, а на интервале (1—у)Г/2 интегралом	| [U"2(t) —
1Т{2	о
— Цч] dt. Учитывая (1.52), (1.53) и (L54), получим
д,1Ф) = __^ЬГ1^ + АМ___________________!_)]_ Щ-тИ 1
СфА. I L 6 Т ' 2	3(7- Л 12 I ’
(1.57)
Л<;'(0
(1.58)
Амплитуда пульсаций тока Aii(7) может быть найдена подстановкой t-
—в уравнение (1.57), где 4 определяется большим из значений выражения
(1.56). При этом получим
д/	Д/^Г»(3—т) ./з- Y
36Сф2Ьк 1 Зу
27
(1.59)
Рис. 1.20. Эквивалентная схема МСФ
с компенсирующей индуктивностью
во вторичной обмотке
илн с учетом значения Д/2
1- ТИ^С*, |/	('»>
Двойная амплитуда пульсаций выходного напряжения определяется
п—ТГ>Г
I 17	2
интегралом At/C1 = -^— J ДГ1'(/)<«+f	в котором
*' V	о
A«i'(0 н заданы выражениями (1.57) и (1.58). Несложные, но гро-
моздкие преобразования позволяют получить
Д£/С1 = Д/ВГ»[1 _|_ у(1 -у)]/(192£кСф1Сфг)	(1.61)
илн с учетом Д/2
^ci-£Y(1 -т)[Ц-7(1-у)И4/(384Гк£иСф1Сф3).	(1-б2>
Сравнение (1.62) с выражением (1.44), полученным путем разложения
реальной кривой тока »2 в ряд Фурье, показывает их совпадение с точностью
не хуже I % в диапазоне изменения у от 0 до I, что подтверждает приве-
денный выше анализ и возможность расчета AUci по первой гармонической
составляющей реальной кривой тока i2
Для МСФ с включением LK в обмотку ш2 справедлива известная экви-
валентная схема, показанная на рис. 1.20, которая может быть получена из
уравнений (1.22). На этой схеме штрихом обозначены приведенные к первич-
ной обмотке дросселя и'/ значения соответствующих величин: //(/) —12(1)пи;
lJ'--U/nK-, LK'—LK/n^, где	—коэффициент трансформации обмоток
и w2 дросселя с идеальной магнитной связью, U — напряжение, действую-
щее в первичной и вторичной цепи, равное Е—U„ — на этапе у Г и U„ — на
этапе (1—у) Г.
Из эквивалентной схемы может быть найдено полученное ранее условие
(1.32) компенсации изменений тока в первичной цепи. В самом деле, посколь-
ку fi=ip,—г'г', a dl^/dt—U/L^ и di2 /dt=U —n„)/LK'n„, то di\/dt=Q, если вы-
полняется условие £к=£у1Лц(1—Ли).
Для определения амплитуды пульсаций тока Д/2 в условиях компенсации
заметим, что справедливо равенство Д/2=Л/2,/«и, а Д/2' из эквивалентной
схемы рис. 1.20 определяется равенством Д//=£7(1—-nH)yI/2LK'ntt, где U—
26
=Е—UH, a LK=£M1nn(l—п„). Поэтому ^1г=Еу{1—\}T/2LM и
Д/2 = 1Fy(1 - \)T]/(2L^nK).	(1.63>
При этом полученные ранее выражения (1.50)—(1.56) сохранят силу при Д/2,
определяемом равенством (1-63), а изменения тока первичной обмотки, обу-
словленные пульсациями напряжения на конденсаторе Сф2, можно получить
two-и..
---------at.
воспользовавшись равенством Дч(0 =Дг2,(0 = £к* j
Т7/2
Преобразования позволяют найти амплитуду пульсаций тока первичной
обмотки
Д/2уГ«(2 — Y)r?H , /2—Y
А;-°- 7^ ]/ -W-	(, М)
и двойную амплитуду пульсаций выходного напряжения в виде выражения
(1.62) с заменой в нем на значение Lgl. Учтя условия компенсации, окон-
чательно найдем
д1'с ф1 = Е Y< 1 - y) Г • + Ч( 1 - 7)1 74/1384/.= , Сф,СфЛ1( 1 - »„)]. (1,65>
Следует отметить, что все приведенные в данном параграфе выражения
справедливы для любых преобразователей с Г-образным LC-фильтром. При
этом вместо Е в них должно быть подставлено значение напряжения, дей-
ствующего на входе фильтра в замкнутом состоянии регулирующего ключа.
Расширение регулировочных возможностей РН1. Подключение регули-
рующего ключа или шунтирующего диода к отпайкам дросселя позволяет рас-
ширить возможности использования PHI. Схемы таких PH, детальный анализ
которых приведен в [2], показаны на рис. 1.6. Остановимся здесь лишь на
некоторых особенностях PH. Если обозначить через ti’is и ю23 число витков
обмоток дросселя, обтекаемых током соответственно на этапах уТ и (1—у)Т,
то регулировочные характеристики данного регулятора напряжения, являю-
щегося более общим случаем PHI, описываются в режиме непрерывного из-
менения потока дросселя следующим выражением:
UH/E=yl[y+ (1---у) (И'|зМ'2з)]-	(1-66)
Графическое изображение семейства характеристик при различных tiiI3/i£i23
представлено на рис. 1.9 (пунктирные линии).
Из (1.66) следует, что путем изменения отношения ш1Э/&е*г23 можно
в широких пределах изменять уровень выходного напряжения в коор-
динатах U„/E=f(y) при w13/w23= const. Эти изменения сопряжены с пере-
распределением токов и напряжений между регулирующим ключом и шунти-
рующим диодом; импульсные токи, протекающие через ключи и усредненные
за соответствующие временные интервалы, определяются соотношениями
'^'/b+O-Y)-^]:	(1.67а)
^VD =
(1-676)
29
а напряжения на .ключах в разомкнутом состоянии соответственно
ГС’13
Ь''23
(1.ь8а)
(1.686)
Таким образом, появляется возможность воздействия на расчетную мощ-
ность регулирующего ключа S
а также на выходное сопротивление PH, которое определяется выражением
(1-70)
р______________' 13_____
«вых —	.	.	,	,
Y+(l~Y)(»i3 е’23)
где Г]3 — сопротивление обмотки wI3.
Рисунок 1.9 показывает, что изменение отношения wK/w23 влияет на зна-
чение укр, определяющее границу между режимами непрерывного и прерыви-
стого изменения магнитного потока в сердечнике дросселя
-23
”23
Здесь Т£н=^1з/Лц.
К недостаткам такого использования PHI можно отнести возрастание
пульсаций выходного напряжения, связанное со скачкообразным изменением
тока через обмотки дросселя и влияние индуктивностей рассеяния на рабо-
ту PH.
Для идеального конденсатора Сф двойная амплитуда пульсаций выход-
ного напряжения определяется выражением
1 у)~д1з '*2з j 7нг£1Э [(т,2Э а-13) — 1]
8А13Сф/2


и зависит от тока нагрузки.
Влияние индуктивностей рассеяния на выходное напряжение регулятора
связано с появлением времени перекрытия /у в работе шунтирующего диода
и регулирующего ключа при включении последнего. Оно определяется равен-
ством
13 min ^.S)2 ~	Лз)Э1
f + UH (И'12/К’13)
(1-73)
в котором
S12«
индуктивности рассеяния соответствующих обмоток.
Наличие приводит к снижению рабочих частот и к ухудшению внеш-
них характеристик PH. Последнее можно оценить следующим образом. По-
30
скольку за время ty не происходит накопление энергии в индуктивности дрос-
селя. то справедливо равенство:
(Е— Uv) (/и—t^) =	Отсюда нетрудно получить:
“*23
U ’£= (V—¥т) / [V—Т1+ (1 —Т) (“ I Ли) ].
где ут=/т/7— относительное значение времени перекрытий. Учитывая (1.73)
н неравенство получаем внешнюю характеристику PH
Ен  _____________Y_______________ экв f(1 — у)(^1з/Д’аз)	. 7..
Е Т + (1 —тг)(а’и/^и)	1‘Г + <1 — T)(-is'^2s)l‘ ’
где Us—напряжение на ключе 5 в разомкнутом состоянии Полученное вы-
ражение показывает, что даже в идеальном PH, при отсутствии потерь на
активных сопротивлениях ключа, диода н дросселя, влияние индуктивностей
рассеяния приводит к уменьшению U„ с ростом /и.
В общем случае из правой части (1.74) следует вычесть значение /нЯных,
где Т?ЕЬ1, — выходное сопротивление PH. При этом
_ I _ Л/гЗ
Е	Y + (1 — Y) («4з “'аз)	£[?+(!— к) (и^э/^аз) 1
— ^al~s экв	(а)1з/ь,вэ)	. 75.
ES [т + (I — т) (к'1з/“!2з)1Э
Отметим, что при размыкании ключа S наличие индуктивностей рассея-
ния приводит к появлению на нем перенапряжений и требует введения спе-
циальных цепей для его защиты.
Дальнейшее расширение регулировочных возможностей PH с подключе-
нием регулирующего ключа и шунтирующего диода к отпайкам дросселя
достигается введением второго регулирующего ключа [6]. Схема такого РН1
показана на рис. 1.21. Работа его заключается в следующем. В момент раз-
мыкания ключа S1. который работает с фиксированным значением у (жела-
тельно выбирать у=0,5 для расширении области регулирования), ток дроссе-
ля переключается на шунтирующий диод VD. Если спустя некоторый момент
времени замкнуть ключ S2, обладающий вентильной характеристикой (тири-
стор, транзистор с последовательно включенным диодом), то ток дросселя
переключится с шунтирующего диода на ключ S2. Изменяя относительную
длительность проводящего состояния у* ключа S2. можно регулировать уро-
вень выходного напряжения при фиксированном значении у ключа SI. Естест-
Рис. 1.21. Регулятор напряжения I ти-
па с расширением регулировочных
возможностей
L
31
пенно, уровень выходного напряжения можно регулировать при одновремен-
ном изменении у, ук. Регулировочная характеристика такого регулятора [2]
в режиме непрерывных токов определяется выражением
—— = ----------------------------------f	j I u f
L	, .,	.	*^13^08
Y + (1 ~ Y)------— Yk--------
lUs3 е'йз^’оз
которое переходит в (1.39) при ук —0 и ук = (1—у), перекрывая всю возмож
ную область регулирования с помощью PHI.
1.3. Регуляторы с неограниченным накоплением энергии
в реактивных элементах
Базовый регулятор напряжения (PHII). Работа РНП, базо-
вая схема которого показана на рис. 1.2, а временные диаграм-
мы, поясняющие его работу в режиме непрерывных токов дрос-
селя,— на рис. 1.22, осуществляется следующим образом. Прн
замыкании регулирующего ключа S шунтирующий диод VD,
находившийся ранее в проводящем состоянии, закрывается, а
ток дросселя переключается на регулирующий ключ. На интер-
вале времени уТ шунтирующий диод находится под обратным
Рис. 1.22. Диаграммы работы PH1I
32
напряжением UH и энергия, потреб-
ляемая от источника входного на-
пряжения, накапливается в дроссе-
ле (входной ток возрастает). Энер-
гия в нагрузке обеспечивается кон-
денсатором фильтра Сф, который
на этом этапе работы разряжается
током нагрузки.
При размыкании регулирующе-
го ключа ток дросселя переключа-
ется на шунтирующий диод, а на
ключе действует напряжение UH.
Энергия, потребляемая от источни-
ка входного напряжения на этом рНс. 1.23. Регулировочные ха-
ннтервале времени, восполняет по- рактеристики РНП
терн энергии в конденсаторе Сф на
предыдущем этапе работы и поддерживает ток нагрузки. Ток
конденсатора фильтра при этом равен разности тока дросселя
и нагрузки. В отличие от PHI в РНП сглаживание пульсаций
выходного напряжения выполняет только конденсатор фильтра.
Анализ регулятора в режиме непрерывного тока дросселя
проводится для принятых ранее допущений (см. § 1.2). На ин-
тервалах замкнутого и разомкнутого состояний S ток через об-
мотку дросселя, а следовательно, и через соответствующие
ключи изменяется в соответствии с выражениями
=	=	(1.77)

(1-78)
Поскольку й(4)=/тах, а (Q =Anin, то совместное реше-
ние (1-77). (1.78) позволяет получить регулировочную характе-
ристику PHII в относительных единицах:
£/н/Е=1/(1-т).
(1-79)
Графическое изображение характеристики приведено иа
рис. 1.23 сплошной линией.
Определим минимальное и максимальное значения токов
через ключи. С этой целью воспользуемся уравнением энерге-
тического баланса:
(£7„-£)/„Г= Г 4 (/)£*.
О
(1.80)
3—6597
33
откуда с учетом (1.77) получаем
Здесь первый член правой части определяет средний ток дрос-
селя
/ср= (/max-Hmm) /2=/н/ (1 -у).	( 1.82)
Средние токи регулирующего ключа и шунтирующего диода
определяются соответственно выражениями
Лср=/ну/(1—V);	(1.83)
IvDcp—^H-	(1.84)
Очевидно, что ZyDcp~h7sCp=/Cp.
Напряжения на разомкнутом регулирующем ключе и за-
крытом шунтирующем диоде равны между собой
Ub=Uvd=E/(1—у).	(1.85)
Так как усредненный за время проводящего состояния ток
ключа равен 7н/(1—у), то расчетная мощность S определяется
выражением
А = —-------— = —.	(1.86)
1-Т l-т (1-Y)
Таким образом, использование регулирующего ключа по
мощности ухудшается при у->1.
Критический режим тока дросселя определяется из (1-81)
при /min== 0. Значения критического тока нагрузки (при L=
= const) или критической индуктивности дросселя (при 7Н=
= const), соответствующие граничному режиму между непре-
рывными и прерывистыми токами дросселя, задаются равен-
ствами
/н.хр=£у(1--т)/(2Ц);	(1.87)
LKP=E?(l-T)/(27Hf).	(1.88)
Режим прерывистого тока дросселя. Если /н<7н.кр либо
L<zLvp, то РНП переходит в режим прерывистых токов в дрос-
селе. Для определения регулировочной характеристики в этом
случае из (1.78) определяем 1тах при 7rajn=0, а затем из (1.77)
при i(t„')—0 находим длительность проводящего состояния
диода tn'=EtH/(UK—E).
Среднее значение тока в нагрузке в режиме прерывистых
токов в дросселе, как и ранее, есть среднее значение тока че-
рез шунтирующий диод 7НТ = J iz(t)dt, где f2(0 определяет-
о
ся уравнением (1.78). После умножения обеих частей равенст-
34
в а на	и преобразований регу-
лировочная характеристика приво-
дится к виду
(1.89)
гдетЬн=Ь//?н.
Эта характеристика изображена
на рис. 1.23 штриховой линией.
Заменой Ен = Ен/1н из (1.89) полу-
чаем выражение внешней характе-
ристики идеального РНП в режиме
прерывистых токов дросселя
^H/£=l+v2WU,f), (1.90)
Рис. 1.24. Внешние характери-
стики РНП
графическое изображение которой в относительных единицах
показано на рис. 1.24. В идеальном РНП в области непрерыв-
ных токов выходное напряжение, разумеется, не зависит от то-
ка нагрузки.
Внешняя характеристика регулятора. Для определения
внешней характеристики реального РНП в режиме непрерыв-
ных токов воспользуемся равенством вольт-секундных площа-
дей, действующих на обмотке дросселя на соответствующих
временных интервалах при конечном сопротивлении г обмотки.
Тогда (£—(Uh+Кг—E)tn, откуда с учетом (1.82) внеш-
няя характеристика в относительных единицах примет вид
UH/£=[l/(l-T)]-(/Hr)/(l-T)2.	(1.91)
Графическое изображение внешней характеристики реаль-
ного РНП показано на рис. 1.24 штриховой линией. Выходное
сопротивление регулятора РНП найдем из (1.91)
£вых=г/(1—т)2.	(1.92)
Преобразование (1.92), производимое после замены /н=
— UhIRh, позволяет получить регулировочную характеристику
реального РНП
г/в;е=(1-т) /[(1-тг+ -£-],
(1.93)
представленную на рис. 1.23 пунктирной линией. Зависимость
выходного сопротивления РНП от у определяет появление на
регулировочной характеристике максимума (Un/Е)* и дальней-
шее монотонное уменьшение UK вплоть до нуля при у->1.
Дифференцирование (1.93) по у с последующим приравни-
ванием производной нулю позволяет определить координаты
3* 35
максимума выражениями
т*=1-]/7Л;	(1.94а)
(</м/£)*->'Щл)ОД	(1.946)
Найденные значения необходимо учитывать при проектиро-
вании стабилизированных РНП, поскольку для изменя-
ется характер обратной связи, обеспечивающей стабилизацию
Uu в нормальном режиме уСу*.
Пульсации выходного напряжения. Из временной диаграм-
мы тока в конденсаторе фильтра (рис. 1.22) можно видеть, что
изменение заряда на конденсаторе фильтра за время замкнуто-
го состояния регулирующего ключа составляет AQ=/Hy7\ сле-
довательно, двойная амплитуда пульсаций выходного напряже-
ния определяется выражением
Аисф=/Н?//Сф.	(1.95)
Поскольку в РНП сглаживанию подвергаются импульсы тока,
то с учетом активно-индуктивной составляющей реального кон-
денсатора возможны значительные пульсации выходного на-
пряжения, которые устраняются различными схемными пу-
тями.
Регулятор напряжения II типа с магнитио-связаниыми эле-
ментами. Регуляторы с уменьшенными пульсациями входного
тока. Рассмотренный в § 1.2 магнитно-связанный фильтр мож-
но успешно использовать в РНП для уменьшения пульсаций
тока, потребляемого от источника входного напряжения, т. е в
конечном счете для уменьшения помех, наводимых на шинах
этого источника. Подобный PH показан на рис. 1.25. Возмож-
ность построения PH обусловлена тем, что среднее значение
напряжения на конденсаторе фильтра Сф2 равно входному на-
пряжению Е. При этом принципиально сохраняются все выра-
жения, описывающие работу МСФ, приведенные в § 1.2, но со
следующими оговорками.
Из анализа работы схемы базового РНП следует, что амп-
литуда пульсаций входного тока в случае применения однооб-
моточного дросселя определяется соотношением Ey/(2Lf), и
пульсация тока носит линейный характер, в то время как в схе-
ме базового регулятора PHI при том же характере изменения
она равна Еу(1—у)/(2£/). Поэтому в МСФ, представленном на
рис. 1.25, в режиме полной компенсации пульсаций входного
тока при пренебрежении пульсациями напряжения на конден-
саторе Сф2 разложение тока f8(f) в ряд Фурье дает выражение,
аналогичное соотношению (1.33), ио умноженному на величи-
ну 1/(1—у). Соответствующим образом изменяются и выраже-
ния для пульсаций токов и напряжений.
36
Рис. 1.25. Применение МСФ в PH1I
для сглаживания пульсации входного
тока
Поэтому в режиме полной компенсации двойное напряже-
ние на конденсаторе Сф2 определяется соотношением
ДУсф2 (о = 2 — -Е <sir ч) (cas — Y) т’юД6!Сф,,],
полученным по аналогии с (1.34), а амплитуда первой гармони-
ческой составляющей в соответствии с (1.34) имеет вид
A/^Esinrcy/tWU—т)М2Сф2(1—1/fe2)].
При этом учтено, что в режиме полной компенсации справед-
ливы равенства n=k, из которых следует, что 1э2=122=Л1-
Как и прежде, целесообразно использование внешних по от-
ношению к дросселю компенсирующих индуктивностей LK^>LS.
Тогда для РНП (рис. 1.26,а) необходимо выполнение условия
ayj=ay2 н при пренебрежении индуктивностями рассеяния об-
моток двойная амплитуда пульсаций напряжения на конденса-
торе Сф2 может быть найдена из выражения MJc<&=
=Еу/(8ЬиСф2р), а амплитуда пульсаций входного тока, по
аналогии с (1.60), определится соотношением
д/ _ £уг(2-у) 1 /2-J
721^СФ,^ |/ Зу •
В приведенных выражениях — индуктивность намагничи-
вания обмоток дросселя.
При способе компенсации, показанном в схеме на
рис. 1.26,6, значение компенсирующей индуктивности определя-
ется равенством (1.31) и при пренебрежении индуктивностями
рассеяния двойная амплитуда пульсаций напряжения на Сф2 и
пульсаций тока в обмотке ау! определяется соотношениями
ЛПсф2 = ^Y  (8^И1 Сфа/2ли);
Л/1 =_____Е<г<2-^_____1/^
72££,С,|,2рпи(1-пя) Г 3-,
Уменьшение пульсаций выходного напряжения может быть
достигнуто в магнитно-связанном РНП [7], представленном на
рнс. 1.27. Физические процессы, протекающие в нем, в целом
имеют такой же характер, как и в обычном регуляторе.
37
Рис. 1.26. Регулятор напряжения П типа с включением компенсирующей
индуктивности во входной цепи (а) и в компенсирующей цепи (б)
При непрерывном изменении магнитного .потока в двухоб-
моточном дросселе L работа регулятора в установившемся ре-
жиме сводится к следующему. Полярность напряжения иа кон-
денсаторе Сфй такова, что в замкнутом состоянии S диод VD
находится под обратным смещением. При этом энергия, потреб-
ляемая от входного источника, расходуется на увеличение
энергии, накопленной в магнитном поле сердечника дросселя
и частично передается в нагрузку через конденсатор Сф2 (он
разряжается) и обмотку ayl. Размыкание S приводит к изме-
нению полярности напряжений на обмотках дросселя и откры-
ванию диода VD. На этом этапе энергия, потребляемая от
входного источника и накопленная в дросселе, поддерживает
ток нагрузки (через обмотку а>1) и восполняет потери энергии
в конденсаторе Сф2 на предыдущем этапе работы (ток заряда
конденсатора Сф2 замыкается через входной источник, диод и
обмотку к.'2).
Детальный анализ работы рассмотренного PH [7] показы-
вает полную идентичность его характеристик по постоянному
току с характеристиками базового РНП. Отличие состоит в
том, что здесь имеют место и непрерывное потребление энергии
от входного источника и непрерывная передача энергии в на-
грузку. При этом средние значения токов, протекающих по об-
моткам wl и w2, соответственно равны /н и /ну/(1—у), напря-
жения на конденсаторах Сф1 и Сфг одинаковы и равны Е/(1—

Рис. 1.28. Форма тока входного кон-
денсатора в РНП с МСФ
Рис. 1.27. Применение МСФ в РНП
для сглаживания пульсаций выходно-
го тока
38
—у). Конденсатор С$г на первом этапе (уТ) разряжается то-
ком 11ь на втором — заряжается током IHyl(l—у) (рис. 1.28), а
через конденсатор Сф] замыкается треугольный ток, равный
пульсациям тока обмотки а>1. Как и в случае применения МСФ
в PHI (см. § 1.2), контур, составленный магнитно-связанными
обмотками wl и w2 н конденсаторами Сф] н Сф2, позволяет,
варьируя коэффициентами трансформации и связи, добиться су-
щественного уменьшения пульсаций тока в обмотке wl и, сле-
довательно, пульсаций напряжения на нагрузке.
Вообще говоря, изменения тока конденсатора Сф2 на каж-
дом из этапов работы носят линейный характер, как показано
штриховыми линиями на рис. 1.28. Однако пульсации тока, как
правило, существенно меньше среднего значения, которое прак-
тически и определяет закон изменения напряжения на конден-
саторе.
Тогда, разложив Щфг в ряд Фурье и воспользовавшись ме-
тодикой, изложенной в § 1.2, можно определить двойную амп-
литуду пульсаций выходного напряжения в виде
д[7	= /г E-gl-k/n) -I» Г	4/psinwy	р
С*' V I SfsbuC*i( I -	1 + I (1 - -l^C^C^L^kn - n/k) J ’
(1.96)
где для общности изложения через 1Р обозначен ток разряда
конденсатора Сф2 на этапе уТ.
Первое слагаемое в подкоренном выражении обусловлено
пульсациями тока в обмотке wl, определяемыми эффективной
индуктивностью L3i = Lji(1—й2)/(1—kfii), а второе — пульса-
циями тока в этой же обмотке, вызываемыми пульсациями на-
пряжения на конденсаторе Сф2. Не приводящийся здесь ввиду
его громоздкости анализ показывает, что изменения первой
составляющей во времени при разложении в ряд Фурье носит
косинусоидальный характер, а второй — синусоидальный.
В связи с этим результирующая амплитуда пульсаций опреде-
ляется геометрическим суммированием указанных состав-
ляющих.
В режиме полной компенсации (п=й) первая составляю-
щая обращается в нуль. Тогда
А^сФ1 = (4/psin лт) / [ (1 —у) лсо,3 Сф]	, (й2— 1) ]. (1.97)
Как н в ранее рассмотренных случаях применения МСФ для
обеспечения контролируемых изменений токов в обмотках wl
и w2, целесообразно включение внешних компенсирующих ин-
дуктивностей LK^>Is и компенсация изменений тока в обмотке
wl может быть достигнута включением LK как последователь-
но с обмоткой wl (рис. 1.29,а), так и последовательно с обмот-
39
Рис. 1.29. Регулятор напряжения II типа с компенсацией пульсаций выход-
ного напряжения включенном компенсирующей индуктивности в выходную
(а) и входную (б) обмотки дросселя
кой w2 (рис. 1.29,6). В обоих случаях через LK протекает ток,
равный или соизмеримый с током нагрузки.
В схеме рнс. 1.29,а и.,1 = аУ2 и, если предположить, что Ls=
=0, то Ln = Ln+LK, a	где —индуктив-
ность намагничивания, одинаковая для обмоток wl и w2. При
этом (1.97) преобразуется к виду
Асф1 = (4/р sin лу) / [ (1 —у) л(013£кСф1 Сфг],	(1.98)
а пульсации тока в обмотке w2 определяются ее эффективной
индуктивностью, равной в этих условиях Гц-
Условие компенсации изменений тока первичной цепи для
схемы рис. 1.29,6 определяются равенством (1.31) или (1.32).
Их выполнение позволяет преобразовать (1.97) следующим об-
разом
ДПсф1= («H47Psin лу)/[(1—у) лсо13£кСф1Сф2].	(1.99)
Здесь n„=w-2/wi — коэффициент трансформации между об-
мотками w2 и ьу1 идеального дросселя; LK=£»ii«n(l—ли);
Lgi — индуктивность намагничивания первичной обмотки.
Заметим, что эффективная индуктивность вторичной цепи
при выполнении условий компенсации определяется равенст-
вом £ц1Пи, а поскольку «и<1, то при прочих равных условиях,
например при заданном значении £Mi, амплитуда пульсаций то-
ка во вторичной цепи в схеме рис. 1.29,а будет больше, чем в
схеме 1.29,6. Это определяет предпочтительность использования
первого из рассмотренных методов компенсации, тем более что
в этом случае можно применить стандартный двухобмоточный
дроссель.
Методика расчета амплитуд пульсаций токов и напряжений в МСФ при
прямоугольной форме тока, протекающего через конденсатор С$2, основанная
на непосредственном интегрировании временных зависимостей токов и напря-
жений, может быть успешно использована при наличии внешних компенсиру-
ющих индуктивностей и выполнении неравенства L, ^Ls.
40
Диаграммы, поясняющие эту методику, применительно к схемам рис. 1.29,
приведены на рис. 1.30. Если известен ток разряда конденсатора СФ2, то изме-
нение напряжения на нем происходит по линейному закону, определяемому
уравнениями
Al'c.fcfO-At'/1—-£7).
Л"сф2 (0 = ли, [ 1 - (1 Д—]. о< t < (1 -7)Г,
в которых амплитуда пульсаций напряжения At/2 имеет вид:
Л U 2=^lT^/2 Сф2-
(1.100)
(1.101)
Заметим попутно, что всегда выполняется равенство /₽у—7Э(1—т), где h —
ток заряда конденсатора на втором этапе работы.
В схеме рис. 1.29,42 при выполнении условий компенсации (wi=iS)2) и пре-
небрежении (в первом приближении) пульсациями выходного напряжения
Д£/сф2(/) Действует непосредственно на компенсирующей индуктивности LK.
Если обозначить через /к мгновенное значение тока, протекающего в первич-
ной цепи в моменты коммутации, то закон изменения тока первичной цепп
в соответствии с равенством /х=—-—j	и учетом уравнений
(1.100)	можно определить следующим образом:
Д(7Л / t \
Й'(0 = /к+~^1-—J.
дш Г t 1
/1"(4) = /к —1--------------- .	(1.102)
.Амплитудные значения тока достигаются соответственно в моменты уТ/2
и (1—у)Т/2. Подставив эти значения в уравнения (1.102) и вычтя одно из
другого, найдем двойную амплитуду пульсаций тока в обмотке
Д/,=Д:/27/(4Еь)	(1.103)
или с учетом значения Д£/2 из (1.101)
Д/1=7Ру/(8£кад2).	(1.104)
Отметим, что приведенные на рис. 1.30 диаграммы идентичны диаграммам
рис. 1.19 с заменой в них значений токов напряжениями и наоборот. Поэтому
значение тока 1К определяется равенством
ДУ»Г
/«=/р + Д^7 <1-2т).	(I 105)
аналогичным равенству (1.54), а моменты времени 6 и /2. в которые ток it
достигает экстремальных значений, равенством (1.56), т. е.

41
Рис. 1.30. Диаграммы токов и напряжений в МСФ с прямоугольной формой
разряда конденсатора
Рис. 1.31. Регулировочные
характеристики РНП с авто-
трансформаторным включе-
нием дросселя
-г- J
Двойную амплитуду пульсаций выходного напряжения в соответствии
с диаграммами рис. 1.30 можно определить следующим образом:
ТГ
ЛС/сф1 = т?- [ ¥(О« +
4,1 im
Учитывая (1.102) и (1.105), можно найти
или с учетом (1.101)
Ы/,1741-2^
«” “	18С41/ и
(1.106)
/рТ*(2 —г)Та / 2 —у
Аисы= ЗбС^Сф,^ V ii-Г'
(1.107)
При анализе процессов в схеме рис. 1.29,6 можно воспользоваться экви-
валентной схемой, представленной на рис. 1.20. При этом уравнения (1.100) и
(1.101) не изменяются, а во всех остальных уравнениях следует заменить
Д14 на Д^/пн, a LK на Ьк/па2, где Пк—ws/wi — коэффициент трансформации
между обмотками идеального дросселя. Разумеется, предполагается, что вы-
полняются условия компенсации пульсаций тока в обмотке wl, т. е. LK=
=L(1inH(l—nH). Тогда из (1.103) получаем двойную амплитуду пульсаций
тока в обмотке wl
Д71=Д и2Тпи/4.кк
(1.108)
42
или с учетом ЛС/г из (1.101)
Д 7,=IpynB/SC^LKf3,	(1.109)
а двойная амплитуда пульсаций выходного напряжения, определяемая из
уравнения (1.106), имеет вид
Л^Сф! =
Ш,уТ‘(2-ч)пя / 2-j
18C4Af Г з-г 
Имея в виду равенство (1.101), найдем
д(/	i/b.
СФ1 36Сф1СфаЛк V 3(
(1.110)
(1-111)
Отметим, что погрешность расчетов, выполненных по формулам (1.98),
(1.99), по сравнению с погрешностями расчетов по (1.107) и (1.111) не пре-
вышает 3 %.
Расширение регулировочных возможностей РН11. Подключение регули-
рующего ключа или шунтирующего диода к отпайкам обмотки дросселя поз-
воляет расширить возможности РН11. Схема РНП с подобным включением
ключей показана на рис. 1.7. Регулировочная характеристика РНП в режиме
непрерывного потока в магнитопроводе дросселя в этом случае имеет вид,
показанный на рис. 1.31, и описывается выражением
L'n/E- (1—т+?Ш|1/ш13)/(1—у).	(1.112)
Из (1.112) следует, что изменением отношения можно в широких преде-
лах изменять уровень выходного напряжения в координатах
Изменение отношения иЪз/иЧз позволяет перераспределить токи между клю-
чами в соответствии с выражениями
Is = w 12/я/[® l3 (1— Y) ];
^/(Н)
(1.113а)
(1.1136)
и напряжения на ключах в закрытом состоянии
Ub=E(1—wl3/wl?)-i-UKw\3!^i2',	(1.114а)
f/VD=UH—£(1—Ш12/ш|3).	(1.1146)
При этом расчетная мощность регулирующего ключа определяется равен-
ством
Рв=Рны'12/[Ш|з(1—-у) (1—v+twjz/wjs)!	(1.115)
а выходное сопротивление
/?вых = Iris(K’js IC'is)8 7 + rjs(1 — у) 1 / (1 — 7)2 = ~ М •	(1-116)
(1 — т)я
Второе из равенств (1.116) справедливо при одинаковых плотностях тока
в обмотках W]2 и и/[3.
В отличие от РН1 в РНП подключение ключей к отпайкам дросселя не
отражается на пульсациях выходного напряжения и они по-прежнему опре-
деляются из (1.95). Однако, как и в РН1, подобное подключение ключей при-
43
Рис. 1.32. Регулятор напряжения
II типа с расширением регулировоч-
ных возможностей
водит к появлению времени перекрытия при переключении тока шунтирую-
щего диода на регулирующий ключ:
+ Л».з1 / [С/» “ + £ (1 ~	-1 17>
Здесь Lsi2. Lsi3 — индуктивности рассеяния соответствующих обмоток. Нали-
чие времени перекрытия снижает рабочие частоты РНП и отражается на
внешней характеристике. Последняя определяется из равенства Е(1И—/т) =
= (П„—E)tnWiz/wi2, которое после преобразования принимает вид
‘I (а'1а/к,1з)	(1 — "() Мx'i2 и,1з)8 Ls экв f
о2 •	(,н8)
Если учесть снижение выходного напряжения, связанное с омическими
сопротивлениями обмоток, то окончательно внешнюю характеристику PH И
можно представить в общем виде
7(^12/а;1з) 4~ (1 Y) ^н(Д'12.3’тз)8 ^-уэкв[	.. ..q.
Е ~	1--(	"	(1— (, ПИ)
Таким образом, подключение ключей к отпайкам дросселя делает внешнюю
характеристику РНП сильнее зависящей от тока нагрузки.
Дополнительное расширение регулировочных возможностей РНП дости-
гается введением второго регулирующего ключа, обладающего вентиль-
ной характеристикой. Схема такого варианта РНП показана на рис. 1.32. Прн
размыкании регулирующего ключа ток дросселя переключается на шунтирую-
щий диод VD. Однако замыкание дополнительного ключа S2 приводит к за-
крыванию шунтирующего диода и переключению тока дросселя на вспомога-
тельный ключ. Изменение соотношения времени работы шунтирующего диода
•и вспомогательного ключа приводит к регулированию уровня выходного на-
пряжения. Регулировочная характеристика в режиме непрерывного тока
будет иметь следующий вид:
( Ш13	^13 \ I ^13
„	7 — -fK I---—--------) 4--------
н ___\ к>ю и>ю / шц
£	W13	.	/ а>13	^3 \
—— (1 — V) — Ук — - ——
Ь-12	' v.'12 ‘Ло /
где yK=i*/T'—относительная длительность замкнутого состояния S2
Данная регулировочная характеристика РНП с расширенными регулиро-
вочными возможностями переходит в (1.112) при ук=0 и ук=(1—у), пере-
крывая всю возможную область регулирования с помощью РНП.
44
1.4. Связь реальных и идеальных характеристик регуляторов
Найдем связь реальных и идеальных регулировочных ха-
рактеристик на примере базовых схем регуляторов в режиме
непрерывных токов [9].
В соответствии с уравнением баланса мощностей имеем
Е у- j=	+ ZP„.	(1.121)
О
Здесь левая часть уравнения (1.121) представляет собой
мощность, потребляемую от источника входного напряжения,
а правая — сумму мощностей, выделяющихся в нагрузке, и
мощности потерь.
Коэффициент полезного действия регулятора определяется
соотношением
С учетом (1.122) уравнение (1.121) перепишем в виде
т
(1.123)
О
т
где —	—средний ток, потребляемый от источника вход-
о
ного напряжения.
Для регуляторов с ограниченным накоплением энергии в
реактивных элементах
/ср=/нТ.	(1.124)
Совместное решение (1.123) и (1.124) дает связь реальной ре-
гулировочной характеристики с идеальной
t\Ey=UK.	(1.125)
Для регуляторов с неограниченным накоплением энергии име-
ет место аналогичная связь
1-^- = ^.	(1.126)
Таким образом, выходное напряжение в реальных PH всег-
да меньше выходного напряжения идеальных регуляторов, свя-
занных с последним через КПД.
45
Глава вторая
ИМПУЛЬСНЫЕ РЕГУЛЯТОРЫ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
С ГАЛЬВАНИЧЕСКИМ РАЗДЕЛЕНИЕМ ВХОДНЫХ
И ВЫХОДНЫХ ЦЕПЕЙ
Устройства электропитания РЭА, в которых требуется галь-
ваническое разделение входных и выходных цепей, выполнен-
ные на базе рассмотренных в гл. 1 PH, обязательно содержат
нерегулируемый преобразователь постоянного напряжения,
устанавливаемый либо на входе, либо на выходе PH. Подоб-
ное построение, вследствие последовательного включення двух
звеньев преобразования электрической энергии, приводит к
ухудшению нх удельных показателей.
Требуемое в таких случаях гальваническое разделение мож-
но осуществить в PH с применением многообмоточных дрос-
селей или конденсаторов. С помощью этих же элементов до-
стигается преобразование уровня выходного напряжения. Ана-
лизируемые ниже PH в соответствии с § 1.1 относятся к регу-
ляторам с неограниченным накоплением энергии в реактивных
элементах и, в свою очередь, подразделяются на регуляторы с
дроссельным и конденсаторным разделением входных и выход-
ных цепей.
2.1. Регулятор с дроссельным разделением
Работа регулятора. По существу, регулятор с дроссельным
разделением входных и выходных цепей представляет собой
регулятор III типа (PH III) с трансформаторным способом
подключения нагрузки. Он показан на рис. 2.1, а временные
диаграммы, поясняющие работу в режиме непрерывных то-
ков,— на рис. 2.2. Работа PH сводится к следующему.
В замкнутом состоянии регулирующего ключа S в индук-
тивности дросселя накапливается магнитная энергия. На этом
интервале времени шунтирующий диод VD находится под об-
ратным напряжением ия-(-с?з4, где вз4 — ЭДС обмотки ш34. Не-
обходимая энергия в нагрузку на этом интервале времени от-
дается конденсатором фильтра. При размыкании регулирую-
щего ключа происходит включение диода VD, энергия, накоп-
ленная дросселем на предыдущем этапе, поступает в нагрузку
и восполняет потери энергии в конденсаторе фильтра.
Анализ регулятора проводится для непрерывного измене-
ния потока в дросселе L при допущениях, принятых в § 1.2.
На интервалах проводящих состояний S и VD токи, протекаю-
46
Рис. 2.1. Регулятор напряжения с
дроссельным разделением входных и
выходных цепей
щие через них, равны токам соответствующих обмоток дроссе-
ля, а изменение их во времени описывается выражениями
=	+	0<«/и = тГ:	(2.1)
ь1з
h, Ю = Л.™-----^t. О < t < t„ = (1 - Y) T	(2.2)
В моменты коммутации максимальные и минимальные токи в
обмотках связаны равенством
а22^19П11п = ^'З4^„.т1п .	(2-3)
“max	итах
где w 12 и о?з4 — числа витков соответствующих обмоток.
Связь индуктивностей (без учета потоков рассеяния) зада-
ется соотношением
134=112(^34/^12)I 2-	(2.4)
Совместное решение (2.1)—(2.4) позволяет определить регу-
лировочную характеристику регулятора в режиме непрерыв-
ных токов
ин/£=0Уз4т/О12(1—у)]-	(2.5)
Графическое изображение характеристики показано иа
рис. 2.3.
Из уравнения энергетического баланса, которое для данно-
го регулятора запишется в виде	= f ^\а (0 найдем
6
I rai„ =--------- X	(2.6)
>2n,ax ®ls(l-Y) + 2Ll,f ’	'
Усредненные значения токов, протекающих по обмоткам
дросселя на интервалах проводящих состояний S и VDt а сле-
довательно, и токов этих ключей, определяются соответствен-
но равенствами
/s=aWn/[tt»i2(l—?)];	(2.7)
Zvd=Zh/(1—у).	(2.8)
47
Wn./W„=1
Рис. 2.3. Регулировочные
характеристики PH с дрос-
сельным разделением
Рис. 2.2. Диаграммы рабо-
ты PH с дроссепьным раз-
делением
Отсюда находим средние значения токов регулирующего
ключа и диода
/scp=W3Jh'Y/[^i2(1—Y)];	(2.9)
/уоср=^н.	(2-Ю)
Напряжения на регулирующем ключе и шунтирующем дио-
де в выключенном состоянии определяются равенствами
US = E =	(2-Н)
1 '31
UVD = ^LE + U„ = I^E	(1 - у)]-	(2.12)
Расчетная мощность регулирующего ключа
Р«=Ри/[у(1-Т)]-	(2-13)
Критический режим тока дросселя определяется уравнени-
ем (2.6) прн /12пип=0. Решение его позволяет определить кри-
тические значения тока нагрузки или индуктивности дросселя,
соответствующие границе областей непрерывного и прерывис-
того токов в дросселе
/н.Кр=иу12£т (1—Y) / (2&i»34li2f);
£«р=ы»12£у(1~т)/(2шз4Л/).	(2 14)
Режим прерывистого тока дросселя наступает, ес m выпол-
няются неравенства /н</н.кр при заданной индуктивности
48
дросселя L12 или £is<£kp при задан-
ном- токе нагрузки. Регулировочная
характеристика в этом случае может
быть найдена по методике, приведен-
ной в § 1.3, и описывается выраже-
нием
У» £ = -fVWQ). (2-15)
в котором Тьн=£12/-Кн- Графическое
представление регулировочной харак-
теристики для двух значений тЬн да-
но штриховыми линиями на рис. 2.3.
При этом значение укр, определяемое
совместным решением (2.5) и (2.15),
имеет вид
»«/£; Г
Рис. 2.4. Внешние характе-
ристики PH с дроссельным
разделением
Y„p = 1 —	1	(2-16)
Преобразование (2.15), осуществляемое после замены /п=
= £АЛ?н, позволяет найти внешнюю характеристику идеально-
го PH в режиме прерывистых токов:
I/H/E=Y2E/(2£12/Hf).	(2.17)
Ее графическое изображение показано на рис. 2.4 сплошной
линией. Из (2.14), (2.16) следует, что уменьшение отношения
^34/^12 расширяет область работы в режиме непрерывного из-
менения магнитного потока дросселя.
Внешняя характеристика реального регулятора в режиме
непрерывных токов может быть найдена из условия равенства
вольт-секундных площадей, действующих на индуктивностях
дросселя в установившемся режиме, с учетом омических со-
противлений обмоток дросселя:
Таким образом, выходное сопротивление PH определяется ра-
венством
Rbus= [yr12 ( ^34/^12) 2_Нз4 (1—у) ] / (1 —т) 2=Г34/ (1 —?) 2, (2.19)
последнее из которых справедливо при одинаковых плотностях
токов в обмотках а>12 и ^34-
Увеличение выходного сопротивления с ростом у приводит
к появлению максимума на регулировочных характеристиках
реальных PH11I. аналитическое выражение которых может
быть найдено из (2.18) заменой /И=С/Н//?Н;
U,JE= [ (и-34/и-,2)	(1—у) ]/[/?„( 1—Y) 2_f_
-Йпг (^з4/ш,2) г+г34 (1—v) ].	(2.20).
4—6597	49
Рис. 2.5. Расширение регулировочных
возможностей РНШ
При выполнении второго равенства (2.19) координаты ма-
ксимума определяются выражениями
у*=1—Си_( |/ 1 + А._ 1 ).	(2.21)
К» \ *	Г34
(U„/£)* = RJ [2гм К Г-1 WKj] •	(2.22)
Влияние индуктивностей рассеяния обмоток дросселя на
работу регулятора. При переключении тока дросселя с шунти-
рующего диода на регулирующий ключ время перекрытия
работы ключей [2] определяется по формуле:
/   Д12 + Дза(а'12 а'зд)2 I	(Q-
*Т —	Ti	1 12m in*	И* “-°)
L‘s
Здесь £si2, £s34— индуктивности рассеяния соответствую-
щих обмоток, a Us—E/(\—-у)—напряжение на разомкнутом
ключе.
Наличие ограничивает частотные возможности PH и обу-
словливает уменьшение выходного напряжения с ростом тока
нагрузки даже при отсутствии омических потерь. Для опреде-
ления внешней характеристики идеального РНШ учтем, что на
этапе перекрытия магнитный поток в сердечнике дросселя не
меняется. Тогда на обмотке W[2 нз условия равенства нулю
вольт-секунд кого интеграла
£(61-4)=(^H^i2/w34)/n	(2.24)
с учетом (2.23) получаем
1Л!Е= [а>з4т/а>12 (1 —у) ] — [wZitvffwi2(\— у) ].	(2.25)
Для реальных PH из правой части (2.22) следует вычесть
IhRbm*. Поэтому
в а'здТ _________ ig(a,3i/alia)2 4~ гзд( 1 Y) у _
Е ~	г)	Ь(1—т>«
__ (а1зд/“-|1з)8 ^яэкв f [	/9 9f}j
E(l-Y)
Расширение регулировочных возможностей по аналогии с
PHI и РНП достигается введением второго регулирующего
50
ключа S2 (рис. 2.5). При выключении S1 начинает проводить
диод VD. Если при этом замкнуть ключ S2, то диод VD запи-
рается, а ток дросселя переключается на S2. Изменение относи-
тельной длительности проводящего состояния дополнительного
ключа ?к приводит к изменению выходного напряжения. В иде-
альном PH закон регулирования определяется выражением
=	(2.27)
/ L ^э<	\	) J
При ук=0 и 7к—(1—у) (2.27) обращается в (2.5). Таким
образом, перекрывается вся возможная область регулирования
выходного напряжения в РНШ.
2.2. Регуляторы с конденсаторным разделением входных
и выходных цепей
Рассматриваемые ниже PH [8] обеспечивают непрерыв-
ность процессов потребления энергии от источника входного
напряжения и передачи энергии в нагрузку, повышая тем са-
мым электромагнитную совместимость ИВЭП, выполненных на
их основе, с устройствами отображения и обработки инфор-
мации в РЭА.
Регуляторы с независимым выполнением дросселей. Прин-
цип работы PH с конденсаторным разделением по одной (рис.
2.6) и по двум (рис. 2.7) шинам питания одинаков и заклю-
чается в следующем. В установившемся режиме при непрерыв-
ных изменениях токов входного дросселя L1 и дросселя фильт-
ра L2 полярность напряжения на разделительных конденса-
торах С1 (или С1 и С2) такова, что при замыкании ключа S
диод TD, шунтирующий вход LC-фильтра, закрыт. На этом
этапе энергия, потребляемая от входного источника, накапли-
вается в дросселе L1, а энергия, запасенная в конденсаторах
Cl (Cl, С2), расходуется на поддержание тока в нагрузке и
увеличение энергии в элементах фильтра. Таким образом, кон-
денсатор Cl (Cl, С2) разряжается здесь током дросселя L2
Рис. 2.6. Регулятор напряжения с
конденсаторным разделением по
одной шине
Рис. 2.7. Регулятор напряжения с
конденсаторным разделением по-
двум шинам
После размыкания S включается диод VD и через него про-
текает ток, равный сумме токов дросселей Li и L2. Первый из
них, замыкаясь через конденсатор С/ (С/, С2), восполняет
потерн энергии в них на предыдущем этапе работы, а второй
обеспечивает энергией нагрузку.
Таким образом, ток, потребляемый от входного источника,
непрерывен, как в РНП, а сглаживание пульсаций выходного
напряжения осуществляется Г-образным LC-фильтром, как в
РН1.
Анализ работы PH проведем для допущений, принятых в
§ 1.2. В режиме непрерывных токов дросселей напряжение на
разделительных конденсаторах С1 определяется из условия
равенства нулю вольт-секундного интеграла на индуктивности
дросселя LI: EyT=Uc(l—у)Т. Отсюда следует
UC=E/ (1—у).	(2.28)
Здесь и в дальнейшем Uc определяет среднее значение на-
пряжения на конденсаторе С1 в схеме PH (рис. 2.6) или сум-
му напряжений на конденсаторах С1 и С2 в схеме рис. 2.7.
Приравняв площади напряжений на дросселе фильтра L2
в импульсе и паузе (Uc—иа)уТ=ии(1—у)Т и учтя (2.28),
найдем регулировочную характеристику идеального PH в от-
носительных единицах:
UJE=yf(l^).	(2.29)
Достоинством такой характеристики является возможность
регулирования уровня выходного напряжения в широких пре-
делах Ua^E.
Если учесть значения Uc и (Д, определяемые уравнениями
(2.28) и (2.29), можно сделать заключение, что средние на-
пряжения на дросселях L1 и L2 на каждом из этапов работы
PH одинаковы и равны Е и Еу/(1—у) соответственно на эта-
пах уТ и (1—у)Т. Поэтому уравнения, описывающие законы
изменения токов дросселей, одинаковы и имеют вид: i(0 =
=Imnr\-Et/L — на этапе уТ, i(t)^=Imax—Eytl(l—y)L — на этапе
(1-у)Г
Воспользовавшись уравнением энергетического баланса
{Uc—Е)l,.t„ = J Eijfirft и равенством /imax=ii (vO. найдем
О
максимальное и минимальное значения токов входного дрос-
селя
= (4у/(1 —у)1 ± (*T/2IJ).	(2-30)
Здесь первое слагаемое правой части определяет среднее
значение тока
/ы=/нТ/(1-т).	(2.31)
52
Используя уравнение энергетического баланса для выход-
ной цепи UKIKT= J	найдем соответствующие токи
о
дросселя фильтра
= 1к± (E'<I2L^	<2-32>
1^=1В.	(2.33)
Критические значения индуктивностей входного и выходно-
го дросселей, соответствующие граничному режиму между не-
прерывными и прерывистыми изменениями токов при задан-
ном у, определяются из (2.30) и (2.32) при 7min=0
^1кр-5(1—y)/(2/Hf);	(2.34)
(2.35)
Поскольку токи, протекающие через S и VD, равны сумме
токов входного и выходного дросселей, то их максимальные
нли усредненные за время проводящего состояния токи опре-
деляются суммированием (2.30) и (2.32), а средние токи со-
ставляют соответственно
/scP=/Htf(l—у);	(2.36)
(2.37)
Напряжения, действующие на разомкнутых ключах, опре-
деляются значением Uc, расчетная мощность выражением
Р=Рн/[Т(1-у)].	(2.38)
Пульсации напряжений на разделительном конденсаторе и
конденсаторе фильтра определяются, как в РНП и в PHI со-
ответственно. Разделительный конденсатор в замкнутом состо-
янии S разряжается током дросселя L2. Поэтому двойная ам-
плитуда изменения напряжения на нем определяется равенст-
вом
At/c=M/(Cf).	(2.39)
Через конденсатор Сф протекает ток треугольной формы, за-
кон изменения которого во времени определяется разностью
хсф=12(0—At- Амплитуда тока /Сф(0 равна второй составляю-
щей правой части уравнения (2.32). Поэтому двойная амплиту-
да пульсаций выходного напряжения составляет
AUc$=Ey{8L2C$f2.	(2.40)
Внешнюю характеристику реального PH определим, пола-
гая, что потери сосредоточены в сопротивлениях ri и г2, вклю-
53
чениых последовательно с обмотками дросселей L1 и L2. Со-
т
ставляя для каждого из дросселей уравнения J ^др^^=0>
о
можно найти
+ (2-41)
Как и в регуляторах РНП и РНШ, выходное сопротивле-
ние регулятора
ЛВЫх=г2+пт2/(1-у)2	(2.42)
возрастает, стремясь к со при у-И. Это приводит к появлению
максимума на регулировочной характеристике реальных PH с
конденсаторным разделением, которая может быть получена
из (2.41) заменой /в=[/1Ж в виде
UJE = у / [(1 - у) (1 -г- -^-j],	(2.43)
где Явых определяется (2.42).
Координаты максимума	и у* можно определить
дифференцированием (2.43) с последующим приравниванием
производной нулю. При г1=г2=г они определяются выражени-
ями
([/„/£)* = йв/(2г) T+Rjr)-	(2.44)
Y* = l l+Rj/Kl+Vl+Rjr).	(2.45)
Регулятор с магнитно-связанными дросселями. Как указы-
валось выше, средние значения напряжений на дросселях L1
и L2 PH с конденсаторным разделением на каждом из этапов
работы совпадают. Это обстоятельство позволяет заменить два
дросселя одним двухобмоточным дросселем [8] с одинаковым
числом витков обмоток. Для PH, выполненного таким образом
и показанного на рис. 2.8, сохраняют силу все выражения, оп-
ределяющие средние значения токов и напряжений, полученные
в предыдущем параграфе. Однако рассматриваемый PH, поми-
мо преимущества, обусловленного использованием одного ин-
дуктивного элемента, обладает таким достоинством, как воз-
Рис. 2.8. Регулятор напряжения с
магнитно-связанными обмотками,
входного и выходного дросселей
54
Рис. 2.9. Варианты зависимой компенсации токов в PH с конденсаторным раз-
делением с включением LK в выходной (а) и входной (б) цепях
можность существенного уменьшения пульсаций токов в об-
мотках дросселей.
Поскольку разделительный конденсатор С1 разряжается на
этапе уТ током нагрузки, то если пренебречь пульсациями то-
ка, протекающими через него, работа магнитно-связанного
дросселя в схеме рис. 2.8 описывается уравнениями, приведен-
ными в § 1.3 для РНП с непрерывной передачей энергии в на-
грузку. В частности, в режиме полной компенсации изменений
тока в выходной обмотке £п для расчета пульсаций выходно-
го напряжения можно использовать (1.97), заменив в нем /р на
7Н- Разумеется, возможна и компенсация изменений тока во
входной обмотке £22-
При включении внешней компенсирующей индуктивности
последовательно с обмоткой wl (рис. 2.9,а) или последова-
тельно с обмоткой w2 (рис. 2.9,6) получаем регуляторы напря-
жения, в которых в зависимости от соотношения чисел витков
обмоток wl и w2 можно добиться существенного уменьшения
пульсаций токов в этих обмотках.
Если использовать стандартный двухобмоточный дроссель с
одинаковым числом витков wi=w2 и пренебречь индуктивно-
стями рассеяния (LK^>LS), то в первой из названных схем ком-
пенсируются изменения выходного тока и, следовательно,
уменьшаются пульсации выходного напряжения, а во второй—
пульсации входного тока. Для их расчета можно использовать
соотношения, ранее полученные в § 1.3. Так, в схеме рис. 2.9,а
двойная амплитуда пульсации выходного напряжения опреде-
ляется из (1.98) или (1.107)
Л^сф=4/нб1П лу/[(1—у) жО13С1Сф£к],
а двойная амплитуда пульсаций входного тока выражением
MBS=Eyf(Luf),
в котором £ц — индуктивность намагничивания обмоток дрос-
селя.
55
В схеме рис. 2.9,6 при wj=w2 двойная амплитуда пульса-
ций входного тока по аналогии с выражением (1.104) опреде-
лится соотношением
ДI вх—/ ну! (8 C^Ljif2,)
При этом двойная амплитуда пульсаций тока в выходной об-
мотке wl равна Ey/(Lp.f), а двойная амплитуда пульсаций вы-
ходного напряжения составит
Д^Сф=£7/(8Сф£р?2).
Если Пц— (W2/wi)<1, а индуктивность LK выбрана нз усло-
вия £к=£к]Пи(1—пи), то в регуляторе, представленном на рис.
2.9,6, достигается уменьшение пульсаций выходного тока и
напряжения. Двойная амплитуда пульсаций выходного напря-
жения в этом случае определяется по аналогии с (1.99) или
(1.111)
Д Uc ф—41 кПа s i п пу/[ (1 —у) л to j 3С l C$L к ],
а удвоенная амплитуда пульсаций входного тока
ДЛвх= Е/ (WuLpif).
Регулятор напряжения на рис. 2.9,а при ии<1 использовать
нецелесообразно, так как при этом возрастают пульсации то-
ков в обмотках. Если же Ли=(ДО2/ий)>1 и индуктивность LK
выбрана из условия LK = £|Xi —i 1-----то достигается су-
Пц	пи )
щественное уменьшение пульсации входного тока, двойная ам-
плитуда которых может быть найдена из (1.109) заменой
на 1/Лц: Д/вк^ну/СвС^н^Пп). При этом амплитуда пульсаций
тока в обмотке wl составит Etin/L^f, а двойная амплитуда
пульсаций выходного напряжения определится выражением
АиСф=Еупи/ (вГщСфР).
Из анализа работы магнитно-связанных элементов вытека-
ет, что добиться одновременной компенсации изменений токов
в каждой из обмоток не представляется возможным, так как
компенсация изменений тока в одной ветви физически обуслов-
лена искусственным переводом этих пульсаций во вторую
ветвь, что автоматически приводит к увеличению пульсаций
тока в последней.
Регуляторы и преобразователи напряжения с подобным ви-
дом компенсации пульсаций тока в одной из обмоток магнит-
но-связанного элемента будем называть регуляторами с зави-
симой компенсацией.
Одновременную компенсацию изменений токов в выходной
и входной цепях можно получить при раздельном выполнении
входного и выходного дросселей в виде двухобмоточных маг-
нитных элементов, как это показано на рис. 2.10, где осуще-
56
Рис. 2.10. Регулятор напряже-
ния с конденсаторным разделе-
нием и независимой компенса-
цией пульсаций входного и вы-
ходного токов
ствляется независимая компенсация входного и выходного то-
ков, а сами устройства подобного типа будем называть с неза-
висимой компенсацией. При таком построении регулятора зна-
чения LK1 и Lk2 должны выбираться из условий: ЬК1=лвн(1—
--Ьк2=Лц2(1------------W|i2)i-u2, где Ли]=Ш|2/Шц; Ли2= *^22/^21»
а Ащ и ЬЦ2 — соответственно индуктивности намагничивания
обмоток wn и w2l. Предполагается также, что индуктивностя-
ми рассеяния обмоток можно пренебречь.
Работа входного фильтра в этих условиях полностью иден-
тична работе РНП МСФ ((см. § 1.3) н по аналогии с ним можно
записать выражения для определения двойных амплитуд пуль-
саций входного тока и напряжения на конденсаторе
д/„ =----------------------1/	
MJcn = £y/(8£uiC,, J4i)-
Работа выходного фильтра практически совпадает с рабо-
той МСФ в PHI (см. § 1.2). Для определения двойной ампли-
туды пульсаций выходного напряжения можно воспользовать-
ся выражением (1.65), заменив в нем значение Е на £/(1—у),
так как последнее действует на входе фильтра в рассматривае-
мом регуляторе. При этом получим
АГЛтф! = Z?Y [I +т(1	«„)/*].
Пульсации напряжения на определяются так же, как на
Свх: At/Сф2=Еу/ (8LЦ2Сф2?2^и2) •
Рассмотренный регулятор напряжения обладает уникальны-
ми свойствами в том смысле, что при импульсном способе пре-
образование энергии, т. е. при высоком коэффициенте полез-
ного действия, процессы потребления энергии от входного ис-
точника питания и передачи энергии в нагрузку носят непре-
рывный характер.
Применение регуляторов с конденсаторным разделением.
На основе рассмотренного регулятора напряжения могут быть
построены различные модификаций PH, две из которых пока-
заны на рис. 2.11 и рис. 2.12 [8]. Работа их практически не
57
Рис. 2.11. Вариант PH с кон-
денсаторным разделением и
непрерывным потреблением
Рис. 2.12. Вариант PH с кон-
денсаторным разделением и
непрерывной передачей энергии
в нагрузку
отличается от работы PH, изложенной выше. Как видно из.
рисунков, обе схемы не инвертируют знак выходного напряже-
ния и имеют ту же регулировочную характеристику, что и
рассмотренный регулятор. Обе схемы могут быть реализованы
с помощью одного магнитно-связанного дросселя. При такой
реализации схема на рис. 2.1] позволяет обеспечить практиче-
ски постоянное (без пульсаций) потребление тока от источни-
ка входного напряжения, а схема па рис. 2.12 — практически
нулевые пульсации выходного напряжения.
Применение регуляторов напряжения с конденсаторной раз-
вязкой для получения нескольких уровней выходного напряже-
ния и повышения уровня выходного напряжения показано в
[2J. Работа регулятора напряжения с несколькими уровнями
выходного напряжения (рис. 2.13) очевидна и не требует по-
яснения. Регулятор напряжения подобно трансформатору по-
зволяет размножать уровни выходного напряжения, изменять
полярность и преобразовывать уровень выходного напряжения
при подключении шунтирующего диода к отпайке дросселя
либо подключения преобразующей ячейки с соответствующим
законом регулирования. На рис. 2.14 показан регулятор напря-
Рис. 2.13. Вариант PH с конденсаторным разделением и двумя выходами
58
Рис. 2-14. Вариант PH с умножением напряжения
жения [2, 10, 11], обладающий свойством умножения выход-
ного напряжения. В отличие от известных схем умножения дан-
ный регулятор обладает рядом преимуществ, которые будут
ясны после краткого рассмотрения работы данного регулятора.
Более детально регулятор напряжения проанализирован в[ 11 ].
В установившемся режиме работы при замыкании регули-
рующего ключа 5 одновременно происходит накопление энер-
гии в дросселе и передача энергии из конденсаторов Со—Со в
нагрузку и ячейки, составленные из Г-образных фильтров
CiLx, C2L2, C3L3. На этом интервале работы регулятора шун-
тирующие диоды VD1, VD2, VD3 находятся в закрытом со-
стоянии. При размыкании регулирующего ключа S ток дрос-
селя Lo переключается на шунтирующий диод VD3 и энергия,
накопленная в дросселе за время замкнутого состояния клю-
ча, передается в конденсаторы Со—С'о. Одновременно с этим
происходят процессы передачи энергии дросселей L\—L:. в на-
грузку и конденсаторы Сь С2—С2, С3—С'3. При этом дроссель
L3 через шунтирующие диоды VD3—VD2 отдает свою энергию
в нагрузку и конденсаторы С3—С'3, дроссель L2 через шунти-
рующие диоды VD2—\'D\ отдает энергию в нагрузку и кон-
денсаторы С2—С'2 и, наконец, дроссель Li через шунтирующий
диод VD1 отдает энергию в нагрузку и конденсатор С3.
На интервале работы шунтирующих диодов конденсаторы
С3—C's, С2—С'2 оказываются попарно включенными параллель-
но через шунтирующие диоды VD3—VD2, VD2—VD1 соответ-
ственно, а дроссели Li—L-, через открытые диоды VD1—VD3—
последовательно. В случае включения одной нагрузки (парал-
лельно группе последовательно включенных конденсаторов
Ci—Cs) средние значения токов в дросселях L[—L3 равны то-
ку нагрузки. Реально, как показано в [И], процессы проте-
кают несколько сложнее. Для //-ячейкового регулятора напря-
жения суммарное напряжение на нагрузке при непрерывности
токов в дросселях определяется выражением
Сн/Е=Лгу/(1—у).	(2.54)
59
При этом напряжение на конденсаторе каждой ячейки Uci—
—у), а следовательно, обратное напряжение, приходя-
щееся па каждый шунтирующий диод в закрытом состоянии»
не превышает UVDi=E/(l—у).
Дроссели, показанные на рис. 2.14, могут быть заменены
одним многообмоточным, а сам регулятор построен из после-
довательного соединения модулей, выполненных с одним мно-
гообмоточным дросселем.
Следует отметить, что при построении высоковольтного ста-
билизатора напряжения на базе рассмотренного PH пет необ-
ходимости подавать на измерительный элемент все выходное
напряжение. Для этого достаточно следить за напряжением
одной ячейки, поскольку выходное напряжение является сум-
мой одинаковых напряжений каждой ячейки. Это существенно
упрощает построение высоковольтных стабилизаторов на-
пряжения и позволяет повысить точность поддержания высо-
ковольтного уровня выходного напряжения. Таким образом,
рассмотренный регулятор напряжения обеспечивает непрерыв-
ное потребление, обладает широким диапазоном регулирова-
ния уровня выходного напряжения и не требует применения
высоковольтной элементной базы.
Глава третья
ОДНОТАКТНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ
3.1.	Краткая характеристика и области применения
однотактных преобразователей напряжения
Применяемые в устройствах электропитания РЭА преобра-
зователи постоянного напряжения в постоянное, как двухтакт-
ные, так и однотактпые, обеспечивают гальваническое разде-
ление входных и выходных цепей с помощью трансформаторов,
преобразование, размножение и регулирование уровней выход-
ного напряжения. Выполнение последней из указанных функ-
ций возможно только при совместной работе собственно пре-
образователей, содержащих силовые ключи и трансформаторы,
и импульсных регуляторов постоянного напряжения. Использо-
вание таких регулируемых преобразователей предпочтительно
с точки зрения улучшения удельных показателей источников
вторичного электропитания (ИВЭП).
В настоящее время разработчики ИВЭП проявляют повы-
шенный интерес к однотактным преобразователям напряжения
(ОПН), который обусловлен такими их достоинствами, какот-
60
сутствие схем симметрирования работы трансформаторов, ма-
лое количество ключей, простота схем управления. Данные,
приведенные в [12, 13], свидетельствуют о несущественных
различиях в объемах реактивных компонентов однотактных и
двухтактных преобразователей. Более того, как следует из
диаграммы рис. 3.1 [12], в диапазоне входных напряжений от
единиц до тысячи вольт и выходных мощностей до одного ки-
ловатта ОПН оказываются предпочтительнее двухтактных пре-
образователей.
Сейчас наиболее широко применяются два типа ОПН: с пе-
редачей энергии в нагрузку на этапе замкнутого состояния
регулирующего ключа (в импульсе) и с передачей энергии на
этапе разомкнутого состояния ключа (в паузе), называемые
также «прямоходовым» и «обратноходовым» преобразователя-
ми. Для первого из них характерными особенностями являют-
ся работа трансформатора на несимметричном частном цикле
петли гистерезиса без накопления магнитного потока и ис-
пользование в цепи постоянного тока Г-образного ьС-фильтра:
трансформатор передает импульсы напряжения и с помощью
выпрямителя и LC-фильтра выделяется постоянная составля-
ющая. По аналогии с импульсными регуляторами будем назы-
вать этот преобразователь однотактным преобразователем 1
типа (ОПН1).
Второй преобразователь — это рассмотренный в § 2.1 регу-
лятор с дроссельным разделением входных и выходных цепей.
Поскольку он имеет характеристики аналогичные (с точностью
до постоянного коэффициента) характеристикам РНШ. назо-
вем его однотактным преобразователем III типа (ОПНШ).
Для него характерна работа «трансформатора» на несиммет-
ричном частном цикле петлн гистерезиса с накоплением маг-
нитного потока и наличие емкостного фильтра: накапливаемая
в магнитном поле в замкнутом состоянии регулирующего клю-
ча энергия передается в нагрузку в паузе в виде импульса то-
ка, а постоянная составляющая выделяется емкостным филь-
тром.
При прочих равных условиях ОПН] обладает лучшими
удельными показателями чем ОПНШ. Однако они сравнитель-
но невысоки. Это объясняется, во-первых, полной модуляцией
напряжения, поступающего на вход £С-фильтра, н, во-вторых,
формой тока, потребляемого от входного источника, имеющего
в момент выключения ключа значительный скачок, обуслов-
ленный рекуперацией во входной источник энергии, накоплен-
ной в магнитном поле сердечника трансформатора. Первая из
указанных причин вызывает относительное увеличение габари-
тов выходного фильтра, вторая — входного фильтра.
Всевозможные усовершенствования ОПН1 различаются спо-
собами использования энергии, запасенной в сердечнике транс-
61
форматора. Большинство из них, улучшая форму тока, потреб-
ляемого от входного источника, способствуют уменьшению га-
баритов входных фильтров. Тем не менее массогабаритные по-
казатели таких ОПН в целом не только не улучшаются, а да-
же ухудшаются, поскольку, как правило, увеличиваются габа-
риты выходных фильтров.
В разработанных в последние годы ОПН [14—18] энергия
в нагрузку передается на этапах замкнутого и разомкнутого
состояний регулирующего ключа. Характерными особенностя-
ми таких ОПН являются работа трансформатора па несим-
метричном частном цикле петлн гистерезиса с частичным на-
коплением магнитного потока и применение Г-образного LC-
фнльтра в цепи постоянного тока: во включенном состоянии
РК трансформатор передает импульсы напряжения, в выклю-
ченном — импульсы тока; постоянные составляющие выделя-
ются выпрямителем и £С-фильтром, а также дополнительно
введенным емкостным фильтром, воспринимающим разность
мгновенных значений токов магнитных элементов ОПН в
паузе.
Рисунок 3.2 демонстрирует использование магнитных ха-
рактеристик сердечников трансформаторов в перечисленных
типах ОПН. Из него следует, н это подтверждается нижесле-
дующим анализом, что по использованию магнитных сердеч-
ников ОПН с передачей энергии в импульсе и паузе занимает
промежуточное положение между ОПН1 и ОПНШ. Поэтому
в дальнейшем указанные преобразователи будем называть од-
нотактными преобразователями напряжения типа II (ОПНП).
Отличительной особенностью ОПНП, а также других преоб-
разователей, построенных на его основе, является наличие на
выходе £С-фильтра напряжения, частично модулированного по
амплитуде на различных этапах работы, причем глубина мо-
62
дуляции регулируется коэффициентом заполнения. Это обсто-
ятельство при надлежащем выборе коэффициентов трансфор-
мации позволяет существенно снизить массогабаритпые пока-
затели фильтра и, тем самым, преобразователя в целом.
В ИВЭП. использующихся для децентрализованного пита-
ния устройств различного функционального назначения слож-
ной РЭА, важным показателем, определяющим их электромаг-
нитную совместимость с аппаратурой обработки данных, явля-
ется качество энергии, потребляемой от входного источника и
передаваемой в нагрузку. Преобразователи, разработанные на
базе ОПНП [19, 20], обладая всеми преимуществами послед-
него, обеспечивают непрерывность процессов потребления и
передачи энергии. Применение в них магнитно-связанных эле-
ментов [24—27] позволяет обеспечить в установившемся ре-
жиме работы практически постоянное потребление тока от
входного источника и передачу постоянного тока в нагрузку.
3.2.	Основные уравнения работы преобразователей
Если распространить методику, используемую в гл. 1 н 2,
на анализ ОПН, то можно записать ряд соотношений, выпол-
няющихся в установившемся режиме работы идеальных (без
потерь) преобразователей. Ниже приведены соотношения, на-
зываемые основными уравнениями работы преобразователей, и
даны их физические обоснования.
Вольт-секундный интеграл за период работы на любой из
обмоток магнитного элемента равен нулю. Поскольку в преоб-
разователях постоянного напряжения на различных интерва-
лах работы (в импульсе и в паузе) действуют постоянные на-
пряжения, то, обозначив их абсолютные значения величинами
ULn и П/.п, соответственно получим
^иу7'=^п(1-т)Г. (3.1)
Ампер-секундный интеграл за период работы на емкостных
элементах равен нулю. Если 1сп и 1си — усредненные за время
импульса и паузы абсолютные значения токов через емкостной
элемент, то условие примет вид
/СиуГ=/Сп(1-у)Г. (3.2)
Средний ток, потребляемый от источника входного Напря-
жения 7с, может быть выражен через усредненные за время
/и(7л) и составляющие:
^е=/муН_/е(1—у). (з.з)
Если в цепи постоянного тока используется Г-образный
£С-фильтр, а пи и пп — коэффициенты трансформации транс-
форматора по вторичным обмоткам, подключаемым ко входу
63
фильтра в импульсе и паузе, то среднее значение напряжения
на нагрузке определяется уравнением
UH=ииад-пп£/п (1 -у),	(3.4)
где Uu и Un — напряжения на первичной обмотке трансформа-
тора на соответствующих этапах работы.
Следует отметить, что в ряде преобразователей (например,
в ОПНШ) одно из напряжений правой части (3.4) можетбыть
равно Un- Для распространения (3.4) и на такие преобразо-
ватели (с емкостным сглаживанием) необходимо в левой части
(3.4) положить Uh—0- Тогда уравнение (3.4) становится экви-
валентно (3.1). Поскольку далее рассматриваются идеальные
преобразователи, то справедливо уравнение баланса мощностей
EI^UhIh.	(3.5)
Уравнение энергетического баланса в общем виде имеет вид
т
ия1нТ~ J Uttcriuctdi, где £/ист и ги.Ст— напряжения на зажп-
о
мах источника энергии, от которого отбирается ток inCT. Имея
в виду выражение (3.4), уравнение можно свести к двум соот-
ношениям:
Л:	(3.6а)
6
(1-Т)Г
Л«Л„(1-Т)Г=	(3.66)
б
в которых i'n(0 и in(0 —токи, отдаваемые источниками энер-
гии в импульсе и паузе соответственно.
Приведенные уравнения позволяют провести полный анализ
рассматриваемых ниже ОПН. В дальнейшем анализе исполь-г
зуются допущения, принятые в § 1.2, и при отсутствии специ-
альных оговорок предполагается наличие идеальной магнитной
связи между обмотками трансформаторов.
3.3.	Однотактный преобразователь напряжения
с передачей энергии в импульсе
Принцип работы ОПШ, представленного на рис. 3.3, поясняется диаграм-
мами рис. 3.4 и состоит в следующем. В открытом состоянии транзистора VT
энергия от источника питания Е через трансформатор и выпрямите тьный
диод VD1 поступает в нагрузку, накапливается в элементах фильтра, а так-
же в магнитном поле сердечника трансформатора TV. После закрывания
транзистора VT открывается диод VD2, шунтирующий вход фильтра, и на-
копленная в последнем энергия отдается в нагрузку; диод VD1 закрывается,
64
а энергия, запасенная трансформатором, рекуперируется в источник питания
Е по обмотке w3 через включившийся диод VD3.
Анализ работы 0ПН1 в режиме непрерывных токов дросселя может быть
проведен с использованием уравнений (3.1)—(3.6). Например, регулировочная
характеристика определяется из (3.4) следующим образом. Если обозначить
n—Wi/Wi, учесть, что трансформатор отключен от фильтра в паузе, a UK=E,
то в относительных единицах получим
UKjE=tvy.	(3.7)
Как следует из (3.7) и принципа работы 0ПН1, его выходная часть пол-
ностью эквивалентна регулятору напряжения типа I, а отличие состоит толь-
ко в наличии трансформатора. Поэтому все соотношения, приведенные в §1.2,
справедливы и здесь с заменой Е на пЕ. При этом ток диода VDI описы-
вается уравнениями, полученными для регулирующего ключа S в § 1.2. Уде-
лим основное внимание работе трансформатора в ОПН1. Как уже отмечалось,
здесь трансформатор работает на несимметричном частном цикле без накопле-
ния магнитного потока в сердечнике. Иными словами, после закрывания тран-
зистора VT наступает этап рекуперации, на котором происходит уменьшение
магнитного потока до исходного состояния, характеризуемого остаточной
индукцией Вг. Этот процесс должен быть завершен к моменту очередного
открывания транзистора VT. В связи с этим ограничен, в отличие от PHI,
диапазон изменения у в процессе регулирования.
Максимальное значение ушах в общем случае зависит от предельно до-
пустимого значения напряжения ^кэтах на разомкнутом ключе VT, кото-
рое определяется равенством ^кэтах~ £'(1-}-и’1/и’з)- Время восстановле-
ния /в можно найти из равенства ЕуТ—EtBW[/w3. Совместное решение позво-
ляет получить
W =	(3S)
5—6597
65
Однако на практике для уменьшения индуктивностей рассеяния и, сле-
довательно, уменьшения выбросов напряжения на коллекторе транзистора VT,
обмотки wl и w3 выполняют бнфилярной намоткой с одинаковым количест-
вом витков. Поэтому ^кэтах=2£’	и ?ш.ах=0,5. Это значение на-
кладывает определенные ограничения на выбор коэффициента трансформа-
ции: если 0ПН1 используется для построения стабилизированного ИВЭП
(L/H=const), то в диапазоне изменения входного напряжения от Етш до Етах
должно выполняться указанное неравенство. Используя (3.7), можно иайти,
что оно выполняется, если nsg2t/H/Ennn. В реальных устройствах ч следует
выбирать с некоторым запасом. Это можно сделать, либо учтя связь регули-
ровочных характеристик реальных и идеальных преобразователей через коэф-
фициент полезного действия (см. § 1.4), либо рассчитав гг так, чтобы при
среднем значении входного напряжения
Еср= (Ernfn-J-Emax) /2	(3-9)
значение у лежало в середине допустимого диапазона изменения от 0 до 0,5.
При этом из (3.7) имеем !/н=пЕср0,25, откуда с учетом (3.9)
n=8[/H/(Emin4-Emax).	(3.10)
Число витков первичной обмотки wl можно найти из выражения Е=
^WiSdBfdt, определяющего закон изменения индукции в сердечнике транс-
форматора в открытом состоянии транзистора VT. Отсюда с некоторым за-
пасом	ш
=ЕщахУтах/ (AEmazf) -	(3.1I)
Здесь S — сечение магнитопровода; ДВтах — максимальное изменение
индукции в режиме однополярного перемагничивании.
Коллекторный ток транзистора VT является суммой двух составляющих:
приведенного и первичной обмотке тока дросселя фильтра шар и тока намаг-
ничивания Шц. Последняя зависит от индуктивности намагничивания, опреде-
ляемой выражением
L^lWowfSfl,	(3.12)
где р.д — усредненная магнитная проницаемость при изменении индукции на
АВщах, а I— средняя длина магиитопровода.
Максимальное значение тока намагничивания в первичной обмотке транс-
форматора составляет обычно (5—10) % от общего тока первичной обмотки:
(3.13)
Объем магиитопровода трансформатора определим из соотношения
iifjABma* S = 1^1 п1ах. Возводя в квадрат обе части равенства и учитывая
(3.12). найдем выражение для объема магиитопровода трансформатора V=SZ=
=	р.шах Д^шах*
66
3.4.	Однотактный преобразователь напряжения с передачей
энергии в паузе
Принцип работы ОПНШ, показанного на рис. 3.5, иллюстрируется диа-
граммами рис. 3.6 и практически ничем не отличается от работы регулятора
напряжения с дроссельным разделением входных и выходных цепей (см.
§ 2.1). Для ОПНШ справедливы и все соотношения, описывающие характе-
ристики PH.
Следует напомнить, что среднее значение тоиа намагничивания, приведен-
ное к первичной обмотке, зависит от тока нагрузки и определяется равенст-
вом п!н/(I—у), где п=и>2/®]. Поэтому, в соответствии с (3.13), объем маг-
нптопровода в ОПНШ, при прочих равных условиях больше, чем в ОПН1.
Отметим одну особенность выполнения практических устройств иа ба.
ОПНШ. Из-за наличия индуктивностей рассеяния при выключении транзисто-
ра VT на его коллекторе возможно появление перенапряжений, способных
вывести транзистор из строя. Для устранения этого явления вводятся рекупе-
рационная обмотка w3 и диод VD2. Числа обмоток wl и w3 выбирают
равными и наматывают бнфилярно для обеспечения сильной магнитной связи.
В этом случае при закрывании транзистора ток дросселя в первый момент
времени рекуперируется в источник входного напряжения, а затем, по мере
нарастания тока диода до установившегося значения, спадает к нулю. При
этом напряжение на коллекторе транзистора не превышает 2Е. Длительность
работы рекуперационной цепи определяется выражением
w»s)!]/[(l—V) (E(W2/WS) — U )],
(3-14)
Рис. 3.5. Однотактный
преобразователь напря-
жения 111 типа (ОПНШ)
Рис. 3.6, Временные ди-
аграммы работы ОПНШ
67
Рис. 3.7. Применение рекупера-
ционного трансформатора в
ОПНШ
в котором Ls2» Ьвз — индуктивности рас-
сеяния обмоток w2 и w3 соответственно.
Однако введение рекуперационной об-
мотки w3, бифилярно намотанной с сило-
вой обмоткой wl, сопряжено с определен-
ными техническими трудностями и не
всегда дает желаемый результат. Более
эффективным оказывается введение до-
полнительного маломощного трансформа-
тора, выполняющего те же функции, что
и рекупер анионная обмотка. Схема вклю-
чения такого трансформатора TV2 пока-
зана иа рис 3.7. В этом случае рекупера-
ция энергии, при необходимости, может
осуществляться и в цепь нагрузки.
Регулировочная характеристика
идеального ОПНШ в режиме непрерывных токов определяется выражением
С/и/Е=яу/(1—у).	(3.15)
Коэффициент трансформации п при работе в режиме стабилизации вы-
ходного напряжения (t/H=const) и заданном диапазоне изменения входно-
го напряжения (£т[П, Етях) можно выбрать различными путями. Однако сле-
дует иметь в виду, что увеличение длительности проводящего состояния тран-
зистора и уменьшения длительности работы шунтирующего диода приводит
к резкому возрастанию импульсного тока через транзистор и снижению КПД
преобразователя.
С учетом этого, а также для обеспечения нормальной работы рекупера-
ционной цепи, значение у ограничивают неравенством у^0.5. При этом из
(3.15) следует, что n^U„/Emin. В реальных устройствах необходимо учиты-
вать связь выходного напряжения с идеальным через КПД (см. § 1.4). Одна-
ко, поскольку последний заранее не известен, можно рекомендовать выби-
рать п так, чтобы при среднем значении входного напряжения у находилась
в середине допустимого диапазона изменения, т, е. у=0,25. Тогда из (3.15)
и (3.9) получим
n=6UH/(£mln+£max)	(3.16)
3.5.	Однотактные преобразователи напряжения
с передачей энергии в импульсе и паузе
Основной вариант ОПН11. Рассматриваемые ниже ОПН яв-
ляются своеобразным объединением ОПН1 и ОПНШ. Однако
это объединение не является механическим и, как будет пока-
зано ниже, позволяет существенно улучшить характеристики
преобразователей. Существует несколько различных вариантов
построения ОПНП.
Принцип работы основного варианта ОПИН [14, 15], пока-
занного на рис. 3.8, поясняется диаграммами рис. 3.9, изобра-
68
Рис. 3.8. Основной вариант вы-
полнения ОПНП
Рис. 3.9. Временные диаграммы
работы ОПНП
Жепными для режима регулирования при непрерывных изме-
нениях магнитных потоков в сердечниках дросселя L и транс-
форматора TV. Транзистор VT1 выполняет роль основного или
регулирующего ключа, транзистор VT2 — роль вспомогатель-
ного ключа (ВК). Они управляются противофазно: когда тран-
зистор VT1 открыт, транзистор VT2 закрыт, н наоборот. На-
пряжение на конденсаторе С имеет такую полярность, что во
включенном состоянии VT1 (этап уТ на рис. 3.9) диод VD3
находится под обратным смещением. При этом также закрыт
выпрямительный диод VD2 и преобразователь по своей струк-
туре является полным аналогом ОПН1: энергия от источника
входного напряжения через трансформатор (по обмотке w2 в
через открытый диод VD1) передается в нагрузку и накапли-
вается в индуктивностях дросселя L и трансформатора На
входе фильтра действует напряжение, равное п}Е, где
= Wo/W] -
После закрывания транзистора VT1 и открывания VT2 ди-
од VD1 закрывается и структура ОПНП становится подобной
ОПНШ: элементы С, VD3, VT2 совместно с обмоткой транс-
форматора wl образуют это подобие. Однако процессы про-
текают иначе, чем в ОПНШ. Энергия, запасенная в магнит-
ном поле сердечника трансформатора, в виде импульса тока
через открытый днод VD2 передается в нагрузку. Прн этом
постоянная составляющая тока намагничивания трансформа-
тора, приведенного к обмотке w3, равна току нагрузки (сред-
69
нему току дросселя фильтра £), а через конденсатор С протекает
ток, равный разности мгновенных значений тока намагни-
чивания трансформатора и тока дросселя, приведенного к пер-
вичной обмотке wl. Иными словами, ток конденсатора С пред-
ставляет собой разность пульсаций тока намагничивания и
пульсаций тока дросселя фильтра, приведенных к обмотке wl.
Этот ток в первую половину промежутка времени (1—у)Т за-
мыкается через диод VD3, а вторую половину — через вспомо-
гательный ключ в противоположном направлении. В этом со-
стоит существенное отличие ОПНП от ОПНШ — конденсатор
С не отдает энергию в нагрузку. Он воспринимает разность то-
ков в индуктивных элементах, включенных на этапе (1—у) Г
последовательно, и определяет напряжения на этих элементах.
Если Uс — среднее значение напряжения на конденсаторе С,
то на входе LC-фильтра в паузе действует напряжение n^Uc,
где ti2=w3/wl. Таким образом, на входе LC-фильтра (рис. 3.9)
действует частично модулируемое по амплитуде и зависящее
от у напряжение, что позволяет существенно уменьшить массо-
габаритные показатели фильтра.
Анализ работы ОПНП в режиме непрерывных токов дрос-
селя и трансформатора в соответствии с уравнениями § 3.2
проводится следующим образом. Применяя уравнение (3.1) к
первичной обмотке трансформатора, получаем равенство
EyT=Uc(i—у)Г, из которого следует
Uc/E=yl(\-y).	(3.17)
При этом выражение (3.4), определяющее выходное напря-
жение преобразователя, приводится к виду Uli—n}Ey-\-n2Uc'X.
Х(1—у), откуда с учетом (3.17) получаем в относительных
единицах регулировочную характеристику идеального ОПНП
ин/Е=(я,+п2)у.	(3.18)
Из приведенного описания работы ОПНП следует, что аб-
солютные значения напряжений на первичной обмотке wl
трансформатора на этапах уТ и (I— у)Т соответственно равны
Е и Ос. Учитывая, что ток намагничивания трансформатора,
приведенный к обмотке wl, на первом из этапов увеличивает-
ся от начального минимального значения /Мпип, а на втором —
уменьшается от значения /gmax, обозначая индуктивность об-
мотки и имея в виду уравнение (3.17), запишем законы из-
менения тока намагничивания
+	0<К^Т;	(3.19)
(0 = Липах (j___— Л 0 <	= (1 — у)Т. (3.20)
70
Для определения закона изменения тока дросселя отме-
тим, что на первом из этапов напряжение на дросселе равно
П\Е—UH, а на втором 1/н—n%Uc Учитывая (3.17), (3.18) и вво-
дя обозначение yo=nd(«1+^2), получим
— )
io(0 = ^min+---------- — t; 0<(«„ = 7Г; (3.21)
т-)
ii. (I) = h™--------±1; 0 </«/„ = ( 1 - Y) T. (3.22)
(1—y)L
Максимальные и минимальные токи найдем, воспользовав-
шись уравнениями энергетического баланса (3.6). В открытом
состоянии VT1 на входе LC-фильтра действует напряжение
щЕ, а отдаваемый ток изменяется во времени в соответствии с
(3.21). Поэтому выражение (3.6а) трансформируется к виду
ТГ
IjiJEyT = J n^Eiutfydt.	(3.23)
о
Отсюда, учитывая, что iLi (уТ)=1тях, получаем
I mln = Л +	.	(3.24)
Чпак
Поскольку на интервале (1—у)Т отдаваемый в нагрузку
ток определяется выражением (3.20), а напряжение на первич-
ной обмотке трансформатора равно Uc, то (3.66) преобразу-
ется следующим образом:
(1-1) т
J	(3.25)
О
Так как /уд= /у-mtn» то
/min = а?2/н + Ey/2LJ.	(3.26)
Ток регулирующего транзистора VT1 в открытом состоянии
ivTi(t) определяется суммой tm(0==4*i(0+«ik,i(0. где iUI(/)
и i'li(0 изменяются в соответствии с (3.19) и (3.21). Поэтому
/ mtn =/ mln + П-J mln •	(3.27)
k2Jmax **max 'max
Из (3.24) следует, что при выполнении условия *у=уо спра-
ведливы равенства /ып1п=/ьтах=/н. При этом, как это видно
из (3.21) и (3.22), ток дросселя не изменяется во времени. Фи-
71
зически это обусловлено равенством напряжений на входе
фильтра иа каждом из этапов работы ОПН. Очевидно приме-
нение фильтра в таком режиме теряет смысл.
Определим закон изменения тока, протекающего через кон-
денсатор С в закрытом состоянии транзистора VT1. Он может
быть найден из уравнения ic(t)=in2(t)—где м(0 и
изменяются в соответствии с (3.20) и (3.22). Учитывая
(3.24) и (3.26), искомый закон запишем в виде
МО —-Icmax (l-2/Z/(l-T)).	(3.28)
Здесь 0^^(1—у) Г, а /стах определяется соотношением:
Выражения (3.28) и (3.29) подтверждают качественные поло-
жения, приведенные в начале данного параграфа при описа-
нии работы ОПНП. Напряжения на закрытых транзисторах
VT1 (1/кэ1, VT2(U^) и диодах VD'3, VD2, VD1 определяют-
ся следующими выражениями:
^КЭ1 = ^кэ2 = Uvds = Е/(1 —у);	(3.30)
Uvdi = («! + п2) Еу/(\ —у);	(3.31)
U vd2 = («! + /z2) Е,	(3.32)
а расчетная мощность регулирующего транзистора VT1 со-
ставляет
Р\гт\=Рн1у (1 —у) •	(3.33)
Критический режим работы определяется равенствами
/gmin=0 в (3.26) и /Lmin=0 в (3.24). Найдем критические зна-
чения индуктивностей, соответствующие переходу к прерыви-
стом}' изменению магнитных потоков:
^кР=^у/(2/нн2|);	(3.34)
£кр = ,г1Ет(1-_!-)/(2/к().	(3.35)
Подключение диода VD4, показанного на рис. 3.8 штриховой
линией, позволяет исключить режим прерывистого тока в ин-
дуктивности намагничивания трансформатора, переводя преоб-
разователь в обратимый режим, обеспечивающий работоспо-
собность ОПНП при холостом ходе на выходе.
Пульсации напряжения на конденсаторах преобразователя
определяются следующим образом. Двойную амплитуду пуль-
саций напряжения Д6/с на конденсаторе С найдем из равен-
72
ства &ис=№1С, где AQ— заряд, протекший через конденса-
тор С за время включенного состояния КОЗ или VT2. Тогда с
учетом (3.28) и (3.29)
...	/с™х('-тг)7' _Е-Г(!--Г)Г I	Го) 1
Л,Л'=-------4с----------t------------------------Г (	)
Двойная амплитуда пульсаций напряженности на выходе
преобразователя определяется с учетом равенства ic®=it(O—
—Д (см. § 1.2)
Д1/Сф=«1Еу( 1—у/у0)/8£Сф|2.	(3.37)
Из (3.37) нетрудно видеть, что А(7Сф>0 при у<уо, А£/Сф=0
при у=уо и Д(7сф<0 при у>уо- Сопоставляя (3.37) с аналогич-
ным выражением для РН1 (1.18), которое справедливо также
для ОПН1 при замене Е на пЕ, можно сделать заключение о
существенном снижении пульсаций напряжения в рассматри-
ваемом ОПНП.
Сравнение (3.36) с (3.37) показывает, что значения пуль-
саций напряжения на конденсаторе С имеют тот же порядок,
что и на выходе преобразователя. Следовательно, конденсатор
С имеет существенно меньшие габариты, чем в ОПНШ.
Коэффициенты трансформации при работе ОПНП в режи-
ме стабилизации выходного напряжения целесообразно выби-
рать из следующих соображений. Для обеспечения хорошей
магнитной связи обмоток w3 и w2 следует выполнить равен-
ство W3=a/j и осуществлять намотку их бифилярио. При этом
Н1=п2=п, уо==0,5 и £С-фильтр имеет минимальные габариты,
если при изменениях входного напряжения от Ещш до £тах ко-
эффициент заполнения у изменяется симметрично относитель-
но значения уо=О,5. Это условие с учетом выражения (3.18)
приводит к необходимости выполнения равенства
Заметим, что произведение LC, рассчитываемое по (3.37) и
(1.18), при заданной величине Д£/Сф, определяют габариты
фильтра. Можно показать, что при выполнении условия (3.38)
в ОПНП и при ограничении у^0,5 в ОПН1 при прочих одина-
ковых условиях указанное произведение, найденное из (3.37),
существенно меньше, чем определенное из (1.18). Например,
при £'1nini=24 В и £,щах=36 В они относятся как 1/6. Поэтому
применение ОПНП приводит к уменьшению габаритов реак-
тивных компонентов в целом.
В реальных устройствах п необходимо определять с учетом
потерь. Как и для ранее рассмотренных преобразователей мож-
73
6)
Рис. 3.10. Варианты ОПНП:
а — с использованием транзисторов проти-
воположного типа проводимости; б— с под-
ключением конденсатора к нулевой шине;
в — использованием дополнительной обмот-
ки трансформатора
но рекомендовать выбор у из условий: у 0,5, если ЕСр.
Тогда с учетом (3.9)
И—2^/н/(£'rTiln_|_£'max) •	(3.39)
Варианты выполнения ОПНП и их сравнение. Практичес-
кая реализация рассмотренного в предыдущем параграфе
ОПНП вызывает определенные трудности, связанные с управ-
лением вспомогательным ключом, выполненным на транзисто-
ре VT2, имеющем тот же тип проводимости, что и регулирую-
щий транзистор VT1. Использование транзисторов противопо-
ложного типа проводимости позволяет реализовать ОПНП в
виде, представленном па рис. 3.10,а, б. Первый из них полно-
стью эквивалентен рассмотренному выше ОПН, а отличие вто-
рого состоит в изменении уровня постоянного напряжения на
конденсаторе С: здесь он определяется равенством Uc=
=£/(1—-у).	z
Л4 j
Рис. 3.11. Варианты ОПНП с вспомогательной нагрузкой:
а — непосредственное подключение вспомогательной нагрузки к конденсатору; б — с ис-
пользованием дополнительной обмотки трансформатора
Следует отметить, что конденсатор С на этапе закрытого
состояния VT1 может быть без нарушения работы ОПН II рав-
ноправно подключен к любой из обмоток трансформатора, в
частности, к вспомогательной обмотке. Это обстоятельство по-
зволяет выполнить ОПНП в виде, показанном на рис. 3.10,в,
где транзисторы VT1 и VT2 имеют одинаковый тип проводимо-
сти, а управление ими осуществляется относительно общей точ-
ки преобразователя. Различие в описании процессов работы
этого ОПНП с основным вариантом (рис. 3.8) состоит в зна-
чении напряжения на конденсаторе С и токе, протекающем
через конденсатор. Если ввести обозначение пъ—wjwi, то на-
пряжение на конденсаторе С будет определяться равенством
17с=Ив£у/(1—у), а закон изменения тока в нем ic(t) по-преж-
нему имеет вид (3.28), в котором максимальное значение опре-
деляется выражением (3-29), пересчитанным к обмотке w4 по
закону равенства ампер-витков: здесь оно уменьшается в нвраз.
В практических устройствах для уменьшения выбросов напря-
жения на мощном ключе VT1 целесообразно выполнить ра-
венство 104=^1 и осуществлять бифилярную намотку обмоток.
Из принципа работы ОПНП следует, что назначение кон-
денсатора С состоит в компенсации разности мгновенных зна-
чений тока намагничивания трансформатора и тока дросселя
фильтра. При этом в течение промежутка времени (1—у)Г он
должен быть подключен к какой-либо обмотке трансформато-
ра. Использование вспомогательного ключа обусловлено фор-
мой тока, протекающего через конденсатор (см. рис. 3.9). Если
обеспечить на этом интервале работы дополнительное прямое
смещение диода VD3, то можно выполнить ОПНП без вспомо-
75
Рис. 3.12. Диаграммы токов кон-
денсатора и диода в ОПНП с вспо-
могательной нагрузкой
гательного ключа [17]. Такое
смещение в ОПНП, показанном
на рис. 3.11,а, осуществляется с
помощью вспомогательной на-
грузки /?н.в, подключенной к кон-
денсатору С. На рис. 3.12 пока-
зана предельная диаграмма из-
менения тока диода VD3: к мо-
менту очередного открывания
регулирующего транзистора
ток уменьшается до нуля, т. е.
в течение всей паузы конденса-
тор Сподключеи к обмотке wl.
Сопоставляя эти диаграммы с
током «с (0» изображенным на
рис. 3.9, можно убедиться, что ток йп>з(0 смещен по осп орди-
нат по отношению к току ic(t) на значение /стах, определяемое
соотношением (3.29). Поэтому, учитывая (3.28), получим
tVD3 (0	*c(O + Л? max
(3.40)
При этом средний ток диода VD3, являющийся минимально
необходимым значением тока вспомогательной нагрузки /н.н,
определяется равенством
Так как Uc—^у/(1—y)> to /н.впип—U с/R».bo\zx- Поэтому нор-
мальная работа преобразователя обеспечивается, если выпол-
няется неравенство
(3.42)
В качестве вспомогательной нагрузки могут быть исполь-
зованы цепи, обеспечивающие нормальное функционирование
преобразователя, в частности цепи управления ключами.
В этом случае Rh.b целесообразно подключать к дополнитель-
ной обмотке так, как это показано на рнс. 3.11,6. При этом вы-
ражения правых частей (3.41) и (3.42) сохраняются с точно-
стью до постоянного коэффициента tiB=wJwi: (3.41) необхо-
димо разделить на пв, а (3.42)—умножить.
Негативные последствия введения вспомогательной нагруз-
ки состоят в уменьшении КПД преобразователя и увеличении
76
постоянной составляющей тока намагничивания трансформа-
тора на	—?)• Но эти последствия малосущественны, по-
скольку значение /н.в имеет порядок, определяемый суммой
пульсаций токов намагничивания трансформатора и дросселя
фильтра. Отметим также, что двойная амплитуда пульсаций
напряжения на конденсаторе С определяется здесь равенством
&Uc=InjtfTIC, так как в открытом состоянии транзистора VT1
конденсатор разряжается током вспомогательной нагрузки.
Вариант ОПНП без вспомогательного ключа, в котором до-
полнительное смещение диода VD3 в прямом направлении
обеспечивается током нагрузки, представлен на рис. 3.13 [16,
18], где обозначение диодов соответствует их функционально-
му назначению в основном варианте ОПНП (см. рис. 3.8), дио-
ды VD1 и VD2 выполняют функции выпрямителя, а диод VD3
блокирует подключение конденсатора С к обмотке w3 в откры-
том состоянии регулирующего транзистора VT.
При непрерывных магнитных потоках в сердечниках транс-
форматора TV и дросселя L работа ОПН сводится к следую-
щему. Если в открытом состоянии транзистора VT напряжение
на обмотке w2 (п\Е) больше напряжения на конденсаторе С, то
открыт диод VD1, а диоды VD2 и VD3 находятся под обрат-
ным смещением. При этом процессы передачи и накопления
энергии происходят так же, как в основном варианте ОПНП.
После закрывания VT энергия, накопленная в магнитном поле
сердечника трансформатора, передается в нагрузку через LC-
фильтр в виде тока намагничивания, приведенного к обмотке
w3, протекающего через диоды VD3 и VD2. Конденсатор С
здесь по-прежнему воспринимает разность мгновенных значе-
ний токов намагничивания и дросселя, средние значения кото-
рых одинаковы и равны току нагрузки.
Сохранив обозначения, принятые в предыдущем параграфе,
и воспользовавшись уравнением (3.1) применительно к обмот-
ке w3 трансформатора TV, найдем среднее значение напряже-
ния на конденсаторе С;
Uc=n2Evl(l—y).	(3.43)
Используя (3.43) и уравнение (3.4), придем к выводу, что
регулировочная характеристика преобразователя описывается
выражением (3.18), что вполне естественно, так как физиче-
ские процессы, происходящие в основном варианте ОПНП и в
рассматриваемом, эквивалентны. При этом принципиально
справедливы все соотношения, полученные выше, за исключе-
нием выражений, определяющих напряжения и токи конденса-
тора С. Последние трансформируются следующим образом.
Если в базовом ОПНП в закрытом состоянии VT через об-
мотку w3 протекает ток дросселя L, изменяющийся во времени
по закону (3.22), то здесь — это ток намагничивания транс-
77
Рис. 3.13. Однотактный преобразова-
тель напряжения 11 типа с подключе-
нием конденсатора на вторичной сто-
роне
Рис. 3.14. Увеличение КПД в ОПНП
с конденсатором на вторичной сто-
роне
форматора, приведенный к обмотке w3. Обозначив максималь-
ное значение тока /цзтах, индуктивность обмотки w3 как LM3 и
учтя равенство (3.43), найдем закон его изменения в виде
----0</<t„ = (l—f)T. (3.44)
Если принять во внимание, что в момент закрывания тран-
зистора VT справедливо равенство СУ1/|хтах=^з/цЗтах ИЛИ
/цзтах“/цтах/«2, также равенство £кз=/ф«22, выражение (3.44)
можно переписать следующим образом:
<3-45»
где £ц — индуктивность первичной обмотки. Отметим, что
(3.45) вытекает непосредственно из (3.20) и равенства tpWi =
=1цз^з- Поэтому в дальнейшем нет необходимости выполнять
специальные преобразования для определения законов или зна-
чений соответствующих токов, например тока, протекающего
через конденсатор С.
Если Гцз(О превосходит значение «ь2(0> определяемое урав-
нением (3.22), то конденсатор С заряжается (в течение одной
половины паузы). Если же, напротив, /рз(0<*'ы(0> то кон-
денсатор С разряжается (вторая половина паузы). Мгновен-
ные значения тока tc(f) определяются разностью £мз(0—
изменяются по закону (3.28), в котором /стах можно найти из
выражения правой части иа п^.
[ 1 . . ni(* ~ y/Yo)
L n2Lp.	L
’,пах - 8РС
(3-46)
78
При этом двойная амплитуда пульсаций напряжения на
конденсаторе составит
ДУ,. = £Т(‘ -г) I *-------d-----I«J_1.	(3.47)
8f»C L	L J
Рассмотренный ОПН при практической реализации имеет
меньший КПД, чем базовый, что объясняется протеканием то-
ка нагрузки по двум последовательно включенным диодам
VD2 и VD3 на этапе (I—у)Т. Этот недостаток устранен вОПН,
показанном на рис. 3.14 [18]. Смысл введения еще одного дио-
да состоит в следующем. Если при закрытом транзисторе VT
выполняется неравенство ^>^2» то ток 1с(0=*нз—проте-
кает через диод VD3 и конденсатор С, заряжая последний.
При этом напряжение на диоде VD4 равно нулю и ток через
него отсутствует. Если же 1мз<1ь2, то избыток тока дросселя
над током обмотки w3 замыкается через диод VD4, а ток дио-
да VD3 равен нулю. Таким образом, средняя составляющая
токов 1цз(0 и i’i,2(0> равная току нагрузки, протекает только
через один диод VD2, что приводит к увеличению КПД.
Напомним, что вышеизложенное описание работы ОПН
справедливо только в том случае, если напряжение на обмот-
ке w2 в открытом состоянии транзистора VT превосходит на-
пряжение Uc, т. е. rtiE>ri2Ey/(l—у). Поскольку в процессе ре-
гулирования у изменяется, то существует предельное значение
•у, определяемое решением приведенного неравенства:
Т^’о=«1/(«1+п2).	(3.48)
Если у>уо, то диод VD1 постоянно закрыт, диод VD2 на-
ходится в течение всего периода работы в проводящем состоя-
нии, а ОПН переходит в режим работы, свойственный ОПНШ,
у которого на выходе включен П-образный С£Сф-фильтр.
Таким образом, рассмотренный ОПН имеет ограниченный
диапазон регулирования, что накладывает определенные усло-
вия на выбор коэффициента трансформации при работе в ре-
жиме стабилизации выходного напряжения. Если
то уо=0,5, и при заданных U„ и диапазоне изменения входного
напряжения (fmm, Ema*) выполнение неравенства (3.48) при-
водит к необходимости соблюдения условия
ti^UJEmln.	(3.49)
Несомненным достоинством рассмотренного ОПН по срав-
нению с основным вариантом является отсутствие вспомога-
тельного ключа и, следовательно, проблем, связанных с практи-
ческой реализацией последнего. Применение его целесообразно
в ИВЭП с небольшой кратностью изменения тока нагрузки.
Если нагрузка изменяется в широких пределах, то для обеспе-
79
чения нормального функционирования ОПН индуктивности
трансформатора и дросселя должны быть выбраны при мини-
мальном токе нагрузки из условий (3.34), (3.35), гарантирую-
щих непрерывность изменения магнитных потоков. Это ведет к
увеличению массообъемных показателей ИВЭП. Применение
основного ОПНП или его вариантов, имеющих вспомогательный
ключ, исключает эту проблему, так как наличие вспомогатель-
ного ключа обеспечивает работоспособность даже при холостом
ходе в выходной цепи.
Продолжая сравнение указанных вариантов ОПНП, отме-
тим, что основной вариант при прочих равных условиях имеет
лучшие удельные показатели при работе в режиме стабилиза-
ции выходного напряжения. Дело в том, что расчет коэффици-
ента трансформации по равенству (3.48) дает всегда большие
значения, чем расчет по (3.38). При этом в основном варианте
трансформатор имеет меньшее значение тока намагничивания
(д?/н) и меньшую глубину модуляции напряжения на входе
сглаживающего фильтра, что обусловливает снижение массо-
объемных показателей реактивных компонентов.
Следует обратить внимание еще на одну особенность при-
менения основного варианта ОПНП: наличие конденсатора,
напряжение на котором имеет строго определенное значение,
подключаемого к первичной обмотке трансформатора в закры-
том состоянии мощного ключа, автоматически исключает по-
явление на последнем выбросов напряжения, обусловленных
индуктивностями рассеяния трансформатора. Это обстоятель-
ство определяет цел есооб рази ость применения основного вари-
анта ОПНП в сетевых ИВЭП, когда коэффициент трансформа-
ции существенно отличен от единицы и трудно обеспечить силь-
ную магнитную связь между обмотками трансформатора.
ОПНП с входным дросселем. Недостатками рассмотренных
вариантов ОПНП являются относительно большой ток намаг-
ничивания трансформатора и импульсное потребление энергии
от первичного источника входного напряжения. Эти недостат-
ки во многом исключаются в ОПНП с входным дросселем [19
20J, схема которого изображена на рис. 3.15.
Рис. 3.15. ОПНП с входным дросселем
80
Рис. 3.16. Временные диаграммы ра-
боты ОПНII с входным дросселем
Принцип работы ОПН
поясняется временными диа-
граммами на рис. 3.16 В уста-
новившемся режиме работы
полярность напряжений на
конденсаторах С/ и 02 тако-
ва, что в открытом состоянии
регулирующего транзистора
VT1 диод VD3 находится под
обратным смещением. При
этом транзистор VT2, выпол-
няющий те же функции, что
и в основном варианте ОПНП,
закрыт. На этом этапе работы
происходят процессы накопле-
ния магнитной энергии вход-
ного дросселя и трансформа-
тора и одновременно через
трансформатор, диод VD1 и
£С-фильтр осуществляется пе-
редача в нагрузку электриче-
ской энергии, запасенной конденсатором С/. После закрывания
транзистора VT1 вследствие появления ЭД С самоиндукции из-
меняется полярность напряжений на обмотках всех магнитных
элементов. Это приводит к отпиранию диодов VD2 и VD3. Маг-
нитная энергия, накопленная в дросселе £вз<, расходуется на за-
ряд конденсатора С1 и передается через трансформатор, диод
VD2 и фильтр в нагрузку. Также передается в нагрузку энергия,
накопленная в трансформаторе. Разностный ток всех трех маг-
нитных элементов протекает через конденсатор С2, причем по-
ложительная полуволна его протекает через VD3, а отрицатель-
ная— через VT2. Таким образом, конденсатор С2 воспринимает
разность реактивных токов магнитных элементов и определяет
значение напряжений на обмотках трансформатора на втором
этапе работы.
Анализ работы ОПН в режиме непрерывных токов прово-
дится в соответствии с основными уравнениями § "ЗЛ. Последо-
вательное использование (3.1) применительно к обмотке вход-
ного дросселя £вХ и первичной обмотке трансформатора при-
водит к системе уравнений
6—6597
ЕуТ= {UС2~Е) (1—у) Т;
UCiyT=UC2(l-y) Т.
81
(3.50)
Совместное их решение относительно средних значений на-
пряжений на конденсаторах дает равенства
t/ci=£;	(3.51) UC2=Ey/(l~y).	(3.52)
При сохранении обозначений, принятых выше, выходное на-
пряжение преобразователя в соответствии с уравнением (3.4)
определяется как UH=ntU ciy-Y^U —у) или, с учетом (3.51)
и (3.52),
UHIE= (п\ Ц-п2) V-	(3.53)
Уравнения, определяющие законы изменения входного тока
ibBX, тока намагничивания трансформатора и тока дросселя
фильтра на первом (уТ) н втором (1—у)Т этапах работы,
имеют вид
*£вх1 (0 = Лвхго1п + ~~	0 < t < tu = уТ;	(3.54)
i, |Л_/,	иа + ис-2-Е .	= — Т)Т; (3.55)
‘Lbx2VJ — 'Твхгоак------’	п \	'	/
М (0 —	Н—~р~	СХ£</И;	(3.56)
v
(0 = /цтах —0 < t < fn:	(3.57)
н
«£1 (0 = /brain + — С£----0 < t </и;	(3.58)
>£2(0 = /^^- С"~”8'7сг <:	(3.59)
Учет выражений (3.50) —(3.52) позволит привести эти
уравнения к виду (3.19) — (3.22).
На основании уравнения баланса мощностей (3.5) можно
записать £/гвх=£у(И1 + ^2)/н, откуда /jlbx=t(«i+«2)/h и, сле-
довательно,
I mm = f/„ («1 + «2) Т	(3.60)
LB*roax
Определим изменения электрических зарядов на конденса-
торе С1 за время открытого уТ н закрытого (1—у)Т состояний
регулирующего транзистора VT1. Поскольку на этапе уТ кон-
денсатор С1 разряжается током обмотки wl, являющемся сум-
мой тока намагничивания и приведенного тока дросселя £, а
иа втором заряжается током входного дросселя £вх, то ДСразр=
=у£(/ц+«1/н)» а Д(2аар=/н(«Н-«2)?(!—?)£ Тогда на основа-
82
ини равенства ампер-секундных площадей (3.2) ДСРазР=AQ.?ap
и, следовательно,
Л. = (», + «,)/,. (-J------1),	(3.61)
\ П1 + П2	/
где /р — среднее значение тока намагничивания трансформа-
тора.
Из (3.61) видно, что в зависимости от соотношения у и
«2/(^i+«2) ток намагничивания трансформатора /|Х может
принимать любой знак илн быть равным нулю. Как будет по-
казано далее, это свойство тока намагничивания трансформа-
тора позволяет согласовать работу входного дросселя с дрос-
селем сглаживающего фильтра, обеспечивая необходимую пе-
редачу тока в нагрузку на интервале времени закрытого состо-
яния транзистора VT1.
С учетом (3.56), (3.57) и (3.61) определим минимальное
и максимальное значения тока намагничивания трансформа-
тора
/	= («, + »,) /„ (—------I) Т А •	(3.62)
Ндйп	V п1~Гп2 /
Из уравнения энергетического баланса (3.6а) на интервале
времени уТ имеем п^ЕЦуТ ~ \	Отсюда, с учетом
е
(3.58), (3.59), найдем минимальное и максимальное значения
тока дросселя L сглаживающего фильтра:
/ п,1п = /„ + n.E-f (1-Ц /	(3.63)
£max	\ Yo / /
Эквивалентная схема замещения преобразователя на ин-
тервале времени закрытого состояния транзистора VT1 пока-
зана на рис. 3.17. Если в источники тока (рис. 3.17) подставить
их средние значения, то нетрудно убедиться, что /двх+/ц=
=nzlf, для любого значения у. Таким образом, ток намагничи-
вания трансформатора в процессе регулирования, как и отме-
чалось выше, осуществляет согласование токов входного дрос-
селя и дросселя фильтра.
Рис. 3-17. Эквивалентная схема ОПНП
с входным дросселем в разомкнутом
состоянии регулирующего ключа
6*
83
Для мгновенных значений токов, как следует из эквива-
ентной схемы замещения рис. 3.17, можно записать равенство:
Е,вх+4*ц2 = *С2+л2^Г,2- Следовательно, /с2=**1,вх2~Мц2—Л2*Ь2» КОТО-
ое после подстановки значений токов и преобразования при-
имает следующий вид:
<с(о = т~ + т— Л'"2 . 7,1 П (1 - гЧ- (з-64)
2f L i*	L J \	1 у /
Таким образом, как и в ранее рассмотренных ОПНП, раз-
юстиые токи всех трех магнитных элементов протекают через
компенсирующий конденсатор С2, причем положительная полу-
волна их течет через диод VD3, а отрицательная—через тран-
1истор VT2. Двойную амплитуду пульсаций напряжения на
юнденсаторе С2 (^Ucq) определим из равенств ДС'С2 =	=
= — (—' /стах • ПОСКОЛЬКУ /стах= <С2 (0) , ТО
Wc2	+т—	(3.65)
О| с I '-ВХ	L J
Диалогичная величина для конденсатора С1 имеет вид
At/ci= (П1-Н2) /н? (1 —?)/ (ОД ’	С3-66)
а пульсации напряжения на конденсаторе фильтра Сф (Л£/сф)
определяются, как и в ранее рассмотренных ОПНП, выраже-
нием
/ (8ЛСФ/2).	(3.67)
Следует отметить, что и в ОПНП с входным дросселем воз-
можно применение любых вариантов его построения, рассмот-
ренных в предыдущем (параграфе.
Магнитно-связанный ОПИИ с непрерывным потреблением
реализуется выполнением обмоток входного дросселя и транс-
форматора на одном магнитопроводе [21] Возможность такой
реализации следует из равенств средних значений напряжений
на входном дросселе и первичной обмотке трансформатора па
каждом из этапов работы. Действительно, на интервале време-
ни уТ напряжение l4.Bx=t/wi=£, а на интервале времени
(1—у)Т напряжение C/i,bx= C/a4==—Еу/(1—у)-
Схема такого ОПНП [21, 22] показана на рис. 3.18,а. Ис-
пользование магнитной связи между обмотками позволяет ис-
ключить в одной из них, например, в ®вх. пульсации тока и тем
самым обеспечить непрерывное потребление тока от первично-
го источника входного напряжения практически без пульсаций.
Поскольку конденсатор С1 на этапе включенного состояния
разряжается током /h«l, то в целом работа магнитно-связанно-
го дроссель-трансформатора в смысле условий компенсации
84
Рис. 3.18. ОПНП с компенсацией пульсаций входного тока:
а — с зависимой компенсацией; б — с независимой компенсацией
изменений токов в обмотках а»Вх и ш/ эквивалентна работе
МСФ в регуляторах с конденсаторным разделением входных и
выходных цепей- и РНП с непрерывной передачей энергии в
нагрузку (см. § 1.3). Если ввести обозначения £8x=LMBX+LSBx;
Cj=Z.p]-}—Z.si; лвх=У Lj/Z/BXh Д^вх^'н/(^bx^i) » то при вы-
полнении условия мвх=/г получаем компенсацию пульсаций
тока во входной обмотке wux. Контролируемые изменения вход-
ного тока, как и прежде, можно получить включением после-
довательно с обмоткой wBx нли обмоткой wl внешней компен-
сирующей индуктивности LK. Заметим, однако, что здесь вклю-
чение такой индуктивности последовательно с обмоткой wl
нецелесообразно, так как обмотка выполняет роль обмотки
трансформатора и при коммутациях мощного ключа ток в пей
должен изменяться скачком.
Прн включении LK>>£,si последовательно с первичной об-
моткой (рис. 3.18,е) условия компенсации имеют вид ayB}(=^L»
двойная амплитуда пульсаций входного тока определяется по
аналогии с (1.104) выражением A/bk=«i/hy/(8LkCi/2), а ампли-
туда пульсаций тока намагничивания трансформатора А/ц=
Раздельное выполнение входного дросселя и трансформато-
ра позволяет использовать способ независимой компенсации
изменений тока входной обмотки, прн котором через индуктив-
ность LK протекают только изменения токов, а постоянная со-
ставляющая равна нулю. Такой преобразователь изображен на
рис. 3.18,6. Если через пй обозначить отношение w^/wu, то при
LK^>LS условие компенсации тока во входной цепи имеет вид
1к=Ли(1—«и)Дц, где — индуктивность намагничивания об-
мотки а»ц входного дросселя. Конденсатор С1 разряжается
здесь током luiii на этапе открытого состояния транзистора
85
VT1, где ni=iSJi/wi (отличие схемы рассматриваемого преоб-
разователя от схемы, показанной на рис. 3.15, состоит в изме-
нении последовательности включения конденсатора С1 и об-
мотки wl трансформатора TV). Поэтому для определения
двойной амплитуды пульсаций входного тока можно восполь-
зоваться выражением 1.109),/ которое здесь принимает вид
A/BX=n1/H?/(8C1LKf2).
Если в таких ОПНП п на выходе включить магнитно-свя-
занный сглаживающий фильтр, то ОПНП будет обладать ря-
дом уникальных свойств, таких как непрерывное без пульсаций
потребление тока от первичного источника входного напряже-
ния, отсутствие пульсаций напряжения на нагрузке, отсутст-
вие перенапряжений на коллекторе регулирующего и вспомо-
гательного транзисторов, линейная регулировочная характери-
стика.	Q
'6
3.6. Магнитно-связанные однотактные преобразователи
напряжения
Магнитно-связанные однотактиые преобразователи напря-
жения (МОПН) позволяют существенно уменьшить массу и
габариты реактивных компонентов. В МОПН бывает трудно
выделить такие компоненты, как трансформатор и дроссель
сглаживающего фильтра, поскольку их функции могут быть
объединены в одном узле. В МОПН, в принципе, возможно по-
лучение заметно меньших пульсаций тока в обмотках дроссе-
ля, а следовательно, и пульсаций выходного напряжения, чем
в их аналогах с раздельным выполнением магнитных элемен-
тов.
К настоящему времени разработано много различных пре-
образователей, в которых использовано свойство магнитно-свя-
занных цепей. Один из них мы рассмотрели в предыдущем па-
раграфе. Однако все их многообразие сводится к двум спосо-
бам сведения пульсаций тока к нулю в обмотках магнитных
элементов, которые условно называются способами зависимой
и независимой компенсаций.
Напомним, что при зависимой компенсации невозможно од-
новременно осуществить компенсацию пульсаций тока по вход-
ной и выходной цепям преобразователя, поскольку компенси-
рующая цепь сама является составным звеном преобразовате-
ля, выполняя функции фильтрующего либо преобразующего
элемента. Поэтому при исключении пульсации тока в одной
обмотке магнитно-связаиного элемента, пульсации по второй
обмотке остаются неизменными или даже возрастают. При не-
зависимой компенсации возможно одновременно осуществить
компенсацию пульсаций тока по входной и выходным цепям
преобразователя, поскольку компенсирующая цепь не являет-
86-
L
Рис. 3.19. Варианты выполнения ОПН с конденсаторно-трансформаторным
разделением:
а — с раздельным выполнением дросселей; б — с магнитно-связанными обмотками дрос-
селей
с я составным звеном преобразователя, а вводится специально
с целью компенсации пульсаций тока по той или иной обмотке.
Как правило, компенсирующая обмотка слаботочная, так как
по ней текут только пульсации тока и ие протекают токи на-
грузки.
Схема МО ПН с зависимой компенсацией и разделительны-
ми конденсаторами в первичной и вторичной цепях показана на
рис. 3.19,61 [23J, а на рис. 3.19,а дан ее аналог с раздельным
выполнением входного и выходного дросселей. Достоинствами
данного МОПН являются: широкий диапазон регулирования
уровня выходного напряжения, высокий КПД, непрерывность
потребления энергии от первичного источника напряжения, не-
прерывность передачи энергии в нагрузку, исключение несим-
метричной работы трансформатора; сведение пульсаций выход-
ного напряжения к нулю либо исключение пульсаций входного
тока.
Проведем вначале анализ работы схемы рис. 3.19,а, заме-
тив, что при w2/wi=l принцип ее работы практически совпа-
дает с работой регуляторов напряжения с конденсаторным
разделением входных и выходных цепей, показанных на рис.
2.6—2.8; отличие состоит только в разбиении разделительного
конденсатора на два и включения между ними изолирующего
трансформатора с единичным коэффициентом трансформации.
При этом условия компенсации изменений входного или вы-
ходного тока аналогичны таковым для схемы рис. 2.8, а также
регуляторов, изображенных па рис. 2.9 и 2.10.
Работа преобразователя (рис. 3.19,а) происходит следую-
щим образом. В открытом состоянии транзистора VT проис-
ходит увеличение магнитной энергии, накопленной в сердечни-
ке входного дросселя Ln, а конденсатор С/, подключенный па-
раллельно первичной обмотке VT, отдает энергию, накоплен-
ную в нем ранее, через трансформатор и конденсатор С2 в
фильтр £2йСф и нагрузку. Полярность напряжения на обмотке
w2 такова, что диод VD, шунтирующий вход фильтра, нахо-
87
дится под обратным смещением. Поскольку средний ток дрос-
селя, очевидно, равен току нагрузки, то усредненные значения
токов разряда конденсаторов С2 и С1 равны соответственно /н
и	где n=w2/syi, и предполагается идеальная магнит-
ная связь между обмотками трансформатора TV.
После закрывания транзистора VT изменение ЭДС самоин-
дукции на обмотках магнитных элементов приводит к отпнра-
нию диода VD. При этом ток входного дросселя, протекая че-
рез конденсатор С1, восполняет потерн энергии в нем на пре-
дыдущем этапе работы, и ои же, трансформируясь через транс-
форматор TV и протекая через диод VD и конденсатор С2,
восполняет потери энергии в последнем. Через диод VD замы-
кается также ток дросселя L<n, за счет энергии которого под-
держивается напряжение на нагрузке UB-
Из того факта, что средние напряжения на обмотках транс-
форматора и дросселей равны нулю, вытекают равенства, опре-
деляющие средние значения напряжений на конденсаторах
Uc\— Е, UC2=UK. Поскольку напряжения на обмотках транс-
форматора wl и w2 связаны соотношением V2=Vin, то, при-
равняв нулю вольт-секундный интеграл на обмотке w2, полу-
чим регулировочную характеристику в виде £/н=л£у/(1—у).
Как указывалось, средний ток выходного дросселя £22 равен
7Н, а из уравнения энергетического баланса (см. § 3.2) опре-
деляется среднее значение входного тока Ii=nIKy/(l—у). Из-
менение индукции АВ в сердечнике трансформатора можно
найти из выражения АВ=£уТ/(wjS), где S —сечение магни-
топровода. Средние токи ключа и диода в проводящем состоя-
нии соответственно равны п1в/(1—-у) и /н/(1—у), а напряжение
на закрытом транзисторе VT и диоде VD: £/(1—у) и «£/(1—
—у). Значения токов позволяют найти двойные амплитуды
пульсаций напряжений на конденсаторах С1 и С2: AUCi=
=nIny/{Clf)\	, а амплитуды пульсаций входного
и выходного токов задаются выражениями A/i = £y/(2Lnf);
A/2=n£y/(2£22f). При этом двойная амплитуда пульсаций вы-
ходного напряжения &Uc$=Ey/ (SL^C^f2).
Используя приведенные соотношения, можно показать, что
напряжения на входном и выходном дросселях связаны соот-
ношением Квых = «^Вх. Это обус-
ловливает возможность выпол-
нения обмоток дросселя па од-
ном магнитопроводе так, как это
сделано в МОПН, показанном
на рис. 3.19,6. При этом суммар-
ный средний ток намагничива-
ния, приведенный к первичной
обмотке, определяется суммой
/1+«/н и равен п/н/(1—у).
Lsf И LSZ
Рис. 3.20. Эквивалентная схема
для анализа процессов в МОПН
88
Проведем анализ работы, магнитно-связанного дросселя в
рассматриваемом преобразователе, который останется справед-
ливым для любых схем преобразователей, где обмотки дроссе-
ля выполняют одновременно роль индуктивностей входного и
выходного фильтра.
Предполагая идеальность трансформатора в преобразовате-
ле, коэффициент трансформации которого	и прене-
брегая в первом приближении пульсациями напряжений на раз-
делительных конденсаторах, можно свести работу дросселя на
каждом нз этапов работы преобразователя к схеме, изобра-
женной на рис. 3.20, в которой LSi и — индуктивности рас-
сеяния и намагничивания соответствующих обмоток, V и Упт—
напряжения на обмотках. Коэффициент взаимоиндукции М за-
дается соотношением M=LVLiW2nJwlJk—Lv,2^ijJ^2a== V £ц£ц2,
где ку1д и и'2д—числа витков обмоток дросселя. Здесь и в даль-
нейшем изложении для определенности индексом «1» обозна-
чаются значения величин, относящихся к первичной или вход-
ной цепи, а индексом «2»-—к вторичной или выходной цепи.
Обозначив полные индуктивности соответствующих обмо-
ток jLii=£si+£mi, £22= bs2+bU2> можно записать уравнения,
аналогичные уравнениям (1.22):
V = Lu-*_ + Al^-.
11 dt dt ’
„тУ = Л4^ + Л22^-_	(3.68)
dt	dt
Решение системы уравнений (3.68) позволяет определить
скорости изменения Токов в обмотках дросселя:
dit у ] —(Л4пт/баа)
Л “ill 1 — (Л'=/^.^аг)'
Д, _ V 1-(^/ГцП,)
d/ £22 1 — (Af2/L11£22)
Определив, как и прежде, коэффициент связи между об-
мотками дросселя, как k—VМнЬцг/(£ц£2?), и коэффициент
трансформации, с учетом индуктивностей рассеяния, как л=
= ГДД7,, из (3.69) получим значения эффективных индук-
тивностей обмоток, определяющих скорости изменения токов
в них
_	1—fr2 L
1 I — (knT)/n 111
1 —/г2 г
1 _ (йл/пт) 22’
89
(3.70)
(3.71)
6)
Рис. 3.21. Варианты зависимой компенсации изменений токов в МОПН с вклю-
чением компенсирующей индуктивности ио входную (а) и выходную (б) цепи
Сравнение полученных выражений с уравнениями (1.25),
(1.26), полученными для магнитно-связанного фильтра, пока-
зывает, что в преобразователях напряжения при определении
эффективных индуктивностей существенную роль играет коэф-
фициент трансформации трансформатора.
Если необходимо скомпенсировать изменение входного то-
ка преобразователя, т. е. получить £э1=оо, необходимо выпол-
нить условие
knTln=l.	(3.72)
При этом из (3.71) следует
£э2~^22-	(3.73)
Условие компенсации изменений выходного тока (£Э2—°°)
и, следовательно, компенсации пульсаций выходного напряже-
ния имеет вид
kti/nT=l,	(3.74)
а эффективная индуктивность первичной обмотки, определяю-
щая скорость изменения тока в ней в условиях компенсации
из (3.70), определяется равенством
£э2=£ц.	(3.75)
Контролируемые изменения токов в обмотках могут быть
достигнуты включением внешних компенсирующих индуктивно-
стей либо последовательно с первичной обмоткой (£К[ на рис.
3.21,а), либо последовательно с вторичной обмоткой (£кг на
рис. 3.21,6). При любом включении £к, в зависимости от выбо-
ра соотношения между витками обмоток дросселя Пд=аУ2д/^1д»
возможна компенсация изменений как входного, так и выход-
ного токов.
90
Если выполняется неравенство LK^>LS, то для схемы рис.
3.21,а значения k и п определяются следующим образом: k—
=	+ £к) и п =	4- L,). Тогда условие (3.72)
приводит к необходимости обеспечения равенства
«д = Г'ДДД., = П,-	(3.76)
При этом в первом приближении без учета пульсаций напря-
жений на конденсаторах С1 и С2 пульсации входного тока рав-
ны нулю, в соответствии с (3.73) £Э2=£ц2> двойная амплитуда
пульсаций тока в обмотке w2Jl определяется соотношением
а двойная амплитуда пульсаций выходного
напряжения имеет вид
^Vcep=nrEyl (8СфЬ^2р).	(3.77)
Выполнение условий компенсации изменений выходного то-
ка (3.74) в схеме рис. 3.21,а требует выбора значения LK из
равенства
ьи = Л- Г ДДД- Д. = М — - 9.	<3-78)
Пт	«Т	/
Обеспечение равенства (3.78) приводит в первом приближе-
нии к устранению пульсаций выходного тока и напряжения, а
пульсации входного тока определяются значением L3i, которое
в соответствии с (3.75) равно сумме LK+LRI и с учетом (3.78)
Lai = ЬщПд/ 11т. Поэтому амплитуда пульсаций входного тока
определяется равенством
M\=M3±=n.IEyl2ripLVL\f.	(3.79)
Для преобразователя, представленного на рис. 3.21,6, при
тех же предположениях значения коэффициентов k и п соответ-
ственно равны У£м2/(АМ2-ЬЬк) , y(£M2+LK)/Lui. Выполнение ус-
ловий компенсации изменений выходного тока (3.74) приводит
к равенству (3.76). При этом в первом приближении пульсации
выходного напряжения равны нулю, а эффективная индуктив-
ность первичной обмотки, равная в соответствии с (3.75) £f(i,
определяет амплитуду пульсаций входного тока:
A/i = EV/(2£glf).	(3.80)
Если в этой схеме требуется скомпенсировать изменения
входного тока, то из условия (3.72) можно найти соотношение
=	=	(3.81)
\ «д /
Тогда пульсации выходного напряжения определяются с
учетом эффективной индуктивности вторичной обмотки, най-
денной из (3.73) и (3.81), £э2=£к+£И2+£м2«т/Лд- При этом
91
Рис. 3.22. Эквивалентная схема МОПН с включением компенсирующей индук-
тивности во входную (а) н выходную (б) цепи
двойная амплитуда пульсаций выходного напряжения имеет
вид
Д£7Сф=ПдЕу/(8Сф£ц2р).	(3.82)
Учет влияния пульсаций напряжения на разделительных
конденсаторах С1 и С2 на работу магнитно-связанного дроссе-
ля может быть проведен по методике, изложенной при рас-
смотрении работы РНП с непрерывной передачей энергии в
нагрузку и PH с конденсаторным разделением входных и вы-
ходных цепей (см. §§ 1.3, 2.2). Такая возможность иллюстри-
руется эквивалентными схемами замещения рассмотренных
преобразователей с внешними компенсирующими индуктивно-
стями, приведенными к выходной части преобразователя и изо-
браженными на рис. 3.22.
Эквивалентные схемы здесь получены известными метода-
ми приведения, основанными на анализе уравнений (3.68), до-
полненными уравнениями, описывающими работу трансформа-
тора. При этом не учитывается влияние тока намагничивания
трансформатора, т. е. предполагается, что его индуктивность
намагничивания равна бесконечности. Принятое допущение
оправдано тем, что изменения напряжений на конденсаторах
С1 и С2 исходной схемы определяются преимущественно по-
стоянными составляющими токов входной и выходной обмоток,
а пульсации этих токов, а также тока намагничивания транс-
форматора, не влияя на амплитуду пульсаций напряжения на
конденсаторах, несущественно влияют на закон их изменения
во времени. Последнее обусловлено в практических схемах ма-
лостью пульсаций токов на уровне средних составляющих.
92
При учете влияния пульсаций напряжения на разделитель-
ном конденсаторе Ср на величину пульсаций выходного напря-
жения, в общем виде может быть получено выражение, анало-
гичное выражению (1.96), в котором, одиако, необходимо
заменить и значением п/пт. Это вытекает из сравнения эффектив-
ных индуктивностей в преобразователях, определяемых урав-
нениями (3.70), (3.71) со значениями эффективных индуктив-
ностей в PH, определяемых соответственно по (1.25) и (1.26).
При этом вместо Сф? необходимо использовать эквивалентную
емкость разделительного конденсатора СР, связанную с С/ и
С2 соотношением
— = ^- + —	(3.83)
Ср с, G,
Воспользуемся этой методикой для определения пульсаций
токов и напряжений в рассматриваемых преобразователях, за-
метив, что на эквивалентных схемах рис. 3.22 конденсатор Ср
разряжается током нагрузки.
В схемах рис. 3.22,а и соответственно 3.21,а выполнение ус-
ловия (3.76) позволяет, по аналогии с выражением (1.104), оп-
ределить двойную амплитуду пульсаций входного тока Д//,
приведенную к вторичной обмотке (Д//=ДЛ/пт). При этом
A/i=M/(8LKinTCpf2),	(3.84)
а пульсации выходного напряжения определяются формулой
(3.77).
В этих же схемах при выполнении условий (3.78) двойную
амплитуду пульсаций выходного напряжения можно найти,
воспользовавшись уравнением (1.111):
Д(/Сф = —— 1 /	(3.85)
Ф 36СфСр£к1лт2пд)3 V Зу
а пульсации входного тока задаются выражением (3.7).
Для преобразователя, представленного на рис. 3.21,6, из
эквивалентной схемы рис. 3.22,6 при выполнении условий ком-
пенсации входного тока (3.72), (3.79) по аналогии с (1.109)
двойная амплитуда пульсаций входного тока определяется со-
отношением
Д/, = птпд1^/ &CpLKif*),	(3.86)
а пульсации выходного напряжения можно найти из (3.82).
При компенсации пульсаций выходного напряжения (усло-
вие 3.76) двойная амплитуда пульсаций этого напряжения
имеет вид
Af7c* = -^сс7р J/tP- <3-87'
ЗбСфСр£кр |/ З’у
а амплитуда входного тока определяется из (3.80).
83
Рис. 3.23. Магнитно-связанный ОПН с независимой компенсацией изменений
токов в выходной и входной цепях
В рассмотренном преобразователе невозможно осуществить
независимую компенсацию изменений токов одновременно в
каждой из обмоток, а размеры внешних компенсирующих ин-
дуктивностей относительно велики, так как по ним протекает
ток нагрузки.
Раздельное выполнение входного и выходного дросселей
позволяет добиться независимой и одновременной компенса-
ции токов во входной и выходной цепях. Такой МОПН [25]
представлен на рис. 3 23. Входной Lx и выходной дроссель его
имеют дополнительные вторичные обмотки, подключенные к
соответствующим обмоткам трансформатора. Возможность по-
добного включения обусловлена равенством напряжений на
первичных обмотках входного и выходного дросселей напря-
жениям соответственно на первичной и вторичной обмотках
трансформатора иа каждом из. этапов работы. Это равенство
вытекает из значений средних напряжений на конденсаторах
С1 и С2, приведенных выше.
В целом работа магнитно-связанных дросселей в рассмат-
риваемом преобразователе совпадает с работой в схеме РНП
с непрерывной передачей энергии в нагрузку (см. рис. 1.27) и
описывается выражениями, приведенными в § 1.3. В частности,
для общего случая расчет пульсаций выходного напряжения
проводится по (1.96) с заменой в ней Е на п^Е, Сф2 на С2;
вместо Ьц необходимо использовать значение полной индук-
тивности первичной обмотки выходного дросселя L2(u’2j).
Если последовательно с дополнительными обмотками w2x и
w22 включить внешние компенсирующие индуктивности, то ус-
ловия компенсации изменений токов в первичных обмотках
имеют вид (1.31): LK1=yLueiLM,2—Lur-2, где i — номер дросселя
(I — входной, 2 — выходной), или с учетом связи Lu с количе-
ством ВИТКОВ обмоток LKi— Ид<(1—Пд;)1ц(], 3 Ид, = Wi2/W;i. ЕСЛИ
учесть, что конденсатор С1 на этапе включенного состояния
транзистора VT разряжается приведенным током нагрузки
1кпт, а конденсатор С2— током нагрузки и считать, что LKi^>
94
^>Lsi, то двойные амплитуды пульсаций выходного напряже-
ния и входного тока можно по аналогии с (1.111) и (1.109) оп-
ределить следующим образом:
=	1/1Н
ф 36СрСфДК2р V Зу ’
Д/'»=Пд1/2Т/ну/ (8С₽£К if2).
Как указывалось в § 1.2 и вытекает из приведенных выра-
жений, значение LKi имеет максимум, равный 0,25£щ-. При этом
Пд,=0,5, а амплитуды пульсаций определяются соотношениями
18СрСф£.|12113 Зу
Д/1=/н‘уПт/4Ср£|П1|2.
Вариант МОПН с непрерывным потреблением, являющий-
ся своеобразным объединением РНП и ОПН1 [24], представ-
лен иа рис. 3.24,а. Работа его в установившемся режиме иллю-
стрируется диаграммами рис. 3.25 и при непрерывном измене-
нии магнитного потока в дросселе сводится к следующему. При
открывании регулирующего транзистора одновременно проте-
кают два процесса: накопление магнитной энергии в индуктив-
ности £ц, подключенной к источнику входного напряжения
через диод VD1 и транзистор VT, и передача электрической
энергии из конденсатора С через трансформатор TV и сглажи-
вающий фильтр £2зСф в нагрузку. После закрывания транзи-
стора VT энергия, накопленная в LH, передается через диод
VD2 в конденсатор С, энергия, накопленная в £22 на предыду-
щем этапе работы, через шунтирующий диод VD5 передается
в нагрузку, и, наконец, идет процесс восстановления начальных
условий в трансформаторе TV за счет передачи через диод
VD3 в конденсатор С энергии, накопленной в индуктивности
намагничивания трансформатора.
Рпс. 3.24. Варианты ОПН с входным дросселем и выходной частью выполнен-
ной на основе ОПН1 (й) и ОПНШ (б)
95
Анализ работы МОПН, проведенный по методике, изложен-
ной в § 3.2, позволяет получить следующие основные соотно-
шения, характеризующие его работу.
Из равенства (3.1), записанного для £п, получим среднее
значение напряжения на конденсаторе С.
Uc=EJ(l-y).	(3.88)
На основании равенства (3.4) определим среднее значение
выходного напряжения
1/н/£=Птт/(1—т).	(3.89)
Здесь n.t=w2/w\—-коэффициент трансформации трансфор-
матора. Из (3.5) можно найти среднее значение входного то-
ка, Л=«тЛ<у/(1—у), а среднее значение тока через индуктив-
ность L22 равно току нагрузки.
Импульсное усредненное за этап проводящего состояния
значение тока через регулирующий транзистор составляет
7уг=пт/н/(1—у), а в диодах VD1, VD2 оно совпадает с вход-
ным током.
Напряжения, действующие на ключах в закрытом состоя-
нии, определяются равенствами: 1/гг=Е(1+^,|/^’з)/(1—у);
Uvdi=E/(1—у);	l/i/D2= (£’wi/w3)/(l—у);	L/vb3=£'(14-
4-w3/wi)/(l—у); UVD4— (nTEwi/w3) (1—у); L/vD5 = nTE/(l— у).
Если бы магнитная связь между Ln и £22 отсутствовала, то
двойная амплитуда пульсаций выходного напряжения опреде-
лялась бы выражением
Д[7сф=пгЕу/(8£22Сф/2).	(3 90)
Рис. 3.25. Временные диаграммы
работы ОПН, выполненные на
основе РНП и ОПН1
Возможность использования
магнитно-связанного дросселя
здесь, как и прежде, определя-
ется тем, что средние значения
Ut и U2 напряжений на обмот-
ках Ln и L22 на каждом из эта-
пов работы преобразователя свя-
заны соотношением UinT=U2.
В самом деле, в открытом состоя-
нии транзистора VT напряжение
Li=E, а на обмотке t/2=nTt/c—
— l/к или, с учетом (3.88) и
(3.89), и2=ПтЕ. В закрытом со-
стоянии транзистора VT абсо-
лютное значение t/i определяет-
ся разностью Uc—Е—Е\/(1—
—у), а напряжение U2 равно
U», т. е. птЕу/(1— у).
96
Если пренебречь пульсациями тока в магнитных элементах,
то ток 1С, протекающий через конденсатор С, имеет вид прямо-
угольных импульсов. Поэтому анализ работы магнитно-связан-
ного дросселя приводит здесь к результатам, аналогичным ре-
зультатам, полученным в_§§ 1.3, 2.2 и в настоящем параграфе
при описании работы МОПН, представленных на рис. 3.19 и
3.21. В частности, разложение тока 1С в ряд Фурье позволяет
получить общее выражение для двойной амплитуды пульсаций
в виде, подобном (1.96), с заменой в нем в соответствии с при-
нятыми обозначениями Е на птЕ, £ц на L22, п на п/пт и приве-
дением значения емкости конденсатора С к вторичной цепи в
соответствии с выражением
С'=С/пт2.	(3.91)
Работа магнитно-связанного дросселя в рассматриваемом
преобразователе при включении внешних компенсирующих ин-
дуктивностей LK^>LS последовательно с первичной или вторич-
ной обмотками полностью эквивалентна работе дросселя в пре-
образователях, показанных на рис. 3.21, а анализ работы сво-
дится к анализу эквивалентных схем, представленных на
рис. 3.22. При этом выражения для определения пульсаций то-
ков и напряжений совпадают для принятых на рис. 3.24 обо-
значений с полученными ранее при замене в последних значе-
ния СР на значение С', определяемое равенством (3.91).
Следует отметить, что при раздельном выполнении входно-
го дросселя и дросселя фильтра [24] выходную часть преобра-
зователя можно реализовать и иным образом, в частности, мо-
гут быть использованы различные варианты ОПНШ. На
рис. 3.24,6 такая возможность проиллюстрирована подключе-
нием схемы ОПНШ, выходное напряжение которого определя-
ется равенством ик=пису1(1—у)=Епу1(1—у)2, где п—
=w?lwi. Поскольку работа входного дросселя в совокупности
с конденсатором С подобна работе РНП, то такие преобразо-
ватели целесообразно использовать при высоких уровнях вы-
ходных напряжений; РНП в этом случае выполняет роль пер-
вого звена увеличения входного напряжения преобразователя,
подключаемого параллельно конденсатору С.	„
Полезный вариант построения МОПН с зависимой компен-
сацией пульсаций тока дросселя фильтра, ЛР““ пппведен
отсутствии требований непрерывного потребления привед
„а рис. 3.26. Данный МОПН является аналог» МОПН пока
занного на рис. 3.19, с той разницей, что здесь исключенt вхд
ной дроссель, а вместо конденсатора С1 используется и
входного напряжения. Условием совмещения вторичной о
ки трансформатора и обмотки дросселя фильтра на одно
нитопроводе, как и ранее, является равенство напряжен!!
этих обмотках на любом интервале времени работы регу
7—6597	97
Рис. 3.26. Магнитно-связанный
ОПН с разделительным кон-
денсатором в выходной цепи
Рнс. 3.27. Магнитно-связанные
ОПН с независимой компенсацией
пульсаций выходного тока
рующего транзистора V7. Действительно, поскольку средние
значения напряжений Uc = U к= птЕу/(1—у), то Uui — Uc22=
—ntE на интервале времени уТ и ULu = ^L22—nTEy/(l—у) на
интервале времени (1—у)Т, где пт — коэффициент трансформа-
ции между первичной и вторичными обмотками. Расчет пуль-
саций выходного напряжения здесь производится по ранее при-
веденным выражениям.
Можно осуществить независимую компенсацию изменений
пульсаций тока дросселя фильтра, выполнив его на отдельном
магнитопроводе и снабдив дополнительной обмоткой, подклю-
ченной через внешнюю компенсирующую индуктивность к вто-
ричной обмотке трансформатора, так, как это показано иа
рис. 3.27. Подобное решение уже рассматривалось нами в пре-
образователе с двумя разделительными конденсаторами, при-
веденными на рис. 3.23. Для расчета пульсаций выходного на-
пряжения можно использовать соответствующие выражения,
заменив в них Ср на С.
В рассматриваемом МОПН можно удвоить уровень выход-
ного напряжения, если реализовать его по схеме, показанной
на рис. 3.28. Здесь, как и в предыдущей схеме МОПН, средние
значения напряжений на конденсаторах С1 и С2 определяют-
ся выражением UCi— Uc2=nTEy/(l—у). Однако вследствие
того, что по отношению к нагрузке они включены последова-
тельно, среднее значение выходного напряжения удвоится и
будет определяться выражением 1/н=2пт£'у/(1—у). Есть и дру-
гие пути совершенствования данного варианта МОПН, об од-
ном из которых будет сказано ниже.
При наличии требования непрерывности потребления энер-
гии от источника входного напряжения преобразователь на
рис. 3.26 введением дополнительной первичной обмотки
98
b=Wi и конденсатора Cl мо-
жет быть преобразован в схе-
му, изображенную на рис.
3.29,а, которая, по существу,
является аналогом схемы на
рис. 3.19, если в последней все
обмотки размещены на одном
магнитопроводе.
Используя способ зависи-
мой компенсации токов во
входной и выходной обмотках
(до/ и ш2' соответственно) и
включив последовательно с
обмотками компенсирующие
индуктивности Lki н Lk2, та-
кие, что LK^>LS, преобразо-
ватель можно свести к экви-
Рис. 3.28. Магнитно-связанный ОПН
с двумя разделительными конденсато-
рами в выходной цепи
валентной схеме, приведенной на рис. 3.29,6, в которой
емкость конденсатора Ср определяется из (3.83). При выполне-
нии условий w/=Wi и w2'=W2 удвоенные амплитуды пульса-
ций входного тока и выходного напряжения определяются
соответственно выражениями (3.84) и (3.87), в которых пт=
=п= (Wilwi')= (w2/Wi). Подобное же решение, очевидно,
можно использовать в МОПН, представленных на рис. 3.27
и 3.28.
МОПН с симметричным двуполярным выходом может быть
реализован некоторым усложнением схемы, приведенной на
рис. 3.26. Схема такого преобразователя приведена на
рис. 3.30,а, а на рис. 3.30,6 выделена выходная часть, позволяю-
щая более наглядно продемонстрировать его работу. Как вид-
но, усложнение исходной схемы связано с введением еще од-
ной ячейки, состоящей из обмотки w4 трансформатора, разде-
лительного конденсатора С2, шунтирующего диода VD2 и
нагрузки RK2, шунтированной конденсатором фильтра Сфг-
Работа преобразователя в установившемся режиме при непре-
Рнс. 3.29. Вариант МОПН с зависимой компенсацией пульсаций входного и
выходного токов {а) и его эквивалентная схема (б)
7*	99
С2 Cl
6)
Рис. 3.30. Магнитно-связан-
ный ОПН с двуполярным
выходным напряжением (с)
н его выходная часть (б)
рывпом изменении магнитного потока в сердечнике трансфор-
матора, равенстве витков вторичных обмоток W2=w3=W4
сводится к следующему.
В открытом состоянии транзистора VT1 на всех обмотках
трансформатора действуют напряжения, имеющие высокий по-
тенциал на началах обмоток, обозначенных точками, относи-
тельно их концов. Полярность напряжений заряда конденсато-
ров С/, С2 в установившемся режиме работы такова, что в от-
крытом состоянии VT1 диоды VD1 и VD2 находятся под обрат-
ным смещением. При этом энергия, потребляемая от входного
источника Е, а также энергия, запасенная конденсаторами С1
и С2, передается в нагрузки RHi и RU2, а также происходит уве-
личение энергии в магнитном поле сердечника трансформато-
ра. Ток первой нагрузки замыкается последовательно по кон-
туру, состоящему из элементов w3, Cl и w2, а ток второй
нагрузки — соответственно по элементам w4, Cl, w3.
В каждом из рассмотренных контуров напряжение на об-
мотке w3 направлено встречно по отношению к напряжениям
обмоток w2 и w4, а ток в обмотке w3 равен разности токов,
протекающих в обмотках w2 и Поэтому основным постав-
щиком энергии в нагрузки являются соответствующие раздели-
тельные (С1 и С2) и фильтровые (Сфь Сф2) конденсаторы.
Разряд конденсаторов определяет наличие пульсаций напря-
жений. Однако, как будет показано ниже, учет неидеальности
трансформатора, обусловленный наличием потоков рассеяния
между обмотками w2, м3, w4, и выбор соответствующим обра-
зом коэффициентов связи между ними позволяет существенно
снизить пульсации напряжений на нагрузках.
100
После закрывания транзистора VT полярность ЭДС на всех
обмотках изменяется на противоположную, что приводит к от-
крыванию диодов VD1 и VD2. При этом энергия, запасенная
магнитным полем сердечника трансформатора, вызывает появ-
ление токов намагничивания во вторичных обмотках. Ток об-
мотки w2. замыкаясь через первую нагрузку и диод VD1, обес-
печивает передачу энергии в эту нагрузку и заряд конденса-
тора Сф]. Ток обмотки w3, протекая по контуру /?Н2—VD5,
обеспечивает энергией вторую нагрузку и заряд конденсатора
фильтра Сф2- Одновременно ток обмотки w3, замыкаясь по
контуру VD1—С1, восполняет потери энергии в конденсаторе
С1 на предыдущем этапе работы. Аналогично этому ток об-
мотки w4 через открывшийся диод VD2 восполняет потери
энергии в конденсаторе С2.
Основные характеристики рассмотренного преобразователя
совпадают с аналогичными для схемы рис. 3.26. В частности,
выходное напряжение на каждом из выходов и на конденсато-
рах определяется равенством UK=nEyl (1—у), где n=wz/wi
и одинаково для всех вторичных обмоток. Отличие состоит в
том, что ввиду наличия двух одинаковых выходов ток транзи-
стора, усредненный за время проводящего состояния, в два
раза больше, т. е. 1к=2п]н/При этом постоянная со-
ставляющая тока намагничивания трансформатора, приведен-
ного к первичной обмотке, имеет значение /м=2п/н<у/(1—у),
а размах его колебаний определяется равенством
. __ 2nlrf д. Еу
J max — — Of г t
Hjnin (!—у)
в котором —индуктивность намагничивания первичной об-
мотки. Из последнего равенства при 7Цгтп=0 определяются
граничные условия перехода к работе в области разрывного
изменения магнитного потока. Расширение области работы в
режиме непрерывного изменения магнитного потока трансфор-
матора достигается шунтированием одного из диодов (VD1
пли VD2) вспомогательным транзистором VT2 и подключени-
ем встречно-параллельно транзистору VT1 диода VD3. Эти
подключения показаны на рис. 3.30,а штриховыми линиями.
При этом транзистор VT2 является сравнительно маломощным,
и включение его должно осуществляться во второй половине
промежутка времени закрытого состояния VT1. Такой преобра-
зователь сохраняет вид регулировочной характеристики вплоть
до холостого хода в выходной цепи.
Обратимся теперь к выбору соотношений между числами
витков вторичных обмоток и коэффициентов связи между ни-
ми, обеспечивающих компенсацию изменений токов в обмот-
ках и, в конечном счете, уменьшение пульсаций выходных на-
101
пряжений. Для этого запишем систему уравнений
at	at	at
U = Mn^- + L„-^ + M„^--	(3.92)
dt	dt	di '
U = M2^'2- + <3-^2- +
dt i dt 1+4 dt *
где £г1=£щ4-£я,-— полная индуктивность обмотки с номером t;
Mij — взаимная индуктивность между обмотками с номерами
i, j\ U — напряжения, действующие на вторичных обмотках.
Если ввести обозначения коэффициентов связи между об-
мотками k^—Mij/^LuLij и коэффициентов трансформации гц —
=7£22/£л4; ^=^£22/^33; «з=У£3з/£44, то решение системы
(3.92) сводптсн к виду
dta_______V_ di3______________V_ dit_V_
dt L3S at	dt
в котором L3i — эффективные индуктивности соответствующих
обмоток, определяемые выражениями
.	1 _!_ 9b.h Ь_Ь 2__ Ь 2_ Ь 2
£	_	1 I	К1	ка	п3	(%
I -]- /?2feaZ21 -J- k 1^зП2 —	— Й2Л3 — ^З2	'
J	__ _______1	Ч~	2felfegfeS •	fe82 fe38___
1	-f- (^1^в/яа) —	—^зпз— ^i8
f	_____________1	~b	^i2	*28 V_______________ 95)
’3	1 + (W'M +	- (*./-,> - (*з »3) -	1
Поскольку ki}<zl, то числители приведенных выражений
всегда положительны. Знаменатели их в зависимости от зна-
чений ki и rii могут иметь любой знак, а также обращаться
в нуль.
Для исключения пульсаций выходного напряжения по каж-
дому из выходов необходимо получение равенств £э2=£э4=оо,
что требует одновременно выполнения условий
1 -\-k 1А?2Лз-|- (&i	—kzTlz—k i2 = 0;
(3.96)
1 ф- (Аг/гз) АъН- (kik^/ris)-—	— 0,
что возможно, если
й1=п2; «з=1; ki=k2; ki=kzln\\ kz—k2n2. (3.97)
С учетом последних равенств система (3.96) преобразуется
к виду
Al2—KuV+l=0,	(3.98)
102
в котором N=ni+lftii. Следовательно, Л1= (/V/2)±V(/V/2)2—1,
и решение будет действительным числом, если 7/>2, а для
исключения пульсаций по обоим выходам необходимо выполне-
ние условий (3.97) и равенств ki=(N/2)—у (/V/2)2—1 и кз=
Анализ показывает возможность их выполнения прн rii,
близком к единице.
3.7. Высоковольтные однотактные преобразователи
напряжения
Как было показано в гл. 2, импульсный регулятор напряже-
ния с конденсаторной развязкой входной и выходной цепей
может быть использован для построения высоковольтного PH.
Включение трансформатора в цепь высоковольтного регулято-
ра напряжения позволяет реализовать высоковольтный преоб-
разователь напряжения (ВОПН) [10], приведенный на
рис. 3.31, где показано три звена, число которых может быть
в общем случае N.
Работа ВОПН. Принцип работы рассмотрим, исходя из
предположений идеальности всех элементов, установившегося
режима работы, непрерывности изменения магнитных потоков
в сердечниках трансформатора и дросселей и пренебрежения
пульсациями напряжений на конденсаторах по сравнению со
средними значениями этих напряжений.
При открывании регулирующего транзистора VT поляр-
ность напряжения на обмотке w2 трансформатора TV такова,
что диод VD1 находится под обратным смещением и закрыт.
Ниже будет показано, что средние значения напряжений на
всех конденсаторах оди-
наковы. Поэтому диоды
VD2, VD3 также нахо-
дятся под обратным сме-
щением.
Во вторичной обмотке
w2 трансформатора TV
па этом этапе работы
протекает ток, вытекаю-
щий из начала указанной
обмотки. Поэтому кон-
денсаторы С1, СЗ, С5
разряжаются, а конден-
саторы С2, С4, С6 заря-
жаются. Разряд конден-
сатора осуществляется
СУММОЙ ТОКОВ (/л1+/£2 +
Тзбеяз	П збено Шзбено
ГТГ ТсТ fjy 1
Рис. 3.31. Высоковольтный однотактный
преобразователь напряжения
103
+ /ьз), и этой же суммой токов за вычетом тока нагрузки заря-
жается конденсатор С2. Разряд конденсатора СЗ осуществляет-
ся суммой токов	и этой же суммой токов за выче-
том тока нагрузки заряжается конденсатор С4. Наконец, кон-
денсатор С5 разряжается током /ьз, а током (/ьз—/н) заряжа-
ется конденсатор С6. На каждой из обмоток дросселей L1—L3
полярность напряжения такова, что приводит к увеличению
токов, протекающих по дросселям1 в направлении от поло-
жительных обкладок конденсаторов С1, СЗ, С5 к положитель-
ным обкладкам конденсаторов С2, С4 и С6.
Таким образом, на указанном этапе работы регулирующего
транзистора VT энергия, потребляемая от источника входного
напряжения, обеспечивает рост энергии, накопленной в магнит-
ном поле сердечников трансформатора и дросселей, увеличение
энергии, запасенной в конденсаторах С2, С4, С6, и поддержа-
ние тока нагрузки.
После закрывания регулирующего транзистора VT вслед-
ствие появления ЭДС самоиндукции полярность напряжений
на обмотках трансформатора н дросселей изменяется на про-
тивоположную, что должно было бы привести к открыванию
диодов VD1, VD2, VD3. Однако этого не происходит, поскольку
в контуре диод VD1— конденсатор СЗ — диод VD2 — конден-
сатор С2 действует суммарное напряжение Д17сз+ДПс2, свя-
занное с разрядом конденсатора СЗ н зарядом конденсатора
С2 на интервале времени открытого состояния транзистора VT,
которое не позволяет открыться Диоду VD1. Аналогично, рас-
сматривая контур диод VD2 — конденсатор С5 — диод VD3 —
конденсатор С6, можно убедиться, что действующее здесь на-
пряжение Д£Л?5-|-ДПс.1 не позволяет открыться диоду VD2. По-
этому после закрывания регулирующего транзистора VT мо-
жет открыться только диод VD3, поскольку в данном случае
нет условий, которые поддерживали бы его в закрытом со-
стоянии.
В результате открывания диода VD3 начинается перезаряд
конденсаторов С1—С6 и передача энергии, накопленной в ре-
активностях, в нагрузку. Так, конденсатор С1 заряжается то-
ком намагничивания трансформатора TV, который протека-
ет по обмотке трансформатора w2, конденсаторам С2—С6,
диоду VD3 и конденсаторам СЗ—С1. При этом конденсатор С2
разряжается токами	а конденсатор СЗ заряжается то-
ками (7ц-|-М); конденсатор С4 разряжается токами (7и4-/ы4-
4-/н), а конденсатор СЗ заряжается токами (/ц+Лл+Ла); кон-
денсатор С6 разряжается токами (7Н—/ьз), а конденсатор С5
заряжается токами	Средние значения токов в
обмотках дросселей одинаковы и равны току нагрузки /н, для
трансформатора TV среднее значение тока намагничивания
—у) для случая, когда wi=w2-
104
С учетом ранее приведенных выражений для токов разряда
конденсатора С1 на интервале времени уТ и его заряда иа ин-
тервале времени (1—у)Т можно видеть, что эти заряды равны.
Действительно, конденсатор С1 разряжается током 3/н, в те-
чение времени уТ, а заряжается током в течение времени
(1—у)Т, т. е. изменение заряда составляет 3>1нуТ.
Несколько иначе протекает процесс перезаряда остальных
конденсаторов. Так, конденсатор СЗ разряжается током 2/н в
течение времени уТ, а конденсатор С2 заряжается в это же
время током ЗА- Это означает, что изменение заряда на кон-
денсаторах СЗ, С2 за время уТ одно и то же. с той лишь раз-
ницей, что конденсатор СЗ разряжается, а конденсатор С2 за-
ряжается. При закрывании регулирующего транзистора VT
конденсатор С2 разряжается током (/м-|-/н), а конденсатор СЗ
заряжается током (/мН-/£1 = /цЧ-/н), т. е. перезаряд конденса-
торов С2, СЗ осуществляется одним и тем же током.
Нетрудно видеть, что изменение заряда на конденсаторах
С2, СЗ за время (1—у)Т больше изменения заряда на этих кон-
денсаторах за время (1—у)?". Это означает, что то же самое
изменение заряда на конденсаторах, которое имело место на
интервале времени уТ, произойдет за меиыпее время, чем (1—
—у)Т. Обозначим это время условно (1—у')Т. Тогда в момент,
когда изменение заряда на конденсаторах С2, СЗ за время
(1—у')Т станет равным изменению заряда на этих же конден-
саторах за время уТ, откроется диод VD1 и дальнейшее изме-
нение заряда на этих конденсаторах станет невозможным.
Аналогичный процесс будет происходить при открывании
диода VD2 вследствие изменения заряда на конденсаторах С4,
С5. В процессе изменений зарядов на конденсаторах, по суще-
ству, идет процесс переноса избытка заряда, полученного иа
интервале уТ, например, на конденсаторе С2 вследствие его
подзаряда, на конденсаторе СЗ на интервале (1—у')Т с целью
компенсации уменьшения такого же заряда на этом конденса-
торе в течение интервала времени уТ. После открывания дио-
дов VD1, VD2 ток нагрузки протекает по последовательной
цепи, составленной из обмоток дросселей и диодов, а измене-
ние напряжений на конденсаторах при принятых допущениях
практически отсутствует.
Анализ ВОПН в упрощением виде проведем воспользовав-
шись уравнениями, приведенными в § 3.1.
Средние напряжения на всех конденсаторах равны и, как
следует нз равенства вольт-секундных площадей на обмотках
магнитных элементов определяются выражением Uc—Ey/{1—
—у). Поэтому среднее напряжение иа нагрузке с учетом обще-
го числа ячеек определяется как сумма средних напряжений на
конденсаторах
UJE=NEy/(l— у),	(3.99)
105
где N — число ячеек, включенных последовательно.
Поскольку Е1е=Ои11,, то средний ток 1Е, потребляемый от
источника входного напряжения, определяется выражением
V)	(3.100)
и, следовательно, импульсный ток Ivt через регулирующий
транзистор VT, усредненный за время открытого состояния,
определим как
/vr=iV/H/(l—у).	(3.101)
Таким образом, импульсный ток регулирующего транзисто-
ра есть сумма приведенного тока нагрузки и тока намаг-
ничивания трансформатора Ill=NlKy/(l—у). Напряжения на
регулирующем транзисторе VT(Uk) и диодах в закрытом
состоянии определяются равенством
UK3=UvD=E/(l-y)	(3.102)
и, следовательно, расчетная мощность регулирующего транзи-
стора
Рит=Рн/[т(1-т)].	(3.103)
Приведенный упрощенный анализ ВОПН показывает, что
несмотря на высокие уровни выходного напряжения, которые
могут быть получены в данном ВОПН, напряжения, действую-
щие на ключевых элементах и других компонентах преобразо-
вателя, невелики и могут строго контролироваться. Данное ка-
чество ВОПН, с учетом возможности регулирования уровня
выходного напряжения, выгодно отличает его от известных
способов построения высоковольтных преобразователей напря-
жения. Можно отметить и еще одно положительное свойство
ВОПН, связанное с возможностью введения обратной связи с
одной из ячеек при построении стабилизированного ВОПН. Та-
кая возможность появляется из-за строгого повторения средних
напряжений на конденсаторах каждой ячейки.
Варианты построения ВОПН. Поскольку напряжения на
всех дросселях ВОПН в любой момент времени одинаковы и
равны Е на интервале уТ и ОЕ=Еу/ (1—у) иа интервале
(1—ylT, то возможно объединение нескольких дросселей на
одном многообмоточном магнитопроводе. Количество объеди-
ненных дросселей лимитируется высоковольтностью ВОПН, а
сам ВОПН может быть построен из последовательного соеди-
нения таких групп по аналогии с рис. 3.31.
Можно реализовать ВОПН и с непрерывным потреблением
тока от первичного источника входного напряжения по анало-
гии с PH, показанным на рис. 2.11. Схема такого ВОПН при-
ведена на рис. 3.32. Работа данного ВОПН ничем не отличает-
ся от ранее рассмотренного. Остается неизменной и регулиро-
вочная характеристика. Следует отметить, что коэффициент
105
Рнс. 3.32. Высоковольтный однотактный преобразователь напряжения с непре-
рывным потреблением тока от входного источника напряжения
трансформации трансформатора может отличаться от едини-
цы. В этом случае в регулировочной характеристике ВОПН не-
обходимо учесть коэффициент трансформации, и она приобре-
тает следующий вид: Uu=nNEyl{\—у), где n=w2/a'i. Естест-
венно, коэффициент трансформации необходимо учесть и в
других выражениях.
Глава четвертая
КОМПЕНСАЦИОННО-ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ ИМПУЛЬСНЫЕ
СТАБИЛИЗАТОРЫ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
4.1.	Общие принципы построения импульсных стабилизаторов
Стабилизация выходного напряжения UK в импульсных
стабилизаторах (ИС) постоянного напряжения при дестабили-
зирующих возмущениях входного напряжения Е, тока нагруз-
ки /н, температуры и т. п.» осуществляется изменением коэффи-
циента заполнения у. Способ управления значением -у опреде-
ляет принадлежность ИС к одной из двух групп: ИС с позици-
онным регулированием и ИС с импульсной модуляцией [26].
Импульсные стабилизаторы первой группы представляют
собой релейные системы автоматического регулирования, для
которых характерен автоколебательный режим работы. В слу-
чае двухпозиционного регулирования [26] выходной сигнал
релейного элемента, управляющего работой регулирующего
ключа РК, изменяется скачком каждый раз, когда мгновенное
значение выходного напряжения выходит за пределы диапазо-
на, определяемого статической передаточной характеристикой
релейного элемента. Основным недостатком релейных стабили-
заторов является существенная зависимость частоты переклю-
107
Рис. 4.1. Структурные схемы импульс-
ных стабилизаторов постоянного на-
пряжения:
а — компенсационный ИС; б — параметри-
ческий ИС; в — компенсационно-парамет-
рический ИС
чения РК от режима работы ИС. При прочих равных условиях
это ведет к увеличению массогабаритных показателей реактив-
ных компонентов ИС [26].
Наибольшее распространение получили ИС второй группы,
содержащие специальный широт но-импульсный модулятор
(ШИМ), управляющий работой РК- Широтно-импульсный мо-
дулятор преобразует непрерывный сигнал (сигналы) управле-
ния, поступающий на его вход (входы), в последовательность
модулированных по длительности импульсов. По принципу уп-
равления ШИМ импульсные стабилизаторы можно подразде-
лить на компенсационные, параметрические и комбинирован-
ные или компенсационно-параметрические —КПИС [27].
Компенсационные ИС (рис. 4.1,а) содержат замкнутый кон-
тур регулирования по отклонению выходного напряжения UH
от заданного опорного Ео. Усиленный сигнал рассогласования
с выхода усилителя отрицательной обратной связи (УООС),
воздействуя на управляющий вход ШИМ, изменяет коэффици-
ент заполнения. Повышение стабильности таких ИС требует
увеличения коэффициента усиления kc.c УООС.
Основным дестабилизирующим фактором в ИС является,
как правило, нестабильность входного напряжения (AF/f),
которая в автономной РЭА может достигать 0,3...0,6. Построе-
ние качественных компенсационных ИС при этом затрудни-
тельно, поскольку увеличение ko.c приводит к снижению обла-
сти устойчивой работы ИС и усложнению схем управления.
Импульсный стабилизатор может быть выполнен как си-
стема стабилизации напряжения без использования канала ре-
гулирования по отклонению, т. е. как параметрическая система
[2, 26—30]. В таких ИС (рис. 4.1,6) использован принцип ре-
гулирования по возмущению Е: входное нестабилизированное
напряжение воздействует на управляющий вход ШИМ, изме-
няя коэффициент заполнения так, чтобы среднее значение Ua
оставалось постоянным. Важной особенностью параметриче-
108
ских ИС является уменьшение динамической нестабильности
Uu, вызванной возмущениями входного напряжения Е, что до-
стигается благодаря высокому быстродействию ШИМ., непо-
средственно реагирующего на указанные возмущения [28].
Поскольку информация о выходном напряжении в пара-
метрических ИС не используется, то они представляют собой
разомкнутые системы автоматического регулирования по отно-
шению к Un. Поэтому стабильность UK при изменениях /н от-
носительно невелика и определяется жесткостью внешней ха-
рактеристики используемого преобразователя напряжения.
Кроме того, изменение параметров элементов, определяющих
работу ШИМ, приводит к изменению выходного напряжения.
Устранение указанных недостатков при сохранении устой-
чивой работы и высоких статической и динамической точности
достигается в компенсационно-параметрических ИС (рис.
4.1,в). Сущность их работы сводится к разделению функций
отработки различных дестабилизирующих факторов между па-
раметрическим и компенсационным каналами регулирования:
параметрический канал обеспечивает постоянство среднего зна-
чения Un прн возмущениях входного напряжения, а компенса-
ционный отрабатывает относительно небольшие возмущения
(7Н, обусловленные изменениями /н и параметров элементов
ШИМ.
Таким образом, в компенсационно-параметрических ИС
ШИМ должны формировать временные интервалы, длитель-
ность которых, во-первых, является функцией входного напря-
жения Е, определяемой видом регулировочной характеристики
используемого преобразователя напряжения, и, во-вторых, за-
висит от усиленного сигнала рассогласования между выходным
UK и опорным Ес напряжениями.
Выходное напряжение преобразователей можно регулиро-
вать несколькими способами. Различают частотно-импульсное,
фазоимпульсное и широтно-импульсное регулирование [26].
Первый способ применяют относительно редко, так как изме-
нение частоты коммутации РК приводит к появлению несин-
хронных импульсных помех в цепях питания и ухудшает при
прочих равных условиях массогабаритные показатели ИВЭП.
Фазоимпульсное регулирование при жесткой синхронизации
задающего генератора сводится к широтно-импульсному, когда
при постоянном периоде Т коммутации изменяется длитель-
ность замкнутого или разомкнутого состояний РК- В дальней-
шем рассматрнваются преимущественно преобразователи с
широтно-импульсным регулированием, наиболее широко рас-
пространенные на практике.
Существует множество схемотехнических решений модуля-
торов длительности импульсных стабилизаторов [26—28].
Преимущественное распространение нашли модуляторы, ис-
109
Управление РК
Рис. 4.2. Структурная схема мо-
дулятора длительности импуль-
сов
пользующие генераторы линейно-изменяющегося напряжения
(ГЛИН) и компараторы напряжения (КН) [31, 32]. Структур-
ная схема таких модуляторов представлена на рис. 4.2. Источ-
ник напряжения [/2, подключенный к первому входу компара-
тора, определяет порог срабатывания последнего. К второму
входу КН подключен ГЛИН, состоящий из источника зарядно-
го тока !с конденсатора С, и устройства фиксации УФ, управ-
ляемое сигналом, поступающим с устройства управления УУ.
В исходном положении УФ находится в состоянии высокой про-
водимости, вследствие чего ток 1с замыкается через него, а на-
пряжение на конденсаторе С фиксируется на некотором уровне
L/b меньшем порога срабатывания t/2- В момент изменения сиг-
нала на выходе УУ (принят за нулевой) устройство фиксации
переводится в состояние низкой (нулевой) проводимости. Если
считать, что входное сопротивление КН равно бесконечности,
то напряжение на конденсаторе С линейно нарастает и в не-
который момент времени tK достигает порога срабатывания Uz,
когда выходное напряжение КН, используемое для управле-
ния РК, скачкообразно изменяется. Полагая, что описанный
процесс повторяется периодически (с периодом 7*), найдем от-
носительную длительность интервала времени yM=tM/T:
tJT==(lh—Ui)C/lcT,	(4.1)
где С — емкость конденсатора С.
Если рассмотренный модулятор используется в схеме уп-
равления импульсного стабилизатора, то выражение (4.1) оп-
ределяет относительные длительности либо замкнутого (регу-
лирование в импульсе), либо разомкнутого (регулирование в
паузе) состояний РК- В первом случае начальный момент вре-
мени совпадает с моментом замыкания РК, а в момент tM РК
размыкается; во втором — напротив, в начальный момент РК
размыкается, а в момент времени tK замыкается. Поскольку
реальные ключевые элементы обладают задержками переклю-
чения, то в ИС для управления УФ целесообразно использо-
вать выходные напряжения РК или синхронные с ними напря-
жения иа обмотках индуктивных элементов.
110
В компенсационно-параметрических ИС интервал времени
ZM, как указывалось выше, должен зависеть как от входного на-
пряжения Е, так и от напряжения на нагрузке. Поэтому в об-
щем случае и источник тока 1с, и источники напряжения СЛ,
t/2 могут быть управляемыми. Конкретный вид зависимостей
и целесообразных способов воздействия на указанные источ-
ники будет ясен из представленного ниже анализа работы ИС,
выполненных на базе основных типов импульсных регуляторов.
При анализе повсюду рассматривается установившийся режим
работы в области непрерывных токов дросселей и предполага-
ются справедливыми следующие допущения: ключевые элемен-
ты идеальны; пульсации напряжений на конденсаторах прене-
брежимо малы по сравнению со средним уровнем напряжений;
входное нестабилнзированное напряжение Е на этапе регули-
рования постоянно.
4.2.	Стабилизированные регуляторы напряжения I типа
Регулирование в импульсе. Выбор параметрического кана-
ла регулирования. В ИС параметрический канал регулирова-
ния призван устранить влияние на выходное напряжение ос-
новного дестабилизирующего фактора: изменений входного
напряжения Е. Поэтому для определения наиболее целесооб-
разного способа построения ШИМ необходимо прежде всего
знать регулировочную характеристику идеального преобразо-
вателя, определяющую связь между входным и выходным на-
пряжениями.
Внешняя характеристика простейшего РН1 (см. гл. 1) име-
ет вид
UH=Ey-lar,	(4.2)
где Еу~ик0 — выходное напряжение идеального регулятора;
г — выходное сопротивление регулятора.
Отсюда определяется зависимость у(Е), обеспечивающая
стабилизацию С/н прн изменениях Е
Y=t/H0/£.	(4.3)
Полученный закон управления значением у должен обеспечи-
вать рассмотренный в § 4.1 модулятор длительности, работа
которого описывается выражением (4.1). Сравнивая (4.3) с
(4.1) и принимая во внимание, что С н Т постоянны, приходим
к выводу, что требуемый закон управления, в принципе, реа-
лизуем двумя путями: либо моделированием обратно пропор-
циональной зависимости амплитуды колебаний ГЛИН (£4—
—£Л) от Е при 1с=const, либо моделированием прямопропор-
циональной зависимости 1С от Е прн (СЛ—C7i)=const.
Схемотехнически всегда проще реализуемы линейные зави-
симости. Поэтому в общем случае может быть рекомендована
следующая методика определения зависимостей U^E), Ui (Е)
или 1с(Е) при выборе способа построения параметрического
канала регулирования: по регулировочной характеристике иде-
ального преобразователя напряжения определяется зависи-
мость у(Е) при работе в режиме стабилизации выходного на-
пряжения; числитель и знаменатель полученного выражения
сравниваются соответственно с числителем и знаменателем
выражения (4.1); на основании сравнения делается заключе-
ние о целесообразности управления значениями l/2, Ui илн /с,
исходя из необходимости обеспечения тождественного равен-
ства yM(t/2, U}, Uc)=y(E). Такой подход, как будет показано
ниже, позволяет найти связи между параметрами, характери-
зующими работу ШИМ, н выходным напряжением UK, обеспе-
чивающим в идеальных преобразователях идеальную стабиль-
ность Е/н прн возмущениях входного напряжения.
Таким образом, в рассматриваемом случае постоянный ток
заряда конденсатора модулятора длительности должен управ-
ляться входным напряжением по закону 1с=Е[Нэкъ, где #экв—
эквивалентное сопротивление преобразования напряжения в
ток. Если начальное напряжение Ui на конденсаторе С фикси-
ровано на некотором постоянном (например, нулевом) уровне,
то напряжение срабатывания Е/2 должно быть постоянным
(д1ЩЕ=0).
Существуют различные способы стабилизации тока заряда
конденсатора с ГЛИН [33]. Достаточно широко распростра-
ненный из них — использование параметрических стабилизато-
ров тока, выполненных на биполярных транзисторах. Для кон-
кретности изложения именно такие ГЛИН рассматриваются
далее, что не исключает общности изложения и возможности
использования полученных результатов для иных способов реа-
лизации ГЛИН.
Принцип работы ИС. Компенсационно-параметрический ИС,
в котором реализован изложенный выше способ управления
[2, 29, 30, 34], представлен на рис. 4.3,а. Транзисторы VT17
VT2 с резисторами Rl, R2, R3 образуют источник тока, ис-
пользуемый для заряда конденсатора С на этапе регулирова-
ния. Если принять, что коэффициент передачи тока эмиттера
транзисторов равен единице и ввести обозначение a=/?i/(/?i+
-р^г), то коллекторный ток транзистора VT2 определяется
[34] соотношением
Ic=aE/R3t	(4.4)
т. е. Яэкв=/?з/а.
Диод VD2 выполняет роль фиксирующего устройства, уп-
равляемого выходным напряжением РК, а стабилитрон VD3
112
Рис. 4.3. Регулируемый в импульсе КПИС на основе PHI (с) и диаграммы
его работы (б)
является источником опорного напряжения (Ео). Здесь и даль-
ше не конкретизировано выполнение задающего генератора
(ЗГ), РК, КН и УООС. Предполагается, что РК управляется
сигналами, условно изображенными на рис. 4.3,6, иллюстриру-
ющем работу ИС.
Рассмотрим вначале работу параметрического канала ре-
гулирования, полагая что УООС отсутствует, а стабилитрон
VD3 подключен непосредственно к входу КН, как это показано
штриховыми линиями на рис. 4.3,а. Если РК разомкнут, то ток
дросселя фильтра L$ замыкается через шунтирующий днод
VD1, напряжение на входе £фСф-фильтра равно нулю, диод VD2
открыт, через него протекает коллекторный ток 1С транзистора
VT2 и, следовательно, напряжение на конденсаторе С ГЛИН,
фиксировано на нулевом уровне (СЛ=О).
8—6597	113
Замыкание РК, осуществляемое по сигналу ЗГ, приводит к
скачкообразному увеличению напряжения на входе фильтра и
закрыванию диодов VD1 и VD2. При этом конденсатор С за-
ряжается током 1с и напряжение на нем линейно нарастает.
На выходе КН в момент равенства напряжений на его входах
формируется сигнал размыкания РК, после чего ток дросселя,
протекая через VD2, разряжает конденсатор С. Когда напря-
жение на конденсаторе уменьшается до нуля, открывается диод
VD1. С поступлением очередного сигнала от ЗГ описанные
процессы повторяются.
При построении практических схем следует учитывать две
особенности рассмотренного ИС. Во-первых, если КН выполнен
не в виде регенеративной схемы, то длительность импульса,
формируемого на его выходе, определяется задержкой прохож-
дения сигнала в тракте выход КН — вход РК—выход РК-
Во-вторых, диод VD2 и конденсатор С являются слаботочными
элементами схемы управления, и даже кратковременное про-
текание через ннх тока дросселя на этапе разряда конденсато-
ра недопустимо. Поэтому в реальных устройствах последова-
тельно с VD2 необходимо включить резистор R7 (изображен
иа рис. 4.3,а штриховыми линиями).
Анализ работы ИС. Приведенное описание работы парамет-
рического ИС с учетом (4.1) и (4.4) позволяет определить ко-
эффициент заполнения
y=E0CR2/{aT).	(4.5)
Подставив у в (4.2), найдем выходное напряжение параметри-
ческого ИС
v	(4.6)
аТ
Так как dUH/dE=O, то рассмотренный ИС обеспечивает
полную инвариантность среднего уровня выходного напряже-
ния к статическим и динамическим возмущениям входного
напряжения, если только частотный диапазон последних су-
щественно меньше частоты коммутации РК- Иными словами,
коэффициент стабилизации по входному напряжению равен
бесконечности.
Из (4.6) следует, что в параметрическом ИС изменение
значения любого параметра, определяющего Unt в том числе
и тока нагрузки, приводит к нестабильности выходного напря-
жения. Для оценки влияния этих изменений воспользуемся
чувствительностью выходного напряжения к изменению любо-
го из параметров П в параметрическом ИС, например
(д£7н/дП)о. Тогда общее изменение выходного напряжения оп-
ределится соотношением (ДС7Н)О = 2 (dUJdYl^ ДП.
114
Повышение стабильности UK достигается, как указывалось
выше, введением компенсационного канала регулирования.
Взаимодействие этих двух каналов должно быть организовано
так, чтобы сохранился закон управления значением у(Е), оп-
ределяемый выражениями (4.3) и (4.5). Здесь такое взаимо-
действие проще всего осуществляется схемотехнически, если
выходное напряжение УООС (Ео.у) определяет порог срабаты-
вания Uz компаратора. Прн этом стабилитрон VD3 подключа-
ется к неинвертирующему входу УООС (рнс. 4.3,62). Тогда вы-
ражения (4.4) —(4.6) сохраняют силу с заменой Ес на Ео.у и
чувствительность выходного напряжения компенсационно-па-
раметрического ИС к изменениям параметров dt/ц/дП будет
зависеть от коэффициента усиления УООС. Если учесть, что
дЕ'о.у/дП=—{дик/дП)К, где К— коэффициент усиления УООС
с учетом входного делителя напряжения (Я5, R4), то можно
получить соотношение
М„/дП = («Н/<П)„ / (1 + Л- )	(4.7)
Тогда суммарное изменение выходного напряжения ДС7Н
при совокупном воздействии дестабилизирующих факторов оп-
ределится выражением
WK = ^(dUJdn)Jw/0 + К-^}.	(4.8>
п
Отметим, что (4.7), в частности, определяет выходное сопро-
тивление КПИС. Поскольку /?Вых=—(dUJdln), то
=	(4.9)
Расчет параметров элементов схемы управления. Пусть за-
даны UH, Т, диапазоны изменения тока нагрузки (/Hmin, /итак)
и входного напряжения (Emln, Етах), а предварительным рас-
четом силовой части преобразователя определено его выходное
сопротивление г. Кроме того, имеются данные, позволяющие
найти изменения величин ДП, входящих в выражение (4.6), на-
пример заданы температурные коэффициенты и диапазон из-
менения температуры. Последний, как правило, определяет
выбор стабилитрона в качестве источника опорного напряже-
ния Ео и минимального коллекторного тока транзистора VT2
(1с mm) - Поэтому из (4.4) получаем
= IС mln/Emm-	(4-Ю)
Транзистор VT2 в диапазоне изменения Е должен нахо-
диться в активном режиме работы. В процессе заряда конден-
сатора С напряжение на коллекторе VT2 достигает значения
Ео.у. В номинальном режиме работы всегда можно обеспечить
8*	115
равенство ЕО,У=ЕО. Если учесть, что потенциал базы транзи-
стора VT2 определяется соотношением Е(1—а), и задаться ми-
нимальным обратным напряжением на коллекторном перехо-
де транзистора (С/кБтт ), то ДЛЯ E = Emin должно выпол-
няться равенство Ео-|- £7кБт1п = (1—a)Erain- Откуда
а = 1 — (£о + ^KBn.in),'£min-	(4.11)
Учитывая (4.10), получаем
— (Дэ + £АбпИп)1//С min .	(4.12)
Используя (4.6) и (4.12), прн /н=/нтах найдем С:
С= (Uu-^rlu max) (/cmin?’)/(Eo-Emin) -	(4-13)
При выборе сопротивления резистора R1 следует руковод-
ствоваться равенством Rt=R3 [35]. Тогда по определенному
ранее значению находим /?2=/?1(1—а)/а. Коэффициент усиле-
ния усилителя обратной связи определяется из (4.8):
- Г 2(»./<>П)0ДП	1
---------4	<414>
Поскольку К, найденный нз (4.14), не учитывает делитель
напряжения R4, R5, то коэффициент усиления собственно уси-
лителя должен быть увеличен в (-/?4-|—/?s)/^?s раз. Очевидно,
что коэффициент деления зависит от С7И и Ео: RsKRi+Rb) =
=EO/L/H.
Сопротивление резистора R7 можно выбрать из следующих
соображений. Во-первых, падение напряжения на нем от тока
/стах=аЕтах/Ез должно быть существенно меньше значения
Ео с тем, чтобы начальное напряжение па конденсаторе С не
сказывалось на работе схемы управления. Во-вторых, после
размыкания РК напряжение на входе фильтра должно скачком
уменьшиться до нуля, так как только в этом случае ток раз-
ряда конденсатора будет определяться значением R7. Это воз-
можно, если	Дополнительное ограничение зна-
чения R? сверху связано с необходимостью завершения разря-
да конденсатора к моменту очередного замыкания РК- Если
принять, что время разряда равно 5CRj, то должно выполнять-
ся неравенство УтахТ’-Р-бСЯу^Г-
Варианты подключения токостабилизирующего двухполюс-
ника. В рассмотренном КПИС параметрический канал регули-
рования отрабатывает любые изменения входного напряжения,
в частности, обусловленные падением напряжения на внутрен-
нем сопротивлении входного источника. Если управляемый
токостабнлизирующий двухполюсник включить между конденса-
тором С н точкой соединений РК с дросселем, то параметри-
ческий канал автоматически будет отрабатывать падение на-
116
Рис. 4,4. Варианты выполнения параметрического канала регулирования в пре-
образователях напряжения с линейной регулировочной характеристикой
пряжения на РК [28], В ИС рис. 4.3,а это достигается подклю-
чением резисторов R3 к выходу РК. Подобное включение
можно рекомендовать для любых преобразователей, имеющих
выходную часть в виде Г-образного LC-фильтра, на вход кото-
рого поступает полностью модулированное по амплитуде на-
пряжение, в частности, для преобразователей с конденсатор-
ным разделением входных н выходных цепей.
В преобразователях с трансформаторным разделением (рис.
4.4,л) такое включение позволяет с помощью параметрическо-
го канала отрабатывать изменения L/H, обусловленные падени-
ем напряжения на РК, обмотках трансформатора и выпрями-
тельном диоде VD3 [36]. Недостаток такого включения состоит
в том, что в начале этапа регулирования, коллекторный ток
транзистора VT2 равен нулю н нарастает со скоростью, опре-
деляемой динамическими свойствами транзистора. Этот недо-
статок можно устранить, подключив токостабилизирующий
двухполюсник к дополнительному выпрямителю VD4 с емко-
стным фильтром С2 (рис. 4.4,6). Емкость конденсатора С2
должна быть выбрана так, чтобы напряжение на нем в паузе
успевало уменьшиться до значения, гарантирующего открыва-
ние диода VD4 в очередном такте работы.
117
Наиболее неблагоприятным с этой точки зрения является
случай, когда в первом такте входное напряжение максималь-
но и конденсатор С2 заряжен до напряжения пЕтЯХ (п— ко-
эффициент трансформации), а в следующем такте — входное
напряжение минимально. Поскольку ток эмиттера транзистора
VT2 совпадает с током, протекающем по делителю Rl, R2, то
можно считать, что конденсатор С2 разряжается с постоянной
времени t=C2(/?i+/?2)/2. Следовательно, емкость конденсато-
ра С2 должна удовлетворять неравенству
С,< 2 (1 — Y„,ax) т / [(«, + R2) In .
Регулятор напряжения с автотрансформаторным включени-
ем дросселей.
Подключение диода к отпайке дросселя изменяет вид регу-
лировочной характеристики. Поэтому приведенный в предыду-
щем параграфе способ построения параметрического канала
ИС не сможет обеспечить качественной стабилизации выход-
ного напряжения. Как показано в [37], существует возмож-
ность создания универсальной схемы управления ИС, обеспе-
чивающей с помощью соответствующего изменения парамет-
ров идеальную стабильность при изменениях входного напря-
жения в PHI.
Регулировочная характеристика PHI в общем виде описы-
вается выражением
С/н=п£у/[1—у(1—л)],	(4.15)
в котором n=n23l^iz, а ау^з и Wis — количества витков обмо-
ток дросселя, обтекаемых током в паузе и импульсе соответст-
венно (см. гл. 1). Отсюда вытекает закон управления значени-
ем у в режиме стабилизации выходного напряжения:
у=17н/[^н+л(Е—1/н)].	(4.16)
Сравнение (4.16) и (4.1) позволяет сделать вывод о целесооб-
разном способе выполнения параметрического канала стабили-
зации: напряжение срабатывания КН должно быть постоянно,
а ток заряда конденсатора должен быть равен сумме двух со-
ставляющих: постоянной н пропорциональной (Е—Ua). Отме-
тим, что именно таким образом следует сгруппировать слагае-
мые в знаменателе (4.16), поскольку при этом иезавнснмо от-
значения п оба онн положительны.
На рис. 4.5,а приведен вариант схемы параметрического
ИС, в котором источники зарядного тока выполнены на бипо-
лярных транзисторах: первый—на VT2 и VT4, второй — на
VT1, VT3. Если учесть допущения, принятые в § 4.1, 4.2, то ток
заряда конденсатора С, равный сумме коллекторных токов
118
Рис. 4.5. Варианты выполнения параметрического какала регулировании в
PHI с автотрансформаторным включением дросселя:
а — ня дискретных биполярных транзисторах; б — ня интегральных биполярных тран-
зисторах
транзисторов VTI и VT2, определится соотношением
/с -т—"- + а-—,	(4.17)
R& R?
где	fn=/?3/(/?3+^4).
Порог срабатывания КН задается делителем R5, R6. Обо-
значив b=Rsl(Rs-}-Rg), найдем выражение у=ЬЕ0С(1сТ. Если
воспользоваться (4.17), подставив 7 в (4.15), продифференци-
ровать полученное соотношение по Е и приравнять найденную
производную нулю, то получим условие, которое необходимо
выполнить для обеспечения полной инвариантности UH прн воз-
мущениях Е:
a/R7=(m/Rs)—bC(l—n)IT.	(4.18)
При этом
U пЕ GbCR 7 / (аГ)—const	(4.19)
Из (4.18) следует, что при л=1 должно выполняться ра-
венство (a(R7) = (m/Rs). Как вытекает из (4.17), Ic=aEIR7,
т. е. ток’заряда конденсатора удовлетворяет условию стабили-
зации (4.4) для регулятора напряжения с однообмоточным
дросселем.
Если в схеме управления использовать пары транзисторов
одной интегральной матрицы, то генератор тока, обусловли-
вающий заряд конденсатора С на этапе регулирования, может
119
быть выполнен так, как это показано на рис. 4.5,6. При этом
[35]
/c=-£XSl+^-	(4 20>
Сравнение (4.17) и (4.20) показывает, что остаются справедли-
вы и выражения (4.18) и (4.19), если в инх а=т=1, а и
заменить на и соответственно.
Регулирование в паузе. Выбор параметрического канала ре-
гулирования. В реальных ИС всегда имеются задержки пере-
ключения РК, причем наиболее существенной является за-
держка выключения £Выкл- Если модулятор задает длитель-
ность проводящего состояния ключа, то параметрический канал
управления не реагирует на задержку выключения. В самом
деле, в рассмотренных параметрических ИС сигнал замыкания
РК возникает в момент равенства напряжений на входах ком-
паратора. Прн конечном /ВЬ1КЛ для определения L7H в уравнение
(4.2) нужно вместо значения у, определяемого выражением
(4.5), использовать сумму (^выкл./Т) • Следовательно, появ-
ляется дополнительная нестабильность выходного напряжения,
которая тем существеннее, чем выше частота переключения.
Поэтому может оказаться предпочтительнее построение ИС, в
котором управление осуществляется изменением длительности
выключенного состояния РК прн постоянной частоте комму-
тации.
Для определения алгоритма управления относительной дли-
тельностью паузы в режиме стабилизации выходного напряже-
ния воспользуемся выражением (4.3)
1—Т=(Е-17н0)/Е.	(4.21)
Сравнивая (4.21) с (4.1), приходим к выводу, что в пара-
метрическом ИС и порог срабатывания компаратора, и ток за-
ряда конденсатора модулятора длительности должны быть
пропорциональны Е, а начальное напряжение на конденсато-
ре— фиксировано на постоянном уровне.
Принцип работы ИС. На рис. 4.6 представлен КПИС, в ко-
тором реализован требуемый закон управления [2, 38] и даны
диаграммы, поясняющие его работу при двух различных уров-
нях входного напряжения. Делитель напряжения R5, R4 с ко-
эффициентом деления Ь==/?5/ (Rb+Rt) задает напряжение сра-
батывания компаратора U2, транзисторы VT1 и VT2 образуют
источник тока, обеспечивающий заряд конденсатора С на эта-
пе регулирования, причем Ic=aEIR^ где a=/?i/(/?i-[/?2), а
транзистор VT3 осуществляет функции фиксирующего устрой-
ства, управляемого выходным напряжением РК- В параметри-
ческом ИС эмнттер транзистора подключен непосредственно к
120
Рис. 4.6. Регулируемый в паузе КПИС на основе PHI (а) и диаграммы его
работы (б)
стабилитрону VD2 и УООС отсутствует, а в КПИС к выходу
УООС (при этом стабилитрон подключен к входу УООС).
Работа ИС для принятых в § 4.1 допущений сводится к сле-
дующему. В замкнутом состоянии РК на входе LC-фильтра
действует высокий уровень напряжения. При этом диод VD1
находится под обратным смещением, а транзистор VT3 от-
крыт и насыщен, напряжение на конденсаторе С фиксировано
для параметрического ИС на уровне Ео, а ток /с замыкается
через транзистор VT3.
После размыкания РК, 'Происходящего вследствие поступ-
ления сигнала от ЗГ, открывается диод VD1 транзистор VT3
закрывается, и напряжение на конденсаторе С начинает возра-
стать по линейному закону. В момент равенства напряжений на
121
входах КН последний формирует на своем выходе сигнал за-
мыкания РК, после чего транзистор VT3 переходит в активный
режим работы и конденсатор С разряжается током
/isi3(E— Е0)//?Ё— /с, где/г21э—коэффициент передачи тока ба-
зы транзистора VT3. Когда напряжение на конденсаторе С
вследствие разряда уменьшится до значения Ео, транзистор
VT3 насыщается. С поступлением очередного сигнала от ЗГ
процессы повторяются.
Анализ работы ИС. Изменения входного напряжения при-
водят к изменению и порога срабатывания КН и тока заряда
1с- Определим соотношения между параметрами элементов
схемы, при которых эти изменения обеспечивают идеальную
стабилизацию по входному напряжению.
Приведенное описание работы ИС позволяет определить от-
носительную длительность паузы, формируемую модулятором
длительности
(1—у) = с/?3 (ЬЕ— Ео)/ (аТЕ).	(4.22)
Выразив отсюда у, подставив найденное значение у в (4.2),
продифференцировав полученное соотношение по Е и прирав-
няв производную нулю, найдем условие полной компенсации
входных возмущений
bCR3/(aT) = L	(4.23)
Если выполнено (4.23), то ии0=Ес/Ь=ЕоСРз/аТ и выходное
напряжение стабилизатора определяется выражением
=	(4.24)
и
В компенсационно-параметрическом ИС приведенные соот-
ношения сохраняют силу с заменой значения Ео иа Ео.у. При
выполнении равенства (4.23) в КПИС справедливы выражения
(4.7), (4.8) и (4.9), полученные для случая управления длитель-
ностью импульса и позволяющие оценить изменения (7Н при со-
вокупном воздействии дестабилизирующих факторов и пара-
метров схемы управления.
Расчет параметров элементов схемы управления. Для тех
исходных данных, которые использовались в § 4.2, расчет про-
водится следующим образом.
По заданным [7И, /нтах и выбранному значению Ео из (4.24)
вычисляется коэффициент
Ь=ЕО/(ЕН4-/ н maxг).	(4.25)
Как и прежде, значения a/R3 определяются выражением (4.10).
Если учесть при этом соотношения (4.23) и (4.25), то можно
иайти емкость С, которая совпадает с (4.13).
122
Рис. 4.7. Параметрический ИС на
основе PHI с управлением по вход-
ному напряжению и току нагрузки
Рис. 4.8. Вариант параметрическо-
го ИС на основе PHI с управле-
нием по току нагрузки
Для обеспечения работы транзистора VT1 в активном ре-
жиме в диапазоне изменения входного напряжения прн задан-
ном минимальном значении ЦкБт1п должно выполняться ра-
венство (1—a)£min=b£min-|-^K6inin . из которого следует
(4.26)
Тем самым из (4.10) определяются сопротивления и
/?2=(1—a)Rs/a при выполнении условия R3=R\- Коэффициент
усиления УООС задается выражением (4.14).
Параметрическая стабилизация по входному напряжению
и току нагрузки. Целесообразность введения параметрического
канала регулирования по току нагрузки обусловлена возмож-
ностью уменьшения коэффициента усиления УООС и повыше-
ния устойчивости ИС. В таких ИС в тракт управления по вход-
ному напряжению дополнительно вводится сигнал, пропорцио-
нальный току нагрузки. Один из способов формирования этого
сигнала, не требующий введения датчиков тока в силовую цепь
[39], реализован в параметрическом ИС, представленном на
рис. 4.7 [40].
В целом работа ИС аналогична стабилизатору рис. 4.3. От-
личие состоит в том, что для питания токостабилизирующего
двухполюсника (транзисторы VTI, VT2) использована допол-
нительная обмотка дросселя фильтра w2. Поскольку по обмот-
ке w2 протекает незначительный ток, то падением напряжения
на ее омическом сопротивлении можно пренебречь. Такое пре-
небрежение не допустимо для силовой обмотки wl. Если пред-
ставить последнюю в виде идеальной индуктивности, включен-
ной последовательно с сопротивлением, то на идеальной ин-
дуктивности в замкнутом состоянии РК будет действовать на-
123
пряжение, равное Е—1нг—UH, где г — выходное сопротивление
регулятора. Это напряжение трансформируется во вторичную
обмотку. Прн равенстве количества витков wx=w2t коллектор-
ный ток транзистора VT2 на этапе регулирования уТ опреде-
ляется соотношением 1с=а(Е—1кг)1Кз. Поэтому у=
^=E(lCR.3,laT(E—IKr). Подставив значение у в уравнение (4.2)
можно определить выходное сопротивление ИС
«.га = г(1-ттА_-)^г(1-У).	(4.27)
Обычно стабилизированные PHI работают прн значениях
близких к 1. Вследствие этого может быть достигнуто замет-
ное уменьшение выходного сопротивления.
Недостаток ИС состоит в том, что в нем нарушен закон уп-
равления значением у, обеспечивающим идеальную стабиль-
ность прн изменениях входного напряжения. Можно легко по-
казать, что прн /н=7^0 всегда	Устранение этого не-
достатка достигается, если сигнал, пропорциональный /н, либо
суммируется с опорным напряжением Ео, либо с обратным зна-
ком определяет начальное напряжение на конденсаторе С
В параметрическом ИС, показанном на рис. 4.8, реализован
второй способ введением последовательно с диодом омическо-
го датчика гд. В этом случае внешняя характеристика преобра-
зователя описывается выражением
UH=Ey—1иг—/нгд(1 — у)	(4.28)
Ток заряда конденсатора С определяется из (4.4), а началь-
ное напряжение на конденсаторе С отрицательно и равно /нгд,
так как в паузе через диод VD1 замыкается ток дросселя. По-
этому
у= (Ео+1нГр)С\Кз1(аТЕ).
Подставив у в уравнение (4.28) и продифференцировав най-
денное выражение по /н, можно прийти к выводу, что выход-
ное сопротивление ИС равно нулю, если выполняется равен-
ство
Г___Eq ~f~ Д	/л ОП.
' г* аТ ' аТ Е *	' ' '
Ясно, что (4.29) можно выполнить только в одной точке задан-
ного диапазона изменения /н н Е. Если параметры в этой точке
обозначить /ном и Еном, то выходное сопротивление стабилиза-
тора можно определить выражением
р ____CRa / “Ь 2гц/нпм Ео2г!1/я \	лл.
— ( £вом ----------------).	(4.30)
в котором Е и /и — текущие значения входного напряжения и
тока нагрузки.
124
Следует отметить, что до -сих пор мы считали диод VDI
идеальным вентильным элементом. Однако реальные дноды
обладают конечными сопротивлениями и прямое напряжение
на них зависит от тока нагрузки. В связи с этим в приведенных
выше выражениях лд— это сумма сопротивлений внешнего дат-
чика и дифференциального сопротивления диода.
Стабилизированные PHI с частотным управлением. Пока-
жем возможность построения относительно простых частотно-
регулируемых схем управления в компенсационно-параметри-
ческих стабилизаторах, выполненных на основе PHI, применимых
также к любым схемам стабилизированных преобразова-
телей, имеющих линейную зависимость UH=f(y). В этих слу-
чаях, как будет ясно из дальнейшего изложения, может быть
достигнуто упрощение схем управления благодаря возможно-
сти исключения из них ГЛИН и компараторов.
Если обратиться к идеальной регулировочной характеристи-
ке PHI (4.3) и учесть, что y=tHl , где ta н tT[— длитель-
ности проводящего и разомкнутого состояний регулирующего
ключа, можно получить следующую зависимость: /и=
= fnt\10/(E—Пно), которая определяет закон изменения дли-
тельности импульса, формируемого ЗГ при постоянной паузе tn,
от входного напряжения Е прн построении компенсационно-па-
раметрического стабилизатора (Пн0=const).
Если ЗГ выполнен с применением хронирующих конденса-
торов, то из сравнения полученного выражения с (4.1) можно
сделать вывод о способе его построения, а именно: заряд кон-
денсатора при постоянном размахе колебания (<72—t/i) дол-
жен осуществляться током, значение которого пропорциональ-
но входному напряжению, из которого вычитается постоянная
составляющая. При этом разряд конденсатора, очевидно, дол-
жен происходить либо постоянным током, либо через постоян-
ное сопротивление с тем, чтобы длительность паузы оставалась
постоянной.
Подобные генераторы легко реализуются на пороговых эле-
ментах (регенеративных компараторах), имеющих на статиче-
ских передаточных характеристиках йВых=|(^вх) гистерезис,
например на триггерах Шмитта, а токозадающие элементы —
различными известными способами. Если входное напряже-
ние Е существенно превышает разность ГД—ГЛ, где U? и Ui—
соответственно верхний и нижний пороги срабатывания, то ЗГ
можно выполнить так, как показано на рнс. 4.9,а.
Здесь предполагается, что триггер Шмитта выполнен на
микросхеме D, питание которой осуществляется от стабилизи-
рованного источника (на схеме не показан), задающего значе-
ния порогов срабатывания Uj и U2. Принцип работы генерато-
ра очевиден: если на выходе микросхемы D установлен высо-
кий уровень напряжения, то дноды VD1 и VD3 находятся под
125
Рнс. 4.9. Управляемый генератор для стабилизаторов с частотным регулиро-
ванием (а) и его улучшенный вариант (б)
обратным смещением, а хронирующий конденсатор С заряжа-
ется от источника входного напряжения стабилизатора Е через
резистор R1 и открытый диод VD2. Когда напряжение на кон-
денсаторе достигнет верхнего порога срабатывания U?, состо-
яние триггера скачком изменяется на противоположное и на
его выходе устанавливается нулевой уровень напряжения. При
этом ток резистора R1 через открывающийся диод VD3 пере-
ключается на выход микросхемы D, днод VD2 закрывается, а
конденсатор С разряжается через диод VD1, резистор R2 и вы-
ход микросхемы. Когда напряжение на конденсаторе уменьша-
ется до нижнего порога срабатывания происходит обратное
опрокидывание триггера, и процессы повторяются.
Если длительность процесса заряда конденсатора или дли-
тельность положительного перепада напряжения на выходе ЗГ
определяют длительность включенного состояния РК в регуля-
торе, то уменьшение ее с ростом Е, происходящее вследствие
увеличения тока заряда конденсатора, приводит к стабилиза-
ции выходного напряжения.
Найдем связь между параметрами генератора и выходным
напряжением, имея в виду принятое предположение: (1/2—
—Тогда, обозначив полусумму (U2-\-Ui)/2=U0, мож-
но считать, что ток заряда конденсатора С определяется как
1С=(Е—U0)/Ri, а длительность импульса tK==^UCR^(E—I' ).
Здесь \U=U2—£Л- Если подставить tu в уравнение регулиро-
вочной характеристики UKo=Et„l и продифференциро-
вать полученное соотношение по Е, то можно получить коэф-
фициент пропорпиональности между приращением входного
напряжения и напряжения на нагрузке
дик0/дЕ=1~ (tnUo)/(^UCRi).
Отсюда следует, что получение идеального канала парамет-
рической стабилизации требует выполнения равенства tn—
126
=^UCRi/U0. Прн этом UHO=Uo==CR&U/tn—constt т. е.
dUH0/dE=0.
Недостаток подобного построения стабилизированного ре-
гулятора состоит в том, что Uhq—Uo и жестко задается пара-
метрами применяемой элементной базы. Этот недостаток уст-
раняется включением дополнительного источника (показан на
рис. 4.9) штриховыми линиями), ток /о которого вычитается
из тока, задаваемого резистором R1. При этом ток заряда кон-
денсатора можно выразить соотношением Ic= (Е—I0Ri—
•—^o)/₽i, а условие получения идеальной стабильности выход-
ного напряжения (дико/дЕ=О) примет вид tn=^UCRil (С70+
+ЗД])-
Выполнение данного условия приводит к тождественным ра-
венствам UM=RiC^UI(t„) = Uo-\-IoRi. Последнее выражение
при t/HC.=const указывает на возможность влияния на работу
генератора с целью получения нужного значения (7но (с по-
мощью члена /o/?i), что устраняет зависимость построения схе-
мы управления от выбранной элементной базы.
Для введения обратной связи источник тока должен управ-
ляться выходным напряжением стабилизатора. Прн этом кру-
тизна преобразования S=dIG[dUVQ и определяет глубину об-
ратной связи. В стабилизаторах без гальванического разделе-
ния входных и выходных цепей в качестве таких источников
тока удобно использовать дифференциальные каскады на би-
полярных п-р-п транзисторах. При гальванической развязке —
это может быть фотоприемник диодного оптрона, светодиод
которого подключен через токозадающую цепь к входу усили-
теля обратной связи, установленного на стороне нагрузки.
Следует отметить, что при существенном уменьшении t/H,
которое может наблюдаться в режимах первоначального вклю-
чения стабилизаторов и перегрузках .по току, значение тока /о
прн наличии обратной связи может настолько возрасти, что
превысит значение E/Rr. В этом случае на выходе ЗГ будет
удерживаться неопределенно долгое время высокий потенциал
и, следовательно, будет включен регулирующий ключ преобра-
зователя. Подобное состояние может привести к выходу ключа
из строя. Поэтому необходимо выполнение схемы таким обра-
зом, чтобы длительность включенного состояния РК была ог-
раничена. Это достигается в схеме, представленной на рис.
4.9,6. Смысл введения еще одного резистора R3 и диода VD4
состоит в том, что при больших значениях тока /о диод VD4
закрывается, заряд конденсатора С будет зависеть от сопро-
тивления резистора R1, которое и ограничивает максимальную
длительность tu.
Заметим попутно, что способ защиты силовых ключей,
ванный на отслеживании мгновенного значения тока К и
уменьшении в соответствии с этим коэффициента заполнения у
127
[51], здесь следует применять следующим образом: схема за-
щиты должна обеспечивать резкое увеличение тока заряда кон-
денсатора С в моменты достижения током ключа заданных зна-
чений. Поскольку в этом случае tn остается постоянным, то про-
исходит уменьшение у. Любой другой способ принудительного
переключения микросхемы D в состояние с низким уровнем вы-
ходного напряжения до момента достижения равенства Uc (0 =
— U2 приводит, наряду с уменьшением t„, к уменьшению tn,
что не устраняет перегрузку преобразователя.
4.3.	Стабилизированные регуляторы напряжения II типа
Регулирование в импульсе. Выбор параметрического канала
регулирования. Из регулировочной характеристики идеального
РНП вытекает алгоритм управления значением у в режиме
стабилизации выходного напряжения
Т=(<7но-^)/<7но.	(4.31)
Сравнение (4.31) и (4.1) определяет способ управления мо-
дулятором длительности: ток заряда (или разряда) конденса-
тора должен быть постоянен. Если использовать ГЛИН с
нарастающим напряжением, то порог срабатывания компарато-
ра должен быть постоянен при начальном напряжении на кон-
денсаторе, пропорциональном Е. В ГЛИН с линейно убываю-
щим напряжением, напротив, при фиксированном начальном
напряжении напряжение срабатывания КН должно быть про-
порционально Е. Второй путь реализован в параметрическом
ИС [2, 34], показанном на рис. 4.10.
Принцип работы ИС. В разомкнутом состоянии РК прово-
дит диод VD1, т. е. напряжение на ключе равно (7Н. Если ток
/=(£Аю—Ео)/Яб, протекающий по резистору R6, превышает
значение коллекторного тока транзистора VT1 (/с=Ь£'о/^5,
где b = R3l (Яз+^4)), то открыты дноды VD2 и VD3, а напря-
жение на конденсаторе С зафиксировано на уровне Ео. Замы-
кание РК, происходящее в момент появления сигнала ЗГ, при-
водит к закрыванию упомянутых диодов, а конденсатор С
разряжается коллекторным током транзистора VT1. Когда на-
пряжение Uc(t), уменьшаясь, станет равно напряжению, за-
даваемому делителем Rl, R2 на втором входе компаратора
(U2=aE<zEo=Ui), КН формирует на выходе сигнал выклю-
чения РК- После этого начинается этап восстановления напря-
жения на конденсаторе, заканчивающийся в момент открыва-
ния диода VD3.
Анализ работы параметрического ИС. В соответствии с при-
веденными обозначениями и уравнением (4.1) относительная
длительность импульса, формируемая модулятором, определи-
те
Рис. 4.10. Регулируемый в импульсе параметрический ИС на основе РНП
ется соотношением
т=С(£о-^)/(/сГ).	(4.32)
Подставив (4.32) в уравнение регулировочной характеристики
((7н0=£/(1—у)) можно легко найти связь между значениями
параметров элементов модулятора длительности, обеспечиваю-
щую инвариантность выходного напряжения при возмущениях
входного:
Е0С/1сТ=1.	(4-33)
При этом
l/„o=£o/a=/c7'/aC=const.	(4.34)
С учетом тока 1с (4.33) преобразуется к виду
С/?6/(ЬГ) = 1.	(435>
9—6597	129
Расчет параметров элементов схемы управления. При за-
данном значении UHo и выбранных Ео и /с из (4.34) и (4.33)
определяются значения коэффициента а и емкости конденсато-
ра С. Коэффициент b определяется из неравенства ЬЕО+
+ ^KBmin	выполнение которого гарантирует работу
транзистора VT1 в активном режиме в диапазоне изменения
-входного напряжения. Сопротивление резистора R5 при извест-
ном Ь находится из соотношения Jc=bEoIR&. После этого по-
лагается /?з=^5 и, следовательно, /?4=/?5(1—b)/b. Сопротив-
ление резистора R6 должно быть таким, чтобы к моменту
очередного включения РК напряжение на конденсаторе достиг-
ло значения Ео. Минимальное время восстановления определя-
ется значением (1— утах)Г, где утах= (Пн0—Ет1п)/ик0. Так как
при этом начальное напряжение на конденсаторе С на этапе
восстановления (после выключения РК) равно aEmin, то сопро-
тивление R6 должно удовлетворять неравенству
Отсюда Rc, может быть найдено, например, методом после-
довательных приближений В качестве первого приближения
целесообразно выбрать сопротивление из равенства 7?б= (£Л<о—
—Ec)/2Jc, при выполнении которого в установившемся состоя-
нии значения токов диодов VD2 и VD3 равны.
Учет нелинейности выходного сопротивления. Внешняя ха-
рактеристика реальных регуляторов имеет вид
= ------<4'36)
1 —Y (1 —Y)2
Зависимость выходного сопротивления от у приводит к тому,
что условия идеальной стабилизации по входному напряжению
(dUH/dE=0) могут быть выполнены только в одной точке
диапазона изменения /н и Е. Для их определения воспользуем-
ся (4.36) и определим dU^dE, имея в виду, что у является
функцией Е
^£ = [(1-т)|	(4.37)
Из (4.32) следует, что ду}дЕ=—aCflcT- Поэтому в параметри-
ческом ИС (£0=const) имеем
№/<?£)„ = [(1 -	+ Е-^т) ('- Т^г) +
+ 2r/„-^]/(l-Y)a.	(4.38)
Анализ выражения (4.38) показывает, что в реальных ИС при
выполнении условия (4.33) (д£/н/д£)о>0 и получение равен-
130
ства (<3t7H/d£,)o=O возможно только для вполне определенных
номинальных значений входного напряжения Еном и тока на-
грузки /ном- Для этих значений соотношения между параметра-
ми элементов модулятора длительности, обеспечивающие иде-
альную стабилизацию, могут быть найдены решением уравне-
ния, полученного приравниванием нулю числителя правой
части выражения (4.38). При этом получается достаточно гро-
моздкое выражение, неудобное для практического использова-
ния. Решение можно упростить следующим образом.
Заметим, что практически всегда справедливы соотношения
t7H0>>/Hr/(l—у)2, и, следовательно, значение E^CjlcT, при
котором (d/7n/^F)o=0, близко к единице. Если в числителе
правой части (4.38) пренебречь величиной второго порядка ма-
лости (I— ЕоСЦсТ)* и считать справедливым равенство (I—
—у) «E/t7Ho, то можно преобразовать его к виду
(439)
Положив в (4.39) Е=ЕНом и /н=/ном, найдем условие, прн
котором fdf7H/^£,)o=0:
= 1 + 2г	(4.40)
с	£цпм
или с учетом значения 1С
(4.41)
При этом ин0^Ес/а, а выходное напряжение определяется
выражением
Для расчета пределов изменения UH при изменениях А, и Е
относительно номинальных значений подставим ЕоСЦсТ, опре-
деляемое равенством (4.40), в (4.39). После несложных пре-
образований получим выражение
позволяющее найти изменения UK.
Взаимодействие компенсационного и параметрического ка-
налов регулирования, не нарушающее алгоритм управления
значением у, может быть достигнуто здесь различными спосо-
бами. В КПИС, приведенном на рис. 4.11, выходное напряже-
ние УООС определяет Ео.у— начальное значение напряжения
на конденсаторе, а ток разряда конденсатора постоянен. По-
скольку в номинальном режиме работы всегда можно выпол-
9* 131
Рис. 4.11. Вариант компенсационно-параметрического ИС на основе РНП
нить равенство ЕС~ЕО.У, то все выражения, описывающие па-
раметрический канал регулирования, остаются справедливыми.
Влияние компенсационного канала на стабильность выходного
напряжения можно определить, воспользовавшись уравнением
(4.37). Подставив в него значение ду/дЕ=—C(KdU„/dE-\-
-^-а)/1сТ, найденное из (4.32) заменой Ео на Ео.у, и предполо-
жив справедливость неравенства	—у), найдем
dUJdE=l^-\ /(1 + ^М.	(4.44)
\ иЕ ] о / \ аЪ /
Здесь К.—коэффициент усиления УООС с учетом входного де-
лителя напряжения (R7, R8). При выполнении условия (4.40)
(dUH/dE)o определяется выражением (4.43) и U^^EJa.
Выражения, аналогичные (4.44), получаются прн оценке
влияния любого из дестабилизирующих факторов на стабиль-
ность выходного напряжения. В этом случае в (4.44) следует
заменить д1/„/дЕ н (dUH/dE)0 соответственно на dUJdT} и
(д17н/дП)о. где П — параметр, входящий в уравнение регулиро-
вочной характеристики или описывающий работу модулятора
длительности. В частности, выходное сопротивление КПИС с
учетом того, что (dUKldIH)o—rl(1—у)2 и 1—у«Е/17н0, можно
определить следующим выражением
а суммарную нестабильность выходного напряжения
Л£,"=[ЕШдп]/(1+^)-
Иной путь реализации взаимодействия параметрического и
компенсационного каналов регулирования, сохраняющий алго-
132
Рис. 4.12. Регулируемый в паузе компенсационно-параметрический ИС иа
основе РНП
ритм регулирования значения у, состоит в управлении током 1с
[2]. Рассмотрим его на примере ИС, управляемого в паузе.
Регулирование в паузе. Зависимость относительной дли-
тельности паузы от Е, обеспечивающая идеальную стабиль-
ность выходного напряжения в идеальном PH, определяется
соотношением 1—v=E/Utl0. Сравнение этого соотношения с
(4.1) показывает, что требуемый закон регулирования реализу-
ем в модуляторе длительности с амплитудой колебаний, про-
порциональной Е, и постоянным током заряда (или разряда)
конденсатора.
В ИС, показанном на рис. 4.12 [38], генератор разрядного
тока выполнен на транзисторах VT1 и VT2. Если регулирую-
щий ключ замкнут, то транзистор VT3 закрыт и ток, протекаю-
щий по резистору R6 (Ir6=(Uh—E)/RE>Ic), обеспечивает
фиксацию начального напряжения на конденсаторе С иа уров-
не Е. Размыкание ключа по сигналу ЗГ приводит к открыванию
VT3 и закрыванию VD2 и VD3. Конденсатор С при этом разря-
жается, и когда напряжение на нем уменьшится до значения
£(1—а), где a=Ri/(Rl-ERz), КН формирует сигнал замыкания
ключа.
В параметрическом ИС (E’o=const) относительная дли-
тельность паузы определяется соотношением
1-у=аЕС/(1сТ)	(4.46)
и, следовательно,
ии0=1сТ1(аС).
133
(4.47)
Если учесть значение 1с, то получим
UaQ=EobT/(aCR5},	(4.48)
где Ь = /?з/(Яз+Я4).
В КПИС ток 1с зависит от усиленного сигнала рассогласо-
вания, так как ЕО=ЕО,У. В общем случае эта зависимость ха-
рактеризуется крутизной передачи Sy=—dlddUK. Тогда, ана-
лизируя работу ИС, так, как это было сделано в § 4.3, можно
прийти к выводу [38], что в КПИС влияние изменений любого
из параметров, входящих в выражения (4.47), (4.48), на значе-
ние Uv, а также влияние изменений /н в реальных стабилиза-
торах, ослабляется в l-\-(SyT/aC) раз:
=	+	(4.49)
В частности, зависимость выходного сопротивления регуля-
тора от у выражается в том, что dUv!dE=/=§ и
> = (2/„г)/[£(7|-У(1 + ^)].	(4.50)
а выходное сопротивление КПИС
В (4.49), (4.50) и (4.51) учтено, что в реальных ИС 47ц»47н0^>
^>/нГ/(1—у)2 и (1—у) =E!Ukq. Для рассматриваемого конкрет-
ного выполнения источника тока 1с=ЪЕо1Ёз имеем: Sy —
= Eb/R5, где К—коэффициент усиления УООС с учетом дели-
теля jRn, /?10.
Возможно совмещение функций УООС и генератора тока 1с
использованием дифференциального каскада, одним из плечей
которого является транзистор VT2 [41]. Если считать, что база
второго транзистора этого каскада связана с Uu через дели-
тель напряжения R9, R10, то Sy=bS, где S — крутизна собст-
венно дифференциального каскада S=p/2rBx.3.
Аналогичный способ управления, использующий ГЛИН с
нарастающим напряжением, изложен в [42]. Кроме того, су-
ществует возможность построения универсальных схем управ-
ления, обеспечивающих формирование заданного закона регу-
лирования в PH с автотрансформаторным включением дроссе-
лей [37].
4.4.	Стабилизированный регулятор напряжения III типа
Внешняя характеристика простейшего РНШ может быть
приведена к виду
(7„ = -А- — /„--------.	(4.52)
1-Y	(I-у)2
134
Здесь UH — абсолютное
значение выходного напряже-
ния, полярность которого про-
тивоположна полярности вход-
ного напряжения относитель-
но общей точки.
В режиме стабилизации UH
параметрический капал регу-
лирования должен обеспечи-
вать постоянство значения
ин0=Еу/ (I—у)- Поэтому ал-
горитм управления относи-
тельной длительностью у опре-
деляется равенством
Рис. 4.13. Регулируемый в паузе ком-
пенсационно-параметрический ИС на
основе PHIII
y=UH0/(E+UM). (4.53)
Сравнение (4.53) и (4.1)
показывает, что требуемый за-
кон управления реализуется в
модуляторе длительности с
постоянным порогом срабаты-
вания компаратора при токе
заряда конденсатора, имею-
щем две составляющие: одну —
пропорциональную Е, вторую —
постоянную.
Компеисационно-параметрический ИС, в котором осущест-
влен такой принцип регулирования, представлен на рис. 4.13
[2, 34]. Работа его заключается в следующем. В разомкнутом
состоянии РК открыт диод VD1, а через фиксирующий диод
VD2 замыкается коллекторный ток 1с транзистора VT1, обес-
печивающий заряд конденсатора С на этапе регулирования.
Поэтому напряжение на конденсаторе С равно нулю. После за-
мыкания РК, происходящего в момент появления сигнала ЗГ,
конденсатор начинает заряжаться. К°гДа напряжение на нем
достигнет значения Еи=£’о.у, КН формирует сигнал размыка-
ния ключа. Затем конденсатор разряжается, и с поступлением
очередного сигнала ЗГ процессы повторяются. Резистор R4,
показанный на рис. 4.13 штриховыми линиями, необходим для
ограничения тока разряда конденсатора С (см. § 4.2).
Поскольку делитель напряжения Rl, R2 включен между
положительной шиной источника Е и отрицательным полюсом
выходного напряжения, то, обозначив a=Ril (Ri+Rz), ток за-
ряда конденсатора в идеальном PH (г=0) определим соотно-
шением 1с=а(Е+ико)/Ез- Поэтому в параметрическом ИС
(£0=const) относительная длительность у==ЕоСЕз!аТ (#4*
+ ^нс)- Подставив у в (4.52) и проанализировав полученное
выражение подобно тому, как это было сделано в § 4.2 и 4.3,
135
придем к выводу, что {dUKo/dE)o=Ot если параметры схемы
управления рассчитаны из выполнения условия
UH0=E0CR3l(aT).	(4.54)
Зависимость выходного сопротивления РНШ г/(1—у)2) от у
приводит к тому, что при выполнении (4.54) равенство
(дикО/дЕ)о=О нарушается. Воспользовавшись методикой, изло-
женной в § 4.3, приходим к выводу, что указанное выше равен-
ство выполнимо только при вполне определенных значениях
£ном И Атом* При этом условие (4.54) трансформируется к виду
Е;—2г (1 4- j 1е
\ Сном /
(4.55)
а при вариациях Е и справедливо равенство
V, \
ОЕ )„
— 2г~
k-/«J1 + 4е- ) / (1 +	<4-56)
L	' ^яом / / \	£ Л
Выражение (4.56) используется для расчета изменений вы-
ходных напряжений в диапазоне изменения Е и /н-
В КПИС выходное напряжение УООС определяет порог
срабатывания компаратора Ео_у. Учет влияния компенсацион-
ного канала позволяет сделать вывод, что изменения Ua при
любых дестабилизирующих возмущениях уменьшаются в
(1 +-у- j 1 4- К ~~~ Раз- При этом множитель ( 1 -|- j
обусловлен неглубокой отрицательной обратной связью, осу-
ществляемой вследствие подключения делителя Rl, R2 к вы-
ходному напряжению. Подобное подключение возможно только
потому, что выходное напряжение по знаку противоположно
входному.
Суммарное изменение Д{7Н в КПИС можно найти из равен-
ства [34]
даи=1Х№/Ш),'ЛП]/[(1 + ^) (1 + А’^г)]- (4-Б7)
п
Здесь П значение любого из параметров, входящих в уравне-
ния (4.54) или (4.55), а также ток нагрузки. Выходное сопро-
тивление КПИС определяется выражением
= '-(1 + 4-)/(1+А-^)-	(4'58)
136
Гл в в а пятая
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ ИСТОЧНИКОВ ВТОРИЧНОГО
ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ ДЛЯ ПИТАНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ
5.1.	Источник вторичного электропитания для автономных
устройств РЭА
Функциональная схема. Силовая часть ИВЭП, представленного на
рис. 5.1 [36], выполнена на базе ОПН с вспомогательным ключом (ВК)-
Отличие от ОПН, рассмотренного в гл. 3, заключается в том, что цепь, со-
стоящая из последовательно соединенных вспомогательного конденсатора С
и диода VD3, шунтированного ВК, включена параллельно с дополнительной
обмоткой w4 силового трансформатора TV. Внтковые данные обмотки w4
совпадают с обмоткой wl для обеспечения хорошей магнитной связи и умень-
шения выбросов напряжения на регулирующем ключе.
На стороне источника входного напряжения ИВЭП содержит ЗГ, форми-
рующий короткие импульсы управления, поступающие на вход запуска жду-
щего мультивибратора (ЖМ), имеющего два парафазных выхода, подключен-
ные к управляющим входам ВК и РК. Время выдержки ЖМ удовлетворяет
неравенствам утахГ^в<Г н ограничивает длительность замкнутого состояния
РК при первоначальном включении и перегрузках.
На стороне нагрузки имеется УООС с источником опорного напряжения
Ео (компенсационный канал управления), компаратор КН, ГЛИН, состоящий
из токозадающего двухполюсника {R2}, подключенного к входу £С-фнльтра,
и конденсатор Сг (параметрический канал управления), а также цепь фик-
сации начального напряжения на конденсаторе Сг (/?/, VD4, VD5). Выход
Рис. 5.1. Структурная схема ИС на основе ОПНП
137
КН через согласующее устройство (СУ), обеспечивающее гальваническое раз-
деление входных и выходных цепей, связан с вторым управляющим входом
ЖМ. по которому осуществляется перевод последнего в устойчивое состояние,
при котором РК разомкнут.
Работа ИВЭП сводится к следующему. Когда РК разомкнут (устойчи-
вое состояние ЖМ), диод VD3 и ВК находятся в проводящем состоянии:
первый нз них — в первую половину промежутка времени (1—у)Т. второй —
во вторую. Полярность напряжений на обмотках трансформатора ТУ такова,
что выпрямительный днод VO1 закрыт, а через резистор R1 в узел, образо-
ванный объединением катодов диодов VD5 и VD4, поступает открывающий
ток, превосходящий ток резистора R2. Прн этом указанные диоды открыты,
а напряжение на конденсаторе Сг фиксировано на нулевом уровне.
Задающий генератор вырабатывает сигнал, переводящий ЖМ в квази-
устойчивое состояние, при котором ВК размыкается, а РК замыкается. По-
лярность напряжений иа обмотках ТУ изменяется на противоположную, что
приводит к открыванию VO1 н закрыванию У04 и VO5. Конденсатор Сг за-
ряжается током, пропорциональным входному напряжению, так как на входе
фильтра действует напряжение, пропорциональное Е. В момент равенства на-
пряжений на входах КН на выходе последнего возникает сигнал, переводя-
щий ЖМ в исходное устойчивое состояние, что приводит к размыканию РК-
После размыкания РК конденсатор Ст начинает разряжаться через R1. При
поступлении очередного сигнала от ЗГ процессы повторяются.
Принципиальная электрическая схема. Источник вторичного электропита-
ния с выходным напряжением UH=5 В и током нагрузки Л=25 А при пита-
ющей аккумуляторной сети (22—36) В представлен на рис. 5.2. В ней РК
выполнен по схеме Дарлингтона на транзисторах VTI (КТ926) и 06.2 (тран-
зистор микросхемы 286ЕП4). Все остальные транзисторы принадлежат ми-
кросхемам 07, 08 типа IHT251. Транзисторы D7.2 и 07.3 образуют предва-
рительный усилитель РК, a D7.4 и 08.3 в совокупности с элементами R34—
R38 и С9—схему защиты РК по мощности [43]. Силовой трансформатор TV
выполнен на броневом сердечнике СБ48 из феррита 2000НМ1 с немагнитным
зазором 6=2 мм и имеет следующие намоточные данные: wl=w4=18.
(w4—w9)—6. Все обмотки намотаны проводом ПЭВ2 0 0,6 мм, причем
обмотка wl состоит из двух одинаковых параллельно включенных секций.
Дроссель фильтра L$ выполнен на сердечнике СБ32, 6=2, w=12 и имеет
шесть одинаковых обмоток, включенных параллельно. Емкостной выходной
фильтр С5 состоит из десяти параллельно соединенных конденсаторов К53-14
по 100 мкФ каждый. Два таких же конденсатора образуют входной емкост-
ной фильтр СЮ. Вспомогательная обмотка w3=14 с выпрямителем (VD13) п
фильтром (CS) обеспечивает питание схемы управления на стороне нагрузки.
Назначение микросхем: О1—ЗГ, 02—ЖМ, 03 — УООС, D5—КН. Микро-
схема 02 обеспечивает гальваническое разделение входных и выходных це-
пей, ГЛИН образован элементами С22, R21, а источник опорного напряже-
ния—стабилитрон VO3 и делитель напряжения R7, R8, R9. Работа схемы в
установившемся режиме происходит следующим образом.
Устойчивому состоянию ЖМ соответствует высокий уровень напряжения
на коллекторном выходе микросхемы 04 (вывод 7) и низкий — на эмиттер-
ном выходе (вывод /). При этом закрыт транзистор D8.1, а 08.3 и 07.2—
138
СЮ „220пн<Р
насыщены. Следовательно, закрыт и мощный транзисторный ключ VT1, на его
коллекторе установлен высокий уровень напряжений н в базу транзистора
D6.1, выполняющего роль вспомогательного ключа, задается открывающий
ток. Задающий генератор Di на выходе (вывод 7) формирует короткие
отрицательные перепады напряжения относительно уровня напряжения пита-
ния схемы управления, определяемого стабилитроном VD20, включенным во
входную цепь эмиттерного повторителя D8.2. Эти перепады через диод
VD4 воздействуют на неинвертирующий вход D4 и переводят ЖМ в квази-
устойчивое состояние, длительность которого определяется элементами R16,
R17, С2. Вследствие этого VT1 открывается. D6.1— закрывается, запираются
фиксирующие дноды VD10, VD11 и напряжение на конденсаторе С4 возрас-
тет. В тот момент, когда напряжения на выводах 2 и 3 микросхемы D5
станут равны, ее выходной транзистор открывается, что приводит к прямому
смещению входного светодиода микросхемы D2 (выводы 6 и 6) н открыванию
выходного транзистора последней (вывод /О —открытый коллектор), соеди-
ненного со стробирующим входом микросхемы D4 (выводы 6 и 8), и откры-
ванию выходного транзистора последней (вывод 10 — открытый коллектор),
соединенного со стробирующим входом микросхемы D4. Поэтому на выходе
D4 вновь устанавливается высокий потенциал, проводящий к закрыванию.
Источник вторичного электропитания имеет следующие основные харак-
теристики:
Выходное напряжение, В	.	5—0,08
Входное напряжение, В	. 22 ... 36
Рабочая частота, кГц .	...	30
Ток нагрузки, А....................................... •	0,05 ... 25
КПД при номинальном токе нагрузки ....	- 0,65
Последняя характеристика дана для случая использования выпрямительных
Д' |дов типа KD213. Применение диодов Шотки позволяет увеличить КПД до
75 . При наличии сервисного устройства (на рис. 5.2 не показано), осуществ-
л; ющего дистанционное включение ИВЭП и изменение выходного напряжения,
габариты составляют 200X100X35 мм.
Методика расчета параметров силовых элементов. В гл. 3 приведены
основные уравнения, позволяющие определить электрические параметры си-
ловых элементов ОПН с вспомогательным ключом в режиме регулирования
выходного напряжения (см. § 3.5). При работе в режиме стабилизации вы-
ходного напряжения указанные параметры определяются следующим образом.
Минимальная глубина модуляции напряжения на входе LC-фильтра и,
следовательно, минимальные габариты фильтра достигаются в том случае,
если при изменении входного напряжения от Emin до Дтак значение у изме-
няется симметрично относительно значения уо, которое при одинаковых коэф-
фициентах трансформаций п по вторичным (выходным) обмоткам равно 0,5.
При этом Ymin-|-y’max= I- Если учесть, что в реальных устройствах выходное
напряжение при заданных Е и у меньше идеального, определенного равен-
ством (3.18), и связано с последним равенством ин=2п£'ут), где ^ — коэф-
фициент полезного действия (см. гл. 1), то оптимальный коэффициент транс-
формации определится соотношением
При этом у в процессе стабилизации £7М изменяется по закону, описывае-
мому уравнением
V= (£roln£max) /[(£тп1п~|*£тпах)£] -	(5-2)
С учетом (5.2), основные соотношения, описывающие работу ОПН, транс-
формируются следующим образом.
Максимальное значение амплитуды пульсаций тока дросселя фильтра
Д/д = СнГ (Делах Дт1п)/[4£т) (£тях + £т1п)]-	(5-3)
Амплитуда пульсаций тока намагничивания трансформатора
A/|i=t/H7/(4n£un).	(5-4)
Максимальный коллекторный ток регулирующего ключа
Средине токи выпрямительных, мощных диодов
/ге=:/нДтах/(Дщ1п~|“Дтах) -	(5-6)
Максимальный ток вспомогательного ключа (он же — максимальный ток
вспомогательного конденсатора — здесь С6).
_ 4«L ( 1 . ”* Еп1а«~£„|п А
С max 4n r; \ Л. L	+ £ш1п / '
Средний ток вспомогательного диода (здесь VD9)
^VD в тах^пих^^^^гпах
(5.7)
(5-8)
где /стах определяется из (5.7).
Относительное значение двойной амплитуды пульсаций напряжения на
вспомогательном конденсаторе (С6)
&U- т* ( 1 я2 Е —Е.\Е Е .
_С 1 I 1	. П max___min ]__max пип .
UC =~Hc\L»L £™х+£„|„ /(£тах+£т|.?*
Двойная относительная амплитуда пульсаций выходного напряжения
________Т* gmax ^min _ (. ,	4) А	(5 10)
1'н 8СфЬ| (E„.ax + £m<n> \ + т /
В (5.10) тсф=СфГС, где Сф н гс — соответственно емкость конденсатора
фильтра и эквивалентное последовательное сопротивление потерь конденсато-
ра Сф. Отметим, что расчет по (5.10) дает несколько завышенные значения
пульсаций; так, предполагается, что пульсации тока дросселя фильтра по
фазе совпадают с пульсациями напряжения на Сф.
Максимальные напряжения мощного и вспомогательного ключей (в разо-
мкнутых состояниях)
"кэ^тах+^п)-	<5-П)
141
Максимальная двойная амплитуда пульсаций напряжения на конденсато-
ре входного фильтра
лп	I » л ZCbx ^гпах |	,п.
Д^Свх— 2Г \ * + 4 Т Е -4-Е	}•	(5-12)
2^вх \	max ' сгп1п /
Где 'с вх = ГС вх .
Средние значения токов дросселя фильтра и тока намагничивания транс-
форматора как и в режиме регулирования равны соответственно /к и 1пп.
Расчет силовых элементов преобразователи при заданных UH, /н» Дтах,
from, Т сводится к следующему. Если задаться ориентировочным значением
КПД т], то из (5.1) находится коэффициент трансформации. Тем самым при
известном /и определен постонииый ток намагничивания трансформатора. Для
нахождения индуктивностей £ц и L можно задаться амплитудой пульсаций
соответствующих токов Д/ц и Д/l. В практических устройствах эти амплиту-
ды составляют (25—30)%' от средних значений. При этом индуктивности
определяются кз (5.3) и (5.4). Конструктивный расчет трансформатора и
дросселя проводится, например, по методике, приведенной в [44]. Емкости
конденсаторов Сф и СВх рассчитываются исходя из данных пульсаций напря-
жений (5.10) н (5.12), а ключи и диоды выбираются по установочным токам
и напряжениям.
После проведения расчета и выбора ключей и диодов определяются поте-
ри в элементах преобразователя, например, по методике, изложенной в [45].
Далее, прн необходимости, проводится второй более точный расчет.
5.2.	Источник вторичного электропитания стационарной РЭА
При разработке ИВЭП, в которых используются принципы непосредст-
венного преобразования выпрямленного напряжения сети (сетевые ИВЭП)
в низкие уровни постоянного напряжения возникают трудности, связанные
с устранением высоковольтных выбросов напряжения на силовых транзистор-
ных ключах (СТК), необходимостью формирования траектории рабочей точки
СТК в пределах области безопасной работы (ОБР) и обеспечением хорошей
магнитной связи первичной и вторичной обмоток силового трансформатора.
Решение этих вопросов позволяет избежать необоснованно завышенных тре-
бований по переключаемым напряжениям, предъявляемым к СТК, повысить
надежность их работы и увеличить частоту работы преобразователей, улучшая
тем самым их удельные характеристики.
Ниже рассмотрен ИВЭП, работающий от сети переменного тока 220 В
50 Ги с выходным напряжением 5 В и током нагрузки 30 А, в котором ука-
занные трудности преодолены наиболее оптимальным образом (по крайней
мере, для устройств питания средней мощности).
Структурная схема ИВЭП [46]. В случаях применения традиционных схем
ОПН не удается избежать высоковольтных выбросов на РК даже при исполь-
зовании цепей формирования безопасной траектории переключения СТК. Эта
проблема полностью исключена в ОПН (рис. 5.3) с улучшенными характери-
стиками (см. гл. 3), где параллельно с первичной обмоткой wl силового
трансформатора TV1 в разомкнутом состоянии РК подключен с помощью ВК
142
+^вх
Рис. 5.3. Структурная схема сетевого ИВЭП
и VD6 органически необходимый для нормальной работы дополнительный
конденсатор С5. Трансформатор TV2, соединенный параллельно выходным
обмоткам TV1 (w2', w2"), обеспечивает управление В К (цепь Л) и питание
первичной (Л) СУ1 и вторичной (В) СУ2 схем управления через вспомога-
тельные устройства питания ВУП1 и ВУП2. С помощью трансформатора TV3
осуществляется гальваническая развязка СУ1 н СУ2 (£). а также СУ1 и
вспомогательного ключа (Д).
Схема СУ1. гальванически связанная с сетью через блок запуска (БЗ),
который отключается от сети при появлении напряжения на выходе ВУП2
(Г), формирует сигналы управления РК (М), ВК (Д) н сигнал сброса ГЛИН
в СУ2 (£). Схема СУ2 вырабатывает импульсный сигнал обратной связи (Ж),
поступающий через диодный оптрон VD1 в СУ1. Схема защиты (СЗ), исполь-
зуя напряжение иа датчике тока £д.т, обеспечивает отключение РК (3) при
перегрузках. В схеме применен компенсационно-параметрический способ
управления (цепи И и К—соответственно).
Обеспечение надежной работы СТК. Наиболее серьезная проблема при
реализации сетевых транзисторных ИВЭП в случае применения обычных ме-
тодов закрывания СТК связана с сужением ОБР из-за возможности возник-
новения обратно смещенного вторичного пробоя (ОВП) [47].
Существенное увеличение максимально допустимого напряжения СТК, до-
стигаемое благодаря исключению явления ОВП, и одновременное увеличение
быстродействия при закрывании реализуется в ключе с эмиттериым управле-
нием [48, 49]. В таком ключе (рнс. 5.4) сигнал управлении подается не на
основной высоковольтный транзистор VT1, а на вспомогательный, низковольт-
ный и быстродействующий транзистор VT2, включенный последовательно
143
в эмиттерную цепь основного. При открывании
VT2 в базу VT1 через резистор R1 от источни-
ка Uо поступает отпирающий ток, подключая на-
грузку к источнику £. Закрывание VT2 приво-
дит к обрыву цепи эмиттера VT1, и коллектор-
ный ток последнего до полного рассасывания
заряда в базовой и высокоомной коллекторной
областях замыкается через переход коллектор—
база VT1, диод VD1 и источник Uo. Закрывание
транзистора VT1 осуществляется с максималь-
ной скоростью, так как запирающий ток базы
VT1 равен коллекторному току. Поскольку на
всем этапе запирания эмиттерный ток равен
нулю, то возникновение ОВП невозможно. Та-
ким образом, происходит расширение ОБР прак-
Рис. 5.4. Ключ с эмит-
терным управлением
тически до предельных границ, определяемых максимальным током коллек-
тора и напряжением пробоя коллекторного перехода.
В принципиальной электрической схеме ИВЭП, представленной на рис. 5.5,
РК и ВК соответственно выполнены на высоковольтных составных транзисто-
рах типа КТ848А (VTIO и VT5) и низковольтных быстродействующих тран-
зисторах, входящих в состав микросборки 286ЕП4 {D5 и D4). Для предотвра-
щения перенасыщения первого транзистора составной структуры в базовую
цепь VT10 введена нелинейная обратная связь (диоды VD21—VD23). Роль
источника Uo выполняет стабилитрон VD24, шунтированный конденсатором
С21. Он же определяет напряжение питания СУ1. Вторые транзисторы микро-
сборок D5 и D4 выполняют функции дополнительного усиления и инвертиро-
вания сигнала управления.
Рассмотренный СТК имеет высокие динамические характеристики, ие под-
вержен воздействию ОВП и может управляться непосредственно с выхода
интегральных схем КМОП-логики. При указанных на рис. 5.5 номиналах н
типах элементов он имеет прв токе 3 А и напряжении 600 В время рассасы-
вания 0,2 мкс, время спада 0,15 мкс, остаточное напряжение 3,5 В и суммар-
ный ток управления 30 мА. Следует отметить, что применение транзисторов
КТ848 в обычном включении при частоте работы 30 кГц оказалось вообще
невозможным вследствие неприемлемо большого времени закрывания
(5 ... 10 мкс).
Отличие ВК от РК состоит в организации управления: открывание и за-
крывание ВК происходит автоматически при появлении напряжения на вто-
ричной обмотке силового трансформатора соответствующей полярности.
Однако перед замыканием РК необходимо обеспечить принудительное размы-
кание ВК для предотвращения протекания сквозных токов. Это запирание
производится сигналом СУ1, снимаемым с обмотки w2 трансформатора ТУЗ.
Работа ИВЭП происходит следующим образом. Входящие в состав С 3'1
задающий генератор, выполненный иа компараторе DA3, вырабатывает пря-
моугольные колебания с частотой 30 кГц, коэффициент заполнения которых
ограничивает максимальную длительность замкнутого состояния РК [50]. Ко-
лебания регулируются резисторами R24, R25.
144
10—6597
Рис. 5,5. Схема сетевого ИВЭП
Низкий потенциал на выходе ЗГ (вывод 7) устанавливает триггер на
элементах DD1.1 и DD1.3 в единичное (по отношению к выходу 6) состояние
и обеспечивает высокий уровень на выходе элемента DD\.2 При этом ключ
РК находится в закрытом состоянии Передний (положительный) фронт
импульса ЗГ дифференцируется цепочкой R32, С18 и интегрируется цепочкой
R29, С19. Продифференцированный импульс усиливается транзистором VT7
и через трансформатор TV3 поступает на ВК, закрывая его. Через промежу-
ток времени, определяемый временем заряда конденсатора С19 до напряже-
ния логической единицы, на выходе элемента DD1.2 появляется низкий уровень
сигнала и РК замыкается. Резистором R29 регулируется задержка вклю-
чения РК на время выключения ВК для предотвращения протекания сквоз-
ного тока. При замыкании регулирующего ключа напряжение питания транс-
формируется TV1 и через диоды VD5—VD8 поступает на фильтр L1 Сф. По-
являющееся на входе фильтра напряжение управляет источником тока на
транзисторе VT4 (параметрический канал управления). Пропорциональный
этому напряжению ток, протекая через конденсатор СЗ, формирует линейно
изменяющееся напряжение.
Разряд конденсатора в начале каждого такта прямой передачи энергии
производится синхронно с размыканием В К с помощью транзистора VT3.
Пилообразное напряжение с конденсатора С1 подается на компаратор DA3,
инвертирующий вход которого соединен с выходом усилителя рассогласова-
ния, выполненным иа микросхеме DA1. В момент, когда напряжение на СЗ
уменьшится до напряжения иа выходе усилителя, через светодиод VZ51.1
оптрона начнет протекать ток. Открывающийся при этом фотодиод И? 1.2
устанавливает низкий уровень потенциала на входе 8 триггера, и он перехо-
дит в нулевое состояние. На выходе элемента ДО 1.2 при этом появляется
высокий потенциал, и РК закрывается.
До выхода преобразователя иа режим и появления необходимых для ра-
боты СУ2 напряжений, питание СУ1 производится непосредственно от сети
током, протекающим через резистор R1 и транзистор VT1. После установле-
ния рабочего режима питание вторичной схемы управления и опорное напря-
жение обеспечиваются устройством питания ВУП1, собранным по простейшей
схеме параметрического стабилизатора (обмотка w4 трансформатора TV2,
выпрямитель, фильтр С4, стабилитрон VD3). Аналогично выполнено устрой-
ство ВУП2 (обмотка w4, фильтр С5. стабилитрон VD24). Применение чисто
емкостных фильтров в ВУП1 и ВУП2 обязательно, так как при коротком
замыкании выхода ИВЭП обеспечиваются напряжения питания СУ1 и СУ2.
Схема защиты ИВЭП от перегрузок реагирует на мгновенное значение
тока РК- Пороговым и исполнительным элементом схемы защиты является
транзистор VT8 [51]. При возрастании тока ключа до определенного значе-
ния, регулируемого резистором R43, транзистор VT8 открывается и сбрасы-
вает триггер в нулевое состояние. Таким образом, до начала следующего
тракта РК остается закрытым. Использование такого алгоритма работы схемы
защиты позволяет при перетрузках переводить преобразователь в режим па-
раметрического ограничителя выходного тока н обеспечивает возможность
параллельной работы нескольких подобных блоков питании на общую на-
грузку. Индикации перехода ИВЭП в режим ограничения тока осуществляет-
ся схемой на элементах 002.1, DD2.2 посредством светодиода [19].
146
Для предотвращения выхода РК из строя в переходных режимах в ИВЭП
введена схема защиты от понижения напряжения питания первичной схемы
управления. Она выполнена на транзисторе VT9, стабилитроне VD20 и эле-
ментах DD2.3 и ГВ2.4. Если напряжение питания СУ1 меньше минимально
допустимого (в данном случае 9,5 В), по цепи R36, VD20 ток не протекает
и транзистор VT9 закрыт. При этом иа входах 8, 9 инвертора DD2.3 высокий
уровень потенциала, на его выходе и на входе 13 элемента DZ> 1.2— низкий,
и ключ РК независимо от наличия других управляющих сигналов закрыт
После того как напряжение питания превысит уровень стабилизации VD20
транзистор VT9 соединяет входы элемента DD2.3 через резистор R39 с нуле-
вой шиной, а появляющийся иа его выходе сигнал логической единицы разре-
шает включение силового ключа.
Силовой трансформатор. Обеспечение хорошей магнитной связи между
первичными и вторичными обметками трансформаторов в сетевых ИВЭП при
низких уровнях выходных напряжений затруднено вследствие существенного
различия в количествах витков обмоток. Проблема решается либо путем
использования нескольких трансформаторов с последовательным или после-
довательно-параллельным [52] соединением первичных обмоток, либо приме-
нением ряда конструктивных мер, как это сделано в рассматриваемом ИВЭП.
Силовой трансформатор TV1 имеет коэффициент трансформации
(и»2/^1) = 1/48. Первичная обмотка разбита иа три секции 1 (рис. 5.6). со-
держащие по 64 вптка провода ПЭВ-2-0,75, намотанных бескаркасным .мето-
дом п изолированных фторопластовой лентой. Вторичная обмотка представ-
ляет собой четыре объемные двухвитковые секции 2, штампованные пз ли-
стовой меди толщиной 0,5 мм, спаянные между собой в области 6 и также
изолированные фторопластовой лентой. Секции первичной обмотки разме-
щаются между секциями вторичной, а между ними вкладываются кольцевые
пластины 3 из тонкой медной фольги, представляющие собой электростатиче-
ский экран. Сердечник трансформатора 4 броневой (СБ-48) выполнен пз фер-
рита марки М200НМ-1. Снаружи к чашкам сердечника прилегают две тепло-
отводящие пластины 5 (на рисунке показана одна). Применение такого спо-
соба выполнения обмоток трансформатора позволило получить индуктивность
рассеяния, составляющую всего 5 % от общей индуктивности перпячной
обмотки, а суммарная длительность просечек в напряжении на входе фильтра
при у=0.5 и токе нагрузки 25 А составила 2 мкс.
Намоточные данные остальных трансформаторов блока питания следую-
щие: ТВ2 намотан на сердечнике К20Х12Х6ХМ2000НМ-1, первичная обмот-
ка содержит 10 витков провода ПЭЛШО-0,4, обмоткн w3 и w4 соответ-
ственно по 15, 25 и 25 витков того же провода; TV3 выполнен на кольце из
того же материала, все обмоткн содержат 10 витков провода ПЭЛШО-0,2.
Для нормальной работы преобразователя обязательно экранирование обмот-
ки wl силового трансформатора, а первичные обмотки трансформаторов TV2
п TV3 должны иметь возможно меньшую емкостную связь со вторичными.
В противном случае работа первичной схемы управления становится неустой-
чивой из-за протекания паразитных емкостных токов.
Источник вторичного электропитания имеет следующие основные харак-
теристики. С применением двух диодов Шотки типа КД224, включенных па-
раллельно в каждом плече выпримителя, КПД блока питания во всем рабо-
чем диапазоне токов 6,5 ... 25 А при номинальном входном напряжении
находится в пределах 75 ... 80%. а выходное сопротивление равно 2,5 мОм.
На участке токоограничения (при работе схемы защиты) выходное сопротнв-
ление возрастает до 0,5 Ом. Суммарная нестабильность во всем диапазоне
входных напряжений составляет 2 %. Пульсация выходного напряжения при
частоте коммутации 33 кГц, индуктивности фильтра £ф = 100 мкГн и суммар-
ной емкости фильтра Сф=800 мкФ ие превышает 5 мВ при номинальном
входном напряжении и возрастает до 20 мВ на краях диапазона стабилиза-
ции. Объем образца блока питания вместе с конденсаторами входного фильт-
ра составляет 1,1 дм3 (45X120X200 мм).
5.3.	Маломощный высокочастотный источник вторичного
электропитания
В системах электропитания сложных радиоэлектронных устройств наряду
с ИВЭП средней и большой мощности широко применяются маломощные
(единицы — десятки ватт) ИВЭП для децентрализованного питания управ-
ляющих цифровых устройств различного функционального назначения. К та-
ким ИВЭП вместе с требованиями высокой экономичности и возможности
увеличения выходной мощности путем параллельного соединения отдельных
модулей без применения специальных выравнивающих устройств предъявляют
жесткие требования по уровню помех на шинах входного источника напря-
жения. Последнее из указанных требований предопределяет необходимость
148
установки сложных входных фильтров в ИВЭП, выполненных на базе пре-
образователей с импульсным потреблением мощности от входного источника
питания или использования преобразователей напряжения с непрерывным
потреблением мощности. Качественно новые возможности уменьшения пуль-
саций тока, потребляемого от источника входного напряжения, открывает при-
менение преобразователей с магнитно-связанными элементами, в частности,
ОПН с входным магнитно-связанным дроссель-трансформатором.
Принципиальная электрическая схема ИВЭП представлена на рис. 5.7
[22]. Силовой ключ выполнен на транзисторах микросхемы D10 типа 286ЕПЗ,
вспомогательный — 2ТС622А. В качестве выпрямительных используются дио-
ды с барьером Шотки (D6). Трансформатор VT имеет кроме основных обмо-
ток wl—w4 дополнительные обмотки w5, w6, используемые для обеспечения
питания схем управления во входной и выходной части преобразователя.
Сигнал обмотки w5 помимо этого применяется для управления вспомогатель-
ным ключом. Схема управления на входе содержит задающий генератор D1,
и триггер D5, на выходе — усилитель обратной связи D2, компаратор D3
с генератором пилообразного напряжения R38, С8.
Максимальная длительность включенного состояния силового ключа опре-
деляется задающим генератором [47]: если на выходе 7 D1 устанавливается
высокий потенциал, то такой же потенциал устанавливается на выходе 7
триггера D5. При этом открывается транзистор D8.3 и транзисторы D10 за-
крываются. На резисторе R47 формируется напряжение, пропорциональное
току силового ключа. Если его значение совместно с напряжением на прямо-
смещенном диоде VD5 превышает порог открывания транзистора D8.2 послед-
ний открывается и переводит микросхему D7 в положение, при котором
силовой ключ закрывается. Указанная схема защиты ключа обеспечивает
перевод преобразователя в режим ограничения тока и возможность парал-
лельной работы на общую нагрузку [51].
Первоначальное питание схемы управления осуществляется через эмит-
терный повторитель, выполненный на составном транзисторе D7.1, D7.2. До
момента пробоя стабилитрона VD5, обеспечивающего нормальное функциони-
рование схемы управления, через резисторы R41, R42 в базу транзистора
D8.3 подается отпирающий ток. При этом блокируется открывание силового
ключа. После пробоя VD5 открывается транзистор D7.4 и указанная рези-
стивная цепь шунтируется. Когда преобразователь выходит на установивший-
ся режим работы, появляется напряжение на конденсаторе СЗ. При этом про-
бивается стабилитрон VD2, открывается транзистор D7.3, транзисторы D7.1
и D7.2 закрываются, после чего питание схемы управления осуществляется
от выпрямителя, образованного Rl, VD1, VD3 и СЗ, С4.
Все п-р-п транзисторы принадлежат микросхемам 1НТ251, а р-п-р —
2ТС622А; не указанные на схеме диоды—2D522A. Преобразователь работает
на частоте 100 кГц. Трансформатор TV выполнен на броневом ферритовом
сердечнике СБ18 2000НМ-1 с зазором 6=0,5 мм и имеет следующие намо-
точные данные: йувх=20, 0 0,35; №, = 19, 0 0,35; w2=tt’3=5, 0 0,64; wt=7,
0 0,1; ays=10, 0 0,1. Дроссель фильтра выполнен на сердечнике СБ 11 и
содержит две обмотки по восемь витков, включенные параллельно и намотан-
ные проводом 0 0,5 мм. Компенсирующая индуктивность LK выполнена на
сердечнике Б9 и содержит 6 витков.
149

Преобразователь имеет следующие основные характеристики:
Выходное напряжение, В	- 5+0,05
Входное напряжение, В	.. 23 ... 36
Рабочая частота, кГц	.	. 100
Ток нагрузки, А	..... 0,025 мА... 4А
КПД................................................... -0,7
Удельная мощность. Вт/дм3 .	.	 200
5.4.	Высокочастотный стабилизированный источник
вторичного электропитания с двуполярным выходом
Принципиальная схема стабилизированного ИВЭП с двуполярным выхо-
дом, построенного на базе разработанного магнитно-связанного ОПН (см.
гл. 3), показана на рис. 5.8.
Работа схемы осуществляется следующим образом. Задающий генератор
D1, представляющий собой несимметричный мультивибратор, выполненный на
микросхеме 521САЗ, генерирует прямоугольные импульсы напряжения с дли-
тельностью, несколько превышающей максимально возможную длительность
замкнутого состояния регулирующего ключа. Передний фронт генерируемого
импульса напряжения дифференцируется цепью ЕЮ, С7 и через транзистор
D2.1 воздействует на стробирующий выход микросхемы D3, которая совмест-
но с транзистором D2.2 выполняет функцию триггера. Стробирование микро-
схемы D3, собранной также на схеме 521 САЗ, будет ясно позже. В результате
указанного воздействия микросхема D3 переходит в закрытое состояние, т. е.
иа выходе ее появляется высокий потенциал, что приводит через резисторы
R23—R28 к открыванию транзистора D4.1 по цепи токовой обратной связи
за счет токового трансформатора ТУЗ— к открыванию мощного транзистора
D4.2. В процессе включения магнитно-транзисторного ключа, выполненного
на транзисторах D4.1, D4.2, конденсаторы СЮ, СП, обеспечивающие умень-
шение динамических потерь при закрывании D4 L D4.2, разряжаются кол-
лекторным током транзистора D4.1.
При закрывании D4.2 на всех обмотках силового трансформатора TV1
появляются напряжения, пропорциональные входному напряженпю Е. Появле-
ние напряжения на вторичных обмотках трансформатора ТУ1 приводит к за-
ряду хронирующего конденсатора С12 через резистор R33. формирующего
пилообразное, напряжение. Скорость заряда хронирующего конденсатора С12
пропорциональна	что обеспечивает параметрическую стабилизацию
выходного напряжения от изменений входного напряжения. Пилообразное на-
пряжение с хронирующего конденсатора С12 поступает на вход компаратора
D6, на второй вход которого поступает напряжение с выхода усилителя рас-
согласования, выполненного на микросхеме D5. При сравнении этих напряже-
нии компаратор переходит в открытое состояние, т. е. на выходе появляется
низкий потенциал.
Включенное состояние компаратора D6 через оптронную диодную пару
V1.2 воздействует на вход триггера D3, переводя его в открытое состояние.
Низкий потенциал на выходе триггера D3 закрывает магнитно-транзисторный
ключ D4.1, D4.2. Закрывание транзистора D4.2 приводит к открыванию тран-
зистора D2.2 и снижению потенциала на неинвертирующем входе триггера D3.
151
С13,(М
t)
Рис. 5.8. Входная (о) и выходная (б) части высокочастотного ИВЭП с дв у по-
лярным выходом
152
Это происходит за счет подключения резистора R17 параллельно резисторам
R13, R14. В результате такого подключения резисторов потенциал на инвер-
тирующем входе триггера D3 оказывается выше потенциала на неинверти-
рующем входе, что и удерживает триггер в закрытом состоянии, хотя на его
неннвертирующий вход через диод VD6 все еще продолжает воздействовать
импульс напряжения от задающего генератора.
После окончания воздействия этого импульса напряжения открывается
диод VD6, что фиксирует потенциал неинвертирующего входа D3 практически
на нулевом уровне и D3 надежно находится в открытом состоянии. С при-
ходом очередного прямоугольного импульса напряжения от генератора D1
днод VD6 закрывается, однако это не ведет к переключению, поскольку раз-
ность напряжений на его входах сохраняется таковой, что инвертирующий
вход имеет более высокий потенциал. Для переключения триггера в закрытое
состояние необходимо блокировать его входы, что и делает стробирующий
вход через дифференцирующую цепь R10, R7 н транзистор D2.1. В результа-
те этой блокировки триггер D3 переходит в закрытое состояние. При этом
открываются транзисторы D4.1, D4.2, а транзистор D2.2 закрывается, что
приводит к повышению потенциала на неиивертирующем входе триггера D3
за счет параллельного подключения резисторов R17—R19 к резистору R15.
После исчезновения стробирующего импульса потенциал неинвентирую-
щего входа оказывается выше потенциала инвертирующего входа, и триггер
удерживается в выключенном состоянии.
Таким образом, с помощью резисторов R12—R19 выбираются пороги пе-
реключения D3, выполнена токовая защита ИВЭП. Подбором резистора R29
выбирают момент открывания транзистора D2.3, который через диоды VD8,
VD9 воздействует на входы триггера D3, препятствуя его переключению
в состояние высокого потенциала иа его выходе при токовой перегрузке. При
исчезновении токовой перегрузки ИВЭП переходит в нормальный режим ра-
боты. Наличие токовой защиты разрешает параллельную работу ИВЭП как
в асинхронном, так и синхронизированном режимах.
Транзистор D2.4 совместно с индуктивностью обеспечивают возможность
работы ИВЭП в режиме холостого хода.
Преобразователь имеет следующие основные характеристики:
Выходное напряжение, В	. ±15, ±0,05
Входное напряжение, В	. 22 ... 36
Рабочая частота, кГц	... 100
Ток нагрузки. А .	. ±0,15
КПД ...	...	.... 0,7
Удельная мощность Вт/дм3	80
Заключение
Предложенный читателю материал, включая и широко из-
вестные разработчикам источники электропитания, состоит
преимущественно из оригинальных схемотехнических решений,
защищенных авторскими свидетельствами и разработанными
авторами в последние годы в процессе практической деятель-
ности по созданию устройств электропитания РЭА. Объем кии-
153
ги, к сожалению, ие позволил дать исчерпывающий анализ
разработанных устройств и провести их всестороннее сравне-
ние с известными. Одиако, воспользовавшись приведенными в
книге соотношениями, характеризующими работу тех или иных
оригинальных регуляторов и преобразователей постоянного на-
пряжения, читатель сможет убедиться в том, что применение
этих устройств, при прочих равных условиях, приводит к умень-
шению массогабаритных показателей ИВЭП. Последнее являет-
ся одной из важнейших задач, стоящих перед разработчиками
устройств питания.
Коротко резюмируя изложенный материал, можно сказать,
что снижение массогабаритных показателей ИВЭП, помимо
очевидного пути, связанного с повышением рабочей частоты
переключения регулирующих элементов, может быть достигну-
то за счет применения, во-первых, магнитно-связанных элемен-
тов и, во-вторых, путем использования преобразователей с ре-
гулируемой частичной амплитудной модуляцией.
Первый из указанных путей в настоящее время чрезвычайно
быстро развивается, так как при очевидной простоте схемотех-
нических решении достигается существенный результат. Работа
магнитно-связанных элементов, как известно, основана на вза-
имодействии магнитных потоков двух обмоток, позволяющих
скомпенсировать изменения тока в одной из них, обусловлен-
ные процессами перемагничивания сердечника. Это полезное
свойство широко используется при построении как устройств
без гальванического разделения цепей входного источника пи-
тания и нагрузки, так и в преобразователях напряжения, где
подобное разделение осуществляется с помощью трансформа-
торов.
Важнейшим из магнитно-связанных элементов является
Г-образиый магнитно-связанный LC-фильтр, приведенный в
первой главе и применимый, очевидно, как в регуляторах так
и в преобразователях напряжения. Как известно, пульсации
выходного напряжения в устройствах, содержащих LC-фильтр,
определяются наличием пульсаций тока в дросселе фильтра.
Поэтому требования уменьшения пульсаций выходного напря-
жения всегда приводят к увеличению габаритных размеров
LC-фильтра. В случае же использования магнитио-связанного
фильтра возможно получение ничтожно малых пульсаций тока
в обмотке, подключенной к нагрузке, при наличии достаточно
больших пульсаций тока во второй компенсирующей обмотке
дросселя фильтра, а также при достаточно больших пульсаци-
ях напряжения на конденсаторе компенсирующей обмотки. Это
обусловливает возможность уменьшения массогабаритиых по-
казателей фильтра при заданной амплитуде пульсаций выход-
ного напряжения, так как компенсирующая обмотка магнитно-
связанного фильтра ие является силовой, а пульсации тока в
154
ней могут заметно превышать пульсации тока в обмотке дрос-
селя обычного (ие магиитно-связаииого) LC-фильтра.
Не менее важной задачей для разработчиков ИВЭП являет-
ся уменьшение импульсных помех, создаваемых ключевыми
источниками питания на шинах входного источника. Для их
уменьшения, во-первых, используются достаточно сложные
входные фильтры н применяются, как правило, преобразовате-
ли и регуляторы, имеющие дроссельный вход. Применение
магнитно-связанных дросселей в последнем случае позволяет
существенно уменьшить пульсации тока, потребляемого от
входного источника. Такое решение, в частности, рассмотрено
во второй главе этой книги применительно к широко распро-
страненному повышающему регулятору напряжения. Более
того, используя магнитно-связанные элементы, можно создать
регуляторы напряжения, имеющие регулировочные характери-
стики, аналогичные регулировочным характеристикам PHI и
РНП, но, в отличие от последних, непрерывно потребляющие
энергию от входного источника и непрерывно передающие ее
в нагрузку. По качествам потребляемой энергии и выходного
напряжения такие импульсные регуляторы приближаются кли-
ненным стабилизаторам, но обладают существенно большим
коэффициентом полезного действия. Такое решение, в частно-
сти, продемонстрировано во второй главе на примере регулято-
ров с конденсаторным разделением входных и выходных цепей.
В преобразователях напряжения с дроссельным входом, как
это показано в главе третьей, наиболее целесообразно совме-
щение функций входного дросселя и преобразующего транс-
форматора. Создание такого магнитно-связанного дроссель-
трансформатора позволяет простыми средствами практически
свести к нулю пульсации тока, потреблеямого от входного ис-
точника. Этот же результат может быть получен и при раздель-
ном выполнении указанных элементов. Однако, объединение
их в один элемент позволяет упростить устройство и улучшить
удельные характеристики.
Уменьшение габаритных размеров фильтрующих компонен-
тов в обычном исполнении в одиотактных преобразователях
напряжения с улучшенными характеристиками обусловлено
регулируемой частичной амплитудной модуляцией напряжения,
действующего на входе Г-образного LC-фильтра. Основным
устройством подобного рода является однотактный преобразо-
ватель напряжения, содержащий дополнительные ключи и кон-
денсатор (базовая схема ОПНП). Хотя использование послед-
них элементов и усложняет схему преобразователя по сравне-
нию с широко распространенными однотактными преобразова-
телями напряжения (ОПН1 и ОПНШ), но получаемые преиму-
щества превалируют над недостатками, связанными с этим
усложнением. К этим преимуществам относятся: уменьшение
155
габаритных размеров реактивных компонентов; исключение
режима прерывистого изменения магнитного потока в транс-
форматоре и, следовательно, возможность работы во всем диа-
пазоне изменения тока нагрузки, вплоть до холостого хода;
исключение возможности появления высоковольтных высокоча-
стотных всплесков напряжения на регулирующем ключе при
его выключении, обусловленных индуктивностями рассеяния
трансформатора. Последнее свойство делает преобразователь
незаменимым в устройствах питания с высоким уровнем
входного напряжения, в частности, в сетевых ИВЭП с бестраис-
форматориым входом. Следует также отметить возможность
выполнения ОПНП с дроссельным входом и использование
в схеме одного магнитно-связанного дроссель-трансформатора.
При этом сохраняются все преимущества базового варианта
ОПНП и с ними суммируются положительные качества, обус-
ловленные применением магнитно-связанных элементов.
Специалистам, связанным с разработкой высоковольтных
источников питания, полезно будет, иа наш вгляд, вниматель-
нее изучить соответствующие разделы второй и третьей глав.
Вопросы построения высоковольтных источников не нашли до-
статочно широкого освещения в этой книге вследствие специ-
фики излагаемого материала. Однако, решения, приведенные
здесь, весьма полезны, так как позволяют выполнять высоко-
вольтные источники путем набора сравнительно низковольт-
ных стандартных ячеек.
Список литературы
I.	Коссов О. А. Усилители мощности на транзисторах в режиме переключе-
ний.—2-е изд., перераб. и доп.—М.: Энергия, 1971.—432 с.
2.	Поликарпов А. Г., Сергиенко Е. Ф. Импульсные регуляторы и стабилиза-
торы напояжения/ Под ред А. А. Лукина.—М_: МЭИ, 1983.—72 с.
3.	А. с. 505010 (СССР). МКИ НОЖ 3/335. Регулятор постоянного напряже-
ния/ Б. И. Любимцев, А. Г. Поликарпов. — Опубл. 1976, Бюл. № 8.
4.	А. с. 1120464 (СССР). МКИ Н02М 3/335. Импульсный регулятор постоян-
ного напояжения/ А. Г. Поликарпов, Е. Ф. Сергиенко.—Опубл. 1984,
Бюл. № Й9.
5.	Поликарпов А. Г., Сергиенко Е. Ф., Чу С. К. Магнитно-связанный сглажи-
вающий фильтр для импульсных регуляторов и преобразователей постоян-
ного напряжения// Электронная техника в автоматике/ Под ред. Ю. И. Кор-
нева— М_: Радио и связь, 1986.—Вып. 17.—С. 116—120.
6.	А. с. 474799 (СССР). МКИ Н02М 3/335. Импульсный регулятор постоян-
ного напряжения/ Б. И. Любимцев, А. Г. Поликарпов.—Опубл. 1975,
Бюл. № 23.
7.	А. с. 1136274 (СССР). МКИ НОЗМ 3/335. Импульсный регулятор постоян-
ного напряжения/ А Г. Поликарпов, Е. Ф. Сергиенко.—Опубл. 19SS,
Бюл. № 3.
8.	Поликарпов А. Г. Импульсные регуляторы постоянного напряжения для
вторичных источников питания// Тр. МЭИ. Сер. Энергетическая н инфор-
мационная электроника.—1975.—Вып. 275.—С. 69—75.'
9.	Поликарпов А. Г., Сергиенко Е. Ф. О связи регулировочных характеристик
идеальных и реальных ШИМ регуляторов постоянного напряжения// Тр.
МЭИ. Сер. Энергетическая и информационная электооника.—1975.—
Вып. 275.—С. 95—98.
10.	А. с. 1144173 (СССР). МКИ Н02М 3/335. Однотактный высоковольтный
стабилизированный преобразователь постоянного напряжения/ А. Ф. Де-
вочкин, А. Г. Поликарпов, Е. ф. Сергиенко.—Опубл. 1985, Бюл. № 9.
11.	Поликарпов А. Г., Сергиенко Е. Ф., Снетков Н. А. Однотактиый высоко-
вольтный преобразователь напряжения// Высокоэффективные источники и
системы вторичного электропитания РЭА: Матеоиалы семннаоа — М :
МДНТП, 1986.—С. 142—147.
12.	К. L. Smith. D. С. Supplies from А С. Sources-5// Electronics & Wurelles
World. — June. — 1985. — P. 49—54.
13.	Захаров Ю. К- Сравнительный анализ двухтактного и однотактного ста-
билизированных преобразователей постоянного напряжения// Электронная
техника в автоматике/ Под ред. Ю. И. Конева,—М.г Сов. радио.—1980 —
Вып. 11.—С. 24—30.
14	А. с. 892614 (СССР). МКИ Н02М 3/335. Однотактный регулятоо постоян-
ного напряжения/ А. Г. Поликаопов, Е. Ф. Сергиенко—Опубл 1981
Бюл. № 47.
15.	Аптонов И. М., Поликарпов А. Г., Сергиенко Е. Ф. Однотактный лоеобоа-
зователь постоянного напряжения// Электросвязь.—1982 № 7.—С. '50—52.
16.	Антонов И. М., Поликарпов А. Г„ Сергиенко Е. Ф. Однотактные преобра-
зователи напряжения с улучшенными хаоактеоистнкамн// Электронная
В автоматике/ Под ред. Ю. И. Конева.—М.: Радио и связь —
1983—Вып. 14.—С. 59—64.
17.	А. с. 1003067 (СССР). МКИ G05f 1/56 Одиотактный оегулятоо постоянно-
го напряжения/ А. Г. Поликарпов, Е. Ф, Сергиенко.—Опубл. 1983, Бюл. №9.
157
18.	А. с. 892613 (СССР). МКИ Н02М 3/135. Однотактный регулятор постоян-
ного напряжения/ А. Г. Поликарпов, Е. Ф. Сергиенко.—Опубл. 1981,
Бюл. № 47.
19.	А. с. 959234 (СССР). МКИ Н02М 3/335. Устройство для регулирования на-
пояжения/ И. М. Антонов, А. Г. Полпкаопов, Е. Ф. Сеогиенко.—Опубл.
1982, Бюл. № 34.
20.	Поликарпов А. Г., Сергиенко Е. Ф., Титкин В. М. Однотактный преобразо-
ватель постоянного напряжения// Электросвязь.—1985.—№ 4.—С. 38—40.
21.	А. с. 1107233 (СССР). МКИ Н02М 3/335. Преобразователь постоянного
напряжения/ А. Г. Поликарпов, Е. Ф. Сергиенко, В. ЛЕ Титкин.—Опубл.
1984, Бюл. № 29.
22.	Стабилизирующий маломощный высокочастотный преобразователь постоян-
ного напряжения/ А. Г. Поликарпов, Е. Ф. Сергиенко, В. М. Титкин,
С. К- Чу// Электронная техника в автоматике/ Под ред. Ю. И. Конева.—
М_: Радио и связь.—1986—Вып. 17.—С. 121—127.
23.	Поликарпов А. Г., Сергиенко Е. Ф. Однотактные преобразователи постоян-
ного напряжения// Электронная техника в автоматике/ Под ред. Ю. И. Ко-
нева.—М_: Радио и связь.—1984.—Вып. 15 — С. 29—35.
24.	А. с. 1192064 (СССР). МКИ Н02М 3/335. Однотактный преобразователь
постоянного напряжения в постоянное/ А. Г. Поликарпов, Е. Ф. Сеогиенко,
В. М. Титкин.—Опубл. 1985, Бюл. № 42.
25.	А. с. 1136275 (СССР). МКИ Н02М 3/335. Импульсный регулятор постоян-
ного напряжения/ А. Ф. Девочкин, А. Г. Поликарпов, Ё. Ф. Сеогиенко.-
Опубл. 1985, Бюл № 3.
26.	Александров Ф. И., Сиваков А. Р. Импульсные полупроводниковые преоб-
разователи и стабилизаторы постоянного напряжения.—Л.: Энергия
1970.—118 с.
27.	Моин В. С., Лаптев Н. Н. Стабилизированные транзисторные преобразова-
тели.—М.: Энергия, 1972.—512 с.
28.	Сазонов в. В. Компенсационно-параметрические импульсные стабилизато-
ры постоянного напряжения.—М.: Энергоатомиздат, 1982.—88 с. (Бнб-ка
по автоматике; Вып. 630).
29.	А. с. 372552 (СССР). МКИ G05f 1/56. Импульсный стабилизатор постоян-
ного напряжения/ А. Г. Поликарпов, Е. Ф. Сергиенко.—Опубл. 1973,
Бюл. № 13.
30.	Тиристорный стабилизатор напряжения/ И. Л. Каганов, А. А. Лукин,
А. Г. Поликарпов, Е. Ф. Сергиенко// Электротехническая промышленность.
Сер. Преобразовательная техника.—1974.—Вып. 6 (53). С. 19—22.
31.	Источники вторичного электропитания/ С. С. Букреев, В. А. Головацкий,
Г. Н. Гулякович и др.; Под оед. Ю. И. Конева.—М.: Радио и связь, 1983.—
280 с.
32.	Моин В. С. Стабилизированные транзисторные преобразователи.—Мл Энер-
гоатомиздат. 1986.—376 с.
33.	Флоркин В. Т., Попов Л. Н. Импульсные устройства: Учебник для вузов.—
3-е изд., псрераб. п доп.—М.: Сов. радио, 1980.—368 с.
34.	Поликарпов А. Г., Сергиенко Е. Ф. Схемы управления импульсных стабили-
заторов постоянного напряжения с ШИМ регулированием// Полупроводни-
ковая электроника в технике связи/ Под оед. И. Ф. Николаевского.—М-?
Связь, 1977.—Вып. 18.—С. 149—157.
35.	Алексенко А. Г., Шагурин И. П. Микросхсмотехника: Учеб, пособие для
вузов/ Под ред. И. П. Степаненко.—М.: Радио и связь, 1982.—416 с.
36.	А. с. 989552 (СССР). МКИ G05f 1/56. Стабилизированный однотактный
преобразователь/ И. М. Антонов, А. Г. Поликарпов, Е. Ф. Сергиенко.—
Опубл. 1983, Бюл. № 2.
•37. Поликарпов А. Г., Сергиенко Е. Ф. Стабилизированные ШПМ-регуляторы
с автотрансформаторным включением дросселей// Электоосвязь.—1980.—
№ 11,—С. 45—47.
158
3s. Поликарпов А. Г., Сергиенко Е. Ф. Компенсационно-параметрические им-
„ пульсные стабилизаторы// Электросвязь.—1978.—№ 7.—С. 69—72.
39.	А. с. 705350 (СССР). МКИ НОЗ'К 3/135. Датчик тока обмотки магнитного
элемента/ Б. А. Глебов, А. Г. Поликарпов..—Опубл. 1979, Бюл. № 47.
40.	Поликарпов А. Г., Сергиенко Е. Ф. Параметрический импульсный стабили-
затор постоянного напряжения// Полупроводниковая электроника в техни
ке связи/ Под оед. И Ф Николаевского.—М.: Радио и связь, 1982.—
Вып. 22.—С. 186—187.
41.	Поликарпов А. Г., Сергиенко Е. Ф. Импульсный стабилизатор постоянного
напряжения с ШПМ-оегулятором второго типа// Электросвязь.—1981.—
№10—С. 48—51.
42.	Цишевский В. А., Лаптев Н. Н., Войтович И. А. Универсальные системы
управления импульсными стабилизаторами постоянного напряжения с ком-
бинированным регулированием// Современные задачи преобразователей
техники.—Киев; Ин-т электродинамики АН УССР, 1975.—Ч. З.—С, 439—449.
43.	А. с. 85161-1 (ССР). МКЛ Н02П 1/134. Способ защиты полупроводниково-
го прибора от перегрузок/ С. Г. Бузыкин.—Опубл. 1981, Бюл. № 28.
44.	Глебов Б. А. Рациональный выбор параметров дросселей в импульсных
устройствах преобразования энергии// Электросвязь.—1980.—№ 11.—
45.	Глебов Б. А. Магнитно-транзпсториые преобразователи для питания РЭА.—
М.г Радио и связь, 1981.—96 с.
46.	Бузыкин С. Г., Поликарпов А. Г., Сергиенко Е. Ф. Источник питания на ба-
зе однотактного преобразователя напряжения// Электоосвязь.—1985.—
№ 11.—С. 57—61.
47.	Близер А. Физика силовых биполярных и полевых транзистооов: Пео. с
англ./ Под ред. И. В. Грекова.—Л.: Энергоатомпздат, 1986.—248 с
48.	Голиков В. Ю., Сибичевков В. Ф. Ключевая схема для сетевых источни-
ков электропитания// С6. тр. МЭИ,—1977.—Выл. 329,—С. 46—49.
49.	Бузыкин С. Г. Пути повышения надежности силовых тоаизнсторных клю-
чей сетевых ИВЭП// Высокоэффективные источники и системы вторичного
электропитании РЭА: Материалы семинара—М.:	МДНТП 1986 —
50.	А. с. 1185538 (СССР), МКИ G05f 1/56. Стабилизиоующий однотактный
преобразователь/ А. Г. Поликарпов, Е. Ф. Сергиенко, В. М. Титкин —
Опубл. 1985, Бюл. № 38.
51.	А. с. 886136 (СССР). МКИ 1/134. Устройство для защиты пеоеклю-
чающего танзистора/ С. Г. Бузыкии. — Опубл. 1981, Бюл № 44. '
52.	А. с. 1192065 (СССР). МКИ Н02М 3/335. Преобразователь постоянного
напряжения в постоянное/ А. Г. Поликарпов, Е. Ф. Сеогиенко В. М. Тит-
кин.—Опубл. 1985, Бюл. № 42.