040_Kurs_radiotekhniki_Izyumov_N_M_

Similar

Формирование радиоэлектроники (Середина 20-х - середина 50-х годов)

Радиопередающие устройства

Проектирование радиоприемных устройств

Радиотехника и электроника

Text

КУРС

РАДИО-
ТЕХНИКИ

Н. М. ИЗЮМОВ

КУРС
РАДИОТЕХНИКИ

ВОЕННОЕ ИЗДАТЕЛЬСТВО
МИНИСТЕРСТВА ОБОРОНЫ СОЮЗА ССР

МОСКВА-1958
Н. М. ИЗЮМОВ

КУРС
РАДИОТЕХНИКИ

Издание третье,
переработанное и дополненное

Scan AAW

ВОЕННОЕ ИЗДАТЕЛЬСТВО
МИНИСТЕРСТВА ОБОРОНЫ СОЮЗА ССР
МОСКВА —1958
Н. М. Изюмов, КУРС РАДИОТЕХНИКИ, издание третье^
переработанное и дополненное.

Книга предназначена для будущих техников-связистов, го-
товящихся к эксплуатации средств радиосвязи.

В книге даны общие понятия о радиосвязи и радиоаппа-
ратуре, подробно рассмотрены колебательные системы и фи-
деры, излучение и распространение радиоволн, электровакуум-
ные и полупроводниковые приборы, радиопередающие и ра-
диоприемные устройства, радиорелейная связь, а также ука-
заны простейшие способы проверки радиостанций.

При изложении всех вопросов автор уделяет большое вни-
мание физической сущности происходящих явлений. В боль-
шинстве разделов приводятся примеры и задачи для само-
стоятельного решения.

Книга рассчитана на читателей со средним образованием,
изучивших общий курс электротехники.
ПРЕДИСЛОВИЕ

Третье издание Курса радиотехники, как и предыдущие изда-
ния, предназначается для будущих техников-связистов, готовя-
щихся к эксплуатации средств радиосвязи. В книге излагаются
физические основы радиотехники, описываются устройство и ра-
бота электровакуумных и полупроводниковых приборов, рассмат-
риваются принципы действия и схемы радиопередающих и радио-
приемных устройств. Эти сведения позволят учащимся осваивать
ту радиоаппаратуру, которая соответствует профилю их подго-
товки.

Описания типовой аппаратуры не входят в общий курс радио-
техники, так же как и практические сведения о настройке, регу-
лировке и ремонте радиоаппаратуры. Они должны даваться уча-
щимся в процессе изучения конкретных типов радиостанций и
применительно к этим типам, чтобы теоретические знания подкре-
плялись практическими навыками.

Книга рассчитана на читателей со средним образованием, изу-
чивших общий курс электротехники. Наибольшее внимание уде-
лено изложению физических процессов.

Исключительно сложная в методическом отношении задача
составления общего курса радиотехники не может быть решена
вполне безупречно. Поэтому автор рассчитывает на критическую
помощь читателей, заранее принося им благодарность за полез-
ные советы.

Июнь 1956 г.

И. М. Изюмов.

ВВЕДЕНИЕ

Советский народ заслуженно гордится тем, что наша страна
является родиной радио — одного из величайших открытий чело-
вечества. В быту советского человека, в удовлетворении его поли-
тических и культурных запросов, в разнообразных областях науки
и производства роль радио возрастает с каждым годом. Радио
в умелых руках советских воинов служит важнейшим средством
управления войсками, средством, обеспечивающим их взаимодей-
ствие и предупреждение о нападении с воздуха, моря и суши.

Принцип передачи сигналов на расстояние открыт Александ-
ром Степановичем Поповым; им же создана первая в мире аппа-
ратура радиосвязи.

А. С. Попов внимательно изучал все новое в электротехнике
и выделял то, что могло иметь будущность, особенно интересуясь
явлениями, связанными с токами высокой частоты. Еще в 1889 г.
на одной из своих лекций он сказал: «...если бы изобрести такой
прибор, который заменил бы нам электромагнитные чувства, то
его можно было бы применять к передаче сигналов на расстоя-
ние». Эта замечательная идея была претворена А. С. Поповым
в действительность несколькими годами позже.

7 мая 1896 г. А. С. Попов выступил на заседании физического
отделения Русского физико-химического общества в Петербурге
с докладом «Об отношении металлических порошков к электриче-
ским колебаниям». В докладе он сообщил об изобретенном им
приборе для приема и регистрации электромагнитных волн и про-
демонстрировал в действии этот прибор — первый в мире радио-
приемник. Исторический день 7 мая и является днем изобретения
радио.

Приемное устройство А. С. Попова выполняло те же основные
задачи, что и любой современный приемник: извлечение, преобра-
зование и использование энергии электромагнитных волн. Для из-
влечения энергии электромагнитных волн служила изобретенная
А. С. Поповым антенна в виде куска провода, в котором под дей-
ствием этих волн создавался ток высокой частоты. Стеклянная
трубка, наполненная металлическим порошком (кохерер), пре-
образовывала принятую энергию, замыкая цепь местной батареи
для регистрации сигналов на телеграфной ленте.

В том же году А. С. Попов изобрел источник излучения элек-
тромагнитных волн — первый в мире радиопередатчик, в антенне
которого колебания высокой частоты создавались с помощью
искровых разрядов. 24 марта 1896 г. после ряда предваритель-
ных опытов А. С. Попов выступил вновь на заседании физиче-
ского отделения Русского физико-химического общества и с по-
мощью своих приборов впервые в мире осуществил радиопере-
дачу сигналов из одного здания в другое. Сигналы регистрирова-
лись на ленте телеграфного аппарата, включенного в цепь
приемника.

В начале 1897 г. А. С. Поповым и его сотрудниками была уста-
новлена связь между Кронштадтом и кораблем на расстояние
640 м. Дальности передач затем начали быстро увеличиваться.

С начала 900-х годов радиотелеграф по инициативе А. С. По-
пова стал применяться в качестве средства управления на флоте
и в армии. В 1901 г. были проведены с хорошими результатами
полевые учения, на которых применялись переносные радиостан-
ции. В том же году А. С. Попов и П. Н. Рыбкин установили на
Черном море связь между кораблями на 130 км.

Среди опубликованных А. С. Поповым материалов большой
интерес представляют указания о наблюдавшихся во время про-
водимых им опытов отражении и рассеянии радиоволн металли-
ческими препятствиями, находившимися на их пути. Обобщая эти
наблюдения, А. С. Попов научно предсказал перспективы приме-
нения радио для кораблевождения (радионавигация) и обнаруже-
ния невидимых объектов (радиолокация). Он же указал на воз-
можность радиоперехвата и создания преднамеренных помех ра-
диосвязи.

А. С. Попов был пламенным патриотом. Несмотря на препят-
ствия, которые создавали его научной деятельности царские чи-
новники, он с негодованием отверг предложение иностранных
дельцов работать за границей. «Я русский человек,— сказал ве-
ликий ученый,— и все свои знания, весь свой труд, все свои дости-
жения я имею право отдавать только моей Родине...»

Научная общественность дала высокую оценку трудам А. С.
Попова. В революционные дни 1905 г. он был избран директором
Электротехнического института и председателем физического от-
деления Русского физико-химического общества. На посту дирек-
тора он возглавил передовую часть профессуры и студенчества,
боровшуюся против репрессий царского правительства.

Бурные объяснения с царским министром, которому подчи-
нялся Электротехнический институт, так сильно подействовали
на А. С. Попова, что он умер от кровоизлияния в мозг 13 января
1906 г. на 47-м году жизни.

Подлинное признание заслуги Попова получили лишь после
Великой Октябрьской социалистической революции. В честь г$-
6
ПИального изобретений установлен День радио — 7 мая, ежегодно
отмечаемый советским народом.

После победы Великой Октябрьской социалистической рево-
люции начался настоящий расцвет радиотехники. Уже 6 ноября
1917 г. радиостанция крейсера «Аврора» передала распоряжение
Военно-революционного комитета вооруженным силам револю-
ции, расположенным в районе Петрограда. На следующий день
радио сообщило «Всем, всем», что власть перешла в руки трудя-
щихся.

Коммунистическая партия и Советское правительство бережно
выращивали кадры ученых-радиоспециалистов и стимулировали
их деятельность. Так, 2 февраля 1920 г. Владимир Ильич Ленин
писал руководителю Нижегородской радиолаборатории М. А.
Бонч-Бруевичу в связи с успешными опытами по радиотелефон-
ной передаче:

«Пользуюсь случаем, чтобы выразить Вам глубокую благо-
дарность и сочувствие по поводу большой работы радиоизобрете-
Ний, которую Вы'делаете. Газета без бумаги и «без расстояний»,
Которую Вы создаете, будет великим делом. Всяческое и всемерное
содействие обещаю Вам оказывать этой и подобным работам».

Первая советская радиотелефонная станция мощностью
12 киловатт начала радиовещание в 1922 г. Она была построена
в Москве коллективом Нижегородской радиолаборатории. В том
же году наши войска получили первую ламповую подвижную ра-
диостанцию.

В годы восстановления и реконструкции народного хозяйства
СССР радиопромышленность уже развилась в крупную самостоя-
тельную отрасль производства. Были созданы замечательные
кадры конструкторов радиоаппаратуры, в том числе и аппаратуры
военной радиосвязи.

К началу Великой Отечественной войны войска связи нашей
армии были полностью вооружены радиостанциями различных
мощностей и разного назначения.

В годы Великой Отечественной войны радио применялось во
всех родах войск как средство управления, взаимодействия и
оповещения. Война потребовала резкого увеличения производства
радиоаппаратуры. Рабочие радиозаводов, несмотря на трудности
первого периода войны, выполняли требования войск, снабжая их
радиоаппаратурой в нужном количестве и высокого качества.

Военные связисты умело применяли технику для управления
войсками в подвижных формах боя. По радио поддерживалась
связь пехоты с авиацией и танками, а также с кораблями флотов
и флотилий при совместном выполнении ими боевых задач. Ра-
дио было основным средством быстрой связи с частями и пар-
тизанскими отрядами, действовавшими в тылу противника.

Надежная радиосвязь облегчала командованию проведение
сложнейших операций. Неоценима роль радио в деле воспитания
воинов в духе преданности нашей социалистической Родине.
В послевоенный период Коммунистическая партия и Советской
правительство делают все необходимое для дальнейшего разви-
тия радио. Эта забота ярко отражена в директивах XX съезда
КПСС по шестому пятилетнему плану развития народного хозяй-
ства и в последующих решениях Коммунистической партии и Со-
ветского правительства.

Всемерное развитие радиотехнической промышленности, прак-
тическое применение полупроводниковых приборов, расширение
производства аппаратуры радиорелейной связи, увеличение вы-
пуска электровакуумных и радиоизмерительных приборов, авто-
матизация производства массовых деталей радиоаппаратуры,.рас-
ширение и улучшение радиовещания и телевидения и рост научно-
исследовательской базы радиоэлектроники — таковы конкретные
указания Коммунистической партии по развитию радио.

Успешное решение этих задач -г- почетный долг советских ра-
диоспециалистов перед Родиной.

Воины-связисты Советской Армии должны в совершенстве
знать современную радиотехническую аппаратуру, поступающую
на вооружение в войска. Изучение Курса радиотехники окажет
им практическую помощь в этом важном деле.
ГЛАВА ПЕРВАЯ

ОБЩИЕ ПОНЯТИЯ О РАДИОСВЯЗИ
И РАДИОАППАРАТУРЕ

Термин «радиосвязь» означает «связь при помощи излучения»,
т. е. без участия проводных линий (беспроводная связь). Электри-
ческая энергия преобразуется в энергию так называемых электро-
магнитных волн, которые излучаются передатчиком в простран-
ство и, распространяясь над поверхностью земли, воздействуют
на приемник корреспондента. Для осуществления двусторонней
связи каждая радиостанция должна состоять из передатчика и
приемника. В радиостанциях малой мощности передатчик и
приемник монтируются в общей упаковке, а в мощных радиостан-
циях они являются отдельными аппаратами.

Устройство, излучающее электромагнитные волны при пере-
даче и извлекающее их энергию при приеме, называется антен-
ной. Антенна в простейшем случае представляет собой провод,
один конец которого (изолированный) поднят над землей, а дру-
гой подключается к передатчику или приемнику. Принципиаль-
ная схема радиосвязи показана на рис. 1.

Антенна Антенна

Передающая радио- Приемная радио-
станция станция

Рис, 1, Схема радиосвязи (односторонней)
Передатчик. Основное назначение передатчика — генерация
(создание) токов высокой частоты для питания антенны. Элек-
тромагнитная энергия токов высокой частоты (от десятков ты-
сяч до многих миллиардов периодов в секунду) преобразуется ан-
тенной в энергию электромагнитных волн, излучаемых в про-
странство. Использованием токов высокой частоты радиотехника
и отличается в первую очередь от всех других отраслей электро-
техники. Таким образом, радиотехника — это техника перемен-
ных токов высокой частоты.

Передатчик может выполнять свою основную задачу (генери-
ровать токи высокой частоты) только в том случае, если он сам
питается от какого-либо первичного источника электрической
энергии. Следовательно, в состав передатчика должны входить
источники энергии (батареи элементов, аккумуляторы, электро-
агрегаты или иные источники). По отношению к первичному
источнику передатчик является преобразователем энергии по-
стоянного тока в энергию тока высокой частоты.

Важнейшие детали передатчика, преобразующие энергию по-
стоянного тока в энергию тока высокой частоты,— это электрон-
ные приборы и колебательные системы. Типы и количество элек-
тронных приборов в выходном устройстве передатчика (при со-
ответствующем источнике питания) определяют мощность пере-
датчика, а свойства выбранных колебательных систем — ча-
стоту генерируемых колебаний.

Передатчик должен дополняться управляющим устройством.
При радиотелеграфной связи таким устройством служит мани-
пулятор, простейшим примером которого является телеграфный
ключ. Переменный ток высокой частоты возникает при нажатии
ключа и прекращается при его отпускании; следовательно, теле-
графные знаки воспроизводятся колебаниями в передатчике
(рис. 2). В случае радиотелефонной связи управляющим устрой-
ством служит модулятор, в состав которого входит микрофон.
Под воздействием звука микрофон управляет колебаниями пере-
датчика, изменяя или их амплитуду, или их частоту, но не пре-
рывая колебаний.

К передатчику присоединена антенна, в которую и направ-
ляется из передатчика ток высокой частоты.

Излучение и прием электромагнитных волн. Пусть ключ
радиотелеграфного передатчика нажат и ток высокой частоты

кТок

Точна Тире

Рис. 2. Радиотелеграфные сигналы
питает антенну (рис. 3). Антенная система присоединена к двум
зажимам передатчика: к одному присоединена собственно ан-
тенна (в простейшем случае — вертикальный провод), а к дру-
гому — заземление или же сеть проводов над землей, называе-
мая противовесом (в малых радиостанциях роль противовеса мо-
жет выполнять корпус станции). Ток в антенне проходит пооче-
редно вверх и вниз. Этим создается в пространстве переменное
электромагнитное поле, распространяющееся со скоростью при-
близительно 300 000 км/сек (3 • 108 м/сек).

На рис. 3 показано только магнитное поле. Силовые линии
его имеют вид колец, радиусы которых увеличиваются по мере
удаления поля от передающей антенны. Эта картина и иллюстри-
рует излучение (радиацию) электромагнитных волн.

На пути распространения электромагнитных волн установ-
лена приемная радиостанция. В ее антенне под действием поля,
создаваемого передатчиком (см. рис. 3), наводится переменная
э. д. с. высокой частоты, которая вызывает ток в приемнике.
Таким образом, в пункте приема извлекается некоторая доля
энергии волн, излучаемых передатчиком.

Приемник. Собственно приемник выполняет три основные
задачи. Первая состоит в том, что из сигналов боль-
шого числа одновременно работающих передатчиков приемник
должен выделить (избрать) только сигналы своего корреспон-
дента; иначе работа всех других передатчиков мешала бы радио-
приему.

Избирательность, т. е. способность устранять или ослаблять
помехи, достигается тем, что в приемнике, как и в передатчике,
имеются колебательные системы; их можно настроить на ту ча-
стоту, которую имеют колебания в антенне передатчика своего
корреспондента (или, как говорят, настроить в резонанс). Бла-
годаря этому нужные сигналы усиливаются, а мешающие воз-
действия других передатчиков ослабляются.

Вторая задача приемника — усиление принимаемых сигналов.
Мощность, извлекаемая приемной антенной, обычно очень мала;
ее недостаточно для того, чтобы привести в действие воспроиз-

И
водящее устройство (см. рис. 1), включенное на выходе прием-
ника (телефон, громкоговоритель, записывающий телеграфный
аппарат, электронно-лучевая трубка и т. п.). Поэтому в прием-
нике имеются электронные приборы, предназначенные для усиле-
ния сигналов.

Третья задача приемника — преобразование сигналов. Коле-
бания высокой частоты, возникающие в приемной антенне, не-
пригодны для управления воспроизводящим аппаратом. Напри-
мер, телефон и громкоговоритель управляются током звуковой
частоты, телеграфный аппарат — импульсами постоянного тока
и т. д. Следовательно, необходимо преобразовать сигнал, изме-
нив его частоту, сделав его пригодным для воспроизведения. Эту
задачу выполняет детектор, которым может служить электрон-
ная лампа или полупроводниковый прибор. Усилительные ка-
скады (ступени) приемника, включенные между антенной и де-
тектором, усиливают сигналы высокой частоты, а каскады, сле-
дующие за детектором, усиливают низкочастотные сигналы.

Рис. 4. Мгновенные значения напряженности
электрического поля в пространстве

Понятие о длине волны. Ток в передающей антенне в течение
периода меняется по величине и по направлению. Соответ-
ственно этому изменяют свое направление и силовые линии элек-
тромагнитного поля. Совокупность переменных электрического
и магнитного полей, распространяющихся в пространстве, назы-
вается электромагнитными волнами (радиоволнами). Для иллю-
страции этого понятия будем откладывать по горизонтальной оси
(рис. 4) длину I участка одного из направлений распространения
энергии (одного из радиусов, т. е. лучей, расходящихся во все
стороны от передающей антенны), а по вертикали — напряжен-
ность е электрического поля для некоторого момента. Распределе-
ние напряженности поля вдоль луча для любого мгновения будет
волнообразным, так как поле создается синусоидальным током и
распространяется с постоянной для каждой среды скоростью.

Магнитное поле создается и распространяется одновременно
с электрическим, причем направление напряженности Н магнит-
ного поля в каждой точке перпендикулярно направлению напря-
женности Е электрического поля. На рис. 5 приведены для одного
момента времени значения напряженностей обоих полей, распо-
12
Ложенных всегда в двух взаимно перпендикулярных плоскостях L
С течением времени электромагнитное поле перемещается вдоль
луча, удаляясь от передающей антенны. Скорость распростране-
ния электромагнитных волн равна скорости света и составляет

над поверхностью земли,
как уже указывалось, при-
близительно 300 000 км/сек
(3 • 108 м/сек).

Рассмотрим на рис. 5
участок, на котором элек-
тромагнитное поле совер-
шает полный цикл изме-
нений. Распространяющее-
ся электромагнитное поле
пройдет этот участок за
время, соответствующее
йолному циклу изменения
тока в антенне, т. е. в те-

Рис. 5. Мгновенные значения напряжен-
ности электромагнитного поля в про-
странстве

чение одного периода.

Обозначим этот участок буквой X («лямбда») и назовем его
длиной волны. Длина волны измеряется в метрах (более корот-
кие волны измеряются дециметрами, сантиметрами и миллимет-
рами). Из рис. 5 видно, что длина волны представляет собой
путь, проходимый электромагнитным полем в течение одного
периода тока в антенне. Следовательно, длина волны тем больше,
чем больше период переменного тока, питающего антенну. Иначе
говоря, электромагнитные волны тем длиннее, чем меньше частота
переменного тока.

Зная частоту Д легко вычислить длину волны X. Действи-
тельно, если электромагнитное поле движется со скоростью
vo = 3OOOOO км/сек (3-108 м/сек], то за время, равное одному
периоду Г, оно пройдет путь

Х = ^07' = ^

так как частота f — у (т. е. представляет собой число перио-
дов в одну секунду).

Пример. Если частота переменного тока в антенне f = 1 000 000 пер/сек
(106 гц), то длина волны, излучаемой этой антенной,

Следовательно, для переменного тока с частотой f = 106 пер/сек длина
волны

X = 300 м. 1 * *

1 На рис. 4 и 5 показана не картина поля в виде силовых линий (как

было, например, на рис. 3), а распределение напряженности поля (т. е.

«густоты» силовых линий) вдоль выбранного луча.
Для практических вычислений удобно запомнить формулы

X [м] =

зоо
f [МгЧ] ’

где частота f выражена в мегагерцах (миллионах герц), а длина
волны X — в метрах.

Волны, длина которых измеряется тысячами метров, назы-
ваются длиннымщ сотнями метров — средними} десятками ме-
тров — короткими} единицами и долями метра — ультракорот-
кими (сверхкороткими).

В войсковой практике хотя и применяют выражение «длина
волны», но сами волны редко исчисляют в метрах. Шкалы ра-
диостанций раньше градуировались в фиксированных волнах,
т. е. в волнах, отстоящих одна от другой (для уменьшения
взаимных помех) на 25 000 пер!сек. Следовательно, строго го-
воря, номера фиксированных волн характеризовали не длину их,
а частоту.

Так, например, фиксированная волна № 120 соответствовала частоте

f = 25* 000 • 120 = 3 000 000 пер!сек (3 Мгц).

В переводе на метры это дает

• 300 _ 3‘102
f ~ 3

= 100 м.

Чем больше номер фиксированной волны, тем выше ее ча-
стота и тем короче волна.

Более удобно наносить цифры на шкалах радиостанций в
тысячах пер/сек (в килогерцах), в десятках тысяч пер/сек (в де-
сятках килогерц), в сотнях тысяч пер/сек (в"сотнях килогерц)
или в миллионах пер/сек (в мегагерцах) в зависимости от диапа-
зона частот станции.

Радионаправление, радиосеть и радиолиния. Две приемно-
передающие радиостанции, поддерживающие связь только друг
с другом, образуют радионаправление; это — простейший способ
организации радиосвязи (рис. 6). Обе станции могут или вести

Рис. 7. Радиосеть

Рис. 6. Радионаправление
Оконечная
станция

Промежуточная
станция

Оконечная
станция

Рис. 8. Радиолиния

передачу поочередно на одной и той же волне (симплексная ра-
бота), или же одновременно передавать и вести прием на двух
разных волнах (дуплексная работа). Станции, предназначаемые
для симплексной работы, по схеме и конструкции отличаются от
станций, дающих возможность дуплексной радиосвязи.

Для связи трех и большего числа корреспондентов, имеющих
лишь по одной симплексной радиостанции, организуется радио-
сеть (рис. 7). В простейшем случае для всех станций сети назна-
чается одна общая волна, на которой ведется поочередно пере-
дача каждой из станций сети и возможен циркулярный (одно-
временный) прием всеми остальными станциями. Работа в ра-
диосети, экономная в смысле количества используемых радио-
станций, более сложна для организации, чем работа по радио-
направлениям.

В том случае, когда требуется связь на расстояние, превы-
шающее дальность действия применяемых радиостанций, можно
использовать ретрансляцию. На пути между станциями-коррес-
пондентами располагается ретранслирующая установка, которая
принимает сигналы и автоматически переизлучает их на другой
волне. Помимо увеличения дальности связи, ретрансляция по-
зволяет осуществить связь между радиостанциями, имеющими
разные диапазоны волн.

Способ ретрансляции широко используется в радиорелейных
линиях. Радиорелейная линия (радиолиния) представляет со-
бой ряд ’приемно-передающих установок (рис. 8), из которых
две являются оконечными, обслуживающими корреспондентов,
а остальные — ретрансляционными, повышающими дальность
связи путем приема и усиления сигналов от предыдущей стан-
ции и излучения их в направлении к следующей станции. От-
дельные установки радиолинии располагаются обычно в несколь-
ких десятках километров одна от другой. Радиолинии работают
на ультракоротких волнах, которые позволяют применить антен-
ны направленного действия. Радирлиния может выполнять само-
стоятельные задачи в системе связи, но может также служить
продолжением линии проводной связи чили вставкой в нее.

Таковы краткие предварительные сведения о радиосвязи и
радиоаппаратуре. Усвоение их облегчит изучение отдельных эле-
ментов и схем передатчиков и приемников и принципов их ра-
боты.
ГЛАВА ВТОРАЯ

КОЛЕБАТЕЛЬНЫЕ СИСТЕМЫ И ФИДЕРЫ

1. ЗАМКНУТЫЙ КОЛЕБАТЕЛЬНЫЙ КОНТУР

Свободные колебания

В предыдущей главе указывалось, что колебательные си-
стемы играют очень важную роль в работе передатчиков и при-
емников. В передатчиках колебательные системы дают возмож-
ность получить токи высокой частоты, которые необходимы для
излучения радиоволн в пространство. В приемных устройствах
колебательные системы обеспечивают избирательность по ча-
стоте.

Широко применяемым видом жолебательной системы яв-
ляется замкнутый колебательный контур, состоящий из катушки
индуктивности и конденсатора (рис. 9). Катушка обладает, как
известно, сосредоточенной индуктивностью, а конденсатор — со-
средоточенной емкостью. Таким образом, основные параметры1
замкнутого контура — емкость и индуктивность — сосредоточены
в обособленных одна от другой деталях — конденсаторе и ка-
тушке.

Рис. 10. Передача энергии от бата-
реи в колебательный контур

Рис. 9. Замкнутый коле-
бательный контур

1 Параметрами цепей в электротехнике называются величины, харак-
теризующие соотношение между напряжением и током этих цепей (сопро-
тивление, проводимость, емкость, индуктивность).
Для изучения свойств колебательного контура рассмотрим
процесс разряда конденсатора через катушку. Чтобы в контуре
могли возникнуть колебания, ему необходим^ какой-то начальный
запас энергии. Этот запас энергии колебательному контуру
можно сообщить, зарядив от батареи его конденсатор. На рис. 10
показан колебательный контур, конденсатор которого при по-
мощи переключателя можно присоединить к зажимам батареи.
Если переключатель поставить в положение /, конденсатор за-
рядится до напряжения Um батареи. При этом в электрическом
поле, образовавшемся между пластинами конденсатора, будет
запасена энергия

Здесь Wc окажется выраженной в джоулях, если С взято
в фарадах, Um — в вольтах.

Пример. Пусть емкость конденсатора составляет 1000 пф (1 пикофа-
рада = 0,000001 лгкф = 0,9 см = 1 • 10~12фарады), и заряжается он до на-
пряжения 1000 в. Тогда запасенная в нем энергия

«7 _ CU™ _ Ю00-10002 _ 10» _ 1 ,

И'С— 2 2-Ю12 — 2-1012 ~~ 2-Ю3

Зарядив конденсатор, поставим переключатель в положе-
ние 2, Конденсатор окажется замкнутым на катушку, т. е. будет
образован колебательный контур. Конденсатор получит возмож-
ность разряжаться. Проследим процесс разряда, пренебрегая
вначале потерями энергии в активном сопротивлении контура.
В первый момент после установки переключателя в положение 2
конденсатор остается еще заряженным до напряжения Um
(разряд еще4 не начинался) и ток в контуре не успевает возник-
нуть. Вся энергия заряда конденсатора по-прежнему остается
сосредоточенной между его пластинами в виде электрического
поля, силовые линии 1 которого для случая, приведенного на ри-
сунке, направлены сверху вниз (рис. 11, а).

Затем конденсатор начинает разряжаться; по катушке идет
ток, который создает вокруг витков магнитное поле.

При дальнейшем разряде конденсатора ток, проходящий по
катушке, и магнитное поле вокруг нее возрастают, а напряже-
ние, до которого был заряжен конденсатор, и энергия, запасен-
ная между его пластинами, уменьшаются.

Следовательно, энергия заряженного конденсатора, умень-
шаясь, превращается в энергию магнитного поля катушки. Это

1 Здесь и в дальнейшем представление о силовых линиях служит только
для облегчения рассмотрения сложных электромагнитных процессов и ни
в какой мере не исчерпывает действительной природы явлений.

2—1404 1 7
превращение не может происходить мгновенно, так как э. д. с.
самоиндукции катушки, образующаяся при нарастании магнит-
ного поля, ограничивает величину тока разряда конденсатора.
Лишь через некоторое время, вполне определенное для каждого

контура, конденсатор оказывается

разряженным полностью, но

Ц=0

энергия, которую он от-
дал, не могла исчезнуть
или превратиться в тепло-
вую, если активное сопро-
тивление контура и потери
энергии в нем настолько
малы, что мы ими прене-
брегли. Значит, энергия
электрического поля кон-
денсатора полностью пе-
решла в энергию маг-
нитного поля катушки
(рис. 11, б).

Энергия магнитного по-
ля катушки для любого
момента времени будет

и=О

Рис. И. Процесс превращения энергии
при колебательном разряде

Энергия WL будет вы-
ражена в джоулях, если
L взято в генри, I — в ам-
перах.

Величина энергии маг-
нитного поля катушки
зависит от мгновенного
значения проходящего по
ней тока. Естественно, что
в момент полного пере-
хода энергии из конденса-
тора в катушку ток в кон-
туре достигнет своего ма-
ксимального значения 1т,
а полученная катушкой
энергия будет равна энер-
гии, израсходованной кон-
денсатором:

//2

Ь1т ____

Пример. Пусть индуктивность катушки составляет 1000 мкгн
(1 мкгн = 1 • 10~6 гн). Если энергия заряда была в начальный момент
2QQQ- то так°й же окажется и энергия магнитного поля в момент мак-
симума тока:

Llm _ 1 дж.

2 ~ 2000 и ’

это позволит нам определить максимум тока
т = — /2-100б_ 1

~ V 2000£ ~ V 2000 1 а‘

Итак, в момент отсутствия напряжения на конденсаторе
(Uc = 0) ток в цепи оказывается наибольшим (/ = 1т).

Точно так же, как ток не мог возникнуть мгновенно, он не
может мгновенно исчезнуть: э. д. с. самоиндукции стремится под-
держать его, т. е. после полного разряда конденсатора источни-
ком энергии становится катушка, а приемником энергии — кон-
денсатор.

Достигнув максимума, ток начинает уменьшаться, но направ-
ление его остается прежним (за счет э. д. с. самоиндукции) и
некоторое, время после разряда конденсатора. Это приводит
к тому, что пластины конденсатора перезаряжаются, т. е. поло-
жительный заряд оказывается на нижней, а отрицательный на
верхней пластине конденсатора. В момент полного исчезнове-
ния магнитного поля ток в цепи прекращаемся. Энергия магнит-
ного поля вновь полностью превращаете^ в энергию электриче-
ского поля (рис. 11, в); напряжение между пластинами конден-
сатора достигает исходного значения Um, а линии электриче-
ского поля направлены снизу вверх.

После этого конденсатор снова начинает разряжаться через
катушку и ток в контуре получает обратное направление. В мо-
мент полного разряда конденсатора вся энергия сосредоточи-
вается в магнитном поле катушки, причем направление магнит-
ных силовых линий противоположно прежнему (рис. 11, г).

Затем между пластинами конденсатора возникает электриче-
ское поле, направленное, как в начале процесса, сверху вниз
(рис. 11, а), в контуре вновь повторяется полный цикл колеба-
ний и т. д. Отсюда понятно, почему система, состоящая из L
и С, была названа колебательным контуром. Колебания, про-
исходящие в контуре при отсутствии вынуждающей силы, т. е.
при отсутствии постороннего источника переменной э. д. с., на-
зываются свободными колебаниями.

По физическому смыслу колебания представляют собою по-
вторяющийся обмен реактивной (безваттной) энергией между
катушкой и конденсатором. При этом одновременно происходя-
щие электрические и магнитные явления не должны рассматри-
ваться обособленно одно от другого; всякое перемещающееся
электрическое поле (в том числе и поле движущихся по проводу
Зарядов) создает магнитное поле, й наоборот. Поэтому колеба-
ния в контуре называются электромагнитными.

Представим графически напряжение на конденсаторе и ток
,в контуре за первый период колебания (рис. 12). С этой целью
по горизонтали отложим время t (обычно малые доли секунды),
а по вертикали — мгновенные величины напряжения и и тока I.

На рисунке показаны наибольшее значение Um, равное на-
пряжению заряжавшей батареи, и дальнейшее изменение вели-
чины и знака этого напряжения по кривой, которая называется
косинусоидой. Эта кривая — периодическая, т. е. повторяющаяся.

Рис. 12. Напряжение на конденсаторе и ток в контуре при
разряде без потерь энергии

Ток первоначально равен нулю; он достигает максимума
(амплитудного значения) Im в тот момент, когда напряжение
становится равным нулю. Следовательно, кривая, показывающая
изменения тока, запаздывает (отстает) во времени по отноше-
нию к кривой, показывающей изменения напряжения. Графи-
чески ток в это-м случае изображается синусоидой.

Время Т полного цикла изменений напряжения или тока на-
зывается периодом колебания. Напряжения и ток имеют один и
тот же период колебания, но ток в последовательности своих
изменений (или, как принято называть, по .фазе) отстает от на-
пряжения на четверть периода.

На рис. 12 слева показана векторная диаграмма процесса:
вектор тока Im отстает от вектора напряжения Um на 90°.
Зная сдвиг фаз, можно выразить мощность, расходуемую в кон-
туре, формулой

Р =- cos (р.
Но <р = 90° и, следовательно,, cos ? = 0; значит, в данном
случае Р — 0, т. е. на необратимые потери (на переход электро-
магнитной энергии в тепловую) мощность не расходуется вовсе.
Это возможно только в контуре, не имеющем активного сопро-
тивления (в «идеальном» контуре). Идеализированный колеба-
тельный процесс мог бы продолжаться неограниченное время,
сохраняя амплитуды Um и 1т постоянными; такие колебания
принято называть незатухающими.

Итак, на рис. 12 представлены свободные незатухающие элек-
тромагнитные колебания, происходящие в контуре, который не
имеет потерь.

Чем определяется продолжительность одного периода колеба-
ний в контуре?

Чем больше емкость С, тем больший заряд получает конден-
сатор при данном напряжении, а следовательно, и на разряд по-
требуется больше времени. Чем больше индуктивность ка-
тушки L, тем медленнее происходит в ней нарастание и убыва-
ние тока, а следовательно, тем большее время будет протекать
цикл колебаний.

При вычислении периода колебаний следует иметь в виду, что
между проходящим в цепи синусоидальным током 1т и напря-
жением Um на конденсаторе существует соотношение

Подставив его в выражение равенства энергий, получим

Z./2 Cl fl fl

2 ~ 2 WC •

Сократив в левой и правой частях , найдем значение
круговой частоты (угловой скорости вектора)

0) — 2тс/= Lz.- .

7 VLC

Частота свойственных контуру свободных колебаний назы-
вается частотой его собственных колебаний и обозначается бук-
вой <оо (круговая частота) или fo (частота колебаний). Она
обратна корню квадратному из произведения емкости (в фара-
дах) на индуктивность (в генри):

1
(0п =- —... - ,

VL [гн] С М

или

2тс VL [гн] С [#]'
Следовательно, чем больше емкость и индуктивность контура,
тем ниже частота его собственных колебаний.

Период Т является величиной, обратной частоте f. Матема-
тически период колебаний выражается формулой Томсона:

Т[сек.] = 2кУЬ[гн]С[ф].

Наличие радикала (квадратный корень) показывает, что пе-
риод изменяется менее резко при изменениях какого-либо пара-
метра контура (емкости или индуктивности). Так, например,
если емкость увеличить в девять раз, то период увеличится
только в три раза.

Пример. Определить период собственных колебаний контура, имею-
щего емкость С — 1000 пф и индуктивность L = 1000 мкгн.

Решение.

т=6-28 V iS = W = 0’00000628 сек/-

частота собственных колебаний

/0 = = 1: 0,00000628 « 159 000 пер/сек (159 кгц\

Если начальное напряжение Um = 1000 в, то уравнения, выражающие
колебательный процесс, можно написать так (см. примеры на стр. 17 и 18):

ис = cos = ЮОО cos *5$ 000/) =

= 1000 sin ('2л 159 000/ + в;

/ = lm sin co0Z = 1 sin (2л 159 000/)я.

Если колебательный контур входит в схему передатчика и
питает антенну, то в пространство излучаются волны, длина ко-
торых определяется параметрами контура.

Зная период или частоту контура, легко подсчитать длину
волны

Х = г,0Г = -^,

где Vo — скорость распространения волн, составляющая
300 000 км/сек.

При практических подсчетах удобно пользоваться выраже-
ниями, приводившимися выше:

, г 1 300 zr , 300

X 1м1 — -77.-. .; f [Мггг] — , , .

1 J f [Мгц] ’ ' 1 X [.w|

Для того чтобы вычислить длину волны непосредственно по
параметрам контура (емкости и индуктивности), следует преоб-
разовать формулу Томсона, умножив в ней обе части равенства
на va:

X [км] = v0T = 6,28 • 3 • 105 VL[zh] С[ф].

Теперь предположим, что L задано не в генри, а в микро-
генри и что С дано не в фарадах, а в пикофарадах. Для того
чтобы не нарушалось написанное выше равенство, необходимо
правую часть его разделить на 1/<106-1012. Желая выразить
длину волны не в километрах, а в метрах, умножим правую
часть равенства на 103:

X [л/] = 6,28-3-105 103.

После извлечения квадратного корня из знаменателя и сокра-
щения окончательно получим

Х[ж] ж 1,88 VL [мкгн]С[пф]

Нередко приходится по заданной длине волны и одному из-
вестному параметру контура вычислять значение другого, неиз-
вестного параметра. В этих случаях последнее выражение при-
меняют в преобразованном виде:

Х2= 1,882£С^З,54£С.

Отсюда получают расчетные формулы

L [мкгн] = 3 ;

Учтя, что

, г 1 300

можно также пользоваться формулами

Г Г i 2,54.Ю4

L [мкгн] ~ с ;

2,54-104
с \пдэ\ ~ L умкгну2 [Мгц] .

Детали радиотехнических цепей

Перейдем от идеализированного колебательного контура
к реальному.

Свободные электромагнитные колебания являются в действи-
тельности затухающими, т. е. амплитуды тока и напряжения
таких колебаний с течением времени постепенно затухают вслед*
ствие неизбежных потерь энергии в контуре.

В предыдущих рассуждениях для упрощения предполагалось,
что колебательный контур состоит только из конденсатора и ка-
тушки (рис. 9), т. е. рассматривался идеализированный контур
(не имеющий активного сопротивления). На самом же деле лю-
бой реальный контур, кроме емкости С и индуктивности L, ха-
рактеризуется третьим параметром — активным сопротивле-
нием R (рис. 13).

Активное сопротивление в цепях высокой частоты не равно
сопротивлению проводов этих цепей постоянному току. С увели-
чением частоты переменного тока возрастает и сопротивление
проводов вследствие так называемого поверхностного эффекта —
уменьшения плотности тока во внутренних слоях провода по

Рис. 14. Сечение
провода и магнит-
ное поле

Рис. 13. Контур
с активным сопро-
тивлением

сравнению с его плотностью в слоях,- лежащих ближе к поверх-
ности провода. Причина поверхностного эффекта — электродви-
жущие силы, индуктируемые в проводнике переменным магнит-
ным полем, которое создается вокруг проводника при прохожде-
нии по нему переменного тока высокой частоты.

Представим себе сечение провода (рис. 14) разделенным на
малые квадратики, а сам провод составленным из тонких ква-
дратных «нитей», параллельных его оси. Переменный ток, пи-
тающий провод, образует вокруг него магнитное поле, часть ли-
ний которого располагается снаружи, а часть — внутри провода.
С изменениями тока будет изменяться и напряженность магнит-
ного поля, т. е. будут «сжиматься» существующие силовые ли-
нии или из центра возникать новые. При этом внешние «нити»
провода, лежащие ближе к его поверхности, пересекутся только
внешними силовыми линиями, а внутренние «нити» — как внеш-
ними, так и внутренними. Значит, э. д. с. самоиндукции, наводи-
мая при изменениях магнитного поля, будет иметь большую
величину в центральных «нитях» провода, создавая для тока
большее индуктивное сопротивление, чем у поверхности провода.
Вследствие этого плотность тока внутри провода окажется мень-
Шей, чем у его поверхности. Такое «недоиспользование» внутрен-
ней части провода равноценно уменьшению его сечения, т. е.
увеличению активного сопротивления провода.

Поверхностный эффект проявляется сильнее с повышением
частоты тока. Чем выше частота тока и чем больше диаметр про-
вода, тем больше разница между сопротивлением провода по-
стоянному току и его активным сопротивлением для тока радио-
частоты. Так, например, активное сопротивление медного про-
вода, имеющего сечение 2 мм2, на частоте в 1 Мгц приблизи-
тельно в восемь раз увеличивается по сравнению с сопротивле-
нием того же провода постоянному току.

Поверхностный эффект проявляется более сложным образом, если про-
вод свернут в спираль (в катушку). В этом случае на каждый виток влияет
не только его собственное переменное магнитное поле, но и поле других вит-
ков той же катушки, что вызывает дополнительную неравномерность рас-
пределения тока по сечению провода. В той части сечения, которая обра-
щена внутрь катушки, индукционный ток совпадает по направлению с основ-
ным, а в той части, которая обращена наружу, индукционный ток противо-
положен основному. Вследствие этого плотность тока на полукруге сечения,
обращенном внутрь катушки, оказывается больше, чем на внешнем. Этот
дополнительный эффект (эффект близости) увеличивает активное сопротив-
ление катушки на высоких частотах.

Но потери мощности в катушке на высоких частотах могут
быть связаны не только с нагреванием самого провода. Так, если
катушка намотана на каркас из диэлектрика, то некоторая мощ-
ность расходуется на нагревание диэлектрика (процесс нагрева
диэлектрика будет пояснен ниже). Если катушка имеет ферро-
магнитный сердечник, то он нагревается вследствие возникнове-
ния вихревых токов в нем и его перемагничивания, на что также
расходуется некоторая мощность.

Металлический экран, окружающий катушку, в свою очередь
вносит потери за счет нагревания металла вихревыми токами.
Наконец, наличие собственной емкости между витками катушки
(для однослойных намоток — до 5 пф, для многослойных — до
20—30 пф) влечет дополнительные потери мощности в диэлек-
трике, если катушка выполнена из провода с изоляцией.

Существуют потери и в конденсаторе колебательного кон-
тура. Первым видом потерь мощности в конденсаторе следует
считать нагрев твердого диэлектрика, находящегося между пла-
стинами или хотя бы установленного в месте крепления пластин.
Эти потери вызываются тем, что заряженные атомы диэлектрика
смещаются под действием электрического поля и из-за внутрен-
него трения диэлектрик нагревается. Такой вид потерь тоже воз-
растает с частотой и сильно зависит от качества диэлектрика.

Другой вид потерь мощности в конденсаторе связан с нали-
чием активной проводимости (утечки) между пластинами, обра-
зующейся, например, при осаждении влаги на диэлектрике. За-
метим, что покрытие влагой диэлектрика отражается и на ве-
личине емкости конденсатора.
Величина теряемой в контуре мощности

P = I1 2R,

где I — эффективное значение тока;

/? — активное сопротивление контура (см. рис. 13), которое
складывается из сопротивлений, характеризующих потери в ка-
тушке конденсаторе (/?с), а также в соединительных

проводах (7?Пр) и в добавочных элементах (/?доб), если они
имеются в контуре:

R = Rl + Rc + ^пр + /?доб.

Сопротивление /?доб может быть полезным, характеризую-
щим, например, передачу мощности в антенну радиопередатчика
и т. п. Все остальные слагающие активного сопротивления вред-
ные.

Требования, которым должны удовлетворять элементы хоро-
шего колебательного контура, заключаются в следующем: индук-
тивность катушки L и емкость конденсатора С должны сохра-
нять свои значения при механической тряске, изменениях темпе-
ратуры и влажности окружающей среды и при эксплуатации и
хранении в течение длительного срока; сопротивления потерь
в катушке, конденсаторе и /соединительных проводах должны
быть возможно меньшими \

Останавливаясь кратко на конструкциях основных элементов
радиотехнических цепей, в первую очередь следует сказать о
проводах для катушек и для соединений в колебательных конту-
рах. Учитывая поверхностный эффект и стремясь к экономии
меди, нередко применяют ленточные или трубчатые провода,
а поверхность их покрывают слоем серебра. Для контуров длин-
новолновой аппаратуры удобны провода, состоящие из тонких
жилок, скрученных вместе и изолированных одна от другой; та-
кой провод, называемый литцендратом, допускает более полное
использование поперечного сечения.

Катушки индуктивности, применяемые в радиоаппаратуре,
могут иметь разнообразное назначение, в соответствии с чем
к их конструкциям предъявляются различные требования. Наи-
более ответственную задачу выполняют катушки колебательных
контуров, определяющих частоту (длину волны) передатчика
или приемника. Наименьшими потерями мрщности при данном
колебательном токе характеризуются катушки из посеребренной
трубки без каркаса (рис. 15). Однако отсутствие каркаса делает
многовитковую катушку механически непрочной (размеры,
а значит, и параметры многовитковых катушек могут меняться

1 Подробности о технологии радиодеталей см., например, в книге

Ф. Е. Евтеева и В. А. Жукова «Технология радиоаппаратуры», Гос-
энергоиздат, 1952.
при тряске и т. п.). Поэтому бескаркасные конструкции катушек
допустимы лишь при малом числе витков, что характерно для
аппаратуры, работающей на волнах примерно 2—5 м.

Для колебательных контуров коротких и ультракоротких
волн (длиннее 5 м) более характерны однослойные катушки на
керамических каркасах. Каркас (рис. 16) выполняется из высо-

Рис. 15. Катушка
без каркаса

Рис. 16. Кера-
мический кар-
кас катушки

Рис. 17. Про-
стая однослой-
ная намотка

кокачественной радиокерамики. На него наматывается нагретый
провод, который после охлаждения плотно охватывает каркас.
Однако более совершенным способом нанесения обмотки следует
считать вжигание в керамику тонкого слоя серебра, на который
затем осаждается электролитическим путем нужной толщины
медный слой. Индуктивность катушки с такой обмоткой мало
изменяется при значительных колебаниях температуры. При ис-
пользовании высоких сортов керамики снижаются также потери
мощности в диэлектрике. В особо ответственных случаях вместо
керамики может быть применен плавленый кварц.

Для колебательных контуров, не .определяющих частоту
(например, для контуров в усилительных каскадах), допускается
применение более дешевых каркасов из органических материа-
лов (полистирол, пластмассы); намотка может выполняться
изолированным проводом без принудительного шага — виток
к витку (рис. 17).

В радиоаппаратуре длинных и средних волн применяются ка-
тушки, имеющие большое число (сотни) витков. Такие катушки
имеют многослойную намотку с зигзагообразным ходом каждого
витка («универсальная» намотка, рис. 18). Этот тип намотки
дает уменьшенное значение собственной емкости по сравнению
с простой много-слойной намоткой. Дальнейшего уменьшения
собственной емкости можно достигнуть, разбив катушку на сек-
ции (рис. 19) и намотав сначала полностью одну секцию, затем
соседнюю и т. д.; собственная емкость уменьшается благодаря
тому, что витки, между которыми имеется большое напряжение,
оказываются разнесенными далеко друг от друга. Секциониро-
ванная многослойная намотка применяется нередко также для
дросселей цысокой частоты, т. е. для катушек, которые вклю-
чаются в цепь, чтобы преградить через нее путь токам высокой
частоты.

Для уменьшения размеров катушек и числа витков в них при
заданной индуктивности применяются магнитные сердечники из
магнитодиэлектриков или ферритов.

Магнитодиэлектрик — мелкий порошок соединения железа
к окисью углерода (карбонильное железо) или сплава железа
с кремнием и алюминием (альсифер), перемешанный с диэлек-
трической «связкой» (полистирол, смолы и т. п.) и прессуемый

Рис. 18. Много- Рис. 19. Секционированная намотка катушки

сдоив а я катуш-
ка' йа каркасе

в сердечники нужной формы и размера. Магнитная проницае-
мость сердечников из магнитодиэлектрика в несколько (5—20)
раз больше проницаемости воздуха, а потому наличие сердеч-
ника позволяет уменьшить число витков катушки. Потери мощ-
ности в проводе катушки благодаря этому уменьшаются, тогда
как увеличение потерь за счет сердечника на длинных, средних
и даже на коротких волнах незначительно вследствие малых
размеров зерен магнитного материала, изолированных друг от
друга. Альсиферовые сердечники, имеющие сравнительно высо-
кую магнитную проницаемость (до 20), применяются на длин-
ных и средних волнах. Сердечники из карбонильного железа,
имеющие меньшую проницаемость (5—10), могут зато успешно
применяться и на коротких волнах (главным образом в схемах
усилителей высокой частоты).

Дополнительным преимуществом катушек с магнитодиэлек*
трическими сердечниками является возможность изменять индук-
тивность L в некоторых пределах путем перемещения сердеч-
ника. На рис. 20 изображена в разрезе многослойная катушка,
28
помещенная в корпусе из карбо-
пильного железа. Индуктивность
катушки можно изменять, ввинчи-
вая или вывинчивая центральный
стержень.

Феррит (или оксифер) получает-
ся путем обжига прессованной сме-
си окислов железа, цинка и никеля.
Ферритовце сердечники отличаются
высокой магнитной проницаемостью
(до 100), малыми потерями и
стабильностью своих магнитных
свойств. Применение ферритовых
сердечников во многих деталях ра-

Рис. 20. Разрез катушки с
замкнутым сердечником из
магнитодиэлектрика

диоаппаратуры за последнее время расширяется.

Итак, для контуров, определяющих установку и поддержание
частоты, целесообразно применять высококачественные катушки,
обмотки которых вжигаются в каркас из радиокерамики. Для
контуров, не определяющих установку частоты, применимы одно-
слойные и многослойные катушки, намотанные проводом с изо-
ляцией на каркасах из органических материалов (возможно и
с сердечниками).

Конденсаторы для радиотехнических цепей также имеют раз-
нообразные конструкции. Наиболее ответственные из них — кон-
струкции, предназначаемые для колебательных контуре®, кото-
рые определяют частоту всей установки. Для таких контуров
в войсковой аппаратуре радиосвязи применяются конденсаторы
переменной емкости, имеющие высокую температурную стабиль-

Рис. 21. Четырехконденсаторный
блок метрового диапазона (в разоб-
ранном виде):

Z — корпус блока; 2 — статор; 3 — ротор;
4 — шариковый подшипник; керамическая

ось

ность и механическую проч-
ность. Этим требованиям в наи-
большей мере отвечают конден-
саторы с воздушным зазором,
детали которых отливаются
под давлением из алюминие-
вых сплавов с фрезеровкой
пластин неподвижной части
(статор) и вращаемой части
(ротор). Если одним поворотом
оси нужно настраивать сразу
несколько контуров передатчи-
ка или приемника, то отдель-
ные конденсаторы собирают в
блоки, в которых все роторы
имеют общую ось и статоры
жестко скреплены.

На рис. 21 показан в разоб-
ранном виде блок из четырех
конденсаторов переменной ем-
Рис. 22. Подстроечный конденса-
тор с воздушным зазором

кости. Этот блок типичен для
аппаратуры метровых волн. Сек-
ции статора собраны в единую
конструкцию с помощью двух па-
раллельных керамических осей.
Секции ротора укреплены жестко
на одной керамической оси. Они
надеваются в горячем состоянии
на разрезные инваровые 1 втулки,
которые с помощью гайки крепко
обжимают керамику оси. Приме-
нение керамических осей и инва-
ровых втулок диктуется малыми
и близкими друг к другу значе-
ниями коэффициентов их линей-

ного расширения при изменениях температуры.

Статорные секции устанавливаются в общий корпус блока и
обычно изолируются от него электрически. Ось ротора опирается
с одной стороны на шариковый подшипник, а с другой имеет ша-
риковый подпятник. Для съема тока с роторов их втулки охва-
тываются пружинящими контактными вилками из фосфористой
бронзы.

На рис. 22 изображен одиночный воздушный конденсатор пе-
ременной емкости, включаемый в качестве подстроечного парал-
лельно основному конденсатору контура. Максимальная емкость
подстроенного конденсатора обычно не превышает десятков
пикофарад; его размеры малы. Здесь оси ротора и статора вхо-
дят в общую керамическую плату, причем подпятник для обрат-

ного конца оси ротора не нужен.

Рис. 23. Высоковольтный конденсатор перемен-
ной емкости

1 Инвар («неизменяемый») —сталь с большим содержанием никеля,
отличающаяся незначительным температурным коэффициентом расширения.
На рис. 23 дается одна из возможных конструкций высоко-
вольтного конденсатора переменной емкости, применяющегося
в усилительных каскадах радиопередатчика. В отличие от пока-
занных выше конструкций от этого конденсатора не требуется
такого строгого поддержания постоянства частоты. Собран он из
отдельных пластин. Расстояние между пластинами выбирается
в соответствии с заданным пробивным напряжением высокой ча-
стоты.

От конденсаторов переменной емкости, применяемых в радио-
вещательной аппаратуре, обычно требуется меньшая механиче-
ская и температурная стабильность при учете нормальных усло-
вий транспортировки и эксплуатации такой аппаратуры. Эти
конденсаторы всегда изготовляются методом сборки из отделы'
ных пластин.

В колебательных контурах, не требующих перестройки, и
в разных вспомогательных цепях включаются конденсаторы по-
стоянной емкости. Конденсаторы с воздушным зазором между
пластинами невыгодны по разным соображениям, в том числе
вследствие малой «удельной емкости» (т. е. емкости, приходя-
щейся на 1 см3 объема конденсатора).

Увеличение «удельной емкости», т. е. уменьшение размеров
конденсатора, достигается применением твердых диэлектриков
в зазорах между пластинами. Промышленность выпускает кон-
денсаторы с разнообразными сортами диэлектрика, причем для
каждого типа можно указать основные области применения и
определенные стандарты величин емкости. Для уменьшения воз-
действия влаги конденсаторы опрессовываются в пластмассу, по-
крываются специальным лаком или герметизируются. Такие кон-
денсаторы могут дольше работать в условиях высокой влажности
без существенного изменения емкости.

В течение многих лет в радиотехнике применяются слюдяные
конденсаторы; в них диэлектриком служат листы натуральной
слюды высокого качества. Металлические обкладки изготовляют-
ся из фольги или наносятся на слюду распылением. Примерами
конструкций слюдяных конденсаторов служат изображенные на
рис. 24 конденсаторы СОМ (слюдяные опрессованные малогаба-
ритные), СГМ (слюдяные герметизированные малогабаритные),
КСО (конденсаторы слюдяные опрессованные) и КСГ (слюдяные
герметизированные). Наибольшая емкость слюдяных конденсато-
ров 0,1 мкф. Применяются они в различных радиотехнических
цепях неколебательного характера (так называемые разделитель-
ные и блокировочные конденсаторы), особенно при повышенных
напряжениях. Однако в последние годы слюдяные конденсаторы
сигали заменять другими, более дешевыми и устойчивыми.

Керамические конденсаторы отличаются высокими электриче-
скими качествами, малыми размерами и сравнительной дешевиз-
ной. Они применяются не только в качестве разделительных, но
и в составе колебательные контуров. Диэлектриком в них служит
йёрамцка с повышенной диэлектрической проницаемостью (ти-
конд, тиглин и др.). Обкладки наносятся методом вжигания се-
ребра, поэтому в них нет воздушных зазоров, вызывающих непо-
стоянство емкости. Для защиты от влаги конденсаторы покры-
ваются слоем эмали или герметизируются. Основной недостаток
керамических конденсаторов — трудность их изготовления емко-
стью свыше 1000 пф.

Примеры конструкций керамических конденсаторов представ-
лены на рис. 25. Это — конденсаторы КТК (конденсаторы труб-
чатые керамические), КДК (дисковые керамические), КГК (гер-
метизированные керамические) и КПК (подстроечные керамиче-
ские) .

СОМ-1

Рис. 24. Слюдяные конденсаторы постоянной емкости

Важным свойством некоторых типов керамических конденса-
торов является уменьшение емкости при повышении температуры
(отрицательный температурный коэффициент емкости). Ввиду
того что у воздушных конденсаторов с повышением температуры
емкость возрастает, включение керамического подстроечного кон-
денсатора компенсирует температурные изменения емкости кон-
тура (термокомпенсация). Емкость подстроечного конденсатора
можно-изменять, поворачивая диск отверткой.

Перспективными для цепей высокой частоты следует считать
разновидности стеклоэмалевых (рис. 26) и стеклокерамическйх
конденсаторов, имеющих весьма малые габариты и хорошие элек-
трические качества.

Для цепей низких и звуковых частот (в выпрямителях, усили-
телях низкой частоты, аппаратуре проводной связи и др.) требо-
32
вания к конденсаторам существенно снижаются в отношении по-
терь мощности, но зато оказываются необходимыми значительно
большие емкости (до 10 мкф в одном конденсаторе).

На рис. 27 представлено устройство, а на рис. 28 — внешний
вид бумажных конденсаторов. В них изолирующим слоем служит

КГК-5

Рис. 26. Стеклоэмалевый конденсатор

лист бумаги, пропитанный парафином, церезином или минераль-
ным маслом, а обкладки выполняются из лент металлической
фольги (алюминий или станиоль). В зависимости от толщины
бумаги различаются конденсаторы! бумажные герметизированные
(КБГ) низковольтные (рис. 28, а и б) и высоковольтные
(рис. 28, в).
Гетинахсовая

Рис. 27. Устройство бумажного кон-
денсатора

Усовершенствованной разно-
видностью бумажных конденса-
торов являются металлобумаж-
ные конденсаторы, в которых
на поверхность пропитанной
бумаги наносится тончайший
слой фольги путем испарения
металла в вакууме. Эти кон-
денсаторы имеют уменьшенные
габариты по сравнению с бу-
мажными при одинаковой ем-
кости. К тому же классу можно
отнести стирофлексные конден-
саторы, имеющие в качестве
изолирующего слоя пленку по-
листирола. Они прочны,удобны
для изготовления, но работают
при температурах не свыше

4-60°, тогда как другие типы конденсаторов устойчиво работают
в интервале температур от —60 до 4-70° С и выше.

Наконец, особый класс конденсаторов составляют конденса-
торы электролитические (рис. 29). Они характеризуются очень боль-
шой удельной емкостью (до 25 мкф на 1 см2} и предназначаются
для фильтров выпрямителей, вибропреобразователей и вообще
для подключения к зажимам цепей, находящихся под постоян-

ным напряжением (от единиц до 500 в). Диэлектриком в них
служит тонкий слой окиси алюминия, покрывающий одну из об-

кладок конденсатора,
погруженных в электро-
лит. Секция такого кон-
денсатора образуется из
двух свернутых алюми-
ниевых полос, разде-
ленных прокладкой из
волокнистой бумаги,
пропитанной жидким
или вязким раствором
электролита. Выводы
этих конденсаторов обо-
значены плюсом (+) и
минусом (—), и при их
включении требуется
соблюдать полярность.
Слой окиси выделяется
на аноде. Если знаки не
указаны, то анодом слу-
жит центральный вы-
вод, а катодом — кор-

Рис. 28. Бумажные герметизированные кон-
денсаторы
пус. В отношении потерь, температурной стойкости (в первую оче-
редь при низких температурах) и срока службы электролитические
конденсаторы уступают даже бумажным. Поэтому их применение
целесообразно ограничивать лишь случаями крайней необходи-
мости включения большой емкости при малых габаритах.

Одной из важнейших задач технологии деталей контуров яв-
ляется их защйта от действия влаги. Для конденсаторов опрес-
совка или покрытие влагонепроницаемым лаком не гарантирует
защиты от влаги, так как влага может проникнуть внутрь в ме-
стах соприкосновения материала покрытий с проволочными вы-
водами (вследствие разницы в температурньих коэффициентах
расширения). Для катушек опрессовка и лаковые покрытия неце-
лесообразны. Другим способом защиты от влаги служит
герметизация, т. е. заключение детали в герметичный металличе-
ский кожух с вакуумплотным соединением всех его частей и ва-
куумплотной пайкой стеклянных или керамических проходных
изоляторов. Отверстия в кожухах запаиваются после просушки

детали в сушильных шкафах при
повышенной температуре. Кожух
катушки служит ее экраном, о чем
будет сказано ниже.

Заканчивая вопрос о деталях
радиотехнических цепей, необхо-
димо кратко остановиться на со-
противлениях. Сопротивления по-'
стоянной величины изредка при-
меняются в колебательных кон-
турах с целью умышленного
внесения в них потерь. Но значи-
тельно более широка используют-
ся сопротивления постоянной и

КЭГ-2М
С= 200 МКФ
Up>30e

Рис. 29. Электролитические
денсаторы

съ

кон-

переменной величины для неколебательных цепей.

Сопротивления характеризуются своей номинальной величи-
ной и номинальной мощностью, которую можно расходовать в со-
противлении при допустимом его нагреве. Номинальные вели-
чины сопротивлений имеют стандартные значения от нескольких
ом до нескольких мегом (миллионов ом). Номинальные мощно-
сти возрастают для данного типа сопротивлений с увеличением
размеров и могут иметь значения от 0,25 вт (миниатюрные со-
противления) до сотен ватт. Кроме этих основных параметров,
сопротивления характеризуются устойчивостью (стабильностью)
своей величины, а также некоторыми другими показателями.

По конструкции сопротивления делятся на непроволочные и
проволочные. Вследствие дешевизны и возможности изготовления
в малых размерах очень широко применяются непроволочные
сопротивления. Среди них основными следует считать два типа —
ВС и МЛТ. Сопротивления ВС состоят из фарфоровых стержней
или труШк. на гГозерхностъ которых нанесен гйроводящий ‘слой

35
ВС-5

Рис. 30. Сопротивления непрово-
лочные типа ВС па 1 и 5 вт

углерода. На концах имеются ла-
тунные колпачки или хомутики с
выводами; поверхность покры-
вается влагостойкой эмалью
(рис. 30). Эти сопротивления ра-
ботают при температурах от —60
до +70° С. Мощность их 0,25—
10 вт. Сопротивления МЛТ
(рис. 31) представляют собой
фарфоровые трубки, покрытые

МЛТ-1

Рис. 31. Сопротивление пепрово-
лочное типа МЛТ на 1 вт

тонким проводящим слоем сплавов металлов. Они работают при
температурах от —60 до 4-120° С; мощности их 0,5—2 вт. По раз-
мерам они меньше, чем сопротивления ВС на ту же мощность.

Для регулировок в радиоаппаратуре применяются сопротив-
ления переменные JCH). Обычно такое сопротивление (рис. 32)
состоит из металлического каркаса, опрессованного пластмассой.
На каркасе закреплен подковообразный проводящий элемент, со-
стоящий из гетинаксового основания с нанесенным на него про-
водящим слоем. Величину сопротивления изменяют перемеще-

В чехле

Ограничительный
сегмент

Выводы от концов
проводящего элемента

Со снятым чехлом (увеличено)

Токосъемник

Проводящий
элемент

Ось

Вывод
токосъемник

Металлический каркас,
спрессованный пластмассой

Рис. 32. Сопротивление непроволочное переменное
типа СП
нмем токосъемника по проводящему слою. Токосъемник и прово-
дящий элемент закрыты металлическим кожухом.

Кроме непроволочных сопротивлений с проводящим слоем,
возможно применение сопротивлений объемного типа, состоящих
из более толстого слоя материала меньшей проводимости.

" Проволочные (постоянные и регулируемые) сопротивления
представляют собой фарфоровые трубки, на которых намотана
высокоомная проволока. На концах имеются латунные хомутики
с выводами. Поверхность проволоки покрыта высокотемператур-
ной глазурью. У регулируемых сопротивлений остается «окно»,
не покрытое глазурью, для контакта токосъемника с витками
проволоки. Проволочные сопротивления типа ПЭВ (рис. 33) вы-
пускаются на мощности от 2 до 150 вт. Они характеризуются вы-
сокой стабильностью и способностью выдерживать перегрузки,
но имеют большую собственную индуктивность. Применяются
преимущественно в цепях питания радиостанций.

Рис. 33. Сопротивления проволочные:
а — постоянное; б — регулируемое

При изготовлении катушек, конденсаторов, сопротивлений и
радиоаппаратуры в целом получает все большее распространение
технология печатных схем, или печатного монтажа. Сущность ее
состоит в следующем: на плоское основание из керамики (или
иного диэлектрика) наносится «монтажная схема» аппарата или
его узла с помощью паст, содержащих мельчайший порошок се-
ребра; после обработки схему можно дополнительно гальваниче-
ским путем покрыть медью или серебром.

Элементы («детали») схемы выполняются следующим обра-
зом: катушки наносятся в виде плоских ленточных спиралей; кон-
денсаторы — в виде двух металлических обкладок на противо-
положных сторонах керамической платы; соединительные про-
водники— в виде тонких металлических линий (полосок), соеди-
няющих соответствующие элементы схемы, сопротивления «печа-
таются» в виде тонких полосок или зигзагов из графитовых взве-
сей. Однако более распространена технология печатного мон-
тажа, в которой на основание наносятся только соединительные
провода, а детали берутся типовые малогабаритные и припаи-
ваются к соответ ст вующим тачкам монтажной схемы. Схему мож-
но наносить на изоляционное основание с помощью трафарета,
а также фотографическим или ксерографическим способом, что
удешевляет производство. Механическая прочность такого «мон-
тажа» и тождественность массовых изделий также являются
преимуществами технологии печатных схем для радиоаппаратуры'
широкого применения.

Важнейшая для переносной и самолетной радиоаппаратуры
задача уменьшения веса и размеров решается в первую очередь
путем «миниатюризации» радиодеталей., Поэтому перспективные
конденсаторы, катушки и сопротивления будут иметь значитель-
но меньшие размеры по сравнению с перечисленными выше, но
сохранят или улучшат электрические показатели.

Затухание колебаний

Проследим за изменением тока колебательного разряда в кон-
туре (учтя наличие в нем активного сопротивления) за несколько
периодов при условии, что конденсатор контура был заряжен от
батареи и з-атем отключен от нее. Вследствие потерь энергии ам-
плитуда колебательного тока постепенно уменьшается, затухает.
Величина периода при этом не зависит от амплитуды.

Если в контуре колебания затухают медленно (рис. 34, а) и
проходит большое число периодов, прежде чем амплитуда по
сравнению с начальной станет ничтожно малой, то такой контур
считается высококачественным. Все виды активных потерь, свя-
занных с переходом энергии в тепло (как в проводе, так и в ди-
электриках), оказываются в радиотехнике вредными; полезный

Рис. 34. Колебательные разряды в контурах разного качеств^.’
У — в контуре высокого качества; б — в контуре низкого качества
расходом энергии, напри-
мер, для передатчика яв-
ляется излучение волн в
пространство.

В контуре низкого ка-
чества амплитуды убы-
вают резко (рис. 34,6),
и процесс можно считать
закончившимся по проше-
ствии небольшого числа

Рис. 35. Апериодический разряд

периодов.

Наконец, можно себе представить и такую цепь, в которой
активное сопротивление велико. В подобной цепи энергия может
быть израсходована, прежде чем изменится направление тока.
Следовательно, в этом случае колебательные свойства7 отсутст-
вуют. Такая цепь называется апериодической. Изменение тока
при разряде конденсатора в апериодической цепи графически по-
казано на рис. 35.

Какой же величиной можно характеризовать затухание коле-
бательного процесса, т. е. постепенное уменьшение амплитуд тока
или напряжения от одного периода к другому? Если в течение
какого-то полупериода ток в контуре имел амплитуду 1т, то на
активные потери за этот полупериод израсходована энергия

/2 о у.

дж>

где R — активное сопротивление контура;

Т — период его собственных колебаний.

Запас энергии, участвовавшей в колебательном процессе за
этот же полупериод, составлял, как известно,

Отношение энергии, израсходованной в контуре за полпериода
на активные потери, ко всей энергии, участвовавшей в колеба-
тельном процессе, характеризует затухание колебательного про-
цесса:

WR _ _ R г

WL~ ^mL

Период и круговая частота связаны зависимостью

у._ 2к

“ <°о

Подставив значение периода Г, выраженное через круговую
частоту, получим

R
тс —г.
В физике полученное отношение называется декрементом за-
тухания.

Чтобы разряд носил апериодический характер, необходимо
иметь такое активное сопротивление R, которое по крайней мере
вдвое превышало бы величину индуктивного сопротивления mqL
(т. е. сопротивления катушки для частоты собственных коле-
баний) :

/?>2ш0£.

В контуре с таким сопротивлением колебательный процесс не
возникает.

В обычных радиотехнических колебательных цепях желатель-
но, чтобы отношение было выражено малой дробью. Это
достигается выбором высококачественных деталей.

В практике добротность контура принято оценивать не отно-
шением , а обратно пропорциональной величиной

Q <><)£

Ч— R •

Контур будет тем лучше, чем больше величина его добротно-
сти Q (т. е. чем меньше в нем активное сопротивление R при
данных значениях шо и L).

В контуре, составленном из катушки постоянной индуктивно-
сти и конденсатора переменной емкости, изменение собственной
частоты достигается поворотом ротора конденсатора. С увеличе-
нием емкости С уменьшается а>а; одновременно с этим умень-
шается и активное сопротивление R, так как с понижением ча-
стоты меньше проявляется поверхностный эффект и другие при-
чины потерь; вследствие этого добротность Q= меняется
в пределах диапазона контура сравнительно немного.

Для иллюстрации можно привести цифры, характеризующие
перестройку при помощи изменений емкости хорошего коротко-
волнового контура с индуктивностью 3,15 мкгм в диапазоне ча-
стот примерно от 12 до 4 Мгц:

с (пф) 45 100 200 400 500
Q 181 165 147 123 117

Мы видим, что при трехкратном изменении собственной ча-
стоты добротность изменяется лишь в полтора раза.

На средних и коротких волнах добротность контура Q обычно
равна 80—150. Лишь в наиболее совершенных конструкциях
40
удается получить добротность около 200. На ультракоротких вол-
нах обычны значения добротности 150—300 и даже до 400. Если
на длинных волнах преобладают потери на нагревание провода
кадушки, то на ультракоротких волнах относительно возрастают
потери в диэлектриках. При включении контура в схему передат-
чика или приемника добротность несколько снижается из-за до-
полнительных потерь в других деталях схемы.

Пример. Контур, составленный из конденсатора С = 160 пф и ка-
тушки £=160 мкгн, обладает активным сопротивлением /?=10 ом.
Определить частоту, период и длину волны собственных колебаний, а
также добротность этого контура.

Решение. Длина волны

X = 1,88KZT = 1,88-160~ 300 м.

Частота

/о = -Т = Й?- = 1Мг«==106

Отсюда Т = сек. (одна миллионная доля секунды).

Индуктивное сопротивление катушки на собственной частоте

ш0£ = 2к/0£ = 6,28-106-160-10~6^ 1000 ом.

Добротность контура

4 я — 10 —

Вынужденные колебания

Мы рассмотрели процесс незатухающих колебаний в идеаль-
ном контуре (лишенном потерь), а затем убедились в том, что
во всяком реальном контуре процесс собственных колебаний бу-
дет затухающим, так как в течение каждого периода часть коле-
бательной энергии расходуется на активные потери.

При радиотелеграфиро»вании в первые годы его развития
А. С. Попов и его последователи пользовались затухающими раз-
рядами в колебательных цепях. Однако этот способ был очень
несовершенным хотя бы потому, что он не обеспечивал необходи-
мой избирательности, не давал возможности осуществить радио-
телефонную передачу и т. д. В настоящее время для радиосвязи
пользуются незатухающими колебаниями Ч

Для получения в реальном колебательном контуре незату-
хающих колебаний, т. е. обычного переменного тока (высокой
частоты) с одинаковыми амплитудами, необходимо, чтобы к на-1

1 Затухающие колебания происходят в цепях радиоаппаратуры при
воздействии внешних помех импульсного характера, при резких изменениях
тока в цепях питания и т. п. Обычно такие затухающие разряды нежела-
тельны.
чалу каждого последующего периода общее количество энергии,
участвующей в колебании, было таким же, как и в начале преды-
дущего периода. Следовательно, требуется непрерывно воспол-
нять потери в контуре, для чего в схему включается источник
электрической энергии. Незатухающие колебания уже нельзя на-
звать свободными, правильнее будет назвать их вынужденными
колебаниями.

В качестве источника, пополняющего потери в колебательном
контуре, будем пока изображать переменную э. д. с., действую-
щее значение которой обозначим буквой Е, а амплитуду Ет. По-
добная э. д. с. может наводиться в контуре под действием прихо-
дящих электромагнитных волн или создаваться каким-либо иным
путем.

Источник переменной э. д. с. может соединяться с колебатель-
ным контуром двумя способами: включаться в разрыв цепи са-
мого контура (рис. 36) или подключаться к нему извне (рис. 37).
Первый способ представляет собой последовательное соединение

Рис. 36. Включение ге-
нератора переменного то-
ка в колебательную цепь

Рис. 37. Подключение гене-
ратора переменного тока к ко-
лебательной цепи

всех элементов контура по отношению к источнику, а второй —
параллельное соединение емкостной и индуктивной ветвей по от-
ношению к источнику питания.

Последовательное и параллельное соединения колебательного
контура и источника питания рассматривались в курсе электро-
техники; но так как эти соединения имеют исключительное значе-
ние в радиотехнике, кратко напомним их свойства.

Последовательное соединение элементов контура по отношению
к источнику переменной э. д. с. Резонанс напряжений

Начнем с последовательного соединения элементов контура
(см. рис. 36). В цепи под действием переменной э. д. с. проходит
переменный ток, амплитуду которого обозначим"буквой Im. Этот
ток в катушке встречает индуктивное сопротивление

ХЬ = »Ц

где со = — круговая частота генератора.
С ростом частоты индуктивное сопротивление возрастает. Со-
противление это является реактивным, т. е. не связанным с рас-
ходом энергии: энергия, идущая на создание магнитного поля
при возрастании тока, возвращается при его уменьшении. Напря-
жение, требующееся на преодоление индуктивного сопротивления:

Конденсатор представляет собой для переменного тока сопро-
тивление

Это сопротивление также имеет реактивный характер, так как
энергия, полученная при заряде конденсатора, возвращается

Рис. 38. Диаграммы процессов в колебательной цепи при после-
довательном включении в нее генератора

в цепь при его разряде. Емкостное сопротивление уменьшается
с ростом частоты.

Напряжение, которое возникает на зажимах конденсатора
при прохождении переменного тока,

Т] — /
иСт 1т •

Наконец, напряжение, преодолевающее активное сопротивле-
ние, может быть выражено следующим образом:

uRm=ImR.

Все эти напряжения (ULm, UCm, URm) включены в схему по-
следовательно одно по отношению к другим; значит, сумма их
мгновенных значений в каждый момент равна э. д. с. источника.
Но эти напряжения не совпадают по фазе.

На рис. 38 справа представлена диаграмма мгновенных зна-
чений напряжений и тока. В моменты времени, когда конденса-
тор полностью заряжен, т. е. когда ис имеет наибольшее значе-
ние, ток меняет свое направление, а поэтому напряжение uR про-
ходит через нуль. В эти моменты напряжения на катушке, так же
как и на конденсаторе, достигают наибольшей величины, причем
они всегда (в любой момент) направлены навстречу одно дру-
гому.

На том же рис. 38 слева дается векторная диаграмма токов и
напряжений. Отложив вектор тока, равный амплитуде 1т, вправо
по горизонтали, мы должны вектор напряжения UL т на индук-
тивном сопротивлении отложить вверх по вертикали, показав тем
самым опережение по фазе на 90°. Вектор напряжения UCm на
емкостном сопротивлении откладывается по вертикали вниз, так
как здесь имеется отставание по фазе относительно тока на 90°.
Наконец, вектор URm напряжения, преодолевающего активное со-
противление, находится в фазе с вектором тока, как он и пока-
зан на векторной диаграмме.

Соотношение длин векторов напряжений вполне точно опре-
деляется параметрами цепи и частотой. Вектор тока имеет свой
масштаб.

Итак, емкостное и индуктивное напряжения направлены про-
тивоположно, т. е. сдвинуты по фазе на полпериода одно по от-
ношению к другому, и каждое из них сдвинуто на четверть пе-
риода по отношению к напряжению на активном сопротивлении.
Чтобы найти общее реактивное напряжение, необходимо подсчи-
тать арифметическую разность напряжений

U.—Ur—l(<siL---------U),

Lin nt l

а для подсчета полного напряжения, подаваемого источником на
все три элемента цепи, берется их геометрическая сумма

Отсюда получается выражение закона Ома для последова-
тельной цепи переменного тока:

Полное сопротивление цепи обозначается кратко буквой Z:

Предположим, что частота ш генератора изменяется в доста-
точно широких пределах. Практически это может означать, на-
пример, что на цепь действуют одни за другими сигналы, прихо-
дящие от передатчиков, настроенных на различные волны. Пусть
44
э. д. с. Ет, действующая в контуре, и параметры контура
L, С, R при этом остаются неизменными. Ток будет зависеть от

частоты. При нцзких частотах емкостное сопротивление будет

большим, а индуктивное — малым. Разность этих сопротивлений

окажется значительной, а
ток — малым.

С увеличением частоты
емкостное сопротивление па-
дает, а индуктивное растет.
Следовательно, их разность
близится к нулю и ток воз-
растает. Наибольшего своего
значения ток достигает при
равенстве емкостного и ин-

Рис. 39. Кривые резонанса для кон-
туров разного качества, полученные
при изменении частоты генератора

дуктивного сопротивлений.
Этот случай называется ре-
зонансом напряжений (по-
следовательным резонансом).

При дальнейшем росте частоты

индуктивное сопротивление

начинает преобладать над емкостным и ток снова уменьшается.
Зависимость амплитудного (или же действующего) значения

тока от частоты для последовательной цепи представлена на
рис. 39. Эта зависимость изображается кривой резонанса. Часто-
та источника, при которой ток достигает наибольшего значения,
называется резонансной частотой цепи и обозначается (о0.

Упражнение. В контур, имеющий емкость С =160 пф, индуктивность
£=160 мкгн и активное сопротивление R = 10 ом, включен источник пере-
менной э. д. с., амплитуда которой составляет 100 в. Построить кривую ре-
зонанса для изменений частоты на ±5% резонансной.

Для выполнения этой задачи рекомендуется заполнить цифрами та-
блицу по приведенному ниже образцу.

f (О 1 u)C J-У \ u)C / z
950 000 980 000 990 000 995 000 1 000 000 1 005 000 1 010 000 1 020 000 1 050 000

Затем, выбрав самостоятельно удобные масштабы координатных осей,
построить зависимость lm от f на клетчатой бумаге.

В точке резонанса напряжения на конденсаторе и катушке
индуктивности, противоположные по направлению, равны одно
другому по амплитуде (а следовательно, и по действующему зна-
чению); значит, оба реактивных сопротивления взаимно уравно-
вешиваются:

а потому э. д. с. источника преодолевает, лишь активное сопро-
тивление и формула, выражающая закон Ома, приобретает вид,
который снна имеет для цепей постоянного тока:

т _____ Ет

1т$ез g •

Значит, при данной э. д. с. кривая резонанса будет тем острее
(т. е. ее максимум выше), чем меньше сопротивление /?; иначе
говоря, контур, имеющий более высокую добротность, обеспечи-
вает более острую форму кривой резонанса (см. рис. 39).

Отметим еще, что напряжения на конденсаторе и катушке ин-
дуктивности, взаимно уравновешенные в момент резонанса, могут
каждое в отдельности достигать величины, превосходящей в не-
сколько раз электродвижущую силу источника:

тез т рез ______ со0£

Отношение представляет собой добротность контура Q.
Следовательно, физически величина Q показывает, во сколько
раз можно выиграть в напряжении за счет резонанса.

Пример. В контуре, обладающем индуктивностью L — 20 мкгн и актив-
ным сопротивлением R — 10 ом, действует э. д. с. Епг— 1 в на резонансной
частоте /о = 5 • 106 гц. Определить напряжение на зажимах конденсатора.

Решение. Найдем величину реактивных сопротивлений

<0 L = -L = 6,28 • 5 • 1С6 • 20 • 10- 6 = 028 ом.

Определим добротность контура

Q==J^ = 6J=628

Следовательно, напряжение на зажимах конденсатора

иСтрез-= EmQ = 1 • 62,8 = 62,8 в.

Мы убеждаемся, что резонанс может обеспечить значительный выигрыш
в напряжении.

Теперь обратимся к физическому смыслу резонанса напряже-
ний. В физике под названием «резонанс» понимается совпадение
частот колебательной системы и источника энергии, вызывающего
колебания. Это определение подходит и к нашему случаю.
Действительно, условие резонанса

о)оД----~ = О

и <о0с

можно переписать так:

или

X I

откуда, пользуясь соотношением f = —, получим
т^ъ-УТс .

Но правая часть полученного равенства представляет собой
период свободных колебаний контура. Значит, положение резо-
нанса характеризуется тем, Что период колебаний источника Го
(т. е. период вынуждающих колебаний) равен периоду свобод-
ных колебаний цепи? Иначе говоря, при резонансе источник «рас-
качивает» энергию в колебательной цепи в такт с ее собственны-
ми колебаниями. Колебания представляют собой обмен энергией
между конденсатором и катушкой. Источник же только попол-
няет происходящие при этом потери, поддерживая постоянство
общего количества энергии, участвующей в колебательном про-
цессе. Это типичный случай вынужденных незатухающих коле-
баний.

При рассмотрении условий получения резонанса был взят
случай, когда частота источника подбиралась равной частоте
собственных колебаний контура. Но на практике может быть и
иной случай: частоту контура можно подобрать равной частоте
источника э. д. с.

Для настройки контура в резонанс с источником изменяют
емкость конденсатора С или ин-
дуктивность катушки Г, останав-
ливаясь на таком значении этих
параметров, которое соответствует
условию

---^ = 0.
со С

В этих случаях кривая резо-
нанса будет показывать зависи-
мость амплитуды тока от вели-
чины емкости С (или индуктивно-
сти L). Такая кривая представ-
лена на рис. 40>

Рис. 40. Кривая резонанса, сня-
тая путем изменения емкости
Резонанс напряжений применяется, например, в рас-
пространенной схеме входной цепи приемника (рис. 41).
Сигнал, воздействующий на ^настраивающуюся прием-
ную антенну, создает в ней ток, который образует в ка-
тушке L\ переменное магнитное поле. В катушке L,
расположенной рядом с катушкой Ц, это магнитное
поле наводит переменную э. д с. частоты сигнала.
Контур Ц С, R при помощи переменного конденсатора
настраивается на частоту сигнала, т е. в контуре уста-
навливается резонанс напряжений. Напряжение, сни-
маемое с контура, воздействует на последующие цепи
приемника. Достоинство схемы состоит в том, что на-
пряжение на конденсаторе С контура, настроенного
в резонанс с частотой сигнала, будет иметь большую

величину, чем э. д. с„ наведенная в этом контуре ан-
Рис. 41. Входная тенной.

цепь приемника Пример. Замкнутый контур приемника, имеющий

параметры L = 30 мкгн, Q = 80, настроен на волну
сигнала к =150 м. Э. д. с., наводимая в контуре, Ет = 100 мкв.

Требуется вычислить ток в контуре, емкость при резонансе, напряжение,

снимаемое с конденсатора, и активное сопротивление контура.

Решение. Резонансная частота

/о = Т = ТО?==2УИгг? = 2-1°6

Индуктивное сопротивление для резонансной частоты

о)0А = 6,28 - 2 • 106 • 30 • 10-6 = 377 ом.

Активное сопротивление
р. co0L 377 А -

Ток в контуре при резонансе
г Е.„ 100 О1

рез ~ 4j 21 мка.

Напряжение, снимаемое с конденсатора, в Q раз превосходит э. д. с.:

^с/игез = = ЮО-80 = 8000 мкв = 8 мв.

U/ JH р со [[I v

Емкость конденсатора в положении резонанса
п 2,54-10* 2,54-10* ,

^рез /у2 30-4 ~212 пф.

Мощность, расходуемая генератором при резонансе и равная
мощности активных потерь, находится из выражения

Р mJm

так как при отсутствии сдвига по фазе между э. д. с. и током ко-
эффициент мощности равен единице:

cos <р = 1.
Индуктивное напряжение ULm и емкостное напряжение UCm
не совершают работы, т. е. не участвуют в расходе электрической
энергии, так как каждое из них сдвинуто по отношению к току
по фазе на 90° (угол <р = 90°,*а cos<f> = 0); следователыно,

ULmlm cos 90° = 0; UCmIm cos 90° = 0.

Это означает, что энергия, .запасаемая конденсатором в мо-
мент максимума напряжения на нем, полностью превращается
в энергию магнитного поля, катушки в момент максимума тока.

Действительно,

СРст_ п / 1 V С .9 (VLC\2 С _

2 ~‘т\Шдс) 2 ~lm\ С ) 2 ~ 2 •

Превращение реактивной энергии из одного вида в другой
совершается четырежды за период. Запас реактивной энергии
в контуре позволяет получить на зажимах конденсатора или ка-
тушки указанный выше выигрыш в напряжении. Однако реактив-
ная энергия запасается в контуре не мгновенно. Генератор дол-
жен отдавать энергию контуру в течение нескольких периодов
после своего включения. Вследствие этого генератор не может
сразу же после включения развить полную активную мощность,
а следовательно, и полный ток. Вслед за включением генератора
•происходит процесс раскачки колебаний (переходный процесс),
который будет тем продолжительнее, чем выше добротность кон-
тура (т. е. чем больше величина запасаемой энергии по отноше-
нию к расходуемой). После отключения э. д. с. внешнего источ-
ника запасенная контуром энергия расходуется в виде свобод-
ного разряда (также переходный процесс).

Переходные процессы должны учитываться практически в тех
случаях, когда э. д. с. генератора включается на короткое время
и энергия посылается в виде «импульсов». В этом случае переход-
ные процессы могут искажать форму сигнала, что нежелательно.

На рис. 42 верхний график представляет э. д. с. импульсного
сигнала, а нижний график — ток, созданный этим сигналом в ре-
зонансном контуре.

Во избежание значительного искажения формы сигнала при-
ходится в этом случае выбирать контур достаточно низкой доб-
ротности (в зависимости от продолжительности сигнала).

В заключение покажем, каким образом можно сравнивать остроту ре-
зонансных кривых для различных контуров, имеющих произвольные зна-
чения собственных частот и электродвижущих сил. Если для каждого из
таких контуров, пользуясь законом Ома, построить кривые резонанса в об-
щей системе’координат (рис. 43), то эти кривые трудно будет сравнивать
(резонансные ординаты, зависящие от значений э. д. с., не будут срав-
нимы) и по ним нельзя будет сразу определить, какой из контуров имеет
лучшую кривую {Резонанса.

Сравнение остроты резонансных кривых станет наглядным, если их
вычертить в относительном масштабе, откладывая по горизонтальной оси
дробное число, показывающее, на какую долю отходит частота генератора
Рис. 42. Ток в контуре при действии импульс-
ной э. д. с.

Рис. 44. Кривые резонанса в относительных масштабах
от резонансной частоты, а по вертикальной оси—дробь, показывающую, ка-
кую долю резонансного тока составляет ток b контуре (рис. 44). С этой
целью для всех контуров необходимо найти отношение каждого частного
значения тока в них к току при резонансе:

Такой относительный масштаб величины тока уравнивает вершины всех
кривых резонанса, так как для каждой из них резонансная ордината стано-
вится равной единице:

Лярез /? ।
рез R

Но этого еще недостаточно для сравнения кривых резонанса, так как
они разнесены по горизонтальной оси. Произведем некоторые преобразования
реактивного сопротивления в знаменателе дроби, выражающей закон Ома.
Вынесем за скобку произведение шоЬ:

1 г / <*> 1 \ г ( wo \ г / <° %

= о) L-------------------— = a)0L-----------------------= о)0£---------------

<оС и \ <о0 <o(d0LC / и \ <о0 (о<о01 у \ <о0 io t

Приведем дроби к общему знаменателю и введем обозначение рас-
стройки Д со, т. е. величины отхода частоты генератора от резонанса с ча-
стотой контура:

2 2

со СО0 ________“_____%_____ (со 4- со0) (со-СО0) ____ (со 4- (О0) Део

(О0 СО COqCO COq'O COqCO ’

где До) = о) — о)0.

Кроме того, будем полагать, что вблизи резонанса сумма <о + соо очень
мало отличается от величины 2<о. Тогда можно будет написать

» 1 г 2соДсо

0)L--------o)oL------------------

СО С и COq'O

r 2Дсо r

= V—=v —•

со0

Подставив это значение реактивного сопротивления
сительного тока», одновременно разделим числитель и

в выражение «отно-
знаменатель на R и,

учтя, что

получим

Воспользовавшись этой формулой, мы значительно упростим построение
кривой резонанса. Кроме того, для любого контура в точке резонанса по-
лучим Д/ — 0.

Следовательно, кривые резонанса всех контуров, представленные в виде
зависимости относительного тока от относительной расстройки, полностью
совместятся своими вершинами (см. рис. 44).
При таком способе построения кривых резонанса контуров легко срав-
нивать остроту резонанса в каждом из них и сразу можно определить, ка-
кой контур лучше.

Форма кривой резонанса при данной частоте f0 в полученных графиках
зависит только от одного параметра — от добротности контура Q. Следова-
тельно, контур с высокой добротностью дает более острый резонанс.

Пример. В контуре, имеющем добротность Q — 100 и собственную ча-
стоту fo==2*lO6 гц, действуют одновременно две э. д. с., одинаковые по
амплитуде, но различные по частоте. Э. д. с. сигнала корреспондента имеет
резонансную частоту fо = 2 • 106 гц, а э. д. с. помехи — частоту f — 2,05 • 106 гц.
Определить, во сколько раз ток сигнала окажется больше, чем ток помехи.

Решение. Найдем относительную расстройку помехи по отношению
к резонансу

△/ _ 2,05-10е — 2-10е _ 0,05 1

/0 ~’ 2-106 “ 2 “ 40 ‘

Определим далее относительное значение тока помехи

Но так как сигнал создает ток /рез, то помеха окажется ослабленной
в пя^гь раз.

Упражнение. Построить в относительных масштабах кривые резонанса
для контуров, имеющих добротности

Qi = 60 и Q2 = 150.

Параллельное соединение элементов контура по отношению
к источнику переменной э. д. с. Резонанс токов

Рассмотрим случай параллельного подключения конденсатора
и катушки индуктивности по отношению к генератору (рис. 45).

^общ т
&—I

ст

Рис. 45. Токи в парал-
лельной схеме

: *-

! R

На рисунке активное сопротивление R отне-
сено к индуктивной ветви. Хотя потери
энергии происходят и в конденсаторе, и в
катушке, все же в хорошем конденсаторе
потери меньше, чем в катушке (на сверх-
высоких частотах потери в конденсаторе
преобладают).

Обе ветви колебательного контура нахо-
дятся под одним и тем же напряжением с
амплитудой Ет (параллельное включение).
Ток, поступающий из генератора, разветвляет-
ся, причем в общем случае токи в ветвях бу-
дут различными и каждый из них может
быть определен на основании закона Ома

1 Условимся считать величину Ет на зажимах контура неизменной
независимо от значений токов. В действительности это условие обычно не
выполняется.
Рис. 46. Диаграммы процессов в колебательной цепи при параллельном
подключении в ней генератора

Ток в емкостной ветви 1Ст может быть выражен через общее
напряжение Ет и емкостное сопротивление Хс

Icm = lf=Em^C.

Ток в индуктивной ветви ILm определяется через то же напря-
жение и сопротивление Z£, так как в эту ветвь, кроме катушки,
включено активное сопротивление /?:
________________________________________

Lm ]/Я2 + ("О2 ’

Если ток в емкостной ветви опережает по фазе подведенное
напряжение на четверть периода (на 90°), то ток в ветви с ка-
тушкой L и активным сопротивлением R отстает по фазе от этого
напряжения на какой-то угол Этот угол меньше 90°, он ха-
рактеризуется своим косинусом

COS Ф, — ~—-9

L VR2 + (w£)2

и величина угла может быть найдена по таблице после определе-
ния cos <р£. Таким образом, зная напряжение и частоту генера-
тора, а также параметры L, С, R контура, можно построить диа-
граммы токов и напряжений в этой цепи (рис. 46).

Ток генератора, проходящий в неразветвленной части цепи
(Лбщт на Рис- 45), представляет собой геометрическую сумму
векторов 1Ст и ILm. Этот ток на рис. 46 показан как диагональ
параллелограмма, Построенного на векторах 1Ст и ILm. Вектор
тока/о6щ^ на нашем рисунке меньше, чем векторы, изображаю-
щие токи в ветвях, а по своей фазе этот вектор опережает напря-
жение генератора.
Рис. 47. Влияние на-
стройки на амплитуду
и форму общего тока

Проследим теперь зависимость ампли-
туды и фазы общего тока, проходящего в
неразветвленной части цепи, от параметров
контура, т. е. от степени настройки его в ре-
зонанс с частотой генератора. Положим,
что мы перестраиваем контур, уменьшая,
например, емкость его конденсатора. Если
при этом внешнее напряжение не изме-
няется, то не изменится и ток в индуктивной
ветви, так как он при неизменных L и R за-
висит только от приложенного напряжения
Ет- В емкостной же ветви ток будет
уменьшаться в соответствии с уменьшением
емкости.

Сложив геометрически токи емкостной и
индуктивной ветвей (меняется только ток
в емкостной ветви с изменением емкости
конденсатора), увидим (рис. 47), что общий
ток вначале уменьшается по амплитуде,
уменьшается также сдвиг по фазе между
ним и э. д. с. генератора. При некотором

значении емкости общий ток становится минимальным по ампли-

туде и совпадает по фазе с э. д. с., а затем ток в неразветвлен-
ной части цепи вновь возрастает и приобретает индуктивный

характер.

Пользуясь векторной диаграммой, можно построить зависи-
мость общего тока от величины емкости (рис. 48). Характерной

ординатой этой зависимости является минимум тока, соответ-
ствующий нулевому фазовому сдвигу. Такое соотношение токов и
напряжений в цепи (с параллельно подключенными конденсато-

ром и катушкой), при котором ток в общей цепи имеет наимень-
шее значение, а сдвиг фаз между ним и э. д. с, источника отсут-
ствует, называется резонансом токов (параллельным резонан-

сом).

Очевидно, что при резонансе
токов контур представляет собой
для генератора наибольшее и при-
том чисто активное сопротивле-
ние. При резонансе токи в ветвях
ILm и ^ст могут значительно
превосходить общий ТОК (/Общт)-

Физически резонанс токов
можно представить себе следую-
щим образом. В первые моменты
после подключения источника

Рис. 48. Зависимость тока в не-
разветвленной части цепи от на-
стройки контура

контур берет от него энергию на
«раскачку» колебаний. Но коле-
бания достигают таких амплитуд,
Рис. 49. Векторная диа-
грамма для резонанса
токов

при которых собственное колебательное напряжение на зажимах
контура оказывается равным и противоположным напряжению
источника. Эти напряжения взаимно уравновешиваются. Контур
как бы «не пускает» в себя ток от источника, т. е. оказывает
ему большое сопротивление.

На векторной диаграмме (рис. 49) показан частный случай
(соответствующий резонансу токов) геометрического сложения
токов емкостной и индуктивной ветвей, когда вершина паралле-
лограмма оказалась расположенной на горизонтальной оси
(см. рис. 47 и 49). Так как противолежащие стороны параллело-
грамма равны между собой, то мы имеем
право записать условие резонанса сле-
дующим равенством:

IСт == 7Ltn Sin CpL .

Применив формулу закона Ома и
помня, что

. соА

Sin (Р. = ,

L VR? + (О)А)2
перепишем условие резонанса так:

р ____

т V& + (о)А)2 VR2 + (о>£)2 ’

или

““ /?2 + (<оА)2 *

Это выражение является для рассма-
триваемой схемы точным условием резо-
нанса токов.

Учитывая, что в радиотехнических цепях применяются катуш-
;ки высокой добротности, у которых активное сопротивление зна-
чительно меньше индуктивного, можно написать

/?2 <С (<оА)2.

Пренебрегая слагаемым R2 в знаменателе и производя сокра-
щение, напишем

-4-.
(oL

Отсюда

УТс

= По-

следовательно, резонанс токов, как и резонанс напряжений,
наступает при условии равенства частоты источника э. д. с. и
частоты собственных колебаний контура. Генератор посылает
энергию в такт с собственными колебаниями контура и этим вос-
полняет энергию, расходуемую на активные потери в контуре.

Из векторной диаграммы (рис. 49) мы видим, что токи ILm и
/сю различаются между собой по фазе почти на полпериода

Рис. 50. Мгновенные на-
правления токов в ветвях

(180°), а по амплитуде почти равны. Это
означает, что если емкостный ток в не-
который момент направлен вверх, то ток
в индуктивной ветви идет вниз (рис. 50),
и наоборот. Оба тока представляют со-
бой в сущности один и тот же колебатель-
ный ток внутри контура. Общий ток
меньше токов в ветвях именно потому, что
генератор в установившемся колебатель-
ном процессе не участвует и лишь попол-
няет потери. Поэтому общий ток должен
быть тем меньше, чем меньшая мощность
расходуется в колебательном процессе,
т. е. чем выше добротность контура.

Подтвердим это математически. Найдем в первую очередь ве-
личину сопротивления, которое представляет собой контур при
резонансе и которое имеет чисто активный характер. Назовем
это сопротивление Zpe3. Пользуясь законом Ома, можно напи-
сать

Z =
^рез

Ещ

'общ m МИН ILm COS COS • у R2 + (WoL)2 •

Подставив сюда найденное ранее выражение cos <р£, получим

Z„., =» +-(V)T= .

Здесь можно пренебречь квадратом активного сопротивления
R2 по сравнению с квадратом реактивного (wo£)2. Тогда получим
окончательно

Z
^рез

<“о£2

Таким образом, математически подтверждается, что чем. боль-
ше активное сопротивление R внутри контура, тем меньше его
сопротивление Zpe3 внешнему току, т. е. тем больший ток тре-
буется от генератора на пополнение потерь.

Полученное выражение для сопротивления контура при парал-
лельном резонансе имеет в радиотехнике очень большое значение/
Нередко ему придают иной вид. Пользуясь равенством

2 1

w° — LC9
получают формулу

Z =-^
^рез >

в которой L выражено в генри, С — в фарадах, R — в омах.
Обычно в радиотехнических контурах соотношения L, С и /? та-
ковы, что величина Zpe3 может достигать больших значений (до
сотни тысяч ом).

Иногда оказывается более удобным в формулу для Zpe3 вве-
сти выражение, с помощью которого определяют добротность
контура:

г)__ *>(Л .

R 9

тогда получаем

^*рез = QW(A

Из этой формулы видно, что сопротивление контура при резо-
нансе в Q раз больше реактивного сопротивления ветви.

При отходе от резонанса токов сопротивление Z перестает
быть чисто активным и уменьшается по абсолютному значению,
так как общий ток возрастает.

Если частота генератора ниже собственной частоты контура,
то общее сопротивление контура приобретает индуктивно-актив-
ный характер благодаря преобладанию тока в индуктивной ветви.
Если же частота генератора выше частоты контура, то общее со-
противление приобретает емкостно-активный характер благодаря
преобладанию тока в емкостной ветви.

Пример. Найдем Zpe3 для контура, имеющего L = 160 мкгн, С =160 пф
и R = 10 ом:

„ L 160-1(Р ЩЛЛЛЛ

^рез ~ ~ 106.160-10 Ю0 000 ОМ.

Последний вопрос, связанный с резонансом токов, — это соот-
ношение величины внешнего тока (/об1Ц т) и колебательного тока
в контуре Ввиду того что

г _______

Общ/Я £рез

имеем

^- = Q.
Рис. 51. Цепь параллельного
резонанса с учетом внутрен-
него сопротивления генератора

Питающий ток оказался в Q раз
меньше колебательного. Значит, если
последовательный резонанс давал
нам выигрыш в напряжении, то па-
раллельный резонанс дает выигрыш
в величине тока. Конечно, нужно
помнить, что по мощности выигры-
ша не будет ни в том, ни в другом
случае, так как мощность, подводи-
мая к контуру, точно равна мощ-
ности, расходуемой в нем.

•В схемах радиостанций резонанс
токов - используется очень широко.
В качестве источника, питающего
контур, обычно применяются генера-
торы с большим внутренним сопро-

тивлением (R> на рис. 51). Электродвижущая сила, которую
развивает генератор, распределяется между его внутренним со-
противлением и сопротивлением нагрузки. Значит, в этом слу-
чае напряжение на зажимах контура зависит от-тока. Для того
чтобы значительная часть напряжения падала между зажимами
нагрузки (контура), сопротивление нагрузки (Zpe3) должно быть
достаточно большим. Таким оно и получается при параллельном
резонансе ].

Задача. В схеме, изображенной на рис. 51, э. д. с. источника Ет = 200 в,
а внутреннее .его сопротивление (показанное для наглядности отдельно)
Ri = 100 000 ом. Контур С, /?, подключенный к источнику, настроен в ре-
зонанс с последним на частоту 3 Мгц. Индуктивность контура L = 20 мкгн,
его активное сопротивление R == 5 ом.

Требуется подсчитать сопротивление контура Zp?3, напряжение на его
зажимах Um, питающий ток /Общ п» колебательный ток I и емкость С.

В радиоаппаратуре нередко применяются более сложные схемы питания

параллельного контура. Так, на
напряжения генератора лишь
к некоторой части витков ка-
тушки. Если пренебречь взаимо-
индукцией между частями ка-
тушки, то эту же схему можно
представить в упрощенном виде
(рис. 52, б). Здесь Ц — индук-
тивность части катушки между
питающими зажимами, Л2 — ин-
дуктивность остальной части
катушки, входящая в ветвь по-
следовательно с конденсато-

рис. 52, а изображен случай подключения

Рис. 52. Подключение генератора к части
витков катушки

1 Потребителем энергии является в конечном счете сопротивление R
внутри контура. Но свойства резонансного контура позволяют, как мы ви-
дим, преобразовать малое активное сопротивление R в большое сопротив-
ление Zpe3, включенное последовательно с внутренним сопротивлением ге-
нератора. Значит, контур может преобразовывать (трансформировать) >ве-
личину сопротивления.
ром С. Такая схема может быть на-
звана «двухволновой», так как она
имеет два резонанса.

Действительно, если постепенно
изменять частоту питающего генера-
тора, то на некоторой частоте woi
в правой ветви схемы рис. 52, б ока-
жется выполненным условие резонан-
са напряжений:

т 1 1

ф01Ч = —или Ш01 = ~7= •

01 “= <о01С 01 • ]/£ С

Рис. 53. Зависимость тока питания
от частоты в схеме рис. 52.

Сопротивление этой ветви получится малым и чисто активным, и ток
правой ветви, а вместе с ним и общий ток /Общ m достигнут максимума
(рис. 53).

При понижении частоты генератора относительно значения woi в пра-
вой ветви окажется преобладающим емкостное сопротивление, но оно будет
меньше, чем сопротивление конденсатора С, так как из последнего вычи-
тается сопротивление катушки L2. Реактивная проводимость правой ветви
есть величина, обратная разности реактивных сопротивлений:

1
—

— (oLs
со С

На некоторой частоте «02 (см. рис. 53) проводимость правой ветви,
имеющая емкостный характер, станет равной проводимости левой ветви, со-
храняющей индуктивный характер:

1 1

Это будет выполнением условия резонанса токов. Действительно, из
последней формулы находим

Г— 1 — 1

4002 “ ®02 (it + Ls) — <o0iL '

где L — индуктивность всей катушки.
Иначе

_ 1

ш°2 ~~ у Тс’

т. е. условие резонанса токов не изменилось от изменения точек подключе-
ния генератора.

Сопротивление контура между точками присоединения генератора на
частоте юо2 будет чисто активным и приобретет большую величину, а по-
тому на этой частоте общий ток окажется минимальным (см. рис. 53). Но
сопротивление контура Zpe32 в точках подключения будет меньше, чем со-
противление контура Zpe3 при подключении питания к концам катушки.
Приближенно его можно определить так:

^рез2 = QW02^P2»
есть правильная дробь, которую можно назвать коэффициентом включения.

Для доказательства учтем, что правая ветвь на рис. 53 в условиях ре-
зонанса на частоте wo2 играет роль некоторой емкости, тогда как левая ветвь
содержит индуктивность L\. Значит, мы можем написать, как и для обычного
контура,

^рез2

to02^ 1

~~R~

Отсюда, умножив и разделив на wo2^2’ найдем

^резг

2 г 2
со02^1

со 02^2

t0 02
~R~

Пример. Определить сопротивление контура, имеющего L — 60 мкгн,
С — 150 пф и Q — 100, на частоте резонанса токов, если питание подво-
дится к одному из концов и к середине катушки.

Решение. Частота резонанса токов

<оо, = -L = — ........1------=- = 10,53 • 106 —.

VLC V 60- 10-е-150-10~12 сек

Индуктивное сопротивление всей катушки при резонансе токов

<oo2Z.= 10,53-106-60-IO-6 ^632 ОМ.

Коэффициент включения

р = Ь = 0,5.

Сопротивление между точками включения

Zpe32 = P2Q.%'iL = 0,52 -100-632 = 15 800 ом.

При полном включении сопротивление было бы

Zpe3 = Qo>03£ = 63 200 ом.

Заканчивая краткое изложение процессов в колебательном
контуре и его свойств, необходимо сказать о некоторых дополни-
тельных величинах, характеризующих контур.

Реактивные сопротивления катушки или конденсатора для ре-
зонансной частоты (строго говоря, для частоты резонанса напря-
жений), равные между собою, могут быть выражены через пара-
метры контура:

т 1 VTC - /77
Эта величина, называемая волновым сопротивлением или харак-
теристикой контура, обозначается буквой р:

_ т 1 ,/Z“

Р — <ооА — ШоС — у с

и выражается в омах. Обычно волновое сопротивление для кон-
туров коротковолнового диапазона равно сотням омов.

Контур, содержащий конденсатор переменной емкости, харак-
теризуется коэффициентом диапазона (который иногда называют
также коэффициентом перекрытия). Коэффициент диапазона —
это отношение наибольшей частоты контура к наименьшей его
частоте:

£ /макс_ === т/^макс

Д /мин 2тс J/АСМИН * ^мин

Значит, коэффициент диапазона можно выразить также через
квадратный корень из отношения максимальной емкости к мини-
мальной. Примерные значения коэффициентов диапазона: на
длинных волнах £д = 2,5—3; на коротких волнах Ад=1,5—2,5;
на ультракоротких волнах £д — 1,2—1,4.

2. СВЯЗАННЫЕ КОЛЕБАТЕЛЬНЫЕ ЦЕПИ

Общие замечания

В составе передатчиков и приемников радиостанций имеется
обычно по нескольку колебательных контуров. При этом полу-
чаются более совершенные формы резонансных кривых, необхо-
димые для лучшего выделения колебаний нужных частот и по-
давления колебаний, мешающих радиосвязи. Предыдущий кон-
тур может воздействовать на последующий через электронную
лампу. Однако применяется и прямая связь контуров: первичный
контур, содержащий в себе источник энергии,, передает часть
энергии вторичному контуру, в свою очередь испытывая некото-
рое влияние со стороны вторичного контура.

Два контура называются связанными, если переменный ток,
проходящий в одном из них, вызывает появление э. д. с. в дру-
гом и часть колебательной энергии первичного контура пере-
дается во вторичный.

Виды связи

В зависимости от способа взаимодействия контуров разли-
чаются следующие виды связи.

Индуктивная (трансформаторная) связь (рис. 54). Здесь ка-
тушка первичного контура своим переменным магнитным полем
наводит э. д. с. в катушке вторичного контур а Навелрнная э. д. с.
Рис. 54. Индуктивная связь колеба- Рис. 55. Автотрансформаторная связь
тельных цепей

возбуждает колебания во вторичной цепи. Связь увеличивается
при сближении катушек.

Автотрансформаторная связь (рис. 55). В этом случае во вто-
ричную цепь, кроме катушки £г, входит часть Lo витков катуш-
ки Li первичной цепи. Напряжение, создаваемое током первич-
ной цепи на участке £о, возбуждает колебания во вторичной цепи.

Для усиления связи нужно
увеличивать число общих
витков Lq.

Емкостная (электриче-
ская) связь, имеющая две
разновидности: внутреннюю
* емкостную связь (рис. 56) и
внешнюю емкостную связь
(рис. 57). В первом случае

Рис. 56. Внутренняя емкостная связь связующим элементом слу-
жит емкость Свнутр, входя-
щая в состав первичной и вторичной цепей. Ток, проходящий по
первичной цепи, создает на этой емкости (на емкостном сопротив-
лении Хс) напряжение, которое возбуждает колебания во вторич-
ной цепи. С увеличением емкости Свнутр связь контуров ослаб-
ляется, так как ток первичной цепи создает меньшее напряжение

I] =1

С/т? внутр 7^шСвнуТр-

Во втором случае свя-
зующим элементом служит
емкость, которая не вхо-
дит ни в первый, ни во
второй контур. Ток, ответ-
вляющийся из первичной
цепи во вторичную через
емкость СВНешн, возбуждает
колебания во втором кон-
TypfeX /меньш’ением емко-

Рис. Э7. Внешняя емкостная связь
элементом является сопро-

тивление Ro. Рис. 58. Гальваническая связь

Напряжение, создаваемое

на нем током первичной цепи, возбуждает колебания во вторич-
ной цепи. Этот вид связи для колебательных цепей применяется
крайне редко, так как сопротивление /?о входит в цепи обоих
контуров и ухудшает их добротность.

Все реактивные виды связи (индуктивная, автотрансформа-
торная и емкостная) дают одинаковую возможность передачи
энергии от первичного контура ко вторичному. Выбор того или
иного вида связи определяется в каждой радиостанции особенно-
стями схемы и удобством выполнения конструкции.

Коэффициент связи

Для оценки строения элементов связанных контуров, от которого зави-
сит значение э. д. с., наводимой первичным контуром во вторичном, служит
коэффициент связи. Он показывает, какую часть предельной э. д. с., кото-
рую мог бы навести первичный контур во вторичном, составляет э. д. с.,
фактически наведенная в нем:

макс

Так, например, при индуктивной связи амплитуда э. д. с., наводимой
во вторичной цели, будет

^2т =

где Цт — ток в первичной цепи;

М — коэффициент взаимоиндукции катушек;

«о — частота первичного источника.

Своего предельного значения между двумя данными катушками коэф-
фициент взаимоиндукции мог бы достигнуть при условии, если бы все маг-
нитные силовые линии катушки первичной цепи пронизывали плоскости всех
витков катушки вторичной цепи. В таком случае коэффициент взаимоиндук.
ции оказался бы равным

^макс

где L\ и А2 — индуктивности обеих катушек.

Следовательно, максимальная э. д. с. во4 вторичной цепи была бы равна

^*2тмакс

В действительности часть магнитных силовых линий первичной катушки
рассеивается, т. е. замыкается, минуя вторичные витки (рис. 59). Следова-
Рис. 59. Рассеивание части силовых
линий магнитного поля первичной
катушки

Рис. 60. Связанные ка-
тушки на общем кар-
касе

тельно, э. д. с., наведенная во вторичной цепи, составит лишь некоторую
часть максимальной э. д. с.:

т т т л

Отношение фактически наведенной э. д. с. к максимальной, т. е. коэф-
фициент связи катушек, будет

^2/лмакс

Коэффициент магнитной связи двух катушек характеризует в сущности
их геометрическое взаимное расположение. Так, например, если катушки
имеют общий цилиндрический каркас (рис. 60), то даже при сближении их
вплотную коэффициент связи не превышает 0,4—0,5 (т. е. 40—50%) и при
удалении резко падает. К своему предельному значению (6 = 1, т. е. 100%)
коэффициент связи приближается только при том условии, если катушки
намотаны на общий ферромагнитный сердечник.

Коэффициент связи двух контуров может отличаться от коэффициента
связи входящих в них катушек в том случае, когда в какой-либо из связан-
ных контуров, кроме катушки связи, входит еще индуктивность. Так, напри-
мер, для схемы, показанной на рис. 61, коэффициент связи катушек

кат 1

а коэффициент связи контуров

k _ _ м ........................................

конт *

Рис. 61. Отличие коэффициента связи
катушек от коэффициента связи кон-
туров

В схемах с внутренней емкост-
ной связью (см. рис. 56) связую-
щий конденсатор (Свнутр) обычно
имеет большую емкость по сравне-
нию с контурными конденсаторами
(61 и С2), и коэффициент связи
оказывается _______

к^УСхС3

Свнутр

В схемах с внешней емкостной
связью конденсатор 6ВНешн обычно
имеет небольшую емкость по сравнению с контурными конденсаторами
и коэффициент связи получается

^внешн

Vc&'

Коэффициент связи по своему физическому смыслу не характеризует пе-
редачи энергии из первого контура во второй, поскольку мощность, переда-
ваемая во второй контур, зависит не только от наводимой в нем э. д. сч
но и от его сопротивления.

Влияние связи на переход энергий из первого контура
во второй

Рассмотрим случай индуктивной связи (рис. 62). Предполо-
жим, что каждый из двух контуров настроен в отдельности на
частоту (о источника энергии (полный резонанс). Иначе говоря,
в каждом контуре выполняется условие резонанса напряжений.
Конечно, такой случай частный, но он играет в схемах радио-
станций важнейшую роль

Предположим далее, что э. д. с.
источника создала в первичном
контуре ток /1т. Этот ток обра-
зует вокруг катушки перемен-
ное магнитное поле, которое ин-
дуктирует в катушке L2 электро-
движущую силу

Е9 = L о) М.

“т 1т

Рис. 62. Индуктивно связанные
цепи

Под действием этой э. д. с. во вторичном контуре возникает
ток/2/72, который из условий резонанса можно определить по фор-
муле

Е2 Л шМ
г __ __ 1т

2т~ r2 r2

Электродвижущая сила Е2т, как и всякая э. д. с. индукции,
отстает по фазе от магнитного поля, ее создающего, на четверть
периода. Но магнитное поле первичной катушки совпадает по
фазе с первичным током Ц , и в то же время вторичный ток бла-
годаря резонансу совпадает по фазе с э. д. с. Е2 . Значит, ток 12т
отстает на четверть периода от тока Ц .

1 Первичный контур может быть соединен с генератором и по схеме
параллельного резонанса, тогда как во вторичном контуре можно получить
лишь последовательный резонанс.
Полезная мощность, переходящая из первичного контура во
вторичный,

= r2.

Но передача энергии второму контуру должна как-то отра-
зиться на работе первичного контура. И действительно, вторич-
ный ток, создавая в катушке Лг свое магнитное поле, наводит
в первичной цепи 1 добавочную э. д. с.

Е\ = /2 а)Л4

или, приняв во внимание выражение вторичного тока,

f /1 в)2М2

Е, = _____

\ r2

Эта добавочная э. д. с. по фазе смещена на полпериода по
отношению к э. д. с. источника. Действительно, она, как э. д. с.
индукции, отстает на четверть периода от создавшего ее тока

а последний в свою очередь отстает на четверть периода

от тока Цт. Но по условию резонанса в первичной цепи ток Цт
совпадает по фазе с э. д. с. источника Ет. Таким образом, доба-
вочная э. д. с. Е\ противоположна электродвижущей силе источ-
ника, т. е. может быть названа противоэлектродвижущей силой.

На рис. 63 развернутая диаграм-
ма изображает рассмотренные фазо-
вые соотношения токов и напряже-
ний, а на рис. 64 показаны те же со-
отношения в форме векторной диа-
граммы.

1 Из курса электротехники

г,'-
'/п

сов

ч,

6 ГП

Рис. 64. Векторная

диаграмма процес-

в связанных резонансных цепях

известно,

при действии первой катушки на вторую
на первую один и тот же.

что коэффициент взаимоиндукции
и при действии второй катушки
Учитывая основную и противодействующую э. д. с., ток в пер-
вичной цепи можно выразить по закону Ома так:

/ __Ет~Е\т

Подставим сюда найденное выше значение Е\ :

{т

L - ^Ет г

Rt Ri *т RiR,-

Перенеся в левую часть вычитаемое правой части и вынеся
за скобку /]т, получим

Это и есть окончательное выражение закона Ома для первич-
ного контура при полном резонансе. Мы видим, что обратное
действие (реакция) вторичного контура на первичный сводится
к внесению в первичный контур добавочного активного сопротив-
ления

Физически реакция (обратное воздействие) вторичной цепи на
первичную заключается в наведении в первичной цепи противо-
электродвижущей силы, влияние которой равноценно введению
в первичную цепь добавочного сопротивления.

Итак, от сближения катушек Ц и L2 ток в первичной цепи
уменьшается, если сохранено условие полного резонанса: прибли-
жение вторичного контура к первичному влияет на величину пер-
вичного тока так же, как повлияло бы включение в первичный
контур сопротивления Д/?ь Но в первичном контуре на внесенном
сопротивлении Д/?1 расходуется мощность

Можно доказать, что это и будет та самая мощность, которая
передается во вторичный контур. Действительно, заменив /1ст
его выражением через /2т, найдем

D — 1 72 д Р — 1 72 “2Л/2 — 1 /2 Р — Р

Полная же мощность в первичном контуре

po=if'm (^ + Д^)=^ + Л-
Значит, из первичного контура во вторичный передается такая
доля мощности, какую составляет вносимое сопротивление
от полного /?1 + Д/?ь Этой долей характеризуется коэффициент
полезного действия тр первичной цепи:

__ Д/?!

711 ~ Rt + •

С увеличением связи между контурами будет повышаться
к. п. д. первичного контура; но вместе с тем ток в нем будет па-
дать (из-за увеличения вносимого сопротивления), что приведет
в конце концов к уменьшению полной мощности в первичном кон-
туре. Из электротехники известно, что потребитель (в нашем
случае вторичная цепь) получит максимальную мощность от ге-
нератора с неизменной э. д. с. при том условии, если сопротивле-
ние нагрузки (внесенное сопротивление) равно собственному со-
противлению питающей (в нашем случае первичной) цепи:

Такая связь, при которой величина внесенного в контур со-
противления равняется сопротивлению самого контура, назы-
вается критической связью между двумя контурами. При крити-
ческой связи коэффициент полезного действия составляет 50%.

Пример. Два контура настроены по отдельности на частоту генератора
/о = 0,5 Мгц. Первый контур имеет индуктивность Ц == 200 мкгн, второй
обладает индуктивностью Л2 = 250 мкгн. Активное сопротивление первого
контура /?1 == 10 ом, второго /?2 — 12 ом. Каким должен быть коэффициент
взаимоиндукции (и коэффициент связи) между этими контурами, чтобы
к. п. д. первичной цепи оказался равнььм 60%?

П ТЛ А А

Решение. Из выражения nqi = -5—, л определим необходимое
~г

значение вносимого сопротивления Умножив обе части на знамена-
тель и сгруппировав члены, получим

А/?!

1 — 7)!

0,6-10 _ 6

1— 0,6 ~ 0,4

— 15 ом.

Воспользовавшись выражением вносимого сопротивления

А п со2Л42

найдем

м_УьЯлЪ__ /15-12-10е _
со 6,28-0,5-106 ~~

4,3 мкгн.

Коэффициент связи

i/za

4,3
J/200-250

g = 0,0192 (1,92%).

Из примера видно, что связь в резонансных контурах превышает кри-
тическую даже при весьма малых значениях k\ это свойственно всем ра-
диотехническим цепям, обладающим нормальными значениями Q,
Степени связи

Для энергетической оценки связи между контурами поль-
зуются понятием степень связи. Различают следующие степени
связи: весьма слабую, слабую, критическую и, наконец, сильную
связь.

Весьма слабая связь такая, при которой из первого контура
во второй передается малая доля мощности. Иначе говоря,
весьма слабая связь соответствует соотношению

т. е. весьма малому значению вносимого сопротивления.

Слабой связью называется связь, еще не достигшая критиче-
ской величины, т. е. такая, при которой первичная цепь отдает
меньше половины своей мощности. Это соответствует неравен-
ству

Критическая связь соответствует случаю,- когда первичная
цепь отдает во вторичную половину своей мощности. Эта связь,
как указывалось ранее, характеризуется соотношением

Наконец, сильная связь — это связь, которая превосходит
критическую:

Итак, степень взаимодействия между связанными резонанс-
ными контурами зависит не только от коэффициента их связи, но
и от свойств самих контуров. Это видно из выражения для
вносимого сопротивления:

Чем больше сопротивление /?2, тем большая взаимоиндукция
потребуется для передачи определенной доли энергии из первич-
ной цепи во вторичную.

В качестве практического примера сильной связи цепей
можно привести схему передачи энергии из замкнутого контура
передатчика в антенну (рис. 65). В такой схеме связь нередко
бывает регулируемой и при каждой частоте w подбирается так,
чтобы к. п. д. первичной цепи (контура) был высоким, т. е.
чтобы в первичном контуре бесполезно расходуемая мощность
была незначительной по сравнению с полезной мощностью, по-
ступающей в антенну.
Рис. 65. Связь антенны с конту-
ром передатчика

Примеры применения слабой
связи нередко встречаются в
радиоизмерительной практике.
Слабая связь здесь нужна для
того, чтобы не нарушить процес-
сов в измеряемой аппаратуре за
счет сопротивления, вносимого
измерителем.

Задача. Первичный контур, на-
строенный на частоту генератора fo =
= 6 Мгц, имеет индуктивность Ц =
= 7,8 мкгн и добротность Qi = 80. Ге-
нератор развивает в этом контуре э. д. с.
Ет = 12 в. Вторичный контур, имею-
щий индуктивность L% — 40 мкгн, харак-
теризуется добротностью Qq = 30 и на-
строен на ту же частоту. Требуется
определить емкости С\ и С2, ток во

вторичном контуре /2 ток в первичном контуре и коэффициент взаимо-
индукции между контурами, если связь выбрана критической (см. рис. 62).

Настройка связанных цепей

Теперь рассмотрим, как на процессах в связанных цепях от-
разится перестройка контуров.

Предположим, что первоначально соблюдалось условие пол-
ного резонанса, т. е. оба контура были настроены на частоту <о,
соответствующую частоте источника. Начнем изменять настройку
первичного контура, например, вращением ротора переменного
конденсатора Ci. При этом будем наблюдать по показаниям при-
боров за изменением токов в обоих контурах (т. е. токов 1Хт и
/2/и, см. рис. 62).

При отходе настройки первого контура в любую сторону от
резонанса с источником сопротивление этого контура начнет воз-
растать, так как вследствие расстройки, кроме активного, по-
явится и реактивное сопротивление. Значит, первичный ток,
имеющий максимальное значение при резонансе, будет умень-
шаться. Кривая резонанса будет более тупой, чем та, какая по-
лучилась бы при отсутствии вторичного контура: вторичный кон-
тур увеличивает потери в первичном, т. е. как бы снижает его
добротность.

Во вторичном контуре при перестройках первичного величина
тока также не останется постоянной, так как э. д. с. во вторич-
ном контуре определится величиной первичного тока

£* = I

Максимум вторичного тока будет совпадать с максимумом
первичного, т. е. будет соответствовать точке резонанса.
Описанные процессы показаны на рис. 66. Здесь по горизон-
тали нанесены значения собственной частоты первого контура

а по вертикали — токи Iim и 12т.

Будем теперь изменять настройку вторичного контура, на-
блюдая за изменением величин Zj и /2^. При отходе вторич-
ного контура от резонанса ток в нем уменьшится, так как, кроме
активного сопротивления, возникнет и реактивное. Но замеча-
тельно то, что при этом первичный ток возрастет. Это объяс-
няется тем, что вследствие спадания I2jn уменьшается противо-
электродвижущая сила

£*1 — /9 со/И;
m -пг 1

иначе говоря, уменьшается вносимое в первый контур добавоч-
ное сопротивление. Очень сильная расстройка вторичного кон-
тура равноценна его отключению, так как реакция вторичной
цепи на первичную исчезает. Изменение токов и в зави-
симости от настройки вторичной цепи показано на рис. 67.

Таким образом, положение резонанса при перестройках вто-
ричной цепи может быть обнаружено или по возрастанию вто-
ричного тока, или по спаданию первичного.

Получив путем настройки максимум вторичного тока и уси-
лив связь между контурами, мы повысим- и максимум вторич-
ного тока. Однако такое увеличение максимума возможно лишь
до тех пор, пока связь не достигнет критического значения.
Дальнейшее повышение связи приведет к снижению вторичного
тока при полном резонансе связанных контуров. Таким образом,
из всех возможных максимумов вторичного тока самым боль-
шим будет тот, который достигается при критической связи.

Рис. 65. Изменение токов в
контурах при настройке пер-
вичной цепи

Рис. 67. Изменение токов в
контурах при настройке вто
ричной цепи

Изменение частоты генератора, питающего связанные цепи

Изучая процессы в связанных цепях, мы до сих пор считали
частоту генератора неизменной и полагали, что с ней совпадает
по крайней мере собственная частота одного из контуров. При
полном резонансе с частотой генератора совпадали собственные
частоты обоих контуров (см. рис. 64).

Теперь рассмотрим, что произойдет при отклонении частоты
генератора от собственной частоты каждого из двух контуров,
одинаково настроенных. Положим, что частота генератора ниже
собственной частоты каждого из контуров:

/</о-

Векторная диаграмма для этого случая будет отличаться от
диаграммы, приведенной на рис. 64, так как на низких частотах
увеличится емкостное и уменьшится индуктивное шЬ со-
противление каждого контура. На рис. 68 представлены фазовые

Рис. 68. Фазовые соотношения в связанных це-
пях при пониженной частоте генератора (/ < /0)

соотношения э. д. с. и токов в контурах при этих условиях.
Здесь по горизонтали вправо отложен вектор Ц первичного
тока. Первичный ток наводит э. д. с. Е2 во вторичном контуре.
Эта э. д. с. отстает от создающего ее тока на угол 90°, т. е. век-
тор ее направлен вертикально.

Вторичный ток 12 в соответствии с емкостным характером
сопротивления опережает по фазе вторичную э. д. с. на угол ср2,
а потому фазовый сдвиг между векторами J2m и \ меньше 90°.
Это обстоятельство чрезвычайно важно; оно означает, что вто-
ричный ток помогает первичному создавать магнитное поле, про-
низывающее плоскости витков катушки в результате чего
индуктивность катушки как бы увеличивается. Более строго го-
воря, наличие вторичного контура при пониженной частоте ге-
нератора изменяет реактивное сопротивление первичной цепи
так, как будто бы в нем увеличилась индуктивность.
Нанесем на векторную диаграмму (см. рис. 68) вектор
э. д. с. Е\т> наводимой вторичным током в первичной цепи (об-
ратная э. д. с.). Этот вектор, как отстающий по фазе от 12 на
90°, окажется расположенным в левом нижнем квадранте.

Разложив вектор Е\ на составляющие, представим его
в виде суммы горизонтального и вертикального векторов (£#
и Е'ь^, взаимно перпендикулярных. Вектор ER^ представляет
собой противоэлектродвижущую силу, равноценную внесению в
первичный контур добавочного активного сопротивления Д7?ь
При расстройке эта э. д. с. уменьшится, так как уменьшится со-
здающий ее ток, а поэтому уменьшится и Д/?ь Вектор же' E'Lm
по фазе отстает от вектора Цт первичного тока на 90°, т. е. яв-
ляется дополнительным слагаемым к э. д. с. самоиндукции пер-
вичной цепи. Следовательно, ток вторичной цепи I2m создает
как бы добавочное намагничивание в первичной катушке.

Итак, наличие вторичного контура в случае понижения ча-
стоты генератора равноценно внесению в первичный контур до-
бавочного активного сопротивления и добавочной индуктив-
ности AL1.

Для определения значений и ALi напишем выражение
обратной э. д. с. Е'}^ и ее составляющих. Обратную э. д. с., как
э. д. с. взаимоиндукции, можно выразить так:

Е} — Е «Ж*
m m

Угол между векторами Е\ и E'R^ равен углу срг, так как
углы с взаимно перпендикулярными сторонами равны между со-
бой. Следовательно,

Er =Е\ cos ф2-
m т 1 z

Но на преодоление противодействующей э. д. с. генератор
должен затратить напряжение, равное падению напряжения на
внесенном сопротивлении A/?i:

Е' =Ц Д/?Р

Кт 'т 1

Теперь имеем право написать:

7, Д/?, = 1~ шТИ cos <₽,.

1т 1 ‘

Так как

L <оЛ4

Я3
cos ср2 = ^5

/j (ОШ.

I &R = т

** 1 zl
или окончательно

щъ

Отсюда видно, что вносимое активное сопротивление зависит
от расстройки генератора по отношению к контуру, поскольку

zl = Rl + xl

В случае полного резонанса (Х2 = 0) величина A/?i имеет
наибольшее значение:

др ______а)2М2 & ____в)2М2

Д/Мрез — -^2“ К2 “ *

Совершенно таким же путем из векторной диаграммы (см.
рис. 68) определяется вносимое в первый контур добавочное
реактивное сопротивление

ДХ1=_^^2.

Знак минус показывает, что при емкостном (отрицательном)
характере вторичного сопротивления вносимое сопротивление бу-
дет индуктивным (положительным).

Добавочная индуктивность

1 (О

где а) — круговая частота генератора.

Следовательно, добавочная индуктивность также зависит от
расстройки генератора по отношению к контуру. В случае пол-
ного резонанса, т. е. при Х2 = 0,

= 0; Д4 = 0.

Теперь положим, что частота генератора выбрана выше соб-
ственной частоты каждого из контуров:

/>/о-

Векторная диаграмма для этого случая представлена на
рис. 69. Основным сопротивлением каждого контура здесь стало
индуктивное сопротивление coL, а потому вектор вторичного тока
I2m отстает от э. д. с. Е2т на угол ср2 и находится в левом ниж-
нем квадранте. Следовательно, фазовый сдвиг между Iim и 12т
приближается к 180° и вторичный ток противодействует первич-
ному в создании магнитного поля, пронизывающего плоскости
витков катушки Lx. Это равноценно уменьшению индуктивности
катушки L\ на величину ALi.
Вектор Ё[ обратной э. д. с. окажется в левом верхнем ква-
дранте диаграммы. Разложим этот вектор па его составляющие
и E'L . Вторая составляющая имеет знак минус, так как
она направлена противоположно вектору э. д. с. самоиндукции
первичной катушки. Следовательно, вторичная цепь оказывает
размагничивающее действие на первичную катушку.

Рис. 69. Фазовые соотношения в связанных цепях при по-
вышенной частоте генератора (/ > /0)

Не повторяя анализа, напишем выражения для вносимых со-
противлений. Они окажутся точно такими же$ как и в предыду-
щем случае:

<О2Л42

Z2
^2

4^==-^

1 72

Знак минус во втором выражении показывает, что при индук-
тивном (положительном) характере вторичного сопротивления
вносимое в первичную цепь сопротивление отрицательно, т. е. ин-
дуктивность первичной цепи уменьшается.

Итак, мы рассмотрели влияние вторичной цепи на первичную
для различных соотношений частоты генератора и частоты кон-
туров. Это влияние всегда сводится к внесению в первичную цепь
добавочных активного и реактивного сопротивлений. Лишь в од-
ном случае — в случае полного резонанса — в первичную цепь
вносится только одно активное сопротивление, и притом наи-
большее.

Нам остается проследить за изменением тока при изме-
нениях частоты генератора. Предположим сначала, что связь
между контурами ниже критической. Зависимость вторичного
тока от частоты генератора в этом случае представится кривой,
которая напоминает кривую резонанса (рис. 70, кривая /), при-
чем максимум этой кривой соответствует точке полного резонанса

Увеличим связь между контурами, доведя ее до критической.
В этом случае (кривая 2) максимальное значение тока 12т будет
выше, чем в предыдущем, так как первичная цепь отдает вторич-
ной наибольшую мощность.

Сделаем связь еще сильнее, выбрав ее выше критической. Те-
перь ток во вторичной цепи в точке полного резонанса несколько
снизится, потому что вносимое в первичный контур сопротивле-

ние, 70. Зависимость тока во вторичном кон-
туре от частоты генератора

ние стало больше собственного сопротивления этого контура.
Нельзя ли восстановить равенство вносимого сопротивления
с собственным, не меняя связи?

Из выражения

видно, что можно снизить, увеличив Z2. Этого можно достиг-
нуть расстройкой генератора от точки полного резонанса, так как
с увеличением расстройки возрастает ЛЛ2, от которого зависит Z2:

Z2==/?2 + ^2>

Совершенно безразлично, в какую сторожу будет изменяться
частота генератора — в сторону понижения или повышения;
в обоих случаях величина Х2 возрастает. Следовательно, и
справа, и слева от /0 мы найдем по одной точке, где вносимое
в первичный контур активное сопротивление окажется равным
собственному сопротивлению этого контура. Реактивное сопро-
тивление Xi первичного контура, возникающее при расстройке,
76
Компенсируется вносимым из вторичного контура реактивным со-
противлением обратного знака

При расстройках, для которых выполняются эти условия
(Д/?1 = /?!*, AXj =—Xi), вторичный ток достигнет максимумов
(кривая 3), или, как говорят, возникнет «сложный резонанс».

Если выбрать еще более сильную связь, то максимумы разой-
дутся дальше один от другого, а «провал» в точке f0 углубится
(кривая 4).

Можно показать, что максимуму «двугорбой» кривой соот-
ветствуют следующие частоты генератора:

f = -.2° , — нижняя частота;

J ]/1 +k

f" = — верхняя частота,

где k — коэффициент связи контуров.

Значит, форму кривой резонанса связанных цепей, т. е. зави-
симость вторичного тока от частоты генератора, можно в широ-
ких пределах регулировать, выбирая связь между контурами.
Форма кривой резонанса двух связанных контуров позволяет, та-
ким образом, судить о степени их связи.

Пример. Два одинаковых контура,^настроенные каждый на частоту
fo=12O кгц, имеют каждый индуктивность L = 11,7 мгн и добротность
Q = 42. Коэффициент связи между ними k = 3%. Определить частоты, со-
ответствующие точкам максимумов вторичного тока.

Решение. Выясним, превосходит ли данная связь критическую.

Индуктивное (волновое) сопротивление каждого контура в отдельности

<о0Л = 6,28-120-103-11,7-10—3 == 8 800 ом.

Активное сопротивление каждого контура

Коэффициент взаимоиндукции контуров

М = k У LiL2 = kL = 0,03-11,7 = 0,351 мгн (351 мкгн).

Сопротивление Д/?ь вносимое в первичный контур вторичным,

(6,28-120-103-351-10-6)2

= =------------209-----------= 335 °Л
Следовательно, связь оказалась выше критической. Цоэтому

t о

У \ + k

120 120

~ = П8.кгц,

J/1 н- 0,03

/о

y\ — k

120

У1 —0,03

« 122 кгц.

Расстояние между двумя горбами (т. е. сравнительно плоская вер-
шина кривой резонанса) составит

122 — 118 = 4 кгц.

Для кривых рис. 70 характерно повышение крутизны внешних
скатов по мере увеличения связи между контурами. Это объяс-

няется резким увеличением реактивных сопротивлений по сравне-
нию с активными при значительных расстройках. Если связь

лишь немного превосходит

Рис. 71. Несимметричные кривые
резонанса двухконтурной системы

в своих рассуждениях), либо,

критическую, то вершина кривой по-
лучается сравнительно плоской.
Наличие плоской вершины и кру-
тых скатов оказывается, как бу-
дет видно из дальнейших глав,
ценным свойством кривой резо-
нанса. Однако такая симметрич-
ная форма кривой достигается не
всегда. Равенство обоих макси-
мумов вторичного тока получается
при выполнении по крайней мере
одного из двух условий: либо
оба контура должны быть на-
строены точно на одну и ту же
частоту (что мы предполагали
если настройка неточна, оба кон-

тура должны иметь одинаковую добротность Q. Если эти условия
не выполняются, то нарушается симметрия кривой резонанса
(рис. 71, кривая 1 или кривая 2) и форма ее становится небла-

гоприятной для прикладных задач.

Наибольшая гарантия получения симметричной кривой

имеется в том случае, когда оба контура одинаковы в конструк-
тивном отношении (т. е. имеют одинаковые катушки и конденса-
торы). В технике радиоприема такие двухконтурные резонансные
системы называются двухконтурными полосовыми фильтрами \

Пример конструкции симметричного полосового фильтра с ин-
дуктивной связью контуров приведен на рис, 72; в этом фильтре
настройка контуров уточняется перемещением сердечников из

магнитодиэлектрика.

Другой пример полосового фильтра дан на рис. 73. Этот

1 Названием «полосовой фильтр» подчеркивается то, что при изменениях
настройки генератора в некоторой полосе частот вторичный ток имеет при-
близительно постоянную величину (плоская вершина кривой резонанса).
фильтр имеет внешнюю емкостную связь
между контурами, причем конденсатор связи
включен не на полное число витков катушек.
Фильтр имеет небольшие габариты и позволяет
удобно регулировать связь путем изменения
емкости внешнего конденсатора.

Выше рассмотрены явления связанных
контурах для простейшего, но имеющего наи-
более широкое применение случая — для кон-
туров, настроенных на одну и ту же частоту.
Если настройка контуров неодинакова, то со-
отношения электрических величин оказываются
более сложными. Несколько частных примеров
схем с расстроенными контурами нам встре-
тятся в последующих главах.

В заключение опишем порядок настройки
связанных контуров. Сначала вторичный кон-
тур либо совершенно выключается (разры-
вается его цепь), либо связь его с первичным
контуром ослабляется до такой степени, чтобы
вносимым сопротивлением можно было прак-
тически пренебречь. Первичный контур настраи-
вается в резонанс с частотой генератора. До-
стижение резонанса определяется по максиму-
му показаний прибора в первичном контуре.

Ж X

Рис. 72. Двухкон-
турный фильтр с
индуктивной
связью

Конденсатор

Рис. 73. Полосовой фильтр с внешней емкостной
связью .(в экране)
Затем вторичный контур включается и подбирается такая не-
большая величина его связи с первичным контуром, при которой
уже возможна настройка вторичного контура по показаниям при-
бора. Далее настраивается вторичный контур по максимуму тока
в нем. Так достигается резонанс обоих контуров с частотой ге-
нератора.

После этого подбирается такая величина связи между конту-
рами, при которой во вторичном контуре создается необходимый
ток. При этом подбор величины связи не вызывает расстройки
контуров, т. е. реактивные сопротивления в них остаются рав-
ными нулю.

Паразитные связи и устранение их

При конструировании передатчиков и приемников очень ча-
сто приходится принимать меры по устранению нежелательных
связей между отдельными цепями. Эти «паразитные» связи мо-
гут возникнуть вследствие емкостного или индуктивного взаимо-
действия между проводами, идущими на близком расстоянии па-
раллельно один другому. Еще вероятнее возникновение паразит-
ных связей между катушками, размещенными поблизости одна от
другой (рис. 74). Э. д. с., наводимая во второй катушке под
влиянием первой, может нарушить рабочий процесс во второй
цепи. Наконец, из-за паразитной связи может измениться емкость
колебательных цепей при приближении к ним руки человека,
управляющего радиостанцией. Это изменение приводит к рас-
стройке цепи, т. е. к нарушению установленной частоты ее соб-
ственных колебаний.

Паразитные связи устраняют экранировкой деталей: их поме-
щают внутрь металлических футляров, называемых экранами.

Устранение емкостного взаимодействия между проводниками
при помощи экрана пояснено на рис. 75. Пусть между проводя-
щими пластинами 1 и 2 имеется емкость. Пластина 1 может быть
какой-либо деталью радиостанции, а пластина 2 — хотя бы рукой
человека (или также деталью радиостанции). Переменное напря-

Рис. 74. Паразитная
связь катушек

Рис. 75. Принцип экрани-
рования
жение, приложенное к пластине /,
способно через емкость между
пластинами 1 и 2 создать ток,
оказывающий нежелательные вли-
яния на работу радиостанции
(ток через сопротивление Z).

Установив между пластинами
экран (в виде сплошной метал-
лической стенки или решетки), мы
как бы перехватываем на него
силовые линии переменного элек-
трического поля, создаваемого
пластиной 1. Емкость между пла-
стиной 1 и экраном Э окажется
значительно больше, чем остав-
шаяся емкость между пласти-
нами 1 и 2, и ток от генерато-
ра Ет может практически созда-
ваться только в короткозамкнутой
тивлении Z. Других же источников

Рис. 76. Катушка и экран к ней
цепи экрана, но не в сопро-
напряжения между экраном

и пластиной 2 нет. Конечно, сам экран внесет в схему измене-

ние емкости, но внесет раз навсегда, и его влияние можно учесть
при разметке частот на шкале радиостанции.

Устранение индуктивного (магнитного) взаимодействия между
катушками при помощи экрана объясняется следующим образом.
Переменное магнитное поле создает в стенках экрана вихревые
токи, которые в свою очередь образуют поле, противодействую-
щее углублению первичного поля в металл. Естественно, что
только сплошной футляр гарантирует хорошую экранировку. Если
в экране имеется щель, то энергия колебаний высокой частоты
будет излучаться через нее во внешнее пространство. Поэтому
швы и крышки экранов тщательно подгоняются, а в ответствен-
ных случаях пропаиваются.

На рис. 76 показаны катушка колебательного контура и ее
экран. Для экранов, применяемых в высокочастотных схемах, вы-
годен материал, обладающий хорошей проводимостью (медь, алю-
миний), так как этим обеспечивается достаточная величина вих-
ревых токов.

Размеры экрана желательно иметь такими, чтобы его вну-
тренние стенки были расположены от витков катушки не менее
чем на 0,5—1 см. В противном случае экран способен заметно
изменить индуктивность и ухудшить добротность катушки. Дей-
ствительно, экран можно рассматривать как одновитковую вто-
ричную цепь, связанную с катушкой. Если экран тесно охваты-
вает катушку, то связь будет сильной и вносимые в первичную
цепь величины и ДХ1 окажутся заметными.

В некоторых образцах радиоаппаратуры применяется гермети-
ческая запайка экранов с предварительным нагревом детали до
температуры около 80°. Такая герметизация защищает деталь от
влияния внешней влаги (вакуумплотная герметизация).

Вариометры

В схемах радиостанций находит применение регулируемая пе-
ременная индуктивность. Она может применяться, например, для
плавной настройки контура. Переменная индуктивность, регули-

руемая плавно, называется варио-
метром.

Вариометр может быть выполнен в
виде катушки, по виткам которой пе-
ремещается плавно контактное устрой-
ство (рис. 77). Обычно контактное
устройство представляет собой ролик,
бегущий по виткам с внутренней ча-
сти катушки при вращении штурвала

Рис. 78. Статор и ротор
вариометра

Рис. 77. Принципиальная
схема вариометра со
скользящим контактом

настройки. Этот тип переменной индуктивности применяется в
сравнительно мощных передатчиках; он требует жесткой кон-
струкции и высокого класса изготовления.

Другой тип вариометра выполняется в виде двух катушек,
связанных между собой магнитной связью и включенных, как
правило, последовательно в колебательный контур.

Первая катушка вариометра остается неподвижной (статор),
а вторую, подвижную (ротор), можно вращать от руки.

На рис. 78 изображен поворот ротора относительно статора на
угол а.

Вместе с ротором повертывается в пространстве и создаваемое
им магнитное поле, а потому изменяются электродвижущие силь1
взаимоиндукции, наводимые статором в роторе и ротором в ста-
торе. Если ротор можно повернуть на 180°, то будут изменяться
не только величины электродвижущих сил взаимоиндукции, но
и их знаки по отношению к э. д. с. самоиндукции катушек.

Условное изображение такого вариометра в схемах и пример
его конструкции приведены на рис. 79.

В том случае, когда роюр повернут в крайнее положение и магнитные
поля катушек направлены в каждый момент одинаково, общая индуктив-
ность вариометра

= ^ст "И ^рот 4" 2Л4Макс’
Рис. 79. Внешний вид вариометра и его услов-
ное изображение

Если же ротор повернут в другое крайнее положение, соответствующее
встречному направлению полей, общая индуктивность вариометра

^миы = ^ст 4“ ^рот 2Л1макс.

Отношение наибольшей индуктивности к наименьшей называется иногда
коэффициентом диапазона вариометра по индуктивности:

Коэффициент диапазона

kf =

В некотором среднем
положении направления маг-
нитных полей статора и ро-
тора взаимно перпендику-
лярны, магнитная связь ме-
жду катушками отсутствует
и общая индуктивность ва-
риометра

^средн = ^ст 4“ ^рот*

Таким образом, полно-
му повороту ротора соот-
ветствует изменение индук-
тивности на 4/Имакс.

На рис. 80 приведена
кривая градуировки варио-
метра, выражающая зави-
симость индуктивности от
угла поворота ротора.

^макс
^мин
Нередко в современной радиоаппаратуре применяются варио-
метры, ротор которых снабжается сердечником из специального
(карбонильного) железа. Такие вариометры дают больший коэф-
фициент диапазона.

Принцип измерения частоты (длины волны)

Для измерения радиочастот служат приборы, действие кото-
рых основано на использовании явления электрического резонан-
са. Это — контурный волномер, гетеродинный волномер и квар-
цевый эталон частоты.

Контурный волномер представляет собой обьичный колебатель-
ный контур высокого качества, состоящий из конденсатора пере-
менной емкости и катушки. Для охвата широкого диапазона ча-
стот в комплекте имеется набор сменных катушек. Чтобы такой
контур превратить в волномер, его градуируют и снабжают инди-
катором резонанса. Таблица градуировки обычно входит в ком-
плект волномера.

Градуировкой волномера называется график (или таблица),
дающий зависимость частоты (или длины волны) собственных
колебаний контура от угла поворота ротора конденсатора. Гра-
дуировка волномера производится на заводе. Индикатором резо-
нанса служит термогальванометр (или гальванометр с детекто-
ром), включаемый в контур волномера или же связанный с кон-
туром индуктивно. Показания гальванометра характеризуют от-
носительную величину колебательного тока в контуре волномера
и дают возможность отметить (максимум тока.

На рис. 81 изображены схема и внешний вид контурного волномера
(с набором катушек на диапазон метровых волн). Контур волномера со-
стоит из конденсатора С переменной емкости и катушки L, взятой из на-
бора сменных катушек, рассчитанных на разные поддиапазоны. Для каж-
дой катушки, т. е. для каждого поддиапазона, имеется своя градуировоч-
ная таблица (или график). Катушка L\ служит для связи индикатора
с основной цепью волномера. Термоэлемент ТЭ включен своим подогрева-
телем в цепь катушки Li, а термопара присоединена к гальванометру G
постоянного тока.

Контурный волномер дает возможность измерять частоту (или
длину волны) работающего передатчика. Для этого волномер
подносят к передатчику, устанавливая между ними слабую ин-
дуктивную связь. В контуре волномера наводится переменная
э. д. с. с частотой передатчика. Плавно изменяя настройку вол-
номера, добиваются максимума показаний его индикатора. Ма-
ксимум показаний соответствует резонансу между волномером и
передатчиком.

Но резонанс, как известно, — это равенство частот передат-
чика и волномера. Следовательно, отметив на шкале конденса-
84
тора волномера градусы, соответствующие резонансу, можно но
градуировке найти его частоту, которая в данном случае и будет
частотой передатчика. Для того чтобы отсчет был точным, жела-
тельно иметь острую кривую резонанса, что достигается приме-
нением в волномере контура с высокой добротностью. Измеряя
частоту передатчика в нескольких точках его шкалы, можно со-
ставить таблицу его градуировки.

Можно, конечно, поставить и обратную задачу: пользуясь вол-
номером, настроить передатчик на заданную частоту. В этом слу-
чае волномер заранее устанавливается на заданную частоту, за-
тем он связывается с передатчиком, а последний подвергается
перестройке до тех пор, пока индикатор волномера не обнаружит
резонанса.

Рис. 81. Схема и внешний вид контурного волномера ультракоротких
волн (катушки вынуты из укладки)

Контурный волномер не обладает высокой точностью. Кроме
того, он не дает возможности измерять частоту в цепи приемни-
ка, если эта цепь не генерирует собственных колебаний, так как
сам контурный волномер не является источником энергии.

Наконец, этим волномером нельзя измерять частоту мало-
мощного передатчика, потому что мощность, необходимая для
заметных показаний прибора волномера, может оказаться выше
той, которую в состоянии отдать передатчик.

Более совершенными приборами для измерения частоты яв-
ляются гетеродинные волномеры и кварцевые калибраторы, кото-
рые будут описаны ниже. Разновидности контурных волномеров
практически применяются лишь на дециметровых и сантиметро-
вых волнах.
3. КОЛЕБАНИЯ И ВОЛНЫ В СИСТЕМАХ
С РАСПРЕДЕЛЕННЫМИ ПАРАМЕТРАМИ

Двухпроводная линия и ее параметры

Рассмотренные нами системы с сосредоточенными параметра-
ми L и С успешно применяются лишь для генерации и усиления
колебаний на волнах метровых и более длинных. На дециметро-
вых и сантиметровых волнй для выполнения этих задач, а так-
же в любых диапазонах для излучения радиоволн и извлечения
их энергии из пространства не-
_ обходимо применять системы с

I распределенными параметрами,

Керамика к которым относятся, например,
различные виды антенных
устройств.

— Для канализации энергии

внутри радиоустановки, напри-
Рис. 82. Двухпроводный фидер мер для передачи энергии от
генератора к антенне или от
антенны к приемнику (преимущественно на коротких и ультрако-
ротких волнах), также применяются системы с распределенными
параметрами в виде двухпроводных линий, однопроводных линий
и волноводов.

Изучение систем с распределенными параметрами целесооб-
разно начать с рассмотрения свойств двухпроводных линий, при-

меняемых для канализации энергии и, в частности, для питания
антенн. Такие линии называются питающими (фидерными) ли-
ниями или фидерами.

Пример простейшего двухпроводного фидера для передачи
энергии средних и коротких волн дан на рис. 82. Это система
с распределенными параметрами. Действительно, каждый (даже
весьма малый) отрезок провода обладает собственной индуктив-
ностью, а между отрезками двух параллельных проводов имеется
емкость. Поэтому линию можно изобразить эквивалентной схе-
мой, составленной из элементарных индуктивностей и емкостей
(рис. 83).

Свойства линии определяются ее длиной и величинами ее
основных параметров, приходящимися на единицу длины: «по-

Гене-
ротор

Рис. 83. Эквивалентная схема фидера
о г Гмкгн} „ п Гпф~]

тонной» индуктивностью^ —и «погонной» емкостью Си —
При этом подразумевается, что линия однородна, т. е. на всем
протяжении имеет одинаковые значения и и что половина

индуктивности любого отрезка двухпроводной линии относится
к одному проводу, половина — к другому. Разумеется, каждый
элемент линии обладает и активным сопротивлением. Однако,

если линия небольшой длины имеет высокую проводимость и хо-
рошую изоляцию, то мощность, расходуемая в этой линии, будет
очень малой по'сравнению с мощностью, передаваемой вдоль нее,
а потому активным сопротивлением можно пренебречь.

Для оценки влияния длины линии на характер процессов в ней
следует учесть частоту питающего ее тока. Скорость распростра-
нения электромагнитного поля вдоль линии близка к скорости
его распространения в пространстве (^О = 3-108 м/сек). Лишь
в том случае, когда оба провода на всем протяжении изолиро-

ваны твердым диэлектриком, скорость распространения может
уменьшиться на 10—15% и более. Время прохождения сигнала
вдоль линии длиной /

При небольшой длине линии это время достаточно мало.
И если линия питается от генератора низкой частоты, то время t
составляет ничтожную долю периода Г, а потому фаза тока или
напряжения в конце линии практически совпадает с фазой в на-
чале линии. Иначе говоря, в этом случае реактивные свойства
линии не проявляются, т. е. можно не считаться со временем
пробега сигнала вдоль линии.

На высоких частотах время t может составить заметную долю
периода Т и даже оказаться больше него. Тогда фаза тока или
напряжения в конце линии отличается от фазы в начале линии
на значительный угол

<Р = 360°

и колебания на выходе линии не совпадают по времени с колеба-
ниями на входе. В этом состоит влияние реактивных свойств ли-
нии, и со временем пробега сигнала на высоких частотах прихо-
дится считаться даже при сравнительно небольшой длине линии.

Пример. Линия имеет длину 30 л/. Подсчитать разность фаз на входе
и выходе для частот 50 гц и 5 Мгц.

Решение.

Время пробега

7 30

t ж — = о = 10“7 сек. (0,1 мксек).

v0 3-108
Фазовый сдвиг для низкой частоты ( Т — — сек.

?1 = 360° • 10—7-50 = 0,0018°.

Фазовый сдвиг для высокой частоты (Т = 2-10""7 сек.)

360°.10~7
2-10-’

= 180°.

Фазовый сдвиг для высокой частоты оказался равным
риода, тогда как для низкой частоты он пренебрежимо мал.

половине пе-

Бегущие волны в длинной линии.
Режим согласования

Представим себе весьма длинную двухпроводную линию
(рис. 84) — настолько длинную, что она позволяет изучить про-
цесс передачи сигнала, прежде чем сигнал достигнет ее конца
(бесконечно длинную линию). Пусть в начале линии включен ге-
нератор переменной э. д. с. с частотой ю = 2-кД

г—г—н
1 1 г 1 1
Гене- /А ратор 1 1 1 I 1 1 1 1 { 1 1
1 1 л 1 в

Рис. 84. Двухпроводная линия бесконечной длины,
питаемая генератором

С момента включения генератора оба провода линии начнут
заряжаться, причем знаки их зарядов будут противоположными.
Распространение заряда в проводе, как мы знаем, происходит
не мгновенно, а со скоростью а0. При этом между проводами
создается напряжение, которое будем рассматривать как напря-
жение между точками проводов, равноудаленными от начала
линии.

Если для какого-то произвольного пункта А напряжение меж-
ду проводами характеризуется во времени синусоидальным про-
цессом

u = Um sin atf,

то для пункта В, удаленного на расстояние г от первого, напря-
жение запаздывает в своих изменениях, так как точка В нахо-

дится дальше от генератора. В пункте В напряжение в момент t
будет таким, каким оно было в пункте А в момент t---------— . Дей-

/ г \ 0

ствительно, отношение пути к скорости ) есть то время, кото-
рое нужно электрическому сигналу для того, что.бы переместить-
ся от пункта А до пункта В. Значит, напряжение в пункте В
будет меняться согласно выражению

« = ^Sin

Это уравнение называется уравнением бегущей волны.

Так как

а) = и vQT — X,
то уравнение бегущей волны можно переписать так:

« = t/OTsin

Отношение показывает, сколько длин волн (или какая
доля волны) (напряжения располагается вдоль провода от на-
чального пункта наблюдения А до рассматриваемого пункта В.
Отношением -у определяется фаза волны в начальном пункте
в данный момент.
При t = 0 волна располагается вдоль провода, как показано
на верхнем графике рис. 85. В пункте А напряжение имеет
в этот момент нулевое значение:

u = Um sin = Um sin 0° = 0.

Пункт, расположенный, например, на четверть волны правее,
в момент t = 0 имеет отрицательный максимум напряжения,
так как для него

и = ит Sin [2к(— y)] = — urn sin -у- = — Um-

В пункте, удаленном на половину волны, напряжение пере-
ходит через нуль; далее следует «гребень» (положительный ма-
ксимум) волны и т. д.

Положим теперь, что / = ^-. В пункте А к этому моменту
напряжение достигло «гребня»; пункт, расположенный вправо
на четверть волны, имеет нулевую фазу и т. д. Картина для
этого момента иллюстрируется вторым графиком.

Следующие графики дают распределение волны напряжения
через каждые четверть периода. Мы видим, что с течением вре-
мени помеченная кружком нулевая фаза перемещается по про-
воду вправо. Именно поэтому мы и называем такой процесс
бегущей волной.

Если волна движется к пункту А в обратном направлении,
т. е. справа, то меняется знак расстояния г (расстояние нужно
считать отрицательным, так как оно означает не удаление от
пункта А, а приближение к нему). Тогда уравнение бегущей
волны примет вид

и = Um sin [2^(4- + г)] •

Перемещение вдоль линии электрических зарядов означает
также образование в ней волны тока. Если в пункте А ток из-
меняется под воздействием генератора по закону

i = Im sin со/,

то в каждом пункте, удаленном на расстояние г вправо, ток
выразится уравнением

i = 4 sin [<о (/ - -^) ] = 4 sin [2к (4- - 4) ] .

Если в такую линию включать амперметр, то показания его
в любой точке включения будут одинаковыми, так как ампли-
тудные значения переменного тока 1т (как и нулевые значе-
ния его) последовательно перемещаются вдоль провода.
Для любого пункта, расположенного влево от пункта Л,
уравнение бегущей волны тока при движении слева направо бу-
дет

z = /msin [ш (/ + -£)],

т. е. ток в данном пункте в момент времени t имеет такую же
фазу, какую он будет иметь в пункте А в момент t -|-, где

г—расстояние до выбранной точки.

Отношением «гребня» (амплитуды) волны напряжения к
«гребню» волны тока характеризуется сопротивление, оказывае-
мое линией распространяющимся вдоль нее волнам. Это отно-
шение называется волновым сопротивлением линии\ обозна-
чается оно буквой р и измеряется в омах:

Как определяется волновое сопротивление через параметры
линии?

Допустим, что элементарный участок провода, обладающий
емкостью Се, находится под напряжением Um. Тогда энергия со-
средоточенного вокруг него электрического поля

CJJL

W7 ___ е т

WCe — 2 ‘

Положим теперь, что участок такой же элементарной длины,
обладающий индуктивностью Le, питается током Im. Энергия,
связанная с этим участком провода,

L /2

П7 — ±22

WLe~ 2 *

Малым активным сопротивлением провода по сравнению
с реактивным мы пренебрегли. При этом условии энергия, соз-
данная максимальным напряжением, равна энергии, созданной
на таком же элементе максимальным током:

сеи2т _ 44

2 ~ 2 '

Отсюда

р = = 1/—-

р 4 У с< ’
Отношение индуктивности к емкости элементарных участков
можно заменить отношением индуктивности к емкости на еди-
ницу длины провода, так как эти параметры считаются распре-
деленными равномерно.

Следовательно,

где Li и Ci — «погонные» значения параметров, которые зависят
от сечения проводов, расстояния между ними и от сорта ди-
электрика. Для двухпроводных фидерных линий с воздушным
диэлектриком волновое сопротивление р = 300—600 ом, а для
линии, свитой из двух проводов с изоляцией,— примерно 70 ом.

„ тт пф , „мкгн „

Пример. Линия имеет параметры С\ = 12 —— , Ц = 2 -. Определить

ее волновое сопротивление.

Решение.

Итак, волновое сопротивление линии (если пренебречь ак-
тивными потерями в линии) не зависит от частоты. Оно одина-
ково для любого сечения линии, в том числе и для начального
(в точках включения генератора). Значит, входное сопротивле-
ние бесконечно длинной линии равно ее волновому сопротивле-
нию

RB* = р-

Входное сопротивление имеет активный характер, так как
в начале линии напряжение и ток совпадают по фазе. Но между
током и напряжением в любом пункте линии также нет сдвига
по фазе, и, следовательно, бегущие волны переносят активную
мощность.

Физическая сущность переноса энергии вдоль линии заклю-
чается в том, что энергия переносится электромагнитным полем,
а провода служат как бы направляющей осью для передачи

Рис. 86. Электрическое поле линии при бегу-
щей волне

энергии. Действитель-
но, вместе с напряже-
нием между проводами
л!шии создается элек-
трическое поле Е, а на-
личие тока связано с
возникновением магнит-
ного поля Н. На рис.
86 показано электриче-
ское поле в плоскости
линии в какой-то момент
времени, а на рис. 87 — электромагнитное поле
в одном из. сечений линии (сплошные линии —
электрические, пунктирные — магнитные).Поля
распространяются вдоль линии со скоростью,
близкой к Уо, перенося энергию. При этом
электрическое и магнитное поля совпадают по
фазе так же, как напряжение и ток. Ампли-
тудные значения полей (т. е. пункты наиболь-
шего «сгущения» силовых линий) отстоят друг
от друга на расстояниях, равных полуволне
(см. рис. 86).

Если вектор электрического поля лежит
в плоскости двух проводов в поперечном на-

Рис. 87. Электро-

магнитное поле

правлении, а вектор магнитного поля перпен- в сечении линии
дикулярен этой плоскости, то вектор S (вектор

Умова — Пойнтинга), показывающий направление распростране-
ния энергии и пропорциональный передаваемой мощности, распо-

ложен в плоскости двух проводов в продольном направлении
(рис. 88). Он совпадает с направлением движения буравчика,
ввинчиваемого вращением от Е к И. Следовательно, одновремен-
ное изменение направления Е и Н не изменяет направления рас-

пространения энергии.

Теперь попробуем создать в линии ограниченной длины тот
же режим бегущих волн, который характерен для линии беско-
нечной длины. Для этого достаточно включить между концами
линии активное сопротивление, равное ее волновому сопротивле-
нию (рис. 89).

Физический смысл этого включения можно пояснить так.

Положим, что имелась бесконечно длинная линия; пусть в ее
сечении АА напряжение имело амплитуду Um, а ток — ампли-
туду Im = ^. Отбросим всю правую часть линии за сечением
А А и включим вместо нее сопротивление /? = р. Тогда ток .
в точках А сохранит свое значение 7т = ^,т. е. режим оста-

нется неизменным, и та мощность, которая питала бесконечно
длинную линию, теперь будет расходоваться в сопротивлении /?.
Благодаря сохранению в отрезке линии режима бегущих волн

Рис. 88. Направление
распространения энер-
гии вдоль линии

Линия

Рис. 89. Схема линии ограниченной
длины с режимом бегущей волны
тока и напряжения входное сопротивление линии также оста-
нется равным волновому ее сопротивлению.

На практике иногда встречается необходимость нагружать
линию обычным сопротивлением, расходуя в нем мощность на
тепловые потери. Но чаще приходится передавать по линии
мощность для питания колебательных систем. На рис. 90 приве-
ден случай, когда от генератора высокой частоты через двухпро-
водную линию питается колебательный контур резонансной ча-
стотой. Для получения в линии режима бегущей волны сопро-
тивление контура между точками т и п должно быть активным
и равным волновому сопротивлению фидера. Как известно, при
резонансе токов в контуре сопротивление между точками т и п
активно и имеет величину

^тп. рез == Р2^рез>

где р — коэффициент включения, приближенно равный отноше-
нию индуктивности витков между точками т и п к полной ин-
дуктивности катушки контура. Согласование контура с линией
сводится к выбору коэффициента включения из условия

Р2^рез == Рфидера-

Рис. 90. Питание контура через фидер
в режиме бегущей волны

Таким путем достигается согласование на частоте, равной
собственной частоте контура.

Пример. Параметры контура С = 60 пф, Q = 80, f0 = 10 Мгц. Волновое
сопротивление фидера р == 360 ом. Определить согласующий коэффициент
включения в схеме рис. 90.

Решение. Характеристическое сопротивление контура

1 1012

= 0>0С ~ 6,28-10’-60 ~ ом-

Резонансное сопротивление контура при полном его включении

2Рез = PKQ = 268-80^21460 ом.

Согласующий коэффициент включения

__ 1/ Рфидера_ л/ 360

Р~У Zpe3 21400 ~и’м-

Таким образом, между точками присоединения фидера должна быть
сравнительно небольшая часть витков катушки.
Свинец

Полотно

Медная лента

Экран

Стирофлексовый
кордель
^"^Лента из стирофлекса

Стирофлексовый кордель
^^^Провода

Рис. 91. Двухпроводный высокочастотный кабель

кабель, имеющий два провода

Наружная изолирующая
оболочка

Колпачковые
высоко частотные
изоляторы

Кроме описанной выше двухпроводной открытой фидерной
линии, встречаются и иные, например кабельные. Замена от-
крытой линии кабелем диктуется удобством монтажа, лучшей
защитой от влияния атмосферных осадков и отсутствием антен-
ного эффекта. Антенным эффектом называется способность фи-
дера излучать радиоволны в пространство. Открытый фидер от-
дает в пространство часть энергии, передаваемой по нему, если
расстояние между проводами недостаточно мало и если нарушена
симметрия проводов по отношению к земле. Кабельные линии сво-
бодны от антенного эффекта, если кабель имеет экранирующую
оболочку. Разумеется, кабельные линии дороже открытых.

Наиболее часто применяются высокочастотные кабели сим-
метричной и коаксиальной конструкций. На рис. 91 представлен
симметричный высокочаст
с общей оболочкой — эк-
раном из медной проволо-
ки и ленты. На рис. 92
дано устройство коакси-
ального (концентрическо-
го) кабеля, состоящего из
центрального провода с
изолированным от него ци-
линдрическим экраном,
который в свою очередь
покрыт изолирующей (на-
пример, хлорвиниловой)
оболочкой. Экран служит
одновременно вторым про-
водом. Изоляция между
центральным проводом

Экранирующая оплетка
(обратный провод)

Внутренним
провод

Рис. 92. Коаксиальный кабель с колпач-
ковыми изоляторами
и цилиндром может быть сплошной или же в виде отдельных
шайб или колпачков. Изолирующим материалом служит высоко-
частотный диэлектрик типа полиэтилена или полистирола. Поли-
этилен теплостоек и морозостоек в значительном интервале тем-
ператур. Силовые линии электрического поля располагаются
между проводами по радиусам, а магнитные — коаксиально с
внутренним проводом — между ним и экраном. На внешней по-
верхности экрана электрические заряды отсутствуют; отсутствует
и внешнее магнитное поле.

Для широкого применения в телевидении изготовляются бо-
лее простые и дешевые двухпроводные высокочастотные кабели
симметричного типа.

Волновое сопротивление кабелей значительно ниже, чем от-
крытых линий. Для коаксиального кабеля оно равно 50—80 ом.
Скорость распространения волн в кабеле меньше, чем в сво-
бодном пространстве, а потому при данной частоте длина волны,
распространяющейся в кабеле, на несколько процентов меньше
длины волны в пространстве.

Волны в разомкнутой и короткозамкнутой
двухпроводной линии

Рис. 93. Разомкнутая линия

Рассмотрим процессы в линии ограниченной длины при ре-
жимах холостого хода и короткого замыкания. Первый из этих
случаев представлен на рис. 93 (концы линии изолированы друг
от друга).

Предположим, что бегущая
волна тока достигла изолирован-
ных концов провода и заряды
дальше двигаться не могут. Ток
должен прекратиться. Но убыва-
ние тока создает по правилу
Ленца э. д. с., направленную по-
путно с убывающим током. По-

явление же э. д. с. самоиндукции повышает напряжение на
конце линии', что в свою очередь вызывает движение зарядов
в обратном направлении.

Следовательно, дойдя до разомкнутого конца линии, волны
вынуждены двигаться в обратном направлении. Это явление на-
зывается отражением волны от конца лийии. Энергия отражен-
ных волн возвращается к началу линии (к генератору).

Электрические заряды прямой и обратной волн у конца про-
вода складываются, в результате чего в этом месте в каждый
момент времени получается удвоенное напряжение. Рассмотрим
напряжение прямой волны в пункте В, расположенном на рас-
стоянии х от конца линии А (см. рис. 93). Если напряжение
прямой волны на конце линии будем считать изменяющимся по
закону

u = Um cos atf,

то в пункте В будет наблюдаться прямая волна, приходящая
к концу линии на время — позднее, чем в пункт В, т. е. на-
V0

пряжение ее в пункте В выразится уравнением

cos [«>

Но в пункте В можно наблюдать и отраженную волну, ко-
торая движется от конца А и определяется уравнением

«2 = £/OTcos (*“)]•

Мгновенные напряжения, созданные в пункте В прямой и от-
раженной волнами, суммируются и дают общий результат

“ = “i + и2= £4 cos [<о + £/CTcos [w (t —

Вынесем Um за скобки и преобразуем сумму косинусов, при-
ведя ее к виду, удобному для логарифмирования:

« = 2£7m cos xj cos <ot.

Чтобы определить ток в пункте В, нужно из тока прямой
волны вычесть ток отраженной волны, ибо эти токи идут на-
встречу один другому:

r = 4cos[a> +

Преобразовав разность косинусов, найдем

i = — 2/m sin х) sin

В полученных нами уравнениях напряжения и тока для сум-
марных значений бегущей и отраженной волн обозначим индек-
сом «нуль» удвоенные значения амплитуд напряжения и тока;
тогда получим

а = UQm cos (-~х) cos

« = —4»sin sin «А
Эти уравнения называются уравнениями стоячих волн напря-
жения и тока. Действительно, изменяя расстояние х от конца
линии до рассматриваемой точки, можно наблюдать, что ме-
няются только амплитуды, но не фазы напряжения или тока.
Короче эти уравнения можно записать в такохМ виде:

U = ^xm COS
/ = Ixm sin ш/,

где Uxm и 1хт—амплитуды напряжения и тока в пункте, нахо-
дящемся на расстоянии х от конца линии:

хт = ^От COS ( >

4m = ~ 4m Sin (-Jjf).

Следовательно, стоячая волна характеризуется одновремен-
ным изменением напряжения и тока по всей линии, но ампли-
туды ее в разных точках оказываются различными. Движения
волны в линии не наблюдается.

Точки, в которых амплитуды напряжения и тока достигают
СВОИХ наибольших значений (Uxm~ Uom’ — оста-
ются с течением времени в одних и тех же местах линии и на-
зываются пучностями стоячих волн. Точно так же точки, в ко-
торых напряжение или ток всегда равны нулю, остаются неиз-

Рис. 94. Стоящие волны напряже-
ния и тока

менно расположенными и назы-
ваются узлами стоячих волн.

На рис. 94 приведены стоячие
волны напряжения (пунктир) и
тока (сплошная линия) на участ-
ке линии, правый конец которой А
разомкнут. Мы видим, что в мо-
мент t = 0 тока по всей линии
нет, так как для этого момен-
та (at = 0°, а следовательно,
sin (ot = sin 0° = 0. Напряжение
по всей линии достигло в этот
момент максимума, так как
cos (о/ = cos 0° = 1. Через восьмую
часть периода, создаваемого гене-
ратором, напряжение в каждой
точке уменьшается, но появляют-
ся соответствующие своим точ-
кам значения тока (второй гра-
фик). Через четверть периода
напряжение по всей линии исче-
зает, а ток достигает максималь-
т
кого для каждой точки значения, потому что в момент t =

мы имеем sin at = 1, a cos at = 0.

Заметим, что амперметр, включаемый в пучности тока, даст
наибольшие показания по сравнению с показаниями в других
точках провода. На изолированном конце линии имеются узел
тока и пучность напряжения.

Сопоставляя уравнения и графики напряжения и тока, мы об-
наружим следующие свойства стоячих волн: вдоль провода
волна тока смещена относительно волны напряжения на четверть
своей длины; во времени волна тока сдвинута по отношению
к волне напряжения на четверть периода. Заметим, что этот
сдвиг в 90° справедлив для линии, в которой мы пренебрегли
активными потерями (подобно тому, как пренебрегали ими при
первоначальном изучении колебаний в замкнутом контуре и в
длинной линии).

В начале линии (см. рис. 93), т. е. в точке, удаленной на рас-
стояние х = I от ее конца, включен генератор переменной э. д. с.,
поддерживающий вынужденные колебания в линии. Генератор
должен создать напряжение, равное напряжению стоячей волны
в точке его включения, так как напряжение на зажимах генера-
тора всегда равно напряжению, падающему во внешней цепи:

V. COS /) = cos (£ /) .

Тем самым генератор будет поддерживать величину тока, кото-
рая соответствует той же точке:

Т Т ' * (

*т ген *0т ‘

Следовательно, разомкнутая линия представляет собой для
генератора эквивалентное входное сопротивление (т. е. такое
сосредоточенное сопротивление, через которое генератор посы-
лал бы тот же ток, какой из него поступает в линию)

хт = = —7^ Cig (%- /).

1т ген ‘От \ * /

Но нам уже известно, что сопротивление, соответствующее
отношению между максимальными амплитудами (пучностями)
напряжения и тока, называется волновым сопротивлением линии.
Оно обозначается буквой р и имеет, как мы видели, значение
примерно 300—600 ом для воздушных линий и 50—80 ом для
кабелей.

Таким образом, эквивалентное сопротивление разомкнутой
линии вычисляется цз формулы

ЛЛ х / 2« Л

1].
Это сопротивление чисто реактивное, потому что напряжение
и ток сдвинуты во времени на четверть периода. Зная соотноше-
ние у-, можно вычислить эквивалентное сопротивление Хвх.
Но возникает вопрос: какой же характер имеет эта реактив-
ность — емкостный или индуктивный?

Математически это определяется знаком котангенса угла
360°у. Так, при угле от 0 до 90° котангенс положителен и сопро-
тивление Хв* отрицательно, т. е. оно носит емкостный характер.
Это соответствует линии, длина которой меньше четверти волны
генератора (поскольку при I = у имеем 360° — = — = 90°).
Если линия имеет длину в пределах -у < I < , то сопротив-

ление Лвх обладает индуктивным характером. Далее идет
чередование знаков входного сопротивления через четверть
волны, как показано на рис. 95 сплошными кривыми. При дли-
нах линии 1 = , 1 = -у-Х ит. д. реактивное сопротивление

становится равным нулю. Реальная линия с потерями оказывает
генератору в этих точках только активное сопротивление, рав-
ное ее сопротивлению потерь. Следовательно, при указанных со-
отношениях длины линии с длиной волны генератора возникает
резонанс, подобный резонансу напряжений в контуре. Но в от-
личие от контура линия является многоволновой системой, об-
ладающей несколькими значениями резонансных частот. Самая
низкая из резонансных частот соответствует длине собственной
волны линии

= 4/.

На этой волне, как и на других резонансных волнах, генера-
тор питает линию «в такт» с собственными ее колебаниями. На-

Рис. 95. Изменение входного сопротивления ли-
нии без потерь, разомкнутой на конце (сплош-
ные кривые) и короткозамкнутой на конце
(пунктирные кривые) в зависимости от длины
пинии
Рис. 96. Иллюстрация к при-
меру на расчет разомкнутой
линии

ь-— Л ——

Ге нр- <

раторС-С\ Личин [

I——i—
8 4

Рис. 97. Линия, замкнутая нако-
ротко

страивать генератор в резонанс можно как изменением частоты
генератора, так и изменением длины линии.

Пример. Длина разомкнутой двухпроводной линии I — 5 м. Ее волно-
вое сопротивление р = 500 ом. Частота генератора, питающего эту линию,
f = 10 Мгц, а напряжение его Um ген = 100 в. Определить реактивное вход-
ное сопротивление этой линии, ток, поступающий в линию из генератора, и
напряжение между концами линии. Сопротивлением активных потерь можно
Пренебречь

Решение.

Длина волны генератора

Сравнивая эту волну с волной первого резонанса, видим, что

Х01 = 4/ = 20 м < X.

Иначе говоря, частота генератора ниже резонансной частоты линии.
Следовательно, входное сопротивление имеет емкостный характер. Его зна-
чение

Хвх = -р ctg /) = —500 ctg 5) = -500 ctg 60° =
\ Л / \ Ои /

= — 500-0,577 « — 289 ом.

Ток, поступающий из генератора,

ген —

-11°-035
_ 289 ~ 0,35

а.

Uт ген

Напряжение между концами линии

Uт ген __ МО
соь 60° 0,5

= 200

в.

Распределение амплитуд тока и напряжения вдоль линии изображено
На рис. 96.

Итак, разомкнутая линия обладает колебательными свой-
ствами. В другом конструктивном выполнении она применяется
как антенна, о чем будет рассказано в следующей главе.

Теперь рассмотрим второй важный практически случай —
двухпроводную линию, замкнутую на конце накоротко (рис. 97).
Между концами такой линии напряжение всегда равно нулю.
Следовательно, при питании линии от генератора на конце ее
будет наблюдаться узел стоячей волны напряжения. Если пре-
небречь активными * потерями в линии, то стоячая волна тока
окажется смещенной по длине провода на четверть волны и по
времени на четверть периода. Значит, стоячая волна тока имеет
на конце короткозамкнутой линии пучность. Математически
уравнения стоячих волн напряжения и тока в короткозамкнутой
линии будут такими:

« = UQm sin (х) cos atf;
i = Iom cos (— x) sin co/,

где Vq — скорость распрострайения;

x — расстояние от короткозамкнутого конца А линии до
рассматриваемого пункта В;

а) — частота питающего генератора.

В точке включения генератора х = /, а потому амплитуды^ на-
пряжения и тока для генератора находятся из соотношений

т ген ^0/п Sin

= sin

Iт ген Л)/и COS

= /0/nCOS

Входное сопротивление линии по отношению к генератору
является реактивным, так как напряжения и ток сдвинуты по
фазе на 90е. Входное сопротивление

где р — волновое сопротивление двухпроводной линии.

Входное сопротивление линии носит индуктивный характер
в том случае, когда вдоль линии располагается меньше четверти
волны генератора (тангенс положителен).

При увеличении длины линии входное сопротивление ее из-
меняется по величине и по знаку в соответствии с законом тан-
генса, как показано на рис. 95 пунктиром. Например, при длине
линии </<у входное сопротивление имеет емкостный
характер.

В. В. Татаринов предложил применять короткозамкнутую ли-
нию в роли элемента настройки, осуществляемой путем переме-
щения ее короткозамыкателя. В пределах первой четверти волны
такая линия является своего рода вариометром. Но наибольший
интерес для аппаратуры ультракоротких волн представляет та*
102
кая линия, которая работает на собственной волне в качестве
колебательной системы.

Длина собственной (основной) волны короткозамкнутой линии
равна 4/. Распределение амплитуд напряжения и амплитуд тока
для этого случая представлено на рис. 98. На этой волне вход-
ное сопротивление линии становится бесконечно большим:

*вх = Р tg (if = Р tg90° = оо,

подобно резонансному сопротивлению идеального контура при
резонансе токов. Физически это означает, что после того, как
генератор передал в линию достаточное количество энергии, ко-
лебания в линии совершаются без потерь, а следовательно, и
без пополнения энергии.

В реальном случае, т. е. с учетом потерь в линии, это сопро-
тивление будет конечным, но весьма высоким. При изменениях

Рис. 98. Стоячие волны в
короткозамкнутой линии

Генератор

Рис. 99. Коаксиальная резонанс-

ная линия

же частоты генератора сопротивление резко падает (по закону
тангенса). Таким образом, короткозамкнутая линия длиной
в четверть волны обладает свойствами, сходными со свойствами
обычного колебательного контура в схеме резонанса токов. Но
добротность резонансной линии может быть очень высокой,
обычно не менее тысячи, что для замкнутого контура недости-
жимо вследствие потерь в катушке, конденсаторе и соединитель-
ных проводах.

Особенно высокую добротность можно получить, применяя
коаксиальную конструкцию короткозамкнутой линии (рис. 99).
Линия изготовляется из материала высокой проводимости (на-
пример, меди) и нередко покрывается по внутренней поверх-
ности серебром. Электромагнитное поле располагается только
внутри трубки, между ней и центральным стержнем. Короткое
замыкание на конце осуществлено металлическим днищем (шай-
бой). Если шайбу сделать перемещающейся вдоль оси линии, то
тем самым будет достигнута возможность изменять резонансную
волну линии. Добротность коаксиальной линии этого типа бывает
3000 и выше.
Естественно, что резонансные линии успешно применяются
в качестве колебательных систем в таком диапазоне волн, где
размеры линий технически удобны. Обычно это волны не длин-
нее 1—2 м, но могут быть и более длинными.

Колебания в объемных резонаторах

На волнах короче 0,1 м (10 см) практически неудобно при-
менять в роли колебательных систем даже концентрические ли-
нии. Поэтому для волн такой длины широко» применяются так
называемые объемные резонаторы. При описании колебательных
процессов в таких системах удобнее пользоваться не графиками
распределения напряжения и тока, а графиками распределения
электрического и магнитного полей.

Рассмотрим, что представляет собой объемный резонатор и
как он работает. Возьмем короткозамкнутую линию, питаемую
от генератора на резонансной волне (рис. 100). В центре корот-

Рис. 100. Электромагнитное
поле резонансной линии

Рис. 101. Поле двух парал-
лельных линий

козамыкаюшей стороны такой линии получаются нуль стоячей
волны напряжения и максимум тока. Соответственно этому рас-
пределяется и электромагнитное поле в пространстве близ линии.
Наибольшая напряженность электрического поля, а следова-
тельно, и наибольшая густота электрических силовых линий соз-
даются в пучности напряжения, т. е. около генератора. Наиболь-
шая же напряженность магнитного поля сосредоточена около
пучности тока, т. е. вокруг правой стороны линии.

Если параллельно пеовой включить вторую такую же резо-
нансную линию (рис. 101), то в ней тоже возникнут колебания,
причем часть магнитных линий будет охватывать оба провод-
ника. Затем к двум резонансным линиям будем подключать па-
раллельно третью, четвертую и т. д. (рис. 102). В конце концов
число короткозамкнутых линий может быть взято таким боль-
шим, что проводники плотно примкнут один к другому, образуя
поверхность в форме цилиндра, причем генератор окажется вклю-
ченным в центре его полости, между дном и крышкой. Колеба-
ния будут совершаться только внутри полости резонатора, по-
тому что металлические стенки вполне экранируют внутренний
объем от внешнего про-
странства и магнитные
силовые линии отдель-
ных параллельных про-
водников, образовавших
резонатор, замыкаются
внутри полости. Длины
волн, на которые ре-

зонирует внутренность Рис. 102. Образование цилиндрического ре-
цилиндра, зависят от зонатора

размера образовавших

его короткозамкнутых линий, т. е. в конце концов от диаметра
самого резонатора. Для такого включения генератора, которое
показано на рис. 103, длина наибольшей резонансной волны ци-

линдра выразится соотношением

Хо = 1,305£>,

где D — диаметр цилиндра.

Так, например, в цилиндре, имеющем внутренний диаметр
D= 10 см, будут возбуждаться колебания на волне 13,05 см.
Это собственная волна полого резонатора (на которой возник-
шие в нем колебания продолжались бы некоторое время и после
выключения генератора, постепенно затухая).

Электрические силовые линии возникают в процессе колеба-
ний между крышкой и дном резонатора, меняя свое направле-
ние в соответствии с полупериодами изменения тока. Наиболь-
шая густота (пучность) электрических силовых линий будет
в центре цилиндра (см. рис. 100). Мгновенная картина распреде-
ления электрических силовых линий представлена на рис. 104, где
изображается разрез цилиндра по диаметру. Здесь же на верх-
нем графике показано распределение напряженности электриче-
ского поля по длине диаметра цилиндра. Таким образом, описы-
ваемые колебания характеризуются тем, что электрическое поле
имеется лишь в направлении оси цилиндра, причем оно обладает

Рис. 103. Полый цилиндрический
резонатор

Рис. 104. Электрическое поле резо-
натора
Рис. 105. Магнитное поле резо-
натора

только одной пучностью, а вдоль
окружности и по радиусам его
нет. Это колебание обозначается
кратко Еою. В таком обозначе-
нии первая цифра индекса указы-
вает число максимумов вдоль
полуокружности (нуль), вторая
цифра — число максимумов на-
пряженности по радиусу (один),
третья — число максимумов по
высоте (нуль).

Наряду с электрическим полем
в резонаторе существует магнит-
ное поле, создаваемое током, ко-
торый протекает по внутренним
стенкам резонатора. По мере уве-
личения числа параллельных ко-
роткозамкнутых линий (рис. 101
и 102) внутренние участки маг-
нитных линий как бы сливаются,
образуя кольцевые линии, а внеш-

ние участки исчезают вслед-
ствие экранирующего действия цилиндра. Пучность магнитного
поля получается, как это видно из рис. 100, по краю полости,
тогда как в центре наблюдается узел. Картину магнитного поля
можно изобразить, разрезав резонатор плоскостью, параллельной
крышке (рис. 105). В центре магнитное поле имеет нулевую на-
пряженность, а по краям — наибольшую. На верхнем графике
того же рисунка дано распределение густоты магнитных линий
(напряженности магнитного поля) вдоль диаметра резонатора.

Колебания в объемном резонаторе имеют сходство с колебаниями
в замкнутом контуре и в резонансной линии. Во всех трех системах колеба-
ния представляют собой поочередный переход энергии электрического поля
в энергию магнитного поля и обратно; изменения напряженности полей во
времени носят синусоидальный характер; если пренебречь потерей энергии,
то изменения напряженности электрического и магнитного полей оказы-
ваются сдвинутыми между собой по фазе на четверть периода.

Однако между этими тремя видами колебательных систем имеются и су-
щественные различия. В замкнутом контуре электрическое поле сосредото-
чено преимущественно между пластинами конденсатора, а магнитное поле
связано в основном с витками катушки. В двухпроводной короткозамкнутой
линии электрическое и магнитное поля располагаются в пространстве, окру-
жающем провода, причем распределение напряженностей этих полей со-
ответствует стоячим волнам, пучности которых смещены вдоль линии одна
относительно другой на четверть волны. Наконец, в объемном резонаторе
поля возникают только во внутренней полости, образуя стоячие электромаг-
нитные волны, в которых максимумы напряженности электрического и- маг-
нитного полей в пространстве разделены.

Имеется еще одно существенное различие между контуром, линией и
резонатором. Замкнутому колебательному контуру присуще одно значение
резонансной частоты, определяемое по формуле Томсона. Линия резонирует
не только на основную волну, определяемую длиной линии, но и на высшие
гармоники, кратные основной частоте и соответствующие размещению вдоль
линии нескольких пучностей. Объемный резонатор также обладает множе-
ством резонансных частот, каждой из которых соответствует определенное
число пучностей напряженности электрического поля вдоль радиуса, вы-
соты или полуокружности. Так, если в устройстве рис. 103 повышать ча-
стоту генератора, то при помощи прибора, регистрирующего напряженность
поля, можно обнаружить ряд резонансных значений частоты. В отличие от
резонансной линии для цилиндрического резонатора в этом случае высшие
резонансные частоты уже не будут точно кратны основной частоте.

Изучая свойства контуров и Хиний, мы представляли колебательные
процессы в них как колебания электрических зарядов, характеризующиеся
изменениями напряжения и тока. При изучении объемных резонаторов ока-
залось более удобным рассматривать колебательный процесс, как превра-
щение электрического поля в магнитное и обратно внутри полости резона-
тора. Если между дном и крышкой резонатора возникают силовые линии
электрического поля, то они связывают между собою электрические заряды
противоположных знаков. Следовательно, и в резонаторе происходят коле-
бания электрического заряда и тока. Для колебаний типа Еою внутри ци-
линдра электрические заряды противоположных знаков скопляются на
крышке и дне резонатора. Ток проходит по внутренней поверхности стенок
резонатора, причем наибольшая плотность тэка получается на боковой
стенке цилиндра.

На рис. 106 представлены четыре фазы колебания в резонаторе. Пер-
вая фаза соответствует максимуму электрического поля, направленного
сверху вниз, т. е. наибольшему скоплению положительных зарядов на верх-
ней крышке, а отрицательныхна нижней крышке резонатора (с наи-
большей плотностью в центрах крышек). Вторая фаза, наступающая через
четверть периода после первой, характеризуется взаимной компенсацией
зарядов и наибольшей величиной тока, распространяющегося по внутренним
стенкам резонатора сверху вниз. Еще через четверть периода (третья фаза)
ток прекращается — на верхней крышке скопились отрицательные заряды,
а на нижней — положительные. Четвертая фаза, наступающая через четверть
периода после третьей, соответствует максимуму тока, направленного снизу
вверх. Далее колебательный процесс повторяется.

Рис. 106. Заряды и линии тока на внутренних стенках
цилиндрического резонатора
Оба способа описания процессов в резонаторе, с помощью полей и с
помощью зарядов, совершенно равноценны с физической точки зрения, так
как колебания зарядов непременно сопровождаются колебаниями полей.
Однако для количественной оценки явления здесь уже нельзя воспользо-
ваться представлением о величине тока как о заряде, проходящем за се-
кунду через поперечное сечение провода: здесь ток распространяется по по-
верхности внутренних стенок. И измерение, и вычисление тока становится
затруднительным. Поэтому способ описания процессов в резонаторе с по-
мощью электрического и магнитного полей оказывается для практики более
удобным.

Выше было упомянуто о том, что резонатор в роли колеба-
тельной системы отличается весьма высокой добротностью.
Напомним, что добротность колебательной системы пропорцио-
нальна отношению энергии, участвующей в колебательном про-
цессе, к энергии, расходуемой за период. Следовательно, необра-
тимый расход энергии в резонаторе очень незначителен. Это
определяется, во-первых, полным отсутствием потерь энергии
в окружающей резонатор среде из-за его «самоэкранировки», во-
вторых, тем, что ток в резонаторе распределен по относительно
большой поверхности, вследствие чего активные потери на по-
верхности хорошего проводника малы.

Обычно добротность резонаторов выше 10 000. Добротность
цилиндрического резонатора растет с увеличениехм высоты при
данном диаметре.

Область применения объемных резонаторов ограничивается
волнами очень малой длины только потому, что размеры резона-
тора должны быть соизмеримы с длиной волны; на более длин-
ных волнах резонаторы оказались бы громоздкими и дорогими.

Необходимо сделать несколько указаний о способах возбуж-
дения колебаний в полых резонаторах. Можно себе представить
генератор переменного тока, включенный на зажимы замкнутого
контура или линии (см. рис. 99). Но практически включить гене-
ратор между дном и крышкой резонатора, как было показано,
например, на рис. 103, невозможно. В действительности колеба-
ния в резонаторе возбуждаются индуктивным путем. Приведем
два характерных примера возбуждения колебаний в резонаторе,
основанных на явлении индукции.

•Первый пример показан на рис. 107. Сквозь отверстие в цен-
тре дна резонатора введен трубчатый фидер, получающий пита-
ние от генератора высокой частоты. ОбЬлючка фидера имеет кон-
такт с корпусом резонатора, а центральный проводник, выдви-
нутый из оболочки, служит элементом св^зи.

Вертикальное электрическое поле проводника, совпадающее
по направлению с полем собственных колебаний резонатора, воз-
буждает их и поддерживает. Необходимо, чтобы частота возбуж-
дающих колебаний равнялась собственной частоте резонатора.

На рис. 108 приведен пример возбуждения резонатора с по-
мощью магнитного поля витка. Центральная жила коаксиального
фидера, введенная через боковую стенку в резонатор, согнута
108
Резонатор

РиС, 107. Возбуждение резона-
тора при помощи вибратора

Направление магнитного
поля

Рис. 108. Возбуждение резонатора с по-
мощью витка (петли)

в петлю и присоединена концом к корпусу последнего. Получен-
ный таким образом виток создает магнитное поле, совпадающее
по направлению с магнитным полем собственных колебаний ре-
зонатора, и возбуждает их. Условие резонанса должно соблю-
даться и в этом случае.

Внутрь резонатора могут быть одновременно введены и воз-
буждающий элемент, и потребитель энергии. Например, если воз-
буждение происходит от одного витка, то второй виток может
передавать энергию нагрузочному сопротивлению, находяще-
муся внутри резонатора или вне его. Естественно, что потеря
энергии в потребителе снижает эквивалентную добротность резо-
натора, подобно тому как вносимое сопротивление связи сни-
жает добротность первичного контура в связанных системах.

До сих пор мы описываем процессы в цилиндрическом резонаторе при
возбуждении в нем колебаний типа ЁОю, имеющих электрическое поле в осе-
вом направлении. Однако в том же резонаторе можно возбудить и иные
виды колебаний. Например, если возбуждающий вибратор ввести сквозь
боковую стенку и расположить параллельно крышке, то можно будет наблю-
дать колебания со структурой поля, совершенно отличной от описанной
выше. Представление о характере, поля дает перспективный чертеж
(рис. 109), где электрическое поле показано пунктирными, а магнитное —
сплошными линиями. В связи с тем что здесь параллельными оси цилиндра
являются участки магнитных силовых линий, колебание этого вида обо-
значается буквой Н с соответствующими индексами.

Наряду с резонаторами ци-
линдрической формы исполь-
зуются резонаторы, имеющие
форму шара, прямоугольного
параллелепипеда или более
сложную форму. Длина основ-
ной волны каждого из таких
резонаторов соизмерима с его
геометрическими размерами.
Выбор той или иной формы
определяется обычно практиче-
скими соображениями.

Рис. 109. Колебание типа Н
Линия с произвольной нагрузкой.
Коэффициент бегущей волны. Способы согласования

Выше были рассмотрены режимы работы фидерных линий
только с бегущими или только со стоячими волнами. Но если
линию нагрузить на конце активным сопротивлением, не равным
волновому, или сопротивлением, содержащим активную и реак-
тивную составляющие, то в линии при питании ее от генератора

Рис. 110. Линия в режиме смешан-
ных волн и показания вольтметра
в разных пунктах этой линии

чисто бегущих волн вдоль линии
одинаковыми; в отличие же от

возникнут одновременно бегу-
щие и стоячие волны. Это озна-
чает физически, что часть энер-
гии поглощается в нагрузке^ а
часть — отражается от конца
линии.

На рис. ПО изображена ли-
ния с произвольной нагрузкой
Z #= р. Если вольтметром (не
нарушающим режим линии) из-
мерять напряжение между про-
водами линии в разных пунк-
тах, то в отличие от режима
показания вольтметра не будут
режима стоячих волн не будет

обнаруживаться узлов напряжения, т. е. пунктов с нулевым от-
счетом. Примерная картина показаний вольтметра в различных

точках линии приведена на том же рисунке.

Вообще говоря, режим смешанных волн невыгоден. Если ли-
ния выполняет роль колебательной системы, то наличие бегущих
волн свидетельствует об ухудшении ее эквивалентной добротно-
сти из-за потерь в нагрузке. Если же линия выполняет роль фи-
дера, то наличие в ней стоячих волн приводит к излишней по-
тере энергии в активном сопротивлении самой линии \

Степень несогласованности нагрузки с фидером численно ха-
рактеризуется коэффициентом бегущей волны k6, который пред-
ставляет собой отношение минимального показания вольтметра

вдоль линии к максимальному:

^мин
^макс

Так, на рис. ПО коэффициент бегущей волны (к. б. в.) при-
близительно равен 0,3 (или 30%). При полном согласовании,
Г. е. при чисто бегущей волне, этот коэффициент равен единице.
В режиме полного отражения, т. е. при стоячей волне, он равен
нулю. Понятие о коэффициенте бегущей волны впервые ввел
А. А. Пистолькорс.

1 Напомним, что последний случай можно сравнить с известным из
электротехники случаем питания потребителя, имеющего «плохой косинус»,
т. е. преобладание реактивной проводимости над активной.
Коэффициент бегущей волны легко вычислить в тех случаях,
когда сопротивление нагрузки R активно и известны его вели-
чина и величина волнового сопротивления р линии. Если сопро-
тивление нагрузки R больше волнового сопротивления р, то

k — X

Если же волновое сопротивление больше сопротивления на-
грузки, то

Как согласовать нагрузку с линией, создав в последней режим бегущей
волны = 1) и тем самым установив входное сопротивление линии со
стороны питающего генератора равным волновому сопротивлению? Кроме

Рис. 111. Схема согласования линии с нагруз-
кой и ее эквивалент

общего способа согласования при помощи трансформации или автотранс-
формации (см., например, рис. 90), широко применяемого на коротких вол-
нах, существуют и .иные способы, более удобные для аппаратуры метро-

вых и дециметровых волн.

Выше упоминалась возможность включения короткозамкнутого отрезка
линии — шлейфа в качестве регулируемого реактивного сопротивления. Та-
кой шлейф удобен для согласования фидера с нагрузкой. На рис. 111 пред-
ставлены схема согласования двухпроводной линии и эквивалент этой схемы.
Предположим, что сопротивление нагрузки R активно и не равно волновому
сопротивлению р линии. Зададимся целью получить между какими-то двумя
точками аа чисто активное сопротивление, равное волновому. Тогда по всей
линии левее точек аа установится требуемый режим бегущей волны.

Выберем точки аа на таком расстоянии от конца линии, при котором

входная проводимость отрезка линии правее этих точек имеет емкостный ха-

рактер (например, при длине отрезка меньше четверти длины волны). При-
соединим к этим точкам шлейф и, перемещая кброткозамыкатель, выберем
такую длину шлейфа у, при которой входная проводимость шлейфа имеет

индуктивный характер и
участка х главной линии
Емкостная и индуктивная

по величине разна емкостной

(т. е. в эквивалентной схеме

проводимости

-4 - шос).

a>0L « >

проводимости взаимно компенсируются, между

точками аа устанавливается резонанс токов и остается активная прово-
димость

г ___ 1

рез 7
^рез
где

^рез r •

Это и есть сопротивление между точками аа, Если же точки аа выбрать
не произвольно, а с таким расчетом, чтобы выполнялось равенство

R ~р’

то желательное согласование будет достигнуто.

Практически операция согласования сводится к перемещению
шлейфа вдоль главной линии и в каждом его положении к под-
бору места короткозамыкателя. Правильной будет та комбина-
ция, при которой левее точек аа коэффициент бегущей волны
окажется равным единице.

Рис. 112. Согласование при помощи двух корот-
козамкнутых коаксиальных отрезков

На дециметровых волнах фидером обычно служит коаксиаль-
ный кабель. В нем невозможно перемещать шлейф, поэтому для
согласования фидера с нагрузкой применяются два коаксиаль-
ных отрезка, снабженных поршнеобразными короткозамыкате-
лями (рис. 112). Отрезки располагаются друг от друга на рас-
стоянии х/з X или 3/e X. Передвижение правого поршня равноценно
изменению длины участка х. в схеме рис. 111, т. е. изменению
емкости С в эквивалентной схеме, а передвижение левого поршня
равноценно изменению длины шлейфа у, т. е. изменению экви-
валентной индуктивности L.

Установленный в линии режим бегущей волны сохраняется
лишь для одной частоты генератора или для небольшой полосы
частот около этого значения. При изменении частоты генератора
согласование требуется выполнять заново. Однако при некото-
рых разновидностях конструкций, а также определенных соот-
ношениях размеров фидеров и питаемых ими антенн можно по-
лучить удовлетворительное согласование в/ сравнительно . широ-
ком диапазоне частот. Об этом будет сказано в последующих
главах.

Краткие сведения о волноводах

На сантиметровых волнах становится невыгодной передача
энергии от генератора к потребителю даже по коаксиальным ли-
112
ниям. Дело в том, что с увеличением частоты возрастают потери
в изолирующих шайбах (колпачках) и в центральном проводе,
имеющем сравнительно небольшую поверхность. Если линия
имеет заметные потери мощности, то при ее нагрузке на конце
сопротивлением, равным волновому сопротивлению, в ней также
установится чисто бегущая волна, но амплитуды тока и напря-
жения будут постепенно убывать в направлении от генератора
к нагрузке. Это убывание амплитуд называется затуханием волн
вдоль линии. Мощность, отдаваемая потребителю, окажется
меньше мощности, выделяемой в линию генератором, т. е. коэф-
фициент полезного действия линии может быть заметно ниже 100%.

Имеется возможность удешевить фидер и исключить потери
в изоляторах, заменив двухпроводную коаксиальную линию од-
нопроводной. На рис. 113 дан эскиз экспериментального образца
однопроводной линии для передачи энергии на сантиметровых

---о =7 -- -г- ~ПробИЗ ~ - ..-“
Медный т т ^Медный
конус-----------------------------конус

Рис. ИЗ. Схема однопроводного фидера для
сантиметровых волн

волнах. Линия представляет собой обычный медный голый про-
водник. На концах, в точках подключения генератора и потреби-
теля, этот проводник окружен проводящим цилиндром (наподо-
бие внешней оболочки коаксиального кабеля), который посте-
пенно расширяется, превращаясь в конус с небольшим углом
раствора.

Радиоволны распространяются от генератора в коаксиальной
линии, затем изменяют структуру поля и, покинув конус, распро-
страняются вдоль провода вплоть до конуса на противоположном
конце; здесь волны вновь поступают в коаксиальную систему и
питают потребитель. При согласовании элементов схемы с дли-
ной волны по такому фидеру можно передавать электромагнит-
ную энергию в режиме бегущей волны на несколько десятков
метров с удовлетворительным коэффициентом полезного дей-
ствия. Но наиболее широко практикуется канализация энергии
сантиметровых волн по волноводам — полым металлическим
трубам.

Достоинствами волноводов при таком их применении явля-
ются отсутствие излучения в окружающее пространство, электри-
ческая прочность, механическая жесткость и, самое главное, ма-
лые потери благодаря отсутствию твердых диэлектриков внутри
трубы и благодаря большим проводящим площадям для токов
по внутренним поверхностям стенок трубы.

Но волноводы в отличие от симметричных или коаксиальных
линий способны пропускать волны не длиннее некоторого крити*
Рис. 114. Четвертьволновый короткозамк-
нутый шлейф в роли изолятора

ческого значения, опреде-
ляемого формой и разме-
рами сечения трубы. Для
канализации дециметро-
вых и тем более метровых
волн размеры воЛновода
оказались бы неприемле-
мо большими, вследствие
чего волноводы приме-
няются для волн не длин-
нее 10—20 см. Неровности
на внутренней поверхности
стенок волновода сильно
увеличивают потери энер-
гии на нагрев стенок, а по-

тому внутренность приходится полировать и покрывать серебром;
отрезки труб необходимо сочленять очень тщательно. Основные
конструкции волноводов — трубы прямоугольного и круглого се-
чений, но возможны и другие формы сечений.

Для того чтобы уяснить процесс канализации электромагнит-
ных волн внутри трубы, предварительно ознакомимся с «метал-
лическими изоляторами». Для двухпроводной линии изолирую-
щей опорой может служить четвертьволновый короткозамкнутый
шлейф (рис. 114). Входное сопротивление в точках А и В корот-
козамкнутого шлейфа для волны, длина которой вчетверо больше
длины шлейфа, очень велико. Следовательно, шлейф служит как
бы изолятором именно для этой волны (а также для волн, число
четвертей которых, располагающихся вдоль длины шлейфа, не-
четно), не нарушая распространения энергии в толь линии.

Далее можно представить себе присоединение к линии не-
скольких таких шлейфов сверху и снизу (рис. 115, а) и, наконец,
их слияние (рис. 115,6),
труба прямоугольного сече-
ния с размерами а и Ь. Оче-
видно, что волны, указанные
выше, будут распространять-
ся с достаточно малым за-
туханием и без электромаг-
нитного поля во внешнем
пространстве. Размер а сече-
ния волновода должен быть
X

не меньше -у, размер о
некритичен. Следовательно,
критическое значение волны
для прямоугольного волно-
вода

ХКр = 2я.

в результате чего

Рис. 115. Преобразование двухпровод-
ной линии в волновод
Так, для канализации волн
длиною 8 см требуется волновод
с размером а ^4 см.

Для волновода круглого сече-
ния также существует критиче-
ская волна, граничная между вол-
нами, способными распространять*
ся в волноводе, и волнами, кото-
рые в данном волноводе распро-
страняться не могут. Критическое
значение основного типа волны
в волноводе круглого сечения со-
ставляет

Хкр = 2,61г,

Рис. 116. Возбуждение волн в пря-
моугольном волноводе при помощи
штырька

где г — радиус отверстия.

Как возбуждаются радиоволны в волноводе?

Генератор сверхвысокой частоты передает ’ энергию волно-
воду по очень короткому коаксиальному кабелю, заканчивающе-
муся внутри волновода открытым проводом (штырьком) или
петлей. Выход из волновода со стороны генератора закрыт ме-
таллической стенкой, и возбуждающий штырь располагается на
расстоянии в одну четверть волны от стенки, благодаря чему
волны отражаются вправо (рис. 116). Электрическое поле воз-
буждающего штыря имеет вертикальное направление, а линии
магнитного поля лежат в горизонтальных плоскостях. В соответ-
ствии с этим и образуется структура электромагнитного поля

волн, распространяющихся в волноводе в направлении слева на-

право.

На рис. 117 представлено схематически электромагнитное
поле при возбуждении волн, у которых силовые линии электри-

Рис. 117. Электромагнитное поле простей-
шего типа в прямоугольном волноводе

ческого поля лежат цели-
ком в поперечных плоско-'
стях, а магнитные линии,
замыкаясь вокруг электри-
ческих, лежат в горизон-
тальных плоскостях и
имеют составляющие вдоль
оси волновода. Такие вол-
ны называются волнами

типа //. На рис. 117, а по-
казано строение поля в по-
перечном сечении волново-
да; здесь электрические
линии — сплошные, а маг-
нитные — пунктирные. На
рис. 117,6 изображено
строение поля в продоль-
ной плоскости, параллельной широкой стенке волновода (магнит-
ные линии — пунктирные), а на рис. 117, в — строение поля в
плоскости, параллельной узкой стенке волновода (электрические
линии — сплошные). Через промежутки, равные полуволне, на-
блюдаются максимумы напряженностей электрического и маг-
нитного полей, как при режиме бегущих волн в длинной линии.

На рис. 117 показаны также знаки электрических зарядов в
волноводе, связанных силовыми линиями электрического поля.
Заряды в стенках волновода перемещаются как в продольных,
так и в поперечных плоскостях, образуя токи.

Как следует из рис. 115, в поперечной плоскости имеется стоя-
чая полуволна тока с пучностями на боковых стенках волновода,
так как эти стенки «образованы» короткозамыкающими участ-
ками шлейфов. Чтобы показать, что поле описанного типа имеет
одну стоячую полуволну вдоль стороны а и не изменяется
вдоль стороны 6, волну этого типа называют Нх0.

Волны иных типов можно возбудить в том же волноводе, если
изменить частоту генератора или направление возбуждающего
штырька.

В качестве нагрузки волновода, потребляющей канализируе-
мую энергию, могут применяться такие же устройства, как и для
его возбуждения, т. е. штырек или виток, соединенные далее
с тем или иным потребителем. Но еще чаще открытый конец
волновода переходит в антенную "систему, излучающую волны в
пространство. Если энергия поглощается потребителем полностью,
.то в волноводе существует описанный выше режим бегущей
волны. Если же часть энергии отражается от конца волновода
обратно, то возникает невыгодный режим смешанных воли.

Следовательно*, в волноводе, как и в двухпроводном фидере,
необходимо согласование с нагрузкой. Требуется, чтобы сопро-
тивление, вносимое в волновод потребителем, было равно волно-
вому сопротивлению волновода, т. е. отношению мощности, про-
ходящей через волновод, к квадрату эффективного значения тока
в его стенках.

В роли согласующих шлейфов применяются диафрагмы — пе-
регородки. частично перекрывающие отверстие волновода на тре-
буемом расстоянии от нагрузки.
ГЛАВА ТРЕТЬЯ

ИЗЛУЧЕНИЕ И РАСПРОСТРАНЕНИЕ РАДИОВОЛН

4. АНТЕННЫ ПРОСТЕЙШИХ ТИПОВ

Общие сведения

Антенной называется часть передающей или приемной радио-
станции, излучающая радиоволны при передаче и извлекающая
энергию из поля электромагнитных волн при приеме. Одна и та
же антенна может использоваться поочередно для передачи и
приема. Формы антенн весьма разнообразны: от сложных систем
проводов на длинных, средних и,коротких волнах в стационар-
ных радиостанциях и от простого вертикального провода (шты-
ря) в переносных радиостанциях до отражающих поверхностей,
преломляющих линз и излучающих щелей на ультракоротких
волнах.

Антенны классифицируются по назначению, рабочему диапа-
зону волн, направленности характеристик излучения и приема,
способу питания и по другим, дополнительным признакам.

По своему назначению антенны делятся на передающие, приемные и
приемно-передающие. Антенна, хорошо работающая на передачу, обладает,
как правило, хорошими показателями и для приема. Однако для мощных
передатчиков обычно конструируются специальные передающие антенны.

При выборе электрических характеристик и конструкции антенны не-
обходимо учитывать диапазон волн, в котором она должна работать. С дли-
ной волны связаны прежде всего геометрические размеры антенны Для
успешной работы антенны ее размеры должны быть соизмеримы с полови-
ной или по крайней мере с четвертью длины волны. Поэтому, например,
длинноволновые антенны обычно конструируются в виде сложной системы
проводов, поднятых на высоких мачтах. Антенны коротких и метровых волн
3 простейшем случае выполняются в виде вертикального или горизонталь,
ного провода, длина которого пропорциональна длине волны. На дециметро-
вых и сантиметровых волнах конструкции антенных устройств резко отли-
чаются от конструкций антенн метровых и более длинных волн: это — не
системы проводов, а простейшие излучатели, например отверстия волноводов,
дополняемые металлическими зеркалами или линзами для получения острой
направленности.
Направленность характеристик излучения и приема антенн — диаграммы
направленности их действия — также важнейший показатель антенн. Диа-
грамма направленности определяет степень концентрации энергии в задан-
ном направлении при передаче и возможность преимущественного приема
с заданного направления. Для увеличения направленности действия антенны
приходится увеличивать ее размеры и усложнять конструкцию, поэтому на
длинных волнах антенны, направленного действия применяются сравнительно
редко. На дециметровых и сантиметровых волнах можно достигнуть весьма
острой диаграммы направленности при небольших размерах антенных
устройств. Заметим, что в радиовещании или при связи с несколькими кор-
респондентами направленное действие может оказаться нежелательным.

При организации радиосвязи и при эксплуатации радиостан-
ций необходимо хорошо знать свойства их антенн. Только тогда
можно будет правильно выбрать тип антенны и тем самым уве-
личить дальность связи.

Симметричный вибратор

Антенна является электрической системой с распределенными
параметрами. Однако не каждая система с распределенными па-
раметрами способна излучать.

Рассмотрим уже известную нам симметричную двухпровод-
ную линию, разомкнутую на конце (см. рис. 93). Каждый из ее
проводов может излучать, но совместное действие обоих прово-
дов, расположенных близко один к другому, препятствует излу-
чению. Действительно, поля, создаваемые каждым из проводов
линии, в удаленной от нее точке будут равны по амплитуде и
почти точно противоположны по фазе, потому что токи в парал-

Рис. 118. Образование
симметричного вибра-
тора из двухпроводной
разомкнутой линии и из-
менение структуры элек-
трического поля

лельных и рядом расположенных участках
проводов равны по амплитуде и противо-
положно направлены. Естественно, что в
любой удаленной точке результирующее
поле будет равно нулю, т. е. двухпровод-
ная линия не будет излучать электромаг-
нитных волн.

Теперь представим себе, что провода
разомкнутой линии повернуты так, что
один служит продолжением другого (рис.
118). Мы получили провод, состоящий из
двух половин, симметричных по отноше-
нию к генератору. Этот провод подобно
линии представляет робой систему с рас-
пределенными параметрами и обладает
колебательными свойствами, вследствие
чего называется симметричным вибрато-
ром. Но в отличие от линии он спосо-
бен излучать электромагнитные волны*
так как поля, создаваемые токами его
половин, не уничтожаются взаимно в
пространстве. Следовательно, симметричный вибратор — это про-
стейший вид антенны.

Рассмотрим свойства вибратора в такой последовательности:
покажем сначала, что он является колебательной системой; за-

тем определим условия его питания от генератора; наконец,
уясним процесс излучения электромагнитных волн (радиоволн)

этим вибратором.

Для выявления колебательных свойств вибратора разделим

его на две равные части и соединим их с зажимами батареи
(рис. 119). Половины вибратора получат заряды противополож-

ных знаков. После этого отключим
батарею. Заряд, полученный ви-
братором, создаст электрическое
поле между его половинами, при-
чем энергию этого заряда можно
представить распределенной в эле-
ментарных емкостях, образован-
ных элементами верхней и нижней
половин вибратора.

Рис. 120. Распределенные
емкость и индуктивность ви-
братора

Рис. 119. Заряжен-
ный симметричный
вибратор

Теперь соединим накоротко заряженные половины вибратора.
Тогда возникнет разрядный ток, направленный сверху вниз. При
этом энергия электрического поля будет превращаться в энер-
гию магнитного поля, образующегося вокруг провода, каждый
элемент которого обладает индуктивностью (рис. 120).

В тот момент, когда заряд половин вибратора будет израсхо-
дован полностью, ток достигнет максимума, а затем начнет
Рис. 121. Ток в вибраторе в разные моменты (через -5- периода
\ °

уменьшаться. Будет уменьшаться и магнитное поле, вследствие
чего э. д. с. самоиндукции перезарядит половины вибратора за-
рядами обратных знаков. После этого ток в вибраторе пойдет
в обратном направлении, а затем процесс будет повторяться.
Следовательно, в вибраторе возникнут свободные колебания. При
неизбежных потерях энергии эти колебания окажутся затухаю-
щими.

Особенность колебательного процесса в вибраторе по сравне-
нию с аналогичным процессом в замкнутом контуре заключается
в неравномерности распределения тока и зарядов по длине про-
вода вибратора. Действительно, вбливи от концов вибратора ток
создается движением зарядов лишь небольшого числа элемен-
тарных емкостей, а в средней точке — движением зарядов всех
элементарных емкостей. Значит, ток имеет максимум (пучность)
в середине вибратора и нулевые значения (узлы) на концах..
Иначе говоря, вдоль вибратора образуется стоячая полуволна
тока с пучностью в середине.

Распределение тока вдоль вибратора показано на рис. 121
для нескольких моментов времени. Первый момент соответствует
началу процесса, т. е. полному отсутствию тока. Во второй мо-
мент, через восьмую часть периода, ток направлен сверху вниз,
но его значения еще не достигли амплитуд. В третий момент, че-
рез четверть периода от начала, ток в каждой точке достиг своей
амплитуды, причем в разных точках вибратора амплитуды раз-
личны. В четвертый момент ток уменьшился, далее прекратился,
а затем пошел в обратном направлении и т. д. Следовательно,
ток изменяется и по длине вибратора, и во/времени.

Длина волны свободных колебаний определяется геометриче-
ской длиной вибратора. Действительно, поскольку вдоль вибра-
тора располагается полуволна, то

Хо = 2/,

где Хо — длина собственной волны вибратора.
Следует оговориться, что данное равенство приближенное,
так как скорость распространения волн вдоль провода несколько
меньше, чем в свободном пространстве.

Перейдем теперь к изучению вынужденных колебаний в сим-
метричном вибраторе и условий его питания, для чего включим
в его середину генератор переменного ' тока высокой частоты
(см. рис. 118).

Процесс вынужденных колебаний в вибраторе и- условия пи-
тания его от генератора вполне сходны с процессом и условиями
питания двухпроводной линии, разомкнутой на конце (см.
рис. 93—96). Вибратор представляет для генератора нагрузку,
реактивное входное сопротивление которой

-^вх Р ctg (д * “2 / ’

где р—волновое сопротивление провода;

X — длина волны генератора;

I — длина провода (которая вдвое больше длины двухпро-
водной линии).

В отличие от двухпроводной линии симметричный вибратор
из провода небольшого сечения имеет волновое сопротивление
600—1000 ом,

С учетом неизбежных потерь энергии в вибраторе полное
входное сопротивление

2„ = Гл-,',-/С

*6Х

Рис. 122. Эквивалентная
схема вибратора как на-
грузки питающего генера-
тора

где /?вх—сопротивление активных потерь на данной частоте ге-
нератора, отнесенное к точкам включения генератора.

.Эквивалентная схема вибратора как нагрузки питающего ге-
нератора показана на рис. 122.

Как известно, при изменении частоты генератора можно об-
наружить ряд резонансных значений,
на которых реактивное входное сопро-
тивление становится равным нулю. Са-
мая низкая из резонансных частот со-
ответствует частоте собственных коле-
баний вибратора (или. иначе говоря,
длине его собственной волны):

X0 = 2Z.

Действительно, при этом условии

—pctg (-J4) = —pctg-J = O
и вдоль вибратора устанавливается полуволна тока. Входное со-
противление вибратора при питании током резонансной частоты
равно активному сопротивлению

^ВХ == Квх =

Если длина волны генератора больше длины собственной
волны вибратора, то, как и для разомкнутой линии, реактивное
входное сопротивление вибратора имеет емкостный характер.

Пример. Симметричный вибратор имеет длину Z = 10 м и волновое
сопротивление 1000 ом. Определить его полное входное сопротивление на
частоте f = 107 гц, если активное сопротивление на этой частоте Яи=60 ом.

Решение. Длина волны генератора

з ю8 _30
Л “ f ~ 10’ ~30

Реактивное входное сопротивление

„ /2те /\ 4 360°-10

Хы = ---- 1000 ctg =

= — 1000 ctg 60° = — 1000-0,577 = — 577 ом.

Полное входное сопротивление

ZBX = V Х2вх + R2b* = J/5772 + 602 ж 580 ом.

На рис. 123 представлены примерные значения активного
(верхний график) и реактивного (нижний график, ср. с рис. 95)
сопротивлений симметричного вибратора в зависимости от соот-
ношения длины вибратора и _длины волны питающего генера-

Рис. 123. Характер изменения активного и реактивного
входных сопротивлений симметричного вибратора
тора (у)‘ Следует указать, что вибратор из толстого провода
характеризуется менее резкими изменениями реактивного и ак-
тивного сопротивлений, чем вибратор из тонкого провода.

Действительно, с увеличением диаметра провода увеличи-
вается его погонная емкость Ci, уменьшается волновое сопротив-

ление р = I/ -/г-, а вместе с ним и реактивная часть входного со-
F Ci

противления

-Y„ = -Pctg (— .

В точках же четных резонансов (см. рис. 123) входное сопро-

тивление имеет активный характер и подобно сопротивлению
контура _ при параллельном резонансе обладает величиной

р2 .

*-*вх. рез

при меньшем р максимумы входного сопротивле-

ния в этих точках также снижаются.

С. И. Надененко предложил вибратор из «колбасообразных» половин
(рис. 124), каждая из которых образована несколькими проводами, располо-
женными по образующей цилиндра диаметром до 1 м,. Вибратор (диполь)
Надененко имеет сравнительно малое волновое сопротивление и потому при-
годен для работы в некотором диапазоне частот, в котором его входное со-
противление изменяется сравнительно мало (диапазонная антенна). Такие
вибраторы находят применение для стационарных радиостанций.

Перейдем к процессу излучения радиоволн симметричным
вибратором. Колебательный процесс в вибраторе создает вокруг

него электромагнитное поле; силовые линии

связывают заряды противоположных
знаков, движущиеся вдоль вибратора
(рис. 125, сплошные линии); силовые
линии магнитного поля окружают про-
вод-вибратора, несущий ток (рис. 125,
пунктирные линии). Электрические си-
ловые линии будут не только в плоско-
сти рисунка, но и в любой плоско-
сти, проходящей через провод. Маг-
нитные силовые линии располагаются
в любой плоскости, перпендикулярной
Проводу.

электрического поля

Рис. 125. Электромагнитное
поле вибратора
Переменное электромагнитное поле образуется вибратором
при его питании переменным током. Энергия поля, излучаемого
вибратором, отдается в пространство, на что расходуется мощ-
ность генератора. Можно показать, что этот расход мощности
существует даже в идеальном вибраторе, не имеющем других по-
терь (на нагревание провода и т. д.).

Вспомним, что в идеальной двухпроводной линии, разомкну-
той на конце, нет потерь мощности, потому что той и напряже-
ние в ней сдвинуты по фазе на 90°. В вибраторе дело обстоит
иначе. Рассмотрим отрезок провода вибратора, питаемого пере-
менным током (рис. 126). Токи во всех элементах вибратора

Рис. 126. Взаимо-
действие элемен-
тов вибратора

127. Вектор-
диаграмма
и наводимой
э. д. с.

в режиме стоячей волны совпадают по фазе, т е. нарастают и
убывают одновременно.

Пусть в элементе провода а ток изменяется по закону

ia = Im sin «)/,

где со — частота генератора.

Поле, создаваемое этим током, распространяется вне провода
со скоростью £>о и достигнет элемента b с запаздыванием, зави-
сящим от расстояния г между а и Ь. В первом приближении
время запаздывания Л можно определить, разделив путь г на
скорость Vq\

а угол запаздывания поля по фазе относительно тока в эле-
менте Ь будет равен ,

, г 2те г о г
ср = шД = а) — — -------= 2п -г-.

Т1 1 v0 Т v0 X ’

так как v0T = X.

Переменное поле, создаваемое элементом а, наводит в эле*
менте b переменную э. д. с. Если отношение у- очень мало, то
угол ?| будет также весьма малым и наводимая э. д. с. окажется
сдвинутой по отношению к току практически на 90°. Это обыч-
ная э. д. с. самоиндукции, наличие которой, как известно, не
связано с расходом мощности.

Если же провод имеет длину, соизмеримую с длиной волны,
то сдвиг по фазе между током и наводимой э. д. с. в элементе Ь
будет отличаться от 90° на заметный угол fi=2it-£. Пусть,
например, , тогда <рi — 360 • = 30°. Векторная диа-

грамма для этого случая представлена на рис. 127. Наведенная
э. д. с. Е„ смещена по отношению к току 1„ на угол больше
90° и может быть разложена на две составляющие, показанные
на рисунке пунктиром. Составляющая ЕтЬ сдвинутая ровно на
90°, представляет собой обычную э. д. с. самоиндукции, не со-
вершающую работы. Составляющая же Ет2 сдвинута относи-
тельно тока на 180°, т. е. является противоэлектродвижущей
силой.

Преодоление противоэлектродвижущей силы приводит к рас-
ходу активной мощности

D ___

*аЬ 2

В связанных цепях (см. рис. 64) эта мощность передавалась
из первичной цепи во вторичную. Здесь же «первичной» цепью
служит провод вибратора, а «вторичной» — окружающая среда.
Следовательно, мощность РаЬ расходуется фактически на излу-
чение радиоволн. Этот расход энергии существовал бы даже в
идеальном вибраторе, не имеющем никаких тепловых потерь
(в проводе, изоляторах и земле).

Мощность Раь относилась к взаимодействию только двух
элементарных участков провода. Эта мощность окажется тем
больше, чем больше б!удет угол 2я-^-, т. е. чем больше вели-
чина г по сравнению с величиной X. Поэтому для успешного из-
лучения желательно, чтобы длина провода была соизмерима
е длиной волны. Достигнуть этого легко, если провод питается
током высокой частоты. Отсюда становится понятной необходи-
мость применения в радиотехнике токов высокой частоты.

Если просуммировать мощности излучения всех элементарных
участков вибратора, то получим величину, которая называется
мощностью излучения и обозначается символом Р2.

Если же величину мощности излучения разделить на квадрат
Эффективного значения тока в пучности вибратора, то получим
новую физическую величину, измеряемую в омах и называемую
сопротивлением излучения:

Подобно тому как в связанных цепях вторичный контур как
бы вносил активное сопротивление в первичный, здесь окружаю-
щая среда тоже как бы вносит сопротивление Q в цепь вибра-
тора.

В антеннах сопротивление /?2 является полезным: чем оно
больше по сравнению с другими вадами активных потерь, тем
выше к. п. д. антенны:

= /?£ + /?п = «Г’

где /?п — сопротивление бесполезных потерь.

Как видно из предыдущего, сопротивление излучения зави-
сит от соотношения размеров антенны и длины рабочей волны.
Если симметричный вибратор получает от генератора питание
на волне, равной его собственной волне (X = 2 Z), то сопротивле-
ние излучения Составит около 73 ом. Это сопротивление будет
в данном режиме также и входным сопротивлением вибратора,
так как оно отнесено к пучности тока, а питание вибратора осу-
ществляется также в пучности тока. Обычно сопротивления по-
терь оказываются при таких условиях малыми по сравнению
с полезным сопротивлением а реактивное сопротивление
равно нулю. По физическому смыслу сопротивление излучения
представляет собой активное сопротивление, в котором при дан-
ном токе могла бы расходоваться такая же мощность, какая
в действительности передается в пространство.

Обосновав способность простейшей антенны передавать энер-
гию в пространство, рассмотрим подробнее физический процесс
излучения и убедимся в волнообразном характере излучаемого
электромагнитного поля, изображая приближенную картину его
образования.

Условимся рассматривать в плоскости рисунка электрическое
поле, образуемое симметричным вибратором после момента /=0
(рис. 128). Допустим, что в момент / = 0 заряд вибратора был
равен нулю и электрические силовые линии не связывали поло-
вин вибратора (рис. 128, а). Через четверть периода питающего
тока (t = -у) разноименные заряды половин вибратора дости-
гают максимума, а электрическое поле распространяется на рас*
стояние, равное —(рис. 128,6), так как длина волны — это
расстояние, на которое поле распространилось бы за целый пе-*
ри од.

В момент t == -у заряд вибратора вновь становится равным
нулю и не остается электрических силовых линий, связанны^
с вибратором. Остается лишь поле в пространстве (излученное
126
поле) в виде замкнутых силовых линий, наибольшее расстояние
которых от вибратора равно -у (рис. 128, в).

В следующую четверть периода, когда диполь начинает за-
ряжаться с обратной полярностью, вокруг него возникают новые
силовые линии, которые как бы «оттесняют» линии предыду-
щей полуволны и деформируют их, создавая в них выемки
(рис. 128, а).

К моменту t=T полностью образуется вторая полуволна
излученного поля (рис. 128,5), и далее процесс повторяется
(рис. 128, е). Так в пространстве создается поле волнообразного
характера.

Рис. 128. Электрическое поле, создаваемое симметричным
вибратором в свободном пространстве

Рис. 128 имеет некоторые условности. Во-первых, линии элек-
трического поля в действительности располагаются не только
в плоскости рисунка, но и в любой плоскости, совпадающей
с осью вибратора. Во-вторых, ток вибратора и движущееся элек-
трическое поле создают вокруг вибратора магнитное поле, без
которого было бы невозможно излучение (см. рис. 125). Сило-
вые линии магнитного поля представляют собой ряд концентри-
ческих окружностей с центрами на оси диполя. Электрическое и
магнитное поли распространяются совместно и с одинаковой ско-
ростью, образуя электромагнитные волны (радиоволны). Ско-
рость их распространения равна скорости света (г?0^3-108 м/сек).

Описывая процессы в отрезке двухпроводной линии, разомкну-
том на конце, мы показали, что векторы напряженности элек-
греческого и магнитного полей, будучи взаимно перпендикуляр-
ными в пространстве, сдвинуты во времени на четверть периода
(фазовый сдвиг 90°). Излучение энергии в таком отрезке отсут-
ствует. Излучающий вибратор тоже создает вблизи от себя элек-
трическое и магнитное поля, но сдвинутые во времени на угол,
отличающийся от 90° вследствие наличия наводимых э. д. с.
(см. рис. 127). Следовательно, часть энергии этих полей, уходя-
щая в пространство в течение четверти периода, возвращается
вибратору в течение следующей четверти периода. Другая часть
энергии, определяемая синфазными составляющими полей, дви-
жется только в направлении от вибратора в пространство. Это
и есть энергия излучения.

Излученные электрическое и магнитное поля неразрывны
в пространстве не только по фазе, но и по величине своих на-
пряженностей. Можно считать, например, что магнитное поле,
движущееся в направлении, перпендикулярном своим силовым
линиям, вызывает электрическое поле, направленное перпенди-
кулярно магнитному полю и движению. Это хорошо известно
в электротехнике как явление электромагнитной индукции, для
которого взаимная перпендикулярность полей и направления
движения определяются правилом правой руки. Можно также
магнитное поле считать результатом движения электрических
силовых линий.

Ввиду того что скорость движения неизменна, каждому
значению напряженности магнитного поля Н соответствует/опре-
деленная напряжённость электрического поля Е и наоборот.
Значит, мы можем полностью характеризовать электромагнитное
поле излучения количественно, указывая величину, например,
только напряженности электрического поля Е.

Итак, максимумы напряженности < излучаемых электрического
и магнитного полей в пространстве совпадают и перемещаются
совместно (см. рис. 5). Если в некоторой точке пространства,
удаленной от вибратора, напряженность поля изменяется во вре-
мени по синусоидальному закону

= Ет sin <*>/,
1 /Я, ’

то во второй точке, которая отстоит от первой на расстоянии г
по направлению движения волн (по радиусу), напряженность
поля будет запаздывать по времени, подчиняясь уравнению бегу-
щей волны:

F2 = 5m2sin<t>(/—

Значение Ет2 окажется меньше значения ЕтЬ так как энер-
гия при удалении от вибратора рассеивается в увеличивающемся
объеме пространства и может частично расходоваться на потери
в проводниках и диэлектриках среды.
В соответствии с законом электромагнитной индукции век-
торы напряженности электрического и магнитного полей излуче-
ния в любой точке пространства взаимно перпендикулярны и оба
Они перпендикулярны направлению (радиусу) распространения
энергии, т. е. вектору Умова — Пойнтинга S. Подобно тому как
это было в двухпроводной линии неограниченной длины, совмест-
ное изменение направлений векторов Е и Н не изменяет направ-
ления распространения энергии S (рис. 129).

Направления векторов Е и S определяют поляризацию волн
в пространстве. Если вектор S направлен горизонтально, то при
вертикальном направлении Е радиоволны называются поляризо-
ванными вертикально. Такие волны создаются вертикальным ви-

Рис. 129. Направления векто-
ров напряженности электриче-
ского и магнитного полей и
направление распространения
энергии

Рис. 130. Вертикальная (а)
и горизонтальная (б) поляри-
зации радиоволн

братором (рис. 130, а). Если вектор S направлен горизонтально,
то при горизонтальном же направлении Е радиоволны называ-
ются поляризованными горизонтально. Эти волны создаются го-
ризонтальным вибратором (рис. 130,6). Для приема вертикально
поляризованных радиоволн целесообразно использовать верти-
кальную антенну, а для приема горизонтально поляризованных
волн — горизонтальную.

Из вопросов, относящихся к свойствам симметричного вибра-
тора, необходимо еще изучить направленность его действия. Рас-
сматривая процесс излучения радиоволн вибратором, находя-
щимся в неограниченном свободном пространстве (см. рис. 128),
можно было видеть, что напряженность поля (характеризую-
щаяся «густотой» силовых линий) на одинаковых расстояниях
от вибратора, но в разных направлениях не была одинаковой.
Вибратор излучал максимум энергии и создавал наибольшую
напряженность поля в направлении, перпендикулярном своей
оси, и вовсе не излучал вдоль оси.
Рис. 131. Диаграммы направленности полу-
волнового симметричного вибратора в гори-
зонтальной (а) и вертикальной (б) плоскостях

Для наглядного
представления о на-
правленности действия
любой антенны служат
ее диаграммы направ-
ленности, т. е. кривые
напряженности поля
(или квадратов напря-
женности поля), созда-
ваемого антенной на
одинаковых расстоя-
ниях от нее, но в раз-

ных направлениях \ Диаграммы направленности могут быть
рассчитаны аналитически или же сняты опытным путем, напри-
мер путем обхода вокруг излучающей антенны на заданном рас-
стоянии с прибором для измерения напряженности поля (радио-
компаратором).

Если совершать обход вокруг вертикального полуволнового
вибратора по кругу в плоскости, перпендикулярной его оси и
проходящей через его среднюю точку, то напряженность поля
окажется, очевидно, одинаковой для всех направлений, т. е. дли
любого угла Ф, составленного данным направлением с некоторым
направлением, принятым за начальное. Следовательно, диа-
грамма направленности вибратора в горизонтальной плоскости
изобразится окружностью (рис. 131,а).

В вертикальной плоскости, проходящей через ось вибратора,
напряженность поля подчиняется закону.

Е = Ео cos 0,

где Ео—напряженность поля в направлении, перпендикулярном
оси вибратора;

6— угол между этим перпендикуляром и любым направле-
нием в вертикальной плоскости.

Если не считаться со знаками косинуса, т. е. не учитывать
опрокидывания фазы поля, то закон косинуса выразится двумя
взаимно касательными окружностями (рис. 131, б). При одина-
ковых масштабах диаграмм (рис. 131, а и б) диаметры правых
окружностей будут равны радиусу левой. Мы видим, что в осе-
вом направлении излучение отсутствует (cos 0 = 0), как это и
следовало из рис. 128.

Необходимо оговориться, что понятия «горизонтальная плоскость» и «вер-
тикальная плоскость» в данном случае условны: вибратор мы рассматриваем
в неограниченном свободном пространстве и плоскости ориентируем по от-
ношению к вибратору, а не к земле.

1 Плотность потока энергии волн, излучаемых антенной, пропорциональна
квадрату напряженности поля.
Если диаграмму рис. 131, б вращать вокруг оси вибратора
(проходя все значения угла & диаграммы рис. 131, а), то мы по-
лучим пространственную диаграмму направленности полуволно-
вого симметричного вибратора (рис. 132). Сечение этой фигуры
вертикальной плоскостью даст диаграмму рис. 131,6, а сечение
ее горизонтальной плоскостью, проходящей через центр,— диа-
грамму рис. 131, а. Вырез на диаграмме рис. 132 облегчает
усвоение ее структуры.

Направление, соответствующее максимуму диаграммы на-
правленности, выгодно для связи с помощью данной антенны:
благодаря ее направленному действию можно установить связь
на заданное расстояние при меньшей мощности передатчика или
же получить связь на большее расстояние при данной мощности.

Для оценки направленности антенн служит коэффициент на-
правленности действия, показывающий, во сколько раз нужно
увеличить мощность излучения при переходе от направленной
антенны к ненаправленной, чтобы сохранить неизменной напря-
женность поля в пункте приема. За ненаправленную принимают,
например, воображаемую антенну, излучающую равномерно во
все стороны, или же вибратор, работающий на собственной волне.

Оказалось также целесообразным приписать воображаемой
ненаправленной антенне (т. е. имеющей, например, простран-
ственную диаграмму направленности в форме шара) еще одно
свойство: считать, что она отдает в пространство всю подводимую
мощность, т. е. что ее коэффициент полезного действия равен
единице. Это позволяет более полно характеризовать свойства
реальных антенн коэффициентом усиления.

Коэффициент усиления антенны показывает, во сколько раз
нужно увеличить мощность питания при переходе от направлен-
ной антенны к ненаправленной, чтобы сохранить неизменной на-
пряженность поля в пункте приема. В общем случае коэффициент
усиления меньше коэффициента направленности действия, так
как он учитывает не только выигрыш в мощности за счет на-
правленности, но и проигрыш за счет бесполезных потерь в ре-
альной антенной системе.

Коэффициент усиления антенны численно равен произведе-
нию коэффициента полезного действия на коэффициент направ-
ленности действия:

где О—коэффициент усиления;

РА1 — необходимая мощность ненаправленной антенны, имею-
щей к. п. д., равный единице;

Рд, — необходимая мощность реальной антенны;

D—коэффициент направленности действия антенны;

т)А — коэффициент полезного действия антенны.
Рис. 132. Пространственная диа-
грамма направленности полуволно-
вого симметричного вибратора

Коэффициент усиления ан-
тенны — очень важный показа-
тель ее свойств. Используя на-
правленные свойства передаю-
щей антенны, можно уменьшить
мощность передатчика, питаю-
щего эту антенну; при приеме
же благодаря направленным
свойствам антенны уменьшают-
ся помехи.

Для симметричного полувол-
нового вибратора в свободном
пространстве коэффициент на-
правленности действия в на-

правлениях максимального из-
лучения невелик (D 1,6); к. п. д. такого вибратора обычно бли-
зок к единице. Поэтому и коэффициент усиления в направлении
/Максимума будет равен примерно 1,5—1,6. Ниже мы познако-
мимся с антеннами, коэффициент усиления которых значительно
больше.

Тот же симметричный вибратор при питании его волной, от-
личающейся от его собственной волны, существенно изменяет
свойства направленности. Так, например, для волны, длина ко-
торой равна длине вибратора (второй резонанс на рис. 123),
максимум излучения отнюдь не совпадает с плоскостью, перпен-
дикулярной оси. Наоборот, в этой плоскости, так же как и вдоль
оси, излучения нет из-за противофазности полей, создаваемых

двумя половинами вибратора
(двумя полуволнами) в плоскости
симметрии. Пространственная диа-
грамма направленности для этого
случая представлена на рис. 133.
Она имеет форму двух «воро-
нок»; максимумы излучения на-
правлены под углом к оси вибра-
тора. Разрез диаграммы продоль-
ной плоскостью дает плоскую фи-
гуру в виде четырех лепестков
равной интенсивности. Из этого
примера видно, что направлен-
ность действия антенны зависит
не только от ее конструкции, но и
от соотношения ее размеров с
длиной рабочей волны.

Следует подчеркнуть, что при-
веденные диаграммы направлен-
ности излучения получаются толь-
ко тогда, когда можно пренебречь

Рис. 133. Пространственная диа-
грамма * направленности симме-
тричного вибратора при длине
волны, равной длине вибратора
влиянием земной поверхности (например, для излучения ультра-
коротких волн при высоко поднятом вибраторе).

Заземленный вибратор. Настройка антенны. Противовесы

На ультракоротких и коротких волнах симметричный вибра-
тор применяется как антенна. Но с удлинением волны размеры
вибратора должны возрастать. Желая сохранить свойства, при-
сущие полуволновому вибратору в свободном пространстве, мы
должны его удалять от земли и применять для питания длинный
фидер. Поэтому для передвижных радиостанций, особенно для
носимых, симметричный вибратор неудобен конструктивно.

Вибратор

Рис. 134. Проводящая плоскость, не
нарушающая структуры поля сим-
метричного вибратора

3 ем л я

Зеркальное
изображение

Рис. 135. Заземленный
вибратор

Если между половинами симметричного вертикального виб-
ратора поместить идеально проводяющую плоскость, перпендику-
лярную его оси (рис. 134), структура поля вибратора не изме-
няется, потому что силовые линии электрического поля перпен-
дикулярны данной плоскости. Не нарушится работа верхней
половины вибратора и в том случае, если все нижнее полупро-
странство сделать проводящим, т. е. заменить нижнюю полови-
ну вибратора хорошо проводящей землей. Так от симметрично-
го вибратора мы переходим к несимметричному (заземленному)
вибратору, к которому питающий генератор подключен в осно-
вании (рис. 135). Структура электромагнитного поля заземлен-
ного вибратора будет такой, как если бы в земле существова-
ло его зеркальное изображение, заменившее вторую половину
симметричного вибратора. Сохранится также распределение за-
рядов и тока в половине вибратора.
Рис. 136. Распре-
деление тока в за-
земленном чет-
вертьволновом ви-
браторе

Необходимые сведения о длине собственной
волны заземленного вибратора, об его вход-
ном сопротивлении и о свойствах направленно-
сти легко получить, пользуясь теорией симме-
тричного вибратора. Так как длина заземлен-
ного вибратора составляет половину длины
эквивалентного ему симметричного вибратора,
то длина его собственной волны равна его уче-
тверенной длине:

Хо = 4/.

Следовательно, при питании вибратора ре-
зонансной частотой вдоль его длины (высоты)

расположится одна четверть стоячей волны тока (рис. 136). При
иных соотношениях питающей и собственной волн распределение
тока, естественно, изменяется.

Для примера приведем несколько частных случаев. Рис. 137, а
соответствует питанию током пониженной частоты (Х;>>Х0); здесь
характерно почти прямолинейное распределение амплитуд тока,
так как вдоль провода разместилась только малая начальная
часть синусоиды, для которой синус примерно равен своему
аргументу (малые углы). На рис. 137,6 приведен случай питания
током повышенной частоты при соотношении X = -у; здесь вдоль
провода размещается полуволна тока, что соответствует режиму
«резонанса токов» в линии. Наконец, на рис. 137, в приводится
случай питания током еще более высокой частоты с соотноше-
нием Х^-у, когда вдоль провода располагается полторы полу-
волны тока.

При питании заземленного вибратора током разной частоты
оказывается различным и его входное сопротивление, как реак-
тивное, так и активное. Реактивное сопротивление можно вы-
числить по аналогии с сопротивлением разомкнутой линии и
симметричного вибратора

*Bx = -pCtg(£z),

где р — волновое сопротивле-
ние, которое для заземленного
провода, имеющего в отличие
от симметричного увеличенную
погонную емкость по отноше-
нию к земле, составляет при-
мерно 300—600 ом,\

X — длина волны генерато-
ра;

Рис. 137. Питание вибратора на
волнах, отличающихся от собствен-
ной

б
f(M2U)

/(Мгц)

Рис. 138. Значения входных сопроти-
влений штыревой антенны высотой 7 м

I — Длина заземленного вибратора, которая вдвое меньше
длины соответствующего симметричного вибратора.

Активные входные сопротивления на собственной волне
(X = Хо = 4Z) и на волнах, у которых вдоль вибратора распола-
гается нечетное число четвертей (см. рис. 137, а и в), оказы-
ваются минимальными в соответствии с режимами резонанса
напряжений. На волнах, у которых вдоль вибратора распола-
гается четное число четвертей, активное входное сопротивление
достигает больших значений в соответствии с режимами резо-
нанса токов. Характер изменения сопротивлений и /?Вх
с изменением питающей волны для заземленного вибратора схо-
ден с характером изменения этих величин для симметричного
вибратора (см. рис. 123) при условии уменьшения вдвое цифр
по горизонтальным осям (считая -у- вместо Z).

Для переносных и пере-
возимых радиостанций, рабо-
тающих на несимметричный
вибратор, довольно типичен
случай, показанный на рис.
137, а, т. е. питание волной,
значительно превосходящей
собственную. В этом режиме
реактивное сопротивление но-
сит емкостный характер, а
активное сильно зависит от
конструкции и качества за-
земления.

На рис. 138 приведены
снятые экспериментально за-
висимости активного и реак-
тивного входных сопротивле-
ний от питающей частоты
для штыревой антенны вы-
сотой 7 м (длина соб-
ственной волны этой ан-
тейны Хо = 28 м, т. е.
/о ~ 10,7 Мгц).

Пример. Заземленный вибратор высотой I = 7 м имеет волновое сопро-
тивление р — 500 ом. Вычислить его реактивное входное сопротивление на
частотах / = 3, 5 и 7 Мгц, сопоставив результаты с опытными данными
рис. 138, и определить, какой величине емкости соответствует в эквивалент-
ных схемах реактивное сопротивление вибратора на этих частотах.

Решение.

Для частоты f = 5 Мгц (X — 60 м)

Хвх = — р ctg^-^~ —500 ~ ' 555 ом.
Рис. 139. Эквивалентная
схема штыря в качестве
нагрузки (к решению при-
мера)

Емкость, обладающая на той же частоте
данным сопротивлением, будет

1 |012

Сэ = = 555-6,28-5-10» ~ 58

Эквивалентная схема нагрузки генератора
на этой частоте показана на рис. 139. Для
остальных частот расчет предлагается выпол-
нить самостоятельно.

Мощность, отдаваемая генератором
в антенну при данном напряжении, ко-
торое поддерживается генератором на
зажимах антенна — земля, увеличи-

вается с уменьшением реактивного входного сопротивления.
С увеличением мощности, поступающей в антенну, возрастает
пропорционально и мощность излучения. Поэтому в основание

антенны включают индуктивности, конденсаторы или их сочета-
ния для настройки, т. е. для компенсации реактивного сопротив-
ления. В результате настройки сопротивление антенны становится
чисто активным. Те же элементы настройки могут служить и для

связи антенны с генератором.

На рис. 140 изображена схема вертикального заземленного
вибратора, работающего в диапазоне волн длиннее 4/. Для на-
стройки и связи с цепью генератора в основание вибратора
включены вариометр и катушка связи. Эти индуктивности на-
зываются удлинительными, так как благодаря им антенна на-
страивается на более длинные волны по сравнению с собствен-
ной.

Условие получения ре-
зонанса в антенной цепи
должно быть записано
так:

“(^в + ^св)=Р^(^4)’

где Лв и Лсв — индуктив-
ности вариометра и ка-
тушки связи (в гн); со —
частота генератора.

Именно при выполне-
нии этого равенства ем-
костное сопротивление
скомпенсируется индуктив-
ным сопротивлением эле-
ментов настройки, и э. д. с.
Ет, наводимая в катушке
связи LCB генератором,
окажется равной падению

Рис. 140. Настройка антенны на удлинен-
ные волны и эквивалентная схема
напряжения на активном сопротивлении антенны. При этом на
нем выделится мощность

р _____т

а~2Ла-

Пример. Вертикальный заземленный вибратор (штырь) имеет высоту 5 м
и обладает волновым сопротивлением 500 ом. При помощи вариометра этот
вибратор должен допускать настройку на волны в рабочем диапазоне 30—
40 м. Требуется вычислить предельные значения индуктивности настройки.

Решение.

Эквивалентное реактивное сопротивление вибратора носит емкостный ха-
рактер, так как рабочие волны длиннее собственной волны вибратора
(Хо = 4Z = 20 м). На волне 30 м реактивное сопротивление

= 500 ctg .5J = 500 ctg 60° = 289 ом.

— *ВХ1 = Р Ctg Г-^ /J

На волне 40 м реактивное сопротивление

— Хвхг = 500ctg = 500 ctg 45° = 500 ом.

Минимальная индуктивность настройки

. Хвх1 289-106

£мин ~ - 6,28-10’ - 4,6 Мкгн‘

Максимальная индуктивность

, *вх2 500-106

£макс “ ф2 ” 6,28- 0,75-10’ - 10,Ь МКгн'

При помощи конденсатора, включенного в основание зазем-
ленного вибратора, последний может быть настроен на волну
короче собственной. Однако включе-
ние одного лишь конденсатора приме-
няется сравнительно редко. Зато широ-
ко распространена комбинированная
система настройки при помощи после-

довательного или параллельного соеди-
нения катушек и конденсаторов. Ка-
тушка удлиняет волну, а конденсатор,
включенный последовательно, компен-
сирует часть индуктивного сопротивле-
ния катушки и тем самым позволяет
уменьшить достигнутое удлинение. На
рис. 141 приведена возможная прин-
ципиальная схема настройки вибра-
тора. Мы видим здесь последователь-
ное включение конденсатора, варио-
метра* и катушки связи с генерато-
ром.

Рис. 141. Комбинированная
настройка антенны

Пример. Вертикальный провод высотой

10 м настроен на рабочую частоту 4 Мгц по
схеме рис. 141. Емкость последовательно включенного конденсатора
С = 60 пф\ индуктивность катушки связи LCB = 4,55 мкгн. Определить индук-
тивность вариометра 1В, считая р = 500 ом.

Решение.

Длина собственной волны провода

Хо = 4Z = 40 м.

Длина рабочей волны

Х,»»=75ж.

Рабочая волна длиннее собственной, а потому реактивное входное со-
противление провода будет иметь емкостный характер и окажется по вели-
чине равным

— Лвх = р ctg zj = 500 ctg | 10 J = 500 ctg 48° = 500-0,9 = 450 ом.

Сопротивление катушки связи

<oLCB = 6,28-4-106-4,55-10""6 ~ 115 ом.

Сопротивление конденсатора

1 _ 1012

<оС ” 6,28-4-106.60

« 665 ом.

Необходимое сопротивление вариометра

Хвх Н-------тг — <*>£Св = 450 + 665 — 115 = 1000 ом.

со С

Индуктивность вариометра в положении резонанса

г 1000

1000-106

~ 6,28-4-106 ~ 40 мкгн'

В некоторых случаях оказывается целесообразным парал-
лельное подключение конденсатора к зажимам вибратор — зем-
ля (рис. 142). К этому включению прибегают тогда, когда вход-

ное активное сопротивление

Рис. 142. Параллельное подклю-
чение конденсатора и его экви-
валентная схема

вибратора велико (например, при
питании в той точке антенны,
где находится узел тока). На
катушке L резонансного конту-
ра LC будет развиваться напря-
жение Um, увеличенное в сравне-
нии с э. д. $., наводимой в этой
катушке генератором. В этих усло-
виях большому входному сопро-
тивлению антенны может быть от-
дана требуемая мощность

)

А” 2Яа
Рис. 143. Поле излучения несимметричного вибратора

Следует учитывать, что катушки и конденсаторы, включае-
мые в цепь антенны для настройки, вносят в нее также добавоч-
ное активное сопротивление, создающее дополнительные беспо-
лезные потери. Желательно, чтобы элементы настройки имели
высокую добротность.

На рис. 143 изображены (для наглядности — на разных ри-
сунках) электрическое и магнитное поля заземленного вибра-
тора над идеально проводящей землей при работе на собствен-

ной волне. Каждое поле
условно дано только в
одной плоскости: электри-
ческое — в вертикальной,
магнитное —в горизонталь-
ной. В действительности
электрическое поле имеет
ту же структуру в любой
вертикальной плоскости,
в которой лежит ось ви-
братора, а магнитное по-
ле — в любой горизонталь-
ной плоскости, пересекаю-
щей вибратор.

Рис.

^0
б

а — в

144. Диаграммы направленности за-
земленного вибратора:
горизонтальной плоскости: б~в вертикаль-
ной плоскости (при X ** Хо)

Для заземленного вибратора

при указанных условиях макси-

мум излучаемой энергии направляется вдоль поверхности зем-
ли; вдоль оси вибратора излучение отсутствует. При работе ви-
братора на собственной волне и более длинных волнах диаграм-
ма направленности в горизонтальной плоскости имеет вид окру-
жности, а в вертикальной — вид двух взаимно касательных
полуокружностей (рис. 144). Следовательно, пространственная
диаграмма изобразится фигурой, представленной на рис. 145.

Для приближенного рас-
чета величины сопротивления
излучения заземленного ви-
братора можно пользоваться
следующей формулой, спра-

Рис. 145. Пространственная диаграмма
направленности заземленного вибратора

Пооерхнос

земли

ведливой для работы
волнах, превосходящих
ственную:

Ъ = 1600 (А/.

на
соб-
Физический смысл этой формулы понятен из самого принци-
па излучения: чем ближе длина вибратора к длине волны, тем
больше мощность излучения (см. рис. 127). Сопротивление
излучения получится в омах, если действующая высота виб-
ратора Ад и длина излучаемой волны X выражены в одинаковых
мерах (например, в метрах).

Действующая высота (действующая длина) меньше длины I
(или, как принято говорить, геометрической высоты) вибратора.
Дело в том, что, устанавливая понятие о сопротивлении излуче-
ния, мы условились относить излучаемую мощность к квадрату
тока в его максимуме (в данном случае — в основании заземлен-
ного вибратора). Но это значение тока имеется лишь в одной
точке, а по остальной части вибратора проходит меньший ток
(см. рис. 137, а). Желая воспользоваться для вычисления мощно-
сти показаниями амперметра, включенного в основание вибратора,
мы должны мысленно заменить действительную антенну некото-
рой воображаемой антенной, вдоль которой ток распределен
равномерно, по величине равен току в основании, а площадь
воображаемой диаграммы тока равна площади действительной
диаграммы. Высота такой воображаемой антенны называется
действующей высотой истинной антенны. Для случая, когда ра-
бота происходит со значительным удлинением волны и ток вдоль
антенны распределяется практически по прямолинейному закону
(рис. 146), действующая высота будет высотою прямоугольника,
равновеликого треугольнику с тем же основанием; очевидно, здесь

Итак, действующей высотой антенны называется высота та-
кого прямоугольника, у которого основание равно максималь-
ному току, а площадь равна площади кривой действительного
распределения тока.

Пример. Высота штыря Z = 6 м; питается он от генератора переменного
тока с частотой f = 5 • 106 гц. Амперметр в основании штыря показывает ток
/макс — 0,5 а. Определить мощность излучения.

Решение.

Для решения примера найдем сначала сопротивление излучения

/ Л™ \2 / О 5.6 \ 2

Rz = 1600 -гМ = 1600 ( = 4 ом.

\ А / \ OU /

Затем определим искомую мощность

ps = = 0,5s-4 = 1 em.

Задача. Вертикальный штырь имеет высоту I = 7 м и волновое сопро-
тивление р — 400 ом. На частоте f — 6 Мгц его активное сопротивление (по
результатам измерений) составляет RA = 22 ом. Рассчитать для этой частоты
индуктивность настройки, сопротивление излучения R£ и к. п. д., учтя со-
противление потерь катушки при ее добротности Q= ПО.
Для антенн, обладающих направленным действием, дей-
ствующие высоты оказываются различными для разных направ-
лений излучения или приема, причем они связаны с коэффи-
циентом усиления антенны следующей простой зависимостью:

U~KRa ’

где Т?А — активное сопротивление антенны.

Коэффициент усиления характеризует свойства антенны бо-
лее полно, чем действующая высота и сопротивление излучения.

Возвратимся к вопросу о заземлении. Земля редко бывает
хорошим проводником; этому требованию в большей мере удо-
влетворяет морская вода. Для доброкачественного заземления

в стационарных радиостанциях применяют сетку проводников,

кмакс

Рис. 146. Опреде-
ление действую-
щей высоты

Рис. 147. Пути токов в зазем-
ленном вибраторе

зарываемых на небольшой глубине (до 40 см) в радиальных
направлениях (рис. 147). Ток вибратора замыкается далее через
емкость антенна — земля в виде токов смещения (емкостных
токов), показанных пунктиром. В земле эти токи снова превра-
щаются преимущественно в токи проводимости и по проводам
заземления возвращаются к генератору. На токи в земле расхо-
дуется бесполезно некоторая мощность, тем большая, чем боль-
ше сопротивление. Именно по этой причине стремятся умень-
шить путь токов в почве плохой проводимости, выполняя раз-
ветвленное или многократное заземление.

Потери в земле равноценны потерям в сопротивлении, вклю-
ченном в основание антенны и называемом сопротивлением за-
земления; оно имеет при плохом заземлении величину в не-
сколько десятков ом и уменьшает к. п. д. антенны.

Из-за поглощения энергии в земле искажается также и диа-
грамма направленности антенны, особенно под углами, близки-
ми к горизонту. Так, для реального заземленного вибратора при
работе на волне Х<^4/ диаграмма направленности в вертикаль-
ной плоскости может иметь вид, представленный на рис. 148
(в отличие от рис. 144, б).
При каменистом или плохо проводящем грунте устройство
заземлений невыгодно. Для подвижных же радиостанций при-
менять заземление невозможно из-за ограниченности времени
на его устройство и из-за разнохарактерности почв в различных
случайных пунктах расположения радиостанций. Во всех этих
случаях применяются противовесы.

Противовес — это система проводов, подвешиваемых под ан-
тенной на небольшой высоте над землей и изолированных от
земли. В простейших случаях изолированные провода (лучи)

противовеса могут укладывать-
ся на поверхности земли, а в
подвижных и переносных ра-
диостанциях роль противовеса
выполняет иногда металличе-
ский корпус радиостанции.

Рис. 149. Замена заземления про-
тивовесом

Рис. 148. Реальная диа-
грамма направленности виб-
ратора для К < 4/

Противовес, как и заземление, заменяет нижнюю половину
симметричного вибратора, сохраняя неизменным распределение
тока в верхней половине. Совершенный противовес должен пол-
ностью принимать на себя токи смещения вибратора, не пропу-
ская их в землю. Этому требованию удовлетворила бы метал-
лическая пластина высокой проводимости и больших размеров
(рис. 149), расположенная над поверхностью земли без сопри-
косновения с ней и присоединенная к антенне ниже генератора
(катушки связи). Такой противовес может уменьшить потери
в земле и сопротивление заземления. Но практически приме-
няются более дешевые противовесы, состоящие из проводников,
предназначенных для «перехвата» на себя линий электрического
поля антенны.

На рис. 150 показано перспективное изображение симметричного про-
тивовеса, состоящего из шести изолированных проводов (лучей), заканчи-
вающихся изоляторами, а в центре соединенных между собою и с вибрато-
ром. Провода противовеса участвуют в колебательном процессе антенны,
т. е. в них проходит ток высокой частоты, который в свою очередь может
наводить токи в земле и тем увеличивать сопротивление потерь. Это сопро-
тивление возрастает по мере приближения противовеса к земле. При
подъеме противовеса над землей на 1—2 м практически влияние земли уже
не ощущается, но действующая высота антенны, а с нею и сопротивление
излучения уменьшаются. Поэтому высота подвеса лучей противовеса обычно
выбирается в пределах 0,5—2 м над землей. Число лучей противовеса же-
лательно иметь 10—12 и более. Однако в подвижных радиостанциях часто
приходится применять противовесы с меньшим числом лучей. Противовес
своими изолированными концами крепится к кольям. Укладка противовеса
непосредственно на землю допускается лишь при необходимости быстрого
развертывания радиостанций.

Следует отметить, что противовес, выполненный несимметрично, изменяет
диаграмму направленности антенны, так как он, хотя и в небольшой степени,
участвует в излучении радиоволн. Хороший противовес должен вмещать чет-
верть волны, чтобы сохранить пучность тока у основания антенны.

Иногда лучи противовеса соединяют электрически поперечными прово-
дами, чтобы избежать неравномерной нагрузки отдельных лучей токами и
исключить нежелательные резонансные явления.

Рис. 150. Практическое устройство проти-
вовеса

Рис. 151. Корпус
радиостанции в ка-
честве противо-
веса

Если в качестве противовеса используется корпус радиостанции
(рис. 151), то большая часть тока смещения замыкается через землю и
днище корпуса. При этом требуется совершенный переходный контакт
между корпусом и землей, иначе сопротивление потерь в антенне может
увеличиться на несколько десятков ом. Выгоднее поэтому поднять станцию
и применить противовес.

В радиостанциях, установленных на автомобилях, при рабо-
те в движении в качестве противовесов используется шасси ав-
томобиля. Штырь крепится на проходном изоляторе, соединяясь
сквозь него гибким кабелем с зажимом радиостанции, второй за-
жим которой присоединяется к металлической массе автомобиля.

Корпус автомобиля на стоянке заземляется только для по-
стоянного тока (для стекания статических зарядов), т. е. через
дроссельную катушку.

5. РАСПРОСТРАНЕНИЕ РАДИОВОЛН

Деление волн на диапазоны по свойствам их распространения

В предыдущем параграфе мы ознакомились с излучением
радиоволн и простейшими излучателями. Мы убедились в том,
что выбором типа излучателя и соотношения его длины с дли-
ной волны можно получить необходимую направленность излу-
чения: либо преимущественно вдоль поверхности земли, либо
под тем или иным углом к горизонту, либо, наконец, в зенит.
Дальнейшая задача — изучить конкретные типы антенн и
научиться выбирать те из них, при которых легче установить
связь в заданных условиях. Для этого необходимо знать законы
распространения радиоволн и требования к напряженности поля
сигналов, приходящих к приемной радиостанции. Рассмотрим
эти вопросы.

Между передающей и принимающей конечными установками
линии радиосвязи находится промежуточная среда — атмосфера,
которую в общем случае можно считать диэлектриком. Радио-
волны распространяются в атмосфере со скоростью, близкой
к скорости распространения в безвоздушном пространстве
(3 • 105 км/сек).

Однако атмосфера по своим электрическим свойствам отли-
чается от безвоздушного пространства. Она может обладать ди-
электрической проницаемостью, различной для разных слоев.
Вследствие этого наблюдается преломление радиоволн, распро-
страняющихся в разных слоях с различными скоростями. В из-
вестных условиях атмосфера может также обладать проводи-
мостью, и при распространении радиоволн в ней будут происхо-
дить потери энергии, ослабляющие напряженность поля радиоволн.
Условия распространения радиоволн зависят и от свойств земной
поверхности — от ее диэлектрической проницаемости, проводимо-
сти и рельефа. Все эти факторы оказывают различное влияние
на распространение радиоволн разной длины.

В зависимости от условий распространения весь спектр радио-
волн разделяется на следующие диапазоны (OCT В КС 7768—34).

Наименование диапазона Границы диа- пазона, м Границы диапазона, Мгц Важнейшие области применения
Длинные и сверх- длинные волны . . Более 3000 Менее 0,1 Радиосвязь, радио-
Средние волны . . . 3000—200 0,1—1,5 навигация Радиосвязь, радио-
Промежуточные яолны1 200—50 1,5—6 вещание, радионави- гация Радиосвязь, радио-
Короткие волны . . 50—10 6—30 навигация Радиосвязь, радио-
Ультракороткие Менее 10 Более 30 вещание Радиосвязь, радио-
волны: метровые . . . дециметровые сантиметровые миллиметровые 10—1 1—0,1 0,1—0,01 0,01—0,001 30—300 300—3000 3000—30 000 30 000—300 000 вещание, телевиде- ние, радиолокация, радиорелейная связь, радионавигация

1 В последнее время диапазон промежуточных волн не выделяют, относя
одну его часть (до 100 м) к средним, а другую (100—50 м) к коротким
волнам.
Общие закономерности распространения радиоволн

Предположим, что поверхность земли плоская и отлично
проводящая, а воздух — идеальный диэлектрик (так называе-
мые идеализированные условия). В таком случае электромаг-
нитное поле полностью распространяется в диэлектрике, так как
земля оказывается экраном, препятствующим прохождению
поля в глубь почвы. Потерь энергии на нагрев среды нет. По
мере удаления волн от передатчика поле ослабевает только
вследствие рассеяния энергии.

Как известно, электромагнитная волна на любом расстоянии
от передатчика численно может быть оценена величиной напря-
женности своего электрического поля; измеряется она в микро-
вольтах на метр (лкв/ж). Зная напряженность поля в пункте
приема, можно подсчитать э. д. с., наводимую в приемной ан-
тенне, и определить, успешным ли будет прием. Э. д. с. опреде-
лится произведением напряженности поля на действующую вы-
соту приемной антенны.

Пример. Напряженность поля Eq — 30 мкв/м. Действующая высота
приемной антенны Лд — 3 м. Определить э. д.. с., наводимую в приемной
антенне.

Решение.

Е = Е0/гд = 30-3 = 90 мкв.

Для каждого типа приемника в технических требованиях
указывается его чувствительность, т. е. способность принимать
слабые сигналы. Количественно чувствительность выражается
величиной э. д. с. в антенне, необходимой для нормального
приема. Для приемника среднего качества чувствительность рав-
на 5—15 мкв.

В условиях идеальной радиопередачи напряженность поля
определяется только двумя величинами — мощностью излучения
и расстоянием. Если излучателем служит заземленный вибратор,
то при мощности излучения Ps и расстоянии г напряженность
поля в пункте приема на поверхности плоской «земли» будет
равна 1

9500
Е0[мКв/м] =------.

Самым замечательным является то, что при идеальной ра-
диопередаче условия распространения не зависят от длины вол-
ны. А мы уже знаем, что короткие волны легче излучить, чем
длинные (см. формулу сопротивления излучения /?х). Следо-
вательно, может показаться, что чем короче волны, тем успеш-

1 Смысл этой формулы будет понятен, если учесть, что объем полусферы
пропорционален квадрату радиуса, а энергия волн — квадрату напряженно-
сти поля.
нее будет радиосвязь. Но делать такое заключение пока еще
преждевременно.

Будем отходить от идеальных условий и вводить те поправки,
которые диктуются действительностью.

Так как природа радиоволн и световых волн одинакова (от-
личие лишь в длинах волн: световые волны короче самых ко-
ротких радиоволн), мы можем сформулировать общие положе-
ния о распространении радиоволн на основе законов распро-
странения света.

Первое положение: радиоволны в однородной среде распро-
страняются прямолинейно. Фронт волны, т. е. поверхность, на
которой напряженности электрического и магнитного полей на-
ходятся в одной фазе, имеет в однородной среде шарообразную
форму /(см. рис. 128, дне). Направления распространения вол-
ны совпадают с радиусами этой поверхности, а векторы Е и Н

Рис. 152. Участок фронта
плоской волны

Рис. 153. Отражение и преломление

в каждой точке касательны к ней. На достаточно большом рас-
стоянии от излучателя и в пределах небольшой площади, вме-
щающей возможные размеры приемной антенны, фронт волны
считают плоским, причем луч (вектор Умова — Пойнтинга) пер-
пендикулярен" к этой плоскости (рис. 152).

Второе положение: радиоволны, как и любые другие волны,
встречая на своем пути препятствие, могут заходить («заги-
баться») в область геометрической тени. Это явление назы-
вается дифракцией (загибанием). Дифракция проявляется осо-
бенно заметно, когда геометрические размеры препятствия соиз-
меримы с длиной волны; в этом случае препятствие играет роль
вибратора, принимающего и вновь излуйающего радиоволны.
Если же размеры препятствия во много раз превышают длину
волны, то с дифракцией можно вовсе не считаться.

Третье положение: при переходе из одной среды в другую,
в которой скорость распространения иная, радиоволны испыты-
вают отражение и преломление. При этом угол падения равен
углу отражения, а относительный показатель преломления ра-
146
вен отношению синуса угла падения к синусу утла преломления
(рис. 153):

л2

2»1 пх

Sin а

sin р ’

где п2Л— относительный показатель преломления;

пх и /г2—абсолютные показатели преломления для той и дру-
гой среды.

Четвертое положение: при наличии неровной отражающей
поверхности (причем размеры неровностей соизмеримы с дли-
ной волн) может происходить диффузное отражение (отраже-
ние с рассеянием), т. е. более или менее равномерное отражение
во все стороны (рис. 154).

Пятое положение: в неоднородных средах, показатель пре-
ломления которых от слоя к слою изменяется плавно, радиовол-

Рис. 154. Диффузное отражение

Рис. 155. Постепенное
преломление (рефракция)

ны распространяются по криволинейным траекториям (рис. 155—
показатель преломления уменьшается с высотой). Кривизна
траектории определяется степенью неоднородности среды: чем
резче от точки к точке меняются свойства среды, тем больше
кривизна траектории. Явление постепенного плавного преломле-
ния лучей получило название рефракции.

Шестое положение: если угол падения превосходит некото-
рое критическое значение 1 при переходе луча из среды,
оптически более плотной, в среду с меньшей оптической плотно-
стью (т. е. с большей скоростью распространения электромаг-
нитных волн), то луч вовсе не проникает во вторую среду, це-
ликом отражаясь от границы раздела. Это явление называется
полным внутренним отражением лучей.

Седьмое положение: при распространении радиоволн не
в идеальном диэлектрике, а в полупроводящей среде происходит
поглощение энергии на нагревание этой среды. При этом маг-
нитное поле в пространстве оказывается сдвинутым относитель-
но электрического на некоторый угол, зависящий от проводи-
мости а и диэлектрической проницаемости $ данной среды,
а амплитуды полей убывают по
мере движения волны (рис. 156;
ср. с рис. 5).

Электрические свойства земной
поверхности и атмосферы

Земля является почти шаро-

Рис. 156. Распространение радио- образным телом с радиусом
волн в полупроводящей среде приблизительно 6400 км. Длина
большого круга составляет, сле-
довательно, около 40 000 км. Пункты А и В (рис. 157), находя-
щиеся близко к поверхности Земли, будут при идеальной шаро-
образности закрыты друг от друга шаровым сегментом высо-
той h. Если h = 1 км, то длина хорды I составляет 131 км\ если
же h =10 км, то / = 412 км. Следовательно, между точками,

удаленными одна от другой на расстояния, весьма малые по
сравнению с размерами Земли, уже не может быть получена
связь при прямолинейном распространении радиоволн.

Рис. 157. Закрытие пунктов Ли В
друг от друга

Поверхность земного шара характеризуется большим разно-
образием находящихся на ней неровностей. Так, большая часть
(71%) земного шара покрыта водой, причем большие водоемы
редко бывают зеркально гладкими; в океане же высота волн
может достигать десятков метров. На поверхности суши встре-
чаются неровности высотой в сотни метров и более (горы, хол-
мы), в десятки метров (леса и городские сооружения) и зна-
чительные пространства с неровностями малой высоты (трава,
посевы).

О влиянии неровностей земной поверхности на процессы рас-
пространения радиоволн можно судить, только сопоставляя раз-
мер неровности с длиной волны. Для длинных волн (тысячи и
десятки тысяч метров) все виды земной поверхности, за исклю-
чением гор, можно считать гладкими. Для дециметровых и сан-
тиметровых волн даже небольшое волнение на поверхности во-
ды или трава являются заметными неровностями.

Далее, на процесс распространения радиоволн значительное
влияние оказывают электрические свойства почвы, в особенно-
сти вокруг пунктов расположения передающей и принимающей
установок. Если бы поверхностный слой был идеальным про-
водником, то он препятствовал бы проникновению радиоволн
в землю и потери в земле отсутствовали бы. Реальные разно-
148
видности почвы характеризуются следующими средними значе-
ниями проводимости о и диэлектрической проницаемости е.

Вид поверхности 1 а ом> м S
Морская вода 4 80
Влажная почва IO”2 10
Пресная вода 10—3 80
Сухая почва 10“3 4

Энергия радиоволн, распространяющихся вдоль земной по-
верхности, поглощается вследствие того, что в почве создаются
токи проводимости и токи смещения. Чем больше частота
волн, тем больше токи смещения по сравнению с токами прово-
димости. Поэтому, например, средневлажная почва для длин-
ных волн служит почти проводником, а для ультракоротких —
почти диэлектриком. Морская вода обладает преимущественно
свойствами проводника в широком диапазоне частот.

Рассмотрим кратко строение и электрические свойства атмо-
сферы, т. е. той среды, в которой в основном распространяются
радиоволны.

Общая высота (толщина) атмосферы составляет приблизи-
тельно 1000—2000 км. Слои атмосферы высотой примерно до
100—130 км по своему составу однородны. Это — воздух, в со-
ставе которого по объему имеется 78% азота и 21% кислорода.
Кроме того, в нижних слоях воздуха присутствуют водяные па-
ры, содержание которых резко колеблется с изменением метео-
рологических условий. Эти нижние слои до высоты 10—15 км
называются тропосферой.

Свойства и состояние тропосферы характеризуются в каж-
дом ее слое тремя величинами: давлением воздуха, температу-
рой и влажностью. Нормально все эти три показателя по мере
подъема от земли уменьшаются. С уменьшением давления умень-
шается и плотность воздуха, т. е. число молекул в кубическом
сантиметре.

Однако встречаются и такие области тропосферы, в которых
температура повышается с высотой. Это называется темпера-
турной инверсией и происходит в результате метеорологических
явлений. Точно так же наблюдаются случаи повышенной влаж-
ности в более высоких слоях тропосферы по сравнению со слоя-
ми, прилегающими к почве.

С изменением давления, влажности и температуры изменяет-
ся и показатель преломления слоев тропосферы. Нормально он
медленно уменьшается при подъеме, но при отклонении от нор-
мального режима может изменяться более резко. Это приводит
к искривлению луча (траектории) радиоволн.
Границей тропосферы считается та высота, на которой пре-
кращается падение температуры. Более высокие слои были на-
званы стратосферой. На границе тропосферы и стратосферы тем-
пература около —50° Ц. Выше температура возрастает, достигая
максимума +77° Ц на высоте около 60 км, затем вновь сни-
жается до —40° Ц и вновь возрастает приблизительно до
+600° Ц на высотах свыше 150 км Ч

Стратосфера имеет слоистый характер. На высоте около
100—130 км начинается слой кислорода О2, затем имеется слой
азота N2, еще выше — слой одноатомного кислорода О и, нако-
нец, слой одноатомного азота N. Разумеется, резких границ
слоев и вполне однородного состава внутри каждого слоя ожи-
дать нельзя.

На высотах начиная примерно от 60 км над землей газы
под действием ультрафиолетовых лучей солнечного спектра под-
вергаются ионизации: нейтральные молекулы и атомы кислоро-
да или азота расщепляются на положительно заряженные ионы
и свободные электроны. Это очень важно для распространения'
радиоволн, как будет показано далее.

Степень ионизации на разных высотах различна. Казалось
бы, что максимум ионизации, т. е. Наибольшее число свободных
электронов в единице объема, должен быть около верхней гра-
ницы атмосферы. Но там плотность газа столь мала, что число
электронов даже при расщеплении всех атомов будет относи-
тельно небольшим. У поверхности земли плотность газа наи-
большая, но сюда солнечные ультрафиолетовые лучи доходят
сквозь всю атмосферу, претерпевая в ней большое поглощение.
Значит, нужно ожидать максимум ионизации на некоторой про-
межуточной высоте.

В действительности обнаруживается не один, а несколько
максимумов ионизации, или, как принято говорить, несколько
слоев ионосферы. Это объясняется разнородностью состава га-
зов на разных высотах.

Днем под действием солнечных лучей в атмосфере обра-
зуются четыре максимума ионизации — слои D, Е, Fi и F2.
Очень редко выше F2 появляется еще один максимум, назы-
ваемый слоем G. Эти максимумы неодинаковы: наибольшая
ионизация, т. е. наибольшее число N свободных электронов
в единице объема, имеет верхний из этих слоев — слой F2; ниже
максимумы уменьшаются. Примерная картина распределения
ионизации в дневные часы показана на рис. 158, а, где по гори-
зонтали отложено число электронов N в ^единице объема, а по
вертикали — высота h.

Ночью ионизирующее’ излучение отсутствует. Но ионизация
исчезает не сразу после захода Солнца. Для восстановления
нейтральной молекулы или нейтрального атома необходимо

1 Представление о температуре в разреженном газе отличается от на-
шего обычного представления.
столкновение свободного электрона с ионом. При столкновении
они рекомбинируются, т. е. воссоединяются в нейтральную мо-

лекулу. Процесс рекомбинации — постепен-
ный, а не мгновенный, и степень уме^шения
ионизации зависит от свойств слоя.

Ночью полностью исчезают слои D и Fb
ионизация слоя Е значительно уменьшается,
а слой F2 сохраняет ионизацию с некоторым
ослаблением. Примерная картина распреде-
ления ионизации в ночные часы представле-
на на рис. 158, б.

Летом (в наших широтах) электронная
концентрация ионизированных слоев больше,
чем зимой (за исключением слоя F2). Кроме
того, степень ионизации зависит от уровня
солнечной активности (числа солнечных пя-
тен), которая имеет одиннадцатилетний пе-
риод. В полярных широтах наблюдаются
нерегулярные процессы .ионизации, связан-
ные с так называемыми «ионосферными воз-
мущениями».

Какое же отношение к распространению
радиоволн имеет ионизация верхних слоев
атмосферы?

Нам уже известно, что даже простейшие
антенны излучают радиоволны в различных
направлениях. Часть энергии, направляю-
щаяся вдоль поверхности земли, перено-
сится поверхностными волнами. Часть энер-
гии, направляющаяся под тем или иным

Рис. 158. Распределе-
ние ионизации:

а — в дневные часы;
б — в ночные часы

углом к поверхности земли, переносится п/ю-
странственными волнами, которые могут до-
ходить до ионизированных слоев атмосферы.
Прохождение радиоволн в ионизирован-

ном газе связано с потерей энергии. Потеря энергии объясняется
тем, что под действием электрического поля радиоволн находя-
щиеся в пространстве свободные электроны приобретают колеба-
тельное движение. Частота колебаний определяется частотой ра-
диоволн, а размах (амплитуда) — напряженностью поля волны и
ее частотой. При данной напряженности поля амплитуда обратно
пропорциональна частоте радиоволн. Столкновения материальных
частиц между собой в процессе колебаний вызывают переход
некоторой части электромагнитной энергии в тепловую. Таков ме-

ханизм расхода энергии радиоволн на нагревание ионизирован-
ного газа.

Коэффициент поглощения энергии радиоволн в ионизирован-
ном газе подчиняется следующей зависимости:

K=a№Np,
где а—множитель размерности;

X — длина проходящих волн;

N— концентрация электронов (число свободных электронов
в единице объема);

р—давление газа.

Следовательно, длинные волны испытывают большее погло-
щение, чем короткие, что связано с разницей в амплитудах ко-
лебаний электронов. В более низких ионизированных слоях по-
тери больше, чем в более высоких, так как повышенное давле-
ние свидетельствует о большей плотности газа, а следовательно,
и о большей вероятности столкновений частиц.

В ионизированном газе изменяется также и скорость движе-
ния фронта радиоволн по сравнению со скоростью в нейтраль-
ном газе. Вследствие этого при переходе из неионизированной
среды в ионизированную радиоволны испытывают преломление,
т. е. искривление траекторий. Физически процесс преломления
объясняется тем, что поле радиоволн взаимодействует с полем
колеблющихся электронов и результирующее поле изменяет на-
правление распространения.

Коэффициент преломления ионизированного газа по отноше-
нию к неионизированному зависит от концентрации электронов
в ионизированном слое и от длины волны

л2 =4?Ц- = И1 —,

1 sin р ’

где b—множитель размерности;

Af— концентрация электронов;

X—длина волны.

Следовательно, угол р больше угла а, т. е. траектория луча,
входящего в ионизированный слой, становится более пологой
(см. рис. 153 и 155). При этом искривление траектории тем
больше, чем больше концентрация электронов и чем длиннее
волна.

При некотором значении концентрации электронов W и неко-
торой (не слишком короткой) волне может наступить явление,
подобное полному внутреннему отражению: луч, вошедший
в ионосферу, возвратится на землю (рис. 159). Такое явление
обычно называют отражением радиоволн от ионизированного
слоя. Возвращение пространственных радиоволн на землю при
данных длине волны и степени ионизации тем вероятнее, чем
положе траектория луча (чем меньше угол возвышения 9
на рис. 159). Более длинные волны способны отражаться и при
крутом подъеме, более короткие — лишь при достаточно поло-
гом подъеме, а ультракороткие волны, как правило, проходят
сквозь ионосферу не отражаясь. При некотором же данном зна-
чении угла возвышения 0 длинные волны отражаются, не про-
никая глубоко в ионизированный слой, короткие волны отра-
Моносфера

Рис. 159. Влияние ионосферы на направление
радиоволн

жаются, совершив значительный путь в ионосфере, а ультрако-
роткие волны могут лишь испытать некоторые изломы траекто-
рии, проходящей сквозь ионизированный слой (рис. 160).

Для каждого значения угла возвышения 9 существует своя
критическая частота при данной электронной концентрации АЛ
Все волны, частоты которых выше критической, проходят сквозь
ионосферу, не возвращаясь на землю. Все волны, соответствую-
щие частотам ниже критической, возвращаются на землю. Кри-
тическая частота при вертикальном излучении волн зависит
только от электронной концентрации данного слоя, а потому
является как бы параметром слоя в данное время.

Для измерения значений критической частоты и высоты соот-
ветствующих слоев служат ионосферные станции. Станция со-
стоит из передатчика и приемника, расположенных совместно.
Передатчик посылает вертикально вверх короткий сигнал (ра-
диоимпульс), а приемник регистрирует момент посылки и мо-
мент приема этого импульса, отраженного от ионизированного
слоя. Скорость распространения радиоволн, умноженная на по-
ловину времени между посылкой и приемом импульса, дает зна-
чение средней высоты слоя. Если частоту излучаемых волн из-
менять, то можно найти границу между частотами, соответ-
ствующими отражающимся и неотражающимся волнам; это и
будет критическая частота слоя ионосферы.

Если установить некоторую определенную частоту передат-
чика и изменять постепенно угол возвышения 9 (рис. 161), то
для данной электронной концентрации ионизированного слоя
можно определить критическое значение угла возвышения. При

Длинные волны

Короткие волны Ультракороткие волны

Рис* 160. Прохождение волн разной длины в ионо-
сфере
Рис. 161. Отражения радиоволн
от ионосферы при различных
углах возвышения

углах больше критического Волны
данной частоты проходят сквозь
ионосферу, а при углах меньше
критического возвращаются на
землю. Пологие лучи возвра-
щаются на землю на больших
расстояниях от передатчика, чем
крутые.

При среднем значении солнеч-
ной активности даже в дневные
часы от ионосферы не отража-
ются волны короче 10 м, чем и
определена граница между ко-
роткими и ультракороткими вол-
нами.

В ионосфере, как и в тропосфере, газ не находится в состоя-
нии покоя, происходят вихревые (турбулентные) движения газа,
иногда с очень большими скоростями. Эти вихревые движения
газа способны создавать местные неоднородности электрических
свойств, например коэффициента преломления, оказывающие
влияние на распространение радиоволн.

Распространение длинных и средних волн

Длинные волны (30 000—3000 м) применяются для радиоте-
леграфных связей, для передачи метеосводок и иногда для ра-
дионавигации. Их частоты значительно меньше критических
.даже для нижних слоев ионосферы — D и Е, имеющих наи-
меньшую концентрацию электронов. Следовательно, при любом,
в том числе и близком к 90°, угле возвышения 9 длинные волны
отражаются от нижнего слоя ионосферы.

Ввиду того что почва средней влажности служит для длин-
ных волн почти проводником, волны, отраженные от ионосферы,
вновь отражаются от земной поверхности и распространяются
(рис. 162) между ионосферой и земной поверхностью, как в вол-
новоде с двумя сферическими стенками. Именно этим обстоя-
тельством (а не простым явлением дифракции) объясняется

возможность приема длинных волн при значительном расстоя-

нии между корреспондента-
ми, т. е. при значительной
выпуклости земного шара,
закрывающей корреспонден-
тов друг от друга.

Эта картина распростра-
нения остается справедливой
для любого сезона и не за-

висит от метеорологических рИСв Распространение длинных волн
условий, от фазы солнечной на большое расстояние
активности и от ионосферных возмущений. Суточные измене-
ния ионизации лишь незначительно влияют на распространение
длинных волн. Но при отражениях от ионосферы длинные волны
испытывают большое поглощение. Напряженность поля вслед-
ствие этого убывает гораздо резче, чем только за счет рассеяния.
Именно это вынуждает применять для дальних связей на
длинных волнах очень мощные передатчики и больших разме-
ров антенны, чтобы получить достаточные мощности излу-
чения. «Частотная вместимость» длинноволнового диапазона
(т. е. общее число килогерц в этом диапазоне) незначительна,
а потому разместить в нем без взаимных помех можно лишь
ограниченное число радиостанций.

Средние волны охватывают диапазон от 3000 до 200 м. Этот
диапазон пригоден для радиотелеграфной и радиотелефонной ра-
боты и широко используется в радиовещании.

При своем распространении средние волны значительно по-
глощаются как в ионосфере, так и в почве плохой и средней
проводимости. В ионосфере поглощение особенно сказывается
в дневные часы, так как для полного внутреннего отражения
средние волны должны пройти некоторый путь в слое Е, имею-
щем хотя невысокую концентрацию электронов, но зато значи-
тельное давление воздуха. Поэтому днем связь на средних вол-
нах осуществляется преимущественно поверхностными волнами.

Но поверхностные волны расходуют энергию на потери
в почве. Вследствие этого условия распространения их сильно
зависят от свойств почвы. Напряженность поля поверхностных
волн вычисляется по формуле идеальной радиопередачи, но с
поправочным множителем (коэффициентом поглощения), мень-
шим единицы и уменьшающимся с ухудшением проводимости
почвы

_ 9500 [вт] „

Е [мкв[м\ = EaS =-------------5,

где S — коэффициент поглощения (значения S берутся из спра-
вочных таблиц, причем S может быть порядка десятых, сотых
и даже тысячных долей в зависимости от длины волны и харак-
тера почвы).

Наилучшие условия распространения поверхностных волн
(наибольшее значение S) на средних волнах получается для
X — 3000 м над морем, а наихудшие — для X = 200 м над сухой
почвой. Если передатчик излучает мощность 1 кет, то в первом
случае будет; достижима дальность связи 1500 км, а во вто-
ром — только 100 км. Так обстоит дело с распространением сред-
них волн в дневные часы.

Ночью отражение средних волн от ионосферы происходит
с меньшими потерями, так как поглощение в слое Е уменьшится.
Следовательно, в ночные часы на средних волнах дальность
связи может значительно увеличиваться. Это явление хорошо
известно в практике радиовещательного приема. Однако потери
в ионосфере все же ограничивают дальность распространения
средних волн и ночью, так что существующие наиболее мощные
передатчики принимаются на расстояниях не больше 4000—
5000 км.

Таким образом, суточные изменения дальности свойственны
связям на средних волнах. Условия связи зимой несколько
лучше, чем летом; зимой уменьшается ионизация нижних слоев
и понижается уровень атмосферных помех, создаваемых грозо-
выми электрическими разрядами в тропосфере. В городских усло-
виях возможности радиоприема на средних волнах сильно зави-
сят от уровня промышленных помех, создаваемых прерывающи-
мися контактами разнообразных установок электрооборудования
(заводских, бытовых и транспортных). Борьба с этим видом по-
мех путем экранировки и блокировки их источников у нас прово-
дится в законодательном порядке.

Разумеется, прием на средних волнах подвержен помехам и
со стороны многочисленных передатчиков (в первую очередь
радиовещательных), частоты которых размещены довольно тесно
из-за ограниченной вместимости диапазона. Действительно, диа-
пазон средних волн содержит

1,5 — 0,1 = 1,4 Мгц.

При распределении радиотелефонных частот через 10 кгц
в нем разместится

= 140 фиксированных частот.

В ночные часы помехи от посторонних передатчиков вероят-
нее, чем в дневные, благодаря большей дальности распростра-
нения.

Но на средних волнах не обнаруживается практически влия-
ние изменений солнечной активности, а также ионосферных
возмущений в полярных широтах.

Распространение промежуточных и коротких волн

Промежуточные волны. Диапазон промежуточных волн
(200—50 м) выделяется по следующим соображениям: даль-
ность их распространения поверхностным^ волнами значительно
меньше, чем средних волн, даже при больших мощностях излу-
чения; в отличие же от коротких волн их частоты лежат в основ-
ном ниже критических для слоя F2, т. е. их возвращение '-из
ионосферы на земную поверхность возможно даже при углах
возвышения 9, близких к 90°. Разумеется, верхняя и нюйняя
границы диапазона промежуточных волн весьма условны и мо-
гут не соответствовать двум упомянутым признакам.
Применяется этот диапазон для связи поверхностной волной
на расстояниях в десятки километров и для связи пространствен-
ной волной на расстояниях, исчисляемых сотнями километров.

Возможности связи поверхностной волной характеризуются
графиками рис. 163. Здесь показана зависимость напряженности
поля от расстояния для разных частот промежуточного и сосед-
них участков смежных диапазонов при связи поверхностной вол-
ной над почвой средней влажности. Передатчик работает на за-
земленный вибратор и излучает мощность = 100 вт. Мы ви-
дим, что с повышением частоты условия связи поверхностной
волной ухудшаются.

Рис. 163. Напряженность поля поверхностных волн над почвой средней
влажности в диапазоне 1—12 Мгц

Если мощность излучения отличается от 100 вт, то для вы-
числения напряженности поля следует цифры рис. 163 умножить
на корень квадратный из отношения действительной мощности
излучения к мощности 100 вт:

F — F \/Р* [gwl
с—сюоК 100 •

Если местность между передатчиком и пунктом приема по-
крыта лесом, то напряженность поля в летние месяцы умень-
шается в два — три раза вследствие потери энергии в раститель-
ности; зимой условия связи в лесистой местности улучшаются,
приближаясь к данным рис. 163. Болотистая местность способ-
ствует повышению напряженности поля примерно в два раза.
При трассе связи, проходящей через холмистую местность и че-
рез сухой песчаный грунт, напряженность поля поверхностной
волны может уменьшиться резко, примерно в четыре — пять раз,
вследствие чего работа поверхностными волнами даже на десятки
километров окажется затруднительной.

Пример. Определить напряженность поля поверхностной волны' на ча-
стоте 5 Мгц на расстоянии 20 км над почвой средней влажности, если
передатчик излучает мощность 4 вт.

Решение.

Из графика имеем

£ioo ~ 70 мкв)м.

При мощности 4 вт

/ 4^
£ = 70 1/ - 14 мкв/м.

г 1UU

Эта напряженность достаточна для приема лишь при малом уровне
помех.

Задача. На волне X = 100 м передатчик должен создавать напряженность
электрического поля Е = 50 мкв!м на расстоянии 70 км.

Определить необходимую для этого мощность излучения.

Ответ.

« 2500 вт (2,5 кет).

Этот результат показывает ограниченные возможности связи поверхно-
стными волнами в промежуточном, а тем более в коротковолновом диапа-
зоне при значительном уровне помех.

Если передающая антенна обладает направленным действием
в сторону корреспондента и характеризуется коэффициентом
усиления G, то условия связи улучшаются. Зная мощность РА,
подводимую к антенне от передатчика, можно вычислить напря-
женность поля при помощи графиков рис. 163:

Е-В

100 •

Минимальные значения напряженности поля поверхностной
волны, необходимые для радиосвязи, зависят от вида сигналов,
уровня помех и типа приемной антенны. Уровень помех резко
изменяется в течение суток.

Можно ориентировочно указать, что при работе слуховым
телеграфом устойчивый прием на штыревуф антенну получается
зимой при. напряженности поля примерно 2 мкв/м, а летом —
4 мкв/м в дневные часы; ночью необходима напряженность поля
соответственно 10 и 20 мкв/м. Для устойчивой телефонной ра-
диосвязи и для буквопечатающего приема эти цифры должны
быть увеличены в два — три раза.

Как уже указывалось, для диапазона промежуточных волн
соответствующие частоты оказываются обычно ниже критических
158
частот слоя Е днем и слоя Fz ночью. Следовательно, промежу-
точные волны возвращаются из ионосферы на земную поверх-
ность при любом угле возвышения 0, даже при 0 = 90°. Поэтому,
применяя антенны, имеющие преимущественно зенитное излуче-
ние, можно осуществить связь пространственными волнами
в этом диапазоне на сотни километров (рис. 164). Однако сле-
дует учитывать поглощение энергии промежуточных волн в ионо-
сфере, а также то, что с увеличением дальности связи возрастает
объем, в котором распределяется излученная энергия (рассея-
ние энергии). Поэтому для связи пространственными волнами,
например, на тысячу километров необходима значительная мощ-
ность передатчика.

Для связи пространственными волнами на расстояния
50—500 км характерно крутое падение лучей, приходящих
в пункт приема. Вектор напряженности электрического поля,

Рис. 164. Связь с ионосферным
отражением на промежуточных
волнах

Рис. 165. Нормальная
схема распространения
коротких волн

перпендикулярный к направлению движения волн, оказывается
в этих условиях наклонным к земной поверхности, что нужно
учитывать при выборе типов приемных антенн. Более подробно
вопрос о связи пространственными волнами рассмотрен ниже.

Короткие волны (50—10 м) в основном используются для
экономичных дальних связей и дальнего радиовещания с исполь-
зованием пространственных волн и направленных антенн. Для
связи поверхностными волнами этот диапазон менее выгоден,
так как с укорочением волны возрастают потери в почве, а при
приеме повышается уровень помех от дальних посторонних пе-
редатчиков.

Для коротковолновой связи пространственными волнами
основным отражающим слоем нужно считать слой F2, а слой Е
преимущественно является поглощающим. Нормальная схема
распространения коротких волн показана на рис. 165. Из нее
видно, что короткие волны проходят сквозь слой Е без замет-
ного отклонения луча, а от слоя F2 полностью отражаются. Но
прохождение сквозь слой Е связано с поглощением энергии,
прямо пропорциональным электронной концентрации и квадрату
длины волны. Значит, при увеличении частоты радиоволн погло-
щение в слое Е резко уменьшается, т. е. более короткие волны
в этом отношении выгоднее.

Чтобы получить показанную на рис. 165 нормальную схему
распространения коротких волн, требуется выполнить два усло-
вия: во-первых, выбираемая частота должна быть меньше кри-
тической частоты слоя F2 при данном угле возвышения; во-вто-
рых, волна не должна испытывать значительного поглощения
в слое Е. Нарушение хотя бы одного из этих условий приводит
к отсутствию связи.

Действительно, если частота при данном угле 0 окажется
выше критической частоты слоя F2, то волны не будут возвра-
щаться на землю. Если же двукратное прохождение волн сквозь
слой Е сопряжено с большим поглощением, то луч, возвратив-
шийся на земную поверхность, создает недостаточную для
приема напряженность поля (рис. 166).

Этим объясняется то, что для дальних связей днем приме-
няются более короткие волны (10—25 ж), а ночью — более
длинные (35—50 м и более). Дело в том, что днем ионизация
слоя F2 велика и при данном угле возвышения от слоя F2 отра-
жаются более короткие волны, которые не испытывают чрезмер-
ного поглощения в слое Е благодаря высокой частоте.

Если на дневных волнах продолжать передачу и ночью, то
уменьшающаяся ионизация слоя F2 приведет к тому, что вы-
бранная частота окажется выше критической и волны будут ухо-
дить за пределы земной атмосферы. Ночью следует выбирать бо-
лее длинные волны (ночные), частоты которых ниже критических
для слоя F2 с уменьшившейся ионизацией. Ионизация слоя Е в
ночные часы столь существенно уменьшается, что поглощение
на ночных волнах не препятствует связи.

Но сохранять ночную волну для работы после восхода
Солнца нецелесообразно, так как возросшая ионизация слоя Е
резко уменьшит напряженность поля в пункте приема. Днем не-
обходимо переходить к работе на более коротких волнах.

Связь с помощью одного и нескольких отражений. Для ко-
ротковолновой связи на большие расстояния следует применять
антенны, обладающие направленным излучением и приемом. На-
правление максимального излучения должно быть ориентировано
в сторону корреспондента (по дуге большого круга Земли), а
угол возвышения 0 следует выбрать таким, чтобы после отраже-
ния от слоя F (на высоте примерно 300 км) волны приходили
в пункт приема. Разумеется, даже при узко направленном излу-
чении пути лучей расходятся и возвращаются на землю, падая
на большую площадь.

Но если установить самый малый угол возвышения, сделав
излучение пологим, почти касательным к поверхности земли, то
отраженный луч попадет в район, удаленный от пункта излуче-
ния примерно на 4000 км. Это — наибольшая дальность связи
при одном отражении от ионосферы (или, как иногда говоря!,
дальность «одного скачка»). Условия, определяющие выбор
длины волны, диктуются в этом случае степенью ионизации
слоев F и Е вблизи от точки отражения (день или ночь в этой
точке).

Если требуются большие дальности связи, то можно восполь-
зоваться отражением волн от земли и последующим вторичным
отражением от ионосферы (дальность «двух скачков»). На
рис. 167 изображен случай связи при двукратном отражении от
ионосферы. Учитывая потери в земле и в ионосфере и рассеяние
лучей при многократных отражениях, необходимо для таких
дальних связей применять передатчики большой мощности.

Оепбрннп огложняртея пыбоп пли-

Рис. 166. Распространение ко-
ротких волн при значительном
поглощении в слое Е

Рис. 167. Связь при двукратном отра-
жении от ионосферы

ориентирована в направлении географической параллели (за-
пад — восток) .* В то время как в восточной точке отражения на-
ступил день, западная точка отражения может находиться еще
в области ночи. Рекомендуется в этом случае выбирать волну по
состоянию ионизации в неосвещенной области, но самую корот-
кую из тех волн, которые могут отразиться в этой области.

Зоны молчания. Если приемник постепенно удалять от пере-
датчика, то следует ожидать последовательного уменьшения слы-
шимости сигналов. Именно так и происходит при приеме длин-
ных волн. Но на коротких волнах (а также иногда на средних
и промежуточных) при удалении приемника часто наблюдается
сначала уменьшение слышимости вплоть до полного ее прекра-
щения, а затем при большем удалении слышимость вновь восста-
навливается и наблюдается нормальный прием сигналов. Следо-
вательно, между двумя зонами слышимости существует зона
молчания.

Для передатчика, антенна которого имеет равномерное излу-
чение в горизонтальной плоскости, это явление представлено
в плане на рис. 168: зона молчания имеет вид кругового пояса,
разделяющего зоны слышимости. Границы этого пояса опреде-
ляются минимальной напряженностью поля, еще обеспечиваю-
щей прием.
Зона
Поверхностных
волн

Зона пространствен
ных волн

Рис. 168. Зоны действия радиостанции
(вид в плане)

Ширина зоны молча-
ния непостоянна; она зави-
сит от длины волны, мощ-
ности передатчика, типа
антенны, состояния ионо-
сферы, свойств почвы и
уровня помех. Например,
при передатчике средней
мощности в дневные часы
внешний радиус зоны мол-
чания (р на рис. 168) ока-
зывался около 1000 км на
волне 20 м и только около
200 км на волне 40 м. Бы-

вают (особенно на промежуточных волнах) и такие случаи, когда
при удалении приемника сигнал прослушивается непрерывно, но
со значительным ослаблением и замираниями в средней зоне.

Чтобы пояснить причины возникновения зоны молчания, сле-
дует вспомнить пути распространения коротких волн. Поверхно-
стные волны (рис. 169) распространяются с большими потерями
в почве, и дальностью их действия определяется внутренний ра-
диус зоны молчания. Внешний же радиус устанавливается воз-
вращением пространственных волн к земной поверхности. Воз-
можность возвращения пространственных лучей от ионосферы
к земной поверхности зависит от угла возвышения 9, электрон-
ной концентрации отражающего слоя и длины волны. Если
угол 9 мал (луч направлен полото), то возвращение его более
вероятно; если же угол 9 велик (луч направлен круто), то более
вероятно его прохождение сквозь ионосферу.

В диапазоне коротких волн для каждой частоты и для* дан-
ной концентрации электронов можно указать критическое значе-
ние вмакс, при котором луч возвращается. Так, для волны 50 м
угол 9макс имеет значение примерно
лучение), а для волны 20 м —
около 10° (почти горизонталь-
ное излучение).

Когда передающая антенна
ИзлуИает под разными углами
(см. рис.-169), то к земной по-
верхности могут возвратиться
только более пологие лучи, точки
возвращения которых лежат
вне пределов зоны поверхностных
волн. Лучи, уходящие под
большими углами 9, не возвра-
щаются.

Таким образом, зона молча-
ния представляет собой кольце-

почти вертикальное из-

Ионосфера

Пойерхностмые болщ»

Рис. 169. Происхождение зоны
молчания
вую площадь, лежащую между зонами поверхностных и про-
странственных волн, если эти зоны не перекрывают друг друга.
Зона молчания может изменять свой внешний радиус в зависи-
мости от освещенности солнечными лучами области отражения
пространственных волн в ионосфере, а также в зависимости от
фазы солнечной активности.

Повышение уровня помех расширяет зону молчания (точнее
сказать, зону, в которой ослабленный сигнал подавляется по-
мехами) .

Ионосферные возмущения и их влияние на коротковолновую
связь. Слой ионосферы, от которого преимущественно отра-

жаются короткие волны, может претерпевать возмущения, т. е.
резкие изменения степени ионизации, обычно в течение несколь-
ких часов. Этот слой изменяет свои отражающие и поглощаю-
щие свойства, ухудшая прохождение пространственных волн, а

иногда и полностью нарушая коротковолновую связь. В наи-
большей степени возмущениям подвергается полярная область,
так как к магнитному полюсу Земли
устремляются потоки заряженных
частиц от Солнца. Эти потоки ча-
стиц являются причиной изменения
степени ионизации и даже причиной
возникновения или полного разру-
шения ионизированных слоев на не-
сколько часов и даже суток, а также

причиной полярных СИЯНИЙ И ано- Рис* ПО. Применение ретранс-
малий магнитного поля Земли (маг-
нитные бури).

Для того чтобы ионосферные возмущения в полярных обла-

стях не нарушали радиосвязь, применяют передатчики повышен-
ной мощности, приемники повышенной помехоустойчивости и
антенны высокой направленности. Еще более радикальной ме-
рой повышения устойчивости связи может быть переход на длин-
ные и средние волны, распространение которых зависит от со-
стояния ионосферы. Наконец, можно использовать обходные
линии коротковолновой связи с применением ретрансляций.
Если, например, прямая связь между пунктами А и В (рис. 170)
нарушается ионосферным возмущением, то можно воспользо-
ваться радиоустановкой в пункте С, расположенном ближе
к экватору. Из пункта А сигналы принимаются в пункте С и
отсюда ретранслируются (иногда автоматически) в пункт В.
Таким же способом передаются сигналы и в обратном направ-
лении, обходя район ионосферного возмущения. О возможностях
полярной связи на ультракоротких волнах будет сказано ниже.

Очень важно было бы располагать прогнозом (предвидением)
ионосферных возмущений, чтобы своевременно перейти на длин-
ные волны или прибегнуть к ретрансляции. Методы прогноза
могут быть основаны на том, что наиболее сильные ионосферные
возмущения связаны с фазами вращения Солнца вокруг своей
оси (период равен 27 суткам) и с появлением активных обра-
зований в солнечном диске.

Причиной ионосферных возмущений в любых широтах могут
быть также метеоры, движение которых оставляет следы в виде
ионизации воздуха, дающей местное отражение и поглощение
радиоволн.

Замирания. Радиоприем на коротких волнах в зоне простран-
ственных лучей характеризуется непрерывными и беспорядоч-
ными изменениями слышимости. Слышимость возрастает и па-
дает (замирает). Замирание слышимости может длиться не-
сколько секунд (и даже десятки секунд); оно вызывает пропада-
ние телеграфных знаков и ухудшает телефонную передачу. За-
мирания могут наблюдаться также и на промежуточных, а
ночью — даже на средних волнах.

Замирания свидетельствуют о том, что приемная антенна
подвергается одновременному воздействию пространственных
волн (в зоне чисто поверхностных волн замирания не наблю-
даются), доходящих до нее разными путями. Сущность явления
заключается во взаимодействии (интерференции) волн одинако-
вой частоты, но с разными фазами.

Фаза волны, приходящей в пункт приема от данной пере-
дающей станции, зависит от длины пройденного пути. Лучи
с разными углами возвышения могут попадать в пункт приема
с разными фазами. Так, например, на рис. 171 показаны лучи,
один из которых имел однократное, а другой — двукратное от-
ражение от ионосферы. Возможен и такой случай, когда на при-
емную антенну одновременно воздействуют пространственные и
поверхностные волны (особенно на промежуточных волнах).

Электродвижущие силы, наводимые в приемной 'антенне вол-
нами, пришедшими к ней разными путями, оказываются в раз-
ных фазах, причем фазовые соотношения изменяются во вре-
мени, так как под влиянием процессов в ионосфере (ионизация
и рекомбинация) изменяется длина путей радиоволн. В те про-
межутки времени, когда фазы, например, двух э. д. с. совпа-
дают, в результате сложения их мгновенных значений полу-
чается э. д. с. с суммарной амплитудой; слышимость в это время
максимальна. В те промежутки времени, когда фазы двухэ. д. с.
противоположны, мгновенные значения их вычитаются одно из
другого и результирующая э. д. с. имеет разностную амплитуду;
в это время наблюдается замирание слышимости.

Замирания происходят и в диапазоне средних волн. Но здесь
они выражены слабо хотя бы по той причине, что возможные
изменения длины путей радиоволн (изменения, исчисляемые
обычно единицами метров) намного меньше длины волны (сотни
и тысячи метров) и фазы э. д. с. меняются незначительно.

Для борьбы с замираниями на коротких волнах в приемни-
ках используется автоматическая регулировка усиления: усиле-
164
ние возрастает автоматически по мере уменьшения амплитуды
результирующей э. д. с. в антенне, и уровень слышимости со-
храняется более постоянным. В радиотелеграфных приемниках
используется ограничение на уровне некоторого малого значе-
ния э. д. с. сигнала, чтобы возрастание э. д. с. не изменяло на-
пряжения на выходе приемника.

Более серьезной мерой борьбы с замираниями является
прием одного корреспондента на два или три приемника с раз-
несенными на несколько длин волн антеннами и со сложением
сигналов на одной общей выходной нагрузке. Благодаря разносу
антенн моменты замираний сигналов в отдельных приемниках
обычно не совпадают, а потому повышается постоянство слы-
шимости.

Рис. 171. Различные пути волн,
приходящих в пункт приема

Рис. 172. Один из случаев
кругосветного радиоэха

На коротких волнах наблюдается иногда так называемое радиоэхо. Оно
состоит в повторении принятого сигнала через промежуток времени в деся-
тые, сотые или тысячные доли секунды. Причина этого явления — также воз-
действие на приемное устройство сигналов, доходящих от передатчика раз-
ными путями, но с большой разницей в длинах путей. Так, например, кру-
госветное радиоэхо создается повторным воздействием на приемник сигнала,
который путем многократного отражения обходит вокруг Земли в направ-
лении, обратном основному (ближайшему) направлению (рис. 172).

Радиоэхо искажает телеграфный, фототелеграфный и телефонный
прием, хотя обычно эхосигналы имеют значительно меньшую напряжен-
ность поля по сравнению с прямыми сигналами. Направленные антенны
ослабляют действие обратного кругосветного эхосигнала. Ограничители
В схемах приемников исключают действие слабых телеграфных эхосигналов.

Суточные изменения количества помех. Качество и дальность
радиоприема на коротких волнах, так же как на промежуточных
и средних, сильно зависит от радиопомех. Главным источником
помех на коротких и промежуточных волнах являются сигналы
посторонних передатчиков. Количество передатчиков, слышимых
при разных настройках приемника, т. е. вероятность помехи на
той или другой волне, возрастает в ночные часы, когда потери
энергии дальних станций в нижних слоях ионосферы значи-
тельно уменьшаются. Из-за роста помех ночью уменьшается
дальность действия радиостанций поверхностной волной, а при
связи пространственной волной сокращается область успешного

приема.

Чтобы прием радиотелеграфных сигналов был возможным,

требуется превышение э. д. с.

Рис. 173. Критические частоты
ионосферы и рабочие частоты
для связи на расстояниях до 300км
зимой па широте 55°

сигнала по отношению к э. д. с.
помехи приблизительно в полтора
раза, а для приема радиотелефон-
ных передач требуется превыше-
ние в три раза и более. Таких со-
отношений легче достигнуть при
более мощных передатчиках и
больших коэффициентах усиления
антенн. Но следует учитывать,
что повышение мощности пере-
датчика связано с увеличением
его веса, габаритов, стоимости и
усложнением обслуживания, а
применение направленных антенн
возможно лишь при связи с одним
определенным корреспондентом,
пункт расположения которого из-
вестен.

Важнейшее значение для прие-
ма в условиях помех имеет изби-
рательность приемника, т. е. воз-
можность выделения в нем сигна-

ла и подавления помех.

Выбор волн для связи пространственным лучом. При выборе
волн для связи пространственным лучом (в диапазонах корот-
ких и промежуточных волн) весьма важную роль играет поня-
тие о критической частоте, так как именно критической частотой
определяется возможность использования для связи той или
иной волны. Напомним, что критической частотой слоя ионо-
сферы называется наивысшая частота, которую еще способен
отражать от себя слой при вертикальном излучении радиоволн
антенной.

Критические частоты измеряются, как указано выше, ионо-
сферными станциями. Результаты измерений представляются
ионосферными характеристиками, т. е. графиками, изображаю-
щими зависимость критических частот от времени суток (месяца,
года, одиннадцатилетнего периода солнечной активности). Поль-
зуясь этими графиками, можно определить частоты, наиболее
выгодные для связи отраженными волнами.

Пример результатов ионосферных измерений дан на рис. 173
для зимнего дня на широте 55°. Критическая частота /Е слоя Е
оказывается не выше 2,5 Мгц и то лишь в дневные часы; следо-
вательно, коротких и значительной части промежуточных волн
слой Е не отражает при вертикальном падении на него луча.
Критическая частота /F слоя F изменяется резко при восходе и
заходе Солнца. Днем она равна примерно 7,5 Мгц, а ночью
падает до 2—2,5 Мгц.

Данная ионосферная характеристика справедлива только для
той широты, где она снималась. На более низких широтах
(ближе к экватору) солнечные лучи воздействуют более активно
и потому критические частоты оказываются более высокими
(особенно для слоя F). Точно так же в годы одиннадцатилет-
него периода, характеризующиеся повышенной солнечной активно-
стью, критические частоты повышаются1.

Как же пользоваться ионосферными характеристиками?

Если связь осуществляется на расстояния не более 500—
600 км, то угол возвышения 0 не очень отличается от 90°.
В этом случае (при условии применения антенны зенитного из-
лучения) можно непосредственно по ионосферной характери-
стике установить предельную частоту отражения (пчо), равную
критической частоте слоя. Оптимальную рабочую частоту (орч)
на основании многочисленных результатов исследований реко-
мендуется выбирать из условия

(0,85-0,9)/0,

т. е. на 10—15% ниже предельной частоты отражения Но не
всегда оптимальная частота окажется приемлемой, если учесть
взаимные помехи радиостанций. Могут потребоваться отступле-
ния от оптимального значения рабочей частоты. Повышение ее
ограничивается предельной частотой отражения, которая уже
не дает уверенной связи при случайных изменениях степени иони-
зации. Понижение же частоты ограничивается тем, что при этом
возрастает поглощение в отражающем слое и слоях, лежащих
ниже. Наименьшая частота, допустимая при данных условиях
связи, называется предельной частотой поглощения (пчп). Пре-
дельная частота отражения не зависит от излучаемой мощности
передатчика, а предельная частота поглощения зависит, так как
при большей мощности допустимы соответственно большие по-
тери на трассе с сохранением заданной напряженности поля в
пункте приема. Для более мощных передатчиков можно выбрать
частоту более низкую.

Итак, рабочую частоту нужно выбирать между предельными
частотами отражения и поглощения (с учетом мощности).

На рис. 173 заштрихованными прямоугольниками отмечены рекомен-
дуемые участки рабочих частот для связи на расстояния до нескольких со-
тен километров в разные часы суток применительно к данной характери-
стике. Ночью следует выбирать частоты около 1,7 Мгц, днем — около
6,8 Мгц или 1,9 Мгц. В часы восхода и захода Солнца может потребо-
ваться выбор переходных диапазонов около 3 Мгц. Если же нет возмож-
ности многократной смены частот, то с известным риском можно допустить
в этом примерном случае выбор круглосуточных частот около 1,8 Мгц.
Практически для устойчивой связи на расстояния до 500—
600 км на промежуточных и коротких волнах на радиостанции
должна применяться антенна, обладающая большим коэффи-
циентом усиления в направлениях, близких к зениту (такие ан-
тенны описаны ниже). Рабочие частоты можно выбирать исходя
из следующих значений критических частот, приближенно спра-
ведливых для средних широт.

Зима, дневные часы:

— в годы максимума солнечной активности

/о =14 Мгц-,

— в годы минимума солнечной активности

/0 = 8 Мгц.

Зима, ночные часы — независимо от периода солнечной ак-
тивности

fo = 2 Мгц.

Лето, дневные часы:

— в годы максимума солнечной активности

fo = 7 Мгц\

— в годы минимума солнечной активности

f о = 6 Мгц.

Лето, ночные часы — независимо от периода солнечной ак-
тивности

fo = 4 Мгц.

Следовательно, для круглосуточной связи на заданные рас-
стояния оптимальные рабочие частоты выбираются в диапазоне
примерно 1,5—10 Мгц. Заметим, что максимум солнечной
активности наступил в 1957 г. Для более точного выбора рабо-
чих частот следует пользоваться материалами ионосферных ис-
следований.

Для связей на большие расстояния (600 км и более) выбор
рабочих частот по ионосферным характеристикам несколько
осложняется. В таких случаях угол возвышения должен заметно
отличаться от 90°; при этом предельная частота отражения мо-
жет быть вычислена из соотношения

J ° sin 6 1

где fo — критическая частота отражающего слоя.

Рабочая частота должна быть несколько ниже (на 0,25—
0,5 Мгц) предельной частоты отражения.
Чтобы упростить выбор рабочих частот на конкретных трас-
сах, по материалам ионосферных измерений составляются таб-

лицы или графики суточ-
ного хода пчо и пчп для
этих трасс. Пример подоб-
ного графика дан на рис
174. Здесь верхняя грани-
ца заштрихованной обла-
сти устанавливается зна-
чениями пчо в разные ча-
сы суток, а нижняя гра-
ница — значениями пчп,

соответствующими опреде-
ленной напряженности по-
ля Ео в пункте приема при

О 3 В 9 12 15 18 21 2Ь
Часы суток

мощности ненаправленно-
го излучения передатчика
в 1 кет. Если для передат-

с. 174. Суточный ход пчо и пчп (пример-
й характер графика для выбора рабо-
чих частот на трассе)

чика известна мощность

в антенне РА и коэффициент усиления антенны G,
тельная напряженность поля в пункте приема на
частоте поглощения окажется равной

то действи-
предельной

Е = EqVРа [кет] G .

Учитывая периодичность изменения состояния ионосферы,
можно установить ход пчо и пчп заранее. Эти данные назы-
ваются ионосферными прогнозами. Они могут составляться на
месяц, год и на большие промежутки времени. Разумеется, не-
регулярные изменения структуры ионосферы могут нарушать
связь, даже если рабочие частоты выбраны правильно (приме-
нительно к невозмущенному состоянию ионосферы). Но ионосфер-
ные возмущения, часто наблюдаемые в высоких широтах, менее
характерны для средних широт.

Распространение ультракоротких волн

Ультракороткие (метровые, дециметровые, сантиметровые и
миллиметровые) волны имеют несколько общих свойств, харак-
теризующих распространение этих волн.

Первое из этих свойств — отсутствие отражений от ионо-
сферы. Ионосфера, за отдельными исключениями, не оказывает
влияния на распространение ультракоротких волн; она про-
зрачна для них, так как их коэффициент преломления близок
к единице. Отдельные исключения из этого правила будут ука-
заны ниже.

Вторым общим свойством нужно считать значительное по-
глощение энергии поверхностных волн в почве, вследствие чего
выгодна связь при подъеме антенн над земной поверхностью.
Третье общее свойство заключается в том, что на распростра-
нение ультракоротких волн оказывает влияние тропосфера (рас-
пределение в ней температуры, влажности, ее неоднородности,
а на наиболее, коротких волнах — и осадки).

Но отдельные участки ультракоротковолнового диапазона
имеют и свои особенности, определяющие в значительной сте-
пени их практическое применение.

Метровые волны (10—1 м) широко применяются для связи,
радиолокации, радионавигации, радиовещания и телевидения.

Следует указать, что граница между короткими и метровыми
волнами установлена по среднему уровню солнечной активности.

Можно считать, что при невысокой солнечной активности
весь диапазон метровых волн свободен от дальних помех. Атмо-
сферные помехи тоже мало ощутимы на метровых и более ко-
ротких волнах. Частотная вместимость этого диапазона значи-
тельна (30—300 Мгц), благодаря чему довольно большое чиёло
радиостанций может работать без взаимных помех. Этими свой-
ствами создаются благоприятные условия приема и возможность
применения весьма чувствительных приемников. Несмотря на
значительное затухание метровых волн при распространении
вдоль земной поверхности, радиостанции метровых волн нахо-
дят широкое применение для наземной связи на расстояния
в несколько десятков километров (в зависимости от мощности
передатчика и типов антенн). Антенны, в том числе и антенны
направленного действия, для метровых волн имеют сравнительно
небольшие размеры и достаточно высокий коэффициент полез-
ного действия, что особенно выгодно для портативной аппара-
туры.

Дальность связи при помощи радиостанций метровых волн
вдоль земной поверхности сильно зависит от свойств почвы на
трассе и особенно в районах расположения радиостанций кор-
респондентов («взлетная» и «посадочная» площадки для ра-
диоволн). Неблагоприятно расположение радиостанций на су-
хом песке и на ледяном покрове, которые имеют малую прово-
димость о. Выгодно расположение над морской поверхностью и
на влажной почве. Если требуется связь через замерзшее прес-
новодное озеро, то радиостанции следует устанавливать не на
льду, а на берегах, хотя бы расстояние при этом и увеличилось.

Неровности земной поверхности, в том числе и растительный
покров, вызывают дополнительное затухание метровых волн.
При связи в лесу радиостанции выгоднее размещать на лесных
полянах, чем в гуще деревьев. Если радиостанции должны нахо-
диться в складках местности (рис. 175), то лучше помещать их
на обратных скатах по отношению к направлению связи. Если
корреспонденты разделены пологой возвышенностью, рекомен-
дуется удалять радиостанции от ее подножья. Клиновидная
вершина крутой возвышенности может благоприятствовать связи
на УКВ, преломляя в сторону земной поверхности падающие
170
Рис. 175. Выгодное расположение радио- Рис. 176. Связь через клино-
станций при работе из оврагов видную вершину

волны (рис. 176): в этом случае основной луч проходит высоко
над землей без поглощения.

В горных условиях выгодно размещать радиостанции на гос-
подствующих вершинах или на склонах, обращенных в сторону
трассы. «Геометрическая видимость» между радиостанциями
повышает дальность их действия до 100 км и выше, так как
уменьшается влияние почвы. Однако значительный «просвет»
между линией геометрической видимости и земной (или мор-
ской) поверхностью (рис. 177) искажает структуру электромаг-
нитного поля в пункте приема. Дело в том, что некоторая часть
энергии от приподнятой передающей антенны доходит до пункта
приема прямолинейно, но часть энергии направляется ниже ли-
нии геометрической видимости; лучи, падающее на земную по-
верхность, отражаются от нее и могут попасть в пункт приема.
На приемную антенну будет воздействовать результирующее-
поле интерференционного характера. Если разница в длине пу-
тей прямых и отраженных лучей равна полуволне или нечет-
ному числу полуволн, то интерференция будет происходить при
сдвиге фаз в 180° и поле ослабляется. Это неблагоприятно для
связи.

Изменить фазовое соотношение интерферирующих волн в вы-
годную сторону можно, переместив одну из радиостанций вдоль
склона горы на несколько метров. Невыгодная интерференция на
метровых волнах менее вероятна, если «просвет» й0 относи-
тельно прямой не превышает сотни метров при дальности связи
около 50 км.

Отражения волн и интерференция их играют большую роль при связи
на метровых волнах в городах. Железные крыши и стены железобетонных
зданий хорошо отражают радиоволны. Сквозь стены кирпичных и бетонных
сооружений и деревянные перегородки радиоволны проходят, испытывая то
или иное поглощение и частично отражаясь. Явление дифракции позволяет
волнам огибать препятствия и проникать в область геометрической тени.
Металлические Стержни (мачты, шпили зданий и т. п.) могут явиться вто-
ричными излучателями: возбуждаемые в них радиоволнами электрические
токи в свою очередь создают радиоволны той же длины, которые могут по-
пасть в пункты, недосягаемые для прямых волн. Интерференционный харак-

Рис. 177. Интерференция прямого и отражен-
ного лучей в пункте приема
тер поля радиоволн в городах проявляется в том, что при перемещении ра-
диостанции на несколько метров сила приема может резко измениться. При
связи в черте города радиостанции целесообразно располагать на крышах,
площадях или в скверах.

Наиболее выгодным оказывается распространение ультрако-
ротких, в частности метровых, волн в свободном пространстве.
Такие условия имеются при связи самолет — самолет и само-

Рис. 178. Графики к расчету дальности связи на метровых
волнах

лет — земля. Здесь могут быть достигнуты значительные даль-
ности. Дальность связи самолета с наземной радиостанцией за-
висит от высоты полета и при наибольших высотах исчисляется
сотнями километров.

На метровых волнах была впервые осуществлена радиолокация Луны,
т. е. прием сигналов, отраженных от лунной поверхности (после двукрат-
ного прохождения сквозь ионосферу). Этот эксперимент позволил радиотех-
ническим методом определить расстояние между Землей и Луной, измеряв-
шееся ранее астрономическими методами ( ~ 364 000 км),

Д.ля приближенной проверки дальности наземной связи на
метровых волнах могут служить графики рис. 178. На нем дана
172
зависимость напряженности электрического поля от расстояния
и частоты. Кривые построены для почвы средней влажности, для
расположения радиостанций на среднепересеченной открытой ме-
стности. Расчет их произведен для ненаправленной антенны при
мощности ее излучения 1 вт. Графики предусматривают подъем
антенн, обеспечивающий прямую видимость между ними.

Пользоваться графиками следует так. Зная напряженность
поля EHi необходимую для нормального приема, вычисляют
расчетное значение fi’pacq напряженности поля по формуле

р ____ Ен

расч VP^Gy

где РА — мощность в антенне в вт;

G — коэффициент усиления антенны.

Затем из графика для заданной частоты находят дальность
связи путем пересечения этого графика горизонтально на
уровне £расч.

Пример. Определить дальность связи на волне 5 м при мощности в ан-
тенне передатчика Рл =25 вт и коэффициенте усиления антенны 6 = 1,
если для приема требуется Ен = 2 мкв/м.

Решение.

с Ен 2

Еоасч = -• - - = —= 0,4 мкв м.

Р УЛдС 1/25

По графику дальность связи окажется около 17 км.

Приведенные графики характеризуют увеличение потерь
в почве с повышением частоты в диапазоне метровых волн. Для
более детальных расчетов необходимы справочные материалы
о влиянии свойств земной поверхности.

С начала 50-х годов большое внимание специалистов привле-
кает к себе возможность связи на ультракоротких волнах на
большие расстояния вне прямой видимости. В частности, на' ме-
тровых волнах такая возможность определяется свойствами
ионосферы.

В годы высокой солнечной активности волны несколько коро-
че 10 ж могут отражаться от слоя F и служить для сверхдаль-
них связей. Однако такие связи не будут устойчивыми и могут
носить лишь кратковременный характер.

Устойчивые связи осуществляются на метровых волнах на
расстояния приблизительно от 1000 до 2500 км путем использо-
вания так называемого рассеянного отражения в ионосфере.
Дело в том, что на высоте 80—100 км имеется неравномерная
ионизация, создаваемая вихревыми движениями газа, движе-
ниями заряженных частиц (в полярных областях) и следами
метеоров. Размеры неоднородностей ионизации соизмеримы
с длиной метровых волн и дают рассеянное отражение этих ра-
Дйоволн; йабть рассеиваемой энергии достигает земной поверх-
ности на указанных расстояниях. Эта часть энергии незначи-
тельна, а потому для устойчивой связи требуется применять пе-
редатчики мощностью в десятки киловатт и антенны в пунктах
передачи и приема с достаточно узкими диаграммами направлен-
ности (примерно 5—10°), расположенными под соответствую-
щими углами к горизонту. Такие громоздкие сооружения исполь-
зуются для связи, например, между материками и островами
и т. п. По этим радиолиниям можно вести как телеграфную, так
и радиотелефонную передачу, не прибегая к смене волны в те-
чение суток и года.

Дециметровые и сантиметровые волны соответствуют очень
широкому диапазону частот (300—30 000 Мгц). Они приме-
няются, например, на радиорелейных линиях и в радиолокации.

На этих волнах связь осуществляется преимущественно в пре-
делах геометрической видимости. Для получения удовлетвори-
тельных дальностей наземных связей антенные устройства под-
нимают на опорах (башнях или мачтах) и по возможности рас-
полагают на естественных возвышенностях. При сравнительно
небольших размерах самих антенных устройств благодаря малой
длине волны получаются большие коэффициенты усиления в сто-
рону корреспондента.

Дальность геометрической видимости определяется длиной
прямой линии, соединяющей антенны радиостанций и касаю-
щейся выпуклости земного шара (рис. 179).

При ровной поверхности длина этой прямой

АВ [км] = 3,57(ИМлП + ,

где h\ и Лг — значения высоты подъема каждой из антенн.

Увеличение дальности геометрической видимости, например,
втрое потребовало бы повышения подъема антенн в девять раз.
Атмосферная рефракция способна несколько увеличить даль-
ность «радиовидимости» по сравнению с геометрической.

Так, при учете средней рефракции

АВ [км] 4,1 (F% [м\ + 1^А2[м]) .

При постепенном удалении друг от друга двух радиостанций
в пределах геометрической видимости убывание напряженности
поля может иметь неравномерный, интерференционный харак-
тер — с максимумами и минимумами, так ка£ в разных пунктах
будут различные соотношения фаз прямого луча и лучей, отра-
женных от земной поверхности. Однако при связи над неровной
или покрытой растительностью поверхностью интерференция про-
является сравнительно слабо благодаря рассеянному отраже-
нию дециметровых и сантиметровых волн от земли. Антенны
с острой диаграммой направленности устраняют интерференцию.
За пределами геометрической видимости связь на дециметро-
вых и сантиметровых волнах значительно зависит от преломляю-
щих и отражающих свойств тропосферы. Колебания напряжен-
ности поля в этих условиях могут быть заметными и притом
большими в летние месяцы, чем в зимние. Практически следует
стремиться получить «открытую» трассу, т. е. такой подъем ан-
тенн и такое расстояние между ними, при котором линия АВ
(см. рис. 179) проходила бы на несколько метров выше наивыс-
шей точки профиля трассы. Естественно, что задача предвари-
тельного топографического изучения профиля трассы приобре-
тает большое значение, особенно при организации радиорелей-
ной связи, где неудачный выбор даже одного интервала спосо-
бен нарушить работу всей линии.

На дециметровых и сантиметровых волнах есть возможность
осуществить связь на расстояния, исчисляемые сотнями киломе-
тров. Эта возможность базируется и на преломлении, и на рас-
сеяннОхМ отражении радиоволн в тропосфере. Иногда в воздухе
д В

Рис. 179. Дальность геометрической Рис. 180. Распространение ультра -
видимости коротких волн в „тропосферном

волноводе"

создаются условия «сверхрефракции», т. е. резкого уменьшения
показателя преломления, благодаря, например, температурной
инверсии. В этОхМ случае ультракороткие волны могут распро-
страняться на большие расстояния путем многократных отраже-
ний между слоем тропосферы и земной поверхностью («тропо-
сферный волновод», рис. 180). Возможна и отрицательная ре-
фракция, уводящая луч от земной поверхности и ухудшающая
условия связи на ультракоротких волнах. В общем явление ре-
фракции не может дать основу для устойчивой связи на сотни
километров.

Основой регулярного дальнего распространения ультракорот-
ких волн в тропосфере нужно считать наличие неоднородностей
преломляющих свойств тропосферы. Эти неоднородности суще-
ствуют на высоте 3—5 км вследствие непрерывных вихревых
движений воздуха. Размеры неоднородностей могут быть соиз-
меримы с длинами дециметровых (и сантиметровых) волн и созда-
вать их рассеянное отражение. Небольшая часть рассеиваемой
энергии возвращается на землю в пунктах, находящихся на
расстояниях 100—400 и даже 600 км от пункта излучения. Это
может служить основой для устойчивых связей и для передачи
телевидения. Рефракционные явления • нередко содействуют та-
ким связям. Однако регулярная связь возможна в этих условиях
лишь при большой мощности передатчиков (киловатты) и боль-
ших коэффициентах усиления антенн, ориентируемых под ма-
лыми углами к горизонту.

На сантиметровых волнах нельзя считать атмосферу непогло-
щающей средой. С укорочением волны становится ощутимым и
в некоторых случаях достигает большой величины поглощение
в атмосферных образованиях (дождь, туман). Кроме того, раз-
меры капель дождя и градин становятся соизмеримыми с дли-
ной волны, и потому происходит рассеивание наиболее коротких
волн этого диапазона, что также уменьшает дальность связи.

Атмосферные помехи на дециметровых и сантиметровых вол-
нах практически отсутствуют. Отсутствуют и помехи от дальних
станций. Благодаря/большой частотной вместимости этих диапа-
зонов и острой направленности антенн уменьшается вероятность
взаимных помех близких станций, поэтому в пункте приема до-
статочна мощность сигнала, превосходящая лишь мощность соб-
ственных шумов*' приемника.

6. ТИПЫ И НАЗНАЧЕНИЕ АНТЕНН ПОДВИЖНЫХ
РАДИОСТАНЦИЙ

Антенны поверхностного излучения

Если диапазон волн радиостанции и расстояние до коррес-
пондента таковы, что для связи целесообразно применить по-
верхностные волны, необходимо выбрать и соответствующий тип
антенны. Антенна поверхностного излучения должна быть скон-
струирована и расположена по отношению к горизонту так,
чтобы максимальное излучение происходило вдоль земной по-
верхности; в направлениях, близких к зениту, излучение должно
быть малым или вовсе отсутствовать. Для связи с корреспон-
дентами, которые могут находиться в любом направлении, при-
меняются антенны, не имеющие направленности в горизонталь-
ной плоскости. Но могут быть и такие антенны поверхностного
излучения, которые в горизонтальной плоскости обладают на-
правленным действием.

Мы уже знаем, что связь на длинных и средних волнах
практически всегда выгодно осуществлять поверхностными вол-
нами. Для равномерного излучения во всех горизонтальных на-
правлениях антенны должны иметь круговую диаграмму направ-
ленности в горизонтальной плоскости и по возможности малый
угол между главным направлением излучения и земной поверх-
ностью в вертикальной плоскости. Этому требованию из простей-
ших антенн в известной мере удовлетворяет вертикальный за-
земленный вибратор.

Но для подвижных станций длинных и средних волн очень
сложно применять вертикальный вибратор, высота которого
должна быть соизмерима с длиной волны. Если же высота ви-
176
братора будет значительно меньше даже четверти волны, то
действующая высота, сопротивление излучения и коэффициент
полезного действия окажутся малыми. Вместе с тем при значи-
тельной мощности, подводимой к антенне, напряжение, возни-
кающее в верхней ее части, может оказаться большим, что
усложняет задачу изоляции и приводит к потере мощности на
ионизацию окружающего воздуха. Для лучшего решения этих
вопросов вибратор дополняется горизонтальной частью.

Антенны подвижных радиостанций длинных и средних волн
имеют развитую горизонтальную часть; антенна приобретает, на-
пример, форму буквы Т, называясь Т-образной (рис. 181). Со-

Рис. 481. Схема Т-образной антенны с противовесом

ставными частями такой антенны является горизонтальная
часть (на рисунке — из трех параллельных проводов, концы ко-
торых сведены к общим изоляторам и держатся на мачтах), вер-
тикальная часть, или снижение (на рисунке — из одного про-
вода с отводами ко всем горизонтальным проводам), и проти-
вовес (состоящий из сети горизонтальных продольных проводов,
соединенных между собой и приподнятых над землей на кольях
с изоляторами). Между нижним концом вертикальной части и
противо(весом включаются элементы настройки и связи с гене-
ратором.

Провода антенны представляют' собою бронзовые много-
жильные канатики, которые у концов горизонтальной части раз-
ведены рейками. Мачты удерживаются вертикально оттяжками,
закрепленными на приколыши. Если оттяжки сделаны из сталь-
ного троса, то они разбиваются на- участки изоляторами, чтобы
в оттяжках не возникали большие токи.

Хороший противовес должен значительно выходить за проек-
цию горизонтальной части антенны и не иметь контактов с поч-
вой.

Горизонтальная часть такой антенны практически не прини-
мает участия в излучении. Для пояснения этого следует рас-
смотреть взаимодействие между токами в проводах антенны и
в земле. Мы уже упоминали о том, что взаимодействие между
проводом и землей такое же, как между проводом и его зер-
кальным изображением, причем заряды зеркального изображе-
ния по знаку противоположны зарядам в проводе.

Нарисовав зеркальные изображения вертикального и гори-
зонтального проводов относительно поверхности хорошо прово-
дящей почвы, мы увидим (рис. 182) следующее. Направления
тока в вертикальном проводе и в его изображении одинаковы;
следовательно, изображение вертикального провода как бы уча-
ствует в излучении, удваивая напряженность поля. Физически
это означает, что энергия отражается от земной поверхности и
направляется в верхнюю полусферу. Это учитывалось в приве-
денной ранее формуле для сопротивления излучения. Направле-

Рис. 182. Вертикальный
и горизонтальный про-
водники и их зеркаль-
ные изображения

Рис. 183. Распреде-
ление тока в верти-
кальной и горизон-
тальной частях Т-об-
разной антенны

Рис. 184. Диаграмма
направленности Т-об-
разной антенны в вер-
тикальной плоскости

ния .тока в горизонтальном проводе и в его зеркальном изобра-
жении противоположны. Они образуют (при достаточной бли-
зости их по сравнению с длиной волны) как бы двухпроводную
линию и в пространстве поля обоих проводов в значительной
степени компенсируют друг друга. Значит, в длинноволновых
антеннах излучающей частью является преимущественно сниже-
ние, а горизонтальная часть излучает лишь малую долю энер-
гии. Это особенно справедливо для Т-образной антенны, потому
что токи в половинах ее горизонтальной части направлены про-
тивоположно.

Главное назначение горизонтальной части — увеличить ем-
кость антенны, чтобы данный запас реактивной энергии

си1
, 2

«вмещался» при сравнительно небольшом значении амплитуды
напряжения ит. Кроме того, наличие горизонтальной части из-
меняет распределение тока в снижении, повышая его величину
в верхней части и тем самым увеличивая (обычно в полтора —
178
два раза) действующую высоту Ад (т. е. увеличивая в два —
четыре раза сопротивление излучения). Действительно, ток из
верхней части снижения проходит в горизонтальные провода
(рис. 183), образуя узлы у изоляторов на концах горизонталь-
ной части. Увеличение размеров горизонтальной части умень-
шает входное реактивное сопротивление антенны.

Если вычислить площадь тока в вертикальной части (подобную пло-
щади трапеции) и разделить ее на ток в основании (/Осн)> то можно по-
лучить выражение для действующей высоты.

Цри длинной горизонтальной части

Лд « h Jr)’
где h — геометрическая высота антенны;

I — длина полного пути тока в антенне.

При I > h значение действующей высоты приближается к геометриче-
ской высоте h. Вместе с тем возрастает и сопротивление излучения

Мд \2
« 1600^-y-J .

Коэффициент полезного действия антенны длинных и средних
волн зависит от сопротивлений потерь в земле, изоляторах, ка-
тушке настройки и др. Основное из вредных сопротивлений —
сопротивление потерь в земле — в зависимости от качества за-
земления (или противовеса) может иметь величину от 0,5 до
10 ом и более. Обычно к. п. д. длинноволновых антенн с развет-
вленной горизонтальной частью бывает небольшим, однако боль-
ше, чем у вертикального вибратора той же высоты.

Диаграмма направленности Т-образной антенны в горизон-
тальной плоскости имеет форму овала, растянутого несколько в
направлениях горизонтальной части, а в вертикальной — форму
двух взаимно касающихся полуокружностей (см. рис. 144).
Однако при нарушении симметрии половин горизонтальной
части возможно некоторое излучение в Зенит, и характеристика
в вертикальной плоскости приобретает вид, изображенный на
рис. 184.

Коэффициент усиления вдоль зеМли на длинных волнах полу-
чается для Т-образной антенны больше, чем для вертикального
заземленного вибратора, благодаря увеличению действующей
высоты и к. п. д.

Другая разновидность антенн поверхностного излучения, применяемая
для работы на средних и промежуточных волнах,— зонтичная антенна
(рис. 185). На приведенной схеме снижение соединяется с четырьмя на-
клонными лучами, которые продолжаются оттяжками, будучи от них отде-
лены изоляторами. Противовес состоит из четырех радиальных лучей.
Активные проводники нарисованы утолщенными.

Достоинством зонтичной антенны следует считать применение тольк9
одной мачты; недостаток—несколько меньший к. п. д. по сравнению
с к. п. д. Т-образной антенны той же высоты.
Рис. 185. Схема зонтичной антенны с про-
тивовесом

На промежуточных, ко-
ротких и метровых волнах
для работы радиостанций
подвижного типа (автомо-
бильных и переносных) из
антенн кругового излуче-
ния наибольшее примене-
ние нашла штыревая ан-
тенна (заземленный ви-
братор). Штырь представ-
ляет собой прочную и
упругую конструкцию и
крепится своим нижним
концом в изоляторе. Про-
тивовесом служат корпус
радиостанции (рис. 186, а),
корпус автомобиля (рис.

186,6) или же лучеобраз-
ные изолированные проводники. Иногда для увеличения емкости
и действующей высоты на верхнем конце штыря укрепляется ме-
таллическая звездочка (рис. 186, в), которая по отношению к земле
обладает практически «сосредоточенной» емкостью.

В диапазоне промежуточных, а иногда и коротких волн вы-
сота штыря оказывается меньше четверти волны. В этом случае
входное реакти$йре сопротивление имеет емкостный характер,
существенно изменяя свою величину на разных частотах (см.
рис. 138). Активное сопротивление слагается преимущественно
из сопротивления излучения и сопротивления потерь в почве и
исчисляется десятками ом (10—40 ом). Диаграмма направлен-
ности подобна показанной на рис. 148, а коэффициент усиления
в горизонтальной плоскости меньше единицы.

Рис. 186. Штыревые антенны:

а — противовес — корпус станции; б — противовес — корпус автомобиля; в — антенна со звез-
дочкой, противовес — лучи
а

Рис. 187. Диаграммы направленности шты-
ревой антенны в вертикальной плоскости:
2

а — при h > — К; б — при h, > X
о

направлении при этом близок к еди-

На коротких и особен-
но метровых волнах вполне
возможен случай, когда
высота штыря равна чет-
верти длины волны. Тогда
входное реактивное сопро-
тивление становится рав-
ным нулю, а активное —
сотням ом. Коэффициент
усиления в горизонтальном

нице \ Диаграмма направленности еще сохраняет форму
рис. 148.

При соотношении A^-g-Х в вертикальном разрезе диаграммы
направленности появляются дополнительные «лепестки», свиде-
тельствующие о передаче некоторой части энергии вверх
(рис. 187, а), а при й^>Х максимум излучения направлен под
большим-углом к горизонту и штырь уже не является антенной
поверхностного излучения (рис. 187,6).

В стационарных установках, предназначенных для радиове-
щания или радиосвязи, могут применяться более сложные ан-
тенны кругового излучения.

Если желательно получить высокий коэффициент усиления
в определенном горизонтальном направлений (для связи с кор-
респондентом, расположение которого известно), следует приме-
нять направленные антенны поверхностной волны.

К такому типу антенн. относится антенна бегущей волны
(рис. 188). Она представляет собою горизонтальный провод, под-
нятый над землей на 1—3 м. . Длина провода должна в не-
сколько раз превосходить длину волны. Один конец присоеди-
няется к радиостанции, другой — к противовесу через активное
сопротивление /?, равное волновому сопротивлению провода
(примерно 400 ом). Противовес составлен из изолированных
проводов длиной 1—3 ж, веером раскинутых по земле. Корпус

Рис. 188. Антенна бегущей волны

1 Для антенн поверхностного излучения коэффициент направленности
вычисляется путем сравнения их характеристик с характеристикой чет-
вертьволнового вибратора. Коэффициент усиления, как было указано, равен
произведению коэффициента направленности на к. п. д. антенны.
Рис. 189. Диаграммы направленности
антенны бегущей волны:

а — в вертикальной плоскости; б — в горизон-
тальной плоскости

самой линии, особенно в случае
а потому часть энергии излучается

радиостанции тоже выпол-
няет роль противовеса, а
иногда к нему присоединяет-
ся также веер проводов.

Благодаря нагрузке линии
на сопротивление, . равное
волновому, в ней устанавли-
вается режим бегущей вол-
ны. Зеркальное изображение
линии достаточно удалено, от
плохой проводимости почвы,
в пространство. Излучение

происходит преимущественно в направлении провода, от пере-
датчика к нагрузке (в направлении вектора S на рис. 88).

Диаграмма направленности имеет в вертикальной плоскости
вид лепестка, прижатого к земле (рис. 189, а), а в горизонталь-
ной плоскости она изображается основным лепестком с макси-
мумом вдоль провода и несколькими побочными лепестками,
выраженными слабо (рис. 189,6).

Коэффициент усиления антенны в направлении максимума
излучения зависит от отношения длины провода к длине волны
и возрастает с увеличением этого отношения. На метровых вол-
нах, например, антенна длиной 30 м дает значительное усиление
(в пять и более раз по сравнению со штыревой четвертьволно-
вой антенной). При расположении провода непосредственно на
земле коэффициент усиления уменьшается до значений 0,05—0,15.

Особенно выгодно применять антенну бегущей волны при
расположении радиостанции на песчаных и мерзлых грунтах и
на льду. При работе из укрытия антенну бегущей волны сле-
дует располагать преимущественно вне укрытия, направляя
в сторону корреспондента (рис. 190).

Для получения удовлетворительной направленности на ко-
ротких и промежуточных волнах следует брать такую антенну
длиной в 100 ж и более, а на средних и длинных волнах — в не-
сколько сотен метров. На этих волнах антенна бегущей волны
применяется главным образом для приема.

Входное сопротивление антенны бегущей волны, как изве-
стно из теории линий передачи, равно примерно 400 ом и мало
зависит от длины волны.

Рис. 190. Антенна бегущей волны при работе
из укрытия
Если провод антенны бегущей волны поднять над землей,
прикрепив его в одной точке через изолятор к мачте или к су-
хому дереву, то коэффициент усиления вдоль земной поверх-
ности увеличится при прежнем характере диаграмм направлен-
ности (главный лепесток приблизится к земле). Такая антенна
с симметричными скатами (рис. 191, а) называется полуромби-
ческой, а с несимметричными скатами (рис. 191,6)—\-образ-
ной (лямбдаобразной).

На рисунках даны выгодные соотношения размеров обеих
антенн. Мы видим, что для полуромбической антенны требуется
мачта высотой 2Х, а для Х-образной— лишь 0,6Х. Полуромбиче-
ские и Х-образные антенны применяются для передачи и приема

Рис. 191. Полуромбическая (а) и Х-образная (б) антенны

на метровых волнах и для приема на коротких. На почвах с пло-
хой проводимостью применение этих антенн также выгодно. Из-
вестные преимущества дают они и при расположении радиостан-
ций в лесу. Х-образная антенна в полевой практике выгоднее
полуромбической тем, что она требует мачты меньшей высоты;
ее коэффициент усиления приблизительно вдвое больше, чем
у такой же горизонтальной антенны. Коэффициент усиления ан-
тенны полуромбической только в 1,2 раза превосходит коэффи-
циент усиления горизонтальной антенны при более узкой диат
грамме направленности в горизонтальной плоскости.''

Все антенны поверхностного излучения, описанные выше, от-
носились к несимметричным.

Последний из типов антенн поверхностного излучения, за?
служивающий внимания,— это симметричный вибратор, растя-
нутый горизонтально вблизи от поверхности земли (низко распо-
ложенный диполь).
Вибратор

77777777777777777777777777777777777777777777777777777777777777

Зерна пьное изображение

Рис. 192. Работа низко расположенного вибратора

Свойства симметричного вибратора рассматривались нами
для свободного пространства. Если же вибратор расположить
низко над поверхностью земли (рис. 192), то его свойства резко
изменятся; особенно изменится направленность его действия.
Мы знаем, что влияние земли равноценно появлению в земле
зеркального изображения вибратора. Заряды зеркального изоб-
ражения имеют противоположные знаки по отношению к наво-
дящим их зарядам вибратора. Следовательно, излучение вибра-
тора практически компенсируется действием земли. Однако

почва не является ни идеальным проводником, ни идеальным
диэлектриком. Между каждым концом провода и соответствую-
щим концом зеркального изображения возникают переменные

токи смещения, причем токи обоих концов сдвинуты между со-
бой по фазе на 180°. Эти вертикальные токи соответствуют дей-
ствию двух вертикальных антенн небольшой высоты; так как
расстояние между концами равно приблизительно 0,5Х, то в на-
правлении оси вибратора происходит взаимное усилений (сложе-
ние) полей вертикальных «антенн», а в перпендикулярном напра-
влении — ослабление (вычитание).

Рассмотрим это явление подробнее. На рис. 193 в плане по-

казаны два вертикальных излучателя, питаемых в противофазе
и расположенных на расстоянии 0,5Х. Вокруг каждого излуча-
теля изображены электромагнитные волны, расходящиеся концен-
трическими кругами. Гребни волн показаны сплошными ли-

ниями, а провалы — пунктиром.

Рис. 193. Направленное действие противо-
фазных антенн, разнесенных на половину
вол нь?

Мы видим, что в направлении
стрелок гребень одной
волны ложится на гре-
бень другой, а в пер-
пендикулярном направ-
лении гребень одной
волны ложится на про-
вал другой и наоборот.
' В результате такого
взаимодействия двух
разнесенных на 0,5Х из-
лучателей, имеющих

противоположные фазы,
получается диаграмма
направленности с мак-
90*

Д*ис. 194. Диаграмма направленности низко рас-
положенного вибратора в горизонтальной пло-
скости

симумом вдоль линии, соединяющей излучатели. Практическая
форма диаграммы направленности низко расположенного вибра-
тора в горизонтальной плоскости изображена на рис. 194. Такой
вибратор (называемый также земной антенной или «усами»)
должен быть ориентирован своей осью на корреспондента.

Вибратор над влажной почвой имеет коэффициент усиления
даже на выгодной волне не свыше 2—3, но над сухой почвой —
значительно больше (примерно 15—20).

Если длина вибратора меньше полуволны, то коэффициент
усиления его вдоль земной поверхности резко уменьшается Ч

Антенны, предназначенные для зенитного и комбинированного
излучения

Необходимость излучения под большими углами к горизонту
возникает на промежуточных и коротких волнах для связи на
расстояния в несколько сотен километров пространственным лу-
чом. В простейших вертикальных вибраторах можно увеличить
излучение под углом к горизонту, применяя несимметричный про-
тивовес, лучи которого направлены в одну сторону. Но чаще
вместо вертикального применяют наклонный вибратор (наклон-
ный луч), прикрепляемый концом к
мачте, дереву и т. п. (рис. 195). Эта 4 \
антенна дает удовлетворительные ко- \
эффициенты усиления, если общая дли-
на наклонного луча и противовеса X. ____________________—.

не превосходит 0,4Х. Диаграммы напра- Х-ч

вленности антенны наклонный луч в

вертикальной и горизонтальной плоско- Рис J95< Наклонный луч
стях представлены на рис. 196. с несимметричным противо-

Из этих диаграмм видно, что ан- весом

1 Симметричный вибратор в этом и других случаях часто получает
наименование «диполь», чем подчеркивается противоположная полярность
его концов.
Рис. 196. Диа-
граммы направлен-
ности антенны на-
клонный луч:

а—в вертикальной
плоскости; 3 — в гори-
зонтальной плоскости

тенна обладает направленным действием вдоль
земной поверхности с максимумом излучения
в сторону противовеса. Коэффициент усиле-
ния достигает в направлении максимума вели-
чины примерно 0,3—0,6 для наивыгоднейшего
участка волн. Излучение в зенит незначи-
тельно, но под углами 0 = 20—30° излучение
в сторону противовеса достаточно велико.
Форма диаграмм при данной волне существен-
но изменяется с изменением длины наклонного
луча, длины противовеса и угла наклона луча
к земле.

Разновидностями антенн, дающих комбини-
рованное излучение, являются Г-образная и

Z-образная антенны (рис. 197). Применение этих антенн, кон-
структивно более сложных, чем наклонный луч, оправдывается
тем, что их удобно вводить в укрытие.

На промежуточных и коротких волнах (но не короче крити-
ческой волны отражающего слоя) для связи на одну или не-
сколько сотен километров выгоднее пользоваться круто падаю-
щими волнами, т. е. излучением преимущественно в зенит, со-
здавая при этом значительно меньшее мешающее действие дру-
гим станциям. Такую возможность дает горизонтальный вибра-
тор, поднятый над проводящим слоем земли на четверть волны.
Обычно высоту подъема берут для этих волн 8—15 м, 1?ак как
хорошо проводящий слой почвы может быть на различной глу-
бине.

Схема вибратора, питаемого симметричным фидером, пред-
ставлена на рис. 198. Длина вибратора должна быть приблизи-
тельно равной половине волны (точнее, немного короче полу-
волны, если учесть разницу в скорости распространения волн
Ндоль провода и в свободном пространстве). Симметричный фи-
дер Представляет собой двухпроводную линию, нагруженную на
верхнем конце входным сопротивлением вибратора.

Следует усвоить отличие этой схемы от схемы Т-образной
антенны: в снижении Т-образной антенны токи, ответвляющиеся
далее в обе половины горизонтальной части, по фазе совпадают,
а в половинах горизонтальной части эти токи противофазны.
В фидере же симме- —-
Тричного вибратора то-
ки двух его проводов
направлены противопо-
ложно, тогда как в са- г------ г------

мом вибпатопе они Гл Г|

имеют одинаковое на- а 5

правление. Именно по- Рис< 197> Антенны комбинированного на .
этому излучающей ча- ленного излучения:

СТЬЮ Т-обраЗНОЙ ан- а — Г-образная; б — Z-образная
тенны служит снижение, тогда как горизонтальная часть не излу-
чает; наоборот, горизонтальный симметричный вибратор излучает,
а фидер, выполненный симметрично и имеющий достаточно ма-
лое расстояние между двумя проводами, не излучает. Провода
фидера для достижения более полной симметрии иногда дела-
ются перекрещивающимися.

Входное сопротивление вибратора при его длине, равной
половине волны, равно примерно его сопротивлению излучения
(около 73 ом). Волновое же сопротивление симметричного фи-
дера составляет 300—600 ом.

Чтобы получить минимум потерь «в фидере, желательно соз-
дать в нем режим бегущей волны. Для этого надо включить
на верхнем конце фидера согласующий трансформатор или же
на некотором расстоянии от верхнего конца четвертьволновый
шлейф (см. рис. 111). Тогда входное сопротивление фидера
(между нижними концами) будет равно его волновому сопро-
тивлению.

Рис. 198. Горизонтальный вибратор, питаемый симметричным
фидером

При изменении длины рабочей волны входное сопротивление
вибратора изменяется (см. рис. 123). Если отказаться от согла-
сования на каждой волне, то и входное сопротивление фидера,
нагружающее генератор, будет также изменяться в больших пре-
делах. Резкие изменения нагрузки генератора могут осложнить
его настройку на разные волны и потребовать применения раз-
личных схем питания фидера от генератора на разных участках
диапазона: последовательного питания при небольшом и парал-
лельного— при большом входнохм сопротивлении (ср. рис. 141 и
j?nc. 142).

При небольшой длине фидера (меньше четверти волны) в нем
вполне допустим низкий коэффициент бегущей волны, так как
связанные с этим потери мощности окажутся незначительными.
В этих условиях применяется горизонтальная антенна без согла-
сующего трансформатора на ее входе (работа в диапазоне
частот).
Рис. 199. Диаграммы
направленности горизон-
тального полуволнового
вибратора,поднятого над
землей на четверть волны:
а — в вертикальной плоскости,
совпадающей с осью вибратора;
б — в вертикальной плоскости,
перпендикулярной оси вибра-
тора

Электрические процессы в описывае-
мой системе при согласовании фидера с
вибратором имеют еще одну особенность:
колебательный ток в вибраторе (у его
середины) может быть значительно боль-
ше, чем ток в фидере. Это понятно: для
вибратора характерен режим стоячей
волны, т. е. колебательный процесс, тогда

как в фидере при согласовании дости-
гается режим бегущей волны, т. е. пере-
дача чисто активной мощности.

Диаграмма направленности горизон-
тального полуволнового вибратора в дан-
ных условиях существенно отличается как
от его диаграммы в свободном простран-
стве, так и от диаграммы низкорасполо-
женного вибратора. Излучение направ-

лено преимущественно под большими углами к горизонту с
максимумом в зенит (рис. 199). Такую форму диаграмма при-
обретает в результате взаимодействия поля, излучаемого вибра-
тором, с полем волн, отражаемых от земной поверхности. При
других соотношениях между длиной волны, длиной вибратора и
его расстоянием до отражающей поверхности форма диаграммы
направленности может изменяться. Например, при h > 0,5 К ле-

песток диаграммы симметрично раздваивается.

Коэффициент усиления в вертикальном направлении для го-
ризонтального вибратора при нормальной высоте подвеса имеет
значения на промежуточных волнах примерно 2—4, также изме-
няясь в зависимости от указанных выше соотношений. Для ра-
боты поверхностной волной горизонтальный симметричный вибра-
тор применять не следует, что очевидно из его диаграммы на-
правленности.

Если возникает необходимость перейти на работу поверхност-
ными волнами, то путем присоединения обоих проводов противо-
веса к общему зажиму радиостанции превращают симметричный
вибратор в Т-образную антенну. Это сопряжено с изменениями
в цепях связи с антенной (переход от симметричной схемы
к несимметричной).

Питание вибратора при помощи симметричного двухпроводного фидера
должно осуществляться от генератора без нарушения симметрии по отноше-
нию к земле, что требует специальной схемы выхода передатчика. Обычная
схема, заканчивающаяся зажимами для антенны.' и противовеса, несимме-
трична. Однако симметричный горизонтальный вибратор можно питать и по
однопроводному фидеру, т. е. при несимметричной схеме выхода генератора.
Схема такой антенны изображена на рис. 200.

Основной излучающей' частью является горизонтальный вибратор дли-
ной в половину волны (точнее, / = 0,475 к). К вибратору присоединен сни-
жающийся провод высотой h = 8—15 м, который и служит фидером, под-
ходящим энергию от передатчика к вибратору. Противовес обычного типа,
например, два луча по 10—15 м, растянутых над землей на уровне

Г-t" А
Л

7/22222^’///^^^^

Рис. 200. Схема горизонтального ви-
братора, питаемого при помощи одпо-
проводного фидера

0,5—1 м в противоположные сто»
роны.

При работе генератора в виб-
раторе должна быть создана стоя-
чая волна, необходимая для излу-
чения энергии с желательной диа-
граммой направленности. Фидер
же должен питать вибратор бе-
гущей волной, для чего сопротив-
ление его согласуется с сопро-
тивлением вибратора посредством
выбора точки включения. Точка
включения должна быть выбрана
на расстоянии b = 0,36 I от одного
из концов вибратора. При этом

условии волновое сопротивление фидера оказывается примерно равным вход-
ному сопротивлению вибратора, в фидере устанавливается бегущая волна и
питание вибратора происходит с минимальными потерями.

Согласованная работа такого фидера объясняется следующим образом.
Ток фидера в точке его подключения к антенне имеет два параллельных
пути: первый путь — в левую (короткую) часть антенны, сопротивление ко-
торой (b < носит емкостный характер; второй путь — в правую (длин-
ную) часть антенны, сопротивление которой £(/ — b) > носит индук-
тивный характер. Так как сопротивление всеГ полуволновой ацтенны актив-
ное, то сопротивления обеих половин в лк?бо1 точке присоединения фидера
взаимно компенсируются и фидер всегда оказывается нагруженным актив-
ным результирующим сопротивлением. При указанном выше выборе от-
резка b это сопротивление окажется равным волновому сопротивлению фи-
дера, сделанного из того же провода, что и антенна.

При настройке передатчика на волну такой антенны следует учесть, что
ток бегущей волны в фидере (подобно питающему току при параллельном
резонансе) будет значительно меньше колебательного тока в пучности стоя-
чей волны вибратора. Поэтому при передатчике, например, средней мощ-
ности приходится включать в фидер термоэлектрический прибор со шкалой
меньше чем на 1 а, хотя ток в пучности вибратора достигает нескольких ампер.

Входное сопротивление однопроводного фидера между зажимами А — П
(антенна — противовес) при работе на собственной волне вибратора около
1000 ом. Обычно несимметричный выход генератора бывает рассчитан на
антенны с меньшим входным сопротивлением, а потому связь фидера с ге-
нератором оказывается недостаточной. Для улучшения передачи энергии от
генератора к фидеру следует параллельно зажимам А — П подключать кон-
денсатор С (рис. 142), емкость которого на промежуточных волнах должна
быть 25—50 пф (соответственно длине волны).

В том случае если рабочая волна хотя бы на 10—15% отличается от
собственной волны вибратора и фидер с ним не согласован, антенна та-
кого типа работает как несимметричная Т-оСразная антенна и теряет пре-
имущественную направленность в зенит.

Сравнительно простые по своей конструкции антенны проме-
жуточных и коротких волн, применяемые в подвижных радио-
станциях, трудно поддаются точному теоретическому расчету
из-за влияния случайных свойств почвы, вследствие разнообра-
зия возможных сочетаний размеров отдельных участков антенн и
противовесов с длиной волны и т. д. Поэтому в их исследовании
важнейшую роль играет эксперимент и теоретическое обобщение
опытных данных.
Антенны для дальних коротковолновых связей

Связь на коротких волнах на расстоянии свыше 1000 км
(при одном или нескольких отражениях от ионосферы) успешно
осуществляется при помощи направленного излучения под ма-
лыми углами к горизонту. Основными типами антенн для этой
цели служат многовибраторные и ромбические антенны, макси-
мум излучения которых достаточно строго ориентируется в сто-
рону корреспондента.

Многовибраторные антенны коротких волн применяются пре-
имущественно в стационарных радиостанциях.

Принцип совместного действия- нескольких вибраторов рас-
смотрим первоначально на простейшем примере.

Пусть имеются два горизонтальных полуволновых вибратора
Д1 и Л2, расположенных один над другим на расстоянии в поло-
вину волны и питаемых от общего фидера синфазно (рис. 201) и

Рис. 201. Излучение синфазных вибраторов

с одинаковыми амплитудами. Очевидно, что волны, излучаемые
ими, всегда окажутся в фазе между собою в любой точке оси
симметрии РР', так как каждая точка этой оси равно удалена
от обоих вибраторов. Это хорошо видно и на рисунке, где
«гребни» волн (т. е. положительные амплитуды напряженности
поля) показаны сплошными кругами, а «провалы» (т. е. отри-
цательные амплитуды) — пунктирными кругами; вдоль направле-
ния РР' «гребень» одной волны- все время движется вместе
с «гребнем» второй волны, а «провал» — вместе с другим «про-
валом» (помечено знаками «-(-» и «—»).

Теперь рассмотрим направление, перпендикулярное оси сим-
метрии, т. е. совпадающее с плоскостью, в которой установлены
вибраторы. По этой оси из-за разноса вибраторов на расстояние
190
Рис. 202. Диаграмма направленности синфазных
вибраторов в вертикальной плоскости

Ь л.

у волны всегда совмещаются своими противоположными фа-
зами: «гребень» одной волны накладывается на «провал» другой,
и поля взаимно уничтожаются.

Следовательно, осью главного излучения пары вибраторов
является направление РР', в перпендикулярном направлении
излучение совсем отсутствует. Соответствующая диаграмма на-
правленности в вертикальной плоскости представлена на рис. 202.
Вместо равномерного кругового излучения в вертикальной плос-
кости, свойственного одиночному горизонтальному вибратору,
получим два максимума излучения (два лепестка), направленных
перпендикулярно плоскости расположения вибраторов. Такое
устройство даст возможность повысить напряженность поля
у корреспондента, расположенного в направлении РР'.

С увеличением числа вибраторов, составляющих синфазную
антенну, острота* главных лепестков характеристики возрастает.
Для примера на рис. 203 дается синфазная антенна, составлен-
ная из 16 вибраторов. Синфазность питания достигается пере^
крещиванием проводов, подводимых к вибраторам: сдвиг фазы
на 180°, вызванный прохождением питающей волны по добавоч-
ному участку фидера, компенсируется переменой концов фидера.

Недостатком сложных синфазных антенн описанного типа яв-
ляется двунаправленность, т. е. наличие двух взаимно противо-
положных направлений главного излучения. Если один лепесток
направлен в сторону корреспон-
дента, то второй создает помехи
приемникам, расположенным по
Другую сторону от синфазной ан-
тенны, и в некоторых случаях
облегчает перехват работы стан-
ции. Для получения односторон-
ней, диаграммы направленности
существует несколько способов.
На весьма коротких волнах до-
статочно расположить сзади ан-
тенны отражающую металличе-
скую поверхность (сплошную или
сетчатую). На волнах длиной

Рис. 203. Схема многовибраторной
синфазной антенны
в единицы или десятки метров металлическая поверхность оказа-
лась бы слишком громоздкой, а потому вместо нее применяют,
например, пассивные рефлекторы, т. е. металлические стержни
длиной I > у, располагаемые на расстоянии около 0,25Х по-
зади каждого из вибраторов (рис. 204).

Физически действие рефлектору можно пояснить так. В реф-
лекторе под действием волн, излучаемых вибратором, наводится
э. д. с., частота которой немного выше резонансной частоты реф-
лектора, так как его длина несколько больше питающей полу-
волны. Следовательно, реактивная составляющая сопротивления
рефлектора имеет индуктивный характер, т. е. ток в нем отстает
по фазе от наведенной э. д. с.

Магнитное поле вибратора в ближней зоне совпадает по фазе
с током в нем. Это поле достигает рефлектора через четверть
периода, так как расстояние от вибратора до рефлектора состав-
ляет четверть ролны. Э. д. с., наводимая магнитным полем
в рефлекторе, отстает от фазы поля на четверть периода по за-
кону индукции, т. е. оказывается в противофазе с током вибра-
тора. Ток в рефлекторе при расстройке последнего отстает
от э. д. с. практически на 90°, т. е. по отношению к току в виб-
раторе он отстает на 270°, или, что то же самое, опережает его
на 90°. Значит, учтя дополнительное отставание при движении
поля вибратора справа налево, видим, что в любой точке, нахо-
дящейся на прямой РР' сзади рефлектора (рис. 205), поля пер-
вичного и вторичного излучений противофазны и взаимно унич-
тожаются. Наоборот, учтя отставание при движении поля реф-
лектора слева направо, видим, что в любой точке, находящейся
на прямой РР' спереди вибратора, поля первичного и вторичного
излучений синфазны и арифметически складываются.

Диаграмма направленности горизонтального вибратора с пас-
сивным рефлектором изображена на рис. 205. Излучение на-
правлено преимущественно от рефлектора за вибратор. В дей-
ствительности токи в вибраторе и рефлекторе имеют несколько

т I Фидер

Рис. 204» Полу-

чение однона-
правленности

Рис. 205. Диаграмма направленности
горизонтального вибратора с пассивным
рефлектором
Неравные амплитуды, вследствие Чего возможно Некоторое излу-
чение и в сторону рефлектора.

Если многовибраторную антенну (см. рис. 203) дополнить
такой же системой рефлекторов, расположенных сзади вибра-
торов на расстоянии в четверть волны, то коэффициент усиления

в сторону главного лепестка диаграммы направленности значи-
тельно увеличится. Следует учесть, что к. п. д. полуволнового
вибратора составляет почти 100%, т. е. основным активным со-
противлением является сопротивление излучения. Приближенно
можно считать, что коэффициент усиления равен 3 N, где N —
общее число вибраторов и рефлекторов антенной системы. Так,
для антенны рис. 203 при наличии рефлекторов коэффициент
усиления будет 96.

На рис. 206 приведена примерная диаграмма направленности
многовибраторной синфазной антенны в горизонтальной плоско-

сти. Увеличение числа вибраторов
в горизонтальном ряду приводит
к сжатию основного лепестка диа-
граммы в горизонтальной пло-
скости, а увеличение числа гори-
зонтальных рядов (этажей антен-
ного «полотна») сжимает глав-
ный лепесток в вертикальной
плоскости. Пространственная диа-
грамма направленности имеет
сигарообразную форму главной

Рис. 206. Примерный вид диаграм-
мы направленности многовибра-
тбрной антенны одностороннего
излучения в горизонтальной пло-
скости

фигуры излучения. Эта фигура
должна быть ориентирована от-
носительно пунктов отражения и
приема по азимуту и по углу
возвышения на основании геогра-
фических и ионосферных данных.
Практикуется также составление

многовибраторной антенны из

вертикальных вибраторов, располагаемых в несколько рядов и
имеющих сзади вертикальные рефлекторы.

Кроме рефлектора, возможен и другой вид пассивного вибра-
тора, предназначенный также для одностороннего излучения,
но устанавливаемый в направлении главного излучения перед
активным вибратором. Этот пассивный вибратор называется ди-
ректором (направляющим). В отличие от рефлектора (отражаю-
щего) директор короче основного вибратора, благодаря чему
реактивное сопротивление директора имеет емкостный характер и
ток в нем опережает наводимую э. д. с. на 90°. При расстоянии
в четверть волны между активным вибратором и директором
напряженности поля первичного и вторичного излучений сумми
руются в направлении директора.

При работе многовибраторной антенны на волне, отличаю-
щейся от расчетного значения, нарушаются согласование с фи-
Рис. 207. Схематическое изображение нормальной ромби-
ческой антенны:

а — в вертикальной проекции; б — в горизонтальной проекции

дером и указанная на рис, 203 синфазность работы ее этажей.
Диаграмма направленности искажается, и коэффициент усиле-
ния в главном направлении резко падает.

Итак, громоздкость сооружения и отсутствие диапазонности —
главные препятствия для применения многовибраторных антенн
в подвижных радиостанциях.

Ромбические антенны коротких волн требуют для своего раз-
вертывания довольно большой площади, но сама установка и
обслуживание их проще. Большим достоинством их является
диапазонность, т. е. возможность работы без каких-либо пере-
делок на разных частотах в сравнительно широком диапазоне
с сохранением приемлемого коэффициента усиления в главном
направлении. Однако к. п. д. ромбической антенны не превышает
50%, т. е. ниже, чем к. п. д. многовибраторной антенны.

Ромбическая антенна — разновидность уже известной нам
антенны бегущей волны. Нормальный тип ромбической антенны
изображен на рис. 207 в двух проекциях. Это — двухпроводная
линия, питаемая с левого конца от ’передатчика по симметрич-
ному фидеру и нагруженная на правом конце сопротивлением
R = 700—800 ом, соответствующим волновому сопротивлению
антенны. Входное сопротивление антенны на левом конце имеет
величину того же порядка, а потому специального устройства
для согласования с симметричным фидером не требуется.

Для того чтобы оба провода антенны давали излучение,
не компенсирующееся, а складывающееся в направлении от фи-
дера к нагрузочному сопротивлению, средние точки этих прово-
194
дов разведены в горизонтальной плоскости, и вся антенна в плане
имеет форму ромба (см. рис. 207,6). Антенна растягивается
на четырех мачтах. Тупой угол ромба равен 130°.

Длину каждой из четырех сторон ромба берут из следующих
соотношений с крайними волнами диапазона:

0,2/ \кин>

^макс < 0.6Z,

т. е. длина стороны должна быть в пять раз больше самой ко-
роткой из волн диапазона, обслуживаемого данноц антенной.
Так, если самая короткая волна составляет 25 м, то длина сто-
роны ромба должна быть 100 м, и тогда самая длинная волна
рабочего диапазона будет 60 м.

Высота подвеса полотна антенны берется равной примерно
0,25 /. Значит, в приведенном случае мачты должны быть по 25 м.
Общая площадь, занимаемая антенной, может быть определена
из рис. 207, б.

Переходя к направленности действия ромбической антенны,
укажем, что приводившиеся на рис. 189 диаграммы относились
к проводу с бегущей волной тока в нем, расположенному вблизи
от земли. В ромбической же антенне четыре ее стороны удалены
от земли. Провод с бегущей волной, удаленный от земли, имеет
в горизонтальной плоскости диаграмму направленности, отличаю-
щуюся от показанной на рис. 189: она состоит из двух главных

лепестков, расположенных под равными углами к проводу, при-
чем эти углы зависят от соотношения между длиной провода и
длиной волны. Такие диаграммы показаны на рис. 208 для четы-
рех сторон ромба (незаштрихованные лепестки), рассматривае-
мых как четыре отдельных провода с бегущей волной.

При рекомендуемых размерах антенны четыре лепестка от-
дельных ее сторон совпадают по направлению (параллельны
большой диагонали ромба). Складывая излучаемые ими мощ-
ности, мы получим главный лепесток общей диаграммы направ-
ленности антенны (заштрихованная фигура). Этот лепесток на-
правлен вдоль большой диагонали ромба. Лепестки же диаграмм

направленности сторон, не совпадающие по направлению, дают

боковые лепестки общей диаграм-
мы направленности (из них по-
казаны лишь наибольшие). Ко-
нечно, такое пояснение весьма
приближенно, однако оно показы-
вает сущность требований к раз-
мерам антенны.

Диаграмма направленности в
вертикальной плоскости имеет
главный лепесток, несколько при-
поднятый над горизонтом, что
объясняется влиянием почвы,

Рис. 208. Сложение излучаемых
мощностей четырех сторон ром-
бической антенны (в горизонталь-
ной плоскости)

13*

195
Для примера на рис. 209 приведе-

Рис. 209. Диаграммы напра-
вленности ромбической ан-
тенйы для волны К = Z/4:
а — в горизонта Л ьйбй 'пЛОбкобти;
б •— в вертикальной Плоскости

ны диаграммы направленности ром-
бической антенны, работающей на вол-
не X = 0,25 I. На других волнах в пре-
делах рабочего диапазона диаграммы
направленности изменяются по ширине
главного лепестка (или, иначе говоря,
по величине угла его раствора), не-
сколько изменяется и угол возвышения,
но конфигурация сохраняется.

К. п. д. ромбической антенны огра-
ничивается тем, что заметная часть
мощности Передатчика расходуется бес-
полезно в сопротивлении R. Для мощ-
ных передающих устройств абсолютная

величина потерь значительна, и сопро-
тивление R приходится выполнять в виде двухпроводной сталь-
ной линии длиной до 500 м и С диаметром проводов 4 мм. Вход-
ное сопротивление такой лийИи около 700 ом, что и требуется на
выходе ромба. Волны в стальной линии сильно затухают, и энер-
гия их расходуется на нагрев проводов без отражения от разом-
кнутого ее конца. Конечно, в приемных ромбических антеннах
сопротивление R обычное непроволочное.

Коэффициент усиления ромбической антенны в направлении
оси главного лепестка достигает 40 при X = 0,22 /; при укоро-

чении волны он резко падает, при удлинении падает медленнее.

Для упрощения настройки ромбической антенны Школьников и Митя-
гин предложили уменьшить высоту мачт, поддерживающих острые углы
ромба. Эти мачты заменяются столбами высотой по 5—6 м (рис. 210). Та-
кая согнутая ромбическая антенна болеё вытянута в длину по сравнению
с нормальной. Коэффициент усиления ее несколько ухудшенный. Она при-
меняется главным образом для приема.

К. п. д. передающей ромбической антенны можно повысить,
удлинив ее стороны настолько, чтобы бегущая волна к концу
линий заметно уменьшалась по амплитуде. Тогда даже при ко-
роткозамкнутом конце Сравнительно слабая отраженная волна
не повлияет существенно на форму диаграммы направленности.
Но такая антенна невыгодна койСтруктивно.

Рис. 210. Схема согнутой ромбической антенны
Однако если стороны ромба выполнить из нескольких парал-
лельных проводов с переменным расстоянием между ними, то
можно подобрать такой закон изменения их волнового сопротив-
ления, при котором отраженная волна резко затухает и при нор-
мальных размерах сторон ромба его к. п. д. повысится.

Завершая на этом обзор важнейших для практики типов ко-
ротковолновых антенн, повторим кратко их назначение.

Для связи поверхностными волнами на расстояния до не-
скольких десятков километров следует применять штыревую или
Т-образную антенну.

Для связи крутопадающими волнами на расстояния от не-
скольких десятков до нескольких сотен километров 'можно реко-
мендовать горизонтальный поднятый вибратор.

Связь до тысячи (и более) километров при мощных подвиж-
ных передатчиках возможна с помощью слабо направленных
антенн комбинированного излучения (например, наклонный луч).

Наконец, дальние коротковолновые связи с одним или не-
сколькими отражениями требуют применения остро направлен-
ных антенн — ромбической или многовибраторной.

Антенны ультракоротких волн

С уменьшением длины волны изменяются и принципы выпол-
нения антенн. Однако резких границ применения тех или других
типов антенн указать нельзя. Можно лишь сказать, что для мет-
ровых волн более характерны проволочные (стержневые) ан-
тенны, а для дециметровых и сантиметровых волн — антенны
с отражающими поверхностями или с преломляющими линзами.

Антенны метровых волн уже частично рассматривались нами:
это — штыревая, полуромбическая и Х-образная антенны. На
метровых и даже дециметровых волнах можно применять ром-
бические антенны соответствующих размеров, а также симмет-
ричные вибраторы как вертикальные, так и горизонтальные.

Применение симметричных вибраторов на метровых волнах
имеет свои особенности. Во-первых, горизонтальный вибратор,
поднятый на высоту, во много раз превосходящую длину волны,
цает излучение и в горизонтальных направлениях (см. рис. 132),
причем максимум излучения соответствует направлениям, пер-
пендикулярным оси вибратора. Во-вторых, если поляризация ко-
ротких волн существенно изменяется при прохождении их в ионо-
сфере, а потому выбор типа приемной антенны не определяется
строго типом передающей антенны корреспондента, то при рас-
пространении ультракоротких волн в свободном пространстве
поляризация сохраняется и приемная антенна должна в этом
отношении соответствовать передающей антенне корреспондента.
Так, волны, излучаемые вертикальным симметричным вибрато-
ром, целесообразно принимать на вертикальный же вибратор,
а волны, излучаемые горизонтальным вибратором, выгодно при-
нимать на горизонтальный вибратор.

Далее, вибраторы для метровых волн имеют небольшие раз-
меры, и их нетрудно выполнить в виде жестких стержней или
цилиндров, требующих лишь одной’ опоры.

Наконец, на метровых волнах нецелесообразно подавать пи-
тание по открытым фидерам. Для этой цели применяются сим-
метричные или коаксиальные кабели, приспособленные к согла-
сованию с вибратором.

Входное сопротивление симметричного полуволнового вибра-
тора равно его сопротивлению излучения, т. е. 73 ом. Эта вели-
чина существенно отличается от волнового сопротивления неэкра-
нированного симметричного кабеля, сравнительно дешевого и
удобного в эксплуатации, но имеющего волновое сопротивление
примерно 300 ом.

Непосредственное соединение симметричного кабеля с антенной воз-
можно в том случае, когда вместо симметричного вибратора используется
шлейф-антенна Пистолькорса (рис. 211).

Антенна представляет собой жесткую петлю (шлейф) длиной почти в по-
ловину волны. По существу она состоит из двух полуволновых вибратордв,
расположенных на очень малом расстоянии друг от друга и соединенных
последовательно, так что нижний вибратор, питаясь от фидера, в свою оче-
редь питает верхний. Полуволна тока в верхнем вибраторе служит про-
должением полуволны тока нижнего вибратора, но благодаря их встреч-
ному соединению оба тока в пространстве направлены одинаково и имеют
равные значения (Ц — /г) в пучностях. Значит, мощность, излучаемая такой
антенной, будет равна

= (272)2Rs = I4R^ ,

где R^ = 73 ом.

Следовательно, на входе первого вибратора сопротивление окажется
равным 47?z = 282 ом, что согласуется с волновым сопротивлением симме-
тричного кабеля.

Шлейф-антенна нашла широчайшее применение, особенно ib приемных
установках телевидения.

Рис. 211. Шлейф-антенна
Пистолькорса

Вибратор

Кабель

Рис. 212. Включение кабеля
без симметрирующего ус-
тройства
Сопротивление полуволнового вибратора очень близко к вол-
новому сопротивлению коаксиального кабеля (примерно 75 ом),
а потому питание бегущей волной возможно без согласующих
устройств. Однако внутренний и внешний проводники коаксиаль-
ного кабеля несимметричны по отношению к земле. В случае
присоединения одной половины вибратора к внутреннему про-
воду кабеля, а другой половины — к внешнему нарушается сим-
метрия вибратора, что изменяет его входное сопротивление и
диаграмму направленности.

Физически нарушение симметрии можно пояснить с помощью
рис. 212. Ток из центрального провода кабеля целиком поступает
на питание правой половины вибратора. Равный ему и противо-
фазный ток внутренней поверхности оболочки кабеля в точке А
разветвляется: часть его питает левую половину вибратора, дру-
гая часть ответвляется на (внешнюю поверхность оболочки. Сле-
довательно, для восстановления симметрии питания необходимо
точку А изолировать от внешней поверхности оболочки.

Один из возможных способов изоляции половины вибратора
от внешней поверхности оболочки состоит в том, что поверх ме-
таллической оболочки надевается металлический «стакан» (на
рис. 213 показан в разрезе) глубиной -j-. «Стакан» тщательно
припаивается с нижней стороны к очищенной от изоляции внеш-
ней поверхности кабеля. Тогда внешняя стенка конца оболочки
и внутренняя стенка стакана образуют коаксиальный отрезок ли-
нии длиной в четверть волны, замкнутый на дне стакана нако-
ротко. Известно, что входное сопротивление такой линии (со
стороны точки подключения правой половины вибратора) в пре-
деле равно бесконечности. Следовательно,
правой половины вибратора оказывается
изолированной от внешней поверхности
оболочки и ток внутренней поверхности
оболочки направится полностью в правую
половину вибратора. Разумеется, изоля-
ция будет совершенной лишь для опреде-
ленной волны, причем допустимы рас-
стройки не свыше 2%'.

Существуют и иные типы симметри-
рующих устройств; все они основаны на
применении металлических четвертьвол-
новых «изоляторов» и имеют каждое свои
достоинства и недостатки.

Для связи с одним определенным кор-
респондентом, направление которого из-
вестно, выгоднее применять антенну одно-
стороннего направленного излучения. Это
может быть или синфазно питаемая
группа вибраторов с отражающей метал-

точка присоединения

Рис. 213. Схема четверть-
волнового стакана для
перехода с несимметрич-
ного фидера на симме-
тричную антенну
лической сеткой, удаленной на четверть волны со стороны, обрат-
ной направлению излучения, или же так называемая директорная
антенна («волновой канал»).

Директорная антенна (рис. 214) представляет собою стер-
жень, на котором укреплены основной (активный) вибратор
(или шлейф-вибратор), питаемый с помощью фидера, рефлектор
(удлиненный пассивный вибратор) и один или несколько дирек-
торов (укороченных пассивных вибраторов). Размеры пассивных
вибраторов и расстояния между вибраторами тщательно подби-
раются опытным путем.

Директорная антенна дает максимум излучения вдоль
стержня от активного вибратора в сторону директоров. Коэффи-
циент усиления в этом направлении возрастает с увеличением
числа директоров, имея при двух директорах на волне 5 м зна-
чение около 2,5; угол раствора главного лепестка диаграммы
направленности в этом случае получается не менее 50—60°.

Конструкция директорией антенны проста,х вес ее невелик, и
она может быть поднята на легкой мачте. Рефлектор и дирек-
торы можно прикрепить в их центрах к металлическому про-
дольному стержню без изоляции.

Диапазон рабочих частот этой антенны сравнительно узок.
При использовании более толстых вибраторов (с пониженным
волновым сопротивлением) диапазон расширяется.

В соответствии с требованиями эксплуатации элементы дирек-
торией антенны устанавливаются вертикально или горизон-
тально, чем и определяется поляризация "радиоволн; передаю-
щая и приемная антенны корреспондирующих станций должны
всегда давать одинаковую поляризацию.

Если возникает необходимость кругового излучения в гори-
зонтальной плоскости, то на волнах метрового диапазона целе-
сообразно применять вертикальный вибратор (полуволновый или
четвертьволновый). Для расширения диапазона рабочих частот
200
вибратор должен иметь большой диаметр. Однако та же задача
решается более успешно применением диско-конусной антенны
(рис. 215), дающей равномерное излучение в горизонтальной
плоскости с некоторым подъемом характеристики в вертикальной
плоскости. Входное сопротивление такой антенны согласуется
в сравнительно широком диапазоне частот с волновым сопротив-
лением коаксиального кабеля, причем симметрирующее устрой-
ство не нужно. Диск и конус могут выполняться из сплошных
металлических листов или же из отдельных металлических
прутьев, как показано на рисунке. Сетчатая конструкция умень-
шает воздействие ветра на антенну при ее подъеме на мачте
(снижается парусность антенны).

Диско-конусную антенну уже нельзя назвать проволочной,
составленной из вибраторов. Это — пример антенны с отражаю-
щими поверхностями, т. е. переходный тип между антеннами ме-
тровых и дециметровых волн.

Антенны дециметровых волн выполняются преимущественно’
с узкой диаграммой направленности (и в горизонтальной, и в
вертикальной плоскостях).

Основным типом антенны дециметровых волн (не длиннее
50 см), обладающей весьма высокими свойствами направлен-
ности и высоким коэффициентом усиления, следует считать ан-
тенну с параболическим отражателем (зеркалом).

Параболой называется кривая, каждая точка которой удовлетворяет ра-
венству

у8 = 2рх,

где х и у — координаты точки;

р — постоянная величина, характеризующая степень «раскрыва»

кривой и называемая ее параметром.

На рис. 216 нанесена парабола, имеющая параметр р = 1. Проверить
правильность ее построения можно по любой из ее точек. Возьмем, напри-

'Кайнсиальный
фидер

Рис.215. Схема диско-
конусной антенны

Лучд \

Рис. 216. Парабола и свойство ее
фокуса
мер, точки, для которых абсцисса х= 1. Ордината этих точек # = + 1^2 =
= + 1,41, т. е. действительно у2 = 2рх. Взяв точки, для которых х = 2, най-
дем, что у = +2, что также удовлетворяет уравнению, и т. д.

На оси абсцисс на расстоянии у имеется точка ф, называемая
фокусом параболы. Фокус замечателен тем, что исходящие из него прямо-
линейные лучи, попав на любую точку параболы, отражаются параллельно
оси абсцисс. На рисунке для примера показан ход двух произвольных лу-
чей, которые после отражения становятся параллельными.

Представим себе, что парабола вращается около неподвижной
оси абсцисс. Она опишет в пространстве поверхность, называе-
мую параболоидом вращения (рис. 217). Фокус сохранит свое
место на оси ох, и свойства его тоже сохранятся. Следовательно,
если в фокусе поместить точечный излучатель, то все падающие
на внутреннюю поверхность параболоида лучи будут отражаться
параллельным пучком. Параболоид, изготовленный из металла,
отражает радиоволны.

Рис. 217. Параболоид

вращения

Симметрирующее
устройство

Рис. 218. Антенна с параболи-
ческим зеркалом

В действительности излучатель дециметровых волн имеет ко-
нечные размеры, и даже значительно большие, чем, например,
источник световых лучей в прожекторе. Поэтому, помещая излу-
чатель в фокусе параболоида, мы достигнем значительной кон-
центрации излучения вдоль оси ох, но лучи будут расходиться
в некотором угле, и, кроме того, появятся побочные лепестки из-
лучения. Для увеличения направленности действия отражателя
диаметр D его «раскрыва» должен быть значительно больше
длины волны и размера излучателя.

Практическая конструкция антенны с параболическим отра-
жателем показана на рис. 218. Отражатель выполняется из ме-
таллического листа или для уменьшения парусности из метал-
лической сетки. Вибратор В с помощью трубы закрепляется
в фокусе параболоида. Одновременно труба служит внешней обо-
лочкой коаксиального фидера, который питает вибратор через
202
симметрирующее устройство. Впереди вибратора укреплен на
расстоянии около четверти волны пассивный контротражатель
или металлический диск Р, благодаря которому достигается одно-
стороннее излучение вибратора к поверхности зеркала. На сан-
тиметровых волнах вместо вибратора с коаксиальным фидером
применяется волновод, открытый конец которого служит излу-
чателем.

Желательно, чтобы диаметр D «раскрыва» зеркала в десять и более
раз превосходил длину волны. Коэффициент усиления антенны с параболои-
дом по отношению к симметричному вибратору в свободном пространстве
вычисляется так:

При диаметре £>=1,5 м и 1=15 см коэффициент усиления 6 = 460.
Это большое усиление для дециметровых волн. На сантиметровых волнах
можно достигнуть еще больших его значений или получить то же значе-
ние при меньшем диаметре отражателя.

Угол раствора главного лепестка диаграммы направленности

R 60°Х
₽ = ~D--

При указанных выше соотношениях ₽ = 6°.

Возможны и более узкие диаграммы. При столь острой направленности
необходимо точно ориентировать антенну на корреспондента при установке
и юстировать ее на максимум слышимости после получения связи.

На рис. 219 изображены передающая и приемная антенны
оконечной станции радиорелейной линии связи, установленные
на вершине металлической башни-мачты высотой в несколько
десятков метров. В качестве контротражателя здесь применяется
пассивный вибратор-стержень, несколько удлиненный по сравне-
нию с излучающим вибратором. Грубая установка направления
антенн возможйа вручную с платформ на башне, но для юсти-
ровки обычно используются серводвигатели, питаемые и управ-
ляемые с земли по проводам.

Антенна с параболическим отражателем в принципе диапазон-
ная, если фидер согласован с вибратором в пределах заданного
диапазона частот.

Антенны сантиметровых волн представляют собой преимуще-
ственно тот или иной вид излучающих отверстий в стенках вол-
новодов либо объемных резонаторов, причем излучающие отвер-
стия дополняются арматурой, создающей достаточно узкую диа-
грамму направленности.

Если один конец волновода оставить открытым, то из него
волны будут излучаться в пространство. Однако излучение и на-
правленное действие будут лучше в том случае, если конец вол-
новода снабдить раструбом (рупором), как показано на рис. 220.
Рупор создает плавный переход от волновода к свободному про-
странству и тем самым почти исключает отражение волн от конца
Рис. 219. Параболические антенны, установленные
на башне-мачте

Рис. 220. Рупорная антенна
волновода; кроме того, рупор при-
дает необходимую форму диаграмме
направленности такой системы.

Диаграмма направленности «сек-
ториального» рупора суживается
с увеличением его длины при дан-
ном его растворе. Следовательно,
для получения узкого лепестка нуж-
но брать длинный рупор, что являет-
ся недостатком такой антенны. Так,
например, рупор длиной в 50 X при
растворе в 15° дает главное излуче-
ние в угле 23°. Такая конструкция
оказывается громоздкой. Действи-
тельно, при волне в 5 см для этих
условий необходим рупор длиной
2,5 м.

На рис. 221 изображено в двух
разрезах электромагнитное поле,
движущееся из волновода через сек-

Рис. 221. Излучение рупорной
антенны:

а — в горизонтальном разрезе (маг-
нитные линии — пунктир, электри-
ческие — точки); б — в вертикальном
разрезе (магнитные линии — пунктир,
электрические — сплошные)

ториальный рупор в пространство.

Волны, подходящие к открытому концу рупора, имеют выпуклый
(сферический) фронт.

Значительно удобнее по размерам и выгоднее по свойствам
направленности линзовая антенна, которая обычно выполняется
в виде короткого рупора, дополненного линзой (рис. 222). Она

делает расходящиеся лучи радиоволн параллельными, или, иначе
говоря, сферический фронт волны превращает в плоский, благо-

даря чему энергия концентрируется в осевом направлении.

Для концентрации энергии сантиметровых волн применяются
так называемые металлические линзы. Линза, показанная на
рис. 222, плоско-выпуклая, из металлических дисков, размеры
которых выбраны так, чтобы собственная волна каждого из них
была короче рабочей волны. В результате взаимодействия поля
приходящих волн с полем вторичного излучения дисков электро-
магнитные лучи фокусируются, подобно тому как в прозрачной
оптической линзе фокусируются световые волны при взаимодей-
ствии с электронами молекул и атомов диэлектрика.

волна

Рис. 222. Рупорно-линзовая антенна и принцип
превращения в ней сферической волны в плоскую
Рупор

Линза

Рис. 223. Антенна с
линзой, состоящей из
коротких волноводов
(металлических поло-
стей)

Применяются также плоско-вогнутые
линзы из металлических полосок различной
длины, образующих короткие волноводы,
способные направлять радиоволны парал-
лельными лучами (рис. 223).

В качестве материала для линз можно
применять и диэлектрик, однако на санти-
метровых волнах в нем создаются значи-
тельные потери.

Приемные антенны

,Под действием поля приходящих волн
приемная антенна должна создавать ток
во входной цепи приемника. Любая из

рассмотренных нами антенн может быть приемной. В подвижных
симплексных радиостанциях одна и та же антенна обычно по-
очередно работает на передачу и на прием. При этом коэффи-
циент усиления приемной антенны и диаграмма направленности
ее будут такими же, какими обладает эта антенна в качестве
передающей. Это правило называется принципом взаимности.

Сргласно принципу взаимности приемная антенна создает во
входной цепи приемника наибольший ток при приеме сигнала
с тех направлений, в которые она посылала бы максимальную
мощность при работе в качестве передающей антенны. Наоборот,
она создает наименьший ток при приеме сигнала с тех направле-
ний, в которые она посылала бы минимальную мощность.

Взаимная ориентировка антенн двух корреспондирующих
станций, выгодная при передаче, окажется выгодной и при
приеме.

Если антенна предназначается только для приема, то значи-
тельное число требований, предъявляемых к передающей антенне,
может быть ослаблено (например, требования к диэлектрической
прочности изоляции, к толщине антенных проводов и другие тре-
бования, связанные с излучением больших мощностей). Прини-
маемые мощности, как правило, бывают очень малыми — до
триллионных долей ватта, и этого достаточно для приведения
в действие современных высокочувствительных приемников.

По отношению к приемнику приемную антенну можно рассма-
тривать как источник тока высокой частоты. Электродвижущая
сила наводится в приемной антенне приходящими радиоволнами.
Наведение э. д. с. в приемном проводе мы объясняли пересече-
нием его силовыми линиями магнитного поля. Но удобнее вести
расчет наводимой э. д. с., основываясь на действии электриче-
ского .поля, распространяющегося совместно и неразрывно с маг-
нитным.

Электрическое поле характеризуется в пункте приема вели-
чиной своей напряженности Е, которая измеряется числом ми-
кровольт на метр. Так, например, если амплитудное значение на-
206
пряженности электрического поля исчис-
ляется единицами микровольт на метр,
то поле считается слабым; если же ам-
плитуда напряженности поля исчисляется
тысячами микровольт на метр, то дей-
ствие сигналов в пункте приема считается
сильным.

Рис. 224. Приемная ан-
тенна и ее эквивалент-

Когда направление провода приемной
антеннй совпадает с направлением поля-

ризации приходящих волн, то при совме- ная схема

щении электрических силовых линий

поля с проводом в последнем наводится э. д. с. Величина ее, от-
несенная к входным зажимам приемника, называется действую-
щей э. д. с. и вычисляется как произведение напряженности поля
на действующую высоту приемной антенны:

Если напряженность поля дана в эффективном значении, то
при подсчете получается эффективное значение э. д. с. в антенне.
Если же дано амплитудное значение напряженности поля, то
в результате вычислений получаем амплитуду э. д. с.

В качестве генератора приемная антенна характеризуется не
только величиной э. д. с., зависящей от внешнего поля, но и
внутренним сопротивлением, которое paejio входному сопротивле-
нию антенны ZA между точками ее включения. Полезной на-
грузкой служит сопротивление ZH между входными зажимами
приемника. На рис. 224 показаны приемная антенна с подклю-
ченным приемником и ее эквивалентная схема. Ток во входной
цепи приемника

т /(/?а + Ян)2+(^а + /Гн)2 *

Полезная мощность создается сигналом в сопротивлении /?н.

Очевидно, что эта мощность окажется наибольшей при со-
гласовании антенны и входа приемника, т. е. при выполнении
условий
=

При этом полезная мощность составит половину мощности,
извлекаемой антенной из радиоволн.

Эта максимальная мощность

Е2 Е2 h2
п _ _ Lrr<li

^иакс- 4/?д
Но, как было сказано, коэффициент усиления антенны связан с ее дей-
ствующей высотой и ее активным сопротивлением следующим соотношением:

откуда

h\ GM

-р- = 304л2 •
КА

Пользуясь этим, найдем

_ E2mGM _ E^GM

макс -30-16Я2 ~ 480л2 •

Отсюда видно, что приемная антенна, имеющая направленное действие
в сторону корреспондента,' получает выигрыш в величине мощности, отда-
ваемой приемнику.

Вычисление наводимой э. д. с. с помощью действующей вы-
сота удобно для проволочных антенн простейших типов. Для
сложных же антенн, особенно при наличии в них отражающих
поверхностей, понятие о действующей высоте теряет смысл. В та-
ких случаях эффект приема оценивают По величине действующей
площади антенны. Произведение потока энергии проходящих
волн (т. е. числа микроватт, проходящих через каждый квадрат-
ный метр площади, параллельной фронту волны) на действую-
щую площадь антенны дает величину мощности, извлекаемой
при приеме. Эта мощность пропорциональна коэффициенту уси-
ления антенны. Следовательно, антенна с большим коэффициен-
том усиления в стороны корреспондента выгодна при приеме
с точки прения величины полезной мощности. Она выгодна и по-
тому, что ослабляет помехи, приходящие с других направлений.
Это последнее свойство называется пространственной избиратель-
ностью приемной антенны.

При выборе типа и ориентировки приемной антенны очень
важен вопрос о поляризации приходящих радиоволн. Поверх-
ностные волны можно принимать как на вертикальную антенну
(например, штыревую), так и на горизонтальную (например, на
антенну бегущей волны). Это объясняется наклоном линий элек-
трического поля у земной поверхности вследствие разной ско-
рости движения радиоволн над землей и в верхних слоях почвы.
Вектор напряженности электрического поля Е можно разложить
на вертикальную Ев и горизонтальную Ег составляющие
(рис. 225). Величина горизонтальной составляющей возрастает
над плохо проводящей почвой, благодаря чему в этом случае
возможно применение антенны бегущей волны.

При приеме пространственных волн, особенно с крутым па-
дением, также возможна работа вертикальной и горизонтальной
антенн, .поскольку фронт падающих волн оказывается наклонным
208
Рис. 225. Наклон
вектора напряжен-
ности электриче-
ского поля радио-
волн у поверхно-
сти земли

Рис. 226. Рамочная
антенна

SO9

270°

Рис. 227. Диаграмма напра-
вленности рамочной антенны

и электрическое поле имеет вертикальную и горизонтальную со-
ставляющие. '

В случаях же связи на ультракоротких волнах, распростра-
няющихся в свободном пространстве, необходимо применять ан-
тенны передающей и принимающей станций, ориентированные в
пространстве одинаково. Более того, при взаимно перпендику-
лярной их ориентировке прием будет отсутствовать или же ока-
жется резко ослабленным.

Кроме антенн, уже описанных выше, для приема исполь-
зуются замкнутые (рамочные) антенны, сравнительно редко при-
меняемые в передающих установках.

Рамочная антенна (приемная рамка) состоит из одного или
нескольких витков, имеющих круглую, квадратную или много-
угольную форму. Своими выводами рамка присоединяется
к входным зажимам приемника, причем параллельно ей может
быть включен конденсатор, с которым она образует колебатель-
ный контур, допускающий настройку в некотором диапазоне ча-
стот (рис. 226). Напряжение, создаваемое под действием сигнала
на зажимах конденсатора, управляет работой приемника.

Характерное свойство рамки — направленность радиоприема
в горизонтальной плоскости с резко выраженными нулевыми на-
правлениями (рис. 227).

Чтобы получить выражение для диаграммы направленности рамочной

антенны, рассмотрим квадратную рамку,
(рис. 228). Длина стороны рамки равна а.
На рисунке рамка изображена в плане
так, что А и В представляют собой торцы
вертикальных ее сторон.

Положим, что плоскость рамки соста-
вляет некоторый (произвольный) угол 0
с направлением движения приходящих
волн. Следовательно, плоский фронт волны
достигает стороны Л, затем проходит отре-
зок пути

тп =^а cos 0

и совмещается со стороной В.

Если э. д. с. в вертикальной стороне А
будет равна

состоящую из одного витка

Рис. 228. Работа одновитковой
рамки

еА = Ета sin
где Ет — амплитуда напряженности поля сигнала, то в вертикальной сто-
роне В э. д. с., имея ту же амплитуду, окажется запаздывающей по вре-
мени (по фазе):

= Ета sin со (/ — /t).

Здесь 6 — время, в течение которого фронт волны пройдет участок тп> дви-
гаясь со скоростью света t>0:

, a cos 6

*1 —---------

Если силовые линии электрического поля вертикальны, то они не наво-
дят э. д. с. в горизонтальны» сторонах. Следовательно, э. д. с. в рамке равна
разности э. д. с. вертикальных сторон, так как эти э. д. с. направлены на-
встречу одна другой:

е = еА — ев == Ета [sin — sino> (t — /х)].

Приведя разность синусов к виду, удобному для логарифмирования, по-
лучим

„ 2/— . (li/j

е = 2Ета cos о>—~—• sin ~~ .

4 л

Подставим в это выражение найденное выше значение t\ и, помня, что

X
^0 р >

напишем

(О

пг? . 2тса cos О
е = 2Ета sin—------------cos

Ввиду того что сторона рамки а обычно мала по сравнению с длиной
принимаемой волны X, аргумент синуса также мал и синус можно заменить
его аргументом:

е — 2Е

ка cos 0
та X

COS О) ( t —

Л А

2 ) '

Весь множитель, независимый от времени, представляет собой ампли-
туду э. д. с. в рамке:

л2

Етр = Ет2л — cos0.
Л

Но a2 = S — это площадь витка рамки. Если же рамка состоит из N
витков, то, действуя последовательно, их э. д. с. складывают. Поэтому
окончательное выражение амплитуды э. д. с. в ра^ке будет следующим:

л „ 2tzNS о
общ — т COS 0.

Если плоскость рамки совпадает с направлением движения волны, то
0 = 0 и cos 0 = 1. Значит,
р _ р

^ягобщ. макс “ •
Если же угол 6 = 90°, то cos В = 0 и о. д. с. равна нулю. Таким путем
мы сможем по точкам построить диаграмму рис. 227.

Подобно тому как для обычной антенны э. д. с. равна произведению
напряженности поля на действующую высоту, для рамки также можно на-
писать

Е/п общ. макс =

Отсюда действующая высота рамки

2nNS

Обычно действующая высота рамки оказывается весьма малой и тре-
бует приемника высокой чувствительности.

Пример. Определить действующую высоту рамки при приеме сигнала на
волне к — 800 м, если рамка имеет квадратную форму со стороной а =
— 0,8 м, а число витков ее N = 18.

Решение.

, 2nNS
h^-r-

6,28 -18- 0,82

800

== 0,09 м

(т. е. только 9 см).

Рис. 229. Приемник с
поворотной рамкой

Рамку с успехом применяют (используя ярковыраженные ну-
левые направления диаграммы направленности) для радиопелен-
гования, т. е. для определения пункта расположения принимае-
мого передатчика на поверхности земли. Рамку делают поворот-
ной и ориентируют относительно направления географического
меридиана. Это позволяет отсчитывать азимуты на принимаемые
передатчики из точки расположения радиопеленгатора.

Приемник с поворотной рамкой дан на рис. 229. Рамка круг-
лой формы помещена в экран. Радиоприем возможен вследствие
того, что в верхней части экран разрезан на две части, изолиро-
ванные одна от другой; поэтому круговых токов, которые могли
бы создать поле, противодействующее внеш-
нему, в экране нет. Вместе с тем экран за-
щищает рамку механически и улучшает ка-
чество приема.

При двух или большем числе пеленгато-
ров путем получения засечек на карте опре-
деляется пункт расположения принимаемого
передатчика.

Можно упомянуть еще об одной замкнутой ан-
тенне, сходной с рамочной по диаграмме направ-
ленности. Это — магнитная антенна, применяемая
в некоторых современных радиовещательных прием-
никах (рис. 230). Она представляет собой катушку
(или несколько катушек — на ' разные участки
диапазона принимаемых волн), надетую на стерж-
невой сердечник из высокочастотнрго материала
с большой магнитной проницаемостью (феррит).
Сердечник концентрирует в себе магнитные силовые линии приходящих
волн, благодаря чему катушка по сравнению с обычной рамкой пронизы-
вается магнитным потоком большей плотности. Э. д. с., наводимая сигналом
в катушке, пропорциональна магнитной проницаемости сердечника. При зна-
чительно меньших размерах магнитная антенна принимает сигналы радио-
станций почти так же хорошо, как и рамочная антенна. Не опасаясь влия-
ния металлических деталей, магнитную антенну можно располагать внутри
деревянного или пластмассового ящика приемника. Катушка магнитной
антенны подключается ко входу приемника по той же схеме, как и рамоч-
ная антенна. Если мощная ближняя станция мешает приему дальней стан-
ции, то, ориентируя антенну нулевым направлением приема в сторону по-
мехи, можно подавить ее действие.

Завершая главу об излунении и распространении радиоволн,
необходимо кратко остановиться на возможностях радиосвязи
при помощи подземных антенн. Защитить антенну от внешнего
механического воздействия — задача важная. Вполне понятно,

Рис. 230. Магнитная антенна

что такая задача будет решаться успешнее, если антенна распо-
лагается не на мачтах, а под землей (подземная антенна) или
непосредственно на земной поверхности (стелющаяся антенна).

Для выбора конструкции подземных антенн должны быть при-
няты за основу следующие соображения. При падении радиоволн
на земную поверхность часть энергии отражается, другая часть
проникает в глубь земли, испытывая при этом в общем случае
значительное поглощение. Мы уже знаем, что влажная почва
обладает для частот ниже 3 Мгц свойствами проводника, а для
сверхвысоких частот — свойствами диэлектрика; сухая же (осо-
бенно песчаная и каменистая) почва даже и для коротких и
средних волн обладает преимущественно свойствами диэлек-
трика.

Скорость распространения радиоволн в„; почве и воде может
сильно отличаться от скорости в свободном пространстве (у0).
Если почва обладает свойствами диэлектрика, то скорость рас-
пространения в ней радиоволн зависит от ее диэлектрической
проницаемости в, уменьшаясь с увеличением е. Если же почва
обладает преимущественно свойствами проводника, то скорость
распространения уменьшается с увеличением проводимости а и
возрастает с увеличением частоты сигналов f.
Благодаря различию скоростей распространения длина волны
в почве при данной частоте f заметно отличается от длины волны
в воздухе. Так, например, если в воздухе частота колебаний
f — 1 Мгц соответствует волне длиной 300 м, то во влажной
почве она будет соответствовать примерно 30 м, а в морской
воде — только около 1,6 м.

Все указанные закономерности справедливы как для волн,
излучаемых в земле (и выходящих через земную поверхность
в атмосферу), так и для волн, принимаемых под слоем земли
(после их падения на земную поверхность). Отсюда можно сде-
лать ряд практических выводов, относящихся к подземным
антеннам.

Во-первых, коэффициент усиления подземной антенны зави-
сит от толщины слоя почвы над ней. Чем глубже расположена
антенна под землей, тем больше потеря энергии в почве и
меньше коэффициент усиления.

Во-вторых, коэффициент усиления подземной антенны зави-
сит от свойств почвы. Выгоднее размещать антенну в почве с
диэлектрическими свойствами, чем в проводящей почве. В по-
следнем случае целесообразно окружить антенну слоем диэлек-
трика, уложив, например, изолированный провод в ров, запол-
ненный сухим песком.

Наконец, соотношение размеров антенны с длиной ее соб-
ственной волны также зависит от параметров почвы, поэтому
нецелесообразно применять резонансные (например, полуволно-
вую или четвертьволновую) антенны. Выгоднее использовать ан-
тенны бегущей волны. Даже при относительно небольшой длине
такой антенны эффективность ее повышается благодаря укоро-
чению волны в почве, а режим бегущей волны обеспечивается
сильным затуханием волн при их движении от генератора до
конца провода.

Те же соображения по выбору типа можно в общем отнести
и к стелющимся антеннам.
ГЛАВА ЧЕТВЕРТАЯ

ЭЛЕКТРОВАКУУМНЫЕ И ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ
ПРИБОРЫ

7. РАЗВИТИЕ ТЕХНИКИ ЭЛЕКТРОВАКУУМНЫХ
И ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ

В аппаратуре радиосвязи важнейшими деталями являются
электровакуумные и полупроводниковые приборы. Они приме-
няются для генерации, усиления, модуляции, детектирования ра-
диосигналов, для выцрямления переменного тока в устройствах
электропитания передатчиков и приемников, для наблюдения за
электрическими процессами, для измерений электрических вели-
чин и для решения других задач в технике радиосвязи. Не менее
существенна роль электровакуумных и полупроводниковых при-
боров в областях техники, смежных с радиосвязью: в телевиде-
нии, радиолокации, телемеханике, проводной связи и др.

Первым полупроводниковым прибором был контактный де-
тектор, изобретенный П. Н. Рыбкиным и Д. С. Троицким, рабо-
тавшими вместе с А. С. Поповым. Контактный детектор приме-
нялся в приемниках в течение двух десятилетий без существен-
ных изменений. Полупроводники почти не продвинулись вперед
в своем развитии в области радиотехники, если не считать заме-
чательных опытов О. В. Лосева, обнаружившего новые свойства
полупроводников в 1922—1923 гг.

За это время электровакуумные приборы, изобретенные в на-
чале XX века, совершили большой путь развития и стали осно-
вой радиоаппаратуры. Электровакуумная техника ведет свое на-
чало от работ А. Н. Лодыгина — изобретателя лампы накалива-
ния. Трехэлектродную лампу изобрел Ли-де-Форест в 1906 г.

В дореволюционные годы русская электровакуумная промыш-
ленность была представлена только одним заводом, выполняв-
шим сборку осветительных ламп. При советской власти были
созданы электровакуумные заводы и научно-исследовательские
214
институты, подготовлены многочисленные кадры для них и на-
лажено снабжение электровакуумного производства специаль-
ными материалами. Современные достижения радиотехники
в значительной мере определились развитием электроники и со-
вершенствованием электровакуумных приборов.

Интерес к контактному детектору возродился с развитием ра-
диотехники сверхвысоких частот, особенно в радиолокации.
В качестве полупроводникового материала был применен герма-
ний. При работе с ним ярко обнаружились те свойства, которые
на двадцать лет раньше описал О. В. Лосев,— свойства усиления
и генерации колебаний.

Малые размеры, высокая экономичность по электропитанию
и длительный срок службы привлекли к полупроводниковым
усилителям большое внимание. Особенно успешным оказалось
их применение в аппаратуре, состоящей из большого числа уси-
лительных и детекторных каскадов, а также в сверхминиатюрной
радиоаппаратуре.

Развитие радиоэлектроники в ближайшем будущем, несом-
ненно, будет основываться на применении как электровакуум-
ных, так и полупроводниковых приборов.

8. ОСНОВНЫЕ ФИЗИЧЕСКИЕ ЯВЛЕНИЯ
В ЭЛЕКТРОННОЙ ЛАМПЕ. КАТОДЫ
ЭЛЕКТРОННЫХ ЛАМП

Движение электрона в вакууме при наличии
электрического поля

Электровакуумные приборы разделяются на две большие
группы: электронные и ионные приборы. В электронном приборе
электрические заряды переносятся только электронами, тогда
как в ионном приборе в переносе зарядов участвуют также ионы.
В первую очередь мы опишем электронные приборы, затем
вкратце — ионные приборы.

Электрон — частица материи, имеющая отрицательный элек-
трический заряд е=1,6-10~19 кулона и обладающая массой
т = 0,9-10~27 г. При больших скоростях масса электрона воз-
растает; однако скорости, которых достигают электроны в элек-
тровакуумных приборах, значительно меньше скорости света, и
в этих условиях массу электрона можно считать постоянной.

Представим себе электрон, находящийся в вакууме, т. е.
в пространстве (например, в стеклянном баллоне), из которого
удален газ, так что вероятность столкновения электрона с моле-
кулой очень мала. Пусть в том же пространстве установлены два
плоских электрода (две металлические пластины), параллельных
друг другу (рис. 231). Проводники, запаянные в стекле, соеди-
няют пластины с батареей, которая создает между пластинами
напряжение U. Положительную пластину будем называть ано-

дом, отрицательную — катодом.

Предположим, что в момент включения напряжения вблизи

от поверхности катода находился неподвижный свободный элек-
трон. После этого момента на него

будет действовать сила, отталки-
вающая его от катода и притягиваю-
щая к аноду. Легко вычислить эту
силу. Между анодом и катодом соз-
далось электрическое поле, которое
будем считать равномерным. Сило-
вые линии поля направлены от ано-
да к катоду. Напряженность этого
поля

Рис. 231. Движение электрона ,
в равномерном электрическом гДе « расстояние между электро-
поле дами.

Но электрическое поле воздей-
ствует на электрон с силой, равной (по закону Кулона) произве-
дению его заряда на напряженность поля:

F=eE,

причем эта сила направлена навстречу полю. Электрон начнет
двигаться снизу вверх, приобретая ускорение, которое в соответ-
ствии со вторым законом Ньютона равно отношению силы
к массе:

F _ еЕ eU
т т md "

Движение окажется равномерно-ускоренным; следовательно,
при движении электрона будет возрастать его скорость и вместе
с ней — кинетическая энергия, которая к концу пути приобре-
тет значение

mv2

“2" ’

где v — скорость в конце пути d.

Энергия, приобретенная электроном при движении в ускоряю-
щем поле, равна работе, которая затрачена электрическим по-
лем, т. е. в конце концов батареей. Работа вычисляется как
произведение силы на путь:

W=Fd = eEd = eU
Приравняв энергию, израсходованную нолем, к энергий, при-
обретенной электроном, напишем основное уравнение движения
электрона в электрическом поле:

откуда найдем скорость электрона в конце пути
v=]/%U.
у т

Зная, что отношение заряда электрона к массе в принятых
нами условиях — величина постоянная, и выражая скорость
в практических единицах, получим

v [км!сек} ж 600 У U [в].

Пример. Найти скорость электрона в конце пути, если напряжение
между электродами U = 100 в.

Решение.

v = 600 VU = 600 /100 « 6000 км)сек.

Средняя скорость равномерно-ускоренного движения элек-
трона на пути d равна половине скорости в конце пути:

V
77 = .—

^ср 2 *

Отсюда время пролета электрона

VCp — v ’

Пример. Определить время пролета для предыдущего примера, если рас-
стояние между электродами d=l см ( т. е. 10"“б км).

Решение.

/ = - = 2С1?735 = V-10~8 сек. (°>0033 мксек),
v 6-Ю3 3 ' '

При небольших расстояниях между электродами время про-
лета исчисляется долями микросекунды.

Теперь представим' себе, что вблизи от катода электроны по-
являются непрерывно и под действием электрического поля дви-
жутся к аноду. Тогда в вакууме и в цепи батареи установится
электрический ток, величина которого определится числом элек-
тронов, долетающих до анода за секунду. Так, если за секунду че-
рез баллон пролетает приблизительно 7 • 1012 электронов, то ве-
личина тока составит 1 мка.

Можно создать условия установления и поддержания тока
в вакуумном приборе, выбрав катод, который обладает свойством
эмиссии (высылки) электронов со своей поверхности. Такой ка-
тод называется эмиттером (высылающим электроны); анод
можно назвать коллектором (собирающим электроны). О выборе
катода-эмиттера речь будет ниже.

Рассмотрим другой случай движения электрона в электриче-
ском поле. Допустим, что находившийся вблизи от поверхности
анода электрон получил толчок в направлении к катоду. Ско-
рость v электрона оказалась направленной навстречу действую-
щей на него электрической силе F. Тогда поле будет не уско-
ряющим, а тормозящим движение электрона и движение элек-
трона окажется равномерно-замедленным. Энергия W = ,

которую приобрел электрон в момент начального толчка, будет
расходоваться при движении в тормозящем поле (отдаваться
электрическому полю).

Если бы, наконец, электрон первоначально двигался поперек
электрического поля, то под действием сил поля он уклонился
бы от прямолинейного пути в сторону анода, причем степень
отклонения зависела бы как от начальной скорости электрона,
так и от напряженности электрического поля.

Таковы простейшие случаи взаимодействия между электро-
ном и электрическим полем. Взаимодействие всегда проявляется
в изменении скорости электрона и в обмене энергией между
электроном и полем, созданным анодной батареей: в ускоряющем
поле электрон приобретает энергию от батареи, а в тормозящем
поле он отдает энергию батарее.

Если бы электрон двигался не в вакууме, а в пространстве,
заполненном газом, то описанные нами закономерности наруши-
лись бы из-за столкновений электрона с молекулами газа.

Термоэлектронная эмиссия

Для того чтобы металлический катод стал эмиттером, его
надо нагреть до высокой температуры. Возникающая при этом
эмиссия электронов из металла называется тепловой или термо-
электронной эмиссией.

В металле молекулы жестко связаны между собой, как и в
любом твердом материале. Между молекулами, образующими
кристаллическую решетку, имеются зазоры, размер которых зна-
чительно превосходит размер электрона. Металл отличается от
диэлектрика тем, что внешние электроны его атомов (так назы-
ваемые валентные электроны) слабо связаны с ядром и легко
отделяются от него Ч Атомы, составляющие кристаллическую ре-
шетку, оказываются при этом ионизированными, т. е. заряжен-
ными положительно, а электроны совершают внутри металла

1 Сведения о строении атома можно найти в учебниках по химии для
средней школы.
хаотические движения. Общий заряд металлического тела равен
нулю, т. е. тело электрически нейтрально, поскольку суммы за-
рядов ионов и электронов равны между собой. Бывают и откло-
нения от нейтрального состояния, так называемые электрические
флюктуации, но обнаружить их можно лишь с помощью весьма
чувствительных приборов.

Если имеется электрическое поле, т. е. к металлическому про-
воднику приложено извне напряжение, то каждый из свободных
электронов приобретает дополнительную скорость и создается
преимущественное движение их в одном направлении. Такое
движение обнаруживается как электрический ток, причем на-
правление тока считают от плюса к минусу, т. е. навстречу упо-
рядоченному движению электронов: таким было принято на-
правление тока еще до того, как появились сведения об электро-
нах.

Вакуум

Рис. 232. Движение электрона Рис. 233. Двойной электри-
около границы между металлом ческий слой

и вакуумом

Двигаясь свободно между атомами металла, электроны не
могут свободно выйти за его поверхность. Препятствием служит
так называемый двойной электрический слой, образующийся
у поверхности металла. Допустим, что электрон, двигаясь к по-
верхности металла (рис. 232), выходит за ее пределы. Тотчас же
он притягивается положительными ионами поверхности и возвра-
щается внутрь. Множество вылетающих и возвращающихся
электронов образует в непосредственной близости от поверхности
металла как бы слой отрицательных зарядов. Совокупность
ионов поверхности металла и электронов, появляющихся над
поверхностью, и называется двойным электрическим слоем.
Это — узкое пространство толщиной в один атом, одна граница
которого положительная, другая — отрицательная (рис. 233).

Действие двойного слоя на отдельный электрон, вылетающий
через поверхность металла, тормозящее: сила, действующая на
электрон, направлена в сторону поверхности металла и совер-
шает отрицательную работу, т. е. уменьшает кинетическую энер-
гию электрона. Можно нарисовать механическую модель двой-
ного слоя в виде горки (рис. 234), на которую вкатывается
тяжелый шарик — электрон. Подходя к горке с некоторой ско-
ростью равномерного движения, шарик при подъеме теряет кине-
тическую энергию и, израсходовав ее, скатывается вниз. Лишь
в том случае, если скорость шарика у подножия горки доста-
Рис. 234. Модель движения
электрона сквозь двойной слой

точно велика, он окажется в со-
стоянии подняться на верхнюю
плоскость и далее двигаться пря-
молинейно и равномерно, но с
уменьшенной скоростью. Совер-
шенно так же электрон, обладаю-
щий большой начальной скоро-
стью, может пройти сквозь двой-
ной слой и, двигаясь далее, пре-

одолеть дополнительное притяжение со стороны положительного

заряда, индуктируемого в металле при вылете именно этого

электрона.

Работа, которую должен совершить электрон для .вылета из
металла в вакуум, называется работой выхода. Величиной этой
работы характеризуются эмиссионные свойства .разных металлов:
чем она меньше, тем больше эмиссионная способность металла.

Но при комнатной температуре в любом металле лишь ни-
чтожное число электронов обладает кинетической энергией, до-
статочной для совершения работы выхода. Эмиссия может резко
повыситься только в том случае, если электронам в металле со-
общить дополнительную энергию.

Имеются три важнейших для практики способа повышения
энергии электронов в проводнике: нагревание, создающее термо-
электронную эмиссию-, облучение поверхности проводника све-
том, создающее фотоэлектронную эмиссию-, бомбардировка по-
верхности проводника извне электронами, имеющими большую
скорость и создающими вторичную электронную эмиссию.

В большинстве типов радиоламп используется термоэлек-
тронная эмиссия. Катод нагревается электрическим током, как
в лампе накаливания, почему электронные приборы и назы-
ваются лампами. Повышение температуры металла увеличивает
среднюю кинетическую энергию свободных электронов во всей
массе металла. Для получения значительной эмиссии нужно уве-
личить температуру настолько, чтобы у значительного коли-
чества электронов, движущихся в пространстве кристаллической
решетки, кинетическая энергия оказалась больше, чем работа
выхода для данного металла. Чистые металлы дают заметную
эмиссию лишь при температурах в несколько тысяч градусов.

Но даже тугоплавкие металлы (например, вольфрам, приме-
няемый для катодов радиоламп) имеют предел температуры,
превышение которого вызывает испарение атомов, в результате
чего металл разрушается. Так, для вольфрама наивысшая допу-
стимая температура равна приблизительно 2700° абсолютной
шкалы (2700—273 = 2427° Ц).

Катоды

В качестве простейшего примера электронной лампы (элек-
тровакуумного прибора с термоэлектронной эмиссией) рассмо-
трим диод — лампу с двумя электродами, применяемую для вы-
прямления переменного тока, для детектирования и выполнения
некоторых других функций в радиоаппаратуре.

В стеклянном баллоне (рис. 235), из которого выкачан воз-
дух, укреплены два электрода — анод и катод. Анод выполнен
в виде металлического цилиндра, расположенного в данном при-
мере горизонтально и имеющего вывод сквозь стекло.

Электроды лампы принято обозначать в схемах так, как по-
казано на рис. 236. Оба вывода нити-катода подключаются к ба-
тарее накала Би. Ток этой батареи, проходящий по нити, нагре-
вает ее до такой температуры, при которой начинается эмиссия
электронов. Между анодом и одним из зажимов катода вклю-
чена анодная батарея Именно в соответствии с полярностью
этой батареи и получили свое название электроды лампы — анод
и катод.

Итак, катод (нить накала) служит эмиттером электронов,
а анод — их коллектором. Электроны, ~ эмиттируемые с поверх-
ности катода, оказываются под воздействием ускоряющего элек-
трического поля, силовые линии которого направлены от анода к
катоду радиально. Двигаясь равномерно-ускоренно по радиусам
цилиндра, электроны создают ток в вакууме, продолжающийся
в анодной цепи и направленный, как это принято считать, на-
встречу движению электронов — от плюса анодной батареи че-
рез пустоту к минусу анодной батареи. Величина анодного тока
измеряется миллиамперметром, включенным в цепь анода, и
равна сумме зарядов электронов, достигающих анода в течение
секунды.

Если бы полярность анодной батареи была изменена и ци-
оказался по отношению к нити
ельным, то электрическое поле
ы не ускоряющим, а тормозящим
эние электронов к цилиндру пре-
сь бы. Следовательно, при доста-

Рис. 235. Устройство двух-
электродной лампы

Рис. 236. Схема питания
диода
Рис. 237.

Цепь накала
с реостатом
и вольтмет-
ром

точном отрицательном напряжении на аноде в его
цепи не будет обратного тока. Это и дает возмож-
ность применять диод как выпрямитель переменного
тока.

Возвратимся к устройству и работе катода.
Примененный в нашем примере катод в виде пря-
молинейной нити накала из чистого вольфрама
дает нормальную эмиссию при температуре около
2200° Ц.

Важнейший показатель качества катода — его
долговечность, т. е. срок службы, так как чаще
всего работа лампы прекращается из-за разрушения
катода (или потери им эмиссионных свойств). Для
приемно-усилительных ламп срок службы 500 час.
считается недостаточным, срок службы 5000 час.—
хорошим.

Для обеспечения нормального срока службы катода следует
контролировать накал, не допуская перегрева. О температуре ка-
тода судят по напряжению накала. Для регулировки степени на-
грева в цепь накала можно включить реостат R, а для контроля
величины напряжения — присоединить вольтметр V к зажимахМ
нити (рис. 237). Для каждого типа лампы завод указывает нор-

мальное напряжение накала, т. е. напряжение, при котором нить
нагревается до температуры, необходимой для нормальной эмис-
сии при сохранении нормального срока службы.

Напряжение накала имеет несколько стандартных значений.
Например, в приемно-усилительных лампах переносной аппара-
туры связи существуют стандарты 1,2 в и 2,2 в. При этих на-
пряжениях цепь накала можно питать от одного или двух эле-
ментов щелочного аккумулятора (старый стандарт напряжения
был 4 в). Для питания цепи накала от сетей переменного тока
установлены стандарты напряжения 6,3 в и 12,6 в. Для мощных
ламп могут быть и иные значения нормальных напряжений

накала.

Ток накала nptf данном напряжении определяется конструк-
цией нити. Мощность, расходуемая на накал,— необходимая, но
бесполезная затрата; полезную работу совершает анодная ба-
тарея. Поэтому, казалось бы, желательно иметь возможно мень-
ший ток накала, лишь бы только катод получил нужную темпе-
ратуру. Но имеется другое обстоятельство, влияющее на выбор
конструкции, а следовательно, и сопротивления нити: это—за-
дача получения достаточной величины тока эмиссии. Дело в том,
что при данной температуре ток эмиссии (т. е. суммарный за-
ряд всех электронов, вылетающих с поверхности катода за се-
кунду) пропорционален площади поверхности катода.

Число, показывающее, какую эмиссию (в миллиамперах)
можно получить с одного квадратного сантиметра поверхности
катода при нормальной рабочей температуре, называется удель-
ной эмиссией материала катода. Следовательно, размеры катода
должны быть такими, чтобы со всей его эмигрирующей поверх-
ности был получен требуемый ток эмиссии. Этим определяются
конструкция и сопротивление нагретого катода, а следовательно,
и ток накала.

На рис. 238 представлен зигзагообразный тип катода, встре-
чающийся в лампах с анодом, имеющим форму плоского ци-
линдра. Вверху нить закреплена на слюдяном диске спираль-
ными пружинками, чтобы она не провисала при удлинении за
счет нагрева. Для больших токов эмиссии применяются катоды
из металлической гофрированной ленты (рис. 239).

Экономичность катода в целом характеризуется его эффек-
тивностью — отношением полного тока эмиссии при нормальной
рабочей температуре к мощности, затрачиваемой на нагрев ка-
тода:

И [Majem] =~тг.
а

Из формулы видно, что эффективность показывает величину
эмиссии (в миллиамперах) катода на каждый ватт мощности,
расходуемой на нагрев. Чем больше эффективность, тем эконо-
мичнее катод.

Катоды из чистого металла неэкономичны. Для того чтобы
электроны могли в массе своей преодолеть тормозящее действие
двойного электрического слоя у поверхности чистого металла,
необходимо сообщить им большую энергию, т, е. нагреть катод
до высокой температуры, а на это требуется значительная мощ-
ность накала (Рн). Вольфрам, например, дает ток эмиссии не
больше 6 ма на 1 вт мощности накала.
Поэтому, несмотря на устойчивость своих
эмиссионных свойств, не ухудшающихся
при испарении металла с поверхности,
катоды из чистого вольфрама применя-

Рис. 238. Катод зигзаго-
образной формы

Рис. 239. Ленточный катод
Рис. 240. Поверхность активированного
катода

— — — — — — —Оснобной
металл

ются сейчас сравнительно редко. В очень мощных лампах воль-
фрамовый катод можно заменять (разборные лампы). Срок
службы вольфрамового катода при нормальной эксплуатации —
около 1000 час.

Чтобы снизить рабочую температуру катода и тем повысить
его эффективность, необходимо облегчить выход электронов из
металла. С этой целью ме-
талл катода покрывают слоем
другого металла толщиной в
один атом. Атомы металла
покрытия отдают свои ва-
лентные электроны основному
металлу, образуя на его по-
верхности двойной слой, по-
ложительная сторона кото-

рого граничит с вакуумом (рис. 240). Работа выхода значительно
уменьшается, благодаря чему катод может давать достаточную
эмиссию при значительно более низких температурах. Эффектив-
ность катода повышается.

Катоды, имеющие одноатомное покрытие активным металлом,
называются активированными. Основным металлом в них может
быть вольфрам, молибден и никель (менее тугоплавкий). Для
покрытий используется торий или барий (металлы щелочно-зе-
мельной группы). Такие катоды работают только при наличии
поверхностного активного слоя. При его разрушении эмиссия
резко уменьшается и лампа перестает работать, хотя нить ее
остается целой. Причинами потери активного слоя могут быть
перекал нити и ионная бомбардировка катода при повышенном
анодном напряжении. Поэтому для ламп с активированными ка-
тодами недопустимо форсированное питание. Срок службы
лампы в значительной мере определяется сроком сохранности
активного слоя.

Одним из наиболее ранних типов активированных катодов
является торированный карбидированный катод. Он изготов-
ляется из вольфрама с примесью окиси тория. После откачки
воздуха из лампы этот катод в течение короткого времени сильно
прогревают, и окись тория распадается, образуя на поверхности
одноатомный слой чистого тория, дающего повышенную эмис-
сию. Ввиду недостаточно устойчивой эмиссии вольфрама, непо-
средственно покрытого слоем тория (потеря эмиссии при повы-
шении температуры свыше 1700° Ц), вольфрам до активирования
прокаливают в парах нафталина или ацетилена и добиваются
того, что на вольфрамовом сердечнике образуется в виде обо-
лочки карбид вольфрама. После карбидирования катод активи-
руют, подвергая повышенному нагреву, в результате чего на кар-
биде вольфрама образуется активный слой атомов тория. Кар-
бидированный катод работает при температуре около 1700°Ц
(желтое свечение) и дает эмиссию до 70 ма на 1 вт накала.
Срок службы карбидированных катодов сравнительно невелик
(400—500 час.), так как карбид вольфрама не обладает механи-
ческой прочностью. Но электрическая устойчивость таких като-
дов позволяет применять их как в усилительных, так и в генера-
торных лампах.

Кроме торированных карбидированных катодов, в лампах
широко применяются бариевые и оксидные катоды.

Бариевый катод изготовляется следующим образом. Вольфра-
мовая нить, покрытая слоем окиси меди, монтируется в лампе.
К аноду во время его сборки прикрепляется таблетка термита,
содержащего барий. Готовую лампу помещают в. переменное
магнитное поле высокой частоты. Анод лампы нагревается вихре-
выми токами, вследствие чего термит вспыхивает и, распыляясь,
покрывает нить слоем бария; Металлический барии восстанавли-
вает медь из окиси, в свою очередь окисляясь и создавая на мед-
ном покрытий слой окиси бария. При дальнейшей технологиче-
ской обработке (тренировке) лампы под накалом барий частично
восстанавливается, образуя на поверхности катода активный
одноатомный слой.

Бариевый катод работает при достаточно низких температу-
рах (550—700° Ц), т. е. при темно-красном свечении, почти не-
заметной. Эффективность такого катода в среднем равна
120 ма!вт, т. е. значительно выше, чем чисто вольфрамового и
карбидированного катодов. При вспышке термита барий оседает
не только на катоде, но и на других деталях лампы, что препят-
ствует ее работе при высоком анодном напряжении.

Высокая эффективность катода и ограниченное анодное на-
пряжение определяют область применения ламп с бариевыми
катодами. Они используются главным образом в маломощной пе-
реносной аппаратуре, где лампы накаливаются от элементов или
аккумуляторов. Срок службы ламп с бариевыми катодами при
нормальной эксплуатации может быть больше 1500 час. Потеря
эмиссии происходит вследствие испарения бария при сильных
перегревах.

В оксидных катодах нить изготовляется из никеля и на ее
поверхность еще до монтажа наносится слой окислов (оксидов),
содержащих барий. Барий выделяется из оксидов при прогреве
в электрической печи, включении накала и других операциях.

При изготовлении ламп с оксидным катодом применяется
испарение внутри баллона активного металла (магния или того
же бария), кусочек которого монтируется при сборке. Этот ак-
тивный металл (так называемый геттер), осаждающийся после
испарения внутри баллона (в виде непрозрачного слоя) и на де-
талях лампы, предназначен для поглощения газов, которые уже
после откачки могут выделяться из электродов при нагревании.
Нужно указать, что в лампах с бариевым катодом геттером слу-
жит избыток бария, который предназначался в основном для
покрытия катода. Геттер, обеспечивающий высокую степень ва-
куума, применяется в большинстве типов электронных ламп.

Оксидный катод имеет запас активного вещества в окиси ба-
рия. При работе лампы окись бария частично распадается и ба-
рий диффундирует на поверхность. Поэтому оксидный катод по
сравнению с другими менее чувствителен к перекалу и более дол-
говечен. Срок службы ламп с оксидным покрытием 5000 час. и
более. Нормальная рабочая температура 800—900° Ц (вишнево-
красное свечение). Эффективность оксидного катода достигает
J00 ма/вт. В импульсном режиме, т. е. при кратковременной
подаче напряжения на анод, эффективность бариевого катода мо-
жет быть еще более высокой, так как в промежутках времени меж-

ду импульсами происходит

Рис. 241. Подогревные катоды:
а — с простой нитью; б, в — с бифи-
лярными нитями

восстановление эмигрирующего слоя.

Несколько особое и притом
весьма важное место занимают
подогревные катоды (катоды ко-
свенного накала). В них нить на-
кала не предназначена для эмис-
сии, она лишь нагревает сквозь
изоляцию отделенный от нее
катод. Это снижает экономич-
ность накала, но зато катод
такого типа более массивен и со-
храняет температуру при колеба-
ниях напряжения накала; кроме
того, имея большую поверхность,
он дает значительную общую
эмиссию.

Подогревный катод тоже рксид-
ный. Примеры конструкций по-
догревных катодов даны на
рис. 241. В них вольфрамовая про-
волока (нить), покрытая изоли-
рующим слоем алунда (окислы
алюминия), проходит сквозь ни-
келевый цилиндрик (катод), на
внешней поверхности которого на-
несен эмигрирующий оксидный
слой. Имеет смысл выполнять нить

с бифилярным расположением, как показано на рис. 241,6 и в,
чтобы ослабить внешнее действие магнитного поля нити.

Нормальная эмиссия электронов с поверхности оксидного
слоя устанавливается не сразу же после включения тока подо-
грева, а через некоторое время, необходимое для нагрева всей
системы катода (около 1 мин.). У ламп с подогревным катодом,
кроме двух выводов (концы нити накала), имеется еще отдель-
ный от накала вывод катода, к которому и присоединяется ми-
нус анодной батареи (рис. 242).
Подогревные катоды были первоначаль-
но предназначены для ламп, применяемых
в приемниках, которые питаются от сети
переменного тока, а не от батареи. Когда
нить в лампе прямого накала нагревается
переменным током, ее температура ко-
леблется в соответствии с изменениями
тока, что приводит к нежелательным коле-
баниям анодного тока. Массивный подо-
гревный катод, обладающий тепловой инер-

Рис. 242. Диод с кос-
венным накалом

цией, поддерживает среднюю температуру.

Естественно, что при питании от сети невысокая экономичность

накала не имеет большого значения.

Обычные стандарты напряжений накала для подогревных ка-
тодов 6,3 в и 12,6 в (реже 4,4 в). Но в радиовещательных

приемниках, питаемых от сети переменного тока, используются
иногда лампы, накал которых питается непосредственно от сети
напряжением 127 или 220 в без трансформатора.

Лампы подогревного типа удобно применять в радиоаппара-
туре, устанавливаемой в автомобилях, так как они довольно
успешно работают в условиях тряски \

Если в передатчике или приемнике имеется несколько ламп,
требующих одинакового напряжения накала, то их нити соеди-
няются параллельно и питаются от общей батареи через общий
реостат. Но иногда напряжение источника питания бывает в два

несколько раз больше напряжения, необходимого для пита-
нитей накала ламп. Включение реостата, гасящего половину
большую часть напряжения, было бы невыгодно. В таком

или

НИЯ
или

Рис. 243. Соединение нитей
накала и катодов в лампах
косвенного накала

случае возникает необходимость в по-
следовательном или смешанном вклю-
чении нитей. В подогревных лампах
это сделать нетрудно, так как катоды
не соединены с нитями и могут быть
подключены к минусу общей анодной
батареи (рис. 243). Последовательное
включение нитей ламп прямого накала
оказывается несколько сложнее и при-
меняется только в специальных случаях.

9. ДИОДЫ

Характеристики двухэлектродной лампы

Возвращаясь вновь к физическим процессам в диоде (см.
рис. 236 и 242), предположим, что анод отсутствует. Так как

1 Но зато в радиостанциях, имеющих лампы с подогревными катодами,
нельзя выключать накал приемника при переходе на передачу, так как при
обратном переходе на прием нарушалась бы связь с корреспондентом на
время, требующееся для нагрева,
каждый электрон, освободившийся из катода (совершивший ра-
боту выхода), наводит в нем положительный заряд, движение
электрона в вакууме не будет прямолинейным и равномерным,
как это предполагалось в модели рис. 234. Большая часть осво-
бодившихся электронов останется около катода, совершая беспо-
рядочные движения и образуя вокруг катода пространственный
(объемный) заряд. Плотность этого заряда, т. е. среднее число
электронов в единице объема, возрастает с увеличением темпера-
туры катода. Естественно, что пространственный заряд тормозит
движение вновь эмиттируемых электронов, возвращая их к ка-
тоду. Именно по этой причине плотность пространственного заряда
с течением времени не возрастает, а электроны в нем могут
лишь сменять друг друга.

При наличии анода, замкнутого с катодом накоротко, т. е. при отсут-
ствии анодной батареи, часть наиболее быстрых электронов может дости-
гать анода. Анод оказывается положительным по отношению к простран-
ству вокруг катода, заполненному электронами. Следовательно, в этих усло-
виях может наблюдаться ток в цепи анода. Средний ток в цепи анода скла-
дывается из импульсов тока, создаваемых отдельными электронами. Каждый
такой импульс начинается еще до соприкосновения электрона с анодом. Это
происходит потому, что электрон индуктирует в металле анода положитель-
ный заряд, который, возрастая по мере приближения электрона к аноду,
достигает величины заряда электрона непосредственно перед падением
электрона на анод. Для практического использования ток в цепи коротко-

Рис. 244. Модель движения элект-
рона к аноду при наличии про-
странственного заряда и положи-
тельного анодного напряжения

замкнутого анода недостаточен.

Когда в анодную цепь вклю-
чена батарея (или иной источник
постоянного напряжения), то воз-
никает электрическое поле, сило-
вые линии которого заканчивают-
ся на электронах пространствен-
ного заряда, и часть электронов
приобретает ускоренное движение
к аноду. Если бы мы захотели
изобразить механическую модель

движения электрона от катода к аноду, то причину уско-
рения можно было бы представить в виде уклона, по кото-
рому скатывается шарик, преодолевший тормозящее поле про-
странственного заряда (рис. 244). Следовательно, пространствен-
ный заряд создает для анодного тока подобие барьера, изобра-
женного на рисунке. Чем выше положительное анодное напря-
жение, тем круче уклон обратного ската барьера; вместе с тем
уменьшается и высота барьера, так кац?( плотность простран-
ственного заряда понижается и его тормозящее действие осла-
бевает.

При достаточно большом напряжении на аноде тормозящее
поле исчезает и все электроны, вылетая с поверхности катода,
сразу попадают в ускоряющее поле, под действием которого они
все достигают анода. Дальнейшее повышение напряжения на
аноде не увеличивает ток в анодной
цепи. Наступает режим насыщения.
В этом режиме анодный ток равен
полному току эмиссии.

Если температуру катода повы-
сить, то благодаря увеличению энер-
гии электронов возрастет плотность
пространственного заряда (т. е. кон-
центрация электронов вокруг ка-
тода). В этом случае режим насы-
щения будет достигнут при большем
значении анодного напряжения. Тео-
ретическая зависимость анодного
тока от напряжения на аноде изо-
бражена на рис. 245.

зависимости анодного тока
диода от напряжения на аноде
(для двух значений темпера-
туры катода)

При повышении положительного напряжения на аноде анодный ток воз-
растает не по закону прямой пропорциональности, а по закону, который
математически выражается уравнением

7а = л/с/3 = Л^аЧ

где А — именованный коэффициент пропорциональности.

Закон, выражающий зависимость тока от напряжения, называется «за-
коном степени три вторых». Например, при увеличении напряжения в два
раза ток возрастает ib

2’/г = V& = /8 « 2,83 раза.

Рис. 246. Схема для ис-
следования диода

Физически более «крутой» рост тока (по сравнению с ростом по закону
Ома) объясняется наличием запаса свободных электронов в виде простран-
ственного заряда, который «расходуется» с увеличением 1/й.

«Закон степени три вторых» справедлив вплоть до такого значения тока,
которое при данном накале соответствует режиму насыщения и сохраняется
неизменным при дальнейшем повышении напряжения (/а = Iei = пост). При
увеличении температуры катода режим насыщения наступает при более высо-
ком напряжении на аноде, а значение тока насыщения (42) оказывается повы-
шенным, как показано на рис. 245. Разумеется,
предел повышения температуры ставится допу-
стимым по сроку службы значением напряжения
накала.

Свойства диода можно проверить в
схеме, изображенной на рис. 246. Устано-
вим в этой схеме определенное напряже-
ние накала t/H. Затем будем постепенно
менять анодное напряжение £7а, наблю-
дая за величиной анодного тока /а.
Для регулировки анодного напряжения
на зажимы батареи 5а включен де-
литель напряжения (потенциометр). Ми-
нус анодного напряжения присоединен к
минусу накала (общая дочка схемы).
Следовательно, нижний конец потенциометра обладает по отно-
шению к катоду нулевым напряжением и по мере перемещения
движка вверх на нем возрастает напряжение положительного
знака. Распределение напряжения анодной батареи Еа вдоль
потенциометра условно изображено на рис. 247.

Для питания цепи анода напряжение снимается с нижнего
участка потенциометра, параллельно которому включен вольт-
метр (см. рис. 246), регистрирующий величину Z7a. Миллиам-
перметр для отсчета анодного тока /а включен в цепь последо-
вательно.

Пусть движок потенциометра перемещается снизу вверх, т. е.
анодное напряжение возрастает от нуля до полного напряжения
батареи. Появление анодного тока будет заметно даже при ма-
лых напряжениях. Однако ток сначала будет нарастать мед-
ленно, так как скоростями, достаточными для того, чтобы пре-
одолеть тормозящее действие пространственного заряда, обла-
дают немногие электроны.

Рис. 247. Распределение
напряжения вдоль потен-
циометра по отношению к
катоду лампы

Рис. 248. Характеристики
анодного тока диода для двух
разных значений напряжения
накала

Далее обнаружится сравнительно резкое нарастание анодного
тока, так как все большая и большая часть электронов из про-
странственного заряда сможет долетать до анода. Затем при-
рост тока замедлится и даже совсем прекратится; это озна-
чает, что резервные электроны из пространственного заряда ис-
черпаны и установился ток насыщения (/а == 1е).

Если теперь увеличим напряжение накала и снова будем из-
менять анодное напряжение от нуля, то заметим, что ток насы-
щения наступит при большем значении £7а, причем величина
его окажется большей, чем в предыдущем случае.

Откладывая по горизонтальной оси величины t/a, а по вер-
тикали — соответствующие им значения /а, начертим характе-
ристику анодного тока диода. На рис. 248 показаны две харак-
230
Тери-стики, снятые при двух значениях напряжения накала. Здесь
1е1 соответствует малому накалу, а 12— большому.

Мы видим, что форма практически снятых характеристик, в
общем следуя теоретическим законам, имеет некоторые особен-
ности. Во-первых, характеристики могут начинаться при отрица-
тельных значениях напряжения на аноде, что объясняется боль-
шой начальной скоростью отдельных электронов, которая теорией
не учитывается. Во-вторых, восходящие участки характеристик,
близкие друг к другу, все же расходятся веерообразно; В основ-
ном это объясняется отдачей тепла от концов нити накала её
держателям, вследствие чего при более низкой температуре
охлажденные концы нити вовсе не участвуют в эмиссии, т. е.
действующая поверхность катода уменьшается (в катодах пря-
мого накала). В-третьих, переход к режиму насыщения полу-
чается плавным, а в области насыщения характеристики не идут
строго горизонтально. Это объясняется исчезновением барьерй
в виде пространственного заряда, вследствие чего силовые линий
электрического поля анода заканчиваются теперь на поверхности
катода и работа выхода электронов уменьшается, а потому ток
эмиссии возрастает.

Последнее обстоятельство особенно существенно для активи-
рованных катодов. Если диод имеет оксидный или бариевый ка-
тод, то после нейтрализации пространственного заряда эмиссия
возрастает настолько, что практически вовсе не обнаруживается
перехода к горизонтальному участку характеристики. Эмиссия
в этих условиях происходит не только с внешнего одноатомного
слоя, но и из зерен металла, находящихся в глубине слоя окис-
Лов. Ток эмиссии, проходящий сквозь слой окислов, вызывает
местные перегревы, которые приводят к разрушению катода.
Поэтому характеристика приборов с активированными катодамй
ограничивается наибольшим допустимым значением анодного
тока на восходящем участке. На рис. 249 дается реальная харак-
теристика диода типа 6Х2П, ограниченная током 80 ма. При
выбранных масштабах ток в области отрицательных анодных на-
пряжений очень мал, а потому не показан.

Конструкции электронных ламп будут кратко описаны ниже. Однако
некоторые предварительные сведения о них уместно подчеркнуть на при-
мере данного диода. Лампа 6Х2П называется двойным диодом с отдель-
ными катодами; по конструкции она относится к пальчиковым лампам, наи-
больший вертикальный размер ее 48 мм, диаметр 19 мм. Баллон стеклян-
ный; выводы от электродов припаяны к штырькам, проходящим сквозь
плоское стеклянное дно.

В общем баллоне лампы смонтированы два диода, которые могут ра-
ботать совместно или независимо. Для устранения взаимного влияния их
электрических полей они разделены экраном. Нити накала обоих диодов
соединены последовательно при общем напряжении накала 6,3 в.

Расположение выводов семиштырьковое. К штырькам 1 и 5 (если смот-
реть на лампу снизу) присоединены катоды, между штырьками 3 и 4 вклю-
чены нити накала, к штырька^ 2 и 7 присоединены аноды, через штырек 6
внутренний экран лампы может быть соединен с общим экраном радио-
Ua (вольт)

Рис. 249. Диод типа 6Х2П и его характеристика:
а — внешний вид диода; б — характеристика для одного диода; в — изобра-
жение диода в схе.мах; г — внутренние соединения диода

станции. Для соединения со схемой лампа вставляется в керамическую па-
нель, имеющую металлическое гнездо для каждого штырька с отводом
в схему.

На рис. 249 дана характеристика только для одного из диодов
лампы 6Х2П.

Параметры двухэлектродной лампы

Рис. 250. Характери-
стика сопротивления,
подчиняющегося за-
кону Ома

Один из важнейших параметров диода — его внутреннее со-
противление.

Если построить вольтамперную характеристику, т. е. зависи-
мость тока от напряжения, для обычного («омического») сопро-
тивления, то мы получим прямую линию, проходящую через на-
чало координат (рис. 250). Такой график
изображает прямую пропорциональность
между током и напряжением, определяемую
законом Ома:

где R — сопротивление;
g = — проводимость.

Прямолинейная (или, как говорят коро-
че, линейная) характеристика свидетель-
ствует о том, что закон Ома выполняется
при любых значениях напряжения (7, т. е. что сопротивление /?
(проводимость g) постоянно для любого напряжения. Численно
сопротивление равно котангенсу угла а наклона характеристики
(с учетом масштабов осей координат), и этот угол также по-
стоянен при любых напряжениях.

Рассматривая любую из приводившихся выше характеристик
диода, мы можем утверждать, что диод — нелинейный элемент
цепи. Действительно, при отрицательных напряжениях на аноде
ток равен нулю (или близок к нулю). Значит, в этой области
сопротивление равно бесконечности (или очень велико), а прово-
димость— нулю (или очень мала). При положительных же на-
пряжениях угол наклона характеристики — величина непостоян-
ная, а следовательно, внутреннее сопротивление диода и его про-
водимость зависят от величины приложенного к нему напря-
жения.

ния диода для постоянного тока при
разных величинах напряжения на
аноде

Рис. 252. Изменение анодного тока
под действием изменяющегося на-
пряжения на аноде

Измерив напряжение на диоде вольтметром и ток через него
амперметром, можно вычислить сопротивление диода для по-
стоянного тока. В области положительных напряжений оно из-
меняется так же, как котангенс угла а (рис. 251).

Но возможны и такие случаи, когда, кроме постоянного на-
пряжения на диод воздействует и переменное напряжение
(рис. 252). В этих случаях в цепи анода проходит пульсирую-
щий ток, который содержит и постоянную, и переменную состав-
ляющие. Чтобы найти соотношение между приростами анодного
тока и анодного напряжения, нужно знать внутреннее сопротив-
ление диода для переменного тока.
Внутреннее сопротивление диода для переменного тока (или,
как называют иначе, дифференциальное внутреннее сопротивле-
ние) — это отношение прироста анодного напряжения к соответ-
ствующему приросту анодного тока:

р___

А/а •

Здесь значок Д заменяет слово «прирост».

Способ построения диаграммы анодного тока, показанный на
рис. 252, называется построением анодного напряжения на ха-
рактеристике диода при помощи развертки. Отдельные точки
диаграммы напряжения (для которой ось
а времени направлена вниз) переносятся

Рис. 253. Характеристи-
ческий треугольник, ^по-
зволяющий определить
параметры диода

через характеристику на диаграмму тока
(ось времени которой направлена
вправо).

Из-за криволинейности характеристи-
ки кривая, изображающая во времени
величины тока, может оказаться иска-
женной по сравнению с кривой, изобра-
жающей величины напряжения.

На разных участках характеристики
внутреннее сопротивление различно, и
можно говорить лишь о среднем значении

внутреннего сопротивления для того или
иного участка конечной длины. Однако
практически характеристика диода в зна-
чительной своей части близка к прямой

линии, как это видно, например, из
рис. 249. На этом участке внутреннее сопротивление приблизи-
тельно постоянно. Именно эту величину обычно и называют,
говоря о внутреннем сопротивлении как о параметре диода.
Для определения величины внутреннего сопротивления можно
воспользоваться способом характеристического треугольника
(рис. 253). На характеристике выделяется небольшой участок,
ограниченный напряжениями 47а1 и 47а1 + Д£7а, которым соответ-
ствуют токи 7а1 и /а1 + Д/а. Выбранный участок характери-

стики и отрезки, выражающие приросты напряжения и тока, об-
разуют треугольник, катеты которого равны соответственно Д£7а
и Д/а. Измерив их длину и учитывая масштабы осей координат,
найдем

[ом] =

И
д/аИ •

Однако на оси ординат ток обычно выражается в миллиам-
перах, и для вычисления внутреннего сопротивления приходится
применять формулу

/?, [ом] = 1000-

4 L J Д/а [ма\
Для линейного проводника параметрами служат сопротивле-
ние /? или обратная ему величина — проводимость g. Зная один
из этих параметров, мы однозначно определяем и другой. Для
электронной лампы также можно ввести понятие о внутренней
проводимости как о величине, обратной внутреннему сопротив-
лению. Очевидно, что если сопротивление численно соответствует
котангенсу угла наклона гипотенузы характеристического тре-
угольника (на рис. 253), то проводимость как величина обрат-
ная будет определяться тангенсом этого угла. Но тангенс выра-
жает крутизну участка характеристики. Так, для горизонтальной
линии тангенс угла наклона равен нулю, а для вертикальной —
бесконечности, что вполне соответствует представлению о кру-
тизне на этих участках.

Именно из этих соображений внутренняя проводимость элек-
тронной лампы называется крутизной ее характеристики и обо-
значается буквой S:

о 1 _ А/а

° “ Ri “ AZ7a ‘

Если внутреннее сопротивление исчисляется в омах, т. е.
в вольтах на ампер, то крутизна должна была бы исчисляться
в обратных омах, т. е. в амперах на вольт. Однако ради практи-
ческих удобств ее принято исчислять в миллиамперах на вольт.

Крутизна характеристики — это отношение прироста анодного
тока к вызвавшему его приросту напряжения на аноде; чис-
ленно она показывает, на сколько миллиампер увеличится анод-
ный ток, если напряжение на аноде увеличить на один вольт:

S [Maje] =

А7а \ма\

АС7а [в] ’

Следовательно, крутизна и внутреннее сопротивление связаны
уравнением

или

5 [ма/в] [ом] = 1000.

Крутизну можно определить также непосредственно из ха-
рактеристического треугольника (см. рис. 253). Так же как и
внутреннее сопротивление, крутизна характеристики непостоянна
для разных ее участков: в области отрицательных анодных на-
пряжений она равна нулю; в области малых положительных на-
пряжений (на нижнем сгибе характеристики диода) она мала,
затем повышается по мере подъема характеристики; в режиме
насыщения она вновь приближается к нулю, так как подъем
прекращается. За параметр лампы принимают значение кру-
тизны характеристики, соответствующее почти прямолинейному
крутому ее участку, в пределах которого крутизна имеет наи-
большее и почти постоянное значение.

Пример. При повышении анодного напряжения на 0,6 в анодный ток воз-
рос на 0,15 ма. Определить крутизну и внутреннее сопротивление диода.

Решение.

Ri = “ТТТГ" = 4000 ом‘

U) 1Э

Задача. Определить из характеристических треугольников крутизну ха-
рактеристики и внутреннее сопротивление диода типа 2Х2П (рис. 249) для
участков около значений Ua = +1 ей Ua = +10 в.

Рис, 254.* Идеализированная харак-
теристика диода

При технических расчетах
очень часто характеристику
диода изображают приближен-
но в виде прямой линии, исхо-
дящей из начала координат в
положительную область анод-
ных напряжений; в отрицатель-
ной области анодных напряже-
ний характеристика совпадает
с осью абсцисс (рис. 254). Для
такой идеализированной харак-

теристики существуют един-
ственное значение внутреннего сопротивления Ri и единственное
значение крутизны S в области положительных анодных напря-
жений; в области же отрицательных напряжений внутреннее
сопротивление равно бесконечности, а крутизна равна нулю.
Следовательно, прибор, имеющий такую характеристику, все же
остается нелинейным, обладающим односторонней проводимостью.
Итак, основным параметром диода служит его внутреннее со-
противление переменному току или же его крутизна. К дополни-
тельным параметрам эксплуатационного характера, кроме пере-
численных ранее (эффективность катода, долговечность и др.),
следует добавить еще два — допустимую мощность рассеяния на
аноде и наибольшее обратное напряжение.

Электроны при ускоренном движении в вакууме не расхо-
дуют, а лишь накопляют кинетическую энергию; они отдают ее
при ударах об анод, где кинетическая энергия превращается
в энергию теплового движения атомов и электронов металла.
Это приводит к повышению температуры анода.

Кинетическая энергия отдельного электрона, отдаваемая при
ударе об анод,

™L = eU

2 а‘
Если за секунду достигает анода N электронов, то общая
энергия, отдаваемая ими, равна мощности, расходуемой на на-
грев анода:

P* = NeU^IJJ&.

Значит, мощность, отдаваемая электронами аноду и повы-
шающая его температуру, равна произведению тока на напряже-
ние (как и в обычном сопротивлении, несмотря на различие
в физических процессах).

После включения электронного прибора температура анода
возрастает. Однако благодаря теплопроводности крепления ано-
да и тепловому излучению при некоторой температуре анода на-
ступает тепловое равновесие. Необходимо, чтобы эта темпера-
тура была безопасной для деталей лампы (для самого металла
анода, для его креплений и для активированного катода). По-
этому за эксплуатационный параметр приходится брать наиболь-
шую мощность, которую способен рассеивать анод без ущерба
для лампы (Р„ макс).

Величина допустимой мощности рассеяния зависит от мате-
риала и размеров анода. Обычно анод изготовляется из черне-
ного никеля, в котором при температуре 650° Ц рассеивается
мощность приблизительно 0,7 вт на 1 см2 поверхности. В наибо-
лее мощных лампах применяется искусственное охлаждение
анода, о чем будет сказано ниже. В маломощных диодах радио-
приемных устройств учитывать нагрев анода не требуется: он
всегда ниже допустимого.

Выгодны диоды с большой крутизной характеристики, в кото-
рых заданный ток /а получается при меньшем напряжении
т. е. при меньшем расходе мощности на нагрев анода.

Другим нежелательным явлением (кроме перегрева анода)
в диодах, предназначаемых для высоковольтных выпрямителей
переменного тока, оказывается пробой лампы при отрицатель-
ном напряжении на аноде. Дело в том, что если анод и баллон
в процессе работы нагрелись до высокой температуры, то мо-
жет возникнуть с поверхности анода термоэлектронная эмиссия,
способная дать ток в обратном направлении при больших отри-
цательных напряжениях на аноде. Этот ток вызывает выделение
газов из стекла и металла внутри баллона, что приводит к га-
зовому пробою диода. Поэтому для высоковольтных приборов
важным параметром является наибольшее обратное напряжение,
превышение которого угрожает пробоем. Например, для выпря-
мительного двойного диода (кенотрона) типа 5Ц4С наибольшая
амплитуда обратного напряжения анода составляет 1350 в.

Возвратимся к эксплуатационному параметру, рассмотрен-
ному нами выше,— к долговечности электронной лампы. Сей-
час для нас стало очевидным, что срок службы лампы зависит
не только от сохранности катода. Если один или несколько па-
раметров лампы существенно ухудшились, лампу нужно заме-
нять.

Поэтому долговечностью (или сроком службы) электронного
прибора считают время работы, по истечении которого один из
основных параметров прибора выходит за пределы установлен-
ных значений или же прибор становится непригоден к нормаль-
ной эксплуатации по другим причинам Ч

Кенотронные выпрямители

Диоды практически применяются как выпрямители перемен-
ного тока. Выпрямители нужны, например, для получения по-
стоянного напряжения, питающего радиоустановку, если первич-
ным источником энергии служит сеть переменного тока. Вы-

Рис. 255. Схема однополупериодного выпрями-
теля с нагрузочным сопротивлением R

прямители применяются и для заряда аккумуляторов от сети пе-
ременного тока.

Диоды, используемые в качестве выпрямителей в схемах пи-
тания, называются кенотронами (кенотрон — пустотный прибор).
Следует заметить, что для той же цели применяются и другие
виды выпрямителей (газовые, твердые).

Простейшая схема кенотронного выпрямителя — однополупе-
риодная (или однотактная) — показана на рис. 255. Источником
энергии в ней служит сеть переменного тока, подводимая к пер-
вичной обмотке трансформатора, который входит в состав вы-
прямителя. Нить подогрева питается от понижающей вторичной
обмотки, хорошо изолированной от сердечника трансформатора.
Вторичная повышающая обмотка включена в цепь анода кено-
трона. Число витков этой обмотки выбирается в соответствии

1 При эксплуатации электронных ламп напряжение накала следует
устанавливать в указываемых заводом допустимых пределах. Превышение
нормы накала сокращает срок службы, хотя для разных типов катодов
в разной степени. Понижение накала может ухудшить параметры лампы, а
при активированных катодах — и сократить срок службы вследствие небла-
гоприятных условий работы покрытия катода.
с требуемой величиной выпрямленного напряжения: чем выше
требуется выпрямленное напряжение, тем больше витков должна
иметь эта обмотка.

Между катодом подогревного кенотрона и другим концом
повышающей обмотки включена нагрузка — цепь питания ано-
дов ламп радиостанции, заряжаемая батарея аккумуляторов
или иной потребитель, представляющий для постоянного тока
эквивалентное сопротивление R. Благодаря односторонней про-
водимости кенотрона ток проходит лишь в направлении, указан-
ном стрелками. Поэтому положительный зажим питания потре-
бителя находится у катода кенотрона. Параллельно зажимам

Рис. 256. Работа однополу-
периодпого выпрямителя

Рис. 257. Физические процессы в анод-
ной цепи выпрямителя

потребителя включен конденсатор С значительной емкости, пред-
назначенный для сглаживания выпрямленного тока.

Работу выпрямителя поясняет рис. 256. Во время воздей-
ствия положительного напряжения на анод в цепи анода (через
лампу) проходит ток в виде импульса (броска). При отрица-
тельном напряжении на аноде тока нет. Каждый импульс тока
заряжает конденсатор С, а он непрерывно разряжается через
сопротивление R, поддерживая в нем величину тока почти по-
стоянной. На рис. 257 изображены процессы в анодной цепи вы-
прямителя, развернутые во времени на идеализированной харак-
теристике. Выпрямленный ток, питающий сопротивление на-
грузки, создает на нем падение напряжения

Ц = IrR,

которое по отношению к аноду отрицательно. Именно поэтому
импульс тока через лампу длится меньше полупериода: ток мо-
жет проходить лишь в то время, пока положительное напряже-
ние от трансформатора больше по абсолютной величине —UQ>
Зато в течение отрицательного полупериода напряжение от
Рис. 258. Схема двухполупериодного выпрямителя

трансформатора суммируется с напряжением на нагрузке. По-
этому, чтобы кенотрон не пробивался, сумма [/0+^4г не дол-
жна превышать допустимой для него величины обратного на-
пряжения.

Более совершенная схема выпрямителя — двухтактная (двух-
полупериодная), изображенная на рис. 258. Здесь два кенотрона
прямого накала работают поочередно на общее сопротивление
нагрузки /?. При работе по такой схеме оба кенотрона можно поме-
стить в один баллон (двойной диод). Одна из возможных конструк-
ций анодов и нити подобного кенотрона изображена на рис. 259.

Выводы к нагрузке взяты от средних точек вторичных обмо-
ток трансформатора.

Преимущество двухполупериодной схемы состоит в том, что
импульсы тока в ней следуют один за другим в два раза чаще,
чем в однополупериодной. Это облегчает задачу сглаживания
пульсаций тока и повышает полезную мощность. Для более со-
вершенного сглаживания вместо одного конденсатора в цепь
включен фильтр, состоящий из катушки и двух конденсаторов.
Индуктивность, как известно, препятствует нарастанию и убыва-

Рис. 259. Пример устройства двой-
ного кенотрона

Рис. 260. Работа двухполу-
периодного выпрямителя
нию тока. Чем больше значения L и С, тем совершеннее сгла-
живание тока.

На рис. 260 показан рабочий процесс в схеме двухполупе-
риодного выпрямителя. Аноды кенотрона питаются от двух раз-
ных половин повышающей обмотки трансформатора. Когда на-
пряжение положительно для первого анода, оно отрицательно
для второго, и наоборот. Импульсы тока через диод следуют
в течение каждого полупериода, причем в цепи нагрузки эти
импульсы направлены всегда в одну и ту же сторону.

Разумеется, в любом выпрямителе часть мощности, получае-
мой от повышающей обмотки трансформатора, расходуется бес-
полезно на нагрев анодов при их бомбардировке электронами.

10. ТРИОДЫ

Физические процессы в трехэлектродной лампе.

Представим себе электровакуумный прибор с плоским эмит-

Рис. 261. Триод с плоскими элект-
родами

тирующим катодом, плоским анодом и с третьим электродом —
проволочной решеткой * (сеткой), помещенной между катодом и
анодом в вакууме (рис. 261). Напряжение на аноде относитель-
но катода обозначим £7а, а на-
пряжение на сетке относитель-
но катода — Ug. Сетка введе-
на для того, чтобы с помощью
небольших изменений напря-
жения Ug осуществлять зна-
чительные изменения анодного
тока /а. Иначе говоря, сетка
предназначена служить элек-
тродом, который управляет
анодным током.

Лампа с тремя электрода-
ми называется триодом. Она
может применяться для усиле-
ния и для генерации колебаний.

Электроны, движущиеся от катода к аноду, вообще имеют
возможность пролетать между стержнями сетки; катод служит,
как и в диоде, эмиттером электронов, а анод — их коллектором.
Но количество электронов, пролетающих сквозь сетку за се-
кунду, существенно зависит от напряжения на сетке. Если оно
отрицательно по отношению к катоду, то сетка оказывает тормо-
зящее влияние на движение электронов, создавая на их пути до-
полнительный барьер. Можно установить такую величину отри-
цательного напряжения на сетке, при которой вблизи от катода
ускоряющее поле анода исчезнет, а при дальнейшем повышении
отрицательного сеточного напряжения поле близ катода сде-
лается тормозящим и анодный ток прекратится. В этом случае
говорят, что на сетку подано «запирающее» напряжение.
Если же на сетку включено положительное по отношению
к катоду напряжение, то в пространстве между сеткой и като-
дом напряженность ускоряющего поля повышается, и это при-
водит к увеличению анодного тока. Следовательно, изменением
напряжения на сетке можно изменить анодный ток от нуля до
наибольшей достижимой величины.

На рис. 262 изображены траектории электронов, выходящих
из зоны пространственного заряда перпендикулярно поверхности
катода, при положительном напряжении на аноде и отрицатель-
ном — на сетке.

Рис. 262, а соответствует небольшому отрицательному напря-
жению на сетке (здесь показаны только два соседних стержня
сетки). Электроны, начавшие свое движение прямолинейно, да-
лее отклоняются отрицательно заряженными стержнями сетки, и

Матод

шшшш //код

@ Сетка

Мат од

Рис. 262. Примерные траектории электронов в триоде:
а — при небольшом отрицательном напряжении на сетке; б — при
значительном отрицательном напряжении на сетке

тем больше, чем ближе к стержню проходит начальная траекто-
рия электрона. В некоторой области за сеткой траектории элек-
тронов перекрещиваются, или, как принято говорить, электрон-
ный поток фокусируется, а затем идет расходящимся конусом
к поверхности анода.

Рис. 262, б соответствует значительному отрицательному на-
пряжению на сетке. Электроны не могут пролетать барьер, соз-
данный электрическим полем сетки, и возвращаются к катоду;
анодный ток отсутствует.

При положительном напряжении на сетке часть электронов,
движущихся от катода, может перехватываться сеткой. Следо-
вательно, ток будет существовать не только в цепи анода, но и
в цепи сетки (сеточный ток). Обычно сетбчный ток не выпол-
няет полезной работы.

Большинство триодов имеет цилиндрические электроды с сет-
кой в виде спирали (рис. 263, 264). На рис. 265 дана схема
триода с зигзагообразным катодом прямого накала и с анодом
в форме плоского цилиндра. Физические процессы в триодах ци-
линдрической конструкции сходны с описанными выше для пло-
242
Сетка

Анод •

Катод

Рис. 263. Разрез электродов ци-
линдрического триода

Анод

Рис. 264. Электроды цилин-
дрического триода прямого
накала

ского триода, но электрическое поле и траектория электронов
в этом случае радиальны.

На рис. 266 показаны внешний вид подогревного триода типа 6С2С, его
цоколевка и условное изображение в радиотехнических схемах. Эта лампа
имеет стеклянный баллон и так называемый октальный цоколь — основание
из пластмассы, на котором закреплен баллон и размещены штырьки с при-
паянными к ним выводами электродов. Стандартный цоколь этого типа
имеет восемь штырьков, симметрично расположенных по окружности дна
(отсюда название «восьмиштырьковый» или «октальный»). Для правильной
установки лампы в панель в центре цоколя имеется стержень с боковым
выступом — «ключом». Нумерация штырьков ведется по часовой стрелке,
начиная от ключа. Фактически штырьков может быть меньше восьми (в за-
висимости от типа лампы).

Широко применяются двойные триоды, причем оба триода работают
либо в одном усилительном каскаде, либо выполняют разные функции. Для

Рис. 265. Электроды триода
плоско-цилиндрической
формы с вертикальным рас-
положением

Баллон

Цоколь

Сетка---

Ключ

Анод

Катод
Штырьки
Накал
Стержень

Рис. 266. Триод типа 6С2С:

а — внешний вид; б — соединения электродов со
штырьками; в — изображение в схемах аппара-
туры
Рис. 267. Двойной триод типа 6Н1П

Рис. 268. Внешний вид и цоко-
левка металлического двойного
диод-триода типа 6Г2

примера на рис. 267 показана цоколевка двойного триода типа 6Н1П паль-
чиковой серии. По внешнему виду и размерам этот двойной триод подобен

< двойному диоду типа 6Х2П (см. рис. 249), но

Рис. 269. Внешний вид и
внутренние соединения ми-
ниатюрного подогревного
триода типа 6С6Б

имеет девять штырьков.

Иногда применяются двойные диод-триоды,
сочетание двух диодов и триода, в которых
происходит детектирование с помощью диодов
и усиление с помощью триода. На рис. 268
изображены внешний вид и цоколевка диод-
триода типа 6Г2, имеющего в отличие от
ламп всех предыдущих примеров не стеклян-
ный, а металлический баллон. Цоколь —
октальный, причем штырек 1 соединен с бал-

лоном и позволяет через ламповую панель
присоединить баллон к корпусу радиостанции.

Следует отметить, что существуют миниа-
тюрные триоды, например подогревный триод
типа 6С6Б (рис. 269). Лампа смонтирована в
стеклянном баллоне диаметром 10 мм с высо-
той 36 мм. Выводы электродов запаяны в
нижней сжатой части баллона и нумеруются
от цветной метки на стекле. Такие лампы
обычно включаются без панели: выводы при-
паиваются к соответствующим элементам внеш-
ней схемы. Лампы прочны и вибростойки; они
предназначаются для портативной аппаратуры.
Размеры триода 6С6Б — еще не предел воз-
можного уменьшения размеров ламп.

Характеристики триода

Как было показано выше, токи анодной и сеточной цепей
триода, зависят от напряжения на аноде и сетке (если считать,
что напряжение накала установлено нормальным для данной
лампы и не изменяется). Для выяснения характера этих зависи-
мостей можно собрать схему, представленную на рис. 270. В цепи
накала и анодной цепи этой схемы имеются те же регуляторы
и измерительные приборы, что и в схеме, изображенной нН
рис. 246. Для измерения сеточного тока в эту цепь включен мил-
лиамперметр (или микроамперметр) постоянного тока. Напря-
жение па сетке, снимаемое с участка потенциометра, подключен-
ного к левой батарее, измеряется своим вольтметром. Чтобы ис-
следовать влияние положительного и отрицательного сеточных
напряжений на анодный ток, зажимы сетка — нить подводятся
к переключателю полярности (точки 1-1). Если точки 3-3 соеди-
няются с точками /-/, то на сетку подается положительное на-
пряжение; если же они соединены с точками 2-2, то — отрица-
тельное.

Сетку обозначим буквой g, а величины, относящиеся к цепи
сетки, — индексом g (Jg, Ug и т. д.).

Установим нормальное напряжение накала и постоянное
анодное напряжение £7а, а напряжение на сетке будем изменять
от отрицательных значений через нуль до положительных значе-
ний. Величины токов в анодной и сеточной цепях при этом также
будут изменяться.

При значительном отрицательном напряжении на сетке токи
/а и 4 отсутствуют, так как электроны отталкиваются назад
к катоду. Уменьшая постепенно отрицательное сеточное напря-
жение, мы заметим, что в цепи анода появится ток, который
все время будет нарастать, вначале медленно, а затем быстро.
Это свидетельствует о способности положительного анода пре-
одолевать действие отрицательной сетки, если анодное напряже-
ние значительно больше сеточного.

Дойдя до нулевого напряжения на сетке и изменив поляр-
ность, будем повышать сеточное напряжение в положительной
области. При этом мы обнаружим дальнейший рост анодного
тока; вместе с тем появится ток в цепи сетки, так как часть элек-
тронов будет перехватываться положительно заряженной сеткой.
Конечно, сеточный ток, подобно анодному току, не может идти
в обратном направлении, так как сетка не дает эмиссии элек-
тронов

В случае испытания лампы с катодом неактивированного
типа при дальнейшем повышении положительного напряжения на
сетке рост анодного тока замедлится и далее прекратится. Это
соответствует режиму насыщения, т. е. полному исчезновению
пространственного заряда. Сумма анодного и сеточного токов, на-
зываемая катодным током, будет в режиме насыщения равна
току эмиссии.

Изображая графически зависимость анодного и сеточного то-
ков от напряжения на сетке при постоянном напряжении на
аноде, мы получим статические (т. е. снятые при действии по-
стоянных напряжений) характеристики анодного и сеточного то-

Рис. 271. Характеристики анод-
ного и сеточного токов по сеточ-
ному напряжению для триода с
вольфрамовым катодом

Рис. 272. Характеристики анодного
и сеточного токов для одного из
триодов лампы 6Н1П при анодном
напряжении 60 &

ков (рис. 271). Иногда ток сетки, составляющий обычно малую
долю анодного тока, изображается в более крупнОхМ масштабе.

Иная картина получится при исследовании лампы с активи-
рованным (в частности, с оксидным) катодом. В такой лампе
нельзя обнаружить тока насыщения при питании постоянным на-
пряжением, так как с исчезновением пространственного заряда
ток эмиссии возрастает -за счет выделения электронов из вну-
тренних слоев покрытия катода. Поэтому в своей верхней части
характеристика анодного тока ограничивается его величиной, без-
опасной для катода (рис. 272). Такая характеристика имеет лишь
нижний сгиб, лежащий в области отрицательных напряжений на
сетке.

1 Малый ток в цепи сетки в положительном направлении может обна-
руживаться даже при небольших отрицательных напряжениях на сетке, что
объясняется теми же причинами, какие указывались для диода (наличие
электронов с большими начальными скоростями), а также существова-
нием контактной разности потенциалов между материалами сетки и катода.
По мере повышения поло-
жительного напряжения на сет-
ке увеличивается число элек-
тронов, перехватываемых ею.
Сеточный ток становится соиз-
меримым с анодным. При низ-
ких анодных напряжениях воз-
можно перераспределение элек-
тронов, которое приводит к
увеличению сеточного тока за
счет уменьшения анодного
(рис. 273), если положительное
напряжение на сетке становит-
ся выше, чем на аноде. Нужно

Рис. 273. Характеристики анодного
и сеточного токов при низком анод-
ном напряжении и больших напря*
жениях на сетке

заметить, что снятие характе-

ристик, подобных показанным на рис. 273, может привести
к порче лампы, так как при большом токе сетки ее проводники,
обладающие сравнительно малой поверхностью, сильно нагре-
ваются вследствие бомбардировки их электронами.

Теперь рассмотрим, как отражается на характеристиках
лампы изменение анодного напряжения. После снятия характери-
стик, показанных на рис. 272, увеличим анодное напряжение и
вновь снимем характеристики анодного и сеточного токов. При

повышенном напряжении анода возрастает сила притяжения
к нему электронов и тормозящее действие отрицательно заряжен-
ной сетки преодолевается успешнее. Следовательно, характери-
стика анодного тока начнется левее, т. е. при большем отрица-
тельном напряжении по сетке, а все дальнейшие значения анод-
ного тока будут выше прежних при равных сеточных напряжениях.

На рис. 274 изображены характеристики анодного тока, сня-
тые при t/a = 60, 120, 180 и 240 в. В первом приближении все
эти характеристики различаются лишь расположением в коорди-
цатных осях: при равном шаге анодного напряжения каждая по-

1а;1д(ма)

Рис. 274. Семейства анодно-сеточных и сеточных
характеристик лампы 6Н1П
Рис. 275. Спрямленные характери-
стики лампы 6Н1П

следующая характеристика по-
лучается в результате сдвига
влево предыдущей на одну и
ту же величину.

Здесь же изображены ха-
рактеристики тока сетки, сня-
тые при анодных напряжениях
60 и 120 в. Мы видим, что при
больших значениях £7а ток
сетки оказывается меньшим
для одних и тех же сеточных
напряжений.

Группа характеристик анод-
ного тока по сеточному напря-

жению, снятых при разных
значениях напряжения на аноде и показывающая влияние обоих
напряжений, называется семейством анод но-сеточных характе-

ристик.

Теоретически анодно-сеточные характеристики криволинейны
на всем своем протяжении, так как катодный ток триода, по-
добно анодному току диода, следует закону степени трех вторых.
Однако практически их можно считать прямыми линиями, за ис-
ключением нижних сгибов. Если лампа работает при достаточно
больших анодных токах, то можно не считаться с нижними сги-
бами и принимать при расчетах характеристики за прямые линии,
как показано на рис. 275. Методы радиотехнических расчетов,

основанные на применении спрямленных характеристик, детально
разработал А. И. Берг.

Но свойства лампы можно изучать и на другого рода харак-
теристиках, представляющих собой зависимости анодного тока
от анодного напряжения (при заданном для каждой характери-
стики сеточном напряжении). Характеристики этого типа кратко

называются анодными.

Возвратимся к экспе-
риментальной схеме (см.
рис. 270). Установив на
сетке напряжение, рав-
ное нулю, будем увели-
чивать анодное напря-
жение от нуля до наи-
большего значения. При
этом для каждого зна-
чения анодного напря-
жения U& будем реги-
стрировать величину
анодного тока /а.

При = 0 ток
анода равен нулю, т. е,

Рис. 276. Анодные характеристики лампы
6ШП и линия наибольшей допустимой мощ-
ности рассеяния на аноде
начало характеристики должно совпасть с началом координат
(рис. 276). С увеличением анодного напряжения анодный ток
увеличивается и характеристика его становится похожей на ха-
рактеристику диода, т. е. на значительном протяжении своем
практически прямолинейной.

Если на сетку будет подано какое-либо отрицательное напря-
жение (6^<0);то характеристика анодного тока начнется не от
t/a = 0, а правее начала координат. Происходит это потому, что
отрицательно заряженная сетка не пропускает электронов от ка-
тода к аноду, пока на аноде имеется только небольшое положи-
тельное напряжение. Чтобы получить анодный ток, необходимо
к аноду приложить достаточно большое положительное напряже-
ние, которое преодолело бы тормозящее действие отрицательного
напряжения на сетке. Поэтому характеристика при отрицатель-
ном напряжении на сетке располагается правее характеристики
при Ug = 0. Чем больше отрицательное сеточное напряжение,

тем значительнее сдвиг ха-
рактеристики вправо.

Если на сетке установлен
постоянный не отрицатель-
ный, а положительный по-
тенциал, то характеристики
располагаются левее основ-
ной и начало их совпадаете
началом координат. Следует

1а(ма)

<tQ-

зо

го

to-

,гъ

обратить внимание на

что

характеристика

то,
при

О имеет вначале р.ез-

кий подъем; происходит это
благодаря росту - анодного
тока за счет уменьшения се-
точного.

----.-------.--.---1---Г—* Ua (д)
40 80 120 160 200 240

Рис. 277. Построение семейства анод-
ных характеристик лампы 6Н1П по
семейству спрямленных анодно-сеточных
характеристик (рис. 275)

Следует также подчеркнуть показанный на рис. 276 способ
обозначения допустимых режимов использования лампы по на-
греву анода. Штрих-пунктиром нанесена линия, которая соеди-
няет точки, соответствующие допустимой мощности рассеяния на
аноде. В данном случае для каждой точки этой кривой
Рй = t/a/a = 1 вт, что и является допустимым значением на-
грева анода для данной маломощной лампы. Мгновенные (им-
пульсные) нагрузки могут превышать эту величину без опасности
для лампы, так как анод «остывает» между импульсами.

Упражнение. На рис. 277 выполнено для триода 6Н1П построение анод-
ных характеристик по спрямленным анодно-сеточным характеристикам
(рис. 275). Объяснить способ построения и сопоставить результат построения
с экспериментально снятыми характеристиками (рис. 276).

Параметры триода

Триод предназначен в первую очередь для усиления сигналов.
Усиление возможно благодаря тому, что сетка расположена
между анодом и катодом и служит электростатическим экраном,
ослабляющим действие электрического подя анода у поверхности
катода.

Пусть напряжение между анодом и катодом равно £/а, а ем-
кость анод — катод (емкость между двумя металлическими те-
лами) равна' Сак. Воздействие анодного напряжения может ха-
рактеризоваться величиной электрического заряда 91, индуктируе-
мого электростатически на поверхности катода и равного произ-
ведению емкости на напряжение:

Я]. ^ак^/а*

Пусть, далее, напряжение между сеткой и катодом равно U&
а емкость сетка — катод равна CgK. Заряд 92, индуктируемый на
поверхности катода под действием электрического поля сетки, со-
ставит

92 Сg'

Сопоставить действия анодного и сеточного полей можно срав-
нением этих двух зарядов

#2 CgrK Ug

Qi Сак Ua

Благодаря указанному взаимному расположению анода й
сетки по отношению к катоду емкость CgK больше емкости Сак.

Пусть напряжения на обоих электродах одинаковы:

тогда отношение зарядов, равное отношению емкостей»

Л — CgK
<71 б-ак

покажет, во сколько раз действие данного напряжения на сетке
больше действия такого же напряжения на аноде. Это отношение
называется коэффициентом усиления лампы и обозначается бук-
вой |i:

Величина, обратная коэффициенту усиления, называется про-
ницаемостью триода и обозначается буквой D:

D = 1 = Сак |

Эта величина приближенно показывает, какую часть всех ли-
ний поля у катода составляют линии, проникающие сквозь сетку
от анода (рис. 278), если Uh = Ug.

Необходимо отметить, что рассмотренные здесь емкости Сак
и CgK определяются геометрической структурой только самих
250
электродов, без учета контактных проводников, металлических
покрытий баллона и других факторов, способных изменить емко-

сти, но не влияющих на коэффициент
усиления. Поэтому отношение измерен-
ных значений входной и выходной емко-
сти лампы обычно не равно у..

Перейдя от рассмотрения электроста-
тической картины в триоде к процессам
в нем при наличии эмиссии катода, поло-
жим, что по отношению к катоду на ано-
де имеется напряжение t/a, а на сет-
ке Ug. При этом анодный ток в лампе

составляет определенную величину.

Увеличив напряжение на сетке на
блюдать прирост анодного тока. Если
вить прежнее значение тока, убавляя
мы должны были бы уменьшить его
Отсюда

вольт, мы будем па-
бы мы захотели восстано-
напряжение на аноде, то
на А6/а = рД^. вольт.

при постоянстве анодного тока.

Следовательно, коэффициент усиления лампы показывает, во
сколько раз сильнее изменение сеточного напряжения действует
на величину анодного тока, чем такое же изменение анодного на-
пряжения.

Коэффициенты усиления для триодов зависят в первую оче-
редь от конструкции их сеток. Чем больше экранирующее влия-
ние сетки между анодом и катодом, тем больше коэффициент уси-
ления. При спиральной или плоской сетке экранирующее влия-
ние увеличивается с увеличением густоты сетки. Наиболее часто
применяемые триоды имеют коэффициенты усиления от 10 до 100.
Коэффициент усиления у, (или проницаемость D) является одним
из параметров триода, определяющих его свойства как усилителя
или генератора электрических колебаний. Коэффициент усиле-
ния — число отвлеченное.

Теперь исследуем влияние изменений только сеточного напря-
жения на величину анодного тока, сохраняя неизменным напря-
жение на аноде. Увеличив, например, сеточное напряжение на
ДО^., мы обнаружим приращение анодного тока на Д/а. Оче-
видно, что это приращение окажется тем больше, чем круче ста-
тическая анодно-сеточная характеристика. Соотношение приро-
стов тока и напряжения позволяет ввести понятие о крутизне
характеристики триода, обозначаемой буквой S;

О _

при постоянстве анодного напряжения.
Крутизна имеет размерность проводимости Г— = — |. Однако
I в OM_j
практически удобнее исчислять крутизну в миллиамперах на
вольт.

Крутизна показывает, на сколько миллиампер увеличивается
анодный ток при увеличении напряжения на сетке на 1 в:

S [ма/в] =

Д/а [ма\

Значение крутизны для триодов зависит в первую очередь от
размеров поверхности катода и от расстояния между сеткой и ка-
тодом: чем больше поверхность и чем меньше расстояние, тем
больше крутизна. Однако ее увеличение ограничивается конструк-
тивными возможностями. Наиболее часто применяются триоды,
имеющие крутизну от 1 до 10 ма/в.

Наконец, исследуем влияние изменений только анодного на-
пряжения на величину анодного тока, сохраняя неизменным на-
пряжение на сетке. Увеличив анодное напряжение на Д£7а, мы
обнаружим увеличение анодного тока на Д/а.

Соотношением этих приращений определяется внутреннее со-
противление триода для переменного тока:

_&иа
Д/а

при сохранении постоянства величины напряжения на сетке.

Внутреннее сопротивление исчисляется в омах, для чего анод-
ный ток должен быть выражен в амперах:

Ri [ом]

Д/а И •

Внутреннее сопротивление, измеренное в килоомах, показы-
вает, на сколько вольт потребовалось бы повысить анодное напря-
жение, чтобы увеличить анодный ток на 1 миллиампер. Наиболее
часто применяются триоды, у которых= 3000 4-100 000 ом.

Внутреннее сопротивление триода — не независимый пара-
метр. Он определяется коэффициентом усиления р и крутизной S.
Действительно, умножив и разделив приведенную выше формулу
на MJg, получим

_ Д//а _ Д//а ^Ug _ .. 1

Ki~ д/а — MJg Д/а S

Пример. Триод имеет крутизну 5 = 2 ма/в и коэффициент усиления
р = 40. Определить внутреннее сопротивление fy.

Решение.

= -S' = = 2» °0»
Итак, триод имеет два взаимно независимых и два дополни-
тельных параметра. Внутреннее уравнение лампы, связывающее
ее параметры, удобнее запомнить в следующей форме:

5 ЬУ «<[«.«1=г,.

или, что то же:

DSR^l.

Задача 1. Миниатюрный триод 6С6Б имеет параметры S == 5 ма!в,
р. = 25. Определить проницаемость D и внутреннее сопротивление Ri этого
триода.

Задача 2. Каждый из триодов двойного триода 6Н9С имеет параметры
Ri = 45 000 ом, D — 0,014. Определить крутизну S 'и коэффициент уси-
ления pi.

Параметры триода (как и диода) зависят от режима лампы,
т. е. от установленных значений Ua и Ug. Только в случае идеа-
лизации характеристик (см. рис. 275) параметры постоянны.
Имея экспериментально снятое семейство характеристик триода,
можно определить параметры для любого режима, охватываемого
этим семейством. Для этого пригодны и анодно-сеточные и анод-

ные характеристики.

Рассмотрим способ определения параметров из характеристи-
ческого треугольника в семействе анодно-сеточных характеристик
(рис. 279). Пусть режим, для которого определяются параметры
триода, характеризуется значениями 67а 210 в, —3 в.

В нашем распоряжении имеются две характеристики анодного

тока по сеточному напряжению, которые охватывают область ин-
тересующего нас режима. Одна характеристика снята при* Ua =
= 180 в, а другая — при повышенном напряжении t/a + Д£7а =

= 180 + 60 = 240 в, при-
чем обе находятся в об-
ласти отрицательных се-
точных напряжений. Для
определения параметров
построим характеристиче-
ский треугольник так, что-
бы интересующий нас
режим был внутри него.

Горизонтальная сторо-
на этого треугольника
(Д6/я) . показывает, на-
сколько нужно изменить
сеточное напряжение, что-
бы при переходе с харак-
теристики для Ua на ха-
рактеристику для£7а+Д£7а
сохранить неизменным

Рис. 279. Определение параметров из тре-
угольника в семействе анодно-сеточных
характеристик
анодный ток. Вертикальная сторона этого треугольника (Д/а)
может иметь двоякий смысл. Во-первых, она показывает прирост
тока при повышении анодного напряжения на Д£7а, но при неиз-
менном сеточном напряжении (в данном случае — 2 в). Во-вто-
рых, она показывает прирост тока при повышении сеточного на-
пряжения на At/g., но при неизменном анодном напряжении
(в данном случае +240 в).

Таким образом, мы имеем величины, необходимые для рас-
чета параметров:

. е △Л . п

На рис. 279 для триода 6Н1П — 60 в\ kUg^Sl в; 10 ма. Сле-
довательно,

!л=+ = 30;.$ + = 5 ма/r, Rt = = G000 ом.

Для проверки результатов вычислений подставим их в уравнение
триода:

SRi = 5-10~3-6000 = 30 = jx.

По мере перехода на нижние сгибы характеристик пара-
метры изменяются: крутизна уменьшается, а внутреннее сопро-
тивление возрастает. Поэтому обычно в справочниках указы-
ваются значения параметров для тех участков характеристик, на
которых рекомендуется применять лампу данного типа.

Теперь разберем способ определения параметров из характе-
ристического треугольника в семействе анодных характеристик
(рис. 280). В нашем распоряжении имеются две характеристики,
из которых одна снята при сеточном напряжении 67^=0 в, а
другая — при сеточном напряжении Ug— ^Ug = —2 в. Зада-
димся целью определить параметры для режима, ограничивае-
мого прямолинейными участками этих характеристик (примерно
для Ug= —1 в, = 130 в.)

Построим характеристический треугольник, приблизительно
охватывающий область намеченного режима. Горизонтальная
сторона этого треугольника (Д£7а) показывает, насколько нужно
изменить анодное напряжение, чтобы при переходе с характери-
стики для Ug на характеристику для Ug — kUg сохранить не-
изменным анодный ток. Вертикальная сторона треугольника Д/а
имеет двоякий смысл. Во-первых, она показывает прирост тока
при повышении сеточного напряжения на A£7g, но при неизмен-
ном напряжении на аноде (в данном случае 160 в). Во-вторых,
она показывает прирост тока при повышении анодного напряже-
ния на Д£7а, но при неизменном сеточном напряжении (в данном
случае 0 в).

Таким образом, мы имеем величины, необходимые для рас-
чета параметров:

___ , о А Л . г)
1 &Ug ’ ° — MJg’ д/а •
Обратим внимание на то, что подъем анодной характеристики
уже не определяет крутизну S; угол подъема а анодной харак-
теристики зависит от внутреннего сопротивления Rh уменьшаясь
с его ростом.

Семейство спрямленных анодно-сеточных характеристик, подоб-
ное изображенному на рис. 275, можно построить по заданным
параметрам триода, которые в этом случае принимаются постоян-
ными для любого режима. Задаваясь напряжением на аноде Uai
(рис. 281), нужно определить запирающее сеточное напряжение

Рис. 281. Построение семейства
спрямленных анодно-сеточных
характеристик по заданным
параметрам

Рис. 280. Определение параметров из тре-
угольника в семействе анодных характе-
ристик

t/g.ol, т. е. такое отрицательное напряжение на сетке, при кото-
ром прекращается анодный ток. Приближенно при заданном па-
раметре [л запирающее напряжение для триода будет равно

I 77 I —

I I ~ и •

Из точки (на оси абсцисс), соответствующей запирающему
напряжению, следует провести прямую, наклон которой опреде-
ляется крутизной S [ма/в], и продолжить ее до значения анодного
тока/амакс, допустимого в данной лампе. Так будет построена
первая из характеристик семейства.

Далее нужно задаться напряжением на аноде 6/а2 и по-
строить соответствующую ему характеристику. В этом случае
запирающее напряжение буде/ равно

177 l~jZa2.

1 <-^02 I ~ р. ’

а сдвиг самой характеристики влево по сравнению с первой
окажется равным

Д77 __ ГТ Т1
-8

-6

Отсюда вытекает важный вывод:
чем больше коэффициент усиле-
ния р, тем плотнее расположены
анодно-сеточные характеристики
триода при данном «шаге» анод-
ного напряжения Д£7а.

Если же экспериментально
снятые характеристики расходят-
ся веерообразно (как показано на

-4 -з -г -1 о

* рис. 282 для триода лампы 6Г2),
то придется считаться с непосто-

Рис. 282. Анодно-сеточные харак-
теристики триода лампы 6Г2

янством параметров р. и S, свой-
ственным в той или иной степени
всем реальным лампам.

Ia("a)

Упражнение. Указать способ построения спрямленных анодных характе-
ристик триода по заданным параметрам, допуская приближенно, что спрям-
ленная характеристика для Ug— 0 проходит через начало координат.

Итак, параметры триода и графики семейства его характери-
стик позволяют оценивать влияние напряжений ня электродах на
величину анодного тока. Например, крутизна S характеризует
«скорость» нарастания анодного тока при повышении напряже-
ния на сетке, а внутреннее сопротивление позволяет судить
о влиянии прироста анодного напряжения на величинуТока в цепи
анода. Коэффициент усиления дает возможность сопоставить
воздействия сеточного и анодного напряжений на анодный ток.

Значения параметров играют решающую роль при выборе
типа лампы. Нельзя заменить в схеме один тип лампы другим
без учета параметров. Больше того, важно, чтобы разные эк-
земпляры одного типа лампы имели близко совпадающие пара-
метры, т. е. чтобы «разброс» параметров был невелик. Это —
одна из важнейших задач производства ламп. Наконец, следует
учитывать и возможные изменения параметров при нарушении
режима питания лампы. Предположим, например, что анодная
батарея разрядилась и дает уменьшенное напряжение; тогда
анодно-сеточная характеристика лампы перемещается вправо, и
точка, находившаяся на прямолинейном участке, может ока-
заться на нижнем сгибе, где крутизна будет меньше нормальной.
Это также приведет к снижению качества работы радиоаппара-
туры.

Пользуясь параметрами, можно рассчитать усилительное дей-
ствие лампы. Триод применяется в"ролиjусилителя переменного
напряжения. Усиливаемое переменное напряжение (например,
слабые колебания принимаемых сигналов) включается в цепь
сетки обычно вместе с постоянным отрицательным сеточным на-
пряжением, так что на сетку воздействует суммарное напря-
жение

ug = Ugmsin<»t — Eg.
Постоянное отрицательное йаЦрйжение — Eg (называемое на-
пряжением смещения) перемещает рабочую точку в область, где
нет сеточных токов, благодаря чему устраняется расход мощ-
ности сигнала в цепи сетки. Под действием сигнала возникает
переменная составляющая тока в цепи анода лампы, так что
анодный ток представляет собой сумму постоянного и перемен-
ного токов;

4 = 4о + 4m sin

Слабый сигнал может создавать значительные изменения
анодного тока.

Описанный процесс изображается развернутыми диаграммами
на рис. 283. Исходное положение т рабочей точки на характери-
стике лампы определяется постоянным отрицательным сеточным
напряжением смещения — Eg. В свою очередь точка т опреде-
ляет значение постоянного тока /а0 в цепи анода. Синусоидаль-
ное напряжение с амплитудой Ugm действует в цепи сетки по-
следовательно с постоянным отрицательным напряжением — Е^
Суммарное напряжение развернуто по оси времени вниз.

При положительной амплитуде сигнала рабочая точка пере-
мещается по характеристике в верхнее положение п, а при отри-
цательной — в нижнее положение р. Эти два крайних положе-
ния, перенесенные вправо, определят амплитуды Iam переменной

Рис. 283. Управление анодным током при помощи
переменного напряжения на сетке
составляющей анодного тока и позволят изобразить его раз-
вертку во времени.

Амплитуда анодного тока связана с амплитудой сеточного
напряжения простой зависимостью, очевидной из рис. 283:

I =SU

lam ^ gm - •

При этом предполагается, что внешняя цепь анода замкнута на-
коротко, т. е. в ней батарея, дающая напряжение £*а, присоеди-
нена между анодом и катодом без всякого дополнительного со-
противления. Следовательно, для переменного тока в цепи анода
имеется единственное сопротивление Rt. *

Действие сигнала равноценно появлению в цепи анода гене-
ратора переменной э, д. с. амплитудой pUgmi внутреннее сопротив-
ление которого равно Rt.

Но увеличение э. д. с. в pt раз по сравнению с напряжением
сигнала еще не означает, что от лампы будет получено усиление
напряжения в у, раз. Для того чтобы реализовать усилительное
действие лампы, необходимо включить в цепь ее анода нагрузоч-
ное сопротивление, с зажимов которого можно было бы снимать
усиленное переменное напряжение. Схема усилительного каскада
(ступени) с сопротивлением в цепи анода представлена на
рис. 284.

В цепи сетки усилителя действуют последовательно источник
переменного напряжения с амплитудой Ugm и источник постоян-
ного смещающего напряжения — Eg (минус источника соединен
с сеткой через генератор). В цепи анода последовательно с бата-
реей включено нагрузочное сопротивление /?, через которое про-
ходит анодный ток. Постоянная составляющая этого тока обра-
зует на сопротивлении R падение напряжения /а0/?, снижающее
напряжение на аноде лампы. Переменная же составляющая
анодного тока образует на сопротивлении переменное синусои-
дальное напряжение с амплитудой

которое и является усиленным напряжением сигнала.

Рис. 2С4 Схема усилительного
каскада

Рис. 285. Эквивалентная схема
усилительного каскада
Рассматривая только переменные составляющие напряжений
и токов в цепи анода, можно воспользоваться эквивалентной схе-
мой (рис. 285), на которой действие сигнала представлено
в виде э. д. с., равной Эта э. д. с. действует в цепи, состоя-
щей из внутреннего сопротивления и нагрузочного сопротив-
ления /?, соединенных последовательно. Амплитуда переменного
анодного тока

Т __ ^Ugm

&т ~ Ri + R'

Полезное переменное напряжение на выходе каскада (т. е. на
сопротивлении /?)

ТJ / О — ^Ugm р

— 'am* — R. + R К-

Теперь можно сопоставить выходное напряжение Um с напря-
жением сигнала Ugm, выразив их отношение через параметры
схемы. Отношение выходного переменного напряжения к вход-
ному называется коэффициентом усиления каскада по напряже-
нию и обозначается буквой К:

IZ Um ц R
^~Ugm ^Ri + R-

Таким образом, зная" параметры схемы усилителя, можно вы-
числить его коэффициент усиления. Именно в этом и заключается
смысл определения параметров триода.

Пример. Определить коэффициент усиления каскада с триодом, имею-
щим параметры р = 30, Ri = 10 000 ом, если нагрузочное сопротивление
R = 5000 ом.

Решение.

„ R 5000 ш

К ^Ri + R 30 10 000 + 5000 ~ 10,

Если на входе этого каскада действует напряжение 0,1 в, то на вы-
ходе будет 1 в.

Задача. Для триода предыдущего примера определить сопротивление Rt
при котором К=\, т. е. усилительное действие каскада прекращается.

Применение триода в качестве усилителя — одно из много-
численных его возможных применений, с которыми мы встре-
тимся в дальнейшем. Для того чтобы усилительный каскад вос-
производил сигнал без искажений, участок птр характеристики
(см. рис. 283) должен быть прямолинейным, т. е. параметры в ра-
бочей области должны быть пбстоянными. Хотя в принципе лам-
па — нелинейный прибор, но при правильном выборе ее режима
практически получается неискаженное усиление. Следовательно,
выбор режима питания лампы (т. е. величин Еа и Eg) — тоже
очень важная задача.
11. ЛАМПЫ С НЕСКОЛЬКИМИ СЕТКАМИ

Назначение экранирующей сетки

При применении триодов в усилителях для высоких частот
встречаются серьезные затруднения, вызываемые междуэлектрод-
ными емкостями анод — катод (Сак), сетка — катод (Cgx) и
анод — сетка (Cag). В схеме усилителя (рис. 286) емкость Cgx
параллельна входным зажимам для сигнала, а потому назы-
вается входной емкостью. Емкость Сах параллельна выходным
зажимам и называется выходной емкостью. Емкость же Cag
соединяет входную цепь усилителя с выходной, создавая возмож-
ность их взаимодействия помимо электронного потока, а потому
называется проходной емкостью лампы.

Каждая из этих емкостей представляет собой проводимость
для переменного тока (Ьс = шС), причем величины проводимо-
_______________ t стей становятся заметными на
”1 | | I высоких частотах. Особенно

соу=Т= .J I серьезные осложнения связа-

।_ } I______I 'Тсаа уП ны с проводимостью емкости

JL • ____! ___I U анод — сетка. Через эту прово-

Т димость переменный ток пойдет

I * л I ||||||||________I не только под действием напря-

'I 1|1|1|1| жения сигнала Ugm, но и под
Рис. 286. Междуэлектродные емкости действием усиленного напряже-
в триоде ния Um, создающегося на на-

грузке цепи анода. Этот ток мо-
жет нарушить нормальную работу предыдущего каскада или же
превратить усилитель в генератор, вызвав в нем собственные ко-
лебания. Подробнее роль этой емкости будет рассмотрена в по-

следующих главах. <

Желательно уменьшить проходную емкость до значений не
более сотых и даже тысячных долей пикофарады. Однако кон-
струкция триода препятствует этому. Так, для триода в лампе
6НШ входная емкость равна 3,8 пф, выходная 1,75 пф, а про-
ходная 1,85 пф. '

Для уменьшения проходной емкости между управляющей сет-
кой и анодом размещается вторая — экранирующая сетка. Полу-
чается четырехэлектродная лампа (тетрод).

На рис. 287 показаны одна из возможных конструкций тет-
рода (прямого накала, в стеклянном балдоне) и изображение его
на схемах. Экранирующая сетка, закрывающая полностью управ-
ляющую сетку и катод, устроена на держателях, укрепленных
на нижнем плоском дискообразном экране. Экран расположен
горизонтально и устраняет емкостное взаимодействие между
анодом и проводниками, идущими от первой сетки. Вывод анода
подан к отдельному зажиму в верхней части баллона.

Описанная конструкция встречается у генераторных тетродов,
Для усилительных ламп более характерна одноцокольная кон-
струкция, в которой все электроды имеют выводы к нижним
штырькам, но выводы от анода и управляющей сетки дополни-
тельно экранированы друг от друга в нижней части лампы.

Рассмотрим физический смысл уменьшения емкости анод —
управляющая сетка при введении между ними экранирующей
сетки. Из рис. 286 видно, что емкость Cag находится под дей-
ствием двух последовательно включенных напряжений: Um и
Ugm. Обычно для усилителя Ufn^Ugm. Поэтому схему обратного

Вывод от анода
Экранирующая
сетка

Управляющая
сетка

Катод
Анод

баллон

Экран

Рис, 287, Тетрод прямого накала
с верхним выводом анода:
а — устройство; б — изображение в схе-
мах

а — для триода; б — для тетрода

действия анодной цепи на сеточную можно приближенно изобра-
зить так, как показано на рис. 288, а. Здесь сетка и анод триода
изображены в виде двух пластин конденсатора Cag; ток, про-
никающий обратно в цепь сетки через эту емкость, имеет ве-
личину

Дбр= ®GagUm.

В тетроде (рис. 288, б) между пластинами помещен сетчатый
экран (экранирующая сетка g2), соединенный для переменного
тока накоротко с катодом. Благодаря этому ток смещения

/ = ®Cag2Um

замыкается на катод, минуя цепь управляющей сетки и не созда-
вая переменного напряжения между сетками gz и gi. Силовые
линии электрического поля анода заканчиваются преимущест-
венно на экранирующей сетке, и лишь малая часть их проникает
сквозь нее к управляющей сетке. Поэтому ток, ответвляющийся
мимо экрана в цепь управляющей сетки,

Л«р =
мал по сравнению с током /обр в триоде при одинаковых выход-
ных напряжениях Um, а это значит, что и емкость Cigi мала.

Экранирующая сетка не должна служить преградой для дви-
жения электронов от катода к аноду. Чтобы электроны двигались
с необходимым ускорением, на экранирующую сетку подается
положительное по отношению к катоду напряжение, составляю-
щее в разных схемах 30—90% анодного напряжения. Часть элек-
тронов при этом перехватывается экранирующей сеткой, создавая
в ее цепи постоянный ток.

На рис. 289 1 приведены три возможных способа питания экра-
нирующей сетки от анодной батареи. Вариант а неудобен из-за
необходимости иметь отвод от части элементов батареи. Вариант б

а б в

Рис. 289. Схема питания экранирующей сетки тетрода от анод-
ной батареи:

а — с помощью отвода от батареи; б — с помощью гасящего сопротивления;
в — с помощью делителя напряжения

наиболее распространен: в гасящем сопротивлении R& посто-
янный ток экранирующей сетки создает падение напряжения до
необходимой величины Eg*. Но между экранирующей сеткой и
катодом должно существовать короткое замыкание для перемен-
ного тока, иначе может возникнуть переменное напряжение
между второй сеткой и катодом и экранирующая сетка примет
нежелательное участие в управлении переменным анодным током.
Короткое замыкание для переменного тока осуществляется
через конденсатор Сэ емкостью 5000—100 000 пф и более.

Недостаток схемы рис. 289, б заключается в том, что при изме-
нении постоянного анодного тока изменяется ток /^2, а вместе
с ним и напряжение на экранирующей сетке

Egi = Ea-fgRg2,

что может оказать нежелательное влияние на параметры лампы.
Большее постоянство напряжения Eg^ дает схема рис. 289, в,
где это напряжение снимается с участка'/?2 делителя RiR2. Но
такая схема менее экономична по расходу энергии анодной ба-
тареи: через делитель всегда проходит ток. Поэтому примене-
ние данной схемы ограничено.

1 На этом рисунке, как и в дальнейшем, мы не показываем батареи
накала, подразумевая, что катод нагревается (прямым или косвенным пу-
тем).
Введение экранирующей сетки не только уменьшает проход-
ную емкость лампы, но изменяет и другие ее свойства. В про-
странстве между анодом и катодом тетрода расположены две
сетки, вследствие чего проницаемость между анодом и катодом
становится малой, а коэффициент усиления соответственно воз-
растает. Для тетродов значение у. бывает в пределах 200—
500 и более. При обычных значениях крутизны это свидетель-
ствует о высоком внутреннем сопротивлении.

В триоде с таким большим коэффициентом усиления левое
расположение анодно-сеточной характеристики достигалось бы
при чрезмерно высоких напряжениях на аноде (см. рис. 281).
Тетрод же дает возможность получить левую характеристику,
т. е. исключить токи в цепи сетки, при нормальных напряже-
ниях на аноде. Объясняется это увеличением «запирающего на-
пряжения» на первой сетке, которое должно преодолеть уско-
ряющее действие на электроны как анода, так и второй сетки:

Здесь р.2 показывает, во сколько раз напряжение на первой
сетке действует сильнее, чем такое же напряжение на второй
сетке.

Пример. Тетрод 6П6С имеет параметры у 200 и у2 ~ Ю. Напряжение
на аноде £7а=250 в, напряжение на экранирующей сетке Ugz =200 в. Тре-
буется определить величину запирающего напряжения (т. е. сдвиг начала
анодно-сеточной характеристики влево от нуля), а также вычислить необхо-
димое анодное напряжение триода, имеющего ту же величину р. и такой же
сдвиг начала характеристики.

Решение.

Для тетрода запирающее напряжение

^“-(-10- + 200)-------21125 в-

Чтобы получить такую же величину для триода, необходимо иметь

Ua = — = —200 (— 21,25) = 4250 в (!)

Итак, преимуществами тетрода перед триодом следует счи-
тать малую величину проходной емкости и левое расположение
характеристик при значительном коэффициенте усиления.

Характеристики тетродов

Анодно-сеточной характеристикой тетрода называется зависи-
мость анодного тока от напряжения на первой (управляющей)
сетке при постоянстве напряжений на аноде и на экранирующей
сетке. Говоря об анодно-сеточных характеристиках экранирован-
ной лампы, в частности тетрода, нужно подчеркнуть следующую
особенность их. Анод имеет по отношению к катоду значительно
меньшую проницаемость, чем экранирующая сетка. Поэтому ве-
Лйчийа общего электронного тока в лампе (величина катодного
тока) определяется не столько влиянием анодного напряжения,
сколько влиянием напряжения на экранирующей сетке. Эта
сетка служит как бы анодом, но таким, сквозь который большая
часть электронов пролетает и попадает далее на основной анод.

На рис. 290 показаны две группы характеристик, соответ-
ствующие двум значениям напряжения Ug*. Эти группы сильно
смещены относительно друг друга. В каждой из них имеется по
две характеристики, снятые при разных значениях t7a. Мы ви-
дим, что влияние изменения (/а незначительно и приводит толь-
ко к небольшому веерообразному расхождению характеристик.

Рис. 290. Два семейства анодно-
сеточных характеристик те-
трода, снятые при разных
напряжениях на экранирующей
сетке

Рис. 291. Зависимости токов анода
и экранирующей сетки от анодного
напряжения для тетрода

Это вполне соответствует указанным выше малым значениям
проницаемости Z), или, что то же, большим значениям коэффи-
циента усиления р. тетрода по аноду.

Анодной характеристикой тетрода называется зависимость
анодного тока от напряжения на аноде при сохранении постоян-
ства напряжений на управляющей и экранирующей сетках.
В тетродах старых конструкций, имевших разный шаг намотки
и разную густоту первой и второй сеток, анодные характери-
стики существенно отличались от характеристик современных
экранированных ламп. На рис. 291 изображена анодная характе-
ристика тетрода старого типа; здесь же пЬказана характеристика
тока экранирующей сетки. Лишь совместное рассмотрение этих
характеристик позволит изучить физические процессы в лампе.

Анодная характеристика при малых напряжениях на аноде
круто поднимается из начала координат. Здесь происходит пере-
распределение электронов между экранирующей сеткой и ано-
дом, и ток Igi падает соответственно росту тока /а. Подобную
264
Картину мы встречали на рис. 276 для триода при положитель-
ных напряжениях, на управляющей сетке.

При дальнейшем повышении анодного напряжения анодный
ток уменьшается, а ток экранирующей сетки возрастает. Это
объясняется вторичной электронной эмиссией, о которой было
кратко упомянуто в предыдущих параграфах. При ударах бы-
стрых электронов о поверхность металла часть энергии расхо-
дуется на усиление теплового движения атомов кристаллической
решетки, вызывая повышение температуры. Но некоторая часть
энергии передается свободным электронам металла. Последние
приобретают возможность преодолеть тормозящее действие двой-
ного электрического слоя и выйти из металла. Освободившиеся
электроны называются вторичными электронами. Один быстрый
первичный электрон может освободить из металла несколько
вторичных электронов.

В тетроде вторичные электроны эмитируются анодом и экра-
нирующей сеткой. Если напряжение на аноде ниже, чем на экра-
нирующей сетке, то вторичные электроны притягиваются к экра-
нирующей сетке и увеличивают ток в ее цепи при соответствую-
щем уменьшении анодного тока. Именно этим объясняется про-
вал характеристики анодного тока и выпуклость характеристики
тока экранирующей сетки на рис. 291.

При дальнейшем повышении напряжения оно прибли-
жается к напряжению Ug2 и затем превосходит его. При этом
ток анода резко возрастает, а ток экранирующей сетки резко
уменьшается. Далее характеристика анодного тока переходит,
в пологую, медленно возрастающую кривую, но пологий ее уча-
сток не является током насыщения, а характерен для лампы
с большим внутренним сопротивлением. В образовании анодного
тока в этой области могут принимать участие и вторичные элек-
троны, эмитируемые экранирующей сеткой.

Провал характеристики анодного тока, вызванный вторичной
эмиссией, невыгоден на практике, так как приводит к необходи-
мости ограничивать амплитуду переменного напряжения на со-
противлении анодной нагрузки, чтобы избегнуть искажений сиг-
нала при усилении. Поэтому в процессе совершенствования
экранированных ламп были найдены способы устранения эф-
фекта, создаваемого вторичной эмиссией. Одним из усовершен-
ствованных типов экранированных ламп был Лучевой тетрод,
другим — пентод. В первую очередь изучим особенности луче-
вого тетрода.

Для устранения динатронного эффекта, т. е. эффекта увели-
чения тока экранирующей сетки за счет электронов вторичной
эмиссии анода при невысоких напряжениях на аноде, нужно
создать барьер в пространстве между экранирующей щеткой и
анодом. Барьером может служить область низкого потенциала,
подобная области пространственного заряда вокруг катода.
Чтобы создать такую область, нужно увеличить расстояние
между анодом и экранирующей сеткой,
увеличив радиус цилиндрического анода,
а также повысить концентрацию электро-
нов на пути от экранирующей сетки до
анода.

Электроны, пролетающие сквозь экра-
нирующую сетку, при низком анодном на-
пряжении движутся сначала медленно.
На некотором расстоянии .от анода их
скорости минимальны, и в этом районе

Рис. 292. Лучевой тетрод образуется барьер низкого потенциала,
(вид электродов сверху) а далее скорость их возрастает, пока
они не достигают поверхности анода.
Вторичные электроны анодной эмиссии имеют малые скоро-
сти и, отталкиваясь* областью низкого потенциала, возвраща-
ются обратно на анод. При повышении напряжения на аноде
барьер исчезает, но становится невозможным и уход вторичных
электронов с анода.

Для концентрации потока электронов выполняется специаль-
ная конструкция обеих сеток тетрода: их витки (показанные
в плане на рис. 292) делаются плоскими при цилиндрической
форме анода, имеют одинаковое число в обеих сетках и распо-
ложены строго в створе. Электронный поток, выходящий с по-
верхности плоского катода, фокусируется первой сеткой (см.
рис. 262) и проходит между витками второй сетки, не теряя фо-
кусировки благодаря расположению витков в створе. Чтобы
электроны выходили лишь через плоские стороны сетки, т. е. по
наиболее длинному пути до анода, в лампе помещены две
стойки S, соединенные с катодом, т. е. имеющие нулевой по-

Рис. 293. Устройство электродов и принцип работы
лучевого тетрода:

I — катод; 2 — управляющая сетка; 5— экранирующая сетка, витки
которой расположены точно против витков управляющей сетки;
4 — боковые электроды с нулевым потенциалом, препятствующие
рассеянию электронного потока'» стороны; 5 — анод
тенциал. Эти стойки отталкивают электроны, дополнительно кон-
центрируя их в виде узких вееров — лучей. Отсюда и лампа на-
зывается лучевым тетродом.

На рис. 293 дается перспективное изображение электродов
лучевого тетрода и показаны веерообразные лучи электронов
в нем. Благодаря размещению витков второй сетки в створе
с витками первой сетки уменьшается и ток в цепи второй сетки,
что следует тоже считать достоинством лучевой лампы.

На рис. 294 представлены внешний вид, цоколевка и анодные характе-
ристики лучевого прямонакального тетрода типа 2П1П пальчиковой серии.
Эта лампа предназначена для оконечных низкочастотных каскадов в прием-
никах. Благодаря лучевому принципу напряжения на аноде и экранирующей
сетке могут быть одинаковыми (+90 в). Третрод обеспечивает работу
небольшого громкоговорителя (до 0,25 вт). Характеристики имеют лишь
незначительные динатронные провалы при малых токах и резкий переход от
крутого начального участка к пологому рабочему участку.

Рис. 294. Пальчиковый прямонакальный лучевой тетрод 2П1П, его
анодные характеристики

Пентоды'

Пятиэлектродная лампа (пентод) по-другому решает задачу
подавления динатронного эффекта: на пути электронов между
экранирующей сеткой и анодом помещена третья сетка, обычно
соединяемая с катодом, т. е. имеющая нулевой потенциал. Эта
сетка и образует барьер, который препятствует движению вто-
ричных электронов от анода к экранирующей сетке. Третья сетка
называется защитной или антидинатронной. Чтобы она не ока-
зывала существенного влияния на основной поток электронов,
ее делают сравнительно редкой.

Защитная сетка может соединяться с катодом внутри лампы.
Однако выгоднее иметь для этой сетки отдельный вывод, кото-
рый позволил бы использовать ее для дополнительного управ-
ления анодным током (например, для модуляции в передатчи-
ках).
Рис. 295. Внешний вид и внутрен-
ние соединения пентода 2Ж27Л

Достоинства пентода — малая
проходная емкость, левое распо-
ложение анодно-сеточных харак-
теристик при невысоком анодном
напряжении, подавление вторич-
ной эмиссии анода, возможность
выполнения задач усиления и ге-
нерации — делают пентод основ-
ным типом электронной лампы
для передатчиков и приемников
от длинных до метровых волн.
Лишь в мощных передатчиках и
в сложных схемах аппаратуры
импульсной техники применяются
триоды. Лучевые тетроды в об-
щем равноценны пентодам, но
имеют свои достоинства и недо-

статки. Они применяются для
усиления колебаний низкой, а в передатчиках — также и вы-
сокой частот. Для усиления и генерации колебаний дециметро-
вых и сантиметровых волн служат триоды специальной конструк-
ции, а также электронные приборы, основанные на иных прин-

ципах, чем изучаемые нами лампы.

В качестве примера на рис. 295 изображен внешний вид и цоколевка
маломощного усилительного пентода типа 2Ж27Л. Это — лампа прямого
накала, стеклянного типа, с плоским дном и^емью штырьками. В отличие
от рассмотренных выше конструкций пентод этого типа имеет внутренние
экранирующие пластины, соединенные со штырьками 2 и 6 (уменьшающие
проходную емкость), а также общий внешний металлический экран. Дно
внешнего экрана имеет отверстия для штырьков и стержень-ключ в центре;
в ключе имеется шарообразный замок, защелкиваемый в ламповой панели
пружиной. Цоколь-экран с замком дает этой конструкции название локталь-
нал (т. е. снабженная замком). В верхней крышке экрана имеется отвер-
стие для винта, запрессованного в небольшой пластмассовый конус (ручку).
Конус позволяет вставлять лампу в панель, расположенную на дне цилин-
дрического углубления в стенке блока радиостанции. При таком способе
установки ламп достигается полное использование объема блоков аппара-
туры для монтажа, хорошая экранировка и сохранность ламп.

Пентод 2Ж27Л является примером ламп с плоским дном
(или, как их иногда называют, «ламп с плоской ножкой», в от-
личие от более старой конструкции, имевшей вогнутую «гребеш-
ковую» ножку, подобную ножкам осветительных ламп). Плоская
конструкция дна и отсутствие пластмассового цоколя позволяют
применять такие лампы для усиления и генерации более высо-
ких частот, чем это было возможно при лампах с гребешковой
ножкой и цоколем, а также получать большую устойчивость ча-
стоты генерируемых колебаний (вплоть до метровых волн).

Объясняется это следующими конструктивными особенно-
стями лампы с плоским дном. Штырьки выполняются сравни-
тельно короткими и имеют короткий путь сквозь стекло (3—
268
15 мм). Тем самым уменьшаются индуктивность выводов и ем-
кость между ними, которые ограничивают, как будет показано
дальше, наивысшую частоту генерируемых или усиливаемых ко-
лебаний. Штырьки анода и управляющей сетки диаметрально
удалены друг от друга, что вместе с внутренней экранировкой
дает уменьшение вредной проходной емкости. Внешний металли-
ческий экран вместе с металлическими поддоном и ключом устра-
няет вредные связи электродов лампы с деталями схемы.

Лампы с плоским дном следует осторожно вставлять в па-
нель и извлекать из нее, так как даже при упругих контактах
перекос лампы свыше 10° может привести к появлению трещин
в стекле, вследствие чего лампа потеряет вакуум и выйдет из
строя.

Свойства пентода исследуются путем снятия его характери-
стик. Основные виды статических характеристик можно полу-
чить в схеме, изображаемой на рис. 296. В этой схеме защитная
сетка соединена накоротко с катодом. Напряжение на экрани-
рующей Сетке и ток в ее цепи измеряются соответствующими
приборами, причем напряжение берется от отдельной батареи
через потенциометр, чтобы оно не зависело от анодного (ко-
нечно, в аппаратуре анод и экранирующая сетка питаются от
общего источника, как и в случае применения тетрода; см.
рис. 289).

Анодно-сеточная характеристика пентода, т. е. зависимость
анодного тока от напряжения на управляющей (первой) сетке,
характерна теми же свойствами, как и для тетрода. Ее располо-
жение в системе координат мало зависит от напряжения на
аноде, но сильно зависит от напряжения на экранирующей сетке.
Одновременно с увеличением анодного тока, увеличивается и ток
в цепи экранирующей сетки, так как некоторая часть электро-
нов перехватывается этой сеткой. На рис. 297 даются семейства
характеристик токов анода и второй сетки по напряжению пер-
вой сетки для маломощного пентода 2Ж27Л.
Анодная характеристика
пентода, т. е. зависимость
анодного тока от анодного
напряжения, имеет резко под-
нимающийся начальный уча-
сток и пологую основную
часть. В отличие от харак-
теристик лучевого тетрода
переход от крутого участка
к пологому здесь более плав-
ный, что объясняется. рас-
сеянием электронов при слу-
чайном шаге намотки второй
сетки. Но динатронный эф-

Рис. 297. Характеристики токов анода $екТ В НУДНЫХ характера
и второй сетки по напряжению первой стиках пентодов не обнару-
сетки для пентода 2Ж27Л живается совершенно.

На рис. 298 приводятся
анодные характеристики пентода 2Ж27Л и применительно к
одной из них дана характеристика тока экранирующей сетки.
Рассматривая анодные характеристики, мы можем прийти к сле-
дующему заключению. Во-первых, внутреннее сопротивление пен-
тода в области пологих (рабочих) участков характеристик очень
велико, что соответствует большому коэффициенту усиления (при
нормальных значениях крутизны). Во-вторых, параметры пентода
непостоянны, так как при равном шаге смещения характери-
стики расположены на неравных расстояниях.

Для определения параметров по семейству анодных характе-
ристик пентода применяется способ двух отсчетов (а не харак-
теристический треугольник). Из рис. 298 видно, что крутизну

Рис. 298. Зависимости анодного тока и тока экра-
нирующей сетки от напряжения на аноде при напря-
жении на экранирующей сетке +45 в для пентода
2Ж27Л
можно наити по разности токов пологих участков двух характери-
стик Д/а и по шагу их смещений :

„ д4

• д^,’

Внутреннее сопротивление определяется по величине прироста
тока Д/’ одной из характеристик при подъеме анодного напря-
жения на Д£7а:

р ___Д^а

Коэффициент усиления определяется из уравнения
Р = SRt.

На рис. 298 крутизна получается равной примерно 1 ма!в,
внутреннее сопротивление — около 1,5 Мом, коэффициент усиле-
ния— не менее 1500. Таковы примерные значения параметров

пентодов, применяемых для усиле-
ния на высоких частотах.

Зависимость параметров пен-
тода от режима его питания иллю-
стрируется (рис. 299) для той же
лампы 2Ж27Л. Все три основных
параметра существенно зависят
от напряжения на управляю-
щей сетке. Проходная емкость
пентода Cag1= 0,015 пф, что
не является пределом ее умень-
шения.

Необходимо отметить сле-
дующее. Если пентод применен
в схеме усиления, подобной пока-
занной на рис. 284, то коэффи-
циент усиления этой схемы, как и
в триоде, равен

K — ^Ri + R-

Рис. 299. Зависимость параметров
пентода 2Ж27Л от напряжения
на управляющей сетке

Но очень большое внутреннее сопротивление пентода позво-
ляет пренебречь слагаемым R в знаменателе. Тогда

Следовательно, решающее значение для усилительных свойств
пентода имеет его крутизна S. Разумеется, коэффициент усиле-
ния каскада гораздо меньше, чем коэффициент усиления лампы.
к

н'
н

Рис. 300. Сет-
ка с перемен-
ным шагом

Обычно крутизна приемно-усилительных пенто-
дов равна 1—6 ма/в, но в некоторых современных
конструкциях крутизна достигает 15 ма/в и боле|е.

До сих пор мы предполагали, что шаг намотки
управляющей сетки, а также ее диаметр и расстоя-
ние от катода не изменяются по всей длине сетки.
В этом случае напряженность электрического поля
вдоль катода оказывается одинаковой, а потому при
повышении отрицательного напряжения на сетке
анодный ток запирается одновременно для всех то-
чек катода, т. е. характеристика обрывается сравни-
тельно резко. Такие лампы можно назвать лам-
пами с короткой характеристикой (или с резкой от-
сечкой).

Но во многих схемах усиления на высокой ча-
стоте желательно получить возможность плавной
регулировки крутизны участка, на котором нахо-

дится исходная рабочая точка, чтобы тем самым плавно регулиро-
вать усиление. Для такой цели необходимы лампы с удлиненной
характеристикой, на протяжении которой крутизна менялась бы
плавно. Это может быть достигнуто устройством управляющей
сетки с переменным шагом намотки. Если на каком-то участке
сетки (например, в ее середине) несколько витков сделать сравни-
тельно редкими (рис. 300), то электрическое поле у катода не
будет уже одинаковым вдоль всей его поверхности. В том уча-
стке, где витки сетки стали редкими (большой шаг), потребуется
большое отрицательное напряжение для задержки электронов
у катода. Наоборот^ на участке с густыми витками анодный ток
прекращается при небольшом смещении. Вследствие этого от-
сечка анодного тока наступает для разных участков катода при
разных-ютрицательных напряжениях на сетке и характеристика
постепенно приближается к нулю, имея растянутый «хвост».

Такие лампы носят название
ламп с переменной крутизной (с
удлиненной характеристикой). Для
примера на рис. 301 показан ме-
таллический подогревный пентод
типа 6К4 и его цоколевка, а на
рис. 302 — его анодно-сеточная ха-
рактеристика, имеющая удлинен-
ную форму.

Кроме пентодов, предназначен-
ных для усиления колебаний вы-
сокой частоты, существуют пенто-
ды, назначение которых — усили-
вать колебания низких частот.
Низкочастотные пентоды имеют
более редкую экранирующую сетку

Рис. 301. Подогревный пентод 6К4
в металлическом баллоне

Рис. 302. Удлиненная характери-
стика пентода типа 6К4

! обладают сравнительно меньшим коэффициентом усиления. Ха-
актеристики их менее совершенны, чем характеристики лучевых
етродов; так, анодные характеристики их расходятся резче и
расстояния между ними неодинаковы. Поэтому в усилителях низ-
ких частот выгоднее применять лучевые тетроды. Впрочем,
имеются так называемые универсальные пентоды, которые могут
применяться как для генерирования и усиления колебаний высо-
кой частоты, так и для маломощного усиления колебаний низкой
частоты (например, 4Ж1Л).

Наконец, очень широкое применение имеют пентоды в радио-
передатчиках (генераторах) малой и средней мощности (при-
мерно до 1 кет). Основное преимущество их перед триодами —
возможность большого усиления мощности на высоких частотах
благодаря уменьшенной величине
токов управляющей сетки, малой
проходной емкости и большому
коэффициенту усиления. Если ка-
скад на триоде усиливает мощ-
ность колебаний в 10—20 раз,
то каскад на пентоде — в 70—
100 раз.

электродов гене-
раторной лампы должна соответ-
ствовать мощности, для которой
лампа предназначена. С увеличе-
нием мощности возрастают раз-
меры катода, с поверхности ко-
торого нужно получить требуемую
эмиссию, возрастает диаметр про-
волок сеток, которые должны вы-
держивать большую мощность
рассеяния, увеличивается площадь

поверхности анода. Катоды генераторных ламп малой мощности
обычно имеют оксидное покрытие, средней мощности — оксидное
или карбидированное покрытие торием, а лампы большой мощно-
сти имеют катоды из чистого вольфрама. Сетки изготовляются из
чистого или платинированного молибдена, имеющего большую ра-
боту выхода электронов. Аноды маломощных генераторных ламп
делаются из никеля, аноды ламп средней мощности — из черне-
ного никеля, графита или тантала, а аноды ламп больших мощ-
ностей изготовляются из красной меди или высокохромистой стали
и подвергаются искусственному воздушному или водяному охла-
ждению.

При анодных напряжениях в тысячи вольт монтаж электро-
дов на стекле недопустим, и они монтируются внутри лампы на
керамических изоляторах. В менее мощных лампах применяется
слюдяная изоляция. Пентоды малой и средней мощности имеют
плоское дно, через которое выведена штырьки всех электродов.

50&

<М

300

200

100

Рис. 304. Анодные характеристики
генераторного пентода типа ГУ-50

В более мощных лампах анод имеет отдельный вывод через
стекло баллона. В лампах же с искусственным охлаждением бал-
лон сваривается с анодом, внешняя поверхность которого состав-
ляет часть поверхности лампы.

В качестве примеров генераторных пентодов рассмотрим лампы ГУ-50
И ГУ-80. Пентод ГУ-50 рассчитан на полезную мощность не меньше 60 вт.

Это стеклянная безцокольная лампа с плоским
дном (рис. 303), устанавливаемая в цилиндриче-
ских углублениях — экранах в блоках аппарату-
ры. На боковой поверхности баллона имеется на-
правляющий ключ.

Катод этой лампы — оксидный, косвенного
накала. Напряжение накала 12,6 в, ток накала
0,765 а. Анодное напряжение 800 в, напряжение
экранирующей сетки 250 в. Между выводами
внутри лампы помещен экран, уменьшающий про-
ходную емкость. Крутизна характеристики в сред-
нем 4 ма/в. Срок службы свыше 1000 час. Про-
ходная емкость 0,09 пф. На рис. 304 приводятся
анодные характеристики этой лампы и линия
предельной мощности рассеяния на аноде. Инте-

Рис. 305. Пентод ГУ-80 Рис. 306. Внутренние соединения и анодные
характеристики пентода ГУ-80
ресно сопоставить масштабы этих характеристик с масштабами характери-
стик, приводившихся для маломощных ламп.

Пентод ГУ-80 рассчитан на полезную мощность не менее 750 вт. Это —
стеклянная лампа с выводами анода и третьей сетки вверх (рис. 305). Лампа
имеет цоколь с центральным направляющим стержнем и ключом.

Катод — вольфрамовый, торированный, карбидированный. Напряжение
накала 12,6 в, ток накала 10,5 а. Анодное напряжение 2000 в, напряжение
экранирующей сетки 600 в. Крутизна характеристики 5,5 ма/в (в среднем),
внутреннее сопротивление 50 000 ом. Срок службы свыше 1000 час. Проход-
ная емкость 0,1 пф. Мощность рассеяния на аноде до 450 вт.

Лампа состоит из двух секций с двумя отдельными катодами, управ-
ляющими и экранирующими сетками, но обе секции имеют общий графито-
вый анод прямоугольной формы. Электроды смонтированы на керамических
изоляторах.

На рис. 306 приведены цоколевка пентода ГУ-80 и его анодные харак-
теристики. Следует обратить внимание на то, что здесь анодный ток исчис-
ляется амперами. При работе ламп ГУ-80 в закрытых шкафах может по-
требоваться охлаждение с помощью вентилятора.

Лампы для преобразования частоты

О возможности двойного управления электронным потоком
в лампе мы упоминали выше. Можно, например, воздействовать
на электронный поток через первую сетку пентода высокочастот-
ным напряжением, а через третью сетку — напряжением звуко-
вой частоты для получения модулированных колебаний. Это вы-
полняется в обычных лампах. В радиоаппаратуре бывает необ-
ходимо управлять электронным потоком также с помощью двух
высокочастотных колебаний, отличающихся по частоте (напри-
мер, в супергетеродинах, к которым относится большинство со-
временных приемников).

При усилении высокочастотных колебаний в приемнике возни-
кают известные трудности: возможность возникновения генера-
ции в каскадах, большого уровня помех и искажений сигнала.
Задача решается гораздо успешнее, если высокочастотное коле-
бание преобразовать в колебание пониженной (промежуточной)
частоты и уже на ней выполнять усиление вплоть до детектора.

Способ преобразования частоты сигнала в промежуточную
частоту будет изложен подробно в последующих главах. Коротко
говоря, для этого используется интерференция двух колебаний
в нелинейной системе.

Каскад супергетеродинного приемника, предназначенный для
преобразования частоты, подвергается воздействию двух управ-
ляющих напряжений высокой частоты. Одно из них — напряже-
ние принимаемого сигнала, другое — напряжение, создаваемое
маломощным генератором (гетеродином), входящим в состав
приемника. Частоты этих двух колебаний отличаются друг от
друга, причем разница определяется выбором частоты колебаний
гетеродина.

Из физики известно, что при сложении двух колебаний с разными ча-
стотами возникает результирующее колебание с изменяющейся амплитудой
Напряжение сигнала

Напряжение гетеродина

Результирующее напряжение

Рис. 307. Сложение двух ко-
лебаний с разными частотами

(рис. 307), что объясняется непрерывным
изменением сдвига фаз колебаний при не-
равенстве их частот. Результирующее коле-
бание имеет форму «биений», т. е. ампли-
туды его возрастают при совпадении фаз
двух колебаний и убывают при сдвиге, при-
ближающемся к 180°. Если результирую-
щее колебание воздействует на нелиней-
ную систему, например лампу, работающую
на сгибе характеристики (где крутизна S
непостоянна, изменяется с изменением на-
пряжения), то в составе тока возникает
колебание с частотой, равной частоте оги-
бающей кривой суммарного колебания '
(пунктир на нижнем графике рис. 307). Но
частота огибающей кривой равна разности
частот сигнала и гетеродина

Выбором частоты гетеродина можно получить разностную частоту, равную
тому значению промежуточной частоты, на которую настроены последующие
каскады приемника. Так преобразуется частота в супергетеродине.

Преобразовать частоту можно принципиально в любой лампе:
в диоде, триоде или пентоде. Практически в схемах преобразо-
вания частоты широко применяются пентоды. Диоды использу-
ются для этой цели в приемниках сверхвысоких частот. Однако
на длинных, средних и во многих случаях на коротких волнах
лучший эффект преобразования дают специальные лампы, со-
вмещающие в себе функции гетеродина и смесителя. К таким
лампам относятся, например, гептод и триод-гексод.

Гептод (семиэлектродная лампа) имеет между катодом и ано-
дом пять сеток (рис. 308). Электронный поток проходит сквозь
все сетки, из которых две служат управляющими, а три — вспо-
могательными.

Первая сетка (gi), называемая сигнальной, имеет отдельный
вывод на штырек 1, и на нее действует напряжение высокой ча-
стоты сигнала от предыдущего каскада приемника. Вторая и чет-
вертая сетки (g2 и gi) — экранирующие; они имеют общий вы-
вод на штырек 6 и получают постоянное напряжение 'U3 от ба-

М2П

женив

сигнала чт

Тон лроме-
Ун. 9з суточной
~уг “I частоты
9t и ♦
Напряжение
гетеродина

-Iw

Напря- 11

Рис. 308. Гептод-преобразователь типа 6А2П (паль-
чиковый)
тцреи пйтайия. Если четвертая сетка служит обычным экраном,
подобным экранирующей сетке в пентоде, то вторая сетка экра-
нирует первую сетку от третьей. Дело в том, что на третью
сетку (£з), выведенную на штырек 7, действует напряжение с ча-
стотой гетеродина, и крайне важно, чтобы эта частота была
устойчивой, для чего гетеродин надо защитить от влияния пре-
дыдущего каскада через междуэлектродную емкость. Сетка gz
называется часто гетеродинирующей. Пятая сетка (йГв), соеди-
ненная внутри лампы с катодом и имеющая общий с ним вы-
вод на штырек 2, имеет нулевое напряжение и служит защитной
сеткой. В цепи анода, присоединенного к штырьку 5, возникает
ток разностной (промежуточной) частоты благодаря нелинейным
свойствам характеристик лампы.

Наличие экранирующей сетки между сигнальной и гетероди-
нирующей — первое преимущество гептода. Вторым его преиму-
ществом, например, перед пентодом в роли преобразователя ча-
стоты нужно считать то, что гетеродин можно выполнить в той
же лампе, не вводя дополнительной лампы в схему приемника.
Колебательный контур гетеродина включается, например, в цепь
третьей сетки, а обратная связь, требующаяся для поддержания
колебаний, устанавливается или с анодной цепью, или с цепью
экранирующих сеток. Значит, применяя гептод, мы уменьшаем
общее число ламп в приемнике.

Возможно и иное использование электродов гептода: первая
сетка входит в схему гетеродина, а на третью действует напря-
жение сигнала. Тот или иной из этих вариантов применяется
в зависимости от типа гептода.

Свойства гептода изучаются путем снятия характеристик,
представляющих зависимость анодного тока от напряжения на
сигнальной сетке при заданном значении напряжения на гетеро-
динирующей сетке и при нормальных постоянных напряжениях
на других электродах. Семейство таких характеристик представ-
лено на рис. 309 для гептода, в котором сигнальной является

Рис. 309. Семейство характеристик геп-
тода

Промежуточная \

Рис. 310. Схема триод-гек-
сода
третья сетка. Веерообразный характер этого семейства характе-
ристик говорит о зависимости их крутизны от напряжения на
гетеродинирующей сетке. Такая зависимость и является призна-
ком нелинейности, вызывающей возникновение тока разностной
частоты и в цепи анода, в которую включается контур, настроен-
ный на определенную промежуточную частоту.

Значительно реже, чем гептод, применяется триод-гексод. В нем триод,
входящий в схему гетеродина, обособлен от гексода (шестиэлектродной
лампы), осуществляющего функции «смесителя» (т. е. образующего проме-
жуточную частоту под действием извне колебаний частот сигнала и гетеро-
дина). На рис. 310 изображен схематически триод-гексод, в котором триод
(гетеродин) действует на смеситель благодаря соединению сетки триода
с третьей (гетеродинирующей) сеткой гексода внутри лампы. Напряжение
сигнала воздействует на первую сетку гексода, а вторая и четвертая сетки —
экранирующие.

Классификация и маркировка электронных ламп

По числу электродов и областям применения электронные
приборы делятся на следующие основные виды:

— диоды детекторные и кенотроны;

— триоды усилительные и генераторные;

— тетроды усилительные и генераторные;

— пентоды усилительные и генераторные;

— гептоды и другие лампы для преобразования частоты;

— комбинированные лампы (диод-триоды, двойные триоды
И др.).

По типам катодов приборы бывают:

— с катодами из чистого вольфрама;

— с катодами тарированными карбидированными;

— с катодами оксидными (или бариевыми) прямого накала;

— с катодами оксидными косвенного накала.

Сюда же следует ввести классификацию по величинам на-
пряжений накала (наиболее типичны напряжения 1,2; 2,2; 6,3;
12,6 в).

По конструкции электронные лампы подразделяются на сле-
дующие серийные типы:

— металлические или стеклянные с октальным цоколем;

— стеклянные с плоским дном и локтальным цоколем;

— стеклянные с плоским дном без цоколя (пальчиковая се-
рия);

— стеклянные миниатюрные и сверхминиатюрные с гибкими
выводами;

— генераторные мощные с воздушным охлаждением анода
(рис. 311);

— генераторные мощные с водяным охлаждением анода
(рис. 312);

— модуляторные мощные лампы.

Электронные приборы для сверхвысоких частот имеют спе-
циальные конструкции, выходящие за рамки последней класси-
фикации. О них сведения будут даны ниже.

Для того чтобы по условному обозначению каждого типа при-
бора можно было судить о его принадлежности к тому или
иному классу, введена следующая система маркировки электрон-
ных приборов.

Рис. 311. Генераторный
триод типа ГУ-ЮБ с воз-
душным охлаждением анода
(на полезную мощность
10 кет)

Рис. 312. Генераторный триод
типа ГУ-10А с водяном охлажде-
нием анода (на полезную мощ-
ность 15 кет). Анод погружается
в бак с циркулирующей водой

Для генераторных ламп первая буква обозначения — во всех
случаях Г. Вторая буква указывает диапазон частот, для кото-
рого применима данная лампа. Так, буква М относится к моду-
ляторным лампам, предназначенным для мощного усиления на
низких частотах, буква К относится к коротковолновым, буква
У— к ультракоротковолновым генераторным лампам. Затем сле-
дуют одна или две цифры, указывающие номер заводской раз-
работки. После этих цифр может быть буква А, относящаяся
к мощным лампам и обозначающая водяное охлаждение, или
буква Б, обозначающая принудительное воздушное охлаждение.
Мощные выпрямительные лампы маркируются буквой В.
Например, лампа типа ГУ-50 —это генераторная лампа, применимая
в диапазонах вплоть до ультракоротких метровых волн. Лампа типа
ГК-1А — мощная коротковолновая генераторная лампа (250 квт1) с водя-
ным охлаждением анода. Лампа ГУ-ЮБ — мощная генераторная лампа
с принудительным воздушным охлаждением анода, применимая в диапазо-
нах вплоть до ультракоротких (метровых) волн. Триод типа ГМ-1А пред-
назначен для мощных модуляторных каскадов и имеет водяное охлаждение.

Для приемно-усилительных (и маломощных усилительно-ге-
нераторных) ламп принята другая система маркировки. Первое
место в обозначении занимает цифра, указывающая .(округленно)
напряжение накала в вольтах. Далее ставится буква, обозна-
чающая класс лампы по числу электродов: диод — Д; двойной
диод — X;' триод — С; тетрод — Э; выходной пентод или тетрод
лучевой — П; усилительный пентод и лучевой тетрод с удлинен-
ной характеристикой — К; усилительный пентод и лучевой тет-
род с короткой характеристикой — Ж; гептод или иная лампа
для преобразования частоты — А; диод-триод (с одним или
двумя диодами) — Г; диод-пентод — Б; двойной триод — Н;
триод-пентод — Ф; триод-гексод, триод-гептод и триод-октод — И;
маломощный кенотрон — Ц. Затем следует цифра, указывающая
порядковый номер типа прибора. После этого ставится буква,
характеризующая конструкцию лампы: в стеклянном баллоне —
С; в металлическом баллоне—буква отсутствует; малогабарит-
ная типа жолудь— Ж; стеклянная с замком в ключе (локталь-
ная) — Л; пальчиковая — П; сверхминиатюрная с диаметром
баллона 10 мм — Б; сверхминиатюрная с диаметром баллона
6 мм — А; лампа с дисковыми впаями для сверхвысоких ча-
стот — Д.

Например, лампа 1К1П — пентод усилительный высокочастотный
с удлиненной характеристикой, с напряжением накала 1,2 в, пальчикового
типа. Лампа 2Ж27Л — пентод усилительный высокочастотный с короткой
характеристикой, с напряжением накала 2,2 в, с локтальным цоколем.
Лампа 2Ж27П — тот же пентод, но в пальчиковом оформлении. Лампа
6Ж1Б — пентод с короткой характеристикой, с напряжением накала 6,3 в,
в миниатюрном баллоне диаметром 10 мм. Лампа 6Н2П — двойной триод
с накалом 6,3 в, пальчиковый. Лампа 6Х6С — двойной диод в стеклянном
баллоне с накалом 6,3 в. Лампа 12Ж1Л — пентод с короткой характери-
стикой, с накалом 12,6 в и локтальным цоколем и т. д.

Мы не приводим здесь маркировки ламп старых выпусков,
хотя они и встречаются иногда в эксплуатации.

12. ЛАМПЫ ДЛЯ ВОЛН ДЕЦИМЕТРОВОГО
ДИАПАЗОНА

Особенности работы ламп на сверхвысоких частотах

Развитие радиорелейной связи, радиолокации и многих дру-
гих новейших отраслей радиотехники связано с освоением диа-
пазонов сверхвысоких частот (дециметровых, сантиметровых,
миллиметровых волн) и в первую очередь с созданием генера-
торных и усилительных электронных приборов для ?тих частот.
Для генерирования и усиления метровых волн пригодны изу-
ченные нами лампы (например, пентоды), но при условии, если
они удовлетворяют некоторым специальным требованиям, предъ-
являемым к электровакуумным приборам этого диапазона. Для

дециметровых волн и даже для ме-
тровых короче 1,5—2 м таких требо-
ваний становится так много, что при-
ходится создавать новые лампы, в
частности специальные триоды вме-
сто пентодов.

Специальные типы триодов (с ди-
сковыми выводами) в сочетании с
колебательными системами в виде

Рис. 313. Входное сопротивле-
ние усилительной лампы

отрезков коаксиальных линий успешно применяются для генери-
рования и усиления на дециметровых волнах.

При переходе к сантиметровым волнам электронные приборы
снова претерпевают качественный скачок. Здесь изученный нами
принцип управления электронным потоком с помощью изменения
отрицательного напряжения на сетке уже не может себя оправ-
дать; колебательные системы объемного типа органически объ-
единяются с электронными приборами, а принципы управления
электронным потоком существенно изменяются. Описание при-
боров для сантиметровых и миллиметровых волн дано в разде-

лах, посвященных передатчикам и приемникам для этих волн.

Повышение частоты (в диапазоне метровых волн), на кото-
рой работает обычная лампа, неблагоприятно сказывается на ее

входном сопротивлении.

Входным сопротивлением лампы, работающей в схеме усили-
тельного каскада, называется сопротивление промежутка между
управляющей сеткой и катодом для приложенного к этому про-
межутку напряжения:

Ugm
Igm

Самым желательным было бы бесконечно большое входное
сопротивление. Это означало бы, что сеточный ток/^т равен нулю
и мощность в цепи сетки не расходуется. Ведь лампа, как из-
вестно, управляется напряжением, и мощность в сеточной цепи
не нужна для управления лампой; этот расход мощности нагру-
жает предшествующую цепь и затрудняет или делает совер-
шенно’ неудовлетворительной работу предыдущих каскадов.

Для того чтобы избежать потерь энергии, связанных с токами
в цепи сетки, применяется отрицательное сеточное смещение
(рис. 283). Это повышает входное сопротивление лампы, но не
может сделать его бесконечным.

Даже при наличии отрицательного смещения, превосходя-
щего амплитуду переменного напряжения на сетке, входное со-
противление эквивалентно параллельному соединению некото-
рого активного сопротивления /?вх и некоторой емкости Свх
(рис. 313). Чем меньше /?вх и чем больше Свх, тем меньше об-
щее значение ZBX.

Физически входная емкость — это емкость управляющей сетки

относительно катода и других электродов, соединенных с като-
дом. На величину этой емкости при работе лампы оказывает

влияние пространственный заряд;
при расширении области простран-
ственного заряда емкость сетки отно-
сительно катода возрастает. Кроме
того, емкость сетка — анод оказывает
влияние на величину входной емко-
сти, так как сеточный ток может
пройти через емкость сетка — анод
и далее, через нагрузку цепи анода
на катод. Обычно входная емкость
равна 1—8 пф.

Происхождение сопротивления
/?вх объясняется несколькими причи-

Рис. 314. Входная цепь кас- нами, говорящими о том, что даже <
када и ее эквивалент при отсутствии электронного тока
сетки энергия генератора (т. е. пре-
дыдущего каскада), питающего сеточную цепь, расходуется в этой
цепи. Для средних и коротких волн этот расход энергии вызы-

вается преимущественно двумя причинами: проникновением энер-

гии в анодную цепь через емкость сетка — анод и несовершен-
ством изоляции между сеткой и катодом по стеклу и по цоколю.

В чем же выражается неблагоприятное влияние малого /?вх
и большого Свх на работу схемы?

Представим себе, что переменное напряжение действует на
вход лампы с зажимов предшествующего контура LC, в котором
поддерживаются незатухающие колебания (рис. 314). Контур
оказывается нагруженным (шунтированным) входным сопротив-
лением лампы. При этом емкость Свх прибавляется к емкости С
и общая емкость увеличивается. Для сохранения прежней на-
стройки контура необходимо увеличение емкости компенсировать
уменьшением индуктивности в соответствии с формулой

f —_______i_____

Jo 2к/£ (С + Свх)'

Но вынужденное уменьшение индуктивности снижает доброт-

ность контура

Г)__

R ’

а это в свою очередь снижает напряжение, выделяемое на зажи-
мах контура при резонансе, т. е. напряжение, управляющее лам-
пой. Так ослабляется эффект воздействия сигнала на усилитель,
т. е. уменьшается усиление предыдущего каскада.
Еще сильнее сказывается шунтирующее действие /?вх. Дей-
ствительно, если контур при параллельном резонансе имеет со-
противление

Z = —

^рез CR >

то, шунтированный сопротивлением 7?вх, он снизит резонансное
сопротивление до

__ 2резКвх __ ^реэ ~

₽ез “ 2рез + /?„ — Z^3 - < Z₽*3-

-&-+ 1
^вх

Но это равноценно ухудшению добротности контура, так как
новая добротность (при наличии шунта)

В пределе, когда /?вх стремится к очень малым величинам,
шунт контура становится почти равноценным короткому замы-
канию и сигнал не может выделить на выходе предыдущего кас-
када напряжение, достаточное для управления анодным током
лампы.

Задача. Контур, имеющий собственные параметры С = 18 пфу L = 2 мкгн,
R — 5 ом, присоединен к зажимам сетка — катод лампы, имеющей Свх =
= 5 пф и Т?вх--30 000 ом. Определить длину волны контура и его резонанс-
ное сопротивление после присоединения его к лампе. Сравнить добротность
контура до и после присоединения.

На средних волнах для современных приемно-усилительных
ламп сопротивление /?вх при отсутствии электронного тока сетки
характеризуется большими величинами; оно исчисляется сот-
нями тысяч ом. На коротких волнах эти значения снижаются до
десятков тысяч о>м, так как возрастает проводимость емкости Cig
и увеличиваются с частотой потери энергии в диэлектриках
(в стекле, цоколе). Но на ультракоротких волнах появляются
новые виды потерь и увеличиваются указанные виды потерь, от-
чего величина /?вх без принятия специальных мер в конструк-
ции лампы снижается до тысяч и даже сотен ом. Она оказы-
вается обратно пропорциональной квадрату частоты:

р ___

Z'BX уг >

где а — именованный коэффициент, имеющий размерность, на-
1ример, Мом • Мгц2.

Для уменьшения вредных потерь энергии в диэлектриках все
крепления электродов внутри лампы должны изготовляться из
высококачественных диэлектриков (слюда, керамика), а цоколь
Рис. 315. Генераторный двойной луче-
вой тетрод типа ГУ-32 для метровых
волн

желательно вовсе устранить.
В этом отношении удачны
лампы с плоским дном. Лам-
пы для УКВ изготовляются
из специального стекла, хо-
рошо выдерживающего на-
грев и имеющего наимень-
шие диэлектрические потери
из всех промышленных сор-
тов стекла.

Примером лампы, предназна-
ченной для усиления мощности в
передатчиках на волнах 1,5 м и

длиннее, может служить пятнадцативаттный двойной лучевой тетрод типа
ГУ-32 (рис. 315). Особенности его конструкции — наличие жестких выводов
от электродов сквозь стекло, применение подогревного катода, средний вы-
вод от нити подогрева и включение небольшого конденсатора для отведения
переменной составляющей тока экранирующей сетки.

С увеличением частоты свыше 200 1,5 м) решаю-

щую роль в понижении RBX начинают играть два новых фак-
тора: индуктивность выводов и время пролета электронов.

Как бы ни были коротки выводы, соединяющие внешнюю
схему через штырьки с электродами лампы, они обладают индук-
тивностью, которая на сверхвысоких частотах представляет за-
метное сопротивление <о£в. Особенно серьезно влияние индуктив-
ности катодного вывода, входящей в состав сеточной и анодной
цепей (рис. 316). Рассмотрим на векторной диаграмме влияние
индуктивности вывода на работу сеточной цепи.

Пусть UgK является переменным напряжением сигнала, при-
ложенным непосредственно к сетке и катоду. Полагая, что вну-
треннее сопротивление Rt велико, будем считать, что перемен-
ный анодный ток /а совпадает с Ugx по фазе. Но ток /а со-
здает на индуктивности вывода напряжение Ugi опережающее
/а по фазе на 90° и действующее одновременно с сигналом
в цепи сетки. Следовательно, напряжение U& подводимое к се-
точной цепи извне, должно равняться геометрической сумме на-

Рис. 316. Влияние индуктивности катодного вьшодд
пряжений UgK и Ug. И если переменный ток 7g цепи сетки,
проходящий через емкость сетка — катод, опережает напряже-
ние £7gK на 90°, то по отношению к напряжению сигнала сдвиг
оказывается меньше 90°, что и указывает на потери .мощности
в цепи сетки. Эта мощность расходуется на нагрев электродов
источником, воздействующим на вход каскада; значит, сни-
жается /?вх в эквивалентной схеме каскада.

Действительно, если на входных зажимах поддерживается
заданное переменное напряжение t7g, а мощность, расходуемая
в цепи сетки, возрастает, то входное сопротивление будет умень-
шаться, что видно из соотношения

Рассмотренное явление заставляет конструировать лампы
с возможно более короткими выводами и не допускать значи-
тельного удлинения этих выводов внешними проводами схемы уси-
лителя. Больше того, в первых лампах дециметровых волн де-
лали по два — четыре параллельных вывода к одному и тому же
электроду, так как индуктивность параллельно включенных про-
водников уменьшается. В подобных лампах число рабочих
штырьков больше числа электродов. В современных приборах
для дециметровых волн малая индуктивность достигается диско-
вой конструкцией выводов, о чем будет подробнее сказано ниже.

Еще существеннее отражается на конструкциях лампы необ-
ходимость учитывать время пролета электронов, В электронных
лампах, используемых для усиления высоких, но не сверхвысо-
ких частот, время пролета электрона от катода до анода счита-
лось бесконечно малым. В действительности же это время ко-
нечно, но мало по сравнению с периодом усиливаемых колеба-
ний. Однако, если период усиливаемых колебаний выражается
миллиардными долями секунды, то время пролета электрона от
катода до анода может составить заметную долю периода. Это
уже лишает нас права судить о свойствах лампы по ее характе-
ристикам, снятым в цепях постоянного тока.

Практически можно считать, что свойства лампы начинают
заметно ухудшаться даже в том случае, когда время пролета
электрона составляет больше одной десятой периода перемен-
ного напряжения, подводимого к лампе. Изменения электриче-
ского поля отражаются на движении электрона с некоторым за-
паздыванием, и в этом сказывается инерция электрона. Для
обычного пентода высокой частоты время пролета электрона от
катода до сетки (где электрон движется наиболее медленно)
составляет около одной миллиардной доли секунды, а потому
инерции электронов уже сказывается при частоте сигнала
100 Мгц (Х== 3 м).

Под влиянием инерции электронов в цепи сетки индукти-
руется ток? который вызывает дополнительный расход мощности
на входе лампы. Кроме того, инерция электронов уменьшает
амплитуду колебаний тока в цепи анода, вследствие чего умень-
шается полезная мощность в анодной нагрузке. Рассмотрим эти

явления отдельно одно от другого.

Представим себе, что сквозь сетку лампы пролетает группа
электронов (рис. 317). Когда эта группа приближается к сетке,
то по законам электростатической индукции на сетке возникает
положительный заряд. Значит, в цепи сетки появляется ток, на-
правленный от катода к сетке.

Когда электроны, пролетев сетку, удаляются от нее, поло-
жительный заряд сетки уменьшается и в ее проводнике возни-
кает ток, направленный от сетки к катоду.

Но обычно в лампе электроны летят сквозь сетку не груп-
пами, а более или менее равномерным потоком. В результате
ток, наводимый приближающимися к сетке электронами, компен-
сируется обратным током, наводимым электронами, которые уда-

ляются от сетки, и тока в цепи сетки нет.

Движение электронов группами возможно только в тех слу-
чаях, когда период переменного напряжения, действующего на
сетку, соизмерим с временем пролета электронов. Представим
себе, что генератор, показанный на рис. 317 в цепи сетки, соз-
дает напряжение, период ^которого только в два раза больше
времени пролета электронов. Тогда за положительный полупе-
риод этого напряжения сквозь сетку пройдет большая группа
электронов, а за отрицательный полупериод эта группа будет
удаляться от сетки к аноду, в то время как число электронов,
приближающихся к сетке от катода, и скорости их будут незна-
чительны. Следовательно, в цепи сетки будет проходить индук-
тированный переменный ток, причем сдвиг этого тока по фазе
по отношению к напряжению генератора будет меньше 90°.

Появление такого тока связано с расходом мощности генера-
тора в цепи сетки, т. е. с уменьшением входного сопротивления
лампы. Именно в том случае, когда время пролета электронов

превышает одну десятую долю периода, уже заметно умень-
шается входное сопротивление лампы, затрудняя подачу на
сетку нужной амплитуды напряжения. Кроме того, индуктиро-
ванный ток может нагреть вывод сетки до недопустимой темпе-

Рис. 317. Наведение тока в цепи
сетки

ратуры. Таково одно из вредных
* влияний инерции электронов.

Но даже и в том случае,
если бы имелась возможность
поддерживать на сетке перемен-
ное напряжение, инерция элек-
тронов вызвала бы ухудшение
работы анодной цепи «лампы.
Допустим, что па сетку воздей-
ствует положительная ампли-
туда напряжения. В этот мо-
мент от катода к сетке устремляется боль-
шое число электронов, которые должны
образовать импульс тока в цепи анода. Но
по мере приближения этих электронов к
сетке напряжение на ней успевает сни-
зиться, скорость электронов уменьшается
и импульс анодного тока оказывается
«размытым», что равноценно уменьшению
крутизны лампы. Вследствие этого умень-
шается и переменная составляющая
анодного тока, которая совершает полез-
ную работу в анодной нагрузке, а мощ-
ность, затрачиваемая на нагрев анода,

возрастает. Это обстоятельство также не- ^ис* Пентод-жолудь
благоприятно отражается на работе схемы.

Кроме того, из-за инерции электронов анодный ток в своих изме-
нениях отстает по фазе от изменений сеточного напряжения.

Какими же способами можно уменьшить время пролета элек-
тронов, чтобы повысить предельную частоту, на которой способна
работать лампа? Существует два способа: либо повысить анод-
ное напряжение и тем самым увеличить скорость движения элек-
тронов, либо уменьшить расстояние между электродами и тем
сократить путь электронов.

Реализация этих возможностей для пентода встречает труд-
ности. В самом деле, достоинством пентода считается получение
«левых» сеточных характеристик тока анода при сравнительно
низком анодном напряжении. Расстояние же между анодом и ка-
тодом не может быть очень малым, так как здесь требуется раз-
местить три сетки. Кроме того, с уменьшением междуэлектрод-
ных расстояний возрастают емкости лампы, что также неблаго-
приятно для работы на сверхвысоких частотах. В свое время
были сконструированы лампы типа «жолудь», в которых были
уменьшены не только расстояния между электродами, но и раз-
меры электродов. Это позволило применить пентод (например,
тапа 6К1Ж, рис. 318) для усиления во всем диапазоне метро-
вых волн. Пальчиковые пентоды с плоским дном также исполь-
зуются на метровых волнах. Но в диапазоне дециметровых волн,
особенно в сочетании с коаксиальными системами, успешно при-
меняются только триоды с дисковыми выводами.

Триоды с дисковыми выводами

Выводы в виде дисков созданы для того, чтобы лампа соеди-
нялась с коаксиальной линией без промежуточных проводни-
ков. Вместе с тем в триодах с дисковыми выводами делаются
очень малые расстояния между электродами. Все это позволяет
резко уменьшить влияние индуктивности выводов и снизить
Время Пролета электронов, благодаря чему лампа успешно рабо-
тает в качестве усилителя и генератора в диапазоне дециметро-
вых воли (вплоть до волны 10 см, а иногда и короче).

На рис. 319 показаны внешний вид и схематический разрез
стеклянного (лучше сказать «металло-стеклянного») триода
с дисковыми выводами (лампа 6С5Д). По своей форме эта
лампа называется маячковой.

Торцы анода и катода и сетка между ними имеют плоскую
конструкцию. Для удобства включения лампы в схему катод
имеет два вывода; один из них (вывод по высокой частоте) изо-

Рис. 320. Соединение диско-
вого триода с коаксиальной
линией (в разрезе)

Рис. 319. Внешний вид и схематический
разрез триода типа 6С5Д
Рис. 321. Эквивалентная
схема триода с резонанс-
ными линиями

Лирован от катода цилиндрическим кон-
денсатором, другой (вывод по постоян-
ному току) присоединен к штырьку на
цоколе.

Дисковые выводы сварены со стеклян-
ными цилиндриками, образующими боко-
вые стенки «баллона». Благодаря разной
величине диаметров диски можно непо-
средственно соединять с трубами отрезков
коаксиальных линий, как показано на

рис. 320. Линия 1 включена, например, между сеткой и анодом,
а линия 2 — между сеткой и катодом. Кольцевые верхние отвер-
стия между трубами закрываются металлическими крышками —
шайбами, передвигая которые по глубине, можно настроить каж-
дую из линий на заданную волну: крышки служат короткозамыка-
телями для четвертьволновых резонансных линий. Схема триода
с надетыми трубами подобна схеме, в которой имеются два ко-
лебательных контура, включенных, как показано на рис. 321,
так как резонансная линия сходна с контуром, включаемым па-
раллельно зажимам. Эту схему (при надлежащем питании лам-
пы) можно применять в передатчиках и в приемниках.

Дисковый триод имеет весьма малые расстояния между элек-
тродами — около одной десятой миллиметра, а потому время
пролета электронов в нем мало. Индуктивности дисковых выво-
дов ничтожно малы. Крутизна же при близком расположении
электродов оказывается значительной (лампа 6С5Д имеет
5^5 ма/в, р, 40).

Мощность дисковой лампы ограничивается затрудненной теп-
лоотдачей анода и опасностью соприкосновения электродов при
нагреве. Повышение мощности достигается в других конструк-
циях дисковой лампы — металлокерамических лампах.

В металлокерамических лампах в качестве изолятора и газо-
непроницаемой оболочки, связывающей электроды лампы в одну
конструкцию, вместо стекла применяется специально изготовлен-
ная керамика. Она обладает большой механической прочностью
и малыми диэлектрическими потерями, превосходит стекло по
термоустойчивости и температуре размягчения, при работе допу-
скает рассеивание больших мощностей.

Катод, сетка и анод лампы расположены на близких расстоя-
ниях один над другим (рис. 322). Катод — оксидный, косвен-
ного накала, слегка выпуклой формы. Густая сетка изготовляется
из проволочного полотна, припаянного к сеточному воротничку.
Она тоже имеет слегка выпуклую форму. Выпуклости катода и
сетки направлены в одну сторону. Поэтому при деформации
в результате нагрева расстояние между сеткой и катодом
остается неизменным. Анод лампы — медный, в виде массивного
цилиндра со сферической вогнутой поверхностью на торце, обра-
щенном к сетке. Снаружи имеется вийт для крепления радиа-
тора, служащего для отвода тепла с анода.

Выводы катода, сетки и накала имеют цилиндрическую форму
и скреплены друг с другом керамическими вкладышами и втул-
ками посредством спая с металлом. Благодаря этому выводы

Рис. 322, Внешний вид (а) и схема-
тический разрез (б) металлокерами-
ческой лампы

венного накала. Они

сочленяются с цилиндрически-
ми коаксиальными линиями ко-
лебательных контуров генера-
торов сверхвысоких частот.

Для получения хорошего
контакта при включении в схе-
му, лучшей проводимости для
токов высокой частоты и предо-
хранения от коррозии все ме-
таллические детали лампы по-
крываются слоем серебра тол-
щиной не менее 5 микрон.

Нашей электровакуумной
промышленностью выпускаются
металлокерамические радио-
лампы типов ГИ-6Б, ГИ-7Б,
ГИ-11Б, ГИ-12Б и др., пред-

ставляющие собой триоды кос-
предназначены для работы как в гене-

раторах, так и в усилителях, причем основным генераторным ре-
жимом является импульсный. Размеры их сравнительно не-
большие: например, высота лампы ГИ-7Б—ПО мм. Во время
работы металлокерамические лампы требуют принудительного

воздушного, а некоторые — и водяного охлаждения.

Все металлокерамические лампы рассчитаны на номинальное
напряжение накала 12,6 в и ток 0,75—2,2 а в зависимости от

мощности.

13. КРАТКИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ ИОННЫХ
ПРИБОРАХ

Ионные процессы в лампе

Радиоприемные и генераторные лампы, рассмотренные выше,
называются электронными приборами, пртому что прохождение
тока в них связано только с перемещением электронов. Благо-
даря высокой степени откачки молекулы газа в этих лампах
остаются в ничтожном количестве и столкновения электронов
с молекулами не могут изменить характера процессов.

Однако существует обширная группа электровакуумных при-
боров, которые наполнены газом при пониженном давлении (по
сравнению с атмосферным) и в которых при прохождении тока
290
через вакуум свободными носителями электрических зарядов яв-
ляются не только электроны, но и заряженные частицы газа —
ионы. Такие приборы называются ионными (газоразрядными).

Представим себе газовую среду (с пониженным давлением),
сквозь которую пролетает электрон под действием электрического
поля. Если электрон, обладающий достаточной скоростью, стал-
кивается с молекулой газа, то он расщепляет молекулу, выбивая
из нее новые электроны. При этом молекула из нейтральной пре-
вращается в положительный ион, который по сравнению с элек-
троном обладает большой массой. Электроны движутся к аноду,
т. е. навстречу силовым линиям электрического поля, с большой
скоростью, а ионы, наоборот, движутся сравнительно медленно,
но в направлении силовых линий, т. е. к катоду. Напряжение,
необходимое для ионизации, имеет вполне определенную для
каждого газа величину при данном давлении и данном расстоя-
нии между электродами.

Одновременно с ионизацией происходит восстановление ионов
в нейтральные молекулы (рекомбинация). Оно сопровождается
выделением энергии, затраченной на расщепление молекул. Осво-
бождающаяся энергия преобразуется в энергию световых колеба-
ний различной для каждого газа частоты: ртутные пары дают
фиолетовое свечение, неон — красное и т. д. Поэтому газораз-
рядные приборы при работе светятся (тогда как в электронных
лампах свечение обычно свидетельствует о-потере вакуума, в ре-
зультате которой лампа может выйти из строя).

Приборы с холодным катодом

Первую группу газоразрядных приборов составляют ионные
приборы с холодным катодом. Взяв наполненную разреженным
газом трубку 1 с двумя металлическими электродами, впаянными
в нее, приложим к ней напряжение (рис. 323). Когда напряжение
достигает величины (зависящей от рода газа, давления и рас-

Рис. 323. Газоразрядный прибор с холодным катодом и распределе-
нием напряжения в нем

1 Ионный прибор 6 отличие от электронного принято на схемах отмечать
штриховкой или же жирной точкой внутри баллона.

19*

291
стояния между электродами), называемой «напряжением зажи-
гания», в трубке появляется свечение. Измерительный прибор
обнаруживает ток.

Ток возникает потому, что в газе всегда имеется некоторое
количество ионов. Под действием достаточно сильного электри-
ческого поля положительные ионы движутся к катоду и, уда-
ряясь об его поверхность, выбивают из него электроны. Элек-
троны направляются к аноду и, встречаясь с молекулами газа,
расщепляют их, создавая новые положительные ионы.

Непрерывный процесс разряда может установиться при усло-
вии, если количество электронов и ионов, образующихся при
ионизации, равно количеству электронов и ионов, убывающих
вследствие притяжения к электродам и рекомбинации.

"Напряжение ил между электродами трубки распределяется
вдоль ее длины неравномерно (рис. 323). Положительные ионы,
движущиеся к катоду, образуют вокруг него ионный простран-
ственный заряд с высоким положительным потенциалом. Поэтому
напряжение питающего источника падает преимущественно в не-
посредственной близости от катода («катодное падение»).

Свечение начинается на небольшом участке катода. Если ток
через трубку увеличивается, свечение постепенно распростра-
няется на всю поверхность катода, а увеличение рабочей поверх-
ности катода приводит к дальнейшему увеличению тока. При
этом катодное падение напряжения не изменяется (т. е. все время
сохраняется его нормальная величина). Катодное падение напря-
жения для неона, например, равно 70—150 в в зависимости от
металла катода: чем легче электроны, выделяются из металла,
тем меньше катодное падение напряжения.

Для дальнейшего повышения тока в цепи необходимо сде-
лать катодное падение напряжения больше нормального, вслед-
ствие чего увеличится число электронов, выбиваемых с единицы
поверхности катода. Можно дойти до такого значения тока, при
котором электроды лампы под действием сильной бомбардировки
нагреются и катод окажется в состоянии давать термоэлектрон-
ную эмиссию. Тогда разряд из тлеющего перейдет в дуговой.
При дуговом разряде твердые электроды трубки портятся. Во
избежание этого в схемах, подобных изображенной на рис. 323,
нужно включать дополнительное сопротивление (сотни или ты-
сячи ом), ограничивающее величину тока через прибор (балласт-
ное сопротивление).

Если же уменьшать напряжение, то ток прекратится и свече-
ние исчезнет, но при «напряжении погасанйя» на зажимах светя-
щегося прибора, которое ниже «напряжения зажигания», так как
уже при разряде часть напряжения падает на добавочном сопро-
тивлении.

Из газовых приборов, работающих в режиме тлеющего раз-
ряда с холодным катодом, рассмотрим в первую очередь стаби-
лизатор напряжения (стабилитрон). Он представляет собой стек-
292
лянный баллон, наполненный неоном или аргоном и содержащий
два или несколько электродов. Материал катода и газ берутся
такими, чтобы напряжение на зажимах стабилизатора в режиме
нормального катодного падения равнялось стабильному напряже-
нию, требуемому для питания радиоаппаратуры.

Пусть питаемая радиоаппаратура (например, анодные цепи
приемника) эквивалентна сопротивлению /?нагр (рис. 324, а).
Стабилизатор (в данном случае с двумя электродами) присо-
единяется параллельно зажимам нагрузки. В неразветвленную

Рис. 324. Схемы включения двухэлектродного (а) и многоэлектрод-
него (б) стабилизаторов напряжения

часть цепи последовательно включается балластное (ограничив
тельное) сопротивление г. Напряжение на зажимах стабилиза-
тора и нагрузки

UR = U~Irt

где I — сумма токов через нагрузку и стабилизатор.

Предположим, что напряжение источника U возросло. Тогда
ток через стабилизатор увеличится, но падение напряжения на
его зажимах практически останется постоянным, приблизительно
равным «катодному падению». Значит, весь прирост напряже-
ния источника окажется приложенным к сопротивлению г. Ко-
лебания напряжения источника приведут лишь к изменениям на-
пряжения на балластном сопротивлении, в то время как на ион-
ном приборе и параллельной ему нагрузке напряжение останется
практически постоянным.

Если напряжение U не изменяется, но меняется сопротивле-
ние нагрузки /?наГр, то и здесь стабилизатор поддерживает напря-
жение постоянным. Предположим, что сопротивление нагрузки
уменьшилось. Тогда общий ток в цепи источника должен воз-
расти и падение напряжения на балластнОхМ сопротивлении
Должно увеличиться, снижая напряжение на нагрузке. Однако
этого не происходит, так как малейшее уменьшение напряжения
на зажимах стабилитрона приводит к резкому уменьшению про-
ходящего в нем тока. Это в свою очередь уменьшает падение на-
пряжения на сопротивлении г, благодаря чему на зажимах
лампы и нагрузки напряжение остается практически постоян-
ным. Стабилитрон с несколькими электродами может выполнять
роль делителя напряжения, питающего разные цепи приемника
стабильными напряжениями (рис. 324,6).
Заметим попутно, что цепи накала обеспечиваются стабильным напря-
жением при помощи безразрядных электровакуумных приборов, называемых
барретерами. Барретер представляет собой железную или вольфрамовую
проволоку, помещенную в баллон, наполненный водородом при давлении
60—200 мм рт. ст. Он включается, в отличие от стабилитрона, последова-
тельно с сопротивлением полезной нагрузки. При повышении напряжения
источника увеличивается температура проволоки барретера и сопротивление
его возрастает, благодаря чему сохраняется нормальная величина тока
в цепи, а следовательно, и нормальное напряжение на зажимах нагрузки.

К приборам, в которых используется дуговой разряд, следует отнести
газонаполненные разрядники, применяемые для защиты аппаратуры от пе-
ренапряжений. Они имеют порог зажигания, измеряемый сотнями вольт, но
при наступлении дугового разряда сопротивление их становится очень ма,-
лым и практически накоротко замыкает ограждаемую схему. Разрядник вы-
держивает дуговой разряд в течение нескольких секунд.

Газотроны и тиратроны

Переходим к группе ионных приборов, имеющих накаленный
катод’. Они характеризуются уже не тлеющим, а дуговым, или
«дугообразным», разрядом и применялись первоначально как вы-
прямители. Самый ранний тип газоразрядного выпрямителя —
это ртутный выпрямитель. В радиотехнике для питания высоко-
вольтных цепей передатчика в качестве выпрямителей приме-
няются газотроны.

Газотроном называется выпрямительная лампа с накаленным
катодом, наполненная парами ртути или каким-либо газом
(рис. 325). Катод газотрона изготовляется из никелевой ленты,
свернутой в спираль и покрытой оксидным слоем. Анод в мало-
мощных газотронах никелевый и имеет форму диска. В мощных
газотронах анод делается из графита в форме, например, вогну-
той чашки, окружающей катод. В верхней части баллона имеется
вывод анода. Выводы накала делаются вниз —
на осветительный цоколь или без цоколя. Вну-
три баллона помещается небольшое количество
ртути, которая испаряется при прогреве нити
накала и заполняет своими парами внутрен-
ность газотрона. При подаче на анод положи-
тельного напряжения электроны вызывают
ионизацию паров ртути и газотрон «зажи-
гается». В процессе прохождения тока через
газотрон принимают участие электроны катод-
ной эмиссии, электроны расщепляемых моле-
кул ртути и, наконец, положительные ионы
ртути; последние участвуют преимущественно
в нейтрализации пространственного заряда у
катода. В газотроне происходит дуговой низко-
вольтный разряд, но катод накаляется незави-
симо от дугового процесса.

Характеристика газотрона, т. е. зависимость
анодного тока от напряжения на аноде, пред-

Рис. 325, Газотрон ставлена на рис, 326. При малых напряжо-
294
йиях через прибор проходит ничтожный ток
электронной эмиссии. Но когда напряжение
достигает примерно 12 в (£/анорм), скорость
электронов оказывается достаточной для иони-
зации ртутных паров и газотрон зажигается;
ток его резко возрастает. Характерно, что
при повышении тока через газотрон напряже-
ние на его зажимах практически остается почти
постоянным, а избыточное напряжение гасится
на внешних сопротивлениях. Это иллюстри-

'а норм

руется почти вертикальным возрастанием ха-

рактеристики газотрона. Следовательно, вы- Рис- 326- Характе-
сокие напряжения выпрямляются при очень Ристика газотрона
малой потере мощности в газотроне, который

поэтому работает с высоким к. п. д. (свыше 90%). Это — суще-

ственное преимущество газотрона по сравнению с кенотроном.

Однако газотрон имеет и недостатки. При включении его тре-
буется, например, первоначально подать напряжение на накал, и
только после прогрева колб'ы и испарения ртути можно вклю-
чать выпрямляемое напряжение, чтобы не разрушить оксидного
слоя ионной бомбардировкой. Работа с пониженным накалом по
той же причине недопустима. При окончании работы необходимо
сначала снять анодное напряжение, затем выключить накал.
При длительном хранении газотрона мощный оксидный катод
его «отравляется» газами, вступающими в соединение с поверх-
ностным слоем бария, и теряет эмиссию. Для восстановления
эмиссии приходится периодически (примерно один раз в месяц)
прогревать катод, чтобы тем самым активизировать действие
геттера, поглощающего газ.

Предел выпрямляемого напряжения устанавливается возмож-
ностью обратного зажигания, происходящего вследствие эмиссии
электронов из анода при отрицательном напряжении на нем.
При возникновении обратного зажигания газотрон теряет вы-
прямительное действие.

Наконец, нормальная работа газотронов нарушается при низ-
кой окружающей температуре, так как уменьшается испарение
ртути. Последний недостаток устраняется, если газотроны на-
полнить инертным газом, например аргоном.

До сих пор мы рассматривали двухэлектродные ионные при-
боры. Однако имеются и трехэлектродные газоразрядные при-
боры, называемые тиратронами. Но работа сетки в тиратроне
резко отличается от работы сетки в электронных лампах, по-
скольку прохождение тока в тиратроне — это ионный процесс.
На рис. 327 представлено схематически устройство тиратрона
небольшой мощности.

Установив на сетке тиратрона большое отрицательное напря-
жение и включив положительное напряжение на анод, заметного
тока через тиратрон не получим, так как отрицательно заряжен-
Рис. 327. Конструк-
ция тиратрона малой
мощности

Рис. 328. Зависимость анодноготока
тиратрона от напряжения на сетке

ная сетка оказывает на электроны катода тормозящее действие.
Будем постепенно уменьшать отрицательное сеточное напряже-
ние, тем самым увеличивая скорости электронов эмиссии. Когда
скорость электронов станет достаточной для ионизации ртутных
паров (или иного газа,'заполняющего тиратрон), произойдет за-
жигание И' анодный ток резко возрастет. После этого напряжение
на сетке уже не будет влиять на величину анодного тока, так
как ионы скомпенсируют пространственный заряд, а тормозящее
поле сетки нейтрализуется положительными ионами. Ток опре-
делится теперь добавочным сопротивлением в цепи анода, а по-
гасить тиратрон можно будет лишь путем уменьшения анодного

напряжения.

Описанная нами зависимость

Рис. 329. Пусковая характеристика
тиратрона

анодного тока от напряжения
на сетке условно представлена
на рис. 328. При перемещении
рабочей точки вправо происхо-
дит резкий скачок анодного то-
ка, причем ток, достигнув своей
максимальной величины, огра-
ниченной добавочным сопротив-
лением, далее не изменяется.
При перемещении рабочей точки
влево анодный ток уже вовсе
не меняется, так как около
сетки образуется слой положи-
тельных ионов, которые нейтра-
лизуют своим полем тормозя-
щее поле сетка — катод !.

1 Горизонтальные участки прямого и обратного хода на рис. 328 в дей-
ствительности совпадают, а разнесены они лишь для наглядности.
Но если повысить анодное напряжение, то вспышка тиратрона
произойдет при большем отрицательном сеточном напряжении.
Зависимость зажигающего анодного напряжения от сеточного
смещения представлена на пусковой характеристике тиратрона
(рис. 329). Следовательно, если анод тиратрона питается пере*
менным напряжением, то выбором сеточного смещения регули-
руется момент вспышки и тем самым определяется время прохо-
ждения тока через прибор.

Применение тиратрона позволяет изготовить выпрямитель с
регулируемым выпрямленным током (и напряжением) при неиз-
менном сопротивлении нагрузки.

Тиратроны применяются также в качестве телемеханических
реле, включающих большие токи при помощи малых изменений

сеточного напряжения.

На рис. 330 дана простейшая схема однополупериодного ти-

ратронного выпрямителя, позволяющего регулировать выпрям-

ленное напряжение путем изменения отрицательного постоянного
напряжения на сетке. Порытая отрицательное напряжение на

сетке, мы как бы «отодви-
гаем» момент вспышки и тем
самым уменьшаем время
прохождения анодного тока
через прибор. С уменьше-
нием длительности импульса
тока уменьшается и вели-
чина выпрямленного тока,

Рис. 330. Однополупериодный тиратрон-
ный выпрямитель, допускающий регу-
лировку выпрямленного напряжения

т. е. при данном нагрузочном
сопротивлении снижается
выпрямленное напряжение.

14. ФОТОЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ И ЭЛЕКТРОННО-ЛУЧЕВЫЕ
ПРИБОРЫ

Действие фотоэлектрических и электронно-лучевых приборов
основано на взаимосвязи между световыми и электрическими
явлениями. Эти приборы имеют разнообразное применение в из-
мерительной технике, телемеханике, технике звукового кино, в те-
левидении, фототелеграфии, радиолокации и во многих других
областях техники.

Нами будут рассмотрены лишь принципы работы наиболее
широко применяемых из этих приборов.

Фотоэлемент

Когда на поверхность металла падает поток световых лучей,
электроны металла, поглощая энергию лучей, приобретают сами
дополнительную энергию. Если она достаточна для выхода элек-
тронов из металла, то металл начинает эмитировать электроны
со своей поверхности. Прибор, использующий фотоэлектрическую
эмиссию, называется фотоэлементом !.

Основной закон электронной эмиссии, возникающей под дей-
ствием света, заключается в том, что число электронов, вы-
ходящих из металла, пропорционально силе света на его по-
верхности, а скорости вылетевших электронов зависят от цвета
лучей (т. е. от частоты световых колебаний). Но абсолютные
цифры в этих зависимостях определяются самим металлом. Чем
меньшая требуется работа для выхода электрона из металла, тем
больше эмиссия при данной силе света и данной частоте свето-
вых колебаний. Наиболее выгоден в этом смысле цезий, который
и применяется в фотоэлементах.

Использование фотоэлектрической эмиссии в фотоэлементе
заключается в превращении энергии света в энергию электриче-
ского тока. Основным типом отечественного фотоэлемента яв-
ляется сурьмяно-цезиевый элемент, имеющий два электрода в ва-
кууме: фотокатод и анод. Фотакатод представляет собой поло-
вину внутренней поверхности бал-

Свет

фото-

Устройство
элемента

лона, покрытую слоем химиче-
ского соединения цезия с сурьмой,
а анод выполняется в виде кольца
или штифта, расположенного в

Рис. 332. Простейшая схема вклю-
чения фотоэлемента

Рис. 331.

нижней части баллона (рис. 331). Световые лучи падают на фо-
токатод сквозь прозрачную часть баллона и вызывают выход
электронов, которые притягиваются анодом, образуя ток во
внешней цепи элемента. Обычно нагрузкой фотоэлемента слу-
жит непроволочное сопротивление /?, с зажимов которого сни-
мается напряжение для дальнейшего использования. Для вклю-
чения во внешнюю цепь катод имеет вывод сквозь стенку
баллона, а анод — вывод через цоколь, j

Если сила света, падающего на , фотокатод, изменяется (т. е.
подвергается «модуляции»), то соответственно изменяется и ток
в цепи фотоэлемента, а потому на нагрузочном сопротивлении
возникают пульсации напряжения, которые, воздействуя на
управляющую сетку лампы через конденсатор Cg, могут быть

1 Первый в мире фотоэлемент был создан знаменитым русским физи-
ком Столетовым А. Г. (1839—1896 гг.).
усилены (рис. 332). Для модуляции света в звуковом кино ис-
пользуется прохождение луча сквозь пленку со, звукозаписью,
а напряжение, созданное фотоэлементом, подводится после уси-
ления к громкоговорителям. В установках передачи изображе-
ний сила света изменяется при отражении луча поочередно от
светлых и темных точек передаваемого объекта, а напряжение
фотоэлемента управляет передатчиком.

Электронный осциллоскоп

Многочисленные виды электронных приборов, описанных
выше, характеризовались относительно большим поперечным се-

чением и относительно
малой длиной электрон-
ных пучков. В элек-
тронно-лучевых прибо-
рах, к которым отно-
сятся электронный ос-
циллоскоп и электрон-
но-лучевые трубки, при-

меняемые в радиоло-
кации и телевидении,
создаются пучки (лучи)
электронов с малым по-
перечным сечением и
большой длиной (иног-
да в десятки сантимет-
ров) и осуществляется
отклонение этих пуч-
ков электрическим (или
магнитным) полем.

Электронный осцил-
лоскоп (называемый ос-

Экран

Рис. 333. Внешний вид и устройство трубки
электронного осциллоскопа

циллографом в том слу-

чае, когда наблюдаемый в нем процесс фиксируется на фото-
пленке) предназначен для зрительного исследования разнообраз-
нейших электрических процессов. Он находит широчайшее при-

менение в технике контроля и измерений.

Простейшая конструкция трубки электронного осциллоскопа
показана на рис. 333. Это стеклянный баллон с расширенным
концом, на торце которого изнутри нанесен слой вещества, спо-
собного светиться под действием электронной бомбардировки.
Этот слой образует экран.

Со стороны цоколя в трубке имеются подогревный катод к,
нагреваемый от батареи накала, и три цилиндрических элек-
трода, образующих «электронную пушку». Ближайший к катоду

цилиндр g охватывает катод и пропускает поток электронов
лишь через отверстие в своем торце. Давая на этот управляю-
щий цилиндр то или иное отрицательное напряжение, можно из-
менять число электронов (плотность их потока) и тем регулиро-
вать яркость свечения экрана.

За управляющим цилиндром следуют два анода, которые
имеют также цилиндрическую форму, но внутри снабжены диа-
фрагмами, т. е. перегородками с небольшими отверстиями по
оси. На анод Ai подается постоянное напряжение, например,
300—400 в, а на анод Аг, например, 1000 в относительно катода.
Электрическое поле, создаваемое этими анодами, ускоряет движе-
ние электронов к экрану и одновременно фокусирует пучок (луч)
электронов, в результате чего на экране получается маленькое
светлое пятно.

Цвет пятна зависит от состава, которым покрыт экран (для
покрытия применяются соли кальция, цинка и др.). От покры-
тия зависит и время «послесвечения», т. е. время свечения экрана
после окончания действия потока электронов. Следовательно,
осциллоскопы можно классифицировать как по цвету пятна (си-
нее, зеленое, желто-оранжевое), так и по времени послесвечения.
Наиболее распространенные трубки характеризуются зеленым
цветом пятна и средним (до 0,1 сек.) временем послесвечения.

Итак, электронная пушка, выпускает тонкий пучок электро-
нов, оставляющий на экране светлое пятно регулируемой ярко-
сти и достаточно малых размеров. Но этот пучок по пути про-
ходит еще между двумя парами пластин, являющихся малень-
кими конденсаторами. Если к паре пластин приложить напряже-
ние, то электрическое поле вызо-
вет отклонение пучка и пятно
переместится по экрану. Пласти-
ны Di отклоняют пятно в верти-
кальной, а пластины Ог — в гори-
зонтальной плоскости рисунка.

Примерная схема включения
осциллоскопа дана на рис. 334.
Плюс высокого напряжения под-
веден к аноду А?. Внутри трубки
к нему же присоединены откло-
няющие пластины, по одной из
каждой пары.

Анод Ai подключен к движку
потенциометра, дающему возмож-
ность выбрать пониженное, но
еще положительное по отноше-
нию к катоду напряжение и тем
достигнуть фокусировки пятна.
Катод присоединен ниже потен-
циометра фокусировки, а управ-
ляющий электрод g находится
под отрицательным по отношению

Рис. 334. Примерная схема вклю-
чения осциллоскопа
Луч

Рис. 335. Отклонение электронного луча

tt катоду Напряжением;
перемещением нижнего
движка регулируется яр-
кость пятна.

Между свободными от-
клоняющими пластинами
и корпусом включены со-
противления Ri и /?2, на
зажимы которых могут
быть поданы напряже-
ния (71 и U2 для горизон-
тального и вертикального
отклонения луча.

Электроны, пролетев-

шие сквозь отверстия в анодах, должны падать в центр экрана.
Но под действием напряжения, приложенного между парой от-
клоняющих пластин, путь электронов изменяется (рис. 335):
электроны, как отрицательные частицы, отклоняются к положи-
тельной пластине, и пятйо смещается от центра экрана. Такой
способ отклонения луча электронов называется электростатиче-
ским. Для числовой оценки способности луча отклоняться под дей-
ствием приложенного между пластинами напряжения служит
важнейший параметр осциллоскопа — его чувствительность. Чув-
ствительность показывает, на сколько миллиметров отклонится
луч на экране при напряжении между пластинами в 1 в. Чув-
ствительность обычных трубок составляет 0,1—0,2 мм/в. Следо-
вательно, заметное отклонение достигается при напряжениях
в десятки вольт. Если необходимо обнаружить воздействие мень-
ших напряжений, то перед подачей на пластины эти напряжения
усиливаются.

Среди многочисленных областей практического применения
осциллоскопа важнейшее — его использование для «линейной
'развертки» колебательных процессов, т. е. для получения на
экране развернутых диаграмм исследуемого напряжения. С этой
целью на пластины горизонтальной развертки (ось X) подают
напряжение «пилообразной» формы (рис. 336), получаемое от
специального вспомогательного генератора. На участках оа это
напряжение возрастает пропорционально времени («линейно») и
отклоняет пятно по горизонтали. На участках ab напряжение

Рис. 336. Напряжение пилообразной формы
резко падает, и пятно быстро возвращается в исходное положе-
ние. Следовательно, при воздействии пилообразного напряжения,
повторяющегося свыше 20 раз за секунду (иногда много тысяч
раз), на экране можно наблюдать светлую горизонтальную по-
лоску, длина которой пропорциональна высоте «зубца пилы»,
а толщина равна диаметру пятна.

Теперь представим себе, что одновременно с этим на пласти-
ны вертикального отклонения подано переменное напряжение,
диаграмму которого желательно развернуть на экране. Если ча-
стота исследуемого напряжения равна или кратна частоте пило-
образного напряжения, то за время одного перемещения по го-
ризонтали пятно совершит одно или несколько колебаний по
вертикали* Вертикальные отклонения изгибают путь пятна, и на

Рис. 337. Линейная развертка переменного на-
пряжения

“г

экране видно изображение исследуемого напряжения (рис. 337).
Вследствие равенства периодов Т развертки и исследуемого про-
цесса изображение получается неподвижным, так как путь пятна
по экрану повторяется. Часть изображения может деформиро-
ваться, потому что фактически обратный ход пятна происходит
не мгновенно, а в течение какого-то промежутка времени.

В современной радиотехнике осциллоскоп имеет очень важ-
ное значение, так как дает возможность наблюдать электриче-
ские процессы в аппаратуре. Кроме того, осциллоскоп позволяет
измерять координаты объектов в радиолокации, являясь основным
прибором индикаторных устройств. Осциллоскоп применяется
также при исследовании ионосферы. На его
вертикально отклоняющие пластины воздей-
ствуют импульсные (кратковременные) посыл-
ки специального передатчика, а также импуль-
сы, отразившиеся от ионосферы. На экране по-
лучают изображения прямых и отраженных
импульсов (рис. 338). Расстояние между ними
составляет такую долю длины светлой гори-
зонтальной полоски, какую время распростра-
нения волн до ионосферы и обратно составляет
от периода развертки. Следовательно, измерив
расстояние между изображениями импульсов

Рис. 338. Изобра-
жение повторяю-
щихся импульсов
на экране

и зная период развертки, а также скорость распространения волн,
можно определить высоту ионизированного слоя:

Н = — Т~

11 L1 2

Пусть, например, период развертки Т = 2 мсек, длина гори-
зонтальной полоски L = 6 см, расстояние между прямым и отра-
женным импульсами I = 2 см. Тогда высота отражающего слоя

гг 2 2 300 000 1 АА

Я=б-Тобб-------2- = 10° км-

Как получить необходимое для линейной развертки пилообразное на-
пряжение? Одной из возможных схем генератора такого напряжения яв-
ляется схема заряда конденсатора через пентод и его разряда через тира-
трон (рис. 339). Конденсатор С заряжается от батареи через пентод, ток
через который, как известно, практически не зависит от напряжения, при-
ложенного между анодом и катодом, если оно превысило определенную ве-
личину (см. рис. 298). При заряде током постоянной величины напряжение
на конденсаторе возрастает пропорционально времени (линейно). Когда кон-
денсатор заряжается до напряжения, способного зажечь тиратрон, послед-
ний замыкает пластины конденсатора почти накоротко и конденсатор мгно-
венно разряжается через тиратрон. Затем тиратрон гаснет и процесс
заряда начинается снова. Период развертки регулируется выбором тока

г|||||Н
заряда с помощью смещения на управляющей сетке пентода, а высота
«зубца» регулируется выбором напряжения зажигания, т. е. смещением на
сетке тиратрона. Чтобы изображение на экране не смещалось (было непо-
движным), необходимо точно поддерживать кратность периодов (синхронизм)
развертки и исследуемого процесса. С этой целью исследуемое напряжение
подводится не только к пластинам осциллоскопа, но и к сетке тирйтрона
через специальный трансформатор. Таким воздействием достигается свое-
временность зажигания тиратрона, т. е. устойчивый синхронизм развертки.

Электронные осциллоскопы находят все более и более широ-
кие области применения и улучшаются в конструктивном отно-
шении. Так, почти каждый осциллоскоп снабжается приспособ-
лением для фотографической записи изображения. Изготовля-
ются двухлучевые трубки, дающие возможность наблюдать на
экране одновременно два электрических процесса (например, на-
пряжения на разных участках цепи). Разновидность осцилло-
скопа, называемая кинескопом, применяется в телевизионных
приемниках для развертки принимаемого изображения на экране.

Однако в кинескопах часто используется не электростатиче-
ское, а магнитное управление пучком электронов.

Электронно-лучевые приборы с магнитным управлением

рис. 340. Действие
однородного магнит-
ного поля на элект-
рон, движущийся пер-
пендикулярно сило-
вым линиям

Неподвижный электрон, находясь в магнитном поле, не испы-
тывает со стороны поля никакого воздействия. Если же электрон
движется в магнитном поле, то возникает сила, действующая на
электрон и подобная по своей природе той силе, которая дей-
ствует в магнитном поле на проводник с током. Значит, если
электрон движется вдоль силовой линии магнитного поля, то
сила также равна нулю.

Расмотрим случай движения электрона перпендикулярно на-
правлению магнитных линий однородного
поля (рис. 340). В этом случае на электрон
действует сила F, определяемая по напра-
влению правилом левой руки, причем за
направление тока нужно считать направле-
ние, противоположное скорости движения
электрона. Сила F направлена перпенди-
кулярно скорости электрона v и направле-
нию магнитного поля Н. Численно эта сила
выразится так:

F == eHv,
где е — заряд электрона;

Н — напряженность магнитного поля;
v — скорость движения электрона.

Вследствие того что сила перпендикуляр-
на направлению движения электрона, она
не совершает работы, т. е. не увеличивает
и не уменьшает энергии электрона. Но она искривляет траекто-
рию электрона, заставляя его отклоняться от первоначального
направления. Электрон, первоначально двигавшийся прямоли-
нейно, приобретает круговую траекторию, радиус которой легко
вычислить, если учесть, что сила F центростремительная и равна
mv2

-у- , где т — масса электрона, v — его скорость, р — радиус
окружности движения:

eHv =

mv21

отсюда

? еН *

Поскольку -у- постоянно, радиус кривизны траектории будет
тем меньше, чем больше напряженность поля и чем меньше ско-
рость электрона. Медленные электроны в сильном магнитом поле
искривляют путь сильнее, чем быстрые электроны в слабом поле.

Воздействие магнитного поля на поток электронов очень ши-
роко используется в технике. В частности, в электронно-лучевых
приборах магнитное поле может служить и для фокусировки, и
для отклонения электронного пучка.

Магнитная фокусировка осуществляется с помощью катушки, надевае-
мой на узкую часть электронно-лучевой трубки. В трубке имеется управ-
ляющий электрод и только один ускоряющий анод (рис. 341). Часть элек-
тронов, пролетевших сквозь анод, движется вдоль силовых линий магнит-
ного поля катушки, питаемой постоянным током. Эти электроны продол-
жают прямолинейное движение к экрану. Другая часть электронов, проле-
тевших сквозь анод, движемся по расходящимся траекториям, т. е. каждый
из этих электронов имеет составляющую скорости, перпендикулярную ли-
ниям поля. Магнитное поле заставляет такой электрон возвратиться к оси
трубки. На оси трубки должна быть такая точка, в которой все электроны
встретятся, описав различные траектории. Именно эта точка и должна на!-
ходиться на поверхности экрана. Следовательно, достигнуть фокусировки
можно, регулируя ток, питающий катушку.

Для магнитного отклонения пучка электронов используются две после-
довательно включенные катушки, ось которых перпендикулярна оси трубки
(рис. 342). Электрон, попадающий при своем движении в поле этих кату-

Рис. 341. Трубка с магнит-
ной фокусировкой

Рис. 342. Трубка с магнит-
ным отклонением
шек, искривляет траекторию, а после выхода из магнитного поля движется
прямолинейно уже по измененному направлению.

Если катушки питаются переменным током, то электронный луч переме-
щается в одной плоскости. Две пары катушек, расположенных перпендику-
лярно, позволяют осуществлять развертку электрических процессов для ви-
зуального наблюдения на экране.

Электронный коммутатор

Трубка, подобная осциллоскопу, может использоваться не только для
визуального наблюдения, но и для коммутации. В современной ретрансля-
ционной радиолинии многоканальную связь можно осуществить импульсным
методом, т. е. поочередной посылкой кратковременных токов к абонентам
нескольких каналов. Очень важно при этом образовать чередующиеся им-
пульсы для отдельных каналов в передающем устройстве и распределить

Рис. 343. Последовательность импульсов много-
канальной радиолинии

принятые импульсы между отдельными абонентами в приемном устройстве.
Так как за секунду посылаются десятки тысяч импульсов, то систему ме-
ханической коммутации здесь применить нельзя и приходится прибегать
к безынерционным системам, в частности к электронным коммутаторам.
Электронные коммутаторы применяются и в других областях радиоэлек-
троники.

Рассмотрим простейший пример электронного коммутатора, предназна-
ченного для образования чередующихся импульсов.

Предположим, что линия имеет шесть каналов. Необходимо для каж-
дого канала образовать свою последовательность импульсов (которую можно
было бы в отдельной цепи подвергнуть воздействию микрофона данного

Рис. 344. Электронный коммутатор
абонента), а затем импульсы всех каналов направить в общую цепь для
управления передатчиком. В общей цепи импульсы каналов должны пра-
вильно чередоваться (рис. 343). Частота повторения импульсов в каждом
канале должна быть в шесть раз меньше, чем в общей последовательности
на выходе передатчика.

Эту задачу выполняет трубка, показанная на рис. 344. Система, обра-
зующая электронный луч, и система из двух пар отклоняющих пластин
здесь могут быть сходны с аналогичными деталями осциллоскопа. Но в пра-
вом конце трубки помещены детали, отличающие коммутатор от осцилло-
скопа. Перпендикулярно оси трубки поставлена металлическая пластина
с шестью отверстиями, находящаяся под высоким положительным напряже-
нием (скважный анод). Позади отверстий по торцовой внутренней поверх-
ности стекла укреплены шесть электродов, имеющих отдельные выводы
сквозь стекло (собирательные электроды). Каждый электрод находится точно
против отверстия в скважном аноде. На собирательные электроды также
подается постоянное положительное напряжение через индивидуальные на-
грузочные сопротивления /?.

Рис. 345. Круговая развертка

Напряжения Ui и Ih, действуя совместно на электронный луч, должны
создать круговую развертку, т. е. заставить светлое пятно равномерно вра-
щаться по окружности, на которой расположены отверстия в скважном
аноде (пунктир). Это будет достигнуто, если напряжения U\ и U2 синусои-
дальны, но сдвинуты между собой по фазе на 90°. Рис. 345 поясняет прин-
цип получения круговой развертки. Проследив положение пятна на экране
в моменты /, 2, 3, 4 и т. д., можно убедиться, что пятно вращается по
часовой стрелке.

При вращении в коммутаторе луч электронов поочередно проникает
сквозь отверстия на собирательные электроды и создает в них импульсы
тока. Эти импульсы правильно чередуются между собой, причем в каждой
цепи отдельного электрода частота повторения импульсов равна частоте раз-
вертки, так как за один оборот луч попадает на каждый электрод один раз.
Смещение же по времени между импульсами в соседних электродах строго
фиксировано расположением отверстий, а потому, если все импульсы на-
Йравляются в общую цепь, они образуют регулярную йоследовательность
(см. рис. 343). Таков принцип формирования импульсов в многоканальной
линии с помощью электронного коммутатора.

Простейший тип коммутатора характеризуется малыми токами в им-
пульсах, а следовательно, и малыми импульсами напряжения на нагрузоч-
ных сопротивлениях Более совершенные коммутаторы могут существенно
отличаться по конструкции от простейшего типа и создавать значительно
большие импульсы.

15. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ И ТРИОДЫ

Значение полупроводниковой электроники

Полупроводниковые диоды и триоды в отличие от электрон-
ных ламп не требуют расхода энергии на накал, имеют большой
срок службы, малые размеры и высокую механическую проч-
ность.

Развитие полупроводниковой электроники связано с примене-
нием кристаллического германия и, естественно, с раз<работкой
способов его промышленной добычи и обработки. Очень часто
термин «полупроводниковый прибор» отождествляют с термином
«германиевый прибор». Однако кремний, применявшийся раньше
•германия, также не потерял своего значения.

Современное состояние техники полупроводниковых приборов
еще не отвечает многим требованиям радиотехнической практи-
ки. Например, параметры кристаллических диодов и триодов ме-
нее устойчивы в широких температурных пределах, чем парамет-
ры электронных ламп. Значителен разброс параметров в отдель-
ных экземплярах данного типа приборов. Наконец, полупровод-
никовые приборы еще не могут работать в том широчайшем диа-
пазоне частот, в котором работают лампы; наивысшие частоты,
усиливаемые кристаллическими триодами, пока ограничиваются
сотнями мегагерц даже для лучших образцов.

Однако перспективность полупроводниковых приборов для ре-
шения многих задач радиотехники не вызывает сомнений.

Срок службы полупроводниковых приборов (при условии за-
щиты от влаги и отсутствия электрических перегрузок) практи-
чески неограничен. Благодаря отсутствию тонкой механической
конструкции полупроводниковые приборы (в особенности плоско-
стного типа) обладают хорошей устойчивостью при вибрациях и
ударах. Не требуя расхода мощности на накал и ограничиваясь
сравнительно небольшими напряжениями } основного источника
питания, полупроводниковые усилительные приборы весьма эко-
номичны. В аппаратуру они могут впаиваться без контактных
панелей как несменяемые элементы, подобные конденсаторам и
сопротивлениям. Вес и размеры полупроводниковых приборов
малы даже по сравнению со сверхминиатюрными лампами. Их
применение благоприятно с точки зрения теплового режима ап-,
паратуры.
Поэтому необходимо ознакомиться хотя бы в элементарном
изложении с принципом действия этих приборов и с их примене-
нием в радиоаппаратуре связи.

Некоторые свойства полупроводников

Полупроводники — это обширная группа тел, удельные со-
противления которых занимают промежуточное положение меж-
ду удельными сопротивлениями металлов и диэлектриков. С по-
вышением температуры удельное сопротивление полупроводников
уменьшается. Среди полупроводников можно указать значитель-
ное число химических соединений. Но германий и кремний, так-
же относящиеся к полупроводникам, являются химическими эле-
ментами.

Рис. 346. Строение кри-
сталлической решетки

германия

Рис. 347. Электронные связи в кристаллической
решетке германия и влияние атомов примесей

Германий — элемент четвертой группы в периодической си-
стеме Менделеева. Он имеет, следовательно, четыре валентных
электрона, т. е. электрона внешней оболочки, способных прини-
мать участие в химических реакциях и в процессах электропро-
водности. Остальные 28 электронов атома германия прочно свя-
заны с ядром.

Каждый атом герма)ния в кристалле образует связи с четырь-
мя другими атомами, причем в создании каждой связи участвуют
по два электрона: один от данного и второй от соседнего атома.
Строение кристаллической решетки германия показано на
рис. 346. В ней каждый атом связан с четырьмя соседними ато-
мами, расположенными на одинаковых от него расстояниях.
Узлами решетки называются места, в которых должны распола-
гаться атомы. Если все узлы действительно заполнены атомами
германия, без пустых узлов и без посторонних атомов, то кри-
сталл называется идеальным (совершенным).

Между данным и соседними атомами германия существует,
таким образом, связь восемью электронами: четырьмя собствен-
ными и по одному от каждого соседнего атома. Эти электронные
связи показаны условно на рис. 347.
Разрыв электронных связей в кристалле возможен. Одна из
причин нарушения связей — 1нагревание полупроводника, вызы-
вающее колебательное движение атомов. При достаточно высо-
кой температуре электрон приобретает энергию, при которой он
может преодолеть силы связи с атомами. Освободившийся элек-
трон получает возможность двигаться беспорядочно внутри кри-
сталлической решетки полупроводника. Если к кристаллу прило-
жить внешнее напряжение, то электроны приобретут составляю-
щую скорости вдоль направления электрического поля и созда-
дут электрический ток в полупроводнике. Проводимость кристал-
ла за счет движения свободных электронов называется собствен-
ной электронной проводимостью. Перемещение освободившегося
электрона изображено на рис. 347 в области а.

Но после удаления электрона образуется свободное место —
«дырка». Дырка характеризуется положительным зарядом, рав-
ным по величине заряду электрона. Образование дырок
в кристалле приводит к новой возможности переноса электри-
ческих зарядов в полупроводнике. Действительно, электрон
соседней (заполненной) связи может под действием тепловых ко-
лебаний перескочить в незаполненную связь, заняв дырку. Но
при этом образуется новая дырка в соседней связи. Переходя от
одного атома к другому, дырка может перемещаться по кристал-
лу. Если к полупроводнику приложено внешнее электрическое
поле, то движение дырок также окажется упорядоченным и на-
правленным в сторону, противоположную движению электронов.
Проводимость кристалла за счет движения дырок называется
собственной дырочной проводимостью, а ток — дырочным током.
Дырки движутся в сторону, которая соответствовала бы движе-
нию положительных зарядов, т. е. по направлению силовых ли-
ний электрического поля Ч

Ввиду того что при разрывах валентных связей в идеальном
кристалле возникают одновременно и в равных количествах сво-
бодные электроны и дырки, проводимость создается фактически
движением зарядов обоих знаков. Это — собственная проводи-
мость идеального кристалла. Чем выше температура, тем больше
плотность электронов и дырок в полупроводнике. Но эта плот-
ность равновесная: число электронов равно числу дырок. Наря-
ду с образованием происходит и рекомбинация электронов и ды-
рок, причем число пар, возникающих в данный промежуток вре-
мени, равно числу пар, исчезающих за тот же промежуток вре-
мени.

Иная картина получится, если в германий ввести примеси,
т. е. атомы другого вещества. Тогда будет нарушено равновесие
между числом электронов и дырок и электрический ток будет

1 Широко применяемый в физике термин «дырочная проводимость» —
условный; нужно помнить, что ток проводимости в полупроводнике всегда
возникает в результате движения электронов, но характер этого движения
различен для разных энергетических уровней.
создаваться преимущественно зарядами одного знака. Примеси,
вызывающие преобладание электронов и создающие в основном
электронную проводимость, называются донаторными (т. е. даю-
щими электроны). Для германия такими примесями являются,
например, сурьма и мышьяк. Примеси, вызывающие преоблада-
ние числа дырок и создающие в основном дырочную проводи-
мость, называются акцепторными (т. е. принимающими элек-
троны). Акцепторными примесями к германию оказываются, на-
пример, индий и галлий.

На рис. 347 в области б атом германия замещен атомом
мышьяка, имеющего пять валентных электронов. Мы видим, что
четыре валентных электрона мышьяка образовали валентные
связи с четырьмя соседними атомами германия, тогда как пятый
валентный электрон мышьяка оказался избыточным, лишним.
Диэлектрическая проницаемость германия значительна, и потому
связь лишнего электрона со своим атомом ослабляется. Элек-
трон может освободиться даже при комнатной температуре и
участвовать в образовании тока, а положительно заряженный
атом мышьяка останется на месте. В этих условиях электроны
будут основными носителями зарядов, а дырки — неосновными.

Нарушение равновесия числа электронов и числа дырок оп-
ределяется количеством атомов примеси. Кроме того, увеличение
концентрации электронов приводит в результате рекомбинации
к уменьшению концентрации дырок. Концентрации основных и
неосновных носителей зарядов связаны между собой уравнением

пр =

где — концентрация каждого вида носителей зарядов в иде-
альном кристалле.

Таким образом, произведение концентрации дырок р на кон-
центрацию электронов п — величина постоянная, зависящая толь-
ко от температуры. Для комнатной температуры

/?2~6-1026.

Следовательно, если, например, концентрация электронов
в германии с примесью составила 1016 в 1 еж3, то концентрация
дырок окажется равной

6-1026:1016 = 6-1010;

значит, концентрация дырок почти в двести тысяч раз меньше,
чем концентрация электронов в данном примере.

Если в германий введена акцепторная примесь (индий), то
в нем возникает дырочная проводимость. Атом индия имеет толь-
ко три валентных электрона; поэтому при замещении одного
атома германия атомом индия в решетке ге’рмания окажутся
заполненными связи только трех соседних атомов (см. рис. 347,
область в). Одна связь останется не заполненной, т. е. образует-
ся дырка, которая может быть заполнена электроном за счет
разрыва соседней связи, т. е. за счет возникновения дырки в со-
седнем атоме. При этом атом индия будет заряжен отрицательно.

Следовательно, при введении в германий акцепторной при-
меси получается преобладание числа дырок, которые и стано-
вятся основными носителями зарядов. Электроны оказываются
неосновными носителями. Но концентрация дырок и концентра-
ция электронов остаются связанными между собой прежним
уравнением.

Кристаллы германия, обладающие основной" электронной (не-
гативной, отрицательной) проводимостью, называются кристал-
лами типа п, а кристаллы с основной дырочной (позитивной, по-
ложительной) проводимостью называются кристаллами типа р.

Контакт между двумя полупроводниками с разными типами
проводимости является основным элементом полупроводниковых
выпрямителей и усилителей и называется электронно-дырочным
переходом (или п-р-переходом). Наиболее простой способ полу-
чения электронно-дырочного перехода заключается в сплавлении
маленького кусочка индия с кристаллом германия, которому за-
ранее с помощью другой примеси придана электронная прово-
димость. При температуре около 500° индий расплавляется на
поверхности германия и проникает (диффундирует) в него.
Часть германия растворяется в капле индия. После охлаждения
между индием и толщей кристалла образуется тонкий слой, об-
ладающий высокой дырочной проводимостью. Застывшая капля
индия служит электрическим контактом с дырочным слоем. Вто-
рой контакт с кристаллом германия выполняется, например, из
свинца или олова, которые сплавляются с нижней поверхностью
кристалла и дают надежное соединение, не обладающее нелиней-
ными свойствами, в то время как электронно-дырочный переход
является электрически нелинейным. На рис. 348 изображено опи-
санное выше устройство, называемое полупроводниковым диодом
с плоскостным контактом (плоскостной диод).

Полупроводник
с электронной
проводимостью

Нижний

токосниматель

Индий

Слой с дырочной
проводимостью

Германий

с электронной
проводимостью

Свинец или
олово

Рис. 348. Электронно-дырочный пере-
ход

Металлическое
острие
Место
контакта

Рис. 349. Схема точечного диода
Другой тип полупроводникового
диода, имеющий нелинейный кон-
такт под металлическим острием в
полупроводнике с п-р-переходом
(рис. 349), называется точечным дио-
дом. Дырочная проводимость на по-
верхности кристалла образуется при
обработке. Второй контакт (между
полупроводником , и металлическим
токоснимателем) нелинейностью не
обладает.""

Почему же контакту точечного

Рис. 350. Распределение кон-
центрации донаторов (л^), ак-
цепторов (лА) и потенциала
(<р) в электронно-дырочном
переходе (р-п)

или плоскостного типа могут быть
присущи нелинейные свойства? По-
тому что между р- и п-областями
возникает потенциальный барьер,
создающий резко различные условия

для прохождения тока в одном и

другом направлениях. Рассмотрим физические процессы в элек-
тронНо-дырочном переходе, приводящие к возникновению потен-
циального барьера, т. е. контактной разности потенциалов.

Возьмем плоскостной электронно-дырочный переход, допу-
ская условно, что имеется резкая граница между областями элек-
тронной (и) и дырочной (р) проводимостей (рис. 350, а). При.

отсутствии внешнего напряжения концентрацию электронов в ле-
вой (с донаторными примесями) и дырок в правой (с акцептор*
ными примесями) областях будем считать одинаковыми
(рис. 350, бив). Электроны, имеющиеся в избытке в п-области,
переходят (диффундируют) в p-область, где электронная концен*
трация меньше. Перенос отрицательных зарядов слева направо
приводит к тому, что дырочная область заряжается отрицательно,
а электронная — положительно. В результате этого электростати*
ческий потенциал электронной области становится более положи*
тельным, чем потенциал дырочной области (рис. 350, г), и поток
электронов из левой области* в правую должен стать равным
нулю. Именно эта разность потенциалов называется контактной
разностью потенциалов двух областей

При "установившейся разности потенциалов движение элек*
тронов не прекращается полностью. Из n-области в р-область
проходят лишь те электроны, энергия которых достаточна для
преодоления встречного электрического поля (потенциального
барьера), созданного контактной разностью потенциалов. В про-
тивоположную же сторону могут беспрепятственно переходить
любые свободные электроны, имеющиеся в небольших количе-

1 Для механической модели движения электрона графики потенциалов
удобно изображать так же, как на рис. 234, т. е. отрицательный потенциал
Представляется в виде горки, затрудняющей движение электронов.
ствах в дырочной области. Число их равно числу электронов, пе-
реходящих через барьер слева направо, т. е. ток диффузии
компенсируется током проводимости. Это — состояние равно-
весия.

Мы рассуждали о перемещениях электронов. Но то же самое
можно сказать и о дырках, которые имеются в избытке в р-об-
ласти и стремятся перейти в я-область. Заряды дырок положи-
тельны, и поле, возникающее благодаря их диффузии справа
налево, имеет то же направление, что и поле, созданное диффу-
зией электронов слева направо. При равновесном состоянии диф-
фузионный ток дырок уравновешивается дырочным током прово-
димости, направленным обратно.

Вблизи от контакта двух областей имеется слева относитель-
ный недостаток электронов, а справа — относительный недоста-
ток дырок. Значит, около контакта концентрация носителей заря-
дов оказывается пониженной, а сопротивление полупроводника —
повышенным. Область повышенного сопротивления называется
запирающим слоем.

Теперь представим себе, что дырочная область соединена
с отрицательным полюсом батареи, а электронная область —
с положительным пблюсом. Напряжение источника U увеличит
высоту потенциального барьера, что видно из сравнения графи-
ков а и б (рис. 351), где потенциальный барьер изображен
в виде «горки» для электронов. Теперь количество электронов,
которые способны преодолеть барьер и перейти из левой области
в правую, уменьшится. При напряжении U в десятые доли цоль-
та поток электронов из ^-области в p-область практически пре-
кратится. Точно так же прекратится и поток дырок из р-области
в n-область. Толщина запирающегося слоя увеличится.

Иначе будут переходить электроны справа налево и дырки
слева направо. Приложенное напряжение будет содействовать
этому переходу, т. е. поддерживать ток; но такой ток окажется
током неосновньих носителей зарядов. Электроны в дырочной
области и дырки в электронной образуются в небольшом количе-
стве, и ток окажется малым, а величина его будет постоянной, не
зависящей практически от величины приложенного напряжения
(ток насыщения /о).

Далее изменим полярность батареи. Дырочная область ока-
жется соединенной с положительным полюсом ее, а электрон-
ная — с отрицательным. Это снизит потенциальный барьер на
величину U (рис. 352, в). Следовательно, число электронов п-об-
ласти, способных преодолеть барьер, значительно увеличится и
поток электронов из левой области в правую возрастет, тогда как
поток их из правой области в левую не изменится. Аналогичная
картина будет и для потока дырок (в направлениях, обратных
направлениям электронов).

Таким образом, результирующий ток в направлении внешнего
электрического поля (из p-области в п-область) будет возрастать
314
с увеличением приложенного напряжения. Общий ток будет ра-
вен сумме электронного и дырочного токов:

Величина его будет резко возрастать по мере увеличения поло-
жительного напряжения.

На основании приведенных выше сведений можно нарисовать

статическую вольтамперную характеристику электронно-дырочно-
го перехода (рис. 352). В положительной области приложенного
напряжения (плюс на рис. 348 приложен к индию, минус —
к металлическому основанию) с увеличением, напряжения ток резко

Рис. 351. Потенциальный барьер
в приборе с р-л-переходом:

а — при отсутствии внешнего напряже-
ния; б — при внешнем напряжении обрат-
ного направления; в — при внешнем на-
пряжении прямого направления

возрастает, а в отрицательной обла-
сти, достигнув небольшого значе-
ния /о, остается почти постоянным,
изменяясь только при больших отри-
цательных напряжениях. Такая не-
линейная форма характеристики, как
было показано выше, объясняется
тем, что ток в прямом (пропускном)

Рис. 352. Статическая вольт-
амперная характеристика
прибора с электронно-ды-
рочным переходом

направлении создается движением основных носителей зарядов
обеих областей через n-р-переход, а ток в обратном (запираю-
щем) направлении создается движением неосновных носителей
зарядов. При большом обратном напряжении начинается быстрое
нарастание обратного тока собственной проводимости германия,
которое приводит к пробою прибора. Пробой наступает при об-
ратном напряжении в сотню и более вольт.

Вольтамперная характеристика показывает, что прибор с элек-
тронно-дырочным переходом может выполнить роль выпрями-
теля подобно диоду электровакуумного типа. На основании этого
описанный полупроводниковый прибор называется кристалличе-
ским (полупроводниковым) диодом. Разница между электрова-
куумным и полупроводниковым диодами заключается не только
в величинах параметров, но и в наличии обратного тока /о, кото-
рый несвойствен вакуумному диоду.

Полупроводниковые диоды

Кристаллические диоды разделяются на плоскостные и точеч-
ные — по способу получения выпрямляющего контакта. В свою
очередь точечные диоды разделяются на детекторные и выпрями-
тельные — в соответствии с величиной воздействующих на них
переменных напряжений и выпрямленных токов.

Раньше других в радиотехнике нашли применение точечные
полупроводниковые детекторы для преобразования частоты
в приемниках дециметровых и особенно сантиметровых волн.

Кристаллический кремниевый детектор для сантиметровых
волн (рис. 353) представляет собой контакт между полупровод-
ником и острием вольфрамовой проволоки.

В полупроводнике, имеющем электронную проводимость, во-
круг контакта с металлом образуется дырочная область благо-
даря предварительной обработке
поверхности полупроводника, и
характеристика получается нели-
нейной. Полупроводник припаян
как наконечник к регулировочно-
му винту, а проволока закреплена
в зажиме. Конструкция скреплена
керамической трубкой, которая
для устойчивости контакта запол-

нена воскообразной массой. Размеры такого диода миниатюрны,
емкость в переходе мала, время пролета электронов, ограничи-
вающее применение ламп на сантиметровых волнах, здесь не-
значительно, питания не требуется. Все это делает полупровод-
никовый прибор основным типом нелинейного смесителя в пре-
образователях частоты приемников сантиметровых волн. Диод
помещается непосредственно внутри коаксиальной линии, волно-
вода или полого резонатора, что очень упрощает, конструкцию
преобразователя частоты.

Но необходимо помнить, что кристаллический диод этого
типа очень чувствителен к перегрузкам, так как площадь кон-
такта острия с кремнием составляет около миллионной доли
квадратного сантиметра и достаточно выделить мощность в не-
сколько милливатт (от гетеродина преобразователя), чтобы вы-
звать перегрев и обгорание контакта.

Точечные германиевые диоды, применяемые в радиоаппара-
туре в качестве детекторов и ограничителей, рассчитываются на
более значительные напряжения и мощности и называются по-
этому высоковольтными. Их монтируют внутри керамической
трубки-патрона (рис. 354, а) или впаивают в стеклянную ^рубку
(рис. 354, б).

Рис. 353. Кристаллический диод
для сантиметровых волн
Наша промышленность
выпускает точечные герма-
ниевые диоды под маркой
ДГ-Ц с порядковыми но-
мерами »от 1 до 14 в кера-

мических патронах и под
марками Д2—Д7 в стек-
лянном оформлении. Ха-
рактеристика одного из та-
ких приборов представле-
на на рис. 355. Мы видим,
что при обратном напря-
жении свыше 100 в про-
исходит пробой, т. е. са-
мопроизвольное возраста-
ние тока. Следует обра-

Олово

Рис. 354. Типы высоковольтных точечных
германиевых диодов:
а — в керамике; б — запайка в стекле

тить внимание на разные масштабы положительных и отрица-
тельных напряжений. В качестве параметров такого диода
указываются: наибольший выпрямленный ток (для ДГ-Ц1
?;о 16 ма), ток при +1 в и обратный ток при —100 в. Иногда
оворят о внутреннем сопротивлении в положительной области;
например, если при +1 в ток составляет 4 ма, то внутреннее со-

противление получается 250 ом. Характеристики диодов заметно
ухудшаются с повышением температуры (примерно при +60°).

Значительно лучшими электрическими параметрами для вы-
прямления сравнительно низких частот обладают плоскостные
германиевые выпрямители (выпрямители с п-р-переходом). Они

изготовляются путем сплавления германия с индием в высоком
вакууме. В германий предварительно вносится примесь сурьмы.
Конструкция одного из плоско-

Рис. 355. Характеристика точечного
германиевого диода типа ДГ-Ц1

стных диодов-выпрямителеи да-
на на рис. 356.

Плоскостные выпрямители
предназначаются для замены
кенотронов и селеновых выпря-
мителей. Они не требуют нака-
ла, имеют большую механиче-
скую прочность, меньший вес,
больший срок службы и более
высокий к. п. д. по сравнению
с кенотронами и не подверга-
ются расформовке при хране-
нии, что составляет недостаток
селеновых выпрямителей.

Наша промышленность вы-

пускает плоскостные диоды так-
же под маркой ДГ-Ц, но с по-
рядковыми номерами от 21
Рис. 356. Общий вид плоскостного герма-
ниевого диода типа ДГ-Ц21:

1 — контактные выводы; 2 — стеклянный изолятор;

3 — корпус; 4 — верхний токосниматель; 5 — индий;

6 — германий; 7— нижний токосниматель

до 27. Они позволяют по-
лучить выпрямленный ток
300 ма и имеют обратное
пробивное напряжение не
менее 400 в. Отдельные
типы этой серии отличают-
ся друг от друга нормаль-
ной амплитудой выпрям-
ляемого напряжения (50—
200 в).

Недостаток плоскост-
ных германиевых дио-
дов — их температурная
неустойчивость. Макси-

мальная рабочая температура для них — не выше 55°. В этом
отношении более перспективны кремниевые плоскостные выпря-
мители. Плоскостной диод обладает значительной собственной
емкостью, что препятствует его использованию на частотах свыше
50 кгц.

Полупроводниковые триоды

Для того чтобы получить полупроводниковый* триод, т. е.
прибор, обладающий усилительными свойствами, необходимо со-
четание двух электронно-дырочных переходов в одном кристалле
германия. Электронно-дырочные переходы как бы разделяют
кристалл германия по физическим его свойствам на три области
(рис. 357, а): левую электронную (п-область), называемую эмит-
тером, центральную дырочную (р-область) — основание (база)
и правую электронную (п-область) — коллектор. В каждую из
этих областей предварительно (путем, например, диффузии) вве-
дены примеси (донаторные и акцепторные). Левая электронная
область должна обладать большей проводимостью, чем централь-
ная дырочная, что достигается соответствующей дозировкой при-

Рис. 357. Германиевый пло-
скостной триод без внешних
напряжений:

а — схема; б — распределение потен-
циалов

Рис. 358. Действие внешних напря-
жений в плоскостном триоде
месей. Эмиттер, основание и коллектор имеют отдельные токо-
сниматели, позволяющие включать те или иные внешние напря-
жения между тремя областями кристалла. Триод, рассматривае-
мый нами, может быть назван триодом типа п-р-п по последова-
тельности переходов между его областями.

При отсутствии внешних напряжений в каждом из двух пере-
ходов возникает контактная разность потенциалов и, следова-
тельно, существуют потенциальные барьеры (см. рис. 357, б).
Включим между выводами триода внешние постоянные напря-
жения (рис. 358, а): между эмиттером и основанием — неболь-
шое напряжение 67э, которое для левого перехода будет прямым
(плюс на дырочной области, минус на электронной); между
основанием и коллектором — напряжение UK, которое для пра-
вого перехода будет обратным (плюс на электронной области, ми-
нус на дырочной). Тогда распределение энергии, необходимой
электронам для преодоления барьеров, т. е. сама картина барье-
ров, изменится (рис. 358, б). Возникнет ток через левый переход.
Но, как указано выше, левая электронная область обладает бо-
лее высокой проводимостью, чем дырочная, а потому электрон-
ный ток через левый переход окажется больше встречного дыроч-
ного тока и будет наблюдаться инжекция (введение) электронов
в дырочную область, где они не могут рекомбинироваться вслед-
ствие недостатка дырок.

Если дырочная область (как это стараются выполнить) до-
статочно узка, то электроны, перемещаясь благодаря диффузии,
приближаются к правому переходу и попадают в электрическое
поле, существующее в нем. Этим полем они втягиваются в пра-
вую n-область, которая служит собирателем электронов.

До коллектора доходят не все электроны, инжектируемые
эмиттером в среднюю область, так как часть их рекомбинируется
с дырками. Однако при правильном соотношении примесей и при
узкой p-области до коллектора доходит 98—99% всех электро-
нов, т. е. ток в цепи коллектора практически почти равен току
в цепи эмиттера. Следовательно, если одновременно с постоян-
ным напряжением в цепи эмиттера действует переменное напря-
жение (см. рис. 358, а), то изменения тока в цепи эмиттера вы-
зывают практически равные изменения тока в цепи коллектора.
При этом на сопротивлении /?, включенном в цепь коллектора,
создается переменное напряжение, которое служит выходным
напряжением в схеме с триодом. Если мы докажем, что это пе-
ременное напряжение имеет большую амплитуду в сравнении
с переменным напряжением в цепи эмиттера, то мы тем самым
докажем усилительные свойства плоскостного триода по напряже-
нию. С этой целью рассмотрим статические характеристики триода.

Статической характеристикой цепи эмиттера называется'зави-
симость тока в этой цепи от напряжения между основанием и
эмиттером. График этой зависимости (рис. 359, а) имеет сход-
ство с характеристикой полупроводникового диода в области по-
Рис. 359. Характеристики плоскостного
триода:

а — для тока эмиттера; б — для тока коллектора
при разных токах эмиттера

ложйтельных напряжений.
Вообще говоря, зависи-
мость эта нелинейна. Од-
нако при постоянном на-
пряжении и небольших
амплитудах налагающего-
ся на него переменного
напряжения приросты тока
можно считать пропорцио-
нальными приростам на-
пряжения:

^ВХ

где /?вк — входное сопро-
тивление схемы для пере-
менного тока.

Обычно /?вх в схемах, подобных показанной4ia рис. 358, исчис-
ляется десятками или сотнями ом, так как постоянное напряже-
ние U9 воздействует на левый переход в прямом направлении.

Статической характеристикой цепи коллектора называется за-
висимость тока в этой цепи от напряжения между коллектором и
основанием. Графики этой зависимости, снятые для разных зна-
чений тока эмиттера, вполне объяснимы физически (рис. 359, б).
Когда напряжение на коллекторе достаточно для собирания по-
давляющего большинства электрон$в эмиттера, напряжение
лишь незначительно влияет на величину тока. Следовательно, со-
противление коллектора (или внутреннее сопротивление триода
по отношению к выходу) оказывается весьма большим — сотни
тысяч ом, что объясняется действием постоянного напряжения
t/K на правый переход в обратном направлении. По величине
сопротивления коллектора, а также по форме коллекторных ха-
рактеристик полупроводниковый триод сходен с электровакуум-
ным пентодом, имеющим большое внутреннее сопротивление и по-
логую форму рабочих участков анодных характеристик (см.,
например, рис. 298).

При изменении величины входного напряжения на А67э ток
эмиттера, а с ним и ток коллектора изменится на А/Э~А/К-
Выходное напряжение схемы изменится на

ДЦ^Д/Л,

где R — сопротивление нагрузки в цепи коллектора.

Коэффициент усиления каскада по напряжению — это отно-
шение прироста выходного напряжения Д6^ к приросту входно-
го напряжения Д£7В:

л Д17. ~ Явх •
Рис. 360.' Условное изображе-
ние полупроводникового уси-
лителя

Но, учитывая значительную величину внутреннего сопротив-
ления цепи коллектора, мы можем взять сопротивление /? в ты-
сячи и даже десятки тысяч ом, снизив лишь немного постоянное
напряжение t7K на коллекторе. Следовательно, коэффициент уси-
ления, приблизительно равный отно-
шению нагрузочного сопротивления
к входному, может достигать значи-
тельных величин Ч

Имея некоторое сходство с пенто-
дом электровакуумного типа, полу-
проводниковый триод существенно
отличается от него. Лампа в прин-
ципе управляется напряжением на
сеТке, и ток в цепи сетки нежелате-

лен, т. е. входное сопротивление может быть очень большим.
Кристаллический же триод управляется током в цепи эмиттера,
а потому входное сопротивление оказывается небольшим и тре-
буются особые меры для его согласования с сопротивлением
выхода предыдущего каскада (т. е. генератора переменного на-
пряжения). Отсюда понятно, что для каскада с кристалличе-
ским триодом интересно оценивать усиление мощности, т. е.
сравнивать мощность переменного тока сигнала в нагрузке /?
с мощностью переменного" тока сигнала, расходуемой в цепи
эмиттера.

Итак, усилительные свойства плоскостного триода типа п-р-п
объясняются тем, что ток коллектора гораздо чувствительнее
к изменениям напряжения на эмиттере, чем к изменениям напря-
жения на коллекторе.

Схему, показанную на рис. 358, а, принято рисовать проще.
На рис. 360 дано условное изображение умилительного каскада
с германиевым триодом. Эмиттер изображается контактом со
стрелкой, коллектор — без стрелки, основание — толстой чертой,
а весь триод обводится окружностью. У некоторых авторов такое
обозначение относится лишь к точечным триодам, а для плоско-
стных принято иное обозначение.

Кроме триодов типа п-р-п, возможны также триоды типа
р-п-р, У которых эмиттер и коллектор имеют дырочную, а осно-
вание — электронную проводимость. В них передача сигнала от
эмиттера к коллектору осуществляется не электронами, а дырка-
ми. Кроме того, на эмиттер и коллектор подаются напряжения
обратной полярности по сравнению со схемой триода типа п-р-п,
т. е. на коллектор включается отрицательный полюс коллектор-
ной батареи, а на эмиттер — положительный полюс эмиттерной
батареи. Физические же процессы в триоде типа р-п-р сходны

1 Указанное соотношение сопротивлений входной и выходной цепей
дало полупроводниковому триоду название транзистор, т. е. преобразова-
тель сопротивлений.
с описанными, только электроны и дырки меняются ролями. Но
подвижность электронов в полупроводнике больше, чем подвиж-
ность дырок (почти вдвое), поэтому триоды n-p-n-типа выгоднее
для усиления высоких частот Ч

По частотным свойствам полупроводниковые триоды усту-
пают электронным лампам: они не могут усиливать сигналы на
тех частотах, на которых успешно усиливают лампы. Это объяс-
няется двумя причинами. Первая причина заключается в том, что
коллекторный и эмиттерный переходы обладают емкостями вели-
чиной от нескольких пикофарад до нескольких десятков пикофа-
рад. Эти емкости шунтируют вход и выход усилительного каска-
да, замыкая на себя токи
~из высоких частот. Особенно

Рис. 361. Переменное напряжение на
эмиттере и переменный ток в цепи кол-
лектора при высокой частоте сигнала

серьезное значение имеет
емкость коллекторного пере-
хода, шунтирующая боль-
шое сопротивление. Вторая
и притом основная причина
ограничения усиливаемых
частот — разные скорости
диффузионного движения от-
дельных электронов. При
резких изменениях напряже-
ния на электроде должен так
же резко изменяться ток в
коллекторе. Однако в дей-
ствительности одни электро-

ны доходят до коллектора раньше, другие — позднее, и ток кол-
лектора изменяется не скачкообразно, а плавно, с запозданием
(рис. 361). Чем больше расстояние мейду эмиттером и коллек-
тором, тем сильнее «размывается» импульс тока. При достаточно
высоких частотах ток не успевает следовать за ростом напряже-
ния, из-за чего амплитуда тока оказывается малой и усиления
не происходит. Плоскостные триоды обычных конструкций уси-
ливают сигналы с частотой не выше нескольких мегагерц.

Некоторыми преимуществами в усилении обладают' герма-
ниевые триоды точечного типа. В них эмиттером и коллекторе^
служат очень тонкие металлические острия, соприкасающиеся
с кристаллом на весьма малом расстоянии друг от друга
(рис. 362). Около контактов с металлом в массе германия п-типа
образуются дырочные области, на границах которых создаются
n-Дшереходы. По принципу работы точечные триоды сходны
с плоскостными.

1 Значительная часть полупроводниковых приборов, встречающихся
в нашей практике (напр., П1Е, П2 и др.), относятся именно к типу
р-п-р, а значит, требуют отрицательного напряжения на коллекторе. Строго
говоря, обозначение на рис. 360 относится к триодам типа р-п-р (стрелка
в направлении тока эмиттера).
Точечный триод имеет
возможность усиления на
более высоких частотах,
нежели плоскостной. Элек-
трические поля близ кон-
тактов увеличивают скоро-
сти движения инжектиро-
ванных носителей, благо-
даря чему .изменения
тока коллектора с мень-
шей инерцией воспроиз-
водят изменения напря-
жения эмиттера. Больше
того: изменения тока кол-

Острие Острие

Дырочные
области

-Германий с
электронной
проводимостью

-Электрод
основания

Рис. 362. Устройство полупроводникового
триода точечного типа (увеличено)

лектора могут превосходить в 1,2—2 раза изменения тока эмит-
тера за счет того, что при приближении инжектированных дырок
к коллектору пространственный заряд дырок уменьшает высоту
потенциального. барьера у коллектора, чем увеличивается ток
коллектора.

Для примера рассмотрим точечный триод типа С1Д. Он
предназначен для усиления сигналов на частотах до 5 Мгц. На-
пряжение на его коллекторе — около —20 в (р-п-р-переходы).
Расстояние между остриями десятки микрон (1 микрон =
= 0,001 мм). Триод усиливает мощность в 150—200 раз при на-
грузочном сопротивлении R = 10 000 ом.

Точечные триоды наряду с указанными достоинствами имеют
недостатки: пониженное выходное сопротивление, повышенный
уровень шумов, недостаточная прочность, ограниченность по мощ-
ности, опасность перегрева.

Плоскостные триоды, служащие для усиления сигналов зву-
ковых частот, усиливают мощность приблизительно в 10 000 раз
при сопротивлении нагрузки примерно 30 000 ом. Имеются спе-
циальные типы «мощных» триодов, которые отдают полезной на-
грузке мощность до 10 вт и более и требуют напряжения на кол-
лекторе до —80 в.

Теория, технология изготовления и техника применения полу-
проводниковых приборов находятся сейчас в стадии быстрого раз-
вития. Пока еще нельзя точно определить, в какой аппаратуре
полупроводниковые приборы полностью и в какой — частично
заменят собой электронные лампы. Нужно помнить, что механи-
ческая замена электронной лампы в какой-либо схеме полупро-
водниковым прибором невозможна хотя бы потому, что у послед-
них входные сопротивления несоизмеримо меньше, чем у ламп.
Кроме того, диапазоны частот и рабочих температур лампы ши-
ре, чем полупроводникового прибора,

Но значительные преимущества в размерах, экономичности
питания, сроке службы и в механической прочности уже сейчас
определили ряд областей, в которых лампы вытесняются
w ТАБЛИЦЫ ОСНОВНЫХ ДАННЫХ ЭЛЕКТРОВАКУУМНЫХ И ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ

*“ А. ПРИЕМНО-УСИЛИТЕЛЬНЫЕ ЛАМПЫ

Накал Анод Экрани- рующая сетка Управ- ляющая сечка Параметры Емкость « £ х А к ф Я х х ° X
Тип Наименование и основное назначение род ^н ZH ^а ^а «У н Ri к СЗ X о к со X 01 к <х сз X X О Полезн мощное •&О И X =1 f4 2? о о з * °* X с
и м 3 X X Р а
в а в ма в ма в ма!в ком пф пф пф вт Мом Мгц2
2Х1Л 6Х2П 6Х6С 6Н8С 6Н1П Диоды Двойной диод лок- тальный для детектиро- вания Двойной диод пальчи- ковый для детектирова- ния Двойной диод для де- тектирования Триоды Двойной триод для усиления низких частот Двойной триод паль- чиковый для усиления низких частот Кос- венный То же w 2,2 6,3 6,3 6,3 6,3 0,13 0,3 0,3 0,6 0,6 100 (макс.) 150 (макс.) 117 (макс.) 250 250 2 (макс.) 16 (макс.) 8 ' (макс.) 9 8 — — —5 0,6 4,5 4 2,6 3,2 20 35 1,7 0,22 0,25 7,7 11 2,25 3,8 3,4 2,8 3,2 0,8 1,75 3,0 1,85 ,11 1 1 1 II III
2Ж27Л 12Ж1Л Пентоды и лучевые тетроды Пентод локтальный для усиления высоких частот (до 120 Мгц) Пентод локтальный для усиления Прямой Кос- венный 2,2 12,6 0,057 0,075 120 150 1,9 6,8 45 75 0,35 0,55 0 —2,35 1,25 1,5 — 1800 1400 3,5 4,6 4,9 4 0,015 0,005 — 50 67
Тип Наимьнованне и исновнис назначение Накал Анод окрани- руюшая сетка Управ- ляющая сетка Параметры Емкость Полезная мощность . Коэффициент входного со- [ противления
Род 7Н "а ^а Vgt 5 входная выходная проходная
Р а Мом Мгц2
в а в ма в ма в ма!в ком пф пф пф вт
6Ж1П Пентод пальчиковый для усиления (до 500Afzz<) Кос- венный 6,3 0,175 120 7,5 120 3,5 —1,5 5,2 — 300 1 4 2,1 0,02 — 70
2Ж27П Пентод пальчиковый с гибкими выводами для усиления высоких частот (до 120 Мгц) Прямой 2,2 0,057 120 1,9 45 0,35 0 1,1 1600 4,5 2,5 0,025 54
6КЗ Пентод металлический для усиления высоких частот (с удлиненной характеристикой) Кос- венный 6,3 0,3 250 9,25 100 2,5 —3 2 800 6 7 0,003 20
6Ж1Б Пентод миниатюрный для усиления высоких частот То же 6,3 0,2 120 7,5 100 2 —2 4,8 — 500 4,8 3,8 0,03 — 65
6ПЗС Лучевой тетрод для мощного усиления низ- ких частот 6,3 0,9 250 70 250 5 —14 6 — 25 11 8,2 1 6,5 —
гбПбС Лучевой тетрод для мощного усиления низ- ких частот Преобразователи частоты W 6,3 0,45 250 45 250 4,5 —12,5 4,1 52 9,5 9,5 0,9 4,5
00 кэ сл '6А7 Гептод металлический с удлиненной характе- ристикой для преобра- зования частоты в при- емниках W 6,3 0,3 250 3,5 100 8,5 0 0,45 (пре- обр.) 1000 9,5 12 0,13 12,5
Б. ГЕНЕРАТОР

Тип Наименование и основное назначение Накал Анод
род Рп 7Н <4 4
в а в ма
2П29Л Пентод маломощный генера- торный (до 120 Мгц) локталь- ный Прямой 2,2 0,12 160 20 (макс.)
2П29П Пентод маломощный генера- торный (до 120 Мгц) пальчи- ковый »» 2,2 0,105 120 4
4П1Л Пентод генераторный (до 100 Мгц) локтальный 4,2 0,325 150 35 (макс.)
ГУ-15 Лучевой пентод генератор- ный бесцокольный » 4,4 0,68 350 80 (макс.)
ГУ-50 Лучевой пентод генератор- ный (до 120 Мгц) бесцоколь- ный Косвен- ный 12,6 0,765 800 200 (макс.)
ГУ-80 Пентод генераторный одно- цокольный с выводом анода и третьей сетки вверх Прямой 12,6 10,5 2000 200
ГУ-16Б Триод генераторный мощный с воздушным охлаждением и 13,5 200 8000 —
ГУ-5Б То же » 12,6 23 5000 —
ГИ-12Б Триод генераторный (до 3000 Мгц) металлокерамиче- ский с воздушным охлаждением Косвен- ный 12,6 0,815 800 100
12СЗС Триод маломощный генера- торный (до 1000 Мгц) 12,6 0,1 , 100 25
6С5Д Триод генераторный (до 3000 Мгц) маячковый » 6,3 0,77 250 15

Примечание. 3 ЭТОЙ таблице Pt — наибольшая Допустимая мощность,
НЫЕ ЛАМПЫ

Экранирующая сетка Управ- ляющая сетка Параметры Мощность Емкость
"л 5 и ₽а р входная выходная проходная
в ма в ма!в вт вт пф пф пф
И20 2 (макс.) 0 1,7 — 2 1,4 4,3 5,5 0,055
45 1 (макс.) 0 1,7 — 1 0,7 4,85 2 0,015
150 6,5 0 6 — 7,5 4,6 8,5 9,4 0,08
200 — 13 4,7 — 15 13 10,5 12,5 0,16
250 — —40 4 — 40 80 14 9,15 0,1
600 — —140 5,5 — 450 800 28,5 22,5 0,1
i — — — 25 47 10 000 15 000 42 55 1,5
— — — 15 80 2500 3500 16 19 0,5
— — —> 10 90 80 (с охла- ждением) >3 11 (сетка— катод) 2,65 (анод- сетка) 0,04 (анод- катод)
: — — —4 3 12,5 5 0,28 1,55 0,65 1,15
— — — 4,75 42,5 6,5 >0,035 2,35 (сетка— катод) 1,325 (анод- сетка) 0,05 (анод- катод)

Длительно рассеиваемая анодом; Р— достижимая полезная мощность.
полупроводниковыми приборами, и эти области будут, очевидно,
расширяться.

В заключение главы приводится таблица кратких справочных
данных, относящихся к наиболее распространенным в практике
электровакуумным и полупроводниковым приборам.

В. КЕНОТРОНЫ, ЭЛЕКТРОННО-ЛУЧЕВЫЕ ТРУБКИ, ТИРАТРОНЫ

И ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ

Кенотроны

5ЦЗС— двуханодный кенотрон'для выпрямления переменного напряже-
ния, стеклянный, одноцокольный. Напряжение накала 5 в (прямой), ток на-
кала 3 а. Эффективное переменное напряжение вторичной обмотки транс-
форматора 2X500 в; выпрямленный ток 250 ма.

6Ц4П — двуханодный кенотрон для выпрямления переменного напряже-
ния, пальчиковый. Напряжение накала 6,3 в (косвенный), ток накала
0,6 а. Эффективное переменное напряжение вторичной обмотки трансфор-
матора 2X350 в; выпрямленный ток 75 ма.

Электронно-лучевые трубки

8ЛО29 — электронно-лучевая трубка для визуального наблюдения элек-
трических процессов. Напряжение накала 6,3 в (косвенный), ток накала
0,6 а. Напряжение второго анода 1500 в. Фокусировка и отклонение элек-
тростатические. Напряжение первого анода от 280 до 516 в. Чувствитель-
ность 0,2 мм/в.

13ЛО37 — электронно-лучевая трубка для визуального наблюдения элек-
трических процессов. Напряжение накала 6,3 в (косвенный), ток накала
0,6 а. Напряжение третьего анода 3000 в, напряжение второго анода 1500 в.
Фокусировка и отклонение электростатические. Напряжение первого анода
от 302 до 518, в. Чувствительность 0,45 мм/в.

Тиратроны

ТГ1-2,5/4 — тиратрон с газовым наполнением, стеклянный, для работы
в релейных и электропреобразовательных устройствах. Напряжение накала
5 в (прямой), ток накала 12 а. Наибольшая амплитуда прямого напряжения
анода 3000 в, наибольшая амплитуда тока анода 8 а. Напряжение зажига-
ния 130 в !.

ТГ1-5/3 — тиратрон с газовым наполнением, стеклянный, для работы
в выпрямительных устройствах. Напряжение накала 5 в (прямой), ток на-
кала 20 а. Наибольшая амплитуда прямого и обратного напряжений анода
3000 в, наибольшая амплитуда тока анода 15 а. Напряжение зажигания
190 в 1.

Полупроводниковые приборы

ДГ-С1 — германиевый смесительный диод для преобразования частоты
в десятисантиметровом диапазоне волн, выполнен в керамическом патроне.
Выпрямленный ток 0,4 ма, выходное сопротивление 400 ом.

ДК-В1—кремниевый приемный диод для детектирования в десятисан-
тиметровом диапазоне волн, выполнен в керамическом патроне. Выходное
сопротивление 15 000 ом.

1 При нулевом сеточном напряжении.
ДГ-Ц1—германиевый «высоковольтный» точечный диод для детектиро-
вания и для измерительной аппаратуры переменного тока, выполнен в кера-
мическом патроне. Выпрямленный ток до 15 ма. Наибольшая амплитуда
обратного напряжения 50 в.

ДГ-Ц27 — германиевый плоскостной диод для "выпрямления, выполнен
в металлическом патроне. Выпрямленный ток до 100 ма. Наибольшая ампли-
туда обратного напряжения 400 в.

С1А—германиевый точечный триод для усиления до частоты 0,5 Мгц.
Максимальный пиковый ток эмиттера 10 ма\ максимальный пиковый ток
коллектора 10 ма. Максимальное напряжение на коллекторе —40 в. Наи-,
большая пиковая мощность 0,1 вт на коллекторе.

С1Д — германиевый точечный триод для усиления сигналов до частоты
5 Мгц. Максимальный пиковый ток эмиттера 10 ма, коллектора 6 ма. Ма-
ксимальное напряжение на коллекторе —40 в. Наибольшая пиковая мощ-
ность 0,05 вт на коллекторе.

С2А — германиевый точечный триод для генерирования колебаний до
частоты 0,5 Мгц. Максимальный пиковый ток эмиттера 10 ма, коллектора
10 ма. Максимальное напряжение на коллекторе —30 в. Наибольшая пиковая
мощность 0,1 вт на коллекторе 5

П1Е — германиевый плоскостной триод в металлическом корпусе
с вакуум-плотной герметизацией. Используется для усиления колебаний на
частотах до 500 кгц. Максимальный ток эмиттера и коллектора 5 ма. Ма-
ксимальное напряжение на коллекторе —20 в. Мощность рассеяния до 0,05 вт
на коллекторе.

П1В —- германиевый плоскостной триод в металлическом корпусе с ва-
куум-плотной герметизацией. Используется для усиления колебаний на ча-
стотах до 100 кгц. Максимальный ток эмиттера и коллектора 5 ма. Макси-
мальное напряжение на коллекторе —20 в. Мощность рассеяния до 0,05 вт
на коллекторе. Коэффициент усиления мощности до 5000.

ПЗБ — германиевый плоскостной триод в металлическом патроне с радиа-
тором и стеклянной изоляцией, используется для усиления в выходных
каскадах приемников на низких частотах. Ток коллектора дз 130 ма. Полез-
ная мощность до 1 вт.
ГЛАВА ПЯТАЯ

РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА

16. УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ

Общие понятия и сведения

Радиопередающее устройство предназначено для генерации и
излучения радиоволн, управляемых теми сигналами, которые
должны передаваться. Главнейшими составными частями радио-
передающего устройства являются: антенна, излучающая элек-
тромагнитные волны; генератор высокой частоты, отдающий
мощность в антенну; устройство для управления колебаниями;
источники электропитания (рис. 363).

Рис. 363, Блок-схема радиопередающего устройства

К радиопередающим устройствам обычно предъявляются сле-
дующие основные требования. Передатчик должен иметь опреде-
ленную мощность колебаний в антенне, а иногда и допускать ре-
гулировку этой мощности в заданных пределах. Передатчик дол-
жен работать на определенной заданной частоте (волне) или же
на одной из ряда частот в заданном диапазоне. В зависимости
от назначения передатчика и от диапазона рабочих частот уста-
навливаются определенные нормы стабильности частоты, т. е.
наибольших допустимых отклонений от номинального заданного
значения. Для радиотелеграфных передатчиков необходима ма-
нипуляция, а для радиотелефонных — модуляция с заданной
наибольшей величиной искажений, понижающих разборчивость
сигналов при приеме. Кроме того, передатчики должны иметь
определенные величины к. п. д. и удовлетворять ряду конструк-
тивных требований.

В разработке теории и расчета радиопередатчиков выдаю-
щаяся роль принадлежит советским академикам М. В. Шулей-
кину и А. И. Бергу.

Генератор высокой частоты состоит из задающего генератора
(автогенератора, генератора с самовозбуждением) и одного или
нескольких каскадов усилителей мощности (генераторов с по-
сторонним или независимым возбуждением).

В задающем генераторе возникают и поддерживаются соб-
ственные незатухающие колебания. Он в свою очередь служит
возбудителем колебаний для последующих каскадов — усилите-
лей мощности. Последний каскад усиления связан с антенной и
питает ее колебаниями высокой частоты'. Он называется оконеч-
ным или выходным каскадом передатчика, а остальные каскады,
включенные между возбудителем колебаний и выходным каска-
дом,— промежуточными (рис. 364). На один из каскадов высокой
частоты действует управляющее устройство (М) — манипулятор
(при телеграфной работе) или модулятор (при телефонной или
телевизионной передаче).

Однокаскадные передатчики, состоящие только из генератора
с самовозбуждением, для связи не применяются, так как их ча-
стота непостоянна. Исключением могут быть некоторые передат-
чики сверхвысоких частот, применяемые в радиорелейной связи.

Отдельные каскады передатчика, вырабатывающие колебания
с частотой, вдвое или втрое большей, чем частота колебаний
предшествующего каскада, называются удвоителями или утрои-
телями (вообще умножителями) частоты.

В составе каждого каскада имеются электронная лампа и ко-
лебательная система, благодаря чему энергию постоянного тока
источников питания можно преобразовать в энергию колебаний
высокой частоты. Ламповый генератор по своим функциям яв-
ляется преобразователем энергии постоянного тока в энергию

Рис. 364. Состав генератора высокой частоты
Рис. 365. Схема
автогенератора

колебаний высокой частоты при помощи соче-
тания нелинейного элемента (лампы) с колеба-
тельной системой. Вместо лампы можно при-
менить полупроводниковый прибор, но пока
еще при этом не получается требуемых диапа-
зонов частот, мощностей и достаточной степени
устойчивости частоты колебаний.

Полезным потребителем мощности каждого
каскада передатчика нужно считать активное
входное сопротивление следующего каскада,
а для выходного каскада — активное сопро-
тивление антенны. Колебательный контур, вклю-
чаемый в большинстве случаев в анодную цепь
лампы усилительного каскада, служит, строго

говоря, для согласования генератора с потребителем. Но в кон-
туре также расходуется часть мощности усилителя, т. е. контур
участвует в нагрузке лампы по высокой частоте.

Самовозбуждение незатухающих колебаний можно получить,
например, в схеме рис. 365. Здесь в анодную цепь включен коле-
бательный контур LCR по параллельной схеме, причем на анод
лампы через катушку подается постоянное напряжение от бата-
реи Еа. В цепь сетки включена катушка обратной связи Ц, ин-
дуктивно связанная с катушкой контура. Блокировочный (или
фильтрующий) конденсатор С6 служит для того, чтобы ток высо-
кой частоты проходил мимо источника анодного питания, кото-
рый может иметь заметное внутреннее сопротивление.

Процесс самовозбуждения будет рассматриваться ниже.
Предварительно представим себе картину возникновения и уста-
новления незатухающих колебаний несколько упрощенно. Нить
лампы нагрета, анодное напряжение включено. Любой электри-
ческий импульс в контуре LCR (например, импульс, возникший
в процессе теплового движения электронов), создающий напря-
жение на конденсаторе С, вызывает в контуре колебательный
разряд хотя бы с очень малой начальной амплитудой. Вследствие
взаимной индукции между катушками (коэффициент взаимной
индукции М) переменный ток разряда наводит через катушку £i
переменное напряжение на сетке лампы. Это напряжение, управ-
ляя электронным потоком, образует в цепи анода переменную
составляющую тока той же частоты. Переменный анодный ток
питает контур LCR (представляющий собой для переменного
тока сопротивление Zpe3), вызывая в нем колебательный процесс.
Если этот процесс, созданный усилительными свойствами лампы,
совпадает по фазе с процессом начавшихся от случайного им-
пульса колебаний, то колебания в контуре поддерживаются; при
достаточной величине обратной связи амплитуды кбЛебаний на-
растают. Нарастание амплитуд ограничивается нелинейными
свойствами характеристик лампы на некотором уровне, при кото-
ром устанавливается равновесие между потерями энергии в кон-
332
туре и их пополнением, и генератор дает колебания с неизменной
амплитудой (незатухающие). Частота этих колебаний прибли-
женно равна частоте собственных колебаний контура

О) = —'

VLC

Таким образом, при соблюдении должных соотношений ам-
плитуд и фаз данная схема становится генератором незатухаю-
щих колебаний, а потому называется автоколебательной (т. е.
автономной колебательной системой, поддерживающей колеба-
ния без внешнего возбудителя). Блокировочный конденсатор Сб

в идеальном случае представляет для переменного тока корот-
кое замыкание помимо внутреннего сопротивления источника*
анодного питания. Поэтому он позволяет устранить напрасную
потёрю мощности переменного тока во внутреннем сопротивле-

нии источника питания.

Одна из возможных схем ка-
скада усиления мощности изобра-
жена на рис. 366. В ней по суще-
ству повторяются элементы схе-
мы автогенератора, но цепь сетки
вместо обратной связи имеет
связь с анодным контуром преды-
дущего каскада через катуш-
ку Li. .Переменное напряжение
на сетке создается предыдущим
каскадом и имеет его частоту. В
ляется переменная составляющая
LCR, создавая и поддерживая в н

Рис. 366. Схема каскада усиле-
ния мощности

цепи анода усилителя появ-
тока, которая питает контур
*м вынужденные колебания на

частоте предыдущего каскада. Основная часть мощности этих

колебаний должна расходоваться в цепи сетки последующего ка-
скада или в антенне, если данный каскад выходной. В генера-
торе с посторонним возбуждением, как и в автогенераторе, мощ-
ность источника анодного питания, определяемая (при данном
питающем напряжении) постоянной составляющей анодного
тока, расходуется на поддержание колебательного процесса в

контуре и частично на потери, связанные с нагреванием анода
лампы. Естественно, что потери мощности в лампе желательно
при этом иметь малыми. Отсюда и вытекают наиболее важные
задачи исследования работы усилителя мощности и методы его
расчета: получение заданной колебательной мощности при высо-
ком к. п. д. источника питания.

Как уже упоминалось в предыдущей главе, метод расчета ге-
нераторов с посторонним возбуждением основан на спрямлении
характеристик электронных ламп (см. рис. 275). Такая идеали-
зация упрощает расчет и дает удовлетворительные для практики
результаты. Поэтому в дальнейшем мы будем в основном пользо-
ваться идеализацией статических характеристик электронных ламп.
Контур в цепи анода усилителя мощности.
Динамические характеристики

Как мы видели из рис. 366, в каскад усиления мощности вхо-
дят лампа, колебательный контур и источники питания. Цепь
накала (прямого или косвенного) будем считать включенной.
Мгновенное напряжение на сетке (по отношению к катоду) скла-
дывается из постоянного («смещающего») напряжения Eg и пере-
менного («возбуждающего») напряжения t7gOTsino)Z, наводимого
в сеточной катушке благодаря ее связи с предыдущим каскадом:

Рис. 367. Характер зависимости
сопротивлений параллельного,
контура от расстройки

tig = Ugm sin <ot — Eg.

Источник смещающего напряже-
ния блокируется конденсатором С61,
назначение которого уже известно,
так же как и назначение блокиро-
вочного конденсатора анодного пи-
тания Сб2.

Мгновенное напряжение на аноде
(по отношению к катоду) склады-
вается из постоянного питающего на-
пряжения + Ел и переменного на-
пряжения, имеющего амплитуду Um.
Это переменное напряжение являет-
ся одновременно переменным напря-
жением на контуре LCR, включенном

в цепь анода в качестве нагрузочного сопротивления для пере-
менной составляющей анодного тока. В активном сопротивлении
контура R учитывается не только собственное сопротивление по-

терь в контуре, но и то дополнительное сопротивление, которое
вносится в этот контур за счет его связи либо с цепью антенны,
либо с цепью сетки следующей'лампы (в зависимости от места
данного каскада в передатчике). Впоследствии мы рассмотрим
способы такой связи. Характер зависимостей полного, активного
и реактивного сопротивлений параллельного контура от рас-
стройки дан на рис. 367 *. Предположим, что контур настроен
точно на частоту 'возбуждающего напряжения. Тогда для пере-
менного тока цепи анода он представляет собою актив1ное сопро-
тивление

„ «пР L гЛ

Zpe3 — —— — moLQ-- pQ,

где Q—эквивалентная добротность контура (с учетом вно-
симого сопротивления);

р — волновое сопротивление контура.

1 Нужно учесть, что в последовательном эквиваленте параллельной
схемы /?9КВ = Z cos ср; Хэкв = Z sin ср. С увеличением Af угол ср растет от
нуля, и при этом cos ср уменьшается, a sin ср сначала возрастает от 0 до 1,
затем уменьшается до нуля. Характер реактивного сопротивления опреде-
ляется характером преобладающей проводимости.
Рис. 368. Характеристики генераторного триода:
а — анодно-сеточные; 6 — анодные; в — сеточно-анодные

Положительным направлением анодного тока принято счи-
тать направление, противоположное движению электронов в лам-
пе, т. е. направление от положительного полюса анодной батареи
через контур к аноду и далее через лампу к отрицательному по-
люсу батареи. Значит, при положительном направлении анодного
тока напряжение, падающее на сопротивлении контура Zpe3, ока-
зывается отрицательным по отношению к аноду, т. е. оно вычи-
тается из напряжения батареи:

«а ^а

Если же синусоидальное напряжение на сетке создает в цепи
анода также синусоидальную составляющую тока /ая, sin со/, в ре-
зультате чего на сопротивлении контура возникает переменное
напряжение Umsin<ot = /amZpe3sin<»/, то мгновенное напряжение
на аноде будет равно разности постоянного и переменного на-
пряжений:

«a = Fa —t7msin cot

Все эти элементарные соотношения мы должны изобразить
графически, воспользовавшись характеристиками лампы.

В отличие от приемно-усилительных ламп генераторные лампы обычно
работают с амплитудами сеточных напряжений, значительно превосходя-
щими отрицательное смещающее напряжение. Значит, для изображения
процессов работы генератора нужно знать характеристики не только для
отрицательных, но и для положительных значений сеточного напряжения.
Вместе с тем при работе лампы возникают сеточные токи и потери в цепи
сетки, которые нагружают предыдущий каскад. Кроме того, генераторные
триоды, а тем более тетроды и пентоды имеют, как правило, большой коэф-
фициент усиления р (малую проницаемость D). Анодно-сеточные характери-
стики генераторного триода располагаются, следовательно, через малые ин-
тервалы и преимущественно в области положительных сеточных напряже-
ний (рис. 368, а).

Анодные характеристики (рис. 368, б) идут полого на своих рабочих
участках (при большом р ламда имеет так?ке достаточно большое /?/).
При небольших анодных напря-
жениях ток анода имеет сравни-
тельно резкие спады, вызываемые
перераспределением электронного
потока между анодом и сеткой' в
пользу сетки. Наконец, представ-
ляют интерес сеточно-анодные
характеристики (рис. 368, в), т. е.
зависимости тока сетки от напря-
жения на аноде при постоянном
напряжении на сетке. Эти харак-
теристики показывают, что при
малых анодных напряжениях ток
сетки резко возрастает за счет

Рис. 369. Семейство идеализированных перераспределения электронного

анодных характеристик генераторной потока-

Г лампы Е Для лУчевых тетродов и пенто-

дов, применяемых преимуществен-
но в усилителях мощности (при-
мерно до 1 кет, а возможно и выше) форма анодных характеристик в общем
сходна с формой характеристик триода (см. рис. 368, б), хотя характеристика для
= 0 располагается выше, чем у триода. Анодно-сеточные характеристики
расположены сравнительно ближе друг к другу при данном «шаге» анодного

напряжения и расходятся более заметно веером, чем характеристика триода,
что свидетельствует о зависимости крутизны S от анодного напряжения Е&.
Сеточно-анодные характеристики, с которыми связана величина входной про-
водимости лампы, идут сравнительно ниже (ток первой сетки меньше, чем
в триоде, благодаря положительно заряженной экранирующей сетке), что

составляет преимущество тетродов и пентодов.

Рассматривать процессы работы генератора при всех видах
электронных ламп удобно, пользуясь анодными характеристика-
ми, тем более что они приводятся в заводских данных. Для на-
глядности мы будем изображать эти характеристики в идеали-
зированном виде (рис. 369). Семейство анодных характеристик
имеет два основных параметра. Первый из них — крутизна S,
определяющая расстояние по вертикали между.характеристиками
при данном «шаге» анодных напряжений (см. рис. 298). При
идеализированной характеристике крутизна постоянна. Второй
параметр — крутизна граничной прямой ОА, проходящей через
точки начала резких спадов статических характеристик L Любая
точка граничной прямой определяется уравнением

4 =г *^гр^4>

где 5гр—‘крутизна граничной прямой.

Для семейства рис. 369 S = 2 ма/в и 5*гр = 1,25 ма/в (цифры
примерные). Для лучевых тетродов и пентодов обычно

^гр~(0,4 —0,6) 5.

Параметры р, и для генераторных ламп имеют второсте-
пенное значение по сравнению с двумя указанными выше пара-
метрами.

1 Многие авторы называют граничную прямую линией критического
режима. Смысл этого названия будет пояснен ниже.
Выберем постоянное анодное напряжение Ей (например, 200 в
для рис. 369) и начальное сеточное напряжение Е (например,
0 в). Этим определится исходная точка т в семействе характе-
ристик. Затем представим себе, что на сетку подано переменное
напряжение. Если в цепи- анода нет нагрузочного сопротивления
(Zpe3 — 0, т. е. короткое замыкание), то анодный ток будет из-
меняться в такт с сеточным напряжением, но анодное напряже-
ние будет постоянным. Рабочая точка, положением которой опре-
деляются мгновенные значения анодного тока, будет переме-
щаться периодически вверх и вниз по прямой ртп, поднимаясь
при повышении сеточного напряжения и опускаясь при его сни-
жении. Естественно, что ниже пункта р рабочая точка опуститься
не может вследствие односторонней проводимости лампы
(ток возможен лишь от анода к катоду, но не от катода к аноду).
Принято говорить, что в точке р анодный ток «отсекается» (ста-
новится равным нулю). Прямую ртп можно назвать динамиче-
ской характеристикой лампы для данного исходного режима при
короткозамкнутой цепи анода. Вообще же динамической харак-
теристикой называется геометрическое место точек мгновенных
значений анодного тока в зависимости от мгновенных значений
напряжения на управляющей сетке при соответственно изменяю-
щемся напряжении на аноде.

Если в цепь анода включить резонансный контур с сопротив-
лением Zpe3 для переменного тока, то указанный выше началь-
ный р.ежим (т. е. положение точки т) не нарушится, так как на-
пряжение Е& будет почти полностью приложено между анодом и
катодом. Но при воздействии на сетку переменного напряжения
резонансной частоты рабочая точка начнет перемещаться уже
не по вертикальной прямой ртп, а по наклонной прямой. Дей-
ствительно, в этом случае при увеличении анодного тока будет
возрастать мгновенное значение напряжения на сопротивлении
контура Zpe3, а напряжение на аноде будет соответственно сни-
жаться. Значит, переход рабочей точки, например, с характери-
стики ^=+10 в на характеристику £^=+20 в будет сопря-
жен с понижением анодного напряжения, т, е. с соответствующим
перемещением рабочей точки влево.

Наклон (крутизна) динамической характеристики зависит от
величины сопротивления контура Zpe3. Действительно, если анод-
ный ток в процессе периодических изменений получил прирост
Дга и при этом анодное напряжение снизилось на Д«а, то

А4 = 1

Дйа -2рез

Здесь 4^- — наклон динамической характеристики — вели-
чина, обратная резонансному сопротивлению контура. Чем боль-
ше Zpe3, тем более пологой будет динамическая характеристика.
На рис. 369 показаны три наклонных динамических характе-
ристики. Первая из них (наиболее крутая) соответствует зна-
чению Zpe3 = 1000 ом, вторая — Zpe3 = 2000 ом и третья —
Zpe3 = 4000 ом. При сопротивлении Zpe3 = 1000 ом можно по-
вышать анодный ток сверх значений, ограниченных статической
характеристикой, снятой при £^=+40 в. При сопротивлении
Zpe3 = 2000 ом анодный ток можно лишь довести до этого уров-
ня. При сопротивлении же Zpe3 = 4000 ом динамическая харак-
теристика заканчивается на граничной прямой при сеточном
напряжении около 4-25 в (точка к), и дальнейшее повышение на-
пряжения на сетке приводит к спаданию анодного тока, т. е. про-
должением динамической характеристики в этом случае служит
идущий вниз от точки к участок граничной линии; вместе с тем
резко возрастает ток в цепи сетки. Наконец, при уменьшении
анодного тока ниже точки т (вправо от т) напряжение на аноде
становится выше исходного значения Еа. Этого не могло бы быть,
если бы сопротивление нагрузки было обычным активным сопро-
тивлением. Но, когда нагрузочным сопротивлением служит колеба-
тельный контур, такое повышение напряжения естественно, так
как в контуре имеется запас колебательной энергии.

Работа усилителя мощности без отсечек анодного тока

Для наглядной иллюстрации процессов в схеме усилителя представим
графически простейший случай его работы, который не ’характерен для уси-
лителей мощности высокой частоты, но широко применяется в усилителях
низких частот. Этот простейший режим работы усилителя называют рабо-
той без отсечек анодного тока или режимом класса А (в прошлом такой
режим назывался «колебаниями первого рода»).

Выберем для усилителя пентод, т. е. лампу с «левым» расположением
анодно-сеточных характеристик и достаточно «высоким» расположением
анодной характеристики для Е^ — 0. На рис. 370 дано семейство анодных
характеристик такой лампы. В анодную цепь включим контур, резонирую-
щий на частоту возбуждения и имеющий сопротивление Zpe3, которое опре-
деляет наклон динамической характеристики. Пусть цепь анода питается
нормальным для данной лампы постоянным напряжением Ей и в цепи сетки
смещающее напряжение равно нулю (£^=0).

Тогда устанавливается постоянный анодный ток /а0, т. е. исходное поло-
жение рабочей точки т, и через эту точку можно провести динамическую
характеристику. Эта характеристика заканчивается в точке п на граничной
линии, доходя до статической характеристики, соответствующей сеточному
напряжению + Е&.

Перейдем к изображению переменных напряжений и токов. Стремясь
полностью использовать усилительные возможности лампы, но не создавать
больших токов в цепи управляющей сетки, мы должны выбрать амплитуду
возбуждающего напряжения равной

- I + Egl I ’

где величина уже определена графически. Для развертки сеточного
напряжения по времени выберем в качестве оси времени продолжение ха-
рактеристики для Eg^ = 0. Эта ось направлена вправо наклонно. Перпен-
дикулярно к ней в произвольно взятой точке начала отсчета времени про-
ведем ось сеточных напряжений, масштаб которых определится расстоя-
338
йиями между статическими характеристиками (конечно, этот масштаб отли-
чается от масштаба анодных напряжений семейства характеристик).

На оси времени развернем диаграмму переменного напряжения на пер-
вой сетке (возбуждающего напряжения) с амплитудой Ugxm'.

Ug = Ugimsin

При отрицательной амплитуде рабочая точка будет доходить до ниж-
него конца р изображенной на рисунке части динамической характеристики.
В точке р динамическая характеристика пересечется со статической, снятой
при сеточном напряжении — Eg, которое по абсолютной величине также
равно Ugim. 1

Расстояния по вертикалям от концов динамической характеристики до
оси анодных напряжений дадут соответственно наибольшее/а макс и наимень-
шее Ц мин значения анодного тока в процессе работы усилителя.

Рис. 370. Пример графического представления напряжений
и токов в усилительном каскаде при работе без отсечек
(режим класса А)

Теперь можно начертить диаграмму анодного тока по времени, для
чего слева от семейства характеристик нанесены соответствующие оси коор-
динат. Проведя пунктирные линии на уровнях Za макс, /а0 и /а мин влево от то-
чек и, т и р, получим диаграмму мгновенных значений анодного тока, пере-
менная составляющая которого имеет амплитуду 1&т. Анодный ток пульси-
рующий, т. е. содержит постоянную и переменную составляющие:

/а = 7а0 4” sin <oZ.

Наконец, построим диаграмму мгновенных значений анодного напря-
жения Для этого направим ось времени вниз. Вертикальной пунктир-
ной линией, выходящей из точки т, определится уровень среднего напря-
жения на аноде; вертикальная пунктирная линия из точки п дает уровень
минимального, а пунктирная линия из точки р — уровень максимального
мгновенного напряжения на аноде. Нанесем развертку анодного напряже-
ния по времени. Это напряжение также пульсирующее, т. е. оно содержит
постоянную и переменную составляющие, Но если сеточное напряжение и
анодный ток от начала отсчета нарастали, то анодное напряжение убывает:

wa = Еа — Uт sin со/.

При нагрузке лампы контуром, настроенным в резонанс с частотой воз-
буждения, переменное напряжение на сетке, переменная составляющая
анодного тока и переменное напряжение на зажимах контура совпадают по
фазе, а переменная составляющая анодного напряжения сдвинута по фазе
на 180° по отношению к переменному напряжению на сетке

Колебательное напряжение на контуре, равное анодному переменному
напряжению, но противоположное по фазе, имеет амплитуду

U/n ~ Л/и^рез-

Следовательно, полезная мощность усилителя

р ‘ UnJam

2 ‘

Но первичным источником питания анодной цепи служит анодная ба-
тарея. Отдаваемая ею мощность — это мощность постоянного тока

Pq — PJao-

Эта мощность называется мощностью, подводимой к лампе. Лампа под
действием возбуждающего напряжения выполняет роль преобразователя
мощности постоянного тока в колебательную. При этом часть мощности,
расходуется на нагревание анода:

Ра = Р0-Р,

Величина Ра называется мощностью потерь, причем в ее составе не
учитывается дополнительный расход на накал лампы и на нагревание сеток.

Коэффициентом полезного действия усилителя (по анодной цепи) назы-
вается отношение колебательной мощности к подводимой:

Y __ __ ^nJa in _ л - lam

Po 2EaIa0 Ea IaQ ‘

Пример. Из рис. 370 найдем приближенно

SS 0,66; ~ °>77-

Е& *ао

Отсюда

т) = 0,5.0,66-0,77 « 0,25 (т. е. 25%).

Чтобы повысить к. п. д., надо увеличивать отношение , называемое
коэффициентом использования анодного напряжения, и обозначаемое бук-
вой («кси»):

Ел ’

Однако при этом способе повышение к. п. д. генератора имеет предел,
устанавливаемый граничной прямой.
Из рис. 370 видно, что постоянное анодное напряжение «недоисполь-
зуется» на величину

_________ с тт ______ макс
ма мин — са и m ~ с

°гр

Следовательно, коэффициент использования анодного напряжения
можно получить большим для ламп с большей крутизной граничной прямой.
В этом отношении лучевые тетроды и пентоды выгоднее триодов Для мощ-
ных пентодов и лучевых тетродов коэффициент использования анодного на-
пряжения достигает 0,85—0,95, тогда как для триодов он не превышает
0,8—0,9.

Другой способ повышения к. п. д. усилителя — это увеличение отноше-
ния . Однако при работе в режиме класса А, т. е. без отсечек анодного
*ао

тока, в лучшем случае амплитуда 1&т равнялась бы постоянной составляю-
щей 7а0:

'пред

Значит, к. п. д. был бы ниже 50%. В случае же отсутствия возбуждаю-
щего напряжения полная мощность Ро рассеивается на аноде, так как

в указанном режиме постоянная составл
чение /а0. Поэтому в генераторах высо-
кой частоты режим работы без отсечки
анодного тока не применяется.

Рассмотрим еще одно важное со-
отношение. Как указывалось выше, вну-
три контура имеется активное сопроти-
вление R, которое питается колебатель-
ным током контура, и мощность Р,
отдаваемая контуру, расходуется в со-
противлении R. Но из теории резонанса
токов известно, что амплитуда коле-
бательного тока в ветвях контура
в Q раз больше амплитуды питаю-
щего контур переменного тока, а по
фазе имеет сдвиг почти в 90°. Равен-
ство колебательной мощности и мощно-
сти, расходуемой в контуре, можно
записать так:

= /2 R = ,2 (/?к + ду?)

Часть полезной мощности расхо-
дуется в собственном активном сопро-
тивлении контура RK, часть — в сопро-
тивлении △/?, вносимом цепью сетки
следующего каскада или же антенной.
Выгоднее иметь каскады, в цепях
сеток которых расходуется меньшая
мощность: тогда от каждого каскада
можно получить большее усиление мощ-
ности. В этом отношении лучевые те-
троды и пентоды также имеют пре-
имущество перед триодами, потому что
токи в цепях их управляющих сеток
меньше.

анодного тока сохраняет зна-

Рис. 371. Процессы в схеме уси-
лителя при работе без отсечек
Для наблюдения за колебательным током и его измерения в одну из
ветвей контура можно включить термоамперметр, максимум показаний ко-
торого служит признаком настройки контура на частоту возбуждения. На
рис. 371 даны совмещенные по времени диаграммы процессов в усилителе
класса А.

Задача. Генераторный лучевой пентод ГУ-50 работает в режиме
класса А при напряжениях £а = 400 в, =—Ю в, =+150 в,

Eg* = 0 в. Сопротивление контура Zpe3 — 7000 ом, его добротность Q = 35;
постоянный ток анода 7а0= 100 мег, -f-- « 0,8.

*ао

Вычислить амплитуду переменного анодного напряжения Um> колебатель-
ный ток в контуре 4> подводимую Ро, полезную Р и рассеиваемую Р& мощ-
ности и коэффициент полезного действия т) Ч

Работа усилителя мощности с отсечками анодного тока

Для повышения к. п. д. усилительного каскада изменим его
режим так, чтобы на некоторую часть периода возбуждающего
напряжения анодный ток прекращался (отсекался). Для этого
в лампах с левыми анодно-сеточными характеристиками (в тет-
родах и пентодах) необходимо подать на управляющую сетку
постоянное отрицательное (смещающее) напряжение—Egi ' и
для сохранения допустимого значения максимума анодного тока
увеличить соответственно амплитуду Ug^m возбуждающего на-
пряжения.

Процессы работы генератора с отсечками анодного тока пояс-
нены на рис. 372. Воспользовавшись тем же способом развертки
сеточных напряжений, что и на рис. 370, отметим на оси сеточ-
ных напряжений величину отрицательного смещения—Е. Про-
ведем на этом уровне пунктирную прямую, параллельную стати-
ческим характеристикам лампы. Это будет воображаемая стати-
ческая характеристика при смещении — EgV так как в действи-
тельности при таком смещении анодный ток отсутствует. Пере-
сечение этой прямой с вертикальной линией, соответствующей
постоянному анодному напряжению Еа, дает опять-таки вообра-г
жаемую исходную точку т. Положение точки т показывает, на-
сколько «заперта» лампа избыточным смещением, препятствую-
щим появлению анодного тока при анодном напряжении Еа.

Соединив точку т с точкой п, соответствующей максималь-
ному допустимому (или потребному) уровню анодного тока на
граничной линии, мы получим динамическую характеристику, ко-
торая пересечет ось анодных напряжений в точке р. Наклон этой
характеристики укажет необходимую величину резонансного со-
противления контура Zpe3. Естественно, что при отсутствии воз-

1 Для графического представления результатов можно воспользоваться
семейством характеристик (см. «Электровакуумные приборы», Справочник,
Госэнергоиздат, 1956, стр. 320).
Рис. 372. Пример графического представления напряже-
ний и токов в усилительном каскаде при работе с отсеч-
ками анодного тока (режим класса С)

буждающего напряжения анодный ток был бы равен нулю (лам-
па заперта), а напряжение на аноде было бы равно Еа.

Теперь включим на сетку возбуждающее напряжение с ампли-
тудой опять-таки помня, что масштабы сеточных и анодных
напряжений различны. Положительный полупериод этого напря-
жения будет изменять напряжение на сетке, сначала уменьшая
отрицательную его величину. Когда мгновенное напряжение на
сетке пройдет через уровень, соответствующий идеализированной
статической характеристике, которая исходит из точки р, в анод-
ной цепи появится ток. Далее ток будет нарастать в соответствии
с высотой точек динамической характеристики. На некоторое
время напряжение на сетке станет положительным, а затем нач-
нет убывать, а вместе с ним будет убывать и анодный ток.

При переходе сеточного напряжения через уровень статиче-
ской характеристики, идущей из точки р, анодный ток опять пре-
кратится (отсечется) и будет отсутствовать в течение некоторой
части периода. График анодного тока по времени (в левой части
рисунка) имеет вид периодически повторяющихся импульсов.
График анодного напряжения, развернутый на оси времени вниз,
характеризует степень использования анодного напряжения; по-
ложительная амплитуда Um анодного напряжения равна отрица-
тельной амплитуде, величина которой определилась вертикалью,
опущенной из граничной точки п. На рис. 373 даны совмещенные
по времени диаграммы процессов в усилителе при работе с от-
сечками анодного тока.

Время т («тау»), в течение которого существует анодный ток,
назовем длительностью импульса. Это время составляем некото-
рую часть периода возбуждающего напряжения, а потому может
выражаться долей периода или же градусами фазового угла. Но
принято при расчетах брать за оценку половину длительности
импульса и, выражая ее в градусах, называть углом отсеч-
ки ф («пси»):

I и u

^=^“=2

На рис. 372 и 373 угол отсечки
составляет приблизительно 70°.

360°

Т •

Рис. 373. Процессы в схеме
усилителя мощности при
работе с отсечками

Рис. 374. Построение импульса путем
сложения мгновенных значений его
составляющих
Задача. Частота возбуждающего напряжения f = 30 Мгц. Определить
длительности импульсов анодного тока при углах отсечки Ф1 = 60°; ф2 = 90°;
фз=120°.

Работа генератора с углом отсечки ф = 90° (ток длится пол-
периода) называется режимом класса В, а работа с углом отсеч-
ки меньше 90° — режимом класса С. Следовательно, на рис. 372
изображена работа в режиме класса С.

Как подсчитать мощность и к. п. д. генератора при работе
с отсечками анодного тока? Формулы для подсчета подводимой
и полезной мощности при работе без отсечки справедливы и
здесь. Но нужно решить, как разлагается ряд импульсов на по-
стоянную и переменную составляющие анодного тока.

Для этого постоянный ток /о (рис. 374, первый график), пере-
менный ток Zi, частота которого равна частоте возбудителя (вто-
рой график), и переменный ток /2, частота которого вдвое боль-
ше частоты возбудителя (третий график), сложим с учетом их
направлений. Получим четвертый график (рис. 374); имеющий
форму отдельных импульсов (хотя с известным приближением).

Следовательно, сложение постоянного и нескольких перемен-
ных токов с кратными частотами может дать результирующий
ток в виде периодических импульсов.

Теорема, обратная этой,— теорема Фурье — имеет большое
практическое значение. Ее можно сформулировать так: периоди-
чески повторяющиеся импульсы можно разложить на постоянную
(доставляющую и ряд переменных составляющих, называемых
«гармониками» (разложение импульса в гармонический ряд).
Первая гармоника имеет частоту, равную частоте импульсов,
остальные (высшие) гармоники имеют частоты вдвое, втрое
и т. д. большие основной частоты. Каждой форме импульсов
соответствует определенное соотношение амплитуд и начальных
фаз гармонических составляющих.

Колебательный контур, настроенный ina частоту возбудителя,
тем самым оказывается настроенным и на частоту первой гар-
моники анодного тока. Следовательно, колебания в контуре под-
держиваются и полезная мощность в нем создается только
первой гармоникой тока, т. е.

D__ UjnLm

И 2 ’

где Цт—амплитуда первой гармоники анодного тока;

Um—амплитуда переменного напряжения на контуре.

Подводимая мощность

^0 = ^аЛо-

Миллиамперметр постоянного тока, включенный в цепь анода,
покажет величину /а0, которая изменяется в зависимости от
того, подается возбуждение или нет. В частности, для рис. 372
при отсутствии возбуждения, но при сохранении смещения пока*
зания прибора были бы равны нулю.

Для импульсов, имеющих форму отсеченной снизу части си-
нусоиды (рис. 372 и 373), постоянная слагающая тока /а0 и ам-
плитуда первой гармоники 11т составляют каждая некоторую

Рис. 375. Зависимости относительных значе-
ний первой гармоники и постоянной слагаю-
щей от угла отсечки

долю высоты импульса
/, макс. Эти соотношения
зависят только от угла
отсечки и могут быть
вычислены математи-
чески. Результаты вы-
числений приведены на
рис. 375. Следователь-
но, зная угол отсечки ф,
можно по графикам
определить полезную
мощность, подводимую
мощность и к. п. д. ге-
нератора.

Графики подтверж-
дают то, что к. п. д. ге-
нератора повышается
при работе с отсечкой
тока. Действительно, из
выражения

_ -Р _ Uml\m ____

~ Ро — 2Еа/а0

= 0,5

Um hm
ЕЛ ^ао

видно, что к. п. д. возрастает по мере того, как амплитуда пер-
вой гармоники становится больше постоянной слагающей. При
углах отсечки меньше 180° (т. е. при колебаниях с отсечкой)
амплитуда первой гармоники превосходит величину постоянной
слагающей. Так, например, для угла ф = 60° (из рис. 375)

/а0 ~ 0,22 ~ Л>°-

Физически повышение к. п. д. при работе с отсечками объяс-
няется тем, что лампа пополняет энергию в контуре отдельными
импульсами, поддерживая в нем непрерывные незатухающие
колебания; нагревание анода под . влиянием электронной бомбар-
дировки также происходит с перерывами (на время Т — 2т от-
сутствия тока), и анод успевает охлаждаться. Поэтому подача в
контур полезной мощности сохраняется, а потеря мощности на
нагревание анода уменьшается. Графики рис. 375 показывают,
346
что с уменьшением угла отсечки получаются большие к. п. д.;
но при этом может уменьшаться абсолютное значение мощности.
Для лучевых тетродов обычно ф равно 50—75°. Для них к. п. д.
~ 80%.

Пример. Имйульс тока генератора/а макс = 100 ма при угле отсечки
ф = 60°. Напряжение анодного питания £а=340 в. Сопротивление контура,
настроенного на первую гармонику анодного тока, Zpe3 = 7500 ом. Опреде-
лить к. п. д. генератора.

Решение.

Амплитуда первой гармоники (из рис. 375)

Ал? 0,4 /а макс =: 40 ма.

Постоянная слагающая (из рис. 375)
о == 0,22/а макс = 22 ма.

Подводимая мощность

Ро = £а4о = 340-22-10-3 = 7,48 вт.

Колебательное напряжение

Um = /1/я7рез = 40 - Ю-з. 7,5 - IO® = 300 в.

Полезная мощность
п Umlim 300-40-Ю-з _
р — —тут, =---------------------------, _ 6 вт

Коэффициент полезного действия

Ч = К = 738 = 0,8 (80°/о)-

Задача. Пентод ГУ-60 работает при напряжениях Ел = 1000 в и
£7т=9ОО в. Амплитуда первой гармоники анодного тока /1/я = 213 ма, а
постоянная составляющая 7а0 = 123 ма. Определить сопротивление контура
Zpes> мощности Ро, Р и Рл и коэффициент полезного действия.

Итак, преимущества работы генераторов с отсечками анод-
ного тока настолько существенны, что этот режим работы можно
считать основным во всех каскадах передатчиков. Заметим, что
наличие отсечек легко проверить по показаниям прибора по-
стоянного тока в цепи анода при расстройках контура генера-
тора. На рис. 376 приведена схема генератора с посторонним
возбуждением. В колебательном контуре имеется прибор, изме-
ряющий ток /к; в цепи анодного питания имеется прибор по-
стоянного тока для измерения тока /а0, а в цепи сетки — тока
два последних прибора вместе с источниками питания заблокиро-
ваны конденсаторами.

Отметив показания обоих приборов при резонансе контура
с частотой постороннего возбудителя, будем плавно изменять
емкость контура С в обе стороны от резонанса. Расстройка кон-
тура вызовет уменьшение его сопротивления сравнительно с ве-
личиной Zpe3. Значит, напряжение Um на зажимах контура бу-
дет уменьшаться и полезная мощность снижаться. Это приведет
к уменьшению показаний амперметра контура.

Вместе с тем при расстройках увеличивается постоянная со-
ставляющая анодного тока вследствие уменьшения колебатель-
ного напряжения Um и соответствующего повышения минималь-
ного напряжения на аноде С7а мин- В свою очередь это приводит
к уменьщению тока сетки, благодаря чему происходит «раз-

грузка» сеточного генератора и может несколько увеличиться
амплитуда возбуждающего напряжения Ugm,

На рис. 377 по горизонтальной оси отложены изменения ДС
(в ту или другую сторону) емкости С контура по сравнению с ее
резонансным значением. По вертикали отло- j , j ,j
жены показания обоих приборов схемы ао' Зо

рис. 376. Положение резонанса характери-
зуется максимумом колебательного тока /к
и минимумом постоянного анодного тока /а.

Рис. 377. Показания из-
мерительных приборов
при расстройках контура

Рис. 376. Схема усилитель-
ного каскада с измеритель-
ными приборами

В мощных передатчиках расстройка контура может оказаться
вредной: при ней падает полезная мощность и возрастает
подводимая, а следовательно, резко возрастает потеря мощности
на нагрев анода, что угрожает сохранности лампы. Поэтому
точная настройка каскадов на частоту возбудителя необходима
и иногда выполняется при пониженном анодном напряжении.

В передатчиках ультракоротких волн прибор не включают
в колебательный контур, чтобы не изменять параметры послед-
него, и настройку ведут по показаниям прибора постоянного
тока. Прибор постоянного тока в цепи сетки (см. рис. 376) в по-
ложении резонанса будет показывать максимальное значение по-
стоянного сеточного тока Л. Масштабы Л. /а и I на рис. 377
могут быть различными.

Нагрузочные характеристики усилительных каскадов

Изучим кратко влияние величины нагрузочного сопротивле-
ния на режим работы генератора и, в частности, на величину
отдаваемой им полезной мощности. Для этого обратимся вновь
к рис. 369; где были показаны динамические характеристики для
различных величин Zpe3. Возьмем постоянный исходный режим
питания (точка т) при неизменной амплитуде напряжения воз-
буждения.

Тогда при малом Zpe3 (на рис. 369 дана характеристика для
^рчз= Ю00 ом) импульс анодного тока (а вместе с ним и про-
порциональная ему амплитуда первой гармоники анодного тока
7]/п) ограничен характеристикой, соответствующей 6^макс (на ри-
сунке +40 в). Вместе с тем амплитуда колебательного напря-
жения Um = IimZ^ оказывается малой; малым получается и
коэффициент использования анодного напряжения. Следова-
тельно, уменьшение нагрузочного сопротивления Zpe3 приводит
к снижению полезной мощности

р___ т

~~ 2

и коэффициента полезного действия

TJ = 0,5$^^-.

zao

Работа при этих условиях называется работой в недонапря-
женном режиме. Ток в цепи управляющей сетки в таком режиме
относительно мал, так как в любой момент напряжение на
аноде больше, чем на сетке, и электронный поток направляется
к аноду, не перехватываясь сеткой.

При повышении сопротивления Zpe3 (Zpe3 — 2000 ом) дина-
мическая характеристика располагается так, что ее верхний ко-
нец совпадает с точкой пересечения граничной линии с характе-
ристикой, соответствующей максимальному мгновенному напря-
жению на сетке (на рисунке +40 в). При этом значительно уве-
личивается амплитуда Um переменного анодного напряжения и
почти не уменьшается импульс анодного тока. Следовательно,
получается увеличение полезной мощности и коэффициента по-
лезного действия. Такие условия называются критическим режи-
мом каскада (граничную же линию называют линией критиче-
ского режима).

Повышая далее сопротивление Zpe3 (до Zpe3 = 4000 ом), мы
получим излом динамической характеристики в точке ее пересе-
чения с граничной линией. Этот случай называется перенапря-
женным режимом. Пример такого режима представлен на
рис. 378 с разверткой токов и напряжений во времени. Здесь для
простоты построения взято нулевое смещение (Zgi = 0 в), и угол
отсечки получился больше, чем обычно.

Амплитуда сеточного напряжения 77 выбрана так, что
импульс анодного тока определился бы уровнем точки п динами-
ческой характеристики, если бы последняя не достигала в точ-
ке к граничной прямой. Но, достигнув критической точки я,
cut

Рис. 378. Призер работы усилительного каскада в перенапряженном
режиме

Рис. 379. Процессы в
усилителе при работе
в перенапряженном
режиме

анодный ток уже перестает зависеть от
возбуждающего напряжения и -зависит
t лишь от напряжения на аноде. С дальней-
шим уменьшением напряжения на аноде
происходит перераспределение электро-
нов, анодный ток падает и динамическая
характеристика, получив излом, совпадает
с граничной прямой до точки п' (до пере-
сечения вертикали из п). Уровнем точки п'
определяется глубина провала в верхней
части импульса анодного тока. Напряже-
ние на аноде за этот промежуток времени
меньше, чем напряжение на сетке, и се-
точный ток возрастает резким импульсом,
как показано на левом нижнем гра-
фике. Те же примерно процессы, со-
f вмещенные по времени, развернуты нах
1 рис. 379.

К чему же приводит искажение им-
. пульсов анодного тока и появление значи-
1 теЛьных импульсов тока сетки, свойствен-
ное перенапряженному режиму? Резкое
увеличение тока сетки неблагоприятно
для работы предыдущего каскада и
уменьшает коэффициент
усиления по мощности
данного каскада (т. е.
отношение полезной мощ-
ности данного каскада к
полезной мощности преды-.
дущего каскада). Лучевые
тетроды и пентоды в этом
отношении выгоднее трио-
дов, так как характери-
зуются при равных усло-
виях меньшими токами
управляющей сетки. Од-
нако при перенапряжен-
ном режиме в них воз-
растают токи экранирую-
щей сетки. Появление

3000 UOOO 50006000 1000

ГУ-50

£а=Ю006
£250 в

(.д^-806
Ugtm’<006

^опт ^Ь2ООом
^опт ^0,9

?рез(р*)

впадины в верхней части Рис. 380. пример нагрузочных характе-
импульса анодного тока ристик (каскад на пентоде ГУ-50)
не позволяет применять

графики рис. 375 для вычисления постоянной составляющей и
первой гармоники анодного тока в зависимости от высоты им-

пульса.

К. п. д. анодной цепи в перенапряженном режиме может
быть на несколько процентов выше, чем в критическом режиме,
благодаря уменьшению потерь мощности на нагрев анода; коэф-
фициент использования анодного напряжения может быть даже
больше единицы. Но при большом искажении импульса анод-
ного тока генерируемая и подводимая мощности снижаются
и полный к. п. д. каскада уменьшается из-за роста сеточных токов.

На основании всего сказанного можно утверждать, что для
современных ламп (триодов с малой проницаемостью, лучевых
тетродов и пентодов) критический режим наиболее выгоден.
Однако небольшие отступления от него в сторону перенапряжен-
ного режима не вызывают резкого ухудшения показателей работы
каскада. Для усилителей УКВ на лампах с малыми размерами
анодов выгоден перенапряженный режим, уменьшающий нагрев
анодов.

На рис. 380 приведены для примера основные нагрузочные
характеристики реального усилительного каскада, т. е. зависи-
мости полезной мощности и к. п. д. от Zpe3.

Следует заметить, что реальные характеристики, в том числе
и динамические, не прямолинейны вследствие непостоянства
параметров ламп. Поэтому практически получаются небольшие
отклонения от результатов рассмотрения работы усилителя по
идеализированным характеристикам. В частности, в схеме
рис. 380 наивыгоднейшее сопротивление оказывается немного
больше критического.
Схемы усилительных каскадов

Итак, для получения от генератора наилучшей отдачи нужно
правильно выбрать сопротивление его нагрузки. Особенно важно
это при конструировании генераторов диапазонного типа, где
при перестройках изменяются параметры контура, а вместе
с ними и сопротивление нагрузки. Поэтому необходимо найти
такие способы включения контура и подобрать такие величины
его сопротивления, которые не зависели бы от величин L и С
контура. Приведем несколько схем, дающих такую возможность,
и рассмотрим основные способы питания усилительной лампы.

На рис. 381 показана наиболее простая схема усилительного
каскада на пентоде. Для отдельных источников питания выве-
дены зажимы, причем у катода имеется общая точка для всех
цепей (схема с общим катодом). Источниками питания цепей
анода и второй сетки в большинстве передатчиков большой и
средней мощности служат выпрямители; в маломощных перенос-
ных радиостанциях применяются вибропреобразователи, полу-
проводниковые преобразователи, реже — батареи, Цепь накала

может питаться, например, от аккумуляторов или переменным
током. О способах получения отрицательного смещения на управ-
ляющей сетке далее будет сказано подробно.

Катушка Ц связывает цепь с'етки с предыдущим каскадом.
Колебательный контур LC включен по отношению к источнику
анодного питания последовательно с лампой; это — способ
последовательного питания цепи анода. Контур связан через
катушку £2 с сопротивлением /?н — входным сопротивлением
следующего каскада. Источники питания блокируются конденсато-
рами, а в цепь анода включен также дроссель £др, препятствую-
щий прохождению тока высокой частоты через источник пита-
ния. Общая точка присоединена к корпусу передатчика. Нагруз-
кой цепи анода служит контур, в составе активного сопротивле-

Рис. 381. Схема усилителя мощности с по-
следовательным анодным питанием

ния которого учитывается
сопротивление, вносимое
связью со следующим ка-
скадом:

£ в________L

₽ез С(/? + Д/?) •

Именно эта величина
должна удовлетворять ус-
ловиям критического ре-
жима работы.

Вносимое сопротивление

дя = —JT к»
Z2
где

= /?’ + «>* 4

В случае когда Ru > <aLz, выражение упрощается:

ДЯ»

~rT'

Вычисление Д/? несколько усложнится, если учитывать входную емкость
последующего каскада. Величина /?ы определяется приближенно, если из-
вестны амплитуда сеточного напряжения Ugm и амплитуда первой гармо-
ники сеточного тока следующей лампы:

р - U«m

Амплитуду 1^т можно найти, разложив импульсы сеточного тока
в гармонический ряд подобно импульсам анодного тока.

Задача. Контур в цепи анода характеризуется собственными параме-
трами QK = 50, р == 200 ом. Какое добавочное сопротивление требуется
внести в контур за счет связи со следующей лампой, чтобы сопротивление
нагрузки в цепи анода получилось Zpe3= 5000 ом?

Ответ: Д/? = 4 ом.

Рассмотрим схему, в которой применен другой способ пита-
ния анода и сеток усилителя мощности (рис. 382). В ней лампа
и колебательный контур соединены параллельно по отношению
к источнику анодного питания. Это способ параллельного пита-
ния. От положительного зажима источника анодного питания
постоянная составляющая анодного тока через дроссель по-
ступает в лампу, проходя в виде электронного потока на катод
и далее к минусу источника. Постоянный ток не может замк-
нуться через катушку L на минус благодаря включению разде-
лительного конденсатора Ср, рассчитанного на высокое пробив-
ное напряжение. Переменные составляющие анодного тока, воз-

Рис. 382. Схема усилителя мощности с параллельным
анодным питанием

Рис. 383. Эквива-
лент схемы парал-
лельного питания
(по высокой ча-
стоте)

буждаемые в лампе, от точки а направляются
вправо и через Ср питают контур LC. Они не
могут замкнуться через источник питания бла-
годаря дросселю £др.

Параллельное питание имеет свои достоин-
ства и недостатки. Достоинством следует счи-
тать возможность присоединения к корпусу
(«заземления») одной из пластин конденсатора С
контура (как правило, заземляется ротор). Эта
мера уменьшает влияние приближения руки
человека на величину емкости. Другое достоин-
ство — отсутствие постоянного напряжения на

элементах LC контура, что делает безопасным прикосновение
к ним. Недостатки схемы — потеря некоторой части колебатель-
ной мощности в дроссельной катушке и возможность побочных
резонансов.

Выбор схемы питания определяется физическими и конструк-
тивными соображениями. На коротких и ультракоротких волнах
применяют как последовательное, так и параллельное, а на бо-
лее длинных — преимущественно параллельное питание.

При выборе величин Адр и Ср можно руководствоваться следующим.
Сопротивление анодного источника, заблокированного конденсатором С&
очень мало в сравнении с сопротивлением дросселя для тока высокой ча-
стоты. Поэтому можно считать, что дроссель по высокой частоте присоеди-
нен параллельно контуру (рис. 383). Общая индуктивность двух параллель-
ных катушек уменьшается, и для получения заданной частоты приходится
увеличивать емкость конденсатора С. Например, чтобы сопротивление кон-
тура Zpe3 = изменилось не более чем на 10%, потребуется взять индук-
тивность дросселя приблизительно в 20 раз больше индуктивности контура:

£др « 20L.

При дальнейшем увеличении Лдр возрастает и собственная емкость
дросселя, 1вызывая утечку переменного тока, что снижает качество контура.

На разделительном конденсаторе падает переменное напряжение. Чтобы
эта потеря была малой, следует выбрать емкость достаточно большой.
Обычно при расчете Ср сопоставляют его сопротивление с сопротивлением
контура, стремясь получить соотношение_

—я 0,05Zpe3.

К деталям схемы параллельного питания предъявляются
определенные требования не только в отношении их величин, но
и в отношении конструкции. Например, между витками дросселя
должна быть по возможности малая емкость, чтобы ток высокой
частоты не ответвлялся через нее. Поэтому дроссели обычно на-
матываются только на один слой. Разделительный конденсатор
должен иметь достаточно хорошую изоляцию, чтобы выдержать
без пробоя напряжение, равное сумме напряжения анодного пи-
тания и амплитуды напряжения на колебательном контуре.
Поэтому в качестве диэлектрика в разделительных конденсато-
рах обычно используется керамика или слюда.

Задача. Контур усилительного каскада, предназначенного для работы
на волне к =100 м, имеет емкость 100 пф и эквивалентную добротность
Q = 40. Рассчитать индуктивность дросселя и емкость разделительного кон-
денсатора для схемы параллельного питания.

Возвращаясь к схеме рис. 382, обратим внимание на способ
питания экранирующей и защитной сеток пентода от анодного
источника через поглощение сопротивления, блокируемые кон-
денсаторами. Напряжение на экранирующей сетке

Eg2 =

где Ig* составляет в рабочем режиме 5—15% /а0. Защитную
сетку можно присоединить к катоду, если нет необходимости
иметь на ней дополнительное напряжение, которое влияет пре-
имущественно на крутизну граничной прямой характеристик
пентода.

Управляющая сетка в схеме рис. 382 получает отрицатель-
ное смещающее напряжение не от специального источника, а
с сопротивления Rg. Это сопротивление заблокировано конден-
сатором С6, значит, через сопротивление Rg* проходит только
постоянная составляющая импульсов тока сетки. Обычно Ig$
имеет величину для лучевых тетродов и пентодов 2—5% /а0.
Ток Ig^ проходит по сопротивлению Rgi в направлении от ка-
тода к сетке. Значит, нижний конец сопротивления получает
более высокий потенциал и на сетку действует отрицательное
смещение

— Е&1 =

Это — один из способов смещения без отдельного источника
смещающего напряжения.

Пример. Пентод ГУ-50 питается от анодного источника Еа = 1000 в.
Требуется получить Е& = 250 в; — Egi — 80 в. Определить приближенно
величины сопротивлений Rg2 и Rgi, если в рабочем режиме ожидается
7а0= 120 ма.

Решение.
р ____________________Р р _______р

р _ Cg2 ~ Ca Cg2 ~ ™ еПП

Кгуп j Л . Ж- О 2 500 О Мл

Jg2 °’17ао

Rg, = -А « « 33 000 ом.

1 ‘ёю °’О2/»о

Емкость блокировочного конденсатора должна представлять
для тока частоты усиливаемого колебания значительно меньшее
сопротивление, чем то, которое подвергается блокировке:

соСб
Практически конденсаторы в зависимости от выбранной ча-
стоты имеют емкости в пределах десятков пикофарад (для пере-
датчиков ультракоротких волн, при этом требуется малая соб-
ственная индуктивность конденсатора) и сотен или тысяч пико-
фарад (для передатчиков коротких и средних волн). Для
питания экранирующей сетки блокировочный конденсатор обычно
имеет емкость около 5000 пф, что определяется соотношением
этой емкости с междуэлектродными емкостями пентодов (см., на-
пример, рис. 288).

В схемах усилительных каскадов, которые будут рассмо-
трены ниже, мы уже не будем детально изображать питание
экранирующей и защитной сеток.

Рис. 384. Схема усилителя мощности с авто-
трансформаторным включением контура в цепь
анода

На рис. 384 представлена схема усилителя мощности с по-
следовательным анодным цитанием, применяемая обычно на
средних и длинных волнах. Ей свойственны следующие особен-
ности. Во-первых, катушка контура имеет здесь отвод от одного
из промежуточных витков, и контур оказывается включенным
в цепь анода автотрансформаторно. Этот случай был показан на
рис. 52. Мы знаем, что такое включение уменьшает сопротивле-
ние анодной нагрузки

^рез ~ = Pl?Q>

где коэффициент включения

Выбирая точку отвода проводника анодной связи, можно по-
добрать величину Zpe3, соответствующую критическому режиму.
Контур, включенный по автотрансформаторной схеме, называют
контуром второго вида в отличие от контура без отводов, назы-
ваемого контуром первого вида (см. рис. 381 и 382).
Вторая особенность схемы рис. 384 — автотрансформаторная
передача напряжения с контура на промежуток сетка — катод
следующего каскада. При такой передаче сопротивление, вноси-
мое в контур следующим каскадом, равно

<02Л? /7?р2

Д/?~------ = ----

К Ян Ян ’

где р = со! — волновое сопротивление контура;

/?н — входное сопротивление следующего каскада;

Pi — ~L

Вместе с тем напряжение возбуждения, снимаемое на сле-
дующую лампу, отличается от колебательного анодного напря-
жения Um данного каскада:

U —п
иет~ Pl Ръ-

Таким образом, в данной схеме, как и в предыдущих, контур
согласует полезную нагрузку с лампой, т. е. трансформирует
произвольное нагрузочное сопротивление /?нв сопротивление Zpe3,
необходимое для получения критического режима работы усили-
теля мощности.

Пример. Контур LG имеет волновое сопротивление на усиливаемой ча-
стоте р == 600 ом и добротность (с учетом потерь в цепи сетки следующей
лампы) Q == 30. Определить коэффициент включения рь если необходимо
иметь в анодной цепи нагрузочное сопротивление Zpe3 == 3600 ом.

Решение.

Zpe3 = р(? = 600-30 = 18 000 ом.

2 _ Zpes _ 3600 _ 0 2
РХ ~ -Zpe3 “ 18 ООО “ ’ •

и 0,45.

Отвод должен быть взят почти от середины контурной катушки.

Сеточное смещение для лампы следующего каскада осуще-
ствляется автоматически с помощью сопротивления Rga, питае-
мого постоянной составляющей тока той же сетки. Сетка сле-
дующей лампы защищена от постоянного анодного напряжения
конденсатором Cga. Для того чтобы ток высокой частоты под
действием возбуждающего напряжения не ответвлялся беспо-
лезно в сопротивление R и не расходовал в нем мощности, со-
противление защищено дросселем Дрг. Проводимость дросселя
частично компенсирует входную емкостную проводимость проме-
жутка сетка — катод следующей лампы, уменьшая влияние ем-
кости Свх на настройку контура LC. Такой способ подачи на-
пряжений на сетку следующего каскада можно назвать парал-
лельным питанием сетки.
Сеточное смещение для лампы данного каскада осуществляется автомати-
чески за счет прохождения катодного тока через сопротивление /?к. Постоян-
ная составляющая катодного тока равна, как мы знаем, сумме постоянных со-
ставляющих токов анода и всех сеток. Этот ток направлен через сопротивление
:ний зажим сопротивления /?к, к кото-
рому подключен обратный конец цепи
сетки, имеет отрицательный потенциал
по отношению к катоду. Если задана
величина смещающего напряжения пер-
вой сетки, то значение RK выбирается
"из соотношения

RK сверху вниз. Следовательно,

Рис. 385. Схема усилителя мощ-
ности с емкостной связью между
контуром и цепью анода

г К 4 О + Jg30 + ^2°

Сопротивление RK получается обыч-
но небольшим (десятки или сотни ом);
для блокировки его конденсатор дол-
жен иметь большую емкость. Сме-
щение при помощи катодного сопроти-
вления возможно в маломощном ка-
скаде для лампы с подогревным като-
дом, причем напряжение, падающее
на сопротивлении RKt снижает напря-
жение анодного питания и заявляет

предъявлять повышенные требования к изоляции между катодом и нитью
подогрева. Из тех же соображений величина смещающего напряжения
в такой схеме не должна быть больше 100—150 в, что и ограничивает при-
менимость катодного смещения в каскадах передатчиков

Рассмотрим еще одну схему усилительного каскада, относящуюся к схе-
мам параллельного питания (рис. 385). Здесь контур состоит из катушки L,
вариометра £в и конденсаторов Ci и С2, включенных последовательно. Об-
щая емкость контура

£конт —

+ Q

Между проводом анодной связи и общей точкой схемы включен кон-
денсатор С2.

Если в контуре имеется колебательный ток с амплитудой 1кт, то пере-
менное напряжение на всей индуктивности

^кт ~ ~ km® (^в +

0,0 к онт

Переменное напряжение на аноде

U — I —.....

т *т О)С2 •

Отсюда коэффициент включения
п — _ ^конт __ C*i

^km Ct Ci + C2‘

1 В приемных устройствах с лампами косвенного накала описанный
способ получения смещения является основным.
Сопротивление анодной нагрузки получается уменьшенным по сравне*
нию с полным сопротивлением контура:

^рез = Р2%рез*

Следовательно, контур с емкостной связью, или, как его называют,
контур третьего вида, также позволяет выбирать сопротивление анодной
нагрузки, но уже путем подбора емкостей Ci и Са.

В этой же схеме можно трансформировать сопротивление /?н входа сле-
дующей лампы (отводом проводника к сетке последующего каскада), доби-
ваясь, чтобы сопротивление Zpe3 соответствовало критическому режиму ра-
боты усилителя.

Рассмотренные примеры не исчерпывают всего многообразия
схем усилителей мощности. Но даже из этих примеров видно,
что в основу классификации схем каскадов усиления, кроме диа-
пазона частот и величины полезной мощности, нужно взять по
крайней мере следующие признаки: тип лампы; способ питания
анода; способ питания экранирующей и защитной сеток; вид
включения контура в цепь анода; способ подачи смещения и воз-
буждающего напряжения на основную сетку.

Фильтрация высших гармоник. Умножение частоты

Рассматривая работу усилительного каскада с отсечками
анодного тока, мы полагали, что колебательное напряжение на
аноде, а следовательно, и возбуждающее напряжение на сетке
следующего каскада создаются только первой гармоникой анод-
ного тока:

Z7 =/ 7
m 1\т^^з*

Это предположение обосновывалось тем, что контур настраи-
вался на частоту первой гармоники анодного тока (w). Однако
в небольшой степени колебания высших гармонических частей
воздействуют на сетку следующей лампы, попадают в антенну
передатчика и излучаются ею. Это излучение, хотя и слабое,
может создать существенные помехи радиоприему других стан-
ций на частотах высших гармоник передатчика (nw, где п —
«порядок» гармоники; п = 2, 3, 4 и т. д.), в особенности если
приемник находится недалеко от передатчика и принимает срав-
нительно удаленную станцию на частоте /гео. Так, передатчик,
имеющий основ1ную частоту 30 Мгц (Х = 10 м), будет создавать
помехи на частотах 60 Мгц (Х = 5 ж), 90 Мгц (Х = 3,33 м)
и т. д.

Отсюда возникает требование фильтрации (подавления) ко-
лебаний высших гармоник в передатчике. После фильтрации
мощность излучения на гармониках должна быть во много раз
(иногда в миллионы раз) меньше мощности излучения на основ-
ной частоте. Обычно наиболее выраженными из высших гармо-
ник являются вторая и третья. Максимум первой гармоники
(рис. 375) получается при угле отсечки 120°. Более подробные
исследования показывают, что максимум второй гармоники соот-
ветствует углу отсечки 60°, а третьей — 40°.

Фильтрация высших гармоник в усилителе мощности опре-
деляется свойствами колебательного контура, видом его вклю-
чения в анодную цепь и способом снятия с него напряжения на
сетку следующей лампы. Если, например, контур включен пол-
ностью в цепь анода (включение первого вида, см. рис. 381), то
обе его ветви представляют собою примерно одинаковое сопро-
тивление для токов первой гармоники = - Для осталь-

ных гармоник сопротивление контура значительно меньше -за
счет уменьшения сопротивления емкостной ветви

Сп п<оС ’

где п — порядок гармоники. Соответственно этому уменьшается
и напряжение высших гармоник на контуре, поскольку для
обеих ветвей и для контура в целом напряжение, естественно,
одинаково. В этом и состоит фильтрующее действие контура.

Сопротивление индуктивной ветви для высших гармоник
больше, чем для основной частоты:

XLn = n<&L.

Значит, токи высших гармоник в емкостной ветви будут, в
и2 раз сильнее, чем в индуктивной. Иначе говоря, коэффициент
фильтрации (показывающий, во сколько раз отношение ампли-
туд токов n-й и первой гармоник в контуре стало меньше, чем
отношение амплитуд токов n-й и первой гармоник в цепи анода)
окажется для индуктивной ветви в и2 раз больше, чем для емко-
стной, поэтому катушку цепи- сетки следующей лампы выгодно
связывать с индуктивной ветвью контура.

При включении второго вида (в одной ветви индуктивность,
в другой — емкость и индуктивность) контур резонирует на две
частоты (см. рис. 53), но по-разному. Этим свойством можно
воспользоваться для подавления наиболее интенсивной гармо-
ники (например, второй). Включение третьего вида (в одной
ветви емкость, в другой — емкость и индуктивность) таким
свойством не обладает, но позволяет выделить гармонику выс-
шего порядка, подавляя более низкую, например первую.

Дело в том, что собственная частоту такого контура

О)

ок

а собственная частота индуктивно-емкостной его ветви

Шов “ ущ <
Этим практически пользуются в умножителях частоты: для
выделяемой гармоники контур обладает значительным сопротив-
лением, а основная гармоника замыкается накоротко.

Высшие гармоники анодного тока рассматривались нами как
вредные. Однако во многих элементах радиоаппаратуры они на-
ходят полезное применение. В частности, к таким элементам от-
носятся каскады умножения частоты в радиопередатчиках.

Принцип умножения частоты заключается в том, что колеба-
тельный контур усилительного каскада настраивается не на
основную частоту колебаний возбудителя, а на высшую (обыч-
но — вторую или третью) гармонику. Ток выделяемой гармо-
ники приобретает в контуре относительно большую амплитуду,
и на частоте этой гармоники возбуждается следующий каскад.
В многокаскадном передатчике иногда встречается несколько
ступеней удвоения или утроения частоты.

В чем же практический смысл удвоителей или утроителей
частоты?

Во-первых, при настройке контуров предыдущего и последую-
щего каскадов на разные (хотя и кратные) частоты уменьшается
их взаимное влияние через проходную емкость лампы, что осо-
бенно важно при усилении на триодах. Во-вторых, умножение
частоты дает возможность использовать на коротких и ультра-
коротких волнах задающие генераторы, работающие в диапазоне
промежуточных волн, где проще и эффективнее осуществляется
как кварцевая, так и бескварцевая стабилизация частоты (см.
ниже). В-третьих, пользуясь возможностью в одном и том же
каскаде перейти от режима усиления к режиму умножения,
можно значительно расширить диапазон частот передатчика при
ограниченном диапазоне частот задающего генератора.

Однако умножители работают с пониженным к. п. д. по срав-
нению с усилителями и требуют подавления первой гармоники
при выделении второй или третьей: на частоте первой гармоники
излучение играет роль помехи. Поэтому в выходном каскаде ре-
жим умножения частоты применяется редко.

Для наиболее эффективного выделения высшей гармоники
настроенным на нее контуром угол отсечки анодного тока дол-
жен быть таким, чтобы в составе анодного тока эта гармоника
имела значительную амплитуду. Для удвоения, например, вы-
годны углы отсечки около 60°, для утроения — 40°.

Переход от усиления к умножению осуществляется пере-
стройкой контура и иногда требует изменения сеточного смеще-
ния. Во всех каскадах умножения частоты сопротивление на-
грузки Z„pe3 для выделяемой гармоники должно быть таким,
чтобы лампа работала в критическом режиме, т. е. нагрузка
была согласована с лампой умножителя.

На рис. 386 изображен каскад удвоения частоты, выполнен-
ный по схеме последовательного питания. Величина сопротивле-
ния 7?^, создающего смещение на управляющей сетке, выби-
Рис. 386. Пример схемы каскада удвоения ча-
стоты

рается так, чтобы угол отсечки был близок к 60°. Контур в цепи
анода настраивается на частоту 2со, удвоенную по сравнению
с частотой со возбуждения. Если настройка контура удвоителя
сопряжена с настройкой возбудителя (например, конденсато-
рами, имеющими общую ось), то необходим совместный ход этих
настроек с учетом различия частот.

На рис. 387 показана блок-схема радиопередатчика, содер-
жащая среди обычных каскадов два таких, каждый из которых
может работать (путем изменения величины смещений и эле-
ментов контуров) либо в режиме усиления, либо в режиме удвое-
ния. Здесь первый каскад — диапазонный возбудитель, позво-
ляющий получить стабильные частоты 2—4 Мгц. За ним следует
усилитель-буфер, т. е. такой промежуточный каскад, который
работает без сеточных токов, давая небольшое усиление, но
устраняя влияние последующих каскадов на частоту возбудителя
(о буферных каскадах будет сказано ниже).

Далее следуют два каскада усилителей-удвоителей. Первый
из них в режиме удвоения позволяет иметь дополнительный
диапазон -частот 4—8 Мгц, а второй может расширить общий
диапазон передатчика до 16 Мгц. Следовательно, передатчик мо-
жет работать в диапазоне 2—16 Мгц.

Ь-8 Мги 4-8 Мгц ^8 Мги

8-16 Мгц 8-16 Мги

Рис. 387. Состав передатчика и диапазон его частот при нали-
чии двух каскадов усилителей-удвоителей
Выходные каскады передатчиков

Выходным каскадом радиопередатчика называется каскад
усиления мощности, в котором полезным потребителем служит
антенна, включаемая в анодную цепь каскада непосредственно
или через промежуточный замкнутый контур. В первом случае
мы имеем выходной каскад простой схемы, а во втором — вы-
ходной каскад сложной схемы.

Антенны передающих устройств в большинстве случаев бы-
вают настраиваемыми. Поэтому в состав цепи антенны входят

Рис. 388. Пример простой схемы выходного ка-
скада усиления мощности

ее собственное активное и реактивное сопротивления, элементы
настройки ее и элементы связи с анодной цепью или с промежу-

точным контуром.

Рассмотрим сначала выходной каскад с параллельным анод-
ным питанием, выполненный по простой схеме (рис. 388). Для
настройки антенны используется роликовый вариометр. Эквива-
лентная схема анодной нагрузки соответствует включению пер-
вого или третьего вида (рис. 389) в зависимости от характера
реактивности ХА. Для индикации резонанса антенны с частотой

возбуждения можно применить детекторный прибор.

На рис. 390 показан выходной каскад с последовательным
анодным питанием, выполненный по сложной схеме, для несим-

метричной антенны, которая в принципе может иметь как емко-

стный, так и индуктивный характер входного реактивного сопро-

тивления XДля настройки контура
служит вариометр. Связь с антенной —
емкостная, с помощью отвода от одно-
го из последовательно соединенных
конденсаторов. Настройка антенны осу-
ществляется роликовым вариометром,

Рис. 389. Эквивалентная
схема анодной нагрузки для
простой схемы

замыкающим накоротко нерабочие вит-
ки. Эквивалентная схема цепей высо-
кой частоты для этого случая пока-
зана на рис. 391. Здесь для анодного контура применено вклю-
чение третьего вида, а связь контура с цепью антенны — внутрен-
няя емкостная. Дроссель Др (см. рис. 390) приближенно можно
рассматривать как разрыв ветви по высокой частоте. Для на-
стройки имеются детектор1ный прибор, связанный с цепью ан-
тенны, и прибор в цепи сетки каскада.

Антенна \1/

Рис. 390. Пример сложной схемы выходного каскада уси-
ления мощности

Остановимся кратко на простых схемах выходных каскадов.
Задача выходного каскада — питать током- высокой частоты
активное сопротивление антенны /?А, в состав которого входит
сопротивление излучения, так что полезная мощность для пере-
датчика

Рис. 391. Эквивалентная
схема цепей высокой ча-
стоты для сложной схемы

Любая деталь, входящая в схему высокочастотных цепей вы-
ходного каскада, будь то катушка, вариометр или конденсатор,
всегда обладает активным сопротивлением и поглощает беспо-
лезно часть мощности. Поэтому достоинствами простых схем
нужно считать малое число деталей и от-
сутствие потерь мощности в промежуточ-
ном контуре.

Однако простые схемы обладают и
серьезными недостатками. Так, антенный
контур, имеющий значительное активное
сопротивление, характеризуется низкой до-
бротностью, что приводит к невысокому
коэффициенту фильтрации гармоник и от-
сюда — к излишним помехам для прием-
ников, расположенных поблизости от передатчика. Далее, в ши-
роком диапазоне частот входное сопротивление антенны изме-
няется в значительных пределах (см., например, рис. 123), чем
весьма осложняется согласование антенного контура с генерато-
ром, необходимое для создания режима, близкого к критиче-
скому. Наконец, обрыв или замыкание на землю антенны в про-
стой схеме резко уменьшает сопротивление нагрузки каскада,
что повышает (иногда до опасных значений) расход мощности
на нагревание анода.

Из-за этих недостатков простая схема применяется лишь в тех
случаях, когда решающим требованием является требование ми-
нимального числа деталей радиостанции, а работа ведется на
малую антенну вполне определенного типа и в узком диапазоне
частот.

В связи с этим мы остановимся на выборе элементов простой схемы
очень кратко.

Первое условие, предъявляемое к элементам антенной цепи,— настройка
на частоту возбуждения. Для схемы рис. 389 это условие запишется так:

777=: Ь ш(Лнастр + = О*

ш0^св

Второе условие состоит в том, чтобы резонансное сопротивление, на-
гружающее цепь анода, было приблизительно равно значению, соответ-
ствующему критическому режиму:

рез ^С2св (RA + /?настр) ’

где Пиастр учитывает активные потери в вариометре и конденсаторе связи.

‘ Таким образом, емкость Ссв выполняет роль согласующего элемента
между цепями анода и антенны и для диапазонного передатчика может
быть переменной.

Мощность, отдаваемая в антенную цепь,

Рцепи = (^А 4" ^настр);

к. п. д. цели антенны

Ши — О I Q
2'А Пиастр

Общий же к. п. д. выходного каскада и антенны равен отношению излу-
чаемой мощности к подводимой:

^общ — ДА^цепи7)»

где т]— к п. д. генератора;

т?А— к. п. д. антенны.

Пример. Сопротивление, соответствующее критическому режиму гене-
ратора в схеме рис. 388, Zpe3=9000 ом. Частота передатчика / = 6 Мгц.
Входное сопротивление антенны на этой частоте A"a=.—260 ом\ /?А = 12 ом.
Активное сопротивление элементов настройки и связи желательно иметь не
более 3 ом. Требуется вычислить емкость конденсатора связи Ссв и индук-
тивность вариометра £Настр и определить к. п. д. цепи антенны.

Решение.

Из условия согласования цепи антенны с лампой генератора

Г - 1012 - 1012 ~ 71

Ссв ~ ----ч “ 6,28-6-106.367 ~

“ * Zpee (RA + Пиастр)

В составе этой емкости следует учитывать выходную емкость лампы.
Из условия настройки цепи антенны на заданную частоту

1 1012

“Пиастр = Ад + = 260 4- 6)28.б. 106.71,5 ® 630 0М>

откуда

г 630

Ьнастр — 17 МКШ»

К. п. д. цепи антенны

Яд
^цепи — ~~р Т"/? ~~ 0’8 (60%).

<\д Т ^настр

Перейдем к свойствам выходных каскадов сложной схемы.
Введение промежуточного контура в схему выходного каскада
облегчает согласование антенны с генератором и позволяет по-
лучить высокий коэффициент фильтрации гармоник высших по-
рядков. Но состав схемы и ее регулировка более сложны, а ее
к. п. д. ниже, чем для правильно сконструированной простой
схемы.

Особенно выгодны сложные схемы выходных каскадов для
тех передатчиков, которые должны работать в широком диапа-
зоне частот и на антенны разных типов, сменяемые в зависимо-
сти от дальности связи. Вследствие того что последняя задача
характерна для подавляющего большинства подвижных и даже
переносных радиостанций, сложная схема наиболее распростра-
нена.

При изучении работы каскада сложной схемы предположим
первоначально, что промежуточный контур и цепь антенны на-
строены по отдельности на частоту возбуждения (см. рис. 391).
Антенная цепь вносит в контур дополнительное активное сопро-
тивление А/?, и полезная мощность, отдаваемая контуром в ан-
тенную цепь,

Рцепи = = /1 (Яд + Пиастр),

где сопротивления, заключенные в скобки, учитывают все по-
тери в цепи антенны. К. п. д. промежуточного контура показы-
вает, какая часть мощности передается из контура в антенну:

„ _ ^цепи _ _ Л/?

Р» fK(RK + ^R) Як+ДЯ-
Общий же к. п. д. генератора и антенны

_ Л __

^общ ^д^цепи^к^*

Таким образом, в сложной схеме по сравнению с простой
имеются дополнительные потери в промежуточном контуре.
Чтобы они не снижали существенно к. п. д. каскада, вносимое
сопротивление Д/? должно быть значительно бЬлыие собствен-
ного сопротивления контура RK. Значит, связь между цепью ан-
тенны и контуром должна быть сильной.

Но если при отсутствий связи с антенной сопротивление резо-
нансного контура имело величину

у ____ Рк

^Рез ~ RK ’

точтри связи с антенной оно окажется равным

у, Рк

^рвз RK + &R

и будет снижено в несколько раз. Это отражается на режиме
работы генератора. В самом деле, пусть собственное резонанс-
ное сопротивление Zpe3 было больше значения, соответствующего
критическому режиму генератора. Значит, если контур не связан
с антенной, то генератор работает в перенапряженном режиме
с соответствующим уменьшением мощности и к. п. д. (см.
рис. 380). Вводя и постепенно увеличивая связь с антенной, мы
будем снижать резонансное сопротивление, пройдем через кри-
тический режим, при котором получается максимум мощности и
к. п.' д. генератора, и затем перейдем в область недонапряжен-
ного режима, тем самым опять снижая мощность и к. п. д. Сле-
довательно, задача правильного расчета выходного каскада сво-
дится в первую очередь к следующему: при связи с антенной,
соответствующей критическому режиму, вносимое сопротивле-
ние AR должно быть больше собственного сопротивления RK.
Практически к. п. д. промежуточного контура = 0,8—0,9.

На практике целесообразно применять первый вид включения
контура в цепь анода, дающий наибольшую возможную вели-
чину Zpe3 и позволяющий, следовательно, вносить в контур зна-
чительное добавочное сопротивление Д7?. Но для мощных вы-
ходных каскадов трудно конструировать переменные конденса-
торы на высокие напряжения, и настраивать контур приходится
вариометром. Тогда целесообразно использовать включение
третьего вида (см. рис. 390). Конденсаторы внутренней емкост-
ной связи между контуром и антенной имеют большую емкость
в сравнении с основным конденсатором контура, а потому коэф-
фициент включения по анодной цепи р^ 1. Кроме того, в дан-
ной схеме достигается хорошая фильтрация высших гармоник:
емкость связи с антенной служит для них почти коротким замы-
канием, а потому на ней не создается значительных напряжений
высших гармоник.

Пример. На частоте возбуждения Д> = 4,5 Мгц работает выходной кас-
кад сложной схемы, промежуточный контур которого должен иметь емкость
С = 160 пф и собственную добротность QK= 100, а антенна имеет входные
сопротивления /?А = 15 ом, А\= —600 ом и добротность удлинительной ка-
тушки <?А.к= 100. Для получения критического режима необходимо сопро-
тивление анодной нагрузки Zpe3 = 3000 ом. Определить элементы контура
и антенной цепи, выбрав емкостную связь между ними (см. рис. 391).

Решение.

Волновое сопротивление контура

1 1012

Рк = ~щС ~ 6,28-4,5-106.160 = 220 ом-

Собственное резонансное сопротивление контура

Zpe3 = Рк<?к = 220-100 = 22 000 ом.

Необходимое уменьшение резонансного сопротивления

zpes _ + ДЯ _ 22000

Zoe3 ” " 3000 “

рсз

Активное сопротивление контура

Як =-£- = §§ = 2,2 а«.

'К К Ivv

Сопротивление, которое должна внести связь с антенной,

&R = RK (7,35 — 1) = 2,2-6,35 « 14 ом.

Индуктивность контура

т _ рк _ 220

к ” о> ” 6,28-4,5

» 7,8 мкгн.

Индуктивность антенной катушки

^настр —

------- ~ fi Ч ® 22’2 мкгН‘

<о 6,28-4,5

Сопротивление потерь в антенной катушке

, ХА 600

А-К <?А. к " 100 -

ом.

Активное сопротивление цепи антенны

^цепи == к = 15 4- 6 = 21 ОМ.

Из соотношения

ш2^св^цепи
найдем емкость конденсатора связи
1012 1012

св ®/ДЯЯцепи 6,28-4,5-106/14-21

Емкость основного конденсатора контура

« 2060 пф.

г _ СсвС _ 2060-160 ~

~ Сев - с ~ 2060—160 ~ 172

Интересно также вычислить коэффициент связи контура и антенны.
Для этого определим эквивалентную емкость антенны на данной частоте:

1012 1012

СА = ~ 6,28-4,5-10е-600 ~ 59

По формуле для внутренней емкостной связи получим

k ~ = П/^05-9- ~ 0,05 (5»/о).

4vUv

Настраивать выходной каскад мощного передатчика надо
в определенной последовательности, чтобы не повредить лампы,
и очень тщательно, чтобы получить оптимальный режим. Сна-
чала необходимо включить накал, и лишь когда катод нагреется
до нормальной температуры, включить пониженное анодное на-
пряжение. Затем при сильно расстроенной или отключенной цепи
антенны настроить промежуточный контур в резонанс с часто-
той возбуждения по показаниям анодного или сеточного при-
бора. Далее установить минимальную связь с антенной и на-
строить ее цепь в резонанс с контуром по показаниям антенного
прибора. После этого дать нормальное анодное напряжение и
увеличивать связь с антенной до получения нормального показа-
ния прибора в ее цепи.

Упражнение. Объяснить необходимость и смысл перечисленной последо-
вательности операций настройки.

В передатчиках маломощных подвижных радиостанций стре-
мятся по возможности упростить процесс настройки и умень-
шить число органов управления выходного каскада. Нередко
в них применяется сложная схема каскада с ненастроенной ан-

тенной, пример которой дан на рис 392.

В этой схеме применен пентод со средним

выводом нити на-

кала, которая и служит общей точкой схемы. Защитная сетка,
получающая небольшое положительное напряжение, питается че-
рез делитель, а экранирующая сетка — через поглощающее со-
противление. Смещение на управляющей сетке автоматическое,
за счет тока ее цепи. Питание анода параллельное. Настройка
контура конденсатором. Связь с антенной автотрансформаторная,
регулируемая по диапазону частот передатчика. Детекторный
прибор, связанный с цепью антенны, включается только для на-
стройки.
Ненастроенная антенна, связанная с промежуточным контуром,
вносит в него не только активное сопротивление А/?, но и реак-
тивное — АХ. Компенсировать последнее можно, установив кон-
денсатор контура в такое положение, при котором собственное
реактивное сопротивление равно по величине и противоположно
по знаку вносимому реактивному сопротивлению. Это положение
отличается максимальными токами в первичной и вторичной це-
пях. Но для получения хорошего к. п. д. промежуточного кон-
тура связь с антенной должна быть больше, чем при полном

Рис. 392. Сложная схема выходного каскада с ненастроен-
ной антенной

резонансе цепей. Регулируя связь и настройку, решают одновре-
менно две задачи: согласование контура с лампой и получение
максимальной отдачи мощности из контура в антенну.

Двухтактный каскад. Каскад с общей сеткой

Выходные каскады, описанные выше, предназначались для
работы на несимметричные антенны. Их можно приспособить и
к работе на симметричные антенны, включив симметрирующее
устройство, которое будет поглощать некоторую долю мощности.
Но более выгодна в этом случае двухтактная схема выходного
каскада. Существуют специальные лампы, предназначенные для
таких схем (см., например, рис. 315).

Двухтактная схема выходного каскада, выполненная на двух
отдельных пентодах, изображена на рис. 393. Катушка свя-
зывающая сетки ламп с предыдущим каскадом, имеет средний
вывод, присоединенный к катоду через сопротивление смещения
блокируемое конденсатором.'Следовательно, напряжения на
сетках смещены между собою по фазе на 180°. Благодаря этому
и импульсы анодных токов двух ламп следуют друг за
другом через полпериода, имея вследствие симметрии обоих
«плеч» схемы равную высоту и равные углы отсечки. Токи пер-
вых гармоник в общей части цепи (между точками а и б) про-
370
Рис. 393. Двухтактная схема выходного каскада для работы
на симметричную антенну

тивофазны, но в точке б разветвляются, и один из них направ-
ляется в верхнюю, другой — в нижнюю лампу. Значит, первая
гармоника анодного тока верхней лампы в верхней половине
контура и первая гармоника анодного тока нижней лампы в ниж-
ней половине контура как бы продолжают одна другую, т. е. пи-
тают контур согласованно.

Каждое из йлеч двухтактной схемы можно рассматривать как
самостоятельный каскад, работающий на контур с автотрансфор-
маторным включением (р = 0,5). Но контур для обеих ламп об-
щий, и мощность, получаемая контуром, оказывается удвоенной.

На рис. 394 представлены процессы в двухтактной схеме.
Графики а и б изображают напряжения на сетках, графики в
и г — импульсы анодных токов, графики д и е — первые гармо-
ники анодных токов, в общей части анодной цепи. Нижний гра-
фик соответствует колебательному току в контуре, поддерживае-
мому согласованно обеими лампами; этот ток имеет сдвиг при-
близительно в 90° по отношению к питающим токам. Значит,
в контуре двухтактной схемы складываются гармоники нечетных
номеров. Легко показать, что четные (например, вторые) гармо-
ники в контуре взаимно компенсируются и тем самым дости-
гается хорошее их подавление (фильтрация). В то же время
взаимная компенсация токов первых гармоник в общей питаю-
щей цепи упрощает задачу анодного питания.

Оба провода антенного фидера симметричны по отношению
к земле. Кроме того, входные емкости обеих ламп включены по-
следовательно по отношению к катушке L\ (см. рис. 393), а вы-
ходные емкости — последовательно по отношению к контуру, чем
уменьшаются их вредные влияния на коротких и ультракорот-
ких волнах.

Удвоить мощность в контуре можно также параллельным
включением двух ламп. Все одноименные электроды обеих
ламп соединяются накоротко, а лампы работают, как одна лам-
па, имеющая приблизительно удвоенную крутизну и требующая
уменьшенного вдвое сопротивления нагрузки для критического
режима. Входная и выходная емкости при этом суммируются.
Разумеется, такая схема несимметрична.

Описывая схемы усилителей мощности на лучевых тетродах

и пентодах, мы не уделяли внимания проходной емкости лампы
(СаД поскольку ее величина в этих лампах незначительна. Это

одно из преимуществ экранированных ламп перед триодами,
в которых для нейтрализации вредного

действия проходной емкости пришлось
бы значительно усложнить схему пере-
датчика и его настройку.

Но полностью исключить триоды и
в современных передатчиках нельзя.
Во-первых, триоды продолжают приме-
няться в мощных каскадах (свыше
10 кет). Во-вторых, триоды с диско-
выми выводами на дециметровых вол-
нах оказываются единственными из
обычных электронных ламп, способны-
ми генерировать и усиливать колеба-
ния. В усилителях на триодах приме-
няется новый для нас вид схемы каска-
да — схема с общей сеткой.

Рассмотренные выше схемы усили-
телей можно назвать схемами с общим
катодом, так как цепи всех элек-
тродов лампы имеют общую точку на
катоде.

Такие схемы неприменимы на сверх-
высоких частотах, если не принять мер
нейтрализации, потому что емкость Cag
даже в несколько пикофарад представ-
ляет для сверхвысоких частот зна-
чительную проводимость, образующую
вредную обратную связь между цепя-

Рис. 394. Процессы в двух-
тактном каскаде

ми анода и сетки помимо электрон-
ного потока. В мощных генераторных
триодах, требующих принудительного
охлаждения, вследствие больших раз-
меров электродов создается емкость C&g
t в десятки пикофарад (например, де-
сятикиловаттный триод ГУ-ЮБ имеет
Са^ = 34пф). Такая емкость препят-
ствует применению схемы с общим ка-
тодом даже на коротких волнах. По-

этому в усилителях на триодах и ис-

пользуется схема не с общим катодом,
а с общей сеткой.
Рис. 395. Один из вариантов схемы усилительного
каскада последовательного питания на триоде с об-
щей сеткой

Схема усилительного каскада с общей сеткой для триода
косвенного накала представлена на рис. 395. Это схема после-
довательного питания. В цепи катода имеются две ветви: ветвь
постоянной составляющей катодного тока — через дроссель £др
и сопротивление смещения /?к и ветвь тока высокой частоты —
через разделительный конденсатор Ср и резонансный контур
L\C\, настроенный на частоту возбуждения. Сетка через общую
точку получает (по принципу параллельного питания) отрица-
тельное смещение (— Eg — /ко7?к) и возбуждающее напряжение
(Ugm sin <о/). В цепь анода последовательно с источником пита-
ния включен резонансный контур LC, связанный с выходной на-
грузкой /?н (например, с антенной).

Эквивалент каскада с общей сеткой, относящийся к перемен-
ным напряжениям и токам, показан на рис. 396. По физическим
процессам работы этот каскад похож на каскад с общим като-
дом: так же возбуждающее напряжение действует между сеткой

Рис. 396* Эквивалентная схема
каскада с общей сеткой

Рис. 397. Схема двухтактного усилителя
мощности с общими сетками
и катодом, а сопротивление полезной нагрузки Zpe3 включено
в цепь анода. Принципиальной особенностью каскада с общей
сеткой является то, что переменный анодный ток проходит также
и через источник возбуждения (через катодно-сеточный кон-
тур ЦС\ на рис. 395). Кроме того, емкость Cag здесь уже нельзя
назвать «проходной», так как она присоединена лишь парал-
лельно анодно-сеточному контуру Zpe3. Роль проходной емкости
играет Сак; ее можно сделать достаточно малой, применив гу-
стую сетку. Так, для лампы типа ГУ-ЮБ, имеющей Cag 34 пф,
емкость Сак 1,5 пф. Емкость CgK в схеме присоединена па-
раллельно катодно-сеточному контуру. 4

Из указанных свойств самой схемы вытекают и некоторые
особенности усиления мощности в схеме с общей сеткой. Пере-
менное напряжение между анодом и катодом представляет собой
сумму напряжений, возникающих на обоих контурах. Очевидно,
что при условии резонансов эти напряжения противофазны друг
другу

m “ gm*

Катодно-сеточный контур питается током /КТ/72, равным сумме
анодного Iam и сеточного Igm токов (речь идет о первых гармо-
никах) :

him gm*

Анодно-сеточный контур питается только током 1ат.

Мощность, расходуемая в цепи возбуждения, состоит из двух
слагаемых:

П _____ I i 7 \Т7 __lamUgm . ^gm^gm

' возб 2 т ' &т' gm 2'2*

Следовательно, предыдущий каскад должен подвести к цепи
возбуждения схемы с общей сеткой не только мощность, расхо-
дуемую в цепи сетки благодаря наличию сеточного тока Igm, но
й дополнительную мощность, расходуемую вследствие прохож-
дения анодного тока через катодно-сеточный контур. Увеличен-
ный расход мощности на возбуждение равноценен уменьшению
входного сопротивления каскада и уменьшению коэффициента
усиления по мощности. Обычно при угле отсечки 50—65° каскад
с общей сеткой дает усиление мощности только в 4—7 раз.

На рис. 397 изображена двухтактная схема Усилителя мощности с об-
щими сетками для метровых волн, выполняемая на металлокерамических
лампах. Катодно-сеточный и анодно-сеточный контуры содержат каждый по
одному витку толстого провода и по малому конденсатору. Возбуждающее
напряжение каждой лампы равно половине напряжения, выделяющегося на
катодно-сеточном контуре. Пример конструкции анодно-сеточного контура
такой схемы показан на рис. 398.

На волнах дециметрового диапазона в качестве колебательных систем
усилителя мощности применяются четвертьволновые короткозамкнутые от-
374
Л| Лг

Рис. 398. Анодно-сеточ-
ный контур двухтактной
схемы метровых волн

контур

Рис. 399. Конструкция контуров уси-
лителя на металлокерамической
лампе

резки коаксиальных линий, так как контур с сосредоточенными параметрами
в этом диапазоне невыполним конструктивно. На рис. 399 приведен пример
конструкции анодно-сеточного и катодно-сеточного коаксиальных контуров
в сочетании с металлокерамической лампой. Разумеется, применение триода
и здесь требует схемы с общей сеткой.

17. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ

Условия самовозбуждения

В любом передатчике первый каскад (а в простейших схе-
мах — единственный каскад) должен выполнять роль возбуди-
теля автоколебаний. Этот каскад «задает» частоту колебаний ге-
нератора, а потому часто называется задающим генератором.

Для перехода от схемы с посторонним возбуждением к схеме
с самовозбуждением в простейшем случае в цепь сетки вклю-
чают катушку обратной связи Li, в которой возбуждающее пе-
ременное напряжение с амплитудой Ugm наводится колебатель-
ным током контура (рис. 400), включенного в анодную цепь:

gm = пг

Частота колебаний определяется
в основном параметрами контура:

О) ~ О)п = —!— ,
0 VLC

Но для того чтобы в контуре под-
держивались незатухающие колеба-
ния с некоторой амплитудой напря-
жения Um, требуется создать условия
самовозбуждения, подавая на сет-
ку переменное напряжение с опреде-
ленной амплитудой L/gm и в опреде-
ленной фазе по отношению к Um.

Рис. 400. Схема генератора
с самовозбуждением, имеющего
контур в цепи анода
Необходимость выполнения условий самовозбуждения можно

пояснить так.

В электронной лампе под действием положительного анод-

ного напряжения электроны движутся от катода к аноду с уско-
рением, которое было бы постоянным, если бы анодное напря-
жение не изменялось. Но в анодную цепь включен колебатель-
ный контур, на зажимах которого при колебательном процессе,
вызванном любым электрическим импульсом, создается перемен-
ное напряжение. В течение положительного полупериода коле-
бания результирующая величина напряжения между анодом и
катодом уменьшается (ил = Еа—а в течение отрицатель-
ного полупериода возрастает — Еа + и).

При уменьшении анодного напряжения поток электронов тор-
мозится, а их кинетическая энергия частично отдается генера-
тору, создающему торможение, т. е. в данном случае колеба-
тельному контуру. Наоборот, при увеличении анодного напряже-
ния энергия электронов возрастает, причем эта энергия берется
от контура. Для поддержания колебаний в контуре необходимо,
чтобы энергия, отдаваемая контуру при торможении электронов,
была больше энергии, отбираемой из него при ускорении элек-
тронов. Такая задача будет решена, если плотность электронного
потока за полупериод торможения окажется больше плотности
его за полупериод ускорения. Именно решение этой задачи и

возлагается на управляющую сетку лампы.

При увеличении напряжения между сеткой и катодом плот-
ность электронного потока возрастает, а при уменьшении убы-
вает, и поток может даже совсем прекращаться (отсечка анод-
ного тока). Следовательно, для питания колебательного контура
энергией электронов необходимо повышать сеточное напряжение
на то время, когда анодное напряжение понижено, и наоборот.
Иначе говоря, сеточное и анодное переменные напряжения дол-
жны отличаться по фазе на 180°. Это условие выполняется в уси-

лителе мощности

Рис. 401. Правиль-
ное включение ка-
тушек схемы
рис. 400

только при точной настройке контура на ча-
стоту возбудителя.

В автогенераторе, изображенном на рис. 400,
условие баланса фаз выполняется, если катуш-
ки, намотанные, например, на общий цилиндр
в одну сторону, подключены сближенными
концами к общей точке (через источники по-
стоянных напряжений), а удаленными —
к аноду и сетке соответственно (рис. 401). Из-
менив присоединение одной из катушек, мы на-
рушим баланс фаз, так как напряжения на
аноде и на сетке будут синфазными и самовоз-
буждение окажется невозможным.

Если в автогенераторе по какой-либо при-
чине параметры контура (L или С) изменятся,
то для существовавших для этого коле-
баний контур окажется сопротивлением не чисто активного
характера. В результате этого нарушится баланс фаз. Тогда ча-
стота автоколебаний станет изменяться, и это изменение будет
продолжаться до тех пор, пока не восстановится баланс фаз,
т. е. пока частота автоколебаний не окажется равной новому
значению частоты контура. Значит, в автогенераторе всегда уста-
навливается автоматически такая частота колебаний, при кото-
рой соблюдается баланс фаз. Отсюда очевидно также, что вся-
кое воздействие, нарушающее баланс фаз, приводит к изменению
частоты автоколебаний.

Величиной амплитуды сеточного напряжения определяется
мощность, отдаваемая контуру лампой (т. е. в конечном итоге
анодной батареей, сообщающей энергию электронам). Но ампли-
туда сеточного напряжения зависит в свою очередь от величины
обратной связи. Если повышать связь (в схеме рис. 400 — коэф-
фициент взаимоиндукции Л4) между катушками, то плотность
потока электронов за время их торможения увеличится, а вместе
с тем увеличится энергия, отдаваемая за это время контуру, и
возрастут амплитуды колебаний. Если же обратную связь умень-
шать, то амплитуды колебаний будут уменьшаться и при неко-
тором значении коэффициента взаимоиндукции, который назы-
вается критическим, колебания-совсем прекратятся.

Следовательно, для получения автоколебаний необходима до-
статочная величина обратной связи и, следовательно, достаточ-
ная амплитуда переменного напряжения на сетке.

Соотношение амплитуд сеточного и анодного напряжений
в установившемся процессе незатухающих колебаний называют
коэффициентом обратной связи и обозначают £обр:

Лобр (J •
т

Для схемы рис. 400 этот коэффициент можно выразить через
параметры схемы:

k ___ Ugm____1К т<»м_м

о6р~ Um ~~L'

Регулируя взаимное размещение катушек L и L\, можно
установить величину коэффициента обратной связи, необходимую .
для самовозбуждения.

Выбор соотношения амплитуд сеточного и анодного напряже-
ний, необходимого для существования автоколебаний с заданной
амплитудой, называют выполнением условия «баланса ампли-
туд». С физической точки зрения для поддержания колебаний
с неизменными амплитудами (установившийся режим) необхо-
димо, чтобы энергия, расходуемая в контуре, точно равнялась
энергии, доставляемой электронным потоком в тот же контур.
Если доставляемая энергия избыточна, амплитуды колебаний
и

Рис. 402. Нарастание колеба-
ний в автогенераторе

возрастают; если же оиа недоста-
точна, то амплитуды уменьшаются.
Равновесному состоянию соответ-
ствует установившийся режим неза-
тухающих колебаний, который и ха-
рактеризуется величиной обратной
связи, требующейся для получения
«баланса амплитуд».

Итак, для работы автогенера-
тора требуются правильное вклю-
чение концов катушки обратной

связи и достаточная взаимоиндукция ее с катушкой контура.

При включении самовозбуждающегося генератора амплитуды колебаний
его нарастают до некоторого установившегося значения Um (рис. 402).
Чем же ограничивается нарастание амплитуд колебаний автогенератора и от
чего зависит установившееся значение амплитуды?

Для пояснения этого введем понятие о средней крутизне характеристики
лампы. На прямолинейном участке характеристики (рис. 403, а) крутизна
является обычным параметром лампы и соответствует отношению малой
амплитуды анодного тока к малой амплитуде сеточного напряжения (если
считать, что Zpe3 Rh и пренебречь влиянием контура):

е__^а/и

6 ~~ ij~~ *
ugm

С увеличением амплитуды возбуждения рабочая точка обязательно
заходит на криволинейный участок характеристики (рис. 403,6). Форма
кривой анодного тока уже становится несинусоидальной, и можно говорить
об амплитуде первой гармоники анодного тока поскольку к несинусо-
идальному процессу в целом понятие «амплитуда» неприменимо.

Отношение амплитуды первой гармоники анодного тока к амплитуде
напряжения на сетке называют средней крутизной характеристики в рабо-
чем процессе генератора:

Рис. 403. Крутизна характеристики лампы:

а — при малых амплитудах возбуждения; б — при больших амплитудах возбуждения
Графически с весьма грубым приближением можно среднюю крутизну
представить как крутизну (наклон) прямой аб, соединяющей крайние точки
рабочего участка характеристики (штрих-пунктир на рис. 403,6). Из ри-
сунка очевидно, что при увеличении амплитуды возбуждения средняя кру-
тизна рабочего участка уменьшается. Это и ограничивает рост амплитуд
автоколебаний.

Нарастание колебаний прекратится тогда, когда будет достигнуто отно-
шение амплитуд, соответствующее установленному в данном случае коэф-
фициенту обратной связи:

_ _Л£

*- -JycT L

Именно это условие называют условием баланса амплитуд автоколе-
баний.

Учтя, что Um — hmZpe3> напишем условие баланса амплитуд так;

__ М

I1 яг^рез £ 9
или

1 _м

*$ср^рез

Для того чтобы колебания могли существовать в данной схеме* хотя бы
с самыми малыми амплитудами, нужна вполне определенная величина об-
ратной связи. Соответствующее этому значение коэффициента взаимоиндук-
ции назовем критическим (Мкр).

Наименьшим амплитудам соответствует исходное значение крутизны,
которое на рис. 403, а равно крутизне прямолинейного участка характери-
стики:

1 = М

«SZpe3

Заменив Zpe3 его значением и сократив равенство на L, найдем
критическое значение коэффициента взаимоиндукции для крутого участка
характеристики:

„ _ CR
^кр — £ .

Для существования автоколебаний с какой-то конечной амплитудой необ-
ходимо условие М > Мкр.

Следовательно, чем больше емкость и сопротивление потерь в контуре
и чем меньше крутизна характеристики лампы у исходной точки, тем больше
требуется взаимоиндукция для получения колебаний в схеме.

Задача. Лампа в схеме ’автогенератора имеет исходную крутизну
S = 1 ма/в. Контур с емкостью С = 300 пф и активным сопротивлением
R = 10 ом настроен на частоту — 1 Мгц. Подсчитать индуктивность об-
ратной связи Ль если критического значения коэффициента взаимоиндукции
МКо желательно достигнуть при коэффициенте связи между катушками
6= 10%.

Ответ: Li 10,8 мкгн.

Чтобы проверить, есть ли автоколебания в генераторе, необ-
ходимо связать с его контуром (или включить в контур) инди-
катор колебаний — термоэлектрический или детекторный прибор.
Отклонение стрелки прибора свидетельствует о наличии автоко-
лебаний. В качестве грубого индикатора колебаний иногда при-
меняют лампочку накаливания, связанную с контуром, но вклю-
чаемую только во время проверки: свечение служит признаком
работы автогенератора. Наконец, можно обнаружить колебания
и грубо измерить их частоту, связав с генератором контурный
волномер и настроив его в резонанс с частотой автоколебаний.

Схемы генераторов с самовозбуждением

На рис. 404 изображен генератор с самовозбуждением, вы-
полненный на пентоде по схеме параллельного питания с первым
видом включения контура в цепь анода и с индуктивной связью
на сетку. В этой схеме смещающее напряжение на первой сетке

—» к сетке
усилителя лияе-
ности

Рис. 404. Схема автогенератора параллельного питания
с индуктивной обратной связью

отсутствует при отсутствии автоколебаний. Значит, колебания
возникают на крутом участке анодно-сеточной характеристики
лампы. Этим достигается уверенное возникновение колебаний и
плавное нарастание их амплитуд («мягкий режим самовозбуж-
дения»). Практически в автогенераторах всегда применяется этот
вид смещения, а смещение от батарей не рекомендуется. По
мере роста амплитуд колебаний увеличиваются импульсы тока
сетки и возрастает постоянная составляющая этого тока, которая
создает на сопротивлении отрицательное по отношению
к сетке напряжение

Egi=

Установившееся значение амплитуды колебательного тока бу-
дет зависеть, помимо других факторов, и от величины Rgi. Уста-
навливающиеся процессы в цепи сетки показаны на рис. 405.

Величины £др, Ср (см. рис. 404) и других деталей системы
питания автогенератора следует выбирать исходя из тех же со-
ображений, что и для генератора с посторонним возбуждением.
Настройка генератора на ту или другую частоту автоколебаний
осуществляется конден-
сатором переменной ем-
кости С. Для выбора
частот в широком диа-
пазоне можно приме-
нять добавочные по-
стоянные конденсаторы
и сменять катушку L
либо изменять в ней
число секций, входящих
в контур. При смене
катушки L сменяют
обычно и катушку Л,
иначе коэффициент об-
ратной связи может
оказаться неприемле-
мым для нового под-

Рис. 405. Устанавливающиеся процессы в цепи
сетки генератора с автоматическим смещением

диапазона.

Маломощные гетеродины в преобразователях частоты прием-
ников нередко делаются с колебательным контуром в цепи
управляющей сетки и с катушкой обратной связи в цепи анода
(рис. 406). По принципу работы эта схема сходна с предыдущей
схемой. Известным удобством нужно считать возможность со-
единить ротор переменного конденсатора с корпусом в случае
последовательного анодного питания.

В передатчиках очень широко распространены трехточечные
схемы автогенераторов, в которых благодаря использованию вто-
рого или третьего вида включения контура в цепь анода не тре-
буется отдельной катушки обратной связи.

На рис. 407 приведен автотрансформаторный вариант трехто-
чечной схемы с параллельным анодным питанием.

Колебательный ток, возникший в контуре, создает на сек-
ции катушки между точками анк напряжение Um, а между
точками g и к — напряжение Ugm< Фазы этих напряжений сме-

Рис. 406. Схема автоге-
нератора последователь-
ного питания с контуром
в цепи сетки

Рис. 407. Схема автогенератора парал-
лельного питания с автотрансформатор-
ной обратной связью
щены на 180°, благодаря чему и выполняется одно из условий
самовозбуждения. Подбор необходимого коэффициента обратной
связи, т. е. выполнение второго условия самовозбуждения, до-
стигается перемещением зажимов а, к и g. Практически число
витков сеточной связи (нижняя часть катушки) берется меньше,
чем число витков анодной связи (верхняя часть катушки). При
всех регулировках точка присоединения катода должна быть ме-
жду точками присоединения анода и сетки.

Достоинство автотрансформаторной трехточечной схемы — ее
простота, малое число деталей в ней. Ее основной недостаток —
невозможность заземления ротора переменного конденсатора,
так как это привело бы к короткому замыканию нижней части

катушки.

Возможность заземления ротора достигается в другом ва-
рианте автотрансформаторной трехточечной схемы (рис. 408) —
в схеме с катодной связью, или, иначе, схеме с общим анодом.
Здесь анод соединен по высокой частоте через разделительный
конденсатор Ср с нижней точкой колебательного контура LC,

Рис. 408. Схема автогенератора па-
раллельного питания с катодной об-
ратной связью

которая одновременно является
общей точкой схемы (заземле-
ние), куда присоединен и ро-
тор конденсатора С. Сетка при-
соединена к верхней точке кон-
• тура, а катод (в данном случае
минус накала) — к одному из
промежуточных витков катуш-
ки. Ток накала проходит от по-
ложительного зажима источ-
ника через дроссель, нить нака-
ла и нижнюю часть витков ка-

тушки контура L к общей точ-
ке. Такое включение позволяет
держать катод под напряже-
нием высокой частоты относи-

тельно общей точки, тогда как при отсутствии дросселя цепь
накала зашунтировала бы нижнюю часть катушки контура.

Переменная составляющая анодного тока проходит через раз-
делительный конденсатор, колебательный контур и точку к на
катод. Напряжение возбуждения снимается с участка катушки
между точками g и к. Если подобная схема выполняется на
лампе косвенного накала, то катод присоединяется к точке к
контура, а дроссели включаются в оба провода нити накала,
чтобы емкость между катодом и нитью накала не шунтировала
часть катушки контура.

На рис. 409 изображена трехточечная схема с емкостной
связью между контуром и цепью сетки. Колебательный контур
составлен здесь из индуктивности (вариометра) L и последова-
тельно включенных конденсаторов Ci и С2. Включение контура
в цепь анода — это включение третьего вида. Собственная ча-
стота колебаний контура

Катодный провод присоединен между конденсаторами, анод
и сетка подключены к крайним зажимам а и g. Этим дости-
гается необходимый сдвиг фаз между переменными напряже-
ниями на аноде и на сетке.

Напряжение, снимаемое с конденсатора С2,— это напряжение
возбуждения. Коэффициент обратной связи

7 J-

, __Ugm ‘Km<oCz_C\
°бр Um 1 С2

к т oCi

Следовательно, С2 > С\.

Включать сопротивление между сеткой и катодом в этой
схеме обязательно, так как это предотвращает запирание лампы

электронами, попадающи-
ми на сетку и создаю-
щими отрицательный за-
ряд.

Для настройки контура
на заданную частоту слу-
жит вариометр или кон-
денсатор переменной ем-
кости, который можно
включить параллельно

Рис. 409. Схема автогенератора парал-
лельного питания с емкостной обратной
связью

всему емкостному делите-
лю С], С2,

Во всех рассмотреннЫ/Х
выше схемах колебатель-

ный контур автогенератора должен быть связан с нагрузкой —
либо с цепью сетки следующего каскада, либо, в самом простом
случае, с антенной. Сопротивление, вносимое в колебательный
контур нагрузкой, изменяет фазовые соотношения в генераторе,
а следовательно, и частоту генерируемых колебаний. Это большой
недостаток задающих генераторов, особенно вредный в случае
непостоянства параметров нагрузки. Для уменьшения реакции
последующего каскада на возбудитель нужно поставить этот
каскад в буферный режим, т. е. сделать так, чтобы он работал
без токов в цепи управляющей сетки. Но тогда амплитуда воз-
буждающего напряжения и импульсы анодного тока должны
быть малыми, и буферный каскад будет отдавать небольшую
Рис. 410. Схема двухконтурного автогенератора

полезную мощность. Следовательно, общее число каскадов уси-
ления мощности возрастает, что неблагоприятно, особенно для
переносной аппаратуры.

Выгоден с этой точки зрения двухконтурный автогенератор.
На рис. 410 представлена схема двухконтурного автогенератора
на пентоде косвенного накала. Принцип ее работы легче уяснить
из рис. 411, где показаны только цепи переменных токов основ-
ных электродов лампы. Обычная (трехточечная) схема автоге-
нератора с контуром I здесь дополнена контуром II, включен-
ным в цепь анода, причем точка соединения обоих контуров яв-
ляется общей точкой схемы. Оба контура питаются анодным то-
ком. Контур /, с которого снимается напряжение обратной связи
на сетку, называют внутренним контуром, а контур II, связывае-
мый с нагрузкой,— внешним контуром.

Амплитуда переменного анодного напряжения распределяется

между контурами в соответствии с величиной их резонансных

Рис. 411. Упрощенная схема
двухконтурного автогенера-
тора

сопротивлений в цепи анод — катод.
Пропорционально амплитудам на-»
пряжений распределяется и мощ-
ность, развиваемая лампой в анод-
ной цепи. Мощность во внутреннем
контуре расходуется бесполезно; бо-
лее того, назрев деталей этого кон-
тура приводит к изменению установ-
ленной частоты колебаний. Поэтому
внутренний контур желательно свя-
зать с анодной цепью слабо, с ма-
лым значением р; тогда

2> Ipes <^' ^През*
Частота автоколебаний определяется в основном параметрами
внутреннего контура:

Л'2.|/(С+е^)'

Однако расстройка или изменение нагрузки внешнего контура
может оказывать влияние на частоту колебаний. Одна из при-
чин такого влияния — связь между контурами через общий элек-
тронный поток, т. е. через внутреннее сопротивление лампы, и
через емкости Cag и Сак, которые еще могут увеличиваться
емкостями между внешними проводами этих цепей. Другая при-
чина состоит в том, что с изменением амплитуды напряжения на
контуре (при изменении его нагрузки) изменяется ток управляю-
щей сетки, из-за чего нарушается баланс фаз и изменяется ча-
стота автоколебаний. Наконец, возможна и паразитная магнит-
ная связь контуров.

Для уменьшения электронной и емкостной взаимосвязи ме-
жду контурами .в этой схеме целесообразно применить лампу
с экранирующей сеткой (тетрод или пентод). Эта сетка перехва-
тывает силовые линии анода и, будучи по высокой частоте при-
соединена через конденсатор коротким проводом к общему
экрану (а не к катоду), значительно ослабляет емкостную связь
контуров. Этому содействуют внешний металлический экран
лампы и большая величина внутреннего сопротивления ее. Же-
лательно выбирать лампу, которая имеет также малую емкость
Сак (например, пентод 4Ж1Л). Цепь накала, соединенная с ка-
тодом, должна быть относительно экрана под переменным на-
пряжением высокой частоты, а потому ток накала проходит че-
рез дроссели. Третья сетка также присоединяется к общему
экрану, а не к катоду, так как иначе возросла бы емкость, свя-
зывающая оба контура.

Чтобы изменения амплитуды напряжения на внешнем контуре
не отражались на частоте автогенератора, для данной схемы ре-
комендуется недонапряженный режим, при котором ток в цепи
управляющей сетки мал. Но еще лучше внешний контур на-
строить на удвоенную частоту автоколебаний (на вторую гармо-
нику анодного тока). Тогда схема будет выполнять одновре-
менно роль возбудителя колебаний и удвоителя частоты.

Наконец, магнитное взаимодействие контуров устраняется
экранировкой катушки внутреннего контура.

Переменное напряжение, возникающее на конденсаторе С,
между катодом и присоединенными к экрану сетками (экрани-
рующей и защитной), создает переменные токи в цепях этих се-
ток. Значит, переменный ток катода, питающий внутренний кон-
тур, содержит в себе и анодный ток, и токи двух верхних сеток.
Однако анодный ток имеет значительно большую амплитуду,
а потому неправильно считать, что для внутреннего контура
роль анода выполняет только экранирующая сетка: хотя при
разрыве цепи анода колебания во внутреннем контуре могут су-
ществовать, но мощность их окажется значительно меньше, чем
при участии цепи анода.

В диапазонных генераторах оба контура- обычно перестраи-
ваются сопряженно (одной ручкой поворота). На рис. 410 это
показано пунктирной линией, соединяющей стрелки конденсато-
ров переменной емкости. Если схема не удваивает частоту, то
при любом положении ручки управления оба контура оказыва-
ются настроенными на одну и ту же частоту. Если предусмо-
трено удвоение, то при каждом положении ручки управления
внешний контур оказывается настроенным на удвоенную частоту
по сравнению с внутренним. Подогнать сопряжение по частоте
на высшей частоте диапазона можно при помощи небольших
подстроечных конденсаторов, включаемых параллельно основ-
ному конденсатору внешнего контура, а на низшей частоте —
при помощи короткозамкнутого витка, перемещение которого из-
меняет индуктивность катушки внешнего контура. Задача со-
пряжения по частоте и соблюдения условия выгодного режима
в диапазоне частот оказывается тем проще, чем меньше коэффи-
циент диапазона передатчика.

Мы рассматривали схемы автогенераторов высоких частот.
Но в радиоаппаратуре нередко возникает необходимость в гене-
раторах сравнительно низких (звуковых и ультразвуковых) ча-
стот. Такие генераторы нужны, например, в системах радиоте-
леграфной манипуляции мощных передатчиков, в уплотняющей
аппаратуре радиорелейных линий и Др; Для этих целей исполь-
зуются те же схемы, что и для генераторов высоких частот. Од-
нако индуктивности и емкости берутся в соответствии с требуе-
мыми частотами, т. е. большие; очень часто применяются катушки
с ферромагнитными (например, оксиферовыми) сердечниками.

Наконец, существуют разнообразные схемы автогенераторов,
в которых применяются полупроводниковые триоды вместо элек-
тронных ламп. Но в радиопередатчиках такие генераторы еще не
используются ввиду недостаточной Стабильности их частоты.

Автогенераторы сверхвысоких частот

Основными элементами автогенератора являются электронная
лампа и колебательный контур. Рассматривая схемы генерато-
ров высоких частот (длинных, средних й даже коротких волн),
мы могли считать свойства лампы и контура независимыми друг
от друга. На волнах метрового диапазона лампа начинает ока-
зывать заметное влияние на свойства контура. Так, междуэлек-
тродные емкости, включенные параллельно соответствующим
участкам внешних цепей Схемы, могут составить значительную
часть основных емкостей схемы и изменить реактивные сопро-
386
тивления участков контура и частоту его собственных колеба-
ний. Индуктивности выводов электродов лампы и соединитель-
ных проводов составляют на метровых волнах иногда значитель-
ные реактивные сопротивления, нарушающие баланс фаз и вы-
зывающие иногда паразитные связи между внешними цепями.
Входное сопротивление лампы резко уменьшается на сверхвысо-
ких частотах под влиянием индуктивности выводов электродов
лампы и времени пролета электронов, что может значительно
снизить добротность контура, связанного с Лампой. Вследствие
инерции электронов крутизну лампы уже нельзя считать чисто
активной проводимостью, а форма импульса аноднсфо тока уже
не определяется только статическими характеристиками лампы.
Наконец, по-новому приходится заземлять генератор, потому
что при присоединении какого-либо из электродов лампы к кор-
пусу индуктивность заземляющего провода может нарушить ра-
боту схемы; могут также возникнуть паразитные емкости по от-
ношению к корпусу.

Все это накладывает отпечаток на выбор электронных при-
боров, схем и конструкций для генераторов сверхвысоких ча-
стот, и притом для разных диапазонов решение оказывается раз-
личным. Так, на метровых волнах путем уже известных нам из-
менений конструкции лампы (уменьшение расстояний между
электродами, уменьшение индуктивности выводов, дополнитель-
ная экранировка выводов, применение ламп с плоским дном,
стекла и изоляторов высокого качества и т. д.) удается умень-
шить междуэлектродные емкости и входную проводимость, осла-
бить влияние инерции электронов. Пентод как основной тип
лампы в этом диапазоне используется до волны примерно 5 м,
но с несколько худшими показателями он применим до волн
2—3 м.

На дециметровых волнах требуется уже не только электриче-
ское, но и конструктивное согласование лампы с элементами
схемы. Для этого используются триоды с дисковыми выводами
в сочетании с отрезками коаксиальных линий в схеме с общей
сеткой. На волнах же сантиметрового и тем более миллиметро-
вого диапазонов уже нельзя говорить о .лампе и контуре как об
отдельных деталях генератора: электронный прибор и колеба-
тельная система сливаются в единое конструктивное целое, при-
чем работает автогенератор по другому принципу, чем обычные
электронные лампы. К таким приборам относятся, например,
клистроны и магнетроны.

Генераторы метровых волн (особенно волн короче 5 м) имеют
специальные конструкции колебательных контуров. Емкость и
индуктивность их должны быть малыми, а отношение индуктив-
ности к емкости — таким, чтобы резонансное сопротивление

Z = —
^рез
Рис. 412. Схемы автогенераторов ультракоротких волн:
а — действительная; б — полная эквивалентная; в — приведенная к трехточечной

удовлетворяло условию выгодного режима. Иногда для этого
бывает достаточна только емкость между электродами лампы.

Схема генератора, рассчитанного лишь на одну частоту, по-
казана на рис. 412, а. Здесь L — индуктивность катушки контура
(обычно лишь один или малое число витков), LtKp — индуктив-
ность дросселя анодного питания, £др— индуктивность дрос-
селя цепи сетки.

Полная эквивалентная схема генератора по сверхвысокой частоте с уче-
том емкостей между электродами и индуктивностей выводов от каждого
электрода приведена на рис. 412,6. В ней Cag, Сак, CgK — междуэлек-
тродные емкости, La, L& LK — индуктивности выводов соответствующих
электродов, £др — индуктивность сеточного дросселя. Если сопротивление
<о0£Др велико, то цепь в точках включения дросселя можно считать разом-
кнутой для сверхвысокой частоты. Получается эквивалентная схема
(рис. 412,в), в которой контур присоединен к лампе по трехточечной схеме
емкостной связи. Генерируемая частота

/о =

у (L + La + Lg) ICAg +

Сак + CgK

В генераторах метровых волн, охватывающих некоторый диа-
пазон частот, требуется перестраиваемый контур. Для настройки

Рис. 413. Конденсатор, не
имеющий контакта к ротору

применяются переменные конденсато-
ры. Но в данном случае нежелателен
скользящий контакт или контакт с по-
мощью гибкого проводника, так как с
повышением частоты подобные контак-
ты вносят возрастающее непостоянство
параметров контура. Чаще применяет-
ся конденсатор без контакта с ротором
(рис. 413). В конденсаторе имеются
две системы неподвижных пластин,
каждая в виде треугольника, одна из
вершин которого обрезана по окружно-
сти. Системы изолированы одна от
другой и образуют собственно конден-
сатор с малой емкостью. Подвижная
система имеет два «крыла» в виде
круговых секторов, и при горизонталь-
ном положении оси своей симметрии
каждое крыло приобретает наиболь-
шую. емкость по отношению к соответ-
ствующей пластине статора. В целом
здесь получаются два конденсатора,
включенные последовательно и позво-
ляющие изменять общую' емкость без
вывода контакта от ротора.

Примером дальнейшего развития

Рис. 414. Контур-бабочка

конструкции диапазонного контура для генераторов метровых
волн может служить контур-бабочка (рис. 414). Здесь тре-

угольные цластины половин статора соединены параллельными
полукруговыми индуктивностями, отштампованными заодно
с пластинами. Вращение ротора, не требующего контакта,

изменяет одновременно и в одну сторону емкость и индук-
тивность контура, образованного таким способом. Индуктив-

ность уменьшается, когда в магнитном поле индуктивных дуг

оказываются пластины ротора, в которых наводятся вихре-
вые токи, ослабляющие общее магнитное поле. При пово-
роте ротора на 90° частота контура изменяется в 3—4 раза,

причем резонансное сопротивление между точками включения
остается сравнительно постоянным, благодаря чему поддержи-
вается выгодный режим генератора. Соединительные провода
между таким контуром и лампой должны быть короткими. Кон-

Рис. 415. Схема генератора
с самовозбуждением через
емкость Ceg (а) и ее эквива-
лент (0

тур-бабочка применяется на волнах
0,5—3 м.

Нередко скрытые реактивные со-
противления и проводимости генера-
тора вызывают в нем «паразитные»
колебания на частотах, для которых
схема не предназначена (например,
генерация ультракороткой волны в
схеме, рассчитанной на усиление
средних или коротких волн). Схема
паразитной генерации (колебатель-
ный контур и цепь обратной связи)
может б!ыть образована междуэлек-
тродными емкостями, индуктивно-
стями выводов электродов лампы,

индуктивностями проводов и емко-
стями между ними, емкостями дрос-
селей, индуктивностями конденсато-
ров и т- П- Для предотвращения па-
разитных колебаний выбирают наиболее рациональную конструк-
цию генератора или включают «гасящие» сопротивления.

„ Особенно часто самовозбуждение возникает в схемах на
триодах вследствие обратной связи через емкость сетка — анод.
На рис. 415 изображена схема, в цепь сетки которой включен
колебательный контур. Анодная, цепь этой схемы также имеет
свой колебательный контур. Анодный ток через емкость С,г мо-
жет ответвляться в цепь сетки и возбуждать в схеме незатухаю-
щие колебания. Частота этих колебаний окажется ниже соб-
ственной частоты каждого из контуров, если оба контура на-
строены одинаково. Действительно, только когда контур питается
частотой ниже резонансной, он представляет собою индуктивное
сопротивление, так как в этом случае преобладает ток в индук-
тивной ветви. Значит, для пониженной частоты схему рис. 415, а
можно представить эквивалентом рис. 415, б, в котором будет
об1еспечен необходимый сдвиг по фазе в 180° между сеточным
и анодным напряжениями. Колебания происходят в контуре C„g,

Если в таких схемах самовозбуждение является не паразит-
ным, а желательным процессом, то в цепь сетки вместо контура

Рис. 416. Схема двухтактного
автогенератора с индуктивной об-
ратной связью

достаточно включить только ка-
тушку.

Иногда генераторы метровых
волн работают на симметричные
антенны. В таких случаях и
для автогенератора целесообраз-
на двухтактная схема (рис. 416).
Здесь катушки анодной и сеточ-
ной цепей составлены каждая из
одного полувитка и связаны ме-
жду собою. Емкость колебатель-
ного контура образована распре-
деленной емкостью полувитка. и
междуэлектродными емкостями
лампы. Для настройки на разные

частоты между концами анодного полувитка можно включить
конденсатор.

Генераторы дециметровых волн выполняются преимуществен-
но на лампах с дисковыми выводами. Колебательными систе-
мами в них служат отрезки коаксиальных линий. Сочетания
дисковой лампы с коаксиальными линиями были показаны на
рис. 320 и 399. Но нам необходимо рассмотреть внешние соеди-
нения, превращающие такое сочетание лампы и линий в автоге-
нератор. Примерная схема для маячковой лампы приведена на
рис. 417, а, а ее эквивалент — на рис. 417,6.

Здесь имеются два контура-линии (Ki и Кг), включенные
в сеточную и анодную цепи. Энергия подается к потребителю
через виток связи W. Контур-линия Ki образуется из коаксиаль-
ных труб 7\ и 7*2, замыкае-
мых в верхней части подвиж-
ным поршнем настройки 77ь
Контур-линия К2 образуется
из труб Т2 и Гз и поршня ТУг-
Роль дросселя параллельно-
го анодного питания выпол-
няет коаксиальный резона-
тор Кз, составленный из тру-
бы 7з и стержня С, продол-
жающего вывод от анода.
Роль конденсатора Cg вы-
полняет емкость между ка-
тодом и нижним металличе-
ским цилиндром Ц, располо-
женным между цоколем ма-
ячковой лампы и сеточным
диском. Для обратной связи
между контурами К\ и К2
имеется окно в стенке тру-
бы Т3, через которое проис-
ходит обмен электромагнит-
ной энергией; можно услов-
но изобразить этот путь об-

ратной связи в виде емко-
сти Со. Конденсатор Сиз в
действительности представ-
ляет собой емкость изолято-
ра между выводом анода и
торцом трубы Гз. Обычно
оба поршня перемещаются
механически с помощью об-
щего органа настройки.

Для выполнения условия
баланса фаз контур К2 дол-
жен быть настроен на часто-
ту, несколько б1олее высокую,
чем частота генерируемых
колебаний, а контур К\ —
на более низкую частоту.
Тогда анодно-сеточный кон-
тур получается эквивалент-
ным индуктивности £э, а се-
точно-катодный контур —
емкости Сэ (рис. 418), ве-

Рис* 417. Автогенератор на триоде маяч-
кового типа:

а — конструктивная схема; б — эквивалентная
схема

личины которых зависят от положений поршней. Общий коле-
бательный контур автогенератора образован элементами Со,
Св и L9. Значит, сеточно-катодная короткозамкнутая линия дол-
Рис. 418. Состав общей коле-
бательной системы автогене-
ратора дециметровых волн

жна быть длиннее четверти дли*
ны волны, чтобы входное сопро-
тивление этой линии было емкост-
ным. Изменяя положение поршня
в этой линии, мы будем регулиро-
вать величину С9, т. е. выбирать
степень обратной связи, сравни-
тельно мало влияя на частоту коле-
баний, так как Со <^С3. Анодно-
сеточная коаксиальная линия дол-
жна быть короче четверти длины ге-
нерируемой волны, чтобы ее входное

сопротивление оказалось индуктивным. При перемещении порш-
ня этой линии изменяется индуктивность La и устанавливается

генерируемая частота.

Генераторы сантиметровых волн конструктивно сочета4от

в ce6te объемные резонаторы и электронные лампы. К таким при-

борам относятся, например, клистрон и магнетрон.

Клистрон — электронный прибор, работающий на сверхвысо-

ких частотах. В нем постоянный ток пре-
образуется в переменный вследствие пе-
риодического изменения плотности пото-
ка электронов в вакууме.

Объемный резонатор клистрона обыч-
но представляет собой цилиндр ,с дном,
вдавленным внутрь на конус (рис. 419).
В крышке и дне сделаны централь-
ные отверстия, сквозь которые мо-
гут пролетать электроны. Эти отверстия

затянуты металлическими решетками, что-
бы внутри резонатора сохранялся замк-
нутый объем для электромагнитных коле-
баний. При полете группы электронов
сквозь решетки возникает затухающий
колебательный процесс внутри полости

резонатора.

Известны два основных типа клистро-
нов: прямопролетные и отражательные.
Прямопролетные клистроны могут слу-
жить автогенераторами, усилителями и
умножителями в передатчиках, а отража-
тельные клистроны — автогенераторами
небольшой мощности в передатчиках и
особенно гетеродинами в приемниках.

Прямопролетный клистрон в схеме ав-
тогенератора представлен на рис. 420. Это

Рис. 419. Резонатор для
клистрона

не единственно возможная его конструк-
ция. Левая часть, окруженная стеклом,
содержит обычную электронную пушку, т. е. подогревный оксид-
ный катод К и управляющий электрод g. Создаваемый и фоку-
сируемый электронной пушкой поток электронов ускоряется да-
лее положительным напряжением, приложенным к полым резо-
наторам 1 и 2, сваренным со стеклом, и поступает к собиратель-
ному электроду СЭ. Электроны приобретают полное ускорение,
•пролетая сквозь левую сетку резонатора /, а дальше должны
были бы иметь постоянную скорость и постоянную плотность по-
тока, пролетая сквозь правую сетку резонатора 1 и обе сетки ре-
зонатора 2 и падая на поверхность собирательного электрода.

Но предположим, что в резонаторе 1 под влиянием какого-
либо импульса возник колебательный процесс на собственной
частоте этого резонатора. Тогда между его сетками создается
переменное электрическое поле продольного направления (см.,
например, рис. 104—106). Для электронов, пролетающих сквозь
резонатор, оно оказывается то ускоряющим, то тормозящим.
Вследствие этого электроны группируются в пространстве между
резонаторами 1 и 2, причем плотность их потока получается пе-
ременной, а значит, возникает переменная составляющая элек-
тронного тока в этом пространстве. Электронные группы проле-
тают сквозь сетки резонатора 2 и наводят между ними перемен-
ное напряжение.

Резонатор 2 настроен на частоту первой гармоники электрон-
ного тока. Расстояние между электродами и напряжение ЕЛ
подбираются так, чтобы электрическое поле, наведенное между
сетками резонатора 2, имело такую фазировку, при которой
центр электронной группы пролетает сквозь этот резонатор при
максимальном тормозящем поле в нем. Этим достигается пере-
дача,, колебательной энергии электронного потока полю резона-
тора/ Мощность в резонаторе 2 превышает мощность, затрачен-
ную на процесс группирования в резонаторе 1, т. е. происходит
усиление мощности. Далее электроны, отдавшие энергию, па-
дают на собирательный электрод, не совершая в его цепи полез-
ной работы.

В клистроне-автогенераторе колебания резонатора 1 поддер-
живаются путем подачи обратной связи через коаксиальный ка-
бель с петлеобразными концами центрального провода (О. св.).
Мощность резонатора 2 отбирается в полезную нагрузку (напри-
мер, в антенну передатчика) через петлю связи (выход).

Если прямопролетный клистрон предназначен работать в роли
усилителя, то в резонатор 1 вместо обратной связи вводится
петля связи от возбудителя колебаний (или, в приемниках,— от
приемной антенны).

Иногда в усилительных клистронах включают три резонатора, из кото-
рых средний не имеет самостоятельного ввода и вывода энергии и играет
роль одновременно выходного резонатора первого каскада усиления и вход-
ного резонатора второго каскада усиления. Возможна настройка резона-
тора 2 на одну из высших гармоник электронного тока с целью умножения
Частоты. Мощные усилительные клистроны могут иметь до б резонаторов.
К. п. д. двухрезонаторного прямопролетного клистрона достигает 30%
и более. В сравнении с триодом клистрон имеет следующие преимущества:
по принципу работы период колебательного процесса может быть соизмерим
с временем пролета электронов, а индуктивности выводов и емкости между
электродами не ухудшают режима работы лампы.

Прямопролетные клистроны применяются в радиопередатчиках сантиме-
тровых волн и в измерительной технике. Работают они как в режиме непре-
рывных колебаний, так и в импульсном. Мощности передающих клистро-
нов — от единиц ватт до единиц киловатт в непрерывном режиме работы.
Применение прямопролетных клистронов в радиоприемниках ограничено;
в качестве усилителей с. в. ч. в приемниках успешнее работают лампы
с бегущей волной.

Рис. 420. Прямопролетный клистрон
в схеме автогенератора

Рис. 421. Отражательный клистрон
в схеме автогенератора

Отражательный клистрон в схеме автогенератора изображен
на рис. 421. В нем имеются обычная электронная пушка (Э. 77.)',
резонатор с петлеобразным выходом, электрод О, имеющий от-
рицательный потенциал по отношению к катоду. Металлический
резонатор выходит за пределы стеклянного баллона, будучи сва-
рен с ним, либо помещается внутри баллона. От выхода элек-
тронной пушки сквозь сетки резонатора показан линией со стрел-
ками возможный путь электрона.

Отражательный клистрон работает только в режиме само-
возбуждения. Каждый электрон пролетает сквозь сетки резона-
тора дважды — в прямом и обратном направлениях. При первом
пролете электронов между сетками изменяются скорости элек-
тронов (иногда этот процесс называют модуляцией по скорости).
В пространстве между второй сеткой резонатора и отражателем
электроны группируются вокруг тех из них, которые пролетают
промежуток резонатора в момент перехода фазы электрического
продольного поля через нуль, т. е. от ускоряющего к тормозя-
394
щему значению. Группировка совершается благодаря тому, что
ускоренные электроны могут догнать электроны, имеющие сред-
нюю скорость; замедленные же электроны догоняются в свою
очередь электронами, имеющими среднюю скорость.

Под действием отражателя электронные группы возвращаются
назад и пролетают сквозь резонатор. Выбрав постоянное напря-
жение отражателя, можно установить определенную фазу про-
лета отраженных групп в резонаторе. Оптимальное значение фазы
таково, чтобы центры групп электронов пролетали обратно через
резонатор в моменты максимального тормозящего поля его соб-
ственных колебаний. Оптимальное время от момента вылета
центра электронной группы из резонатора до момента возвраще-
ния его составляет (п + Т, где Т — период колебания в ре-
зонаторе, п— 1, 2, 3 ... Группы, возвращающиеся внутрь резо-
натора, отдают его полю свою энергию и поддерживают коле-
бания в нем.

При небольших отклонениях напряжения отражателя от оп-
тимальной величины мощность автоколебаний падает, а частота

несколько отклоняется от собственного (среднего) значения. Эти

зависимости показаны на рис. 422 для
Очень часто пользуются регулировкой
отражательного напряжения клистрона
для перестройки частоты его колебаний
(в пределах нескольких мегагерц на сан-
тиметровых волнах).

Рис. 423. Отража-
тельный клистрон
на волну в 1 см

д/ л/ д/

Рис. 422. Зависимость мощности
и ухода частоты колебаний от на-
пряжения на отражательном элек-
троде

Кроме стеклянных клистронов, в которых стекло сварено
с металлом резонаторов, встречаются цельнометаллические кли-
строны (на самые короткие волны сантиметрового диапазона).
В них резонатор целиком расположен внутри баллона в вакууме
(рис. 423) и может настраиваться регулировкой зазоров между
его стенками. Воздействие на гибкие стенки резонатора иногда
осуществляется механически, иногда — с помощью тепловой де-
формации специальных деталей, нагреваемых током. Для под-
держания постоянства частоты и мощности автоколебаний кли-
строн требует стабильного напряжения источников питания.

Магнетрон — электронный прибор сантиметровых и мил-
лиметровых волн, предназначенный преимущественно для гене-
рации мощных автоколебаний в радиолокационных передатчи-
ках. Взаимодействие электронов с переменным электрическим
полем происходит в пространстве магнетрона, где имеются пер-
пендикулярные друг другу постоянные электрическое и магнит-
ное поля (название «магнетрон» свидетельствует об электронных
процессах при наличии магнитного поля).

Прежде чем изучать работу магнетрона, напомним о влиянии магнит-
ного поля на движение электронов в простейшем приборе — диоде. На
рис. 424 показан диод в стеклянном баллоне, имеющий цилиндрический
анод и коаксиальный с ним катод. Диод находится между полюсами по-
стоянного магнита, поле которого направлено параллельно катоду, т. е. пер-
пендикулярно электрическому полю между анодом и катодом. Под дей-
ствием электрического поля электроны должны двигаться от катода к аноду
по радиусам последнего (рис. 425, а). Однако магнитное поле (не показан-
ное на рисунке) искривляет пути электронов. Мы уже знаем, что движу-
щийся электрон представляет собою элементарный электрический ток и что
взаимодействие между ним и магнитным полем проявляется в виде меха-

Рис. 424. Цилиндрический диод в продольном
магнитном поле

нической силы, направление которой определяется правилом левой руки.
Эта сила, перпендикулярная к путям движения электронов, и искривляет их
траектории. Радиус окружности «завихрения» электрона тем меньше, чем
сильнее магнитное поле Н и чем слабее электрическое поле £, создаваемое
постоянным анодным напряжением.

На рис. 425, б представлен случай сравнительно слабого магнитного
поля; пути электронов искривляются/но все электроны, как и на рис. 425, а,
попадают на анод. Повышая напряженность магнитного поля, можно до-
стигнуть ее «критического» значения для данной схемы. При таком зна-
чении напряженности поля Нкр траектории электронов становятся каса-
тельными к поверхности анода (рис. 425, в).
Рис. 425. Искажение траекторий
электронов магнитным полем

При дальнейшем увеличении Н
пути электронов искривляются на-
столько, что электроны, не долетев
до анода, возвращаются к катоду,
вследствие чего анодный ток пре-
кращается (рис. 425, г).

Электроны, падающие на анод,
способны лишь создать постоянный
ток в цепи и повысить его темпе-
ратуру. Электроны, возвращающиеся
на катод, имея высокие скорости,
могут нагреть катод дополнительно,
повысить его эмиссию и при некото-
рых условиях вызвать вторичную
эмиссию.

Анод современного магне-
трона (так называемого много-
резонаторного магнетрона) су-
щественно отличен от анода
простого диода, а траектории
электронов отличаются от по-
казанных на рис. 425. Многоре-
зонаторный магнетрон состоит

из трех основных частей: катода, анодного блока и устройства
для вывода энергии. Кроме того, в его состав входит внешняя
магнитная система, подобная изображенной на рис. 424.

Рис. 426. Многорезонаторный магнетрон:
а — внешний вид (без магнитов); б — разрез; в ~ детали
вает высокую плотность

Рис. 427. Магнитное и элек-
трическое поля в резонаторе
магнетрона

крыты металлическими

Внешний вид одного из типов магнетрона и его внутреннее
устройство показаны на рис. 426. Катод (оксидный, а иногда и
вторично эмитирующий) имеет большую поверхность, обеспечи-
тока эмиссии и расположен строго коак-
сиально аноду. Цельнометаллический
(например, медный) цилиндр анода
представляет собою систему объемных
резонаторов, выполненных в виде по-
лостей в толстостенном цилиндре. Фор-
мы резонаторных полостей могут быть
различными. На рис. 426 представлен
простой пример — резонаторы в виде
цилиндрических отверстий со щелевы-
ми прорезями от каждого из них в
центральное пространство анода. Число
полостей-резонаторов бывает четным:
6—40.

В одном из резонаторов располо-
жена петля связи для выхода коле-
бательной энергии через коаксиальный
кабель к нагрузке (например, к антен-
не). Торцовые стороны магнетрона за-
стенками, а иногда и непосредственно

впаянными наконечниками полюсов магнита. Выводы проходят
через стеклянные баллоны, приваренные к аноду, внутри кото-
рого поддерживается вакуум. Анод может иметь снаружи охла-
ждающие ребра.

Автоколебания в магнетроне происходят следующим образом.
Предположим, что по какой-то причине в одном из резонаторов
возникли колебания. Полость резонатора подобна витку катушки,
а щель, ведущая во внутреннее пространство, подобна емкости.
Следовательно, в полости сосредоточено преимущественно маг-
нитное поле собственных колебаний, а в щели — электрическое
поле. На рис. 427 сплошными линиями показано электрическое
поле в некоторый момент, пунктирными — магнитное. Магнит-
ное поле связывает данный резонатор с соседними, возбуждая и
в них колебания. Электрическое поле рассеивается частично во
внутреннее пространство анода, называемое пространством вза-
имодействия поля с электронами.

Итак, колебания, возникшие в одном из резонаторов, распро-
страняются на весь многорезонаторный блок, и в пространстве
взаимодействия образуются переменные электрические поля, на-
правления которых у соседних щелей чередуются. Мгновенные
потенциалы и токи резонаторов показаны на рис. 426, б, а мгно-
венная картина электрических полей — на рис. 428.

Постоянное напряжение между анодом и катодом придает
электронам, эмитируемым с катода, необходимые скорость и
энергию. Постоянное магнитное поле, направленное параллельно
оси магнетрона, искривляет траектории электронов и вблизи от
внутренней поверхности анодного блока заставляет электроны
двигаться вдоль нее. Здесь электроны взаимодействуют с пере-

менным электрическим полем резона-
торов.

Электроны, летящие от катода к
аноду, образуют вращающееся вокруг
катода электронное «облако» неравно-
мерной плотности. Там, где электриче-
ское поле резонаторов тормозит дви-
жение электронов, возникают сгуще-
ния их (как б'ы «спицы электронного
облака»). Число «спиц» равно числу
стоячих волн, образуемых по окружно-
сти анода колебаниями резонаторов.
Нормально это число вдвое меньше

Рис. 428. Мгновенная кар»

числа резонаторов анодного б1лока тина электрического поля
(сдвиг в 180° между колебаниями со- в магнетР°не
седйих резонаторов). Для повышения

устойчивости нормального режима выступы резонаторов соеди-
няются через один короткими проводниками — «связками». Сле-
довательно, соединяются выступы тех резонаторов, где напряже-
ние изменяется в одинаковой фазе.

Тормозящиеся электроны отдают основную часть своей энер-
гии электрическому полю резонаторов и тем поддерживают в маг-
нетроне режим незатухающих колебаний. Отбор энергии к на-
грузке совершается от всех резонаторов, так как резонатор, в ко-
тором помещен виток выхода, связан с другими.

Итак, сущность работы магнетрона состоит в синхронном
вращении электронного «облака» и в отдаче энергии электронов
тормозящему полю.

К. п. д. магнетронов достигает 30—65%, а мощность — не-
скольких киловатт в непрерывном режиме работы и нескольких
мегаватт в импульсном режиме работы.

18. СТАБИЛИЗАЦИЯ ЧАСТОТЫ

О допустимых отклонениях частоты в радиосвязи

Частота, «а которой радиопередатчик излучает сигналы (или
так называемая несущая частота передатчика), и частота, на ко-
торую настроен радиоприемник, должны устанавливаться и под-
держиваться в процессе радиосвязи с высокой степенью точно-
сти. Это требование (одно из важнейших в радиосвязи) опреде-
ляется следующим.
Во-первых, для мобильности связи, т. е. быстрого обеспече-
ния информацией всех заинтересованных инстанций, необходимо
беспоисковое вхождение в связь, когда первый же сигнал, по-
сланный передатчиком, воспринимается и доводится до коррес-
пондента. Если частота установлена неточно, то приходится пе-
рестраивать приемник около заданного значения частоты и тем
самым увеличивать время посылки позывных сигналов.

Во-вторых, для мобильности связи необходимо отсутствие пе-
рерывов приема, которые вызываются изменением (уходом) ча-
стоты передатчика или приемника и вынуждают прибегать
к подстройке приемника для восстановления нарушенной работы.
Иначе говоря, требуется бесподстроечное поддержание установ-
ленной связи.

В-третьих, для повышения эффективности связи необходима
работа без взаимных помех, для чего каждой радиостанции на-
значается своя частота. При этом нужно учитывать, что откло-
нение в каком-либо передатчике излучаемой частоты от назна-
ченной угрожает помехами для других радиосвязей.

Такое отклонение может быть вызвано либо неточностью
установки частоты, либо ее нестабильностью (неустойчивостью),
уходом от первоначально установленной. Допустимое отклонение
определяется суммарным значением возможной неточности уста-
новки и возможного ухода частоты. Строгость допусков зависит
от класса радиостанции и диапазона ее частот.

Эти нормы могут оцениваться или абсолютным отклонением
частоты, т. е. разностью Между фактическим и заданным значе-
ниями

или же относительным отклонением частоты, т. е. отношением
этой разности к номинальной частоте:

причем последняя величина обычно составляет доли процента.
Если допустить одинаковую норму абсолютного отклонения для
радиостанций длинных и коротких волн, io, естественно, относи-
тельное отклонение для коротких волн окажется меньше, т. е.
поддерживать частоту в пределах нормы будет труднее.

Приведем некоторые примеры норм допустимых отклонений
частоты, установленных международным регламентом радио-
связи в 1947 г., а также норм, рекомендованных в 1956 г. Меж-
дународным консультативным комитетом радиосвязи на пер-
спективную технику.
Диапазон частот и класс ’ . передатчика Допустимые отклонения частоты
1947 г. 1956 г.
А. 10—1600 кгц Радиовещательные станции 20 гц 10 гц
Подвижные станции . . . 0,05%
Б. 1600—4000 кгц Радиовещательные станции 0,005% 0,0015%
Подвижные станции . . . 0,02%
В. 4—100 Мгц Радиовещательные станции 0,003% 0,002%
Подвижные станции . . . 0,02% 0,005—0,02%
Г. 100-500 Мгц Радиовещательные станции 0,003% 0,002%
Подвижные станции . . . 0,01% 0,005—0,01%

Так, например, подвижная радиостанция с номинальной ча-
стотой 2 Мгц может иметь по нормам 1947 г. отклонение Д/ =

2-106-0,005 . АА

=-----кхГ—=100 гц, а подвижная радиостанция с номиналь-

ной частотой 100 Мгц —отклонение Д/ = =10 000 гц.

Решающую роль в отклонении частоты передатчика от номи-
нала играет отклонение частоты контура его задающего генера-
тора, т. е. отклонение величин емкости и индуктивности контура.

Если номинальная частота колебаний
f — 1

70 2icJ/ZC’

то при случайном изменении емкости на ДС и индуктивности
ла AL частота окажется равной

/о + Д/— 2к y(L + д£) (С + ДС) •

Разделив последнее равенство на предыдущее, найдем
i I У^______ /1 + АМ"^ (1

1 + /о утттйус + ьс L)

Пользуясь формулой бинома Ньютона

(1 + Х)п = 1. + пх + х*+ .,.
и пренебрегая слагаемыми, содержащими малые величины —
и В степенях выше первой, а также произведениями малых
величин, найдем

д/ _ _ ы. _&с
f0 ~ 2L 2С •

Знак минуб указывает на то, что с увеличением индуктивно-
сти или емкости частота автоколебаний уменьшается. Множи-
тель 'Л свидетельствует об обратной пропорциональности частоты
квадратному корню из емкости и индуктивности.

Величины индуктивности и емкости контура включают в себя
индуктивность и емкость монтажных проводов, междуэлектрод-
ные емкости лампы и другие дополнительные величины. Из вы-
веденной формулы очевидно, что суммарное отклонение пара-
метров контура должно быть не больше допустимого отклонения
частоты от номинала.

Стабилизация частоты в генераторах плавного диапазона

Рассмотрим кратко важнейшие причины, вызывающие откло-
нение частоты автогенератора, и меры уменьшения этого откло-
нения, т. е. меры стабилизации частоты.

В подвижных радиостанциях следует считаться с механиче-
скими воздействиями — ударами и вибрациями, которые спо-
собны изменить строение, размеры или взаимное расположение
деталей (главным образом деталей задающего генератора),опре-
деляющих частоту либо оказывающих на нее косвенное влияние.

Для уменьшения влияния механических воздействий должны
быть прочными основные элементы колебательного контура —
конденсатор и катушка. Далее, требуется жесткий монтаж авто-
генератора при помощи коротких проводов, расположенных воз-
можно дальше от экранов. Затем необходимы вибростойкая кон-
струкция лампы автогенератора и надежная фиксация ее в ме-
сте установки. Наконец, сама конструкция радиостанции должна
быть жесткой, чему способствуют литые блоки и каркасы. Аппа-
ратура, работающая в машинах при их движении, требует амор-
тизирующих креплений с помощью резиновых, металлических
пружинных или сетчатых опор.

Устойчивость частоты при механический воздействиях прове-
ряется путем испытаний аппаратуры на ударных и вибрацион-
ных стендах.

Очень важна задача уменьшения нестабильности частоты,
возникающей при изменениях температуры. В задающем генера-
торе температура может изменяться или вследствие изменений
температуры окружающей среды, или из-за нагревания лампы
и деталей после включения радиостанции,
402
Рассмотрим сначала влияние температуры среды. Подвиж-
ные радиостанции должны сохранять номинальную частоту с до-
пустимыми отклонениями в широком интервале температур — от
тропической до полярной. При колебаниях температуры изменя-
ются линейные размеры деталей, в том числе конденсатора и ка-
тушки задающего генератора. Одновременно происходит измене-
ние диэлектрической проницаемости изоляционных материалов и
сопротивления проводов.

Для характеристики степени изменения емкости, индуктивно-
сти и частоты с температурой вводятся понятия о температурных
коэффициентах. Температурным коэффициентом индуктивности
(ТКИ) катушки называют дробь, показывающую, на какую долю
изменится индуктивность при изменении температуры катушки
на один градус:

— SL
ас ~ /.дг0 •

Пример. Индуктивность катушки L = 100 мкгн, ее температурный коэф-
фициент а£=20-10—6. Определить изменение индуктивности в интервале
температур от —20 до +30°.

Решение.

Д£ = а,£Д7’°=20-10—М00-50 = 0,1 мкгн.

Температурный коэффициент емкости (ТКЕ) имеет такой же
физический смысл и выражается величиной

_ 4С
“с—сдг° ’

а температурный коэффициент частоты (ТКЧ) — величиной

« - *

Из предыдущего раздела легко установить, что

1 ( . ч
«/ = —у («д +«с),

т. е. что температурный коэффициент частоты можно уменьшить
или уменьшением температурных коэффициентов емкости и ин-
дуктивности, или же их взаимной компенсацией (при разных
знаках их). Первый путь — это основной путь стабилизации ча-
стоты, а второй — дополнительный, но также имеющий большое
значение.

Напомним, что уменьшение ТКИ и ТКЕ достигается рацио-
нальным конструированием катушек и конденсаторов, правиль-
ным выбором материалов для них. Лучшие типы катушек вы-
полняются способом вжигания; лучшие типы конденсаторов по-
лучаются путем фрезерования из латуни, алюминия и особенно
из инвара; лучшими сортами твердого диэлектрика нужно счи-
тать радиокерамику и особенно плавленый кварц.

Задача. Катушка контура имеет индуктивность L — 10 мкгн и ТКИ
а£ = +7-10"в, а конденсатор — емкость С =100 пф и ТКЕ <хс=+6-10—в.
Определить абсолютное и относительное изменение частоты контура при
изменении температуры от —40 до +40° С.

Весьма важное достоинство хороших катушек и конденсато-
ров — цикличность изменений их емкости и индуктивности при

Рис. 429. Схема термо-
компенсации путем па-
раллельного подключе-
ния тикондового конден-
сатора

изменениях температуры. Желательно,
чтобы нагретые катушки и конденсаторы
после охлаждения вновь приобретали те
же значения L и С, которые они имели до
начала цикла изменения температуры.
Цикличность достигается рациональным
выбором как конструкции (не дающей
после нагрева остаточных деформаций),
так и диэлектрика (не дающего остаточ-
ных изменений диэлектрической прони-
цаемости).

метод термокомпенсации. Конденсаторы

Теперь рассмотрим

с диэлектриком из тиконда и некоторых его разновидностей об-

ладают отрицательным температурным коэффициентом емкости.
Это значит, что с повышением температуры диэлектрическая про-
ницаемость тиконда уменьшается. Тикондовый конденсатор
можно присоединить, например, параллельно основному конден-
сатору контура (рис. 429). Об1щий температурный коэффициент
двух конденсаторов — воздушного и тикондового — определится
соотношением

_ _аС1С1~аС,С'
“с- С, + С3

Величину С2 нужно выбрать так, чтобы при данном значе-
нии Ci и данной катушке достигалось условие компенсации

ас = —ад-

Тогда изменение температуры не повлияет на частоту кон-
тура, т. е. ТКЧ будет равен нулю.

Однако если емкость Ci переменна, то во всем диапазоне ее
значений условие полной компенсации не будет выполняться.
Поэтому целесообразно осуществлять полную компенсацию при
некотором промежуточном значении емкости С\, чтобы на край-
них частотах диапазона температурные коэффициенты частоты
были равны и противоположны по знаку:

а/макс==

Применяются и белее сложные схемы термокомпенсации кон-
туров автогенераторов — с последовательным и параллельным
404
Рис. 430. Кривая выбега ча-
стоты автогенератора

включением тикондовых конденсаторов по отношению к основ-
ному.

Нагревание лампы и деталей автогенератора после его вклю-
чения приводит к изменению («выбегу») частоты колебаний, осо-
бенно в первые 15—20 мин. работы. Причиной выбега бывает
увеличение междуэлектродных емко-
стей лампы или емкости и индуктив-
ности контура. Зависимость измене-
ний частоты автогенератора от вре-
мени после включения (кривая вы-
бега) показана на рис. 430. Очевид-
но, что с нагреванием частота не-
скомпенсированного контура умень-
шается. Термокомпенсация выбега
частоты затруднительна, так как
лампа нагревается быстрее, чем ком-
пенсирующий конденсатор.

Основное средство уменьшения выбега частоты — выбор воз-
можно меньших связей между лампой и контуром автогенера-
тора (лишь бы поддерживались колебания). Тогда добавочная
емкость, вносимая в контур лампой, имеет дробный множи-
тель р2 (где р — соответствующий коэффициент включения) и
меньше влияет на общий ТКЕ контура.

Отсюда вытекает еще два существенных практических вы-
вода. Во-первых, задающий генератор должен быть маломощ-
ным^ мало повышающим температуру (а в особо ответственных
случаях должен помещаться в термостат). Во-вторых, выгодно,
чтобы частота задающего генератора была достаточно низкой и
затем умножалась (если это необходимо) в усилительных каска-
дах: тогда емкость основного высококачественного конденсатора
контура будет значительно больше низкокачественной дополни-
тельной емкости, вносимой лампой, и общий ТКЕ окажется малым.

На чайоту автогенератора влияет также изменение влаж-
ности и атмосферного давления. При сильной влажности на по-
верхности пластин воздушного конденсатора осаждается водя-
ная пленка, увеличивающая емкость; увеличивается и диэлек-
трическая проницаемость воздуха. Влажность влияет на диэлек-
трическую проницаемость гигроскопичных изоляционных мате-
риалов, особенно при высоких температурах.

Изменение атмосферного давления тоже влияет на величину
емкости вследствие изменения диэлектрической проницаемости
воздуха. Это особенно существенно для самолетной радиоаппара-
туры: при подъеме самолета одновременно изменяются и тем-
пература, и влажность, и давление.

Борьба с влиянием изменений влажности и атмосферного
давления чаще всего сводится к применению керамических кон-
денсаторов вместо воздушных при настройке контура вариоме-
троМ/ и к вакуумплотней герметизаций деталей задающего гене-
ратора (иногда с применением химических влагопоглощающих
веществ внутри экрана). Еще лучше поместить задающий гене-
ратор в термостат, имеющий постоянное давление, минимальную
влажность и автоматически поддерживаемую постоянную темпе-
ратуру, немного превышающую наивысшую возможную темпера-
туру окружающей среды (например, +50° + 0—2°).

Далее, на частоту автогенератора влияют изменения питаю-
щих напряжений. Это влияние особенно существенно в автогене-
раторах дециметровых и сантиметровых волн. Оно объясняется
тем, что в зависимости от постоянных напряжений на электро-
дах меняются концентрация и объем пространственного заряда,
что равноценно изменению междуэлектродных емкостей лампы.
Кроме того, на условие баланса фаз сеточного и анодного пере-
менных напряжений, определяющее частоту автоколебаний,
влияют высшие гармоники анодного тока, амплитуды и фазы
которых зависят от нелинейности рабочего участка характерй-
стики анодного тока; нелинейность же рабочего участка в свою
очередь определяется питающими напряжениями. Наконец, на
частоту колебаний оказывает влияние среднее значение входного
сопротивления цепи сетки, которое в свою очередь зависит от ве-
личин питающих напряжений. Практика показывает, что измене-
ние напряжения на одном из электродов лампы на +20%
в обычном автогенераторе вызывает изменение частоты прибли-
зительно на 0,01%.

Какими же мерами ослабляется это влияние? Во-первых, по-
скольку оно осуществляется через лампу, выгодно иметь мини-
мальные связи контура автогенератора с лампой. Затем, важно
поддерживать режим автоколебаний с малым и стабильным то-
ком сетки, что достигается минимальной необходимой величиной
обратной связи и подбором сопротивления автоматического сме-
щения (по возможности большой величины). Выбор сопротивле-
ния автоматического смещения, а также сеточного конденсатора
и других деталей (параметров) схемы, уменьшающих вредные
влияния на частоту, называют параметрической стабилизацией
частоты. Высокая добротность колебательного контура сущест-
венна для параметрической стабилизации, так как в этом слу-
чае небольшое отклонение частоты вызывает резкое изменение
фазы колебаний.

Но наиболее радикальным средством поддержания постоян-
ства частоты автогенератора нужно считать стабилизацию вели-
чин питающих напряжений. Ток накала может стабилизиро-
ваться бареттером, а питающие напряжения для цепей анода и
экранирующей сетки — ионными, феррорезонансными или иными
стабилизаторами.

Наконец, на частоту задающего генератора влияют измене-
ния его нагрузки. Для каждого каскада нагрузкой служит вход-
ное сопротивление последующего каскада (обычно содержащее
406
емкость и активное сопротивление); оно влияет на процесс само-
возбуждения и, в частности, на частоту автоколебаний. Физи-
чески нагрузка определяется током сетки следующего каскада.
Кроме того, последующий каскад может оказывать влияние на
предыдущий и через проходную емкость лампы.

Для уменьшения этих влияний усилительный каскад, следую-
щий за автогенератором, нередко ставится в буферный режим,
т. е. в режим работы без токов в цепи управляющей сетки. При
этом буферный каскад дает неполную мощность, а потому общее
число каскадов передатчика увеличивается. Если такая мера не-
допустима для подвижных радиостанций, то возбудитель реко-
мендуется выполнять по двухконтурной схеме, при которой
нагрузка внешнего контура мало влияет на частоту автоколеба-
ний схемы с внутренним контуром (см. рис. 411). Необходимо
также тщательно экранировать все детали возбудителя от маг-
нитных и электрических полей последующих каскадов. Весьма
выгодно и умножение частоты. В провода питания нередко вклю-
чают также развязывающие фильтры.

Остановимся кратко на способах повышения точности уста-
новки частоты. Частоту передатчика можно установить либо по
эталону частоты, т. е. постороннему источнику стабильной ча-
стоты заданного значения, либо по градуированным шкалам
(или, как разновидность, по градуировочным таблицам). Поня-
тие об эталоне частоты будет дано ниже. Погрешность установки
частоты передатчика по эталону определяется неточностью ча-
стоты самого эталона по сравнению с номиналом и неточностью
совмещения рабочей частоты передатчика с частотой эталона.

В передатчиках плавного диапазона с параметрической ста-
билизацией используется преимущественно шкала, отградуиро-
ванная в частотах при помощи эталонов. Следовательно, в этом
случае погрешность определяется неточностью градуировки
шкалы и неточностью установки по шкале.

Для изменения частоты возбудителя изменяется либо емкость
контура, либо его индуктивность. На оси конденсатора или ва-
риометра закреплен указатель, который совмещается с заданным
делением на неподвижной шкале. Иногда шкала с делениями
вращается вместе с осью конденсатора или вариометра, а указа-
тель остается неподвижным.

В прежней радиоаппаратуре были распространены шкалы от-
крытого типа, закрепленные на передней панели. Частота не-
редко устанавливалась подвижным визиром. В современной ап-
паратуре чаще встречаются шкалы закрытого типа. В них можно
наблюдать лишь небольшой участок вращаемой шкалы сквозь
окно, в середине которого находится неподвижный визир. Для
повышения точности отсчета по шкале широко применяются
оптические увеличители — от обычных линз до сложной проек-
ционной оптики,
Погрешность установки частоты тем меньше, чем меньше
плотность шкалы, т. е. число килогерц на один миллиметр длины
шкалы

Д [кгц!мм\

Здесь /макс и /мия — крайние частоты диапазона, охватывае-
мого полным поворотом конденсатора (или вариометра);

I — длина шкалы в миллиметрах;

т) — увеличение масштаба за счет оптической системы.

При тщательной установке заданной частоты погрешность
установки составляет приблизительно ОДД. Небрежная уста-
новка частоты может в несколько раз повысить погрешность.

Пример. Вычислить погрешность установки частоты автогенератора, диа-
пазон которого ограничен частотами/мин = 27 Мгц, fMaKC = 32 Мгц, шкала
полукруговая с радиусом 100 мм, а линза дает увеличение масштаба
в 3 раза.

Решение.*

ОДД = 01/макс—/мин = 0)1 (32~^'10! » 0,53 кгц = 530 гц.
кпд о14*о

Для повышения точности желательно повысить плавность
установки частоты. С этой целью между ручкой настройки и
осью ротора конденсатора или вариометра устанавливается ше-
стеренчатая или червячная передача, замедляющая вращение ро-
тора в сравнении с вращением ручки. Замедляющий механизм
называется верньерным. Он требует высокой точности изготовле-
ния, особенно же отсутствия люфта (мертвого хода): при пере-
мене направления вращения ручки одновременно должно изме-
няться направление вращения ротора. Чтобы верньерные меха-
низмы могли работать при низкой температуре, их смазывают
незамерзающим маслом.

Если передатчик имеет широкий диапазон частот, то может
потребоваться разбивка его на поддиапазоны. В более узких
поддиапазонах будет получаться большая точность установки ча-
стоты.

Простейший способ смены поддиапазона — это смена катуш-
ки (или изменение числа рабочих витков катушки) при сохра-
нении того же конденсатора переменной емкости. Если пренеб-
речь при этом влиянием собственной емкрсти катушек, то коэф-
фициенты поддиапазонов

* fuw ’

окажутся одинаковыми. Значит, поддиапазоны более высоких ча-
стот будут иметь большую плотность Шкалы Д (при данной
длине шкалы /), т. е. большую неточность установки частоты,
В связи с этим для поддиапазонов с более высокими частотами
применяются шкалы больших радиусов. На рис. 431 представ-
лены детали шкального устройства закрытого типа на три под-
диапазона (от 2 до 16 Мгц) с равными коэффициентами под-
диапазонов.

Однако более современным способом разбивки общего диапа-
зона является получение равных значений частотных интервалов
(в килогерцах) для всех поддиапазонов. При этом шкала дан-
ного размера имеет одинаковую плотность для всех поддиапазо-
нов, т. е. получается одинаковая точность установки.

Для смены поддиапазонов обычно включают дополнительные
конденсаторы, иногда переключают статор и ротор вариометра
с последовательного соединения на параллельное (уменьше-
ние L) или прибегают к другим комбинациям.

Рис. 431. Пример вращающейся шкалы закрытого типа на три
поддиапазона с делениями в пределах угла 270°

С течением времени градуировка шкал передатчика нару-
шается от атмосферных, механических и температурных воздей-
ствий, а также в результате смены ламп возбудителя и после-
дующего каскада. Поэтому необходимо корректировать градуи-
ровку по эталону частоты (калибратору), входящему в состав
радиостанции. Шкала снабжается обычно механическим коррек-
тором, перемещающим в малых пределах визирную риску, и
электрическим корректором, т. е. конденсатором малой емкости
для подстройки.

Для беспоисковой и бесподстроечной связи погрешность уста-
новки и нестабильность частоты приемника не должна быть
хуже, чем передатчика.

Стабилизация частоты при помощи кварца

Способ стабилизации частоты при помощи кварца приме-
няется как непосредственно в возбудителях передатчиков, так и
В калибраторах, по которым проверяется градуировка диапазон-
ных передатчиков. Применений кварца — это способ «эталониро-
вания частоты».

Кварц — минерал естественного происхождения. Химически
это двуокись кремния, а по структуре — кристалл (рис. 432).
В природе кварц очень распространен, но полноценные кристал-
лы, пригодные для применения в радиоаппаратуре, встречаются
сравнительно редко. Кварц — один из самых твердых минералов.

Для применения в эталонах частоты из кварцевого кристалла
вырезается пластина. На рис. 433 изображен простейший способ
вырезания пластины — так называемый срез Кюри, при котором
большие стороны пластины параллельны оси симметрии кри-
сталла и перпендикулярны двум его граням. Исследования пока-
зали, что температурная устойчивость получается более высокой
при косых срезах — например, под углами 35 или 49° к оси сим-
метрии кристалла (срезы АТ и ВТ).

Если пластину кварца положить между двумя металличе-
скими обкладками и сжать, то на обкладках появятся электри-
ческие заряды противоположных знаков. Это явление называется

Рис. 432. Кри-
сталл кварца

Рис. 433. Простейший способ
среза пластины кварца

прямым пьезоэлектрическим эффектом. Оно присуще также тур-
малину, сегнетовой соли, некоторым видам синтетических кри-
сталлов и керамики. При переходе от сжатия пластины к ее рас-
тяжению электрические заряды обкладок изменяют знаки.

Пьезоэлектрический эффект обратим: если пластину кварца
поместить в электрическое поле (приложив, например, внешнее
напряжение к обкладкам), то в кварце возникнет упругая дефор-
мация— сжатие или расширение в соответствии с направлением
электрического поля. Это явление названо обратным пьезоэлек-
трическим эффектом.

Пластина кварца способна к собственным механическим ко-
лебаниям, при которых как по толщине, так и по длине распро-
страняются упругие возмущения. Частота упругих колебаний за-
висит от размеров пластины. Так, колебания по толщине b при
срезе Кюри (см. рис. 433) имеют собственную частоту
а колебания по длине

Например, пластина, имеющая толщину b = 1 мм, обладает
частотой собственных колебаний 2,84 Мгц\ это — колебания высо-
кой частоты. Значит, миниатюрная пластина может служить эта-
лоном радиочастоты. Колебания одной и той же пластины по
толщине могут служить для стабилизации коротких радиоволн,
а по длине — для стабилизации длинных радиоволн. Точные зна-
чения fo определяются измерениями.

Чтобы поддерживать собственные колебания пластины неза-
тухающими, ее включают в автогенератор, пользуясь металличе-
скими обкладками и кварцедержателем. Наиболее распростра-
ненный способ наложения обкладок — нанесение слоев серебра
на поверхности кварца. В этом случае нет воздушного зазора
между поверхностями кварца и металла. Кварцедержатель слу-
жит для контакта внешних проводов с обкладками. Сочетание
пластины и кварцедержателя называют кварцевым4 резонатором.

На рис. 434, а показана пластина кварца с двумя заострен-
ными гранями и металлизацией в виде двух разделенных обкла-
док, на рис. 434, б — пружинное крепление подобной пластины
в кварцедержателе, а на рис. 434, в — условное изображение
кварца на схемах. Разумеется, в действительности толщина слоя
металлизации незначительна. Нередко кварцедержатель разме-
щается в стеклянном баллоне с пониженным давлением.

Если на пластину действует переменное напряжение, то она
испытывает механические колебания. Следовательно, в цепи, со-
держащей кварц, проходит переменный ток, который состоит из
двух слагающих: тока емкостного характера, определяемого ем-
костью между обкладками, и тока зарядов, создаваемых пьезо-
эффектом. Эта последняя слагающая имеет по отношению к на-
пряжению фазовый сдвиг, отличный от 90°, и ее вектор может

Рис. 434. Пример металлизации и включения пластины кварца:

& — форма пластины и металлизация; б — устройство кварцедержателя; в —- схематическое
изображение кварца
Рис. 435. Контур,
эквивалентный
кварцу

либо опережать вектор напряжения, либо от-
ставать от него. Когда частота внешнего напря-
жения близка к частоте собственных механиче-
ских колебаний кварца (по толщине или по дли-
не), то наблюдается электромеханический резо-
нанс; амплитуда тока и амплитуда собственных
механических колебаний при этом становятся
максимальными.

Если при данном напряжении измерять ток в
цепи около резонансной частоты и определять
фазовый сдвиг его по отношению к напряжению,
а затем подобрать вместо кварца обычную элек-
трическую схему, в которой сохранялись бы
те же самые соотношения, то можно получить
эквивалентную схему кварцевого эталона (рис.
435). В этой схеме конденсатор Ci представ-

ляет собой емкость между обкладками кварца, пропускающую
чисто емкостный ток. Через вторую ветвь, составленную из ин-
дуктивности Lq, емкости Cq и активного сопротивления Rq, идет
ток, в действительности создаваемый пьезоэффектом.

Эквивалентная схема представляет собою колебательный
контур с включением третьего вида, собственная частота кото-

рого

Значит, электрический эквивалент отображает и колебатель-
ные свойства кварца.

Параметры кварца по своим величинам существенно отли-
чаются от параметров обычных контуров. Так, для эталона ча-
стоты порядка 3 Мгц емкость Cq исчисляется десятыми долями
пикофарады, индуктивность Lq — тысячами и десятками тысяч
микрогенри, сопротивление же Rq — единицами, десятками или,
при неудачной конструкции, сотнями ом. Емкость Ci между об-
кладками составляет десятки пикофарад. Добротность контура,
эквивалентного кварцу, может быть порядка десятков тысяч, что
свидетельствует о высоких электромеханических колебательных
свойствах кварца и о высокой его частотной «эталонности».
В последние годы выполнены кварцевые резонаторы сверхвысо-
кой добротности (около пятнадцати миллионов). Это достигнуто
тщательным уменьшением всех видов потерь энергии при коле-
баниях пластины.

Если при резонансной частоте схема кварца представляет
собою эквивалентное чисто активное сопротивление, то при очень
малом понижении частоты она приобретает первоначально ин-
дуктивную проводимость, далее — емкостную, а при повышении
412
Рис. 436. Реактивное со-
противление схемы, эк-
вивалентной кварцу(при
условии Ra = 0)

частоты схема приобретает сразу емкост-
ную проводимость. На рис. 436 показана
зависимость реактивного сопротивления
кварца от частоты при условии пренебре-
жения активным сопротивлением (поте-
рями). Мы видим, что, кроме резонанса
токов (частота fo), наблюдается резонанс
напряжений (частота /к), т. е. схема яв-
ляется двухволновой. Частота резонанса
ветви LqCqRq

f —- 1

J* ^VLqCq

очень близка к частоте параллельного
резонанса /о, так как Сх Cq, Реактив-

ное сопротивление кварца xq имеет индуктивный характер только
в очень узком промежутке частот от до /о*

Этим обстоятельством пользуются при составлении схем авто-
генераторов с участием кварца. Кварц включают в тот участок
схемы автогенератора, где для поддержания колебаний тре-
буется сопротивление индуктивного характера. Такие схемы
кварцевых генераторов называются осцилляторными (колеба-
тельными), так как наличие в них колебаний служит признаком
действия пьезоэффекта. Если же кварц включать в тот участок
схемы, где для поддержания автоколебаний необходима емкость,
то колебания могут возникнуть и без пьезоэффекта, за счет ем-
кости Сь Заметим, что вследствие большого превосходства ем-
кости Ci над емкостью Cq кварц оказывается связанным с лам-
пой слабо (малое значение р), вследствие чего лампа мало
влияет на частоту колебаний кварца.

Типичный пример осцилляторной схемы показан на рис. 437.
Это схема с последовательным анодным питанием и с кварцем
в цепи сетки. Обратная связь осуществлена через малую ем-
кость CAg. Действие схемы пояснялось применительно к рис. 415.
Сопротивление Rg пропускает постоянную составляющую тока
сетки и создает автосмещение. Желательно, чтобы Rg было

Рис. 437. Осцилляторная схема с кварцем в цепи
сетки (а) и ее эквивалент (б)
большим, так как оно шунтирует кварц и снижает его доброт-
ность. Условия самовозбуждения по амплитуде и по фазе созда-
ются выбором таких параметров контура, при которых для ча-
стоты автоколебаний контур представляет собою индуктивное со-
противление хк нужной величины.

Контур можно перестраивать, возбуждая кварц по толщине
или по длине и получая две эталонированные частоты в одной
схеме. Если же этого не требуется, то в анодную цепь вместо
контура можно включить постоянную индуктивность должной
величины. Применять параллельное питание в схемах кварцевых
генераторов не рекомендуется, так как эталонность параметров
дросселя невысокая.

На рис. 438 изображена осцилляторная схема с кварцем,
включенным между анодом и сеткой в роли индуктивности.
В цепи анода имеется сопротивление /?а, шунтируемое выходной
емкостью лампы CtK, а в цепи сетки — сопротивление шун-
тируемое входной емкостью CgK. Здесь также возможно выпол-
нить условия самовозбуждения

Об

Рис. 438. Осцилляторная схема с квар-
цем между анодом и сеткой

на частоте, почти равной ча-
стоте fo кварца.

Существует еще множество
других разновидностей кварце-
вых генераторов. Они применя-
ются как калибраторы частоты
или как возбудители в передат-
чиках. Поскольку кварц при
нагревании портится, его мож-
но использовать лишь в мало-
мощных каскадах. Поэтому за
кварцевым возбудителем сле-

дует необходимое число усилительных каскадов. Кварц приме-
няется для стабилизации передатчиков длинных, средних, проме-
жуточных и коротких волн. Изготовить пластину кварца на волну
метрового диапазона сложнее, так как пластина будет слишком
тонкой. При необходимом числе каскадов умножения частоты
можно стабилизировать коротковолновым кварцем передатчики
метровых и даже дециметровых волн. Впрочем, на дециметровых
волнах отрезки коаксиальных линий и объемные резонаторы
имеют высокую добротность и обеспечивают удовлетворительную
стабильность даже и без кварца.

С течением времени кварц «стареет», т: е. несколько изменяет
свою резонансную частоту.

К недостатку способа стабилизации частоты с помощью квар-
ца относится также необходимость иметь отдельную пластину
кварца на каждую частоту (система «кварц — волна»). Ко-
нечно, для радиовещательного передатчика это вполне нор-
мально, так как он работает на постоянной частоте. Но для
414
радиостанций, работающих на разных частотах, требуется от-
дельная пластина на каждую из этих частот.

Чтобы избежать этого, прибегают к эталонированию ряда ча-
стот с помощью одного кварца. Простейший способ эталониро-
вания — это использование высших гармоник кварцевого гене-
ратора. Действительно, в составе анодного тока кварцевого ге-
нератора, работающего в режиме класса С, имеется не только
синусоида основной частоты fo, но и синусоиды с частотами 2/0,
3fo, 4fo... nfo. Каждую из этих гармоник можно применить в ка-
честве эталонной частоты, имеющей ту же относительную по-
грешность, что и основная частота кварцевого генератора:

g _ А/ _ nbf
fo nfo '

Высшие гармоники кварцевого калибратора широко исполь-
.зуются для проверки градуировок. Гармоники же возбудителя
передатчика не дают таких возможностей по следующим сооб-
ражениям. Если принять за первую стабильную рабочую часто-
ту /о, то следующей будет 2/о, затем 3fo и т. д. Эти частоты бу-
дут отстоять друг от друга на интервал fo, и в диапазоне передат-
чика стабильных точек окажется немного. В сущности, тот же
результат можно получить удвоением или утроением частоты
в усилительных каскадах, но с большими практическими удоб-
ствами, так как высшие гармоники самого кварцевого возбуди-
теля имеют малые амплитуды.

Получить стабильные частоты на меньших интервалах можно
было бы, выбрав основную частоту кварца значительно ниже на-
чальной частоты диапазона передатчика. Например, если низшая
частота передатчика составляет 1 Мгц (1000 кгц), а частоту
кварца выбрать 100 кгц, то первая стабильная частота в диапа-
зоне передатчика будет десятой гармоникой кварцевого генера-
тора (100 •10 = 1000 кгц) и далее стабильные точки располо-
жатся через 100 кгц. Мы получим более частую сетку частот.
Но такие высокие порядки гармоник обладают соответственно
меньшими амплитудами, так что выделение и усиление каждой
из них практически сложно.

Лучшее решение этой же задачи может дать автоматическая
подстройка самовозбуждающегося генератора плавного диапа-
зона на гармоники кварцевого калибратора. Некоторые детали
этой схемы будут рассматриваться в последующих главах книги;
здесь же мы познакомимся с принципом решения задачи.

Упрощенная блок-схема задающего генератора с автопод-
стройкой на гармоники кварцевого генератора представлена на
рис. 439. В этой схеме имеется генератор эталонных частот, ста-
билизированный одним кварцем (кварцевый генератор) и со-
здающий на своем выходе импульсы напряжения с большим
числом высших Гармоник. Затем в схеме имеется задающий ге-
нератор плавного диапазона, служащий возбудителем для пере-
датчика. Остальные блоки схемы предназначены для того, чтобы
установить и поддерживать частоту задающего генератора fi
равной частоте f2 нужного номера гармоники кварца. Напряже-
ние генератора плавного диапазона действует как на последую-
щий каскад усиления мощности передатчика, так и на средний
блок схемы, называемый фазовым детектором. На фазовый де-
тектор действует одновременно и напряжение кварцевого гене-
ратора, содержащее ряд гармоник.

Предположим, что частота задающего генератора установ-
лена равной частоте нужного номера гармоники кварцевого ге-
нератора. Если по какой-либо причине возникнет расхождение
этих частот, то оно начнется с непрерывного изменения и расхо-
ждения фазы плавного генератора по сравнению с фазой коле-
бания гармоники кварца. На выходе фазового детектора, пред-
ставляющего собой разновидность преобразователя частоты и

Рис» 439. Упрощенная блок-схема автоподстройки
задающего генератора на гармоники кварцевого
генератора

выполненного на преобразовательной лампе или на полупровод-
никовых диодах, появится постоянное напряжение того или
иного знака, если'частоты и fi одинаковы, но отличаются по
фазе. Это напряжение через фильтр низкой частоты начнет дей-
ствовать на реактивную лампу — устройство для автоматиче-
ской подстройки плавного генератора. Блок реактивной лампы
присоединен к контуру плавного генератора и играет для этого
контура роль параллельного реактивного сопротивления, вели-
чина которого зависит от постоянного напряжения, поступаю-
щего от фазового детектора через фильтр. Это напряжение че-
рез реактивную лампу возвратит фазу, а значит, и частоту плав-
ного генератора к первоначальной (fi—fi).

Если первоначальная установка частоты оказалась неточной
(/i =И= fi), то на выходе фазового детектора .появится перемен-
ное напряжение низкой частоты (Д — fi), пропускаемое филь-
тром. Через реактивную лампу оно будет периодически изменять
частоту плавного генератора. В тот момент, когда в процессе
своих изменений частота /1 станет точно равна частоте /г, фазо-
вый детектор создаст на выходе указанное выше постоянное на-
пряжение, которое удержит частоту fi на значении, равном /2.
Колебания будут отличаться лишь фазовым сдвигом, далее при-
Рис. 440. Блок-схема диапазонно-кварцевого возбудителя

водимым к нулю за счет действия управляющего постоянного
напряжения фазового детектора.

Если частоту кварца fQ в схеме рис. 439 выбрать равной, на-
пример, 100 кгц и использовать ее гармоники n/о вплоть до по-
рядка п = 200, то получится сетка стабильных частот до 20 Мгц,
размещенных через 100 кгц.

Другой путь расширения использования стабилизирующих свойств
кварца — так называемая диапазонно-кварцевая стабилизация. Блок-схема
возбудителя с диапазонно-кварцевой стабилизацией частоты показана на
рис. 440. В ней имеются кварцевый генератор обычного типа, дающий ча-
стоту /о, и генератор плавного диапазона (плавный генератор), перестраи-
ваемый в диапазоне сравнительно низких частот от F{ до F2. Напряжения
обоих генераторов воздействуют на сетки преобразовательной лампы, играю-
щей роль нелинейного смесителя колебаний. Мы знаем, что на выходе
(в цепи анода) смесителя образуются колебания, имеющие комбинационные
Частоты, и среди этих частот — разностная (/о — F), равная частоте огибаю-
щей кривой биений (см. рис. 307). Эту разностную частоту можно приме-
нить в качестве частоты возбуждения передатчика, устанавливая нужное ее
значение настройкой плавного генератора и выделяя с помощью резонансного
фильтра. Таким путем мы получим плавный диапазон частот возбудителя от
fo — F2 до /о — Fi (рис. 441).

Стабильность частоты возбуждения будет зависеть от стабильности как
кварцевого генератора, так и генератора плавного диапазона. Однако если

частота плавного генератора намного меньше частоты кварца, то и измене-
ния частоты "плавного генератора будут мало сказываться на общем от-
клонении частоты возбудителя.

Кроме колебания разностной комбинационной частоты, на выходе смеси-
теля образуется колебание суммарной комбинационной частоты /о + F, ко-
торое можно применить для возбуждения передатчика. Дальнейшее расшире-
ние диапазона частот достигается сменой кварца, а также умножением ча-

стоты в передатчике.

Рассмотренная простейшая схема диапазонно-квар-
цевой стабилизации частоты не удовлетворяет совре-
менным требованиям. Существует ряд более сложных
и более совершенных ее разновидностей.

Принцип преобразования частоты можно использо-
вать для получения комбинационных частот кварцевых
генераторов. На рис. 442 показана многокварцевая
схема, содержащая две группы переключаемых квар-
цев. Частота возбуждения получается в результате ин-
терференции колебаний двух из этих генераторов в не-
линейном смесителе. В данном примере первая группа
содержит 20 кварцев в диапазоне 10,2—12,2 Мгц с ин-
тервалом между их частотами 100 кгц\ вторая группа
содержит 10 кварцев в диапазоне 8,11—8,20 Мгц

Диапазон
возбудителя

Рис. 441. Диапазон
возбудителя при
использовании
разностных частот
в схеме рис. 440

f
с интервалом через 10 кгц. Смеситель создает колебания разностных частот
в пределах 2—4 Мгц. Всего в этих пределах схема дает 200 фиксированных
частот с интервалом через 10 кгц. Умножением в каскадах передатчика
диапазон сетки частот можно расширить.

Недостатками подобной системы нужно считать значительное число
кварцев (хотя и меньшее, чем в системе «кварц—волна»), а также не-
сколько пониженную стабильность, вызванную тем, что кварцевые гене-
раторы имеют каждый частоту, большую, чем разностная.

Во всех схемах с применением комбинационных частот бы-
вает трудно выделять на выходе нужную частоту и подавлять
все другие (побочные) частоты, не предназначенные для излуче-
ния передатчиком.

10 кварцев через

10 кгц

Рис. 442. Блок-схема возбудителя, использующего разностные частоты
сменных кварцев

Наряду с применением кварца были попытки стабилизации
частоты с помощью смешанных кристаллов солей винной кис-
лоты, уступающих кварцу по прочности, но превосходящих его
по пьезоэффекту. В последние годы исследуется способ принуди-
тельной стабилизации колебаний сверхвысоких частот при по-
мощи резонансных частот спектральных линий некоторых газов
при пониженном давлении (молекулярные генераторы).

19. УПРАВЛЕНИЕ КОЛЕБАНИЯМИ ПЕРЕДАТЧИКА

Основные виды излучаемых колебаний в радиосвязи

Для передачи сообщений по линиям радиосвязи можно при-
менять телеграфную, телефонную, фототелеграфную и телеви-
зионную аппаратуру. Способы управления передатчиком и фор-
418
мы излучаемых колебаний для этих видов передач имеют свои
особенности.

Процесс управления током высокой частоты с помощью пер-
вичных сигналов называется в общем случае модуляцией. В ча-
стности, в радиотелеграфии, где первичные сигналы нередко
создаются работой человеческих рук (на ключе или на клавиа-
туре), термин «модуляция» заменяется термином «манипуляция'»
(ручное управление). Но понятие «модуляция» более общее.

Непрерывные колебания, излучаемые передатчиком, характе-
ризуются амплитудой, частотой и начальной фазой:

« = Zmosin(®o^ + ?o)-

Здесь 7т0, «о и <ро — соответственно амплитуда, частота и на-
чальная фаза тока непрерывного неуправляемого колебания
(или, как принято называть, несущего колебания). Первичные
сигналы, управляющие колебаниями передатчика, могут изме-
нять один из этих параметров. В соответствии с этим разли-
чают амплитудную, частотную и фазовую модуляцию (манипу-
ляцию).

Амплитудная модуляция. Классический способ управления
колебаниями в радиотелефонии — амплитудная модуляция.
В средневолновых и коротковолновых радиотелефонных передат-
чиках она применяется и сейчас.

Амплитудная модуляция — это изменение амплитуд тока (на-
пряжения) высокой частоты в соответствии с напряжением пер-
вичного сигнала (сигнала звуковой частоты). На рис. 443 изоб-
ражена примерная картина радиотелефонной амплитудной моду-
ляции: при отсутствии управляющего напряжения амплитуды
тока постоянны, а при наличии управляющего напряжения ам-
плитуды изменяются по закону колебания звуковой частоты.

Рис. 443. Радиотелефонная модуляция по амплитуде
Рис. 444. Модуляция с разными ко-
эффициентами

Пунктиром показаны границы
амплитуд (огибающая лийия).
Но эта огибающая линия —
только геометрическое место
t амплитуд на рисунке, а от-
нюдь не составляющая моду-
лированного тока; никак нельзя
называть модуляцию «наложе-
нием тока звуковой частоты
на ток высокой частоты». Мо-
дуляция — это сложный про-
цесс взаимодействия колебаний

высокой и низкой частот, и осуществляется она в нелинейном
приборе. Если бы мы подвели к антенне просто сумму колебаний
высокой и звуковой частот, то колебания звуковой частоты не из-
лучались бы антенной. Нужно заметить, что на рис. 443, как и в
дальнейшем, не соблюдаются обычные для радиотелефонии соот-
ношения между несущей и модулирующей частотами: в действи-
тельности период несущего колебания во много раз меньше пе-
риода управляющего колебания.

Мерой для оценки воздействия звуковых колебаний на высо-
кочастотные йолёбаййя служит коэффициент модуляции — отно-
шение прироста НёСдщей амплитуды, к самой несущей амплитуде
(рис. 444):

т%

^-•100.

Если амплитуда возрастает в два раза и затем уменьшается
до нуля, то коэффициент модуляции составляет 100%. Это со-
ответствует самому громкому звуку. Звуку нормальной силы со-
отвеТСТвуёт коэффициент модуляции 30—40%.

Нормальной и желательной считается модуляция, при кото-
рой положительные и отрицательные изменения амплитуд (т. е.
«приросты» и «провалы») равны друг другу. Такая модуляция
называется симметричной. При нарушении симметрии модуляции
сигнал, воспроизводимый приемником, искажается. Мы будем
анализировать процесс симметричной модуляции, а далее ука-
жем способы ее осуществления.

Модуляция по амплитуде осуществляется путем воздействия
напряжения звуковой частоты на один из, электродов лампы (на
управляющую сетку, анод, экранирующую или защитную сетку).
Это воздействие совершается в генераторе при наличии коле-
баний высокой частоты с отсечками анодного тока. Напря-
жение звуковой частоты изменяет высоту импульсов анодного
тока, а значит, и амплитуду первой гармоники анодного тока,
а также амплитуду колебательного тока в контуре (в антенне).
В общем виде процесс амплитудной модуляции показан на
420
рис. 445. Источником
•тока (напряжения) зву-
ковой частоты служит
микрофон (на радио-
станции или в абонент-
ском телефонном аппа-
рате).

Модуляция при ко-
лебаниях без отсечки

Тон 6 микрофоне

Анодный тон лампы передатчика

принципиально невоз-
можна, так как переме-
щения рабочего участ-
ка в пределах прямо-
линейной части харак-
теристики лампы не бу-
дут изменять амплитуд
переменной составляю-
щей анодного тока. Зна-
чит, модуляция требует
участия нелинейного

Колебательный ток 6 контуре

Рис. 445. Процессы в каскаде передатчика
при радиотелефонной модуляции

элемента, которым и

служит лампа, работающая с отсечками анодного тока.

Математически процесс колебаний, модулированных по ам-

плитуде, можно выразить в виде зависимости модулированного
тока от времени.

Во время воздействия звука амплитуда тока меняется по за-
кону звуковой частоты:

^ = 4o + A4cos2^=7m0 (1 + р2cos =4о(1 +/ncosQ/).

Здесь т = ~— коэффициент амплитудной модуляции,
Q==2tcF—круговая частота звука. Это уравнение амплитуд
т. е., иначе говоря, уравнение огибающей кривой модуляции.

Следовательно, мгновенное значение модулированного тока

i = 1т^ (1 + т cos QZ) sin ю0Л

Пример. Написать уравнение модулированного тока, если длина волны
Х = ЗО м, амплитуда/^о = 5 а, частота модуляции F = 1000 гц и наиболь-
ший прирост амплитуды Мт = 2 а.

Решение.

i = 5 [1 + ОД cos (6,28-107)] sin (6,28 • 107).

Процесс, при котором изменяются амплитуды, уже нельзя
назвать синусоидальным. И подобно тому, как мы представляли
импульсы тока с отсечкой в виде суммы синусоидальных гармо-
ник, модулированный ток можно разложить на синусоидальные
составляющие.
Однако при периодически меняющихся амплитудах состав-
ляющие не будут гармониками, т. е. не будут характеризоваться
кратными частотами.

Действительно, на основании тригонометрической формулы
приведения к виду, удобному для логарифмирования,

cos Q.t sin sin (<o0 + Q) t + i sin (ю0 — Q) t.

Тогда модулированный ток

i = ImQ sin + mlmo cos QZ sin =

= 4o sin «)</ + sin (ю0 + Q) t + j rnlmo sin (<oo — Q) t,

или иначе

i = Im0 sin 2«fot + -y- Im0 sin 2k (/o + F) t + 1тй sin 2k (/o — F) t.

Полученный результат показывает, что колебание высокой
частоты fo, модулированное по амплитуде колебанием низкой
частоты F, представляет собой сумму трех высокочастотных ко-
лебаний, имеющих частоты fo, fо + F и fo — F. Частоты f0 + F и
fo — F называются верхней и нижней боковыми частотами.

На рис. 446 по горизонтали отложены частоты, а вертикаль-
ные отрезки изображают собой амплитуды соответствующих ча-
стот (спектральная диаграмма). Боковые частоты расположи-
лись симметрично по обе стороны от несущей, а амплитуды их
колебаний не превосходят половины несущей амплитуды.

боковые частоты отличаются от несущей на звуковую моду-
лирующую частоту F, а между собой — на 2F. Вообще эта раз-
ница составляет небольшую долю несущей частоты fo и притом
тем меньшую, чем выше сама несущая частота.

Пример. Определить значения частот и амплитуд составляющих модули-
рованного тока предыдущего примера.

Решение.

/0 = 107 гц; Л = 9 999 000 гц; fz = 10 001 000 гц;

Im 1то Ъ 1то =

Г — . • /

т0 2 | I то 2

Рис. 446. Несущая и боковые составляю-
щие модулированного тока

Как объяснить физически то,
что в результате сложения трех
синусоид получается новая кри-
вая с периодически изменяющи-
мися амплитудами?

Если суммировать мгновен-
ные значения двух боковых сла-
гающих на развернутой диаграмме
(рис. 447, верхняя кривая), то по-
лучатся так называемые биения:
вследствие разницы частот сдвиг
по фазе между обоими колебаниями будет периодически меняться. Если коле-
бания по фазе в некоторый момент совпадут, то амплитуда суммарного
колебания удвоится; но через некоторое число периодов фазы окажутся
противоположными, и в результате вычитания общая амплитуда станет
равной нулю. Затем через такое же число периодов амплитуда вновь
удвоится, но по знаку будет обратной. Далее опять наступит «перебой»,
т е. нулевая амплитуда, и затем процесс начнет повторяться в том же по-
рядке.

Суммо то моб бок одых частот

Модулированный ток

Рис. 447. Сложение токов несущей и боковых частот
при модуляции

Если биения сложить с синусоидальными несущими колебаниями (вто-
рая кривая), то удвоенные амплитуды будут поочередно складываться с не-
сущими и вычитаться из них, в результате чего получатся модулированные
колебания (третья кривая).

Итак, процесс модуляции можно рассматривать как внесение
в состав незатухающего сигнала дополнительной энергии боко-
вых колебаний, которые и изменяют периодически общую ам-
плитуду. Математически подтвердился тот факт, что в составе
модулированного сигнала нет звуковой частоты.

Расположение боковых частот относительно несущей опреде-
ляется высотой звука: низкие (басовые) звуки дают более близ-
кое расположение боковых частот, чем высокие (дискантовые).
Человеческий голос, а тем более музыкальные аккорды содержат
одновременно ряд тональных частот (от десятков герц до
15 000 гц).

Следовательно, если каждый тон аккорда создает пару боко-
вых частот, то модулированное колебание практически содержит
по обе стороны от несущей целые полосы боковых частот
(рис. 448). Ширина всего спектра частот сигнала, модулирован-
ного по амплитуде, определится разносом боковых частот, созда-
ваемых самым высоким из модулирующих тонов:

/макс /мин (/о 4" ^макс) (/о ^макс)

Передатчик должен подвести к антенне, а последняя — излу-
чить в пространство весь этот спектр, чтобы ток в приемнике
в результате сложения отдельных составляющих вновь воспроиз-
вел форму модулированного сигнала.

Модулированное колебание может усиливаться в каскадах
передатчика и приемника, содержащих колебательные системы,
настроенные на несущую частоту. Передающая и приемная ан-
тенны также могут быть для несущей частоты резонансными

Рис. 448. Спектр колебания, модулиро-
ванного сложным звуком

Ъпрез J

полоса пропускания

Рис. 449. Понятие о полосе про-
пускания резонансной системы

системами. Возникает вопрос: как же пройдут через эти системы
колебания боковых частот, отличающихся от резонансной ча-
стоты? Рассмотрим этот вопрос на примере одиночного колеба-
тельного контура.

Ослабление тока в контуре при расстройке характеризуется
кривой резонанса, выражаемой уравнением

Эта кривая (рис. 449) имеет максимум на резонансной (при
нашем предположении — на несущей) частоте.Значит, амплитуды
боковых колебаний будут несколько ослабляться при прохожде-
нии через' колебательную систему. Принято считать это ослабле-
ние допустимым, если весь спектр модулированного сигнала
вмещается в полосу частот между ординатами, уменьшенными
в V1 раз по сравнению с резонансной. Для кривой резонанса
эта полоса частот называется полосой пропускания. Следова-
тельно, граничные ординаты полосы пропускания имеют вели-
чину

=4= ~ °>707-

'/тгрез у 2

Определим ширину полосы пропускания через параметры ко-
лебательного контура /о и Q. Обозначив через Д/п расстройку,
соответствующую границе полосы пропускания, приравняем орди-
нату ее к граничному значению:

Возведя обе части
числителях приравняв

этого равенства в квадрат и при равных
знаменатели, получим

Теперь извлечем из обеих частей квадратный корень:
д^ = 2Д/?=^.

Мы нашли, что полоса пропускания контура равна его резо-
нансной частоте, деленной на добротность \

Для неискаженного прохождения модулированных колебаний
ширина полосы пропускания должна быть равна или больше
ширины спектра модулированного сигнала. При амплитудной мо-
дуляции ширина спектра равна удвоенной наивысшей частоте
модуляции. Значит, должно удовлетворяться равенство

у макс*

Человеческий голос воспроизводится удовлетворительно,
если воспроизводятся его составляющие вплоть до F^z =
= 2500-7- 2700 гц. Поэтому при передаче речи для амплитудно-
модулированного колебания требуется полоса пропускания

2-2700 = 5400 гц.

1 В измерительной практике удобнее считать границами полосы пропу-
скания ординаты гр • = 0,5. В этом случае ширина полосы пропускания
рез
составит

ДЛ,,8 = ГЗ^,

Т. е. будет в 1,71 раза больше, чем между ординатами 0,707.
В радиовещании для передачи музыки требуется более ши-
рокая полоса — примерно 9 кгц. Практически полосу пропуска-
ния берут обычно несколько больше расчетных значений, учи-
тывая • возможность расстройки вследствие нестабильности несу-
щей частоты:

где 8/о — возможное отклонение частоты под влиянием всех
дестабилизирующих факторов.

В передатчиках коротких и ультракоротких волн полоса про-
пускания оказывается, как правило, гораздо шире необходимого
значения, так как добротность Q контура ограничивается конст-
руктивными и схемными возможностями.

Пример. Определить значение полосы пропускания на волнах 3000, 300
и 30 м, если во всех случаях добротность контура Q = 50.

Решение.

На волне 3000 м

ДА =^ = -^- = 2000 гц.
с/ эи

На волне 300 м

ДА =4 = ^ = 20000 гц.
ц/ эи

На волне 30 м

= 200 000 гц.

Q эО

Первое значение недостаточно для прохождения сигналов радиотеле-
фонии при амплитудной модуляции, второе—несколько избыточно, третье —
чрезмерно.

При последовательном прохождении сигнала через несколько
каскадов общая полоса пропускания резонансных контуров этих
каскадов оказывается уменьшенной в сравнении с полосой
одного контура, так как колебания боковых частот ослабляются
относительно несущего в каждом из каскадов. Это обстоятельство,
обычно не имеющее большого значения для передатчиков с ам-
плитудной модуляцией, приходится учитывать в приемных уст-
ройствах. Укажем, что система с тремя одинаковыми контурами
имеет вдвое более узкую полосу по сравнению с одноконтурной х.

1 Это соотношение легко получить из выражения кривой резонанса для
системы, содержащей W одинаковых каскадов:

ImN

^ярез/V

Остановимся кратко на энергетических соотношениях для
амплитудно-модулированного сигнала. Мощность модулирован-
ного колебания в антенне можно выразить через ток в антенне
и ее сопротивление:

Р = /2/?а,

где I—действующее значение модулированного тока;

/?А— активное сопротивление цепи антенны.

Но действующее значение тока сложной формы равно корню
квадратному из суммы квадратов действующих значений его со-
ставляющих. Применив это правило к трем составляющим мо-
дулированного тока, получим:

___ ^0 n I , ГП212т0 р
,__2 8 + 8 ^А-

Из этого выражения видно, что в процессе модуляции мощ-
ность двух боковых колебаний добавляется к мощности несущего
колебания. В свою очередь мощность каждого из боковых коле-
ни2
баний зависит от коэффициента модуляции и составляет
мощности несущего колебания, а суммарная мощность двух бо-
т2~

новых составляет -у мощности несущего.

При стопроцентной модуляции (m= 1) мощность двух боко-
вых колебаний равна половине мощности несущего колебания.
Мощность боковых колебаний является полезной мощностью ра-
диотелефонного сигнала, так как именно боковые колебания ото-
бражают передаваемые сигналы. Поэтому дальность действия ра-
диотелефонного передатчика окажется наибольшей при модуля-
ции 100%. Однако при передаче речи или музыки средний коэф-
фициент модуляции ограничивается, значениями m = 30—40%,
a m = 100% соответствует самым громким звукам. Если не обес-
печить этого ограничения, то громкие звуки будут вызывать
искажение сигнала (перемодуляцию).

Частотная модуляция. Рассмотрим теперь сигналы, модули-
руемые по частоте. Частотная модуляция (рис. 450) представ-
ляет собой изменение частоты (длины волны) радиочастотного
колебания в соответствии с напряжением первичного сигнала
(сигнала звуковой частоты в радиотелефонии).

Из рис. 450 видно, что амплитуда остается неизменной и
равной амплитуде несущего колебания. Изменяются же периоды
колебаний, а значит, и частота. При положительном воздействии
звука частота возрастает, при отрицательном — уменьшается,
или наоборот.
Рис. 450. Модуляция по частоте

Здесь эффект модуляции можно оценивать по наибольшему
отклонению частоты от среднего (несущего) значения. Это откло-
нение называют качанием или девиацией частоты.

Девиация частоты Д/макс составляет обычно очень малый
процент средней частоты — гораздо меньший, чем показано на
рис. 450. Например, в частотно-модулируемой маломощной ра-
диостанции при несущей частоте около 30 Мгц наибольшее от-
клонение составляет примерно 10—20 кгц (т. е. меньше 0,1%).

Наибольшие отклонения частоты получаются при самых
громких звуках,- причем величина частотной девиации не имеет
такого ограничивающего предела, каким является т = 100%
для неискаженной модуляции по амплитуде.

Модулировать колебания по частоте можно, например, в ав-
тогенераторе, если изменять периодически емкость или индук-
тивность его контура, воздействуя на них модулирующим на-
пряжением. Соответствующие схемы будут даны ниже.

Остановимся кратко на математическом выражении частотно-
модулированного колебания. При модуляции напряжением зву-
ковой частоты 2 = 2kF, имеющим косинусоидальную форму, ча-
стота модулируемого колебания будет изменяться относительно
среднего (несущего) значения f0 по закону

/ = /0 + Д/макс COS Q.t,

где Д/макс— девиация частоты.

Для неискаженной частотной модуляции необходимо, чтобы
девиация была пропорциональна амплитуде модулирующего сиг-
нала. Следовательно, частота изменяется от /о—Д/макс ДО /о +
+ Д/макс, в Общем на 2Д/макс.

Мгновенное значение тока

i = Im sin (<о</ + mf sin Q£).

Мы видим, что текущая фаза о)0/ периодически изменяется
благодаря модуляции. Величина гп^ называемая индексом моду-
ляции,— это отношение девиации частоты к модулирующей ча-
стоте:
Периодическое изменение фазы колебаний является одновре-
менно и периодическим изменением частоты.

Амплитудно-модулированное колебание мы представляли
в виде суммы колебаний несущей и двух боковых частот. При
частотной же модуляции воздействие даже одного тона F дает
не две боковые частоты, а бесконечное их количество. Разме-
щены эти частоты на интервалах F друг от дуга (рис. 451, а).
Соотношение амплитуд в этом спектре зависит от индекса моду-
ляции tnf. Может быть и такой случай, когда амплитуда несу-
щего колебания во время модуляции становится меньше, чем
амплитуды некоторых боковых колебаний, как и показано на ри-
сунке.

Уравнение модулированного тока можно представить математически
в виде суммы несущего и боковых колебаний

i — Im sin (w0/ + mf sin Q/) = Im {JQ (nif) sin <oQt ±

+ A (Mf) [sin (% + 2) / — sin (<o0 — Q) /] + J2 (mf) [sin (<o0 + 2Q) t ±

+ sin (w0 — 2Q) fl + J3 (mf) [sin (w0 4- 3Q) t — sin (w0 — 32) fl +...}.

Здесь мы видим несущее колебание с частотой wo и бесконечное число
боковых колебаний с частотами wo ±2; wo ±22; w0±32 и т. д. Ампли-
туду каждого из них можно вычислить, умножив немодулированную ампли-
туду 1т на правильную дробь зависящую от индекса модуляции Эти
дроби называются цилиндрическими функциями от ntf, и их значения при-
водятся в математических справочниках (рис. 451, б). Функция Jo (mf) близка
к единице при малых индексах /лу, а с ростом индекса убывает вол-
нообразно, стремясь к нулю. Функции J\ (mf), J2 (mf) и т. д. приобретают
наибольшие значения при разных значениях индексу модуляции. Если индекс
мал (узкополосная модуляция), то с увеличением порядка боковой частоты
ее амплитуда резко уменьшается и спектр с практически ощутимыми ампли-

Рис. 451. Состав частотно-модулированного колебания:

а — центральная часть спектра колебания, модулируемого по частоте; б — графики цилиндри-
ческих функций нулевого, первого и второго порядков
тудами боковых колебаний оказывается узким (несущее и два боковых
колебания). Если же индекс велик (широкополосная модуляция), то ампли-
туды боковых колебаний высших порядков могут приобретать заметные зна-
чения, т. е. спектр модулированного колебания практически расширяется.

Мощность колебания, модулированного по частоте, остается
равной мощности немодулированного колебания, но перераспре-
деляется между несущей и боковыми составляющими пропорцио-
нально квадратам амплитуд их токов.

В передатчиках с частотной модуляцией необходимо стре-
миться к устранению причин, способных создать модуляцию по
амплитуде, которая в этом случае будет вредной (паразитной).

Какой же ширины нужно брать полосу пропускания резо-
нансных систем для неискаженного прохождения частотно-моду-
лированных сигналов? Естественно, что полосу приходится огра-
ничивать, вмещая в нее лишь ту часть спектра, в которой ампли-
туды боковых колебаний составляют, например, не менее 5%
амплитуды немодулированного несущего колебания. Различают
узкополосную и широкополосную частотную модуляцию. При пер-
вой индекс mf меньше единицы, а при второй — больше. При
узкополосной частотной модуляции в спектре модулированного
колебания более или менее значительными амплитудами 'обла-
дают только боковые колебания первого порядка (fo+^ и
/о — F), а потому достаточна полоса пропускания

△/7== 2FMaKC,

как и для модуляции по амплитуде.

По мере увеличения индекса модуляции приходится расши-
рять полосу, пропуская в ней боковые частоты более высоких
порядков, приобретающие относительно большие амплитуды. При
индексе 5 следует выбирать полосу пропускания, равную
удвоенной девиации частоты:

△Л = 2Д/макс.

В этом последнем случае может потребоваться гораздо более
широкая полоса пропускания, чем при амплитудной модуляции,
и это обстоятельство является одной из причин, делающих ча-
стотную радиотелефонную модуляцию применимой преимуще-
ственно на ультракоротких волнах.

В общем случае можно необходимую полосу пропускания
вычислять так

△F=2A/MaKC + 2FMaKC.

Так, например, в радиовещательных частотно-модулированных передат-
чиках, обеспечивающих высокое качество передачи, наибольшая модули-
рующая частота /^акс == 15 кгц и девиация Д/маис = 80 кгц, что соответ-

ствует индексу модуляции nij = -^макс- = 5,3.
* макс

рают AF = 200 кгц.

Полосу пропускания выби-
Предположим, что в передатчике модулированное колебание усили-
вается тремя каскадами, в каждом из которых резонансный контур имеет
эквивалентную добротность Qd = 100. Общая полоса пропускания для трех
каскадов приблизительно вдвое меньше, чем для одного каскада с той же
добротностью. Отсюда полоса пропускания на один контур должна быть
примерно равной АЛ = 400 кгц. Это достижимо при несущей частоте

/о = = 400- 100 = 40 000 кгц (к = 7,5 м).

Радиовещание с частотной модуляцией практически осуществляется на
волнах короче 5 м.

Другая причина нецелесообразности частотной модуляции
для коротковолновой радиотелефонной связи на дальние рас-
стояния — та, что разные составляющие широкого спектра ча-
стотно-модулированного сигнала замирают в разной степени и
сигнал из-за этого искажается.

Но зато на УКВ частотная модуляция для радиотелефонной
связи и радиовещания имеет большие преимущества в сравнении
с амплитудной модуляцией. Например, при широкополосной ЧМ
можно значительно ослабить уровень помех в приемнике, если
этот уровень был на входе приемника лишь немного ниже
уровня сигнала. В передатчике же частотная модуляция позво-
ляет использовать полнее мощность ламп, потому что амплитуда
колебания остается постоянной, тогда как при амплитудной мо-
дуляции необходим запас мощности для возрастания амплитуд
при громких звуках. В переносных радиостанциях при частотной
модуляции приемники могут иметь высокую чувствительность,
благодаря низкому уровню помех.

Практически при радиотелефонной связи на длинных, средних
и коротких волнах используется амплитудная модуляция, на ме-
тровых волнах — как амплитудная, так и частотная, но преиму-
щественно последняя. На дециметровых и сантиметровых волнах
радиорелейная телефонная связь осуществляется при частотной
модуляции.

Существует еще фазовая модуляция — отклонение фазы высокочастот-
ного колебания в соответствии с напряжением первичного сигнала. Вектор
тока высокой частоты вращается при этом неравномерно, то опережая по
фазе вектор немодулированного тока, то отставая от него. Но для непре-
рывного колебания высокой частоты такие отклонения фазы могут полу-
читься лишь в результате изменения частоты. Иначе говоря, при фазовой
модуляции частота колебаний также изменяется; нужно помнить, что ча-
стота есть скорость изменения фазы

_ Д<р Г радиан"!

“ - "ДГ L сек. _|при ’

Различие между частотной (ЧМ) и фазовой (ФМ) модуляцией заклю-
чается в том, что при ЧМ индекс модуляции mj обратно пропорционален мо-
дулирующей частоте, а при ФМ он не зависит от нее. Другими словами,
при ФМ отклонение фазы пропорционально только амплитуде модулирую-
щего напряжения и не зависит от его частоты.
Фазовая модуляция используется для искусственного преобразования
в частотную модуляцию в передатчиках, имеющих возбудитель с кварцевой
стабилизацией, который не допускает непосредственной модуляции по ча-
стоте. Кроме того, она применяется для импульсной радиотелефонной пере-
дачи в радиорелейных линиях связи. Эти случаи будут кратко рассмотрены
в дальнейшем.

Фототелеграфные и телевизионные первичные сигналы также передаются
по радио путем модуляции колебаний передатчика. Для фототелеграфной
передачи ширина спектра модулированного сигнала и полоса пропускания
зависят от заданных скорости и четкости передачи изображения. Обычные
фототелеграфные аппараты работают нормально при той же полосе частот,
какая отводится и для радиотелефонной связи. Для высококачественной
телевизионной передачи необходима полоса шириной в несколько мегагерц,
потому что в составе первичного сигнала имеются высокие модулирующие
частоты. Поэтому, если фототелеграфная радиопередача возможна на сред-
них, промежуточных и коротких волнах, то для телевизионных передач при-
меняются только ультракороткие волны.

Радиотелеграфная модуляция. Перейдем к рассмотрению ра-
диотелеграфных сигналов. Простейший вид радиотелеграфной
связи — управление передатчиком с помощью ключа и воспроиз-
ведение текста радиограмм путем приема на слух. При этом при-
меняется неравномерный код — точки и тире. Долгие годы слу-
ховая радиотелеграфная связь была самым надежным видом
связи: опытный радист может на слух выделять сигнал из помех.

При работе ключом основной способ управления колеба-
ниями передатчика — амплитудная манипуляция: при нажатии
ключа передатчик излучает колебание с наибольшей амплитудой,
при разрыве контакта ключа (при отжатии) излучение прекра-
щается (рис. 452). Скорость передачи от руки достигает 20—
25 слов в минуту.

Манипулированное колебание имеет амплитуды, изменяю-
щиеся в соответствии с формой первичного сигнала. Следова-
тельно, манипулированное колебание содержит, помимо основной
(несущей) частоты, боковые частоты. Но огибающая кривая та-
кого колебания несинусоидальна, поэтому боковые частоты
имеют первый и более высокие порядки (.рис. 453). Расстояние

ПерВичные сигналы

1 Радиотелеграфные сигналы

4b bQ См / *— СМ *0

II II II II II О II II II II II

Рис. 453. Спектр излучаемых частот
при амплитудной манипуляции и не-
обходимая полоса пропускания в при-
емнике

Рис. 452. Амплитудная манипуляция
неравномерным кодом
между ними равно частоте манипуляции. При передаче точек
частота манипуляции оказывается наибольшей и спектр — наи-
более широким.

Определим полосу пропускания, необходимую для воспроизве-
дения радиотелеграфных сигналов. Слово «Москва», написанное
•неравномерным кодом, содержит 66 элементов времени, длитель-
ность каждого из которых равна длительности точки. Следова-
тельно, скорость телеграфирования w, выраженная числом слов
в минуту, переводится на скорость телеграфирования В, выра-
.женную числом элементов времени (точек) в секунду:

L сек. J bO L мин. J

Одна точка и один промежуток, длительностью равный точке,
составляют период манипуляции. Поэтому манипулирующая ча-
стота вдвое меньше числа элементов времени в секунду.

F [гц\ = = 0,55w Г.

L 2 1 Lмин- J

Полоса частот, занимаемая спектром манипулированного
сигнала,

ДЛ = 1nF = 1,1/zw,

где п — порядок боковых составляющих.

Для удовлетворительного воспроизведения телеграфных зна-
ков требуется передать по линии радиосвязи боковые составляю-
щие верхней и нижней полос до третьего порядка включительно,
как было показано на рис. 453. Следовательно, при п == 3 полоса
пропускания

Д/7 = 3,3w.

Если ручная работа ведется со скоростью w = 30-^в,то по-
требуется полоса около 100 гц. Это гораздо меньше, чем при
радиотелефонии даже с амплитудной модуляцией.

Возможность выбора узких полос пропускания составляет
большое преимущество радиотелеграфной связи: при такой узкой
полосе в приемнике резко уменьшается вероятность воздействия
помех. Но при выборе полосы приходится учитывать возможную
нестабильность частоты. Следовательно, осуществимость радио-
телеграфной связи при узкой полосе пропускания в приемнике
зависит от технических мер стабилизации частоты. Как правило,
узкополосная радиотелеграфная связь на средних и коротких
волнах достигается при кварцевой стабилизации частоты пере-
датчика и настройки приемника.

Радиотелеграфная связь при работе ключом и приеме на слух
имеет и недостатки. Во-первых, она требует операторов-ради-
стов специальной квалификации. Во-вторых, текст, записанный
2§-1404 433
радистом, может содержать его субъективные ошибки. В-третьих,

при слуховом приеме радиолинии не сопрягаются с линиями и
аппаратурой телеграфной проводной связи в единую систему.

Рис. 454. Частотная манипуляция равномер-
ным кодом

слуховом приеме (50 и более слов в

Наконец, скорость пе-
редачи ключом и при-
ема на слух ограничи-
вается указанными вы-
ше цифрами даже при
в ысс ко й кв а ли ф икации

операторов.

Основу телеграфной
связи по проводам со-
ставляют буквопечата-
ющие аппараты (син-

хронные или стартстоп-
ные). Скорость работы
их больше, чем при
минуту); они позволяют

в процессе приема читать текст телеграммы, а в результате
приема дают готовый документ; они исключают субъективные
ошибки при приеме; наконец, для работы по радио можно ис-
пользовать аппараты телеграфной станции, что повышает манев-
ренность станционного оборудования и облегчает сопряжение
радиолиний с проводными линиями.

Но помехозащищенность даже узкополосной системы ампли-
тудной манипуляции недостаточна для устойчивой буквопеча-
тающей работы. Если при слуховом приеме помеха во время
паузы не приводит к ошибке благодаря опыту радиста, то теле-
графный аппарат в этом случае может регистрировать паузу как
посылку, т. е. ошибочно.

Значительно более высокая помехозащищенность радиотеле-
графной связи буквопечатанием достигается при частотной мани-
пуляции, т. е. при такой системе передачи, когда посылке соот-
ветствует излучение на какой-либо частоте /1, а паузе — излучение
на другой, несколько отличной частоте /2 (рис. 454) при работе
равномерным кодом. Приемник должен отличать частоту по-

сылки от частоты паузы и превращать сигнал посылки, например,
в постоянный ток одного направления, а сигнал паузы — в по-
стоянный ток другого направления, тем самым приводя в дей-
ствие регистрирующий аппарат. Конечно, помехи могут возникать
одновременно и на частоте посылки, и на частоте паузы. Но
сумма сигнала посылки и помехи обычно действует сильнее,
чем только одна помеха, благодаря чему получается значитель-
ный выигрыш в помехозащищенности, равноценный увеличению
мощности передатчика при амплитудной манипуляции в 4—10
раз. Кроме того, при одинаковой скорости передачи частотная
манипуляция позволяет иметь в приемнике более узкие полосы
пропускания вследствие более плавного перехода от частоты
посылки fi к частоте пау-
зы А- Этот переход может
быть «без разрыва фазы»,
тогда как при амплитудной
манипуляции происходит
мгновенное изменение ам-
плитуды от полной до нуле-
вой и наоборот.

Характер частотного спек-
тра при манипуляции по ча-
стоте элементарными посыл-
ками представлен на рис. 455.
Главные частотные состав-

Рис. 455. Спектр излучаемых частот
при частотной манипуляции

ляющие сигналов сосредоточены около частот посылки fi и
паузы /2, и поэтому в приемнике требуются узкие полосы про-
пускания около каждой из этих частот. Разность А — fi соответ-
ствует удвоенной девиации частоты которая в зависимости
от стабильности частот может исчисляться сотнями или тыся-

чами герц. Чем стабильнее частоты излучения передатчика и
настройки приемника, тем ближе одна к другой могут быть взяты
Л и f2 и тем большее число передач способен вместить некото-
рый диапазон частот без взаимных помех. Таким образом, ча-
стотная манипуляция есть выгодный способ управления колеба-
ниями при буквопечатающей связи по радио.

Частотная манипуляция дает возможность осуществить двух-
канальное частотное телеграфирование (ДЧТ).

Сущность его состоит в следующем. Если одновременно рабо-
тают два телеграфных аппарата на один общий радиопередат-
чик, то может быть четыре состояния: пауза—пауза, посылка—
посылка, посылка—пауза и пауза—-посылка. Каждому из них
соответствует отдельная частота, излучаемая передатчиком (рис.
456). Следовательно, получается система частотной манипуляции

Рис. 456. Принцип двухканаль-
ного частотного телеграфирования

не двумя, а четырьмя частотами
(А, А, /з, А), благодаря чему
можно передавать одновременно
работу двух телеграфных аппара-
тов, т. е. вести передачу одним
передатчиком по двум каналам.

Система ДЧТ дает возмож-
ность, используя одно передающее
устройство со своей антенной и
одно приемное устройство со своей
антенной, увеличить поток кор-
респонденции. Помехозащищен-
ность системы ДЧТ несколько
ниже, чем одноканальной систе-
мы, но этот проигрыш оправды-
вается преимуществами.
Рис. 457. Принцип тонального радиотелеграфирования

Необходимо подчеркнуть, что как при одноканальной, так и
при двухканальной частотной манипуляции передатчик излучает
непрерывно, но на различных в разные моменты частотах. Сле-

довательно, мощность передатчика используется полнее.

В заключение остановимся кратко на тональном радиотеле-
графировании, применяемом, например, в радиорелейной связи.
Иногда этот метод называют также вторичным уплотнением

радиотелефонных каналов. Аппаратуру вторичного телеграфного
уплотнения, предназначенную для работы по проводным теле-
фонным цепям, можно использовать и для работы по радио-
телефонным каналам, причем один радиотелефонный канал спо-
собен вместить несколько телеграфных каналов.

Принцип тонального радиотелеграфирования поясняет рис. 457.
Посылка и пауза телеграфной буквопечатающей передачи управ-
ляют колебаниями автогенератора тональной (звуковой) ча-
стоты (автогенератора, имеющего большие значения L и С в кон-
туре) . Посылке соответствует
тональная частота Ft, паузе —
F2. В свою очередь напряжения

Рис. 458. Размещение боковых частот
в излучаемом спектре при тональном
радиотелеграфировании

этих тональных частот модули-
руют колебание сверхвысокой
частоты, излучаемое передатчи-
ком. На рисунке изображена
амплитудная модуляция; мож-

но применить и частотную мо-
дуляцию. В приемнике после де-
тектирования частоты Fi и Ft
разделяются фильтрами и создают в регистрирующем аппарате
соответственно токи посылки и паузы. Благодаря малой абсолют-
ной нестабильности тонального генератора можно взять полосы
пропускания разделяющих фильтров в приемнике узкими, что
и позволяет осуществить вторичное уплотнение телефонного
канала несколькими телеграфными. На рис. 458 показано разме-
щение главных боковых частот тональной модуляции в спектре
излучения передатчика.

Схемы амплитудной модуляции

Практически амплитудная радиотелефонная модуляция осу-
ществляется изменением режима работы генераторной лампы
путем воздействия модулирующего напряжения на один или
несколько ее электродов. В соответствии с этим различают се-
точную, анодную модуляцию, модуляцию на экранирующую
сетку, на защитную сетку и совместную модуляцию на анод и
экранирующую сетку. *

Источником напряжения звуковой частоты для радиотеле-
фонной модуляции служит микрофон, включаемый вместе с ми-
крофонной батареей в первичную обмотку микрофонного транс-
форматора. На вторичных зажимах трансформатора под дей-
ствием звука на мембрану микрофона создается переменное на-
пряжение звуковой частоты.

Модуляции по амплитуде подвергается, как правило, один
из каскадов, включенных после задающего генератора. Модуля-
ция самого задающего каскада применяется редко, потому что
при изменениях режима автогенератора частота становится неста-
бильной и наряду с необходимой амплитудной модуляцией появ-
ляется нежелательная в данном случае модуляция по частоте.

Мб параллельного питания на пентоде
Рис. 460. Напряжение смещения на управляю-
щей сетке при модуляции

Поэтому будем изучать
схемы модуляции в ка-
скадах с посторонним
возбуждением.

Сеточная модуляция
осуществляется воздей-
ствием напряжения зву-
ковой частоты в каче-
стве допол!нительного

смещения на управляю’
щую сетку лампы усилителя мощности, работающего с отсечками
анодного тока. На рис. 459 приведена примерная схема выход-
ного усилительного каскада передатчика с амплитудной модуля-
цией смещением на управляющей сетке. Это — схема на пентоде
с параллельным анодным питанием и с индуктивной связью
антенны.

Во время молчания, т. е. при отсутствии напряжения звуко-
вой частоты, напряжение смещения Eg0 постоянно. Когда перед
микрофоном М, который питается от батареи МБ, возникает
звук, на вторичной обмотке трансформатора создается напряже-
ние звуковой частоты с амплитудой которое периодически

изменяет напряжение смещения (рис. 460). Вторичная обмотка
микрофонного трансформатора блокируется емкостью Сь про-
пускающей высокочастотное колебание, а источник постоянного
смещения может блокироваться емкостью С2, пропускающей
также и колебания звуковой частоты.

Физическая картина сеточной модуляции смещением пока-
зана на рис. 461. Левый верхний график дает динамическую
характеристику лампы в анодно-сеточных осях. В этих осях дина-
мическая характеристика отличается от статических тем, что
напряжение на аноде непостоянно из-за наличия колебательного
напряжения на контуре. Однако для пентодов и тетродов
(см., например, рис. 290) влияние изменений анодного напряже-
ния на форму и расположение анодно-сеточных характеристик
незначительно, а потому можно считать, что динамическая ха-
рактеристика совпадает со статической, соответствующей мини-
мальному напряжению на аноде в рабочем процессе Ч

При отсутствии модулирующего звука управляющая сетка
подвергается воздействию суммы постоянного отрицательного на-
пряжения EgQ и напряжения высокой частоты с амплитудой
наводимого в цепи сетки предыдущим каскадом. Это соответ-
ствует исходному режиму нашего каскада — так называемому
режиму несущей частоты (или телефонному режиму). Импульсы
анодного тока имеют при этом постоянный угол отсечки и по-
стоянную высоту, которая должна быть не больше половины

1 См., например, Б. С. Агафонов «Теория и расчет радиотелефонных
режимов генераторных ламп», «Советское радио», 1955.
t

Рис. 461. Физические процессы при сеточной модуляции смещением
максимальной высоты импульса, соответствующей полной (теле-
графной) мощности каскада. Ток в колебательном контуре (ZK)
характеризуется постоянной амплитудой /ктнес несущего коле-
бания. Значит, в режиме несущей частоты телефонный передат-
чик с амплитудной модуляцией имеет недонапряженный режим и
меньшую мощность, чем в телеграфном режиме. Это необходимо
для неискаженной модуляции.

Под действием напряжения звуковой частоты Uq создается
дополнительное смещение, и полное напряжение на сетке при
наличии звука перед микрофоном складывается из трех напря-
жений — постоянного, модулирующего и возбуждающего. На ле-
вом нижнем графике для напряжения высокой частоты осью
развертки является кривая переменного смещения, взятая из
рис. 460.

При действии положительного напряжения со вторичной об-
мотки микрофонного трансформатора, т. е. при уменьшении
отрицательного смещения на сетке, увеличиваются высота им-
пульсов анодного тока и угол их отсечки. При действии отрица-
тельного напряжения звуковой частоты высота импульсов анод-
ного тока и угол их отсечки уменьшаются. В этом и состоит сущ-
ность модуляции смещением.
1кт

Рис. 462. Модуляционная
характеристика при мо-
дуляции смещением

Амплитуда первой гармоники анодно-
го тока, а с нею вместе и амплитуда ко-
лебательного тока 1кт приблизительно
пропорциональны высоте импульсов анод-
ного тока. Поэтому колебательный ток
оказывается модулируемым, как видно
из правого нижнего графика. Максималь-
ная амплитуда колебательного тока

/га макс Летнее О ^)>

а минимальная

Ле/тамин Дс/га нес О

где т — коэффициент модуляции.

На рис. 461 коэффициент модуляции составляет около 80%;

При любом виде амплитудной модуляции не должно быть
искажений телефонной передачи. Об отсутствии искажений* су-
дят по. модуляционной характеристике, т. е. по зависимости
амплитуды тока в контуре от величины модулирующего напря-
жения. Для модуляции смещением модуляционная характери-
стика представится соотношением

hm=f(Es),

где f — знак функциональной зависимости.

Эту зависимость при* данной амплитуде U^m можно снять
по приборам. Для неискаженной модуляции рабочий участок
модуляционной характеристики (рис. 462) должен быть прямо-
линейным. Прямолинейность может нарушиться после достиже-
ния максимального (телеграфного) режима, обычно соответ-
ствующего критическому режиму усилителя. Вполне понятно,
что каскад, в котором осуществляется модуляция смещением и
который работает в недонапряженном режиме, имеет понижен-
ный к. п. д. в сравнении с усилительным каскадом, работающим
в критическом режиме.

Для ламп средней мощности микрофон, включенный в цепь
сетки через трансформатор, не дает необходимой глубины моду-
ляции. Поэтому применяют предварительное усиление в специ-
альном каскаде — модуляторе. Он представляет собой схему уси-
ления колебаний низкой частоты, собранную на специальных
модуляторных лампах с левыми характеристиками или на обыч-
ных триодах и пентодах низкой частоты.

На рис. 463 дана схема модуляции смещением в каскаде по-
следовательного анодного питания. Модуляторный триод полу-
чает на сетку переменное напряжение от микрофонного транс-
форматора и имеет в анодной цепи междуламповый трансфор-
матор, вторичная обмотка которого последовательно с источни-
440
ком постоянного смещения подключена к сетке высокочастотного
каскада.

В мощных передатчиках для сеточной модуляции выходного
каскада требуется модулятор значительной мощности с несколь-
кими каскадами предварительного усиления по звуковой частоте
(они называются подмодуляторными каскадами). Это может
привести к значительному усложнению схемы и конструкции
передатчика. В таких случаях целесообразно осуществлять моду-
ляцию в одном из промежуточных каскадов усиления мощности.
Тогда каскады, следующие за модулируемым, должны работать
в режиме усиления модулированных колебаний.

Рис. 463. Модуляция смещением с предварительным усилением
по звуковой частоте

-н

Усиление модулированных колебаний имеет свои особенности.
Если бы мы стремились сохранить неизменным коэффициент мо-(
дуляции, полученный в модулируемом каскаде, то мы должны
были бы вести усиление в режиме класса В, т. е. при угле от-
сечки в 90° (рис. 464). Но при этом, как известно, несколько
понижается к. п. д. каскада по сравнению с к. п. д. при обычных
значениях угла отсечки (50—75°). Кроме того, режим молчания
все равно оказывается недонапряженным, что также понижает
к. п. д. Поэтому целесообразнее усиливать модулированные коле-
бания в режиме класса С, т. е. с нормальными значениями угла
отсечки анодного тока. Более того, в данном случае увеличи-
вается коэффициент модуляции в усилительном каскаде
(рис. 465). Значит, режим каскада класса С выгоден при недо-
статочно глубокой модуляции, получаемой в предыдущих каска-
дах.
Рис. 464. Усиление модулированных колебаний
в режиме класса В

Рис. 465. Усиление модулированных колебаний
в режиме класса С
Рис. 466. Модуляционные
характеристики усили-
теля модулированных ко-
лебаний

Модуляционной характеристикой уси-
лителя модулированных колебаний можно
назвать зависимость амплитуды колеба-
тельного тока 1кт от амплитуды напря-
жения высокой частоты на сетке Ugm

При работе в режиме класса С эта
характеристика начинается правее на-
чала координат (рис. 466), так как ма-
лые амплитуды сеточного напряжения
вовсе не создают импульсов анодного
тока. Характеристика имеет прямолиней-
ный подъем вплоть до перехода к пере-
напряженному режиму. При угле отсечки
в 90° модуляционная характеристика на-
чинается из начала координат.

Модуляция на защитную (антидинатронную) сетку приме-
няется в усилительных каскадах на пентодах и имеет ряд пре-
имуществ, особенно для передатчиков небольшой мощности, пе-
ред модуляцией на управляющую сетку. Преимущества заклю-
чаются в возможности получить прямолинейную модуляционную
характеристику. Кроме того, если в процессе модуляции напря-
жение на защитной сетке изменяется в области своих отрица-
тельных значений, а потому ток и расход мощности в цепи этой
сетки отсутствуют, то от источника звуковой частоты требуется
небольшая мощность. Поэтому в качестве модулирующего
устройства можно применить микрофон с трансформатором.

Рис. 467. Схема модуляции на защитную сетку
Ia
(*ia)k

Пентод ГУ-80

2000-

^06

1500-

WOO

500\

£„=-4005

Eg =-2006

Eg*+W6
Eg = +6006
&2

500 WOO 1500 tilOO 2500 (fif

Рис. 468. Идеализированные анодные харак-
теристики пентода, снятые при разных на-
пряжениях на защитной сетке

Схема усилительного
каскада с модуляцией на
защитную сетку представ-
лена на рис. 467. В цепи
защитной сетки действу-
ют последовательно по-
стоянное отрицательное
напряжение Eg* и напря-
жение звуковой частоты с
амплитудой £7Q/w. Возбуж-
дающее напряжение, как
всегда, действует в цепи
первой сетки.

Физический смысл мо-

дуляции на защитную сет-

ку состоит в том, что при повышении отрицательного напряжения
на этой сетке электронный поток перехватывается экранирующей
и управляющей сетками, вследствие чего анодный ток умень-
шается. Это видно из идеализированных анодных характеристик,
снятых при одинаковых Е& и Eg^ но различных напряжениях
на защитной сетке (рис. 468). С ростом отрицательного напряже-
ния на защитной сетке граничная линия (линия критического ре-
жима) семейства анодных характеристик перемещается вправо
и уменьшает свою крутизну. Именно в этом и проявляется эф-
фект перераспределения электронов в пользу тойа экранирующей
сетки при увеличении тормозящего поля, создаваемого защитной

сеткой.

Теперь предположим,
что на управляющую сет-
ку действует возбуждаю-
щее напряжение (совмест-
но со смещением), причем
максимальное положитель-
ное напряжение «giMaKC
остается для всех перио-
дов высокой частоты оди-
наковым. Напряжение на
экранирующей сетке так-
же будем считать постоян-
ным. Рассмотрим образо-
вание импульса анодного
тока для трех значений
напряжения на защитной
сетке (рис. 469). Для это-

Рис. 469. Зависимость высоты импульса
анодного тока от напряжения на защит-
ной сетке

го, допуская некоторое
приближение, проведем
динамические характери-
Рис. 470. Модуляцион-
ная характеристика
при модуляции на за-
щитную сетку

Рис. 471. Зависимость постоянных
составляющих токов от напряже-
ния на защитной сетке

стики из одной исходной точки и под одинаковым наклоном до
пересечения со статическими анодными характеристиками, кото-
рые соответствуют одинаковым значениям t7ftMaKC, но разным ве-
личинам напряжения на защитной сетке. Точки пересечений
определят высоту импульсов анодного тока. При этом форма
импульсов анодного тока может быть неискаженной или иметь
некоторые впадины в зависимости от примененной лампы и ре-
жима. Но если высота импульсов зависит от напряжения на за-
щитной сетке, то возможность описываемого способа модуляции
очевидна.

Модуляционная характеристика каскада представит собою за-
висимость амплитуды колебательного тока в контуре от напря-
жения на защитной сетке при наличии возбуждения. Примерный
график модуляционной характеристики изображен на рис. 470.
В области отрицательных напряжений йа защитной сетке эта
характеристика практически прямолинейна, т. е. получается глу-
бокая неискаженная модуляция.

Возвращаясь к схеме каскада с модуляцией на защитную
сетку (рис. 467), отметим следующие ее особенности. Если на
управляющей и экранирующей сетках установить фиксированные
исходные напряжения Egt и Egt (например, от отдельных бата-
рей), то в генераторном режиме при изменении напряжения на
защитной сетке будут значительно изменяться постоянные со-
ставляющие токов Igfi и Igi0, возрастая с уменьшением по-
стоянной составляющей анодного тока (рис. 471). Из-за увеличе-
ния тока в цепи управляющей сетки требуется возбудитель повы-
шенной мощности, что оказывается недостатком модуляции на
защитную сетку. Именно это вызывает необходимость примене-
ния автоматического способа смещения на управляющей сетке.
Экранирующая сетка питается от анодного источника тока через
гасящее сопротивление. Благодаря этому постоянные составляю-
щие токов сеток уменьшаются и получаются практически неиз-
менными во всей области изменений напряжения на защитной
сетке.

Но такое постоянство токов достигается, естественно, за счет
изменения напряжений на управляющей и экранирующей сетках
по закону модулирующей частоты в режиме модуляции. Зна-
чит, в схеме рис. 467 фактически происходит комбинированная
модуляция — с изменяющимися по звуковой частоте напряже-
ниями на сопротивлениях Rgi и а следовательно, и на этих
сетках.

Благодаря относительному постоянству тока / 0 в процессе
модуляции нагрузка предыдущего каскада не изменяется, что
важно, например, для поддержания стабильности частоты возбу-
дителя.

Блокировочный конденсатор Cg* должен иметь небольшую
емкость, которая не составляла бы заметной проводимости даже
для высшей модулирующей частоты.

Модуляция на экранирующую сетку применяется иногда в пе-
редатчиках сравнительно небольшой мощности на тетродах
(рис. 472), реже — на пентодах.

Модуляция воздействием модулирующего напряжения на
экранирующую сетку возможна вследствие зависимости разме-
щения анодно-сеточной характеристики в осях координат от ве-

Р д

Модулятор 2

Рис. 472. Схема выходного каскада на тетроде с модуляцией на экра-
нирующую сетку с усилительным (модуляторным) каскадом звуковой
частоты
личины напряжения на экранирующей сетке (см., например,
рис. 290, 297). Повышение положительного напряжения на этой
сетке перемещает характеристику влево, а понижение — вправо.
На управляющую сетку одновременно с исходным смещением
—-Е действует возбуждающее напряжение высокой частоты
с амплитудой £7^, а на экранирующую сетку одновременно
с постоянным напряжением + Е действует модулирующее на-
пряжение звуковой частоты с амплитудой Предварительно
напряжение (и мощность) звуковой частоты в схеме рис. 472
усиливается модуляторным каскадом.

На рис. 473 пояснены физические процессы модуляции на
экранирующую сетку. Исходным напряжением Egz (в режиме

Рис. 473. Физические процессы модуляции па
экранирующую сетку

молчания) определяется положение средней характеристики на
левом верхнем графике. Зная смещение Е и амплитуду воз-
буждения £7^, отложим по оси времени вниз напряжение на
управляющей сетке и, спроектировав его максимумы в точку а,
построим импульсы анодного тока в исходном режиме (первый
импульс на правом графике).

Во время действия звука на микрофон напряжение на экра-
нирующей сетке «медленно» возрастает до значения Egi
и затем «медленно» снижается до значения Е — Uqjm повторяя
далее этот цикл. Вместе с изменением напряжения на экрани-
Рис. 474. Модуляцион-
ная характеристика при
модуляции на экраниру-
ющую сетку

рующей сетке происходят «медленные»
(со звуковой частотой) перемещения ха-
рактеристики (строго говоря, динамиче-
ской характеристики, которую мы при-
ближенно считаем совпадающей со ста-
тической). В крайнем левом положении
характеристики импульс анодного тока
определится высотой точки 6, а в крайнем
правом — высотой точки с. Учитывая
«медленные» перемещения характеристи-
ки между этими крайними положениями,
мы можем построить импульсы анодного
тока за целый период модулирующего

напряжения и определить из графика коэффициент модуляции.
Нужно заметить, что угол отсечки анодного тока в процессе мо-
дуляции изменяется. В колебательном контуре и в антенне ампли-
туды тока высокой частоты приблизительно пропорциональны

высоте импульсов, т. е. ток также оказывается модулированным.

Модуляционной характеристикой каскада для этого случая
называют зависимость амплитуды тока в колебательном контуре
от напряжения на экранирующей сетке при заданной амплитуде
возбуждения (рис. 474).

К недостаткам этого способа модуляции нужно отнести, во-
первых, значительную мощность звуковой частоты, потребляемую
в, цепи экранирующей сетки, и, во-вторых, необходимость вклю-
чения для блокировки по высокой частоте довольно большой
емкости Cg2, которая пропускает и высшие звуковые частоты,
искажая звук. Поэтому данный способ модуляции применяется
сравнительно редко.

Анодная модуляция применяется преимущественно в каскадах
с мощными триодами. Физическая сущность анодной модуляции
заключается в том, что при изменении со звуковой частотой на-
пряжения, питающего анод лампы, изменяется высота импульсов
анодного тока, создаваемых возбуждающим напряжением высо-
кой частоты.

Одна из многочисленных схем анодной модуляции дана на
рис. 475. Правая лампа — каскад усиления мощности с парал-

Рис. 475. Схема модуляции на анод
Дельным питанием; в нем производится модуляция. Левая
лампа — модулятор, т. е. усилитель мощности звуковой частоты,
анодная цепь которого имеет общий источник питания Е& с мо-
дулируемым каскадом и, кроме того, связана с ним через моду-
ляционный трансформатор Тр. В цепи сетки модулируемого
каскада, кроме напряжения возбуждения «а, имеется автомати-
ческое смещение, создаваемое сеточным током на сопротивле-
нии Rg.

Напряжение анодного питания складывается из напряжения
источника Е& и напряжения на зажимах вторичной обмотки
модуляционного трансформатора U^m sin Qt. Следовательно, пи-
тающее напряжение изменяется по величине, оставаясь, однако,
положительным:

ел = Ей + и&тых\. Qt.

Наибольшее и наименьшее

е = Е 4- U •
а макс ^а । Qm>

е =±=Е —U

Требуется пояснить, что
изменение анодного напря-
жения со звуковой частотой
вызывает изменение высоты
импульсов анодного тока,
т. е. амплитудную модуля-
цию. Для этого обратимся

значения этого напряжений

К характеристикам триода рис. 47бе Пояснение принципа анодной
с высоким коэффициентом модуляции

усиления (см. рис. 368) и

к построению динамических характеристик для усилителей мощ-
ности (см., например, рис. 370, 372 и 378). Для .идеализи-
рованных характеристик при заданной величине Zpe3 положе-
ние динамической характеристики определялось точкой т На
вертикали, проходящей через конец отрезка Еа. Если же пи-

тающее анодное напряжение изменяется, то и динамическая
характеристика перемещается (рис. 476). В режиме молчания
напряжению Еа соответствует средняя динамическая характе-
ристика; слева показана наибольшая возможная в этом случае
высота /ао импульса анодного тока. В максимальном режиме мо-
дуляции напряжению Еа + WOm соответствует верхняя динамиче-
ская характеристика и наибольшая высота импульса обозначена /а.
В минимальном режиме модуляции напряжению Еа — UQm со-
ответствует нижняя динамическая характеристика и наибольшая
возможная высота импульса обозначена /а. Форма импуль-

сов анодного тока зависит от всех величин, определяющих
Рис. 477. Разновидность схемы анодной модуляции

режим модулирующего каскада, и может быть как неискаженной,
так и искаженной. Выгодные условия работы — критический ре-
жим для верхней точки и перенапряженный режим для осталь-
ных значений Еа. Это дает высокий и почти постоянный к. п. д.

На рис. 477 показана разновидность схемы анодной модуля-
ции. В этой схеме вместо мощного трансформатора применен
дроссель со стальным сердечником; дроссель можно рассматри-
вать как автотрансформатор с коэффициентом трансформации,
равным единице.

Коэффициент модуляции приблизительно равен отношению
амплитуды напряжения звуковой частоты к напряжению источ-
ника анодного питания:

Еа

Модуляционная характеристика представляет собою зависи-
мость амплитуды колебательного тока 1кт от анодного напряже-
ния Е& при данном напряжении возбуждения (рис. 478).

характеристика при
анодной модуляции

Можно добиться почти прямолинейной
формы этой характеристики, т. е. полу-
чить глубокую неискаженную модуля-
цию.

Большой интерес представляют энер-
гетические соотношения в каскаде с анод-
ной модуляцией. При всех видах модуля-
ции, рассмотренных выше, единственным
источником колебательной мощности был
источник постоянного анодного напряже-
ния генераторной лампы. В режиме мол-
чания его мощность использовалась не
полностью и оставался -резерв для повышения мощности в ма-
ксимальном режиме. При анодной модуляции имеется дополни-
тельный источник энергии — модуляторный каскад. Для него
генераторная лампа служит полезной нагрузкой, сопротивление
которой

Мощность переменного тока звуковой частоты, отдаваемая
этому сопротивлению, расходуется в действительности на допол-
нительный нагрев анода генераторной лампы и на увеличение
колебательной мощности в процессе модуляции. Мы знаем, что
дополнительная полезная мощность колебаний боковых частот
тп^

модуляции составляет мощности несущего колебания. По-
скольку к. п. д. генератора в процессе анодной модуляции
остается постоянным, подводимая к генератору мощность увели-
чивается пропорционально полезной. Следовательно, модулятор
отдает генератору мощность

р —р
* м 2 0 нес,

где нес—мощность, подводимая от источника в режиме мол-
чания.

При стопроцентной модуляции

П __ ^Онес

Значит, модулятор должен давать дополнительную мощность,
равную половине мощности, подводимой к генератору в режиме
молчания. Иначе говоря, мощность модулятора должна быть со-
измерима с мощностью генератора. Но если учесть, что неиска-
женное усиление мощности звуковой частоты в модуляторе полу-
чается в режиме класса А (при работе без отсечек анодного
тока) и что к. п. д. в этом режиме оказывается низким,z прихо-
дится в случае строгих требований к качеству передачи брать
модуляторную лампу не с меньшей, а даже с большей мощ-
ностью по сравнению с генераторной. Именно эти соображения
привели к разработке мощных модуляторных триодов с левым
расположением анодно-сеточных характеристик. К таким лампам
относятся, например, триод ГМ-1А с водяным охлаждением и
мощностью рассеяния на аноде до 30 кет, а также триод ГМ-60
с мощностью рассеяния на аноде до 600 вт. Несколько выгоднее
получаются энергетические соотношения при двухтактном моду-
ляторе, работающем в классе В.

Анодно-экранная модуляция применяется в передатчиках ма-
лой и средней мощности на лучевых тетродах, а иногда и на
29* 451
пентодах. Модулирующее воздействие состоит в одновременном
повышении и понижении напряжений питания анода и экрани-
рующей сетки по закону звуковой частоты.

Одна из схем анодно-экранной модуляции представлена на
рис. 479. Это схема генераторного каскада с последовательным
анодным питанием. Нагрузкой для анодной цепи модуляторной
лампы служит дроссель со стальным сердечником. Параллельно
дросселю (относительно лампы модулятора) включены цепи ано-
да и экранирующей сетки генераторной лампы. Напряжение
снижается в сравнении с fa сопротивлением R блокируемым
по высокой частоте конденсатором Смещение Eg* автомати-
ческое.

Рис. 479. Схема анодно-экранной моду-
ляции

Рис. 480. Влияние измене-
ний Е& и Eg2 на анодно-
сеточные характеристики
тетрода

В результате совместного изменения напряжений на аноде и
экранирующей сетке анодно-сеточные характеристики переме-
щаются относительно начала координат и одновременно изме-
няется их крутизна (рис. 480). Следовательно, физически про-
цесс модуляции (проектирование + Ugi макс в точки а, Ь, с)
можно пояснить так же, как и модуляцию по экранирующей
сетке (см. рис. 473). Но здесь модулятор; мощность лампы кото-
рого имеет один порядок с мощностью генераторной лампы, по-
вышает энергию боковых колебаний.

Модуляционной характеристикой для данной схемы будет за-
висимость амплитуды колебательного тока 1кт от напряжения
ЕЛ питания схемы при данном возбуждающем напряжении и
данном сопротивлении /?-.
Автоанодная модуляция, предложенная Н. Г. Кругловым, представляет
собою дополнительную модуляцию в каскаде, усиливающем модулирован-
ные колебания. Для этой цели в цепь анодного питания и в цепь сеточного
смещения включаются дроссели со стальными сердечниками; слагающие
звуковой частоты токов анода и сетки создают на дросселях переменные
напряжения звуковой частоты, используемые для дополнительной моду-
ляции.

Схема Круглова имеет высокий к. п. д. усилителя и может работать
с малой мощностью первичного модулятора.

Схемы частотной модуляции

Частотная модуляция, применяемая на ультракоротких вол-
нах, позволяет устанавливать в передатчике полную (телеграф-
ную) мощность без искажения сигнала, выбирать без ограниче-
ний индекс модуляции в зависимости от линии радиосвязи; она
позволяет, как мы узнаем далее, применять в приемнике ограни-
читель, подавляющий помехи. Все это повышает качество радио-
вещания на УКВ, увеличивает дальность и устойчивость связи.

Однако схемы передатчиков и приемников ЧМ несколько
усложняются. Так, например, если амплитудная модуляция
успешно осуществляется в каскаде усиления мощности при квар-
цевой стабилизации возбудителя, то частотная модуляция по су-
ществу должна производиться в возбудителе, который при этом
не может иметь кварцевой стабилизации частоты. Способ моду-
ляции в возбудителе называют прямым способом частотной мо-
дуляции. Однако при кварцевой стабилизации частоты возбуди-
теля возможна модуляция фазы усиливаемых колебаний в по-
следующем каскаде, а фазовая модуляция может быть преобра-
зована в частотную. Это косвенный способ частотной модуляции.

Рассмотрим схемы с прямым способом ЧМ. На рис. 481
дается простейшая схема частотной модуляции в трехточечном
автогенераторе. Эта схема лишь поясняет принцип модуляции, но
отнюдь не рекомендуется для практического применения. Здесь
параллельно емкости контура присоединен специальный конден-
сатор, емкость которого увеличивает общую емкость, т. е. влияет
на частоту автоколебаний. Емкость этого конденсатора-микро-
фона изменяется под действием звука: подвижная пластина
(пунктирная) приближается к неподвижной и удаляется от нее
в такт звуковым колебаниям, тем самым увеличивая и умень-
шая частоту автоколебаний. »

Напомним: звук большей | || ] |^

громкости увеличивает де-
виацию частоты автоколеба-
ния по сравнению со звуком
меньшей громкости. Но кон-
денсаторный микрофон де-
стабилизирует и среднюю ча-

стоту (немодулированную) рИСе Простейшая схема частотной
автогенератора. модуляции
Рис. 482. Схема частотной модуляции с реактивной лампой (я),
ее упрощенное представление (<5), эквивалент реактивной лампы (в) и
векторная диаграмма (г)

На практике вместо конденсаторного микрофона применяется
реактивная лампа, играющая роль параллельной контуру индук-
тивности или емкости и управляемая обычным микрофоном'.

В маломощных радиостанциях иногда параллельно генера-
торному контуру включают промежуток сетка — катод реактив-
ной лампы (частотного модулятора). Емкость этого промежутка
зависит от распределения пространственного заряда вокруг ка-
тода:. она возрастает при повышении напряжения на сетке и
уменьшается при его снижении. Наименьшая емкость и наивыс-
шая частота автоколебаний соответствуют самому низкому (наи-
большему отрицательному) напряжению на сетке реактивной
лампы, и наоборот. Это напряжение, получаемое через микро-
фонный трансформатор и изменяемое со звуковой частотой, и
выполняет частотную модуляцию возбудителя. Такая схема на-
шла применение, например, в передатчиках радиорелейных стан-
ций метровых волн.

Значительно шире применяются схемы частотной модуляции,
в которых параллельно контуру автогенератора включается ре-
активная лампа промежутком анод — катод; она получает воз-
буждающее напряжение на сетку через активно-реактивный де-
литель. Один из вариантов подобной схемы изображен на
рис. 482, а. Здесь левая часть схемы представляет собой автоге-
нератор (в данном случае с трехточечной емкостной связью).
Правая часть схемы — блок реактивной лампы. Обе лампы пи-
таются от общего источника напряжения Е* по параллельным
схемам.
Анод и катод реактивной лампы подключены по высокой ча-
стоте к контуру (в данном случае катод подключен через срав-
нительно большую емкость ' Одновременно параллельно
контуру включен делитель напряжения /?МСМ, с участка См
которого напряжение высокой частоты действует на сетку реак-
тивной ^ампы. На ту же сетку через дроссель высокой частоты
подаются исходное смещение —Е& от своего источника и пе-
ременное напряжение звуковой частоты uQ со вторичной об-
мотки микрофонного трансформатора.

Рассмотрим сначала влияние реактивной лампы в режиме
Молчания. Контур и лампа с делителем напряжения высокой ча-
стоты представлены упрощенно на рис. 482, б. Автоколебания
создают на контуре - переменное напряжение высокой частоты
с амплитудой Um, которое мы примем за исходный вектор для
построения диаграммы (рис. 482, г). Если параметры делителя
выбраны так, что для частоты автоколебаний /?и -i-, то

шом
вектор тока /pCffz, проходящего через делитель, практически
синфазен с вектором напряжения Um. Напряжение воз-
действующее с зажимов емкости Ст на сетку реактивной лампы,
представлено вектором, отстающим на 90° от вектора тока 1^Сгп.
Первая гармоника анодного тока 1т реактивной лампы, для
которой источником напряжения (через разделительный кон-
денсатор) служит резонансный контур LC, по фазе совпадает
с сеточным напряжением. Таким образом, напряжение на кон-
туре Um и ток через реактивную лампу сдвинуты по фазе
на 90°, причем ток отстает от напряжения. Значит, лампа пред-
ставляет собой сопротивление реактивного, точнее, индуктивного
характера, включенное параллельно контуру. Величина реактив-
ного сопротивления

а эквивалентная реактивной лампе индуктивность

L3 = —
9 со

Эта индуктивность показана включенной параллельно кон-
туру в эквивалентной схеме рис. 482,в. С учетом L3 и следует
вычислять частоту контура. Включение индуктивности Ьэ повы-
шает частоту, так как в результате параллельного соединения
двух индуктивностей общая индуктивность уменьшается:

'т
Теперь покажем, что величина L3 зависит от крутизны ха-
рактеристики реактивной лампы. Мы можем написать:

Далее
и ________________________г * —

lRCm /?МСМШ *

Ио амплитуда первой гармбники анодного тока реактивной
лампы

где Scp—средняя крутизна характеристики реактивной лампы
для выбранной амплитуды сеточного напряжения.
Значит,

ъг
’

ИЛИ

Т ___

о
°ср

Действительно, эквивалентная индуктивность, а значит, и ча-
стота автоколебаний зависят от крутизны Scp.

Рассмотрим теперь режим модуляции. Если смещающее на-
пряжение на сетке реактивной лампы изменяется по закону

egi = ~Egi + UQm «П SA

то изменяется и угол отсечки импульсов анодного тока, созда-
ваемых напряжением т. е. изменяется средняя крутизна

по первой гармонике, а вместе с ней — величина L3 и частота
автоколебаний. Небольшие относительные изменения частоты
—? — оказываются пропорциональными амплитудам модули-
7 о

рующего напряжения.

Возможный вариант схемы модуляции — подача модулирую-
щего напряжения на экранирующую сетку реактивной лампы.
Изменения Е приводят к изменению угла отсечки анодного
тока (см. рис. 473), т. е. к изменению индуктивности L3.

В качестве емкости См, если требуется ее малая величина,
можно использовать входную емкость реактивной лампы. Воз-
можно и иное построение схемы реактивной лампы: емкость См
и сопротивление /?м меняют местами и изменяют их величины
так, чтобы удовлетворялось неравенство (рис. 483, а).
б

Рис. 483. Схема с реактивной лампой, эквивалентной
конденсатору (а), и ее влияние на частоту (б)

Легко доказать, что при этом лампа окажется уже не индук-
тивностью, а емкостью, присоединенной параллельно контуру
(рис. 483,6). Модуляция осуществляется изменениями этой ем-
кости (Сэ) под действием напряжения звуковой частоты.

При выборе схемы и деталей частотного модулятора прихо-
дится считаться с тем, что реактивная лампа может оказать де-
стабилизирующее влияние на среднюю частоту автогенератора
под действием температурных и других факторов. Если такое
влияние в должной мере не устраняется, то прибегают к Сравни-
тельно сложным устройствам для автоматической подстройки
средней частоты автогенератора. Со схемами автоподстройки мы
ознакомимся ниже.

Можно применить также кварцевую стабилизацию возбудителя с после-
дующим усилением и умножением частоты и с косвенной частотной моду-
ляцией в одном из промежуточных каскадов (рис. 484). В промежуточном
каскаде можно осуществить фазовую модуляцию, т. е. периодическое откло-
нение фазы, при котором индекс модуляции пропорционален амплитуде зву-
кового напряжения. Но нам "нужна частотная модуляция, т. е. такое перио-
дическое отклонение фазы, при котором индекс модуляции пропорционален
амплитуде и обратно пропорционален частоте модуляции. Поэтому к моду-
лятору подводят звуковое напряжение Uq через делитель RC. Чем выше мо-
дулирующая частота 2, тем меньше будет сопротивление-^ и тем боль-
шая часть напряжения будет падать на сопротивлении R, не воздействуя на
модулятор. Благодаря этому индекс фазовой модуляции окажется обратно
пропорциональным частоте 2.

Рис. 484. Косвенный метод частотной модуляции в передатчике
с кварцевой стабилизацией
Схемы радиотелеграфной манипуляции

Амплитудная манипуляция с помощью ключа или реле,
управляемого ключом, в принципе возможна в любом из каска-
дов передатчика. Однако в схему возбудителя включать мани-
пулятор не следует, так как он может существенно нарушить
стабильность автоколебаний.

Один из простых способов амплитудной манипуляции в уси-
лительном каскаде — подача при отжатом ключе большого отри-
цательного напряжения на сетку от постороннего источника
(рис. 485, а). Это смещение во время паузы должно полностью
запирать лампу для возбуждающего напряжения, т. е. значи-
тельно превышать величину нормального смещения. Для каска-
дов с тетродами практикуется манипуляция переключениями по-
стоянного положительного напряжения экранирующей сетки на

Рис. 485. Схемы прерывания колебаний в усилительном каскаде с помощью
ключа:

а — смещением на управляющей сетке; б — отрицательным напряжением на экранирующей
сетке; в — отрицательным напряжением на защитной сетке с одновременным уменьшением
напряжений на аноде и экранирующей сетке

небольшое отрицательное и обратно (рис. 485,6), а для каска-
дов с пентодами — манипуляция подачей отрицательного напря-
жения на защитную сетку при отжатии ключа.

Более совершенна схема рис. 485, в, в которой при отжатии
ключа одновременно с подачей отрицательного напряжения на
защитную сетку снижаются положительные напряжения на
аноде и экранирующей сетке.

В передатчиках средней и большой мощности ключ не вклю-
чается в манипулируемую цепь каскада, а воздействует на реле,
осуществляющее манипуляцию своими рабочими контактами.
Благодаря применению реле в цепи ключа можно иметь низкие
напряжения, безопасные для радистов и позволяющие разме-
стить ключ или телеграфный аппарат на значительном расстоц-
458
Нии от передатчика. На рис. 486 дается простой пример схемы
дистанционной манипуляции с помощью электромагнитного реле.
Управление током манипуляционной батареи МБ ведется через
средние точки двухпроводной цепи, по которой одновременно осу-
ществляется телефонная связь между манипуляционным пунктом
и радиопередатчиком.

Если дистанционное управление производится по цепи, связы-
вающей манипуляционный пункт с передатчиком через телефон-
ный коммутатор, или же мощный передатчик управляется дистан-
ционно через маломощные радиостанции, то передача посылок
постоянного тока неосуществима. В таких случаях манипуляция
выполняется посылками напряжения звуковой частоты (тональ-
ная манипуляция). При этом в схему добавляются генераторы
звуковых частот, размещаемые на манипуляционном пункте, и
выпрямительное устройство для преобразования колебаний зву-
ковых частот в посылки постоянного тока, необходимые на пере-
датчике для работы реле. При дистанционном управлении по ра-
дио тональными сигналами производится модуляция маломощ-
ного передатчика на управляющем пункте, а на выходе прием-
ника в управляемом пункте включается выпрямитель для преоб-
разования тональных посылок в импульсы постоянного тока.

Рис. 486. Манипуляция и телефонная связь по двухпроводной цепи

Для того чтобы цепи манипуляции при разрывах контактов
не создавали помех расположенным поблизости радиоприемни-
кам, приходится принимать специальные меры подавления помех,
например, включать в цепи ключа и реле блокировочные кон-
денсаторы или более сложные фильтры.

Помимо того что электромагнитные реле служат источником
помех, они характеризуются необходимостью тщательной регули-
ровки и инерционностью движущегося якоря, что ограничивает
Допустимые скорости передачи. Во всех этих отношениях боль-
шими преимуществами обладают электронные реле. Для поясне-
ния принципа действия электронного реле рассмотрим рис. 487.
Здесь реле по принципу действия можно назвать усилителем по-
стоянного тока. При отжатом ключе на сетку лампы-реле по-
дается постоянное напряжение от источника напряжения Екл.
Анодный ток этой лампы /р от источника напряжения Е? прохо-
Рис. 487. Манипуляция с помощью
электронного реле

дит через сопротивление Rg
автоматического смещения ге-
нераторной лампы и создает
на ее сетке запирающее отри-
цательное напряжение. При на-
жатом ключе напряжение на
сетке лампы реле уменьшается,
ток /р резко падает и сетка ге-
нераторной лампы получает
нормальное смещение. Более
сложные и совершенные элек-
тронные реле используются для
телеграфирования со значитель-
ными скоростями.

Частотная манипуляция при-
меняется в передатчиках радио-
линий буквопечатающей связи.
Имея на двух концах радиоли-

нии по одному передатчику и по одному приемнику, можно вести
передачу в двух независимых направлениях на разных волнах.
Так, например, работает линия радиосвязи с двумя симплекс-
ными .аппаратами СТ-35
на каждом конце (рис.

488). При системе ДЧТ
телеграфная аппаратура
удваивается.

Воздействие телеграф-
ного аппарата на мани-
пулируемый передатчик

сводится по существу к
переброске электромагнит-
ного или электронного ма-

Рис. 488. Одновременная работа телеграф-
ными аппаратами по двум направлениям

нипуляционного реле к линии радиосвязи

одно из двух положений,

соответствующих посылке и паузе. Под действием реле излуче-
ние на частоте посылки fi и Ь заменяется излучением на частоте
паузы fz и обратно.

£-

Рис. 489. Частотная манипуляция по системе двух
возбудителей с отдельными кварцами
Что же служит источником колебаний двух разных, хотя И
близких частот? В самом простом (но не лучшем) случае коле-
бания создаются двумя автогенераторами, стабилизируемыми
кварцами на частотах f\ и /2 (рис. 489) и подключаемыми пооче-
редно к усилителю мощности передатчика. Реле частотной мани-
пуляции может быть также и электронным.

Рассмотрим схему с частотной манипуляцией двух независимых возбу-
дителей при помощи электронного реле (рис. 490). Когда контакт теле-
графного аппарата разомкнут, лампа Л2 отперта, а лампа Л\ заперта на-
пряжением, образующимся на сопротивлении /?з, через которое проходит
анодный ток лампы Л2. Но на сетку лампы Л2 действует напряжение вы-
сокой частоты fi. Значит, на анодной- нагрузке, общей для обеих ламп
(дроссель Лдр и входное сопротивление следующего каскада), при разомкну-
том контакте создается напряжение частоты f2, на которой и происходит
излучение. При нажатом ключе батарея манипуляции Ем создает на сопро-
тивлении /?2 отрицательное смещение для лампы Л2 и уменьшает на со-
противлении R3 отрицательное смещение для лампы Ль В этом случае на
общей нагрузке анодных цепей образуется напряжение частоты fi, которая
и излучается. ' ’

Недостатки частотной манипуляции с двумя отдельными
кварцами — потребность в большом числе кварцев (для широ-
кого маневра частотами) и разрыв фазы колебаний при пере-
ходе от частоты fi к частоте /2 и обратно (что расширяет спектр
сигнала). Для ликвидации этих недостатков в схемах с диапа-
зонно-кварцевой стабилизацией частоты (например, рис. 440)
параллельно контуру плавного генератора подключают реактив-
ную лампу (рис. 491), крутизна которой изменяется путем мани-

пуляции смещающего на-
пряжения на сетке, полу-
чаемого от специального
источника £м. При изме-
нении частоты длинновол-
нового генератора на Д/
на ту же величину изме-
няется и комбинационная
частота на выходе смеси-
теля, используемая для
возбуждения передатчика.

При двухканальном ча-
стотном телеграфировании
принцип управления ча-
стотой возбудителя такой
же, как и при одноканаль-
ной системе. Здесь реак-
тивная лампа также под-
ключается к управляемо-
му по частоте генератору,

К усилит,
мощности

Рис. 490. Частотная .манипуляция электрон-
ным реле

и в зависимости от напря-
жения на ее управляю-
Рис. 491. Частотная манипуляция с помощью реактивной
лампы в диапазонно-кварцевом возбудителе

щей сетке устанавливается одна из четырех частот возбуждения.
Следовательно, в результате манипуляции должны быть полу-
чены четыре значения смещающего напряжения на сетке реак-
тивной лампы: пауза — пауза, посылка — посылка, посылка —
пауза и пауза — посылка. Электронное реле, управляемое двумя
телеграфными аппаратами и в свою очередь управляющее вели-
чиной напряжения на сетке реактивной лампы, оказывается не-
сколько более сложным, чем в рассмотренных нами примерах.
Оно дает быстрый, но непрерывный переход от одного значения
смещающего напряжения к другому, вследствие чего и полу-
чается манипуляция без разрыва фазы.

Краткие сведения об однополосной радиопередаче

Исследование амплитудно-модулированного колебания пока-
зало, что при модуляции одной звуковой частотой О в составе
модулированного тока содержатся колебания трех частот: несу-
щей wo, верхней боковой wo + & и нижней боковой w — Q.
Мощность Р =РНес(1 + распределяется между этими
тремя колебаниями. При коэффициенте модуляции т = 1 на долю
несущего колебания приходится -у всей мощности, а на долю
боковых — лишь -у. Если т<1, то мощность боковых колеба-
ний составит еще меньшую долю общей мощности.
Но амплитуда колебания несущей частоты не зависит от мо-
дуляции и не содержит в себе полезного сигнала; несущая ча-
стота нужна в приемнике лишь для того, чтобы восстановить
форму модулированного сигнала (см., например, рис. 447). Если
исключить из состава излучаемых сигналов колебание несущей
частоты, то при данной мощности передатчика можно значи-
тельно повысить мощность боковых (полезных) колебаний и тем
увеличить дальность радиосвязи. В приемнике же колебание не-
сущей частоты может быть восстановлено местным гетеродином
с соответственно подобранной частотой, амплитудой и фазой.
Такая система работы передатчика называется передачей без
несущей частоты.

Если исключить из состава сигнала не только, несущую, но
и одну из боковых частот модуляции, то, восстановив в прием-
ном устройстве только несущее колебание, можно получить тон
сигнала 2. Действительно, разность боковой и несущей частот
равна модулирующей частоте:

(а)0 + Q) — а)0 = Q,

а возможность создания разностной частоты в нелинейном при-
боре нам уже известна. В этом случае вся мощность передат-
чика сосредоточивается в одной боковой частоте (или при моду-
ляции несколькими частотами — в одной боковой полосе частот),
благодаря чему не только повышается дальность за счет увели-
чения полезной мощности, но и появляется возможность выбрать
в приемнике вдвое более узкую полосу пропускания и тем са-
мым уменьшить влияние помех. Такой способ передачи назы-
вается однополосной радиотелефонной передачей.

Однополосная система находит исключительное применение
в дальней телефонной связи с многоканальной (уплотняющей)
аппаратурой, но она возможна также в радиорелейной и корот-
коволновой радиотелефонной связи.

Как исключить из состава модулированного сигнала несущее колеба-
ние и одну из боковых полос? Это можно сделать с помощью фильтра, ко-
торый пропускает от модулятора к передатчику только одну боковую ча-
стоту и подавляет несущую и вторую боковую. Но такое решение практи-
чески осуществить трудно, так как низкие (басовые) составляющие речи и
музыки расположены близко к несущей. Так, для передачи речи низший
тон соответствует частоте Г, равной примерно 300 гц, высший — примерно
2700 гц.

Выгоднее исключить несущую частоту в самом процессе модуляции,
а вторую боковую полосу подавить затем с помощью фильтра. Так в боль-
шинстве случаев и выполняется однополосная передача.

На рис. 492 представлена схема образования однополосного сигнала,
состоящая из балансного модулятора и фильтра боковой полосы. Балансный
модулятор имеет два нелинейных прибора (германиевые или электронные
диоды, а иногда и усилительные лампы в нелинейном режиме), связанных
с источником несущего колебания частотой wo и с источником модулирую-
щего колебания частотой 2. Но связь эта такова, что для модулирующего
напряжения выпрямители включены последовательно между собою, а для
$т Л g
/шкрофона g

0-----

я »

От Возбудителя

Рис. 492. Простейшая схема однополосной модуляции

высокочастотного напряжения—параллельно. Катушка связывает выход
модулятора с линией, ведущей к передатчику и проходящей через фильтр
боковой полосы.

Суммарное напряжение на верхнем выпрямителе

«1 = UQm sin Qt + U^m sin

где U^m— амплитуда напряжения звуковой частоты, наводимого в верхней
половине катушки //;

— амплитуда напряжения высокой частоты между средними точ-
ками схемы.

Вольтамперную характеристику нелинейного прибора (рис. 493) можно
представить следующим приближенным соотношением

I = а + Ьи + сн2,

где i — полный ток через прибор. Полный ток состоит из постоянного
тока а (начальный ток), тока Ьи, пропорционального напряжению, и тока
си2, пропорционального квадрату напряжения; именно последнее слагаемое
и выражает нелинейные свойства прибора. Подставив в правую часть ра-
венства полученное выше значение uit найдем ток через верхний диод:

h=a + b (UQmsin Qt + Um°m sin <*>of) + c {UQm sin Qt + U^m sin ®0/)2 -

~ a + b (UQm sin Qt + и^т sinwoO + c ( U2Qm sin^Qt +

+ u\m sinW) + 2ct/Qm U^m sin Qt sin <></.,

Суммарное напряжение

Рис. 493. Вольтамперная ха-
рактеристика нелинейного
прибора

на нижнем выпрямителе

«2 = - UQmsia Qt + U^m Sin vj,
поскольку модулирующее напряжение нижней
половины катушки II находится в противо-
фазе с напряжением верхней половины.

Отсюда ток через нижний выпрямитель

1, = а + b (— UQm sin Qt + и^т sin шоО +

+ c (UQm sin2 Qt + U\m. sin2<i>0<) —
sin Qt Sin ш/

Так как выпрямители включены навстречу
друг другу, напряжение в катушке IV (см.
рис. 492), т. е. на входе фильтра, пропорцио-
нально разности токов i\ и /г-
Найдем эту разность:

/1 — /2 = sin Qt + 4c^7Qz„ U^m sin Qt sin u>ot =

= 2bUO.m sin Qt + 2ci/2m U^m cos (“o ~ ~ 2cUQm U^m cos (“>0 + 2)<-

катущек ш — ш по отношению

Передаваемая
пелеса

Г~~-

Рис. 494. Спектр однополосной пере-
дачи

Таким образом, на выходе балансного модулятора имеются напряже-
ния звуковой частоты Q и боковых частот модуляции (соо—2) и (соо+2),
но напряжение несущей частоты соо отсутствует. Физически это очевидно
из симметрично-встречного включения
к зажимам возбудителя.

Фильтр, включенный в выходную
линию, пропускает только одну из
боковых частот (или одну из боко-
вых полос при сложной модуля-
ции) — верхнюю или нижнюю соот-
ветственно выбору параметров филь-
тра. Значит, к усилителю передат-
чика подводится возбуждающее на-
пряжение одной боковой полосы.

Спектр однополосной радио-
телефонной передачи представ-
лен на рис. 494. Подавленная
несущая частота и вторая боко-

вая полоса частот нанесены пунктиром. Радиотелефонную моду-
ляцию можно заменить или за счет расширения боковой полосы
дополнить несколькими каналами телеграфирования с тональ-
ной модуляцией.

Итак, преимущества однополосной системы радиотелефонии
очевидны. В чем же трудности, препятствующие ее исключитель-
ному применению? Во-первых, несколько усложняется пере-
датчик и повышаются требования к его усилительным каскадам,
так как в режиме молчания излучения нет, а во время громкого
звука излучается полная мощность и это может вызвать ряд не-
желательных искажений в цепях передатчика. Во-вторых, что са-
мое главное, в приемнике трудно восстановить несущее колебание
с достаточно высокой точностью, и приемник тоже существенно
усложняется. Однако современные достижения в области стаби-
лизации и автоподстройки частоты облегчают решение задач
однополосной радиотелефонной связи.

О классификации радиопередатчиков

В основу классификации передатчиков, предназначенных для
радиосвязи, можно положить в первую очередь следующие при-
знаки:

а) Место эксплуатации (передатчики стационарные, подвиж-
ные— для того или иного вида транспорта, переносные).

б) Частота излучаемых колебаний или диапазон частот (пе-
редатчики длинных, средних, промежуточных, коротких, метро-
вых и т. д. волн).
в) Мощность (обычно указывается колебательная мощность
в антенне).

г) Виды передаваемых сигналов (телеграфные с ручной или
буквопечатающей передачей; телефонные — двухполосные, одно-
полосные и частотно-модулированные; фототелеграфные; телеви-
зионные; передатчики, допускающие несколько видов сигналов).

д) Возможность уплотнения (передатчики одноканальные,
двухканальные, многоканальные).

е) Способ стабилизации частоты (стабилизация по способу
«кварц-волна», сетка стабильных частот, диапазонно-кварцевая
стабилизация; параметрическая стабилизация и т. д.) и вели-
чина нестабильности.

ж) Источники и способы питания цепей (силовая сеть, агре-
гаты переменного тока с теми или иными видами выпрямителей,
агрегаты постоянного тока, аккумуляторы с умформерами с по-
лупроводниковыми или вибропреобразователями, батареи элемен-
тов и т. д.).

Существуют еще многочисленные специальные признаки, ха-
рактеризующие, например, назначение передатчика, типы антенн
для его работы, его эксплуатационные возможности и потребно-
сти и т. д. Подробное рассмотрение этих признаков выходит за
пределы данной книги.
ГЛАВА ШЕСТАЯ

РАДИОПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА

20. НАЗНАЧЕНИЕ И СОСТАВ РАДИОПРИЕМНИКА

Радиоприемное устройство предназначено для извлечения,
преобразования и использования энергии электромагнитных
волн. В частности, в радио-связи приемник воспроизводит пер-
вичные сигналы (звук, телеграфные знаки, неподвижные изо-
бражения и т. д.), управляющие колебаниями передатчика.

Качество радиоприемника характеризуется в основном его
чувствительностью, помехозащищенностью, точностью установки
и устойчивостью частоты, а также, качеством воспроизведения
сигналов.

Чувствительностью называется способность приемника нор-
мально воспроизводить сигналы при малой мощности, извлекае-
мой антенной из электромагнитных волн, приходящих в пункт
приема. Современные приемники профессиональных типов позво-
ляют осуществить уверенный прием электромагнитных волн, не-
сущих поток мощности в 10~13—10~14 вт на 1 ж2, а радиоте-
лескопы, т. е. приемники с остронаправленными антеннами, об-
наруживают радиоизлучение Солнца, доставляющее на волне
1 м поток мощности приблизительно в 10-17 вт на 1 ж2. Можно
сказать, что радиоприемники — наиболее чувствительные из ре-
гистрирующих аппаратов. Высокая чувствительность достигается
усилением в- каскадах приемника.

Оценка чувствительности приемника по извлекаемой мощно-
сти сигнала особенно целесообразна в той аппаратуре, где
антенна согласована с входохМ приемника. Но в приемниках длин-
ных, средних, коротких, а иногда и метровых волн такое согла-
сование необязательно. В этих случаях чувствительность харак-
теризуют минимальной э. д. с. сигнала (обычно в микровольтах),
достаточной для нормального воспроизведения сигнала. Чем
меньше эта цифра, тем выше чувствительность.
Помехозащищенность приемника — это его способность вос-
производить сигналы в условиях помех. Она повышается различ-
ными путями на разных диапазонах волн, .так как для них раз-
личны источники наиболее угрожающих помех. Так, на длинных
волнах приему мешают электромагнитные возмущения, создавае-
мые разрядами атмосферного электричества. На коротких вол-
нах наибольшее действие оказывают помехи от посторонних пе-
редатчиков, расположенных даже на очень больших расстояниях
от пункта приема; это действие становится особенно заметным
при замирании поля принимаемого сигнала. На дециметровых
и сантиметровых волнах главную роль играют шумовые помехи,
создаваемые электронными флюктуациями внутри самого при-
емника.

По мере развития радиотехники количество помех от посто-
ронних передатчиков возрастает и они становятся опасными не
только в коротковолновом, но и в других диапазонах волн. По-
этому особую важность приобретает повышение защищенности
приемника от такого рода помех — повышение его избиратель-
ности.

Возможность практического использования высокой чувстви-
тельности приемника определяется его помехозащищенностью,
которая достигается применением совершенной стабилизации ча-
стоты, применением частотной и ряда специальных видов моду-
ляции и манипуляции, совершенствованием антенных и колеба-
тельных систем и электровакуумных приборов.

Качество воспроизведения сигналов приемником определяется
степенью изменения их формы при прохождении в цепях и при-
борах данного приемника. Искажения телеграфных сигналов про-
являются в изменении формы посылок тока, направляемых в ре-
гистрирующий телеграфный аппарат; искажения музыки приво-
дят к потере художественности звучания, искажения речи — к по-
нижению ее разборчивости и т. д. Совершенствование качества
воспроизведения достигается выбором хороших деталей прием-
ника, правильностью расчета его цепей и практической «отлад-
кой» приемника в процессе производства.

Процессы радиоприема рассмотрим сначала на примере ра-
боты простейшего приемника, блок-схема которого дана на
рис. 495, а, а электрическая схема — на рис. 495, б. В составе
приемного устройства имеются антенна, собственно приемник и
оконечный аппарат — телефон. Собственно приемник состоит из
двух блоков — входного устройства и детектора. Входное устрой-
ство связывает антенну с первым каскадом (в простейшем слу-
чае с детектором). В нашем примере входное устройство состоит
из конденсатора переменной емкости С и катушки £, включен-
ных в цепь антенны. Настройкой этой цепи достигается повыше-
ние избирательности приемника: увеличивается ток резонанс-
ного сигнала и подавляются токи нерезонансных помех. Для
связи с цепью детектора служит катушка.
Рис. 495. Простейшее приемное устройство:
а — блок-схема; б — электрическая схема

Детектор преобразует принимаемые сигналы высокой частоты
в сигналы первичной формы. При радиотелефонном приеме пер-
вичным сигналом бывает ток (напряжение) звуковой частоты.
Но так как в составе принимаемых сигналов нет звуковой ча-
стоты, то для создания ее необходим нелинейный прибор. Таким
прибором и служит собственно детектор—диод, усилительная
лампа в нелинейном режиме или полупроводниковый прибор
С электронно-дырочным переходом. Ток звуковой частоты на-
правляется для питания о-конечного потребителя — телефона.

Процессы работы простейшего приемника при действии амплитудно-
модулированных радиотелефонных сигналов характеризуются графиками
рис. 496. Верхняя кривая изображает э. д. с., наводимую электромагнит-
ными волнами в приемной антенне. Такую же форму имеет и ток высокой
частоты в цепи антенны, а также э. д. с., наводимая в катушке L\ детек-
торной цепи.

,Под действием этой э. д. с. через детектор Д проходит ток, который
из-за нелинейных свойств детектора становится пульсирующим (вторая кри-
вая), т. е. приобретает по-
стоянную слагающую. Если
все высокочастотные составля-
ющие пропустить, помимо те-
лефона, через блокировочный
конденсатор Cg, то через те-
лефон пройдет лишь постоян-
ный выпрямленный ток. Од-
нако если сигнал был моду-
лирован, то этот ток будет
иметь в своелМ составе слагаю-
щую звуковой частоты (третья
кривая), которая воспроизво-
дит огибающую кривую моду-
лированного сигнала. Поэтому
телефон будет звучать, превра-
щая электрическую энергию в
энергию упругих * колебаний

мембраны. приемника
Такой приемник способен создать звук только при приеме модулиро-
ванных сигналов.

Для простейшего приемника характерно то, что он использует лишь
принятую энергию, а собственных источников питания не имеет. Чтобы по-
лучить в телефоне такого приемника громкий звук, необходимо навести
в антенне значительную э. д. с., т. е. извлечь из проходящих волн мощ-
ность, достаточную для питания телефона. Следовательно, чувствительность
рассматриваемого приемника низкая. Избирательность его тоже недоста-
точна, так как подавление помех и выделение сигналов корреспондента
здесь выполняются только одним резонансным контуром — цепью антенны.

Схемы современных приемников и физические процессы в них
усложнены в первую очередь из-за необходимости усиления сиг-
налов. Усилительные ступени (каскады) дают возможность вести
нормальный прием при слабом электромагнитном поле, т. е. на
больших расстояниях от передатчика-корреспондента. Усиление
обычно производится по высокой частоте (до детектирования) и
по звуковой частоте (после детектирования). Задачи каскадов*
усиления по высокой и низкой частотам несколько раз-
личны.

Высокочастотные каскады должны увеличить амплитуду на-
пряжения сигнала настолько, чтобы получилось нормальное воз-
действие на детектор. Значит, при слабых сигналах требуется
большее усиление напряжения высокой частоты, а при силь-
ных — меньшее, что заставляет нередко применять в этих ка-
скадах регулятор усиления. Каждый такой каскад имеет один
или несколько настроенных контуров, поэтому он участвует
в выделении сигнала из помех, т. е. повышает избирательность
приемника.

Каскады усиления по низкой (звуковой) частоте должны уве-
личить мощность до величины, необходимой для работы оконеч-
ного потребителя, (‘например, телефона или громкоговорителя).
Необходимая громкость звука определяется назначением прием-
ника: прием в танке или в самолете должен быть громче, чем
в блиндаже, так как уровень внешних шумов в первом случае
выше. При приеме модулированных колебаний (речь или музы-
ка) каскады усиления по низкой частоте должны быть аперио-
дическими, т. е. не резонировать с колебанием какой-либо опре-
деленной частоты, так как в составе речи или музыки имеются
звуки различного тонга и нельзя ни один из них выделять в срав-
нении с другими. При радиотелеграфном приеме иногда исполь-
зуется выделение колебания звуковой частоты принимаемого
сигнала с целью ослабления помех (триальная избиратель-
ность); здесь выделяется определенный тон, , наиболее удобный
для приема.

Приемник с усилительными лампами или с транзисторами
принципиально отличается от простейшего детекторного прием-
ника. Энергия, извлекаемая его антенной Из пространства, рас-
ходуется только во входных цепях. Входное устройство создает
при приеме напряжение на сетке первой лампы, управляя ее
470
анодным током. Все же усилительные каскады используют энер-
гию источника питания своих анодных цепей.

Приемник, в котором сигнал усиливается сначала на часто-
те приходящих радиоволн, а затем после детектирования — на
звуковых частотах, называется приемником прямого усиления
(рис. 497). В нем имеются каскады усиления на частоте прини-
маемого сигнала (высокой частоты) и каскады усиления на зву-
ковой (низкой) частоте после детектирования, причем каскад, пи-
тающий оконечный аппарат (например, телефон), называется
выходным (или оконечным) каскадом приемника L

Горизонтальными стрелками на рис. 497 указана последова-
тельность прохождения сигнала, а наклонными помечены блокй,
которые подвергаются совместной перестройке при выборе сиг*

Рис. 497. Блок-схема приемника прямого усиления

нала той или иной частоты. Перестраиваются колебательные
цепи входного устройства и каскадов усиления высокой частоты.
Детектор—ламповый или полупроводниковый. Источниками пи-
тания цепи накала могут служить батарея аккумуляторов или
сухих элементов, сетевой понижающий трансформатор и т. п.,
а источником питания цепей анодов и экранирующих сеток—ба-
тарея элементов, выпрямитель сетевого напряжения, вибропре-
об'разователь, полупроводниковый преобразователь и т. п. Как
правило, для всех ламп приемника источники питания общие.

Приёмникам с прямым усилением на частоте сигнала свойст-
венны серьезные недостатки. Так, эти приемники не отличаются
хорошей избирательностью и имеют значительное непостоянство
чувствительности и избирательности в диапазоне. В настоящее
время такие приемники используются редко. Описание их мы
будем в дальнейшем давать очень кратко, преимущественно для
облегчения перехода к современным схемам.

Современные приемники относятся к супергетеродинному ти-
пу. В супергетеродинном приемнике (рис. 498) сигнал усили-

1 Вместо названий «усиление колебаний высокой частоты» или «усиле-
ние колебаний низкой частоты» часто применяют термины «усиление высо-
кой частоты», «усиление низкой частоты», хотя это и не вполне точно, так
Как усиливается не частота, а напряжение и мощность.
вается уже не в двух, а по меныпей мере в трех областях ча-
стот: на частоте принимаемого сигнала, на определенной для
данного приемника промежуточной частоте и после детектиро-
вания — в спектре звуковых частот.

Входное устройство и каскады усиления частоты принимае-
мого сигцала в супергетеродинном приемнике не отличаются
принципиально от соответствующих блоков приемника прямого
усиления. Далее следует преобразователь частоты сигнала в про-
межуточную частоту. Его задача состоит в том, чтобы при при-
еме на любой частоте в диапазоне данного приемника получить
полезный сигнал неизменной для данного приемника промежу-
точной частоты. Принцип преобразования частоты, т. е. получе-
ния промежуточной частоты, разностной для частот сигнала и
местного гетеродина, нам известен (см. рис. 307—310).

Промежуточная частота — это радиочастота (она выбирается
в приемниках радиостанций в пределах сотен или тысяч кило-

Рис. 498. Блок-схема супергетеродинного приемника

герц), и каскады, следующие за преобразователем, содержат
настроенные на эту частоту колебательные цепи, благодаря чему
достигаются и усиление, и избирательность. Но каскады усиле-
ния промежуточной частоты не требуют перестройки при при-
еме разных станций.

Детектор и каскады усиления низкой частоты в супергетеро-
динном приемнике не имеют принципиальных отличий от соот-
ветствующих каскадов приемника прямого усиления; однако при
значительном усилении по промежуточной частоте можно иметь
меньшее число низкочастотных каскадов.

Перестройке в супергетеродинном приемнике подвергаются
входные цепи, усилитель частоты принимаемого сигнала и один
из элементов преобразователя (гетеродин)

В современной практике встречаются супергетеродинные
приемники с двойным преобразованием частоты. В таком прием-
нике имеются два преобразователя; после первого из них про-
исходит усиление первой промежуточной частоты, а после вто-
рого — второй, напряжение которой подводится далее к детек-
тору. Схема подобного супергетеродинного приемника более
сложна, но зато качество ее работы, как правило, высокое.
21. ВХОДНЫЕ УСТРОЙСТВА ПРИЕМНИКОВ

Назначение и схемы входных устройств приемников длинных
и коротких волн

Входное устройство приемника служит переходным звеном of
приемной антенны к первой лампе. Задача его состоит в том,
чтобы использовать принятую энергию для управления электрон-
ным потоком первой лампы путем подачи переменного напря-
жения на управляющую сетку.

В составе входного устройства обычно имеется резонансная
система, которая служит первым звеном избирательности при-
емника. Она питается током, возникающим в антенне под дей-
ствием наведенной в ней э. д. с. Колебательный ток создает на
элементах резонансной системы переменное напряжение, кото-
рое и воздействует на зажимы сетка — катод первой лампы.

Работа входного устройства цепей оценивается отношением
снимаемого напряжения к э. д. с. в антенне. Это отношение
называется эффективностью входа (или коэффициентом пере-
дачи напряжения):

Э. д. с. в приемной антенне равна произведению напряжен-
ности электрического поля на действующую высоту:

F — F h

или, если известен коэффициент усиления антенны, — соотноше-
нию

/?„ = л/-,,лИо ,

где А — множитель размерности.

За счет использования последовательного резонанса отноше-
ние /СА может быть больше единицы, т. е. входное устройство
дает в этом случае выигрыш в напряжении, играя роль транс-
форматора. Вопрос о балансе мощности для входного устрой-
ства на длинных, средних й коротких волнах не имеет решаю-
щего значения, так как лампа управляется напряжением; вклю-
чением на сетку отрицательного смещения стремятся добиться
работы без сеточных токов, а значит, и без расхода мощности
в сеточной цепи. Но на ультракоротких волнах потери в цепи
сетки всегда имеются, а потому вопрос о балансе мощности
становится существенным.

Существует очень много различных схем входных устройств.
Рассмотрим некоторые из них, чаще всего применяемые в аппа-
ратуре для приема средних и коротких волн, а затем дадим не-
Рис. 499. Схема индуктивной
связи антенны с резонансным
контуром

Сколько примеров входных устройств
для приема ультракоротких волн.

Схема индуктивной связи антен-
ны с резонансным контуром. На
рис. 499 в цепь антенны включена
катушка связанная с катуш-
кой L замкнутого колебательного
контура LC, Обычно обе катушки
бывают навиты на общий каркас,
образуя высокочастотный трансфор-
матор, и сменяются одновременно
при смене поддиапазонов приемни-
ка. На сетку дано автоматическое
«катодное» смещение (см., напри-
мер, рис. 384).

Антенная цепь в простейшем случае не настраивается на ча-
стоту сигнала; она остается настроенной на одну постоянную
частоту, лежащую вне принимаемого поддиапазона, чтобы ни
один из сигналов не выделялся из других, т. е. эффективность
входа была равномерной по всему поддиапазону. Частота эта
выбирается, например, ниже самой низкой из частот поддиапа-
зона, а потому индуктивность L\ получается иногда значитель-
ной по сравнению с Индуктивностью L контура.

Замкнутый контур настраивается при помощи конденсатора
Переменной емкости; ротор этого конденсатора имеет общую
ось с роторами конденсаторов, которыми настраиваются после-
дующие- резонансные каскады приемника.

Схема входа представляет собой две связанные цепи (антен-
ная цепь и замкнутый контур), работающие в’условиях настрой-
ки только вторичного контура. Для пояснения работы этой схе-
мы заменим ее эквивалентной схемой (рис. 500). Здесь первая
цепь представляет собой цепь антенны, «сведенную» в замкну-
тый контур. Вместо распределенных параметров антенны мы на-
рисовали ее входное реактивное сопротивление ХА и активное
сопротивление /?А, подобно тому как это было представлено на
рис. 224. Сюда же вошла индуктивность катушки Li со своим
активным сопротивлением /?1. Цепь антенны включает в себя
источник э. д. с.
которая появляется под
действием сигнала и
определяется, как про-
изведение напряженно- Ет
сти электрического по-
ля на действующую вы-
соту антенны. Катушки

Lj И*, L связаны между Рис. 500в Эквивалентная схема антенны при
собой, и связь харак- индуктивной СВЯЗИ
теризуется коэффициентом взаимоиндукции М. Напряжение Ulm
на первую лампу снимается с емкости С, в составе которой учи-
тывается и входная емкость лампы.

Пусть сигнал наводит в антенне э. д. с. Ет. Под действием этой
э. д. с. в антенне возникает ток

где ZAg — полное сопротивление антенной цепи с учетом сопротивления,
вносимого за счет связи с замкнутым контуром.

При появлении тока катушка L\ наводит в катушке L электродвижу-
щую силу

р
Ект = 1кт<*М = -^<*М,

которая в свою очередь возбуждает в контуре LC колебательный процесс.
Вследствие настройки контура в резонанс ток в нем

1 — кт .

'кт - р

Колебательный ток создает на зажимах конденсатора напряжение

U — 1 *

^1/72 - 'кт •

При последовательном резонансе напряжение на емкости может пре-
восходить величину э. д. с. Действительно, учитывая условие резонанса,
можно написать:

1 F

uim = ^<*L = ExmQ,

где Q — добротность контура.

Но интереснее сопоставить напряжение и э. д. с. Ет в антенне,
чтобы определить эффективность входа.

^Аэ

ИЛИ

iz _ - Г) WM

ЛА рез ~ Р ~~ Ч ~7 '
^Аэ

Наконец, совершенно не нарушая числовых значений результата, по-
следней формуле можно придать еще более удобный для расчетов вид.

Для вычисления тока во вторичном контуре и напряжения на его зажи-
мах совершенно безразлично, будет ли учитываться добавочное сопротив-
ление, вносимое из вторичного контура в первичный или из первичного во
вторичный, лишь бы оно учитывалось только один раз. Поэтому мы можем
отнести добавочное сопротивление к замкнутому контуру.

Эффективность рассматриваемой схемы

ТУ ____ Г)

ААрез-“^э у ,

А
где Q3—добротность вторичного контура с учетом добавочного
сопротивления, внесенного из цепи антенны;

Za — полное сопротивление цепи антенны.

В этом выражении величина Q9 для обычных контуров всегда
значительно больше единицы. Следовательно, эффективность за-
соМ х .

висит от соотношения -у-; чем больше связь антенны с кон-
туром, тем больше выигрыш в напряжении. Однако эту связь
нельзя брать и чрезмерно большой, потому что при этом сни-
жается эквивалентная добротность контура С?э за счет добавоч-
ного сопротивления, вносимого антенной цепью. Таким обр’азом,
величину М, а вместе с тем и величину эффективности схемы
приходится ограничивать. Для большинства связных приемников
величина Л"Арез бывает в пределах 1,5—5.

Пример. Штыревая антенна имеет высоту h == 10 м, волновое сопротив-
ление р = 500 ом и активное сопротивление Т?А = 30 ом. В антенную цепь
включена катушка L\ — 55 мкгн, имеющая активное сопротивление
/?1 = 20 ом. Контур, настроенный на волну к = 50 м, имеет катушку
L — 17 мкгн и активное сопротивление R == 8 ом. Коэффициент связи между
катушками &=10%.

Определить напряжение на входе первой лампы, если напряженность
поля сигнала = 12 мкв/м.

Решение.

Реактивное сопротивление антенны имеет емкостный характер, так как

Хо = 41 = 40 м < К.

Вычислим это реактивное сопротивление:

— ХА = р ctg -р I = 500 ctg ю] = 500 ctg 72° « 163 ом.

Определим полное сопротивление антенной цепи:

ZA = V (7?а+/?1)2 + (о>£1-Ла)2 = ]/502 + 19082 ~ 19ю ом.

Найдем коэффициент взаимоиндукции катушек:

М = k V^L = 0,1 ]/55Л7 = 3,3 мкгн.

Определим добавочное активное сопротивление, вносимое в контур цепью
антенны:

до o>W2 /о , пч 6,282-62-1012-3,32* 10~12 п пг>

Д7? = (КА + /?,) = ------------------50 « 0,2 ом.

Вносимое сопротивление оказалось малым по сравнению с сопротивле-
нием контура (8 ом), а потому считаем, что

п ~ п <*>L 534

Qa « Q = = -g- ~ 67.

Эффективность схемы

^рез=^^- = 67-^=3,63.
Действующая высота штыревой антенны равна приблизительно половине
геометрической высоты. Следовательно, напряжение на входе первой лампы

Ulm = 0,5-10-12-3,63 « 218 мкв.

Схема емкостной связи антенны с резонансным контуром.
Антенна присоединена к контуру (рис. 501, а) через небольшой
конденсатор Со (обычно в десятки пикофарад). Можно было бы,
конечно, присоединить антенну непосредственно к контуру (что
равноценно выбору очень большой емкости Со); тогда, действие
принимаемого сигнала на вход приемника было бы сильнее, т. е.
эффективность входа выше. Но связь антенны с контуром прихо-
дится ограничивать по другим соображениям. Входной контур

Рис. 501. Антенна, связанная с контуром через
емкость:

а — внешняя связь; б — внутренняя связь

«сопрягается» с последующими резонансными контурами путем
посадки роторов переменных конденсаторов на общую ось. Для
каждого положения настройки емкости сопряженных контуров,
как и их индуктивности, должны быть одинаковыми. Но присо-
единение антенны непосредственно к входному контуру вносит
значительное изменение в настройку §го по сравнению с настрой-
кой последующих контуров, вследствие чего сопряжение затруд-
няется.

Включение малой емкости Со ограничивает влияние антенны
на настройку входа; имея в последующих каскадах подстроеч-
ные полупеременные конденсаторы, а также элементы подстрой-
ки индуктивностей, можно добиться сопряжения настройки при
всех углах поворота ротора конденсаторного блока. На рис. 502
показано сопряжение входного контура с последующим. Подбор
емкости С' подстроечных конденсаторов и регулировка индук-
тивностей выполняются на заводе при наладке приемника. Но
в процессе ремонта приемников нередко требуется проверка
сопряжения.

Для пояснения физических процессов, происходящих в схеме,
представленной на рис. 501, а, преобразуем ее в. эквивалентную,
заменив распределенные параметры антенны сосредоточенными
(рис. 503). Электродвижущая сила Ет, наводимая электромаг-
нитными волнами, воздействует на контур LCR, но не полностью,
а через сопротивление антенны и емкость связи Со. Чем меньше
Со, тем больше ее сопротивление и тем слабее действие
э. д. с. на контур.

Вся система при помощи конденсатора С настраивается в ре-
зонанс с частотой сигнала. Получается резонанс напряжений
(последовательный резонанс), так как разветвление, состоящее
из L и С, имеет результирующее сопротивление индуктивного
характера (точнее, £ разветвлении преобладает индуктивная про-
водимость). Регулировка конденсатора лишь изменяет величину
эквивалентной индуктивности разветвления, не изменяя ее ха-

/ /Контур последую*

/Контур 'faoda J шего каскада

Рис. 503. Эквивалентная схема ан-
тенны при емкостной связи

Рис. 502. Сопряженная настройка
контуров приемника

рактера. В положении резонанса сопротивление эквивалентной
индуктивности равно емкостному сопротивлению, образованному
из Хх и Со. За счет резонанса напряжение UXm возрастает и мо-
жет оказаться больше, чем э. д. с.

Эффективность схемы А\рез = ^ зависит, таким образом,
от добротности контура Q и от величины емкости связи Со. С уве-
личением Со эффективность обычно возрастает; однако требо-
вание сопряженной настройки, как было сказано, ограничивает
величину Со.

Отметим еще одно важное обстоятельство: если емкость Со
выбрана малой, то ее сопротивление значительно больше сопро-
тивления антенны ZA. В таком случае замена одного типа ан-
тенны другим, а тем более случайные изменения емкости антенны
не окажут существенного влияния на величину общего сопроти-
вления антенной цепи. Следовательно, настройка системы будет
независима от изменений ZA, т. е. 'смена антенны или изменение
высоты ее подвеса не нарушат сопряжения контуров приемника.

В приемниках иногда допускается включение в антенну пе-
ременного конденсатора, дающего возможность регулировать
связь антенны с контуром.
бернемся вновь к схеме рис. 499. Уменьшение коэффициента взаимоин-
дукции в ней равноценно уменьшению емкости Со в схеме рис. 501, а. Дей-
ствительно, из теории связанных цепей известно, что при расстройке одной
из связанных цепей она вносит в другую не только активное сопротивление
△/?, но и реактивное ДХ, нарушая настройку другой цепи. Значит, и чрез-
мерно сильная индуктивная связь способна нарушить сопряжение контуров
приемника.

На рис. 501, б показана схема входного устройства с внут-
ренней емкостной связью антенны, применяемая в приемниках
длинных волн. Она проще, чем схема с индуктивной связью, ко-
торая потребовала бы на длинных волнах большой индуктивно-
сти катушки в цепи антенны; она выгоднее, чем схема с внеш-
ней связью, так как дает равномерную эффективность по всему
поддиапазону.

Здесь емкость Ссв образует внутреннюю емкостную связь
антенны с контуром. Сопротивление R (около 10 000 ом) ослаб-
ляет паразитные влияния близких источников низкочастотных
помех, а конденсатор Со (большой емкости) вообще необязате^-
лен и включается лишь как предохранительный при плохой изо-
ляций между вводом антенны и проводами силовой сети.

В приемниках, входящих в состав «трансиверных» перенос-
ных радиостанций, в которых передатчик и приемник имеют
общие детали (антейну, связанный с ней контур и др.), связь
антенны с контуром устанавливается в соответствии с требова-
ниями работы на передачу. Примером подобного входного
устройства может служить антенная система, показанная на
рис. 392. При переходе на прием она переключается к входу
первой лампы приемника.

Входные устройства в приемниках ультракоротких волн

Электронные лампы на сверхвысоких частотах имеют свои
электрические и конструктивные особенности. Колебательные си-
стемы также видоизменяются, переходя от контура с сосредото-
ченными параметрами (метровые волны) к резонансной линии
(дециметровые волны) и объемному резонатору' (сантиметровые
волны). Все это существенно отражается на расчетах и кон-
струкциях входных устройств приемников. Рассмотрим характер-
ные примеры.

На ультракоротких волнах радиоприему больше всего ме-
шают шумы, создаваемые тепловым движением электронов
в проводах входных цепей и неравномерностью потока электро-
нов в первой лампе. Чтобы добиться превосходства сигнала над
шумом, приходится выбирать сильную связь антенны или фидера
со входным контуром, компенсируя с помощью добавочных кон-
денсаторов получающуюся при этом расстройку. Связь берется
критической, а иногда и больше критической.

Напомним, что критической связью антенны с контуром на-
зывают такую величину связи, при которой дополнительное
реактивное сопротивление, вносимое цепью антенны в контур, ком-
пенсируется собственным реактивным сопротивлением контура:

Д% = — X,

а активное сопротивление, вносимое цепью антенны в контур,
равно собственному активному сопротивлению контура (взятому
с учетом потерь и на входе лампы):

Условие получения критической связи называют условием
согласования антенны (-или антенного фидера) с контуром. Если
же основныхМ видом потерь в контуре оказываются потери во

Рис. 504. Вход прием-
ника метровых волн

Рис. 505. Вход приемника децимет*
ровых волн

входной цепи лампы, то согласование происходит по существу
между антенной и лампой, контур же играет роль согласующего
трансформатора.

Для метрового диапазона наиболее характерна схема согла-
сования, приведенная на рис. 504. Здесь связь между антенной
и контуром автотрансформаторная. Промежуток сетка — катод
подключен к контуру также автотрансформаторно, благодаря
чему ослабляется влияние на контур входной емкости и входного
сопротивления лампы. Однако при этом понижается напряжение,
подводимое от контура к зажимам сетка — катод. Поэтому выби-
рается некоторая наивыгоднейшая связь между контуром и лам-
пой, согласуемая со связью между контуром и антенной и обес-
печивающая максимальную эффективность входного устройства
(или максимальное превосходство мощности сигнала над мощ-
ностью собственных шумов).

Для волн дециметрового диапазона характерно применение
короткозамкнутых отрезков резонансных линий в качестве вход-
ных колебательных устройств. На рис. 505 симметричный вибра-
тор подключен к коаксиальному фидеру с помощью металличе-
480
Ского «Стакана» длиной в четверть волны. Фидер в свою очередь
смыкается с резонансной линией коаксиального типа, причем

резонансная линия возбуждается отрезком центральной жилы
фидера, присоединенным через полость к центральному стержню

линии. Выбором точки присо-
единения устанавливается не-
обходимая связь антенны с ко-
лебательной системой. Нижний
конец резонансной линии зам-
кнут накоротко, а верхний —
присоединен к сетке и катоду
лампы.

Резонансная линия должна
была бы иметь длину /, равную
четверти принимаемой волны.
Но наличие входной емкости

К усилителю проме-
жуточной частоты

Рис. 506. Вход приемника сантиме-
тровых волн

лампы требует укорочения ли-
нии, которая, приобретая в
этом случае индуктивный ха-

рактер, компенсирует входную емкость и вызывает резонанс.
Длина линии выбирается из условия

, Г 2тг/ "1 1

Р gL Хо J

где р — волновое сопротивление линии;

Хо и со0 — соответственно длина волны и частота сигнала;
Свх — входная емкбсть лампы.

Для волн сантиметрового диапазона входной колебательной
системой может служить объемный резонатор. Если в качестве
первого каскада приемника включен преобразователь частоты на
кристаллическом диоде (см. рис. 354), то схема входного устрой-
ства будет подобна показанной на рис. 506. Кристаллический
диод помещен внутри резонатора в пучности электрического
поля. Резонатор же возбуждается от антенны и местного гете-
родина (собранного обычно на отражательном клистроне). Кри-
сталл создает промежуточную частоту, равную разности частот
сигнала и гетеродина. Подбор связей между резонатором, воз-
буждающими его фидерами и потребляющим энергию кристал-
лом имеет и здесь первостепенное значение. Вопрос о преобра-
зовании частоты рассматривается ниже.

Избирательность входных цепей

В приемной антенне э. д. с. наводятся всеми электромагнит-
ными волнами, воздействующими на нее одновременно; среди
них одна э. д. с. принадлежит сигналу, а остальные — мешаю-
щие. Избирательностью (селективностью) называют способность
приемника в целом (или его входного устройства, в частности)
выделясь Напряжение полезного сигнала Из всей суммы Напря-
жений различных частот, создаваемых сигналом и помехами.

Сигнал не имеет преимуществ перед помехой с точки зрения
токов, наводимых ими в антенне, если цепь антенны для. сигнала
не является резонансной. Значит, в замкнутом контуре э. д. с.,
наводимые сигналом и помехами, пропорциональны соответст-
вующим токам в антенне.

Но для э. д. с., наводимой сигналом, контур настроен в ре-
зонанс, и она создает в контуре наибольший ток, а значит, и наи-
большее напряжение на входе первой лампы. Для э. д. с. 'помех,
которые по частоте отличаются от сигнала, контур не является
резонансным, а потому помехи частично подавляются, т. е. со-
здают на конденсаторе относительно меньшие напряжения. В
этом и заключается избирательность входного устройства.

Степень выделения резонансного сигнала среди нерезонанс-
ных помех характеризуется кривой резонанса входной системы.

Если эта кривая изображена в относительных ординатах
(см. рис. 39), то она тем острее, чем выше добротность контура.
Действительно,

Представленную этим уравнением кривую называют кривой
избирательности (селективности). При заданной частоте /о при-
нимаемого сигнала острота кривой избирательности опреде-
ляется только добротностью контура Q.

В изучаемых нами входных устройствах добротность контура
снижается вносимым в него из антенны добавочным сопротивле-
нием, а потому в уравнение кривой селективности вводится вели-
чина Q3.

Для приемников длинных и коротких волн связь контура
с антенной берется обычно значительно меньше критической, а
потому вносимое сопротивление оказывается намного меньше
собственного сопротивления контура (Q9~Q).B приемниках же
ультракоротких волн эта -связь не меньше критической, т. е.
вносимое сопротивление равно собственному сопротивлению ко-
лебательной системы или даже больше него. Уж этим доброт-
ность снижается вдвое и более; кроме того, контур Шунтируется
входным сопротивлением лампы. Впрочем, резонансные линии и
объемные резонаторы имеют очень высокую добротность, так что
рассмотренное обстоятельство не может быть решающим.

При всех условиях увеличение связи контура с антенной
уменьшает избирательность входной системы.

В практике радиоприема возможны и такие случаи, когда
кривая селективности оказывается чрезмерно острой, хотя доб-
ротность контура нормальная.
Модулированный и манипулированный сигналы, как известно,
представляют собой некоторый спектр частот, а не одну лишь
несущую. И необходимо, чтобы весь этот спектр (несущая и бо-
ковые частоты) с одинаковым успехом воздействовал на вход
первой лампы.

Эти вопросы уже рассматривались применительно к прохож-
дению модулированных сигналов через резонансные системы
передатчика. Мы установили понятие о полосе пропускания ко-
лебательного контура

где /0— резонансная частота;

Q9 — эквивалентная добротность.

Мы видели из примеров, что на длинных волнах полоса про-
пускания может оказаться чрезмерно узкой для приема теле-
фонных сигналов даже при обычных значениях добротности
контура, но вполне достаточной для приема радиотелеграфных
сигналов. На коротких волнах, а тем более на ультракоротких
ширина полосы пропускания, как правило, бывает больше тре-
буемых для радиотелефонного сигнала значений, т. е. избира-
тельность входного устройства с одним резонансным контуром
недостаточна для хорошего подавления помех.

За пределами полосы пропускания могут оказаться помехи
от близких и мощных передатчиков, наводящих в антенне зна-
чительные э. д. с. Несмотря на фильтрующее действие контура,
такие помехи создают на входе напряжения, соизмеримые с на-
пряжением сигнала, и делают прием невозможным или снижают
его качество.

Чтобы ослабить такие помехи, желательно иметь крутые
скаты кривой резонанса за пределами полосы пропускания. Для
оценки крутизны скатов можно сравнить ширину полосы пропу-
скания с шириной «полосы мешания», ограниченной ординатами,
составляющими, например, 0,1 резонансной ординаты (иногда при-
нимают и иные значения граничных ординат). Однако в одиноч-
ном контуре нельзя изменять конфигурацию кривой селективно-
сти; с изменением добротности полоса пропускания и полоса
мешания изменяются одинаково и полоса мешания (между орди-
натами 0,1) всегда оказывается приблизительно в 10 раз шире
полосы пропускания. Лучшее отношение можно получить лишь
от приемника в целом, так как в нем резонансные цепи имеются
и в последующих каскадах. Избирательность приемника создается
фильтрующим действием всех контуров.

Представим себе, что в приемнике имеются два контура оди-
наковой добротности, настроенные на одну и ту же частоту.
11усть на приемник действует помеха, несколько расстроенная по
отношению к контурам. Допустим, что один контур ослабляет
помеху в три раза. Второй контур ослабит ее еще в три раза.

*31* 483
Следовательно, общее подавление помехи окажется равным 9.
Если помеха расстроена больше и один контур подавляет ее
в 10 раз, то система из двух одинаковых контуров, находящихся
в разных каскадах, подавит помеху в 100 раз и т. д. Таким обра-
зом, общая избирательность системы одинаковых контуров, на-
ходящихся в разных каскадах, характеризуется кривой резо-
нанса, которая получится из одиночной кривой, если возвести
ее отдельные значения в n-ю степень (я— число контуров).

На рис. 507 дана общая кривая избирательности для двух
одинаковых контуров. По сравнению с одиночной кривой она
имеет более плоскую вершину и бЬлее крутые скаты, благодаря
чему уменьшаются искажения сигналов и ослабляется действие

Рис. 507. Общая избирательность
двух контуров, находящихся в раз-

них каскадах приемника

Рис. 508. Двухконтурная
схема входного устройства

помех. В приемниках высокого класса входное устройство имеет
два и даже три настраиваемых контура, управляемых сопря-
женно (рис. 508). Это повышает избирательность приемников.

Если частота помехи совпадает с частотой сигнала, то пода-
вить помеху резонансным методом не удается. В таком случае
используются направленные свойства антенны (пространствен-
ная избирательность) и применяются специальные способы за-
щиты от помех.

На коротких и ультракоротких волнах подавление помех,
близких по частоте к сигналу (помех на соседних фиксирован-
ных частотах), в основном осуществляется в каскадах усиления
промежуточной частоты.

Основными источниками помех на ультракоротких волнах
оказываются входное устройство и первая лампа. Создаваемые
ими шумовые помехи далее усиливаются всеми каскадами. Мы
уже сказали, что для обеспечения превосходства сигнала над
шумами существенное значение имеет величина связи входной
колебательной системы с антенной. Вопрос о происхождении и
величине шумов и о мерах уменьшения их будет рассматри-
ваться ниже.
22. УСИЛЕНИЕ ПО ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЕ

Назначение и типы каскадов усиления

Каскады усиления высокой частоты повышают амплитуду пе-
ременного напряжения сигнала в приемнике и одновременно,
являясь резонансными системами, увеличивают общую избира-
тельность приемника.

Действие усилителя в принципе отличается, однако, от дей-
ствия трансформирующей системы тем, что наряду с усилением
напряжения имеется и усиление мощности. Выходная мощность
создается источником анодного питания, который управляется
сигналом через лампу.

В зависимости от вида анодной нагрузки усилительный ка-
скад называется каскадом на сопротивлении, каскадом на транс-
форматоре и т. д. Анодными нагрузками усилителей высокой
частоты служат резонансные системы — колебательный контур,
а иногда и несколько связанных контуров. Каскады, нагружен-
ные одиночным контуром, называют резонансными усилителями,
а каскады, нагруженные системой связанных контуров,— поло-
совыми усилителями.

Резонансные усилители

Из резонансных усилителей широко применяется (особенно
на длинных, средних и промежуточных волнах) резонансный ка-
скад усиления напряжения высокой частоты с индуктивной
связью между цепью анода и контуром (рис. 509). Здесь, как
и во всех схемах, собранных на электронных лампах, входом
принято считать зажимы сетка — катод данной лампы, а выхо-
дом — зажимы сетка — катод следующей лампы.

Основными деталями каскада являются усилительная лампа
(пентод высокой частоты Л1), катушка связи цепи анода с кон-

Каскад усиления

Рис. 509, Схема резонансного каскада усиления с индук-
тивной связью
туром Za и колебательный контур LC, содержащий основной и
подстроечный конденсаторы, а также входную емкость следую-
щего каскада. На вход t каскада действует напряжение сигнала
Ugim> а с контура снимается усиленное напряжение Um на про-
межуток сетка — катод следующей лампы Л2. Катушки Za и L
имеют общий каркас и сменяются одновременно при переклю-
чении поддиапазонов. Остальные детали — вспомогательные.

Пентоды в данной схеме — подогревного типа; отрицатель-
ное смещение на их управляющие сетки создается на ка-
тодных сопротивлениях RK (обычно в сотни ом), блокируемых
конденсаторами Сб (в десятые или сотые доли микрофарады).
При катодах прямого накала применяются другие схемы и ис-
точники сеточного смещения (от сопротивления, дополнительно
включаемого в цепь накала, от общего для всех ламп катодного
сопротивления, от системы регулировки усиления и др.). Защит-
ная сетка, как правило, присоединяется к катоду (иногда вну-
три лампы). Экранирующая сетка получает пониженное постоян-
ное напряжение от анодного источника через гасящее сопроти-
вление Rg. Для сохранения постоянства потенциала экранирую-
щей сетки при наличии в ее цепи переменного тока (за счет
изменения потока электронов под действием сигнала или пара-
зитного переменного напряжения) необходимо соединить ее по
переменному току с общим экраном через блокировочный конден-
сатор Сб емкостью до 0,1 мкф.

Наконец, сопротивление /?ф (тысячи ом) и конденсатор Сф
(до 0,1 мкф) в цепи анода составляют развязывающий фильтр.
Этот фильтр замыкает переменную слагающую анодного тока
на экран, не пропуская ее через источник анодного питания,
общий для всех ламп приемника. Если бы этого не было, то на
внутреннем сопротивлении источника питания могло бы созда-
ваться переменное напряжение; действуя на входы предыдущих
ламп, оно вызывало бы самовозбуждение схемы. Значит, фильтр
устраняет паразитную обратную связь через общий источник пи-
тания. Разумеется, сопротивление /?ф гасит и некоторую долю
постоянного напряжения источника анодного питания. Развязы-
вающие фильтры применяются в большинстве каскадов усиле-
ния высокой, промежуточной и низкой частоты.

Физический процесс работы резонансного каскада можно
объяснить так. Когда сигнала нет, рабочая точка на характе-
ристике лампы неподвижна и в анодной цепи проходит постоян-
ный ток /а0 (рис. 510). В катушке Za (см: рис. 509) имеется по-
стоянное магнитное поле, которое не наводит в контуре электро-
движущей силы. Следовательно, и на выходе каскада нет пере-
менного напряжения.

При действии сигнала на управляющей сетке возникает пе-
ременное напряжение Ugvn (см. рис. 510); оно вызывает появле-
ние переменной составляющей Магнитное поле начинает на-
486
растать и убывать по закону
высокой частоты, наводя
э. д. с. в катушке L колеба-
тельного контура. Таким об-
разом, переменная э. д. с.
наводится в контуре после-
довательно, и при настройке
контура., на частоту сигнала
достигаются условия резо-
нанса напряжений; в конту-
ре возбуждается колебатель-
ный ток с наибольшей ам-
плитудой, а на конденсато-
ре С выделяется наибольшее
переменное напряжение Um,
действующее на вход сле-
дующего каскада.

Усиление каскада К — это
отношение выходного пере-
менного напряжения к вход-
ному, т. е. величина, пока-

Рис. 510. Процесс работы резонансного
каскада

зывающая, во сколько раз

амплитуда, снимаемая с каскада, больше амплитуды, подводи-
мой к нему (усиление по напряжению):

Больше всего усиливается напряжение резонансной частоты.
Помехи, нерезонансные для контура, усиливаются меньше или
даже ослабляются при прохождении через каскад. В этом за-
ключается его избирательная способность; она достигается бла-
годаря наличию колебательного контура.

Усиление зависит от параметров лампы и ее нагрузки. Чтобы
установить эту зависимость, изобразим эквивалентную схему
каскада для переменных составляющих тока и напряжения
(рис. 511).

В соответствии с законом Ома

Рис. 511. Эквивалентная схема резо-
нансного каскада усиления с индук-
тивной связью

г __

lm~ ’

где Za — полное сопротив-
ление цепи анода, куда вхо-
дит сопротивление лампы R t
индуктивное сопротивление
катушки связи <о£а и ее ак-
тивное сопротивление /?а.
Лампа, обладающая большим коэффициентом усиления р,
имеет в то же время очень большое внутреннее сопротивление
/?,. Для резонансных каскадов выбираются именно такие лам-
пы — пентоды высокой частоты. Одно из преимуществ пентодов
для усиления высокой частоты заключается в том, что вследствие
большого внутреннего сопротивления можно выбрать значитель-
ную взаимоиндукцию анодной цепи и контура, не внося в него
слишком большого добавочного сопротивления

Здесь мы учли сопротивление, вносимое в контур цепью
анода, полагая для последней, что Za^Rt.

Кроме того, малая междуэлектродная емкость Cig пентодов
снижает возможность самовозбуждения каскада. Пентоды —
основной тип ламп для резонансного усиления. Для них можно
пренебречь всеми другими сопротивлениями цепи анода по срав-
нению с Rb и тогда закон Ома принимает такой вид:

Э. д. с. в контуре

Колебательный ток при условии резонанса
» __ _____ <»MSVgim

xm~~RT~ R, ’

где R3—сумма собственного и вносимого сопротивления вну-
три контура.

Напряжение, снимаемое с емкости С:
г, = / 1 1

ит Rm •

При резонансе можно приравнять емкостное сопротивление
к индуктивному:

1 г

—=<x>0L‘.

<О0С ° ’

но эквивалентная добротность контура

R3 '

Следовательно, резонансное усиление каскада

ugim
Ввиду того что частота (п0 определяется приходящим сигна-
лом и от приемника не зависит, усиление тем больше, чем
больше крутизна лампы S, чем выше добротность контура Q9
и чем сильнее связь контура с цепью анода.

Таким образом, для получения хорошего усилительного ка-
скада требуются лампа с большой крутизной и контур высокого
качества. При выборе коэффициента взаимоиндукции М нужно
учитывать следующее: при слишком большом М уже нельзя пре-
небрегать сопротивлением, вносимым анодной цепью в колеба-
тельный контур. При слишком большой связи могут ухудшиться
избирательность каскада и его усиление вследствие уменьше-
ния Q3.

При нормальных анодных напряжениях обычные пентоды вы-
сокой частоты имеют крутизну 1—6 ма/в, причем большая кру-
тизна свойственна лампам с подогревными катодами. Доброт-
ность контура Q9 бывает равна 80 и больше, особенно если ка-
тушка имеет сердечник из карбонильного железа, что дает воз-
можность уменьшить число витков и тем самым снизить потери
в меди. При выборе хорошей лампы и высококачественного кон-
тура усиление получается значительным, но все же гораздо
меньше коэффициента усиления лампы р..

Наряду с обычными пентодами выпускаются и специальные
пентоды для широкополосного усиления, имеющие вследствие
близкого расположения электродов крутизну 10 ма/в и более. Но
эти лампы для диапазонного усиления применяются редко, что
будет пояснено.

Избирательность резонансного каскада и полоса его пропу-
скания характеризуются кривой резонанса, форма которой опре-
деляется эквивалентной добротностью Qr Чем выше доброт-
ность, тем меньше полоса пропускания и острее кривая резо-
нанса. При усилении в диапазонах от длинных до коротких волн
на пентодах ухудшение добротности под влиянием анодной цепи
не должно быть значительным, поэтому кривая резонанса опре-
деляется выбором добротности контура. На ультракоротких вол-
нах положение изменяется, о чем будет сказано ниже.

Пример. Пентод высокой частоты прямого накала имеет параметры
р.= 1500; /?/—106 ом. Он входит в состав резонансного каскада с индук-
тивной связью. Контур этого каскада обладает добротностью Q = 60 и на-
строен на частоту сигнала fo = 6- 106 гц.

Определить выходное напряжение каскада, если на вход действует на-
пряжение UgiTn = 100 мкв, а коэффициент взаимоиндукции М. = 5 мкгн\
определить также полосу пропускания каскада. Вносимым сопротивлением
пренебречь, считая его малым по сравнению с сопротивлением контура.

Решение.

Крутизна лампы

5 = Л-==1,5 ма[в.

Усиление каскада при резонансе

Крез = wpAfSQ = 6,28-6-106.5-10“б. 1,5-IO-3»60 « 17.
Выходное напряжение

Um = = 17-100 = 1700 мкв (1,7 мв).

Полоса пропускания

ДЛ = А = AJr- = 105 г« <100 кг^-
Q оО

Полоса пропускания оказалась слишком широкой для радиотелефонного
спектра при амплитудной модуляции.

В верхней части коротковолнового диапазона и на метровых
волнах схема с индуктивной связью менее выгодна. Это объяс-
няется следующим. В формуле для резонансного усиления умно-
жим и разделим правую часть на o)0L:

_ о>оЛ1 _М _ Q7

Дрез— ° — Д о^эрез — F^apes-

Здесь усиление выражено через сопротивление контура в
схеме параллельного резонанса, но с учетом вносимых в контур
добавочных сопротивлений. Точнее, величина Z9 рез является со-
противлением контура между точками подключения к нему сетки
и катода следующей лампы в составе работающего усилителя.
Это сопротивление на коротких волнах бывает меньше, чем на
длинных. Действительно, для Z9 рез существует другое выражение
(см. гл. вторую):

₽ез “ CR3 '

тт L

На коротких волнах отношение меньше, чем на длинных,
так как начальная емкость конденсатора и емкости схемы со-
ставляют для коротковолнового контура значительную часть об-
щей емкости С, и эта часть дальнейшему уменьшению не под-
дается, а потому приходится непропорционально уменьшать ин-
дуктивность L. Ввиду того что отношение р = — <1 (по кон-
структивным соображениям), усиление на коротких волнах
оказывается пониженным.

Для усиления на верхнем участке коротковолнового диапа-
зона часто применяется схема с полным включением контура
в цепь анода (рис. 512). Эта схема весьма сходна со схемой уси-
лителя мощности последовательного питания в передатчике:
анодной нагрузкой в ней также служит контур LCR, настраивае-
мый на частоту возбудителя и имеющий включение первого вида.
Но возбуждающим напряжением здесь оказывается принимае-
мый сигнал, обычно очень слабый, и каскад работает на прямо-
линейном участке характеристики при отсутствии тока сетки.
Следовательно, колебания происходят без отсечек анодного тока
^усиление в классе А).
Переменное напряжение Um, образующееся на зажимах кон-
тура, действует на последующий каскад. Нижний зажим контура
через фильтрующую емкость Сф и общий экран соединен по вы-
сокой частоте с катодом следующей лампы. Верхний же зажим
контура соединять с сеткой прямым проводом нельзя: плюс
анодной батареи оказался бы на сетке и последующая лампа на-
чала бы работать в ненормальном режиме.

Чтобы оградить сетку от постоянного анодного напряжения,
в соединительный провод включают конденсатор Сг (сотни
пикофарад) с хорошей изоляцией. Этот конденсатор не пред-
ставляет заметного сопротивления для высокой частоты, а по-
тому не гасит полезного напряжения. Но сетка последующей

Рис. 512. Схема резонансного каскада усиления с пол-
ным включением контура в цепь анода

лампы должна иметь определенное начальное напряжение отно-
сительно своего катода, для чего она должна быть соединена с
катодом через большое сопротивление /?г Именно через это
сопротивление можно включить смещающее напряжение —Egi
на сетку лампы (с сопротивления /?к или от иного источ-
ника). Если в передатчиках сопротивление Rg питается сеточ-
ным током и на нем автоматически создается смещение, то
здесь тока сетки нет благодаря работе в отрицательной области
(см. рис. 510).

В случае обрыва сопротивления Rg электроны, оседающие
на сетке, способны запереть лампу, т. е. прекратить в ней элек-
тронный поток. Если же сопротивление Rg взять слишком ма-
лым, то оно будет шунтировать контур LCR по высокой частоте,
уменьшая общее полезное сопротивление анодной нагрузки и
снижая усиление каскада. Практически Rg выбирается от не-
скольких сотен тысяч до миллиона ом (непроволочное сопротив-
ление).

Поясним назначение вспомогательных деталей схемы рис. 512.
Конденсатор Сф и сопротивление R,p имеют то же назначение,
что и в схеме рис. 509. Конденсатор Ср большой емкости (до
10 000 пф) включается для того, чтобы предохранить от замыка-
ния через L и /?ф анодную батарею, если роторные пластины
случайно коснутся статорных в основном конденсаторе С. Обе
емкости, Сф и Ср, входят в колебательный контур последова-
тельно с емкостью С. Но Сф ;>> С и Ср > С, а потому их влия-
ние на частоту контура незначительно. Остальные детали рас-
смотрены в схеме рис. 509. Заметим лишь, что емкость под-
строечного конденсатора, включенного параллельно конденсатору
настройки, может регулироваться в пределах от 2—5 пф до 12—
15 пф. Емкость же конденсатора настройки С существенно за-
висит от диапазона усиливаемых частот. Например, в радиове-
щательных приемниках она может быть изменяема от 10—20 пф
до 400—500 пф.

Физический процесс работы каскада с прямым включением
контура в цепь анода состоит в следующем. При отсутствии сиг-
нала в анодной цепи проходит лишь постоянный ток; для него
катушка L не оказывает заметного сопротивления. Напряжение
на сетке последующей лампы при этом постоянно и равно ис-
ходному смещению Eg.

При действии сигнала U возникает переменная состав-
ляющая анодного тока 1т, которая встречает в настроенном
контуре большое резонансное сопротивление

Д рез ==

создавая на нем переменное напряжение Um. Это напряжение и
подводится через емкость Cg к выходу следующего каскада.

Избирательные свойства такого каскада, как и предыдущего,
объясняются наличием в его составе колебательного контура.
Физически эти свойства можно пояснить, предположив, что на
вход каскада действует одновременно сигнал, на частоту кото-
рого контур настроен, и помеха от постороннего передатчика, по
частоте отличающаяся от сигнала.

Переменный ток, создаваемый в цепи анода под действием
помехи, не является для контура резонансным; при отсутствии
же резонанса сопротивление контура мало и на нем выделяется
лишь относительно уменьшенное напряжение. Таким образом,
помеха усиливается меньше, чем сигнал, а при достаточной рас-
стройке она даже ослабляется.

Для числовой оценки усиления схему прямого включения
контура в цепь анода можно представить как частный случай
индуктивной связи, когда катушки Za и L (см. рис. 509) как бы
слились в одну катушку. Тогда вместо коэффициента взаимоин-
дукции М следует учесть полный коэффициент самоиндукции L

о ( М 1А

контурной катушки (р = -27 = 1), и выражение Аля усиления
каскада при. резонансе примет вид

^реэ

~ ®0LSQ9 — SZQ рез<
Значит, и в этой схеме имеет решающее значение крутизна
лампы S. Если сопротивление Z3pe3 одинаково для схем с индук-
тивной связью и с полным включением контура в цепь анода, то
последняя дает большее усиление.

Для числовой оценки полосы пропускания каскада необхо-
димо также знать добротность контура Q3 с учетом дополни-
тельных сопротивлений, вносимых в него другими деталями кас-
када. Как же понять причину уменьшения добротности контура,
находящегося в составе усилительного каскада?

На этот вопрос уже был дан ответ при рассмотрении рис. 314:
если контур шунтирован активным сопротивлением, то его до-
бротность снижается в следующем отношении:

^рез ^шн

где Q — добротность контура вне схемы;

Q3 — добротность контура в схеме (добротность каскада);

Zpe3— сопротивление контура при параллельном резонансе;
#шн — величина шунтирующего сопротивления.

В каскаде, который мы изучаем, контур шунтируется сопро-
тивлением утечки Rg, поскольку ток высокой частоты, свободно
проходя через емкость Q, ответвляется в сопротивление Rg.
Вторым шунтом служит входное сопротивление следующей
лампы /?вх. Наконец, надо еще считаться с шунтирующим дей-
ствием внутреннего сопротивления лампы данного каскада.
Значит, /?шн является результатом параллельного соединения
трех сопротивлений и уменьшается (т. е. шунтирующее действие
усиливается) с уменьшением каждого из них.

Вполне понятно, насколько выгодны в такой схеме лампы
с большим значением Rt (пентоды высокой частоты) и с боль-
шим значением /?вх .

Пример. Каскад с полным включением контура (рис. 512) имеет лампу,
параметры которой: S = 2 ма/в; Ri = 10б ом.

Параметры контура: L == 15 мкгн; С =100 пф; R — 5 ом. Определить
резонансную частоту каскада, его усиление и полосу пропускания, если
= 5 - 105 ом, входное сопротивление следующей лампы RBX = 105 ом.
Решение.

Собственная частота контура

<00 = —= = 1 яг 2,58-107,

V LC /15- 10-е-100-10~12

что соответствует длине волны X = 73 м.

Сопротивление контура при резонансе токов

_ L _ 15-10—6

Zpe3 ~ СТ? — 100-10~12-5

Шунтирующее сопротивление находим из выражения

_J_ = l + ± + _L = _L + __L_ + Д-Д

Яшв Ri Rg 10е 5>io6 + ю» io»’
откуда

/?шн ~ 78 000 ом.

Собственная добротность контура

_ <d0L 2,58-107-15- 10~б ___

Q~ R ~ 5 77Д

Эквивалентная добротность каскада

0—0 ^шн — 77 5 7& ООО = 56

Q* ~ Q Zpe3 + Яши “ 77,0 3.10* + 7,8 • 10*

Усиление каскада

Крез = <*>0LSQ9 = 2,58- IO7-15.10—6.2.10—3-56 ж 26.

Полоса пропускания

/о
Q

2,58-Ю7

6,28-56

ж 74-Ю3 гц.

Схема с полным включением контура имеет свои достоин-
ства. Это — простота устройства каскада и возможность сравни-
тельно большого усиления. Но ей свойственны и недостатки.
Так, например, выходная емкость лампы Jh и входная емкость
лампы Л2 подключены полностью параллельно конденсатору С,
и смена ламп влияет на частоту контура вследствие разброса
этих емкостей. Далее, при смене поддиапазона катушка сме-
няется, конденсатор же сохраняется, а потому резонансное со-
противление Zpe3 = может существенно измениться; вслед-

ствие этого и усиление в разных поддиапазонах окажется раз-
личным. При индуктивной же связи можно выравнивать усиле-
ние выбором величины М. Наконец, шунтирующее действие трех
сопротивлений, параллельных контуру, может значительно сни-
зить эквивалентную добротность. Вполне возможно в таком слу-

Рис. 513. Резонансный каскад усиления
с полным включением контура и с-парал-
лельным питанием

чае применить непол-
ное включение контура
в цепь анода (включе-
ние второго вида).

В некоторых приемни-
ках встречаются резонанс-
ные каскады с параллель-
ным питанием. Примером мо-
я^ет служить схема рис. 513.
Здесь уже нет необходимо-
сти в сеточном конденсато-
ре и сопротивлении утечки.
Но, как и в передающих
каскадах параллельного пи-
тания, в схему входит дрос-
сель Др (иногда заменяе-
мый сопротивлением) и раз-
делительный конденсатор Ср. Если, идеализируя процессы, считать дроссель
бесконечно большим сопротивлением для токов высокой частоты, а конден-
сатор — пренебрежительно малым сопротивлением, то нагрузкой анодной
цепи окажется, как и в предыдущей схеме, колебательный контур. Доброт-
ность контура снижается при низком качестве дросселя.

В диапазоне метровых волн резонансное усиление на пенто-
дах имеет свои особенности. Во-первых, с ростом частоты воз-
растают паразитные индуктивные сопротивления и паразитные
емкостные проводимости, способные нарушить нормальную работу
усилителя. Во-вторых, резко уменьшается входное сопротивление
ламп, в том числе и следующей за данным каскадом. Эти осо-
бенности отражаются на схемах и конструкциях резонансных

Рис. 514. Резонансный каскад усиления для метровых
врлн

усилителей. На рис. 514 приведена схема резонансного каскада
с параллельным питанием для усиления на метровых волнах.

Здесь вместо дросселя параллельного питания включено со-
противление /?а, выбор величины которого влияет на доброт-
ность и полосу пропускания контура LC. Переменная составляю-
щая анодного тока питает контур через разделительный конден-
сатор Ср.

Для того чтобы входная емкость Свх и входное сопротивление
Rbjl не подключались полностью параллельно контуру, здесь
применен автотрансформаторный выход к следующему каскаду:
сетка следующей лампы получает переменное напряжение лишь
от участка L\ катушки контура. Такое включение должно было
бы уменьшить усиление каскада. Но неполное подключение
к контуру сопротивления /?вх и емкости Свх оказывается рав-
ноценным шунтированию всего контура сопротивлением

П' __ ^вх

^2
и параллельному подключению емкости
Свх = С^р\

где коэффициент включения -< 1.

Следовательно, сопротивление контура на резонансной ча-
стоте снижается не столь значительно, и это дает выигрыш
в усилении. Очевидно', существует наивыгоднейшее для конкрет-
ной схемы значение р, при котором получается максимум усиле-
ния (согласование данного каскада с последующим).

Обращает на себя внимание тщательность блокировки всех
цепей. В цепь экранирующей сетки включены два развязываю-
щих фильтра — для токов сверхвысоких и более низких частот.
Дело в том, что конденсатор большой емкости обладает пара-
зитной индуктивностью, которая препятствует фильтрации сверх-
высоких частот. Наличие емкости между катодом и нитью накала

Рис. 515. Схема входного устройства и резонансного каскада усиления
на два поддиапазона

вынуждает включать фильтр в цепь накала, с чем мы встреча-
лись и в передатчиках метровых волн. Роль паразитных связей
в усилителях рассматривается ниже.

В заключение на рис. 515 приводится схема входного устрой-
ства и резонансного каскада усиления на два поддиапазона.
Читателю предлагается дать классификацию схемы и определить
назначение всех ее деталей.

Катушки рабочего поддиапазона присоединяются к соответ-
ствующим точкам схемы с помощью пружинящих контактов. Со-
вершенство переключателя оказывается очень важным требова-
нием к конструкции приемника.

- Разбивка общего диапазона приемника (как и передатчика)
необходима в том случае, когда общий диапазон относительно
широк (например, для средних волн k = макс- 2 — 2,5).

/общ. мин

Конечно, можно выполнить такой конденсатор переменной емко-
сти, при котором охватывается значительный диапазон. Однако
при этом встречается ряд практических затруднений. Во-первых,
496
в конденсаторе с большим коэффициентом диапазона получается
большая начальная емкость. Во-вторых, контур с таким конден-
сатором характеризуется значительным изменением своего резо-
нансного сопротивления Zpe3, что приводит к неравномерности
усиления каскада (и коэффициента передачи напряжения вход-
ного устройства). Наконец, сопряжение настройки каскадов
в широком диапазоне — довольно сложная задача.

При разбивке общего диапазона на поддиапазоны надо соблю-
дать либо постоянство коэффициентов поддиапазонов, либо по-
стоянство частотной плотности поддиапазонов. Положим, что об-
щий диапазон приемника составляет 2—8 Мгц. Выбрав постоян-
ный коэффициент поддиапазонов kA — 2, мы получим два поддиа-
пазона: 2—4 Мгц и 4—8 Мгц. Обычно по краям поддиапазоны
взаимно перекрываются (на несколько процентов). Выбрав же
постоянную частотную плотность поддиапазонов в 2 Мгц, мы по-
лучим три поддиапазона: 2—4, 4—6 и 6—8 Мгц. Способ постоян-
ной плотности — более совершенный, так как при нем дости-
гается одинаковая точность установки частоты во всех поддиа-
пазонах и упрощается поддержание постоянства усиления. Но
этот способ дороже хотя бы потому, что требует большего числа
сменных деталей и более сложного переключателя. Он приме-
няется в приемниках высоких классов.

Устойчивость работы резонансных усилителей

При конструировании каскадов усиления высокой частоты
в приемниках приходится принимать меры предотвращения ге-
нерации (самовозбуждения). Если в каком-либо из каскадов
возникнут собственные незатухающие колебания, т. е. каскад из
приемного превратится в генераторный, то нормальная работа
приемника нарушится и требуемой слышимости сигнала не по-
лучится. Генерация вызывается паразитной обратной связью,
т. е. связью анодной цепи с сеточной цепью той же лампы или
предшествующих ламп. Для появления паразитной обратной
связи имеется несколько возможностей.

Во-первых, она возникает при* магнитном воздействии кату-
шек последующих каскадов на катушки предыдущих каскадов.
Для устранения этого катушки усилителей нужно обязательно
помещать в металлические экраны. Соединительные проводники
делают короткими и прокладывают непараллельно один дру-
гому; если по условиям монтажа приходится вести параллель-
ную укладку проводников, то каждый проводник помещают в ме-
таллический экран (оплетку).

Во-вторых, возможна обратная связь через общие источники
анодного питания. Переменная составляющая анодного тока,
проходя через батарею, образует на внутреннем сопротивлении
батареи переменное напряжение, которое воздействует на цепи
предыдущих каскадов. Для устранения самовозбуждения в этом
пряжение на анодах ламп.

Рис. 516. Обратная <;вязь через ем-
кость C'ag в резонансном усилителе

случае применяют развязывающие фильтры, которые пропускают
переменные токи мимо батареи.

В принципе желательно выбирать возможно большие вели-
чины /?ф и Сф. Но с увеличением /?ф снижается постоянное на-
тг денсаторы же большой емкости
дороги, велики по габаритам и
могут иметь значительную па-
разитную индуктивность. Для
усилителей высокой частоты
достаточны сопротивления /?ф
не более ЮОООсш и емкости
Сф до 0,1 мкф.

Если сеточные смещающие
напряжения берутся от общего
источника, то необходимо вклю-
чить фильтры и в цепи сеток
(см. рис. 515).

В-третьих, возможна обратная связь через емкости анод —
сетка усилительных ламп. Более угрожающим этот вид обрат-
ной связи становится по мере укорочения волны, когда емкост-
ные сопротивления уменьшаются.

Схема обратной связи через емкость Cag показана на
рис. 516. Процесс возникновения автоколебаний в такой схеме
рассматривался выше (см. рис. 415). Самовозбуждение воз-
можно на частоте, близкой к собственной частоте колебательных
контуров. При увеличении числа каскадов, настроенных на одну
и ту же частоту, вероятность самовозбуждения увеличивается.

Устойчивости работы усилителя можно добиться, ослабив
связь контура с анодной цепью при данной добротности контура
или уменьшив проходную емкость ламп. Действительно, автоко-
лебания возникают в том случае, когда за счет обратной связи
восполняются потери энергии собственных колебаний в контуре.
Уменьшая коэффициент включения р контура в цепь анода, мы
тем самым уменьшаем и переменное напряжение обратной
связи через емкость Cag. Следует выбирать такие значения анод-
ной связи, при которых в любых положениях настройки имеется
запас устойчивости, т. е. схема достаточно далека от «порога
самовозбуждения».

Но уменьшение анодной связи контура (например, коэффи-
циента взаимоиндукции М) приводит и к уменьшению усиления
на каждый каскад:

^рез Р*^*рез*

В. И. Сифоров показал, что предельное устойчивое усиление
на каскад в усилителе с любым числом каскадов равно

^рез. уст
где <9—крутизна характеристики лампы;

Cag—ее проходная емкость;
— частота сигнала.

Задача. Подсчитать устойчивое усиление для триода, имеющего
5 = 2 ма/в и Cag = 2 пф, и для пентода, имеющего ту же крутизну и ем-
кость Cag = 0,002 пф, при частоте сигнала f = 10 Мгц.

Пентоды, обладающие малой проходной емкостью, есте-
ственно, выгоднее всего применять для резонансного усиления.
Но и среди пентодов имеют большую устойчивость те, которые
характеризуются большим отношением крутизны к проходной
емкости

Современные высокочастотные пентоды приемно-усилитель-
ных типов можно разделить приближенно на две категории:
узкополосные и широкополосные. Первая категория, характери-
зуясь меньшей крутизной (1—3 ма/в), имеет и меньшую проход-
ную емкость. Они позволяют получить большое усиление на кас-
кад при приеме телеграфных и телефонных сигналов, требую-
щих сравнительно узкой полосы пропускания, т. е. допускающих
применение контуров с большим значением Zpe3.

Пентоды второй категории, имея большую крутизну
(5—10 ма/в и более), обладают несколько большей проходной
емкостью. Они выгодны для приемников широкополосных сиг-
налов (телевидение, радиорелейная связь и т. п.), где для полу-
чения широкой полосы пропускания приходится выбирать кон-
туры с небольшим значением Zpe3 и удовлетворяться сравни-
тельно малым усилением на каскад. Однако резкого деления
пентодов на эти две категории не существует, имеются и проме-
жуточные типы пентодов. Кроме того, даже при большой кру-
тизне современная технология позволяет получить малые емко-
сти Cag (обычно не более 0,02 пф). К лампам широкополосных
усилителей предъявляется еще ряд дополнительных требований
(в отношении величины входного сопротивления, уровня соб-
ственных шумов и др.).

Резонансные усилители на триодах

Пентод, лучшая лампа для резонансного усиления на волнах
до метрового диапазона включительно, непригоден в диапазоне
дециметровых волн. Причиной этого является резкое уменьше-
ние входного сопротивления вследствие влияния индуктивности
выводов и инерции электронов. Кроме того, пентоды невыгодны
для резонансных усилителей чувствительных широкополосных
приемников ультракоротких волн вследствие повышенной мощ-
ности их собственных шумов, о чем будет сказано ниже. По-
этому в дециметровом диапазоне переходят к усилению на
триодах.
Но при использовании триода необходимо считаться со зна-
чительной емкостью между его сеткой и анодом, расположен-
ными близко одна к другому. Следовательно, в обычных схемах
резонансного усиления применение триода почти неизбежно бу-
дет приводить к самовозбуждению усилителя. Для достижения
устойчивой работы каскад дециметрового диапазона на триоде
собирают по схеме усиления с общей сеткой.

На рис. 517 представлена принципиальная схема резонансного
каскада усиления с общей сеткой при параллельном анодном пи-
тании; в схеме показан также контур входного устройства (или
предыдущего каскада).

Пуцть на зажимах входного контура (между точками а и б)
имеется напряжение Ugm, действующее между сеткой и катодом
каскада совместно с автоматическим смещением—Egy которое
создается постоянным анодным током. Пусть под действием пере-

Рис. 517. Принципиальная схема резонансного каскада усиления на триоде
с общей сеткой

менного напряжения Ugm в цепи анода возникает переменная
слагающая тока с амплитудой Im. Если контур, включенный
между анодом и общей точкой, имеет резонансное сопротивление
Zpe3, то напряжение на его зажимах

U = / Z

Коэффициент усиления каскада по-напряжению

rz __

Лрез — TJ
ugm

Если Epe3<^Riy то

Im~SUgm,

откуда

^рез ~ *$^рез>

что соответствует выражению и для усилителей с общим ка-
тодом.

Однако усилитель с общей сеткой имеет свои особенности.
Во-первых, емкость C3g для него уже не связывает вход с вы-
500
Анодный

емкость

Рис. 518. Пример конструкции резонансного
каскада усиления с общей сеткой

ходом, а присоединена параллельно анодному контуру, влияя
только на его частоту. Емкость же анод — катод Сак, которая
связывает вход с выходом, может быть сделана очень малой
благодаря густой сетке и внешним экранам. Значит, каскад спо-
собен работать устойчиво на весьма высоких частотах. Во-вто-
рых, входное сопротивление каскада (между точками а и б)
оказывается не только малым, но и мало зависящим от частоты.
Действительно, анодный ток 1т проходит и между точками а и б,
напряжение между которыми равно Ugm. Если входное сопротив-
ление считать приближенно равным отношению Ugm к 1т, то
величина его будет

П Usm _ 1
1т “ S •

Это очень небольшая величина. Например, при S = 5 stale
7?вх 200 ом. Но каскад на пентоде имел бы на дециметровых
волнах еще^ меньшую величину /?вх. Разумеется, малое входное
сопротивление каскада с общей сеткой затрудняет пополнение
потерь во входном контуре через проходную емкость Сак, т. е.
содействует устойчивости работы каскада.

Если каскад, следующий за данным, также имеет малое
входное сопротивление, то возможна автотрансформаторная или
трансформаторная связь его с данным каскадом при коэффи-
циенте включения р<С 1-

Преимущественное применение для усиления на дециметро-
вых волнах имеют триоды с дисковыми выводами. На рис. 518
изображен один из возможных примеров конструктивного вы-
полнения каскада по схеме рис. 517. Здесь включен триод маяч-
кового типа. Вместо колебательных контуров применены коротко-
замкнутые отрезки коаксиальных линий. Связь с предыдущим
и последующим каскадами установлена с помощью витков.
Анодный контур подстраивается перемещением винта, несущего
на конце пластинку элементарного конденсатора. Катодный кон-
тур в данном случае выполнен на фиксированную частоту.

Усиление на лампе с бегущей волной

В диапазоне сантиметровых волн дисковые триоды не могут
работать удовлетворительно, так как время пролета электронов
оказывается соизмеримым с периодом колебаний даже при
весьма близком расположении электродов. В качестве генера-
торных ламп в этом диапазоне применяются магнетроны и кли-
строны. Прямопролетный клистрон в принципе может служить
и для усиления колебаний. Однако практически это невыгодно.
Во-первых, клистрон как входная лампа приемника имеет зна-
чительную мощность собственных шумов. Во-вторых, его работа
характеризуется недостаточно эффективной отдачей энергии элек-
тронных групп второму резонатору, так как эта отдача проис-
ходит на коротком участке пути и в течение коротких проме-
жутков времени.

Значительно успешнее решалась бы задача усиления, если
бы обмен энергией между электронным потоком и полем проис-
ходил на всем пути электронов. Для этого необходимо, чтобы
волна была бегущей и чтобы скорость ее движения б»ыла близка
к скорости движения электронов. В действительности эти ско-
рости существенно различны. Пусть электронный поток проле-
тает сквозь ускоряющий цилиндр и далее имеет равномерное
движение. Оказывается, при ускоряющем напряжении на ци-
линдре в 2500 в скорость электронов будет за цилиндром при-
близительно в 10 раз меньше скорости распространения волны.

Но можно выбрать для волны удлиненный путь, заставив ее
перемещаться по виткам спирали, вдоль оси которой движутся
электроны. В таком случае скорость осевого перемещения поля
можно сделать равной скорости движения электронов.

Представим себе (рис. 519), что по оси спиралй направлен
слева направо луч электронов и в том же направлении распро-
страняется по спиральным виткам волна. Силовые линии элек-

Витки спирали

Рис. 519. Мгновенная картина электрического поля волны,
бегущей по спирали
трического поля, вращаясь по направлению витков, в то же
время перемещаются в осевом направлении. В некоторый мо-
мент вблизи от точки А движение электронов замедляется элек-
трическим полем волны, так как направление силы, действую-
щей на отрицательный заряд, противоположно направлению си-
ловых линий. Вблизи от точки В электроны получают дополни-
тельное ускорение. В результате такого взаимодействия происхо-
дит группировка электронов: наибольшая плотность групп обра-
зуется в тех местах, где поле волны равно нулю, переходя от
ускоряющего к замедляющему.

Такой процесс группировки происходит на всем пути движе-
ния электронов сквозь спираль. Но поочередное прохождение
«сгустков» и «разрежений» электронов сквозь любой виток спи-
рали в свою очередь возбуждает в ней бегущую волну, ампли-
туда которой нарастает по мере перемещения слева направо.
В этом процессе энергия, полученная электронами от источника
постоянного тока, отдается полю бегущей волны. Следовательно,
поле на выходе спирали будет в несколько раз превосходить по
напряженности поле на ее входе; мощность сверхвысокочастот-
ного колебания усилится пропорционально квадрату напряжен-
ности поля.

Прибор, в котором происходят описанные процессы, назы-
вается лампой с бегущей волной (рис. 520). В стеклянной эва-
куированной трубке закреплена на кольцевых опорах металличе-
ская спираль, концы которой служат продолжением центральной
жилы входного и выходного фидеров. Слева от спирали имеется
электронная пушка с фокусирующим и ускоряющим устройствами.
Она дает тонкий пучок электронов вдоль оси спирали. Справа
от спирали расположен электрод — собиратель электронов, от-
давших энергию полю волны. Внешние оболочки кабелей, вол-
новое сопротивление которых согласовано с сопротивлением спи-
рали (во избежание отраженных волн), заканчиваются на об-
щем металлическом экране. Поверх стеклянного баллона лампы
для фокусировки луча электронов на всем его протяжении наде-
вается катушка, питаемая постоянным током (на рис. 520

Вход

Выход

Рис. 520. Схема устройства лампы с бегущей волной
Рис. 521. Эскиз лампы с внешними волно-
водами и фокусирующей катушкой

катушка не показана).
Иногда вместо фокусирую-
щей катушки применяют
постоянный магнит спе-
циальной конструкции с
достаточно сильным полем.
Наряду со спиральным
принципом замедления в
лампах с бегущей волной
используются и другие
принципы. С изменением

диапазона усиливаемых частот может измениться и конструкция
внешних связей лампы. Так, если для волн в 10—15 см прием-
лемы коаксиальные соединения, то на более коротких волнах
могут быть применены соединения при помощи волноводов. На
рис. 251 приведен эскиз такого соединения; волноводы прямо-
угольного типа располагаются у начала и конца спирали; здесь
же показана фокусирующая внешняя катушка.

Итак, лампа с бегущей волной преобразует энергию источ-
ника постоянного тока в энергию электромагнитных колебаний.
Но усилитель на лампе с бегущей волной нельзя назвать резо-
нансным усилителем, так как он усиливает колебания в широ-
кой полосе частот, не обладая собственной избирательностью
(в отличие, например, от прямопролетного клистрона). Это свой-
ство лампы выгодно для усиления таких сигналов, как телеви-
зионные и т. п. Полоса ограничивается свойствами систем ввода
и вывода сигналов.

Лампы с бегущей волной разделяются на три типа: входные
приемные лампы, характеризующиеся малой мощностью соб-
ственных шумов; лампы для промежуточного усиления, характе-
ризующиеся сравнительно высоким коэффициентом усиления;
мощные выходные лампы (до 1000 ет), предназначенные для
питания передающих антенн в ретрансляционных устройствах
радиорелейных линий. На рис. 522 изображена схема ретран-
сляционной установки, в которой сигналы принимаются на ча-
стоте fi, усиливаются в лампе первого типа, затем после преоб-
разования частоты fi в частоту /2 усиливаются в лампах предва-
рительного и мощного усиления и излучаются вновь на частоте /2.

На этом заканчивается рассмотрение усилителей, применяе-
мых для усиления на частоте приходящих сигналов в различных
диапазонах. Необходимо сделать некоторые общие выводы.

На длинных и коротких волнах усилители принимаемых сиг-
налов имеют сравнительно узкие полосы пропускания и большие

Рис. 522. Схема ретрансляции сигналов на лампах с бегущей волной
входные сопротивления. В этом случае работу каскада следует
характеризовать величиной усиления напряжения К. В усили-
теле из нескольких каскадов общее усиление

На ультракоротких волнах приходится иметь дело с боль-
шими значениями полосы пропускания и с малыми значениями
входных сопротивлений. Значит, здесь работа каскада сходна
с работой усилителя в передатчике: входное сопротивление сле-
дующего каскада является потребителем мощности. Кроме того,
при широкой полосе возрастает мощность собственных шумов,
с которой приходится сопоставлять мощность сигнала. Поэтому
для усилителей такого типа более важным показателем является
коэффициент усиления мощности Л"р. Если входное сопротивле-
ние данного каскада имеет величину /?ех? а входное сопротивле-
ние следующего каскада — /?вх? то

7/2 т fl г>

ту __ гп . gm „2 ВХ1
ЛР 2Явх2 • 2/?вХ1 Л Явх2 •

В том случае, когда /?вх, = /?вх? коэффициент усиления мощ-
ности равен квадрату коэффициента усиления напряжения. Оче-
видно, что

А*р общ ~ • • •

Полосовые усилители

Для получения высокой избирательности, требуемой в усили-
телях промежуточной частоты супергетеродинных приемников,
необходимы каскады из нескольких колебательных контуров,
сильно связанных между собой. Кривая резонанса такого кас-
када приобретает более крутые скаты и более плоскую вершину,
благодаря чему при данной полосе пропускания уменьшается
полоса мешания.

Усилитель, содержащий в каждом каскаде несколько конту-
ров и имеющий сравнительно резко ограниченную полосу пропу-
скания, называется полосовым. В усилителях промежуточной ча-
стоты супергетеродинных приемников настройка контуров по-
стоянна, что значительно облегчает применение нескольких кон-
туров в одном каскаде.

Наиболее широко распространены каскады с двухконтурными
полосовыми фильтрами. На рис. 523 дана схема каскада поло-
сового усиления с индуктивной связью между контурами, а на
рис. 524 — с внешней емкостной связью между контурами и
с автотрансформаторным включением первого контура в цепь
анода. В первой схеме применены лишь в качестве примера
Рис. 523. Каскад полосового усиления’ с индуктивной
связью между контурами фильтра

лампы косвенного накала, во второй — прямого. Назначение
вспомогательных деталей этих схем то же, что и в резонансных
усилителях. Оба контура фильтра имеют, как правило, одинако-
вые параметры. Их конструктивное выполнение мы видели на
рис. 72 и 73. Автотрансформаторное включение контура в цепь
анода применяется для уменьшения избыточного усиления кас-
када и для повышения устойчивости.

Если полосовые усилители рассчитаны на частоты в сотни
килогерц или единицы мегагерц, то катушки фильтров выпол-
няются на карбонильном железе или ином магнитодиэлектрике.
Для точной подстройки на фиксированную частоту обычно пере-
мещают карбонильные сердечники, а иногда включают подстроеч-
ные конденсаторы.

Степень связи между контурами фильтра выбирается подгон-
кой расстояния между катушками (рис. 523) или изменением
емкости связи (рис. 524). Связь берется близкой к критической.
Небольшое превышение этой величины дает более плоскую вер-
шину и более крутые скаты кривой резонанса, а сильное превы-

Рис. 524. Каскад полосового усиления с неполной внешней
емкостной связью между контурами фильтра и с автотранс-
форматорным (неполным) включением первого контура
в цепь анода
шение приводит к нежелательно
глубокому провалу в середине
кривой. Примеры кривых резонан-
са полосовых усилителей показа-
ны на рис. 525. Коэффициент
усиления полосового каскада для
случая критической связи между
контурами фильтра определяется
очень просто. Действительно,
при критической связи в первом
контуре величина активного со-
противления возрастает вдвое,

Рис. 525. Кривые резонанса по-
лосового усилителя:

1 — для связи ниже критической; 2 — для
критической связи; 3 — для связи выше
критической

а потому и усиление оказывается

вдвое меньше, чем то, которое способен дать резонансный каскад

с одним таким контуром, включенным в цепь анода.

При полном включении первого контура в цепь анода уси-
ление

а при неполном включении первого контура

Крез =О,5<оот Р = —р-3 А

где — частота резонансного сигнала;

L — индуктивность каждого контура;

5*—крутизна характеристики лампы;

<?9и28рез— соответственно добротность и резонансное сопротив-
ление каждого контура с учетом потерь, вносимых
другими деталями схемы (но без учета реакции
между контурами);

— коэффициент включения для первого контура.

Если полосовые каскады применены для усиления сравни-
тельно длинных волн, как это практикуется в обычных телефон-
ных и телеграфных приемниках, то пентоды имеют большие зна-
чения Ri и /?вх, благодаря чему Q3 и Z9pe3 достаточно близки
к собственным значениям Q и Zpe3 контуров.

При критической связи между одинаковыми контурами фильтра кривая
избирательности, т. е. зависимость отношения п —— на выходе каскада
о . е , игп рея

от расстройки Д/, 'выражается формулой

Umpe3 |/4+(^у’

Кривая, соответствующая этой зависимости, имеет более крутые скаты,
Ч$М Для одиночного контура. Если для контура (или резонансного каскада)
полоса мешания в 10 раз больше полосы пропускания, то для фильтра
с критической связью (или для полосового каскада с таким фильтром) по-
лоса мешания только в три раза шире полосы пропускания.

Выбор конструкции фильтра, а также решение вопроса о пол-
ном или автотрансформаторном включении контуров решается в
зависимости от назначения разрабатываемого приемника.

' Для приема сигналов различных видов и различной силы
одним и тем же приемником необходима регулировка полосы
пропускания каскадов. Наиболее узкая полоса (сотни герц) тре-
буется для радиотелеграфного приема. Для приема дальних те-
лефонных сигналов в условиях сильных помех приходится брать
полосу пропускания меньше, чем для приема телефонных сигна-
лов от близких передатчиков. Какими же способами можно из-
менять полосу пропускания?

В радиовещательных приемниках практиковалась регули-
ровка полосы изменением расстояния между контурами фильтра
при индуктивной связи. Но этот способ неудобен конструктивно
и невыгоден электрически, так как связан с изменением формы
кривой избирательности. Значительно более совершенный спо-
соб регулировки — смена полосового фильтра — скачкообразное
изменение полосы. Для того чтобы достаточно было сме-
нить фильтр только в одном (например, первом) каскаде, этот
каскад должен иметь многоконтурный фильтр (каскад сосредо-
точенной избирательности). Пример такого каскада приведен на
рис. 526. Параметры крайних контуров каскада отличаются
вдвое от параметров средних контуров; контуры связаны через
конденсаторы С\. Сопротивление R должно быть равно волно-
вому сопротивлению «искусственной линии», составленной кон-
турами, чтобы не происходило отражения волн от ее конца. Кри-
вая избирательности такого фильтра имеет очень крутые скаты.
При изменении полосы пропускания можно заменить весь фильтр
сосредоточенной избирательности таким же фильтром с иной по-
лосой, для чего в приемнике должны быть переключатель и на-
бор фильтров.

Рис. 526. Схема усилителя с фильтром сосредоточенной из-
бирательности
Рис. 527. Каскад усиления промежуточной частоты
с кварцевым фильтром

Однако смена фильтров — довольно сложный способ регули-
ровки полосы, причехМ он дает скачкообразное изменение полосы.
Более простой способ изменения полосы и притом плавного из-
менения осуществляется в каскаде с кварцевым фильтром
(рис. 527). Кварц соединяет внешней связью контуры I и II,
Связь должна осуществляться только через кварц, но не через
параллельную ему емкость кварцедержателя (см. рис. 435). По-
этому емкость кварцедержателя нейтрализуют, подавая на вход
контура II напряжение, равное и противоположное напряжению,
действующему через емкость кварцедержателя. Это нейтрали-

зующее напряжение снимается с нижнего участка катушки кон-
тура I и подается через конденсатор CN. Вследствие этого нет
необходимости в эквивалентную схему вносить емкости кварце-

держателя и цепи нейтрализации.

Кварц вместе с контурами I и II образует колебательную си-
стему, нагружающую анодную цепь каскада. Если оба контура
настроены точно в резонанс с частотой сигнала, то они пред-
ставляют собой большие активные сопротивления Zpe3. Эквива-
лентная схема для этого случая показана на рис. 528. В состав
колебательной схемы вошли'параметры кварца Lqy Cqy Rq и два
больших активных сопротивления Zpe3. Эти сопротивления значи-
тельно снижают добротность эквивалентной цепи кварца, вслед-

ствие чего полоса пропускания каскада оказывается широкой,
настроенная на частоту сиг-

несмотря на то что цепь
нала, обладает высокой
собственной добротностью.

Если изменить емкости
контуров, расстроив их по
отношению к сигналу в
разные стороны, то сопро-
тивления Z уменьшатся и
окажутся преимуществен-

fl;

p.Ugm

£рез

я?

но реактивными, а потому
добротность системы улуч-

Рис. 528. Эквивалентная схема каскада
с кварцевым фильтром при широкой полосе
шится и полоса пропускания уменьшится, так как кривая резо-
нанса будет приближаться по форме к собственной кривой резо-
нанса кварца. Вместе с тем емкостная проводимость одного кон-
тура будет компенсировать индуктивную проводимость второго,
расстроенного в другую сторону; благодаря этому средняя резо-
нансная частота фильтра сохранится.

В такой схеме удается осуществить плавную регулировку по-
лосы пропускания каскада от значения в несколько сотен герц
(телеграфный прием) до значения в несколько тысяч герц (те-
лефонный прием). Разумеется, кварцевый каскад является по
существу «одноконтурным», т. е. имеет кривую резонанса с не-
достаточно крутыми скатами. Обычно в каскадах, следующих за
кварцевым, применяются полосовые фильтры.

В настоящее время большой интерес представляют электромеханические
полосовые фильтры (рис. 529), которые имеют малые размеры, не требуют
регулировок и характеризуются очень выгодной-формой кривой избиратель-
ности в каскадах усиления промежуточной частоты.

Рис. 529. Схема электромеханического фильтра с шестью механи-
ческими звеньями

В подобном усилителе контур / связан с контуром // через систему
сравнительно толстых «резонаторных» стержней, в свою очередь механически
связанных тонкими «стержнями связи». (Тонкие стержни прикрепляются
к толстым при помощи сварки.) Стержни изготовлены из специального
сплава никеля с железом, обладающего магнитострикционными свойствами.
Такой сплав способен удлиняться или сжиматься под действием внешнего
магнитного поля и, наоборот, при сжатиях и расширениях создавать магнит-
ное поле. Механические колебания приобретают наибольшие амплитуды,
если частота возбуждающего поля равна частоте собственных продольных
колебаний толстого стержня, размеры которого и определяют частоту. Так,
стержень длиной 25 мм имеет резонансную частоту около 100 кгц.

Толщиной стержней связи определяется степень связи между резонирую-
щими стержнями: чем толще стержни связи, тем сильнее связь между ре-
зонаторами, от которой зависит форма кривой избирательности системы.
Эта кривая может быть весьма выгодной, почти прямоугольной, так как она
определяется многозвенной системой (на рисунку — два электрических кон-
тура и шесть механических резонаторов). Стержйи-резонаторы могут иметь
не только цилиндрическую, но и шаровую, и дисковую формы.

Электромеханические фильтры могут найти применение для связных
приемников подвижных и переносных типов.

Усилители радиоимпульсов

На рис. 42 были показаны переходные колебательные про-
цессы, происходящие в контуре под влиянием радиоимпульса,
§10
Т. е. сйпусоиДаДьйой э. Д. с., действующей в течение бремени t.
Переходные процессы характерны также для резонансных и по-
лосовых усилителей, содержащих колебательные системы. Вслед-
ствие этих процессов форма огибающей кривой радиоимпульса
искажается, а длительность его (отсчитываемая, например, на
уровне амйлитуд, составляющих половину максимальной) увели-
чивается. В результате этого воспроизведение сигналов ухуд-
шается.

Так, если после усилителя включен выпрямитель, преобра-
зующий радиоимпульсы в посылки постоянного тока для воз-
действия на реле телеграфного аппарата, то при амплитудной
манипуляции длительность посылок может оказаться больше
длительности пауз. Именно поэтому и устанавливается норма
полосы пропускания для телеграфных сигналов, повышающаяся
с увеличением скорости передачи, т. е. с уменьшением времени т
элементарной посылки.

При вычислении телеграфной полосы пропускания мы исхо-
дили из величины разноса боковых частот манипуляции. Но
это лишь иной методический подход к тому же процессу. Дей-
ствительно, если бы боковые частоты оказались полностью от-
фильтрованными, то несущая частота представилась бы сплош-
ным колебанием, заполняющим паузы (см. рис. 447).

Итак, с уменьшением длительности радиоимпульса требуется
расширение полосы пропускания. В ряде отраслей радиотехники,
таких, как радиолокация, некоторые виды радиорелейной связи
и др., излучаются очень короткие радиоимпульсы. Полоса про-
пускания для них

л г?

где -с — длительность импульса. Так, если импульс длится
1,5 мксек, то полоса должна быть 1 Мгц. Поэтому к схемам и
деталям усилителей промежуточной частоты приемников для
таких коротких сигналов предъявляются специальные требо-
вания.

Возьмем каскад резонансного усиления с полным включением
контура в цепь анода. Его коэффициент усиления

^рез == ^^рез»

а полоса пропускания

Желая получить возможно большее усиление при возможно
более широкой полосе, мы будем оценивать каскад произведе-
нием усиления на полосу пропускания:

А'резА/7 — ^рез у- — •$?/) = ~ 2яС •
Отсюда ясно, что в этих каскадах выгодны лампа с большой
крутизной и контур с малой емкостью.

Большую крутизну (5—10 ма/в и более) имеют специальные
пентоды высокой частоты (6Ж4, 6ЖЗП, 6Ж5П и др.). Контур
же для каскада выполняется в виде катушки, параллельно кото-
рой подключены выходная емкость данной лампы и входная сле-
дующей (рис. 530). Следовательно, емкость этого контура не
может быть меньше

С = CbMXj “Ь С*вх2.

Отсюда к лампам для широкополосного усиления предъяв-
ляется второе требование: их входная и выходная емкости дол-
жны быть минимальными.

Естественно, что при широких полосах пропускания усиление
на каскад получается небольшим (обычно меньше 10). Поэтому

Рис. 530. Схема широкополосного резонансного
каскада усиления

в чувствительных приемниках широкополосные усилители про-
межуточной частоты могут иметь 6—8 и более каскадов. Обычно
размеры усилителя получаются небольшими благодаря примене-
нию малогабаритных ламп и деталей.

Каскады того же назначения могут выполняться и по схеме
полосового усиления, имеющей преимущество в ширине полосы
при данном коэффициенте усиления.

23. ДЕТЕКТИРОВАНИЕ

Назначение детекторного каскада

Процесс детектирования — один из основных процессов в
приемнике, предназначенном для радиосвязи. Задача детектор-
ного каскада при приеме сигналов с амплитудной модуляцией
состоит в том, чтобы под действием напряжения высокочастот-
ного сигнала получить ток, по своей величине воспроизводящий
кривую, которая огибает амплитуды высокой частоты. Детектор
должен высокочастотные колебания преобразовать в колебания
низкой, модулирующей частоты.
Детектирование — это один из видов преобразования частотного состава
(спектра) сигнала. Мы уже встречались с некоторыми видами преобразова-
ния спектров, например с модуляцией (амплитудной, балансной, частотной).
В дальнейшем нам придется встретить еще несколько видов преобразования
спектров (гетеродинное детектирование, преобразование несущей частоты).

Все эти процессы, различные по своему практическому назначению и по
месту применения в радиоаппаратуре, имеют принципиально общие черты.
Общность состоит в следующем.

На вход (или на отдельные входы при многосеточном преобразователе)
действуют переменные напряжения нескольких (по меньшей мере двух)
различных частот. Так, например, в процессе модуляции на один или раз-
ные электроды лампы действуют напряжения несущей и модулирующей
частоты.

Далее, в качестве преобразователя обязательно применяется нелинейный
элемент. Например, при модуляции соответствующая лампа должна рабо-
тать непременно в режиме с отсечками тока анода. Линейная система не
создает никаких колебаний с новыми частотами, отличающимися от тех, ко-
торые действуют на вход, а потому не может служить преобразователем
спектра.

Наконец, на выходе преобразователя должен быть фильтр, который вы-
деляет полезные колебания и подавляет нежелательные. Так, на выходе мо-
дулируемого каскада имеется колебательный контур, выделяющий колеба-
ния несущей и боковых частот (либо одной боковой полосы) и подавляю-
щий по крайней мере звуковую частоту модуляции (хотя в анодной цепи
модулируемой лампы эта составляющая обязательно присутствует). Вообще
полезными колебаниями являются колебания комбинационных (разностная,
суммарная) частот.

Несколько особое место в общей схеме процессов преобразования зани-
мает частотная модуляция, где боковые частоты возникают под влиянием
периодического (по звуковой частоте) изменения параметра (L или С) кон-
тура генератора; но это не противоречит указанной общности.

При детектировании сигналов, модулируемых по амплитуде, на вход
действуют напряжения несущей и боковых частот, нелинейным элементом
служит диод или поставленный в нелинейный режим усилительный прибор,
а полезной частотой должна быть частота модулирующего звука, равная
разности между несущей и каждой из боковых частот.

Поскольку в составе принимаемых колебаний нет колебаний
низких частот, то детекторный каскад должен не выделять, а
создавать их заново. Такая задача выполнима лишь при помощи
нелинейного прибора, например электровакуумного или полупро-
водникового диода, или же усилительной лампы, работающей на
нелинейном участке характеристики.

При пояснении физических процессов мы будем широко поль-
зоваться идеализацией характеристик детектирующих приборов.

Диодное детектирование

Простейшая детекторная цепь состоит из диода, обладающего
выпрямительными свойствами, и телефона, блокированного кон-
денсатором (рис. 531). Цепь связана с предыдущим каскадом,
который наводит в ней напряжение высокой частоты с ампли-
тудой Под действием этого переменного напряжения ток
проходит через диод импульсами, в составе которых имеются
постоянная слагающая и ряд высокочастотных гармоник. По-
Рис. 531. Простейший детекторный каскад

стоянная слагающая про-
ходит через телефон, а вы-
сокочастотные гармоники
через блокировочный кон-
денсатор, который должен
обладать достаточной про-

водимостью для высоких частот. Если бы блокировочного кон-

денсатора не было, то высокочастотные составляющие создавали
бы бесполезное падение напряжения на телефоне и на детектор
приходилась бы меньшая доля напряжения вследствие чего

эффект детектирования был бы слабее. Практически емкость
блокировочного конденсатора Сб выбирается соответственно
диапазону частот сигнала, но не менее 50—100 пф.

Изображая характеристику диода в виде отрезка прямой
в области положительных напряжений на аноде и считая, что
характеристика совпадает с осью абсцисс в области отрицатель-
ных напряжений, мы не исключаем нелинейных свойств диода:
излом характеристики (у начала координат) свидетельствует
о том, что прибор не подчиняется закону Ома, т. е. является при
переходе через эту точку нелинейным.

Проследим в первую очередь работу детекторной цепи при
действии немодулированного сигнала (рис. 532). В этом случае
анодный ток возникает лишь за положительные полупериоды
напряжения сигнала. Высота импульсов приблизительно про-
порциональна амплитуде сигнала (если пренебречь криволиней-
ностью нижнего участка характеристики диода). Постоянная со-
ставляющая импульсов показана на нижней оси как ток в теле-
фоне. Если импульс длится полпериода (угол отсечки 90°)\ то

Рис. 532. Процессы в простейшем детектор-
ном каскаде при немодулированном сигнале
она равна приблизительно 1/з высоты импульса (точнее, согласно
рис. 375 она составит 0,32 /а макс).

Пример. Крутизна характеристики диода в положительной области
3 = 2 ма!в. Напряжение сигнала в цепи диода имеет амплитудуU^m = 10 в.
Определить выпрямленный ток /а0.

Решение.

Высота импульса анодного тока диода

Л макс — 2-Ю = 20 ма.

Выпрямленный ток

Za0 = 0,32/амакс = 0,32-20 = 6,4 ма.

Разумеется, постоянный ток не даст в телефоне звука: мем-
брана останется неподвижной, несколько притянутой.

Теперь рассмотрим действие сигнала, модулированного по
амплитуде (рис. 533). Импульсы анодного тока получаются
в этом случае неодинаковой высоты; высота их примерно про-
порциональна амплитудам напряжения. Постоянная составляю-
щая этих импульсов меняется с изменением амплитуд (пунктир-
ная кривая на уровне V3 каждого импульса). В результате
фильтрации высоких частот конденсатором через телефон про-
ходит ток, развернутый на нижнем графике.

Этот ток, постоянный по направлению, изменяет свою вели-
чину по тому же закону модуляции, по которому менялись ам-
плитуды высокой частоты. Следовательно, телефон будет зву-
чать, воспроизводя звук, модулирующий колебания передат-
чика-корреспондента. Сила звука будет зависеть от амплитуды
тока звуковой частоты в телефоне. Действительно, ток в теле-
фоне пульсирующий, т. е., кроме постоянной составляющей, со-

держит составляющую зву-
ковой частоты, амплитуда
которой IQm указана на
рис. 533. Но из графиков
видно, что эта амплитуда тем
больше, чем больше коэффи-
циент модуляции. Следова-
тельно, более глубокая мо-
дуляция дает более громкий
звук и большую уверенность
связи.

Отметим еще одно важ-
ное обстоятельство: напря-
жение сигнала при действии
на детектор должно быть до-
статочно большим. Если бы
оно имело малые амплиту-
ды, то положительные его
полупериоды развертывались

Рис. 533. Действие модулированного
сигнала в детекторной цепи
бы на нижнем криволинейном участке характеристики диода. Но
здесь пропорциональность между амплитудой напряжения и вы-
сотой импульса тока нарушается. Вследствие этого результат
детектирования, т. е. звук в телефоне, оказывается слабым и
искаженным.

Задача усилительных каскадов по высокой частоте именно
в том и состоит, чтобы довести амплитуду напряжения сигнала до
величины, требуемой для нормальной работы детектора. Обычно
диодный детектор требует напряжения в несколько вольт.

Пример. Напряженность поля сигнала Ет$ = 10 мкв/м\ действующая
высота приемной антенны Лд == 2 м\ эффективность входных цепей
Кд = 5; напряжение, которое желательно иметь на входе детектора,
*4,7= М *•

Сколько потребуется каскадов усиления по высокой частоте, если каж-
дый каскад дает = 40?

Решение.

Напряжение на входе первой лампы

Uglm 55 ^/ло^д^дрез = Ю*2»5 — 100 МКв,

Общее усиление в каскадах высокой частоты

U^m 6,4-10»

«М.о.Щ = -^=-ЯГ-=М(1ОТ-

Для такого усиления требуются три каскада:

/Срез обш = /Срез = 40’ = 64 000.

Но в современных приемниках телефон никогда не вклю-
чается непосредственно в цепь детектора. Потребовалось бы
слишком большое усиление по высокой частоте, чтобы детектор
смог выделить необходимую мощность звуковой частоты. После
детектора ставятся каскады усиления по звуковой частоте, в по-
следнем из которых включается телефон.

Для управления ламповым усилительным каскадом от детек-
тора требуется не ток, а напряжение звуковой частоты. Значит,
в цепь детектора необходимо включить какое-нибудь полезное
сопротивление нагрузки, на котором должно выделяться напря-
жение звуковой частоты при питании выпрямленным током. Та-
кой нагрузкой при радиотелефонном приеме является непрово-
лочное сопротивление большой величины (сотни тысяч ом), бло-
кируемое конденсатором.

На рис. 534 представлена схема диодного детектора с на-
грузкой в виде сопротивления R. В этой схеме напряжение зву-
ковой частоты воздействует на вход последующего каскада.
Контур LCR служит резонансной системой последнего каскада
усиления высокой частоты. С его зажимов снимается перемен-
ное напряжение (7ют, действующее в цепи детектора. Полез-
ная нагрузка диода — непроволочное сопротивление R, блокиро-
ванное конденсатором С6. Величина емкости конденсатор С6
516
Рис. 534. Схема диодного детектора с активным
сопротивлением нагрузки

должна быть такой, чтобы на нем не создавалось заметного
падения напряжения высокой частоты, т. е. чтобы сигнал пол-
ностью воздействовал на диод. Но вместе с тем нельзя эту
емкость брать слишком большой, так как она может образо-
вать заметную проводимость и* для звуковой частоты, т. е. сни-
зить величину полезного выходного напряжения. Обычно бывает
достаточна величина Сб в сотни пикофарад.

Сопротивление R питается пульсирующим током, состоящим
из постоянного тока и тока звуковой частоты. Значит, на этом
сопротивлении одновременно выделяется и постоянное напряже-
ние, и напряжение звуковой частоты. Постоянное напряжение
имеет плюс на правом, а минус — на левом зажиме сопротивле-
ния R (соответственно направлению тока через диод). Но дей-
ствие постоянного напряжения на сетку следующей лампы не
нужно и даже вредно: оно может сместить рабочую точку на
характеристике усилителя на невыгодный участок. Для того чтобы
на сетку усилителя действовало только напряжение звуковой
частоты uQfny перед сеткой включается разделительный кон-
денсатор Cg. Он должен представлять малое сопротивление
для тока звуковых частот, а потому его емкость сравнительно ве-
лика (1000 пф и более). Для подачи нормального постоянного
смещения на сетку усилителя между сеткой и катодом включено
большое сопротивление Rg (сотни тысяч ом).

Такова полная схема каскада диодного детектирования. Фи-
зические процессы в ней несколько сложнее, чем в схеме, по-
зволявшей пренебречь сравнительно небольшим сопротивлением
телефона. Дело в том, что выпрямленное напряжение, падаю-
щее на сопротивлении /?:

воздействует не только на последующий каскад, но также своим
минусом приложено к аноду диода (последовательно с напряже-
нием сигнала). Значит, рабочая точка на характеристике диода
смещается влево на определенную часть амплитуды, тем боль-
шую, чем больше сопротивление R. При R-<-p конденсатор
заряжается дб полной величины (7фт и тбк чер:ез диод прекра-
щается. При больших значениях R (сотни тысяч ом) это смеще-
ние составляет не менее 0,9 67^, что соответствует углу отсечки
анодного тока диода примерно 20—25° и меньше.

Если амплитуды сигнала в процессе модуляции изменяются,
то изменяется и смещение на аноде, т. е. рабочая точка переме-
щается вверх и вниз по характеристике диода со звуковой часто-
той (рис. 535). Импульсы анодного тока длятся малую часть пе-
риода высокой частоты. Они малы, мала и их постоянная состав-
ляющая 7а0, поскольку сопротивление R очень велико.

Произведение выпрямленного тока на сопротивление мы на-
зываем ’выпрямленным напряжением. На нижнем графике оно»
показано отрицательным по отношению к аноду. Это же напря-
жение служит осью для развертки сигнала по вертикали, так как
на анод оно воздействует одновременно с сигналом.

Полезным результатом детектирования является переменная
составляющая U2m выпрямленного напряжения — она управляет
анодным током следующего каскада.

Амплитуду напряжения звуковой частоты можно подсчитать
следующим образом. Выше указывалось, что выпрямленное на-
пряжение UR составляет приблизительно 0,9 U^m. Далее, изве-
стно, что оно изменяется по тому же закону, что и огибающая
кривая амплитуд сигнала.

Значит,

Qm 1 mm9

где т.— коэффициент модуляции сигнала.

Пример. В цепи детектора действует сигнал с напряжением = 10 в
и глубиной модуляции т = 25%.

Рис. 535» Физические, процессы в схеме нагруженного диода
Определить напряже-
ние звуковой частоты, сни-
маемое с детекторного
каскада.

Решение.

^Qm = =

= 0,25-0,9-10 = 2,25 в.

~ Рис. 536. Параллельная схема нагруженного

Схема включения диода

нагрузки диода, пока-
занная на рис. 534, не всегда применима. Так, если контур LCR

включен прямо в анодную цепь предыдущего каскада, то диод
необходимо защитить от действия положительного напряжения
анодной батареи.

В этом случае применяется схема, приведенная на рис. 536;
блокировочный конденсатор служит бдновременно и раздели-
тельным. Иногда эту схему называют схемой с параллельной на-
грузкой. В принципе она хуже последовательной, так как под не-

посредственным воздействием напряжения высокой частоты на

Рис. 537. Диодный детектор с разделен-
ным сопротивлением нагрузки

сопротивление R в послед-
нем бесполезно расходует-
ся мощность сигнала, т. е.
снижается входное сопро-
тивление цепи детектора.

Приведем несколько ва-
риантов схем диодного де-
тектора, применяемых в

радиоприемных устройст-
вах. На рис. 537 изобра-

жена схема детекторного
каскада, в котором полезное напряжение снимается с некоторой
части R2 нагрузочного сопротивления. Этим несколько снижается
амплитуда напряжения звуковой частоты. Однако если учесть
шунтирующее действие входной емкости Свх следующего ка-
скада, то данная схема окажется выгодной с точки зрения филь-
трации напряжения высокой частоты по отношению к входу уси-
лителя: напряжение высокой частоты будет падать преимуще-
ственно на участке 7?i на-

грузочного сопротивления.

На рис. 538 дана схе-
ма диодного детектора и
усилителя низкой частоты
на сопротивлении при ис-
пользовании комбиниро-
ванной лампы диод-три-
ода. На рис. 539 показан
оригинальный детекторно-
усилительный каскад на

Рис. 538. Детекторно-усилительная схема
с диод-триодом
+G

Рис. 539. Детекторно-усилительная схема с пен-
тодом

Пентоде. Здесь для детектирования используется начальный уча-
сток характеристики анодного тока по анодному напряжению,
а для усиления в качестве анода взята экранирующая сетка. По-
добная схема выгодна в тех приемниках, где желателен для всех
каскадов единый тип лампы — пентод.

Следует отметить особенность диодного детектирования ра-
диоимпульсов. В приемниках, предназначенных для приема крат-
ковременных импульсов, детектор должен превращать радиоим-
пульс в импульс одностороннего напряжения, который принято
называть видеоимпульсом, так как он часто используется для
наблюдения на экране электронно-лучевой трубки (телевидение,
радиолокация). По существу задача детектора и его принципи-
альная схема не изменяются. На выходе детекторного каскада не-
обходимо получить импульс напряжения, который воспроизвел
бы огибающую амплитуд радиоимпульса; схема представляет со-
бой сочетание диода с сопротивлением, шунтированным емко-

стью.

Особенность детектирования импульсов заключается в выборе
параметров схемы. Если взять сопротивление нагрузки /? и бло-
кировочный конденсатор С тех же величин, что и для детектиро-
вания телефонных сигналов, то видеоимпульс окажется искажен-

Рис. 540. Искажение при детек-
тировании импульсов

ным под влиянием переходных
процессов в нагрузке: конденса-
тор будет заряжаться через диод
и разряжаться по окончании
сигнала через сопротивление за
время, соизмеримое с длитель-
ностью импульса с. Искажение
будет иметь характер, показан-
ный на рис. 540. Чтобы сокра-
тить длительность переходных
процессов (время заряда и раз-
ряда конденсатора), приходится
резко уменьшать сопротивление R
нагрузки детектора (до тысяч
Фильтр УПЧ

Рис. 541. Схема детектора с полупроводниковым
диодом

и даже сотен ом). Следовательно, соотношение напряжений
и ишт здесь получается менее выгодным, чем йля радиотелефон-
ного приема.

Наряду с вакуумными диодами в детекторных каскадах
можно применять германиевые и кремниевые диоды. Преимуще-
ства полупроводникового детектора — миниатюрность, отсутствие
накала и сравнительно большая крутизна характеристики. Но
обратный ток делает входное сопротивление схемы с полупро-
водниковым детектором сравнительно Низким, и детекторный кас-
кад сильно шунтирует последний контур усилителя промежуточ-
ной'частоты. Приходится ослаблять связь неполным включением
(рис. 541), уменьшая тем самым амплитуду напряжения сигнала
на детекторе в сравнении с напряжением на контуре без на-
грузки. Необходимо также считаться с возможным ухудшением
выпрямляющих свойств германиевого детектора при высоких
температурах.

Детектирование в усилительных лампах

Триод и пентод обладают нелинейными участками характери-
стик сеточного тока и анодного тока по сеточному напряжению.
Эти нелинейные участки позволяют осуществить детектирование
в'усилительной лампе.

Если нелинейным элементом служит промежуток сетка — ка-
тод, который играет роль диода, то детектирование называется
сеточным. Сопротивление нагрузки детектора включается при
этом в цепь сетки, а в анодной цепи происходит усиление по низ-
кой частоте. Сеточный детектор является по существу диодным
детектором с ухудшенным каскадом усиления низкой частоты, а
потому в современных приемниках не применяется, за исключе-
нием сверхрегенеративных.

Если воспользоваться нижним сгибом анодно-сеточной харак-
теристики, включив на сетку соответствующее отрицательное
смещение, то детектирование будет происходить в анодной цепи,
в которую включается сопротивление нагрузки для звуковой ча-
стоты. Это анодное детектирование. Его положительное свой-
ство — большое входное сопротивление. Но режим работы на
нижнем сгибе анодно-сеточной характеристики невыгоден, так
Рис. 542. Схема катодного детектирования

в триоде

как создает искажение сигнала звуковой частоты -в цепи анода.
Поэтому анодное детектирование применяется редко.

Более распространено катодное детектирование (рис. 542).
Здесь амплитудно-модулированное напряжение подается на
сетку и катод триода через конденсатор Ск емкостью 100—
200 пф. Параллельно конденсатору включено сопротивление
/?к около 0,03 Мом. Напряжение смещения, создаваемое на со-
противлении /?к 1 постоянным анодным током, сдвигает исходную
рабочую точку к нижнему сгибу анодно-сеточной характеристики.
Благодаря этому происходит детектирование в анодной цепи и
в составе анодного тока возникает слагающая звуковой частоты,
которая также проходит по сопротивлению 7?к и создает на нем
полезное напряжение, подаваемое далее на усилитель низких ча-
стот. На схеме показан регулятор громкости сигнала — делитель
напряжения звуковой частоты в виде потенциометра включае-
мого через конденсатор Ср большой емкости; перемещая движок
вниз, уменьшают громкость звука в телефоне.

Достоинство катодного детектора в сравнении с диодным —
большое входное сопротивление. Усилительными свойствами ка-
тодный детектор не обладает, потому что напряжение звуковой
частоты, создаваемое анодным током на сопротивлении/?к), дей-
ствует не только на выход, но и на сетку, и притом в противо-
фазе с огибающей кривой амплитуд сигнала. Это свойство —
невозможность усиления напряжения — присуще всем схемам
с общим анодом (анод присоединен к общему экрану через боль-
шой конденсатор Сф).

Гетеродинное детектирование

При слуховом приеме амплитудно-манипулированных теле-
графных сигналов (а в ряде случаев и при буквопечатающем
приеме частотно-манипулированных сигналов) применяется гете-
родинное детектирование, т. е. детектирование при одновремен-
ном воздействии на детектор напряжения сигнала и напряже-
522
ния, создаваемого маломощным автогенератором (гетеродином),
входящим в состав приемника. Гетеродин (т. е. другой, добавоч-
ный источник колебаний) питается от общих источников прием-
ного устройства.

На рис. 543, а показана схема диодного детектора, находя-
щегося под действием напряжений сигнала (с контура предыду-
щего каскада), и гетеродина (через катушку связи, включенную
в цепь детектора).

Частота гетеродина выбирается близкой к частоте сигнала,
но не равной ей. Таким образом, в цепи детектора действуют

Рис. 543. Схема гетеродинного детектора (д)
и изменение тона биений при перестройке
гетеродина (б)

последовательно переменные напряжения двух различных частот:
f\ и /г. Картину общего напряжения можно получить, суммируя
мгновенные значения обоих напряжений.

На рис. 307 было произведено такое построение. Вследствие
некоторой разницы в частотах сигнала и гетеродина наблюдается
следующая картина. Пусть в некоторый момент амплитуды на-
пряжений совпадают по знаку. Затем они расходятся и оказы-
ваются противоположными по знаку. Через определенное время
амплитуды вновь начинают совпадать по времени и по знаку
и т. д. Следовательно, напряжения вначале суммируются, затем
вычитаются, далее вновь суммируются и т. д. Амплитуды резуль-
тирующего напряжения меняются периодически: возрастают до
максимума, затем убывают до минимума (дают перебой), далее
вновь возрастают; их изменения напоминают модуляцию.

Упражнение. Вычертить на клетчатой бумаге две синусоиды, имеющие
периоды 4 см и 3 см и амплитуды 3 см и 2,5 см. Сложить мгновенные ве-
личины этих синусоид на протяжении 36 см.

Фазовая разница между слагаемыми напряжениями накоп-
ляется тем быстрее, чем больше разница их частот. Следова-
тельно, частота огибающей кривой биений равна разности ча-
стот сигнала и гетеродина:

Пусть, например, сигнал имеет частоту 100 кгц, а гетеро-
дин— 99 кгц. Результирующее напряжение будет иметь 1000 «пе-
ребоев» в секунду. Если разность F = f\ — f2 является звуковой
частотой, то в результате детектирования будет получено напря-
жение тональной частоты, позволяющее принимать на слух теле-
графные сигналы.

Закон разностной частоты биений можно проверить математически. Пусть
напряжения сигнала и гетеродина имеют в цепи детектора одинаковую ам-
плитуду (случай, вовсе необязательный). Тогда результирующее напряжение

^обш, = sin 4” Еm sin co2^.

Вынеся Em за скобки и приведя сумму синусов к виду, удобному для
логарифмирования, получим

еОбщ - ЪЕт cos а>1~°>!! / sin --у--1 =

= 2Ет cos /j sin .

Это выражение означает, что результирующее напряжение имеет сред-
нюю частоту а амплитуда результирующего напряжения меняется

во времени по закону косинуса полуразностной частоты . Но за
один период этой косинусоиды огибающая кривая биений совершит два пе-
риода, потому что амплитуды не могут быть только отрицательными или
только положительными: каждой положительной сопутствует отрицательная
амплитуда (ср., например, рис. 447). Значит, частота огибающей кривой
действительно равна разности частот складывающихся колебаний. В резуль-
тате детектирования возникает разностная частота.

Заметим, что в этом частном случае амплитуда суммарного напряжения
изменяется от 2 Ет до нуля.

На рис. 543, б показана зависимость высоты тона от на-
стройки гетеродина при неизменной частоте сигнала. Меняя плавно
настройку гетеродина, можно получить в телефоне любой тон —
от самого высокого (свиста) до «нулевого» (соответствующего
резонансу между сигналом и гетеродином, т. е. отсутствию бие-
ний) и далее — вновь к высокому, в пределах восприятия чело-
веческим ухом. При больших расстройках разностная частота
окажется весьма высокой (сверхзвуковой); такой случай встре-
чается в супергетеродинных приемниках, но уже не в каскаде де-
тектирования, а в каскаде преобразования несущей частоты.

Задача. Телеграфный сигнал на волне 100 м желательно принимать то<
ном 800 гц, используя метод биений. На какую волну должен быть на-
строен гетеродин?

Решение покажет, насколько мала разница в настройках.
Достоинства метода биений при приеме телеграфных сигна-
лов заключаются в том, что радист может сам установить раз-
ницу частот сигнала и гетеродина в соответствии со своим слу-
хом. Кроме того, помеха, частота которой мало отличается от
частоты сигнала и поэтому не может быть полностью отфильтро-
вана резонансными каскадами, при взаимодействии с гетероди-
ном дает биения, частота которых относительно сильно отли-
чается от частоты биений между сигналом и гетеродином. Зна-
чит, в результате детектирования сигнал и помеха дадут в теле-
фоне звуки разного тона, что помогает опытному радисту выде-
лить сигнал на слух.

Тон, одинаковый с тоном сигнала, может создать помеха, «симметрич-
ная» относительно гетеродина. Частота ее отличается от частоты гетеродина
на то же самое значение F, но в другую сторону по сравнению с частотой
сигна!ла. Если, например, тон F для принимаемого сигнала получается из
условия

/сигн /гет =

то для симметричной помехи тот же тон F образуется из условия

/гет /пом = Р»

Следовательно, частота симметричной помехи отличается от частоты сиг-
нала на 2F. Для приведенного выше примера, где частота сигнала была
равна 100 кгц, а частота гетеродина — 99 кгц, симметричная помеха воз-
можна на частоте 98 кгц.

Как бороться с симметричными помехами? Во многих приемниках
имеется регулятор частоты детекторного гетеродина (с надписью «Тон»). Из-
менив эту частоту, можно резко изменить тон помехи, сохранив неизмен-
ным тон сигнала. Так, в нашем примере при перестройке гетеродина на ча-
стоту /гет =101 кгц мы сохраним тон сигнала

Л। —/гет /сигн 1 К?Цу

тогда как помеха окажется уже несимметричной и будет создавать тон

А =/гет /пом = $ К?Ц>

что легко различить на слух. В данном случае можно использовать даже
фильтрацию до низкой частоте (тональную избирательность).

В супергетеродинах, имеющих плавную настройку преобразователя ча-
стоты, можно в некоторых пределах изменять промежуточную частоту, от-
ходя от строгого совпадения ее с номиналом. Так, в нашем примере измене-
ние промежуточной частоты сигнала до 101 кгц при сохранениии частоты
гетеродина 99 кгц даст возможность слышать сигнал тоном 2 кгц, а по-
меху— тоном 1 кгц\ этот способ грубее предыдущего, но и он иногда при-
носит пользу. Таковы способы устранения симметричной помехи определен-
ной (для данных условий приема) частоты.

Но наиболее радикальным способом борьбы с симметричными помехами
следует считать применение узкополосных фильтров по промежуточной ча-
стоте (до детектора). Если частота гетеродина соответствует крайнему зна-
чению полосы пропускания или даже находится за ее пределами, то сим-
метричные тональные помехи будут подавлены полностью. Узкополосные
фильтры промежуточной частоты (кварцевые или многоконтурные) способны
создать такие условия.
Разумеется, если помеха действует на частоте сигнала, то
она создает неподавляемый тон в телефоне. В этом случае опыт-
ный радист может отличить сигнал от помехи только по ампли-
туде (по силе звука), а это труднее, чем по тональности.

Теперь представим себе, что на гетеродинный детектор дей-
ствуют частотно-манипулированные сигналы, характеризующиеся
разницей между частотами посылки и паузы. После гетеро-
динного детектирования получаются две тональные (вообще по-
ниженные) частоты, отличающиеся на ту же абсолютную вели-
чину Д/:

/-Лет = F\ f + V-/reT = F + Д/.

Но так как разница Д/ стала относительно гораздо больше,
разделение пониженных частот посылки и паузы с помощью
фильтров облегчается. Этим можно пользоваться в приемниках
буквопечатающей связи.

Пример. Частота посылки fi = 1000 кгц, частота паузы f = 1001 кгц.

Определить значения тональных частот на выходе гетеродинного детек-
тора, если частота гетеродина /гет = 998 кгц.

Решение.

= 1000 — 998 = 2 кгц\ F2 — 1001 — 998 = 3 кгц.

Метод совместного детектирования двух колебаний широко
применяется во многих областях радиотехники и физики. Так,
например, он позволяет сравнивать частоты двух колебаний,
определяя по высоте тона их разницу, и совмещать их по нуле-
вым биениям (по исчезновению тона). Это очень важно для
практики радиоизмерений.

Детектирование частотно-модулированных сигналов

Частотно-модулированные сигналы характеризуются постоян-
ством амплитуды (см. рис. 450). Детектор же, как известно, дает
выпрямленный ток, пропорциональный амплитудам сигнала (не-
зависимо от частоты). Поэтому в результате детектирования ча-
стотно-модулированиых сигналов можно получить только по-
стоянный ток. Следовательно, для успешного детектирования та-
ких сигналов частотную модуляцию необходимо предварительно
преобразовать в амплитудную. Перед обычным детектором
в приемнике должен быть включен преобразователь модуляции.
Иногда сочетание преобразователя модуляции с детектором на-
зывают «дискриминатором» (различителем), или «частотным де-
тектором».

Простейшим преобразователем модуляции может служить ко-
лебательный контур в последнем каскаде резонансного усиления.
Следует лишь расстроить немного этот контур по отношению
к несущей (средней) частоте сигнала.
Рис. 544. Преобразование частотной модуляции
в амплитудную

Работа преобразователя модуляции этого типа пояснена на
рис. 544. Несущая частота fo отличается от резонансной частоты
контура. Следовательно, при отсутствии модуляции амплитуда
напряжения на детекторе изобразится отрезком ab. При частот^
ной модуляции частота сигнала будет периодически возрастать
до значения /макс и уменьшаться до значения /мин. Следова-
тельно, амплитуды напряжения должны будут уменьшаться до
значения cd и возрастать до величины ek. Таким образом девиа-
ция частоты превращается в изменение амплитуды.

Развертка напряжения во времени, изображенная на правом
графике, уже соответствует амплитудно-модулированному коле-
банию, воспроизводящему закон частотной модуляции. Это ко-
лебание может быть подвергнуто детектированию в любом де-
текторе.

Метод использования расстроенного контура для преобразо-
вания модуляции очень прост и применим для приема частотно-
модулированных сигналов даже в схемах, предназначенных
только для приема амплитудно-модулированных сигналов. Од-
нако он имеет и существенные недостатки, вынуждающие при-
менять более сложные, но и более совершенные схемы дискри-
минаторов. Главный' недостаток — нелинейность ската кривой
резонанса, нарушающая пропорциональность между измене-
ниями частоты и амплитуды, т. е. вносящая искажения сигнала.

Этот недостаток в известной мере устранен в так называе-
мом частотно-амплитудном дискриминаторе (рис. 545, а).

На рис. 545, а представлен последний каскад резонансного
усиления. Контур в его анодной цепи настроен на несущую ча-
стоту /о. С этим контуром связаны два других контура, расстроен-
ные по отношению к несущей частоте в разные стороны:

fl fo + ^fмакс? fl fo \fмакс*

Переменное напряжение с зажимов каждого контура дей-
ствует на соответствующий диод, создавая выпрямленное напря-
жение на нагрузочном сопротивлении. Равные нагрузочные со-
противления /?1 и /?2 включены так, что на сетку усилителя низ-
кой частоты действует разность выпрямленных напряжений.

Рассмотрим работу схемы. Пусть принимается немодулиро-
ванный сигнал частотой /о. Он создает на зажимах вторичных
контуров равные нерезонансные напряжения. Следовательно, на-
пряжения на сопротивлениях Ri и 7?г взаимно компенсируются
и на выходе дискриминатора нет напряжения.

Пусть теперь сигнал модулируется по частоте. При повыше-
нии частоты колебание приближается к резонансу с верхним
контуром, увеличиваются амплитуды напряжения высокой ча-
стоты на верхнем диоде и напряжение на Ri возрастает в соот-
ветствии с кривой резонанса верхнего контура. При понижении
частоты колебание приближается к резонансу с нижним конту-
ром, удаляясь от резонанса с верхним.

Значит, за один период звуковой частоты получается оХин
период напряжения на выходе дискриминатора. Если напряже-
ние на сопротивлении R\ меняется по закону кривой резонанса,
давая на выходе минус, а напряжение на сопротивлении Rz ме-
няется по тому же закону,, давая плюс, то напряжение на вы-
ходе представится разностью этих кривых (рис. 545, б). Эта раз-
ность, т. е. зависимость выходного напряжения от частоты, яв-
ляется основной характеристикой дискриминатора.

Рис. 545. Простейший тип дискриминатора (а) и его
характеристика (б)
Мы видим, что участок ab, на котором происходит преобра-
зование частотной модуляции в амплитудную, значительно пря-
молинейнее, чем у одиночного контура.

Схемы дискриминаторов весьма разнообразны, но все они
предназначены для решения одной и той же задачи: получения
линейной характеристики преобразования модуляции.

Наиболее распространенная схема дискриминатора, имеющая
только два и притом настроенных на частоту /о контура, дана
на рис. 546. Рассмотрим работу этого дискриминатора.

Выходное напряжение усилителя высокой (промежуточной)
частоты действует на двойной диод таким образом. К каждому
диоду приложено полностью напряжение Uinv выделяющееся
на первичном контуре промежуточной частоты, и половина на-
пряжения U2m между зажимами вторичного контура. Под дей-
ствием этих напряжений каждый диод питает постоянным током
свое нагрузочное сопротивление причем полярности напряже-

Рис. 546. Схема дискриминатора с настроенными контурами

ний, выделяемых на этих сопротивлениях, противоположны друг
другу в соответствии с направлением выпрямленных токов. Вы-
прямленные токи проходят к анодам по проводу, в который вклю-
чается дроссель, устраняющий короткое замыкание первичного
контура по промежуточной частоте (через блокировочные и раз-
делительный конденсаторы).

Рассмотрим векторную диаграмму дискриминатора. Легко до-
казать, что при резонансе напряжение U2m по отношению к на-
пряжению Ulm смещается на 90°. Действительно, ток к катушке
первичного контура отстает от первичного напряжения на 90°;
э. д. с., наводимая во вторичной катушке этим током, отстает
еще на 90°. Колебательный ток вторичного контура синфазен
с этой э. д. с., а напряжение, выделяемое им на катушке вто-
ричного контура, опережает ток на 90°. Таким образом, разность
фаз UXm и U2m составляет 90° при среднем значении частоты.

Векторная диаграмма для этого случая представлена на
рис. 547, а. Напряжению на верхнем диоде (между точ-
ками А и Д на рис. 546) соответствует гипотенуза треугольника
с катетами Ulm и , а напряжению lfm на нижнем диоде
(между точками Б и Д) — гипотенуза треугольника с катетами
77 ы ___ ^т_

Ulm И-----2^-

Амплитуды напряжений U'm и U”m в этом случае равны.
Следовательно, выпрямленные токи в диодах также равны, а по-
тому постоянное напряжение £70 ВЬ1Х на выходных зажимах при
точной настройке равно нулю.

Теперь допустим-, что частота ушла от своего среднего зна-
чения, но так, что вектор Ulm .можно считать еще сохранившим
свою величину (рис. 547,6). Но э. д. с., наводимая во вторич-
ном контуре, уже не встречает резонанса, а потому вектор тока
сдвигается по отношению к вектору э. д. с. на угол 9, зависящий
от расстройки частоты по отношению к несущей. На такой же
угол смещаются векторы напряжения и-----------, оставаясь

а б в

Рис. 547. Векторные диаграммы, поясняющие
работу дискриминатора с двумя контурами

противоположными друг другу. Эти векторы при расстройке из-
меняются и по величине, причем концы их перемещаются по
окружностям, построенным на первоначальных векторах как на
диаметрах.

При этом амплитуды U'm и U"m уже перестают быть рав-
ными: амплитуда U"m становится больше, вследствие чего на
выходе дискриминатора появляется постоянное отрицательное
напряжение, так как преобладает выпрямленный ток в нижнем
нагрузочном сопротивлении /?. На рис. 547, в, где изображен
случай расстройки в другую сторону (другого знака), преобла-
дающим оказался вектор U'm, и на выходе появилось положи-
тельное напряжение.

Если уход частоты значителен, то будет сказываться и умень-
шение вектора UAm. Вследствие этого выходное постоянное на-
пряжение с увеличением расстройки будет не возрастать, а умень-
шаться. Тем самым установятся границы действия дискримина’
тора при значительных девиациях частоты.

На рис. 548 изображена характеристика дискриминатора, т. е.
зависимость постоянного выходного напряжения от ухода ча-
530
И характеристика изменится Рис. 548е Характеристики дискрими-
(рис. 548, пунктир). натора

Когда девиация частоты

△/макс превышает величины, ограниченные проекциями точекаиб
на горизонтальную ось, напряжение звуковой частоты искажается
по форме, получая провалы, и сигнал воспроизводится с искаже-
ниями. Для устранения этого рабочий участок характеристики
дискриминатора выбирается по максимальной девиации частоты.
Крутизна прямолинейного участка характеристики имеет обычно
значения 10—30 мв на 1 кгц.

На рис. 549 приводится разновидность предыдущей схемы
дискриминатора, отличающаяся параллельным включением на-
грузочных сопротивлений диодов и наличием только емкостной
(через Ср и Ссв) связи между контурами фильтра. Благодаря
дросселям Др в этой схеме не требуется общего провода обрат-
ного постоянного тока.

Принцип работы схемы заключается в следующем. Ток, на-
водящий напряжение UXm (см. рис. 547), проходит через кон-
денсаторы Ср (разделительный) и Ссв (вносящий асимметрию
плеч и имеющий емкость 10—20 пф)\ ток, наводящий напряже-
ния , пройдя через конденсатор Ср, разделяется в обе по-
ловины катушки, замыкаясь на общую точку схемы через между-
электродные емкости диодов. В остальном схема работает так
же, как и рассмотренная выше. Для устранения индуктивной

Рис. 549. Дискриминатор с параллельными нагрузками диодов
связи между катушками служит экран, какой ставится в любом
фильтре с внешней емкостной связью между контурами. Вместо
вакуумных диодов можно применять полупроводниковые.

Для детектирования частотно-модулированных сигналов и для стабили-
зации частоты может применяться так называемый фазовый детектор. Прин-
цип его действия заключается в следующем: при совместном действии двух
переменных напряжений, одного исходного и другого сравниваемого с ним
по фазе, на выходе фазового детектора выделяется напряжение,. величина
которого определяется сдвигом фаз обоих напряжений.

Одна из схем фазового детектора для частотно-модулированных сигна-
лов изображена на рис. 550. К управляющим сеткам g3 и gi гептода подво-

рие. 550. Схема и процессы работы фазового детектора

дятся соответственно исходное и сравниваемое напряжения. Но за исходное
здесь взято то же самое напряжение сигнала, которое берется и в качестве
сравниваемого по фазе. В цепь сетки g\ включен контур LC, напряжение на
котором наводится за счет емкости между пространственным зарядом во-
круг сетки g3 и сеткой gi. Следовательно, анодный ток управляется двумя
переменными напряжениями одинаковой частоты.

Если частота имеет среднее (несущее) значение fo, то благодаря связи
через внутреннюю емкость лампы напряжение на сетке gi отстает от на-
пряжения на сетке g3 на 90°. При изменениях частоты изменяется и фазо-
вый сдвиг управляющих напряжений, так как сопротивление контура LC
<в зависимости от знака расстройки приобретает емкостную или индуктив-
ную слагающую.

Режим лампы выбирается так, что анодный ток проходит лишь при по-
ложительных напряжениях на обеих сетках. При отрицательном напряжении
хотя бы на одной из них анодный ток равен нулю. Таким образом анодный
ток имеет форму импульсов, длительность которых зависит от сдвига фаз
управляющих напряжений (см. рис. 550, а, б и в). Средней частоте fo соот-
=#ётствует сдвиг в ОО6 (рис. 550, б) и средняя
длительность импульса; пониженной частоте —
$двиг, приближающийся к 0° (рис. 550, а), и
наибольшая длительность импульса; повышенной
частоте — сдвиг, близкий к 180°, и прекращение
анодного тока. Но с изменением длительности
импульсов изменяется и средний ток анода, и
напряжение на нагрузочном сопротивлении R.
Значит, расхождение фаз изменяет величину по-
стоянного выходного напряжения. А если сигнал

Рис. 551. Характеристика
фазового детектора

модулирован по частоте напряжением от микро-
фона, то модулирующее напряжение воспроизво-
дится на выходе детектора. Характеристика фа-

зового детектора, т. е. зависимость среднего
анодного тока от сдвига фаз двух переменных управляющих напряжений,
дана на рис. 551. Ее крутизна зависит от добротности контура LC.

Рассмотрим теперь работу ограничителя, включаемого перед ,
входом частотного детектора. Ограничитель устраняет паразит-
ную амплитудную модуляцию частотно-модулированного сиг-
нала, вызываемую несовершенством передатчика, случайными
расстройками предыдущих контуров приемника и в особенности
помехами — внешними и шумовыми. Ограничители применяются
и во многих других элементах радиотехнической аппаратуры.

Простейшая и весьма распространенная схема усилителя-
ограничителя дана на рис. 552. В цепь сетки пентода включено
сопротивление Rg значительной величины (около 100 000 ом),
шунтируемое небольшой емкостью (десятки пикофарад). Анод и
экранирующая сетка питаются пониженными напряжениями,
снимаемыми с делителей. Анодно-сеточная характеристика лампы
при этом имеет правое расположение, т. е. небольшую величину
напряжения запирания. Под действием сигнала в цепи сетки
возникают импульсы тока, постоянная слагающая которых обра-
зует отрицательное смещение на сопротивлении 7?^.. С повыше-
нием амплитуды сигнала отрицательное смещение возрастает и
оказывается почти равным амплитуде (рис. 553). При больших
амплитудах импульсы анодного тока отсекаются снизу и сохра-
няют почти неизменную высоту. Их первая гармоника выделяет

Рис. 552. Схема усилителя-ограничителя
Рис. 553. Действие амплитудного ограничителя
при приеме частотно-модулированных колебаний

на зажимах контура напряжение также почти постоянной ампли-
туды, которое и служит входным сигналом для дискриминатора.
Так подавляется паразитная амплитудная модуляция при доста-
точно больших амплитудах сигнала.

Характеристикой ограничителя называется зависимость ам-
плитуды напряжения на его выходе от амплитуды входного на-
пряжения (рис. 554). При слабых сигналах выходное напряже-

ние пропорционально входному, но с увеличением сигнала и
с появлением отсечек анодного тока рост выходной амплитуды
почти прекращается. То значение амплитуды на входе, при ко-
тором происходит резкий изгиб характеристики, называется по-
рогом ограничения. Порог ограничения устанавливают около 2 в,

а до ограничителя входное напряжение усиливается
до 4 в. Постоянным значением

был

Рис. 554. Характеристика ограни-
чителя

примерно
амплитуды на выходе ограничи-
теля характеризуется уровень
ограничения (рис. 555). При
работе с избыточной амплиту-
дой ограничитель успешно
устраняет паразитную модуля-
цию. Поэтому при поступлении
сигнала корреспондента резко
подавляются помехи в прием-
нике частотно-модулированных
колебаний. Сложные схемы
ограничителей имеют еще бо-
лее совершенные характери-
стики.
Рис. 555. Устранение паразитной амплитудной модуляции ограничителем

24. УСИЛЕНИЕ СИГНАЛОВ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
И ВИДЕОСИГНАЛОВ

Назначение каскадов усиления низкой частоты и предъявляемые
к ним требования

Каскады усиления низкой (звуковой) частоты предназна-
чаются для повышения'выходной мощности сигнала до необхо-
димой величины. Они входят в состав приемников (включаются
после детектора), а также имеют и самостоятельное применение:
при дальних связях по проводам, при звуковещаиии, в перего-
ворных устройствах и во многих других областях техники.

Основное требование, предъявляемое к усилителям низкой
частоты при радиотелефонном приеме,— равномерное усиление
диапазона звуковых частот от самого низкого тона (бас) до са-
мого высокого (дискант). Полоса достаточно равномерно усили-
ваемых частот должна простираться по крайней мере от 300 гц
до 2,7 кгц. Если в этих пределах одни частоты усиливаются
больше других, то звук, в составе которого имеется всегда не-
сколько разных частот, окажется искаженным. Для усиления
видеосигналов требуется значительно большая полоса.

Для выполнения такого требования в усилителях низкой ча-
стоты в отличие от усилителей высокой частоты применяются
апериодические (нерезонансные) схемы. Только в случаях приема
радиотелеграфных сигналов по методу биений можно применить
схему низкочастотного усиления, выделяющую преимущественно
один определенный тон (например, 1000 гц) и ослабляющую по-
мехи на других звуковых частотах.

Другое важное требование — работа каскада в левом прямо-
линейном участке анодной характеристики, иначе говоря, в ре-
жиме класса А.

Дело в том, что при работе с отсечками анодного тока или
на криволинейном участке анодно-сеточной характеристики в со-
ставе анодного тока неизбежно появляются высшие гармоники
звуковой частоты. Апериодическая схема усиления, естественно,
не фильтрует этих гармоник, и они искажают воспроизводимый
звук. В обычных однотактных усилительных каскадах наиболее
•вероятно возникновение второй гармоники. Отношение ее ампли-
туды к амплитуде основной частоты называется коэффициентом
нелинейных искажений:

Обычно требуется, чтобы величина kf не превосходила 0,1
(или 10%).

Требование работы в прямолинейном участке анодной харак-
теристики и при отсутствии токов сетки предъявлялось и к ка-
скадам усиления высокой частоты. Но там это требование можно
было выполнить гораздо проще, так как амплитуды сигнала
были небольшими. В низкочастотных каскадах, особенно в по-
следних каскадах приемника, амплитуды напряжений и токов
могут быть значительными, а потому важно выбирать достаточ^
ное отрицательное смещение и применять лампы с левыми ха-
рактеристиками.

Сеточный ток, если он появляется при положительных полу-
периодах напряжения, действующего на сетку данного каскада,
вносит искажение в работу предыдущего каскада, нагружая его
за положительный полупериод и не нагружая за отрицательный.
Но если колебание оказалось искаженным в предыдущем кас-
каде, то и после усиления в данном каскаде оно останется иска-
женным.

В усилителе низкой частоты приемника должен быть хотя бы
один каскад, полезной нагрузкой которого служит телефон.
Это — выходной (оконечный) каскад приемника. Если же усили-
тель имеет несколько каскадов, то все они, кроме последнего,
обычно предназначены для усиления напряжения, т. е. для повы-
шения амплитуды возбуждения оконечного каскада.

Каскады усиления напряжения

Каскады усиления напряжения низкой частоты, как и всякие
усилительные каскады, различаются по видам анодных нагру-
зок. Среди большого разнообразия каскадов выделим усилители
на сопротивлениях и усилители на трансформаторах. Из этих
двух типов в современных приемниках чан^е встречаются усили-
тели на сопротивлениях.

Усилители на сопротивлениях. На рис. 556 дана схема кас-
када усиления напряжения низкой частоты на сопротивлении.
Основным нагрузочным сопротивлением, которое питается пере-
менной составляющей анодного тока, служит непроволочное со-
противление R. При подаче переменного напряжения U^m на
536
вход каскада в анодной цепи создается переменная составляю-
щая тока 1т, которая выделяет на этом сопротивлении перемен-
ное напряжение Л

Um = ImR.

Это переменное напряжение нужно подвести к входу следую-

щего каскада.

Пренебрегая пока влиянием дополнительных деталей схемы,
можно изобразить эквивалентную схему для переменных состав-
ляющих анодного тока и напряжения, как показано на рис. 557.
Эквивалентная переменная э. д. с. pUsm распределяется между

внутренним сопротивлением
лампы Rt и нагрузочным со-
противлением R пропорциональ-
но их величинам. .Переменный
анодный ток имеет амплитуду

т =

т Rt + R ’

Рис. 556. Схема каскада усиления низ- Рис. 557. Эквивалентная схема
кой частоты на сопротивлении анодноД цепи каскада усиления

на сопротивлении для перемен-
ного тока

Переменное напряжение на сопротивлении

Um = ImR,

а усиление каскада

Um _ R _ 1

К~ Ugm Ъ + R-V Ri_ '

R +

С увеличением сопротивления R усиление возрастает, так как
знаменатель последнего выражения приближается к единице. Но
усиление всегда оказывается меньше р, так как знаменатель
больше единицы.

„ К R

Упражнение. Построить зависимость отношения -р— от отношения
меняя последнее от нуля до 5, и сделать практические выводы.

Однако величину R приходится ограничивать. При усилении
на триодах сопротивление R не должно превышать величину Rt
больше чем вдвое — втрое. В схеме с пентодами величина R бе-
рется значительно меньше, чем /?z. Во всех случаях R бывает
обычно не более 0,1 Мом. Основная причина такого ограничения
заключается в том, что на сопротивлении /?, кроме переменного
напряжения, падает и постоянное напряжение батареи, питаю-
щей анодную цепь. Во всех генераторных и усилительных схе-
мах, где нагрузкой служил колебательный контур, мы с таким
явлением не встречались, потому что там постоянный ток прохо-
дил через катушку практически без затраты напряжения.

Здесь же постоянное напряжение, остающееся на зажимах
анод — катод лампы, оказывается равным

^а0 =

и анодно-сеточная характеристика смещается вправо, из-за чего
ограничивается рабочая область для режима класса А без токов
•в цепи сетки и ухудшаются параметры лампы в рабочей области.

Напряжение Um нельзя подавать непосредственно на сетку —
катод следующей лампы. Действительно, как и при всех нагруз-

Рис. 558. Полная эквивалентная
схема каскада усиления на сопро-

ках, непосредственно включенных
в цепь анода, соединение нако-
ротко верхнего конца сопротивле-
ния R с сеткой вызвало бы по-
явление на сетке высокого поло-
жительного напряжения и нару-

шило бы работу следующего
каскада. Поэтому сетка отде-

тивлении ляется от анодной нагрузки кон-

денсатором Cg, имеющим хоро-
шую изоляцию. Нормальное смещение на сетку следующей
лампы подается через сопротивление Rg.

Конденсаторы Ск (см. рис. 556) блокируют сопротивления
катодного смещения подогревных ламп. В усилителях низкой
частоты емкость этих конденсаторов должна быть большой (не-
сколько микрофарад), и конденсаторы довольно часто бывают
электролитические (на схемах они обводятся пунктиром). Воз-
растает и емкость Сф фильтра анодного питания.

Сопротивление Rg для переменной составляющей анодного
тока присоединено через емкость Cg параллельно сопротивле-
нию R. Значит, если взять Rg малым, то оно заметно снизит
общее сопротивление нагрузки, а вместе с тем и усиление кас-
када. Обычно Rg берут в несколько раз больше, чем R, но не
более 1 Мом.

В реальной схеме сопротивление Rg шунтируется входной
емкостью Свх следующей лампы. Эта емкость (единицы или де-
сятки пикофарад) не дает заметной проводимости на низших ча-
стотах, но она может дать заметную проводимость ®СВХ в обла-
сти высших звуковых и видеочастот. В результате этого перемен-
ный ток, который ответвляется, минуя основное сопротивление /?,
в сопротивление Rg (рис. 558), на высших звуковых частотах
поступает также в Свх и тем больше, чем выше частота. Но это
вызывает общее увеличение тока, посылаемого генератором,
а потому возрастает и бесполезная потеря напряжения на вну-
треннем сопротивлении Rr Высшие частоты начинают усили-
ваться меньше, чем средние. При радиотелефонном приеме это
не приводит к заметным искажениям, но в специальных широ-
кополосных усилителях, применяемых в телевидении и некото-
рых других областях радиотехники, с таким недостатком прихо-
дится считаться.

В области самых низких звуковых частот коэффициент уси-
ления также меньше, чем на средних звуковых частотах. Это
объясняется некоторой потерей переменного напряжения на ем-
костном сопротивлении , так как цепь CgRg является делите-
лем напряжения Um и напряжение U2m (рис. 558) на выходе ока-

зывается меньше напряжения Um
емкость конденсатора Cg
(тысячи пикофарад).

Зависимость коэффи-
циента усиления от часто-
ты называется частотной
характеристикой каскада
(или усилителя в целом).
Пример реальной частот-
ной характеристики ка-
скада на триоде с боль-
шим коэффициентом уси-
ления приведен на
рис. 559. Каскад дает

на сопротивлении R. Поэтому

нужно выбирать достаточно большой

Рис. 559. Пример реальной частотной ха-

рактеристики каскада

на триоде

50), и коэф-

значительное усиление на средних частотах (RMaKC 50), и коэф-
фициент усиления каскада изменяется мало даже в пределах

широкого диапазона звуковых частот. Это главное

достоинство

усилителей на сопротивлениях. Достоинствами являются также
простота, дешевизна основных деталей каскада и малые их
размеры. Благодаря этим свойствам усилитель на сопротивле-
ниях наиболее широко применяется для- усиления напряжения

звуковых сигналов и видеоимпульсов.

Конечно, усиление К меньше коэффициента усиления лам-
пы р,. Но для усиления на сопротивлениях применяются или спе-
циальные триоды с большим значением р, (например, 6Г2, 6С7Б
и др.), или же пентоды, и тогда этот недостаток оказывается
несущественным.

Для усилителя низкой частоты, содержащего несколько кас-
кадов, общий коэффициент усиления равен произведению коэф-
фициентов усиления отдельных каскадов. Но с увеличением
числа каскадов возра-
стает и неравномерность
общей частотной харак-
теристики. На практи-
ке обычно требуется,
чтобы частотная харак-
теристика всего тракта
сигнала (от микрофона
передатчика до телефо-
на приемника) имела
«западания» по сравне-

Рис. 560, Каскад усиления напряжения видео- нию со своей наивыс-
импульсов шей точкой не более чем

в два раза (в диапазоне
частот примерно 300—2700 гц). Иногда неравномерность (подъем
на высших звуковых частотах) характеристики передающего
тракта компенсируется обратной неравномерностью (спадом на

высших звуковых частотах) характеристики приемного тракта.

Усиление видеоимпульсов имеет свои особенности. Каскады усиления
импульсов, включенные после детектора — это каскады на сопротивлениях.
Первая особенность их работы состоит в том, что напряжение импульсов на
выходе (по отношению к катоду) оказывается обратным по знаку в сравне-
нии с напряжением импульсов на входе. Вспомним, что с повышением на-
пряжения на сетке возрастает ток анода и падает напряжение на аноде.
Следовательно, для получения на выходе импульсов прежнего знака необ-
ходимо иметь в усилителе четное число каскадов. На рис. 560 дана схема
каскада усиления видеоимпульсов и показано прохождение импульса напря-
жения через этот каскад.

Вторая особенность усилителей импульсов относится к их частотным
характеристикам: чем меньше длительность импульса т, тем шире должна
быть полоса равномерно усиливаемых частот. Предположим, что с выхода

детектора на сетку усилителя
пульс напряжения. Передний
можно уподобить добавочному
ному смещению, включенному
вызывающему спад анодного

поступает отрицательный прямоугольный им-
его фронт
отрицатель-
на сетку и
тока. Этот

спад влечет за собой скачкообразное повы-
шение потенциала анода. Тогда начинает
дополнительно заряжаться разделительный
конденсатор Cg, и ток его заряда, прохо-
дящий через сопротивление Rg сверху вниз
(стрелка справа), создает на нем положи-
тельное напряжение, действующее на сле-
дующий каскад. Нарастание напряжения
на аноде не может быть, мгновенным, так
как оно связано с зарядом емкости Сг
(емкость схемы и входа следующей лампы).
Поэтому передний фронт импульса напря-
жения на выходе искажается/ становясь
более пологим (рис. 561, а и б).

Задний фронт импульса на сетке сни-
мает добавочное смещение и возвращает
анодный ток к исходному значению. По-
тенциал анода снижается, и конденсатор Cg
разряжается через сопротивление Rg. Ток

Рис. 561. Искажения видеоим-
пульсов в усилительном ка-
скаде на сопротивлениях:
а — неискаженная форма; б — иска-
жения при большой емкости Ct;
в — Искажения при малой съШеТи C#
разряда, направленный снизу вверх (стрелка слева на рис. 560), снимает по-
ложительное напряжение на выходе. Так образуется задний фронт импульса
напряжения на выходе. Однако спад напряжения на аноде не может быть
мгновенным, так как он связан с разрядом емкости С2. Поэтому фронт
спада напряжения на выходе тоже искажается, становясь более пологим.

Искажения этого типа определяются величинами емкости С2 и сопро-
тивления R. При данном сопротивлении R желательно иметь малую ем-
кость С2, чтобы получить равномерную частотную характеристику вплоть до
Высоких частот. В этом отношении для усиления импульсов выгодны пентоды
с малой входной емкостью. Если же емкость взята предельно малой, но иска-
жение импульса оказывается еще недопустимо большим, приходится снижать
величину R, уменьшая вследствие этого усиление на каскад, но расширяя
частотную характеристику в области высших частот.

При небольшом сопротивлении R коэффициент усиления каскада

пропорционален крутизне характеристики лампы. Поэтому для усиления
видеоимпульсов, как и для усиления радиоимпульсов, целесообразно при-
менять пентоды с большой крутизной.

Рис. 562. Импульсы с одинаковой частотой повторения, но с раз-
ной длительностью

Пример. Определить усиление напряжения видеоимпульсов в каскаде,
лампа которого имеет крутизну S = 6 ма/в и нагружена сопротивлением
R == 2000 ом.

Решение.

« S7? = 6-10~3-2-103 = 12.

Выбор величины R при данном значении С2 зависит от длительности
импульса т или, если задан период Т повторения импульсов, от «скважно-
сти» последовательности импульсов, т. е. от отношения —. Чем короче им-
пульс, или, иначе говоря, чем больше скважность последовательности им-
пульсов, тем меньше приходится брать величину R, так как требуется более
быстрое нарастание переднего фронта импульса. Таким образом, ширина
полосы равномерно усиливаемых частот должна быть обратно пропорцио-
нальна длительности импульса т. На рис. 562 показаны две последователь-
ности импульсов с одинаковым периодом повторения, но с разной длитель-
ностью. Для нижней последовательности полоса должна быть более широ-
кой, а следовательно, усиление на каскад получится меньше, чем для
вахней.
Рис. 563. Каскад широкополосного усиления
импульсов

Имеется возможность
расширить полосу усиливае-
мых высоких частот при-
данной емкости С2, включив
последовательно с сопротив-
лением /? малую индуктив-
ность L — катушку с не-
большим числом витков.
Емкостная проводимость бу-
дет на высших частотах
взаимно компенсироваться
с индуктивной проводи-
мостью. Тогда схема кас-
када усиления видеоимпуль-
сов будет соответствовать
рис. 563. Это — схема с

коррекцией частотной характеристики в области высших частот.

Возвращаясь к рис. 561, заметим, что существует и другая причина
искажения видеоимпульсов при усилении. Конденсатор Cg заряжается от
батареи через сопротивления R и Rg, причем Rg > R. Разряд конденса-
тора также происходит через сопротивление Rg. Для того чтобы вершины
импульсов на выходе каскада были плоскими (рис. 561, а), необходим прак-
тически постоянный ток заряда в сопротивлении Rg. Но если конденса-
тор Cg за время действия импульса успеет зарядиться настолько, что его
напряжение приблизится к полному установившемуся значению, то ток
в сопротивлении Rg уменьшится и напряжение на выходе за время т за-
метно снизится (рис. 561,в). При разряде в этих условиях будет наблю-
даться «выброс» напряжения обратного знака. Этот вид искажений умень-
шится с увеличением емкости (Jg и сопротивления Rg, т. е. с расшире-
нием равномерной частотной характеристики в области низких частот.

Выходной каскад широкополосного усиления, с которого импульсы воз-
действуют на тот или иной электронно-лучевой прибор (кинескоп в телеви-
дении, электронный осциллоскоп при ионосферных измерениях и т. п.),
обычно выполняется по схеме с общим анодом (или с катодной нагрузкой).,
как показано на рис. 564. В этой схеме при воздействии на сетку, напри-
мер, положительного импульса напряжения возрастают анодный ток, а сле-
довательно, и падение напряжения на сопротивлении нагрузки RK. Зна-
чит, на выходе получается импульс того же знака, что и на входе.

Но тот же выходной импульс действует и на свою сетку, так как
сопротивление RK входит в состав сеточной цепи. Это действие по знаку
противоположно действию входного импульса вследствие того, что цепь
сетки соединена с нижним концом сопротивления RK. В результате этого
усиление каскада уменьшается. Оно оказывается близким к единице, т. е.
выходное напряжение не превосходит входного. Но зато при этом можно
выбирать малое сопротивление /?к, по-
лучая усиление мощности

частотная характеристика каскада ока-
зывается равномерной вплоть до весь-
ма высоких частот даже в том слу-
чае, когда параллельно RK вклю-
чается сравнительно большая емкость С,
имеющаяся в соединительном кабеле
и на входе потребителя. Таким обра-
зом, каскад с общим анодом представ-

Рис. 564. Каскад с общим анодом
ляет собой как бы «буфер», устраняющий влияние оконечного потребителя
на предшествующие усилительные каскады.

Каскад с катодной нагрузкой требует применения подогревной лампы.

Усилители на трансформаторах. В тех случаях, когда важно
облегчить условия питания лампы и получить усиление телефон-
ных сигналов, превосходящее величину р (при триодах с ма-
лым р.), целесообразно применять каскад усиления на трансфор-
маторе (рис. 565). Здесь не происходит заметной потери напря-
жения на активном сопротивлении нагрузки, .так как первичная
обмотка трансформатора оказывает небольшое сопротивление

Рис. 565. Каскад усиления низкой
частоты на трансформаторе

Рис. 566. Возможность шунти-
рования обмоток трансформа-
тора

постоянному току (порядка тысячи ом). Благодаря отсутствию
электрического контакта анодной цепи с сеткой следующей
лампы нет необходимости включать переходную емкость Cg и
сопротивление Rg. Смещение на сетку следующей лампы дей-
ствует через вторичную обмотку трансформатора.

При действии на сетку напряжения сигнала Ugm в цепи
анода возникает переменная составляющая анодного тока и маг-
нитное поле в первичной обмотке (точнее, в ферромагнитном
сердечнике трансформатора) пульсирует, нарастая и убывая.
Вследствие этого во вторичной обмотке наводится переменная
э. д. с. звуковой частоты и на зажимах сетка — катод следую-
щей лампы выделяется переменное напряжение U2m. Таков фи-
зический процесс работы каскада.

Напряжение на зажимах первичной обмотки имеет величину

g VrI + <»l*

Это напряжение трансформируется во вторичной обмотке, повышаясь
в п раз, где п — коэффициент трансформации, равный отношению числа
вторичных витков к числу витков первичной обмотки. Обычно п = 2—2,5.

Напряжение, подаваемое на вход следующего каскада: ’

= ^тп ~ VnUgm 1Z2 1 ’

V R] 4- 0)24
а усиление каскада

К =

Ugm К/?; + 0>2£1

Если индуктивное сопротивление первичной обмотки coLi велико, то
дробь приближается к единице; значит, усиление приближается к вели-
чине (in, т. е. может превзойти величину р.. Это отличительное свойство
трансформаторного каскада.

Трансформаторный каскад может проявить нежелательные резонансные
свойства. Они вызваны тем, что параллельно вторичной обмотке оказы-
ваются включенными ее междувитковая емкость и входная емкость следую-
щей лампы. Чтобы резонансные явления не привели к неравномерному уси-
лению звуковых частот, приходится включать шунтирующее сопротивление
на зажимы первичной или вторичной обмотки (рис. 566). Шунт снижает
усиление каскада на всех частотах, но делает его более равномерным.

Конструктивные требования, которым должен удовлетворять трансфор-
матор, следующие. Первичная обмотка его должна иметь даже для низких
звуковых частот (200—300 гц) индуктивное сопротивление больше
иначе низшие .звуковые частоты будут создавать на зажимах этой обмотки
малые напряжения, т. е. усиление для них окажется малым. Поэтому
число витков первичной обмотки берется больше тысячи. Еще больше будет
число вторичных витков. Но коэффициент трансформации больше 2—2,5 не-
допустим, так как при нем возрастет междувитковая емкость, проявятся
резонансные свойства в области усиливаемых частот и каскад будет рабо-
тать с искажениями. Кроме того, трудно уложить в малых габаритах боль-
шие обмотки.

Исходя из этого, трансформаторную схему нужно считать целесообраз-
ной для усиления на триодах с малыми значеними р. и Ri (например,
триод 6С6Б). Однако трансформаторы применяются иногда и в каскадах
на пентоде; но в этом случае обмотки шунтируются сравнительно малыми
сопротивлениями и число витков первичной обмотки выбирается в зависи-
мости от сопротивления шунта на ее зажимах, а не от внутреннего сопро-
тивления пентода. Для широкополосного усиления рекомендовать трансфор-
маторную схему нельзя.

Иногда вместо трансформатора применяется автотрансфор-
матор или дроссель с ферромагнитным сердечником; в таком
случае обязательно включение разделительного конденсатора Cg
и сопротивления Rg в цепи сетки следующей лампы.

Выходные каскады приемников

Выходной каскад приемника, предназначенного для радиоте-
лефонного или радиотелеграфного слухового приема, принци-
пиально отличается от каскадов усиления напряжения низкой
частоты. Дело в том, что при усилении /напряжения мощность
усиленного сигнала расходуется по существу бесполезно в сопро-
тивлении анодной нагрузки и в переходных элементах к следую-
щей лампе. В выходном же каскаде эта мощность полезно рас-
ходуется в телефоне (громкоговорителе), преобразуясь в мощ-
ность звуковых колебаний. Поэтому потребитель должен полу-
чить от выходного каскада напряжение, необходимое для
нормальной работы, т. е. обеспечивающее нормальную мощность.
Для телефона или громкоговорителя необходимая мощность
определяется требуемой громкостью звука.

В переносных радиостанциях обычно не нужна большая гром-
кость звука. При хорошем усилении по высокой частоте детектор

создает амплитуду напряжения
низкой частоты, достаточную для
возбуждения маломощного выход-
ного каскада. Поэтому в пере-
носных приемниках нередко сразу
за детектором следует выход-
ной (оконечный) каскад без уси-
лителей напряжения низкой ча-
стоты. В приемниках, характери-
зующихся повышенной звуковой
мощностью, оконечному каскаду

Рис. 567. Схема выходного кас-
када с трансформаторным вклю-
чением потребителя

предшествуют каскады
напряжения низкой
К изучению выходных
Мы и перейдем.

В профессиональных

усиления
частоты.

каскадов

приемниках для слухового приема вы-

ходной каскад нагружается одним «двуухим» (парным) или
двумя головными телефонами или же одним головным телефо-
ном, входящим в состав микротелефонной трубки.

Основная схема включения телефона в анодную цепь выход-
ной лампы — трансформаторная (рис. 567). Такая же схема при-
меняется и для включения громкоговорителей в более мощных

каскадах.

Если для выходных каскадов, работающих на телефоны, по-
лезная мощность исчисляется десятками милливатт и применя-
ются те же лампы, что и в каскада'х усиления напряжения, то
при работе на громкоговоритель, требующий мощности в 100 мет
и более, необходимы специальные выходные лампы повышенной

мощности.

Мощность, потребляемая телефоном или громкоговорителем,
определяется обычным соотношением

P = --t%/t'"cos фт,

где Urm и Цт — амплитуды тока и напряжения потребителя;
cos фт — косинус угла сдвига между ними.

Угол сдвига ?т зависит от частоты сигнала и может изме-
няться в сравнительно широких пределах. На некотором участке
частот угол сдвига близок к нулю и сопротивление потребителя
можно считать активным. Приняв эту величину активного сопро-
тивления за эквивалент нагрузки выходного каскада, напишем

и I

Р—' т Тт

2 гят >
где /?т — эквивалентное сопротивление потребителя переменному
току.

Если пренебречь потерями в обмотках и сердечнике транс-
форматора, то коэффициент трансформации

п___ ^тт

итг

где w2 и wx — число витков вторичной и первичной обмоток;

Um — амплитуда колебательного напряжения, т. е. на-
пряжения на зажимах первичной обмотки.

При указанном условии полезная мощность усилителя будет
расходоваться, только в потребителе:

л т^т т UnJ а т

2 — 2 ’

где Цт — амплитуда переменной составляющей анодного тока.
Отсюда

/ — / „т

и m

Тогда эквивалентное сопротивление нагрузки в цепи анода

D __ _г ^Аг/и 1 _ ^т

а 4/72 п nhm п2

Следовательно, изменяя коэффициент трансформации, можно
выбирать эквивалентное сопротивление Ra нагрузки цепи анода.
Эта возможность и составляет важнейшее достоинство трансфор-
маторной схемы выходного каскада. Кро-ме того, выгодно отсут-
ствие постоянного тока в цепи телефона и постоянного напряже-
ния на нем относительно корпуса или земли.

Какой же величины эквивалентное сопротивление целесооб-
разно иметь в цепи анода? Для триода с левыми анодно-сеточ-
ными характеристиками при данной амплитуде возбуждающего
напряжения на сетке наибольшая мощность в сопротивлении Ra
получится, если оно равно внутреннему сопротивлению лампы Rh
поскольку лампу можно рассматривать как генератор с постоян-
ной амплитудой э. д. с. и с постоянным внутренним сопротивле-
нием:

R& опт ==::: Ri-

Значит, желателен такой коэффициент трансформации, при
котором получилась бы наивыгоднейшая величина Rat т. е. со-
здалось бы согласование нагрузки и лампы:

2 =

ОПТ 9
или

Так как трансформатор получается понижающим,

т. е. число вторичных витков меньше, чем первичных.

Если бы мы стремились получить от лампы максимальную полезную
мощность в режиме класса А и имели бы возможность выбирать для этого
амплитуду входного напряжения, то оказалась бы наивыгоднейшей вели-
чина 7?а, равная 27?/. Последнее условие выполняется в выходных ка-
скадах средней и большой мощности на триодах.

Для пентода указанные соотношения несправедливы. Рассма-
тривая идеализированные анодные характеристики пентода
(рис. 568), мы будем полагать заданной величину напряжения
источника Еа. Критической точкой будет точка п, соответствую-
щая пересечению граничной линии и характеристики для Eg =
= 0, так как требуется работа каскада без сеточных токов. Ис-
ходная точка т для режима класса А выбирается на характери-
стике, соответствующей такому смещению — Egi при котором
анодный ток составляет приблизительно половину критического.
Следовательно, соединив точки п и т прямой линией и продол-
жив эту прямую до пересечения в точке р с характеристикой,
соответствующей смещению — 2Eg, мы получим динамическую
характеристику каскада. Наклон этой характеристики определит
наивыгоднейшую величину сопротивления /?а. Оно получится во
много раз меньше внутреннего сопротивления пентода. В зависи-
мости от величины /?а выбирается коэффициент трансформации.

Если /?а меньше этого значения, то динамическая характе-
ристика проходит более круто; получается недонапряженный ре-
жим, и полезная мощность уменьшается, но форма колебатель-
ного тока не искажается. Если же< Ra больше наивыгоднейшей
величины, то при прежней амплитуде возбуждения создается пе-
ренапряженный режим, связанный с нелинейными искажениями

сигнала.

Но сопротивление А?т, а
вместе с ним и /?а имеют раз-
ные значения на различных ча-
стотах. Чтобы увеличение со-
противления не привело к пере-
напряженному режиму, прини-
мают различные меры. Про-
стейшая, но не самая выгодная
мера — это включение актив-
ного шунта на зажимы первич-
ной обмотки трансформатора
(см. рис. 566). Шунт оказы-
вается включенным парал-

Рис. 568. Выбор величины сопроти-
вления нагрузки для пентода
Рис. 569. Простейший пример отрицательной
обратной связи в выходном каскаде

лельно нагрузочному
сопротивлению /?а, бла-
годаря чему достигает-
ся большее постоянство
результирующего со-
противления.

Более существенная
мера предотвращения
нелинейных искаже-
ний — применение от-
рицательной обратной
связи в усилителях. От-
рицательной обратной

связью называется такой вид связи выходной и входной цепей
усилителя, при котором часть выходного переменного напряже-
ния действует на вход в противофазе с напряжением сигнала.
«Петля» отрицательной обратной связи может охватывать один
или несколько каскадов усилителя.

На рис. 569 приведен самый простой случай, когда обратной
связью охватывается только один выходной каскад на пентоде.
Цепь обратной связи состоит из двух сопротивлений и /?2,
включенных последовательно через разделительный конденса-
тор С между анодом и общей точкой схемы. Емкость С доста-
точно велика, так что

Ri 4- /?2 ~^с •

Можно считать, что колебательное анодное напряжение Um
приложено к сопротивлениям /?ь /?2 и распределяется между
ними пропорционально их величинам. Та часть напряжения, ко-
торая падает на оказывает обратное воздействие на сетку
последовательно с напряжением сигнала. Напряжения сигнала
и обратной связи сдвинуты между собой на 180°, так как на /?1
падает часть переменного анодного напряжения. Именно отсюда
и происходит название отрицательная обратная связь, или, иначе,
противосвязь.

Отрицательная обратная связь уменьшает усиление каскада
и требует увеличенной амплитуды сигнала. Действительно,

т '= К №т сигн т обр),

где К — коэффициент усиления при отсутствии обратной связи.
Но при наличии обратной связи коэффициент усиления опреде-
ляется отношением выходного напряжения только к напряжению
сигнала:
Пусть t/mo6p составляет ₽£7m, где
~..........................<1

Тогда

. t7ffl = ft(t7WCHrH-₽{7m).

Отсюда

£7m(l+M)= KUmauw

и, наконец,

Знаменатель правой части больше единицы, значит, коэффи-
циент усиления при обратной связи уменьшился. Но зато вели-
чина К' оказывается значительно более постоянной, не завися-
щей от сопротивления нагрузки, . и тем самым уменьшаются
искажения.

Пусть, например, 0 = 0,3 и ft =10. Тогда ft' = -^- = 2,5.
Если при изменении /? оказалось бы, что ft = 30, то получи-
• 30

лось бы К' — jq- = 3. Таким образом, величина К' оказывается
устойчивой, т. е. уменьшается зависимость режима работы кас-
када от величины сопротивления нагрузки.

25. КРАТКИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ УСИЛИТЕЛЯХ
НА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ТРИОДАХ

Способы включения полупроводниковых триодов

В полупроводниковых триодах эмиттер играет роль катода,
коллектор — анода, а основание (база) — роль управляющего
электрода Подобно ламповым усилителям полупроводнико-
вые усилители можно строить с общим основанием, эмиттером
или коллектором (рис. 570, а, б и в). В этих схемах поляр-
ности батарей указаны применительно к триоду типа п-р-п
(см. рис. 361). Сигнал создается генератором с э. д. с. Ет и
внутренним сопротивлением Zr (это выход предыдущего кас-
када). Полезный потребитель представлен сопротивлением Z
в выходной цепи. Заметим, что в действительных схемах очень
часто одна из батарей заменяемся напряжением, получающимся
автоматически на сопротивлении, включенном в цепь постоян-
ного тока другой батареи.

В каскаде с общим основанием начальный ток в цепи эмит-
тера определяется величиной напряжения батареи Е3. Почти

1 Принимая эту аналогию, необходимо учитывать указанную выше раз-
ницу в принципах работы ламп и транзисторов (см. раздел 15).
той же величины постоянный ток про-
ходит и в цепи коллектора под дей-
ствием напряжения батареи Ек. Ток
в цепи основания равен небольшой
разности токов эмиттера и коллектора:

4 в До

“ИЛИ

I к

где (для плоскостных приборов)
а^0,96—0,99 есть «коэффициент тока».
Для переменного тока входное со-
противление каскада с общим основа-
нием оказывается малым (сотни ом),
и потому генератор должен иметь ма-
лое вйутреннее сопротивление Zr. Со-
противление цепи коллектора велико,
и полезное сопротивление должно быть
порядка десятков тысяч и даже сотен
тысяч ом.

Коэффициент усиления каскада по
напряжению

R3 + Ro>

Рис. 570. Варианты схем где Ч~ /?о общее входное сопро-
усилительного каскада на тивление каскада (между зажимами
полупроводниковом при- эмиттера и основанием). Усиление по
„ 6оре: напряжению может быть значитель-

а — общее основание; б — общий х?

эмиттер; в - общий коллектор НЫМ. Усиление ПО МОЩНОСТИ рЗВНО
квадрату отношения напряжений, умно-
женному на отношение входного сопротивления к нагрузочному.
Триод типа п-р-п позволяет достигнуть усиления по мощности до
2000 раз и более.

Но несоразмерность выходного и входного сопротивлений
в схеме с общим основанием — недостаток этой схемы. Для пе-
рехода от данного каскада к следующему приходится ставить
согласующий трансформатор (рис. 571), который изменяет коэф-
фициент усиления по напряжению и несколько снижает коэффи-
циент усиления по мощности за
счет потерь. Заметим, что постоян-
ное напряжение на эмиттер подает-
ся здесь через большое сопротивле-
ние R, практически не изменяющее
входного сопротивления каскада.

Каскад с общим эмиттером —
наиболее распространенный тип уси-
55Q

Рис. 571. Практическая схема
каскада с общим основанием
лителя (как для лампового каскада — схема с общим ка-
тодом). Выходное и входное напряжения каскада сдвинуты по
фазе на 180°. Каскад дает усиление по току = 7^77, так как
роль входного тока здесь выполняет малый (разностный) ток
в цепи основания, и величина есть отношение переменных
токов цепей коллектора и основания. Чем ближе коэффициент а,
к единице, тем больше усиление по току (практически в десятки
раз). Усиление по напряжению того же порядка, что и при об-
щем основании. Усиление же по мощности в схеме с общим
эмиттером может быть больше, чем в схеме с общим основанием.

Пример схемы каскада на п-р-п-триоде с общим эмиттером
приведен на рис. 572. Отрицательное напряжение на эмиттере
относительно основания создается здесь через сопротивление /?,
а потому каскад может работать без батареи в цепи эмиттера.
Конденсатор С, включаемый последовательно с цепью основания,

Рис. 572. Практическая схема
каскада с общим эмиттером

Рис. 573. Практическая схема
каскада с общим коллектором

преграждает путь постоянному току в выходную цепь предыду-
щего каскада. Согласующий трансформатор улучшает передачу
мощности от цепи коллектора, имеющей большое сопротивление,
к малому входному сопротивлению следующего каскада. Однако
благодаря значительному усилению по току возможна работа и
без трансформатора, чего не допускает схема с общим -основа-
нием. Таким образом, схема с общим эмиттером в принципе вы-
годнее схемы с общим основанием.

Схема с общим коллектором (см. рис. 570, в) характеризуется
большим входным и малььм выходным сопротивлениями. Она
не дает усиления.по напряжению (К1), но дает усиление по
току. Эта схема применяется как переходное (согласующее)
звено между двумя каскадами с общим эмиттером- Практиче-
ская схема каскада с общим коллектором и трансформаторным
выходом дана на рис. 573.

Схемы с полупроводниковыми триодами

Приведем несколько примеров практических схем, в которых
применяются полупроводниковые триоды.

На рис. 574 изображена схема двухкаскадного усилителя низ-
кой частоты, который может найти применение, например, в ми-
ниатюрных приборах для тугоухих. Первый триод типа р-п-р
Рис. 574. Схема двухкаскадного усилителя на полупроводниковых
приборах

включен по схеме с общим эмиттером, второй — с общей базой.
Имеется только одна батарея. Сопротивлениями определяются
исходные напряжения на эмиттерах. Токи в цепях коллекторов
исчисляются десятыми долями миллиампера; естественно, что
срок службы батареи очень велик.

Междукаскадные согласования без трансформаторов воз-
можны в случае применения триодов с переходами п-р-п и р-п-р,
включенными в чередующемся порядке. На рис. 575 показана
схема двухкаскадного усилителя с непосредственной связью.
Первый триод типа р-п-р, второй — п-р-п. Эта схема дает мень-
шее усиление, чем схема с однотипной проводимостью, но она
более проста.

Усилители промежуточной частоты (100—500 кгц) на полу-
проводниковых приборах обеспечивают усиление по мощности до
100 раз на каскад. В таких усилителях приходится согласовы-
вать выход и нагрузку с существенно разными сопротивлениями.
Поэтому, если в цепь коллектора включается контур промежу-
точной частоты, вход следующего каскада нужно связывать с ним
сильно при помощи катушек с малым числом витков (рис. 576),
или автотрансформаторно. Вследствие малюй величины сопро-
тивления входа следующего каскада в контур вносится большое
добавочное сопротивление и добротность контура уменьшается
(при критической связи — вдвое). Усиление по напряжению ока-
зывается сравнительно небольшим. Это вынуждает увеличивать
число каскадов усиления промежуточной частоты в приемнике.

Рис. 575. Схема двухкаскадного усилителя
с непосредственной связью каскадов
Рис. 576. Примерная схема каскада усиления проме-
жуточной частоты

На полупроводниковых триодах можно осуществить и мало-
мощные автогенераторы для использования, например, в каче-
стве гетеродинов в приемниках. На рис. 577 изображена схема
полупроводникового гетеродина плавного диапазона. Она по-

хожа на схему лампового
автогенератора с контуром
в цепи сетки и индуктивной
связью его с цепью анода
(см. рис. 406).

В настоящее время вы-
пускаются радиовещатель-
ные и телевизионные прием-
ники, счетно-аналитические
машины и многие другие
виды радиоаппаратуры, в
которых широко применяют-

ся полупроводниковые При- рИс. 577, Схема гетеродина на полу-
боры. Основные преимуще- проводниковом триоде

ства такой аппаратуры —

большой срок службы, малое потребление питающей мощности,
малые габариты. Основные недостатки — температурная неустой-

чивость, ограниченность диапазона частот и разброс параметров.
По мере совершенствования технологии производства полупро-
водниковых приборов и разработки лучших схем полупроводни-
ковой аппаратуры недостатки устраняются.

26. ПОМЕХИ РАДИОПРИЕМУ И БОРЬБА С НИМИ

При необходимости приема слабых сигналов нужно увеличи-
вать усиление их в приемнике, т. е. увеличивать число усили-
тельных" каскадов и, если возможно, повышать усиление каж-
дого каскада. Для успешного приема необходимо некоторое ми-
нимальное значение напряженности поля сигнала. Это значение
определяется воздействием на приемник разного рода помех.
Помехой называется электрическое воздействие на приемник,
не являющееся сигналом корреспондента, но вызывающее звук
в телефоне (или знак jja ленте записывающего телеграфного
аппарата, или, наконец, отклонение луча на экране трубки).

Классификация помех

Помехи радиоприему можно классифицировать двумя спосо-
бами.

Во-первых, помехи различают по источникам их происхож-
дения. Важнейшими классами помех по этому признаку счита-
ются следующие: помехи от посторонних передатчиков, атмо-
сферные помехи, помехи от установок электрооборудования
(«промышленные» помехи), внутренние шумы приемника и кос-
мические помехи.

Во-вторых, помехи различаются по их электрической харак-
теристике. По этому признаку различаются: периодические, им-
пульсные и гладкие помехи.

Радиоэхо и замирания, рассмотренные нами раньше, не от-
носятся к активным помехам, поскольку они не связаны с посто-
ронним воздействием на приемник. Отличаются от помех, также
те искажения сигнала, которые вызываются несовершенством
схем и режимов передатчика и приемника.

Помехи от посторонних передатчиков

При современной насыщенности территорий радиосредствами
основным видом помех является воздействие посторонних пере-
датчиков как чужих, так и своих, причем наиболее опасными
оказываются помехи от своих передатчиков, расположенных
б1лизко к пункту приема, и возможные преднамеренные помехи.
Помехи этого типа бывают периодическими, т. е. каждой из них
свойственна определенная несущая частота. Следовательно, бо-
роться с ними можно методом избирательности по частоте. Ра-
зумным распределением волн, ограничением мощности передат-
чиков и применением приемников высокой частотной селектив-
ности можно уменьшить помехи от своих передатчиков. Маневр
волнами, антеннами и дисциплина радиосвязи служат основными
средствами борьбы, с преднамеренными помехами.

Высокая селективность по частоте достигается в том случае,
если кривая резонанса приемника имеет крутые скаты вне за-
данной полосы пропускания. Полосу пропускания желательно
выбирать в соответствии с видом передачи: более широкую (но
не больше необ1ходи1мой для разборчивости речи) — при телефон-
ной, более узкую — при телеграфной передаче. Узкая полоса,
выгодная для подавления помех, требует стабильности настроек
передатчика и приемника, иначе сигнал выходит за пределы по-
лосы пропускания. Частотная модуляция дает дополнительные
возможности помехозащиты благодаря избирательности по ам-
плитуде с помощью ограничителя.
Для бьрьбы с помехами от посторонних передатчиков можно
использовать пространственную избирательность — применять
направленные приемные антенны. Конечно, при этом нужно учи-
тывать эксплуатационные условия, так как не всегда возможно
держать связь с определенным корреспондентом и в определен-
ном направлении. Если же это допустимо, то на средних волнах
целесообразно применять, например, антенну бегущей волны или
(с меньшим эффектом) наклонный луч, на коротких и на метро-
вых волнах — комбинацию вибраторов, а на дециметровых и сан-
тиметровых волнах — параболические, линзовые и другие остро-
направленные антенны. Иногда с успехом применяют поляриза-
ционную избирательность; например, при вертикально поляризо-
ванном поле помех ведут прием на горизонтальную антенну или
наоборот.

При приеме на слух технические методы селекции дополня-
ются избирательными свойствами слуха опытного радиста. Если,
например, сигнал и помеха слышны одновременно, то телеграф-
ные сигналы можно отличить по тону. Значительно более стро-
гими должны быть требования к избирательности приемника при
быстродействующем, а тем более при буквопечатающем приеме.
Соответственно для уверенной буквопечатающей радиосвязи по-
требуется и более высокая напряженность поля сигнала коррес-
пондента в пункте приема, чем при слуховом телеграфном приеме
(по отношению к напряженности поля помех).

Атмосферные помехи

Эти помехи создаются разрядами атмосферного электричества
в нижних слоях атмосферы- Они проявляются как резкие корот-
кие трески или длительные шорохи в телефоне приемника. Часть

помех возникает в результате гро-
зы вблизи от приемной станции,
часть образуется в тропических зо-
нах. В общем уровень атмосферных
помех понижается с повышением
географической широты. Летом они
сильнее, чем зимой.

Электродвижущие силы, наводи-
мые этими разрядами в приемной
антенне, имеют характер преимуще-
ственно импульсный, т. е. представ-
ляют собой случайные кратковре-
менные толчки (рис. 578), каждый
из которых заканчивается до начала
следующего и создает колебания в
контурах приемника. Такой импульс
не имеет собственной несущей ча-
стоты, а потому нельзя говорить

Рис. 578. Импульсная помеха
и ее действие в приемнике
о настройке или об отстройке приемника по отношению к атмо-
сферным помехам. Однако уровень помех существенно зависит
от того, в каком диапазоне волн ведется радиосвязь. Наиболь-
ший эффект дают атмосферные помехи на длинных волнах \
тогда как на сверхкоротких волнах эти помехи практически не
нарушают радиосвязи. Объяснить это можно следующим. Если
апериодический импульс разложить на составляющие частоты,
то получится бесконечный спектр, состоящий из колебаний са-
мых различных частот. Однако большей энергией будут обла-
дать в этом спектре те составляющие, периоды которых прибли-
жаются к продолжительности грозовых импульсов. Так как раз-
ряд атмосферного электричества длится десятки микросекунд, то
мешающее действие окажется наибольшим на длинных волнах.
Например, на волне 2000 м уровень атмосферных помех в 10 раз
выше, чем на волне 200 jw, если полоса пропускания приемника
одна и та же.

Импульсные помехи^ можно ослабить, уменьшив полосу про-
пускания приемника: приемник будет подвергаться действию
меньшего участка составляющих бесконечного спектра помехи.
В этом смысле радиотелеграфная связь на средних волнах, тре-
бующая полосы пропускания в сотни герц, значительно выгод-
нее радиотелефонной связи, требующей полосы в несколько кило-
герц.

Существенно ослабляются атмосферные помехи направлен-
ными приемными антеннами. Такая антенна в среднем ослабляет
прием помех, приходящих с произвольных направлений; это
свойство характеризуется коэффициентом направленности ан-
тенны. Так как значительная часть помех возникает около тро-
пиков и распространяется с юга на север, то выгодно ориенти-
ровать антенну направлением нулевого приема на юг. К сожа-
лению, с удлинением волны увеличиваются размеры и стоимость
антенн направленного действия; исключениё составляют прием-
ные рамки, но их действующая высота мала.

В радиотелефонном приемнике для сигналов с амплитудной модуляцией
допустимо применение таких ограничителей, которые устраняют лишь оглу-
шающее действие сильных импульсов помехи. Например, на рис. 579 изо-
бражен детектор приемника, параллельно выходные зажимам которого
включен диодный ограничитель. На аноде ограничителя имеется отрица-
тельное постоянное напряжение по отношению к катоду, а поэтому при
отсутствии сигнала и при сигнале с нормальной амплитудой ток через огра-
ничительный диод не проходит и шунтирующего действия нет. При действии
помехи со значительной максимальной амплитудой (см. рис. 578) выпрям-
ленное отрицательное напряжение возрастает настолько, что потенциал
точки А становится ниже потенциала точки Б. В этом случае диод прово-
дит ток и, шунтируя выход детектора, уменьшает пик напряжения помехи.
Уровень ограничения можно подбирать применительно к ' наибольшей ам-
плитуде сигнала, регулируя анодное напряжение ограничителя. Действие та-
кого ограничителя показано на рис. 580.

1 На сверхдлинных волнах наблюдаются специфические свисты — резуль-
тат взаимодействия полей помех с магнитным полем Земли.
На самолетах приемное устройство подвергается воздействию
помех, создаваемых обменом электрических зарядов между кор-
пусом и окружающим пространством и между металлическими
частями самолета. Во время снегопадов и песчаных бурь проис-
ходит электризация приемной антенны и металлических поверх-
ностей, также создающая помехи. Меры защиты в этих случаях
должны предусматриваться в конструкциях самолетов и антенн.

Существенную помощь в ослаблении эффекта импульсных
помех может принести повторная передача радиограммы в целом
(или каждой буквы в отдельности). Так как помехи случайны,

Рис. 580. Напряжение на сопротивлении нагрузки де-
тектора при действии помех

то вероятность повторного искажения одной и той же буквы не-
велика, а потому два — три повторения делают радиограмму до-
стоверной. Метод «вероятностной селекции» в технически усовер-
шенствованном виде применяется на гражданских магистраль-
ных радиолиниях. Конечно, при этом уменьшается «пропускная
способность» линии радиосвязи, т. е. количество знаков иди слов
полезной информации за единицу времени.

Промышленные помехи

Радиоприем в городах ограничивается помехами, создавае-
мыми работой многочисленных электрических установок, распо-
ложенных близко к приемнику или связанных с ним общими про-
водами питания. Помехи возникают вследствие резких изменений
тока в цепях установок из-за искрообразования, а также утечки
тока через плохую изоляцию и, наконец, вследствие ионизации
газа.

По характеру промышленные помехи , в большинстве случаев
бывают импульсными. Но встречаются и разряды, дающие опре-
деленную периодичность, т. е. угрожающие определенным на-
стройкам приемника, так как в цепях источников помех при
искрообразовании могут возбуждаться также колебательные за-
тухающие процессы.

Самая желательная мера ослабления индустриальных (про-
мышленных) помех — удаление приемной установки из района,
подверженного их воздействию. С этой целью, например, прием-
ные пункты, обслуживающие городское радиовещание по прово-
дам, выносятся за черту города. Приносит пользу применение
антенны, расположенной над металлической крышей, которая
играет роль противовеса; вводом к приемнику служит двухпро-
водный фидер. Крыша защищает антенну от помех, источники
которых расположены ниже. Применение таких «антипаразит-
ных» антенн усложняется только необходимостью согласовывать
антенну с фидером и фидер со входом приемника в широком
диапазоне частот.

К сожалению, не всегда можно удалить приемник от источ-
ников помех: в автомобиле, на корабле или на самолете прием-
ник, например, находится по соседству с системами электрообо-
рудования и зажигания, создающими сильные помехи. В таких
установках все внимание направляется на то, чтобы воспрепят-
ствовать распространению помехи из источника ее возникнове-
ния.

Для защиты приемной антенны от помех следует экраниро-
вать мешающую установку. В особенности важна экранировка
систем зажигания бензиновых двигателей. Провода, идущие
к свечам, помещаются в металлических шлангах или в металли-
ческой трубе, соединяемой с корпусом двигателя.

Электродвигатели, реле и другие детали электрооборудова-
ния, посылающие помехи по общим проводам энергосистемы,
требуют включения сглаживающих фильтров. В простейшем слу-
чае это Г-образная схема с одним или несколькими звеньями.
Катушки фильтров не должны представлять заметного сопро-
тивления для силового тока и должны обладать минимальной
распределительной емкостью, чтобы не пропускать токов высо-
кой частоты в линию. Искрящие контакты следует снабжать
искрогасителями. Наконец, большое значение имеют экранировка
проводов силовой сети и надежное соединение этой экранировки
с корпусом \

1 Подробно см. С. А. Лютов. Индустриальные помехи радиоприему
и борьба с ними, Го-сэнергоиздат, 1951.
В широком диапазоне радиочастот подавление помех ослож-
няется наличием собственной индуктивности у бумажных блоки-
ровочных конденсаторов. Из-за индуктивных свойств конденса-
торов и из-за нежелательных резонансов в фильтрах подавления
невозможно защитить от помех все участки диапазона радио-
приема. Поэтому для защитных фильтров , изготовляются спе-
циальные конденсаторы проходного типа. Такой конденсатор
включается между токонесущим проводом силовой сети и корпу-
сом установки. Токонесущий стержень проходит внутри конден-
саторных секций, причем торец одной секции спаян со стержнем,
а другой — непосредственно с корпусом, на который замыкаются
токи высокой частоты. Проходные конденсаторы улучшают свое
защитное действйе с повышением частоты токов помех и позво-
ляют получить защиту приблизительно вплоть до частоты
60 Мгц-

Для измерения полей помех выпускаются так называемые измерители
помех. Измеритель помех ИП-12М представляет собой высокочастотный из-
бирательный микровольтметр, предназначенный для измерения напряжений
и полей помех.

Наряду с помехами электрического характера на прием в ав-
томобилях и на самолетах влияют акустические (звуковые) по-
мехи— стук двигателя и т. д. Для защиты от них радист наде-
вает шлемофон; но даже при этом сигнал должен быть значи-
тельно сильнее, чем при приеме в помещении на земле.

Внутренние шумы приемника

На сверхвысоких частотах (особенно на дециметровых и сан-
тиметровых волнах) все перечисленные выше виды помех не яв-
ляются решающими в смысле определения необходимой напря-
женности поля сигнала. Действительно, помехи от удаленных по-
сторонних передатчиков здесь проявляются мало, так как частот-
ная вместимость диапазона велика, а дальность распространения
ограничена. Направленные антенны оказываются сравнительно
дешевыми и небольшими. Атмосферные помехи имеют малую ин-
тенсивность. Промышленные помехи могут иметь в этом диапа-
зоне довольно интенсивные составляющие, но источники их легко
обнаруживаются и экранируются.

Минимальная напряженность поля сигнала, необходимая для
приема, определится шумами, возникающими внутри приемника.
Эти шумы ставят границу чувствительности любого вида усили-
телей. Шумы в телефоне чувствительного приемника, если исклю-
чить внешние помехи (например, в экранированном помещении),
возникают по причинам, связанны^ с питанием и работой самой
схемы. К устранимым причинам такого рода относятся непо-
стоянство напряжений питания, неплотные контакты в схеме
и т. п. Неустранимой причиной шумов является движение элек-
тронов в цепях и в лампах.
ПредставИлМ себе собственное движение электронов внутри
металлического проводника. Вследствие хаотичности такого дви-
жения заряды электронов уравновешиваются с зарядами поло-
жительных атомов, а потому сам проводник остается электри-
чески нейтральным. Но При детальном исследовании этих про-
цессов можно обнаружить отклонения (флюктуации) электриче-
ского состояния проводника от равновесия: в некоторые моменты
на одном из его концов оказывается избыток электронов, а на
другом — недостаток, вследствие чего между концами провод-
ника возникает напряжение. Если проводник представляет со-
бой, например, цепь, включенную между сеткой и катодом лампы
приемника, то флюктуационное напряжение усиливается после-
дующими каскадами и создает в телефоне шум. Так возникают
контурные шумы.

Мешающее действие приему оказывают также «ламповые
шумы», на происхождении которых мы сейчас остановимся.

Если сигнал не действует на сетку, то мы считаем анодный
ток постоянным. В действительности же этот ток создается сово-
купностью отдельных электронов, которые падают на анод нерав-
номерно, не через равные промежутки времени. Следовательно,
происходят беспорядочные флюктуации анодного тока (отклоне-
ния от средней величины), создающие на зажимах сопротивле-
ния в анодной цепи переменное напряжение. Эти флюктуации
напряжения после достаточного усиления способны создать в те-
лефоне шум подобно тепловым флюктуациям.

Шумы представляют собой типичный пример гладких помех,
так.как они возбуждают в контурах приемника взаимно пере-
крывающиеся беспорядочные разряды. Спектр шума равноме-
рен, т. е. в нем содержатся составляющие любых частот — от
нуля до самых высоких, применяемых в радиотехнике, и притом
энергия между этими составляющими распределена равномерно.

Напряжение, создаваемое шумами на выходе приемника (на
телефоне), становится заметным на слух лишь при условии очень
большого усиления. Иначе говоря, шумы равноценны сигналам,
воздействующим на первую лампу приемника с амплитудами
в доли или единицы микровольт. Желательно, чтобы этот уро-
вень шумов был возможно меньшим. Снизить его можно сле-
дующим образом.

Во-первых, из того, что мощность шумов распределена рав-
номерно по всему частотному диапазону,'следует, что мощность
.шумов, проникающих к выходу приемника, пропорциональна по-
лосе его пропускания. Напряжение, как известно, пропорцио-
нально квадратному корню из мощности, а потому напряжение
шумов пропорционально квадратному корню из полосы пропу-
скания. Кроме того, мощность и напряжение шумов зависят от
сопротивления проводника, служащего источником контурных
шумов.
Эти соотношения определяются формулой

[мкв] = у VR [ком] AF [кгц],

где 67ш — эффективное напряжение шума в микровольтах;

R—«шумящее» сопротивление в килоомах;'

AF—полоса пропускания приемника в килогерцах.

Так, например, если между сеткой и нитью первой -лампы приемника
включен контур, имеющий резонансное сопротивление Zpe3 = 104 ом (кото-
рое и будет источником шума), а полоса составляет 10 кгц, то шум ока-
жется равноценным сигналу, создающему^ между сеткой и нитью первой
тг 10 . 4 „ , - ч

лампы напряжение с/ш = мкв (т. е. немного больше 1 мкв).

О ’

Чтобы сигнал создавал напряжение больше £7Ш, желательно
иметь входные цепи с высокой эффективностью, что не всегда до-
стижимо при конструировании приемника сверхвысоких частот.
Вместе с тем для уменьшения .шумов следует выбирать по воз-
можности малую полосу пропускания приемника. Это возможно
сделать на средних и даже на коротких волнах, если обеспечи-
вается высокая стабильность настроек и передаются «узкополос-
ные» сигнальи; • благодаря этому в указанных диапазонах внут-
ренние шумы не имеют решающего значения.

Шумовые свойства лампы можно выразить также через не-
которое шумящее сопротивление Rn, которое, находясь во вход-
ной цепи лампы, способно (по предыдущей формуле) создать то
же самое напряжение на ее выходе, какое в действительности
возникает от электронных процессов в лампе. Следовательно,
в приемнике желательно иметь первую лампу с небольшим шу-
мящим сопротивлением.

Чем больше в лампе сеток, тем больше причин для неравно-
мерностей потока электронов. Кроме флюктуаций эмиссии, в этом
случае будут ипрать роль флюктуации распределения тока между
анодом и сетками. В этом отношении самыми невыгодными яв-
ляются смесительные лампы (гептоды), для которых шумящее
сопротивление исчисляется сотнями тысяч ом. Далее идут пенто-
ды, затем — триоды, в которых шумящее сопротивление исчис-
ляется сотнями ом, и, наконец, диоды и полупроводниковые сме-
сители, а также лампа с бегущей волной. Поэтому в приемниках
гептод в качестве первой лампы ставится очень редко, а в прием-
никах сверхвысоких частот (УКВ) не применяется совсем. Пен-
тод в качестве первой лампы применяется на волнах не короче
метрового диапазона. На дециметровых волнах допустимо ис-
пользование дискового триода или диода, а на сантиметровых
волнах — лампы с бегущей волной или кристаллического сме-
сителя.

Пример. Рассчитать полное напряжение шумов на входе первой лампы
приемника (рис. 581), если контур LC имеет резонансное сопротивление
Zpe3 = 2 • 10* ом, а шумовое сопротивление лампы /?л = Ю4 ом- Полоса
пропускания приемника Af = 8 • 103 гц.

Решение.

Сопротивления Zpe3 и /?л входят в цепь сетки последовательно. По-
этому

иш = | v (Zpe8 + /?л) ДГ = 1 /301 я 1,94 мкв.

На ультракоротких волнах вследствие большой абсолютной
нестабильности частоты приемников и передатчиков, а также

ввиду применения частотной или

Рис. 581. Входные цепи и первый
каскад приемника

импульсной модуляции полосу
пропускания приходится брать
широкой. Поэтому именно на
ультракоротких волнах внутрен-
ние шумы представляют наи-
большую помеху радиоприему.

Выше говорилось, что в этом
случае желательна сильная
связь входного контура с ан-
тенной. Антенна оказывается в
таких условиях источником шу-
мов. К мощности шумов, кото-

рые создаются самым активным сопротивлением антенны, при-
бавляется мощность шумов, наводимых в антенне движением

частиц, окружающих ее, а также космическими явлениями, про-
исходящими за пределами земной атмосферы. Далее, в общую
мощность шумов входят шумы цепей и ламп приемника.

Чтобы оценить, насколько дополнительные источники шумов
ухудшают качество приемника, вводится понятие о коэффициенте
шума. Коэффициентом шума приемника ультракоротких волн
называют число, показывающее, во сколько раз общая мощность
шумов больше мощности шумов, создаваемых только активным
сопротивлением антенны:

= Рш °^Ш’

В современных приемниках- сверхвысоких частот достижимы
значения коэффициента шума меньше десяти. Особенно малый
коэффициент шума получается при использовании входной лам-
пы с бегущей волной

27. СУПЕРГЕТЕРОДИННЫЕ ПРИЕМНИКИ

Цель и смысл преобразования частоты сигнала

На рис. 497 и 498 рассматривались два. варианта блок-схем
Приемника: схема с прямым усилением и супергетеродинная
схема.

1 Подробное исследование шумовых свойств приемников дано в книге
В. М. Сифорова «Радиоприемные устройства», Воениздат, 1954.
Приемники прямого усиления имеют очень крупные недостат-
ки, из-за которых почти во всех областях радиотехники они усту-
пают место супергетеродинным приемникам (супергетеродинам).

Один из недостатков — неравномерность усиления и полосы
по общему диапазону и в пределах поддиапазонов. Действитель-
но, если все каскады усиления по высокой частоте одинаковы, то
неравномерность усиления по диапазону, свойственная одному
каскаду, возводится в степень, равную числу каскадов. Если
искусственно компенсировать эту неравномерность, то ухудшаются
другие показатели. В супергетеродине же основное усиление и
основная избирательность приходятся на каскады промежуточной
частоты, которые имеют постоянную настройку, т. е. обеспечи-
вают большее постоянство усиления и полосы по диапазону.

Другой недостаток — неблагоприятная форма резонансной
характеристики приемника прямого усиления: усилитель состав-
ляется из одноконтурных каскадов, кривые резонанса которых
не имеют большой крутизны скатов. В усилителях промежуточ-
ной частоты супергетеродинов применяются полосовые фильтры,
дающие. более выгодную форму резонансной кривой. Значит,
здесь достижима высокая избирательность.

Принципиальным недостатком приемников прямого усиления
является невозможность получить в широком диапазоне частот
необходимую и достаточную полосу пропускания.

Допустим, что можно выполнить приемник прямого усиления с тремя
(N = 3) резонансными контурами (вход и два каскада резонансного усиле-
ния). Положим, что каждый контур имеет эквивалентную добротность
(?э == 80. Построив резонансную кривую для одного контура и возведя каж-
дую ее ординату в третью степень, получим общую кривую избирательности
(рис. 582). Масштаб верхней строки на оси абсцисс нанесен для частоты
сигнала fо = 1 Мгц, т. е. для одной из. частот диапазона средних волн.

Полоса пропускания (между ординатами - - 0,7) составляет здесь около

V 2

6 кгц, что приемлемо для приема амплитудных телефонных сигналов. По-
лоса мешания (между ординатами 0,1) окажется' приблизительно равной
22 кгц. Относительная избирательность, характеризующаяся отношением
полосы пропускания к полосе мешания, составит около 26%, что неудов-
летворительно: в современных прием-
никах можно получить избиратель-
ность до 50% и выше. Однако в це-
лом качество приема радиотелефо-
нии на средних волнах и подавление
помех оказываются удовлетворитель-
ными.

Теперь предположим, что подоб-
ный приемник (N = 3; Q3 — 80) ра-
ботает в длинноволновом диапазоне,
например на частоте fo = O,l Мгц.
Приемник сохранит ту же относи-
тельную избирательность, но полоса
пропускания его уменьшится в
10 раз и составит лишь . около

0,6 кгц (масштаб горизонтальной Рис. 582. Резонансная характери-
оси на рис. 582 изменится в 10 раз). пика трехконтурного усилителя

OwfrlMtu 15 10 5 0 5 10 15

UMfyOJMtti 1.5 I 05 0 0.5 I 1.5

Л/а^ШМг^150 100 50 0 50 100 150

кгц
кгц>
кгц
Рис. 583. Блок-схема профессионального супергетеродина

Радиотелефонный прием станет невозможным вследствие больших иска-
жений.

Посмотрим, что будет, если такую же схему использовать для приема
на коротких волнах, например на частоте fo — 10 Мгц. При прежнем числе
контуров и их добротности полоса пропускания будет равна 60 кгц (см.
рис. 582, нижний масштаб). Эта цифра избыточна и для радиотелефонного
Приема. Несмотря на то что и здесь относительная избирательность сохра-
нила значение 26%,'абсолютная избирательность окажется весьма низкой, так
как полоса мешания, увеличившись в 10 раз по сравнению с первым слу-
чаем, составит 220 кгц.

Заданную полосу пропускания при нормальной добротности
резонансных контуров можно получить на любых принимаемых
частотах лишь путем преобразования частоты в приемнике, т. е.
путем применения супергетеродинной схемы. Основная задача
при этом заключается в выборе такой промежуточной частоты,
чтобы при нормальной добротности контуров получилась задан-
ная полоса пропускания. В этом главный смысл супергетеродин-
ного приема.

Из рассмотренных примеров видно, что для радиотелефонного
одноканального приема целесообразно выбирать промежуточную
частоту в диапазоне средних волн. Так, в большинстве радиове-
щательных приемников промежуточная частота имеет значение
примерно 0,4—0,6 Мгц. Для широкополосных приемников тре-
буется значительно большая промежуточная частота, а для ра-
диотелеграфного приема— меньшая (например, одна из длинных
волн).

И последнее преимущество простейшего супергетеродина —
это возможность телеграфного приема без перестроек гетеродина,
создающего тональные сигналы, что объясняется постоянной на-
стройкой каскадов промежуточной частоты. В профессиональных
приемниках для слухового телеграфного приема в супергетеро-
дин вводится второй гетеродин (рис. 583). Радиовещательные и
вообще только радиотелефонные приемники второго гетеродина
не имеют.
Принцип супергетеродинного приема

Итак, в супергетеродинном приемнике усиление происходит
по меньшей мере в трех (а не в двух) различных областях ча-
стот: на частоте сигнала, на определенной для данного приемника
промежуточной частоте и, наконец, на звуковой частоте после
детектора (иногда возможны два и даже три преобразования ча-
стоты в одном приемнике).

Обычно супергетеродины цмеютх один — два каскада резо-
нансного усиления на частоте сигнала. Далее следует преобразо-
ватель частотьи, состоящий из нелинейного смесителя и первого
гетеродина ’(две лампы или одна лампа двойного управления
электронным потоком). При совместном действии колебаний сиг-
нала и первого гетеродина на анодной нагрузке смесителя обра-
зуется напряжение промежуточной частоты, которая равна раз-
ности частот сигнала и гетеродина Ч

/пр /гет /сиги ИЛИ /пр ==:/сигн /гет*

Чаще применяется сопряжение в соответствии с первым из
этих равенств. Сопряжение состоит в том, что при приеме любого
сигнала одновременно с настройкой входных цепей производится
перестройка гетеродина, причем всегда разность их частот
остается одна и та же. Она должна соответствовать частоте, на
которую настроены анодные колебательные системы нагрузок
смесителя и последующих каскадов. Промежуточная частота яв-
ляется радиочастотой. При незатухающем сигнале напряжение
промежуточной частоты также полу-
чается немодулированным; если сигнал
модулирован, то закон модуляции со-
храняется и на промежуточной частоте
(рис. 584).

Естественно, что для получения зву-
ка нужно подвергнуть сигнал промежу-
точной частоты детектированию. Так
как в случае телеграфного слухового
приема детектор дополняется вторым
гетеродином, то разность между проме-
жуточной частотой и частотой второго
гетеродина должна после детектирова-
ния создать звуковую частоту. Как бы-
ло показано раньше, второй гетеродин
не требует обязательно перестройки.

После детектора следуют каскады
усиления колебаний низкой частоты.

Физические процессы в супергетеро-
дине при приеме сигнала, модулиро-

Рис. 584. Преобразование
частоты амплитудно-моду-
лированного сигнала

1 В принципе возможно в качестве промежуточной взять и суммарную
частоту, но обычно это не представляет выгоды.
Рис. 585. Процессы в супергетеродине при приеме модули-
рованного сигнала

ванного по амплитуде, представлены спектральной диаграммой
на рис. 585. На верхней оси показан сигнал, в составе которого
имеются несущая частота /сигн и пара (или некоторое число
пар) боковых частот, отстоящих от несущей на величину звуко-
вой модулирующей частоты F\

/сигн 4“ /сигн

Весь блок высокой частоты (входные цепи и каскад усиления)
настроен на частоту сигнала, т. е. кривая резонанса этого блока
установлена максимумом на несущую частоту /сигн.

На второй оси изображена частота первого (и единственного
в этом случае) гетеродина /гет; гетеродин дает непрерывное не-
модулированное колебание, не содержащее боковых частот. Рас-
стройка гетеродина по отношению к сигналу выбрана не случай-
но: расстояние между /сигн и /гет должно быть таким же, как
на третьей оси между началом координат и центром кривой ре-
зонанса каскадов промежуточной частоты:

/гет /сигн = /пр*

Смеситель находится под совместным воздействием всех на-
пряжений первой и второй осей. Следовательно, он создает коле-
бания трех близких между собой разностных частот:

/гет /сигн /пр>

/гет (/сигн + ^**) = /пр ^9

/гет (/сигн === /пр 4“ ^**

Таким образом, колебание промежуточной частоты оказы-
вается промодулированным по тому же закону, что и сигнал
(см. рис. 584).
Кривая резонанса каскадов промежуточной частоты не пере-
мещается вдоль оси, так как эти каскады не перестраиваются.
Значит, только при определенной настройке первого гетеродина
получается совпадение фактической разностной частоты с фикси-
рованным (номинальным для данного приемника) значением про-
межуточной частоты.

л Напряжение сигнала

Суммарное переменное напряжение
на сетке смесителя

Анодный ток смесителя

Напряжение на резонансном контуре д анодной
цепи смесителя

Выпрямленный ток детекторного каскада

Рис. 586. Развернутые процессы приема модули-
рованных сигналов в супергетеродине

Напряжения спектра разностных частот усиливаются после-
дующими каскадами (в том числе и самим смесителем) и дей-
ствуют на вход детектора. Последний создает колебание звуко-
вой частоты F, равной расстоянию между несущей и любой из
боковых в масштабе оси частот. После усиления в низкочастот-
ных каскадах сигнал с частотой F поступает в телефон. Второй
гетеродин в этом процессе не участвует.

На рис. 586 даны развернутые диаграммы процессов суперге-
теродинного приема сигнала, модулируемого по амплитуде.
Читателю предлагается самостоятельно пояснить эти диаграммы
и сопоставить их со спектральными диаграммами.

Теперь обратимся к рис. 587, на котором представлены про-
цессы приема на слух телеграфного сигнала. На верхних
осях показаны частота сигнала /сигн (длительное нажатие ключа
в передатчике) и частота первого гетеродина гет. Разница меж-
ду ними должна быть равна фиксированной промежуточной ча-
стоте /пр. Смеситель создает напряжение этой разностной частоты
(третья ось), которое усиливается вплоть до детектора. Но при

Рис. 587. Процессы в супергетеродине при приеме немодули-
рованного сигнала

воздействии на детектор незатухающего сигнала может образо-
ваться только постоянный ток. Чтобы получить тональную слы-
шимость, мы должны включить второй гетеродин и его напряже-
нием воздействовать на вход детектора совместно с напряже-
нием промежуточной частоты. Частота второго гетеродина /2гет
выбирается близкой к промежуточной частоте и отличается от
номинальной /пр на частоту примерно 800—1000 гц (иногда воз-
можны изменения в небольших пределах). Следовательно, при
совместном воздействии напряжений на частотах /пр и /2гет де-
тектор создает напряжение звуковой, частоты F3B, которое пред-
назначено для дальнейшего усиления до телефона.

На рис. 588 изображены развернутые диаграммы процессов
супергетеродинного приема немодулированного сигнала (теле-
графной посылки). Эти диаграммы также следует сопоставить со
спектральными,
Напряжение перВого гетеродина

Суммарное напряжение на сетке смесителя

Анодный тон смесителя

Напряжение на Выходе усилителя
промежуточной частоты

^A/WWVWWVWV t

Напряжение от Второго гетеродина

Суммарное напряжение, подВодимое к детектору

Гон В цепи детектора

Ток 6 телефоне

Рис. 588. Развернутые процессы приема незатухаю-
щего сигнала в супергетеродине
Преобразователи частоты

Схемы преобразователей частоты можно разделить на три
основных типа: двухсеточные, односеточные и диодные. Двухсе-
точные преобразователи выполняются на лампах двойного управ-
ления электронным потоком (например, на гептодах, триод-гек-
содах), причем на одну из управляющих сеток действует напря-
жение сигнала, а на другую — гетеродина. Односеточное преоб-
разование характеризуется совместным воздействием напряже-
ний сигнала и гетеродина на одну управляющую' сетку (в пенто-
де или триоде). Диодное преобразование, применяемое на деци-
метровых и сантиметровых волнах, осуществляется путем совме-
стного воздействия напряжений сигнала и гетеродина на двух-
электродньий смеситель (вакуумный или полупроводниковый
диод).

Главное достоинство двухсеточного преобразования частоты
заключается в ослаблении связи между контуром входа смеси-
теля и контуром гетеродина. Это ослабление достигается введе-
нием экранирующей сетки между гетеродинирующей и сигналь-
ной сетками. Связь между управляющими сетками нежелатель-
на потому, что она создает взаимозависимость настроек входного
контура и гетеродина. Перестройка ‘входного контура изменяла
бы реактивное сопротивление, вносимое в гетеродинный контур,
а тем самым и частоту гетеродина. Процесс настройки крайне
усложнился бы.

В современных супергетеродинах настройка контуров резо-
нансного усилителя и гетеродина осуществляется при помощи
одной ручки, сопряженно. В таком случае взаимное влияние кон-
туров. уже не может осложнить эксплуатацию приемника. Но
в производстве чрезвычайно трудно выполнить преобразователь
с сопряженной настройкой при наличии взаимного влияния кон-
туров. Поэтому в приемниках длинных, средних и коротких волн,
если не требуется унификации лампы, чаще применяются двух-
сеточные преобразователи частоты (рис. 589). Гетеродин такого
преобразователя выполнен на отдельной лампе — пентоде по
трехточечной схеме с общим анодом. Напряжение, создаваемое
автоколебаниями контура гетеродина, снимается с нижней части
его катушки и подводится к третьей (гетеродинирующей) сетке
гептода-смесителя. Одновременно на первую (сигнальную) сетку
той же лампы действует напряжение от предыдущего каскада.
Назначение остальных электродов гептода >. известно. В анодную
цепь гептода включен двухконтурный фильтр, настроенный по-
стоянно на промежуточную частоту. Те гептоды, в которых на-
пряжение сигнала подводится к третьей, а напряжение гетеро-
дина — к первой сетке, по существу физических процессов не от-
личаются от указанного.

Для пояснения физических процессов двухсеточного преобразования ча-
стоты обратимся к семейству характеристик анодного тока гептода в зави-
570
Рис. 589. Схема двухсеточного преобразователя частоты
с гептодом и отдельным гетеродином

симости от напряжения на сигнальной сетке при различных значениях на-
пряжения на гетеродинирующей сетке (рис. 590). Известно, что крутизна
характеристики уменьшается при увеличении отрицательного напряжения на
гетеродинирующей сетке. Строго говоря, именно в этом и заключается воз-
можность двухсеточного преобразования частоты. Проследим совместное
действие напряжения на обеих сетках.

Выберем определенные смещения Е& и Eg* на сигнальной и гетеро-
динирующей сетках. Этим выбором мы установим исходную точку m на
одной из характеристик. Если переменное напряжение с амплитудой
Um сигн подается на первую сетку, а третья сетка не получает переменного
напряжения, то рабочая точка перемещается периодически вправо и влево

4 1а

рис. 590. Физические процессы в схеме двухсеточрого пре-
образования частоту
по участку amb средней статической характеристики с частотой сигнала.
Если, наоборот, переменное напряжение с амплитудой UmrQX действует
на третью сетку, а сигнал отсутствует, то рабочая точка перемещается вверх
и вниз по прямой cmd.

При совместном действии обоих переменных напряжений рабочая точка
перемещается по некоторой динамической характеристике, форма которой
зависит от соотношения фаз напряжений сигнала и гетеродина. Благодаря
разнице частот /сигн и /гет фазовые соотношения обоих напряжений пе-
риодически меняются с разностной частотой. Если процесс начался с совпа-
дения фаз, то через несколько периодов получается противофазность; через
столько же периодов вновь наступает совпадение фаз и т. д.

За тот период, в течение которого напряжение сигнала совпадает по
фазе с напряжением гетеродина, рабочая точка перемещается сначала
вверх и вправо, так как одновременно повышаются оба напряжения, а за-
тем идет вниз и влево, потому что напряжения понижаются. Значит, дина-
мическая характеристика изобразится линией emf. Развернув на ней напря-
жение сигнала, можно получить период высокочастотной составляющей
анодного тока в виде кривой mfmem (развертка вправо по времени). Эта
развертка имеет превосходство площади прироста тока над площадью его
провала. Следовательно, периоды, близкие к синфазности, создают прирост
среднего анодного тока по сравнению с начальным.

Рис. 591. Возникновение тока разностной часто-
ты в анодной цепи смесителя

Через определенное число периодов напряжения оказываются в проти-
вофазе. Тогда рабочая точка перемещается вниз и вправо, затем вверх и
влево, проходя по динамической характеристике gmh. Развертка анодного
тока по этой характеристике дает период mgmhtn, характеризующийся пре-
восходством площади провала над площадью прироста. Следовательно,
периоды, близкие к противофазности, создают уменьшение среднего анод-
ного тока по сравнению с начальным.

Рассматривая анодный ток за целый ряд периодов высокой частоты,
мы видим, что из-за нелинейности динамических характеристик в составе
анодного тока появляется слагающая разностной частоты (рис. 591). Эта
слагающая создает на зажимах контура, настроенного на промежуточную
частоту, полезное напряжение Um пр, усиленное по сравнению с напряже-
нием сигнала. Составляющие же колебания частрты сигнала и частоты ге-
теродина замыкаются накоротко в анодной нагрузке емкостной ветвью, если
эти частоты выше промежуточной.

Так происходит в гептоде одновременное преобразование частоты и уси-
ление по промежуточной частоте.

Другой вариант двухсеточного преобразователя на гептоде
показан на рис. 592. В этом случае гетеродинный контур включен
в цепь первой сетки и имеет катодную обратную связь трехто-
572
Рис. 592, Схема двухсеточного преобразователя частоты на> геп-
тоде без отдельного гетеродина

чечного типа. Напряжение сигнала действует на третью сетку.
Эта схема позволяет уменьшить общее число ламп в приемнике
на одну.

Специальные преобразовательные лампы не применяются на
метровых и более коротких волнах. Основной причиной этого
оказывается большой урЬвень собственных шумов (большая ве-
личина шумового сопротивления). Кроме того, при весьма высо-
ких частотах уменьшается эффект преобразования (т. е. ампли-
туда тока-промежуточной частоты) при данных напряжениях сиг-
нала и гетеродина. Наконец, невыгодно иметь в комплектации
приемника лампы специального типа.

В диапазоне метровых волн можно выполнить преобразова-
тель на усилительных пентодах (рис. 593). Здесь в двухсеточном
смесителе Л\ гетеродинирующей сеткой служит защитная сетка

Рис. 593. Схема преобразователя частоты на пентодах
пентода. Гетеродин собран на отдельном пентоде Л2, для устра-
нения взаимных влияний контура входа смесителя и контура ге-
теродина напряжение на гетеродинирующую сетку смесителя
снимается не непосредственно с задающего контура гетеродина,
а с катушки контура, включенного в цепь анода гетеродина.

Иногда для улучшения условий стабилизации гетеродина ча-
стоту его автоколебаний устанавливают вдвое или втрое ниже
требуемой гетеродинирующей частоты; тогда для преобразования
используется вторая или третья гармоника анодного тока гетеро-
дина. Преобразование частоты с использованием высших гармо-
ник гетеродина сравнительно часто применялось на ультракорот-
ких волнах, когда отсутствовали лампы для генерации основной
частоты.

Смеситель

Рис. 594. Схема односеточного преобразователя частоты

Односеточное преобразование частоты встречается на практи-
ке реже, чем двухсеточное, так как здесь присоединение контуров
сигнала и гетеродина к общей сетке смесителя повышает воз-
можность их взаимных влияний. На рис. 594 показана одна из
возможных схем односеточного преобразования на пентодах, при-
чем пентод гетеродина работает в триодном включении с парал-
лельным анодным питанием и с контуро^ в цепи сетки. Пере-
менная составляющая анодного тока гетеродина ответвляется
в катодное сопротивление RK смесителя и создает на нем гетеро-
динирующее напряжение. На сетку смесителя действуют совме-
стно напряжение сигнала с зажимов контура предыдущего ка-
скада и гетеродинирующее напряжение с сопротивления /?к.

Схему, изображенную на рис. 593, также можно преобразо-
вать в односеточную; для этого нужно защитную сетку лампы
574
соединить с катодом, а
проводник связи с гетеро-
дином присоединить через
малую емкость к первой
сетке лампы.

Физические процессы одно-
сеточного преобразования ча-
стоты поясняются следующим
образом. Лампа смесителя ис-
пользуется на нелинейном уча-
стке своей анодно-сеточной ха-
рактеристики. Следовательно,
крутизна этой характеристики
под действием напряжения ге-
теродина изменяется периоди-

Рис. 595. Схема кристаллического смеси-
теля с отражательным клистроном

чески, как в двухсеточном сме-

сителе. Но можно пояснить тот же процесс и иначе: при последовательном
включении напряжений сигнала и гетеродина в цепь сетки суммарное на-
пряжение имеет характер биений. В анодной цепи смесителя происходит
детектирование и создается ток разностной частоты, которая свойственна
огибающей кривой биений. По существу это объяснение не отличается от

предыдущего..

На дециметровьих волнах для преобразования частоты может
быть применен дисковый триод. В этом случае возможно только
односеточное преобразование. Обычно колебания сигнала и ге-
теродина подводятся к сеточно-катодной коаксиальной линии
триодного смесителя, а в цепь анода включается контур проме-
жуточной частоты.

Наконец, на сантиметровых волнах преобразователь частоты

составляется из полупроводникового миниатюрного диода и кли-
стронного гетеродина (рис. 595). Диод расположен внутри вол-
новода параллельно силовым линиям электрического поля на
расстоянии около четверти длины волны от поршня, замыкающего
волновод. Открытый конец, волновода связан с антенной, и в него
поступают волны принимаемого сигнала. Резонатор отражатель-
ного клистрона соединен с полрстью волновода короткой труб-
кой, в центре которой размещен провод с петлей, воспринимаю-
щий энергию колебаний гетеродина и излучающий ее во внутрен-
нее пространство волновода. Излучателем служит штырек, вхо-
дящий в полость волновода. Размером штырька определяется
связь гетеродина с диодом. Колебания промежуточной частоты
от диода по коаксиальному кабелю поступают в контур, на-
строенный на эту частоту. Следует помнить, что чрезмерная
связь гетеродина с диодом может привести к выгоранию кристал-
ла последнего.

Элементы супергетеродинных приемников

Входные цепи и каскады резонансного усиления. Схемы вход-
ных цепей приемника и каскадов резонансного усиления на ча-
стоте сигнала нами уже изучены. Известно, что в основном уси-
Ление и избирательность в супергетеродине осуществляются ка-
скадами промежуточной частоты, а потом^ нет принципиальной
необходимости в каскадах усиления на частоте принимаемого
сигнала. Однако в действительности без усиления на частоте сиг-
нала выполняются лишь сравнительно дешевые приемники ра-
диовещательного типа. Объясняется это отчасти возможностью
повысить общее усиление схемы при добавлении лишнего каска-
да (а реже и двух каскадов). Но гораздо важнее другое обстоя-
тельство: стремление ослабить прием в побочных каналах. Осо-
бенно важно это при совместном расположении нескольких ра-
диостанций в одном пункте. Одним из таких каналов является
промежуточная частота.

Представим себе, что среди массы мешающих радиостанций
находится одна, излучающая на частоте, выбранной в качестве
промежуточной. Если сигнал на этой частоте дойдет до входа
смесителя, далее он, не преобразуясь, сможет быть усилен всем
последующим трактом приемника, так как встретит резонанс
в каскадах усиления промежуточной частоты. Ослабить, отфиль-
тровать такую помеху возможно лишь путем хорошей предвари-
тельной селекции до смесителя. Для этого недостаточная селек-.
тивность одних лишь входных цепей и потому резонансные ка-
скады, настроенные на частоту принимаемого сигнала, окажут
существенную помощь. Иногда в цепь антенны включают погло-
щающий контур, настроенный постоянно на промежуточную ча-
стоту приемника.

Не менее (а в большинстве случаев еще более) опасна поме-
ха на зеркальной частоте. Представим себе, что работает пере-
датчик, частота которого симметрична частоте принимаемого сиг-
нала относительно частоты первого гетеродина (рис. 596), т. е.
как бы служит зеркальным отражением сигнала относительно
гетеродина:
От частоты гетеродина зеркальная частота, как и частота сиг-
нала, отличается на величину промежуточной частоты

/зерк /гет /пр*

Следовательно, если напряжение зеркальной помехи прони-
кает на вход смесителя, то далее смеситель создает промежуточ-

ную частоту и помеха усиливается
вместе с сигналом.

Ослабить зеркальную помеху
можно только селекцией на ча-
стоте сигнала, т. е. предваритель-
ной селекцией. Значит, и в этом
отношении желательно иметь не-
сколько резонансных контуров до
смесителя, т. е. ввести в схему уси-
ление на частоте сигнала. Входное
устройство вместе с каскадами
усиления принимаемой частоты
называют предварительным селек-
тором или преселектором.

Кроме того, усиление на частоте

Рис. 597. Сопряжение настройки
в супергетеродинном приемнике

сигнала дает большее превос-

ходство сигнала над внутренними шумами, так как если в каче-
стве первой лампы взять смеситель, то его шумы будут больше,
чем шумы усилителя. После усиления сигнал получит необходи-
мое превосходство над шумами смесителя. На сантиметровых вол-
нах, где резонансное усиление получить трудно, можно применить
входную лампу бегущей волны.

Гетеродины. Первый гетеродин, входящий в состав преобра-
зователя частоты, является обычно диапазонным самовозбуж-
дающимся генератором. Желательно, чтобы его конденсатор на-
ходился на одной оси с конденсаторами блока высокой частоты.
'Но частота гетеродина должна отличаться от частоты сигнала
всегда на одну и ту же величину /пр.

В приемниках длинных, средних и коротких волн, как пра-
вило, частота гетеродина берется выше частоты сигнала. Следо-
вательно, для посадки роторов одинаковых конденсаторов на об-
щую ось приходится в контур гетеродина включать катушку
уменьшенной индуктивности и укорачивающий конденсатор, а
также подстроечный конденсатор (для достижения точного со-
пряжения в трех точках диапазона).

Таким образом, схема сопряженного управления получится
такой, как показано на рис. 597. Включение укорачивающих кон-
денсаторов мы видели в ряде схем преобразователей частоты Ч

1 Инженерный метод выбора элементов контура гетеродина по номо-
граммам дан в статье А. А. Савельева «Номографический расчет со-
пряжения настроек контуров супергетеродинного приемника», журнал «Ра-
диотехника», 1952, Я? 3.
В приемнике, имеющем только один поддиапазон, сопряже-
ния можно добиться подбором формы пластин конденсаторов,
или расстояния между пластинами, или же сдвигом пластин ро-
тора на некоторый угол в конденсаторе гетеродина относительно
роторов других конденсаторов.

Попутный практический вопрос относится к приему телеграфных сиг-
налов. Мы установили, что тон в супергетеродине определяется разницей
между промежуточной частотой и частотой второго гетеродина. Казалось
бы, что этот тон должен быть постоянным для данного приемника, так как
и настройка каскадов промежуточной частоты, и настройка второго гетеро-
дина в процессе приема не изменяются. Однако в действительности тон
можно изменять в некоторых пределах путем поворота ручки основной на-
стройки. Объясняется это следующим. При повороте ручки мы изменяем
частоту первого гетеродина, тогда как частота приходящего сигнала от на-
стройки не зависит и остается постоянной. Следовательно, разность частот
сигнала и первого гетеродина изменяется и промежуточная частота уже
перестает быть номинальной. В результате этого меняется и тон биений
(между промежуточной частотой и частотой второго гетеродина), обнару-
живаемый детектором и телефоном. Разумеется, при такой расстройке слы-
шимость сигнала ослабляется, так как он оказывается вне резонанса как
по высокочастотным каскадам, так и по каскадам промежуточной частоты.
Впрочем, для выбора тона необходима небольшая расстройка (в пределах
1 кгц), В наиболее совершенных приемниках, как указано выше, вводится
переключение частоты второго гетеродина.

Важнейшим требованием к гетеродину преобразователя яв-
ляется требование устойчивости частоты.

Предположим, что частота гетеродина в процессе приема уве-
личилась на А/Гет. Сигнал имеет частоту '/сиги, не зависящую от
приемника. Следовательно, промежуточная частота

/пр /гет А/гет ‘ /сигн /пр 4“ А/^ет

возросла на ту же величину А/гет. Но если А/гет составляла, до-
пустим, малый процент высокой часто™ гетеродина /гет, то для
промежуточной частоты /пр то же отклонение может составить
большой процент, способный вывести сигнал из полосы пропу-
скания каскадов промежуточной частоты.

Для вхождения в связь без поиска и поддержания связи без
подстройки устойчивость частоты настройки приемника должна
быть такой же высокой, как и стабильность частоты передатчика;
для супергетеродинного приемника главным условием устойчи-
вости настройки является стабильность частоты первого гетеро-
дина.

Меры стабилизации частоты гетеродина приемника те же, что
и для задающего генератора в передатчикё. Более того, во мно-
гих радиостанциях малой мощности один и тот же автогенератор
выполняет роль возбудителя при передаче и гетеродина при при-
еме. Но при связи двух таких радиостанций на одной волне пере-
ход с передачи на прием требует изменения частоты автогенера-
тора на величину промежуточной частоты. Это переключение до-
полнительного элемента контура (емкости или индуктивности)
578
автогенератора выполняется общим переключателем «Передача-
прием».

Способы безкварцевой стабилизации частоты рассматривались
детально в § 18. В приемниках применяются также высококаче-
ственные детали контура для гетеродинов, устанавливается сла-
бая связь контура и лампы, включаются термокомпенсирующие
конденсаторы, осуществляются вакуумплотная герметизация де-
талей контуров и стабилизация питающих напряжений, иногда
используются для преобразования высшие гармоники гетеродина
и т. д.

Надежное средство стабилизации гетеродина — кварц. Но при
выбранной и зафиксированной промежуточной частоте приемника
данный кварц пригоден для приема корреспондента только на
одной частоте, отличной от частоты этого кварца на величину
промежуточной частоты. Следовательно, для получения жестко
стабилизированной радиолинии необходима пара кварцевых пла-
стин, отличающихся по частоте на /пр. Одна пластина устанавли-
вается в возбудителе передатчика у передающего корреспондента,
другая — в гетеродине приемника у принимающего корреспон-
дента. Для двусторонней связи необходимы, следовательно, две
пары пластин. Кварцевые пластины и держатели с малым старе-
нием и малым температурным коэффициентом частоты, размещен-
ные в термостатах, дают возможность получить высокую ста-
бильность настройки приемника и выбирать для телеграфной
связи достаточно узкую полосу при связи без поиска. Однако при
этой системе «кварц-волна», как ранее указывалось, требуются
чрезмерно большие комплекты эталонных пластин. Таким обра-
зом, и в приемном устройстве ставится задача стабилизации боль-
шого числа частот с помощью малого количества кварцевых ре-
зонаторов. Здесь возможны два решения: получение сетки ста-
бильных частот, например, синхронизацией частоты плавного
генератора с гармониками кварца (см. рис. 439) или же диапа-
зонно-кварцевая стабилизация частоты.

Если в радиопередатчиках в обоих этих случаях основной
трудностью была борьба против излучения побочных (комбина-
ционных и гармонических) колебаний, то в приемниках те же
трудности связаны с борьбой против возникновения побочных ка-
налов приема, создаваемых комбинациями гармоник частот сиг-
нала и гетеродина, и «свистов», создаваемых интерференцией
промежуточной частоты основного приема и близкой к ней ча-
стоты паразитной комбинации.

.Осуществить диапазонно-кварцевую стабилизацию в приемни-
ках можно следующим путем: первый (высокочастотный) ге-
теродин стабилизируется кварцевым резонатором на определен-
ной частоте, поэтому разные корреспонденты в пределах поддиа-
пазона приемника создают различные значения промежуточной
частоты. В соответствии с этим можно осуществить плавную на*
стройку каскадов промежуточной частоты. Однако при этом те-

37* 579
ряются важнейшие достоинства супергетеродина, основанные на
постоянстве номинала промежуточной частоты. Сочетать диапа-
зонно-кварцевую стабилизацию с постоянной настройкой каска-
дов промежуточной частоты возможно в супергетеродинах с двой-
ным преобразованием частоты, о чем речь будет ниже.

На ультракоротких волнах кварцевая стабилизация приме-
няется, но она требует многократного умножения частоты кварца.
Задача точной настройки на волну корреспондента и поддержа-
ния устойчивой связи может здесь также решаться без кварца
методами автоматической подстройки.

Система автоматической подстройки частоты (АПЧ) гетеро-
дина по частоте принимаемого сигнала содержит частотный дис-
криминатор и реактивную лампу. Сущность работы системы со-
стоит в том, что уход промежуточной частоты в приемнике от
номинала (уход, вызванный нестабильностью частоты гетеродина

Рис. 598. Блок-схема приемника частотно-модулированных сигналов с авто-
подстройкой

приемника или передатчика-корреспондента) превращается в дис-
криминаторе в пропорциональное (по величине и знаку) по-
стоянное напряжение. Реактивная лампа (см. рис. 482) — упра-
витель автоподстройки — под действием этого напряжения изме-
няет частоту гетеродина так, чтобы приблизить разность между
ней и частотой сигнала к номиналу промежуточной частоты, тем
самым корректируя расстройку.

Автоподстройкой нельзя точно восстановить промежуточную
частоту в соответствии с номиналом, если не устранена сама при-
чина ухода частоты, так как воздействие на управитель создается
именно уходом частоты. Однако коэффициент автоподстройки,
показывающий, во сколько раз уход частоты при автоподстройке
меньше, чем без автоподстройки, достигает десятков раз.

В приемниках частотно-модулированных сигналов один и тот
же дискриминатор может участвовать и в детектировании, и
в автоподстройке. На рис. 598 показана блок-схема приемника
частотно-модулированных сигналов с автоподстройкой. Дискри-
минатор имеет два раздельных выходных напряжения: напряже-
580
ние звуковой частоты, действующее на усилитель низких частот,
и постоянное напряжение, действующее на реактивную лампу.
Работа дискриминатора при уходе несущей частоты и при частот-
ной модуляции поясняется на рис. 599. Здесь по горизонтальной
оси левых графиков отложен закон расстройки — постоянной и
модуляционной, а на правом графике показана развертка напря-
жения на выходе во времени. В составе напряжения имеются
постоянная (670) и переменная слагающие, из которых

первая вызвана расстройкой Д/о, а вторая — модуляцией по ча-
стоте при девиации Д/макс.

Усиление по промежуточной частоте. Из схем усиления по про-
межуточной частоте наиболее выгодна схема полосового усиления,

Рис. 599. Постоянная и переменная слагающие
напряжения на выходе дискриминатора в схеме
рис. 598

в которой нагрузкой анодных цепей служат двухконтурные филь-
тры. Ввиду того что каскады промежуточной частоты имеют по-
стоянную настройку, в контурах фильтров ставятся постоянные
конденсаторы малых габаритов. Настройка уточняется тем, что
сердечники, сделанные из специальных сортов магнитодиэлектри-
ков (альсифер, карбонильное железо), перемещаются в катушках.

Как уже указывалось, промежуточную частоту в супергетеро-
динах нужно выбирать с таким расчетом, чтобы при нормальной
добротности контуров получилась требуемая полоса пропускания.
Для телеграфного приема /пр можно взять порядка десятков
килогерц, для телефонного приема при амплитудной модуляции —
в пределах 0,45—1 Мгц, телефонного приема при частотной
модуляции — примерно 1 — 3 Мгц и более (в зависимости от ин-
декса модуляции), а в приемниках радиорелейной многоканаль-
ной связи — 20—60 Мгц и более.
Однако в ряде случаев в выбор промежуточной частоты вно*
сятся поправки. Так, например, нежелательно иметь промежуточ-
ную частоту в диапазоне принимаемых частот, так как при приеме
сигнала около этой частоты на детектор будет действовать и пря-
мой, и преобразованный сигналы, создавая свист в телефоне за
счет биений. Далее, при выборе низкой промежуточной частоты
повышается опасность действия помех по зеркальному каналу
(см. рис. 596). Учитывая, что в полосовых усилителях полоса
пропускания зависит от степени связи между контурами, имеется
возможность сравнительно широкого выбора промежуточной ча-
стоты при нормальной добротности контуров. Возможно примене-
ние кварцевых фильтров, позволяющих изменять полосу пропу-
скания.

Детектирование и автоматическая регулировка усиления.
В современных приемниках чаще других применяется диодный
детектор (ламповый или полупроводниковый). Возможно также
применение катодного детектора. В приемниках частотно-моду-
лированных сигналов перед детектором включается каскад в ре-
жиме ограничения, а детектирование происходит в дискримина-
торе. Несколько иначе строится детекторный каскад со сверхреге-
неративным действием, о чем будет сказано ниже. В телеграф-
ных приемниках буквопечатающих сигналов выпрямление проис-
ходит в схемах, также подобных дискриминатору и предназна-
ченных для управления работой реле.

На детекторный каскад приемника для обычного радиотеле-
фонного приема с амплитудной модуляцией нередко возлагается
задача автоматической регулировки усиления (АРУ).’

Регулировка усиления в каскадах усиления промежуточной
частоты, а иногда также в смесителе и каскадах усиления при-
нимаемой частоты требуется для того, чтобы получить нормаль-
ную амплитуду напряжения на входе детектора при разной на-
пряженности поля сигналов. Тем самым достигается одинаковая
громкость приема при изменениях напряженности поля и устра-
няются перегрузка и нелинейные искажения при сильных сигна-
лах. Особенно важна регулировка усиления на коротких волнах,
где замирание может изменять напряженность поля сигналов в
сотни и даже тысячи раз.

Регулировать усиление можно вручную, увеличивая или
уменьшая крутизну характеристик усилительных каскадов на ра-
бочих участках путем изменения постоянного напряжения на
управляющих или экранирующих сетках. Увеличивая отрица-
тельное смещение на управляющей сетке или снижая положи-
тельное напряжение на экранирующей сетке, мы уменьшаем
крутизну, а вместе с тем и усиление, что следует из формулы

^рез ~pSZ^3.

Но ручная регулировка осложняет управление приемником.
При быстрых замираниях сигнала очень трудно поддерживать
582
Рис. 600. Состав приемника с автоматической регулировкой усиления

вручную постоянство напряжения на выходе. Поэтому регули-
ровка автоматизируется.

Для получения регулирующего напряжения при автоматиче-
ской регулировке усиления обычно используется один из диодов
в двойном диоде. При помощи этого диода выпрямляется коле-
бание промежуточной частоты; выпрямленное напряжение ис-
пользуется как отрицательное смещение для сеток ламп, усили-
вающих высокую и промежуточную частоты. Сильный сигнал
создает большее отрицательное смещение, уменьшая крутизну
ламп на рабочем участке; при этом уменьшается и усиление
каждого каскада.

Блок-схема приемника с АРУ показана на рис. 600. В ней
регулирующее напряжение действует на сетки ламп усилителя
высокой и промежуточной частот и смесителя. Но если прини-
мается слабый сигнал, нежелательно, чтобы он создавал даже
малое смещение. Поэтому действие диода АРУ должно быть
задержано при воздействии слабых сигналов. Эта задача решена
в схеме, приведенной на рис. 601. Здесь лампа двойной диод-
триод выполняет функции детектора, регулятора усиления й
усилителя напряжения низкой частоты на сопротивлениях. Для
регулировки усиления служит цепь правого диода, получающего
переменное напряжение с первого контура фильтра промежуточ-

Рис, 601» Схема автоматической регулировки усиления с задержкой
ной частоты через емкость С. Постоянный ток диода при дей-
ствии сигнала проходит через сопротивление R, верхний зажим
которого имеет отрицательный потенциал относительно корпуса.
Отсюда отрицательное постоянное напряжение снимается на.
сетки регулируемых ламп через фильтры, подавляющие перемен-
ное напряжение. Задержка АРУ осуществлена с помощью катод-
ного сопротивления /?к, в котором анодный ток триода создает
отрицательное напряжение по отношению к корпусу, а следова-
тельно, и по отношению к аноду диода АРУ. Регулировка начи-
нает действовать только тогда, когда амплитуда сигнала превы-
шает напряжение задержки. Иногда в тракт АРУ включается
дополнительный каскад усиления, повышающий напряжение ре-
гулировки.

На схемах каскадов усиления по низкой частоте не останав-
ливаемся. Обычно в супергетеродине для слухового приема
имеется 1—2 каскада усиления низкой частоты.

Супергетеродинные приемники с двойным преобразованием
частоты

В супергетеродинном приемнике с двойным преобразованием
частоты (рис. 602) чаще всего имеется только один каскад уси-
ления принимаемой частоты. Первая промежуточная частота
выбирается достаточно высокой, чтобы зеркальная помеха пре-
образования

1зерк /сиги

успешно подавлялась даже несложным преселектором. Колеба-
ния первой промежуточной частоты усиливаются каскадами, на-
строенными на эту частоту. Настройка производится в контурах
преселектора и первого гетеродина.

Усилитель первой промежуточной частоты обычно содержит
один — два каскада, с выхода которых напряжение действует на
второй преобразователь. Гетеродин последнего постоянно на-

Рис. 602. Блок-схема супергетеродинного приемника с двойным преоб-
разованием частоты
строен на частоту, которая отличается от первой промежуточной
на величину второй промежуточной частоты:

/2 гет /1пром /2пром /2 гет /1 пром /2 пром*

Обычно для стабильности второго гетеродина выгоднее,
чтобы его частота была ниже первой промежуточной.

Основное усиление выполняется каскадами второй проме-
жуточной частоты, значение которой должно быть таким, чтобы

Рис. 603. Кривые избирательности при двойном
преобразовании частоты

при нормальной добротности контуров получалась заданная по-
лоса пропускания. При обычном телефонном приеме эта частота
выбирается в диапазоне средних волн, а при телеграфном при-
еме она может быть и в диапазоне длинных волн. Схемы и ка-
чество каскадов должны быть такими, чтобы скаты резонансной
кривой имели большую крутизну.

Далее, в схеме имеются детектор и каскады низкочастотного
усиления. В случае телеграфного приема на слух требуется тре-
тий гетеродин, колебания которого воздействуют на детектор
совместно с колебаниями второй промежуточной частоты, созда-
вая напряжение тональных биений.

Общее усиление до детектора равно произведению усилений
всех каскадов преселектора, первой и второй промежуточной ча-
стот. Общая резонансная характеристика представляет собой
произведение соответствующих ординат характеристик этих кас-
кадов. На рис. 603 об!цая резонансная характеристика (по
основному каналу) практически совпадает с характеристикой
тракта второй промежуточной частоты.

Зеркальная помеха, частота которой отличается от частоты сигнала на
удвоенное значение первой промежуточной частоты, подавляется только пре-
селектором, как и в обычном супергетеродине. Чем выше первая промежу-
точная частота1, тем успешнее осуществляется подавление в преселекторе.
Но в схеме с двойным преобразованием имеется свой недостаток —
возникновение новых побочных каналов приема и среди них наиболее опас-
ного — зеркальной помехи второго преобразователя частоты. Предположим,
что сигналы мешающей станции проходят тракт преселекции и усиления
первой промежуточной частоты и действуют на второй преобразователь
вместе с колебаниями второго гетеродина. Если эти колебания во взаимо-
действии с колебаниями гетеродина образуют частоту, равную второй про-
межуточной, то мешающий сигнал усиливается дальнейшими каскадами.

Зеркальная помеха второго преобразователя может подавляться изби-
рательными системами преселектора и главным образом каскадов первой
промежуточной частоты. На рис. 603 условно показано размещение зер-
кальных каналов первого и второго преобразователей.

Кварц

Рис. 604. Блок-схема супергетеродина с диапазонно-кварцевой стабилиза-
цией частоты

Практически при разработке приемника выбор схемы с однократным
или двойным преобразованием частоты диктуется в первую очередь необ-
ходимостью подавления побочных каналов. Возможны и такие случаи,
когда наиболее целесообразна схема с тройным преобразованием частоты.

В заключение кратко остановимся на вопросе о стабилизации
частоты в супергетеродине с двойным преобразованием. Уход
частоты любого из гетеродинов на величину под влиянием
дестабилизирующих факторов вызывает отход второй промежу-
точной частоты от своего резонансного значения также на вели-
чину А/. Но в связи с тем, что второй гетеродин настроен на
более низкую частоту, чем первый, большую опасность предста-
вит уход частоты первого гетеродина. Поэтому особенно необхо-
дима устойчивость частоты именно этого гетеродина.

Первый гетеродин можно стабилизировать кварцем, однако
для диапазонного приема в этом случае требуется одновременно
с преселектором перестраивать каскады первой промежуточной
частоты и второго гетеродина (рис. 604).

Проще преселектор выполнить в виде широкополосной системы, про-
пускающей весь диапазон сигналов, но задерживающей зеркальные помехи
первого преобразователя. При этом перестройке подвергаются лишь тракт
первой промежуточной частоты и второй гетеродин,
Особенности Супергетеродинов для приема телеграфных,
однополосных и частотно-модулированных сигналов.

Супергетеродин на полупроводниковых триодах и диодах

Прием радиотелеграфных сигналов. Телеграфные знаки мо-
гут передаваться неравномерным или равномерным кодом. Не-
равномерный код при амплитудной манипуляции принимается на
слух или записывается на ленту ондулятора. Прием на слух вы-
годно вести при узкой полосе пропускания по промежуточной ча-
стоте; обязательно гетеродинное детектирование; возможно при-
менение тональной избирательности по низкой частоте. Боль-
шинство профессиональных приемников предназначено как для
телефонного, так и для слухового телеграфного приема, и ука-
занные требования выполняются при переходе к телеграфному
приему.

Для записи на ленту ондулятора на выходе приемника вклю-
чается выпрямитель, который посылает импульсы постоянного
тока в реле, управляющее работой ондулятора. При управлении
передатчиком с помощью телеграфного трансмиттера и при за-
писи принимаемых сигналов ондулятором может быть достиг-
нута высокая скорость обмена (например, 500 стандартных слов
в минуту). Но текст, записанный на ленту знаками неравномер-
ного кода, требует перепечатывания на машинке, что замедляет
вручение телеграмм адресатам.

Равномерный код при частотной манипуляции применяется
для буквопечатающей связи. Приемник требует высокой помехо-
защищенности, которой можно достигнуть применением узких
полос фильтров, разделяющих частоты посылки и паузы. Но
прием при узких полосах возможен только в случае высокой
стабильности настройки и в первую очередь стабильности пер-
вого гетеродина приемника. Поэтому буквопечатающий прием
выполняется при кварцевой стабилизации частоты первого гете-
родина.

Обычно приемники для буквопечатающей работы имеют двой-
ное преобразование частоты, причем в результате второго пре-
образования данная абсолютная разница частот посылки и
паузы

Д/=Л-/2

приобретает большую относительную величину по отношению
к пониженной промежуточной частоте. Тогда оказывается воз-
можным разделение частот посылки и паузы простыми филь-
трами.

На рис. 605 дана схема выходного устройства приемника
частотно-манипулированных сигналов. Общий тракт для частот
посылки и паузы показан в виде блока fi и f2. Это — усилитель
высокой и первой промежуточной частот и второй преобразова-
тель. После второго преобразователя включается амплитудный
Ограничитель; ,его назначение — поддерживать постоянство ам-
плитуд выходных напряжений посылки и паузы и подавлять
(«срезать») паразитную амплитудную модуляцию сигналов на-
лагающимися на них помехами. Помехи могут иметь двоякое
действие: либо создавать дробление посылок, действуя в некото-
рые моменты в противофазе с напряжением сигнала, либо соз-
давать ложные знаки, действуя в том тракте, в котором в дан-
ный момент нет сигнала (в тракте посылки во время паузы или
наоборот). Чтобы действие помех не сказывалось на записи
текста, необходимо иметь некоторое превосходство амплитуды
напряжения сигнала над наибольшей амплитудой помех на
входе ограничителя.

За ограничителем включены фильтры разделения частот по-
сылки и паузы. На рисунке они представлены контурами, один
из которых настроен на вторую промежуточную частоту посылки

Рис. 605. Схема выходного устройства приемника частотно-манипулиро-
ванных сигналов

Л, другой — на вторую промежуточную частоту паузы F2. Каж-
дый из этих контуров работает на свой выпрямитель (полупро-
водниковый или диодный) с отдельными нагрузочными элемен-
тами RC. На сопротивлении Ro, параллельном всей системе на-
грузок выпрямителей, создается напряжение, изменяющее свою
полярность при смене частоты Л на F2 и наоборот. Поэтому дей-
ствие напряжения на последующее электронное реле оказы-
вается дифференциальным: при повышении потенциала на сетке
верхней лампы реле понижается потенциал сетки нижней лампы
и наоборот. Сигнал Л отпирает верхний триод и запирает ниж-
ний и наоборот. В анодных цепях триодов включены сопротив-
ления, питаемые токами противоположных направлений, так как
средняя точка соединена с источником анодного питания. При
смене частоты Fi на F2 (и обратно) изменяется знак результи-
рующего напряжения между точками А и Б вследствие преобла-
дания тока в той или иной лампе. На выходе получается напря-
жение двух направлений, приводящее в действие телеграфный
аппарат либо поляризованное реле.

Дальнейшим развитием системы частотно-манипулированного
телеграфа является система двухканального частотного телегра-
фирования (ДЧТ). При приеме сигналов ДЧТ задача сводится
к тому, чтобы разделить четыре частоты (F0T, FH1, Fh2 и Fh) сиг-
588
палов йа выходе ограничителя с помощью четырех фильтров,
выпрямить и сгруппировать импульсы таким образом, чтобы по-
лучить нормальные посылки и паузы для управления двумя те-
леграфными аппаратами.

На рис. 606 приводится блок-схема приемного устройства для
ДЧТ. С выхода ограничителя приемника поступают в разное
время колебания четырех частот, разнесенных, например, на
500 гц. Они разделяются полосовыми фильтрами и после усиле-
ния действуют каждое на два выпрямителя. Выпрямленные токи
комбинируются по отношению к нагрузочным сопротивлениям
двух отдельных выходов, включенным за телеграфными филь-
трами; смысл комбинации состоит в том, чтобы ток посылки
в верхнем выходе создавался как колебанием частоты F , так и
частоты FH; ток паузы в верхнем выходе — как колебанием ча-
стоты FH2, так и частоты F0T и т. д.

Прием сигналов при однополосной радиотелефонии. Радио-
телефонную передачу на одной боковой полосе частот можно
принять на обычный приемник, имеющий в своем составе гете-
родинный детектор. Для этого нужно настроиться на полосу
частот сигнала и одновременно включить гетеродин, восстанав-
ливающий на входе детектора несущее колебание. Тщательно
подобрав частоту гетеродина, можно услышать в телефоне пере-
даваемую речь. Но даже незначительный (на десятки герц) уход
частоты любого из гетеродинов приемника в ту или другую сто-
рону будет приводить к искажению речи. Подобная. система
однополосного приема возможна лишь при очень высокой ста-
бильности частот сигнала и гетеродинов приемника.

Это вынуждает усложнять аппаратуру однополосной радио-
телефонии, со-храняя в передатчике постоянно излучаемый «пи-
лот-сигнал» и вводя в состав приемника систему автоматиче-
ской подстройки по этому сигналу. Часто в качестве пилот-сиг-
нала используется остаток несущего колебания, амплитуда на-
пряжения которого в передатчике не подавляется полностью, а
сохраняет значение, равное приблизительно 15% нормальной ве-
личины. Пилот-сигнал используется также для автоматической
регулировки усиления приемника в случае замираний сигнала.

Если промежуточная частота может быть взята достаточно
низкой, то остаток несущей можно выделить с помощью узкопо-
лосного фильтра, затем усилить и после ограничения по макси-
муму на требуемом уровне подвести к детектору как восстанов-
ленную несущую или к гетеродину для синхронизации его коле-
баний. Одновременно пилот-сигнал через дискриминатор должен
воздействовать на управитель первого гетеродина для автопод-
стройки, благодаря которой остаток несущей сохраняется в пре-
делах полосы пропускания узкополосного фильтра.

Блок-схема устройства для приема сигналов при однополос-
ной радиотелефонии дана на рис. 607.
Выпрямители

„ Ограни-

Приемнин - читель

ла —

~* ^hZ

тель

Усили-
тель

Усили-

. Усили-
“ тель

Усили-
тель

Нажатие 1

Фильтр
нижних1
частот

пулятор

1-го нонила

Фильтр
ни
wcmwl Отжатие 1

Фильтр Hantcamue 2
нижних
Частот

Филыпр
нижних

Отжатие 2

пулятор

Лини»

Линия

Рис. 606. Блок-схема приемного устройства для двухканального частотного телеграфирования (ДЧТ)
Здесь в качестве восстанавливаемого несущего колебания
использован пилот-сигнал. Однако такая система дает плохие ре-
зультаты при замираниях. Система с автономным гетеродином-
восстановителехМ более перспективна.

Прием частотно-модулированных сигналов. Частотная моду-
ляция применяется на ультракоротких волнах. В составе прием-
ников частотно-модулированных сигналов имеются амплитудный
ограничитель и дискриминатор (см. рис. 598). Полоса пропуска-
ния выбирается применительно к индексу модуляции с учетом
нестабильности частоты. Как правило, полоса требуется более
широкая, чем для приема амплитудно-модулированных сигналов.
.Нередко поэтому бывает необходим выбор повышенной проме-
жуточной частоты и уменьшение усиления на каскад. Но на вход

Рис. 607. Блок-схема приемника для однополосной радиотелефонии

ограничителя должны действовать значительные амплитуды на-
пряжения сигнала (несколько вольт). Поэтому в приемниках
частотной модуляции число каскадов усиления промежуточной
частоты обычно увеличивается.

Для слухового телефонного приема усиление по низкой ча-
стоте требуется небольшое. Если необходимо иметь в приемнике
минимальное число ламп, то можно использовать один и тот же
каскад для усиления как по высокой, так и по низкой частоте.
Такое двойное усиление в одной лампе называют рефлексным
способом усиления] оно возможно при сравнительно малых
амплитудах низкочастотного сигнала.

Высокое качество приема при частотной модуляции делает
весьма перспективным радиовещание на ультракоротких волнах.
Но высокое качество приема реализуется лишь при точном соот-
ветствии несущей (центральной) частоты сигнала средней точке
характеристики дискриминатора, иначе могут возникать искаже-
Рис. 608. Пример схемы супергетеродина на полупроводниковых приборах
ния. Следовательно, требование высокой стабильности частот
передатчика и гетеродина приемника, а также требование точ-
ной установки настройки приемника здесь сохраняются. Автома-
тическая подстройка частоты гетеродина несколько облегчает эту
задачу.

Приемник на полупроводниковых приборах. Для иллюстра-
ции применения полупроводниковых (кристаллических) диодов и
триодов в приемниках приведем одну из возможных схем.супер-
гетеродина на таких приборах (рис. 608). Приемник предназна-
чен для радиотелефонного приема на длинных и средних волнах.
Питание осуществляется от батареи 40 в или от сетевого выпря-
мителя.

Приемник содержит входное устройство, смеситель 2 на пло-
скостном триоде типа П1Е по схеме с общим основанием, гете-
родин 1 на точечном триоде типа С2В с контуром в цепи осно-
вания, три каскада усиления промежуточной частоты (5, 4, 5)
по схеме с общим эмиттером на триодах типа П1Е, детектор б
на диоде типа ДГ-Ц6, два каскада усиления напряжения низкой
частоты (7 и 8) на триодах типа П1В (с общим коллектором и
общим эмиттером) и выходной двухтактный усилительный ка-
скад (9, 10) на триодах П2. При выходной мощности 150 мет
приемник потребляет от единственной батареи ток 10 ма, т. е.
400 мет. Потребление самого экономичного лампового приемника
с тем же числом каскадов оказалось бы несколько большим Ч

Расширение области использования полупроводниковых при-
боров в радиоприемной аппаратуре связано с расширением ча-
стотных свойств этих приборов, повышением их температурной
устойчивости, уменьшением собственных шумов и выполнением
ряда других требований.

28. СВЕРХРЕГЕНЕРАТИВНЫЙ ПРИЕМ

О регенерации и сверхрегенерации

Наряду с супергетеродинами довольно долго существовали
приемники прямого усиления, в которых применялся регенера-
тивный способ повышения чувствительности и избирательности.
Регенерация в усилительном каскаде есть не что иное, как по-
ложительная обратная связь. Прием с использованием эффекта
регенерации называется регенеративным.

В приемниках прямого усиления регенерация использовалась
часто в каскаде сеточного детектирования (рис. 609). Схема де-
тектора дополнена катушкой обратной связи £а. Если обратная
связь отсутствует (Л4 = 0), то каскад выполняет задачи детекти-
рования в цепи сетки и усиления низкой частоты в цепи анода —

1 Наиболее экономичные современные лампы потребляют по накалу
20—25 мет.

38- 1404 593
на нагрузочном сопротивлении ZQ (сопротивление, либо дроссель,
или трансформатор низкой частоты). Напряжение высокой ча-
стоты амплитудно-модулированного сигнала, действуя через бло-
кировочный конденсатор Cg на промежуток сетка — катод, соз-
дает импульсы тока сетки. Постоянная слагающая тока этих
импульсов при модуляции сигнала изменяет свою величину по
закону модулирующего напряжения. Проходя по сопротивлению
Rg, она образует на нем напряжение, отрицательное по отноше-
нию к сетке и содержащее слагающую звуковой частоты. Описан-
ный процесс аналогичен процессу детектирования в диоде с ак-
тивно-емкостной нагрузкой.

Но далее сеточное детектирование имеет свои особенности:
создаваемое выпрямленным током напряжение на сопротивле-
нии Rg действует на ту же сетку. Это полезный эффект, усили-
ваемый в цепи анода. Но, кроме звуковой частоты, в составе
анодного тока имеется и слагающая высокой частоты, которая
мимо нагрузки ZQ замыкается на катод через конденсатор Сб.

Рис. 609. Регенеративный каскад

Итак, особенностью сеточного детектирования оказывается одно-
временное и принципиально необходимое воздействие на сетку
как напряжения высокой частоты, так и выпрямленного напря-
жения, содержащего звуковую частоту.

Высокочастотная составляющая анодного тока, проходя че-
рез катушку £а в регенеративной схеме, наводит в контуре об-
ратную э. д. с., синхронную с э. д. с. сигнала. При правильном
включении выводов катушки Za обе э. д. с. синфазны, обратное
действие восполняет частично потери в контуре, улучшает его
эквивалентную добротность и тем самым увеличивает напряже-
ние сигнала на сетке. Следовательно, регенерация служит сред-
ством повышения усиления приемника при радиотелефонном
приеме.

При достаточной величине коэффициента взаимоиндукции М
обратной связи потери в контуре могут компенсироваться полно-
стью и в регенеративном каскаде возникают автоколебания.
Частота их определяется в основном параметрами контура LC.
Автоколебания нарушают телефонный прием, но дают возмож-
ность осуществить телеграфный прием на слух без отдель-
ного гетеродина. Для этого контур LC немного расстраивается
594
по отношению к сигналу, и детектор создает разностную тонаЛЬ*
ную частоту. Этот способ телеграфного приема называется авто-
данным.

Из теории автоколебаний известно, что критическая взаимоиндукция,
соответствующая порогу самовозбуждения, имеет величину

„ _ RC

Мкр — £ >

или иначе

R-----^- = 0.

С*

Физически этим выражается условие восполнения потерь в Контуре,
когда его активное сопротивление становится равным нулю. Величину
• , имеющую размерность сопротивления (омы), можно рассматривать

как отрицательное активное сопротивление, вносимое в контур действием
обратной связи:

с*

При критической связи это сопротивление точно равно сопротивлению
контура. При связи меньше критической оно меньше сопротивления кон-
тура и собственные колебания в нем затухают. При связи больше крити-
ческой в контуре остается отрицательное результирующее сопротивление и
колебания нарастают до тех пор, пока уменьшение средней крутизны ха-
рактеристики не установит баланса амплитуд, т. е. пока не будет достиг-
нуто соотношение

и колебание будет продолжаться с постоянной амплитудой.

Регенеративный прием сейчас не практикуется, потому что
современные пентоды высокой частоты дают большое усиление
и без регенерации, а необходимость регулировки обратной связи
в регенераторе при каждой новой настройке осложняет управле-
ние приемником, и прием у порога самовозбуждения оказы-
вается неустойчивым.

Применение положительной обратной связи для повышения
усиления приемника возможно в малогабаритных приемни-
ках переносных радиостанций, работающих в диапазоне ультра-
коротких (преимущественно метровых) волн. Здесь обратная
связь позволяет создать чувствительный приемник при малом
числе ламп. Но режим работы каскада с обратной связью в этом
случае устанавливается сверхрегенеративный, г. е. режим преры-
вистых автоколебаний.

Простейшая схема однолампового сверхрегенеративного при-
емника дана на рис. 610. В этом каскаде выполняются задачи
усиления по высокой частоте, детектирования и усиления по низ-
кой частоте, т. е. те же задачи, которые мог бы выполнять и

38* 595
Рис. 610. Принципиальная схема одно-
лампового сверхрегенеративного при-
емника

регенеративный каскад. Но величина усиления и устойчивость
приема в сверхрегенеративном каскаде гораздо выше.

Особенность сверхрегенератора состоит в том, что в цепи его
сетки действует генератор вспомогательной частоты /р. Обрат-
ная связь М выбрана боль-
ше критической, в контуре
компенсируются потери и
могут существовать автоко-
лебания. Амплитуды их дол-
жны быть пропорциональны
амплитудам принимаемого
модулированного сигнала.
Для этого включается гене-
ратор вспомогательной сверх-
звуковой частоты /р (обыч-
но 30—200 кгц). Он создает
на сетке лампы переменное

смещение, которым лампа периодически отпирается и запирается,
т. е. крутизна в рабочем участке изменяется от нуля до некото-
рого значения SMaKC.

Когда лампа заперта, в контуре имеется только собственное
активное сопротивление, /? и автоколебания существовать не мо-
гут. Когда лампа отпирается, активное сопротивление /?----

становится отрицательным и автоколебания возникают и нарас-
тают. Таким образом, собственные колебания периодически пре-
рываются с более низкой вспомогательной частотой /р, которая
называется «прерывающей», или «дробящей».

При отсутствии внешнего сигнала электрическими «толч-
ками», необходимыми для возникновения «вспышек» собствен-
ных колебаний, служат хаотические электронные флюктуации.
Поэтому начало каждой вспышки нерегулярно и в составе вы-
прямленного и усиливаемого напряжения содержатся- одновре-
менно колебания самых различных звуковых частот, создающие
в телефоне шум.

При действии сигнала, модулированного по амплитуде и пре-
восходящего уровень собственных шумов, процесс возникновения
вспышек автоколебаний становится регулярным, энергия колеба-
ний зависит от амплитуды сигнала и в результате детектирова-
ния создается ток звуковой частоты.

Физические процессы приема, модулированного сигнала для
одного из возможных режимов сверхрегенератора показаны на
рис. 611. Верхний график изображает величину напряжения пре-
рывающего генератора на сетке лампы (для наглядности это на-
пряжение представлено графиком прямоугольной формы). Вто-
рой график соответствует напряжению принимаемого модулиро-
ванного сигнала; именно этот сигнал вызывает теперь каждую
вспышку колебаний. На третьем графике показаны вспышки
596
Правящее колебаний

Рис. 611. Изображение процессов сверхрегенера-
тивного приема модулированных сигналов

автоколебаний. Они регулярно возникают в момент перехода пре-
рывающего напряжения на сетке от отрицательного к положи-
тельному; максимальная амплитуда каждой вспышки пропор-
циональна начальному «толчку», т. е. амплитуде сигнала: авто-
колебания управляются сигналом. Последний график представ-
ляет выпрямленный ток, который имеет характер импульсов,
причем среднее значение их содержит составляющую низкой
(модуляционной) частоты, слышимую в телефоне.

Регулярные вспышки при действии сигнала уже не содержат
шумовых составляющих, т. е. шум подавляется сигналом, в том
числе и немодулированным. Подавление шума служит признаком
настройки на работающую станцию.

Один сверхрегенеративный каскад при правильном выборе
режима может усилить напряжение в миллион раз. Действи-
тельно, детектированию подвергаются вспышки собственных

Дробящее колебание

Вспышки колебаний высокой частоты

Рис. 612. Изображение процессов сверхрегенератив-
ного приема модулированных сигналов в нелинейном
режиме

Илтцльсы после детектора
Колебаний, амплитуды которых достигают нескольких вольт.
Управляются же вспышки принимаемыми сигналами, амплитуды
которых исчисляются иногда микровольтами. Лампа в этом про-
цессе выполняет роль преобразователя энергии анодной батареи
в энергию автоколебаний; усилительные же свойства лампы не
играют главной роли.

Указанный на рис. 611 режим работы сверхрегенератора может су- •
щественно измениться, если понизить дробящую частоту и тем самым уве-
личить время нарастания колебаний для каждой их вспышки. Амплитуды
автоколебаний будут достигать своего установившегося значения; пропор-
циональность между максимальной амплитудой автоколебаний и амплиту-
дой сигнала нарушится. Такой «нелинейный» режим работы сверхрегенера-
тора представлен на рис. 612. Здесь имеется искажение сигнала за счет
указанной непропорциональности амплитуд, так как средний ток опреде-
ляется не величиной максимумов, а длительностью вспышек колебаний.
Однако приемник работает более устойчиво при изменениях питающих на-
пряжений, благодаря чему этот режим выгодно применять в переносной
аппаратуре.

Примеры сверхрегенеративных схем

Совмещение функций сверхрегенеративного усиления и детек-
тирования в одном каскаде практикуется часто, но оно не обя-
зательно. Сверхрегенерация может быть введена и в каскаде уси-
ления по сверхвысокой частоте, и в сеточном детекторе, и в кас-
каде усиления промежуточной частоты супергетеродина. Но зна-
чительный эффект достигается лишь в том случае, когда усили-

Др

Сз

От
УВЧ

Л]

Рис. 613. Детекторно-сверхре-
генеративный каскад с отдель-
ным генератором дробящей ча-
стоты

+Еа

ваемая и дробящая частоты суще-
ственно отличаются одна от другой
(на несколько порядков), так как
если их значения близки, то время
каждой вспышки будет недостаточ-
ным для нарастания колебаний.

На рис. 613 представлен детек-
торно-сверхрегенеративный каскад с
отдельным генератором колебаний
дробящей частоты. Обратная связь
с анода на сетку лампы Л± выпол-
нена по трехточечной схеме в кон-
туре LiCi. Генерация дробящей ча-
стоты происходит в лампе Л2 с кон-
туром Ь2С2 и индуктивной обратной
связью, а прерывающее напряжение
действует на сетку с зажимов
конденсатора С4. Трансформатор Тр,
блокируемый по частоте прерыва-
ний конденсатором С3, питается то-
ком низкой частоты, получаемым при
детектировании в лампе Ль Потен-
циометр R позволяет подбирать
анодное напряжение на лампах и тем самым устанавливать вы-
годный режим работы.

Схема детекторно-сверхрегенеративного каскада с генерацией
колебаний сверхвысокой и дробящей частот в одной лампе при-
ведена на рис. 614. Это пен-

тод, в котором контур часто-
ты сигнала /с включен в
цепь управляющей сетки, а
контур дробящей частоты
/р — в цепь анода. Катушки
обратной связи для генера-
ции той и другой частот
включены последовательно в
цепь экранирующей сетки.
Подобная схема позволяет
уменьшить число ламп в
приемнике.

Наконец, можно исклю-

Рис, 614. Детекторно-сверхрегенера-
тивный каскад с двойной генерацией

чить контур дробящей ча-

стоты из схемы и выполнить прерывистую генерацию автомати-
ческим смещением. С этой целью величины сопротивления Rg
и конденсатора Cg нужно выбирать такими, чтобы смещающее
напряжение нарастало медленнее, чем амплитуды автоколебаний.
Смещение должно с некоторым запаздыванием достигать той ве-
личины, при которой автоколебания срываются. В подобной схеме

амплитуда сигнала определяет частоту вспышек и, следова-
тельно, уровень среднего выпрямленного тока.

Сверхрегенеративный прием нецелесообразен в тех случаях,
когда можно выполнить нормальный супергетеродинный при-
емник.

29. ОСНОВНЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ И КЛАССИФИКАЦИЯ
ПРИЕМНИКОВ

Чтобы объективно оценить свойства приемника, необходимо
выразить цифрами его основные показатели. Важнейшие среди
электрических показателей —.выходная мощность, чувствитель-
ность, полоса воспроизводимых частот, избирательность, точ-
ность установки и устойчивость частоты. Этими показателями
характеризуются радиотелефонные приемники для амплитудно-
модулированных сигналов на длинных, средних и коротких вол-
нах. Для приемников иного назначения, при иных видах сигна-
лов и в иных диапазонах частот основные показатели могут от-
личаться от перечисленных не только количественно, но и по
существу.

Выходной мощностью приемника (выражаемой в ваттах или
милливаттах, а иногда в вольтамперах) называют такую мощ-
ность в потребителе (в телефоне, громкоговорителе), которая
соответствует границе допустимых нелинейных искажений. С уве-
личением амплитуды напряжения на входе последнего каскада
приемника увеличивается мощность в потребителе, но возрастает
и коэффициент нелинейных искажений. Увеличение мощности
ограничивается значением коэффициента нелинейных искажений
(примерно £/<10%). Но такая мощность должна соответство-
вать стопроцентной модуляции в передатчике. При нормальной
(средней) глубине модуляции в 30% мощность окажется умень-
шенной пропорционально квадрату уменьшения коэффициента
модуляции, т. е. приблизительно в 10 раз. Поэтому нормальную
выходную мощность принимают равной одной десятой доле наи-
большей допустимой величины. Например, приемник, мощность
которого достигает 4 вт при наибольших допустимых искаже-
ниях, в нормальных условиях отдает лишь 400 мет.

Чувствительность приемника — это способность его обеспе-
чить нормальный прием при слабых э. д. с. сигнала в антенне.
Количественно чувствительность приемника характеризуется той
э. д. с. ЕА в антенне, при которой в оконечный прибор поступает
нормальная мощность, и при этом сигнал достаточно прёвосходит
внутренние шумы. Чем больше требуемое значение ЕА, тем хуже
(меньше) чувствительность.

Для приемника с невысокой чувствительностью или узкой
полосой пропускания наименьшая э. д. с. в антенне определится
усилением всех каскадов приемника, так как внутренние шумы
при этом не наблюдаются. Если же приемник имеет высокую
чувствительность, то уровень внутренних шумов может воспре-
пятствовать использованию полного возможного усиления. Высо-
кой называют чувствительность, соответствующую минимальной
э. д. с. сигнала в антенне, не превышающей единиц и даже до-
лей микровольта. При сильных внешних помехах приходится
уменьшать чувствительность с помощью регулятора усиления,
тем самым лишаясь возможности принимать слабые сигналы,
не обладающие превосходством над помехами. Связь в этих
условиях можно восстановить применением антенн с большими
коэффициентами усиления в сторону корреспондента и повыше-
нием мощности передатчика корреспондента.

При приеме ультракоротких волн (особенно дециметровых
и сантиметровых) внешние помехи играют малую роль в сравне-
нии с собственными шумами. Мощность шумов, ограничивающая
чувствительность приемника, пропорциональна произведению
коэффициента шума Af на полосу пропускания АЛ. Следова-
тельно, при заданной полосе пропускания приемник будет тем
чувствительнее, чем меньше его коэффициент шума N.

Полоса воспроизводимых частот характеризуется шириной
спектра первичного сигнала, воспроизводимого на выходе прием-
ника практически равномерно, т. е, без относительного подавле-
еоо
Ния. Так, радиовещательные приемники воспроизводят полосу
частот 50—10 000 гц, а профессиональные телефонные прием-
ники— только 300—2700 гц. Полоса частот ограничивается
снизу спадом характеристики низкочастотного тракта, а сверху—
либо спадом той же характеристики в области высших звуковых
частот, либо подавлением высших боковых частот модуляции
в усилителе промежуточной частоты при ограниченной полосе
пропускания в нем.

Избирательность приемника — это способность его выделить
полезный сигнал из всей суммы напряжений, наводимых в ан-
тенне внешними полями. В первом приближении об избиратель-
ности судят по резонансной характеристике приемника. В свою
очередь форму резонансной характеристики можно грубо оцени-
вать отношением полосы пропускания к полосе мешания: чем
ближе это отношение к единице, тем выше избирательность при-
емника. Границами полосы пропускания по радиочастоте счи-
тают^такие расстройки, при которых чувствительность ухудшается
в ураз, границами полосы мешания — расстройки, ухудшаю-
щие чувствительность в 10 раз. Однако эти цифры не всегда
удобны и достаточны для оценки формы резонансной характери-
стики. На практике часто границами полосы пропускания счи-
тают расстройки, ухудшающие чувствительность в 2 раза по
сравнению с резонансной, а для полосы мешания берут границы,
соответствующие ухудшению чувствительности в 100 или
1000 раз.

Избирательность может ухудшаться, если обнаруживаются
побочные каналы приема (например, зеркальный канал).

Точность установки и устойчивость частоты количественно
определяются так же, как и для передатчиков.

Разумеется, для полной оценки приемника необходимо учи-
тывать и многие другие показатели, например диапазон частот,
потребляемую мощность питания, вес и габариты, удобство
управления, степень регулировки усиления, технологичность в се-
рийнОхМ производстве и т. д.

В основу классификации приемников можно взять самые
разнообразные признаки. Укажем лишь некоторые из них, отно-
сящиеся к профессиональной аппаратуре:

— место эксплуатации и назначение приемника;

— диапазон принимаемых частот и число поддиапазонов;

— название схемы (супергетеродин с однократным, двойным
или тройным преобразованием частоты, сверхрегенеративный
приемник и т. д.);

— виды принимаемых сигналов (телеграфный приемник, те-
лефонный, телефонно-телеграфный, телевизионный и т. д.) и их
манипуляции или модуляции;

— возможности приема уплотненных передач;

— чувствительность;
— способы стабилизации частоты и стабильность настройки;
— число каскадов;

— источники и способы питания;

— типы приемных антенн.

Радиовещательные приемники делятся на несколько классов
по совершенству и сложности схемы и конструкции. Для профес-
сиональной аппаратуры деление на классы может быть связано
лишь с назначением приемника, но применительно к своему на-
значению приёмник каждого класса должен быть совершенным
аппаратом.

С развитием полупроводниковой техники приемники начали
делить на ламповые, кристаллические и смешанного типа.

Для диапазонов сверхвысоких частот важен тип входного ка-
скада (с пентодом, дисковым триодом, лампой бегущей волны,
кристаллическим диодом и т. п.).

Радиоприемные устройства характеризуются малыми мощно-
стями сигналов в большинстве каскадов аппаратуры. Это затруд-
няет экспериментальное наблюдение и проверку физических про-
цессов и количественных соотношений в элементах радиоприем-
ных устройств и усложняет измерительную аппаратуру, которая
будет кратко описана в последней главе.
ГЛАВА СЕДЬМАЯ

РАДИОРЕЛЕЙНАЯ СВЯЗЬ

30. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ

Радиорелейная линия представляет собой ряд приемно-пере-
дающих установок, из которых две оконечные обслуживают кор-
респондентов, а остальные — промежуточные, расположенные
между оконечными, предназначаются для приема сигналов от
предыдущей станции и передачи их на следующую станцию. Схе-
матически радиорелейная линия показана на рис. 615. Каждая
оконечная установка имеет радиопередатчик и радиоприемник,
необходимые .для одновременной передачи и приема сигналов, т. е.
для дуплексной связи. Передача и прием ведутся на разных вол-
нах, благодаря чему передатчик не нарушает работы приемника.

Промежуточная станция должна принимать сигналы одного
корреспондента и автоматически переизлучать их на другой
волне, чтобы второй корреспондент мог вести прием на расстоя-
нии от первого, превышающем предельное. Эта станция названа
релейной или ретрансляционной. В состав каждой такой станции
входят два передатчика и два приемника (для двух направлений
обмена). Первый приемник (приемник 1 на рис. 615) левой про-
межуточной станции настроен на приходящую волну Хь Приня-
тый сигнал усиливается, преобразуется и управляет (без участия
оператора) своим передатчиком, который излучает уже волну Х2.
Это сделано для того, чтобы излучаемые колебания не воздей-
ствовали на свой приемник. Следующая ретрансляционная стан-
ция принимает на волне Х2 и излучает на волне Хх или на некото-
рой иной и т. д.

Второй приемник (приемник 2) правой промежуточной стан-
ции настроен на волну Х3 (приходящую справа), а второй пере-
датчик этой станции излучает сигналы на волне Х4. Второй при-
емник левой промежуточной станции настроен на волну Х4, а вто-
рой передатчик излучает сигналы вновь на волне Х3 или на неко-
торой иной и т. д.
пидЬ
эпнэшнаноду

апнэшнэноуу

Любой передатчик радиорелей-
ной линии должен излучать только
в сторону соседней установки, а лю-
бой приемник — принимать сигналы,
приходящие только со стороны сосед-
ней установки. Излучение в других
направлениях будет бесполезной за-
тратой энергии, а прием с других
направлений только увеличит ве-
роятность помех.

Следовательно, антенны всех ре-
трансляционных установок должны
обладать направленным действием
вдоль линии в сторону соответствую-
щей соседней станции.

Свойствами направленности об-
ладают антенны сверхвысоких ча-
стот (метровых, дециметровых и сан-
тиметровых волн). Именно в этих
диапазонах и выбираются волны для
радиорелейных линий.

Расширение диапазона в сторону
более длинных (свыше 5—6 м) волн
ограничивается тем, что (при неко-
торой заданной остроте направлен-
ности) размеры антенных устройств
возрастают, увеличиваются их гро-
моздкость и сопротивление ветру
(парусность), а при приемлемых
размерах антенн не получается же-
лательной7 направленности излуче-
ния и приема. Кроме того, на корот-
ких волнах увеличиваются помехи и
невозможно создать большое число
телефонных каналов.

Расширение же «радиорелейного»
диапазона в сторону более коротких
(миллиметровых) волн ограничи-
вается другими причинами. Среди
них существенное значение имеют
условия распространения радиоволн
в тропосфере: волны длиной 3 .см и
короче значительно поглощаются и
рассеиваются каплями дождя, сне-
гом и даже туманом, вследствие
чего связь зависит от тропосферных
«гидрометеоров», т. е. недостаточно
устойчива.
С увеличением протяженности радиолинии и числа каналов
в ней обычно целесообразно вести прием и передачу на более
коротких волнах. Известны радиолинии, работающие в метровом
диапазоне волн (от нескольких десятков мегагерц и выше). Су-
ществуют радиорелейные системы, использующие дециметровые
волны (например, частоты около 900 Мгц). Имеются также ра-
диолинии большой протяженности с большим числом каналов,
работающие на волнах сантиметрового диапазона (средняя ча-
стота рабочего участка 4000 Мгц).

Радиорелейные линии могут использоваться для связи на раз-
личные расстояния. Если радиорелейная аппаратура рассчитана
на дальние связи, то между оконечными станциями на трассе
располагают десятки промежуточных установок. Радиорелейная
связь осуществляется по стационарным линиям или с помощью
подвижных станций.

По сравнению с обычной радиосвязью радиорелейная'связь
имеет ряд преимуществ. Для нее требуется значительно меньшая
мощность передатчиков. Если обычная радиостанция для устой-
чивой связи 1на расстояние в 40 км должна иметь передатчик
мощностью не менее 100 вт, то две радиорелейные станции при
правильном их расположении на местности способны обеспечить
связь на то же расстояние при мощности передатчика в единицы
и даже доли ватта.

Радиорелейные станции допускают уплотнение линии несколь-
кими каналами (вплоть до многих сотен каналов) как телефон-
ными, так и телеграфными и фототелеграфными; специальные ра-
диолинии допускают и передачу телевизионных сигналов. Прак-
тически наибольшее число каналов выбирается при разработке
радиорелейной аппаратуры в соответствии с потребностями того
направления связи, для которого она предназначена. Качество
связи по радиорелейной линии сравнимо с качеством телефонной
связи по хорошему кабелю и практически мало зависит от времени
года и суток, от состояния атмосферы и от случайных помех.
Связь более устойчива и по отношению к преднамеренным поме-
хам благодаря высокой направленности антенн и ограниченной
дальности распространения ультракоротких волн. Повышается
скрытность связи. Наконец, при радиорелейной связи обеспечи-
вается весьма совершенная система дуплексного обмена.

Радиорелейная связь имеет преимущества и перед проводной
связью. Благодаря отсутствию проводов общий вес аппаратуры и
материалов на данное число каналокилометров оказывается зна-
чительно меньшим, чем для проводной линии. Уменьшается и
время на развертывание линии. Радиорелейная связь возможна
через участки местности, недоступные для прокладки проводов.
Неисправности радиорелейной линии бывают лишь в аппаратуре,
размещенной в удаленных друг от друга точках, тогда как про-
водная связь нарушается при неисправности линии в любом пункте
трассы; это сокращает расход сил и средств на охрану и линей-
ное обслуживание радиорелейной связи.

Необходимо учитывать и некоторые особенности, ограничивающие воз-
можности радиорелейной связи в сравнении с радиосвязью на коротких
волнах и с проводной связью. Если две коротковолновые станции при уме-
лом их использовании могут обеспечить связь пространственными волнами
на тысячу и более километров, то для радиорелейной связи на то же рас-
стояние требуется значительное количество станций, причем для каждой
из них необходимы более или менее высокие антенные опоры. При помощи
радиостанции можно связаться с любым корреспондентом в пределах даль-
ности действия станции, а по радиорелейной линии — только с теми абонен-
тами, которые входят в данную систему связи, поэтому циркулярность со-
общений ограничивается. Радиорелейная аппаратура сложнее, чем аппара-
тура проводной связи, и требует особенно высокой надежности многочислен-
ных ламп и деталей, от которых зависит устойчивость работы радиолинии.

Рис. 616. Трасса радиорелейной линии связи

Какими соображениями определяется выбор точек размещения
отдельных станций, т. е. прокладка трассы радиорелейной линии
связи (рис. 616)?

Удаление друг от друга соседних радиорелейных станций
ограничивается расстояниями, при которых сохраняется «взаим-
ная видимость» между антеннами соседних установок. Под назва-
нием «взаимная видимость» подразумевают не оптическую види-
мость, а возможность успешного приема одной из антенн радио-
волн, излучаемых другой антенной.

Вполне понятно, что станции могут быть расположены тем
дальше друг от друга, чем выше их антенны. Если не учитывать
возможности рефракции сверхкоротких волн, то при одинаковой
высоте h (в метрах) подъема антенн соседних станций преодо-
леваемое радиоволнами расстояние d (в километрах) между ними
в случае идеально шарообразной поверхности земли

VЪ.

Чтобы увеличить расстояние «взаимной видимости» в 3 раза, по-
требовалось бы увеличить высоту антенных вышек в 9 раз, а стои-
мость их сооружения возросла бы еще резче. Практически антен-
ные опоры строятся высотой 10—70 м и более, а расстояние
606
«взаимной видимости» между соседними станциями в среднем
принимают равным 40—50 км.

Условия радиопередачи существенно изменяются при наличии
гор, холмов, лесных массивов, построек и т. п. Если подобные
препятствия находятся между соседними станциями и «закры-
вают» трассу радиолинии, то они могут вызвать нарушение
связи.

Могут быть случаи, когда один или несколько интервалов ра-
диорелейной трассы окажутся «закрытыми» или же линия прямой
видимости пройдет близко от верхнего уровня выпуклости поверх-
ности земли или препятствия. Но связь и в этих условиях иногда
оказывается осуществимой. Этому способствует рефракция (пре-
ломление) радиоволн в атмосфере вследствие разницы во влаж-
ности и в температуре слоев воздуха у поверхности земли и в не-
скольких’ километрах над ней.

Дециметровые и в особенности сантиметровые волны хуже
проходят цад закрытой трассой, чем метровые волны.

Если для установки антенн использовать возвышенности, то
дальность связи можно увеличить при данном числе промежу-
точных станций. Например, можно установить связь через мор-
ской пролив шириной свыше сотни километров, разместив станции
на его гористых берегах. При закрытой трассе клиновидная вер-
шина горы, находящейся между корреспондентами, может благо-
приятствовать преломлению волн в сторону земли.

Отсюда понятна техническая и экономическая значимость то-
пографического исследования трассы радиолинии. Неправильно
было бы считать, что кратчайшая трасса всегда будет наивыгод-
нейшей. Наоборот, очень часто на пересеченной местности при-
ходится располагать станции зигзагом, чтобы обойти преграды
или воспользоваться высотами. В последние годы техника ра-
диосвязи проявляет интерес к дальнему распространению деци-
метровых волн при помощи рассеянного отражения от неодно-
родностей тропосферы. Развитие этого направления может по-
влиять в ряде случаев на выбор длин промежутков между радио-
релейными станциями и мощности их передатчиков.

Диапазон волн, используемый для радиорелейной связи (мет-
ровые, дециметровые и сантиметровые), весьма широк. Для каж-
дого типа радиорелейной станции выбирается лишь какой-то не-
большой участок частот в соответствии с требованиями, предъяв-
ляемыми к радиолинии.

Так, например, на более коротких волнах при данной площади
антенны можно получить более острую направленность и тем са-
мым обеспечить связь при меньшей мощности передатчиков,
уплотнить радиолинию большим числом телефонных каналов или
передавать широкополосные каналы телевидения. Но зато на бо-
лее длинных волнах снижаются требования к взаимной видимости
и к жесткости антенных опор, проще решаются вопросы высоко-
частотного усиления, упрощается стабилизация частоты. Эти
соображения должны учитываться при выборе участка волн для
каждой проектируемой радиорелейной системы.

Уплотнение линий связи заключается в сложении отдельных
каналов в общий спектр передачи и в разделении каналов при
приеме. Основные методы уплотнения были разработаны перво-
начально длЯ линий проводной связи. Эти методы можно свести
к двум: уплотнению по частоте (частотная многоканальность) и
уплотнению по времени (временная многоканальность).

Уплотнение по частоте заключается в том, что частоты от-
дельных каналов размещаются на разных участках общего диа-
пазона частот и все каналы передаются одновременно, а на
принимающей стороне разделяются с помощью фильтров. Этот
принцип широко применяется в установках дальней телефонной
связи по проводам.

Радиорелейная связь использует принципы, а иногда и серий-
ную аппаратуру телефонного уплотнения по частоте. Но много-
канальный спектр сигнала передается не по проводам, а с по-
мощью излучения радиоволн сверхвысокой несущей частоты.

Уплотнение по времени состоит в передаче сообщения каж-
дого канала в виде последовательности электрических импульсов,
в поочередной посылке импульсов отдельных каналов на общую
линию связи и распределении этих импульсов по цепям соответст-
вующих абонентов на принимающей стороне. Этот принцип
уже давно применяется в многократных системах синхронных те-
леграфных аппаратов.

Передача телефонных сигналов требует частого повторения
импульсов, длительность которых должна быть малой (доли мик-
росекунды). Поэтому многоканальная радиорелейная связь
с временным уплотнением базируется на развитии техники весьма
коротких импульсов. Радиорелейную связь с уплотнением по вре-
мени' называют импульсной связью.

31. РАДИОРЕЛЕЙНАЯ СВЯЗЬ С УПЛОТНЕНИЕМ
ПО ЧАСТОТЕ

Однополосная модуляция в каналах

Уплотнение по частоте находит широчайшее применение
в установках дальней связи по проводам. Для этой цели создано
типовое оборудование, которое может успешно применяться и для
уплотнения радиолиний. Способы частотного уплотнения целесо-
образно пояснить первоначально на примерах многоканальных
систем проводной связи.

На рис. 617 слева показано передающее устройство простей-
шей двухканальной телефонной линии связи, а справа — прием-
ное устройство на противоположном конце той же линии. В пе-
редающем устройстве микрофоны Afi и М2 отдельных абонентов
модулируют каждый свой генератор Гх и Г2 надтональных (несу-
щих) частот Д и /2. В простейшем случае используется обычная
Рис. 617. Частотное уплотнение в проводной связи

амплитудная модуляция. От передающей установки на линию по-
ступают одновременно колебания этих генераторов; каждый из
них при передаче посылает несущее колебание и две полосы
боковых частот модуляции.

Если несущие частоты достаточно отличаются одна от другой,
.то и спектры боковых частот окажутся разнесенными. В этом
случае на другом конце линии — на приемной станции — можно
разделить каналы при помощи полосовых фильтров.

Фильтр Ф1 приемного устройства пропускает только несущую
частоту /1 первого канала и ее боковые частоты модуляции,
фильтр Ф2 — частоту /2 второго канала с ее боковыми частотами
и т. д. Вслед за фильтром в приемном тракте каждого канала
включается детектор — демодулятор (Дл, Дг), создающий раз-
говорную частоту данного канала. Ток звуковой частоты питает
абонентский телефон и Т2)- приемной установки.

Такая система частотного уплотнения практически вполне осу-
ществима. Однако ее можно усовершенствовать, чтобы выполнить
некоторые дополнительные требования.

Первое из них — требование двусторонней (дуплексной) те-
лефонии.

Для выполнения его на каждом конце линии должна быть
как передающая, так и приёмная аппаратура. Проще всего при-
менить для этого четырехпроводную систему связи. Такая си-
стема широко применяется на кабельных линиях. Особенность ее
состоит в том, что связь в ту и другую сторону может осущест-
вляться в одном и том же спектре частот, но по разным парам
проводов. На каждом конце линии микрофон одного направления
и телефон другого сводятся в общую микротелефонную трубку
аппарата данного абонента.

Возможна дуплексная связь и по двухпроводной системе; она
обычно используется на воздушных линиях. В такой системе
каждый канал в прямом и обратном направлениях должен пере-
даваться на различных участках частотного диапазона, вследствие
чего общий диапазон частот получается в 2 раза большим, чем
при четырехпроводной системе.

Радиорелейная дуплексная связь в этом отношении сходна
с четырехпроводной системой, так как спектры каналов прямого
и обратного направлений передаются на разных волнах (см.
рис. 615).
Далее, в технике высокочастотной связи важно получить
возможно большее число каналов в заданном диапазоне частот,
который ограничивается обычно свойствами линий (так как с рас-
ширением передаваемой полосы частот уменьшается дальность,
достижимая без промежуточных усилителей).

Один путь к этому состоит в сокращении «защитных» интер-
валов между спектрами каналов. Однако с уменьшением интер-
валов повышаются габариты и стоимость фильтров приемного
устройства, а также возрастает вероятность возникновения пере-
ходных помех, т. е. помех в телефоне данного канала от передач
Соседних каналов. Практически защитные интервалы берутся не
менее чем в несколько сотен герц.

Другой путь заключается в передаче разговорных сигналов
канала с помощью только одной из боковых полос, без несущего
колебания и без второй боковой полосы. Ширина одной боковой
полосы равна ширине полосы разговорного сигнала. Значит, од-
нополосная система позволяет в данном диапазоне частот разме-

стить примерно удвоенное число каналов по сравнению с двух-
полосной системой. Для получения такого выигрыша считают
целесообразным усложнять схемы и конструкции как передаю-
щих, так и приемных устройств линии многоканальной телефонии.

На передающей стороне для подавления несущего колебания
канала применяются балансные (или более сложные — кольцевые)
модуляторы, а для подавления второй боковой полосы — соответ-
ствующие фильтры. Фильтр, подключенный к выходу модулятора,

пропускает в линию только одну из боковых полос — верхнюю или
нижнюю. На рис. 618 изображено прохождение верхней боковой
полосы в линию, общую для данного и других каналов.

На принимающем конце линии спектр данного канала выде-
ляется ИЗ' всей группы спектров также полосовым фильтром.
Далее спектр боковых колебаний нужно преобразовать в спектр
звуковых частот. При однополосной системе связи без несущей
частоты это нельзя выполнить обычным детектированием: детек-
тирование возможно лишь при наличии колебания достаточно
точно «восстановленной» несущей частоты. Преобразователем

однополосного сигнала в звуковой может служить схема баланс-

ного детектора, вполне сходная со схемой балансного модуля-

\ Подавленная /

\ г/ несущая f

I [ частота улараюперисти*

I । I/'kq фильтра

Рис. 618. Выделение верхней боковой полосы

тора (см. рис. 492), но
имеющая обратный по-
рядок прохождения сиг-
нала. На вход ее дей-
ствуют колебания боко-
вой полосы, к средним
точкам трансформато-
ров подключен непре-
рывно работающий ге-

нератор несущего коле-
бания, на выходе через
Рис. 619. Блок-схема двухканальной аппаратуры высокочастот-
ной связи по четырехпроводным цепям с использованием низко-
частотного канала

фильтр нижних частот выделяются полученные в преобразова-
теле колебания разговорных токов.

На рис. 619 изображена блок-схема двухканальной установки
высокочастотной связи по четырехпроводным цепям. Первый
высокочастотный канал имеет в этом примере несущую частоту
6 кгц, и в нехМ для обоих направлений используется верхняя бо-
ковая полоса (6,3—8,7 кгц). Генератор несущей частоты Г здесь
общий для модулятора и для детектора канала. Второй высоко-
частотный канал имеет несущую частоту 9 кгц, причем передача
и прием происходят на верхней боковой полосе (9,3—11,7 кгц).
Здесь генератор несущей частоты Г — также общий для моду-
лятора и детектора канала. Более то-го, имея единственный ге-
нератор с основной частотой 3 кгц, можно использовать его вто-
рую гармонику в качестве несущего колебания первого канала
(6 кгц), а третью гармонику — в качестве несущего колебания
второго канала (9 кгц)*, это упрощает установку.

Низкочастотные цепи модулятора и детектора каждого ка-
нала переходят (с помощью дифференциальной системы, урав-
новешенной балансным контуром БК) в двухпроводную телефон-
ную линию, ведущую к коммутатору абонентских аппаратов.

По этим цепям одновременно с передачей по высокочастот-
ным каналам можно передавать низкую частоту, что требует
включения разделительных линейных фильтров ЛФ. Низкочастот-
ный канал будет третьим каналом на рис. 619-
1 ! ?

I н.ч. [в.ч-1! б.ч.-Z f
----------------------------i*.

0 2 k 6 8 10 12 кгц

Рис. 620. Спектры частот в аппа-
ратуре, изображенной на рис. 619

На рис. 620 изображены спек-
тры сигналов, характерные для
данной аппаратуры. Низкочастот-
ная полоса занимает диапазон
300—2700 гц, полоса первого вы-
сокочастотного канала 6,3—8,7 кгц
и полоса второго канала 9,3—
11,7 кгц.

Число каналов, которыми уплотняются линии проводной
связи, весьма разнообразно и зависит как от эксплуатационных
потребностей, так и от возможностей, предоставляемых свой-
ствами самих линий. Например, установки для уплотнения воз-
душных линий строятся с числом высокочастотных каналов от 1
до 12. Симметричные кабели могут иметь уплотнение на 24 ка-
нала, а коаксиальные кабели, пропускающие полосу до 2000 кгц,

дают возможность получить несколько сотен телефонных каналов.

Многоканальные системы радиосвязи с уплотнением по частоте

Состав оконечной радиорелейной установки с частотным
уплотнением показан на рис. 621. Получаемый на выходе уплот-
няющей аппаратуры многоканальный спектр действует на моду-
лятор радиопередатчика, излучающего колебания сверхвысокой

От микро •
(раной

К теле-
фонам

Рис. 621. Блок-схема радиорелейной станции с частотным уплотнением

частоты /оь Эту частоту называют несущей, а частоты отдельных
каналов — поднесущими. В простейшем случае модуляция радио-
передатчика может быть

амплитудной.

В процессе модуляции

спектр каждого канала
однополосной системы со-
здает около несущей ча-
стоты /oi две боковые по-
лосы (рис. 622). Колеба-

В.ч-2 6.Ч.-1 н.ч. н.ч. в.ч-1 6.Ч.-2 f

Рис. 622. Спектр частот излучаемых коле-
баний при многоканальной (3 канала)
модуляции радиопередатчика

ния всех составляющих
частот спектра излучаются
р адиопередатчиком.
Радиоприемник той же установки принимает сигналы на не-
сущей частоте /02, что аналогично второй цепи в четырехпровод-
ной системе связи по кабелю. Собственно радиоприемник закан-
чивается детектором, который преобразует принятый спектр ра-
диочастот в спектр поднесущих частот (подобный показанному
на рис. 620). Каждая пара боковых полос радиочастотного
спектра после детектирования и фильтрации превращается
в спектр соответствующего однополосного сигнала. Дальше про-
исходят усиление, разделение каналов фильтрами и демодуля-
ция их в балансных преобразователях.

Полоса частот, пропускаемая передатчиком и доводимая до
детектора в приемнике, оказывается вдвое шире полосы уплот-
няющей аппаратуры. Так, например, для передачи и приема по

НЧ.
бч-1
в.ч-г
Уплотнение
Излучение
Детектиро-
вание
н.ч.
6ч.-1
вчг2

В7Я

Рйп-../

Рис. 623. Преобразования спектров при радиорелейной связи
с частотным уплотнением

радио спектра, изображенного на рис. 620, необходима полоса
пропускания шириной 23,4 кгц'. С увеличением числа каналов
требуемая полоса расширяется, причем ее приходится устанав-
ливать с тем или иным запасом, учитывая возможную нестабиль-
ность несущей частоты передатчика и настройки приемника.

Пусть, например, несущая частота радиорелейной установки 3000 Мгц
(X = 10 см), а общая нестабильность частоты 0,05%. Тогда расстройка мо-
жет достигать 3000-0,0005 = 1,5 Мгц. Полоса пропускания должна пре-
восходить эту цифру, чтобы' в процессе работы радиолинии связь не нару-
шалась из-за ухода частоты. Значит, необходимая ширина полосы пропуска-
ния иногда значительно превосходит полосу, требуемую для неискаженного
прохождения спектра сигнала.

На рис. 623 показаны стадии преобразования спектров трех каналов
(двух высокочастотных и одного низкочастотного) при передаче по радио-
линии с частотным уплотнением. Здесь же изображены пунктиром частот-
ные характеристики соответствующих цепей, которые показывают пример-
ные полосы пропускания каждого звена установки.

Три верхних графика изображают разговорные спектры абонентов трех
каналов на передающей стороне. На четвертом графике показан спектр
низкочастотного и двух высокочастотных каналов на выходе уплотняющей
аппаратуры. Средний график изображает спектральный состав колебаний
сверхвысокой частоты, излучаемых радиопередатчиком и принимаемых ра-
диоприемным устройством корреспондента. Затем представлен спектраль-
ный состав сигналов, прошедших детектор приемника. Наконец, на нижних
графиках показаны расфильтрованные демодулированные сигналы трех ка-
налов, поступающих в телефоны абонентов на принимающей стороне.
В проводной связи один телефонный канал может быть ис-
пользован для одновременной передачи нескольких телеграфных
буквопечатающих каналов. Эта возможность «вторичного уплот-
нения», основанная на передаче разных телеграфных ’каналов
различными тональными частотами в пределах телефонной по-
лосы, вполне осуществима и на радиорелейных линиях.

Для радиорелейной аппаратуры сверхвысоких частот очень
важна устойчивость работы в первую очередь по отношению
к помехам. В основном помехи на этих частотах, особенно при
остронаправленных антеннах, создаются внутренними шумами, и
борьба с ними приобретает тем большее значение, чем шире по-
лоса пропускания приемника. Для неискаженного приема мощ-
ность сигнала на выходе каждого приемника радиолинии дол-
жна быть больше мощности шумов. Это достигается правильной
прокладкой трассы, использованием направленных антенн и до-
статочно мощных радиопередатчиков и, наконец, применением
помехоустойчивых видов модуляции.

Однополосная модуляция поднесущих частот в1 системах
уплотнения является разновидностью амплитудной модуляции.
Амплитудная модуляция не дает возможности подавления помех
(в основном шумовых) в радиоприемнике. Поэтому основным
методом модуляции несущих колебаний радиорелейных передат-
чиков непрерывного излучения можно считать частотную моду-
ляцию.

При такой модуляции в схему приемника вводят амплитуд-
ный ограничитель, который «срезает» паразитную модуляцию
сигнала по амплитуде, создаваемую помехами. Вследствие этого
отношение напряжения сигнала к напряжению помех на выходе
приемника оказывается выше, чем на входе.

Эффект подавления помех при приеме частотно-модулирован-
ных колебаний тем значительнее, чем ниже модулирующая ча-
стота, т. е. чем больше индекс модуляции.

В многоканальных линиях модуляция производится колеба-
ниями спектров поднесущих частот нескольких каналов. Для ка-
налов более высоких номеров, образованных высшими поднесу-
щими частотами, помехоустойчивость получается хуже, чем для
каналов низких номеров. Мощность передатчика приходится
выбирать исходя из худшей помехоустойчивости. Это следует
считать одним из недостатков радиолиний с частотным уплотне-
нием; однако при правильно рассчитанной, и выполненной аппа-
ратуре радиорелейной связи сочетание однополосной модуляции
в каналах с частотной модуляцией несущего колебания (система
ОМ—ЧМ) дает хорошие результаты.

Частотная модуляция может осуществляться либо прямым,
либо косвенным способом (см. рис. 482 и 484).

Прямой способ состоит в том, что под действием модулирую-
щего напряжения изменяется индуктивность или емкость коле-
бательного контура задающего генератора. Использование таких
614
Рис. 624. Примерная блок-схема передатчика радиолинии с частотным
уплотнением и кварцевой стабилизацией

схем целесообразно в передатчиках, не имеющих кварцевой ста-
билизации частоты задающего генератора. При этом схема пере-
датчика получается сравнительно простой.

Однако передатчики без кварцевой стабилизации не всегда
имеют достаточно устойчивую частоту. Поэтому в ряде систем
приходится стабилизировать частоту задающего генератора
с помощью кварца. Поскольку кварц не может быть изготовлен
на очень высокие частоты, для питания антенны передатчика ко-
лебаниями сверхвысокой частоты необходимо применять боль-
шое число каскадов умножения частоты задающего генератора.
Это существенно усложняет схему радиопередатчика. Модуляция
обычно осуществляется косвенным методом, т. е. искусственным
преобразованием фазовой модуляции в частотную с небольшой
девиацией. Достигнуть достаточно большой девиации частоты
можно далееш в процессе умножения частоты, так как вместе
с несущей частотой умножается и величина девиации частоты.

Для примера ’ возьмем передатчик радиолинии, которая уплотняется
шестью телефонными каналами в диапазоне частот 300—30 000 гц и рабо-
тает на несущей частоте 960 Мгц (длина волны около 31 см} с кварцевой
стабилизацией..

Схема рис. 624 показывает число и назначение каскадов передатчика и
дает приближенные значения частоты колебаний в каждом каскаде.

Частота кварцевого генератора (2,96 Мгц) умножается в общем
в 324 раза. Спектр уплотняющих частот, подвергнутый^ специальному уси-
лению, производит частотную модуляцию во втором каскаде. Последний
каскад умножения частоты служит выходным каскадом передатчика. Мощ-
ность передатчика примерно 2 вт, максимальная девиация частоты в вы-
ходном каскаде около 150 кгц. Низкочастотный канал уплотнения обычно
используется для служебных переговоров по радиолинии.

Блок-схема приемника подобной радиолинии изображена на рис. 625.
Это супергетеродинный приемник с двойным преобразованием частоты и
кварцевой стабилизацией гетеродина. Значения частот в каскадах указаны
приближенно. Применение кварцевой стабилизации гетеродина вполне есте-
ственно при наличии такой же стабилизации передатчика. Характерно ис-
пользование здесь общего кварца для первого и второго преобразования
частоты при разных величинах умножения.

Первая промежуточная частота (123,6 Мгц) получается в результате
взаимодействия в первом смесителе принимаемых колебаний со второй
гармоникой колебаний гетеродина. Колебания этой промежуточной частоты
усиливаются только в одном каскаде, что дает нужное ослабление зеркаль-
ного канала. Колебания второй промежуточной частоты (19 Мгц) усили-
ваются в четырех каскадах; последний из них, ограничитель, подавляет
шумы. Частотный детектор (дискриминатор) преобразует сигнал промежу-
точной частоты в поднесущий спектр однополосной амплитудной модуля-
ции, который после усиления в двух каскадах подводится к приемному
устройству аппаратуры уплотнения, где каналы демодулируются и дово-
дятся до абонентов.

Приведенные блок-схемы радиопередатчика и радиоприемника — необя-
зательные. Так, отказ от кварцевой стабилизации передатчика мог бы зна-
чительно упростить его схему за счет уменьшения числа каскадов, умно-
жающих частоту, и применения прямого способа частотной модуляции.
Однако схема приемника, возможно, даже усложнилась бы вследствие необ-
ходимости использования, например, автоматической подстройки частоты
гетеродина.

Для радиорелейных установок с большим числом каналов
передатчики и приемники могут иметь значительные особен-
ности. Например, для линии на 24 канала целесообразны пере-
ход на более короткие волны (ближе к сантиметровому диапа-
зону) и использование большей девиации частоты, а вместе
с тем и более широкой полосы пропускания. Для передачи 24 ка-
налов с частотным уплотнением может потребоваться девиация
частоты 1,5—2 Мгц, что затруднит применение кварцевой ста-
билизации задающего генератора и заставит использовать пря-
мой способ частотной модуляции. В этом случае, естественно',
изменится и система поддержания постоянства настроек пере-
датчика и приемника.

К аппаратуре радиолиний, проектируемых для передачи со-
тен каналов или же для междугородной трансляции телевиде-
ния, предъявляются специальные требования, которые выпол-
няются при работе в диапазоне сантиметровых волн.

Рис. 625. Блок-схема приемника радиолинии с частотным уплотнением
и кварцевой стабилизацией

G16
32. ПРИНЦИПЫ РАДИОРЕЛЕЙНОЙ СВЯЗИ
С УПЛОТНЕНИЕМ ПО ВРЕМЕНИ

Импульсная связь

Радиорелейные системы с уплотнением по времени (импульс-
ные системы) разрабатывались приблизительно в одно время
с радиорелейными системами, уплотняемыми по частоте. Сообра-
жения, вызвавшие разработку импульсных систем, сводились
главным образом к следующему: при частотном уплотнении,
во-первых, фильтры разделения каналов дороги и громоздки;
во-вторых, требуется строгая линейность амплитудных характе-
ристик модулятора, частотного детектора и каскадов усиления
многоканального спектра (см. рис. 624 и 625), чтобы не возни-
кали неустранимые переходные помехи между каналами вслед-
ствие их взаимной модуляции. В настоящее время обе эти труд-
ности достаточно успешно устраняются: уменьшаются габариты
и удешевляется производство фильтров разделения каналов, до-
стигается необходимая линейность характеристик модуляторов,
дискриминаторов и усилителей.

Однако импульсные системы более рационально используют
полосу пропускания радиорелейной аппаратуры дециметровых и
сантиметровых волн — полосу, которую вынужденно берут широ-
кой вследствие нестабильности настройки. Импульсные системы
более свободны от нелинейных искажений. Они допускают вос-
становление формы сигналов в промежуточных станциях. При
импульсной связи достижима работа приемника в условиях,
когда мощность шумов превышает среднюю мощность сигнала.
Синхронные системы разделения каналов обычно не представ-
ляют собой сложных и громоздких устройств. Возможность
осциллографического наблюдения процессов в общем тракте
и отдельных каналах создает известные удобства контроля. Бо-
лее простые способы ответвления каналов на промежуточных
станциях — также достоинство импульсных систем. Все это при-
водит к тому, что импульсные системы радиорелейной связи до
настоящего времени применяются (преимущественно на дециме-
тровых волнах) наряду с частотными системами, но уступают
место последним в радиолиниях С большим числом каналов.

Принцип импульсной телефонной связи можно пояснить с помощью
условной схемы (рис. 626), изображающей одностороннюю передачу четы-
рех каналов по проводам с разделением по времени. В этой схеме микро-
фоны передающей ‘стороны и телефоны принимающей стороны попарно со-
единяются между собой в порядке нумерации каналов с помощью двух
распределителей (коммутаторов), вращающихся с одинаковой скоростью и
в одинаковой фазе. Когда, например, распределитель передающей стороны
проходит по контакту первого канала, то и распределитель приемной сто-
роны проходит по контакту первого канала. Следовательно, ток в цепи
каждого канала проходит прерывистыми посылками (импульсами), причем
длительность импульса равна времени прохождения распределителя по
контакту.
Рис. 626. Принцип уплотнения по времени

Скорость вращения распределителей должна быть такой, чтобы за са-
мый короткий период звукового колебания в цепи канала прошло не менее
двух импульсов. Практически это означает, что необходимая частота вра-
щения составляет примерно 8 000 об!сек.

Пусть микрофон 1-го канала создает напряжение и\ (рис. 627), а ми-
крофон 2-го канала — напряжение и2. При кратковременных замыканиях со-
ответствующих цепей в телефоны 1\ и Т2 поступают импульсы тока и iT„
показанные на нижних графиках. Эти импульсы разнесены во времени.
Между ними остаются промежутки времени для импульсов двух других
каналов из четырех, показанных на рис. 626. Своей высотой (или, как
условно говорят, своей амплитудой) импульсы воспроизводят кривую на-
пряжения, создаваемую соответствующим микрофоном. Иначе говоря, им-
пульсы модулируются по амплитуде.

В цепь каждого телефона включается фильтр, отводящий частоту по-
вторения импульсов (8 000 гц) и пропускающий через телефон среднее
значение тока, в котором, как видно из рис. 627, содержится составляющая
звуковой частоты передачи данного канала.

Таким образом, телефон любого канала получает сигнал от микро-
фона только своего канала благодаря очередности передачи импульсов во
времени, поэтому подобная система
уплотнения называется уплотнением по
времени (временное уплотнение). Часто-
та вращения распределителей назы-
вается тактовой, а промежуток времени
между начальными моментами двух со-
седних импульсов одного канала — так-
товым периодом. Если тактовая частота
равна 8 000 гц, то тактовый период со-
ставляет 125 мксек.

Длительность каждого импульса
должна быть такой, чтобы за тактовый
период разместились импульсы всех
каналов, оставив между собой «защит-
ные» промежутки времени, которые
исключили бы возможность переход-
ных помех, т. е. возможность прохож-
дения импульсов данного канала в
фильтр соседнего канала. На рис. 626
промежутки ме^кду' контактами показа-
ны пунктиром. ’Следовательно, чем боль-
шим числом каналов уплотняется им-
пульсная линия, тем более короткими
должны быть импульсы передачи. Прак-
тически в системах импульсной связи
длительность импульсов исчисляется
микросекундами и даже долями микро-
секунды.

₽полне понятно, что условную
Схему импульсной телефонной связи, показанную на рис. 626, нельзя
практически осуществить с применением механических распределителей:
механические системы не обеспечивают требуемых скоростей коммутации.
Кроме того, линии проводной связи (за исключением коаксиальных ка-
белей) непригодны для передачи столь кратковременных импульсов. По
этим причинам в проводной телефонии не используется временное уплот-
нение; в проводной же телеграфии этот принцип давно известен и широко
применяется.

Радиолиния дает возможность на сверхвысоких частотах пе-
редавать короткие импульсы. Но формирование и распределение
таких импульсов стали успешно осуществляться только тогда,
когда для этого были найдены электронные способы.

Рис. 628. Схема простейшего передатчика импульсной радиосвязи

Чтобы понять сущность импульсной радиосвязи, целесооб-
разно начать с изучения одноканальной радиолинии. На рис. 628
показан состав одноканального радиотелефонного передатчика
с импульсно-амплитудной модуляцией.

Схема начинается с генератора тактовой частоты /и, при-
мерно равной 8 000 гц. Генератор выполнен по схеме, обладаю-
щей высокой стабильностью частоты, и дает напряжение сину-
соидальной формы (рис. 629, а).

Из синусоидального напряжения в следующем блоке схемы
формируются импульсы напряжения одного знака (рис. 629,6).
Задача формирующего устройства состоит вхтом, чтобы создать
последовательность импульсов малой продолжительности при
частоте повторения /и, т. е. по одному импульсу за тактовый пе-
риод. Импульсы постоянного напряжения принято называть ви-
деоимпульсами. О процессе формирования видеоимпульсов бу-
дет сказано в следующем разделе.

Сформированные видеоимпульсы напряжения, действуя на
управляющую сетку модуляторной лампы, вызывают появление
периодических импульсов анодного тока лампы. На вторую
(экранирующую) сетку той же лампы подаются модулирующее
напряжение от абонентского микрофона (через трансформатор)
и напряжение батареи. Модулятор выполнен по схеме усилителя
на сопротивлении с модуляцией на экранирующую сетку.

Следовательно, импульсы напряжения на выходе модулятора
получаются разной высоты в соответствии с законом модуляции.
На рис. 629, в штриховой линией изображен закон модуляции, а
сплошными линиями показаны импульсы, подвергшиеся моду-
ляции по высоте. Такую модуляцию называют импульсно-ампли-
тудной (НАМ). Формирование и модуляция выполняются без
механических вращающихся устройств.

Рис. 629. Процессы работы простейшего радиотелефонного
импульсного передатчика

Модулированные видеоимпульсы далее усиливаются в управ-
ляющей схеме, которая состоит из одного или нескольких кас-
кадов и представляет собой широкополосный усилитель. С вы-
хода этого блока импульсы поступают на генератор сверхвысо-
кой частоты и управляют его колебаниями. Процесс управления
колебаниями радиопередатчика можно назвать вторичной или
радиочастотной модуляцией.

Простейший метод вторичной модуляции — модуляция радио-
передатчика по амплитуде. При воздействии видеоимпульса ко-
лебания от генератора поступают в антенну, а при отсутствии
импульса колебаний в антенне нет.

Следовательно, управляемый видеоимпульсами генератор со-
здает в антенне радиоимпульсы, т. е. серии колебаний сверхвы-
сокой частоты. Амплитуды радиоимпульсов неодинаковы: форма
их огибающей воспроизводит закон изменения напряжения зву-
ковой частоты (рис. 629, г).

Тактовый период ТИ и длительность импульса т характери-
зуют как видеоимпульсы, так и радиоимпульсы. Антенна пере-
620
датчика излучает в пространство электромагнитные волны в виде
таких же радиоимпульсов.

Как указывалось выше, длительность видеоимпульсов мала;
однако она значительно больше периода колебаний радиопере-
датчика. Пусть, например, несущая частота fo=109 гц (т. е.
длина волны Х = 30 см), а длительность видеоимпульса
т=1 мксек; тогда один радиоимпульс содержит 1000 периодов
несущего колебания.

Рассмотрим теперь сущность приема импульсной радиотеле-
фонии с первичной и вторичной модуляцией по амплитуде
(НАМ — АМ).

Какая потребуется ширина полосы пропускания приемника
для неискаженного воспроизведения импульсов?

В предыдущих главах мы установили, что полоса пропуска-
ния должна быть обратно пропорциональной длительности им-
пульса

0 m

J_UИ.111 т t.t n 11..111 А

Рис. 630. Пример спектра немодулированных видеоимпульсов
‘и характеристики видеоусилителя

К такому утверждению мы пришли, исходя из процессов нарастания и
спадания фронтов импульсов и установив допустимую величину искажения
формы импульсов.

К тому же выводу можно прийти путем спектрального представления
импульсных сигналов. Периодически повторяющиеся не модулированные ви-
деоимпульсы (см., например, рис. 629, б) можно представить суммой сину-
соидальных колебаний с частотами, кратными частоте повторения /и (/и»
2/и, 3/й и т. д.), т. е. рядом гармонических составляющих. Амплитуды
этих составляющих (аь а2, а3 и т. д.) с увеличением номера, вообще говоря,
убывают (рис. 630). В составе изображенного ряда имеется, кроме того,
постоянная составляющая ао (средний ток или среднее напряжение после-
довательности видеоимпульсов).

Чем меньше длительность импульсов т, тем медленнее убывают ампли-
туды высших гармоник по сравнению с амплитудой основной составляю-
щей fli. Для их неискаженного воспроизведения усилитель видеоимпуль-
сов должен иметь полосу пропускания, простирающуюся до гармоники, ам-
плитуда которой составляет малую долю амплитуды первой гармоники.
Характеристика усилителя показана на рис. 630 пунктиром.

Спектр частот, содержащихся в последовательности радиоимпульсов,
расширяется вдвое по сравнению со спектром видеоимпульсов, так как в
процессе вторичной модуляции каждая гармоника видеоимпульсов создает
пару боковых частот около несущей частоты /о передатчика. Спектр излуче-
ния импульсного радиопередатчика изображен на рис. 631.

Коэффициент обратной пропорциональности между длитель-
ностью импульса и шириной полосы — не критичный. Мы ука-
Л-t t. t .t-♦ t ! t t t I I I lilt t t I T t t t 1 t t

Рис. 631. Пример спектра радиоимпульсов с амплитудной модуляцией

Зывали ранее для выбора полосы при усилении радиоимпульсов
следующее соотношение:

С учетом нестабильности частоты приходится несколько рас-
ширять полосу пропускания, увеличивая коэффициент обратной
пропорциональности по крайней мере до 2. Например, для им-
пульса длительностью в 1 мксек целесообразна ширина полосы
радиотракта

AF=TT^ = 2.10e гц (2 Мгц).

Для импульсов длительностью в 0,5 мксек рекомендуется по-
лоса 4 Мгц, Очевидно, что полоса пропускания видеотракта мо-
жет быть вдвое меньшей.

Практически при выполнении радиорелейной импульсной ап-
паратуры нередко отступают от указанных значений полосы.

Важная особенность импульсных систем радиосвязи состоит
в том, что модуляция видеоимпульсов не вызывает необходи-
мости увеличивать полосу пропускания, тогда как в системах
с частотным уплотнением требуемая полоса определялась
именно шириной спектра при модуляции.

Начальный участок спектра видеоимпульсов, модулируемых
по амплитуде, изображен на рис. 632. Сравнивая этот рисунок
с рис. 630, можно установить следующее: вследствие модуляции
звуковой частотой F создаются пары боковых частот около каж-
дой из гармоник частоты повторения видеоимпульсов (такто-
вой частоты); следовательно, общая ширина полосы, занимаемой
спектром, практически не изменяется. Кроме того, за счет моду-
ляции в составе спектра появляется составляющая звуковой ча-
стоты F\ это результат изменений среднего значения напряже-
ния или тока видеоимпульсов (см. рис. 629). Отсюда становится
очевидным, что для получения первичного сигнала на выходе

ZfH-f %

Рис, 632. Спектр видеоимпульсов при модуляции по амплитуде
Рис. 633. Блок-схема простейшего приемника импульс-
ной радиосвязи

приемника достаточно выделить эту составляющую с помощью
фильтра нижних частот. Процесс получения первичного сигнала
называют демодуляцией видеоимпульсов.

На рис. 632 штриховкой показана граница полосы пропуска-
ния фильтра нижних частот. Граничная частота Frp полосы про-
пускания фильтра должна соответствовать наивысшей модули-
рующей (звуковой) частоте, которую требуется воспроизводить
телефоном (обычно 2700 гц).

Если тон модулирующего звука повышается, то составляющая
звуковой частоты F приближается слева к граничному значе-
нию Frp. Но одновременно к тому же значению приближается
справа нижняя боковая частота при первой гармонике, т. е. со-
ставляющая /и — F. Если бы обе составляющие (F и /и — F)
оказались одновременно в полосе пропускания фильтра, то они

звучали бы в телефоне приемника одновременно, искажая пере-
даваемую речь. Чтобы этих искажений не было, частота первой
гармоники, т. е. тактовая частота должна более чем вдвое
превосходить наивысшую из передаваемых звуковых частот1.
Если это условие выполнено, то боковая частота /и — F даже
при высшем модулирующем тоне не пройдет в полосу фильтра.
Именно отсюда и установлено указанное выше значение такто-
вой частоты 8000 гц.

На рис. 633 показана блок-схема приемника, предназначен-
ного для простейшей одноканальной связи по системе ИАМ — АМ.
В этой схеме сверхвысокочастотный широкополосный приемник,

заканчивающийся де-
тектором, без искаже-
ния усиливает и детек-
тирует радиоимпульсы
(рис. 634, а и б). На
выходе детектора со-
здаются видеоимпуль-
сы, модулированные по
тому же закону,, что и
радиоимпульсы. Они
усиливаются, чтобы в
телефоне получилась не-

Рис. 634. Процессы работы простейшего
импульсного радиотелефонного приемника

ч Эта теорема в более общем виде была впервые сформулирована ака-
демиком В. А. Котельниковым в 1932 году.
Рис. 635. Схема каскада усиления с филь-
тром звуковых частот,

обходимая громкость зву-
ка. В анодную цепь пред-
последнего каскада уси-
ления включается фильтр
нижних частот (фильтр
демодуляции), примерная
схема которого дана на
рис. 635. Фильтр выделяет
из спектра импульсов со-
ставляющую звуковой ча-
стоты, которая через око-
нечный каскад действует
на телефон (рис. 634, в).

Иногда вместо описанной выше простой фильтрации звуковых частот
применяют схему, в которой происходит «ступенчатый» заряд конденсатора
через диодный ^выпрямитель. Конденсатор, заряжаемый импульсами, в то
же время непрерывно разряжается через сопротивление. В такой схеме по-
лучается относительное увеличение амплитуды колебаний звуковой частоты.

Теперь можно рассмотреть принцип уплотненной работы про-
стейшей импульсной радиолинии.

На рис. 636 изображена блок-схема передатчика оконечной
станции трехканальной радиолинии. Генератор тактовой частоты
/и (8 кгц) и блок формирования импульсов остаются такими же,
как и в одноканальном передатчике.

Третьим блоком служит распределитель (коммутатор) им-
пульсов (см., например, рис. 344). На его вход поступают сфор-
мированные импульсы нужной длительности. Число выходов
распределителя равно числу каналов радиолинии плюс один. Три
выхода соединяются с модуляторами каналов, а один — непо-
средственно с управляющей схемой радиопередатчика.

Задача распределителя заключается в следующем. Из после-
довательности импульсов, поступающих после формирования на
вход распределителя, должно быть образовано N + 1 сдвинутых
во времени чередующихся последовательностей на отдельных
выходах распределителя (где N— число каналов). Допустим,
например, что в трехканальной системе импульс, поданный на

Рис. 636. Блок-схема передатчика оконечной станции трехканальной
радиолинии
125 мк сен

Рис. 637. Процессы, происходящие в трехканальном пе-
редатчике с амплитудной импульсной модуляцией

вход, в некоторый момент появился на выходе от распредели-
теля к первому каналу. На выходе ко второму каналу импульс
должен появиться с запозданием на одну четверть тактового пе-
риода, т. е. примерно на 31 мксек. На выходе к третьему каналу
потребуется задержка еще на четверть периода, т. е. по отноше-
нию к первому каналу на 62 мксек. Четвертый выход посылает
с запозданием еще на четверть периода импульс, предназначен-
ный для синхронизации и синфазировки распределителя каналов
на приемной станции. Этот последний импульс, не подвергаю-
щийся модуляции, часто называют маркерным импульсом или
маркером. Через четверть периода после маркера, т. е. по окон-
чании тактового периода (125 мксек), появляется снова импульс
на выходе к первому каналу, и весь тактовый период, содержа-
щий три импульса каналов и маркер, повторяется.

Импульсы каналов подвергаются модуляции каждый от микро-
фона своего абонента в отдельных модуляторах, после чего они
по очереди поступают в общее управляющее устройство (вторич-
ный модулятор) передатчика и создают амплитудно-модулиро-
ванные радиоимпульсы, излучаемые антенной передатчика. Не-
модулированные маркерные радиоимпульсы также излучаются
в определенные моменты. Чтобы в приемнике можно было выде-
лить маркерный импульс и направить его в синхронизирующее
устройство, он должен чем-нибудь отличаться от всех импульсов
каналов; в простейшем примере он берется большим по ампли-
туде, что позволяет выделять его в приемнике при помощи огра-
ничения «снизу».

Рис. 637 иллюстрирует физические процессы в схеме описы-
ваемого передатчика. Из рисунка видно, каким образом следует
выбирать длительность импульса т. Тактовый период разделяется
на рабочие интервалы каналов плюс маркерный интервал. Между
импульсами остаются защитные промежутки времени, благодаря
которым уменьшается возможность проникновения импульса
данного канала в соседние в случае искажения их формы в
тракте радиолинии (т. е. уменьшаются переходные помехи).
Чем большим числом каналов уплотняется радиолиния, тем бо-
лее короткими должны быть импульсы и соответственно более
широкой должна быть полоса пропускания приемника.

Рассмотрим блок-схему простейшей установки, предназначенной для
ретрансляции импульсной радиотелефонной передачи. Если на такую уста-
новку не возлагается каких-либо дополнительных задач (например, если
нет необходимости производить ответвление одного или нескольких каналов
для переговоров из пункта ретрансляции), то состав такой промежуточной
станции может быть достаточно простым (рис. 638). В этой установке не
нужно разделять каналы, а потому нет распределительного устройства, тре-
бующего синхронизации. Принятые радиоимпульсы детектируются, превра-
щаясь в видеоимпульсы, и после усиления в управляющей схеме действуют
на передатчик, который излучает радиоимпульсы на новой несущей частоте
к следующему пункту радиолинии. Взаимное размещение импульсов и за-
коны их модуляции при ретрансляции должны сохраняться.

Теперь следует ознакомиться с оконечной приемной установ-
кой, в которой каналы разделяются по абонентским выходам и
демодулируются. Блок-схема простейшего приемного устройства
для трехканальной линии с амплитудной модуляцией несущего
колебания и импульс-амплитудной системой уплотнения пред-
ставлена на рис. 639. Это обычный широкополосный приемник,
полоса пропускания которого достаточна для прохождения им-
пульсов данной длительности. Блок с надписью «Приемник» за-
канчивается выходом усилителя промежуточной частоты.

На вход детектора действует напряжение радиоимпульсов всех
каналов и маркера (рис. 640, а). Детектор превращает эти

Рис. 638. Блок-схема ретрансляционной установки
Рис. 639. Блок-схема приемника трехканальной радиолиний

радиоимпульсы в видеоимпульсы, которые усиливаются в третьем
блоке схемы. Получ.ается последовательность чередующихся ви-
деоимпульсов всех трех каналов и маркера (рис. 640,6).

Далее видеоимпульсы направляются по двум разветвляю-
щимся цепям: к блоку синхронизации и на вход распределителя
(коммутатора). В блоке синхронизации выделяются только мар-
керные импульсы (рис. 640, в). Это может быть сделано, напри-
мер, с помощью ограничителя, так как напряжение маркерных
импульсов превышает напряжение любого из импульсов ка-
налов. .

Выделенные маркерные импульсы осуществляют синхрониза-
цию приемного распределителя. Задача распределителя заклю-
чается в следующем: в момент прихода импульса первого канала
на основной вход распределителя должен быть открыт выход

6 [1^п^Пп^пПп„пПп,лПпппПпппП„п»П^п»П»п»Лз

h I а > ___I____I------L*

г 1-П-—тг 1Г~1Т ТГ—тт—тт—-— -п-— 3

д Нг------- --------тг--тг И ТГ тг—_1

е -тт—ТГ ГГ ТТ—тт——----------nzl

Рис. 640. Процессы, происходящие в трехканальном при-
емнике радиолинйи с амплитудной импульсной модуляцией
к демодулятору (и абонентскому телефону) именно первого ка-
нала; в момент прихода импульса второго канала должен от-
крываться выход второго канала и т. д. (рис. 640, г, д, е).

Конечно, маркерный импульс действует и на вход распреде-
лителя. Однако в момент прихода маркерного импульса все вы-
ходы оказываются закрытыми, и поэтому он используется только
для синхронизации работы распределителя в приемной установке
с работой распределителя передатчика-корреспондента.

На выходе каждого из каналов включен фильтр-демодулятор
(обычно с усилителем по низкой частоте), обеспечивающий пи-
тание абонентского телефона током низкой частоты в соответ-
ствии с сигналами, которыми модулируются импульсы данного
канала в передатчике (рис 640, ж, з, и).

Принципы передачи, ретрансляции и приема с уплотнением
по времени, описанные в этой главе, могут значительно услож-
няться в более совершенных радиолиниях.

В заключение сделаем два существенных замечания, относя-
щихся к описанным схемам.

Первое замечание относится к системе синхронизации. Син-
хронизация распределителей с помощью последовательности спе-
циальных маркерных импульсов невыгодна и необязательна.
Невыгодна она потому, что маркер занимает в тактовом периоде
интервал, который мог бы быть использован для дополнитель-
ного канала. Необязательна же она потому, что сама последо-
вательность импульсов каналов передается с частотой, кратной
частоте тактового генератора. Эту частоту можно выделить в син-
хронизирующем устройстве приемника и путем деления в число
раз, равное числу каналов, применить для управления приемным
распределителем. Значит, для синхронизации работы распредели-
теля необязательна посылка маркерных импульсов. Для син-
фазной же работы приемного распределителя, т. е. для размеще-
ния импульсов каналов по выходам соответствующих номеров,
достаточно отметить импульсы одного, например первого, канала
каким-либо дополнительным признаком.

Второе замечание относится к помехозащищенности радиоли-
нии. Оба этапа модуляции в описанной системе — модуляция
импульсов по амплитуде и амплитудная модуляция радиопере-
датчика видеоимпульсами — не дают возможности улучшить
в приемнике отношение сигнала к шуму. Действительно, ни в
тракте радиоимпульсов, ни в тракте видеоимпульсов при ампли-
тудной модуляции недопустимо включение ограничителя, так как
он исказил бы форму огибающей кривой импульсов и тем са-
мым внес бы искажение воспроизводимых сигналов. Напомним,
что повышенная помехозащищенность в системах с частотным
уплотнением достигалась благодаря тому, что радиопередатчик
подвергался модуляции по частоте. Из тех же соображений им*
пульсная система с двукратной модуляцией по амплитуде
(ИАМ — АМ) практически нецелесообразна,
628
t

Рис. 641. Частотная модуля-
ция радиопередатчика ампли-
тудно-м’одулированными видео-
импульсами

Однако временное уплотнение с им-
пульсно-амплитудной модуляцией может
явиться основой для разработки помехоза-
щищенных радиорелейных линий, если
осуществить частотную модуляцию радио-
передатчика с помощью управляющего
устройства.

На рис. 641 показано воздействие ам-
плитудно-модулированных импульсов на
частоту излучаемых колебаний (с помощью
одной из обычных систем частотной моду-
ляции). Девиация радиочастоты должна
быть пропорциональна высоте управляю-
щих импульсов (на рис. 641 не показаны
реальные соотношения частот).

Возможны и такие системы частотной

модуляции, в которых излучение прекращается в промежутках между им-
пульсами.

Для приема сигнала с амплитудной модуляцией видеоимпульсов и с
частотной модуляцией несущего радиоколебания на выходе усилителя про-
межуточной частоты приемника должны быть включены ограничитель и
частотный детектор. Ограничитель обеспечит желательное подавление шу-
мовых помех, а частотный детектор преобразует частотно-управляемый
сигнал в последовательность амплитудно-модулированных видеоимпульсов, ко-
торые далее распределяются и демодулируются описанным выше порядком.

Итак, система импульсно-амплитудной модуляции с частотной модуля-
цией несущего колебания (ИАМ — ЧМ) может представлять известный
практический интерес. Однако это не основная современная система радио-
релейной связи с-уплотнением по времени.

Но, прежде чем описывать другие системы, необходимо пояс-
нить работу отдельных элементов в установках импульсной ра-
диосвязи — тех элементов, которые находят в этих установках
общее применение.

Элементы импульсной техники

Работа импульсного передатчика (см. рис. 636) начинается
с формирования последовательности импульсов требуемой дли-
тельности из синусоидальных колебаний тактовой частоты.

Рассмотрим этот процесс на примере работы передатчика ра-
диорелейной линии с уплотнением по времени. Первичным ис-
точником тактовой частоты служит генератор синусоидальных
колебаний. Действительно, только для синусоидальных колеба-
ний радиотехника располагает широким выбором средств ста-
билизации частоты, в том числе и кварцевой стабилизацией.
Устойчивость же тактовой частоты — это важнейшее условие
осуществления синхронной работы распределителей на передаю-
щем и на принимающем концах линии.

Чтобы под действием синусоидального напряжения получить
импульсы заданной формы и длительности, применяется форми-
рующее устройство, в состав которого входят блоки, показанные
на рис. 642 (первый ограничитель, дифференцирующая схема и
второй ограничитель).
Рис. 642. Блок-схема формирующего устройства

Прежде всего синусоидальное напряжение преобразуется
в напряжение (или ток) приблизительно прямоугольной формы
с длительностью каждого импульса, равной полупериоду сйну-
соиды. Это преобразование, показанное на рис. 643, выполняется
при помощи двустороннего ограничителя (первого ограничителя
на. рис. 642). Ограничителем называется такое устройство, у ко-
торого напряжение на выходе следует за нарастанием входного
напряжения до тех пор, пока не будет достигнут так называемый
порог ограничения, после чего выходное напряжение остается
приблизительно постоянным, как бы ни менялось напряжение на
входе выше порога ограничения. Как только входное напряже-

ние окажется ниже порога, напряжение на выходе вновь следует
за входным. Если срезается часть кривой, лежащая выше по-
рога, то мы имеем случай ограничения сверху, если же сре-
зается часть кривой, лежащая ниже порога, то происходит огра-
ничение снизу. На рис. 643 показано ограничение сверху и снизу,

вследствие чего схема и названа двусторонним ограничителем.

Выходное напряжение ограничителя получается не синусои-
дальным, а имеет характер импульсов, чередующихся по знаку
и обладающих формой, близкой к трапеции. С увеличением ам-
плитуды входного напряжения наклонный фронт трапеции ста-
новится круче и трапеция все больше приближается к прямо-

угольнику.

Ограничение осуществляется такими схемами, которые со-
держат нелинейные элементы, нарушающие пропорциональность
между током и напряжением, например диоды.

Одна из возможных схем диодного ограничителя показана
на рис. 644. Здесь выходное напряжение снимается непосред-
ственно с зажимов диода. Последовательно с диодом включено

На йходе На йыхаде

снизу

Рис. 643. Действие двустороннего
ограничителя

дополнительное сопротивление
R, значительно превосходящее
по величине внутреннее сопро-
тивление отпертого диода.

При подаче на вход пере-
менного’ напряжения диод за-
пирается в течение отрицатель-
ного полупериода. Ток в цепи
при этом отсутствует, падения
напряжения на сопротивле-
нии R нет и выходное напря-
жение равно входному. При
к

положительных полупериодах через диод
проходит ток и приложенное к схеме напря-
жение делится между сопротивлением /? и
внутренним сопротивлением диода. Вслед-
ствие большой величины сопротивления /?
часть напряжения будет падать на нем, а не-
значительная часть — на диоде. Следователь-
но, на выходных зажимах положительное на-
пряжение окажется близким к нулю. Таким
путем происходит ограничение сверху.

Если в той же схеме изменить включение
электродов диода на обратное, то получится
схема ограничителя снизу. В обеих этих схе-
мах можно поместить в цепь диода .источ-
ник смещающего напряжения и тем самым
установить желаемый уровень ограничения,
отличающийся от показанного на рис. 644
нулевого уровня.

Два диода, имеющие раздельные катоды,
позволяют получить в параллельной схеме

двустороннее ограничение. Такая схема представлена на рис. 645;
ее работа соответствует диаграмме рис. 643. Здесь на каждый из
анодов действует отрицательное смещение. Ток через оба диода
не проходит, пока какая-либо из полуволн входного напряжения
не превысит смещающих напряжений. Если превышение насту-
пило, то ток проходит через один из диодов и вызывает резкое
падение напряжения на сопротивлении /?; при этом выходное на-
пряжение остается практически на постоянном уровне.

Так можно преобразовать синусоидальное напряжение в им-
пульсы, по форме близкие к прямоугольным. Междуэлектродные
емкости диодов и емкости монтажа схемы несколько искажают

Рис. 644. Схема и про-
цессы работы одно-
стороннего диодного
ограничителя

импульсы, сглаживают их очертания и уменьшают крутизну

фронтов; поэтому желательно емкости свести к минимуму.

Наряду с диодами в роли ограничителей применяются и уси-
лительные лампы. Их преимущество заключается в возможности

получить большее выходное напряжение при данном напряже-

Выход

Рис. 645. Схема двустороннего диод-
ного ограничителя

Вход

нии на входе. Ограничитель-
усилитель видеоимпульсов пред-
ставляет собой каскад реостат-
ного усиления, в котором вслед-
ствие выбора определенного
режима выходное напряже-
ние пропорционально входному
только до порога ограничения,
а за порогом остается постоян-
ным.

Для ограничения в цепь сет-
ки усилительной лампы вклю-
чается значительное сопротивление Rg (подобно тому, как было
показано на рис. 552).

Желательно выбирать для ограничителя лампу, имеющую рез-
кий нижний изгиб характеристики. Диаграмма выходного напряже-
ния усилителя-ограничителя подобна представленной на рис. 641.

Как было показано на рис. 642, вторым блоком формирую-
щего устройства является дифференцирующая схема. Ее выход-
ное напряжение пропорционально результату дифференцирова-
ния входного напряжения, т. е. пропорционально скорости изме-
нения входного напряжения.

Дифференцирующая схема — линейная, т. е. она не создает
новых частот, а лишь изменяет соотношения между амплитудами
(и фазами) отдельных гармонических составляющих последова-
тельности импульсов.

Вход

Рис. 646. Дифференцирую-

щая схема

Рис. 647. Процессы в схеме дифференци-

рования и в последующем ограничителе

Простейшая дифференцирующая схема представляет собой
последовательное соединение конденсатора С и сопротивления R
(рис. 646). На вход этой схемы подается напряжение от ограни-
чителя в виде импульсов с крутыми фронтами. Выходное напря-
жение снимается с сопротивления R. Такая схема сходна со
схемой переходных элементов (разделительный конденсатор и
сеточное сопротивление) в видеоусилителях, однако здесь вели-
чины R и С выбираются на совершенно иных основаниях, чем
в обычных усилителях. В дифференцирующей схеме произведе-
ние RC («постоянная времени» схемы) гораздо меньше, чем в ви-
деоусилителе. Поэтому конденсатор С, получивший заряд, бы-
стро разряжается через сопротивление R (ср., например,
с рис. 561).

Процессы в дифференцирующей схеме показаны на рис. 647.
При отсутствии импульсов разряженный конденсатор С пред-
ставляет собой как бы короткозамкнутый участок цепи. С нача-
лом действия (передний фронт) входного импульса в цепи RC
создается зарядный ток, для которого единственным сопротивле-
нием в этот момент служит R. Следовательно, и напряжение на
632
выходе дифференцирующей
схемы в первый момент до-
стигает скачком полного зна-
чения U входного напряже-
ния.

Но конденсатор зарядит-
ся, ток I заряда прекратит-
ся и, следовательно, напря-
жение IR на выходе упадет
до нуля тем быстрее, чем
меньше произведение RC.
Значит, передний фронт вход-

Рис. 648. Принципиальная схема фор-
мирующего устройства

ного импульса создаст на выходе положительный импульс ма-
лой продолжительности и остроконечной формы.

В момент прекращения импульса на входе (задний фронт)

конденсатор разряжается, причем разряд начинается с резкого
скачка тока ,в обратном направлении. В результате этого на вы-
ходных зажимах получается короткий импульс отрицательного
напряжения (см. рис. 647). Таким образом, дифференцирующая
цепь преобразует прямоугольные импульсы в короткие остроко-
нечные импульсы с переменными знаками.

Но для управления радиолинией нужны короткие импульсы
одного знака й прямоугольной формы, а не остроконечные (см.,
например, рис. 637,6). Поэтому за дифференцирующей схемой
нужно включить еще один двусторонний ограничитель, способ-
ный, во-первых, не пропускать импульсы отрицательного знака

и, во-вторых, «вырезать» из положительных импульсов пря-
моугольники желательной длительности. Последняя задача ре-
шается должным выбором уровней второго ограничителя
(рис. 647, правая часть).

Пример полной схемы формирования импульсов на пентодах
дан на рис. 648. Здесь первый ограничитель-усилитель получает
на вход синусоидальное напряжение тактовой частоты. Вели-
чины элементов С и R выбраны такими, что они производят диф-
ференцирование, т. е. преобразование прямоугольных импульсов,
создаваемых первым ограничителем, в короткие остроконечные
импульсы с переменными знаками. Второй каскад также рабо-
тает в режиме двустороннего ограничения, обеспечивая на
своем выходе короткие импульсы прямоугольной формы. Прак-
тически между первым и вторым каскадами могут включаться
каскады усиления видеоимпульсов.

Следует оговориться, что задача формирования может ре-
шаться и иными путями, но в радиорелейной аппаратуре приме-
няется изложенный простейший метод.

Кратко рассмотрим способы синхронизации и распределе-
ния импульсов.

Задача синхронизации распределителя импульсов в приемном
устройстве была разъяснена в предыдущих главах. Решалась
Ойа, йапример, Посылкой с Передающей станции и выделением
на принимающей станции маркерных (синхронизирующих) им-
пульсов, отличающихся по какому-либо признаку от импульсов
сигнала. В частности, при импульсно-амплитудной модуляции
синхронизирующие импульсы (маркеры) характеризуются пре-
вышением над любым импульсом каналов.

При других видах импульсной модуляции простейшим отли-
чительным признаком маркера является увеличенная длитель*
ность. Так, например, при длительности импульса канала
0,4 мксек маркерный импульс может иметь длительность
2 мксек. Естественно, что в передающем устройстве для форми-
рования маркерных импульсов должна применяться схема
С иными параметрами, чем для формирования импульсов ка-
налов.

Наиболее ответственным элементом системы синхронизации
следует считать устройство, выделяющее маркерный импульс для
синхронизации в приемной установке (см., например, рис. 639).
Ёсли в случае амплитудной модуляции селектором импульса мог
служить ограничитель «снизу», так как маркерный импульс
отличался увеличенной высотой, тО при других Видах модуляции
импульсов ограничителю должно предшествовать специальное
устройство, преобразующее различие по длительности в разли-
чие по высоте.

Примером схемы селектора маркерных импульсов может слу-
жить. усилитель с большой постоянной времени цепи анода
(рис. 649). В нем параллельно сопротивлению нагрузки R вклю-
чен конденсатор С. На вход усилителя действует вся последова-
тельность принятых импульсов (после детектирования-, двусто-
роннего ограничения й усиления). На сетку лампы эти импульсы
подаются с отрицательным знаком. Каждый импульс по своей
величине способен запереть лампу, т. е. прекратить ее анодный
ток и тем самым повысить напряжение на аноде. Но это повы-
шение не может произойти мгновенным скачком, так как кон-
денсатор С, заряжаясь от батареи через большое сопротивле-
ние /?, замедлит нарастание напряжения.

Если постоянная времени заряда (произведение RC) доста-
точно велика, то рост напряжения за время действия одного

Порог ,

тлппг

импульса приблизительно
пропорционален времени.
Вследствие того что маркер-
ный импульс длится больше
сигнального, напряжение, со-
зданное им на выходе, обла-
дает большим максимумом,
чем напряжение импульсов
каналов (см. рис. 649).

Рис. 649. Схема и процессы-работы се- По окончании импульса

лектора маркерных импульсов

лампа отпирается и анодное
напряжение падает одновременно с разрядом конденсатора. При
этом конденсатор разряжается быстрее, чем заряжался, так как
разряд происходит через сравнительно малое внутреннее сопро-
тивление лампы.

В результате таких процессов на выходе схемы создается
последовательность импульсов искаженной формы, приближаю-
щейся к форме зубцов пилы, причем высота маркерных импуль-
сов. превосходит высоту импульсов каналов.

Если вслед за таким усилителем включить ограничитель,
имеющий только нижний порог (см. рис. 649), то в дальнейшем
тракте синхронизации сохранятся лишь заштрихованные вер-
хушки маркерных импульсов, а импульсы каналов будут устра-
нены. Именно сочетание специального усилителя с ограничите-
лем и составляет в целом маркерный селектор.

Выделенные маркерные импульсы, частота повторения кото-
рых равна тактовой частоте, используются для управления рас-
пределителем каналов. При этом разные виды распределителей
требуют различных форм синхронизирующего напряжения: пря-
моугольной, пилообразной или синусоидальной. Формирование
прямоугольных импульсов уже описывалось ранее; пилообраз-
ные импульсы .формируются из коротких прямоугольных путем
периодических зарядов или разрядов конденсатора через сопро-
тивление. Синусоидальное напряжение выделяется из последова-
тельности маркерных импульсов с помощью колебательного кон-
тура, настроенного на тактовую частоту.

На рис. 650 изображена схема маркерного селектора, дающая
на выходе синусоидальное напряжение тактовой частоты
(8000 гц). Первый каскад представляет собой описанный выше
усилитель, преобразующий различие импульсов по длительности
в различие по высоте. Второй каскад, имеющий на сетке лампы
отрицательное смещение, ограничивает импульсы снизу. В цепи
ее анода имеются только маркерные импульсы остроконечной
формы.

. Нагрузкой цепи анода лампы служит колебательный контур,
настроенный на тактовую частоту (8000 гц). Эта частота
имеется в составе выделенных импульсов (основная гармоника),
и напряжение ее служит выходным напряжением схемы, тогда

как высшие гармоники филь-
труются контуром. Чем вы-
ше добротность контура, тем
совершеннее фильтрация.

Описанная схема синхро-
низации невыгодна тем, что
маркерный импульс зани-
мает часть тактового пе-
риода, уменьшая возможное

Рис, 650. Схема селекции тактовой
частоты
число каналов. В связи с этим может использоваться такая си-
стема, в которой специальный синхронизирующий импульс не со-
здается. Здесь блок синхронизации содержит в своем составе ко-
лебательный контур (или другой вид фильтра), настроенный на
частоту повторения всех импульсов каналов, и делители частоты,
уменьшающие в необходимое целое число раз частоту колебаний
на выходе фильтра.

В качестве делителей частоты применяются генераторы мест-
ных колебаний, для частоты которых синхронизирующее колеба-
ние является высшей гармоникой. Например, если частота мест-
ного генератора приблизительно равна /, то при подаче на его
вход дополнительного напряжения частоты nf частота генера-
тора поддерживается строго равной f. После этого необходимо
лишь сформировать из выходного напряжения генератора им-
пульсы нужной длительности и формы либо выделить синусоиду
тактовой частоты.

Синхронизирующая схема, кроме совпадения частот, должна
обеспечить также синфазность работы приемного распределителя
с передающим. Это означает, что импульсы первого канала дол-
жны попадать именно к выходу первого канала и т. д., т. е. ка-
налы должны правильно размещаться.

Задача обеспечения синфазности решается очень легко, если
система предусматривает маркерные импульсы: например, при-
знаком импульса первого канала является то, что он следует
за маркером, который отличен от импульсов каналов. Если же
маркерных импульсов нет, то для безошибочного распределения
каналов приходится вводить в импульсы одного из каналов ка-
кой-то отличительный признак, например, дополнительную моду-
ляцию звуковым напряжением, частота которого не проходит
в полосу пропускания фильтра нижних частот на выходе канала
в приемнике.

Что же представляет собой распределитель импульсов, рабо-
той которого управляет синхронизирующее напряжение? Суще-
ствует несколько различных систем распределителей, основанных
на разных принципах: электрическая, электронная, электронно-
лучевая и другие. Некоторые из этих систем были описаны
в предыдущих главах (см. рис. 344). Сейчас рассмотрим прин-
цип действия простейшего распределителя — задерживающей
цепи.

Задерживающей цепью (или цепью задержки) называют
искусственную длинную линию, по которой импульсы проходят
с необходимой задержкой во времени. Линия должна состоять из
ряда звеньев, каждое из которых представляет собой сочетание
емкостей и индуктивностей. Простейшим типом звена задержи-
вающей линии может быть, например, Т-образное звено
(рис. 651), содержащее две катушки и конденсатор (с возможно
малыми потерями).
Импульс, действующий на вход та-
кого звена, доходит до его выхода с не-
которым запозданием (задержкой), вы-
зываемой тем, что конденсатор не
может мгновенно зарядиться или раз-
рядиться через катушку. Требуемое вре-
мя задержки устанавливается выбо-

Рис. 651. Простейшая схема
звена цепи задержки

ром числа звеньев цепи, которое может
быть значительным (иногда несколько сотен).

Если цепь задержки нагружена на сопротивление, равное ее

характеристическому сопротивлению, то импульсы, доходя до
конца цепи, не отражаются й расходуют полностью свою энер-
гию в сопротивлении нагрузки 7?н. Отсутствием отражений

выходы

Рис. 652. Получение импульсов с различной задержкой
по времени

можно воспользоваться для того, чтобы, подав на вход один им-
пульс, получить на отводах от разных звеньев цепи импульсы
напряжения, сдвинутые во времени (рис. 652).

Описанную схему можно применить в передающей установке
в качестве распределителя импульсов, подобного указанному на
рис. 636. Импульс, созданный формирующим устройством, дей-

Выход
1-го канала

Маркеры

Цепь
задержки ___У н

ствует на модуляторы каналов со
сдвигами во времени, образуя та-
ким образом необходимую после-
довательность импульсов уплот-
ненной передачи.

Такую же схему можно исполь-
зовать и в приемной установке в
качестве распределителя импуль-
сов по каналам, подобного изо-
браженному на рис. 639. В этом
случае на вход цепи задержки
действует не вся принимаемая по-
следовательность импульсов, а
только импульсы синхронизации
(например, маркерные). К вы-
ходной лампе каждого канала

Рис. 653. Принцип распределения
импульсов в приемном устройстве

подводится вся последователь-
ность принимаемых импульсов и
импульсы с одного из отводов цепи задержки. Выход канала от-
крывается лишь для того из импульсов каналов, который совпа-
дает по времени с импульсом синхронизации. С этой целью им-
пульсы каналов подаются одновременно на все управляющие
сетки .выходных ламп, а импульсы от выходов распределителя
подаются поочередно, например, на экранирующие сетки этих
ламп (рис. 653).

Итак, цепь задержки может служить распределителем для
многоканальных систем с уплотнением по времени. К изготов-
лению задерживающих цепей, как и других систем распредели-
телей, предъявляются очень высокие требования, поскольку от
точности их действия зависит качество многоканальной работы
радиорелейных. линий.

Некоторые виды модуляции импульсов

В предыдущем разделе были рассмотрены метод модуляции
импульсов по амплитуде, их демодуляция и применение этого ме-
тода в уплотненной радиорелейной аппаратуре. Там же указы-
валось, что амплитудная модуляция сама по себе не дает воз-
можности подавления шумов в приемнике и требует помехозащи-
щенной частотной модуляции несущего колебания передатчика.

Однако существуют и такие методы модуляции видеоимпуль-
сов, которые допускают применение ограничителей в видеотракте
приемника, т. е. обеспечивают подавление шумов даже при
амплитудной вторичной модуляции. Практически наибольший ин-
терес представляют модуляции по фазовому положению (им-
пульсно-фазовая модуляция) и модуляция путем преобразования
сигнала в кодовые комбинации (импульсно-кодовая модуляция).
В качестве вторичной модуляции для каждого из этих видов мо-
жет быть применена амплитудная модуляция радиопередатчика
(ИФМ — АМ и ИКМ —АМ).

Импульсно-фазовая модуляция представляет собой такой вид
модуляции, при котором изменяются фазовые сдвиги импульсов
внутри рабочего интервала времени, отведенного на данный ка-
нал. Так, например, при положительном модулирующем напря-
жении импульсы возникают с опережением по отношению к не-
модулированным импульсам, а при отрицательном напряжении
с отставанием. Смещение (или девиация) импульсов во времени
должно быть пропорционально мгновенному значению модули-
рующего напряжения. Исчисляется девиация или в микросекун-
дах, или в градусах (т. е. в долях тактового периода).

Наглядная картина импульсно-фазовой модуляции дана на
рис. 654.

Здесь показано несколько тактовых периодов трехканальной
радиолинии с удлиненными синхронизирующими импульсами
(А1). Во втором канале происходит модуляция импульсов по
638
фазе. Модулирующее напряжение раз-
вернуто по времени вниз (пунктир), и
импульсы модулируемого канала изме-
няют свое временное положение внутри
интервала этого канала в соответствии
с модулирующим напряжением.

Так, например, верхний импульс второго
канала остался в прежней фазе (в центре
тактового периода), так как ,в момент его
появления мгновенное значение модулирую-
щего напряжения равнялось нулю. Далее им-
пульсы начали отставать по фазе пропорцио-
нально соответствующим мгновенным значе-
ниям отрицательного напряжения. Наиболь-
шую девиацию получил третий импульс, по-
ложение которого определяется полной ампли-
тудой модулирующего напряжения. Пятый
импульс вновь оказался в центре периода,так

как модулирующее напряжение переходит че-
рез нуль. Далее в соответствии с положитель-
ными знаками модулирующего напряжения
импульсы получают опережение по фазе.

Главное преимущество импульсно-
фазовой модуляции ’ перед импульсно-
амплитудной — это возможность увели-
чить превосходство сигнала над шумом
в тракте приемника.

Для подавления шумов в приемнике
при импульсно-фазовой модуляции в
тракт усиления видеоимпульсов (между

Рис. 654. Тактовые периоды
трехканальной радиолинии
с синхронизирующими
импульсами

детектором и распределителем каналов) включается двусторон-
ний ограничитель. Он не искажает модуляции, так как не изме-

няет фазовых сдвигов импульсов (рис. 655). Шумы создают хао-
тическое напряжение, которое при прямоугольной форме импуль-
сов действует в интервалах и налагается на вершины импульсов.
Если импульсы имеют высоту, более чем вдвое превосходящую

вероятные пики напряжения шумов, то пороги ограничения можно
выбрать так, что и в интервалах, и на вершинах шумы будут сре-
заны. При этом импульсы уменьшатся по высоте, но это умень-

Рис. 655. Подавление шумов ограничите-
лем видеоимпульсов

шение компенсируется в
видеоусилителе.

Практически импульсы
не могут быть строго пря-
моугольными. Проходя че-
рез тракт радиолинии с
широкой, но все же огра-
ниченной полосой пропу-
скания, импульсы иска-
жаются, и фронты их ста-
Рис. 656. Подавление шумов при на-
клонных фронтах видеоимпульсов

новятся более пологими. В
этом случае ограничением
нельзя добиться полного по-
давления шумов (рис. 656).
Однако превосходство сигна-
ла над шумом возрастает

примерно в такое же число
раз, как и при частотной мо-
дуляции несущего колебания в схемах с уплотнением по частоте.
Один из способов импульсно-фазовой модуляции — преобра-
зование импульсно-амплитудной модуляции в импульсно-фазо-
вую. На рис. 657 изображены процессы такого преобразования.
На вход преобразующего устройства действуют импульсы, моду-
лируемые по амплитуде (рис. 657, а). Способ такой модуляции
описывался выше. Каждый импульс мгновенно заряжает конден-
сатор, который разряжается током неизменной силы (например,
через пентод), благодаря чему фронт разряда получается линей-

ным и основания треугольных импульсов оказываются пропор-
циональными их высотам (рис. 657,6).

Ограничитель вырезает далее нижнюю часть треугольных им-

пульсов, создавая импульсы, изменяющиеся по длительности
(по ширине). Перемещается задний фронт этих импульсов
(рис. 657, в). Затем импульсы, модулированные по длительности,
подвергаются дифференцированию. Создаются кратковременные

•шшши

Рис. 657. Процессы преобразования импульсно-
амплитудной модуляции в импульсно-фазовую

и
импульсы, переменные по зна-
ку (рис. 657,г), причем после-

довательность их, не изменяю-
щая фаз, показана отрицатель-
ной, а последовательность, из-
меняющая фазы в соответствии
с перемещением задних фрон-
тов дифференцируемых импуль-
сов, изображена положитель-
ной. Применив еще один огра-
ничитель, отрезающий отрица-
тельные и калибрующий поло-
жительные импульсы, полу-

чают последовательность им-
пульсов, модулированную по
фазе (ИФМ). Эту последова-
тельность (рис. 657,5) можно

Рис. 658. Фазовая модуляция им-
пульсов низким и высоким тоном

использовать для управления колебаниями радиопередатчика.

Существуют и другие способы импульсно-фазовой модуляции.
Во всех случаях результат должен заключаться в смещении
фазы импульсов пропорционально мгновенным значениям моду-

лирующего напряжения.

Перейдем к процессам в приемной установке радиолинии при
импульсно-фазовой модуляции. Собственно радиоприемник с де-
тектором радиоимпульсов не должен иметь никаких принципиаль-
ных отличий от радиоприемника и детектора для импульсно-
амплитудной системы (см. рис. 639). В составе видеоусилителя
должен быть двусторонний ограничитель, срезающий шумы.

Возникает вопрос: можно ли из последовательности импульсов, моду-
лируемых по фазовому положению, выделить фильтром составляющую зву-
ковой частоты?

Оказывается, в составе последовательности импульсов, модулируемых
по фазовому положению, содержится составляющая звуковой частоты. По-
яснить это можно с помощью рис. 658, где изображены модулирующее на-
пряжение и модулированные им по фазе импульсы. Каждый импульс сме-
щен по фазе от «нейтральной» позиции на отрезок, равный соответствую-
щему мгновенному значению модулирующего напряжения (на рис. 658, а
показана модуляция низким тоном, а на рис. 658, б — высоким тоном). Эти
импульсы образуют «разрежения» и «сгущения», причем падающему уча-
стку кривой звукового напряжения соответствует «разрежение», а восходя-
щему — «сгущение» импульсов.

Среднее значение напряжения импульсов за тактовый период оказы-
вается большим на участке «сгущения» и меньшим на участке «разреже-
ния», т. е. оно изменяется по звуковому закону. Значит, в спектре модули-
рованной по фазе последовательности импульсов есть составляющая зву-
ковой частоты, которую можно обнаружить в телефоне путем демодуляции
при помощи низкочастотного фильтра.

Однако такая демодуляция очень невыгодна. Во-первых, при фазовой
модуляции импульсы приходится брать более короткими, чем при ампли-
тудной, чтобы они могл1? перемещаться во времени внутри рабочих интер-
валов. При этом уменьшается и амплитуда напряжения звуковой частоты.
Во-вторых, и это самое главное, сложный разговорный звук при такой
демодуляции искажается, так как амплитуда звукового напряжения при
демодуляции пропорциональна не только силе, но и частоте этого звука.
Это видно из сопоставления графиков о и б на рис. 658: при высоком тоне
модуляции разрежения и сгущения резче, заметнее, чем при низком тоне.
Значит, и амплитуда после демодуляции окажется для высокого тока
большей, чем для низкого. Иначе говоря, в случае такой простейшей
демодуляции высокие ноты будут звучать громче, чем низкие, и разборчи-
вость передаваемой речи снизится.

Для неискаженного воспроизведения звуковой частоты в при-
емник вводится предварительное преобразование (конверсия)
фазовой модуляции в модуляцию по амплитуде или по длитель-
ности. Эти последние виды модуляции позволяют затем выделить
звуковую частоту без искажений при помощи простого фильтра-
демодулятора.

Принцип преобразования модуляции импульсов по фазе в мо-
дуляцию по длительности (по ширине) заключается в сле-
дующем.

Две лампы (рис. 659), работая совместно, имеют лишь один
выход (с анодной нагрузки левой лампы на сопротивление R),
но два разных входа (левый и правый) на управляющие сетки
соответствующих ламп.

Если на правый вход подать кратковременный импульс на-
пряжения, то в анодной цепи правой лампы появится ток, вслед-
ствие чего понизится напряжение на ее аноде. Конденсатор С±
будет разряжаться через сопротивление Rgii создав на второй
сетке левой лампы отрицательное напряжение смещения. Левая
лампа окажется запертой, вследствие чего напряжение на ее аноде
возрастет скачком. Это и будет началом импульса на выходе.

С того же момента конденсатор Сг будет заряжаться повы-
сившимся напряжением, а ток заряда создаст на сопротив-
лении . Rgz положительное напряжение смещения, поддерживаю-
щее анодный ток в правой лампе также и по окончании импульса
внешнего напряжения на правом входе.

Рис. 659. Схема для преобразования модуляции импульсов
по фазе в модуляцию по длительности
Рис. 660. Процесс преобразования фа-
зовой модуляции импульсов в модуля-
цию по длительности

Пусть на левый вход кратковременный внешний импульс по-
дан прежде, чем на конденсаторах Ci и С2 достигнуто устано-
вившееся значение напряжения. Левая лампа пропустит, анод-
ный ток, из-за чего упадет
напряжение на ее аноде и,
следовательно, закончится
импульс напряжения на вы-
ходе. Теперь лампы меняют-
ся ролями: конденсатор С2
разряжается, а С\ заряжает-
ся. Такое состояние поддер-
живается вплоть до момен-
та воздействия нового внеш-
него импульса на вход пра-
вой лампы. Коротко описан-

ный процесс можно охарактеризовать так: импульс справа
включает выходное напряжение, а импульс слева выклю-
чает его.

Этим свойством схемы пользуются для преобразования им-
пульсной модуляции. На правый вход действует последователь-
ность импульсов тактовой частоты, сформированных в блоке син-
хронизации и не подвергающихся модуляции по фазе. Каждый
из этих импульсов своим передним фронтом включает выходное
напряжение; эти вспомогательные импульсы можно назвать «за-
жигающими». На левый вход действуют принимаемые импульсы
канала, модулированные по фазе. Они являются для выхода
схемы «гасящими», т. е. каждый из них своим передним фронтом
вызывает резкий спад выходного напряжения. Следовательно, на
выходе схемы образуется импульс, длящийся от момента подачи
зажигающего до момента подачи гасящего импульса.

Гасящие импульсы в соответствии с фазовой модуляцией по-
лучают то или иное смещение во времени. Поэтому выходные
импульсы имеют различную продолжительность, т. е. оказы-
ваются модулированными по длительности. Так фазовая модуля-
ция импульсов преобразуется в широтную. На рис. 660, а изобра-
жена последовательность вспомогательных импульсов, размещен-
ных во времени равномерно и действующих на правый вход. На
рис. 660, б показаны импульсы канала, получающие фазовые
сдвиги по закону модуляции. Наконец, на рис. 660, в представ-
лены импульсы на выходе преобразующей схемы, модулируемые
по длительности и допускающие эффективную демодуляцию при
помощи фильтра нижних частот.

Иногда оказывается удобнее изменить схему так, чтобы «за-
жигающими» были импульсы канала, а «гасящими» — вспомога-
тельные импульсы. Тогда получится модуляция по длительности
перемещением переднего фронта. Демодуляция и в этом случае
выполняется с помощью фильтра нижних частот.

Итак, импульсно-фазрвая модуляция g QWW от импульсно-
. 41* 643
амплитудной дает возможность подавлять шумы в видеотракте
приемника с помощью двустороннего ограничителя. Благодаря
этому вторичная модуляция (управление колебаниями радио-
передатчика) может быть наиболее простой — модуляцией по
амплитуде. Такая система (ИФМ — АМ) находит практическое
применение в радиорелейных линиях.

Все описанные выше системы радиорелейной связи, характе-
ризующиеся повышенной помехозащищенностью (ОМ — ЧМ,
ИАМ — ЧМ, ИФМ — АМ), не дают возможности полностью
устранить шумы. Так, при всех видах частотной модуляции несу-
щего колебания не устраняется паразитная шумовая модуляция
по частоте; при импульсно-фазовой модуляции не устраняется
эффект смещения наклонного фронта импульсов шумами. Если
радиолиния имеет большую протяженность и, следовательно,
большое число ретрансляций, то мощности шумов, возникающих
в каждом из приемников, суммируются, накопляются и для их
подавления требуется повышать мощности передатчиков.

Это заставило искать виды модуляции, при которых устраня-
лось бы влияние шумов не только на вершинах и в интервалах,
но и на наклонных фронтах.

Импульсно-кодовая модуляция и представляет собой один из
видов такой модуляции. Признаком последовательности импуль-
сов, который изменяется в соответствии с передаваемым сигна-
лом, здесь служит наличие или отсутствие импульсов. Можно
сказать, что модуляция ведется по способу «есть импульс — нет
импульса». Иначе говоря, имеется некоторая полная кодовая
группа импульсов, и в ней под влиянием модулирующего напря-
жения образуются те или иные пропуски. Такова сущность пере-
дачи по этой системе.

Не вникая пока в смысл кодирования, поясним в первую оче-
редь, почему система «есть — нет» способна дать высокую поме-
хоустойчивость. Мы знаем, что действие шумовых помех состоит
в искажении формы принимаемых импульсов. Импульсно-кодо-
вый принцип позволяет сохранить неискаженный прием сигналов
даже в том случае, когда форма принимаемых импульсов иска-
жена шумами, но импульсы не пропадают и не дополняются
лишними импульсами. Это достигается тем, что в приемной уста-
новке, подвергающейся .действию импульсов сигнала, одновре-
менно генерируется своя последовательность регулярных импуль-
сов, соответствующая предельному случаю — тому, что мы на-
звали выше «полной кодовой группой»; эта последовательность
стабилизируется системой синхронизации. Но к выходу прием-
ника эта последовательность пропускается не полностью. Про-
ходят лишь те импульсы, которые совпадают по времени с им-
пульсами принимаемого сигнала. Импульс сигнала открывает
путь местному импульсу. Значит, модуляция пропусками, прису-
щая сигналу, сохранится и на выходе приемника. Однако мест-
ные импульсы, сформированные в самом приемнике, не подвер-
644
гаются искажающему действию помех; искажающее действие
возможно лишь в том случае, если помехи создают ложные им.
пульсы или вызывают исчезновение посылаемых передатчиком
импульсов.

Этот принцип поясняется на рис. 661. На верхнем графике
изображена регулярная последовательность местных импульсов,
на втором графике — принятая кодовая комбинация, которая
содержит в данном случае только два импульса, искаженных
вследствие ограниченной полосы пропускания и действия шумов.
На нижнем графике оставлены лишь те из местных импульсов,
для которых принятые импульсы открыли путь к выходу прием-
ника.

Импульеы на выходе приемника

Рис. 661. Действие импульсов сиг-
нала в приемнике импульсно-кодо-
вой связи

Рис. 662. Преобразование сигнала
в амплитудно-модулированные
импульсы

Такое управление местными импульсами возможно лишь при
условии превосходства сигнала над шумом на входе приемника.
Система, в которой искажение происходит только при исчезно-
вении передаваемого или появлении ложного импульса, отли-
чается высокой помехоустойчивостью и устраняет накопление шу-
мов вдоль трассы радиолинии при многократных ретрансляциях.
Именно эта особенность привлекает внимание к импульсно-кодо-
вой системе, несмотря на то что схемы, физические процессы и
детали аппаратуры в этой системе сложнее, чем в других.

Теперь обратимся к принципу кодирования передаваемых со-
общений. Кривая первичного напряжения сигнала «разрезается»
на серию знакопеременных импульсов, следующих друг за дру-
гом с тактовой частотой (рис. 662). Получаются амплитудно-
модулированные импульсы. Эта операция выполняется с по-
мощью обычных электронных ламп или специального электрон-
ного переключателя. Частота следования импульсов, как и в опи-
санных выше системах, должна быть примерно 8000 гц.

Следующий шаг преобразования — «кодировка» амплитудно-
модулированных импульсов. Высота каждого импульса с учетом
его знака должна быть «выражена» той или иной комбинацией
стандартных импульсов. Заранее устанавливается предельно
большое число импульсон н кодовой группе; чем точнее необхо-
димо передать кодируемые импульсы, тем большее число коди-
рующих импульсов должно быть в кодовой группе и тем точнее
будет воспроизведен звуковой сигнал в приемнике. Для высоко-
качественной передачи применяют группы, содержащие семь им-
пульсов (семизначный код); для передачи удовлетворительной
по разборчивости речи ограничиваются пятью импульсами (пяти-
значный код).

Предположим, что решено воспользоваться пятизначным ко-
дом, т. е. наибольшее число стандартных импульсов в кодовой
группе равно пяти. Одна такая группа должна передать («вы-
разить») высоту одного импульса из амплитудно-модулированной
последовательности, полученной на предыдущем этапе преобра-
зования. Кодовые группы следуют одна за другой с той же ча-
стотой, что и кодируемые импульсы. Если система имеет не-
сколько каналов, то между кодовыми группами одного канала
остается время для передачи кодовых групп других каналов.

Комбинация импульсов, фактически передаваемая в составе
кодовой группы, выражает высоту кодируемого импульса. Пя-
тизначный код допускает 25 = 32 различные комбинации. Следо-
вательно, высота каждого первичного импульса «выражается»
кодовой группой с погрешностью, не превышающей от рас-
стояния АБ между вершинами двух импульсов с разными зна-
ками и с наибольшей возможной величиной (рис. 662). Каждый
из импульсов группы имеет свою собственную «цену», выражае-
мую в долях указанного максимального значения АБ.

Наибольший из возможных отрицательных первичных им-
пульсов (т. е. нижний уровень сигнала) передается полным от-
сутствием импульсов в соответствующей кодовой группе. Для
передачи всех остальных значений остается 31 комбинация.

Импульсам кодовой группы нужно дать такие «цены», кото-
рые в комбинациях позволили бы передать («выразить») высоту
любого первичного импульса в пределах от зр До 1. Первый
. 1 „ 2

импульс кодовой группы имеет «цену» в -gj-, второй — в-^р,
третий — в "др > четвертый — в -gp и пятый — в . Такой набор
«цен» позволит решить поставленную задачу. Так, для передачи
максимального положительного импульса ценой в 31 единицу
(-gj-, т. е. наибольшее из возможных положительных значений) по-
требуется иметь в кодовой группе все пять стандартных импульсов.

Действительно, сумма их «цен»

1 +2 + 4 + 8+16 = 31.

Для передачи нулевого уровня кривой рис. 662 (отсутствие
очередного первичного импульса, т. е. переход модулирующего
Ж
Рис. 663. Пример кодированной передачи амплитудно-
модулированных импульсов

напряжения через нуль) требуется, очевидно, 16 единиц. Этот
уровень передается посылкой только одного пятого импульса в
составе комбинации. Передача максимального отрицательного
импульса осуществляется полным отсутствием импульсов, т. е.
пропуском всей кодовой группы.

На рис. 663 изображен период напряжения звуковой частоты,
представленный- амплитудно-модулированными импульсами,
«цены» которых показаны в таблице справа. В той же таблице
помечены знаком «+» номера импульсов в кодовых группах,
подлежащие передаче. Внизу развернуты по времени соответ-
ствующие кодовые комбинации. Между группами данного канала
можно разместить группы других каналов.

Разумеется, длительность каждого импульса в кодовой группе
должна быть достаточно малой, чтобы за один период Тп так-
товой частоты могло разместиться 5/V импульсов, где N — число
каналов. Однако при данном числе каналов полоса пропускания
тракта импульсно-кодовой связи оказывается приблизительно
такой же, как и для импульсно-фазовой модуляции, потому что
кодовая система позволяет брать более узкую полосу при заданной
длительности импульса, допуская большие искажения формы им-
пульсов. Благодаря этому и уровень шумов на один интервал ре-
трансляции имеет в импульсно-кодовой системе обычное значение.

Сформированные по такому принципу кодовые импульсы
управляют колебаниями передатчика, производя вторичную мо-
дуляцию по амплитуде (или иногда по частоте). В ретрансли-
рующих установках кодовые импульсы восстанавливают свою
форму (регенерируются) и излучаются на другой волне вновь в
виде тех же комбинаций. Если уровень помех меньше уровня
ограничения приемника ретранслирующей станции на достаточ-
ную величину, то никаких новых комбинаций ретрансляционный
передатчик не может излучать, и потому процессы ретрансляции
не связаны с накоплением шумов.
В приемнике оконечной станции необходимо выполнить об-
ратные операции по сравнению с операциями в передатчике на-
чальной установки радиолинии, т. е. превратить каждую кодо-
вую группу в один импульс, высота которого равняется сумме
«цен» переданных импульсов (процесс декодирования), а затем
при помощи фильтра нижних частот выделить из полученных
амплитудно-модулированных импульсов разговорную (низко-
частотную) составляющую сигнала (процесс демодуляции). Раз-
умеется, между этими двумя процессами в многоканальном
приемнике должно быть произведено распределение импульсов
йо отдельным каналам.

Процесс декодирования выполняется устройствами, которые
Можно отнести к классу «накопительных» электрических схем.
В таком устройстве конденсатор-накопитель заряжается после-
довательно импульсами кодовой группы, причем каждый перед-
ний импульс создает на конденсаторе напряжение, пропорцио-
нальное «цене» этого импульса в кодовой группе. Напряжения,
созданные отдельными импульсами, суммируются, и к моменту
окончания группы напряжение на конденсаторе равно сумме
«цен» всех импульсов, переданных в составе группы. Но эта
сумма пропорциональна высоте кодируемого импульса (при от-
счете высоты от отрицательного максимума). Следовательно, если
с конденсатора декодирующей схемы снимать напряжение в
конце каждой группы, то будет получена последовательность
амплитудно-модулированных импульсов, содержащих составляю-
щую частоты первичной модуляции. На ’рис. 664 изображена
группа, содержащая импульсы 1, 2 и 4, «цены» которых 1 еди-
ница, 2 единицы и 8 единиц; справа показано напряжение на
конденсаторе, пропорциональное сумме «цен» трех импульсов,
т. е. 11 единицам.

«Оценка» высоты первичных импульсов через кодовые группы в общем

случае производится с погрешностью, так как мгновенное значение, лежа-
щее между двумя условными уровнями, передается как ближайший (верх-
ний или нижний) уровень Зависимость между первичным напряжением

звукового сигнала и «оценкой»* этого

/ 2 3. 4 5

Л/® импульсоб

12 4 8 16

Цены импульсой

Рис. 664. Пример преобразования
кодовой группы в декодированный

импульс

напряжения через кодовые группы
(а следовательно, и напряжением на
выходе декодирующего устройства)
выражается ступенчатым графиком,
максимальное число ступеней ко-
торого равно числу кодовых ком-
бинаций .(при пятизначном коде
25 = 32 ступени, при семизначном ко-
де 27 = 128 ступеней). Эта зависи-
мость изображена на рис. 665. Из

него видно, что погрешность может
достигать половины высоты ступени.
Чем больше амплитуда кодируемого
напряжения и чем больше число
ступеней (т. е. значность кода),тем

точнее воспроизводится сигнал.
На рис. 666 показана передача сильного и слабого звуков. Сильный
звук воспроизводится большим числом ступеней, т. е. более точно; слабый
звук, передаваемый только двумя ступенями (нуль и единица), воспроизво-
дится неточно.

Звуковое напряжение, передаваемое ступенчатым графиком, можно рас-
сматривать как сумму двух напряжений — чисто синусоидального (пунктир
на рис. 666) и зигзагообразного. Зигзагообразное напряжение создает в те-
лефоне приемника шум, мешающий приему. Этот специфический вид по-
мехи, свойственный только импульсно-кодовой связи, называется ее соб-
ственным шумом или шумом квантования. Он проявляется только в про-
цессе . декодирования и демодуляции. Если промежуточные установки ра-
диорелейной линии ретранслируют кодовые группы, то такой шум вдоль
линии не накопляется.

Рис. 665. Зависимость вы-
соты импульсов на выходе
декодирующего устройства
от напряжения первичного
сигнала

Рис. 666. Ступенчатая передача
сильного и слабого звуков

Для уменьшения шума требуется повышать значность кода; однако это
усложняет схему и конструкцию установок при данном числе каналов.
Семизначный код оказывается вполне достаточным даже при высоких тре-
бованиях к качеству приема, если уровни на рис. 666 сделать неодинако-
выми: для слабых звуков — более низкими, для сильных — более высо-
кими.

Аппаратура с кодовой модуляцией видеоимпульсов и с ам-
плитудной модуляцией несущей частоты (ИКМ— АМ), а иногда
и с частотной модуляцией несущей частоты (ИКМ — ЧМ) отли-
чается хорошей помехозащищенностью, а потому представляет
практический интерес для радиорелейной рвязи.

33. О СПОСОБАХ РЕТРАНСЛЯЦИИ
В РАДИОРЕЛЕЙНОЙ СВЯЗИ

Задачи промежуточных станций

Задача промежуточной (ретрансляционной) установки ра-
диолинии заключается в приеме приходящих сигналов, их уси-
лении и переизлучении на иной волне. Радиолиния всегда должна
быть дуплексной (исключением может быть только радиолиния
для передачи телевизионной программы). Для дуплексной связи
промежуточная станция должна обеспечить «прием слева — пе-
редачу вправо» и «прием справа — передачу влево». Кроме того,
в некоторых промежуточных пунктах многоканальной радиоли-
нии может потребоваться ответвление части каналов; ответвле-
ние же одного (служебного) канала обычно практикуется на
каждой из промежуточных станций. Переговоры по ответвлен-

Рис. 667. Блок-схема промежуточной станции

ным каналам могут вестись из промежуточного пункта как
влево, так и вправо. В общем виде блок-схема промежуточной
станции изображена на рис. 667.

Казалось бы, наиболее простой способ ретрансляции — пря-
мое усиление на принимаемой несущей частоте. Однако этот
способ встречает серьезные практические трудности. Дело в том,
что в промежуточной станции может требоваться усиление сиг-
нала по мощности в миллиарды и десятки миллиардов раз. По-
лучить такое усиление на сверхвысоких частотах затруднительно.
Кроме того, в случае переизлучения на частоте принимаемого
сигнала работа промежуточной станции могла бы нарушиться
самовозбуждением схемы вследствие обратной связи между пере-
дающей и приемной антеннами. Переизлучение необходимо осу-
ществлять на. частоте, отличной от принимаемой (Д и /г или /з
и f4 на рис. о67). Следовательно, в ретранслирующей станции
происходят те или иные преобразования принимаемого сигнала
одновременно с его усилением.

Каждый вид ретрансляции имеет свои особенности, позво-
ляющие рекомендовать его для тех или иных случаев. При этом
один и тот же вид ретрансляции может оцениваться по-разному
для радиолиний с частотной и импульсной модуляцией.

Остановимся на основных видах систем ретрансляции, класси-
фицируя их по этапам повторной модуляции (или, как иногда
650
называют, «ремодуляции») передатчика промежуточной уста-
новки. Будем различать промежуточные станции с полной ремо-
дуляцией, со вторичной ремодуляцией и без ремодуляции.

Ретрансляция с полной (двукратной) модуляцией

В наиболее сложной системе ретрансляции приемная схема
разделяет каналы, доводя сигналы до звуковых частот, а затем
производится модуляция этими частотами колебаний в каждом
канале передающей установки и, далее, модуляция несущего ко-
лебания передатчика спектром уплотнения. Можно сказать, что

Рис. 668. Блок-схема промежуточной станции с ретрансляцией
по низкой частоте

переход от приемной схемы к передающей происходит на низких
частотах, откуда и систему называют также «ретрансляцией по
низкой частоте».

В составе такой промежуточной установки должно быть два
оконечных комплекта аппаратуры, т. е. два передающих и два
приемных устройства со схемами уплотнения, чтобы можно было
осуществлять связь в двух направлениях (дуплексную). При-
нимаемые сигналы после усиления по промежуточной частоте
детектируются, разделяются по каналам и путем демодуляции
доводятся до первичных (звуковых) частот. Существенным до-
стоинством этой системы является возможность выделить (от-
ветвить) любой номер и любое количество каналов из общего
их комплекта («ствола»). Ответвление на местный телефонный
коммутатор выполняется с помощью обычных дифференциальных
систем по низкой частоте. Низкочастотные телефонные каналы,
как проходящие насквозь, так и вводимые на место ответвлен-
ных, осуществляют первичную ремодуляцию в аппаратуре уплот-
нения передатчика. Многоканальный же сигнал выполняет вто-
ричную ремодуляцию несущего колебания сверхвысокой ча-
стоты.

Схематически ретрансляция по низкой частоте изображена на
рис. 668, Такая схема справедлива как для радиолиний с ча-
стотным уплотнением при непрерывном излучении, так и для
радиолиний с уплотнением по времени при импульсном излу-
чении.

Ретрансляция этого вида иногда может оказаться удобной,
если требуется ответвлять в местную телефонную сеть любой из
числа имеющихся каналов (узловые промежуточные станции).
Однако с точки зрения стоимости и качества работы всей радио-
линии ретрансляция с полной ремодуляцией нежелательна. Стои-
мость промежуточной станции оказывается слишком высокой в
связи со сложностью приемно-передающей и вспомогательной
аппаратуры, совершенно необязательной в составе установки,
на которой не требуется ответвления каналов в местную теле-
фонную сеть. Качество же работы радиолинии снижается в ре-
зультате большого числа преобразований, которые претерпевает
сигнал в промежуточной установке и которые неизбежно свя-
заны с искажениями, накапливающимися по мере увеличения
числа пролетов радиолинии. В частности, в каскадах усиления
низкой частоты каждого канала возможны нелинейные искаже-
ния, а также частотные искажения сигнала и усиление паразит-
ного фона низких частот. Эти виды искажений сигнала соче-
таются с искажениями в других каскадах промежуточной стан-
ции и нарастают от одной промежуточной установки к другой,
снижая качество сигнала.

В связи с этим желательно упростить, удешевить и усовер-
шенствовать по качеству рядовую промежуточную станцию, со-
хранив возможность ответвления одного (служебного) или не-
скольких каналов каким-либо простейшим образом. Таким тре-
бованиям удовлетворяют другие разновидности ретрансляцион-
ных систем, в которых сигнал не доводится до низкочастотного
спектра.

Ретрансляция с вторичной модуляцией

В принципе этот вид промежуточной радиорелейной станции
позволяет исключить из оборудования всю аппаратуру разделе-
ния каналов и уплотнения: здесь происходит лишь детектирова-
ние принимаемого сигнала, но нет разделения и демодуляции ка-
налов; напряжением уплотненного спектра ремодулируется сверх-
высокочастотное колебание радиопередатчика. Блок-схема такой
ретрансляции (для одного направления радиолинии) показана
на рис. 669.

Эта система, так же как и предыдущая, применима как для
импульсных радиолиний, так и для радиолиний с частотным
уплотнением. Но для импульсного и для частотного способов
652
уплотнения результаты детектирования и задачи модуляции су-
щественно различны.

В радиолиниях импульсной связи на выходе детектора полу-
чаются видеоимпульсы поочередно всех каналов. Эти импульсы
усиливаются в широкополосной схеме видеоусилителя и затем
действуют на вход импульсного модулятора, управляющего коле-
баниями сверхвысокой частоты в радиопередатчике. Замеча-
тельно то, что в тракте видеоусилителя импульсы могут быть под-
вергнуты ограничению и формированию. Иначе говоря, форма
импульсов, искаженная при прохождении сигнала через преды-
дущий тракт линии, может быть исправлена.

Рис. 669. Блок-схема промежуточной станции со вторичной модуляцией
(одно направление связи)

Если нужно ответвить один или несколько каналов в такой
промежуточной станции, то обычно применяется способ формиро-
вания вспомогательных «импульсов-подставок» (пьедесталов),
подача которых в соответствующие моменты позволяет выделить
«приподнятый» импульс при помощи ограничителя или иным
путем.

При таком виде ретрансляции частоты принимаемого сигнала
fi и излучаемого ft никак не связаны. Важно лишь, чтобы при
уходе частоты fi от установленного значения не происходило
ухода сигнала из полосы пропускания усилителя промежуточной
частоты. Это достигается должным запасом полосы, а иногда и
автоподстройкой по промежуточной частоте. При правильном вы-
боре ширины полосы в усилителе промежуточной частоты и в
видеоусилителе можно исключить переходные помехи между ка-
налами даже при значительном числе ретрансляций.

Таким образом, способ ретрансляции со вторичной ремодуля-
цией вполне пригоден для радиолиний импульсной связи.

Тот же способ ретрансляции принципиально пригоден и для
радиолиний с частотным уплотнением. Сигнал промежуточной ча-
стоты детектируется в этом случае частотным детектором (ди-
скриминатором), на выходе которого получается многоканальный
спектр однополосной модуляции поднесущих частот.

При этом способе ретрансляции можно выделить один или
несколько каналов с помощью фильтров для поднесущих частот.
На рис. 670 приведена блок-схема аппаратуры для одного на-
правления связи при ответвлении одного канала слева и вклю-
Чении на его место новой передачи Вправо. Канал слева выде-
ляется фильтром ответвления, в полосе пропускания которого
размещается спектр этого канала. За фильтром включен баланс-
ный детектор, в схеме которого одновременно с сигналом' дей-
ствует напряжение генератора, восстанавливающего поднесущую
частоту. Полученный сигнал звуковой частоты воспроизводится
в телефоне местного абонента.

Второй абонент может вести разговор по линии вправо, для
чего микрофон подключен ко входу балансного модулятора под-
несущего колебания, создаваемого тем же местным генератором.
Далее имеется фильтр нужной боковой полосы, выделяющий
однополосный спектр местного канала. Этот спектр занимает со-
ответствующее место в общем спектре уплотнения и участвует в
модуляции передатчика вместе со спектром других каналов.

Чтобы ответвляемый канал «освободил место» для вводи-
мого канала в общем спектре, усилитель спектра поднесущих
частот должен подавлять ответвляемую полосу частот. При не-
обходимости ответвлять значительную часть каналов или даже
все каналы проще создать промежуточную станцию с двойной
ремодуляцией.

Рис. 670. Блок-схема ретрансляции cq вторичной модуляцией и
ответвлением канала при уплотнении по частоте

Ретрансляция по поднесущим частотам, как и ретрансляция
по низкой частоте, для систем с частотным уплотнением невы-
годна вследствие сложности устранения переходных помех между
каналами. Переходные помехи возникают в общем сйектре одно-
полосных амплитудно-модулированных каналов при их прохож-
дении через нелинейные элементы. Наиболее вероятно образова-
ние переходных помех в частотном детекторе приемника и ча-
стотном модуляторе передатчика ретранслирующей установки.
К характеристикам этих каскадов приходится предъявлять очень
жесткие требования, выполнение которых может усложнить аппа-
ратуру.
В настоящее время исследуются более выгодные способы ре-
трансляции систем с частотным уплотнением. Большинство этих
исследований направлено на разработку промежуточных станций
без ремодуляции.

Ретрансляции гетеродинного типа

Как указывалось выше, самой простой установкой ретрансляции была
бы промежуточная станция с прямым усилением на принимаемой частоте.
Однако при прямой ретрансляции передатчик излучал бы колебания той же
частоты, на какую настроен приемник, и под действием этих колебаний
происходило бы самовозбуждение, приводящее к нарушению приема.

Рис. 671. Блок-схема простейшей гетеродинной

ретрансляции

Первым шагом в усовершенствовании установки является применение
схемы с однократным преобразованием частоты (рис. 671). В этой схеме
колебание принимаемой частоты fi преобразуется в излучаемое колебание
частоты f2 с помощью смесителя и гетеродина, вследствие чего и самый
тип’ ретрансляции называется гетеродинным. Если сдвиг частоты Д/= fi—f2
небольшой в сравнении с абсолютными значениями f\ и f2, то частота гете-
родина также окажется невысокой и стабилизация частоты гетеродина не
будет сложной. Несколько сложнее задача ответвления каналов; она мо-
жет быть решена путем частотной модуляции гетеродина. Но самым глав-
ным условием успешного осуществления гетеродинной ретрансляции с одно-
кратным преобразованием частоты нужно' считать возможность достаточ-
ного усиления на сверхвысоких частотах. Если такой возможности нет, при-
ходится применять усиление на более низких (промежуточных) частотах,
и тогда в схеме ретрансляции происходит многократное преобразование
частоты. На рис. 672 представлена блок-схема устройства с двойным пре-
образованием частоты. Первое преобразование должно создать напряжение
достаточно низкой промежуточной частоты, удобной для многокаскадного

Рис. 672. Блок-схема ретрансляции гетеродинного типа с двойным пре-
образованием частоты
усиления, а второе преобразование должно восстановить колебание сверх-
высокой частоты, «сдвинутой» по отношению к принимаемой частоте на
относительно небольшую величину Д/. Поэтому с первого преобразователя
снимается напряжение разностной частоты, а со второго — суммарной', ча-
стоты гетеродинов отличаются между собой на ДД

Недостатком схемы с двойным преобразованием частоты нужно счи-
тать то, что уход частоты одного из гетеродинов вызывает равное измене-
ние частоты излучаемого сигнала. Из этих соображений более выгодны
схемы со сложным преобразованием частоты. Один из вариантов такой
схемы показан на рис. 673.

Рис. 673. Блок-схема ретрансляции по промежуточной частоте с общим

и вспомогательным гетеродинами

Здесь колебания частоты /г основного гетеродина действуют на смеси-
тель второго преобразователя. Тот же гетеродин воздействует и на смеситель
первого преобразователя, но не непосредственно, а через вспомогательную
«схему сдвига частоты». Эта схема содержит дополнительный гетеродин с ча-
стотой, равной требуемому сдвигу Д/, смеситель гетеродинирования, на кото-
рый действуют основной и дополнительный гетеродины, и фильтр разно-
стной частоты /г — Д/. Именно эта последняя частота и является гетеро-
динирующей для первого преобразователя основного тракта. После первого
преобразования в качестве промежуточной используется частота /пр==/г—
—Д/—а после второго преобразования — сверхвысокая частота fa = /г—
—/пр=/1 + д/- .

Таким путем устраняется влияние неустойчивости частоты гетеродина
/г на частоту излучаемого сигнала я достигается необходимый сдвиг ДД
Стабилизация вспомогательного гетеродина также не вызывает трудностей,
так как частота Д/ относительно низкая.

* *
*

Следует еще указать на возможность создания самых простых
радиорелейных линий с применением в них обычных симплекс-
ных радиостанций. Ретрансляция в таких линиях осуществляется
с помощью двух станций, переключаемых поочередно на прием и
передачу. При этом способе протяженность линии радиосвязи уве-
личивается по сравнению с дальностью прямой связи двух око-
нечных станций.

При оценке систем уплотнения и радиочастотной модуляции основным
критерием является качество каналов связи. Следует учесть, что даже при
наличии прямой видимости между антеннами соседних станций напряжен-
ность поля в пункте приема не остается постоянной. Колебания напряжен-
ности поля вызываются тропосферными явлениями и оказываются значи-
тельными в летние месяцы, когда напряженность поля может уменьшаться
в 10 раз и более по сравнению с нормальным значением. Это служит
одной из причин выбора таких видов модуляции, при которых улучшается
отношение сигнала к шуму в приемнике. К этим видам модуляции отно-
сятся системы ОМ — ЧМ, ИАМ — ЧМ, ИФМ — АМ, ИКМ — АМ.

Для радиолиний со значительным числом каналов все эти системы
обеспечивают подавление шумов, т. е. могут быть названы перспективными.

Выбор системы уплотнения и модуляции из упомянутых выше четырех
комбинаций обусловлен дополнительными соображениями — такими, как
число каналов, возможность применения типовой уплотняющей аппаратуры,
необходимость в ответвлении каналов, протяженность радиолинии и др.

Рабочий диапазон волн радиорелейной линии выбирается в зависи-
мости от числа каналов уплотнения: при увеличении числа каналов целе-
сообразен переход на более короткие волны. Здесь имеются широкие воз-
можности выбора, поскольку для релейной связи можно использовать диа-
пазон примерно 30 — 10 000 Мгц.

В заключение еще раз сопоставим многоканальные радиоре-
лейные линии с многоканальными линиями из специального ка-
беля. При одинаковом числе «канало-километров» стоимость ра-
диорелейной линии не превышает стоимости кабельной линии.
Радиорелейная линия строится в значительно более короткий
срок, и на ее сооружение затрачивается гораздо меньше цветных
металлов. Прокладка кабеля через водные преграды или по
сильно пересеченной местности может оказаться очень сложной,
а иногда и невыполнимой.

Если по качеству каналов радиорелейная линия равноценна
кабельной, то целесообразность развития радиорелейной связи
наряду с кабельной становится очевидной. Перспектива примене-
ния радиосвязи с рассеянным распространением ультракоротких
волн не снижает значения радиорелейной связи, но в разумном
сочетании с нею может упростить задачу установки линий боль-
шой протяженности с большими интервалами.
ГЛАВА ВОСЬМАЯ

ПРОСТЕЙШИЕ СПОСОБЫ
ПРОВЕРКИ РАДИОСТАНЦИЙ

34. ОСНОВНЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ, ХАРАКТЕРИЗУЮЩИЕ
РАБОТУ РАДИОСТАНЦИИ

В процессе эксплуатации или хранения радиостанций, осо-
бенно подвижных, их параметры могут отклоняться от норм
вследствие механических воздействий, температурных изменений,
влияния влаги, износа или старения деталей и ламп, нарушения
нормальных условий электропитания и т. п. Для проверки соот-
ветствия параметров номиналам служат электроизмерительные,
радиоизмерительные' и другие приборы. При пользовании ими
нужно уметь из большого числа разнообразных показателей, ха-
рактеризующих работу радиостанции, выбрать такие, которые по-
зволяют дать наиболее полную оценку ее действия с наимень-
шим числом измерений и наименьшим комплектом измерительной
аппаратуры.

Для радиопередатчика к таким показателям относятся:

— величина колебательной мощности;

— коэффициент амплитудной модуляции или девиация ча-
стоты при частотной модуляции;

— точность установки и устойчивость частоты.

Для радиоприемников важнейшие показатели следующие:

— чувствительность приемника;

— точность установки и устойчивость частоты;

— избирательность приемника.

Разумеется, во всех случаях важным показателем исправ-
ности следует считать нормальное потребление тока от источни-
ков питания.

Простейшие способы определения этих показателей и состав-
ляют содержание настоящей главы.
35. ПРОВЕРКА ПЕРЕДАТЧИКОВ

Измерение тока в антенне и колебательной мощности
передатчика

Основным показателем нормальной работы передатчика сле-
дует считать величину тока в его антенне. Величина тока харак-
теризует полезную мощность:

где /?А—активное сопротивление антенны на данной частоте.
От мощности в антенне зависит и излучаемая мощность, и даль-
ность действия передатчика.

При проверке радиостанции ток в антенне измеряется во всех
поддиапазонах, причем для исправной радиостанции он должен
быть в пределах', указанных таблицей типовых режимов для
каждого вида антенны и каждого поддиапазона.

В самых простых случаях для индикации тока в антенне при-
меняется детекторный прибор, индуктивно связанный с цепью
антенны (см., например, рис. 392). Но основным прибором для
измерения колебательного тока является термоэлектрический
миллиамперметр (или амперметр).

Термоэлектрические приборы применяются в качестве измери-
телей тока на частотах до 7,5 Мгц (1 = 40 м) и в качестве ин-
дикаторов тока, не гарантирующих удовлетворительной точности,
на частотах до 75 Мгц (к = 4 м) и даже более высоких. Каж-
дый термоэлектрический миллиамперметр состоит из термопре-
образователя и магнитоэлектрического прибора постоянного тока
высокой чувствительности. В свою очередь термопреобразова-
тель включает в себя подогреватель и термопару.

На рис. 674 изображена схема термоэлектрического прибора.
Измеряемый ток I высокой частоты, протекая по подогревате-
лю АБ, нагревает его и спай В термопары. Подогрев происходит
или при непосредственном контакте, или через изолятор (бу-
синку). Термопара создает постоянный ток 1\ в замкнутой цепи
измерительного прибора G. Отклонение стрелки прибора харак-
теризует величину тока высокой ча-
стоты.

Термоамперметр градуируется по точ-
ному прибору постоянного тока при их
последовательном соединении в цепи, со-
держащей батарею и реостат. Термооб-
разователи конструктивно выполняются
в стеклянном баллоне (вакуумные) или
в пластмассовом кожухе и монтируются
внутри корпуса прибора или вне его; но
термопреобразователь составляет неотъем-
лемую часть того термоприбора, который

Рис. 674. Схема устрой-
ства термоэлектриче-
ского прибора
был градуирован с этим преобразователем. Шкала прибора
неравномерна, так как термоэлектродвижущая сила приблизи-
тельно пропорциональна квадрату тока в подогревателе. На
рис. 675 даются примеры устройства вакуумного термоэлемента
и его выполнения в пластмассовом кожухе.

Термоэлектрические приборы обладают небольшой перегру-
зочной способностью: если ток / превысит на 10% наибольшее
значение, указанное на шкале, подогреватель перегорит.

Проверить колебательный ток при включении передатчика
весьма просто, если амперметр входит в цепь антенны. Если же
радиостанция не имеет в антенной цепи термоприбора, то прихо-
дится его включать между вводным зажимом и антенной. Тер-
моприбор имеет пластмассовый кожух; крепить (или класть) его
на металлической панели нельзя, так как часть колебательного
тока будет проходить в этом случае через паразитную емкость

мимо подогревателя, вызывая погрешность измерения.

Если известно активное сопротивление антенны /?А, отнесен-

ное к току в ее основании, то легко определить и колебательную
мощность в антенне. Однако с изменением частоты (при пере-
стройках передатчика) сопротивление антенны может изменяться
в больших пределах, а потому данный способ определения мощ-
ности не может считаться достоверным. Кроме того, при проверке
передатчиков и их испытаниях нежелательно (а иногда и недо-
пустимо) излучение радиоволн. Поэтому передатчики обыкно-
венно испытываются не на антенну, а на некоторый замкнутый
контур, в состав которого входит эквивалент антенны. При фи-

Рис. 675. Термоэлементы:
а — вакуумный термоэлемент; б—тер-
моэлемент, смонтированный в пласт-
массовом кожухе

дерном питании антенны можно
испытывать передатчик на экви-
валент нагруженного фидера.

Эквивалент антенны — это со-
единение активного и реактивно-
го сопротивлений, равных актив-
ному и реактивному входным со-
противлениям антенны (/?д, ХА).
Эквивалент присоединяется к за-

Рис. 676. Присоединение
эквивалента к зажимам
„антенна — противовес"
жимам антенна — противовес радиостанции при отключен-
ных антенне и противовесе и образует замкнутую цепь, в ко-
торую входят и элементы настройки антенны, находящиеся вну-
три радиостанции.

На рис. 676 показано присоединение эквивалента, состоящего
из катушки Z9, конденсатора С9 и активного сопротивления /?9.
Величины индуктивности, емкости и активного сопротивления
выбираются из условий

= RA.

Катушка и конденсатор для эквивалента антенны требуются
высококачественные (катушка — на керамике, конденсатор — с
воздушным или керамическим диэлектриком). Сопротивление /?9,
которое служит балластным и предназначается для поглощения
мощности, рассчитывается на эту мощность, должно иметь чисто
активный характер и по величине соответствовать сопротивлению
антенны. Соединения должны выполняться короткими толстыми
проводами. Если все эти требования выполнены, то колебатель-
ную мощность можно определить из показаний антенного ампер-
метра как PA — I2R3 при настройке передатчика (в том числе и
эквивалентной цепи антенны) на заданную частоту. Это удобно
для проверки и испытаний радиостанции без излучения радио-
волн. Однако выполнить эквивалент антенны для измерений коле-
бательной мощности в широком диапазоне частот не так уж просто.

Первая трудность заключается в выборе реактивных параме-
тров эквивалента антенны. Если нужен эквивалент для частоты,
на которой входное реактивное сопротивление данного типа ан-
тенны носит емкостный характер, то в составе эквивалента до-
статочно иметь только конденсатор и активное сопротивление
(рис. 677). Емкость конденсатора выбирается из соотношения

159,2-103 _ 160-103

1 J У [Мгц] Хс [ож] ~ / [Л/гч] Хс [ол/] *

Если же эквивалент создается для частоты, на которой вход-
ное реактивное сопротивление носит индуктивный характер, то
достаточно иметь в составе эквивалента только катушку с ин-
дуктивностью

X [ож] X [ол/]

L [мкгн] ~ . яг , .

L J 6,28/ [Мгц] 6,ЗУ [Мгц]

Но в диапазоне частот закон изменения реактивного сопро-
тивления эквивалента, содержащего конденсатор и катушку:

Х9 — ®La
отличается от закона изменения входного реактивного сопротив-
ления реальной антенны

**=-«(!')

Вторая трудность состоит в выборе величины /?э. Активное
сопротивление антенны в диапазоне частот претерпевает большие
изменения (см. рис. 123), которые не будут отражены эквивален-
том, если /?э останется постоянным. Отсюда следует вывод, что
эквиваленты антенны, придаваемые некоторым радиостанциям,
пригодны лишь для тех типов антенн и на тех частотах, для ко-
торых они рассчитаны.

Третья трудность относится к выбору типа активного сопро-
тивления эквивалента. Оно должно практически не иметь распре-
деленной емкости и индуктивности и выдерживать отдаваемую
ему мощность. При небольших мощностях этим требованиям при-
ближенно отвечают сопротивления типа ВС (см. рис. 30), а при

Рис. 677. Емкостно-ак-
тивный эквивалент
антенны

ЛампоВый

Вольтметр

Рис. 678. Измерение мощности
в эквиваленте антенны лампо-
вым вольтметром

значительных мощностях — либо лампы накаливания (о которых
будет сказано ниже), либо сопротивления из прессованного
угольного порошка с примесями, подвергающиеся искусствен-
ному охлаждению. На сверхвысоких частотах поглотительные си-
стемы могут выполняться в виде коаксиальных линий или вол-
новодов.

Остановимся подробнее на приближенных способах проверки
передатчиков малой и средней мощности.

При проверке маломощных передатчиков на метровых волнах
при помощи термоамперметра получаются значительные погреш-
ности. В этом случае выгоднее измерять мощность в эквиваленте
антенны ламповым вольтметром, включая его параллельно ак-
тивному сопротивлению эквивалента (рис. 678). Мощность под-
считывается из выражения

где U — эффективное значение напряжения.

Если достоинством термопреобразователя является малое со-
противление подогревателя, то достоинством лампового вольт-
662
метра следует считать большое входное сопротивление (в том
числе на высоких частотах). Для повышения чувствительности
в вольтметр может быть введен усилитель постоянного тока.

Принцип работы лампового вольтметра рассмотрим на схеме
прибора типа ВКС-7Б (вольтметр катодный сетевой), имеющего
широкое применение. Упрощенная схема этого прибора дана на
рис. 679. Основную часть прибора составляет диодный детектор
(выпрямитель) на лампе 5, собранный по схеме с параллельным
нагрузочным сопротивлением 3. Лампа — триод типа 6С1Ж (же-
лудь) — включена как диод. Далее имеются усилитель постоян-
ного тока на лампе 6 (триод) и гальванометр G. Анодная цепь
усилителя питается от однополупериодного кенотронного выпря-
мителя, не показанного на рисунке.

От кенотронного
выпрямителя

Рис. 679. Упрощенная принципиальная схема
лампового вольтметра ВКС-7Б

Измеряемое напряжение подводится к клеммам В (выпрями-
тель) и 3 (земля). Работа диодного детектора с параллельной
нагрузкой известна (см. рис. 536). При большом значении сопро-
тивления 3 напряжение на конденсаторе 1 почти равно пику из-
меряемого напряжения (при синусоидальном напряжении поня-
тие «пиковое» значение совпадает с понятием «амплитуда»). Со-
противление 4 и конденсатор 2 образуют фильтр, защищающий
вход усилителя от измеряемого переменного напряжения.

На вход усилителя действует выпрямленное напряжение с за-
жимов сопротивления 3, причем потенциал верхнего зажима, со-
единенного с сеткой, отрицателен. Следовательно, с увеличением
амплитуды измеряемого напряжения возрастает отрицательный
потенциал на сетке усилителя и анодный ток его уменьшается.
Благодаря тому что анодный ток может уменьшаться только до
нуля, гальванометр не испытывает перегрузок даже при боль-
ших (до 300 в) измеряемых напряжениях.

При отсутствии измеряемого напряжения стрелка гальвано-
метра занимает нулевое положение, так как падение напряжения
на сопротивлении 7, вызванное начальным катодным током, ком-
пенсируется равным и противоположным напряжением, снимае-
мым с части сопротивления 9, присоединенного к источнику пи-
тания. При подаче измеряемого напряжения анодный (а значит,
и катодный) ток уменьшается; вследствие этого уменьшается па-
дение напряжения на сопротивлении 7 и компенсация нару-
шается, что отмечается отклонением стрелки гальванометра.

Исходное напряжение на сетке усилителя определяется на-
пряжениями, падающими на сопротивлениях 8 и 7 и на сопро-
тивлении 9 между левым его зажимом и нижним движком. На-
пряжения на сопротивлениях 8 и 7 отрицательны по отношению
к сетке, а напряжение на сопротивлении 9 — положительно. Под-
бором положения нижнего движка сопротивления 9 устанавли-
вается такой исходный режим лампы, при котором стрелка
гальванометра становится на нуль. Это положение одинаково
для всех шкал прибора. Регулировкой же величины сопротивле-
ния 8 регулируется влияние изменений анодного тока на пока-
зание гальванометра при действии измеряемого напряжения.
Действительно, когда анодный ток уменьшается, то уменьшается
и падение напряжений на сопротивлениях 7 и 8, а потому общий
прирост отрицательного напряжения на сетке равен разности из-
менений напряжений на сопротивлении 3, с одной стороны, и на
сопротивлениях 7 и 8 — с другой стороны. Изменяя скачками ве-
личину сопротивления 8, изменяют пределы измерений, в соот-
ветствии с чем гальванометр имеет пять шкал: 1,5, 5, 15, 50
и 150 в.

Конструктивно вольтметр смонтирован на алюминиевой пане-
ли и заключен в металлический кожух со съемной крышкой.
Диодный детектор (лампа 5) смонтирован в выносном элемен-
те — «пробнике», соединенном с остальной частью прибора
экранированным кабелем. Это сделано для того, чтобы вход
диода можно было присоединять к точкам измерения очень ко-
роткими проводами, что важно на сверхвысоких частотах.

Входное сопротивление вольтметра на частоте 10 Мгц—
около 0,5 Мом, а на частоте 50 Мгц — около 0,3 Мом. Входная
емкость пробника 6 пф. Градуируется вольтметр ВКС-7Б на эф-
фективные значения синусоидального напряжения. (

Схемы и конструкции ламповых вольтметров других типов
могут отличаться от описанного. Но принцип их действия сходен:
измеряемое переменное напряжение высокой частоты действует
на нелинейный прибор, который своим выпрямленным током из-
меняет показания гальванометра. Следует отметить, что лампо-
вые вольтметры, питаемые от сети, не всегда применимы в поле-
вых условиях. Существуют вольтметры, питаемые от элементов
или аккумуляторов.

Для передатчиков средней мощности известен сравнительно
простой способ приближенного измерения мощности в эквива-
ленте антенны — фотометрический (светометрический), пригод-
ный практически для разных частот, включая УКВ. Принцип его-
664
обстоит в следующем (рис. 6$0).
В эквивалент антенны в качестве
сопротивления 7?э включается
лампа накаливания, сопротивле-
ние нити которой при нагре-
вании становится равным ак-
тивному сопротивлению антенны
( R9 = RA = j. Яркость свече-
\ 7а /

ния этой лампы сравнивается с яр-
костью другой такой же лампы,
располагаемой рядом с первой и
питаемой постоянным током, мощ-
ность которого измеряется обыч-
ными приборами (например, ам-

4 П

Рис. 680. Фотометрический способ
определения мощности в эквива-

перметром и вольтметром магни- ленте антенны

тоэлектрического типа). Весьма

важно", чтобы лампы имели короткие нити (например, лампы
автомобильного освещения). Для уменьшения емкости целесо-
образно снять цоколи ламп.

Фотометр представляет собой ящик, на дне которого укреп-
лены обе лампы; между лампами сделана перегородка, а вместо
крышки взято матовое стекло (или обычное стекло с пропитан-
ной маслом бумагой под ним). Подключив эквивалент антенны
к зажимам А — П и настроив передатчик, добиваются наиболее
яркого свечения лампы эквивалента. Затем нагревают вторую
лампу и, регулируя постоянный ток, делают яркость равной
яркости первой лампы. Это обнаруживается по равной осве-
щенности матового стекла над обеими лампами. Произведением
показаний амперметра и вольтметра определяется мощность,
расходуемая постоянным током во второй лампе. Она равна
мощности, расходуемой током высокой частоты в первой лампе.
При конструировании фотометра основная задача состоит в под-
боре лампы накаливания, имеющей нужное сопротивление. Если
окажется необходимым включить в эквивалент антенны не-

сколько однотипных ламп, то достаточно определить фотометром
мощность одной из них и умножить на число ламп.

Проверка модуляции

Наличие нормальной колебательной мощности (или нормаль-
ного тока) в антенне радиотелефонного передатчика — необхо-
димое, но не достаточное условие получения от него установлен-
ной дальности действия. Дальность действия зависит также от
глубины модуляции по амплитуде или от девиации частоты при
частотной модуляции. Важно также, чтобы передача была неис-
каженной, т. е. чтобы при амплитудной модуляции максимальная
и минимальная амплитуды были Симметричны-относительно сред-
него значения, а при частотной модуляции положительная и отри-
цательная девиации частоты были одинаковыми.

Простой способ исследования амплитудной модуляции — раз-
вертка модулированного колебания на экране электронного
осциллоскопа. Одну пару пластин связывают при помощи ка-
тушки с контуром модулируемого передатчика, а на другую дают
пилообразное напряжение развертки, синхронное с частотой мо-
дуляции (рис. 681, а). Очертания светлой фигуры на экране
(рис. 681,6) позволяют судить о глубине и качестве модуляции.

По миллиметровой сетке на экране можно определить прибли-
женно (в миллиметрах) наибольшую 1тмлкй и наименьшую /т„т
амплитуды. Зная эти величины, можно вычислить коэффициент
модуляции. Действительно,

макс = ^тО “Ь мин = ДпО ^т'

Отсюда

Дя макс Лп мин = 1т макс Iт иин = 2/т0.

Следовательно,

m Um 21 т макс мин 1т макс 1щ мин

21т макс + 21 т мин макс + 1щ мин

Пусть, например,

^т макс == 40 ММ, Мин == Ю ММ',

тогда

/и = £тТ5==4 <или 60%>-

Заметная асимметрия огибающих кривых фигуры служит при-
знаком несимметричной модуляции.

Сбязь с
передатчиком

Напряжение
разбертки
а

Рис. 681. Исследование амплитудной модуляции
на экране осциллоскопа:
а — включение отклоняющих пластин; б — фигура на экране
Рис. 682. Схема измерителя модуляции ИМ-8 и графики, иллюстрирующие
его работу

Распространенным типом электронного осциллоскопа является
прибор ЭО-5. Но его применение в полевых условиях затруднено
из-за необходимости осуществлять питание от сети переменного
тока.

Существуют более простые измерители коэффициента модуля-
ции, дающие отсчет на шкале стрелочного прибора. Представим
себе, что модулированное напряжение с определенной амплиту-
дой несущего колебания действует на вход детектора, имеюще-
гося в измерителе модуляции. Тогда напряжение низкой частоты,
создающееся на выходе детектора, будет зависеть только от ко-
эффициента модуляции. Действуя далее этим напряжением зву-
ковой частоты на вход, лампового вольтметра, можно отградуиро-
вать шкалу вольтметра непосредственно в значениях коэффи-
циента модуляции. Таков принцип работы измерителя модуляции
со стрелочным отсчетом.

Одна из разновидностей такого прибора — измеритель моду-
ляции типа ИМ-8, имеет довольно широкое применение в прак-
тике. Прибор выгоден тем, что в полевых условиях может пи-
таться от батареи 6 в.

Прибор ИМ-8 (рис. 682, а) содержит два двойных диода,
один из них применен как двухтактный детектор, другой — как
разновидность лампового вольтметра. Каждый диод представлен
в виде отдельного вентиля (/, 2, 3 и 4).

Принцип работы прибора состоит в следующем. При установ-
лении нормальной связи с работающим и модулируемым пере-
датчиком при помощи внешней катушки, двухтактный детектор
создает пульсирующее напряжение на сопротивлении R. Это на-
пряжение содержит постоянную слагающую Uo, пропорциональ-
ную амплитуде несущего колебания (при детектировании нор-
мальных напряжений), и переменную слагающую с амплитудой
UQm, пропорциональную коэффициенту модуляции.

Движок потенциометра, т. е. величину сопротивления участка
/?2, можно установить так, что пиковое напряжение на этом
участке будет больше, чем минимальное напряжение на всем со-
противлении R. Конденсаторы Ci и С2, присоединенные через
диод 3 параллельно участку заряжень! до пикового напря-
жения этого участка. Но в промежутки времени, когда максимум
напряжения на /?2 больше минимального напряжения на всем по-
тенциометре (рис. 682,6), конденсатор Ci разряжается через
диод 4. Этим нарушается равенство напряжений на конденсато-
рах, и конденсатор Сг разряжается через гальванометр G на кон-
денсатор Ci. Критическое положение движка потенциометра от-
мечается началом отклонения стрелки гальванометра. В этом кри-
тическом положении движка максимальное напряжение на
участке R2 равно минимальному напряжению на сопротивлении R.

Соотношение и £/мин зависит только от коэффициента
модуляции. Поэтому положения движка потенциометра могут
быть проградуированы в величинах коэффициента модуляции.

Данный тип измерителя модуляции имеет то преимущество,
что градуировка не нарушается от изменений входного напряже-
ния высокой частоты в сравнительно широких пределах. Но
нужно создать «линейный» режим работы диодов 1 и 2. Для
этого в приборе имеется кнопочный переключатель, которым
гальванометр присоединяется ко всему потенциометру R-, при
этом по соответствующей отметке на шкале можно подобрать
нормальную связь измерителя модуляции с исследуемым генера-
тором. При несимметричной модуляции измерение будет содер-
жать погрешность. Это — недостаток прибора.

Источником модулирующего -напряжения передатчика пред-
почтительно иметь генератор синусоидального напряжения зву-
ковой частоты (например, 1000 гц). Но подать напряжение та-
кого генератора в цепь первичной обмотки микрофонного транс-
форматора — значит исключить из проверки микрофон. Поэтому
иногда рекомендуется в качестве источника звука применять го-
ловной телефон, располагаемый на малом расстоянии от микро-
фона передатчика и питаемый от генератора звуковой частоты.
Впрочем, имея звуковой генератор, можно проверять микротеле-
фонные гарнитуры и отдельно.

Передатчики с частотной модуляцией также можно проверять
осциллографом и стрелочным прибором. Осциллографический
способ несколько громоздок в полевых условиях, поэтому на
практике чаще применяется измеритель девиации частоты со

Связь с
передатчиком

Ламповый вольтметр
переменного тона

Рис. 683. Блок-схема измерителя частотной девиации
стрелочным отсчетом. В таком приборе (рис. 683) колебание
сверхвысокой частоты, модулированное по частоте, .преобра-
зуется в колебание пониженной (промежуточной) частоты, сохра-
няя девиацию, и действует на ограничитель, на выходе которого
создается определенная амплитуда напряжения. Далее с по-
мощью расстроенного контура (см. рис. 544) и детектора или же
с помощью дискриминатора производятся преобразование частот-
ной модуляции в амплитудную и детектирование.

Амплитуда напряжения звуковой частоты на выходе будет за-
висеть только от частотной девиации. Если измерять напряже-
ния звуковой частоты ламповым вольтметром, то его показания
также будут определяться только девиацией частоты. Значит,
вольтметр можно проградуировать для непосредственного отсчета
девиации частоты.

Измеритель частотной девиации, показанный на рис. 683, по
сути дела, представляет собой приемник частотно-модулирован-
ных колебаний. Больше того: обычный приемник, имеющий сим-
метричную характеристику дискриминатора, может служить из-
мерителем девиации частоты. Для этой цели испытуемый пере-
датчик нагружают на эквивалент антенны (для сохранения ре-
жима его выходного каскада) и удаляют от приемника на рас-
стояние, на котором приемник работает за порогом ограничения.
Тогда амплитуда напряжения немодулированного сигнала на
входе дискриминатора будет постоянной. При наличии модуля-
ции в передатчике о девиации можно судить по показаниям лам-
пового вольтметра на выходе звуковой частоты приемника.

Для градуировки приемника удобно иметь генератор частот-
но-модулированных колебаний с регулируемой и каждый раз из-
вестной девиацией частоты. При градуировке приемника и при
измерении девиации требуется точно устанавливать несущую
промежуточную частоту на среднюю точку характеристики дис-
криминатора. Наиболее надежным указателем для этого служит
ламповый вольтметр постоянного тока, присоединяемый к выходу
дискриминатора на время настройки.

Проверка частоты передатчика

Из всего многообразия частотных измерений в передатчиках
для эксплуатационной практики самое важное — проверить соот-
ветствие фактической частоты колебаний установленному номи-
налу и внести поправку в случае несоответствия. Для простей-
ших частотных измерений можно использовать контурный волно-
мер (см. рис. 81). Однако точность таких измерений недоста-
точна. Контурные волномеры применяются иногда для установки
и проверки частоты передатчиков на дециметровых волнах, при-
чем контур с сосредоточенными параметрами в них заменяется
высококачестненным коаксиальным или объемным резонатором.
К приборам для частотных измерений средней точности отно-
сятся гетеродинные волномеры плавного диапазона, имеющие
в своем составе кварцевые генераторы для проверки градуиро-
вок. Погрешность таких волномеров около 0,01%. Гетеродинный
волномер представляет собой стабильный ламповый генератор
плавного диапазона, имеющий шкалу с непосредственным или
табличным отсчетом частоты автоколебаний. Кроме того, в со-
ставе волномера имеется детектор, позволяющий обнаружить ре-
зонанс колебаний автогенератора и исследуемого передатчика по
нулевым биениям. Наконец, в том же волномере смонтирован
кварцевый генератор (осциллятор)-; при его включении можно
проверить правильность градуировки автогенератора плавного

Рис. 684. Схема кварцевого калибратора КК-5

диапазона на «опорных точках», соответствующих частоте кварца
или одной из его гармоник. При наличии погрешности следует
откорректировать градуировку (например, подстроечным конден-
сатором контура автогенератора). К гетеродинным волномерам
с опорными кварцами относятся, например, приборы ВГ-2, ПГВ-1,
ВГ-4 и 528.

На длинных, коротких и метровых волнах в качестве генера-
торов эталонных частот в полевых условиях применяются пре-
имущественно кварцевые калибраторы, с частотами которых срав-
ниваются частоты исследуемых генераторов плавного диапазона.
Калибраторы проще и дешевле волномеров.

Кварцевый калибратор или входит в состав радиостанции и
включается для проверки частоты, или же .выполняется в виде
отдельного прибора. Как пример переносного прибора, предна-
значенного для проверки градуировки передатчиков и приемни-
ков в определенных точках частотной шкалы, рассмотрим квар-
цевый калибратор КК-5. Рабочий диапазон его частот 125 кгц—
20 Мгц (1 = 2400—15 м).

Схема калибратора КК-5 приведена на рис. 684. В составе
калибратора имеются две лампы 6С5. Лампа Лг входит в схему
$70
кварцевого осциллятора (см. рис. 437), имея в цепи сетки дер-
жатель с кварцем, который при колебаниях по длине обладает
частотой 125 кгц, а при колебаниях по толщине— 1250 кгц.
Точность подгонки частоты кварца +0,01 % (т. е. 1 • 10-4).
Чтобы получать колебания по длине или по толщине, требуется
включить в цепь анода ту или другую из двух катушек.

Лампа Л2 — сеточный детектор, нагруженный головным теле-
фоном. На сетку этой лампы действуют одновременно напряже-
ние кварцевого осциллятора и напряжение исследуемого передат-
чика, для связи с которым к антенне или эквиваленту антенны
приближают отрезок провода, присоединенного к внешнему за-
жиму калибратора.

При близких значениях частот осциллятора и передатчика в
телефоне слышен тон биений, а, совпадение этих частот опреде-
ляется по «нулевым биениям». Точная градуировка передатчика
проверяется тем, что нулевые биения обнаруживаются в том
пункте его шкалы, в котором номинальная частота равна частоте
кварца. Г1ри наличии погрешности градуировки нулевые биения
обнаруживаются в другом пункте. Тогда производится коррек-
ция градуировки (например, подстроечным конденсатором в воз-
будителе передатчика).

' Чтобы калибратором можно было проверять частоты в широ-
ком диапазоне; пользуются не только основными частотами
кварца, но и их высшими гармониками. Тогда колебания по
длине создают сетку эталонных частот, расположенных через
125 кгц вплоть до восьмидесятой гармоники, т. е. до частоты
10 Мгц, а колебания по толщине — сетку эталонных частот, рас-
положенных через 1250 кгц вплоть до шестнадцатой гармоники,
т. е. до частоты 20 Мгц. Позже калибратора КК-5 был выпущен
калибратор КК-6, имеющий два сменных кварца и обеспечиваю-
щий лучшую точность.

Чтобы без ошибки определить номер той. гармоники кварца,
с которой сравнивается частота передатчика, пользуются шкалой
передатчика. Но на коротких волнах соседние гармоники при
основной частоте 125 кгц расположены близко одна к другой.
Тогда предпочитают включить кварц на основную частоту
1250 кгц (редкая сетка частот), отметить ближайшую настройку
передатчика на гармонику этой частоты, а затем, переключив
калибратор на 125 кгц, отсчитать число биений до интересующей
точки шкалы. Это позволит вычислить номер гармоники частой
сетки.

Для проверки градуировки передатчиков метровых волн ка-
либраторы КК-5 и КК-6 непригодны, так как гармоники требуе-
мых высоких порядков имеют слишком малые амплитуды. Удов-
летворительно прослушиваются биения передатчиков метровых
волн с гармониками кварца, имеющего собственную частоту при-
мерно 6 Мгц. Но сетка частот в этом случае получается редкой,
так .что на шкале передатчика, имеющего узкий диапазон, обна-
руживается обычно лишь одна опорная точка.

Более частая сетка получается при использовании калибра-
тора с двумя кварцевыми осцилляторами (рис. 685). Опорный
кварцевый осциллятор имеет основную частоту 6000 кгц, а вспо-
могательный осциллятор — частоту 150 кгц. Колебания обоих
осцилляторов действуют на вход смесителя вместе с колебанием
проверяемого передатчика. В анодной цепи смесителя создаются
колебания, частота которых равна разности между частотой пере-
датчика и комбинационными частотами гармоник осцилляторов:

^ = /пер — («/1 ± fflfz),

где п и т — целые числа (номера интерферирующих гармоник).

Следовательно, в этом случае около опорной частоты nfi
имеется ряд боковых частот tifi + f2; nfi + 2/2 и т. д., образую-

Сбязь с пере-
датчиком

Рис. 685. Блдк-схема калибратора с двумя кварцами

щих сетку частот через 150 кгц. Колебания частоты F усили-
ваются и прослушиваются в телефоне. Настройкой передатчика
частота F сводится к нулю, и тогда можно определить наличие
погрешности градуировки и откорректировать шкалу.

Так проверяется частота диапазонных передатчиков. Устойчи-
вость их частоты проверяется путем измерения ухода частоты
в течение определенного времени или при воздействии определен-
ного дестабилизирующего фактора. Уход частоты передатчика
по сравнению с эталонной частотой калибратора обнаруживается
повышением тона биений при расхождение частот после уста-
новки их на нулевые биения. Частота биений измеряется, напри-
мер, измерителем звуковых частот (ИЧ-5) —стрелочным прибо-
ром, дающим непосредственный отсчет частоты.

Передатчики, возбудители которых стабилизированы квар-
цами, не нуждаются в такой примитивной проверке частоты. Но
и требования к их стабильности очень высоки, особенно при те-
леграфной работе. Недопустимым может оказаться уход частоты,
672
вызванный «старением» кйарца в результате длительной работы
Или длительного хранения. Для проверки ухода частоты кварца
требуются измерения значительно более высокой точности. При-
боры, с помощью которых выполняются эти операции, носят на-
звание вторичных элементов частоты. Их погрешность должна
быть меньше 10~6.

36. ПРОВЕРКА ПРИЕМНИКОВ

Проверка чувствительности и избирательности

Из предыдущих разделов мы знаем, что реальная чувстви-
тельность приемника оценивается наименьшей резонансной э. д. с.
сигнала в антенне, при которой на зажимах телефона получается
нормальное напряжение, превышающее в заданное число раз на-
пряжение собственных шумрв. Чем меньше требуемая э. д. с. сиг-
нала, тем выше чувствительность. Чувствительность приемника
столь же важна для связи на предельные расстояния данной
пары радиостанций, как и мощность передатчика.

Существуют различные нормы для характеристики «нормаль-
ного» радиотелефонного сигнала и требуемого отношения сиг-
нала к шуму. Например, в профессиональной радиотелефонной
связи нормальный сигнал характеризуется модулирующей часто-
той F= 1000 гц, коэффициентом амплитудной модуляции
т = 0,5 или девиацией частоты (при частотной модуладии)
Д/^7 -г- 10 кгц; превосходство напряжения сигнала над шу-
мами на зажимах телефона приемника требуется в 3—5 раз.
В радиовещании нормальный сигнал характеризуется модули-
рующей частотой F = 400 гц, коэффициентом модуляции
т = 0,3 или (при ЧМ) девиацией Д/ 80 кгц и значительно
большим превосходством сигнала над шумом.

Нормальная чувствительность приемника может быть нару-
шена под влиянием самых различных факторов, таких, как по-
нижение питающих напряжений, старение ламп и деталей, рас-
стройка контуров или нарушение сопряжения их и др. Но с ухуд-
шением чувствительности уменьшается дальность связи. Отсюда
очевидна необходимость проверки чувствительности приемника и
приведения ее к норме.

Чувствительность приемника определяется с помощью искус-
ственного радиосигнала, который создается измерительным гене-
ратором и подводится к эквиваленту антенны приемника. Изме-
рительный генератор имитирует принимаемые сигналы, но таким
образом, что амплитуда несущего колебания и глубина модуля-
ции известны. Отсюда он и называется генератором стандартных
сигналов (ГСС). Более простые измерительные генераторы, пред-
назначаемые для полевых испытаний приемников и дающие ме-
нее точный результат, называются просто генераторами сигна-
лов (ГС).
Общая схема установки для проверки чувствительности прием-
ника представлена на рис. 686. С выхода генератора стандартных
сигналов напряжение с известной (малой) амплитудой и извест-
ной глубиной модуляции вводится в эквивалент антенны в роли
э. д. с. сигнала. К выходной нагрузке подключен вольтметр, на-
зываемый измерителехМ выхода; он измеряет напряжение звуко-
вой частоты.

К генератору стандартных сигналов предъявляются такие тре-
бования:

— на его выходе должны получаться напряжения от долей
микровольта до десятых-7долей вольта;

— выход генератора должен быть низкоомным, чтобы его
включение в эквивалент антенны не изменяло существенно пара-
метров последнего;

Зк&иВалент антенну

Рис. 686. Общая схема установки для проверки чувстви-
тельности приемника

— генератор должен иметь неискаженную регулируемую мо-
дуляцию от внутреннего или присоединяемого извне генератора
звуковой частоты; коэффициент амплитудной модуляции (или
девиация при частотной модуляции) измеряется отдельным при-
бором;

— экранировка генератора сигналов должна быть совершен-
ной, чтобы в приемнике он не наводил добавочных э. д. с. по-
мимо той, которая действует и измеряется на выходе генератора;

— несущая частота генератора должна изменяться плавно или
скачками для проверки приемников в разных точках их диапазонов.

Погрешность измерения чувствительности генератором стан-
дартных сигналов для высокочувствительных (чувствительность
порядка 1 мкв) профессиональных приемников на частотах до
10 Мгц не превышает 5%, а на частотах свыше 10 Мгц дости-
гает 25%. Простые испытательные генераторы сигналов дают
значительно большую погрешность.

Можно рекомендовать следующий порядок измерения чув-
ствительности телефонно-телеграфного радиоприемника. Аппара-
тура соединяется в соответствии со схемой рис. 686. Включаются
генератор сигналов и исследуемый приемник, и после установле-
ния в них теплового режима (через 10—15 мин.) генератор на-
страивается на желаемую частоту при выключенном модуляторе
его. Затем приемник в телеграфном режиме (при включенном
втором гетеродине) настраивается на частоту генератора сигна-
674
лов (по максимальному отклонению стрелки измерителя выходи
под действием напряжения частоты биений).

Далее, если требуется измерить чувствительность в телефон-
ном режиме, выключается второй гетеродин приемника и при-
близительно устанавливается выходное напряжение генератора
сигналов, соответствующее нормальной чувствительности иссле-
дуемого приемника (известной из его описания). После этого ре-
гулятором усиления приемника изменяют напряжение его шумов
до тех пор, пока на шкале измерителя выхода не получится по-
казание, в заданное число раз меньшее, чем нормальное выход-
ное напряжение сигнала. Затем включают модулятор стандарт-
ного сигнала, устанавливают нормальный коэффициент модуля-
ции и, изменяя выходное напряжение генератора, добиваются
нормального напряжения звуковой частоты на выходе приемника.
Цифра, показывающая при этом выходное напряжение генера-
тора, и будет числовым выражением чувствительности приемника.

При измерении чувствительности приемника в телеграфном
режиме модулятор остается выключенным, а в приемнике вклю-
чают второй гетеродин и, регулируя выходное напряжение гене-
ратора, добиваются нормального отсчета напряжения биений на
выходе приемника. Выходное напряжение генератора даст цифру
чувствительности.

На практике применяются следующие типы измерительных
генераторов: ГСС-6 — генератор стандартных сигналов средних,
промежуточных и коротких волн (100 кгц — 25 Мгц) с ампли-
тудной модуляцией; СГ-3 — переносный генератор сигналов сред-
них, промежуточных и коротких волн (150 кгц— 15 Мгц) с ам-
плитудной модуляцией; СГ-1—генератор сигналов ультракорот-
ких волн (13—330 Мгц), допускающий амплитудную или им-
пульсную модуляцию. Существуют также ультракоротковолновые
генераторы сигналов, допускающие модуляцию по частоте со
стандартным значением девиации. В качестве измерителя выхода
применяется детекторный вольтметр ИВ-4. Подробные схемы всех
этих приборов даются в их описаниях Ч

Блок-схема генератора ГСС-6 изображена на рис. 687. Гене-
ратор высокой частоты двухкаскадный, состоит из автогенератора
и усилительного каскада, в котором осуществляется и модуля-
ция. Напряжение высокой (несущей) частоты контролируется
ламповым вольтметром и регулируется изменением величины по-
стоянного напряжения на экранирующей сетке усилителя. Коэф-
фициент амплитудной модуляции контролируется стрелочным из-
мерителем модуляции и регулируется изменением амплитуды на-
пряжения звуковой частоты, действующего с выхода звукового
генератора на экранирующую сетку усилителя.

1 Схемы измерительных приборов и их характеристики можно найти
в книге Г. П. Шкурина «Справочник по электроизмерительным и ра-
диоизмерительным приборам», Воениздат, 1955.

43*

675
Рис. 687. Блок-схема генератора ГСС-6

Наиболее ответственный элемент прибора ГСС-6 — делитель
напряжения (аттенюатор). Напряжение высокой частоты делится
троекратно: внутренним потенциометром с плавной регулировкой,
внутренним ступенчатым делителем типа искусственной линии с
активными ячейками и, наконец, внешним активным делителем
на выходе внешнего коаксиального кабеля. Упрощенно схема
деления напряжения изображена на рис. 688. Цифры показы-
вают, во сколько раз делится соответствующими ступенями на-
пряжение, имеющееся на зажимах вольтметра. Пусть на зажи-
мах вольтметра имеется напряжение 1 в, внутренний делитель
присоединен крайним правым контактом, а внешний — ближай-
шим к «экрану» контактом; тогда напряжение, вводимое в экви-
валент антенны приемника, будет 10 мкв.

Автогенератор и усилитель высокой частоты имеют общую
ручку плавной настройки и восемь поддиапазонов, переключае-
мых сменой катушек. Внутренний звуковой генератор дает ча-

Контур усили- Плавный

теля в.ч. делитель

> /

>10

>100

'Экран

Рис. 688. Упрощенная схема делителей напряжения в приборе ГСС-6
676
стоту 400 гц; изменения коэффициента модуляции возможны от
0 до 100%. Для проверки пропускания приемником различных
частот модуляции к генератору стандартных сигналов можно
присоединить внешний диапазонный генератор звуковой частоты,
выключив внутренний.

Для генераторов сигналов ультракоротких волн характерно
применение не активных, а емкостных делителей напряжения,
так как на этих волнах эталонность активных сопротивлений
нарушается под влиянием паразитных емкостей, индуктивностей
и взаимных связей. На рис. 689 изображена упрощенно схема
автогенератора и делителя напряжения в одном из генераторов
сигналов УКВ. Здесь автогенератор собран по схеме с контуром

Рис. 689. Автогенератор и делитель напряжения генератора сигналов
ультракоротких волн

в цепи сетки и сопротивлением R в цепи анода. Параллельно со-
противлению R включен аттенюатор на четыре ступени с емкост-
ными ячейками. Ламповый вольтметр (изображенный условно)
контролирует напряжение несущей частоты на входе аттенюа-
тора; это напряжение регулируется изменением питающего на-
пряжения экранирующей сетки. Модуляция по амплитуде осу-
ществлена воздействием напряжения от генератора звуковой ча-
стоты на защитную сетку автогенератора. Модуляция по частоте
производится через реактивную лампу, присоединяемую в этом
случае параллельно контуру автогенератора и управляемую
в свою очередь напряжением генератора звуковой частоты.

Среди приборов, предназначенных для измерения выходного
напряжения приемников, рассмотрим измеритель выхода ИВ-4
(рис. 690)- Собственно вольтметр представляет собой магнито-
электрический прибор, включенный в диагональ моста, состоя-
щего из четырех меднозакисных выпрямительных элементов, ко-
торые дают двухполупериодное выпрямление тока звуковой ча-
стоты. Последовательно с вольтметром включено добавочное со-
противление, шунтированное цепью, состоящей из сопротивления
Рис. 690. Измеритель выходных напряжений ИВ-4

и конденсатора, выполняющего роль компенсатора зависимости
показаний вольтметра от частоты. Далее включено полуперемен-
ное сопротивление, служащее для подгонки градуировки шкалы.
Наконец, имеются две группы сопротивлений, параллельная и
последовательная, переключаемые общей ручкой и изменяющие
пределы шкалы прибора (0—3—6—15—30—300 в) при сохра-
нении постоянства входного сопротивления измерителя
(20 000 ом). Прибор переносный весом 1,2 кг.

Генераторы стандартных- сигналов позволяют не только про-
верять’ чувствительность, но и снимать характеристику избира-
тельности приемников. Характеристикой избирательности назы-
вают зависимость э. д. с. в эквиваленте антенны, обеспечиваю-
щей нормальное выходное напряжение приемника, от расстройки
между частотой генератора и частотой настройки приемника.

Если ГСС расстроить по отношению к,приемнику, то для вос-
становления нормального выходного напряжения последнего по-
требуется увеличить э. д. с. в эквиваленте антенны. Расстраи-
вая ГСС на разные величины Д/ в ту и другую сторону от резо-
нанса и увеличивая каждый раз выходное напряжение ГСС до
получения нормального отсчета на выходе приемника, можно
снять характеристику избирательности (рис. 691). При ее по-
строении берется логарифмический масштаб вертикальной оси
для удобства рассмотрения одновременно
малых и больших величин э. д. с. Очевидно,
что форма этой кривой обратна форме кри-
вой резонанса; следовательно, границы
полосы пропускания и полосы мешания опре-
деляются цифрами, обратными указывав-
шимся на рис. 499 и в дальнейшем тексте.
Практически удобно/ отсчитывать полосу
пропускания не на уровне ординат V 2 ,
а на уровне ординат 2, т. е. при ухудше-
нии чувствительности вдвое за счет рас-
стройки. Полосу мешания определяют между
ординатами 10 или, что более характерно
для современных приемников, на уров-
не 100.

Рис. 691. Характери-
стика избирательно-
сти приемника
Следует отметить, что избирательность современных суперге-
теродинов весьма трудно исследовать при помощи генератора
стандартных сигналов, присоединенного к входу приемника, так
как отсчет расстроек по шкале генератора будет неточным. По-
этому часто удовлетворяются снятием кривой избирательности
только по промежуточной частоте, присоединяя выход ГСС на
сетку — катод смесительной лампы приемника. На этой пони-
женной частоте отсчет расстроек более точен. Вместе с тем ка-
скады промежуточной частоты в основном определяют избира-
тельность приемника в целом.

Измерения при помощи генераторов стандартйых сигналов
целесообразно проводить в экранированных помещениях, чтобы
исключить действие внешних помех на приемники.

О проверке точности установки частоты
и ее устойчивости в приемниках

Точность установки и устойчивость частоты приемника-супер-
гетеродина в первую очередь зависит от стабильности его пер-
вого гетеродина.

Для проверки градуировки приемников применяются такие же
кварцевые калибраторы, как и для проверки градуировки пере-
датчиков. Но индикатором резонанса между 'частотой калибра-
тора и настройкой приемника служит не телефон в калибраторе,
а телефон на выходе приемника. Это понятно: приемник не излу-
чает радиоволн той частоты, на которую он настроен. Однако
калибратор дает незатухающие колебания, которые прослуши-
ваются в телефоне только при гетеродинном детектировании, т. е.
в приемниках, имеющих режим телеграфного слухового прием-
ника. Нулевые биения позволяют проверить при этом градуи-
ровку с погрешностью, равной разнице между номиналом про-
межуточной частоты и частотой телеграфного (второго) гете-
родина.

Приемники ультракоротких волн, предназначенные для при-
ема телефонных сигналов с частотной модуляцией, требуют
включения высокоомного лампового вольтметра постоянного тока
параллельно выходу дискриминатора. Резонанс с нужной часто-
той сетки калибратора обнаруживается по нулевым показаниям
вольтметра (см. рис. 599). Значительно более грубый признак
резонанса — подавление шумов в телефоне приемника; здесь
погрешность определяется неточностью выбора середины срав-
нительно широкой полосы пропускания приемника. Более точно
настройка на работающий эталонный (по частоте) передатчик
определяется отсутствием искажений сигнала. Весьма целесооб-
разно для проверки градуировки приемников с частотной моду-
ляцией применять специальный кварцевый калибратор, у кото-
рого основная частота кварца равна номиналу промежуточной
частоты приемника. В этом случае настройка приемника на лю-
бую частоту сетки калибратора производится по нулевым бие-
ниям, так как колебание основной частоты кварца, действуя на
детектор, выполняет роль телеграфного гетеродина, т. е. интер-
ферирует с колебанием высшей гармоники, Преобразуемым в
промежуточную частоту.

Описанные выше способы проверки радиостанции и измери-
тельная аппаратура не исчерпывают всего многообразия совре-
менной техники радиоизмерений. В полевой и особенно склад-
ской практике бывает важно проверить исправность электронных
ламп. Эту задачу выполняют полуавтоматические приборы —
испытатели ламп (ИЛ). Лампу вставляют в панель испытателя
и при помощи соответствующих переключений проверяют, нет ли
короткого замыкания между электродами и достаточен ли ток
эмиссии в рекомендуемом условном режиме. В более совершен-
ных испытателях проверяются также крутизна и другие показа-
тели лампы.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Рассмотрев обширный круг вопросов техники радиосвязи, не-
обходимо хотя бы в нескольких словах показать огромное зна-
чение радиоэлектроники в других областях техники, роль радио-
электроники в прогрессе науки, в развитии народного хозяйства
и в удовлетворении культурных запросов нашего народа.

Большие скорости современных воздушных и морских средств
транспорта и большие расстояния, которые им приходится пре-
одолевать, требуют соответствукццих средств навигации. И среди
этих средств, безусловно, главное место занимают средства ра-.
дионавигации, будущность которых еще в 1897 г. предвидел
А. С. Попов. Развитие радиоэлектроники способствовало созда-
нию совершенных систем ближней, средней и дальней навигации,
радиомаяков, радиодальномерных устройств, систем для посадки
самолетов ночью и при плохой видимости в дневные часы. Эти
средства обеспечивают высокую точность движения самолетов и
кораблей, повышают пропускную способность аэродромов,
уменьшают опасность столкновения самолетов в воздухе.

Большая область техники, развивающаяся на основе разви-
тия радиоэлектроники и вместе с тем оказывающая сильное
влияние на развитие последней,— радиолокация. Радиолокация
решает многочисленные задачи радионавигации, наблюдения за
воздушными, морскими и наземными объектами, задачи наве-
дения и целеуказания, задачи метеорологии и астрономии. Су-
ществуют радиолокационные станции наземные, самолетные, ко-
рабельные, ближнего и дальнего действия. Широко используются
радиолокационные методы исследования ионосферы для выбора
частот при работе пространственными лучами. Не менее важно
радиолокационное наблюдение за метеорами, осуществимое
в любое время суток, а также исследование следов движения ме-
680
теоров, которые представляют собой нерегулярные (спорадиче-
ские) ионизированные слои, способные преломлять и отражать
радиоволны. Радиолокационными методами изучаются ветры
в ионосфере, скорость которых достигает 200 км/час и опреде-
ляет перемещение спорадических ионизированных слоев. Нако-
нец, приемники высочайшей чувствительности и большие направ-
ленные антенны позволяют , обнаруживать радиоизлучение
Солнца, далеких созвездий и межзвездного газа, тем самым до-
полняя старую оптическую астрономию богатейшими возмож-
ностями радиоастрономии.

Телевидение, которое вошло в наш быт вслед за радиовеща-
нием, имеет богатые перспективы применения как средство на-
блюдения и средство связи, отличающееся огромной пропускной
способностью. Среди важнейших задач телевидения нужно на-
звать следующие. Во-первых, необходимо расширить район дей-
ствия телевизионных передатчиков, достигнуть обмена програм-
мами между телевизионными центрами в разных пунктах страны.
Эта задача решается различными путями, например передачей
телевизионных программ по широкополосным радиорелейным
линиям, или по коаксиальному кабелю, или, в будущем, по круг-
лым подземным волноводам миллиметровых волн. Систематиче-
ское изучение тропосферного диффузного отражения позволит
оценить возможность и целесообразность использования его для
дальних передач телевидения.. Далее, важной задачей телевиде-
ния является увеличение размеров экрана. Здесь известны два
технических пути: изготовление приемных трубок с увеличен-
ными экранами и проектирование изображения на большой
экран. Наконец, в телевидении совершается, переход от черно-
белого изображения к цветному, от плоскостного к объемному
(стереоскопическому). Разумеется, цветное объемное телевидение
повысит не только художественную ценность этого вида техники,
цо и его профессиональную ценность как средства наблюдения.

Автоматика и телемеханика, разрабатывающие методы и
средства управления самыми разнообразными машинами, меха-
низмами и производственными процессами, базируются в значи-
тельной степени на достижениях радиоэлектроники. Автоматика
и телемеханика широко внедряются в промышленность, энерге-
тику, транспорт и связь. Для увеличения скорости и точности
автоматического регулирования, регистрации и обработки пока-
заний регистрирующих приборов должны решаться многие на-
учно-технические проблемы, связанные с радиотехникой и элек-
троникой. Одну из этих проблем составляет создание и совер-
шенствование математических машин, способных в предельно
краткие сроки производить сложные вычисления и обрабатывать
результаты наблюдений. Современная математическая машина
содержит тысячи миниатюрных электронных ламп, полупровод-
никовых диодов, триодов и других радиотехнических элементов.
Задача заключается в создании простых, надежных и малогаба-
ритных электронных математических машин, применимых в лю-
бой обстановке.

С задачами автоматики и телемеханики близко соприкасаются
задачи радиоконтроля и радиотелеметрии. Радиоконтроль уско-
ряет и совершенствует проверку качества массовой продукции
в металлообрабатывающей, бумажной промышленности, в произ-
водстве радиодеталей и т. д. Способы радиоконтроля могут осно-
вываться на применении усилителей, автогенераторов, фотоэле-
ментов и других радиоэлектронных устройств. Радиотелеметрия
обеспечивает передачу показаний измерительных приборов на
расстояние по радио. Достаточно указать возможности непрерыв-
ной передачи на большие расстояния показаний уровня воды над
плотиной, давления в котлах, толщины снежного покрова, влаж-
ности воздуха и сыпучих тел и, наконец, трассы полета ракет.

Во всех перечисленных случаях применения радиотехники не-
обходимы линии связи или для передачи сигналов, или для ко-
ординации работы.

Возможности научного наблюдения резко возрастают благо-
даря применению электронного микроскопа, увеличивающего на-
блюдаемый объект в 40 000 раз, тогда как обычный оптический
микроскоп дает увеличение не свыше 2000 раз. Если изображе-
ние, полученное в электронном микроскопе, увеличить далее фо-
тографическим способом, то получится общее увеличение
в 200 000 раз. Это дает возможность наблюдать мельчайшие ми-
кроорганизмы, видеть молекулы белкового вещества, углублять
сведения о коррозии металлов и о сверхмикроскопической струк-
туре многих других веществ.

Радиотехнические приборы широко используются в ядерной
физике: в частности, генератор высокой частоты — одна из
основных деталей циклотрона и других ускорителей заряженных
частиц, способных расщеплять ядра атомов.

Трудно перечислить все отрасли народного хозяйства, науки
и быта, в которых применяются радиоэлектроника, радиотехни-
ческие методы и приборы. Поэтому очень важной задачей сле-
дует считать разработку конструкций и совершенствование тех-
нологии радиодеталей: электронных и электронно-лучевых прибо-
ров, полупроводниковых диодов и триодов, конденсаторов, кату-
шек, сопротивлений и др. Не менее важным оказывается подчас
ассортимент источников питания, уровень которых должен соот-
ветствовать уровню питаемой ими радиоэлектронной аппаратуры.

Но самым важным, самым необходимы^ условием успешного
применения радиоэлектронной аппаратуры'в народном хозяйстве
и в обороне нашей Родины являются люди, способные хорошо
управлять этой аппаратурой. Для этого нашим людям нужны
знания. Общий курс радиотехники предназначен служить первой
ступенью в изучении сложной и многообразной аппаратуры, ко-
торой должны управлять будущие радиоспециалисты.
ЛИТЕРАТУРА

1. Котельников В. А. и Николаев А. М. Основы радиотех-
ники, ч. I и II, Связьиздат, 1950—1954.

2. X а р а В. В. Детали аппаратуры связи, под ред. Морозова И. И.,
Воениздат, 1953.

3. Асеев Б. П. Колебательные цепи, Связьиздат, 1955.

4. Драбкин А. Л. и Дьяков Д. Д. Основы радиотехники, Воен-
издат, 1950.

5. Чистяков Н. И. и Жаров В. Д. Радиотехника, Воениздат, 1953.

6. Горбунов П. П., Королькевич Л. С. и Смирнов В. П.
Антенны -войсковых радиостанций, Воениздат, 1948.

7. Пистолькорс А. А. Антенны, Связьиздат, 1947.

8. Кристаллические выпрямители и усилители, под ред. Калашни-
кова С. Г., «Советское радио», 1954.

9. Власов В. Ф. Электровакуумные приборы, Связьиздат, 1949.

10. Григорьев В. С. и Григорьев Б. С. Электронные и ионные
приборы, Связьиздат, 1954.

11. Долуханов М. П. Распространение радиоволн, Связьиздат, 1951.

12. Герасимов С. М. Радиосвязь на УКВ, Воениздат, 1950.

13. В о й ш -в и л л о Г. В. Общий курс радиотехники, Воениздат, 1950.

14. Евтянов С. И. Радиопередающие устройства, Связьиздат, 1950.

15. Бесчастнов Н. С. и Сосунов В. Н. Радиопередающие
устройства, изд. ВЭТА, 1941.

16. Д робов С. А. Радиопередающие устройства, Воениздат, 1951.

17. Ра мл а у П. Н. Радиотехника, Трансжелдориздат, 1950.

18. Модель 3. И. и Невяжский И. X. Радиопередающие устрой-
ства, Связьиздат, 1949.

19. Аршинов С. С. Расчет ламповых генераторов, Госэнергоиздат,
1955.

20. Бетин Б. М. Радиопередающие устройства, Госэнергоиздат, 1951.

21. Агафонов Б. С. Теория и расчет радиотелеграфных режимов
генераторных ламп, Теория и расчет радиотелефонных режимов генератор-
ных ламп, «Советское радио», 1954 и 1955.

22. Семенов А. М. Радиопередающие устройства, изд. ВКАС, 1950.

23. Р и з к и н А. А. Основы теории усилительных схем, «Советское
радио», 1954.

24. С и ф о р о в В. И. Радиоприемные устройства, Воениздат, 1954.

25. И з ю м о в Н. М. Радиоприем, Воениздат, 1954.

26. Жеребцов И. П. Техника метровых волн, изд. ДОСААФ, 1955.

27. Сборник «60 лет радио», под ред. Фортушенко А. Д., Связьиздат,
1955.

28. И з ю м о в Н. М. Радиорелейная связь, Госэнергоиздат, 1954.

29. К у л и к о в с к и й А. А. Новое в технике радиоприема, Госэнерго-
издат, 1954.

30. Корндорф С. Ф. и др. Радиотехнические измерения, Госэнерго-
издат, 1956.

31. Журналы «Радиотехника», «Военный связист», «Радио», «Электро-
связь».

32. Большая Советская Энциклопедия.
ОГЛАВЛЕНИЕ

Стр.

Предисловие.................................................. $

Введение .................................................... 5

Глава первая

ОБЩИЕ ПОНЯТИЯ О РАДИОСВЯЗИ И РАДИОАППАРАТУРЕ

Глава вторая

КОЛЕБАТЕЛЬНЫЕ СИСТЕМЫ И ФИДЕРЫ

1. Замкнутый колебательный контур........................... 16

Свободные колебания .................................... —

Детали радиотехнических цепей ......................... 23

Затухание колебаний.................................... 38

Вынужденные колебания.................................. 41

Последовательное соединение элементов контура по отноше-
нию к источнику переменной э. д. с. Резонанс напряжений 42

Параллельное соединение элементов контура по отношению
к источнику переменной э. д. с. Резонанс токов........ '52

2. Связанные колебательные цепи............................. 61

Общие замечания......................................... —

Виды связи.............................................. —

Коэффициент связи...................................... 63

Влияние связи на переход энергии из первого контура во
второй................................................. 65

Степени связи ......................................... 69

Настройка связанных цепей.............................. 70

Изменение частоты генератора, питающего связанные цепи . . 72

Паразитные связи и устранение их....................... 80

Вариометры............................................. 82

Принцип измерения частоты (длины волны) ............... 84

3. Колебания и волны в системах с распределенными параметрами 86

Двухпроводная линия и ее параметры ..................... —

Бегущие волны в длинной линии. Режим согласования .... 88

Волны в разомкнутой и короткозамкнутой двухпроводной линии 96

Колебания в объемных резонаторах...................... 104

Линия с произвольной нагрузкой. Коэффициент бегущей волны.
Способы согласования................................... ПО

ИЗЛУЧЕНИЕ И РАСПРОСТРАНЕНИЕ РАДИОВОЛН

4. Антенны простейших типов.................................. 117

Общие сведения.................<.......................... —

Симметричный вибратор..........*........................ 118

Заземленный вибратор. Настройка антенны. Противовесы . . . 133

5. Распространение радиоволн................................. 143

Деление волн на диапазоны по свойствам их распространения —

Общие закономерности распространения радиоволн.......... 145

Электрические свойства земной поверхности и атмосферы . . 148

Распространение длинных и средних волн.................. 154

Распространение промежуточных и коротких волн........... 156

Распространение ультракоротких волн .................... 169

в. Типы и назначение антенн подвижных радиостанций.......... 176

Антенны, предназначенные для зенитного и комбинированного
излучения.............................................. 185

Антенны для дальних коротковолновых связей............. 190

Антенны ультракоротких волн........................... 197

Приемные антенны....................................... 206

Глава четвертая

ЭЛЕКТРОВАКУУМНЫЕ И ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ

7. Развитие техники электровакуумных и полупроводниковых
приборов ..............г............♦........................ 214

8. Основные физические явления в электронной лампе. Катоды
электронных ламп............................................. 215

Движение электрона в вакууме при наличии электрического
поля..................................................... —

Термоэлектронная эмиссия .............................. 218

Катоды................................................. 220

9. Диоды.................................................... 227

Характеристики двухэлектродной лампы .................... —

Параметры двухэлектродной лампы........................ 232

Кенотронные выпрямители................................ 238

10. Триоды.................................................. 241

Физические процессы в трехэлектродной лампе ............. —

Характеристики триода ................................. 244

Параметры триода....................................... 249

11. Лампы с несколькими сетками............................. 260

Назначение экранирующей сетки............................ —

Характеристики тетродов........................ . . . . 263

Пентоды................................................ 267

Лампы для преобразования частоты....................... 275

Классификация и маркировка электронных ламп............ 278

12. Лампы для волн дециметрового диапазона.................. 280

Особенности работы ламп на сверхвысоких частотах......... —

Триоды с дисковыми выводами............................ 287
1$. Краткие сведения об ионных приборах...................... 290

Ионные процессы в лампе ............................... —

Приборы с холодным катодом.............................. 291

Газотроны и тиратроны................................... 294

14. Фотоэлектрические и электронно-лучевые приборы.......... 297

Фотоэлемент..........*.................................... —

Электронный осциллоскоп................................. 299

Электронно-лучевые приборы с магнитным управлением . . . 304

Электронный коммутатор.................................. 306

15. Полупроводниковые диоды и триоды ...»................. 308

Значение полупроводниковой электроники ................... —

Некоторые свойства полупроводников...................... 309

Полупроводниковые диоды............*.................... 316

Полупроводниковые триоды . ............................. 318

Глава пятая

РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА

16. Усилители мощности....................................... 330

Общие понятия и сведения.................................. —

Контур в цепи анода усилителя мощности. Динамические
характеристики ......................................... 334

Работа усилителя мощности без отсечек анодного тока .... 338

Работа усилителя мощности с отсечками анодного тока .... 342

Нагрузочные характеристики усилительных каскадов .... 348

Схемы усилительных каскадов............................. 352

Фильтрация высших гармоник. Умножение частоты............ 359 -

Выходные каскады передатчиков........................... 363

Двухтактный каскад. Каскад с общей сеткой............... 370

17. Генераторы с самовозбуждением............................ 375

Условия самовозбуждения.................................... — ‘

Схемы генераторов с самовозбуждением.................... 380

Автогенераторы сверхвысоких частот...................... 386

18. Стабилизация частоты..................................... 399

О допустимых отклонениях частоты в радиосвязи............. —

'Стабилизация частоты в генераторах плавного диапазона . . 402

Стабилизация частоты при помощи кварца.................. 409

19. Управление колебаниями передатчика....................... 418

Основные виды излучаемых колебаний в радиосвязи........... —

Схемы амплитудной модуляции............................. 437

Схемы частотной модуляции............................. 453

Схемы радиотелеграфной манипуляции...................... 458

Краткие сведения об однополосной радиопередаче ......... 462

О классификации радиопередатчиков....................... 465

Глава шестая

РАДИОПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА

20. Назначение и состав радиоприемника....................... 467

21. Входные устройства приемников............................ 473

Назначение и схемы входных устройств приемников длинных
и> коротких волн.......................................... —
Входные устройства в приемниках ультракоротких волн . . . 479

Избирательность входных цепей............................. 481

22. Усиление по высокой частоте................................ 485

Назначение и типы каскадов усиления......................... —

Резонансные усилители ...................................... —

Устойчивость работы резонансных усилителей ............... 497

Резонансные усилители на триодах.......................... 499

Усиление на лампе с бегущей волной........................ 502

Полосовые усилители..................•.................... 505

Усилители радиоимпульсов.................................. 510

23. Детектирование............................................. 512

Назначение детекторного каскада ............................ —

Диодное детектирование ................................... 513

Детектирование в усилительных лампах...................... 521

Гетеродинное детектирование .............................. 522

Детектирование частотно-модулированных сигналов . . . . •. 526

24. Усиление сигналов низкой частоты и видеосигналов .... 535

Назначение каскадов усиления низкой частоты и предъявляе-
мые к ним требования...................................... —

Каскады усиления напряжения............................... 536

Выходные каскады приемников............................... 544

25. Краткие сведения об усилителях на полупроводниковых
триодах....................................................... 549

Способы включения полупроводниковых триодов................. —

Схемы с полупроводниковыми триодами....................... 551

26. Помехи радиоприему и борьба с ними......................... 553

Классификация помех................................. . 554

Помехи от посторонних передатчиков .................. * —

Атмосферные помехи........................................ 555

Промышленные помехи....................................... 557

Внутренние шумы приемника................................. 559

27. Супергетеродинные приемники................................ 562

Цель и смысл преобразования частоты сигнала................. —

Принцип супергетеродинного приема......................... 565

Преобразователи частоты................................... 570

Элементы супергетеродинных приемников..................... 575

Супергетеродинные приемники с двойным преобразованием
частоты................................................. 587

Особенности супергетеродинов для приема телеграфных, одно-
полосных и частотно-модулированных сигналов. Супергете-
родин на полупроводниковых триодах и диодах............... —

28. Сверхрегенеративный прием.................................. 593

О регенерации и сверхрегенерации ........................... —

Примеры сверхрегенеративных схем.......................... 598

29. Основные показатели и классификация приемников........... 599

Глава седьмая

РАДИОРЕЛЕЙНАЯ СВЯЗЬ

30. Общие сведения............................................ 603

31. Радиорелейная связь с уплотнением по частоте............... 608

Однополосная модуляция в каналах ........................... —

Многоканальные системы радиосвязи с уплотнением по частоте 612
32. Принципы радиорелейной связи с уплотнением rtd времени 617

Импульсная связь......................................

Элементы импульсной техники ............................ 629

Некоторые виды модуляции импульсов...................... 638

33. О способах ретрансляции в радиорелейной связи ........... 649

Задачи промежуточных станций............................... —

Ретрансляция с полной (двукратной) модуляцией .......... 651

Ретрансляция с вторичной модуляцией ...................... 652

Ретрансляции гетеродинного типа.......................... 655

Глава восьмая

ПРОСТЕЙШИЕ СПОСОБЫ ПРОВЕРКИ РАДИОСТАНЦИЙ

34. Основные показатели, характеризующие работу радиостан-
ций ......................................................... 658

35. Проверка передатчиков.................................... 660

Измерение тока в антенне и колебательной мощности пере-
датчика .................*................................ —

Проверка модуляции...................................... 666

Проверка частоты передатчика............................ 670

36. Проверка приемников...................................... 674

Проверка чувствительности и избирательности .............. —

О проверке точности установки частоты и ее устойчивости
в приемниках............................................ 680

Заключение.............................................. 681

Литература.............................................. 684

Николай Михайлович Изюмов. КУРС РАДИОТЕХНИКИ

Редактор инженер-подполковник Врублевский А. В.

Технический редактор Срибнис Н. В. Корректор Курчина Ю. С.

Сдано в набор 18.7.57. Г-41588 Подписано к печати 19.4.58

Формат бумаги 60X921/ie — 43 печ. л. == 43 усл. печ. л. 43,34 уч.-изд. л.

Военное издательство Министерства обороны Союза ССР

Москва, К-9, Тверской бульвар, 18

Изд. № 5/7414 Зак. № 1404

2-я типография им. К. Е. Ворошилова Военного издательства
Министерства обороны Союза ССР
Ленинград — Центр-1, Дворцовая пл., 10

Цена 14 руб*
Цена 14 руб.