/
Author: Виноградов Ю.В.
Tags: электротехника электронные схемы полупроводниковые приборы электровакуумные приборы
Year: 1968
Text
10. В. ВИНОГРАДОВ
ОСНОВЫ ЭЛЕКТРОННОЙ
И ПОЛУПРОВОДНИКОВОЙ
ТЕХНИКИ
Допущено Министерством высшего
и среднего специального образования РСФСР
в качестве учебника для студентов
специальности математические
и счетно-решающие приборы
и устройства высших технических
учебных заведений.
«ЭНЕРГИЯ»
МОСКВА 1968
6П2. 164
В 49
УДК 621.38/39
Виноградов Ю. В.
В 49 Основы электронной и полупроводниковой
техники. М., «Энергия», 1968.
624 с. с илл.
В книге изложены основы современной электроники. Даны
сведения об устройстве и принципах действия основных типов
полупроводниковых и электровакуумных приборов, способы их применения в схемах,
методы анализа, расчета и проектирования электронных схем.
Основное внимание уделяется полупроводниковым приборам и схемам на них.
Книга предлагается в качестве учебника для студентов
специальности математические и счетно-решающие приборы; и устройства. Она
может быть полезна студентам других специальностей, а также
инженерам, аспирантам и научным сотрудникам, работающим над
созданием электронных схем*
6П2.164
^:3-!3
192-68
Виноградов Юрий Васильевич
Основы электронной и полупроводниковой техники
Редактор В. А. Курочкин
Обложка художника В. И. Карпова
Технический редактор Л. М. Кузнецова
Корректор Е. X. Горбунова
Сдано в набор \2fVi 1968 г. Подписано к печати 23/1Х 1968 г. Т-09898. Формат
84Х108'/з2- Бумага типографская № 3. Усл. печ. л. 32,76. Уч.-изд. л. 34,29.:
Тираж 60.000 экз.. Цена 1 р. 39 к. Заказ № 1921.
Издательство «Энергия». Москва, Ж-114, Шлюзовая наб., 10.
Ордена Трудового Красного Знамени Ленинградская типография № 1
«Печатный Двор» им. А. М. Горького Главполиграфпрома Комитета по
печати при Совете Министров СССР, г. Ленинград, Гатчинская ул., 26,;
ВВЕДЕНИЕ
Предметом электронной техники является теория и
практика применения электронных, ионных и
полупроводниковых приборов в устройствах, системах и установках для
различных областей народного хозяйства. Гибкость
электронной аппаратуры, высокие быстродействие, точность и
чувствительность открывают новые возможности во многих
отраслях науки и техники.
Радио открыл великий русский ученый А. С. Попов.
Датой изобретения радио принято считать 7 мая 1895 г.,
когда А. С. Попов выступил с публичным докладом и
демонстрацией работы своего радиоприемника на
заседании Физического отделения Русского физико-химического
общества в Петербурге.
Развитие электроники после изобретения радио можно
разделить на три этапа: радиотелеграфный,
радиотехнический и этап собственно электроники.
В первый период (около 30 лет) развивалась
радиотелеграфия и разрабатывались научные основы радиотехники.
С целью упрощения устройства радиоприемника и
повышения его чувствительности в разных странах велись
интенсивные разработки и исследования различных типов
простых и надежных обнаружителей высокочастотных
колебаний — детекторов.
В 1904 г. была построена первая двухэлектродная
электронная лампа (диод), которая до сих пор используется в
качестве детектора высокочастотных колебаний и
выпрямителя токов технической частоты, а в 1906 г. появился
карборундовый детектор.
Трехэлектродная лампа (триод) была предложена в
1907 г. В 1913 г. была разработана схема лампового
регенеративного приемника и с помощью триода были получены
незатухающие электрические колебания. 'Новые
электронные генераторы позволили заменить искровые и дуговые
4
ПРЕДИСЛОВИЕ
Современные средства вычислительной техники
немыслимы без электронных схем, а перспективы развития и
совершенствования вычислительных машин во многом
определяются уровнем развития электроники и электронной
технологии.
Одноименный с названием учебника курс «Электронная
и полупроводниковая техника» дает студентам первое
знакомство с основами электроники, играющей важную роль в
формировании инженера-электрика. Поскольку в
современной технике математического машиностроения
электронные лампы и ионные приборы находят весьма
ограниченное применение и наметилась тенденция их полного
вытеснения полупроводниковыми приборами и интегральными
схемами, то в учебнике основное внимание уделяется
полупроводниковым приборам и схемам на них. В отличие от
выпущенных ранее учебных пособий и монографий, в
которых анализ схем на полупроводниковых приборах
предусматривает знание читателями аналогичных ламповых
вариантов, в данном учебнике и начальное знакомство со
схемой, и основной анализ дается применительно к
электронным схемам, построенным на полупроводниковых
приборах, а схемы на электронных лампах приводятся во
многих случаях как пример построения устройства,
аналогичного полупроводниковому. Это позволило в ограниченном
объеме книги более строго изложить узловые вопросы.
Автор приносит глубокую благодарность коллективу
кафедры «Электроника» Московского института
электронного машиностроения (заведующий кафедрой канд. техн.
-аук доц. А. В. Николаев) и канд. техн. наук, П. П. Голо-
-пстикову за ценные замечания, сделанные при рецензирова-
'ппн учебника и примет с благодарностью все замечания и
пожелания читателей, направленные на его улучшение.
Автор
1*
радиостанции ламповыми передатчиками, что практически
решило проблему радиотелефонии. Внедрению электронных
ламп в радиотехнику способствовала первая мировая
война. С 1913 г. по 1920 г. радиотехника становится
ламповой.
Первые радиолампы в России были изготовлены Н. Д. Па-
палекси в 1914 г. в Петербурге. Из-за отсутствия
совершенной откачки они были не вакуумными, а газонаполненными
(с ртутью). Первые вакуумные приемно-усилительные лампы
были изготовлены в 1916 г. М. А. Бокч-Бруевичем. Бонч-
Бруевич в 1918 г. возглавил разработку отечественных
усилительных и генераторных радиоламп в Нижегородской
радиолаборатории. В марте 1919 г. начался серийный
выпуск электронной лампы РП-1.
В 1920 г. Бонч-Бруевич закончил разработку первых в
мире генераторных ламп с медным анодом и водяным
охлаждением мощностью до 1 кет, а в 1923 г. — мощностью
до 25 кет. В Нижегородской радиолаборатории О. В.
Лосевым в 1922 г. была открыта возможность генерировать и
усиливать радиосигналы с помощью полупроводниковых
приборов. Им был создан безламповый приемник —
кристадин. Однако в те годы не были разработаны способы
получения полупроводниковых материалов и его
изобретение не получило распространения.
Во второй период (около 20 лет) продолжало развиваться
радиотелеграфирование. Одновременно широкое развитие и
применение получили радиотелефонирование и
радиовещание, были созданы радионавигация и радиолокация.
Переход от радиотелефонирования к другим областям
применения электромагнитных волн стал возможен благодаря
достижениям электровакуумной техники, которая освоила
выпуск различных электронных и ионных приборов.
Переход от длинных волн к средним и коротким, а
также изобретение схемы супергетеродина потребовали
применения ламп, более совершенных, чем триод. В 1924 г.
была разработана экранированная лампа с двумя сетками
(тетрод), а в 1930—1931 гг. — пентод (лампа с тремя
сетками). Электронные лампы стали изготовлять с катодами
косвенного подогрева. Развитие специальных методов
радиоприема потребовало создания новых типов
многосеточных смесительных и частотно-преобразовательных ламп
(1934—1935 гг.). Стремление уменьшить число ламп в схеме
и повысить экономичность аппаратуры привело к
разработке комбинированных ламп.
5
Освоение и использование ультракоротких волн
привело к усовершенствованию известных электронных ламп
(появились лампы типа «желудь», металлокерамические
триоды и маячковые лампы), а также разработке
электровакуумных приборов с новым принципом управления
электронным потоком — многорезоиаторных магнетронов,
клистронов, ламп бегущей волны. Эти достижения
электровакуумной техники обусловили развитие радиолокации,
радионавигации, импульсной многоканальной радиосвязи,
телевидения и др.
Одновременно шло развитие ионных приборов, в
которых используется электронный разряд в газе. Был
значительно усовершенствован изобретенный еще в 1908 г.
ртутный вентиль. Появились газотрон (1928—1929 гг.),
тиратрон (1931 г.), стабилитрон, неоновые лампы и т. д.
Развитие способов передачи изображений и
измерительной техники сопровождалось разработкой и
усовершенствованием различных фотоэлектрических приборов
(фотоэлементы, фотоэлектронные умножители, передающие
телевизионные трубки) и электроннографических приборов для
осциллографов, радиолокации и телевидения.
В эти годы радиотехника превратилась в
самостоятельную инженерную науку. Интенсивно развивались
электровакуумная промышленность и радиопромышленность. Были
разработаны инженерные методы расчета радиотехнических
схем, проведены широчайшие научные исследования,
теоретические и экспериментальные работы.
Последние годы составляют эпоху полупроводниковой
техники и собственно электроники. Электроника
внедряется во все отрасли науки, техники и народного хозяйства.
Являясь комплексом наук, электроника тесно связана
с радиофизикой, радиолокацией, радионавигацией,
радиоастрономией, радиометеорологией, радиоспектроскопией,
электронной вычислительной и управляющей техникой,
радиоуправлением на расстоянии, телеизмерениями,
квантовой радиоэлектроникой и т. д.
В этот период продолжается дальнейшее
усовершенствование электровакуумных приборов. Большое внимание
уделяется повышению их прочности, надежности,
долговечности. Появляются бесцокольные (пальчиковые) и
сверхминиатюрные лампы, что дает возможность снизить габариты
установок, насчитывающих большое количество радиоламп.
Продолжались интенсивные работы в области физики
твердого тела и теории полупроводников, разрабатывались
6
способы получения монокристаллов полупроводников, ме-*
тоды их очистки и введения примесей. Большой вклад в
развитие физики полупроводников внесла советская школа
академика А. Ф. Иоффе.
Полупроводниковые приборы быстро и широко
распространились за последние 20 лет во все области народного
хозяйства. В 1926 г. был предложен полупроводниковый
выпрямитель переменного тока из закиси меди. Позднее
появились выпрямители из селена и сернистой меди.
Бурное развитие радиотехники и электроники (особенно
радиолокации в период второй мировой войны) дало новый
толчок к исследованиям в области полупроводников. Были
разработаны точечные выпрямители переменных токов СВЧ
на основе кремния и германия, а позднее появились
плоскостные германиевые диоды. В 1948 г. американские
ученые Бардин и Браттейн создали германиевый точечный
триод (транзистор), пригодный для усиления и
генерирования электрических колебаний. Позднее был разработан
кремниевый точечный триод. В настоящее время точечные
транзисторы практически не применяются, а основным типом
транзистора является плоскостной триод, впервые
изготовленный в 1951 г. К концу 1952 г. были предложены
плоскостной высокочастотный тетрод, канальный триод и другие
типы полупроводниковых приборов. В 1953 г. был
разработан дрейфовый транзистор. В эти годы широко
разрабатываются и исследуются новые технологические
процессы обработки полупроводниковых материалов, способы
изготовления р-я-переходов и самих полупроводниковых
приборов. В настоящее время, кроме точечных и плоскостных
германиевых транзисторов, находят широкое
распространение и другие приборы, использующие свойства
полупроводниковых материалов: туннельные диоды, четырехслой-
ные управляемые и неуправляемые приборы, фотодиоды и
фототранзисторы, варикапы, терморезисторы и т. д.
Развитие и совершенствование полупроводниковых
приборов характеризуется повышением рабочих частот и
увеличением допустимой мощности. Первые транзисторы
обладали ограниченными возможностями (предельные рабочие
частоты порядка сотни килогерц и мощности рассеяния
порядка 100—200 мет) и могли выполнять лишь некоторые
функции электронных ламп. Для того же диапазона частот
были созданы транзисторы с мощностью в десятки ватт.
Позднее были созданы транзисторы, способные работать на
частотах до 5 Мгц и рассеивать мощность порядка 5 от,
7
а в настоящее время созданы образцы транзисторов на
рабочие частоты 20—70 Мгц при мощностях, достигающих
100 вт и более. Маломощные же транзисторы (до 0,5 — 0,7
вт) могут работать на частотах свыше 500 Мгц. Осваиваются
рабочие частоты порядка 1 000 Мгц. Одновременно ведутся
работы по расширению диапазона рабочих температур.
Транзисторы, изготовленные на основе германия и
кремния, имеют рабочие температуры не выше +60 ~ +70° С.
Созданные в последнее время образцы транзисторов на
арсениде галлия оказались работоспособными при
температурах до +250° С, и их рабочие частоты могут быть
доведены до 1 000 Мгц. Опытные образцы транзисторов на
карбиде кремния работают при температурах до +350° С.
Транзисторы и полупроводниковые диоды по многим
показателям превосходят электронные лампы и в ближайшие
годы полностью вытеснят их из многих областей
электроники.
В последние годы ведутся широкие работы в области
микроэлектроники, которая является одним из главных
направлений современной техники. Разработана
микромодульная конструкция. Кроме того, в настоящее время
широким фронтом ведутся исследования и разработка
твердых и пленочных схем. Это-открывает перспективу резкого
уменьшения размеров'электронного оборудования,
повышения его надежности, возможности изготовления
отдельных функциональных узлов и блоков в
автоматизированном непрерывном технологическом процессе.
Глава первая
основные понятия теории
электропроводности полупроводников
Физические принципы работы полупроводниковых
приборов основаны на явлениях электропроводности в
твердых телах.
По способности проводить электрический ток
встречающиеся в природе вещества делятся на три класса: провод-
пики, диэлектрики и полупроводники. Границы между ними
весьма условны. К полупроводникам обычно относят
вещества, удельная электрическая проводимость о которых при
комнатной температуре составляет 10~10 — 103 ом"1 -смг1.
Характерными свойствами полупроводников являются
резко выраженная зависимость удельной электрической
проводимости от температуры, от количества и природы
введенных примесей, а также изменение удельной электрической
проводимости под влиянием электрического поля, света,
ионизирующего излучения и других внешних воздействий.
1-1. ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТЬ ТВЕРДОГО ТЕЛА
Рассмотрим явления электропроводности в
кристаллических твердых телах (кристаллах). Твердое тело состоит
из атомов, связанных между собой силами притяжения.
Ядра атомов образуют кристаллическую решетку, которая
обладает свойством пространственной периодичности. В
идеальной кристаллической решетке наблюдается строго
упорядоченное расположение ядер атомов вещества. Ядра
атомов колеблются около равновесных точек — узлов
решетки, причем с повышением температуры частота и
амплитуда колебаний увеличиваются. При приложении к
кристаллу внешнего электрического поля решетка практически не
деформируется.
9
Атом любого элемента состоит из положительно
заряженного ядра и расположенных вокруг него электронов.
Электронная теория проводимости полагает, что в
металлах (проводниках) валентные электроны легко отделяются
от атомов. Атомы при этом превращаются в положительные
ионы. Отделившиеся от атомов электроны хаотически
движутся внутри металла между ионами и представляют собой
так называемый электронный газ. Электроны испытывают
столкновения с колеблющимися атомами и дефектами
кристаллической решетки. В промежутках между
столкновениями электроны движутся прямолинейно и равномерно.
'Расстояние, которое проходит электрон между двумя
последовательными соударениями, называют д л иной
свободного пробега. Хаотическое движение
электронов при отсутствии внешнего электрического поля не
создает электрического тока.
Возникающий в твердом теле под действием внешнего
электрического поля электрический ток представляет собой
направленное движение частиц — носителей заряда.
Носители заряда (пока в качестве носителя заряда будем
рассматривать электрон) на средней длине свободного пробега
/ср приобретают добавочную составляющую скорости в
направлении, противоположном направлению поля, и
начинают двигаться (дрейфовать) в этом направлении с
некоторой средней добавочной скоростью уср,- которая
называется дрейфовой скоростью. Дрейфовая скорость
электронов черезвычайно мала по сравнению со средней
скоростью их теплового движения при обычных
условиях.
Плотность дрейфового тока ]Е
определяется величиной заряда, который переносят электроны
через единичное поперечное сечение проводника за
единицу времени:
где п — концентрация носителей заряда (количество
электронов в 1 см3 вещества);
д — заряд электрона.
Дрейфовая скорость, приобретаемая электроном в поле
единичной напряженности (например, 1 в/см), называется
подвижностью \хп\
(Ы)
(1-2)
ю
Уравнение, для плотности тока с учетом равенства
(1-2) переписывается в следующем виде:
1Е = дп\х,пЕ. (1-3)
Удельная электрическая проводимость а равна
отношению величины плотности дрейфового тока к величине
напряженности электрического поля:
а = <7Л[гл. (1-4).
Выражение (1-4) показывает, что удельная электриче- ,
екая проводимость тем больше, чем больше число
свободных электронов и чем больше их подвижность. В
дальнейшем мы увидим, что электропроводность проводников в
основном зависит от подвижности носителей заряда, а
электропроводность полупроводников и диэлектриков — от
концентрации носителей заряда и дефектов кристаллической
решетки.
1-2. ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ СОСТОЯНИЯ ЭЛЕКТРОНОВ В АТОМЕ
И ТВЕРДОМ ТЕЛЕ. ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ ЗОНЫ
Многие физические свойства твердого тела зависят от
характера распределения электронов по энергетическим
состояниям. Взаимодействия между ядром и электронами
и между отдельными электронами подчиняются законам
квантовой механики.
Энергетические уровни электронов в атоме. Согласно
квантовой теории строения вещества энергия электрона,
который движется в центрально-симметричном поле
отдельного атома, а также момент орбитального количества
движения и проекция этого момента на заданное направление
не могут принимать произвольные значения. Электрон
может иметь только вполне определенные (дискретные или
квантованные) значения энергии и дискретные значения
орбитальной скорости. Поэтому электрон может двигаться
вокруг ядра только по определенным орбитам. Каждой
орбите соответствует строго определенная энергия
электрона или энергетический уровень.
Энергетические уровни электронов отделены друг от друга
запрещенными интервалами. Совокупность уровней образует
энергетический спектр электрона в атоме. Графически
энергетический спектр электронов в отдельном атоме можно
представить в виде одномерной диаграммы (рис. 1-1, б),
11
где для наглядности возможные значения энергии
показаны горизонтальными линиями.
Согласно принципу Паули на одном энергетическом
уровне не может быть более двух электронов, причем
собственные механические моменты (спины) этих двух электронов
должны быть антипараллельны. В невозбужденном
состоянии электроны в атоме расположены на ближайших к
ядру орбитах и в таком состоянии находятся до тех пор,
пока какое-либо внешнее воздействие не сообщает атому
добавочную энергию. При поглощении энергии атомом
какой-либо электрон может перейти на один из более
высоких свободных уровней (образуется возбужденный атом)
либо вовсе покинуть атом
(образуется
ионизированный атом).
Энергетические
состояния электронов в твердом
теле. В отличие от газов в
твердом теле соседние
атомы находятся так близко
друг от друга, что их
внешние электронные оболочки
соприкасаются или даже
перекрываются. На
электроны здесь воздействует
не только ядро
собственного атома, но и ядра соседних атомов, в результате чего
характер движения электронов изменяется. Взаимодействие
большого числа атомов вызывает смещение и
расщепление энергетических уровней
электронов.
При объединении в твердое тело N одинаковых атомов
каждый уровень энергии расщепляется на N близко
расположенных друг от друга энергетических уровней,
образующих разрешенную энергетическую
зону. Каждая зона занимает определенную область
энергии и характеризуется минимальным и максимальным
значениями энергии. На рис. 1-1, а показаны расщепление
уровней энергии и образование энергетических зон при
сближении атомов натрия. Взаимодействие между атомами
твердого тела сильнее всего оказывает влияние на
энергетические уровни внешних электронов атома,
характеризующиеся наибольшей энергией. Энергетические уровни
внутренних электронов, расположенных ближе к ядру, рас-
12
Разрешенные
зоны
Запрешь иные
зоны
щепляются значительно слабее. Возбужденным уровням."
свободного атома, которые в нормальном состоянии не
заняты электронами, в твердом теле соответствуют в о з б у ж-
денные зон ы,.
При сближении атомов уровни энергии смещаются тем
больше, чем больше взаимодействующих атомов.
Образуются широкие разрешенные энергетические зоны, число
уровней в которых равно числу взаимодействующих атомов
в кристалле твердого тела. Если учесть, что в 1 см3
твердого тела содержится примерно 1022 — 1023 атомов, то при
ширине зоны, например, 1 эв уровни в ней различаются по
энергии на величину порядка 10~"22 эв, образуя в зоне
практически непрерывный спектр.
Таким образом, вместо
системы отдельных разрешенных
уровней энергии, которыми
характеризуется изолированный
атом, в твердом теле появляется
система разрешенных
энергетических зон, каждая из которых
состоит из близко
расположенных уровней. Эти зоны могут
перекрывать друг друга или
разделяться одна от другой
интервалами, которые называются
запрещенными зона-'
м и — областями значений энергии, которыми электрон
не может обладать в идеальном кристалле (рис. 1-2).
С увеличением-энергии ширина разрешенных зон
увеличивается, а ширина запрещенных зон уменьшается."
Перекрытие разрешенных энергетических зон имеет место
в верхней части энергетического спектра, где уровни
энергии отдельного атома весьма близко расположены один
от другого. В результате этого в энергетическом спектре
твердого тела возникает единая верхняяразре-
шейная зона и число разрешенных зон (в отличие от
числа уровней атома) оказывается конечным.
В изолированном атоме разрешенные энергетические
уровни либо заняты электронами, либо свободны.
Соответственно в твердом теле энергетические зоны могут быть в
различной степени заполнены электронами. Разрешенная
зона, в которой при абсолютном нуле температуры все
энергетические состояния заняты электронами, называется
заполненной зоной. В полупроводниках верхняя за-
Рис. 1-2/
13~
полненная зона называется валентной. Разрешенная
зона, в которой при абсолютном нуле температуры
электроны отсутствуют, называется свободной. Свободная
зона, на уровнях которой при возбуждении могут
находиться электроны, носит название зоны проводи-
моет и.
В полупроводниках обычно рассматривают
запрещенную зону, разделяющую валентную зону и зону
проводимости, которые при исследовании процессов
электропроводности представляют наибольший интерес. Под шириной
запре щ^е иной зоны (о3 понимают разность энергий
между .нижним уровнем (дном) (ос зоны проводимости и
верхним уровнем (потолком) 6\ валентной зоны ё\ = $с —
— (ов. Ширина запрещенной зоны является основным
параметром, определяющим электрические свойства твердого
тела.
Подобно тому как в отдельном атоме электроны могут
переходить с одного энергетического уровня на другой
свободный уровень, электроны в твердом теле могут совершать
переходы внутри разрешенной зоны (при наличии в ней
свободных уровней)„а также переходить из одной
разрешенной зоны в другую. Плотность уровней в разрешенных
зонах очень велика, и для перемещения электрона в
пределах одной зоны требуется весьма малая энергия. В
частности, энергия, которую приобретает электрон на длине
свободного пробега под действием электрического поля
10—8 — 10"4з#, оказывается достаточной для внутризонных
переходов. Передаваемая электрону средняя энергия
тепловых колебаний атомов твердого тела, которая при
комнатной температуре составляет величину порядка 0,05 эв,
также достаточна для внутризонных переходов.Слабое
внешнее электрическое поле и тепловые колебания атомов могут
осуществлять перемещение электронов в пределах одной
разрешенной зоны.
Для перехода электрона из низшей энергетической зоны
в высшую требуется затратить энергию, равную ширине
разделяющей их запрещенной зоны. При ширине
запрещенной зоны порядка нескольких электрон-вольт внешнее
электрическое поле практически не может возбудить
электрон для между зонного перехода, так как вероятность
передачи электрону достаточной энергии на длине его свободного
пробега ничтожно мала. Распределение тепловой энергии
всего кристалла между отдельными атомами подчинено
статистическим законам, согласно которым существует конеч-
14
ная вероятность передачи электрону энергии, достаточной
для междузонных переходов. Кроме того, переход
электрона между зонами может быть вызван световым квантом —-
фотоном, который способен передать электрону энергию до
2—3 эв, а также рядом других видов внешних воздействий.
Таким образом, способность твердого тела проводить ток
под действием электрического поля зависит от структуры
энергетических зон и от степени их заполнения электронами.
Необходимым условием возникновения проводимости в
твердом теле является наличие в разрешенной зоне свободных
или неполностью занятых энергетических уровней.
Диаграммы распределения энергетических зон в
металлах показаны на рис. 1-3, а и б. На рис. 1-3, а показаны
Частично
заполненная
" зона
Запрещенная
" зона
Заполненная
зона
С2Х
а)
} Зона
I проводимости
\ Заполненная
) зона
6)
Рис. 1-3.
Зона
проводимости
(свободная)
Запрещенная
зона
Валентная
зона
(заполненная)
8)
энергетические зоны натрия, у которого при образовании
кристалла первой и второй квантовым оболочкам
свободного атома соответствуют полностью заполненные зоны, а
валентные электроны образуют я-зону, заполненную только
наполовину. Незаполненная валентная зона натрия
является зоной проводимости. Находящиеся в этой зоне
электроны называют электронами проводимости.
Остальные электроны атомов натрия не могут принимать
участие в переносе заряда.
На рис. 1-3, б показан другой случай расположения
энергетических зон металлов, характерный, например, для
металлов II группы периодической системы Менделеева.
При образовании кристалла зона, возникающая при
расщеплении верхнего возбужденного уровня, перекрывает
валентную зону, возникающую при расщеплении валентного
уровня. В кристалле образуется обширная гибридная зона
проводимости, которая лишь частично заполнена
валентными электронами.
15
Твердое тело проводит электрический ток при любой
температуре, если валентная зона или гибридная зона
заняты электронами не полностью. Тепловое возбуждение
может привести к перебросу электронов из полностью
заполненных зон в зону проводимости. Однако концентрация
таких электронов всегда очень мала по сравнению с
концентрацией валентных электронов (п ж 1022 см~3). Поэтому
концентрация электронов в металле почти не зависит от
температуры, и зависимость электрической проводимости
металла от температуры обусловлена изменением
подвижности электронов. Средняя длина свободного пробега
электрона уменьшается при повышении температуры
вследствие увеличения амплитуды тепловых колебаний решетки,
а также при наличии дефектов и примесей, нарушающих
упорядоченность кристаллической решетки. С уменьшением
длины свободного пробега снижается подвижность
носителей заряда, поэтому с увеличением температуры
электрическая проводимость металлов падает.
У диэлектриков в отличие от металлов нет
частично заполненных зон (рис. 1-3, в). При температуре
абсолютного нуля валентная зона полностью заполнена
электронами. Зона разрешенных уровней совершенно пуста,
а запрещенная зона достаточно широка. Поэтому при
абсолютном нуле, отсутствии света и несильном внешнем
электрическом поле твердое тело с подобным строением
энергетических зон является совершенным изолятором. При
повышении температуры или освещении диэлектрика элект-'
роны из валентной зоны могут переходить в зону
проводимости. Вероятность таких переходов экспоненциально
увеличивается с ростом температуры. Однако токи в
диэлектриках очень малы, так как плотность электронов проводимости
в них при комнаткой температуре составляет 1 —100 на 1 см3.
Таким образом, в отличие от металла проводящее состояние
диэлектриков является возбужденным состоянием.
В диэлектриках, как и в металлах, подвижность
электронов убывает с ростом температуры. Однако уменьшение
подвижности происходит значительно медленнее роста
концентрации электронов проводимости. Поэтому
электрическая проводимость диэлектриков с ростом температуры
увеличивается.
Чем больше ширина запрещенной зоны, тем меньше
вероятность передачи электрону энергии, необходимой для
перехода в зону проводимости, и тем больше сопротивление
диэлектрика. Ширина запрещенной зоны может меняться с
26
изменением температуры вследствие изменения амплитуды
тепловых колебаний атомов решетки и изменения объема
(междуатомных расстояний тела). Обычно с повышением
температуры ширина запрещенной зоны уменьшается.
Полупроводники имеют аналогичное с
диэлектриками строение энергетических зон. Разделение твердых
тел на полупроводники и-диэлектрики является условным,
так как при достаточно высокой температуре диэлектрик
ведет себя как полупроводник, а любой чистый
полупроводник при весьма низких температурах подобен диэлектрику.
Обычно к полупроводникам относят твердые тела, у которых
ширина запрещенной зоны.не превышает 1,5—2 эв.
1-3. СОБСТВЕННАЯ ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТЬ
ПОЛУПРОВОДНИКОВ, дырки
Наибольшее применение в полупроводниковой
электронике получили элементы IV группы периодической системы
элементов Менделеева — германий йе и кремний 51.
Основные параметры Ое и Б1 приведены в табл. 1-1. Элементы
Таблица 1-1
Параметры
Германий
Кремний
Сплав
ОаА(>
32
72,59
14
28,08
5,657- 10"8
4,42- 1022
5,323
936—958
16
5,431. 10"8
4,99- 1028
2,330
1 412
12,5
5,3
1 280
п;1
0,72
1,12
1,35
3 600±:180
1 360
5 000 •
1 700±90
510
450
47
—2- 105
~5- №
2,5- 10"
-Л О10
<-~109
95
33
120
45
12
12
Атомный номер
Атомный вес
Постоянная кристаллической
решетки при 25° С, см . . . . . . .
Число атомов в 1 сж3
Удельный вес при 25° С, г\см" . .
Температура плавления, °С . . . .
Диэлектрическая проницаемость
Ширина запрещенной
зоны .
Подвижность электронов,
СЛГ¡8 • Сек .
Подвижность дырок,
СМ2¡8 • СеК
Собственное удельное
сопротивление, ом - см . .
Собственная
концентрация, см~ь
Коэффициент диффузии
электронов, см~/сек . .
Коэффициент диффузии
дырок, см2/сек
При
300° к
IV группы, обладающие полупроводниковыми свойствами,'
имеют кристаллическую решетку алмазного типа. В такой
решетке каждый атом окружен четырьмя ближайшими
атомами той же химической природы, которые расположены в
вершинах тетраэдра на одинаковых расстояниях от
рассматриваемого атома (рис. 1-4, я), и связан с ними силами
к о в а л е н т н ы х связей. (Ковалентную связь часто
называют гомеополярной.) При ковалентной связи
каждая пара валентных электронов принадлежит в равной
мере двум соседним атомам и образует связывающую атомы
силу. С четырьмя соседними атомами рассматриваемый атом
связывают восемь электронов — четыре собственных
электрона и по одному электрону от каждого соседнего атома.
Так как у элементов IV группы имеются четыре валентных
электрона, то в идеальном кристалле германия или кремния
все ковалентные связи заполнены, все электроны связаны с
атомами и каждый атом имеет как бы полностью
достроенную оболочку, содержащую восемь электронов.
На рис. 1-4, б в двухмерном пространстве показана
идеальная решетка алмазного типа со схемой электронных
связей. Силы связи изображены в виде двух линий,
соответствующих двум электронам. Положительные заряды ядер
компенсируются отрицательными зарядами электронов, и
кристалл в целом является электрически нейтральным.
Рассмотрим процесс электропроводности в
идеальном кристалле германия. Идеальным называется
кристалл со строго упорядоченным расположением атомов в
соответствующих узлах кристаллической решетки, который
не содержит пустых узлов, а также атомов других элементов*
а)
Рис. 1-4.
18
При температуре абсолютного нуля все энергетические
состояния внутренних зои и валентная зона заняты
электронами полностью, а зоны проводимости совершенно пусты.
Каждый электрон в кристалле связан с соответствующим
атомом и не может участвовать в переносе заряда. Поэтому
при температуре, близкой к абсолютному нулю, идеальный
кристалл германия является практически диэлектриком.
При температуре Т > 0° К часть электронов под действием
теплового механизма возбуждения разрывает ковалентные
связи и переходит из валентной зоны в зону проводимости.
Среднее время, в течение которого электрон находится в
возбужденном состоянии,, т. е. время его пребывания в зоне
проводимости,
называется времен ем жиз-
н и электрона.
Одновременно с
появлением электронов в
зоне проводимости в
валентной зоне возникают
незаполненные связи
вблизи тех атомов, от
которых эти электроны
отделились. Не занятое
электроном энергетиче-
Pup 1 Ц
ское состояние валент- гж- 1'0,
ной зоны (электронная
«дырка») называют дыркой проводимости.
Процесс образования, или генерации, пары электрон
проводимости — дырка проводимости под действием тепла
или света показан на рис. 1-5,а и б. Дырка в
электрическом и магнитном полях ведет себя как частица с
положительным зарядом, по абсолютной величине равным заряду
электрона, и массой, примерно равной массе
электрона. После своего появления дырка совершает хаотическое
движение в течение некоторого времени — в р е м е Н..И
ж и з н и, а затем рекомбинирует с электроном. В зоне
проводимости электроны стремятся занять наиболее низкие
уровни энергии (оседают на «дно» зоны проводимости);
дырки, наоборот, всплывают на.самые высокие уровни (к
«потолку») валентной зоны.
При наличии свободных электронов в зоне проводимости
и дырок в валентной зоне кристалл приобретает способность
проводить электрический ток. Его проводимость при этом
определяется числом свободных электронов в зоне прово-
19
димости и свободных энергетических уровней в валентной
зоне. Незанятая связь (дырка) в валентной зоне может быть
занята электроном, перешедшим под действием тепловых
колебаний от какого-либо нейтрального атома кристалла.
На том месте, где был электрон, появляется новая
незаполненная связь и т. д. Процесс последовательного заполнения
свободной связи эквивалентен движению дырки в кристалле
полупроводника. Во внешнем электрическом поле электроны
дрейоруют в сторону, противоположную направлению
электрического поля, а дырки — в обратном направлении (в
направлении внешнего электрического поля).
Таким образом, в полупроводнике имеются два типа
носителей заряда — электрон проводимости и дырка
проводимости. Соответственно этому рассматривают два типа
электропроводности — электронную, обусловленную
перемещением электронов проводимости, идырочную,
обусловленную перемещением дырок проводимости. Общая
проводимость обусловлена движением обоих видов носителей
заряда и равна:
а = ?л.[гЛ4-до>р, (1-5)
где п и р — концентрации электронов и дырок;
|1л и \хр — подвижности электронов и дырок
соответственно.
При нагревании идеального кристалла полупроводника
электроны в зоне проводимости и дырки в валентной зоне
всегда образуются парами. В стационарном режиме число
пар определяется равновесием между процессами тер м о-
ге нерации носителей зарядов и их р е к о м б и н а-
ц и е й — исчезновением пары электрон — дырка. Число
исчезающих электронов и дырок зависит от условий
рекомбинации и пропорционально концентрации носителей
заряда . Электропроводность полупроводника, обусловленная
генерацией пар электрон —дырка при любом способе
возбуждения называется собственной
электропроводностью^ сам полупроводник — собственным
полупроводником.
1-4. РАСПРЕДЕЛЕНИЕ ЭЛЕКТРОНОВ ПО КВАНТОВЫМ
состояниям
В условиях теплового равновесия распределение
электронов по различным квантовым состояниям подчиняется
квантовой статистике Ферми — Дирака, кото-
20
расположенного ниже уровня Ферми. Повышение
температуры изменяет функцию распределения только вблизи
уровня @ р и притом таким образом, что скачкообразное
спадание кривой до нуля при <§ = <о Р сменяется более
плавным в сравнительно узкой области энергий, близких к ё р.
В идеальном беспримесном кристалле собственного
полупроводника при температуре абсолютного нуля все уровни
зоны проводимости свободны, а все уровни валентной зоны
заняты электронами. Тогда для всех уровней зоны
проводимости функция распределения Ферми равна нулю, а для
всех уровней валентной зоны функция распределения Ферми
равна единице. Следовательно, уровень Ферми находится
в запрещенной зоне между дном зоны проводимости и
потолком валентной зоны.
Положение уровня Ферми в запрещенной зоне можно
характеризовать «энергетическим расстоянием» его от
границ разрешенных зон ёс — ё р и <§р — ёв. Для
полупроводников в большинстве случаев соблюдаются неравенства
ёс — ёР ^> кТ\ ёV — ёв^> кТ. В этом случае для
уровней зоны проводимости экспонента в функции
распределения намного превышает единицу, а для уровней
валентной зоны экспонента много меньше единицы (это
справедливо практически при ёс— #/г>2,ЗйГ, так как
#с—<Вр
при этом е кТ > 10). В этом случае распределение
электронов по квантовым состояниям описывается
упрощенной формулой Максвелла — Больцмана,
являющейся частным случаем функции Ферми:
и**е " ; (1-8)
&р—&
" . (1-9).
Полупроводник, к которому применимо распределение
Максвелла — Больцмана, считается невырожденным. Если
ширина запрещенной зоны полупроводника мала и
какая-либо из разностей <ос — ё г или ёр — ёв соизмерима с
величиной кТ, то необходимо пользоваться распределением
Ферми. Полупроводник, в котором уровень Ферми
расположен в зоне проводимости или в валентной зоне,
называется вырожденным.
22
рая учитывает принцип Паули. Пользуясь ею, можно
вычислить концентрацию электронов в зоне проводимости,
дырок в валентной зоне и определить зависимость удельной
проводимости полупроводника от температуры, примесей и
других факторов.
Функция распределения Ферми /Л (ё),
определяющая вероятность того, что при температуре Т
квантовое состояние с энергией ё занято электроном (с
любой ориентацией спина), равна:
1
(1-6)
где
Т
к
абсолютная температура;
постоянная Больцмана;
уровень Ферми —
энергетический уровень,
функция Ферми для
которого равна 1/2 при
температурах, отличных от
абсолютного нуля.
Величина 1 — /я (ё) определяет
вероятность того, что квантовое
состояние с энергией ё свободно от электрона, т. е.
занято дыркой:
1
(1-7)
вкт +1
При абсолютном нуле температуры (Т = 0° К) функция
[п (ё) имеет следующие значения: (ё) — 1 при ё < £Р\
!,г (ё) = 1/2 при ё = ёР и /я (ё) = 0 при ё > ёРщ Это
означает, что при абсолютном нуле все энергетические
уровни, находящиеся выше уровня Ферми, свободны. При
этом имеется резкая граница между занятыми и свободными
'квантовыми состояниями, а сама функция распределения
Ферми имеет ступенчатый характер (рис 1-6).
При повышении температуры граница становится
расплывчатой. Тепловая энергия увеличивает вероятность
заполнения электроном энергетического уровня,
расположенного выше уровня Ферми, и увеличивает вероятность
наличия не занятого электроном энергетического уровня,
21
полупроводнике в условиях термодинамического
равновесия и их произведение определяются формулами
Равновесная концентрация полупроводника в сильной
степени зависит от ширины запрещенной зоны &3. При
Т = 300° К ширина запрещенной зоны германия равна
0,72 эв, кремния 1,12 эв. При этой температуре число
равновесных носителей заряда в германии равно пь = рг ж
ж 2,5 • 10гз смг3, в кремнии п1 = р1ж 2 • 1010 слг3.
Электрическая проводимость полупроводников, не
содержащих примесей, с увеличением температуры изменяется
примерно по тому же экспоненциальному закону, что и
концентрация носителей заряда. Рассмотренный случай
собственной электропроводности имеет в основном
теоретический интерес. Работа большинства типов
полупроводниковых приборов основана на использовании примесных
механизмов электропроводности полупроводников.
1-6. ПРИМЕСНАЯ ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТЬ
ПОЛУПРОВОДНИКОВ
В отличие от собственной электропроводности,
характерной для абсолютно чистых, однородных полупроводников,
электропроводность, обусловленная внесенными в
кристаллическую решетку примесями, называется примесной. Если
в одном из узлов решетки атом или ион основного вещества
замещен атомом другого элемента, то такая примесь
называется примесью замещения, если же введенный элемент
находится в междуузлиях решетки, — примесью внедрения.
Роль примеси выполняют также различные нарушения
периодичности решетки кристалла (например дислокация или
сдвиги границ кристалла и т. д.). Такие дефекты кристалла
влияют на время жизни носителей заряда, выполняя роль
центров генерации, рекомбинации и захвата электронов.
В германии, например, дислокации образуют дополнительные
энергетические уровни, отстоящие примерно на 0,2 эв от
дна зоны проводимости. Для изготовления транзисторов в
зависимости от типа последних применяют кремний и
германий с плотностью дислокаций 10—104 см~2.
п^р^АТ^е
2кТ
(1-13)
(1-14а)
п1р1 = щ.
24
1-5. КОНЦЕНТРАЦИЯ НОСИТЕЛЕЙ ЗАРЯДА И
ПОЛОЖЕНИЕ УРОВНЯ ФЕРМИ В СОБСТВЕННОМ
ПОЛУПРОВОДНИКЕ
Концентрация электронов в некотором элементарном
диапазоне значений энергии &@ с плотностью энергетических
уровней N (<э) пропорциональна произведению общего числа
разрешенных энергетических уровней в этом диапазоне
N (<э) &§ на вероятность их заполнения [п (£). Для
невырожденного случая концентрации электронов и дырок
полупроводника определяются выражениями:
п = АпТ1ле кГ ; (ЫОа)
р==АрТ1ле кТ , (1-Юб)
где коэффициент А содержит численные множители и
универсальные константы. Если эффективные массы носителей
заряда равны, то Ап = Ар = Л.
Из равенств (1-10) следует, что с ростом температуры
концентрация носителей заряда в полупроводнике
увеличивается по экспоненциальному закону. Это увеличение в
основном обусловлено изменением величины кТ в
показателе степени экспоненты. Перемножив равенства (ЫОа и
1-106), найдем:
—^В ^3
пр = А*Т*е кТ =А*Т3е кТ, (1-11)
откуда видно, что произведение концентрации электронов
на концентрацию дырок определяется только температурой
и шириной запрещенной зоны.
Так как в собственном полупроводнике количество
электронов проводимости равно числу дырок проводимости
(п1 = Рд> то из (ЫОа) и (1-106) следует:
#р = <?с + <?в=& (М2)
Следовательно, при любой температуре уровень Ферми
собственного полупроводника $р. лежит в середине
запрещенной зоны. Из уравнения (1-11) следует, что равновесные
концентрации подвижных носителей заряда в собственном
23
Примеси замещения в кристалле могут вести себя двояко:
они либо отдают свой электрон, либо захватывают электрон
из решетки основного кристалла, создавая" соответственно
электронную или дырочную проводимость кристалла.
Рассмотрим образование электронной и дырочной проводимости
в идеальном кристалле германия.
Если атом германия замещен атомом V группы
периодической системы Менделеева (например, атомом сурьмы), то
четыре из пяти валентных электронов сурьмы образуют
ковалентные связи с четырьмя соседними атомами германия
подобно существующим связям в основных атомах кристал-
Рис. 1-7.
лической решетки. Пятый электрон не может находиться в
ковалентной связи, так как в атомах германия не
существует соответствующих свободных связей (уровней). Атом
сурьмы слабо удерживает этот электрон силами
электростатического притяжения (рис. 1-7), поскольку энергия
связи электрона уменьшается в г2 раз, где е —
диэлектрическая проницаемость среды, в которой находится атом
примеси (для германия е= 16). При температуре около
100° К колебания решетки легко нарушают связь пятого
электрона с атомом сурьмы и электрон переходит в зону
проводимости. Положительный же ион сурьмы остается
неподвижным, замещая в кристаллической решетке атом
германия. Нейтральность кристалла при этом не нарушается.
Таким образом, германий с примесью элементов V
группы обладает электронной электропроводностью.
Полупроводник, электропроводность которого обусловлена
перемещением электронов, называется электронным (или
25
полупроводником /г-типа). Примеси, обусловливающие
электронную электропроводность полупроводника,
называют д о н о р н ы м и (т. е. отдающими электроны).
Рассмотрим поведение трехвалентного атома примеси,
например индия, в кристаллической решетке германия. Три
электрона атома индия образуют ковалентные связи с тремя
из четырех соседних атомов германия. Одна из связей
остается не заполненной электроном, т. е. образуется дырка.
Свободная связь может быть легко заполнена электроном,
перешедшим от соседних атомов при нарушении какой-либо
связи, и, таким образом, может перемещаться по кристаллу
германия. Атом индия, замещающий германий в
кристаллической решетке, становится при этом отрицательным
ионом.
• При комнатной температуре все трехвалентные
примесные атомы ионизируются. Избыточные дырки могут
принимать участие в электропроводности, которая является
дырочной. В этом случае полупроводник называется д ы р о ч -
н ы м полупроводником (или полупроводником р-типа), а
примеси, обусловливающие возникновение дырочной
электропроводности, — акцепторными.
Электропроводность полупроводника, обусловленная
ионизацией атомов донорной или акцепторной примеси,
называется п р и м е сной. Примеси вводятся в
полупроводник в весьма малых (10~4 % и менее), но точно
контролируемых количествах, так как проводимость резко зависит от
числа донорных или акцепторных атомов. Подвижные
носители заряда, концентрация которых в данном
полупроводнике преобладает (электроны в полупроводнике /г-типа или
дырки в полупроводнике р-типа), называются
основными носителями, а подвижные носители,
составляющие меньшинство, — неосновными (электроны в
полупроводнике р-типа и дырки в полупроводнике я-типа).
В условиях термодинамического равновесия скорость
генерации ц равна скорости рекомбинации пар электрон —
дырка. Скорость рекомбинации пропорциональна
концентрациям подвижных носителей заряда обоих знаков (тр,
где г — постоянная величина). При невысокой концентрации
примесей величины g и г собственного и примесного
полупроводников равны, т. е. § = тфх — г пр. С учетом
равенства (1 - 14а) получаем соотношение между равновесными
концентрациями основных и неосновных носителей примесного
полупроводника
П-оРо = гцрь = п[. (1-146)
26
будет значительно больше количества электронов,
переходящих в зону проводимости из валентной зоны, и
полупроводник будет иметь электронную электропроводность
(Ппо > Рпо', пп0 > пс, рп0 < л,-).
При введении в германий или кремний элементов III
группы локальный незаполненный уровень акцепторов
располагается вблизи валентной зоны и при абсолютном нуле
температур свободен (рис. 1-8, б). В отличие от
предыдущего случая под влиянием теплового или иного возбуждения
электроны переходят с верхних уровней заполненной
валентной зоны на незаполненный акцепторный уровень,
имеющий энергию ё\. (Энергия ионизации акцептора
* £ Ь£
Рис. 1-8.
А#а = 6\ — (§в во много раз меньше ширины запрещенной
зоны.) В результате этого в валентной зоне появляются
подвижные дырки и валентная зона становится зоной
дырочной проводимости. Если при этом выход электронов из
валентной зоны в зону проводимости не играет заметной
роли, то основными носителями заряда в таком
полупроводнике являются дырки и его электропроводность будет
дырочной (яр0< > пс, пр0 < щ). •
Для полупроводника любого типа -концентрацию
носителей заряда можно определить из равенств (1-10), подставив
в них выражение для АТъ1ъ полученное из
соотношения (1-13)
ёр-®р.
п = п-ье ^ ; (1-15а)
р = ще ^ . (1-156)
23
В любом полупроводнике при фиксированной
температуре произведение равновесных концентраций носителей
заряда есть величина постоянная, равная квадрату
собственной концентрации. Увеличение концентрации, носителей
одного знака приводит к уменьшению концентрации носителей
другого знака за счет роста вероятности рекомбинации
(например, если при комнатной температуре равновесная
концентрация основных носителей в йе составляет п0 = 1016
см'3, то равновесная концентрация неосновных носителей
при этом равна р0 = 1010 см'3).
1-7. ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ УРОВНИ ДОНОРОВ И
АКЦЕПТОРОВ
Примесные атомы, введенные в основную
кристаллическую решетку полупроводника, в большинстве случаев
образуют в запрещенной зоне "дополнительные локальные
энергетические уровни. Так как концентрация примесных
атомов, как правило, мала, то последние находятся на
значительных расстояниях друг от друга, практически не
взаимодействуют между собой и их энергетические уровни
не расщепляются.
У германия с примесью сурьмы пятый электрон атома
сурьмы слабее связан с атомом и поэтому находится на
более высоком, чем остальные валентные электроны,
энергетическом уровне, т. е. этот дополнительный уровень
располагается выше потолка валентной зоны. Вследствие
наличия остаточной связи электрона с атомом сурьмы
(электрон при абсолютном нуле температуры несвободен)
дополнительный уровень располагается ниже дна зоны
проводимости. Энергетический уровень примеси ё\, расположенный
вблизи дна зоны проводимости (рис. 1-8, а), при абсолютном
нуле температур занятый электронами и способный при
повышении температуры или другом возбуждении отдать
электрон в зону проводимости, называется донорным.
Минимальная энергия, которую необходимо сообщить электрону
для перехода с донорного уровня в зону проводимости,
называется энергией ионизации примеси. Эта энергия
определяет расстояние по шкале энергий от дна зоны
проводимости до локального донорного уровня. Энергия ионизации
донора Д£?д = <^с — <$к значительно меньше ширины
запрещенной зоны. Поэтому количество электронов, переходящих
под действием тепла или света с примесного донорного
уровня в зону проводимости, при определенных условиях
27
Отсюда можно определить положение уровня Ферми в
примесном полупроводнике любого типа проводимости:
ёг, = ёр. + кТ 1п (1-16а)
^ = ёр. — кТ 1п (1-166)
Следовательно,' в электронном • полупроводнике уровень
Ферми смещается в сторону зоны проводимости, а в
дырочном — в сторону валентной зоны. Величина смещения
уровня Ферми от середины запрещенной зоны тем больше, чем
больше концентрация основных для данного
полупроводника носителей заряда. Уровень Ферми в вырожденном
дырочном полупроводнике лежит в валентной зоне, в
вырожденном электронном полупроводнике — в зоне проводимости.
В общем случае концентрация подвижных электронов в
зоне проводимости электронного полупроводника равна
сумме концентраций ионизированных доноров ЛГд и
подвижных дырок в валентной зоне -
пп = пд + пв = Ы$ + пВУ
где я-д = N1 — концентрация электронов, обусловленная
ионизацией доноров;
пв — концентрация электронов, перешедших из
валентной зоны (пв = рп).
Концентрация донорных атомов в типичном
полупроводнике /г-типа при Т =300° К значительно превышает
собственную равновесную концентрацию электронов щ (МЛ ^>
^> П:). При комнатной температуре, которая превышает
температуру ионизации доноров 7\, практически все доноры
ионизируются ЛГд ж М^9 т. е. справедливы приближенные
равенства:
лЛ^#д; (Ы7а)
2
• Рп**£-\ (1-176)
(УЛ^№Л (1-17в)
Эти равенства перестают выполняться при температурах,
превышающих некоторое критическое значение Т2, при
котором электронный полупроводник превращается в
собственный. Например, у германиевого примесного
полупроводника /г-типа, в котором ё ^— ё,А = 0,01 эв и УУД = 2 • 1С15,
температура полной ионизации (N1 = 0,9/Уд) равна Тг ж
29
ж 28° К, а критическая температура Т2 « 365° К, т. е.
около 90° С.
Учитывая равенства (1-17), можно определить
положение уровня Ферми в полупроводнике /г-типа относительно
границы зоны проводимости в зависимости от температуры
и концентрации примесей. Подставляя равенство (1- 17а)
в формулу (ЫОа), получаем:
&р = ё,-кТ 1п (Ы8)
В полупроводнике, /г-типа уровень Ферми лежит тем
выше, чем больше концентрация доноров и чем ниже
температура. При абсолютном нуле и температурах, близких
к нему, уровень Ферми располагается посередине между
донорным уровнем и дном зоны проводимости. С
повышением температуры уровень Ферми перемещается вниз,
пересекая уровень энергии доноров, и в пределе стремится
к середине запрещенной зоны. Смещение уровня Ферми
ниже донорного уровня на величину 4 кТ соответствует
почти полной (~ 98%) ионизации донорных атомов, и
дальнейший рост температуры лишь незначительно влияет на
концентрацию пА. При дальнейшем повышении температуры
уровень Ферми сдвигается к середине запрещенной зоны
и концентрация электронов начинает расти за счет перехода
последних из валентной зоны в зону проводимости. В
предельном случае полупроводник становится собственным.
Для полупроводника р-типа справедливы следующие
соотношения;
РР-^/а; (1-19а)
"р^; <м9б)
оръд11ррр; (1-19в)
£р=$ъ + кТ 1п-^1- (М9г)
Уровень Ферми в полупроводнике р-типа лежит тем
ниже, чем больше концентрация акцепторов и чем меньше
температура.
Обычно в полупроводнике одновременно имеются и до-
норные и акцепторные примеси, что приводит к
возникновению эффекта компенсации примесей. Этот эффект
проявляется в том,- что электроны доноров самопроизвольно
переходят на более низкие энергетические уровни акцепторов и
30
происходит рекомбинация электронов и дырок. Например,
при уУд > Л^а все акцепторные уровни при кулевой
температуре заполняются электронами и число донорных
уровней, способных отдать электроны в зону проводимостим
уменьшается до Ыж — Ыа. Тип электропроводности
полупроводника определяется избыточной примесью. Разность
между концентрациями доноров и акцепторов определяет
эффективную концентрацию носителей заряда. Если оба
типа примесей введены в полупроводник в одинаковых
количествах (Ыл = Ма), то эффективная концентрация
подвижных носителей, обусловливающая электропроводность,
равна нулю. Такой полупроводник называют
компенсированным. В отличие от собственного
полупроводника компенсированный полупроводник характеризуется
меньшими величинами времени жизни неосновных
носителей и подвижности обоих типов носителей заряда.
1-8. ЗАВИСИМОСТЬ ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТИ ПРИМЕСНЫХ
ПОЛУПРОВОДНИКОВ ОТ ТЕМПЕРАТУРЫ И
КОНЦЕНТРАЦИИ ПРИМЕСЕЙ
Удельная электрическая проводимость полупроводника
зависит от свойств полупроводника, состава и
концентрации примеси и температуры. Формулу (1-5) можно
переписать соответственно для электронного Ц дырочного
полупроводников в следующем виде:
Из равенств (1-20) следует, что с введением примесей
проводимость полупроводников возрастает. Например,
примесная проводимость германия может изменяться в
миллионы раз (рис. 1-9, б), проводимость кремния — в
миллиарды раз. Минимальную проводимость имеет собственный
полупроводник. Количество атомов в 1 см3 германия равно
приблизительно 4,4 • 1022. При комнатной температуре
собственная проводимость германия составляет а =
= 0,02 ом'1 -см'1 (удельное сопротивление р = 47 ом* см).
Добавка одного атома примеси в 108 атомов германия
снижает удельное сопротивление до 4 ом-см.
Энергия возбуждения проводимости многих примесей
германия обычно мала (примерно 0,015 эв), и при комнатной
(1-20а)
(1-206)
31
температуре практически все примесные атомы оказываются
возбужденными. Поэтому при концентрации примесей
0,001% (число атомов примеси примерно равно 5 -1017 см~3)
проводимость
полупроводника определяется
концентрацией примесных
носителей заряда, которая в
приведенном примере
превышает концентрацию
собственных носителей в
20 ООО раз. Таким образом,
чтобы получить кристалл
1/т германия с собственной
а) , электропроводностью,
концентрацию атомов примеси
в нем необходимо
уменьшить до 2,5 • 1013 см~3, что
соответствует одной
десятимиллионной доле процента.
В настоящее время
освоена более высокая степень
очистки германия.
Кремний с собственной
проводимостью (р = 140 000 ом • см)
в связи с большими
трудностями очистки до
настоящего времени не получен.
Зависимость
концентрации подвижных носителей
заряда полупроводника от
температуры показана на
рис. 1-9, а. В области
низких температур на
участке а—б полупроводник
Т имеет только примесную
проводимость.
Концентрация собственных носителей
заряда очень мала. Наклон
этого участка кривой за-
концентрации примесей. Рост
носителей происходит до пол-
На участке б — в все доноры
Металл
Полупроводник
Рис. 1-9.
висит от величины
и
концентрации подвижных
ной ионизации доноров,
ионизированы, но вероятность перехода электронов в зону
проводимости из валентной зоны под действием тепла
32
еще очень мала. На участке в — г начинается быстрое
увеличение собственной электропроводности. Наклон этого
участка зависит от ширины запрещенной зоны
полупроводника $3. Явление собственной электропроводности в
материале, сильнее легированном примесями, наступает при
более высоких температурах.
Рост электропроводности с возрастанием температуры
является одним из наиболее характерных свойств полу*
проводников. На рис. 1-9, в показана зависимость удельных
сопротивлений полупроводника и металла от температуры
(величина р0 при 300° К принята за условную единицу).
На участке, разделяющем области собственной и примесной
проводимости полупроводника, концентрация основных
носителей заряда практически постоянна; удельное
сопротивление здесь изменяется лишь за счет изменений
подвижности носителей.
Величина подвижности носителей заряда в
полупроводнике определяется процессами рассеяния носителей на
тепловых колебаниях кристаллической решетки (тепловых фо-
нонах), на ионизированных и нейтральных атомах примеси
и на дислокациях, на подвижных основных носителях
заряда. Подвижность зависит и от напряженности внешнего
электрического поля (последнее особенно заметно при
сравнительно больших напряженностях' поля). Наибольшую
роль играют тепловое рассеяние и рассеяние на ионах
примесей.
Результирующая подвижность
-носителей заряда определяется из выражения
где |хт — подвижность, ограниченная рассеянием на
тепловых фононах;
|лп — подвижность, ограниченная рассеянием на
ионизированных примесях.
Теоретическая зависимость щ от Т выражается
соотношением
|ыт = СТ~Ч> [см*/в-сек]. (1-22)
Практически эта зависимость оказывается более
сильной: модуль показателя степени лежит в пределах 3/2—5/2.
Увеличение концентрации примесей снижает подвижность
носителей заряда.
2 Виноградов Ю. В.
33
При малых температурах результирующая подвижность
в основном определяется рассеянием на примесях. С
повышением температуры рассеяние на ионах примеси
становится менее интенсивным и подвижность несколько
увеличивается. Это особенно заметно при малых концентрациях
примесей. При более высоких температурах подвижность
резко уменьшается в результате рассеяния на
тепловых колебаниях решетки и не зависит от концентрации,
стремясь к зависимости и, = / (Т) собственного
полупроводника.
1-9. РЕКОМБИНАЦИЯ И ВРЕМЯ ЖИЗНИ НОСИТЕЛЕЙ
ЗАРЯДА
При возбуждении (например, освещении) области
полупроводника концентрация подвижных электронов и дырок
в ней (п и р) превышает равновесную концентрацию
(п0 и р0). Это приводит к увеличению проводимости
полупроводника. Электроны или дырки проводимости, не
находящиеся в термодинамическом равновесии, называются
неравновесными носителями заря-
д а. После прекращения освещения избыточная
концентрация носителей заряда Ад =
= п — п0 стремится к нулю в результате процесса
рекомбинации.
Рекомбинация не является простым актом столкновения
свободного электрона и свободной дырки — этот процесс
более сложен и часто бывает многоступенчатым. Главную
роль в процессе рекомбинации играют особые центры
рекомбинации — ловушки, обладающие локальными
энергетическими уровнями в запрещенной зоне, способными
захватить электрон из зоны проводимости и дырку из валентной
зоны, после чего осуществляется их рекомбинация. Такими
ловушками являются дефекты кристаллической решетки
полупроводника, которые могут быть расположены на
поверхности кристалла.
Скорость уменьшения концентрации неравновесных
носителей заряда йп/сИ (скорость рекомбинации) вследствие
рекомбинации в объеме и на поверхности полупроводника
характеризуется эффективным временем
жизни неравновесных носителей заряда
тзфф
— = -■ + —, (1-23)
тэфф ^об ^нов
34
где тоб — объемное время жизни
неравновесных носителей заряда,
представляющее собой отношение избыточной
концентрации неравновесных носителей заряда А/г
к скорости изменения этой концентрации
вследствие рекомбинации в объеме &АпШ\
тпоз — поверхностное время жизни не-
равновесных носителей заряда,
равное отношению избыточного количества
неравновесных носителей заряда в объеме
полупроводника к общему их потоку к
поверхности.
За интервал, равный времени жизни, избыточная
концентрация неравновесных носителей убывает в е раз. Время
жизни зависит от температуры полупроводника. В
германии, например, время жизни может увеличиться на 1—2
порядка при изменении температуры от — 60 до + 60° С.
Объемное время жизни ухменьшается с ростом плотности
дефектов решетки. Увеличение концентрации примесей в
полупроводнике также уменьшает тоб. Максимальную величину
тоб имеет собственный полупроводник.
На поверхности кристалла имеется большое количество
различных дефектов (окислы, влага, адсорбированные газы),
которым соответствуют в запрещенной зоне незанятые
энергетические уровни, играющие роль ловушек. Скорость
поверхностной рекомбинации зависит от геометрии
полупроводника, состояния его поверхности и подвижности
носителей заряда. Роль поверхностной рекомбинации возрастает
с увеличением отношения площади поверхности кристалла
к его объему.
Спад начальной избыточной концентрации Ап (0) во
времени в результате рекомбинации подчиняется
экспоненциальному закону
Результирующая скорость спада избыточной
концентрации в полупроводнике равна:
Первое слагаемое в правой части уравнения (1-25)
представляет собой скорость рекомбинации и зависит
от мгновенного значения избыточной концентрации носите-
Ап = А л (0)е
(1-24)
й Л п
(1-25)
2*
35
лей заряда, а второе — скорость г ен е р а ц и и
носителей заряда того же знака, которая зависит от
равновесной концентрации носителей заряда и является постоянной
величиной.
1-10. ЗАКОНОМЕРНОСТИ ДВИЖЕНИЯ НОСИТЕЛЕЙ ЗАРЯДА.
УРАВНЕНИЯ ПЛОТНОСТИ ТОКОВ
В полупроводнике-носители заряда могут передвигаться
как под действием внешнего электрического поля
(дрейфовый ток), так и под действием градиента концентрации
(диффузионный ток).
Плотности дрейфовых токов дырок и электронов в
одномерном случае определяются следующими соотношениями:
(]Р)в = — ШЬ^ = Л Е; (1-26а)
Цп)е = — ЯЩЯ ^ = дп\хп £, (1 -266)
где V — электрический, потенциал.
Если концентрация, например, дырок в образце
изменяется от точки к точке, то возникает движение дырок в
направлении убывания концентрации. Чем больше градиент
концентрации подвижных носителей заряда, тем больше
величина диффузионного тока. При одномерной диффузии
дырочная и электронная составляющие диффузионного тока
определяются формулами:
(/рЬ = ?М-Й1 = -?0рЙ; (1'27а)
Рш - ч~Р\ ах)- ч"Рах
Цп)о = (- Я) Д. ( - £) - фп £, ' (1-276)
где Ор и Оп — коэффициенты диффузии соответственно
дырок и электронов.
Коэффициент диффузии равен числу
носителей заряда, диффундирующих за одну секунду через
единичную площадку при единичном градиенте
концентрации. Знак минус в формуле (1-27) показывает, что поток
диффундирующих носителей направлен в сторону
уменьшения их концентрации. Величина Б зависит от структуры
кристалла и имеет размерность см2/сек.
Коэффициент диффузии связан с подвижностью
носителей заряда соотношением Эйнштейна
— = г- или — = - . (1-28)
36
Расстояние, на котором в отсутствие электрического и
магнитного полей избыточная концентрация неосновных
носителей заряда уменьшается вследствие рекомбинации в
е раз, называется д и.ф фузион'ной длиной Ь.
Диффузионная длина выражается через величины D и х
соотношением
¿=/¿5x7 (1-29)
В общем случае полный ток в полупроводнике состоит из
четырех составляющих
/ = (1'р)е + (Ш + (1Р)о + (]п)п. (1 -30)
Концентрация носителей заряда зависит от'координаты х
и ^времени /. Эту зависимость можно найти, решая
уравнение непрерывности, которое для потока дырок
в полупроводнике я-типа можно записать следующим
образом:
Дивергенция вектора плотнЪсти потока характеризует
скорость накопления (или рассасывания) носителей заряда
в некотором элементарном объеме, обусловленную
неравенством втекающих и вытекающих потоков носителей. В
одномерном случае
Подставив в равенство (1-32) выражения (1-27а) и (1-2ба),
получим:
т^р-'-ъШ + ^ш + мъ- <*-33>
Уравнение непрерывности с учетом соотношения (1-33)
принимает вид:
При отсутствии электрического поля (Е = 0) имеем:
др р — Ро п д2Р (] огч
Аналогично можно получить уравнение непрерывности
для потока электронов в полупроводнике р-типа.
^)р=^£-Шр)о + ир)Е1 (1-32)
Глава вторая
контактные явления в полупроводниках
и физические элементы
полупроводниковых приборов
2-1. ПЛОСКОСТНОЙ ЭЛЕКТРОННО-ДЫРОЧНЫЙ ПЕРЕХОД
Работа различных типов полупроводниковых диодов и
транзисторов основана на явлениях, возникающих в
контакте между областями полупроводников разного типа
электропроводности либо в точечном контакте полупроводника
с металлом. Граница между двумя областями монокристалла
полупроводника, одна из которых имеет электропроводность
р-типа, другая — /г-типа, называется электронно-
дырочным переходом (р-д-переходом). Переход
с линейными размерами, значительно превышающими его
толщину, носит название плоскостного.
Рассмотрим два образца германия с дырочной и
электронной электропроводностями (рис. 2-1, а), находящиеся в
контакте. Предположим, что граница раздела образцов плоская
и в месте соединения контакт является идеальным
(нет зазоров или других механических дефектов, а также
прослойки другого химического состава), а внешнее
электрическое поле отсутствует. Примем концентрацию доноров
в /г-области УУД = 1015 см~3у а концентрацию акцепторов в
р-области Л/д = Ю18 см~3 (рис. 2-1, б). При комнатной
температуре атомы доноров и акцепторов можно считать
полностью ионизированными, ,т. е. в полупроводнике р-типа
концентрация подвижных дырок проводимости равна
концентрации неподвижных отрицательных ионоз
(ионизированные акцепторы) (рр = N&), а в полупроводнике п-типа
концентрация электронов проводимости равна
концентрации неподвижных положительных ионов (ионизированные
доноры) (пп = Л^д).
38
Концентрация дырок проводимости рр в полупроводнике
р-типа обычно намного больше, чем концентрация дырок
проводимости рп в
полупроводнике /г-типа, где они
являются неосновными
носителями заряда (рР^ рп).
Концентрация электронов
пр в полупроводнике р-типа
намного меньше, чем
концентрация электронов
проводимости пп в смежной
я-области, где они
являются основными носителями
заряда (пр <J пп).
Следовательно, в р-л-переходе
имеется градиент
концентрации подвижных
носителей заряда каждого знака.
Под действием градиента
концентрации заряды
будут диффундировать из
области с высокой
концентрацией в область с
пониженной концентрацией.
Через р-/г-переход
диффузия дырок будет протекать
из р-области в ^-область,
а диффузия электронов —
в противоположном
направлении. Зто встречное
движение противоположных
по знаку зарядов образует
диффузионный ток р-я-пе-
рехода.
В результате диффузии
основных носителей
происходит перераспределение
электрических зарядов.
В прилегающем к
контакту слое дырочной области
полупроводника возникает
странственный з
область
и-дательный п
д ионизированных
ро«
ак-
о т р
а р я
цепторов, который не скомпенсирован зарядом дырок,
поскольку последние переходят в я-область либо реком-
39
бинируют с перешедшими из /?-област*г- электронами.
Соответственно з приконтактном слое электронной
области полупроводника остаются ионизированные доноры
и возникает ' положительный
пространственный заряд ионизированных доноров, не
скомпенсированный зарядом электронов, т. е. вблизи контакта
возникает двойной слой пространственного заряда.
В тех участках полупроводника, где концентрация
подвижных носителей заряда становится равной концентрации
примесей, полупроводник остается электрически нейтральным,
и плотность пространственного заряда спадает до нуля
(рис. 2-1, *).
Пространственный заряд в пограничных слоях перехода
может быть частично обусловлен движением наиболее
быстрых носителей заряда. Часть электронов, переходящих из
л-области в /?-область, теряет свою энергию под действием
электрического поля /7-п-перехода, тормозится в
приконтактном /7-слое и втягивается обратно в /г-область. Эти
электроны увеличивают в пограничном слое /^-области
концентрацию отрицательных зарядов. Большая часть электронов,
перешедших из /г-области, проникает в глубь р-области и
рекомбинирует с дырками. Аналогичные явления происходят
с дырками при переходе в /г-область.
В приконтактном слое концентрация основных
носителей заряда уменьшается по сравнению с концентрацией
основных носителей в остальной толще полупроводника.
Обедненный носителями слой между двумя
областями полупроводника с разным типом
электропроводности обладает меньшей электропроводностью и его
иначе называют запирающим слоем. ,
Пространственные заряды создают электрическое поле
р-я-перехода (рис. 2-1, г), напряженность которого Е имеет
максимальную величину на границе раздела, где происходит
изменение плотности и знака * пространственного заряда.
Электрическое поле
пространственного заряда препятствует диффузии основных
носителей, в то время как неосновные носители заряда (т. е.
дырки из /г-области и электроны из /г-области) могут
беспрепятственно проходить через переход, образуя дрейфовый
ток. Направление дрейфового тока противоположно
диффузионному. Так как в изолированном полупроводнике
плотность тока должна быть равна нулю, то в конце концов
устанавливается динамическое равновесие, когда
диффузионный и дрейфовый потоки зарядов через электронно-дыроч-
40
иый переход компенсируют друг друга. Таким образом,
через /?-я-переход одновременно протекают четыре
составляющие тока (рис. 2-1, д и ж)\
Ир)о — диффузионная составляющая дырочного
тока (дырки из р-области в я-область);
Ир)е = — ар)й —дырочная составляющая дрейфового тока,
равная по величине и направленная
противоположно составляющей (}р)0 (дырки
из я-области в р-область);
(/л)о — диффузионная составляющая
электронного тока (электроны из я-области в р-об-
ласть);
Цп)е = — (/«Ь — электронная составляющая дрейфового
тока, равная по величине и направленная
противоположно ап)0 (электроны из р-об-
ласти в я-область).
Общая плотность тока при этом равна:
у - — дОр ~р- + цр^Е — цЕ>п ^ + цп [1пЕ = 0. (2-1)
Перепад -потенциала в р-я-переходе называют
потенциальным барьером или контактной
разностью пот ен ц.и а л о в (рис. 2-1, е).
Образование потенциального барьера можно иллюстрировать
схемой, приведенной на рис. 2-1, д. При термодинамическом
равновесии и в отсутствие внешнего поля уровень Ферми
является общим для всего объема полупроводника и лежит
внутри запрещенной зоны. Вблизи границы раздела р- и
я-областей, где п=р = п1, уровень Ферми проходит через
середину запрещенной зоны. Поскольку в полупроводнике
я-типа уровень Ферми смещается в сторону зоны
проводимости, а в полупроводнике р-типа — в сторону валентной
зоны, то в дырочной области дно зоны проводимости должно
лежать значительно дальше от уровня Ферми, чем дно зоны
проводимости в электронной области. Следовательно, в
области р-я-перехода диаграмма энергетических зон искривляется.
Высота потенциального барьера (или контактная
разность потенциалов) в р-я-переходе равна Дф0 = фр — ц>п и
зависит от положения уровня Ферми в р- и я-областях.
Увеличение концентрации примесей в любой из областей
смещает уровень Ферми от середины запрещенной зоны, а
следовательно, и увеличивает высоту потенциального
барьера. Уменьшение концентрации примесей, наоборот,
снижает потенциальный барьер.
41
При отсутствии внешнего электрического поля высоту
потенциального барьера, например для электронов, можно
определить по смещению дна* зоны проводимости.
Определив величины энергии, соответствующие дну зоны
проводимости /7-области (Szp) и /г-области (#сл), из формул (1-19г)
и (1-18) и используя равенство (1-13), получим:
А# - é\p — Szn = kT ln'-^f^ = kT ln ^n-° = kT ln^-° =
11 i npo Pno
= ¿r(ln^ + ln|°), (2-2)
где nn0 и pn0\ pp0 и np0 — равновесные
концентрации основных и
неосновных носите-
л е й заряда соответственно в
/г-области и //-области.
Высоту потенциального барьера удобно выражать в
единицах напряжения — вольтах. Для этого достаточно
разделить величины энергии é° и kT на элементарный заряд q.
Тогда формула (2-2) принимает вид:
Дф0 = Фт1п-^ = Фт1л (2-3)
про Рпо
где Дф0 — высота потенциального барьера в вольтах;
Фт — так называемый температурный
потенциал, равный
<?т = ^. (2-4)
При температуре Т = 300° К температурный потенциал
равен фт (зо(гк) = 0,026 в.
Таким образом, при фиксированной температуре высота
потенциального барьера определяется отношением
концентраций носителей заряда одного знака на границах р- я-пере-
хода. У большинства германиевых, переходов
потенциальный барьер Аф0 равен 0,3—0,4 в, у кремниевых переходов
0,7—0,8 в.
Из формулы (2-3) легко найти концентрацию носителей
заряда одного знака на границах области
пространственного заряда /мг-перехода:
пРо = ппое Фт; (2-5а)
_ --^
Рпо = рРов ^T • (2-56)
42
2-2. ЭФФЕКТ ВЫПРЯМЛЕНИЯ В р-л-ПЕРЕХОДЕ
Рассмотрим, как изменяются условия переноса зарядов
через р-я-переход, когда к нему приложено некоторое
внешнее напряжение (напряжение' смещения).
Если минус внешнего источника напряжения и
подключить к р-области, а плюс — к я-области (рис. 2-2, а\ в
дальнейшем такую полярность приложенного к переходу
напряжения будем называть
обратной), то под действием
электрического поля источника
основные носители заряда будут
дрейфовать от пограничных к
переходу слоев в глубь
полупроводника. В результате ширина
обедненного основными
носителями слоя увеличивается по
сравнению с равновесным
состоянием и сопротивление р-я-пе-
рехода возрастает (на рис. 2-2, б
вертикальные пунктирные
линии 1—Г показывают границы
р-я-перехода в равновесном
состоянии, а линии 2—2 —
границы перехода после
подключения к нему внешнего обратного-
напряжения). Преобладающая
часть приложенного внешнего
напряжения падает на переходе,
падением напряжения в
остальном объеме полупроводника
практически можно пренебречь.
Высота потенциального барьера в переходе увеличивается
(рис. 2-2, в и г) на величину напряжения смещения [/обр:
Дф1 = Дф0 + {Уобр. -(2-6)
С изменением высоты потенциального барьера
нарушается термодинамическое равновесие и изменяется
соотношение между диффузионным и дрейфовым токами
(рис. 2-2, <Э). Дрейфовый ток через переход практически не
зависит от приложенного напряжения: внешнее
напряжение изменяет лишь скорость переноса неосновных носителей
заряда, не влияя на количество переносимых носителей
в единицу времени.
Дрейфовый. |"
тон У
}Диффузионный
тон
Л1рк
(¿17 к
Рис. 2-2.
43
а)
1 ®и„0в 1
0
е)
7©©
не©
!|Э0|
Диффузионная составляющая тока через переход
зависит от высоты потенциального барьера. Согласно
распределению Ферми (см. рис. 1-8) по мере увеличения
потенциального барьера все меньшее количество основных носителей
заряда оказывается способным преодолеть этот барьер.
В предельном случае диффузионная составляющая тока с
ростом высоты потенциального барьера стремится к нулю.
Таким образом, в случае подключения к р-я-переходу
обратного напряжения величина диффузионного тока через
переход уменьшается с
увеличением обратного напряжения.
При больших обратных
напряжениях (\иобр\ ^> фт) ток через
переход стремится к величине
дрейфового тока. В дальнейшем
этот ток будем называть
обратным током
насыщения р-я-перехода и
обозначать /0 *.
Если к р-области подключить
плюс источника внешнего
напряжения, а к я-области — минус
(в дальнейшем внешнее
напряжение с указанной полярностью
будем называть прямым £/пр
ерис. 2-3), то под действием
внешнего поля основные носители
заряда перемещаются по
направлению к р-я-переходу.
Недостаток носителей в приконтактных слоях уменьшается,
толщина перехода становится меньше и сопротивление
р-я-перехода понижается. В этом случае приложенное к
переходу результирующее напряжение определяется раз-
костью величин Аф0 и £/пр:
I
"Л И7
г" ¡1 т-
г)
ТУ ?Ы1
X
' Опк
Рис. 2-3.
Дф2 = Аф0 — и
лр-
(2-7)
Следовательно, высота потенциального барьера
уменьшается и диффузионный ток основных носителей через
переход возрастает. (В дальнейшем этот ток через переход будем
называть прямым.) При |£/пр | <^ Аф0 потенциальный
барьер способствует движению через переход неосновных
* Иногда ток /0 называют тепловым неуправляемым
т о к о м.
44
носителей заряда (составляющая дрейфового тока), а при
|{Упр|^>А(р0 препятствует этому движению. Однако
концентрация неосновных носителей мала, и поэтому этот
эффект не оказывает заметного влияния на общий ток,
протекающий через /?-/г-переход. При | [/пр | ^> Дф0 /?-/г-переход
по существу исчезает.
Подставив в формулу (2-5) вместо Аф0 значение
напряжения на переходе с внешним смещением, получим
граничные концентрации неосновных носителей в р- и /г-областях:
Аф / Аф0\ и
пр = ппе ^ = \ппе Фт) е Фт;. (2-8а)
Аф / Аф0\ I/
Рп=-РРе Фт =[рре Фт]вФт. (2-86)
Выражения в скобках представляют собой равновесные
граничные концентрации неосновных носителей заряда.
Следовательно, можно записать:
и_
Фт • _
пр = пр0е ' ,(2-9а)
_и__
Рп^Рпо'е*1. (2-96)
Концентрация неосновных неравновесных носителей
у границы перехода экспоненциально зависит от величины
приложенного к переходу напряжения. [В выражениях (2-9)
величину 1/следует подставлять с соответствующим знаком.]
Если к переходу приложено прямое напряжение, то
концентрации неосновных носителей заряда в слоях,
примыкающих к границам перехода, возрастают по сравнению
с соответствующими равновесными значениями рп0 и пр0.
В каждой области появятся избыточные концентрации
неосновных носителей. Введение носителей заряда через
электронно-дырочный переход или контакт металл —
полупроводник при понижении высоты потенциального барьера
в область полупроводника, где эти носители заряда
являются неосновными, называют инжекцией
носителей заряда. При протекании прямого тока из
дырочной области в электронную инжектируются дырки, а
из электронной области в дырочную — электроны.
Величины избыточных концентраций неосновных
носителей на границах перехода определяются разностью между
Рп И РпО (ИЛИ Пр И Про).
45
Из равенств (2-9) получаем:
/ и
(2-10а)
(2-106)
Если р-область полупроводника более низкоомна, чем
п-область (несимметричный переход), то поток основных
носителей из р-области будет превышать поток из п-области.
Когда, например, концентрация дырок в р-области в 100 раз
больше концентрации электронов в п-области, то дырочный
ток в 100 раз больше электронного. При рр0 ^> пп0 как
прямой, так и обратный токи являются дырочными.
Область полупроводника, назначением которой является
инжекция носителей заряда, называется эмиттерной
областью (или просто эмиттером), а область
полупроводника, в которую инжектируются эмиттером
неосновные для нее носители заряда, называется базовой
областью (или просто базой). Отношение
избыточной концентрации неосновных носителей заряда в базе
вблизи р-я-перехода к равновесной концентрации основных
носителей заряда называют уровнем и н ж е к ц и и.
Уровень инжекции определяется не только токами,
протекающими через переход, но и геометрией перехода и
физическими свойствами полупроводника.
'Толщина р-п-и е р е х о д а. Количественную
зависимость толщины р-/г-перехода /п от концентрации
примесей и приложенного к переходу напряжения можно найти,
интегрируя уравнение Пуассона, которое в одномерном
случае имеет вид:
где ф — электростатический потенциал;
р'— объемная плотность пространственного заряда;
е — диэлектрическая проницаемость;
е0 — абсолютная диэлектрическая проницаемость ва-
Толщина области пространственного заряда обычно
составляет десятые доли микрона и зависит от электрической
куума.
46
проводимости р- и /г-областей. В реальных переходах
удельное сопротивление областей, а следовательно, и
концентрация примесей в них отличается на 2—3 порядка. В
показанном на рис. 2-1, б.переходе удельное сопротивление /г-обла-
сти значительно больше удельного сопротивления р-об-
ласти (рп^Рр)- Так как величины зарядов в р- и
п-слоях перевода одинаковы, а плотность заряда в них
различается на 2—3 порядка, то переход практически
оказывается сосредоточенным в высокоомной я-области, а граница
перехода лежит на границе дырочной области.
Предполагая, что в области перехода полностью отсутствуют
свободные носители заряда и изменение концентрации
пространственного заряда повторяет закон распределения примеси
в электронной области цЫА (х), уравнение Пауссона
запишем в виде
й2® йЕ аЫ
йх* С1Х 880 ' К }
где Е — напряженность электрического поля.
Пусть к переходу приложено напряжение £7.
Граничные условия для уравнения (2-12) являются следующими:
при х = 0 ф = фр; при х = /п ф = фл + и и Е = 0 (¿7
берется с соответствующим знаком). После двойного
интегрирования и определения постоянных интегрирования получим:
^Д = |Фр-£/-Фя|=|Дфо-^|. (2-13)
Отсюда толщина р-п-перехода определяется
соотношением
1П = УЩ^\ (2-14)
В равновесном состоянии (V = 0) толщина р-п-перехода
равна:
тогда
С уменьшением концентрации примесей (увеличением
удельного сопротивления) толщина перехода возрастает.
При прямом смещении толщина перехода уменьшается, при
47
обратном — увеличивается. Выражение (2-14) для прямого
смещения является приближеиньш, так как при расчете
не учитывались движущиеся через переход носители
заряда. При обратном смещении |£/обр | ^> Фт выражение (2-14)
является довольно точным.
2-3. ВОЛЬТ-АМПЕРНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА р-я-ПЕРЕХОДА
Определим зависимость между током, протекающим через
/>/г-переход, и приложенным к переходу напряжением для
стационарного случая ^- = 0, ~~^г==о)> ПРИ малом уровне
инжекции (Арп <^ пп\ Апр <^ рр) и одномерном
распространении носителей заряда вдоль оси ху перпендикулярной
плоскости контакта. Координату' х будем отсчитывать от
границы перехода в глубь области базы. Генерацией и
рекомбинацией зарядов в области пространственного заряда
будем пренебрегать, а напряженность электрического поля
вне перехода будем считать равной нулю. Решение можно
провести лишь для дырочной составляющей тока перехода,
распространив его затем и на электронную составляющую.
Уравнение непрерывности (1-35) запишется так:
П ^2Рп Рп Рпо а /о |7\
°РпШ* Т (/'1'>
Поскольку ОрпхРп = ЬгРп, уравнение (2-17) приводится
к виду:
^Рп Рп—Рпо-
Рп
0. (2-18)
Решив дифференциальное уравнение (2-18) при следую-
щих граничных условиях: рп = рпое при х — 0 и рп =
= рп0 при х = оо, получим распределение неравновесной
концентрации неосновных носителей заряда в п-области
Рп (*) = Рпо + Рпо уе Фт _ 1 ) е 1рп . 19)
Отсюда следует, что уменьшение избыточной
концентрации носителей в базе (от границы перехода в глубь
полупроводника) при низком уровне инжекции происходит по
экспоненциальному закону
ЬрЛх) = р№-1)е~Ъ. (2"20)
48
Градиент концентрации неосновных неравновесных
носителей, обусловливающий диффузионный поток дырок в
/г-области, равен:
= _ Pas\р^— \)р LPn (2-21)
dX JLrj~)
Плотность дырочного тока в /г-области
составляет:
/ Ч- \
Выражение (2-22) показывает, что дырочный ток в
/г-области является функцией расстояния х. При х = 0 он
максимален и равен:
Заряд избыточной концентрации инжектированных в
базу неосновных неравновесных носителей — дырок
компенсируется зарядом электронов, поступающих из внешней
цепи (/р(0).= /,г). Процесс компенсации протекает
практически мгновенно и не связан с процессом рекомбинации.
Например, для германия с удельным сопротивлением
р = 10 ом-см время установления этого процесса
составляет около 10"11 сек. Под действием градиента
концентрации дырки и компенсирующие их электроны диффундируют
в глубь базовой области [влиянием электрического поля на
движение неосновных носителей пренебрегаем, т. е. (/р)£=0).
Диффузионные составляющие дырочного и электронного
токов равны между собой (Ip)D (х) = — (In)D (х) и согласно
соотношению (2-22) убывают с ростом координаты х. При
х —■* 0 (х ^> LPn) дырочный ток стремится к нулю вследствие
рекомбинации дырок с электронами. Поскольку в любом
Течении базы полная плотность тока остается постоянной,
т. е. / (х) = (Ip)D (х) — (In)Dx + (In)E(x) = const, то
убывание величины тока (1п)о должно сопровождаться ростом
величины (1п)е- При х —> ос / —> 1п = (1п)Е.
Мы рассмотрели только дырочную составляющую тока
перехода. Аналогично для плотности электронного тока
в_р-области при х =^0 получаем:
и
M0) = ^VT-U. (2-24)
49
Плотность общего тока через
переход равна сумме плотностей отдельных составляющих
/=^^+^^/__1|> (2.25)
Умножив последнее выражение на площадь перехода 5,
получим вольт-амперную характеристику р-/г-перехода
и
/ = /0(гФт.—1/> (2-26)
где 10 — обратный ток насыщения р-я-пере-
хода, который при больших обратных напряжениях (|— £/|^>
^> фт) не зависит от величины приложенного обратного
напряжения и равен:
1о-Ч-г-Рпо + Ч-г^пр0. (2-27)
Ри п р
Первое слагаемое равенства (2-27) представляет собой
дырочный ток из /г-области в р-область, а второе — ток
электронов из р-области в я-область. Если р-область
легирована значительно сильнее, чем п-область (рр0 ^> пп0;
пр0 <^ ргЮ), то обратный ток является в основном дырочным.
Обратный ток насыщения очень сильно зависит от
температуры и от удельного сопротивления материала, на основе
которого изготовлен переход. Концентрация рп
пропорциональна /г?. Так как величина п{ в кремнии значительно
меньше, чем в германии, то ток насыщения перехода,
изготовленного на основе кремния, будет во много раз меньше,
чем ток насыщения германиевого перехода.
Помножив и поделив слагаемые в правой части (2-27) на
соответствующие диффузионные длины и учитывая
равенство (1-29), получим:
10 = д (БЬ. ^ + 8ЬПо ^ . (2-28)
"»Тр„ "РТ„р.
Для рассматриваемого р-я-перехода вторым слагаемым
можно пренебречь:
/о^7т^Рло = ^Ря^. (2-29)
График вольт-амперной характеристики
идеализированного р-/г-перехода в относительных единицах приведен
на рис. 2-4,
50
ЛТ = Т — Т0 — перепад температур;
а = 0,05 -г- 0,09 град'1 для германия;
а = 0,07 ч-0,13 град ~г для кремния.
Для расчетов формулу (2-30) удобно выразить в
следующем виде:
Д7_
/оСО^/0(т0)2А'7''
где Д2Г — приращение температуры, при котором ток
насыщения удваивается (значениям а = 0,07; 0,09; 0,1; 0,13
соответствуют температуры удвоения А2Т = 10; 8; 7 и 5° С).
Для приближенных расчетов обычно принимается, что ток
насыщения удваивается при увеличении Температуры на
10° С для германиевых и на 7° С для кремниевых переходов.
Температурная зависимость прямой ветви
вольт-амперной характеристики согласно равенству (2-26) определяется
изменениями тока /0 и показателя экспоненты. Эту
зависимость удобно выразить как изменение с температурой
прямого напряжения при постоянном прямом токе. Для оценки
изменения прямого напряжения при изменении
температуры вводится температурный коэффициент напряжения
(ТКН), характеризующий сдвиг вольт-амперной
характеристики по оси напряжений. При повышенных
температурах для получения заданного постоянного тока через диод
к нему необходимо приложить меньшее прямое напряжение.
Температурный коэффициент напряжения эмиттер — база
имеет отрицательный знак и • равен —1,2 ч 2 мв/град
для германиевых и—1,2 ч 3 мв/град для кремниевых
переходов. При расчетах ТКН обычно принимается
равным — 2 мв/град. ТКН зависит от тока и с ростом его
несколько уменьшается.
При определении уравнения вольт:амперной
характеристики р-п-перехода мы пренебрегали генерацией и
рекомбинацией носителей внутри самого перехода. Это
справедливо лишь для бесконечно тонкого перехода. В реальном
переходе эти процессы могут оказаться существенными.
Возникающие в процессе генерации электрон и дырка быстро
переносятся полем перехода в соответствующие области
полупроводника, образуя дополнительную составляющую тока
перехода, называемую током термогенерации
1Сг. В равновесном состоянии ток термогенерации
компенсируется встречным и равным ему током
рекомбинации 1р>. Ток рекомбинации образуют те основные
носители, которые проникают в область перехода, но из-за недо-
52
Из соотношения (2-26) следует, что при £/О ток через
переход возрастает, при и <^ 0 — убывает. Так как при
комнатной температуре фт ^ 26 мв [см. равенство (2-4)],
то при положительных напряжениях, превышающих 0,1 в>
в соотношении (2-26) можно пренебречь единицей по
сравнению с экспоненциальным членом. При отрицательных на-
__и
пряжениях (\и\ ^ 0,1—0,2 в) величина вФт становится
пренебрежимо малой и ток через переход стремится к току
насыщения. Таким образом, величина и направление тока,
протекающего через р-я-переход, зависят от величины и
знака приложенного к переходу напряжения. В соответствии
с этим электрическое сопротивление
перехода в одном направлении может
быть значительно больше, чем в
другом. Следовательно, р-я-переход
обладает выпрямляющим действием
(односторонней проводимостью), что
позволяет использовать его в качестве
выпрямителя переменного тока.
Формула (2-26) согласуется с
экспериментом. Отступление от
теоретической зависимости наблюдается при
увеличении прямого напряжения
\и ^ фт), когда ток через переход начинает ограничиваться
не сопротивлением перехода, а сопротивлением толщи р-
и /г-областей полупроводника, и при больших обратных
напряжениях (|— £/обр| ^> фт), когда наблюдаются резкое
возрастание обратного тока и пробой перехода.
Влияние температуры на ход вольт-амперной
характеристики. Вид вольт-амперной характеристики р-я-перехода
в значительной степени зависит от температуры.
Зависимость от температуры обратной ветви вольт-амперной
характеристики определяется температурными изменениями
тока насыщения. Ток насыщения пропорционален
равновесной концентрации неосновных носителей заряда в базе,
которая с увеличением температуры возрастает по
экспоненциальному закону. По этому же. закону с ростом
температуры увеличивается и ток насыщения
10(Т) = 10(Т0)еаАТ, (2-30)
где 10 (Т) и /0 (Т0) — обратные токи насыщения при
рассматриваемой и комнатной
температурах;
1/10
40-
20-
1
~4 ~2
1 г ч
Рис. 2-4.
51
статка энергии не могут его преодолеть. В процессе
торможения электрическим полем эти носители успевают
рСкомбинировать внутри перехода.
В неравновесном состоянии взаимная компенсация
нарушается. При прямом смещении перехода это явление не
играет заметной роли. Однако при обратном смещении
(!— £Л>бр| ^> фт) ток термогенерации возрастает, так как
величина его пропорциональна толщине перехода.
Складываясь с током насыщения перехода /0, ток термогенерации /0
увеличивает обратный ток перехода /обр, который может
значительно превысить величину, вычисленную по формуле
Обратная ветвь вольт-амперной характеристики перехода
при этом будет иметь конечный наклон, а переход при
обратном напряжении — конечное сопротивление.
Считая среднюю концентрацию носителей заряда в
переходе равной пь а скорость термогенерации равной яг/тРя
[хРп — среднее время жизни неравновесных дырок в
слаболегированной /г-области (базе)], по аналогии с (2-29)
получим для тока термогенерации следующее выражение:
/с = ?(5/п)^. (2-32)
Отношение тока термогенерации к току насыщения примерно
равно:
Важным параметром р-д-перехода является его
дифференциальное (или внутреннее)
сопротивление перехода для переменной
составляющей тока малой амплитуды.
Дифференциальное сопротивление прямой ветви
определяется из равенства (2-26):
(2-27):
(2-31)
ді
а [/.(£-1).
и
При условии / ^> 10 7 можно записать:
(2-33)
53
Для комнатной температуры, следовательно, получаем:
*' = ПШГМ. (2"34)
С ростом прямого тока дифференциальное
сопротивление перехода быстро падает. При токах порядка 5—10 ма
оно составляет величину несколько ом. Дифференциальное
сопротивление перехода в обратном направлении
значительно больше, чем в прямом. При |— (705Р| ^> фт его можно
считать бесконечно большим.
N
\
\
6
2-4. ПРОБОЙ р-я-ПЕРЕХОДА
Начиная с некоторого значения обратного (запирающего)
напряжения, обратный ток реального р-я-перехода быстро
увеличивается. Если этот ток не ограничивать, то
возникает пробой перехода. Выпрямляющее свойство перехода
при пробое нарушается. Под пробоем р-я-перехода
понимается явление резкого увеличения обратного тока
перехода при достижении обратным
иобр ^/ напряжением определенного
критического значения. При больших
обратных напряжениях
вольт-амперная характеристика перехода
имеет вид одной из кривых,
показанных на рис. 2-5.
В зависимости от удельного со-
1о6р'' противления полупроводника, типа
Рис. 2-5. р-я-перехода, формы и величины
приложенного напряжения,
окружающей температуры и условий теплоотвода, состояния
поверхности и других факторов физическая природа
пробоя может быть различной. Обычно рассматривают
четыре разновидности пробоя: туннельный,
лавинный, тепловой и поверхностный.
Две первые разновидности связаны с наличием
электрического поля и имеют общее название электрического пробоя,
третья обусловлена возрастанием рассеиваемой переходом
мощности, а четвертая связана с поверхностным зарядом.
Под действием электрического поля большой
напряженности энергетические зоны в полупроводнике претерпевают
сильный наклон, запрещенная зона как бы сужается, в
результате чего возрастает вероятность туннельного перехода
электронов из валентной зоны в зону проводимости. Расчеты
54
пературы окружающей среды. У переходов с малыми
обратными токами пробивное напряжение выше. У кремниевых
переходов ток /0 очень мал, и тепловой пробой в переходах
практически не возникает.
Распределение напряженности^ электрического поля в
р-/г-переходе может существенно изменить заряды,
имеющиеся на поверхности полупроводника. Поверхностный
заряд приводит к увеличению или к уменьшению толщины
перехода. В результате этого на поверхности перехода
может наступить пробой при напряженности поля,
значительно меньшей той, которая необходима для
возникновения пробоя в объеме. Это явление носит название
поверхностного пробоя. Большую роль при
возникновении поверхностного пробоя играют диэлектрические
свойства среды, граничащей с поверхностью полупроводника
(защитное покрытие, загрязненность.и др.). Для снижения
вероятности поверхностного пробоя необходимо применять
защитные покрытия с высокой диэлектрической постоянной.
Современная технология позволяет получать р-я-пере-
ходы с пробивными напряжениями порядка сотен и даже
тысяч вольт.
2-5. ЕМКОСТИ р-л-ПЕРЕХОДА
Барьерная емкость перехода.
Пространственный заряд р-/г-перехода изменяет свою величину
при изменении приложенного к переходу напряжения.
Поэтому плоскостной электронно-прочный переход можно
рассматривать как систему из двух проводящих плоскостей,
заряды которых численно равны, противоположны по знаку
и разделены средой со свойствами, близкими к диэлектрику,
т. е. как плоский конденсатор. Барьерная (или
зарядная) емкость перехода определяется
отношением изменения пространственного заряда перехода
Д(2П к вызвавшему его изменению напряжения Д[/:
Сп = 4^, (2-35)-
Величину зарядной емкости можно рассчитать по формуле
плоского конденсатора С = гг^И. Подставляя в нее
значение толщины перехода из формулы (2-14), получаем:
56
показывают, что туннельный пробой может
наступить в германиевом переходе при критических напря-
женностях поля £кр порядка 2 -105 в!см, в кремниевом при
£кр ^ 4 • 105 в/см. Начало пробоя оценивается условно,
например, при /обр = 10 /0: Напряжение туннельного
пробоя пропорционально удельному сопротивлению базы и
зависит от типа проводимости. В связи с этим переходы,
которые должны выдерживать большие обратные напряжения,
необходимо изготовлять с возможно более высокоомной
базой п-типа.
Лавинный пробой р-/г-перехода возникает при
меньших значениях напряженности поля в результате
ударной ионизации нейтральных атомов быстрыми носителями
заряда (кривая а на рис. 2-5). В поле перехода неосновные
носители приобретают энергию, достаточную для
ионизации. Возникают дополнительные парные заряды,
увеличивающие трк через переход. Этот процесс аналогичен ударной
ионизации в газе. Ток перехода нарастает лавинообразно,
и сам процесс можно характеризовать коэффициентом
умножения носителей в переходе М. Для того чтобы неосновные
носители заряда за время движения в поле перехода успели
получить достаточную для ионизации энергию, время дрейфа
их должно быть достаточно большим. Поэтому лавинный
пробой возникает лишь в сравнительно широких переходах
(на высокоомном материале). В очень узких переходах (на
низкоомном материале) носители за время дрейфа не
успевают приобрести необходимую энергию даже при очень
высоких напряженностях. В таких переходах, как правило,
возникает туннельный пробой. Резкую границу между
рассмотренными разновидностями пробоя провести трудно.
Следует, однако, отметить, что в любом случае для
обеспечения высокого пробивного напряжения р-я-переходы
следует изготавливать на основе очень чистых
полупроводников.
Тепловой пробой р-я-перехода (кривая б на
рис. 2-5) может возникнуть при весьма низких
напряженностях электрического поля, когда отводимое от перехода в
единицу времени тепло меньше выделяемого в нем тепла при
протекании большого обратного тока. Под действием
теплового возмущения валентные электроны переходят в зону
проводимости и еще больше увеличивают ток перехода.
Такая взаимосвязь может привести к лавинообразному
увеличению тока и пробою перехода. Пробивное напряжение
при тепловом механизме пробоя уменьшается с ростом тем-
55
Барьерная емкость зависит от удельного сопротивления
и подвижности носителей, от толщины и площади перехода
и напряжения на нем. Чем больше удельное сопротивление
и подвижность носителей, тем меньше емкость перехода.
Увеличение обратного напряжения расширяет область
пространственного заряда. Это приводит к уменьшению
барьерной емкости. При прямом смещении толщина перехода
уменьшается и емкость возрастает. Барьерная емкость
/7-д-перехода используется в варикапах (или
параметрических диодах), представляющих собой полупроводниковый
диод, применяемый в качестве конденсаторов переменной
емкости. Барьерная емкость имеет относительно высокую
добротность, малый температурный коэффициент, низкий
уровень шумов и не зависит от частоты вплоть до
миллиметрового диапазона.
Диффузионная емкость перехода.
Приложенное к переходу прямое напряжение приводит
к росту прямого тока и увеличению концентрации
неравновесных носителей — дырок в базовой области. Это явление
схоже с процессами в конденсаторе, изменение зарядов на
обкладках которого пропорционально изменению
приложенного напряжения. Емкость, определяющаяся
отношением изменения величины инжектированного заряда в базе
к изменению приложенного напряжения, носит название
диффузионной емкости:
• Со = ^р_. (2-37)
Определим зависимость емкости СДИф от величины прямого-
тока. Полный заряд неосновных неравновесных носителей
в базовой области можно найти, проинтегрировав
равенство (2-20) по координате от 0 до оо:
<2 = д5)АРп(х) йх = Я$рт1Рп СФт-1)' (2-38)
о
откуда.
Со^-^яЭр^Ь^ к . (2-39)
Разделив числитель и знаменатель равенства (2-39) на
%Рп и учитывая соотношения (2-29) и (2-26), получим:
Со = 1 (/ + /0)Я- (2-40)
57
При прямых напряжениях барьерная емкость меньше
диффузионной. При обратных напряжениях, превышающих
десятые доли вольт, диффузионная емкость практически
равна нулю, и следует учитывать лишь барьерную емкость
перехода.
. 2-6. ДРУГИЕ ТИПЫ р-п-ПЕРЕХОДОВ
- Мы рассмотрели резкий р-/г-переход, в котором область
изменения концентрации примесей значительно меньше
области пространственного заряда. -В полупроводниковых
приборах встречаются также другие типы переходов.
Плавный р-п-п е р е х о д. Плавным называется
переход, в котором толщина области изменения
концентрации примесей сравнима с толщиной области
пространственного заряда. Рассмотренный выше резкий переход
представляет собой предельный случай плавного перехода.
Плавный переход возникает в месте контакта р- и п-областей
с неоднородной концентрацией примесей (обычно линейный
закон распределения примесных атомов). Как правило, эти
участки неоднородности частично перекрываются.
Потенциальный барьер такого перехода определяется по формуле
(2-3) путем подстановки в нее соответствующих выражений
для концентрации носителей в однородных слоях р- и п-об-
ластей.
Толщина и барьерная емкость плавного р-/г-перехода
равны:
з п
I = л/ 12ее0 1Асро-£/1. /2.4п
д
С--3У$&\< <2-42)
где М'А — градиент концентрации доноров в области
перехода.
Переходы между однотипными
полупроводниками. Электрический переход образуется
в любом полупроводнике с неоднородной концентрацией
примесей. Могут быть дырочно-дырочные (р-р+)-переходы и
электронно-электронные (/г-/г+)-переходы, которые
образуются между двумя областями полупроводника одного
типа, но различной по величине удельной электрической
проводимостью. Знак плюс условно обозначает область с
более высокой электропроводностью (более легированную
область). Уменьшение перепада концентрации примесей
58
в контактирующих областях снижает высоту
потенциального барьера и толщину перехода. Характерной
особенностью переходов р-р+- и /г-п+-типа является отсутствие ин-
жекции неосновных носителей заряда при смещении
перехода и отсутствие выпрямляющих свойств. Сопротивления
таких переходов при прямом и обратном смещениях
определяются в основном высокоомной областью. Эти переходы
возникают при изготовлении омических контактов к
полупроводникам.
•Промежуточным случаем между р-р^ или /г-/г+ и
обычными р-/г-переходами является р-1 (или п-/)-переход,
который возникает между двумя областями полупроводника,
одна из которых имеет примесную электропроводность, а
другая — собственную (/-область). В таком переходе
пространственный заряд перехода создается как неподвижными
атомами акцепторов в р-области, так и избыточными
дырками в /-области, перешедшими туда в результате диффузии
из р-области (при 0). Толщина /^-/-перехода
значительно больше, а высота потенциального барьера ниже,
чем у р-/г-перехода. Материал базы большинства диодов
обычно имеет высокое удельное сопротивление, и структура
переходов таких диодов близка к /?-/-типу.
Контакт металл — полупроводник.
В контактных явлениях металл — полупроводник
основную роль играет разность работ выхода металла Ли
и полупроводника Лп. Под величиной А понимается работа,
необходимая для переноса электрона с уровня Ферми на
бесконечно большое расстояние в вакуум. Если в контакте
находятся металл и полупроводник я-типа, у которых
Ам > Лп, или металл и полупроводник /?-типа, у которых
Ам < Лп, то в полупроводнике образуется обедненный
основными носителями слой, обладающий выпрямляющими
свойствами. Высота потенциального барьера контакта ме-
талл — полупроводник равна Аф0 = ——- .
Вольт-амперная характеристика контакта металл — полупроводник
описывается экспоненциальной зависимостью тока от
напряжения.
Омические контакты. Контакты, не
обнаруживающие в определенных пределах токов и напряжений
существенных отклонений от закона. Ома, называют
омическими. Такие контакты необходимы для. присоединения
внешних выводов к кристаллу полупроводника, когда
дополнительные переходы с односторонней проводимостью
59
нежелательны. Контакт металла с полупроводником не
образует потенциального барьера при (о^л = ёРю так как
электроны в этом случае свободно переходят из металла
в полупроводник и обратно (контакт обеспечивает
двустороннюю электропроводность).
Для образования омического контакта с германием часто
используется олово. Добавляя к олову сурьму, можно
получить хороший омический контакт с германием п-типа. Для
германия р-типа обычно применяют сплав олова или свинца
с примесями. Для изготовления омического контакта с
кремнием л-типа часто применяют сплав серебра с сурьмой,
мышьяком и фосфором, а с кремнием р-типа — алюминий
или сплав алюминия с кремнием.
Глава третья
полупроводниковые диоды
П о л у л р о-в одниковым диодом называют
злектропреобразовательный полупроводниковый прибор с
р-п-переходом, имеющий два вывода. По области
применения и своему назначению полупроводниковые диоды
подразделяются на выпрямительные,
высокочастотны е, сверхвысокочастотные,
импульсные, полупроводниковые
стабилитроны, туннельные, четырехслойны е,
фотодиоды и варикапы. Рассмотрим
последовательно каждый из этих типов диодов (четырехслойные
диоды и фотодиоды будут рассмотрены в следующих главах).
3-1. ВЫПРЯМИТЕЛЬНЫЕ ДИОДЫ
Выпрямительные диоды предназначены для
выпрямления переменного тока низкой частоты. Предельная рабочая
частота выпрямительных диодов обычно не превышает
20 кгц. На рис. 3-1, а и б приведены вольт-амперные
характеристики германиевого (Д7Е) и кремниевого (Д209)
выпрямительных диодов. В справочниках обычно даются
усредненные динамические характеристики, полученные на
переменном токе в условиях теплового равновесия.
Характеристики отдельных образцов диодов одного типа могут
отличаться от усредненных.
Вольт-амперная характеристика реального диода лишь
с некоторымприближениемописываетсязависимостью(2-26).
На большом участке характеристики прямой ток диода
может быть значительно ниже теоретически возможного, а
обратный ток — больше тока насыщения. Прямая ветвь
характеристики близка.к экспоненте лишь при сравнительно
малых прямых смещениях. Главной причиной, обусловли-
61
вающей отличие прямых ветвей вольт-амперных
характеристик реального и идеального диодов, является наличие
определенного сопротивления базовой области /'б, которое
у реальных диодов имеет величину от 1—2 до 20—30 ом*
Рис. 3-1,
(При прохождении прямого тока на этом сопротивлении
возникает падение напряжения /гб, снижающее смещение
перехода.)
Увеличение прямого напряжения снижает высоту
потенциального барьера, и последний перестает влиять на
величину протекающего через переход прямого тока. Прямой
ток диада будет при этом определяться лишь
сопротивлением высокоомной базы и линейно зависеть от приложен-
62
ного напряжения. Этот участок характеристики диода
называется омическим и составляет в большинстве случаев
основную ее рабочую область. Вырождение
экспоненциальной зависимости в линейную происходит при сравнительно
малых токах. Падение напряжения на кремниевом диоде при
протекании через него номинального рабочего тока обычно
составляет 0,8—1,5 в, а на германиевом диоде 0,3—0,5 в.
Обратный ток диода растет с увеличением обратного
напряжения. Главными причинами различия обратных ветвей
характеристики реального и идеального диодов являются
ток термогенерации в объеме и на
поверхности перехода и ток утечки по
поверхности перехода. В германиевых диодах
при.комнатной температуре ток термогенерации мал и
обратный ток близок к току насыщения. В кремниевых диодах
при комнатной температуре ток термогенерации является
основной составляющей обратного тока и разница между
реальной и расчетной величинами обратного тока в них
даже при малых обратных напряжениях достигает 2—3
порядков величины.
Кроме того, реальный переход в некоторой области
выходит на поверхность полупроводника. При обратнОхМ
включении диода на поверхности перехода появляется утечка
носителей заряда, что вызывает увеличение и
нестабильность («ползучесть») обратного тока во времени. Ползучесть
тока /обр не поддается строгому расчету и весьма
неодинакова у разных диодов одного и того же типа. При
повышении обратного напряжения ток утечки возрастает почти
линейно. Ток утечки кремниевых диодов при комнатной
температуре в ряде случаев превышает сумму токов насыщения
и термогенерации. Поэтому полный обратный ток
кремниевого диода меньше обратного тока германиевого диода всего
на 2—3 порядка.
Для практических расчетов прямую ветвь
характеристики, реального диода можно аппроксимировать ломаной
линией (рис. 3-1, в):
Величины £пр и-гпр определяются по характеристике
диода или принимаются равными: £пр (0,5 4- 0,7) Аф0 и
>'лр ^ гб* .
(3-1)
63
обратное сопротивление диода постоянному току. В
результате выпрямительные свойства диода ухудшаются. Ростом
тока насыщения в основном определяются температурные
пределы работы диодов, так как при высоких обратных
напряжениях и токах выделяемая на переходе мощность
становится чрезмерно большой и диод может пробиться.
У кремниевых диодов с увеличением температуры
пробивное напряжение сначала несколько увеличивается,
а затем при приближении проводимости материала к
собственной падает. У германиевых диодов в большинстве
случаев с увеличением температуры пробивное
напряжение падает. Температура, соответствующая резкому
снижению пробивного напряжения, принимается за
предельную.
Для германиевых диодов предельная рабочая
температура обычно не превышает +70° С, у кремниевых диодов
она может достигать+150° С. При увеличении рабочей
температуры необходимо снижать величины подводимого
напряжения и допустимого выпрямленного тока по
сравнению с номинальными значениями.
Выпрямительные диоды подразделяются на диоды малой
мощности, рассчитанные на выпрямленный ток /ср ^ 0,3 а,
средней мощности, рассчитанные на /ср от 0,3 а до 10 а, и
большой мощности, рассчитанные на /ср > 10 а. Диоды
малой и средней мощности широко применяются в
выпрямительных устройствах электронных вычислительных
машин, радиовещательной, телевизионной, измерительной
и другой электронной аппаратуры. Промышленностью
выпускаются как германиевые, так и кремниевые диоды.
В диодах обычно применяются сплавные /?-/г-переходы.
Наиболее перспективными диодами являются кремниевые.
Современные мощные кремниевые диоды (силовые вентили)
имеют обратное напряжение до 2 000 в и выпрямленный ток
до 1 000 а.
Площадь перехода, толщина базы, а также габариты,
вес и конструкция диода определяются рабочим током и
рассеиваемой мощностью. У мощных выпрямительных
диодов площадь перехода достигает 1 см2, а у маломощных —
в десятки раз меньше.
Исходные материалы, идущие на изготовление
полупроводниковых приборов, должны иметь весьма малое
содержание примесей (например, для монокристалла германия
не более 10~8%) и обладать правильной
монокристаллической структурой. Особую проблему представляет очистка
3 Виноградов Ю. В.
65
Во многих случаях полупроводниковые диоды
характеризуются сопротивлением постоянному току, которое равно
отношению напряжения к току в выбранной точке вольт-
амперной характеристики. При одинаковом "токе прямое
сопротивление кремниевых диодов /?пр обычно в 1,5—2 раза
выше, чем у германиевых, а обратное сопротивление
кремниевых диодов /?обр на несколько порядков выше, чем у
германиевых диодов.
Пригодность выпрямительных диодов к применению
характеризуется электрическими
параметрами, соответствующими
номинальному* и предельному режимам работы
диода, а также величинами, определяющими
механическую и климатическую устойчивость диодов.
Электрическими параметрами диодов являются прямой
ток /пр, выпрямленный ток /ср (величина среднего за период
тока через диод в о днополу пер йодной схеме выпрямителя
с активной нагрузкой), обратный ток /обр, прямое
напряжение [/пр, выпрямленное напряжение /7ср, обратное
напряжение 0обру емкость между выводами диода при обратном
смещении Сд.
К параметрам предельного режима работы диода, при
которых обеспечивается заданная надежность при длительной
работе, относятся: наибольшее обратное напряжение
^обр. макс, НаибоЛЬШИЙ ВЫПрЯМЛеННЫЙ ТОК /ср. макс» ПреДеЛЬ-
ная частота выпрямления /д, наибольшая температура
корпуса ^мйкС9 обратное пробивное напряжение £/11роб (за
величину 1/пр05 принимается обратное напряжение, на 20%
меньшее напряжения, соответствующего началу пробоя
для худшего образца из партии диодов). Напряжение
пробоя германиевых диодов при комнатной температуре лежит
в пределах 100—400 в. Кремниевые диоды имеют значительно
большую величину напряжения пробоя.
В справочниках обычно приводятся средние значения
^пР» 'сР> 'обР, £/обР,макс» /д> Диапазон рабочих температур,
относительная влажность, атмосферное давление и
механические условия эксплуатации.
Вольт-амперная характеристика диода зависит от
температуры. С повышением температуры прямое и обратное
сопротивления уменьшаются. Наиболее сильно с
изменением температуры меняются обратный ток и соответственно
* Номинальным называют рабочий режим, установленный
стандартом или техническими условиями.
64
припаиваются внешние выводы (рис. 3-2, б). Сплавным
методом получают резкие р-/г-переходы. Рекристаллизованный
слой имеет очень малое удельное сопротивление р (порядка
1 'Ю-3—5-Ю"3 ом-см) и является эмиттером по
отношению к более высокоомной исходной пластинке (базе) с
р я« 1 -г- 100 ом - см.
Кремниевые сплавные переходы изготавливаются при
более высоких температурах, чем германиевые. Широко
распространён способ вплавления алюминиевого электрода
в кристалл кремния. В противоположную поверхность
кристалла вплавляется золотая фольга, образующая слой рек-
ристаллизованного кремния с
повышенной электронной проводимостью.
Полученный п-/г+-переход образует
омический контакт с основным
кристаллом.
После сплавления переход
подвергается химическому травлению,
Пары 5Ь
бе п-тапа ^1
(змиттер) \ Переход'
кСер-типа
а)
&гр-типа
(база) N1
61
Рис. 3-3.
Рис. 3-4.
промывке и сушке, затем наносится защитное покрытие
(лак, термореактивный компаунд и др.).
Второй метод основан на диффузии примесного вещества
в исходный монокристаллический кристалл
полупроводника. Переход, образованный в результате диффузии
примеси в полупроводник, называется диффузионным.
При изготовлении германиевых диффузионных р-я-перехо-
дов в качестве исходного материала используется кристалл
/?-типа толщиной 0,1—0,2 мм (рис. 3-3, а), а в качестве
донора — сурьма (коэффициент диффузии донорных
примесей в германий значительно выше, чем акцепторных).
Диффузия осуществляется в водородной печи. Кристалл
нагревается до температуры, близкой к температуре плавления.
Атомы доноров сурьмы напыляются из газовой фазы на кри-
5*
67
полупроводников и получение монокристалла с
определенными параметрами (типом проводимости, удельным
сопротивлением и др.), из которого можно изготавливать р-я-пе-
реходы. Плоскостные р-я-переходы обычно изготавливают
методом сплавления или диффузии.
Сплавной плоскостной переход образуется в
результате вплавления в германиевую или кремниевую
монокристаллическую пластинку электрода (металла или
сплава), который содержит донорные или акцепторные примеси
(рис. 3-2). Для изготовления сплавных переходов в
.большинстве случаев применяются электронные
полупроводники, так как подвижность основных носителей заряда в
них в 2—2,5 раза выше, чем в дырочных полупроводниках.
мания наиболее широко применяется индий, а для
кремния — алюминий.
При изготовлении германиевого р-я-перехода
используется пластинка германия толщиной 0,1—0,2 мм и
таблетка индия (рис. 3-2, а). Они помещаются в вакуумную или
водородную печь. При температуре более 155° С индий
плавится и начинает растворять германий. Одновременно
происходит диффузия индия в твердую часть германия.
Глубина проникновения жидкой фазы и диффузии определяется
в основном температурой и временем сплавления. При
охлаждении германий начинает переходить в твердую фазу,
наращиваясь на кристаллическую решетку твердой части
кристалла. В этом рекристаллизованном слое остается
большое количество атомов индия (1018—1019 см~г), и весь ре-
кристаллизованный слой германия приобретает
электропроводность р-типа. Остальная часть застывшей капли,
состоящая из индия с растворенным германием, обладает
свойствами металла и не образует потенциального барьера с
р-слоем. К индию и к нижней грани пластинки германия
В связи с тем, что при
одинаковом удельном сопро-
1п тивлении полупроводник
Рис. 3-2.
б)
переход /г-типа относительно чище,
VI пробивное напряжение пе-
^ рехода, изготовленного из
>п полупроводника >г-типа,
выше пробивного
напряжения перехода,
изготовленного из полупроводника
р-типа. В качестве
акцепторного материала для гер-
66
сталл и диффундируют в глубь его. На поверхности
кристалла образуется тонкий слой германия с
электропроводимостью /г-типа (рис. 3-3, б). При последующем травлении
этот слой остается только на одной из граней исходного
кристалла. После травления производятся промывка и
покрытие кристалла защитной пленкой.
При диффузионном методе концентрация примеси в
/г-слое почти экспоненциально уменьшается от поверхности
в глубь кристалла. При этом образуется плавный /?-п-пере-
ход. Роль эмиттера выполняет высоколегированный
диффузионный слой. Диффузию можно осуществить также из
расплава или из твердой фазы. При изготовлении
кремниевых переходов исходным материалом является кристалл
кремния с электропроводностью /г-типа, а в качестве диффу-
занта используется бор.
Метод диффузии позволяет довольно точно контролиро-
ватьрасположение /?-я-перехода в кристалле и
концентрацию примесей. Этот метод обеспечивает высокую
воспроизводимость и однородность параметров изготавливаемых
переходов и является весьма перспективным для получения
мощных диодов.
Конструктивно выпрямительные диоды обычно
оформляются в металлическом герметичном сварном корпусе 1 со
стеклянными изоляторами 2 и с гибкими выводами 3
(рис. 3-4). Для улучшения теплоотвода кристалл германия 4
припаивается оловом непосредственно к корпусу, который
является кр иста л до держателем и одновременно служит
одним из электродов. Корпус крепится к шасси либо
непосредственно, либо через слюдяную прокладку. Хороший
тепловой контакт диода с шасси или со специальным
радиатором снижает температуру перехода и прзволяет в
несколько раз повысить рассеиваемую мощность и рабочий
ток. Некоторые мощные диоды выпускаются
смонтированными на специальных радиаторах. Промышленностью
выпускаются также кремниевые столбы из последовательно
соединенных, специально подобранных кремниевых элементов
и кремниевые выпрямительные блоки, предназначенные
для использования в качестве выпрямителей в
радиоэлектронной аппаратуре.
При построении блоков питания широко используются
селеновые выпрямительные столбы, собранные из отдельных
поликристаллических выпрямителей (диодов), а в
измерительной технике — меднозакисные (купроксные)
поликристаллические вентильные элементы.
68
3-2. ВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ И СВЕРХВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ ДИОДЫ
Высокочастотные диоды могут работать в
различных схемах преобразования электрических сигналов
вплоть до частот порядка нескольких сотен мегагерц. В этой
группе диодов в большинстве случаев используется
точечный переход. Полупроводниковый диод с
точечным переходом обычно называется точечным диодом.
В большинстве случаев основой точечных диодов служит
кристалл германия (реже, кремния), в который упирается
тонкое острие контактной металлической пружины (зонда),
диаметром 10—20 мкм. Точечные переходы получают путем
формовки. Через диод пропускается один или несколько
сравнительно мощных, но коротких импульсов прямого тока;
при этом возникает сильный разогрев приконтактной
области и кончик иглы сплавляется с полупроводником. Процесс
формовки сопровождается изменением типа электропровод-
кости примыкающего к игле тонкого слоя исходного
полупроводника. Образуется полусферический р-п-переход
(рис. 3-5, а), а контакт приобретает стабильность и
механическую прочность. Изменение типа электропроводности'
происходит за счет термоакцепторов, всегда
присутствующих в неактивном состоянии на поверхности кристалла,
а также частичной диффузии примесей из иглы в
полупроводник. Для изготовления точечных диодов применяются
полупроводники /г-тица, так как точечный контакт к
полупроводнику р-типа плохо формуется.
Устройство точечного диода показано на рис. 3-5,6.
В герметичном стеклянном (керамическом или
металлическом) корпусе с коваровыми втулками укрепляются кри-
сталлодержатель, к которому припаян кристалл кремния,
и иглодержатель с приваренным зондом. К втулкам
припаиваются колпачковые и внешние выводы. Стекло
покрывается светонепроницаемой краской.
Типичная вольт-амперная характеристика точечного
контакта показана на рис. 3-6, а. Обратная ветвь
характеристики точечного диода значительно отличается от
соответствующей ветви характеристики плоскостного диода.
Обратный ток мал (мала площадь перехода), но участок
насыщения невелик и не так резко выражен. При
увеличении обратных напряжений обратный ток почти равномерно
возрастает за счет токов генерации и утечки. Поэтому
влияние температуры на величину обратного тока сказывается
слабее, чем в плоскостных переходах (удвоение обратного
69
Се п-типа
Рис. 3-5.
тока происходит при приращении температуры на 15—20° С
(рис; 3-6, б). В довольно широкой предпробойной области
характеристики становится заметным эффект ^размножения
носителей за счет ударной ионизации. В области пробоя
характеристика имеет участок с отрицательным
сопротивлением. Вследствие малой площади перехода снижаются
допустимая мощность рассеяния (до 10 мет) и емкость
перехода. Величина допустимых прямых токов точечных
диодов не превышает 10—20 ма. Превышение допустимрго тока
приводит к переформовке и выходу контакта из строя.
Допустимые рабочие напряжения точечных диодов также
невелики — от 10 до 100 в.
В настоящее время разработаны микросплавные
диоды, занимающие промежуточное положение между
плоскостными и точечными. Микросплавной переход
получается в результате вплавления на малую глубину слоя
металла или сплава, предварительно нанесенного на
поверхность полупроводника. Та-
Рис. 3-6.
70
ший, чем точечные, и, следовательно, обладают большими
допустимыми токами и лучшими обратными
характеристиками.
Основным параметром высокочастотных диодов является
их емкость. Снижение емкости диодов позволяет
повысить скорость переключения и расширить диапазон
рабочих частот. При работе на повышенной частоте необходимо
учитывать инерционность полупроводникового диода,
обусловленную накоплением зарядов вблизи р-/г-перехода (см.
подробнее § 3-3). На очень высоких частотах максимальные
амплитуды прямого и обратного токов становятся
практически одинаковыми и диод теряет выпрямительные свойства.
По диапазонам рабочих частот высокочастотные диоды
делятся иа две подгруппы: диоды, рассчитанные на рабочие
частоты до 300 Мгц, и диоды, рассчитанные на рабочие
частоты от 300 до 1 ООО Мгц.
Высокочастотные диоды характеризуются теми же
параметрами номинальных и предельных режимов работы, что*
и выпрямительные диоды. Кроме того, высокочастотные
диоды часто характеризуются дифференциальным
(внутренним) сопротивлением и коэффициентом шума. Шумовые
свойства диода можно характеризовать величиной
эквивалентного омического сопротивления /?экв» мощность тепловых
шумов которого равна мощности шума диода. Отношение
7<экв к внутреннему сопротивлению диода называется
коэффициентом шума Fш = /?ЭКв/#м который у кремниевых
и германиевых диодов равен 2—3.
Диоды СВЧ. В технике СВЧ применяются
германиевые и кремниевые диоды, предназначенные для схем видео-
и измерительных детекторов, смесительных детекторов и др.
Эти диоды изготавливаются из очень низкоомного
материала (малое время жизни носителей заряда) и имеют весьма
малый радиус точечного контакта (2—3 мк), что обеспечивает
хорошие частотные свойства. Диоды СВЧ имеют очень низкое
напряжение пробоя (3—5 в), а рост обратного тока
начинается с очень малых обратных напряжений за счет
туннельного эффекта носителей через переход.
3-3. ИМПУЛЬСНЫЕ диоды
Импульсные диоды предназначены для работы в режиме
переключения и находят наиболее широкое применение в
различных электронных устройствах вычислительной
техники. Диоды, работающие в импульсных схемах, должны
71
обладать хорошими высокочастотными свойствами,
длительность переходных процессов в диодах должна быть
сведена к минимуму.
При протекании через диод прямого тока в базе вблизи
р-/г-перехода создается избыточная концентрация
неосновных неравновесных носителей заряда. Величина
накопленного заряда тем больше, чем больше прямой ток и время
жизни дырок в базе, и зависит от геометрии базы.
Избыточная концентрация может во много раз превышать
равновесную концентрацию неосновных носителей в базе. После
прекращения прямого тока неравновесный заряд не может
в. маис
^пр
'аобр
Лпр
1
*обр
а)
1,0
Рис. 3-7.
Лпр
^примаке
I
—
\
*пр Н*—
6)
исчезнуть мгновенно и сохраняется в базе в течение времени,
сравнимого с временем жизни неосновных носителей тр.
(Типичное значение хр для германия и кремния составляет
10—100 мксек.)
При быстром изменении прямого напряжения на
обратное в первый момент времени наблюдается резкое
увеличение обратного тока (иногда на 1—2 порядка выше
установившегося значения), а следовательно, и снижение
обратного сопротивления перехода. Возникновение броска
обратного тока обусловлено тем,, что избыточные дырки,
находящиеся в базе на расстоянии диффузионной длины от
перехода, втягиваются полем перехода обратно в р-область.
Лишь после того, как концентрация дырок в базе достигает
своего равновесного значения за счет рекомбинации и утечки
дырок через р-м-переход, ток спадает до своего
установившегося значения, а обратное сопротивление диода
восстанавливается. График, иллюстрирующий установление об-
72
ратного тока диода при изменении напряжения на нем,
приведен на рис. 3-7, а.
Интервал времени между моментом переключения
напряжения на диоде с прямого на обратное и моментом, когда
обратный ток достигает заданного значения, называется
временем восстановления обратного
сопротивления (тока) и обычно обозначается тобр.
Наибольшее значение обратного тока через диод после
переключения напряжения называется
максимальным ТОКОМ ВОССТаНОВЛеНИЯ (/в.макс)-
Наиболее эффективным методом снижения величины
то5р является уменьшение времени жизни неосновных
носителей заряда в базе (обычно повышением концентрации
центров рекомбинации) и сведение к минимуму зарядной
емкости перехода путем уменьшения площади перехода.
Наличие избыточной концентрации носителей заряда
в базе приводит также к снижению прямого сопротивления
диода. После подачи на диод прямого напряжения
электропроводность базы будет возрастать постепенно по мере
заполнения ее носителями заряда. Поэтому прямое
сопротивление диода в переходном режиме оказывается большим,
чем в статическом. Графики, иллюстрирующие
инерционность установления напряжения на диоде (а соответственно
и /?пр) в момент включения, приведены на рис. 3-7, б.
Интервал времени между началом протекания через диод прямого
тока заданной величины и моментом, когда напряжение на
диоде достигает величины 1,2 от установившегося значения,
называют временем установления
прямого сопротивления (напряжения) и обычно
обозначают тпр. Отношение наибольшего значения амплитуды
импульса прямого напряжения на диоде к току,
протекающему через диод, называется наибольшим
импульсным СОПрОТИВЛеНИеМ (/?„. макс)- ЭффеКТИВНЫМ
способом уменьшения импульсного прямого сопротивления
диода является уменьшение толщины базы.
Если к диоду было4 приложено прямое напряжение £/пр,
то после снятия его до нуля (а не переключения на
обратное), напряжение на диоде скачком уменьшается от (Упр до
некоторого значения £/'> 0, а далее постепенно спадает до
нуля. Скачок напряжения обусловлен исчезновением
падения напряжения на омическом сопротивлении базы при
прохождении прямого тока. При этом избыточная
концентрация в базе не может измениться мгновенно, поэтому без
изменения останется и падение напряжения на самом
73
р-/г-переходе. По мере спада избыточной концентрации
уменьшается остаточное, так называемое послеинжекцион-
кое напряжение на диоде. Процесс установления нулевого
напряжения на диоде после снятия внешнего прямого
напряжения является самым медленным из всех рассмотренных
переходных процессов в диоде, так как исчезновение
избыточных носителей в базе в этом случае происходит только
за счет процесса рекомбинации.
Основными параметрами импульсных диодов являются:,
импульсные параметры #и. макс» гобР» Сд; параметры
предельных реЖИМОВ работы £/пр.и.макс, {У0бр. макс. 'пр. макс,
'ср. макс и статические параметры /пр и /обр> Импульсные
диоды разделяют на подгруппы по величине среднего тока
(/ ^ 50 ма; I ^> 50 ма), причем диоды с малым средним
током дополнительно подразделяют по быстродействию на
микросекундные (то5р > 0,1 шеек) и наносекундные (тобр <С
<0,1 мкеек). Электрические параметры и предельные
режимы работы импульсных диодов определяются
физическими свойствами полупроводника, конструктивными
особенностями и технологией изготовления.
В современных импульсных диодах используются
точечные и, реже, плоскостные р-/г-переходы. Во многих
случаях точечные переходы получают методом
электроформовки. Для снижения прямого сопротивления на
заостренный конец контактной иглы наносится примесь
акцепторного материала, р-п-переход сплавных импульсных диодов
часто получают вплавлением тонкой алюминиевой прово-.
лочки в кристалл кремния. Для уменьшения времени жизни
неравновесных носителей в исходном кремнии применяется
термозакалка, которая позволяет в 5—10 раз снизить время
жизни (до 0,01—0,03 мкеек), и легирование золотом. При
легировании золотом обратные токи диода в несколько раз
уменьшаются. Хорошими импульсными свойствами
обладают германиевые диоды с переходами, полученными микро-
вплавлением в германий тонкой золотой проволоки (такие
диоды иногда называют диодами с золотой связкой). Для
уменьшения прямого сопротивления рекристаллизованного
слоя германия в золото добавляется галлий.
Наиболее быстродействующие импульсные диоды — так
называемые меза-диоды — получают диффузионным
методом (рис. 3-8, а). Исходным материалом обычно служит
германий р-типа 2, а диффузантом — сурьма. Для
снижения времени жизни неравновесных носителей заряда в
германий вводятся атомы золота. После получения диффузион-
74
лянный или кварцевый трафарет с белыми и черными
тонами нужного рисунка. После удаления в проявителе неза-
свеченного участка фоторезиста проводится повторное
засвечивание для закрепления оставшегося" фоторезиста,
устойчивого к травителю. После этого переходят к
высокотемпературной диффузии акцепторов (обычно бор или
алюминий). Примесные атомы проникают лишь в отверстия
пленки, образуя области кремния р-типа 2 и р-/г-переходы 3.
Такой диффузионный переход, образованный диффузией
примесей сквозь отверстия в защитном слое, нанесенном на
поверхность полупроводника, называется планарным. К
подложке и к р-области подсоединяются контакты 7, а окисную
пленку пассивируют, нанося толстый слой
низкотемпературного стекла 7. Малая толщина высокоомного слоя /г-гер-
мания обусловливает малое сопротивление базы (единицы
ом), Эпитаксиально-планарные диоды обладают
сравнительно малыми емкостью (2—4 пф) и обратным током;
пробивное напряжение этих диодов достаточно велико (70—
100 в). Путем введения в слой германия я-типа атомов
золота можно получить время восстановления порядка 2—
4 нсек. Такие диоды имеют очень большой участок прямой
ветви вольт-амперной характеристики с экспоненциальной
зависимостью тока от напряжения.
В настоящее время разрабатываются новые типы диодов
и технологические приемы их изготовления (переходы на
интерметаллах — арсениде галлия, диоды на «горячих»
носителях заряда и др.).
3-4. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ СТАБИЛИТРОНЫ
Полупроводниковым стабилитроном (его иногда
называют опорным диодом) называется полупроводниковый диод,
напряжение на котором в области электрического пробоя
слабо зависит от тока. Рабочим участком характеристики
стабилитрона является область пробоя обратной ветви
вольт-амперной характеристики перехода, которая почти
параллельна оси токов, а рабочим напряжением —
напряжение пробоя (рис. 3-9, а). При ограничении протекающего
тока состояние пробоя в стабилитроне может
поддерживаться и воспроизводиться в течение десятков тысяч часов.
Величина стабилизируемого напряжения зависит от
полупроводникового материала и технологии его обработки.
Полупроводниковые стабилитроны обычно изготавливают
76
ной структуры кристаллы припаиваются к держателю 4
оловянным припоем с присадкой сурьмы. Со свободной
стороны кристалла стравливается /г-слой 3 и для получения
хорошего омического контакта в обнаженную р-область
вплавляются индиевые шарики 1 диаметром около 300 мк.
Меза-структура получается глубоким химическим
травлением кристалла с омическим контактом в смеси пергидроли
со щелочью. При этом стравливаются все диффузионные
слои на незащищенной части поверхности кристалла,
р-п-переход остается только внутри небольшой
замаскированной области, которая
возвышается над остальной поверхностью в
виде столика (меза). Таким
способом, на одной исходной заготовке
можно одновременно получить
большое количество меза-структур.
Зарядная емкость
диффузионного перехода ниже, а
напряжение пробоя выше, чем сплавного.
Это позволяет использовать более
низкоомный исходный материал и
получать малые величины /?пр
и Яи. макс- Меза-диоды обладают
очень высоким быстродействием:
время восстановления обратного
сопротивления не превышает 10 нсек.
Весьма перспективными являются диоды, полученные
при помощи планарно-эпитаксиальной
технологии (рис 3-8, б). При изготовлении планар-
ных диодов исходная пластина кремния /г+-типа 6 имеет
очень высокую удельную электрическую проводимость.
На этой пластине из газовой фазы эпитаксиальным
наращиванием (т. е. путем создания на монокристаллической
подложке слоя полупроводника, сохраняющего структуру
подложки) получают тонкий, толщиной в несколько микрон,
слой кремния 5 того же типа электропроводности п, но
с большим удельным сопротивлением, имеющий с
пластинкой хороший омический контакт. Слой нанесенного
кремния окисляют, получая пленку окисла 4 толщиной 0,5—
1 мкм. Далее методом фотолитографии и травления в
отдельных местах пленки окисла образуют отверстия диаметром
50—200 мкм. Метод фотолитографии заключается в
нанесении на поверхность кристалла светочувствительного
фоторезиста, который затем сушится и экспонируется через стек-
75
на основе кремния. у стабилитронов с малым рабочим
напряжением (до 3—4 в)у которые изготавливаются из низкоом-
ного материала, возникает туннельный пробой. у
стабилитронов с рабочими напряжениями более 7.в (более высокоом-
ные) возникает лавинный пробой. у стабилитронов с рабочими
напряжениями 3—7 в пробой определяется
совместным взаимодействием туннельного и лавинного
механизмов.
+60°С
6 8 10 12 6 /,
8)
Рис. 3-9.
Основными параметрами полупроводниковых стабили-
тронов являются:
1. Напряжение стабилизации UCT — падение
напряжения на стабилитроне в области стабилизации при
номинальном значении тока (величина UCT зависит от положения
рабочей точки стабилитрона).
2. Ток стабилизации /ст.
3. Динамическое (дифференциальное) сопротивление /?д,
равное отношению приращения напряжения на
стабилитроне к приращению тока в режиме стабилизации /?д =
= dUCT/dICT. Величина #д характеризует степень
стабильности напряжения стабилизации при изменении тока
пробоя.
4. Температурный коэффициент напряжения (ТКН),
равный отношению относительного приращения
напряжения стабилизации к абсолютному приращению температуры
окружающей среды, выраженный в процентах:
ТКН = ± 100% при /сх = const.
77
5. Наибольшая рассеиваемая мощность Рмакс. (^макс
при повышении температуры свыше 75—90° С снижается
линейно).
6. Наибольший ток стабилизации /ст> макс.
Кроме того, часто приводятся допустимый разброс
напряжения стабилизации Д£/ст%, обратное сопротивление #обр =
= ^обр/^обр при [/обр = 0,8 с/ст, наименьший ток
стабилизации /ст> мин, прямой ток через стабилитрон /пр, прямое
напряжение £/пр.
При использовании стабилитронов наибольшее значение
имеют параметры ТКН и /?д. С изменением температуры
напряжение пробоя, а следовательно, и напряжение
стабилизации изменяются. Величина ТКН зависит от [/ст.
Низковольтные стабилитроны имеют отрицательный ТКН. У
высоковольтных стабилитронов с ростом температуры
напряжение стабилизации увеличивается, а ТКН имеет
положительный знак и несколько возрастает с ростом ист.
Изменение знака ТКН происходит при напряжениях стабилизации
порядка 5,4 в (рис 3-9, б). Обычно стабилитроны
изготавливают на рабочие напряжения более 6 в (8—12 в) с
довольно высоким положительным ТКН (порядка нескольких
мв/град). Зависимость ТКН от рабочего тока несколько
слабее. У разных типов стабилитронов с увеличением рабочего
тока ТКН может либо возрастать, либо падать, либо при
некотором значении тока иметь минимум.
Прямая ветвь вольт-амперной характеристики
стабилитрона имеет такой же вид, как и у обычного диода. Падение
прямого напряжения при токах, больших 1 ма, составляет
около 0,7—0,8 е. Температурный коэффициент прямого
напряжения имеет отрицательный знак и величину около
2 мв/град (с увеличением прямого тока до десятков
миллиампер ТКН уменьшается примерно до 1,4 мв/град). Это
свойство стабилитронов широко используется для взаимной
компенсации температурных изменений напряжения
стабилизации. У включенных последовательно стабилитрона,
работающего в нормальном режиме, и одного или
нескольких стабилитронов в прямом направлении суммарный
температурный коэффициент напряжения может быть сведен
практически к нулю. Например, для термокомпенсации
одного стабилитрона с напряжением ист = 8 8,5 в
потребуются три стабилитрона, включенных в прямом
направлении. По такому принципу изготавливаются особо
стабильные стабилитроны с ТКН до 0,0005%, не уступающие
по свойствам нормальным элементам третьего-второго клас-
78
сов. Прямая ветвь вольт-амперной характеристики диода
может быть использована для изготовления стабилитронов
с напряжением стабилизации порядка 0,3—1 в (так
называемых стабисторов).
Обратное сопротивление стабилитронов составляет
несколько мегом. При переходе в область пробоя это
сопротивление уменьшается в десятки тысяч раз. Динамическое
сопротивление стабилитрона невелико, оно возрастает с
ростом напряжения стабилизации от нескольких ом до
нескольких десятков ом. При уменьшении тока стабилизации
ниже номинального величина сопротивления #д возрастает
(рис. 3-9, в). Поэтому использование стабилитронов при
токах ниже номинальных нежелательно. Кроме того, при
малых токах (0,5-^-1 ма) резко возрастают собственные шумы
стабилитрона, действующее значение напряжения которых
может составлять 2—8 мз.
Полупроводниковые стабилитроны подразделяют на
стабилитроны общего назначения малой мощности (Рмакс ^
^ 0,3 вт), предназначенные в основном для работы в
качестве источников опорного напряжения в схемах
компенсационных стабилизаторов напряжения, и стабилитроны
средней мощности (Ямакс = 0,3 -г 5 вт), которые могут быть
использованы в схемах параметрических стабилизаторов
напряжения. Особую подгруппу составляют особо
стабильные стабилитроны с малым ТКН (до 0,01% град'1).
Промышленностью выпускаются различные типы
полупроводниковых стабилитронов на рабочее напряжение от 5 до
120 вис допустимой мощностью рассеяния от десятков мил-
ливат до 5 вт.
Обратную ветвь характеристики р-п-перехода
полупроводниковых стабилитронов можно использовать для работы
в ключевом режиме. При этом время переключения
снижается до нескольких десятков пикосекунд и определяется
в основном зарядной емкостью перехода.
3-5. ТУННЕЛЬНЫЕ ДИОДЫ
Туннельным называется полупроводниковый диод, в
котором используется туннельный механизм переноса
носителей заряда через /?-/г-переход и в характеристике которого
имеется область отрицательного дифференциального
сопротивления. Туннельные диоды отличаются очень малым
удельным сопротивлением р- и /г-областей (содержание примесей
до 1021 см'д) и весьма малой толщиной р-я-перехода. При-
79
месные атомы образуют примесные зоны, причем примесная
зона донорных атомов перекрывается с дном зоны
проводимости в полупроводнике /г-типа, а примесная зона
акцепторных атомов — с потолком валентной зоны в
полупроводнике р-типа. Уровень Ферми располагается в гибридной
валентной зоне р-области и в гибридной зоне проводимости
п-области (вырожденный полупроводник) (рис. 3-10, а).
В основе работы туннельного диода лежит квантовомеха-
нический туннельный эффект, заключающийся в том, что
р п р п р п р п п р ^ я
Рис. 3-10.
носители заряда, обладающие энергией, меньшей, чем
высота потенциального барьера, имеют конечную вероятность
проникновения сквозь узкий (порядка 0,01 мкм) барьер, не
меняя своей энергии. Это означает, что, например, электрон
(движение дырок аналогично, а относительная роль
электронов и дырок в образовании тока перехода зависит от
соотношения удельных сопротивлений областей) из я-области
может перейти в смежную р-область, заняв свободный
уровень в примесной акцепторной зоне с такой же энергией, и
наоборот. При отсутствии внешнего смещения эти потоки
равны и результирующий ток через переход равен нулю.
Если к переходу приложить небольшое прямое
напряжение (рис. 3-10, б), то высота потенциального барьера и
80
перекрытие зон уменьшаются. Поскольку количество
электронов, энергия которых превышает уровень Ферми,
невелико, то поток электронов из валентной зоны р-области
в зону проводимости п-области уменьшается, а обратный
поток увеличивается. Появляется результирующий ток
через переход который увеличивается с ростом ип?
(участок 0—1 на рис. 3-10, з). Максимум результирующего
тока /макс через переход соответствует случаю, когда уровень
Ферми совпадает с потолком валентной зоны (рис. 3-10, в).
При дальнейшем увеличении прямого напряжения
(рис. 3-10, г—д) уменьшается перекрытие зон и уменьшается
число электронов, перешедших из зоны проводимости /г-об-
ласти в валентную зону р-области. Прямой ток убывает
(/2 < /макс)- На вольт-амперной характеристике появляется
падающий участок (участок отрицательного
дифференциального сопротивления). При напряжении £//мин перекрытие
зон исчезает, запрещенная зона становится «сквозной» и
туннельный ток прекращается. Это соответствует минимуму
тока туннельного диода. При этом начинает сказываться
диффузия носителей через р-я-переход (инжекционные
процессы), так как высота потенциального барьера резко
снижается. Дальнейшее увеличение прямого напряжения
уменьшает высоту потенциального барьера, и в результате ин-
жекции возрастает диффузионный прямой ток, величина
которого экспоненциально зависит от приложенного напря-,
жения (участок 2—3 на рис. 3-10, з).
Если к диоду приложить обратное напряжение, то
туннельный поток электронов из валентной зоны р-области в
зону проводимости /г-области увеличивается. Обратный
туннельный ток резко возрастает с увеличением обратного
напряжения, и обратное сопротивление туннельного диода
весьма мало (рис ЗЛО, ж).
Можно построить диод на вырожденном полупроводнике,
у которого будет почти или полностью отсутствовать
максимум тока на прямой ветви р-д-перехода. В этом случае
протекание тока при прямом напряжении будет обусловлено
инжекционными. процессами, а при обратном —
туннельным механизмом. Такой диод называется обращенным
(прямая ветвь вольт-амперной характеристики перехода
считается «обратной» ветвью характеристики диода, а
обратная — «прямой»). Обращенный диод имеет очень малое
«прямое» напряжение, но и «обратное» также невелико (0,3—0,5в).
Основными параметрами туннельных диодов являются:
токи максимума (7макс) и минимума (/мин) и соответствующие
81
им напряжения максимума [/-/макс и минимума £//иин>
максимальное напряжение переключения (напряжение скачка),
снимаемое с диода Д[/, и отрицательное дифференциальное
сопротивление = д0/д1. Наличие в характеристике
туннельного диода участка с отрицательным сопротивлением
позволяет использовать его в генераторах и
переключающих схемах. Туннельные диоды отличаются малой
потребляемой мощностью, но являются неуправляемыми
приборами, что и представляет собой их основной недостаток.
Частотные свойства туннельных диодов определяются лишь
конструктивными особенностями — емкостью р-я-перехода,
индуктивностью выводов и сопротивлением растекания #5
(суммарное сопротивление потерь в толще полупроводника,
контактах и выводах) (рис. 3-10, и). Для повышения рабочих
частот величину #5 необходимо снижать. Критическая
частота, на которой можно использовать туннельный диод
в качестве генератора электрических колебаний, наступает
при равенстве нулю полного сопротивления (#5 + Я~ = 0)
и равна:
Максимальное значение частоты /кр получается при | | =
= 2/?5. Промышленность изготавливает туннельные диоды
на рабочие частоты до 100 Мгц.
Туннельные диоды могут работать в весьма широком
интервале температур. Максимальная рабочая температура
их выше, чем у других полупроводниковых приборов с /?-
я-переходом на основе того же материала. Величина /макс
слабо зависит от изменений температуры, ток /мин с ростом
температуры несколько возрастает.
Туннельные диоды изготавливаются из германия,
кремния и арсенида галлия. Наиболее перспективным
материалом является арсенид галлия. Узкий р-я-переход получают
методом вплавления примесей. Для исключения процессов
диффузии время и температура вплавления, а также время
остывания выбирают возможно меньшими.
Глава четвертая
ТРАНЗИСТОРЫ
Транзистором называется
электропреобразовательный полупроводниковый прибор с
электронно-дырочными переходами, пригодный для усиления мощности и
имеющий три или более выводов. Транзистор с двумя
переходами и тремя выводами часто называют
полупроводниковым триодом. Цепь одного из выводов
транзистора является входной (управляющей), а цепь
другого — выходной
(управляемой). Такой транзистор . База .
представляет собой систему Эмиттер @ Л^уЛЄИт0Р
тивоположный крайним об- 4 ^3°Ь1
ластям. В транзисторе
среднюю область называют с* 4"1.
базой, а крайние —
эмиттером и коллектором. Отделяющие
базу переходы называют эмиттерны ми коллекторным
(рис.4-1). Каждый из переходов транзистора можно включить
в прямом или обратном направлении. При указанных на
рис. 4-2, а смещениях эмиттер инжектирует в
область базы неосновные для нее носители, а коллектор
производит экстракцию тех носителей, которые прошли
через базовую область к коллекторному переходу.
(Экстракцией называется выведение носителей заряда из области
полупроводника, где они являются неосновными, через
р-п-р или п-р-п,
полученную в одном
монокристалле полупроводника, р-п-
переходы делят кристалл
на три области, причем
средняя область имеет тип
электропроводности, про-
83
электронно-дырочный переход ускоряющим электрическим
полем, создаваемым внешним источником напряжения.)
У реального транзистора с плоскостными
переходами площадь коллектора больше площади эмиттера.
Такая конструкция позволяет коллектору собирать даже
те неосновные носители заряда, которые передвигаются от
эмиттера под некоторым углом к оси транзистора. Площадь
эмиттерного перехода определяет активную часть базовой
области.
ч В зависимости от механизма прохождения носителей
заряда в области базы (от эмиттера к коллектору) транзисторы
разделяют на бездрейфовые и дрейфовые.
В бездрейфовых транзисторах перенос неосновных
носителей заряда через базовую область осуществляется в
основном посредством диффузии. Такие транзисторы обычно
получают методом сплавления. В дрейфовых транзисторах
в области базы путем специального распределения примесей
создается внутреннее электрическое поле и перенос
неосновных носителей заряда через базу осуществляется в основном
посредством дрейфа. Такие транзисторы обычно получают
методом диффузии примесей.
Рабочими носителями заряда в транзисторе могут быть
дырки или электроны. В соответствии с этим различают
транзисторы р-/г-р-типа и транзисторы д-р-я-типа.
4-1. ОСНОВНЫЕ ПРОЦЕССЫ В ПЛОСКОСТНОМ
БЕЗДРЕЙФОВОМ ТРАНЗИСТОРЕ. ТОКИ ТРАНЗИСТОРА.
КОЭФФИЦИЕНТ ПЕРЕДАЧИ ТОКА ЭМИТТЕРА
Плоскостным называется транзистор с
плоскостными переходами. Рассмотрим принцип
действия плоскостного транзистора p-n-p-типа (рис 4-2).
Для упрощения будем считать, что все процессы протекают
в бесконечно большом объеме кристалла, явления на поверх-.
ности не играют роли, границы переходоа представляют
собой бесконечно протяженные параллельные плоскости, а
все перераспределение зарядов в полупроводнике
происходит лишь в направлении оси х (одномерный случай).
Положение энергетических зон при отсутствии внешних
напряжений на переходах показано на рис. 4-2, б. В
равновесном состоянии результирующие токи через оба перехода
равны нулю. При подключении к эмиттеру положительного
относительно базы напряжения U9 (прямое смещение),
а к коллектору — отрицательного UK (обратное смещение)
84
расположение энергетических зон резко меняется
(рис. 4-2, в). Высота потенциального барьера эмиттерного
перехода снижается (рис. 4-2, г). Число дырок, переходящих
через эмиттерный переход слева направо, и число
электронов, переходящих
справа налево, увеличивается.
Условия же перехода
неосновных носителей через
коллекторный переход
практически не
изменяются. Общий ток через
эмиттерный переход /э
возрастает. В эмиттере и базе
появляются неравновесные
концентрации неосновных
носителей заряда. По
аналогии с равенством (2-26)
вольт-амперная
характеристика эмиттерного перехода
в прямом направлении
описывается соотношением
Эмиттерный Коллекторный,
переход ■ переход
Эмиттер \ база Коллектор
(о-область) \(п -область) / (р-область )
1 э — Лэо г
_ її, (4-1)
где
Арп~Дрп(х)-рп0 . г)
I
/эо — обратный
(тепловой) то к
эмиттерного
перехода;
иэм — напряжение на
эмрттерном
переходе.
Если материалы
эмиттера и базы выбраны так,
что равновесная
концентрация дырок в эмиттере
на несколько порядков выше равновесной концентрации
электронов в базе (рэ <^ рб), что соответствует реальным
сплавным р-п-переходам, то поток дырок из эмиттера в базу
во много раз превышает поток электронов из базы в эмиттер
(/эр ^> /9л)- Можно считать, что весь ток через эмиттерный
переход образуется только дырками, инжектированными из
эмиттера в базу. Избыточная концентрация дырок в базе
определяется соотношением (2-20). Если толщина базы до
х=0 :
д)
Рис. 4-2.
85
значительно больше диффузионной длины дырок в ней
(до ;> ЬРп), то вблизи коллекторного перехода концентрация
неосновных носителей заряда практически не отличается
от равновесной и ток эмиттерного перехода, вызванный
изменением напряжения между эмиттером и базой, не изменяет
условий прохождения тока через коллекторный переход.
К коллекторному переходу приложено обратное"
напряжение Цкм. При | — с/к>п! ^> фт и отсутствии эмиттерного тока
через коллекторный переход будет протекать лишь обратный
ток, образованный неосновными носителями заряда. Этот
ток называют обратным (или тепловым)током
коллектора (/к0). Величина обратного тока
коллектора определяется свойствами полупроводника и
температурой. При рк <^ Рб обратный ток коллектора состоит в
основном из дырок, переходящих из базы в коллектор. Таким
образом, при до ^> ЬРп ток коллектора равен:
]к — ■* ко \ 1/ ^ 1 ко*
Если толщина базы меньше диффузионной длины дырок
в ней | ш<^ЬРп \, то инжектированные в базу дырки будут
доходить до коллекторного перехода, почти не рекомбини-
руя с электронами. Так как потенциальный барьер
коллекторного перехода не препятствует передвижению через него
неосновных носителей, то перешедшие из эмиттера в базу
и дошедшие до коллекторного перехода дырки (неосновные
носители в л-области) уходят в коллектор. Чем меньше
толщина базы, тем меньшее количество дырок рекомбини-
рует в ее объеме с электронами и тем большее количество
дырок достигает коллекторного перехода и, следовательно,
тем больше будет ток через него. При ш<^ЬРп почти все
дырки, образующие ток эмиттерного перехода, достигают
коллекторного перехода, ток через коллекторный переход
практически увеличивается на величину тока эмиттера.
Таким образом, ток коллектора состоит из двух
составляющих: тока дырок, пришедших из эмиттера, и обратного тока
коллекторного перехода.
Токи эмиттерного и коллекторного переходов можно
найти, определив градиенты концентрации дырок на
границах области базы. Взаимодействие близко расположенных
эмиттерного и коллекторного переходов приводит к
изменению закона распределения неравновесных дырок в базе.
Так как скорость дрейфа носителей заряда в поле коллектор-
86
ного перехода во много раз превышает скорость их диффузии
вдоль базы, то можно считать, что на границе базовая
область — коллекторный переход избыточная концентрация
неравновесных дырок спадает до нуля и здесь не
справедливо соотношение (2-20). Обычно предполагают, что кон*
центрация неравновесных неосновных носителей заряда
значительно меньше концентрации основных носителей.
В этом случае влиянием электрического поля в базе на
неосновные носители заряда можно пренебречь и считать,
что последние движутся от эмиттера к коллектору только
за счет диффузии. Кроме того, при этом можно полагать, что
все приложенное к транзистору напряжение падает только
на р-я-переходах.
Решая уравнение (2-17) для стационарного случая
йрШ = 0 при следующих граничных условиях:
Ар, (0) = Рп (0) - Рпо - Рпо 1*Фт - 1/' <4"2>
ДрЛ (до) = Рп (т) — Рпо = 0, )
находим распределение избыточной концентрации дырок
по длине базы (координата х = 0 соответствует границе
змиттерного перехода):
А.Рп(х) = Рп(х) — Рп0 =
чю — х
*= Рпо \е * — V и т '. (4-3)
1Рп
Градиент концентрации дырок в базе равен:
т — х
йх Рп^е 4 8Ь п_ ЬРп< (4"4)
Полагая в равенстве (4-4) х = 0, определяем дырочную
составляющую диффузионного тока через эмиттерный
переход:
%
'■ йх
■■^ьРшЬ9"-1)г-с1Ъ±' (4-5)
ЬРп ЬРп
где 5Э — площадь эмиттерного перехода.
87
При да < Ьр с!Ь ^- Тогда
Рп
/эр^5^Р/1рл0(еФт -1^. (4-6)
Можно показать, что электронная составляющая
диффузионного тока через эмиттерный переход равна:
Общий ток через эмиттерный переход в прямом
направлении (ток эмиттера) равен сумме электронной и дырочной
составляющих:
Чем больше дырок по сравнению с электронами
переходит через эмиттерный переход, тем больше их переносится
через коллекторный переход в область коллектора.
Эффективность эмиттера оценивается коэффициентом и н-
ж е к ц и и 7, который равен отношению дырочной
составляющей к общему току эмиттера:
у=¥=Н|.7-=-V- <4-9)
1*р
Эффективность эмиттера на постоянном токе
определяется приближенным соотношением (при 1ъп <^ /эр)
Ъъ\г°ПрПр? =1-&*2&^ъ1-1&-, (4-10)
УрпРп^пр Мтгбйрб^э-^яэ вэ^пэ
ГДе [Хрэ, И-рб И |АЯЭ, Щб— ПОДВИЖНОСТИ ДЫрОК И ЭЛеКТрО-
нов соответственно в эмиттере и базе;
аэ и аб — проводимости соответственно эмиттера и
базы;
Ьпэ — диффузионная длина электронов в
эмиттере.
В резком переходе величина аэ на 2—3 порядка больше
аб и эффективность эмиттера очень мало отличается
от единицы (у л? 0,999). С ростом уровня инжекции эффек-
тивность эмиттера падает за счет ослабления неравенства
оэ > аб.
Полагая в соотношении (4-4) х = до, находим
составляющую дырочного тока через коллекторный переход,
обусловленную дырочной составляющей тока эмиттера:
и*
1кР = — 5к^Оря
йх
уэ.п
(4-11)
где Як — площадь коллекторного перехода.
При т<^Ьрп эЬт— ^ т. е. стационарное распре-
деление дырок в базе близко к линейному (рис. 4-2, д).
В действительности градиент концентрации дырок у эмит-
терного перехода -~^-| ^несколько больше градиента
концентрации у коллекторного перехода
Проходя через базу, часть дырок рекомбинирует с
электронами как в объеме, так и на поверхности транзистора,
прилегающей к эмиттерному переходу, и рассеивается на
неоднородностях кристаллической решетки. Поэтому не
все инжектированные в базу дырки доходят до
коллекторного перехода, а приращение тока коллектора Д/к будет
несколько меньше приращения тока эмиттера А/э. Влияние
рекомбинации в базе на величину тока через коллекторный
переход учитывается коэффициентом
переноса д ы р о к р, который показывает, какая часть
инжектированных эмиттером дырок достигает коллекторного
перехода:
о ЧИСЛО ДЫрОК, ДОШеДШИХ ДО КОЛЛеКТОрНОГО Перехода ,д |лч
' число инжектированных в базу дырок ^ '
Подставив в (4-12) величины токов 1кр и 1эр из (4-11)
и (4^5), найдем при (.!?9 « 5К):
Р^=—1—. ' (4-13)
Разлагая правую часть равенства (4-13) в степенной ряд
и при до <^ ЬРп ограничиваясь только первым членом раз-
89
ложения, получаем
2 и, „;
Коэффициент переноса р тем ближе к единице, чем
меньше толщина базы по сравнению с диффузионной длиной
дырок. Поэтому толщину базы реального транзистора делают
по возможности меньше. С учетом рекомбинационных
процессов на поверхности кристалла коэффициент переноса
определяется соотношением
^-ад"-^.. <4-'5>
где 5 — скорость поверхностной рекомбинации;
55 — поверхность рекомбинации.
Коэффициенты инжекции и переноса транзистора
трудно измерить. Они рассчитываются теоретически. На
практике пользуются коэффициентом передачи
тока эмиттераа (его часто называют коэффициентом
усиления по току), который равен отношению приращения
тока коллектора к приращению тока эмиттера при
неизменном напряжении на коллекторном переходе:
<4-16>
Коэффициент передачи тока реального транзистора легко
определяется с помощью несложных устройств. (На
практике а измеряется в режиме короткого замыкания выходной
цепи транзистора по переменному току.) Коэффициент
передачи тока эмиттера является одним из основных
параметров транзистора. Через расчетные параметры транзистора
у и р коэффициент а определяется соотношением
а = тр. (4-17)
Так как и 7 и р меньше единицы, то и коэффициент
передачи тока эмиттера а также не превышает единицы.
В поле пространственного заряда коллекторного
перехода может возникнуть размножение носителей в результате
ударной ионизации, которое можно учесть
коэффициентом умножения М в р-п-переходе. Вели-
1 Это решение справедливо, когда концентрация инжектированных
в базу дырок мала по сравнению с концентрацией основных равновесных
носителей — электронов.
90
чина М зависит от концентрации носителей, напряженности
электрического поля и характера его распределения:
М = 1
1 _ ( и*.п У '
\ ^проб /
где ик>и — напряжение на коллекторном переходе;-
^проб — напряжение пробоя коллекторного перехода;
За время переноса через переход часть дырок рекомбини-
рует в области перехода (особенно в широких коллекторных
переходах). Эти явления в ряде случаев могут сказаться на
величине коэффициента передачи тока эмиттера. Таким
образом, в общем случае величина коэффициента а равна:
где рп — коэффициент, учитывающий рекомбинацию дырок
в переходе.
Специальные лавинные транзисторы, работающие в
режиме лавинного умножения тока в коллекторном переходе
и имеющие коэффициент передачи тока эмиттера больше
единицы, не получили широкого распространения.
У современных транзисторов а = 0,95 0,99. Режим
работы транзистора выбирают, исходя из условий
надежности и стабильности (при (/к.п <^ (/проб и М = 1). Обычно
7=1. Тогда а определяется упрощенной формулой
Таким образом, общий ток коллектора равен:
/к = «/» + 4о. (4-19)
Обратный ток 1к0 определяется при разомкнутой цепи
эмиттера. Величина электронной составляющей тока /к0 не
отличается от электронной составляющей тока насыщения
одиночного перехода, а дырочная составляющая тока /к0
в транзисторе значительно меньше. При величине £/9>п,
близкой к Дср0, ток /к0 определяется приближенной
формулой
Лео ^ Ч\—Т 7 Ь —7 • (4"2°)
Теоретически обратный (тепловой) ток коллектора /к0
германиевых транзисторов больше, чем у кремниевых, на
91
5—6 порядков величины. Однако в образовании тока /к0
большую роль играют поверхностные явления —
образование каналов, которые порождают токи, логарифмически
зависящие от напряжения, а также утечка по поверхности
и ток термогенерации. Поэтому при прочих равных
условиях кремниевый транзистор имеет обратный ток коллектора
лишь на 2—3 порядка меньше, чем германиевый. С
увеличением температуры ток /к0 растет приблизительно по
экспоненциальному закону. Обычно в справочниках
приводится значение /к0 при некоторой температуре Т0
(«комнатной»). Для определения величины /к0 при другой темпера-
¿5 ^ Р П Р 1Н
Рис. 4-3. Рис. 4-4.
туре Т можно воспользоваться соотношениями,
приведенными в § 2-3.
На место рекомбинировавших с дырками электронов
в базу из внешней цепи приходят новые электроны в
количестве, необходимом для поддержания нейтральности базы.
Эти электроны — основные для базы носители — создают
рекомбинаци о,н ну ю составляющую
тока баз ы. В установившемся режиме ток базы равен
(рис. 4-3, а):
/б = /э-/к. (4-21)
Учитывая обратный ток коллектора, можно записать:
7б = /, - а/э - /ко = /э (1 - а) - /ко. (4-22)
Если разорвать цепь эмиттера (/9 = 0) (рис. 4-3, б),
то будет выполняться равенство
-/б = '/.0- (4-23)
92
Если в момент времени / = ^ замкнуть ключ /(, то в базу
войдет определенное количество дырок, концентрация
которых у границ эмиттерного перехода соответствует току
/э. Объемный заряд этих дырок притягивает к себе
электроны. Электрическая нейтральность базы устанавливается
почти мгновенно в результате прихода через базовой.вывод
компенсирующих электронов (компенсирующая
составляющая тока базы). В момент времени Ь = 1Х ток базы изменится
на величину /э (рис. 4-4) и будет равен /б = /э — /к0.
Так как ток эмиттера поддерживается постоянным, то
останется постоянным и ток компенсирующих электронов. Ток
в цепи коллектор — база будет равен величине /к0.
В момент времени I = ¿2 первыми вошедшие из эмиттера
в базу дырки и компенсирующие их электроны подойдут
к коллекторному переходу. Поле перехода втягивает дырки
в коллектор, но препятствует переходу электронов.
Оставшиеся в базе неравновесные электроны будут уходить через
вывод базы во внешнюю цепь. Ток коллектора изменяется
на величину а 1Ъ и становится равным 1К = а/э + /к0.
На эту же величину, но взятую с обратным знаком,
изменяется ток базы. В базе устанавливается ток, равный
разности токов в цепях эмиттер — база и коллектор — база
/б = 19 —а/э — /к0. Разность /9 —а1в составляет реком-
бинационный ток базы, протекающий через базовый вывод
в установившемся состоянии.
Если в некоторый момент времени Ь — /3 разомкнуть
цепь эмиттера, то приток дырок в базу прекращается (/э =
= 0). Ток базы уменьшается на величину тока эмиттера и
становится равным /б = — а/э — /к0. В области базы
остаются неравновесные носители — дырки,
инжектированные до момента времени ^ = /3 и не успевшие еще дойти
до коллекторного перехода. Ток коллектора не изменяется.
Такое состояние сохраняется до тех пор, пока последние
дырки не перейдут коллекторный переход (момент времени
/4). В этот момент ток коллектора снова становится равным
первоначальной величине /к0, уменьшаясь на величину
а/э. К первоначальному значению возвращается и ток базы.
Нами, рассмотрен идеализированный случай. В
действительности процесс диффузии — явление статическое.
Одновременно инжектированные в базу дырки подходят к
коллекторному переходу в различные моменты времени.
Происходит «размывание» фронта концентрации дырок по мере
их перемещения вдоль базы, причем это «размывание» будет
тем больше, чем шире область базы. Графики реальных про-
93-
цессов токораспределения в транзисторе приведены
пунктиром на рис. 4-4, где 1Л = 12 — ^ — среднее время диффузии.
Для импульса коллекторного тока характерно как
запаздывание фронта (£зап — время запаздывания), так и его
конечная длительность, а для импульса тока базы — начальный
«всплеск» с последующим спадом. Для уменьшения
длительности переходных процессов необходимо изготавливать
транзисторы с базой малой толщины.
Таким образом, в транзисторе через эмиттерный переход
протекает управляющий (входной) ток /э (цепь
эмиттер — база), через коллекторный ввод протекают
управляемый (выходной) ток а1э иобратный ток
коллектора /к0 (цепь коллектор — база), а через вывод базы —
разностный ток эмиттера и коллектора /б.
В реальных транзисторах токи /э и /к близки по
величине. Сравнительно небольшие изменения смещения эмит-
терного перехода иэ вызывают значительные изменения тока
эмиттера, а следовательно, и коллектора. Так как
выполняется неравенство |£к| ;> \Е9\, то на включенном в цепь
коллектора сопротивлении /?к можно получить изменения
напряжения Ц# , значительно превышающие изменения
иэ, т. е. получить усиление по напряжению и мощности.
Транзистор является прибором, в котором входной ток
управляет выходным током, т. е. усилительным
прибором с управлением по току.
Полупроводниковый материал базовой области и
базовый контакт обладают некоторым объемным
омическим сопротивлением Гб для тока основных
носителей, протекающего по цепи базы. Поэтому
действительные напряжения, приложенные к эмиттерному и
коллекторному переходам, отличаются от напряжений Иъ и ик
на величину /бг£:
Ток базы может иметь положительное (показанное на
схеме) или отрицательное направление в зависимости от
соотношения между рекомбинационным таком и обратным
током коллектора. В связи с этим напряжение на самом
эмиттерном переходе может быть больше или меньше
внешнего напряжения, приложенного к входным зажимам
транзистора. Так как протекающий через сопротивление гг6
ток базы представляет собой разностный ток цепей эмиттера
(4-24)
94
и коллектора, то объемное сопротивление базы связывает
по току эти цепи. Для снижения потерь во входной цепи и
уменьшения паразитной внутренней обратной связи между
выходной и входной цепями желательно уменьшать
величину г'б. Наоборот, для повышения входного сопротивления
величину Гб желательно увеличивать.
Модуляция толщины базы. Толщина p-n-перехода
зависит от величины приложенного к нему напряжения (2-16).
Так как к эмиттерному переходу приложено прямое
напряжение, толщина этого перехода мала и ее изменения при
изменениях U3,n также малы. К коллекторному переходу
приложено обратное напряжение [/к>п и толщина перехода
сравнительно велика. В связи с тем, что коллекторный
переход практически сосредоточен в области базы,изменения
толщины коллекторного перехода при изменениях
напряжения на коллекторе приводят к изменению толщины базы.
С ростом величины t)KJI коллекторный переход
расширяется, а толщина базы становится меньше, и наоборот.
Изменение толщины базы транзистора в результате
изменения толщины слоев пространственного заряда
электрических переходов при изменении напряжения на них
называется модуляцией толщины базы.
Изменение толщины базы влияет на условия работы
эмиттерного перехода. При постоянной величине-плотности
тока через эмиттерный переход /эр = — qDp ~ = const
изменение толщины базы должно сопровождаться
изменением концентрации дырок Дря (0) (рис. 4-5, а), что согласно
равенству (4-2) должно сопровождаться изменением
эмиттерного напряжения £/эп. При постоянной величине при-
ложенндго к эмиттерному переходу напряжения иэ,п= const
изменение толщины базы должно сопровождаться
изменением градиента концентрации дырок dpjdx (рис. 4-5, б),
т. е. изменением эмиттерного тока (увеличение толщины
базы уменьшает градиент концентрации дырок в базе, что
в свою очередь приводит к уменьшению тока эмиттера).
Влияние коллекторного напряжения на эмиттерный
переход можно рассматривать как внутреннюю
обратную связьв транзисторе. Эту связь можно учесть
путем включения эквивалентного генератора [хэк^к.п в Депь
эмиттерного перехода. Коэффициент обратной связи по
напряжению |хЭк равен:
dU3 п
95
Обычно величина цэк имеет порядок 10"3—10~5.
Изменение толщины базы сопровождается изменением
объемного сопротивления базы, которое можно учесть при
помощи эквивалентного генератора [Абк^к.п» где
г с1г'б сію г йг'6
Внутренняя обратная связь по напряжению оказывает
большее влияние на работу транзистора, чем изменения
объемного сопротивления базы. Поэтому при расчетах
изменениями величины Гб обычно пренебрегают.
а) О
Рис. 4-5.
Модуляция толщины базы изменяет количество дырок,
рекомбинирующих при передвижении от эмиттера к
коллектору. Это приводит к зависимости коэффициента переноса
р, а следовательно, и коэффициента передачи тока эмиттера
а от напряжения на коллекторном переходе. В результате
изменения а (при /э = const) с изменением напряжения на
коллекторном переходе £/клт меняется ток коллектора /к,
что обусловливает конечную величину сопротивления,
коллекторного перехода. Кроме того, модуляция толщины базы
сопровождается изменением времени диффузии дырок через
базу, а это в свою очередь сказывается на частотных
свойствах транзистора.
4-2. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЕ СОПРОТИВЛЕНИЯ
ПЕРЕХОДОВ И ЕМКОСТИ ТРАНЗИСТОРА
Эмиттерный и коллекторный переходы транзистора
можно охарактеризовать дифференциальными
сопротивлениями гь и гк.
96
Дифференциальное сопротивление
эмиттерного перехода (эмиттера) гэ равно
отношению приращения напряжения на эмиттерном переходе
к приращению тока эмиттера при коротком замыкании
в цепи коллектора по переменному току
г* Ч^Н,, ' ' (4-27)
V а1ъ /UKtU= const v
Пренебрегая эффектом модуляции толщины базы, из
соотношения (4-1) получаем (см. § 2-3):
Гв"^;Г/Тй[°4 ^ (4"28)
Сопротивление гэ мало и обратно пропорционально току
эмиттера. Например, при токе /э = 1 ма и комнатной
температуре (Т = 300° К) сопротивление эмиттера равно
примерно 26 ом.
Дифференциальное сопротивление
коллекторного перехода (коллектора) гк
равно отношению приращения напряжения на коллекторном
переходе к приращению тока коллектора в режиме
холостого хода в цепи эмиттера (по переменному току):
H^Vcons, ' (4-29)
Ток коллектора протекает через переход в обратном
направлении и слабо зависит от напряжения на коллекторном
переходе. Поэтому дифференциальное сопротивление
коллектора имеет очень большую величину (обычно гк > 1 Мом).
Величина гк зависит от геометрии, размеров и материала
транзистора, от тока эмиттера и напряжения на коллекторе,
но в основном определяется эффектом модуляции толщины
базы и токами утечки. Не учитывая токов утечки, величину
сопротивления гк, обусловленную только изменением
коэффициента передачи тока эмиттера в результате модуляции
толщины базы, можно найти из равенства (4-19), полагая
4о < а/э:
1 д!к _ да j да dw
gK~TK~ ЩГи"~ 1эЩГп~~~ Bdw дикя' (4"3°)
Подставляя в (4-17) выражения (4-10) и (4-14) и
отбрасывая слагаемые более высоких порядков малости, находим:
1 / w \2 a6w 0J
4 Виноградов Ю, В.
97
откуда
2(1
2 1
+ (1-7)
Используя соотношение (4-32), получаем:
241 —+ —V)
дт
(4-32)
(4-33)
В равенстве (4-33) для транзисторов с резким переходом
6Ц,
а для транзисторов с плавным переходом
где 4.п — толщина коллекторного пере-
хода.
Как эмиттерная, так и коллекторная области транзистора
обладают определенным объемным сопротивлением. Однако
эти сопротивления малы по сравнению с сопротивлениями
гэ и гк и учитываются лишь в специальных случаях.
Изменения напряжений, приложенных к эмиттерному и
коллекторному переходам, вызывают изменения объемных
зарядов в переходах и инжектированного заряда в базе
транзистора. Как эмиттерному, так и коллекторному
переходам присущи зарядная и диффузионная емкости.
Емкость к^о ллекторного перехода
(барьерная) Скп определяется отношением приращения
объемного заряда в коллекторном переходе к приращению
напряжения на этом переходе при разомкнутой цепи
эмиттера. Емкость эмиттерного перехода
(барьерная) Сэп определяется отношением приращения объемного
заряда в эмиттерном переходе к приращению напряжения
на нем при разомкнутой цепи коллектора.
Величины барьерных емкостей можно определить по
формулам (2-37) и (2-42). Обычно емкость эмиттерного
перехода в несколько раз больше емкости коллекторного
перехода. Однако емкость эмиттерного перехода шунтируется
малым сопротивлением гэ, поэтому она оказывает слабое
влияние на работу в диапазоне высоких частот. Иногда
учитывают ток смещения, который протекает на высоких
частотах через емкость эмиттерного перехода Сэ/П и
уменьшает коэффициент инжекции эмиттера у, а следовательно,
несколько снижает коэффициент передачи тока эмиттера а.
Диффузионная емкость
эмиттерного перехода характеризует приращение заряда
избыточных носителей в базе, вызванное приращением на-
98
пряжения на эмиттерном переходе (при неизменном
напряжении на коллекторном переходе), и определяется
соотношением
г = dQ
Э° Мэ.п £/к.п = const' (4-34)
Исходя из линейного распределения дырок в базе,
найдем избыточный заряд дырок Q (рис. 4-5, б)
Q = q[±Pn(0)w]s.
Учитывая, что рЛ(0) = |~
W =
""Pn
~rr-77W, получаем
Ъ^Рп
Тогда
Cbd~ on — r nn — -~, (4-35)
где /д = до2/20Р/г—среднее время диффузии (см. §4-5).
Диффузионная емкость эмиттера значительно
превосходит барьерную. Ток смещения через переход обусловлен
только барьерной емкостью. Поэтому при расчетах
диффузионную емкость не учитывают, а диффузионный характер
распространения дырок в базе учитывают, определяя
зависимость коэффициента передачи тока эмиттера от частоты.
Диффузионная-емкость
коллекторного перехода характеризует приращение заряда
неосновных носителей в базе, вызываемое модуляцией
толщины базы коллекторным напряжением (при . неизменном
токе эмиттера):
(4-36)
г - д®
WD — ли _
I = const
Диффузионная емкость коллекторного перехода
значительно меньше диффузионной емкости эмиттерного перехода.
Для большинства транзисторов выполняется
неравенство Ск0<С Ск^(Ск0 составляет доли пикофарад, а Скп —
десятки и даже сотни пикофарад). Поэтому обычно считают,
что коллектор зашунтирован лишь емкостью СКЛ1. В
справочниках обычно приводится емкость коллектора
Ск, измеренная между коллекторным и базовым выводами
при разомкнутой цепи эмиттера. Эта емкость близка к
емкости СКЛ1 и оказывает существенное влияние на работу
транзистора в диапазоне высоких частот.
4* 99
4-3. СПОСОБЫ ВКЛЮЧЕНИЯ И СТАТИЧЕСКИЕ
ХАРАКТЕРИСТИКИ ТРАНЗИСТОРА
Транзистор можно включить в схему тремя различными
способами: с^общей базой (ОБ) (рис. 4-6, а), с
общим эмиттером (ОЭ) (рис. 4-6 ,б), с общим
коллектором (ОК) (рис. 4-6, в).
В схеме с ОБ за основной электрод, от которого отсчи-
тываются напряжения 1/э и /7К, принимается база.* Цепь
эмиттера является входной, а коллекторная цепь —
выходной.
В схеме с ОЭ входной и выходной являются
соответственно базовая и коллекторная цепи. Входными
параметрами для схемы с ОЭ являются ток базы /б и напряжение,
приложенное между базой и эмиттером £/бэ, а выходными
параметрами — ток коллектора /к и напряжение между
коллектором и эмиттером икэ. Схема с ОЭ получила
наиболее широкое распространение при построении
транзисторных устройств.
В схеме с ОК база служит входным электродом, а
эмиттер — выходным.
Приводимые в справочниках статические'
характеристики транзистора представляют
собой графики экспериментально полученных усредненных
зависимостей между токами, протекающими в цепях
электродов транзистора, и напряжениями, приложенными к
электродам. При построении характеристик за независимые
Рис. 4-6.
100
переменные можно принимать либо токи, либо напряжения.
Более удобным является смешанное задание независимых и
зависимых переменных. В качестве независимых
переменных используются входной ток /б (или /э) и напряжение
выходного электрода £/кэ (или £/к), а в качестве зависимых—
напряжение входного электрода 1/бэ (или U9) и выходной
ток /к. Это обусловлено величинами дифференциальных
сопротивлений г9 и гк. Сопротивление гъ весьма мало,
поэтому очень трудно задать фиксированную величину
входного напряжения U3. Наоборот, сопротивление гк очень
велико, и в выходной цепи проще задать нужную величину
напряжения, чем величину тока.
Каждая из схем включения характеризуется четырьмя
семействами статических характеристик:
1) Л< = / (^к)/вх== const — выходные (или коллекторные ха-
рактеристики;
2) UBX = f {1ък)и = const — входные характеристики;
3) /к = / (hx)u = const — характеристики передачи по
току;
4) UBX = / (UK)f ^ const — характеристики обратной
связи по напряжению.
В справочниках обычно приводятся типовые семейства
характеристик, представляющие усредненные
характеристики большого количества транзисторов для двух схем
включения — с ОЭ и с ОБ. По характеристикам
транзисторов в схеме с ОЭ можно наиболее точно определить
значения всех токов, протекающих через электроды
транзистора, и напряжений, приложенных к ним. Характеристики
некоторых транзисторов могут отличаться от типовых в
пределах допустимого разброса параметров.
На рис. 4-7 показана схема для снятия по точкам вольт-
амперных характеристик транзистора в схеме с ОЭ.
Плавное изменение напряжений достигается делителем на
сдвоенных потенциометрах. Для уменьшения погрешностей
измерения миллиамперметр в цепи эмиттера включается до
милливольтметра, который должен обладать большим
входным сопротивлением. При снятии начальных участков
выходных характеристик (вблизи точки 11кэ = 0), когда
сопротивление коллектора мало, милливольтметр,
измеряющий напряжение коллектора, следует также включать до
миллиамперметра (пунктир на рис. 4-7).
Выходные характеристики (особенно мощных
транзисторов) зависят от способа их снятия (времени воздействия
101
токов и напряжений, разогревающих транзистор при
измерениях). Поэтому характеристики необходимо снимать
при определенных температурных условиях. Обычно ха-
Рис. 4-7.
мка 160
рактеристики маломощных транзисторов снимаются
импульсным методом, а мощных — при постоянной
температуре перехода, равной +50° С.
На рис. 4-8 приведены типовые характеристики схемы
с общим эмиттером транзисторов типов П401—П403А.
В правом верхнем
квадранте построено
семейство выходных
характеристик IK(UK9)i6 = const —
зависимость тока
коллектора от напряжения
коллектор — эмиттер при
фиксированном токе
базы. Ток базы является
параметром семейства
выходных
характеристик схемы с ОЭ (для
схемы с ОБ в этом
квадранте строится зави-
60мка симость IK(UK)i^ = const).
В левом нижнем
квадранте построена
входная характеристика
/б(^бэ)с/кэ« const —
зависимость тока базы от
напряжения между базой и эмиттером при фиксированном
значении напряжения на коллекторе относительно эмиттера
(для схемы с ОБ в этом квадранте строится зависимость
h(U9)u = const). В левом верхнем квадранте построена
характеристика ПРЯМОЙ Передачи ПО ТОКу /к(/б)с/кэ = const
7-100 мка
140 мка
102
(ДЛЯ СХеМЫ С ОБ СТрОИТСЯ ЗаВИСИМОСТЬ /K(/9)t/K = const),
а в правом нижнем квадранте — семейство характеристик
обратной связи по напряжению U6d(UKB)j6== COnst (для схемы
с ОБ строится семейство с/э(с/к)/э = const). По входным и
выходным характеристикам можно определить все
необходимые данные для расчета схем на транзисторах.
Характеристики прямой передачи и обратной связи употребляются
редко и не всегда приводятся в справочниках. В случае
необходимости их можно построить графически по входной
и выходной характеристикам.
Выходные характеристики транзистора в схеме с ОБ
показаны на рис. 4-9, а.
6 о>ч о 5 to is го в
а)
Рис. 4-9.
При токе /э = 0 и напряжении ик < 0 в цепи
коллектора протекает обратный ток /к0, величина которого слабо
зависит от (/,.. Если изменить знак напряжения,
приложенного между коллектором и базой (пропускное
направление), то при токе /э = 0 ток коллектора изменит знак и
с ростом ик будет увеличиваться по экспоненциальному
закону. При /э > 0 и ик < 0 ток коллектора определяется
соотношением /к = <х/э + /к0 и даже при 11к = О ток /к
может достигать значительной величины. При небольших
положительных напряжениях 1/к выходные характеристики
претерпевают резкий изгиб, а сама область значений £/к > О
носит название области насыщения. Наличие прямого тока
/к при небольших положительных значениях ЬТК связано
с падением напряжения на сопротивлении Гб при протекании
тока /б. Для прекращения тока /к (при /э > 0) необходимо
на коллектор подать напряжение в пропускном
направлении. При этом ток дырок открывшегося коллекторного
перехода становится равным току дырок, диффундирующих от
103
эмиттера, и результирующий ток через переход будет равен
нулю.
Характерной особенностью выходных характеристик
транзистора в схеме с ОБ является слабая зависимость тока
коллектора /к от напряжения UK. Это обусловлено весьма
слабым влиянием напряжения коллектора на движение
инжектированных носителей к коллекторному переходу.
Выходные характеристики имеют очень слабый наклон,
который резко увеличивается лишь в области, близкой к
пробою. При большом напряжении на коллекторе может
наступить пробой перехода. Величина напряжения UKt проб,
при котором наступает лавинообразное нарастание тока
коллектора, и пробой коллекторного перехода уменьшаются
при повышении температуры и при увеличении содержания
легирующих примесей.
При увеличении температуры выходные характеристики
смещаются в сторону больших токов /к. за счет увеличения
тока /к0.
В ряде случаев с целью формального использования
методов расчета ламповых схем пользуются выходными
характеристиками, в которых в качестве параметра
выбирается напряжение U3. Эти характеристики имеют больший
наклон, величина которого растет с ростом иэ. Влияние
температуры на ход характеристик, снятых при UB = const,
проявляется более резко.
Входные характеристики транзистора в схеме с ОБ
показаны на рис. 4-9, б. Для удобства пользования ими
независимая переменная — ток /э — откладывается по оси
ординат, а зависимая — напряжение Ud — по оси абсцисс.
В качестве параметра семейства характеристик используется
напряжение UK. Вольт-амперная характеристика при 0Л =
= 0 аналогична характеристике диода в пропускном
направлении: ток /э экспоненциально возрастает с увеличением
U3. При очень больших токах /э входные характеристики
близки к линейным с наклоном, определяемым в основном
объемным сопротивлением базы Гб. Увеличение
отрицательных значений UK вызывает смещение кривых — они
смещаются ближе к оси токов. Это смещение наиболее
существенно при малых величинах UK. При напряжениях UK
порядка нескольких вольт характеристики практически
сливаются, что объясняется слабым влиянием UK на режим
работы эмиттерного перехода. С изменением температуры
(при заданном токе эмиттера) напряжение эмиттер — база
изменяется практически линейно с температурным коэффи-
104
циентом около —2 мв/град. Повышение температуры
смещает входные характеристики к оси токов.
Входная характеристика при 1)в < 0 представляет собой
обычную характеристику р-п-перехода, включенного в
обратном направлении. Если при этом коллекторный переход
включить в прямом направлении, то ток в цепи эмиттера
увеличится. В режиме обратного (инверсного) включения
транзистора коллектор играет роль эмиттера, а эмиттер —
роль коллектора. Ток /э в этом случае зависит от /к,но
в силу несимметричности транзистора величина
коэффициента передачи тока а' становится значительно меньше.
Разработаны специальные симметричные транзисторы, па-
а) 6) . .
Рис. 4-10.
раметры которых не изменяются при включении коллектора
эмиттером, а эмиттера коллектором.
Выходные характеристики транзистора в схеме с ОЭ
показаны на рис. 4-10, а. По сравнению с выходными
характеристиками транзистора в схеме с ОБ они имеют больший
наклон. Это объясняется более сильной зависимостью
коэффициента передачи тока базы от напряжения (/к9. Кроме
того, в схеме с ОЭ сильнее сказывается эффект умножения
носителей заряда в коллекторном переходе. Возникающие
в результате умножения электроны, проникая в базу,
смещают эмиттерный переход в прямом направлении. Ток
/э (а следовательно, ток /к) при постоянном токе базы
возрастает с увеличением 11кэ. Последнее обстоятельство
приводит к пробою коллекторного перехода транзистора при
более низких напряжениях на коллекторе ((/кэ> проб <
< £/к. Проб). При больших токах базы характеристики
заметно сгущаются. Начальные участки выходных
характеристик транзистора для схемы с ОЭ сходятся в начало коорди-
105
нат, так как при UKB = 0 разность потенциалов на
коллекторном переходе практически равна нулю, а следовательно,
равен нулю ток коллектора /к.
Значительно более чувствительны к температуре наклон
и форма выходных характеристик транзистора в схеме
с ОЭ. При повышении температуры выходные
характеристики смещаются в сторону больших токов и наклон их
сильно увеличивается.
Характеристики, снятые при ибэ = const, имеют
примерно такой же наклон, что и в схеме с ОБ.
Входные характеристики транзистора в схеме с ОЭ
приведены на рис. 4-10, б. Взаимное расположение входных
характеристик, как в схеме с ОБ, зависит от напряжения
коллектора. Однако входные характеристики в схеме с ОЭ,
снятые при больших значениях UKB, располагаются'дальше
от оси токов, чем характеристики, снятые при меньших
UKB. Влияние напряжений 0К9 и UK на величину входного
тока практически прекращается при напряжениях, больших
0,1—0,2 в. При UKB и UK, близких к нулю, плотность
неосновных носителей заряда вблизи коллекторного перехода
будет отлична от нуля, и градиент концентрации dpldx
в базе при этом уменьшается. Следовательно, уменьшается
ток /э, а ток /б увеличивается (для поддержания
электрической нейтральности базы требуется большое число кохмпен-
сирующих электронов). По мере возрастания
отрицательного напряжения 1/кЭ ток /б уменьшается.
4-4. Т-ОБРАЗНЫЕ ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ
ТРАНЗИСТОРА ДЛЯ ПЕРЕМЕННЫХ СОСТАВЛЯЮЩИХ
СИГНАЛА
Основными параметрами транзистора,
характеризующими его работу на переменном токе, являются
определенные выше величины а,т9, гк, гб, \хэк и Ск. Эти параметры
могут быть рассчитаны и достаточно точно
проконтролированы в процессе изготовления транзистора. Используя их,
можно составить Т-образную эквивалентную схему
транзистора с общей базой для переменных составляющих
токов и напряжений (рис. 4-11, а).
На эквивалентной схеме эмиттерный и коллекторный
переходы представлены дифференциальными
сопротивлениями гэ и гк. Эффект передачи эмиттерного тока в цепь
коллектора показан эквивалентным генератором тока а/э.
(Этот эффект можно показать и с помощью эквивалентного
106
генератора напряжения, включенного в цепь коллектора.
Однако при расчетах последний способ применяется реже.)
Внутренняя обратная связь по напряжению вследствие
модуляции толщины базы отражена включением генератора
|лэк[/к в цепь эмиттера. Объемное сопротивление базы г'в
включено между внутренней точкой 'базы Б' и внешним
выводом базы Б. Емкость эмиттерного перехода обычно
не учитывается. Емкость коллектора Ск шунтирует
сопротивление гк. В ряде случаев учитываются токи утечки
коллектора (сопротивление ^ут).
Показанная на рис. 4-11, а эквивалентная схема не
удобна для практических расчетов, так как содержит два
генератора. Эквивалентный генератор |1эк(/к можно исключить,
Рис. 4-11.
заменив его сопротивлением, включенным в цепь базы.
Тогда общее сопротивление базы транзистора Гб,
определяемое отношением приращения напряжения между эмиттером
и базой к приращению тока коллектора при холостом ходе
в цепи эмиттера по переменному току, складывается из
двух составляющих:
г6 = г'б + г'б9 (4-37)
где Гб — объемное сопротивление базы;
г5 — диффузионное сопротивление
базы, обусловленное влиянием коллекторного
напряжения на эмиттерное в результате,
модуляции толщины базы.
Объемное сопротивление базы определяется геометрией
транзистора (конфигурацией базы в активной и пассивной
ее частях), удельным сопротивлением материала базы и
сопротивлением базового контакта. При замене
распределенного сопротивления базовой области сосредоточенным вно-
107
сится некоторая погрешность, так как в отдельных
участках базы плотность тока и падение напряжения на этих
участках различны.
Можно показать, что для сплавных транзисторов
(рис. 4-1, а) справедлива формула
+ ^1п& + ^г1п§6-), (4-38)
где первое слагаемое представляет собой сопротивление
диска под эмиттером толщиной тъ второе — сопротивление
кольца, толщиной тг- и шириной Як — #э (где # — радиус),
третье — сопротивление кольца полупроводникового
материала между границей коллектора и краем базы.
Практически основную роль в величине сопротивления Гб играет
внутренняя (активная) область базы, имеющая
наименьшую толщину. В отдельных участках базы плотность тока и
падение напряжения на них будут различными. Внешняя
часть эмиттера обычно работает при повышенных
плотностях тока. При больших токах на низкой частоте величина
Гг, в основном определяется двумя последними слагаемыми.
При больших токах на высокой частоте ток вытесняется
к краю эмиттера и величина Гб в основном определяется
последним слагаемым.
Диффузионная составляющая сопротивления базы не
зависит от удельного сопротивления материала базы и ее
можно определить следующим образом:
Г6 ~* д/к ~~ дО'к д/к ~ дик' дОк9 к *}
Перепишем числитель дроби (4-39) в виде
диэ „ ди9 0Рп Ф) ди>
Поскольку Рп (0) = ^ £ *т, то можно получить
(0)
фт—, а из рис. 4-5, б следует, что др" ^ =Рп ^ . Ис-
пользуя эти соотношения, получаем:
<К4_Фт^ (а ас))
дик~~ т дик* ^ ™/
Подставив в равенство (4-39) выражения (4-33) и (4-40)
и учитывая (4-28), после ряда преобразований найдем:
>'б= [2 (1 — р) + (1 — V)! в (4"41)
108
При 7 = 1 и а = (3 диффузионное сопротивление базы
определяется приближенной формулой
Диффузионная составляющая сопротивления базы может
быть достаточно большой. Поэтому на низких частотах
общее сопротивление гб, как правило, значительно превышает
приводимую" в справочниках величину объемного
сопротивления базы гб.
С учетом эффекта модуляции толщины базы Т-образная
эквивалентная схема транзистора преобразуется к виду,
приведенному на рис. 4-11, б (строго говоря, еАмкость Ск
следует подключить не к точке Б', а к средней точке
сопротивлений Гб И Гб). При инженерных расчетах можно считать,
что емкость Ск шунтирует лишь сопротивление гк.
Сопротивление г'э схемы рис. .4-11, б не равно сопротивлению гэ
схемы рис. 4-11, а. Величину г"ъ можно определить из
условия равенства входных сопротивлений приведенных
эквивалентных схем в режиме короткого замыкания на выходе
(ик = 0, [хэк£/к = 0). Поскольку в этом случае х
Чь = ГъК + гб/э(! — <*);
^• = г;/в + г;/.(1-а) + Гб/9(1-а),
то
гь = г1 + Я{\-а). (4-43)
С учетом формулы (4-42) получим приближенное
равенство
г1 (4-44)
Для построения эквивалентной схемы транзистора в
схеме с ОЭ можно использовать, эквивалентную-схему с ОБ,
изменив входные зажимы, как показано на рис. 4-12, а.
Однако при анализе схем на транзисторах такая-эквивалент-
на[я схема неудобна, так как параметры эквивалентного
генератора в ней определяются не током входного электрода
(базы), а током эмиттера. Поэтому для схемы с ОЭ
целесообразно построить специальную эквивалентную схему,
параметры которой можно определить следующим образом.
Подставив в формулу (4-19) величину /э из равенства
(4-21), определяем общий ток коллектора:
/к ^/е + т^. (4-45)
109
Множитель при токе /б является коэффициентом
передачи тока базы в схеме с ОЭ (его часто
называют коэффициентом усиления по току в схеме с ОЭ)
и обозначается В. Коэффициент передачи тока базы равен
отношению приращения тока коллектора к приращению
Си Сиэ
ь) 6)
Рис. 4-12.
тока базы при неизменном напряжении на коллекторном
переходе:
(4-46)
в а_4
Мб
6/К-П = СОП81
Из соотношения (4-45) коэффициент передачи тока базы
определяется формулой
В = т^. (4-47)
Выражение (4-47) показывает, что в схеме с общим
эмиттером усиление по току может быть много больше единицы.
Например, при а = 0,98 В = 49, при а = 0,99 В = 100.
<■ Общий ток коллектора в схеме с общим эмиттером можно
записать в виде
/к = £/б + /к0с, (4-48)
где /К0С = /к0 (1 + у^) - /ко (1 + В). (4-49)
Ток /к0С протекает в цепи коллектора при разомкнутой цепи
базы (/б=0) и называется сквозным током коллектора.
Этот ток представляет собой обратный (неуправляемый)
ток коллекторного перехода в схеме с ОЭ. Сквозной ток
коллектора в 1 + В раз превышает ток /к0 и может достигать
сотен микроампер. Рост тока /кОС по сравнению с током /к0
можно объяснить следующим образом. Ток /к0 создается
теми неосновными носителями заряда; которые возникают
110
Сопротивление гкэ в десятки раз меньше, чем гКУ а
емкость Скэ во столько же раз больше Ск. Однако постоянные
времени коллекторного перехода в обеих схемах включения
одинаковы:
^к = Скгк = Скэгк, (4-52)
С учетом проделанных вычислений т-образная
эквивалентная схема транзистора с ОЭ для переменных
составляющих токов и напряжений принимает вид, показанный
на рис 4-12, б.
4-5. ЗАВИСИМОСТЬ ПАРАМЕТРОВ ТРАНЗИСТОРА ОТ
РЕЖИМА РАБОТЫ, ТЕМПЕРАТУРЬ^ И ЧАСТОТЫ
Параметры транзистора зависят от рабочего режима и
температуры. Рабочий режим транзистора определяется
током в цепи входного электрода и напряжением
коллектора (рис. 4-13, а и б).
Коэффициент передачи тока эмиттера увеличивается
с ростом напряжения коллектора, так как при уменьшении
толщины базы увеличивается коэффициент переноса
неосновных носителей заряда. Кроме того, с увеличением Цк
возрастает роль эффекта ударной ионизации в коллекторном
переходе, вызывающего увеличение /к. В области малых
токов эмиттера с увеличением 1Э несколько возрастает
коэффициент передачи а за счет увеличения О и частично у;
при некоторой величине тока этот рост прекращается,
а при дальнейшем увеличении тока /э коэффициент а падает
в основном за счет снижения коэффициента у. На рис. 4-13
112
в результате генерации в примыкающей к границе перехода
области полупроводника толщиной, равной диффузионной
длине Пришедшие в базу ^электроны не могут выйти из
нее, так как вывод базы оборван. Скапливаясь у эмиттер-
ного перехода, они создают отрицательный заряди смещают
этот переход в прямом направлении. Потенциальный барьер
эмиттерного перехода снижается, через него начинает
протекать дырочный ток, который в цепи коллектора
складывается с током /к0. Если в коллекторном переходе возникает
размножение носителей, то число электронов в базе еще
более возрастает, а следовательно, еще больше возрастет ток
Ук0. Динамическое равновесие наступает при равенстве
генерируемых и рекомбинирующих носителей заряда. (В ряде
случаев может образоваться лавинное нарастание тока.)
При этом через эмиттерный и коллекторный переходы
устанавливается сквозной ток /кОС, значительно превышающий
ток /к0. У транзистора, имеющего большие значения 1К0
и В, при высоких напряжениях между эмиттером и
коллектором ток /к0С может быть достаточным для разрушения
транзистора.
Если /б = — /к0> то ток /к минимален и равен /к0.
В диапазоне токов базы от /б = — /к0 до /б = 0
транзистор в схеме с ОЭ управляется отрицательным входным
током.
Определим сопротивление коллектора в схеме рис. 4-12, а
без учета шунтирующей емкости Ск. Уравнение Кирхгофа
для выходной цепи имеет вид:
— Л>э — 1кГк + а1ъгк = 0.
Заменив в последнем выражении величину /э суммой
токов /б + /к и подставив значение а из равенства (4-47),
получим:
ик — 1бг'б + В1б |-^г^— 1*Т+~В — А/э = 0 ,
т. е. сопротивление коллектора в схеме с ОЭ равно:
/•^ = /-,(1-0) = ^-. (4-50)
Проделав аналогичный расчет для сопротивления
коллекторного перехода 1к — ГкЛ--^г~ » можно найти вели-
чину емкости, шунтирующей в схеме с ОЭ сопротивление гкэ:
^„ = 1^=^(1+5). (4-51)
111
В § 4-1 было получено выражение для коэффициента а
путем решения стационарного уравнения непрерывности
(с1рпШ = 0). Найдем решение уравнения непрерывности
при работе транзистора в режиме передачи синусоидального
сигнала. Будем считать, что избыточная концентрация
дырок в базе изменяется во времени по синусоидальному
закону и, следовательно:
^ = 1Ъ(рп-рп0). (4-53)
Для этого случая уравнение непрерывности запишется
в виде
/со (Рп- Рпо) = ПРп^.~ Р±=^- (4-54)
или
*>,я Ъ - - и*> + /*) - °- (4-55)
С учетом соотношения (1-29) последнее уравнение можно
переписать следующим образом:
рп
Решение уравнения (4-56) с граничными условиями (4-2)
дает зависимость избыточной концентрации неосновных
носителей от координаты и времени:
тт . 15)— x _г-—; :
/ \ в\1— ]/1+;о)Тр/г
Дря(*. 0 = Рл<Л* ?т -1/ £ .
—]/ 1 + усотр
ьрп
(4-57)
Находя из равенства (4-57) зависимость коэффициента
переноса [3 (/со) от частоты и полагая 7=1, получаем:
а (/со) я* 0 (/со) = х. 1 . (4-58)
114
соответствующие зависимости построены для величины
а/1 — а.
Сопротивление эмиттерного перехода гэ обратно
пропорционально току эмиттера и практически не зависит от
напряжения коллектора.
Сопротивление, коллекторного перехода гк обратно
пропорционально току /5. С ростом напряжения на
коллекторном переходе величина гк растет, но при некотором
значении UK возрастание гк прекращается вследствие
возрастания поверхностной утечки и ударной ионизации в
коллекторном переходе, а при дальнейшем увеличении UK это
сопротивление несколько падает.
Коэффициент обратной связи |яэк обратно
пропорционален VrUK и не зависит от /э.
Сопротивление базы ;-б возрастает с ростом. UK
(результат-уменьшения толщины базы). С ростом /э это
сопротивление падает."
Сильная зависимость электропроводности
полупроводников от температуры обусловливает температурные
изменения параметров транзистора (рис. 4-13, в). Коэффициент
передачи тока эмиттера, сопротивление эмиттера и
коэффициент обратной связи по напряжению с ростом
температуры возрастают. Коэффициент а меняется в 3—4 раза
у кремниевых транзисторов в интервале температур от
—60 до -¡-150° С, а у германиевых — в интервале
температур от —60 до +70° С. Возрастание сопротивлений гк и
гб ограничивается комнатными температурами. При
больших температурах величина гк может несколько снизиться
за счет утечек и ударной ионизации, а величина Гб — за
счет увеличения электропроводности базы. Кроме того,
параметры транзистора изменяются при колебаниях
температуры в результате изменения тока /к0. Вследствие
резкого увеличения тока /к0 и ухудшения выпрямительных
свойств /?-я-перехода германиевые транзисторы теряют
работоспособность при температурах 80—100° С.
Транзисторы широко применяются для генерирования и
усиления сигналов переменного тока. Однако с изменением
частоты усиливаемых сигналов параметры транзистора и
прежде всего коэффициент передачи тока резко меняются.
При анализе работы транзисторных схем важно знать
зависимость от частоты коэффициента передачи тока эмиттера
(или базы). Рассмотрим влияние процесса диффузии на
частотную зависимость коэффициента передачи тока
эмиттера.
ИЗ
Разлагая функцию сЬ в ряд и ограничиваясь двумя
первыми членами разложения, находим:
а</ш> = ГТИГ^ • (4"59)
(1+;сот^
Коэффициент передачи тока эмиттера а (/со), как и
любую комплексную величину, можно характеризовать
модулем а и фазой фа, которые зависят от частоты.
Модуль коэффициента передачи тока эмиттера а (со)
равен:
°Н=. г-г г-, г ,^=^- (4-60)
1 / 13) \2"
Из формулы (4-60) следует, что с ростом частоты величина
модуля коэффициента передачи тока эмиттера а
уменьшается. Частотные свойства транзистора улучшаются с
уменьшением толщины базы и с увеличением коэффициента
диффузии неосновных носителей заряда. Однако
уменьшение толщины базы сопровождается увеличением ее
объемного сопротивления. Более высокими рабочими частотами
обладают транзисторы, изготовленные из материала с
большей подвижностью носителей заряда. Поэтому транзисторы
п-р-п-типа при прочих равных условиях должны обладать
в 2 раза более широким рабочим диапазоном частот.
Кремниевые транзисторы, имеющие по сравнению с
германиевыми значительно меньшую подвижность носителей,
обладают худшими высокочастотными свойствами.
Частота, на которой модуль коэффициента передачи
тока эмиттера а уменьшается в |/2 раз (падает на 3 дб)
по сравнению с его значением на низкой частоте, называется
граничнойчастотой коэффициента
передачи тока эмиттера и обозначается /а (или
оа = 2я/а). Транзисторы, изготовленные из одного и того
же материала с базами разной толщины, будут иметь
разные величины /а. По определению
а(ша)=-^-, (4-61)
где а0 — модуль коэффициента передачи тока эмиттера на
низкой частоте (со = 0),
«о = —ТТТО (4-62>
115
1 +
Модуль коэффициента передачи а на частоте со равен:
а (со) = -
(4-667
В соответствии с (4-65) приближенная частотная
зависимость угла сдвига фаз коэффициента передачи тока эмиттера
имеет вид:
Д§сра(<о)^-~. . (4-67)
Зависимости модуля а и фазы сра от частоты
(амплитудно-частотная и фазо-частотная х а -
а_
*о
1,0
0,8-
0,6
0,4
0,2-
0
-90
а ^\
/
-60
ХС, 0)/(л)а
"-30
//
10'2
10'
1,0
10
Рис. 4-14.
рактеристики коэффициента '
передачи) приведены на рис. .4-14. Характеристики построены
в нормированных координатах 'со/соа и а/а0, угол хдвига
фаз откладывается в абсолютных единицах. Сплошными
линиями изображены реальные характеристики
транзистора, а пунктиром — рассчитанные по формулам (4-66)
и (4-67). ,
Реальная амплитудно-частотная характеристика весьма
точно соответствует теоретической. Отклонения
наблюдаются лишь на частотах, значительно превышающих /а.
Расчетные значения фазового сдвига, полученные из
формулы (4-67), существенно отличаются от реальных даже
на частотах порядка /а. При со = соа и при со ^ со
теоретически рассчитанные углы сдвига фаз должны быть
соответственно равны —45 и —90°. В действительности при
со = соа реальный угол сдвига фаз равен —57°, а при
со —* со он стремится к бесконечности.
117
Выразим величину а (со) через а0:
а (со) =
2
(4-63)
На граничной частоте коэффициента передачи тока
выражение в квадратных скобках должно равняться единице.
Так как
1+^)^1, то „.т^^)-!.
откуда граничная частота коэффициента передачи тока
эмиттера в схеме с ОБ равна:
Величина о>а обратно пропорциональна среднему -времени
диффузии носителей через базу ^ = 27Г~~"" ^ля П0ЛУчения
высоких граничных частот }а толщина базы т должна быть
очень малой. Например, у германиевых транзисторов
с электронной проводимостью фРп = 49 см2/сек) для
получения граничной частоты /а = 100 Мгц толщина базы не
должна превышать 4 мкм. При высоких уровнях инжекции,
т. е. больших плотностях тока эмиттера, в базе становится
заметной роль электрического поля, ускоряющего движение
дырок от эмиттера к коллектору, и /а увеличивается.
При очень высоких уровнях инжекции /а может возрасти
вдвое.
При инженерных расчетах удобно пользоваться не
выражением (4-60), а более простой приближенной зависимостью
модуля а от частоты. Учитывая равенства (4-59), (4-62),
женную зависимость коэффициента передачи тока эмиттера
от частоты:
'Рп
(4-64) и соотношение
получаем прибли-
а(/ю) =
(4-65)
116
Выражение для соа и фа можно уточнить, если при
разложении (4-58) учесть не два, а три члена. Тогда
со„
2,43D
Рп
tg Фа = "
©/СО-
1 —
1 / СО \2
6 V со,
(4-68)
(4-69)
Фазовый сдвиг фа,рассчитанный по формуле (4-69), гор аз до
ближе к истинному (при со = соа и со —* оо угол фа
соответственно равен —50 и —180°).
20
La,В
V
Л
\ О)
■If
ч
1
S
>1н
а)
■б)
Рис. 4-15.
Из выражений (4-35) и (4-64) можно определить связь
между соа и диффузионной емкостью эмиттера Сэо:
_ 1Ъ __ 1
Если учесть, что на высоких частотах (порядка десятков
мегагерц) эффективность эмиттера падает (часть тока /э
протекает через барьерную емкость Сэп)у то падение а
с ростом частоты оказывается несколько сильнее, чем это
следует из рис. 4-14.
В схеме с ОЭ коэффициент передачи тока базы
значительно сильнее зависит от частоты, чем в схеме с ОБ, а
граничная частота коэффициента передачи тока базы
значительно ниже, чем /а (рис. 4-15, а). Основной причиной
резкого уменьшения коэффициента В с ростом частоты является
не падение а, а увеличение сра. На низких частотах токи
эмиттера и коллектора практически совпадают по фазе
(рис. 4-15, б). Так как а ^ 1, то на низких частотах ток
коллектора весьма мало отличается от тока эмиттера и токи
транзистора можно изобразить в виде совпадающих по
направлению векторов /э, /к и'/б. Ток базы равен разности
118
между /э и /к. С повышением частоты ток коллектора
отстает от тока эмиттера и векторы этих токов образуют
замкнутый треугольник, в котором модуль вектора /к
уменьшается, а модуль вектора /б возрастает в несколько
раз. Из рис. 4-15, б и выражения (4-46) видно, что на
частоте со = соа (где а уменьшается в ]/2 раз) из-за роста 1$
коэффициент передачи В уменьшается в несколько раз.
Чем больше а0, тем меньше начальное значение 1$ и тем
значительнее изменения В с ростом частоты.
Частота, на которой модуль коэффициента передачи
тока базы В уменьшается в ]/ 2 раз по сравнению с его
значением на низкой частоте, называется граничной
частотой передачи тока базы и
обозначается Найдем граничную частоту Для коэффициента В
можно записать следующее равенство:
а0
_ а (усо) о>а 1 —а0
«о 1 + 7<о
1+у— а°)с°а
Отношение а0/1 — а0 представляет собой модуль
коэффициента передачи тока базы В0 на низкой частоте (со = 0).
Следовательно,
5(/ю)=Г^=п^' (4"70)
где (ов = 1/хв — граничная круговая частота для схемы с ОЭ:
сов = оа(1-а0)-т^-. (4-71а)
Фазовый сдвиг сра, который на частотах со<0,1соа
не превышает 7° (0,12 рад), можно учесть путем введения
поправочного коэффициента:
сов^0,8соа(1-а0). (4-716)
Таким образом, граничная частота коэффициента
передачи тока базы (схема с ОЭ) примерно в (1 + В0) раз меньше
граничной частоты коэффициента передачи тока эмиттера.
С частотными свойствами транзистора связаны его
переходные характеристики, описывающие изменение выходного
сигнала при воздействии импульса тока во входной цепи.
119
Из выражения (4-65) можно получить изображение
приближенной переходной характеристики тока эмиттера,
заменив /со на оператор р, а 1/соа на та:
а (р):
ТТк" (4"72)
Оригинал переходной характеристики коэффициента
передачи тока эмиттера а имеет вид экспоненциальной функции
о(0 =
(4-73)
Постоянная времени та примерно равна среднему
времени диффузии неосновных носителей заряда через базу:
Тв = <г
Рп
2Ьп
200
.(4-74)
Рис. 4-16.
Переходная характеристика а,
описываемая уравнением (4-73),
приведена на рис. 4-16 пунктиром.
Реальная переходная
характеристика имеет небольшую задержку
фронта нарастания
'вап^л — т^О^, (4-75)
которую учитывают лишь в специальных случаях.
Для транзистора, включенного по схеме с ОЭ, переходная
характеристика коэффициента передачи тока базы В
описывается формулой
В(і) = В0{і-е~ч\
где
-2Йв = т.
'20
Рп
*Рп>
(4-76)
(4-77)
Зависимость хРп от скорости поверхностной
рекомбинации и температуры сильно сказывается на разбросе
значений В и 1в отдельных экземпляров транзисторов одного
типа.
В ряде случаев частотные свойства транзистора
характеризуются частотой /т, на которой модуль величины В
становится равным единице. Частоты /т и /а связаны
следующим соотношением:
/. = (1 +та0)/т, (4-78)
120
где/^ — в герцах, ГбСк — в пикосекундах. Для повышения
максимальной частоты генерации необходимо увеличивать
/а и снижать постоянную времени г^Ск.
Таким образом, транзистор, предназначенный для
работы в диапазоне высоких частот, должен иметь малую
толщину базы, малое объемное
сопротивление базы и малую
емкость коллектора. Эти
требования противоречивы: уменьшение
толщины базы увеличивает
сопротивление гб; уменьшение
сопротивления гб (увеличение
концентрации примесей в базе)
увеличивает емкость коллекторного
перехода Ск< п и снижает
пробивное напряжение (7К> проб. Поэтому
предельные частоты
бездрейфовых транзисторов обычно
относительно низки.
8*1
X
1
а)
?
\|
6)
р
р
\
е)
со
,1
у-
1
¡11 ) д)
1 М1
II .
4-6. ДРЕЙФОВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Одновременное уменьшение
величины параметров Гб, Ск
при сохранении высоких
предельных напряжений
коллекторного перехода обеспечивается
в дрейфовых
транзисторах. Дрейфовым
называется транзистор, в котором
перенос неосновных носителей
заряда через базовую область
осуществляется в основном
посредством дрейфа в
электрическом поле. Электрическое поле,
ускоряющее движение неосновных носителей от эмиттера
к коллектору, создается неравномерной концентрацией
примесей в базе и не зависит от внешних напряжений.
База имеет очень большую концентрацию примесей вблизи
эмиттера (около 1017 см-3) и малую вблизи коллектора
(около 1014—1015 см~г) (рис. 4-17, а, б). Неравномерное
распределение примесей в базе можно получить при
диффузии примесей в полупроводниковый материал.
Поэтому подчеркивая особенности технологии изготовле-
е)
Рис, 4-17.
122
где т « 1,2 для дрейфовых и т ^ 1,6 для бездрейфовых
транзисторов. Частота /т < /а. Поэтому транзисторы почти
никогда не применяются на частотах, превышающих в
несколько раз величину /а. Если в справочнике приводится
значение модуля измеренного на частоте / > (3 ч- 4) [в>
то частоту /т можно приближенно вычислить по формуле
При работе транзистора на переменном токе большую
роль играет емкость коллектора Ск. Полное сопротивление
коллектора 1К состоит из соединенных параллельно активной
и реактивной составляющих. Сопротивление гк с ростом
частоты несколько уменьшается, а емкость Ск мало зависит от
частоты. Однако с ростом частоты, проводимость реактивной
составляющей снижается (большая часть тока а/э будет
ответвляться в2к, минуя нагрузку коллектора — рис. 4-11).
Поэтому для повышения работоспособности транзистора на
высоких частотах емкость Ск желательно свести к минимуму.
Коэффициент обратной связи по напряжению
уменьшается с ростом частоты. Зависимость от частоты }ЛЗК носит
тот же характер, что и зависимость а. На частотах,
превышающих /а, <эффектом обратной связи можно пренебречь.
Это означает, что диффузионная составляющая
сопротивления базы Гб, учитывающая эффект обратной связи по
напряжению в результате модуляции толщины базы,
уменьшается с ростом частоты. Это хорошо видно из равенства
(4-42). Поэтому с повышением частоты полное сопротивление
базы Гб уменьшается, стремясь в пределе к величине Гб,
что обусловливает уменьшение на высокой частоте
входного сопротивления транзистора.
\ Произведение объемного сопротивления базы на емкость
коллектора называют постоянной времени
цепи обратной связи г^Ск: Эта величина
характеризует обратную связь на высокой частоте и является одним из
оснозных параметров транзистора. Постоянная времени
цепи обратной связи определяет максимальную частоту
генерации /макс — наибольшую частоту автоколебаний
генератора на транзисторе. По существу /макс — это частота,
на которой коэффициент усиления по мощности транзистора
с согласованными входом и выходом равен единице. Частота
/макс связана с другими параметрами транзистора
соотношением, которое будет выведено позднее (см. § 17-5):
/т = |В|/.
(4-79)
(4-80)
121
Из выражений (1-10а), (1-17а), (4-81) можно найти
зависимость положения дна зоны проводимости в базе
относительно уровня Ферми
а&=М*£Ь, . (4-82)
йх УУд йх ' 47
где Л^д — концентрация доноров в базе.
Положение энергетических зон в дрейфовом транзисторе
при отсутствии внешних потенциалов показано на
рис. 4-17, г, а при нормальных рабочих потенциалах —
на рис. 4-17, д.
Напряженность ускоряющего поля в базе определяется
соотношением
£;(х)=±^с=_™дл (4.83)
047 ц ах <? Л/д йх - 4 7
Определив из равенства (4-81) величину йЫл и подставив
ее в соотношение (4-83), получаем напряженность
дрейфового поля Е6. Она постоянна и равна:
£б = ~ад = ЯдФт. (4-84)
Коэффициент яд можно выразить через отношение
концентраций доноров на границах базовой области. У
коллекторного перехода -(х = т) концентрация донорной примеси
равна # д(о>) = Ыл (0) е" , откуда
<*» = 1п&8- <4-85>
Следовательно, напряженность дрейфового поля равна:
£б=.Фт1п_£«(0) (4.86)
Из формулы (4-86) получаем разность потенциалов,
создаваемую в базе дрейфовым полем:
, Ш = Еб<0 = фтад^ -уфт ь™ = фт 1п-^^-. (4-87)
Зная напряженность поля и подвижность дырок в базе,
можно определить их время дрейфа от эмиттерного перехода
до коллекторного:
где V — скорость дрейфа дырок.
124
ния, дрейфовый транзистор иногда называют
диффузионным. _
Дрейфовый транзистор весьма несимметричен (широкие
коллекторный переход и область коллектора, большое
различие в площадях эмиттерного и коллекторного
переходов, сложная конфигурация базы), что осложняет анализ
работы транзистора. Однако для упрощенной оценки свойств
дрейфового транзистора можно пользоваться одномерной
моделью. Электрические параметры дрейфового транзистора
определяются распределением примесей в области базы.
Изменяя это распределение, можно управлять значениями
параметров /а,^, Ск, Сэ, (/к.проб и с/э.про5.
Распределение примесей в области базы дрейфового
транзистора хорошо аппроксимируется экспоненциальным
законом
NAx) = NA0)e-a>^x, (4-81)
где Л^д (0) — концентрация примесей на границе эмиттер —
база, через которую проводится диффузия
(значения координаты х отсчитываются от
этой границы);
_ 1 _ 1
ая"2уг5^"2£прии/
К^т = У^д1 — средняя длина диффузии примеси;
£д — коэффициент диффузии примеси,
зависящий от температуры и свойств
полупроводника и диффузанта;
I — время диффузии примесей.
При рабочих температурах транзистора
(рассматривается транзистор типа р-п-р) донорные примеси полностью
ионизированы. Однако концентрация электронов
проводимости в объеме базы не соответствует концентрации донор-
ных примесей. За счет диффузии часть электронов
проводимости уходит из участков базы, примыкающих к эмиттер-
ному переходу, в участки базы, примыкающие к
коллекторному переходу. Образуются избыточный
положительный заряд ионов у эмиттерного перехода и избыточный
отрицательный заряд электронов у коллекторного
перехода. Эти заряды создают электрическое поле, направленное
от эмиттера к коллектору и, следовательно,
способствующее движению дырок в этом направлении. Рассмотрим
влияние ускоряющего поля на высокочастотные свойства
транзистора.
123
Для оценки коэффициента передачи тока эмиттера
дрейфового транзистора необходимо решить уравнение
непрерывности с учетом диффузии и дрейфа дырок в базе.
Приближенная формула, определяющая коэффициент передачи
<х0, имеет вид:
>Ч(£)Ч]*-
То 1-тпИм. (4-90)
«о = ТоРоМ = То
При экспоненциальном распределении концентраций
доноров и акцепторов коэффициент инжекции эмиттера
равен:
Уо~1-вЛ"?"аа ' - (4-91)
где /)рб и £дэ — коэффициенты диффузии для неосновных
носителей заряда;
Л^д2 — концентрация доноров в сечении х2
(рис. 4-17, а, б);
Ма1 — концентрация акцепторов в сечении хх;
^пъ — диффузионная длина электронов в области
• эмиттера.
Коэффициент переноса дырок выражается соотношением
Ро^1 1(»У±^1 " ' (4-92)
С увеличением скорости движения рекомбинация
неосковных носителей заряда в базе становится меньше. Поэтому
при тех же величинах 1ю1Ьр§ коэффициент переноса дырок
в дрейфовом транзисторе ближе к единице, чем в
бездрейфовом.
Зависимость коэффициента передачи тока эмиттера
дрейфового транзистора от частоты определяется в основном
частотной зависимостью коэффициента переноса ¡3 (со). На
частотах порядка нескольких сотен мегагерц падение
коэффициента передачи тока эмиттера усугубляется снижением
эффективности эмиттера, а также влиянием времени
пролета носителей в широком коллекторном переходе и
рекомбинации носителей в нем (например, у дрейфовых
транзисторов П401—П403 в зависимости от 1/к ширина
коллекторного перехода может составлять 1,5—Змкм). Граничную
частоту коэффициента передачи тока эмиттера дрейфового
транзистора /аДр целесообразно выразить через граничную
126
В бездрейфовых транзисторах с той же толщиной базы
время диффузии (время пролета) неосновных носителей
через базу равно }0 = гю*/20Рп. Разделив это выражение
на (4-88) и учитывая равенство (4-87), получим:
= ^ = КГ- = т^ = 4-1п^д. (4-89)
1 ^ДР 2 41прим 2фт 2 ууд(^) v 7
Коэффициент т) часто называют коэффициентом
поля. Он определяет отношение времени пролета дырок
за счет диффузии к времени пролета за счет дрейфа, а также
отношение разности потенциалов, создаваемой дрейфовым
полем, к температурному потенциалу. Коэффициент поля
определяется только перепадом концентрации примеси
в области базы транзистора. При ц ^> 1 в большей части
базы перенос дырок происходит за счет дрейфа в
электрическом поле, градиент концентрации дырок близок к нулю
\йр1йх~^ 0| и диффузионная составляющая потока дырок
мала. Градиент концентрации дырок возрастает лишь
у коллекторного перехода, вследствие чего соотношение
диффузионной и дрейфовой составляющих здесь резко
увеличивается.
Из выражения (4-89) следует, что при ц > 1 время
дрейфа меньше времени диффузии. Однако выполнить это
неравенство довольно трудно. Для сохранения высоких
значений коэффициента инжекции (например, не менее
0,99) необходимо выполнить условие А/д (0) < 0,01 Л^а> э.
Концентрация акцепторов в области-эмиттера 'Ыа;э
ограничена растворимостью примесей на уровне примерно 1019 слг3,
и верхний предел величины Л^д(0) составляет примерно
1017 смгъ. Концентрация доноров базы у коллекторного
перехода должна превышать собственную (для германия
-■Ыл (0) > 1014.слг"8). Тогда из равенства (4-86) следует, что
величину 2г) трудно обеспечить более 6—7 для германия
и 10—11 для кремния. Коэффициент поля реальных
транзисторов не превышает 1,5—4,0, поэтому процесс диффузии
носителей заряда в них играет заметную роль. При оценке
высокочастотных свойств дрейфовых транзисторов следует
пользоваться результирующим временем
пролета носителей через базу, определяемым
суммарной скоростью их диффузионного и дрейфового
движения. Меньшая толщина базы дрейфового транзистора
обеспечивает дополнительное увеличение диапазона рабочих
частот.
Г25
частоту без дрейфового транзистора /а, имеющего ту же
ширину базы т.
Если принять скорость результирующего движения
дырок через базу равной сумме скоростей диффузионного и
дрейфового движений
и = ^ + ио=™^ + 11рвЕб) (4-93)
то время пролета" I будет равно:
Зная величину /, можно определить граничную частоту
коэффициента переноса дырок через базу дрейфового
транзистора со^р. Однако эта величина оказывается слишком
завышенной. Последнее объясняется тем, что наличие
электрического поля в области базы уменьшает градиент
концентрации дырок (рис. 4-17, е), при этом уменьшается
скорость диффузионного движения. Кроме того,
подвижность дырок в базе сильно зависит от концентрации в ней
донорных примесей (в германии, начиная примерно с
концентрации Л^д я« 1015 см'3, резко возрастает роль процесса
рассеяния носителей на ионизированных атомах примеси).
В связи с этим скорость дрейфа при больших
концентрациях примеси падает. Поэтому скорость результирующего
движения дырок через базу V оказывается меньше, чем это
следует из формулы (4-93). Следовательно, время пролета
т'а больше I и меньше
Отношение граничйых частот коэффициента переноса
дрейфового и бездрейфового транзисторов можно
определить приближенной формулой
^др^р^-п + о.ззгуп {4"95)
где Вфь ср = \1рбг Срф.г — средний коэффициент диффузии
дырок в базе дрейфового
транзистора;
IV). ср — средняя подвижность дырок в базе
дрейфового транзистора;
Врбо — коэффициент диффузии дырок при
концентрации примесей ДО15 см'3
и ниже (для германия).
Формула (4-95) учитывает пропорциональное
уменьшение как дрейфовой, так и диффузионной составляющих
127
скорости переноса дырок в базе. При очень больших
концентрациях примесей дрейфовый транзистор может иметь
более низкую граничную частоту, чем бездрейфовый.
Поэтому в последних типах дрейфовых транзисторов
уменьшают концентрацию примесей в базе на границе с
эмиттером. Это одновременно увеличивает пробивное напряжение
эмиттерного перехода.
Эффективность эмиттера падает за счет токов смещения
через большую емкость Сэ< п с постоянной времени эмиттер-
ного перехода тт = г9СЭл11. На частоте сот = 1/тт
коэффициент передачи тока эмиттера а в результате снижения
эффективности эмиттера падает до 0,707 а0. Для повышения
сот необходимо увеличивать токи эмиттера (при этом
снижается сопротивление г9). Влиянием эмиттерной цепи на
граничную частоту /а можно пренебречь при условии
сот ^ (3—4) сор и считать граничную частоту коэффициента
передачи тока эмиттера дрейфового транзистора (оаДр
равной
о)ядр = соа %-^Ч1 + OW']. (4-96)
Граничная частота коэффициента передачи тока эмит-
тэра соа др с учетом граничных частот коэффициента переноса
о)рДр и коэффициента инжекции со7 рассчитывается по
формуле .
гл -m i/ ^4 + 6л^+Т-(^+1) Q
где x = ю7/(ор др.
Надо иметь в виду, что с ростом напряженности
электрического поля скорость дрейфового движения возрастает
лишь до некоторой максимальной величины. При высоких
напряженностях электрического поля в результате
рассеяния на примесях скорость дрейфа носителей заряда
ограничивается некоторой максимальной величиной (в
германии имакс = 5 • 106 см/сек). В широких переходах
напряженность поля превышает критическую величину и скорость
дрейфа испытывает «насыщение».
Для упрощенных расчетов частотную и переходную
характеристики коэффициента передачи тока эмиттера а
можно выражать соотношениями (4:65) и (4-73). Однако
на частотах, превышающих соаДр, коэффициент передачи
тока эмиттера падает сильнее, чем это следует из
экспоненциальной зависимости. Заметнее, чем в бездрейфовом тран-
128
зисторе, сказывается задержка фронта переходной
характеристики. Угол сдвига фаз фаДр на частоте соа др дрейфового
транзистора равен —97°. С учетом этого частотная и
переходная характеристики описываются следующими
приближенными формулами:
-0,7,~
а(/м)=^ _!!£_., (4.98)
1 4- У ——
где
т« = 1/юадр.
Граничная частота коэффициента передачи тока базы сов
определяется аналогично формуле (4-71). Частотную^ и
переходную характеристики можно рассчитывать по
формулам (4-70) и (4-76). Задержку сигнала, вызванную
большим фазовым сдвигом, в схеме с ОЭ можно не учитывать.
Дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода
дрейфового транзистора гэ определяется равенством (4-28).
Зарядная емкость эмиттерного перехода Сэ.п, которую
можно подсчитать по формуле (2-37), достигает значительной
величины. Ее можно понизить, уменьшая температуру
диффузии в процессе изготовления транзистора.
Диффузионная емкость эмиттерного перехода меньше, чем у
бездрейфовых транзисторов.
С увеличением отрицательного напряжения ик
коллекторный переход несколько расширяется; но он
распространяется в основном не в базу, а в область коллектора,
которая в дрейфовом транзисторе является более высокоомной.
Поэтому коэффициент обратной связи дрейфового
транзистора меньше и эффект модуляции толщины базы в
дрейфовом транзисторе проявляется слабо. Диффузионная
составляющая полного сопротивления базы не так велика,
как в бездрейфовом транзисторе, и, следовательно, г"ъ
составляет меньшую часть сопротивления гэ. Дрейфовый
транзистор практически не обладает явлением смыкания
областей пространственных зарядов эмиттерного и
коллекторного переходов.
Дифференциальное сопротивление коллекторного
перехода гк выше '(составляет величину несколько мегом),
5 Виноградов Ю. В.
129
а барьерная емкость коллекторного перехода Скп
значительно меньше, чем у бездрейфового транзистора. Емкость
Схп можно подсчитать по формуле (2-42). Так как ширина
коллекторного перехода при изменении напряжения
коллектора меняется несильно, то емкость Ск<п слабо зависит
от этого напряжения.
Объемное сопротивление базы г'в дрейфового транзистора
зависит от размеров эмиттерной капли и расположения
эмиттера относительно базы. С ростом перепада
концентраций сопротивление базы дрейфового транзистора возрастает
примерно по такой же зависимости, что и /а. Поэтому
максимальную частоту генерадии (4-80) можно повысить
лишь путем уменьшения емкости коллектора Ск.
Т-образные эквивалентные схемы дрейфового и
бездрейфового транзисторов одинаковы. При работе на высоких
частотах в ряде случаев приходится учитывать объемное
сопротивление коллектора г'1{> которое характеризует
падение напряжения в полупроводниковом материале
коллекторной области. Это сопротивление может иметь величину
порядка нескольких десятков ом и включается в
эквивалентную схему между точкой параллельного соединения
элементов гк, Ск, а/э и источником Ек.
Дрейфовые транзисторы более чувствительны к
изменениям температуры окружающей среды. Граничная частота
с увеличением температуры несколько падает.
Широкий диапазон электрических характеристик,
хорошие'высокочастотные свойства, малые величины емкостей
и объемного сопротивления базы являются
преимуществами дрейфовых транзисторов. К их недостаткам можно
отнести сравнительно малые величины рабочих эмиттерных
напряжений и большие величины объемного сопротивления
коллектора. Отечественная промышленность выпускает
германиевые и кремниевые дрейфовые транзисторы.
Германиевые транзисторы имеют более высокие /а, кремниевые —
более высокие рабочие температуры и значительно меньшие
обратные токи.
К дрейфовым относятся сплавные диффузионные,
диффузионно-сплавные, микросплавные диффузионные, меза-
планарные и планарные транзисторы. Наиболее просто
германиевые дрейфовые транзисторы изготавливаются
сплавным диффузионным методом (методом сплавления и
одновременной диффузии донорной и акцепторной примесей
в монокристалл полупроводника). Этот метод заключается
в следующем (рис. 4-18, а). В исходной пластине 6 моно-
130
кристалла германия р-типа, равномерно легированной
галлием (Л^ = 5-1015 см~3, ря« 1 ом-см), с помощью
ультразвука делаются лунки. На пластинку напыляется
сурьма. После диффузионного отжига на поверхности
германия р-типа создается диффузионный слой п-типа
толщиной около 20 мкм. После травления полупроводник я-типа
сохраняется только в лунках (соединительный слой 4).
В противоположные концы лунки помещаются таблетки
электродных сплавов — эмиттерного 1, содержащего как
акцепторные, так и донорные примеси (1п, йа, 5Ь, Аи),
п базового 5, содержащего донорные примеси (ЭЬ, РЬ).
Пластинка с таблетками подвергается термообработке
в водородной печи. Таблетки и часть полупроводника,
примыкающего к ним, расплавляются, затем граница
жидкий сплав — твердый германий становится
неподвижной, а примеси из жидкого сплава начинают
диффундировать в твердый германий. Из эмиттерного сплава (капли)
происходит одновременная диффузия акцепторной и донорной
примесей. Начальная концентрация акцепторной примеси
(Оа) Ыя составляет около 5 • 1018 от3, а донорной (БЬ) МА —
около 3 • 1017 см'3. Из базового сплава происходит
диффузия донорной примеси. В германии коэффициент диффузии
доноров (БЬ) значительно превышает коэффициент диффузии
акцепторов (йа и 1п), а акцепторы обладают большей
растворимостью. За время нагрева донорная часть расплава
может пройти соединительный слой и даже углубиться
в исходный монокристалл р-типа, акцепторная же часть
практически остается в эмиттерной капле. Распределение
примесей под эмиттерной каплей соответствует рис. 4-17, а
и б.
При охлаждении эмиттерная капля затвердевает,
образуя р-область (эмиттер) с большой концентрацией акцеп-
Рис. 4-18.
5*
131
торных примесей (Л/до) и резкий переход 2 с п-областью.
Концентрация доноров в слое базы <?, примыкающем к
эмиттеру, велика, но этот слой имеет толщину порядка
нескольких микрон. Низкоомный слой базы через соединительный
слой подсоединяется к базовой капле, служащей базовым
электродом. В направлении от эмиттерного перехода
концентрация доноров в базе спадает, и в месте контакта /г-об-
ласти с исходным монокристаллом р-типа образуется
широкий коллекторный переход. Коллектором служит основной
монокристалл германия р-типа. Толстый рекристаллизован-
ный слой эмиттера обеспечивает высокую эффективность
эмиттерного перехода и высокую устойчивость его к
электрическим перегрузкам. Аналогично можно изготовить
дрейфовый транзистор типа п-р-п из кремния.
Диффузионно-сплавной метод используется для
изготовления дрейфовых транзисторов из йе и Он отличается от
сплавного диффузионного тем, что базовая и эмиттерная
области получаются двумя последовательными процессами:
например, базовая — диффузией акцепторной примеси, а
эмиттерная — последующим вплавлением электрода,
содержащего донорные примеси. Такие типы дрейфовых
транзисторов (например, П419) имеют относительно большой
разброс параметров.
Наиболее прогрессивным методом изготовления Ое -и Б1
дрейфовых транзисторов является метод двойной диффузии.
При изготовлении транзисторов диффузионным методом
желаемую площадь и конфигурацию диффузионных слоев
можно получить либо стравливанием излишних участкоз
(например, меза-транзисторы), либо проведением локальной
диффузии примесей сквозь отверстия в защитном слое,
нанесенном на поверхность полупроводника (планарная
технология). Планарная технология включает в себя
механическую обработку кремниевой пластинки п-типа с
тщательной полировкой и последующим травлением. Затем
проводится термическое окисление пластинки кремния
в атмосфере влажного кислорода при температуре 1 000° С.
На пластинке создается защитный слой двуокиси кремния
5Ю2 толщиной 1—1,5 мкм. Методом фотолитографии в
сочетании с травлением с нужных участков поверхности
кремниевой пластинки удаляется оксидный слой. В атмосфере
кислорода проводится локальная диффузия бора и
получаются слой бора и коллекторный переход под отверстием
в защитном слое. При этом возникает новая оксидная пленка
на участках, где она была ранее удалена (так называемое
132
боросиликатное стекло). В защитной пленке над полученной
областью базы методом фотолитографии и травления
создается отверстие для эмиттер ной области. Эмиттерную
область и эмиттерный переход получают методом локальной
диффузии фосфора сквозь отверстие в оксидной пленке.
В процессе диффузии площадь эмиттер ной области
полностью покрывается новой оксидной пленкой. В полученной
структуре фотолитографическим способом и травлением
оголяют контакты эмиттерной и базовой областей. Над
базовой областью оксидный слой обычно стравливается
в виде кольца, а над.эмиттерной — в форме'круга. На эти
участки напыляются металлические контакты (алюминий)
и сплавляются с кремнием.
Преимуществом планарной технологии является
универсальность, позволяющая на одном и том же оборудовании
с использованием сменных комплектов фотошаблонов
изготавливать различные по параметрам типы транзисторов.
Групповой характер технологического процесса позволяет
изготавливать одновременно на одной пластинке
полупроводника до 1 ООО шт. транзисторных структур, обладающих
меньшими величинами обратных токов, незначительным
разбросом и лучшей стабильностью параметров вследствие
защиты /?-/г-переходов слоем окисла от воздействия
окружающей сред& (влага, пыль, загрязнения и др.). Однако
иланарная технология требует исключительно высокой
точности проведения операций и поддержания
технологических режимов (например, 1 ООО ± 5° С, точность
совмещения шаблонов порядка 1 мкм). Структура планарного
транзистора приведена на рис. 4-18, б. При изготовлении
транзистора методом планарной технологии все три вывода
могут быть расположены с одной стороны поверхности
кристалла, что удобно для применения транзисторов в схемах
микроэлектроники. Параметры транзисторов улучшаются
при использовании эпитаксиальных пленок.
4-7. ТРАНЗИСТОР КАК ЛИНЕЙНЫЙ
ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИК
Для малых синусоидальных сигналов транзистор можно
представить в виде" активного линейного
четырехполюсника (рис 4-19). Линейный активный
четырехполюсник можно описать шестью параметрами
уравнений, связывающих токи и напряжения на входе и на
выходе четырехполюсника. Для описания свойств транзи-
133
стора как четырехполюсника наибольшее распространение
получили уравнения с параметрами 1, У и к.
Принимая за независимые переменные токи на входе и
на выходе четырехполюсника, а за зависимые переменные —
напряжения на входе и выходе, можно получить пару
уравнений с 2-параметрами
^-параметры измеряются в
режиме холостого хода на
входе и на выходе, их иногда
называют сопротивлени ями
холостого хода):
^ = ад + г12/2; , (4100)
Рис. 4-19.
ГДЄ 11г = -?
к
2о9
212 =
и*
У*
к
7 — и
¿21 — ~
к
^1=0
1/1 = 0
/2 = 0
&2 = ^21^1 + 222^2>
входное сопротивление при
холостом ходе на выходе;
- выходное сопротивление при
холостом ходе на входе;
- обратное переходное сопротивление
при холостом ходе на входе;
- прямое переходное сопротивление
при холостом ходе на выходе.
Для уравнений четырехполюсника в У-параметрах за
независимые переменные принимаются напряжения на
входе и на выходе, а в качестве зависимых переменных —
токи на входе и на выходе (^-параметры измеряются в режиме
короткого замыкания на входе и на выходе и иногда
называются проводимостями короткого замыкания):
где уп - т;
У
22
У»
к
к
к
Яг
к.
¿/1
и2=о
Уі=0
£/і = 0
(72 = 0
УцОг+УиО,;
1 + ^22^ 2»
входная проводимость при
ком замыкании на выходе;
(4-101)
корот-
выходная проводимость при
коротком замыкании на входе;
обратная переходная проводимость
при коротком замыкании на входе;
прямая переходная проводимость
при коротком замыкании на выходе.
134
Принимая в качестве независимых переменных* входной
ток и выходное напряжение, а в качестве зависимых —
входное напряжение и выходной ток, можно получить
уравнения четырехполюсника в системе й-параметров:
/ и \1ип\ (4"102)
и #1
где Аи = -Л
'21 '
/1=0
/1 = 0
и
"А"
■ входное сопротивление при коротком
замыкании на выходе;
выходная проводимость при
холостом ходе на входе;
коэффициент обратной связи по
напряжению при холостом ходе на
входе;
коэффициент усиления по току при
коротком замыкании на выходе
(характеризует передачу тока со входа
на выход четырехполюсника).
Система /г-параметров является гибридной: одни й-пара-
метры измеряются в режиме холостого хода на входе,
другие — в режиме короткого замыкания на выходе.
Каждый способ описания свойств транзистора как
четырехполюсника в выбранной системе параметров имеет свои
преимущества и недостатки. Это следует учитывать при
расчете системы нескольких четырехполюсников,
соединенных друг с другом по последовательной, параллельной или
смешанной схеме. Если два четырехполюсника соединяются
последовательно, то при расчетах удобнее пользоваться
^-параметрами (сопротивлениями), при параллельном
соединении — ^-параметрами (проводимостями), а при
смешанном соединении — й-параметрами.
Недостатком указанных параметров является
зависимость их величин от выбора рабочей точки, температуры,
частоты и схемы включения транзистора. Кроме того,
точность измерения параметров транзистора как
четырехполюсника зависит от выбранной системы параметров.
Параметры транзистора должны измеряться на рабочей частоте,
в рабочем режиме и при заданной температуре. Транзистор
является прибором с малым входным и большим выходным
сопротивлениями. Поэтому для него трудно создать условия
135
холостого хода в цепи коллектора и режим короткого
замыкания в цепи эмиттера. В связи с этим система 2-парамет-
ров не нашла широкого применения. Параметры наиболее
удобно измерять в режиме холостого хода для входной и
короткого замыкания для выходной цепей, т. е. й-пара-
метры. Кроме того, /г-параметры в меньшей степени зависят
друг от друга и от рабочей точки транзистора.
Недостатками й-параметров является меньшая точность измерения
выходных параметров на высоких частотах, когда из-за
паразитных емкостей затруднительно обеспечить условия
холостого хода на входе. Поэтому в диапазоне высоких
частот часто используют систему У-параметров.
Так как произвольный выбор независимых переменных
не может влиять на основные свойства четырехполюсника,
то уравнения (4-100) — (4-102) являются
взаимосвязанными, а параметры транзистора как четырехполюсника
можно пересчитать из одной системы параметров в другую.
Формулы пересчета для трех основных систем параметров
приведены в табл. 4-1.
Таблица 4-І
Через п
Через У
Через Ъ
А,,
1
У п
У*
Уп
А1
¿22
г»
А22
у*1
АУ
1
у и
Уп
¿22
¿22 -
1 А„
У п
Уі2
у
Ап
АІ
АІ
А«
ДЛ
Угз
¿21
¿11
Ац
Ан
А1
АІ
г
ДА
ли
А<2
А„
АУ
Уи
АУ
Zn
¿12
1
Пі
Уп
¿21
Л22
Аи
АУ
АУ
¿22
где Аг^і^-г^і^^^^
А/г = Лилч, — /г.Ж, = = Хт1
¿22 111
136
Параметры транзистора как четырехполюсника можно
выразить через дифференциальные параметры Т-образной
эквивалентной схемы. Соответствующие формулы пересчета
приведены в табл. 4-2 и 4-3.
Т а б л и ц а 4-2
/г-параметры
схемы ОБ
Точные формулы
Приближенные формулы
¿116
Л21б
¿226
3 1 Гб Г6~~2 г~г-
Гб + гк
гв + гк
Гб + Гк
э і ' б '
(1—«) ГК
Гк 2(1—а) Гк
/г-мар аметры
схемы ОЭ
Точные формулы
Приближенные формулы
¿119
л»»
¿213
¿223
• = /V.
1-а 1 —а
= г^+(1+5)г9 '
2гк
Гк(1-«)
Параметры транзистора как четырехполюсника в схеме
с ОБ и сопротивление г$ обычно приводятся в справочниках.
Для анализа электронных схем на транзисторах наиболее
широко применяется Т-образная эквивалентная схема,
параметры которой можно рассчитывать по приводимым
137
в справочниках Л-параметрам. Расчетные формулы
приведены в табл. 4-3.
Таблица 4-3
Параметры
Т-образпой
эквивалентной схемы
Через Л-параметры схемы ОБ
Через Л-параметры схемы ОЭ
2Либ~2^(1 + Л81б)
Л"б~-^Т(1+-Лгіб)
ЛЯ8б
1б
¿116
/г
12б
1+Л81б /¿226
1 — Л13б 1
Л,
22б
¿816+ ¿126
1 — /г
126
21б
¿12*
Лпэ-2-|^(1+Л21э)
"22Э
і + Ааі9
1и<
1-/^123
1
/г,
22Э
Л.і.
¿2^4" ¿129-
1+Л21э " ++¿219
Л21э
У реальных транзисторов Л]2б < 1 и г6 < гк. Расчет
параметров целесообразно проводить в следующем порядке:
Фт
26
4 [жя
/-б =
1.+ Л216*
1
¿226
Величины /г-параметров зависят от схемы включения
транзистора. Приближенные формулы расчета /і-параметров
для схемы с ОЭ через /г-параметры для схемы с ОБ и
наоборот приведены в табл. 4-4.
/г-параметры можно определить графо-аналитически по
статическим входным и выходным характеристикам. Для
определения всех /і-параметров графо-аналитическим
способом необходимо иметь не менее двух характеристик
каждого семейства (входных и выходных). Параметры рас-
138
считываются по величинам конечных приращений токов и
напряжений вблизи рабочей точки транзистора (рис.
4-20).
Таблица 4-4
/г-параметры
схемы ОЭ
Через /г-параметры
схемы ОБ
Л-параметры
схемы ОБ
Через Л-параметры
схемы ОЭ
¿119
¿129
¿219
¿229
Лнб
"¿216
ЛцбЛ22б
-Л,
1 + Л8іб 126
¿216
1 + Л2іб
¿226
1 + Л9іб
¿116
¿126
¿216
¿226
¿11
1+Л»1Э
¿213
¿223
Для схемы с ОЭ, например, на семействе входных
характеристик в рабочей точке А строят треугольник (рис. 4-20, а)
из точки А проводят прямые, параллельные оси абсцисс и
оси ординат, до пересечения со второй характеристикой
=-58
и1
Г
її
Е
i ^
Рис. 4-20.
в точках Б и С. Из полученного характеристического
треугольника получают все необходимые величины для
определения-А11э и й13э. Отрезок АВ представляет собой
приращение напряжения базы Д(/б9 М, а отрезок ЛС —
приращение тока базы А1б [ма]. Приращение напряжения
коллектора определяется как разность напряжений, при
которых снимались характеристики Д£/кэ = Укэ — И'кэ Ы.
139
Тогда
- А/б ~ АС ' - А£/К9 6/к'э~ ^кэ •
В рабочей точке Л' по выходным характеристикам можно
определить параметры /г22э и Я21э (рис. 4-20, б). Проведя
из точки А вертикальную прямую до пересечения со
следующей характеристикой, находят приращение тока
коллектора А/к при U'K3 = const (отрезок /I'D'), вызванное
приращением тока базы А/б = /б — /б- Тогда й21э =
А/к Л'/)' п ,
= -т-г- = -777—77-. Для определения параметра /z229 из точки
д/б уб — 'б
А' проводится прямая, параллельная оси абсцисс, такой
длины, чтобы можно было определить достаточное для
измерений приращение тока А/к = В'С. По точкам А'В'
находится приращение напряжения коллектора Д£/кЭ.
Тогда
и _ Л/* _ в'с'
Аналогично для схемы с ОБ по выходным
характеристикам можно определить параметры Л22б и h2l6 и по входным
характеристикам — параметры hu6 и Я12б.
Точность определения параметров графо-аналитическим
способом невысока.
В соответствии с уравнениями, связывающими
напряжения и токи на входе и на выходе транзистора как
четырехполюсника, можно составить эквивалентные схемы с
соответствующими генераторами напряжения или тока.
Принимая в уравнениях (4-100) величины Z12/2 и Z^ за
напряжения генераторов соответственно во входной и
выходной цепях четырехполюсника, получаем эквивалентную
схему транзистора с двумя генераторами напряжений для
системы Z-параметров (рис. 4-21, а). Аналогично в
соответствии с уравнениями (4-101) и (4-102) можно получить
эквивалентные схемы с двумя генераторами тока для
системы F-параметров (рис. 4-21, б) и эквивалентную схему
с генератором напряжения и тока для системы /i-параметров
(рис. 4-21, в). Преобразуя уравнение (4-101), получаем
П-образную эквивалентную схему транзистора (рис. 4-21, г).
11ри анализе электронных схем с транзистором, включенным
в схеме с ОЭ, к входным зажимам эквивалентной схемы
целесообразно, подключить сопротивление Гб. Такая
гибридная П-образная схема транзистора в схеме с ОЭ пока-
140
зана на рис. 4-21, д. В этой схеме ток эквивалентного
генератора выражен через напряжение U$ и крутизну S
характеристики: /к = / (икэ)иб = const. Параметры этой
эквивалентной схемы отличаются от проводимостей Yly Y2,
Y3 и F4 схемы на рис 4-21, г. В гибридной П-образной схеме
ток эквивалентного генератора целесообразно выразить
І1. U Ii . I2 h 1г
е) Рис 4-21.
через ток базы /б и коэффициент передачи тока базы 5,
а элементы схемы — через /г-параметры транзистора, при^
водимые в справочнике. Такая гибридная П-образная
эквивалентная схема транзистора, включенного по схеме
с ОЭ, приведена на рис. 4-21, е. Параметрами
эквивалентной схемы являются
_ ' гэ _ 2
/бэ"1-а0; Гкб~"Лмб;
Ґ гг~ —- —: И С/,.- с = -; •
4-8. РАБОТА ТРАНЗИСТОРА С НАГРУЗКОЙ
Если в коллекторную цепь транзистора включить
сопротивление нагрузки /?к-(рис. 4-22), то изменения тока
коллектора будут определяться не только изменениями тока
базы, но и изменениями напряжения коллектор — эмиттер,
141
которое при работе транзистора с нагрузкой не остается
постоянным и всегда меньше э. д. с. источника питания
коллектора Ек:
ип = Ек-1кЪ. (4-103)
Из соотношения (4-103) видно, что при увеличении тока
коллектора увеличивается падение напряжения на
сопротивлении нагрузки £/#к = /к#к> а напряжение на
коллекторе транзистора уменьшается. Наоборот, уменьшение тока
коллектора сопровождается повышением напряжения на
коллекторе. Возникающие изменения коллекторного
напряжения воздействуют на ток коллектора
противоположно изменениям тока базы: если под действием тока базы
ток коллектора возрастает,
т то уменьшающееся при этом
напряжение на коллекторе
несколько ослабляет рост тока
коллектора. Таким образом,
при работе транзистора с
нагрузкой изменения тока
коллектора будут
обусловливаться совместным воздействием
изменений тока базы и
напряжения коллектор — эмиттер.
Такой режим работы транзистора иногда называют
динамическим, а характеризующие его характеристики —
динамическими.
Соотношение (4-103) можно переписать в виде
Рис. 4-22.
ик..
Як
Як
Як
(4-104)
Прямая линия, описываемая уравнением (4-104), обычно
называется нагрузочной прямой (или л и -
нией нагрузки). На семействе выходных
характеристик нагрузочную прямую можно построить по двум
точкам (рис. 4-23, б). Если /к = 0, то икв = Ек. Отложив
на оси абсцисс величину ЕКУ получаем первую точку
нагрузочной прямой (точку А). В этой точке транзистор заперт
положительным напряжением на базе относительно
эмиттера (7б < 0). Вторую точку нагрузочной прямой находим,
задаваясь величиной икэ. Например, при икэ = 0 /к = Ек/1?к
(точка В). Проведенная через точки А и В прямая
является искомой нагрузочной прямой. Нагрузочную прямую
можно также провести из точки А под углом а|) = ап^
142
Нагрузочная прямая определяет зависимость тока
коллектора от одновременно изменяющихся тока базы и
напряжения на коллекторе при постоянной э. д. с. источника
питания коллектора и неизменном сопротивлении нагрузки.
Например, в рабочей точке О известны все величины,
характеризующие рабочий режим транзистора: /б2, (/0к9,
Лж> Уяк' При неизменной величине Ек нагрузочная прямая
из точки А может проходить выше или ниже прямой АВ
в зависимости от величины #к.
В ряде случаев нагрузочная цепь имеет различное
сопротивление на постоянном и переменном токах. Если
Рис. 4-23.
активное сопротивление нагрузки для переменного тока
/?„ < /?к, то нагрузочная прямая для переменного тока
проходит через ту же рабочую точку О под углом я|/ =
= агс^/?н, причем г|)' < 1]) (пунктир на рис. 4-23, б).
Нагрузочная прямая для переменного тока строится
следующим образом. Влево от точки О проводится прямая,
параллельная оси 1/кЭ, и на ней откладывается отрезок 0£>,
равный амплитуде переменной составляющей напряжения
икъ. Из точки Ь восстанавливается перпендикуляр, на
котором откладывается отрезок О В', равный величине тока
Л< — ^кэ/#н* Прямая, соединяющая точки В' и О,
представляет собой нагрузочную прямую для переменного
тока. В случае комплексной нагрузки в цепи коллектора
появляется угол сдвига фаз между переменными
составляющими тока коллектора и напряжением на коллекторе,
при этом линия нагрузки имеет вид эллипса. (При расчетах
эллипс обычно заменяют нагрузочной прямой, проходящей
через большую ось эллипса.) Используя нагрузочную
143
прямую, можно построить характеристики транзистора
с нагрузкой.
Входная характеристика транзистора с нагрузкой
в схеме с ОЭ (рис. 4-23, а) связывает входное напряжение
<7бэ с входным током /б при неизменных э. д. с. источника
питания и сопротивлением нагрузки. Перенося точки
пересечения нагрузочной прямой со статическими выходными
характеристиками (/б, UK9) на семейство входных
статических характеристик и соединяя эти точки плавной
кривой, получаем входную характеристику транзистора
с нагрузкой. В справочнике обычно приводятся всего две
статические входные характеристики, снятые при UKB = О
и UK9 Ф 0. Построение можно начать с какой-либо точки G,
имеющей координаты UK9 q и /к q. Эта точка переносится
на входную характеристику, снятую при UK9 Ф 0 (точка 1
с координатами 1б1 и U^n)> Аналогично переносятся
остальные точки характеристики.
Для сплавных транзисторов статическая характеристика,
снятая при UKB Ф 0 и t°u = const, обычно соответствует всем*
значениям \UK9\ < 0,5 -г- 5 в и входная характеристика
транзистора с нагрузкой при Rn = const практически
сливается с ней. На полученной входной характеристике
транзистора с нагрузкой выбирается рабочий участок (исключая £/0ТКр)-
В зависимости от величины и знаков напряжений,
приложенных к эмиттерному и коллекторному переходам,
транзистор может работать в трех характерных областях
семейства выходных характеристик (рис. 4-23, б).
Активная область (/) характеризуется
прямым смещением на эмиттерном переходе и обратным — на
коллекторном переходе. В линейных усилительных схемах
транзистор работает только в активной области, и для
описания его свойств применяются дифференциальные
(малосигнальные) параметры. (Малыми считаются сигналы,
увеличение амплитуды которых на 50% изменяет величину
параметров не более чем на 10%.)
Если токи и напряжения между выводами транзистора
изменяются в широких пределах, то транзистор
характеризуют параметрами большого сигнала, одним из которых
является статический коэффициент передачи Вст. Параметр
ВСТ является интегральным и определяется формулой
в»-^^или B"=j^iBd!*- <4-105>
о
144
Зависимость величины Бст от режима и температуры
близка к зависимости В от тех же параметров. Численное
значение параметра Вст можно определять как тангенс угла
наклона характеристики прямой передачи по току /к (/б)г/ •
Область отсечки (//) характеризуется
обратным смещением на обоих переходах (транзистор находится
в запертом,состоянии).
Область насыщения (///) характеризуется
прямым смещением на обоих переходах. Режимы отсечки
и насыщения характерны для работы транзистора в
импульсном режиме.
4-9. РАБОТА ТРАНЗИСТОРА В ИМПУЛЬСНОМ РЕЖИМЕ
В импульсных устройствах обычно применяется схема
включения транзистора с ОЭ. В импульсном режиме, как
правило, открытый транзистор работает в режиме
насыщения, а закрытый — в режиме отсечки. В режиме
отсечки напряжения смещения на обоих переходах —
а) 6)
Рис. 4-24.
эмиттер ном и коллекторном — отрицательны ([/9б < 0 И
^кб<0), и через них протекают обратные токи (рис. 4-24, а).
Обратный ток эмиттера пренебрежимо мал по сравнению
с обратным током коллектора. Ток базы имеет обратный
знак, а по абсолютной величине равен току /к0. В режиме
отсечки цепь эмиттера можно считать разомкнутой, а
транзистор представлять эквивалентным
генератором тока /к0.
В режиме насыщения (рис. 4-24, б) на обоих
переходах напряжения смещения положительны (£/эб > О
и ик6 < 0) и через них протекают прямые токи. Такой
145
режим можно получить при достаточно большом токе базы.
Действительно, при увеличении тока базы увеличивается
ток коллектора и падение напряжения на сопротивлении /?к.
Напряжение коллектор — база равно:
^кб = -Ек + /к/?к + иб9ъ- Ек + В/б/?к + ибэ.
При выполнении неравенства
В1б:
(4-106а)
напряжение (/кб становится положительным. Неравенство
(4-106а) часто называют критерием насыщения,
а относительное
превышение тока базы по сравнению
с током насыщения /б.н —1
степенью насыщения
'1*
1
Миг
N =
^б. II
.(4-1066)
->-
Ля
га
1
I
т~
*Ф1
.....^
Рис. 4-25.
Напряжение, которое
необходимо приложить
между базой и эмиттером
транзистора для.
достижения определенной степени
насыщения при заданном
коллекторном токе,
называется напряжением
насыщения база— ЭМИТТер (Убэ. н«
Ток коллектора в режиме
н асыщен и я о п р еде л я етс я
параметрами внешней
схемы и называется током насыщения (/к<н = В1би)
Як '
(Напряжение между коллектором и эмиттером насыщенного
транзистора обычно весьма мало £/кЭН<0,1 в, поэтому
В режиме насыщения в базе накапливается избыточный
заряд неосновных неравновесных носителей.
На семействе выходных характеристик для схемы с ОЭ
(рис. 4-23) режим насыщения соответствует левому крутому
участку, где ток коллектора не зависит от тока базы. Так
как напряжения 1/к9ьЮ икб и £/Эб.н в режиме насыщения
г £"к ^кэ. н
Як
(4-107)
146
Если В0Мб1 < 1К н, то в р е м я нарастания тока
коллектора до «установившегося» значения составляет
^Ф1 ^ (3 -г- 5)тв.
Если В0А1б1 > /к н, то максимальный ток коллектора
ограничивается значением /к н. Время нарастания *ф1
тока коллектора до уровня 0,9/к< „ (передний фронт
импульса) можно определить из уравнений (4-111) и (4-114).
Подставив, в них значения / = /ф1, /к (/ф1) = 0,9 /к>н,
Q (0) = (0) и /б = Д/б1, получаем следующее выражение:
Время нарастания тем меньше, чем меньше хв и /к/и
и чем больше Д/бх и В0.
Поскольку в режиме насыщения в активной и
периферийной частях базы (в дрейфовых транзисторах с высокоом-
ным коллектором также в толще коллектора) накапливается
избыточный заряд неосновных носителей, то при анализе
процессов в насыщенном транзисторе следует пользоваться
постоянной времени накопления хь. Величина х*ь
определяется в основном процессами в периферийной области
базы. Величина х{ близка к постоянной времени
коэффициента передачи тока базы Вь при инверсном включении
транзистора (хь >т/3). Накопление неравновесных
носителей заряда продолжается в течение времени /иак = (3 ~ 5) хь.
При этом в базе накапливается заряд 0, (/п) — тг-Л/б1.
: После окончания входного насыщающего импульса тока
базы Д/б1 с длительностью /и > /ф1 + tnaк и подачи
запирающего импульса ток коллектора начинает изменяться через
некоторое время, необходимое для рассасывания избыточного
заряда. Время рассасывания /р определяется
как интервал времени между моментом окончания
насыщающего импульса тока базы и моментом, когда напряжение на
коллекторе достигает уровня 0,1£к. Рассасывание
неравновесных носителей производится в основном за счет
поверхностной и объемной рекомбинации. Ток базы при этом может
значительно превышать величину тока базы в режиме отсечки.
Подставляя в равенство (4-111) <2' (0) = <2 (/„) = тгА/б1;
А
Во
время рассасывания:
/ = /0; <2(0^-ъ- /к.н и, считая хв ^ т^; 4 > хь находим
°0
<р = т<1п-^/б1~Д/^. .(4-116)
* К. М А 7
^0
148
К- Н Л /
малы, то все три электрода насыщенного транзистора
можно считать короткозамкнутыми и представлять
транзистор в виде единой эквипотенциа'льнойточки.
Определим соотношения, описывающие форму импульса
тока коллектора при передаче транзистором скачков
базового тока (рис. 4-25). Переходные процессы в схеме с
насыщенными транзисторами удобно рассчитывать так
называемым методом заряда. Перемножив правые и левые части
уравнения (1-35) на дБ и проинтегрировав в пределах от О
до до, получим уравнение заряда базы
■§-=-£+<«• <4-108>
Уравнение (4-108) можно переписать в виде
^=-1- <4-,о9>
После интегрирования дифференциального уравнения,
находим зависимость заряда неосновных неравновесных
носителей в базе от времени
^
Щ)^хр1,-\хрц-^{Ще тр, (4-110)
откуда
'-УЗЁШ- <4'",)
В момент подачи отпирающего импульса тока базы
№ (0) = 0) .
(М)=трМб1[1-е~^\ (4-112)
Для активной области из равенств (4-46) и (4-76) имеем:
и«) = Ыб1ВЦ) = М6ф0[\-е хв), (4-113)
гдетв = ^-^тр.
Сравнивая соотношения (4-112) и (4-113),' получаем:
<3(0 = 5Ч<(0- (4-1Н)
Отсюда следует, что в активной области характеристики
временные изменения заряда неравновесных носителей
в базе пропорциональны изменениям тока коллектора.
147
Время, рассасывания тем меньше, чем меньше степень
насыщения и чем больше амплитуда запирающего импульса.
Коллекторный ток начинает спадать с момента выхода
транзистора из насыщения. Время спада (задний фронт
импульса) £ф2 тока коллектора от уровня /кн до уровня
0,1 /к# н под воздействием изменения тока базы А/б2
определяется из соотношений, описывающих работу транзистора
в активной области характеристики. При і = <ф2, т. е.
С (/) = °'1 !«<»; V = -Щ /к-«; к = Д/б2, получаем:
При оценке времени нарастания и спада не учитывалась
паразитная емкость коллектора Ск. Влияние этой емкости
можно учесть путем увеличения постоянной времени хв
на величину ЯКСК (В0 + 1) и использования в формулах
(4-115) и (4-117) вместо хв величины хв « х3 '+ В0#КСК.
Бездрейфовые транзисторы позволяют получить /ф1 «
« 200 ч- 300 «сея, /фа « 200 -г- 300 «сек, а дрейфовые
/ф1 » 1,5 нсек; іфХ ж 2 ясе/с.
4-10. ШУМЫ ТРАНЗИСТОРА
На работу входных каскадов высокочувствительных
усилителей большое влияние оказывают собственные
шумы транзистора, ограничивающие предел
возможного усиления. Основными составляющими шумов
транзистора являются тепловые, дробовые, избыточные
шумы и шумы токораспределения. Шумы транзистора
представляют собой малые беспорядочные колебания
(флуктуации) тока коллектора около своего среднего значения.
Тепловые шумы обусловлены хаотическим
тепловым движением носителей заряда в объеме
полупроводника. Они имеют равномерный частотный спектр (так
называемый «белый шум») и оцениваются эквивалентной
среднеквадратичной э. д. с. шума
й% - 4/гГ#Д/,
где 7? — шумящее сопротивление;
А/ — полоса частот, в которой рассчитывается э. д. с.
шума.
Дробовой шум обусловлен неравномерностью во
времени плотности потока носителей заряда коллекторного,
149
эмиттерного и базового токов. Дробовые шумы также имеют
равномерный частотный спектр. Среднеквадратичное
значение тока дробовых шумов равно:
¡1 = 2q¡^f,
где / — постоянная составляющая тока;
А/ — полоса частот, в которой рассчитывается шумовой
ток.
Избыточные шумы (иначе называемые фликкер-
шумами) являются специфической особенностью
транзистора. Эти шумы транзистора обусловлены поверхностными
явлениями в области переходов — рекомбинацией и токами
утечки.
Шумовые свойства транзистора характеризуются
коэффициентом ш у м а /V Коэффициентом шума
называется отношение полной мощ-
ютный ности шумов на выходе четы-
•Щ»№ и Высонпасттныи рехполюсника к той ее ЧаСТИ,
Белый" щм которая вызвана тепловыми
; шумами сопротивления источ-
-~ ± *- ника сигнала. Коэффициент
шума показывает, во сколько
Рис. 4-26. раз мощность шумов на
выходе реального транзистора
превосходит мощность шумов на входе идеального нешу-
мящего транзистора:
р = — (4-118)
где 11щ — среднеквадратичное напряжение шума на
выходе транзистора;
#г—внутреннее сопротивление источника сигнала.
Величина коэффициента шума транзистора практически
одинакова для всех схем включения, не зависит от
сопротивления нагрузки, но зависит от частоты, сопротивления
источника сигнала, напряжения коллектора и температуры.
Характерная зависимость коэффициента шума германиевых
и кремниевых плоскостных транзисторов от частоты
приведена на рис 4-26.
В диапазоне низких частот, где наибольшую роль
играют избыточные шумы, наблюдается
обратно-пропорциональная зависимость величины Рш от частоты
^,.„=7-. (4-П9)
150
Постоянная А определяется по экспериментально
измеренному коэффициенту шума транзистора при
определенной величине на выбранной частоте (обычно 1 кгц).
Для разных типов транзисторов значения А составляют
104 — 106 1/сек. Избыточные шумы сильнее всего
проявляются в диапазоне звуковых и инфразвуковых частот.
С увеличением температуры избыточные шумы возрастают.
Для снижения уровня шумов целесообразно использовать
транзистор в рабочем режиме с низким напряжением
коллектора и небольшими токами. Транзисторы с
коэффициентом шума 5 -г- 6 дб на частоте / = 1 кгц иногда
выделяют в малошумящую группу. Частота /„, на которой
уровень избыточных шумов сравним с уровнем других
составляющих шума, у транзисторов типа П13-П15
соответствует 1 кгц, у П401—П403 и П416 — порядка 100 кгц,
а у 1Т308 — порядка 500 кгц.
В области равномерного спектра шума
(«белого») и на высоких частотах коэффициент шума
транзистора можно рассчитать по формуле
1 + г* у
а0#г 1 2а0/?г - 1 4*77?,
+
+ ■ в&тъ • (4-120а)
Здесь поверхностные явления несущественны, и шумы
транзистора складываются из тепловых шумов
сопротивления базы, дробовых шумов эмиттер но го перехода, дробовых
шумов нулевого тока коллектора /к0 и шумов токораспреде-
ления.
Для области «белого» спектра при /к0 ж 0 формула
(4-120а) упрощается:
Среднее значение /7Ш б составляет 10—14 дб у
транзисторов типа П13—П15, 5—7 дб у П403, 3—4 дб у П416 и
4-5 дб у 1Т308.
Рост уровня шумов транзистора на высоких частотах
в основном определяется шумами токораспределения
(падением коэффициента передачи по току а). Частоту, на
которой коэффициент шума удваивается (увеличивается на 3 дб)
по отношению к своему значению в области равномерного
151
спектра, называют частотой удвоения
коэффициента шума /у:
;• - М/г*{2Я? + 2^ + ^ + ^ ^_А_. (4-121)
С ростом величины В0 область равномерного спектра
шума сужается.
Можно найти величину оптимального сопротивления
источника входного сигнала, при котором коэффициент
шума минимален:
. ^г.опт=|/^т^+(/-б)2. (4-122)
/а
Величина /?г.опт У различных типов транзисторов имеет
порядок 0,3—1,6 ком. Минимум функции Иш (Яг)
некритичен к отклонениям Яг от Яг опт: при изменении Яг в 2—3
раза величина ^ш изменяется на 20—30%.
Для определения шумовых свойств транзистора на
выбранной частоте необходимо по формуле (4-122) рассчитать
Яг. опт» из выражения (4-1206) найти величину ^ш>б для
области равномерного спектра шума и по формуле (4-121)
определить частоту удвоения. Если расчетный коэффициент
шума меньше заданного, а /у больше частоты, на которой
работает транзистор, то его можно использовать в схеме.
4-И. СОСТАВНОЙ ТРАНЗИСТОР
С целью увеличения коэффициентов усиления по току
и напряжению и получения большего входного и меньшего
выходного сопротивлений часто применяют схему так
называемого составного транзистора. В этой схеме
коллекторы двух транзисторов соединены вместе и являются
общим электродом, а эмиттер первого транзистора
подсоединен к базе второго (рис. 4-27, а).
Определим параметры составного транзистора,
включенного по схеме с ОЭ (рис. 4-27, б). Учитывая, что (II6 — сИб1,
с11э1 = о/б2 и с11э1 = (1 + В3) с(/б1, можно записать: с11к =
- <//к1 + с11к2 = 5^/б1 + В2сИб2 = Вгс11б1 + В2 (1 + Вх)^/б1,
откуда находим коэффициент передачи тока базы составного
транзистора:
= (В1+\)(В2+1)-1. (4-123)
152
Так как Вг ^> 1 и В2 1, то
ВъВхВ2. (4-124)
Величина коэффициента передачи тока базы составного
транзистора может'достигать нескольких тысяч.
Транзистор Т2 целесообразно выбирать более мощным, чтобы его
номинальный входной ток был равен номинальному
выходному току первого транзистора.
Рис. 4-27.
Сопротивлением базы гб составного транзистора можно
считать сопротивление базы первого транзистора
гб = гб1. (4-125)
Величину сопротивления гъ" составного транзистора
можно определить из соотношения
Г" — ^ИЭ — Г6 _ ¿119 — Г61
Гэ ~ \+в ~ \+в •
Входное сопротивление составного транзистора в режиме
короткого замыкания на выходе Л11э определим при условии,
что сопротивления гкэ1 и гкъ2 достаточно велики. Из
эквивалентной схемы рис. 4-27, в следует:
^6 = /б ['61 + (г* + гб2) (1 + В,) + г9\ (1 + В,) (1+ В2)Ъ
откуда
Лц, = = гб1 + (г'п + г62) (1 + Вг) +
+ Г';,(1+В1)(\+В2). (4-126)
Следовательно, для сопротивления г1 получаем формулу
г» (гэ! + гба) (1 + вх) + г;а (1 + £г) (1 + £2) _ , ^+гб2
1 + Ях + £2 + Гэ2 ^ 1 + В2 '
(4-127)
153
Поскольку /э2 = (1 + В2) /э1, а сопротивление гі об-
ратно пропорционально току /э, то г1*= , , р и формула
(4-127) преобразуется к виду
г; = 2г;'.2 + т^=^±^. (4-128)
Для определения сопротивления коллектора составного
транзистора гк найдем из эквивалентной схемы выходную
проводимость Л22э при условии холостого хода на входе,
пренебрегая сопротивлением гэ\ Ток на выходе равен:
7":=/'кэ1+/'-кэ2 + Б2/б2.
Поскольку /Гкэ1 - /б2, то /к = ІГіея9 + (1'+ В2) 1Г
ИЛИ
К91 + ГЭ1 + Гб
Отсюда выходная проводимость получается равной:
/ 1 , 1 + £2
¿223 - — + г 1Г . - (4-129)
При (гэ! + гб2) <^ гкэ1 находим выражение для гкЭ:
(4-130)
гкэ2
1+^2
где две вертикальные черты означают параллельное
соединение двух сопротивлений.
Согласно равенству (4-36) сопротивление гк1 обратно
пропорционально току /э£. Тогда ^кэ2 = у^Г£Г и ПРИ
Вх ж В2 формула (4-130) приводится к виду
г Гкэ2 — Гкэ1 /4.ИП
*кэ~ 2 ~" 2 (1 + ^2) • ^ 101'
Результирующий сквозной ток коллектора составного
транзистора при /б = 0 превышает ток 1к0Ы каждого
транзистора. Из эквивалентной схемы видно, что сквозной ток
составного транзистора образуется тремя составляющими
(сопротивлениями гкэ1 пренебрегаем):
Iкос = /кос1 + Iкос2 + IК0С1^2 = /кос2 + О + В2) Iк0П. (4- 132)
Для однотипных транзисторов в равенстве (4-132)
преобладает второе слагаемое. В схемах с более мощным
154
вторым транзистором оба слагаемых могут быть
сравнимыми. Температурная зависимость тока /к0с подчиняется
общим законам. Большие значения /кОС позволяют
работать как при положительных, так и при отрицательных
значениях тока базы составного транзистора.
Пересчет параметров составного транзистора для
различных включений производится по обычным формулам.
Частотная зависимость коэффициента передачи тока
составного транзистора в равной степени определяется
частотными свойствами обоих транзисторов. Если транзисторы
7\ и Т2 имеют разные граничные частоты, то в схеме с ОБ
граничная частота коэффициента передачи тока эмиттера
составного транзистора /а близка к граничной частоте /а1-
более высокочастотного транзистора; в схемах с ОЭ и ОК
граничная частота коэффициента передачи тока базы
составного транзистора /5 не превышает граничную частоту
1В1 более низкочастотного транзистора.
4-12. ТЕХНИЧЕСКИЕ ПАРАМЕТРЫ И ПРЕДЕЛЬНО
ДОПУСТИМЫЕ ЭКСПЛУАТАЦИОННЫЕ ДАННЫЕ
ТРАНЗИСТОРОВ
Рабочий режим транзистора характеризуется токами и
напряжениями электродов. Связь между малыми измене-
нями токов и напряжений определяется
малосигнальными параметрами. В Зависимости от
метода расчета электронной схемы в качестве
малосигнальных параметров могут быть использованы либо параметры
Т-образной эквивалентной схемы, либо параметры
транзистора как линейного четырехполюсника.
В справочной литературе транзисторы, предназначенные
для усиления и генерирования электрических сигналов
обычно характеризуются следующими
среднестатистическими параметрами при номинальном режиме работы:
граничной частотой коэффициента передачи тока /а (или
частотой генерации /макс)> коэффициентом передачи тока В
(или реже а), выходной проводимостью при холостом
ходе на входе в схеме с общей базой к22б, емкостью
коллектора Ск и сопротивлением базы Гб (или постоянной
времени цепи обратной связи ГбСк). У транзисторов,
предназначенных для работы в аппаратуре с низким уровнем шумов,
приводится значение коэффициента шума Транзисторы,
применяемые в импульсных устройствах, дополнительно
характеризуются параметрами большого сигнала — коэф-
155
фициентом передачи постоянного тока базы Вст,
напряжением насыщения в схеме с общим эмиттером икВли
напряжением насыщения база — эмиттер £/б9>к, временем
рассасывания /р или временем переключения /пер, равным
большей из двух величин /ф1 и tф2, и емкостью эмиттера
Сэ. Для всех транзисторов приводятся величины обратного
тока коллектора /к0, обратного тока эмиттера /30 и, часто,
начального тока коллектора /!<>Нач (при замкнутых
накоротко выводах эмиттера и базы) и тока коллектора
закрытого транзистора 1КЗ (при обратно смещенном переходе
эмиттер—база). Кроме перечисленных выше параметров
при проектировании электронной аппаратуры на
транзисторах необходимо знать предельные значения
электрических величин (токов, напряжений, рассеиваемой
мощности), допустимый интервал рабочих температур,
возможные климатические условия эксплуатации приборов и
механическую устойчивость к линейным, ударным и
вибрационным нагрузкам.
Параметры транзисторов одного типа имеют большой
разброс. Это связано с недостаточной чистотой исходного
материала и элементов, применяемых при изготовлении
транзисторов, и недостаточной воспроизводимостью
технологического процесса изготовления. В справочниках часто
указываются границы разброса, в которые укладываются
значения параметров (Б, /к0 и др.) для 80% транзисторов
данного типа. Параметры транзисторов изменяются во
времени. Основные причины временного дрейфа
параметров — нестабильность состояния поверхности кристалла.
Наиболее существенными являются длительные и
кратковременные дрейфы величин обратного тока коллектора /к0
и коэффициента передачи тока базы В.
Предельно допустимые
эксплуатационные величины параметров транзистора
определяются исходя из требований надежности, а также
возможностями технологии изготовления прибора данного
типа. Предельно допустимыми эксплуатационными
величинами являются наибольшие значения следующих
параметров: мощности, рассеиваемой транзистором в интервале
температур (без дополнительного радиатора или с
дополнительным раДИаТОрОМ), Рмакс, МОЩНОСТИ В ИМПуЛЬСе РИмп. макс»
тока коллектора /к> макс, тока коллектора в импульсе или
3 реЖИМе ПереКЛЮЧеНИЯ /к.имп.макс» ток^ ЭМИТТвра /9. макс,
тока базы /б> макс, напряжения коллектор — база 1/кб.макс»
напряжения коллектор — эмиттер £/кэ.Макс> обратного на-
156
пряжения эмиттер — база /7эб> 0бР.макс> температуры перехода
Стер.мако Температуры Окружающей СреДЫ /°ср.макс» ТеПЛО-
вого сопротивления между переходом и теплоотводом Rt.
Рассеиваемая транзистором
мощность складывается из суммы мощностей, выделяемых
при протекании токов через эмиттерный и коллекторный
переходы. В активной области характеристик токи
транзистора /э и /х почти одинаковы, а напряжения значительно
отличаются по величине (UK J> U3). Поэтому подавляющая
часть мощности потерь выделяется на коллекторном
переходе и Ямакс ~ Рк- Исключение составляет режим
насыщения, когда нельзя пренебрегать мощностью,
выделяющейся на эмиттерном переходе. Мощность Рк ограничивается
наибольшей температурой перехода. В установившемся
режиме зависимость между наибольшей допустимой
рассеиваемой мощностью, наибольшей температурой перехода и
температурой окружающей среды /с°р определяется
соотношением
я«« = Ср-Г~^Р , (4-133)
Kt п.с
где /?/п> с — тепловое сопротивление переход — внешняя
среда, град/вт.
Под наибольшей температурой
перехода подразумевается температура, при которой теряются
выпрямляющие свойства переходов либо транзистор
выходит из строя вследствие необратимых изменений в решетке
кристалла и пробоя. Обычно указывается наибольшая
температура коллекторного перехода. Типичные значения
*пер макс составляют для германия 90—100° С, для кремния
150—200° С.
Наибольшая рассеиваемая мощность уменьшается с
ростом температуры окружающей среды. Для повышения
мощности рассеяния необходимо обеспечить интенсивный
отвод тепла от транзистора.
Тепловое сопротивление
транзистора (или диода) Rt с определяет интенсивность отвода
тепла от коллекторного перехода через корпус транзистора
в окружающую среду. Величина Rtn с зависит от
материала, геометрии и конструкции, а также от механического
соединения транзистора с теплоотводящим элементом. В
общем случае Rt с является суммой тепловых
сопротивлений участков переход — корпус транзистора (Rt ), кор-
157
пус транзистора — теплоотвод (Я, ) и теплоотвод —
окружающая среда (Rt^ с).
Для маломощных транзисторов обычно приводится
тепловое сопротивление переход — среда. Оно почти
одинаково для всех типов транзисторов и составляет около
0,5—0,7 град/мвт. Повысить мощность рассеяния или
увеличить допустимую температуру окружающей среды
при той же рассеиваемой мощности и заданной допустимой
температуре перехода можно лишь путем уменьшения
тепловых сопротивлений Rf и Rtj с.
В транзисторах средней и большой мощности обычно
имеется электрический контакт коллектора с корпусом.
Та£ие транзисторы работают со специальным теплоотводя-
щим устройством, и в справочниках для них приводится
значение теплового сопротивления переход — корпус. При
конструировании аппаратуры необходимо свести к
минимуму тепловое сопротивление корпус — внешняя среда.
Широкое распространение получил метод крепления
транзисторов на специальных радиаторах, осуществляющих
теплообмен с воздухом. Наиболее распространены
пластинчатые, односторонние ребристые и двусторонние ребристые
радиаторы. Они должны рассчитываться так, чтобы их
тепловое сопротивление обеспечивало интенсивный
теплоотвод от корпуса транзистора, а температура
коллекторного перехода не превышала предельную. Излучательную
поверхность радиатора можно улучшить анодированием
(чернением), что особенно важно при работе в условиях
пониженного атмосферного давления. Во многих случаях
радиатором может служить металлическое шасси прибора.
При этом корпус транзистора крепится к шасси через
изолирующие прокладки. Применяя слюдяные прокладки,
можно получить величину RtK порядка 1,7—-3,0 град/вт,
причем основная часть теплового сопротивления в этом
случае обусловлена воздушными зазора*ми. Меньшее
тепловое сопротивление RtK можно получить, используя
электроизоляционные лаки или эпоксидные смолы с
наполнителями, обладающими хорошей теплопроводностью. Такие
изоляционные прокладки прилегают без зазора к
поверхностям транзистора и радиатора и позволяют снизить
RtK до 0,1 град lern.
Наибольший ток коллектор а^/к макс
ограничивается максимальной температурой перехода (т.е. Рмакс),
И еГО МОЖНО ОПреДеЛИТЬ ИЗ СООТНОШеНИЯ Рмакс = / к. макс U к.
158
Превышение предельного значения тока приводит к пробою
перехода (вследствие выделения большого количества
тепла), сгоранию внутренних соединительных проводов и
выходу транзистора из строя.
Наибольшее напряжение между
коллектором и общим электродом определяется
величиной пробивного напряжения перехода и зависит от
схемы включения транзистора. Кроме того, наибольшее
напряжение между коллектором и общим электродом
зависит от мощности, тока коллектора, внешнего
сопротивления в цепи базы и температуры внешней среды.
Наибольшее напряжение коллектор — база (/кб. макс
используется при расчете режимов работы запертого
транзистора или при включении его в схеме с общей базой.
Оно может меняться от 6—10 в (германиевые микросплавные
транзисторы) до 20—-300 в (кремниевые диффузионные
транзисторы).
Наибольшее напряжение коллектор — эмиттер U'кэ< макс
обычно приводится для режима короткого замыкания
эмиттера с базой. В ряде случаев приводится значение UKBt маке
для режима работы, при котором между базой и эмиттером
включено небольшое активное сопротивление. Напряжение
^кэ. макс значительно ниже максимального напряжения
&кб. макс*
Наибольшее обратное напряжение эмиттер — база
^эб. обр. макс используется для расчетов при больших
входных запирающих напряжениях.
Предельные значения токов и напряжений определяют
границы рабочей области транзистора. Для повышения
надежности работы схемы не рекомендуется использовать
величины токов и напряжений выше 70% наибольших
допустимых значений. При расчете схемы необходимо
выбирать величины тока, напряжения и мощности таким
образом, чтобы при любом режиме работы схемы они не
выходили за пределы допустимых значений. Совмещение
двух предельных режимов (например, по току и мощности)
запрещается.
Транзисторы отличаются большой механической
прочностью, и их можно эксплуатировать в условиях сильных
механических воздействий. Транзисторы сохраняют
величину своих параметров в пределах нормы при длительных
вибрациях в диапазоне частот от 5 до 2 500 гц с ускорением
до 15 g и при многократных ударах и постоянных
ускорениях до 150 g, а также единичных ударах с ускорением
159
^ 5 -4- 10 мка. При помощи планарной технологии
получают маломощные высокочастотные^ транзисторы с
до 500 Мгц и мощностью рассеяния до 1 вт, а также
мощные транзисторы с рабочими частотами в несколько
десятков мегагерц, рабочими напряжениями в несколько сотен
вольт, токами в несколько десятков ампер и рассеиваемой
мощностью в несколько сотен ватт.
Основной элемент транзистора — кристалл с р-п-пере-
ходами — помещается в корпус, состоящий из основания
п колпачка. Корпус обеспечивает механическую прочность
транзистора, изолирует кристалл от воздействия внешней
среды и обеспечивает необходимый теплоотвод. Основание
корпуса обычно делается из металла со стеклянными изо-
СтальноИ
колпачок Кристалл
Кристалл
Выводы
Стальное
основание
Стеклянные
изоляторы
Рис,
Поглотитель
Влаги Кристалл
ляторами для выводов электродов или из диэлектрика
(стекло, керамика). Колпачок приваривается холодной
сваркой к основанию. Пространство под колпачком может
быть заполнено сухим воздухом, инертным газом либо
в нем создается вакуум. Иногда здесь помещается влаго-
поглотитель или газопоглотитель — геттер. Для защиты
от влаги корпус транзистора покрывается
антикоррозионным покрытием. Иногда корпус транзистора целиком
выполняется из диэлектрика.
У маломощных низкочастотных транзисторов
(рис. 4-28, а) слой базы обычно монтируется на стальном
или медном основании корпуса и вывод базы имеет с
корпусом электрический контакт. Отвод тепла от
коллекторного перехода осуществляется через тонкую пластинку
базы. При этом тепловое сопротивление между переходом
и корпусом довольно велико.
У высокочастотных маломощных транзисторов,
изготовленных диффузионным методом, к основанию обычно
б Виноградов Ю. В.
161
до 500 g. Благодаря хорошей герметизации кристалла
полупроводниковые приборы обладают высокой климатической
устойчивостью. Они сохраняют свои параметры в пределах
нормы при длительной эксплуатации и длительном
хранении в условиях относительной влажности до 95—98%.
4-13. КОНСТРУКЦИИ И ТИПЫ ТРАНЗИСТОРОВ
Для практического использования транзисторы удобно
классифицировать по максимально допустимой
рассеиваемой мощности и диапазону рабочих частот вне зависимости
от технологии изготовления и механизмов переноса
носителей заряда. Обычно выделяют транзисторы малой
мощности (Рк^0,3 вт), средней (0,3<^РК<; 5 вт) и большой
мощности (Рк > 5 вт). Соответственно транзисторы каждой
группы подразделяются на низкочастотные (/а < 3 Мгц),
среднечастотные (3 < fu ^ 30 Мгц) и высокочастотные
(/а > 30 Мгц или /макс ^ 120 Мгц). Транзисторы малой
и средней мощности, имеющие /„акс > 120 Мгц, относятся
к сверхвысокочастотным транзисторам.
/ По классификационным параметрам транзисторы
разделяются на подгруппы. Для маломощных низкочастотных
и среднечастотных транзисторов в качестве
классификационных параметров часто выбирают величины а или В,
/а или /макс и др., для маломощных высокочастотных В
или | Б | на частоте 10—20 Мгц, для мощных низкочастотных
^кб. макс» S И Др.
Транзисторы изготавливают на основе германия,
кремния и арсенида галлия. Наибольшее применение имеют,
германий и кремний. Технологические методы изготовления
позволяют в той или иной степени совместить требования
на предельные значения основных параметров. В настоящее
время созданы маломощные транзисторы (Рк«0,1 вт)
с граничной частотой fa œ 5 Ггц, средней мощности (Рк «
œ 1 вт) с /а « 1 Ггц и мощные (Рк « 1 000 вт) с /а « 20 Мгц.
Сплавным методом обычно изготовляют
маломощные германиевые транзисторы с /а до 0,1—10 Мгц и
значениями напряжений и токов £/кэ ^ 100 в, IK<L l'a,
/к0 « 10—100 мка, а также мощные транзисторы с /а ==
= 100 + 500 кгц, UKb < 60 в, /к ^ 30 а, /к0 «1-г-Ю ма.
Высокочастотные маломощные германиевые транзисторы,
обычно изготовляются д иффузионно-сплавным
методом, который позволяет получить fa = 100 ч-
500 Мгц, UK3= 10 20 в, /к ^ 50 100 ма, /к0 «
160
Через все переходы протекает одинаковый ток 1п1 =
- /„2 = 7пз = /. Тогда
■ (ах + а2) М '
(4-135)
Из последнего соотношения можно получить уравнение
вольт-амперной характеристики. Вольт-амперная
характеристика реального четырехслойного диода приведена на
рис. 4-29, в. При малых прямых напряжениях через диод
протекает небольшой обратный ток насыщения второго
перехода. На малых токах эмиттера, не превышающих
несколько микроампер, величина коэффициента передачи
тока эмиттера значительно меньше х/2 и а1 + а2<1.
Гц
Р1
П1
Рг
п2
+
а)
Р1
П1
Рг
П-±±
^2
6)
Рис 4-29.
и обр
'•пер
! 1
¿-1—1^.
и ост Упер
в)
На этом участке характеристики дифференциальное
сопротивление диода велико. По мере увеличения напряжения
возрастают ток утечки второго перехода и токи эмиттеров.
Вблизи точки А наблюдается резкое увеличение тока диода
при небольшом увеличении напряжения. На этом участке
возрастают коэффициенты передачи аг и а2 и возникает
лавинное размножение носителей в коллекторном переходе
(при определяющей роли лавинного размножения вольт-
амперная характеристика около точки А имеет ярко
выраженный участок лавинного пробоя). Участок /
заканчивается в точке перегиба вольт-амперной^ характеристики
Л, где = 0. Напряжение и ток, соответствующие точке
прямого переключения, называются соответственно
напряжением переключения ипс? и током переключения
/пер- Переключение наступает при условии (ах'+ а2) М = 1.
Дальнейшее возрастание тока диода сопровождается
уменьшением падения напряжения на нем (участок 2 с
отрицательным дифференциальным сопротивлением). Возрастание
6*
163
крепится коллектор (рис. 4-28, б). Иногда у
высокочастотных транзисторов основание делается из диэлектрика
с целью уменьшения емкостей между выводами
транзистора.
У мощных транзисторов (рис 4-28, в), требующих
хорошего теплоотвода от коллектора, основание корпуса
может быть изготовлено из красной меди. В другом
варианте на стальном основании имеется медный вкладыш,
к которому крепится область коллектора. Вывод
коллектора электрически соединяется с корпусом. Мощные
транзисторы обычно изготавливаются методами планарной
технологии; Они характеризуются большими площадями
переходов, малыми сопротивлениями гэ и гк и относительно
большими величинами емкости Ск и обратного тока
коллектора. Для уменьшения неоднородности тока по толщине
базы используется кольцевая геометрия вывода эмиттера,
а вывод базы имеет форму диска и кольца. В ряде
конструкций выводы транзистора выполняются в виде
гребенки. Иногда для повышения рассеиваемой мощности на
одном кристалле выполняются две транзисторные
структуры, соединенные параллельно.
4-14. ЧЕТЫРЕХСЛОЙНЫЕ ПРИБОРЫ
Четырехслойными называются
полупроводниковые приборы, имеющие р-п-р-п- или я-/?-п-р-струк-
туру, в характеристике которых имеется область отр и-
цательного дифференциального
сопротивления. Такие приборы бывают неуправляемые и
управляемые.
Неуправляемые четырехслойные приборы
(переключающие диоды) состоят из трех последовательно
соединенных /?-п-переходов (рис. 4-29, а).. При указанной на
рисунке полярности внешнего напряжения (прямое)
переходы П1 и П3 смещены в прямом направлении, а переход
Я2 — в обратном. Четырехслойный диод можно
Представить в виде комбинаций двух транзисторов:/?-/г-р-типа с эмит-
терным П1 и коллекторным Я2 переходами и я-р-я-типа
с эмиттерным П3 и коллекторным Я2 переходами
(рис. 4-29,6). Полный ток через общий коллекторный
переход П2 обусловлен токами первого и второго эмиттеров,
а также нулевым током коллектора. При Мг = М 2 = М
/п2 = (/П1«1 + /п3а2) М + /к0. (4-134)
162
аг + а2 сопровождается уменьшением М, а следовательно,
и уменьшением падения напряжения на коллекторном
переходе. Минимальное падение напряжения Цост = 0,8
1,5 в наблюдается в точке обратного переключения при
токе выключения /выкл. При этом все три перехода смещены
в прямом направлении и диод работает в режиме глубокого
насыщения. Дальнейший рост тока почти не сказывается
на величине остаточного напряжения (участок 3). При
обратных напряжениях вольт-амперная характеристика не
отличается от обратной ветви характеристики обычного
диода,
Четырехслойный диод может находиться в двух
состояниях устойчивого равновесия: на участке 1 с малым током
1
и
а)
Рис. 4-30.
диода и большим падением напряжения на нем и на участке
3 с большим током и малым падением напряжения, т. е.
его можно использовать в качестве ключа. Для
переключения диода необходимо изменить внешнее приложенное
напряжение Е.
Разработаны управляемые четырехслойные приборы (т и-
ристоры). Для осуществления регулировки одна из
баз имеет вывод (рис. 4-30, а). Семейство вольт-амперных
характеристик четырехслойного управляемого
прибора,,которые обычно называются выходными, приведено на
рис. 4-30, б. В основу работы четырехслойного
управляемого прибора положена зависимость коэффициента а от
тока. Управляя током базы одного из эквивалентных
транзисторов, можно регулировать величину напряжения
переключения (переводить прибор в проводящее состояние),
почти независимо от величины внешнего напряжения Е.
Параметрами четырехслойных приборов являются с/пер,
^пер> ^выкл» ^ост> Л>бр» ^обр. макс» ^к. макс» ^макс» ^д» ^пр, имп, макс»
164
время включения и время выключения. Для
управляемых приборов /пер не приводится, а указывается
величина тока управления.
Четырехслойные приборы обычно изготавливаются из
кремния п-типа методом сплавления и диффузии или
методом последовательной диффузии.
Глава пятая
ПРИЕМНО-УСИЛИТЕЛЬНЫЕ ЭЛЕКТРОННЫЕ
ЛАМПЫ И ИОННЫЕ ПРИБОРЫ
Электронными лампами называют
электронные приборы с термоэлектронным катодом и управляемым
током, предназначенные для различного рода
преобразований электрических величин. В зависимости от назначения
электронные лампы подразделяют на усилительные,
генераторные, выпрямительные, измерительные и др., на лампы
непрерывного и импульсного режимов работы, а в
зависимости от диапазона рабочих частот — на низкочастотные,
высокочастотные и сверхвысокочастотные.
Электронная лампа состоит из электродов — катода,
анода и сеток, смонтированных внутри баллона
(колбы), служащего газозащитной оболочкой. Внутри
баллона создан вакуум. Катод при нагревании эмитти-
рует электроны. Анод работает при положительном
потенциале относительно катода и собирает эмиттированные
катодом электроны. С помощью сеток осуществляется
управление потоком электронов от катода к аноду.
По конструктивному оформлению приемно-усилитель-
ные лампы подразделяются на стеклянные
крупногабаритные, миниатюрные (пальчиковые) и сверхминиатюрные.
Крупногабаритные лампы имеют цоколь, с помощью
которого они подключаются к специальной ламповой панели.
У пальчиковых ламп для подключения к панели служат
металлические штырьки, пропущенные через стеклянное
дно баллона. Сверхминиатюрные лампы имеют гибкие
выводы.
Из баллона полностью смонтированной лампы
откачивается воздух. При откачке лампу прогревают для «обез-
гаживания»устекла и электродов. После откачки и запайки
внутри баллона лампы распыляется газопоглотитель (гет-
166
тер). Хорошие лампы имеют вакуум порядка 10~е —
Ю~8 мм рт. ст.
В электронных приборах перенос электрического заряда
осуществляется свободными электронами. На движение
электрона в вакууме можно воздействовать электрическим
и магнитным полями. Электрическое поле может ускорять,
тормозить или изменять направление движения электрона.
При движении электрона вдоль силовых линий
электрического поля изменяется только его скорость. Если же
электрон движется под углом к силовым линиям, то
изменяются как величина скорости, так и направление
движения. В электронных приборах электрические поля
неоднородны. В таких полях электроны перемещаются по
сложным траекториям. Величина приращения скорости
(энергии) электрона в электрическом поле зависит от
пройденной разности потенциалов. Если электрон начинает
движение к аноду со скоростью v0 ~ 0, то его скорость v
в любой точке междуэлектродного пространства
определяется соотношением
v = 600 VU Шеек],
где U — пройденная разность потенциалов в вольтах.
Обычно между анодом и катодом приложена разность
потенциалов не менее 100—150 в. Поэтому при движении
к аноду электрон приобретает скорости порядка нескольких
тысяч километров в секунду и пролетает промежуток
катод—анод за доли наносекунды. Это обусловливает высокие
рабочие частоты электронных ламп.
В отличие от электрического магнитное поле
воздействует на движущиеся электроны только в том случае,
когда траектория электрона пересекает линии
магнитного поля. Магнитное поле лишь изменяет
направление движения электрона, не изменяя величину его
скорости.
На очень низких частотах (период колебаний велик по
сравнению с временем пролета электронов) ток во внешней
замыкающей электроды лампы цели равен току конвекции
(переноса), протекающему в лампе. Величина тока в анодной
цепи определяется числом электронов, поступающих на
анод в единицу времени. Если между анодом и катодом
действует переменное напряжение высокой частоты, то
появляется еще и емкостный ток.
167
5-1. ЭЛЕКТРОННАЯ ЭМИССИЯ
В электровакуумных приборах используется явление
электронной эмиссии, т. е. выхода электронов
с поверхности твердого тела в вакуум. Для того чтобы
покинуть металл, электрон должен совершить работу
выхода Л0. Работа выхода затрачивается на
преодоление сил притяжения к ионам кристаллической решетки.
Величину А0 можно подсчитать, представив силу
притяжения как силу ззаимодействия между электроном и
наведенным им в кристалле зарядом.
Основными видами электронной эмиссии являются
термоэлектронная, электростатическая электронная,
вторичная электронная и фотоэлектронная.
Термоэлектронной называется эмиссия,
обусловленная исключительно тепловым состоянием
(температурой) твердого тела, испускающего электроны. При
комнатной температуре эмиссия электронов из металла
практически не наблюдается, так как лишь немногие электроны
обладают энергией, достаточной для выхода из металла.
При нагревании металла скорость и энергия электронов^
возрастают. Энергия некоторых электронов увеличивается
настолько, что они, совершив требующуюся работу выхода,
покидают металл. Плотность тока
термоэлектронной эмиссии металла в зависимости от
температуры равна:
/>СРГ^ (5-1)
где \е — ток термоэлектронной эмиссии с единицы
поверхности нагретого металла;
С — термоэлектронная постоянная;
А0 —работа выхода.
Термоэлектронная постоянная С в основном зависит от
химической чистоты поверхности металла, испускающего 1
электроны. «.
Основное влияние на плотность тока термоэлектронной
эмиссии при заданной температуре оказывает величина
работы выхода, которая очень сильно зависит от типа
металла. Наибольшей эмиссионной способностью обладают
металлы с малой работой выхода. При фиксированной
величине А0 ток термоэлектронной эмиссии зависит от
температуры практически экспоненциально (основное
_ ^
влияние на ]'е оказывает множитель е кТ).
168
Плотность тока термоэлектронной эмиссии зависит от
ряда дополнительных факторов — примесей в металле,
внешнего электрического поля и др. Внешнее ускоряющее
поле снижает высоту потенциального барьера, делает его
более «прозрачным» для электронов и тем самым
увеличивает электронную эмиссию. Ускоряющее поле наиболее
сильно влияет на эмиссию катодов с шероховатой
поверхностью (рост напряженности поля на неровностях) и
катодов, имеющих полупроводниковую структуру
(проникновение поля в глубь катода и рост напряженности около
неровностей поверхности).
Автоэлектронной
(электростатической) называется электронная эмиссия, обусловленная
исключительно наличием у поверхности тела сильного
электрического поля, ускоряющего выходящие электроны.
Внешнее ускоряющее поле может полностью
компенсировать потенциальный барьер для электронов, при этом ток
Эхмиссии достигает наибольшего возможного значения.
Однако для этого требуется очень сильное поле (например,
для вольфрама порядка 1,44 • 108 в/см). В слабых полях
(порядка 1*10б в/см) эмиссия электронов происходит за
счет туннельного «просачивания» электронов из металла
сквозь узкий потенциальный барьер. Этот эффект особенно
сильно сказывается на неровностях поверхности, где
градиент напряженности поля может быть очень большим.
Вторичной называется электронная эмиссия,
обусловленная ионизацией атомов кристаллической решетки*
при ударах электронов о поверхность тела. Явление
вторичной эмиссии оценивается коэффициентом
вторичной эмисси и
где /2 — ток вторичной электронной эмиссии;
11 — первичный ток.
При малых скоростях первичных электронов (энергия
порядка нескольких электрон-вольт) происходит их
отражение от поверхности твердого тела. При повышенных
скоростях первичный электрон выбивает из кристаллической
решетки один, а при достаточно больших скоростях —
несколько вторичных электронов и ток вторичных
электронов превышает ток первичных электронов (о > 1).
Дальнейшее увеличение энергии первичных электронов
сопровождается уменьшением тока вторичной эмиссии, так как
169
первичные электроны вызывают появление вторичных
электронов в глубине твердого тела и последние в меньшем
количестве выходят из него. Вторичная эмиссия почти не
зависит от работы выхода, но сильно зависит от чистоты
поверхности. У чистых металлов она мала. Наличие на
поверхности адсорбированных газов значительно
увеличивает ток вторичной эмиссии.
Фотоэлектронной называется эмиссия,
обусловленная воздействием излучения, поглощенного
твердым телом, и не связанная с его нагреванием. Явление
фотоэлектронной эмиссии заключается в том, что электроны
вещества поглощают энергию падающего на поверхность
потока лучистой энергии (света) и, приобретая достаточную
для совершения работы выхода энергию, покидают
вещество. Фотоэлектронная эмиссия возможна при условии
/п?0:>=Лф, где К — постоянная Планка, v0 — частота
световой волны, Аф — фотоэлектронная работа выхода, эв.
Максимальная длина волны, при которой возможен
фотоэффект, равна:
« ^ 12 400 г 8. оч
^о^-^—[А]. - (5-3)
Наибольшая длина волны падающего на поверхность
тела излучения, при которой имеет место фотоэлектронная
эмиссия, называется порогом
фотоэлектронной эмиссии, или красной границей
фотоэффекта. Эта величина характеризует
спектральные свойства фотокатодов. У большинства чистых
металлов порог фотоэлектронной эмиссии лежит в
ультрафиолетовой части спектра; у цезия, рубидия, натрия и
калия — в видимой части спектра.
Возбуждение каждого из электронов происходит
независимо. Фотоэлектрический ток при неизменном
спектральном составе излучения пропорционален числу падающих на
поверхность вещества фотонов с энергией Яу0, т. е.
величине светового потока Ф:
*ф = *ф, (5-4)
где к — коэффициент пропорциональности.
Для металлов фотоэлектронная работа выхода и
термоэлектронная работа выхода равны. У полупроводников они
несколько различаются.
170
5-2. КАТОДЫ ЭЛЕКТРОННЫХ ЛАМП
В большинстве электровакуумных приборов применяют
термоэлектронные катоды.
Термоэлектронным называют катод, действие которого основано на
использовании явления термоэлектронной эмиссии.
Наивыгоднейший режим работы катода можно выбирать по
эмиссионной характеристике, показывающей
зависимость электронной эмиссии катода либо от температуры,
либо от напряжения (или тока) накала.
Номинальный режим работы катода характеризуется
следующими параметрами: рабочей температурой,
выраженной в градусах Кельвина; удельной эмиссией,
т. е. плотностью тока термоэлектронной эмиссии при
нормальной рабочей температуре; эффективностью
или экономичностью катода, т. е. отношением тока эмиссии
катода к мощности, затрачиваемой на его нагрев;
долговечностью катода — временем, в течение
которого все параметры катода, беспрерывно находящегося
в рабочем режиме, сохраняют свои значения в
установленных от первоначальной величины пределах. Долговечность
катода определяет долговечность (срок службы)
электронной лампы. Долговечность большинства типов катодов в
значительной степени зависит от рабочей температуры.
Повышение температуры выше нормальной приводит к
быстрому испарению и разрушению катода.
Типы катодов. Для получения большей
плотности тока эмиссии и большего срока службы катоды
целесообразно изготовлять из материала, имеющего малую
работу выхода и допускающего накаливание до высоких
температур без заметного испарения. В электровакуумных
приборах находят применение термоэлектронные катоды из чистых
металлов и сплавов, пленочные катоды и оксидные катоды.
Наиболее распространенным катодом из чистых
метал л о в является вольфрамовый. Он применяется
в высоковольтных кенотронах и специальных электронных
лампах. Вольфрамовые катоды обладают большим
постоянством эмиссии, хорошо работают при плохом вакууме, при.
больших анодных напряжениях и высоких температурах
окружающих электродов. Работа выхода вольфрамового
катода довольно высока (4,54 эв), а эффективность низка
(2—10 ма/вт). Малый ток эмиссии вольфрамовых катодов
не позволяет использовать их в лампах, предназначенных
для импульсного режима работы.
171
Пленочные катоды являются
активированными: на их поверхности имеется активный слой. Такие
катоды обладают малой работой выхода. Например, катод
из торированного вольфрама имеет работу выхода 2,6—
2,9 эву которая значительно ниже работы выхода
вольфрама и чистого тория. Торированные катоды
изготовляются из вольфрамовой проволоки, содержащей
около 1% окиси тория. При термообработке окись тория
восстанавливается в металлический торий и на поверхности
вольфрама образуется мономолекулярная пленка тория.
Атомы тория частично отдают свои валентные электроны
атомам вольфрама. На поверхности катода образуется
двойной электрический слой, способствующий выходу
электронов.
В процессе работы катода атомь1 тория испаряются с
поверхности, и на их место из глубины катода диффундируют
новые атомы. Равновесие устанавливается при температуре
около 2000° К. Эта температура является рабочей. При более
высокой температуре процесс испарения протекает
интенсивнее. Долговечность катода определяется наличием
активного слоя. При длительной эксплуатации содержание
тория в катоде уменьшается, в результате чего эмиссия
падает и, наконец, катод полностью «теряет эмиссию».
Недостатком торированного катода является неустойчивость
пленки тория. Активный слой быстро разрушается при
ионной «бомбардировке». Торированные катоды
применяются редко.
Более широко применяются пленочные к а р б и д и-
р о в а н н ы е катоды. На карбиде вольфрама
удерживается одноатомный активный слой тория. Карбиди-
рованный катод более устойчив к ионной бомбардировке,
меньше испаряется при высоких рабочих температурах.
Недостатком таких катодов является хрупкость. Карбиди-
рованные катоды обладают достаточно высокой
эффективностью (50—70 ма/вт) и эмиссионной способностью 0,7—
1,5 а/см2. Эти типы катодов находят применение в мощных
усилительных и генераторных лампах. За последние годы
разработаны новые типы пленочных катодов [например,
бариево-вольфрамовые катоды (или Л-катоды), импрегни-
рованные катоды], которые применяются в специальных
приборах СВЧ.
Наибольшее применение в приемно-усилительных
лампах и в других типах электровакуумных приборов находят
оксидные (или полупроводниковые) ка-
172
т о д ы. Оксидный катод представляет собой металлическую
основу (керн) из вольфрама или никеля, на поверхность
которой нанесен слой окислов бария, стронция и кальция
(рис 5-1, а). При активировке и в процессе эксплуатации
катода происходит восстановление металлического бария.
Избыточные атомы восстановившегося бария
распределяются в толще покрытия, превращая оксидный слой в
полупроводник. Часть из них диффундирует к поверхности,
образуя на ней слой атомов бария.
Благодаря низкой работе выхода (1,03 эв) оксидные
катоды могут обеспечить высокую плотность тока эмиссии
(60-—-100 ма/вт). Они обладают высокой экономичностью,
так как работают при относительно низких
температурах (1000^-1150° К) с
большими токами удельной эмиссии Ш$777%? —
Плотность тока эмиссии в им- I .... ' к)
пульсном режиме может
достигать 50 а/см2. К недостаткам а)
оксидного катода относятся бы- Рис-
строе испарение бария с
поверхности катода, чувствительность к бомбардировке катода
ионами и высокому постоянному анодному напряжению.
Оседая на сетках и аноде лампы, барий ухудшает их
термоэмиссионные свойства и вакуум в баллоне.
Долговечность большинства оксидных катодов
превышает 1 000 ч. Имеется специальная серия электронных ламп
с оксидным катодом, рассчитанных на долговечность 5000
и 10 000 ч. Оксидные катоды необходимо эксплуатировать
при номинальном напряжении накала. Они не выдерживают
длительный перегрев или недокал. Длительный перегрев
приводит к разрушению оксидного слоя и временной потере
катодом эмиссионной способности. При недокале
возрастает сопротивление оксидного слоя протекающему через
него току эмиссии, что влечет за собой возникновение
местных очагов перегрева и испарение. Для устранения
испарения и увеличения срока службы разработаны специальные
разновидности оксидных катодов, например спеченный
катод и др.
По конструктивному выполнению различают катоды
прямого накала и подогревные катоды (косвенного накала).
(0,15—0,5 а/см2). Важным
свойством оксидных катодов
является способность отдавать большие
токи в импульсном режиме.
173
Катод прямого накала представляет собой
вольфрамовую нить, эмиттирующую электроны, через которую
непосредственно проходит и ток накала, разогревающий
катод. Поверхность нити может покрываться активным
слоем. Катод располагается вдоль оси других электродов
лампы и крепится специальными держателями. Катоды
прямого накала экономичны, обладают малой тепловой
инерцией после включения в работу, однако требуют для
накала источника постоянного тока (при накале
переменным током ток эмиссии пульсирует с удвоенной по
сравнению с питающим напряжением частотой).
Подогревные катоды выполняются в виде
полой металлической (обычно из никеля) катодной трубки,
на которую наносится активный слой (рис. 5-1, б). В
подогревных катодах ток накала протекает через специальный
подогреватель, изготовленный в виде простой или бифи- •
лярной спирали из вольфрамовой проволоки. Бифилярная
спираль исключает влияние магнитного поля тока накала.
Спираль покрыта изолирующим веществом (обычно алун-
дом — окисью алюминия). В ряде ламп нить накала имеет
в одной точке электрический контакт с катодной трубкой.
Подогревный катод является эквипотенциальным, поскольку
все точки его поверхности находятся при одном и том же
потенциале относительно других электродов лампы, и
может нагреваться переменным током. Однако он обладает
большей теплоемкостью и тепловой инерцией.
5-3. ДИОД
Диодом называется двухэлектродная лампа, имею*
щая катод и анод. На анод подается положительный
относительно катода потенциал, который и управляет работой
лампы. Потенциал катода электронных ламп обычно
принимают равным нулю, и относительно него отсчитываются
потенциалы других электродов. Анодный ток диода
направлен от анода к катоду, т. е. противоположно направлению
движения электронов. При отрицательных потенциалах
анод отталкивает электроны и анодный ток равен нулю.
Статические характеристики диода..
Анодный ток диода /а зависит от напряжения накала
лампы UH и анодного напряжения 1/л\ Зависимость /а от
ии при Ua = const называется эмиссионной
характеристикой диода по напряжению накала. Зависимость /а от i/a
при Uu = const называется анодной характеристикой диода.
174
иХ>и'
равно числу электронов, эмиттированных катодом, а
величина пространственного заряда около катода в среднем
остается неизменной. Анодный ток становится меньше тока
эмиссии катода. Такой режим ограничения анодного тока
в диоде пространственным зарядом носит название
режима пространственного заряда. Если
анодное напряжение оставить постоянным, то дальнейшее
увеличение температуры катода практически не вызывает
увеличения анодного тока. Увеличить анодный ток диода,
работающего в режиме
пространственного заряда, можно лишь
путем повышения анодного
напряжения.
Для практического применения
диода основной интерес
представляют анодные характеристики.
Типичный вид семейства
статических анодных
характеристик диода /а = їіий)иа
показан на рис. 5-3, а.
Качественное объяснение зависимости тока /а
от напряжения £/а следует из
диаграмм распределения потенциала
в междуэлектродном пространстве
при разных величинах анодного
напряжения (рис. 5-2, б). Если
катод разогрет (ип > 0), а анод
соединен накоротко с катодом ((/а = 0),
то во всех точках
междуэлектродного пространства потенциал отрицателен (кривая А на
рис. 5-2, б). На анод будут приходить лишь электроны,
покидающие катод с очень большими скоростями. Число
таких электронов весьма мало, и анодный ток диода при
ил = 0 (нулевой ток /ао) также ничтожно мал. В
большинстве случаев ток /ао можно не учитывать. Чтобы свести
анодный ток к нулю, на анод относительно катода
необходимо подать небольшое отрицательное напряжение
(порядка 0,5 в).
Если к аноду приложить напряжение с/а > 0 (кривая
В на рис. 5-2, б), то в части междуэлектродного пространства
образуется поле, ускоряющее электроны, и анодный ток
возрастает. Начальный участок анодной характеристики
соответствует режиму пространственного заряда.
Повышение анодного напряжения сопровождается нарастанием
176
Полагая, что"электроды лампы являются бесконечными,
параллельными пластинами, разнесенными на расстояние
га, рассмотрим закономерности прохождения тока через
диод. Если на анод подан положительный потенциал (£/а >
> 0), а катод не разогрет (£/н = 0), то ток эмиссии катода,
а следовательно, и анодный ток практически равны нулю.
При этом распределение потенциала в пространстве катод—
анод является линейным (линия А на рис 5-2, а). Если
катод разогрет (£/н > 0), то ток эмиссии и анодный ток
отличны от нуля. В пространстве между катодом и анодом
движущиеся к аноду электроны образуют
электронное облако (отрицательный
пространственный заряд). Пространственный заряд создает
поле, препятствующее движению электронов к аноду. Во
всех точках междуэлектродного пространства потенциал
понижается (кривая 'В).
При дальнейшем увеличении напряжения накала
плотность электронного потока возрастает и пространственный
заряд увеличивается. У поверхности катода образуется
область отрицательного потенциала — барьер для
электронов (кривая С). Электроны вылетают из катода с разными
скоростями, и этот барьер преодолевают только те,
начальная энергия которых превышает величину <?£/мин. Остальные
электроны тормозятся полем и возвращаются обратно на
катод. Возвращающиеся к катоду электроны еще больше
увеличивают плотность пространственного заряда и тем
самым повышают барьер. В результате устанавливается
динамическое равновесие, при котором за любой
промежуток времени число электронов, уходящих из
пространственного заряда на анод и возвращающихся обратно на катод,
-и
а)
б)
Рис. 5-2.
175
анодного тока до тех пор, пока не исчезает область
отрицательного потенциала. Во всех точках междуэлектродного
пространства электрическое поле становится ускоряющим.
При этом все эмиттированные катодом электроны
независимо от величины их начальной скорости достигают анода.
Анодный ток становится равным току эмиссии катода, и
наступает режим насыщения диода (кривая С
на рис. 5-2, б). В этом режиме увеличение анодного тока
возможно только при увеличении тока эмиссии, т. е. за
счет увеличения напряжения накала до величины (/£ > Щ
(рис. 5-3, а). Наибольшее значение анодного тока при
данном напряжении накала называют током насыще-
н и я /нас, а анодное напряжение, при котором наступает
режим насыщения, — напряжением насыще-
н и я і/нас- Чем больше напряжение накала /7Н, тем больше
значения /нас и (/нас. Диод обладает свойством
односторонней проводимости. Это и определяет главные области его
применения.
Теоретически зависимость анодного тока диода от
анодного напряжения с учетом влияния пространственного
заряда и при некоторой идеализации процесса
прохождения тока через диод выражается законом степени
трех вторых
Iь = gVT> (5-4)
где ё — постоянная величина.
По формуле (5-4) можно рассчитать и построить
семейство анодных характеристик (исключая области
насыщения) (рис. 5-3, б). Реальные (снятые экспериментально)
характеристики несколько отличаются от расчетных. Это
различие объясняется разбросом начальных скоростей
электронов", изменением эффективной поверхности анода при
изменении ии и непостоянством тока эмиссии по длине
катода. Рост /нас с повышением ил обусловлен увеличением
удельной эмиссии, что особенно характерно для оксидных
катодов.
Реальная характеристика диода при £/а < 0 хорошо
описывается экспонентой, а начальный участок
характеристики при иа > 0 — квадратичной параболой. При
анодных напряжениях, превышающих несколько вольт,
характеристика практически прямолинейна. Так как этот
участок составляет наибольшую часть, то всю
характеристику часто заменяют прямой линией, исходящей из начала
координат (штрих-пунктир на.рис. 5-3, а). Семейство ха-
177
рактеристик диодов с активированным катодом
ограничивается допустимым током анода /а макс.
Статические параметры диода. По анодной
характеристике определяются статические параметры диода:
крутизна характеристики 5 и внутреннее сопротивление диода
переменному току
Крутизна характеристики 5 определяет
отношение приращения анодного тока к соответствующему
приращению анодного
напряжения при постоянном напряжении
накала (рис. 5-4):
5г &К
А/
V
hi
//\
// '
/у і
/у
/у |
I
Ua
£/H=const.
(5-5)
u<4 aua.
Рис. 5-4.
Крутизна обычно
выражается в ма/в.
Реальная характеристика
диода криволинейна. Крутизна
меняется от точки к точке,
достигая наибольшего значения на
прямолинейном участке характеристики. Численное
значение 5 тем больше, чем меньше расстояние между катодом
и анодом и чем больше действующая поверхность анода.
Современные диоды имеют величину 5 порядка 1—5 ма/в.
Внутренним сопротивлением диода
называется отношение приращения анодного напряжения
к приращению анодного тока при постоянном напряжении
накала
u„= const.
(5-6)
Внутреннее сопротивление обычно измеряется в омах.
На прямолинейном участке характеристики величина
минимальна и резко возрастает в начале характеристики и
в области насыщения. При больших отрицательных
анодных напряжениях внутреннее сопротивление диода очень
велико. Наиболее распространенные типы диодов при
Ца > 0 имеют величину порядка 200—1 ООО ом.
Параметры 5 и ^ называются дифференциал ь-
н ы м и, так как определяются при малых изменениях
анодного тока и анодного напряжения. Величины 5 и і?г-,
определенные для линейного участка анодной
характеристики, приводятся в справочниках.
Внутреннее сопротивление диода для переменного тока
отличается от сопротивления диода дляпо-
178
стоя ни ого тока /?0> которое равно отношению
анодного напряжения к анодному току в рабочей точке диода.
Например, в точке А рис. 5-4 #0 = и&111л1.
Номинальный рабочий режим диода определяют
следующие электрические параметры:
напряжение накала, ток накала, выпрямленный ток, ток эмиссии
катода. К параметрам предельного ре-
ж и м а работы относятся: наибольшее обратное
напряжение анода с/0бр» наибольшая мощность, рассеиваемая
анодом Ра. макс» наибольший импульс тока в режиме
выпрямления /а. макс» наибольший выпрямленный ток,
падение напряжения на диоде при протекании через него тока
и. макс» наибольшее и наименьшее напряжения накала,
наибольшее напряжение катод — подогреватель.
Наибольшим обратным напряжением
анода называется максимальная величина
отрицательного напряжения между анодом и катодом, которую диод
выдерживает без пробоя. В холодной лампе пробой может
возникнуть за счет электростатической электронной
эмиссии с анода при очень высоких отрицательных
напряжениях. В работающей лампе пробой происходит при
значительно меньших отрицательных напряжениях. Величина
с/обр зависит от расстояния между электродами,
температуры электродов и качества вакуума в лампе.
Наибольший импульс тока в режиме
выпрямления определяется эмиссионной способностью
катода, а наибольший выпрямленный ток
ограничивается наибольшей мощностью,
рассеиваемой на аноде лампы. Если на анод в 1 сек
поступает п электронов, то переданная ими аноду энергия
равна щ иЛ9 где величина равна кинетической энергии
одного электрона. Так как щ = /а, то выделяющаяся на
аноде в 1 сек энергия, т. е. мощность, равна:
Рл = 1*ил. (5-7)
В диоде выделение тепла при протекании тока
происходит только на аноде. В стационарном состоянии мощность,
выделяющаяся на аноде, равна мощности, рассеиваемой
им путем лучеиспускания в окружающее пространство.
Для каждой лампы характерна величина наибольшей
/мощности, которую анод может рассеивать без ущерба для
работы лампы. При эксплуатации электронной лампы
необходимо выдерживать такой режим работы, чтобы
выделяющаяся на аноде мощность не превосходила Яа. макс«
179
Энергия, излучаемая анодом, зависит от материала,
состояния поверхности и рабочей температуры анода.
Аноды большинства электронных ламп изготовляются из
листового никеля. Для повышения теплоотдачи
производится чернение поверхности анода (удельная нагрузка
черненых анодов повышается в 2—3 раза) и увеличение
поверхности охлаждения анода с помощью специальных
продольных ребер — радиаторов.
Конструкция и основные типы диодов. Основным
назначением диода является выпрямление переменного тока и
детектирование радиосигналов. Диоды, предназначенные
для выпрял4ления переменного тока промышленной
частоты, называются кенотронами, а диоды,
предназначенные для детектирования радиосигналов, —
детекторными (или высокочастотными). Диоды обычно
монтируются. в стеклянном баллоне, который не
препятствует лучеиспусканию анода и повышает величину
рассеиваемой анодом мощности.
Кенотроны делятся на низковольтные и
высоковольтные. Низковольтные кенотроны обычно ИЗ--
готовляются с двумя разделенными анодами и катодами,
смонтированными в одном баллоне.
Высоковольтные кенотроны применяются в цепях питания
электроннолучевых трубок, для которых в ряде случаев
необходимо очень высокое выпрямленное напряжение
(более 10 кв) при малом потребляемом токе. В баллоне
высоковольтного кенотрона монтируется один диод. Для
повышения £/обр до 25 кв и более расстояние между электродами
выбирается большим (порядка 10—12 мм). Выводы от
электродов располагаются на противоположных сторонах
баллона (анод обычно выводится на металлический
колпачок, вмонтированный сверху баллона лампы). В кенотронах
применяются вольфрамовый или карбидированный катод
прямого накала. Высоковольтные кенотроны обычно имеют
крутизну 5 « 0,8 -т- 1,8 ма/в и внутреннее сопротивление
1?! « 10 -т- 20 ком.
Детекторные диоды обычно характеризуются малыми
величинами рассеиваемой на аноде мощности и обратного
напряжения. Для работы на высоких частотах диод должен
иметь весьма небольшую междуэлектродную емкость анод—
катод и малое расстояние между анодом и катодом, которое
определяет время пролета электронов. Эти требования
противоречивы. Емкость в холодном состоянии диода Сак,
величина которой указывается в паспорте лампы, обычно
180
трическое поле, которое либо ускоряет (при плюсе на сетке),
либо тормозит (при минусе на сетке) движение электронов
к аноду. В результате количество электронов, проходящих
сквозь сетку к аноду, изменяется, т. е. изменяется
величина анодного тока.
Электрическое поле в триоде. Количество электронов,
уходящих от катода к другим электродам, зависит от
результирующего электрического поля в прикатодной
области, которое образуется пространственным зарядом и
потенциалами анода и сетки. Эквипотенциальные линии
электрического поля и кривые распределения потенциалов
со «О Оо N «о со
Рис. 5-6.
в триоде для двух значений напряжения на управляющей
сетке 1/с приведены на рис. 5-6. Изменение потенциала
управляющей сетки почти не влияет на электрическое поле
в пространстве сетка — анод лампы и очень сильно изменяет
электрическое поле в пространстве катод — сетка.
Распределение эквипотенциальных линий поля между витками
сетки определяется потенциалами сетки и анода, а также
конструкцией сетки и шагом ее навивки. В лампе с редкой
сеткой эквипотенциальные линии поля анода «провисают»
сквозь отрицательно заряженную сетку, создавая в
пространстве катод — сетка ускоряющее поле. В лампе с
густой сеткой проникновение анодного поля сквозь сетку
значительно слабее.
При отрицательных потенциалах сетки (ис < 0) в
пространстве, катод—сетка образуется тормозящее
электрическое поле. Электроны, покидающие катод с малыми на-
182
составляет единицы пикофарад. Междуэлектродная емкость
работающей лампы («горячая») увеличивается на 20—30%
за счет влияния пространственного заряда и изменения
размеров электродов и расстояний между ними при нагреве
диода. Анод детекторного диода часто выводится на
металлический колпачок. В диодах, предназначенных для работы
в диапазоне СВЧ, электроды имеют весьма малые размеры,
а выводы делаются в виде коротких стерженьков без
специальных цоколей. Это снижает емкость Сак до нескольких
десятых долей пикофарады.
Вакуумные диоды работают в очень широком диапазоне
температур. к основным недостаткам вакуумных диодов
следует отнести большую величину внутреннего
сопротивления, наличие накаливаемого катода, меньший по
сравнению с полупроводниковыми диодами срок службы и
меньшую надежность. Поэтому применять кенотроны для
выпрямления низких напряжений нецелесообразно.
5-4. ТРИОД
Триодом называется электронная лампа, имеющая
катод, анод и управляющий электрод — сетку.
Конструкции анода и катода триодов те же, что и в диодах. Сетка
обычно изготовляется из молибденовой или вольфрамовой
Катод Сет на
а)
Рис. 5-5.
проволоки в виде спирали, охватывающей катод по всей
длине. Витки спирали привариваются к сеточным траверсам
из никеля~или молибдена, надежно закрепленным в
пространстве между анодом и катодом (рис. 5-5, а). Если к
зажимам сетка — катод подвести переменное напряжение,
то между сеткой и катодом создается изменяющееся элек-
181
иальными скоростями, возвращаются этим полем обратно
];а катод. К аноду проходят лишь наиболее быстрые
электроны. Увеличение отрицательного потенциала сетки
приводит к возрастанию потенциального барьера. При
достаточно больших отрицательных потенциалах сетки
практически ни один электрон не может преодолеть этот барьер.
Анодный ток /а становится равным нулю. В этом случае
говорят, что лампа «закрыта». Ток сетки при <УС < О также
равен нулю.
При положительном потенциале управляющей сетки
Шс>0) в пространстве катод — сетка образуется
ускоряющее поле. При небольших положительных потенциалах
сетки лампа работает в режиме ограничения тока
пространственным зарядом, однако величина потенциального
барьера в этом случае мала. На катод возвращается
незначительная часть эмиттированных электронов, а большая
часть достигает анода. Кроме того, часть электронов
устремляется к виткам сетки, образуя сеточный ток. При
увеличении положительного потенциала сетки
отрицательный пространственный заряд у катода почти полностью
рассасывается и все электроны, эмиттированные катодом,
достигают анода или сетки, образуя соответственно
анодный и сеточный токи. Площадь сетки значительно меньше
площади анода, поэтому анодный ток, как правило,
значительно больше сеточного тока (7а ^> /с). Соотношение
между ними определяет коэффициент токораспределения
к = /а//с> который зависит от соотношений потенциала
анода и сетки к = / (илШс).
Различают два режима токораспределения: режим
прямого перехвата электронов сеткой и режим возврата
электронов к сетке. Режим прямого перехвата
осуществляется при и& Зг= £/с. В этом случае ток сетки
образуется электронами, которые при своем движении от
катода к аноду испытывают столкновение с сеткой. Р е-
хчим возврата характерен для случая, когда 1/а <<
<С ис. В пространстве сетка — анод за счет
возвращающихся к сетке электронов плотность электронного потока
повышается. В режиме возврата при увеличении £/а
анодный ток быстро возрастает.
Действующее напряжение и закон степени трех вторых
для триода. Количественную зависимость анодного тока
триода от напряжений сетки и анода можно определить,
представляя триод в виде эквивалентного диода,
воображаемый анод которого расположен на месте сетки реального
183
триода (рис. 5-5, в). К аноду эквивалентного диода
приложено действующее напряжение, которое по своему
воздействию на электроны вблизи катода эквивалентно
суммарному воздействию анодного и сеточного напряжений.
Условие эквивалентности состоит в равенстве катодного
тока реального триода и анодного тока эквивалентного
диода. Без учета поля пространственного заряда можно
считать, что результирующее поле в реальном триоде
пропорционально заряду, наведенному зарядами сетки и
анода, а результирующее поле в эквивалентном диоде
пропорционально заряду, наведенному зарядом
воображаемого анода. Рассчитывая заряды междуэлектродных
емкостей, можно записать:
Сия = Сскис + Сакиа, (5-8)
где ия — действующее напряжение;
С — емкость между катодом и анодом эквивалентного
диода;
Сск — емкость между сеткой и катодом реального
триода;
Сак — емкость между анодом и катодом реального
триода.
Считая, что С ж Сск + Сак, находим:
^д = ПГ5^ + Ша)> (5-9)
где О = Сак/Сск — проницаемость лампы, т. е.
степень ослабления электростатического влияния анодного
напряжения на пространственный заряд вблизи катода за
счет экранирующего действия сетки. Величина В зависит
от конструкции электронов лампы и всегда меньше единицы.
Чем гуще навивка сетки, тем меньше величина й. При £ <; 1
иА = ис + Оил. (5-10)
В триоде катодный ток может протекать при
выполнении неравенства £/д = ис + Оиа> 0. Это условие
может выполняться даже при отрицательных значениях £/с
или [/а; катодный ток в этом случае равен току в цепи
электрода, имеющего положительный потенциал
относительно катода. Заменив трехэлектродную лампу
эквивалентным диодом, по формуле (5-4) можно вычислить
анодный ток эквивалентного диода или, что то же, катодный
ток реального триода, равный сумме анодного и сеточного
токов. При £) << 1
/ж=Л+/с = (^с+^3/9. (5-Н)
184
(коэффициент токораспределения возрастает).
Отрицательное напряжение сетки, при котором анодный ток равен
нулю (при данном анодном напряжении), называется н а-
пряжением отсечки анодного тока или
напряжением запирания £/зап. Величина £/зап
зависит от анодного > напряжения и конструкции триода.
Сеточные характеристики /с = / (ис)ц
часто строятся на одном графике с анодно-сеточными
(пунктир на рис. 5-7, а). Появляющийся при £/с>0
сеточный ток уменьшается с увеличением анодного напряжения.
В большинстве усилительных схем электронные лампы
работают в левой части семейства анодно-сеточных
характеристик без захода в область сеточных токов. В ряде случаев
триоды работают с сеточными токами (мощные усилители,
генераторы ВЧ и т. д.). Для этих целей используются лампы
со специальными конструкциями сеток, так называемые
«правые» лампы.
Характерная зависимость тока сетки от напряжения
ис < 0 показана на рис. 5-7, б. При напряжениях [/с,
близких к нулю, основную роль в образовании /с играют
испускаемые катодом быстрые электроны, попадающие на
сетку. При больших отрицательных напряжениях сетки
заметную роль в образовании тока /с начинают играть
эмиссия сетки — термоэлектронная (вследствии подогрева
сетки катодом) и фотоэлектронная (в результате освещения
сетки и облучения ее мягким рентгеновским излучением,
возникающим на аноде при торможении им быстрых
электронов), а также токи утечки по изоляторам. Эмиссия сетки
и утечка возрастают при загрязнении сетки и изоляторов
распыляющимся активирующим покрытием. У лампы с
плохим вакуумом сеточный ток образуют также ионы остатков
газа. Ток /с может быть равен нулю лишь при определенном
потенциале сетки. Для большинства практических случаев
при 1/с < О током сетки можно пренебречь.
Анодные характеристики определяют
зависимость анодного тока от анодного напряжения при
фиксированном напряжении управляющей сетки /а =
= / (Оа)ис- Семейство анодных характеристик,
приведенное на рис. 5-8, очень удобно для изучения работы
триода с нагрузкой. При напряжении £/с = 0 анодная
характеристика начинается в начале координат, т. е. при
£/а = 0 и /а = 0. С увеличением анодного напряжения ток
/а увеличивается. На значительном участке характеристика
186
5-5. СТАТИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ И ПАРАМЕТРЫ
ТРИОДА
В общем случае величины анодного и сеточного токов
в триоде меняются при изменениях температуры катода,
анодного напряжения и напряжения сетки. Лампа работает
обычно при постоянном напряжении накала, поэтому
анодный и сеточный токи являются функцией двух величин
Эти зависимости графически изображаются
статическими характеристиками. В справочниках обычно
приводятся экспериментально ^ ^
снятые усредненные харак- а' 0
некотором ис < 0 анодный
ток прекращается. Если к сетке приложено положительное
напряжение ис > 0, то ток /а увеличивается до тех пор,
пока не достигает насыщения /а нас. При большем
напряжении анода для прекращения тока анода на сетку лампы
необходимо подать большее отрицательное напряжение. Режим
насыщения с ростом напряжения анода наступает при
меньшем положительном напряжении сетки. Таким образом,
увеличение анодного напряжения сдвигает характеристики
влево. При уменьшении анодного напряжения
характеристики сдвигаются вправо. Величины тока насыщения для
разных анодных напряжений неодинаковы. Большему
напряжению иа соответствует больший ток насыщения
/а = A (Uu, l/с); /с = h (иЛ9 г/с).
теристики анодного тока
триода.
Анодно -
сеточные
характеристики определяют зави:
симость анодного тока от
напряжения управляющей
сетки при фиксированном
напряжении на аноде /а =
= / (^с) | £/а = const-' СемеЙ-
СТВО анодно-сеточных
характеристик приведено на
рис. 5-7, а. Если к аноду
триода приложено рабочее
напряжение (/а1, то при
увеличении отр и цате л ьно-
го напряжения сетки
анодный ток уменьшается. При
е)
Рис. 5-7.
185
линии) анодно-сеточных и анодных характеристик триода.
Реальные характеристики триодов несколько отличаются
от расчетных. Кроме отличий, свойственных диодам, для
триода специфичны и дополнительные расхождения. Это
вызвано тем, что при отрицательных напряжениях сетки
ускоряющее поле анода действует неравномерно по длине
катода. Под витками сетки ускоряющего поля нет.
Электроны уходят в основном с отдельных участков катода —
«островковый эффект». Это* явление проявляется тем
сильнее, чем реже сетка и чем больше отрицательное сеточное
напряжение. Чем реже сетка, тем длиннее левая ветвь ха-
Рис. 5-9.
рактеристики и тем большее отрицательное напряжение
необходимо приложить к сетке, чтобы запереть лампу.
На среднем участке реальные характеристики
достаточно хорошо описываются законом степени трех
вторых. В области больших положительных напряжений
сетки наблюдается отличие реальных и расчетных
характеристик вследствие эффекта токораспределения.
Напряжение запирания лампы можно рассчитать
теоретически. В начальной точке теоретических характеристик,
где ис = £/3ап> ток /а = gUR 2 = 0. Следовательно, должно
быть равно нулю и действующее напряжение. Из равенства
(5-10) находим:
-изйи = Оиа. (5-12)
Выражение (5-12) показывает, что сдвиг анодно-сеточ-
ной характеристики влево тем больше, чем выше анодное
напряжение и чем больше проницаемость лампы. Из-за
расхождения начальных участков теоретических и реальных-
188
Iuc3l>luc2l>luc1l
почти прямолинейна (вплоть до области насыщения).
Если к сетке приложено отрицательное напряжение (Uc <
< 0), то при 0а > 0 характеристика анодного тока
начинается правее начала координат. Сдвиг характеристики
вправо связан с тем, что отрицательно заряженная сетка
не пропускает к аноду электроны до тех пор, пока анодное
напряжение не превысит некоторую пороговую величину,
достаточную для компенсации тормозящего действия сетки.
Сдзиг анодной характеристики вправо тем больше, чем
выше приложенное к сетке отрицательное напряжение.
Если к сетке приложено положительное напряжение
Uc > 0, то характеристики
расположены левее основной
характеристики, снятой при
Uz = 0, и начинаются подобно
ей в начале координат. На
форму характеристики может
оказывать влияние
остаточный газ в баллоне лампы.
Электроны, сталкиваясь с
молекулами газа, ионизируют
его. Образующиеся
положительные ионы устремляются
к катоду и частично
нейтрализуют пространственный
заряд. В лампе с плохим
вакуумом при увеличении анодного напряжения анодный ток
нарастает значительно быстрее, чем в лампе с хорошим
вакуумом.
Сеточно-анодные характеристики Ic = f (Ua) Uc обычно
строятся на том же графике, что и анодные, но
пунктиром.
Для случая Uс < 0 (7С « 0), используя формулу (5-11),
можно получить аналитическое выражение статической
характеристики триода. При этом переменным считается
какое-либо одно напряжение, а другое принимается
постоянным. Анодно-сеточная и анодная характеристики
описываются формулами:
/a = g(^c + COnst)3/«;
■7a = g (const + DU^I\
На рис. 5-9, а и б приведены семейства реальных
(сплошные линии) и теоретически рассчитанных (пунктирные
Рис. 5-8,
187
Это объясняется тем, что для сохранения
постоянства анодного тока напряжения анода и сетки должны
получить приращение противоположного знака. У триода
при /с = 0 статический коэффициент усиления обратно
пропорционален проницаемости лампы (р, = 1АО) и зависит
глазным образом от геометрических размеров электродов.
В зависимости от назначения триоды имеют величину р,
от 5—10 до 100.
Дифференциальные параметры триода связаны между
собой простым соотношением, получившим название
внутреннего уравнения лампы. Перемножая 5 и Я1у получаем:
5/?, = |г. (5-16)
Если параллельно включено несколько ламп, то общие
параметры группы ламп определяются соотношениями:
Ri~LRin'
i
Способы определения параметров
триода. При практических расчетах параметры электронной
лампы определяют графо-аналитически. В выбранной
рабочей точке А строят треугольник, как показано на рис. 5-10.
Отрезки Л В и ВС представляют собой соответственно
приращения напряжения Д£/с и тока А/а. Приращение
напряжения AUa определяется как разность напряжений
£/а, при которых сняты характеристики. Тогда по
формулам (5-13) — (5-15) находим:
е А/а _ВС
^ &UC £/а«const"
t/c=const ВС
/ =const Aft
190
характеристик нельзя найти точное значение В по отсечке
реальной характеристики.
По характеристикам лампы можно определить все
электрические величины, характеризующие режим работы
лампы (/а, ил ис> Ра и др.), а также параметры лампы
в рабочей точке.
Статическими параметрами, характеризующими
свойства триода, являются крутизна характеристики 5,
статический коэффициент усиления |х и-внутреннее
сопротивление переменному току
Крутизна характеристики 5 равна
отношению приращения анодного тока к соответствующему
приращению напряжения сетки при постоянном анодном
напряжении:
й]* (5-13)
¿7 =СОП5І.
Крутизна характеризует управляющее действие сетки.
Величина Я неодинакова в разных точках характеристики.
Обычно за величину 5 принимается значение крутизны на
прямолинейном участке анодно-сеточной характеристики
при небольших отрицательных напряжениях £/с. Крутизна
зависит от размеров электродов лампы. Она прямо
пропорциональна действующей поверхности анода и обратно
пропорциональна радиусам анода и сетки. Современные
усилительные триоды имеют величину 5 порядка
нескольких ма/в, а специальные триоды — до 40—70 ма/в.
Внутренним сопротивлением 7?;
называется отношение приращения анодного напряжения к
соответствующему приращению анодного тока при постоянном
напряжении сетки:
¿¿7,
Внутреннее сопротивление триодов зависит от размеров
электродов и рабочего режима лампы. У разных типов
триодов величина Я1 колеблется от нескольких килоом до сотен
килоом.-
Коэффициент усиления }х показывает, во
сколько раз сильнее влияет на анодный ток сеточное
напряжение по сравнению с анодным напряжением:
/-сопи. ' (5"15)
а
Строго говоря, величина \л имеет знак минус.
189
Аналогично определяются параметры лампы из
семейства анодных характеристик; при этом приращение,
напряжения Д{/с определяется разностью напряжений, при
которых снимались соответствующие анодные характеристики
Д£/с = Aí/C2 — Aí/Cl. Параметры триода зависят от
рабочих напряжений í/cl, Ua
и Uf. Коэффициент усиления
лампы ¡i остается практически
неизменным почти при всех
режимах работы триода, в то
время как два других
параметра 5 и R¿ примерно
постоянны лишь в пределах
линейного участка
характеристики. На нелинейных
участках характеристики, а
также при недокале 5
убывает, a Ri возрастает.
Междуэлектродные
емкости в триоде. При работе на
высоких частотах большое
влияние оказывают междуэлектродные емкости лампы.
При эксплуатации триода наиболее важную роль играют
следующие между электродные емкости: емкость
между сеткой и катодом Сск (входная
емкость); емкость между анодом и
сеткой Сас (п р о х о д н а я емкость) и емкость между
анодом и катодом Сак (выходная
емкость) (рис. 5-11).
Величина каждой емкости зависит от
размеров электродов и расстояний между
ними. Кроме того, на величину
междуэлектродных емкостей большое влияние
оказывают размеры держателей
электродов и длина их выводов. У ряда ламп
емкость выводов может составлять от
20 до 50% общей емкости между электродами.
Междуэлектродные емкости приемно-усилительных триодов имеют
величину порядка нескольких пикофарад.
Измерения междуэлектродных емкостей в нормальных
рабочих режимах триода представляют большие
трудности. На практике ограничиваются измерениями емкостей
в отсутствие напряжений на электродах и при
выключенном накале («холодная» лампа). Эти емкости называют ста-
Рис. 5-и.
191
тическими («холодными»), и их обычно указывают в
заводском паспорте лампы или в справочниках. В «горячей»
лампе междуэлектродные емкости значительно
отличаются от статических вследствие изменения размеров
электродов и образования пространственного заряда.
Пространственный заряд оказывает основное влияние на входную
емкость (при ис < 0 пространственный заряд может
изменять Свх на 25—30%).
Междуэлектродные емкости приходится учитывать при
работе триода не только на высоких, но и на звуковых
частотах (порядка нескольких килогерц). Наибольшее
влияние оказывает проходная емкость, так как между анодом
и сеткой триода действует усиленное переменное
напряжение. Емкость Сас обусловливает обратную связь анодной
и сеточной цепей.
Во многих случаях приходится учитывать входное
сопротивление участка сетка—катод лампы:
г)
На низкой частоте (без учета емкостных токов) при ис >> 0
входное сопротивление у разных типов триодов может
составлять 1—10 ком. При отрицательных напряжениях на
сетке величина /?вх практически определяется изоляцией
входов цоколя лампы (108 — 1010 ом).
Разброс характеристик и
параметров электронных ламп одного типа обусловлен
неодинаковыми размерами деталей, идущих на сборку ламп,
случайными деформациями при сборке и технологической
обработке лампы, невозможностью точного повторения
режима технологического процесса, неодинаковыми
эмиссионными характеристиками катодов и др. Поэтому
техническими условиями устанавливается величина допустимого
отклонения параметра от номинального значения.
Современные лампы имеют приблизительно следующие разбросы
параметров: по анодному току до ±25%, по крутизне
характеристики до ±20%, по входной и выходной емкостям
до ±12%. Коэффициент усиления ¡1, приближенно
определяемый отношением междуэлектродных емкостей, имеет
разброс до ±10%.
Параметры электронной лампы изменяются во времени.
Крутизна характеристики лампы, как правило,
уменьшается, а анодно-сеточная характеристика сдвигается вправо.
В качестве критерия долговечности обычно указывают ми-
192
ис=о
чая точка обычно выбирается на линейном участке. Поэтому
реальные характеристики по всей длине целесообразно
заменить идеализированными прямыми линиями с
наклоном, равным наклону линейного
участка характеристики.
Продолжая прямолинейную
часть анодной характеристики до
пересечения с осями координат,
получаем идеализированную
характеристику в виде прямой ВС
(рис. 5-12). Составим ее уравнение,
считая параметры лампы 5, и \л
постоянными и . равными
значениям, определенным на
прямолинейном участке:
Рис. 5-12.
~и і—/
(5-17)
Величина 10 обозначает 4 отрезок ОС = ОВ ^tga =
= (ВЕ + ЕО) ~. Из треугольника OBL находим ВЕ ==
= —|ы(/с. Отрезок ЕО обозначим £0. Постоянную Е0
называют напряжением анодного приведения, она определяется
из реальных характеристик по кривой, снятой при IIс = 0.
Выразив /0 через рі(/с, Е0 и получим4 уравнение
идеализированной анодной характеристики:
_ ¡¿¿4 + ця — я,
(5-18)
5-6. РАБОТА ЛАМПЫ С НАГРУЗКОЙ.
ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ. ВХОДНАЯ ПРОВОДИМОСТЬ
При включенной в анодную, цепь лампы нагрузке
(рис. 5-13) изменения анодного тока /а при изменениях
напряжения сетки не определяются статической
характеристикой, поскольку в этом режиме анодное напряжение
зависит от анодного тока:
ий = Ел-1лЯл. (5-19)
С ростом анодного тока падение напряжения на
сопротивлении нагрузки увеличивается, а напряжение анода
194
нимальную величину крутизны анодно-сеточной
характеристики. В справочниках приводятся типовые
характеристики и указываются' средние статические значения
параметров лампы, работающей в номинальном режиме.
Кроме перечисленных параметров, триоды
характеризуются электрическими параметрам и
типового режима работы (напряжение и ток
накала, ток сетки, сопротивление изоляции между
электродами, ток эмиссии и др.) и предельными
эксплуатационными величинами (наибольшая
мощность рассеяния анода, наибольший ток катода,
наибольшее напряжение анода, наибольшее и наименьшее
напряжения накала, наибольшее напряжение
катод—подогреватель и др.). Пользуясь этими данными, можно выбрать
оптимальный режим работы лампы и повысить ее
надежность.
Внутриламповые шумы триода. Основными
источниками внутренних шумов электронной лампы являются
дробовой эффект, наличие положительных ионов и мерцание
катода. Дробовой эффект обусловлен
непостоянством числа эмиттированных катодом электронов в единицу
времени/ Поэтому катодный и анодный токи изменяются
(флуктуируют) около среднего значения. Уровень шума
лампы увеличивается с появлением в баллоне
положительных ионов (например, за счет ионизации
остатков газа). Под мерцанием катода
понимают изменение во времени эмиссионных свойств отдельных
участков оксидного катода вследствие неоднородности его
физических' свойств. В диапазоне средних частот (до
60 Мгц) уровень внутрилампового шума практически не
меняется, и его принято оценивать величиной
эквивалентного сопротивления шума. Это
сопротивление равно по величине некоторому активному
сопротивлению, которое, будучи включенным в цепь сетки
идеальной нешумящей лампы, создает в ее анодной цепи
эффективный шумовой ток той же величины, что и лампа,
за счет внутренних шумов. Эквивалентное сопротивление
шума для триода #ш приближенно можно определить из
соотношения: = 2,5/8 [ком].
Линейная аппроксимация характеристики триода. Во
многих случаях необходимо иметь аналитическое
уравнение, описывающее реальную зависимость тока /а от
напряжений ис и иа. Нелинейные участки реальных
характеристик невелики по сравнению с линейными, а рабо-
7 Виноградов Ю. В.
193
0-
ис
0-
уменьшается, и наоборот. Возникающие изменения
анодного напряжения воздействуют на величину анодного тока
противоположно изменениям сеточного напряжения: если
изменения 1/с увеличивают /а, то уменьшающееся при этом
иа ослабляет рост /а. Кривая, определяющая зависимость
анодного тока от напряжения сетки при постоянной э. д. с;
источника анодного питания
п постоянном сопротивлении
нагрузки, /а = / (^с)|£а,яа
отражает свойства не только
самой лампы, но и схемы,
в которой лампа работает. На
рис 5-14 приведены кривые
/а = / (^с)|£а,яа и
статическая анодно-сеточная характеристика. При выбранной
э. д. с. анодного питания обе характеристики начинаются
в одной точке (величина напряжения запирания
одинакова). Характеристика /а = / (£/с) | Е^Яй расположена ниже
статической, так как по мере роста /а уменьшается 1/а.
Это различие увеличивается с возрастанием сопротивления
нагрузки. Характеристику /а =7 (^с)1 ла,яа можно снять
н i
Рис. 5-13.
1>зая -
Рис. 5-14.
экспериментально или получить из статических
характеристик. Из равенств (5-18) и (5-19) получаем:
(5-20)
При выбранных /а все точки характеристики /а =
== / (£/с) | £а,^а сдвигаются вправо от статической на
отрезок, равный /а #а/|л. По характеристике /а = / (£/с) | Е #
а. а
удобно выбирать начальное положение рабочей точки.
7* 195
На практике характеристику /а = / (^с) I ва,/?а чаще
строят с помощью нагрузочной прямой,
уравнение которой имеет вид:
'•-^-ё-^-' (5"21)
Как и в случае транзистора, нагрузочную прямую
можно построить по двум точкам на семействе анодных
характеристик (рис. 5-15, б). Любая точка нагрузочной
прямой определяет зависимость /а от одновременно
изменяющихся ис и иа при постоянных Ея и /?а, т. е. полностью
'/а
- Ь
--г —
гг-
а -
.—
/?'</?а
уис1
\yUc2
иС5 ис3 иС1 Щ
а)
^ и0а
Еа —
1 ^
А '
а —
б)
Рис. 5-15.
определяет режим работы лампы с нагрузкой. Например,
В ТОЧКе в ИЗВеСТНЫ ВеЛИЧИНЫ ис2, и0а, /0а, (/^а = /0а^а-
Перенося значения /а и соответствующие им значения £/с
в точках пересечения с нагрузочной прямой из системы
координат /а — иа в систему координат /а — с/с, легко
построить характеристику /а = / (0С) \ Е&уяа (рис 5-15, а).
Соотношение (5-20) можно переписать в виде
Вычисляя производную (Иа/(ШС и переходя на
прямолинейном участке характеристики к переменным
составляющим токов и напряжений, находим:
196
4 Яа+/?Г
(5-22)
Переменные составляющие напряжений на анодной
нагрузке и на аноде лампы равны:
а
Знак минус показывает, что при увеличении
потенциала сетки потенциал анода уменьшается (электронная
лампа меняет фазовый угол усиливаемого напряжения
на 180°).
Из равенства (5-23) можно найти \id — коэффициент
усиления лампы в схеме усилителя с активной анодной
нагрузкой, который показывает, во сколько раз
переменное напряжение, снимаемое с анода лампы, больше
переменного напряжения, подводимого к зажимам сетка—катод:
= = Й = — ^7Т^ = — Т+fe^a' (5"24)
Коэффициент усиления лампы с нагрузкой всегда
меньше статического (/(< \\) и зависит от сопротивления
анодной нагрузки (К = 0 при Ra = 0, К —* \\> при Ra—+ оо).
Крутизна Sd характеристики лампы с нагрузкой /а =
~ / (^с) £а/?а зависит от сопротивления нагрузки. Из
соотношения (5-22) можно найти:
^-Щ-яГЛ^- i.A.' (Ь '
Всегда выполняется неравенство Sd < S. Чем больше
jRa, тем меньше Sd. В пределе Sd = S при Ra = 0 и Sä —*
—* 0 при Ra — СО.
Эквивалентная схема электронной лампы с нагрузкой.
Выражение-(5-22) • представляет собой закон Ома для
переменной составляющей анодного тока. Оно позволяет
рассматривать анодную цепь усилительной лампы по
переменному току в виде эквивалентного генератора, развивающего
э. д. с, в' ¡1 раз большую, чем напряжение t/c, и имеющего
внутреннее сопротивление, равное внутреннему
сопротивлению лампы переменному току Rie Эквивалентная схема
анодной цепи лампы приведена на рис. 5-16, а. Приведя
уравнение (5-23) к общему знаменателю, заменив \х на SRi
и разделив обе части равенства на R&Riy получим:
-^«-iä + iv (5'26)
197
Выражение (5-26) позволяет построить вторую
эквивалентную схему анодной цепи лампы с эквивалентным
генератором тока 8ис, имеющим внутреннее сопротивление 7?,
(рис. 5-16, б). Обе эквивалентные схемы анодной цепи
лампы по переменному току эквивалентны, поскольку
величина тока, протекающего в нагрузке, одинакова и равна
/а = Схема с эквивалентным генератором
напряжения чаще применяется для ламп с малым внутренним
сопротивлением, а схема с эквивалентным генератором
тока — для ламп с большим внутренним сопротивлением.
При расчетах схем иногда целесообразно включить
внутреннее сопротивление генератора напряжения в
состав внешней нагрузки и считать, что на входе цепи вклю-
*) б)
Рис. 5-16.
чен идеальный генератор напряжения {Яі = 0). Часто при
ходится заменять схему, показанную на рис. 5-17, а. В
исходной схеме генератор, имеющий э. д. с. \іііс и
внутреннее сопротивление 7^, нагружен сопротивлением /?а,
параллельно которому включена некоторая комбинация
элементов Z. Заменим данную схему эквивалентной при
условии, что ток через нагрузку 12 остается прежним.
Уравнения Кирхгофа имеют вид:
^с = (/?£ + 7?а)/х-/?а/2;
0 = -Яа/і+(Я. + 2)/а.
Решая систему уравнений с учетом равенства /2 = 7^,
находим:
? Величина тока 12 остается неизменной в цепи из
последовательно включенных + Яа и 1% нагружа-
198
ющей идеальный генератор напряжения \хис 0 _/*р
~Г ^а
(рис. 5-17, б). Обозначив д = /?а/ (#£ + /?а), получим
удобную для расчетов схему с эквивалентным генератором
напряжения (рис. 5-17, в).
Входная проводимость электронной лампы с нагрузкой.
Проводимость входной цепи электронной лампы при
работе на переменном токе
равна:
1 вх — 7
'-'ВХ
^вх
Общий ток /вх,
потребляемый входной цепью лампы,
состоит из четырех
составляющих: тока Д через
паразитную входную емкость Сск,
Рис. 5-18.
тока /2 через паразитную проходную емкость Сас, тока /3
через сопротивление изоляции участка сетка— катод и
собственно сеточного тока /4 (рис. 5-18). Две последние
составляющие пренебрежимо малы по сравнению с первыми
и их можно не учитывать. Тогда
'вх К + 4 = 1®СскОск + /соСак (Оск — 0ЛК).
С учетом соотношения (5-23) можно записать:
/вх==/С0^ск[Сск + Сас(1 +Ю].
Входная проводимость электронной лампы при работе
с нагрузкой определяется равенством:
У« = /МСск + Сас(1 +К)1 (5-28)
199
Если сопротивление анодной, нагрузки лампы чисто
активное, то коэффициент усиления является вещественным.
Сопротивление входной цепи представляет собой нагрузку
емкостного характера. Входная емкость лампы при работе
с нагрузкой равна:
Эту емкость часто называют «входной динамической
емкостью».
Величина входной динамической емкости растет с
увеличением динамического коэффициента усиления. У
триодов, имеющих проходную емкость Сас порядка нескольких
пикофарад, входная динамическая емкость может
достигать значительной величины (до сотни пикофарад).
Если в анодную цепь лампы включена комплексная
нагрузка Za = i?a + jXa, где jXa может быть положительной
величиной (индуктивная нагрузка /cot) и отрицательной
величиной (емкостная нагрузка — /7соС), то входная
проводимость равна:
Входная проводимость содержит вещественную и
мнимую составляющие. В зависимости от характера нагрузки 4
активная (вещественная) составляющая входной
проводимости может быть положительной или отрицательной.
Типы триодов. В радиоэлектронике триоды
используются для усиления напряжения низкой частоты,
усиления мощности, генерирования колебаний, в
импульсных схемах, стабилизаторах напряжения и пр.
Характеристики, значения параметров и конструкции триодов
определяются их преимущественным назначением. Триоды
для усиления напряжений при токе анода в несколько
миллиампер и напряжении на аноде 100—300 в имеют кру--
тизну 5 порядка 1—5 ма/в и \i 100. Триоды для
усиления мощности имеют более мощный катод, рассчитанный
на получение тока до 150 ма, более массивный анод, спо-
СВх. д — Сек + Сас (1 + /С).
(5-29)
(5-30)
Формулу (5-30) можно преобразовать к виду
200
собный рассеивать мощность до 15 вт, и величины
параметров S = 6 -5- 10 ма1в, |х = 4 -s- 10. Регулировочные
триоды способны пропускать большие анодные токи при
малых анодных напряжениях. Для импульсных схем
требуются триоды, обладающие большой крутизной и малыми.
междуэлектродными емкостями. Генераторные триоды
обладают рядом конструктивных особенностей.
5-7. ЭКРАНИРОВАННЫЕ ЛАМПЫ
Триоды имеют ряд недостатков. К ним относятся
малая величина [х у ламп с левыми характеристиками и
большая величина Сас, ограничивающая использование триода
при усилении высоких частот. Малую проходную емкость
имеют многоэлектродные электронные
лампы, имеющие катод, анод и два или более
управляющих электрода.
Тетрод. Тетродом называется четырехэлектродная
электронная лампа, имеющая катод, анод и два
управляющих электрода. Помимо управляющей сетки тетрод имеет
вторую, так называемую экранирующую сетку, которая
размещается между управляющей сеткой и анодом.
Основным назначением этой сетки является экранирование
катода и управляющей сетки от электростатического
воздействия поля анода. Экранирующая сетка как бы
разделяет емкость между управляющей сеткой и анодом на две
последовательно включенные емкости: емкость
управляющая сетка — экранирующая сетка Сс1с2 и емкость анод —
экранирующая сетка Сас2. Проходная емкость тетрода
приближенно равна Сас1^ J?clc*?r* * Так как емкость
C*cic2» образованная двумя сетками с малыми
поверхностями, ничтожно мала, то так же мала и проходная
емкость тетрода Сас1 (обычно сотые доли пикофарады, т. е.
на 2—3 порядка меньше, чем у триода).
В рабочем режиме на экранирующую сетку подаетс'я
положительный потенциал относительно катода. Помимо
уменьшения проходной "емкости экранирующая сетка
существенно изменяет вид статических характеристик и
величины параметров тетрода. Электронные лампы
эксплуатируются при напряжениях (Ус1 < 0 и Uf = const. Это
позволяет считать ток управляющей сетки равным нулю,
а анодный ток /а и ток экранирующей сетки /с2
зависящими от трех напряжений: напряжения на управляющей
201
сетке ї/с1, напряжения на экранирующей сетке (/с2 и
напряжения на аноде £/а.
Тетрод, как и триод, можно заменить^ эквивалентным
диодом, к аноду которого приложено действующее
напряжение «Уд, определяющее общий катодный'ток.
Представляя воздействие потенциалов анода 1/а и экранирующей
сетки і/с2 как воздействие одного потенциала £/д,
приложенного к воображаемому аноду, расположенному на
месте экранирующей сетки, и далее представляя
эквивалентный потенциал [/д и потенциал управляющей сетки [/с1
одним действующим потенциалом ию приложенным к
аноду эквивалентного диода, расположенного на месте
управляющей сетки, находим:
ил = исг + Огис2 + Оия, , (5-31)
где Б = £2, £>х < 1 — проницаемость управляющей
сетки, определяющая электростатическое воздействие
потенциала экранирующей сетки на катод, Ъ2 < 1 —
проницаемость экранирующей сетки, определяющая
электростатическое воздействие потенциала анода на
управляющую сетку.
-Закон степени трех вторых для тетрода имеет вид:
/к = /а + /с2 +' /сі = і (и* + Огис2 + йи^к (5-32)
На катодный ток тетрода в наибольшей степени
влияет потенциал управляющей сетки. Влияние потенциала
экранирующей сетки ослаблено в І)А раз. Потенциал анода
в экранированной лампе очень слабо влияет на величину
действующего напряжения. (Общая проницаемость О,
которая характеризует ослабление электростатического
воздействия анодного потенциала на пространственный заряд
у катода, очень мала.) Учитывая, что 1)^1, а /с1 « О
при ис1 < 0, получаем: і
/к = /а + /са ~е(ис1 + Д^)3'2. (5-33)
Для тетрода можно построить по три семейства
характеристик анодного тока и тока экранирующей сетки. На
рис. 5-19 приведены зависимости токов экранирующей
сетки и анода от напряжений экранирующей сетки /а =-
= /і (ЇЛя); 'с2 = к (ис2) и управляющей сетки /а = /3(£/с1);
^с2 = її (исі)- Анализируя эти зависимости, можно
сделать заключение, что экранирующая сетка тетрода
воздействует на пространственный заряд у катода и на катодный
ток аналогично аноду триода (рис. 5-19, а). При ис2 < О
202
и иа > О токи экранирующей сетки и анода равны нулю.
(У некоторых тетродов с редкой экранирующей сеткой
анодный ток может возникать при незначительных
отрицательных напряжениях (/с2.) Только при напряжениях
ис2 > О и ил 0 через лампу начинают протекать токи
анода и экранирующей сетки. Анодное напряжение
весьма слабо влияет на токи /а и /с2. С ростом иа (при одном
и том же ис2) анодный ток несколько возрастает, а ток
экранирующей сетки соответственно уменьшается, причем
общий катодный ток 1К = /а + /с2 остается практически
неизменным. Соотношение между токами /а и /с2 (токо-
распределение) зависит от отношения напряжений 0а и (/с2
>h Лег
Рис. 5-19.
и вторичной эмиссии экранирующей сетки.
Характеристики токов /а и /с2 при i/c2 = const и разных U&
начинаются в одной точке и расходятся веерообразно. Анодный
ток при изменениях ил определяется изменением
коэффициента токораспределения. Коэффициент токораспределе-
ния тетрода равен K = j~ = ^(т^)в
С увеличением напряжения на управляющей сетке
(рис. 15-19, б) (при (/а = "const и Uc2 = const)
увеличиваются величина действующего напряжения и общий ток
катода /к = /а + /с2 (при £/с1 < 0 /с1 = 0). Увеличение
анодного тока при этом происходит в результате роста
тока /к. Если повысить анодное напряжение, а
напряжение экранирующей сетки оставить неизменным, то
анодный ток увеличивается, а ток экранирующей сетки
уменьшается соответственно на одну и ту же величину. Чем
больше /к, тем значительнее отличаются величины токов
203
Іа и /с2 для двух значений анодного напряжения vi и £/а.
Увеличение исг сопровождается и некоторым ростом тока
экранирующей сетки. Напряжение запирания тетрода и
сдвиг характеристики анодного тока по оси (Ус1
определяются напряжением экранирующей сетки и почти не
зависят от анодного напряжения. Напряжение запирания
тетрода определяется формулой
^зап = - (Огис2 + Ша) ъ - ад,. (5-34)
Анодные характеристики тетрода
'а.= / (£/а)и ,ус2 (рис. 5-20) резко отличаются от триод-
ных. При ил ="0 и 1/с2 > 0 ток /а = 0, а ток /с2 = /к.
С увеличением анодного напряжения примерно до 15—18 в
анодный ток быстро растет, а ток
экранирующей чсетки падает.
Участок 1 характеристики
соответствует токораспределению в
режиме возврата электронов к
экранирующей сетке из
промежутка анод — экранирующая
сетка (при £/а< ис2). Анодный
ток увеличивается за счет
электронов, которые до этого
возвращались к экранирующей
сетке. На эти электроны поле анода оказывает прямое
воздействие, и ток /а с ростом напряжения £/а увеличивается
очень быстро.
После достижения анодным напряжением величины
порядка 15—18 в характер зависимости токов /а и /с2 от
1/а резко изменяется: анодный ток начинает падать, а ток*
экранирующей сетки—возрастать. Это явление возникает
в результате образования вторичной эмиссии анода. При
(Уа » 15 в энергия падающих на анод электронов стано- .
вится достаточной для выбивания с его поверхности
вторичных электронов, которые под действием потенциала
экранирующей сетки ((7С2 ^> і/а) переходят от нее,
увеличивая ток /с2. Ток /а при этом уменьшается, так как
направление тока вторичных электронов с анода
противоположно направлению основного анодного тока (участок 2).
Уменьшение анодного тока и увеличение тока
экранирующей сетки продолжается до тех пор, пока напряжение £/а
не становится равным напряжению (7С2. Рассмотренное
явление уменьшения анодного тока называется дина-
тронным эффектом.
1
2
3
ч
\
\
У
/
ч
\ у
\ у
/ \
^ га
4 1с2 иа
иа
Рис. 5-20.
204
При дальнейшем увеличении анодного напряжения
(і/а > 1/с2) ток /а резко возрастает, а ток /с2 падает
(участок 3), так как увеличивающееся анодное напряжение
возвращает обратно на анод большую часть вторичных
электронов. Наконец, наступает такой режим, при
котором характеристика /а — £/а имеет пологий участок 4.
Этот участок характеристик соответствует режиму работы
лампы с прямым перехватом электронов экранирующей
сеткой, а не режиму насыщения. При этом малые
приращения анодного тока при значительных изменениях
анодного напряжения объясняются слабым влиянием
потенциала анода на пространственный заряд у катода. Рост тока
Рис. 5-21.
/а происходит в результате вторичной эмиссии с
экранирующей сетки.
Основным недостатком, ограничивающим применение
обычных тетродов, является наличие падающего участка
анодной характеристики, который может вызывать
самовозбуждение схемы или искажение формы усиливаемых
сигналов (этот участок характеристики можно использовать
в схемах специальных генераторов). Для исключения
динатронного эффекта разработаны специальные конструкции
тетродов. В них между экранирующей сеткой и анодом
создается область пониженного потенциала (£/мнн)> который
препятствует переходу вторичных электронов с анода на
экранирующую сетку (рис. 5-21, а).
В лучевых тетродах электронный поток,
идущий от катода к аноду, концентрируется в узкие пучки.
Фокусировка электронов осуществляется электродами
специальной конструкции (рис. 5-21, б и в). Катод и обе сетки
лучевого тетрода — плоские, а анод — цилиндрический.
205
грузкой, являются анодные характеристики, снятые при
постоянном напряжении /7С2 и различных напряжениях
на управляющей сетке /а = /(1Га)/ус1> ис2 (рис. 5-22, б).
Анодная характеристика не имеет провала и представляет
собой кривую, круто поднимающуюся от нуля вверх при
малых анодных напряжениях (режим возврата электронов
к экранирующей сетке), затем плавно переходящую в
пологий участок (режим прямого перехвата электронов
экранирующей сеткой). При больших отрицательных
напряжениях на управляющей сетке и малых анодных
напряжениях частично проявляется динатронный эффект.
иа=250в 1&$&г
ис2=250в
иС1 =08
Ь>с2 = 2508'
100 200 300 400 в
Рис 5-22.
б)
Для повышения максимальной неискаженной
мощности, отдаваемой тетродом, необходимо уменьшать значения
анодного напряжения, при котором анодные
характеристики переходят из восходящего участка в
прямолинейный, и увеличивать длину прямолинейного участка.
Приращения анодного тока должны быть прямо
пропорциональны приращениям напряжения на управляющей сетке,
пологие участки характеристик должны быть параллельны
и отстоять друг от друга по вертикали на одинаковые
расстояния при одинаковых приращениях Д£/с1. На семействе
анодных характеристик обычно пунктиром наносятся
зависимости тока экранирующей сетки от анодного
напряжения.
Статические параметры тетрода имеют тот же физический
смысл, что и у триода: крутизна характеристики 5 =
п и , внутреннее сопротивление Яі
а' с2
йил
и статический коэффициент усиления (д. =
.Обыч-
207
Благодаря этому увеличивается расстояние между анодом
и экранирующей сеткой. Катод — оксидный, подогревный;
оксидное покрытие нанесено на плоскую часть. Обе сетки
навиты с одинаковым шагом. Витки экранирующей сетки
расположены строго против витков управляющей сетки.
В пространстве между экранирующей сеткой и анодом
укреплены два специальных экрана, соединенных с
катодом. Если к управляющей сетке приложено отрицательное
напряжение, то приходящие электроны фокусируются в
узкие лучи. Экраны, имеющие нулевой потенциал, сжимают
ускоряющее поле в плоскости, проходящей посередине
между краями экранов вдоль оси лампы. Электроны
двигаются к аноду в виде двух пучков лучей. Вблизи
поверхности анода создается область с повышенной плотностью
отрицательного пространственного заряда, потенциальный
барьер, этой области препятствует переходу вторичных
электронов на экранирующую сетку. Экран препятствует
прохождению электронов по краям области с минимумом
потенциала. Технология изготовления лучевых тетродов
довольно сложна.
В последнее время разработаны новые типы тетродов,
в которых нет экранов. Катод, сетки и анод имеют плоскую
геометрию. Активизирующее покрытие наносится на
плоскую часть катода. Анод выполняется в виде пластин,
которые на весьма большом расстоянии от экранирующей
сетки крепятся параллельно рабочим поверхностям
катода. Увеличением расстояния между экранирующей
сеткой и анодом ослабляется действие потенциала
экранирующей сетки на электроны вблизи анода, а отрицательный
пространственный заряд электронов при больших токах
подавляет динатронный эффект.
Для тетродов в справочниках приводится семейство
характеристик /а — ис1, снятых при одном постоянном
напряжении на аноде, но различных фиксированных
напряжениях на экранирующей сетке (рис. 5-22, а). Эти
характеристики неудобны для определения параметров и
расчета режимов работы лампы с нагрузкой, однако хорошо
иллюстрируют начальный участок характеристики и
влияние ис2 на анодный ток. Часто на этом же графике
наносятся зависимости крутизны характеристики и тока
экранирующей сетки от 0с1.
Основным семейством характеристик лучевого тетрода
и тетрода нового типа, позволяющим производить все
расчеты как в статическом режиме, так и при работе с на*
206
їшй тетрод имеет величину 5 того же порядка, что и три-^
од. Новые типы тетродов имеют большую крутизну.
Величины іїі и \х у тетрода больше, чему триода (на пологом
участке характеристики |л тетрода может достигать
нескольких сотен, а — нескольких сотен килоом).
Увеличение \і и і^і объясняется слабым влиянием анодного
напряжения на анодный ток вследствие экранирующего
действия сеток. Анодное напряжение влияет на величину
анодного тока как за счет незначительного изменения
действующего напряжения, так и за счет изменения
коэффициента токораспределения. Поэтому внутреннее
сопротивление как бы слагается из двух соединенных
параллельно составляющих.
Рис. 5-23.
Графо-аналитически параметры определяются по
семейству анодных характеристик (рис..5-23, а). Параметры
5 и И( определяются аналогично параметрам /*21 и Ш22
транзистора, а \х находится расчетным путем по формуле
(5-16). В связи с тем что проницаемость характеризует
степень проникновения анодного поля сквозь витки в область,
пространственного заряда у катода, то ее можно оценить
путем сравнения воздействий потенциалов анода и
управляющей сетки на катодный ток: в =
аиа V Стати-
ческий коэффициент усиления оценивается путем
сравнения воздействий тех же потенциалов на анодный ток:
М-
, . Так как вследствие токораспределения при-
а
ращение Д/к не равно А/а, то \1 < МО.
Параметры 5, Яг и (х зависят от рабочего режима
лампы. На рис. 5-23, б показана зависимость параметров от
напряжения на экранирующей сетке. Иногда качество ра-
208
боты тетрода в схеме оценивают величиной G, называемой
добротностью лампы:
G = [xS. " (5-35)
Рабочее напряжение на экранирующей сетке берут из
условия получения максимальной добротности.
Между электродные емкости. В экранированных
лампах входной емкостью называют емкость между
управляющей сеткой и остальными электродами, на
которых в рабочем режиме отсутствует переменное напряжение
той же частоты, что и на управляющей сетке. У тетрода
Свх = Сс1к + Сс1с2. Проходной емкостью
называют емкость между управляющей сеткой и анодом
лампы Спр0х = Сас1. Выходной емкостью
называют емкость между анодом и остальными электродами,
па которых в рабочем режиме отсутствует напряжение
той же частоты, что и на аноде. У тетрода Свых = Сак -f-
4- Сас2. Входная и выходная емкости тетрода имеют
величины порядка нескольких пикофарад, а проходная
емкость — порядка 0,05 пф.
В ряде случаев тетроды применяются в триодном
включении (анод соединен с экранирующей сеткой). При этом
включении характеристики и параметры тетрода
приближаются к триодным.
Пентод. Пентодом называется многоэлектродная
лампа, имеющая катод, анод и три управляющих
электрода (сетки). В порядке расположения от катода первая
сетка называется управляющей, вторая — экранирующей,
а третья^"— защитной или антидинатронной (рис 5-24, а).
Первая сетка управляет электрическим полем в области
катода и величиной электронного тока катода. Обычно на
управляющую сетку относительно катода подается
отрицательный потенциал Ud <0 и током в цепи этой сетки
можно пренебречь. Вторая сетка выполняет роль
электростатического .экрана, уменьшая проходную емкость и
влияние анодного потенциала на пространственный заряд
у катода. На экранирующую сетку подается
положительный потенциал относительно катода, величина которого
составляет 30—80% от потенциала анода. Чем ниже
потенциал экранирующей сетки, тем лучше ее экранирующее
действие. Однако при слишком малом потенциале
экранирующей сетки уменьшается общая величина действующего
напряжения. Третья сетка, расположенная между
экранирующей сеткой и анодом, устраняет динатронний эффект.
209
Для исключения перехода вторичных электронов с анода
достаточно иметь потенциальный барьер порядка 10—15 в
(защитная сетка может иметь потенциал на 10—15 в ниже
потенциала анода). Такой режим работы пентода
невыгоден, так как на защитную сетку будет ответвляться
значительная часть общего потока электронов с катода.
Потенциал защитной сетки обычно выбирается равным нулю.
При этом ток сетки также равен нулю. Для
предотвращения слишком большого перепада потенциала в
промежутке между экранирующей сеткой и анодом защитную
сетку делают весьма редкой. Электрическое поле между
витками защитной сетки становится очень неоднородным.
Однако динатронный
эффект подавляется во всех
режимах работы пентода.
Распределение потенциала
между электродами пентода
показано на рис. 5-24, б.
Наличие защитной сетки
снижает проходную
емкость пентода. Влияние
поля анода на
пространственный заряд у катода
резко ослабляется.
Внутреннее сопротивление лампы и коэффициент усиления
значительно возрастают.
Электронный поток от катода определяется
электрическим полем в области катода, напряженность которого
в свою очередь зависит от величины действующего
напряжения. Действующее напряжение в пентоде, определяемое
совместным действием напряжений на всех электродах,
может быть записано следующим образом:
иА = ис1 + /)^с2 + В ,02и сз + адад, (5-36)
где Эъ Д2 и 03 — проницаемости соответственно
управляющей, экранирующей и защитной
сеток.
Обычно Дх<1, £>2< 1 и Аз< 1- Поэтому третьим
и четвертым слагаемыми в правой части равенства можно .
пренебречь. Тогда
и^и^ + О.и^ (5-37)
Общий ток катода определяется законом «степени 3/2»
(обычно показатель степени несколько больше, чем 3/2).
Рис. 5-24.
210
Анодный ток пентода в общем случае зависит от
напряжений всех сеток и анода: /а = / (£/сЬ Цс2у £/с3, {/а).
Кривые зависимости тока /а от напряжения 0с2 имеют тот же
вид, что и для тетрода. При разных ил они расходятся
веерообразно. Однако степень расхождения у пентода
меньше, так как отсутствует переход на анод вторичных
электронов экранирующей сетки. Зависимости тока /а
от напряжения Цс1 весьма похожи на тетродные.
Характеристики, снятые при фиксированном {Ус2, но разных £/а,
имеют вид узкого расходящегося пучка, что обусловлено
токораспределением между анодом и экранирующей
сеткой. При изменении напряжения ис2 характеристики
— ^сі сдвигаются параллельно самим себе (рис. 5-25, а).
Напряжение запирания пентода определяется
приближенной формулой (5-34). Поэтому в пентодах при больших \і
можно получить значительный сдвиг анодно-сеточных
характеристик влево.
Основными характеристиками пентода являются
анодные, снимаемые при постоянных напряжениях ис2 и Цс3
и различных напряжениях (/с1 (рис. 5-25, б). Анодные
характеристики круто поднимаются вверх при малых 1}л (режим
возврата электронов к экранирующей сетке), плавно
переходят в пологий участок и далее идут почти параллельно
оси абсцисс (режим перехвата электронов экранирующей
сеткой). Слабая зависимость /а от £/а объясняется очень
слабым проникновением поля анода через три сетки в область
пространственного заряда у катода. Плавный переход
в пологий участок обусловлен неравномерностью
распределения потенциала между витками третьей сетки. На се-
211
мействе анодных характеристик часто пунктиром
наносятся зависимости /с2 от £/а.
В ряде случаев защитная сетка пентода используется
в качестве управляющей. Управляющее действие
защитной сетки обусловлено главным образом изменением
коэффициента токораспределения между анодом и
экранирующей сеткой (потенциал защитной сетки почти не влияет
на ток катода). Защитная сетка управляет анодным током
при отрицательных потенциалах на ней, возвращая
обратно на экранирующую сетку часть электронов,
проходящих через ее витки. При положительных потенциалах
ис3 защитная сетка захватывает незначительную долю
прошедших сквозь экранирующую сетку электронов и
практически не управляет анодным
током. Защитная сетка обычно
имеет большой шаг навивки,
и для заметного изменения анод--
ного тока ее напряжение
необходимо изменить на 10—15 в.
Зависимость тока /а от
напряжения ис3 показана на рис. 5-26.
Соединяя сетки вместе,
можно преобразовать пентод в триод,
а соединяя вместе вторую и
третью сетки, — в тетрод.
В тр йодном и тетрод ном
включениях пентод имеет характеристики, аналогичные
соответственно триоду и тетроду.
Параметрами пентода являются крутизна
характеристики $ — 4тг\п п и у внутреннее сопротивление =
аисі I а' с2' исз
— —- п и , статический коэффициент усиления ¡1 =
исЪ исг иС3
иа=соп$і
ис2-сопзі
Рис. 5-26.
¿4
,т п . Для пентода справедливо внутреннее урав-
УС2' ^СЗ
нение лампы \1 = 5/?/. Так же как и у тетродов, у
пентодов (х<: \Ю. Крутизна пентода 5 имеет тот же порядок,
что и в тетроде, — несколько ма/в. Внутреннее
сопротивление . и коэффициент усиления [л у пентодов выше,
чем у тетродов.
В ряде случаев используются параметры цепи
экранирующей сетки: крутизна характеристики /с2 — ис1>
определяемая как 5с2 = (Ис2^исЪ внутреннее сопротивление
Я/сз = (Шсо/с11с2 и коэффициент усиления [хс2 = йис2/йиС1.
212
Для расчетов схем, в которых управление анодным током
осуществляется с помощью защитной сетки, необходимо
знать крутизну характеристики по защитной сетке
Sc8 - dIJdUc3.
Междуэлектродные емкости пентода определяются
следующим образом: входная емкость Свх = Сс1к + Сс1с2,
выходная емкость Свых = Сак + Сас2 + Сас3, проходная
емкость Сас1.
Как и другие типы ламп, экранированные лампы
характеризуются параметрами номинального режима и
предельными эксплуатационными параметрами. Характери-
r:>r:>r>o
Йа=0
Ud=0
-ulc1<o,
Ua
a)
Рис. 5-27.
стики экранированных ламп при работе,с нагрузкой
приведены на рис. 5-27 (а и б).
Экранированные лампы применяются для усиления
напряжений низкой и высокой частоты, для генерирования
колебаний,, в качестве мощных ламп выходных каскадов,
для усиления и формирования импульсных сигналов. По
преимущественному назначению их можно разделить на
низкочастотные, высокочастотные и широкополосные.
Низкочастотные .лампы предназначаются для
работы как в предварительных, так и в выходных
каскадах усиления низкой частоты, в которых
междуэлектродные емкости лампы не оказывают существенного влияния.
У низкочастотных ламп экранирующая сетка делается
редкой. Поэтому проходная емкость у некоторых типов
ламп достигает 1 пф. Внутреннее сопротивление
колеблется в пределах от 20 до 100 ком, а коэффициент
усиления — от 150 до 600. В результате увеличения рабочих
поверхностей электродов крутизна характеристики может
213
достигать 9—12 ма/в и наибольшая рассеиваемая анодом
мощность — 10—20 вт. Лучевые тетроды отличаются
малым током экранирующей сетки. В рабочем режиме ток
/с2 составляет 7—9% от тока /а. На экранирующую сетку
подается положительное напряжение, близкое или равное
анодному. Анодно-сеточные характеристики в таком
режиме являются достаточно «левыми» при больших |л. Это
позволяет получить от- экранированных ламп при том же
анодном питании большую по сравнению с триодами
мощность.
В высок оТа с т о т н ы х лампах проходная
емкость не превышает 0,003—0,006 пф. Для снижения Сас1
экранирующая сетка делается густой и в лампе
помещается специальный экран, уменьшающий емкость между
выводами. Высокочастотные лампы имеют малое
расстояние катод — управляющая сетка, благодаря чему
крутизна характеристики достигает 5—8 ма/в. Внутреннее
сопротивление велико — порядка 0,8—1,5 Мом. У
некоторых типов пентодов величина достигает 2—2,5 Мом.
Статический коэффициент усиления весьма велик — 800—
1 500 (у некоторых типов пентодов до 3 000—6 000). Анод-
но-сеточная характеристика некоторых типов
высокочастотных пентодов имеет длинный пологий начальный
участок и крутой верхний участок. Такие лампы называют
лампами с удлиненной характеристикой или лампами с
переменной крутизной. В усилителях, построенных на
таких лампах, легко осуществить ручную и автоматическую
регулировку усиления. Управляющая сетка ламп с
удлиненной характеристикой выполняется с разным шагом
навивки (в средней частичсетка более редкая, чем по краям).
Широкополосные лампы. В усилителях
импульсных сигналов наиболее эффективно работают лампы,
имеющие большую крутизну • характеристики и малые
междуэлектродные емкости. Пригодность ламп к
широкополосному усилению оценивается коэффициентом широко-
полосности лампы г г—Коэффициент широкопо-
лосности быстро возрастает с уменьшением расстояния
между управляющей сеткой и катодом лампы /с1к. При
этом несколько увеличивается входная емкость лампы,
но в большей степени возрастают крутизна, а
следовательно, и коэффициент широкополосности. Так как шаг
навивки управляющей сетки обычно немного превышает
расстояние /с1к, то большую роль при конструировании широ-
214
кополоснои лампы играет выбор диаметра проволоки
управляющей сетки. Управляющие сетки современных
широкополосных ламп выполняют из проволоки диаметром 8—
10 мкм, а расстояние между управляющей сеткой и
катодом сокращают до 30—40 мкм. Крутизна характеристики
при этом увеличивается до 15—40 ма/в. Кроме высокого
коэффициента широкополосности, такие лампы должны
обладать высоким отношением Д/а<макс/Свых. Последнее
требование заставляет применять в широкополосных лампах
мощные катоды.
В целях повышения коэффициента широкополосности
разработаны новые типы пентодов: пентоды с катодной
сеткой и пентоды со вторичной эмиссией электронов со
специального электрода.
5-8. СМЕСИТЕЛЬНЫЕ, ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫЕ
И КОМБИНИРОВАННЫЕ ЛАМПЫ
Многоэлектродные смесительные и преобразовательные
лампы разработаны для реализации принципов
супергетеродинного приема радиосигналов. Особенностью
таких ламп является наличие двух управляющих сеток,
которые обеспечивают двойное управление анодным
током, т. е. изменяют его при одновременном воздействии
двух входных сигналов. Двойное управление анодным
током можно осуществить в пентоде, подавая сигналы на
управляющую и защитную сетки. Однако управляющее
действие защитной сетки значительно меньше, чем
управляющей сетки. Для более совершенного двойного
управления анодным током служат специальные лампы,
которые помимо анода и катода содержат четыре
управляющих электрода (гексоды), пять управляющих электродов
(гептоды) и шесть управляющих электродов (о к т о д ы).
По назначению эти лампы можно разделить на две группы:
смесительные, которые используются в
преобразовательных каскадах супер гетеродинных
радиоприемников только для смешения двух колебаний разных частот,
причем вспомогательные колебания создаются
гетеродином, построенным на отдельной лампе, и
преобразовательные, которые используются одновременно
и для смешения колебаний и для генерирования
вспомогательных колебаний.
Гексод. Соединение электродов в гексоде показано
на рис. 5-28, а. Управляющими сетками являются первая
215
5-9. ИОННЫЕ ПРИБОРЫ
Ионными (газоразрядными) называют
электровакуумные приборы с электрическим разрядом в газе или
парах металлов. В ионных приборах носителями
электрических зарядов являются не только электроны, но и
положительные и отрицательные ионы газового наполнения.
В качестве наполнителя обычно используются инертные
газы, водород или пары ртути, давление которых может
изменяться от тысячных долей миллиметра ртутного столба
до атмосферного. Ионные приборы делятся на
неуправляемые и управляемые. К неуправляемым
относятся двухэлектродные (стабилитроны, газотроны и др.),
а к управляемым — трехэлектродные и
многоэлектродные приборы (тиратроны, декатроны и др.). Кроме
того, различают ионные приборы с
самостоятельным разрядом (с ненакаливаемым катодом) и
ионные приборы с накаливаемым катодом.
При нормальных условиях газ состоит из электрически
нейтральных атомов и молекул и является диэлектриком.
Газ становится проводником в процессе ионизации
(электризации), когда часть его молекул расщепляется на
электроны и ионы. Ионизация газа может возникнуть под
влиянием сильного нагрева, бомбардировки молекул газа
быстрыми электронами или ионами и др. В естественных
условиях газ всегда подвергается воздействию космических
лучей и радиоактивных излучений. Поэтому проводимость
газа хотя и очень мала, но не равна нулю.
На рис. 5-29, а показана вольт-амперная
характеристика электрического разряда в газе, который разделяется
на три основных вида: темный, тлеющий и дуговой. Вид
разряда определяется конструкцией прибора, материалом
электродов, видом и давлением газа и величиной
протекающего электрического тока. При малых напряжениях
происходит так называемый несамостоятельный
темный разряд (участок 0—3), использующийся в
газоразрядных (ионных) фотоэлементах.
При увеличении напряжения возникает
самостоятельный разряд, при котором в результате ионизации
молекул газа электронами (объемная ударная ионизация)
резко возрастает число носителей заряда — вторичных
электронов и ионов. В газоразрядном промежутке
образуются лавины электронов и положительных ионов. Разряд
в газе поддерживается электронами, испускаемыми катодом
217
(сигнальная) и третья (гетеродинная). Вторая и
четвертая сетки соединены вместе и являются экранирующими.
Вторая сетка устраняет паразитную емкостную связь
между управляющими сетками, а четвертая работает как
обычная экранирующая сетка тетрода — увеличивает
сопротивление Яі и снижает емкость Сас3. Гексод имеет
сравнительно небольшую величину [і, и в нем может возникнуть
динатронний эффект. В виде отдельных ламп гексоды
невыпускаются.
Гептод. Система электродов гептода показана на
рис. 5-28, б. В гептоде катод и две первые сетки образуют
триод, используемый в качестве гетеродина, а остальная
часть лампы служит смесителем. Гетеродинная и
смесительная части лампы связаны общим электронным потоком.
а) б) в) г) д)
Рис. 5-28.
Сетки гептода выполняют следующие функции: первая
сетка является управляющей сеткой триода, вторая и
четвертая выполняют функции анода триода и экранной
~ сетки; третья сетка является второй управляющей, а пятая
сетка выполняет роль защитной сетки (в ряде ламп эта
сетка не имеет отдельного вывода и соединена с катодом).
Комбинированные электронные
лампы. Для уменьшения габаритов электронных
устройств, -упрощения монтажа и экономии питания
широкое распространение нашли комбинированные
электронные лампы, содержащие в одном баллоне две или более
системы электродов с независимыми потоками электронов.
Для преобразования частоты используются триод-гептоды,
•триод-гексоды и триод-пентоды, у последних защитная^
сетка пентодной части используется в качестве второй
управляющей (рис. 5-28, в, г, д). В радиотехнике широко,
используются диод-триоды, диод-пентоды, а в импульс-.:
ной технике — двойные триоды. В комбинированных
лампах выводы, цепей накала обычно общие, катоды могут
быть общими или отдельными.
216
под ударами положительных ионов. Переход к
самостоятельному разряду сопровождается зажиганием
газового разряда; состояние горения сохраняется и при
дальнейшем увеличении тока. Напряжение, при котором
возникает самостоятельный разряд, называется напряжением
возникновения (зажигания) самостоятельного разряда.
Если ограничить плотность тока в газоразрядном
промежутке величинами 10~5 — 10"1 а/см, то возникает
тлеющий разряд (участок 4—6). После возникновения
тлеющего разряда падение напряжения на разрядном
промежутке уменьшается по сравнению с напряжением
зажигания, так как с ростом интенсивности процессов
ионизации поддержание самостоятельного разряда становится воз-
Иатодная
и /область
Анодная
область
Рис. 5-29.
можным при меньших напряжениях. При этом происходит
перераспределение падения напряжения между
газоразрядным промежутком и ограничивающим сопротивлением в
цепи питания. Свойства тлеющего разряда в основном
определяются положительным пространственным зарядом у
катода, который образуется ионами. Обладая большой
массой, эти ионы передвигаются к катоду с меньшими
скоростями, чем электроны к аноду. В пространстве между
электродами происходит перераспределение потенциала.
Анод как бы перемещается к катоду, и вблизи катода
возникает так называемое катодное падение
потенциала ик (рис. 5-29, б). Основными участками
тлеющего разряда являются катодная часть, столб разряда
и анодная часть. Катодная часть является
источником электронов. Столб разряда представляет
собой плазму, в которой концентрации электронов и ионов
равны, а падение напряжения весьма мало. В анодной
области наблюдается незначительное падение напря-
218
жения. Рассмотренная картина тлеющего разряда
наблюдается при давлениях порядка 10~2 мм рт. ст. С
увеличением давления до нескольких десятков миллиметров
ртутного столба длина катодной части уменьшается, и она
приобретает вид светящегося пятна газа вблизи катода.
При нормальном тлеющем разряде (участок 4—5) площадь
поверхности катода, охваченной свечением, в некоторых
пределах пропорциональна величине тока. До тех пор
пока плотность тока остается постоянной, остается
постоянным и падение напряжения на газоразрядном
промежутке. Это свойство нормального тлеющего разряда
положено в основу работы стабилитрона. После того как вся
поверхность катода охватывается катодным свечением,
разряд переходит в аномальный тлеющий (участок 5—6), при
котором рост плотности тОка может быть достигнут лишь
за счет ионизации при повышенном напряжении.
При средних плотностях тока может существовать еще
одна разновидность тлеющего разряда — коронный
разряд, который является самостоятельным и не
требует для своего возникновения начальной ионизации.
Коронный разряд возникает при сравнительно больших на-
пряженностях поля и сравнительно больших -давлениях
газонаполнителя.
Если не ограничивать величину тока, то аномальный
тлеющий разряд переходит в дуговой. При дуговом
разряде (участок 7—8) скорости двигающихся к катоду
положительных ионов и электронов к аноду велики. Под
действием бомбардировки катод нагревается, и на его
поверхности возникает термоэлектронная эмиссия.
Падение напряжения на разрядном промежутке мало (катодное
падение потенциала одного порядка с потенциалом
ионизации газа), а протекающий через него ток велик.
Различают две основные формы дугового разряда:
самостоятельный и несамостоятельный. Самостоятельный
дуговой разряд поддерживается за счет явлений,
происходящих в самом разряде. Эта форма дугового
разряда используется в вентилях с ртутным катодом.
Несамостоятельный дуговой разряд
поддерживается посторонним источником электронной эмиссии
(термокатод) и не может существовать лишь за счет энергии
разряда. Эта форма дугового разряда применяется в
газотроне, тиратроне.
Ионные приборы с накаливаемым катодом. В приборах
с накаливаемым катодом используется несамостоятельный
219
электрический разряд в газе, для поддержания которого
требуется образование в разрядном промежутке
заряженных частиц под действием внешних факторов.
Газотрон. Газотроном называется неуправляемый
ионный вентиль с накаливаемым катодом и с
несамостоятельным дуговым разрядом в инертном газе или парах
ртути. В ряде газотронов применяются оксидные катоды
прямого накала, рассчитанные на малые напряжения и
большие токи накала. В мощных газотронах применяются
подогревные катоды закрытой конструкции (со
специальным экраном), благодаря чему повышается их
экономичность, ослабляется бомбардировка катода положительными
лых напряжениях характеристика газотрона похожа на
характеристику диода. В этом режиме отсутствует
ионизация наполнителя и ток создается только электронами,
эмиттированными накаленным катодом. При некотором
напряжении начинается ионизация наполнителя (участок
1—2) и возникает дуговой разряд. Ток, протекающий
через прибор, резко возрастает, а напряжение между
катодом и анодом меняется незначительно. Участок 3—4
кривой является рабочим, а соответствующее ему напряжение
называется напряжением горения.
Превышение анодным током величины /а макс, равной
нормальному току эмиссии катода, сопровождается ростом
напряжения на аноде. Это вызывает усиленную бомбарди-'
ровку катода положительными ионами, что может вывести
прибор из строя. Наибольшая величина прямого анодного
напряжения, которую без повреждения может выдержать
оксидный катод в газотроне с ртутными парами, не
превышает 18—24 б, а в газотроне с инертным газом — 30 е.
ионами, повышается
напряжение пробоя. Аноды
газотрона с открытой конструкцией
катода изготовляются из
никеля в виде диска. В
газотронах с закрытой конструкцией
катода аноды делаются из
никеля или графита в виде
полусферы или стакана,
прикрывающего катод сверху.
Вольт - амперная
характеристика
газотрона /а= / (1/п)
приведена на рис. 5-30. При ма-
•амькс
Рис. 5-30.
220
рабочий режим газотрона должен выбираться только в
пределах пологого участка характеристики.
Важным свойством газотрона является способность
выдерживать без пробоя большие обратные напряжения.
Для выпрямителей на 100—200 кв изготовляются
многосекционные газотроны. Наибольшее обратное
напряжение имеют газотроны с ртутным наполнением. Однако
их опасно.эксплуатировать при низких температурах и при
недокале. Эксплуатационные свойства газотрона с газовым
наполнением не зависят от температуры окружающей
среды. Такие газотроны устойчиво . работают в диапазоне
температур от .—60 до +100° С. Долговечность газотронов
определяется в основном процессами поглощения газа и
разрушением катода.
Для получения очень больших выпрямленных токов
выпускаются приборы с ртутным катодом — ртутные
вентили с дугой возбуждения (экситроны) и ртутные вентили
с синхронной системой зажигания (игнитроны). Ртутные
вентили позволяют выпрямлять токи до нескольких
тысяч ампер при напряжениях 3—5 кв.
Тиратрон дугового разряда.
Тиратроном дугового разряда называется управляемый ионный
электровакуумный прибор с накаливаемым-катодом и с
несамостоятельным дуговым разрядом, в котором с помощью
одного или нескольких управляющих электродов
обеспечивается управление моментом
возникновения разряда. Управляющий электрод (в форме сет-,
ки, решетки, кольца или диафрагмы), помещенный между
анодом и катодом, называется сеткой (рис. 5-31, а). Сетка
тиратрона не позволяет осуществлять плавное управление
анодным током. Она может управлять лишь моментом
возникновения дугового разряда («зажиганием» тиратрона),
после чего изменения сеточного напряжения практически
не влияют на величину анодного тока.
Анодно-сеточная характеристика
тиратрона изображена на рис. 5-31, б. При
значительных отрицательных напряжениях сетки (участок левее
точек А или В) электроны не проходят к аноду и ток
через тиратрон равен нулю. С уменьшением
отрицательного напряжения сетки наиболее быстрые электроны
преодолевают тормозящее действие поля сетки и достигают
анода. При некотором значении (/с 3 количество
достигающих анода электронов и скорость их увеличиваются
настолько, что возникает интенсивная ионизация газа и в ти-
221
ратроне образуется дуговой разряд (тиратрон
«зажигается»). Ток, протекающий через тиратрон, скачком
увеличивается (точка С), а падение напряжения уменьшается.
Величина тока через тиратрон после зажигания определяется
напряжением анодного питания, сопротивлением нагрузки
и током эмиссии катода. При дальнейшем изменении
потенциала сетки в широких пределах ток не меняется и
разряд не прекращается (прямая £Х>), т. е. сетка теряет свое
управляющее действие. Это объясняется образованием
«чехла» из положительных ионов, который экранирует
сетку (в толще чехла падает разность потенциалов между
Анод
Катод
а) Анод
иа1>иа2
Е
-л 1
А /В
Щ Сетка
в)
Катод
Рис. 5-31.
сеткой и плазмой) и позволяет эмиттированным катодом
электронам беспрепятственно проходить к аноду (рис.
5-31, в). Разряд может быть прекращен либо выключением
анодного питания, либо уменьшением его до очень малой
величины.
Рабочие свойства тиратрона описываются пусковой и
вольт-амперной (анодной) характеристиками.
Пусковая характеристика тиратрона выражает
зависимость между потенциалом сетки £/с<3 и
соответствующим ему потенциалом анода 1/а, при котором возникает
разряд. Каждому значению потенциала сетки
соответствует определенное анодное напряжение «зажигания».
Если анодное напряжение ниже этой величины, то разряд
не возникает. При малых анодных напряжениях для
образования разряда на сетку необходимо подать
положительный потенциал. Режим зажигания тиратрона зависит от
222
температуры и других причин. В справочниках
приводятся . усредненные области пусковой характеристики
(рис.5-32, а). На сдвиг пусковой характеристики в
значительной степени влияет величина сопротивления в цепи сетки,
а также частота, с которой повторяется процесс зажигания
тиратрона (время деионизации).
Вольт-амперная (анодная)
характеристика тиратрона /а = / (1/а) приведена на
рис. 5-32, б. Она напоминает соответствующую
характеристику четырехслойного диода и имеет несколько
различных участков. Участок ОА соответствует отсутствию
разряда. Точка А соответствует возникновению разряда.
Рабочим является пологий участок характеристики {ВС).
а) 6) 6)
Рис. 5-32.
Падение напряжения на «зажженном» тиратроне примерно
постоянно и не зависит от анодного тока. Оно составляет
11—20 в в зависимости от типа тиратрона. В точке С
анодный ток становится равным току эмиссии катода.
Дальнейшее увеличение анодного тока может произойти только
при одновременном росте анодного напряжения (участок
СО). На этом участке усиленная бомбардировка катода
положительными ионами может привести к разрушению
его активного покрытия. Величина рабочего участка
характеристики тиратрона зависит от температуры катода.
При недокале рабочий участок характеристики _
сокращается. .
Параметрами тиратрона являются
величина наибольшего анодного тока /а> макс и соответствующего
падения напряжения на тиратроне, а также наибольшее
анодное напряжение, £/обр. Величина (/обр определяется
не только отрицательным напряжением обратного
зажигания, но и возможным возникновением самостоятельного
223
тлеющего разряда между сеткой и анодом, который при
малых сопротивлениях в цепи сетки может перейти в
дуговой. Для устранения этого часто в тиратрон вводится
вторая сетка (экранирующая), которая позволяет
расширить пределы управления тиратроном (рис 5-32, в) и
частотный диапазон его работы.
Тиратроны применяются в качестве управляемых
вентилей в схемах выпрямителей переменного тока и
электронных реле. В импульсных схемах обычно используются
тиратроны с водородным наполнением, обладающие малым
временем восстановления запирающих свойств.
Ионные приборы с самостоятельным разрядом. В
приборах с ненакаливаемым катодом используется самостоя-
Натод
Зажигатель
Изолятор
о.)
тельный электрический разряд в газе, который для своего
поддержания на требует образования в разрядном
промежутке заряженных частиц за счет действия внешних
факторов. ч
Стабилитрон. Стабилитроном называют ионный
электровакуумный прибор, напряжение между,
электродами ' которого в рабочем участке характеристики мало
зависит от разрядного тока. Стабилитрон является
неуправляемым прибором и служит для стабилизации
напряжения. В нем используется область тлеющего (или
коронного) разряда.
Стабилитрон тлеющего разряда представляет собой
двухэлектродный прибор, стеклянный баллон которого
наполнен смесью инертных газов под давлением 20—
60 мм рт. ст. Катод стабилитрона обычно имеет форму
цилиндра, внутри катода коаксиально расположен анод
(рис 5-33, а). Такая форма электродов обусловлена тем,
что ток нормального тлеющего разряда пропорционален
рабочей поверхности катода. Электроды крепятся на слю-
224
составляют 0,05 в за первые 50 ч непрерывного горения и
0,1—0,15 в за 500 ч горения. Катоды таких стабилитронов
изготавливаются из молибдена. В процессе изготовления
лампы молибденовый катод подвергается тренировке и
частично распыляется на стенки колбы. Напыленный слой
выполняет функции газопоглотителя и предохраняет катод
от отравления газами, выделяющимися из стекла колбы.
Для высокостабильных стабилитронов обычно указывается
температурный коэффициент напряжения стабилизации
ТКН = дист/дТ.
Стабилитроны коронного разряда по
диапазону рабочих напряжений дополняют группу
стабилитронов тлеющего разряда. Они могут применяться как
для непосредственной стабилизации, так и в качестве
источников опорного напряжения величиной от 400 в
до 30 кв. По сравнению с полупроводниковыми
газоразрядные стабилитроны обладают меньшими диапазонами
рабочих токов, большими габаритами и меньшей
механической прочностью, но имеют более высокую
температурную стабильность параметров.
Индикаторные неоновые ламп ы. В
вычислительной технике и электронной автоматике широко
используются неоновые индикаторные лампы, являющиеся
простейшим ионным прибором с самостоятельным
газовым разрядом. Для более интенсивного свечения в них
используется режим аномального тлеющего разряда.
Конструктивно эти лампы представляют собой стеклянный
баллон, в котором помещены два электрода из стали, никеля
или других материалов. Размеры и форма электродов
зависят от назначения лампы. Баллон заполняется Ые или
его смесью с Не. Такой наполнитель при разряде дает
оранжево-красное свечение. Основными параметрами
индикаторных неоновых ламп являются: напряжение
зажигания, рабочий ток, падение напряжения на горящей лампе,
время запаздывания зажигания и время деионизации,
ограничивающее частотные пределы применения ламп.
Большинство неоновых ламп имеют вольт-амперную
характеристику с петлей гистерезиса. Неоновые лампы могут
работать на постоянном и переменном токе. Для ограничения
величины тока и предотвращения дугового разряда
последовательно с лампой включается ограничительное
сопротивление. Нижний предел тока выбирается из условий
достаточной яркости свечения, верхний — из условия
долговечности.
226
дяных или керамических изоляторах с амортизаторами.
Для облегчения зажигания к внутренней поверхности
катода приваривается проволочный зажигатель. Н а -
пряжение стабилизации UZT почти целиком
создается за счет катодного падения напряжения.
Применение чистых газов не дает однозначных значений
напряжений горения. В- качестве наполнителя применяют смесь
газов\ Подбором смеси газов tí материала катода с
определенной работой выхода удается получить нужное
напряжение горения (например, наполнитель из смеси Ne + 1%
Аг и катод из молибдена дают напряжение горения 83 в).-
Вольт-амперная характеристика стабилитрона показана
на рис. 5-33, б.
Основными параметрами стабилитрона являются:
напряжение зажигания í/3, напряжение стабилизации
(горения) UCTf предельные значения рабочего тока /мин и /макс,
наклон характеристики AU (дифференциальное
сопротивление #д = düldl) и стабильность [/3, Uzr и AU во времени.
Напряжение 03 обычно больше, чем £/ст (иногда на
20—30 в). Чем меньше эта разница, тем надежнее
включение прибора. Величина U3 зависит от освещения (сильно
повышается при полном затемнении), расстояния между
зажигателем и анодом, давления и состава смеси.
Фотоэффект снижают или металлизацией внутренней
поверхности колбы, или введением в нее радиоактивных
элементов. У различных образцов одного типа обычных
стабилитронов разброс в напряжении стабилизации UCT составляет
около ±3 8.
К вольт-амперной характеристике предъявляются
требования меньших изменений AÍ/, плавности, линейности,
малой петли гистерезиса. При оценке стабильности UCT
и AU различают стабильность при мгновенных изменениях
режима и стабильность в процессе длительной
эксплуатации. У многих типов стабилитронов на одном токе при
повторных включениях или при резких изменениях тока
расхождения в величине Í/CT могут достигать нескольких
вольт.
Снижение стабильности в процессе длительной
эксплуатации в основном определяется отравлением катода
выделяющимися активными газами, жесчением инертных
газов, а также непостоянством анодного пятна и явлением
гистерезиса. Перечисленные недостатки почти полностью
устранены в высокостабильных стабилитронах СГ201С и
СГ2026, у большинства которых средние изменения UCT
8 Виноградов 10. В. 225
анода (остеклованный молибденовый стержень с открытой
торцовой поверхностью или никелевая проволочка), не-
накаливаемого (холодного) катода (цилиндр из никеля
или молибдена) и одного или нескольких управляющих
электродов — сеток (никелевый цилиндр или пластинка
с отверстиями). Сетка управляет моментом возникновения
анодного тока. Величина анодного тока тиратрона
ограничивается сопротивлением нагрузки. Эмиссия электронов
происходит под действием бомбардировки катода
образующимися в тлеющем разряде положительными ионами.
Тиратрон тлеющего разряда наполняется инертными газами,
давление которых составляет несколько десятков
миллиметров ртутного столба.
Зажигание тиратрона тлеющего разряда можно
осуществить либо увеличением тока в цепи управляющего
электрода, либо увеличением потенциала на нем.
Соответственно с этим различают тиратроны с токовым и
с электростатическим управлением.
В общем случае зажечь тиратрон можно, приложив между
катодом и анодом напряжение, амплитуда которого
превышает напряжение зажигания промежутка анод — катод.
(Напряжение анодного питания выбирается меньше этой
величины.) Однако такое зажигание сопровождается
значительным запаздыванием. Поэтому для стабилизации
условий зажигания в большинстве тиратронов тлеющего
разряда между управляющим электродом и катодом
создается постоянный подготовительный
темный разряд с током 1—100 мка. Такой разряд
увеличивает начальную концентрацию электронов и
облегчает управление тиратроном. В тиратронах тлеющего
разряда с токовым управлением достаточно иметь
один управляющий электрод (сетку), который одновременно
используется для образования подготовительного тока /0.
Если этот ток увеличить до некоторой критической
величины /кр, то концентрация заряженных частиц в
промежутке сетка — катод резко увеличивается, часть
электронов диффундирует в промежуток сетка — анод и, создавая
под действием ускоряющего поля анода ионизацию
наполнителя, приводит к возникновению тлеющего разряда.
Характеристика зажигания тиратрона тлеющего разряда
с токовым управлением приведена на рис. 5-35, а. В
тиратроне с электростатическим управле-
н и е м имеются две сетки, первая из которых служит для
образования подготовительного разряда, а вторая — для
228
Лампы цифровой индикации. Для
визуального воспроизведения информации в десятичной
системе счисления на пульте управления цифровой
электронной вычислительной машины широко используются лампы
цифровой индикации (рис. 5-34). В баллоне такой лампы
с неоновым наполнителем
помещаются анод,
подключаемый через
ограничительное сопротивление к плюсу
источника питания, и
десять катодов,
изготовленных из тонкой проволоки
в форме цифр от 0 до 9.
Контуры цифр в
фронтальной проекции взаимно
перекрываются, но не
закрывают изображение
светящейся цифры. Цифра
загорается при подаче между
анодом и выбранным
катодом напряжения, достаточ-
Рис. 5-34.
пого для " возникновения самостоятельного тлеющего
разряда. Контур катода — цифры утолщается ореолом
светящегося газа и становится ясно различимым. Между анодом
и остальными девятью катодами при этом поддерживается
напряжение, меньшее напряжения потухания. Выбор
нужной цифры осуществляется с помощью релейных
контактных либо других управляющих схем.
Тиратрон тлеющего разряда. В
электронике широко применяются тиратроны тлеющего
разряда (тиратроны с «холодным» катодом). Они состоят из
8*
227
из
Угор
л1/а
зажигания
4<р
а)
Нерабочая
ветвь
управления. При небольших смещениях на второй сетке
в промежутке между сетками возникает слабое тормозящее
поле, препятствующее проникновению электронов из
участка катод — первая сетка в промежуток вторая сетка —
анод. При увеличении напряжения на второй сетке
тормозящее поле уменьшается, электроны проникают в
промежуток анод — вторая сетка и вызывают разряд между
анодом и катодом.
Характеристика гажиганчя тиратрона
тлеющего разряда с
электростатическим управлением приведена
на рис. 5-35, б.
Электростатическое управление можно
осуществить импульсным или медленно
изменяющимся напряжением.
Стабильность управления здесь
выше, чем в тиратронах с
токовым управлением, однако
управление зажиганием
осуществляется импульсами большей
амплитуды и длительности. После
зажигания тиратрона сетка не
управляет анодным током. Для
гашения тиратрона необходимо
снять анодное питание или
понизить его величину ниже
напряжения горения на время,
превышающее- время деионизации.
Основными параметрами
тиратрона тлеющего разряда
являются: запаздывание
зажигания подготовительного разряда
после включения напряжения, сеточный ток
зажигания (или напряжение отпирания второй сетки и ее ток),
падение напряжения анод — катод и сетка — катод, время
восстановления рабочего напряжения анода, параметры
управляющего импульса.
Тиратроны обладают двумя устойчивыми состояниями:
непроводящим и проводящим (после зажигания). Их удобно
использовать в дискретных схемах вычислительных
устройств и других схемах электронной автоматики.
Свечение газа при разряде облегчает световую индикацию
состояния схемы. Специальные логические тиратроны,
представляющие собой многоэлектродный ионный прибор тлею-
Область
зажигания
6)
"Рис. 5-35.
229
щего разряда, предназначены для схем, выполняющих в
вычислительных устройствах простейшие логические операции:
И, ИЛИ, НЕТ и др. Большими возможностями
обладают декатроны, состоящие из анода, десяти
катодов с десятью (или двадцатью) подкатодами,
предназначенные для счета (с одновременной индикацией)
электрических сигналов в десятичной системе счисления.
Тиратроны тлеющего разряда экономичны и долговечны. Однако
они в значительной степени уступают полупроводниковым
приборам по надежности, частотному диапазону (не выше
нескольких десятков килогерц) и габаритам.
Глава шесгпая
ФОТОЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПРИБОРЫ
Фотоэлектрическими приборами называются приборы,
предназначенные для преобразования световой энергии в электрическую.
Фотоэлектрические приборы находят широкое применение в вычислительной
технике, автоматике, в установках для сигнализации и связи и т. д.
Принцип действия фотоэлектрических приборов основан на явлениях
внутреннего или внешнего фотоэффекта. К
фотоэлектрическим приборам относятся фотодиоды, фототранзисторы
(фототриоды), фоторезисторы, электровакуумные фотоэлементы, .
фотоэлектронные умножители и др. Наиболее перспективными являются
фотодиоды и фототранзисторы, которые сочетают в себе достоинства
полупроводниковых приборов (низкие напряхсения питания,
экономичность, большая долговечность, малый вес и размеры) и высокую
чувствительность.
6-1. ФОТОДИОДЫ
Фотодиодом называется фотоэлектрический полупроводниковый
прибор с электронно-дырочным переходом, имеющий два вывода
(рис. 6-1, а и б). Фотодиоды могут изготавливаться из германия или
Рис. 6-1.
кремния. В фотодиоде используется явление внутреннего фютоэффекта.
Внутренним фотоэффектом называется процесс ионизации
атомов кристаллической решетки вещества или примеси в ней квантами
света, сопровождающийся образованием подвижных носителей заряда.
Интенсивность фотоионизации определяется энергией квантов
падающего на полупроводник излучения, их потоком и спектром
поглощения полупроводника, При ионизации атомов основного вещества
231
2,0 м км
генерируются парные заряды — электроны и дырки проводимости.
Такой фотоэффект возбуждает собственную электропроводность
полупроводника и называется собственным. При ионизации атомов примеси
фотоэффект называется примесным. В полупроводниках собственный
фотоэффект проявляется значительно сильнее примесного.
Квант света может отдать свою энергию электрону, находящемуся
в валентной зоне. Для перехода в зону проводимости электрон должен
получить приращение энергии, превышающее ширину запрещенной
зоны полупроводника <^3. Собственный фотоэффект-возникнет в том
случае, если энергия кванта света превышает <§ъ. Для германия
(о3 0,72 эв, поэтому максимальная длина волны
(порог фотоэффекта) лежит в инфракрасной области 1,7 мкм (для
кремния А,"%1,1 мкм). На рис. 6-2. приведена кривая относительной
спектральной чувствительности германия. Граница фотоэффекта
соответствует переходу электрона с самого высокого уровня валентной
зоны на самый низкий уровень зоны, проводимости. При длинах волн
короче 1,7 мкм электроны переходят
с более низких уровней валентной
зоны на более высокие уровни зоны
проводимости.. По правилам
переходов (правила отбора) электрон и
оставляемая им дырка должны
иметь в момент образования
равные и противоположные по знаку
импульсы, т. е. они должны
появляться на уровнях, имеющих
одинаковое расстояние по шкале
энергии соответственно от ё\ и 6йв.
Пара электрон — дырка может
появиться и при воздействии
квантов света с энергией, несколько меньшей <^3, в результате
одновременного поглощения электроном энергии кванта света и энергии тепловых
колебаний кристаллической решетки, сумма которых превышает $3.
Это обусловливает температурную зависимость фотоэффекта. При
дальнейшем увеличении длины волны может встретиться
«неактивное»поглощение света без образования фотопроводимости подвижными носителями
заряда и возникновения экситонов 1. На электромагнитных волнах,
значительно меньших максимальной длины волны фотоэффекта, можно
встретиться с эффектом ударной ионизации.
Приращение концентрации подвижных носителей заряда при
фотоэффекте пропорционально интенсивности света:
Д/г = р*тл(1 — /?)Ф; " (6-1 а)
Ар - рАТр (1 —/?) Ф, (6-16)
■ световой поток (число квантов, падающих на единичную
поверхность полупроводника в единицу времени);
к — коэффициент поглощения монохроматического излучения;
р — квантовый выход (число неравновесных носителей заряда
одного знака, генерируемых одним квантом);
т — среднее время жизни неравновесных носителей заряда.
1 Экситоном называется квазичастица, представляющая собой
состояние поляризации окружающего вещества, вызванная электроном
проводимости, движение которого сопровождается перемещением
созданной им области поляризации.
где Ф
232
Фотодиод может включаться в схему как с внешним источником
питания (через сопротивление нагрузки), так и без него. Режим работы
фотодиода без внешнего источника питания называется вентиль-
п ы м (рис. 6-1, б), ас внешним источником питания - фотодиод-
п ы м (рис. 6-1, в). Наибольшее распространение получила конструкция
фотодиодов, в . которых плоскость р-п'-перехода перпендикулярна
направлению освещения. В них свет падает на широкую и тонкую р
(или п)-область и, поглощаясь в ней, создает пары подвижных носителей
заряда. Возможна конструкция фотодиода, в которой свет падает
параллельно плоскости р-п-перехода, причем световое пятно по возможности
располагается на границе р- и л-областей полупроводника. Однако
площадь р-д-перехода в этом случае используется незначительно.
В отсутствие освещения р-/г-перехода и при разомкнутой внешней
цепи на переходе устанавливается потенциальный барьер, в
соответствии с равенством (2-3), а диффузионный ток / через переход
уравновешивается дрейфовым током / , определяемым соотношением (2-1).
Суммарный ток через переход '
равен нулю. Если на кристалл
падает свет, то в нем
генерируются пары подвижных
носителей заряда. Те подвижные
носители заряда, которые в
момент возникновения находятся
на расстоянии диффузионной
длины от границы перехода,
не успевают рекомбинировать и
могут достичь перехода.
Неосновные носители
подхватываются полем пространственного
заряда перехода и дрейфуют в рис 5.3^
соседние области (электроны из ч
р-области в д-область, дырки
из п-области — в р-область). При этом дрейфовые составляющие тока
перехода возрастают по сравнению с первоначальным током / . Это
приращение тока через переход называют ф о т о т о к о м /ф.
Накапливание основных носителей в прилегающих к границам р-я-перехода
слоях полупроводника снижает высоту потенциального барьера в такой
же мере, как напряжение фф, приложенное в пропускном направлении
(рис. 6-3, а). Это-вызывает увеличение диффузионных токов основных
носителей через переход, которые при разомкнутой внешней цепи
уравновешивают фототок. В стационарном состоянии справедливо равенство
1П + 1Е = 0.
(6-2)
Ток iе представляет собой обратный ток насыщения р-л-перехода
/0, определяемый из равенства (2-27).
Диффузионная составляющая тока основных
переход нравна:
носителей через
1в = 4> е?т*
:гда из уравнения (6-2) следует:
= 0.
(6-3)
(6-4)
233
Таким образом, при освещении кристалла на границах р-п-перехода
возникает фото-э. д. с. холостого хода фф, которая определяется
формулой
Фф = Фт1п(^+і). (6-5)
Величина фф зависит от свойств полупроводника (ширины
запрещенной зоны, времени жизни и подвижности носителей заряда),
состояния поверхности, длины волны и интенсивности падающего света и
других параметров. Величина фф не превышает ширины запрещенной зоны.
Если к облучаемому светом р-гс-переходу подключить нагрузку,
то через нее потечет ток, величина которого определяется соотношением
/н = ^и = /ф-/в^-і]' (6-3)
где ф — разность потенциалов на р-/г-переходе, отличная от фото-э. д. с.
холостого хода.
Рис. 6-4. Рис. 6-5.
В короткозамкнутом переходе = 0) ток во внешней цепи /
достигает максимальной величины, равной /ф. На контактах
разомкнутого "Перехода (/„ = 0) напряжение равно фото-э. д. с. фф (рис. 6-4).
Наибольший к. п. д. при преобразовании лучистой энергии в
электрическую получается при некоторой оптимальной нагрузке. У кремниевых
р-л-переходов максимальный к. п. д. составляет около 8%.
В большинстве случаев на р-/г-переход фотодиода подается
напряжение смещения в запирающем направлении (фотодиодный режим).
Большая часть напряжения источника питания Е падает на р-/г-пере-
ходе. Потенциальный барьер перехода резко возрастает (рис. 6-3, б),
и текущий через фотодиод ток образуется в основном неосновными
носителями заряда. Величина тока фотодиода равна:
/д = .=1^н— = гф - 'о(е ?Г - ) !ф + 7о- (6-7)
где ик — падение напряжения на запирающем слое Фотодиода (£/д =
= Е - /дЯн).
Основными характеристиками и параметрами фотодиодов являются
вольт-амперная, световая и спектральная характеристики,
интегральная чувствительность и внутреннее (выходное) сопротивление.
234
.Вольт-амперная характеристика /д =
— fi (^д)ф = const определяет зависимость тока фотодиода от
напряжения на нем при постоянной величине светового потока (рис. 6-5, а).
Семейство вольт-амперных характеристик фотодиода напоминает
семейство выходных характеристик транзистора с общей базой. Световой
поток играет роль эмиттера, инжектирующего подвижные носители
заряда, которые, диффундируя к переходу как коллектору, собираются
им. При полном затемнении (Ф = 0) через фотодиод протекает
темповой ток /т, равный сумме обратного тока насыщения р-я-пере-
хода и тока утечки. Величина /т мала и составляет у германиевых
фотодиодов 10—30 мка> у кремниевых — 1—3 мка. Флуктуации
темпового тока ограничивают минимальную величину светового потока,
который можно зарегистрировать фотодиодом. С ростом светового потока
ток фотодиода увеличивается. Характерной особенностью рабочей
области'вольт-амперных характеристик является практически полная
независимость тока .фотодиода от приложенного напряжения. Такой
режим наступает при обратных напряжениях на диоде порядка 1 в.
Так как темновой ток мал, то отношение тока при освещении к
темповому току велико, что весьма валено при индикации освещения. Если
обратное напряжение превысит некоторое критическое значение, то
в переходе возникает эффект лавинного размножения носителей заряда,
который может привести к выходу фотодиода из строя.
По вольт-амперным характеристикам определяется внутреннее
(выходное) сопротивление фотодиода
Внутреннее сопротивление фотодиода весьма велико и может
достигать нескольких десятков мегом.
Световая характеристика описывает зависимость
тока фотодиода от величины светового потока при постоянном
напряжении на фотодиоде /д = /2 (Ф)|/уд (рис. 6-5, б). В области напряжений,
соответствующих пологим участкам вольт-амперных характеристик,
световая характеристика строго линейна вплоть до величин светового
потока, получаемых при прямом солнечном освещении.
Интегральная чувствительность фотодиода
определяется как отношение фототока к интенсивности падающего светового
потока от стандартного источника типа А (вольфрамовая лампа
накаливания с цветовой температурой нити 2 854° К):
К^. (6-9)
Интегральная чувствительность большинства фотодиодов составляет
несколько десятков миллиампер на люмен. Часто фотодиоды
характеризуют пороговой чувствительностью, определяемой
минимальным световым сигналом, вызывающим во внешней цепи
изменения тока, различимые на фоне собственных шумов фотодиода
(шумового тока). Чувствительность фотодиода можно определить по световой
характеристике.
Наибольшая чувствительность фотодиода получается лишь при
освещении участков полупроводника, которые прилегают к р-/г-пере-
ходу. Зависимость чувствительности фотодиода от положения
светового пятна относительно плоскости раздела р- и n-областей наиболее
заметна в конструкции рис. 6-1, б.
235
Спектральная характеристика показывает зависимость
спектральной чувствительности от длины волны падающего на фотодиод
излучения. Эта характеристика для германиевого фотодиода приведена на
рис. 6-2. Германиевый фотодиод имеет максимальную спектральную
-чувствительность в области длины волны света порядка 1,4 мкм.
Область спектральной чувствительности
фотодиода определяется как область спектра падающего излучения, в
которой величина спектральной чувствительности составляет не менее 10%
от максимальной. Область спектральной чувствительности германиевого
фотодиода охватывает диапазон как видимого, так и ближнего
инфракрасного участков спектра. В видимой части спектра чувствительность
составляет около 75% от максимальной.
Фотодиод можно заменить эквивалентной схемой, состоящей из
генератора тока /СДФ, параллельно которому подключено внутреннее
сопротивление /?д (рис. 6-6, а).
Параметры эквивалентной схемы
можно определить из вольт-амперных
Ю7 гц
Рис. 6-6.
характеристик. Выходной ток и выходное напряжение определяются
соотношениями:
^ /САФ
ЯдЯ„
Яд ~г Ян
(6-10)
(6-11)
Характерной особенностью фотодиода является зависимость его
параметров от температуры. Температура р-л-перехода определяется
температурой окружающей среды и разогревом фотодиода при
протекании через него тока. Интегральная чувствительность (и ток
фотодиода) с увеличением температуры возрастает слабо (приблизительно
на 0,3—1 % на 1° С). Внутреннее сопротивление фотодиода с увеличением
температуры падает. Поэтому при больших сопротивлениях нагрузки
величина тока в нагрузке уменьшается, притом тем быстрее, чем больше
сопротивление нагрузки. Поэтому фотодиоды выгодно использовать
с небольшой нагрузкой. При этом улучшается также соотношение
между током фотодиода при малом световом сигнале и током, вызванным
постоянной засветкой. Темновой ток фотодиода с ростом температуры
увеличивается по экспоненциальному закону, возрастая примерно
вдвое при каждом приращении температуры на 8—10° С, что в ряде
случаев ограничивает температурный диапазон применения фотодиодов.
Кроме того, возможно произвольное изменение темпового тока.
Кремниевые фотодиоды более стабильны, однако они обладают меньшей
чувствительностью.
236
Конечное время диффузии неосновных носителей заряда к р-п-ие-
реходу ^D^д;2/2D (где х — расстояние р-п-перехода от освещаемой
поверхности, О — коэффициент диффузии) и емкость р-/г-перехода
обусловливают инерционность работы. Спад частотной характеристики
фотодиода на 3 дб при небольших (до 10 ком) сопротивлениях нагрузки
наблюдается на частотах порядка сотен килогерц, при больших
сопротивлениях нагрузки (более 100 ком) — на частотах порядка нескольких
десятков килогерц (рис. б-б, б).
Фотодиоды обладают значительным уровнем шумов (особенно на
низких частотах). Уровень шумов возрастает с увеличением
напряжения питания и уровня постоянной засветки. В вентильном режиме
работы фотодиода уровень шумов снижается, поэтому вентильный
режим часто используется при регистрации низкочастотных слабых
световых сигналов.
6-2. ФОТОТРАНЗИСТОРЫ
Фототранзистором называется фотоэлектрический
полупроводниковый прибор с двумя или большим числом переходов. Обычно
фототранзистор имеет структуру плоскостного транзистора, причем выводы
подсоединяются только к эмиттерной и коллекторной областям, а база
вывода не имеет (рис. 6-7, б). В рабочем режиме на коллектор подается
отрицательное относительно эмиттера напряжение (рис. 6-7, а) и
фототранзистор работаетв режиме с общим эмиттером при разомкнутой цепи
базы (/б = 0).
Змиттер
а) б)
Рис. 6-7. "
При полном затемнении через коллекторный переход и
сопротивление нагрузки протекает сквозной ток коллектора /кос, который
называется темновым током и в соответствии с формулой (4-49) равен;
/т = /,<ос = Г^,( (6-12)
где /к0 — обратный ток коллектора;
а — коэффициент передачи тока эмиттера.
Под влиянием освещения в области базы происходит генерация
неравновесных пар носителей заряда. При малом уровне инжекции и
равномерном распределении примеси в базе можно считать, что
неравновесные носители в базе перемещаются к эмиттерному и коллекторному
переходам только за счет диффузии. Электрическое поле коллекторного
237
перехода не препятствует уходу дырок из базы в коллектор, но
задерживает электроны в базовой области. Парные заряды как бы
разделяются на коллекторном переходе. В связи с тем, что база не имеет
вывода, электроны остаются в базовой области, создавая отрицательный
пространственный заряд. Этот отрицательный пространственный заряд
воздействует на змиттерный переход, смещая его в прямом
направлении. Уменьшение высоты потенциального барьера вызывает инжекцию
из эмиттера в базу дополнительных дырок. Небольшая их часть реком-
бинирует в базе с электронами, большая же часть диффундирует через
базу к коллекторному переходу и уходит в коллектор, увеличивая его
ток. Возникающие при внутреннем фотоэффекте электроны по существу
играют роль управляющего тока базы обычного транзистора в схеме ОЭ,
вызывая в В0 = а0/\ —а0 раз большее приращение тока коллектора,
где В — коэффициент пер.едачи тока базы. Так как одновременно с
электронами в базе генерируется равное им количество дырок, которые
практически все уходят в область коллектора (площадь коллекторного
перехода значительно больше площади
эмиттерного перехода), то при равных
световых потоках полное приращение
тока коллектора в фототранзисторе
превышает приращение тока в
фотодиоде в £0+1 = 1/1 —а0 раз.
Интегральная
чувствительность
фототранзистора Кт определяется интегральной
чувствительностью коллекторного
перехода, рассматриваемого как
фотодиод, увеличенной в #о+1 Раз-
В реальных фототранзисторах
интегральная чувствительность довольно
велика и достигает 0,5—1 а/лм.
Максимальная чувствительность получается
при освещении участков базы,
непосредственно примыкающих к коллекторному переходу, так как
парные заряды, возбужденные световым потоком на больших
расстояниях от коллекторного перехода, рекомбинируют, не достигая
коллектора. Если коллектор и эмиттер фототранзистора соосны, то
светочувствительная площадка имеет в центре «мертвую» зону вследствие
затемнения базы непрозрачной индиевой каплей эмиттера. Поэтому
область эмиттерного перехода целесообразно сдвигать относительно
коллекторного так, чтобы мертвая зона находилась с краю
светочувствительной площадки.
В о л ь т- а м п е р и ы е характеристики фото -
транзистора приведены на рис. 6-8. Они аналогичны выходным
характеристикам обычного транзистора в схеме ОЭ. Тем новой
ток фототранзистора /т, равный сквозному току коллектора (50—
100 мка)> значительно больше темнового тока фотодиода. Наклон вольт-
амперных характеристик фототранзистора превышает наклон
характеристик фотодиода. Внутреннее сопротивление
фототранзистора меньше, а е м кость, шунтирующая переход, больше
примерно в 1 + #0 раз аналогичных параметров фотодиода с
одинаковыми размерами перехода. Эквивалентная схема фототранзистора
с нулевым током базы аналогична схеме, показанной на рис. 6-6, а.
Величины Кт и /?вых можно определить из вольт-амперных
характеристик.
238
Параметры фототранзистора сильно зависят от
режима работы (за счет модуляции толщины базы) и температуры.
С увеличением ик чувствительность растет, а /?ВЬ)Х падает.
Сопротивление #вых резко падает и с повышением освещенности. Изменение
температуры резко изменяет ток /т (с 50—100 мка при 20° С до 1 ООО—
17 ООО мка при 70° С). С ростом температуры несколько возрастает
чувствительность и уменьшается выходное сопротивление.
Фототранзисторы с нулевым током базы при изменениях температуры работают
Окно
Корпус
ч,
Кристалл
Прозрачная
пластмасса
а)
Рис. 6-9.
в схеме весьма нестабильно вследствие большого дрейфа рабочей точки,
приводящего иногда к выходу прибора из строя. Граничная частота
фототранзистора примерно в В0 меньше критической частоты фотодиода
и составляет обычно несколько килогерц.
Конструктивно фототранзисторы выполняются в металлическом
сварном корпусе со стеклянным окном на крышке колпачка (рис. 6-9, а).
Фотодиоды выполняются либо в металлическом сварном корпусе со
стеклянным окном, либо в пластмассовом корпусе (рис. 6-9, б).
Прозрачный пластмассовый корпус покрывается слоем
светонепроницаемого лака, а со стороны светочувствительной поверхности кристалла
оставляется круглое окно. Такая конструкция весьма удобна при
использовании фотодиода в различного рода устройствах для
считывания информации в цифровой форме.
6-3. ЭЛЕКТРОВАКУУМНЫЕ ФОТОЭЛЕМЕНТЫ
И ФОТОЭЛЕКТРОННЫЕ УМНОЖИТЕЛИ
Фотоэлементом называется электровакуумный прибор с
фотоэлектронным катодом. В электровакуумных фотоэлементах
используется явление внешнего фотоэффекта (процесс испускания электронов
под действием падающего света). Схематическое устройство
электровакуумного фотоэлемента показано на рис. 6-10.
Фотоэлемент представляет собой стеклянный баллон, внутри
которого помещены два электрода — фотоэлектронный
катод и анод. Катоды фотоэлементов изготовляются из материала,
обладающего малой работой выхода. Катод может быть нанесен на
внутреннюю поверхность баллона или на металлическую подложку. Чаще всего
применяются кислородно-цезиевые на серебряной подложке и сурьмяно-
цезиевые катоды. Анод имеет форму небольшого кольца, сетки или
пластинки. В зависимости от степени разреженности газа в баллоне
239
различают фотоэлементы электронного разряда
(электронный фотоэлемент) и фотоэлементы темного разряда (ионный
фотоэлемент). Величина фототока /ф зависит от светового потока Ф,
анодного напряжения 1/л и длины волны падающего на катод света.
Основными характеристиками и параметрами электровакуумных
фотоэлементов являются вольт-амперная, световая и спектральная
характеристики, внутреннее
сопротивление и интегральная
чувствительность.
Вольт-амперная
(анодная) характеристика /ф —
" /і(^а)і* описывает
зависимость фототока от анодного
напряжения при постоянном
световом потоке. В электронных
фотоэлементах вольт-амперная
характеристика имеет широкую,
область насыщения, в которой
фототок практически не
зависит от анодного напряжения
(рис. 6-1 і, а — сплошные
линии). С увеличением светового
потока ток насыщения
возрастает (кривые смещаются в
сторону больших фототоков). У сурьмяно-цезиевых катодов на стекле
при слишком.больших световых потоках насыщение может не
наблюдаться. Это объясняется тем, что при больших фототоках на
омическом сопротивлении катода образуется падение напряжения, в
результате чего участки катода, удаленные от вывода, приобретают
большой положительный потенциал по отношению к участкам катода
Рис. 6-Ю.
1ф Фз>ф2>$1>Фз
а)
'ґ—ц^*2
Рис. 6-II
вблизи вывода и возвращают обратно на катод змиттированные
электроны, вызывая вторичную эмиссию.
Вольт-амперные характеристики ионных фотоэлементов нелинейны.
Их вид зависит от величины анодного напряжения. При небольших
анодных напряжениях фототок ионного фотоэлемента меньше, чем
электронного. (Ионизация мала и часть электронов после упругих
столкновений с частицами газа может вернуться на катод.) При боль-
240
ших анодных напряжениях возникает размножение носителей,
увеличивающее фототок. Коэффициент газового усиления обычно
принимается равным 5—10. Отклонение вольт-амперных характеристик от
линейности возрастает с ростом светового потока (рис! 6-11, б). При
превышении анодным напряжением допустимого предела в фотоэлементе
возникает тлеющий разряд, приводящий к разрушению фотоэлемента.
В анодной цепи полностью затемненного фотоэлемента при включенном
анодном напряжении протекает темновой ток, складывающийся из
тока термоэлектронной эмиссии фотокатода и, главным образом, из
тока утечки между электродами. Темновой ток имеет величину от
10~7 до 10"° а. Внутреннее сопротивление фотоэлемента равно:
А£/а
ф
Световая характеристика /Л = /2 (Ф);., выражает
зависимость фототока от величины светового потока, падающего на
катод фотоэлемента. В области напряжений, соответствующих
насыщению вольт-амперных характеристик, световая характеристика
электронного фотоэлемента линейна. У ионных фотоэлементов линейный
участок световой характеристики 'значительно короче. При
значительных световых потоках (десятые доли люмена) и длительном освещении
наступает так называемое у т о м л е н и е фотокатода. Это явление
сильнее проявляется у кислородно-цезиевых фотокатодов при плохом
вакууме и особенно сильно в ионных фотоэлементах. Кроме того,
на нелинейность световой характеристики может оказывать влияние
и неравномерность падения напряжения в катодном покрытии на
стекле.
Основным параметром фотоэлемента является интегральная
ч у в с т в и тельнсст ь, равная отношению фототока к
интенсивности падающего на катод полного светового потока стандартного
источника света:
к — /ф
До - -ф .
Для электронных фотоэлементов /С() = 30 -г- 150 мка!лм.
При эксплуатации фотоэлемента важно знать диапазон световых
волн, в которых квантовый выход максимален. Спектральная
характеристика (рис. 6-11, в) и область спектральной чувствительности
фотоэлемента имеют тот же смысл, что и з случае фотодиода. Сурьмяно-
цезиевые фотокатоды имеют максимальную спектральную
чувствительность в видимой части спектра (синий свет), кислородно-цезиевые имеют
два максимума (синие и инфракрасные лучи), кислородно-висмуто-цезие-
вый катод по максимальной спектральной чувствительности близок
к человеческому глазу (зеленый свет).
Частотные характеристики фотоэлемента
показывают зависимость переменной составляющей тока во внешней
цепи от изменений интенсивности светового потока. Электронные
фотоэлементы практически безынерционны. Ионные фотоэлементы
обладают меньшим по сравнению с электронными рабочим диапазоном
частот, их инерционность определяется временем деионизации газового
наполнения.
Фотоэлектронный у м н о ж и т е л ь. Трудности
усиления малых токов и необходимость регистрации весьма кратковременных
световых излучений потребовали разработки фотоэлемента с большой
241
чувствительностью и большим выходным током. Таким прибором
является фотоэлектронный умножитель (рис. 6-12)—фотоэлемент
электронного разряда, ток фотоэлектронной эмиссии в котором усиливается
посредством вторичной электронной эмиссии.
Фотоэлектронный умножитель обычно состоит из полупрозрачного
фотокатода ФК, нанесенного на внутреннюю стеклянную торцовую
поверхность колбы, и анода Л, выполненного в виде цилиндра. Между
ними последовательно размещены фокусирующая диафрагма Д и
вторично-электронные катоды ВК, которые обычно выполнены в форме
ковша, выводятся на общий цоколь и подключаются к высокоомному
делителю, присоединенному к источнику анодного питания. (Разность
потенциалов между соседними катодами составляет около 100—200 е.)
Испускаемые под действием света электроны фотокатода ускоряются
электрическим полем и бомбардируют первый вторично-электронный
катод, выбивая из его поверхности в значительно большем количестве
Рис. 6-12.
вторичные электроны. Эти электроны в свою очередь выбивают из
второго вторично-электронного катода еще больший поток электронов.
Процесс повторяется на всех последующих катодах. С последнего
вторично-электронного катода электроны попадают на анод
фотоэлектронного умножителя.
Теоретический коэффициент усиления фотоэлектронного
умножителя равен:
где /а — ток анода;
/0 — ток фотокатода;
а — коэффициент вторичной эмиссии;
п — число вторично-электронных катодов.
Обычно о составляет не менее 5—6, и при п'= 10 коэффициент
усиления получается порядка нескольких миллионов. Величину К
ограничивают нестабильность работы вторично-электронных катодов,
трудность фокусировки потоков электронов и уровень темнового тока.
Интегральная чувствительность достигает 10 а/лм.
Основными параметрами фотоэлектронных умножителей являются:
интегральная чувствительность фотоэлектронного катода, коэффициент
усиления по току, число вторично-электронных катодов, интегральная
анодная чувствительность, максимальный выходной и темновой токи,
спектральная чувствительность. Темновой ток обычно не превышает
10~9 а.
Глава седьмая
ЭЛЕКТРОННОЛУЧЕВЫЕ ТРУБКИ
Электроннолучевыми трубками называют электровакуумные
приборы, в которых используется электронный поток, концентрированный
в форме луча или пучка лучей. - Электроннолучевые трубки находят
широкое применение в измерительной технике, радиолокации,
телевидении, вычислительной технике и пр.
Большинство электроннолучевых трубок входит в группу э л е к -
тронографических электровакуумных приборов,
предназначенных для получения на экране видимого изображения, светящегося
под действием падающего потока электронов, или для регистрации
получаемого изображения на светочувствительном слое. К ним
относятся осциллографические трубки, приемные телевизионные трубки
(кинескопы), знакопечатающие трубки, запоминающие трубки,
электронные преобразователи изображения. Кроме того, имеются группы
передающих телевизионных трубок (иконоскопы,
ортиконы и др.) и электронных коммутаторов
(переключателей). В зависимости от способа управления электронным лучом
различают электроннолучевые трубки с магнитны м,
электрическим и комбинированным управлением.
7-1. ОСЦИЛЛОГРАФИЧЕСКИЕ ТРУБКИ
Осциллографические трубки предназначены для наблюдения или
регистрации осциллограмм. В осциллографических трубках
управляемый электрическими сигналами сфокусированный электронный луч
оставляет видимый след на люминесцирующем экране.
Основными элементами осциллографической трубки являются
электронный прожектор (пушка), создающий электронный
луч, отклоняющая система, перемещающая электронный
луч в пространстве, и л ю м и н е с ц и р у ю щ и й экран,
светящийся при бомбардировке его быстрыми электронами/ Электронный
прожектор и отклоняющая система в трубках с электрическим
фокусированием и отклонением луча монтируются внутри стеклянного
вакуумного баллона, имеющего форму трубки с конусообразным
расширением (рис. 7-1, а). На внутреннюю поверхность дна баллона
наносится люминесцирующий экран. В трубках с магнитным
фокусированием и отклонением фокусирующая и отклоняющие катушки
монтируются на горловине трубки (рис. 7-1, б). Внутренняя боковая
поверхность баллона покрыта проводящим слоем 7 (обычно из графита) для
243
отведения вторичных электронов, попадающих с экрана на баллон
трубки. Этим исключается образование поверхностных зарядов,
электрическое поле которых может нарушить фокусировку луча и
исказить его траекторию.
В трубках с э л е к т-р и ч е с к и м фокусированием
электронный прожектор состоит из катода /, управляющего электрода 2,
первого 3 и второго 4 анодов. Оксидный катод косвенного накала
выполняется в виде цилиндра, внутри которого помещается нить накала.
Активирующее покрытие наносится на наружную торцовую сторону
цилиндра («точечный» источник электронов). Катод часто не имеет
Рис, 7-1.
отдельного вывода и соединяется с одним из выводов нити накала.
Катод располагается внутри цилиндрического управляющего электрода
(модулятора), имеющего в торцовой части диафрагму в виде диска
с отверстием. Управляющий электрод имеет отрицательное относительно
катода, напряжение. Изменяя его величину, можно менять количество
попадающих на экран электронов (величину тока в луче) и тем самым
яркость свечения экрана. Потенциометр является
регулятором яркости. Зависимость тока в луче от напряжения на
управляющем электроде напоминает анодно-сеточную характеристику триода
и называется модуляционной характеристикой
электроннолучевой трубки. Величина отрицательного напряжения на
управляющем электроде, при котором исчезает свечение экрана,
называется запирающим напряжением.
Аноды выполняются в виде цилиндров с диафрагмами. Второй анод
соединяется с проводящим слоем. На первый и второй аноды подаются
высокие положительные потенциалы относительно катода (£/а1 =
= 300 4- 1 ООО б, Vа2 — 1 ООО -т- 5 ООО в). Под действием ускоряющего
244
поля обоих анодов электроны приобретают весьма большую скорость.
Неоднородные электрические поля, образующиеся в пространстве между
управляющим электродом и первым анодом, а также между первым и
вторым анодами, фокусируют луч.
Фокусировкой луча называется сведение пучка электронов,
излучаемых катодом, с помощью системы электронных или магнитных
линз в сходящийся пучок, имеющий наименьшее возможное сечение
в плоскости экрана. С точки зрения электронной оптики движение
электронов в неоднородных электрических и магнитных полях
аналогично распространению света в неоднородных оптических средах'.
Траектория пучка электронов, движущихся через поверхность раздела
двух областей с разными потенциалами (ср2 >Ф1), показана на рис. 7-2, а.
Пусть пучок электронов падает на поверхность раздела со скоростью
ъ1 — ~^/~2 ~- фА под углом а к ее нормали (т — масса электрона). Ско-
Рис. 7-2.
рость электрона падающего пучка можно разложить на две
составляющие: нормальную и касательную и1А. к поверхности раздела. При
переходе электрона через рассматриваемую поверхность нормальная
составляющая скорости электрона уУу изменяется, а касательная
составляющая и1к. остается неизменной, так как вдоль поверхности раздела
потенциал не меняется, т. е. у1х = ь2х. Выразив ул.г через ъ-ь и углы а
и Р, можно записать:
вша v, _ЛГ ср2
В электронной оптике корень квадратный из потенциала играет
ту же роль, что и показатель преломления среды в геометрической
оптике. Пользуясь законом преломления (7-1), можно графо-аналити-
ческим способом' приближенно построить траекторию движения
электрона в неравномерном поле, разбив его эквипотенциальными линиями
па ряд областей, потенциалы внутри которых неизменны.
Простейшие электронные л и и з ы представляют собой
систему из трех плоских электродов, средний из которых выполнен
в виде диафрагмы с круглым отверстием (рис. 7-2). В зависимости от
неличины потенциалов, приложенных к электродам, линза может быть
245
либо собирающей, либо рассеивающей. Если потенциалы электродов
таковы, что при переходе через диафрагму по направлению движения
электрона напряженность электрического поля возрастает, то линза
является собирающей (рис. 7-2, б), если убывает, то рассеивающей
(рис. 7-2, в).
Прожектор имеет две линзы (рис. 7-3). Первая (катодная) линза
образуется полями катода /С, управляющего электрода УЭ и первого
анода Ах (ее иногда называют иммерсионным объективом). Эта линза
является короткофокусной. Вторая линза образуется полями первого
и второго (Ап) анодов. Она является длиннофокусной и служит для
собирания траекторий электронов на поверхности экрана. Фокусные
расстояния линз зависят от потенциалов электродов. Качество
фокусировки электронного луча при выбранной яркости свечения экрана
(силе тока луча) возрастает с повышением напряжения анода. Изменяя
потенциалы первого или второго анода, можно получить хорошо
сфокусированное светящееся пятно диаметром 0,2—0,3 мм. Фокусировка
луча производится изменением потенциала первого анода
(потенциометр /?2).
+ 30005
Рис. 7-3.
Рассмотренный электронный прожектор обладает существенным
недостатком. Изменение потенциала управляющего электрода при
регулировке яркости свечения пятна на экране влияет на электрическое
поле первой линзы и, следовательно, нарушает фокусировку луча,
а фокусировка меняет яркость свечения. Для устранения этого между'
управляющим электродом и первым катодом устанавливается
дополнительный ускоряющий электрод с высоким положительным
потенциалом, при этом первая линза образуется полями катода, управляющего
и ускоряющего электродов. Это исключает взаимосвязь между
регулировкой яркости и фокусировкой. Кроме того, установка ускоряющего
электрода улучшает условия отбора электронов с катода, способствует
перехвату всех несфокусированных (рассеянных) электронов. Поэтому
ток в цепи .первого фокусирующего электрода практически равен нулю.
В электроннолучевых трубках с магнит ной фокусиров-
к о й электронные прожекторы имеют более простую конструкцию.
Первая линза (катодная) выполняется аналогично линзе в трубках
с электрической фокусировкой. Вторую линзу образует короткая
фокусирующая катушка индуктивности 9 (рис. 7-1, б), установленная
на горловине трубки. Эта катушка питается постоянным током, и ее
неоднородное (по длине катушки), но аксиально-симметричное
магнитное поле играет роль собирающей линзы (рис. 7-4, а).
При движении электрона в магнитном поле прямая аналогия со
световой оптикой отсутствует. Если электрон движется параллельно
линиям магнитного поля, то оно не оказывает действия на электрон.
246
Если электрон попадает в однородное магнитное поле с некоторой
начальной скоростью, направленной перпендикулярно линиям
магнитного поля, то он будет вращаться по окружности в плоскости,
перпендикулярной магнитным линиям. Электрон, влетевший в магнитное поле
под некоторым углом а к магнитным линиям, движется по винтовой
спирали. Шаг винтовой спирали зависит от магнитной индукции и
угла а, а радиус спирали зависит, кроме того, от начальной скорости
электрона.
Радиальная составляющая индукции неоднородного магнитного
поля Вп взаимодействуя с электроном, создает силу Лоренца Т7..,
перпендикулярную направлениям скорости электрона V и Вг. Под
действием силы Т7. электрон получает боковое ускорение, и его
траектория закручивается вокруг оси трубки. При взаимодействии электрона
с осевой составляющей напряженности магнитного поля возникает сила
Лоренца /7, действующая по радиусу и отклоняющая электрон к оси
трубки. При определенных соотношениях V и В траектории электронов
Рис. 7-4,
пересекаются в плоскости экрана и электронный луч оказывается
сфокусированным. Чем больше сила тока в катушке и чем больше в ней
витков, тем меньше фокусное расстояние магнитной линзы. Помещая
фокусирующую катушку в магнитный экран, можно сконцентрировать
магнитное поле, уменьшить необходимое число ампер-витков, а также
разделить фокусирующее и отклоняющее магнитные поля. На качество
фокусировки влияет разброс начальных скоростей электронов и их
объемный заряд, что приводит к аберрации линз.
Перемещение светящегося пятна — следа
электронного луча — по экрану трубки 8 (рис. 7-1, а и б), имеющей
электрическое отклонение, производится двумя парами отклоняют, и х
п л а с т и н 5 и 6, установленными под прямым углом друг к другу.
Если между пластинами нет разности потенциалов, то они не влияют
на направление электронного луча. Если на данную пару пластин
подать некоторую разность потенциалов, то между ними образуется
электрическое поле, под влиянием которого электронный луч
отклоняется в сторону положительно заряженной пластины. Чем больше
разность потенциалов на пластинах, тем сильнее отклоняется луч от
своего первоначального направления и тем больше сместится
светящееся пятно на экране трубки. Пластины 5 отклоняют луч по вертикали,
они называются пластинами вертикального отклонения (пластинами К),
а пластины 6 отклоняют луч по горизонтали, они называются
пластинами горизонтального отклонения (пластинами X).
247
Движение электронов между отклоняющими плоскопараллельными
пластинами происходит по параболе. Пройдя пластины, электроны
движутся по касательной к параболе и в плоскости экрана отклоняются
от оси трубки на расстояние у (рис. 7-5). Определим отклонение луча
под действием приложенного к пластинам напряжения Цу.
Напряженность поля между пластинами, расположенными одна от другой на
~ГТ
\У1
Рис. 7-5.
расстоянии й, равна Е — VНа электрон действует сила ? — аЕ =
'/'•V ... Р Ч^у
= —г--. Ускорение движения электрона —
равно а = — =
т та
В поле пластин длиной / электрон получает отклонение ух:
1
(7-2)
где ^ — 1/и0 — время пролета электрона в поле пластин;
— У^цУм/м — скорость пролета электрона в ускоряющем поле
второго анода.
Пролетая между пластинами, электрон приобретает радиальную
составляющую скорости уу = а(ъ и за время пролета от края пластин
до экрана отклоняется по вертикали на отрезок у2:
І I
(7-3)
где ¿2 = ■—- — время пролета электрона от края отклоняющих
пластин до экрана.
Полное отклонение луча по вертикали равно:
У=Уі + У2 :
2 \у0 VI
или
2ЦМ й \ с + 2
(7-4)
(7-5)
Одним из основных параметров электроннолучевой трубки является
чувствительность трубки, равная отношению смещения
пятна на экране в миллиметрах к величине отклоняющего напряжения:
Чувствительность тем выше, чем длиннее отклоняющие пластины,
меньше расстояние между ними, больше расстояние от пластин до
экрана и меньше напряжение на втором аноде. Для повышения
чувствительности пластинам придают ломаную или изогнутую форму
(увеличивается /) и применяют дополнительное ускорение электронов,
прошедших отклоняющую систему. В трубках с дополнительным
ускорением проводящее покрытие стенок баллона разделяют на несколько
колец. К кольцу, расположенному вблизи экрана (его обычно называют
третьим анодом), прикладывается напряжение, более высокое, чем
ко второму аноду. Так как. пластины вертикального и горизонтального
отклонения расположены на разных расстояниях от экрана, то
чувствительность по вертикали и по горизонтали различна.
Различают статическую чувствительность — чувствительность при
постоянном отклоняющем поле и динамическую — при переменном.
Динамическая чувствительность падает с ростом частоты исследуемого
сигнала. Она определяется формулой
. <">
где /1 — время пролета электронов в поле пластин.
Верхняя граница рабочего диапазона частот электроннолучевых
трубок зависит от времени пролета электронов в отклоняющей системе,
емкости отклоняющих пластин и индуктивности вводов.
В электроннолучевых трубках с магнитным
отклонением луча отклоняющая система состоит из двух пар катушек
(рис. 7-4, б), оси которых взаимно перпендикулярны. Зти катушки
создают два магнитных поля, пронизывающих трубку в направлении,
перпендикулярном ее оси. Магнитное поле катушки с вертикальной
осью отклоняет луч по горизонтали, а катушки с горизонтальной осью
отклоняют луч по вертикали. Для получения равномерной
чувствительности по всему экрану катушкам придается специальная форма.
Если электрон со скоростью гг0 = ^1|/с7а2 влетает в однородное
магнитное поле, имеющее индукцию В = &2/ш, то под действием этого
поля он описывает дугу окружности с радиусом
К = к^ъ. (7-8)
Из подобия треугольников (рис. 7-5, б) можно заключить, что
ь^ия. Тогда
у =— = к " (7-9;
Чувствительность трубок с магнитным отклонением определяется
отношением смещения пятна на экране в миллиметрах к' напряженности
магнитного поля:
Л =-^- = ¿-(4= (7-10)
Чувствительность электроннолучевой трубки с магнитным
отклонением в меньшей степени зависит от напряжения на втором аноде 1/2а.
В них можно получить отклонение луча на больший угол при меньшей
длине трубки. Отклоняющее поле не влияет на фокусировку луча.
249
Однако магнитная отклоняющая система более громоздка и потребляет
большую мощность. Заряженные частицы, имеющие равные заряды, но
разные массы, отклоняются в различной степени (электроны
отклоняются на больший угол, чем отрицательные ионы). Это приводит
к дезактивации поверхности люминофора в центральной части экрана
(образование темного, так называемого ионного пятна).
Экран осциллографических трубок, предназначенных для
визуального наблюдения, представляет собой тонкий слой люминофора
(порошкообразное кристаллическое вещество), способный светиться под
ударами быстрых электронов. Быстрые электроны отдают люминофору
свою энергию. Большая часть энергии (97—98%) выделяется в виде
тепла (при большом токе экран можно прожечь), а меньшая часть
расходуется на возбуждение атомов люминофора. Обратный переход атомов
в невозбужденное состояние сопровождается излучением
электромагнитных колебаний (включая видимую часть спектра). В качестве люми-
несцирующих материалов используются сульфиды цинка и цинка-
кадмия, силиката цинка (виллемит), вольфрамата кальция и кадмия
с добавлением активаторов (марганец, медь, висмут, серебро,
редкоземельные элементы и др.), увеличивающих эффективность люминофоров.
Состав и технология изготовления люминофора определяет светоотдачу,
время послесвечения, цвет, потенциал экрана, долговечность и др.
Яркость свечения экрана В пропорциональна
плотности тока в луче и возрастает с повышением скорости бомбардирующих
электронов (напряжения анода):
В = Ап{и—и0)*,
где Л — константа;
п — число электронов, падающих на поверхность в 1 сек;
и — разность потенциалов между экраном и катодом;
Ц0 — наименьшее напряжение, при котором возникает свечение
люминофора.
Понижение напряжения анода сокращает долговечность экрана
трубки, так как при выбранном токе луча с понижением скорости
электронов увеличивается объемная нагрузка люминофора (уменьшается
глубина проникновения электронов в люминофор). Светоотдача
определяется силой света, получаемой от люминофора, при затрате
мощности 1 вт.
Временем послесвечения люминофора
называется время, необходимое для уменьшения яркости свечения
(затухания) экрана после прекращения возбуждения до одного процента от
первоначальной яркости в момент возбуждения. Время послесвечения
различных люминофоров меняется от нескольких микросекунд до
нескольких десятков секунд и условно делится на пять групп: очень
короткое, короткое, среднее, длительное и весьма длительное. Для
визуального наблюдения применяют люминофоры с зеленым или
желтым цветом свечения, к которым наиболее чувствителен глаз. Эти
экраны имеют среднее (0,01—0,1 сек) или длительное (0,1—16 сек)
время послесвечения. Для фотографирования изготовляют экраны
с синим или голубым свечением.
Так как все люминофоры являются диэлектриками, то при
электронной бомбардировке на них может накапливаться отрицательный
заряд. Этот заряд может создать тормозящее поле и привести к
прекращению свечения экрана. Для отвода отрицательных зарядов с экрана
используется явление вторичной эмиссии с экрана на проводящее
покрытие. Ток в электроннолучевой трубке замыкается следующим обра-
250
зом: плюс источника питания, проводящее покрытие (или третий анод),
лоток вторичных электронов, электронный луч, катод трубки и минус
источника питания. Для устойчивой работы трубки коэффициент
вторичной эмиссии о должен быть не менее единицы. Потенциал экрана
устанавливается примерно равным потенциалу ускоряющего электрода.
Когда ускоряющее напряжение достигает значения, при котором а = 1,
становится равным предельному значению и потенциал экрана. Поэтому
дальнейший рост ускоряющего напряжения не сопровождается
увеличением яркости свечения.
Предельный потенциал экрана можно повысить металлизацией
поверхности люминофора, обращенной к катоду. На эту поверхность
наносится тонкая (0,05—0,5 мкм) и прозрачная для электронов
алюминиевая пленка, которая подсоединяется к проводящему покрытию.
Потенциал экрана с проводящим покрытием определяется не вторичной
эмиссией, а ускоряющим напряжением, которое можно значительно
повысить. Отражая свет, металлическая пленка увеличивает
светоотдачу экрана и, кроме того, не пропускает к люминофору ионы,
предохраняя экран от разрушения.
В трубках с магнитным отклонением и. обычным экраном для
повышения долговечности экрана применяются так называемые ионные
ловушки. Для этого создают изогнутую конструкцию прожектора либо
вырезают в аноде наклонную щель. Электроны и ионы отклоняются
электрическим полем от оси трубки, после чего луч, состоящий из одних
электронов, вновь направляется с помощью специального магнита
вдоль оси трубки, а ионы попадают на анод и отводятся в цепь питания.
Питание трубки осуществляется от потенциометра, с которого
снимаются различные напряжения на отдельные электроды (рис. 7-1).
Второй анод трубки обычно заземляется, так как потенциал между
пластинами не должен заметно отличаться от потенциала второго
анода (в противном случае может нарушаться фокусировка луча).
Третий анод обычно имеет дополнительный источник питания. На
отклоняющие пластины подается симметричное относительно второго
г,мода напряжение (кроме специальных трубок). Это исключает
искажение изображений и дефокусировку луча.
Для одновременного наблюдения нескольких быстропротекающих
процессов удобно использовать многолучевые трубки. Выпускаются
двухлучевые и пятилучевые трубки. В двухлучевых трубках чаще
всего используют два электронных прожектора и две системы
отклонения лучей. В специальных случаях необходима круговая развертка
светящегося пятна на экране трубки. Для этой цели служат трубки
с радиальным отклонением луча.
Приемные телевизионные трубки (кинескопы)
предназначены для наблюдения на их люминесцирующем экране теле-
пизионного изображения. Для обеспечения четкого изображения
светящееся пятно в кинескопах имеет очень малый диаметр. Высокие анодные
напряжения (5—18 кв) позволяют получить большую яркость. Для
повышения светоотдачи и предотвращения разрушений люминофор
многих кинескопов покрывается алюминиевой пленкой. Экран имеет
1'":елый цвет свечения с малым временем послесвечения. Для уменьшения
объема телевизоров в большинстве трубок дно колбы делается
прямоугольным, а угол отклонения луча достигает 110°. С целью улучшения
фокусировки в кинескопах применяют магнитные отклоняющие системы.
Фокусирующие системы используются либо магнитные, либо
электрические. В трубках, не имеющих металлизированного покрытия
люминофора, устанавливаются ионные ловушки.
251
7-2. ДРУГИЕ ТИПЫ ЭЛЕКТРОННОЛУЧЕВЫХ ТРУБОК
Знакопечатающая электроннолучевая
трубка (характрон) предназначена для воспроизведения на
люминесцирующем экране букв, цифр и других знаков, имеющихся
на матрице трубки,*" с регистрацией информации фотографическим или
ксерографнческим способом. Высветить на экране световое пятно в виде
буквы, цифры или другого специального знака можно электронным
лучом, поперечное свечение которого имеет форму воспроизводимого
знака. Формирование такого сечения производится при прохождении
луча через специальную кодовую матрицу 3, которая располагается
между прожектором 1 и фокусирующей катушкой (рис. 7-6, а) и
представляет собой металлическую пластинку с отверстиями,
соответствующими конфигурации изображаемых знаков (рис. 7-6, б). На пластинке
толщиной 0,025 мм и площадью 1,6 см2 располагается до 63
изготовленных с высокой точностью различных знаков (высота знака 0,31 мм,
интервал между ними 0,76 мм).
Пучок электронов ускоряется и фокусируется электрическим
полем прожектора 1 так, чтобы любой знак матрицы мог быть вписан
в поперечное сечение луча. Для выбора на матрице нужного знака
имеются пластины вертикального и горизонтального отклонения 2,
расположенные между электронным прожектором и матрицей и
включаемые по симметричной схеме. Выбор нужного знака производится
путем подачи на отклоняющие пластины напряжений, отклоняющих
луч в определенную область матрицы. Отклоняющие напряжения
должны изменяться ступенчато. Они подаются со специальных
устройств — преобразователей, напряжение на выходе которых
пропорционально коду знака в матрице.
После матрицы луч проходит через фокусирующую катушку 4 и
компенсирующие пластины 5. Фокусирующая катушка повертывает
изображение знака на 90°. Компенсирующие пластины возвращают
луч точно на ось трубки. На них подается такое же напряжение, что и
на пластины выбора знака (с изменением функции горизонтального и
вертикального отклонения и учетом разницы в чувствительности).
Далее луч проходит через отклоняющие катушки адресной системы 6
и отклоняющие формулярные пластины 7. Изменяя токи
отклоняющих катушек, можно установить высвечиваемый знак в любой точке
• экрана. Формулярные пластины позволяют группировать знаки в
пределах формуляра. Для установки знака на экране схема управления
знакопечатающей трубки должна вырабатывать ступенчатые токи,
а для отклонения знаков относительно центра формуляра —
ступенчатые напряжения.
В зависимости от назначения экраны 8 знакопечатающих
электроннолучевых трубок изготовляют с. коротким или длинным
послесвечением. Высота высвечиваемого знака определяется расстоянием фокуса
до экрана и составляет от 2 до 5 мм. Толщина линий знака составляет
0,5 мм, В ряде знакопечатающих трубок устанавливается
дополнительная электрическая линза, которая позволяет регулировать размеры
высвечиваемого знака на экране. Для визуального чтения знаки
высвечиваются с частотой 15—25 гц, что увеличивает их яркость.
Длительность подсвета одного знака выбирается в пределах 15—30 мксек.
Для управления работой характронов требуется специальная система,
которая запоминает и регенерирует воспроизводимую информацию.
3 на к о п е ча т а ю щ у ю электроннолучевую
трубку можно эффективно использовать в индикаторном устройстве
252
для воспроизведения и визуального наблюдения информации в виде
цифрового или буквенного текста, в виде графиков со специальными
пометками и т. д. Совместно со скоростной кинокамерой ее можно
использовать в качестве устройства вывода данных из электронной
цифровой вычислительной машины.
Запоминающие электроннолучевые трубки
предназначаются для задержки, анализа, интегрирования и
воспроизведения электрических сигналов, записанных в дискретной и
аналоговой форме. В "запоминающих трубках входные электрические сигналы
записываются в виде зарядов на поверхности диэлектрика, образуемых
с помощью вторичной эмиссии и наведенной проводимости.
Схематическое устройство запоминающей электроннолучевой
трубки с барьерной сеткой показано на рис. 7-7. Трубка имеет электронный
прожектор, отклоняющую систему и устройства для записи и
считывания информации. Фокусирование и отклонение электронного' луча
электрическое. Узел записи и считывания информации состоит из тон-
волочек (диаметр 20—30 мкм), расположенных под прямыми углами
на расстоянии 100—300 мкм одна от другой. Барьерная сетка
исключает искажения потенциального рельефа вторичными электронами,
возвращающимися на диэлектрик («забрызгивание» диэлектрика).
Она частично улавливает их, а частично отражает к испускающим
участкам машины. Между барьерной сеткой и отклоняющими пластинами
устанавливается коллектор, служащий для отвода вторичных
электронов. На катод трубки подается высокий отрицательный потенциал
(до 1 500 в). Коллектор (им может быть и проводящее покрытие) обычно
имеет небольшой положительный потенциал относительно земли
(+200 в), барьерная сетка имеет потенциал земли, а сигнальная пластина
подключается к земле через сопротивление нагрузки.
В запоминающей трубке осуществляются процессы записи сигнала,
сохранения его в течение необходимого времени (запоминание),
воспроизведения записанного сигнала (считывание информации) и подготовки
трубки к новой записи (стирание информации).
При запис и входные сигналы в виде импульсов положительной
или отрицательной полярности подаются на сигнальную пластину,
изменяют ее потенциал и через емкость (сигнальная пластина —
поверхность диэлектрика) практически на такую же величину изменяют
потенциал поверхности мишени. Одновременно на катод прожектора
подается модулирующее напряжение, отпирающее электронный луч
прожектора на время действия входных сигналов, а на отклоняющие
Вход
Рис. 7-7.
кого слоя диэлектрика (мишени),
нанесенного на металлическую
сигнальную пластину, которая
расположена у дна колбы. На
поверхности диэлектрика,
обращенной к катоду, в виде
потенциального рельефа
записываются входные электрические
сигналы. Перед диэлектрической
мишенью на расстоянии
порядка 0,1 мм или непосредственно
на диэлектрике устанавливается
специальный сетчатый электрод,
называемый барьерной сеткой.
Барьерная сетка изготовляется
из тонких вольфрамовых про-
254
пластины — адресные отклоняющие напряжения, устанавливающие
луч в нужной точке мишени. Под действием электронной бомбардировки
эта точка мишени испускает вторичные электроны.
Если входной сигнал отсутствует, то при развертке электронного
луча но мишени на ее поверхности устанавливается некоторый
равновесный потенциал. Если на сигнальную пластину подать
положительный входной сигнал (например, запись сигнала 1), то потенциал мишени
повышается и облучаемый участок мишени заряжается отрицательно
(относительно, сетки. Если на сигнальную пластину подать
отрицательный входной сигнал (запись 0), то облучаемый участок мишени
заряжается положительно относительно сетки.
Записанная информация в течение некоторого времени (до тех пор
пока не растекаются заряды) сохраняется на поверхности диэлектрика
в виде потенциального рельефа. При считывай и и информации
электронный луч направляется на ранее облучавшиеся участки мишени,
а на сигнальную пластину сигнал не подается. При этом на избранном
участке мишени устанавливается равновесный потенциал, а в цепях
коллектора, барьерной сетки и сигнальной пластины появляется ток,
который на сопротивлении нагрузки фиксируется как сигнал чтения
г, виде импульсов положительной или отрицательной полярности.
Необходимость в стирании информации отсутствует, так как при
считывании поверхность экрана возвращается к равновесному потенциалу.
Запоминающие трубки с барьерной сеткой могут использоваться
в качестве вычитающих и интегрирующих элементов аналоговых
вычислительных устройств. В ЭЦВМ запоминающие трубки применяются
редко.
Сфокусированный электронный луч широко применяется в
телевизионных передающих трубках, использующих накопление заряда на
мозаичном или полупроводниковом экране. Накопление заряда
происходит под действием электронов, испускаемых сплошным
фотоэлектронным катодом при проектировании на него оптического изображения.
Преобразование оптического изображения в электрические сигналы
достигается путем развертки электронного луча по поверхности экрана.
Находят также применение электронные переключатели, в которых
роль подвижного контакта играет поток электронов, управляемый
электрическим или магнитным полем или их совокупностью.
Глава восьмая
УСИЛИТЕЛИ
8-1. КЛАССИФИКАЦИЯ И ТИПЫ УСИЛИТЕЛЕЙ. ОСНОВНЫЕ
ХАРАКТЕРИСТИКИ И ПОКАЗАТЕЛИ РАБОТЫ
Усилителем называют устройство, предназначенное для
повышения мощности входного сигнала. Превышение мощ- ;
ности, выделяемой в нагрузке усилителя, над мощностью
источника входного сигнала достигается за счет энергии
источников питания. Маломощный входной сигнал лишь ;
управляет передачей энергии источника питания в
полезную нагрузку. В дальнейшем будут рассматриваться линей- •
ные электронные усилители, служащие для усиления^
электрических сигналов без изменения их формы. В элек- >.
тронных усилителях активными элементами, управляющими \
электрической энергией, чаще всего являются транзисторы,
или электронные лампы. Эти усилители, различающиеся |
по типу управляющего элемента, называются соответствен-!
но полупроводниковыми или ламповыми усилителями. 1
Электронные усилители находят широкое применение в вы-|
числительной технике, связи, экспериментальной физике,|
автоматике и т. п. • щ
Структурная схема электронного усилителя показана^
на рис. 8-1. Усилитель можно рассматривать как актйвный|
четырехполюсник. К входным зажимам подключается ис-*!
точник усиливаемых электрических сигналов, к выхода
ным — нагрузка. Вход и выход усилителя обычно имеют'?
общую точку, которая заземляется. Источником входных]
сигналов может быть либо датчик, либо другой электронный?
усилитель, уровень выходного сигнала которого необхо-:;
димо повысить. На структурной схеме источник входного,
сигнала показан в виде генератора напряжения Ег, имею-'>
щего внутреннее 'сопротивление £!г. Можно построить;
256 /;
другой вариант схемы, представив источник входного
сигнала генератором тока /г. Источник сигнала подключен
к усилителю параллельно его входному сопротивлению
п ' _^вх
'^вх /
;вх
Усилитель со стороны выхода можно представить или
в виде генератора тока / (рис. 8-1,-б), или генератора
напряжения Е (рис. 8-1, а) с внутренним сопротивлением /?ПЬ1Х,
подключенного к нагрузке /?н. Сам усилитель одновременно
является нагрузкой для источника сигналов и источником
сигнала для внешней нагрузки.
В зависимости от соотношения внутреннего
сопротивления источника входного сигнала /?г и входного солротив-
а) 6)
Рис. 8-1.
ления усилителя /?вх источник сигнала может работать
в режиме холостого хода (/?вх ;> #г), короткого замыкания
(^\вХ < #г) и согласования (7?вх « £?г). Исходя из этого,
усилитель можно назвать соответственно
усилителем напряжения (с потенциальным входом),
усилителем тока (с токовым входом) или
усилителем мощности. По соотношению между выходным
(#вых) и нагрузочным (7?н) сопротивлениями усилители
можно разделить на усилители с потенциальным выходом
(Ян > £вых)| с токовым выходом (#н < #вых) и с мощност-
ным выходом (/?„ ^ Явых)- По характеру потребления
электрической энергии в нагрузке на практике различают
соответственно усилители мощности, напряжения и тока.
Нагрузкой усилителя может быть не только потребитель
электрической энергии, но и вход другого усилителя.
В последнем случае усилители представляют собой цепочку
(рис. 8-2), на входе которой действует, источник
усиливаемого сигнала, а к выходу подключена нагрузка. При
расчете такой сложный усилитель разбивают на каскады
или ступени. По структуре усилители можно клас-
9 Виноградов Ю. В.
257
сифицировать на о д н о к а с к а д н ы е и
многокаскадные. Каскады нумеруются в возрастающем
порядке от входа. Первый каскад называют входным,
предпоследний — предвыходным или предоконечным, а
последний — выходным или оконечным.
Способы связи каскадов между собой, а также способы
включения нагрузки к выходу усилителя определяют
многие важные свойства усилителя. При передаче сигналов
переменного тока или напряжения широко распространен
способ соединения выходного электрода предыдущего
каскада с входным электродом следующего при помощи
конденсаторов или трансформаторов. При необходимости
усиления очень медленных изменений напряжений или токов
используется гальваническая связь каскадов. В соответ-
Рис 8-2.
ствии с перечисленными способами связи усилители
называются усилителями семкостной (или £?С) связью,
усилителями с трансформаторной связью
(трансформаторные усилители) и усилителями с
гальванической связью (усилители постоянного тока).
Наиболее широко используется трансформаторное
включение нагрузки к выходному электроду транзистора или
лампы. Широкое применение -находят усилители
с обратной связью, в которых часть энергии с выхода
усилителя подается обратно на его вход.
Работу любого усилителя можно оценить различными
эксплуатационными и качественными показателями.
Коэффициент усиления. Важнейшим
количественным показателем усилителя является коэффициент
усиления. Коэффициентом усиления по напряжению (току
или мощности) называется число, показывающее, во сколько
раз усиливаемая величина на выходе усилителя
превосходит соответствующую величину на его. входе.
Для усилителя напряжения
Я« = ТР. (8-1а)
258
+
-*■ V Ч \ Ж Ш
ф О Ш і M +
4 3 2 1 К I
О 7 6 5 И /
А • 0 9 S >"
Е H П Г X >-
Ж 71 Â Л -і- •
Ч Ч *«ч -«-• »X,
J
Рис. 7-6.
Для усилителя тока
Для усилителя мощности
(8-16)
■Кр = ^. (8-1в)
1 вх
Мощность на входе равна Рвх = и2вх/Явх. При
согласовании на выходе (#н = /?ВЫх) выходная мощность равна
Лшх = Е2№Явых и коэффициент усиления по мощности
составляет:
(8'1г)
Общий коэффициент усиления многокаскадного усилителя
равен произведению коэффициентов усиления отдельных
каскадов
К = КгК2К9 ...Кп. (8-2)
•Установлено, что изменение громкости звука,
воспринимаемого человеческим ухом, пропорционально
логарифму от соответствующего изменения звуковой энергии.
В связи с этим коэффициент усиления часто выражают
в логарифмических единицах — децибелах:
Ка [0б] = 2О^^ = 2О№ (8-За)
^вх
Кр[дб]=Ю\£Кр. , (8-36)
Полезно помнить, что удвоение Ки означает увеличение
Ка [дб] на 6 дб, а увеличение Кп в 10 раз — увеличение
Ки [дб] на 20 дб. Если усиление каждого каскада
выражено в логарифмических единицах, то общее усиление
многокаскадного усилителя равно:
К [дб] = Кг [дб] + К2 [дб] +... + Кп [дб]. (8-4)
При усилении электрических сигналов, кроме
увеличения амплитуды, происходит сдвиг фаз между выходным
и входным напряжениями. Поэтому коэффициент
усиления является' комплексной величиной.
Основным качественным показателем усилителя является
точность воспроизведения^ формы усиливаемого сигнала.
В идеальном усилителе кривая изменения напряжения на
выходе должна точно повторять кривую изменения
напряжения на входе. При этом допускается некоторый сдвиг
9* 259
во времени Д£ между входным (ивх) и выходным
(£Л?ыХ) напряжениями, равный времени прохождения
сигнала через усилитель. Условие неискаженного усиления
можно записать в виде
</.ы,(0 = ад,х('-Д0.
(8-5).
Рис. 8-3.
Отклонение формы выходного сигнала от формы
входного сигнала называют искажениям и. Искажения
бывают двух видов: линейные и н е л и н е й н ы е.
Оба вида искажений изменяют форму выходного сигнала,
но причины их появления
и методы компенсации
различны.
Нелинейные искажения.
Нелинейные искажения
проявляются в том, что
при усилении сигнала
синусоидальной формы
выходной сигнал не
является чисто синусоидальным.
В выходном сигнале
помимо -основной гармоники,
имеющей частоту входного
сигнала, появляется ряд
высших гармоник. У
сигнала сложной формы изменяется спектральный состав.
Нелинейные искажения ч возникают вследствие
наличия в усилителе элементов с нелинейными
вольт-амперными характеристиками. Этот тип искажений обусловлен
наличием нелинейных участков характеристик (входных
и выходных) транзисторов и электронных ламп, а также
сеточных токов, нелинейностью кривых намагничивания
сердечников трансформаторов связи и т. д.
Пример возникновения нелинейных искажений при
работе транзистора с ОЭ на нелинейном участке входной
характеристики показан на рис. 8-3. Из графика видно,
что при подаче на базу напряжения синусоидальной формы
входной ток базы отличается от синусоиды (кривая
несимметрична относительно нулевого уровня).
Возникновение нелинейных искажений можно показать
аналитически, описав для упрощения характеристику3
/б — и6 квадратичной зависимостью
260
/а = аЩ = а (сУ0б + и^)\
где í/o6 — напряженке смещения на базе транзистора;
щ — мгновенное значение напряжения входного
сигнала.
Тогда
ц = a (сУо5 -f U6m sin со/)2 = а (с/0б)2 -f- 2aU0<U6m sin со/ -f-
+ a (U6mf sin2 со/.
Обозначив а(7об = /0б (ток покоя базы), 2a£/06í/6m sin со/ =
= /б1т sin со/ (первая гармоника тока базы), разложив
третье слагаемое аЩт sin2 со/ =
б т
— cos2co¿ и
введя обозначения
eí/j
б т
eos 2со/=/rv>m eos 2со/
(вторая гармоника тока базы), можно записать:
i6 = Io6 + M
об '
1 61т
sin со/ — 1б2т eos 2со/.
(8-6)
Из выражения (8-6). видно, что при аппроксимации
входной характеристики квадратичной зависимостью на
выходе усилителя появляется
дополнительная
составляющая сигнала с удвоенной
частотой выходного сигнала.
Аналогично можно
показать возникновение
нелинейных искажений при работе
на нелинейном участке анод-
но-сеточной характеристики
электронной лампы (рис. 8-4).
Источником нелинейных
искажений могут быть и токи в
цепи управляющей сетки
лампы. Для устранения
сеточного ограничения необходимо
так выбирать режим работы
лампы, чтобы общая величина сУс1 не становилась
положительной и не превосходила напряжения запирания
лампы.
Токи /с1 обычных усилительных ламп не превышают
Ю"7 — Ю-8 а (при с7с1<0), а сопротивление #ск
практически бесконечно. Если внутреннее сопротивление
источника входного сигнала невелико, то можно считать, что
вся его э. д. с. приложена к промежутку сетка — катод
лампы, а "любые изменения £г" вызывают пропорциональные
u-3x(t) = ucmsíncút=uc(t)
Рис. 8-4.
261
изменения тока анода. Если же с7с1 > 0, то через
промежуток сетка — катод протекает большой сеточный ток,
сопротивление £?ск резко падает (до нескольких килоом),
а напряжение, которое приложено к промежутку сетка —
катод лампы и которое управляет анодным током,
становится равным:
г 7 рг ^СК
^ ск '"г
В большинстве случаев #г ^> 1 ком. Поэтому при
— иос + Ет > 0 напряжение 0с1 ж 0. Кривая
переменной составляющей анодного тока при этом заметно
искажена — верхушка синусоиды «срезана». Таким образом,
при большом /?г без искажений можно усиливать сигналы
ограниченной величины.
При наличии нелинейных искажений напряжение или
ток первой гармоники является полезным усиленным
сигналом. Все высшие гармоники, начиная со второй, являются
следствием нелинейных искажений. Уровень нелинейных
искажений пропорционален мощности высших гармоник
и при' усилении синусоидального сигнала оценивается
коэффициентом нелинейных искажений (клирфактором):
где п — номер гармоники.
При оценке нелинейных искажений в большинстве
случаев учитывают только вторую и третью гармоники, так
как более высокие гармоники выходного сигнала обычно
имеют малую мощность. В многокаскадных усилителях
(когда каскады вносят примерно одинаковые нелинейные
искажения) общий Коэффициент нелинейных искажений
принимается равным сумме коэффициентов нелинейных
искажений каждого каскада
^^^2 + ... + гя. (8-8)
В общем случае нелинейные искажения отдельных
каскадов могут частично компенсировать друг друга
вследствие сдвига колебаний по фазе. Реальные усиливаемые
сигналы в большинстве случаев отличаются от
синусоидальных. При их усилении возникают новые гармоники и
гармоники комбинационных частот, поэтому величина. v не
262
дает полной оценки уровня нелинейных искажений сигнала
со сложным спектральным составом.
Нелинейные искажения связаны только с амплитудой
входного сигнала и не-связаны с его частотой. В
многокаскадных усилителях наибольшие нелинейные искажения
сбычно возникают в оконечных каскадах, на вход которых
поступают сигналы с большой амплитудой. Чем больше
отдаваемая усилителем мощность, тем выше коэффициент
нелинейных искажений. Кроме того, величина v
возрастает при расширении диапазона усиливаемых частот.
О наличии нелинейных искажений при усилении сигнала
любой формы и известной амплитуды можно судить по
степени отклонения
амплитудной характеристики
усилителя (рис. 8-5) от прямой линии.
Амплитудная характеристика
непригодна для количественной
оценки и позволяет лишь приблизитель-,
по определить границы линейности
усиления.
Линейные искажения
обусловлены в основном зависимостью от
частоты коэффициента передачи Рис*
тока В (или ос), реактивных
сопротивлений емкостей и индуктивностей, имеющихся в схеме
усилителя. Уровень линейных искажений не зависит от
:мплитуды усиливаемого сигнала, а зависит лишь от его
частоты. Если на вход усилителя, коэффициент усиления
• которого без учета реактивностей равен Кп0, подать сигнал
Ь'вх яг cos со/, то ,амплитуда выходного сигнала не будет
равна ожидаемой величине Kn0UBxm. Кроме того,
выходной сигнал сдвигается по фазе относительно входного.
1 реальном усилителе выходное напряжение равно:
Увыхт = #«^в'хт COS (©/ + ф),
де 1(ц — коэффициент усиления с учетом реактивных
элементов;
Ф — Угол сдвига фаз между выходным и входным
сигналами.
Более того* сигналы со сложным спектральным
составом и составляющие разных частот будут усиливаться
.неодинаково. Различными будут и углы сдвига фаз.
Неодинаковое усиление составляющих разных частот и различие
263
их фазовых сдвигов на выходе усилителя называют
частотными и фазовыми искажениями.
Рассматривая усилитель как четырехполюсник,
имеющий комплексный коэффициент усиления
^вх
можно записать в символической форме:
к (/(0) = ^ьіх (7<*>) = *W є _ к ( j -ф (о>
(8-9)
где ф (со) = ф2 (со) — ф! (со) —фаза коэффициента усиления.
В соответствии с выражением (8-9) можно построить
амплитудно-фазовую характеристику
Рис 8-6.
усилителя. На практике принято отдельно рассматривать
зависимости от частоты модуля и аргумента коэффициента
усиления. При усилении гармонических колебаний
основными характеристиками усиления являются а м,п ли-,
ту дно-частотная и фазо-частотная
характеристики. Амплитудно-частотная характеристика
представляет собой график зависимости модуля коэффициента
усиления /( от частоты (К = /г (<*>))• По ней оцениваются
частотные искажения усилителя.
Фазо-частотная характеристика — график функции ф = /2 (со), по ней
оцениваются фазовые искажения усилителя.
Для неискаженного усиления в диапазоне частот
идеальная амплитудно-частотная характеристика должна быть
горизонтальной прямой К (со) = Ко'= const (пунктирная
прямая на рис. 8-6, а) х. Амплитудно-частотные характе-
1 Амплитудно-частотные характеристики широкополосных уси*
лителей обычно строятся в полулогарифмическом масштабе.
264
ристики реальных усилителей имеют завалы в области
высших и низших частот.
При оценке, неравномерности частотной характеристики
усилителя низкой частоты пользуются
коэффициентом частотных и с к а ж е н и й М, дающим
количественную оценку этих искажений х:
М = -£, (8-10)
где К — коэффициент усиления на рассматриваемой
частоте;
Ко — коэффициент усиления на некоторой средней
частоте (/о) рассматриваемого диапазона.
Обычно определяются коэффициенты частотных
искажений на низшей и высшей частотах заданного диапазона:
Мн = ^; (8-11а)
Мв = ^, ' (8-116)
где Кп и Кв — коэффициенты усиления на низшей и
высшей частотах соответственно.
У разных типов усилителей величины Мп и МБ могут
быть как меньше, так и больше единицы, так как
коэффициент усиления на некоторых частотах может быть либо
выше, либо ниже коэффициента усиления на средних
частотах. Соответственно и амплитудно-частотная
характеристика будет иметь участки подъема или завала.
Общий коэффициент частотных искажений
многокаскадных усилителей равен произведению коэффициентов
частотных искажений отдельных каскадов:
М = МгМ2 ... Мл, (8-12)
для п одинаковых каскадов
М = М?. * (8-13)
Величину частотных искажений иногда оценивают по
отклонению усиления от величины Коу выраженному
в децибелах:
АК[дб] = К[дб] — К0[дб]. (8-14)
По амплитудно-частотной характеристике можно
определить граничные частоты и полосу про-
1 Это выражение является одновременно уравнением амплитудно-
частотной характеристики усилителя.
265
пускания усилителя. Граничными частотами'
/гр (или согр) называют те частоты, на которых коэффициент
усиления отличается от коэффициента усиления на
средней частоте на заданную величину. Граничными частотами
удобно считать те высшие (/„. гр) и низшие (/н.гр) частоты,
на которых коэффициент усиления снижается до уровня.
0,707 по напряжению (М = 1/]/2)и до уровня 0,5 по
мощности, т. е. в обоих случаях падает на 3 дб. Диапазон
частот /в. Гр — /„. Гр называется условной полосой
пропускания усилителя.
По ширине рабочего диапазона частот усилители
разделяют на избирательные и широкопол о'с-
н ы е. Для избирательных усилителей характерно
соотношение /в ж /н (рис. 8-6, б). В большинстве случаев
избирательные усилители предназначены для работы на
высоких радиочастотах и в них используются колебательные
контуры. Широкополосные усилители характеризуются
неравенством /в> гр ^ /п> гр. К широкополосным усилителям
относятся, например, импульсные' усилители. На
амплитудно-частотных характеристиках широкополосных
усилителей различают области низших, средних и высших
частот. Особую группу представляют усилители
постоянного тока, у которых /„. = 0.
Фазовые искажения не влияют на
спектральный состав и соотношение амплитуд гармонических
составляющих сложного сигнала, а вызывают изменение. его
формы в результате различных фазовых сдвигов,
возникающих у отдельных составляющих сигнала после
прохождения через усилитель. Влияние фазовых искажений
на форму сигнала, состоящего из двух гармоник, упрощенно
поясняется на рис. 8-7, а и б. Построение проведено при
условии, что коэффициент усиления не зависит от частоты,
но для второй гармоники усилитель вносит сдвиг фаз на
угол ер = я/4. Из графика видно, что форма выходного
сигнала очень сильно отличается от формы входного,
следовательно, большие фазовые искажения не менее
существенно, чем частотные, влияют на качество работы
усилителя. Условие отсутствия фазовых искажений можно найти
из следующих соображений.
В усилителе без искажений допустим временной сдвиг
М между входным и выходным сигналами. Любая
гармоническая составляющая входного сигнала может быть
записана в виде
266
После усиления на выходе получаем:
^вых/е = Ка0Ак ь\п (о)/г/ + г[)й + фй).
Если щ = — со/гД£, то
^выхй = К'ао^а [©л (* — А0 + "Фа)]»
откуда находим угол сдвига фаз:
фЛ = ^2я/АД* = -С/А. (8-15)
Фазовые искажения в усилителе отсутствуют, когда
фазовый сдвиг линейно зависит от частоты. Идеальной
в)
Рис. 8-7.
фазо-частотной характеристикой является прямая,
начинающаяся в начале координат (пунктирная линия на
рис 8-7г в). Фазо-частотная характеристика реального
усилителя имеет вид, показанный на рис 8-7, в сплошной
линией.
Необходимо отметить, что и частотные и фазовые
искажения обусловлены одними и теми же причинами и
проявляются одновременно: большим частотным искажениям
соответствуют большие фазовые искажения, и наоборот.
Кроме рассмотренных показателей, часто необходимо
знать к. п. д. усилителя, динамический диапазон амплитуд
входного сигнала, уровень собственных шумов,
стабильность, устойчивость работы, чувствительность к внешним
помехам и др.
267
Коэффициент полезного действия
является важным показателем усилителей мощности.
Различают полный и электрический к. п. д.
Полный к. п. д. определяется как отношение
^п = ^т1, (8-16)
где — полезная мощность, выделяемая в нагрузке;
£*общ — мощность, потребляемая всеми цепями
усилителя от всех источников питания.
Электрический к. п. д. определяется по отношению
к коллекторной цепи транзистора (или к анодной цепи
лампы) и равен:
Ч = ^, (8-17)
1 О
где Р0 — мощность, потребляемая цепью коллектора от
источника питания (или цепью анода от источника
анодного питания).
Импульсные сигналы и их искажения при усилении.
В электронных цифровых вычислительных машинах,
радиолокации, телевидении, экспериментальной физике широкое
применение находят устройства, предназначенные для
генерирования, формирования и усиления импульсных
сигналов. Импульс, воздействующий на усилитель, может
быть одиночным. Чаще приходится встречаться с
последовательностью импульсов, в которой два соседних импульса
разделены интервалом времени, большим, чем время
восстановления усилителя, на вход которого эти импульсы
воздействуют. Кроме того, используются сигналы в виде
скачков, когда изменение тока (напряжения) от одной
величины до другой происходит в течение очень малого
промежутка времени.
Электрические импульсы могут быть различной формы:
прямоугольные, треугольные, экспоненциальные и др.
(рис. 8-8). Они могут быть однополярными и двуполярными.
Электрические импульсы характеризуются амплитудой А
и длительностью импульса ^. Для управления работой
отдельных элементов и узлов цифровых вычислительных
машин, а также при исследовании различных схем
наиболее часто используются импульсы, близкие к
прямоугольным, или их периодические последовательности.
Периодическая последовательность импульсов характеризуется
периодом повторения Т (или частотой следования = МТ)
268
и скважностью 5, которая определяется как отношение
периода к длительности импульса 5 = 77/и.
Идеальный прямоугольный импульс образуется из двух
скачков равной величины, но различной полярности.
Второй скачок сдвинут относительно первого на время, равное
длительности импульса Форма реальных электрических
импульсов (рис. 8-9) отличается от идеальных. Наиболее
характерны следующие искажения: конечная длительность
переднего и заднего фронта, спад вершины импульса.
В ряде случаев на вершине импульса наблюдаются
выбросы (например, при наличии в цепях корректирующих
индуктивностей). За длительность фронта /ф принимается
время, в течение которого напряжение или ток изменяется
[_П А А 1 , и
\ {
,„,. 1.
л
П П . 1'-<
_у -
ни
и г*-
... 1 1 ? >
Рис. 8-8.
Рис. 8-9.
от 0,1 до 0,9" (или от 0,9 до 0,1) от установившегося
значения. Активную длительность реального импульса /и обычно
оценивают на уровне 0,5 Л.
Методы анализа усилителей. Если на вход линейного
усилителя подать синусоидальный сигнал, то и на выходе
усилителя сигнал остается приближенно синусоидальным,
изменяется лишь его амплитуда и возникает фазовый сдвиг.
При передаче гармонических сигналов с неизменной
амплитудой и частотой усилитель работает как бы в
установившемся режиме и к нему применим принцип
суперпозиции. Пользуясь этим принципом, можно упростить анализ
реакции усилителя на периодические сигналы со сложным
спектральным составом, представляя их в виде суммы
простых гармонических сигналов и рассматривая передачу
усилителем каждого простого сигнала независимо от
остальных. Наличие амплитудно-частотной и фазо-частот-
ной характеристик достаточно для описания свойств
усилителя при передаче периодических сигналов.
Иначе обстоит дело при передаче усилителем
непериодических сигналов. Импульсный одиночный сигнал- состоит
269
из участков с разными скоростями изменения (их
спектральный состав очень широк). Например, идеальный
прямоугольный импульс состоит из участков с бесконечно
большой и нулевой производными напряжения по времени.
Под действием такого сигнала в усилителе возникает
переходный процесс. Поэтому при усилении импульсов
целесообразно основные свойства усилителя описывать
переходной характеристикой. Переходной
характеристикой усилителя называют зависимость
от времени выходного сигнала ивых (/) = к (/) при
воздействии на входе единичного скачка напряжения
(рис. 8-10, б). Е д и н и ч н ы м с к а ч к о м
напряжения называется временная функция, которая при любом
/ <С 0 тождественно равна нулю
\лвх и при любом I ^ 0 равна едини-
| це. Она обозначается 10 = 1 (/).
t Линейные иска ж е -
а)
4 " п . ни я импульсного сиг-
п»^ Нарастание Спад '
^/х^_^___ нала проявляются в
неточной передаче участков с очень
большой и очень малой
скоростями изменения. В результате
Рис. 8-10. неточной передачи участков с
очень большой скоростью
изменения возникает запаздывание, импульса и уменьшение
крутизны его фронтов, а в результате неточной передачи
участков с малой скоростью изменения — спад вершины.
Зная переходную характеристику, можно определить
воспроизведение усилителем непериодического "сигнала любой
формы, представив этот сигнал в виде суммы элементарных
скачкоз и воспользовавшись принципом суперпозиции.
Таким образом, качество работы усилителя определяется
его реакцией либо на сигнал синусоидальной формы, либо
на скачок напряжения. При количественном и
качественном исследовании усилителя необходимо рассчитать
искажения выходного сигнала и предусмотреть меры снижения
этих искажений до допустимых пределов.
Выходной и входной сигналы усилителя связаны
линейным дифференциальным уравнением. Для большинства
схем решение этих дифференциальных уравнений довольно
сложно. Для упрощения расчетов применяют или
комплексный, или операторный метод.
Если усилитель предназначен для работы с
гармоническими сигналами, то его анализ удобно производить
270
комплексным методом, в котором синусоидальный сигнал
заменяется комплексом, а амплитуда синусоидального
сигнала выбирается равной его вещественной составляющей:
и(1) = Яе(Ое,й")9 (8-18)
где
0 = ие^.
В комплексном методе операции дифференцирования
и интегрирования синусоидальной функции времени
сводятся к операциям умножения и деления ее символа на
«оператор» /со. Пользуясь этим методом, легко рассчитать
коэффициент усиления и разность фаз между входным и
выходным сигналами, построить амплитудно-частотную и
фазо-частотную характеристики. Если, например,
выходной сигнал связан со входным сигналом
дифференциальным уравнением
ап ^«ЫХ ~Г~ • • • Н~ &\ ^р^" 4~ #о^вых Л~ ®-1 \. ^вых ^1 = ивХ9
то, заменив ивых и ивх их символами, переписав
уравнение в виде
ап №л0^ы + ... + а^О^ + а0Овыхеш +
и сократив на е^4у можно найти выходной сигнал и
коэффициент усиления (передачи)
^вых == ^С«^вх»
Ка (/СО) = Ки — Г -
«я и<*)п + + ах]а> + а0 + ... + а_1у-
= Кп(®)ем^К (8-19)
Часто при комплексном методе не нужно составлять
дифференциальные уравнения, так как необходимое
решение можно получить, пользуясь законом Кирхгофа,
приписав индуктивностям. и емкостям схемы символические
сопротивления /со/, и 1//соС. Этот метод очень трудоемок
при расчетах формы сложного сигнала на выходе усилителя
с искажениями. Большую помощь при использовании
комплексного метода оказывают ряды Фурье.
271
Если усилитель предназначен для работы с импульсными
сигналами, то расчет целесообразно производить
операторным методом, в основу которого положено функциональное
преобразование Лапласа. Преобразованная
по Лапласу функция времени / (О выглядит следующим
образом:
со
М/(01 = $в-р7(0Л=-/?(р), (8-20а)
о
где р — оператор (действительное или комплексное число,
при котором интеграл сходится).
При расчетах электронных цепей чаще используется
функциональное преобразование по Карсону:
со
Н(Р) = р]е-*Ц1)(и = рЬи(1)}. (8-206)
.6
(В системе Карсона элементарным возбуждением яв-
- ляется единичный скачок с бесконечно малым временем
нарастания, преобразование по Карсону которого дает
единицу:
со
#[1 (/)] = />$ <гр/ 100л = 1.)
о
Символически операторное преобразование
записывается следующим уравнением:
где / (/) — оригинал;
Р (р) — операторное изображение функции / (/).
Популярность операторного метода объясняется
наличием таблиц, связывающих оригиналы и операторные
изображения многих функций, благодаря чему в
большинстве случаев просто и удобно найти решение, не применяя
операции интегрирования.
Для примера найдем выражение переходной
характеристики простейшей схемы четырехполюсника (рис. 8-11).
Операторное выходное напряжение равно:
272
где Кп (р) — операторный коэффициент передачи
четырехполюсника,
Uax{p) Zx(p) + Z2{p)'
Операторные сопротивления Zx (р) и Z2 (/?) можно
получить из комплексных сопротивлений, заменяя величину
/со оператором р.
Если входное напряжение представляет собой
единичный скачок 0ВХ (0 = 10, то в операторной форме /7ВХ (р) = 1.
Тогда
иж (р)=к и (р) 1=я (р), f^TT3-1—Ч
где Я (/?) — операторная переходная j
характеристика, |х ^
H(p)=h(l). (8-22) й —« ^
Таким образом, операторной пере- Рнс- 8-1
ходной характеристикой
четырехполюсника является его операторный коэффициент передачи
для синусоидального напряжения.
Переходную характеристику h (f) можно найти
следующим образом: все сопротивления записываются в
операторной форме; обычными методами (по законам Ома и
Кирхгофа) находится операторный коэффициент передачи
четырехполюсника Ки (р) = Я (р), находится оригинал
полученного операторного изображения, т. е. h (t) = Кп (р).
Зная форму входного сигнала, по известному
операторному коэффициенту передачи Кп(р) можно определить
форму сигнала на выходе. Для этого необходимо найти:
операторный входной сигнал UBX (р) =f- UBX (/); операторный
выходной сигнал [/вых (р) = UBX (р) К„(р)\ оригинал
функции, соответствующей выходному сигналу £/вых (/) = 1/вых (/?).
По известным амплитудно-частотной и фазо-частотной
характеристикам можно найти переходную характеристику
и, наоборот, зная переходную характеристику, можно
определить две первые. Мы нашли, что Кп (р) = Я (р) =
= h(t), т. е. операторная амплитудно-фазовая
характеристика является изображением переходной
характеристики. Согласно теореме подобия, если Кп (р) = h (/), то
K„(ap) = h(±). (8-23)
При а = 0 /<„(0) = /г(оо).
При a оо К„ (со) = h (0).
273
Эти равенства показывают, что в усилителе
переходный процесс в начальный момент времени (/ —> 0)
определяется способностью усиливать высшие частоты (р =
= /со ~> оо), а с возрастанием времени (/ оо) —
способностью усиливать низшие частоты (р = /со 0).
8-2. ВЫБОР РЕЖИМА РАБОТЫ ТРАНЗИСТОРА
Помимо входных и выходных цепей, цепей связи между
каскадами, в схемах усилительных каскадов имеются
элементы, предназначенные для обеспечения необходимого
режима работы транзистора. Обычно начальный режим
транзистора (режим покоя) определяется совокупностью
постоянных составляющих напряжения коллектора с70к,
тока коллектора /ок и смещения управляющего электрода
Рис. 8-12.
(базы в схеме с ОЭ или эмиттера в схеме с ОБ). Начальному
режиму соответствует начальное положение рабочей
точки на нагрузочной прямой, построенной на
семействе статических выходных характеристик. В
транзисторных усилителях сопротивления нагрузки по постоянному
и переменному токам обычно имеют разные величины.
Перед построением нагрузочной прямой необходимо
определить рабочую область статических
характеристик, ограниченную предельными"значениями
напряжения и тока коллектора (£/к.маЕС и /к.МаКс)>
наибольшей мощностью, рассеиваемой коллектором, Рк.макс ПРИ
наибольшей рабочей температуре (рис. 8-12, б).
В зависимости от исходного режима работы и амплитуды
входного сигнала ток в цепи коллектора может протекать
274
либо в течение всего периода изменения входного сигнала,
либо в течение только части периода (в последнем случае
в остальное время транзистор заперт). Соответственно
этому различают четыре разновидности режима работы
транзистора — классы А, АВ, В и С.
В классе А начальное положение рабочей точки
на нагрузочной прямой и амплитуда входного
(управляющего) тока выбираются так, чтобы рабочая точка не
выходила за те пределы нагрузочной прямой, где изменения
тока коллектора прямо пропорциональны изменениям тока
базы (участок АВ, ограниченный токами /к1 и /к3, на
рис. '8-12, б). При работе в классе А ток коллектора не
прекращается (транзистор всегда открыт) (рис. 8-12, а).
Работа усилителя в классе А характеризуется
минимальными нелинейными искажениями и невысоким к. п. д.
(для транзисторных усилителей с ОБ при максимальной
выходной мощности к. п. д. т) = 45—48%, т. е. близок
к идеальному значению 50%). Режим усиления класса А
применяется в тех случаях, когда необходимы
минимальные искажения, а входная мощность и к. п. д. не имеют
решающего значения. В классе А работают все каскады
усилителей напряжения и маломощные выходные каскады.
При усилении малых сигналов начальное положение
рабочей точки целесообразно выбирать так, чтобы получить
максимальное значение параметра й21 и наименьшее
потребление мощности от источника питания. Режим по току
желательно выбирать так, чтобы коэффициент В слабо
зависел от изменений тока /э.. Желательно учитывать и
режим, при котором завод-изготовитель гарантирует
типовые значения электрических параметров транзистора. При
усилении входных сигналов больших амплитуд начальное
положение рабочей точки целесообразно выбирать
посередине участка АВ в точке О.
Для обеспечения выбранного режима работы во
входной цепи следует задать начальный постоянный ток базы
(ток покоя) /о5 = /б2, а амплитуда входного тока базы
16т не должна превосходить разности /бз — /б2- По
выбранной таким способом начальной рабочей точке
определяются начальные значения коллекторного тока /0к и
напряжения коллектора и0к, а также амплитуды
переменного тока коллектора 1кт и переменной составляющей
напряжения коллектора 0кт.
При активной нагрузке максимальное выходное
напряжение обеспечивается при (У0к ~ £к/2, а величина /0к
275
коэффициент усиления по мощности'
р
гу- г вых
А р р
г вх
и входное сопротивление транзистора
1Э>0
Рис. 8-13.
Нелинейность входной характеристики может
послужить причиной искажений даже при правильном выборе
режима работы транзистора по выходной характеристике.
Как будет показано далее, для уменьшения нелинейных
искажений в схеме с общей базой желательно применять
источник сигнала с
возможно большим
внутренним сопротивлением.
Однако при этом снижается
коэффициент усиления по
мощности. В схеме с общим
эмиттером при -любом
значении внутреннего
сопротивления источника
сигнала нельзя полностью
устранить нелинейные
искажения при больших токах. Для уменьшения искажений
необходимо уменьшать амплитуду .входного сигнала.
В классе В начальное положение рабочей точки
выбирается в области небольших токов коллектора,
близких к /к0 (рис. 8-13, б). Транзистор открыт лишь в течение
половины периода, т. е. работает с отсечкой тока
(рис. 8-13, а). Углом отсечки называется половина
времени за период, в течение которого через транзистор
протекает ток. Угол отсечки в классе В равен 90°.
Особенностью класса В является большой уровень нелинейных
искажений. Поэтому класс В применяется лишь в
двухтактных схемах, где прекращение тока одного
транзистора компенсируется появлением тока другого. Этот
режим усиления рекомендуется применять при, высоких
выходных мощностях для повышения к. п. д., который
может достигать 70%.
Класс АВ занимает промежуточное положение между
классами А и В. Он также применяется лишь в основном
в двухтактных схемах. Угол отсечки может достигать
в классе АВ 120—130°. Класс АВ более экономичен, чем
277
либо определяется величиной заданной нагрузки, либо
выбирается из условия минимума искажений выходного
сигнала. В последнем случае необходимо построить
несколько нагрузочных прямых, соответствующих разным
/?н, и сравнить амплитуды полуволн выходного сигнала
икт. Применяя источник питания с э. д. с, превышающей
предельное, напряжение коллектора выбранного
транзистора, схему надо рассчитать так, чтобы как при включении,
так и при выключении источника питания напряжение
коллектор — общий электрод не превышало предельных
значений, приведенных в справочнике. При
трансформаторном включении нагрузки максимум выходного
напряжения обеспечивается выбором <70к Ек ^ и^^л
Значение тока /0к при этом определяется величиной нагрузки.
Мощность, отдаваемая транзистором в нагрузку при
синусоидальной форме сигнала, равна:
Л5 = у/к^кт = пл. ААОС = пл. АОВО,
а выделяемая на коллекторе мощность составляет:
Коэффициент усиления по току равен:
— ^к т А< 3 ^ок
1 1бт А)3 — ^62
Графоаналитический расчет амплитуды переменного
напряжения на входе с7бт, входного сопротивления
транзистора 7?вх, затрачиваемой на входе мощности,
коэффициентов усиления по напряжению и мощности производится
с учетом входной характеристики транзистора с нагрузкой
(рис. 8-12, в). Для усилителя класса А по этой
характеристике определяется двойная амплитуда входного
напряжения и двойная амплитуда входного тока. Зная эти
величины, можно определить входную мощность при
синусоидальной форме сигнала:
р , _!_ / 1]
г вх 2 бт^бт»
коэффициент усиления по напряжению
Чи ~и6т*
276
класс А, и характеризуется меньшими нелинейными
искажениями.
В классе С начальное смещение соответствует
режиму отсечки. Класс С более экономичен, чем класс В,
и применяется в случае, если нелинейные искажения
несущественны (например, в усилителях-формирователях). В
отсутствие сигнала усилитель класса С почти не потребляет
тока и начинает работать лишь после того, как входной
сигнал превышает пороговое значение.
8-3. МЕТОДЫ ОБЕСПЕЧЕНИЯ РАБОЧЕГО РЕЖИМА
И СТАБИЛЬНОСТЬ РАБОЧЕЙ ТОЧКИ
Питание цепей коллекторов усилительных каскадов
обычно производится от общего источника постоянного
тока (гальваническая батарея либо выпрямитель
переменного напряжения сети). Для устранения паразитных
.межкаскадных связей применяются развязывающие /<С-фильт-
ры. Начальное положение рабочей точки на линии нагрузки
определяется величиной тока во входной цепи.
Необходимый режим работы транзистора можно установить путем
подачи на базу относительно эмиттера смещения,
которое в зависимости от типа транзистора и режима его
работы может иметь величину 0,1—0,4 в. Смещение можно
задать либо включением в цепь базы специальной батареи,
либо путем использования коллекторной батареи. Чаще
всего питание входной (базовой) и выходной
(коллекторной) цепей транзистора осуществляется от одного
источника с использованием делителя напряжения или
гасящего сопротивления. При этом эмиттерный переход
включается в прямом направлении, а коллекторный — в
обратном.
Простейшие способы подачи смещения во входную цепь
транзистора приведены на рис. 8-14. Указанные
полярности напряжений и направление токов соответствуют
транзисторам типа р-п-р. Смещение на транзистор молено
подавать либо параллельно с источником входного
сигнала, либо последовательно с ним. Если источник сигнала
подключен к общей кулевой шине усилителя или
необходимо отделить по постоянному току выход источника
сигнала от управляющего электрода транзистора, то
источник должен быть подключен к базе (или эмиттеру) через
разделительный конденсатор (так называемый реостатный
вход). В этом случае источник сигнала шунтируется цепью
278
смещения и входным сопротивлением усилителя
(рис. 8-14, а, б). Если источник сигнала не требует
подсоединения к нулевой шине и обладает гальванической
проводимостью (например, вторичная обмотка входного
трансформатора), то его можно подсоединить
последовательно с цепью смещения. Цепь смещения при этом
необходимо блокировать конденсатором большой ёмкости для
того, чтобы входной сигнал без потерь поступил на эмит-
терный переход (рис. 8-14, г).
Рис. 8-14.
Способ подачи смещения от общего источника с
делителя из резисторов /<! и называют см ещение м
фиксированным напряжением база - э м и т-
тер (рис. 8-14, б). Для того чтобы смещение
оставалось практически неизменным при колебаниях температуры,
при старении и .смене транзистора, величину сопротивления
Я2 желательно выбирать как можно меньшей. Однако
при этом падает входное сопротивление усилителя. В
зависимости от выходной мощности и режима работы каскада
ток делителя берется в 2—5 раз больше тока базы. С ростом
тока делителя потребление энергии от источника питания
возрастает, а полный к. п. д. каскада падает. Такой способ
подачи смещения находит применение в усилителях
класса В.. Он не критичен к замене транзисторов, но может
279
пературы. На стабильность работы каскада основное
влияние оказывают температурные изменения обратного тока
коллектора А/к0, температурное смещение входной
характеристики Д£/эб и температурное изменение коэффициента
передачи тока эмиттера Да. В ряде случаев приходится
учитывать и температурные изменения сопротивления
коллектора Агк.
Обратный ток коллектора с повышением температуры
нарастает по экспоненциальному закону. Например,
изменение температуры от 25 до 55° С вызывает рост сквозного
тока коллектора типового германиевого транзистора с ОЭ
с 200 до 1 600 мка, а кремниевого с 0,8 до 22 мка.
Абсолютное температурное приращение тока коллектора за счет
тока /к0с для германиевого транзистора при этом
составляет Д/кос = 1 400 мка, а для кремниевого Д/к0с =21 мка.
Если в цепи коллекторов установлено сопротивление
10 ком, то постоянная составляющая напряжения на
коллекторе германиевого транзистора изменится на Д[/0к- =
= 14 в, а кремниевого на Д£/0к = 0,21 в. Кроме того,
у большинства транзисторов даже в зоне 80%-ного
разброса при постоянной температуре окружающей среды
обратный ток коллектора для различных экземпляров может
отличаться в 10—20 раз, что обусловит еще большее
изменение Дс70к. Чем большую часть полного тока /0к
составляет ток /к0с, тем больше изменяется ток покоя коллектора
Рис. 8-15.
2« 1
применяться лишь в устройствах, работающих при малых
колебаниях температуры (20—30° С).
При подаче смещения от общего источника через
гасящее сопротивление начальный режим
устанавливается-с помощью резисторов и /?к. Начальный,
ток базы определяется большим гасящим
сопротивлением и напряжением Ек (рис. 8-14, в и д):
%1==Ек-ио* (8^24)
Напряжение {/об мало по сравнению с напряжением
источника коллекторного питания, и в формуле (8-24)
величиной и об можно пренебречь. Тогда ток базы определяется
равенством
/05~-|ч (8-25)
Ток базы в этом случае зависит только от параметров
внешних цепей, и рассматриваемый метод обеспечения
рабочего режима транзистора называют смещением
фиксированным током базы (или схемой
с фиксированным током базы). Схема с фиксированным
током базы малопригодна для серийной аппаратуры,
а также при замене транзисторов, имеющих большой
разброс параметров. При выбранных величинах (/0к и /05
ток покоя базы /о5 определяется коэффициентом передачи
тока Ву который у транзисторов одного типа весьма
различен. Схема с фиксированным током базы очень
чувствительна к температурным колебаниям, и ее можно
применять в устройствах, не подвергающихся сильным
перегревам (изменение окружающей температуры не выше
10—20° С) и построенных на транзисторах с малым то-'
ком /к0.
Проектируя транзисторные схемы, следует учитывать,
что статические характеристики отдельных образцов
транзисторов одного типа существенно отличаются, а их
положение (угол наклона и расстояние между кривыми)
меняется с изменением температуры.
О характере влияния температуры на работу нестаби-
лизированной схемы можно судить по рис. 8-15, на котором
приведены выходные характеристики германиевого
транзистора в схеме ОЭ, снятые при трех различных
положительных температурах. Изменение характеристик является
следствием зависимости параметров транзистора от тем-
280
при изменениях температуры. Поэтому для повышения
стабильности работы усилителя желательно применять
кремниевые транзисторы и выбирать большой ток /0к.
Следует учитывать, что при одинаковых изменениях
обратного тока /к0 ток покоя коллектора в схеме с ОБ
изменяется на меньшую величину, чем в схеме с ОЭ (/к0 <^
<^/к0с). Поэтому для повышения стабильности по
постоянному току транзистор желательно включить с ОБ.
В § 2-3 было показано, что с повышением температуры
входная характеристика транзистора сдвигается в сторону
больших токов. Это означает, что при фиксированной раз-,
ности напряжений с7эб с увеличением температуры
возрастает ток эмиттера (и коллектора), а следовательно,
изменяется режим работы транзистора. Смещение входной
характеристики принято оценивать изменениями
напряжения* на эмиттерком переходе в зависимости от температуры
при /э = const. При инженерных расчетах температурный
коэффициент напряжения эмиттер-база для германиевых
и кремниевых транзисторов принимается равным—2 мв/град.
В справочниках обычно приводятся характеристики
транзисторов, снятые при 20° С. Приращение напряжения
эмиттер — база при максимальной и минимальной
температурах и смещение рабочей точки на входной
характеристике можно приближенно рассчитать по формулам:
^обэ.макс = ^обэ + 0,002 (20°С-ft.M„„);. )
^Обэ.«ин = ^0бэ-0,002 (С макс-20° С) J ( "~
где /п.мин и /п.макс — минимальная и максимальная
температуры перехода, ° С.
Коэффициент передачи тока эмиттера в большинстве
случаев растет при нагревании транзистора и уменьшается
при его охлаждении. Для практических расчетов можно
считать, что у германиевых и кремниевых транзисторов
величина а изменяется с температурным' коэффициентом
порядка 2-Ю-4 на 1°С. Кроме того, следует учитывать,
что у разных транзисторов одного типа коэффициент
передачи тока базы может отличаться в 3—4 раза.
Стабилизация режима . т е р м о с т а т и р о в а н и е м
транзистора или с использованием холодильных
элементов с автоматическим регулированием
температуры достаточно сложна, поэтому для обеспечения
стабильности, в диапазоне температур (постоянства /0к)
в схеме необходимо предусмотреть элементы стабилизации
282
режима по постоянному току, снижающие влияние
разброса параметров и их зависимости от температуры. Для
повышения стабильности работы применяется
термостабилизация (а иногда термокомпенсация) изменений
положения рабочей точки.
8-4. ТЕРМОСТАБИЛИЗАЦИЯ РАБОЧЕЙ ТОЧКИ
Температурная стабилизация режима работы усилителя
предусматривает создание таких схем, в которых влияние
изменений температуры на положение рабочей точки
значительно снижено. При термостабилизации используется
отрицательная обратная связь (по току,
Рис. 8-16..
по напряжению или комбинированная) с применением
линейных элементов. На рис. 8-16 приведены схемы
термостабилизации режима однокаскадного усилителя при
питании от одного и двух источников питания.
В схемах рис. 8-16, а, б, ою стабилизация режима
осуществляется при помощи отрицательной
обратной связи по постоянному току
через эмиттерный резистор Къ (эмиттерная
стабилизация). С увеличением тока /к, а следовательно, и 1Ъ
возрастает падение напряжения на резисторе #э.
Потенциал эмиттера становится более отрицательным.
283
Так как при этом потенциал базы фиксирован
напряжением, снимаемым с делителя, то токи базы и коллектора
уменьшаются. В стабилизированной схеме ток покоя
коллектора /0к изменяется в значительно меньшей степени.
Емкость Сэ является блокировочной. Она исключает
отрицательную обратную связь по переменному току, сохраняя
высокое значение коэффициента усиления для быстро
изменяющихся сигналов. Схема эмиттерной стабилизации удобна
тем, что в ней можно раздельно управлять режимом работы
и его стабилизацией. При правильном выборе элементов
она обеспечивает достаточно высокую, удовлетворяющую
практическим требованиям стабильность рабочей точки
в широком диапазоне температур окружающей среды.
Схемы рис. 8-16, в и г отличаются от схемы с
фиксированным током базы лишь тем, что резистор /?х
подключен не к источнику питания, а к коллектору
транзистора. Сопротивление в этом случае определяется из
соотношения
Стабилизация режима работы в схемах рис. 8-16 в,г
осуществляется при помощи отрицательной
обратной связи по напряжению (эту схему
иногда называют схемой с коллекторной стабилизацией).
Действительно, при возрастании тока /к (от значения /0к)
увеличивается падение напряжения на /?к и
соответственно уменьшается напряжение £/кб> а следовательно, и ток
базы /б. Уменьшение тока /б приводит к снижению тока
/,,,• который стремится возвратиться к своему
первоначальному значению /ок. В результате /ок и [/ок меняются
весьма незначительно/
Рассмотренные схемы температурной стабилизации
режима являются частными случаями наиболее общих схем
•рис. 8-16, д, е, в которых стабилизация осуществляется
за счет комбинированной отрицательной обратной связи
и по току и по напряжению.
Эти схемы обеспечивают более высокую стабильность
работы. Обычно комбинированная обратная связь
вводится, лишь для постоянного тока. Для исключения
обратной связи по переменному току резистор /?э (элемент
отрицательной обратной связи по току) шунтируется
конденсатором Сэ, а резистор фильтра /?ф (элемент
схемы, с которого снимается сигнал обратной связи по
^кб__ ^ок — ^обэ
(8-27)
1_ /б ~ /об
284
напряжению) шунтируется блокировочным конденсатором
Сф. Увеличение сопротивления /?ф требует повышения
напряжения источника питания.
В схемах термостабилизации с обратной связью
невозможно свести к нулю изменение тока коллектора, так
как даже при 100%-ной отрицательной обратной связи
остается некий начальный разбаланс, одной из
составляющих которого, например, является абсолютная величина
изменения обратного тока коллектора. Однако,
пользуясь термостабилизацией, изменения тока покоя
коллектора можно ограничить некоторым допустимым значением.
Эффективность термостабилизации изменений
обратного тока коллектора А/к0, температурных смещений
входной характеристики транзистора еДГ и изменений его
коэффициента, передачи Асе (или ЛВ) принято оценивать
коэффициентом нестабильности кол-
лек т о р н о г о т о к а 5:
о ы ок
А/к
•(8-28)
где А/0к — полное изменение тока покоя коллектора
в схеме с термостабилизацией в рабочем диапазоне
температур, А/к1 — приращение тока коллектора "за счет
дестабилизирующих факторов А/к0, еДГ и .Асе в схеме
с идеальной термостабилизацией (5=1).
Чем меньше коэффициент нестабильности 5, тем
устойчивее работает схема при изменении температур. Анализ
отклонений напряжений и токов от их установившихся
значений проведем применительно к обобщенной схеме
(рис. 8-16, д), которая после исключения источника
питания . изображена на' рис. 8-17, а. Роль сопротивления
Як в ней выполняет #ф. Считая коллекторную цепь
источником тока,- на основании теоремы об эквивалентном
генераторе обобщенную схему можно привести к более
удобному для анализа виду (рис. 8-17, б), где э. д. с.
обратной связи Де0,с равна:
^<=*"А'«**нта5- (8"29)
Умножив числитель и знаменатель равенства (8-29) на
сумму /?б1 + /?к, получим:
' ^^^ТШ^' (8'30)
где
#62 (/?б1 + ЛК)
■/?б2 + /?б1 + /?Кв
Сопротивление /?к схемы рис. 8-17, б является полным
сопротивлением нагрузки коллекторной цепи с учетом
шунтирующего действия цепи обратной связи по
напряжению. Тогда эквивалентная схема усилительного
каскада с температурной стабилизацией принимает
вид,-показанный на рис. 8-17,в, где э. д. с. еДГ эквивалентна
сдвигу входной характеристики транзистора, а
направление приращений токов и полярность э. д. с. соответствует
увеличению температуры.
Приращение тока покоя коллектора Д/ок = А1К можно
найти из системы уравнений, описывающих схему рис.
8-17, в:
Ае0. с — еДГ + (#9 4- /*э) Мэ + (Дб + гб) Д/б - 0; |
Д/Э = Д/К + Д/б; . (8-31)
Мк = Д/к0 + /эДа + аД/э. J
Умножив второе уравнение на + сложив с
первым и подставив. во вновь полученное равенство
значение Дг'э из третьего и Д^0> с из равенства (8-30), найдем:
Д/0К-Д/К-5Д/К1,
где
* (*э + П + + гб) (1 + /?к//?б1) _ (8_32)
1*э + П + *б + г6(\- а)} /ек/«б1 + лэ + г; + "'
+ (Лб + гб)(1-а);
Д/кх = ^ + я , Д7* , г + (8-33)
286
При расчетах стабильности сопротивления г"д и гб
обычно не учитываются (г£ <; /?э; г5 <; #6), так как
разброс коэффициентов передачи а позволяет получить
лишь приближенное выражение для 5." Тогда получим:
с . а (Яв + /?б) (1 + Як/Ябг) /оолч
° - (Я9 + /?б) /?к/Лб1 + /?. + /?б (1 - «) '
Д/0К = Л/,( = 5 А/к0 + р 8!'р, + /.Да ■ (8-35)
еАГ
#э + #б
и, выражая через параметры Т-образной схемы с ОЭ при
В ;> 1, запишем:
о В (/?, + /?6) (1 + Дк//?б1)
. ° ■ (1+ №+ Лб)Лк//?б1 + Лв (!+/»)+/?« ^0"00'
Из выражения (8-34) следует, что сопротивление в цепи
базы (#б) увеличивает нестабильность схемы и поэтому
его желательно уменьшать до минимально возможной
величины, а сопротивление Яэ уменьшает нестабильность
схемы и его величину желательно увеличивать.
Оценим роль дестабилизирующих факторов на ток
коллектора для схем с германиевым (типа ПГЗБ) и
кремниевым (типа П103) транзисторами, предназначенными для
работы в диапазоне температур от + 20 до + 70° С, при
двух значениях суммарного сопротивления входной цепи
транзистора по постоянному току + #б = 10 ком и
/?э + /?б = 0,5 ком. При расчетах, результаты которых
сведены.в табл. 8-1, приняты следующие значения
параметров: для транзистора П13Б /оэ = 1 ма, /кооо = 2 мка,
I = 70 мка, температурный коэффициент величины
а равен 6 • \ 0~^град~1 (Да=0,03), а 8—температурный
коэффициент £/эб равен —0,002 в/град; для транзистора П 103 /оэ =
= 1 ма, /к0 =0,07 мка, 1к0 =0,8мка, температурный
коэффициент величины а равен 1,5 • 10""4 град'1 (Лес = 0,0075),
ТКб = — 0,002 в/град.
Из расчетов следует, что при большом суммарном
сопротивлении во входной цепи в схеме, построенной на
германиевом транзисторе, ток коллектора подвержен
большим изменениям, чем в аналогичной схеме,
построенной на кремниевом транзисторе. Основную роль в
приращении тока коллектора здесь составляет изменение то-
287
ка /к0. Если же суммарное сопротивление во входной
цепи мало, то изменения тока коллектора обеих схем почти
равноценны, так как в этом случае основная роль в
приращениях тока коллектора обусловливается температурным
смещением входной характеристики.
Таблица 8-1
Тип
транзи= 10 ком.
= 0,5 ком
Ч:о'
мка
i Да,
Э
мка
сДГ
А'кг
мка
Чет
мка
/ Да,
э
мка
едГ
А'кг
мка
стора
мка
мка
П13Б
68
30
10
108
68
30
200
298
П103
0,7,
7,5
10
18,2
0,7
* 7,5
200 •
208,2
Из формулы (8-34) обобщенной схемы можно получить
выражения коэффициентов нестабильности практически для
всех частных случаев температурной стабилизации с
цепями обратной связи. Для этого необходимо приравнять
нулю или бесконечности отдельные сопротивления,,
входящие в (8-34).
В схеме смещения с фиксированным напряжением
эмиттер — база (рис. 8-14, б) (/?э = 0 и #к = 0)
коэффициент нестабильности равен:
5 =
1 — а '
В схеме смещения с фиксированным током базы
(рис. 8-14, в и г) (£!9 '= 0; /?к = 0 и /?б2 = °°) коэффициент
нестабильности равен:
а
5 =
1-а
Как указывалось выше, в этих схемах не
предусмотрена стабилизация и поэтому коэффициент нестабиль-
кости максимален.
В схемах термостабилизации режима обратной связью
по току (рис. 8-16, а и б; і?б1 = оо; р^2 = йі ||
коэффициент нестабильности равен:
^1 + ^2 + ^2
1
(8-38)
288
Предельными значениями коэффициента нестабильности
являются:
5ЛШН = 1 при /?э->со и /?б 0;
5»акс = у~ При 7?э -> 0 И #б СО.
Стабильность работы схемы тем лучше, чем больше
сопротивление /?э и чем меньше сопротивление #б, и не
зависит от сопротивления нагрузки постоянному току.
Однако слишком жесткие требования к стабильности
приводят к значительному увеличению сопротивления /?э,
что сопровождается ростом падения напряжения на нем
при протекании тока покоя эмиттера и ведет к снижению
рабочего напряжения на транзисторе при выбранном Ек.
С уменьшением сопротивлений делителя £?х и /?2 растет
потребление мощности от источников питания и
уменьшается входное сопротивление усилительного каскада.
Поэтому при расчетах усилителей необходимо идти на
определенный компромисс между стабильностью работы
каскада и остальными его характеристиками. При
использовании германиевых транзисторов коэффициент
нестабильности обычно принимают равным 5 = 3 — 5. Для
кремниевых транзисторов величину 5 можно выбирать
большей.
Выбор элементов схемы температурной стабилизации
(£?э> производится из условий обеспечения
необходимого начального смещения базы, допустимой
величины коэффициента нестабильности и входного
сопротивления усилительного каскада. Сопротивления /?к и #вх
обычно известны из предшествующего расчета каскада
по переменному току. По статическим характеристикам
определяется наименьший необходимый ток покоя
коллектора /0к. мин в выбранной рабочей точке. Величина
сопротивления кэ выбирается, исходя из допустимого* на
нем падения напряжения £/# :
Яэ-т 9-^г—^- (8-39)
'оэ. мин • 'ок. мин
В мощных каскадах усиления берется равным (0,05-г-
0,15) £к, а в каскадах предварительного усиления (0,1-*-
0,25) Ек.
Величина сопротивления Я2 выбирается в 5—15 раз
большей входного сопротивления транзистора по
переменному току. После этого определяется сопротивление
"10 Виноградов Ю. В.
289
обеспечивающее выбранный ток покоя коллектора
Лш.мин при наименьшей рабочей температуре.
Потенциал базы в схеме рис. 8-16, а равен:
"* = *.7^-7"#П5? . (8-40а)
£Л,б = ^обэ + из = иобэ + /в/?9. (8-406)
Используя равенства (8-40а) и (8-406) и учитывая
соотношение (4-21), получаем:
-/э(1-а)^ + /ко^ (8-41)
Взяв значения /к0мин» амин, [/бэ. макс Для минимальной
рабочей температуры и учитывая равенства (4-19) и (8-41),
находим величину сопротивления #ь необходимую для
обеспечения выбранного минимального тока покоя
коллектора:
^2 \аулт (Ек ^оэ б. макс) >
амин (^об э. макс ^ок^г) +
(8-42)
*1 = -
-^э (А)к Агомин)]
+ (#э + Я2) (/0К-/К0И1Ш)
После этого подсчитывается коэффициент
нестабильности .5 и проверяется выполнение условия Д/0к £=С
^= ^ А) к. доп*
лЭДожно сразу определить наибольшее значение тока
покоя коллектора /0 к# макс и наименьшее напряжение покоя
коллектора Ц0 кэ мин при наибольшей рабочей температуре
(выбирая СООТВеТСТВуЮЩИе ЗНачеНИЯ /к0макс1 ^обэ. мин»
амакс) п0 формулам:
г __ «макс [Ек#2 - (#1 + #2) X
/ок.макс- /?э (У?! +/?2) + " "
X ^обэ. мин1 + Д:0 макс ""Ь ^2) + £±#2] .
+ #1^2 О — «макс)
^Окэ. мин — Ек /0к> макс Ик 1
___ А)к. макс А<о макс ^ ^8_44)
В формулах (8-42) — (8-44) величины амии, амакс можно
выразить соответственно через Вмш и 5макс.
290
Формулы (8-42) — (8-44) и (8-46) — (8-48) справедливы
для схем включения с ОЭ и ОБ, так как распределение
постоянных составляющих тока не зависит от типа схем.
В усилительных каскадах с термостабилизацией цепи
стабилизации потребляют дополнительную мощность от
источника коллекторного питания, что ухудшает
энергетические показатели каскада. Иногда потеря мощности
в цепях стабилизации соизмерима с мощностью,
потребляемой коллектором от источника питания (/ок Ек). В общем
случае потери мощности в цепях стабилизации зависят
от способа термостабилизации и коэффициента
нестабильности схемы. С увеличением стабильности полный" к. п. д.
каскада падает. Например, при часто встречающихся
значениях коэффициента нестабильности 5 = 2 -ь 4 общее
потребление мощности усилительным каскадом со
стабилизацией режима отрицательной обратной связью по
напряжению возрастает на 15—45% по сравнению с
потребляемой мощностью в каскаде с фиксированным током
базы, а для усилительного каскада со стабилизацией
режима отрицательной обратной связью по постоянному
току — на 40—100%. Если транзистор работает в мощном
выходном каскаде, то потери в цепях стабилизации и
смещения весьма велики. Поэтому в выходных каскадах
приходится применять специальные меры, которые дают
возможность осуществить стабилизацию без существенного
потребления мощности.
8-5. ТЕРМОКОМПЕНСАЦИЯ РАБОЧЕЙ ТОЧКИ
Температурная компенсация режима предусматривает
применение в схеме нелинейных элементов, параметры
которых определенным образом зависят от температуры..
Требуемая стабильность работы достигается без больших
потерь энергии в цепях стабилизации, что особенно
существенно для мощных выходных каскадов. Схемы
с термокомпенсацией хорошо работают при колебаниях
напряжения источника питания и при низких рабочих
температурах, когда ухудшается работа блокировочных
электролитических конденсаторов. В качестве
нелинейных (т е м п е р а т у р н о - з а в и с и м ы х)
элементов могут быть использованы, например,
терморезисторы, плоскостные полупроводниковые диоды,
транзисторы и другие приборы, сопротивления которых
меняются с изменениями температуры.
292
Если полученные значения /0к> макс и и0к9ш мин
допустимы, то параметры схемы стабилизации выбраны правильно.
Необходимо отметить, что пренебрежение величинами г'э и гб
может в некоторых случаях выззать значительную ошибку.
В схеме термостабилизации режима обратной связью
по напряжению (рис. 8-16, в и г; = 0, #52 = сю)
коэффициент нестабильности коллекторного тока равен:
<: д(#к+/?б1) ^а 1+/?к//?б1
/?к+ (1 - а) /?б1 1-а+/?к//?б1 '
Чем больше сопротивление нагрузки в цепи коллектора
для постоянного тока, тем стабильнее работает схема. При
Лк ^> /?б1 схема обладает наилучшей стабильностью
(5 = 1). Однако при этом необходимо выполнение
неравенства Як^>гк, которое практически невозможно
осуществить для реальных значений Ек. Если сопротивление
нагрузки по постоянному току мало (например, усилитель
с трансформаторной связью при низкоомном источнике
питания), то обратная связь является слабой и схема по
стабильности становится неотличимой от схемы с
фиксированным током базы. В усилителях с #С-связыо
сопротивление нагрузки по постоянному току обычно достаточно
велико, и термостабилизация режима обратной связью
по напряжению позволяет получить удовлетворительные
результаты и возможность взаимозаменяемости
транзисторов без замены других элементов схемы. Заметим, что
для исключения эффекта обратной связи на переменном
токе сопротивление /?б1 можно разбить на две части, а
точку их соединения замкнуть на общую шину через
конденсатор большой емкости. Из уравнений
^б#1 = ^кб = ^кэ — ^бэ; 1 (8 45)
£к-Як(/б + /к)-г/« = о/
с учетом равенств (4-19), (4-21) и значений /к0, [/обэ и а
при минимальной и максимальной рабочих температурах
находим расчетные формулы для схемы стабилизации
режима обратной связью по напряжению:
^ амин (^к бэ. макс) (А)к 4'0 мин) . (8-46)
1 /ок (А ^мин) Л<о мин '
1 амакс (-^к — &0 бэ.мин) 4~ (-^к ~Ь ^1) А<0 макс . /о лп\
^ок »,«ии = Е,- /о:<-мак"~/к°"а"с- #к- (8-48)
10*
291
]?вх уменьшается с ростом температуры. Схема на рис. 8-18, в
не имеет этого недостатка.
Терморезисторы обладают неодинаковой с транзистором
температурной инерционностью. Лучшие результаты при
компенсации можно получить, применяя в качестве
термочувствительного элемента плоскостной
полупроводниковый диод (рис. 8-19). Температурный коэффициент
напряжения эмиттер — база транзистора и температурный
коэффициент напряжения диода, включенного в прямом
направлении, практически- одинаковы. Молено подобрать
на диоде в прямом направлении уменьшается, а
следовательно, уменьшается напряжение смещения во входной
цепи. Для компенсации обратного тока коллектора можно
применять диод Д2, обратный ток которого течет в
направлении, противоположном обратному току транзистора.
Если подобрать диод, у которого температурные изменения
обратного тока соответствуют равенству А/0бР = 5А/к0,
то ток; коллектора транзистора останется неизменным.
На рис. 8-19, б показана схема, в которой компенсация
выполняется без резистора /?э.
Общим недостатком метода термокомпенсации является
нарушение регулировки при замене компенсирующего
элемента и других элементов схемы.
8-6. ВЫБОР И МЕТОДЫ ОБЕСПЕЧЕНИЯ РЕЖИМА РАБОТЫ
ЭЛЕКТРОННЫХ ЛАМП
Начальный режим работы электронных ламп определяется
совокупностью постоянных составляющих напряжения на управляющей сетке
Ес (смещением в цепи сетки), напряжения анода £/оа и тока анода /оа
(для пентода дополнительно-постоянных составляющих напряжения
а)
Рис. 8-19.
6)
диод, у которого изменения
обратного тока с
температурой совпадают с
изменениями тока /к0 транзистора.
Используя эти свойства
диода, можно построить
надежную схему
компенсации (рис. 8-19,%а). В этой
схеме диод Ді предназначен
для компенсации
температурного сдвига входной
характеристики транзистора,
так как с ростом
температуры падение напряжения
294
Характерным свойством терморезисторов является
относительно большой отрицательный температурный
коэффициент сопротивления (около 3%/град). Если в делитель,
подключенный к базе, вместо обычного сопротивления /?2
установить терморезистор, который при нормальной
температуре имеет необходимое для установления начального
рабочего режима сопротивление, то через коллектор
протекает требуемый ток покоя (рис. 8-18, а). С повышением
температуры сопротивление терморезистора уменьшается,
уменьшается напряжение между базой и эмиттером,
вследствие чего ток покоя коллектора остается
постоянным. С помощью термокомпенсации можно не только обес-
а) б) 6)
Рис. 8-18.
печить неизменность тока /ок (S = 0), но даже добиться
уменьшения его при повышении температуры (S <с 0).
Для идеальной компенсации необходимо знать реальную
зависимость /к = / ([/бэ, Т) при £/K3 = const. На практике
проще определить нужную зависимость сопротивления R2
от температуры. Для этого при наладке усилителя в
качестве R2 устанавливается переменный резистор и
снимается зависимость величин R2y необходимых для
обеспечения равенства /ок = const при изменениях температуры.
Однако из-за большого разброса параметров
терморезисторов подобрать терморезистор с заданной характеристикой
весьма трудно. Поэтому необходимую характеристику
термочувствительного элемента можно получить комбинацией
линейных резисторов с терморезистором, как это показано
па рис. 8-18, б. Для подгонки характеристики
некоторые из этих резисторов делают переменными. В
рассмотренных схемах цепь компенсации меняет режим
работы каскада по переменному току, так как сопротивление
293
иос2 к тока экранирующей сетки /0с2). Кроме того, для нормальной
работы цепи накала лампы необходимо подключить источник подогрева
с необходимыми э. д. с. и мощностью. Режим работы электронной лампы
-ложно выбрать либо по характеристике /а = / {ис)в „ , либо по на-
а- а
грузочной прямой. Начальное положение рабочей точки определяется
напряжением смещения в цепи управляющей сетки. Для электронных
ламп, работающих в классе А, смещение выбирается так, чтобы
начальная рабочая точка располагалась на середине левого прямолинейного
участка характеристики /а = / (1!с) „ (рис. 8-20, а), а амплитуда
Рис. 8-20.
входного сигнала Цвх т выбирается меньше напряжения смещения.
При работе в классе В начальное положение рабочей точки должно
находиться на нижнем загибе анодно-сеточной характеристики вблизи
напряжения запирания лампы (рис. 8-20, б). Нелинейные искажения
15 этом случае велики, поэтому класс В применяется в мощных
двухтактных схемах. Коэффициент полезного действия каскада в классе А
составляет около 20—30%, в классе В — 60—70%. В некоторых
случаях применяются классы АВ и С. Класс АВ более экономичен, чем
класс А (г) ^ 40—50%), и характеризуется меньшими нелинейными
искажениями, чем класс В. В классах АВ, В и С лампа может работать
в режиме без сеточных токов и в режиме с сеточными токами.
При выборе режима работы электронной лампы необходимо учи»
тывать предельные значения напряжений между отдельными
электродами, при которых может произойти пробой изоляции, а также
наибольшую выделяемую на электродах лампы мощность, при которой
295
создается опасность перегрева. Поясним, как обеспечить допустимые
тепловые нагрузки анода и экранной сетки. В отсутствие входного
сигнала (£/вх = 0) на аноде лампы и на сопротивлении /?а рассеиваются
мощности Р0а = /оа^оа и Р і? ~ ^оа^а» сумма которых равна мощности,
' -Ко
Р _ . Эти мощ-
отбираемой от источника питания, Р0 = 10йЕл — Р0
ности можно определить, построив на статических характеристиках
лампы нагрузочную прямую и выбрав исходное положение рабочей точки
(рис. 8-21). При подаче входного сигнала £/с появляются переменные
составляющие анодного тока /а и напряжения ил, которые приводят
к выделению в сопротивлении анодной нагрузки дополнительной
мощности Ра~ = -ту^ат^ат (см- заштрихованный треугольник на рис. 8-21).
uc1<0
Рис 8-21.
Так как величина Р0 остается неизменной, то выделяемая на аноде лампы
мощность при этом уменьшается
Наибольшее значение рассеиваемой анодом мощности ограничивает
область, внутри которой можно выбрать рабочий режим. На анодных
характеристиках ламп эта область расположена под гиперболой Ра. макс.
• Начальный режим работы лампы /оа, U0SL может соответствовать только
' точкам, лежащим ниже Ра. макс.
Мощность, выделяемая на экранной сетке лампы, равна:
Рс2 ~ А)С2^0С2*
Так как U0z2 = const, то величина Рс2 зависит от /0с2. При Ua >.
> ^ос2 (нормальный рабочий режим) выполняется неравенство /с2 < /а
и опасности перегрева экранирующей сетки нет. Если по какой-либо
причине лампа должна работать в необычном режиме (£/с2> (/а), то
при расчетах необходимо удостовериться, что Рс2 < Рс2 макс.
Пользуясь нагрузочной прямой, можно определить коэффициент"
усиления по напряжению Кп — ^am/^cm и произвести оценку
нелинейных искажений. В усилительных каскадах на электронных лампах
в отличие от каскадов на транзисторах нелинейные искажения
обусловлены только анодной цепью.
Методы подачи отрицательного смещения
в цепь управляющей сетки и элементы вход-
296
Переменная составляющая катода тока протекает в основном
через блокировочный конденсатор Ск, емкость которого выбирается,
исходя из условия 1/сонСк <^ /?к, где соп — низшая частота рабочего
диапазона. При автоматическом смещении заземленный источник
входного сигнала можно подсоединять к сетке любым из рассмотренных
выше способов.
Питание, анода и экранирующей сетки.
Для питания анодов электронных ламп применяются либо батареи
гальванических элементов, либо выпрямители переменного напряжения
сети. Для питания мощных установок иногда используют
электромашинные генераторы постоянного тока. Для большинства электронных схем
необходимая величина напряжения питания анодных цепей составляет
от 40—50 в до 250—450 в. Питание экранирующих сеток пентодов
осуществляется от основного источника анодного питания. Так как
напряжение экранирующей сетки обычно меньше анодного, то применяются
Рис. 8-23.
специальные меры понижения напряжения источника питания анода
(рис. 8-23). Экранирующая сетка должна иметь постоянный
положительный потенциал относительно катода. В большинстве случаев
потенциал экранирующей сетки задается постоянным по отношению к общей
нулевой шине и эффект экранирования сохраняется благодаря тому, что
потенциал катода при наличии конденсатора Ск остается неизменным.
Потенциал экранирующей сетки в схеме, показанной на рис. 8-23, а,
равен:
^ос2 = £а - /ос2#э- (8.-50)
Обычно Цк £/0с2; поэтому можно считать, что £/с2к ^ £/0с2.
Блокировочная емкость Са необходима для того, чтобы потенциал
экранирующей сетки по переменному току был равен потенциалу земли
(потенциалу катода).
Пунктиром показана разновидность схемы с делителем #х Яэ. Такой
способ питания уменьшает зависимость напряжения на экранирующей
сетке от величины ее тока. Если в процессе работы потенциал катода
лампы не остается постоянным, то блокировочный конденсатор
необходимо подключить к катоду (рис. 8-23, б). Иногда питание цепи
экранирующей сетки осуществляется от стабилитрона.
Питание цепей иакала ламп. Обычно нити накала ламп
с косвенным подогревом питаются от источника переменного
напряжения, а лампы прямого накала — от источника постоя н -
п о г о тока. Для ламп прямого накала отрицательное смещение
298
и ы х цепей. В схемах, построенных на лампах с косвенным
подогревом, применяются два способа подачи отрицательного смещения в цепи
Управляющей сетки: независимое смещение и автоматическое смещение,
для обеспечения независимого смещения в схеме
необходимо предусмотреть специальный источник постоянного
отрицательного напряжения — батарею (рис. 8-22, а) или выпрямитель
(рис. 8-22, б). Напряжение смещения нужной величины можно подать
также с делителя, который подключен к источнику отрицательного
напряжения (рис. 8-22, в). Источник входного сигнала в двух первых
случаях должен обладать гальванической проводимостью и не должен
соединяться с общей нулевой шиной усилительного каскада.
На рис. 8-22, а приведена простейшая схема включения источника
входного сигнала. Если источник входного сигнала подключен к общей
б) г)
Рис. 8-22.
нулевой шине усилителя или есть необходимость отделить по
постоянному току выход источника входного сигнала от управляющей сетки
лампы, то источник должен быть подключен к цепи либо через
трансформатор (так называемый трансформаторный вход — рис. 8-22, б), либо
через емкость (так называемый реостатный вход — рис. 8-22, в). В
приведенной на рис. 8-22, б схеме начальное смещение, снимаемое с делителя
из сопротивлений ^! и /?2» подается к сетке через сопротивление
утечки /?с. Сопротивление 7?с дает возможность стекать на землю
отрицательному заряду, накапливающемуся на сетке лампы.
В схемах с автоматическим смещением катод
усилительной лампы находится под положительным потенциалом
относительно нулевой шины. Это достигается путем включения в катодную
цепь лампы резистора /?к (рис. 8-22, г), на котором при протекании
катодного тока возникает падение напряжения, равное Ц0к — /0кЯк.
Потенциал управляющей сетки относительно земли в отсутствие
сигнала равен нулю, так как падение напряжения на резисторе утечки сетки
/?с при протекании весьма слабого сеточного тока пренебрежимо мало.
Поэтому потенциал управляющей сетки относительно катода
отрицателен и равен
- £с = - ^ск = ~ (/оа + /ос2) Л* (8-49)
297
б цепи управляющей сетки можно получить непосредственно от батареи
накала.
Лампы с одинаковым напряжением накала соединяются
параллельно. (Существует специальная серия ламп, предназначенных для
усилителей с бестрансформаторным питанием. Эти лампы имеют
высоковольтный накал +30 в, и при работе их нити накала соединяются
последовательно.) Для накала ламп постоянным током применяют гальванические
элементы или аккумуляторы (рис. 8-24, а). Резистор 7? служит
для установки нужной величины напряжения накала. При питании
цепей накала переменным током применяют понижающие трансформаторы
(рис. 8-24, б). Один из выводов обмотки накала (или средняя точка)
обычно заземляется. Схема, показанная на рис. 8-24, в, пригодна и для
питания катодов прямого накала.
а) 6) В)
Рис. 8-24.
Часто встречаются случаи, когда потенциалы катодов отдельных
ламп- существенно различаются между собой. Если нити накала этих
ламп подключить к общему источнику подогрева, то возникает угроза
пробоя изоляции между подогревателем и катодом лампы. (Наибольшее
напряжение между подогревателем и катодом £/нак_к. макс приводится
в паспорте лампы.) Напряжение между катодами двух ламп ик1_к2>
нити подогревателей которых гальванически связаны через общий
источник подогрева, распределяется пропорционально сопротивлениям
изоляции нить подогревателя — катод лампы. Зто распределение
напряжения редко является равномерным, так как величина сопротивления
изоляции колеблется в весьма широких пределах. Поэтому принимается,
что все напряжение £/к1_к2 приложено к участку между нитью
подогревателя и катодом одной лампы. Если £/к1_к2 превышает величину
^иак-к. макс °Дн°й из ламп, то нити подогревателей необходимо
питать от отдельных изолированных обмоток накального (силового)
трансформатора. Цепи подогревателей ламп, имеющих сравнительно большую
разность потенциалов £/к1_к2, можно питать и от общего источника.
Для этого один из выводов обмотки накального трансформатора
подключается к омическому делителю. Величину напряжения, снимаемого
с делителя, необходимо выбрать так, чтобы разность напряжений (/к1 —■
^дел и ^к2 — ^дел не превышала наибольших значений £/Нак-к. макс,
применяемых в схеме ламп.
Глава девятая
УСИЛИТЕЛИ С РЕОСТАТНО-ЕМКОСТНОЙ
СВЯЗЬЮ
Усилитель с реостатно-емкостной связью между
каскадами (его часто называют усилителем с /?С-связью,
усилителем с емкостной связью, реостатным усилителем)
обычно предназначен для предварительного усиления
слабых колебаний напряжения или тока источника сигнала
до величин, которые необходимо подать на вход
оконечного каскада для получения в нагрузке заданной
мощности. Реостатно-емкостная связь является наиболее
распространенным видом связи между транзисторами и между
электронными лампами не только в усилителях, но и
в импульсных схемах.
Усилители с /?С-связью способны усиливать сигналы
в широком диапазоне частот. При правильном выборе
элементов схемы и введении несложной коррекции
усилители с /?С-связью позволяют усиливать с малыми
искажениями импульсные сигналы. Усилители с /?С-связью
просты в конструировании и наладке, обладают
стабильными характеристиками и надежны в работе, имеют малые
размеры, небольшой вес и низкую стоимость. Все это,
обусловило широкое применение усилителей с /?С-связью.
9-1. УСИЛИТЕЛИ С ЯС-СВЯЗЬЮ НА ТРАНЗИСТОРАХ
Типовая схема двухкаскадного усилителя на
транзисторах с /?С-связыо и температурной стабилизацией
режима приведена на рис. 9-1. База первого транзистора
подключена к делителю из сопротивлений и Я2
(смещение можно получить любьШ из способов, рассмотренных
в § 8-3). Сопротивление /?э1 включено для температурной
стабилизации режима, емкость Сэ1 — для исключения от-
300
рицательной обратной связи по переменной составляющей
тока. Пунктиром показана входная емкость Спх1, в
которую включены паразитные емкости монтажных проводов,
сопротивлений делителя, конденсатора Сг и других
элементов входной цепи относительно земли. Ток источника
сигнала'протекает через сопротивления делителя, емкость
Свх1 и входное сопротивление транзистора 7\.
Входное сопротивление каскада состоит из
активной и емкостной составляющих, соединенных
параллельно. В цепь коллектора транзистора 7\ включен.
коллекторный резистор /?к1, через который в отсутствие
сигнала протекает постоянная составляющая тока
колії
Рис. 9-1.
лектора /0к. На сопротивлении #к1 при этом выделяется
мощность = /§к /?К1. Переменная составляющая тока
коллектора при малых сигналах почти не оказывает
влияния на нагрев сопротивления /?к1. Величина Р#к не должна
превышать допустимой мощности рассеяния сопротивления
Входной сигнал вызывает изменение тока коллектора
транзистора 7\. Переменная составляющая тока
коллектора 1К разделяется на две части: одна из них 1х протекает
через коллекторное сопротивление, другая является
выходным током каскада гВЬ1х1:
^'к == ^1 ~\~ ^"вых1*
Выходной ток первого каскада проходит через
входное сопротивление второго каскада 2вх2 и создает на
лем падение напряжения ивх2. Это напряжение является
полезным выходным сигналом первого каскада.
301
Между коллектором первого транзистора и базой
второго включен разделительный
конденсатор Сб, через который протекает выходной ток первого
каскада в базовую цепь транзистора 72. Кроме того,
конденсатор Сб разделяет каскады по постоянной
составляющей. Разделительный конденсатор должен обладать
большим сопротивлением изоляции и быть безындукционным,
а его рабочее напряжение должно превышать напряжение-
источника коллекторного питания. Если постоянная
времени заряда конденсатора Сб велика, то за половину
периода выходного тока разность потенциалов на обкладках
конденсатора не успевает заметно измениться, т. е.
изменения потенциала базы транзистора Т2 будут равны
изменениям потенциала коллектора транзистора 7\. При
малой постоянной времени разряда разделительный
конденсатор заряжается и разряжается током гвых1 и
переменный сигнал на базе следующего транзистора уменьшается
по сравнению с выходным сигналом на коллекторе
предыдущего. Поскольку конденсатор Сб влияет на величину
выходного напряжения, то его иногда включают в состав
выходного сопротивления каскада.
Величина входного сигнала каскада, а следовательно,
и коэффициент усиления зависят от параметров
применяемого транзистора, от выходного сопротивления первого
каскада и входного сопротивления второго каскада.. Так
как проводимости реактивных элементов этих
сопротивлений и коэффициент передачи тока В транзистора
зависят от частоты, то от частоты зависит и коэффициент
усиления каскада. Основной задачей анализа работы
каскада является определение зависимости модуля и фазы
выходного напряжения (или тока) от частоты входного
сигнала, имеющего неизменные амплитуду и фазу. Эту
задачу можно решить, зная амплитудно-частотную и фа-
зо-частотную характеристики каскада.
9-2. ЭКВИВАЛЕНТНАЯ СХЕМА ОДНО КАСКАДНОГО
УСИЛИТЕЛЯ НА ТРАНЗИСТОРЕ
Определим показатели простейшего однокаскадного
усилителя, приведенного на рис. 9-2, а. Пунктиром показаны
паразитные емкости схемы. Сопротивлением и
емкостью Сн в многокаскадном усилителе являются входное
сопротивление и входная емкость следующего каскада.
Непосредственный расчет схемы весьма затруднителен.
302
Поэтому при анализе усилительного каскада пользуются
эквивалентными схемами. Полная эквивалентная схема
каскада для переменного тока, в которой транзистор
заменен Т-образной эквивалентной схемой, показана на
рис. 9-2, б. Для анализа электрических процессов эту
Рис. 9-2.
сложную цепь целесообразно упростить, пренебрегая
некоторыми элементами.
В усилительном каскаде емкость Свх невелика. В
рабочем диапазоне частот реостатных усилителей
справедливо неравенство Хс ^> /?вх, поэтому емкостью Свх
можно пренебречь. На высоких частотах емкость Скэ
через малое сопротивление г"ъ — гэ/2 и малое реактивное
сопротивление емкости Сб (Сб ^> Скэ) присоединяется
к земле параллельно емкости Сп. Емкость Скэ = Ск (1 + В)
имеет величину порядка нескольких тысяч пикофарад и
У реальных транзисторов имеет большой разброс. Всегда
303
емкость монтажа См Ск9. Если Сн <^ СкЭ (в
многокаскадных усилителях это всегда справедливо), то учет
емкостей Сн и См практически не скажется на результатах
расчета и ими можно пренебречь.
Коэффициент передачи тока базы В падает с ростом
частоты. Эта частотная зависимость величины В
определяет зависимость от частоты сопротивления гкъ и
емкости Скэ. Покажем, как сложную частотную зависимость
трех параметров транзисторов можно описать частотной
зависимостью одного параметра Ве. Учитывая соотношения
(4-70), (4-50), (4-51) и (4-77), можно найти:
гкэ а®) - у^гв -1 кэо , + /(0Та
^гкэ0(1+/(х)хв); (9- 1а)
Ск5(/со» = Ск (1+5) = ^^^^, (9-16):
где
Полное внутреннее сопротивление генератора тока Л/б
определяется из равенства
(9-2)
Приводимая в справочниках величина коэффициента
передачи тока базы измеряется при коротком замыкании
на выходе (нагрузка цепи коллектора переменному току
равна нулю) и при условии холостого хода на входе. При
конечной величине сопротивлений ZкэtRKmU= /?к ц £>н и
У?г только часть тока В16 протекает через внешнюю цепь.
С учетом этого удобно пользоваться эффективной
величиной коэффициента, передачи
тока базы Ве, представляющего собой отношение тока,
протекающего через нагрузку /?к< „, к току базы:
Ве = В 2К9 + /?к.„ + г9'К||(гб + /?г||/?б)
2?> . (9-3)
^ КЭ ~Г Ак.Н
304
Упрощенная формула получена при условиях г"ъ <;
< 1гб + (Яг II Яб)1, г;< Як.„ и г% < гкэ.
Подставив в формулу (8-3) значение 1КЪ из равенства
(9-2), после несложных преобразований получим:
^КЭО "Т" Як. н
X
/?к.„ \ (9-4)
г кэо
_1_ £> 1 к £> | к
ИЛИ
Де=, Г° „ , - (9-5)
£ г
где = эквивалентный коэффициент
^кэо т" ^\к.н
передачи тока базы на низких
частотах;
т = Укэ0 ! Тк^к-Н эквивалентная постоянная
времени.
При Як.н < гкэо имеем 5,0 « Б0 и т, « тв + Ск X
X (1 + ^о) Як. н- Таким образом в эквивалентной схеме
элементы 5/б, гкэ и Скэ можно заменить одним
идеальным генератором тока Ве1б.
Пользуясь методом, изложенным в § 5-6, сопротивление
Яб (в общем случае Яб — Я1II Яг, см. рис. 9-1) можно
включить в состав Яг, а э. д. с. Ег заменить эквивалентной
э. д. с по формулам:
= (9-6)
Я; = ЯГ?, (9-7)
где
Яг + ^б'
(9-8)
С учетом изложенного получаем упрощенную
эквивалентную схему однокаскадного усилителя с ЯС-связью на
транзисторе, изображенную на рис 9-2, е.
9-3. РАБОТА ОДНОКАСКАДНОГО УСИЛИТЕЛЯ
С #С-СВЯЗЬЮ ПРИ УСИЛЕНИИ ГАРМОНИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
Анализ работы каскада при усилении гармонических
сигналов будем производить комплексным методом.
Найдем коэффициент усиления однокаскадного усилителя,
определим вносимые им частотные и фазовые искажения,
305
входное и выходное сопротивления (в дальнейшем, если
это специально не оговорено, под этими сопротивлениями
подразумеваются их активные составляющие).
Входное напряжение каскада равно:
ивх = 16гб + 1б(1 + в£0)г;.
Из рис. 9-2, в комплексное входное
сопротивление каскада определяется формулой
2вх = 7- = ^б + ^ (1 +Ве): (9-9)
Внутренняя обратная связь в транзисторе вследствие
модуляции толщины базы определяется изменениями
напряжения на коллекторе, равными по абсолютной
величине приращениям напряжения на нагрузке. Приращения
напряжения на нагрузке связаны с протекающим через
нее током, который определяется эффективной величиной
коэффициента передачи тока базы Ве. Диффузионная
составляющая сопротивления базы равна =~ (IВе).
Учитывая равенства (4-42) и (4-37), находим:
2вх = Гб + гв(1+Я,). (9-10)
Активная составляющая входного сопротивления равна:
Ят = гв + г0(1+Вео)^гв +
+ г,(1+Вог г?° V 0-И)
гкэо "Т~ ^к.н
Входное сопротивление транзисторного усилителя
сравнительно мало. Его можно повысить, уменьшая ток /э
(при этом возрастает гэ). Однако при малых /э рабочая
точка может попасть на нелинейный участок
характеристики, что при больших входных сигналах приведет к
недопустимому росту нелинейных искажений. Входное
сопротивление уменьшается с ростом сопротивления
нагрузки /?к>н. Однако это уменьшение даже при относительно
больших, редко встречающихся на практике нагрузках
(порядка нескольких килоом) пренебрежимо мало. На
входное сопротивление большое влияние оказывает
коэффициент передачи тока В. С ростом В входное
сопротивление увеличивается. Если Д,0 ;> 1 и гэ (1 + Ве0) ^> г'6,
то справедливо приближенное равенство
Явх^Ао. (9-12)
306
Входное сопротивление каскада на транзисторе с
учетом (см. рис. 9-2, б) равно:
^вх.общ^^вх II ^б. (9-13)
Выходное сопротивление каскада
^вых предстазляет собой параллельное соединение
выходного сопротивления собственно транзистора /?вых. т и
сопротивления і?к (рис. 9-2, б). і?ВЬіх.т можно определить
следующим образом. Задавшись напряжением V между
точками К и Э при отключенной нагрузке /?к „ и
замкнутом накоротко источнике входного сигнала Ег, находим ток:
/ = /Гкв+в/б,
где
Ток /б в этом случае равен:
/б
кэ г "9 + гб + я;.
Г"
■ г; + ''б + К
Подставляя 1Г в выражение для 16, получаем:
Я' + гб + г;(\ + В)-
Тогда потребляемый от источника II ток
определяется соотношением:
/ = Ч. _>б
■16 + В16 =
и
я; + гб + г;
я; + гб + г;(Г+Я)-
Выходное сопротивление собственно транзистора равно:
и К + гб + п
^вых.т — ~ї~ ~ ^кэо
. + гб + г;
Выходное сопротивление каскада определяется
мулой
(9-14)
^вых — ^вых.т || -^к»
(9-15)
307
Выходное сопротивление каскада уменьшается с ростом
/?г. Обычно гк90 ^> #к,- тогда справедливо приближенное
равенство
Явых^Як- (9-16)
Найдем коэффициент усиления однокао
кадкого усилителя по напряжению,
определяемый как отношение
К а (9-17)
Выходное напряжение каскада равно:
U БЫХ Uelq
у'соСб
Из (9-6) э. д. с. источника сигнала составляет:
^£;^/б (/?; + гвх)
г <7 <7
С учетом значений Ве и 2ВХ из формул (9-5) и (9-10)
последние выражения можно записать в виде
^вых = г 1 й> (У-1б>
^=7(ГТ7^)^ + ^ +
+ г,(1 + В Л [1 + Р7.<?(^ + Г^1Г') ,1 • (9-19)
Коэффициент усиления определяется соотношением
А«- -/?;+/?bxx
1
, , у^(/?; + г^ + гэ) -| г - і ]
+ /?; + ri + re(l+^0)J L JuC6(RK + Ru)\
(9-20)
Знак минус указывает на то, что усилительный каскад
на транзисторе с ОЭ сдвигает фазу выходного напряжения
на 180°. (Знак минус в дальнейшем будем опускать.)
308
В реальных схемах выполняется неравенство
Пренебрегая произведением величин Т.-^т—: 7—, /1 , о ;
и ^ /п \ п ч по сравнению с - единицей, упростим
<->б (ак Т" ^н)
выражение для коэффициента усиления каскада по
напряжению:
1- я; + г:
: + гі + гв(1+^о)
, ^б(/?к + /Єн)
Вводя обозначения:
(9-22)
тп=т// (результирующая постоянная времени); (9-24)
тб = Сб (Як + Яы) (постоянная времени цепи базы); (9-25)
формулу (9-22) можно переписать в более удобном виде:
к« = : г-^ гт- (9"2?)
сотб/
Анализ полученной формулы будет проведен ниже.
ПРИ ГКЭ0 > Як. н И Яг > Явх '
тв ^ тв ^ тв + Ск (1 + В0) Як.н. (9-28)
Найдем коэффициент усиления одно-
каскадного усилителя по току как отношение
Кг=^р. ' (9-29)
309
Выходной ток каскада равен:
'вых |
Лк + Дн +
У'о)Сб
е ці б К к
(Лк + /?н)(1+Уй)Тв)
' 0)Сб (/?к + /?„)]
При определении коэффициента усиления по току
каскада, работающего от источника сигнала с конечной
величиной внутреннего сопротивления А?г, необходимо
учитывать, что ток /б составляет лишь часть тока источника
/г. С учетом равенств (9-5), (9-10) и (9-21) находим:
• !тК _ 1гК _
У»х ~ /Гг + 2ВХ ~ К + г'6 + г9 (1 + Ве) -
7г#г 1 + ./СОТ,
Я; + ^ + гэ (1 + Я,0) 1 + >твО •
Определяя из последнего выражения /г и используя
выражение (9-21), получаем:
Х-ТЯ Г—ТУ «
*«т*п*г + *.х1+у^в__1) •
Обозначая
^'о=^Й„/?' (9'31)
формулу (9-30) запишем в виде
1 +;(сотв
сотб
Сравнивая выражения (9-27) и (9-32), можно
написать общее выражение для коэффициента усиления в
комплексной форме:
К = ^ р-г. (9-33)
Пользуясь выражением (9-33), можно найти
амплитудно-частотную и фазо-частотную характеристики каскада
на транзисторе. Умножая числитель и знаменатель
выражения (9-33) на сопряженный множитель, получаем
310
модуль коэффициента усиления К (со) (уравнение
амплитудно-частотной характеристики) и тангенс его аргумента —
угла сдвига фаз <р (со) (уравнение фазо-частотной
характеристики):
К (со) = ■_ =; (9-34)
V
1 + COTj
сотб
tgT((o) = —^©тв ——). (9-35)
Пользуясь формулой (9-34), находим общее выражение
для коэффициента частотных искажений однокаскадного
усилителя с RC-связъю:
Можно установить связь между частотными искажениями
и углом сдвига фаз. Подставив (9-35) в соотношение (9-36),
получим:
М = 1 = cos ф. (9-37)
Таким образом, для синусоидального сигнала
коэффициент усиления каскада с RC-связъю представляет собой
комплексную величину К = /<е/ф, а его модуль и аргумент
являются , функциями частоты \К = К (со), ф = ф (со)]
(приводимый здесь угол сдвига фаз ф не учитывает вносимый
усилителем с ОЭ поворот фазы выходного напряжения
относительно входного на 180°). Рассмотрим работу
однокаскадного усилителя в диапазоне частот.
Область средних частот. Если сотв = 1/сотб, то
коэффициент усиления достигает максимума и равен Ко, а угол
сдвига фаз равен нулю. Частота/на которой усилительный
каскад с 7?С-связью не вносит фазового сдвига, называется
частотой квазирезонанса и обозначается
/о- Частота /0 расположена в области средних частот полосы
пропускания усилителя и определяется формулой
/0 = |1 = _-1 (9-38)
В области средних частот не наблюдается заметного
падения коэффициента передачи тока базы, емкость Скэ не шун-
311
тирует сопротивления Гкэ, /?к И /?н (Хскэ =
^> Як II Ян) и реактивное сопротивление емкости
разделительного конденсатора Сб значительно меньше
сопротивления #к + #„(хСб = 7^7 < #к + • Поэтому эквива-
лентную схему каскада для области средних частот можно
упростить, представив ее в виде цепи, не содержащей
зависимых от частоты элементов (рис. 9-3, а или 9-3, б).
С учетом формул (9-7) и (9-8) выражения для
коэффициентов усиления по напряжению и по току в области
средних частот Ки0 и Кіо можно преобразовать к виду
Вр0Рк
$6 + Яв
Яг
Яб+Яг '
Яб
(9-39)
(9-40)
Для увеличения усиления по напряжению и по току
желательно применять' транзисторы с большим
коэффициентом передачи тока В.
Коэффициент усиления
по напряжению возрастает
с увеличением суммарной
нагрузки #к>н и
уменьшением внутреннего
сопротивления источника сигнала /?г
и входного сопротивления
каскада. Возрастание Кио
с уменьшением #пх
объясняется тем, что выходное
напряжение каскада
пропорционально току базы,'
который растет с уменьшением
входного сопротивления.
Если сопротивление /?г мало (#г /?вх), а Як>н велико
(Як.н1>Явх)> то коэффициент усиления по напряжению
может быть весьма высоким (значительно больше
коэффициента передачи В). Условие Як. Н^>ЯВХ можно получить
в режиме потенциального выхода (/?„ ;> #вых « #к),
который встречается редко (например, при работе каскада на
электронную лампу или электроннолучевую трубку).
Поскольку сопротивление нагрузки бывает задано
и часто невелико ()?„ < ^вь,х = Як)> то коэффициент
усиления можно повысить, увеличивая сопротивление #к, Од-
312
нако чрезмерно увеличивать #к нецелесообразно, так как
при этом возможно снижение величины Вс0. При большом
Як и малом Ек может существенно возрасти уровень
нелинейных искажений. При #к > (8 -ь- 10) рост #к мало
сказывается на величине коэффициента усиления каскада.
Если источником сигнала каскада и его нагрузкой
являются аналогичные усилительные каскады (Яг = ^вых =
= /?к и /?к = /?вх), то коэффициент усиления по
напряжению достигает максимума при условии Як = #вх. При этом
К«о=-%. (9-41).
Большое влияние на усиление каскада по напряжению
и по току оказывает сопротивление Я6. При малой величине
Яб через него проходит большая часть тока источника и
усиление резко падает (например, при Я6 = 5/?вх
коэффициент усиления падает почти на 20%). Если каскад
нагружен аналогичным усилительным каскадом, то малое
сопротивление 7?б второго каскада уменьшает суммарную
нагрузку первого. С точки зрения увеличения коэффициента
усиления целесообразно выполнять неравенство Я6 ^> /?оХ-
Коэффициент усиления по току возрастает с увеличением
внутреннего сопротивления источника сигнала #г и
уменьшением сопротивления нагрузки /?н. Коэффициент усиления
К!0 не может превышать величины Ве0.
Область низших частот. В области весьма низких
частот сон <; со0 справедливо неравенство
о)итв<-^-. (9-42)
Комплексный коэффициент усиления и его модуль при
этом определяются приближенными формулами:
Кип**—(9-43)
Л'а11(со) = = г- /К^°- . (9-44)
V1 + ( сонтб ) У 1 + [ 0)нСб (Як + /?н) ]
Эквивалентные схемы однокаскадного усилителя с ЯС-
•:зязыо для низших частот показаны на рис. 9-4, а и б.
^ области низших частот коэффициент передачи тока В
-е зависит от частоты, а'проводимость емкости СкЭ0 стано-
313
найти минимальное значение постоянной времени цепи
базы:
тб^ З^г-. (9-47)
^«Уі—Лііі.6
Для уменьшения неравномерности
амплитудно-частотной характеристики на низших частотах (расширение
полосы пропускания в сторону низших частот) следует
увеличивать постоянную времени цепи базы тб (более строго,,
т< определяется: тб = (ЯВыХ + Ян) Сб). Повысить усиление
в области низших частот можно, увеличивая сопротивления
ЯВых, Ян и емкость
разделительного
конденсатора Сб. Сопротивление Ян
обычно задано. В
многокаскадных усилителях
оно определяется
входным сопротивлением
следующего каскада и не
может произвольно
изменяться. Изменить
величину Явых можно лишь
выбором сопротивления
Як, так как величина
определяется типом
б)
Рис. 9-5.
транзистора.
Ограничения максимальной величины Як рассмотрены выше.
Область высших частот. На весьма высоких частотах
сов ^> со0 справедливо неравенство
1
(9-48)
Комплексный коэффициент усиления каскада и его модуль
в области высших частот определяются приближенными
формулами:
**в~ТиГ^; (9-49)
Кив И =
1 + У ©Л '
К по
У і + (ад,)2
(9-50)
Эквивалентные схемы однокаскадного усилителя с
ЯС-связью для области высоких частот приведены на
рис 9-5, а и б. В области высших частот можно пренебречь
реактивным сопротивлением разделительного конденсатора
315
вится весьма малой по сравнению с проводимостью
остальных элементов схемы и ею можно пренебречь
ХскэО = 7~г ^ Ян! ^СкзО 1> #к и ^СкзО ^> ^кзО •
\ СОН^КЭ0 у
Падение усиления по мере уменьшения частоты (по
сравнению с усилением на частоте со0) обусловлено
возрастанием реактивного сопро-
й'г гб ^ тивления разделительного
й1113"^ конденсатора Хс^ Это со-
^)Ег г"и ^7 11 противление становится
соизмеримым с
сопротивлением в результате чего
уменьшаются ток через
нагрузку и падение
напряжения на ней. Если сон -> О,
спадает до нуля.
Амплитудно-частотная
характеристика каскада
и фаз о-частотная характеристика в
области низших частот описываются
выражениями:
со„тй
*ЄФн(©) = ^. (9-456)
Угол сдвига фаз равен:
и^б
фн(©) = аг^-5-^-, (9-46)
Сдвиг фаз на очень низких частотах близок к + -у
|^ фн(0) —> + оо]. Для того чтобы на низших частотах
рабочего диапазона коэффициент усиления не падал ниже
допустимого значения, необходимо определенным образом
выбрать постоянную времени разделительной цепи.
Коэффициенты частотных искажений на границах полосы
пропускания Л4Н и Мв обычно бывают заданы. Это позволяет
314
(Хсб = —т^-^Ян, при со->соХСб->о). Падение усиле-
ния с ростом частоты обусловлено высокочастотными
свойствами самого транзистора — уменьшением коэффициента
передачи тока базы В и уменьшением реактивного
сопротивления паразитной емкости Хс , шунтирующей нагрузку
цепи коллектора (Хс = 1/о)вСкэ соизмеримо с /?,<.„)•
Если сов —> со, то В —* 0, Хс„э —0 и КиВ также стремится
к нулю.
Неравномерность частотной
характеристики и фазовая характеристика
в области высших частот определяются выражениями (при
гкзо ^ Як. н):
Мв (<о)=-^~ = , 1 ; (9-51 а)
^фв(оз) = —совтв^ —совт^~ совСк(1 + В0)#КЛ1О. (9-516)
Угол сдвига фаз равен:
фв (со) = aгctg (—со3тв) =
= агс!е[—©втвС —©ВС¥(1 + В0)Як.нС]. (9-52а)
Учитывая, что при малых углах х и у справедливо
приближенное соотношение аг^ х + агс\£ у = агс!§ ~
aгctg (л: + у), формулу (9-52а) можно переписать в виде
Фв (<*>) = — агс^ совтвС — агс^ совСк (1 + В0) #к.кб. (9-526)
Для больших величин /?г коэффициент в ж 1. Тогда
фв (ш) я^ф5 (о) + фк (9-53)
где срк (со) = arctg совСк (1 + В0) #к>н.
Для того чтобы падение усиления на высших частотах не
снижалось ниже допустимого, постоянная времени тв
должна быть меньше определенной величины. Максимальное
значение постоянной времени тв равно:
^. (9-54)
Для уменьшения неравномерности
амплитудно-частотной характеристики на высших частотах (расширение
полосы пропускания в области высших частот) необходимо
уменьшать постоянную времени тв. Однако значительно
316
снизить постоянную Бремени тв рациональным выбором
элементов схемы не удается, так как тв в основном
определяется параметрами самого транзистора. Достаточно
сказать, что у обычного каскада практически нельзя получить
амплитудно-частотную характеристику в области высших
частот с неравномерностью, меньшей неравномерности
амплитудно-частотной -характеристики коэффициента
передачи тока В применяемого транзистора. Поэтому к
транзистору, предназначенному для работы в усилителе с
широкой полосой пропусканий, необходимо предъявлять особые
требования.
Усилитель работает наиболее эффективно, когда от него
можно получить наибольшее усиление при заданной полосе
пропускания или более широкую полосу пропускания при
заданном усилении. Для оценки усилительных свойств
удобно пользоваться понятием добротности
каскада («площади усиления»):
О = /С„0Аш = /С„о (а>„ - озн). ' (9-55)
Так как для каскадов с ЯС-связью характерно
неравенство (Ов > соп, то
• €**Ка®в. (9-56)
Используя совместно равенства (9-56), (9-26) и (9-54),
находим:
°=—? ——*— х
'кзот%н ^к.нТ^'кэо
. х~^—У^1^. (9-57)
Яг + Гб + Гэ Мв #Г + Яб
Если сопротивление Як.н велико и
- А-н ^ %в Гкэо
п ли
Та
Як.„>-^^, (9-58)
го при Ве0 ^> 1 получаем приближенное равенство
(К + г'б + га)Мв (Кг + Яб)
Як.н ~\~ гкэо
я, ЪУ\-М1 (9.59)
Ск(/?б + /?г)(/?г + Гб + Гв)Мв
317
При большой суммарной нагрузке добротность не
зависит от нее и достигает предельного значения. Из выражения
(9-59) следует, что чем выше верхняя граничная частота и
чем меньше допустимые частотные искажения, тем меньшее
усиление по напряжению можно получить от каскада с
потенциальным выходом (#и ^> £?к), построенным на
выбранном транзисторе. Необходимое расширение полосы
пропускания в области высших частот можно получить
рациональным выбором 7?к>н> т. е. уменьшением сопротивления
Як. Однако это сопровождается некоторым снижением
коэффициента усиления на средних и низших частотах.
При коэффициенте частотных искажений Мв =
выражение (5-59) упрощается:
И ^ 7-^—1 ^— (9-60)
Ск(/?г + Гб + Г9) /?б + /?РГ
Пользуясь формулой (9-60), можно произвести выбор
транзистора, предназначенного для работы в каскаде с
данной добротностью.
Добротность зависит от сопротивления источника
"входного сигнала. При #г = 0 добротность каскада
максимальна. Обычно /'б ;> гь и можно приближенно считать, что
добротность транзистора есть величина, обратная
постоянной времени цепи обратной связи:
' (9-61)
Ск гб
Неравенство (9-58) справедливо и для
каскадов,.построенных на высокочастотных транзисторах малой мощности,
если"нагрузкой является вход аналогичного каскада. Для
каскадов, построенных на низкочастотных и среднечастот-
ных транзисторах, условие, при котором добротность не
зависит от суммарного сопротивления нагрузки, выполнить
трудно, так как требуются очень большие величины/?КЛ1.
Если сопротивление #к>н мало, то
гкэо ~\~ Дк.н К ^к.н ~Ь ''к:
или
с,
Неравенство (9-62) справедливо практически для всех
каскадов, построенных на маломощных низкочастотных
313
транзисторах, работающих в нормальном рабочем режиме и
нагруженных аналогичным каскадом. Тогда при Мв =
"=к«^Ъ^^к- (9"63)
В этом случае добротность растет пропорционально
сопротивлению суммарной нагрузки. Изменяя величину Як<и,
можно в некоторых пределах изменять добротность каскада.
Расширяя полосу пропускания путем уменьшения 7?к>н>
а следовательно, и снижения Кио, следует учитывать, что
усиление каскада убывает несколько быстрее, чем
расширяется его полоса пропускания.
Добротность каскада, выраженная через коэффициент
усиления по току, определяется с учетом равенств (9-31)
и (9-54) формулой
D¿ = К*и>в = Вео £ х
^в „ Г];30о +тк
X
гкзо ~\~ Rk.ii к -^к.н "Ь гкэо
Лк + ли /?; + г^ + гэ мв
При выполнении условия (9-62), а также при Я'г ^> Гб +
+ гэ и Мв = "4 добротность равна:
А- <9-64)
Из выражения (9-64) следует, что при заданной величине
#п для повышения добротности Оь необходимо увеличивать
сопротивление #к. Однако, после того как /?к в 8—10 раз
превысит дальнейшее увеличение /?к практически не
будет сопровождаться ростом добротности Оь. Добротность
при этом достигнет максимума и будет определяться
параметрами самого транзистора.
Комплексное входное сопротивление
усилителя на высших частотах определяется формулой
1+^гб + гэ(1 + ^0)
1 + ]те
Модуль 1ВХ при изменении со от 0 до оо изменяется от
^вх ДО Гб + Г9.
319
Найдем условную полосу пропускания однокаскадного
усилителя с #С-связыо, определив граничные частоты
/в. гР и /н# гр через постоянные времени тв и тб. По
определению на граничных частотах М=1/У'2 . На - верхней
граничной частоте
м = ' 1 —І-
Знаменатель этого выражения равен ]/2 при сов гртв = 1.
Тогда высшая граничная частота условной полосы пропу-
1
! 19\
І і а) ■
\19?в,гр
І І9? ,
Л
2
0 .
Рис. 9-6.
екания однокаскадного усилителя определяется равенством
<ов.гр.= ^. . (9"66а)
Аналогично низшая граничная частота условной полосы
пропускания равна:
Юц.гр = ~. (9-666)
Из соотношения (9-37)-следует, что угол сдвига фаз на
границах услозной полосы пропускания составляет сргр =
= 45° (фв> гр = _ 45°; фп.гр- +45°).
Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики
усилителя приведены на рис. 9-6, а и б, где. показаны
частоты /н гр и /в>гр и фазовые сдвиги фн. гр и фв. гр- В средней
области полосы .пропускания (в окрестности частоты/о)
М ж 1, а фазовый сдвиг ф = 0. Полосу пропускания можно
задать для любых допустимых значений М, определив из
320
соотношений (9-47) и (9-54) величины /н и /в. Перемножая
частоты (ов гр и сон>гр и сравнивая результат с формулой
(9-38), находим:
Юв.гРсон.гр = о);§. (9-67)
Таким образом, анализ однокаскадного усилителя с рео-
статно-емкостной связью показывает, что коэффициент
передачи тока базы В и емкости Скэ и Сб вносят частотные
и фазовые искажения. Неравномерность
амплитудно-частотной и фазо-частотной характеристик определяется
постоянными времени тб и тв.
Рассматривая работу однокаскадного усилителя, мы
не учитывали емкости Сэ, Сх и Сн. Рассмотрим влияние этих
емкостей на частотные свойства каскада.
Рис. 9-7.
Емкость Сэ (см. рис. 9-1) вносит дополнительные
искажения в области низших частот. На низких частотах она
перестает шунтировать сопротивление Яэ, в результате чего
возникает отрицательная обратная связь по переменному
току и коэффициент усиления падает. Частотные
искажения, вносимые блокирующей емкостью Сэ, можно оценить,
пользуясь эквивалентной схемой, изображенной на рис 9-7.
Влияние емкостей Сб и Сг не учитываем, полагая их
бесконечно большими.
При расчете можно считать, что
в« = гм+.*мЛ?+гЭ№ + гд~в* так как полное
сопротивление во внешней цепи эмиттера ¿3 = уц^]ш^~с~
на частоте сон невелико. Обозначив падение напряжения на
сопротивлении 1Ъ 09 = 1Ъ\ЪУ, (1 + Ве0), найдем:
(9-68)
'вх-^- + г- + Гэ(1 + £?со) д; + явх
11 Виноградов Ю, В, 321
откуда
£г = /вх [/?г + /?вх + 0 + ^0) г9] ^ (9_69)
Коэффициент усиления в области низших частот равен:
*--,, е+Чстг—• (9-70)
(1 + уш/?9сэ) (/?; + /?Вх)
Тогда коэффициент частотных искажений,
обусловленный влиянием цепочки ЯЭСЭ) определяется формулой
М„,(со) = р- = г , о , (9-71)
Лиг
1/1+ Л* + 2Л .
|/ М + (<внт,)»
где
тэ = ЯэСэ; (9-72)
. (1 + ВЛ) /?9
(9-73)
Дополнительный угол сдвига фаз, вносимый цепочкой
#ЭСЭ, приблизительно равен:
! + + * (9-74)
Из формулы (9-71) получим необходимую величину
емкости блокирующего конденсатора:
Сэ^УЖ±Щ^кЕ1. (9.75)
Обычно Л ^ 1, а величина М1и9 близка к единице.
Тогда из неравенства (9-75) следует:
Низшая граничная частота полосы пропускания равна:
- - 1 + ве<> (9_77)
Величина оз„.гр тем меньше, чем больше сопротивление
Яг- Низкочастотные искажения можно характеризовать
постоянной времени
^ _ Сэ (1ГГ + /?вх)
г+в„— <9'78>
322
Для усилителя напряжения (#г = 0) при Гв <<! гъ (1 +
+ Ве0) справедливо приближенное равенство
н.гр
(9-79)
Так как сопротивление г9 мало, то для получения малых
искажений на частотах порядка нескольких десяткоз герц
в цепь эмиттера необходимо включать очень большую
блокировочную емкость Сэ (порядка нескольких сотен
микрофарад). Отсутствие малогабаритных электролитических
конденсаторов такой емкости вносит большие затруднения при
конструировании каскадов, которые должны хорошо
воспроизводить очень низкие частоты. Общий коэффициент
частотных искажений на низших частотах определяется
соотношением
Величины Мнб и М1иэ целесообразно выбрать так,
чтобы величина Мп^ меньше отличалась от единицы, чем
Мнэ. Это достигается увеличением емкости
разделительного конденсатора. Тогда можно пренебречь вносимыми
разделительной цепочкой искажениями; а емкость в цепи
эмиттера ограничивать значением, которое необходимо для
получения заданной низшей граничной частоты. На низших
частотах цепь /?ЭСЭ несколько повышает входное
сопротивление каскада.
Емкость Сх уменьшает входной ток усилителя и
вызывает дополнительные низкочастотные искажения. Считая
емкости Сб и Сэ бесконечно большими и. учитывая только
емкость' Сг, получаем:
УИН (ю) = МНвб(ю)Мн.э(<о) =
(9-80)
Кг
по
14
(9-81)
где
= С! [Дг+(/?б| |#вх)],
(9-82)
откуда
(9-83)
323
Искажения, обусловленные емкостью С1У тем меньше,
чем больше внутреннее сопротивление источника 7?г. При
идеальном генераторе тока на входе эти искажения
отсутствуют.
До сих пор мы считали, что емкость нагрузки Сн
значительно меньше емкости Скэ, и пренебрегали ее влиянием на
работу каскада в "области высших частот. В этом случае,
когда емкости Скэ и Сн соизмеримы, необходимо учитывать
суммарное сопротивление нагрузки:
7 . ^к.н #к.н (9-84)
где
к-н 1+усоС„/?к.н 1+;сотнагр '
тнагр = СУ?к.н» (9-85)
С учетом равенства (9-84) выходное напряжение и
выходной ток усилителя с /?С-связыо равны:
(/ = ве*!* . (9-86)
"»ы* (1+;с0Т,)(1+у(0Тиагр)' ^ '
/ веок Як (9-87)
1вых (1+;©тв)(1+у©тнагр)/гк + /?нв * '
Коэффициенты усиления-по напряжению и току в
области высших частот определяются соотношением
Яв - -г-—.—. ,. (9-88)
- Хв (1+усотв) (1+уо)Гнагр) ^
При наличии емкости С„ искажения в области высших
частот возрастают. Для прикидочных расчетов в рабочем
диапазоне частот квадратичным членом (/со)2т3тнагр в
знаменателе (9-88) можно пренебречь и за эквивалентную
постоянную времени принимать величину туе « тв + ткагр.
9-4. МНОГО КАСКАДЫ ЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С С-СВЯЗЬЮ
Рассмотрим многокаскадный усилитель, работающий от
источника входного сигнала Ег с внутренним
сопротивлением #г и нагруженный сопротивлением /?н (рис.
9-8).Многокаскадный усилитель обычно строится путем
последовательного соединения однотипных каскадов с ОЭ. При
расчете многокаскадного усилителя важно знать связь между
его показателями и показателями каждого из каскадов.
В многокаскадных усилителях выходное напряжение
N — 1-го каскада является входным напряжением Л^-го ка-
324
скада, а нагрузкой всех каскадов, кроме последнего,
является входное сопротивление следующего каскада.
Коэффициент усиления многокаскадного усилителя в
области средних частот равен:
Ки
¿4
uon*
(9-89)
где
ts ^вых 1.
'V/Ol— р >
При расчетах по известной нагрузке для Ы-го каскада
определяются коэффициент передачи тока Ве0м входное
сопротивление ^вхЛг и коэффициент усиления /С„олг- Так как
1
1
2
Ибых2 u6bix(n-1)
hbix
Tu
Рис. 9-8.
величина /<лолг определяется отношением выходного
напряжения к напряжению на входных зажимах каскада, то-при
расчетах коэффициента усиления £?г следует считать равным
нулю, т. е.
^вх n общ
1^uon = п •—> ^-y'JJ
* к
jRBx JV общ = Rbxn II #б
TV-
Полагая RK {N_X) = RBX N, можно найти величины
Beo <n-d> Rbx (n-i) и определить:
rr ^eö (n-\) (^к (n-\) Ii ^вх n общ) /О Q/|\
Auo (ЛГ-i) = о #АГ n r •
^вх (Л —1) общ
Аналогично определяются коэффициенты усиления от
N — 2-го до второго каскада. При Rttl = RBX2 определяются
величины Ве01, Явхюбш и находится коэффициент
усиления:
u ^е01 (Rk i II RBX2 общ) /О Q0\
Л«о1= /Гг+Я.иобп, (У"^}
325
Подставив эти формулы в равенство (9-89), после
соответствующих сокращений находим:
Ян
Яг + явх 1 общ '
n
X 11 ^„ш о Л"" т^гр— (9"93>
А-в. Якт + /<вх 1т+1) общ ^бт + ЯВх^
/п = 1
В эту формулу для УУ-го каскада в знаменателе под
знаком произведения вместо #вх (Лг+1) необходимо
подставлять величину Дробь под знаком произведения по
существу является коэффициентом, показывающим, какая доля
тока коллектора предшествующего каскада втекает в базу
последующего и управляет им. Если задан входной ток /г,
ТО Определяется ВХОДНОе Напряжение ивх х = /г Л?вх 1 общ
и коэффициент усиления Ки0 рассчитывается по формуле
. (9-93) (для яр = 0).
Из формулы (9-93) можно определить необходимое число
каскадов усилителя (полагая все каскады одинаковыми).
В области низших частот для многокаскадного
усилителя, состоящего из N идентичных каскадов, справедливо
равенство
«—.(.)-%;- . I , „• <м«>
При Л4н<общ= 1/У2 связь между нижней граничной
частотой полосы пропускания всего усилителя он гр Лг,
постоянной времени каскада тб и числом каскадов
определяется формулой
шн- гр дг = , Л ' (9'95)
где
хбт = сбт (^?вых т + ^?вх т+1 II ^бт+д* (9-96)
Для Л^-го каскада вместо Явх т+1 || Явщ+г необходимо
подставлять
При небольшом числе каскадов с погрешностью порядка
11% можно считать, что нижняя граничная частота всего
усилителя и нижняя граничная частота одного каскада
соп>гр связаны соотношением
yn
сон.грЛ^ = — =0)н. гр
УКК (9-97)
326
Следует учитывать, что дополнительные искажения на
низших частотах вносит емкость Си а при наличии цепей
эмиттерной стабилизации — емкость Сэ.
Для области высших частот можно
записать:
- Мв,обиН=^=— + (^)1Г, .(9-98)
При Л1в>общ= 1/]/*2 высшая граничная частота полосы
пропускания всего усилителя оов гр ^, постоянная времени
каскада тв и число каскадов связаны формулой
©в.гр^ = т-1/Гуг2-к (9-99)
Приближенно молено считать, что
(9-100)
Из равенств (9-95) и (9-100) следует, что полоса
пропускания многокаскадного усилителя значительно уже полосы
пропускания одного каскада.
При прикидочной оценке высокочастотных свойств
одного каскада можно пользоваться соотношениями: /?кнт =
= ккт II Явх т+1 ¡1 %б т+1> Ягт ~ ЯВых т~\ II Ябт ~
~ ^Кт-1 II Ябт- Обычно #кт = (1,5 - 8) Явх т+1; #бт+1 =
= (5 - 15) Двхи+1, т. е. ДК.НЛ = (0,54 - 0,84) Явхт+1;
Ягт ~ (1Д5 5,2) А)вхт.
Тогда для однотипных каскадов коэффициент От =
= ГУ , г,""^" '6"\. Г.д р , можно выбирать порядка 0,6—0,86.
Аг I гб "Т" гэ I1 "I &ео)
С некоторым запасом можно считать:
тв^[Тв + Ск(1+В0)«к.п«]. (9-Ю1)
Подставляя в эту формулу предполагаемое значение
/?к.нт и параметры выбранного транзистора, можно найти
тв и, зная число каскадов, по формуле (9-100) определить
полосу пропускания всего усилителя, а также судить о
правильности выбора транзистора. Из формулы (9-101)
следует, что искажения в области высших частот каскадов
промежуточного усиления определяются практически лишь
параметрами транзистора, режимом его работы и почти не
зависят от сопротивления Як.
327
Выше было показано, что добротность высокочастотных
транзисторов обратно пропорциональна произведению Скг^
Для того чтобы получить максимальную добротность
каскада, необходимо применять транзисторы с высокой
частотой соа и малыми величинами Ск и Гб. Чем выше добротность,
тем меньше каскадов требуется для получения необходимого
коэффициента усиления при заданной полосе пропускания,
тем меньшей стоимостью и большей надежностью обладает
усилитель.
9-5. РАБОТА ОДНОКАСКАДНОГО УСИЛИТЕЛЯ
С ЯС-СВЯЗЬЮ ПРИ УСИЛЕНИИ ИМПУЛЬСНЫХ СИГНАЛОВ
Свойства усилителя в импульсном режиме работы удобно
описывать переходной характеристикой. Операторное
изображение переходной характеристики каскада с ^С-связыо
можно получить из выражения (9-20) путем замены /со
-оператором р
И (р) = КП(Р) --— = <Э-102>
(\+рхп) 1 +
-К т р—
-~А"° б(1+ртб)(1+/,тв) *
Оригинал переходной характеристики определяется
выражением [Л. 42]
h(t) = Ku0t6e °zex ' =К»ое Тб~; • (9-ЮЗ)
ч
Выражение (9-103) является уравнением кривой,
описывающей зависимость напряжения на выходе однокаскадного
усилителя с /?С-связью от времени при подаче на вход
единичного скачка напряжения. Эта кривая изображена на
рис. 9-9.
В схемах импульсных усилителей всегда справедливо
неравенство (9-21). Пренебрегая в знаменателе выражения
(9-103) членом тв/тб по сравнению с единицей, получаем:
А(*) = *В<Л* V (9"104)
Неравенство (9-21) позволяет рассматривать переходный
процесс, определяемый постоянной времени тб, независимо
323
от переходного процесса, определяемого постоянной
времени тв, т. е. отдельно анализировать начальную и
заключительную стадии переходного процесса. Действительно,
в начале переходного процесса, когда время Годного поряд-
ка с тв, но значительно меньше тб, можно считать е тб ^ 1,
а в конце переходного процесса, когда время Годного поряд-
ка с тб, но значительно больше тв, можно считать е тв ^ 0.
Передача фронта импульса. Начальный участок
переходной характеристики отражает процесс воспроизведения
усилителем фронта импульса:
Ну) = Ки0[і-е~^\ (9-105)
Выражению (9-105) соответствует эквивалентная схема
однокаскадного усилителя для высших частот (рис. 9-5),
а характер начальной ста-
Рис-. 9-9. Рис. 9-Ю.
частотной характеристикой каскада в области высших
частот. Начальный участок переходной характеристики имеет
вид экспоненциальной кривой, возрастающей от 0 до 1
(установившееся значение). Таким образом, при подаче
на вход усилительного каскада идеального скачка выходное
напряжение изменяется не мгновенно. Фронт нарастания
выходного напряжения (передний фронт) растянут (рис. 9-10).
Затягивание фронта объясняется двумя причинами. При
подаче на вход транзистора импульса тока избыточные дырки
перемещаются к коллектору с разной скоростью. В связи
329
с этим ток коллектора нарастает до своего установившегося
значения не мгновенно. Кроме того, на емкости Скэ,
шунтирующей сопротивление нагрузки, напряжение мгновенно
измениться не может. Поэтому даже при идеальном скачке
тока А/к = В0А16 потенциал коллектора в момент скачка
остается прежним, а напряжение, снимаемое с емкости Ск9,
будет равно нулю. В первый момент после подачи входного
импульса все приращение коллекторного тока ответвляется
в емкость СкЭ, заряжая ее. Через сопротивление нагрузки
течет лишь незначительная часть тока коллектора. Ток
заряда конденсатора СкЭ и токи, протекающие через
сопротивление 7?к и нагрузку #н, изменяются по
экспоненциальному закону. Так как С6 ^> Скэ, то можно считать, что за
время почти полного заряда конденсатора Скв разность
потенциалов на обкладках конденсатора Сб практически
не изменяется и последний не оказывает влияния на
характер изменения выходного сигнала.
Скорость установления выходного напряжения зависит
от постоянных времени хв и тк. Чем меньше эти величины,
тем лучше каскад воспроизводит фронт импульса г. Из
формулы (9-105) можно найти длительность фронта /ф как
промежуток времени, в течение которого выходное напряжение
изменяется от 0,1 до 0,9 своего установившегося значения:
4 = ^ — ^, (9-106)
где /х — момент времени, когда £/вых (/,) = 0,1(/ВЬ1Х (со),
¿2 — момент времени, когда £/вых(/2) = 0,9(/вых (со).
Значения Я (^) и Н (/2), соответствующие уровням 0,1
и 0,9 установившегося значения Н (со) == /Сй0, определяются
соотношениями:
л(/1) = о,1Кяо = (1-в"'ч»)^яо;
А = 0,9/Си0 = (1 — в" .
При ^ тв первое соотношение можно упростить,
заменив экспоненту двумя первыми членами разложения
и_ ^
вряд е Тв^1 — ~Ч Тогда /х ж 0,1 тв. Из второго соотно-
1в
1 Емкость Сн не принимается во внимание, поскольку считаем
с*<сК9.
330
время запаздывания фронта і3, в течение которого выходное
напряжение нарастает до уровня аі!вьїх (оо), где а < 1.
Для а = 0,5
/3^0,7тэ. (9-111)
При расчетах переходной характеристики не учитывался
множитель с та, входящий в выражение (9-1). С учетом
его переходная характеристика будет иметь тот же
апериодический характер, длительность фронта не изменится,
однако появится начальное запаздывание момента
нарастания выходного сигнала, примерно равное та (аналогично
запаздыванию фронта
импульса в многокаскадном
усилителе, см. § 9-6).
Передача вершины
импульса. Спадающий участок
переходной характеристики
определяет качество
воспроизведения усилительным каскадом
вершины импульса. При ^^>тв
характер изменения
выходного сигнала определяется
соотношением
РИС. 9-11:
h(t) = Ku0e Тб. (9-П2)
Этому выражению соответствует эквивалентная схема,
аналогичная эквивалентной схеме каскада для низших
частот (рис. 9-4). Качество передачи усилительным каскадом
вершины импульса определяется амплитудно-частотной
характеристикой в области низших частот.
График h (/), описываемый уравнением (9-112), приведен
на рис. 9-11. Переходная характеристика представляет
собой экспоненциальную кривую, начинающуюся со
значения Кпо и спадающую до нуля. Она отличается от
переходной характеристики усилителя без искажения (пунктирная
линия), причем это отличие тем больше, чем меньше
постоянная времени цепи базы тб.
Спад вершины выходного импульса можно объяснить
следующим образом. При подаче на вход усилителя
перепада напряжения, например, положительной полярности''
ток коллектора уменьшается, уменьшается падение
напряжения на сопротивлении RK и потенциал коллектора
становится более отрицательным относительно земли. После
332
шения получим 0,1 = е V откуда ^ = тв 1п 10 « 2,3 тв.
Таким образом, длительность фронта равна:
/ф-2,2тв = 2,2теО. (9-107)
Длительность фронта выходного импульса
усилительного каскада с ^С-связью определяется постоянной времени
тв. Если задана длительность фронта 1$ на выходе каскада,
то максимальное значение тв легко определить по формуле:
а
(9-108)
При усилении прямоугольных импульсов допустимая
длительность фронта выходного импульса обычно не
превышает 0,ИИ. В этом случае максимальное значение
постоянной времени определяется неравенством тв ^ 4/20.
Из соотношений (9-107) и (9-101) следует, что сократить
длительность фронта можно путем уменьшения
сопротивления нагрузки. При этом, однако, снижается коэффициент
усиления каскада Кио-
Качество усилительного каскада в импульсном режиме
работы тем лучше, чем короче длительность фронта сигнала
на выходе при заданном усилении или чем больше усиление
при заданной длительности фронта. Эффективность работы
каскада при усилении импульсных сигналов можно
характеризовать отношением коэффициента усиления на средних
частотах к длительности фронта выходного импульса
Ки0/(ф. Это отношение однозначно связано с добротностью
каскада В. Действительно, разделив Кио на /ф и учитывая
равенство (9-66а), находим:
Рекомендации к повышению эффективности работы
каскада при усилении гармонических сигналов, приведенные
в § 9-3, остаются в силе и при усилении импульсных
сигналов. Длительность фронта и верхняя граничная частота
условной полосы пропускания связаны простым
соотношением [см. равенства (9-107), (9-66а)]
^1 У в. гр ) в. гр
Фронт выходного импульса запаздывает во времени по
отношению к фронту входного. Из (9-105) можно определить
331
Подставив в это выражение (/ВЬ1Ч(0) = Ки0\ и £УБЫХ (/„) =
= ^вых(0)е тб, получим:
Относительный спад вершины импульса равен:
(9-115)
При /и = тб спад А(7ВЫХ составляет около 63% от сУвых(0).
Такой большой спад вершины обычно недопустим. Поэтому
рассмотрим искажения импульсов с длительностью 4 <^ тб.
Ограничиваясь двумя первыми членами в формуле
разложения в ряд экспоненты равенства (9-115), находим:
Задаваясь допустимым относительным спадом вершины
импульса, можно определить необходимую постоянную
времени цепи базы из неравенства тб ^ 4Аи-
При усилении импульсов прямоугольной формы обычно
допускается спад вершины не более 10%. Тогда постоянная
времени цепи базы должна удовлетворять неравенству-
/б ^ Ю/и. Теоретически можно получить сколь угодно
малую величину спада, выбрав очень большие значения
/?к, и Сб. Однако численные величины этих элементов
не могут превышать некоторых максимальных значений.
Выше был рассмотрен простейший случай искажения
вершины импульса усилителем с фиксированным током
базы. Если в каскадах используется способ стабилизации
режима отрицательной обратной связью по постоянному
току, то цепочка ЯЭСЭ будет вносить дополнительные
искажения вершины из-за возникновения на ней в области
низших частот отрицательной обратной связи по переменному
току. Искажения вершины, вносимые цепочкой ЯЭСЭ,
проявляются следующим образом. В момент подачи на вход
каскада, например, отрицательного скачка напряжения
коллекторный и эмиттерный токи увеличиваются. Однако
падение напряжения на сопротивлении скачком
измениться не может, так как оно зашуитировано конденсатором.
Все приращение тока эмиттера будет протекать через кон-
(9-114)
1».
(9-116)
334
того как заряд на емкости Скэ изменяется на величину,
соответствующую напряжению {/ВЬ1Х, через сопротивление
Ян начинает протекать выходной ток, равный £/вых/Ян.
Этот ток изменяет (увеличивает) заряд конденсатора Сб,
который на начальной стадии переходного процесса
определялся напряжением и0к. Так как напряжение на
обкладках конденсатора Сб изменяется (увеличивается по
абсолютной величине), а потенциал коллектора остается
постоянным, то выходное напряжение уменьшается, т. е. вершина
импульса искажается. Скорость снижения вершины
импульса тем больше, чем меньше
постоянная времени тб. ла*х
Переходная характеристика
показывает, что каскад с. ЯС-
связью принципиально не может
обеспечить неискаженную
передачу импульсов большой
длительности. Небольшие
искажения вершины можно получить
только при передаче коротких
импульсов. При передаче
прямоугольных импульсов
длительности (и на их вершинах возникает '
спад, равный Д[/вых. Рассматри- Рис. 9-12.
вая импульс прямоугольной
формы как сумму двух скачков напряжения
противоположной полярности, смещенных на время /и'(рис. 9-12, а),
можно найти выходной импульс, вычисляя сумму
переходных характеристик для каждого скачка. Из построения,
приведенного на рис. 9-12, б, видно, что в выходном сигнале
помимо спада вершины наблюдается «выброс», величина
которого практически равна спаду вершины импульса.
Возникновение выброса после окончания действия
входного сигнала объясняется тем, что накопившийся на
емкости разделительного конденсатора во время импульса
заряд мгновенно не исчезает. Конденсатор перезаряжается
через сопротивления Як и Ян с постоянной времени тб.
Ток перезаряда конденсатора Сб и образует на
сопротивлении Ян падение напряжения — выброс.
Спад вершины импульса равен разности между
значениями выходного напряжения в начале и в конце
импульса
А^вых = £/вых(0)-^вых(д. (9-1 13)
333
денсатор Сэ, заряжая его. Потенциал эмиттера становится
более отрицательным. Увеличение отрицательного
потенциала эмиттера будет продолжаться до тех пор, пока
конденсатор Сэ не зарядится полностью, а через сопротивление
не потечет весь эмиттерный ток. Увеличение
отрицательного потенциала эмиттера снижает амплитуду сигнала,
приложенного между базой и эмиттером, что в свою очередь
сопровождается уменьшением коллекторного тока. Это
обусловливает меньшее падение напряжения на
сопротивлении /?к> н, а следовательно, и снижение выходного сигнала,
т. е. спад вершины. Форма прямоугольного импульса на
выходе будет иметь вид, аналогичный рис. 9-12, б.
Если считать емкость С$ бесконечно большой, то
операторный коэффициент усиления для низших частот запишется
согласно равенству (9-70) в виде
К'и о
1 +
где А'
\ + Ве
Оригиналом этого выражения является функция
где
А(0 = К
«о
1 + а'я3
+
Л 7?,
1 + а'яа
(9-117)
СэЯэ
•^«•э— 1 + А'ЯЪ ~ 9 I
+ ЯЭ
А'
(9-118)
£?вых.э — выходное сопротивление по змиттерной цепи.
При А'ЯЪ ^> 1 получаем известную формулу
Ти а "
А'
1 + Ве0
Общий относительный спад вершины, обусловленный
как переходной цепочкой, так и цепочкой эмиттерной
стабилизации, равен сумме спадов (см. § 9-6):
335
в усилителе с і?С-связями, состоящем из N каскадов. При
этом искажения, вносимые многокаскадным усилителем,
будем выражать через параметры однокаскадного усилителя.
Искажения фронта импульса. Переходную
характеристику многокаскадного усилителя для начальной стадии
переходного процесса можно найти из операторного
изображения коэффициента усиления
N
Н(р).
і
(9-121)
Для N одинаковых каскадов получаем:
Н(р)
(1+/Тв)
N
(9-122)
откуда переходная характеристика запишется в виде
I г \N-rn ~
N
1 —Є
т = 1
(УУ — т)\
(9-123)
Начальные участки нормированных переходных
характеристик усилителя с одним, двумя и тремя каскадами
^й = } (—) представлены кривыми 1, 2 и 3 на рис. 9-14, а.
Длительность фронта и время запаздывания у
усилителя с монотонной (без выброса) переходной
характеристикой, какой бы сложной математической зависимостью она
337
Влияние обеих цепочек на искажения вершины импульса
можно учесть, введя эквивалентную постоянную времени
низших частот:
тн = Тб,т"-9 . (9-119)
Тогда
Ь=.Ь-. (9-120)
Искажения фронтов периодической последовательности
импульсов не отличаются от искажений фронта одиночного
импульса. Рассматривая искажения вершины
периодической последовательности, надо
^ учитывать . следующее. Конден-
\° \ сатор Сб не пропускает постоян-
! | ную составляющую тока.
Средний потенциал обкладки
конденсатора Сб со стороны
сопротивлений во времени остается
разным нулю (вследствие процесса
^ t перезаряда). Средний ток через
#н во времени также остается
равным нулю, т. е. в установив-
Рис* 9"13, шемся режиме (при / ^> тб)
площадь импульса, расположенная
выше нулевой линии, равна площади импульса,
расположенной ниже нулевой линии. Кроме того, при передаче
усилителем периодической последовательности
прямоугольных импульсов искажения вершины импульса зависят от
скважности. Наибольшие искажения имеют место при
усилений импульсных сигналов со скважностью 5 = 2
(симметричные импульсы). Поэтому усилитель, предназначенный
для работы с последовательностями импульсов различной
частоты и скважности, должен быть рассчитан на
допустимые искажения вершины прямоугольных импульсов самой
низкой частоты со скважностью 5 = 2.
Форма прямоугольного импульса после прохождения
через однокаскадный усилитель с /?С-связью показана на
рис. 9-13.
9-6. ИСКАЖЕНИЯ ФОРМЫ ИМПУЛЬСА
МНОГОКАСКАДНЫМ УСИЛИТЕЛЕМ
Минимальные искажения вносит многокаскадный
усилитель, построенный из идентичных каскадов. Рассмотрим
начальную и заключительную стадии переходного процесса
336
не описывалась, легко найти из операторного
коэффициента частотных искажений, который в общем случае можно
представить как частное от деления двух полиномов
n (р) _ #1 (р) ___•!+ а\р + 02р2 +... /п 194^
где порядок полинома Ы± меньше порядка полинома N^1
а-ь и Ъ{ — постоянные, определяемые параметрами схемы.
Можно показать, что длительность и время запаздывания
фронта определяются весьма удобными для практических
расчетов формулами:
tф = /2я[(6? —а}) + 2(аа —62)] (9-125)
и
^Ьг — ах. (9-126)
Длительность фронта выходного сигнала в
многокаскадном усилителе с идентичными каскадами приближенно
равна:
*фЛг= У 2^ тв ^ Уы *ф1, (9-127а)
где tф1 — длительность фронта одного каскада.
В усилителе с неидентичными каскадами величину (фм
можно определить по формуле
¿1" = 2 (ЧтТ- • (9-1276)
т = 1
Длительность фронта нарастания и верхняя граничная
частота полосы пропускания усилителя связаны
приближенной формулой (9-110). Время запаздывания фронта
в усилителе с идентичными каскадами равно:
и = М81. (9-128а)
Для усилителя с неидентичными каскадами
n
'з*= 2 (9-1286)
т = 1
Искажения вершины импульса. Операторное изображение
и оригинал переходной характеристики на заключительной
стадии переходного процесса для усилителя, состоящего из
338
N идентичных каскадов, определяются соотношениями:
Н(Р) = К
иО'
Р + -
1 '
, N(N-1) ( і
2! • и
■ N ■
(9-129)
•].(9-130а)
(9-1306)
/г(0 = /<«о[1-Л^-
При 4<т5
и относительный результирующий спад вершины равен:
Х„= N= №и1. (9-131а)
Для усилителя, состоящего из неидентичных каскадов,
результирующий спад вершины импульса (при 4 <^ тб)
равен сумме спадов, вносимых каждым каскадом
n
2 ^«
(9-1316)
т — 1
Искажения вершины импульса одно-, двух- и трехкаскад-
ными усилителями показаны кривыми 1, 2 и 3 на рис. 9-14, б.
9-7. ОДНОКАСКАДНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ НА ТРАНЗИСТОРЕ
С ОБЩЕЙ БАЗОЙ
Принципиальная и эквивалентная схемы однокаскад-
ного усилителя на транзисторе с ОБ приведены на рис. 9-15,
а и б. На эквивалентной схеме опущены сопротивления
и /"к ЇЯ9 ^> Явх> гк ^> (Як II Ян)]. Эквивалентная схема по
структуре подобна эквивалентной схеме однокаскадного
усилителя на транзисторе с ОЭ. Поэтому, заменив в
выражениях (9-11), (9-26) и (9-31) параметры /-б, Гэ\ Ве
соответственно параметрами Гэ, /"б, а, получим для области
средних частот:
/?», = г»' + г6(1-а); (9-132)
к аЯк. н
^#0 —
'^г + ^вх'
Явых Як»
(9-133)
(9-134)
(9-135)
339
Эти соотношения показывают, что однокаскадный
усилитель на транзисторе в схеме с ОБ имеет значительно
меньшее по сравнению с усилителем на транзисторе в схеме с ОЭ
входное сопротивление, а его коэффициент усиления по току
меньше единицы. Коэффициент усиления по напряжению
каскада на транзисторе в схеме с ОБ зависит от
сопротивления нагрузки, возрастая с увеличением £!н. Однако в
многокаскадных уСИЛИТеЛЯХ, КОГДа Янт = #ВХІЯ+і, #вхт+1 <
Я
вых т-1
Якт-1> Коэффициент уСИЛе-
ния по напряжению также
меньше единицы. Поэтому
построение
многокаскадных усилителей на
транзисторах с ОБ
нецелесообразно. Каскад с ОБ можно
применять лишь при работе
на каскад с высокоомным
входом (с ОЭ или ОК),
с трансформаторной связью
и в качестве выходного
каскада, работающего на вы-
сокоомную нагрузку.
Каскад с ОБ в отличие
от каскада с ОЭ не
сдвигает фазу выходного
сигнала на 180°. Сравнивая
равенства (9-26) и (9-133),
можно заметить, что они
совпадают при Rr = 0.
Действительно, при Rr = 0 схемы с ОЭ и с ОБ становятся
идентичными (за исключением сдвига фазы на 180°).
При анализе работы каскада в области низших частот
можно пренебречь зависимостью а от частоты и емкостями
Ск и Сп. Частотные искажения в области низших частот
определяются постоянной времени
*н = Са (RK + Rn).
(9-136)
Для анализа работы схемы в области высших частот
коэффициент передачи тока а целесообразно
представить в виде
1 + у'со (та + т;) 1 + усат; >
(9-137)
340
где
а,
тг = та -\- тк.
а,
(9-138)
(9-139)
Тогда для области высших частот
К
в
(і+>т;)(і + уштнагр) •
(9-140)
где
*г + г9' + гб
(9-141)
кагр '— ^н^мі. н»
(9-142)
Постоянная времени т'в каскада с ОБ меньше постоянной
времени тв каскада с ОЭ. Поэтому каскад с ОБ обладает
лучшими высокочастотными свойствами. Верхняя граничная
частота полосы пропускания определяется аналогично
равенству (9-66а). Из равенства (9-107) можно определить
искажение фронта передаваемого импульса. Из выражений
(9-66а) и (9-141) следует, что в отличие от каскада с ОЭ по-
Согласно равенству (9-132) входное сопротивление
каскада увеличивается с ростом частоты за счет снижения
коэффициента а, стремясь в пределе к величине гэ + г'б. В схеме
с ОБ входное сопротивление носит индуктивный характер
в отличие от емкостного характера входного сопротивления
схемы с ОЭ.
9-8. УСИЛИТЕЛИ С ЯС-СВЯЗЬЮ НА ЭЛЕКТРОННЫХ
ЛАМПАХ
По сравнению с транзисторными усилителями усилители на
электронных лампах обладают меньшим сроком службы, меньшей
механической прочностью, большими габаритами и весом. Цепи накала требуют
отдельного источника питания, что вызывает дополнительный расход
энергии. Для питания анодов ламп, как правило, используется
высоковольтный источник питания. Поэтому амплитуда выходного сигнала
в усилителе на электронных лампах может быть на порядок выше, чем
в усилителе на транзисторах. Параметры электронных ламп имеют
меньший разброс, практически не зависят от частоты и температуры
окружающей среды. Это исключает необходимость введения цепей
стабилизации режима ламп. Обладая большим входным сопротивлением,
341
электронные лампы практически не нагружают источник входного
сигнала и обеспечивают высокое усиление по мощности.
11
Рис. 9-16,
Усилители с /?С-связью на электронных лампах предназначены
главным образом для усиления напряжения. Принципиальная схема
Х а) I
Йь Со
Рис. 9-17.
усилителя представлена на рис. 9-16. В анодную цепь усилительной
лампы включено анодное сопротивление #а, с которого снимается
усиленное переменное напряжение. Автоматическое смещение в цепи ка-
342
тода устанавливает необходимый режим работы лампы. Между сеткой
лампы и землей включено сопротивление утечки сетки. Пунктиром на
схеме показана емкость Свх1, которая включает в себя входную емкость
каскада и емкость монтажа. Нагружающее источник сигнала входное
сопротивление усилителя 1ВХ является комплексным.
Входное напряжение первого каскада Цвх вызывает изменения
анодного тока лампы Лх. Переменная составляющая анодного тока /а
является суммой тока [ъ проходящего через анодное сопротивление /?а,
и выходного тока каскада 1*ВЫХ1. Обычно в усилителях напряжения
*1 4ых 1» и выходное напряжение каскада можно приблизительно
определить как произведение 1а#а. Это напряжение является входным
для следующего каскада.
Принципиальная схема каскада
с паразитными элементами и его
полная эквивалентная схема приведены на
рис. 9-17, а и б. На эквивалентной
схеме электронная лампа по анодной
цепи заменена эквивалентным
генератором напряжения М^вх,
имеющим внутреннее сопротивление ]%1г.
Пренебрегая сопротивлением /?вх2
(#ВХ2 ^ и объединяя входную
емкость следующего каскада Свх2,
емкость монтажа См и выходную емкость
рассматриваемого каскада Свых1 в одну
емкость С0 (в реальных усилителях
конденсатор Сс имеет емкость порядка
нескольких десятков или сотен тысяч
пикофарад, а выходную емкость —
порядка нескольких пикофарад),
получаем упрощенные эквивалентные
схемы, изображенные на рис. 9-17, в и г.
Емкость С0 определяется соотношением
уо — Сак (1) + См + Сск (2) +
+ Сас(8)(1+/Г„о(2>). (9-143)
Рис. 9-18.
(Индекс 1 относится к анализируемому каскаду, а 2 — к
последующему).
Рассмотрим работу каскада в области средних, низших и высших
частот. Эквивалентные схемы каскада для этих диапазонов частот
показаны на рис. 9-18, а—е.
В ламповых усилителях входное сопротивление обычно много
больше внутреннего сопротивления источника сигнала. Поэтому £ГГ
совпадает с 0пх, и коэффициент усиления по напряжению определяется
отношением Кп = ^вых/^вх-
Вобласти средних частот можно пренебречь
влиянием емкостей (емкость С0 не шунтирует сопротивления #а, и Яс,
а реактивное сопротивление емкости разделительного конденсатора Сс
значительно меньше сопротивления кс). Коэффициент усиления кас-
1 При расчетах можно также пользоваться эквивалентным
генератором тока.
343
када для области средних частот максимален, а угол сдвига фаз равен
нулю:
Као = Аймаке = п~ Б~« (9-144)
ф = 0. (9-145)
Знак минус указывает на сдвиг фазы выходного сигнала
относительно входного на 180°. (В дальнейшем знак минус будем опускать.)
Для повышения усиления на средних частотах необходимо увеличивать
сопротивления Яа и Rz.
В области низших частот проводимость емкости С0
становится весьма малой по сравнению с проводи мостя ми остальных
элементов схемы и ею можно пренебречь; кроме того, реактивное
сопротивление X разделительного конденсатора Сс с уменьшением частоты ста-
1
новится соизмеримым с Rc. Если сон —*0, то Хс =— > со и
Кип падает до нуля.
Модуль коэффициента усиления Kmi(j®) и его аргумент
определяются соотношениями:
Кип И = /
1 +
(9-146)
.(0НТС ,
»8ФнИ = -^—, (9-147)
где тс = Сс (#с + Яіа) — постоянная времени цепи сетки;
' #£а = Лі II/?а- (9"148>
Неравномерность амплитудно-частотной характеристики и угол
сдвига фаз равны:
М» «в) =#а = , ' , ; (9-149)
V
1 +
сонтс
ФнСю) = агсГо-—!—. (9-150)
шптс
Сдвиг фаз на низших частотах близок к +зг/2.
Для того чтобы падение усиления на низших частотах рабочего
диапазона не было ниже допустимого, необходимо выполнить
неравенство
м„
344
Низшая граничная частота условной полосы пропускания
определяется из равенства (9-666) путем замены тб на тс.
Для уменьшения неравномерности амплитудно-частотной
характеристики на низших частотах следует увеличивать постоянную времени
цепи сетки тс, увеличивая емкость разделительного конденсатора Сс
или сопротивление утечки сетки следующего каскада #с.
Величина 7?с ограничивается конечным значением сопротивления
изоляции между пластинами разделительного конденсатора и сеточным
током лампы. При слишком большой величине падение напряжения
на нем может изменить режим работы лампы следующего каскада.
Поэтому сопротивление Яс обычно выбирают не более 0,5—1 Мом. При
выборе сопротивления #с учитывается эффект шунтирования им
сопротивления анодной нагрузки 7?а. Для того чтобы усиление каскада
заметно не снижалось, величина сопротивления #с должна удовлетворять
неравенству
#с^(5-М0Ь)/?а. (9-151)
Увеличение емкости разделительного конденсатора Сс всегда
сопровождается уменьшением сопротивления изоляции /?ут, увеличением
габаритов и паразитной емкости монтажа. На практике величина ем-;
кости Сс обычно не превышает десятков или сотен тысяч пикофарад.
На низших частотах дополнительные искажения вносит
конденсатор цепочки автоматического смещения Ск. Для того чтобы искажения,
вносимые этим конденсатором, не превосходили допустимых, емкость его
необходимо выбирать из условия [Л. 25]
[МкО+У?к)]2-1 (9-152)
где ба = ^ крутизна характеристики /а = / (17с) р , р (для
пентода следует подставлять крутизну катодного
тока 5К = 8 /оа + /ос2
Л)а
Мк — допустимый коэффициент частотных искажений,
обусловленных цепочкой Ск/?к.
Вобласти высших частот реактивным сопротивлением
разделительного конденсатора Сс можно пренебречь (при сов —* оо .
Хг —► 0). Падение усиления с возрастанием частоты обусловлено
уменьшением реактивного сопротивления паразитной емкости С0.
Величина Хс = 1 /совС0 становится соизмеримой с Яа, в связи с чем
возрастает доля переменного напряжения, падающего на
сопротивлении Я,-. Если сов —* 0, то Хс — 0 и Киц стремится к нулю.
Модуль коэффициента усиления Кив (/со) и его аргумент
определяются формулами
(у) = Е = Кт •
¡1 + ^ + ^) ут+дада ]Л +(мл)2 '
(9-153)
tg фа (со) = — совтв, (9-154)
345
где тв постоянная времени цепи анода
гв = С0/?0; (9-155)'
*о = /га||Я£||Яс.
Неравномерность частотной характеристики и угол сдвига фаз
определяются соотношениями:
Мв (о) = 1 (9-155)
У1 + (<овтв)" '
фв (со) = агс^ (— совтв). (9-157)
На очень высоких частотах угол сдвига фаз близок к —я/2.
Для того чтобы усиление на высоких частотах не снижалось ниже
допустимого, постоянная времени цепи анода должна удовлетворять
неравенству
совМв '
Высшая граничная частота условной полосы пропускания определяется
из равенства (9-66а).
Для улучшения частотной характеристики на высших частотах
необходимо уменьшать постоянную времени цепи анода тв, т. е.
уменьшать емкость С0 или сопротивление /?0. Емкость С0 определяется
конструкцией усилителя и типом электронной лампы, к выбору .которой
необходимо подходить весьма тщательно.
Разделив числитель и знаменатель выражения (9-144) на
получим:
Као^йЛо. (9-158)
Из (9-158) следует, что коэффициент усиления пропорционален
крутизне характеристики лампы в рабочей точке и эквивалентному
сопротивлению /?0' Определив из соотношения (9-156)
установим связь между усилением каскада на средних частотах и
верхней граничной ^частотой полосы пропускания:
^0 шв. гр
Добротность усилительного каскада постоянна, определяется
только соотношением 5/С0 и не зависит от сопротивления нагрузки. Верхняя
граница полосы пропускания при Кио — 1» выраженная в мегагерцах,
часто называется коэффициентом широкополосности лампы. Чем больше
этот коэффициент, тем меньше каскадов требуется для получения
заданного усиления при фиксированной полосе пропускания, тем меньшей
стоимостью и большей надежностью обладает усилитель. Выражение
(9-160) показывает, что в усилителях, предназначенных для работы
с высокой граничной частотой, необходимо применять лампы,
характеризующиеся большим отношением £/С0. Величина отношения 5/С0
346
у пентодов обычно больше, чем у триодов. Однако триоды имеют
меньший уровень шумев и потребляют меньшую мощность. Поэтому пентоды
целесообразно применять лишь в случаях, когда использовать триод
затруднительно, например в импульсных усилителях. Расширить полосу
пропускания в сторону высших частот (при выбранной лампе) можно,
лишь уменьшая сопротивление Rя.
Максимальная величина /?а ограничивается не только частотными
искажениями. Чрезмерное увеличение Ял приводит к понижению
анодного напряжения усилительной лампы, при этом нагрузочная прямая
проходит по криволинейным участкам характеристик с малыми
значениями [х и большими значениями Это резко снижает коэффициент
усиления на средних частотах. Режим работы триода и сопротивление
а = = 3 ~- 5. Увеличение а выше
указанных значений не дает
заметного повышения коэффициента
усиления каскада.
Работа каскада при
усилении импульсных
Ra обычно выбирают из условия
SUex
и6ых
"1
IÍI А 1 Ua Rr\] ивы,
Рис. 9-19.
сигналов. У триодов основную роль во входной
динамической емкости играет Спрох = Сас1. У экранированных ламп емкость
Сас1 очень мала (сотые или тысячные доли пикофарады). Каскады
импульсных усилителей обычно строятся на пентодах и имеют небольшой
(порядка 10) коэффициент усиления (рис. 9-19, а). В этом случае
слагаемое Сас1 (1 + Кцоъ) в выражении (9-143) значительно меньше емкости
Сс1к и его можно не учитывать. Входная динамическая емкость пентода
в импульсном усилителе мало отличается от суммы приводимых в
справочнике входной и выходной статических емкостей.
Тогда
О о = Свых i + См + Свх 2ст» (9-161)
Для пентода R¿ > Да и i?c> Ra. Можно считать, что R0 ^ R&:
Коэффициент усиления каскада приближенно определяется формулой
tf„0 = S/?a. (9-162)
В эквивалентной схеме пентод удобно представить в виде генератора
тока. Полная и упрощенная эквивалентные схемы каскада усиления
импульсов приведены на рис. 9-19, б — д. При расчете переходной
характеристики можно считать, что протекающий через сопротивление
347
/?с ток значительно меньше тока /а и весь ток 5£/вх протекает через
сопротивление #а и емкость С0.
Операторное изображение выходного напряжения имеет вид:
^вых {Р) = иш о» *«, = $ип (Р) .
(9-163)
Операторная переходная характеристика описывается выражением
"м-к-о+ми+м' (9"164)
где та = /?аС0.
Отсюда переходная характеристика определяется аналогично
равенству (9-105)
?1(0^Кп0\е ^ -е (9-165)
Фронт нарастания импульса описывается соотношением
Л(0 = 5/?а(1-е (9"166)
Длительность фронта равна:
*ф = 2,2та = 2,2/?аСо. (9-167)
Длительность фронта нарастания пропорциональна постоянной
времени цепи анода. Так как емкость С0 определяется выбранным
типом лампы, то для сокращения фронта необходимо уменьшать
сопротивление анодной нагрузки. При этом несколько снижается коэффициент
усиления /(„0. Поделив /СЛ0 на находим:
~=^г4-. (9-168)
Отношение /Сдо к определяется в основном параметрами лампы —
ее коэффициентом широкополосности, поэтому в импульсных
усилителях желательно применять лампы с максимальным отношением 5/С0.
Вершина импульса описывается соотношением
г
Л(*) = 5#а<? \ (9-169)
Степень искажения вершины импульса определяется постоянной
времени цепи сетки тс = (/?а + #с) СС^ЯССС. Относительный спад
вершины импульса с длительностью 1^ равен:
Хи= 1-е "с (9-Л70)
Цепи автоматического смещения {ИКСК) и питания экранирующей
•сетки (/?5>С\) вносят дополнительные искажения вершины импульса.
Если каждая из всех трех цепей вносит сравнительно небольшой спад
348
В общем случае комплексный коэффициент частотных
искажений усилителя определяется соотношением
' ^ + Ь[](о + Ъ, (усо)2 + (усо)з + ...
_ Ах +]ВХ _ (;©)_ (9-171)
Модуль коэффициента частотных искажений равен:
М((о).^1іШ, (9-172)
где Лх и А2 — вещественные части числителя и знамена-'
теля;
Вх и В2 — их мнимые части.
Аг и А2 содержат только четные степени со, а Вх и В2 —
нечетные. Квадрат модуля коэффициента частотных
искажений содержит только четные степени со и приводится
к виду
7И2 («,) = + ^ + + ((И73)
Выражение (9-173) показывает, что наилучшая
амплитудно-частотная характеристика получается при равенстве
коэффициентов у членов полиномов с одинаковыми степе-|
нями со2 в числителе и знаменателе (число их определяется!
количеством корректирующих элементов), т. е. аг = Ь±Л
а2 = Ь2, а3 = Ь3 и т. д. Из этих уравнений можно опреде-]
лить оптимальные величины корректирующих элементов,!
соответствующих наилучшей амплитудно-частотной
характеристике. "
Идеальная фазо-частотная характеристика описывается
уравнением
ф (со) = _ С (о.
Модуль фазо-частотной характеристики приводится
виду ^
Числитель выражения (9-174) содержит только нечетны^
степени со, а знаменатель — четные (ср — нечетная функ?
ция), '
350 :
вершины, то можно показать, что суммарный спад приближенно
определяется выражением [Л. 18]
А = Хи + + ^с2 ^ = t\\ [— + 7=г + г> ^ г ) >
где sk — крутизна катодного тока;
riz2 — дифференциальное внутреннее сопротивление по цепи
экранирующей сетки;
тн — эквивалентная постоянная времени.
Задаваясь относительными спадами, можно определить
необходимые величины емкостей блокировочных конденсаторов Ск и Сэ. Часто
сопротивление rk не шунтируется емкостью Ск. Это снижает спад
вершины и, естественно, усиление ki,o<
Расчет граничных частот и искажений формы импульса
многокаскадным усилителем по параметрам одного каскада и числу каскадов
производится аналогично расчету усилителей на транзисторах.
9-9. КОРРЕКЦИЯ ХАРАКТЕРИСТИК УСИЛИТЕЛЯ
С #с-связью
" Для улучшения частотных и переходных характеристик
усилителей с RC-связъю необходимо уменьшать постоянную
времени тв и увеличивать постоянную времени тн. Однако
и то, и другое встречает известные трудности. На практике
увеличение добротности усилителя достигается введением
корректирующих цепей. Коррекция крайне необходима
в импульсных усилителях, которые должны быть
обязательно широкополосными. Коррекция усилителя
осуществляется либо введением дополнительных частотно-
зависимых элементов, которые частично
нейтрализуют влияние факторов, вызывающих
неравномерность амплитудно-частотной характеристики усилителя,
либо обратно й связью. Неравномерность
амплитудно-частотной характеристики усилителя на высших и
на низших частотах обусловлена различными элементами
схемы каскада, поэтому задачу коррекции можно решать
раздельно для различных ч участков амплитудно-частотной
характеристики. В усилителях гармонических колебаний
вводится коррекция высших и низших частот. При
усилении импульсных сигналов это соответствует коррекции
фронта и вершины импульса.
Упрощенно расчет оптимальных параметров схем
коррекции сводится к следующему.
Идеальная амплитудно-частотная характеристика
усилителя, равномерно усиливающего сигналы с частотами от О
до сю, должна описываться уравнением
М (СО) = COnst = 1;
349
Условием отсутствия фазовых искажений (линейность
фазовой частотной характеристики) является постоянство
первой производной
<р'(со) = const.
Первую производную ф по со можно представить в виде
Л^4 (со) TV: (со) — N3 (со) N'A (со) ^ 1
ф' w =
Со
1 + ¿2 CO2 + rf4C04 + •
(9-175)
Рис. 9-20.
Из выражения (9-175) следует, что наилучшая фазо-частот-
ная характеристика получается при равенстве
коэффициентов у полиномов ф'(со) с одинаковыми степенями со2 в
числителе и знаменателе, т. е. с2 = <і2, с4 = ¿4 и т. д. Из этих
уравнений можно найти
оптимальные .величины
корректирующих
элементов,
соответствующие наилучшей фазо-ча-
стотной характеристике.
Величины
корректирующих элементов,
рассчитанные из
соотношений (9-173) и (9-175),
в общем случае различны, т. е. элементы, оптимальные
с точки зрения получения наилучшей амплитудно-частотной
характеристики, не являются оптимальными для коррекции
фазо-частотной характеристики, и наоборот.
Низкочастотная коррекция (коррекция искажений
вершины импульса). Неравномерность амплитудно-частотной
характеристики в области низших частот и искажения
вершины импульса обусловлены в основном цепями междукас-
хадной связи. Если схему усилителя на транзисторе
построить так, что с уменьшением частоты коллекторное
сопротивление будет увеличиваться, то получающийся при
том рост будет компенсировать уменьшение усиления,
ызванное емкостью Сб. Простую схему коррекции низших
тстот можно получить, включив в коллекторную цепь
"ранзистора сопротивление 1К = Кк+Я$ || (— Дсф) = Як +
я,
ф
(рис. 9-20, а). Зависимость модуля ZK от
і -г уюСфЯф
--стоты показана на рис. 9-20, б,
351
Необходимая величина емкости Сф обычно велика, и]
в качестве ее используются электролитические конденса-|
торы. Так как внутреннее сопротивление источника питания |
коллектора для переменной составляющей тока пренебре-|
жимо мало, то конденсатор можно заземлить. Такая схема!
(рис. 9-21, а) обычно называется схемой низкочастотной;
коррекции с коллекторным фильтром. Схема. коррекции-;
с ЯС-фильтром одновременно выполняет роль развязываю^
щего фильтра, предохраняя каскад от паразитных наводок
через источник питания. Кроме того, ЯС-фильтр улучшает^
температурную стабилизацию по постоянному току беаг
уменьшения коэффициента усиления на средних частотах.^
Рис. 9-21.
Эквивалентная схема каскада с низкочастотной коррек-3
цией изображена на рис. 9-21, б. С приходом импульса тока|
напряжение между точками а и б схемы возрастает (заряя|
конденсатора Сф), компенсируя падение напряжения на?
разделительном конденсаторе Сб. Выходное напряжений
в течение некоторого времени остается постоянным, а спад|
вершины отсутствует. Емкость Сф должна выбираться так,]
чтобы усиление на средних частотах усилителя с
коррекцией и без коррекции было одинаковым. На достаточно выак
кой частоте 2К Як. Эффективный коэффициент передачи
тока базы и коэффициент усиления для средних частот
Кпо определяются формулами (9-3) и (9-26).
Напряжение на выходе схемы рис. 9-21 определяется
формулой
р ■
у вых — &с0
Я,-
+ ■
1 +у'<л>Сф/?ф ;соСб
352
Коэффициент усиления схемы с коллекторным фильтром
для области низших частот равен:
(Як + я„) (1 + ;<осф/?ф) ' мсй (лк + я„)
(9-176)
Обозначив
4 1 "
после ряда преобразований запишем выражение для
коэффициента усиления в следующем виде:
Введя обозначения
±1+ м.
1-Сф тб у'
<7*Ф * \ Я1*ф *б /' тфтб
и поделив равенство (9-177) на /Сйо> получим выражение для
коэффициента частотных искажений усилителя с
низкочастотной коррекцией:
Мн(/со) = Д^ + У(й* (9-178)
Квадрат коэффициента частотных искажений равен:
Из соотношения (9-179) получим уравнение, из которого
можно определить оптимальные параметры коррекции
амплитудно-частотной характеристики:
а* = аа —26. (9-180)
12 Виноградов Ю. В. 353
Подставив в равенство (9-180) вместо а, с и 6 их значения,
находим условия идеальной низкочастотной коррекции
= 0;
(9-181а)
(9-1816)
Первое условие коррекции для К Ф 0 (#к ф 0) возможно
лишь при /?ф -> оо, что практически невыполнимо при
конечных величинах Ек. Обычно цх выбирают в диапазоне
0,5—0,1. Второе условие коррекции легко выполняется.
Из расчета известны величины #к и Л?н. Известно и
частное
Як
q
m = — =
чх
(9-182)
Сопротивление #ф можно выбрать по допустимой величине
падения напряжения на нем (У#ф при протекании тока
/0к. После этого определяется величина д = Як/Яф и из
уравнения (9-180) находится отношение тф/тб,
обеспечивающее наилучшую коррекцию амплитудно-частотной
характеристики:
2*. =
\ т5 /опт
У(т)'+(1+т)-(1+т)'-т-<»-1Ю'»
Для ламповых схем вместо Як и /?и следует подставлять
и При 7?с ;> имеем т « 0. Тогда оптимальное
отношение Тф ктс = 1^сСс равно:
íL-v^+t)'-1- (9-183б)
Из уравнения (9-179) можно найти низшую граничную
частоту усилителя с коррекцией по уровню 0,707 при
(Тф/Тб)опт:
юнуТ
°V к =
(9-184)
где с0н = 1/^6.
При расчетах по выбранному ц находится отношение
(^ф/^б)опт- По величине (тф/тб)опт и заданной частоте сон. к
определяется величина сои. Далее рассчитываются тб и
354
емкость Сб. Зная С$ и (*ф/тб)опт, легко определить емкость
фильтра Сф.
Если Тф/тб < (Тф/Тб)опт> то нижняя граничная частота
корректированного усилителя несколько уменьшается.
Однако на частотной характеристике в области низших частот
при этом наблюдается подъем, т. е. происходит
перекомпенсация частотных искажений
(рис. 9-22, а). Наилучшая
фазовая характеристика в области,
где фаза не меняет знак,
получается при выполнении условия
(9-1816). Однако при этом также
возникает частотная
перекомпенсация. Для снижения
частотных перекомпенсаций при .
сохранении хорошей фазовой ха-
р а ктер исти ки цел есообр аз но
уменьшать параметр ц.
Определим элементы
низкочастотной коррекции,
отвечающие наилучшей переходной характеристике. Согласно
равенству (9-178) операторная переходная характеристика
имеет вид:
лвых
п
*
1 2
Рис. 9-22.
Нк(р) = К
ао
Р(Р + <х)
р2 + ар + Ь
где plt р2 = — ^-±у(^
РІР + «)
(P—Pi)(P — pî)'
-b = — c±d;
с =
Переходная характеристика описывается уравнением
(а+Л)еРі'_(а + Л)еР*'
К (0 = *«о-
Pi —Pi
(9-185)
Разлагая экспоненциальные члены в степенной ряд и
ограничиваясь при этом тремя членами разложения (ta <^ тб
и ta <^ тф), получаем:
А. (О = +Pi)-(« +Р.)+
+ (а + Pi) Pi* — (« + Pi) Р4 + (« + Pi) ^ —
^ + ...].
12*
(9-186)
355
Эффективность коррекции можно оценить отношением
спадов некорректированного и корректированного
усилителей при одинаковых значениях тб и tn:
К\. нскор 2Тб Сф
или относительным уменьшением необходимой постоянной
времени тб при одинаковых значениях Я, у импульса
длительностью /и.
Если в усилителе низкочастотные искажения вносятся
элементами эмиттерной стабилизации, то в соотношение
(9-188) вместо тб следует подставить т„ из соотношения
(9-119). Следует иметь в виду, что условие наилучшей
коррекции (9-187) справедливо лишь при малых значениях д.
В реальных схемах сопротивление соизмеримо с /?к и
в значительной мере шунтирует емкость Сф. В связи с этим
даже при выполнении условия (9-187) имеется некоторый,
хотя и меньший, чем в некорректированной схеме, спад
вершины импульса.
Для ламповых усилителей условия наилучшей
коррекции вершины импульса определяются соотношениями:
4 Кф ' (9-189а)
/?аСф = ЯССС. )
Относительный спад вершины импульса длительностью
4 равен:
^-щ-=~Ч^- (9"189б)
Из равенств (9-181), (9-188) и (9-189) можно сделать
заключение, что расчетные соотношения для транзисторного
и лампового вариантов усилителей с коррекцией фильтром
будут аналогичны лишь для случая транзисторного
усилителя с потенциальным выходом 7?н ;> 7?к при Сф ^> Сб.
Иногда встречаются схемы низкочастотной коррекции,
в которых коррекция осуществляется введением
переменной отрицательной обратной связи по напряжению (с
коллектора на базу).
Высокочастотная коррекция (коррекция искажений
фронта импульса). Основной причиной неравномерности
частотной характеристики в области высших частот и
соответственно источником искажений фронта импульса в тран-
357
В обычном усилителе без коррекции переходная
характеристика Я (/) монотонно падает, начиная с момента
времени I = 0, а производная /г'(/) всегда отрицательна.
Коррекция дает возможность не только ликвидировать это
падение, но даже придать функции Як(/) в начальный момент
времени (/ = 0) нарастающий характер (1г'к({) >0),
благодаря чему можно получить выходной импульс, у которого
^вых(О) = ^вых(^и)- Для упрощенных расчетов считают, что
наилучшая коррекция вершины получается при равенстве
нулю производной от переходной характеристики в точке
^ = 0. Дифференцируя равенство (9-185) по времени и
приравнивая первую производную нулю в точке = 0,
получаем уравнение для определения параметров
наилучшей коррекции
!1к(П = ^[(а + Р1)Р1-(а+р2)р2] = 0 .
или
а = 2с = ау
откуда условие наилучшей коррекции вершины имеет вид:
СфЯк = СбЯ„. (9-187)
Соотношение (9-187) аналогично условию наилучшей
коррекции частотной характеристики усилителя в области
низших частот.
При выполнении условия наилучшей коррекции спад
вершины импульса длительностью /и определяется только
третьим членом разложения формулы (9-186)
АЛк ('и) = *„о (-™ + а*-Ь)^-.
Подставив вместо а, а и Ь их значения и проведя
преобразование с учетом равенства (9-187), определим
относительный спад вершины импульса А,к корректированного
усилителя:
, _ (сф + сб) /; дк сф + сб
. т|2Сб ' 2т| Яф С$
(9-188)
Если условие (9-187) не выполняется, то возможны либо
недокоррекция (ЯКСФ > /?иСб), когда на вершине выходного
импульса наблюдается монотонный спад (кривая 2 на рис.
9-22, б), либо перекоррекция (ЯКСФ < /?„Сб), когда на
вершине импульса имеет место монотонный подъем (кривая
1 на рис. 9-22, б).
356
зисторном усилителе является сам усилительный элемент,
а в ламповом — паразитная емкость С0. Простейшую схему
высокочастотной коррекции можно осуществить, включив
вместо сопротивления Як (или Яа) цепочку, модуль полного
сопротивления которой возрастает с увеличением частоты.
В ламповых схемах наибольшее распространение получила
схема коррекции небольшой индуктивностью, включаемой
в анодную цепь лампы последовательно с сопротивлением
/?а (рис. 9-23, а) (простая параллельная коррекция). В
транзисторных схемах распространена также схема
высокочастотной коррекции с помощью обратной связи по току.
Рис. 9-23.
Рассмотрим схему лампового усилителя с простой
параллельной корре к.ц и е й. Эквивалентная
схема каскада для области высших частот приведена на
рис. 9-23, б. Комплексное сопротивление общей анодной
нагрузки равно:
(Ла+№). 1
2Н = -
/?а + У С0І -
У'соСо
У'соСо
Для комплексного коэффициента усиления каскада с
коррекцией получаем:
у'соС0/?а — со21С0
(9-190)
Индуктивность Ь должна выбираться так, чтобы ее
влияние не сказывалось на усилении в области средних частот.
358
Разделив (9-190) на (9-162) и проведя ряд
преобразований, найдем квадрат модуля коэффициента частотных
искажений каскада с коррекцией и фазовый сдвиг на высоких
частотах:
М;з= 1 + (1 — 2/72) о* + ; (9-191)
ср = —агс^О (1 — т + т2Й2), (9-192)
где т — коэффициент коррекции, равный квадрату
добротности параллельного колебательного контура,
образованного элементами С0 и 7?а,
т-щЬ (9-193)
£2 — нормированная (безразмерная) частота;
& = со#аС0-сота. (9-194)
Уравнения (9-191) и (9-192) показывают, что амплитудно-
частотная и фазо-частотная характеристики как функции
нормированной частоты Й зависят только от коэффициента
коррекции. На рис. 9-24, а, б показаны частотная и фазовая
характеристики каскада, построенные для разных т (для
различных величин корректирующей индуктивности). Из
графиков видно, что при больших значениях т на частотных
характеристиках появляется максимум в области высоких
частот, а фазовые характеристики имеют большие
нелинейности. Наличие максимума указывает на то, что при
увеличении т параллельный контур начинает обладать заметной
добротностью и проявлять избирательные свойства.
Коэффициент коррекции т = тч, соответствующий
наилучшей частотной характеристике, найденный из
уравнения га2 = 1 — 2т [согласно'равенству (9-191], равен тч =
= 0,414. Взяв производную от фазо-частотной
характеристики и приравняв коэффициенты при Й2 в числителе и
знаменателе, получим уравнение Зт2 = (1 — т)3, из
которого можно найти коэффициент коррекции,
соответствующий оптимальной фазовой характеристике тф = 0,322.
Несмотря на простоту, схема параллельной коррекции
существенно улучшает качественные показатели усилителя:
при оптимальном коэффициенте тч = 0,414 добротность
каскада увеличивается в 1,71 раза. Используя эту схему,
либо можно в 1,71 раза расширить полосу пропускания при
359
выбранном Ra, либо, взяв сопротивление /?а в 1,71 раза
больше, можно получить в 1,71 раза большее
усиление при одинаковой с некорректирозанным
усилителем полосе пропускания.
При передаче
импульсных сигналов
индуктивность L изменяет скорость
заряда паразитной
емкости С0. В момент подачи на
вход усилителя скачка
напряжения на
индуктивности возникает э. д. с.
самоиндукции, которая
препятствует изменению тока,
протекающего через нее и
Через СОПрОТИВЛеНИе Яа-
Приращение анодного тока
А/а проходит через
емкость С0 и последняя
заряжается • быстрее. С
течением времени э. д. с.
самоиндукции уменьшается,
ток через L и Яа начинает
возрастать и наконец
устанавливается таким же, как
и в схеме Оез
коррекции. Установившееся
значение выходного
напряжения иъых{оо) = Д/а/?а =
= SRaUBX = KnoUBx не
отличается от
установившегося значения выходного
сигнала
некоррелированного каскада. Коррекция
позволяет сократить
длительность фронта без
потери усиления, т. е.
повысить отношение KnJt^
Операторная переходная характеристика каскада с
простой параллельной коррекцией приводится к виду
H(p) = SZ(p)-
р +
тхя
Р2 + Р-\ г
шха mxl
(9-195)
360
Характер переходного процесса определяется корнями
характеристического уравнения [равенство нулю
знаменателя соотношения (9-195)]:
р^-^УЩ- (9-196)
В зависимости от величины т корни р1 и р2 могут быть
вещественными или мнимыми. Если 4т< 1, то переходный
процесс является апериодическим, при 4гп = 1 —
критическим, а при 4т >> 1 — колебательным. Апериодический
режим работы усилителя нецелесообразен, так как он не
улучшает существенно характеристики усилителя.
В критическом режиме работы ^т=0,25, ькр=0,25і?:Со
или ^а-=-2_У^тр") пеРех°Дная характеристика описы-
вается экспоненциальной зависимостью
к (і) - 5/?а
1~{1+~^)е (9"197)
Если корректирующая индуктивность L >> Lкp (т >
>> 0,25), то переходная характеристика каскада имеет вид:
/2(0 = 5Яа
где
1 + , —є а 8Ш і = іЬ,
,(9-198)
V 4т
: 1
Переходный процесс будет колебательным: при скачке
тока между Ь и С0 происходит обмен энергией и возникают
кратковременные колебания. На вершине появляется
выброс — максимальное превышение выходным напряжением
своего установившегося значения. На рис. 9-24, в приведены
переходные характеристики каскада с параллельной
коррекцией для разных т.
Выброс на переходной характеристике можно
определить по первохму экстремальному значению функции к (I)
, агс1д V 4т — 1 4-7с
ТОЧКе /экстр! Л7 г ;
у 4т — 1
аг(^ У 4т — 1
Л^.кстРі) = 1 +Уте
361
Амплитуда первого выброса характеристики равна:
аг^УШ — 1 —тс
6 = Уте . (9-ЖО)
По заданной амплитуде выброса на вершине из формулы
(9-200) можно определить необходимый коэффициент
коррекции т. При б < 10% амплитуду выброса можно определить
по приближенной формуле (т > 0,25) [Л. 22]
6ъ(т — 0,25)2.
Наличие индуктивности в анодной цепи лампы ускоряет
нарастание выходного напряжения. Относительное
сокращение времени нарастания удобно характеризовать отношением
длительности фронта выходного импульса
некоррелированного усилителя /ф к длительности фронта выходного
импульса корректированного усилителя /ф> к:
В табл. 9-1 призедены значения а, б и относительного
расширения полосы пропускания усилительного каскада
с простой параллельной коррекцией для разных значений т.
Таблица 9-1
т
0
0,25
0,35 *
0,414
0,5
'ф. к
ь, %
1
0
1,43
0
1,68
1
1,81
3,1
1,96
6,7
/в. гр. к
/в. гр
% 1
1,41
1,67
1,71
1,8
На практике выбирают режим коррекции, при котором
выброс невелик. Приемлемым обычно считается амплитуда
выброса б « 1 %, которому соответствует значение т =
= 0,35. Требование получения импульса с б = 1% не
совпадает ни с условием получения наилучшей амплитудно-
частотной характеристики (тч = 0,414), ни с условием
получения наилучшей фазо-частотной характеристики
(тф = 0,322), ни с условием получения наилучшей пере-
362
ходной характеристики (т = 0,25). Поэтому нельзя
говорить о едином коэффициенте коррекции, одинаково
оптимальном со всех точек зрения. Коррекция производится
исходя из тех требований к усилению, которые являются
наиболее важными. Например, в импульсном усилителе
таким требованием является коррекция переходной
характеристики, в усилителе звуковых частот — амплитудно-
частотной характеристики. Иногда допускаются выбросы
больше 1%. Однако при т^>0,4 выигрыш в длительности
фронта невелик. Кроме того, если для каждого каскада
б ^> 1%, то на выходе многокаскадного усилителя
результирующий выброс возрастает.
Анализ работы многокаскадных усилителей, состоящих
из идентичных каскадов с высокочастотной коррекцией,
показывает, что при некотором оптимальном коэффициенте
коррекции амплитуда выброса на выходе многокаскадного
усилителя не превышает величину выброса одного каскада.
Таким оптимальным коэффициентом коррекции является
т= 0,34 с выбросом б1опт = 0,8%. При б£ < б1опт выброс
в многокаскадном усилителе меньше, а при бх > б1опт —
больше, чем в каскаде. Длительность фронта импульса на
выходе Л^-каскадного усилителя приближенно равна:
^^У^ф! при 6^6^;
^^м<.У^1ф1 при 6Х>6
На практике входной сигнал никогда не имеет идеальной
прямоугольной формы, а первые каскады усилителя часто
строятся без коррекции. Поэтому на вход последних
корректированных каскадов поступают сигналы с конечной
длительностью фронта, и на выходе корректированного
каскада выброс не наблюдается вплоть до значения т «
^¿0,4, а при т « 0,5 составляет величину порядка 1 % даже
при подаче на вход предыдущего некоррелированного
каскада скачка напряжения. При расчете многокаскадного
усилителя необходимо учитывать реальные условия работы
корректированного каскада, что позволяет получить
выигрыш в длительности фронта или в величине
усиления.
Наряду с рассмотренной схемой часто применяются
схемы последовательной и более сложной высокочастотной
коррекции.
Транзисторные варианты схем усилителей с
параллельной коррекцией аналогичны ламповым (рис 9-25). В тран-
363
зисторном усилителе эффективность коррекции зависит не
только от величины корректирующей индуктивности, но
и от соотношения между постоянными времени тв и тк, а
Также ОТ СООТНОШеНИЯ Между СОПрОТИВЛеНИЯМИ /?н И #вых-
• Пренебрегая емкостью Сн (случай с Сн <^ СкЭ), запишем
полное сопротивление нагрузки коллектора в виде
г^-^Щ% . (9-201)
Коэффициент усиления однокаскадного усилителя с
индуктивной коррекцией в области высших частот равен:
Лав = Ки0 т —р — (9-202)
1 +7'оз тв + +(усо)2т.
Для квадрата модуля коэффициента частотных искажений
получаем:
М2 (со) = ^ /<к 1
Приравнивая коэффициенты в числителе и знаменателе
с одинаковыми степенями со2, находим величину
оптимальной корректирующей индуктивности, отвечающей
наилучшей частотной характеристике
/.= тв(^к + #н)#к (9-203)
К(/?к+/гн)я-/?г
Из соотношения (9-203) следует, что при #н -> 0
необходимо ставить бесконечную большую корректирующую
индуктивность. Поэтому для повышения эффективности
коррекции целесообразно ставить согласующие каскады,
имеющие большое входное сопротивление (см. эмиттерный
повторитель). При <^ Ян (усилитель с потенциальным
выходом) величина оптимальной корректирующей
индуктивности равна Ь ж тв/?к.
Сводя все причины, обусловливающие частотные
искажения на высших частотах, к эквивалентной емкости Сэкв =
= хв1Як операторное изображение переходной характери-
364
стики каскада с параллельной коррекцией для /?к << Ян
можно записать аналогично формуле (9-195)
и Р + -~-
где
т =
(9-204)
(9-205)
Яп С9Кп Л5кТв
Квадрат модуля коэффициента частотных искажений на
высоких частотах записывается аналогично равенству
ц-8ых
Рис. 9-25.
Рис. 9-26.
(9-191). В остальном анализ подобен анализу лампового
усилителя с простой параллельной коррекцией, и для
расчетов можно пользоваться полученными выше
соотношениями и характеристиками. При необходимости можно
учесть и емкость нагрузки Сн, введя эквивалентную
постоянную тус (см. § 9-3). В многокаскадных усилителях
входное сопротивление, являющееся комплексной
величиной, тоже будет оказывать влияние на свойства коррекции.
Недостатком схем индуктивной коррекции в
транзисторных усилителях является критичность к подбору
транзистора, к изменениям температуры и режимов работы
транзисторов.
Высокочастотная коррекция отрицательной обратной
связью. В транзисторных усилителях широко
распространена схема высокочастотной коррекции при помощи
комплексной отрицательной обратной связи по току (рис. 9-2.6).
Для этого в цепь эмиттера включается сопротивление #кор,
зашуитированное небольшой емкостью Скор, т. е. 2кор =
365
= #коР/(1 + /®Скор/?кор). Величина емкости Скор
подбирается такой, чтобы ее реактивное сопротивление на
нижних и средних частотах было больше величины
сопротивления Якор, т. е. на нижних и средних частотах усилитель
должен охватываться отрицательной обратной связью по
току и его коэффициент усиления равен Као. с<Кив- На
высоких частотах сопротивление /?кор начинает
шунтироваться емкостью Скор, уменьшается глубина отрицательной
обратной связи, уменьшается входное сопротивление
каскада и увеличивается входной ток. Поэтому, несмотря на
уменьшение коэффициента передачи тока базы В и
шунтирование нагрузки емкостями Скэ и Сн, выходной ток (в
нагрузке) в некотором диапазоне частот остается постоянным.
При передаче импульсных сигналов на первой стадии
переходного процесса емкость Скор «закорачивает»
сопротивление £?кор, в результате чего увеличиваются начальный
ток базы и начальная скорость нарастания тока В16, что и
сокращает время нарастания выходного сигнала.
Несмотря на меньшую эффективность, схема коррекции
при помощи обратной связи обладает рядом преимуществ
перед индуктивными схемами коррекции. Помимо
расширения полосы пропускания, введение обратной связи повышает
стабильность режима работы в диапазоне температур, а при
глубокой обратной связи исключает необходимость
применять в цепи, эмиттера специальную цепочку температурной
стабилизации. Кроме того, как и в любой схеме с
отрицательной обратной связью, здесь повышаются стабильность
коэффициента усиления, входное сопротивление на низших
и средних частотах, снижаются нелинейные искажения и
уровень собственных шумов.. Для создания отрицательной
обратной связи /?кор должно быть значительно больше г%.
Рассмотрим работу схемы для случая /?кор + К <^ /?г + гб\
#Кор «С #к. н- Как увидим далее, коэффициент усиления
усилителя, охваченного отрицательной обратной связью, равен:
к,
(9-206)
где
2,
КОр
кор
и
1 +У'СдТв '
(9-207)
Я,
•к. н
Як. н 1 +У'соткор
^кор ~ ^корСкор!
1 +Уютк,
кор
(9-208)
(9-209)
(9-210)
366
можно получить из формулы (9-112). При определенных
сочетаниях параметров переходный режим носит
колебательный характер, при этом на вершине выходного импульса
появляется выброс, амплитуда которого зависит от
соотношения между 7, ткор и тв. С увеличением глубины обратной
связи сокращается фронт нарастания, но увеличивается
выброс. Элементы схемы коррекции определяются по
допустимому снижению усиления и допустимому выбросу на
вершине импульса.
9-10. ПОМЕХИ И ШУМЫ УСИЛИТЕЛЕЙ
На выходе усилителя, кроме полезного сигнала, всегда
имеются случайные помехи, обусловленные шумами, фоном
и наводками. Для надежного усиления входного сигнала
составляющая помех- не должна превышать некоторой доли
полезного сигнала, в противном случае полезный сигнал
может стать неразличимым. Помехи лимитируют допустимую
чувствительность усилителей.
Шумы на входе усилителя образуются источником
сигнала и входной цепью самого усилителя. Шумы
возникают в результате статистических флуктуации величины
зарядов и токов в сопротивлениях и транзисторах (или
лампах). Шумы в сопротивлениях подразделяются на тепловые
шумы и шумы, обусловленные флуктуациями проводимости.
Тепловые шумы возникают вследствие хаотического
теплового движения носителей заряда. Среднеквадратичная
величина э. д. с. тепловых шумов на зажимах
сопротивления в полосе частот А/ = /2 — Д определена в § 4-10.
Если сопротивление зашунтировано емкостью С, то
интегральная величина среднеквадратичного напряжения шума
не изменяется, а распределение энергии шумов по
частотному диапазону становится неравномерным. Наибольшая
частотная плотность шумов будет сосредоточена в диапазоне
частот от 0 до 1,5//?С В пленочных и мастичных
сопротивлениях (резисторах типов УЛМ, МЛТ, ВС), проводящий
слой которых имеет зернистую структуру, возникают
шумы, обусловленные изменением каналов протекания тока
между зернами, а также местными микроскопическими
пробоями. Уровень шумов этого типа пропорционален
приложенному напряжению и может значительно превосходить
уровень тепловых шумов. Мощность шумов на входе,
обусловленная внутренним сопротивлением источника сигнала,
рассчитывается в пределах эффективной полосы пропуска-
368
Тогда
Ки °'с і + /СиоРсі + У© (тв +:ТКОр) + (У©)ЧВТК0
"кор; \JwJ «-в^кор
Обозначив 7=1+ /Са0р0, получим:
К — і +У(0Тко_р /О 91 і \
А,го.с— V /т і г \ ^ 11;
ИЛИ
А и о. с - А и о.со ! + уюв _|_ (уа)2) £ і ^ ^
где
а —
Т-в ~Ь тКОр #
Найдем условие наилучшей коррекции амплитудно-
частотной характеристики из выражения для квадрата
коэффициента частотных искажений:
М1 (а) = -
*кор
1 — ы22Ь + со2а2 + со^2 •
Условие наилучшей коррекции выражается уравнением
Ткор ==г о? — 26
или
Ткор + у _|_ | твткор <у2 _ 1 — 0» (9-213)
Тогда при выбранной глубине отрицательной обратной
связи 7 (по допустимому снижению усиления) постоянная
времени цепи коррекции однозначно определяется
формулой
^ = ^(/^-1). (9-214)
7+1
Соотношение (9-214) показывает, что с увеличением
глубины отрицательной обратной связи необходимая для
наилучшей коррекции частотной характеристики постоянная
времени ткор уменьшается. Пользуясь равенством (9-214),
можно определить необходимое значение Скор.
Операторную переходную характеристику каскада с
высокочастотной коррекцией отрицательной обратной связью
367
бия усилителя. Шумовые свойства транзистора описаны
в § 4-10.
Шумовые свойства усилителя оцениваются
коэффициентом шумов, который равен отношению
действительной мощности шумов на выходе усилителя к той ее
части, которая обусловлена лишь тепловыми шумами
источника сигнала:
У = Ршр полп. (9-215)
' т. г
Различимость сигнала зависит не только от
коэффициента шума, но и от отношения мощности (напряжения) сигнала
к мощности (напряжению) шума. Разделив числитель и
знаменатель (9-215) на коэффициент усиления по мощности,
в числителе подучим полную мощности шумов, приведенную
ко входу, а в знаменателе — мощность тепловых шумов
в сопротивлении Яг, которая равна Р г = = 4/гТД/.
Тогда приведенная ко входу мощность шумов в диапазоне
частот &\ равна ¥4кТй\. Приведенная ко входу полная
мощность шумов составляет:
Рш^~\РШй1 (9-216)
Если коэффициент усиления первого каскада велик, то
можно считать, что весь шум, возникающий на входе
усилителя, образуется первым каскадом. Используя совместно
равенства (4-119), (4-1206) и (9-216), при /2</у получим:
Рш. вх = 5 ^ш. н4/ет й! + $ ,ш й! -
= 4/еГЛ1п^- + 4^ш.б(/2-А1). (9-217)
По допустимому отношению мощности шумов к
мощности сигнала можно найти допустимое значение коэффициента
шума или приведенное ко входу усилителя эффективное
напряжение шумов й = ]/гРшЯг и тем самым определить
минимальное напряжение входного сигнала, которое
необходимо подвести к усилителю:
аш = 2 у~/гТЯгА 1п А + 2 /ВД^ИГ (9-218)
369
Под наводками понимаются посторонние сигналы
в выходной цепи, наведенные на цепи усилителя
посторонними источниками — усилителями, генераторами и др. —
за счет электрических, магнитных и гальванических связей.
Наводки устраняются экранированием всего усилителя или
его отдельных цепей, а также установкой развязывающих
фильтров.
Под фоном понимается переменное напряжение на
выходе усилителя с частотой, равной или кратной частоте
сети. Если усилитель питается от выпрямителя, то основной
причиной фона является недостаточное сглаживание
фильтром пульсаций выпрямленного напряжения, а также
наведение переменных э. д. с. в цепях усилителя электрическими
и магнитными полями трансформаторов питания и
подводящих проводов. В транзисторных усилителях пульсации
выпрямленного напряжения через делитель /?! и Я2II /?вх1 ||
|| #г попадают на вход первого транзистора, а через
делитель #к1 || 7?з и Я„ || £?ВХ2 на вход второго (рис. 9-1).
Прикладываемое к входным зажимам усилителя полезное
напряжение ивх1 должно быть больше напряжения фона,
обусловленного пульсациями, иф = пП^2} ^п1 ^ р ч * Так как
А1 ~Г 1Л2 || /ХвХ'1 || АГ)
напряжение полезного сигнала усиливается от каскада к
каскаду, то наибольшее влияние на работу всего усилителя
оказывают пульсации, проникающие на вход первого и
второго каскадов. Обычно усилитель питается от одного
общего источника напряжения. Уменьшить пульсацию
выпрямленного напряжения можно путем увеличения
коэффициента сглаживания фильтра на выходе выпрямителя
(см. § 14-7), что, однако, сопряжено с рядом трудностей.
Не усложняя выпрямитель, можно значительно снизить
пульсацию на входе первого каскада, установив между ним
и общим источником питания дополнительный
сглаживающий фильтр, состоящий из ^С-цепи. Роль такого фильтра
может выполнять цепочка коррекции характеристики
усилителя в области низших частот, которая ослабляет
напряжение пульсации в ]/1 + (а)п#фСф)2раз (где соп — частота
пульсации). У такой цепочки емкость фильтра Сф можно
выбрать из условия необходимой низкочастотной
коррекции, а сопротивление £>ф — из условия получения
допустимой фильтрации и допустимого падения напряжения на нем.
Аналогично оценивается напряжение фона, проникающее
на вход второго каскада, и параметры фильтра выбираются
по более жестким условиям. В усилителях на электронных
лампах фон появляется при питании накала переменным
током. Пульсации анодного питания воздействуют на вход
второго каскада через анодную нагрузку первого и отчасти
через цепь питания экранной сетки. Кроме того, в
электронных лампах при вибрациях и механических
сотрясениях возникают шумы, обусловленные микрофонным
эффектом.
370
Г л а в-а десятая
усилители С обратной СВЯЗЬЮ
10-1. ВИДЫ ОБРАТНЫХ СВЯЗЕЙ
Обратной связью называют передачу части мощности
с выхода устройства или какого-либо промежуточного звена
на его вход. Блок-схема усилителя с обратной,связью
приведена на рис. 10-1. Доля мощности, передаваемая с выхода
на вход, обычно мала по сравнению с мощностью,
отдаваемой нагрузке, ко иногда может
превышать мощность усиливаемого
сигнала. Цепи, через которые
осуществляется передача энергии,
называются цепями обратной связи.
Обратная связь может вводиться
Рис. 10-1. специально для изменения
характеристик усилителя или же
возникать за счет нежелательного влияния выходных цепей на
входные (паразитная обратная связь).
Различают два вида специально вводимой обратной связи:
1) положительную, если в результате ее
введения коэффициент усиления возрастает. При положительной
обратной связи фаза напряжения, подаваемого с выхода
усилителя на его вход (фаза напряжения обратной связи),
совпадает с фазой входного сигнала;
2) отрицательную, если в результате введения
обратной связи коэффициент усиления уменьшается. При
отрицательной обратной связи фаза напряжения обратной
связи противоположна фазе входного сигнала. В
усилителях обычно применяется лишь отрицательная обратная
связь, которая способствует улучшению его качественных
показателей. Положительная обратная связь применяется
главным образом в генераторах.
372
Усилители с обратной связью различают по способу
включения цепи обратной связи на выходе усилителя (по
способу получения, напряжения обратной связи) и по
способу подачи напряжения обратной связи на вход усилителя.
По способу получения сигнала обратной связи различают
обратную связь по напряжению, когда напряжение обратной
связи 00С пропорционально напряжению на выходе
усилителя [У.вых (рис. 10-2, а), обратную связь потоку, когда
Рис. 10-2.
напряжение обратной связи пропорционально току через
нагрузку/вых = /н (рис. 10-2, б), и комбинированную
обратную связь (рис. 10-2, в). Напряжение обратной связи можно
подать на вход усилителя либо последовательно, либо
параллельно с входным сигналом. Соответственно различаются
последовательная (рис. 10-2, г), и параллельная (рис. 10-2, д)
обратные связи. Существуют и более сложные схемы
обратной связи: балансная, дифференциальная и др. Петля
обратной связи может охватывать весь усилитель или часть его.
В усилителе могут быть и несколько цепей обратной связи,
независимых или зависимых одна от другой. Рассмотрим
свойства усилителя, охваченного различными типами
обратной связи.
10-2. ВЛИЯНИЕ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ НА ОСНОВНЫЕ
ПАРАМЕТРЫ УСИЛИТЕЛЯ
1. Коэффициент усиления усилителя с обратной связью
определим на примере схемы рис. 10-3, а для случая 1? — 0.
Обозначая коэффициент усиления усилителя без введения
373
в него обратной связи Ки = ОвыхЮ, а коэффициент
усиления усилителя с обратной связью Кп0 с = 0ОЪ1Х/Оак
{Ки и Ки0т с определяются в режиме холостого хода на вы-
в)
Рис. 10-3.
,ходе) и считая усилитель линейной системой, можно
написать:
где р = £/0 с/£/вых — коэффициент передачи
цепи обратной связи (или коэффициент
обратной связи), определяющий отношение между напряжением
обратной связи и выходным напряжением. Отсюда получаем:
Коэффициент усиления при наличии обратной связи равен:
_ К
1-АГйР
(10-1)
374
Усилитель с обратной связью можно характеризовать
коэффициентом усиления разомкнутой петли обратной
связи КяР (модуль величины |/СиР| иногда называют
фактором обратной связи). В частном случае при Ке/СиР< О
знак напряжения обратной связи противоположен знаку
входного напряжения (&0л с = £7ВЫХВ = ОКа§ = —О \ Ки$ \).
Напряжение £/0> с вычитается из входного, поэтому обратная
связь является отрицательной. Коэффициент усиления
усилителя с отрицательной обратной связью равен:
Таким образом, отрицательная обратная связь уменьшает
усиление в 1 + Ки§ раз.
При Ке КйР > 0 знак напряжения обратной связи
совпадает со знаком входного напряжения. Эти напряжения
суммируются, и обратная связь становится положительной.
Коэффициент усиления усилителей с положительной
обратной связью равен:
Кпох — 1 _ » (10-3)
т. е. положительная обратная связь увеличивает усиление
в 1 — /СЙР раз.
Рассмотренные закономерности изменения коэффициента
усиления в усилителе, охваченном обратной связью,
справедливы при любом способе получения и введения сигнала
обратной связи.
Обратная связь изменяет стабильность коэффициента
усиления усилителя. Нестабильность усиления можно
оценить коэффициентом нестабильности:
где АКи — изменение коэффициента усиления за счет
каких-либо дестабилизирующих факторов.
Если в схему усилителя введена обратная связь, то
коэффициент нестабильности определяется соотношением
Ио.с = ^, (Ю-5)
А по.с
где &Ки0. с — изменение коэффициента усиления усилителя
с обратной связью, равное а/С«0.с = &Ки/(1 + ЯдР)2-
375
Тогда
^^11 1 1 МЛ
Отрицательная обратная связь уменьшает коэффициент
нестабильности в 1 + /Сггр раз, что является весьма ценным
свойством усилителей с обратной связью. Применяя
отрицательную обратную связь в многокаскадном усилителе,
имеющем большой коэффициент усиления Ки> можно легко
получить произведение Ки$ ^> 1 при малой величине ¡3. В этом
случае Ки0. с ~ 1/(5, т. е. усиление практически не зависит
от параметров усилительных элементов, параметров схемы
и числа каскадов, а определяется лишь коэффициентом
передачи цепи обратной связи.
2. Входное сопротивление усилителя с обратной связью.
а) Входное сопротивление усилителя с
последовательной обратной связью (рис. 10-3, а) можно найти
следующим образом. Обозначив для усилителя без обратной
связи 1ВХ — 0/1вх, а для усилителя с обратной связью
2ВХ. о. с = ^вх/4х и выразив Овх через О. и £/0 с, найдем:
откуда
2Вх.о.с = г (1 - КЗ) = 2ВХ (1 - /С„р). (Ю-7)
Для последовательной отрицательной обратной связи
2ВХЛС = гвх(1+/Свр). (10-8).
Последовательная отрицательная обратная связь
увеличивает входное сопротивление в (1 + Кп&) раз, что дает
возможность эффективно усиливать сигналы источника
с большим внутренним сопротивлением. Кроме того, при
подаче входного сигнала через разделительный конденсатор
возрастает постоянная времени разделительной цепи, что
улучшает характеристики усилителя на низших частотах.
б) Входное сопротивление усилителя с
параллельной обратной связью определим для схемы, приведенной
на рис. 10-3, б. Параллельную обратную связь можно
осуществить только в том случае, если сопротивление источника
сигнала и входное сопротивление цепи обратной связи не
слишком малы. При параллельной обратной связи
суммируются не напряжения, а токи. В связи с этим
целесообразно оперировать с входной проводимостью усилителя. Обо-
376
значив входную проводимость усилителя с обратной связью
У их. о. с = А»х/#вх = 1/2вх.о. с И ВХОДНУЮ ПРОВОДИМОСТЬ
усилителя без обратной связи Увх = = 1/2вх,
определим входной ток:
^вх
, 0-Рвм_.0 , 0(\-к„) . ■
. Так как 7 = 1/2, то входная проводимость усилителя
с параллельной обратной связью равна:
Гвх.о.с = ^х+П1-Ъ- (Ю-9)
Для параллельной отрицательной обратной связи
0вх.о.с = 0вх+0(1 +Ки), (Ю-10)
т. е. входное сопротивление усилителя с параллельной
отрицательной обратной связью уменьшается.
Выведенные соотношения справедливы для любого
способа получения напряжения обратной связи на выходе
усилителя. Необходимо лишь в каждом конкретном случае
определять величину р.
Входное сопротивление усилителя с обратной связью
зависит от способа подачи напряжения обратной связи,
вида обратной связи и ее глубины, но не зависит от способа
получения напряжения обратной связи.
3. Выходное сопротивление усилителя с обратной связью.
а) Найдем выходное сопротивление усилителя с
обратной связью по напряжению (рис. 10-3, а) при 1? = 0.
Выходной ток усилителя /вых, имеющего выходное
сопротивление 2ВЫХ и нагруженного сопротивлением 1^ равен:
/ КиО
1 вых 7 _1_'/'
^ВЫХ I ^ и
Учитывая, что О = с7вх + 00ш 0 £/0< с = (3£/вых и £/вых =
= 2Н/ВЬ1Х, получаем:
. Кп (^вх + Р^н^вых)
'вых 7 • I 7 1
зткуда
^ вых "
'у = _ ад
377
Сопротивление внешней нагрузки не зависит от
параметров усилителя, поэтому можно записать:
К и ц
~ ~ ^вх
, 1-/<„|3
'вых 7
^ВЫХ I
Числитель содержит коэффициент усиления усилителя
с обратной связью, а знаменатель — выходное
сопротивление усилителя с обратной связью и сопротивление внешней
нагрузки. Следовательно,
г—'-пЬдГ- (10-11,
Отрицательная обратная связь по напряжению
уменьшает величину выходного сопротивления в 1 + /СМР раз:
-^ВЫХ.О.С = } _|_ • (10-12)
В формулах (10-11) и (10-12) 2ВЫХ и Ки представляют собой
выходное сопротивление и коэффициент усиления в режиме
холостого хода на выходе {1^ = оо). Если усилитель нагру-
жен сопротивлением 1^ то выходное напряжение будет
меньше эквивалентной э. д. с. Ки0.с^вх на величину паде- ^
ния напряжения на выходном сопротивлении 2ВЫХ. о. с-
Поэтому коэффициент усиления усилителя с обратной
связью, нагруженного на сопротивление 1^ конечной
величины, равен:
/ 7
1( 'вых^н
■^ио.с.нагр —
с/вх
Овх (^вых.о.с ~\ ^вых.о.с +
(10-13)
б) Для усилителя с обратной связью по току
(рис. 10-3, в) выходной ток определяется соотношением
Ы ^вых 4~ Я +
После соответствующих преобразований можно найти:
2вых.о.с = 2вых + (1 (10-14)
Выходное сопротивление усилителя, охваченного
отрицательной обратной связью, равно:
^вых.о.с ^ ^вых + (ю-15)
378
где ZBЪlX и Ки определяются для режима холостого хода на
выходе. Коэффициент усиления усилителя с обратной
связью по току, нагруженного сопротивлением конечной
величины 1^ определяется соотношением (10-13).
Таким образом, выходное сопротивление усилителя с
обратной связью зависит от способа получения напряжения
обратной связи, от вида обратной связи и ее глубины и не
зависит от способа подачи напряжения обратной связи.
Следует иметь в виду, что при последовательной обратной связи
конечная величина сопротивления источника сигнала 1?
снижает глубину обратной связи и поэтому влияние
обратной связи на все показатели усилителя уменьшается. При
параллельной обратной связи сопротивление источника
сигнала оказывает обратное-действие: при его уменьшении
глубина обратной связи также уменьшается.
4. Нелинейные искажения в усилителе с обратной связью.
Сравним уровень нелинейных искажений усилителя с
обратной связью и без нее. Пусть при усилении
синусоидального напряжения на выходе усилителя без обратной связи
с коэффициентом усиления Кп, кроме полезного усиленного
сигнала 1/вых, имеется напряжение какой-либо гармоники
иг. Если усилитель охвачен отрицательной обратной связью
с коэффициентом передачи |3, то выходное напряжение
уменьшается. Для сохранения прежнего значения
выходного напряжения сигнал на входе усилителя необходимо
увеличить в 1 + Ки§ раз. При этом режим работы
усилительного элемента будет таким же, как и без цепи обратной
связи, а за счет нелинейных искажений на выходе
усилителя с обратной связью величина сигнала гармоники (Уг
не изменится. Обозначив напряжение гармоники на выходе
усилителя с обратной связью (7Г> 0> с, можно считать, что
оно равно сумме напряжения Ог усилителя без обратной
СВЯЗИ И Напряжения 7(иР#г.о. с:
^г.ох = + Кп№ г .о.о
откуда
0Т0С = °: (Ю-16)
г-°-с 1~/Гир 1
. Отрицательная обратная связь в 1 + Ки£> раз снижает
сигнал гармоник, возникающий из-за нелинейных
искажений в тех каскадах усилителя, которые охвачены обратной
связью. Аналогичное влияние отрицательная обратная связь
оказывает на напряжение помех (фон, наводки и др.).
379
где М = KjKub — коэффициент частотных искажений
усилителя без обратной связи, а индекс 0 обозначает величину
параметра в области средних частот.
Для^ независимой от частоты отрицательной обратной
связи (р = —р0 и фр = 0) и при малых фазовых сдвигах
в усилителе (ф 0, cos ф » 1, sin ф = 0) соотношения
(10-20) и (10-19) упрощаются:
м _ М(1+/(й0р0)
ИЛИ
^•^тЬ^ (10-21)
Фо.с^у^^р-. (Ю-22)
Отрицательная обратная связь уменьшает частотные и
фазовые искажения примерно в 1 /С^оРо раз, при этом
амплитудно-частотная. характеристика становится более
равномерной. Подбирая соответствующую зависимость
р (со), можно изменять вид амплитудно-частотной
характеристики усилителя.
В п. 3 показано, что выходное сопротивление усилителя
с отрицательной обратной связью по напряжению
уменьшается, а с отрицательной обратной связью по току —
возрастает. Уменьшение выходного сопротивления
стабилизирует выходное напряжение при изменении нагрузки —
выравнивает амплитудно-частотную характеристику. При
обратной связи по току стабилизируется выходной ток.
При отрицательной обратной связи по напряжению
уменьшение частотных искажений (расширение полосы
пропускания) получается за счет снижения коэффициента
усиления на средних частотах. Добротность однокаскадного
усилителя при введении отрицательной обратной связи не
увеличивается. Если же отрицательной обратной связью
охватить несколько каскадов, то можно получить выигрыш
в добротности. Однако этот выигрыш ощутим лишь при
сравнительно небольших искажениях в каждом каскаде.
При наличии сдвига фаз в цепи обратной связи фазовые
искажения в усилителе могут возрасти.
6. Устойчивость усилителя с обратной связью. Наряду
с положительными свойствами многокаскадный усилитель
с отрицательной обратной связью обладает существенным
недостатком — неустойчивостью работы, выражающейся в
381
В охваченных отрицательной обратной связью каскадах
усилителя снижается коэффициент нелинейных искажений
и возрастает отношение сигнала к уровню помех. При
отсутствии у высших гармоник дополнительных фазовых
сдвигов и относительно малых нелинейных искажениях (v<:.
^ 10 -г- 15%) коэффициент нелинейных искажений
усилителя с отрицательной обратной связью voc уменьшается
в 1 + /Ся(3 раз. Если же для высших гармоник вследствие
дополнительных фазовых сдвигов отрицательная обратная
связь переходит в положительную, то нелинейные
искажения могут возрасти. При большом уровне v отрицательная
обратная связь не способствует уменьшению нелинейных
искажений.
С целью снижения нелинейных искажений
отрицательная обратная связь широко применяется в выходных
каскадах, имеющих наибольший диапазон выходных
напряжений.
5. Частотные и фазовые искажения в усилителе с
обратной связью. В общем случае коэффициент усиления и
коэффициент передачи цепи обратной связи являются
.комплексными величинами:
Кг = = Ка (COS ф +
Р = Р^р = Р (COS фр + /81пфД.
Подставляя эти выражения в формулу (10-1), получаем:
т{ _ Ки [cosrp — ЛГйр cos +
•2^(Зсоз(ф + фр) + /^Р2*"^ ■
^ +y(sin9 + Ar«psin фд)1 (10-17)
Модуль коэффициента усиления Ки0л с. и угол сдвига фаз
ф0вС равны:
К^ = / (Ф + Фэ) + ' (1°"18)
Фо.с-arctg СОзф_^р С03ф^. (Ш-1Э)
Коэффициент частотных искажений усилителя с
обратной связью имеет вид:
yv,o.c — is —
*\ «о. со
_ до У\ — 2/СдоРо cos (фр + фр0) + ^7/рРо , (Ю20)
j/l-2^P cos ((p + %)+KfP ' У
380
появлении собственных колебаний при отсутствии сигналов
на входе — самовозбуждении. Независимо от частоты, на
которой произошло самовозбуждение, усилитель
практически перестает реагировать на внешний сигнал.
Причина самовозбуждения усилителя заключается в том,
что на некоторой частоте отрицательная обратная связь
превращается в положительную, причем эта частота может
находиться за пределами полосы пропускания усилителя.
Вернемся к формуле (10-1). Усиление петли обратной связи
можно записать в виде
= /Сй((о)Р(а))в/уо.с^| , (10-23)
где ф0> с — суммарный сдвиг фаз в усилителе, охваченном
отрицательной обратной связью,
Фо.с=Ф + Фр. (Ю-24)
Если суммарный сдвиг фаз равен нулю или 2я, то при
/С/7Р = +1 коэффициент усиления усилителя с
отрицательной обратной связью стремится к бесконечности. Поскольку
при этом на входе усилителя всегда имеется напряжение
тепловых и других шумов с непрерывным частотным
спектром, то при отсутствии входного сигнала на выходе
усилителя появляются колебания — усилитель самовозбуждается.
Таким образом, условием самовозбуждения усилителя
является равенство /(ар = +1, т. е.
фо.с = 0 или 2я; (10-25)
/фР= + 1. (Ю-26)
Усилитель с отрицательной обратной связью по существу
является системой автоматического регулирования. Его
устойчивость удобно анализировать частотным методом
Найквиста с использованием амплитудно-фазовой
характеристики произведения /(йр на комплексной плоскости
в диапазоне частот от 0 до оо. Обозначая /(«Р = и + р>
находим ки0.с = х_и1-^ 0Т*УДа
1
(10-27)
"(1—г02 + *>2*
Из выражения (11-27) следует, что при условии
(l-u)2 + v2=l (10-28)
382
обратная связь нейтральна, т. е. не влияет на коэффициент
усиления. Уравнение (10-28) представляет собой уравнение
окружности на комплексной плоскости с центром в точке
+ 1; 0 и радиусом, равным единице (рис. 10-4, а). Если
произведение 7<ИР определяется точкой, лежащей вне
окружности, то Ки0. с<^и обратная связь является
отрицательной. Если же произведение Кп§ определяется
точкой, Лежащей Внутри ЭТОЙ ОКРУЖНОСТИ, ТО Кпо.с>Ка и
обратная связь поло ж,и т е л ь н а.
Построив годограф вектора Кп§ для всех частот от со = 0
до со = оо (диаграмма устойчивости), можно определить
знак обратной связи на определенной частоте или некотором
Рис. 10-4.
диапазоне частот. Например, при годографе, выраженном
кривой У, обратная связь остается отрицательной для всех
рассмотренных частот, для кривой 2 на частотах,
соответствующих участку КМ, связь отрицательна. Если кривая
проходит через точку с координатами +1; 0, то усилитель
самовозбуждается.
Найквистом было показано, что усилитель с обратной
связью устойчив, если амплитудно-фазовая характеристика
вектора коэффициента усиления разомкнутой петли
обратной связи не охватывает точку +1; 0 и не проходит через
нее. Примеры диаграмм устойчивости приведены на рис.
10-4, б—г. Однако условие 7(ЙР = +1 не является
единственным условием самовозбуждения. Самовозбуждение
может произойти при ф0>с= 0 и Ки$ > 1. На практике
могут встретиться случаи так называемого
условно-устойчивого усилителя. Он отвечает условию устойчивой работы,
но на частотах сох и со2 ф0. с = 0, а Ки$ > 1 (рис. 10-4, в).
383
При уменьшении усиления диаграмма может охватить точку
+ 1; 0 и возникнет генерация.
Для получения отрицательной обратной связи на
средних частотах угол сдвига фаз, вносимый усилителем,
должен быть .разным я (ф = я), а цепь обратной связи не
должна вносить фазового сдвига (фр = 0). При этом сдвиг фаз
между входным сигналом и напряжением обратной связи
равен ф0 с = ф + фр = я. В многокаскадном усилителе это
условие можно получить лишь на одной частоте или
отдельных частотах. На остальных частотах (особенно на границах
полосы пропускания и за ее пределами) сдвиг фаз ф0>с не
будет равен я, так как усилитель, а иногда и цепь обратной
связи могут вносить дополнительные весьма большие
фазовые сдвиги. Эти сдвиги будут тем больше, чем больше
каскадов охвачено петлей обратной
^м'умо.с связи. В многокаскадных
усилителях дополнительный фазовый
сдвиг на ряде частот может до-
стичь величины я, тогда угол ф0# с
мос ^ становится равным 2я или 0 и
1 : обратная связь из отрицательной
Рис. 10-5, превращается в положительную.
Поэтому на частотах, близких
к граничным, амплитудно-частотная характеристика
многокаскадного усилителя с обратной связью может иметь подъем
(рис. 10-5), хотя до введения обратной связи усилитель на
этих частотах имел монотонно спадающую характеристику.
Если в области подъема /С^Э =.1, то усилитель
самовозбуждается. Правда, опасность самовозбуждения на частотах,
лежащих за пределами полосы пропускания усилителя,
мала, так как на них коэффициент усиления /Ся, а
следовательно, и произведение . КМР уменьшаются. Однако чем
больше каскадов охвачено обратной связью и чем больше
коэффициент усиления разомкнутой петли /Сир, тем больше
"вероятность самовозбуждения. Поэтому для исключения
самовозбуждения целесообразно охватывать петлей
обратной связи возможно меньшее число каскадов и применять
в этих каскадах специальные цепи связи с малым фазовым
сдвигом.
При построении усилителей с отрицательной обратной
связью наилучшей схемой межкаскадной связи является
£?С-связь, которая приводит к монотонно изменяющимся
фазовым сдвигам, не превышающим 90° на каскад. Один
реостатный каскад с частотно-независимой отрицательной
384
обратной связью устойчив при любой величине /С„Р-
Теоретически устойчив при любом /(„р и двухкаскадный
усилитель с частотно-независимой обратной связью. Можно
рассчитать допустимую величину коэффициента усиления
разомкнутой петли для трех-, четырех- и т. д. каскадных
усилителей, охваченных отрицательной обратной связью.
В реальных усилителях допустимая величина /(ЙР меньше
расчетной. Например, двухкаскадный усилитель работает
устойчиво, если Ка$ =^ 5, а трехкаскадный — при Ки?> ^
(3 ~ 4). Не рекомендуется охватывать отрицательной
обратной связью более трех усилительных каскадов. В
усилителях, содержащих более трех усилительных
каскадов, рекомендуется применять многопетлевую обратную
связь с разбиванием усилителя на группы. При
необходимости создать двух- и трехкаскадные усилители с глубокой
отрицательной обратной связью (/СИР « 1 ООО) в
усилительный тракт следует включать специальные фазокомпенсирую-
щие четырехполюсники. Компенсирующие
четырехполюсники, представляющие собой последовательное или
параллельное соединение активного сопротивления и емкости,
включаются в цепи межкаскадной связи. Компенсирующая
цепь уменьшает величину /СИР на тех частотах, где
диаграмма устойчивости подходит к точке +1; 0, и обеспечивает
устойчивую работу усилителя. Применять в усилителях
с обратной связью трансформаторы нецелесообразно, так
как последние на высоких частотах могут давать сдвиг фаз
з несколько сотен градусов, что отрицательно сказывается
на устойчивости работы усилителя.
10-3. ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ
Эмиттерный повторитель (рис. 10-6) является
разновидностью усилителя „на сопротивлениях с отрицательной
обратной связью. У эмиттерного повторителя коллектор
транзистора по переменной. составляющей тока заземлен
через емкость Сбл (транзистор включен по схеме с общим
коллектором) и вся нагрузка включена в эмиттерную цепь.
Выходное напряжение, снимаемое с нагрузки, совпадает
по фазе с входным напряжением, приложенным между
базой и землей. Из схемы видно, что все выходное напряжение
вычитается из входного ([/эб = ивх — ивых). В каскаде
имеется стопроцентная последовательная отрицательная
обратная связь по напряжению.
13 Виноградов 10. В.
335
Рассмотрим работу повторителя в области средних
частот. Эквивалентная схема для средних частот приведена на
Рис. 10-6.
рис. 10-7, а. При расчетах будем пользоваться параметрами
для малого сигнала, полагая, что исходная рабочая точка
не выходит из активной области характеристики.
. б)
Рис. 10-7.
Активную составляющую входного сопротивления
каскада без учета /?б можно определить из соотношения
ивх = Ібгб + /б (1 +В0) [гк901| (г"э + /?9.н)],
где
откуда
/?вх = г6 + (1 + В0) [гкЭ01| (г; + Я9.н)]. (10-29)
С учетом равенств (4-42) и (4-37) выражение (10-29)
можно преобразовать к виду
Явх = 'б + (1 + В0) № + 'кэо ¡1 (Кэ.н + гі)}.
386
Обычно Яэ,
гкэо, а Яэ.н > гі. Тогда
Гб + (1 + В0) (7?э.н II гк90).
^ + (1+В0)Яэ.н.
(10-30)
Входное сопротивление возрастает с увеличением
суммарной нагрузки Яэ.н- При низкоомной нагрузке Ян
величину Я9.н можно несколько повысить, выбирая Яэ ^ Ян-
Наибольшее значение Яэ ограничено выбранным режимом
работы транзистора. При высокоомной нагрузке (Яэ. н
;> гкэ0) входное сопротивление стремится к величине
Явх. макс ~ ГкэО (1 + В0) = Ш22э. При Яц = СО И СОПрОТИВ-
лении Яэ порядка 10 ком можно получить величину Явх
порядка нескольких сотен килоом.
Величина полного входного сопротивления.эмиттер ного
повторителя ограничивается сопротивлением Яб и равна:
Для обеспечения высокого полного входного
сопротивления величину Яб следует выбирать из условия #б >
> Явх ~ £0Яэ.н> чт0 легко выполнимо лишь при
низкоомной нагрузке. Однако и при низкоомной нагрузке полное
входное сопротивление эмиттер но го повторителя в десятки
раз выше, чем у обычного каскада с ОЭ. Поэтому эмиттер-
ный повторитель целесообразно применять-в качестве
входного каскада усилителя в тех случаях, когда входное
сопротивление каскада с ОЭ мало. Используя эмиттерный
повторитель в качестве высокоомного входного каскада с низким
уровнем шумов, целесообразно выбирать напряжение 1/кэ
не более 2—3 в, а ток покоя коллектора — меньше
рекомендуемого значения 1 ма.
Коэффициент усиления (передачи)
по напряжению равен:
Я,
вх.общ
= ЯВХ || яб.
(10-31)
^вых
■НПО р
т
Так как выходное напряжение
£/вЫХ = (1+в0) М'кэоИЯэ. н),
!{
' "что —
О+До) (гк»о\\Р9.„)Я
К + Ям
,) д (1 + В0) (гкэ01| /?,.„) д
Я'г + г^+(\ + В0) (гК9, || Я,.в)
1 +
(10-32)
(1 + В0) (гкэ0 || Д9.и)
13*
337
Коэффициент усиления по напряжению эмиттерного
повторителя меньше единицы, а выходное напряжение по
амплитуде и по фазе повторяет входной сигнал. Поэтому Кип
чаще называют коэффициентом передачи напряжения. На
коэффициент передачи большое влияние оказывают
сопротивление источника входного сигнала £>г и суммарная
нагрузка в цепи эмиттера. С увеличением #г коэффициент
передачи падает, а с увеличением суммарной нагрузки —
возрастает. Обычно сопротивление >кэ0 ^> #э<н и не оказьк
вает влияния на величину КпП. Однако при #г -> 0 и Яэ.н
-> оо сопротивление гкэо ограничивает величину /СаП:
1 + — * оч 1 +
б
Коэффициент усиления по току
эмиттерного повторителя
/Сгп = /н//г
можно найти, считая, что к сопротивлениям гк30, Яэ и Ян
подключены параллельно два генератора тока /б и В016.
Ток в нагрузке /н равен:
/н = /б(1Н-в0) (гк^|90^) + лц-
Входной ток можно выразить так
/г
Определив из этого выражения ток /г, получим:
/(,п = (1+50)^^х (гК9о||/г1н-/?н • (Ю-ЗЗ)
Коэффициент усиления по току возрастает с увеличением
Яг и уменьшением #н. При Я'г > #вх и (гкэо || #9)
коэффициент усиления по току достигает максимальной
величины, равной /С,- макс = 1 + 50-
Коэффициент усиления по мощности эмиттерного
повторителя Крп = КцпК^ меньше, чем каскада с ОЭ.
Выходное сопротивление эмиттерного
повторителя определяется совокупностью параллельно
включенных сопротивления резистора и. выходного
сопротивления собственно транзистора в схеме ОК. Задаваясь
388
Ег = 0 и прикладывая к зажимам Б' — К напряжение и,
можно найти потребляемый ток /, равный сумме трех
составляющих:
/1 = /б^^ТТ^;' /а==Во/б^
Ток / равен:
/ = /1 + /2 + /3-^ГкЭ0(1+^^+Гб- (Ю-34)
1 2 3 гК90 (Яг + гб)
Тогда выходное сопротивление собственно транзистора
определяется как
я.ь«.т=т + г;= (''«оII тйтН'»' (10'35)
откуда выходное сопротивление эмиттерного повторителя
равно:
^вых.п I! ^вых.т = || [(^кэо || ^Т^^) "Ь ^э] • (Ю-36)
Обычно гкэ0^> /, д , а /?эзначительно больше слагае-
* ~т~ о
мых, заключенных в скобки. В этом случае величина
выходного сопротивления эмиттерного повторителя определяется
приближенной формулой
Выходное сопротивление зависит от внутреннего
сопротивления источника входного сигнала и увеличивается с
ростом 7?г. При высокоомном источнике основную роль в
величине выходного сопротивления играет внутреннее
сопротивление /?г. В пределе при 7?г -> оо £>вых п -> || гкэ0.
При низкоомном источнике входного сигнала и большой
величине В0 выходное сопротивление эмиттерного
повторителя очень мало (порядка нескольких десятков ом) и
практически не превышает величины гэ.
Работу эмиттерного повторителя в области высших
частот (передача фронта импульса) можно исследовать,
пользуясь эквивалентной схемой, приведенной на рис. 10-7, б.
При анализе пренебрежем сопротивлением г1 по сравнению
с сопротивлениями ЯЭгН и гк90, что всегда выполняется.
389
Для определения частотной зависимости входного
сопротивления и коэффициента передачи эмиттерного повторителя,
комплексное сопротивление суммарной нагрузки в цепи
эмиттера запишем в виде
2..н = II /?н II Дсп = 1+*;шнТэ д, - (Ю-38)
где
Тв.н=^в.нСн. (Ю-39)
Учитывая равенства (9-1а), (9-16) и (10-38), находим
комплексное сопротивление 1\
Z = || Zэ н =
^э.н гкэо (1 + ]®хв) (10-40)
" Яэ.и (1-Н-усота) (1 + Мк) + гкэо (1 + усотв) (1 + У©гэ. „) *
Подставляя в равенство (10-30) вместо 1^в.п \\ гкз0
сопротивление 1 из (10-40), учитывая соотношения (4-70) и (4-77),
после ряда преобразований получаем:
7 ^ 1 0+ До) ^э-н II Гкэо) X _
1+> Гр (т«+т") + '
Ь^э.н г 'кэо
X (1 +У<ота)
' кзо Т аэ.н
+
(10-41)
1_/^э.н~Г/кзо /кэо"Г/х'э.н Л
Выражение (10-41) показывает, что входное
сопротивление резко уменьшается с повышением частоты вследствие
падения величины В и наличия емкостей Скэ и Сн. В
пределе при со —> оо входное сопротивление определяется
величиной Гб. В общем случае при некотором соотношении
параметров схемы переходная характеристика входного
сопротивления может быть немонотонной. У эмиттерного
повторителя с емкостной нагрузкой на частотах (0кР ^> ——
активная составляющая входного сопротивления может быть
отрицательной, что приводит к самовозбуждению
усилителя. Самовозбуждения не возникает, если величина +
4- Гб превышает по абсолютному значению отрицательную
390
составляющую входного сопротивления. Для случая чисто
активной нагрузки (Сн = 0), учитывая, что та <; тк, имеем:
г„~г<+—о+^^--11гк..)—__; (10.42)
Обычно #э.н</"кэо, тогда
7 ^ г; _| П + #о) #э.н /1а ло\
^вх~Л> + 1+;о>[/г9.нСк(1+50) + Тв] ' (Ш"4°^
Переходная характеристика 2ВХ экспоненциально
возрастает от значения, равного г'б при Ь = 0, до значения,
описываемого равенством (10-29). Поэтому для входных
импульсов разной длительности входное сопротивление будет
иметь разную величину: для /и < [#Э.НСК(1 + ^о) + хв\
оно меньше установившегося значения.
Согласно соотношению (10-32) коэффициент передачи
эмиттерного повторителя для области высших частот
определяется формулой
Используя равенства (4-70), (10-40) и (10-41), получаем:
К = + ^о) #э.п Про? (1 + 7<а**)
А»п-В (/?; + гб) [У?э.н (1 +70)Та) (1 +усогк) + • • •
"+^кэо(1 + (1+у'сотэ.н)]+
* ' * + '(1+В0)Я9.игк9о(\+]<*та) • (1045)
После соответствующих преобразований будем иметь:
^ _ *0/поП +;сота) _^
і+у<о/сап,к+ ^- + г; (т. + т,).
и и ~Г ^О/' кэо
' (1 + £0) У?9.п -І <7
(10-46)
391
Пренебрегая слагаемым 1 г л , и учитывая следую-
щие равенства:
Ц + Гб . (*; + г5)тв /?; + г;
(1 + в.)/?9.н + ^ 1+^0 '
^0^ 'хэ.
0 + б0) гкэ0
(^ + ^)У».н_ ,р. ■ „,)С
получаем выражение коэффициента передачи эмиттерного.
повторителя для области высших частот:
й ... ffnm.ll -Г./МТ,,» ;
"П'В~ А> „Г / Я'г + Гб
<*;+га(с" + ттк;
+
+ (/«»* ^ та (/?; + г^С. + С„) (Ю-47)
Выражение (10-47) показывает, что высокочастотные
свойства эмиттерного повторителя в сильной степени
зависят от внутреннего сопротивления источника входного
сигнала: чем больше #г, тем быстрее падает усиление с ростом
частоты. Для частного случая работы эмиттерного
повторителя на чисто активную нагрузку (Сн = 0) формула
коэффициента передачи упрощается. При этом в'-знаменателе
выражения можно пренебречь квадратичным членом по
сравнению с единицей. Тогда
'+/»ьГ['.('-1-^г)+«+*;)^]
Пренебрегая в числителе слагаемым /сота, можно
приближенно определить верхнюю граничную частоту условной
полосы пропускания эмиттерного повторителя:
<*в.гр~ г , ■ V (1(М9>
.¥Ь(1+^г)+^+г»с-]
392
Из формул (9-56а) и (10-49) видно, что эмиттерный по-
-вторитель вносит меньшие частотные искажения, чем обыч-'
ный одиночный усилитель с ^С-связью. При Сн = 0 на
амплитудно-частотной характеристике эмиттерного
повторителя можно заметить излом, обусловленный наличием
двух участков с разными
постоянными времени.
Сначала амплитудно-частотная
характеристика монотонно Ь°
стремится к некоторому
пределу, а затем к нулю
(рис. 10-8). Если
эмиттерный повторитель нагружен
емкостью С„, то, в зависи- ^.гр
мости от ее величины ам- Рис. 10-8.
плитудно-частотная
характеристика либо может быть спадающей монотонно, либо на
сравнительно небольших частотах иметь подъем и далее
монотонный спад (рис. 10-8).
Введя обозначения
а=*ТЫ1 + т£г) + <*' + '<>(с* + гЬ-о)]' (10"50)
Ь=^та(К+г'6)(Ск + Ся), (10-51)
на основании равенства (10-47) запишем выражение
операторной переходной характеристики:
и(р)=кпп0 (ю-52)
Характер переходного процесса определяется корнями
характеристического уравнения в знаменателе выражения
(10-52). Эмиттерный повторитель работает в
апериодическом режиме при выполнении неравенства а2 > 4£>. Для
соблюдения этого неравенства требуются вполне
определенные величины параметров схемы. Режим является
апериодическим либо при ЯГГ > #г>кр, либо при достаточно малой,
либо при достаточно большой емкости нагрузки. В
апериодическом режиме длительность переднего фронта
выходного импульса определяется формулой (9-125). Для частного
случая чисто активной нагрузки Сн = 0 и при Кит « 1,
д ^ 1 получаем:
*Ф^2,5 У2 ^7ГТ« + <Я + 'б)2[т^-н + с«]*- (10"53)
393
Если а2 < 4&, то наступает колебательный режим
установления выходного напряжения и на переходной
характеристике появляется выброс. Такой режим может быть при
«средних» значениях емкости Сн. В случае чисто активной
нагрузки и при больших значениях С„ переходный процесс
является апериодическим. При использовании эмиттерного
повторителя в качестве высокоомного входного каскада
импульсного усилителя для ликвидации выброса переходной
характеристики вход следующего за эмиттерным
повторителем каскада иногда целесообразно шунтировать емкостью.
При передаче импульсов большой амплитуды с крутыми
фронтами возможны искажения положительного перепада
выходного импульса вследствие запирания эмиттерного
перехода при перезарядке конденсатора Сн. При запертом эмит-
терном переходе фронт положительного перепада будет
изменяться С большей ПОСТОЯННОЙ Времени Тэ = С„ (1^э || £?н II гк8о)«
Эмиттерный повторитель имеет больший по сравнению
с обычным каскадом ОЭ динамический диапазон для
гармонических входных сигналов. Способность передавать
большие входные сигналы объясняется тем, что потенциал
эмиттера практически повторяет потенциал базы (IIвэ & 0)>
который может изменяться примерно от нуля до
напряжений, близких к Ек. Однако снижать £/кб менее 1 в не
рекомендуется, так как при этом падает величина В и возрастают
нелинейные искажения.
Таким образом, основными особенностями эмиттерного
повторителя являются следующие: коэффициент усиления
(передачи) по напряжению меньше единицы; усиление по
току и по мощности больше единицы; малые частотные
искажения; большое входное сопротивление; малое выходное
сопротивление; большой динамический диапазон входных
сигналов при низком уровне нелинейных искажений.
Последние особенности являются весьма ценными качествами
эмиттерного повторителя. Эмиттерный повторитель широко
импользуется в импульсных схемах в качестве выходного
каскада при работе на низкоомную нагрузку емкостного
характера, в качестве входного каскада, обладающего
большим входным сопротивлением, и промежуточного
каскада в случае необходимости согласования высокого
выходного сопротивления с малым входным сопротивлением.
Стопроцентная отрицательная обратная связь обеспечивает
высокую стабильность параметров эмиттерного
повторителя и их меньшую зависимость от изменения температуры
и напряжения питания. Эмиттерный повторитель широко
394
применяется в цифровой и аналоговой вычислительной
технике, в технике автоматического регулирования, в
измерительной технике и т. д.
В ряде случаев для получения очень большого входного
сопротивления и Кип ~ 1 эмиттерные повторители строят
на составных транзисторах, а иногда в составном
транзисторе применяют внутреннюю обратную связь.
10-4. ОДНОКАСКАДНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОЙ
ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ ПО ТОКУ.
ФАЗОИНВЕРСНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
Принципиальная схема каскада с отрицательной
обратной связью по току изображена на рис. .10-9. Элементом
обратной связи является сопротивление 7?9, не зашунтиро-
ванное емкостью.
Переменный эмиттерный ток,
протекая через #э,
создает на нем падение
напряжения, совпадающее
по фазе с входным на-
Вых
Рис, 10-9.
Рис. 10-10.
пряжением. Амплитуда сигнала, приложенного между
эмиттером и базой транзистора (при активной нагрузке #к),
оказывается меньше, чем амплитуда напряжения на входе.
Найдем основные показатели каскада, воспользовавшись
эквивалентной схемой для средних частот (рис. 10-10, а).
Активная составляющая входного сопротивления
каскада определяется из формулы (9-11) путем замены гэ
суммой Гэ +
Явх. о. с = т52- = 'б + (Гэ + 1?э)(1+ Ве0). (10-54)
395
Входное сопротивление возрастает с увеличением /?э.
Эквивалентный коэффициент передачи тока базы равен:
В'~В 2» ++ +КГ (Ю"55)
При условии г\ <^ 7?э комплексное выражение
эквивалентного коэффициента передачи тока базы можно записать
в виде (см. § 9-2)
Ве = тг^Чр, (Ю-56)
где
В"-гт + Х*ЛХ\\(г6 + Ъ) " (Ш"57)
Г«0+/?к.п + ^|1Св + ^)
+ т%»+ *«•■ + *. II <гб + *;)' (10-58)
Выходное напряжение усилителя равно:
Коэффициент усиления по напряжению усилителя с
отрицательной обратной связью по току составляет:
1С ^вых ВеоКк.нЯ ПП-ЯФ^
аг "Г ^вх.о.с
Чем больше /?э, тем меньше коэффициент усиления.
При малом #г, большом Ве0 и гэ <; Рэ коэффициент
усиления определяется приближенной ф0РмУлой:
^к. н
/с
и о. с 0 ^
э
т. е. почти не зависит от параметров транзистора.
Коэффициент усиления по току усилителя с
отрицательной обратной связью определяется соотношением
*г+Ъ- <10-60)
Выходное сопротивление собственно транзистора можно
подсчитать по формуле (9-14), подставив в нее вместо г%
Сумму Гэ + Яэ-
( К + гб\
р —г Гкэ0 1 П0-6П
396
Выражение (10-61) показывает, что выходное
сопротивление собственно транзистора в схеме с последовательной
отрицательной обратной связью по току резко возрастает.
Однако общее выходное сопротивление каскада
/?вых.о.с = /г»ых.т||«к (Ю-62)
при #к <^ #вых> т изменяется мало и по существу не
отличается от выходного сопротивления обычного каскада
с ОЭ, т. е. Явых.о. с ~ Як-
Частотные искажения, вносимые разделительными
емкостями, можно подсчитать, как и для обычного
реостатного каскада с ОЭ, подставив в соответствующие формулы
ЗНачеНИЯ #вх.0.с И Явых.о.с-
Работа усилителя в области высших
частот. Входное сопротивление усилителя с
последовательной обратной связью, по току на высших частотах
равно (рис. 10-10, б):
1 . • Гб + *э + ГЭ
7 -Р +;Ш^6+(^ + ^)(1+^о) (10_63)
¿bx.cc — Авх.о.с 1 + у СОТ* ' ^ '
Модуль 2ВХ>0>С на высших частотах стремится к
величине Гб + гэ + )?э. Коэффициент усиления по напряжению
для области высших частот описывается формулой
*.0.С* = ПВ%. (10"64>
где
+ +г. +/у (Ш_65)
-°~ я; + г; + (г, + /?в)(1 + В,0) •
Постоянная времени т'в меньше, чем в обычном каскаде
ОЭ. Чем больше /?э и Ве0, тем меньше величина тв. Однако
расширение полосы пропускания в области высших частот
достигается за счет потери усиления на средних частотах.
По известной величине тв можно определить граничную
частоту условной полосы пропускания из равенства (9-5ба).
Благодаря высокому входному сопротивлению и более
стабильным параметрам усилитель с последовательной
отрицательной обратной связью по току часто используется
в качестве высокоомного входного каскада.
Фазоинеерсный усилитель. В ряде случаев для
возбуждения двухтактного выходного каскада необходимо два
напряжения, равные по величине относительно земли, но
противоположные по фазе. Трансформатор, имеющий вто-
397
ричную обмотку с заземленной средней точкой, часто не
удовлетворяет требованиям неискаженной передачи
сигналов различных частот. На практике широкое
распространение получил фазоинверсный усилитель на одном
транзисторе, схема которого показана на рис. 10-11. В этом
усилителе часть нагрузки включена в цепь коллектора, а
другая часть — в цепь эмиттера. Выходной сигнал, снимаемый
Рис. 10-11.
с коллектора (£/ВЬ1Х1), имеет полярность, противоположную
полярности сигнала, снимаемого с эмиттера (£/вых2).
Коэффициенты усиления по первому (коллекторному)
выходу определяются аналогично формулам (10-59) и (10-60):
#я1 =
А;і= —
где
в
вых!
В,0*Л
; (10-66)
, (Ю-67)
'е0
Въг КЭ0
Гкэо + *к.н1 + (*в.н2 + '.')|| Сб + *г)'
Яэ.н2 = Яэ II Ян2»
Выходное напряжение, снимаемое со второго (эмит-
терного) выхода, равно:
^вых2 — Яэ.н2 (Всо + 1)^6*
Коэффициенты усиления по второму выходу
определяются соотношениями:
112 '
(Ве0+ 1)/?э.Н2?
Я«2 =
398
Лзых
'л; + гб + (гв+^н2) (б,0+1)
+ ЛН2) + г: + (гэ + яэ<Н2) (5е0 + 1)]
; (10-68)
. (10-69)
Из выражения (10-68) видно, что коэффициент
усиления по напряжению для эмиттерного выхода меньше
единицы. Для того чтобы коэффициенты усиления по
коллекторному и эмиттерному выходам были равны по абсолютной
величине | Ки11 = I Ки2 |, отношение суммарных нагрузок
коллекторной и эмиттерной цепей должно удовлетворять
следующему равенству:
Rк. н1 ВеО ~\~ 1
А, - о • (Ю-70)
Обычно нагрузки выходов фазоинвертора равны
(Яш = Лиг)- Тогда для частного случая Rn ^> RK и#н;> R3
получаем:
Rk _ Ве0+1
При Ве0 ;> 1 выполняется приближенное равенство
RK R3.
Во многих случаях для «раскачки» выходного
двухтактного каскада фазоинвертор должен отдавать
значительную мощность, которая должна быть одинаковой по
обоим выходам, т. е. КР1 = КР2- При одинаковых нагрузках
это равенство преобразуется в следующее:
BepRit /о i ] \ Ra
Rk + R*~~( 4 Rs+R*'
Отсюда можно определить необходимое соотношение
между сопротивлениями R3 и RK:
р BeGRn р
(Be0+\)RU + RK Кк
или
#K-(fg°n+1)nHi?s. ' (Ю-71)
Искажения, вносимые фазоинвертором на высших
частотах, можно подсчитать тем же способом, что и для
усилителя с отрицательной обратной связью по току, подставив
в формулы (10-64) и (10-65) вместо /?э величину #э.н2-
Искажения в области низших частот обусловливаются
не только конечной величиной емкости разделительного
конденсатора, но и уменьшением усиления за счет
увеличения сопротивления обратной связи:
у _ (—J'XC2 + ^н2) _ р \ + j соСа/?Н2 У ЛП79\
^э.Н2 — ~~р Ту ~Г~Б ~АЭ.Н2Г 1 \iKJ"1^)
усоС2 (RB + Ru2)i
399
Входное сопротивление на низких частотах разно:
2ВХ.0.С = н + (г. + (Ве0 + !)• (10-73)
Коэффициенты усиления напряжения по первому и
второму выходам описываются выражениями (изменениями
Ве0 пренебрегаем):
К„ = 1 =г; (Ю-74)-
К„2= (Д>0+1)/?,.н,? / (10.?5)
Преобразуем выражение И'г + Zвx 0 с с учетом
равенства (10-72):
№ + ^вх.о.с)I1 ^ушс2(/?, + /?на)|_1 + (/?; + явх о с) /?н2 }
1 у<оса (/г9 + /?н2)
(10-76)
Подставив соотношение (10-76) в. равенства (10-74) и
(10-75), найдем выражения коэффициентов усиления по
второму и первому выходам для области низших частот
при #н1 = #н2 = Ян:
А„2 =
(«г + ^вх.о.с) ^ + ушС2 (/?, + Ян) I/ + (Л; + #вх.0.с) /?„ л/
(10-77)
(^ + *в*.о.с){
1 "Ь /<оС, (/?, + /?н) Х
х ['+?№3%]> ['+ тип*Ьгаг] •<«-*»
Если сопротивления Яэ и /?к выбраны из условия (10-71),
а емкости Сх и С2 — из условия С\ = С2 р-^* »
то коэффициенты усиления Ки2 и /СЛ1 в области низших
400
частот изменяются с одинаковой постоянной времени.
Низшая граничная частота условной полосы пропускания
равна:
ЯЭ.п (Вео+1Жэ
1 +
0)
иігр :
(^+*вх.о.с)*н
С* (/?9 + /?н) •
(10-79)
При больших сопротивлениях Ян и Яг и малом Яэ частотные
искажения практически определяются постоянной времени
разделительной цепочки. При малых Ян и Яг искажения
возрастают (если Яг < Явх. о. с, то ©н1 гр 1/С2Ян). Для
обеспечения необходимой полосы пропускания
необходимо увеличивать емкость разделительного конденсатора в
значительно большей степени, чем в обычном каскаде без
обратной связи. В ряде случаев для симметрирования
коллекторного и эмиттерного выходов в разделительную
цепочку, подключенную к эмиттер ному выходу, включается
дополнительное сопротивление.
10-5. ОДНОКАСКАДНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С ПАРАЛЛЕЛЬНОЙ
ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
В однокаскадном усилителе параллельная
отрицательная обратная связь по напряжению создается путем
включения сопротивления обратной связи Яо между коллекто-
вых
Рис. 10-12.
ром и базой транзистора (рис. 10-12, а). Для расчета
основных показателей этого каскада воспользуемся Т-образной
эквивалентной схемой транзистора, приведенной на рис.
4-!3, а, заменив в ней генератор тока о:/э генератором
401
напряжения сс1эгк с внутренним сопротивлением гк.
Эквивалентная схема каскада изображена на рис, 10-12, б.
Запишем уравнения контурных токов:
Ег = (#г + гб + гі) I, + г112 + гб/3;
а/э^к = ^'7і + (гэ + гк + #к.н) /2 — гк/3;
а/эгк = — /-бЛ + — ('б + + #о) /»•
С учетом равенства /э = /х + /а перепишем уравнения
контурных токов в виде матрицы:
Яг + Гб + ГІ
г'3 гб
0.
=
гі — агк г; -
\- гк — аг.л + Як.„ —гк
X
0
Гб + агч
X
/і
/я
(10-80)
Тогда
/ _ Яц£г _ (Г» + Гк~СТГк+ *«.и) (Гб+ Гк+ /?0) + Г,(ОГк- Гк) р .
'1- д — д сг.
(10-81)
^12^Г
д _ (гі - «■.) С6 + г. + *,) + гк (г6 + от.) ^, (1р_82)
. (Гэ ~ °^к) Кс - Гк) - .(Гэ + Гк - аГк + *к.я) (Гб + аГк) ¿7
(10-83)
где Д — определитель матрицы сопротивлений.
При дальнейшем анализе пренебрежем малыми
сопротивлениями г| и гб. Найдем коэффициент усиления по току:
К. = 1*.—
*\*о.с г у п
+ /?01гк(1-а) + лк.н;
, (Ю-84)
откуда
1
-^к.н ^ гк (1 — <*) + #к.н ^к.н і Гкэ -Ь ^к. II
Кіо.с а£>0 1 аг„ а/?0 р"
402
Коэффициенты усиления по току и по напряжению для
области средних частот можно найти, учитывая, что
1ГЯГ
/гЯк
^_ Яг + Явх.0.с' Як + Ян'
¡1 (Яг + Явх.о.с)-
Они соответственно равны:
/н
^/о.со— / —2\го.со
-'г
Яг
як
Яг + ЯВх. о. с Як + Ян
5
яг
Як
Як. ц + ЯВх. о. с Як + Ян'
К и о.
е0~ Яо
^вых
: А/с
г о. с о п _1_ п
г ^г i ^вх. о. с
Вер Як. н
1 1 р Як. и Яг -Ь Яв
(10-88)
(10-89)
Усиление каскада при введении обратной связи заметно
^ > 1 И Яг > Явх. о. с усиление
Як
снижается. При Ве0- п
Яо
почти не зависит от параметров транзистора:
К{ о. со ^ Яо/Ян> ^о. со ^ Яо/Яг-
Выходное сопротивление усилителя уменьшается и
становится приблизительно равным:
ЯвЫХ. о; с г к. =
Я„
1 + д,
Яо
+ 6,
Як. (Ю-90)
Работа каскада в области высших
частот. Формулу (10-89) можно преобразовать к виду
^еЯк. н
К и о. с. в —
(10-91)
Подставив в выражение (10-91) значения Ве и 1ЪХ из
формул (9-5) и (9-10), после преобразований получим:
Ки о. с. е
Кд р. с 0
-У'сотв.0. с'
где
Яг + г' + г
[Яг + гб + гэ(1+Я )]
Яг#ео
1 +
Як.н
Яо
Яг + ^ + гэ(1+5£0)]
(10-92)
404
Постоянная времени тв 0 с меньше тв усилителя без
обратной связи. Полоса пропускания усилителя
расширяется. Верхняя граничная частота тем больше, чем меньше
сопротивление обратной связи #0. Однако при этом,
естественно, снижается усиление на средних частотах.
Усилитель с комбинированной обратной связью (по
току и по. напряжению) можно анализировать аналогичным
методом, подставив в матрицу (10-80) вместо г"ъ величину
#э + П.
10-6. УСИЛИТЕЛИ С ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ
СВЯЗЬЮ НА ЭЛЕКТРОННЫХ ЛАМПАХ
Элементом обратной связи в усилительном каскаде с отрицательной
обратной связью по току (рис. 10-13, а) является сопротивление Rк,
не зашунтированное емкостью. При протекании переменного анодного
тока лампы на сопротивлении /?к создается падение напряжения,
совпадающее по фазе с напряжением (7ВХ. Поэтому амплитуда сигнала,
действующая между сеткой и катодом лампы (при активной нагрузке),
меньше напряжения на входе
каскада. Для определения
коэффициента усиления
воспользуемся формулой для
анодного тока лампы:
£4к + М^ск
(10-93)
Напряжения между
электродами лампы в схеме
равны:
Цак — ^ а^а ^ а^к>
^ск = ^вх — АЛ-
Рис. 10-13.
Подставляя эти соотношения в формулу (10-93), находим:
т ^*а Ч~ |-1^вх
'"""/?!+ /?. + ((*+ 1)^к'
Переменная составляющая анодного тока определяется формулой
[Швх
(10-94)
Отсюда следует, что лампа в схеме усилителя с отрицательной обратной
связью по току эквивалентна триоду с тем же коэффициентом \х, но
имеющему внутреннее сопротивление Rf = Rl + (¡1 + 1) Як (Рис- Ю-З, б).
Переменная составляющая выходного напряжения равна:
+ Яі + (Ц + 1) *к '
405
откуда коэффициент усиления по напряжению от сетки к аноду
(анодный выход) определяется соотношением
(10-95)
Из эквивалентной схемы для переменного тока определяем
выходное сопротивление каскада по анодному выходу:
^вых —
#а [/?£ + (р> + 1)^?к1
Яа + ^ + Ох+ОЛк'
(10-96)
Выходное сопротивление каскада с отрицательной обратной связью
по току имеет значительно большую величину по сравнению с ЯВЫх
усилителя без обратной связи.
Рис. 10-14.
Выходное напряжение можно снимать и с катодного сопротивления*
^вых. к '—
^а+^ + (}1 + 1)/?к'
Коэффициент усиления каскада по напряжению от сетки к катоду
(катодный выход) равен:
Ки о. с. к —
ит
ия
/?а+Л/ + (|1+1)/?к'
(10-97)
Еєли ц велико и Ц#к /?а + Яі, то
'Я*
Ки о. с
Як'
Каскад с катодной нагрузкой (катодный повторитель). Вся нагрузка
каскада включена в катодную цепь. Каскад с катодной нагрузкой во
многом аналогичен эмиттерному повторителю. Схема каскада с катодной
нагрузкой показана на рис. 10-14, а. Анод лампы по переменной
составляющей тока заземлен через емкость Сбл. Входное напряжение
приложено между сеткой и землей. Выходное напряжение, снимаемое с
нагрузки в цепи катода, совпадает по фазе с входным сигналом и
вычитается из него. Поэтому в каскаде имеется стопроцентная отрицательная
обратная связь по напряжению.
406
Анодный ток каскада с катодной нагрузкой можно найти способом,
изложенным в предыдущем разделе. Однако можно сразу записать
выражение для /а, положив в равенстве (10-94) /?а равным нулю:
; Н*± (10-98)
Формулу (10-98) можно преобразовать к виду
М- „
1а = ^гГ- , (Ю-99)
1ТОДІК
эквивалентна генератору напряжения с э. д. с, равной
откуда следует, что в схеме катодного повторителя электронная лампа
11 т,т
ц +1
п.
эквивалентным внутренним сопротивлением Щ = —-ру (рис 10-14, б).
Эквивалентное внутреннее сопротивление лампы, работающей в каскаде
с катодной нагрузкой, очень мало. Если пренебречь единицей по
сравнению с |Ы, то
Я|~1Г = 1Г- (Ю-ЮО)
Например, у пентода 6Ж11П с 5 = 28 ма/в эквивалентное
внутреннее сопротивление будет всего 36 ом. Малое внутреннее сопротивление
лампы в каскаде с катодной нагрузкой является одним из важнейших
свойств катодного повторителя.
Переменная составляющая напряжения на выходе равна:
— Якг'а
Коэффициент усиления (передачи) каскада с катодной нагрузкой
определяется соотношением
(10-101)
Формулу (10-101) можно записать в иной форме:
Р d
*»-Н^-^=5*Мг5*» (10'102)
где
^-їгтт? (1(Я04)
^-^-етётта- (10-105)
407
При fx ;> 1 выражение (10-101) можно привести к виду:.
(10-106)
]n0~\+SRK'
Из равенства (10-106) видно, что коэффициент усиления каскада
с катодной нагрузкой /Сп0 при всех реальных значениях SRK остается
меньше единицы, приближаясь к ней при возрастании SRK. Выходной
сигнал каскада по величине и полярности «повторяет» входной сигнал.
Поэтому этот каскад часто называют катодным повторителем, а величину
К по — коэффициентом передачи повторителя.
Не усиливая напряжение, каскад с катодной нагрузкой обладает
большим коэффициентом усиления по току, и его часто применяют для
усиления тока или мощности. Коэффициент
усиления по току равен:
/Cin=^ = ^n»-§^ÍK (Ю-107)
Как увидим далее, RBX ;> RK, поэтому
величина Kin обычно велика, а
следовательно, велико и усиление по мощности Крп =
Определим входное сопротивление
каскада с катодной нагрузкой, воспользовавшись
Рис 10-15 схемой, показанной на рис. 10-15. Емкость
Сас обусловливает входную проводимость
^вх = У^Сас (емкость с$л на несколько
порядков больше Сас), а через емкость Сск возникает паразитная
обратная связь (y = /соСск). По формуле (10-9) найдем входную проводи-
' мость каскада:
Уик. и =>вх + У (1 ~ ки) = У© [Сас + Сск (1 - #„)].
Входная динамическая емкость каскада с катодной нагрузкой на
триоде
Свх. п = Сас + (1 -#п) Сск. (10-108)
Свх. п изменяется в пределах от Свх. Г(ИН=Сас (при КП —*• 1) Д°
Свх. макс = Сас + ССК (при Rn = 0, /?н = 0).
У каскада с катодной нагрузкой на пентоде к емкости Сс1к надо
добавить емкость Ccic2*
Свх. п = Сас1 +' (1 /Гп) (Сс1к + СС1СЯ). (Ю-109)
У пентодов СаС1 очень мала (тысячные доли-пикофарады). Поэтому
' при /Сп 1 величина входной емкости каскада с катодной нагрузкой на
пентоде крайне мала. Малая входная емкость каскада представляет
малую нагрузку для источника входного сигнала. Поэтому катодный
повторитель обладает очень высоким входным сопротивлением.
Уменьшение емкости Сск в катодном повторителе не сопровождается
уменьшением емкости монтажа между сеткой и землей, которую необходимо
учитывать полностью.
Если в катодную цепь включена комплексная нагрузка ZK = RK +
+ jXK, то выражение входной проводимости каскада с катодной
нагрузкой примет вид:
>"вх.п=У<0 {Сас + СскП
S(RK+jXK)
l+S(RK+jXK)
408
Тогда при а ^ 1
Я/о.сО~ ^7? — (10"85)
^0
Отношение /?к.н/#о по существу является
коэффициентом передачи цепи обратной связи (коэффициент
распределения тока между цепями обратной связи и нагрузки).
Найдем входное сопротивление усилителя (при = 0):
п
Авх. о. с / •
Разделив Ег = 1г (гб + г1) + /2г;г + /Згб на 1Х после
соответствующих преобразований с учетом равенств (10-81)
и (10-84), можно получить:
^вх.о.с^Лэ + Г"ъ 0 + К 1о. со) —
~~ Гб гк/?к.н + Л0[/гк.н + гк(1-а)] • <10"86)
Преобразуем два первых слагаемых выражения (¡0-86)
с учетом соотношения (10-85) и неравенства г1 <^ г6:
г'в + гфео + г9' + гв'5в0 + г9*^о
До До ^
1 ( р Як. II
1 +^*о—
~ р Як. и
+
Третье слагаемое выражения (10-86) приводится к виду:
Як.н
Я0
1 + Д
Як. Ц
*° Яо
Тогда входное сопротивление усилителя с параллельной
отрицательной обратной связью определится формулой
/г„.,.с=Гй + г;(1^'о)= % , (Ю-87)
1 Д_ Р Ак- н ! | о Ак.н
до 'Ч)
т. е. входное сопротивление значительно меньше, чем у
обычного каскада с ОЭ без обратной связи.
403
Активная и реактивная составляющие входной проводимости
равны:
_ £їкй)Сск .
\г , г \\ ^к(1+5/?к) + (^к)3 ]\
#вх. п = СО ^
При нагрузке емкостного характера (1/Хк| < 0) активная
составляющая входного сопротивления катодного повторителя 1^вх. п = 1/^вх. п
имеет отрицательный знак, поэтому на очень высоких частотах
(десятки — сотни мегагерц) катодный повторитель может самовозбуждаться.
Для предотвращения самовозбуждения в цепь управляющей сетки
лампы последовательно включают активное сопротивление порядка 50—
200 ом.
Выходное сопротивление каскада с катодной нагрузкой равно:
^.„ = ^11^=^1^ = ^ 00-110)
и может составлять от нескольких ом до нескольких десятков ом.
Поэтому при выполнении неравенства Як ;> напряжение на выходе
почти не зависит от отбираемого тока.
Частотные искажения. В реальных каскадах емкость
нагрузки Сн значительно больше емкости между сеткой и катодом
лампы Сск. Поэтому можно пренебречь влиянием входного сигнала на форму
выходного через емкость Сск. Переходная характеристика каскада
для малых времен имеет тот же вид, что и переходная характеристика
некорректированного каскада с анодной нагрузкой, и описывается
соотношением
(
где
Тп = #вых. гРп = (ц + ^ + Я£ Сн* (Ю-112)
При идеальном скачке на входе сигнал на выходе изменяется по
экспоненциальному закону с постоянной времени тп. Так как величина
#вых. п значительно меньше Як ^Вых ^1/5, а тп^у Сн ^ , то
частотные искажения каскада с катодной нагрузкой значительно меньше
частотных искажений каскада с анодной нагрузкой при одинаковых величинах
Яи и С„.
Сравним длительности фронта каскадов с катодной и анодной
нагрузками при Яа = #к и С0 = Сн:
-- Т* ^Со(/Скт^) _*к + *?_ ^ (10.ПЗ)
*ф.п тл С 11^7 Я к Я?
При II > 1 это выражение можно привести к виду:
^ф. п Яі
409
При одинаковых нагрузках длительность фронта на выходе
катодного повторителя в 1 + 5^к раз короче длительности фронта на
выходе каскада с анодной нагрузкой. Длительность фронта на выходе
катодного повторителя можно определить по формуле
'••»~т^ё" , {1(М14)
Катодный повторитель способен передавать импульс с крутыми
фронтами без введения в него схемы корректирующих элементов.
Верхняя граничная частота условной полосы пропускания
катодного повторителя сов> гр> п имеет значительную величину даже при
больших емкостях нагрузки и равна:
_ 1 +5#к (10-115)
Е-гр- п ~~ Г о
Из выражений (10-106) и (10-114) можно найти отношение
2,2СН'
(10-116)
Особенностью каскада с катодной нагрузкой является то, что
длительность фронта не может быть больше величины 2,2 Си/5. Нагрузка
каскада не находится' под напряжением источника анодного питания.
Поэтому она может подключаться без переходной емкости, что важно
при передаче очень низких частот или импульсов большой длительности.
Амплитудная характеристика каскада с
катодной нагрузкой. Катодный повторитель можно эффективно
использовать в качестве мощного выходного каскада при работе на
низкоомную нагрузку, зашунтированную большой емкостью. Он
хорошо работает при передаче как гармонических, так и импульсных.
сигналов. Катодный повторитель может работать без искажений при
больших напряжениях на входе. Можно показать, что отношение
максимальных амплитуд входного гармонического напряжения каскада
с катодной нагрузкой и обычного каскада с анодной нагрузкой
приблизительно равно:
^вх. п. макс
Рассмотрим амплитудную характеристику катодного повторителя
и метод выбора начальной рабочей точки при передаче гармонических
и импульсных сигналов. При активном сопротивлении нагрузки #к
имеем £/вых = ик = /а#к« Амплитудной характеристикой можно
считать зависимость
/а = /(^вх).
Эту характеристику можно построить, пользуясь характеристикой
/а = /х (иск)\р р (рис. 10-16, б), полученной по нагрузочной прямой,
га' к
соответствующей выбранному значению /?к и £а (рис. 10-16, а), и
прямой ОЫ, точки которой по осям координат соответствуют значениям /а
и /а#к. Напряжение между сеткой и катодом каскада равно:
иск = ^вх - /аЯк = £/вх - и* (Ю-117)
410
При токе /а1 потенциал сетка — катод отрицателен и равен игск
(отрезок АС): Катод лампы относительно земли имеет потенциал Ц'к =
= Лч1#к (0Тре30К А В).
Потенциал сетки относительно земли, т. е. напряжение и'ъх,
определяется из равенства (10-117): Ц'вх — Ц'к — \и'ск\ = АВ — АС —
/4D и легко находится графически. При выбранном токе /а1 сетка
.лампы по отношению к земле должна иметь положительный потенциал.
Произведя построения для других значений /а, получим график ам«
плитудной характеристики /а = / (£/вх).
Рабочая область амплитудной характеристики ограничивается
величинами ипХш шш и ивх, макс. При входных сигналах, выходящих за
1а
Оси =0
Рис. 10-16.
пределы £/вх. мин, характеристика криволинейна и лампа запирается.
При напряжении ЦВХт макс потенциал между сеткой и катодом лампы
равен нулю, и при входных сигналах, превышающих £/вх. макс,
появляются сеточные токи, вызывающие нелинейные искажения.
Напряжению £УВХ. макс соответствует ток /а. доп. Динамический диапазон
входных сигналов определяется величиной А£/вх = ивх. макс +
+ I ^вх. мии I- Если каскад с катодной нагрузкой должен передавать
гармонические сигналы, то начальная рабочая точка должна
располагаться на середине рабочего участка амплитудной характеристики
(точка О'). При этом на сетку лампы относительно земли необходимо
подать положительное смещение + £ос (для рассматриваемого случая).
Если каскад предназначен для передачи односторонних импульсов
отрицательной или положительной поляркости, то рабочая точка
выбирается соответственно вблизи £/вх. макс нли вблизи ивх, мии.
Искажения фронта импульса, передаваемого катодным
повторителем, зависят не только от постоянной времени тп. При работе на на-;
грузку, имеющую емкостный характер, необходимо учитывать
зависимость сопротивления нагрузки 1Х1 (и величины выходного сигнала
А^вых) от частоты. С ростом частоты величина £н уменьшается. Для низ-.
411
коомных составляющих спектра передаваемого сигнала отрицательная ;
обратная связь будет максимальной, а для высокочастотных составляю- з
щих спектра — минимальной, что вызовет сужение динамического диа- :
пазона амплитудной характеристики и возникновение дополнительных ;
нелинейных искажений вследствие перегрузки каскада. Кроме того, :.«
крутизна характеристики лампы 5 и эквивалентное внутреннее сопро- )
тивление Rf изменяются при перемещении рабочей точки по нели- '!
нейной характеристике /а = / (^вх)« При передаче положительных им-'3
пульсов (рабочая точка перемещается вправо) крутизна несколько},
увеличивается. После достижения током значения /а# доп крутизна^
резко уменьшается, что снижает действие обратной связи и увеличи- ^
вает время фронта. При передаче отрицательных импульсов крутизна.:]
уменьшается, что сопровождается возрастанием ?ф.'п. Отрицательные |
импульсы с большой амплитудой запирают лампу. В этом случае из- *
I
Рис. 10-17.
менение выходного сигнала определяется постоянной времени цели;
нагрузки тн == /?НСН до тех пор, пока потенциал катода не принимает*
значения, при котором Цск — 0згп и лампа полностью открывается.*
Дальнейший разряд определяется постоянной времени тп. Однако на*
нижнем загибе характеристики величина .5 мала, а величина Ri ве-]
лика. Поэтому первоначальная скорость изменения выходного сигнала!
уменьшается. Рассмотренные искажения фронтов' отсутствуют при^
передаче импульсов, амплитуда которых не выходит за пределы на-<
пряжения запирания лампы. Существуют специальные схемы катодных'
повторителей, приспособленные для передачи импульсов большой]
амплитуды. =5
Характеристики входной, а иногда и выходной цепи зависят от,
способа подачи смещения на управляющую сетку лампы катодного;
повторителя. Падение напряжения на нагрузке Цр обычно не соответ^
ствует необходимому напряжению смещения иск, и использовать Rк
в качестве сопротивления автоматического смещения можно лишь
в отдельных случаях. Если падение напряжения на сопротивлении
превышает необходимую величину смещения, то смещение можно
подать либо с делителя и #2> подключенного к источнику £а
(рис. 10-17, а), либо с части сопротивления #к (сопротивление на
412
схеме рис. 10-17, б). Последняя схема обладает очень высоким входным
сопротивлением и находит широкое применение при построении
входных каскадов. Если сопротивление нагрузки #к мало и падение
напряжения на нем недостаточно для получения необходимого смещения, то
последовательное ним включается дополнительное сопротивление
за шунтированное конденсатором (рис. 10-17, в). Емкость конденсатора
выбирается из условия, чтобы на низшей рабочей частоте ее
сопротивление было в 8—10 раз меньше сопротивления
Рассмотрим способы включения пентода в каскаде с катодной
нагрузкой и способы подключения кабеля к выходу каскада. Режим
работы пентода (или тетрода) определяется способом подключения
блокировочного конденсатора С^. Если блокировочный конденсатор
подключен между экранирующей
сеткой и катодом (рис. 10-18, а),
то лампа работает в нормальном
пентодном режиме, так как по
переменной составляющей тока
потенциалы экранирующей сетки
и анода различны. Если Съ
подключен к земле (пунктир на
рис. 10-18, а), то по переменной
составляющей тока анод и
экранирующая сетка имеют
одинаковый (нулевой) потенциал, и
пентод работает в триодном режиме.
Пентодное включение позволяет
получить большее вхбдное
сопротивление, а триодное обеспечивает отсутствие спада вершины из-за
цепочки ЯЪСЪ и дает возможность усиливать импульсы большой амплитуды.
Если к выходу катодного повторителя подключен кабель,
длина которого невелика, то кабель можно рассматривать как
сосредоточенную емкость, приближенно равную произведению погонной
емкости кабеля на его длину. Если же длина кабеля соизмерима с длиной
наиболее короткой волны спектра передаваемого сигнала, то выход
катодного повторителя необходимо согласовывать с волновым
сопротивлением кабеля р (рис. 10-18, б). Если р < то для уменьшения
выходного сопротивления катодного повторителя параллельно кабелю
включается сопротивление ^2 (^1 = 0)> величина которого определяется
Рис. 10-18.
из соотношения р = -
Если р > Rf, то для согласования
последовательно с ка"белем необходимо включать дополнительное
сопротивление /?! (сопротивление #2 отключается), величина которого
равна: Ях = р —
В отличие от эмиттерного повторителя каскад с катодной нагрузкой
обладает значительно лучшими частотными свойствами, большим
усилением по току И ПО( мощности.
10-7. ПАРАЗИТНЫЕ ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ В УСИЛИТЕЛЯХ
При компактном монтаже элементов усилителя между
последними возникают емкостные и магнитные связи,
которые изменяют свойства усилителя и в ряде случаев
могут привести к самовозбуждению.
413
Паразитная емкостная положительная
обратная связь (например, между выходом второго каскада и
входом первого) может привести усилитель к
самовозбуждению на высоких частотах. Магнитная связь
создается главным образом трансформаторами на
сравнительно низких частотах. Паразитная обратная связь не
поддается строгой количественной оценке. На основе опыта
наладки и эксплуатации усилителей получен ряд
рекомендаций, которые позволяют устранить или ослабить
емкостные и магнитные связи. Например, каскады усили-
Рис. 10-19.
теля целесообразно располагать в одну линию, а
усилительные элементы устанавливать так, чтобы выход
предыдущего усилительного элемента находился вблизи входа
последующего; входной и выходной трансформаторы
следует размещать возможно дальше один от другого и т. д.
Однако даже удачный монтаж не может исключить
паразитную обратную связь, возникающую через общий
источник коллекторного (анодного) питания и через общий
источник смещения сеток ламп. Внутреннее сопротивление
источника питания 1^ обычно.имеет емкостный характер
и значительно меньше сопротивления нагрузки (рис 10-19).
Протекающая через сопротивление 2П переменная
составляющая тока выходного каскада /в обычно значительно
больше токов предшествующих каскадов, поэтому
приближенно можно записать: •
414
никнуть паразитные обратные связи через общий источник
накала ламп и в результате микрофонного эффекта. В
каскадах на электронных лампах переменное напряжение
с внутреннего сопротивления общего источника анодного
питания может передаваться через цепь /?а и /?с на вход
второго, третьего и т. д. каскада. Самовозбуждение
возможно лишь при трех и более каскадах (воздействие сигнала
с выхода третьего каскада на цепь сетки второго). Методы
снижения эффекта паразитной обратной связи в
усилителях на лампах те же, что и в транзисторных усилителях.
Часть напряжения £/в через делитель Ях и Я2 [| ЯВХ1 II #г
попадает на базу первого транзистора и через делитель
#з II #к1 и ^4II Лвх2 на базу второго транзистора, создавая
на входах первого и второго каскадов дополнительные
напряжения обратной связи 00% с« При наличии на входе
сигнала (Увх указанной полярности на базе первого каскада
напряжения О0ш с1 и Овх1 имеют одинаковые знаки
(фазовым сдвигом пренебрегаем), и петля, образуемая первым и
вторым каскадами, сопротивлением 1п и делителем
и Я2II #вх1 II ЯГ5 создает положительную обратную связь.
Если при этом коэффициент усиления петли
положительной обратной связи Ки§ больше или равен единице
(£Л>. а/^вх1 ^ 1), т0 усилитель самовозбуждается. На базе
второго каскада напряжения 00> с2 и 02 имеют разные
знаки, и обратная связь является отрицательной.
Ослабить влияние обратной связи можно уменьшением
либо коэффициента усиления усилителя, либо
коэффициента передачи в петле обратной связи с помощью
специальных делителей, либо сопротивления 1^. Для
уменьшения коэффициента передачи петли обратной
связи первого каскада вводится развязывающий фильтр
ЯфСф (пунктир на рис. 10-19), ослабляющий напряжение
£/0. с Параметры фильтра целесообразно выбирать так,
чтобы выполнялось неравенство [/0. а/^вх1 <1 0,05 ~ 0,1.
Таким фильтром может служить цепочка низкочастотной
коррекции. Для большего ослабления коэффициента
передачи цепи обратной связи можно включать одновременно
фильтр для коррекции и развязывающий фильтр. Для
обеспечения их независимой работы емкости фильтров
необходимо выбирать из условия Сф> разв ^ (20 ~ 30) Сфл кор.
Следует иметь в виду, что развязывающий фильтр влияет
на амплитудно-частотную характеристику усилителя в
области низших частот. В выходном каскаде фильтр
применяется редко, так как при его наличии уменьшаются
напряжение на коллекторе и мощность на выходе каскада.
Паразитная обратная связь может возникнуть в
результате падения напряжения на общем проводе заземления.
Этот вид обратной связи по характеру близок к связи через
источник питания. При большом общем усилении
необходимо выводы заземления сводить в одну точку.
К паразитным отрицательным обратным связям
относятся и обратные связи, возникающие на цепочке эмиттерной
стабилизации режима ЯВСЭ (или цепочках ЯКСК и /?ЭСЭ в
электронных лампах). В электронных лампах могут воз-
415
Глава оди ни а д ц а т а я
УСИЛИТЕЛИ С ТРАНСФОРМАТОРНОЙ СВЯЗЬЮ
11-1. УСИЛИТЕЛИ С ТРАНСФОРМАТОРНОЙ СВЯЗЬЮ
НА ТРАНЗИСТОРАХ
Усилители с трансформаторной связью дают
возможность согласовать сопротивление нагрузки с выходным
сопротивлением усилителя, внутреннее сопротивление
источника входного сигнала со входным сопротивлением
усилителя и низкое входное сопротивление каскада с высоким
выходным сопротивлением предшествующего каскада.
Согласование позволяет получить от усилителя на
транзисторах с трансформаторной связью большее усиление по
сравнению с /?С-усилителем.
Согласование осуществляется при помощи
трансформатора. Например, применяя понижающий трансформатор,
можно согласовать малое входное сопротивление мощного
выходного транзисторного каскада с предоконечным
каскадом. Применяя трансформатор с заземленной средней
точкой вторичной обмотки, легко осуществить
симметричный выход. Однако применение трансформатора резко
увеличивает габариты и вес усилителя и не позволяет
получить равномерное усиление в широком диапазоне
частот. Трансформаторная связь в основном применяется в
усилителях низкой частоты. Транзисторы обычно
включаются по схеме ОЭ, что обеспечивает большее усиление.
Частотные свойства при этом несколько ухудшаются по
сравнению со схемой ОБ, а первичную обмотку
трансформатора шунтирует большая емкость транзистора Скэ. Для
улучшения частотных характеристик усилителей,
построенных на транзисторе с ОЭ, иногда • применяют
отрицательную обратную связь.
Принципиальная схема двухкаскадного усилителя с
трансформаторной связью на транзисторах приведена на
14 Виноградов Ю, В.
417
рис. 11-1. Нагрузкой в цепи коллектора служит
трансформатор. Переменная составляющая тока коллектора,
возникающая под действием входного сигнала, передается
во вторичную обмотку
трансформатора и
воздействует на вход
следующего каскада. Для
исключен и я отр и цател ь-
ной обратной связи по
переменному току в цепь
эмиттера включается
блокировочный .
конденсатор Сэ. Конденсатор Сг
исключает потери
входного сигнала на
сопротивлении делителя в цепи базы. Весь входной сигнал
прикладывается между эмиттером и базой, управляя током
коллектора. Во втором каскаде аналогичную роль
выполняют конденсаторы Сэ и С2, шунтирующие сопротивления
Яэ и £?б2 = #з II #4- Нагрузкой транзистора по
постоянному току является активное сопротивление первичной
обмотки трансформатора.
Коэффициенты трансформации входного и выходного
трансформаторов первого каскада обозначим соответственно
418
:;;5Х = ш2/^і и п = т2/мі. Считая емкости Сг и Сэ
бесконечно большими, #б1 ^> і?вх1 и представляя общее входное
сопротивление второго каскада элементами/?н и Сн,
составим эквивалентную схему первого каскада (рис. 11-2, а)
(транзистор заменен Т-образной эквивалентной схемой).
Трансформатор также можно заменить эквивалентной
схемой (рис. 11-2, б), элементами которой являются:
гх — активное сопротивление первичной обмотки,
имеющей дох витков;
Ьа — индуктивность рассеяния первичной обмотки;
¿1 — индуктивность первичной обмотки;
гж — сопротивление потерь в железе сердечника (обычно
Ы2 — индуктивность рассеяния вторичной обмотки,
приведенная к первичной,
^2=-^-; (Н-1)
/'з — активное сопротивление вторичной обмотки,
приведенное к первичной,
/•;=-£-. (п-2)
На выходе эквивалентной схемы подключены
пересчитанные к первичной обмотке трансформатора
сопротивление нагрузки /?н и паразитная емкость С о, состоящая из
определенной емкости вторичной обмотки
трансформатора Стр, емкости монтажа См и емкости нагрузки Сн:
& = (1ЬЗ)
с;=с0па, (п-4)
где Со = Стр -}- См -{- Сн.
Выходное напряжение усилителя также пересчитано
к первичной обмотке трансформатора
• ^ых—. (11-5)
На входе каскада включена эквивалентная э. д. с.
с эквивалентным внутренним сопротивлением
Эквивалентная э. д. с. источника входного сигнала £* равна
приведенной ко вторичной обмотке входного
трансформатора э. д. с. Ег
Е% = Етпвх. (11-6)
14* 419
В эквивалентное внутреннее сопротивление источника:,;
входного сигнала помимо приведенного ко вторичной :
обмотке входного трансформатора внутреннего сопротивле-
ния источника сигнала і^, входят сопротивление вторичной
в)
■ Рис. 11-3.
обмотки входного трансформатора г2вх и приведенное ко
вторичной обмотке сопротивление первичной обмотки г'1вх:
= Ятпк + гХъХп1х + г2вх. (П-7)
При необходимости учета- сопротивлений делителя в
цепи базы можно, как и в каскаде с /?С-связыо,
пользоваться' эквивалентными величинами:
где п _ #б
9 /?б + /?Г
Рассмотрим работу усилителя в области средних,
низших и высших частот. Соответствующие эквивалентные
схемы для этих диапазонов частот изображены на рис. 11-3.
В области средних частот (рис. 11-3, а) можно
пренебречь влиянием индуктивностей Ьъ ЬзЪ Ь£2 и емкостей
Ск9 и С0.
420
Обозначив эффективную величину коэффициента
передачи тока базы
п — ^ #огкэо /1 ] _Я\
е0~ гкЭ0 + г1 + г' + ^ + г;\\(г6 + Я?-) ■ I11 °'
найдем выходное напряжение каскада:
^вых = Я^вых = пВе01бЯп.
Электродвижущая сила входного сигнала равна:
Ег===И [/?? + гб + г; (1 + веоу} ■= А- + #„),
где #вх = гб + Гэ (1 + Аю)-
Тогда коэффициент усиления по напряжению
определяется соотношением
■Дао £г /?* +Двх ППвх' Vй ^
Обычно справедливы неравенства: гх + К <^ Я'н] гл -\-
+ г9; < гкзо; гГ || (Я? + гб) < Я« и || (Д* + гб") < гкэо. Тог-
-Вт
да Вр0^—0 Гэ0р' > и выражение коэффициента усиления по
Гкзо ~т~
напряжению можно записать в следующем виде:
^«0 = Г)::: , п ппвх. (1 1 - 10)
"т Авх
Подставив в равенство (11-10) величины
т ^вь1Х Ве0/$ т
* пых "
П П 1
/-/•„-/ +
найдем коэффициент усиления по току
/ д Я*
К. — вых — е0 г П1-1П
Наибольший коэффициент усиления по мощности
получается при согласовании, т. е. при равенстве входного
сопротивления каскада сопротивлению источника сигнала
и выходного сопротивления — сопротивлению нагрузки
(точнее, когда эти сопротивления комплексно сопряжены).
В усилителе с трансформаторной связью эти условия согла-
421
сования можно осуществить путем подбора
соответствующего коэффициента трансформации, при котором
выполняются равенства (считая R*^R'r):
Яг. согл — Яг^вх. согл ~ ЯВх И -Rh. согл ~ 2 " — Rnhix ' 01-12)
^согл
Тогда оптимальные коэффициенты трансформации при
согласовании должны равняться:
^ВХ. СОГЛ У £> 5 ^СОГл у £ • (11" 13)
Из равенств (11-9) и (11-11) следует, что коэффициенты
усиления каскада с трансформаторной связью при
согласовании определяются формулами (считаем Явых ^ гк?0):
\г ^ео^вых „ ~ Вео 1 / ЯВых 1 / Ян . /11 1л\
^ясогл— 2£>вх п£отлпвх. согл— 2 р , У ~£^Г 5 \А1'1^/
^согл = -2Г-7Г '^Ут^Ут- (1М5>
^исогл'£вх. согл ^ Г авх г ан
В условиях согласования источник входного сигнала
отдает мощность
Л-.макс = ( ^г-+/?н ) ^Н = 4А^=="^Х' (11-16)
Тогда
^вых Лшх ^вых _!_/<" /11 17\
согл-*\г согл р / ар а ■*хр. согл» \А1"А//
*г ^*г. макс ^
Подставив в формулу (11-17) значения /СНСОГл и Д/согл»-
найдем наибольший коэффициент усиления по мощности при
согласовании на входе и на выходе:
-Кр. согл ~ согл^/ согл = ~п (11-18)
^вх
Так как Явых велико, то при согласовании
сопротивление нагрузки Ян. согл должно иметь очень большую
величину. При этом резко возрастают нелинейные искажения и,
как увидим далее, необходимая величина индуктивности
первичной обмотки Ь-1. Поэтому из допустимых
нелинейных искажений и требуемой выходной мощности по
статическим характеристикам транзистора сначала
определяется наибольшая допустимая величина #н (причем
Ян <С ^н. согл)> после чего вычисляется требуемый
коэффициент трансформации /г. При слабых сигналах, когда
422
•нелинейные искажения малы, можно выбирать величину,
нагрузки, обеспечивающую лучшее согласование.
На низших частотах можно не учитывать влияние
емкости Со и индуктивностей рассеяния Ьз1 и Ьг32 (рис. 11-3,6).
При сон —* 0 шунтирующее влияние сопротивления
индуктивности первичной обмотки возрастает (ХІ1=соІа-^0). В
индуктивность Ьг ответвляется все большая часть выходного
тока, а ток в нагрузке и напряжение на ней падают. В
результате при сон = 0 Кпи = 0.
Для анализа низкочастотных искажений в
Т-образной эквивалентной схеме транзистора генератор тока
целесообразно заменить генератором напряжения /бВ0гкэо
(пунктир на рис. 11-3, б). Обозначив гкэо + г± = г'% +
+ /?н — /?з, найдем напряжение на зажимах а — б:
ІбЕ>ог кэо "
Выходное напряжение равно:
Увых = пОаб 0'^1_ г> ' = П^
К + К %эо + г1 + г'г + К ^ + II
-„/ р Р'
-~Пб*е0**]Х11 + {Я'1\\Ъ) '
Тогда с учетом соотношения (11-9) коэффициент
усиления на низших частотах определится формулой
^ = Т=^]711' (1М9)
Обозначив
КІII я;
(11-20)
найдем коэффициент, частотных искажений и угол сдвига
фаз для области низших частот:
Л4н(<о) = -=^==-; (П-21)
У 1 +
сонт,
і§Ф„(со) = ^г-- (П-22)
423
Низшая граничная частота условной полосы пропускания
трансформаторного усилителя равна:
ю =±= к..+'--і)к+'/?н) "{11.2з.
н-гр т" ^(^0+>-,+'■: +ю- {і ^
Наилучшими частотными свойствами будет обладать
усилитель с меньшими значениями приведенной нагрузки
/?н и большей индуктивностью первичной обмотки Ьг. При
заданных частотных искажениях и выбранном І^^
требуемая индуктивность первичной обмотки трансформатора
определяется по формуле
I ^ ВПК м« , (11_24)
В режиме согласования величина Ьг, необходимая для
обеспечения заданной частотной характеристики,
получается значительной — порядка нескольких десятков
генри "для граничной частоты 100 гц. В малогабаритном
оформлении такую индуктивность конструктивно
выполнить чрезвычайно трудно, что накладывает
дополнительные ограничения на реализацию оптимального
согласования каскадов с ОЭ. Малогабаритные трансформаторы легко
изготовить с индуктивностью первичной обмотки порядка
нескольких генри. Исхэдя из этого, при і?н ^> Го и гк30^>
*^>г\ максимальная величина сопротивления І?н может быть
определена из соотношения
• т/1 — М*
(^і!кк5о)^(2-ьЗ)сои 1 Мн 11,
Например, для /н = 50 гц и Ма = 0,7 имеем || ггэ0^
^ (0,5 ~ 0,75) • 103 ом.
Частотные искажения, вносимые входным
трансформатором, определяются аналогичным способом. Входное
сопротивление каскада и сопротивление £?г обычно малы.
Поэтому условие оптимального согласования с
малогабаритным трансформатором здесь осуществить проще.
Как и в усилителе с /?С-связью, разделительный и
блокировочный конденсаторы вносят дополнительные
искажения на низших частотах. Общий коэффициент
частотных искажений в области низших частот равен
произведению коэффициентов частотных искажений отдельных цепей
n
Мн.общ= П^н*.
¿=1
424
Определив постоянные времени всех цепей, можно
найти эквивалентную постоянную времени каскада тн>общ,
определяющую общие искажения на низших частотах, и
соответственно низшую граничную частоту условной
полосы пропускания усилителя с трансформаторной связью.
Анализ искажений в области высших частот
проведем для случая активной нагрузки (С„ = 0). Пря Хс0 ='
= —тт—^ЗЯн (что выполняется в большинстве случаев)
емкость С0 можно не учитывать. На высших частотах можно
пренебречь влиянием индуктивности Ьъ однако необходимо
учесть индуктивности рассеяния Ь8 = Ь81 + Ь'82 и
зависимость от частоты параметров транзистора. С учетом
сказанного эквивалентная схема каскада с трансформаторной
связью для области высших частот принимает вид,
показанный на рис. 11-3, в. Выходное напряжение равно:
п _„гг пВ16гК9#в
, Подставляя 1кЪ и В из равенств (9-2) и (4-70), после
соответствующих преобразований получаем:
и*
Скзо + К) \і + . (Гкв0Тв + ЯНТК + 13) +
Гкэ0 + ^н -і
Электродвижущая сила входного генератора с учетом
соотношений (9-10) и (9-5) определяется выражением
Г /гВх пвх "вх 1 + І®хе
X
(11-26)
Как отмечалось выше, условие для идеального
согласования при межкаскадной связи реализовать трудно. Обычно
#вых=#г>~^> Т- е- ^г>/?вх И КОЭффиЦИеНТ ПрИ /СОТ,
в квадратной скобке формулы (11-26) мало отличается от
единицы. Даже при идеальном согласовании на входе
[Яг = /ъ + (1 + Ве0)гэ] коэффициент при /сотв примерно
425
равен единице, т. е. для упрощенного анализа можно
считать:
Тогда коэффициент усиления по напряжению для области
высших частот равен:
К и о
Ялв =
+ НЬг (гк»отв+!-/С0)Хк^- ^кво.'
гкэо 7 кэо і
(11-27)
При определенных соотношениях параметров в
усилителе наблюдаются резонансные явления, в . результате
чего амплитудно-частотная характеристика может быть в
значительной степени неравномерной.
Из выражения (11-27) можно найти коэффициент
частотных искажений, наибольшую допустимую величину
индуктивности рассеяния и верхнюю граничную частоту
полосы пропускания. За верхнюю граничную частоту полосы
пропускания часто приближенно принимают частоту
резонанса. Отношение Ь81Ь1 = а называется коэффициентом
рассеяния, а определяется конструкцией трансформатора и
лежит в пределах 10"2—!0~3. В малогабаритных
трансформаторах индуктивность Ьх обычно невелика. Если
применяются низкочастотные транзисторы, то индуктивностью
рассеяния можно пренебречь (Ь8 = 0), а частотные
искажения трансформаторного усилителя в области высших
частот считать обусловленными лишь частотными
свойствами транзистора. Если применяются высокочастотные
транзисторы, реактивные параметры которых в рабочем
диапазоне частот не сказываются на свойствах усилителя,
то можно считать, что частотные искажения на высших
частотах обусловлены лишь индуктивностью рассеяния Ь5,
Тогда
'кэо 1 'і 1 2 1 /хн
Обозначив
428
найдем коэффициент частотных искажений и угол сдвига
фаз:
VI дот.). - (п-3°)
ФвН = —совтв. (11-31)
Из последнего выражения можно найти допустимое
значение индуктивности рассеяния:
ь ^ (^0 + ^1 + ^ + ^) УТ=Щ
после чего проверить, насколько выполнимы ограничения
на величину коэффициента а.
При учете емкости Сн в знаменателе (11-27) получается
уравнение третьей степени относительно /со.
Для передачи сигналов импульсной формы в усилителе
применяется специальный импульсный трансформатор.
Импульсный трансформатор вносит дополнительные
искажения как фронта, так и вершины импульса. Исках<ения
фронта импульса обусловлены емкостями обмоток, индук-
тивностями рассеяния, вихревыми токами. Спад вершины
возникает вследствие наличия активных сопротивлений
обмоток и индуктивности ¿1.. Кроме того, на форму вершины
импульса существенно влияет нелинейная зависимость
магнитного потока в сердечнике трансформатора от тока
намагничивания. Насыщение сердечника обусловливает
предельную длительность передаваемых импульсов одной
полярности. Для импульсных трансформаторов обычно
применяются тороидальные сердечники из материала с малой
остаточной индукцией Вп высоким значением
индуктивности насыщения 5нас, возможно большей величиной
действующей проницаемости \ка и большим удельным
сопротивлением (например, оксифер М-2000 и др.).
При анализе мы пренебрегли сопротивлениями
обмоток г± и г2, т. е. считали трансформатор идеальным с к. п. д.
т) = 1. Методика учета к. п. д. трансформатора изложена
в гл. 12.
11-2. УСИЛИТЕЛЬ С ТРАНСФОРМАТОРНОЙ СВЯЗЬЮ
НА ЭЛЕКТРОННЫХ ЛАМПАХ
Каскад с трансформаторной связью дает возможность повысить
усиление по напряжению путем применения повышающего
трансформатора и получить симметричный выход. Принципиальная схема
трансформаторного каскада приведена на рис. 11-4. При усилении звуковых
427
частот в таком каскаде чаще применяются триоды. Показанное
пунктиром сопротивление шунта #ш служит для повышения устойчивости
работы (при индуктивном характере нагрузки лампы из-за емкости
Сас может возникнуть самовозбуждение) и частичного выравнивания
Рис. 11-4.
частотной характеристики. Однако шунт снижает усиление каскада,
и поэтому его сопротивление должно быть довольно большим.
Заменяя лампу эквивалентным генератором напряжения,
используя схему замещения трансформатора и приводя внешнюю нагрузку
к первичной обмотке трансформатора, можно построить полную
эквивалентную схему каскада (рис. 11-5, а). При анализе работы в диапазоне
г-1 Ьэ1 Ь82 г\
6) г)
Рис. 11-5.
частот удобно пользоваться упрощенными эквивалентными схемами
(рис. 11-5, б—г). Элементы эквивалентных схем, в том числе элементы
трансформатора, подсчитываются, как и в § 11-1; эквивалентное сопрог
тизление генератора Ліе равно: Яіе = ^ + гх + К.
Для средних частот справедливы неравенства "(рис. 11-5, в)
со/5<Яш; _і_>#ш. (Ц-33)
428
Коэффициент усиления каскада по напряжению на средних
частотах не зависит от реактивной составляющей и равен:
^-%-пж^,щ-щ^щ:- (11-34)
На низших частотах можно не учитывать емкость Со и
индуктивности рассеяния Ь81 и Ь'5Г При 0Н —*» 0 Х1г —> 0 и коэффициент
усиления каскада Кт\ стремится к нулю. С ростом частоты возрастает Хь
и повышается /Снн.'Обозначив == /?г + тх и #2 — Я'ш + г'2 и
определив аналогично транзисторному варианту усилителя напряжение £/аб,
определим комплексный коэффициент усиления на низших частотах:
• *«н= %1Г5- = , ' (П-35)
1 +
где
#1 || #2 1
т - ¿1
Коэффициент частотных искажений, угол сдвига фаз, низшая
граничная частота и необходимая величина индуктивности первичной
обмотки трансформатора рассчитываются по формулам (11-21)—(11-24)
при подстановке в них соответствующих значений элементов ламповой
схемы.
Для снижения искажения на низших частотах необходимо умень-
шать отношение —±у——. Для этого индуктивность Ьх желательно вы-
бирать возможно большей (при этом, однако, возрастают габариты и
вес трансформатора) и применять лампы с малой величиной (триоды).
При применении пентодов первичная обмотка трансформатора
дополнительно шунтируется.
На высших частотах справедливо неравенство со/^ ^> Я'н и
начинает сказываться влияние индуктивности рассеяния Ь8 — Ь81 + Ь'$г.
С ростом частоты возрастает Х1 и падает ХСо. За счет этого усиление
каскада снижается.
Если на высшей рабочей частоте ов реактивное сопротивление
Хс = ~—^ 3/?ш , то амплитудно-частотную и фазо-частотную ха-
рактеристики можно рассчитывать без учета емкости С0, считая, что
на высших частотах неравномерность амплитудно-частотной
характеристики обусловлена лишь индуктивностью рассеяния Ь8.
Комплексный коэффициент усиления каскада для высших частот определяется
выражением
к»*= %— = т^Ьг> (1 '-36)
+
429
Коэффициент частотных искажений и угол сдвига фаз находятся
по формулам, аналогичным (11-30) и (11-31).
При заданных частотных искажениях из равенства (11-32) можно
определить допустимую величину индуктивности рассеяния ь3. На
высших частотах возможен подъем амплитудно-частотной
характеристики, обусловленный резонансными явлениями в цепи ь8с0. При не--
которой частоте, близкой к резо-
лансу, возрастают ток в цепи ь8с0
и снимаемое с емкости напряжение.
Усилитель необходимо
рассчитывать так, чтобы резонанс имел место
на высшей частоте рабочего
диапазона. Изменяя сопротивление
шунта, можно в некоторых пределах
изменять форму амплитудно-частот-'
гной характеристики. На частотах
выше резонансной наблюдается резкий спад характеристики. Частоту
резонанса можно считать за верхнюю границу условной полосы про-,
пускания:
Рис. 11-6,
так как с'0 = п2с0, то
уь8с0 '
пУ ь8с0
(11-37)
(11-38)
Верхняя граничная частота обратно пропорциональна коэффи-:
циенту трансформации п. Для получения максимального усиления
величину п желательно увеличивать. Однако при этом полоса
пропускания усилителя сужается. На практике величину п выбирают в пределах
п = 2 -5- 4. Типичная амплитудно-частотная характеристика усилителя
с трансформаторой связью приведена на рис. 11-6.
Глава двенадцатая
ВЫХОДНЫЕ КАСКАДЫ УСИЛИТЕЛЕЙ
(УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ)
12-1. НАЗНАЧЕНИЕ ВЫХОДНЫХ КАСКАДОВ
И ТРЕБОВАНИЯ К НИМ
Основным назначением выходного каскада усилителя
является отдача в нагрузку заданной или максимально
возможной мощности, близкой к предельной для данного
типа транзистора (лампы), при наименьшем потреблении
энергии от источников питания и допустимых уровнях
нелинейных и частотных искажений. В ряде случаев
выходной каскад служит для усиления напряжения (например,
в транзисторном усилителе с выходом на
электроннолучевую трубку с электрическим отклонением) или усиления
тока (например, в усилителе для электроннолучевой
трубки с магнитным отклонением).
Основными показателями выходного каскада являются
отдаваемая в нагрузку полезная мощность, к. п. д.,
уровень нелинейных искажений и полоса пропускания.
Нелинейные искажения и к. п. д. каскада зависят от
выбора начальной рабочей точки транзистора^(или
электронной лампы). Поэтому к выбору режима работы
усилительных элементов в выходных каскадах надо подходить очень
тщательно. При больших сигналах нелинейные искажения
в выходных каскадах на транзисторах возникают ,из-за
нелинейности как входных, так и выходных характеристик.
При жестких требованиях к уровню нелинейных
искажений выходной каскад обычно работает в классе А, а при
необходимости получения высокого к. п. д. — в классах АВ
и В.
При непосредственном включении нагрузки в цепь
коллектора (или анодную цепь) транзистор (или лампа) отдает
431
нагрузке * максимальную мощность при равенстве
выходного сопротивления сопротивлению нагрузки. Выходное
сопротивление каскада на транзисторе относительно
велико, а сопротивление нагрузки обычно мало. Поэтому в
мощных выходных каскадах применяется
трансформаторное включение нагрузки, позволяющее
получить наибольшую неискаженную мощность.
". При трансформаторном включении нагрузки постоянная
составляющая выходного тока не протекает через
сопротивление нагрузки, что уменьшает расход потребляемой
мощности питания и повышает к. п. д. В зависимости от
требований выходные каскады могут быть однотактными
или двухтактными. Одиотактные каскады чаще
применяются при относительно малых выходных мощностях,
двухтактные — при больших. В однотактной схеме транзистор
работает в классе А, в двухтактной схеме — в классах А,
АВ или В. Из всех этих вариантов наиболее экономичной
является двухтактная схема выходного каскада,
работающая в классе В.
В зависимости от требований к величине отдаваемой
мощности и уровню нелинейных искажений транзисторы
в выходных каскадах могут работать с ОЭ или ОБ. Схема
включения с ОК применяется весьма редко. В схеме
включения с ОБ транзистор имеет наибольшее допустимое
напряжение иКа макс и сравнительно линейную переходную
характеристику вплоть до высоких значений токов /к.
Поэтому схема включения с ОБ позволяет получить
наибольшую выходную мощность при заданных нелинейных
искажениях. Кроме того, в схеме с ОБ режим работы каскада
мало меняется при изменениях температуры и при замене
транзистора. Схема включения с ОЭ дает большее
усиление по мощности (примерно в В раз). Однако в схеме с ОЭ
возрастают нелинейные искажения и требуется
значительная мощность для питания цепей стабилизации режима.
При расчете выходного каскада обычно задаются
выходная мощность Рн, сопротивление нагрузки /?н,
допустимый коэффициент нелинейных искажений, низшая и
высшая частоты рабочего диапазона /„ и /в, допустимые
коэффициенты частотных искажений каскада Мн и /Мв и границы
изменений температуры окружающей среды. Обычно
бывает также известен тип источника питания (сухая
батарея, аккумулятор, сетевой выпрямитель). При расчете
необходимо выбрать напряжение источника питания,
начальное положение рабочей точки (ток покоя коллектора),
432
определить смещение входной цепи, приведенное в
коллекторной цепи сопротивление нагрузки, отдаваемую
каскадом мощность, амплитуду входных тока и напряжения,
входное сопротивление каскада, коэффициент нелинейных
искажений,элементы цепей смещения и стабилизации. Кроме
того, необходимо произвести электрический и
конструктивный расчет выходного трансформатора (п, Ьъ гъ гъ Ь8
и др.) и расчет радиатора охлаждения транзистора.
Выведенные ранее расчетные соотношения основных
показателей усилителя на основе малосигнальных
параметров неприменимы для расчета выходных каскадов. Расчет
выходных каскадов производится обычно простым и
удобным графо-аналитическим методом. * ' .
12-2. ОДНОТАКТНЫЕ ВЫХОДНЫЕ КАСКАДЫ
С ТРАНСФОРМАТОРНЫМ ВКЛЮЧЕНИЕМ НАГРУЗКИ
КЛАССА А
Принципиальные схемы однотактного выходного
каскада с трансформаторным включением нагрузки показаны
на рис. 12-1, а — в.
Транзистор в каскаде с трансформаторным включением
нагрузки нагружен по постоянному току малым активным
Рис. 12-1.
сопротивлением первичной обмотки трансформатора. Если
на входе каскада нет переменного напряжения и
сопротивление /?э = 0, то напряжение на коллекторе мало
отличается от напряжения источника коллекторного питания.
Нагрузочная прямая по постоянному току идет весьма круто
(почти вертикально) (рис. 12-2, а — б). Сопротивление
нагрузки по переменному току является комплексным.
Однако приближенный расчет основных показателей усили-
433
Рис. 12-2.
теля может быть проведен для некоторой средней частоты,
на которой нагрузку можно считать чисто активной.
Расчет выходного каскада сводится ё основном к
выбору приведенного к коллекторной цепи сопротивления
нагрузки Ян, начального положения рабочей точки и вели-
434
чины сигнала раскачки. Эти факторы определяют
величину отдаваемой мощности, к: п. д., нелинейные
искажения и другие показатели выходного каскада. Перед
построением нагрузочной прямой и выбором оптимального
нагрузочного сопротивления необходимо определить рабочую
область статических характеристик транзистора. Эта
область ограничена наибольшими напряжением коллектора
£/к. макс> током коллектора /к. макс и мощностью рассеяния
на коллекторе Рк,мйкс при наибольшей заданной
температуре. ВеЛИЧИНЫ [/к.макс, /к. макС И Рк. макс При /°пер. макс ОПре-
деляют выбор типа транзистора при расчете мощного
выходного каскада. Кроме того, при заданном уровне
нелинейных искажений рабочая область ограничена
минимальными напряжением коллектора /Ук. МШ1. и током
коллектора /к< мин (Минимальный ток коллектора для схемы ОБ
соответствует нулевому току эмиттера, а для схемы ОЭ —
минимальному току базы, который выбирается в
диапазоне от /б = 0 до /б = —/к0.)
, Начальное и среднее положения рабочей точки одно-
тактного каскада в классе А не могут находиться выше
гиперболы наибольшей мощности рассеяния. Максимальная
выходная мощность при любой нагрузке может быть
получена при нахождении рабочей точки на кривой Рк.Макс-
Однако при этом величины ик и /к могут превышать
допустимые значения или могут появиться большие
нелинейные искажения. Поэтому положение рабочей точки и наклон
нагрузочной прямой-необходимо выбирать так, чтобы
амплитуды положительного и отрицательного полу пер иода
выходного сигнала были равны. Определим оптимальное
значение сопротивления Р'н, обеспечивающее наибольшую
величину отдаваемой мощности.
В однотактной схеме транзистор отдает колебательную
мощность, равную:
Чтр
где т]тр — к. п. д. выходного трансфоматора, который
выбирается в следующих пределах: г)тр = 0,6 -т- 0,75 для
мощности до 1 вт, т)тр = 0,7 -г- 0,85 для мощностей
от 1 до 10 вт; т]тр = 0,85 ~ 0,94 для мощностей от
10 до 100 вт. Наибольшая мощность рассеяния вы- •
бранного транзистора Рк.ыакс должна превышать
величину Р.
435
Максимальная мощность, которую может отдать
транзистор, равна:
Р-а^^ЦЦ (12-2)
где UKm и 1КЖ—максимальные амплитуды переменных
составляющих коллекторных напряжения и тока.
Выберем наивыгоднейший режим выходного каскада,
соответствующий максимальной отдаче мощности при
минимальных нелинейных искажениях. При заданном
напряжении источника питания начальное положение рабочей
точки находится на нагрузочной прямой по постоянному току.
Для прикидочных, расчетов можно считать, что падение
напряжения на активном сопротивлении первичной
обмотки трансформатора при протекании через нее тока покоя
транзистора равно АЕ' « 0,1 Ек. Если в схеме с ОЭ
применяется стабилизация режима обратной связью по
постоянному току, то можно полагать, что на сопротивлении R9 при
этом создается дополнительное падение напряжения АЕ" «
^ (0,1 0,2)£к. Тогда напряжение, приложенное между
коллектором и общим электродом (эмиттером или
базой) равно:
U0K = EK-AEK, (12-3)
где Д£к = Д£к + Д£к.
Начальная рабочая точка располагается на вертикали
U0K = const. Величину U0K целесообразно брать не более
0-4 У к. макс Для соответствующего способа включения
транзистора. Максимальная амплитуда напряжения на
коллекторе, соответствующая максимальному выходному
сигналу, определяется разностью
У кт ~ ^Ок У к. мин ~ -^к ^к. шш" (12-4)
Максимальное напряжение на коллекторе равно:
UKt» = 2UKm + UK.mm. (12-5)
Величина UKt1A не должна превышать наибольшее
допустимое напряжение между коллектором и общим
электродом. Полагая UKtmm <; 0КяМЛКС9 получаем следующее
ограничение для максимальной амплитуды.выходного сигнала:
^кт<4^,макс (12-6)
Максимальная амплитуда тока коллектора
определяется из следующих соображений. С ростом тока коллектора
436
статические характеристики, снятые при одинаковых
приращениях входного тока, начинают сближаться, что
приводит к резкому возрастанию нелинейных искажений.
Определив в пределах допустимой нелинейности выходных
характеристик величину /к<м == 21 кт + /к.мин, найдем
максимальную амплитуду тока коллектора:
/ш = /м"2/ьН"Н" (12"?)
Точка Л, соответствующая наибольшему току 1КгМ и
минимальному напряжению на коллекторе 0К, мий,
является началом нагрузочной прямой по переменному току.
Начальное положение точки О определяется
координатами и0к и /0к — /к.мкн + /кт. Через точки Л и О проводится
нагрузочная прямая.
Мощность, отдаваемая транзистором, равна площади
треугольника ОЛС. Оптимальная, нагрузка, которой
транзистор отдает эту мощность, определяется равенством
1^=Ц^. (12-8)
'кт
«Сопротивление 7<к складывается из трех составляющих
(см. рис. 11-3, а):
Ик=Яп + гг + гі (12-9)
Коэффициент полезного действия трансформатора как
отношение мощности сигнала, выделяющейся в нагрузке,
к мощности, отдаваемой транзистором, равен:
Из формул (12-9) и (12-10) с учетом соотношения =
= .^н//22 коэффициент трансформации определится
формулой
п = і/ (12-11)
Мощность, отдаваемая нагрузке, составляет:
"Рн = ^аксГ1Тр = 11тРЦ^. (12-12)
Мощность, потребляемая от источника питания, не
зависит от величины сигнала и равна:
Ро-Ек/ок- (12-13)
437
Коэффициент полезного действия коллекторной цепи
в классе А (электрический) определяется следующим
образом:
1Л ^макс J_ Atm(^K А^к ^к. мин) /19 i л \
При малых величинах /к. £/к,Мин и Д£ к. п. д. т]
в схеме с ОБ близок к предельной величине 50%.
Практически в схеме с ОБ т]А = 40 -г- 45%, а в схеме с ОЭ
несколько меньше. На величину полного к. п. д. каскада большое'
влияние оказывают потери в выходном трансформаторе
и, цепях смещения. Обычно в схеме с ОБ полный к. п. д.
каскада составляет 30—35%. Иногда с целью повышения
полного к. п. д. выходные каскады выполняются с
термокомпенсацией режима или без стабилизации.
Выделяемая на коллекторе мощность
РК = Р0-Р (12-15)
максимальная в режиме покоя (Р = 0). Для надежной
работы необходимо Р0 ^ Л<.макс- Тогда с учетом равенства
(12-12) получаем:
^макс<'ПА^к.макс. (12-16а)
Кроме того, из соотношений (12-2), (12-7), (12-6) и
неравенства /к< м</к. макс находим:
^макс *\ U к. максЛ<. макс» (12-166)
Последние соотношения используются при выборе
транзистора. При расчетах необходимо ориентироваться на
максимально возможную температуру перехода, так как
с повышением температуры наибольшие допустимые
напряжение на коллекторе и мощность, рассеиваемая
транзистором, уменьшаются. Зная максимальную температуру
окружающей среды и задаваясь предельной температурой
перехода, по формуле (4-133) можно найти максимальную
мощность, рассеиваемую коллектором, или температуру
перехода:
^пер =^ср ~Ь PuRf
Температура fnep не должна превышать ^пер макс. Если
ftep ^> ^пер.мако то для обеспечения нормальной работы
транзистора, при максимальной температуре окружающей
среды необходимо применять дополнительные теплоотво-
438
ды — радиаторы. При использовании радиаторов
наибольшая рассеиваемая мощность транзисторов существенно
возрастает. Из формулы (4-133) можно получить:
ер. макс "
корп і *-корп
<-ср
ПЛИ
: ^пер. макс ^корп И РкЯКг
^корп ^ср?
где Яп>к и Яп.с — тепловое сопротивление соответственно
участков переход — корпус и переход — среда. Отсюда-
можно найти тепловое сопротивление участка корпус —
среда:
^кор ' ^ср ^пер. макс (^ср "Ь ^к^п. к)
^к.с = -
(12-17)
Площадь дополнительного теплоотвода (радиатора)
определяется по формуле
1 Рк (12-18)
ер. макс
•(іІР + РяКВиК)]
и«=о
где — коэффициент теплоотдачи.
Для матовой черной поверхности при нормальном
атмосферном давлении' и свободной конвекции воздуха Р' =
= (1,2ч-1,4) • 10~3вт/см2-град.
Если площадь Яр получается
слишком большой, то следует
выбирать транзистор с
меньшей величиной Яп. к- При
малых 5р целесообразно
уменьшать Йер.макс, что повышает
надежность работы каскада
и позволяет увеличить питаю- *
щее напряжение.
Для расчета параметров
входной цепи строится
входная характеристика /э =
= /(^)/лк^в(Рис. 12-3). В
качестве этой характеристики
можно считать кривую, снятую
при ик Ф 0, так как, начиная со значений | ик | = 1 + 2 в,
входной ток мало зависит от ик. На этой кривой наносятся
точки, соответствующие токам /оэ, /э
и"
i 4- /
і0з ' 1 эт
И
и определяются напряжения (70э, и'эп
439
Ток /оэ и амплитуды переменной составляющей входного
тока, найденные по точкам нагрузочной прямой
семейства выходных характеристик, не всегда соответствуют
требующимся максимальным значениям, так как
приводимые в справочниках семейства статических характеристик
довольно плохо описывают транзисторы, имеющие
минимальные значения а (или В). Величины /0э и 1эт
целесообразно определять по формулам:
/0э = /0-х = ^(дЛЯ 03 106=1 о 4
1 овх '
/.■» = /»«.= #*-(для ОЭ /6от = /вх - /к
Значения входного сопротивления и входной мощности
целесообразно определять по входным характеристикам
/э = [{иэ)/ек,як- Среднее за период входное сопротивление
каскада и необходимая входная мощность равны:
*вх = -2Г.— — /' 4- /" ' (1^-1У)
вх771 э/л ' 'э/7х
р ^вхт^^вхт {^ът ~Ь ^эт ) (4т ~Ь ^эт ) (12 20)
В схеме с ОЭ требуется меньшая мощность раскачки
для получения нужной выходной мощности.
Коэффициент усиления по мощности равен Кр = Рн/Л>х-
" 12-3. ИСКАЖЕНИЯ В ВЫХОДНОМ КАСКАДЕ КЛАССА А
Уровень нелинейных искажений выходного каскада,
построенного на. транзисторе, зависит от схемы включения,
а также от отношения внутреннего сопротивления источника
входного сигнала #г и входного сопротивления
транзистора £?вх. Уровень нелинейных искажений в схеме ОЭ,
как правило, больше, чем в схеме с ОБ. Нелинейные
искажения обусловлены, во-первых, нелинейной зависимостью
входного тока от входного напряжения (нелинейность
входной характеристики и, во-вторых, непостоянством
коэффициента передачи тока а (с ростом тока эмиттера а
уменьшается). Непостоянство а особенно сильно
проявляется у мощных транзисторов, работающих при токах
в несколько десятков миллиампер и выше. Поэтому
амплитуды положительного и отрицательного полупериодов тока
коллектора Гкт и Г^т неодинаковы (Гкт < /£т на рис. 12-2),
440
что обусловливает появление четных гармоник (второй
и выше). При определении нелинейных искажений отдельно
по входу и по выходу обычно получается завышенное
значение общего коэффициента нелинейных искажений, так
как искажения, возникающие в выходной цепи, могут
частично компенсировать искажения, возникающие во
входной цепи. Рассмотрим методику определения
нелинейных искажений и определим режим работы входной цепи,
при котором нелинейные искажения минимальны.
На рис. 12-4 приведены входная, переходная и выходная
характеристики транзистора с ОБ, иллюстрирующие
работу выходного каскада
в классе А. Для
точных расчетов необходима
входная характеристика
/э - / (1!9)Ек, хк. Однако,
не внося больших
погрешностей, можно
пользоваться статической
характеристикой, снятой при =
= '—5 -г- 10 е. В области
малых токов нелинейность
входной характеристики
транзистора очень велика.
Для уменьшения
нелинейных искажений эту область
характеристики не следует
использовать.
Начальная рабочая точка О' на входной характеристике
определяется напряжением £/0э и током /0э. В режиме
максимальной отдачи мощности ток эмиттера изменяется
в пределах Ът О до /э м. Рассмотрим искажения формы
выходного тока при работе от источника сигнала с
внутренним сопротивлением £?г <^ #вх (генератор напряжения)
и с ]?г> #вх (генератор тока).
Если к входной цепи каскада подключен генератор
напряжения синусоидальной формы (рис. 12-4, случай а),
то искажения эмиттерного (а) и коллекторного (а") токов
очень велики. Для получения синусоидального выходного
тока входной сигнал генератора напряжения должен был
бы иметь весьма несимметричную форму (в). Если ко входу
каскада подключен генератор синусоидального тока
(случай б), то выходной сигнал имеет практически
неискаженную синусоидальную форму (б"). Таким образом, для
Рис. 12-4.
441
уменьшения нелинейных искажений, возникающих во
входной цепи каскада с ОБ, сопротивление источника сигнала
должно быть значительно больше входного сопротивления
транзистора, т. е. сигнал необходимо подавать от источника
тока. Зависимость коэффициента нелинейных искажений
от величины отношения RrIRBX для выходного каскада
с ОБ приведена на рис. 12-5, а. С увеличением Rr в
источнике возрастают потери мощности. Обычно выбирают
Rr = (2 8) RBX. За счет снижения к. п. д. коллекторной
цепи можно несколько увеличить минимальный ток
эмиттера, исключая начальный участок характеристики с
большой нелинейностью.
Оптимальную величину сопротивления
R?. опт» ПРИ которой каскад
вносит допустимые нелинейные
искажения, можно определить либо
экспериментальным, либо рас-.
четным путем (см. ниже).
Искажения, возникающие на,
выходе каскада, работающего
от источника с внутренним
сопротивлением RT, определяются
следующим образом (рис. 12-6),
Через начальную рабочую точ-ку:
на входной характеристике О'
проводится нагрузочная прямая,"
соответствующая внутреннему;
сопротивлению источника
сигнала (ctg у = Rr). Пересечение нагрузочной прямой с осью
напряжений определяет начальное значение э. д. с.
входного сигнала. Эта величина складывается из напряжения
и0э и падения напряжения на сопротивлении Rr при
протекании тока /
Рис. 12-5.
Оэ-
F —11
^ОГ — и ОЭ
Отложив от прямой иэ = Е0г отрезки, равные амплитуде1
входного сигнала, и проведя до пересечения с входной
характеристикой прямые, параллельные нагрузочной пря^
мой (Rr), найдем минимальное и максимальное значения
токов эмиттера /Э>Ш1И и /э м. Далее определяются
амплитуды тока коллектора Гкт и отношение которых
характеризует нелинейные искажения. Добавив к точкам с
координатами /9>мин и ЕГвМт9 /0э и £0г, /э.м и £г.м ряд
промежуточных, можно построить входную характеристику с уче-
442
том внутреннего сопротивления источника сигнала £?г.
При больших значениях Яг эта характеристика более
прямолинейна (ОА). Пользуясь полученной
характеристикой и характеристикой прямой передачи по току /к (/э),
можно построить сквозную характеристику /к = / (Ет)
(рис. 12-7). Сквозную характеристику можно получить без
Рис. 12-6.
построения входной характеристики, учитывающей Яг,
следующим образом. В точках пересечения статических
выходных характеристик с нагрузочной прямой отмечаются
значения токов Ікі и Іві. По величинам Іві на статической
входной характеристике, снятой при 1/к Ф О, находятся
величины и9і. Пользуясь формулой Ег = и9 + /ЭЯГ>
рассчитывают значения Ег1, соответствующие токам Ікі, и
наносят на график.
Пользуясь сквозной характеристикой, нелинейные
искажения удобно рассчитывать методом пяти ординат, сущность
443
которого заключается в следующем. При нелинейной
сквозной характеристике /к = / (Ет) выражение тока коллектора
можно свести к
тригонометрическому ряду:
*к==Ле.ср + /кт1 COSCO/ +
+ /Кт2 C0S 2o)¿ +
+ /Km3cos3(D¿ + ... (12-21)
При практических
расчетах достаточно учесть лишь
четыре первые гармоники.
Задавая значения со/,
равные 0, я/3, я/2, 2я/3 и я,
из соотношения (12-21)
получим соответствующие
пять уравнений,
связывающие токи /к
и /, мин с токами lKmV
' к. мин
^К/723»
ll> ^Ок» ^2
И
Г Кт2> 1 К/723» 7 КГ724 " * к. ср*
Решая эти уравнения, можно найти формулы, по которым
рассчитываются амплитуды гармоник тока коллектора:
J к ml— о (Л<.м Лс. мин Л~ ^1 ^г)>
/
кт2 "
// 9/ J- / V
АтЗ— g lAí. м ^к. мин 2 (/j ^2)]»
1
} (12-22)
12
[/к.м + /к.
мин
/ср = -й-[/к.« + /к.«ин + 2(/1 + /г)].
Входящие в равенство (12-22) величины/к м, /х, ,/0к, /2
и /к>мин определяются по сквозной характеристике при пяти
значениях э. д. с. входного сигнала: Е0г + £гт, Е0г +
+ £гт/2, £0г, Е0г-Етт/2 и Е0г-Егт (рис. 12-7).
Зная амплитуды первых четырех гармоник, легко
подсчитать коэффициент нелинейных искажений:
V =
444
При трансформаторном входе эквивалентное сопротив-.
ление источника сигнала для средних частот равно:
Л? = г2 + ггп1х +
(12-23)
где г1 и г2 — сопротивления первичной и вторичной
обмоток входного трансформатора;
Квыхп1х— выходное сопротивление предыдущего
каскада, приведенное ко входной цепи
рассматриваемого.
Выбор коэффициента трансформации трансформатора,
связывающего предоконечный каскад с выходным каскадом,
необходимо производить не из условия максимальной
передачи мощности, а из условия получения необходимой
величины /?г<опт:
В схеме с ОЭ оценка нелинейных искажений
производится аналогично. Коэффициент нелинейных искажений
в этой схеме в большей степени зависит-от величины
отношения /?Г/7?БХ. В отличие от схемы с ОБ при определенной
(оптимальной) величине внутреннего сопротивления
источника входного сигнала нелинейные искажения в схеме с ОЭ
минимальны (рис. 12-5, б), а при дальнейшем увеличении
7?г они резко возрастают1. При расчете усилителя
целесообразно подсчитать искажения для нескольких значений
#г и выбрать такое сопротивление источника сигнала, при
котором искажения будут наименьшими. Часто
принимается /?г.опт ^ Явх.каск- ДЛЯ уменьшения НвЛИНеЙНЫХ
искажений в выходном каскаде можно применять
отрицательную обратную связь.
В ряде случаев заметные нелинейные искажения может
вносить выходной трансформатор. Для снижения
искажений, вносимых нелинейностью кривой намагничивания
материала сердечника, ограничивают индукцию в
сердечнике при ивхмпкс и сон>гр и увеличивают индуктивность
первичной обмотки.
Индуктивность первичной обмотки выходного
трансформатора можно рассчитывать, исходя из допустимых
(12-24)
1 В величине /?г в данном случае учитывается сопротивление Я$.
445
1\ и г2. Сопротивления эти желательно выбрать так, чтобы
уменьшить падение напряжения на первичной обмотке
трансформатора и повысить к. п. д. каскада. Обозначив
С = г^г'ъ из равенства (12-10) можно найти:
В трансформаторах, связывающих каскады
предварительного усиления, через первичную обмотку протекает
малая постоянная составляющая тока. Коэффициент С
можно выбирать равным единице (т. е. гг = г2). В выходных
трансформаторах однотактных выходных каскадов класса А
через первичную обмотку протекает большая постоянная
составляющая тока. Для- повышения к. п. д. каскада
коэффициент С следует выбирать в диапазоне от 0,5 до 0,75.
Однотактный выходной каскад можно использовать
только в режиме класса А. Каскад имеет малый к. п. д.
Для него необходим источник питания большой мощности,
обладающий малыми пульсациями выпрямленного
напряжения. Наличие постоянного подмагничивания приводит
к необходимости увеличения габаритов выходного
трансформатора. Наряду с этим следует отметить следующие
преимущества однотактного выходного каскада: необходим
лишь один транзистор, не требуется предшествующий
каскад, выполненный по фазоинверсной схеме.
12-4. ДВУХТАКТНЫЕ ВЫХОДНЫЕ КАСКАДЫ КЛАССА А
Однотактные вйходные каскады имеют малый к. п. д.
и применяются лишь в тех случаях, когда необходимо
получить небольшую мощность. Используя в схеме усилителя
более мощные транзисторы, можно повысить отдаваемую
неискаженную мощность. Однако при этом к. п. д. не
повышается. Кроме того, наличие большого подмагничиваю-
щего тока в первичной обмотке трансформатора
уменьшает индуктивность Ьг и тем самым ухудшает передачу
низших частот. Лучшие показатели можно получить от
выходного каскада, построенного по двухтактной схеме.
Рассмотрим работу двухтактного выходного каскада
в классе А, принципиальная схема которого приведена
на рис. 12-8, а. В двухтактных схемах используются два
одинаковых транзистора, работающих в идентичных ре-
Ян1^.
Чтр
я;(1-Лтр);
(12-27)
(12-26)
447
частотных искажений на низших частотах, по формуле
(см. § 1*1-1)
(^■т + г1)(г; + ^) (12.2б)
Обычно Явых.т+ /-! > г.; + R'H = /?к — гх.
Если в каскаде применяется змиттерная стабилизация,
то необходимая емкость блокировочного конденсатора Сэ
рассчитывается известным способом. В мощных каскадах,
работающих с большими токами эмиттера, сопротивление
R3 имеет очень малую величину. Для удовлетворительной
стабилизации режима необходимо ставить малые
сопротивления и в цепи делителя, подключенного к базе. При этом
резко увеличиваются потребляемая мощность и требуемая
емкость блокировочного конденсатора. Возрастают размеры,
вес и стоимость усилителя. Конденсатор Сэ можно исключить
нз схемы. При этом возникает отрицательная обратная
связь, снижается усиление каскада и появляется
необходимость увеличивать амплитуду входного сигнала и
отдаваемую предшествующим каскадом мощность. Часто
выходные каскады с общим эмиттером строят без сопротивления
R3 (рис. 12-1, в). В нижнее плечо базового делителя
включается диод или термозависимое сопротивление, которые
позволяют легко получить нужную величину смещения и
достаточную стабилизацию режима. Путем подбора
компенсирующей цепи с температурным коэффициентом
напряжения, близким к температурному коэффициенту напряжения
эмиттерного перехода, можно получить полную
стабилизацию режима транзистора. Для стабилизации каскадов на
маломощных транзисторах (П13—П15) можно
использовать диоды Д7 и терморезисторы типов ММТ-1, ТОС-М,
а каскадов на транзисторах П-201 — терморезисторы типов
ММТ-8, ММТ-9.
Частотные искажения в области высших частот в
выходных каскадах, построенных на низкочастотных
транзисторах, определяются частотными свойствами
транзисторов (величиной /я или fB). Индуктивность рассеяния
трансформатора Ls в выходных каскадах практически не
оказывает влияния на вид амплитудно-частотной
характеристики.
Помимо коэффициента трансформации /г, индуктивностей
первичной обмотки L± и рассеяния Ls необходимо
рассчитать активные сопротивления обмоток трансформатора
446
жимах. Сопротивление7?э служит для стабилизации режима
и компенсации различия в коэффициентах передачи тока
транзисторов. Для исключения возможной разбалансировки
токов покоя при изменениях температуры (разные
температурные коэффициенты
напряжения транзисторов) и
старении в эмиттер ну ю цепь
каждого транзистора иногда
включают небольшие
[порядка (0,1 -т- 0,2) #э]
сопротивления "и 7?э (пунктир).
—&^тг
1>м
Зон
—л л л А л л"
Так как при идентичных транзисторах изменения токов"
базы, протекающих через сопротивления - /?э и #2 схем!
рис. 12-8, б и в, имеют противоположные знаки, то паде-*
ния напряжения на сопротивлениях и #2 почти не за-л
висят от величины входного сигнала и эти сопротивления;
можно не шунтировать блокировочными конденсаторами.
На вход каскада подается симметричное относительно
земли напряжение. Такое напряжение можно получить:
448
либо от фазоинверсного каскада (рис. 10-11), либо от
входного трансформатора, средняя точка которого соединена
с источником смещения (делитель), а выводы вторичной
обмотки соединены с базами транзисторов (рис. 12-8, б).
При таком включении входного трансформатора
напряжения, приложенные между базами и эмиттерами
транзисторов, взаимно сдвинуты по фазе на 180° (рис. 12-9, а). Токи
коллекторов каждого транзистора ік1 и /к2 противоположны
по фазе базовым напряжениям, .
и поэтому сдвиг фаз между ними
также равен 180° (рис. 12-9, б): Д |
нагрузки) пропорциональны
разности is = /к1 — ík2 = 2/х sin coi (рис. 12-9, г). Общая
мощность, отдаваемая усилителем в нагрузку, в 2 раза
превышает мощность, отдаваемую транзистором каждого
плеча каскада. В сердечнике трансформатора отсутствует
постоянное подмагничивание.
Для выходной цепи двухтактного каскада можно
составить две эквивалентные схемы — последовательную и
параллельную. Так как через вывод трансформатора,
подключенный к источнику питания, не протекает ток первой
гармоники, то эту часть цепи можно исключить и выходную
цепь' двухтактного каскада для первой гармоники
представить в виде последовательной эквивалентной схемы
(рис. 12-10, а). Магнитный поток, пронизывающий витки
вторичной обмотки трансформатора, обусловлен намагни-
Потребляемый коллекторами
от источника питания ток равен
сумме токов /к3 + 1к2 = 2/0к,
не содержит переменной
составляющей первой гармоники и
равен удвоенному значению тока
покоя коллектора (рис. 12-9, в).
Через первичную обмотку
выходного трансформатора
коллекторные токи первого и
второго транзисторов протекают в
разных направлениях. Поэтому
магнитный поток в сердечнике
и ток вторичной обмотки (ток
Рис 12-10.
15 Виноградов Ю. В.
449
чивающей силой 1к1т\. Пренебрегая потерями в
трансформаторе, приведем сопротивление нагрузки к выводам
первичной обмотки трансформатора. Это сопротивление между
коллекторами равно: .
Як.к = §; (12-28)
где п = т)2/№1 — коэффициент трансформации выходного
трансформатора.
Результирующее выходное сопротивление определяется
равенством
-^выхк.к ~ 2/?вых, тв (12-29)
Во второй эквивалентной схеме — параллельной
(рис. 12-10, б) результирующая намагничивающая сила
составляет = -^г (^1+^2) ^ Аа^1> т- е« такую же
величину, что и в случае последовательной схемы. Два
генератора в ней соединены параллельно и работают на одну
общую нагрузку. Пересчитанное в первичную обмотку
этой схемы нагрузочное сопротивление равно:
= (12-3°)
где пп = -Щг = — коэффициент трансформации одного
плеча выходного трансформатора.
Результирующее выходное сопротивление равно:
^вых 5 — ^вых. т1 11 ^?вых. т2 ^ **г?' Т • (12-31)
Введя коэффициент трансформации п, получим:
#«=т^- (12"32)
Сопоставляя обе схемы, можно найти:
^чзых. к. к — 4^?вых 5* ( ^ 2-33)
Параллельная схема пригодна для расчета любого
режима работы каскада и позволяет учесть асимметрию плеч.
Последовательная схема не отражает асимметрии плеч
усилителя и неприменима в случае работы каскада в
классах АВ и В.
450
Расчет двухтактного выходного каскада можно свести
к расчету одного плеча, отдающего половину мощности
в нагрузку:
р* = р* = т=-йг- О2'34)
Расчет одного плеча двухтактного выходного каскада
ничем не отличается от расчета однотактиого выходного
каскада и проводится в соответствии с методикой,
изложенной в § 12-2 и 12-3.
Нагрузка одного транзистора равна:
или
#^ = -^.. (12-36)
* к т
Индуктивность первичной обмотки трансформатора опре-
деляется равенством
Г,.=^ ]Ь (12-37)
где
(^ь,х.к.к + >'і) (К + *"2)
эЛ :
/?вых.к.к + Г1 + Г2+/?1; *
Для двухтактных усилителей класса А выполняется
соотношение
•^вых. к. к ~ ^-^вых 5 ~ 2^?вых. т' )
Х,и+г'2 = 2&х-г1; (12-38)
Ди = #и/яа. '
Тогда при 2/?вых.т>г1 и 2Я'К1> ^
ЭА ~ 2 (ЯВЫХ т + ~ Явых. т + /& '
(12-39)
Активное сопротивление обмотки выходного
трансформатора определяется по формулам:
<'і = і _|_ £ 2/?кі (1 — г1тр);
1 + С ^н т)тр '
15» 451
Отсутствие постоянного подмагничивания позволяет
уменьшить габариты трансформатора и нелинейные
искажения, возникающие в нем. Коэффициент С выбирается
в диапазоне 0,5—0,75.
Если сопротивления 7^ и отсутствуют, то полная
входная мощность двухтактного каскада и входное
сопротивление со стороны половины вторичной обмотки входного
трансформатора (одного плеча) определяются по входным
характеристикам каскада с
нагрузкой (рис. 12-11):
\Щт + ибт) Убт + 'бт) .
(12-40)
(12-41)
' и8хт
Рис 12г11.
В ходное сопротивление
каскада, приведенное к
первичной обмотке входного
трансформатора, равно:
2'#вх1
/2вх\р
(12-42)
где пах = —— коэффициент транеформации входного транс-
форматора.
Если в схеме имеются сопротивления /?э и т0
необходимо построить входную характеристику /б==/(£/вх)
с учетом этих сопротивлений. Входное напряженке
транзистора определяется равенством
где и6з — напряжение ^база — эмиттер, определяемое по
входной характеристике, снятой при Цк Ф 0.
Полная входная мощность равна:
(^вх/в + ^вх т) (1'бт + 1бт)
Входное сопротивление со стороны половины вторичной
обмотки и входное сопротивление каскада, приведенное
452
к первичной обмотке входного трансформатора, находятся
из соотношений:
г> ^4х т "Ь ^вхт
1от I 'от
Авх —
При расчетах нелинейных искажений необходимо иметь
в виду, что в выходном трансформаторе магнитные потоки,
создаваемые токами нечетных гармоник обоих плеч,
суммируются, а четных — вычитаются. Поэтому при той же
полезной мощности, отбираемой от одного транзистора,
уровень нелинейных искажений в двухтактном выходном
каскаде значительно меньше, чем в однотактном. При
полной симметрии плеч коэффициент нелинейных искажений
двухтактного каскада класса А равен:
чт
где 1т1 и 1т3 — амплитуды первой и третьей гармоник
тока коллектора одного плеча схемы.
В реальных схемах всегда имеется асимметрия
характеристик транзисторов и других элементов. Поэтому четные
гармоники, фон, помехи полностью не уничтожаются,
а лишь уменьшаются по сравнению с однотактной схемой
(при отсутствии специального подбора усилительных
элементов в 3—5 раз).
Коэффициент нелинейных искажений двухтактного
выходного каскада, работающего в классе А, находится по
формуле
(Ь1т,)* + /?п3+(Ь1т^
(12-43)
где Ь — коэффициент асимметрии плеч, зависящий от спо-
" соба включения транзистора и отношения его
входного сопротивления к сопротивлению
источника входного сигнала.
В схеме с ОЭ необходимо подбирать транзисторы с
одинаковыми величинами В. Если параметры транзисторов
плеч схемы отличаются не более чем на 30%, то
коэффициент _Ь обычно не превышает 0,1—0,15. При наличии
симметрирующего сопротивления £?э коэффициент Ъ в 2—3 раза
меньше. Для схемы с общей базой при ;> /?вх и
неподобранных транзисторах в плечах коэффициент Ь не превышает
453
ииз=о
1 л,икз*°
А нз
Ток /КїМИН выбирается равным (0,05 ~ 0,15) /к<м, а
напряжение смещения 0,1—0,3 е.
В схеме рис. 12-12, а каждый транзистор запирается
в самом начале отрицательного полупериода сигнала,
приложенного между эмиттером
и базой. Как и в двухтактной
схеме класса А, ток в
нагрузке складывается из токов,
наведенных коллекторными
токами транзисторов 7\ и Го.
В выходном двухтактном
каскаде класса В можно
рассчитывать одно плечо схемы,
включающее половину
первичной обмотки выходного
трансформатора и всю
вторичную обмотку (второе
плечо во время работы первого
можно считать отключенным)
б)
Рис. 12-13.
для половины периода входного сигнала. Данные расчета
будут характеризовать работу всего усилителя за период.
Расчет целесообразно производить графо-аналитически по
обычным семействам статических характеристик.
Графики, иллюстрирующие режим работы входной и
выходной цепей двухтактного выходного каскада в классе В,
455
0,05-^-0,07. При малом коэффициент Ъ может возрасти
до 0,15—0,2. В двухтактных схемах необходимо применять
транзисторы с равными граничными частотами
коэффициента передачи тока. В противном случае за счет
неодинаковых фазовых сдвигов могут появиться большие искажения.
Помимо уменьшения нелинейных искажений и
отсутствия подмагничивания сердечника выходного
трансформатора двухтактные выходные каскады менее чувствительны
к пульсациям напряжения питания, оказывают меньшее
влияние на каскады предварительного усиления через
источники питания и позволяют использование режимов
В и АВ. Двухтактные выходные каскады в классе А
применяются сравнительно редко. Наиболее часто
двухтактные каскады работают в классе В.
12-5. ДВУХТАКТНЫЕ ВЫХОДНЫЕ КАСКАДЫ КЛАССА В
Принципиальные схемы двухтактных каскадов в классе В
приведены на рис. 12-12, а и б. В классе В транзисторы
чина тока /к. мин выбирается
такой, чтобы характеристики обоих плеч схемы как: бы
дополняли одна другую, составляя общую прямую линию.
Рис. 12-12.
0
двухтактной схемы работают
поочередно. В течение одного
полупериода входного
сигнала транзистор открыт, в
течение другого полупериода
закрыт. Это достигается тем,
что между базой и эмиттером
подается смещение, немногим
отличающееся от нуля. Схема
может работать и без
смещения с током /к, мин = /к0. При
этом выходная мощность
максимальна, но из-за большой
кривизны начального
участка входной характеристики
резко возрастают
нелинейные искажения. Эти
искажения особенно заметны в
каскадах с ОЭ и ОБ. Для
устранения искажений
устанавливается некоторый начальный
ток транзисторов /к> мин. Вели-
454
приведены на рис. 12-13, а — б. Если не задано начальное
смещение (/?2 =0), то в рабочей точке В через оба
транзистора протекает ток /0к. При введении смещения
минимальная величина тока коллектора равна /к.мип- Для
более эффективного использования транзистора следует
выбирать икт ж Ек, 1кт ж /к.макс, т. е. напряжение
питания и амплитуду выходного тока ограничивать значениями
} 02.44)
'ш "Т" *■ к. мин ^=== ■* к.макс» )
Так как плечи работают поочередно, то каждое плечо
должно отдавать мощность
Р'==Р' = ^«_. (12-45)
^тр
Мощность, отдаваемая всем каскадом, равна:
Я = ^- = 1/ктСкт> (12-46).
ГГго . г — / г
1 7 кт 1 к. м -1 к. мгн»
^ кт — ^ к ^ к.мип 1С
Мощность, потребляемая от источника питания обоими
транзисторами, определяется соотношением
Р0^2£к(/к.ср + /5,мнп), • (12-47).
где /к>ср = 1кт/п — постоянная составляющая
полусинусоидального импульса выходного тока
с амплитудой /кт.
Электрический к. п. д. каскада (без учета потерь в
трансформаторе) равен:
113=^ = хтг^7 ГТР- (12"48)
*о * к'кт 711 к. ют) ^к
Если я/к. < 1кт, то
-гв^^с, (12-49)
где I = икт/Ек — коэффициент использования
коллекторного питания. При полном
использовании коллекторного питания (| = 1)
Найдем максимальную полезную мощность, которую
можно получить от каскада. Выделяемая на обоих
коллекторах мощность равна:
2Рк = Ра-Р
ИЛИ
2РК=Р(1^-). (12-50)
При | = 1 и г|макс отдаваемая транзисторами в
первичную обмотку мощность в 7,34 раза превышает
рассеиваемую (при максимальном входном сигнале). Если каскад
работает с переменным по величине сигналом раскачки,
то рассеиваемая на коллекторах мощность достигает
максимума при некоторой промежуточной амплитуде сигнала
Iкт === &кт и ^кт === ^кт-
Подставляя в соотношение (12-50) равенства (12-47) и
(12-46) и пренебрегая током /к. Ы1Ш, получаем:
2 .;. 1
2РК = — Ек1кт ту- /к т&к т
ИЛИ
Из формулы (12-51) находится величина £*, при которой
мощность рассеяния на коллекторе достигает максимума
£*= —-= 0,637. (12-52)
Коэффициент полезного действия при этом равен:
т,г=-£|* = о,5.
Тогда, учитывая равенство (12-46), находим:
- л -а 81 т р
Таким образом, мощность, отдаваемая нагрузке
двухтактным выходным каскадом в классе В не должна
превосходить величины
Рн. макс ^ зцТрРКй макс»
457
расчета допустимых активных сопротивлений первичной
и вторичной обмоток трансформатора:
г^і.ібЯкО-Чтр);
Чтр
Необходимая индуктивность первичной обмотки
выходного трансформатора Ь± определяется соотношением
где
г> _ (4*вых.т + Г1) (Г2 + *ІЇ
Э'П 4^вь,х.т + ^ + ^2+^ '
= (4^вых.т + Г1) (*Я*-Гі)\
• 4^вых.т + 4^
4/?; = /?; + ri + rí.
(12-6!)
Рассчитывая сечение провода для первичной обмотки,
необходимо учитывать, что действующее значение тока
в каждом плече в 1,41 раза меньше величины 0,707 /к#м,
так как ток через каждое плечо протекает половину периода.
Разностный ток подмагничивания /р> ср = Гкх? — /,'<. ср в
несимметрированной схеме с неподобранными транзисторами
может достигать 0,3 /кср.
Начальное смещение t/o5, амплитуды входного
напряжения í/бт и тока /бт, а также входную мощность можно
определить по входной характеристике /б = /(í/e)/^, # ,
перенося на эту характеристику значения токов базы,
соответствующих токам /к.мии и /к<м (точки А и В).
Амплитуду входного тока целесообразно рассчитывать для
транзистора с наименьшим коэффициентом передачи тока:
т ^кш
16m — d •
u miíh
Сопротивления Rt и R2, задающие потенциал базы5
можно определить приближенно, задаваясь при отсутствии
входного сигнала током !R = (1 -г- 2) 16т:
п Uq6 . р Ек ¿/q-5
'i? lR-T¿l6% мни
459
Для того чтобы избежать перегрева переходов во время
пиковых значений мощности при выборе транзистора,
необходимо пользоваться неравенством
Рк. макс 3* (0,25 -т- 0,3). (12-54)
Чтр
Величина Рк< макс рассчитывается для наибольшей
рабочей температуры. Неравенства (12-44) и (12-54) являются
основными при выборе транзисторов и режимов их работы
в двухтактном каскаде класса В.
При слишком больших входных сигналах, когда
транзисторы большую часть полупериода работают в режиме
насыщения с верхней отсечкой коллекторного тока, форма
выходного сигнала приближается к прямоугольной. При
этом к. п. д. может достигать 90—95%, а мощность в
нагрузке в 10—20 раз превышает мощность рассеяния на
коллекторе.
Максимальное (пиковое) значение тока 1кт с учетом
равенства (12-46) определяется приближенным соотношением
/к« ^ /к. м = %р {Ек _ ^ншш „ ДЕк) . (12-55)
Сопротивление /?к Для одного транзистора равно:
#¿ = -^21. (12-56)
Коэффициент трансформации для одного плеча первич-^
ной обмотки выходного трансформатора составляет:
Лп = —= і/-^- > (12-57)
где
Общий коэффициент трансформации выходного
трансформатора равен:
п = ^ = - іДіА- > (12-58)
где #кк = 4/?к — нагрузочное сопротивление между
коллекторами для тока первой гармоники.
Наилучшее использование материалов в выходном
трансформаторе мощного каскада класса В имеет место при гх =
= 1,41^. Из равенства (12-10) можно найти формулы для
458
Сопротивление R2 включено последовательно во
входную цепь транзистора. Для уменьшения потерь сигнала во
входных цепях его величину следует уменьшать. Если в
каскаде применяется термокомпенсация, то элемент,
выполняющий роль сопротивления R2, должен обладать
двусторонней проводимостью.
Полная потребляемая на входе мощность с учетом
сопротивления делителя R2 определяется по формуле
р _ hm (^бт Н~ ^бт^г) (12-62)
Входное сопротивление одного транзистора (другой
закрыт) равно:
RBX= usm + l6m\t (12_63)
' 6т
Для тока первой гармоники входное сопротивление
одного плеча находится из соотношения
г> убт ~\~ 1бт^2 on
Авх I — j — ^Авх)
l6mi
где /бт1 = — амплитуда первой гармоники импульса
входного тока.
Входное сопротивление каскада, пересчитанное к
первичной обмотке входного трансформатора, равно:
"вх.п'1тр "вхЧ-гр
где пвх. п = wJ2wx — коэффициент трансформации.для
одного плеча вторичной обмотки
входного трансформатора;
Явх = w2/wi — коэффициент трансформации
входного трансформатора.
Для оценки нелинейных искажений каскада строится
сквозная характеристика тока в цепи выходного электрода
одного плеча от входного напряжения, приложенного
к тому же плечу, при заданном сопротивлении Rr:
/к = /({/*) при /?? = const.
Напряжение входного сигнала, приложенного к одному
плечу, равно:
и* = ±пйхиг. (12-65)
460
Сопротивление источника сигнала составляет:
= 4" (^вых. т + гх) ^хЛТр + г2п, (12-66)
где Явых> т — выходное сопротивление транзистора предо-
конечного каскада;
г1 и г2п — активные сопротивления соответственно
первичной обмотки и половины вторичной
обмотки входного трансформатора. ' т •
Сопротивление часто выбирают в 2—8 раз больше £>вх.
С учетом делителя в цепи базы
По сквозной характеристике находятся номинальные
токи /км, /к1, /К>МШ1, соответствующие напряжениям
1/2 и*т и і/гт = 0. Пять значений токов /к>м, /ь
/0к, ¡2 и /к> м„и определяются из предположения, что в одном
плече протекает ток, в (1 + 6), а в другом в (1 — Ь) раз
отличающийся от номинального, и что токи второго плеча
имеют обратное направление. Тогда
/м = (1 + Ь)/К.М;
/ок = (1+6) /к.мпн-(1
/2 = -(і-б)/к1; .
■б)/к.міш = 2Ь/к.Мші;
(12-67)
Остаточный ток покоя /0к вызывает подмагничивание
выходного трансформатора.
Амплитуды гармоник тока коллектора определяются
формулами:
(12-68)
1 кпп ~
3
+ /кі);
Iкт2 ~
ъ.
2
(Лен
1 к. мин;>
іктз =
1
"з
(Лс.м
-2/к1);
I кбн ==
ь
6
(/к.м
-4/к1 + 6/к.нин)
461.
По известным величинам 7K/Wl, 1кт2, 1ктз и /кш4
рассчитывается коэффициент нелинейных искажений, как и
в случае однотактного каскада класса А.
Нелинейные искажения в классе В выше, чем в классе А
(минимальная величина v может составлять 6—10%).
В каскаде класса В наличие индуктивности рассеяния-
приводит к тому, что часть периода переменный ток
протекает по обеим половинам первичной обмотки одновременно.
Искажения импульса тока первичной цепи суммируются
во вторичной обмотке, создавая третью и более высокие
гармоники, т. е. дополнительные искажения сигнала (при
усилении синусоиды эти искажения проявляются в виде
пучков, накладывающихся на каждую полуволну сигнала
в начале'полупериода).
Наличие транзисторов р-п-р- и я-р-/г-типов позволяет
строить выходные двухтактные каскады в классе В,
не требующие инвертирования сигнала на входе
(см. рис. 13-2, в). Благодаря различной проводимости
транзисторов они работают поочередно при подаче на вход каскада
переменного напряжения от обычного усилительного
каскада с А?С-связью. Малые'напряжения питания позволяют
исключить выходной трансформатор. В этом случае
искажения в области низших частот обусловливаются только
разделительным конденсатором. Следует отметить, что эта
схема требует выбора транзисторов со строго одинаковыми
статическими и динамическими параметрами, что при
разном типе проводимости осуществить довольно трудно.
Í2-6. ВЫХОДНЫЕ КАСКАДЫ НА ЭЛЕКТРОННЫХ ЛАМПАХ
Выходные каскады на электронных лампах имеют много общего
с каскадами на транзисторах. В них, как и в полупроводниковых
каскадах, согласование фактической нагрузки усилителя с
наивыгоднейшей нагрузкой, соответствующей режиму оптимальной отдачи
мощности, производится при помощи выходного трансформатора. В
зависимости от требований можно применять однотактные или двухтактные
схемы классов А, В и АВ. В однотактных схемах применяются триоды,
тетроды и пентоды. В двухтактных каскадах класса В обычно
применяются триоды. Особенностью ламповых каскадов является то, что
электронные лампы позволяют рассеивать на аноде значительно
большие мощности и их параметры^ почти не зависят от температуры (не
требуется специальных цепей стабилизации режима); электронные лампы
практически не потребляют мощности во входной цепи, а нелинейные
искажения определяются лишь выходной цепью.
Однотактный выходной каскад на триоде в классе А.
Принципиальная схема однотактного выходного каскада на триоде показана на
рис. 12-14, а. При заданной величине напряжения анодного питания £а
462
отдаваемая мощность зависит от напряжения раскачки цс и
приведенного к анодной цепи лампы сопротивления нагрузки Рассмотрим
работу выходного каскада в линейной области характеристик, где
нелинейные искажения минимальны (класс А), и определим начальное
положение рабочей точки о (рис. 12-14, б). Рабочая точка не должна
выходить За пределы, ограниченные характеристикой лампы, снятой при
1 2 3 4
в)
Рис. 12-14.
цс = 0 (лампа работает без сеточных токов), и линией МЫ, отделяющей
криволинейные участки характеристик и соответствующей
минимальному допустимому анодному току /а> мин. Кроме того, начальное
положение рабочей точки должно находиться ниже гиперболы,
соответствующей наибольшей мощности, рассеиваемой на аноде лампы.
Нагрузочная прямая по постоянному току (считая гх = 0) представляет собой
вертикаль иа = £/оа = £а- Начальное положение рабочей точки о
на этой линии определяется выбранным смещением Еос. Нагрузочная
прямая по переменному току проходит через рабочую точку о под
углом, определяющимся сопротивлением Я'а (с^0 = Яд). Мощность,
выделяющаяся в нагрузке (на рис. 12-4, б — площадь треугольника
463
мощности медленно убывает с возрастанием а. Оптимальное значение
а = 2 не является критичным. При изменении величины а в пределах
от 1 до 4 неискаженная выходная мощность составляет не менее 89%
от Ль макс (при напряжении раскачки, определенном в соответствии
с равенством (12-73)]. Коэффициент полезного действия каскада растет
по мере увеличения сопротивления нагрузки. При оптимальной
нагрузке (а = 2) г{ = 0,25. При а > 2 к. п. д. возрастает, стремясь с ро-
и£=о
/?а
стома к теоретическому значению г] — 0,5.
В мощных усилителях желательно
повысить к. п. д., поэтому на практике значение
коэффициента нагрузки а выбирается
несколько большим 2 (порядка 3—4). При
этом полезная мощность уменьшается
незначительно (на 5—10% по сравнению
с максимальной), возрастает к. п. д.
каскада и заметно уменьшаются
нелинейные искажения. Например, при а = 3
Рн _= 0,96 Р1и маас, ц ~ 0,3. При расчете
не учитывались нелинейность
характеристик ламп (на самом деле, £Уа. мин ф 0)
и комплексный характер нагрузки (хотя бы
вследствие паразитных параметров). В
действительности величина неискаженной
мощности менее расчетной примерно на
20%. Поэтому выходной каскад надо рассчитывать на мощность,
несколько большую, чем заданная. Кроме того, при расчетах необходимо
учесть и к. п. д. выходного трансформатора.
Одкотактный выходной каскад на лучевом тетроде (или пентоде).
Принципиальная схема выходного каскада на лучевом тетроде
показана на рис. 12-15, а. Экранирующая сетка лампы в большинстве
случаев подключается непосредственно к источнику анодного питания.
При этом характеристики лампы становятся более «левыми», что дает
возможность увеличить амплитуду входного сигнала и получить от
каскада большую мощность. Экранированные лампы дают возможность
полнее по сравнению с триодом использовать напряжение анодного
питания и получить более высокий к. п. д. Коэффициент усиления по
Рис. 12-15.
465
OPQ), при некотором сопротивлении R'H максимальна. Определим
значение сопротивления R'u, обеспечивающего наибольшую величину
неискаженной мощности при Еа = const. Из построения на рис. 12-14,6
следует равенство
Тогда амплитуда переменной составляющей анодного тока
определяется формулой
/ Ц)а мин
2/?, +я; •
Отдаваемая нагрузке колебательная мощность равна:
(Ц)а ~~ мин)
(12-69)
* н — о
2 R'
(12-70)
Пренебрегая величиной Ца, мин по сравнению с Ц0а и обозначая
а = R¡i/Ri, найдем:
Р» = 1|(2Т^- <12"71>
Легко видеть, что при а — аопт = 2 величина Рн достигает
максимума
^0а Е1
■Рн-"акс==ТадГг=!1б%в (12"72)
Таким образом, максимальную неискаженную мощность триод
отдает нагрузке, равной удвоенной величине внутреннего
сопротивления лампы х.
Необходимая величина сигнала раскачки равна:
тт Ц)а Уд. мин С£~Ь 1 Л 9 71\
и™ ¡1 (и'16)
Коэффициент полезного действия каскада составляет:
^0 2 /оа^оа
Ц)а Ца. мин _
2 £/оа ~ 2 + а 2 2 + а
отношение мощностей Ри/Рц. макс равно:
Рн 8а
(12-74)
(12-75)
Зависимости Ри/Ри. макс = /1 (а) и Л = /2 (а) показаны на
рис. 12-14, е. При а > 2 величина отдаваемой нагрузке неискаженной
1 Это условие отличается от известного положения о том, что
максимум мощности отдается при Рн = Рг (при условии постоянства
э. д. с. генератора). В нашем случае выбирались оптимальными как
сопротивление /?н, так и напряжение раскачки £/с.
464
мощности этих каскадов выше, поэтому предварительный усилитель
может иметь меньшее усиление. Однако выходные каскады на
экранированных лампах вносят большие нелинейные искажения вследствие
нелинейности характеристик при малых Ua и непостоянства величины
|li при различных напряжениях Ucl.
Добротность экранированных ламп в десятки раз больше
добротности триодов. Однако это не означает, что экранированные лампы дают
возможность получить в нагрузке во столько же раз большую
неискаженную мощность. Каскады на экранированных лампах, как и на
транзисторах, очень критичны к выбору сопротивления нагрузки (по отно-:
шению к нелинейным искажениям).
Лучевые тетроды и пентоды имеют значительно большее внутрен-:
нее сопротивление Ri, а их характеристики существенно отличаются по
форме от характеристик триода. Выполнить условие оптимальной
отдачи мощности (R'u = 2Ri) при обычно используемых источниках
анодного питания практически не удается. Кроме того, нагрузочная
прямая по переменному току пойдет очень полого. Рассчитать
аналитически. коэффициент а для экранированной лампы затруднительно, по-:
этому для лучевых тетродов и пентодов величина аопт выбирается графой
аналитически (рис. 12-15, б).
Выбор режима максимальной отдачи мощности при минимальных
нелинейных искажениях производится в рабочей области анодных
характеристик, ограниченной характеристикой лампы, снятой при
Ucl — 0, и осью напряжений /а = 0 [считая, что кривизна
характеристики /а = / (Uc) в области малых токов невелика]. Двойная максит
мальная амплитуда тока 21 ат определяется расстоянием от оси напря-:
жений до характеристики Ucl = 0. Начальный рабочий режим
выбирается таким образом, чтобы ток /0а был равен максимальной амплитуде
анодного тока 1ят (на практике рабочую "область во избежание
сеточных токов , ограничивают потенциалом первой сетки Uzl % — 0,5 в
и минимальным анодным током /а< мип, при котором появляются
большие нелинейные искажения). Амплитуда анодного напряжения
ограничена криволинейными участками анодных характеристик при малых
величинах Цл. Минимальное анодное напряжение при любом
напряжении источника анодного питания соответствует величине Ua,Mim.
Нагрузочная прямая не должна опускаться ниже точки Р,
соответствующей перегибу характеристики; в противном случае выходная мощ:
ность резко падает за счет уменьшения амплитуды анодного тока и
возрастают нелинейные искажения.
Нагрузочная прямая по переменному току должна пройти через
точку Р и пересечь прямую /0а = const в начальной рабочей точке О.
Начальная рабочая точка определяется пересечением прямых /0а =
= const и 00а я& Еа = const. Максимальная неискаженная мощность
равна площади треугольника OPQ, а угол наклона нагрузочной прямой
определяет величину оптимальной нагрузки R'll2, приведенной к
анодной цепи лампы. При этой нагрузке выходной каскад отдает макси-:
мальную неискаженную мощность
'am
(При сопротивлении R'ni возможности лампы полностью не
используются, так как амплитуда анодного напряжения может быть
увеличена, а при сопротивлении R' уменьшается амплитуда тока и значи-
466
тельыо возрастают нелинейные искажения.) По величине оптимальной
нагрузки определяется оптимальный коэффициент нагрузки
к,
а ■■
и коэффициент трансформации выходного трансформатора
(12-77)
(12-78)
Оптимальное значение коэффициента нагрузки для лучевых
тетродов и пентодов колеблется в пределах от 0,05 до 0,2. Коэффициент а
можно повысить увеличением напряжения источника анодного питания,
1а
п3е=-1е-Уеи
/1
і'5с =Ес~ Уст
/ '
А 1
1 і
' і
і '
1 1
1 1
Г)
«А
1
Рис. 12-16.
не превышая наибольшее напряжение анода. Характерной особенностью
рассматриваемых каскадов является наличие минимума нелинейных
искажений при определенном сопротивлении нагрузки и величине £а.
Однако минимуму нелинейных искажений и максимуму мощности
в нагрузке соответствуют несколько отличные коэффициенты нагрузки
а (рис. 12-15, Ь).
Определение нелинейных искажений в выходном каскаде. В выходных
каскадах амплитуда раскачки может достигать десятка вольт и более.
В этом случае приходится учитывать нелинейность реальных
характеристик лампы. Из рис. 12-16 видно, что кривая изменения анодного тока
несимметрична относительно оси времени (1гат>1"ат)> что ведет к
появлению высших гармоник, которые обусловливают нелинейные искажения.
При наличии нелинейных искажений положение нагрузочной прямой
зависит от амплитуды переменного напряжения на сетке, так как
средний анодный ток лампы /а# ср при больших раскачках превышает ток
покоя лампы /0а. Средние значения потенциала анода и анодного тока
при работе с нагрузкой характеризуются не начальной рабочей точкой О,
а точкой средних значений А.
Нелинейные искажения, как и в транзисторном каскаде,
рассчитываются методом пяти ординат, полученных на анодно-сеточной ха-
467
рактеристике: /а>м, /х, /оа, 12 и /а< М1Ш. Для лучевых тетродов (пентодов)
минимум V соответствует такому нагрузочному сопротивлению,, при
котором рабочий участок нагрузочной прямой делится начальной
рабочей точкой примерно пополам. Для этого нагрузочную прямую надо
расположить так, чтобы точка Р лежала ниже загиба характеристики
0. Четные гармоники в.этом случае сведутся к минимуму, а
и,
суммарные нелинейные искажения определятся в основном третьей
гармоникой.
Для выходных каскадов, построенных на триодах, характеристики
которых с нагрузкой близки к параболе, V можно определить только
по второй гармонике. Здерь можно пользоваться методом трех ординат.
Амплитуды гармоник анодного тока равны:
іа. мин .
1
/а/я2 — л ( ^а. м ~Ь 1\
Л», со — л (Лі.
•21
0 а
-а. мин
+ 2/оа).
(12-79)
Так как сопротивление нагрузки чаще всего мало, то в области
звуковых частот можно пренебречь шунтирующим действием
паразитных емкостей. В области высших частот резонанса не возникает.
Плавный спад характеристики на этих частотах обусловливается в основном
индуктивностью рассеяния Ь5. В области низших частот снижение
усиления обусловлено конечным значением индуктивности Ьг. Частотные
искажения, возникающие в выходных каскадах, можно подсчитать
аналогично трансформаторному каскаду.
Особенностью двухтактных каскадов класса В является
необходимость внешнего источника смещения для обеспечения нужного режима
работы ламп.
Глава тринадцатая
усилители постоянного тока
13-1. НАЗНАЧЕНИЕ И ОСОБЕННОСТИ ПОСТРОЕНИЯ
УСИЛИТЕЛЕЙ ПОСТОЯННОГО ТОКА
Усилителями постоянного тока (УПТ) называют
усилители, коэффициент усиления которых отличен от нуля при
со - 0.
Усилители постоянного тока являются основными
элементами электронных моделирующих машин (операционные
усилители) и ^преобразователей напряжения в цифровой
код, широко используются в различных видах
автоматических регуляторов электрических и неэлектрических
величин и стабилизаторов (например электронный стабилизатор
напряжения), в измерительных устройствах, в приборах
для физического эксперимента и т. д.
Для соединения каскадов усилителей постоянного тока
используется гальваническая (непосредственная) связь,
при которой выходной электрод усилительного элемента
предыдущего каскада (коллектор транзистора или анод
лампы) соединяется с входным электродом усилительного
элемента следующего каскада (базой транзистора или
сеткой лампы) цепью, пропускающей сколь угодно
медленные изменения токов.
Такая связь вносит в усилитель постоянного тока ряд
специфических особенностей, затрудняющих как
построение усилителя, так и его эксплуатацию. Хорошо передавая
перепады потенциалов и медленные изменения токов,
гальваническая связь между каскадами затрудняет установку
нужного режима работы усилительного элемента и
обусловливает нестабильность работы усилителя.
Одной из трудностей, с которой приходится сталкиваться
при построении усилителя постоянного тока, является
469
задача согласования потенциалов в точках подключения
источника сигнала ко входу усилителя, в
точках'соединения каскадов и в точках включения нагрузки к выходу
усилителя. Более сложной задачей является обеспечение
высокой стабильности работы усилителя при изменениях
напряжений источников питания, режимов работы
усилительного элемента и его параметров. Любые, даже очень
медленные изменения перечисленных величин вызывают
изменения токов, которые через цепи гальванической связи
передаются на выход усилителя и приводят к изменениям
выходного напряжения. Эти изменения выходного сигнала
неотличимы от изменений, вызванных воздействием
полезного- сигнала на входе усилителя. Изменения выходного
напряжения, не связанные со входным напряжением и
обусловленные внутренними процессами в, усилителе,
называют дрейфом нуля усилителя. Абсолютный дрейф
нуля обычно определяется как максимальное изменение
выходного напряжения при замкнутом входе за
определенный промежуток времени. Приведенный ко входу
дрейф усилителя вычисляется путем деления абсолютного
дрейфа на коэффициент усиления усилителя:
№ = 1 и™\ . (13-1)
др Кп др \ . /
Приведенный ко входу усилителя дрейф нулевого уровня
не зависит от коэффициента усиления и эквивалентен
ложному сигналу. Величина ограничивает минимальный
различимый входной сигнал, т. е. по существу определяет
чувствительность усилителя. Задача уменьшения дрейфа
нуля особенно важна для многокаскадных усилителей
постоянного тока на транзисторах вследствие большой
зависимости параметров транзисторов от температуры.
Усилители постоянного тока могут быть однотактными
и двухтактными, выполненными по балансной схеме.
Основными показателями усилителей постоянного тока
являются дрейф нулевого уровня выходного напряжения,
коэффициент усиления, диапазон изменений входного и
выходного напряжений, величины входного и выходного
сопротивлений и полоса пропускания.
Задача правильного согласования потенциалов в
усилителе постоянного тока, построенного на транзисторах,
возникает как при соединении между собой усилительных
каскадов, так и при подключении к усилителю источника
сигнала и нагрузки. В цепи эмиттера однотактных и двух-
470
тактных усилителей обычно включается сопротивление /?э.
ьсли £>э соединено с землей, то потенциалы эмиттера и базы
отличаются от нуля. Если источник сигнала включить
между базой и землей, то через него будет протекать
постоянная составляющая тока. Для прекращения этого тока
между входным генератором и землей можно подключить
Рис. 13-1.
источник смещения — батарею, компенсирующую
потенциал базы, с э. д. с. Е6 = (70б (рис- 13-1, а).
Вместо компенсирующей батареи можно использовать
.делитель напряжения или специально подобранный по
номинальному рабочему напряжению стабилитрон (см.-
пунктир на рис. 13-1, а). Обычно один из полюсов источника
сигнала и нагрузки заземляется. В этом случае
целесообразно использовать дополнительный источник питания
положительной полярности £э, а входную цепь выполнить
по схеме рис, 13-1, б.
471
Для согласования потенциалов между коллектором
первого каскада и базой второго"можно включить
межкаскадную компенсирующую батарею или стабилитрон
(рис. 13-1, а). Наличие дополнительного источника приводит
к дополнительной нестабильности. Батареи вносят большие
паразитные емкости (что ухудшает передачу высших
частот), резко увеличивают габариты и вес усилителя.
Батарея должна быть хорошо изолирована и экранирована от
наводок. Согласование уровней между каскада?ли легко
осуществимо в усилителях, построенных на транзисторах
р-п-р и я-р-я:типа (см. УПТ в стабилизаторе на рис. 15-6).
В схеме однотактного многокаскадного усилителя с
непосредственной связью между каскадами, приведенной на
рис. 13-1, в, для согласования потенциала коллектора
предыдущего каскада (например, транзистора 7\) с
потенциалом последующего (например, транзистора Т2) в эмиттер-
ную цепь Т2 включен резистор Дэ2, который одновременно
служит для стабилизации режима транзистора 1\.
Потенциалы коллекторов последующих транзисторов должны
иметь большую величину. Это обстоятельство требует
уменьшения сопротивлений Дк и увеличения
сопротивлений Дэ последующих каскадов (Дк3 < Дк2 < Д^ и Д93 >
>Д32;>ДЭ1). Это сопровождается снижением усиления
последних. Величину сопротивлений Дэ последних каскадов
целесообразно выбирать из условий получения
необходимой стабильности режима работы, а нужное смещение
потенциала эмиттера устанавливать либо с помощью
делителя (Д0 — Дэз) либо стабилитрона (см. пунктир в схеме
Последнего каскада). Если эмиттерный ток транзистора
меньше минимального рабочего тока стабилитрона-, то для
обеспечения номинального режима работы стабилитрона
следует ввести дополнительное сопротивление. Добавление
делителя или стабилитрона не вносит принципиальных
изменений в анализ схемы и определение ее основных
показателей по переменному току, так как более сложную
схему последнего каскада можно привести к упрощенной
схеме первого.
Напряжение источника питания выбирается из условия
Ек = /Э1ДЭ1+((УКЭ1 + икъг + икэз) + /кзДк3. (13-2)
Так как в УПТ нельзя разделить цепи стабилизации и
цепи усиления сигнала, то элементы стабилизации режима
вносят отрицательную обратную связь и для основного
усиливаемого сигнала. Коэффициенты усиления по напря-
472
жению и току, входное и выходное сопротивления одно-
каскадного усилителя определяются формулами (10-59),
(10-60),. (10-54).и (10-62). Наличие сопротивления £?э резко
увеличивает входное сопротивление каскада, которое
примерно равно:
#ВХ^/?ЭВ,0. (13-3)
В УПТ, предназначенных для усиления малых токов '
(например, фототоков), поступающих от входного источника
с большим внутренним сопротивлением, входное
сопротивление должно быть велико. Для повышения' входного
сопротивления на входе включается каскодное соединение
эмиттерных повторителей.
Обычно для усилительных каскадов справедливы
неравенства ^э ^> гэ; 1<эВе0 ^> Гб. Тогда
коэффициенты'усиления . по напряжению второго и последующих каскадов
определяются простым соотношением
ту- Део^к.н" / 1 о /,\
д"~ ^ + (/?9 + /-в)(1 + вг0)~ я,-
Первый каскад обычно имеет большее усиление (при
малом £>г). Для того чтобы в последнем каскаде усиление
было больше единицы, величину Як необходимо выбирать
из условия-/?к ^> /<э.
В результате действия отрицательной обратной связи Кю
К [у £?ВХ- и Явых в меньшей степени зависят от параметров
транзисторов и обладают большей стабильностью при их
изменениях.
Коэффициент нестабильности с учетом выражения (8-36)
равен (при Гэ</?э, ^б< (^б ~ Яг) и Я61 = ос):
Если к входному каскаду УПТ предъявляются
требования высокого входного сопротивления и максимальной
стабильности, то выходной каскад должен обладать малым
выходным сопротивлением и обеспечивать на нагрузке
сигнал нужной полярности и амплитуды. Случай незазем-
ленной нагрузки встречается редко. Для исключения тока
через нагрузку при входном сигнале, равном нулю, в цепь
нагрузки можно вводить компенсирующую батарею Ен
с э.'д. с. равной начальному коллекторному напряжению
(рис. 13-1, а). Обычно нагрузка бывает заземлена, и с
выходного каскада необходимо снимать выходное напряжение
обеих полярностей относительно общей точки (земли).
Применение незаземленной компенсирующей батареи
(рис. 13-1, б) для согласования потенциалов между выходом
каскада и нагрузкой нецелесообразно по изложенным выше
причинам. На рис. 13-2, а приведен выходкой каскад,
имеющий дополнительный источник питания
положительной полярности Еэ. Этот каскад имеет вид моста, в диагональ
которого включена нагрузка Яп. Для получения нулевого
выходного напряжения (при отсутствии сигнала на входе)
мост балансируется изменением напряжения на базе
транзистора так, чтобы ток через нагрузку был равен нулю.
Наибольшее выходное отрицательное напряжение
соответствует запертому транзистору, а наибольшее
положительное — полностью открытому. Однако при этом выходной
сигнал получается значительно меньше напряжений Ек и
Еэ, а при нулевом и положительном выходных сигналах
на /?к теряется значительная мощность источников
питания, что в установках с большим количеством УПТ крайне
нежелательно.
В УПТ часто применяются экономичные схемы
выходного каскада. Такая схема (упрощенная) приведена на
рис. 13-2, б. В ней при положительном выходном
напряжении ток нагрузки протекает через коллектор транзистора
7\ и диод Д. Транзистор Т2 при этом заперт падением
напряжения на диоде. При отрицательном выходном напряжении
ток нагрузки протекает через транзистор Т2, а диод
запирается напряжением эмиттер — база открытого
транзистора Т2. Поскольку при положительном выходном сигнале
в работе участвует один транзистор 7\, а при
отрицательном — оба, то коэффициенты усиления несколько
отличаются. Для выравнивания усилительных свойств в схему
Рис. 13-2.
474
каскада вводится нелинейная обратная связь (на рисунке
не показана). Экономичную схему выходного каскада
удобно строить на транзисторах р-п-р- и п-р-п-тиоъ
(рис. 13-2, в). При отрицательных и положительных
сигналах поочередно работают транзисторы Т2 и Тг. Для
повышения линейности транзисторы целесообразно использовать
в классе АВ; их параметры должны подбираться.
Пределы изменения выходного 'напряжения зависят от
наибольшего напряжения коллектора и в настоящее время
ограничены величинами примерно
±30 40 в.
Амплитудно-частотная
характеристика каскада равномерна вплоть до
частоты со = 0. В области средних
и низших частот фазовые искажения
также отсутствуют. В области
высших частот амплитудно-частотная и
фазо-частотная характеристики имеют
тот же вид, что и для усилителя
с #С-связью (рис. 13-3). В
большинстве случаев применения усилителей постоянного тока
основной интерес представляет усиление очень медленных
изменений входного сигнала, а верхняя граница полосы
пропускания ограничивается несколькими герцами или,
реже, несколькими десятками килогерц. При
необходимости иметь более широкую полосу пропускания
транзисторы и величины сопротивлений следует выбирать, исходя
из допустимой неравномерности амплитудно-частотной
характеристики в области высших частот.
- /у
\
Рис. 13-3
13-2. ДРЕЙФ НУЛЯ УСИЛИТЕЛЕЙ ПОСТОЯННОГО ТОКА
Причины нестабильности нулевого уровня усилителя
постоянного тока весьма разнообразны. К ним относятся
колебания напряжений источников питания, изменения во
времени и с температурой номинальных значений
сопротивлений схемы, хаотическая ползучесть параметров
транзистора во времени и сильная зависимость их от температуры.
Дрейф нуля вследствие двух первых причин можно свести
к минимуму, используя для питания стабильные источники
(стабилизаторы напряжения), отрицательную обратную
связь, включение в схему сопротивлений с малым
температурным коэффициентом напряжения и др. Наибольшую
нестабильность вносят изменения температуры, вызываю-
475
щие температурный дрейф. Этот дрейф связан с изменениями
обратного тока коллектора /к0 и коэффициента передачи
тока В, с температурным смещением входной
характеристики транзистора (изменения £/бэ). Температурные
изменения имеют закономерный характер и в некоторой степени
могут быть компенсированы схемным путем.
Ранее в § 8-4 была определена нестабильность
коллекторного тока обобщенного усилительного каскада, вызванная
изменениями А/к0, АВ и Д(/Эб. Абсолютный температурный
дрейф выходного напряжения равен:
= /?к,н5 [Д/К0 +7?^ + <7* + 7"о)іг]' (13"6)
Для уменьшения абсолютного дрейфа нуля выходного
напряжения необходимо уменьшать коэффициент
нестабильности 5.
Приведенный ко входу температурный дрейф нуля
составляет:
Выражение для коэффициента усиления Ки можно привести
к виду (при гэ < #э, гв < Яг, Я « 1):
К Ве^к. н° ^
ВеЯк.н >>/?к. н (13-8)
Тогда приведенный ко входу температурный дрейф нуля
определится соотношением
с/»=д/к1(/?э+ /?;)=едг +
+ [Д/К0 + (/б + /ко) ^] (Яэ + Яг). ' (13-9)
Из равенства (13-9) следует, что приведенный ко входу
температурный дрейф в отличие от абсолютного не зависит
от коэффициента нестабильности 5. Уменьшение
коэффициента 5 не решает проблемы ликвидации приведенного
ко входу усилителя дрейфа нуля,
476
а для кремниевого и™2 = 375 мкв. Для транзисторов
с большими площадями переходов (с большим током /к0),
работающих при больших колебаниях температуры,
составляющая 1/**2 резко возрастает.
Составляющая дрейфа нуля за счет изменения
коэффициента передачи тока Да, подсчитанная для одинаковых
у обоих транзисторов' токов эмиттера /э = 1 ма и Да =
= 2 • 10~4 град"1, равна [/^3 = 20 же. Дрейф,
обусловленный изменениями коэффициента передачи тока от
температуры, зависит от тока покоя транзистора. Температурный
коэффициент передачи тока эмиттера а у германиевых
•транзисторов может быть как положительным, так и
отрицательным; у кремниевых транзисторов он обычно
положителен. Можно подобрать германиевый транзистор, у
которого в небольшом интервале температур составляющая
дрейфа и^3 весьма мала.
В УПТ можно применять лишь те германиевые
транзисторы, которые имеют малый обратный ток коллектора.
У кремниевых транзисторов ток /к0 на несколько порядкоз
меньше, чем у германиевых, и с этой точки зрения
кремниевые транзисторы более предпочтительны. Для снижения
составляющей дрейфа нуля, обусловленной изменениями
коэффициента передачи тока, транзисторы целесообразно
подвергать специальному отбору и использовать режим
малых токов. В УПТ на германиевых транзисторах с малыми
токами /к0 при комнатных температурах в ряде случаев
можно получить меньший дрейф, так как при комнатной
температуре изменение коэффициента передачи кремниевых
транзисторов обычно в несколько раз больше, чем
германиевых. Для работы при повышенных температурах наиболее
пригодны кремниевые транзисторы.
13-3. МЕТОДЫ УМЕНЬШЕНИЯ ДРЕЙФА НУЛЯ
Для уменьшения дрейфа нуля усилителей постоянного
тока могут быть приняты следующие меры:
1. Применение глубокой отрицательной обратной связи.
2. Компенсация температурного дрейфа элементами
с нелинейной зависимостью параметров от температуры.
3. Применение балансных (мостовых) схем.
4. Преобразование постоянного тока в переменный и
усиление переменного тока с последующим выпрямлением
(усиление с модуляцией и демодуляцией сигнала).
478
Приведенный ко входу усилителя температурный дрейф
уменьшается при уменьшении и базового и эмиттерного
сопротивлений. Это несколько необычно, так как
стабильность коллекторного тока повышается при увеличении
сопротивления /?э. В усилителях переменного тока
сопротивление /?э шунтируется блокировочной емкостью,
которая исключает отрицательную обратнуюсвязь и сохраняет
большое усиление по переменному току. Глубокая
отрицательная обратная связь по постоянному току при этом
сохраняется, что и обеспечивает малую нестабильность 5.
В усилителях постоянного тока с увеличением
повышается стабильность, но одновременно падает коэффициент
усиления каскада для сигналов постоянного тока.
Поскольку, коэффициент усиления УПТ пропорционален
коэффициенту нестабильности, то приведенный ко входу дрейф
не зависит от 5. При 7?э + 7<г -> О приведенный ко входу
усилителя температурный дрейф стремится к
минимальному значению
(У™ = Дс/эб = еДГ. (13-10)
др. мин 30 . \ '
Так как кремниевые транзисторы имеют малые
абсолютные приращения А/к0, то при малых Яъ + Р/г зависимость
с/Эб от температуры представляет основной источник
дрейфа нуля в УПТ, построенных на кремниевых'
транзисторах.
Сравним величины трех составляющих приведенного
ко входу дрейфа нуля двух усилителей, один из которых
построен на германиевом транзисторе П13, а другой — на
кремниевом транзисторе П103. Оба усилителя должны
работать при комнатной температуре 25 ±10° С. Общее
сопротивление входной цепи при расчетах принято равным
#э + Яг — 5 ком.
Составляющую приведенного ко входу дрейфа нуля,
обусловленную температурным смещением входной
характеристики Д[/Эб, для обоих транзисторов определим при
среднем значении ТКН, равном —2,0 мв-град"1. Эта
составляющая равна Дс/э5 = ± 20 мв. Тогда и** = 40 мв.
При определении составляющей дрейфа нуля,
обусловленной обратным током коллектора, для германиевого
транзистора типа П13 будем считать /к0 = 3 мка и Д/к0 =
= 1,5 + 3 = 4,5 мка, а для коемниевого транзистора типа
П103 /к0 = 0,05 мка и Д/,;0 = 0,025 + 0,05 - 0,075^ мка.
Тогда для германиевого транзистора № = 22,5 мв,
5. Применение дополнительного усилителя в цепи
автоматической стабилизации нулевого уровня.
Для уменьшения дрейфа и стабилизации коэффициента
усиления, вводится глубокая отрицательная обратная связь
с выхода усилителя на его вход. Однако отрицательная
обратная связь полностью не устраняет дрейфа нуля
усилителя и не улучшает отношения сигнала к дрейфу.
Действительно, при глубокой отрицательной обратной связи
напряжение дрейфа первого транзистора передается на
выход усилителя полностью, так как дрейф, возникающий
во входной цепи, нельзя отличить от входного сигнала.
Тем не менее глубокая отрицательная обратная связь
с выхода усилителя на его вход почти полностью устраняет
*2
Рис. 13-4.
дрейф второго и последующих каскадов усилителя.
Увеличение числа каскадов для получения необходимого
усиления в полупроводниковом усилителе с обратной связью
не сопровождается значительным увеличением габаритов
и потребляемой мощности. Для увеличения усиления
в УПТ, охваченном отрицательной обратной связью,
целесообразно применять каскады, построенные с
чередованием транзисторов р-п-р- и п-р-п-тииов.
Источники дрейфа можно рассматривать как
эквивалентные э. д. с. помех Де/, включенные во входную цепь
соответствующего каскада. При введении в усилитель
отрицательной обратной связи эффект воздействия этих
возмущений на выходное напряжение зависит от места приложения
возмущения. Рассмотрим это на примере трехкаскадного
усилителя, охваченного глубокой отрицательной обратной
связью (рис. 13-4). Для этой схемы без учета э, д. с. помех
можно записать (£!вх усилителя велико)
^вых — ¿4 ^вх
479
откуда
^ = 7^Ь?2^ВЫХ+ ЯГП?"2 ^вх = ^вых +Ь'Лх, (13-11)
Общее выходное напряжение определяется соотношением^
+ Ки2Ки3&е2 — КцЛе3 - j
или с учетом равенства (13-11) ^
7 1 KuiKj^KusYz 7 т КцлКпчКиЪ Д i
I КигКаг \р КиЯ&.е3
При весьма больших значениях общего коэффициента
уСИЛеНИЯ /Со = КЛК1ЛК„з И | KaiKazKusVl \ > 1 ПОЛуЧИМГ;
гЛых = — ^вх — ^- (a^i — -4- Ае2 + ~ V Аез) • :.
(13-12)
Второе слагаемое в правой части равенства jQ3-12)'
представляет собой дрейф выходного напряжения,
вызванный э. д. с помех в отдельных каскадах усилителя. На;
результирующий дрейф выходного напряжения э. д. с.
помех отдельных каскадов влияют тем меньше, чем дальше
от входа усилителя они приложены. Наибольшее влияние
оказывает дрейф, обусловленный первым усилительным
каскадом, поэтому этот каскад должен быть наиболее ста-;
бильным.
8 многокаскадных УПТ с четным количеством
усилительных каскадов происходит частичная компенсация
дрейфа нуля. Действительно, положительное приращение
обратного тока коллектора первого каскада A/k0i вызывает
отрицательное приращение токов А7б2 и А/к2. Полная
компенсация может быть получена при надлежащем выборе
элементов схемы и лишь при некоторой определенной
температуре. В усилителях с нечетным количеством каскадов
дрейф первого каскада усиливается в большей степени,
чем дрейф второго, и имеет ту же полярность, что и дрейф
третьего. Частичной компенсации в этом случае не
наблюдается.
480
Если в схеме усилителя для согласования потенциалов
используются стабилитроны (ТКН рабочего напряжения
стабилитрона обычно положителен), то результирующий
ТКН змиттерной цепи определяется разностью ТКН
стабилитрона и ТКН иэв (взаимная компенсация). Однако
ТКН стабилитрона обычно больше, и полной компенсации
не происходит.
Компенсация температурного дрейфа
термочувствительными сопротивлениями (диод, транзистор и др.) иногда
применяется в схемах УПТ, построенных на германиевых
транзисторах, основная составляющая температурного
дрейфа которых обусловлена обратным током коллектора.
Схема УПТ с диодной цепью температурной компенсации
Рис. 13-5.
приведена на рис. 13-5, а. С повышением температуры
падение напряжения на диоде возрастает, база Т2
становится более положительной по отношению к эмиттеру, что
вызывает снижение тока коллектора Тг. Для получения
более точной термокомпенсации необходимо для каждой
пары транзисторов определять необходимую характеристику
компенсирующего элемента. Перед наладкой цепь
компенсации заменяется переменным сопротивлением и при
изменениях температуры измеряется величина сопротивления,
при котором /вых = const. По полученной зависимости
выбирается необходимый диод. Обычно не удается подобрать
температурно-зависимый элемент с требуемой
характеристикой. Поэтому в цепь компенсации приходится ставить
дополнительные сопротивления, с помощью которых
реальная характеристика доводится до заданной.
В схеме, приведенной на рис. 13-5, б, роль
компенсирующего элемента выполняет транзистор Т2, работающий
в режиме термочувствительного элемента — генератора
тока. Транзисторы 7\ и Т3 образуют усилитель сигнала и
16 Виноградов IO. В.
481
имеют непосредственную связь. При помощи сопротивлений
7?2 и Я7 вводится отрицательная обратная связь,
стабилизирующая коэффициент усиления. Транзистор Т2 работает
с малым током коллектора /к2, значительную часть
которого составляет ток /к0. Этот ток компенсации 1к2 подается
через потенциометр Я2 на входы первого и второго каскадов.
Для получения температурной компенсации ток /к02 должен
быть значительно больше тока /к01. Переменное
сопротивление Я2 настраивается так,
чтобы поддерживать
минимальный дрейф при изменениях
температуры.
Рассмотренные схемы не
позволяют добиться высокой
стабильности. Токи /к0 изменяются
с температурой
экспоненциально. В широком диапазоне
температур приращения этих токов
велики, и невозможно
обеспечить полную компенсацию.
Необходимость тщательного подбора
характеристик компенсирующих
элементов, их температурных
постоянных времени, большая
длительность регулировки
делают этот метод малопригодным
в массовом производстве.
Компенсация изменений
напряжения эмиттер—база.
Основную составляющую дрейфа,
. вызванную температурными
изменениями напряжения эмиттер—база, можно
компенсировать, применяя каскад на двух транзисторах с
непосредственной связью эмиттеров (рис 13-6, а).
Транзистор Тг является усилительным. Сигнал подается на его
базу. В коллекторную цепь включено сопротивление
нагрузки. Транзистор Т2 является компенсирующим.
Потенциалы эмиттеров 7\ и Т2 практически одинаковы и
определяются падением напряжения на сопротивлении Яэ при
протекании суммы эмиттерных токов обоих транзисторов
(сопротивление Ях невелико и служит для более точной
настройки). Изменение температуры эквивалентно сдвигу
входной характеристики транзистора. Этот эффект учтен
включением в эмиттерные цепи транзисторов эквивалентных
482
э. д. с. еДГ, полярность которых соответствует увеличению
температуры. При увеличении температуры увеличивается
положительное смещение на эмиттере транзистора 7\,
и его эмиттерный ток увеличивается. Однако на такую же
величину увеличивается и потенциал эмиттера
компенсирующего транзистора Т2 (транзисторы считаем
идентичными), который работает в режиме эмиттер но го
повторителя с фиксированным относительно земли потенциалом
базы. Увеличение тока компенсирующего транзистора
создает на эмиттерной нагрузке падение напряжения, по
величине близкое к еДГ2 и приложенное минусом к
эмиттерам обоих транзисторов. В результате смещение эмиттер-
ного перехода усилительного транзистора 7\ практически
не изменяется. Неизменными остаются также ток
коллектора и выходное напряжение. Поскольку коэффициент
передачи эмиттерного повторителя меньше единицы, то
полной компенсации не происходит. Кроме того, трудно
подобрать транзисторы с одинаковыми температурными
зависимостями напряжения £/эб. В схеме остается
некомпенсированным дрейф, вызванный колебаниями источников
питания, изменениями коэффициента передачи а и тока /к0.
Особенно серьезное внимание необходимо уделять
стабильности источников питания и отбору транзисторов с
одинаковыми характеристиками и малыми токами /к0. Для
повышения стабильности следует увеличивать сопротивление
#э. Однако рост величины не приводит к более глубокой
отрицательной обратной связи. Действительно, при
уменьшении потенциала базы первого транзистора в результате
действия сигнала на входе каскада возрастает ток
коллектора транзистора 7\. Это приводит к понижению
потенциалов эмиттеров обоих транзисторов и к понижению
напряжения между эмиттером и базой второго транзистора.
Коллекторный ток второго транзистора уменьшается, и
уменьшается падение напряжения на #э. Поэтому второй
транзистор каскада как бы вносит эффект положительной
обратной связи, что соответствует уменьшению глубины
отрицательной обратной связи, обусловленной
сопротивлением Яэ.
Основные характеристики схемы 13-6, а для области
средних частот можно получить, считая, что в качестве
сопротивления обратной связи транзистора 7\ включгно
выходное сопротивление эмиттерного повторителя на
транзисторе Т2. Обычно Я2 = Яг \\ Я6 = Я'г. Считая параметры
транзисторов одинаковыми, а также принимая Ве0 ^ £0,
16*
483
^вых п < #э и /?х = 0, по формуле (10-54) с учетом равенства
(10-37) находим: ' ' \
Явх.о.с = г'б + (гэ + ^вых.п) (1 + Ве0) ъ4
ъ*2г'6 + 2гэ(1 + Ве0) (13-13)
Тогда из равенства (10-59)
^вых ^со^к. н*7
2К + гэ(1+^0) + ^]
(13-14)
Величины £?вх и Ки практически не зависят от Яэ.
Таким образом, введение большого эмиттерного
сопротивления сопровождается уменьшением коэффициента
усиления всего в 2 раза по сравнению с обычным каскадом при
том же сопротивлении /?к. „.
В схеме 13-6, а входное и выходное напряжения
находятся в противофазе. Построив эмиттерно-связанный каскад
по схеме рис. 13-6, б, можно получить выходной сигнал,
синфазный со входным, так как каскады О К и ОБ не
изменяют полярность входного сигнала. Найдем коэффициент
усиления этой схемы, считая параметры транзисторов
одинаковыми и * считая . гк -> оо; #г =. /?2. Нагрузкой
эмиттерного повторителя на транзисторе .7\ является
входное сопротивление каскада с ОБ на транзисторе 7\, т. е.
^?н1 ~квх2= гэ Н—1 + ^0 * (13-1 5)
При Явх2 <<; /?э из формулы (10-32) найдем коэффициент
усиления каскада на Тг:
~ к + г6 + /?Н1 (1 + во) 2 [я> + г;; + г9(\ + во)]
(13-16а)
Коэффициент усиления каскада на Т2 с ОБ:
i/» ^вых &0&к. н
Ли — ~тт-
иэ гв+(/?8 + г^) (!-«„)■
Я'г + г'б + г3(\+В0)-
Общий коэффициент усиления схемы равен:
(13-166)
д" -~ёг - 1х'аи -2 [Я; + г'5 + гэ (1 Вй)] • (1б-и>
484
Схемы 13-6, а и б обладают очень малым динамическим
диапазоном входных сигналов, практически ограниченным
напряжением на змиттериом переходе при отсутствии
входного сигнала £/0Эб. Сопротивление расширяет
динамический диапазон и облегчает настройку схемы. При этом
несколько снижается усиление в результате введения
обратной связи.
13-4. БАЛАНСНЫЕ СХЕМЫ УСИЛИТЕЛЕЙ
Применение балансных схем является надежным
методом уменьшения дрейфа нуля. Балансные каскады в.
сочетании со взаимной компенсацией, глубокой отрицательной
обратной связью и термокомпенсацией нелинейными
элементами дают возможность существенно увеличить
стабильность УПТ. Балансные схемы усилителей в большинстве
случаев являются двухтактными.
В общем случае для уменьшения дрейфа нуля могут
применяться балансные схемы параллельного и
последовательного типа. На рис. 13-7, а приведена схема параллельно-
балансного . каскада. Коллекторные сопротивления Як1 и
Як2 и внутренние сопротивления транзисторов образуют
четыре плеча моста (балансные схемы иногда называют
мостовыми). К одной диагонали моста подключается
напряжение питания, а нагрузка включается между
коллекторами в другую диагональ моста. Входной усиливаемый
сигнал прикладывается к базам обоих транзисторов. При
полной симметрии обоих плеч схемы (7?к1 = ЯК2 и
идентичные транзисторы) и равенстве нулю входного сигнала-
разность.потенциалов между коллекторами 7\ и Т2 равна
нулю. Если входной сигнал не равен нулю, то потенциалы
коллекторов получают одинаковые по абсолютной величине,
но разные по знаку приращения, и через нагрузку течет ток.
Параллельно-балансные каскады очень удобны в
качестве выходных каскадов, если необходимо иметь
симметрично изменяющееся напряжение (например, для
отклоняющих пластин осциллографической трубки) или симметрично
изменяющийся ток (например, для отклоняющих катушек
электроннолучевой трубки, обмоток реле и других
устройств). Такие каскады иногда используются в качестве
первых высокостабильных каскадов многокаскадных
усилителей.
Высокая стабильность параллельно-балансных каскадов
обусловлена следующим. При изменениях напряжения
485
питания Ек потенциалы коллекторов в симметричной схеме
изменяются одинаково, а выходное напряжение и ток в
нагрузке остаются неизменными. То же самое происходит
и при температурных изменениях обратного тока
коллектора, коэффициента передачи тока базы и смещениях
входной характеристики. Практически всегда имеется некоторая
асимметрия схемы, поэтому изменения токов в обоих плечах
схемы будут различными и некоторая нестабильность нуля
сохранится.
Для повышения стабильности в цепь эмиттеров
включается большое сопротивление Яэ< В симметричной схеме
ток через него можно считать неизменным, так как Д/э1 =
= — Д/э2; обратная связь по току отсутствует. При
больших коэффициентах усиления изменения коллекторных
токов каждого транзистора могут составлять значительную
величину. Уменьшить колебания токов коллекторов можно
■0 Выход &
а)
Рис. ГЗ-7.
486
регулировкой сопротивления связки Это сопротивление
снижает усиление, предотвращает запирание одного из
транзисторов при малейшем разбалансе базовых
потенциалов и расширяет динамический диапазон входных
сигналов. Часто в качестве сопротивления связки
используется потенциометр с отводом от средней точки, что
позволяет производить установку нуля выходного
напряжения. Коэффициент усиления схемы, как будет
в § 13-5, определяется
соотношением (9-26). Расширить
динамический диапазон можно
способом, примененным в схеме,
показанной на рис. 13-8, а.
Сопротивление связки Я0 (или
£?1 + Я2) выбирается из условия
А^б. макс
показано
/о
выход
'-0 0~'
-0
где А^/б.макс—максимальная раз
ность потенциалов
базы, вызванная
входным
сигналом, дрейфом или
нестабильностью
схемы;
/оэ — ток покоя транзи-
сп | гэ7
стора. И
Иногда параллельно-баланс- -4
ные каскады имеют эмиттерный 6)
выход (рис. 13-8, б). Нагрузка Рис. 13-8.
в этих каскадах включается
между эмиттерами, а сопротивления Як отсутствуют.
В такой схеме усиление по напряжению отсутствует,
выходное сопротивление мало.
Для оценки дрейфа параллельно-балансного каскада рас- •
смотрим его эквивалентную схему, в которой для
стабилизации режима используется отрицательная обратная связь по
току (рис. 13-7, б). В этой схеме Я'т = (#г/2) || Яб;Яб = #М| Я*.
Выходное напряжение каскада является разностью
коллекторных напряжений транзисторов 7\ и Т2. Если Яэ = 0> то
нестабильность каскада (дрейф напряжения и тока в
нагрузке) определяется разностью изменений коллекторных токов
/к1 и /к2, обусловленных нестабильностью обоих плеч схемы:
б (Д/к) - Д/к1 - Д/к2 = 5(1)Д/В1(1) — 5(2)Д/К1 (2), (13-18)
487
где 5(1), 5(2), А/к(1) и А/к1(2) опоеделяются по формулам
(8-34) и (8-33).
В реальных схемах параллельно-балансных каскадов
Яэ ^> /?1 + Яг (1 — <*)• Тогда суммарное значение эмиттер-
ного тока сохраняется практически неизменным, и,
следовательно, можно считать
-Д*а
(13-19)
Для определения нестабильности токов составим систему
уравнений, описывающих схему рис. 13-7, б:
Д*'к1 = Д/кох + /эхДс*! + ахД/э1; . (13-20)
Д/к2 = Д/к02 + /Э2Аа2 +-"а2Д/э2; (13-21)
(г*91+я,) мЭ1 + (гб1 + я;) Д/б1 + е2Д7 - е2ДГ -
- (г'и + Яг) А/32 - (#; + гб2) Д/б2 = 0; (13-22)
Д/б1 = Д/91 —Д/к1; ' (13-23)
А/б2 = Д/9
■ Д/„
(13-24)
Подставив равенства (13-23) и (13-24) в ^(13-22), при
гіі = /'э2 = гі и гб1'= гб2 = гб.. получим:
(е2 ■— гг) АТ + (гі 4- /?х + гб. + Я;) (Д/э1 - ДгЭ2) -
^ -(г0 + #г)(Д*к1 —Д*-к2) - 0. (13-25)
Определяя величины Д/э1 и Д/э2 из соотношений (13-20)
и (13-21) и считая а1^а2^а = аі~^а'2, из (13-25/
находим разность изменений коллекторных токов параллельно-
балансного каскада:
Д/к1—-Д/к2 = а
X
Г1 + Кх + Гб + Я'г
^ + ^1+Гб(1-а)+/?г(1-а)
( А/ь'01 _ Д/к02 1
-х
/4іАах _ /э2Аа2\ ,
+
(8Х -82) АТ
П + ^ + Гь+К
ИЛИ При /?х > ГІ И /?г ;> Гб
б(А/к) = 5р|б(А/ко) +
б (еДГ)
и + б (/.Да) = 5Р6 (Д/к1),
(13-26)
48«
генератора тока (рис. 13-9). В этой схеме имеется термоза-~
'висимое сопротивление /?3 с положительным температурным
коэффициентом. С повышением' температуры величина
сопротивления Д3 растет, что
~и вызывает снижение тока
компенсирующего транзистора Т3.
С помощью переменного
сопротивления Я2 можно
добиться практически
постоянного выходного
напряжения (приведенный ко входу
дрейф может быть порядка
10 мкв/град). Переменным
сопротивлением
производится установка нуля в
отсутствие входного сигнала.
Балансные каскады могут
работать и с
«несимметричным» входом, когда входной
сигнал подается, например,
Рис. 13-9. между базой первого
транзистора и землей (рис. 13-10).
При несимметричном входе коэффициент усиления несколько
снижается, а приращения Ді/к1 и А[/к2 не являются точно
одинаковыми. При несимметричном входе между базой
второго транзистора и землей необходимо включать сопро-
Рис. 13-10,
тивление, равное /?г. Несимметричный вход удобен при
подключении к балансному каскаду заземленного
источника входного сигнала (см. § 13-5).
В многокаскадных усилителях постоянного тока,
построенных на' параллельно-балансных каскадах, коллек-
490
где б (А/к) = Д/к1 — Д/к2 — нестабильность разностного
коллекторного тока
параллельно-балансного каскада;
5р — коэффициент нестабильности
параллельно-балансного
каскада,
+ _ £0 (Ях + Яр
ьр^аа) -■ ^ + ^(1 + ^ (13-27)
б (А/к1) = б (Д/к0) + р^О- + б (/эАа), (13-28)
б(Д/к0) = ^-^^Д/к01_Д/ко2; (13-29)
б (еД Г) = (ех — е2) АТ; (13-30)
б (/.Да) = _ Ь^Ь. —
= (/б1+/к01)^-(/б8+/к02)^. (13-31)
Коэффициент нестабильности параллельно-балансного
каскада име^т то же значение, что и обычного каскада.
Однако в этом случае приращения разностного тока тем
меньше, чем меньше отличаются изменения параметров
транзисторов 7\ и Т2. При абсолютно одинаковых
транзисторах приращение б (Д/к) равно нулю. По аналогии
с равенством (13-9) можно найти приведенный ко входу
дрейф параллельно-балансного каскада (точки /—2 на
рис. 13-7, б)
^р^5(8АГ) + (/?;+/?;)Х
X [б (Л/к0) + б (/эАа)] = + /?;) б (А/к1). (13-32)
Схема параллельно-балансного усилителя позволяет
снизить дрейф примерно на порядок. Для того чтобы
разностный температурный дрейф двух транзисторов не
оказывал большого влияния, их необходимо ставить в
одинаковые температурные условия работы (близкий монтаж
на материале с большой теплопроводностью).
Во многих случаях из-за разных ТКН эмиттер—база
транзисторных пар результирующий дрейф балансных
каскадов является линейной функцией температуры. Без
предварительного отбора транзисторов можно снизить
дрейф нуля, применяя температурную компенсацию,
которая построена на транзисторе Т3, работающем в режиме
489
торы предыдущих каскадов соединяются с базами
последующих. Согласование здесь осуществляется путем увеличения
сопротивления Яэ, величина которого почти не влияет на
коэффициент усиления.
Балансные каскады последовательного типа на
транзисторах не получили распространения, так как они обладают
большим дрейфом нуля (при тех же 5 коэффициент усиления
балансного каскада последовательного типа значительно
ниже).
13-5. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ ОДНОКАСКАДН ЫЙ
УСИЛИТЕЛЬ
В ряде случаев выходной сигнал в балансном каскаде
параллельного типа снимается с одного из коллекторов
(рис, 13-11). Фаза выходного сигнала совпадает с фазой
сигнала ивх1 и
противоположна фазе сигнала £/вх2.
Схему можно построить
так, что выходное
напряжение будет пропорционально
разности входных
напряжений, прикладываемых
к базам первого и второго
транзисторов, и в
идеальном случае не будет
изменяться, если входные
напряжения получают равные
приращения одного знака.
Такой усилительный каскад
постоянного тока называют
дифференциальным
каскадом (или «вычитателем»)..
Дифференциальный усилитель характеризуется
коэффициентом усиления разности входных напряжений
раз "
АЕп — АЕГ
при Ет1 +ЕГ2 — сопэ! (13-33)
и коэффициентом усиления среднего уровня выходных
напряжений
Я,
АЦП]
ср ~~ АЕг1 + АЕГ2
при Еп — Ег2 = соп$и (13-34)
491
Выходной сигнал при произвольных значениях входных
сигналов равен:
^вых — (Eti — ^гг) ^раз~Ь^Г1 2 ^ГР* (13-35)
Обозначив коэффициенты усиления по первому и
второму выходам
/< =^ь« при £г0 = const; (13-36)
к Д^ых при £ const. (13-37)
(К2 имеет знак минус), получим:
^вых — А ~\" КоЕт2 = Kl^n \К2 ! Ег2
ИЛИ
ивых = (Еп-Еп)^^ +en+li*(Kl + K2). (13-38)
Из равенств (13-35) и (14-38) имеем:
^раэ=^Ц^ = У1+2|/Га|; (13-39)
/<ср = К1 + Л:2 = /<1 —1^2|. (13-40)
Для того чтобы усилитель реагировал только на разность
входных напряжений, необходимо выполнить неравенство
АхР ^ ^раз- Как увидим далее, для этого в первую очередь
необходимо увеличивать сопротивление /?э. При большом
R3 сумма коллекторных токов практически постоянна,
а сигнал, приложенный к базе одного транзистора, создает
равные и противоположные изменения токов обоих
транзисторов. , .
Считая транзисторы одинаковыми и принимая R3 -> сю,
Rn = Ri2> определим /(раз и /Сср для области средних
частот. Для этого найдем частный коэффициент усиления
Ki по левому входу, полагая Ег2 = 0. Нагрузкой
транзистора 7\ является входное сопротивление каскада с ОБ
на транзисторе Т2, определяемое формулой (13-15).
Коэффициент усиления каскада на транзисторе 7\ найдем из
соотношения (10-68):
Коэффициент усиления каскада на Т2 с ОБ К"п
определяется по формуле (13-166) путем замены в ней К2 на
/?г2. Перемножая К'и и Ки и полагая Ве01 = Бс03 = В0
(гкЭ со), находим частный коэффициент усиления по
левому входу:
к,=ад;; ~ 2 [/?, + г?^п« +^. (13-41).
Второй частный коэффициент усиления по правому
входу определим из равенства (10-66) с учетом сделанных
выше допущений. Сопротивлением обратной связи является
входное сопротивление каскада с ОБ на транзисторе 7\
(Явх). Тогда
Вс02Як.ид ^
^а + Гв+(гэ + ./?вх)(^оа+1)/
#0#к.н<7
2 [*г + г'б + г9(\ + В0)] •
.(13-42)
Учитывая соотношения (13-41) и (13-42), из равенств
(13-39) и (13-40). находим расчетные формулы для
коэффициента усиления разности и среднего уровня входных
напряжений:
К ^1 — К2 1 ВрКк.пЯ . /1о ло\
драз~ 2 ~ 2 К'г + г'б + г9(\ + В0у А[0~^6)
Кср = К1+ К2 = 0. " (13-44)
В действительности, вследствие разброса параметров
реальных транзисторов /Сср Ф 0. Для симметричной схемы
дифференциального усилителя разностный коэффициент
усиления /Сраз равен половине коэффициента усиления
каскада с общим эмиттером. Сопротивление Яг снижает
коэффициент усиления, но позволяет расширить
динамический диапазон входных сигналов.
Схема рис. 13-11 может работать как дифференциальный
усилитель и без сопротивления Як1- Расчетные соотношения
при сделанных допущениях не изменяются.
Пользуясь выражением (13-43), можно легко найти
коэффициент усиления параллельно-балансного каскада,
в котором выходной сигнал снимается . между
коллекторами транзисторов. В этом случае
^вых - | Д{/к1 | + | Д£/к2 I = 2Яраз£г,
где АЦк1 = К^3ЕГ; Аик2 = К?азЕг; Ег = |£г1| + | £г21
493
или
17 упых о/^ воя'к.ия /10 4^
К» = ~К " Раз ~ К + г'б + гв (1 + *0) в (13'4о)
Дифференциальный каскад обладает большой
стабильностью. Дрейф каскада определяется нестабильностью-
коллекторного тока одного из транзисторов (второго),
которую можно оценить следующим образом:
А/к2 = А/,.ср±^, (13-46)
где А/К>ср = А*к1 А*'к2 усредненное изменение тока
коллектора;
б (А/к) определяется из равенства
(13-18).
Для вычисления суммы Д/к1 + Д/к2 (см. рис. 13-7, б)
в систему уравнений (13-20) — (13-24) вместо уравнения
(13-22) впишем два других уравнения (при Ях = 0 и ЯГ1 =
~ Яг2 = Яг)«
Яэ (Д/э1 + Д42) + г"пМп +
. +(гб1 + /?;)Д^'б1 —8^7 = 0; (13-47)
ЯЭ(А/Э1 +А/э2) + /'э.2А^32 +
+ (/-62 +■ ЯО'А/52 - 82АТ = 0. (13-48)
Подставляя в них величины Д/б1 и А/б2 из уравнений
(13-23) и (13-24), а А/э1 и А/э2 из (13-20) и (13-21) и полагая
/61 = гб2 = н\ = г'э2 = г1\ аг = а2 = а = а* +2 а* , после
сложения уравнений (13-47) и (13-48) и соответствующих
преобразований находим:
д/ +д/ «[2*>+'-.г+'б+*;]
к1 + Шк2_2Лэ+г;' + (/?; + гб)(1-а) Л
х[(^
, А/к02\ ^ //Э1Да1 4_ /э2^а2\ i
а2 / 1 \ ах ' а2 У "г
(е1 + е2)ЛГ ]
"Г ;— -
2/?э + г; + гб + /?^
или
Д*,.ср = 5с(Д/к1)ср, (13-49)
494
где 5С — коэффициент нестабильности усредненного
(суммарного) тока коллектора,
«(2/?. + г; + г6 + *;)
2Яэ+г» + (#; + г6)(1-а) '»
(13-50)
(А/К1)ср = (Д/К0)ср + (/.Да)ср + 2^+^ГГб+^; (13-51)
/Л/ \ — А^К01 + ^А<02с
ко/ср — 2^ '
(/вАа)ср = /цА^+/м,Аа';.
При #э ^ #г + ^ коэффициент нестабильности
усредненного тока коллектора
Тогда
А/к. сР ^ (А/ко)сР + (/эАа)ср + ^- (ДгДГ). (13-52)
При большом сопротивлении £!э последним слагаемым
можно пренебречь, тогда
Д/К.ср^ (Д/к0)ср + (/эДа)ср. (13-53)
Нестабильность коллекторного тока каскада определится
выражением
Мк2 = Яс (Д/К1)ср ± ЬЩЬ^ 9 (13-54)
Используя выражения (13-27) и (13-43) при ц « 1,
/?! = 0и большом 7?э можно получить:
v- «$р^ к. ы
раз 2(/?; + г; + гб) •
Тогда приведенный ко входу дрейф определяется
соотношением Д/к2/?к-Н //(раз, ИЛИ
А^хр = № + г\ + и) (Д/к1)сР ± 6 (Д/к1)]. (13-55)
Из равенства (13-55) видно, что принципиально можно
получить А^др = 0. Однако этот режим неустойчив.
Параметры дифференциального усилителя целесообразно
495
рассчитывать так, чтобы величина -—■ (А/к-1)сР была
близка к нулю. Для этого необходимо выбирать
минимальное значение 5С = 1 и- максимальное значение
5Р — ^ _^_а =0). Тогда дрейф нуля дифференциального
каскада, построенного- на кремниевых транзисторах, будет
примерно равен дрейфу обычного балансного каскада
с симметричным выходом.
13-6. УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА НА
ЭЛЕКТРОННЫХ ЛАМПАХ
При построении УПТ на электронных лампах приходится
сталкиваться с теми же трудностями, что и при построении УПТ на
транзисторах — согласованием уровней и дрейфом нуля. Напряжение
анодного питания электронных ламп на порядок выше коллекторного
питания транзисторов. Это позволяет получать на выходе большее
отношение между полезным усиленным сигналом и сигналом дрейфа.
Однако высокое анодное питание создает дополнительные трудности
Рис. 13-12.
при согласовании. Согласование уровней с помощью батарей и
стабилитронов имеет те же недостатки, что и для транзисторных схем.
Согласование анода предыдущего каскада с сеткой последующего с
помощью сопротивления Як, включенного в катод последующего, каскада,
также неприемлемо из-за возникновения отрицательной обратной связи,
резко снижающей усиление.
При построении многокаскадных УПТ на электронных лампах
получила наибольшее распространение потенциометрическая
межкаскадная связь с использованием дополнительного источника
отрицательного напряжения (рис. 13-12, а). Такая схема позволяет построить
многокаскадный усилитель с двумя относительно маломощными
источниками питания и общей нулевой шиной. Величины сопротивлений
делителя и #2 выбираются такими, чтобы потенциал управляющей сетки
лампы Л2 имел величину, равную необходимому отрицательному
напряжению смещения, а #3 и Я4 выбираются такими, чтобы при отсутствии
входного сигнала выходное напряжение равнялось нулю. Обычно
496
£Л)с2 ^баъ ^7ос2 ^ £'с> тогда отношение плеч делителя можно
рассчитать приближенно, считая.|«1/0с2 = 0, а точную величину {У0с2 установить
подстроечным потенциометром. В этом случае
откуда'
#1 £/оа '
Усилитель постоянного тока на электронных лампах характеризуется
коэффициентами усиления по напряжению или потоку (/£„ = £/вых/£/вх;
Я"/ = ^вых/^вх)- Для определения коэффициента усиления и частотных
искажений, вносимых усилителем, можно воспользоваться
эквивалентной схемой, приведенной на рис. 13-12, б. Анодное сопротивление
каскада #а шунтируется нагрузкой /?! + #2 (#вх > Для того чтобы
не снижался коэффициент усиления, необходимо выбирать + /?2!> /?а-
Для средних частот Хс0 ;> У?2- Тогда
где
/?! = /?а II +
или
^ №+/ггила+/?1 + /г2) /ех + /?2
(13-56)
(13-57)
Коэффициент усиления каскада с потенциометрической связью
всегда меньше коэффициента усиления каскада с разделительными
батареями при равных /?а, так как величина ——.2 всегда меньше
единицы, а /?* < /?а. Коэффициент Кп достигает максимума при = 0.
Для повышения коэффициента усиления необходимо увеличивать
отношение Къ1К\> т. е. выгодно увеличивать напряжение Ес и уменьшать
и0я1. Поэтому в каскадах УПТ целесообразно применять пентоды,
поскольку для них величина £/0а может быть равна нескольким
десяткам вольт. Иногда вместо сопротивления Я2 включается пентод, у
которого внутреннее сопротивление по постоянному току мало, а по
переменному — велико.
О частотных свойствах усилителя можно судить, исходя из
приведенной эквивалентной схемы. Форма амплитудно-частотной
характеристики имеет вид, аналогичный рис. 13-3. Завал характеристики
в области высших частот определяется постоянной времени тв ^
С0 [/?21| (#1 + ^а II В° многих случаях для расширения полосы
пропускания в области высших частот сопротивление /?х шунтируется
небольшой емкостью. Частотные искажения при этом определяются
в основном анодной цепью.
Дрейф нуля УПТ на электронных лампах обусловлен в основном
нестабильностью анодного тока лампы первого каскада (она связана
с колебаниями источников анодного питания, сеточного смещения и
497
накала), изменениями характеристик и параметров электронной лампы,
(особенно эмиссии катода) и сопротивлений схемы, нестабильностью
сеточного тока. Необходимость в большом входном сопротивлении
УПТ заставляет сводить ток управляющей сетки к минимуму. Для
этой цели лампы ставят в электрометрические режимы, работы или
применяют специальные электрометрические лампы с сеточными
токами порядка 10~14—10~15 а.
Простейшие балансные каскады дают возможность снизить до
минимума дрейф, вызванный нестабильностью источника анодного
питания. Однако эти схемы не обеспечивают полной компенсации
дрейфа нуля, обусловленного изменениями напряжения накала.
Вследствие изменений напряжения накала изменяются температура катода
и начальная скорость вылетающих нз него электронов. У ламп с
оксидным катодом увеличение напряжения
накала на 10% сопровождается
увеличением анодного тока, эквивалентным
повышению потенциала управляющей
сетки примерно на 0,1 в. Если,
например, в нестабилизированном усилителе
требуется получить приведенный ко
входу дрейф нуля 100 мке, то при этом
напряжение накала необходимо
поддерживать с точностью 0,01%.
Трудности компенсации дрейфа нуля,
связанные с работой катодов ламп,
усугубляются тем, что изменения
активности катода подчиняются
статистическим законам и происходят
непрерывно даже при строго неизменных
температурах катода. Активность
катода и'контактная разность потенциалов
между катодом и управляющей сеткой
в процессе работы и старения лампы
непрерывно меняются, что затрудняет устранение дрейфа нуля.
Стабилизация напряжения источника питания накала осложняется низким
значением напряжения и большим потребляемым током. Поэтому
во входных каскадах УПТ для компенсации дрейфа нуля,
обусловленного колебаниями напряжения накала, часто применяют схемы катод-:
ной компенсации (рис. 13-13).
В этой схеме лампа Л1 является собственно усилительной, а лампа
Л2 служит для компенсации изменений напряжения накала. Лампа Л2
работает с очень большой катодной (/?х) и малой анодной (Я2)
нагрузками. Увеличение напряжения накала эквивалентно снижению
потенциала катодов обеих ламп (в цепи катодов как бы включены дополни-:
тельные источники ил, К[, приложенные минусом к катоду). При
отсутствии второй лампы изменение напряжения накала (например,
увеличение его, эквивалентное снижению потенциала катода, на величину
[Ул. к1) вызвало бы увеличение анодного тока /а1 лампы Лъ а
следовательно, и изменение выходного сигнала. Но при этом одновременно
увеличивается анодный ток лампы Л2. Нагрузку компенсирующей лампы
необходимо выбрать так, чтобы приращение напряжения на
сопротивлении /?к = #х + #2 при увеличении анодного тока на величину
А/а2 было равно и противоположно по знаку э. д. с. Цл, к1:
Д^аг^к — иа, к1.
(13-58)
498
В этом случае анодный ток усилительной лампы не изменяется
(А/а1 = 0). Из уравнениаднодного тока лампы найдем:
А/а2 = -к2-(Ц..к.-Л/«Я1),
откуда
А/а2 (1 + 52^) = 52с/л. к2. (13-59)
Решая совместно уравнения (13-58) и (13-59) при условии ил. к1 =
и л. к2> находим:
./?1 = Лк 5". (13-60)
Сопротивление. Я2, ПРИ котором дрейф нуля при изменениях
напряжения накала отсутствует, равно:
7?2 = /?к —(13-61)
Схему УПТ с катодной компенсацией удобно строить на двойных
триодах, так как относительный дрейф характеристик триодов,
расположенных в одном баллоне, значительно меньше. Для увеличения
стабильности работы схемы компенсации во времени лампы целесообразно
подвергать принудительному старению, а перед настройкой усилителя
их следует несколько раз включать при повышенном напряжении
накала. Величина сопротивления #х выбирается из условия получения
необходимого смещения на сетке компенсирующей лампы и должно
превышать сопротивление Я2 в 3—8 раз. Хорошо настроенная схема,
работающая со стабилизированным анодным питанием, имеет
приведенный ко входу дрейф нуля порядка 1 мв при изменении напряжения
накала на ± 5%.
Коэффициент усиления каскада равен:
Ай ^
Л/1 + #а+0 + М
+ ^2 +
^¿2 Яг
+ Я2
(13-62)
При Я2 '= 0 получим схемы с катодной связью (рис. 13-14).
Напряжение на катоде усилительной лампы Лх (рис. 13-14, а) определяется
падением напряжения на сопротивлении /?к при протекании тока лампы
Л2, работающей в режиме катодного повторителя. Необходимое смещение
на сетке лампы Л2 снимается с делителя, состоящего из сопротивлений
и Я2. В схеме рис. 13-14, а выходной сигнал, снимаемый с анодное
нагрузки,, находится в противофазе с входным сигналом, а в схеме
рис. 13-14, б выходной сигнал не изменяет фазы. Компенсация в ка-
тодносвязанных каскадах по отношению к изменению напряжения
накала частично.сохраняется за счет тока второй лампы. В этом случае
(1 + \12)ЯМ.К2
Д[/ск1«^0. Стабильность катодносвязанных каскадов тем выше, чем
больше сопротивление /?к. При больших /?к стабильность примерно
•такая же, что и в схеме с катодной компенсацией. Как и в эмиттерно-
связанных каскадах большая величина Як не вносит глубокой отри-
^«1 = Ул.кг - п , /1 , Г"п2. Если выбрать Як (1 + ц) > Яь то
499
целесообразно применять сдвоенные лампы. Из-за неодинаковых
изменений в плечах дрейф нуля параллельно-балансного каскада
полиостью не устраняется, ноКснижается на порядок по сравнению с
обычным каскадом. Для схемы рис. 13-15, а коэффициент усиления при
Яп —► со равен:
т. е. примерно равен коэффициенту усиления простого однолампового
усилителя и не зависит от #к. С учетом нагрузки получаем:
/Си —
5/?„
Я„ + /?Л2
Ян\
2 +
Ян*
(13-67)
Сопротивление /?к увеличивает стабильность схемы. Увеличение
Як 'требует подачи дополнительного положительного смещения на
сетки ламп. На практике обычно выбирают Як > (10 — 15) • ^а ^1 .
Схему рис. 13-15, б удобно использовать при несимметричном входе,
а скема рис. 13-15, в удобна при низкоомной нагрузке. Ее коэффициент
усиления равен:
Ка-
'0*.+ 1)/?н + Я/ 2 +
Як
(13-68)
Дифференциальный усилитель на электронных лампах (рис. 13-16)
строится аналогично транзисторному. Для случая одинаковых ламп и
/?а1 + Яа2— Яа частные коэффициенты усиления определяются
соотношениями:
К*
Л^вых .
цДа(|1 + 1)Я,<
Л ¿4
2(Я,- + Яа)(и + 1)ЯК+(Я,- + Яа)2
Ц/?,[(Ц+ 1)ЯК + Я,- + Яа]
2 (Я,- + /?«)(!+ }0 Як + (Яг + Яа)3
^ 501
■; (13-69)
. (13-70)
дательной обратной связи и мало снижает коэффициент усиления
усилителя. Действительно в схеме рис. 13-14, а сопротивление Як по
переменному току зашунтировано малым выходном сопротивлением
катодного повторителя. При одинаковых лампах коэффициент усиления по
напряжению равен:
И-Яа
0г+ 1)/?к/?£
/?£+(М.+ 1)/?к
(13-63)
В схеме рис. 13-14, б лампу Л2 можно рассматривать как
работающую с заземленной сеткой и катодным входом. При одинаковых лампах
коэффициент усиления по напряжению определяется выражением
И#а
Ъ (/?а + Ъ)
Як (|а+ 1)
(13-64)
В этой схеме усилительная лампа Л2 имеет так называемый
катодный вход, при котором входная емкость и емкостная связь между вы-
Рис. 13-14.
ходом ги входом существенно снижаются. Если в первой схеме
Як (М- + 1) > Я[> а во второй /?к (ц + 1) гЬ /?а> то обе схемы
обеспечивают- примерно одинаковое усиление," не зависящее от
величины #к:
|а^а .
#а + 2/?/ *
(13-65)
• Рассмотренные схемы не исключают дрейфа нуля, обусловленного
изменениями напряжения анода. Эта компенсация осуществляется
в балансных каскадах. Как и в транзисторных УПТ, наиболее
надежной и удобной мерой уменьшения дрейфа нуля являются балансные
схемы (рис. 13-15). Они позволяют значительно уменьшить дрейф,
обусловленный изменениями напряжения анода и накала, старением
ламп и деталей, колебаниями температуры. При построении УПТ на
электронных лампах широко распространены балансные каскады как
параллельного,- так и последовательного типа. Принцип действия
балансных схем параллельного типа аналогичен принципу действия
транзисторных схем (рис. 13-7). В параллельно-балансных каскадах
500
На электронных лампах значительно проще построить
экономичный выходной каскад, обеспечивающий на выходе большие сигналы
положительной и отрицательной полярности. Приведенная на
рис. 13-18,' а схема неэкономична. На рис. 13-18, б приведена схема
экономичного выходного каскада с одновременным управлением в про-
Рис. 13-18.
тивофазе, верхней (Л±) и нижней (Л2) лампами. Для обеспечения
противофазного управления требуется фазоинвертор, что усложняет схему.
Начальный анодный ток ламп Л1 и Л2 выбирается весьма малым. С
ростом сигнала одна из ламп полностью запирается и весь анодный ток
другой лампы протекает через нагрузку. Средняя мощность,
потребляемая таким каскадом, почти в 4 раза меньше средней мощности,
потребляемой каскадом, изображенным на рис. 13-18, а. Экономичный
выходной каскад можно более просто построить по несимметричной
последовательно-балансной схеме (рис. 13-18, в).
13-7. УСИЛИТЕЛИ С ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ
ПОСТОЯННОГО ТОКА В ПЕРЕМЕННЫЙ .
В УПТ нельзя добиться идеальной температурной
стабилизации вследствие того, что температурные режимы
элементов обычно неодинаковы, а сами элементы обладают
различной тепловой инерционностью и индивидуальным
временным дрейфом. Кроме того, в ряде случаев
минимальный уровень усиливаемого сигнала ограничивают
низкочастотные шумы транзистора, которые в схеме усилителя
с гальванической связью беспрепятственно проходят на
выход.
В связи с этим при усилении малых сигналов
постоянного тока часто применяются усилители с преобразованием
постоянного тока в переменный, которые имеют меньший
дрейф нуля, большой коэффициент усиления на низких
частотах и не нуждаются в частой установке нуля. Блок-
схема усилителя с преобразованием постоянного тока в пе-
503
Коэффициенты усиления схемы равны (при Яі + і?а <; (,и +
*р»~ 2 </£ + *.)'* <13"71>
(13"72)
На разброс величин /Сср и /Сср//Сраз основное влияние оказывает
различие параметров ламп.
Схема балансного каскада последовательного типа приведена на
рис. 13-17. При полной симметрии схемы выходное напряжение равно
нулю. При подаче сигнала, например', отрицательной полярности
лампа Лг будет запираться, а лампа Л2 отпираться и на выходе появится
+ Еа
Рис. 13-16. ' ' Рис. 13-17.
сигнал. Лампы Лх и Л2 работают в одинаковом режиме, и через обе лампы
протекает один и тот же анодный ток. Любая причина, вызывающая
нестабильность катодного тока, сказывается на общем для обеих ламп
анодном токе. Более точная компенсация дрейфа по отношению к
колебаниям £а достигается при помощи переменного сопротивления RKl.
Эта схема обладает значительно меньшим дрейфом по сравнению со
схемой параллельного баланса. Поэтому в отличие от транзисторных
схем схема последовательного баланса на электронных лампах
получила широкое распространение. Сопротивлением анодной нагрузки
лампы Л± является эквивалентное внутреннее сопротивление лампы
Л2 /?а1 = Ri2 + (jli2 + \)RK2. Эквивалентное внутреннее сопротивление
лампы Лг равно Rti = Ru + (f^i + 1)Rki* Коэффициент усиления
каскада при одинаковых лампах (Ru = Ri2 = Ri\ \хх = \х2 = ji), эле^
ментах схемы (RKl = RK2 = RK) и Rn == со равен:
^т&4 <13-73>
Для каскада с конечной величиной Rn и R± == R2 = R получаем:
Ка = 2Rn + Ri + R%+l) + R • (13'74)
502
ременный приведена на рис. 13-19, а. Входное постоянное
или медленно изменяющееся напряжение (график . 1 на
рис. 13-19, в) с помощью модулятора (прерывателя)
преобразуется в сигнал переменного тока (модулируется несущей
частотой) так, что амплитуда сигнала переменного тока
Модулятор
(Сигнал
постоянного
тона )
у
Демодуу
лятор
Выход *
(Сигнал
постоянного
тока )
б)
"а
ппп
і
и и ~
п п \
и и и
*Лвых
1 ^
і
е)
Рис. 13-19.
пропорциональна входному усиливаемому напряжению.
Сигнал переменного тока усиливается обычным усилителем
переменного тока.' Усиленный сигнал затем выпрямляется
(демодулируется), и напряжение на выходе получается
пропорциональным напряжению постоянного тока на входе.
Такие усилители часто называют усилителями с модуляцией
и демодуляцией (усилителями МДМ). Схема усилителя,
504
в котором модуляцию и демодуляцию выполняет
контактный переключатель с электромеханическим приводом
(поляризованное реле или вибоатор), показана на рис.
13-19, б.
Как видно из рис 13-19, в (трафик 2), при замкнутом
нижнем контакте вибратора сигнал на входе усилителя
переменного тока равен нулю, а при разомкнутом —
пропорционален напряжению Цвх. Это напряжение усиливается
усилителем' переменного тока, например усилителем с
)?С-связью. Выходной усиленный сигнал (график 5,
рис. 13-19, в) выпрямляется синхронно при помощи того
же вибратора. : Выпрямленное напряжение фильтруется
сглаживающим фильтром и поступает на выход УПТ
(график 4 на рис. 13-19, в). Рассматриваемый усилитель с
синхронной модуляцией и демодуляцией является фазочувст-
вительным. При перемене знака входного напряжения
изменяется фаза переменного напряжения и соответственно знак
выходного сигнала.
Усилитель с преобразованием постоянного тока в
переменный обладает весьма малым дрейфом нуля. При нулевом
входном напряжении выходное напряжение практически
равно нулю, так как усилитель переменного тока не имеет
дрейфа, его нижняя граничная частота отлична от нуля и
поэтому низкочастотные шумы самого усилительного
элемента не .попадают на выход. Дрейф всего усилителя
определяется дрейфом преобразователя, который при
тщательной экранировке, золочении контактов прерывателя можно
снизить до нескольких микровольт. Однако усилитель,
в котором преобразование постоянного тока в переменный
производится с помощью вибропреобразователя, обладает
очень узкой полосой пропускания. Для того чтобы
переходные процессы в усилителе и фильтре успевали завершиться,
максимальная частота переменной составляющей входного
напряжения должна быть в 10—20 раз ниже несущей
частоты, возбуждающей вибратор. Электромеханические
вибраторы работают, как правило, на частотах не выше 200—
400 гц. Обычно для возбуждения вибратора используется
частота технической сети 50 гц. Поэтому верхняя граничная
частота полосы пропускания усилителя с преобразованием
постоянного тока в переменный при использовании
контактных модуляторов ограничена весьма низким пределом
(несколько герц). Срок службы электромеханического
преобразователя ограничен, так как при работе его контактная
система быстро изнашивается. В процессе эксплуатации
505
необходима регулировка и промывка контактной пары
вибраторов.
Более удобными при эксплуатации являются диодные и
транзисторные прерыватели. На рис. 13-20, а показана
принципиальная схема кольцевого модулятора. В кем
применяются четыре диода, соединенные в кольцо. К одной из
диагоналей кольца (точки 1 и 2) через трансформатор Трг
и отрицательную в точке 2), либо диоды Д3 и Д4 (полярность
модулирующего напряжения обратная).
Ток от источника входного напряжения в любой момент
времени может проходить через половину первичной
обмотки Тр2, открытый диод и половину вторичной обмотки
Трх. Например, если модулирующее напряжение в
рассматриваемый полупериод имеет положительную полярность
в точке 1 и отрицательную в точке 2У то ток источника
входного напряжения протекает через верхнюю половину
первичной обмотки Тр2, диод Д2 и правую половину вторичной
обмотки Т/?!. В другой полупериод ток от источника
входного напряжения течет через нижнюю половину первичной
обмотки Тр2, диод Д4.и левую половину вторичной обмотки
Модулирующее
напряжение
генератора
Рис. 13-20.
вход
подводится модулирующее
переменное напряжение
(напряжение несущей), которое
должно иметь высокую
стабильность по амплитуде.
Другая диагональ кольца (точки
3 и 4) подключена к
выходному трансформатору Тр2
модулятора. К отводам средней
точки вторичной обмотки Тр±
и первичной обмотки Тр2
подключается источник входного
напряжения. Напряжение на
половине вторичной обмотки
ТрЛ должно быть
значительно больше, чем модулируемое
входное напряжение
постоянного тока. В зависимости от
полярности модулирующего
напряжения в проводящем
состоянии находятся либо
диоды Дг и Д2 (модулирующее
напряжение имеет
положительную полярность в точке /
506
Трх. Импульсы тока входного напряжения наводят во
вторичной обмотке Тр2 выходное переменное напряжение,
пропорциональное величине входного. При изменении знака
входного напряжения фаза напряжения на выходе
модулятора изменяется на обратную. Глубина модуляции в
кольцевом модуляторе несколько меньше, чем в
электромеханическом вибраторе, так как полупроводниковые диоды не
являются идеальными переключателями, а обладают
конечными сопротивлениями в,прямом и обратном направлении.
Чувствительность моста можно повысить, подключая его
к генератору модулирующего напряжения с большим
выходным сопротивлением и настраивая в резонанс с несущей
первичную обмотку выходного трансформатора.
Кольцевому модулятору свойственны временной и температурный
дрейф. Поэтому этот тип модулятора пригоден для
преобразования входного напряжения не менее 1—2 мв. Рабочая
частота модулятора может быть достаточно высока, что
позволяет увеличить нижнюю граничную частоту усилителя
переменного тока и тем ограничить основную часть спектра
низкочастотных шумов транзистора, а кроме того,
увеличить верхнюю граничную частоту усиливаемых сигналов.
Обратное преобразование хигнала переменного тока в
постоянное напряжение, знак которого определяется
сдвигом фаз между преобразуемым переменным напряжением и
вспомогательным (опорным), осуществляется с помощью
фазочувствительных выпрямителей-демодуляторов. Одним
из вариантов демодулятора является кольцевой
демодулятор, схема которого приведена на рис. 13-20, б.
Вспомогательное напряжение от общего для усилителя генератора
несущей частоты поступает на первичную обмотку
трансформатора Тр2 и в зависимости от полярности определяет
моменты отпирания верхней или нижней пары диодов кольца
(Дг и Д2 или Д3 и Д4). Например, при положительной
полярности модулирующего напряжения на вторичной обмотке
Тр2 в точке 1 и отрицательной в точке 2 открыты диоды Дг
и Д2. Если фаза переменного сигнала на вторичной обмотке
трансформатора Трг в этот момент времени соответствует
обозначению на рисунке, то ток через нагрузку #н
определяется величиной переменного сигнала на верхней
половине вторичной обмотки Трг. Этот ток протекает через
открытый диод Д2 и. правую половину вторичной обмотки Тр2,
создавая на нагрузке выходное напряжение указанной
полярности. Во второй полупериод ток в нагрузке имеет то
же направление, а его величина определяется напряжением
507
на нижней половине вторичной обмотки Трг. Если фаза
сигнала на вторичной обмотке Трг изменяется на 180° по
отношению к фазе модулирующего напряжения, то
направление тока через сопротивление нагрузки, а следовательно,
и знак выходного напряжения изменяются на обратный.
Прерыватель для преобразования напряжения
постоянного тока в сигнал переменного тока можно построить на
одном транзисторе. Известно, что при обратном смещении
обоих переходов (напряжение на базе положительно)
транзистор заперт (работает в режиме отсечки), а в цепи
выходного электрода протекает обратный ток. Сопротивление
между выходным и общим электродом обычно более мегома.
Если же к базе приложить большое отрицательное
напряжение, то оба перехода смещаются в прямом направлении,
транзистор насыщается, а сопротивление между выходным
и общим электродами резко уменьшается. Это свойство
используется при работе транзистора в качестве прерывателя.
Упрощенная схема прерывателя на одном транзисторе
показана на рис. 13-21, а, на рис. 13-21, б приведена ее
рабочая характеристика. Транзистор не является идеальным
. переключателем, в запертом состоянии через него протекает
некоторый остаточный ток, величина которого на рабочей
характеристике определяется линией запирания, а в
открытом состоянии на нем падает некоторое начальное
напряжение, величина которого определяется линией отпирания.
Точка пересечения этих линий (точка А) не совпадает с
началом координат, что обусловливает конечное выходное
напряжение при нулевом входном (£/вх2 = 0) и нулевое
выходное напряжение при конечном входном (£/вх3). (Выходное
напряжение определяется разностью абсцисс точек а и б,
в которых нагрузочная 'прямая пересекается с прямыми
Еб — const и I6 = const.) В прерывателе транзистор обычно
работает в режиме с ОК, так как величины остаточного тока
и начального напряжения при этом значительно меньше,
чем в схеме с ОЭ.
В рассматриваемой схеме транзистор, управляется одно-
полярными положительными прямоугольными импульсами,
поступающими на базу, при этом с эмиттера снимаются
импульсы напряжения, амплитуда которых пропорциональна
входному сигналу. Для снижения нулевой составляющей
выходного сигнала в коллекторную цепь можно вводить
отрицательные импульсы (между коллектором и землей
включается небольшое сопротивление), компенсирующие
остаточное напряжение на открытом транзисторе. Остаточ-
503
иое напряжение изменяется с температурой, что является
одним из источников дрейфа усилителя. На дрейф нуля,
обусловленный транзисторным модулятором, большое
влияние оказывают переходные процессы при запирании
транзистора.
// 6
ивхз N
Линия
отпирания
і(ї=с0п8і
ивх2 = 0 иЭн
и6ых1
запирания
Еа='соп$і
є)
Рис 13-21.
Температурный дрейф напряжения VА можно
значительно снизить, применяя балансный прерыватель на двух
транзисторах. Принципиальная схема балансного
транзисторного прерывателя приведена-на рис. 13-22, а. Модулирующее
напряжение прямоугольной формы через трансформатор
509
прикладывается к базам транзисторов 7\ и Т2, вызывая
их попеременное отпирание или запирание. При
открытом первом и закрытом втором транзисторе ток,
протекающий через нагрузку, зависит от величины входного сигнала.
При запертом первом и открытом втором транзисторе такая
зависимость отсутствует. На выходе появляется
переменный сигнал, величина которого пропорциональна величине
входного сигнала. При нулевом входном сигнале (вход
замкнут) в каждый из полупериодов модулирующего
напряжения на выходе появляется напряжение 1/л одного из
транзисторов. Если напряжения иА1 и УА2 равны
(транзисторы идентичны), то через сопротивление Ян протекает
постоянный ток.
Фазочувствительное выпрямление переменного
напряжения можно также осуществить в схеме демодулятора,
построенного на одном или двух транзисторах. На рчис. 13-22,6
приведена схема демодулятора на двух транзисторах,
позволяющая получить постоянный коэффициент передачи
в широком диапазоне напряжений сигнала.
В качестве модуляторов и демодуляторов можно
использовать схемы, построенные на других элементах. Например,
на электронных лампах (диод, триод, пентод) можно
построить модулятор с нижним порогом 0,1—1 в.
13-8. ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ С АВТОМАТИЧЕСКОЙ
СТАБИЛИЗАЦИЕЙ НУЛЕВОГО УРОВНЯ
Собственно усилители с преобразованием постоянного
тока в переменный из-за узкой полосы пропускания находят
весьма ограниченное применение. Их можно использовать,
например, в медленно действующих регуляторах. Однако
усилители постоянного тока с преобразованием в
переменный очень широко применяются в качестве составного блока
Рис. 13-22.
510
операционных (решающих) усилителей с автоматической
стабилизацией нулевого уровня (их иногда называют
усилителями с компенсацией дрейфа нуля). Операционными
усилителями называются усилители постоянного тока с
обратной связью, позволяющие выполнять определенные
математические операции.
В § 13-3 было показано, что в усилителе с обратной
связью дрейф последних каскадов практически не влияет на
величину общего дрейфа выходного напряжения, причем
уменьшение этого влияния прямо пропорционально вели-
, *1 А
Вході
Вход2
Ku.1i 1 | 1
иі\ Е \ \ У Г
Ни1\ I I |
1 І і і
У/7 Г
Ии2
"Г
■і-
Усилитель
МДМ
-0:'
и>выхУ
1
Рис. 13-23.
чине коэффициента усиления участка от входа усилителя до
рассматриваемого каскада. Если на входе многокаскадного
усилителя с обратной связью включить усилитель, которому
принципиально не присущ дрейф нуля (например, типа
МДМ), а далее обычные дрейфующие каскады усиления
постоянного тока, то дрейф выходного напряжения,
обусловленный этими каскадами, будет мал. Однако обычное
последовательное включение дополнительного
«бездрейфового» усилителя одновременно с уменьшением дрейфа нуля
всего усилителя приводит к резкому сужению его полосы
пропускания. В связи с этим был предложен способ
автоматической стабилизации нулевого уровня с помощью цепи
обратной связи и дополнительного бездрейфового
усилителя без значительного сужения полосы пропускания
усилителя (рис. 13-23).
В этом усилителе постоянная составляющая и медленное
изменение входного сигнала могут усиливаться двумя кана-
511
лами: по входу / каналом основного усилителя постоянного
тока с коэффициентом усиления Ки± и по каналу, состоящему
из дополнительного усилителя постоянного тока с
преобразованием в переменный (усилитель МДМ) с коэффициентом
усиления Кп2, к Далее основным усилителем постоянного
тока с коэффициентом усиления К'и1. - Переменные
составляющие входного сигнала усиливаются лишь основным
усилителем постоянного тока с коэффициентом усиления Кці-
Смешение постоянной и переменной составляющих
производится в основном усилителем постоянного тока, входной
каскад которого выполняется суммирующим — по схеме
дифференциального усилителя. Усилитель остается
стабильным в довольно широкой полосе частот. Эквивалентную
э. д. с. низкочастотных помех Ае можно поместить между
выходом бездрейфового усилителя и входом основного
УПТ в тракте усиления постоянной составляющей. Цепы
обратной связи значительно снижает дрейф выходного
напряжения, возникающий вследствие возмущения Ае.
По существу в решающем усилителе автоматически
стабилизируется нулевой уровень. Если, например, при
нулевом входном напряжении за счет дрейфа нуля основного
УПТ изменяется выходное напряжение (увеличение), то это
изменение через цепь обратной связи (делителя /?! — і?2)
передается в точку А. Изменение потенциала точки А
усиливается бездрейфовым усилителем и подается на
суммирующий каскад основного УПТ. Количество каскадов
бездрейфового усилителя (знак коэффициента усиления Ки2)
необходимо выбрать так, чтобы его выходной сигнал способствовал
уменьшению напряжения дрейфа на выходе
операционного усилителя. •
Выходное напряжение решающего усилителя равно:
£Лзых = К^УгЛ- К'и1 (К^и,±Ае), . (13-75)
где Киг и К'иі— коэффициенты усиления основного
усилителя постоянного тока по первому и
второму входам (Ка1 < 0; Киї > 0),
Киг — коэффициент усиления усилителя МДМ.
Напряжение их определяется соотношением
иг = ивх- (и\^ Ді = ивхУі + ивъ]Ху2, (13-76)
где
512
Подставив в равенство (13-75) значение £/х из
соотношения 13-76, получим:
/, =У1(^1 + Уа2)^„_^ Кп^ т77,
вых 1 -Уа(*„! + «„)- 1 -У2(^(1 + «,2)- ( ' }
Обычно ъ (К1Л + Киг Ки2) > 1, а /Св1 /С„;. Тогда
^ = -^«±1^^. (13-78)
Из выражения (13-78) видно, что приведенный ко входу
операционного усилителя дрейф основного усилителя
ПОСТОЯННОГО тока уменьшается примерно в Ки2 раз. В
решающих усилителях коэффициент усиления бездрейфового
усилителя-/См2 выбирается равным 15 000—30 000 (с учетом
коэффициентов передачи модулятора и демодулятора с
фильтрами порядка 2 000—3 000). Коэффициент усиления
канала постоянного тока составляет Ки0бш =
= Ки1 + КигКиг ^ Ки\Киг, а коэффициент усиления
высокочастотных составляющих равен Кп^
В зависимости от требуемой точности решения
допустимая величина приведенного ко входу усилителя дрейфа
нуля может быть от нескольких десятков микровольт до
нескольких милливольт за время, в течение которого усилитель
работает без регулировки. Систематическая ошибка
выполнения математических операций уменьшается с
увеличением коэффициента усиления и расширением полосы
пропускания усилителя. Обычно при работе в режиме
сумматора достаточно иметь Ки (со) ^ 5 • 104 в полосе частот от 0
до 50 гц, а для работы в режиме интегратора Ки (со) ^ 5 • 105
в полосе частот от 0 до 5 гц. Кроме того, решающий
усилитель должен иметь большое входное и малое выходное
сопротивления, обеспечивать достаточное выходное напряжение
и ток, устойчиво работать и быстро восстанавливать рабочий
режим после перегрузки.
Принципиальная схема решающего усилителя типа
УПТ-10 с автоматической стабилизацией нуля на
электронных лампах приведена на рис. 13-24. Нижняя часть схемы
образует канал МДМ, на входе которого имеется фильтр
(7?п, С3), препятствующий проникновению
высокочастотных сигналов к общей входной точке. Сопротивление
Яп и правый контакт вибропреобразователя выполняют
роль модулятора. Усилитель переменного напряжения с
^С-связью образуют лампы Ль и Л6. Левый контакт вибро-
"17 Виноградов Ю. В,
513
преобразователя выполняет роль демодулятора, а фильтр
Я13, С± выделяет постоянную составляющую. Основной
усилитель постоянного тока выполнен на лампах Лг, Л2, Л3
и Л4. Входной каскад должен обладать малым дрейфом
выходного напряжения. В рассматриваемом усилителе он
построен по схеме дифференциального усилителя с
большим сопротивлением 7?к7 Выходное напряжение каскада
представляет собой разность между сигналами, поступаю-
Рис. 13-24.
щими с суммирующей точки 2 и с выхода канала МДМ,
Между каскадами основного усилителя постоянного тока
применена потенциометрическая связь. Выходные каскады
более совершенных усилителей строятся по экономичной
схеме, хотя это требует дополнительных ламп. Подобные
усилители имеют Ки ^ Ю7 на нулевой частоте, Кп ^ Ю4
на частоте 10 гц, приведенный к входу дрейф порядка
100 мкв за 8 ч, входное сопротивление порядка 3 Мом,
выходное сопротивление порядка 2 • 104//С„о) и выходной
сигнал до ±: 100 в. К недостаткам усилителя относятся
необходимость в стабилизированных источниках питания,
длительный переходный процесс после перегрузки и
зависимость дрейфа нуля от величины сеточного тока первой
лампы.
514
Перечисленные недостатки частично преодолеваются в
схеме операционного усилителя с параллельными каналами
(рис. 13-25). По этой схеме часто выполняются
операционные усилители с автоматической стабилизацией нуля на
транзисторах. В усилителе с параллельными каналами
входной сигнал разделяется по частоте. Постоянная
составляющая и очень медленные изменения напряжения усиливаются
каналом МДМ У2, а более высокочастотные составляющие
входного сигнала усиливаются'верхним каналом усилителя
переменного тока Ух. Сигналы с выхода обоих каналов
суммируются на входе усилителя постоянного тока У3. Схема
выполняется так, чтобы усилитель Ух имел значительно
*2
Рис. 13-25.
больший коэффициент усиления, чем усилитель У3. Так как
усилитель МДМ и усилитель переменного тока практически
не обладают дрейфом нуля, то общий дрейф схемы равен
дрейфу усилителя У3, деленному на коэффициент
усиления усилителя МДМ. Принципиальная схема операционного
усилителя с автоматической стабилизацией нуля на
кремниевых транзисторах, в которой реализована идея
параллельных каналов, приведена на рис. 13-26.
Усилитель канала МДМ образуют каскады на
транзисторах Г2 — Ть. Каскады усилителя МДМ имеют
непосредственную связь. Для стабилизации рабочих точек служат
сопротивления в цепи эмиттера каждого каскада, а все
каскады дополнительно охвачены отрицательной обратной
связью (сопротивление Модулятор собран на
транзисторе 7\, а демодулятор — на транзисторе Т6. Модулятор
и демодулятор управляются прямоугольными импульсами,
поступающими от двухтактного блокинг-генератора
(транзисторы Т1Ь и Т16). В связи с тем что низкочастотные шумы
17*
515
транзистора велики, для уменьшения влияния і-ц работу
операционного усилителя помех, вызванных собственными
шумами усилительного транзистора, частота прерывания
выбирается довольно высокой, а транзистор целесообразно
использовать в режиме работы, соответствующем .низкому
уровню шумов. На входе канала МДМ установлен фильтр
(к^Сх). Высокочастотный канал, суммирующий каскад и
усилитель постоянного тока собраны на транзисторах
^7 — Ти. Разделительный конденсатор С2 пропускает лишь
высокочастотные составляющие входного сигнала.
Транзистор Т8 с транзистором Т1 суммирующего звена образует
параллельно-балансный каскад, что улучшает
температурную стабилизацию усилителя. Сумма высокочастотных
сигналов и сигнала постоянного тока усиливается
транзистором Тп и выходным каскадом, собранным по экономичной
схеме (транзисторы Т12 — Т14). Для выравнивания
усилительных свойств выходного каскада при различных
полярностях сигнала в схему введена нелинейная
отрицательная обратная связь (сопротивления #3 — Яъ и
диод Д).
Дрейф нулевого уровня операционного усилителя
складывается из дрейфа модулятора и изменений нулевого
уровня выходного напряжения, обусловленных
непосредственной связью в высокочастотном канале и в усилителе,
постоянного тока. Дрейф модулятора обусловлен остаточным
напряжением транзистора и переходным процессом при его
запирании. Для снижения влияний остаточного
напряжения в коллекторную цепь транзистора 7\ вводятся
отрицательные импульсы, компенсирующие остаточное
напряжение. Остаточное напряжение при некотором токе базы имеет
минимум и понижается с ростом температуры. На дрейф
транзисторного модулятора большое влияние оказывает
переходный процесс при запирании транзистора. Амплитуда
переходного процесса зависит от величины приложенного
к транзистору запирающего напряжения, типа транзистора,
температуры и др., а длительность — от величины зарядной
емкости эмиттерного перехода (при инверсном включении
транзистора) и величины полного сопротивления цепи между
эмиттером и коллектором на частоте преобразования.
Отдаваемый при запирании транзистором заряд сравнительно
мало зависит от сопротивления внешней цепи. Эффект
переходного процесса можно учесть, введя генератор тока,
который за время всего закрытого состояния fpaнзиcтopa —
модулятора создает дополнительное напряжение дрейфа.
517
Ток этого генератора увеличивается с ростом частоты
прерывания. Дрейф нуля, обусловленный нестабильностью
высокочастотного канала и канала усилителя постоянного тока,
ослабляется в число раз, равное коэффициенту усиления
канала МДМ.
Дрейф нулевого уровня на выходе рассматриваемого
усилителя в диапазоне температур от —60 до + 70° С
составляет около 20—25 мв. Временной дрейф значительно ниже.
Глава четырнадцатая
ВЫПРЯМИТЕЛИ
Для работы электронных устройств необходимы
источники электрической энергии, называемые источниками
питания. Блок схемы источника питания показан на
рис 14-1. Энергия от сети переменного тока поступает в
первичную обмотку силового трансформатора,
который изменяет напряжение сети до необходимой
величины. Со вторичной обмотки трансформатора напряжение
0-іСтаіїилизатор\—
переменного \
&~~\ напряжения г
Выпрямитель
Сглаживающий
Силовой
фильтр
трансформатор
Питание
цепей
Рис. 14-1.
Стабилизатор—&
' постоянного •
напряжения
подается на в ыпрямитель. На выходе выпрямителя
получается постоянное напряжение. Сглаживающий
фильтр предназначается для уменьшения пульсаций
выпрямленного напряжения. Во многих случаях на выходе
источника питания устанавливается электронный
стабилизатор напряжения, который служит
для поддержания постоянства выпрямленного напряжения
независимо от изменений напряжения сети и тока нагрузки.
В ряде случаев может применяться стабилизатор
переменного напряжения. В блоках питания схем на электронных
лампах силовой трансформатор имеет дополнительные
вторичные обмотки для питания цепей накала.
Источник питания характеризуется следующими
параметрами: э. д. с, которая в общем случае пульсирует, т. е.
519
содержит переменную составляющую; выходным
сопротивлением, которое зависит от частоты; нагрузочной
характеристикой, определяющей зависимость постоянной
составляющей выходного напряжения от постоянной составляющей
тока нагрузки Uu = / (/н); зависимостью выходного
сопротивления от частоты переменной составляющей тока
нагрузки |ZBbIX¡ = / (сон) (или переходной характеристикой);
.зависимостью амплитуды пульсаций выпрямленного
напряжения от величины постоянной составляющей тока нагрузки
= /(/„)-
Основным узлом источника питания является
выпрямитель. Выпрямителем называется устройство,
предназначенное для преобразования переменного тока в
постоянный. В выпрямителях используется свойство
односторонней проводимости вентилей: полупроводникового диода,
кенотрона, селенового столба, газотрона, ртутного вентиля
и др. Вентиль должен обладать малым сопротивлением в
прямом направлении и большим в обратном, пропускать
большие прямые токи и иметь большое допустимое обратное
напряжение.
Выпрямительные схемы можно разделить на одно-
полуп'ериодные и двухполупериодные
и схемы с умножением напряжения. У одно полу пер йодного
выпрямителя во вторичной обмотке трансформатора импульс
тока протекает один раз за период выпрямляемого тока,
а у двухполупериодного — два раза. Различают, кроме
того, выпрямители однофазного и трехфазного тока.
14-1. ОДНОПОЛУПЕРИОДНЫЙ ОДНОФАЗНЫЙ
ВЫПРЯМИТЕЛЬ БЕЗ ПОТЕРЬ С АКТИВНОЙ НАГРУЗКОЙ
Рассмотрим простейший однополупериодный
выпрямитель однофазного тока, нагруженный чисто активной
нагрузкой (рис. 14-2, а). В этой схеме последовательно с
диодом включены источник переменного напряжения и
активное сопротивление Ruy являющееся потребителем энергии
на выходе выпрямителя. При анализе схемы будем считать
внутреннее сопротивление источника переменного тока и
внутреннее сопротивление диода в прямом направлении
много меньше /?н> а сопротивление диода в обратном
направлении — бесконечно большим. Работу схемы удобно пояснять
графиками, показанными на рис. 14-2, б.
Пусть переменное напряжение источника равно и2 =
= U2т sin о/. Во время положительного полупериода
520
диод проводит ток.. Величину и форму этого тока можно
найти по характеристике диода с нагрузкой. Во время
отрицательного прлупериода приложенного напряжения диод
закрыт и ток через нагрузку равен нулю. В цепи диода
протекают импульсы тока одного направления. На
сопротивлении нагрузки образуются импульсы напряжения
полусинусоидальной формы. Рассматриваемая схема позволяет
получить из переменного напряжения пульсирующее
напряжение.
Рис. 14-2.
Постоянная составляющая пульсирующего
напряжения и о представляет собой среднее значение выпрямленного
напряжения:
п
= 0,318 и2т = 0,45 и2У (14-1)
где и2т и ^2 — амплитудное и действующее значения
напряжений на зажимах источника (112т =.
= 3,14 и0; и2 = и2т/УЩ-
Эта величина задается в качестве исходной при расчете
выпрямителя. Зная величину (У0, можно определить
требуемую величину напряжения на зажимах источника
переменного тока.
Постоянная составляющая выпрямленного тока /0
представляет собой среднее за период значение тока, который
521
протекает через нагрузку £?н. 10 также задается при расчетах
выпрямителя и равна:
где 12т — амплитудное значение выпрямленного тока.
Амплитудное значение выпрямленного тока 12т является
также амплитудой тока, протекающего через диод 12т ='
= %^ = = 3,14/0. Действующее значение протекающего
через диод и нагрузку тока /н определяется соотношением
Для того чтобы на выходе выпрямителя получить
напряжение с меньшими пульсациями, достаточно параллельно
нагрузке включить емкость. Эта емкость представляет собой
простейший фильтр для сглаживания пульсации
выпрямленного напряжения,
14-2. ОДНОПОЛУПЕРИОДНЫЙ ОДНОФАЗНЫЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ
С НАГРУЗКОЙ ЕМКОСТНОГО ХАРАКТЕРА
Если к выходу выпрямителя параллельно нагрузке
подключена емкость С± (рис 14-3, а), то в положительные
полупериоды входного переменного напряжения импульсы тока
диода заряжают Сх, а в отрицательные полу периоды емкость
отдает энергию во внешнюю цепь, разряжаясь через
сопротивление нагрузки /?н. В схеме действуют как бы два
источника: источник и2 и емкость Сх. Заряд конденсатора Сх от
источника напряжения V протекает по закону
ГДе Тзар — Т^^С^
#в = #д. пр + #тр == #д. пр + г2 + ггп2 — Внутреннее СОПр.ОТИВ-
ление выпрямителя;
Яд. пр — сопротивление диода в
прямом направлении;
г1 и г2 — сопротивления пер-
(Н-2)
1\т біп2 со/ ¿0)/ = ± 1Ш = 1,57/0. (14-3)
(14-4)
вичной и вторичной
обмоток силового
трансформатора;
п = ш2/шх — коэффициент
трансформации.
522
Разряд конденсатора иг через активное сопротивление
Ян протекает по закону
ис = ие траз> (14-5)
ГДе Траз = /?нс\.
Так как емкость Сх заряжается через проводящий диод,
имеющий малое сопротивление, то напряжение на емкости
нарастает сравнительно быстро. Разряд же происходит через
сопротивление Як, которое обычно гораздо больше, чем
сопротивление проводящего диода. Поэтому емкость Сх не
6)
Рис. 14-3.
успевает заметно разрядиться за время паузы между
импульсами тока диода. При конечной величине /?н в цепи
устанавливается такой режим, при котором заряд, получаемый
емкостью в течение положительного полупериода
переменного напряжения, равен заряду, теряемому емкостью за
период. Напряжение на нагрузке £/0, а следовательно, и ток
в нагрузке /„ остаются практически неизменными.
Работу схемы можно пояснить диаграммами (рис. 14-3, б).
В промежуток времени от 1г до /2 напряжение на
конденсаторе ио больше напряжения источника переменного тока и2.
Напряжение на диоде иА = и2 — и0 < 0, и диод заперт.
Конденсатор разряжается на нагрузочное сопротивление с
постоянной времени траз. В момент времени 12 напряжение
источника переменного тока становится равным напряже-
523
нию на конденсаторе. При / > /2 напряжение на диоде
изменяет полярность (ид > 0) и через диод начинает протекать
ток от источника и2. Этот ток питает нагрузку и заряжает
конденсатор с постоянной времени тзар. Напряжение на
конденсаторе растет до момента времени /3, когда вновь насту-,
пает равенство напряжений и2 и £/0- При / > 73 диод
запирается и процесс повторяется сначала. Время протекания
тока через диод в схеме рис. 14-3, а меньше, чем в
выпрямителе с чисто активной нагрузкой. Угол отсечки выпрямителя
с емкостной нагрузкой 0 < 90° (при активной нагрузке
9 = 90°).
Рис, 14-4.
В общем случае в выпрямителях может иметь место
нижняя или верхняя отсечка выпрямленного тока. Если
ток заряда конденсатора не ограничен характеристикой
диода, то имеется только нижняя отсечка выпрямленного
тока, обусловленная напряжением U0 на конденсаторе Сг.
Это напряжение часто называют напряжением смещения
(имеется в виду смещение рабочей точки на характеристике
диода влево от начала координат) (рис. 14-4). Верхняя
отсечка может возникнуть лишь в выпрямителе с диодом,
обладающим резко выраженным участком тока насыщения (на^
пример,, у кенотрона с вольфрамовым катодом).
Рассматривая процессы в выпрямителе со
сглаживающей емкостью, можно определить все величины,
характеризующие режим работы выпрямителя. Пусть напряжение
на вторичной обмотке трансформатора и2 = /72mcos со/.
Из графика рис. 14-4 следует, что в момент времени tx
(при (0tx = 6)
U0 = U2mCOSG>tl=UmCOSb9 (14-6)
524
где и0 — постоянная составляющая выпрямленного
напряжения;
- 0 — уГ0Л отсечки.
Считая ~ <^ 7?в /?„, найдем мгновенное значение
тока, протекающего через диод в прямом направлении:
_ и2 — и0
¿9
^в
ИЛИ
Ut>m cos Ы— Uom cos б U2m / . лч ,< , —v
t2 = — ^-75—~ = -г? (cos at — cos 6). (14-7)
^B ^B
Тогда постоянная составляющая выпрямленного тока
определится соотношением
1С \ ? и
/0 = ^ \ h d®t = 2п \ (cos со/ — cos б) d(dt =
о - -е
= vnF (sin 6 — е cos 8) - cos б (tg 6 — б). (14-8)
Подставив в равенство (14-8) величину U2m из формулы
(14-6), получим:
/o = ^(tgO-6) = ^l|I (14.9)
где
А = tg 0 — 6 (14-10)
— коэффициент, зависящий от угла отсечки 9.
Коэффициент А можно определить по заданным
значениям /0 и U0:
.Л = яЯв£=^ = /(в). (14-11)
Формула (14-10) показывает, что коэффициент А есть
функция только угла отсечки 0. Зная А, можно определить
б и другие величины, характеризующие работу
выпрямителя.
В установившемся режиме пульсации выпрямленного
напряжения невелики. Для снижения уровня пульсаций
емкость конденсатора Сг следует увеличивать. Однако
слишком большая величина емкости Q уменьшает время
проводимости диода и приводит к значительным импульсам
525
зарядного тока, которые могут превысить наибольший
ток вентиля. Для большего сглаживания
выпрямленного напряжения применяют специальные сглаживающие
фильтры.
Мощность, рассеиваемая диодом, зависит от
действующего значения проходящего через него пульсирующего тока
и переменного напряжения на диоде. В положительный
полупериод (полупериод прохождения тока через диод)
напряжение вторичной обмотки противоположно по направлению
напряжению на конденсаторе.
Максимальное падение
напряжения на диоде ипр в этом
случае сравнительно невелико
(рис. 14-5):
ии? = и2т-и0 (14-12)
или
ипр = и2т(1-,со$ в).
В полу пер йоды отсутствия
тока (отрицательный
полупериод) напряжение вторичной об-
Рис. 14-5. мотки и напряжение на
конденсаторе совпадают по
направлению и мгновенная разность потенциалов на зажимах диода
резко возрастает;
^обр=«2 + ^о- (14-13)
При амплитудных значениях напряжения вторичной
обмотки обратное напряжение на диоде близко к удвоенной
амплитуде выпрямленного напряжения и почти в 3 раза
превышает его эффективное значение
иовр== и2т-\~ ио^2и2т^Зи2.
Поэтому в схеме выпрямителя следует использовать
диод, наибольшее обратное напряжение которого
превышает ВеЛИЧИНу (Ц2т +'£Л>)-
Существенными недостатками однополупериодной схемы
выпрямителя являются большая расчетная мощность
трансформатора, намагничивание сердечника постоянной
составляющей магнитного потока, высокое обратное напряжение
на диоде, высокий уровень пульсаций выпрямленного
напряжения. Однополупериодную схему целесообразно
применять при построении маломощных высоковольтных вы-
526
прямителей (например, питание высоковольтных цепей
электроннолучевых трубок). Эти схемы обычно работают на
кенотроне с большим внутренним сопротивлением. Потери
на внутреннем сопротивлении выпрямителя велики, что
снижает его общий к. п. д,
14-3. ДВУХПОЛУПЕРИОДНЫЙ ОДНОФАЗНЫЙ
ВЫПРЯМИТЕЛЬ С ФИЛЬТРОМ
Схема двухполупериодного однофазного выпрямителя
показана на рис. 14-6, а. Для построения выпрямителя
необходим трансформатор, имеющий вывод от середины
вторичной обмотки. Этот вывод обычно заземляется. В
качестве вентилей можно использовать полупроводниковые
диоды или кенотроны.
Приведенная схема построена на
полупроводниковых
диодах, подключенных в
пропускном направлении к
выводам вторичной
обмотки трансформатора. Через к1д1
фильтр нагрузка одним {
Рис. 14-6.
выводом соединена с общим выводом диодов, а другим
выводом через землю — со средней точкой трансформатора.
Для получения выпрямленного напряжения отрицательной
полярности диоды включаются в обратном направлении.
Напряжения на диодах находятся в противофазе.
Поэтому, когда, например, проводит верхний диод, нижний
диод заперт, и наоборот. Импульсы выпрямленного тока
протекают поочередно то через один, то через другой диод,
т. е. 2 раза за период. Среднее значение выпрямленного тока
в 2 раза больше, чем в схеме однополупериодного
выпрямителя. Величина выпрямленного напряжения в двухполу-
527
периодной схеме возрастает. Емкости фильтра
подзаряжаются в 2 раза чаще по сравнению с однополупериодной
схемой, поэтому частота пульсаций выпрямленного
напряжения в 2 раза выше частоты подводимого напряжения.
Условия фильтрации выпрямленного напряжения при этом
улучшаются. Работа схемы поясняется диаграммой,
приведенной на рис. 14-6, б, на которой показаны напряжение
на вторичной обмотке трансформатора, токи, протекающие
через каждый диод, и напряжения на конденсаторах
фильтра.
Постоянная составляющая выпрямленного тока равна:
^ = ¿§'2^ = ^(^0-60080)==
О
где т = 2
или
= ^|(tg6-0), (14-14)
/о = !|А (14-15)
где А = tg 6 — 0.
Коэффициент А определяется из формулы (14-15):
А = я-§гьгШ (14"1б)
Значения 10 и U0 задаются при расчете выпрямителя.
Сопротивление RB выбирается из опытных данных. Так как
каждому значению коэффициента А соответствует
определенный угол отсечки выпрямленного тока 6, то зависимость
угла отсечки 0 от коэффициента А удобно выразить
графически (рис. 14-7, а). Зная угол отсечки 0, легко определить
все величины, характеризующие работу выпрямителя. Для
исключения промежуточных вычислений
тригонометрических функций Б. П. Терентьевым предложен способ расчета
этих величин с помощью промежуточных коэффициентов,
выраженных графически через коэффициент Л.
Амплитудное значение напряжения на половине
вторичной обмотки равно U2m = LVC0S в. Действующее значение
этого напряжения составляет:
£/ =^. = -1У*— = и0Ву (14-17)
2 У 2 У 2 cos б 0
где
В = 1/^2 cos 8. (14-18)
528
Коэффициент В является только функцией угла
отсечки 0, следовательно, его можно выразить через
коэффициент А. Зависимость В = Д (Л) приведена на рис. 14-7, б.
о,ч 0,8
0,2 0,4 0,6 0,8
д)
Рис. 14-7.
(14-19)
Необходимый коэффициент трансформации силового
трансформатора находится из формулы
w2n __ U2
Пп ~~ wx ~ Ux '
где w2n — число витков половины вторичной обмотки;
w1 — число витков первичной обмотки.
Максимальный импульс тока через диод равен:
U2m{\ - cos б)
Яв
(14-20)
Выразив и2т через /0 из равенства (14-14) и подставив'
результат в формулу (14-20), получим:
1 2т — _
/0 Я (1 — cos 6)
где
т sino — о cos v
л (1 — cos б)
jl f
о 1 »
sin (
i cos t
(14-21)
(14-22)
Коэффициент Т7 можно выразить через коэффициент Л.
Зависимость Т7 = /2 (Л) приведена на рис. 14-7, е.
529
Нагрузочная (внешняя) характеристика выпрямителя
= / (/<>) I и2т с учетом равенств (14-6) и (14-14) имеет
вид:
U9т COS 8
mU2m sin 6 — 6 cos 9
Яв ~S
или после пересчета масштаба
[sin 0 — б COS 61
COS б
г, [sin 0 — б COS 0"]
= f[ л H^o.
(14-28)
Зависимость cos 0 = /' (y0) в некотором масштабе
представляет собой нагрузочную характеристику выпрямителя
(рис. 14-8).
Выходное сопротивление
выпрямителя определяется
соотношением
i^cosO
Авых — д/
R3 д [cos 0]
т ду0 '
(14-29)
Уо
Рис. 14-8.
Его величину можно определить
графическим
дифференцированием кривой на рис. 14-8.
Переменная составляющая выпрямленного напряжения.
Проведенные расчеты выполнены в предположении U0 =
= const (Сх —* оо). Однако емкость Сх имеет конечную
величину, и выпрямленное напряжение пульсирует —
содержит переменную составляющую. Определим пульсации для
случая, когда фильтр образован только конденсатором Сх.
Пульсации создаются в основном током первой гармоники,
амплитуда которой максимальна и сопротивление нагрузки
для которой имеет наибольшую величину.
При т^с <^RH (mco — частота пульсаций) пульсации
невелики и их форма близка к синусоиде. Протекающий
через диоды и через включенные параллельно Ru и С± ток /2
можно представить в виде ряда
h = Л) + Imi cos тЫ + Гт2 cos 2т at + . . . ,
где амплитуда тока первой гармоники равна:
1
1 т = І § *2
cos mat dtot.
531
Действующее значение тока, протекающего через
вторичную обмотку трансформатора, определяется по формуле
(coscón — eos б)2d(út.
Выразив U2m через /0 [из соотношения (14-14)], после
интегрирования находим:
I* = ÍD = ffD, (14-23)
п_ ]/tt[6(l + 0,5cos26) —0,75sin~26] (\лол\
U~ sin 6 —б eos б ' (14-^4)
где
Как и в предыдущих случаях, коэффициент!) можно
выразить через коэффициент Л. Зависимость В = /3 (Л)
приведена на рис. 14-7, г. По току /2 рассчитывается сечение
медного провода обмотки.
Мощность, рассеиваемая диодом, вычисляется по
формуле .
р^ ^Д.пр^обр^д.обр > (И-25)
Для надежной работы выпрямителя должно
соблюдаться уСЛОВИе Р < Рд.макс-
Действующее значение тока в первичной обмотке
трансформатора определяется по формуле
/і = • 2 ^(n¿2)*d<*t = nnV2I2. (14-
26)
Зная действующее значение токов и напряжений, можно
определить мощность первичной и вторичной обмоток
трансформатора (51р и 52р), расчетную мощность всего
трансформатора 5тр и коэффициент использования обмоток:
S2P = 2I2U2 = 2U0B JfD = P0BD ъ 2P0;
Slp = £ nn У 2 I2 = /2 /2í/a ~ /2 P0;
n
Slp + 5.
2p
'тр "
1,7 Po,
s.
^0,59.
rp
(14-27)
530
Подставив /2 из формулы (14-7), получим:
о
2 І* і)
1т = — \ —*т- (соб Ы — соб 6) соб тсо/ гісо/.
о
После интегрирования найдем:
где
Гт = ^Н\ (14-30)
0, 2 (біп тЬ соб б — т соэ тб зіп б) л , оп
Я== Я(«»-1)С08Є • (Н"31)
Можно считать, что амплитуда переменной
составляющей выпрямленного напряжения с основной частотой
пульсации равна:
^"^^^^^ш' (14-32)
Коэффициентом пульсации называется отношение
амплитуды первой гармоники пульсации к постоянной
составляющей выпрямленного напряжения:
Кп=^ = ^. (И-33)
В большинстве случаев величину емкости конденсатора
Сг для известной схемы выпрямителя приходится
определять, задаваясь допустимым коэффициентом пульсации:
Для сети с частотой 50 гц удобно пользоваться
формулой
с^тк' <14-34>
где
Я = з^Я'. (Н-35)
Так как Я является функцией угла отсечки 6 и
коэффициента т, то ее целесообразно" выразить в виде
зависимости Н == /4 (Л), график которой для разных т приведен
на рис. 14-7, д.
Для уменьшения пульсации на нагрузке между
выпрямителем и нагрузкой включается фильтр, который свободно
532
пропускает постоянную и резко уменьшает переменную
составляющие выпрямленного тока. Фильтрующими
элементами в рассматриваемой схеме является дроссель Др и
емкость С2. Индуктивность дросселя выбирается так, чтобы
для переменной составляющей с основной частотой
пульсаций ее реактивное сопротивление было значительно больше
реактивного сопротивления емкости С2.
В двухполу пер йодных выпрямителях к диоду
прикладывается такое же обратное напряжение, как и в однополу-
периодных выпрямителях. Использование обмоток
трансформатора сравнительно неэффективно.. Однако,
двухтактные схемы имеют существенные преимущества перед одно-
тактными. Импульсы выпрямленного тока протекают через
вторичную обмотку трансформатора в течение каждого
полупериода в разных направлениях, благодаря чему
отсутствует постоянное подмагничивание сердечника
трансформатора. Более высокая частота пульсаций позволяет
уменьшить габариты фильтра.. Выходное сопротивление
выпрямителя в двухтактной схеме в 2 раза ниже, чем в однотакт-
ной схеме. Двухполупериодные выпрямители применяют
при создании более мощных источников питания.
Коэффициент полезного действия выпрямителя
определяется отношением отдаваемой нагрузке полезной
мощности Р0 к мощности, отбираемой от сети:
где Р0 = и010;
^тр ==^1Г1 Л-1\гЦгп +РЖ — потери в трансформаторе;
Р* =/1#д.пр +/2обр#д.обР — потери в диоде;
Рф = /о#дР + Лк.др — потери в дросселе;
Рст — потери в стабилизаторе
напряжения (при его наличии);
Рп — потери на накал катодов (при
электровакуумных вентилях).
14-4. ОДНОФАЗНАЯ МОСТОВАЯ СХЕМА ВЫПРЯМИТЕЛЯ
Мостовая схема представляет собой по существу два
двухполупериодных выпрямителя, которые построены на
одной и той же обмотке трансформатора и соединены
последовательно (рис. 14-9, а). У двухполупериодного
выпрямителя, образованного на вторичной обмотке трансформатора
с условной средней точкой О и диодами Дх и Д2, плюс вы-
н
(14-36)
533
прямленного напряжения находится в точке Л, а условный
минус — в точке О. Выпрямитель, образованный диодами
Д3 и Д4, имеет ту же схему. Однако диоды в нем включены
в обратном направлении. Поэтому полярность
выпрямленного напряжения другая: в точке О — плюс, в точке В —
минус. Общее напряжение между точками А и В равно
сумме выходных напряжений каждого выпрямителя.
Обычно схема выпрямителя изображается в виде моста,
в плечах которого включены диоды (рис. 14-9, б). К одной
диагонали моста подведено выпрямляемое напряжение, а
с другой снимается выпрямленное напряжение. Схема
работает следующим образом. Пусть в некоторый момент
времени потенциал точки С выше потенциала точки £>. Тогда
Рис. 14-9.
от точки С ток течет через диод Дг (диод Дз включен в
обратном направлении) к точке Л, далее в нагрузку и через
точку В и диод Д4 — к минусу источника. Для этого
полупериода направление тока показано сплошными стрелками.
В течение другого полупериода от точки Б ток течет через
диод Д2, точку Л, нагрузку, точку В и диод Д3 к точке С.
Таким образом, через нагрузку в любой полупериод ток
протекает в одну сторону. Во вторичной обмотке
трансформатора протекающий за период ток меняет свое
направление, а следовательно, постоянная составляющая тока в ней
отсутствует. Так как импульсы тока проходят
последовательно через два вентиля, то в схеме желательно применять
вентили с малым внутренним сопротивлением
(полупроводниковые диоды, селеновые шайбы). Обратное напряжение
на вентиле в данной схеме равно амплитуде напряжения на
вторичной обмотке трансформатора, т. е. в 2 раза меньше,
чем в обычной двухтактной схеме.
534
Коэффициент Л одного двухполупериодного
выпрямителя равен:
те/?' V
Л' = 1Ее-е = _^, (14-37)
где /; = /0; и\ = и0/2; #в = Яв/2; #в = 2#д,пр + #тр;
т = 2.
Амплитудное и действующее значения напряжений на
половине вторичной обмотки одного двухполупериодного
выпрямителя равны:
и'ъ = и'0В. (14-39)
Амплитудное и действующее значения тока,
протекающего через вторичную обмотку трансформатора одного
двухполупериодного выпрямителя, определяются
соотношениями:
Гт = %Р; (14-40)
■П = '%0. (14-41)
Выразим все величины, характеризующие работу
мостовой схемы выпрямителя, через коэффициенты Терентьева.
Подставив в равенство (14-37) вместо #в, /<> и параметры
мостовой схемы, найдем:
Л~ т ~~2 и0 У°~ 2 и0 • и)
Коэффициент А = Л', так как угол отсечки 0 не
меняется.
Амплитудное и действующее значения напряжения
вторичной обмотки мостовой схемы равны:
игт = 2иш = ^- (14-43)
и2 = и0В. (14-44)
Коэффициент трансформации силового трансформатора
находится из формулы
535
Нагрев вторичной обмотки трансформатора определяется
с учетом удвоенного числа протекающих через нее
импульсов тока. Поэтому действующее значение тока через
вторичную обмотку равно:
./2 = ^Dl/2 = ^-D/2. (14-46)
Мощность, рассеиваемая диодом, соответствует
выражению
/>= (^)2 ^д- ^>бр^д, обр (14-47)
Действующее значение тока в первичной обмотке
трансформатора мостовой схемы равно:
I^nl^n'fDV1*. (14-48)
Обратное напряжение, приложенное к диоду,
Uo6^BU0V2. (14-49)
Габаритная мощность трансформатора составляет:
s^M^=e°pUoIo=i»Po. (14.бо)
Для выпрямителей на германиевых диодах,
работающих от сети с частотой 50 гц, наиболее часто встречаются
значения А = 0,05 ч- 0,2. Соответствующие значения
коэффициентов В и D равны: В = 0,82 ч- 1,0 и D = 2,7 ч- 2,2.
Тогда
«/обр = (1Л6—1,41)С/0; /д = (1,35— 1,1) /0;
U2 = (0,82 - 1,0) U0; /2 = (1,91 - 1,56) /0;
STp я« 1,57 Р0.
По сравнению с рассмотренными ранее выпрямителями
мостовая схема обладает рядом существенных преимуществ.
В ней применяется однофазный трансформатор без
вывода средней точки и требуется вдвое меньшее напряжение
между выводами вторичной обмотки для получения
заданного выпрямленного напряжения; обратное напряжение
на вентиле в 2 раза меньше, чем в двухполупериодной
однофазной схеме; габаритная мощность трансформатора меньше;
отсутствует намагничивание сердечника трансформатора
постоянной составляющей выпрямленного тока. В мостовых
схемах нецелесообразно использовать кенотроны и
газотроны.
536
14-5. ВЫПРЯМИТЕЛИ С УМНОЖЕНИЕМ НАПРЯЖЕНИЯ.
МНОГОФАЗНЫЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ, РАБОТАЮЩИЙ НА
ИНДУКТИВНУЮ НАГРУЗКУ
На рис. 14-10, а приведена схема выпрямителя с удвоением
напряжения, в которой можно получить выпрямленное напряжение, близкое
к удвоенной амплитуде переменного напряжения источника. В схеме
используется свойство конденсатора накапливать и в течение некоторого
времени сохранять электрический заряд. Работа схемы зависит от
соотношения внутреннего сопротивления выпрямителя и сопротивления
нагрузки и от величин емкостей. Емкости конденсаторов выбираются
одинаковыми. Между точками 1 и 2 схемы приложено амплитудное
значение выпрямляемого напряжения. Во время положительного
полупериода, когда точка / имеет положительную полярность относительно
точки 2, проводит только диод Дх. Протекающий через него ток
заряжает конденсатор Сх до напряжения, близкого к и2т. В следующий по-
Рис. 14-10,
лупериод (отрицательный) ток протекает через диод Д2, заряжая
конденсатор С2 до напряжения, близкого к U2m. Если сопротивление
нагрузки значительно больше сопротивлений выпрямителя, то к ней
прикладывается напряжение UQ, равное сумме напряжений на обоих
конденсаторах (U0 ^ W2m). Обратное напряжение, прикладываемое
к вентилю, равно U0^? ^ U0. Среднее значение тока, протекающего
через диод, составляет ij2. Основная частота пульсаций в 2 раза
превышает частоту питающей сети.
При одинаковой величине напряжения на вторичной обмотке
трансформатора выпрямитель с удвоением напряжения позволяет получить
вдвое большее выпрямленное напряжение, чем однофазная мостовая
схема, и вчетверо больше, чем однофазная двухполупериодная схема.
Во вторичной обмотке выпрямителя с удвоением напряжения
отсутствует постоянная составляющая тока. Вынужденного подмагничива-
ния трансформатора нет. Трансформатор используется столь же
эффективно, как и в однофазной мостовой схеме.
Для питания схем, требующих источника высокого напряжения
небольшой мощности, можно использовать схему умножения,
приведенную на рис. 14-10, б. В ней конденсатор Сх через диод Дг заряжается
до напряжения U2m. В следующий полупериод к диоду Д2
прокладываются напряжение вторичной обмотки и напряжение на
конденсаторе Сх. Под действием этих напряжений конденсатор С2 заряжается
537
до напряжения около 20\т. Последующие конденсаторы С3, С4 и т. д.
заряжаются до напряжения 2и2т. Выходное напряжение можно снять
с любого числа таких заряженных емкостей, включенных
последовательно. С верхнего плеча можно снять напряжения и2т, 3£/2т, Ьи2т
и т. д., а с нижнего — 2и2т> 4[/2ш, Ш2т и т. д.
Трехфазная мостовая схема (схема Ларионова)
приведена на рис. 14-11. Ее можно рассматривать как два трехфазных
выпрямителя, соединенных последовательно. Первичная и вторичная обмотки
силового трансформатора могут соединяться как звездой, так и
треугольником. Последовательно с нагрузкой включено индуктивное
сопротивление (сглаживающий дроссель). Сглаживающее действие
индуктивности можно пояснить на примере однофазной однотактной схемы
выпрямителя с индуктивной нагрузкой. Во время положительного
полупериода, когда напряжение, приложенное к диоду, больше нуля и,
например, возрастает, то протекающий в цепи ток тоже возрастает и
магнитный поток дросселя увеличивается. При этом в обмотке дросселя
возникает? э. д. с. самоиндукции, препятствующая возрастанию тока.
В дросселе накапливается энергия
магнитного поля. Когда ток
начинает уменьшаться, э. д. с.
самоиндукции становится положительной,
совпадает по направлению с
приложенным напряжением и
поддерживает в цепи ток. Ток в цепи может
протекать и в течение части
отрицательного полупериода за счет
энергии магнитного поля, запасенной
в дросселе. При уменьшении-тока
до нуля становится равной нулю
и э. д. с. самоиндукции.
Длительность протекания тока зависит от
соотношения между индуктивным сопротивлением дросселя и
сопротивлением нагрузки. Пульсации выпрямленного напряжения в
присутствии дросселя меньше, чем в схеме с чисто активной нагрузкой.
В многофазной схеме вентили работают на индуктивную нагрузку
поочередно. В результате перекрытия фаз переход проводимости от
одной группы вентилей к другой происходит не при нулевом, а при
сравнительно большом значении тока. Через каждую фазовую обмотку
трансформатора ток проходит в течение 2/3 периода (г/3 периода
положительный и х/з периода отрицательный). Через каждый вентиль ток
течет в течение 1/3 периода. Ток в нагрузке все время имеет одно и то
же направление. Одному периоду соответствуют шесть пульсирующих
выбросов выпрямленного напряжения. В этой схеме действующее
значение тока через вентиль сравнительно мало, уровень пульсаций низок
и габаритная мощность трансформатора меньше по сравнению с
другими схемами.
Заканчивая рассмотрение, схем выпрямителей, необходимо
отметить, что выбор схем выпрямителя во многом предопределяется типом
применяемых вентилей. В настоящее время в выпрямителях,
предназначенных для питания электронных схем, наиболее широко
применяются полупроводниковые диоды, позволяющие получить
экономичный выпрямитель .с малыми габаритами. Поэтому однофазные одно-
и двухполупериодные схемы выпрямителей, в которых в основном
использовались кенотроны, находят ограниченное применение. Наиболее
приемлемыми являются мостовые схемы — однофазная и трехфазная,
А л
Д2
а а а
• Др
538
а также схемы выпрямителя с удвоением напряжения. Для
выпрямления переменного тока частотой 50 гц наиболее целесообразной является
однофазная мостовая схема с фильтром, имеющим емкостный вход.
Для маломощных высоковольтных выпрямителей иногда более
выгодной является схема удвоения напряжения. При питании выпрямителя
от трехфазной сети наиболее часто применяются трехфазные мостовые
схемы с фильтром, имеющим емкостный вход.
14-6. ОСОБЕННОСТИ РАБОТЫ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
ДИОДОВ В СХЕМАХ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ
При выпрямлении сравнительно больших напряжений
в плечо моста обычно включается группа последовательно
соединенных диодов, а при больших выпрямляемых токах —
группа параллельно соединенных диодов. Последовательное
б) го6р
1
м-
гиобр
в)
Рис. 14-12.
включение требует учета большого разброса обратных
сопротивлений и пробивных напряжений отдельных образцов
диодов одного типа (обратные сопротивления могут
отличаться примерно в 20 раз, обратные напряжения — в 2 раза,
а обратные токи могут иметь разную температурную
зависимость). При последовательном включении обратное
напряжение в основном падает на диоде с большим обратным
539
сопротивлением. Если к диодам Дг и Д2 с разными
обратными характеристиками (рис. 14-12, б, где для удобства
характеристика диода Дг по оси напряжений построена
в обратном направлении) приложено обратное напряжение,
в 2 раза превышающее допустимое напряжение, то на диоде
До падает примерно 3/4 приложенного напряжения и х/4 на
диоде Дг. Диод Д2 при этом работает на предпробойном
участке, что может привести к появлению больших обратных
токов и пробою диода. Пробой одного диода вызывает
пробой остальных диодов. Полупроводниковые диоды могут
соединяться последовательно после предварительного
отбора по величинам /обр и [/0бР (разница в /обр не должна
превышать 10%). Однако отбор не учитывает условий
работы при повышенной температуре. Для обеспечения
надежной работы каждый из последовательно включенных
диодов необходимо шунтировать сопротивлением
Например, для диодов Д7Ж величина берется порядка
60 ком. Для других групп диодов типа Д7 величину
шунтирующих сопротивлений . следует уменьшать
пропорционально снижению их обратных сопротивлений. При выборе
диода по обратному напряжению помимо температурной
зависимости 0обр следует учитывать возможные увеличения
приложенных к диоду максимальных обратных
напряжений при изменении нагрузки, при резких колебаниях
напряжения сети и. др. При работе на емкостную нагрузку
допустимое обратное напряжение диода рекомендуется
снижать на 20% (или снижать максимальную температуру
до +60° С).
При параллельном включении диодов ток протекает в
основном через диод с меньшим прямым сопротивлением. Для
выравнивания нагрузок диодов рекомендуется включать
в каждое плечо добавочное сопротивление.
В выпрямителях с полупроводниковыми диодами
несколько искажается форма тока, протекающего через диод,
за счет обратных токов диода в отрицательные полупериоды.
При выборе диода по наибольшему выпрямленному току
необходимо учитывать, что испытания на долговечность при
повышенных температурах диодов проводятся в однофазной)
однополупериодной схеме, где действующее значение тока,
протекающего' через диод, выражается через средний
выпрямленный ток соотношением / = 1,57 /д. ср. В любой
схеме выпрямителя действующее значение тока,
протекающего через диод, не должно превышать этой
величины.
540
14-7. СГЛАЖИВАЮЩИЕ ФИЛЬТРЫ
Сглаживающие фильтры предназначены для снижения
пульсации на выходе источника питания до уровня," при
котором они не оказывают существенного влияния на
работу электронной схемы. Для того чтобы сглаживающий
фильтр максимально уменьшал переменную составляющую
и минимальным образом изменял постоянную
составляющую, его обычно составляют из реактивных элементов —
Рис. 14-13.
емкостей и индуктивностей, обладающих малыми активными
потерями. Кроме того, фильтр не должен заметно искажать
формы тока в нагрузке при быстрых ее изменениях,
переходные процессы в фильтре при включении схемы не должны
вызывать чрезмерного повышения напряжения или бросков
тока. Фильтр должен иметь малые размеры, вес и стоимость.
Сглаживающее действие фильтра оценивается
коэффициентом сглаживания, который равен отношению
коэффициентов пульсаций на входе и на выходе фильтра:
/Сс=ф. (14-51)
Схемы наиболее часто используемых на практике
сглаживающих фильтров приведены на рис. 14-13. Наиболее
541
широко используются Г- и П-образные фильтры. Иногда
встречаются многозвенные и специальные (например,
резонансные) фильтры. Сглаживающее действие емкостного
(рис, 14-13, б) и индуктивного (рис. 14-13, а) фильтров
рассмотрено выше. Определим коэффициент сглаживания Г-об-
разного индуктивно-емкостного фильтра (рис. 14-13, в),
коэффициенты пульсаций на входе и выходе которого равны:
Кп = итп/и0; Кп = и'тп/и'о (где Утп и итп9 и0 и [/; —
соответственно амплитудные значения гармоник основной
частоты пульсаций и средние значения выпрямленного
напряжения на входе и выходе фильтра).
Коэффициент сглаживания фильтра равен:
Амплитудные значения гармоник пульсаций можно
записать в виде
где 1' = (— }ХС) || Ян = 1+Днотс/?н — сопротивление
нагрузки,- шунтированной конденсатором фильтра;
1 = 7?в + /?др + /со/, + 1Г — полное сопротивление цепи.
Схемы фильтров обычно выполняются так, чтобы
выполнялись неравенства 1/тсоС <^ Ян <^ тсс!,; /?др <^ /?и; #в <^
тсо£.
Для этого случая
и коэффициент сглаживания Г-образного
индуктивно-емкостного фильтра определяется формулой
Кс = Щ^т2^ЬС — 1. (14-53)
При расчете фильтра коэффициент сглаживания обычно
задается, а искомыми величинами являются Ь и С. Формулу
(14-53) удобно переписать в виде
^С=-^-Ш [гн.мкф] (14-54)
или для сети с частотой / = 50 гц
ЬС = ^щ±±. (14-55)
542
Полученные формулы дают возможность по заданному
значению /Сс найти произведение ЬС. Значение
индуктивности и емкости следует выбирать так, чтобы фильтр в
целом являлся индуктивной нагрузкой для выпрямителя.
Кроме того, для исключения резонансных явлений на
частоте пульсаций собственная частота фильтра и частота
пульсаций должны резко отличаться. Для этого достаточно
выполнить неравенство
тсо>2(оф,
где о)ф = — собственная частота фильтра.
При выборе дросселя и конденсатора фильтра следует
учитывать ток нагрузки /к. При большом значении /н
увеличивается падение напряжения на омическом
сопротивлении дросселя и снижается эффективность дросселя в
результате подмагничивания. При малых токах нагрузки
целесообразно выбирать большую индуктивность, а при больших
токах нагрузки — большую емкость. При очень малых
выпрямленных токах (до 10 ма) и небольших значениях
коэффициента сглаживания целесообразно пользоваться
Г-образньш/?С-фильтром (рис. 14-13, е), который позволяет
уменьшать вес, габариты и стоимость фильтра. При расчете
коэффициента сглаживания #С-фильтра необходимо
учитывать уменьшение не только переменной, но и постоянной
составляющей выпрямленного напряжения. На основании
равенства (14-52) можно записать:
где 1'=-\ХС || Я, ъ - ]ХС: г = Я„ + Яф+Гя«#ф - /Хс;
£в<#Ф; \г'\ = \хс\;
I г | = ук\ + хё; г/'о=/оЯн; и0=Аиф+£/;=/„ (#ф + /?„).
Подставив последние соотношения в формулу (14-58),
получим:
*з>\а + 1 *н
-жЬ^У(^птС)2 + 1- (14"57)
Формула (14-57) позволяет произвести расчет элементов
сглаживающего фильтра. Величина сопротивления фильтра
#ф обычно принимается равной (0,2 ч- 0,3) Ян. По задан-
543
ному коэффициенту сглаживания находится необходимая
емкость конденсатора С.
/?С-фильтры часто используются в качестве
развязывающих цепочек для устранения низкочастотной генерации
в многокаскадных усилителях. Параметры этих цепочек
можно рассчитывать упрощенно, исходя из неравенства
1
где сон = 2я/н — низшая частота усиливаемого сигнала.
На практике наибольшее распространение получил
П-образный индуктивно-емкостный сглаживающий фильтр
(рис. 14-13, г). Его можно
рассматривать как сочетание " двух простых
фильтров: емкостного (Сг) и Г-образ-
ного (дроссель Ь и конденсатор С2).
Коэффициент сглаживания такого
фильтра приближенно можно найти
как произведение коэффициентов
сглаживания каждого звена
Яс.п = *с.с/Сс.г. (Н-58)
При выборе коэффициентов
сглаживания каждого звена необходимо
исходить из условия получения
максимального значения Kz.iv ПРИ
минимальных габаритах и стоимости
фильтра. Можно показать, что
коэффициент сглаживания П-образного
фильтра достигает максимума при Сх = С2. Расчет
П-образного фильтра целесообразно производить в следующем
порядке. По расчетной величине Н определяется
величина емкости Сх [формула (14-34)] и округляется до
ближайшего стандартного значения. После этого
уточняется значение коэффициента пульсаций на емкости Сх.
Допустимая величина Кп равна 0,5—0,2. По допустимому
коэффициенту пульсаций напряжения на нагрузке Кп
определяется коэффициент сглаживания Г-образного
фильтра [формула (14-51)] и по полученному значению Кс. г
находится необходимая величина индуктивности дррсселя
фильтра Ь из равенства (14-55), причем принимают Сх = С2.
Коэффициент сглаживания двойного Г-образного фильтра
(рис. 14-13, д) определяется произведением коэффициентов
сглаживания обоих фильтров.
544
Находят применение фильтры, в которых для
улучшения сглаживания пульсаций выпрямленного напряжения
используются резонансные явления (рис. 14-14). В схеме
рис. 14-14, а (ее иногда называют фильтром-пробкой)
используются свойства параллельного колебательного
контура, состоящего из L и C¿, включенных последовательно
с нагрузкой. При XL = ХСк на основной частоте
пульсаций meo резонансное сопротивление, контура велико и на
нагрузке практически отсутствует переменная
составляющая этой частоты. Однако качество фильтрации меняется
при изменениях частоты сети и тока нагрузки, а
коэффициент сглаживания для высших гармоник падает. Поэтому
рассматриваемая схема обеспечивает снижение пульсаций
лишь в 3—4 раза большее, чем простой LC-фильтр.
Лучшую фильтрацию обеспечивает схема, приведенная
на рис. 14-14, б. В этой схеме используются резонансные
явления последовательного колебательного контура CKLK.
Если активное сопротивление дросселя в контуре r¿K близко
к нулю, то на резонансной частоте полное сопротивление
ветви LKCK равно нулю (XL = Xcj и переменная
составляющая выпрямленного напряжения с основной
частотой на нагрузке почти полностью отсутствует. Коэффициент
сглаживания рассматриваемого фильтра можно определить
по формуле
где 1' = г0 = гЬк +. гж + гСк + /Х1к — ]ХСк ^ гк (гж —
сопротивление потерь в сердечнике; Гск — сопротивление
потерь в диэлектрике конденсатора); 1 = VXI + 2^-
Тогда
или
Кф=~. (14-60)
Фильтр с последовательным контуром имеет более
высокий по сравнению с обычным 1С-фильтром коэффициент
сглаживания, не зависимый от тока нагрузки. Изменение
частоты сети, как и в предыдущей схеме, ухудшает
фильтрацию выпрямленного напряжения.
18 Виноградов Ю. В,
Глава пятнадцатая
СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ
Качество работы электронной схемы в значительной степени
определяется стабильностью источников питания и величиной их
выходного сопротивления. Напряжение питания должно оставаться
постоянным при колебаниях напряжения и частоты сети, изменениях нагрузки,
а также при колебаниях температуры, влажности и давления
окружающей среды и т. д. Величина выходного сопротивления источника
питания должна быть достаточно мала, что особенно важно для
транзисторных схем.
Для стабилизации переменного напряжения на входе выпрямителя
можно использовать электромагнитный стабилизатор. Однако при
колебаниях напряжения сети на ± 10% напряжение на выходе такого
стабилизатора изменяется на ±2--г 3%, что в большинстве случаев
недопустимо.
Наиболее широкое распространение получили стабилизаторы
постоянного напряжения, включаемые между выпрямителем и
потребителем электрической энергии. Эти стабилизаторы строятся на
транзисторах или электронных лампах и часто называются электронными.
Транзисторы и кремниевые стабилитроны позволяют создавать простые
и совершенные стабилизаторы с широким диапазоном выходных
напряжений и токов. Электронные стабилизаторы обеспечивают
минимальное выходное сопротивление источника питания в весьма широком
диапазоне частот. Это позволяет устранить нежелательную обратную
связь между различными узлами электронных схем через источник
питания. Требуемая точность работы электронных стабилизаторов
„напряжения довольно велика. Например, для питания узлов
измерительных устройств, работающих с точностью свыше 0,1%, необходимо
стабилизировать напряжение питания с точностью до 0,01%.
Основными показателями стабилизаторов напряжения являются:
1. Коэффициент стабилизации, равный отношению
относительного приращения напряжения на входе к относительному
приращению напряжения на выходе:
2. Выходное сопротивление, характеризующее
изменение выходного напряжения при изменении тока нагрузки:
<*иВХа<шъ
вых
(15-1)
вых —
(15-2)
546
3. Коэффициент полезного действия, равный
отношению мощности в нагрузке к номинальной входной мощности:
^вх'вх
4. Дрейф (допустимая нестабильность) выходного постоянного
напряжения.
В ряде случаев стабилизаторы напряжения характеризуются
абсолютным коэффициентом стабилизации, который одновременно
показывает сглаживающее действие стабилизатора как фильтра:
я=ж^; <15-4>
аивых
статическим выходным сопротивлением
^вых. ст = 7^ (15-5)
и коэффициентом стабилизации тока
к=гчг- <15"6>
'вх а/н-
При расчете стабилизаторов напряжения обычно исходят из
номинальных выходного напряжения и тока нагрузки, коэффициента
стабилизации и выходного сопротивления (или допустимой нестабильности
выходного напряжения и пределов изменения тока нагрузки),
допустимой амплитуды пульсаций выходного напряжения, дрейфа выходного
напряжения и относительных пределов изменения входного
напряжения .Ан = ^вх-^вх.мин и Дв== ^вх.макс —^вх< Номинальное
^вх ^вх
входное напряжение Цвх определяется при расчете.
Различают две основные группы стабилизаторов напряжения —
параметрические и компенсационные. На практике часто встречаются
их комбинации.
15-1. ПАРАМЕТРИЧЕСКИЙ СТАБИЛИЗАТОР НАПРЯЖЕНИЯ
В параметрических стабилизаторах напряжения используется
прибор с резко нелинейной зависимостью напряжения от тока —
стабилитрон. Схема включения стабилитрона выбирается так, чтобы при
колебаниях входного напряжения выходное напряжение практически
не менялось. Схема параметрического стабилизатора напряжения на
кремниевом стабилитроне приведена на рис. 15-1, а. Стабилитрон Д
работает при обратном смещении (в области пробоя) и включается
параллельно нагрузочному сопротивлению 7?н, на котором необходимо
поддерживать постоянное напряжение. Рабочая точка в режиме
стабилизации может перемещаться в пределах всего рабочего участка
характеристики от /ст. мин до /Ст. макс (Рис- 15-1,6). Так как
характеристика, стабилитрона почти горизонтальна, то и напряжение на
нагрузке практически не изменяется. Последовательно с параллельно
включенными стабилитроном и сопротивлением нагрузки включается
балластное сопротивление
18*
547
При изменениях напряжения Ux (Rn = const) меняется величина
тока через балластное сопротивление за счет изменения тока
стабилитрона. В результате все приращение входного напряжения падает на
балластном сопротивлении, а выходное напряжение почти не меняется.
Если изменяется ток нагрузки /н (Ux — const), то происходит
перераспределение тока между стабилитроном и нагрузкой (меняется /ст)
почти без изменения общего тока /г, потребляемого от источника
питания Uv Выходное напряжение на нагрузке остается практически
постоянным.
Определим режим работы и показатели стабилизатора при
колебаниях входного напряжения (Ul = U0i d= Ас/Х) и Ru = const.
Стабилитрон выбирается по номинальному напряжению стабилизации 1/ст,
.которое должно равняться U Дифференциальное сопротивление диода
Рис. 15-1.
на рабочем участке характеристики RA будем считать постоянным,
причем #д < R6. Тогда выходное сопротивление стабилизатора равно:
Для обеспечения режима стабилизации необходимо выбрать
исходные значения токов /0ст и /01 и величину балластного сопротивления
R$. При R.t] = const ток /0ст целесообразно выбирать в середине
линейного участка характеристики (точка л на рис. 15-1, б). по
известным значениям /ст. макс и'^ст. мин находим:
/ Л: т. макс ~f~ Л;т. мин л г; Я\
/ост— 2 • \1^'0)
Входные ток и напряжение равны соответственно:
/1 = /Ст + /и; (15-9)
¿7, = ¿4 + ^ = ¿4 + V?6. (15-10)
' Зная нагрузку и напряжение на ней u2, находим:
/,, = ^. ..(15-11)
Из равенства (15-9) определим /01 и далее величину R$ по формуле
/?6 = -^-р^-. (15-12)
В режиме стабилизации Ц2 и /п остаются постоянными. Из
соотношений (15-9) и (15-10) следует: А/7Х = АЦТ = Л/^; ньд^ =
=:±: А/ст = /ст. макс — /0ст = /0ст — /ст> мин. Тогда стабилизация
будет осуществляться при колебаниях входного напряжения, равных
±а01 = ±М1Я6. (15-13)
Считая дифференциальное сопротивление диода на рабочем участке
равным отношению изменения напряжения стабилизации к вызвавшему
его изменению тока стабилизации | АЦ2 = /?ДА7СТ 1, находим
коэффициент стабилизации:
_ АО\ , АЦ2 _ А/ст/?б . Л/ст/?д Ц2 /?б
<ст~ иг • и2- и, '~Л2~~ иГ^' { >
Коэффициент стабилизации можно повысить, выбрав стабилитрон
с малым ^д и увеличив 1^$. Однако величину можно увеличить, лишь
повышая &!, что не всегда приемлемо. Для повышения коэффициента
стабилизации в параметрическом стабилитроне молено применять
каскадное включение стабилитронов. При необходимости
стабилизировать напряжения, большие номинального рабочего напряжения
стабилитрона, можно применять последовательное включение
стабилитронов, сумма номинальных рабочих напряжений которых равна
требуемому выходному напряжению.
Параметрический стабилизатор не позволяет регулировать
выходное напряжение, не обеспечивает высокой стабильности и больших
токов нагрузки, обладает температурным дрейфом. Он обычно
используется в качестве источника опорного напряжения в более мощных
компенсационных стабилизаторах, где работает с малыми токами
нагрузки и температурной компенсацией, что обеспечивает его
хорошую стабильность.
Параметрические стабилизаторы напряжения на газоразрядных
стабилитронах строятся аналогично. Они обычно рассчитываются на
более высокие рабочие напряжения и имеют большие выходные
сопротивления. Напряжение стабилизации таких стабилизаторов может
скачкообразно изменяться при включениях и меняться в процессе старения,
но обладает меньшим температурным дрейфом. Эти стабилизаторы имеют
большие габариты и вес, меньшую механическую прочность.
15-2. КОМПЕНСАЦИОННЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ
В компенсационных стабилизаторах напряжения
производится сравнение фактической величины выходного напряжения
с его заданной величиной и в зависимости от величины и знака разности
между ними автоматически осуществляется соответствующее
воздействие на элементы стабилизатора, направленное на уменьшение этой
разности. Компенсационный стабилизатор напряжения представляет
собой систему автоматического регулирования (рис. 15-2, а и б).
Основными элементами таких стабилизаторов являются:
источник опорного (образцового) напряжения /, сравнивающей и
усилительный элемент (УПТ) 2 и регулирующий элемент (транзистор
или электронная лампа) 3.
С опорным напряжением сравнивается фактическое выходное
напряжение стабилизатора или часть его. В качестве источника опорного
напряжения в большинстве случаев используются параметрические
549
стабилизаторы и, реже, гальванические батареи или нормальные
элементы, поскольку они имеют большие габариты, вес и небольшой срок;
службы. Усилитель постоянного тока сравнивает и усиливает разность
между опорным и выходным напряжениями до величины, необходимой
для управления регулирующим элементом — мощным транзистором
(или электронной лампой). По способу включения регулирующего
элемента компенсационные стабилизаторы можно разделить на
стабилизаторы последовательного и параллельного типа.
В стабилизаторах последовательного, типа (рис. 15-2, .а)
регулирующий элемент 3 включается между выпрямителем и нагрузкой
и выполняет роль балластного сопротивления. Схема усилителя
постоянного тока 2 строится так, чтобы при возрастании напряжения на
выходе стабилизатора (например, за счет увеличения входного
напряжения или уменьшения тока нагрузки) выходной сигнал усилителя
запирал регулирующий элемент (фаза сигнала на выходе усилителя
должна быть противоположна фазе сигнала на его входе). При этом
1 Л1р\\\
1)1
0-
2
Д12
Еоггуиг
\1*н
-0-
и2
а)
Рис. 15-2.
внутреннее сопротивление регулирующего элемента возрастает,-
падение напряжения на нем увеличивается, а выходное напряжение
стабилизатора остается практически неизменным. При уменьшении
выходного напряжения реакция стабилизатора будет обратной. В
стабилизаторах последовательного типа на регулирующем элементе падает
напряжение, равное Цг — и2, и, следовательно, Лб^ = Д£/р. Через
регулирующий элемент протекает ток, незначительно превышающий ток
нагрузки (1р^1н и, следовательно, А/р ^ А/и).
В стабилизаторах параллельного типа регулирующий
элемент 3 включается параллельно нагрузке, а последовательно с ними
включается постоянное балластное сопротивление Я$ (рис. 15-2, б).Схема
усилителя постоянного тока строится таким образом, чтобы при
возрастании напряжения на выходе стабилизатора выходной сигнал усилителя
увеличивал ток через регулирующий элемент. За счет увеличения тока
регулирующего элемента'повышается падение напряжения на
балластном сопротивлении, а напряжение на нагрузке почти не изменяется.
В стабилизаторах параллельного типа к регулирующему элементу
приложено напряжение, равное выходному, а ток, протекающий через него
при неизменном иъ находится в обратной зависимости оттока нагрузки,
т. е. А/р =— А/н. Параметрический стабилизатор напряжения
соответствует структуре упрощенного стабилизатора параллельного типа,
где диод выполняет функции регулирующего элемента, а усилительный
элемент отсутствует.
550
Стабилизаторы параллельного типа имеют меньший к. п. д. и
применяются реже. Для стабилизации повышенных напряжений и токов,
при переменных нагрузках обычно" применяются стабилизаторы
напряжения последовательного типа. Их недостатком является то, что при
коротком замыкании на выходе к регулирующему элементу
прикладывается все входное напряжение.
Компенсационный стабилизатор последовательного типа.
Минимальное входное напряжение стабилизатора можно выбрать из условия
^1мин = ^2 +ьЦ).миш (15-15а)
где мин — минимальное напряжение на регулирующем элементе,
превышающее величину пульсаций.
Транзисторы нормально работают при коллекторных напряжениях
UK < 1в. При U2 > 8 10 в можно считать U2 > /7р. мин. Тогда
и1мт^и2. (15-156)
При анализе стабилизатора удобно пользоваться выражениями
UlMm = t/i (1 — Д„). ^Лмакс - Ui (1 + Дв). A^i = иг (Дн + Лв).
Номинальное входное напряжение стабилизатора равно:
^i^f^i^v (1М6)
За номинальный ток регулирующего элемента (при U2 = const
и большом внутреннем сопротивлении регулирующего элемента Ri)
обычно принимается максимальный ток нагрузки (7р = /1Ь макс). Ток
/р практически не зависит от изменений входного напряжения.
Наибольший ток регулирующего элемента должен превышать /н< макС, т. е.
^р.макс ^ Льмакс (15-17а)
Ток /р. макс можно выразить через наибольшую мощность
рассеяния регулирующего элемента Рмакс и максимальное падение
напряжения на нем £/р.макс:
' /р.«акс = 77^. ' (15-Пб)
^р. макс
Поскольку справедливы равенства:
#р. макс = ^1макс — ^2 = Ux О + Дв) — ^2 =
(^2+^р.мин)0 + Ав) и =
U2 (Ан + Ав) + ЦьиИН О + Ав) ^ . Ц (Ав + Ап)
1-Дн ^ 1-Дн ]
(15-18)
/ ^макс 1 Ап (]^-]7п\
/р.макс - ^ Дв + Ди + (1 + Дв)Ур.мип/^ • <10 й>
При определении основных показателей стабилизатора обозначим
коэффициент .усиления по току усилителя постоянного тока К1У, а его
входное сопротивление со стороны выхода стабилизатора (с учетом
источника опорного напряжения) /?ус. Регулирующий элемент удобно
рассматривать как генератор тока /р = /вх. р/0р, имеющий внутреннее
сопротивление Сопротивление велико, и основной ток нагрузки
551
обусловлен током регулирующего элемента. Общий коэффициент
усиления., по току усилительного и регулирующего элементов .обозначим
/С; — /ОуЛТф. В компенсационном стабилизаторе последовательного
типа общий коэффициент усиления тока должен иметь отрицательный
знак. В этом случае положительное приращение входного тока
усилителя Д/ус вызывает отрицательное приращение тока регулирующего
элемента (направление приращения противоположно основному току
регулирующего элемента). В противном случае схема оказывает
дестабилизирующее влияние.
Выходное сопротивление стабилизатора найдем для случая
отключенной нагрузки и закороченного входа. Задавая на выходных
зажимах стабилизатора приращение Д£/2> получим состоящее из трех
составляющих суммарное приращение тока Д/2 (приращения токоз
показаны сплошной стрелкой):
Д/2 = А/ус + А/р+Л/^> ' (15-19)
где
или
откуда
*вых = ^ Н Я** (15-20а)
где 7?оо — характеристическое сопротивление, равное выходному
сопротивлению стабилизатора для переменной составляющей
при 1?1 —>оо,
' /?оо = т+^£.' (15-21)
Обычно > 7? со, и выходное сопротивление стабилизатора равно:
Явых^Ясо. (15-206)
В этих формулах не учтено выходное сопротивление выпрямителя,
которое зависит от частоты потребляемого тока. Для медленных
изменений тока выходное сопротивление выпрямителя определяется
омическим сопротивлением обмоток трансформатора и дросселя фильтра и
внутренним сопротивлением вентилей. Для быстрых изменений тока
это сопротивление равно сопротивлению выходного конденсатора
фильтра.
Коэффициент стабилизации определим, задавая на входных
зажимах стабилизатора приращение Дс/г и полагая, что при этом
выходное напряжение изменится на величину Д£/2. Тогда
дЧ. = (А/Р+Д/ус) + А/н. " (15-22>
где
. л/ л-л/ _АЦ(1+/Г,)_АЦ
Д/р + Д/ус — о о—
(приращения токов А/^ и А/п для этого случая показаны пунктиром)
или
— А¿4 _ 02 АЦ2
00
откуда при /?н > /?вых получаем:
^ИсоЦ/гЛЛсэ" (15"23)
Коэффициент стабилизации определится соотношением
к« = -и-тг' - <15"24>
^1 /хоо
Коэффициент стабилизации увеличивается с ростом отношения
/?г//?оо. Так как сопротивление /^ определяется регулирующим
элементом, то коэффициент стабилизации можно повысить, уменьшая
характеристическое сопротивление путем увеличения общего
коэффициента усиления усилительного и регулирующего элементов. С
учетом выражения (15-16) коэффициент стабилизации можно записать
в виде
Считая /х = /р = /н, находим к. п. д. стабилизатора:
Т) = ^ьмакс = ^2 (1 - Ан) 1 _ дн> (15-26)
Обычно входное напряжение изменяется не более чем на 10—15%.
При этом к. п. д. стабилизатора имеет порядок 0,9—0,85.
Для стабилизаторов параллельного типа выходное сопротивление
и коэффициент стабилизации можно определить по формулам (15-20)
и (15-24), заменяя в них"/?/ на
15-3. КОМПЕНСАЦИОННЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ
ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОГО ТИПА НА ТРАНЗИСТОРАХ
Од покаскадный стабилизатор последовательного типа без
усилительного элемента. Стабилизатор последовательного типа (рис. 15-3, а
и б), у которого в качестве регулирующего и усилительного элементов
используется один транзистор, по существу представляет собой эмит-
терный повторитель. Потенциал базы эмиттерного повторителя задается
параметрическим стабилизатором. В рассматриваемой схеме /р = /э»
%1 == гк/ (1 + 5). Выходное напряжение представляет собой разность
между опорным напряжением и напряжением иъ$ (Ц2 = ист — I)ъ§ ^
^1/СТ). Стабилизация осуществляется следующим образом. При
возрастании выходного напряжения уменьшается напряжение между
эмиттером и базой транзистора, что вызывает рост сопротивления транзистора
и увеличение падения напряжения на нем, а выходное напряжение
553
при этом почти не меняется. В цепи базы включено сопротивление
/?г = #б || #д с=55 #д. По формуле (Ю-37) найдем:
# ^1? = г + Г(5 + /?д (15-27)
Авых Аоо гэ^ \ + В ' '
г ' -\- $
Величину выходного сопротивления можно уменьшить до -уцг^'
увеличивая ток /э(г=>—«"О).
Коэффициент стабилизации определяется из соотношения (15-25)
Ка~гьЛ~+У,('+в)- (15"28)
При отключении нагрузки ток стабилитрона максимален и
определяется сопротивлением С ростом тока нагрузки ток стабилитрона
Рис.
уменьшается, достигая минимума при /н< макс. Максимальный ток на=
грузки в этой схеме обычно ограничивается не наибольшей
рассеиваемой транзистором мощностью и не допустимым диапазоном
изменения тока стабилитрона, а выходным сопротивлением стабилизатора.
На сопротивлении /?вых ПРИ больших токах /н возникают значительные
колебания выходного напряжения hU'2. Если величина AU'2 при
изменениях тока нагрузки не должна превышать AU2, возникающее
при изменениях AUly то ток нагрузки следует ограничивать на уровне
A UJ'/Сетевых-
Выходное сопротивление стабилизатора велико — порядка 1 ом.
Расчетная величина коэффициента стабилизации получается большой
(порядка 150—300). В действительности величина /Сст ограничена
стабильностью источника питания Е. При малой стабильности этого
источника будет меняться снимаемое со стабилитрона напряжение, и эти
изменения практически определят точность работы всего стабилизатора,
Величина сопротивления R$ выбирается из условия
(15-29)
п + 'б
£51
Можно считать, что иб^и^ ¡6 ^ н,^акс,и выбирать ток /д
в пределах /ст. мин < /д < /ст. макс — /б.
Стабилизатор последовательного типа с од покаскадным УПТ.
Принципиальные схемы стабилизаторов последовательного типа с одно-
каскадным УПТ приведены на рис. 15-4. В этих схемах регулирующим
элементом является транзистор 715 а сравнивающим и усилительным —
транзистор Т2. Выходное напряжение схемы рис. 15-4, а близко к с/д =*
= £/ст. Схема работает следующим образом. При увеличении
напряжения на входе или уменьшении тока нагрузки начинает увеличиваться
выходное напряжение. Так как напряжение между базой транзистора
Т2 и выходом стабилизатора остается неизменным, то потенциал базы
должен стать более отрицательным относительно эмиттера. Транзистор
Т2 приоткрывается, его коллекторный ток возрастает. Приращение
Рис. 15-4.
Д/к2 создает на сопротивлении /?01 падение напряжения, плюсом
приложенное к базе регулирующего транзистора 7\. Регулирующий
транзистор подзапирается,. падение напряжения на нем возрастает,
компенсируя увеличение входного напряжения. Выходное напряжение
при этом остается практически постоянным.
С помощью токоотводящих сопротивлений /?01 и ]%02 и
дополнительных источников питания Ет и £я устанавливаются нормальные режимы
работы транзисторов 7\ и Т2. При отсутствии токоотводящих
сопротивлений и при /н. ыакс рабочие токи транзисторов должны быть слишком
велики (/г2 = 'д'мит /К2 ^ Д2-/д. мин» Ла мин)- Через сопро-
тивление #01 протекает сумма токов /к2 и /б1. При значительных токах
нагрузки и малом В1 базовый ток регулирующего транзистора
может превышать ток коллектора усилительного транзистора /к2,
что приведет к дестабилизации схемы. Чтобы не ограничивать базовый
ток регулирующего транзистора, сопротивление 1?01 должно быть мало.
Наоборот, для повышения коэффициента усиления транзистора Т2
сопротивление #01 желательно выбирать возможно большим. Сохранить
большое значение #01 без,ограничения тока базы транзистора Т\ можно
путем увеличения коэффициента усиления по току регулирующего
транзистора /С,р. Сопротивление И02 и источник ЕА включаются в том
555
случае, когда рабочий ток стабилитрона не соответствует току базы
транзистора Г2. Сопротивления #0 выбираются из условий:
/ - / • / ~ - Ет -~ °2
1аг — уб1макс т* 1кг ~ Б
Л)2 ~ Ад .макс Aj2 ^ пД ,
Ао2
(15-30)
Оценим основные показатели стабилизатора напряжения, схема
которого приведена на рис. 15-4, а. Очевидны следующие равенства:
/р = #ус = Лд II #02 + #вх2; -Лвх2 = 'б2 + Гэ2 (1 + ^) и"/(/
Вх&г (при #01 > Явх1>- Считая #д < #02 и 5 > 1, по формуле
(15-21) находим выходное сопротивление стабилизатора:
Л ^ ^ /гд + г^ + г>>(1 + /?а) Гц #д + гб;
Полагая ^ гкх/(1 ~1г Вд> коэффициент стабилизации
определяем по формуле (15-24):
„ _ 0 + Ан)£2гк1
^д+^ + ^2(1+^2) •
(15-32)
В рассматриваемой схеме расчетное значение /?вых может составлять
сотые доли ома, а /(ст — порядка нескольких тысяч.
На качество работы стабилизатора большое влияние оказывает
способ подключения сопротивления #01. Если сопротивление R01
подключить к входной шине (пунктир на рис. 15-4, а), то возникает прямая
связь со входа на выход, резко снижающая коэффициент стабилизации
(до 10—20). Если сопротивление #0i подключено к дополнительному
источнику Ет, то он должен быть хорошо стабилизированным. В схеме,
приведенной на рис. 15-4, а, питание осуществляется от
дополнительного параметрического стабилизатора на стабилитроне Д2.
Аналогичные требования предъявляются и к источнику £д.
Максимальный ток нагрузки стабилизатора при полном
использовании характеристики стабилитрона и наличии подходящего
регулирующего транзистора может составлять величину /и> макс ^ В^2А/Д.
Однако, как и в предыдущем случае, величина максимального
выходного тока ограничивается выходным сопротивлением стабилизатора на.
уровне десятков (иногда сотен) миллиампер. В рассматриваемой схеме
величину U2 ограничивает наибольшее напряжение коллектора Г2.
Для снижения напряжения (/кэ2 и получения более высокого
выходного напряжения стабилитрон включают в эмиттерную цепь
транзистора Г2 (рис. 15-4, б). Если рабочий ток /э2 меньше, чем /д. мин, то
включается токоотводящее сопротивление #02, которое подключается
к выходу стабилизатора. В этой схеме усилитель имеет большее
входное сопротивление
Явх2=^ + (Ц-б2)(г52 + #д),
что увеличивает выходное сопротивление стабилизатора и уменьшает
коэффициент стабилизации. Поэтому при таком включении
стабилитрона целесообразно увеличивать число усилительных каскадов. .
Регулировка выходного напряжения. Для обеспечения плавной
регулировки выходного напряжения с опорным напряжением сравни-
556
вается часть выходного напряжения, снимаемая с делителя — /?2
(рис. 15-5, а). При /д = /б и с7эб ¿=0 выходное напряжение
стабилизатора равно:
где
*/.= </ст+'('2+
и,.
(15-33)
Так как ток базы транзистора мал, то для снижения входного
сопротивления усилителя необходимо уменьшить сопротивление делителя
и выполнить условие i^ ;> 1$. Тогда
ил**ист 1 +
/?1
(15-34) !
Изменяя отношение сопротивлений в цепи делителя, можно плавно ,
изменять выходное напряжение стабилизатора от величины Цст до
Рис. 15-5.
требуемого значения. Однако качественные показатели стабилизатора
с регулировкой выходного напряжения ухудшаются, так как на вход
усилителя поступает только часть приращения выходного напряжения.
Пользуясь эквивалентной схемой (рис. 15-5, б), в которой
сопротивление в цепи базы увеличено на Яжел =/?Ь2=,/?1 ц Я2, а напряжение, прило-
женное к цепи базы, уменьшено в отношении <7 = -5—,2 , можно
/<1 -р /<2
записать для величины приращений входного тока усилительного
элемента следующее выражение:
д/' = • я&и2
У^ ^вх + + ^дел'
Уменьшение приращения входного тока равносильно увеличению
эквивалентного входного сопротивления усилителя и соответственно
выходного сопротивления стабилизатора. Можно показать, что выход-
557
кое сопротивление Явых и коэффициент стабилизации К'ст стабилизатора
с регулировкой выходного напряжения равны:
чвых дчоо "чвых
(15-35)
^т " К" ~СГ /Сст 1+Лдел/^.х+Лд) ' (15"3б)
где #вых и КСт — соответствующие показатели стабилизатора без
делителя. Из выражений (15-35) и (15-36) следует, что элементы делителя
целесообразно выбирать из условия
Лдел<Лд+/?вх. <15-37)
Применение низкоомного делителя приводит к большой потере
мощности на выходе стабилизатора (ток делителя может превышать ток
нагрузки), снижает его к. п. д. и требует применения более мощного
регулирующего транзистора. При расчетах максимальный ток нагрузки
необходимо суммировать с током, потребляемым делителем и усилителем
(дополнительный ток не должен превышать 10% оттока нагрузки, но
должен быть на порядок больше тока базы транзистора Т2).
При низкоомном делителе показатели стабилизатора ухудшаются
в ? раз. Омический делитель в ц раз уменьшает как постоянную, так
и переменную составляющие напряжения рассогласования, которые
поступают на вход усилителя. Для того чтобы усилитель передавал
с минимальным ослаблением переменное напряжение (пульсации,
скачки) с выхода стабилизатора на вход усилителя, необходимо
уменьшать сопротивление верхнего плеча делителя /?! по переменному току,
например путем шунтирования его емкостью.
В схеме рис. 15-4, б стабилитрон включен в эмиттерную цепь.
В этом случае делитель можно выбирать более высокоомным, так как
/?дел (1 + В2)Ял + #вх. Ухудшение делителем показателей
стабилизатора при. подобном включении стабилитрона значительно меньше.
Схема рис. 15-4, б позволяет получить стабилизированное напряжение
больше опорного. Для получения стабилизированного напряжения
как большего, так и меньшего, чем опорное, можно применять схему
сравнивающего узла, показанную на рис. 15-5, е.
Стабилизаторы последовательного типа с многокаскадным УПТ.
Во многих случаях делитель напряжения подключается к одному из
входов дифференциального усилительного каскада, другой вход
которого стабилизирован источником опорного напряжения (рис. 15-6).
В этом стабилизаторе многокаскадный усилитель постоянного тока
построен на транзисторах р-п-р и /г-р-я-типа. Для получения
максимального усиления по току в качестве коллекторного сопротивления
выходного каскада УПТ (Т4) используется транзистор Т3 другого типа
проводимости. Этот транзистор работает в режиме источника
постоянного тока и представляет собой высокое сопротивление как для
транзистора Т4, так и для транзистора Т2. Потенциал эмиттер—база
транзистора Т3 задается практически постоянным падением напряжения на
диоде Дъ который включен в прямом направлении через большое
гасящее сопротивление. Так как ток коллектора транзистора Т3 равен
сумме тока базы транзистора Т2 и тока коллектора транзистора 74,
то все приращение тока коллектора выходного каскада УПТ является
управляющим сигналом для регулирующего элемента.
558
При работе стабилизатора требуется в широких пределах изменять
падение напряжения на регулирующем элементе и ток через него.
Чем меньшим током управляется регулирующий элемент, тем менее
мощным должен быть усилитель постоянного тока. Поэтому основное
усиление по- току в цепи усилитель — регулирующий элемент
целесообразно получать в регулирующем элементе, а не в УПТ. Помимо
возможности пропускания больших токов, регулирующий элемент
должен обладать большим коэффициентом усиления по мощности.
В качестве регулирующего элемента целесообразно применять
составной транзистор, у которого /б = /б2, 1п—1э—1эЪ К[Р ^ В%~
= в1в2 и который обеспечивает большой ток нагрузки при малом
входном токе. Количество транзисторов, входящих в составной,
определяется конкретными требованиями к схеме.
В схеме стабилизатора минимальный ток нагрузки не может быть
меньше тока /кос. У мощных транзисторов этот ток достигает десятков
Рис. 15-6.
миллиампер даже при комнатной температуре. Этот минимальный ток
можно уменьшить подачей в базу отрицательного тока через
сопротивление Я0.
Частотная зависимость коэффициента передачи тока
обусловливает комплексный характер выходного сопротивления и коэффициента
стабилизации стабилизатора. С ростом частоты пульсации и скорости
изменения входного напряжения выходное сопротивление
увеличивается, а коэффициент стабилизации уменьшается. По сравнению
с установившимися их значения на высоких частотах могут отличаться
в несколько раз, а выходное напряжение после первоначального скачка
будет восстанавливаться с постоянной времени т0 ^ 2Тд . Для
сокращения переходного процесса выход стабилизатора необходимо
шунтировать большой емкостью С2. Наличие емкости, кроме того, уменьшает
опасность самовозбуждения стабилизатора. В общем случае
устойчивость работы можно повысить или путем уменьшения количества
инерционных звеньев в цепи стабилизатора как системы автоматического
регулирования, или уменьшением коэффициента усиления. Однако эти
требования нечвсегда выполнимы. Коэффициент усиления может быть
тем выше, чем больше разница в постоянных времени отдельных звеньев.
Наличие емкости С2 увеличивает постоянную времени звена нагрузки.
Иногда увеличивают постоянные времени регулирующего и
усилительного элементов (например, коллекторный переход усилительного или
эмиттерный переход регулирующего транзисторов шунтируют неболь-
559
шой емкостью). В ряде случаев причиной самовозбуждения может быть
паразитная обратная связь по току нагрузки.
В высококачественных стабилизаторах применяются специальные
меры для защиты схемы и ее элементов от перегрузок и коротких
замыканий на выходе. В стабилизаторах последовательного типа наиболее
подвержен перегрузкам регулирующий транзистор. Защита
стабилизатора от перегрузок осуществляется
либо отключением схемы
стабилизатора от выпрямителя (например, с
помощью релейной схемы), либо
ограничением потребляемого тока.
Принципы построения
стабилизаторов тока
В стабилизаторах тока нагрузка
/?н, через которую должен быть
стабилизирован ток /н, включается в цепь
источника Цвх через регулирующий
Рис. 15-7. элемент 7\ (рис. 15-7).
Последовательно с нагрузкой включается
контрольное сопротивление /?ь падение напряжения на котором
сравнивается с опорным напряжением, снимаемым со стабилитрона.
Разность — ист усиливается усилительным элементом Г2, который
управляет регулирующим элементом. Эти стабилизаторы по существу
стабилизируют на контрольном сопротивлении напряжение, которое
пропорционально току нагрузки. Основными показателями
стабилизатора тока являются выходное сопротивление и коэффициент
стабилизации тока.
15-4. ДРЕЙФ ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Характеристики и параметры основных элементов стабилизатора ■—
стабилитрона и транзисторов — могут изменяться во времени и при
колебаниях температуры.
Так как выходное напряжение стабилизатора либо равно сумме
ист +■ и^ъ, либо пропорционально ей, то любое изменение напряжений
ист и иэ$ приводит к изменениям выходного стабилизированного
напряжения. Дрейф выходного напряжения стабилизатора в основном
обусловлен дрейфом источника опорного напряжения и дрейфом
первого каскада усилителя. Дрейф за счет других элементов схемы
значительно ослабляется цепью отрицательной обратной связи.
Временной дрейф номинального напряжения £/ст весьма мал, а
временной дрейф из-за смещения входной характеристики С/эб зависит
от качества транзистора, и его можно исключить подбором последнего.
Изменения напряжений ист и ив& с температурой характеризуются
температурными коэффициентами (ТКН). Величина и знак ТКН ист
зависят от номинального напряжения стабилизации и увеличиваются
с ростом тока стабилизации /ст. Для снижения температурного дрейфа
в стабилизаторах .целесообразно применять низковольтные
стабилитроны, а их рабочие токи устанавливать по возможности малыми.
У широко распространенных стабилитронов типа Д808—Д814 (£/ст'=
= 8-5- 14 в) ТКН =+ 3-5-10 мв/град (относительное значение 0,7—
0,95% -град'1). При прямом включении стабилитрона ТКН
отрицателен и имеет величину порядка 1,0—1,5 мв • град1. Разный знак ТКН
дает возможность осуществлять температурную компенсацию, соединяя
последовательно с основным стабилитроном несколько других,
включенных в прямом направлении. Для термокомпенсации можно
применять плоскостные германиевые диоды типа Д7, ТКН которых при
прямом включении отрицателен и примерно равен 1,9 ме-град'1.
Количество компенсирующих диодов подбирается так, чтобы их
суммарный ТКН и ТКН основного стабилитрона были примерно равны.
Например, для компенсации стабилитрона Д808, имеющего
минимальный ТКН, целесообразно использовать либо два диода Д7, либо два
стабилитрона Д813.
Температурный коэффициент напряжения эмиттерного перехода
составляет около —2 мв-град"1 и увеличивается с уменьшением
рабочего тока транзистора. Разный знак ТКН *£/ст и £Л>б обеспечивает
частичную температурную компенсацию. Однако положительная
составляющая ТКН всегда превышает отрицательную, и выходное
напряжение стабилизатора увеличивается при росте температуры с
суммарным ТКН порядка 2—5 мв-град'1. Если на входе усилителя установлен
дифференциальный усилительный каскад, то при соответствующем
подборе транзисторов и режимов их работы составляющая дрейфа за счет
¿/^5 сводится практически к нулю, и выходное напряжение будет
изменяться в соответствии с ТКН стабилитрона. Этот суммарный ТКН
можно уменьшить, используя компенсирующие диоды. В зависимости
от необходимого тока компенсирующие диоды можно включать и в эмит-
терную и в базовую цепи первого усилительного каскада, добиваясь
оптимальных результатов. Применение компенсирующих диодов
частично увеличивает выходное сопротивление стабилизатора и его
выходное напряжение.
Компенсацию можно осуществить и термозависимыми
сопротивлениями в цепи делителя. Обращаясь к схеме на рис. 15-4, б, можно
видеть, что ивых— и#1 + а £/д9==' ^ст + ^эб* Для того чтобы
Цвых оставалось постоянным при увеличении необходимо
уменьшать 0^ . Это можно осуществить, например, включением
последовательно с ^2 сопротивления с положительным ТКН (например, медного
или никелевого). Уменьшить (У^1 можно, включая последовательно
с /?1 компенсирующие диоды (в прямом направлении) или шунтируя #х
термосопротивлением с отрицательным ТКН.
На дрейфе выходного напряжения может сказаться нестабильность
сопротивлений делителя. В. стабилизаторах высокой точности делитель
необходимо выполнять на сопротивлениях с малым ТКН (например,
манганиновые). Для устранения тепловой инерции необходимо
стабилитрон, первый усилительный каскад, компенсирующие диоды и
делитель ставить в одинаковые температурные условия (компактное
размещение на материале с хорошей теплопроводностью или термостати-
-рование). Целесообразно также уравнивать мощности, выделяемые
стабилитроном и каждым компенсирующим диодом.
15-5. КОМПЕНСАЦИОННЫЙ СТАБИЛИЗАТОР НАПРЯЖЕНИЯ
НА ЭЛЕКТРОННЫХ ЛАМПАХ
Стабилизаторы напряжения на электронных лампах строятся
аналогично транзисторным. Они могут выполняться с параллельным или
последовательным включением регулирующей лампы. Ламповые
стабилизаторы обычно рассчитаны на большие выходные напряжения и
561
имеют меньший температурный дрейф. Однако они менее экономичны,
имеют меньший срок службы, большие габариты и вес. Ламповые
каскады имеют значительно большее усиление по току, так как
потребление тока сеточными цепями ничтожно мало. Поэтому для достижения
той же самой стабильности требуется меньшее количество каскадов
усиления. Принципиальная схема стабилизатора приведена на
рис. 15-8, а. Регулирующим элементом стабилизатора является лампа Лг.
В качестве регулирующей лампы обычно используются либо лучевые
тетроды в триодном включении, либо специальные регулирующие
двойные триоды. Усилитель построен на пентоде, анодной нагрузкой
которого служит сопротивление Я5. Опорное напряжение снимается с
газоразрядного стабилитрона. Стабилитрон и экранирующая сетка пентода
питаются через сопротивления Я4 и Я3. Выходное напряжение в
некоторых пределах регулируется с помощью потенциометра, включенного
Рис. 15-8,
в цепь делителя. Схема работает следующим образом. При увеличении
входного напряжения выходное напряжение также увеличивается.
Потенциал сетки усилительной лампы Л2 становится более
положительным относительно катода. Лампа Л2 приоткрывается, на сопротивлении
Я5 увеличивается падение напряжения, которое подзапирает лампу Лг.
Ее внутреннее сопротивление увеличивается, что приводит к снижению
выходного напряжения. Выходное напряжение стабилизатора остается
практически постоянным.
Обозначив коэффициент усиления по напряжению усилителя на
R
лампе Л2 через К2, коэффициент деления делителя q= ~—2 па-
раметры регулирующей лампы Лг через Яц, 5Х и представляя
регулирующую лампу генератором тока Sit/C с внутренним
сопротивлением Яц> определим показатели стабилизатора (рис. 15-8, б).
Выходное сопротивление. При Ui = const AU2 =
=— A£/ai приращение тока равно:
562
(15-38)
Приращение потенциала сетки регулирующей лампы составляет:
• M/cl = -rK2qAU2- (15-39)
Используя совместно равенство (15-39) и (15-38), находим:
R- 1
*вы*= l+SiRnKtf ^SjQq- (15"40)
Для уменьшения величины #вых желательно в качестве
регулирующей использовать лампу с большой крутизной, а также увеличивать
коэффициент усиления УПТ и коэффициент q.
Коэффициент стабилизации. Полагая /н == const
и учитывая, что Д£/а1 = Al^ и А/н = ^„al + SiA£/cl,
получаем:
^ = - StMJcl = S±K2qMJ2.
A/i
Определив
найдем:
tf = |^ = V?«iK2<7, (15-41)
- *-Ст = Л^ = МГі?^. 05-42)
Для повышения коэффициента стабилизации необходимо выбирать
в качестве регулирующей лампу с большим увеличивать коэффициент
усиления УПТ и коэффициент д.
Для повышения коэффициента усиления УПТ в однокаскадном
усилителе желательно использовать большую анодную нагрузку
(порядка нескольких мегом), а напряжение на экранирующей сетке
снижать до 10—12 в. В качественных стабилизаторах применяются
многокаскадные УПТ, входной каскад которых выполняется по
дифференциальной схеме.
Глава шестнадцатая
ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ ЯС-СХЕМЫ
Избирательные #С-схемы представляют собой обычные
усилители на транзисторах или электронных лампах,
охваченные частотно-зависимой обратной связью, состоящей из
сопротивлений и емкостей (/?С-цепи). При
частотно-зависимой положительной обратной связи такие схемы обычно
служат для получения незатухающих гармонических
колебаний и называются RС-генераторами. При
частотно-зависимой отрицательной обратной связи эти схемы способны
усиливать переменные напряжения только в очень узком
диапазоне частот и называются избирательными 7?С-усили-
телями. Избирательные RC-схемы предназначаются для
работы в диапазоне звуковых и дозвуковых частот. На
низких частотах они по габаритам, весу и стоимости значительно
выгоднее избирательных LC-схем.
16-1. ГЕНЕРАТОРЫ ТИПА RC. ОБЩИЕ ПОЛОЖЕНИЯ
Из равенства (10-1) следует, что при Ки$ > + 1
коэффициент усиления усилителя, охваченного обратной связью,
становится бесконечно большим и усилитель
самовозбуждается, генерируя колебания той или иной формы.
В усилителе, сдвигающем выходное напряжение на 180°
относительно входного (коэффициент усиления —
отрицательная действительная величина), самовозбуждение
возникает, в случае, если цепь обратной связи также вносит
фазовый сдвиг, равный 180°, т. е.
i(-*e)(-.p)'i^i-
В усилителях, не изменяющих фазу сигнала
(коэффициент усиления" — положительная вещественная величина)
564
самовозбуждение возможно, когда цепь обратной связи не
вносит дополнительного сдвига по фазе, т. е.
1(+/С«)(+р)1^1.
Если условие \КП$ \ > 1 выполняется для ряда частот,
то выходной сигнал генератора имеет несинусоидальную
форму. Для возникновения гармонических колебаний
условие Ки$ > 1 должно выполняться лишь для одной частоты.
Для поддержания незатухающих колебаний сигнал
обратной связи должен превышать некоторую критическую
величину ф > (Зкр), а суммарный фазовый сдвиг
усилитель — цепь обратной связи (ср0. с) должен быть равным
нулю или 2я. При анализе генераторов обычно отдельно
рассматривают эти два условия. Первое условие /\й|5 ^ +1
называется условием баланса амплитуд, а второе условие
Фо.с = ф + фр = 0 или 2я называется условием баланса
фаз.
По принципу построения #С-генераторы можно разбить
на две основные группы:
1. Генераторы, у которых в /?С-цепи обратной связи
осуществляется поворот фазы сигнала определенной
частоты на ± 180°.
2. Генераторы, у которых в ЯС-цепи обратной связи
фазовый сдвиг сигнала определенной частоты равен нулю.
18-2. ЯС-ГЕНЕРАТОР С ПОВОРОТОМ ФАЗЫ В ЦЕПИ
ОБРАТНОЙ СВЯЗИ НА 180°
В первой группе /?С-генераторов фаза выходного
напряжения усилителя отличается от фазы входного на 180°. Для
обеспечения баланса фаз на нужной частоте генерации цепь
обратной связи должна тоже повернуть фазу передаваемого
сигнала на 180°. Такой поворот могут обеспечить цепи,
выполненные в виде соединенных последовательно простых
Г-образных цепочек R и С (рис. 16-1). Наиболее
употребительными являются трех-четырехзвенные цепочки.
Поскольку каждая ЯС-цепочка на предельных частотах (нулевой
или бесконечно большой) вносит сдвиг по фазе ±90°, то
для получения сдвига фаз, равного 180°, на частоте,
отличной от предельной, потребуется не менее трех 7?С-цепочек.
Изучим трехзвенную цепочку .цер во го типа (рис. 16-1, а).
Ее можно рассматривать как сложный четырехполюсник,
состоящий из трех простейших, показанных на рис. 16-1, б.
565
Для обеспечения баланса амплитуд коэффициент усиления
усилителя должен быть равен или превышать затухание
четырехполюсника в цепи обратной связи. Предварительный
анализ свойств четырехполюсника проведем для режима
работы 7?вх = #н —* со и 1?вых = 1?г = 0. Свойства
сложного четырехполюсника целесообразно описать через Л-па-
раметры:
иг = ЛиС/2 + Л12/2; | _
/1 = Л21£72 + Л22/2. J
По параметру Ап = ~
2 = 0'
связывающему
напряжения на входе их и на выходе £/2 четырехполюсника,
можно получить модуль передаточного числа, цепи обратной
связи и его фазовый угол.
Общая матрица сложного четырехполюсника А о равна
произведению матриц А простейших четырехполюсников,
соединенных в цепочку:
\А0\ = \А'\.\Аи\<\Аш\. (16-2)
566
Параметр Л110 равен:
+ (16-3)
Параметры простейшего четырехполюсника
выражаются через его сопротивления Zx= r ; Z2 — R сле-
дующими формулами:
= 1 7" » —%1> А21—-у-\ А22—1. (16-4)
Подставляя в формулу (16-3) значения Ain из равенств
(16-4) и учитывая, что все простейшие четырехполюсники
одинаковы, находим:
Ап0 = п\3 + 5m2 + 6m + 1, (16-5)
где A=^ = ^ = -/^=-/mf а т=^.
Перепишем выражение (16-5) в виде
Апо = 1 — 5т2 + / (т3 — 6т) = Ате\ (16-6)
ш3 — бш
Для обеспечения фазового сдвига фр = +180°
необходимо выполнить условие
т3— 6т = 0 или т2 = 6. (16-7)
Это равенство имеет место на частоте генерации со0.
Подставляя вместо т его значение через R и С, находим
частоту генерации (частоту «квазирезонанса»
четырехполюсника):
«рг- . (,6•8,
Из равенства (16-6) с учетом (16-7) находим передаточное
число, которое на частоте со0 становится вещественной
величиной:
U110! = g = 29. (16-9)
2
Коэффициент передачи цепи обратной связи равен:
ь-тЬ-й-та-А- <16-10)
567
Таким образом, схема, приведенная на рис. 16-1, я,
может генерировать гармонические колебания с частотой
со0, если коэффициент усиления усилителя превышает 29.
Для схемы рис. 16-1, в (второго типа) с обратным
включением элементов и С (1Х = К\12 = 1//соС) выполняются
соотношения:
1?.
(16-Н)
Частота генерации с четырехполюсником второго типа
в 6 раз выше предыдущей. Амплитудно-частотные и фазо-
частотные характеристики трехзвенных фазосдвигающих
первого типа
1 ■
второго типа
■1
, Рис 16-2.
цепей, построенных из одинаковых элементов, приведены
на рис. 16-2.
Фазосдвигающие цепи на рис. 16-1, а и в при одинаковых
звеньях вносят значительное затухание на квазирезонансной
частоте. Для возникновения генерации необходимы большие
величины коэффициента усиления усилителя [к,и ^ -р- = 29 ^.
Аналогично находятся параметры четырехзвенной фазо-
сдвигающей цепочки, составленной из одинаковых
элементов 7? и С. Для четырехзвенной цепочки первого типа
(гг = 1//соС; г2 = я)
1
¿2-
Для четырехзвенной депочки второго типа
(16-12)
1//соС)
(¿1 = Я;
соп =
дс
1
18,4
180°. (16-13)
563
Четырехзвенные цепочки обладают меньшим затуханием
и для построения генератора требуют усилитель с меньшим
-коэффициентом-усиления.
Для снижения затухания в фазовращающей цепи
обратной связи могут применяться так называемые
прогрессивные цепочки. Элементы каждого последующего звена такой
цепочки составляются из сопротивлений, в а раз больших,
чем сопротивления элементов предшествующего звена:
R2 = aRi; R9 = a*Rx;'\
Для трехзвенной прогрессивной цепочки первого типа
ш° = г 1 о 1 '; 19 7 2' (16"15)
+ 4 + ^ 8 + Т + Т> + ^
Для трехзвенной прогрессивной цепочки второго типа
fl , 12 , 7 , 2 • (16"16)
Величину т не следует выбирать больше 4—5. При m = 5
1 о J_'
^ RiC.yzA^ Ро^п-
Фазосдвигающие цепочки можно построить не только на
конденсаторах и сопротивлениях, но также и на катушках
индуктивности и сопротивлениях.
Принципиальная схема 7?С-генератора гармонических
колебаний с поворотом фазы в цепи обратной связи на —180°
приведена на рис. 16-3. С точки зрения обеспечения баланса
фаз такой генератор можно построить на одном транзисторе
с ОЭ. Однако цепочка обратной связи шунтирует
сопротивление RK усилительного транзистора и снижает его
усиление, а малое входное сопротивление транзистора резко
увеличивает затухание четырехполюсника. Для уменьшения
затухания четырехполюсника служит эмиттерный
повторитель, выполненный на транзисторе Т2 и осуществляющий
функции согласования. Кроме того, для улучшения формы
кривой генерируемых колебаний и снижения влияния
элементов схемы в усилителе обычно применяется сильная ве-
569
щсствённая отрицательная обратная связь, которая,
естественно, снижает коэффициент усиления усилителя. Поэтому
без согласующего каскада схема /?С-генератора работает
неустойчиво либо вовсе не генерирует.
Частоту генерации и величину необходимого
коэффициента усиления усилителя в генераторе найдем, определив
общее передаточное число четырехполюсника Л110 с учетом
шунтирования четырехполюсника входным сопротивлением
Выход
1М
Рис. 16-3.
повторителя #вх2 = #б || \г'б + (1 + £)(#э2 II #тш)]. Эле"-
менты третьего простейшего четырехполюсника имеют
вид:
Zl — %у — Ъ% — —у-
-¿2
После соответствующих преобразований можно
получить:
Лщ = 1 + Зт + т2 + 3/2 + 4тп + т2п, (16-17)
где
т = -~ = /соЛС = /т,
2
72 = 7г = 7 + ^~ = т +
ИЛИ
Дцго = 1 +3/ —т2 (5 + /) + /[т(6 +
Частота генерации равна:
■ т6
(Оп = -
(16-18)
(16-19)
570
Для поддержания незатухающих колебаний усилитель
должен иметь коэффициент усиления
29 + 23/ + 4/2. (16-20)
С учетом того, что в усилитель введена вещественная
отрицательная обратная связь, необходимый коэффициент
усиления должен быть несколько выше, чем это
определяется неравенством (16-20).
16-3. ¡1С-ГЕНЕРАТОРЫ БЕЗ ПОВОРОТА ФАЗЫ В ЦЕПИ
ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
Если усилитель поворачивает фазу входного сигнала на
2я (например, двухкаскадный усилитель), то при охвате
положительной обратной связью он может генерировать
электрические колебания без включения в цепь обратной
связи фазирующего четырехполюсника. Однако условия
баланса фаз в таком генераторе выполняются для целого
спектра частот, и
колебания будут иметь несину- I #7 р
соидальную форму. Для
получения колебаний
синусоидальной формы
элементом связи должен служить
специальный
четырехполюсник, обеспечивающий
условие баланса фаз только для Рис. 16-4.
одной частоты. В таком
четырехполюснике на частоте квазирезонанса со0 угол сдвига
фаз должен быть равным нулю, а коэффициент |3 должен
иметь максимальное значение р0-
Блок-схема ЯС-генератора с нулевым сдвигом фаз в
цепи обратной связи приведена на рис. 16-4. В цепи связи
установлен четырехполюсник, образованный
последовательно-параллельным соединением сопротивлений и
конденсаторов. Определим его свойства. Сопротивления четырех-
полюсника равны: г^Д^-^-; ^2 = ^а + 1/>с^>
Параметр Лп четырехполюсника соответствует
выражению
Аи = £ + + + § + / (ада, - ^). (16-21)
571
Фазовый сдвиг равен нулю (мнимая часть правой части ^
равенства .(16-21) равна нулю) на некоторой частоте ква- .
зирезонанса со0;
ео0= . 1 =-■ (16-22) ;
Коэффициент передачи цепи обратной связи составляет: „
Ро= п с. (16-23)
В практических схемах обычно = Я2 = и С± =
= С2 = С. Тогда
в _ і
ю°~#с; 3"'
Анализируемый четырехполюсник имеет затухание
значительно меньшее, чем рассмотренные ранее. Коэффициент
усиления усилителя должен быть больше трех, т. е. в схеме
генератора молено использовать один транзистор с ОЭ или
ОБ.
Амплитудно-фазовая характеристика
четырехполюсника при одинаковых и С определяется равенством
ли = з + /(---?-
ИЛИ
лп(/со) = лин^м
где
VlnM = ]/"9 + £-^)2; Ф(ш) = агсіе^-. (16-24)
Обозначив со = со0 =k Асо, для Асо <^ со0 запишем:
со0 со со0 ^ Ato ^ СО о '
~"со7
Тогда
4И = і/"9 + (2~)'; ф(щ) = агс1§(0,66А^). (16-25)
Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики
коэффициента обратной связи приведены на рис. 16-5.
572
Амплитудно-частотные и фазо-частотные характеристики,
подобные приведенным на рис. 16-5, можно получить у
цепей, показанных на рис. 16-6. Для цепи рис. 16-6, а
соЛ = -
Для цепи рис. 16-6, б
1 £1 _|_ ^1^1
(16-26)
(16-27)
При одинаковых элементах Я А С все три цепи обладают
одинаковыми свойствами.
У транзисторных усилителей входное сопротивление
невелико. Сопротивление 1г цепи обратной связи зашуи-
тировано малым
сопротивлением 7?вх.у. (емкостью
р-я-перехода
пренебрегаем). Тогда
0)п
•^2^ВХ. у
^2 + ^ВХ. у
СгС2
(16-28)
1 _|_ ^1 (^2 + Явх.у) (¿2
^2^ВХ.у ' ^1
(16-29)
Рис. 16-5.
Частота генерации увеличивается. Усилитель должен
иметь коэффициент усиления К'и — ~/( = ~. Часто-
Ро Ро
та генерации будет зависеть не только от параметров
цепочки положительной обратной связи, но и от
параметров транзистора. Параметры транзистора меняются при
изменениях режима работы транзистора и температуры
окружающей среды, что обусловливает нестабильность
частоты генерации. У генераторов, имеющих усилитель
с малым входным сопротивлением, для получения низких
частот генерации необходимо увеличивать сопротивление
#1 [см. равенство (16-28)], что требует дополнительного
увеличения коэффициента усиления усилителя К^~1/Р'0.
Увеличить частоту генерации можно уменьшением
элементов Яц-Яъ, Сг и С2, что уменьшает общее сопротивление
573
цепочки обратной связи, шунтирующее сопротивление
коллектора усилительного каскада #1С, и снижает коэф-
Рис. 16-6.
фициент усиления усилителя Ки. Для исключения этих
влияний необходимо выполнить неравенство
где
2 = *! +
|2|>я,
1
+
у'соСі 1 + ;соС2#2 '
Поэтому построить #С-генератор с однокаскадным
усилителем с ОБ довольно трудно. 7?С-генератор без поворота
фазы в цепи обратной связи строится на основе двухкас-
кадного усилителя, собранного на транзисторах с ОЭ.
імП
л С
Рис. 16-7.
Принципиальная схема такого генератора приведена на
рис. 16-7, Цепь связи между каскадами должна
выполняться так, чтобы не вносить дополнительного
фазового сдвига на частоте о0, т. е. должно выполняться
условие тб ;> 1/со0. Генератор имеет высокую стабильность
частоты и амплитуды колебаний. Для повышения стабиль-
574
ности работы вводится отрицательная обратная связь
(цепь С —Л). При увеличении выходного напряжения
возрастает ток в цепи обратной связи. Температура
вольфрамовой нити лампочки накаливания повышается, ее
сопротивление возрастает, и увеличивается глубина
отрицательной обратной связи, стабилизируя амплитуду
выходного сигнала. Лампа накаливания одновременно является
компенсирующим элементом, снижающим температурный
дрейф.
Для уменьшения влияния входного сопротивления на
частоту сопротивления R1 и R2 желательно уменьшать, так
как главной причиной изменения частоты при колебаниях
температуры является уменьшение входного сопротивления
усилителя. При необходимости сведения к минимуму
температурного дрейфа частоты можно использовать
развязывающий эмиттерный повторитель или составной триод на
входе усилителя. Точная подстройка частоты генерации
осуществляется подбором любого их этих сопротивлений.
Установка номинальной амплитуды колебаний и
коэффициента усиления большего, чем затухание
четырехполюсника, производится подбором сопротивлений R3 и Я4. Внешняя
нагрузка подключается через эмиттерный повторитель на
транзисторе Г3.
16-4. ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ ЯС-УСИЛИТЕЛИ
Избирательные усилители предназначаются для
выделения сигналов определенной частоты (или узкой полосы
частот).
В избирательных усилителях полоса пропускания
является узкой (линия 2 на рис. 16-8, а). У идеального
избирательного усилителя амплитудно-частотная характеристика
должна иметь форму очень узкого пика на частоте со0
(линия /). На этой частоте коэффициент усиления
достигает максимума, равного /Си0- На остальных частотах
усиление должно быть близким к нулю. Избирательные усилители
можно разделить на резонансные, нагрузкой которых
является резонансный контур (частотно-избирательная
нагрузка), полосовые, нагрузкой которых в большинстве случаев
служит полосовой фильтр, и узкополосные избирательные
i^C-усилители с частотно-зависимой обратной связью.
В рассмотренных ранее ^С-генераторах с поворотом и
без поворота фазы в цепи обратной связи при Кио < KnKV =
= 1/Ро генерации не возникает. Срыв генерации легко осуще-
575
ствить введением частотно-независимой отрицательной
обратной связи. При этом усилитель вместе с фазосдвигающим
четырехполюсником обладает избирательными свойствами,
так как цепь положительной обратной связи на частоте о)0
не вносит сдвига по "фазе и, следовательно, подаваемое с
выхода усилителя напряжение (у0. с складывается со
входным сигналом. На частоте со0 напряжение UBbIX максимально,
а на других частотах резко падает. Амплитудно-частотная
характеристика такого усилителя подобна
амплитудно-частотной характеристике р
(рис. 16-5). Чем ближе к
критическому значение Кю тем
уже полоса пропускания уси-'.
лителя. Однако такие
усилители неустойчивы. Малейшее
отклонение Кп или р0 меняет
общий коэффициент
усиления и избирательность
усилителя, а при Кц0 Ро ^ 1
усилитель само возбуждается.
На практике избирательные
/?С-усилители, как правило,
строят с применением
частотно-зависимой от-
рицательной обратной
связи. Четырехполюсник в цепи
обратной связи подбирается
так, чтобы угол сдвига фаз
ф0<с и коэффициент передачи цепи обратной связи ро
на частоте со0 были равны нулю. Результирующий
коэффициент усиления усилителя, охваченного
отрицательной обратной связью, KUOc = i f1^ q на частоте ш0, где
отрицательная обратная связь не действует (р0 = 0),
имеет максимум. Амплитудно-частотная характеристика
усилителя приведена на рис. 16-8, б.
В качестве четырехполюсника, обладающего
необходимой амплитудно-частотной характеристикой, можно
использовать четырехполюсники, показанные на рис. 16-4 и 16-6,
подавая входной сигнал на точки 1 и 2 и снимая выходное
напряжение между точками 2 и 3. При таком включении
на квазирезонансной частоте со0 фазовый сдвиг равен нулю,
а р0 имеет минимум (но не равен нулю). Четырехполюсники
с такой подачей входного сигнала принято изображать в
576
Для нашего случая
у #1 + ¿3 ^1 + #3
1 220 - #і2з + ^2 + ^22з + г1г2 + я3г2>
где
^■"уоС,7 ^"/соСУ ^"](оСв
Тогда
5 /?1/?а/?з + ^з#з + ^з#з + РгЯз^з + ^з^з + 2Х2223
(16-31)
Коэффициент передачи цепи обратной связи равен нулю,
если вещественная и мнимая части числителя равенства
(16-31) одновременно равны нулю, т. е. когда
^¿(¿+4)'' (16"31а)
*з(Я1+*2) = ^Г^. (16-316)
После деления равенства (16-31а) на равенство (16-316)
получим:
$1^2 ^1 ~Ь ^2 1
/?8 № + /?«) С3
(16-32)
Избирательность усилителя получается наилучшей, если
а = 1. Для этого случая коэффициент |30 равен нулю при
С, = С,+С,; = ■ 06-33)
а квазирезонансная частота моста из равенства (16-31)
определяется формулой
а>0 = 1 =. (16-34)
При одинаковых плечах каждого моста (^ = Я2 — 2#3;
С, = С2 = 0,5 О
(16-35)
^ ^?2^2 ^3^3
578
виде Т-образных 7?С-мостов, входы и выходы которых имеют
один общий вывод, что облегчает включение моста в элек*
тронную схему (рис. 16-9, а — в).
Лучшими характеристиками обладает двойной
Т-образный мост, представляющий собой параллельное включение
двух -Т-образных четырехполюсников, первый из которых
состоит из последовательно включенных конденсаторов Сх
и С2 и параллельно-включенного сопротивления #3, а
второй — из последовательно включенных сопротивлений и
7?2 и параллельно включенного конденсатора С3 (рис. 16-9, г).
5%
е£———13^—0 <г>-
-0
$г I & с
ивых ивх -г С г ' ивых ивх
"7
0—ГсГ'
0-
4^
в)
г)
ивых
-0
Рис. 16-9.
Коэффициент передачи цепи обратной связи с
четырехполюсником равен:
У».
(16-30)
При параллельном соединении четырехполюсников (рис.
16-9, г) коэффициент общей матрицы проводимостей
сложного четырехполюсника равен сумме соответствующих
коэффициентов матриц проводимостей каждого
четырехполюсника:
^210 — ^21 ~Ь У21»
^220 — У 2.
Для Т-образного моста, состоящего из последовательно
включенных сопротивлений 1Х и 1г и параллельно
включенного сопротивления 13, значения коэффициентов У21 и У^
равны:
2з - V. ^1 ~Ь ^з
•* 9
У
19 Виноградов Ю. В.
^1^з + 2>\%г + ^2^з
577
Форма амплитудно-частотной характеристики зависит от
соотношений между и #2, Сг и С2. Обозначим ~ = =
= 6. Тогда из формулы (16-32) при а = 1 получим:
#8 = 5трг#1'» ез = Ь~у^ С1- (16-36)
С учетом равенств (16-35) и (16-36) можно получить:
к 2 0+1) ; • (16-37)
Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики
цепи обратной связи приведены на рис. 16-9,5.
Обозначив со = со0 ± Асо, при Асо <j со0 получим
коэффициент передачи цепи обратной связи в виде
р= 1 ^¡bi±^\ (1638
Коэффициент усиления избирательного 7?С-усилителя и
модуль его равны:
Кио.с= г—^,г0 . . N2- (16-39)
Условную полосу пропускания (при МВ = МН= I/t/2)
можно найти, определив граничные частоты из подкоренного
выражения равенства (16-39):
2До) = 2^Ш. - (16-40)
Избирательность усилителя о оценивается
относительным ослаблением усиления на частоте со = со0 ± Асо по
отношению к усилению на квазирезонансной частоте со0:
а==^с==— 1 .. (16-41)
Кио ]/ 1 + [Кио ^qn -~)
Избирательность усилителя улучшается с
увеличением 6.
19* 579
Приведенные на рис. 16-9,5 амплитудно-частотная и
фазо-частотная характеристики соответствуют идеальной
настройке моста на квазирезонансную частоту. Двойные
Т-образные мосты весьма критичны к настройке. При
незначительной расстройке их характеристики резко
меняются, вызывая изменение характеристик всего усилителя.
Расстройку может внести любой из шести элементов фильтра.
Наиболее критичной является величина сопротивления /?3.
При #3 ф £3опт коэффициент передачи цепи обратной связи
р Ф 0; изменяются квазирезонансная частота со0, а также
вид амплитудно-частотной и фазо-частотной характеристик
р. При #з>'#зопт со,0<со0, срр<я/2, а при #3 < Я30Пт
<*>"о > со0; —+ я. В последнем случае обратная связь
становится положительной и усилитель может
самовозбудиться.
На характеристики моста оказывает влияние и конечная
величина сопротивления нагрузки (вход усилителя без ОС).
Сопротивление нагрузки искажает амплитудно-частотную
характеристику моста на частотах со < со0 (при со = 0;
п
Р = в I в" I в ^ Полоса пропускания расширяется
в сторону низких частот, а избирательность ухудшается.
Чтобы избирательность ухудшалась незначительно,
необходимо выполнить неравенство Ян ^> #1 + #2- При малой
нагрузке это условие приводит к росту величин емкостей.
Входное сопротивление, которым мост нагружает
источник сигнала (в случае баланса моста ивых = 0 и точку 2
можно считать заземленной), определяется по формуле
¿-3^3 і -у і ^2^3
г3 + я2 1 1 1 + ^
(Выходное сопротивление симметричного моста
определяется по этой же формуле, путем перестановки в ней
индексов 1 и 2.)
При а = 1 формула (16-42а) упрощается
7 ^3 + ^3
^3 ~Т" ^2 _|_ ^2 ~Т~^?3
(16-426)
¿1 + 2г ' /?, + П<,
Для симметричного двойного Т-образного моста (Ь — 1)
имеем:
ів,=я3 + г3=я3 + ~. (1б-42в)
580
Для того чтобы мост незначительно нагружал усилитель
с выходным сопротивлением /?г, не снижалось усиление и не
ухудшалась избирательность, а сопротивление нагрузки
моста /?н не ухудшало избирательность усилителя, элементы
моста =7?2 определяются из условия /?1 = |/"^^Г.
При этом ветви моста работают в режимах, близких к
идеальным. На практике для обеспечения идеальных
условий работы моста используются согласующие каскады
(эмиттерные повторители).
Рис. 16-10.
Принципиальная схема избирательного ^С-усилителя
приведена на рис. 16-10, а. Основное усиление по
напряжению при сдвиге фазы на 180° обеспечивается каскадом,
построенным на транзисторе Г3, который включен по схеме
с ОЭ. Цепь обратной связи (двойной Т-образный мост)
точками 1 и 2 подключается к этому каскаду через эмит-
терные повторители, выполненные на транзисторах Т2 и Г4.
Глубокая отрицательная обратная связь по постоянному
току через резисторы моста обеспечивает жесткую
стабилизацию рабочих точек транзисторов. Емкость С исключает
самовозбуждение усилителя на высоких частотах. Входной
сигнал подается к точке 3 двойного Т-образного моста
(рис. 16-10,6). Входное сопротивление ветви 3 на
квазирезонансной частоте минимально. Поэтому к точке 3 входной
сигнал подается с низкоомного сопротивления R,
являющегося частью эмиттерной нагрузки повторителя на общем
581
входе избирательного усилителя Тг. Это снижает усиление
входного сигнала. Однако подача входного сигнала к ветви
3 улучшает избирательность усилителя (на частотах со >2со0
и со <^ у со0 боковые ветви характеристики имеют
постоянную скорость спада).
Стабильность амплитудно-частотной характеристики
зависит от паразитных фазовых сдвигов и стабильности
деталей моста. Дрейф коэффициента усиления сказывается мало.
Настройка усилителя производится двумя переменными
резисторами и /?2. Если при отсутствии входного сигнала
на выходе наблюдаются автоколебания с частотой, близкой
к частоте квазирезонанса моста, их можно устранить,
уменьшая сопротивление /?2 и увеличивая #х. В усилителе имеется
возможность плавного изменения как резонансной частоты,
так и полосы его пропускания. После настройки усилителя
в резонанс полосу пропускания в обе стороны можно
расширить, уменьшая 7?2 и увеличивая /?г.
^Частотно-избирательную /?С-схему с двойным (или
обычным) Т-образным мостом можно использовать для генерации
гармонических незатухающих колебаний. Для этого в
усилитель необходимо ввести цепь частотно-независимой
положительной обратной связи. Глубина положительной
обратной связи выбирается такой, чтобы условие баланса
амплитуд выполнялось только для частоты со0 (или близкой
к со0 области частот).
Т-образные мосты могут применяться в качестве
заграждающих фильтров, коэффициент затухания которых при
точной настройке стремится к бесконечности.
Избирательные ^С-схемы на электронных лампах строятся
аналогично транзисторным. В /?С-генераторах применяется
частотно-зависимая положительная обратная связь.
Узкополосные избирательные #С-усилители на электронных
лампах обычно строят с двойным Т-образным мостом в цепи частотно-
зависимой отрицательной обратной связи.
включить по автотрансформаторной/двойной
автотрансформаторной, трансформаторной и емкостной схемам (рис. 17-1,
а — в). Неполное включение контура к коллекторной цепи
и к нагрузке позволяет избежать чрезмерного ухудшения
добротности контура (особенно когда нагрузкой служит
малое входное сопротивление транзистора). Элементы
контура и его связь с выходом транзистора и нагрузкой
необходимо выбирать так, чтобы обеспечить настройку каскада на
заданную частоту, заданную полосу пропускания и нужное
Рис. 17-1.
усиление. В транзисторах имеется внутренняя обратная
связь, кроме того, в усилителе имеются паразитные обратные
связи. На частотах ниже и выше резонансной колебательный
контур представляет собой комплексную нагрузку и вносит
дополнительный фазовый сдвиг. Общий фазовый сдвиг между,
входным и выходным сигналами может достичь 0 или 2я, и
усилитель само возбудится. Поэтому в резонансных
усилителях часто применяется нейтрализация,
устраняющая или ослабляющая обратную связь на частотах,
близких к резонансной, и тем самым повышающая устойчивость
работы.
Рассмотрим резонансный усилитель без
нейтрализации (рис. 17-1, а). Полная эквивалентная схема его
приведена на рис. 17-2, а. Параллельный колебательный
контур можно представить в виде параллельного
соединения элементов Ь, Скон и резонансного сопротивле-
584
Глава семнадцатая
ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ АС-СХЕМЫ
К избирательным АС-схемам относятся резонансные и
полосовые усилители, автогенераторы высокочастотных
гармонических колебаний типа 1С и др. Характерной
особенностью избирательных АС-схем является то обстоятельство,
что в них нагрузка транзисторов и электронных ламп
обладает частотно-избирательными свойствами. В качестве
нагрузки используется одиночный колебательный контур
(или система связанных колебательных контуров),
работающий на резонансной частоте.
17-1. РЕЗОНАНСНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
Резонансным называется усилитель, нагрузкой которого
служит резонансный контур, настроенный на частоту
усиливаемого сигнала. Для настройки в контуре используется
конденсатор переменной емкости. Резонансные усилители
являются избирательными высокочастотными усилителями.
В радиотехнике они предназначаются для выделения из
действующих на входе сигналов с разными частотами лишь
группы сигналов с близкими частотами, которые несут
нужную информацию. К резонансным усилителям
предъявляются требования возможно большего усиления, высокой
избирательности и стабильности, малого уровня шумов,
удобства управления и др.
В резонансных усилителях транзистор можно включить
с ОЭ, ОБ и ОК. В большинстве случаев используется схема
с ОЭ, обеспечивающая максимальное усиление по мощности
с малым уровнем шумов. В ряде случаев на достаточно
высоких для выбранного транзистора частотах используется
схема с ОБ. Колебательный контур в усилитель можно
а аз
будем считать І?ВЬ1Х « гкЭ и Свых « СкЭ. Полная и
преобразованная эквивалентные схемы выходной цепи усилителя с
пересчитанными в контур реактивными и активными
сопротивлениями приведены на рис. 17-2, бив.
Полная емкость контура усилителя равна:
С = Скон + Скэт1 + СЖ + Скат + См, (17-2)
где Скат и См — емкости катушки и монтажа.
Эквивалентное резонансное сопротивление контура
усилителя определяется выражением
1 \ ті ті
%э ^0 гкэ
Резонансная частота колебательного контура усилителя
определяется формулой
0)Л
У1С"
Полное сопротивление контура усилителя при малых
расстройках равно:
где Дсо — расстройка;
С}э — эквивалентная добротность контура,
Яэ==<*0СХэ==<2о^ (17-5)
(}0 — добротность контура без учета шунтирующих
сопротивлений,
Яо = Цг = <С1*0. (17-6)
Эквивалентное затухание контура составляет:
/ /?0/и* Я0т*\
где
586
ния #0. Полное сопротивление собственно контура
равно:
к ' 1 \ г ^°
п 1 \ ^ iу кон
^кон v ^ко
-, (17-1)
где
К)2^он-ско/^
1
г — сопротивление потерь.
Со стороны выхода транзистора и со стороны нагрузки
в контур вносятся реактивные сопротивления, которые из-
а)
л
Лох їв
Рис. 17-2.
меняют его резонансную частоту, а также вносятся
активные сопротивления, которые увеличивают затухание
контура и изменяют его полосу пропускания. Найдем
эквивалентные элементы и параметры контура, исходя из
коэффициентов включения его к транзистору тк и к нагрузке
ик ик
*пи [гпк = ~\ тн = Пренебрегая сопротивлением гі,
585
Найдем коэффициент усиления однокаскадного
усилителя Ки==£-> считая R6 ;> RBX. Напряжение на нагрузке
равно:
UH = UKmH = В I6Z0emKmH. (17-8)
Тогда
гг В2оетктн /T7_Q\
На резонансной частоте коэффициент передачи В =
2— При малых расстройках (Асо <^ со0) коэф-
фициент передачи тока базы практически не меняется и
можно считать:
Д1= л-^ттг-. (17-Ю)
|2DX|0^r'6 + r9(l+|ß|). (17-11)
Тогда коэффициент усиления и его модуль равны:
*. = К7 9Л,^ (17-12)
/ 2Дш\'
Ка= г ^~==, (17-13)
где Кио — коэффициент усиления усилителя на резонансной
частоте,
к _\В\ R9mKmH т ш
Избирательность усилителя определяется формулой
о= г 1 (17-15)
Полоса пропускания усилителя на уровне 0,707 /Сй0
равна:
587
Избирательность многокаскадного усилителя,
содержащего N идентичных каскадов, и его полоса пропускания
равны соответственно:
о„ = а"] (17-17)
2Аа> = ^|/"^2' — 1. , ,(17-18)
Из выражений (17-14) и (17-16) можно сделать
заключение, что требования максимального коэффициента усиления
и хорошей избирательности противоречивы, так как для
увеличения Ки0 следует увеличить, а это приводит к
расширению полосы пропускания.
Коэффициент усиления на резонансной частоте Ки0 и
эквивалентная добротность (29 резонансного усилителя
существенно зависят от коэффициентов включения контура
тк и тн. При изменениях тк и тн может меняться и ре-°
зонансная частота. С уменьшением коэффициентов
включения эквивалентная добротность контура увеличивается,
повышается избирательность усилителя, но усиление его
может резко упасть. При некоторых оптимальных величинах
тк или тн коэффициент усиления максимален.
Оптимальные значения коэффициентов включения можно найти из
формулы (17-14) с учетом значения #9 и из равенства (17-3):
К-= 7 т«т»\В\«» (17-19)
(1 + тг^+.Я1нлн)(/?г+:|2м1в)
Из формулы (17-19) находим максимальное значение
Ки0 Макс = \В\У^; (17_20)
(*Г+|2вх|о)2у 1 + ^-
при
тн.0ПТ=]/Лт^^ + ^. (17-21)
Эквивалентная добротность контура для этого случая
равна:
& = —тг Ж = -Т-^-^т- (17"22>
*° 4- т* 11» о 1 4- «8
Из равенства (17-22) определим коэффициент тк
588
С учетом соотношения (17-20) получим:
К
. і |Д|
«0 макс - 2 (#r + | Zb
г кэ^н 1
.2%). (17-24)
В диапазонных резонансных усилителях настройку
усилителя на рабочую частоту можно производить путем
изменения емкости либо индуктивности контура. Формулу
(17-14) можно переписать в.. виде
К
по ■
I В | mKmHQ9
(Rr + J ZBX |o)
І В I mKmHQ3
(Яг + І^вхіо) Znf0C
(17-25)
В пределах небольшого рабочего диапазона частот
величина Q3 меняется незначительно. Резонансный коэффициент
усиления увеличивается с
ростом частоты, если настройка
контура производится
изменением емкости Скон (L = const),
и уменьшается с ростом
частоты при настройке
индуктивностью (Скон = const).
Обычно настройка усилителя
производится изменением
емкости контура. Зависимости
резонансного коэффициента
усиления Кио и эквивалентной
добротности контура Q9 от частоты приведены на рис. 17-3.
С повышением частоты настройки уменьшаются значения
R* = #вх2> £Кэ и гкэ, а собственное резонансное
сопротивление контура R0 возрастает. На высоких частотах (/ > /х)
начинает сильно сказываться влияние изменений параметров
транзистора. (Q9 уменьшается вследствие шунтирования
контура сопротивлениями гк9 и i?H = /?вх2«) Это приводит к
уменьшению коэффициента усиления и избирательности
усилителя.
17-2. ВНУТРЕННЯЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ И ЕЕ
НЕЙТРАЛИЗАЦИЯ
Под влиянием внутренней обратной связи резонансный
усилитель может самовозбуждаться. Для определения
условий самовозбуждения рассмотрим зависимость входного
сопротивления усилителя от характера нагрузки. Входное
сопротивление транзистора с нагрузкой в системе Л-пара-
589
метров (с учетом комплексного характера последних на
высоких частотах) определяется формулой
2«=А«-і^та;- (17"26)
Самовозбуждение может возникнуть при і?г + /?вх ^ О
(активная составляющая входного сопротивления
отрицательна и больше (или равна) по абсолютной величине
активной составляющей внутреннего сопротивления источника
входного сигнала). Критерием устойчивой работы усилителя
можно считать условие
Явх>0. (17-27)
Найдем условие устойчивой работы усилителя, выразив
/г-параметры транзистора через параметры Т-образной схемы
приближенными формулами (см. табл. 4-2):
1 1
к —- • К —.
Подставив эти формулы в равенство (17-26), получим:
гвх = гб + гэ\ 4у . (17-28)
Считая 1Ь ж гэ, 1§ « Гб, 2К « 1//<юСк, при емкостном
характере нагрузки (2Н = 1//<о'Сн) находим:
2вх = Л.і = ГІ + Гв ^ •' <17-29)
Так как 1 — а > 0, то входное сопротивление всегда
положительно и усилитель при емкостной нагрузке
работает устойчиво.
Когда нагрузка контура имеет индуктивный характер
(2Н = /со£н)> входное сопротивление усилителя при
некотором соотношении параметров усилителя отрицательно и
усилитель возбуждается. Величина предельного
устойчивого коэффициента усиления резонансного каскада
[Л. 22]:
590
Условия устойчивой работы легко выполняются на
низких частотах, когда реактивные параметры оказывают
слабое влияние, и на очень высоких, когда коэффициент
передачи тока транзистора становится малым. На средних
частотах для повышения устойчивости целесообразно
применять транзисторы с малым коэффициентом обратной связи
по напряжению /г12, использовать каскодное включение
транзисторов, применять схемы нейтрализации и схемы
коррекции внутренней обратной связи внешней обратной
связью. Два первых способа повышают устойчивость усилителя
во всем диапазоне частот, и их целесообразно применять в
диапазонных резонансных усилителях и усилителях с
фиксированной настройкой, но широкой полосой пропускания.
Два последних способа находят применение только в
сравнительно узкополосных усилителях с фиксированной
настройкой.
Для нейтрализации внутренней обратной связи в схему
каскада вводится нейтрализующий четырехполюсник. Его
элементы выбираются так, чтобы в выбранной полосе частот
напряжение, подаваемое с выхода каскада на его вход через
нейтрализующий четырехполюсник, было равно по величине
и обратно по знаку напряжению, передаваемому с выхода
транзистора на его вход по цепи внутренней обратной
связи. Усилительный каскад с нейтрализацией по существу
представляет собой сбалансированный мост, в одну
диагональ которого включается генератор входного сигнала, а в
другую — нагрузка.
Практическое применение находят параллельные
(нейтрализация типа у), последовательно-параллельные
(нейтрализация типа К) и -параллельно-последовательные
(нейтрализация типа £) схемы подключения нейтрализующего
четырехполюсника к усилителю. Элементы.нейтрализующего
четырехполюсника подбираются так, чтобы соответствующие
параметры у12>1г12 и g12 сложного четырехполюсника,
состоящего из усилителя с цепью нейтрализации, равнялись нулю.
Например, параметры схемы нейтрализации /г-типа (рис.
17-4, а) можно определить, рассматривая мост,
образованный сопротивлениями 1къ, ¿9» ¿1 и 12. Условие баланса
моста имеет вид:
2229 = 2Х2КЭ. (17-31)
591
На высоких частотах 1Ъ ^ /*э; 2КЭ 1//соСкэ. Для
балансировки моста сопротивление 1Х должно иметь активный,
а сопротивление 12 — емкостный характер, т. е. 1Х =
а 22 =' 1//о)С2.
Условие нейтрализации переписывается следующим
образом:
1 _р 1
Гэ7(оС2-К17(оСкэ
или
гвСк9 = Ц£2. (17-32)
Более строгое рассмотрение показывает, что в качестве
сопротивлений 1Х и 22 необходимо использовать
параллельные цепочки Я.С (рис. 17-4, б). При этом 4- = -^- + /(ОС*!
и -=~ = ^ -г /соС2, т. е. нейтрализующий четырехполюсник
¿2
состоит из четырех элементов.
В схеме нейтрализации типа g (рис. 17-4, г) необходим
нейтрализующий четырехполюсник, состоящий из четырех
Рис. 17-4.
элементов. В схеме нейтрализации типа у необходимы два
элемента — активное сопротивление и конденсатор (рис.
17-4, в). Эти элементы можно соединить последовательно
или параллельно. При последовательном соединении
обеспечивается нейтрализация в узкой области частот, при
параллельном — в более широкой. Однако при параллельном
592
включении последовательно с нейтрализующей цепочкой
необходимо включать разделительный конденсатор (для
обеспечения режима работы транзистора по постоянному
току). Схему коррекции внутренней обратной связи, в том
случае когда в качестве нейтрализующей цепочки
применяется один конденсатор, можно рассматривать как частный
случай нейтрализации типа у.
17-3. РЕЗОНАНСНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ НА ЭЛЕКТРОННЫХ
ЛАМПАХ И СПОСОБЫ ПОСТРОЕНИЯ ПОЛОСОВЫХ
УСИЛИТЕЛЕЙ
Принципы построения резонансных усилителей на электронных
лампах и на транзисторах в основном аналогичны. Однако электронные
лампы (пентоды) характеризуются весьма малой обратной связью
(емкость Сас1), значительным внутренним сопротивлением и слабой
зависимостью параметров от частоты, что облегчает построение
резонансных усилителей. Среди резонансных усилителей на электронных лам-
Рис. 17-5.
пах различают усилители с непосредственным, автотрансформаторным
и трансформаторным включением контура в анодную цепь лампы
(рис. 17-5, а—в). Могут быть построены схемы с последовательным и
параллельным питанием. При последовательном питании с
непосредственным и автотрансформаторным включением для возможности
заземления одного из выводов конденсатора переменно!* емкости
в контур включается специальный блокирующий конденсатор
<Сбл 5*00 4- 20) Скоп).
Найдем основные показатели резонансного усилителя на
электронной лампе с непосредственным включением контура. Эквивалентные
20 Виноградов Ю. В.
593
схемы каскада приведены на рис. 17-6, а и б. В диапазоне рабочих
частот емкости выбираются из условий: Сс !> Свх + См; —тт^^о
^ (Ю 20)СКОН. макс. Емкостями Сс и С5 в эквивалентной схеме
0
Рис. 17-6.
можно пренебречь. Полная емкость колебательного контура усилителя
равна:
С = Скон + Свых + См + Свх + Скат. (17-33)
Резонансная частота каскада соответствует формуле
1
0)0 = =гг.
/1С
Эквивалентное резонансное сопротивление контура определяется
равенством
где
•^э ^0 Яі Яс ^ ^вх '
Ко
(17-34)
Полное сопротивление контура равно:
где
1+усоОз 2
Асо
(17-35)
со'/.
Коэффициент усиления каскада и резонансный коэффициент
усиления описываются соотношениями:
(17-36)
(17-37)
591
Полоса пропускания и избирательность каскада равны:
При перестройке емкостью коэффициент усиления резонансного
усилителя прямо пропорционален частоте.
При индуктивном характере нагрузки усилитель может
самовозбуждаться вследствие наличия обратной связи через емкость Сас1.
Условием устойчивой работы однокаскадного усилителя является
неравенство
, Для построения резонансных усилителей целесообразно выбирать
лампы с большой крутизной, большим внутренним сопротивлением и
малой емкостью Сас1. Схемы с автотрансформаторным включением
имеют меньшую величину /С„0. В этих схемах снижается шунтирующее
действие я і и /?вх и увеличивается избирательность.
Автотрансформаторное включение целесообразно применять в тех случаях, когда контур
характеризуется слишком большой величиной ^э и его нельзя
включить в анодную цепь, не нарушая условия устойчивости (5і?а > /Стоуст)-
Трансформаторное включение ослабляет шунтирующее действие цепи
лампы, и его целесообразно использовать при малых значениях
Полосовые усилители. Для того чтобы усилитель
равномерно усиливал сигнал в пределах необходимой полосы частот,
амплитудно-частотная характеристика усилителя должна иметь П-образ-
ную форму. Такие резонансные усилители называют полосовыми
усилителями. Амплитудно-частотная характеристика обычного
колебательного контура далека от идеальной. Амплитудно-частотные
характеристики с пологим верхом и крутыми скатами можно получить путем
настройки нескольких контуров на разные специально выбранные
частоты или применения полосовых фильтров. Использовать такие
усилители в качестве диапазонных (с перестройкой рабочей частоты)
затруднительно. Поэтому полосовые усилители применяются, как
правило, для усиления на фиксированной частоте (в радиотехнике —
усилители промежуточной частоты). Полосовые усилители можно
разделить на три основные группы.
К первой группе относятся резонансные усилители с взаимно
расстроенными контурами. Такие усилители применяются в тех^слу-
чаях, когда необходимо получить большое усиление при широкой
полосе пропускания. Они обычно состоят из двух каскадов с контурами,
симметрично расстроенными относительно средней частоты
(пунктирные кривые 1 и 2 на рис. 17-7, а). Общая амплитудно-частотная
характеристика 3 получается как произведение ординат резонансных кривых
-^С/?»©Сасі < 1.
(17-38)
Предельный резонансный коэффициент усиления равен:
(17-39)
20*
595
каждого каскада. Можно построить полосовой усилитель из трех
каскадов. В этом случае один из контуров настраивается на рабочую
частоту, а два других симметрично расстраиваются относительно нее.
Ко второй группе относятся усилители с двухконтурным
полосовым фильтром, т. е. со связанной системой двух или более контуров
(рис. 17-7, б), каждый из которых настроен на рабочую частоту.
Наиболее широко применяется индуктивная связь. В зависимости от
степени связи между контурами резонансные характеристики могут иметь
вид одногорбых или двугорбых кривых. Если связь меньше или равна
Рис. 17-7.
критической, то резонансная характеристика получается одногорбой
с максимумом на рабочей частоте (рис. 17-7, в). При связи больше
критической резонансная характеристика имеет два максимума,
симметрично расположенные относительно рабочей частоты, на которую
настроены контуры. Произведение коэффициента усиления на полосу
пропускания несколько увеличивается, если добротности контуров
различны. Однако при этом резко ухудшается стабильность' формы
резонансной кривой. Целесообразно выбирать <?э1 = (?э2 = 0. В этом
случае критический коэффициент связи между контурами равен
/Скр = йъ. Настройка усилителя производится по максимуму
выходного напряжения. Коэффициент усиления вдвое меньше, чем в обычном
резонансном каскаде, а полоса пропускания расширяется в 1,41 раза.
К третьей группе относятся усилители с двухконтурным фильтром
в одном каскаде и одиночным контуром в другом. Резонансные частоты
обоих каскадов выбираются равными, а коэффициент связи двухкон- <
595
турного фильтра — больше критического (рис. 17-7, г). Результирую-"
щая характеристика такого усилителя становится весьма близкой
к идеальной, так как пик резонансной кривой одного каскада
компенсирует провал в резонансной кривой другого каскада.
17-4. ГЕНЕРАТОРЫ 1с НА ЭЛЕКТРОННЫХ ЛАМПАХ
Генератор ьс имеет колебательный контур и осуществляет
преобразование энергии постоянного тока источника питания в энергию
переменного тока необходимой частоты. Незатухающие колебания
в колебательном контуре поддерживаются путем периодического
добавления энергии от внешнего источника при помощи транзисторов или
электронных ламп. В общем случае генераторы ьс подразделяются на
генераторы с внешним (независимым) возбуждением и генераторы
с самовозбуждением (автогенераторы).
Генератор с внешним возбуждением
представляет собой усилитель мощности класса В или С, в анодную
(коллекторную) цепь которого включен колебательный контур, а на вход
поступают маломощные колебания от внешнего генератора
незатухающих колебаний (задающего генератора). Для работы с высоким к. п. д.
анодную (коллекторную) нагрузку необходимо настраивать в резонанс
на рабочую частоту, а постоянная составляющая анодного
(коллекторного) тока, дол ж на быть минимальной. Нагрузкой каскада обычно
служит колебательный контур (например, антенный). Для максимальной
отдачи хмощности нагрузке между промежуточным анодным
(коллекторным) и антенным контурами подбирается оптимальная связь. Генератор
с внешним, возбуждением может работать как умножитель частоты,
если его анодный (коллекторный) контур настраивается не на основную
частоту, а на ее п-ю гармонику.
Генераторы с самовозбуждением применяются
в качестве задающих генераторов в электронной аппаратуре различного
назначения. В отличие от генератора с внешним возбуждением
генератор 'с самовозбуждением имеет цепь положительной обратной связи и
незатухающие колебания в нем поддерживаются за счет передачи части
напряжения с выхода схемы на ее вход (рис. 17-8, а). Условия
самовозбуждения генератора — баланс амплитуд и баланс фаз ■—
обеспечиваются соответствующим подбором амплитуды и фазы напряжения
обратной связи цс (напряжения возбуждения). Элементом цепи
обратной связи рассматриваемой схемы является индуктивность в цепи сетки
ьс, связанная с индуктивностью контура ь. Изменять частоту
генерации можно изменением емкости или индуктивности контура. При
этом будет изменяться и режим работы генератора. Обратная связь при
перестройке частоты не регулируется, а выбирается такой, чтобы
обеспечить условие самовозбуждения на всех необходимых частотах.
Принцип работы автогенератора можно пояснить с помощью графиков,-
построенных на идеализированной аиодно-сеточной характеристике
лампы с нагрузкой.
Если цепь обратной связи разорвана, то при включении источника
питания возникает бросок анодного тока и происходит «ударное»
возбуждение колебаний в контуре, амплитуда которых зависит от
величины броска анодного тока, а частота — от параметров контура ь
и Скон- Однако эти колебания будут затухающими.
Если часть напряжения с контура по цепи обратной связи подать
на сетку лампы (цс = $цк = Р#э/а1), т0 с появлением в контуре
597
«ударных» колебаний возникает и напряжение возбуждения £/с на сетке.
Если напряжение возбуждения противоположно по фазе напряжению
на аноде (это определяется выбором направления витков катушек Ь
и £с), а его амплитуда такова, что величина поступающей в контур
энергии по цепи обратной связи равна энергии, затрачиваемой
колебательной системой, то схема начнет самостоятельно поддерживать
возникший колебательный процесс. Общий случай установления
колебательного режима иллюстрируется на рис. 17-8, б. Напряжение
смещения управляющей сетки устанавливается автоматически до нужного
значения Ес0 за счет импульсов сеточного тока, протекающих через
сопротивление /?с, зашунтированное емкостью С. Амплитуды
колебаний в цепи сетки и в анодном контуре в начале процесса возрастают.
Рис 17-8.
В установившемся режиме сеточный ток поддерживает среднее значение
£с0, на которое накладывается напряжение возбуждения, а анодный
ток имеет угол отсечки 8.
Условие самовозбуждения для контура с высокой добротностью и
не слишком большой величиной Р выполняется лишь для весьма узкой
полосы частот, поэтому колебания близки к гармоническим.
Действительно, на резонансной частоте контур представляет чисто омическое
сопротивление. Поэтому фаза напряжения этой частоты на аноде об-
ратна фазе напряжения на сетке (ср = я). Сдвиг фаз в цепи обратной
связи равен я. Тогда общий сдвиг фаз составляет ф0. с = ср + Фр = 2я
(баланс фаз). Если параметры лампы, контура и цепи обратной связи
таковы, что Ки$ > 1 (баланс амплитуд), то схема самовозбуждается
с частотой, равной резонансной частоте контура. Условия для
существования колебаний других частот являются более жесткими, так как
при отклонении частоты от значения со0 падает сопротивление контура
(уменьшается величина /СЯР), а угол ф отличается от я.
Коэффициент усиления системы", не охваченной обратной связью,
определяется формулой
598
(17-40)
которое может перевести рабочую точку вправо за положение 2, либо
увеличить коэффициент обратной связи до значений, больших |32.
После возникновения колебаний коэффициент обратной связи можно
уменьшить без опасности срыва колебаний. Жесткое самовозбуждение
может произойти также при неправильном выборе элементов цепочки
автоматического смещения (сопротивление /?с велико, а' емкость Сс
мала). Обычно генераторы работают с автоматическим смещением.
Возникновение колебаний происходит в режиме мягкого
самовозбуждения, а в установившемся режиме для повышения к. п. д.
обеспечивается работа с углом отсечки Ь < 90°. С ростом величины /?с
возрастает напряжение смещения и уменьшаются
амплитуда колебаний и мощность, отдаваемая
генератором. При слишком больших значениях
#с колебания могут сорваться или наступит
режим прерывистой генерации.
Режим работы автогенератора
характеризуется постоянными составляющими токов
анода /0а и сетки /ос, амплитудами-, переменного
напряжения на аноде £/а и на сетке Цс, током
первой гармоники /а1 и мощностью
генерируемых колебаний. Различают недонапряженный
. макс
), нормальный (2/а1 ^ /а. макс)
и перенапряженный режимы работы. На режим
работы влияют коэффициенты обратной связи,
сопротивление нагрузки и параметры цепи автоматического смещения.
С ростом коэффициента связи (|3 > (Зкр) напряжения на контуре и на
сетке сначала возрастают, а затем спадают вследствие резкого
возрастания сеточных токов и уменьшения в связи с. этим эквивалентного
сопротивления контура /?э; при этом изменяется и постоянная
составляющая анодного тока.
Схемы ламповых автогенераторов различаются также по способам
построения цепи обратной связи, подачи питания и др. Автогенераторы
могут быть, однотактными и двухтактными. Нами была рассмотрена
схема автогенератора с индуктивной обратной связью и с
последовательным анодным питанием. Колебательный контур можно включить
не в анодную, а. в сеточную цепь. Схемы генераторов с параллельным
питанием приведены на рис. 17-10, а и б. Для того чтобы источник
питания не шунтировал контур, включен дроссель, имеющий большое
сопротивление на высоких частотах. Конденсатор С предотвращает
замыкание источника' питания через дроссель и катушку индуктивности
контура. Напряжение обратной связи снимается с части контура (по
600
Величина критического коэффициента обратной связи, при котором
возникает генерация, равна:
3 _JL-_*L+±.
£>ср^э
(17-41)
Колебательная
характеристика
^
а)
где 5ср — средняя крутизна.
Уравнение баланса амплитуд имеет вид:
5сРД9(Ркр —£>) = 1. (17-42)
Условие самовозбуждения генератора удобно исследовать с
помощью , колебательной характеристики и линии обратной связи
(рис. 17-9). Колебательной х а- '
рактеристикой называют
зависимость амплитуды первой гармоники
анодного тока от амплитуды
напряжения возбуждения. Линия обратной
связи определяет зависимость амплитуды
напряжения возбуждения Uc,
поступающего по цепи обратной связи, от
амплитуды первой гармоники анодного
тока (при — const, р — const).
Колебательные характеристики, полученные
при смещениях на сетке Ес ^ 0 и
Ес ^ иглпу имеют различный вид
(рис. 17-9, а и б) (при | Ес | < | с/зап |
лампа работаете углом отсечки 8 >90°,
а при | Ес I > | U32Ln | — с углом
отсечки G < 90°). Колебательную
характеристику и линию обратной связи
строят на одном графике и по их
взаимному положению судят о режиме
самовозбуждения генератора. В точках
их пересечения /, 2 и 3 выполняется
условие баланса амплитуд. Однако
не все эти точки являются точками
устойчивого равновесия. Точка 1 на
рис. 17-9, а является точкой неустойчивого равновесия.
Действительно, при Р3 > Р2 = Ркр любое незначительное возмущение
способствует переходу системы из точки 1 в точку 2, которая является
точкой устойчивого равновесия. (О характере устойчивости можно
судить по наклону колебательной характеристики и линии обратной
связи в точке пересечения. Если в точке пересечения угол наклона
колебательной характеристики к оси абсцисс меньше угла наклона
линии обратной связи, то состояние равновесия устойчиво, если больше—
неустойчиво). На рис. 17-9, б при рх точками устойчивого равновесия
являются точки 1 и 3, а точкой неустойчивого равновесия — точка 2.
Различают мягкий и «жесткий» режимы самовозбуждения
генератора. Мягкий режим наблюдается в схемах с автоматическим
смещением. В момент возникновения колебаний напряжение на сетке равно
нулю и лампа работает с углом отсечки б > 90°. При р > Ркр
автогенерация возникает плавно, без резких скачков амплитуды колебаний
(рис. 17-9, а). Если же на сетку подано начальное смещение, а р <
< Ркр = Р2 (рис 17-9, б), то для возникновения колебаний необходимо
подать на сетку значительное начальное напряжение возбуждения,
599
автотрансформаторной или емкостной схеме). Контур включен в схему
тремя выводами (схемы автогенераторов с таким включением контура
иногда называют трехточкой). Для обеспечения баланса фаз
реактивность, включенная между анодом и сеткой (Хх), должна быть
противоположного знака по сравнению с реактивностями, включенными между
анодом и катодом (Х2) и между сеткой и катодом (Х2) (рис. 17-10, в).
Иногда встречаются схемы автогенератора с двумя контурами (в
анодной и сеточной цепях). Обратная связь в этих схемах осуществляется
либо через внутреннюю паразитную емкость анод — сетка лампы,
либо через внешнюю емкость, параллельную ей. Могут быть построены
автогенераторы на пентоде, работа которых основана на эффекте токо-
распределения между анодом й экранирующей сеткой.
17-5. ГЕНЕРАТОРЫ LC НА ТРАНЗИСТОРАХ.
СТАБИЛИЗАЦИЯ ЧАСТОТЫ
Генераторы с самовозбуждением на транзисторах имеют
ряд особенностей по сравнению с ламповыми
автогенераторами. Основная особенность обусловлена зависимостью от
частоты коэффициента передачи тока В. В результате этой
зависимости возникает сдвиг фаз между напряжением
возбуждения и первой гармоникой тока коллектора. Условие
баланса фаз имеет вид:
ф + Фэ + фя + фкон==0 или 2я, (17-43)
где фя—фазовый угол коэффициента передачи В;
Фкон — фазовый угол колебательного контура.
Сдвиг фаз вызывает расстройку между собственной
частотой контура и частотой генерации. Коэффициент
передачи тока уменьшается с ростом частоты передаваемых
сигналов. Малые входное и сравнительно небольшое выходное
сопротивления транзистора заставляют выбирать небольшие
коэффициенты включения контура. При этом уменьшается
энергия, отдаваемая в контур за счет цепи положительной
обратной связи.
Пользуясь выражением для КрСотл (см. §11-1), легко
определить максимальную частоту генерации /макс —
наибольшую частоту автоколебаний в генераторе на
транзисторе. С достаточной точностью можно считать, что /макс —
частота, на которой коэффициент усиления каскада по мощности
Кр равен единице. Коэффициент усиления Кр является
функцией частоты. Предельно возможная частота генерации
определяется равенством Кр Согл (ю) — 1 • Подставляя в
выражение (11-18) вместо Ве0, RBblx и RBX значения В, ZBbIx.x
и ZBX и учитывая, что на слишком больших частотах в этих
выражениях можно пренебречь единицей по сравнению с
601
«•максТв и слагаемым гэ (1 + Б) по сравнению сг'б, получаем:
К
Полагая /Ср.Согл = 1> находим максимальную частоту
генерации:
/а
(17-45)
Рассматривая генератор как устройство, состоящее из
усилителя тока с коэффициентом усиления Кі и цепи
обратной связи по току с коэффициентом передачи Р/, можно
записать условие баланса амплитуд
/г21
1 + п22ги'
1.
Если /г222н < 1, то
Рі
_1_
(17-46)
Транзисторы в автогенераторе обычно включаются по
схеме с ОЭ (рис. 17-11). Схема автогенератора может быть
выполнена с емкостной (рис. 17-11, а),
автотрансформаторной (рис 17-11,6) или индуктивной (трансформаторной)
(в) обратной связью. В схемах автогенераторов на рис. 17-11,
а ток обратной связи поступает из контура в базу через
емкость С4, реактивное сопротивление которой на рабочей
частоте должно быть весьма малым. Смещение базы
определяется сопротивлениями /?1э /?2, Чтобы исключить
602
заметное шунтирование контура, эти сопротивления
целесообразно выбирать возможно большими. Для повышения
стабильности частоты автоколебаний генератора (рис. 17-11, а)
при изменениях параметров транзистора и э. д. с.
источников питания в схему можно ввести емкость С3 (С3< СХ,С2).
Для увеличения выходной мощности применяются
двухтактные схемы генераторов. Двухтактные схемы на
транзисторах, работающих в ключевом режиме, позволяют
получать выходную мощность, в несколько раз превышающую
наибольшую рассеиваемую мощность транзистора.
Стабильность частоты автогенераторов на
транзисторах ограничивается не столько нестабильностью параметров
контуров, сколько нестабильностью параметров
транзистора — главным образом реактивных составляющих входного
и выходного сопротивлений и коэффициента передачи тока
базы.
Одним из способов стабилизации частоты является
поддержание постоянства напряжения источников питания.
Для этого необходимо применять стабилизаторы
напряжения. В ряде случаев хороший эффект дает включение
дополнительных реактивных элементов (как в схеме рис. 17-11, а).
Однако этот способ непригоден для генераторов с
перестраиваемой частотой. Большое влияние на стабильность
оказывают коэффициенты включения контура и величина
коэффициента обратной связи. Например, уменьшение
коэффициента включения контура от 0,75 до 0,5 снижает
относительную нестабильность частоты генератора,
работающего в интервале температур, примерно в 6—8 раз.
Повысить стабильность частоты генератора при изменении
температуры в широких пределах можно путем применения
качественных схем термостабилизации или
термокомпенсации рабочего режима и включения параллельно основной
емкости Скон конденсаторов с большим отрицательным ТКН
(например, тикондовых конденсаторов).
Наибольшая стабильность частоты достигается при
использовании в качестве колебательной системы кварцевой
пластины. При надлежащем изготовлении кварцевая
пластина является одной из самых совершенных
электромеханических колебательных систем с малым затуханием.
Кристаллический кварц обладает свойством пьезоэффекта, сущность
которого заключается в том, что механическое воздействие
на кварцевую пластину (изменение ее геометрических
размеров) вызывает появление на ее гранях электрических
зарядов, а геометрические размеры пластинки в свою оче-
603
Разность частот 0пао и со
поел
весьма мала
в*пар ^посл
^посл
10-4~- 10 2V, так как С0 > Скв. В величину емкости С
входят и внешние нестабильные емкости схемы. Поэтому
более стабильной является частота сопосл. На частотах ниже
(опосл и выше сопар реактивное сопротивление резонатора
имеет емкостный характер, а на частотах выше сопосл и ниже
^пар — ИНДУКТИВНЫЙ.
Кварцевый резонатор характеризуется высокой
добротностью (<3 до нескольких сотен тысяч) и малым
коэффициентом включения контура (10"3 — 10~4), что обусловливает
высокую стабильность частоты автогенераторов с кварцем.
Для обеспечения высокой ста-
включением кварца между: 1)
базой и эмиттером и 2) между коллектором и базой,
представляющие собой по существу двухконтурный
автогенератор, в котором связь внешнего контура с внутренним
(кварцем) осуществляется через емкость (рис. 17-13). Для
ламповых вариантов соответственно используется
включение кварца между сеткой и катодом или между сеткой и
анодом. Возбуждение этих схем возможно при индуктивном
характере сопротивления кварца, т. е. частота
генерируемых колебаний лежит в пределах соПосл < со < сопар. Для
обеспечения самовозбуждения внешний контур должен
настраиваться так, чтобы в первом случае его резонансная
частота была выше частоты параллельного резонанса кварца
(внешний контур должен иметь индуктивное
сопротивление), а во втором случае резонансная частота внешнего
контура была ниже частоты параллельного резонанса
кварца (внешний контур должен иметь емкостное
сопротивление).
Для уменьшения влияния нагрузки на режим работы
генератора, стабилизированного кварцем, между
генератором и нагрузкой обычно включается буферный каскад.
Существуют различные
способы построения схем
автогенераторов, стабилизированных
кварцем. Наибольшее
распространение получили схемы с
бильности (10"6 и выше) в
широком диапазоне температур
применяется термостатирование
кварцевого резонатора.
Рис. 17-13.
605
редь изменяются под действием электрического поля.
Величина зарядов^пропорциональна деформации, а их знак
меняется на обратный, когда растяжение заменяется
сжатием. Если пластинку кварца поместить в переменное
электрическое поле, то в ней возникают механические колебания
и через пластинку начинает течь переменный ток.
Кварцевая пластина обладает рядом резонансных частот. ,
Если частота колебаний приложенного напряжения
приближается к резонансной частоте кварцевой пластинки, то
поверхности покрываются металлом. При этом
образуется конденсатор, емкость которого определяется
размерами и диэлектрической проницаемостью кварца.
Эквивалентная схема кварцевой пластинки совместно
с кварцедержателем (кварцевого резонатора) изображена
на рис. 17-12, а.
Кварцевый резонатор обладает двумя резонансными
частотами:
Рис. 17-12.
т
амплитуда колебаний
пластинки и протекающий
через нее ток резко
возрастают. Кварцевая пластинка
в области резонанса
эквивалентна
последовательному соединению
индуктивности емкости Скв и
активного сопротивления г
(последовательный
колебательный контур), величины
которых зависят от
размеров пластины, среза
кристалла и типа колебаний.
В рабочем состоянии
кварцевая пластина
зажимается между металлическим
кварцедержателем или же
две ее противоположные
и
0),
'поел
со,
ушг
кв
частота
последовательного резонанса;
частота параллель-
(17-47)
'пар —
Усь
ного резонанса,
где
с0 + с,
КЗ
604
состоит из несущей и двух боковых полос частот модуляции.
Форма и спектр частот амплитудно-модулированных
колебаний показаны на рис. 17-14, а и б.
Рис. 17-14.
Средняя мощность амплитудно-модулированных
колебаний за период звуковой частоты определяется формулой
Яср = Р0 + 2Рб = Р0 + ?Л) = Л)(1 (17-50)
где Р0 = у FoR — мощность несущей, рассеиваемая на
нагрузке R;
P¿— ^- Р0 — мощность одной боковой частоты,
рассеиваемая на сопротивлении R.
Максимальная мощность равна:
Рм.« = Р0(1+'и)2; (17-51)
з
при т = 1 Рмакс = 4Р0, аРср = уР0, т. е. при изменении
величины т от 0 до 1 Рср возрастает в 1,5 раза.
Качество модуляции оценивается амплитудной
модуляционной характеристикой, представляющей зависимость
коэффициента модуляции от амплитуды модулирующего
напряжения т = / (í/q)|q на частоте 400 или 1 ООО гц> и
частотной характеристикой, выражающей зависимость
коэффициента модуляции от частоты модуляции при неизменной
амплитуде модулирующего напряжения т = f (Q) \uQ.
Модуляция электрических колебаний осуществляется
при помощи специальных модуляторов. В передатчиках
607
17-6. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТНОГО СОСТАВА
ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ
В электронике часто приходится сталкиваться с
необходимостью преобразования частотного состава
электрических колебаний (например, при модуляции, смешении,
преобразовании и детектировании). Процессы
преобразования частотного состава можно осуществить при воздействии
электрических колебаний на элементы с нелинейными
характеристиками.
Модуляция. Процесс управления колебаниями высокой
частоты генератора называется модуляцией. Можно
осуществлять модуляцию колебаний высокой частоты по
амплитуде, по частоте и по фазе, а также различные виды
более сложной импульсной модуляции. Колебания высокой
частоты со, один из параметров которых изменяется, обычно
называются несущими (или модулируемыми), а
управляющие колебания — модулирующими.
Амплитудная модуляция. При
амплитудной модуляции изменяется амплитуда колебаний высокой
частоты в соответствии с сигналом низкой частоты.
Уравнение амплитудно-модулированного колебания (при
модуляции одной частотой Q) имеет вид:
i = I0 (1 + м-cos Qt) cos со/ =
= /0 cos (út + ~ I0 cos (со + Q) t + ~ I0 cos (со — Q) /, (17-48)
где I0 cos со/ — колебания несущей частоты со;
m = ~ = Y —коэффициент (глубина) модуляции;
/cosco/ — колебания модулирующей частоты Q;
2" 10 cos (со ± Q) t — колебания нижней и верхней боковых
частот.
Модулированный по амплитуде ток изменяется от
максимального значения /макс = I0 (1 + т) до минимального
Лшн = /о (1 — т). Коэффициент модуляции равен:
m /макс-/мин > (17-49)
/макс ~Г * мин
Спектр модулированного гармоническим сигналом
колебания состоит из трех гармоник — несущей и двух боковых.
Если модуляция производится сигналом со сложным
спектральным составом, то спектр модулированного колебания
606
амплитудная модуляция производится путем изменения
величины первой гармоники тока коллектора (или анода) в
одном из каскадов тракта усиления колебаний задающего
генератора в соответствии с модулирующими сигналами
низкой частоты. Амплитуда напряжения высокой частоты
на коллекторном контуре изменяется пропорционально току
первой гармоники. Модулируемые колебания задающего
генератора обычно подаются на базу. Модулирующие
низкочастотные колебания можно подавать на базу, на
эмиттер и на коллектор. Пример схемы каскада с подачей
модуляции на эмиттер и линейной амплитудной
модуляционной характеристикой до т « 90% приведен на
рис. 17-15. Конденсаторы С19 С2 и С4 выбираются так, чтобы
От задающего
генератора. В Ч
Модулирующий
сигнал
Рис. 17-15.
их реактивные сопротивления были малы на низших
модулирующих частотах, а конденсатор С3 — так, чтобы его
реактивное сопротивление было мало лишь на несущей
частоте. Поэтому напряжение эмиттер — база, положение
рабочей точки, а следовательно, и ток коллектора будут
изменяться с изменением напряжения модулирующей
частоты. При подаче модуляции на коллектор можно работать
с более высокими уровнями сигналов. Однако при этом
требуются и более мощные модулирующие колебания. В
ламповых схемах можно осуществить анодную и сеточную
модуляцию по первой или третьей сетке.
Частотная модуляция. При частотной
модуляции изменяется мгновенное значение частоты
модулируемых колебаний около ее среднего значения в соответствии
с законом изменения модулирующего напряжения (рис.
17-16, а) (амплитуда модулированных колебаний остается
неизменной)
со = со0 ± Асо cos Qt.
608
Максимальное отклонение частоты модулированных
колебаний от среднего значения (девиация частоты) Асе
пропорционально амплитуде модулирующего сигнала.
Девиация частоты определяет глубину модуляции
частотно-модулированных колебаний^. Уравнение
частотно-модулированного колебания (при модуляции одной частотой q) имеет вид:
i = /0cos(©0¿ + MsinQ/), (17-52)
где М — Дш/Q — индекс модуляции;
. /0 eos co0¿ — колебание несущей частоты со0.
Индекс модуляции зависит не только от амплитуды
модулирующего напряжения, но и от его частоты.
^—\ ^
in
1
!
1
и
И
L
М~4
u)>COo cü<ojq
^const'
а)
Рис. 17-16.
Из выражения (17-58) можно получить спектр частотно-
модулированных колебаний:
оо
i = /0 J0(M) cos со0/ + /0 2 h (М)Х
Xcos[(©0 + ftQ)/ + (— l)*cos(co0 — kq)t], (17-53)
где J\> и J к — функции Бесселя нулевого и k-ro порядков.
Спектр частот (рис. 17-16, б) состоит из несущей со0
и ряда боковых частот со0 + &Q и со0 — kq, амплитуда
которых определяется функциями Бесселя первого рода. При
изменении модулирующей частоты происходит изменение
числа составляющих и, следовательно, перераспределение
энергии между ними, ширина же полосы частот
практически не меняется. С увеличением частоты q число
составляющих уменьшается, а энергия, сосредоточенная в них,
609
увеличивается. При индексе модуляции М < Г
(узкополосная модуляция) можно считать, что
частотно-модулированное колебание практически состоит из несущей со0 и двух
боковых частот со0±Й. При М > 1 (широкополосная
модуляция) спектр частотно-модулированных колебаний
расширяется. В радиовещании применяется широкополосная
модуляция с девиацией частоты А/ = 75 кгц (ґмакс = 15 кгц).
Полоса частот, занимаемая передатчиками, составляет
150 кгц. Такое радиовещание можно осуществить на
ультракоротких волнах (на частотах порядка десятков мегагерц).
По сравнению с амплитудной частотная модуляция
обладает лучшей помехоустойчивостью и более полным
использованием усилительных элементов за счет постоянства ампли-
контуру включается реактивное сопротивление
регулируемой величины (например, дополнительный транзистор,
реактивное сопротивление которого изменяется с
изменением положения рабочей точки). Можно использовать
транзистор автогенератора и осуществлять модуляцию
частоты посредством изменения положения его рабочей
точки (рис. 17-17). Сигнал модуляции подается в цепь базы,
что требует наименьшей мощности модулирующего сигнала
при заданной девиации частоты. Конденсатор Сх образует
цепь обратной связи. Конденсаторы С2, С3 и С4 —
блокировочные. Можно построить схемы, в которых модулирующий
сигнал подается в цепь эмиттера или цепь коллектора.
В частотных модуляторах на электронных лампах
регулируемое реактивное сопротивление создается с помощью
дополнительной, так называемой реактивной, лампы.
При фазовой модуляции изменяется фаза
напряжения высокой частоты в соответствии с
модулирующим напряжением. Уравнение фазо-модулированных
колебаний сходно с выражением (17-52), если в последнем
величину М заменить индексом фазовой модуляции Мф.
При фазовой модуляции значение Мф не зависит от часто-
туды модулированных
колебаний.
+Е9
Рис. 17-17.
0
Для осуществления
частотной модуляции необходимо
изменять параметры
колебательного контура, определяющего
частоту колебаний
автогенератора, в соответствии с
модулирующими сигналами. Для этого
параллельно ^ колебательному
610
ты, однако увеличение модулирующей частоты приводит к
резкому расширению полосы частот, причем число
составляющих полосы частот не меняется. Фазовую модуляцию
значительно труднее осуществить, чем частотную.
Импульсная модуляция. В многоканальных
системах передачи информации широко используются
различные виды модуляции радиоимпульсов. Можно
осуществить модуляцию импульсов изменением их амплитуды
(амплитудно-импульсная модуляция), длительности — ширины
(широтно-импульсная модуляция) или их фазы —
положения во времени (фазо-импульсная модуляция). Если для
передачи сообщения в каждом канале применять не один,
а несколько импульсов, то можно получить кодо-импульсиую
модуляцию. Надежность передачи информации наименьшая
при амплитудно-импульсной и наибольшая при кодо-импуль-
сной модуляциях.
Преобразование частоты. Частотная характеристика и
коэффициент усиления резонансного усилителя в сильной
степени изменяются при перестройке колебательных
контуров. Чем выше резонансная частота колебательного
контура, тем шире его полоса пропускания. Через усилитель
наряду с полезными сигналами проходят и посторонние
колебания — помехи. На высоких частотах затруднительно
построить устойчивый усилитель с большим коэффициентом
усиления. Этот недостаток можно устранить путем
преобразования одной полосы частот со средней частотой /с в другую
полосу частот с более низкой средней частотой /пр без
изменения вида и параметров модуляции. Радиоприемники,
построенные с подобным преобразованием частоты,
называются супергетеродинными.
Гетеродинный преобразователь
частоты состоит из нелинейного элемента — смесите-
л я, представляющего собой шестиполюсник, нагруженный
частотным фильтром, и гетеродина — генератора с.
самовозбуждением (рис. 17-18). На один вход смесителя
подается преобразуемое напряжение сигнала высокой
частоты UСу а на другой — напряжение гетеродина £/г, частота
которого отличается от частоты сигнала на величину
промежуточной частоты. Этот сигнал промежуточной частоты
.£/Пр выделяется в нагрузке (фильтре). В качестве
нелинейного элемента можно использовать полупроводниковые
диоды, транзисторы, электронные лампы. Напряжение
сигнала, который подводится к преобразователю, невелико, и
нелинейность характеристики смесителя на нем не сказыва-
611
составляющих с частотами, равными сумме и разности
частот гетеродина и сигнала (/г±/с). Амплитуда
составляющей разностной частоты Д. — /с, которая называется
промежуточной частотой, в каждый момент времени
пропорциональна амплитуде входного сигнала. Огибающая
амплитуды сигнала промежуточной частоты по форме повторяет
огибающую амплитуды входного амплитудно-модулирован-
ного сигнала. При преобразовании
частотно-модулированных колебаний девиация промежуточной частоты
пропорциональна девиации несущей входного сигнала. Крутизной
преобразования называется величина
Snp = ±Sv (17-55)
Напряжение промежуточной частоты на контуре равно:
Un, = InRB = SnpUcRd. (17-56)
Если на вход преобразователя подаются сигналы
различных частот и среди них имеется сигнал с частотой так
называемого зеркального канала /3 = /с + 2/пр, то на выходе
преобразователя этот сигнал совместно с гетеродином также
образует промежуточную частоту /3 — /г — /пр, которая
будет вносить помехи.. Для устранения этого явления
входная цепь должна обладать хорошей избирательностью по
частоте основного сигнала.
Преобразователь частоты можно строить как на двух
транзисторах, один из которых выполняет функции
смесителя, а другой — гетеродина, так и на одном транзисторе.
Ламповые преобразователи частоты обычно строятся на
комбинированных лампах, в которых триодная часть служит
гетеродином, а пентодная или гексодная — смесителем.
Детектирование. Под детектированием понимается
процесс преобразования подводимого модулированного
напряжения в напряжение, соответствующее закону модуляции.
Детектирование амплитудно-модулированных колебаний
осуществляется амплитудными детекторами, а
частотно-модулированных — частотными детекторами.
. Амплитудный детектор выпрямляет
модулированное переменное напряжение, и напряжение на его
выходе изменяется в соответствии с законом изменения
амплитуды подводимого высокочастотного сигнала.
Детектор состоит из нелинейного элемента и нагрузки, на которой
выделяется детектированный сигнал. В качестве элемента
с нелинейной характеристикой можно использовать полупро-
613
ется. Напряжение гетеродина, наоборот, должно существен-1
но изменять крутизну характеристики (и проводимость
смесителя) для входного сигнала
Под воздействием напряжения гетеродина крутизна
характеристики смесителя S (рис. 17-18, б) изменяется с
частотой гетеродина
s = S0 + SA cos юг/, (17-54)
где S0 — крутизна характеристики в рабочей точке;
Sx — амплитуда изменения крутизны характеристики
под воздействием Ur.
6)
Рис. 17-18.
Ток в нагрузке преобразователя можно записать
в-следующем виде:
к = *'вых = s^c = (S0 + S1 COS CDr /) Ucm COS (0C t■
или
iH = S0Ucm cos coc /.+ у SxUcm cos (cor + coc) t +
+ y Sl^cmCOS((Dr —©c)/.
Отсюда видно, что ток в нагрузке состоит из
составляющей с частотой входного сигнала и двух комбинационных
612
водниковые диоды, транзисторы и электронные лампы.
Наибольшее распространение получили диодные детекторы.
В зависимости от амплитуды подводимых
высокочастотных колебаний диодный детектор может работать в режиме
детектирования малых
напряжений и в режиме
детектирования больших
напряжений. В первом
режиме процесс детектирования
происходит на
криволинейном участке
характеристики диода, и возникающие
нелинейные искажения
ограничивают область
применения этого режима. Во
втором режиме к детектору
подводятся большие
напряжения, и детектирование
происходит как•на
криволинейном, так и на ли-
0. ±-
0
Рис. 17-19.
нейном участках характеристики диода. Такой процесс
детектирования называется линейным, а детектор —
линейным диодным детектором. При этом характеристику
диода заменяют линейно-ломаной линией.
Основными показателями диодного детектора являются
коэффициент передачи, уровень нелинейных и частотных
искажений, входное сопротивление и степень фильтрации
высокочастотного напряжения.
614
Диодный детектор можно построить по последовательной
и параллельной схемам (рис. 17-19, а и б). Диаграмма
работы идеального диодного детектора приведена на рис
17-19, в. При действии на входе амплитудно-модулирован-
ного сигнала напряжение на нагрузке детектора меняется
во времени. Изменение амплитуды входного напряжения
вызывает пропорциональные изменения выходного
напряжения так, что угол отсечки тока диода 6 во времени не
меняется.
Рис. 17-20,
Коэффициент передачи диодного детектора при больших
сигналах равен:
*=„ж;=С088' <17-57)
где и& — амплитуда первой гармоники низкочастотного
напряжения на выходе;
т — коэффициент модуляции;
ивх — амплитуда напряжения немодулированной
несущей.
Одной из причин появления нелинейных искажений
является большая постоянная времени нагрузки детектора
С„^н (рис. 17-20, а). Это приводит к тому, что конденсатор
нагрузки разряжается слишком медленно и выходное
напряжение не может следить за быстрыми уменьшениями
напряжения сигнала (времена /х — £2)- Кроме того,
разделительная цепь Сс^с создает отрицательное смещение
для диода, нарушая нормальную работу детектора.
Коэффициент передачи уменьшается с увеличением
частоты модуляции (рис 17-20, б), обусловливая частотные
искажения.
615
лительной. Она имеет малое сопротивление для сигнала с
частотой /0. Через дроссель протекает постоянная
составляющая .тока диодов, а его большое индуктивное
сопротивление исключает возможность закорачивания первого
контура на частоте /0. Принцип работы детектора
поясняется диаграммами, приведенными на рис. 17-22. Он основан
на изменении сдвига фаз между напряжениями на двух
настроенных и связанных контурах при изменении частоты.
1
в)
Рис. 17-22.
Переменные напряжения, приложенные к диодам и
определяющие токи через них, определяются формулами:
и
д1 '
и—и^и—^и
іь
(17-58)
Если частота сигнала равна резонансной частоте кон-
туров, то напряжения на контурах сдвинуты по фазе на
90° (рис 17-22, а). Действительно, ток в индуктивности Ьх
отстает от напряжения на первом контуре V на 90°. Пусть
наводимая током 1Ьх э. д. с. во вторичном контуре Ец
опережает этот ток на 90°. Ток 1и совпадает по фазе с
э. д. с. Ец (последовательный резонанс), а напряжение на
617
Напряжение на выходе частотного детекто-'
р а зависит от частоты входного высокочастотного сигнала.
Работа детектора характеризуется частотной
характеристикой, показывающей зависимость выпрямленного напряжения
£Лшх от частоты входного напряжения /вх при постоянной
амплитуде последнего. Для того чтобы паразитная
амплитудная модуляция входного напряжения не оказывала
влияния гш качество работы частотного детектора, перед ним
включается амплитудный ограничитель. Амплитуда
высокочастотного сигнала
на выходе ограничителя
имеет постоянную
величину. Ограничителем обычно
служит каскад усиления
промежуточной частоты,
усилительный элемент в
котором работает с отсечкой
тока.
В простейшем случае
частотное детектирование
можно осуществить с
помощью расстроенного
колебательного контура и
амплитудного детектор а.
Если колебательный
контур расстроен относительно
несущей частоты, а
рабочая точка выбрана на
склоне резонансной кривой, то
изменения частоты будут сопровождаться изменениями
амплитуды колебаний на контуре, что и зафиксируется
амплитудным детектором. Однако такое детектирование
вносит большие искажения. Более совершенными являются
частотный детектор со связанными контурами
(дискриминатор) и дробный частотный детектор (детектор отношений),
схемы которых приведены на рис. 17-21.
Дискриминатор состоит из двух индуктивно-
связанных контуров, настроенных на среднюю частоту
сигнала /0, и двух диодов, включенных по балансной схеме
(рис. 17-21, а). Выходной сигнал снимается с двух
сопротивлений и /?2> на которых образуются два
противоположных выпрямленных напряжения. Сопротивления и
#2 зашунтированы емкостями С1 и С2, имеющими малое
сопротивление на частоте /0. Емкость Ср является разде-
616
индуктивности этого контура (7ц опережает ток 1и на 90°.
Тогда напряжения Un и сУд2 равны по абсолютной величине,
а выходное напряжение дискриминатора при Rx = R2 равно
нулю:
^вых = (£/д! - ^Д2) cos 8 = ^ — £/*2 = 0. (17-59)
Если частота сигнала больше резонансной (/>/0), то
вторичный контур обладает индуктивным сопротивлением.
Ток 1ц будет отставать отэ. д. с. Еи на угол ср (рис. 17-22, б).
Сдвиг фаз между напряжениями (/ и (/ц не будет равен 90°.
Напряжение, прикладываемое ко второму диоду (Уд2, будет
больше напряжения, прикладываемого к первому диоду
(Уд1. В этом случае напряжение на выходе дискриминатора
становится меньше нуля:
^вых = ^-^<0.
Чем больше угол сдвига ср, тем больше разница между
величинами (7Д1 и (7Д2 и тем больше величина выходного
сигнала. Аналогично можно показать, что на частотах
сигнала, меньших резонансной (/ < /0), напряжение на
выходе дискриминатора положительно.
Амплитудно-частотная характеристика дискриминатора,
показывающая зависимость выходного напряжения от
величины и знака девиации частоты, приведена на рис. 17-22, в.
При больших отклонениях частоты от резонансной
напряжение на выходе детектора стремится к нулю за счет
уменьшения напряжений на обоих контурах. Протяженность и
крутизна линейного участка определяются полосой
пропускания контуров. Для повышения эффективности работы
необходимо увеличивать крутизну линейного участка
характеристики.
Дробный частотный детектор (рис. 17-21, б)
обладает способностью подавлять паразитную
амплитудную модуляцию. Нагрузка детектора шунтируется
конденсатором большой емкости, вследствие чего напряжение на
ней мало меняется во времени. Это напряжение
практически определяет постоянство рабочей точки детектора.
Выходной сигнал снимается с емкостного делителя Сг — С2.
ЛИТЕРАТУРА
1. Шал ыт С. С, Электропроводность полупроводников, сб.
«Полупроводники в науке и технике», т. 1, Изд-во АН СССР, 1957.
2. Федотов Я. А., Основы физики полупроводниковых
приборов, изд-во «Советское радио», 1963.
3 Степане н ко И. П., Основы теории транзисторов и
транзисторных схем, Госэнергоиздат, 1963.
4. Пасынков В. В., Ч и р к и н Л. К., Шинков А. Д.,
Полупроводниковые приборы, изд-во «Высшая школа», 1966.
5 Тихонов Ю. Н., Технология изготовления германиевых
и кремниевых диодов и триодов, изд-во «Энергия», 1964
6. С а м о х в а л о в М. М., Германиевые сплавные
диффузионные триоды, Госэнергоиздат, 1962.
7 Николаевский И. Ф., Эксплуатационные параметры и
особенности применения транзисторов, Связьиздат, 1963
8. Транзисторы и полупроводниковые диоды (справочник), под
ред. И. Ф. Николаевского, Связьиздат, 1963.
9. Н о с о в Ю. Р., Полупроводниковые импульсные диоды,
изд-во «Советское радио», 1965.
10. В л а с о в В. Ф., Электронные и ионные приборы,
Связьиздат, 1960.
11. М а д о я н С. Г., Т и х о д е е в Ю. С, Т р у т к о А. Ф.,
Туннельный диод, сб. «Полупроводниковые приборы и их
применение», под редакцией Я. А. Федотова, вып. 7, изд-во «Советское
радио», 1961.
12. Д о б р о х о т о в Н. Г., Полупроводниковые р-п-р-п-иере-
ключатели, сб. «Полупроводниковые приборы и их применение»,
под ред. Я. А. Федотова, вып. 7, изд-во «Советское радио», 1961.
13. Рывки н С. М., Фотоэлектрические явления в
полупроводниках, Физматгиз, 1963.
14. К р а с и л о в А. В., Т р у т к о А. Ф., Методы расчета
транзисторов, изд-во «Энергия», 1964.
15. Горохов В. А., Работа фотодиодов в вентильном режиме,
сб. «Полупроводниковые приборы и их применение», под ред.
Я. А. Федотова, вып. 7, изд-во «Советское радио», 1961.
16. Горохов В. А., Основные соотношения в
фототранзисторах, сборник статей «Полупроводниковые приборы и их применение»,
под. ред. Я. А. Федотова, вып. 7, изд-во «Советское радио», 1961.
17. Фокина В. Ф., Исследование коэффициента, шума
транзисторов, сб. «Полупроводниковые приборы и их применение», под.
ред,Я. А. Федотова, вып. 12, изд-во «Советское радио», 1964.
18. Э р г л и с К. Э., С т е п а н е н к о И. П., Электронные
усилители, изд-во «Наука», 1964.
19. А н и с и м о в В. И., К расчету нестабильности режима и
дрейфа нуля усилительных каскадов на транзисторах, сб. «Полу-
619
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие 3
Введение . 4
Глава первая. Основные понятия теории
электропроводности полупроводников. « 9
1-1. Электропроводность твердого тела 9
1-2. Энергетические состояния электронов в атоме и
твердом теле. Энергетические зоны 11
1-3. Собственная электропроводность полупроводников.
Дырки 17
1-4. Распределение электронов по квантовым состояниям 20
1-5. Концентрация носителей заряда и положение уровня
Ферми в собственном полупроводнике 23
1-6. Примесная электропроводность полупроводников . . 24
1-7. Энергетические уровни доноров и акцепторов ... 27
1-8. Зависимость электропроводности примесных
полупроводников от температуры и концентрации примесей 31
1-9. Рекомбинация и время жизни носителей заряда. ... 34
1-10. Закономерности движения носителей заряда.
Уравнения плотности токов . 36
Глава вторая. Контактные явления в полупроводниках
и физические элементы полупроводниковых приборов 38
2-1. Плоскостной электронно-дырочный переход 38
2-2. Эффект выпрямления в р-я-переходе 43
2-3. Вольт-амперная характеристика р-я-перехода .... 48'
2-4. Пробой р-я-перехода 54
2-5. Емкости р-я-перехода 56
2-6. Другие типы р-я-переходов 58
Глава третья. Полупроводниковые диоды 61
3-1. Выпрямительные диоды ; 61
3-2. Высокочастотные и сверхвысокочастотные диоды ... 69
3-3. Импульсные диоды 71
3-4. Полупроводниковые стабилитроны 76
3-5. Туннельные диоды 79
Глава четвертая. Транзисторы 83
4-1. Основные процессы в плоскостном бездрейфовом
транзисторе. • Токи транзистора. Коэффициент
передачи тока эмиттера 84
4-2. Дифференциальные сопротивления переходов и
емкости транзистора * 96
621
проводниковые приборы и их применение», под ред. Я. А. Федотова,
вып. 8, изд-во «Советское радио», 1962.
20. Расчет транзисторных цепей (под ред. Р. Ши), перевод с
английского, изд-во «Энергия», 1964.
21. Б уд и н с к и й Я., Усилители низкой частоты на
транзисторах, перевод с чешского, Связьиздат, 1963.
22. К о б з е в В. В., Ш и ш м а к о в В. Н., Каскады
радиоприемников на транзисторах, Госэнергоиздат, 1960.
23. А к у л о в И. И., Б а ржи н В. Я. и др., Теория и
расчет" основных радиотехнических схем на транзисторах, изд-во
«Связь», 1964.
24. М а м о и к и н И. Г., Усилительные устройства, изд-во
«Связь», 1966.
25. Ц ы к и н Г. С, Электронные усилители, изд-во «Связь», 1965.
26. Ц ы к и н а А. В., Проектирование транзисторных
усилителей, изд-во «Связь», 1965. ' .
27. Д е к а б р у н Л. Л., Усилители и источники питания,
Росвузиздат, 1961.
28. Р и з к и н А. А., Основы теории усилительных схем, изд-во
«Советское радио», 1958.
29. К р и с к у н о в В. Г., Низкочастотные усилители, Гостех-
издат УССР, 1961.
30. Л у р ь е О, Б., Усилители видеочастоты, изд-во «Советское
радио», 1961.
31. Никол аенко С. Н., Виды обратной связи в
транзисторных усилителях, сб. «Полупроводниковые приборы и их
применение», под ред. Я. А. Федотова, вып. 7, изд-во «Советское радио», 1961.
32. С о к о л о в А. А., Транзисторные усилители постоянного
тока, изд. МЭИ, 1964.
33. А н и с и м о в В. И., Голубев А. П., Решающий
транзисторный усилитель постоянного тока, сб. «Полупроводниковые
приборы и их применение», под ред. Я. А. Федотова, вып. 10, изд-во
«Советское радио», 1963.
34. В о й ш в и л л о Г. В., Методическое руководство по
курсовому проектированию транзисторных усилителей звуковой частоты,
изд. ЛЭИС, 1964.
35. Т е р е н т ь е в Б. П., Электропитание радиоустройств,
Связьиздат, 1958.
36. Д е в о н и с с к и й В. Ю., Выпрямители на германиевых
диодах, Воениздат, 1964.
37. Д о д и к С. Д., Полупроводниковые стабилизаторы
постоянного напряжения и тока, изд-во «Советское радио», 1962.
38. А с е е в Б. П., Фазовые соотношения в радиотехнике,
Связьиздат, 1954.
39. С а ф р о ш к и н Ю. В., Частотно-избирательные #С-схемы
на^ полупроводниковых триодах, сб. «Полупроводниковые
приборы и их применение», под ред. Я. А. Федотова, вып. 9, изд-во
«Советское радио», 1963.
40. П о л к о в с к и й ' И. М., Стабилизированные усилительные
устройства на транзисторах, изд-во «Энергия», 1965.
41. Пусты не кий И. Н., Расчет транзисторных
видеоусилителей, Томск, 1962.
42. Д и т к и н В. А., Кузнецов П. И., Справочник по
операционному исчислению, Гостехиздат, 1951.
9-3. Работа однокаскадного усилителя с ^С-связью при
усилении гармонических сигналов . 305
9-4. Многокаскадный усилитель с #С-связью . 324
9-5. Работа однокаскадного усилителя с ^С-связью при
усилении импульсных сигналов 328
9-6. Искажения формы импульса многокаскадным
усилителем 336
9-7. Однокаскадиый усилитель на транзисторе с общей
базой 339
9-8. Усилители с #С-связью на электронных лампах .... 341
9-9. Коррекция характеристик усилителя с /?С-связыо 349
9-10. Помехи и шумы усилителей 368
Глава десятая. Усилители с обратной связью 372
10-1. Виды обратных связей . 372
10-2. Влияние обратной связи на основные параметры
усилителя . . 373
10-3. Эмиттерный повторитель 385
10-4. Однокаскадиый усилитель с последовательной
отрицательной обратной связью по току. Фазоинверсный
усилитель 395
10-5. Однокаскадиый усилитель с параллельной
отрицательной обратной связью 401
10-6. Усилители с отрицательной обратной связью на
электронных лампах 405
10-7. Паразитные обратные связи в усилителях 413
Глава одиннадцатая. Усилители с
трансформаторной связью 417
11-1. Усилители с трансформаторной связью на
транзисторах 417
11-2. Усилитель с трансформаторной связью на
электронных лампах 427
Глава двенадцатая. Выходные каскады усилителей
(усилители мощности) 431
12-1. Назначение выходных каскадов и требования к ним 431
12-2. Однотактные выходные каскады с трансформаторным
включением нагрузки класса А 433
12-3. Искажения в выходном каскаде класса А 440
12-4. Двухтактные выходные каскады класса А 447
12-5. Двухтактные выходные каскады класса В 454
12-6. Выходные каскады на электронных лампах 462
Глава тринадцатая. Усилители постоянного тока 469
13-1. Назначение и особенности построения усилителей
постоянного тока . 469
13-2. Дрейф нуля усилителей постоянного тока 475
13-3. Методы уменьшения дрейфа нуля 478
13-4. Балансные схемы усилителей 485
13-5. Дифференциальный однокаскадиый усилитель 491
13-6. Усилители постоянного тока на электронных лампах 496
* 13-7. Усилители с преобразованием постоянного тока в
переменный ....... 503
13-8. Операционные усилители с автоматической
стабилизацией нулевого уровня 510
623
4-3. Способы включения и статические характеристики
транзистора ....... ...... 100
4-4. Т-образные эквивалентные схемы транзистора для
переменных составляющих сигнала 106
4-5. Зависимость параметров транзистора от режима работы,
температуры и частоты 112
4-6. Дрейфовые транзисторы 122
4-7. Транзистор как линейный четырехполюсник 133
. 4-8. Работа транзистора с нагрузкой 141
4-9. Работа транзистора в импульсном режиме 145
4-10. Шумы транзистора 149
4-11. Составной транзистор 152
4-12. Технические параметры и предельно допустимые
эксплуатационные данные транзисторов 155
4-13. Конструкции и типы транзисторов 160
4-14. Четырехслойные приборы . . . 162
Глава пятая. Приемно-усилительные электронные лам- ч
пы и ионные приборы 166
5-1. Электронная эмиссия . 168
5-2. Катоды электронных ламп 171
5-3. Диод 174
5-4. Триод 18І
5-5. Статические характеристики и параметры триода 185
5-6. Работа лампы с нагрузкой. Эквивалентные схемы.
Входная проводимость 194
5-7. Экранированные лампы 201
5-8. Смесительные, преобразовательные и
комбинированные лампы . * 215
5-9. Ионные приборы 217
Глава шестая. Фотоэлектрические приборы ........ 231
6-1. Фотодиоды 231
6-2. Фототранзисторы 237
6-3. Электровакуумные фотоэлементы и фотоэлектронные
умножители • 239
Глава седьмая. Электроннолучевые трубки 243
7-1. ' Осциллографические трубки 243
7-2. Другие типы электроннолучевых трубок ........ 252
Глава восьмая. Усилители . • • 256
8-1. Классификация и типы усилителей. Основные
характеристики и показатели работы 256
8-2. Выбор режима работы транзистора 274
8-3. Методы обеспечения рабочего режима и стабильность
рабочей точки 278
8-4. Термостабилизация рабочей точки 283
8-5. Термокомпенсация рабочей точки . -; 292
8-6. Выбор и методы обеспечения режима работы
электронных ламп 294
Глава девятая. Усилители с реостатко-емкостной связью 300
9-1. Усилители с RC-связъю на транзисторах 300
9-2. Эквивалентная схема однокаскадного усилителя на
транзисторе 302
622
Глава четырнадцатая. Выпрямители 519
14-1. Однопол у периодный однофазный выпрямитель без
потерь с активной нагрузкой . . . Т 520
14-2. Однополупериодный однофазный выпрямитель с
нагрузкой емкостного характера 522
14-3. Двухполупериодный однофазный выпрямитель с
фильтром 527
14-4. Однофазная мостовая схема выпрямителя 533
14-5. Выпрямители- с умножением напряжения.
Многофазный выпрямитель, работающий на индуктивную
нагрузку 537
14-6. Особенности работы полупроводниковых диодов в
схемах выпрямителей 539
14-7. Сглаживающие фильтры 541
Глава пятнадцатая. Стабилизаторы напряжения . . 545
15-1. Параметрический стабилизатор напряжения . . . . . . 547
15-2. Компенсационные стабилизаторы напряжения 549
15-3. Компенсационные стабилизаторы напряжения
последовательного типа на транзисторах . . 553
15-4. Дрейф выходного напряжения 560
15-5. Компенсационный стабилизатор напряжения на
электронных лампах 561
Глава шестнадцатая. Избирательные RC-схгмы . . 564
16-1. Генераторы типа RC. Общие положения . 564
16-2. RC-генератор с поворотом фазы в цепи обратной
связи на 180° 565
16-3. RС-генератор без поворота фазы в цепи обратной
связи .571
16-4. Избирательные /?С-усилители . . .575
Глава семнадцатая. Избирательные LC-схемы .... 583
17-1. Резонансный усилитель 583
17-2. Внутренняя обратная связь и ее нейтрализация .... -589
17-3. Резонансный усилитель на. электронных лампах и
способы построения полосовых усилителей ...... 593
17-4. Генераторы LC на электронных лампах 597
17-5. Генераторы LC на транзисторах. Стабилизация частоты 601'
17-6. Преобразование частотного состава электрических
колебаний 605
Литература
619