ХРИСТО БАНКОВ

..

УСИЛВАТЕЛИ
клас Д

ТЕХНИКА

Инж . ХРИСТ О БАНКО В ЦАНО В

УСИЛВАТЕЛИ
клас Д

..

ДЪРЖАВН О - ИЗДАТЕЛСТВ О „ТЕХНИКА "
СОФИЯ, 1978

УДК

621.375

В книгата се разглежда принципът на работа на усилвателите клас Б и се
проследява развитието на схемотехниката им в исторически аспект.
След уводните материали в първа глава са резюмирани редица статии и
книги от съветски и други автори с цел да се поднесе на читателя по-цялостна
информация за развитието на теоретично-експерименталните изследвания на тези
устройства.
Почти цялата публикувана литература за усилвателите клас Б е

синтезирана

в първа глава.
За разграпичение между отделните видове устройства, работещи

в

ключов

режим, е създадена от автора пълна класификация на същите. За някои ключо­
ви устройства е разгледан най-важният параметър—к. п. д.
В трета

глава се предлага методика за изчисление

на

отделн;;те

стъпала

на усилвател клас В при избрана схема.
В четвърта глава са дадени някои сведения за

проведени

експерименти от

автора. Дават се някои полезни изводи, получени при изследване на
импулсната модулация, а също графични зависимости на

изходящата

широчинномощност

и к. п. д. от различни параметри на усилвателите и транзисторите.
Книгата е предназначена

за

радиолюбители.

(С) Христо Банков Цанов, 1978
с/о J usautor, Sofia

621. 3

специалисти по радиоелектроника, студенти и

ОСНОВНИ ОЗНАЧЕНИЯ
Т

— период на повторение на импулсите

τu

— широчина (продължителност) на импулсите

τ2

— допълващо време на периода

τ ф1

— преден фронт на импулса

τ ф2

— заден фронт на импулса

Т т , TS

— период на превключващо (тактово) трептение

ƒт

— превключваща (тактова) честота

E sat

— напрежение при пълно отпушване или запушване на интегрална схема

Eо

— захранващо напрежение

Е оп , Е r

— опорно (прагово) напрежение

E CEsat

— напрежение на насищане на транзистора

U Тm

— амплитудна стойност на изходящо (товарно) напрежение

U л ,и л

— ЛИН с триъгълна или трионообразна форма

U c, е с

— входен сигнал

I0

— захранващ ток

I Csat

— колекторен ток при насищане

I СЕ0

— обратен колекторен ток

I BEsat

— базов ток на насищане

IТ

— изходен товарен ток

RТ

— товарно съпротивление

R CEsat

— вътрешно съпротивление при насищане

РЗ

— загубна мощност

Р зф1

— загубна мощност от преден фронт

Р зф2

— загубна мощност от заден фронт

Р ИЗКЛ

— загуби при изключено състояние

Р ВКЛ

— загуби при включено състояние

РТ
Ро

— изходяща товарна мощност

m

— коефициент на модулация

ШИМ

— широчинно-импулсна модулация (PWM)

ЛИН

— линейно изменящо се напрежение

— консумирана мощност

Глава

първа

I . 1 . ОБЩИ СВЕДЕНИЯ ЗА УСИЛВАТЕЛИ КЛАС D
Развитието на електрониката е неразривно свързано с използването на усилвателна техника във всичките и честотни и мощностни обхвати. Разновидностите на приложенията изискват по
голямо акцентувано върху едни или други параметри, но най
актуалната проблема в усилвателните устройства остава още
нерешена. Тази проблема е повишаването на к. п. д. и увеличаването на полезната изходна мощност в масовата електронна
апаратура, която е главен консуматор на електроенергия. Например повишаването на к. п. д. само на радиопредавателите в СССР
с 10-20 % е равносилно на въвеждането па много нови мощни
електроцентрали в действие. Радиопредавателят на
фирмата
„Вестнкгхауз електрик", разработен с тиристори с к. п. д. 8 6 %
(мощност 150 kW ) в ключов режим, дава годишна икономия 300 000
kWh електроенергия в сравнение с ламповото си изпълнение при
десет пъти по-малък обем.
Повишаването на к. п. д. и намаляването на размерите за
единица мощност е особено важно за преносимите усилвателни
устройства в летателните и подвижните обекти, още повече че
все още се конструират усилватели в лампово изпълнение за поголеми мощности, които работят с к. п. д. 7,5 % поради значителни загуби за отопление, за принудително охлаждано и анодни
загуби.
Голям недостатък на класическите усилватели, работещи в
режим клас А, АВ и В, е и този, че к. п. д. зависи от амплитудата на входния сигнал.
Ако се усреднят статистически стойностите на усилваните входни сигнали на действуващия усилвател и се определи к. п. д.,
той ще бъде по-малък от един процент. Този въпрос става вече
тревожен при наличието на масово използване на усилвателна
апаратура във всички електронни съоръжения за автоматика, контрол, в измервателна апаратура, радиопредаватели, в телевизията,
битовата електронна апаратура и мн. др. Така че всеки процент
от повишаването на к. п. д. ще допринася за огромни икономии

5

на електроенергия. Това положение на нещата определя необходимостта да се изследват теоретично и експериментално режимите
на работа, осигуряващи повишен к. п. д. на усилвателите.
Усилвателите клас А, АВ и В при класическите изпълнения
работят в режими, които изискват наличието на ток и напрежение
(едновременно) в активния елемент. Това е причина за получаване на големи загубни мощности, които понижават к. п. д. на
усилвателите от тези типове.
При усилвателите клас А се използва линейният участък от
характеристиката на активния елемент, при което теоретически
к. п. д. е 5 0 % (практически 3 0 - 4 0 %) за максимален сигнал.
В режим клас В крайните транзистори са отпушени за половин период, а теоретически к. п. д. е 78,5 % (практически 60 %)
за максимален сигнал. К. п. д. при този режим зависи от началния
ток.
В режим клас С активният елемент е отпушен за малка част
от единия полупериод на сигнала, така че се получават по-големи
нелинейни изкривявания от наличието на висши хармонични съставни. Това налага включване на трептящи кръгове и прави невъзможно усилването на произволни по форма сигнали.
Както се подчерта по-горе, за един нормален статистически
усреднен сигнал к. п. д. ще бъде нищожен. При усилвателите
клас D за някои от схемните решения без наличието на входен
сигнал крайното стъпало не се задействува и няма консумация
на мощност, което показва, че к. п .д. може да бъде повишен.
Усилвателите клас D работят в ключов режим с две състо­
яния на активния елемент-отпушено (наситено) състояние, когато
протича максимален ток през нищожно малкото съпротивление на
отпушения транзистор с минимални загуби вътре в транзистора, и
запушено състояние, когато токът е почти нула, а напрежителният
пад е почти равен на захранващото напрежение с нулеви загуби
върху транзистора. Основните загуби върху активния елемент
(транзистор, тиристор и др.) се получават главно за времето на
формиране на импулсите, т. е. за превключване от едното в другото състояние. Ако дължините на фронтовете се сведат до нула, к. п. д. ще се приближи до 100 %. Такъв е случаят, когато
активният електронен елемент може да се замени с идеален ключ.
Тогава изходният сигнал няма да зависи от неговата характеристика и ключът не ще влияе върху формата на сигнала и няма да
внася загуби. Естествено е, че на практика такъв идеализиран
режим не е достижим поради наличието на минимално напрежение върху отпушените транзистори (U CEsat - при пълно отпушено
състояние), на обратен ток при запушено състояние и невъзмо6

жността времето за превключване да се направи безкрайно малко
Това време е от порядъка на една (или по-малко) до десетки
микросекунди. Въпреки това на практика са конструирани усилва­
тели клас D с к. п. д. до 9 5 - 9 8 % при нищожни нелинейни
изкривявания.
Усилвателите клас D могат да се изработят за мощност от
10-9 до 107 W при минимално изразходване на захранваща енергия за единица мощност, но те изискват наличието на ключови
транзистори с малко UCEsat и малко време за превключване.
Тези усилватели намират приложение в системите за автоматично управление, изчислителна техника, системите за връзки с
импулсна модулация, в телефонията, телеграфията, радиопредавателите, промишлената електроника, преобразувателите на енергия
и в доуги области.
Патент за ключов усилвател е бил зарегистриран в 1931 г. и
забравен до 1956 г., след което се появяват няколко статии по
въпроса. След 1963 г. отново се правят единични опити за постигане на висок к. п. д. с този вид усилватели, но и до днес тази схемотехника не е получила широко разпространение. Засега
има само единични случаи на приложение в няколко страни.
За да бъде възможно използването на най-ефективния начин
на работа на транзисторите, а именно ключовият, е необходимо
да се използва някаква модулация. От възможните начини за
модулиране при този режим на работа на устройствата най-удобна
е широчинно-импулсната модулация (модулация по продължителност на импулсите, ШИМ, P W M ) , при която продължителността
на импулсите се изменя в такт с модулиращото напрежение.
Приложението на този вид модулация има също своите неудобства. Превключващата (тактова, носеща, ключова) честота трябва да бъде от 3 до 10 пъти по-висока от звуковата или в
най-общия случай от полезната сигнална честота. Това условие и
почти правоъгълните тактови импулси, съдържащи висши хармонични, ограничават приложението на усилвателите клас D при
много високи честоти. От друга страна, ключовият режим на
работа способствува за появяване на много хармонични, включително и такива близо до работната честотна лента. Също така
необходимо е да се работи с ключови активни елементи с малко
напрежение на насищане U CEsat . Естествено е, че при наличието
на бързо превключващи транзистори, тиристори и други активни
елементи могат да се конструират усилватели и за много високи
честоти.
Поради загубите от транзитните състояния на превключване,
т. е. за преминаване от състояние на насищане (отпушено) в

7

състояние, на изключено (запушено), и обратно е явно, че за получаване на по-висок к. п. д. се налага избирането на по-ниска
тактова честота, която да не е много по-висока от работната.
Транзитните състояния довеждат ключовите елементи-транзистори, тиристори и други до две низа на тока или напрежението.
Тези нива се запазват постоянни, а се изменя само продължителността на импулсите.
Превключващата честота и висшите й хармонични се елиминират при демодулацията
чрез филтър, включен на изхода
на крайното стъпало. Експериментални образци на усилватели
клас D са създадени за честоти от звуковия обхват до десетки
мегахерца. Мощността на тези усилватели може да бъде от порядъка на микровати до над 100 kW .
От литературата се знае, че к. п. д, на усилвателите клас
А, В, С и D се изменя в следните граници:
клас
клас
клас
клас
клас

А
АВ
В
С
D

η = 0 ÷ 0,50;
η = 0 ÷ 0,70;
η = 0 ÷ 0,78;
η = 0 ÷ 0,85;
η = 0 ÷ 1,00.

Коефициентът на полезно действие при усилватели клас D
расте с увеличаване на изходната мощност.
Теоретическият к. п. д. ( 100 % ) на усилвателите клас D се
получава при допускането, че ключовите елементи са идеални и
стъпалото се управлява с правоъгълно напрежение или ток (или.
едновременно и с двете). Идеалният превключвател има съпротивление нула и напрежителен спад нула в състояние на насищане ( UC E s a t = 0 ) , а при изключително състояние (запушен транзистор) вътрешното съпротивление е безкрайно голямо и обратният
ток е нула. В този случай не се получават загуби върху ключо­
вия активен елемент, цялата мощност от токозахранващото
устройство ще се поема от товарното съпротивление, Pr =ICsat .Eo
и теоретическият к. п. д. ще бъде равен на 100 % • При реалните „ключови" транзистори U CEsat 0, I CE0 0 и освен това преходните режими не са мигновени, което увеличава загубите и
понижава к. п. д. Независимо от това на практика се получава
к. п. д. от порядъка на 7 0 ÷ 9 9 % .
Например за едно крайно
стъпало, работещо в режим клас D с мощност 1000 W и к. п. д.
9 5 % , е явно, че върху мощните ключови транзистори ще се
губи 50 W мощност, докато при използването на обикновен усил­
вател загубната мощност ще бъде от порядъка на 500 и повече
8

вата, а ако това е предавател с мощност 100 kW загубите ще
бъдат 50 kW.
Като се има пред вид възможността за употребата на усилва­
тели клас D в най-различни устройства, ясно е, че икономиите
на енергия ще бъдат огромни.
1.2. ПРИНЦИП НА РАБОТА НА УСИЛВАТЕЛИТЕ КЛАС

D

Материалът в тази точка е изложен по начин, възприет от
Питър А. Старк (Peter A. Stark) в книгата Glass D for Efficiency
„Audio", July,August 1964.
1. КЛЮЧОВ (ПРЕВКЛЮЧВАЩ) РЕЖИМ

Електронните лампи са непригодни за конструиране на усил­
ватели, работещи в ключов режим, поради голямото им вътреш­
но съпротивление, което ще създава значителна загубна мощност.
Полупроводниковите елементи са много подходящи за работа в
ключов режим или „работа в две състояния"—пълно отпушено и
пълно запушено, който е характерен за усилвателите клас D.
Поради малкото си вътрешно съпротивление при наситено със­
тояние и много голямото съпротивление при запушено състояние
те са почти идеални ключове.
За пръв път този режим на работа е бил патентован в САЩ
от B.D. Bedford (патент №389855,25. IX. 1931 г. под друго име). Но
едва около 1960 г. са направени някои по-съществени публикации.
Напоследък се работи по-активно в това направление.
За обяснение на високия коефициент на полезно действие,
който се получава при усилватели клас D, ще приведем един

Фиг. 1-1

пример, появил се на страниците на много списания и книги за,
„черната кутия" като радиотехнически ребус (фиг. 1-1.)
„Черната кутия" съдържа някакво електронно устройство,
което създава привидно противоречие. През товарното съпротив9

ление ще протича ток, който преминава и през „кутията" и ще
се измерва от амперметъра, а волтметърът ще измерва напрежението. Какво ще бъде съдържанието на кутията, ако ватметърът
показва нула мощност?
Мощността е равна на произведението от тока и напрежението. Ако токът или напрежението посменно стават нула при реална стойност на другата компонента, ще се получават произведения съответно Р = 0 . I или P=U.0, равни на нула. Ватметърът ще
показва нула, ток ще тече, напрежение също ще има.
Само ако „черната кутия" представлява някакъв ключ, например електронен, може да се получи горната ситуация. При отворен ключ ще има напрежение, но не и ток, а при затворен ключ
ще има ток, без да има пад на напрежение. Мощността и в два­
та случая ще бъде нула. В „черната кутия" няма да има загуби.
Това е простата, но и основна идея за работа в ключов режим,
т.е. режим клас D. Така к.п.д. ще бъде 100%.
Нека ключът да бъде например транзисторен. При затворен
ключ ще тече ток (отпушен до насищане транзистор) и мощност2
та върху R T ще бъде EI=E /RT . Когато ключът е отворен, няма
да протича ток през R T и мощността ще бъде нула (запушен транзистор).
При непрекъснато отпушване и запушване на транзистора
мощността ще се изменя от P=E 2/RT до нула и обратно.
Ако изменяме съотношението на времето за отпушено и запушено състояние, ще се изменя и мощността между максималната
си стойност и нула. Това е другата идея за получаване на висок
к.п.д. чрез използване на ключов режим на работа, идея за модулация по продължителност на импулсите. Необходимостта от усредняване на импулсната продължителност води до демодулацияинтегриране.
За да се получи приемливо възпроизвеждане например на звуков съпровод, трябва честотата на превключване да бъде ултразвукова, така че най-малко пет броя усреднени импулси да създават един период при най-високата честота на усилваната честотна лента. Но това не е достатъчно. Тази ултразвукова носеща
честота, нека да я наречем превключваща (тактова)/ƒT , трябва да
се управлява в такт с желаното звуково или друг вид трептение.
Отварянето и затварянето на ключа може да се имитира с
импулсно управление на полупроводников прибор. Управляваните
импулси трябва да се модулират по най-подходящия начин.

10

2. МОДУЛАЦИЯ
При ключовия режим на работа входният сигнал трябва да управлява някакъв ключ-транзистор. Това подсказва, че модулацията трябва да бъде импулсна. Съществуват няколко типа импулсна модулация. От посочените по-долу трябва да се избере найподходящата.
1) амплитудно-импулсна с изменяща се височина на импулса;
2) честотно-импулсна с променлив брой на импулсите за единица време;
3) фазово-импулсна с изменяща се фаза на импулсите по отношение на стандартен импулсен сигнал;
4) пакетно-импулсна с изменящ се брой на импулсите в даден
пакет;
5) широчинно-импулсна, при която се изменя импулсната продължителност за определен период на повторение;
6) комбинирана импулсна модулация от някои от горните типове.
Модулацията трябва да бъде, доколкото това е възможно,
по-лесно осъществима и да отговаря на ключовия режим на работа на транзисторите. От друга страна, импулсно модулираният
сигнал трябва да заема по-тясна честотна лента и да позволява
дсмодулацията (на импулсите) да става по най-опростения начин.
Поставените изисквания елиминират по-голямата част от посочените по-горе типове модулации.
Ключовият режим на работа изисква транзисторите (или другите полупроводникови прибори) да работят с две нива на сигнала, максимално и минимално, без междинна стойност и без бавене в транзитните състояния.
От характеристиката на транзистора (фиг. 1-2) се вижда, че той
може да изпълнява добре ролята на ключово устройство. При
отпушено състояние до насищането (точка D1 върху товарната
права) през транзистора ще тече голям ток, а вътрешното му
съпротивление и U CEsat
ще бъдат малки. Транзисторът ще бъде
еквивалентен на късо съединение. При запушено състояние (точка D2 от фиг. 1-2) транзисторът ще има голямо вътрешно съпротивление, ще протича много малък ток ICE 0 , а напрежението ще
бъде почти равно на захранващото E 0 . В този случай той ще бъде еквивалентен на прекъсната верига. За всяка друга работна
( от фиг. I-2) или
точка, характерна например за режим клас А
друг режим, транзисторът ще има едновременно голям ток и високо напрежение, следователно големи загуби. Поради тази причина не е възможно да се използва амплитудната модулация на
импулсите.
11

Фазовата модулация също отпада поради необходимостта от
сложно демодулиране.
Честотно-импулсната, пакетно-импулсната и широчинно-импулсната модулация позволяват лесно демодулиране чрез усредняване на импулсите. Това
може да стане, като се
използва някакъв интегратор. Най-простият интегратор за импулси с улI Csat
тразвукова честота е един
нискочестотен филтър, който пропуска ниските звукови честоти. Тези три
вида импулсни модулации
се разглеждат поради явните предимства,
които
UCE
имат пред останалите.
0
UCEsat
E0
На фиг. I-3 са показани
фиг I-2
трите вида импулсни модулации:
честотна (фиг.
I-3 б), пакетна (фиг. I-3 в) и широчинно-импулсна (фиг. I-3 г).
При първите два вида модулации импулсите са с постоянно
времетраене, като се изменя само разстоянието между тях (за
честотната) или броя на импулсите в пакета и разстоянието между пакетите (при пакетно-импулсната модулация.) Броят на импулсите за даден период от време зависи от моментната стойност на входния сигнал.
Но създаването на импулсни пакети ще усложнява схемата и
също трябва да се пренебрегне като начин за модулация.
При честотно-импулсната модулация, както и при пакетната,
броят на импулсите за единица време е по-голям в сравнение с ШИМ
(широчинно-импулсната модулация). Това означава, от една страна,
по-голям брой превключвания и по-големи загуби в транзисторите, а
от друга, по-широка честотна лепта, заемана от хармоничните. В
заключение може да се каже, че според горните пояснения широчинно-импулсната модулация е най-подходяща.
Модулацията по продължителност на импулсите може да се
осъществява по преден фронт (фиг. I-4г), по заден фронт (фиг.I-4б)
и двустранно, т. е. по преден и заден фронт едновременно (фиг.
I-4д).
Най-големи предимства има двустранната широчинно-импулсна
модулация. Тя се осъществява с помощта на линейно изменящо
се триъгълно напрежение с два наклонени склона (фиг.I-5а).
12

Модулацията по преден фронт може да се осъществи с трионообразно напрежение с наклонен преден склон и стръмен заден фронт
(фиг. I-56).

a

б

в

г

Фиг. I-3

За модулацията по заден фронт ще се използва показаното
трионообразно напрежение на фиг. 1-5в.
Нека да видим какви са възможните схемни решения и мето­
ди за осъществяване на ШИМ. Съществуват няколко метода за
13

м о д у л и р а т е на импулсите по п р о д ъ л ж и т е л н о с т , най-основмите от
к о и т о използват сравняването на линейно и з м е н я щ о т о се напреже-

а)

a)
б)
в)
г)
Фиг.

1-4

a)
a)

б)
в)

б)
Фиг. I-5
ние ( Л И Н ) с т р и ъ г ъ л н а или
н а п р е ж е н и е , к о е т о в случая,
дално.

14

Фиг. I-6
трионообразна форма, и входното
илюстрирам с фиг. I-6, е синусои-

При сравняването има д в е основни п о л о ж е н и я .
П ъ р в о т о е м о м е н т ъ т на изравняването на Л И Н с т а к т о в а чест о т а и на входния сигнал с ъ с з в у к о в а честота според моментната
стойност на сигнала. Този момент м о ж е да се използва при схема,
к о я т о р а б о т и с д в е устойчиви с ъ с т о я н и я и се превключва в е д н о
от тях при в с я к о изравняване на н а п р е ж е н и я т а .
В т о р о т о основно положение е, че в ъ в всеки момент, с изключение,
на моментите на изравняването, е д н о от д в е т е н а п р е ж е н и я е повисоко. Н е о б х о д и м а т а схема при това сравняване т р я б в а да преминава в е д н о от устойчивите си с ъ с т о я н и я всеки п ъ т , к о г а т о едно от н а п р е ж е н и я т а н а д в и ш и д р у г о т о с л е д изравняването ( ф и г . I-6б)
От ф и г у р а т а се в и ж д а , че н и с к о ч е с т о т н и я т сигнал м о ж е да с ъ з д а д е различни по п р о д ъ л ж и т е л н о с т импулси. Ако т о з и сигнал е нула, пресичането ще става с осовата линия на в р е м е т о и импулсите ще имат времетраене, равно на половин период, т а к а че с р е д н а т а
с т о й н о с т на сигнала с л е д д е м о д у л и р а н е т о ще б ъ д е нула.
3. МОДУЛАТОРИ

Ще се р а з г л е д а т някои схемни решения па м о д у л а т о р и , с к о е то ще се п о д п о м о г н а т теоретичните обяснения. На фиг. I-7 е д а д е на схема с емитерна в р ъ з к а . С х е м а т а има д в а входа.
На първия в х о д
на стъпа­
л о т о , което п р е д с т а в л я в а емиT1 ,
терен
повторител
се
подава т р и о н о о б р а з н о напреж е н и е . На втория в х о д се под а в а нискочестотния
сигнал,
к о й т о ще о т п у ш в а T2 в моментите, к о г а т о е по-отрицателеи от п о в т о р е н о т о напрежение на първия в х о д поне
с 0,5V. В
случаите, к о г а т о
нискочестотният сигнал е поФиг. I-7
положителен,
транзисторът
Т 2 ще се з а п у ш в а .
Схемата работи инертно, з а щ о т о има голям и н т е р в а л м е ж д у
о т п у ш е н о и з а п у ш е н о с ъ с т о я н и е . Т о в а с ъ с т о я н и е ще с ъ з д а в а заб а в е н о включване или изключване на схемата и на п р а к т и к а ще
се п о л у ч а в а т импулси с широчина, различна от и с т и н с к а т а . Т о в а
щ е с ъ з д а в а така наречения хистерезис (фиг. I-10), к о й т о щ е внася
значителни изкривявания. П о р а д и това, че ф р о н т о в е т е на импулси­
те не са с т р ъ м н и , схемата няма приложение.
15

Друга схема за диодно сравняване е показана на фиг. I-8а.
Двете трептения се подават към един и същи вход през двадио-

Фиг. 1-8
да. Осцилограмите на входното напрежение на транзистора и на
изходните импулси, модулирани по продължителност, се виждат от
фиг. 1-86.
При тази схема не може да се достигне максимална дълбочина на модулация.
На фиг. I-9 е даден модулатор, изпълнен като тригер на Шмид.
Неговата схема е подобна на първата й може да се смята като
вариант на тригера. В тригера на Шмид е налице силна положителна обратна връзка, с което се повишават значително чувствителността и бързодействието на превключване. Работата на тригера се определя от изходното му състояние при отпушен втори
транзистор с помощта на делителя R3 ,R1 ,R6 . Първият транзистор
Т1 е запушен от създадения пад на напрежение върху R5 . Само
входни напрежения с моментна стойност, по-висока от напрежението върху
могат да отпушат T 1 Това ще бъде едно опорно напрежение, база за сравняване на две напрежения — линей­
но изменящото се тактово и синусоидалното на входния сигнал.
Без наличието на входен сигнал, трдонообразното или триъгълното

16

напрежение с тактова честота ще отпушва T1 (и запушва T2 ) с
положителния си полупериод. Така ще се създадат симетрични
импулси с τ u = 0,57T. Когато това линейно изменящо се напреже-

Фиг. I-9

Фиг. I-10

Фиг. 1-11

ние се сумира с друг сигнал, щe се изменят и моментите за отпушване и запушване. Така на изхода ще се появят импулси, модулирани по продължителност. Но и чрез тази схема се получават забавени моментите за включване и изключване и тя има хистерезисен цикъл (фиг. I-10).
Схемата работи, като се управлява от разликата на двете
напрежения, независимо че същите се подават па един вход. R8
2 Усилватели клас , D "

17

служи за балансиране на схемата, така че при наличието само на трионообразното напрежение на изхода на тригера да
се получават симетрични импулси. Наличието на хистерезисен
цикъл води до невъзможност да се получи дълбочина на модулацията 100%. Това е она­
гледено на фиг. 1-11, където с
И е отбелязано нивото за из­
ключване, а с В — нивото на
включване.
Още по-плитка модулация се
получава в случаите, когато ли­
нейното напрежение няма иде­
ална форма, а е със заоблени
върхове или с експоненциални
склонове.
Модулация по
продължи­
телност
на импулсите може
да се получи и чрез управление
Фиг. 1-12
в базовите вериги на един мултивибратор (фиг.I-12). Входният нискочестотен сигнал се подава
посредством трансформатор, както е посочено на фигурата. Когато
не е приложен входен сигнал, изходното напрежение ще бъде правоъгълно със симетрични импулси с продължителност равна на полупериода. Ако се приложи някакъв сигнал на първичната намотка, той ще изменя преднапреженията в базовите вериги и
кондензаторите ще се зареждат и разреждат по-бързо или побавно. Така ще се изменят времената за превключване на мултивибратора, а оттам и импулсната продължителност.
Недостатъците на това модулираме са необходимостта от голям по амплитудна стойност входен сигнал за управление и нестабилността на честотата за превключване на мултивибратора
Така че тактовата честота се влияе от входната.
В следващото изложение са дадени и други схеми на модулатори, включително и интегрални.
4. КРАЙНИ СТЪПАЛА

След като бяха разгледани някои основни положения относно
модулацията и модулаторите, би било уместно да се зададе
въпросът как от импулсите, които имат еднакви амплитуди и
при това малки, ще се получават сигнали с големи мощности,
съответствуващи по амплитуда например на звуков съпровод.
18

Наистина импулсите, модулирани по п р о д ъ л ж и т е л н о с т , са с
равни амплитуди, но т я х н а т а у с р е д н е н а интегрирана к о м п о н е н т а
е копие на входния з в у к о в сигнал. Т а к а че усилването след мод у л а т о р а е улеснено от в ъ з м о ж н о с т т а да се използват ключови
елементи, с ъ з д а в а щ и мощни токови импулси при д о п у с т и м и напр е ж е н и я с ъ с с ъ щ а т а импулсна п о с л е д о в а т е л н о с т . З а с е г а най-универсалният ключ остава т р а н з и с т о р ъ т . Това не изключва в ъ з м о ж ността да се и з п о л з в а т схемни р е ш е н и я с интегрални елементи,
т и р и с т о р и и пр. с едни или д р у г и у д о б с т в а или предимства.
В най-общите изпълнения на ключови с т ъ п а л а се използват
б е з т р а н с ф о р м а т о р н и схеми, често с галзанична в р ъ з к а .
П о р а д и наличието на много схеми на крайни и предкрайни
с т ъ п а л а в с л е д в а щ и т е глави т у к не са посочени такива.
5. УСИЛВАТЕЛИ КЛАС D С ИНТЕГРАЛНИ СХЕМИ

К а т о п о д х о д я щ о п р о д ъ л ж е н и е на гореизложения материал ще
се използва с т а т и я т а за усилватели с импулсна м о д у л а ц и я с инт е г р а л н и схеми на H.R.Gamenzind от 1966 г.
М о н о л и т н и т е силициеви схеми са п о д х о д я щ и за п р и л о ж е н и е
с малки загуби на мощност. При използването на модулация по
п р о д ъ л ж и т е л н о с т на импулсите е в ъ з м о ж н а е ф е к т и в н о с т , близка
до 1 0 0 % . Т а з и м о д у л а ц и я има и няколко д р у г и п р е д и м с т в а п р е д
д р у г и т е импулсни модулации.
В ъ п р е к и големите предимства на и н т е г р а л н а т а техника засега
е т р у д н о тя да се приложи в н и с к о ч е с т о т н и т е мощни у с и л в а т е л и
за озвучаване. В ъ з м о ж н о е да се използва т интегрални схеми
за частни схемни р е ш е н и я на мощни усилватели, но все пак има
и сериозни ограничения за т р а д и ц и о н н и т е в и д о в е у с и л в а т е л и .
Най-главното ограничение идва поради н е в ъ з м о ж н о с т т а да се
получи голяма е ф е к т и в н о с т . М а к с и м а л н и я т теоретичен к.п.д. за
у с и л в а т е л и клас В е 7 8 % . На практика обаче т р у д н о се постига
к.п.д. над 6 0 % . Например, а к о се работи с интегрална схема с мощ н о с т 5W, 3,5W от тази м о щ н о с т се о т д е л я т к а т о топлина н а в ъ н .
Т а з и загубна м о щ н о с т намалява н а д е ж д н о с т т а , от една страна, а от
друга, ограничава минималните размери на чипа. С намаляване на
р а з м е р и т е н а интегралните схеми н е с ъ о т в е т с т в и е т о м е ж д у м о щ н о с т т а , к о я т о т р я б в а да се отдели, и п л о щ т а за о х л а ж д а н е ще
бъде
все по-голямо и по-голямо. С л е д о в а т е л н о с т р е м е ж ъ т за
н а м а л я в а н е на к о с т у е м а т а цена на интегралните схеми за клас А
и В у с и л в а т е л и ще и з о с т а в а .
В т о р о т о ограничение за обикновените
усилватели идва от нео б х о д и м о с т т а от п р е д н а п р е ж е н и е за стабилна р а б о т н а точка. Т а з и

19

проблема се решава лесно, когато се работи със свързващи кондензатори, но тъй като големите кондензатори и трансформатори
не са приложими в интегралната техника, както и други елементи с големи размери, трудно е да се подаде такова преднапрежение на мощен усилвател, съставен от няколко стъпала, без да
се използват външни свързвания или балансиращи елементи.
От казаното следва, че за да бъде възможно използването
на интегралната техника за мощни усилватели, много е необходимо същите да работят в такъв режим, който да позволява к.п.д.
да се приближава до 1 0 0 % . Така в интегралните схеми ще се
получават малки загуби и малко загряване. От друга страна, е
необходимо същите да нямат критични преднапрежения. Такава
възможност се създава чрез използването на специален режим
на работа, който се нарича с различни имена -- „широчинно-импулсна модулация", „импулсна модулация по продължителност"
и „усилване с две състояния" или „клас D ".
По какво се различават тези усилватели от обикновените?

а)

б)

в)

Фиг. 1-13

Усилвателите с две състояния осъществяват усилването на сигнала чрез бързото превключване на един индуктивен товар между положително и отрицателно напрежение (фиг. I-13а). Времето,
за което товарът е свързан към всяко от напреженията, е 5 0 % .

20

от периода и средната стойност на импулсната поредица в този
случай с нула. Ако се подаде входен сигнал, ще се променя широчината на импулсите и средната им стойност ще се изменя пропорционално на него. Индуктивността изпълнява ролята на нискочестотен филтър, преобразува високочестотните съставни на импулсите и пропуска нискочестотната съставна, която има формата
на входния сигнал.
Ако си представим, че превключването става например с честота 100kHz, това трептение ще се предава чрез индуктивността
върху товара като пулсираща постояннотокова съставна, която
ще създаде необходимия сигнал. Следователно възможно е да
се създаде синусоидален сигнал чрез просто превключване на
индуктивен тозар с висока скорост между две почти крайни стойности на захранващо напрежение — ф и г . I - 1 3 б . Превключването
има само две състояния: пълно включено и пълно изключено. Така ще се получава малка загуба на мощност за тези състояния
и за превключване.
Графично хармоничният спектър е представен на фиг.фиг.I-13в
От анализа на Фурие при симетрична ШИМ за правоъгълно трептение се получава

където
А
k
fA
fт

— е амплитудат а на импулсите ;
— модулационен индекс, дълбочина на
— звуковат а честота;
— тактоват а честота.

Изразът

предстазлява

модулацията;

постояннотоковата

съставна и звуковият сигнал.
Анализът е направен за идеални правоъгълни импулси. На практика винаги се наблюдават малки изкривявания, дължащи се на
крайните времена за превключване, които внасят допълнителни
грешки.
Останалата част от израза представлява правоъгълното трептение с тактова честота (на графиката е означена с fт ) и нейните
21

хармонични и големият брой интермодулационни съставни. Колкото по-високочестотни са тези съставни, толкова по-лесно се отрязват
от индуктивния филтър. Голяма част от хармоничните на тактовата честота са разположени откъм страната на звуковия сигнал,
така че ако се избере тази честота доста ниска, страничните ленти ще се смесят с по-високите звукови честоти и ще се получат
значителни интермодулационни изкривявания. При тактова честота,
около 10 пъти по-висока от най-високата звукова честота, интермодулационните изкривявания ще бъдат не повече от 0 , 1 % .
Обобщените изводи за предимствата на усилвателите клас D
пред клас В за интегрални изпълнения са следните:
1. По-голям к.п.д. поради малките загуби на разсейване на
крайните транзистори, което способствува да се получават по-малки размери на чиповете (интегралното оформление).
2. Възможност да се използват елементи с по-голям толеранс
на параметрите поради работата им в двете крайни състояния —
пълно насищане и пълно запушване. Това изключва необходимостта от допълнителни грижи за осигуряване на преднапреження
за работните точки.
3. При усилватели клас В линейността на транзисторните характеристики определя линейността на самите усилватели, докато
при клас D линейността на усилвателя не зависи от характеристиките.
4. Стъпалата и товарът могат да се свържат директно с галванична връзка, което разширява честотния обхват.
5. Възможност да сс включат различни по стойност товарни
импеданси, без да се намалява к.п.д., следователно възможно е
да се използват различни по стойност захранващи напрежения
Недостатъците на клас D са следните:
1. Създават се трептения с радиочестоти от 100 kHz до няколко мегахерца в честотния диапазон.
2. Високата честота от честотната лента на усилвания сигнал
се ограничава от тактовата честота.
3. Необходима е употребата на демодулиращ филтър.
Тези недостатъци могат да се сведат до минимум. С помощта
на бързо превключващи компоненти, вложени в интегралните схе­
ми, честотната лента може да достигне от нула до над 15 kHz.
Малките размери на интегралните схеми опростяват проблема за
защитата им поради възможността схемите да се поставят във
високоговорител, серводвигател или на други места.

22

6. КОМПАРАТОРИ ЗА ШИМ

В повечето случаи напрежението с триъгълна или трионообразна форма и входният сигнал се подават отделно на двата входа на
компаратора. Компараторът променя
поляритета си всеки път,
когато двата сигнала се изравняват — ф и г . I-14 а. При това, ако

Фиг. 1-14

Фиг. I-15

моментната стойност на звуковия сигнал е по-голяма, положителните импулси са с по-голяма продължителност, а когато е по-малка, отрицателните импулси са по-продължителни. На същата
фигура (фиг. I-14б) са дадени нормализираните характеристики по X
за входния сигнал, по Y за изходния сигнал UT и изходната мощност РT . Тактовата честота е постоянна за всички мощности.
Това е идеализиран случай за идеални форми на сигналите. В
реалните схеми се получават малки изкривявания, дължащи се
на крайните времена за превключване в импулсната серия.
На фиг. I-15 е показана блокова схема на компаратор, който
изработва линейно изменящо се напрежение с помощта на веригата
за обратна връзка RC. Това напрежение създава симетрични импулси. Когато на входа се подаде и друг сигнал, той ще изменя
23

импулсната продължителност. Нормализираните характеристики
за тази схема са с известна нелинейност, която се дължи на експоненциалността на ЛИН и хистерезиса. Тактовата честота се изменя.
На фиг. I-16 са показани четири варианта на горната схема.

Фиг. I-16

Фиг. I-17

На фиг. I-16 a е показано как един активен интегратор замества
една RC-група, в резултат на което се получават по-малки изкривявания и по-стабилна носеща тактова честота. Схемата от
фиг. I-16 б е суматор на напрежение вместо суматор на ток.
Двете схеми имат хистерезис.
Ключовото стъпало на фиг. I-16 в e е без хистерезис и честотата на генериране се определя от времеконстантата на RC-групата и ключовите стъпала. Този начин на работа се използва в
някои усилватели клас D, където обратната връзка създава тактовата честота.
24

На фиг. I-16г е дадена схема, при която кондензаторът, включен
между входа и изхода, се зарежда и разрежда от източник с ток, чиято посока се изменя в такт с изменението на поляритета на изходното напрежение.

Фиг. I-18

Веригите за обратна връзка във всичките тези схеми намаляват изкривяванията.
Друга група от схеми, която се използва за ШИМ, представ-

Фиг. I-19

лява модификация на мултивибратор (фиг. I-17). Управлението
става чрез диференциален усилвател У. Схемата има голяма линейност, но тактовата честота се изменя значително.
25

Ако зарядните токове се поддържат постоянни, както е показано на фиг. I-18а, тактовата честота остава постоянна. Това е
показано и на нормализираните графики.
На фиг. I-19 са показaни няколко схеми на крайни стъпала.
Фиг. I-20 представлява един подобрен вариант на мостова схема.

Фиг. I-20

Фиг. I-21

Показани са и графиките на тока и напрежението (фиг. I-21). Експериментален образец, построен по тази схема, осигурява 1 W мощност с честотна лента до 15 kHz с неравномерност ± 3 d B при
1 % изкривявания.
7. ГЕНЕРАТОРИ НА ЛИНЕЙНО ИЗМЕНЯЩО СЕ НАПРЕЖЕНИЕ (ЛИН)

Генератор на триъгълно ЛИН с постоянен наклон
Генераторът поддържа константна положителна и отрицателна
стръмност на нарастване (наклон) на триъгълното трептение на
изхода при амплитудните си изменения. Наклонът може да бъде
регулиран. Два операционни усилвателя генерират напрежение с
правоъгълна форма (фиг. I-22), а интеграторът създава триъгълно ЛИН. Двете напрежения са с еднаква честота и амплитудите
им са симетрични спрямо маса.
Операционният усилвател А 2 работи като интегратор и се възбужда от правоъгълните импулси на А1 . Амплитудата е ограничена от ценеровите диоди D1 и D2 на ± 5V.
Потенциометърът R3 определя положителния наклон на триъгълното напрежение, a R2 — отрицателния. Амплитудата на ЛИН
26

се определя от R5 но този п о т е н ц и о м е т ъ р не влияе на с т р ъ м ността.
Операционният усилвател А2 р а б о т и и к а т о компаратор. Опорното напрежение на компаратора се определя чрез R4 , то има о т н о шение к ъ м постоянната съставна, осовата линия на т р и ъ г ъ л н о т о

Фиг. 1-22

трептение, но не влияе в ъ р х у а м п л и т у д а т а или с т р ъ м н о с т т а . Пот е н ц и о м е т ъ р ъ т R5 регулира а м п л и т у д а т а и д е й с т в у в а к а т о делит е л на напрежение
м е ж д у изхода на к о м п а р а т о р а и изменяемия
и з х о д на интегратора.
С х е м а т а на генератор за линейно
и з м е н я щ о се (триъгъл­
но)
напрежение
с м у л т и в и б р а т о р и и н т е г р а т о р е показана на
фиг. I-23.

27

Транзисторите от Т4 до Т10 изпълняват функциите на ключов регулатор, който преобразува променливо напрежение от 100 + 25V
на постоянно напрежение 60V и ток от нула до един ампер.

Фиг. I-23

I.3. УСИЛВАТЕЛИТЕ КЛАС D В СЪВЕТСКАТА ЛИТЕРАТУРА
Непосредствено след петдесетте години се появяват първите
литературни източници за първоначалните скромни и семпли изпълнения на усилватели клас D. Това са били усилватели с две
устойчиви състояния, „усилватели с включено — изключено" и пр.
Така с първите статии в западния печат се появява и съветската книга „Усилители клаеса D" (Госзнергоиздат, 1956г.)от В. К.
Лабутин. Регистрират се и първите съветски авторски свидетелства
(Поюровский, 1961 г. и т. н. ). След 1970г. в СССР усилено се работи по тези въпроси, правят се много публикации.
Не е възможно да се направи цялостен преглед на литературните източници, а това не е и необходимо тук, но ще се разгледат някои схемни решения, които най-добре ще дадат представа за развитието на тези усилватели.
28

1. УСИЛВАТЕЛИ КЛАС D (АРТЬШ, А. Д . , 1971 г.)

В брошурата на проф. Артим са разгледани енергетичните кри­
терии на работа на усилвателите клас D, някои физически проце­
си при високочестотните и нискочестотните усилватели от този
клас, както и някои помощни стъпала.
а. Високочестотни усилватели
Най-простите схеми на в. ч. усилвател клас D са дадени на
фиг. I-24 и I-25. Резонансният кръг е настроен на носещата чес­
тота. Той изпълнява ролята на лентов филтър и служи за под­
тискане на. висшите хармонични на носещата честота. В по-слод

Фиг. 1-24

Фиг.

1-25

жните схеми вместо активно товарно съпротивление RT може да
се [използва паралелен резонансен кръг или система трептящи
кръгове, натоварени с RT . Включването на допълнителни кръгове
е необходимо за съгласуване, подтискане на хармоничните и коригиране на честотната характеристика. Входните напрежения имат
правоъгълна форма и се подават в противофаза.
От анализа на фиг. I-25 за напрежението върху тозара в стационарен режим се получава

29

к ъ д е т о ω е носещата честота на трептението, α — к о е ф и ц и е н т ъ т на
з а т и х в а н е т о и ω 0 — ч е с т о т а т а на с в о б о д н и т е трептения на трептящ и я кръг L С R т :

Т
Времето t м о ж е да
взема стойности
в интервала 0 < i < 2
К о г а т о честотата на свободните трептения на к р ъ г а е равна на
н о с е щ а т а честота, за напрежението в ъ р х у товара се получава

За п р о т и ч а щ и я ток в т р а н з и с т о р и т е в моментите на превключването се получава нулева стойност, к о е т о облекчава превключването. С л е д о в а т е л н о
т р е п т я щ и я т к р ъ г на фиг. I-25 т р я б в а да се
настройва на ч е с т о т а т а на с в о б о д н и т е трептения ω 0 , а не на често1
LC
За два пъти по-голяма м о щ н о с т м о ж е да се използва схемата
от мостов тип от фиг. 1-26. Т о в а р ното съпротивление м о ж е да се
включва и чрез в. ч. т р а н с ф о р матор с а м о с т о я т е л н о или с част
от елементите на к р ъ г а . За мост о в а т а схема о т п у ш в а н е т о на Т1
и Т3 или на Т2 и Т 4 става е д н о временно.
Товарното
съпротивление се определя при допускане,
че качественият ф а к т о р е голям и
Фиг. I-26
к р ъ г ъ т е настроен
на
честотата
на трептенията:

тата на п о с л е д о в а т е л н и я резонанс ω P =

e максималният колекторен ток. От израза за
к ъ д е т о i cмах мин
Q=ωL/R Т
и честотата ω=ω 0 м о ж е да се определят стойностите на L и С за т р е п т я щ и я к р ъ г .
30

б. Нискочестотни усилватели
Според проф. Артьнм съществуват три основни разновидности
на схеми за усилватели клас D. Първата е с еднополярни импулси
и може да служи като икономичен регулатор на постоянно напрежение или амплитуден модулатор (фиг. I-27). Широчинно-импул-

Фиг. 1-27

Фиг. 1-28

сния модулатор създава поредица от еднополярни импулси, моду
лирани по продължителност (фиг. I-28).
Другата разновидност са безтрансформаторните крайни стъпала, които усилват променливи напрежения (фиг. I-29 а, б и фиг. I-30)
Наличието на два крайни транзистора позволява да се усилват
сигнали с различна полярност без създаване на постоянна съставна. Широчинно-импулсно модулираните сигнали за базите на тези транзистори имат различна полярност и са с различни продължителности, взаимно допълващи се. Благодарение на демодулатора усредненият сигнал на изхода е със същата конфигурация,
както входният. Дадената схема може да бъде захранена и с
еднополярно напрежение, но тогава е необходим разделителен
кондензатор.
Третата разновидност, показана на фиг. I-31, има включен изходен трансформатор и захранващото напрежение се подава към
паралелно свързаните крайни транзистори. Схемите на фиг. I-25,
1-26 и 1-31 позволяват използването на еднотипни транзистори.
Идуктивната връзка между намотките на филгровата бобина е

31

силна, к о е т о позволява да се получи е д н а и с ъ щ а индуктивност
от всяка страна на изхода.
За в ъ з б у ж д а н е на крайните с т ъ п а л а са необходими високочестотни импулси с п р а в о ъ г ъ л н а форма, модулирани по п р о д ъ л ж и -

Фиг. I-29

Фиг. I-30

т е л н о с т в т а к т с нискочестотен полезен
сигнал. Широчинно-импулсната м о д у л а ция се о с ъ щ е с т в я в а чрез сравняване на
линейно-изменящо
се ( т р и о н о о б р а з к о
или т р и ъ г ъ л н о ) н а п р е ж е н и е с н и с к о ч е с тотния сигнал. В ъ з м о ж н и са два варианта за о с ъ щ е с т в я в а н е на Ш И М . В п ъ р вия в а р и а н т т р и о н о о б р а з н о т о н а п р е ж е ние и полезният сигнал се п о д а в а т на
д в а т а в х о д а н а един к о м п а р а т о р . П р и
в т о р и я случай д в е т е н а п р е ж е н и я се подават в
с у м и р а щ к о м п а р а т о р (прагово
у с т р о й с т в о ) . На фиг. I-32 са д а д е н и
д в а г е н е р а т о р а за Л И Н , а на фиг. I-33 —
д в е схемни решения (на д и ф е р е н ц и а л е н
Фиг. 1-31
у с и л в а т е л и схема с о т р и ц а т е л н а
обратна в р ъ з к а ) , к о и т о и з п ъ л н я в а т р о л я та на прагови у с т р о й с т в а за
сравняване на т р и о н о о б р а з к о нап р е ж е н и е с полезен с и г н а л . И л ю с т р а ц и я на ц я л о с т н о схемно ре32

щение за усилвател клас D е фиг. I-34. Схемата може да изпъл­
нява ролята на икономичен регулатор на постоянно напрежение
или мощност. Може да се използва и като амплитуден модула,
тор за високочестотните крайни стъпала на радиопредавателите.

Фиг. 1-32

Фиг. 1-33

Крайното стъпало на показания усилвател е изпълнено с транзи­
сторите КТ 805 А. Транзисторът П 605 изпълнява ролята на „обра­
тен" диод. Максималната изходна мощност е в рамките на
400—1000 W.
Като' допълнение към схемните решения на проф. Артьш се
предлага и едно авторско свидетелство за усилвател клас D .
Схемата, която е предмет на авторските претенции, е дадена на
фиг. I-35. Тя представлява усилвател клас D с транзистори, вклю­
чени по схема с общ емитер или обща база. Отличава се с това,
че за да се повиши к. п. д., колекторът на предкрайния транзи3 Усилватели клас „ В "

33

стор се съединява посредством резистор, шунтиран с две вериги, всяка от които съдържа резистори, свързани последователно
съответно с диод, включен обратно, и високочестотен дросел. На
фигурата са дадени три варианта. Емитерът на Т2 е съединен с

Фиг. I-34

Фиг. I-35

токоизточника. На базата му се подава правоъгълно напрежение
с висока честота и постоянна амплитуда, модулирано по продължителност от усилвания полезен сигнал. С цел да се линеаризира
34

в х о д н о т о с ъ п р о т и в л е н и е на т р а н з и с т о р а Т 1 и да се ограничи баз о в и я т му т о к п о с л е д о в а т е л н о с д р о с е л а 3 е включен нискоомен
р е з и с т о р 7 ( ф и г . I-35б) . За увеличение на тока при малка п р о д ъ л ж и т е л н о с т на импулсите се включва паралелно в и с о к о о м е н резис т о р 8 (фиг. I - 3 5 б, в ) . Т р а н з и с т о р ъ т Т 2 р а б о т и в ключов р е ж и м .
Когато продължителността
на импулсите е много по-малка
от
периода на повторение, т о к ъ т в д р о с е л а 3 д о с т и г а до относител­
но м а л к а стойност, а с у д ъ л ж а в а н е на импулсите той нараства.
Ако с ъ п р о т и в л е н и е т о на р е з и с т о р а 4 (като се вземе пред вид и
в ъ т р е ш н о т о с ъ п р о т и в л е н и е на д и о д а 5) е
равно
на с у м а т а от
входното
с ъ п р о т и в л е н и е на т р а н з и с т о р а Т1 и и з х о д н о т о с ъ п р о т и в л е н и е на т р а н з и с т о р а T 2 (в к л ю ч о в
режим), токът в дросела 3 и в б а з о в а т а верига на T1 е
право пропорционален на
п р о д ъ л ж и т е л н о с т т а на
импулсите. Н а п р е ж е н и е т о за з а х р а н в а н е
от т о к о и з т о ч н и к а 6 се избира така, че при м а к с и м а л н а п р о д ъ л ж и т е л н о с т на импулсите (равна на п е р и о д а на повторение), когато н а п р е ж е н и е т о в ъ р х у д р о с е л а е р а в н о на нула, базовият т о к на
т р а н з и с т о р а Т 1 да е равен на изчислената стойност за получаване на м а к с и м а л е н к о л е к т о р е н ток.
2. Т Р А Н З И С Т О Р Е Н У С И Л В А Т Е Л В РЕЖИM-ГКЛАС D

( И . И. Лившиц, 1 9 7 4 г.)
Книгата б е ш е разпространена в нашата страна, така че няма д а
се р а з г л е ж д а , но за п ъ л н о т а ще се д а д а т някои от схемните ре­
шения, публикувани в нея. На фиг. I-36 е д а д е н а схемата на

Фиг. I-36

35

усилвател с малка мощност с ъ с съпротивително-капацитивна връзка, удобен за нуждите на автоматиката и телемеханиката. Допълнителните изходи са за евентуални разклонени връзки. Твърди се,

Фиг. I-37

Фиг. I-38

че показаният усилвател работи безотказно за ниски честоти и
температури от —60° до + 7 0 ° С при βmin = 2 1 .
На
следващата схема (фиг. I-37) се предлага RC-съпало,
съставено от транзистори с еднаква проводимост. Комбинациите
от германиеви и силициеви транзистори не са за предпочитане,
защото е необходим допълнителен източник, за преднапрежение.
Дадената схема е съставена от силициеви транзистори и е удобна за режим клас D.
Д в е т е посочени схеми не позволяват да се съчетават сложни
схеми, чиито активни елементи са с различни проводимости и схеми с транзистори с еднаква проводимост. В това отношение по36

удобни са схемните решения от фиг. I-38, където усилвателят е
съставен от транзистори с различна проводимост.
В случаите, когато повишаването на к. п. д. за маломощните
стъпала не е по-важно от повишаването на работната честота, за

Фиг. 1-39

Фиг. I-40

предпочитане са усилвателите с галванична връзка. Една схема
с галванична връзка е дадена на фиг. I-39. При нея се избягват
прехвърлящите кондензатори, а включването на емитерен повторител повишава работната честота още повече за сметка на увеличаване на активното входно съпротивление и намаляване на капацитивното. Емитерните резистори са премахнати. На фиг. I-40 е показана опростена схема с галванично свързани еднотипни транзистори. Подобни схемни разновидности се пускат в интегрално изпълнение (например съветските интегрални схеми от сериите 113,
114, 155 и 201).
Интересна схема на токопревключване се дава на фиг. 1-41
която също се среща в интегрално изпълнение (сериите 137,223и 229). За посочената схема работната честота е

37

За С пар = 10pF и R2 = 1,2k се получава ƒр max = 5 MHz. За посочената схема сигналът се подаза между базите на Т1 и Т2 , а
изходът е между колекторите на Т3 и Т4 . Могат да се извлекат
и два противотактни сигнала.

Фиг. 1-41

8)
Фиг. I-42

Приложението на усилвателни стъпала, работещи в режим клас
D, като крайни винаги е било съпроводено с повишаване на ефективността на цялото устройство, но това не винаги е възможно.
Освен това липсата на бързо превключващи мощни транзистори
и тиристори забавя непростимо приложението на този режим,
В книгата на Лившиц са дадени четири схеми на крайни стъпала в транзисторно изпълнение. Тук на фиг. I-42 са дадени две
еднотактни схеми, чрез които според Лившиц може да се постигне к. п. д. 80—90 %. Първата схема има недостатъка, че постоянна38

та съставяша на тока протича през товара и ще се получат топлйнни загуби.
Втората схема е по-сложна и по-съвършена. За постоянния ток,
от транзистора и диода каналите са разделени така, че постоянна-

Ф и г . I-45

та съставяща на компенсиращия диоден ток възвръща енергията
в токоизточника. Променливата съставяща през диодната верига
повишава полезния информационен сигнал върху товарното съпротивление. Кондензаторите С1 и С2, които са свързани паралелно,
дават накъсо L1 и L2 за променливия ток, така че между двете
бобини, не е необходимо да има индуктивна връзка. Магнитната
енергия се запазва в тези индуктивности. Токът от самоиндукцията отпуща диода и част от енергията на постоянната съставяща се възвръща към токоизточника.
Ако се използват транзистори с различна проводимост, може
да се получи схемата от фиг. I-43. Тя е двутактна схема от първи род (мостова), може да работи и в тиристорно изпълнение и
да се получат значителни мощности. Схемата от фиг. I-44 може
39

да даде пo-голям к. п. д., но необходимостта от импулсен трансформатор на входа създава допълнителни трудности. По-опростена по отношение на входа е схемата от фиг. I-45 — при нея се
използва комплементарна двойка.
3 ШИРОЧИННО-ИМПУЛСЕН

МОДУЛАТОР,

РЕАЛИЗИРАН

С ПОСТОЯННОТОКОВИ УСИЛВАТЕЛИ С ИНТЕГРАЛНИ СХЕМИ

(В. М. Беляков, 1972 г.)
Предложеният широчинно-импулсен модулатор е реализран с
интегрални схеми на постояннотокови усилватели с диференциални
входове (фиг. I-46). Възбуждането става със симетрично трионообразно напрежение. Модулаторът работи, както следва. При отсъствие

Фиг.1-46
на входен сигнал (Uвх =0) постъпващото триъгълно напрежение
към инвертиращите входове на усилвателите 1 и 2 ги заставя
да работят в ключов режим (в режим на насищане) при еднаква
полярност на изходните напрежения. Изходите на двата усилвателя 1 и 2 са съединени посредством резисторите R 4 и R 5 с входовете на третия усилвател. За равни по амплитуда напрежения,
постъпващи на инвертиращия и неинвертиращия вход, напрежението
на изхода на усилвателя 3 е близко до нула — фиг. I-47 a. Ако
се прилагат положителни и отрицателни сигнали на входовете (ин40

вертиращ и неинвертиращ), усилвателите 1 и 2 ще се превключват
от състояние на насищане до състояние на запушване с променлива
полярност на изходното напрежение. Нагледна представа за тези
превключвания дават диаграмите на фиг. I-47 а, б, в. UТ1 , UT2 , и UT2

Фиг. I-47

Фиг.

1-48

са напреженията върху товарните съпротивления, Uвх3 е входното напрежение на третия интегрален усилвател, UCEsat — напрежението на насищане на схемата. Вижда се, че при пресичане на
триъгълното напрежение с правоъгълното става задействуване и
съответно превключване на усилвателя 3.
Разбалансирането на модулатора поради различието на параме­
трите на резистори, интегрални схеми и пр. може да се намали с
41

р е з и с т о р и т е на в х о д о в е т е на т р и т е интегрални схеми. На фиг. I-48
е д а д е н а зависимостта на в х о д н о т о напрежение от к о е ф и ц и е н т и т е
на запълване. Схемата е експериментирана с интегрален усилвател
1УТ401А. Изчислените и експерименталните резултати се различават

Фиг. 1-49

с ъ с 7 % . На фиг. I-49 са
показани
заместителните
схеми за
р е ж и м на насищане
при
отрицателна
полярност на и з х о д н о т о
напрежение (а — за усилвател 1 и б — за усилвател 2). Ч р е з зам е с т и т е л н и т е схеми а в т о р ъ т е получил аналитични
зависимости

42

4. ИЗСЛЕДВАНЕ НА КОМБЙНАЦИОННИТЕ ИЗКРИВЯВАНИЯ
НА ЕДНОТАКТЕН УСИЛВАТЕЛ НА МОЩНОСТ КЛАС D

(Н

А. Батурин, В. Н. Плюсин, М. А, Сиверс, 1973 г.)

За и з с л е д в а н е т о а в т о р и т е са използвали усилвател клас D. с
б л о к о в а схема от най-традиционен тип. Усилваното в х о д н о напр е ж е н и е и т р и о н о о б р а з н о т о т а к т о в о н а п р е ж е н и е се подават на мод у л а т о р за широчинно-импулсна модулация. Получените правоъ г ъ л н и импулси след м о д у л а т о р а , модулирани по п р о д ъ л ж и т е л н о с т
с е д н о т а к т н а е д н о с т р а н н а ШИМ ( Е Е Ш И М - 1 ) , се усилват от импулсен у с и л в а т е л и се м о д у л и р а т , за да се получи усилен нискоч е с т о т н и я т сигнал. М о д у л а ц и я т а се о с ъ щ е с т в я в а по п р е д е н ф р о н т .
За анализ на ч е с т о т н и я с п е к т ъ р , к а т о е избран най-типичният
начин з а изменение н а п р о д ъ л ж и т е л н о с т т а на импулсите ( ω t =
π + π . m s i n Ω t ) , е използван
м е т о д ъ т на двойните Ф у р и е р о в и
р е д о в е . За с п е к т ъ р а е получен и з р а з ъ т

където
Н е а м п л и т у д а т а на п р а в о ъ г ъ л н и т е импулси;
т — д ъ л б о ч и н а т а на модулацията;
Ω — ч е с т о т а т а на м о д у л и р а щ о т о трептение;
ω — к р ъ г о в а т а ч е с т о т а на м о д у л и р а н о т о трептение;
Jn (z)— Беселова- ф у н к ц и я от първи р о д
n-ти.
порядък с дискретно
и з м е н я щ с е аргумент
k = 1,2,3...; n = 0 , ± 1 , ± 2 , . . .
К а к т о се вижда, с п е к т ъ р ъ т на изходния
сигнал на ключовия
у с и л в а т е л с ъ д ъ р ж а ниската честота, на полезния сигнал, в и с ш и т е
хармонични на п р е в к л ю ч в а щ а т а ( т а к т о в а т а ) честота и комбинационни честоти. Ако се приеме, че ф и л т р и р а н е т о е линейно и хармоничните на т а к т о в а т а честота се отстраняват, м о ж е да се пренебрегне п ъ р в а т а сума от израза. Тогава за сумарния к о е ф и ц е н т
н а нелинейните (комбинационните) изкривявания м о ж е д а с е
напише

43

Ч и е я а т а k и n се о п р е д е л я т от у с л о в и е т о за п р о п у с к а н е т о на
т р е п т е н и я с комбинационни ч е с т о т и ( k ω + nΩ ) < w c ,
където п е
о т р и ц а т е л н о цяло число, д о к о л к о т о fC>f,T > a f C > l .
И з к р и в я в а н и я т а р а с т а т с увеличение на f C или с увеличение
на g=fC /f T . С н а р а с т в а н е т о на т к о е ф и ц и е н т ъ т на и н т е р м о д у д а ционните изкривявания с ъ щ о нараства.

Фиг. I-50

Фиг. I-51

На фиг. I-50 е д а д е н а
схемата на г е н е р а т о р на линейно из­
м е н я щ о се н а п р е ж е н и е с параметрична с т а б и л и з а ц и я на т о к а с
р е г у л и р у е м а ч е с т о т а в границите 4 0 - 1 6 5 k H z . К о е ф и ц и е н т ъ т н а
нелинейност н а т р и о н о о б р а з н о т о н а п р е ж е н и е н е н а д в и ш а в а 0 , 1 %
И з п о л з в а н а е п р е в к л ю ч в а щ а т а к т о в а ч е с т о т а 100 k H z .
На фиг. I-51 е д а д е н а схема на м о д у л а т о р и импулсен
усил­
в а т е л , реализирани с интегралните схеми 1 У Т 2 2 1 . Крайното с т ъ -

44

пало е емитерен повторител с транзистора ГТ308А. Чувствителността на компаратора е 0,5 mV.
Като заключение може да се каже, че при приложение на
еднотактна едностранна ШИМ е необходимо тактовата честота да
бъде най-малко 61kHz за усилватели от първи клас и 104кНг
за усилватели от висш клас.
5. ПОВИШАВАНЕ НА ЕФЕКТИВНОСТТА
НА ЕДНОЛЕНТОВИТЕ ТРАНСФОРМАТОРНИ ПРЕДАВАТЕЛИ

(А. А, Алексанян, В. Н. Плюснин, М. А. Сиверс)
Чрез използването на усилвател, работещ в режим клас D
като модулатор за крайното стъпало на даден предавател, к. п. д
на предавателя може да се увеличи значително.
Крайните стъпала на еднолентовите предаватели обикновено
работят в режимите клас А, В с к.п.д. , не по-голям от 4 5 - 5 5 %
даже при максималната им мощност. При някои конструкции, за
да се повиши к.п.д., се усилват отделно в.ч. и н.ч. съставна, като след това двата сигнала се синтезират в крайното стъпало.
На фиг. I-52 е дадено стъпало, работещо в режим клас D.
Същата конфигурация е използвана в схемата от
фиг.I-53,
където чрез един ключов усилвател, използван като колекторен
модулатор, се изключва захранващото напрежение и се осъществява модулацията. На базата на Т 1 се подава правоъгълно напрежение с достатъчна амплитуда за привеждане на транзистора от
запушено в наситено състояние. При отпушването на транзистора
към филтъра или мостовата схема ще се подаде почти цялото
напрежение на токоизточника. Ако
граничната честота на нискочестотния филтър е значително пониска от честотата на повторение на импулсите на входа на
транзистора, напрежението върху
товара ще бъде с формата на
постоянната съставна на входа на
филтъра. Като се изменя продълФиг. I-52
жителността на времетраенето на
отпушеното състояние на транзистора, може да се изменя
напрежението върху товара в широки граници.
За получаване на висок к.п.д. на предавателя усилвателят
клас D трябва да се изпълни във вид на колекторен модулатор
в крайното стъпало, работещ в ключов режим и усилващ треп45

тения с високочестотно запълване. Експеримент е направен с макет на едноканален еднолентов предавател с върхова мощност
P ~ m a x = 3 0 0 W , модулираща честотна лента D F = 3kHz , честота на
повторение на импулсите на модулатора ƒт = 20kHz, лента на про-

Фиг. I-53.

пускане на нискочестотния филтър L ф C ф (в режим клас D ) 0÷4,5kHz
Крайното-стъпало на предавателя е конструирано по мостова
схема с четири транзистора КТ-805, работещи в ключов режим. Модулаторът се състои от еднотранзисторно стъпало. За тази схема
общият к. п. д. е 8 5 % за максимална мощност. За половината от
максималната мощност к. п. д. е над 70 %. При мощност, равна на
0,1 Р~mах, к. п. д. е 5 5 ÷ 6 0 % . Разбираемостта на речта, определена
по стандартни акустически показатели, е била не по-лоша от
96÷98%.
6. ВЪПРОСИ ОТ ПРАКТИЧЕСКОТО КОНСТРУИРАНЕ
1
НА УСИЛВАТЕЛИ КЛАС BD (В. М. Кибакин, А. А. Киселев)

Конструктивното съчетание на усилватели клас В и управляем
ключ създава режим на пулсиращо напрежение за захранване на
усилвателя. Така се повишава к. п. д. на усилвателя, без да се
влошават забележимо останалите параметри. Тук се дават Някои
експериментални данни и практически указания за конструиране.
За да се избегне влиянието на изменящото се напрежение на
токозахранващия източник върху клирфактора на усилвателя, е
необходимо да бъдат изпълнени условията:
З а б е л е ж к а . Наименованието BD, д а д е н о с т авторите, не отговаря, на
възприетите определения и класификации в останалите литературни източници.
По-скоро това е усилвател клас ED.

46

1) средната стойност на захранващото напрежение във всеки
момент трябва да бъде равна или по-голяма от тази на изходното напрежение;
2) коефициентът на усилване по напрежение трябва да бъде
постоянен и да не зависи от напрежението на токоизточника.
Изпълнението на тези условия не представлява особена трудност при усилвателите клас ВД, като се върви по пътя на усложняване на схемата със запазване на основната конфигурация.
Като най-подходящ вариант в конструктивно отношение за
минимални нелинейни изкривявания се оказва схемата с общ колектор (емитерен повторител). Ако се усили входното напрежение
малко над стойността на изходното, то може да се използва и
за управление на преобразувателя на напрежение (ПН), който от
своя страна има коефициент на предаване на напрежението около
единица. За да се спази първото условие за по-голямо напрежение на преобразувателя от изходното, се поставят добавъчни резистори с не много големи съпротивления в базовите вериги.
Този режим на пулсиращото напрежение на захранване на
усилвателя може да се изпълни както по колекторно, така и по
емитерно захранване.
Ако усилвателят работи в режим клас АВ с преднапрежение
за определяне на работната точка с някакъв начален ток, тогава
с цел да се запази преднапрежението схемата може да работи
(в режим ABD) чрез пулсиращо захранване само в колекторната
верига.
Ако транзисторът, който изпълнява ролята на ключ, има съ-­
щата проводимост, както транзисторите в крайното стъпало, той
трябва да работи по схема с общ колектор. Ако този транзистор
е с обратна проводимост, той може да бъде включен и по схема
с общ емитер.
За сравнителна оценка на резултатите в режими В и BD се
дават данни от експеримента при изходяща мощност 0,8W за
напрежение на захранване 12V и напрежение на захранване 24V
при 25W.
На фиг. I-54 е дадена принципната схема при 0,8W. Преобразувателят на напрежение работи при максимална честота на генерация 80kHz, средна стойност на к.п.д. 8 6 % при товар 100Ω.
Усилвателят в режим клас АВ при 0,8W има честотна лента
1 5 0 ÷ 1 0 0 0 0 H z при ниво 0,7 от това при 1kHz. Коефициентът на
нелинейни изкривявания при 1000 Hz е 1,8%.
Графиките за зависимостта на к.п.д. за клас BD във функция
от изходното напрежение се дават на фиг. I-55 (крива 1 е за
клас АВ, а крива 2— за клас BD) при 0,8W. Честотната лента се

47

е запазила същата при малко увеличение на нелинейните изкривявания (1,9%).
Резултатите от експеримента при мощност 25W са дадени на
фиг. I-56.
Значителното увеличение на к . п . д . на усилвателя дава основа-

Фиг. I-55

Фиг. I-54

Фиг. I-56

ние за приложение на този тип усилвател с пулсиращо захранва­
не в тези радиоустройства, където на първо място е поставено
изискването за икономичност.
7. КЛЮЧОВИ ГЕНЕРАТОРИ НА ПРАВОЪГЪЛНИ ТРЕПТЕНИЯ
И В. Ч. УСИЛВАТЕЛИ ( А . Д. Артьш)

Генераторите, които работят в ключов режим клас D, имат
идентични в схемно отношение и по начин на работа крайни стъ­
пала като тези на усилвателите или модулаторите, работещи в
същия режим. Като се използват тези генератори и предимствата
от широчннно-импулсната модулация, може да се предава инфор48

мация при големи мощности с к.п.д., близък до 100%, и малък
коефициент на изкривявания.
Като пример може да се вземе нискочестотен усилвател клас
D, при който усреднената съставна на широчинно-импулсно мо­

б)

а)

в)
Фиг. 1-57

дулираното трептение с тактова честота носи информацията. Так­
товата честота може да бъде носеща при предавателите при ус­
ловие, че трептящият кръг на крайното стъпало е настроен на ƒ т
По този начин може да се отдели първата хармонична на
трептението върху товара, да се получи синусоидален сигнал с
висока честота, чиито амплитуди са резултат от подложените на
ШИМ правоъгълни импулси. По принцип могат да се отделят и
по-висши хармонични съставни, като по този начин се получава
ефект на умножение на честотата иа трептението.
Транзисторите са най-подходящи за „ключове" при генерато
рите. Чрез тях могат да се получават сигнални напрежения с
правоъгълна форма при условие, че в схемата няма шунтиращи
или паразитни кондензатори с големи капацитети (фиг.I-57а),
защото при бързото им зареждане и разреждане ще се получават
големи токове и енергията от зареждането ще се разсейва вътре
в транзисторите. По тези съображения към товара не трябва да
се включва паралелно кондензатор а да се свързва последовате4 Усилватели клас „D"

49

лно малка и н д у к т и в н о с т . П а р а з и т н и т е к а п а ц и т е т и са малки и за
ниски честоти не о к а з в а т с ъ щ е с т в е н о влияние.
Вместо т р а н з и с т о р и могат да се използват и е л е к т р о н н и лампи при ниски честоти. П о р а д и това, че те нямат о б р а т н а п р о в о д и м о с т

б)

а)
Фиг. I-58

а при т р а н з и с т о р и т е с ъ щ а т а е малка, за избягване на пренапре­
ж е н и я т а се използват диоди, включени о б р а т н о (фиг. I-576). Упо­
т р е б а т а на т и р и с т о р и ( ф и г . I - 5 7 в ) или д р у г и вентили с ъ щ о е
в ъ з м о ж н а . Т и р и с т о р и т е и м а т д о б р и ключови свойства (но засега
все о щ е предимно за ниски честоти). Ш у н т и р а щ и я т д и о д т р я б в а
да б ъ д е с п о д х о д я щ а м о щ н о с т . Генераторите от т о з и тип имат
ограничени в ъ з м о ж н о с т и по о т н о ш е н и е и з м е н е н и е т о на р е ж и м и т е ,
к о е т о би се получило при Ш И М или промяна на т о в а р н о т о съп­
ротивление в ш и р о к и граници, поради н а р у ш а в а н е т о на у с л о в и я т а
за изключване и з а г у б в а н е т о на у с т о й ч и в о с т т а на управлявания
вентил. Н а р у ш е н и е на режима м о ж е да се получи и к о г а т о през
р а б о т н и я интервал от време за тиристора т о к ъ т в т о в а р н о т о съ­
противление си измени д в а п ъ т и посоката. При п ъ р в о т о измене­
ние на п о с о к а т а се включва д и о д ъ т и се изключва
тиристорът,
а при в т о р о т о — д и о д ъ т се изключва и т и р и с т о р ъ т с ъ щ о о с т а в а
изключен. Включването на т и р и с т о р а о т н о в о в н е о б х о д и м и я мо­
мент е в ъ з м о ж н о , но е с в ъ р з а н о с т р у д н о с т и . Н а п р и м е р при Ш И М
този момент варира с в р е м е т о и се с ъ з д а в а т д о п ъ л н и т е л н и труд­
ности.
П р и малки м о щ н о с т и к а т о източници на п р а в о ъ г ъ л н и трепте­
ния могат да се използват мултивибратори, тригери, ограничители
и др.
Усилвателите за високи честоти, р а б о т е щ и в р е ж и м клас D,
м о г а т да б ъ д а т използвани к а т о с т ъ п а л а на предаватели, генера­
т о р и за и н д у к ц и о н н о нагряване или за д р у г и цели. В тези случаи

50

се отделя първата хармонична съставна на правоъгълното висо­
кочестотно трептение. Схемите на в. ч. усилватели- са почти съ­
щите, както на н. ч. усилватели, но вместо високочестотен филтър
тук се поставя лентов, резонансен (фиг. I-58). В най-семплите
решения
това е паралелен
или последователен LC-трептящ
кръг, настроен на основната (тактовата) честота. Използването
на мостова схема (фиг. I-58 б) позволява да се получи два пъти
по-голяма мощност. Товарът или някой от елементите на филтъ­
ра могат да се включват с помощта на високочестотен трансфор­
матор; така се създава възможността за заземяване на единия му
край.
Ако честотата на свободните трептения е равна на тактовата,
за напрежението върху товара може да се напише
Най-подходяща модулация за ключовите генера­
тори е колекторната (или анодната). Като модулатори е целесъо­
бразно да се използват нискочестотни усилватели клас D, при
които мощността се използва до пределна степен.
8. НЯКОИ ВЪЗМОЖНОСТИ ЗА УВЕЛИЧЕНИЕ НА МОЩНОСТТА
И КОЕФИЦИЕНТА НА УСИЛВАНЕ НА КРАЙНИТЕ СТЪПАЛА
(ИЗВЛЕЧЕНИЯ)— О. А. КОССОВ

а. Паралелно свързване на транзистори
За управляване на мощни обекти се налага да се използват
ключови транзистори за големи токове, за високи напрежения
или и за двете. Но това не винаги е възможно поради липсата
на, такива транзистори. Една от възможностите за компенсиране
е да се свързват паралелно два или повече транзистори—фиг. I-59.
Това се налага в случаите, когато токът през товара трябва да
бъде по-голям от този на - транзистора, когато радиаторите за ох­
лаждане са недостатъчно големи или. се желае по-голям коефи­
циент на усилване, а също и в случаите, когато се налага пови­
шаване на надеждността.
,3а ефективна работа-на двата транзистора е необходимо да
се изравнят загубните мощности. Равенството на мощностите се
осъществява чрез изравняване на колекторните токове. Това се
постига с подбиране на еднаква стръмност S=β/rВ на преходната
характеристика I С =ƒ(U Е В ) и с включване на емитерни резистори
за осъществяване на обратна връзка.
При работа на паралелно свързани транзистори (без включване
на допълнителни резистори) разликата между колекторните токо51

ве на границата на областта на насищане е равна на разликата,
между стръмностите и не зависи от коефициентите на усилване по
ток. Относителното отклонение на колекторния ток на всеки
транзистор е равно на относителното отклонение на стръмността му.

a)

б)
Фиг. I-59

Схемата от фиг. I-59 а има два недостатъка. Колекторните
резистори не позволяват да бъдат включени транзисторите към
общ радиатор без изолация, а без rЕ ще липсва отрицателна об­
ратна връзка, която намалява отклонението на колекторния ток
от средната му стойност. Схемата от фиг. I-59 б е без тези не­
достатъци. Резисторите rЕ не пречат да се използва общ радиа­
тор за топлообмен. Базовите резистори осъществяват отрицателна
обратна връзка за намаляване на отклоненията на колекторния
ток. Например, ако се увеличи токът на един от транзисторите,
ще се увеличи падението на напрежение върху емитерния резис­
тор и ще се създаде допълнителен ток през базовите резистори
Това ще създаде условие за изменение на базовите напрежения
и изравняване на токовете в колекторните вериги и на разсейваните мощности.
В практиката се срещат случаи на паралелно включване
на няколко десетки транзистори при натоварване по ток до
50 — 60%. Възможно е всички да бъдат включени към общ
радиатор за топлообмен. Това улеснява изравняването на токове­
те и не позволява отклонения от номиналните им стойности. Въз­
можно е част от транзисторите да работят с 90%, а други с 2 0 %
от номиналния ток.
В някои случаи от практиката товарът може да бъде разде­
лен на няколко паралелни клона или вериги, като например въз­
будителна намотка на електрическа машина, първична намотка на
силов трансформатор и пр. В тези случаи всяка верига може да
се включи към отделна група транзистори.
52

б. Последователно свързване на транзистори
За надеждната работа на, последователно свързаните транзис­
тори (фиг. I-60 а) трябва те да получават едновременно управ­
ляващ сигнал. В противен случай при един отпушен транзистор
вторият ще бъде подложен на цялото захранващо напрежение.

б)

а)
Фиг. I-60

При разделените галванически и включвани към отделни вторични
намотки входове на транзисторите тези условия се спазват автоматически. При ШИМ поради изменение на импулсите в широки
граници трансформаторната връзка не е удобна. На фиг. I-60
е представена схема, която позволява да се управляват два пос­

а)

б)
Фиг. I-61

ледователно свързани транзистора от общ източник. Различната
проводимост дава възможност да бъдат свързани последователно
както входовете, така и изходите. Диодите служат за подобря­
ване на условията на запушването и трябва да издържат високо
напрежение в права посока. Шунтиращите резистори изпълняват
53

р о л я т а на. р а з п р е д е л и т е л и на н а п р е ж е н и е т о от т о к о и з т о ч н и к а . Те
т р я б в а да имат два-три пъти по-малко с ъ п р о т и в л е н и е от съпро­
т и в л е н и е т о на з а п у ш е н и т е транзистори, определено от о б щ и я т о к
на у т е ч к а т а .

б)

а)
Фиг. I-62

На фиг. I-61 а,б са д а д е н и схеми,
з а щ и т е н и от пробив с ценерови ди­
оди.
На ф и г . I-62 а е д а д е н а схема на
три п о с л е д о в а т е л н о , с в ъ р з а н и ; тран­
зистора с отделни изолирани източ­
ници на захранване. На фиг. I-62 б
са д а д е н и и диаграмите на напреже­
нията. З а х р а н в а н е т о е о с ъ щ е с т в е н о
през диоди. Т о в а р ъ т е с в ъ р з а н
па­
ралелно на д и о д и т е .
Транзисторите
от тази схема могат да р а б о т я т ед­
новременно или поотделно, така че
м о ж е д а б ъ д е включен само
един
или няколко б р о я от т р а н з и с т о р и т е ,
в това време д р у г и т е са изключени
или обратно. О т д е л н и т е токоизточници могат да се о с ъ щ е с т в я т като от­
делни вторични намотки
на един
т р а н с ф о р м а т о р с отделни изправителни групи.

Фиг.

54

I-63

Н е з а в и с и м о т о к о з а х р а н в а н е мо­
же да се и з п о л з в а и в мостови схе­
ми. На фиг. I-63 са д а д е н и д в е мосто­
ви схеми (с о т д е л н и токоизточници),

свързани
последователно с
общ
товар във
веригата на
изходните клеми а, б, а', б'. Превключването на транзисторите тряб­
ва да става симетрично и за двата моста, например Т1 , Т4 ,
T'1 Т'4 . За този случай в схемата е посочен пътят на тока от
токоизточниците през посочените транзистори.
в. Съставен транзистор
Много голям ефект на повишаване на коефициента на усилва­
не по ток се постига при схемата със съставен транзистор. В им­
пулсните усилватели на мощност се използва схемата, дадена на
фиг. I-64, за която коефициентът на усилване по ток е
βекв = (Ic1+Ic2)/Iвх.
Като пример за реално действие на съставен двустъпален тран­
зистор може да се посочи схемата от фиг. I-65 а, известна като

а)
Фиг. I-64

б)
Фиг. I-65

транзисторно реле. Резисторът RE , включен като общо емитерно
съпротивление, създава положителна обратна връзка. Схемата ра­
боти по следния начин. Без входен сигнал Т 1 е включен чрез R1
към — Е0 , като Т2 е запушен от падението на напрежението върху
R E . Условието за насищане на Т2 е IB2 ³ IT / β2 .Ако коефициентът
на обратна връзка k0B е по-голям от единица, характеристиката изход-вход (Iт /Uс )ще има релеен характер. Диаграмата за зависи­
мостта на товарния ток от входното напрежение е показана на съ­
щата фигура за транзисторите П217В и П201. Участъците АВ и CD
(където k0B <1) отговарят на устойчиво състояние. В точките В и
55

С(където kов=1) става отпушването и запушването на релето, а
участъкът ВС ( k о в > 1 ) съответствува на динамичния релеен ре­
жим. Диодът в емнтерната верига служи за предпазване на Т 2 .
9. КРАЙНИ УСИЛВАТЕЛИ НА МОЩНОСТ

Усилвателите, работещи в ключов режим и използващи широчинно-импулсна модулация, се захранват с постоянен ток, а тези

a)
b)

Фиг. I-67

56

които имат фазово управление, се захранват с променлив ток.
На фиг. I-66 се предлага проста схема на усилвател за ШИМ
с регулиране на напрежението върху товара. Ако товарът е ак-

б

а
Фиг. I-68

тивен, диодът не е необходим и токът и напрежението са еднак­
ви по форма. При активно-индуктивен товар (rT, LT) напрежението
не се изменя, но токът тече непрекъснато през време на импулса
през транзистора, а през паузата е.д.н. от самоиндукцията
предизвиква ток, който тече през диода.

57

Когато освен средната стойност на напрежението трябва да се
измени и полярността му, в повечето случаи се използват мосто­
ви схеми (фиг . 1-67 а, б, в). Товарният импеданс е включен в диаго-

Фиг. I-69

нала. При индуктивно-активен товар са необходими шунтиращи
диоди. Управлението на трите схеми може да се осъществи по
два начина:
а) всички транзистори се превключват едновременно и диаго­
нално по двойки Т1 с T4 и Т2 с Т3 (фиг. I-68 а) ;
Uy1 = Uy4 =—Uy2 =—U y3.
б) ШИМ - сигнал се подава само на два транзистора, например
Т1 и T2 , Т3 остава постоянно запушен, а Т4 —постоянно отпушен.
Формите на входното и изходното напрежение и на товарния ток
са показани на фиг. I-68б .
Съществуват още два метода, но те нямат голямо приложение.
Всеки транзистор от мостовата схема трябва да бъде изчислен
за пълното напрежение на токоизточника и максималния товарен ток.
Когато се налага товарът да бъде разделен на два индуктивно-активни товара, може да се използват схемите от фиг. I-68а,б,в.
Ако товарите са без индуктивна връзка, може да се използва схе58

ма (а) с два независими усилвателя. Втората схема (б) е с включе­
ни намотки от дросел-с правоъгълен, хистерезисен цикъл, за да
не протича ток при нулев сигнал. За по-голяма линейност на ха­

Фиг. 1-70

рактеристиката изход — в х о д (I т /U с ) се използва третата схема с
транзистори, шунтирани с ценерови диоди.
59

Горните схеми са дадени от Коссов. За допълване на схемо­
техниката на нискочестотните усилватели на мощност клас D на
фиг.1-70 се дават шест конфигурации на усилвателни схеми, които
могат да бъдат управлявани чрез ШИМ. Схемите са дадени от
Артьш.
I.4. ИСТОРИЧЕСКОТО РАЗВИТИЕ НА СХЕМОТЕХНИКАТА
НА УСИЛВАТЕЛИТЕ КЛАС D В ДРУГИТЕ СТРАНИ
1. ПРОЕКТ НА МОЩНИ КЛЮЧОВИ ТРАНЗИСТОРНИ УСИЛВАТЕЛИ
2 W И 1 O O O W ( E t t i n g e r , , . G . М. and В. I. C o o p e r , 2 3 . 0 6 . 59г.)

В статията с горното заглавие се предлагат две схеми на
ключови усилватели — за 2W с к. п. д. 92 % и за 1 k W с к. п. д.
99 % . Големият к. п. д. се дължи на ключовата работа на край-

Фиг. I-72

ните стъпала, като при тактова честота 400Hz се посочват за­
губи само 10 W. Управлението на усилвателите до пълно отпу­
шено и запушено състояние става чрез генератор или мултивибратор, като продължителността на импулсите и тактовата честота
могат да се изменят.
60

На фиг. I-71 и I-72 са дадени блокова и принципна схема на
усилвател с мощност 2W. За повишаване на входното съпротивле­
ние резисторите от делителя са с по-големи съпротивления, а ка­
то първо стъпало се използва емитерен повторител. Фазообръща-

Фиг. I-73

нето се осъществява с емитерна връзка. Крайното стъпало e
управляем мултивибратор откъм входа с диференциален товар от
намотки на серводвигател. Всяка намотка има съпротивление 1,2kΩ.
При 50V захранващо напрежение върху всяка намотка се прилага
мощност 2W. Усилването по напрежение е 1000 пъти, а по мощност
7
2x10
пъти при входно напрежение около 100 mV. Консумацията от

Фиг. I-74

токоизточнйците за + 6 V е 13mA и за—6V—10 mА. Общите загуби
са около 150 mW (тук са включени загубите от превключване и
насищане на крайните транзистори). К.п.д. е 92 %.
61

На фиг.I-73 е дадена принципната схема на постояннотоков
усилвател с мощност 1000 W, работещ в ключов режим. За тактова
честота 400 Hz загубите са около 10W, а при тактова честота 1000 Hz
загубите са под 15W. Товарното съпротивление е свързано към об­
щия колекторен изход на паралелно свързаните крайни транзисто­
ри, чиито бази са съединени чрез резистори (около 1Ω) към емитера
на предния транзистор с цел за изравняване на режимите. Крайните
ключови транзистори се управляват също с ключов усилвател,
съставен от транзисторите Т5 , Т6 , и Т7 . Блокинггенераторът Т3 ра­
боти с бобина с феритно ядро и създава трионообразни импулси,
които управляват превключването на тригера на Шмид, съставен
от Т3 и Т4 .
За по-голяма линейност вместо блокинггенератор може да се
използва друг тип генератор с повече транзистори и по-сложна
схема.
На фиг. I-74 а,б са дадени зависимостите на изходния товарен
ток от постояннотоковия входен сигнал и на загубите във функ­
ция от тактовата честота.
Усилвателят може да усилва и променлив сигнал, но в този
случай е необходимо тактовата честота да бъде по-висока няколко
пъти от най-високата честота от честотната лента на усилваното
напрежение. Усилвателят може да се използва за контрол и управ­
ление на двигатели, на температури и за други целл.
2. ЗВУКОВИ

УСИЛВАТЕЛИ С ИМПУЛСНА МОДУЛАЦИЯ

D. R. Birt, февруари 1963 г.)
Слсд като разглежда работата на усилвателите в режими клас
A, АВ и В, авторът описва и неизгодата от работата в режим клас
B. На фиг. I-75 се илюстрира по нагледен начин ключов режим на
работа. При условие, че „ключовете" се включват последователно
един след друг, товарът ще бъде включван ту към единия, ту към
другия токоизточник. Ако това включване се управлява, ще се по­
лучат импулси с различна продължителност, чието усредняване
чрез нискочестотен филтър (демодулатор) ще възпроизведе зву­
ковата информация (фиг. I-76). Например при входен сигнал с честота
5 kHz и тактова честота 50 kHz нискочестотният филтър ще пропус­
ка само усреднения сигнал, който образува изходния сигнал, т. е.
5 kHz. Високочестотният тактов сигнал няма да се предаде към ви­
сокоговорителя. Чрез използване на Фуриеров анализ и Беселови
функции за разлагане на правоъгълните импулси, модулирани по
продължителност, се получава спектърът, показан на фиг. I-77. Ако
загубите във филтъра са нулеви, теоретичният к. п. д. е 100% при
62

условие, че и загубите в т р а н з и с т о р и т е са нулеви. К а т о импулсен
м о д у л а т о р е у п о т р е б е н един д и ф е р е н ц и а л е н усилвател с емитерна в р ъ з к а (фиг.I-78). На д в а т а входа са подадени с ъ о т в е т н о трионообразно напрежение с у л т р а з в у к о в а честота и з в у к о в и я т сигнал.

Фиг. I-75

63

Модулаторът преобразува амплитудните разлики в различие по
време, т. е. изменя се продължителността на правоъгълните изходни
импулси. При липса на звуков сигнал ще се отпушват и запушват
последователно двата транзистора на модулатора, така че двата

Фиг. I-77

Фиг. I-79

Фиг. I-78

Фиг. I-80

импулса ще бъдат равни. При наличие на звуков сигнал ще се
измества работната точка така, че ще следват неравномерни отпуш­
вания, пропорционални на този сигнал. На фиг. I-79а е дадена ек­
вивалентна схема на транзистора и оптималната форма на вход ния
сигнал (фиг.I-79б), който се изменя по заден фронт. Реалният тран­
зистор е заменен с интегрираща група и идеален транзистор. RC-гру­
пата оказва същото въздействие на правоъгълния импулс, каквото
би оказал реалният транзистор. Изводите от заместителната схе­
ма са, че за получаване на малки загуби в транзистора и малък
64

заден и преден фронт е необходимо да се избират транзистори е
малки стойности на R и С и че оптималните управляващи импулси
за ключовия режим на работа трябва да се доставят от нискоомни източници.
Регенеративното изходно стъпало, което намира приложение в
тази разработка, е показано на фиг. I-80. За да се осигури нормално
управление на стъпалото, е необходимо двата транзистора да не
остават отпушени едновременно, защото това ще доведе до голе­
ми загуби. За избягване на това състояние авторът Бърт е избрал
регенеративно крайно стъпало, при което единият транзистор се
изключва, когато другият се включва. Честотата на свободните
трептения на схемата е няколко херца, което се постига чрез го­
ляма индуктивност. За тактовата честота 50 kHz схемата работи
като бистабилен мултивибратор. При отпушването на единия тран­
зистор се подава понижено напрежение към базата на другия
транзистор, която става по-положителна и тай се запушва. Необ­
ходимите управляващи импулси за тригерните Вх1 и Вх2 се дос­
тавят от широчинно-импулсен модулатор и от опорен генератор.
Като крайно стъпало може да се използва и нерегенеративно
ключово стъпало. За целта към базовата верига се включва ре­
зистор паралелно с кондензатор. За същата цел може да се из­
ползва и диод.
Комплектният усилвател може да се представи чрез предложе

Фиг. I-81

ната от автора блокова схема за стереоусилвател с цел да се
илюстрира, че не всички стъпала са дублирани. Интересно е да се
знае, че е възможно да се контролира усилването на моно-и сте­
реоусилвател, а също и всякакъв брой канали при изменение на
5

Усилватели клас " D "

65

амплитудата на трионообразното напрежение. От фиг. I-81 се под­
разбира как може да се управлява усилването чрез изменение на
амплитудата на трионообразното напрежение от генератора на
Милер.Това създава ефект за вариация на дълбочината на моду­
лацията. Без употребата на стереопотенциометри се получават ед­
накви коефициенти на усилване на усилвателите. За експеримента
в крайното стъпало са използвани транзисторите ОС23. По данни
от експеримента загубите в колектора са 50 mV за транзистор.
Получената изходна мощност е няколко вата, но има възможност
за подобрение на крайното стъпало (според автора на статията).
Тази схема има недостатък, породен от наличието на дросел с
голям реактанс, който ще причинява изкривяване за ниските чес­
тоти. Двутактните схеми не се нуждаят от такъв компонент. С
комплементарна двойка от PNP и NPN транзистори ще се полу­
чат известни предимства (според автора на статията).
Начин на работа. В случая, когато не се използва електричес­
ки нискочестотен филтър, върху товара се получават високочес­
тотни загуби. При 1 0 0 % модулация за к. п. д. ще се получи само
5 0 % аналогично на работа при режим клас А. При наличието на
нискочестотен филтър к. п. д. се повишава, тъй като филтърът спи­
ра в. ч. съставни и намалява непрекъснатите загуби във високого­
ворителя.
Наличието на импулси при този вид работа може да предизвика
появяването на нелинейни изкривявания от наличието на хармо­
ничните съставни и интермодулационни (комбинационеи) изкривя­
вания от смесване на сигналите с различни честоти в звуковия
тракт, независимо че теорията разглежда модулацията по продъл­
жителност на импулсите и демодулацията като линеен процес (ав­
торът). Когато крайното стъпало изработва неточно импулсите,
коефициентът на запълване ще варира заедно с вариациите на
задния фронт. Тази грешка ще повиши изкривяванията. Отделно
от временните грешки амплитудните грешки създават също на­
растване на изкривяванията. Ако устройството произвежда конс­
тантни по амплитуда импулси, тогава амплитудните грешки от то­
зи вид ще липсват. За да се избягнат изкривяванията, получени от
наличието на пренапрежения и токови отскоци (също и за пред­
пазване на транзисторите), е необходимо да се свържат диоди па­
ралелно на крайните транзистори между колектор и маса (еми­
тер).
В схемата механизмът на обратната връзка е особен, сигналът
се явява от време на време с пропорционалността на появата на
подвижните импулси. Цялата схема не е дадена в принципен вид,
освен това особени се явяват обратната връзка, крайното стъпало
66

и др. Поради ранния период на публикацията не всичко е било
отъпкано, но въпреки това тя е ценна. В статията се дава идея
за ползване на тиристори при този вид усилватели.
3. КЛЮЧОВ

РЕЖИМ НА РАБОТА НА ТРАНЗИСТОРНИТЕ

УСИЛВАТЕЛИ

(Stephens, М. L. и J. P. Wittman, септември 1933 г.)
Авторите на статията изясняват, че с ключовия режим на ра­
бота се получава по-голяма ефективност. Схемните решения на
ключовите стъпала могат да намерят приложение при регулато­
рите на ток или напрежение, стабилизирането на напрежение и
др. Ключовият режим на работа позволява да се работи с к. п. д.
над 80 о/о и да се получи нисък изходен импеданс. В статията
се сравняват коефициентите на полезно действие на два усилва­
теля с изходна мощност от по 1W. Първият усилвател има обик­
новен трансформаторен изход и работи в режим клас А. Макси­
малната колекторна ефективност (к. п. д.) за случая е 5 0 % , а на
п р а к т и к а — 3 3 % . Вторият усилвател е ключов и има колекторна
ефективност (к. п. д.) 9 5 % . От сравнението се виж та, че колектор­
ните загуби на усилвателя, работещ в режим клас А, са 2W, а за
ключовия усилвател са едва 0,05 W, тъй като консумираната мощ­
ност за клас А е 3W, а за ключовия усилвател—-1,05 W.
Теоретичното разглеждане мо­
же да стане въз основа на фиг.
I-82. На нея е дадена схема, съ­
стояща се от един ключ, батерия,
трансформатор и товар. При пре­
включванията в положения К 1 и
К 2 на ключа към трансформатора
ще се подаде правоъгълен им­
пулс, който ще се включва към
товара. При симетрия на схемата
Фиг. I-82
формата на импулсите е право­
ъгълна. Фуриеровият израз за правоъгълен импулс има вида

където

е е непрекъснатият сигнал, протичащ през товара;
Е0 — захранващото напрежение;
67

ω т — тактовата честота;
I0 — захранващият ток.
В повечето случаи общата мощност е приблизително равна на

Фиг. I-83

Фиг. I-84

мощността на първата хармонична (основното трептение). Основното
трептение се определя от изразите

При условие, че няма загуби в ключа и трансформатора, из­
ходната мощност ще бъде

К. п. д. за този случай се получава 8 1 % . Смята се, че причина­
та за по-малката стойност от 1 0 0 % са загубите върху товара,
дължащи се на третата и по-висшите хармонични.
Нека се предположи, че С1 и L1 от фиг. I-83 са свързани по­
следователно между товарното съпротивление и трансформатора.
Поради наличието на капацитет и индуктивност напрежението на
трансформаторния изход ще бъде правоъгълно, но товарният ток
ще има косинусоидална форма. Това се вижда от осцилограмата,
дадена на фиг. I-84. Тази форма се дължи на безкрайно голяма68

та стойност на качествения фактор на вторичната (изходната) ве­
рига. Графиката на тока ще бъде серия от полусинусоиди, както
при детектиране. Изразът, получен при Фуриеровия анализ, е

където

i е моментната стойност на тока през товара;
Iт0 — амплитудната стойност на тока от токоизправителя.
Консумираната мощност е

Токът през товара е косинусоидален и има същата амплитудна
стойност, както токът от токоизточника:

Изразът за изходната
мощност при наличие на LC-филтър
и поради това, че товарното напрежение остава същото:

Но това е същата стойност, каквато има консумираната мощ­
ност P0 , т. е. теоретичният к. п. д. сега е 1 0 0 % . Серийният резонансен кръг играе ролята на преобразувател на импулсния ток,
съставен от първа и по-висши хармонични.
Интересно е да се знае, че постояннотоковата консумирана
мощност и изходната мощност са равни, но импедансът на стъ­
палото е различен за постоянен и променлив ток:

69

Двата транзистора от схемата на фиг. I-83 с LC-кръг (демодулатор) се привеждат в състояние на насищане и запушване посменно един след друг през трансформатор. Полезната мощност
се предава на резонансния кръг. Консумираната мощност е

Фиг, I-85

Фиг. I-86

4,1 W, а к. п. д. е 9 5 % , като са взети пред вид загубите в
трансформатора и колекторите. Около 1 W се губи в резонансния
кръг, така че общият к. п. д. става 71 %. Загубите в транзисто­
рите са малки, дължащи се
на транзитните превключвания.
На фиг. I-85 се предлага мостова схема на стъпало с комплементарна симетрия в ключов режим, но с трансформатор на вхо­
да. Тя се различава от схемата, дадена на фиг. I-83 с мостовия
си характер и с безтрансформаторния си изход. През единия полупериод на входния сипвал се отпушват едновременно транзи­
сторите Т1 и Т4 , а Т2 и Т3 остават запушени. През време на вто­
рия полупериод ролите им се разменят. Получава се изходно на­
прежение с амплитуда 20 V при колекторен к. п. д. 95 %. Вклю­
чването на филтъра намалява к. п. д. на 8 0 % . На транзистор се
получава по 6 mW загубна мощност.
70

Поради малкото колекторно съпротивление в отпушено състо­
яние и голямата му стойност в запушено състояние схемата е
удобна за регулиране на товарното съпротивление.
Следващата схема, дадена на фиг. I-86, е на регулатор, рабо­
тещ по ключов принцип за 92 kHz. Използва се и като стабили­
затор на пилотно напрежение. Получава се к. п. д. от 70 до 80 %
в сравнение с обикновените усилватели с к. п. д. 3 3 % . В също­
то време транзисторннте загуби се намаляват от 67 на 5 % .
4. ЗВУКОВ УСИЛВАТЕЛ С ОБРАТНА ВРЪЗК А
И ШИРОЧИННО-ИМПУЛСНА МОДУЛАЦИЯ
(Turnbull,

G.

F.

u

J.

М.

T o w n s e n d — април

1965 г.)

В индустриалната практика отдавна е била позната ползата
от употребата на контролни системи, при които са били контро­
лирани големи мощности само чрез две състояния на един
ключ—изключено и включено. Но едва неотдавна бяха направени
сериозни разглеждания на възможността да се използва тази те­
хника в звуковите усилватели. Най-главният проблем беше да се
намери подходящ ключ, който да работи при достатъчно висока
честота.
Голямото предимство на тези системи се изразява във възмож­
ността, която те създават, за контрол на мощни устройства.
Чрез ключовия режим на работа се постигат малки загуби на мощ­
ност, при което к. п. д. на усилвателите нараства в сравнение
с този при обикновените усилватели. Това води до намаляване на
обема на тези устройства.
Превключващата (тактовата) честота трябва да бъде няколко
пъти по-висока от най-високата честота на усилвания сигнал.
За усилване на звуков сигнал, чиято горна гранична честота е
20 kHz, механичните ключове явно са .неподходящи.
Неотдавна бе създадена възможността да се използват два
транзистора (или лампи) като ключове при тези ултразвукови че­
стоти. При употребата на лампи за работа в ключов режим изхо­
дящите напрежения и токове са неподходящи за директно захран­
ване на високоговорител, който има малък импеданс, освен ако
същият се навие специално със съпротивителен проводник за 1 kΩ.
Това изпълнение ще бъде наистина скъпо. Транзисторите по на­
чало имат голям ток и ниско напрежение, което ги прави идеални
за включване към товар с малък импеданс или високоговорител.
Тук се описва развитието на ключовите усилватели за звуко­
ви цели в транзисторно изпълнение, които използват „двете със­
тояния " за контрол върху високоговорителя. Тези усилватели
71

имат семпли, некритични към толеранса на компонентите схеми
и се управляват лесно. На фиг. I-87 а е дадена заместителната
схема на ключов звуков усилвател с един транзистор, имитиращ
включено — изключено („ on-off "), товар и токоизточник. Напре­

Фиг. I-87

жението върху високоговорителя (товара) ще има вида, показан
на фиг. I-87 б, където Т1 е времето на включено състояние, а
Т2 —на изключено. Изходният сигнал се получава чрез усреднява­
не на импулсите—резултат на вариациите на превключванията (фиг.
I-87 г). На фигурата е дадена и блоковата схема на усилвателя
(фиг. I-87 в).
При условие, че времето T1 е равно на. времето T2 , правоъгъл­
ното импулсно напрежение
върху товарното
съпротивление
ще има средна стойност, равна на нула. Товарът може да се свър­
же чрез кондензатор. Честотата на превключване трябва да бъде
по-голяма от 20 kHz, ако системата е предназначена за звукови
цели. Загубната мощност в ключовите транзистори нараства про­
порционално с увеличаване на времетраенето на фронтовете на
импулсите. Очевидно много е важно да се осигури такъв режим,
че фронтовете на правоъгълните импулси да имат много помалка продължителност от тази на импулсите, за да се получат
много малки загуби и изкривявания за малките нива на полезния
сигнал.
72

Схема на усилвателя и генератора
За да се докажат възможностите на стъпалата, работещи с
„включено — изключено" състояние, авторите са конструирали
звуков усилвател със следните данни:
1) изходна мощност 2W (ефективна) за високоговорител 15Ω;
2) честотна лента от 50 Hz до 20 kHz при
неравномерност ± 3 dB;
3) чувствителност на входа 100 mV (еф. ст.) за пълна изход­
на мощност;
4) входно съпротивление около 10 kΩ.
За схемното решение са използвани транзистори, подобни на
употребяваните в обикновените усилватели. Изходящата мощност
върху товара, както се вижда от фиг. 1-88, може да се определи
от израза (не се взема пред вид U CEsat ) :

Амплитудата на правоъгълните импулси от връх до връх е
16 V. Захранващото напрежение е 16 V при максимален ток око­
ло 0,5 А. Базовият ток трябва да осигурява пълно насищане на
транзисторите. На фиг. I-89 е дадена принципната схема на звуко­
вия усилвател. Той е съставен от няколко стъпала. Транзисторът
T4 и тези на крайното стъпало работят като усилватели на ток.

Фиг. I-88

за да не се товари генераторът на трионообразно напрежение, а
T 3 e усилвател на напрежение. Положителната обратна връзка
(П0В) е използвана с цел да привежда транзисторите само в двете
състояния на работа. Положителната обратна връзка през емитерното
73

съпротивление и С3 поддържа транзистора Т0 в напълно отпуше­
но (включено) състояние за положителните импулси на правоъгъл­
но трептение. С3 трябва да бъде достатъчно голям за поддържа­
не на константен потенциал, а емитерният резистор се избира от

Фиг. I 89

съображения за достатъчно голям базов ток на Т6 , който има ко­
лекторен ток 500 mА. Положителната обратна връзка през С2
спомага да се отпушва T5 през време на отрицателните импулси.
ПОВ продължава през RB към базата на T2 .
Трионообразното напрежение се получава в първото стъпало,
което е сумиращ интегратор с обратна връзка и се управлява
от мултивибратора Т7 , Т8 с работна честота 100 kHz. Регулира­
нето на честотата става чрез С4 и потенциометъра 10 kΩ.
На фиг. I-90 е дадена схема на усилвател, работещ като су­
миращ интегратор с коефициент на усилване А и входно съпро­
тивление Rin , чиято предавателна функция е

74

където R c е еквивалентното
Това уравнение може да се
гратор. Интеграторът изпълнява
напрежение и приема звуковия

Фиг. I-90

рен ток около 200 µA на
на T1 ще бъде около 10
Измерената стойност
образното напрежение се

съпротивление на R 1 R2 и R in .
използва за проектиране на инте­
две роли—генерира трионообразно
сигнал. При = 10 kΩ и колекто-

Фиг. I-91

T1 , входното съпротивление към базата
kΩ (R 1 5 kΩ, a R 2 > 5кΩ).
за А е около 40. Честотата на трионо
определя от

Тази честота трябва да е по-висока от 20 kHz. Капацитетът
на С 1 е 25 pF, а съпротивлението на R 2 е 27 kΩ. За да се полу­
чи амплитуда 5 V (от връх до връх) на трионообразното напре­
жение, е необходимо правоъгълното напрежение да има амплиту­
да 0,7 V (от връх до връх).
В статията се дават амплитудно-честотната характеристика на
усилвателя, която е добра, и осцилограмата на почти линейната
зависимост uизх = ƒ( ивх ).
За да се подобри работата на устройството, могат да се при­
ложат най-различни способи. С подобрение на работата на интегратора се намаляват изкривяванията. Подобрението на формата
на трионообразното напрежение ще повиши линейността на клю­
човата характеристика, но за целта са нужни допълнителни тран­
зистори.
Генераторът за правоъгълно напрежение може да се елими­
нира, ако системата се самовъзбужда на съответната честота
чрез въвеждане на обратна връзка, като се знае, че върху висо­
коговорителя (на изхода) напрежението е правоъгълно. С въвеж­
дане на отрицателна обратна връзка чрез R2 (фиг. I-91) става
75

възможно да се елиминира мултивиораторът и в същото време
да се намалят дисторзиите и да се подобри честотната харак­
теристика. Принципната схема на усилвател от този вид е даде­
на на фиг. 1-92. Схемното детайлирано на обратната връзка (за-

Фиг. I-92

Фиг. I-93

творената верига чрез резистора със съпротивление, 560 kΩ) става
по подобие на фиг. I-89. Така се елиминира мултивибраторът..
Усилването за звуковия сигнал е 560/10=56. Кондензаторът С1 ,
(за обратна връзка в интегратора) се избира така, че да се полу­
чава генериране (когато T1 = T2 ) на около 100 kHz. За нулев
входен сигнал правоъгълните трептения трябва да са симетрични.
Това се регулира чрез потенциометъра (50 kΩ) между базата и
емитера на интегратора.
76

На фиг. I-93 е д а д е н а ч е с т о т н а х а р а к т е р и с т и к а (б) за схемата
от фиг. I-92, к о я т о е значително по-широка (пет пъти) от честот­
ната л е н т а (а) за схемата от фиг. I-89, при
и з х о д н о напрежение
2V ( е ф . ст.) в ъ р х у
в и с о к о г о в о р и т е л я , получено за в х о д н о т о на-

Фиг. I-94

Фиг. I-95

п р е ж е н и е 40 mV. И з к р и в я в а н и я т а в ч е с т о т н а т а
лента от 1 до
10 k H z са идентични:
вход: 4 0 m V ( 0 d B ) . 2 ƒ ( - 5 2 d В ) , 3 ƒ ( - 5 4 d B ) , 4 ƒ ( > - 6 0 d B ) ;
и з х о д : 2V (0 dB), 2ƒ ( - 4 0 dB), 3ƒ ( - 5 2 dB),
4ƒ
( > - 5 0 dB).
И з к р и в я в а н и я т а за п ъ р в а т а схема са по-големи. На фиг. I-94
са показани з а в и с и м о с т и т е на в х о д н о т о и и з х о д н о т о н а п р е ж е н и е :
а за релейна и б за о б щ а х а р а к т е р и с т и к а .
На фиг. I-95 а са показани осцилограми на т р и о н о о б р а з н о т о и
п р а в о ъ г ъ л н о т о трептене за схемата от ф и г . I-92, на фиг. I-95 б —
за схемата без отрицателна обратна в р ъ з к а , а на фиг. I-95 в — широчинно-импулсно м о д у л и р а н и импулси при с и н у с о и д а л е н з в у к о в
сигнал с ч е с т о т а 6 kHz.
В заключението
на
с т а т и я т а се казва, че
са изпитани два
типа „оп—off" з в у к о в и усилватели, дава се снимка на конструк­
цията и схема на з а х р а н в а н е т о .

77

За увеличаване на изходната мощност може да се използват
по-мощни транзистори в крайното стъпало, паралелно свързване
или мостова схема. Към статията се дават две приложения за
изчисление на характеристиката на превключването и загубата в
крайните транзистори. Загубите са изчислени за тактова честота
50 kHz, при която коефициентът на полезно действие е равен на
9 0 % . При 100 kHz к . п . д . намалява на 8 0 % поради ниската ра­
ботна честота на транзисторите.
5. ОТНОСНО К. П. Д. НА УСИЛВАТЕЛИТЕ КЛАС D
УСИЛВАТЕЛ 5 W С ПОДОБРЕНИ ПАРАМЕТРИ

(Turnhull, G. F. и J. М. Townsend, април 1967 г.).
Независимо от оскъдното количество материали за звуковите
усилватели с импулсна модулация, изглежда, няма сьмнение, че
този тип усилватели ще стане сериозен конкурент на обикновени­
те усилватели.
Значителен интерес и дискусии са били предизвикани от ста­
тията [II. 14] за звуков усилвател клас D с импулсна модулация
от април 1965 г. Поради опасността съобщението за този усилва­
тел да бъде третирано като едно обикновено текущо съобщение,
авторите в новата статия дават развитие на проекта, при което
се повишават мощността и к.п.д. и се намаляват изкривяванията.
Статията третира главно изкривяванията и к . п . д . на усилвател с
мощност 5 W в сравнение с усилвател клас В. Разглежда се зна­
чителното повишение на к. п. д. в сравнение с к. п. д. на усилватели
клас В при еднакви честотни ленти и изкривявания. Дефинират
се два вида к. п. д. — на крайното стъпало (η Kp . CT ) и на целия усил­
вател (η):

Авторите дават изрази за к.п.д. и таблица за коефициентите,
изчислени по тези изрази при усилватели клас В и D.
Простото крайно стъпало, показано на фиг. I-96, е приложено в
схемата на петватовия усилвател клас D. Резисторът R1 5 е по­
ставен с цел осигуряване на истинска работа в режим клас D;
съпротивлението му се определя в широки граници от индуктив­
ността L и R T . на високоговорителя. Импедансът на високогово­
рителя има отношение към ефективността и участвува в серийния
кръг С, L, R T . Индуктивността се избира в зависимост от честот-

78

ната лента, но така че да се получи оптимално съотношение
между стойностите на R15 и С8 .
Разглежда се случаят, когато R15 е много голямо и ωTL<Rт
(ω T е честота на тактовите импулси). За този случай осцилограмите
на тока и напрежението са иден­
тични. Но к. п. д. е нисък — под
5 0 % . Ако се избере ω T L<R т , то­
гава се получава едно усреднява­
не на токовите импулси. При
вариации на стойностите на еле­
ментите са получени изрази за то­
ка и графики за к.п.д.
На фиг. I-97 е показана схема­
та на усилвател с мощност 5 W
при товар 15Ω. Амплитудата на
правоъгълните импулси е 17V.
За к.п.д. се получава стойност
0,72. Схемата е симетрична относ­
но крайното стъпало чрез диода
Фиг. I-96
ZS 72,
свързан
последователно
с транзистора T6 — С 426. Двата крайни транзистора имат напре­
жение на насищане около 1V и съпротивление при отпушено

Фиг. I-97

състояние около 1 Ω. Изборът на индуктивността е от голямо зна­
чение. За получаване на голяма стойност на к. п. д. е избрана индук79

тивност 0,5 mH. За честотна лента 20 kHz с неравномерност 3dB
е избрана друга по-малка стойност L = 100µН при работна так­
това честота 125 kHz. В статията се дават таблици, формули и
графики за теоретичната ефективност (к. п. д.), мощността и изкри-

Фиг. I-98

Фиг. I-99

вяванията във функция от входния сигнал при R1 5 като параметър.
На фиг. I-98 а са дадени графиките на к. п. д. във функция от
синусоидален входен сигнал u = Um sinωt при параметър Rl5 за целия
усилвател, а на фиг. 1-985 за к. п. д. на крайното стъпало. (Означе­
нието х по абсцисите на фиг. I-98 и I-99 се въвежда за отноше­
нието на u вх към U в х мах ) Следващата фигура I-99a дава зависи­
мостта на дисторзиите (изкривяванията) от входния сигнал, а на
фиг. I-99 б е изобразена графично зависимостта между входния
сигнал и тактовата честота на осцилатора при същия параметър
Фронтовете на импулсите са: преден около 0,48µs и заден—0,08µs.
Те определят до голяма степен загубите. Загуби се получават и в
R1 5 и R14 . При R15 =1,64 RT се получава правилна работа за сигнал до
80

0,8 от максималния, така че е използвано R 1 5 =2,6Ω. Капацитетът на
С8 е определен от израза ω C8 R15 =1 за честота 5 kHz. Изходният
правоъгълен импулс е с амплитуда около ± 15V (благодарение на
големия ток през R15 ) за входен сигнал нула, а също и при го­
леми стойности на входния сигнал. За върховите стойности се
получава 4V измерено и 4,5V изчислено напрежение. При товар
15Ω е бил използван вълнов анализатор за измерване на мощно­
стите.
Оптимални съотношения се получават при R15 =4RТ . При това
съпротивление на R15 общите криви за к. п. д. са малко по-лоши,
отколкото за R 15 = ¥
и по-добри от тези за R15 = 1,64Rт. Честот­
ните характеристики и изкривяванията са приемливи.
От методите за повишаване на общия к.п.д. са известни наймалко два (според авторите). При единия крайното стъпало се
изменя така, че да протича значителен обратен ток. Това е труд­
но с асиметрични транзистори, а също и с транзистори, израбо­
тени по планарно-епитаксиална технология, чието усилване по ток
е много по-малко в обратна посока. Другият метод, предложен
от Johnson, е да се използват паралелно свързани диоди за про­
пускане на обратния ток. Това е идеята, която ще се разглежда
в следващата статия.
6. РАЗГЛЕЖДАНЕ НА К. П. Д. НА УСИЛВАТЕЛИ КЛАС D.
ПОДОБРЕНИЕ НА СХЕМАТА ЗА 5W
(Turnbull, G. F. u J. М. Townsend, май 1967 г.)

В тази статия е oписано подобрението на схемата, предложена
в предишната статия. То се състои в използването на по-ефектив­
но крайно стъпало, което е съпоставено с усилвател клас В.
Схемата на подобреното крайно стъпало е дадена на фиг. I-100.
Проблемата за осигуряване на нормална работа не е така проста,
както се е считало първоначално.
От фиг. I-101 може да стане ясно как работи схемата. Упра­
влението на крайното стъпало става с правоъгълно напрежение
с размах 2h. Съответно базите се подлагат на напрежение със
стойност ± h. Приема се, че диодите и транзисторите са бързо
превключващи. Графиките от фиг. I-101 могат да се използват за
определяне на токовете на транзистора и диода. Така I T =1 D +I Tp
и UD = UTp . Транзисторът Т2 пропуска в серия с D1 , така че, ко­
гато цялото напрежение (2h) се отделя върху транзистора, D 1 тря­
бва да поема целия ток. Това води до две неудобства. Първо,
ефективното насищащо напрежение е по-голямо и второ, изкри­
вяванията нарастват.
6 Усилвател клас "D"

81

Модифицирана схема на оригиналния усилвател се дава на
фиг. I-102. Използва се същата стойност на интегриращия капацитет
за запазване на идентична осцилаторна (тактова) честота.
Загубите в транзисторите и диодите се определят с дадените
изрази в статията. Резултатите от направените теоретични и експе­
риментални изследвания за загуоите се
различават с по-малко от 1 0 % . На фиг.
I-103 са дадени графиките на к. п. д. на
крайното стъпало и на общия к. п. д. в за­
висимост от входния сигнал, разделен на
максималната си стойност (нормализирйн
сигнал), а на фиг. I-104 — графиките на
клирфактора и на тактовата честота като
функция на нормализирания входен сиг­
нал. Нелинейните изкривявания са измере­
Фиг. 1-100
ни при активен товар за сигнал 0 , 5 % ( k = 1%
за 5kHz). Мощност

5W

се

получава за

= х = 0 , 8 5 (нор­

мализиран входен сигнал). На фигурите с цифра 1 са отбелязани

Фиг. I-101

82

графиките за схемата от фиг. I-97. а с цифра 2— графиките за
усилвателя от фиг. I-102, с буква В са отбелязани графиките за
усилвател клас В. Вижда се, че с новата схема се получава из­
вестно увеличение на к. п. д. Честотната лента се запазва еднаква
при двата случая.

Фиг. I-102

Фиг. I-103

Фиг. I-104

83

7.КЛЮЧОВ РЕЗОНАНСЕН УСИЛВАТЕЛ С АМПЛИТУДНА
МОДУЛАЦИЯ (Senak, P. IR„ 1965 г.)

Статията се отнася за ключов резонансен усилвател, работещ
с к.п.д. 9 5 % за радиочестоти. Представят се експериментални дан­
ни за нов тип мощен в. ч. усилвател, чиято осцилограма показва
линейна зависимост на изходното от модулиращото напрежение

a

Фиг. I-105

(фиг. I-105 а). Модулацията се постига чрез серийно включване на
модулиращото стъпало към колекторното захранващо напреже­
ние (фиг. I-106 а).
Главните предимства на ключовото стъпало с амплитудна мо­
дулация пред обикновеното транзисторно усилвателно стъпало
клас С с амплитудна модулация са по-високият к. п. д., по-голяма­
та модулационна линейност и по-малките изкривявания на носещо84

то трептение. Ефективността се постига при подходящ подбор на
елементите R1 и С1, в базовите вериги и на преднапреженията
UBB за Т1 и съответно за Т2 .
На фиг. I-105 б са показани нормализираните характеристики за

Фиг.

I-106

к.п.д. (η/ηmax ) и за изходното напрежение (UT /UTмах ) във функция
от колекторното напрежение (Uc /UCmax ) , където
η = Ризх /Р0 ;ηmax = 0,92;
2

PИЗХ = UT / 2RT ; P0 = E0 IC .
Нормализираните експериментални характеристики, модулационната характеристика и к.п.д. 9 5 % са получени за честота 1MHz
от схемата на фиг. I-106 а. На фиг. I-106 б се дава стъпало с едно­
типни транзистори от по-общ вид, но също работещо в ключов
85

режим. Двете стъпала имат едни и същи основни токове и на­
прежения. За комплементарната схема са необходими еднакви в
електрическо отношение транзистори от PNP и NPN тип с въз­
можност за високочестотни превключвания.
8. УНИВЕРСАЛЕН ГЕНЕРАТОР КЛАС D ЗА МАГНИТОФОН
( W i r e l e s s World, август 1967 г.)

След публикуването на подобни статии, описващи магнитофонни генератори със силициеви транзистори от юли и август
1965 г., от Ferranti беше дадена схема на генератор, който може
да се използува като разновидност за създаване на изтриващ ток.
Генераторът работи в режим клас D. Има възможност да се
управлява токът и да се променя ключовата честота с цел да
се постигне по-добър к. п. д., добра стабилност и малко съдър­
жание на хармонични.
Наименованието „режим клас D" е било предложено от P J .
Baxandall в 1959 г. за описване на работата на генераторите, в
които транзисторите работят като ключове. Напрежението върху
транзистора е нула, когато токът достигне стойността на наси­
щане, а токът е незначителен, когато напрежението е с макси­
мална стойност. Токопревключващите генератори от този тип имат
к.п.д. над 9 7 % (бележка на автора иа статията).
Показаната схема на фиг.
I-107 е проектирана да бъде из­
ползвана за захранване иа изтри­
ващи глави с мощност до 3W.
Трансформатoрът заедно с
кондензатора С1 първоначално
се настройва за 55 kHz. При
постигане на подходящ качест­
вен фактор нелинейните изкри­
вявания могат да се сведат до
незначителна стойност (формата
на трептението на този тип ге­
Фиг. I-107
нератори зависи от стойността
на качествения фактор).
Двата диода в колекторните вериги предпазват транзисто­
рите от отрицателни напрежения. Дроселът L4 с индуктивност около
2 , 5 m Н е поставен с цел да изглажда постоянния ток. Той е на­
в и к н а феритно ядро LA2Mulard с около 100 навивки. Броят на

86

навивките на бобините, използвани за преднамагнитване (L2 +L3 ),
също зависи от типа на главата. Включването към дадена ориги­
нална схема може да стане чрез потенциометър, свързан после­
дователно с кондензатор.
9. ЧЕСТОТНИ И МОЩНОСТИ И ОГРАНИЧЕНИЯ В ТРАНЗИСТОРНИТЕ
УСИЛВАТЕЛИ КЛАС D (Chudobiak, W. I.
и D. F. Page 01. 02. 1962 г.)

Транзисторите в противотактните усилватели клас D се пре­
включват посменно, като всеки остава в наситеното си състоя­
ние и пропуска ток през половината от периода на тактовото си
напрежение (180°). Това позволява да се получи малка загубна мощ­
ност върху транзистора поради ниското му напрежение на на­
сищане. Този факт е интересен за мощните крайни стъпала.
Резонансните стъпала клас D имат няколко важни предим­
ства пред стъпала клас С, особено за мощните усилватели, рабо­
тещи при честоти, много по-ниски от граничната честота на тран­
зисторите. Първо, те имат по-малки изкривявания, второ— по-ши­
рока честотна лента, трето и при това много важно—много голям
к.п.д. (над 9 0 % ) .
На фиг. I-108 и фиг. I-109 са дадени два основни типа резонансни усилвателни стъпала клас D — токопревключващо (с пре­
включване на тока) стъпало и напрежително превключващо стъ­
пало. На фиг. I-108 двата транзистора са включени паралелно и
захранващият ток протича последователно през всеки от тях в
такт с управляващите импулси на входния сигнал. На схемата от
фиг. I-109 двойката транзистори е свързана последователно към

Фиг. I-108

захранването, което се включва към всеки от тях в такт също с
управляващите импулси на входния сигнал.
Авторът дава следните зависимости за двата типа резонансни
стъпала:
87

а) токопревключващо стъпало:

б) напрежително превключващо стъпало:

Фиг. 1-109

където Р вх и I вх ce отнасят за постоянен ток, a ηC за к. п. д.
на транзистора (колекторна ефективност).
Зависимостите, съотношенията на мощностите и к. п. д. при
двата вида усилватели са получени при допусканията, че загуби-

88

те от утечния ток при з а п у ш е н т р а н з и с т о р от реалния
резонанс
и от превключване са незначителни.
Тези д о п у с к а н и я са верни за р а б о т а при ниски п р е в к л ю ч в а щ и
честоти, при което се получават значителни загуби в т р а н з и с т о р а
най-вече през тази част от периода,
когато
т р а н з и с т о р ъ т е от­
пушен до наситеното си с ъ с т о я н и е , но когато Ucesat не е нула. По­
с л е д н о т о д о п у с к а н е не е
валидно за високи
сигнални
честоти,
к ъ д е т о т р а н з и т н о т о време заема значителна част от
периода на
сигнала и загубите през времето на превключване са д о м и н и р а щ и .
По тази причина при високи тактови честоти колекторният к. п.
д. намалява с нарастване на честотата поради
увеличаване
на
броя на превключванията. От практиката е установено, че в и с о к
к. п. д. за усилватели клас D м о ж е да се п о д д ъ р ж а за честоти,
не по-високи от 0,1 ƒт при маломощни транзистори (под 10W) и от
0,01 ƒт за усилватели с м о щ н и транзистори (над 10 W ) .
З а г у б и т е в усилватели клас D попадат в д в е категории:
а) загуби от т р а н з и т н и т е с ъ с т о я н и я на превключващите тран­
зистори;
б) загуби при насищане.
Тези загуби могат да се разгледат
на б а з а т а на двата типа
у с и л в а т е л и . З а г у б и т е от транзитните с ъ с т о я н и я при превключва­
нията сe о п р е д е л я т от п р о д ъ л ж и т е л н о с т т а на в р е м е т о за предния
и задния фронт, от базовите и к о л е к т о р н и т е натрупвания на неосновни носители. З а г у б и т е са най-големи през времето на предния
и задния фронт, к о г а т о т р а н з и с т о р ъ т е в активно с ъ с т о я н и е и ще
има голям п р о т и ч а щ т о к и високо напрежение м е ж д у
колектор и
емитер и и з р а з х о д в а значителна м о щ н о с т . При д в у т а к н и т е двойки е
д о п у с т и м о да се приеме, че в р е м е т о за натоварване на импулса през
единия т р а н з и с т о р е равно на в р е м е т о за спадане на импулса през
д р у г и я т р а н з и с т о р . Т р я б в а да се добави, че т р а н з и т н и т е
загуби
се д ъ л ж а т много на з а р я д н и т е и р а з р я д н и т е времена, на закъс­
нението на включването и о т п у ш в а н е т о на т р а н з и с т о р а t3 (опре­
д е л е н о от в р е м е т о за з а р е ж д а н е на входните, базовите и д р у г и т е
схемни капацитети) и на з а к ъ с н е н и е т о на з а п у ш в а н е т о , определе­
но от времето на с ъ х р а н е н и е на импулса tc, през к о е т о става рекомбинацията на и з в ъ н р е д н и т е неосновни носители. Тези времена
на з а д р ъ ж к а и с ъ х р а н е н и е у с л о ж н я в а т и у д ъ л ж а в а т
транзитния
прецес, увеличават
загубите и с ъ з д а в а т
условия за в ъ з н и к в а н е
на пробив и д р у г и вторични явления.
За всички т р а н з и с т о р и времето на съхранение на з а р я д и т е на­
р а с т в а с увеличаването на к о л е к т о р н и я т о к на н а с и щ а н е . За опре­
делен
колекторен
т о к то нараства с увеличаването на базовия
т о к (т. е. с ъ с степента на насищане). При п о д х о д я щ а форма на

89

б а з о в и я импулс е в ъ з м о ж н о да се намалят транзитните времена.
Ф о р м а т а на у п р а в л я в а щ и я импулс за усилватели клас D е важна
за о п р е д е л я н е на загубите. В тази статия са разгледани д в а в и д а
а т а к у в а н е (импулсно управление) на транзистора.

Фиг. I-110

1. К в а з и н а п р е ж е н о в о управление (фиг. I-110 а и I-111 б), при кое­
то и з т о ч н и к ъ т на напрежение в ъ з б у ж д а т р а н з и с т о р и т е през пара­
лелна RC група, к а т о
създава
н а п р е ж е н и е и ток на изхода на
транзистора, показани на фиг. I-110 б и I-111 а.
2. Синусоидалио управление. То е от значение само за напреж и т е л н о ключово с т ъ п а л о , к ъ д е т о к о л е к т о р н и я т т о к е синусоидален (фиг. I-111а).
При к в а з и н а п р е ж е н о в о (импулсно) управление колекторните за­
г у б и са по-малки през време на ф р о н т о в е т е за нарастване и спа­
дане. Е с т е с т в е н о е, че за да се получат с т р ъ м н и предни и з а д н и
ф р о н т о в е на к о л е к т о р н и я ток, е н е о б х о д и м о и у п р а в л я в а щ и я т ба­
зов ток да има стръмни предни и задни
ф р о н т о в е . В този сми­
с ъ л могат да се направят някои и з в о д и относно изискванията за
й м п е д а н с а и и н д у к т и в н о с т т а на разсейване на драйверния транс­
форматор.
90

На фиг. 1-112 са д а д е н и диаграмите на базовите т о к о в е с фор­
ма за квазинапреженова
атака (а) и осцилограмите на колектор­
ните т о к о в е и напрежения (б) за д в а т а
т р а н з и с т о р а на т о к о п р е в к л ю ч в а щ о т о с т ъ п а л о при условие, че времето за съхранение на

Фиг. I-111

импулса t c е много по-голямо от в р е м е т о за з а к ъ с н е н и е на импулса

t3

(tc >> t3 )

И д е а л н а т а форма на базов ток, за да се получи синусоидален
к о л е к т о р е н т о к при превключване, е показана на фиг. I-113а. Тя
е п о д х о д я щ а за н а п р е ж и т е л н о
превключващо с т ъ п а л о . Явно
е,
че такава ф о р м а на у п р а в л я в а щ и я т о к е т р у д н о о с ъ щ е с т в и м а . За
предпочитане е ф о р м а т а за к в а з и н а п р е ж е н о в о управление.
За управление на превключването на у с и л в а т е л я т р я б в а да се
избере п о д х о д я щ а
ф о р м а на базовия ток, т а к а че в р е м е н а т а за
транзитните
превключвания от е д н о
състояние в друго
да се
с в е д а т до най-малката в ъ з м о ж н а величина.
Направени са теоретико-експериментални изследвания за т. н а р .
квазинапреженова а т а к а (фиг.I-110). Тя има удовлетворителна ф о р м а
91

на б а з о в и я т о к и изследванията на с т ъ п а л о т о са правени при за­
д е й с т в у в а м е с т а к а в а а т а к а (импулсно управление).
За
в р ем ет о на нарастване на
колекторния
т о к се получава
с л е д н а т а зависимост:

където
I Ст е амплитудата на к о л е к т о р н и я ток;
I В т — а м п л и т у д а т а н а базовия ток;
Свс — усреднен капацитет за преход к о л е к т о р — база;
UCm — в ъ р х о в а стойност на к о л е к т о р н о т о напрежение;
ω т — ъ г л о в а т а к т о в а честота;
ω тр — гранична ч е с т о т а на т р а н з и с т о р а .

Фиг. I-112

Фиг. I-113

От изчисленията за п р о д ъ л ж и т е л н о с т т а на предния ф р о н т са
построени графично з а в и с и м о с т и т е от фиг. I-114а за о т н о ш е н и е т о
на в ъ р х о в и т е стойности на к о л е к т о р н и я к ъ м б а з о в и я ток. Факти­
чески се има пред вид к о е ф и ц и е н т ъ т на усилване по т о к β.
За

92

отбелязване е, че с квазинапреженова атака се получава винаги
по-малко време за нарастване на тока на предния фронт, отколко­
то при синусоидална атака. На фигурата изчисленията са за едни
и същи транзистори с гранична честота 50 MHz, тактова честота
ƒт = 500 kHz, Eо = 50 V, Сс в = 100 pF и

UCEsat =O.

Кривата 1 е за

синусоидална атака, 2—за квазиатака на токопревключващо и 3—
за квазиатака на напрежително ключово стъпало.
На фиг. I-1146 е показана формата на колекторния ток при
напрежително ключово стъпало в случая, когато tc>t3 , а на фиг. I114в в случая за t c ~t
~ 3 с прибавен капацитет емитер-база. Това
подобрява к. п. д. и предпазва транзисторите от вторични проби­
ви, а също скъсява времето за нарастване на тока (предния фронт)

Фиг. I-114

Фиг. I-115

Наличието на изходен трансформатор в схемата на токопревкдючзащото стъпало ще внася допълнителни загуби.
В случаите, когато това стъпало се настройва на тактовата си
честота, се получава резонансен усилвател, работещ в ключов
93

режим (фиг. I-118). Напрежително превключващото стъпало може
също да се настройва на тактовата си честота. При добра нас­
тройка в колекторната верига фазовият ъгъл между колекторния
ток и напрежението е нула. Когато съществува разстройка, фазо-

Ф и г . I-116

вият ъгъл взема стойности, различни от нула, и не се получават
идеални ключови характеристики на транзисторите. Разстройката
повишава загубите от превключванията изводи до пробив в тран­
зисторите.
Комплементарните двойки транзистори водят до възможността
за получаване на схемни вариации (фиг. I-108 и I-109). Избягва се
употребата на драйверен трансформатор и се получават подходя94

щя схеми за ниски честоти. За високи честоти могат да се по­
лучат значителни загуби от неедновременните задействувания на
двойката транзистори. На фиг. I-115 са дадени подходящи схеми
с комплементарни транзистори.
Едно приложение, за което ключовите усилватели са особено
пригодни, поради това, че самият товар изпълнява ролята и на
демодулатор (настроен на тактовата си честота), са генераторите
за големи мощности. Такъв пример може да се посочи с генератор
за индукционно нагряване, работещ на радиочестоти.
На фиг. I-116 е дадена схема на генератор за 1000 W с тактова
честота 500 kHz. Интересно е това, че товарът е променлива ве­
личина, поради което е въведена обратна връзка с цел да под­
държа оптимално управлението на базите за подобряване форма­
та на трептението на усилвателя-генератор. Устройството се със­
тои от мощно усилвателно стъпало (оградено с пунктир), като
голямата мощност се получава от включването на три двойки тран­
зистори в паралел. Драйверното стъпало създава волтажно-ключово
управление. В крайното стъпало се използват шест броя тран­
зистори 2 N 3 2 6 5 . Товарът е индуктивен, а бобината има форма
на соленоид. Фазово-усилвателният детектор служи за контрол
на вариациите на честотата на сигналния източник чрез фазовия
ъгъл на товара. За предпочитане е да се работи на фиксирана
честота. За случая поддържането на фиксираната честота не е
критично. Поддържа се една приблизителна стойност.
Оптималната базова атака се поддържа и от втора верига за
обратна връзка, която съдържа детектор, постояннотокови усил­
ватели и компаратор. В случаите на късо съединение на изхода
е необходимо драйверният сигнал да бъде изключван.
Индукционният нагревател за радиочестоти може да слу­
жи за широк спектър от товари и има мощност над 1000 W
с общ.к. п. д. над 90 %; независимо от това той има малки размери.

10. ПРЕДАВАТЕЛ ЗА 28 MHz С МОДУЛАТОР КЛАС D
( Dz.A. Gschwindt, 1 0 . 1 9 7 1 г . )

На блоковата схема от фиг. I-117 са дадени драйверното и
крайното стъпало на предавателя за 28 MHz, към които се по­
дава модулиращ сигнал от нискочестотен усилвател-модулатор.
Постояннотоковата съставна на в. ч. стъпало минава през модула­
тора.
На фиг. I-118 е показана схемата на в. ч. усилвател. Моду­
латорът, който по схемно изпълнение и принцип на работа
95

е усилвател клас D, има изходяща мощност 33W при напрежение
на захранване 20 V.
Опростена блокова схема на звуковия усилвател е дадена нa
фиг. I-119. Стъпалата са подредени, както следва: 1- предусилвател

Фиг. I-117

Фиг. I-118

Фиг. I-119

96

I-120
фиг.
7 Усилватели клас „D"

97

тел, 2 — широчинно-импулсен модулатор, 3 — ключов
усилвател,
4 — модулатор. На схемата са отбелязани съответните напрежения.
Предусилвателното стъпало трябва да осигурява симетричен зву­
ков сигнал. Широчинно-импулсният модулатор с честотна лента

Ф и г . I-121

5 — 6 kHz трябва да има генератор на трионообразно напрежение
с тактова честота, 6 — 7 пъти по-висока от най-високата звукова
честота, т. е. около 37 kHz. Усилвателното крайно стъпало работи
в ключов режим, а неговият к. п. д. зависи от три фактора:
1) от напрежението на насищане на активните елементи;
2) от времената за включване и изключване;
3) от напрежението на насищане (дъмпинг, автора на статия­
та) на диодите и времето за превключването им.
Не е трудно да се постигне к. п. д. над 0,9.
98

Нелинейните изкривявания зависят до голяма степен от тран­
зитните времена на транзисторите. Те се увеличават за по-големите
изходящи сигнали. Демодулирането е просто и се осъществява с
нискочестотен филтър. Граничната честота за схемата е 4,5 kHz.
На фиг. I-120 е дадена принципната схема на модулационния
звуков усилвател. След микрофонния вход следва предусилвател
с Т1 , Т2 и Т3 . D2 е ограничител, Т4 — звуков усилвател. Транзисто­
рът Т5 работи като ключ чрез заземяване на базата му. Т4 из­
пълнява и стабилизираща роля за определяне на работната точка
на модулатора. Т8 е генератор на ток, а заедно с Т8 и Т7 изпъл­
нява ролята на модулатор. Широчината на импулсите зависи от
сигнала, подаван към емитера на Т8 .
Генераторът на триъгълно напрежение има тактова честота 35
kHz и е съставен от един тригер на Шмид от Т1 3 и Т1 4 и интегратора Т12 .
На фиг. I-121 са дадени стойностите и формите на напреже­
нията в посочените точки на принципната схема.
Самоосцилиращ модулатор клас D
Такъв модулатор за тактова честота около 35 kHz има блоко­
ва схема, дадена на фиг. I-122, от която се вижда, че при дъл­
бока обратна връзка драйверното и крайното стъпало ще работят
в ключов режим. Дефазиращата обратна връзка е положителна
за импулсното превключване и отрицателна за звуковия сигнал-

Фиг. I-122

Принципната схема е представена на фиг. I-123. Т1 , е интегратор и задействува Т2 и Т3 , които изпълняват функциите на моду­
латор по продължителност на импулсите (ШИМ), Чрез Р2 се ре­
гулира работната точка.
Изходящата мощност е 8 0 W . Модулаторът е предназначен
за предавател с мощност 2 0 W . К. п. д. е 8 2 % при изходяща
мощност на усилвателя 2 0 W . Товарното съпротивление е 9Ω.
При изходяща ключова мощност 80 W .цялата загубна мощност
99

100

Фиг. I-12 3

е 3 W. Качествените показатели на схемата са по-лоши от тези
на схемата от фиг. I-120, но за любителски предаватели са задово­
лителни.
11. Н. Ч. УСИЛВАТЕЛ С ШИРОЧИННО-ИМПУЛСНА МОДУЛАЦИЯ
(Н. Heinsen, 1966 г.)

На фиг. I-124 е показана принципната схема на генератор за
трионообразно напрежение. По принцип такава схема може да се
състави от астабилен мултивибратор или тригер на Шмид и едно

Фиг.

1-124

Фиг. 1-125

интегриращо стъпало, например интегратор иа Милер. Съставни­
те части на показаната схема на генератора са тригер на Шмид
(T1 > T2 ) и интегратор на Милер (Т3 ). В то­
ва включване изходният импеданс на интегратора на Милер е голям и не шунтира входа на тригера.
Модулаторът е сумиращ и е построен
по същата схема на тригер на Шмид. Нискочестотният и трионообразният сигнал се
сумират през два ограничителни резистора
(фиг. I-125).
Следващата фигура I-126 илюстрира
влиянието на хистерезиса (забавянето на
включването и изключването) върху немодулиран сигнал. На фиг. I-126а е даден
случай, когато хистерезисът е без значе­
ние. В случай б при минимална дълбочи­
на на модулацията и в случай в при мак­
Фиг. I-126
симална дълбочина влиянието на хисте­
резиса не е без значение. Вижда се, че той не позволява да се постигне
стопроцентова модулация, защото задействуването на компаратора от фиг. I-125 ще закъснява при смяна на посоката на измене­
нието на ЛИН. Случаите се илюстрират с фиг. I-126 б и в.
101

За крайно стъпало може да се използва комплементарна или
квазикомплементарна схема. Ако е необходимо, могат да бъдат
включени предусилвател и драйвер.
12. ТАКА НАРЕЧЕНИЯТ D-УСИЛВАТЕЛ
(И. G. Meitde, 1966 г.)

Преминаване от транзистори към триристори—това е новото
при ключовите усилватели с полупроводници или на усилвате­
ли клас D. Принципът е известен от много години, но по из­
вестни причини, било то технологични или други, е останал дълго време неприложен.

Фиг. I-127

Фиг. I-128

102

Първите сведения за работа на транзисторите, като ключове
за рентабилно, ефективно усилване на мощност за управление на
двигатели, са публикувани през 1959 г. На фиг. I-127 е дадена ед­
на примерна схема от това време на ключов магнитен усилвател
(МУ) с широчинно-импулсна модулация за регулиране на напре­
жението на тактовия генератор (Г) за 400 Hz. Крайното стъпало
(Кр.ст.) е съставено от два транзистора.
Следваща проява в това направление е конструирането на клю­
чов усилвател с опростена транзисторна схема (фиг. I-128), също
предназначен за двигател. Първото стъпало има бистабилна клю­
чова схема (с Т1 и T2). Напрежението се предава чрез трансфор­
матор, усилва се от транзистора Т 3 и се подава към товара през
изправител и филтър.
Блокова схема на усилвател клас D е дадена на фиг. 1-129, за
която са показани три примерни схемни решения на крайното
стъпало — с транзистори (а), с тиристори (б и в). На фигурата с
/ е означено бистабилно ключово стъпало, с 2—мощен инвертор
а Ф е филтърът.
Входящото синусоидално напрежение се усилва и ограничава,
за да стане правоъгълно. Бистабилното ключово стъпало създава
две противофазни (дефазирани на 180°) напрежения, които управ­
ляват двата входа на инвертора. Възможностите на този усилва­
тел са да усилва честотна лента от 10 до 500 kHz при мощност
до 1200 -W и к. п. д. над 9 5 % . Той може да намери приложение
като нискочестотен мощен усилвател, мощен амплитуден ограни­
чител, честотен регулатор и пр.

Фиг. I-129

103

На фиг. I-130 е дадена блоковата схема на линеен усилвател
клас D. В нея е включен тактов генератор за правоъгълно нап­
режение 1. След модулатора за широчинно-импулсна модулация 2 се
получават импулси, чиито широчини са пропорционални на вход­
ния сигнал. Те се подават на крайното стъпало 3 и филтъра 4.
Две възможни ключови схеми на крайни стъпала са показани на
фиг. I-131: схема с комплементарна двойка и несиметричен изход
(а) и схема с практически симетричен изход (б).

Фиг. I-130

С помощта на два тиристора може да се получи мощност 1200 W
при захранващо напрежение 400W и ток 2 x 1 , 5 А при използване
на схема на усилвател клас D. Вече е възможно да се изработват

Фиг. 1-131

усилватели клас D за честоти до 600 MHz, разбира се, за малки
мощности и с малко усилване.
Клирфакторът се получава от 1 до 2 0 % (по данни на автора)
при тактови честоти от 150 до 200 kHz за сигнална честота 20 kHz.

104

13. РАЗВИТИЕ НА ЗВУКОВИТЕ УСИЛВАТЕЛИ С ИМПУЛСНА
МОДУЛАЦИЯ (Norman Н. Growhurst, 1965 г.)

Развитието на най-мощната усилвателна техника, както се вну­
шава от публикуваните до 1956 г. няколко статии, се очертава да
бъде насочено към клас D.

Фиг. I-132

В основата си всеки процес, при който става превключване
между пълна проводимост и непроводимост без бавене в меж­
динните състояния, като метод на работа с транзистори може да

ФИГ. I-133

бъде наречен модулация на двете състояния и не би било не­
логично да се нарече клас D, след като са известни класовете А
В и С. В този дух продължава статията с обяснение за усредня­
ването на импулсите, т.е. демодулацията, за големия к.п.д. благо-

105

дарение на ниските загуби в двете състояния и с илюстрации на
схеми за крайни стъпала, свързани заедно с филтъра, например
фиг. I-132.
С помощта на показания на фиг. I-133 мултивибратор може да
се осъществи широчинно-импулсна модулация. Както се вижда от

Фиг. I-134

Фиг. I-135

показаните осцилограми, ако към напреженията от С3 и C4 се по­
даде някакво опорно напрежение (посочено с пунктир в осцилограмите), ще се получат модулирани по продължителност импул­
си. Продължителността им ще зависи от стойността на опорното
напрежение. Входният сигнал би могъл да изпълнява ролята на
опорно напрежение. Така се стига до следващата схема от фиг.
I-134, чрез която може да се получат две противофазни напреже­
ния за подаване към С3 и С4 за управление на схемата на мултивибратора от фиг. I-133.
От изменението на входния сигнал ще зависи стойността на
двете опорни напрежения. Стъпалото трябва да работи в режим
клас А и като схемно решение е много добър конвертор. Към
тази комбинация може да се прибави едно противотактно крайно
стъпало.
На фиг. I-135 е дадена схема на драйверно стъпало, при което
се използват два нисковолтови транзистора, свързани последова­
телно с цел да заменят един високоволтов. Те работят като емитерен повторител и заедно с крайния транзистор образуват със­
тавен транзистор.
Като резултат от своите търсения авторът дава една комплектовка на схема на усилвател клас D, показана на фиг. I-136. Усил106

Фиг. 1-136

Фиг. I-137

107

вателят се състои от входно устройство, фазов инвертор с подоб­
рена стабилност и две следващи усилвателни стъпала. От мултивибратора, даден в долната част на схемата, се подават трионообразни напрежения към базите на Т5 и Т6 , които се смесват с
входния сигнал, вследствие на което се получава широчинно-импулсна модулация. Интересно е решението на крайното стъпало.
Усилвателят е обхванат от две обратни връзки, осъществени чрез
R1 , R2 С1 ,С2 и чрез R3 , R4 С3 , С4 .
Като завършък на схемните решения на автора в статията е
дадена фиг. I-137, която представлява скелет на схема с мостово
решение с цел получаване на голяма мощност. В тази схема че­
тири транзистора се превключват на 50 V и 10 А и могат да до­
ставят максимална мощност 500 W.
Ако се използват силициеви транзистори, може да се постигне
изходяща звукова мощност 1 kW при много висок к.п.д. и ниска
себестойност.
14. Н. Ч. УСИЛВАТЕЛИ С ИМПУЛСНА МОДУЛАЦИЯ
(К. С. Johnson, 1963 г.)

Авторът създава схема на ключов усилвател, използвайки прин­
цип, предложен от cn.„Wirelless World" от февруари 1963 г.
Изходящата мощност на усилвателя е по-голяма от 1W, полу­
чена върху високоговорител с импеданс 15 Q. Той е употребен
за усилване на сигнали от грамофон. Използвани са само пет ма­
ломощни транзистори при захранване от батерия с напрежение
10V в покой с консумация 15 шА ток. Нелинейните изкривявания
са малки. Схемата е дадена на фиг. I-138.
Последователно на високоговорителя е свързана като добавка
бобина L1 с индуктивност 0,5 mН за получаване на обща времеконстанта около 50µs.
Крайното стъпало работи в ключов режим, предизвикан чрез
обратна връзка. Получава се генериране на тактови импулси, та­
ка че филтърът, образуван от бобината L1 и товара, усреднява
високочестотните модулирани импулси в звуков сигнал. Бобината
се навива върху феритно ядро и товарът се избира така, че да
не се получава насищане например с повече от 0,5 А ток. Постояннотоковото съпротивление на бобината трябва да бъде мал­
ко в сравнение с това на товара (15Ω).
Транзисторите Т4 и Т5 работят, като се отпушват и запушват
последователно е честота около 50 kHz. За предпазване на комплементарната двойка от обратните токове на товарните съпротив­
ления са поставени диодите D2 и D3 .
108

Паралелно на двата транзистора спрямо средната точка са
свързани кондензаторите С7 и С8 . Транзисторът T1 , работи като
интегратор на Милер. Честотата на генериране се определя от ка­
пацитета на С1 . При честоти, по-ниски от 50 kHz, ще се получават
изкривявания на сигнала.

Фиг. I-138

Усилването по ток е около 200 000 пъти и е достатъчно за
употребения пиезокерамичен звукоотнемател.
Усилвателят е обхванат от дълбока ООВ от изхода към вхо­
да чрез R2 = 3,3 МΩ и една ПОВ, осъществена чрез С3 , R8 .
15. ПРИНЦИПЕН АНАЛИЗ НА УСИЛВАТЕЛ КЛАС D
(К. С. Johnson, 1967 г.)

Авторът напомня, че наименованието клас D е предложено от
P. J. Baxandall. Двата транзистора на крайното стъпало работят
посменно всеки по 5 0 % от цикъла при покой без входен сигнал.
За крайните стъпала се предлагат цитираните токопревключваща и напрежителнопревключваща схема от Chudobiak. Като поудобна схема в звуковия обхват се препоръчва напрежителноключовата (фиг.I-139a). Като тактова честота се препоръчва 100 kHz.

109

За правилната оценка на тези усилватели са от значение из­
кривяванията им, стабилността при изменение на температурата,
толерансите на транзисторите, икономията на енергия и цената.
В този аспект се разглежда усилвателна техника клас D в първата

Фиг. 139

част от тази статия. Според автора изкривяванията при усилвате­
лите клас D са по-малки, отколкото при усилвателите клас В. На
практика във всяка схема, която има претенции за високо ка­
чество, е приложена отрицателна обратна връзка, която намалява
стойността на изкривяванията, но при схемотехника клас D ООВ
е ефективна при условие, че подобрява фронтовете на импулсите
на модулатора, спомага за по-качествена модулация и поддържа кон­
стантна амплитуда на импулсите на крайните транзистори.
На фиг. 1-139б е дадена блокова схема на модулатор за право­
ъгълно напрежение с обратна връзка (за получаване на автогенераторен режим). Той съдържа блок А — инвертиращ усилвател с
интегратор, Т—стъпало от тригерен тип с хистерезисен ефект, и
крайно стъпало, обхванати с обща обратна връзка. ООВ принуж­
дава усилвателя да влезе в автогенераторен режим.
При ключови транзистори с възможност за бързо превключ­
ване при традиционна схема може да се постигне клирфактор на­
пример 1% без особени затруднения и без особено скъпи тран­
зистори за крайното стъпало.
110

Толерансите на параметрите на употребяваните транзистори и
измененията на температурата ще влияят по-слабо върху схемните решения в клас D, тъй като
работните състояния
на изключено (запушено) и наситено (отпушено) ще се влия­
ят много по-малко от горните фактори в сравнение с влия­
нието върху работните точки за режимите клас А и В. Ето защо
тези устройства са удобни за конструиране с интегрални схеми,
работещи в ключов режим.
Икономията на мощност, т. е. на енергия, е най-голямото пре­
димство на този тип усилватели. При теоретичен к. п. д. 1 0 0 %
на практика се постига к . п . д . над 9 0 % . Според автора усилва­
телите клас D имат предимство пред усилвателите клас В за сред­
ни стойности на сигналите, с каквито именно работят звуковите
усилватели.
Схемно решение
В първата част на тази статия се разглеждат изгодите и неизгодите от внедряване на усичватели клас D въобще и в част­
ност на н. ч. усилватели за звукови цели. Схемата на, крайното
стъпало от усилвател клас D, показана на фиг. I-140, е съставена
от комплементарна двойка съставни транзистори, които произвеж­
дат мощни правоъгълни импулси на напрежение. Токът на край­
ното стъпало е с различна от тази на напрежението форма и про­
тича през филтъра (със звукова честотна лента) към високогово­
рителя. Диодите D2 и D3 са включени с цел да поемат обратни­
те и върховите токове и напрежения, за да се повиши ефектив­
ността. Диодите D2 и D3 трябва да са в състояние да издържат
при тези върхове стойности и да са ключови. Транзисторите T4
и Т5 са комплементарна двойка. Бобината L1 има индуктивност
20 µН, a L2 — 250 µН. Захранващото напрежение е 30 V. Входно­
то стъпало изпълнява ролята на интегратор със собствения си ка­
пацитет без добавъчен такъв. Обратна връзка свързва изхода с
базовата верига на първото стъпало. Друга положителна обрат­
на връзка през R 5 и С 4 създава необходимия тригерен ефект с
помощта на тока, взет от колекторната верига на T3 и подаден
към базата на Т 2. Тя спомага за осъществяване на съотношение
на тактовите импулси 50:50.
16. ТЕОРЕТИЧЕН К. П. Д. НА МОЩНИ УСИЛВАТЕЛИ КЛАС D
(J. D. Martin, 1970 г.)
Теоретическата ефективност (к. п. д.) е използвана от дълго
време като мярка за преценка на икономичността на мощните
111

112
Фиг. I-140

усилвателни стъпала. При идеални усилвателни характеристики,
синусоидален входен сигнал и оптимални схемни решения може да
се изчисли к. п. д. за режими класове А, В, С и D. В статията е
направено сравнение между к. п. д. на обикновените усилватели
и на усилвателите клас D. В резултат на сравнението е възник­
нала идеята за по-нататъшно подразделяне на усилвателите клас
D на клас AD и клас BD. Този анализ дава нова база за срав­
нение с класическите усилватели. Сравнението се прави на осно­
вата на баланса на мощността.
За баланса на мощността се определят:
РТ — полезна товарна мощност за входната честота;
Р0 — постояннотокова захранваща мощност;
Рr мо д — товарн а мощност за нежелани модулационни
честоти;
Р3 — колекторна загубна мощност.

Фиг. I-141

За да се направи определение на двата вида усилватели, са
съставени диаграми на мощностите за клас AD — еднотактно,
AD—двутактно и BD—двутактно стъпало. По хоризонталните оси
8 Усилватели клас "D"

113

са нанесени нормализраните напрежения, които се изразяват като
отношение на изходното към захранващото напрежение. По орди»
натните оси са нанесени нормализираните мощности (отношението
между моментната изходяща мощност и максималната изходяща
мощност).
На фиг. I-141 са дадени диаграмите на мощностите за активен
товар. На фиг. I-141a са дадени диаграмите на мощностите за край­
но стъпало на еднотактен ключов усилвател AD (ADw1). Вижда
се, че полезната мощност (РТ ) заема малка площ, което определя
нисък к. п. д.
Диаграмите за крайното стъпало на двутактен едноканален
усилвател AD (ADw2 ) са дадени на фиг. I-141б, а за двутактен двуканален усилвател BD(BD w2 )—на фиг. I-141в.

Фиг. I-142

Фиг. I-143

Вижда се, че при активен товар най-изгоден е режим BD.
На фиг. I-142 е показан видът на товарното напрежение за
двутактно двуканално усилвателно стъпало клас ВD активен то­
вар. При нулев входен сигнал и двата транзистора са запушени.
114

Когато товарното съпротивление има индуктивен характер,
товарните диаграми ще изглеждат, както е показано на фиг. I-143.
Диаграмата за еднотактно усилвателно стъпало AD(AD wl ) е
показана на фиг. I-143а. При двутактно едноканално усилвателно
стъпало AD (ADw2) с индуктивен товар РТ има значителна стойност
и к. п. д. е голям.
Като заключение може да се каже, че колекторните загуби при,
двутактен усилвател клас AD с индуктивен товар са незначителни—
(фиг. I-143 б).
Усилвател клас BD
По-горе бяха дадени кратки сведения за усилвателите клас BD
а тук е показан пример за схемно решение в интегрално изпъл
нение на такъв усилвател, като са посочени и някои експеримен
тални данни за маломощен прототип.

Фиг. 1-144

Ключовите усилватели се делят на две части. Първата преоб­
разува входния сигнал в еквивалентна импулсна поредица—ШИМсигнал, втората секция усилва правоъгълните импулси и ги демодулира.
115

Модулиращата секция, която осъществява ШИМ, дава опреде­
лението за усилватели клас AD и BD.
При нормална широчинно-импулсна модулация входният сигнал
се сравнява с трионообразно иди триъгълно напрежение с по-ви­
сока честота, вследствие на което се произвеждат импулси в мо­
ментите, когато входният сигнал е по-голям (по-положителен) от
трионообразното напрежение. Това е принципът на работа на усил­
вател клас AD. За усилвателите клас BD е необходимо да се
произведат два отделни сигнала, един за положителните и друг
за отрицателните полупериоди. Другата отличителна особеност е, че
за нулев входен сигнал усилвателите клас AD произвеждат пра­
воъгълни импулси с дължина, равна на тактовия полупериод, и
средната стойност на тези импулси е равна на нула. При усилва­
тели клас BD за нулев сигнал няма нито положителни, нито от­
рицателни изходни импулси.
На фиг. I-144а е дадена схема на компаратор, при който логи­
чески сигнал с се получава за a(t)<f(t)<.b(t). Ако f(t) представлява
трионообразното напрежение, a(t)—входният сигнал, a b(t)—реверсираният входен сигнал, изходни импулси се получават само когато
входният сигнал е по-голям от нула (широчината на импулсите е
пропорционална на големината на входния сигнал).Когато сигна­
лът a(t) стане отрицателен, b(t) ще има положителна стойност и в
същия момент ще се получават импулси на изхода на компаратора.
На фиг. I-144 б е дадена блокова схема, подходяща за модула­
тор по продължителност на импулсите за мощни усилватели. В
нея са използвани интегрални схеми за компаратори и инвертиращ
усилвател. Изходите с1 и с2 трябва да се включат към двата ка­
нала.
17. УСИЛВАТЕЛ С ШИМ И НЕГОВОТО ПРИЛОЖЕНИЕ
В Н. Ч. ОБЛАСТ

( Т . G . S c h w a b , 1968г.)

В статията са дадени теоретични обяснения за усилвателите с
широчинно-импулсна модулация и някои технически данни за два
усилвателя с мощност 2 и 12W.
От фиг. I-145 може да се разбере как става модулирането на
даден импулс по продължителност. За периода Т продължителност­
та на импулса е τ и, която за входен сигнал, равен на нула, е τ и =
=0,5T. При входен сигнал, различен от нула, се получава 0 < τ и <
Т. Така се получава зависимостта за продължителността (широчи­
ната) на импулса:

116

където
U1m е амплитудата на входния сигнал;
u1 (t) — моментната стойност на входния сигнал;
m(Ulm ) — коефициентът на модулация;
T — тактовия т период на ЛИН.

Фиг. I-145,

Фиг. I-146
На схемата с U2 е означена амплитудата на напрежението на
импулсите (за всяко стъпало тя е неизменна). Напрежението
на входа се дава от израза
Коефициентът на модулация взема стойности от нула до еди­
ница, т. е. 0 < m < 1 .
За помощното напрежение с трионообразна форма може да се
даде изразът

117

където
e моментнат а стойност на тактовото трионообразно
напрежение ;
UT — амплитудата на същото напрежение.

uT(t)

Фиг. I-147

С фиг. I-146 е пояснен принципът на модулирането с помощ­
та на блокова схема и графики на напреженията. Допълнителни
графики за зависимостите между напреженията са дадени на фиг.
I-147. Означенията са: Uon — опорно напрежение, Uл — линейно и118

I-150
Фиг.

В началото на статията се разглежда
широчинно-импулсен модулатор, даден
в блоков вид (фиг. I-151). Модулаторът
е съставен от два моностабилни мултивибратора, които се управляват от
един свободно генериращ астабилен
мултивибратор с импулсна продължи­
телност τ и =0,5 Т.
На същата фигура са дадени и
графиките на токовете и напреже­
нията, които илюстрират ясно рабо­
тата на схемата. Астабилният мулти­
вибратор управлява моностабилните
посменно един след друг чрез им­
пулси с определен вид и полярност.
Без наличието на външно управление
широчината на импулсите е наймалка.
Експериментирани са три схеми
на мултивибратори. На фиг. I-152 е
показана схема на напречно свързан
астабилен мултивибратор, който мо­
же да се управлява от входа за по­
лезния сигнал Хe. Изходите Ya и Ya
са за управление на моностабилните
схеми.
Използваният диференциален усил­
вател е напълно симетричен. Триме­
рът от един килоом създава въз­
можности за малки корекции. Управ­
лението може да се осъществява и
външно от разстояние, като дълбо­
чината на модулацията може да до­
стигне 98 %.
Друга схемна разновидност е
показана на фиг. I-153. Това е емитерно свързан мултивибратор, който
има добра линейност и подходяща
форма на импулсите.
Когато е необходимо
външно
управление на модулацията, то може
да се осъществи с трионообразно или

121

триъгълно напрежение с висока линейност и добре изразени ъгли.
Вариантът с интегрално изпълнение на мултивибратор е даден
на фиг. I-154. Схемата има добри показатели.

Фиг. I-151

Фиг. I-152

Схема на генератор за трионообразно напрежение с външно упра­
вление за честоти до 100 kHz е дадена на фиг. I-155.
Една опростена идейна схема за компараторно включване се
дава на фиг. I-156. При изравняване на двете напрежения (линейно
изменящото се и аналоговото на полезния сигнал), подадени на
двата входа на компаратора, става превключване и изработване на
ШИМ-импулс.
Една неизпробвана схема на вариант на моностабилен мулти­
вибратор към широчинно-импулсен модулатор е дадена на фиг. I-157.
Получените импулси след модулацията трябва да се оформят,
да се усилят допълнително за управлението на крайното усилва­
телно стъпало.
122

За подобрение на фронтовете може да се използва тригер на
Шмид или токов тригер с малък хистерезис.

Фиг. 1-153

Фиг. 1-154

Крайните усилвателни стъпала могат да бъдат еднотактни,
двутактни с трансформаторно или безтрансформаторно включване.
Едно експериментирано еднотактно стъпало е дадено на фиг. I-158а.
Поради наличието на постоянна съставна к. п. д. е много н и с ъ к — 2 5 %
при мощност 2,5W. Стъпало с комплементарна двойка и мостова
схема са дадени съответно на фиг. I-158б и в. От мостовата схема
може да се получи два пъти по-голяма мощност в сравнение с
123

двутактното стъпало при еднакви транзистори и захранващи нап­
режения. Напрежението за управление на мостовата схема и изхо­
дящите напрежения са показани на фиг. I-159.

Фиг, I-155

Фиг. I-156

Фиг. I-157

За съветските транзистори КТ803А при тактова честота 50 kHz
токът без входен сигнал по изчисление е 200mA, а измерен—300mA.
На фиг. I-160а е показано експериментирано (от автора на ста­
тията) стъпало с мостова схема, което е показало добри резултати.
Предаването на напрежението от модулаторните изходи на широчинно-импулсния модулатор към емитерните повторители се из­
вършва през ценерови диоди. Съпротивленията на колекторните
резистори на предкрайните транзистори са така изчислени, че през
тях да може да протича базовият ток на крайните транзистори. Така
за времето на отпушено състояние ще се получават големи загуби

124

на ток. Поради това и за получаване на по-стръмни фронтове е
по-целесъобразно да се избират транзистори с голямо усилване по
ток.

Фиг. I-158

Фиг. I-159

Графиката от фиг. I-160 б изобразява измерената зависимост на
тока на крайното стъпало от фиг. I-160 а и напрежението на моду­
латора от фиг. I-154.
За да се получи линейна зависимост между входното и изход­
ното напрежение при усилването, е необходимо усилвателят да има
подходящ филтър-демодулатор. За целта може да се използва пос­
ледователно свързана бобина с товара (високоговорител)и парале­
лен кондензатор, а също така П-образни или друг вид филтри.

125

Фиг .I-160
19. ВИСОК К.П.Д. ЧРЕЗ УСИЛВАТЕЛ КЛАС D
(Peter A. Stark, 1964r.)

В тази статия се дават две схемни решения на усилватели клас
D. Схема на усилвател, използващ тригер на Шмид като модулатор,
с мощност 1W за товар високоговорител с импеданс 8 е дадена
на фиг. I-161. Транзисторът Т1 усилва входния сигнал, който се
смесва с линейно изменящо се напрежение от генератор, реализиран
с униполярен транзистор T2 . След като бъде усилено от Т3 , Л И Н
се подава заедно с входния сигнал на входа на тригера на Шмид
(T4 и T5 ). Модулираните по продължителност импулси с постоянна
амплитуда управляват импулсно транзисторите Т11 и T6 , след кое­
то двете дефазирани поредици от импулси се подават на мосто­
вата схема, съставена от две комплементарни двойки. С7 и С10 на
същата фигура създават положителна обратна връзка за ускоря-

126

нане на въздействието и вкарване в ключов режим. Паралелните
диоди предпазват транзисторите от върховите напрежения, полу­
чавани от филтровата бобина. Настройването на усилвателя става
c R21 .

Фиг. 1-161

Схема на усилвател с астабилен мултивибратор е дадена на фиг.
I-162. Нискочестотният сигнал се усилва и дефазира от Т2 . След
усилването от T3 и T4 двата противофазни сигнала се подават на мултивибратора, който работи в ключов режим. Изменението на ампли­
тудите на нискочестотния сигнал ще бъде причина да се зареж­
дат и разреждат за различно време кондензаторите на астабилния
мултивибратор, с което ще се изменя широчината на импулсите,
получени от превключването на транзисторите Т5 и Т6 . Така се уп­
равлява мостовата схема на крайното стъпало. Чрез R 24 се осъще­
ствява обратна връзка от изхода. Поради големия капацитет на
С 1 отрицателната обратна връзка се осъществява само за ниски
честоти. Друга обратна връзка е създадена с помощта на R9 , R23
и С11 , която спомага за изработването на симетрично правоъгълно
напрежение без наличието на входен сигнал.
Мултивибраторът работи с понижено напрежение, за да може да
се осъществи по-дълбока модулация, но при включването в първия
127

момент С10 още не е зареден и захранващото напрежение е по-ви­
соко, което подпомага генерирането.

Фиг. I-162

Този усилвател е маломощен, но чрез повишаване на захранва­
щото напрежение на крайното стъпало и употреба на помощни
транзистори може да се получи по-голяма изходна мощност.

128

Глава

втора

ПОДРАЗДЕЛЕНИЕ И К. П. Д. НА УСИЛВАТЕЛИТЕ
КЛАС D
II.1. ИЗБОР НА МОДУЛАЦИЯ
Поради съществуването на най-различни ключови усилватели
или устройства с широчинно-импулсна или друг вид модулация
се налага те да бъдат класифицирани за по-лесно идентифициране
и за улеснение на работещите в тази област на техниката. Пред­
лага се класификацията да съдържа информация за начина на
модулация и за схемното решение.
Аналогично на синусоидалните трептения импулсните сигнали
могат да се модулират чрез:
1) амплитудно-импулсна модулация (АИМ);
2) модулация по честота на повторение на импулсите (ЧИМ);
3) фазово-импулсна модулация (ФИМ);
4) пакетно-импулсна модулация чрез изменение на броя на им­
пулсите във всеки пакет ( ПИМ);
5) изменение на продължителността на импулсите (ШИМ, PWM);
6) комбинация от горните методи.
Избраната модулация трябва да съответствува на ключовия
режим на работа, да бъде лесноосъществима с прости схемни
решения и да позволява лесна демодулация при напълно вярно
възпроизвеждане на входния сигнал, без да се заема широка че­
стотна лента.
Ключовият режим се характеризира само с две нива на сиг­
нала — максимално и минимално; поради това амплитудната моду­
лация не е подходяща за устройствата, работещи в този режим.
Активните им елементи имат големи стойности на тока и напре­
жението за работните точки в междинните състояния, което опре­
деля голямата загубна мощност. Фазовата модулация също не е
подходяща. Останалите модулации—честотната, пакетно-импулсната
и широчинно-импулсната позволяват проста демодулация чрез LCфилтър. На фиг. II-1 б е показана ЧИМ, на фиг. II-1 в—пакетно-им8 усилватели клас "D"

129

пулсна модулация, а на фиг. II-1 г—широчинно-импулсна модулация
(ШИМ, PWM). От фигурите се вижда, че ЧИМ и ПИМ са неу­
добни за ключовите усилватели поради по-честите транзитни състо­
яния при превключвания на активния елемент, които са основен

Фиг. II-1

източник на загуби в крайното стъпало. Тези модулации изискват
по-сложни схемни решения за модулиране, а естествено и поради
по-честите превключвания на правоъгълните импулси ще се заема
по-широка честотна лента.
130

Като най-подходяща модулация за ключовите устройства се въз­
приема тази по продължителност на импулсите (широчинно-импулсна модулация ШИМ, pulse width modulation PWM, PDM).
Тази модулация може да се осъществи по три начина: чрез модулиране по преден фронт, по
заден фронт и
едновременно
преместване на двата фронта —
фиг. II-2. При двустранната широчинно-импулсна модулация на
тактовите импулси се получа­
ват хармонични с по-малко раз­
простираща се в областта на
ниските работни честоти лента.
При следващата класифика­
ция няма да се взема под вни­
мание дали модулацията е осъ­
ществена едностранно (по пре­
ден, заден фронт) или дву­
странно (по двата фронта едно­
временно). След
възприетото
вече в целия свят означение за
ФИГ. I I - 2
ключов режим на работа — клас
D, първата класификация на усилвателите клас D е пред­
ложена от Мартин [39], който прави аналогии с обикновените
усилватели и възприема означенията за усилватели класове AD и BD.
След това не са правени опити за цялостно класифициране на вси­
чки типове усилватели клас D. Такъв опит се прави от автора в
следващите страници.
II.2. ПОДРАЗДЕЛЕНИЕ НА КЛЮЧОВИТЕ УСТРОЙСТВА
1. ЕДНОТАКТЕН УСИЛВАТЕЛ КЛАС ADw1
Предлага се това да бъде означението за ключовите усилва­
тели, имащи еднотактно крайно стъпало (за работа на един канал).
Приетото досега обозначение с буквата D на всички видове
усилватели, работещи в ключов режим, не определя конкретните
схемни особености и вида на модулацията на тези устройства.
В направената от автора класификация се предлага буквата D
да означава само ключов режим на работа независимо от това,
дали се отнася за усилвател или друго устройство; с буква w се
означава двуфронтова широчинно-импулсна модулация; с 0 w—моду­
лация по преден фронт; с w0 -модулация по заден фронт, а с
цифра 1 - еднотактно крайно стъпало. Буквата А бе предложена
131

от Мартин за обозначаване на ключови усилватели, работещи с
еднополярен сигнал.
Модулацията по продължителност на импулсите се осъщест­
вява чрез сравняващо устройство, на входа на което се подават

Фиг. II-3

Фиг. II-4

едновременно линейно изменящо се напрежение (ƒт ) с триъгълна
или трионообразна форма и полезен сигнал ( ƒc ) . В резултат се
получава еднополярно правоъгълно напрежение с честота, равна
на|тактовата честота на ЛИН и модулирано по продължителност
на импулсите пропорционално на амплитудите на полезния сигнал
(фиг. II-З, II-4 и II-5).
3а 1 0 0 % дълбочина на модулацията е необходимо амплитуди­
те на полезния (входния) сигнал и ЛИН да бъдат равни по абсо­
лютна стойност. Илюстрации за модулация при усилватели клас
ADwl се дават на фиг. II-З, където модулацията се осъществява
чрез диференциален компаратор, а на фиг. II-4—чрез сумиращ компаратор. Двата полупериода на полезния сигнал на изхода се по­
лучават чрез усредняване на амплитудните стойности на модули­
раните по продължителност импулси.
132

Поради необходимостта от модулация тактовата (ключовата)
честота ƒт трябва да бъде по-висока от честотата на полезния сиг­
нал ƒс (модулираща честота), т.е. ƒ т > ƒ с . За получаване на изхо­
дящ сигнал с променлива полярност може а се постави само раз-

Фиг. II-5
делителеи кондензатор, но к.п.д. ще се понижи, както при обикно­
вените усилватели ( η < 5 0 % ) .
2. ЕДНОКАНАЛЕН ДВУТАКТЕН КЛЮЧОВ УСИЛВАТЕЛ КЛАС ADw2
Предложеното обозначение се отнася за ключовите усилватели»
работещи при две състояния—запушено и отпушено (наситено),
означавани с голяма буква D. Изработването на двата полупериода
на изходния сигнал става чрез еднополярно или двуполярно за­
хранващо напрежение при едноканално усилване (означено с бу­
квата А) с помощта на двуфронтова широчинно-импулсна моду­
лация (обозначена с w). Схемата на крайното усилвателно стъпало
е двутактна, което се обозначава с цифрата 2.
133

Фиг. II-6

Фиг. II-7

134

Усилвател клас ADw2 с еднополярно токозахранване е показан
на фиг. II-6. Усилвателят, показан на фиг. II-7 а, може да бъде и с
двуполярно захранване. За схемата от фиг. II-6 изходният сигнал
ще бъде еднополярен поради използването на един токозахранващ
източник. За да се получи променлив сигнал, е поставен разделитепен кондензатор, който може да бъде елемент от LС-филтъра.
Настроеният резонансен филтър, като поглъща енергията на так­
товото трептение ( ƒт ) и тази на хармоничните съставни, трябва
да пресъздава почти без загуби енергията, която се подава на
входа му.
3. ДВУКАНАЛЕН УСИЛВАТЕЛ КЛАС BDw2
Различието между ключовите усилватели класове
AD и BD
се състои в това, че при усилвател клас BD без наличието на
входен сигнал двата канала (двата усилвателя за положителни и
отрицателни сигнали) не се задействуват и са в състояние на
покой, т.е. запушени. Всеки „превключвател" се включва (отпушва)
до насищане само за определена полярност от цикъла на входния
сигнал. С други думи, това е двуканален усилвател, на който все­
ки канал работи като отделен усилвател клас D само за положи­
телната или само за отрицателната полярност на входния сигнал
(фиг. II-8). Крайните стъпала на всеки канал могат да бъдат еднотактни или двутактни усилватели с един или два токозахранващи
източника.
И така предложеното обозначение трябва да се разбира, как-

Фиг. II-8
то следва: буквата В означава двуполярен сигнал, при което все­
ки ключов канал изработва сигнал с определена полярност, бук­
вата D—ключов режим на работа, w—двуфронтова широчинно-импулсна модулация, цифрата 2—двутактно стъпало.
135

Х а р а к т е р н о за у с и л в а т е л я клас B D w е, че той не е п о д х о д я щ
за и н д у к т и в е н т о в а р , а за а к т и в е н товар; освен това той е под­
х о д я щ за по-големи м о щ н о с т и в сравнение с клас ADw.
От фиг. II-8 се в и ж д а , че т о з и у с и л в а т е л има п р е д и м с т в о пред
клас A D w по о т н о ш е н и е на това, че к о г а т о няма в х о д е н сигнал,
всички т р а н з и с т о р и на к р а й н о т о с т ъ п а л о са н а п ъ л н о з а п у ш е н и .
К а т о н е д о с т а т ъ к м о ж е да се о т б е л е ж и , че при малки входни сиг­
нали щ е с е получават много тесни
импулси, к о е т о щ е д о в е д е д о
големи нелинейни изкривявания п о р а д и н е в ъ з м о ж н о с т т а т е з и им­
пулси да се получат с п р а в о ъ г ъ л н а ф о р м а .
4. КЛЮЧОВ УСИЛВАТЕЛ БЕЗ МОДУЛАЦИЯ КЛАС D;
КЛЮЧОВИ СТЪПАЛА D G, D T, D M, D j, D K, D WF, D LC
П р е д л о ж е н и т е обозначения се о т н а с я т за усилвателите и ус­
т р о й с т в а т а , р а б о т е щ и при д в е с ъ с т о я н и я на активния си е л е м е н т —
включено (наситено) и изключено ( з а п у ш е н о ) , независимо от то­
ва, д а л и на и з х о д а си имат включено с л е д в а щ о с т ъ п а л о , т р е п т я щ
к р ъ г или д е м о д у л а т о р . П р и включване на ф и л т ъ р ( д е м о д у л а т о р )
п р а в о ъ г ъ л н о т о т р е п т е н и е ще се п р е в ъ р н е в почти синусоидално
т р е п т е н и е . К а т о примери за „ ч и с т и " у с т р о й с т в а клас D могат да
се посочат у с и л в а т е л и т е , р а б о т е щ и в ключов р е ж и м , но б е з мо­
д у л а ц и я (фиг. II-9), тригери и м у л т и в и б р а т о р и (фиг. 11-10), генера-

Фиг. II-9
тори, инвертори, к о н в е р т о р и и др. За тези у с т р о й с т в а се п р е д л а г а т
означения, к а к т о следва:
D — у с т а н о в е н о о т п р е д и означение за всички видове ключови
усилватели; предлага се то да остане само за ключовите у с и л в а т е л и
б е з м о д у л а ц и я от к а к ъ в т о и да е вид;
136

D G — з а означаване на генератор, р а б о т е щ в ключов режим;
D T — з а означаване на ключов тригер, р а б о т е щ с две с ъ с т о я н и я —
з а п у ш е н о и наситено;
D M — з а означаване на ключов мултивибратор, р а б о т е щ с
състояния ( з а п у ш е н о и наситено) на активния си елемент;

две

Фиг- I I - 1 0

Dj — з а

означаване на ключов инвертор;

DK — з а означаване на конвертор, р а б о т е щ в ключов режим, и т.н.

Х а р а к т е р н о за тези „ключови" у с т р о й с т в а е, че р а б о т я т почти
винаги само на една ч е с т о т а на импулсно превключване и импул­
сите им не се модулират.

Изброените по-горе ключови у с т р о й с т в а и усилвателите кла­
сове ADw и B D w без д е м о д у л а т о р с ъ з д а в а т на и з х о д а си само
правоъгълни импулси.
При наличието на д е м о д у л а т о р на и з х о д а на усилвателите мо­
гат да се получат различни по ф о р м а сигнали.
а за усилватели класове A D w и B D w се получава нискочестотен сигнал, еднакъв по ф о р м а с този, с който се модулира;

137

б/ при по-големи с т о й н о с т и на е л е м е н т и т е на L C - ф и л т ъ р а
(от тези при горния случай) на и з х о д а ще се получи сигнал с о щ е
по-ниска честота, равна на ч е с т о т а т а на о б в и в а щ а т а крива на сиг­
нала с л е д д е м о д у л а ц и я т а .
П р е д л а г а т се и означенията:
D w f — з а означаване на усилвател, на и з х о д а на к о й т о се полу­
чава сигнал с ч е с т о т а , по-ниска от тази на м о д у л и р а щ и я сигнал
и равна на ч е с т о т а т а на о б в и в а щ а т а крива на получения с л е д де­
м о д у л а ц и я т а н и с к о ч е с т о т е н сигнал;
D L C — з а означаване на ключов у с и л в а т е л с т о в а р LC—трептящ
к р ъ г , на и з х о д а на к о й т о се получава с и н у с о и д а л н о трептение с
честота, равна на т а к т о в а т а ( п р е в к л ю ч в а щ а ) ч е с т о т а ( ƒт = ƒc ) ; то­
ва
трептение м о ж е да се и з п о л з в а к а т о н о с е щ о при радиопре­
д а в а т е л и т е , за и н д у к ц и о н н о н а г р я в а н е и д р у г и цели.
5. КЛЮЧОВ УСИЛВАТЕЛ КЛАС Dwt с ШИМ
ПО ТАКТОВА ЧЕСТОТА
Т о в а обозначение с е п р е д л а г а з а ключовите усилватели, к о и т о
и з п о л з в а т м о д у л а ц и я по п р о д ъ л ж и т е л н о с т на импулсите (w), осъ­
щ е с т в е н а за т а к т о в а т а ч е с т о т а (означена с м а л к а буква т). К а к т о

Фиг. II-11

се в и ж д а от фиг. II-11, при у с и л в а т е л и т е клас D w t широчинно-импулсната м о д у л а ц и я се прилага п о о т д е л н о за всеки п о л о ж и т е л е н и
в с е к и о т р и ц а т е л е н импулс.

138

Подобието в начина на работа между усилвателите класове
BDw и Dwt се състои в това, че положителните импулси се по­
лучават от единия транзистор или канал, а отрицателните—от дру­
гия транзистор или канал и всеки полупериод на изходящия сиг­
нал се създава само от еднополярни импулси. Различието в на­
чина на работа се състои в това, че докато при усилвателите
клас Dwt от всеки импулс се получава един полупериод на изхо­
дящия сигнал, при усилвателите клас BDw и клас ADw за обра­
зуването на един полупериод на изходящия сигнал се усредняват
стойностите на импулсите, чийто брой е от няколко до стотици.
При усилвателите клас Dwt в случай на демодулиране на тес­
ни импулси чрез LC демодулатор (настроен на тактовата честота)
се получават малки по амплитуда полусинусоиди. С увеличаване
на продължителността на импулсите нарастват и амплитудите на
полусинусоидите на изходящия сигнал, така че широчинно-импулсната модулация на входа на усилвателя се преобразува в
амплитудна модулация на изхода му. Този усилвател е удобен за
крайно стъпало на радиопредавател, работещ с носеща честота,
равна на тактовата честота на усилвателя. При усилвателите клас
Dwt полученото след демодулацията полезно трептение има че­
стота, равна на тактовата (превключващата)—ƒс = ƒт .
По отношение на работата на крайните транзистори или тири­
стори може да се каже, че при усилвателите клас ADw2 един
от двата транзистора остава винаги включен. При усилвателите
клас BDw всеки транзистор или канал изработва серия от някол­
ко или повече еднополярни импулси. При усилвателите клас Dwt
„превключвателите" се превключват последователно, като всеки
от тях изработва по един импулс с продължителност за един пе­
риод, зависеща от амплитудата на входния сигнал.
6. КЛАС Dp — КЛЮЧОВ УСИЛВАТЕЛ С ПАКЕТНО-ИМПУЛСНА
МОДУЛАЦИЯ
Модулацията при този ключов усилвател се онагледява от
фиг. II-1 и от фиг. II-12. Пакетите с определен брой импулси с
еднаква амплитуда и широчина се подават с една и съща често­
та на повторение, като броят на импулсите в един пакет след
модулацията зависи от модулиращия полезен сигнал (Ni = kUc ).
Предлага се индексът р да означава, че модулацията е пакетно-импулсна.

139

Фиг. II-12
7. КЛАС DF —КЛЮЧОВ ИМПУЛСЕН УСИЛВАТЕЛ
С ЧЕСТОТНА МОДУЛАЦИЯ
П р е д л а г а се и н д е к с ъ т F да означава, че м о д у л а ц и я т а е честотно-импулсна. Т а к а в а м о д у л а ц и я е и л ю с т р и р а н а с фиг.II-16. К а к т о
се в и ж д а от фигурата, с ъ щ н о с т т а на честотно-импулсната моду­
лация се с ъ с т о и в р а з м е с т в а н е т о ( с г ъ с т я в а н е и р а з р е ж д а н е ) на
импулси с е д н а к в и а м п л и т у д и и е д н а и с ъ щ а п р о д ъ л ж и т е л н о с т 8. КЛАС D Ψ -КЛЮЧОВ УСИЛВАТЕЛ С ФАЗОВОИМПУЛСНА МОДУЛАЦИЯ
П р е д л а г а се и н д е к с ъ т Ψ
фазово-импулсна.

като

означение, че

модулацията

е

9. УСИЛВАТЕЛ КЛАС CD
Това е е д н а р а з н о в и д н о с т на у с и л в а т е л клас С, р а б о т е щ с
нечетни (първа, трета, пета и т.н.) хармонични с ц е л повишаване

140

на ефективността, което се постига, като се приближи формата [да
импулсите до правоъгълната с помощта на филтри, настроени на
трета хармонична.
На фиг.II-13 б е показана схема на усилвател клас С, а на
фиг. I I - З г — н а клас CD. Графиките на напреженията, токовете и
мощностите са дадени на фиг.II-13 а за клас С и на фиг.II-13 в—за
клас CD.

Фиг. II-13

141

10. УСИЛВАТЕЛИ ИЛИ УСТРОЙСТВА КЛАС ED
Т о в а са ключови у с и л в а т е л и или у с т р о й с т в а , к о и т о р а б о т я т с
к о м у т а ц и я на т о к о з а х р а н в а н е т о си. Б у к в а т а Е се п р е д л а г а за
означаване к о м у т а ц и я (превключване) на т о к о з а х р а н в а н е т о .
Забележка. Има публикувани, означения от F.H.Raab за усилватели клас
F и от N.O. Socal и A. D. Socal за усилватели клас Е, а от други за усилватели
клас S.

II. 3. К. П. Д. НА У С И Л В А Т Е Л И Т Е К Л А С D
1. К. П. Д. НА УСИЛВАТЕЛИ КЛАС ADw2
К л а с и ф и к а ц и я т а на у с и л в а т е л и т е
клас D не би била пълно­
ценна, ако не се направи сравнението им в енергетично отноше­
ние. Н а п р а в е н и т е разграничения по схемотехника,
модулация и
д и а г р а м и на т о к о в е и н а п р е ж е н и я могат да п о д п о м о г н а т изчисле­
н и я т а на з а г у б и т е в крайните с т ъ п а л а и по-специално на загуби­
те в т р а н з и с т о р и т е , включени в тях. На фиг. II-5 и II-14 са показани
с ъ о т в е т н о е д н о т а к т н о и д в у т а к т н о крайно с т ъ п а л о к л а с о в е A D w l
и A D w 2 . За улеснение на п о с а т а в е н а т а задача се предлагат замест и т е л н и т е схеми на е д н о т а к т н о (фиг. II-15 а) и д в у т а к т н о (фиг. II-15 б)

Фиг. II-14
с т ъ п а л о . На фиг. II-16 а са д а д е н и в р е м е д и а г р а м и т е на напрежения­
та и т о к о в е т е за е д н о т а к т н о с т ъ п а л о , а на фиг. II-16 б—графики­
т е н а с ъ щ и т е з а варианта напрежително-ключово с т ъ п а л о .
В еквивалентните схеми о т п у ш е н и я т
т р а н з и с т о р е заменен с
и д е а л е н д и о д без в ъ т р е ш н о с ъ п р о т и в л е н и е и т о к о и з т о ч н и к с на-

142

прежение, равно на напрежението при насищане на транзистора,
или един еквивалентен резистор RCEsat
(фиг.II-15). Паралел­
ният резистор R ceo имитира запушен
транзистор. Напреже­
нието върху отпушения транзистор при насищане е U CEsat . Напрежителният пад върху запушения транзистор на двутактното

Фиг. II-15

стъпало няма да е 2Е0 , а 2Е0 — UCEsat , тъй като другият транзис­
тор ще бъде отпушен. Като се имат пред вид заместителните схе­
ми и диаграмите за тока при включено състояние на двутактното
стъпало, може да се напише
(II-1)
143

като се приеме Е — 2Е0 за удобство при сравняване с двуполярно токозахранване.
За амплитудите на товарния ток и товарното напрежение
може да се напише:

(II-2)

(II-3)

Фиг. II-16

144

а

Торните зависимости определят амплитудите на колебанието
на еднополярния ток и еднополярното напрежение, кoито се из­
менят, както следва:
(II-4)
(II-5)

Фиг. II-16 б
10 Усилватели клас "D"

145

Интерес представлява разпределението на загубите за един
тактов цикъл, които може да се дефинират като:
а) загуби от транзитните състояния за преминавания от из­
ключено във включено (наситено) състояние и от наситено към
изключено състояние (P3ф1 и Р3ф2 );
б) загуби при включено (наситено) състояние и загуби при
изключено състояние.
Сумата от тези загуби се определя, както следва:
1. Загуби, получени поради наличието на фронта (ф1 ) при
нарастване на тока за преминаване от изключено във включено
състояние:

2. Загуби при включено (наситено) състояние:

3. Загуби поради наличието на заден фронт (ф2 ) за преминава­
не от включено към изключено състояние на транзистора:

Друг възможен начин за определяне на тези загуби е чрез
загубните мощности при включено (РВКЛ ) и изключено (РИЗК )
състояние:

146

4. Загуби при изключено (запушено) състояние на транзистора
(II-6)
Общите загуби за еднотактно стъпало са същите,
работа с един транзистор:

както при

Рзаг = Р ф 1 + Р в к л + Р ф 2 + Pизкл за клас ADwl.

При двутактно стъпало с два крайни транзистора (клас ADw2)
загубите се удвояват — 2Рзаг .
Периодът на тактовите импулси се определя от честотата на
линейно изменящото се напрежение

На фиг. II-6 а и II-16 б са начертани графики за нулев входен
сигнал (за Т1 =Т2 ) и за τ ф1
= τ ф 2 . При усилватели клас ADw се
получават еднакви времена за поодължителността на импулсите
и на запушеното

състояние

Пълната загубна мощност на един транзистор за един период
на тактовите импулси ще се определи като сума от посочените
по-горе загуби.

147

За оринтировъчни изчисления тази зависимост може
опрости значително, като се приеме, че τ ф1 = τ ф2 = 0 :

да се
(II-8)

Двете диаграми на фиг. II-16 са начертани с линейни фронтове
при направено допускане, че същите са доста стръмни и с мал­
ка продължителност. Също така се приема, че върховете, които
се получават на практика като продължение на фронтовете, се
компенсират взаимно и не са начертани, но фактически те увели­
чават загубите.
При широчинно-импулсна модулация продължителността на
импулсите се изменя пропорционално на амплитудните стойности
на входния сигнал в границите от нула до продължителността на
един перод (т. е. 0 < τ и < T). При това за положителен входен сигнал
(+Uвх)

изменението е

(-Uвх)—съответно

а за отрицателен входен сигнал
Естествено, че изходният

сигнал

при еднополярно захранване ще има поляритета на захранващото
напрежение, но спрямо средната линия (когато изходящият сигнал
преминава през кондензатор) ще се получават двуполярни промен­
ливи трептения на тока и напрежението като пад върху товар­
ното съпротивление.
За стопроцентова
дълбочина на модулацията (т=100%) за
усилватели клас ADw може да се напише

При нулев входен сигнал без наличието на каквато и да е
модулация ( m = 0 % ) ще се получи

(II-10)
При широчинно-импулсна модулация за
на импулсите е валиден изразът

моментната

стойност

(II-11)

148

където

Uвх (t) = Uc(t) = Ucm sin ωсt
ωс= 2πƒс (ƒс е честотата на входния сигнал);
Ucm
т =
Uл
Uл е амплитудата на ЛИН.
При такава модулация се използва и изразът
(II-12)

От(II-11) и (II-12) е явно, че за да се получи т = 1 (m = 1 0 0 % )
входното напрежение трябва да има амплитуда, еднаква с ампли­
тудата на изменящото се тактово напрежение. За Ucm =Uлm,
се получава τu = Т.
За моментната стойност на импулсната продължителност ня­
кои автори дават следния израз:
(II-13)
където

На практика изразът (II-13) е идентичен с (II-11) поради това

че ƒT = ƒЛ =2 π ƒС .

Изходната мощност на двутактно
дели от израза

стъпало

може да се опре­
(II-14)

Коефициентът на полезно действие ще бъд е
(II-15)
Загубите се удвояват поради наличието на два крайни транзис­
тора.
К. п. д. може да се определи и от формулата
(II-16)
където Е0 и I0 се отнасят за токозахранващия източник.
Като се вземат под внимание изразите (II-8) и (II-15), за к. п. д.
се получава
149

(II-17)
Т о з и израз м о ж е д а с е опрости з а посочените три с ъ с т о я н и я , т ъ й
като:
за m = 1: τ и = Т; τ 2 = 0 ;
з а m = 1: τ и = 0; τ2 = Т ;
Т
за m = 0: τи = τ 0 = 2 •
За т е з и три случая с ъ о т в е т н и т е изрази за к. п. д. са следните
(II-18)

Ф и г . II-17

150

От изразите (II-7), (II-15) и (II-17) са построени графики за
к. п. д. във функция от Е0 , m, RТ и Т. Същите са показани на фиг.
II-17 а, б, в, г. Графиките са построени при използване на каталож­
ни параметри на транзисторите КТ805А и 2N5038.
Графиката на к. п. д. във функция от коефициента на моду­
лация е дадена на фиг. II-17б според израза II-17.
2. К. П. Д. НА УСИЛВАТЕЛИ КЛАС BDw
На фиг. II-8 се вижда, че когато входният сигнал е еднополярен, ще работи само единият канал на крайното стъпало, което
ще направи толкова превключвания за съответния полупериод, кол­
кото е отношението на тактовата честота към тази на полезния
(входния) сигнал. При смяна на поляритета на входния сигнал
вторият канал (ключов усилвател) ще започне да превключва с
тактовата си честота така, че всеки момент ще работи само
единият канал, а другият ще бъде изключен (запушен). На
фиг. II-18 са дадени графиките на напреженията, токовете и за
губната мощност на стъпалото във функция от времето.
Изходното трептение ще се изменя по същия закон, както вход
ното, което се приема да бъде от вида

Но

следователно
(II-20)

следователно
(II-21)
151

Изходната мощност за усилвател клас BDw с два
ра ще бъде

транзисто­

(II-22)
В сравнение с клас ADw изходната мощност се получава същата.
(II-23)
Определянето на загубната мощност за двата транзистора ще
стане по същия начин, както за усилватели клас ADw, но до

Ф и г . II-18

152

като при ADw двата транзистора работят едновременно, тук ра­
боти само единият транзистор за полупериод, а другият е запу­
шен, така че загубите ще бъдат два пъти по-малки. Освен това
в състояние без входен сигнал крайното стъпало остава изклю­
чено. И така загубите са определени от
(II-24)
във включено съ­

Рзаг = Рф1 + Рвкл + Рф2 + Ризкл1 + Ризкл2 ;

а) загубите за преминаване от изключено
стояние са

б) загубите за времето на включено състояние са

в) загубите за преминаване от включено
стояние са

към

изключено

съ­

г) загубите за времето на изключено състояние на транзисто
ра са

д) загубите на втория транзистор са за изключено състояние
през време на целия период:

(II-25)

153

Ако се използва еквивалентната схема на
да се напише изразът

фиг.

II-15 а, може

. За общите загуби в тран-

зисторите на крайното стъпало ще се получи

(II-26)
където

При условие, че се
(наситено) състояние

използва изразът

за тока

при

отпушено

за загубит е ще се получи

израз със следния вид:

(II-27)
Като се вземе под внимание, че са приблизително еднакви то­
ковете при запушено състояние и напреженията за наситено съ­
стояние на двата транзистора, уравн. (II-27) може да се напише
така:

(II-28)

154

К о е ф и ц и е н т ъ т на полезно
на изразите (II-22) и (II-15).

д е й с т в и е се

определя

въз осноза

(II-29)
П р и д в у т а к т н и т е д в у п о л я р н и усилватели клас BDw и з р а з ъ т з а
широчинно-импулсната м о д у л а ц и я при с и н у с о и д а л е н в х о д е н сигнал
има следния вид:
(II-30 )
За к.п.д. могат да се п о с о ч а т три основни стойности. П ъ р в и т е
две са д в е т е гранични с т о й н о с т и за к. и. д . , к о и т о се получават
пои 100 % д ъ л б о ч и н а на Ш И М (фиг. II-8).
За m=1 0 < τи < T :
а) к о г а т о при m=1, τ и = T, тогава τ 2 = 0;
б) к о г а т о при m=1, τ и = 0, тогава τ 2 = T
Т р е т а т а стойност се получава за с ъ с т о я н и е т о б е з в х о д е н сиг­
нал, к о г а т о няма да има Ш И М , и к о е т о е особено в а ж н о за
усилвателите клас BDw, няма да р а б о т я т крайните с т ъ п а л а :
в) m = 0 ; τ и = 0 ; τ m =0 = 0.
От израза (11-29) за случаите а) и б) се п о л у ч а в а т и з р а з и т е

(II-31)
От (II-15) и (11-29) са построени графики, к а к т о при усилвате­
ли клас ADw, за к о е ф и ц и е н т а на полезно д е й с т в и е в ъ в ф у н к ц и я

155

с ъ о т в е т н о от Е0 , т, Rт , Т и τ ф при з а м е с т в а н е на к а т а л о ж н и т е
д а н н и за т р а н з и с т о р и т е 2 N 5 0 3 8 и К Т 8 0 5 А в ъ в ф о р м у л а т а (фиг.
II-19).

Фиг. II-19

156

3. УСИЛВАТЕЛИ КЛАС D БЕЗ МОДУЛАЦИЯ

Към този тип ключови усилватели могат да се отнесат и ня­
колко разновидности на ключови схеми, като Dт —тригери, Dm—
мултивибратори,Di —инвертори , D k —конверторн и др.Усилвателите

Фиг. II-20

клас D без модулация са подходящи, за
[39] и- за много други цели.

индукционно нагряване

157

На фиг. II-20 са дадени графиките на напреженията и токове­
те за ключов усилвател без модулация при двутактна схема с два
токозахранващи източника. В схемно отношение крайните стъпала
на усилвателите клас D не се различават от тези при клас ADw
или BDw освен по това, че за ключовия им режим на работа не
се използва широчинно-импулсна модулация, т. е. няма трептения
с носеща (тактова) и модулираща (сигнална) честота, а само едно
с тактова работна честота.
Загубната мощност зa двутактен усилвател клас Dc два край­
ни транзистора се определя, като се има предвид, че при ра­
ботата на двата транзистора на превключване импулсите имат
по един преден и по един заден фронт и импулсна симетрия.
Същият ключов режим на работа е характерен и за посочените
по-горе устройства. И така загубната мощност за един период
при работа на двата транзистора се определя, както следва:
1. Загуби в двата транзистора от предните фронтове.

2. Загуби в двата
импулс

транзистора

за времето

на

положителни

3. Загуби в транзисторите за времето на отрицателния импулс

4. Загуби в транзисторите от задните фронтове

(II-32)
158

При

условие,

че

ICE0 =ICE0 ;

UC E s a U

= UCEsat 1

и

I CEsat 1

=I CEsat 2

решаване на интегралите за отделните времена от един
се, получават следните загубни мощности:

след

период

За еднотактно стъпало с един транзистор
Рзаг=Рф1+Рвкл+Ризкл+Рф2

За двутактно стъпало с два транзистора загубната мощност
се удвоява.
Коефициентът на полезно действие се получава от изразите
за Рзаг и Ризх :

За целта трябва да се определят амплитудите на
ток, изходящото напрежение и изходящата мощност.

изходящия

(II-34)

(II-35)

159

За коефициента на полезно действие се получава

(II-36)

Ф и г . II-21

Графики за зависимостите на к. п. д. във функция от Е0 RT
Т и τ ф с каталожни данни за транзисторите КТ805А и 2N5038 с
дават на фиг. II-21. Графиките са начертани за τ и 1 =τ и2 и τ ф1 = τ ф2

160

4.

УСИЛВАТЕЛИ

КЛАС

DWT

Т о в а означение се предлага за ключовите усилватели, които
използват модулация по п р о д ъ л ж и т е л н о с т на импулсите, о с ъ щ е с ­
твена за с а м а т а т а к т о в а честота. Този начин на модулация се оз-

Фиг. II-22

начава с прибавяне на б у к в а т а т к ъ м приетото означение за Ш И М
"W". Съчетанията ωт, 0 ω т, ω 0 т д а в а т точни сведения за ш и р о чинно-импулсната модулация, при к о я т о се м о д у л и р а т т а к т о в и т е

11 Усилватели клас „ D "

161

импулси съответно двуфронтово, по преден и по заден фронт.
Всеки импулс определя (образува) един полупериод на изходящия
сигнал. Модулацията се осъществява за самите тактови импулси.
На фиг. II-22 се дават графиките на напреженията и токовете
за усилвател клас DWT.
За двутактното стъпало, което работи в режим клас D
или клас DWT, е характерно това, че всеки запушен транзистор
остава подложен на двойното захранващо напрежение (2E0 —U CFsat )
при условие, че другият е отпушен, но ще има малък ток IСЕО
През времето, докато единият транзистор е отпушен и през него
протича голям ток при наситено състояние, върху него ще се
U CEsat . Другата особеност е тази,
получи напрежителен пад само
че напрежителният пад върху всеки от транзисторите ще бъде ра­
вен на захранващото напрежение в съответното рамо Е0 при
състояние без входен сигнал, когато и двата транзистора остават
запушени. При подаване на максимален сигнал за дълбочина на
модулацията 100% двата транзистора на двутактното стъпало
ще се отпушват и запушват последователно един след друг, пре­
минавайки през двете състояния на насищане и запушване, т. е.
за m = 1 0 0 %

или

(II-37)

Когато липсва входен модулиращ сигнал, стъпалото ще остане
запушено и ще протичат само обратните токове в транзисторите
което е добро предимство, както при усилватели клас BD
За u с = 0 ; т=0; τ и = 0; i1 = ICE01 ; i2 =
1 CE02
(II-38)
При преминаване от едно в друго състояние, което ще става
в такт с изменението на поляритета на входния сигнал, изходната
мощност ще се изменя в същата пропорционалност, което ще
предизвика съответно консумиране на захранваща мощност от
токоизточника.
Поради тази пропорционалност загубите ще се увеличават заед­
но с полезната мощност и к. п. д. също ще се изменя. Амплитуд­
ните стойности на напрежението и тока с правоъгълна форма се
определят от фиг. II-22, както следва:

(II-39)
162

Ако филтърът-демодулатор, настроен на тактовата си честота,
п р е о б р а з у в а тези п р а в о ъ г ъ л н и импулси в импулси, близки по фор­
ма до с и н у с о и д а л н и т е , т о г а в а за т о к а и н а п р е ж е н и е т о м о ж е да
се н а п и ш е

За изходящата мощност

с е получава и з р а з ъ т
(II-40)

За правоъгълното напрежение и ток мощността ще б ъ д е
(II-41)
Изразходваната загубна мощност в транзисторите ще
бъде
с ъ щ а т а , к а к т о при р е ж и м клас D без м о д у л а ц и я , но само при
т=100%
(т=1).
За т<1 в и з р а з а за з а г у б н а т а м о щ н о с т се
включват:
1. З а г у б и за преминаване от изключено в ъ в включено състоя­
ние, у д в о е н и п о р а д и това, че за всеки п е р и о д ще б ъ д а т включени
по един п ъ т и д в а т а т р а н з и с т о р а . П р и е м а се, че п а р а м е т р и т е на
д в а т а т р а н з и с т о р а са еднакви, т. е.

U СЕsat1 = UСЕsat 2

; I CEO1 I CEO 2

;

I Сsat 1 = I Csat2 .

Е с т е с т в е н о е, че при м о с т о в и схеми всички з а г у б и т р я б в а да
се у м н о ж а в а т по четири.

2 . З а г у б и при в к л ю ч е н о с ъ с т о я н и е

3. З а г у б и за преминаване от в к л ю ч е н о к ъ м изключено с ъ с т о я н и е

163

4, Загуби, които ще се получат през време на изключено (за­
пушено) състояние на транзисторите
(II-42)
където
Общата загубна мощност за схема с два транзистора е

Рзаг = Рф1 +Рвкл +Рф2 +Ризк ;

(II-43)
Опростяване на горния израз може да се направи, като се има
пред вид, че τ ф1 = τ ф2 ; τ и1 = τи2 = τ и ; τ 2 = Т— (2τ и + 4τ ф ).

(II-44)
Като се използват изразите (11-40) и (II-44), за к. п. д. се полу­
чава

(II-45)
От (II-45) се вижда, че к. п. д. се увеличава с повишаване на
захранващото напрежение и увеличаване продължителността на
тактовия период и с намаляване на напрежението на насищане.
Също така с намаляване на продължителността на предния и
задния фронт к. п. д. ще се увеличи. Намаляването на обратния
колекторен ток ще спомогне за увеличаване на к. п. д. На фиг.
II-23 се дават графики за зависимостите на к. п. д. от захранва-

164

щото напрежение Е0 , от RT , т, τф и Т за транзисторите КТ805А
и 2 N 5038.
При ШИМ за усилвателите клас DWT, осъществена за импулси­
те с тактова честота, импулсната пропължителност се изменя в
Т
границите 0 < τ и <
2

Фиг. II-23

165

Глава

трета

МЕТОДИКА ЗА ИЗЧИСЛЕНИЕ НА УСИЛВАТЕЛ
КЛАС D
III. 1. АНАЛИЗ НА Т Р А Н С Ф О Р М А Т О Р Н О КРАЙНО СТЪПАЛО

Ключовият режим на работа отстранява или намалява някои
недостатъци на работата на крайните стъпала, като голямата за­
висимост на работната точка от температурата, необходимостта
от стабилизация на работната точка и линеаризация на характе­
ристиката. Тук се разглежда работата на крайно стъпало при
широчинно-импулсна модулация (ШИМ),
Усилвателят на мощност трябва да изпълнява две функции:
да осъществява значително усилване по мощност и да демодулира сигнали с ШИМ. Естествено е в някои случаи самият товар
да изпълнява и филтрови функции.
На фиг. III-1 и III-2 се дават каналите L и R. Те са в оп­
ростен вид, разгледани отделно от цялостната схема, показана на
фиг. III-5. Драйверното стъпало трябва да създава широчинноимпулсно модулирани сигнали с достатъчен размах, за да дове­
дат транзисторите Т1 и Т2 до насищане през време на всеки
импулс.

Фиг. III-1

Фиг. III-2

Ако тактовата честота е достатъчно висока и индуктивността
задоволително голяма, за да се получи приемлива филтрация,
изходните импулси ще възпроизвеждат с голямо приближение
аналоговия входен сигнал.
166

От опростената заместителна схема за L-канал, показана на
фиг. III-З, се вижда, че
когато транзисторът T1 е отпушен
(Rsat=0), товарът ZT се включва към токоизточника +Е0 , чиято
мощност се подава през транзистора и дросела на товара.

Фиг. III-З

Фиг. III-4

Естествено
това е твърде опростената схема на L-канал,
който трябва да произвежда само положителни импулси. Другият
R-канал
създава само отрицателни импулси, защото при отпуш-

Фиг. Ш-5

ването на Т2 (Rsat2 =0) товарът се включва към токоизточника
—Е0 , както се вижда от фиг. III-4.
Заместителните схеми за двата канала са получени от пълна­
та схема за крайното стъпало, показана на фиг. III-5. Ако на
167

практика се и з п о л з в а т о п р о с т е н и т е схеми на с т ъ п а л а т а , з а г у б и т е
в т я х ще б ъ д а т д о с т а големи и ч е с т о ще н а д в и ш а в а т тези п р и
у с и л в а т е л и т е клас В. О с в е н т о в а п о р а д и н а л и ч и е т о на индуктив­
н о с т е в ъ з м о ж н о да се получат в ъ р х о в и импулси с ъ с значителни
амплитуди в ъ р х у крайните т р а н з и с т о р и . Т о в а изисква и з п о л з в а н е т о
на в и с о к о в о л т о в и т р а н з и с т о р и или т ъ р с е н е на схемни р е ш е н и я
за п о д т и с к а н е на т е з и импулси. В и с о к о ч е с т о т н и т е с а м е в ъ з б у ж д а ния т р я б в а да се о т с т р а н я т с LC-филтър.
От еквивалентните схеми от фиг. III-З -и фиг. III-4 се виж­
да, че при о т п у ш в а н е на Т1 п о р а д и о б р а т н о т о включване на D 1
т о к ъ т ще протича по веригата +Е0 , Т1 L1 ZТ. В индуктивност­
т а L 1 щ е с е а к у м у л и р а електромагнитната енергия. К о г а т о T1
започне да се запушва, поради р я з к о т о спадане на т о к а напре­
ж е н и е т о в ъ р х у L1 ще си измени б ъ р з о п о л я р и т е т а (противо е.д.н.)
и д и о д ъ т D1 ще се о т п у ш и . Т а к а запасената енергия в ъ р х у L1
ще се пренесе в ъ р х у товара, през к о й т о се з а т в а р я в е р и г а т а D1 ,
L1 , Z1 . С п о м о щ т а на този
опорен
д и о д е в ъ з м о ж н о да се
използва
запасената
енергия от всеки
цикъл, а к. п. д. да
с е п о в и ш и значително д о о к о л о 3 0 % . К а п а ц и т е т ъ т н а конденза­
тора
С1
се избира така, че да осигурява приемливо филтри­
р а н е на и з х о д н о т о н а п р е ж е н и е с н и с ъ к коефициент на пулсациите.
Н а л и ч и е т о на L C - ф и л т ъ р а е н а л о ж и т е л н о и поради
получаване­
то на и н т е р ф е р е н ц и я м е ж д у хармоничните с ъ с т а в н и на почти
п р а в о ъ г ъ л н и т е сигнали, които се получават при превключването.
Ф и л т р и т е С1 ,С2 ,L1 и C1 ,С2 ,L2 и з п ъ л н я в а т р о л я т а на д е м о д у л а т о р и ,
к а т о с ъ з д а в а т аналогов сигнал с ъ с с ъ щ а т а форма, к а к т о преди
усилването.
На фиг. III-6 са
дадени
з а м е с т и т е л н и т е схеми в о п р о с т е н
вид за един
к а н а л от фиг. III-1 при три с ъ с т о я н и я ( τ 1 2 , τ 2 3 и τ 3 4 )
на т р а н з и с т о р а и о п о р н и я д и о д . В т е з и схеми т р а н з и с т о р ъ т и
о п о р н и я т д и о д са заменени с в ъ т р е ш н и т е си с ъ п р о т и в л е н и я при
о т п у ш е н о с ъ с т о я н и е . За по-голямо у д о б с т в о се приема, че вход­
ните импулси имат п о с т о я н н а ч е с т о т а и п р о д ъ л ж и т е л н о с т . При
о т с ъ с т в и е на входен сигнал т р а н з и с т о р ъ т Т1 и д и о д ъ т D1 са за­
п у ш е н и — т о в а е в р е м е т о на покоя м е ж д у д в а т а импулса, на к о е т о
състояние съответствува
схемата, означена с τ 3 4 от фиг. II-6.
П р и получаване на н е о б х о д и м и я входен сигнал т р а з и с т о р ъ т Т 1
се насища, а д и о д ъ т о с т а в а з а п у ш е н ,
което състояние съответсвува на з а м е с т и т е л н а т а схема, означена с τ 1 2 от с ъ щ а т а фигура.
В т о в а с ъ с т о я н и е з а х р а н в а щ о т о н а п р е ж е н и е се включва през
и н д у к т и в н о с т т а L 1 к ъ м т о в а р а ZT . П о р а д и наличието на индук­
т и в н о с т т о к ъ т през R s a t на т р а н з и с т о р а ще се стреми да нараст­
ва почти л и н е й н о . С л е д време τ и и м п у л с ъ т се
прекъсва и

168

транзисторът ще се запуши (изключи). Поради това че времеконстантата
на веригата е по-голяма от максималната импулсна
широчина (времето за включен транзистор), индуктивният ток iL1
ще расте до момента на запушването на транзистора. Тогава той

Фиг. Ш-6

ще получи максималната си стойност Iт (в момента t2). Спи­
рането на тока при запушване на транзистора ще предизвика
индуктиране в бобината на противо е.д.н., което ще се противопос­
тави на мигновеното му спиране. Диодът ще се отпуши от про­
тиво е.д.н.
а токът i D 1 през диода ще спадне по експоненциал­
на крива. В момента t3 токът iD1 намалява до нула. Диодът
отново ще се запуши и остатъчното напрежение върху товара и
кондензатора UT ще се подава към емитера на транзистора Т 1
и колектора на Т2 до момента t4 . Така завършва един цикъл,
равен на тактовия период.
На фиг. III-7 са дадени графиките на входните импулси (ивх ),
на токовете през дросела (iL1 ) и транзистора (iтр) и на напре­
жението на емитера спрямо маса на транзистора (UE ), което се
разпределя между L 1 и ZT . Индуктивността L1 е причина колек­
торният ток да расте по-бавно през време на превключването,
което е добро предимство, защото колекторният ток ще б ъ д е
по-малък в момента на включването.
Въз основа на посочените графики и фиг. III-6 за напреже­
нието върху индуктивността при трите състояния може да се
напише:

169

(III-1)

Фиг. III-7

Времето от t2 до t3 може да се нарече опорно — транзисто­
рът е запушен и веригата се затваря през диода, който се от­
пушва от противо е.д.н. (—eL ).
От интегрирането на горните изрази може да се определи
токът. Времеконстантата от ZT . и С1 , е по-голяма от Т, така че за
постоянни импулсни широчини за няколко периода се установява
170

устойчиво състояние. Ако се интегрират (III-1), ще се получат
следните изрази за индуктивния ток:

(III-2)

Поради симетрия на схемата стойностите съответно на капа­
цитетите С1 , С2 и на индуктивностите L1 L2 на филтъра-Демодулатор са равни:
C 1 =C 2 =C и L 1 =L 2 =L.
Токът IL1 (2-3) намалява от определен максимум до нула за
време τ23 (фиг. 1II-6 за τ 2 3 ).
Амплитудната стойност на тока през транзистора може да
се намери от израза за IL1 (1-2) за времето t = τи :
(III-З)
Времето τ 23 за което диодът ще остане отпушен, може да
се определи от израза за тока IL1(2-3) , като се има пред вид, че
индуктивният ток става равен на нула в момента

t3

=

τ и+τ23

(Ш-4)
От съпоставянето на (Ш-З) и (Ш-4) се вижда, че може да се
определи τ23 чрез максималния ток:

(III-5)
За да се определи
(III-4) и (III-5):

времето

на празен

ход τ 34 , се използват

171

(III-6)

(III-7)
Консумираният ток от токоизточника за времето τ 1 2 , през кое­
то транзисторът е отпушен, е усредненият ток през транзистора:

(III-8)
Усреднената стойност на изходния товарен ток
ма от токовете на транзистора и опорния диод:

ще бъде су­

(III-9)
Изходното напрежение може да се определи, като се намери
к. п. д. на крайното стъпало, който представлява отношението
на отдадената мощност
върху товара към консумираната мощ­
ност от захранващия източник:

(III-10)

172

За и з х о д н о т о н а п р е ж е н и е от п р е р а б о т в а н е т о
лучава к в а д р а т и ч н о т о уравнение

на (III-10) се по­

(III-11)

което след известно
ния ВИД:

преобразуване може да

се напише в след­

(III-12)
А к о о т н о ш е н и е т о и з х о д н о напрежение / з а х р а н в а щ о
напреже­
ние се означи с х, д ъ л ж и н а на у п р а в л я в а щ
импулс/ п е р и о д — с
х, а всички останали постоянни величини с т, ще се получи
изразът
(III-13)
където

и и з р а з ъ т (III-13) се о п р о с т я в а значително:
(III-14)
К а к т о се
в и ж д а , от (III-12) могат да се
получат у д о б н и из­
р а з и за и з с л е д в а н е на влиянието на о т д е л н и т е величини в ъ р х у
п а р а м е т р и т е на крайното
с т ъ п а л о . За целта се правят
следните
полагания:

П о л у ч а в а т се следните изрази:
(III-15)
(III-16)
(Ш-17)
(III-18)
(III-19)

173

където
(III-20)
Уравненията от (III-14) до (III-20) в т о з и или п о д о б е н вид са
у д о б н и за построяване на графични диаграми, к а т о се изменя
с т о й н о с т т а на п а р а м е т ъ р а x от 0 до 1 при еднозначен поляритет.
Т о в а условие е в а л и д н о за схемата.
От уравн. (III-7) и фиг. III-7 м о ж е да се изследва времето на
празен х о д τ 3 4 . Най-добрият вариант на работа би се получил за
τ 3 4 =0,
при к о е т о се осигурява спадането на индуктивния т о к до
нула преди
започването на в с е к и нов ц и к ъ л . Това се в и ж д а от
(III-7) за τ 3 4 с л е д д а д е н о преобразуване с (III-13).

(III-21)
Ако
Така времето за празен х о д ще б ъ д е нула или с някаква реал­
на
стойност,
к о е т о е необходимо условие за анулиране на т о к а
от всеки
импулс, з а щ о т о в противен
случай ще се получават
изкривявания. М а к с и м а л н о т о изходно напрежение би се получило
за

UT max е амплитудната стойност на и з х о д н о т о н а п р е ж е н и е (III-22 )
К а т о се замести х = τ
в (III-19), ще се получи
(III-23 )
От (III-23) м о ж е да се построи г р а ф и к а за зависимостта на
з а х р а н в а щ о т о н а п р е ж е н и е от и н д у к т и в н о с т т а на ф и л т ъ р а при па­
р а м е т ъ р е , който е определен от величините η, Z T и Т.
З а в и с и м о с т т а на максималната стойност на тока от импулсна­
та широчина е необходима за о п р е д е л я н е на някои параметри.
О т (III-3) чрез преработване м о ж е д а с е получи и з р а з ъ т
174

От полагането за е се определя периодът Т, а от (Ш-23) мо­
же да се определи захранващото напрежение Е0, след което се
заместват в горния израз

(III-24)
или като се замести

се получава
(Ш-25)

Ако в израза (III-24) величината х се замести с различни стой­
ности, определени от уравненията от (III-16) до (III-19), ще се
получат комплицирани изрази за тока. Графичните решения на
тези уравнения биха дали някои полезни зависимости, а изразът
(III-25) може да се изследва с ЕИМ.
От (Ш-19) се получава

Като се замести този

резултат в (III-24), се получава

(III-26)
Ако всички параметри на крайното

стъпало са определени и
175

се заместят с един коефициент
токът е пропорционален на х и τ.

то от (Ш-24) се

вижда,

че

(III-27)
За намиране на максималния ток изразът
се приравнява на нула:

се диференцира и

Като се реши това уравнение спрямо z, ще се получи
(III-28)

(III-29)

Ако се диференцира уравнение (Ш-19), ще се получи
(III-30)
Като се приравнят (III-30) и (III-28), за х ще се получи
(III-31)
За да се знае при каква стойност на τ се получава максима­
лен ток, трябва полученият резултат за х да се замести обратно
в (III-19):
(III-32)
(III-33)
Това е оптималната дължина (широчина) на импулса за найнаситен ток.
Като се замести (III-32) в (III-31), се получава най-изгодното
съотношение между захранващото и товарното напрежение:
(III-34)
176

Изходният
кондензатор
с бобината L и з п ъ л н я в а ролята на
демодулатор и заедно
образува н и с к о ч е с т о т е н ф и л т ъ р . И з б о р ъ т
на С се ограничава от т а к т о в а т а честота и от д о п у с т и м и т е пул­
сации на и з х о д н о т о н а п р е ж е н и е :
(III-35)

Ако се ж е л а е по-добра
ф и л т р а ц и я , за к а п а ц и т е т а
се избира
малко по-голяма стойност от изчислената. С ъ щ о
така ф и л т ъ р ъ т ,
с ъ с т а в е н от С и L, би трябвало да има резонансна честота, рав­
на на т а к т о в а т а :
(III-36)
Д е м о д у л и р а щ и я т ф и л т ъ р м о ж е да има различни
конфигура­
ции в схемно
отношение с цел
да се получи идеална аналогия
м е ж д у в ъ з п р о и з в е ж д а н и я и входния сигнал.
И з б о р ъ т на т а к т о в а т а честота
се о п р е д е л я от теоретическия
анализ
на
широчинно-импулсната модулация. За д в у ф р о н т о в о
Л И Н ( т р и ъ г ъ л н о ) разлагането в ред на Фурие ще има вида

Ч е с т о т н и я т с п е к т ъ р показва, че т а к т о в а т а
ч е с т о т а т р я б в а да
се избира по в ъ з м о ж н о с т по-висока, така че интермодулационните сигнали да са с честота, по-висока от максималната на усилва­
ното трептение.
Например сигналите с ч е с т о т а (ω T — ωВх ) са по-ниски с 1 dB
спрямо
сигналите с честота ω в х с ; за
тези с честота (ω т — 3 ω B X C )
с н и ж е н и е т о е 28 dB спрямо в х о д н и я сигнал. За интермодулационните сигнали с честота (ω T —5ω вхс) с н и ж е н и е т о е 66 dB.
От изследванията личи, че т р я б в а да се избират т а к т о в и чес­
т о т и така, че (ω т — З ω в ) > ω в ; ω т > 4 ω в . Например и з б о р ъ т (ω т —
— 5 ω B ) > ω B дава ω т > 6 ω B .

III.2. МЕТОДИКА ЗА

ПРОЕКТИРАНЕ НА КРАЙНО СТЪПАЛО

П р о е к т и р а н е т о на крайното с т ъ п а л о , чиято
схема е д а д е н а
на фиг. III-8, м о ж е да се о с ъ щ е с т в и , к а т о се използуват някои от
12 Усилватели клас "D"

177

разгледаните в т. III. 1 зависимости. То протича по следния ред:
1. Изходящата мощност при избран товар ZT или RT се опре­
деля от израза

фиг. III-8
2. Амплитудата на изходящото
изчислява от (III-34):

правоъгълно

напрежение се

3. Захранващото напрежение се избира в зависимост от тран­
зисторите на крайното стъпало или се изчислява по формула
(III-34), като се прави преценка за необходимото напрежение вър­
ху товара. При недостатъчна линейност на изходното напреже­
ние (или ток) се избира по-високо захранващо напрежение.
4. Тактовата (превключващата) честота ƒ т се определя така,
че ƒ т > 5 ƒ в , където ƒ в е най-високата честота на усилвания сигнал.
5. Периодът на тактовото трептение е Т =
178

6. К. п. д. се избира за първоначалните изчисления
0,9 или се изчислява от (III-10), например:

от 0,8 до

К. п. д. може да се изчисли и като се знаят тоталните загуби на
превключващото стъпало:

7. Съобразно (III-22) се избира ти или, ако се определя про­
дължителността на импулса от (III-33), се осигурява максимален
ток

8. За следващите изчисления удобно е да се определят кон­
стантите a, b, с и е. В a, b и с участвува индуктивността L=Lф,
затова се изчислява първо константата е:

9. За определянето на амплитудната стойност на тока през
транзистора на крайното стъпало I трmax може да се използва
(III-3), като се съобразяваме с необходимия ток за получаване на
желаната изходяща мощност:

10. Крайните транзистори T2 и T4 (фиг. III-8) се
основа на определения ток, β и други параметри:

избират въз

179

д) транзисторът да е бързопревключващ — продължителността
на предния и задния фронт да е много малка;
е) U CEsat
да бъде много малко.
11. Избор на опорните, диоди D2 и D4
а) IDпр > Iтр шах ; Uобр >1,5 E0
б) диодите трябва да бъдат бързопревключващи с малко вре­
ме за възстановяване.
12. Индуктивността L2 =L4 =L се определя въз основа на из­
искванията за висок качествен фактор и висока превключваща
честота. Тороидалните магнитопроводи са за предпочитане, като
IТР max не трябва да ги насища. От (III-36) се определя

13. Филтровите кондензатори С ф 1 = С ф 2 = С ф
(III-35) с неравенството

се

определят от

14. Управлението на транзисторите Т2 и Т4 става чрез еднак­
вите драйверни трансформатори Тр1 и Тр2 (фиг. III-8):
а) преводното отношение на трансформаторите се изчислява от

б) токът през първичната намотка се определя от

в) на фиг. III-8 към базовите вериги са включени ускоряващи
RС-групи, които спомагат за подобряване стръмността на фрон­
товете на управляващите импулси; при голям базов ток съпро­
тивлението на резистора R трябва да се намалява или същият да
бъде изключен:

съпротивлението R ограничава някои върхови токове, които мо­
гат да извадят транзисторите от строя;
г) кондензаторът С2 (С4 ) се избира експериментално за по-бър­
зо превключване чрез компенсиране на неосновните токоносители
в базовата верига;
180

д) и н д у к т и в н о с т т а L 2 (L2 ) на вторичната н а м о т к а на трансфор­
матора
Тр1 (Тр2 )
(фиг. (III-8) се о п р е д е л я от необходимия ток за
Т2 (Т4 ),
без да се получи н а с и щ а н е в
Тр1 (Тр2 )
при определения
брой навивки; феритният магнитопровод т р я б в а да осигури необ­
х о д и м а т а индуктивност; и н д у к т и в н о с т т а L1 (L2 ) на първичната на­
мотка на с ъ щ и я т р а н с ф о р м а т о р се о п р е д е л я от

15. И з и с к в а н и я т а за т р а н з и с т о р и т е
п о д о б н и на тези за крайното с т ъ п а л о

β>30

за I

Сmах

Т1

и Т3

на

драйвера са

в насищане.

16. При наличие на ш у н т и р а щ и паралелни диоди те трябва да
имат т о к I D > I С m а х .
III.3. АНАЛИЗ НА Д Р А Й В Е Р Н О
С

СТЪПАЛО

ТРАНСФОРМАТОРНА ВРЪЗКА

В ъ з б у д и т е л н о т о с т ъ п а л о з а крайния м о щ е н у с и л в а т е л м о ж е
д а б ъ д е изпълнено п о различни схеми, к о и т о т р я б в а д а б ъ д а т
с ъ о б р а з я в а н и винаги с вида на крайното с т ъ п а л о , а с ъ щ о и с това,
д а л и ще се а т а к у в а т (управляват, о т п у ш в а т и з а п у ш в а т ) еднотактни (клас AD) или
д в у т а к т н и (клас AD и BD) крайни у с и л в а т е л и .
П р и избрания вариант на д в у к а н а л е н усилвател е явно, че всеки
канал ще усилва само единия п о л у п е р и о д (положителния или от­
рицателния) на о б щ и я сигнал.
За у с и л в а т е л и т е клас AD се знае, че и без наличието на вхо­
д е н сигнал се получават п р а в о ъ г ъ л н и изходни импулси с еднакви
п о л у п е р и о д и ( п о л о ж и т е л н и и отрицателни). П р и усилвателите клас
BD за нулев в х о д е н сигнал на и з х о д а не се получават п р а в о ъ г ъ л н и
импулси.
К а к т о е показано на фиг. III-8, всеки к а н а л се н у ж д а е от от­
делен драйвер. С т ъ п а л а т а са е д н о т а к т н и с т р а н с ф о р м а т о р н а в р ъ з к а .
В а ж н о условие за правилната р а б о т а на крайното с т ъ п а л о е
д р а й в е р ъ т да осигурява стабилно п ъ л н о о т п у ш в а н е за наситено
състояние
й п ъ л н о з а п у ш в а н е за изключено
състояние
на
к р а й н и т е т р а н з и с т о р и . В случая, к о г а т о крайните т р а н з и с т о р и са
в наситено с ъ с т о я н и е , е н е о б х о д и м о
токът
през д р о с е л и т е да

181

бъде в линейна зависимост от времето. Критерий за оценка на
загубите може да бъде бързината на превключване от отпушено
в запушено състояние. Поради малките времена за превключване
в тези състояния загубите са малки. При останалите две състоя­
ния на ключовия режим загубната мощност също е малка.
Нагледно преходният процес може да се поясни чрез графиките
на базовия и колекторния ток, дадени на фиг. III-9. Продължителностите на предния и задния фронт се дефинират с необходимо­
то време за нарастване, съответно за спадане, на колекторния ток
в границите от 0,1 до 0,9 от стойността на тока при наситено
състояние (IСшах ). От времето на включеното състояние е инте­
ресна тази част, която е потребна на транзистора да отреагира
на задния фронт на драйверния импулс и може да се нарече „време
на задържане" или „памет". Обяснението за задържането трябва
да се търси във факта, че работната точка се намира в областта
на насищане и преходите на транзистора са наситени в права по­
сока, защото колекторът инжектира дупки в базата.
Иначе казано, IВ е винаги по-голям, отколкото минималният
ток, необходим за насищане на транзистора. Това причинява за-

Фиг. III-9

държане (натрупване) на извънредни неосновни носители в базо­
вата област за времето на включено състояние. Извънредните
неосновни носители в базата трябва да се компенсират, преди Iс
да започне да намалява, защото докато не се осъществи рекомбинацията, колекторният ток няма да спадне по амплитуда.
182

Компенсирането на и з в ъ н р е д н и т е неосновни носители е възмож­
но да се изпълни по няколко начина. Всички тези начини ц е л я т
да се д о с т а в и или с ъ з д а д е о б р а т е н б а з о в ток, к о й т о да се със­
тои частично от и з в ъ н р е д н и неосновни носители, т е ч а щ и о б р а т н о
в базовата област. Т а к а з а д ъ р ж а н е т о ще се намали в зависимост
от о б р а т н о т о базово в ъ з б у ж д а н е .
1. Най-лесно изпълнимото компенсиране се постига с ускори­
телен к о н д е н з а т о р , с в ъ р з а н паралелно с базово с ъ п р о т и в л е н и е
(фиг. III-6, фиг. III-10 и фиг. III-11). К о н д е н з а т о р ъ т се избира така,
че з а р я д ъ т му да б ъ д е по-голям от ц я л о с т н и я запас от извънред­
ни неосновни носители в б а з а т а . К о г а т о у п р а в л я в а щ о т о н а п р е ж е н и е
намалява, к о н д е н з а т о р ъ т ще се р а з р е ж д а б ъ р з о , обирайки извън­
р е д н и т е носители. С това се намаляват к а к т о „ п а м е т т а " , т а к а и

Фиг. III-10

Фиг. III-11

задният ф р о н т . К о н д е н з а т о р ъ т се избира почти винаги експери­
ментално.
2. Р е к о м б и н а ц и я т а м е ж д у и з в ъ н р е д н и т е неосновни носители
и основните и з в ъ н р е д н и носители в б а з а т а м о ж е да стане с ня­
к а к в а експоненциално и з м е н я щ а се скорост, з а в и с е щ а от реком-

183

бинационните т е н д е н ц и и на тези носители при отворена б а з о в а
верига.
3. Р е к о м б и н а ц и я т а м о ж е да стане направо и чрез трансфор­
м а т о р н о включване, к а к т о е показано на фиг. III-8. Когато драйв е р н и я т т р а н з и с т о р Т1 се з а п у ш в а от сигнала на м о д у л а т о р а ,
поради п р е х о д н и я процес в т р а н с ф о р м а т о р а Тр1 се с ъ з д а в а об­
р а т н о н а п р е ж е н и е в базовата верига. Този к о м п е н с и р а щ импулс
спомага за б ъ р з а т а рекомбинация и изключването на т р а н з и с т о р а
Т 2 . Т р а н с ф о р м а т о р н о т о включване позволява да се използват един
и с ъ щ и тип транзистори в д в а т а канала, к ъ д е т о при д р у г и слу­
чаи ще са необходими к о м п л е м е н т а р н и двойки.
4. Схема на сполучливо д р а й в е р н о с т ъ п а л о е показана на
фиг.
Д о п ъ л н и т е л н а т а вторична н а м о т к а на Тр1 се д а в а на­
к ъ с о през т р а н з и с т о р а Т 2 и в ъ з д е й с т в у в а на в х о д н а т а верига на
т р а н з и с т о р а Т2 . С т ъ п а л о т о ще р а б о т и по следния начин:
К о г а т о с е п о д а в а п о л о ж и т е л е н импулс о т Ш И М н а д р а й в е р а ,
T1 се о т п у ш в а и т о з и импулс се п р е д а в а нормално на к р а й н о т о
с т ъ п а л о , Т 1 ще б ъ д е з а п у ш е н и н а м о т к а т а ω 3 — о т в о р е н а . П р и
отрицателен импулс Т1 ще б ъ д е з а п у ш е н , но Т1 ще се о т п у ш и
до наситеното си с ъ с т о я н и е . П о р а д и п р е х о д н и я процес в тран­
с ф о р м а т о р а се получава е. д. н. с посока, о б р а т н а на п о с о к а т а на
пропускане на д и о д а D 1 к о й т о ще се з а п у ш и . Т о в а ще спомогне
за б ъ р з о т о изключване на крайния т р а н з и с т о р . Т р а н з и с т о р ъ т в ъ в
веригата н а к ъ с о к о н с у м и р а излишната м о щ н о с т о т з а к ъ с н е л и я
импулс.
П р е д л о ж е н и т е схеми от фиг. III-8 и III-11 могат да се изпол­
зват за усилватели клас D с м о щ н о с т от 50 до 500 W. П р е ц и з н а т а
р а б о т а на т а к о в а д р а й в е р н о с т ъ п а л о зависи в най-голяма степен
от п р о е к т и р а н е т о и и з п ъ л н е н и е т о на драйверния т р а н с ф о р м а т о р .
Д о б ъ р р е з у л т а т би се получил, а к о се използва феритен тороид а л е н м а г н и т о п р о в о д от прахообразен пермалой. Е с т е с т в е н о е, че
м о щ н о с т т а ще д и к т у в а п р о е к т и р а н е т о на т р а н с ф о р м а т о р а по раз­
мери, форма, брой на навивките, сечения и пр.
В а ж е н момент при този случай е да се осигури г о л я м каче­
ствен ф а к т о р за сигналите с т а к т о в а честота.
III. 4. МЕТОДИКА ЗА ПРОЕКТИРАНЕ НА Д Р А Й В Е Р Н О Т О
СТЪПАЛО
Ще се направи о п р о с т е н о примерно п р о е к т и р а н е
изчисли схемата от фиг. III-12 за един канал.
184

с ц е л да се

Необходимото напрежение
мотка L 2 трябва да бъде

върху клемите на вторичната на­

U2 =UBE +IB2 R2

(III-37)

Това напрежение трябва да поддържа изходния транзистор T2
в наситено състояние за получаване на максимален колекторен ток.

Ф и г . III-12

За случая, когато драйверният транзистор е отпушен (наситен),
с голямо приближение може дa се напише
(III-38)
(к е коефициент, отчитащ загубите на напрежение в трансформа­
тора, зависещи от магнитопровода). Съпротивленията на резисто­
рите R 1 и R2 се определят в зависимост от избраните транзистори
Т1 и Т2 , както следва:
(Ш-39)

където Um L е амплитудната стойност на изходните управляващи
импулси след модулатора — ляв канал.
Като се знаят преводното отношение, U1 U2 , IВ (I,), не е труд­
но да се изчислят трансформаторът и драйверното стъпало.
Импулсният трансформатор трябва да има големи индуктив­
ности на първичната и вторичната намотка с цел да се предават
драйверните импулси с малки изкривявания.
За определянето на капацитетите на ускоряващите конденза­
тори (III-12) се използват изразите
(III-40)
185

Qи.н.н
е з а р я д ъ т от и з в ъ н р е д н и т е неосновни носители в базо­
в а т а верига.
R n (паралелното съпротивление) м о ж е да се замени с о б р а т н о
включен д и о д .

Фиг. III-13

Фиг. III-14

За да се направи анализ на с т ъ п а л о т о , се п р е д л а г а з а м е с т и т е л ната схема от фиг. III-13.
Т р а н з и с т о р ъ т T1 на фиг. I I I - 1 3 а е заменен с един идеален из­
т о ч н и к на н а п р е ж е н и е , един ключ и п о с л е д о в а т е л н о с в ъ р з а н ре­
з и с т о р . На фиг. III-13 б е д а д е н а з а м е с т и т е л н а т а схема, при к о я т о
и з т о ч н и к ъ т на напрежение и останалите елементи са приведени
к ъ м вторичната намотка, к а т о с а пренебрегнати и н д у к т и в н о с т и т е
на разсейване, активните с ъ п р о т и в л е н и я на н а м о т к и т е и собстве­
ните им к а п а ц и т е т и . Т ъ й к а т о у п р а в л е н и е т о на крайните т р а н з и с т о р и
зависи от т о к а в ъ в в т о р и ч н а т а намотка, т о й т р я б в а да се опре­
д е л и . Т о в а р ъ т на с х е м а т а (Z2 ) е в х о д н о т о с ъ п р о т и в л е н и е на тран­
з и с т о р а Т2 ; Z2 (фиг. III-13 б) включва и импеданса на групата C2 R2 .
П о р а д и т о к о в и т е отскоци, к о и т о се получават при п р е в к л ю ч в а н е ,
т р я б в а да се определи т я х н о т о с ъ о т н о ш е н и е . Това е необходимо
за п р о е к т и р а н е т о на т р а н с ф о р м а т о р а
(III-41)
к ъ д е т о to+ е в р е м е т о за появяване на п о л о ж и т е л н и я импулс, а
tmax — tmaх — най-голямата широчина на импулса при Ш И М .
За времето
0<t<τmax
вторичният т о к i 2 щ е б ъ д е

(III-42)

186

Тогава параметърът Н може да се изрази с тока i 2 при двата
случая за t=0 и t= τmax (фиг. III-14):

(III-43)
Параметърът Н може да се определи, като се приеме мини­
малната стойност на вторичния ток i2min . От друга страна, индук­
тивността L2 на вторичната намотка е определена с израза (III-43),
ω
където са известни Н , Z 2 (Zвх ) , RCEsat , τ м а х ,
п = ω2 Тези величини
1
са определени от изискванията на транзистора и схемата:

(III-44)

където
RCEsat е съпротивлението
T2 , при насищане;

колектор — емитер на

транзистора

I В 2 —необходимият базов ток за крайния транзистор, който ще
го държи в наситено състояние за максимален колекторен ток.
Определянето на амплитудната стойност на първичния ток от
заместителната схема на фиг. III-13 а може да стане с израза

187

(III-45 )
М а к с и м а л н а т а стойност за i1 (t) се получава за t = τ max . Т о к ъ т
i 1 м о ж е да се определи и к а т о т о к на н а с и щ а н е т о на Т1 .
П р о е к т и р а н е т о на един приемлив д р а й в е р е н т р а н с ф о р м а т о р
м о ж е да стане, к а т о к о е ф и ц и е н т ъ т на т р а н с ф о р м а ц и я се изчис­
ли от (III-38).
За о п р е д е л я н е т о на к а п а ц и т е т и т е на у с к о р я в а щ и т е конденза­
т о р и се и з п о л з в а т и з р а з и т е (III-40).
III. 5. МОДУЛАТОР ЗА УСИЛВАТЕЛ КЛАС D
При всички поактически проекти на у е и л в а т е л и клас D се из­
п о л з в а широчинно-импулсна м о д у л а ц и я за получаване на модули­
рани по широчина п р а в о ъ г ъ л н и импулси, които управляват край­
ните им стъпала.
С ъ щ е с т в у в а т д о с т а схемни р е ш е н и я на широчинно-импулсни
м о д у л а т о р и , като повечето от т я х се р е а л и з и р а т с т р а н з и с т о р и
или интегрални схеми. Т у к се р а з г л е ж д а е д н о схемно р е ш е н и е ,
и з п о л з в а щ о операционни усилватели.
Н о р м а л н о широчинно-импулсно м о д у л и р а н и т е сигнали могат да
б ъ д а т произведени при с р а в н я в а н е т о на н я к а к ъ в в х о д е н сигнал с
т р и о н о о б р а з н о или т р и ъ г ъ л н о напрежение, и м а щ о д о с т а по-висока
честота.
П о л у ч а в а н е т о на широчина на импулсите, пропорционална на
големината на входните сигнали, зависи от типа на м о д у л а т о р а и
от това, д а л и у с и л в а т е л я т к л а с D е едноканален или д в у к а н а л е н —
клас AD или клас B D . П р и д в у к а н а л н и т е усилватели клас BD се
р а б о т и с два р а з д е л е н и канала: един за сигналите, по-големи от
нула, и д р у г за в х о д н и т е сигнали, по-малки от нула.
На фиг. III-15а е д а д е н а б л о к о в а т а схема на едноканален,
а н а фиг. I I I - 1 5 б — н а д в у к а к а л е н усилвател.
К а к т о бе пояснено в предишните глави, при използване на
т р и о н о о б р а з н о или т р и ъ г ъ л н о напрежение за широчинно-импулсна
м о д у л а ц и я могат да б ъ д а т о с ъ щ е с т в е н и т р и типа м о д у л а ц и и и
188

модулатори. При първия тип с помощта на трионообразното на­
прежение, се модулира иредният фронт. При втория се модулира
задният фронт, а когато тактовото триъгълно напрежение е сич
метрично по наклон, модулацията става по преден и заден фронт.

Фиг. III-15

Фиг. III-16

Предложеният широчинно-импулсен модулатор, съставен от линей­
ни операционни усилватели, съдържа генератор за симетрично
триъгълно напрежение, осъществен по схема на астабилен мултивйбратор и два компаратора, които генерират широчинно-импулсно модулирани сигнали. Изискванията към операционните
усилватели са да имат много голямо входно съпротивление и го­
лям коефициент на усилване (от порядъка над 60 dB). На фиг. Ш-16
е дадена схемата на един генератор на ЛИН с триъгълна форма,
а на фиг. III-17— графично изображение на напрежението. Приема
се. че осцилаторът е работил продължително време и е в уста­
новено състояние. На изхода се получава +Енаc (отпушен и за­
пушен интегрален модул). Ако за t=0 es=+Енаc, за
t=
ис =
=ut=Uл,
което е амплитудната стойност на триъгълното треп­
тение. Енаc е изходното напрежение на модула, работещ като
астабилен генератор, доведен до наситеното си състояние в клю­
чов режим. Това състояние е възможно да се получи при задействуване с твърде малки разлики между потенциалите, подадени
на двата входа на модула. Тази потенциална разлика се получа­
ва от напреженията за обратни връзки u t и u f . Изходното напре­
жени е си нме и поляритета в зависимост от това, кое от двете
напрежения на входа ще бъде по-голямо — u t (за положителната
обратна връзка) или u f . (за отрицателната обратна връзка). На­
прежението за положителна обратна връзка се осъществява чрез
интегратора R и С, а за отрицателна обратна връзка — чрез де-

189

лителя R1 и R2 . Когато инвертиращият вход, означен с ( - ) , стане
по-положителен от неинвертиращия ( + ) , тогава линейният опера­
ционен усилвател преминава в другото си състояние и es=-Енас.
Кондензаторът С се зарежда и разрежда с напрежение, което се

Фиг. III-17

приближава асимптотично до стойността Eнас и определя такто­
вата честота в зависимост от τ и напрежението за положителна
обратна връзка ut . Тази последователност на зареждане и разреж­
дане се повтаря непрекъснато (фиг. III-17). За интервала от време
Т на периода Т при допускане, че Z
0<t<
BX на операционния
2
усилвател е много голямо, трионообразното трептение се определя
чрез израза
(III-46)
където

T _ _
За времето — <
t<T
2

трептението ще има вида
(III-47)

Периодът на трептението се определя от (Ш-46) за t —

, ко­

гато ил(t) = Uл, т. е.
(III-48)

190

откъдето за периода се получава
(III-49)
Честотата на тактовото трионообразно трептение ще бъде
(III-50)

Фиг. III-18

Фиг. III-19

Независимо че съществуват транзисторни интегрални схеми на
компаратори, за целта е възможно да се използват и интегрални
модули на линейни операционни усилватели. Сравняваща схема за
един канал се дава на фиг. III-18. Широчинно-импулсната модула­
ция се осъществява за входния сигнал u вх . който именно опреде­
ля широчината на импулса (както се вижда от фиг. III-19). На
191

пасивния в х о д ( + ) се прилагат н а п р е ж е н и я т а
к о е т о се получава сумарният сигнал

uBX (t)

и u л (t), при

Cum (t) = AuBX (t) + Buл (t).
Той м о ж е да б ъ д е изразен и т а к а :

um(t).(RT +RS )=uвх (t)RТ +uл (t)RS .

(III-51)

О п о р н о т о н а п р е ж е н и е U r се избира с ъ в с е м малко по-голямо
от а м п л и т у д н а т а с т о й н о с т на линейно и з м е н я щ о т о се н а п р е ж е н и е
uл (t), т. е. U r > U л . Т а к а за в х о д е н сигнал uBX (t)= 0 и з х о д н о т о
напрежение на к о м п а р а т о р а ще б ъ д е нула. Когато u B X (t)>0, тога­
ва u m (t)>0 (фиг. III-19); к о м п а р а т о р ъ т ще с ъ з д а в а импулси ( к о и т о
ще имат една и с ъ щ а амплитуда) с различна д ъ л ж и н а , пропорцио­
нална на входния
сигнал — τ n = kUBX (t). Т а к а този канал ще про­
и з в е ж д а п о л о ж и т е л н и широчинно-импулсно м о д у л и р а н и сигнали.
На д р у г и я канал т р я б в а да се п о д а д е о т р и ц а т е л н о опорно напре­
ж е н и е — U r н а н е и н в е р т и р а щ и я в х о д ( + ) . Сигналите с е подават н а
и н в е р т и р а щ и я вход, означен с ( - ) , т а к а т о й ще п р о и з в е ж д а от­
рицателни импулси.
От г е о м е т р и ч е с к о т о подобие за фиг. III-19 (и фиг. III-18) при
условие, че и вх =const (за в р е м е т о на един период) се получава
(III-52)
В този случай е н е о б х о д и м о UЛ = Ur . Амплитудната с т о й н о с т на
трябва да б ъ д е много по-малка от Eнас за по-голяма линейност.
Т а к а експоненциално и з м е н я щ о т о се напрежение в ъ р х у кон­
д е н з а т о р а С ил (t) ще м о ж е по-точно да се апроксимира с линейно
и з м е н я щ о се.
К а т о се използват и з р а з и т е (III-49) и (III-52), се получава е д и н
и з р а з за з а в и с и м о с т т а на импулсната широчина от в х о д н и я сиг­
нал, опорното напрежение, с ъ п р о т и в л е н и е т о на р е з и с т о р и т е и на­
п р е ж е н и е т о за н а с и щ а н е при п ъ л н о о т п у ш в а н е на операционния
усилвател, р а б о т е щ в ключов режим:
UЛ

(III-53)
От (III-52) и (III-53) м о ж е да се направи извод, че τ и е про­
порционална на в х о д н и я сигнал и на периода на т а к т о в о т о треп­
тение и обратно пропорционална на опорното напрежение. П р и
намаляване на о п о р н о т о напрежение ще се получи увеличение на
отношението

192

И т а к а , к а т о се регулират

а м п л и т у д и т е на

триъгълното (или трионообразно) напрежение и опорното напре­
жение, може да се регулира усилването на целия усилвател чрез
модулатора.
III. 6. ВХОДНО СТЪПАЛО НА УСИЛВАТЕЛ КЛАС D
Предусилвателните стъпала, където става и дозирането на не­
обходимия сигнал за крайните стъпала, са твърде богати по схематика. Ако се приеме едно съвременно схемно решение — инте­
грална схема на операционен усилвател, то ще се яви, от друга
страна, и като опростява­
що задачата средство.
Основната функция на
входното устройство е да
обезпечава голям коефици­
ент на усилване по напре­
жение, голямо входно съ­
противление, а също така
да създава възможности
за включване на верига за
Фиг. III-20
ООВ и за честотни корек­
ции за комплектния усил­
вател. За теоретичното разглеждане на въпроса голямо улеснение
създава допускането, че се използва идеален операционен усил­
вател с почти безкрайно голям входен импеданс, почти нулев из­
ходен импеданс и голямо усилване по напрежение.
На фиг. III-20 се дава схема на входното устройство. За при­
етите допускания токът през входните клеми ще бъде практически
клонящ към нула и при създадената местна ООВ за интегралния
усилвател напрежението между входните му клеми ще клони към
нула u вх = 0 . Входът, означен с плюс ( + ) , е за неинвертираща
интегрална схема (пасивен вход), а с (-) — за инвертираща схема,
т. е. активен вход на операционния усилвател.
Горните допускания са валидни за схемата от фиг. III-20, къде­
то към пасивния вход на интегралния операционен усилвател се
подава полезният сигнал. За така направените допускания може
да се начертае опростената заместителна схема, показана на
фиг. III-21. От заместителната схема се получават изразите за
входния импеданс и коефициента на усилване по напрежение
(ZBX
И Кu ).
Импедансът Z 2 може да включва резистор или RС-група,
когато са необходими честотни корекции. RС-групата може да
13 Усилватели клас „D"

193

бъде шунтирана с два ценерови диода (фиг. III-22). Ценеровите
диоди ще изпълняват ограничителни функции спрямо входа, но
диодното им напрежение трябва да е малко по-голямо от необ­
ходимото напрежение за стопроцентова широчинно-импулсна мо-

Фиг. III-21

Фиг. III-22

дулация, защото в противен случай това напрежение ще изпъл­
нява роля на опорно. Като мярка за предпазване на входа на
предусилвателя могат да се включат два паралелни диода.
За анализ на входния усилвател при наличието на ООВ може
да се използва заместителната схема от фиг. III-21:

(III-54)
(за стъпалото).
194

(III-55)

Това е опростеният израз за Кu . Въз основа на фиг. III-21 може
да се напише:
u1 = i1 (Z1 +RT )-i3 R1
u2 = i1 R1 -i3 (R1 +Z2 )
където

(III-56)

Z1 е входният импеданс на операционния усилвател;
Z2 — импедансът на веригата за ООВ;
R1 — съпротивлението на резистора.
uвх =i1 Z1 ,
u2 =K'u uвх =К'ui1 Z1 ,

(III-57)

където
uвх е напрежението между входните клеми;
u1 и u2 са входящото и изходящото напрежение;
Ku е коефициент на усилване на операционния усилвател;
K' u —коефициент на усилване по напрежение при наличи­
ето на отрицателна обратна връзка.
За входния импеданс на усилвателя може да се напише

но

следователно
(III-58)
Коефициентът на
ще бъде

усилване по напрежение за предусилвателя

(III-59)

От (III-58) и (III-59) се вижда, че за да се получи голям вхо­
ден импеданс на предусилвателя и голямо усилване, е необходи­
мо същите параметри на интегралната схема да са завишени.
195

Важна особеност на операционния усилвател е дрейфът на
нулата, който при наличието на голям коефициент на усилване би
предизвикал значителен изходен сигнал без присъствието на вхо­
ден сигнал. Против това явление трябва да се вземат мерки.
III.7. ДЕМОДУЛАТОР
Ролята на това последно стъпало в усилвателите клас D е да
възпроизвежда първоначалния входен аналогов сигнал в истин­
ския му вид без каквито и да са изменения, изявени като из­
кривявания от нелинеен, фазов или честотен характер.
На входа на демодулатора се подават в най-общия случай
правоъгълни по форма токови или напрежителни импулси, моду­
лирани по продължителност (ШИМ, PWM), по брой на импулси­
те в пакет (ПИМ), чрез сгъстяване и разреждане на поредица им­
пулси (ФИМ) или по друг начин.
Честотата на повторение на тези. тактови (превключващи,
Switching) импулси, наречена още носеща, е няколко пъти по-го­
ляма от честотата на полезния входен сигнал. Това налага усред­
няване на по-високочестотните почти правоъгълни импулси с цел
получаване на аналоговото полезно трептение
Оттук се опреде­
ля и схемната особеност на демодулатора като филтър от RLC
тип. Този филтър може да бъде еднозвенен или по-сложен, от
паралелен, последователен или комбиниран тип.
За получаване на реална представа за стойностите на индук­
тивностите и капацитетите на филтъра в някои публикувани схе­
ми на усилватели клас D е дадена сравнителната таблица III-1.
Анализът за напрежителния пад върху товарното съпротивление
за схемата на напрежително-ключовото стъпало (фиг. II-15 б) при
стационарен режим [51] дава следната зависимост:

където

196

ωт е тактовата честота;
ω0 — честотата на свободните трептения на LCRT
дователен резонансен кръг;
α — коефициентът на затихването.

после­

197

4

3

2

1

Схема на модулатора

Забележка

Т а б л и ц а III-l

198

6

5

Схема на модулатора
Забележка

П р о д ъ л ж е н и е н а т а б л и ц а III-1

(III-60)
за е д н о п о л я р н и схеми.
В случая, к о г а т о ч е с т о т а т а на свободните трептения на
фил­
т ъ р а е равна на т а к т о в а т а честота, н а п р е ж е н и е т о в ъ р х у товарно­
то съпротивление ще б ъ д е равно на
(III-61)

Т о к ъ т в т р а н з и с т о р и т е ще б ъ д е равен на нула в момента на
превключването, ето з а щ о д е м о д у л а т о р ъ т
LCRТ
трябва
да се
н а с т р о й в а на ч е с т о т а т а на с в о б о д н и т е т р е п т е н и я , а не на често­
т а т а на п о с л е д о в а т е л н и я резонанс.
Д е м о д у л а т о р ъ т (LCRT ф и л т ъ р ) т р я б в а да има голям
качест­
вен фактор:
(III-62)

О п р е д е л я н е т о на L и С става от (III-62) и (III-60):
(III-63)
(III-64)

Т а к а о п р е д е л е н и т е елементи на д е м о д у л а т о р а са
подходящи
за случаите на р а б о т а при по-високи честоти, к о г а т о
работната
ч е с т о т а е и т а к т о в а — к л а с D и к л а с D W T . При нискочестотните усилватели [51] могат да се и з п о л з в а т зависимостите
(III-66)

Ф о р м у л а т а (Ш-66) се получава от (III-63) за приети означения
на ω T = ( 5 - 7 ) Ωн.ч.max и за Q = 7 - 1 0 .
А к о се приеме, че д е м о д у л а т о р ъ т е нискочестотен ф и л т ъ р ,
к о й т о пропуска едно трептение до т р е т а т а му хармонична, а
в
199

усилвателя се използва двутактно стъпало, което ще елиминира
втората хармонична съставна на усилваното трептение следва, че
към демодулатора ще се подадат първа и
трета хармонична
съставна от сигнала. Но като се пренебрегне нищожно малката
мощност на третата хармонична, цялата полезна мощност, която
може да се добие, е мощността от първата хармонична на треп­
тението. Това допускане дава един коефициент на полезна мощ­
ност, непревишаващ 78,6% [9]. Допускането, че демодулаторът е
нискочестотен филтър, се опровергава на практика, тъй като има
усилватели, работещи с коефициент на полезно действие от по­
рядъка на 8 0 - 9 8 % .
От всичко това става ясно, че демодулаторът не е обикновен
нискочестотен филтър, а трансформиращ интегратор, който пре­
образува мощността на импулсите от по-високочестотната част
на спектъра в такава с по-ниска честота.
Демодулаторът-интегратор е важно стъпало в ключовия усил­
вател, защото от него зависи не само демодулирането, ко и пре­
образуваното трансформиране. Демодулаторът определя до голя­
ма степен и честотните и нелинейните изкривявания.
За съжаление за тази несложна в схемно отношение филтрова конфигурация няма създаден ефективен математически апарат
за изчисление на RLC елементите и определяне на начина за свърз­
ването им и броя на звената. Така стои въпросът с простото на
вид последно стъпало на усилвателите клас D.
В литературните източници [7, 8, 9, 11 и 13] са посочени ня­
какви математически решения, които не отговарят напълно на
определението, че демодулаторът е интегриращ
преобразувател.
Демодулаторът може да се представи като реактивна система с
комплексно съпротивление.
Въз основа на теорията за обобщените функции в литератур­
ните източници [11 и 12] са разработени математически изслед­
вания, които използуват правите и обратни преобразувания на
Лаплас за анализа на демодулатор от RC тип. Този анализ е
доста сложен и обемен и се използува само за изчислението на
най-прост интегратор-демодулатор, състоящ се от една RС-група.
Естествено е, че такава схема все още няма практическо зна­
чение (фиг. III-23), но авторите се надяват, че този анализ ще се
усъвършенствува и ще стане възможно неговото използване и
за по-сложни RLC схемни решения на демодулатори.
За четири модулирани импулса в един период Т на модули­
ращото трептение за капацитета на кондензатора се получава
С =
200

2T .

RT

П р и по-голям брой импулси оптималният капацитет на конден­
затора ще бъде
(III-67)

Фиг. III-23
Т
От
анализа
за
RТ
нелинейните изкривявания в [11] се получава, че за 1% нелинейни изкривявания на и з х о д я щ и я сигнал е
необходимо
тактовата
ч е с т о т а да б ъ д е 16 п ъ т и по-висока от най-високата
честота
Fв
на усилвания сигнал. Това е естествено, но при използване на
по-сложни схеми с индуктивно-капацитивни елементи е
възмож­
но да се получат незначителни изкривявания и при по-малки съот­
н о ш е н и я на тези честоти, например ƒт = ( 5 - 1 0 ) Fв .
Поради
липсата на м а т е м а т и ч е с к и
апарат за определяне на
елементите на по-сложни схеми на д е м о д у л а т о р и ще се използват
и з р а з и т е от (III-60) до (III-69).
За получаване на висок к. п. д. на ф и л т ъ р а е необходимо
(III-68)
За µ = 6 б р о я импулси в период С = 1,54

За да се получи м а л ъ к к о е ф и ц и е н т на п р е д а в а н е на ф и л т ъ р а ,
т р я б в а да е и з п ъ л н е н о у с л о в и е т о
(III-69)
К о е ф и ц и е н т ъ т на и з г л а ж д а н е се определя от

(III-70)
201

Последният коефициент е получен при пренебрегване на ка­
пацитивното съпротивление на следващия филтър в случаите на
употреба на многозвенни филтри. В тези случаи за произведение­
то на еквивалентните капацитет и индуктивност се дава зависи­
мостта (III-71), от която може да се определят L, С, L e и С e на
еднозвенен и многозвенен филтър.

(III-71)
п е броят на звената на филтъра;
q — приетият коефициент на изглаждане;
ω — честотата на първата хармонична.
На фиг. III-24 е даден един тризвенен филтър. Коефициентът
на изглаждане за три звена се приема обикновено q = 1000. След­
ват два примера за определяне L .С и L e . Сe : ,

За тризвенен филтър

Фиг. III-24

От (III-69) за капацитета и индуктивността се получава

при избран капацитет С = 5 p,F, L = 0,51 mH.
Ако филтърът е тризвенен с еднакви индуктивности
цитети, ако се избере Сe = 0,5 µ F , тогава Le —0,55 mH.
202

и капа­

Глава

четвърта

IV.1. ЕКСПЕРИМЕНТАЛНИ ДАННИ

ЗА УСИЛВАТЕЛ КЛАС D

На практика получаването на схемно решение, което да удов­
летвори теоретическите възможности на усилвателите клас D,
представлява много голям интерес. Практическите резултати са
получени от схеми, използващи модулаторни стъпала, изпълнени
както с транзистори, така и с операционни усилватели. Крайните
стъпала са безтрансформаторни предимно с галванична връзка.
Едно примерно изпълнение на широчинно-импулсен модулатор с

Фиг. IV-1

операционни усилватели се посочва на фиг. IV-1. Модулаторът е
съставен от предусилвател, генератор на линейно изменящо се
напрежение с форма на триъгълник и компаратор. Използваните
безтрансформаторни крайни стъпала са в транзисторно изпълне203

ние. Генераторът на триъгълно
напрежение е изпълнен е
операционен усилвател от типа µА709 или други по-високочестот­
ни типове по схема на симетричен мултивибратор-автогенератор
с период на повторение

Фиг. IV-2

Опорното тактово напрежение за компаратора (Еоп) се избира
малко по-голямо от амплитудата на полезния сигнал. Широчина­
та на правоъгълните импулси е зависима от входния сигнал, пе­
риода и амплитудата на триъгълното по форма напрежение. При
двуфронтова модулация тя се изразява така:

където
С посочената комбинация от широчинно-импулсен модулатор
и транзисторно крайно стъпало (от посочените в първа глава) с
двойка транзистори 2 N 3 0 5 5 се получава изходяща мощност, поголяма от 150 W.
На следващите графики са дадени резултатите от експери­
менталните изследвания. На фиг. IV-2 се дава зависимостта на

204

коефициента на ШИМ от честотната лента. На чертежа са посо­
чени пет графики при параметър честотата на тактовото напре­
жение. Виждa се, че при 100 kHz се получава задоволителна ли­
нейност. Интересен е фактът, че за честота 100 Hz на полезния

Фиг. IV-3

сигнал един полупериод се получава от 1000 импулса при ƒт =
= 100 kHz. За образуването на един полупериод на полезния сиг­
нал при честота 1000 Hz са необходими 100 импулса при съща­
та тактова честота. При 10 kHz полупериодът се образува от
10 импулса и т. н. От това следва, че ниските честоти са обла­
годетелствувани и както се вижда от фиг. IV-2, те са приповдиг­
нати. Неравномерностите на характеристиките се дължат на чес­
тотните свойства на операционните усилватели и резонанса на
демодулатора.
На фиг. 1V-3 се дава зависимостта на коефициента на ШИМ
от входния сигнал при параметър същите пет тактови честоти
50, 75, 100, 150 и 200 kHz. Тук, също както и в предишния слу­
чай, най-голяма линейност се получава при тактова честота
100 kHz. С увеличение на тактовата честота амплитудите на ЛИН
намаляват, така че при запазване на константен входен сигнал
съотношението му спрямо амплитудата на ЛИН се изменя и се
увеличава дълбочината на модулацията.
205

Изменението на коефициента на нелинейните изкривявания в
зависимост от честотната лента се посочва на фиг. IV-4 при ƒ т =
= 60 kHz и изходяща мощност 80 W. Кривата 1 се отнася за еднозвенен филтър-демодулатор, а 2 — за многозвенен. Амплитуди-

Фиг. IV-4

Фиг. IV-5

те на високочестотните хармонични съставни се намаляват по
стойност, когато правоъгълното трептение се демодулира чрез
многозвенен демодулатор, а някои от тях се елиминират. Така
модулирането на нискочестотния сигнал от правоъгълните импул­
си с тактова честота може да се сведе до минимум (фиг. IV-13).
При еднозвенен Г-образен демодулатор се забелязва резонансен ефект в честотната лента от 100 Hz до 1000 Hz за този
случай. Личи пропускането и на хармонични съставни в обхвата
на по-високите честоти от лентата на усилване, чрез което се по206

л у ч а в а т по-големи стойности за

коефициента на нелинейните из­

кривявания.
На фиг. IV-5 е посочена получената зависимост на коефициен­
та на нелинейните изкривявания от и з х о д я щ а т а м о щ н о с т при по-

Фиг. IY-6

лезен сигнал с FH = 1000 Hz и т а к т о в о трептение с ƒт = 60 k H z .
Повишението на стойността на клирфактора с увеличаване на
м о щ н о с т т а се д ъ л ж и на насищането на дросела, намалението на
стойността на качествения ф а к т о р и изменението на
индуктив­
ността, вследствие на к о е т о се изменят
резонаксните
свойства
на д е м о д у л а т о р а и се пропускат хармонични с ъ с т а в н и к ъ м т о в а р а .
Изменението на к . п . д . в зависимост от н а р а с т в а н е т о на из­
х о д я щ а т а м о щ н о с т е показано на фиг. IV-6. Т а з и крива е
полу­
чена при т а к т о в о трептение с ƒт = 6 0 kHz и полезен
нискочестотен сигнал 1000 Hz.
Коефициентът на полезно действие в зависимост от
Ризх
се
определя от и з р а з а

П о в и ш а в а н е т о на з а х р а н в а щ о т о напрежение, а о т т а м и
нама­
ляването на стойността на коефициента UCEsat /Е0 позволява к. п. д.
да нарасне до максимално в ъ з м о ж н а т а практическа с т о й н о с т .
Практическите резултати са получени при
използуването
на
Ш И М , о с ъ щ е с т в е н а при сравняването на синусоидален входен

207

сигнал с т р и ъ г ъ л н о Л И Н , показано на фиг. IV-7 и фиг. IV-8. О с ц и л о г р а м и т е са заснети при ƒт = 60 kHz. За да се получи линей­
но и з м е н я щ о се н а п р е ж е н и е при по-висока ч е с т о т а с ъ с
задово­
л и т е л н о праволинейни ф р о н т о в е и б е з з а о б л я н е на ъ г л и т е , са

Фиг. IV-8

н е о б х о д и м и в и с о к о ч е с т о т н и операционни усилватели. На фиг.IV-9
е д а д е н а о с ц и л о г р а м а на м о д у л и р а н о т р и ъ г ъ л н о
напрежение
с
к о е ф и ц и е н т (дълбочина) на м о д у л а ц и я около 100 %.
Получените п р а в о ъ г ъ л н и импулси след м о д у л а т о р а се у с и л в а т
от к р а й н о т о с т ъ п а л о , к о е т о работи в ключов режим. Осцилограми на широчинно-импулсно модулирани и след това усилени пра­
в о ъ г ъ л н и импулси са д а д е н и на фиг. IV-10 и фиг. IV-11.
208

На фиг. IV-12 са показани Ш И М сигнали, получени на и з х о д а
иа к р а й н о т о с т ъ п а л о и синусоидален изходен сигнал, взет
след
д е м о д у л а т о р а от т о в а р н и я р е з и с т о р . О с ц и л о г р а м а т а е з а с н е т а с
д в у л ъ ч е в о с ц и л о г р а ф . Ясно личи
недостатъчната
демодулация

Фиг. IV-9

Фиг. IV-10

Синусоидалният сигнал с ъ д ъ р ж а п ъ л н е ж с честота, равна на так­
товата. Т а к ъ в п ъ л н е ж е показан на фиг. I V - 1 3 при разтегляне на
осцилограмата и за uвх = 0.
На фиг. I V - 1 4 е показана интересна осцилограма, получена с
д в у л ъ ч е в осцилограф. Д е м о д у л а ц и я т а е за самата т а к т о в а често­
та. На практика е получен усилвател клас D W T , който м о ж е да
б ъ д е използван за и н д у к ц и о н н о
нагряване, за крайно с т ъ п а л о на
р а д и о п р е д а в а т е л и и д р у г и цели.
14 Усилватели клас "D"

209

Предишните осцилограми се отнасят за ключов едноканален
двутактен усилвател, използващ двустранна широчинно-импулсна
модулация (цялото определение може да се изрази с буквената
комбинация ADw).

Фиг. IV-11

Фиг. IV-12

За такъв усилвател е
за изходното напрежение,
ност 100 W.
В заключение може да
гат да послужат като база
ния при използването на
210

показана осцилограмата на фиг. IV-15
заснета при товар 4Ω и полезна мощ­
се каже, че получените резултати мо­
за разработка на нови схемни реше­
интегрални елементи и в.ч. ключови

Фиг. IV-13

Ф и г . VI-14

Фиг. IV-15

211

транзистори с минимални остатъчни напрежения и параметри,
удовлетворяващи изискванията на тези усилватели в конкретни­
те области на приложение.
IV.2. НЯКОИ СВОЙСТВА НА ШИРОЧИННО -ИМПУЛСНАТА
МОДУЛАЦИЯ

Поставената в този раздел цел е да се определи по какъв
начин влияят честотата и видът на едно линейно изменящо се
трептение върху широчинно-импулсната модулация. Предлага се
един геометрически способ, въз основа на което се правят ня­
колко полезни извода.
Знае се, че за широчинно-импулсна модулация, осъществена
с помощта на линейно изменящо се напрежение, се използват
три основни начина. При първия начин модулацията се извърш-

Фиг. IV-16

ва по преден фронт (фиг. IV-17) — наклоненият преден фронт осъ­
ществява модулацията, а задният стръмен фронт фиксира такто­
вия период. Вторият начин на модулация е по заден фронт —
фиг. IV-16, а при третия модулацията се осъществява по преден
и по заден фронт — фиг. IV-18.

212

Нека за опростяване на изводите да се приеме, че линейно
изменящото се напрежение е със строго линейна форма, което
на практика се постига с голямо приближение. Приема се също,
че съществува опорно (прагово) напрежение Еап, равно по стой­
ност на амплитудата на линейно изменящото се напрежение.

Фиг. IV-17

Подаденият на входа на широчинно-импулсния модулатор сиг­
нал се смесва с линейно (триъгълно или трионообразно) изме­
нящо се напрежение и го измества в съответствие с конфигура­
цията си. При наличието на опорно напрежение (Еоп) компараторът-модулатор ще „реже" върховете на ЛИН в моментите, кога­
то сумарната стойност на двете напрежения надвиши тази на
опорното напрежение. Широчините на изрязаните „триони" или
„триъгълници" са пропорционални на големината на входния сиг­
нал.
В примерите се приема, че входното напрежение (ес ) се изме­
ня линейно. От фиг. IV-16 се вижда, че
u1 =0, u3 =2u2 ; u4 =u3 +u2 =3u2 ...; un =(n-1)u2 .

213

Фиг. IV-18

където

Тт е периодът на тактовите импулси;
E o n —опорнот о (праговото) напрежение;
u1 , u2 , u3 , . . ca стойности на входния сигнал във функция от вре­
мето; u k = е с ( tk )=u в х h k ;
τ 1 , τ 2 , τ 3 , . . .— продължителности на импулсите, т. е. елементите
на ШИМ; τ k = τ u ( t k ) .
За мощностите, които съответствуват на времената tl , t2 , . . .
t n може да се напише:
214

(IV-2)
където
е функция на тока и напрежението при насищане;
а — константа, зависеща от входния сигнал.
Извод № 1: При ШИМ по заден фронт, осъществена чрез ли­
нейно изменящо се трионообразно напрежение, продължителност­
та на импулсите и мощността са линейни функции на входния
сигнал.
За ШИМ по преден фронт, която се илюстрира с фиг. IV-17,
може да се напише следното:

(IV-3)
По отношение на мощностите, които при ключов режим могат
да се определят като линейна функция на площите, може да се
напише:

..........
(IV-4)
Извод № 2 : При ШИМ по преден фронт, осъществена чрез
линейно изменящо се трионообразно напрежение, продължител215

ността на импулсите и мощността са линейни функции на вход­
ния сигнал.
Въз основа на фиг. IV-18 могат да се напишат следните ра­
венства:

(IV-5)
За мощностите може да се напише:

(IV-6)

Фиг. IV-19

Извод № 3: При двуфронтова ШИМ, осъществена чрез линей­
но изменящо се триъгълно напрежение, широчините на получени216

те импулси и съответствуващите им мощности са линейни функ­
ции на модулиращия входен сигнал.
Интересно е да се определи какви ще бъдат съотношенията
между импулсните ширини τ', τ'' и τ''' при различни наклони на
фронтовете за един и същ период. Това е показано на фиг. IV-19,
където ес е входният сигнал, Еоп — опорното прагово напре­
жение, Uл — амплитудата на линейно изменящото се напрежение
(uл — моментната стойност), Тτ — периодът на тактовото на­
прежение, а τ', τ'' и τ''' са продължителностите на импулсите,
т. е. времето за отпушено състояние на драйвера и крайното
стъпало.
За удобство се приема, че входният сигнал остава постоянен
за целия период. От подобието на малките и големите триъгъл­
ници ABC', A'B'C', ABC", А"В"С", A B C " ' и А " ' В " ' С " ' следва:

(IV-7)
Извод № 4: Относителната импулсна широчина за даден пе­
риод от време при ШИМ остава една и съща за всякакви накло­
ни на триъгълното или трионообразното линейно изменящо се на­
прежение.
От фиг. IV-20 и фиг. IV-21 може да се прецени как влияе
честотата на линейно изменящото се напрежение върху широчи­
ните на импулсите при едно и също време на разглеждане. За

Фиг. IV-20

опорно време се избира периодът на по-нискочестотното ЛИН.
На фиг. IV-20 ƒ - 2ƒ , а на фиг. IV-21 съотношението на честоти2

1

217

те е f 3 = 3 f 1 От п о д о б и е т о на т р и ъ г ъ л н и ц и т е от фиг. IV-20
ж е д а с е напише:

От фиг. IV-21

мо­

следва:

Фиг. IV-21

следователно
τ(f1)=2τ(f2)=3τ(f3)=

...= nτ(fn),

където
f2=2f1;

f3=3f1;

....;

fn= nf1.

И з в о д № 5: П р и Ш И М , о с ъ щ е с т в е н а с п о м о щ т а на к о н с т а н т е н
сигнал при з а д а д е н интервал от време, сумата от широчините на
импулсите се запазва с ъ щ а т а независимо от ч е с т о т а т а на такто­
в о т о напрежение.
И з в о д № 6: И з х о д я щ а т а м о щ н о с т се запазва винаги е д н а и
с ъ щ а при различни честоти на превключване.
Е с т е с т в е н о на п р а к т и к а т о в а не е н а п ъ л н о вярно, з а щ о т о с
п о в и ш а в а н е на т а к т о в а т а
честота
загубите от превключванията
с е увеличават.
И з в о д № 7 : Ч е с т о т н а т а нестабилност на н а п р е ж е н и е т о с так­
т о в а ч е с т о т а при Ш И М не о к а з в а влияние на д ъ л б о ч и н а т а на
модулацията.
К а т о заключение м о ж е да се к а ж е , че са направени с е д е м
м н о г о с ъ щ е с т в е н и извода з а широчинно-импулсната м о д у л а ц и я

218

219

Фиг. IV-22

осъществена с помощта на линейно изменящо се напрежение.
Независимо че изводите са направени за константен сигнал, те
важат и за променлив сигнал. Линейната зависимост на изходния
сигнал от продължителността на импулсите се запазва както за
синусоидални, така и за несинусоидални входни сигнали.
Изводите са направени за опорно-прагово напрежение, равно на
амплитудната стойност на ЛИН ( U л = Е о п ) , това е необходимо
условие за осъществяване на модулация с коефициент от нула до
единица. Ако Еоп < Uл , ще се получава винаги някаква моду­
лация и без подаден входен сигнал. При Uл < Еоп няма да може
да се постигне 100 % дълбочина на модулацията.
На фиг. IV-22 са начертани три вида ЛИН с три различни
честоти и форми, с което се дава възможност да се направи срав­
нение за влиянието както на формата, така и на честотата вър­
ху Ш И М
Независимо че u1л е с триъгълна форма, а u3л и u6л с трионообразна и че те имат различни честоти, сумарната дължина на
импулсите за периода Тт (Т3 ) или за друго време остава една и
съща.
За случая τ i1 = Зτ i 3 = 6τ i6 (за Еоп), а също τ' i1 = Зτ' i3 = 6τ' i6 (за Е'оп ).
Като заключение може да се направи още един извод, който
е следствие на направените вече и на съществуващата права про­
порционалност между импулсните широчини и изходящия сигнал.
Извод№ 8: Поради доказаната линейна зависимост между вход­
ния сигнал, продължителността на импулсите при ШИМ и им­
пулсната мощност при усилвателите клас D съществува линейна
зависимост между входния и изходния сигнал.
От този извод следва, че от теоретическа гледна точка усил­
вателите клас D не създават нелинейни изкривявания, т. е. k = 0.
На практика съществуват причини за възникване на нелинейни и
интермодулацнонни изкривявания, но те могат да бъдат сведени
до минимум.

IV. 3. ГРАФИЧНИ ЗАВИСИМОСТИ ЗА УСИЛВАТЕЛИТЕ КЛАС D,
ПОЛУЧЕНИ ОТ ЕИМ
1.ИЗСЛЕДВАНЕ НА ФOРМУЛАТА ЗА ИЗХОДЯЩАТА МОЩНОСТ

Като се използват математически изрази, изведени във втора
глава и с помощта на специално съставени програми на алгорит­
мичния език FORTRAN IV са получени голям брой зависимости,
220

удобни за оценка на отделни параметри на усилвателите клас D.
Първите зависимости са получени от формулата за изходяща­
та мощност

Фиг. IV-23

221

Т а з и ф о р м у л а е валидна за у с и л в а т е л и т е клас A D w и BDvv.
Получени с а м н о ж е с т в о зависимости з а и з х о д я щ а т а м о щ н о с т к а т о
ф у н к ц и я на з а х р а н в а щ о т о напрежение, н а п р е ж е н и е т о при насищане,
т о в а р н о т о с ъ п р о т и в л е н и е и к о е ф и ц и е н т а на м о д у л а ц и я . Останали-

Фиг. IV-24

222

те величини са взети като параметър с неизменни стойности. Ка­
то са използвани само една част от получените числени стойности
на тези зависимости, са начертани съответните графики.

Фиг. IV-25

На фиг. IV-23 са дадени три зависимости на изходящата мощ­
ност Рт от Е 0 при параметри U CEsat = 0,5V, Rt = 4Ω и от m= 0,2, 0,4
223

и 0,6. Вижда се, че с увеличаването на захранващото напрежение
изходящата мощност расте параболично.
Увеличаването на степента на модулация довежда до повиша­
ване на изходящата мощност. Така например за m = 0,2; РT =
50W, при m = 0,4 изходящата мощност се увеличава на

Фиг. IV-26

224

2 0 0 W и за m = 0,6, Р T =450W. П о д о б н и са зависимостите на фиг.
IV-24 и фиг. IV-25. При т о в а р н о с ъ п р о т и в л е н и е 8Ω и с ъ щ и т е , как­
то по-гoрe параметри U CEsat = 0,5V и m = 0,2, к а к ъ в т о е случаят от
фиг. IV-23a, и з х о д я щ а т а м о щ н о с т (фиг. IV-24a) е два п ъ т и по-

а)

б)

в)
Фиг. IV-27

15 Усилватели клас „D"

225

малка (от 50W тя намалява на
= 16Ω тя намалява вече четири
При графиките за случаите
ветно 200W (R T = 4 Ω ) , 100W

25 W), а на фиг. IV-25 а при Rт=
пъти и получава стойност 12,5W.
б при т=0,4 мощностите са съот­
(RT = 8 Ω ) и 50W (R T = 1 6 Ω ) .

а)

б)

в)
Фиг. IV-28

226

При графиките за случаите в за т = 0,6 РТ , се изменя от 440W
(за R T = 4 Ω ) на 220W (за
R T =8Ω)
и 110W (за R T = 1 6 Ω ) .
Друга интересна зависимост е показана на фиг. IV-26, където
може да се отчете влиянието на напрежението на насищане на
транзистора U CEsat
върху изходящата мощност РТ . Тук се виж-

а)

б)

в)
Фиг. IV-29

227

да к а к с н а р а с т в а н е на о с т а т ъ ч н о т о напрежение UcEsat полевната м о щ н о с т се понижава. С л е д о в а т е л н о н а г л е д н о е показана пол­
з а т а от у п о т р е б а т а на т р а н з и с т о р и
с ниско н а п р е ж е н и е на на­
с и щ а н е за у с и л в а т е л и клас D. Г р а ф и к и т е са дадени за три стой­
н о с т и на з а х р а н в а щ о т о н а п р е ж е н и е Е 0 (20V, 60V и 100V). В и ж д а
се много я с я о как с увеличаването на Е 0 р а с т е т в ъ р д е чувстви­
т е л н о и з х о д я щ а т а м о щ н о с т . Например на фиг. IV-26 а при Е 0 =
20V, Р т = 5 0 W , а з а Е o = 1 0 0 V , P т = 1 2 4 0 W . И з в о д ъ т , който м о ж е
да се направи от т е з и графики, е да се използва, д о к о л к о т о то­
ва е в ъ з м о ж н o , по-високо
захранващо
напрежение.
От същи­
те
г р а ф и к и се
вижда,
че
при
увеличаване
на
товарното
с ъ п р о т и в л е н и е и з х о д я щ а т а м о щ н о с т намалява; например за слу­
чай б т о в а р н о т о съпротивление е два п ъ т и по-голямо, а Р т —
д в а п ъ т и по-малка, а за случай в (фиг. IV-26a) R T е четири п ъ т и
по-голямо, а и з х о д я щ а т а м о щ н о с т намалява четири пъти.
Д р у г а зависимост, к о я т о се о т ч и т а ш е и в п р е д и ш н и т е графи­
к и , е тази на и з х о д я щ а т а м о щ н о с т Р т от т о в а р н о т о съпротивле­
ние R T . Тя е показана на фиг. IV-27. И н т е р е с н о т о т у к е, че тази
зависимост не е линейна, а експоненциална. Като п а р а м е т ъ р се
използва
отношението между
захранващото
напрежение и на­
п р е ж е н и е т о при н а с и щ а н е .
На фиг. IV-28 а, б, в са д а д е н и г р а ф и к и т е на з а в и с и м о с т т а
м е ж д у к о е ф и ц и е н т а на Ш И М т и и з х о д я щ а т а м о щ н о с т RT . И т у к
за п а р а м е т ъ р

са взети

т р и стойности на о т н о ш е н и е т о

Е0

U СЕsat

От
ф и г у р и т е отново става ясно к о л к о е голяма ползата от ра­
б о т а с високи з а х р а н в а щ и н а п р е ж е н и я и ниски н а п р е ж е н и я на
насищане.
На фиг. IV-29 са д а д е н и г р а ф и к и за з а в и с и м о с т и т е м е ж д у m
и г), които са линейни. К а т о п а р а м е т ъ р са използвани с ъ щ и т е от­
н о ш е н и я м е ж д у Е0 и UС Е s a t .
2. ГРАФИЧНИ ИЗСЛЕДВАНИЯ ЗА К. П. Д. НА УСИЛВАТЕЛИТЕ КЛАС ADw2

Следващите
графични
зависимости са построени в ъ з основа
н а а л г о р и т м и ч н и т е програми, изследвани н а Е И М . З а г р а ф и к и т е
са използвани част от числените стойности, получени с п о м о щ т а на
е л е к т р о н н а изчислителна машина. Ф о р м у л а т а за к. п. д., к о я т о е
п о с л у ж и л а за и з с л е д в а н и я т а (II-17), има следния вид:

228

На фиг IV-30a, б и в се показва каква е зависимостта на к. п. д
от товарното съпротивление. Интересното е това, че с увелича­
ване на RT , намалява не само мощността, но и к. п.
За висок
к.п.д. е необходимо UCEsat да бъде колкото е възможно по-малко.

а)

б)

в)

Фиг. IV-30

229

На фиг. IV-31 е изобразена графически получената с помощта
на ЕИМ зависимост на к. п. д. от напрежението при насищане.
И от трите случая за R т = 4 , 8 и 16 Ω се вижда колко много се
изменя к. п. д. в зависимост от малките в сравнение с Е0 изме­
нения на U CEsat .Това изменение е толкова по-голямо, колкото са

а)

б)

в)
Фиг. IV-31

230

по-ниски захранващите напрежения. От казаното може да се на­
прави, изводът, че е по-правилно да се работи например с два
транзистора, паралелно свързани, отколкото с един транзистор,
имащ същата мощност, но по-високо напрежение при насищане.

а)

б)

в)
Фиг. IV-32

231

От ф и г у р а т а се в и ж д а , че за Е 0 = 20V при и з м е н е н и е т о на
U CEsat
о т 0,3V д о 3V к. п. д . п р о м е н я с в о я т а стойност от 2 5 %
до 7 5 % , т. е. п о л у ч а в а се намаляване на е ф е к т и в н о с т т а с 5 0 % .
Това е т в ъ р д е
голямо
намаление и т р я б в а да се и м а п р е д вид.
С л е д в а щ и т е г р а ф и к и за у с и л в а т е л и т е клас ADw са показани
на ф и г . IV-32. Те се о т н а с я т до з а в и с и м о с т т а на к. п. д. от за­
х р а н в а щ о т о н а п р е ж е н и е при п а р а м е т ъ р U CEsat
3. ГРАФИЧНИ ИЗСЛЕДВАНИЯ ЗА К. П. Д. НА УСИЛВАТЕЛИТЕ КЛАС BDw

П о к а з а н и т е г р а ф и к и з а т е з и усилватели с а получени о т и з р а з а
за к. п. д. (II-29) с п о м о щ т а на е л е к т р о н н а изчислителна м а ш и н а .

На фиг. I V - 3 3 са д а д е н и аналогични г р а ф и к и , к а к т о на фиг.
IV-З0. И н т е р е с н о т о т у к е, че и за т р и т е случая а, б и е при приетите
три с т о й н о с т и за о т н о ш е н и е т о

Е0

(10, 30 и 50) к а т о парамеUCE sat
т ъ р се п о л у ч а в а винаги по-голям к. п. д. в сравнение с т о з и при
у с и л в а т е л и т е к л а с ADw. П о т в ъ р ж д а в а т се р е з у л т а т и т е от изслед­
ванията на М а р т и н , че при активен т о в а р у с и л в а т е л и т е клас B D w
имат по-голям к. п. д., о т к о л к о т о този на клас ADw. Т о в а личи
-3
от сравнението, к о е т о се прави например за т = 0,2, ICEO = 2 0 . 1 0 А ,
-2
τ ф / T = 0,2.10
и R T = 4Ω:
E0 /UCEsat
30
50
10
µ,%(ADw)
15,5
38
51
µ,%(BDw)
37,5
64
72
Такова сравнение м о ж е да се направи и за д р у г и с т о й н о с т и на
к о е ф и ц и е н т а на м о д у л а ц и я (например за случаите от фиг. IV-ЗЗб, в
и с ъ о т в е т н о фиг. IV-30 б, в), но от всички т е з и д а н н и личи значи­
т е л н о по-високият к. п. д. за д в у к а н а л н и т е усилватели клас B D w
при активен т о в а р , о т к о л к о т о к. п. д. на е д н о к а н а л н и т е усилва­
т е л и клас ADw.
На фиг. IV-34 са д а д е н и графичните х а р а к т е р и с т и к и за дву­
к а н а л н и т е усилватели клас B D w на з а в и с и м о с т т а на к. п. д. от
н а п р е ж е н и е т о при н а с и щ а н е на
т р а н з и с т о р а . О т н о в о я с н о се
в и ж д а к о л к о много се п о н и ж а в а к. п. д . с п о в и ш а в а н е
U CEsat Н а п р и м е р при E0 = 20V к. п. д. се п о н и ж а в а от 89% на 55% за

232

U СЕsat
изменение на
от 0,3V до 3 V при RT = 4Ω. Такъв е ха­
рактерът на измененията и при другите две графики (б и е). Тук
също може да се направи сравнение, както по-горе например за

a)

б)

в)
Фиг. IV-33

233

a)

б)

в)
Фиг. IV-34

234

ти
на

Д а н н и т е за усилвателите клас ADw при активен т о в а р са взе­
от графиките на фиг. IV-31. О т н о в о се д о к а з в а п р е д и м с т в о т о
усилвателите BDw при активен т о в а р .
З а х р а н в а щ о т о напрежение е т в ъ р д е в а ж е н п а р а м е т ъ р при усил-

Фиг. IV-35

235

вателите в ъ о б щ е и в ч а с т н о с т при ключовите усилватели к л а с
BDw. Изменението на к. п. д. е т в ъ р д е зависимо от Е0. На ф и г .
IV-35 са показани графично зависимости на к. п. д. от Е 0 при
-3
-2
параметри: ICEO = 20.10 A, τф /т = 0,2.10 , τ и/т = 0 , 5 и R т = 4 , 8
(0,5V,
и 16Ω. П о с т р о е н и са графики за три стойности на UC E s a t
1,5V и 2,5V). М н о г о нагледно са изразени п р е д и м с т в а т а от рабо­
т а т а при високи з а х р а н в а щ и н а п р е ж е н и я и ниски н а п р е ж е н и я п р и
насищане. В сравнение с клас A D w при активен т о в а р (фиг. IV-32)
п р е д и м с т в а т а са на с т р а н а т а на у с и л в а т е л и т е клас B D w .

236

ЛИТЕРАТУРА
I. С ъ в е т с к а
1 . Л а б у т и н , В . К . У с и л и т е л и к л а с с а D . Г о с э н е р г о и з д а г , 1956 г .
2. П о ю р о в с к и й, М. Е.
У с и л и т е л ь кл. D, авт. с в и д . 1 9 6 1 , № 138 9 6 1 .
Б ю л л е т е н ь и з о б р е т е н и й № 12 (1961)
3. К о с с о в, О. А. , О. И. X а с а е в.
Усилители мощности с широтно-им
пульсной
модуляцией на
переключающих
транзисторах. "Электричество", 1961,
№ 12, с т р . 6 9
4. Г л а э е н к о. Т. А. П о л у п р . у с и л и т е л и кл. D д л я
систем электромашин­
ной автоматики на постоянном токе. Л Д Н Т П , 1963
5.Артым,
А . Д . Ключевые генераторы. " З н а н и е " , М . 1969 (книжка).
6 . А р т ы м , А . Д . У с и л и т е л и к л а с с а D . М . , " З н а н и е " , 1971 ( к н и ж к а ) .
7. К о с с о в, О. А. У с и л и т е л и
м о щ н о с т и на т р а н з и с т о р а х в р е ж и м е
пере­
к л ю ч е н и й . М . " Э н е р г и я " , 1971 (книга)
8. М а л а н о в, Б. В. И м п у л ь с н ы й м е т о д у с и л е н и я м о щ н о с т и к о л е б а н и й зву­
ковой частоты. " Р а д и о т е х н и к а "
9 . В о р о н к о в , Э . Н.,
Овечкин. Основы
проектирования
усилительных в
импульсных схем на транзисторах.
М. 1973
10. Л и в ш и ц , И. И. Транзисторные усилители в режиме D. Л. " Э н е р г и я " ,
1974 (книжка)
11. Р о з е н ф е л ь д ,
А. С., Б. И.
Яхинсон.
Переходные
процессы и
о б о б щ е н н ы е ф у н к ц и и . М . " Н а у к а " , 1966. 4 4 0 с .
12. Г о л о в а ц к и й , В . А . Т р а н з и с т о р н ы е и м п у л ь с н ы е у с и л и т е л и и с т а б и л и ­
заторы постоянного н а п р я ж е н и я . М, „Советское радио" 1974 (книжка)
13. П о л о в , К. П.
Условия устойчивости
усилителя в режиме с обратной
с в я з ь ю . Р а д и о т е х н и к а , т . 26, № 6 , 1971
14. А р т ы м , А . Д , К л ю ч е в ы е г е н е р а т о р ы г а р м о н и ч е с к и х
колебаний, "Энер­
г и я " . 1972
15. А р т ы м А . Д . У с и л и т е л ь к л а с с а D . Л е н и н г р . п о л и т е х и , и н с г . , авт. с в и д .
С С С Р , № 3 6 6 0 1 6 , кл, н . 0 3 f 1(06) 2 1 , 0 2 , 7 3
16. Б е л я к о в , В . М .
Широтно-импульсный
модулятор, выполненный
на
интегральных усилителях п о с т о я н н о г о тока. „Изв. в ы с ш . учеб. заведений, При­
б о р о с т р о е н и е " , 1 9 7 3 , 16, № 4 , 107-111, У Д К 6 2 1 . 3 7 6 . 5 4
17. А н и с и м о в, В. С, А. А. З у б о к
Широтно-импульсный
модуля­
т о р , авт. св. С С С Р кл. Н . 0 3 , к 7/08 № 3 5 4 5 5 6 . У Д К 6 2 1 , 3 7 6 , 5 2 / 0 8 8 . 8 , 3 0 . 1 0 . 7 2
18. С е п п е л ь , С. А., Ю. А. Т и с л е р.
Широтно-импульсный модулятор.
А в т . с в и д . С С С Р кл. Н 0 3 , к, 3 / 2 8 1 , Н ОЗк 7/08, № 3 5 7 6 6 5 4.01.73
19. С и с т е м ы э л е к т р о м а ш и н н о й а в т о м а т и к и с п о л у п р о в о д н и к о в ы м и
усилите­
л я м и класса D, Г О С И Н Т И , № 4-64-356/9
2 0 . У с и л в а т е л и к л а с D — п р е г л е д от Д р а г о т и н о в
2 1 . Н о г и н , В. Н. Усииитель мощности с
повышенным к. п. д.
Известил
в у з о в С С С Р — Р а д и о э л е к т р о н и к а , 7 2 , том X V , № 5 , с т р . 5 5 6 — 5 6 4
2 2 . Б а т у р и н , В. Н . , П л ю с н и н. О к о м б и н а ц и о н н ы х и с к а ж е н и я х в о д н о тактном усилителе мощности в р е ж и м е D с двусторонней Ш И М . „Радиотех­
н и к а " , 1972

237

2 3 . А л е к с а н я н, А. А., В. Н. П л ю с н и н , М. А. С и в е р с . П о в ы ш е н и е
э ф ф е к т и в н о с т и однополосных транзисторных передатчиков. „ Р а д и о т е х н и к а " , т. 27,
№ 10, 1972
2 4 . А р т ы м , А . Д . У с и л и т е л ь класса D , авт. с в и д . 3 6 5 0 1 6 2 6 . I V . 1 9 7 1
2 5 . Ш е й е л я в ы й, А. И. Ч а с т о т н ы е к р и т е р и и а б с о л ю т н о й у с т о й ч и в о с т и
ш и р о т н о - и м п у л ь с н ы х с и с т е м у п р а в л е н и я . В е с т н и к Л е н . у н и в . № 13/72
2 6 . Б е л я к о в , В . М . Ш и р о т н о - и м п у л ь с н ы й м о д у л я т о р , в ы п о л н е н и й н а инте­
гральных усилителях постоянного тока. Моск. авиац. инст.
2 7 . Б е л я к о з, В. М. У с и л и т е л ь м о щ н о с т и с ш и р о т н о - и м п у л ь с н ы м модуля­
т о р о м . „ И з в . в ы с ш . у ч е б н . з а в е д е н и й . П р п б о р о с т р о е н е " . 1975, 18, Ms 2, 45-48
II. З а п а д н а
1 . В . D . B e d f o r d , P a t e n t 3 8 9 , 8 5 5 о т 2 5 (9) 3 1 г о д . U S A .
2 . М l i n e s , A . G . T r a n s i s t o r P o w e r A m p i h i e r s w i t h S w i t c h e d M o d e o f Ope­
r a t i o n — T r a n s a c t i o n s of A m e r i c a n I. Е. E. , 1965, 7 5 , p. 3 6 8
3 . B a x a n d a l l , P . J . T r a n s i s t o r S i n o - W a v e L o O s c i l l a t o r s . — I . Е . E . Pro­
ceedings (London). Pt. B . , S u p p l e m e n t 16 (International Convention on Transistors
a n d A s s o c i a t e d S e m i c o n d u c t o r D e v i c e s ) , M a y 1959, p . 135
4 . E t t i n g e r G . M., C o o p e r , В . I . T h e D e s i g n o f H i g h P o w e r S w i c h e d Tran­
sistor Amplifiers. — P r o c .
I n s t . E l e c t . E n g n r s . 106 в , 1 2 8 5 , 1959
5. S c h a e f e r , R. A. N e w Pulse Modulation M e t h o d Varies Both F r e q u e n c y
a n d W i d t h . E l e c t r o n i c s 3 5 : 5 0 — 5 3 , O c t . 1962
6. В i r t, D. R. M o d u l a t e d P u l s e A. F. A m p l i f i e r s . — W i r e l e s s W o r l d , n o . 6 9 ,
p.76, 1963 F e b r u a r y
7. S t e p h e n s M. L., Wittraan, J. P. — Switchod m o d e transistor amplifiers
C o m m i m and Electronics, n o 68, S o p . 1963, p p . 4 7 0 — 2
8. К r е t z m е r, E. R. D i s t o r s i o n in P u l s e — D u r a t i o n M o d u l a t i o n . I R E Pro­
c e e d i n g s . 3 5 : 1 2 3 0 — 1 2 3 5 , 1974
9. F l e s h e r , G. H. Transistor Pulse Width
Control Amplifier with Reactive
L o a d . P r o c e e d i n g s o f t h e N a t i o n a l E l e c t r o n i c C o n f e r e n c e , V . 14, p . 4 5 4 , 1959
10. M i l l e r , С . H . H i g h E f f i c i e n c y A m p l i f i c a t i o n
Using
Width Modulated
P u l s e s , P r o c . Ins'tr. R a d i o E l e c t r o n i c E n g r s . ( A u s t r i a ) , M a y 1964
11. H i n d s o n , W . D . a n d P a g e D . F . A W i d t h
M o d u l a t e d P u l s e s o u r c e for
w i d e b a n d a m p l i f i c a t i o n . T r a n s o f T h i r d C a n a d i a n S y m . o n C o m m . , S e p t . 1964
12. J o h n s o n , К . C . L e t t e r t o E d i t o r , W i r e l e s s W o r l d , M a r c h 1 9 6 3
13. S c o t t , Т. M. T u n e d P o w e r Amplihiers, IEEE T r a n s of
Circuit T h e o r y ,
V o l . c t — 1 1 , p p . 2 0 6 — 2 1 1 , J u n e 1965
14. S t a r k , P e t e r A . C l a s s — D for E f f i c i e n c y A u d i o 1964
15. P a g e V . F , H i n d s o n ,
W. D . ,
C h u d o l i a k , *W. J . ( O t h a w a ) ,
On solid —
S t a t e C l a s s — D S y s t e m s , p r o c . o f t h e I E E E , v o l — 5 3 , A p r i l 1965
16. T u r n b u l l , G . F . , T o w n s e n d J . N , A F e e d b a c k P u l s e W i d t h M o d u l a t e d
A u d i o A m p l i f i e r , W i r e l e s s . W o r l d , A p r i l 1965, p . 1 6 0 — 1 6 8
17. T u r n b u l l . G . F . , A t h e r t o n , D . P . , T o w n s e n d , J . M . A M e t h o d for t h e
T h e o r e t i c a l A n a l y s i s of Relay Amplifiers,. Proc. I E E
18. T u r n b u l l . G . F . a n d T o w n s e n d . I . M . L e t t e r s t o t h e E d i t o r . W i r e l e s s
W o r l d , J u n e 1965, p . 2 8 8
19. S a l m a i n , M . D . L e t t e r t o t h e E d i t o r . W i r e l e s s W o r l d J u n e 1 9 6 5 p . 2 8 7
20. B e l 1. Е. C . , S e r g e n t T. Distortion and P o w e r O u t p u t of P u l s e D u r a t i o n
M o d u l a t e d Amplifiers, E l e c t r o n i c E n g i n e e r i n g , A u g u s t 1965, p . 5 4 0 — 2
2 1 . Crowhurst, N. H. D e v e l o p m e n t of a Pulse M o d u l a t e d Audio
Amplifier,
A u d i o V o l . 4 9 (1965) n o . 9 , p . 1 9 — 2 2 , n o . 1 0 — p . 3 2 — 4 0 , n o . 1 1 , p . 3 6 — 42, n o .
12 — p . 3 6 — 4 0
22. S е n a k , P . A m p l i t u d e Modulation o f t h o Swiched Mode T u n e d
Power
A m p l i f i e r , P r o c . I E E E ( c o r r e s p ) V o l . 5 3 . p p . 1 6 5 8 — 9 O c t . 1965

238

23. B r o n z i t е , M. Voltage Controlled Amplifier. Wireless
World, March
1966, p, 106
24. Lohrmann, D. L. Amplifier has 8 5 % Efficiency, Electron Design vol.
14, pp_. 38—43, March 1—1966
25. M e n d e . H. Q. Die sogeriannten D — verstarker, Schaltverstarker mit
Kalbleitern, Fimkschau 38 (1966), p. 653—5
26. H е i s е n, H. Impulsdaurmodulierte NF — Verstarker. Funk Technik 1966,
H. 22, S, 793—794
27. С a m е n z i n е d, H. R. Modulated Pulse Audio Power Amplifiers fo
Integrated Circuits, IEEE Transactions on Audio and Electronics. Vol. A u — 1 4
No 13, Sept. 1966, p. 1 3 6 - 1 4 0
28. T u r n b u 11, G. F. Townsend, J. M. — Efficiency Considerations in a
Class D Amplifier, Wireless World, April 1967, p. 154
29. T u г n b u 11, O. F. Townsend, J. M — Efficiency Considerations in a Class
D Amplifier, Wireless World, May 1967, p. 214
30
General Purpose Class D Oscillator for Tape Recorder, Wireles
World, August 1967
31. J o h n s o n . К. C. Part I, Class Principles Analysed. Wireless World
1967, 12. p. 576—809, Part II: The Design of a Circuit 1968. 1, p. 645—649'
Part III: Distortions Inherent in P. W. M . , 1968. ? . , p. 6 7 2 - 6 7 6
32. J o h n s o n К. C. A critique of class D Amplifier for A. F. Wireless
World, Dec. 1967, Jan. 1968 F e b . 1968
33. S с h w a b, T. G, Pulsdauermolulierte Verstarker und sure Anwendung im
Niederfrequenzbereich, Frequenz 1968, H- 3, S. 70—81
34. L o h r m a n n , D. Boast class D RF Amplifier Efficiency. Electron. De­
sign, vol. 16, pp. 96—99, Jan. 4, 1968
35. L o h r m a n n , D. and J a m e s P. N. If back intermodulation is a pro­
blem . . . Electronic Design 19, no. 2-3, 48—49, 11 Nov. 1971
36. O s b o r n e . M. R. Design of Tuned Transistor Power Amplifiers. Electronic
Engineering (Austnlia) 40: 436—443, Aug. 1968
' 37. C h u d o b i a k, W. J, The Application of Class — D Techniques to
Induction Heating. Electron, and Commun, vol. 16, pp. 25—27 April 1968
28. С h u d о b i a k, W a 11 е r J. P a g e D. C. — Erequency and Power Limita­
tions of Class — D Transistor Amplifiers. IEEE Journal of Solid — State Circuits,,
vo. sc. 4. no 1, Febr. 1969
39. M a r t i n , J. D. Theoretical Efficiency of class — D Power Amplifiers.
IEE Proceedings (London) 117, 1089 — 1090. 1970
40. R o s e , В. E, Notes on Class D Transistor Amplifiers. IEEE Transacti­
ons on Solid State Circuits, sc. 4, no. 3: 178 — 179 June, 1969.
41. W a t a r a i O . , M u t o F . , O n the Class D Power Amplification using
Pulse Width Modulated System
42. M a r t i n , I. D. Class — BD Amplifier Circuit. Electronic Letters 6. No.
26: 839 — 841, December 1970
43. G s с h w i n d t, A. Transmitter for 28 MHz w i t h a Class D Modulator
Radio Communication, October 1971, p. 676
44. G s c h w i n d t A n d r e a s (Technische Universitat Budapest) — Betrachtungen uber zukiinftige Senderkonzepte fur den Amplituden modulierten Rundfunk, Rundf. Mitteilungen 15, 1971 S. 201
45. Warcham, Е. M, 500 W — versterker met hoog rendement p. T, 19 I 1972,
p. 56—7
46. В е s s 1 i с h, P h i l l i p Device for Amplitude Modulating a High Fre­
quency Carrier Wave, U. S. Patent, 3, 363, 199.9 January, 1968
47. F i с к е n s с h е г H . , A. Hybrid Integrated Pulse width Modulator IEEE
tr. on industry appl-s, vol 8, no. 6, 72

239

III. Б ъ л г а р с к а
1. Б а н к о в , Х р . Amplifier class D. N. Т. H. Trondheira, Norway 1973
2. Б а н к о в , X p . Pulse Modulator N. Т. H. Norway 1973
3. Б а н к о в , X р. Върху някои свойства на широкоимпулсната модулация.
Юбилейна научна сесия за X год. на ВМЕИ — Вн. 7—9. XII. 73
4. Б а н к о в , X p. Модулатор за клас D усилвател. Юбилейна научна сесия
ВМЕИ — Вн, 7—9. XII. 73
5. Б а н к о в , X р. Усилвател на мощност в ключов режим. Юбилейна научна
сесия, 30 год. от соц. революция, ВМЕИ — Вн., 1974
6. Б а н к о в , X р. Драйверко стъпало в ключов режим. ВМЕИ — Вн., 74.
7. Б а н к о в , X р. Входно стъпало на усилвател клас D. ВМЕИ, Вн., 74 г.
8. Б а и к о в, X р. Енергетични съотношения при усилвателите клас — A D W ,
III. Юб. н. сесия „Новости в радиоелектрониката", 15—17. IX.75, ВМЕИ, Вн.
9. Б а н к о в , X p. Клас BDW усилватели. Сесия за XI Конгрес на БКП,
8—9. XII. 75, Варна
10. Б а н к о в , X р. Енергетични съотношения за ключовите усилватели без
модулация клас D, Сесия за XI Конгрес на БКП, 8—9, XII. 75
11. Б а н к о в , X р. , Пл. В ъ л ч а н о в . Експериментални данни за усилвател
клас D, Научна сесия за Деня на радиото, май 1977, ВМЕИ, София

240

СЪДЪРЖАНИЕ
Основни означения . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3
Глава

първа

1.1. О б щ и с в е д е н и я за у с и л в а т е л и клас D . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5
1.2. П р и н ц и п на р а б о т а на

усилвателите

клас

D................................9

1. Ключов превключващ режим . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9
2. Модулация . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11
3. Модулатори . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15
4. Крайни стъпала . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18
5. Усилватели клас D с интегрални схеми . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19
6. Компаратори

за ШИМ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

7. Генератори на линейно изменящо се напрежение (ЛИН) . . . . . . . . . . . . . . . . 26
1.3. У с и л в а т е л и т е к л а с D в с ъ в е т с к а т а л и т е р а т у р а . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28
1. Усилватели клас D . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29
2. Транзисторен усилвател в режим клас D . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35
3. Широчинно-импулсен модулатор, реализиран с посгояннотокови
усилватели с интегрални схеми . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40
4. Изследване на комбинационните изкривявания на еднотактен усил­
вател на мощност клас D . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43
5. Повишаване на ефективността на еднолентовите т р а н с ф о р м а т о р ни предаватели . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45
6. Въпроси от практическото конструиране на усилватели клас BD . . . . . . . . . . . 46
7. Ключови генератори на правоъгълни трептения и в. ч. усилва­
тели . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48
8. Някои възможности за увеличение на мощността и коефициента
на усилване на крайните стъпала (извлечения) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51
9. Крайни усилватели на мощност . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56
1.4. И с т о р и ч е с к о т о р а з в и т и е на с х е м о т е х н и к а т а на у с и л в а т е л и т е к л а с
D в д р у г и т е с т р а н и . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60
1. Проект на мощни ключови транзисторни усилватели

2 W и 1000W

60

2. Звукови усилватели с импулсна модулация . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62
3. Ключов режим на работа на транзисторните усилватели . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67
4. Звуков усилвател с обратна връзка и ШИМ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71
16 Усилватели клас "D"

241

5. Относно к. п. д. на усилвателите

клас D . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78

6. Р а з г л е ж д а н е на к. п. д. на у с и л в а т е л и т е к л а с D . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 81
7. Ключов резонансен усилвател с амплитудна модулация . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 84
8. Универсален г е н е р а т о р клас D за магнитофон . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86
9. Ч е с т о т н и и м о щ н о с т н и о г р а н и ч е н и я в т р а н з и с т о р н и т е

усилватели

к л а с D . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 87
110. П р е д а в а т е л з а 2 8 M H z с м о д у л а т о р к л а с D . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9 5
1 1 . Н . ч . у с и л в а т е л с ш и р о ч и н н о - и м п у л с н а м о д у л а ц и я . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 101
12. Т а к а н а р е ч е н и я т D - у с и л в а т е л . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1 0 2
13. Р а з в и т и е н а з в у к о в и т е у с и л в а т е л и с и м п у л с н а м о д у л а ц и я . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 105
14. Н. ч. у с и л в а т е л с и м п у л с н а м о д у л а ц и я . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1 0 3
15. П р и н ц и п е н

а н а л и з на

у с и л в а т е л к л а с D . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 109

16. Т е о р е т и ч е н к. п. д. на м о щ н и у с и л в а т е л и к л а с D . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 111
17. У с и л в а т е л с Ш И М и н е г о в о т о п р и л о ж е н и е в н. ч. о б л а с т . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 116
18. К л ю ч о в а т е х н и к а на

усилватели

к л а с D . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 119

19. В и с о к к. п. д. ч р е з у с и л в а т е л клас D . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 126
Глава

втора

П О Д Р А З Д Е Л Е Н И Е И К . П . Д . Н А У С И Л В А Т Е Л И Т Е К Л А С D . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 129
II. 1 . И з б о р н а

м о д у л а ц и я . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 129

II. 2 . П о д р а з д е л е н и е н а к л ю ч о в и т е у с т р о й с т в а . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 131
1. Еднотактен

усилвател

клас A D w l . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 131

2. Едноканален двутактен ключов усилвател клас A D w 2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1 3 3
3 . Д в у к а н а л е н у с и л в а т е л клас B D w 2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 135
4. Ключов усилвател

без

модулация

клас D, ключови

стъпала

DG,

D T , D M , D I , D K , D WF ,D LC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136

5 . К л ю ч о в у с и л в а т е л клас D W T с Ш И М п о т а к т о в а честота . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 138
6. Клас D P — к л ю ч о в у с и л в а т е л с п а р к е т н о - и м п у л с н а м о д у л а ц и я . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1 3 9
7 . К л а с D F — к л ю ч о в у с и л в а т е л с ч е с т о т н а м о д у л а ц и я . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 140
8. К л а с D Ψ — к л ю ч о в у с и л в а т е л с ф а з о в о - и м п у л с н а м о д у л а ц и я . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1 4 0
9. У с и л в а т е л клас CD. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1 4 0
10. У с и л в а т е л и и л и у с т р о й с т в а к л а с ED. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1 4 2
II. 3. К. п. д. на у с и л в а т е л и т е

к л а с D . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 142

1. К. п. д. на усилватели клас A D w 2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 142
2. К. п. д. на у с и л в а т е л и клас B D w . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 151
3. Усилватели клас D б е з модулация. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .1 5 7
4 . У с и л в а т е л и клас D W T . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 161
Глава

трета

М Е Т О Д И К А З А И З Ч И С Л Е Н И Е Н А У С И Л В А Т Е Л К Л А С D . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 166
Ш.1.А н а л и знат р а н с ф о р м а т о р н ок р а й н ос т ъ п а л о ...........................................166
III. 2 . М е т о д и к а з а п р о е к т и р а н е н а к р а й н о с т ъ п а л о . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1 7 7

242

III. 3. Анализ на д р а й в е р н о с т ъ п а л о с т р а н с ф о р м а т о р н а в р ъ з к а . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 181
III. 4. М е т о д и к а за п р о е к т и р а н е на д р а й в е р н о т о с т ъ п а л о . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 184
III. 5. М о д у л а т о р за у с и л в а т е л к л а с D. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

188

III. 6. Входно с т ъ п а л о на у с и л в а т е л к л а с D. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

193

III. 7 . Д е м о д у л а т о р . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 196
Глава

четвърта

IV. 1. Е к с п е р и м е н т а л н и д а н н и за у с и л в а т е л к л а с D. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2 0 3
IV. 2. Някой свойства на широчинно-импулсната м о д у л а ц и я . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 212
IV. 3.

Графични

зависимости

за

усилвателите

клас

D,

получени

от ЕИМ. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

220

1. Изследване на формулата за изходящата мощност. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 220
2. Графични изследвания за к. п. д. на усилвателите клас ADw2 . . . . . . . . . . . . . . . . . 228
3. Графични изследвания за к. п. д. на усилвателите клас BDw. . . . . . . . . . . . . . . . . . 232
Литература. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 207

243

УСИЛВАТЕЛИ

КЛАС

D

Автор инж. Христо Банков Цанов
"Рецензенти: проф. д. т. н. инж. Юлиян Първов Маринов
доц. к. т. н. инж. Славчо Константинов Маляков
Първо
КОД 03

издание
9533122411

3176-1-78
Издателски № 10854
'Научен редактор инж. Искра Неделчева
Художник Гичо Гичев
Художник-редактор Георги Гаделев
Технически редактор Верка Григорова
Коректор
Станка
Стаматова
Дадена за набор на 20. VIII. 1978 г.
Подписана за печат на 16. X. 1978 г.
Излязла от печат на 30. X. 1978 г.
Формат 60/84/16
Печатни коли 15,25
Издателски коли 14,23
Тираж 2090 Цена 1,22 лв.
Държавно издателство „Техника", бул. Руски 6
Държавна .печатница „Георги Димитров" Ямбол

УСИЛВАТЕЛИ КЛАС D
З а б е л я з а н и печатни грешки в книгата

Стр.

Ред

8
114
-"133
146
155

14 отг.
12 отг.
13 отг.
4 отг.
13 отг.
5 отд.

Напечатано

Да се чете

изключително
(AD w2
(BD w2
a
τф1

изключено
(ADw2)
(BDw2)
да
τ ф1

2ТUCEsat

2ТUCEsat

По вина на

коректора
автора
автора
печатницата
коректора
печатницата