Примери за изчисляване на електронни схеми - Шишков А.И.

Author: Шишков А.И.

Tags: електроника микросхеми

Year: 1982

Similar

110 електронни схеми за сигнализация

Електронни устройства с линейни интегрални схеми

Електронни схеми за автомобила

55 практически схеми на електронни филтри

Text

А ШИШКОВ
ПРИ/ИЕРИ
ЗА
ИЗЧИСИЯВИНЕ
НЛ
Е/1ЕКТРОННИ
СХЕ/ИИ
БИБЛИОТЕКА ЗА РАДИОЛЮБИТЕЛЯ
К . Т. н. инж. АТ АН АС И. ШИШКОВ
ПРИ44ЕРИ
ЗА
ИЗЧИС4ЯМНЕ
Н4 Е/1ЕКГРОННИ
СХЕ/ИИ
ВТОРО ПРЕРАБОТЕНО И ДОПЪЛНсНО ИЗДАНИЕ
Сканиране: Петко Пешков, обработка: LZ2WSG
13 януари 2009 година, KN34PC
СОФИЯ • 198?
ДЪРЖАВНО ИЗДАТЕЛСТВО „ТЕХНИКА*
УДК 621.314 + 396.6.001.24(023)
В книгата са разг.тедан» мстодите за изш сзяване на
пай-разпространените електронни устройства с диоди, би-
полярен транзистор» п полеви транзистора — токоиз-
правители, стабилизатор» и уситвате.тн, казо са реше-
ни голям брой задач». Застъпе» е минимален теоретичен
материал, »еобход»м за разбнране и прос.тедяваие пътя
на »зчисляване на електронпите схем».
Книгата е предназначена за напредиали радиолюби-
тели, конто се ннтересуват от мстодите за изчис.тяване
на елсктронвнте схеми. Тя може да бъде полезна и на
студента, техници, ученини и др., конто се ннтересуват
от траизисторната техника.
© Атанас Иванов Шишков, 1982
с/о Jusautor, Sofia
621.3+621 .398
Т1РЕДГ0В0Р
В началото на своята конструкторска дейност радиолюбители-
те най-често използват готови схеми на конструкции от списа-
ния и книги. С увеличаване на опита обаче възникват въпроси,
свързани със съображенията за избора на транзисторите и дио-
дите, а също така въпроси, свързани с изчисляване стойността
на различните резистори, кондензатори, токове, напрежения и
т.н. Или казано накратко, радиолюбителят започва да се интере-
сува от въпрэса, как се изчисляват електронните схеми.
Въпросите, свързани с изчисляването и проектирането на
електронните схеми, са сравнително трудни, понеже за това са
необходими задълбочени знания както за отделните детайли, та-
ка и за действието на схемите, а също и владеене в определена
степей на изчислителната математика. Не случай ю предметът
„Проектиране на електронна апаратура" се изучава през послед-
ната година на обучение в техникумите и институтите, след ка-
то са усвоени специалните дисциплини.
Независимо от това авторът, сам започнал своята дейност
като радиолюбител, е убеден, че редица въпроси, свързани с из-
числяването на транзисторните схеми, могат да бъдат изяснени
на разбираем език, особено ако са подкрепени с конкретни при-
мери. Именно с такава цел е написана настоящата книга, като
се надяваме, че тя ще помогне на радиолюбителите при проек-
тирането н изчисляването на редица транзисторни схеми и ус-
тройства.
В настоящего П изданче са отстранени някои неточности
и е добавен нов материал, евързан с трансформаторните и one-
рационните усилватели.
Авторът
3
ГЛАВА I
ОСНОВНИ ПАРАМЕТРИ НА ПОЛУПРОВОДНИКОВОЕ
ПРИБОРН
1.1. ОБЩИ СВЕДЕНИЯ
Проектирането и изчислявангто на електронните схема е не-
мислимо без доброго познаване на основните параметра на по-
лупроводниковите прибора. Тези параметри сеизучават подроб-
но в съответните дисциплини, но техният голям брой (при би-
полярная транзистор те са над 100') и матгматическияг подход
«ри анализирането им често пъти водят до неразбиране на тях-
ната физикална сыцност. Споменатата особеност се утежнява
и от факта, че в много от книгиге, посветени на транзисторите,
не се посочва конкретно в какви граници варира най-често стой-
ността на даден параметър.
Изхождайки от казаното, тук съвсем накратко ще бъде на-
правен преглед на най-важните параметри на полупрэводникови-
те прибори с оглзд целга на настоящата книга.
1.2. ОЗНОЗНИ ПКРАМЕГРИ Н\ БИПЭЛЯРНИГЕ ТРАНЗИЗГОРИ
Максимално допустимо колекторно напрежение Ucr- max —
«ай-голямото напрежение, което може да се прилага между ко-
лектора и емитера на транзистора, при положение, че базата не
< плаваща, а между нея и емитера е включен резистор с опре-
делена стойност — напр. 100 2—10 kQ. При различните транзис-
тори това напрежение има стойност от 10 до 60 V, а при висо-
коволтовите то достига 500 V и повече.
Напрежение на наснщане Uce sat — най-малкото напреже-
ние между колектора и емитера, при което транзисторът е все
«ще усилвателен прибор. В общия случай той завися от колек-
торния ток. За случайте, разглеждани в настоящата книга обаче,
може да считаме, че при различиите транзистори то има стон-
носг 0,2—0,8 V, като при някои мощни силициеви транзистори
то е 1—2 V.
Максимално допустим колекторен ток /ст«— най-големият
«олекторен ток, който се допуска да тече пргз транзистора. При
5
различимте маломощни транзистори той има стойност примерно
от 10 mA до 300 mA, като при мощните достига до 10 А и по-
вече.
Максимално допустима мощност /’стах— най-голямата ко-
лекторна мощност, която транзисторът може да разсее при оп-
ределена температура на загряване на прехода му (напр. 70° С
при германиеви и 120-150° С при силициеви транзистори). При
различните маломощни транзистори тя има стойност най-често от
50 до 300 mW, а при мощните (при употреба на радиатор) тя
достига 50-—100 W и повече. По време на работа напрежение-
то UcEn и токът 1сп (тук и нататък индексът „п“ означава ре-
жим на покой) трябва да бъдат такива, че подадената към тран-
зистора мощност Pc—Uсе Jen Дз е по-малкаили най много рав-
Н а На РСтах»
Обратен колекторен ток 1сво — обратният ток на колек-
торния преход, когато емитерът е свободен. При различните
маломощни германиеви транзистори той е примерно 1—30 рА,
а при мощните достига 100 рА. При силициевите маломощни и
мощни транзистори той е около 100 пъти по-малък. Обратният
колекторен ток е главната причи ia за температурната неста-
билност на транзисторните схеми, затова по-добър е оня тран-
зистор, чийто обратен колекторен ток е по-малък. Сравнително
малкият обратен колекторен ток (и по-високата работна темпе-
ратура) са едни от предимствата на силициевите транзистор»
пред германиевите.
Малосигналнн /г-параметри — характеризират усилвателните
свойства на биполярните транзистори при ниски честоти, малки
сигнали и определена работна точка. В справочниците техните
стойности се дават именно за определена работна точка, като
тяхното преизчисляване за друга работна точка става чрез съот-
ветни номограми (вж. напр. Л.6, стр. 157). Малосигналните пара-
метр» се отнасят само за променливите съставни на тока и на-
прежението и както ще видим по-нататък, те фигурират в редица
изчислителни формули.
При схема ОЕ А-параметрите са следните:
hue —променлавотоково входно съпротивление на биполяр-
ная транзистор. При различните транзистори то е примерно
14-5 kQ, като зависи от рабютната точка. При равни други ус-
ловия транзисторите с по-голямо й//е са по-добри, понеже се
управляват с по-малък ток.
hi2e — коефициент на обратна връзка по напрежение. Той
е безразмерно число, което при различните транзистори има
стойност примерно (14-5). Ю-4. При равни други условия тран-
6
зисторите с по малко h^e са по-добр ч, понеже при тях обратна-
та връзка между изхода и входа е пэ-слаба.
huie — коефициент на усилване по ток на транзистора при.
схема ОЕ. При проектиране се приема, че h2te^h2\E=^- (От тео-
ретична гледна точка разликата между тях може да достиг-
не 5-?-10%.) Коефициентът /ые е един от най-важните парамет-
ра като при различните транзистори той е примерно от 10 до
300, а в някои случаи достига и до 1000. При проектиране се
приема, че йзи не зависи от колекторното напрежение при
условие, че Ucet^OCEsat , а също така при условие, че тран-
зисторът не работи в микрорежим, т. е. /сп>0,1 mA. Прирав-
ни други условия транзисторите с по-голямо Й2и са по-добри
като усилватели, понеже базовият ток в по-голяма степей влияе
върху колекторния.
hzie — изходна проводимост на транзистора, характерней*
раща променливотоковото изходно съпротивление на транзисто-
ра /?Изх -гр = 7—• Параметърът се измерва в сименси (S).
При различи.1те транзистори той има стойност примерно (2-410)
.10-5 S (т. е. /?1,зх= 10—50 kfi), като зависи от избраната ра-
ботна точка. В предусилзателните и ВЧ стьпала се предпочи-
тат транзистори с по-малко hi>e (т. с. голямо /?„зх Тр), а в край-
ните НЧ стъпала е по-добре да се пзползуват транзистори с по-
голямо Й22г (т. е. по-малко А?изх тр )•
При схема ОБ и ОК й-параметрите имат аналогичен смисъл,
но стойностите им са други. Нека припомним, че ако са извест-
ии й-параметрите на даден транзистор при схема ОЕ, с помошта
на съответнл формули могат да се намерят стойностите им при
схема ОБ и ОК и обратно (вж. Л. 6, стр. 157).
Гранична честота fa — честотата, при конто коефициентът на
усилване по ток a=/iJ14 при схема ОБ намалява с 30% (3dB)
спрямо стойността си при ниски честоти. При нискочестотните
транзистори тя има стойност 50 kHz4-3 MHz, а при високочес-
тотните достига 1000 MHz и повече-
Гранична честота /р—честотата, при конто коефициечтът
на усилване по ток 3^-Й21(. при схема ОЕ намалява с 30% (3 dB)
спрямо стойността си при ниски честоти. За даден транзистор
граничната честота /ре около $ пъти по-ниска от /а-
Гранична (транзитна, преходна) честота /т— честотата при
схема ОЕ, при конто ксефициентът р става равен на единица.
При нискочестотните транзистори тя има стойност 50 kHz—3
MHz, а при високочестотните достига 10С0 MHz и повече.
7
Гранична частота/s — честотата, при конто големината (мо-
дулът) на стръмността уги при схема ОЕ намалявас _0% спря-
мо стойността си при ниски честоти. При нискочестотните
транзистори тя има стойност 100 kHz4- 5 MHz, а при високочес-
тотните достига до 1000 MHz и повече.
Гранична честота /max — честотата, при която коефициентът
на усилване по мощност на биполярная транзистор става равен
на единица. Над тази честота транзисторът вече не е усилвате-
лен прибор. При нискочестотните транзистори тя има стойност
500 kHz-? 10 MHz, а при високочестотните достига 10‘ MHz.
Съпротнвление на базата г4- или rt4- — омическото съпро-
тивление на базата, важен високочестотен и шумов пэраметър.
При различните високочестотни транзистори той е примерно
20 Q — 100 Q, като стойността му практически не завися от по-
стояннотоковия режим. Колкото гр е по-малко, толкова честот-
ните свойства на транзистора са по-добри.
Капацнтет на колекторння преход Сс — капацитетът на об-
ратно поляризирания колекторен преход. Той има бариерен ха-
рактер, като при увеличаване на колекторното напрежение нама-
лява. Това е важен високочестотен параметър на транзисторите
и колкото С с е по-малък, толкова честотните свойства са по-
добри. При различните високочестотни транзистори той е при-
мерно 1-?20 рЕ.
Времеконстанта на транзистора -. = Гь’Сс — характеризира
високочестотните и импулсните свойства на биполярния тран-
зистор. Колкото и е по-малка, толкова честотните свойства са
по-добри. При високочестотните транзистори тя е примерно т=
= 10—100 ps (пикосекунди).
Коефициент на шума — характеризира шумовите свойства
на биполярния транзистор и се изразява в децибели. Колкото
Fui е по-малък, толкова собственият шум на транзистора е по-
малък. При малэшумящите транзистори Еш=1-?8 dB.
Топлинно съпротнвление Rti, — показва с колко градуса ще
се повиши температурата на колекторння преход, когато към
транзистора се пэдава 1 W електрическа мощносг. Топлинното
съпротнвление има значение най-вече при мощните транзистори,
конто работят с радиатор. Колкото топлинното съпротнвление е
по-малко, толкова топлинннте качества на транзистора са по-
добри. При мощните транзистори най-често/?м=0,05 = 0,1°С/тМ.
8
1.3. ОСНОВНИ ПАРАМЕТРИ НА ПОЛЕВИТЕ ТРАНЗИСТОРИ
Максимално допустимо дрейново напрежение Uosmax —
най-голямото напрежение, което може да се прилага между
дрейна и сорса при Uqs =0. При маломощните полеви транзис-
тори то има стойност най-често от 15 до 60 V, а при мощните
достига до 150—300 V.
Максимално допустим дрейяов ток Id ты— най-големият
дрейнов ток, конто се допуска да протича през транзистора.
При PN транзисторите (вж. Л. 10) това е максималният ток
Idss .конто се получава при £7с$=0 и Uds—\Up ]. При MOS тран-
зисторите съг собствен и с индуциран ка 1ал /огаах може да е
по-голям от Idss и се дава в справочниците. При маломощните
полеви транзистори /дтах е примерно от 1 до 20 mA, а при мощ-
ните достига 1—5 А и повече.
Максимално допустимо напрежение Uas-пы — най-голямото
напрежение, което може да се прилага между гейта и сорса при
1d=§- При PN транзисторите то е приложено обратно кьм уп-
равляващия преход, а при МОЗ транзисторите неговата поляр-
ност няма значение. При маломощните транзистори Uasmux е
примерно от 15 до 60 V, а при мощните достига до 100 V.
Стръмност Sm(y2ix» gm) — при PN транзисторите това е мак-
сималната стръмност и се отнася за работна точка £7сз=»0 и Uds=>
= [Ц»] При MOS транзисторите със собствен канал това е ма-
щабната стръмност и се отнася за саоменатата работна точка.
При MOS транзисторите с иадуциран канал това е мащабната
стръмност и се отнася за работна точка £70$=2£7Ри Uds — Up.
При различните полеви транзистори S,„ = 24-10 mA/V, а при мощ-
ните може да бъде 504-100 mA/V и повече.
Прагово напрежение (напрежение на отсечка) Up — напре-
жението между гейта и сорса, при което дрейновият ток полу-
чава стойност 0,01 Idss То е чоложително при PN транзистори-
те с Р-канал, при MOS транзисторите с P-собствен канал и при
MOS транзисторите с N-индуциран канал, а при всички оетанали
е отрицателнэ. При различните маломощни полеви транзистори
неговата големина е най-често 1 — 10 V, като при мощните до-
стига до 20 V.
Максимално допустима мощчост Pd-пы— най-голямата
дрейнова мощност, която може да разсее полевият транзистор
рри максимално загряване на кристала (напр. 120 —150°С). При
различните маломощни полези транзистори Роты обикновено има
стойност 50—300 mW, като при мощните (с радиатор) достига
5-20 W.
9
Гранична честота fs — честотата, при конто големината (мо-
дулът) на стръмността S=J'21j намалява с 30% спрямо стой-
ността си при ниски честоти. При различните полеви транзисто-
ри тя има стойност примерно 50—1000 MHz. В справочниците
понякога се означала fmai. или fg/s.
1.4. ОСНОВНИ ПАРАМЕТРИ НА ИЗПРАВИТЕЛНИТЕ ДИОДИ
Максимално допустимо обратно напрежение — най-
голямото обратно напрежение, което може да се прилага към
диода. При различните маломощна диоди то е 15 — 100 V, а при
средномощните достига до 500 V и повече.
Максимално допустим изправен ток /Отах — средната стой-
ност на най-големия изправен ток през диода. При различните
маломощна диоди той е 20—100 mA, а при средномощните до-
стига 0,3-1 А и повече.
Максимално допустима амплитудна (върхова) стойност на
тока 1рм — най-голямата допустима амплитудна (върхова) стой-
ност на тока в права посока. При различните маломощна диоди
тя е 50—500 mA, а при средномощните достига 5 — 10 А и по-
вече.
1.5. ОСНОВНИ ПАРАМЕТРИ НА ЦЕНЕРОВИТЕ ДИОДИ
Напрежение на стабилизация Uz— напрежението в краища-
та на диода, което остава практически неизменно, когато токът
през диода варира в определени граници. За даден ценеров диод
напрежението на стабилизация е строго фиксирано и зависи са-
мо от неговата конструкция. При различните диоди то има го-
лемина най-често от 5 до 15 V, но има и такива, при конто
достига 300 V.
Минимален ток на стабилизация /ст min — най-малкият ток
през диода, при конто напрежението практически е все още
равно на Uz- При маломощните ценерови диоди обикновено
^crmin == 3 О mA.
Максимален ток на стабилизация ZCTinin — най-големият до-
пустим ток през диода. При надвишаЕането му диодът може да
се загрее над допустимата температура и да излезе от строя.
При маломощните ценерови дноди този ток е примерно 20ч-40
mA.
10
Динамично съпротивленне /?Д1|Н — съпротивлението на дио-
да за променлив ток в работния участък от характернстиката^
Колкото то е по-малко, толкова стабилизиращите свойства на
диода са по-добри, понеже характеристиката му е по-стръмна.
На практика обикповено /?дИ,|=54-20 Q.
1.6. НИКОИ ПРАВИЛА ПРИ ПРОЕКТИРАНЕ И ИЗЧИСЛЯВАНЕ
НА ЕЛЕКТРОННИ УСТРОЙСТВА
1. Успешного проектпране и изчисляване на дадено елек-
тронно устройство предполага добро познаване на принципа на
действие и особеностите му.
’ 2. При изчисленията е особено важно да се изясни кои вели-
чини са предварително зададени и кои следва да бъдат опреде-
лени.
3. Ако при използуване на формули не е казано в кгусви еди-
ници се измерват отделните величини, винаги се подразбира, че-
се касае за основните единици (ампер, волт, ват, ом, фарад, херц,
сименс, хенри, тесла), а не за кратните единици (напр. милиамперг
килоом, микрофарад и т. н.).
4. Както показва практиката, в повечето случаи изчислените
величини могат да се закръгляват в граничите на 10%- Това
опростява изчисленията и е пряко свързано с наличието на то-
леранси в параметрите на полупроводниковите прибори.
5. При изчисленията винаги е възможно да се допуснат тех-
нически грешки. Затова готового начисление трябва да бъде про-
верено. а в никои случаи и повторено.
6. При конструиране на електронна апаратура избирането на
една или друга схема, един или друг транзистор и т. н. е работа
на самия конструктор. Тук липсват ,,рецепти“ и е в сила мак-
симата: по-добрият и по-опитея конструктор е по-вероятно да
проектира по-добра конструкция.
11
ГЛАВА II
ТОКОЗАХРАНВАЩИ УСТРОЙСТВА
2.1. МРЕЖОВИ ТРАНСФОРМАТОР И
Общи сведения. Ог теоретична гледна точка изчисляването на
трансформаторите е една неопрсделена задача, тъй като броят на
търсените величини е по-голям от броя на уравненията. Поради
това изчисляването на трансформаторите може да става по ня-
колко различии методики и във всички случаи резултатите са
приблизителни.
До неотдавна в литературата се даваха формули, чиято точ-
ност беше много добра при изчисляване на трансформатори с
Ш-образни магнитопроводи и мощност над 20—30 W. В послед-
но време обаче все по-често се използуват маломощни трансфор-
матори с лентови (виги) магнитопроводи, конто имат по-добри
параметри и са по-евтини. Изчисляването на тези трансформатори
чрез използуване на традиционните формули обаче води до зна-
чителни неточности, особено ако трансформаторът е с малка мощ-
ност. Причината за това е, че максималната индукция Вт и плът-
ностга на тока J не бива да се вземат неизменни, а тяхната голе-
мина трябва да завися от мощността на трансформатора и от ти-
па на избрания магнитопровод (вж. по-нататък). Като се има пред-
вид тази особеност, тук ще бъде даден опростен начин за из-
числяване на мрежови трансформатори с мощност от 1 до 200 W,
като методиката е валидна както за Ш-образии, така и за ленто-
ви магнитопроводи.
Основни зависимости. При изчисляването на трансформатори
.зададените величини са вторичного напрежение U2 н вторичният
ток /2. Ооръщаме внимание, че вторичного напрежение U„ е то-
ва при наличие на номинален товар Rx=UtII2 (фиг. 2.1п) и е по-
малко от вторичного напрежение при празен ход.
Величините, конто трябва да се определят, са: тип и размери
на магнитопровода, брой на навивките w1 и в първичната и
вторичната намотка и съответните дпаметри dt и на провод-
ниците.
След като са известии U2 и 1г, вторичиата мощност на транс-
форматора е
P2=tf2f2. (2.1)
12
Когато трансформаторът има две и псвече вторични намотки
(фиг. 2.1 о), зададените величини са U2, /2, U3, /3 и т. н. и вто-
ричната мощност е
Р3—+ . (2.2)
При изработване на малсмощни трансформатсри може да се
използугат Ш сбрагни магнвтопроводи (фиг. 2.1в). Tjk първична-
Фиг. 2.1
та и вторичната намотка са навити една над друга върху една
макара, разположена на средното рамо. Сечението на стоманения
магнито провод е SQ1=ab, а сечението на прозореца е Snp—ch.
Обикновено дебелината на използуваните ламели е 0,35 mm.
В последно време все по-често се използ\ват лентови магни-
ТОпроводи, като найразпространените от тях са ШЛ-образните
(фиг. 2.2л) и ПЛ-образните (фиг. 2.26). В първия случай макара-
та е една и е разположена на средното рамо. Във втория случай
макарите са две (по една на всяко рамо), като на едната от тях
се навив а първичната, а на другата— вторичната намотка. Сече-
нието на магнитопровода (както при ШЛ, така и при ПЛ) е 5СТ=
*=ab, а сечението на прозореца е Sv-p—ch. Магнитопроводите от
типа ШЛ и ПЛ се изработват най-често от стоманена лента с
дебелина 0,15 mm.
След като е известна вторичната мощност Р2, пристъпваме към
изчисляване на първичната мощност по формулата
Л = = . (2.3>
Тук t/1 и са напрежението и токът на първичната намотка
при условие, че към вторичната намотка е включен номиналният
товар RT. Величината е к. п. д. на трансформатора и неговата
стойност (за трите вида магнитопроводи Ш, ШЛ и ПЛ) се отчи-
13
та от графиката на фиг. 2,2в. О г тази графика следва например,
че при Р2=20 W к. п. д. на трансформатора ще е около 0,68.
Това означава, че само 68% от мощността, консумирана от мре-
□ката, отива в товара, а около 32% се губи като топлннни загуби
•Фиг. 2.2
в медта и стоманата. В резултат на това по време на работа все-
ки трансформатор се загрява. Методиката на изчисление, която
ще бъде използувана тук, предполага работна температура на
•трансформатора около 50°С (при стайна температура и при рабо-
та Под номинален товар не по-малко от 1 час1). Това означава,
-че добре оразмеренцят трансформатор след продължителна рабо-
та с номинален товар трябва да може да се държи с ръка.
При избирането на магнитопровод следва да се има предвид,
•че мощността Р2 на всеки трансформатор зависи главн > от две
величини — сечението на магнитопровода S„ и сечението на про-
зореца 5пр. Това се вижда от следните разсъждения.
Вторичното напрежение на трансформатора (при наличие на
номинален товар) се дава с известната формула
f/,=4,44/Bms;Tw2, (2.4)
където/fHz] е честотата на мрежата, Вт[Т] е максималната маг-
нитна индукция, която може да се получи в употребената стома-
на, 5'т е активного (чистого) сечение на магнитопровода, е
<броят на вторичните навивки за получаване на напрежение U2
ири номинален товар.
Вторичната намотка заема половината от площта на прозоре-
ца и може да се напише следната зависимост:
W$».s0»5 kK 5пр. (2.5)
14
Тук SM е сечението на употребения меден проводник, a ku е
коефициентът на запълване на половината прозорец от медния
проводник.
Плътността на тока във вторичната намотка е
J=l* . (2.6)
О
Измереното сечение на магнитопровода е винаги по-голя-
мо от активното и между тях съществува зависимостта
S'„=k^S„, (2.7)
където k„ е кэефициенгът на запълване на магнитопровода. (На-
помняме, че между ламелите на всеки магии топровод има въз-
душни междини). Or формули 2.4-? 2 7, като се изклгочат 5'т, wa
и SM, се получава следната основна зависимост:
с 100 ___
" "Р 2,22/Вт7 kM ’
(2.8)
като коефициентът 100 се поставя, защото тук SCT и -^др се из-
мерват в cm2, а У се измерва в А/тт2. Обикновено коефициен-
тът k„ при трите вида магнитопроводи (Ш, ШЛ, ПЛ) има стой-
ност 0.9 и при /=50 Hz горната формула получава следния вид:
о =_________Ю0 Рг р3 д.
" Р 2,22.50.0,9
15
Таблица 2.1
Данни за Ш-образни магнитспроводи
Ламела Тип а, mm mm А, mm *пр, cm- Ламела Тип ' а. 'mm Г, 1 mm л, j mm $пр» ст -
Ш-10 II 10 5 15 0,75 Ш-24 И 1 24 12 1 36 ' 4,3
ш-ю МЦ 10 6,5 18 1,16 , Ш-25 мт 25 25 I 62,5 15,6
Ш-12 н 12 6 18 1,07 I Ш-26 МЦ 26 17 1 47 8,0
Ш-12 МЦ 12 8 22 1,75 1 Ш-28 Н 28 14 i 42 5,9
Ш-12 мт 12 12 30 3,60 I Ш-30 н 30 15 ! 45 6,7
Ш-14 н 14 7 21 1,47 Ш-30 МЦ 30 19 1 53 10,0
Ш-14 МЦ 14 9 25 2,25 11Ш-32 н ,32 16 ' 48 7,7
Ш-16 н 16 8 24 1,92 , Ш-32 мт ! 32 32 i 80 25,2
Ш-16 Ш-16 МЦ 16 10 28 2,80 -Ш-35 мц , 35 22 ! 61,5 13,5
мт 16 16 40 6,40 . 2,42 1 Ш-36 н '35 18 54 9,7
Ш-18 н 18 9 27 Ш-40 II 40 20 1 60 12,0
Ш-19 Ш-20 МЦ 19 12 33,5 30 4,0 , 3,0 1 Ш-40 МЦ 140 26 | 72 18,6
н 20 Ю
Ш-20 мт 20 20 50 10,0 Н —нормален
Ш-22 мц 22 14 39 5,4 1 МЦ—минималча цена
i МТ —минимално тегло
В тази формула и трите величини Вт, J и зависят от мощ.
ността Рг и това е показано на фиг 2.2в и фиг. 2.3, като е на-
правена разлика между фабричното и любителското изпълнение.
Например при фабрично изпълнение машината навива навивките
едва до друга (т. е. k„ е по-голям). Също така ШЛ и ПЛ магни-
топроводите са залепени с феритно лепило (1 тегловна част епок-
сидна смола и 4 тегловни части карбонилно желязо), поради
което Вт може да е по-голямо.
Ако въведем означението k^—MBmJk^, формула (2.9) може да
се напише окончателно така:
5fTSnp==^P2. (2.10)
Оттук следва, че при всеки трансформатор произведението
•S'cT'S’np е пропорционално на мощността Р2> като стойността на
коефициента се отчита от фиг. 2.4а. Тук сеченията SCT и £пр
се измерват в ст*, а мощността е във W. От формула (2.10)
следва още, че когато е дадена мощността Р2, трансформаторът
може да се конструира с относително по-малко SCT и по-голямо
«$лр (т. е. по-малко стомана и повече мед), или пък с относител-
но по-голямо SCT и по-малко 5пр (т. е. повече стомана и по-мал-
ко мед). Единият или другият вариант се избират с оглед цената,
теглото и размерите на трансформатора (вж. съкращенията в
края на табл. 2.1).
I6
Таблица 2.2
Данни са ШЛ-образнн магнитопроводи
МагнитопроЕОд . а> 1 - mm . с, mm А» mm ь. 1 mm । i •$СТ. cmJ р, \v *$ст ^пр, СП)4
ШЛ-ЮхЮ 10 10 25 1 10 1,0 4,3 2,50
ШЛ-10Х 12,5 10 7 20 12,5 ; 1,25 2,5 1,75
ШЛ-10x12,5 10 10 25 12,5 ' 1,25 6 3,12
ШЛ-10Х16 10 7 20 16 1,6 3,2 2,24
ШЛ-ЮХ16 10 10 25 16 1 1,6 7 4.0
ШЛ-ЮХ20 10 7 20 20 2,0 4 2,8
ШЛ-10Х2СХ 10 10 25 20 2,0 8 5,0
ШЛ-12Х12.5 12 12 30 12,5 1,5 9 5,4
ШЛ-12Х16 12 12 30 16 1,92 10 6,9
ШЛ-12Х20 1 12 8 25 20 I 2,4 5 4,8
ШЛ-12Х20 12 12 30 20 2,4 13 8,6
ШЛ-12Х25 12 8 25 25 3,0 6 6,0
ШЛ-12Х25 12 12 30 25 i 3,0 16 10,8
ШЛ-12Х32 12 8 25 32 ! 3,9 8 7,8
ШЛ-16Х16 16 16 40 16 2,5 20 16,0
ШЛ-16Х20 16 8 32 20 ! 3,2 10 8,0
ШЛ-16Х20 16 16 40 20 1 3,2 26 20,8
ШЛ-16Х25 16 8 32 25 , 4,0 12 10,0
ШЛ-16Х25 16 16 40 25 4,0 33 25,6
ШЛ-16Х32 16 8 32 32 1 5,1 16 12,8
ШЛ-16Х32 16 16 40 32 5,1 43 32,5
ШЛ-16Х40 16 8 32 40 6,4 20 16,0
ЩЛ-20Х20 20 20 50 20 4,0 54 40,0
ШЛ-20Х25 20 10 40 25 5,0 24 20,0
ШЛ-20Х25 20 20 50 25 5,0 68 50,0
ШЛ-20Х32 20 10 40 32 । 6,4 32 25,6
ШЛ-20Х32 20 20 50 32 6,4 86 64,0
ШЛ-20Х40 20 10 40 40 8,0 40 32,0
ШЛ-20Х40 20 20 50 40 8,0 110 80,0
ШЛ-25Х25 25 25 62 25 ' 6,25 135 97,0
ШЛ-25Х32 25 25 62 32 1 8,0 170 124,0
ШЛ-25Х40 25 25 62 40 10,0 210 155,0
ШЛ-25Х50 25 25 62 50 12,5 260 195,0
След като е известно произведение!о 5Ст5п₽. избираме типа на
магнитопровода (Ш, ШЛ или ПЛ) и с помсщта на една от таб-
лиците 2.1, 2.2 или 2.3 окончателно уточняваме размерите му
В табл. 2.1 са дадени основните размери на ламелите на LU-
образните магнитопроводи. Дебелината b на пакета се "избира от
конструктора, като се помни, че S^-ab. Обикновено се препо-
ръчва Ыа—1-1,5, т. е. отворът на макарата да е близък до
квадрат.
2 Примери за изчисляване
17
В табл. 2.2 и 2.3 са дадени основните размери на магйитопро-
водите от типа ШЛ и ПЛ. Тези магнитопроводи се произвеждат
най-често във вид на стандартизирани пакета. Затова тук са по-
сочени 5ст, SciSnp и ориентировъчната стойност за Р2 при фаб-
Фиг. 2.4
рично изпълнение. При любителско изпълнение мощността Рг на ШЛ-
и ПЛ магнитопроводите е с 30—50% по-малка от посочената. Както
вече се спомена, първата причина за това е ръчното навиване на про-
водника (т. е. по-малката стойност на коефициента #м). Втората при-
чина е, че при любителско изпълнение двете половинки на магнито-
провода не се залепватс феритно лепило, а челните им части внима-
телно се шлифоват със ситна шкурка и чрез винтове се притискат ед-
на към друга. Обръщаме внимание, че ако двете половинки не
се допират плътно (т. е. между тях има въздух), това рязко вло-
шава качествата на трансформаторите, като води до загряване и
бръмчене.
След като е избран магнитопроводът, пристъпваме към опре-
деляне броя на навивките. За първичната намотка се използува
формулата
Като се има предвид, че &„5ет = 0,9 SCT и /=50 Hz,
тази формула получава вида
50 и,
- VS— (2.12)
18
Таблица 2.3
Данни за ПЛ-образни магнитопроводи
Магнитопровод а. | mm С, mm л. ' mm | 6. mm *$ст> cm 2 P, m *$CT S’np. cm*
ПЛ-10Х12.5 1 10 12,5 20 12,5 1,25 6.5 3,1
ПЛ-10Х12.5 i 10 12,5 25 12,5 1,25 7,7 3,9
ПЛ-10Х12.5 1 10 12 5 32 12,5 1,25 9,8 5,0
ПЛ-10Х12.5 1 1° е 12,5 40 12,5 1,25 12,8 6,2
ПЛ-12,5X16 i 12.5 16 25 16 i 2,0 16 8,0
ПЛ-12,5X16 12.5 , 16 32 16 , 2,0 19,1 10,2
! ПЛ-12,5x16 12,5 . 16 40 16 1 2,0 23,0 12,8
! ПЛ-12,5X16 I 12,5 16 50 16 i 2,0 28,4 16,0
j ПЛ-12,5x25 12,5 . 20 32 25 3,12 33,5 20,0
I ПЛ-12,5x25 12,5 20 40 25 I 3,12 43,2 25,0
ПЛ-12,5X25 12,5 20 50 25 ! 3,12 52,6 31,2
ПЛ-12,5X25 1 12,5 20 60 25 1 3,12 62,9 37,6
ПЛ-16Х32 । 16 25 40 32 5,12 82,5 51,2
ПЛ-16Х32 16 25 50 32 i 5,12 109 64,0
ПЛ-16x32 i 16 25 65 32 1 5,12 127 82,0
ПЛ-16X32 16 25 80 32 i 5,12 146 102
| П Л-20Х40 20 32 50 40 | 8,0 182 128
П Л-20Х40 20 32 60 40 8,0 203 154
II Л-20 X 40 J 20 32 80 40 I 8,0 271 204
ПЛ-20Х40 i 20 1 32 100 40 8,0 312 252
като коефициентът 50 идва от това, че сечението SCT на избра-
ния магнитопровод се измерва в ст2. Стойността на Вт зависи
от мощността на трансформатора и вида на магнитопровода и се
отчита от фиг. 2.Зя.
Броят на навивките във вторичната намотка се определя по
формулата
^ст
Тук коефициентът k отчита падът на напрежението във вто-
ричната намотка при протичане на тока /2, стойността му се на-
мира от фиг. 2А6.
Диаметърът на проводника (както за първичната, така и за
вторичната намотка) се намира от израза
d = 0,037 J , (2.14)
където d се измерва в mm, големината на протичащия ток / е
в mA, а плътността на тока J ев A/mm2 и се отчита от фиг. 2.36.
19
Диаметър иа провод- ника, d, mm Брой на- вивки в с пт*
0,04 25100
0,05 18500
0,06 12600
0,07 10050
0,08 8200
0,09 6650
0,10 5650
0,11 4500
0,12 3900
0,13 3100
0,14 3000
Таблица 2.4
Брой иа навивките в 1 с ст2
Диаметър иа провод- Брой яа- Диаметър Брой на- । Диаметър ; Брой
вивки в иа провод- ВИВКИ в на провод- ‘навивки
ника. ст- ни ка. сш? । ника, в ст3
। d, mm d, mm d, mm
i 0,15 2720 ' 0,26 960 0,50 280
I 0,16 2400 ; 0,27 900 0,55 225
, 0,17 2120 I 0,28 850 0,60 195
0,18 1940 , 0,29 ! 800 0,65 170
! 0,19 1750 | 0,30 . 750 0,70 Н8
0,20 1600 1 0,32 650 0,75 126
0,21 1420 0,34 । 580 0,80 112
0,22 1320 । 0,36 i 520 0,85 102
0,23 1220 0,38 ; 470 0,90 91
। 0,24 ИЗО 0,44 ! 430 0,95 81
' 0.25 1050 । 0,45 335 || 1,00 75
Накрая трябва да се направи проверка дали намотките ще се
съберат в прозореца на избрания магнитопровод. Проверката мо-
же да стане, като се използува табл. 2.4, която се отнася за на-
виване на трансформатори в любителски условия. При използу-
ването на тази таблица трябва да се има предвид, че само око-
ло 70% от прозореца се заема от двете намотки, а останалите
30% се заемат от макарата, от необходимия луфт и др. Следо-
вателно, за да се съберат двете намотки, е необходимо тяхната
обща площ51+5г Да не надвишава 70% от площта на прозоре-
ца, т. е. трябва да е изпълнено неравенство™
<0,70. (2.15)
^пр
Ако при проверката се окаже, че навппкитс няма да се съ-
берат, постъпваме по следния начин. При Ш-образни магнитопро-
води избираме такъв със същото сечение, но с по-малка стой-
ност на отношението b/а. т. е. избираме по-широка ламела и по-
малък набор, понеже по-големите ламели имат и по-голям прозо-
рец. Друг вариант (приложим за Ш, ШЛ и ПЛ) е избирането на
магнитопровод, чието произведение ScT-Snp е с 15—20% по-голя-
мо от това, получено по формула (2.10) и именно с него продъл-
жаваме по-нататъшните начисления- Във връзка с това нека ка-
жем, че по принцип избирането на магнитопровод с по-голямо се-
чение е допустимо, тъй като това облекчава работата на транс-
форматора (намалява загряването и бръмченето1, но увеличава обе-
ма и цената му. Избирането на по-малко сечение обаче не се до-
пуска.
20
Пример 2.1. Да се изчисли мрежов трансформатор в любителско изпълне-
ние, ако са зададени: £7i=220V, (72=9 V, /2=1 А.
I. Намираме вторичната мощност Рг~иг12—10.1=9 W. От фиг. 2.2в от-
читаме /)=0,62. Тогава първичната мощноет ще бъде
2. Избираме магнитопровод тип ПЛ и от фиг. 2.4а определяме Ax=l,l.
Тогава от формула (2.10) може да се напише
5ст5пр=*1р2= 1.1-9^ 10 ст4.
Въз основа на този резултат от табл. 2.3 избиоаме магнитопровод ПЛ-12,
5X16, конто има SCT=2 cm2, Snp=5,l cm2 и SCTSnp=10,2 cm4.
3. От фиг. 2.3a отчитаме, че на P2=9W съответствува Вт =1,4 Т и ог
формула (2.12) за броя на навивките в първичната намотка получаваме
50 £/i_= 50.220
К «ст М • 2
= 3950 пав.
4. От фиг. 2.46 отчитаме jfe2= 1,55 и от формула (2.13) за броя на навив-
ките във вторичната намотка получаваме
и>2 = Л0*2 = 501 ’ 55• 9_ = 250 нав.
SCT 1.4 . 2
5. Определяме големината на тока в първичната намотка
/1 = -Р1= IJA. = 0,062 А = 62 mA.
Ui. 220
6. От фиг. 2.36 отчитаме, че на Р2=9 W съответствува J=5,4 A/mm2
и от формула (2.14) за диаметъра на проводника в първичната иамотка полу-
чаваме
rfj.=0,037</V1
<1 =0 13 mm.
\ 5,4
7. Определяме диаметъра на проводника във вторичната намотка
dt=0,037^l-/— = 0,037 J—= 0,55 mm.
\ J У 4,5
8. Проверяваме дали проводникът ще се събере в прозореца. Като изпол-
зуваме табл. 2.4, намираме, че първичната намотка (3950/0,13) и вторичната
намотка (250,0,55) ще заемат съответно площ
о ____ 3950 ____ , , о ,, с 250 .______________ill .т2
«3 1 —— — • — 1 • 1 / ст** и Оо--. 1.11 ст _
1 Q K'lfl ’ 2 09^ » •
Т. е. общата им площ е 2,28 ст2. Следователно
SjJ-S, 2,28 п.с
- = = 0,45.
Snp 5, 1
Очевидно неравенство (2.15) е изпълнено и намотките ще се съберат в про-
зореца.
Пример 2.2. Да се изчисли мрежов трансформатор в любителско изпълне-
ние, ако £/i=220 V, (72=24 V, /2=2А.
1. Намираме вторичната мощност Р2=(72/2=24.2=48 W- От фиг. 2.2в от-
читаме 77=0,8 и за първичната мощност ще получим
Pi = Р*=^ = 60 W.
’I 0,8
2. Избираме магнитопровод ШЛ и от фиг. 2.4а определимо Лх=1. Тогава
От формула (2.10) ще получим
scrsnp=*ip2= 1.48=48 cm1.
Въз основа на този резултат от табл. 2.3 избираме магнитопровод ШЛ-20Х25,
конто има SCT=5,0 cm2, Snp = 10 cm2 и SCTSnp=50 cm1.
3. От фиг. 2.3a отчитаме, че на P2=48W съответстува Вот=1,5 Т и ст
формула (2.12) за броя на първичните навивки получав;ме
50.220 _=и70 нав.
5т5ст 1,5.5,0
4. От фиг. 2.46 отчитаме £х=1,17 и от формула (2.13) за броя на навив-
кнте във вторичната намотка получаваме
«,,= _50^^= 50.1,17.24 = 198 нао.
&т ^ст 1,5-5,0
5. Определяме готемината на тока в първичната намотка
Н = = О-27 А = 270 mA.
Ui 220
•Wl —
6. От фиг. 2.36 отчитаме, че на Р2=48 W съответствува J=2,7 A/mtn’
и от формула (2.14) за диаметъра на проводника в първичната намотка полу-
чаваме
61=0,0374I = 0,037 4 L270 = 0,37 mm.
У J У 2,7
7. Определяме диаметъра иа проводника във вторичната намотка
6s=0,037j-z*- = O,037J?290- = 1,0 mm.
i J У 2,7
8. Проверяваме дали намотките ще се съберат в прозорена. Като ползу-
ваме табл. 2.4, намираме, че първичната намотка (1470/0,37) и вторичната на-
мотка (198/1,0) ще заемат съответно площ
Si = -HZ.® = 3,0 cm2 и S,= 198 = 2,7 cm2,
1 495 *75
т. е. общата им площ е 5,7 ст2. Във основа на това може да се напише
S1 + S2 __ 5,7 _ Q 57
$пР ' >0 ’ ‘
Следователно неравенство (2.15) е изпълнено и намотките ще се съберат в
прозореца.
Елементарен начин за изчисляване на мрежови трансфор-
матори. За любителите с по-малък опит ще бъде посочена еле-
ментарна методика за изчисляване на мрежови трансформатори
с мощност до 100—150 W. Тя се отнася за Ш-образни магнито-
22
проводи и дава задоволителна точност. Зададените величин» са
вторичното напрежение U2 и вторичният ток /2 (напрежението U2
се отнася за номинален товар Rr = U2H2, а не при празен ход.'),
като С^! = 220 V.
Определяме вторичната мощност на трансформатора Р2 по
формула (2.1). Ако трансформаторът съдържа две или повече
вторични намотки, величината Р2 се определи от формула (2.2).
След това от формула (2.3) определяме първичната мощност
като к. п. д. t] отчитаме от фиг. 2.2в. Необходимого сечение
Ser=a.b на магнитопровода (вж. фиг. 2.1в) намираме от форму-
лата
5„= v'P?, (2-16)
където SCT е в ст2, а е във W. От табл. 2.1 избираме подхо-
дяща ламела, като за дебелината на пакета се препоръчва b =
=(1-т-1,4)а.
Броят на навлеките в първичната и вторичната намотка се из-
числява от формулите
48 UL
И

52 U2
SCT
(2-17)
където Sct е в ст2.
Диаметрите на проводниците (и в двете намотки) се опреде-
лят от зависимостта
rf=0,02V/ ,
(2.18)
където d е в mm, а токът е в mA.
Проверката за събиране на проводниците в прозореца може да
се направи в съответствие с табл. 2.4 и формула (2.15).
Пример 2 3. Да се изчисдн мрежов трансформатор в любителско изпълне-
ние с Ш-образен магничопровод, ако са дадени: l/i=22 ) V, б’2=36 V,
/,= 1,5А.
1. Намираме вторичната мощиост 7,2=772/2=36.1,5=54 W. От формула
2.2« отчитаме, че г,=0,82 и за първичната мощност получаваме
Pi = =_54 =66 W.
г, .0,82.
2. Определяме необходимого сечсше иа магнитопровсда
$ст=)/Р1 ~ v'66 =8,1 cm2.
Такова сечение ще се получи например, ако изберем от табл. 2.1 ламела 111-28
(тя има прозорец Snp = 5,9 cm2) и дебелина на набора 4=30 mm.
3. Нах ираме броя на навивките на първичната намотка
48t7i 48.220 ,„пп
SCT 8,1
23
4. Изчисляваме броя на навивките иа вторичната намотка
52 U2 52,36
®г = = 230 нав.
ост 0,1
5. За да определим диаметъра на проводника в първичната намотка, пьр-
во определяме големината на тока
/1= ^i=66 = 0>з А = 300 mA.
U1 ZZU
След това за диаметъра получаваме
«71 = 0,02^77 = 0,02v'300 = 0,35 mm.
6. Определяме диаметъра на вторичната намотка
42=0,02у77 = 0,0271500 = 0,78 mm.
Таблица 2.5
Данни за трансформатор» с Ш-образии
магнитопроводи
Вторична мощ- ное т, Р, [W] Сечение на магннтопровода, 5СТ Брой на навивки* те в първичната намотка» Диаметър на пров. в първич. намотка,Vj Навивки на ВОЛТ, Vjy Вторична мощност, AIZ) С ечение на магнитопровода, 5СТ [ст'Ч Брой на иавивки- те в първичната намотка wt , Диаметър на пров. в първич. намотк а 4,[тт) Навивки на ВОЛТ, W|y
0,5 1 1,0 1,4 9900 7100 0,05 0,06 45 32
2 2,1 4650 0,08 21
4 3,0 3300 ' 0,12 15
6 3,7 2650 0,15 12
8 4,2 2360 0,17 10,7
10 4,6 2180 0,19 9,8
12 5,0 1980 0,21 9,0
14 5,3 1870 0,23 8,5
16 5,6 1760 ; 0,25 8,0
18 5,9 1670 0,27 7,6
20 6,2 1600 0,29 7,3
24 6,6 1500 0,31 6,8
28 7,1 1400 ' 0.33 6,4
32 7,5 1320 ' 0,35 6,0
I 36 , 7,9 1250 0,37 5,7
1 40 8,3 1190 0,40 5,4
1 46 | 8,9 1120 0,42 5,1
1 52 1 9,2 1080 0,45 4.9
1 60 , 9,8 1000 0,48 4,6
1 70 Ю,3 950 0,52 4,3
1 80 1 11,0 900 0,55 4,1
90 , 11,7 860 0 59 3,9
100 , 12,3 815 0,62 3,7
1 120 13 4 750 0,68 3,4
140 14,5 680 0 73 3,1
160 , 15,5 610 0,78 2,9
1 180 16,5 600 0,80 2,7
200 17,3 570 0,86 । 2,6
7. За да проверим дали навивките ще се съберат в прозореца, от табл.
2.4 може да се намерят площите на двете намотки (1300/0,35 и 230/0,78):
<? _ 1300 „ „ . „ 230 _ . т3
Sl~ -ббо- = 2,2 сга“ и S2= ~По~ = 211 ст ’
24
т. е обиата им площ е 4,3 ст2. Следозателно
Si + S2 _ 4,3 __ Q 73
5пр 5,9
Огтук следва, че неравенство (2.15) е изпъл!ено и навивките ще се съ-
<5ерат в прозореца.
За бързо изчисляване на маломощни мрежови трансформато-
ри с Ш-образни магнитопроводи може да се използува табл. 2.5.
В нея са дадени сечението на магнитопровода SCT> броят на на-
вивките wl в първичната намотка при £71=2‘20 V, диаметърът а\
на проводника на първичната намотка и величината „навивки на
волт“ W;v,4pe3 конто се изчисляват необходимите навийки във
вторичната намотка. Всички тези величини са функция на вторич-
ната мощност Ра.
2.2. ЕДНОПОЛ УПЕРИОДЕН ТОКОИЗПРАВ ИТЕЛ С ПОЛУПРОВОДНИКОВ И
ДИОДИ И СЕЛЕНОВИ КЛЕТКИ
На фиг. 2.5а е показана схемата на едно полупериоден токо-
изправител без изглаждащ филтър. Подобии схеми се препо-
ръчват при изправяне на относително малки токове (напр. до
20—30 mA) при положение, че са допустими по-големи пулсации
на изправеното напрежение. Без филтър (т. е. в краищата на
схемата има коефициент на пулсации 10%, като честотата на
пулсациите е 50 Hz. (Напомняме, че коефициентът на пулсации.
те е равен на отношението на амплитудата на първата хармо.
нична към големината на средното изправено напрежение, т. е.
Р1- фиг. 2.56.) Тук зададените величини са изправеното
напрежение Uo и изправеният ток 10. (Напрежението Uo се отна-
ся за номинален товар R0=U0/I0, а не при празен ход!) При из-
числението трябва да бъдат определени: видът и броят на диоди-
те (селеновите клетки), напрежението U2, токът 12, стойността и
работното напрежение на Сг стойността и мощността на шунти-
ращите резистори Ru, (при селенови клетки такива не се изпол-
зуват).
Видът и броят на диодите (селеновите клетки) зависи от две
величини—максималната (върховата) стойност на токовия импулс
в права посока
/тах = 7/0 (2.19)
и максималната амплитуда на обратного напрежение върху целия
вентил
£7обр max = 3U0. (2.20)
25
Тези фор.мули показват, че както токът /тах, така и обратно-
го напрежение t/обр max на вентила трябва да бъдат значително
по-големи от /0 и Uo. Причината за това е, че през единия по-
лупериод напрежението на кондензатора и с е противопосочно на
Фиг. 2.5
Ut и вентилът е отпушен за време, по-малко от половин период
(фиг. 2.56). В резултат на това токът в права посока трябва да
има значителна амплитуда /тах» за да осигури необходимия из-
правен ток /0. Наличието на кондензатора Ci води още до това,
че през другия полупериод неговото напрежение и е съпосочно
с напрежението (J2, поради което върху вентила действува
тяхната сума Uosp шах» приблизителио равна на удвоената ампли-
туда на U2-
След като знаем величините £/ОбРтах и /тах, от справочниците
(вж. табл. 2.6 и Л. 13) изэираме типа на полупроводниковите
диоди, като /Ли>/гоах или 4 max на диода да е равен или по-го-
лям от зададения изправен ток /0. Необходимият брой п на по-
следователно свързаните диоди се определи по формулата
я=^орбтах , (221>
° RM
като получената стойност за п се закръглява нагоре до цяло
число. Както е известно (Л.8, стр. 88), обратните съпротивления
на диодите от един и същи тип се различават значително. С оглед
обратното напрежение да се разпредели равномерно върху от-
26
Т а б л и ц а 2.6
Дании за изправителни диоди
Означение Тип URM’ V A) max, A I Означение Тип URM V •ч) max, A
Д7А Ge 50 0,3 КД202А Si 50 5
Д7Б Ge 100 0,3 КД202В Si 100 5
Д7В Ge 150 0,3 КД202Д Si 200 5
Д7Г Ge 200 0,3 КД202Ж Si 300 5
Д7Д Ge 300 0,3 , КД2О2К Si 400 5
Д7Е Ge 350 0,3 КД202М Si 500 5
Д7Ж Ge 400 0,3 КД202Р Si 600 5
Д226Б Si 400 0,3 КД203В Si 800 10
Д226В Si 300 0,3 1 КД203Г Si 1000 10
Д226Г Si 200 0,3 . КД206А Si 400 10
Д226Д Si 100 0,3 КД206Б Si 500 10
делните диоди те се шунтират с еднакви резистори /?Ц,1=/?Ш2=
Препоръчва се (Л.23, стр.ЗЗО) тяхната стойност да е
примерно 50 k Q/0,5 W. Когато диодът е само един, шунтов ре-
зистор не се поставя.
В някои случаи вентилът може да се състои от селенови клет-
ки. (Сравнени с диодите, при претоварване те нз излизат вне-
запно от строя.) Размерът на клетките се избира с оглед номи-
налния изправен ток /0. При еднополупериодна схема този раз-
мер се избира от табл. 2.7 (вж. Л.8, стр. 94), като броят им ri-
ce определи от формулата
п== (2.22)
25
като и тук получензта стойност за п се закръглява нагоре до
цяло число.
Напрежението L/t (при номинален товар), което трябва да.
осигури трансформаторът, зависи от зададеното напрежение Uo,
от зададения ток /0, от вътрешното съпрэтивление /?, на венти-
ла в права посока и от вътрешното съпротивление RTp на вто-
Таблица 2.7
Данни за селенови клетки
Размера,
mm
Тои /о max’ А
0,07 ; 0,13 [ 0,23 0,45 0,9
1,5 .2,51 5
I '
х
§ 1
27’
ричната намотка. Тази зависимост се дава с формулата
£Д=0,75 (/0 + 3,8/0(n/?i +^тР),
където токът /0 е в А. Напомняме, че вторичното напрежение е
променливо и U2 е ефективната му стойност, a Uo е постоянно
напрежение. Вьтрешното съпротивление на един диод (или на
една клетка) при еднополупериодна схема се дава с израза
/?,= А*-, (2.24)
където коефициентът А има измерение „миливолт*1.
За еднополупериодна схема при силициеви диоди А = 1000, при
германиеви А =500, а при селенови клетки А =650, като токът
10 е в милиампери. Съпротивлението на вторичната намотка мо-
же да се изчисли по формулата
/?тР= (2.25)
ZoV Uolo
като в настоящий случай (еднополупериодна схема) В=500, а
токът е в милиампери.
Ефективната стойност на вторичния ток (той не е синусоида-
лен — вж. фиг. 2.5 б, и не може да се изчислява по поэнатите фор-
мули) може да се намери по формулата
'=-2/.+ ^. (2.26)
като токовете са в А.
Токът в първичната намотка също не е синусоидален и не-
говата ефективна стойност се дава с израза
(2-27)
като всички токове са в А. Второто събираемо вдясно се отнася
за случая, когато трансформаторът има още една намотка — III
{вж. фиг. 2.1 б).
Капацитетът на кондензатора зависи от Uo, Zo и от кое-
фициента на пулсациите Pi^—ц0- (вж. фиг. 2.5 б). При
схеми без изглаждащ филтър (каквато е и разглежданата схема)
е прието /7х=10%. Въз основа на това минималната стойност на
кондензатора се намира по формулата
С\= 6°о/о , (2.28)
28
където Cj е в цр, а /0 е в mA.
Номиналното напрежение върху Cj се определи от израза
t/ci = l,2670. (2.29>
При избор на електролитен кондензатор (вж. табл. 2.8 и Л.14,
стр. 30) се препоръчва неговото работно напрежение да е поне
с 10—20% по-голямо от t/Ci- Понеже стойностите на кэнденза-
торите са стандартизирани, препоръчва се истинската стойност
на С\ да е също с 10—15% по-голяма от тази, получена по-
формула (2.28). В такъв случай реалнидт коефициент на пулса-
цни няма да е 10%, а ще бъде по-малък (т. е. осигурява се не-
голям запас, което поради изсъхването на електролитните кон-
дензатори е оправдано) и точната му стойност може да се опре-
дели от израза
А= (2-30)
като /0 е в mA, а С\ е в pF. От тази формула следва, че кол-
кото Ci е по-голям, толкова коефициентът на пулсациите е по-
мальк. Това може да съблазни неопитния конструктор да избере
кондензатор с много по-голяма стойност (напр. 5—10 пъти) от
тази , получена по формула (2.28). Това също не се препоръчва,
понеже при включване на токоизправителя зарядният ток на кон-
дензатора може да стане недопустимо голям (7зар >1рм) и диоди-
те да излязат от строя. Практиката показва, че стойността на
избрания кондензатор не бива да надвишава 1,5—2 пъти получе-
ната стойност по формула (2.28).
От горните данни лесно може да се изчисли както мрежо-
вият трансформатор, така и изглаждащият филтър (вж. т. 27).
Пример 2.4. Да се изчисли еднополупериоден ток >изправител без изглаждащ
филтър, ако са зададени Uo— 12 V и /0=30тА.
I. Избираме схема с полупроводникови диоди (фиг. 2.5 а).
2. Изправеният ток е /o=3OmA и от табл. 2.6 с известен запас избираме
германцев диод Д7Л, конто има /0 тах =300 А и U =50 V.
3. От формула (2-20) иамираме максималното обратно напрежение върху
вентила;
^обртах-31/0=3. 12=36 V.
Тогава броят на последователно свързаните диоди е
п= ^обртях__ 36__ру9
V RM
Закръгляваме п=1, т. е. достатъчен е един диод, и шуитови резистори няма
да има.
29
Таблица 2.8
.Данни за електролитни кондензатори
! Кап ацитет, Работно напрежение, V
0,47 6, 10, 16, 25, 35, 50, 63, 100
1 6, 10, 16, 25, 35, 50, 63, 100
2,2 6, 10. 16, 25, 35, 50, 63, 100
3,3 6, ю, 16, 25, 35, 50, 63, 100
4,7 6, ю, 16, 25, 35, 50, 63, 100
10’ 6, ю, 16, 25, 35, 50, 63, 100
22 6, ю, 16, 25, 35, 50, 63, 100
33 6, 10, 16, 25, 35, 50, 63, 100
47 6, ю, 16, 25, 35, 50, 63, 100
1С0 6, 10, 16, 25, 35, 50, 63, 100
220 6, 10, 16, 25, 35, 50, 63, 100
330 6, 10, 16, 25, 35, 50, 63,
470 6, ю, 16, 25, 35, 50,
1000 6, ю, 16, 25, 35,
2200 6, ю, 16,
4. Определяме вътрешното съпротивтение на един диод
„ 500 500
Ri~ ’ zo “ 30 ^17й-
5. Намираме съпротивлението на вторичната намотка
_ 500 Uо
^тр 4
fo^olo
(Тук искаме да
500 . 12
=----4----=46 2.
307127'30
припомним, че корен четвърти от дадено число се получа-
пъти корен втори от това число, папр. у?81=\/Ж=^9=3.)
0^01 . 12 =0 0б2 А
1 . 17+46
за, като вземем два 1
б. Определяме необходимого вторично напрежение :........
(72=0,75 С/0+3,8 4(п/?1-+/?тр) = 0,75 . 12+3,8.0,03(1 . 17+4б) = 15,3 V.
7. От формула (2.26) определяме тока във вторичната намотка-
''"2'"+ж,-2-°да+
8. Аналогично намираме тока в
/1==1.2t/2_ ,-?=7т-= 1.2.
първичната намотка :
12 , -_______-
220 V 0.0622 - 0,030* =0,004 А.
9. Минималната стойност на кондензатора С\ е
С - 60 /о - 60.30 ...
= 150рР.
30
а номиналното напрежение Lbpxy него e
(/C[=l,2£/0=l,2 . 12 = 14,4 V.
10. Избираме стандартен кондепзатор (вж. табл. 2.8) с капацитет Ci
=220pF и С7раб=16 V.
11. От формула (2.30) определяме коефнциента на пулсапиите:
600 /! _ 600.30 й 0,
(/0С1 12 .220
Pl=
2.3 ДВУПОЛУПЕРИОДЕН ТОКОИЗПРАВИТЕЛ СЪС СРЕДНА ТОЧКА
С ПОЛ У ПРОВОДНИКОВ И ДИОДИ ИЛИ СЕЛЕНОВИ КЛЕТКИ
На фиг. 2.6 а е показана схемата на двуполупериоден токоиз-
правител без изглаждащ филтър. Подобии схеми се препоръчват
при изправяне на средно големи токове (напр. до 300mA) при
намалени пулсации. Без филтър (т. е. в краищата на Су) схемата
има коефициент на пулсации 10%, като честотата на пулсациите
е 100 Hz. Тук зададените величини са изправеното напрежение
Uo и изправеният ток 70. При изчгслението трябва да бъдат
определени: вид и брой на диодите (селеновите клетки) във
всяко рамо, напрежение U2, ток /2, стойност и работно напреже-
ние на Cv стойност и мощност на шунтиращите резистори
(при селенови клетки такива не се използуват).
Максималната стойност па токовия импулс в права посока
{за всяко рамо) е
Лпах = 3,5 70, (2.31)
а максималната амплитуда на обратното напрежение върху вен-
тила (за всяко рамо) е
max —3 (2.32)
На фиг. 2.6 б токовете и напреженията са представсни в гра-
фична форма. Тук искаме само да напомним, че както двете п>
ловини на вторичната намотка, така и вентилите в двете рамена
трябва да са еднакви, т. е. схемата трябва да е симетрична.
След като знаем /max И С^обртах от справочниците (вж. табл 2.6
и Л. 14), избираме типа на полупроводниковите диоди, като 1рм>-
> 1пзх или /о max на диода да е равен или по-голям от зададения
изправен ток /0. Необходимият брой п на последователно свър-
заните диоди във всяко рамо се определи по формула (2.21),
като получената стойност за п се закръглява нагоре до цяло
число. Препоръчва се (Л.23, стр. 330) стойността на шунтиращи-
31
те резистори 2?ш1=Яш2 = • • • =#шл да е примерно 50к2/0,5W,
Когато във всяко рамо диодът е само един, той не се шунтира.
В никои случаи вентилите може да се състоят от селенови
клетки. (В сравнение с диодите при претоварване те не излизат
Фиг. 2.6
внезапно от строя.) Размерът на клетките се избира с оглед
номиналния изправен ток /0. При дв^полупериодна схема този
размер се намира от табл. 2.9 (вж. Л.8, стр. 94). Броят им п във
всяко рамо се определи по формула (2.22), като и тук получена-
та стойност за п се закръглява нагоре до пяло число.
Необходимото напрежение във всяка половина от вторичната
намотка (при номинален товар) е
(7'=O,75t/o + l,9 7o(«/?; + /?Tp), (2.33)
като токът /0 е в А.
Вътрешното съпротивление на един диод (или на една клет-
ка) при двуполупериодна схема се дава с израза
4/.' (3^4)
При силициеви диодн А=1000, при германиеви /1=500, а при
селенови клетки Д=65О, като токът 70 е в mA. Съпротивление-
то /?тр може да се определи от израза (2.25), като при двупо-
лупериодна схема със средна точка В=1000 и токът /0 е втА.
32
Таблица 2.9
Данни за селенови клетки
Размери, mm О X о ** 3 X сч .33x33 ! 1 О X о 09X09 78x78 j 100X100 1 (00ZX00I
Т°« /отах’ А 0,14 0,25 0,45 j 0,9 1,8 w i 1 5 10
Ефективната стойност на вторичная ток се намира по фор-
мулата
/>=/"+J’+r”-' <М5>
П/\,тАТр
където токът е в А.
Токът в първичната намотка се дава с израза
А = (2-36)
като и тук у е в А.
Второто събираемо вдясно се отнася за случая, когато транс-
форматорът има още една намотка — III (вж. фиг. 2.1 б).
Минималната стойност на кондензатора е
= (2.37)
където CjeBpF, а 70—в mA.
Номиналното напрежение върху Сг е
t/c, = l,2(70. (2.38)
Коефициентът на пулсациите (в краищата на CJ е
(2-39)
като /0 е в милиампери, а С± е в микрофаради.
От горните данни лес го може да се изчисли както мрежовият
трансформатор, така и изглаждащият филтър (вж. т. 2.7).
Пример 2.5. Да се изчисли двуполупериоден токоизправител със средня
точка без изглаждащ филтър, ако са дадени (70=18V и /о=1ООтА.
1. Избираме схема с полупроводникови диоди (фиг. 2.6 а).
2. Изправеният ток е /о=1ООп1А и от табл. 2 6 избираме силициев диод
Д226Д, конто има 70 тах=3®° гаА и V.
3. Максималното обратно напрежение, което действува върху вентила (в
едното рамо), е
^Обрт.х=31/о=3-18=54 V.
3 Примери за изчисляване
33
4. Броят на после доватемго свьрзаните диоди (в едното рамо) е
Кобр max
Л=
54
100 -°-54-
Прием аме л = 1, т.е. във всяко рамо по един диод, при което шунтиращи ре-
зистори не са необходими.
5. Вътрешното съпротнвление на един диод е
1000 1000
Ri~ 0,5 /0 “ 0,5 . 100"-202’
6. Намираме съпротивлението на половината от вторичната намотка
D __ КОО (/0 _ 1000.18 _9ЙО
Ктр— 4 — 4 _ °
1о\йл1п 100^18.100
7. Определяме необходимото напрежение в половината от вторичната
намотка
U'2=0,75 (/„+1,9/0(пЯ, + Ятр)=0,75 . 18+1,9.0,1(1 . 20+28)=22,5 V.
8. Токът във вторичната намотка е
7,=/0+ 0-01 Ко =01 0,01.J8 =0,104А.
0 л/?.+ Я1р 1.20+28
9. Токът в първичната намотка е
1 L/1 220
10. Минималната стойност на кондензатора е
С1=30/о=?0.100= F
Ко 18
а номиналното напрежение върху
КС1=1,2 Ко=1,2.18=22 V.
Избираме стандартен кондензатор
^pa6=25V.
11. Определяме коефициента
ЗОО4=_ЗОО 100
1 K„Ct 18.220
него е
(вж. табл. 2.8) с капацитет ^=220 pF и
на пулсациите
2.4 , МОСТОВ ТОКОИЗПРАВИТЕЛ (СХЕМА ГРЕТЦ)
С ПОЛУПРОВОДНИКОВИ ДИОДИ ИЛИ СЕЛЕНОВИ КЛЕТКИ
На фиг. 2.7 а е показан двуполупериоде.i изправител по мос-
това схема без изглаждащ филтър. Подобии схема се препоръч-
ват при изправяне на значителни токове. Без филтър (т. е. в
34
краищата на Ct) схемата има коефициент на пулсации 10%, ка-
то честотата на пулсациите с 100 Hz. Тук зададените величини
са изправеното напрежение Uo (при номинале! товар Rr —Uo//O')
и изправе.чият ток /0. При изчзслението трябва да бъдат опреде-
Ф иг 2-7
лечи видът и броят на диодите (селеновите клетки) във всяко
едно от четирите рамена на моста, напрежението Ut, токът /2,
стойността и работното напрежение на ^.стойността и мощност-
та на шунтиращите резистор,; (при селенови клетки та кива
не се използуват).
Тук максималната стойност на’токовия импулс в права по-
сока (за всяко едно от четирите рамена) е
/тах = 3,570, (2.40)
а максималната амплитуда на обратното напрежение върху вен •
тпла (за всяко едно от четирите рамена) е
^Обр max= 1 (/0. (2.11)
На фиг. 2.7 б токовсте и напреженията са представени в гра-
фична форма. Тук искаме само да напомним, че вентилите във
всяко едно от четирите рамена трябва да са еднакви, т. е. мос-
тът трябва да е симетричен.
След като знаем /тах и 7/ОбР max, от справочниците (вж. табл.
/2.6 и Л.13) избираме типа на полупроводниковите диоди, като
ГЛ1>/тах (ИЛИ /о max НЭ ДИОДЭ ДЭ е равен ИЛИ ПО-ГОЛЯМ ОТ ЗЭДЭ-
дения изправе I ток 70). Необходимият брой п на последовател-
35
но свързаните диоди във всяко едно от четирите рамена се опре-
дели по формула (2.21), като получената стойност за п се за-
кръглява нагоре до цяло число. Препоръчва се (Л23, стр. 330)
стойността на шунтиращите резистори . . . = Rwn
да е примерно 50 к 2/0,5W. Когато във всяко рамо диодът е
само един, той не се шунтира.
При изправяне на значителни токове (напр. над 0,3 А) се из-
ползуват средномощни и мощни диоди, конто посредством винт
се прикрепват към съответен радиатор. Мощността, разсейвана
в един силициев диод, се намира по формулата
Р=НЛ, (2.42)
като при еднополупериодно изправяне Р—1,2, а при двуполу-
периодно F=0,6. При разсейвана мощност примерно до 1 W тези
диоди не се нуждаят от радиатор, докато при P>1W такъв е
необходим. Ако радиаторът е от алуминиева ламарина с дебе-
лина 2,5—3mm, необходимата площ може да се намери от израза
S-20(P--l-)> (2.43)
като Ре във W, aS — в ст3. (Тази формула се препоръчва са-
мо ако P>1W, като S е сумарната площ, т. е. от двете страни.)
В пякои случаи вентилите може да се състоят от селенови
клетки. Размерът на клетките се избира от табл. 2.9 с оглед но-
миналния изправен ток /0, а броят им и във всяко едно от че-
тирите рамена се определя по формула (2.22), като и тук полу-
чената стойност за п се закръглява нагоре до цяло число.
При мостови схеми са особено удобни специал ю произвеж-
даните за целта селенови пакета. Техните основой параметри са
даде:щ в табл. 210.
При мостовата схема необходимото вторично напрежение (при
номинален товар) е
С/8=0,75 Uo -J-1,9 /0(2лР,+/?1р), (2.44)
като токът е в А, а л е броят на диодите (или клетките) във
всяко едно от четирите рамена на моста.
Вътрешното съпротивление Rt на един диод (или на една
клетка) при мостова схема се дава с израза (2.34), като там е
изяснена стойността на коефициента А и токът /ое в mA.
Съпротивлението /?тр може да се определи от израза (2.25),
като при мостова схема В=830 и токът /0 е в mA.
36
Таблица 210
Данни за селенови пакети
Тип на пакета Номинално променлнво иапреж. ^//’ V Изправен ток /0 max» m-A > Тип на пакета Номинално променяй* во напреж. V Изправеи ток Л) max* П1А
М 20С20 20 20 , M30C1800 30 1800
М20С1000 20 юсо М250С80 250 80
М25С1000 25 1000 I М250С120 250 120
М 25С1800 25 18С0 i М300С120 i| 300 120
Ефективната стойност на вторичния ток се намира по фор-
мулата
I =1 41 I + 0,016 /о 451
7 2 1,41 У°+ 2nRi+R1P'
като токът е в А.
Токът в първичната намотка се дава с израза
г __ । U3I3 ,п
Л-------0- , (2.16)
като и тук токът е в А. Второто събираемо вдясно се отнася
за случая, когато трансформаторът има още една намотка—III
(виж. фиг. 2.1 б).
Минималната стойност на кондензатора е
> (-2-47)
където Сх е в р F, а /0 — в mA.
Номиналното напрежение върху Ci е
l/ci=l,2L/0. (2.48)
Коефициентът на пулсациите (в краищата на Ci) е
А= %, (>.49)
като Io е mA, а Сх — в pF.
От горните данни лесно могат да се изчислят както’мрежо-
еият трансформатор, така и изглаждащият филтър (вж. т. 2.7).
Пример 2.6. Да се изчисли токоизправител по мостова схема без изглаж-
дащ филтър, ако са дадени C/=12V и /о=1,5А.
1. Избираме схема със селенови клетки (фиг. 2.7 а) без шунтиращи диоди
з;
п —
на една клетка е
на вторичната намотка
=0,58 2.
2. Понеже изправеният ток е /0= 1,5 А, от табл. 2.9 избираме селенови
клетки с размер 60 x 60 mm, конто допускат изправен ток 1,8 А.
3- Максималиото обратно напрежение върху всяко рамо е
^обр max->.5 ^0=1.5.12= 18 V.
4. Броят на клетките във всяко рамо е
^обр max _ 18 __q 72
25 Тб" ’
Закръгляваме п=1, т. е. във всяко рамо—по една селенова клетка. Този ре-
зултат показва, че за целта можем да използуваме и готовия селенов пакет
МЗОС 1800 (вж. табл. 2.10), който съдържа 4 клетки.
5. Вътрешното съпротивление
/?=.659.=_ 650 =0,87 2.
' О,5/о 0,5.1500
6. Намираме съпротивлението
„ _ 83 J Uo _ 830. 12
«тр— 4 4
7<>М/о 1500^12. 1500
7. Определяме необходимого напрежение на вторичната намотка
С/,=О,75[/о+1,9/о(2п₽; +/?тр)=0,75. 12+1,9 . 1,5(2.1.0,87+Э,58)=15,5 V.
8. Токът във вторичната намотка е
0,016 Uo 0,016.12
72=1.41 /а+ТлЯ}+Ятр'= 1,41 • 1,5+2.1.0,87+0,58’=2-2 а<
9. Токът в първичната намотка е
I — 1.2 1'2-12.2,2 14 д
° Ui 220
10. Минималната стойност на кондензатора е
С1- 30 1о— 30 • 1500 =3700r F,
L7o 12
а номиналното напрежение върху него
C/ct==1.2L/0=l,2.12=14,4 V.
Избираме два паралелио свързаии кондензатора (вж. табл. 2.8), всеки един
с капацитет Cj=2200pF и (7раб=16 V.
11. Определяме коефициеита на пулсациите
„ 300/0 _ 300.1500 „ _ 0/
P1=Wr_~12T4400 5 /о'
Пример 2.7. Да се изчисли мостов токоизправител без изглаждащ филтър,
ако са дадеви {/0=24 V и /0=3 А.
38
1. Избираме схема с полупроводникови диоди (фиг. 2.7 а).
2. Изправеният ток е 70=ЗА и от табл- 2.6 избираме силициев диод
КД202А, конто има ZOmax=5 А и (7^=507.
3. Максималното обратно напрежение, което действува на едното рамо, е
l/обр П>ах“ «-5 1/0= 1,5.24=36 V.
Тогава броят на последователно свързаннте диоди в едното рамо е
= ^обр max _ 36 ___о 72.
Urm 50
Приемаме л = ), т. е. във всяко рамо по един диод без шунтиращ резистор.
4. Мощността, разсейвана в един силициев диод, е
Р = О,6/о=О,6.3=1,8 W.
При използуваие на алуминиева ламарина с дебелина 2,5—3 mm необходи-
мият за всеки един диод радитаор трябва да има площ (от двете страни)
1,8- И =30 ст2.
1,8» /
5. Вътрешното съпротнвление на един диод е
R. = 1°эо =_1000 =0 662
' О,5/о 0,5.3000
6. Намираме съпротивлението на вторичната намотка
/?т - 830 = 830 24=0,4 2.
7оМ\) 3 00у24.3000
7. Определяме необходимого напрежение на вторичната намотка
С7г=О,75(/о+1,9/о(2л₽,- +Ятр)=0,75.24 + 1,9.3(2. 1.0,66+0,4)=28 V.
8. Токът във вторичната иамотка е
4=1,41 /o+_2-°J^o_ =1,41.3+ °’016-24 =4,4А.
0 2nRj + Ятр 2.1.0,66+0,4
9. Токът в първичната намотка е
/ =_1’2Ч»/2 = 1-2.24.3
1 U, = 220
р-
0,39 А.
10. .Мичимзлната стойност на кондензатора е
с 30 70 = 30.3000 =3700 F
Uo 24
а номиналното напрежение върху него е
(/С1 = 1,2 (Уо=1,2.24=29 V.
Избираме четири па.залелно свързани кондензатора (вж.табл. 2.8), всеки един
с капацитет <4=1000 pF и <7pa6=35V.
11. Определяме коефициеита на пулсацинте
300/о _300.3000 7 50/
P1~-U^~-2U500d~7,b
39
2.5. ТОКОИЗПРАВИТЕЛ С УДВОЯВАНЕ НА НАПРЕЖЕНИЕТО
С ПОЛУПРОВОДНИКОВИ ДИОДИ ИЛИ СЕЛЕНОВИ КЛЕТКИ
На фиг. 2.8 а е показан двуполупериоден изправител с удвоя-
ване на напрежението без изглаждащ филтър. Подобии схеми се
използуват при не много голям ток — напр. до 500 mA, когато
необходимого изправено напрежение трябва да е почти двойно
Фиг. 2.8
по-високо, отколкото дава вторишата намотка на трансформато-
ра. През единия пэлупериод се. зарежда единият кондензатор, а
през втория полупериод — другият кондензатор. По отношение
на изхода двата кондензатора са свързани последователно, в ре-
зултат на което се получава почти удвояване на напрежението.
Без филтър (т. е. в краищата на последователно свързаните С\
и’ С") схемата има кое^ициент на пулсации 10%, като честота-
та на пулсациите е 100 Hz. Тук зададените величини са изправе-
ното напрежение Uo и изправеният ток /0. При изчислението
трябва да бъдат определени: видът и броят на диодите (селено-
вите клетки) във всяко едно от двете рамена, напрежението Ut,
токът /а, стойността и работното напрежение на С{ и С', стой-
ността и мощността на шунтиращиге резлстори (при селено-
ви клегки такиза не се изпэлзуват).
Тук максималната стой гост на токовия импулс в права посо-
ка (за всяко рамо) е
Zmax = 7/0, (2.50)
а максималната амплитуда на обратного напрежение върху вен-
тила (за всяко рамо) е
t/обр max = l>5 Uo. (2.0Р
40
Нека напомним, че схемата трябва да е симетрична, т. е. как-
то вентилите във всяко рамо, така и кондензаторите трябва да
са еднакви.
След като знаем /тах и Сортах, от справочниците (вж. табл.
2.6 и Л13) избираме типа на полупроводниковите диоди, като
•/ли>Лпах (или /оmax на диода да е равен или по-голям от зада-
дения изправен ток /0). Необходимият брой п на последовател-
но свързаните диоди във всяко рамо се определя по формула
(2.21), като получената стойност се закръглява нагоре до цяло
число. Препоръчва се (Л23, стр. 330) стойността на шунтиращи-
те резист ори 7?ш1 =/?Ш2= . •. == Кшч да е примерно 50kQ/0,5W.
Когато във всяко рамо диодът е само един, той не се шунтира.
В някои случаи вентилите може да се състоят от селенови
клетки. Размерът на клетките се избира от табл. 2 7с оглед
номичалния изправен ток /0, а броят им п във всяко рамо се
определя по формула (2.22), като и тук получената стойност за
п се закръглява нагоре до цяло число.
При разглежданата схема (фиг. 2.8 а) необходимого вторично
напрежение е
(/,=0,38 (/04-3,8 I^nRi + /?тр). (2.52)
Вътрешното съпротивление /?, на един диод (или на една
клетка) се дава с формула (2.34), като там е изяснена стойност-
та на коефициента А и токът /0 е в mA.
Съпротивлението /?тр може да се определи от израза (2.25),
като . случая 5=220, а токът е в mA.
Ефективната стойност на втэричния ток се намира по фор-
мулата
/г=2,8/04-п°’0‘^;р, (2.53)
като токът е в А.
Токът в първичната намотка се дава с израза (2.46).
Минималната стойност на двата кондензатора е
С'1=С1= 12(70-° ’ (Z54)
където C'j и С" е в p,F, а /0— в mA.
Номиналното напрежение върху Ci е
(/с,.=(/сг=О,6(/о. (2.55)
Коефициентът на пулсациите (в двата края на и С") е
А= %, (2.56)
41
като /0 е в mA, a C'i— в р.Е.
Пример 2.8. Да се изчисли токоизправител с удвояване на напрежението
без изглаждащ филтър, ако са дадени (7О=36 V и Zo=5O mA.
1. Избираме схема с полупроводникови диоди (фиг. 2.8 а).
2. Изправеният ток е /о=5ОшА и от табл. 2.6 избираме силициев диод
Д226Д, който има l0 max=300 mA и V.
3. Максималното обратно напрежение, което действува на едното рамо, е
^pmax=l-5 (70= 1,5.36«54 V.
Тогава броят на последователно свързаните диоди в едното рамо е
л=—овр maI =_5£ = 0,54.
Приемаме п = 1, т. е. във всяко рамо по 1 диод.
4. Вътрешното съпротивление на един диод е
1000 __iooo _40„
0,5 /0 0,5.
5. Намираме съпротивлението на вторичната намотка :
Лтр=„220^ =^Д36__=26 2
lo/UJo 50^36.50
6. Определяме необходимого напрежение на вторичната намотка:
/A=O,33l/o+3,8/o(n/?z +/?тр)=0,38.36+3,8.0,05(1 . 40 + 26)=22,5 V-
7. Токът във вторичната намотка е
0,016 О0 0,016.36
/*=2,8/0+л/г. +Лтр=2,8.0,05+ ! /40+26 - 35
8. Токът в първичната намотка е
Ji = Jr2-t/*Z»_=:.1A^36jAl^=0,029A.
1 Ui 220
9. Минималната стойност на всеки един от кондензаторите е
с\=С\— _!25_Л=_!_25 -/£^ [70^. f
1 1 Uo 36
а номиналното напрежение върху всеки един от тях е
UCi. = Uc „=0,6(/0=0,6.36 = 21,6 V.
Избираме стандартии кондензатори (вж. табл 2.8) с капацитет С, =С’^ 220 р F
и ^p.6=25V-
10. Определяме коефнциента на пулсациите :
₽1 = J25<«=_L25^0_=8,1«/o.
U&! 36.220
42
2.6. ТОКОИЗПРАВИТЕЛ С МНОГОКРАТНО УМНОЖАВАНЕ
НА НАПРЕЖЕНИЕТО С ПОЛУ ПРОВОД НИ КОВИ ДИОДИ
На фиг. 2.85 е показан еднэполупериоден изправител с мно-
гократно умножение на напрежението без изглаждащ филтър. По-
добии схеми се използуват за получаване на значителни напре-
жения при сравнително малък ток (напр. за захранване анодите
на осцилоскопни тръби). Предимство на схемата е, че вторично-
то напрежение U2 по принцип не е много голямо и не са нужни
специални мерки за изолация на вторичната намотка, докато Uo-
може да се получи много голямо — напр. 5-?10kV и повече.
През единия полупериод през дисда Д2 се зарежда конденза-
торът Сх до напрежение приблизите л но U 2т- През другия полу-
период през диода Дг се зарежда кондензат< рът С2 до напре-
жение приблизително U2m + иС1^ДДДт- През следващия полупе-
риод през диода Д3 се зарежда кондензаторът С3 до напрежение
приблизително U2m + Uc2— U c\^2lhm. По-нататък през диода Д±
се зарежда кондензаторът С4 до н. прежение приблизително
U-im+Uc, + Uc,— И т.н.По такъв начин кратко време след
включване на токоизправителя кондензаторът Сх се зарежда до
напрежение приблизително UЗт, а всички останали кондензатори
се зареждат до напрежение приблизително 2U?m- Понеже конден-
заторите Сг, С4 и С6 са свързани последователно, изправеното
напрежение Uo в нашия случай (фиг. 2.85) ще е около 6 пъти
по-голямо от U2m- В общия случай, ако броят на диодите и на
кондензаторите е К, изправеното напрежение ще е около /С-пъти
по-голямо от U2m. Без филтър схемата има коефициент на пул-
сациите 10%, като честотата на пулсациите е 50 Hz. Тук зада-
дените величини са изправеното напрежение Uo и изправеният ток
/0. При изчислението трябва да бъдат определени: видът и броят
на диодите и кондензаторите, напрежението (72 и токът /2.
Въз основа на стойността на Uo и раз.юлагаемите диоди и
кондензатори избираме коефициента на умножение К, като се
има пред вид, че на всички кондензатори (без първия) действува
напрежение а на всеки диод действува обратно напреже-
ние . На фиг. 2.85 е избрано /C=6, но според нужд яте той
Л
може да бъде и по-голям, напр. 8,10 и т.н. Тогава необходимого
вторично напрежение е
(2.57>
43-
а максималната амплитуда на обратното напрежение върху всеки
вентил е
t/o6pmax=24r^- (2’58)
След като знаем /0 и Стертах, от справочниците (вж. табл. 2.6 и
Л 13) избираме типа на полупроводниковите диоди, конто трябва
да са еднакви, като общият им брой е К.
Ефективната стойност на вторичния ток може да се намери
по формулата
. (2-59)
като токът е в А.
Токът в първичната намотка се дава с израза (2.27). Вътреш-
ното съпротивление на един диод се дава с формула (2.34), ка-
то там е изяснена стойността на коефициента А. Токът /0 е в
mA. Съпротивлението 7?тр може да се определи от израза (2.25),
като в този случай В=220, а токът е в mA.
Препоръчва се кондензаторите също да са еднакви, като тех-
ният минимален капацитет може да се определи от формулата
С1 = С2= . . . =СА = 34/»у+21> (2.60)
(У 2
като токът е в mA, а капацитетьт— в pF.
Номиналното напрежение върху Cj е
(2-61)
а при есички останали кондензатори то има стойност
Uct=Uc,= . . . =UCr = (2.62)
л А
Коефициентът на пулсациите (в двата края на Вт) е
(2.63)
като /j с в mA, а Сх-в pF.
Пример 2 9. Да се изчисли токоизправител с многократно умножение на
напрежението без изглаждащ филтър, ако са дадени {/o=12O0V и /0=5тА.
1. Избираме схема с полупроводникови диоди (фиг. 2.8£).
2. Изхождайки от големината на изправеното напрежение, избираме /С=8.
Тогава необходимого вторично напрежение ще е
_Q,S5_Ua__ 085 .J200 =1o8V
Ui= K ^ 8
44
малък, избираме силициевия диод Д226Б
3. Максималната амплитуда на обратното напрежение върху всеки диод
ще бъде
U обр max=2,8 С/я=2,8 . 128=360V.
4. Въпреки че изправеният ток
който има UfiM=400V.
5. Вътрешното съпротивление на
„ 1000 1000
Ri-~0,Slo= 0,5.5 -400S-
един диод е
вторичната намотка
6. Намираме съпоотивлението на
р __220_1/о________220.1200 =5900
5 1200.5
7. Токът във вторичната иамотка е
0,016 Uo , 0,016.1200
/1=1.4Д7С+ = 1,4 . 8.0,005 + j . 400+5900 -0.059А.
8. Токът в първичната намотка има големина
1,2 UtIt 1,2 . 128.0,059
Z1~ l/i ’ ~ 220
9. Минималната стойност на всеки един от кондензаторите е
34/0(К+2) 34.5(8+2)
с1-с2- . • .-С8=- - 128 =13pF.
10. Номиналното напрежение върху Cj е
Uo 1200
Uc<= /“=-8 =150V’
=0,041А.
а върху всички кондензатори то е
2£/0 2 . 1200
Uc=Uc=. . .=4/С(= K-=--g—=300V.
Избираме стандартни кондензатори с капацитет_С1=с2= . . . =C8=20pF »
{/pa6=400V (вж. Л 22, стр. 242).
11. Определяме коефициента на пулсациите
200/0(Л+2) 200.5(8 + 2) о
Fi- U2Ci - 128.20 4 /о-
45.
2.7. ИЗГЛАЖДАщИ LC- И ЯС-ФИЛТРИ
Всички разгледани дотук токоизправители имат сравнително
голям коефициент на пулсациите, напр. 1О°/о’ Както се вижда
от таблица 2.11, различните радиоелектронни устройства се нуж-
даят от захранващо напрежение с далеч по-малки пулсации. Ha-
Таблица 2.11
Допустими пулсации в
радиоелектронните уст-
ройства
•В 'Д на устрой-
ството
Коефици-
ент на пул-
сации рг\0 0
। I
|ВЧ и НЧ вход-
ни стъпала 1до 0,002
ВЧи НЧуси.т- !
ватели на на-' ।
прежение до оО5
, _ ।
:Еднотактни
крайни стъпа-
1л а до 0,5
Двутактни
(крайни стъпа-,
ла :до 1 ।
I 1
маляването на коефициента на пулсации-
те става с помощта на изглаждащи фил-
три, съдържащи дросели с желязна сър-
цевина, резистори и кондензатори. В прак-
тиката най-често се използуват Г-образни
еднозвенни и двузвенни LC-филтри (фиг.
2.9), конто се препоръчват при изправен
ток /0 над 20 — 30 mA. При no-малки то-
кове се препоръчват Г-образни/?С-филтри,
конто сыцо могат да бъдат еднозвенни и
двузвенни (фиг. 2.10). Очевидно филтрите
с две звена осигуряват по-малък коефи-
циент на пулсациите от тези с едно звено.
На практика се препоръчва двете звена
да са еднакви.
Действието на филтрите се основава
на факта, че по същество това са делите-
ли на напрежение, чието долно рамо (кон-
дензаторът) за променливата съставна има
значително по-малко съпротнвление,откол-
кото горното рамо (дроселът или резисто-
рът).3апостоянната със авна нещата стоят
обратно: съпротивлението на долното рамо
(кондензатора) е многократно по-голямо от това на горното ра-
мо (дросела или резистора). В резултат на всичко товз при пре-
минаване на тока през филтъра процентного намалсние на про-
менливата съставна е значително по-голямо от процентного на-
маление на постоянната съставна, а това по същество води до на-
маляване и на коефициента на пулсациите.
В количествено отношение ефективността па един филтър се
характеризира с т. нар. коефициент на изглаждане Х,13гл.- Той е
равен на отношението на коефициента на пулсациите на входа
към коефициента на пулсациите на изхода на филтъра:
/Сизгл = £- (2.64)
Рг
Това е едно число, по-голямо от единица, което показва колко
пъти пулсациите на изхода на филтъра са по-малки от тези на
46
входа. При добрите филтри Кнзт може да има стойност 20—100
на едно звено.
При изчислението на филтри зададените величини са: изпра-
вено напрежение Ео (при номинален товар), изправен ток /0, кое-
Фпг. 2.9
фициент на изглаждането Л^згл. При изчислението трябва да бъ-
дат определени: вид на филтъра (А.С, /?С, еднозвенен, двузвенен),
стойности иа Llt Rv С2 (респ. Lg, R2, Сз). оразмеряване иа дро-
села, определяне необходимого напрежение Uo на токоизправите-
ля. Кондензаторът Сх (вж. фиг, 2.9 и 2. 10) е начертан с пре-
късната линия, понеже той спада към токоизправителя.
Изчисляване на £С-филтри. Когато /<„3гл <200, се избира
еднозвенна схема, а при AS,3„ =2004-10 000 се препоръчва дву-
звенна, Ако е избран еднозвенен LC-филтър и токоизправителят
е еднополупериоден, се използува формулата
11С2=10/<-ИЗГл, (2.65)
а при двуполупериоден токоизправител се използува изразът
£А = 2,5КИЗГЛ. (2.66)
като и в двете формули L е в Н, а С -в pF.
Ако е избран двузвенен LC-филтър и токоизправителят е ед-
нополупериоден, се използуват формулите
A1C2=LgC3 = 10 (2.67)
а при двуполупериоден токоизправител се използува изразът
L1Cl=L!C3=2,5^m, (2.68)
като и тук L е в Н, а С - в р F.
След като се намери произведение™ LC, избира се подходя-
ща стандартна стойност за кондензатора (да се има пред вид, че
47
^С2НОН = Ь2£0) и се изчислява необходпмата индуктивност Llt кон-
то трябва да има дроселът. За да не се получи твърде обемист
дросел, препоръчва се Ct да се избере така, че индуктивността
да не надвишава примерно 5-? ЮН.
Фиг. 2.10
Конструктивното начисление на дросела включва в себе си
определяне типа на ламелата, дебелината на набора Ь, броя на на-
вивките w, диаметъра на проводника d и големината на въздуш-
ната междина t.
Сечението на магнитопровода се определи от формулата
с _
г>ст- 4. 10^’
(2.69)
като индуктивността е в Н, токът е в mA, сечението е в ст2, а
големината на въздушната междина t ев mm. На практика въз-
душната междина се реализира’чрез поставяне на картонче меж-
ду пакета и затварящите ламели. Големината на въздушната
междина (дебелината на картончето) се избира от конструктора
и е най-често /=0,2 -ь 1 mm. (При по-големи стойности за t се
получава дросел с по-малко сечение и повече навивки, а когато
t е по-малко, сечението е по-голямо, а навивките са по-малко.)
Броят на навивкитесе определи от израза
като t е в mm, a]J/0—в mA.
Диаметърът;"на“проводника (d) зависи от тока /0 и
се намери по формула (2.18).
Съпротивлението^на намотката се дава с израза
_ 2.10-4w/cp
К® — р ,
може да
(2.71)
48
където ZcP е средната дължина на една навивка. В тази формула
Rw е в 2, Zcp е в cm, a d — в тт. Величината Zcp може да се
намери от формулата
ZcP=2( а+с)(1+-^), (2.72)
като а, b и с са размерите на магнитопровода в ст (вж. фиг. 2.1 в).
Въз основа на Rw и /0 се намира напрежителният пад в два-
та края на дросела:
Z/w=70Z?w. (2.73)
Оттук за необходимого напрежение, което трябва да има то-
коизправителят (при номинален товар), получаваме
U0=E0-\-Uiv (2»74)
Пример 2.10. Да се изчисли изглаждащ LC-филтър за двуполупериоден
токоизправител, ако £0=9V, ZO=1A и /Сизгл 2:20.
1. Избираме еднозвенен LC-филтър (фиг. 2.9 а).
2. Определяме произведеиието
LiCa=2,5 К„згл =2,5.20=50.
Избираме стандартен кондензатор с капацитет Cg=470p.F и t/pa(5=16V
(вж. табл. 2.8). Тогава за индуктивността на дросела получаваме
50
Z-i = ~47Q =0,11Н. •
3. Избираме въздушна междина /=0,5пип и определяме сечеиието на
магни опровода:
0,11.1000»
^ж = 4. Ю4~. / = 4 . IO^ToTS =5,5 ст».
От табл. 2.1 избираме ламели Ш-22 с дебелина на набора 6=25 mm, кон-
то при сглобяването иареждаме едностранио (без кръстосване).
4. Намираме броя на навивките:
8.10». t 8. 10» . 0,5
юоо -- =400нав.
5. Определяме диаметъра на проводника:
d=0,02 VT=0,02 <1000=0,63 mm.
6. Проверяваме дали намотката ще се събере в прозореца. Като използу-
ваме табл. 2.4, намираме, че намотката (400/0,63) ще заеме площ
^вам=' i8(j_=2>2 ст»'
4 Примера за изчисляване
49
От табл,2.1 отчитаме; че цзбраната от нас ламела . 111-22 ийа плот Ьа
прозореца <$пр=5,4 сшг, т.е. неравенство (2.15) се удовлетворява и намотка-
та ще се събере.
7. При така избрания магнитопровод среДната дължинг! на едка навивка
(йй. табл. 2.1) е
/сЬ=2( а+с) (1+ ~-)=2 ( 2.2+1,4) (1 + ^у-) = 15,5 crrt.
Тогава за съпротивлението на намотката получаваме
2. 10 *wl 2. 10-1.400. 15,5
Rv> 3» о7бза “3> 1
8. Напрежителният пад върху края на дросела е
Uw=IoRw=O,8.3,1=2,48 V.
9. Необходимого напрежеЯйе, което трябва да има тойоизйрйййтеЛйг (яри
номинален товар), е
Uo=Е0+ Uw = 9+2,48 = 11,48 V.
Изчисляване на /?С-филтри. Главно нредимство на RC фил-
трите е тяхната простота и малък обём. Както вече се спимена,
те Ьбдче се пренортЛват при относително малки токове, напр. до
10—20 mA. (Йзползуването им при по-големй токове иЗйсйй^
резистор със значителна мощност, напр. 2 —10 W, който е обе-
мист и отделя значителна топлина ) Когато /Сизгл<200, се избира
еднозвенна схема, а при /<НЗгл=200+10000 се препоръчва дву-
звенна.
Ако е избран еднозвенен /?С-филтър и токоизправителят е
еднополупериоден, се използува формулата
Я^ЗОООАизгл, (2.75)
а при дйуполупериоден токоизправйтел се използува изразът
/?1С2=1500/<ИЗГл, (2.76)
като и в двете формули /? е в Q, а С — в pF.
Ако е избран двузвенен /?С-филтър и токоизправителят е
еднополупериоден, се използуват формулите
RtC2 = Rfi^3QQQ УаЙ^., (2.77)
а при двуполупериоден токоизправйтел се използуват паразите
/?1С2=/?2Сз=1508 УКийл, (§.78)
като и тук /? е в 2; а С —в pF.
След като е известно произведението RC, от табл. 2.8 избира-
ме подходяща стандартна стойност за кондензатора, като се взе-
50
wa под внимание, че (7О2ноМ = 1,2£'0. По-Нататък определяме стой-
«остта и мощността на резистора, като при правилен избор на
кондензатора мощността на не бйва да надвишава примерно
1—2 W. След това от табл. 2.12 избкраме стандартен резистор,
като иай-употребяванйте стандартни мощности ей 0,12, 0,25, 0;5,
1 и 2 W.
Виз основа на и /0 се намира напрежйтелният пад върху
филтъра:
= /о Яр респ. UR = /0 (/?х+/?2). (2.79)
Оттук за необходимото напрежение, което трябва да има то-
коизправителят (при номинален товар), получаваме
С7о=Ео + £/^. (2.80)
Пример 2.11. Да се изчисли изглаждащ /?С-филтър за двуполупериоден то-
коизправител, ако Е0—6 V, /0=3 mA и Лизгл>5000.
1. Избираме двузвенен /?С-филтър (фиг. 2.10 6).
2. Определяме произведението
Л1С2=/?,Сз= 1500 ]/к”;=1500 >/5000=1,1 . Ю5.
Избираме стандартни кондензатори С2=Сз=100 pF и 1/раб= 16 V (вж.
табл. 2.8).
3. За стойността на резисторите получаваме
Я о—LL1P5— Т а б л и ца 2.12 Стандартни стойкости иа резистори и кондензатори
1,1 . 105 =~ido =нооа, «ато мощността на всеки един е Р=^/?!=(3. 10-3)2. Ц00- Кляс.ра точност Стойност Xл, където л=0,'1, 1,' 10,‘ 100 .. .
1 10 11 12 13 15 16 18 20 22 24 27 30 33 36 39 43 47 51 56 62 68 75 82 91
-0,01 W. От табл. 2.12 избираме стандарт- ом резИсторн със стойност 1100 2 и мощност 0,25 W. 4. Напрежителннят пад върху края на филтъра е II 10 12 15 18 22 27 33 39 47 56 68 84
111 10 15 22 33 47 68

UR = /0(/?i+/?2)=3. 10-з (1Ю0+П00) = 6,6 V.
5. Необходимото напрежение, което трябва да има токоизправителят при
.номинален товар, е
Uo^o+UR =6+6,6=12,6 V.
51
2.8. ИЗГЛАЖДАЩ ТРАНЗИСТОРЕН ФИЛТЪР
За малогабаритните апаратури дроселът е обемист детайл и
затова вместо него често се използува транзистор. Подобно *на
дросела участъкът емитер—колектор иа транзистора (при 1в ==
=const) има значително съпротивление за променливия ток, а
съпротивлението му за постоянен ток е малко. Това е показано
с конкретен пример на фиг. 2.11 а, където за постоянната състав-
на в работната точка А съпротивлението емитер—колектор е /?—
UCE 2
«—ввб15 = 13 9» а за променливата съставна съпротивление-
А 0 9
то е -дт^— =_о ^)ог=9ОО 2. От същата фигура се вижда още
че при неизменен базов ток IB = const, колекторното напрежение
може да се измени в големи границн (напр. от 0,5 до 20 V), оба-
че колекторният ток остава практически един и същ. Следова-
телно, ако на базата се осигури добре изгладено напрежение
(фиг. 2.115), участъкът колектор—емитер ще притежава качест-
вата на дросел. При това положение каквито са пулсациите на
напрежението, подадено на базата, такива ще бъдат и пулсациите
на изхода на целия филтър. И понеже базовият ток е р-пъти по-
52
малък от колекторння, при равна други условия кондензаторът
С, може да бъде по-малък.
Ако е необходимо филтърът да има по-голям кОефициент на
изглаждане, това се постига чрез захранване на базата от дву-
Фиг. 2.12
звенен /^С-филтър (фиг. 2.11 в), като обикновено Rbi=Rb2 и Сг =
= Сз- При Л'нзгл<150 се препоръчва схемата с еднозвенен фил-
тър в базата, а при /СИзгл= 150+10000 се препоръчва схема с
двузвенен филтър. Схемата на филтъра при използуване на PNP
транзистор е показана на фиг. 2.12 а. Когато е нужно да се из-
глаждат значителни токове (/0=2+ЗА), може да се използува
съставен транзистор — схема Дарлингтон (фиг. 2.13 б).
При изчислението на транзисторни филтри зададеиите вели-
чини са: изходното напрежение Ео (при номинален товар), изпра-
веният ток /0 и необходимият коефициент на изглаждане /Сиз™-
Табл ица 2.13
Данни за биполярни транзистори
Транзистор ^СЕ max , V А? шах > mA (А) Л21£ =₽ РС шах , mW (W)
SFT323 -24 250 85 200
SFT125 -24 500 70 350
SFT131 -24 500 70 550
КТ801Б +60 (2) 20—100 <5)
AD301 —30 (3) 20—150 (30)
AD312 —40 (6) 20—80 (45)
2N3055 + 100 (15) 20—100 (Н5)
КТ803Л + 80 (Ю) 10—70 (60)
При изчислението трябва да бъдат определени: видът на схема-
та, видът на транзистора, стойността на Rb , стойността и работ-
ного напрежение на С2.
53
(2.81)
(2.82}
HlfcWPPSA се ц^бира напрежението Uce,t. е. цапрежитедният
пад върху транзистора, като при £()<30 V се прецрръчва Uce=
5g3-r;^ V, а цри £"о=ЗО—200 V мопеда ре из^ере Uce=% — 10 V.
Гщн трра црлржение цсобходрмото нацре^ери? на рхода ра фрл-
търа ще е ий=Е0+иСЕ- Избраната от нас стойност за Uce-
трябва да отговаря на условието
тт Pi^o
UCE> 60_i.80 ’
като в противен случай тя се избира по-голяма. В тази формула
Pi е коефициентът на пулсациите на входа на филтъра, изразен
в проценти който при разгледаните по-горе токоизправителн без-
филтър е 10 %.
След това се избира транзистор (вж. табл. 2.13 и Л.13), чии-
то параметри трябва да удовлетворяват нгравенствата
т«х^(2~3)/0 |
Рсщ«х>1.2{/сл/о 1
^оцтр се ртн^рят ^акто за еднозвениа, така и за двузвенна схе-
од Пр;^ ^н^ит^луа1'мощност р необходим съответен радиатор.
Ако оа^ратор^т ё самоделен (от адуминиева ламарина с дебелина
2{а—о щт), за на^иране ца пдрщта му може да се използува
формула (2.43), като'5 е сума'рната площ от двете страни.
При рднозр^нна схема големината на базовия резистор се
сэдедрля 9Т из.рЛза
^21Е ^СЕ
/о
като тук hziE—р е статичният коефициеит на усилране по
транзистора. При двузвенната схема се използува изразът
D D ^ЕиСЕ
При еднозвенна схема капацитетът на кондензатора се
от формулата
г зоооли?гл
(2.83)
ток на
(2 84)
намира
(2.85)
а при двузвенна схема може да се използува изразът
с-г
2 3 +
(2.86)
54
като /? е в S, а С — в рК Освен това при еднополупериодна
схема /п=1, а при двуполупериодна zw=2.
Номиналното напрежение върху С2 е
1/С2=1,2£о. (247)
Кондензаторът Ci е начертан с прекъснати линии, понеже той
спада към токоизправителя.
Пример 2.12. Да се изчисли транзисторен изглаждащ филтър за двуполу-
периоден токоизправител, ако £0= 12 V, /0=°>4 А и /Сизгл=1°0- Токоизправи-
телят има коефициент на пулсациите Pi=10%.
1. Избираме еднозвенна схема (фиг. 2.12 а).
2. Въз основа на неравенства (2.82) от справочника (вж. табл. 2.13) изби-
раме българскня транзистор AD301, който има (с
радиатор) и /^£=0=50 (средно значение).
3. Избираме пад върху транзистора UEC~3 V- При това положение 1/0=
=£в4-(/£С=12+3=15 Правим проверка по формула (2.81):
„ Ю.15
3> 60 =2,5,
Т- е. ЦСЕ е добре избрано. Максималната мощност, разсейвана рт транзистору,
е PC=UEC19=3.0,4= 1,2 W, т. е. радиатор не е необходим. (Транзистрдате
с корпус ТО-3 разсейват без радиатор до 2 W, вж. Л8, стр 289.)
4. Определяме големината иа базовия резистор .
Rв h™UEC = 50.3 =38J 2
В ‘ /о 0,4
Избираме стандартен резистор (вж. табл. 2.12) със стойност 390 2 и мощиост
0,25 W.
5- Стойността на кондензатора е
300Кизгл 3000.100
с«=—^7А-=-1Тз80—=390
Избираме стандартен кондензатор (вж. табл. 2.8) C2=470pF Hl7pa6 = 16V.
2 9 СТАБИЛИЗАТОР НА НАПРЕЖЕНИЕ С ЦЕНЕРОВ ДИОД
За да работят нормално, голяма част от електронните устрой-
ства трябва да се захранват със стабилизирано напрежение, кое-
то не трябва да се влияе нито от вариациите на мрежовото на-
прежение, нито от измененията на тока от консумацията Това
се постига с помощта на стабилизаторите на напрежение, конто
се включват между токоизправителя и товара. Главно изискване
55
към тях е да поддържат практически неизменно изходното си
напрежение Ест, когато токът на консумацията варира в опреде-
лени границн, а също когато имаме вариации на мрежовото на-
прежение.
Фиг. 2.13
Основен параметър на всеки стабилизатор на напрежение е не*
говото изходно съпротивление за променливия ток (диферен-
циално, динамично съпротивление), което характеризира стабили-
затора „откъм изхода “. Това съпротивление е равно на
(2.88)
„ д и.пу. л Е .
7*^ изх <.т
^ИЗХ=— д"у =— ду
изх изх
То показва измененията на изходното напрежение, когато токът
на консумацията се измени с един ампер (при 1/вх = const). Тук
е поставен минус, понеже при увеличаване на /изх напрежението
ЕСТ намалява. Колкото ДНЗх е по-малко, толкова стабилизаторът е
по-добър На практика обикновено 7?Изх=10-4-0,001 S, като идеал-
ният стабилизатор има ^изх=0. Например, ако даден стабилиза-
тор има /?„зх=5 Q и изходното му напрежение при липса на кон-
сумация е Дст=12 V, то при ток 1—0,5 А неговото изходно на-
прежение ще намалее на 9,5 V. Ако обаче изходното му съпро-
тивление е 0,01 Q, то при същата консумация неговото изходно
напрежение ще намалее на 11,995 V.
Друг важен параметър е коефициентът на стабилизация,
който характеризира стабилизатора „откъм входа". Този коефи-
циент е равен на
г, __ 4 У»Х . 4 ^ИЗХ
Аст~ • Диз/
(2.89)
Той показва колко пъти относителните изменения (вариации) на
зходното напрежение бизат намалявани от стабилизатора (при
56
^H3x=const). Например, ако при вариации на входного напреже-
ние с 10% на изхода се получат изменения 1%, коефициентът
на стабилизация е 10. Колкото коефициентът на стабилизация е
по-голям, толкова стабилизаторът е по-добър. При най-простите
стабилизатори Kzi—104-30, а при специалните той може да до*
стигне няколко хиляди.
Други важни параметри са стабилното напрежение £"Ст, което
се получава на изхода на стабилизатора, номиналният ток на
консумация /113Х (или границите, в конто той се измени, напр. от
д ип
/изх min до /изх max), а също най-големите вариации 8= -у.— (изме
нения в посока на нарастване — ов, и в посока на намаляване —
8И, на входного напрежение i/BX), при което стабилизаторът все
още осигурява предвидения коефициент на стабилизация. При
стабилизаторите със значителна мощност има значение параметъ-
рът „коефициент на полезно действие" (к. п. д.).
На фиг. 2.13 а е показан стабилизатор с ценеров диод (пара-
метрически стабилизатор). Той се използува за стабилизиране на
напрежение, получено от токоизправйтел. Схемата съдържа един
баластен резистор Rx и един ценеров диод. Тя стабилизира както
по отношение на входа (вариации на входного напрежение), така
и по отношение на изхода (различен ток на консумация), като с
нея се постига /(„=104-30 и /?пзх=54-20 Q. Стабилното напре-
жение, което тя осигурява, е равно на напрежението на ста-
билизация на упопгребения диод. И понеже съществуват ценеро-
ви диоди с Uz от 0,5 до 150 V, то също такива стабилни на-
прежения могат да се получат с тази схема. На практика оба-
че тази схема се препоръчва тогава, когато токът на консумация
/изх не надвишава 104-12 mA и когато стабилното напрежение
Дет е между 5 и 14 V. Това е така, понеже ценеровите диоди,
чието напрежение Uz е под 44-5 V и над 124-14 V, имат значи-
телно динамично съпротивление (вж. Л8, стр. 96), което би
довело и до голямо изходно съпротивление па целия стабили-
затор.
В случайте, когато е нужно по-голямо стабилно напрежение
(напр. от 14 до 20 V), може да се използуват два ценерови дио-
да, евързани последователи© (фиг. 2.13 6), като е желателно (но
не е задължигелно) те да бъдат еднотипни. По принцип е въз-
можно последователно включване и на повече от два диода, но
трябва да се има пред вид, че това води до съответно увели-
чаване изходното съпротивление на стабилизатора.
Стабилизиращото действие на тези схеми (фиг. 2.13) се дължи
на свойството на ценеровия диод при незначително изменение на
57
н^рречсрнието в краищата му токът рре§ него рязкр да нараства
(или все рдно — при значително измерение на тока през диода
напрежението в краищата му да се измени съвсем малко). Това
е пдказрнр за конкретен диод на фиг. 2.14 а, където при Uz=1$)J
7,2 V ,70V
\в/
! ^v
! ^сттаё2^
дзав
Фиг. 2.14
токът през диода е 3 mA, а при Uz — 7,'2. V токът нараства на
29 mA. Като е използуван то^и диод, на фиг. 2 14 б и в е показа-
но действието ра стабилизатора при различен ток ра консумация
и £7BX=const. Така например на фиг. 2 14 d са показани напре-
ж^нията и токовете в стабилизатора при 7?т = 7,2 кй, а на
фиг. 2.(4 в те са дадени при 7?т=2бО 2. Виждаме, че когато кон-
сумцрарият ток е/изх=1 mA, изходното напрежение е Z7^X=7,2V,
а когато /ИЗх = 28 mA, то U„3x=7,0 V, т. е. изходното напреже-
ние съвсем малко се измени и може да се приеме, че £,fT=7,l V.
По аналогичен начин на фиг 2.15 е показано действието ца ста-
билизатора при вариации на входното напрежение от 13,2 V на
7,8 V, при което Ест и /изх се изменят съвсем слабо Тук искаме
да отбележим, че както в единия (фиг. 2.14 6, в), така и в дру-
гин случай (фиг. 2.15 а, б) схемата стабилизира при такива гра-
ници на изменение на 7?т и t/BX, при конто токът през диода не
е по-малък от /Ст min и не е по голям от /ст max.
При изчислението на стабилизатор с ценеров диод зададените
величини са стабилното напрежение FCT, номиналният ток на кон-
сумация /изх (или граничите, в конто той може да се измени —
напр. от /изх min до /нзх max), вариациите на входното напрежение
SH и 5в. (Много често SH=0,1 и SB=0,05, което съответствува на
вариации на мрежовото напрежение от 200 V до 230 V), а също
и к. п. д. При изчислението трябва да бъдат определени видът
на ценеровия диод, необходимото входно напрежение t/BX, стой-
58
ността на баластния рездестдр 7?,, исходною сопротивление 7?и»х
и коефициентът на стабилизация 7<ст.
От табл 2.14 избираме ценеров диод, като неговото напреже-
ние на стабилизация трябва да бъде равно на зададеното ста-
Фиг. 2 15
билно напрежение, т. е. Uz—E„. (При схемата от фиг. 2.13 б имц-
ме Uzi-yUzz—Ect, като токът през диодите е един и с>щ.) Ос-
Таблица 2.14
Данни за ценерови диоди
Диод uz. V ^ст min* mA ^ст max, mA ^дин, й
КС133А 3,0-3,7 3 81 65
КС139А 3,5—4.3 3 70 60
КС147А 4,1—5,2 3 58 56
КС156А 5,0—6,3 3 55 46
КС162А 5,8—6,6 3 22 33
КС168А 6,2-7,5 3 45 28
Д808 7,0-8,5 3 33 6
Д809 8,0—9,5 3 29 10
Д810 9,0—10,5 3 26 12
Д811 10-12 3 23 15
Д813 11,5—14 3 20 18
Д814А 7,0—8,5 3 40 6
Д814Б 8,0—9,5 3 36 10
Д814В 9,0—10,5 3 32 12
Д814Г 10—12 3 29 15
Д914Д 11,5—14 3 24 18
КС512А 15-16,3 3 24 18
КС211В 8,9—11 3 33 15
КС211Г 9,3—12,6 3 33 15
КС213Б 12,1—13,9 3 30 25
59»
эен това двата основни параметъра на ценеровия диод /ст min и
/ст шах трябва да удовлетворяват неравеиството
(0,8 /ст max “1“ ^изх mln) (1 5Н )^>(/ст min "1“ Дпх max) (1 +5,). (2.90)
В случая, когато от стабилизатора се черпи номинален ток
/изх, който практически ие се изменя, в горната формула трябва
,ДЭ Се ЗаМеСТИ /изх шах = /цзх min = /изх .
След това избираме величината
(2.91)
23 ст
'Която характеризира колко пъти входното напрежение трябва да
е по голямо от изходното. Препоръчва се п = 1,44-3, като се пом-
ни, че при по-големи стайности за п се получава по-голям
коефициент на стабилизация /Сет. но намалява к. п. д. и освен
това е необходимо и по-голямо входно напрежение Z7Bx. След ка-
то сме избрали л, от (2.91) определяме необходимото изправено
'напрежение Un—nEct.
Стойността на баластния резистор изчисляваме по формулата
1 (6,8 /ст та![ + 7изх min) (^ст mln')' /цзх max) '
В случая, когато от стабилизатора се черпи практически не-
изменен ток /ИЗх, стой юстта на може да се намери от израза
“ 0,5(/ст тах+/ст min) + /нзх * (2-93)
Мощността, разсейвана от резистора, е
Р=(//вх-£ст)(/ст maxЧ-/изх шах)* (2J94)
Изходното съпротивление на стабилизатора е
/?ИЗХ=/?ДПН , (2.95)
т. е. то е равно на динэмичното съпротивление на избрания диод
(вж. табл. 2.14). (При схемата от фиг. 2.135 изходното съпро-
гивление е /?изх=/?дин1 + ^дии2, т. е. то нараства с увеличение
броя на диодите.) Формула (2.95) показва, че при равни други
условия за предпочитане са ценерови диоди с по-малко Ramt. Не-
ка добавим, че формула (2.95) се отнася за случая, когато токо-
изправителят е идеален, т. е. неговото вътрешно съпротивление
е нула. В противен случай /?Иэх=/?дин
60
Коефициентът на стабилизация се дава с формулата
„_____ЕстЪ
^вх^дин Ядин (Лт+^изх) (2.96),
Пример 2.13. Да се изчисли стабилизатор на напрежение с ценеров диод,
ако £ст=9 V, /ИЗХп11П=1 mA, /изхтах=10 mA, като вариациите на входного-
напрежение са 8я=0,1, ав=0,05.
1. От табл. 2-14 избираме ценеровия диод Д809, като конкретният екзем-
пляр трябва да има t/2=9,J V. Проверката по формула (2.90) показва след-
ното:
(°-8 'ст max+^ximin) «-«н)=(0,8.29+1) (1 -0.1)=22,
('ст mln+'изх max) d + 8в)=(8+ Ю) (1 +0,05)= 13,5 .
Понеже 22 >13,5, избраният ценеров диод е подходящ.
2. Избираме п=1,5. Тогава за необходимото в<одно напрежение получаваме
t/BX=n£CT=l,5.9=13,5 V.
3. Определяме стойността иа баластния резистор:
/? =______________(8в+8н) "вх_________________
(0,8 /ст max + 7H3x min)~ ('ст mln + 'нзх max)
_ (0,1 + 0,05)13,5
(0,8.29+1). 10—3—(3+10). 10~з -182 2-
Мощността, разсейвана от този резистор, е
Р=(1/вх-£„) (/„ шах + Лпх тах)=(13,5-9) (29+10) . 10-3=0,175 W.
Избираме стандартен резистор (вж. табл. 2-12) със стойност 180 2 и мощ-
ност 0,5 W. (Мощността на резисторите се избира винаги с известен запас.)-
4. Изходното съпротивление за променлив ток на стабилизатора е
^дин= ЮВ.
5. Коефициентът на стабилизация има стойност
_ 9.180
СТ~ i/вхЯнзх 13,5.10 ~12-
Пример 2.14. Да се изчисли стабилизатор на напрежение с ценеров диод за
£Ст=15 V, /нзх=2 mA и вариации на входното напрежение 8 „=0,1 иав=0,05-
1. Избираме схемата от фиг. 2.13 5. От табл. 2.14 избираме ценерови диоди
Д814А, като копкретниге екземпляри трябва да имаг Uz=s7,5 V. Проверката-
по формула (2.90) показва следното:
(0.8 /ст fflax+7H3x) (1 -8н)=(0,8.40+1) (1 -0,1) =30,
(/стт1п+'нзх)(1+8в)=(3+1) (1+0,05)=4,2.
61
ЭТонеже 30 > 4 2, Дйдййтё ей НоДходя1цй
2. Избираме л=1,5 Тогава за необходимого входно напрежение получаваме
t/BX=n£„= 1,5. 15=22,5 V
3. Определяме стойността на баластния резистор ;
(<!-!)£„ _ (1,5-1)15
^1=6,5 (/„тах+/стт1п)-Р/и,х 0,5(40+3) .Ю-з+5.10-3 ~280 “•
Мощността, разсейвана ог резистора, е
P=(t/<x-£CT)(/CTm.k+/I13x)=(22,5-15)(40+1). 10-3=0,32 W.
Избираме стандартен резистор (вж. табт. 2.12) сьс сго.1но:т 27 0 2 и мощ-
шост 0,5 W.
4. Изходното съпротнвление за променлив ток на стабилизатора е
^ИЗХ=^ДИН1 + ЯД11И2= 6 + 6= 12 2.
5. Коефициентът на стабилизация е
£СТЯ1 15.280
Кст= 22,5.12 =15‘
2.10. стабилизатор на напрежение с транзистор
На фиг. 216 а е помазан стабилизатор на напрежение с един
-транзистор и ценеров диод (параметричен стабилизатор с после-
дователно евързан регулируем транзистор) Схемата стабилизира
както по отношение на входа (вйрйации на входното напрежение),
така и по отношение на и<хода (различен ток на консумация), ка-
то с нея може да се постигне A'ct = 5-r-20 и /?изх=0,5-г2 Q. Ста-
билното найреЖеййе, кбетб тЯ осигурява, е фиксирайо и е малко
по-ниско от това на употребения ценеров диод, (При германиев
транзистор ЕСТ ес около 0,2—0,3 V по-малко от Uz, а при си-
лициев Ест е с около 0,5—0,6 V по-м^лко от Uz-) И понейе съ-
ществуват ценерови диоди с Uz от 0,5 До 150 V, то с тази
схема могат да се получат стабиЯни йапрежения примерно от
0,8 — 1 V до около 150 V при ток на консумация примерно до
О,3-+0»5 А. Но поради причини, конто бяха дадейи в т. 2.9, тази
схема (фиг. 2.16 а), се препоръчва тогава, когато Есх е примерно
от 5 до 14 V и токът на консумация не надвишава 0,3—0,5 А.
В случайте, когато е нужно по-голямо стабилно напрежение (напр.
14 — 24 V), могат да се използуват два диода, евързани после-
дователно (фиг. 2.16 б), като е желателнб те да са еднотипни.
Обаче трябва да се помни, че в този случай Изходното съйро-
62
тивЯение на стабилизатора нараства (вж. формула 2.95), йащото
7?дцн = Един 1 Н- Един 2
Стабнлизиращото действие на тази схема (фиг. 2,16 а) се
обуславя от свойствата на ценеровия диод (те бйха йЗяснени по-
фиг. 2.16
горе, вж. фиг. 2.13 а) и свойствата на транзистора и може да се
резюмира така:
а) Ако /B=const, при значителни изменения на напрежението
емитер-колектор (фиг. 2.11а) колекторният (или емитерният) ток
практически не се променя.
б) При намаляване преднапрежението Ueb на транзистора съ-
противлението му емитер—колектор Rec нараства (запушване), а
при увеличаване на Ueb съпротивлението емитер—колектор нама-
лява (отпушване). Например от фиг. 2.17 а се вижда, че при
4/яв=0,2 V колекторният ток на българския мощен транзистор
AD301 е /с=0,1 А и съпротивлението емитер—колектор има стон-
, •• и ЕС 3 ,
ноет Rec= j = оТ=ЗО а ПРИ ^£3=0,5 V колейторният ток
е /с=1,25 А и Еес=2,4 2.
Въз основа на горното стабилизаторните свойства на схемата
(фиг. 2.16 а) при определени вариации на входного напрежение
(и ET = const) се обясняват накратко по следния начин: измейе-
нията на t/Bi пораждат изменения на тока /ст през ценеровия
диод и изменения на Напрежейието Uec, обайе напрёженйята Uz>
респективно Ueb и Ест, а също й токът почти не се
променят. Нека нНЦомним, Не токът А;3х би се йзмёнйл саМо ако
се измени 1В, тъй като /Изх=/£=(р + 1)^й.
КогЙто тбварът Rt (консумй^ййият той /н310 се изМейя й опре-
делени границй (и t/Bx=const), стабилнзаФорййте свойства на схе-
лата се обясняйат накратко rib ейеднйя начин. При наМалййане
63
на товара възниква тенденция за нарастване на /ж» и намалява-
не на Ест. Но понеже
£«+<//»= t/2~const, (2.97)
намаляването на EQT води автоматично до увеличаване на Ueb»
т. е. до по-голямо отпушване на транзистора, с което Uec нама-
лява, и понеже £7ВХ= const, се компенсира възникналата тенден-
ция за намаляване на Е„. Ако пък товарът нарасне, възниква
тенденция за намаляване на /взх и нарастване на Ест- Но понеже
е в сила равенство (2.97), увеличаването на Ест автоматично води
до намаляването на Ueb > т. е. до по-голямо запушване на тран-
зистора, с което Uec нараства. И понеже UM=const, така се ком-
пенсира възникналата тенденция за увеличаване на ЕСт- Следова-
телно тук транзисторът играе роля на регулируемо съпротивле-
ние, свързани последователно с товара, като стойността на това
съпротивление се изменя в зависимост от измененията на изход-
ното напрежение. Границите, в конто схемата стабилизира, се
обуславят от това, токът /ст през диода да не намалява под
/стmtn и да не нараства над /Пти, като напрежението Uec не мо-
же да намалява под Uec sat и не бива да надвишава Uec max- На
фиг. 2.175 е показана същата схема при употреба на NPN тран-
зистор. Напомняме, че редът на индексите (напр. Ube, Uce) съот-
ветствува на положителната посока на тока.
При изчислението на стабилизатор с един транзистор и цене-
ров диод (фиг. 2.16 а) зададените величини са стабилното напре-
жение Ест, номиналният ток на консумация /НЗх (или граници, в
64
КОНТО ТОЙ може да се измени —напр. ОТ /нмтт ДО Дихтах), ва"
риацчите на входното напрежение он и ов. При изчислението тряб-
ва да бъдат определени: видът на ценеровия диод и на транзи-
стора, необходимого входно напрежение UBK и входен ток /„,
стойността на баластния резистор изходното съпротивление
Rm* и коефициентът на стабилизация //Ст. При изчислението се
предполага, че напрежението на токоизправителя //вх има мини-
мални пулсации — напр. рх=3—5%. В противен случай паралел-
но на /?т се включва кондензатор с достатъчно голям капацитет.
Първо избираме транзистор (вж. Л 13 и табл. 2.13), чиито па-
раметри трябва да удовлетворяват неравенствата
IС max (3-5)/изх max J
Pc max - 1,2/7ЕС /изх max ’, (2.98)
иЕС max 2 1,2 (Дет + U ЕС),
като при средномощни транзистори се препоръчва t/fc=2—4 V, а
при мощни U£-г=3—10 V. Изборът на по-голяма стойност за Dec
води до по-голям коефициент на стабилизация, но едновременно
с това изисква по- голямо //вх, увеличава мощността, разсейвана
от транзистора, и намалява КПД на стабилизатора.
От табл. 2.14 избираме ценеров диод, като напрежението му
Uz трябва да е с 0,2 —0,3 V (при германцев транзистор) и с
0,5 —0,6 V (при силициев транзистор) по-голямо от Ест. Освен то-
ва неговите параметри /ст max и /ст mm трябва да удовлетворяват
неравенството

/ст max7* 1,
1
ст ininH jj— (/изх max
изх min,
(2.99)
където $=hnE е статичният коефициент на усилване на транзис-
тора. (В тази и следващите формули, ако изходният ток е прак-
тически неизменен, ТО /нзх тах = /цзх пом и /,,3xmin=0.)
След това определяме необходимого изправено напрежение
//вх = -Л--(£ст+/М (2.100)
1 'н
и тока, който трябва да осигури токоизправителят:
Ах /изх max “Ь/ст max (2.101)
Стойността на баластния резистор изчисляваме по формулата
U —Е
Rt ---—f------- • (2.102)
г ______I у * изх max
'ст max 2 ст min ”Г " — '
5 Примери за изчисляване , .
65
Мощността, разсейвана от този резистор, е
P={UBX —Еа) (/сттах ), (2.103)
като токът и в двете формула е в А.
Изходното съпротивление на стабилизатора се намира по фор-
мулата
Фиг. 2.18
р
п — р -I дин
А изх — Авх тр Т р
0-026 R™
/изх ?
(2.104)
където RBK тР е динамичного входно съпротивление на транзисто-
ра, а 7?Днн е динамичното съпротивление на ценеровия диод. (При
променлива консумация тук вместо /изх може да се замести 0,5
(/изх тах + 7нзх min).) Формула 2.104 е в сила при идеален токоиз-
правител, т. е. когато /?,ток=0. В противен случай към тряб-
ва да се добави Rm>K.
Коефициентът на стабилизация може да се определи от израза

^ВХ ^ДИН
(2.105)
На фиг. 2.18 а е показана схема на регулируем стабилизатор,
където с помощта на потенциометъра Rt изходното стабилно
напрежение може да се регулира плавно в границите от 0 до
около Uz- Изчислението на един такъв стабилизатор става по
изложената по-горе методика, като се приема, че плъзгачъг на
потенциометъра Rt се намира в горно положение. Препоръчва
66
се /?2 Да има стойлост 4-?5 kQ, като стойността на може да
бъде определена по формулата
П £вх — U 7
#1=— ---------ту-------------- (2.106)
г UZ . ‘ изх
ст+ R2 +" 3
а мощността, разсейвана от този резистор, е
P=(f/,X -Ест) (Лт+ р2 +-Ы. (2-107)
^2 г
Пример 2.15. Да се изчисли стабилизатор на напрежение с един транзи-
стор и ценсров диод, ако £„=12 V, min=20 mA, I =300 mA, а ва-
x * V а ЦЛЛ 1IUU ИЗЛ Шил
риациите са 8в=0,05 и 5н=0,1.
1. Избираме схемата от фиг. 2.16 а. Въз основа на неравенства (2.98) от
справочннците (вж. Л 13 и табл. 2.13) избираме германцев транзистор AD301,
конто има (1=20 (с цел да се осигури запас избира се най-малката стойност за
₽, посочепа в справочннците), 1С тх=ЗА, Л~тах=30 w (с радиатор) и
^£Стах~3^ • Избираме UEC= 4 V и тогава неравенства (2.98) ше имат вида ;
3>(34-5) 0,3= 4.0,3=1,2 ;
30>1,2.4.0,3=1,44:
30> 1,2(12+4)=!.2 . 16=18.4,
т. е. транзисторы е избран добре
2. Избираме ценеров диод Д814Д (вж. табл. 2.14), като конкретният ек-
земпляр трябва да има t/z=12,3 V и освен това /ст min=3 mA, /„ max==
=24 mA, /?Д11Н=18 2. Правим проверка по формула (2.99) и получаваме
Г 1 + 0.05 I ?
!24>1,3 |—1~б;г -3+ -20-(3°0~20) = 1,3(3,5+14) =22,
което показва, че ценеровият диод е избран добре.
3. Определяме необходимого изправено напрежение на входа
ивх = 118н“(£" +££c)==f_10ir(12+4)=17,8 V.
4. Го.темината на тока, който трябза да оеигурява токоизправителят, е
7вх“/изх max+Лт max = 300 + 2'1 = 324
5. Стойността на баластния резистор е
£г =__________________________________ _________________= 160 2.
I 0 3
/ —/ i изх п:.:х л('ОД-0 003- -
ст шах 'ст min ”Г ’ 20
Мощността, разсейвана от бачастния резистор, е
^=(Ц,х-£ст) (/„ П1.,х+ /нзх ™*)=(17,8-12) (о,024+ -^-)=0,23 W.
67
Избираме стандартен резистор (вж. табл. 2.12) със стойност 220 2 и моза-
ноет 0,5 W.
6. Изходното съпротивление на стабилизатора е
_ 0,026 , ЯД11„
“изх~ I “Г 20
7. Коефициентът на
0,026 , 18
-“0,16-+ 20 -0,17 + 0,9 = 1,072.
стабилизация има стойност
Е„ -R1
-Етя
12 . 160 .
17,8 . 18 "°
2.11. стабилизатор на напрежение със съставен
ТРАНЗИСТОР
Когато стабилизаторы трябва да осигури по-голям ток, пре-
поръчва се схемата със съставен транзистор, показана на фиг.
2.18 б. Тази схема е аналогична на разгледаната по-горе, ако се
приеме, че траншеторът е един с резултантен коефициент р=
— ₽iP2=^2i£i X/ijii.’. Обнкновено Г1 е мощен, а Т„— маломощен
транзистор. Резисторы /?., (нарича се още токоотвеждащ рези-
стор) служи да увелпчи колекторння ток на Т„, понеже при твър-
де малък колекторен ток <папр. под 0,1—0,5 mA) коефициен-
тът р2 сично намалява. Като се има пред вид, че коефициентът
на усилване на мощните траншетори по принцип не е много го-
лям (напр. 5-+50), то при употребата на А., резултантният кое-
фициент на усилване [3 може да има стойност примерно 200+-3000.
Таш схема (фиг. 2.18 6) се препоръчва тогава, когато /Гст=5-+
14 V (а при употреба на два ценерови диода — до 24 V) и ко-
гато /гзх =0,о—1А. Схемата ст.'билизира както по отношение на
п -.омени в товара, така и при вариации на входното напрежение.
С нея може да се получат А113х =0.02-+1 2 и А'ст = 10-+2Q.
При изчислението на стабилизатор с един съставен транзистор
и ценеров диод (фиг. 2 18 6) зададенше величини са: стабилно-
то напрежение , иоминалният ток на консумация 7„зх (или
грапици, в конто той може да се измени — напр. от /изх. min Д°
/,„х. max ) и вариациите иа входното напрежение (5Н и 6В). При из-
численаето трябва да бъдат определен!!: видът на транзисторите
и ценеровия диод, необходимото входно напрежение (/вх и вхо-
ден ток 7В(, стойността на Rt и изходното съпротивление
7?113Х и коефициент на стабилизация При изчисляването се
предполага, че напрежението на токоизправителя UBX има малки
пулсации — напр. /71==3-+5 %, в противен случай паралелно на
Ат се включва кондензатор с достатъчно голям капацитет.
68
Първо избираме мощен транзистор 7\ (вж. Л 13 и табл. 2.13),
чиито параметри да удовлетворяват условията:
^Cmaxi (3-5)7изх тах>
^Cmaxj 1,2 Uf.c\ 7, ox тах>
Е ЕСтгх > 1,2 (Ест + Е ЕС,),
като за стойността на Еес, вж. текста след формула (2.98).
След това избираме маломощен (или 1редномощен) транзис-
тор 1\, чиито параметри да удовлетворяват неравенствата:
7стах2 4^ ~ (3 —5) /ц3х. maxi
(2.108)
Т’стахЗ —Л“ ЕЕСЛ 7„3х maxi (2.109)
г?
T/fCrnax? 1»2 (E„-\-UeC\ )
От справочниците (вж. табл. 2.14) избираме ценеров диод, ка-
то напрежението му Uz трябва да е с 0,4 —0,6 V при германие-
ви транзистори и с 1,0—1,2 V — при силициеви по-голямо от £„.
Освен това неговите параметри ]„ max и /гт min трябва да удовле-
творяват неравенството (2.99), в което Р —(В тази и вслед-
ващите формули, ако изходпият ток е практически неизменен,
7изх тах = 7нзх ном И 7изхт!п = 0.)
След това по формули (2.100) и (2.101) определяме необходи-
мого напрежение и ток на входа на стабилизатора, като Еес—
— U ЕС,-
Стойността и мощността на резистора 7?х нзчисляваме по фор-
мули (2.102) и (2.103), където
Стойността на 7?, се изчислява въз основа на формулата
Е.г
’ (2.110)
1 R;
като, ако Тг е маломощен, се препоръчва 7 ас =1—2 mA, а ако е
средномощен, /де = 8— 10 mA.
Изходното съпротивление па стабилизатора се намира от из-
раза
а коефициентът на стабилизация може да бъде определен от фор-
мула (2.105). Формула (2.111) е в сила при идеален токоизпра-
вител, т. е. ако 7?1Т0,; =0. В противен ; случай към 7?И1Х трябва
да се добави —‘т°к- • Оттук следва важният извод, че реалното
pi
69
изходно съпротивление на стабилизатора зависи в голяма степей
от вътрешното съпротивление на използувания токоизправител.
Пример 2-16. Да се изчисли стабилизатор на напрежение със съставен
транзистор и ценеров диод, ако: £tT = 15 V, /изх min=0,lA, /Изхшах=1 А» 8В =
=0,05, 8Н =0,1.
1. Избираме схемата на фиг. 2.18 + Въз основа на неравенства (2.108) от
справочниците (вж. Л 13 и табл. 2.13) избираме германцев транзистор AD 312,
който има ₽х=30, /Сп.ах1 =6А, PCmaxl=45W (с радиатор) и UECmall =40 V.
Избираме UECl"*ay и тогава неравенства (2.108) ще имат вида
6 >(3-?5). 1=4.1=4;
45 > 1,2.5. 1=6;
4о > 1,2(15+5)=!,2 . 20=24,
т. е. транзисторы Тх е избран добре.
2. Въз основа на неравенства (2.109) от справочниците избираме Тг да бъ-
де силициевият PNP транзистор 2Т6821, който има р2=20, /cmax2=S°0
^Стах2=0’6 W и ^лстах2=^ Тогава неравепствата те имат вида
1 4 1
0.5^(3+5).1 = -30-=0,14.
0,6 5.1=0,3;
60 > 1,2(15+5)=24,
т. е. транзисторы Т2 е подбран добре.
3. Избираме ценеров диод КС512А (вж. табц 2.14), като конкретният ек
земпляр трябва да има Uz =15,8 V и ссвен това /CTmin=3rrA, /сттах=24
mA, 7?дип = 18£1. Правим проверка п ) формула (2.99):
24 > 1,3^ -3+ до 20 (1000-100)^=1,3(3,5 :-1,3)=6
което показва, че цеиеровият диод е изб ран добре.
4. Определяме необходимото изправено напрежение на входа :
^вх= i—=У—од (15+5)= 23V •
5. Големината на тока, който трябва да осигурява токоизправителят, е
4х-/изх max+Zcr max =1000+24 = 1024 mA.
6. Стойността на баластния резистор е
^в-/+
, /изх пых
/ст ПЫХ /<т min
23- 15
---------------------=360 2,
0,024-0,003+ зэ>20
70
а мощността, разсейвана от него, е
P=(Un-E„)[ /„„,„ + --‘^"’^=0,21 W.
Избираме стандартен резистор (вж. табл. 2.12) със стойност 240 2 и мощ-
ност 0,50 W.
7. Избираме =2 mA и за големината на токоотвеждащия резистор по-
лучаваме
£„ 15
Ra IR7 ”2.10-з' 7)5 к2’
като мощността, разсейвана от него, е
Р=Е1„ =15.2. 10-3=0,03 W.
ст Ла
Избираме стандартен резистор (вж. табл. 2.12) със стойност 7,5 k С и
0,25 W.
8. Изходното съпротивление на стабилизатора е
_ 0,026 Ядин 0,026 18
₽1Л7х” “~' 307б,55“ + 30.20=0’03 а-
9. Коефициентът на стабилизация има стойност
E„R, 15.250
К =- -- 1 = - - = 9
ст <4х«дЯи 23.18
2.12. СТАБИЛИЗАТОР НА НАПРЕЖЕНИЕ С ПОСТОЯННОТОКОВ
УСИЛВАТЕЛ ВЪВ ВЕРИГАТА НА ОБРАТНАТА ВРЪЗКА
На фиг. 2.19 а е показан стабилизатор на напрежение с усил-
вател във веригата на обратната връзка, като регулируемият
транзистор е съставен. Схемата стабилизира както по отношение
на входа (вариации на входното напрежение), така и по отно-
шение на изхода (различен ток на консумация), като с нея може
да се постигне Кст = 104-50 и/?Изх=0,014-0,1 2. Стабилното на-
прежение, ксето схемата осигурява, е по-голямо от това на
употрьбения ценеров диод и освен това може да се регулира
в определени граници чрез потенциометъра Т?4. Тази схема се
препоръчва тогава, когато е примерно 124-25 V, а токът на
консумация не надвишава 0,54-1 А.
За да обясним стабилизационните явления, нека разгледаме
фиг. 2.19 б, където същата схема е дадена в опростен вид. При
вариации на входното напрежение се получават изменения на
Ueci и Uec3, обаче Uz, Upt. Ueb,, Uc„ Ur,, UEby и /изх ПОЧТИ
не се променят.
71
Когато товарът Rr (консумираният ток /„зх) се изменя в опре-
делени граници (и //вх =const), схемата (фиг. 2.19 б) стабилизи-
ра по следния начин. При намаляване съпротивлението на товара
възниква тенденция за нарастване на /113Х и намаляване на Е„.
а)
Фиг. 2.19
Но за управляващата верига на Т3 можем да напишем Uz +
+ Ueb3 — Ur3. И понеже t/z=const, то всяко намаляване на Ест
ще води до съответно намаляване и на Urs, с което Т3 ще се за-
пушва и потенциалът на колектора му (спрямо шаси!) ще става
повече отрицателен. Това от своя страна ще увеличи Ueb\ и ще
намали съпротивлението емитер—колектор на Tlt с което ще се
компенсира възникналата тенденция за увеличаване на Е^. При
намаляване на Ест явленията протичат аналогично, но в обратна
посока. Важното в случая е това, че малките изменения в изход-
ното напрежение се усилват от Т3 и се подават към базата на
регулируемая транзистор 7\ и именно тази особеност обуславя
малкото изходно съпротивление на този вид схеми.
При изчислението на стабилизатор с постояннотоков усилва-
тел (фиг. 2.19 а) зададените величини са: стабилното напреже-
ние Е„, номиналният ток на консумация /изх (или граници, в кон-
то ТОЙ МОЖе Да се изменя напр. ОТ /в3х min до /цзх max), вариа-
ции на входного напрежение он и ов • При изчислението трябва
да бъдат определени: видът на двата транзистора и ценеровия
диод, необходимого входно напрежение £/вх и входен ток /вх,
стойността на резисторите Rx, R„, R3, R4, R5, R6, изходното съ-
противление /?нзх, коефициентът на стабилизация Кп- При изчис-
лението се предполага, че напрежението на токоизправителя £/вх
има минимални пулсации—напр. /;1=3-?5%. В противен случай
72
паралелно на RT се включва кондензатор с достатъчно голям ка-
пацитет.
Първо избираме транзистора 7\ (вж. Л 13 и табл. 2.13), така
че неговите параметри да удовлетворяват условията (2.108), като
за стойността на Uec\ вж- текста след формула (2.10<°).
След това избираме транзистора Т2, който е маломощен (или
средномощен), така че неговите параметри да удовлетворяват
неравенства (2.109).
Избираме ценеров диод (вж. табл. 2.1-1), като неговото напре-
жение на стабилизация трябва да бъде
0.3 £„ < Uz < 0,82£ст, (2.112)
а динамичного му съпротивление да е по възможност по малко.
Освен това неговите параметри 7СТ тах и /Сттт трябва да удо-
влетворяват неравенство (2.99), в което Р=р1[3.2. (В тази и в
следващите формули, ако изходният ток е практически неизме-
нен, /пзх тах = /цзх ном И /цзх min — 0.)
След това по формули (2.100) и (2.101) определяме необходи-
мого напрежение и тока на входа на стабилизатора, като Uf.c=
=Ueci-
Токът през резистора 7?6 се изчислява от израза
, (2.113)
Pl
а стойността на самия резистор се намира от формулата
р
Р6= " • (2.И4)
1R6
След това се избира транзисторът Т3, като неговият колекто-
рен ток се определя от зависимостта
7сз=~±^^> (2Л15>
Р1И2
като при това трябва да отговаря на условието
7сз < 0,9 /ст max. (2.116)
в противен случай се избират други транзистори и Т2 с по-
големи pj и р2. Мощността, разсейвана от Т3, е
Ртз = иЕСЪ^СЗ^ (t/Bx—^ст)/сЗ. (2.1 17)
следователно трябва да е изпълнено перавенството
РС'тахЗ Х^вх-^тУсз. (2.118)
Стойността на резистора се определя от израза
, (2.119)
'сз
73
а стойността на R„ се намира от формулата
(1,24-1,4) (Ec-Uz)
^2 /.......
' ст max
(2.120)
Големините на резисторите 7?3, и /?5 могат да се намерят
от изразите
У Г
f?3 — (1 1 »2) ~р ₽з/?дин;
£СТ
U7
R4 = 0,4p МдИН; (2.121)
£ст
С/7
7?5=О,8 7J— Р3/?дпн.
£-СТ
Изходното съпротивление на стабилизатора може да
дели по формулата
‘сз +Rmt )+M2V?CTZ (^ + ^4+^s)-
Коефициентът на стабилизация се дава с израза
Л' 13з
ЛсТ / ГстЯ^уз Г ’
се опре-
(2.122)
(2.123)
(2.124)
където входното динамично съпротивление на Т3 може да се
определи от израза
п _0,0.3?з
АвхУ, — ,
'сз
Пример 2.17. Да се начисли стабилизатор на напрежение с постоянно’
токов уеилватсл във веригата на обратната връзка, ако £ст=18 V, /изхт,п=
==0'05 А- Л.эхтах -0-8А, ?„ = С,05, 8Н =о,1.
1. И бираме схемата от фиг. 2.19 а. Въз основа на неравенства (2.108) от
справочниците (вж. Л 13 и табл. 2,13) избираме германиев транзистор AD 312,
конто има Pi =30, IСтах1 =6А, pCmxai=45 W (с радиатор) t/£-Cmaxi=40 v-
Избираме UZC{ =5 V и тогава неравенства (2.108) ще имат вида
6 > (34-5) .0,8=4.0,8=3,2;
45,;> 1,2.5.0,8=4,8;
40 > 1,2(184-5)=28.
т. е. транзисторът Тг с избран добре.
2. Въз основа на неравенства (2.109) от справочниците избираме То да
бъде силициевият PNP транзистор 2Т6821, конто има ps=50, ^стахп =^,5 А,
74
^£'Cmax2==60 V и ^Cmax2 =^>6 Т°гава споменатите неравенства ще имат
вида
„ (34-5)0,8 4.0,8 л,
0,5 > 30 30 0,1;
1,2
0,6 > 30” • 5.0,8=0,16;
60 > 1,2 (18+5) = 28,
т. е. транзисторът Т2 е избран добре.
3. Въз основа на неравенства (2.112) избираме ценеров диод Д814В (вж. табл.
2.14), като конкретният екземпляр да има t/z=10V и освен това IQ1 min=
==3mA, /ст max=32 mA, Яд„н=12 2. Правим проверка по формула (2.99):
. Г 1+9,05 , 1 1
32 > 1,3|^ 1—0,1 " 3"^ 30.50 (800 ~ 50) ]=4,
т. е. ценеровият диод е избран добре.
4. Определяме необходимого изправено напрежение иа входа;
ивх~ 122{~(^ст + Ueci)~ 1—0,1 (18+5)=2в V.
5. Големината на тока, който трябва да осигурява изправителят, е
'вх=Ч.зх тах+'„ тах = 0,8 + 0,032=0,832 А.'
6. Изчисляваме тока през резистора 7?6: *
°,3max 0,3.0,8
/о = — - о —- = = 0,008 А = 8 mA.
к* рг 3Q ’
Тогава стойността на самия резистор е
18
Rt~IR 8 . 10- ' ~2’3 k2’
а мощността, разсейвана ст него, е
Р=/2/?в=0,15 W.
Избираме стандартен резистор (вж. табл. 2.12) сьс стойност 22002 и мощ-
ност 0.25 W.
7. За да изберем транзистора Т%, първо намираме неговия колекторен ток:
, __4/изхтах=4800^
'сз' 0,3, 30.50 2 т •
Тази стойност оггозаря на неравенство (2.116). След това правим проверка за
мощността
^СтахЗ > (Ц,х~^)/Сз= (26-10) .0,002 -0,032 W.
Въз основа на горного избираме Тц да бьде германцев PNP транзистор 2Т6821,
чиито параметри бяха Дадени по-горе.
8. Стойността на резистора е
Un—26—18
R1=~~rc. ь;оо2-=4 кй>
С и
75
като мощността, която той разсейва, е
Р=/2/?1=0,0022.4 . 103=0,016 W.
Избираме стандартен резистор (вж. табл. 2.12) ст с стойност 3£00 £2 и мощ-
ност 0,25 W.
9. Стойността на резистора /?2 е
\,3(E„-UZ) 1,3(18-10)
= 6Ж - ~330 £<
а мощността, която той разсейва, е
P=(E„-UZ) 1сттах =(18-10)0,032=0,25 W.
Избираме стандартен резистор със стойност 3302 и мощност 0,5 W.
10. Стойностите на резисторите R3, Rt и R-j са:
t/z 10
Яз=1,1 Е -Мдин = 11“18' ’ 50. 12=380 2.
^СТ
Uz 10
R1 = 0АЁ~~ &R дин =-0.4 --fS- 50 . 12 = 140 2;
Uz Ю
/?э=°,8 £ст ?з£д„н=0,8 18 - 50. 12 = 280 2.
Понеже токът през делителя е
£ст 18
а Rz+Ri+R:, 380+140+280 л>
лссно се намнра, че мощността, която разсейват тези три резистора, е съот-
ветно 0,15 W, 0,05 W и 0,11 W.
Избираме стандартен резистори R3 и /?Г) съответно 390 2/0,25 W и
270 2/0,25 W. Тримерпотенщюметъра Rt избираме 150 2/0,25 W.
11. Изходното съпротивление на стабилизатора е
„ 18 /0,026 , \ , 18—10
^изх 30.50. 10(о,002 + 12)+ 30.50.50.18 (З80-5-140+280^0,032.
12. Входного динамично съпротивление на транзистора Г3 е
0,03 .50
RbxT, — 2 . IO-3 ~7';>0 2-
13. Коефициентът на стабилизация има .олемина
18.4000.50
76
ГЛАВА HI
НИСКОЧЕСТОТНИ УСИЛВАТЕЛИ
3.1. ПРЕДУСИЛ В АТЕЛ НО /?С-СГЪПАЛО С БИПОЛЯРЕН ТРАНЗИСТОР
Предназначението на предусилвателните стъпала е да усилват
слаба електрически сигнали. Основните изисквания към тях са да
осигурят значителен коефициент на усилване по напрежение и по
ток, да имат равномерна честотна характеристика, да имат малък
собствен шум, да са защитени от външни паразитни смущения,
брум и др., да имат малки размери, тегло и стойност.
На фиг. 3.1 е показана схема на транзисторно предусилвател-
но стъпало с RC-връзка. Транзисторът 7\ е свързан по схема
ОЕ, в който случай усилването му по мощност е най-голямо. Тук
няма да се впускаме в подробности отпоено работата на стъпа-
лото, обаче е нужно добре да се разграничавап постояннотокови-
те и променливотоковите съставни на токовете и напреженията.
Понеже захранващият източник в;.наги е шунтиран с конден-
затор с голям капацитет, за променливата съставна ,,плюсът“ и
,,минусът“ както преди, така и след развързващия филтър са
дадени накъсо. По такьв начин за променливата съставна емите-
рът на 7\ посредством Ср. е свързан накъсо към шаси и промен-
ливотоковото входно съпротивление на стъпалото е равно на па-
ралелно сьързаните R2 и Rm трь (Да се прави разлика между
входно съпротивление нз стъпалото и входно съпротивление на
траншетора!) Освен това нека напомним, че генератор на про-
менливата съставна в изходната верига се явява транзисторът Tv
като променливият колекторен ток, произведен от него, премннава
през R. , /?1сл/?2Ми/?вх тр2 (вж.Л 9, стр 51).Следоватслно товарно-
ю съпротивление на Tj по променлив ток е равно на паралелно
евързаните Rc, Ri,.,, Азсл и RHX. ТР2-
При изчислението на тази схема (фиг. 3.1) зададените вели-
чини са: долна гранична честота на усилване /н и допустим кое-
фициент на честотните изкривявания Л1н за нея, горната гранич-
на честота Д и допустим коефициент на честотните изкривявания
7ИВ за нея и входните параметри на следващото стъпало: t/BX Сл,
Лх. тР2, ЯвХ. тр.2, Д1сл. ^2сл, Свх.сл • При изчислението трябва да бъ-
дат определен!! следните величини: вид на транзистора, стойност
77
на резисторите 7?lt RE, Rc, стойност на кондензаторите
Ср, CEt коефициент на усилване по напрежение, ток и мощност,
входно съпротивление, а също така /?ф и Сф.
Първо избираме транзистор, като се ръководим от три изиск-
Фиг. 3.1
вания: а) той да може да осигури необходимия променлив ток
за задействуване на следващото стъпало, б) да има достатъчно
висока гранична честота, в) да има сравннтелно голям коефициент
на усилване Ако в справочниците стойността на р е да-
дена „от-—до*‘, приема се максималната стойност с оглед на не-
обходимия запас.
Понеже следващото стъпало се задействува обикновено от
малък ток (напр. от няколко рА до 0,14-0,2 mA), то на първото
изискване отговарят всички произвеждани у нас маломощни тран-
зистори. Второго изискване за достатъчно висока гранична често-
та на транзистора е
fa >3/в Zf2U ИЛИ /т >4/в h2le, (3.1)
където fa , fT и hxe са съответно граничните че”оти и коефици-
ентът на усилване на избрания транзистор, a fB е най-високата
усилвана честота. Нека подчертаем, че избирането на транзистор
означава, че вече са известии неговите А-параметри, конто са не-
обходими за по-нататъшните начисления. Ако в справочниците те
не са дадени, може да бъдат определена по графичен начин (вж,
Л.8, стр>. 248).
След това избираме колекторния ток на покой 1Сч на транзис-
тора, като при специални малошумящи стъпала той може да бъде
0,2—0,5 mA. При обикновени предусилвателни стъпала се пре-
78
поръчва /сп = 1 mA, тъй като в този случай коефициентът h2\e
има сравнително голяма стойност и освен това стойностите на ма-
лосигналните параметри се дават в справочннците именно при ко-
лекторен ток на покой 1mA. В случай, когато следващото стъпа-
ло е необходимо да се задействува от значителен ток (напр.
14-10 mA — примерно ако трябва да се задействува крайно мощ-
но еднократно стъпало), колекторният ток на покой на предусил-
вателното стъпало се определя от
/сп>1,5 /вх.сл. (3.2)
където /вхсл е ефективната стойност на сумарния променлив ток
през входа на Tt, през R\ca и през 7?зСл, т. е.
т ____ ^ВХ СЛ t ^ВХСЛ J 7,х сл
*ВХ СЛ П г р | р
/'1сл /'2сл ^вх тр2
а (/вхсл е ефективната стойност на променливото напрежение’
действуващо на входа на следващото стъпало.
Ако захранващото напрежение Е'к не е зададено, то трябва да
се избере от конструктора, като се препоръчват стандартните
стойности 6,9 и 12V. Във връзка с това нека кажем, че при по-
големи захранващи напрежения no-лесно се конструират стъпала
с добра температурка стабилност и относително голям коефици-
ент на усилване по напрежение, а също така по-лесно се филт-
рира захранващото напрежение.
Стойността на филтровпя резистор може да се определи от израза
г> Ф
Аф 12/ ’
уСп
където &Еф=Е'к—2?к =0,54-2 V. Стойността 0,5 V се избира,
когато Е'к не е голямо и когато изискванията за филтрация са нор*
мални; стойността 14-2V се избира при големи стойности на Е'к
и при повишени изисквания за филтрация. Когато Е'к е значително
(напр. 15-24 V), стойностите за АЕф може да се избере и по-го-
ляма от 2 V.
Големината на Сф може да бъде определена от
5
Сф = 2“7Н ’
Стойността на резистора Re се избира по формулата
10,14-0,3) Ек
Re
(3.3)
(3.4)
(3-5)
(3.6)
lCn
79
като коефициентът 0,1 се взема при стъпала с нормална темпе-
ратурка стабилност, 0,2 се препоръчва при средня температурна
стабилност, а 0,3 се взема в случайте, когато се изисква много
добра температурна стабилност.
Токът през делителя 1а се избира въз основа на равенството
Id =(24-20)-^-, (3.7)
р
като коефициентът 24-3 се взема при икономични стъпала с нор"
мална температурна стабилност, 4-5-10 се препоръчва при стъпала
със средна температурна стабилност, а 104-20 се препоръчва, кога
то е нужна особено голяма температурна стабилност.
Стойността на резистора R2 се изчислява по формулата
+^ffE
Id
(3.8)
като при германиеви транзистори (7в£-=0,2 V, а при силициеви
(7вс=0,5 V. За да не шунтира силно входът на транзистора, пре-
поръчва се получената стойност за да отговаря на условието
/?2>(34-4) /?вх тр=(3-4) hne , (3.9)
където /?вх тр е променливото съпротивление на Ту. Ако това ус-
ловие не се изпълнява, налага се да намалим тока през делителя
(вж. формула 3.7) и отново да определим големината на Rt.
Стойността на резистора Ry се определи от израза
«,= ? (3.10)
При конструиране на /?С-стъпалото поради небрежните толе-
ранси се препоръчва стойността на R1 да се подборе опитно (за-
това в никои схеми той е отбелязан със звездичка), като в колек-
торната верига се включи милиамперметър. Точната стойност на
Ry се подбира такава, че колекторният ток на покой да е пример-
но 1 mA. Ако тя е по-малка, Ry трябва да се намали; ако е по-
голяма, Ry трябва да се увеличи.
Големината на колекторния резистор Rc може да се опреде-
ли от израза
(0,34-0,6) Ек
(3.11)
При избора на коефициента в скобите трябва да се има пред вид,
че при по-голямо Rc нараства и коефициентът на усилване на
80
стъпалото. Обаче, ако 7?с се избере твърде голямо, може да ее
получат следните нежелателни явления:
а) намаляване горната гранична честота /в на усилването;
б) намаляване напрежението UcEn до минимално допустимото
UcEsat.
Затова, след като определим Rc от (3.11), препоръчва се да
се направи проверка въз основа на неравенствата
_.1 М Свх
— I “1
иСЕа = Ек -IC,,(RC +^)^1ч-2 V. (3.13)
Ако тези условия не са изпълнени, стойността на Rc се намалява
и пак се прави проверка.
Големината на кондензатора в емитерната верига се определи
от израза
CE-2r.faR~' (3.14)
където Д, е най-ниската усилзана честота.
Големината на разделителния кондензатор се намира по форму-
лата
- - -(h-2e + я1сл+/?2сл+тр2); (ЗЛ2>
1 \ /
2^н(/?с(3.15)
Ум2н
където Ren е равно на паралелво евързаните 7?1сл, Rica и Т?Вхтр2,
т. е.
-4- + --1-7?-— • (3-16)
^сл ^1сл ^2сл ^вх тр2 '
Коефициентът на усилване по напрежение на стъпалото е ра-
вен на
гл _ 'вх сл __ ^21е р _ ^21еЯс Явх тр2
<4х' " Лцг(Я6’+Лм~)’ (3.17)
където
^=A22e + ^+_L.+^_+ _L_ . (3.18)
6 Прнмери за изчисляване . .
81
Знакът минус“ се поставя, понеже при схема ОЕ изходният
сигнал е дефазиран на 180° спрямо входния.
Входното съпротивление за променлив ток на стъпалото може
да се определи от израза
1 = 1 1 1
*вхст ^+^вхтр1’ <ЗЛ9>
КЭТО 7?вх тр!~ Л11е-
Променливият колекторен ток, генериран от Tlt има големина
(вж. формула 3.3)
=/вх ел + Rc ’ (3.20)
а променливият ток, действуващ в базата на 7\, има стойност
4- • (з-21)
г
Тогава коефициентът на усилване по ток на стъпалото (от ба-
за до база) е
Klbb— • (3.22)
JB^ '<Ч~ квх тр 2
Променливото напрежение, действуващо на базата на 7\ (респ.
на входа на стъпалото), е
£Лх = -~-~. (3.23)
Необходимият променлив ток за задействуване на стъпалото е
г __ ^вх , Цхх zq Г)
/в'~ hUe + ~ R, (3-24>
Коефициентът на усилване по мощност на стъпалото е
(3-25)
Вх vbx • 'вх
Пример 3.1. Да се изчисли Л?С-усилвателно стъпало с биполярен транзис-
тор, ако /н . 5 ) Hz, fK =15 kHz, Л1„ = МК =-3 dB, £к =9 V, UBX „=0,2 V,
Я1СЛ -60 kS2, /?2„ -15 k2, тр2=1.3 k<2, Свх сл=4Э0.) р F.
82
1. Въз основа на споменатите нзисквання и формула (3.1) избираме сили-
циев NPN транзистор 2Т6552 със зелена точка (Л14, стр. 28), който при 1Сп=
= 1 mA има следните параметри: ftlle=1500 2, ^i2e=2.10 4, h2le=8'i,
= 1,2. IO"5 S, fT =70 MHz, UCE max =40 V, ZCmax=500 mA, PCmax=0,8 W,
Cc ^20 p F
2. Избираме колекторен ток на покой 7Сп=1 mA.
3. Приема ме ДЕ(
ността на филтровия
R —
ф ~1 1 ' ~
JCn
’ф =0,5 V, т. е. Ек —Ек—Еф =9-0,5=8,5 V. Тогава стой-
резистор ще е
0,5
1,2 .1.10—3=410 2’
Избираме стандартен резнстэр (вж. табл. 2.12) със стойност 390 2 и мощ-
ност 0,25 W.
4. Го.темината на филтровия кондензатор е
с = _3 = 3
ф 2-/и /?ф 2- . Ь0.390=25
Избираме стандартен електролитен кондензатор (вж. табл. 2.8) със стой
ноет 38 pF и работно напрежение 16 V.
5. Приемаме, че е необходима средна температурна стабилиост, и опреде-
ляме големината на резистора н емитера:
„ 0,2 Ек 0,2 . 8,5
1.16->- =‘™°
Избираме стандартен резистор със стойност 16)0 2 и мощност 0,25 W.
6. Токът през делителя е
, 8/сп 8.1.10-3
/,= —•- = -8-6- =Ю-*А.
7. Изчисляваме стойността иа резистора /?2:
г, _ !c^e+ube 1.10-3 . 1,7 . 10~3+0.5
/\<>— .. •—---------- — — —---------- •“ Z.Z. К*.
10~4
1а
Проверката показва, че този стойност удовлетворява условие (3.9): 22000 >
(34-4) 1500. Избираме стандартен резистор със стойност 22 к2 и мощност
0,25 W.
8. Изчисляваме стойността на резистора
Z?i=
Ек -1сп$Е—ивЕ ?= 8,5-1. 10~3. 1,7. 103-0,5 g0_66kQ
Vla+Icu 80.10-4+1 . 10-3
Избираме стандартна стойност 68 к2 с мощност 0,25 W.
83
9. Изчисляваме стойността на колекторння резистор
У, 5ЕК 05.8,5
f> =VL к - ,^4300 2.
С ten 1-Ю 3
Правим проверка по формула (3.12), като имаме пред вид, че на — 3dB
съответствува Мв =0,7, и получаваме
22 .10“5>35 . 10“5—(1,2.10“5+1,6 . 10“5+6,6 . 10“5,+ 80 . 10“5) ,
и. е. неравенството е удоволстворено.
Проверката по формула (3.13) показва следното:
Сс£п=8,5-1 . 10“3(4,3. 103 +1,7.103)= 2,5 V,
откъдето следва, че Rc е добре определено. Избираме стандартен' резистор
4,3 к2 с мощност 0,25 W.
10. Изчисляваме големината на кондензатора в емнтерната верига:
С£>-------12----=-------10__ =19 pF.
Е 2vfHRE 2тс. 50.1,7.10» г
Избираме стандартен електролитен конДензатор 22 pF с работно напреже-
нне 6 V.
11. Изчисляваме величината
= J—+-2— + - -1 - 1,6. 10“s+6,6 . 10“5+80 . 10“5~
*^сл *Чсл *^2сл "вх тр2
^88. 10“5,
т. е. ^^=1»! . 103 2. Тогава за големината на разделителння кондензатор ще
нмаме
Ср =-------------!—7-^==---------------------!--------j=™ = =0,6 pF.
2*fB(Rc +*сл)у -1 2ТТ.50(4,3.10»+1,1.103) t
Избираме стандартен електролитен кондензатор 2,2 pF с работно напреже-
ние 10 V.
12. Коефицнентът на усилване по напрежение на стъпалото е
_ h2XeRcRnr& _ 80.4,3.103.1,3.102__
U~ h^Rc+Rn тр2) 1,5.103(4,3.103+1,3.10») ~ 53-
13. От формула (3.3) намираме величината
сл сл U„ сл 0,2 0 2 0,2
*вхсл D-----+—р - + - --6’. 1О‘+1,5.101+0,13Л0‘
'1сл Л’сл Авх тр2
= 1,7 . 10“4 А.
84
Тогава променливият колекторен ток, генериран от 7\, ще бьде
—^вх сл
г 0 9
=1,7 . IO"4 + ....-“^2,2 . IO"4 А
а променливият ток, действуващ в базата на Tlt ще бъде
Коефициентът на усилване по ток на стъпалото (от база до (аза) е
К _ °’2
,ВВ~ 1в~ тр2 2,8-ю-6 . 1,3 . 10?
14- Необходимото променливо напрежение на входа на стъпалото е
а вхвдният променлив ток на стъпалото е
. _ ^х ^вх , ^ВХ _ 3,8 . 10-3 , 3,8 . 10~3 , 3,8 , 10~3 =
ВХ лп/+ А ^2 1,5.103 "г 66.1Q3' 22.103
=2,7 цА.
15. Коефициентът на усилване по мощност
3.2. ПРЕДУСИЛ ВАТЕ Л НО ЯС-СТЪПАЛО С ПОЛЕВИ ТРАНЗИСТОР
На фиг. 3.2 е показана схема на предусилвателно 7?С-стъпа-
ло с PN полеви транзистор с N-канал. Главната особеност на
тези стъпала е високото им входно съпротивление и малкият им
собствен шум. Нека напомним, че при звукови честоти в гейто-
вата верига на полевите транзистори ток. не тече, т. е. те се
управляват само с напрежение.
При изчисляването на тази схема (фиг. 3.2) зададените вели-
чини са: долна гранична честота на усилването (fH) и допустим
коефициент на честотните изкривявания (Мн) за нея, горна гра-
нична честота (fB) и допустим коефициент на честотните изкри-
вявания (Мв) за нея и входни параметри на следващото стъпало:
UBx сл, /?!сл, /?2сл, СВх сл. При изчислението трябва да бъдат опре-
85
делени видът на полевия транзистор, стойността на резисторите
Ru R2, Us , Rd, стойностите на кондензаторите Ср и Cs, коефи-
циентът на усилване по напрежение, входното съпротивление на
стъпалото, а също така 7?ф и С$>.
Фиг. 3 2
Първо избираме транзистор, като се ръководим от двете
изисквания: а) той може да осигури необходимия сигнал за за-
действуване на следващото стъпало, б) да има по възможност
по-голяма максимална стръмност Sm. (Ако в справочннците
стойността й е дадена „от—до“, приема се минималната стой-
ност с оглед на необходимия запас.)
Първото изискване е свързано с максималния колекторен ток
на транзистора Idss и праговото му напрежение 1)р и се изразя-
ва чрез неравенствата
Idss =^(8-т-Ю)/вх сл и |>(4-S-5)t/BX сл, (3.26)
където /вх сл е ефективната стойност на сумарния променлив ток
през /?1сл и Т?2сл> т. е.
I ______ ^вх сл ^вх сл
* ВХ СЛ D ” D *
^1сл к2сл
(Ако следващото стъпало е с биполярен транзистор, очевидно
трябва да се добази Ах тр2 •)
При усилване на звукови честоти изисквания към полевите
транзистори по отношение на честотата не се предявяват, поне-
же те по принцип са високочестотни прибори и имат гранична
честота по стръмност >50ч-100 MHz.
86
Ако захранващото напрежение Е'к не е зададено, то трябва
да се избере от конструктора, като се препоръчват стандартните
стойности 6,9 и 12 V. При това да се има пред вид, че при по-
големи захранващи напрежения по-лесно се конструират стъпала
с добра температурна стабилност и относите.тно голям коефициент
на усилване, а също така по-лесно се филтрира захранващото
напрежение.
Изборът на дрейнов ток на покой /дп зависи от входното съ-
противление на следващото стъпало. Ако например следващото
стъпало е с биполярен транзистор по схема ОЕ, то 7?Вхсл = 14-
4-3 кй и тогава се препоръчва /Оп —1mA. Ако обаче следващо-
то стъпало има високоомен вход (напр. над 50 к й), препоръчва
се /дп = 0,14-0,3 шА, при което се получава по-голям коефициент
на усилване (вж. Л 11).
В практическите усилвателки схеми полевите транзистори ра-
ботят в пентоден режим, което се изразива чрез неравенство
(3.36). При такъв режим необходимото преднапрежение Eos е
евързано с дрейновия ток на покой чрез формулага
Eas=Up (1-< <3-28)
\ 1 ‘ DSS!
като Up е праговото напрежение, a Idss е максималният дрей-
нов ток на избрания транзистор. (Тук и нататък величините Up
и Eos се вземат по абсолютни стойности.)
Стойността на 7?ф се определи от равенството
Яф=-А/Ф , (3.29)
1 Dn
като за стойността на ДЕф вж. текста след формула (3.4).
Големината на Сф може да се намери по формула (3.5).
Стойността на резистора Rs се изчислява по формулата
D Я^+(0.54-2) v
Rs= --------------
‘Dn
(3.30)
като по-малкото число в скобите се избира при нормална тем-
пературна стабилност, а по-голямото число — при повишена
температурна стабилност.
Големината на кондензатора в сорсовата верига се определи
от израза
5-~2^-н/?5 '
(3.31)
87
Токът през делителя Id се избира в граничите
Zrf=0,5-?5pA, (3.32)
като по-малките стойности се препоръчват, когато стъпалото
трябва да има високоомен вход и нормална стабилност, а по-го-
лемите стойности — когато не е необходимо входът да бъде
много високоомен и изискванията за стабилност са повишени.
Стойността на резистора Rt се изчислява по формулата
, (3.33)
а стойността на може да се определи от израза
—R*. (3.34)
Jd
Напомняме, че точната стойност на 7?t еледва да се подбере
опитно, като в дрейновата верига се включи милиамперметър.
При определяне големината на Rd трябва да се има пред вид
следното. Ако следващото стъпало (фиг. 3.2) е с полеви транзис-
тор, Свхсл има сравнително малка стойност — напр. 204-30 pF.
Порадн това ограничения
поставят и стойността на
по-голяма. Тя може да се
от типа на неравенство (3.12) не се
Rd е желателно да е по възможност
определи от израза
, (3.35)
5п се намира от условието за работа в
‘Dn
където стойността на U,
пентоден режим (вж. Л 10, стр. 156):
\UDsa\>\U,\~\UGs\- (3.36)
Ако следващото стъпало (фиг. 3.3) е с биполярен транзистор
(т. е. Свхсл = 20004-5000 pF), стойността на Rd също се опреде-
ля от (3.35) и (3.36), обаче в този случай е нужно да се напра-
ви проверка по отношение на горната гранична честота въз ос-
нова на условието
1 б'вх сл / 1 . 1 . 1
Rd /1 У ^1сл ^2сл ^вх тр'2
V Л, в~
Ако това условие не е изпълнено, изчислената по (3.35) стой-
ност на 7?о се намалява и пак се прави проверка.
(3.37)
88
Големината на разделителния кондензатор се намира от израза
Ср Г
(3.38)
271 /н (Яр + Кел)у м’
като в случай че Т2 е полеви транзистор, 7?сл има стойност
г,____^1сл^2сл
КсЯ + ^сп
(3.39)
а когато Т2 е биполярен, /?сл се определи по формула (3.16).
Коефициентът на усилване по напрежение на стъпалото е
равен на
Ки = -^л =-5^
v вх
(3.40)
където
(3,41)
Стръмността 5 на полевия транзистор з избраиата работна
точка може да се намери от израза
е _ 2Idss I fDn (3 49)
Up' V fDSS '
Изходното (вътрешното) съпротивление на полевия транзистор
в избраната работна точка може да се определи от израза
R. =•
гос/,
(3.43)
R/o loss
lDn ’
1
където Rie e изходното съпротивление иа транзистора в точка с
координати Ugs=® и UDS=Up ие параметър, който лесно мо-
же да се измери (зж. ЛЮ, фиг. 2.176)- Величината СдПаР е
дрейновото напрежение, измерено надясно от параболата на на-
сишането, и е равно на \Ud тр! = |СоГ-|-1Сс.$! — \UP I.
Входното съпротивление по променлив ток на стъпалото е
равно на
__ R\Rz
Кп ci- +
(3-44)
89
Необходимото напрежение на входа на стъпалото е
(3-45)
Пример 3.2. Да се изчисли /?С-усилвателно стъпало с полеви транзистор’
ако =50 Hz, /„=15 kHz, Мп =МГ=-3 dB, £K-9V, (УвХ сл = 0,2 V'
*1сл“4Мй, /?2сл = 1Мй, Свхсл=2)р1-'.
1. Избираме схемата, дадена на фиг. 3.2, като следващото стъпало е с по-
леви транзистор.
2. За да изберем транзистор, първо определяме величината
^вх_сл ^вх ел 0,2 0,2
'вхсл- Я1сл + ~= 5 . 106 + j0o” = 0>24pA.
Въз основа на неравенства (3 26) избираме съветския Х-канален PN
транзистор КП313Е, който има следиите параметри: Uр =—3 V, /О55=9тА,
=3 к Й, /5 = 100 MHz.
3. Понеже следващото стъпало има високоомен вход, приемаме /дп =
=0,2 mA.
За Да бъде дрейновият ток на покой 0,2 mA, необходимото преднапреже-
ние на полевия транзистор трябва да има голсмина
г- ,, / . / lDn \ / / 0,2 \
E^=Up\X-\-I-ss)^\X-\ 9 j=3(l- О,15)=2,5 V.
4. Приемаме Д £ф =0,5 V, т. е. =£*—* £ф =9-0,5=8,5 V. Тогава фил-
тровият резистор ще и.ма стойност
Избираме стандартен резистор (вж. табл. 2.12) със стойност 2,4 к 2 и
мощност 0,25 W.
5. Големината на филтровия кондензатор е
С. > 3 _.= .._3- ___=3,7pF.
ф 2~/„ /?ф 2- . 5) . 2,50 . 103
Избираме стандартен електротитен кондензатор (вж. табл. 2.8) със стойност
4,7 p.F и работно напрежение 16 V.
6. Стойността иа сорсовия резистор е
^g.s+1 2,5+1
/?s= 0,2 .10 з "17’5 к2’
Избираме стандартен резистор със стойност 18 к Q и мошност 0,25 W.
7. Големината на сорсовия блоккондензатор е
Ю Ю
Cs ~2-fH Xs ~ 2- . 50’. 17,5 . Ю3
90
Избираме стандартен едектролитен кондензатор със ста тост 2,2 ч F и ра-
ботно напрежение 6 V.
8. Избираме ток през делителя Id =1 р.А. Тогава резисторът /?2 ще има
стойност
„ ~egs 0,2 . 10 3 . 17,5 . 103-2,5
/?2=-------------=----------ГТТо~-------------=1 ма-
9. Стойността на резистора Rt е
Ек 8 5
Ri= । Ю 6—106=7,5М2.
Избираме стандартен резистор със стойност 6,8 М2 и мощност 0,25 W, като
точната му стойност следва да се подбере опитно.
10. Условието да работи трапзисторът в пентоден режим е
Eosn : |^|-|£osi=3-2,5=0,5V.
Избираме U DS.}I = 1 V и за големината на дрейнозия резистор получаваме
„ ЕК~IonRs— UDSn 8,5 —0,2 . 10 3 . 17,5 . Ю3—1
R°=--------------------------------о;2~ю-з------------=20кй'
Избираме стандартен резистор със стойност 20 к2 и мощност 0,25 W.
11. Определяме величината /?сл;
п ^1сл^2сл _ 4 . 10е . 1 . 10« „
7?сл” Я1сл + Я2сл 4 /10Н1 . 10в ==0’8 М2-
Т огава за големината на свързващия кондензатор ще получим
_________________1__________
!—j
=4 nF.
Избираме стандартен стирофлексен кондензатор с капацитет 6,8 nF и ра-
ботно напрежение 63 V. (Напомняме, че стойностите на стирофлексните конден-
затори са стандартизирани в съответствие с табл. 2.12 от 22 pF. до 22 nF, ка-
то работното им напрежение е 63, 160, 250, 400 и 630 V (вж. Л14, стр. 160).
12. Стръмността на полевия транзистор в избраната работна точка
21°^ I !г>п
Определяме вели тината
I Чопар | = PdS |
Тогава изходното съпротивление на транзистора в работната точка
'р
/ 1
50(2 . 104 + 8 . Ю°)1/0>72-
е
2 9 ' 0.2
3 V—д— = 0,9 тЛ/V.
е
п _ Ri»1DSS И I ^Опар _ 3.103.9 . Ю 3
' 'lDn V 106// 0,2 : io’-3
= 140
к2.
91
Определяме величината /?0:
11111,2 1 1
7?о ~ R, + Яо + /?сл 1.4 . 1&5 2.10* + 8 .105 ~1,7 . 10* ’
откъдето получаваме /?о=О,7.104 2.
Коефициентът на усилване на стъпалото по напрежение има големина
=§/?о=О,9.10 з . 1,7 .104=15.
13. Входното съпротивление по променлив ток на стъпалото е
„ RiR2 7,5 . Ю6. 1 . 10е
RBX с»- /?, + /?, "7;5 . 104-1 • 10е =900kQ-
14. Необходимого променливо напрежение на стъпалото е
^изх 0.2
^x=^-=-iT-=0.0H V.
Пример 3.3. Да се начисли /?С-усилвателно стъпало с полеви транзистор,
ако/н =50 Hz, fB= 15 kHz, AfH =Afg =—3 dB, 4=9 V, U„. сл=0,2 V. *1сл=
=60 kfi, я2сл =15 k2, /?итр2=1.3 k2, Свхсл = 4 nF.
1. Избираме схемата, дадена на фиг. 3.2, като следващо'стъпало е с бипо-
лярен транзистор.
2. За да изберем транзистор, първо определяме величината
О'вхс1 ^яхст Увхс1 °-2 0,2 0,2
7вхсл= /?1С1 +~7?_,с<1 + ЯвГ^7=~0^10г+ 1.5. То4 + 1,3 Г1б:!=
=0,17 mA.
Въз основа на неравенствата (3.26) избираме съветския N-канален PN тран-
зистор КПЗОЗЕ, чиито параметри бяха дадсни в предния пример.
3. Понеже следващото стъпало има нискоомен вход, избираме дрейнов ток
-на покой /Оп=1 mA. В този случай необходимого иреднанрежение е
4. Приемаме А£ф=0,5 V, т. е. ЕК=ЕК—XE$=9—0,5=8,5 V. Тогава фил-
тровият резистор ще има стойност
д£ 0,5
/?ф - =-1-у10=г-500 2.
Избираме стандартен резистор (вж. табл. 2.12) със стойност 510 2 и моЩ-
ност 0,25 \¥.
5. Големината на филтровия кондензатор е
3 3
СФ “ 2^/н/?ф- 2- • 50. 5. 102 -I9 И*-
92
Избираме стандартен електролитен кондензатор (вж. табл. 2.8) със стойност
22 pF и работно напрежение 16 V.
6. Стойността на сорсовия резистор е
£os+l 2+1
lDn Т. IO”»-3 k2‘
Избираме стандартен резистор със стойност к2 и мощност 0,25 W.
7. Големината на сорсовия блоккондензатор е
1° Ю
CS ~ 2r.fH Rs'~ 2л . 50.2 . 10s -Ч Ff-
/?s —
Избираме стандартен електролитен кондензатор със стойност 22 pF и ра-
ботно напрежение 6 V.
8. Избираме ток през делителя Id = 1 р А. Тогава резисторът ще има
стойност
„ lonRs-Ecs 1.1 О’?. З.Ю-з-2
Rt ld ~ 1 . 10 » 1 ме-
9. Стойността на резистора Rr е
£к 8,5
£1= £2=-171О-^-1о6:=7>5 №•
Избираме стандартен резистор със стойност 6,8 М2 и мощност 0,25 W2
като точната му стойност следва Да се подбере опитно.
10. Условието да работи транзисторът в пентоден режим е
£G5I=3-2=1V.
Избираме i/O5n=l,5V и за големината на дрейновия резистор потучаваме-
D EK-lDnRs-UDSn 8,5-1,10-3.3.103-1,5
RD~ IDn ~ 1.10-3 —4 k2.
Избираме стандартен резистор със стойност 4,3 kQ и мощност 0,25 W.
11. Определяме величината /?сл;
1 ! ! , 1 1 1 1
*сл "*1сл + ^2сл+/?Вхтр2~6 . W+1,5 . 10* + 1,4 . 103 -88.10
т. е. /?сл=1,1 . Ю3 2.
Тогава за големината на свързващия кондензатор ще получим
ср>--------------?---7== =------------------5---------Г— -0,63 pF.
2^н(7?D+ /?сл)^ ! 2 л,50 (4.10s +1,1.10s) _ j
Избираме стандартен кондензатор със стойност 1 pF и работно напреже-
ние 10 V.
93-
12. Стръмността на полевия транзистор в избраната работна точка е
5 __2!dss ' Id» _ 2_-_ 9 /_L=2mA/V.
“ vr\ 3 V 9
Определяме величината
^na₽=IM + IM-\Up ,'= 1,5+2—3=0,5 V.
Тогава изходното съпротивление на транзистора в работната точка е
д;;о£_=28 ке.
' Юп \1+10рр 1-ю-з у 10.3
Определяме величината Ro:
1111 1 11 ш-з
/?0 = R( + Rd+ Ясл ~ 2,8.10* + 4.103 + f,1.103= 1’25,10 >
юткъдето пелучаваме ??e=800 S.
Коефициентът на усилване на стъпалото по напрежение е
,К„ =S/?e=2.10 з. 8. 102 = 1,6 пъти.
13. Входното съпротивление по промеилив ток на стъпалото е
Rrf, 7,5.106.1.10*
ст=/?1+я3 =7,5. 106+1. 1б« = 900 к2-
14. Необходимой променлнво напрежение на входа на стъпалото е
°-2
^х=-7^ = Пб=0.13 V.
От горния пример се вижда, че при неголямо товарно съпротивление кое-
фициентът на усилване на полевия транзистор е малко. Изгодата в такъв случай
« голямото входно съпротивление на стъпалото и малкият собствен шум.
3.3. ЕМИТЕРЕН повторител
Главната особеност на емитерния повторител е голямото му
входно и малкото му изходно съпротивление, поради което той
се използува преди всичко като съгласуващо стъпало. Неговият
коефициент на усилване по напрежение е обикновено 0,904-0,98,
като изходното напрежение е синфазно с входното, а коефи-
циентът на усилване по ток е значителен.
На фиг. 3.3а е показана една от най-разпространените схеми
на емитерния повторител, където с Rcn е означено променливото-
ковото входно съпротивление на следващото стъпало (вж. фор-
мула 3.16). При изчислението на тази схема зададените величини
94
са: fa,Mn, /в , /Ив, 7?Сл, Ua3i и Сихсл. Величините, конто трябва
да бъдэт определени, са: видът на транзистора, стойностите на ре-
зисторите Re , Rv R2 и кондензатора Ср, входното и изходното
съпротивление на стъпалото, коефициентът на усилване по ток и
по напрежение, а също така /?ф и Сф.
Фиг. 3.3
Първо избираме транзистор, конто трябва да е маломощен, с
голям коефициент на усилване р (за получаване на голямо вход-
но и малко изходно съпротивление) и с малък собствен шум.
След това се избира постояннотоковият режим (работната точ-
ка) на транзистора, като се препоръчва /сп = 1 mA и UcEn=2~
3 V.
Стойността на филтровия резистор Иф може да се намери по
формула (3.4) в сьответствие с текста след не-i, като се помни,
че емитерпият позторител обикновено е входно стъпало и се
нуждае от повишена филтрация.
Големината на филтровия кондензатор се определи от изра-
за (3.5).
Емитерният резистор се определи по формулата
Re=se^'j^l
fCn
При това положение товарного съпротивление на транзистора
за променлив ток е
(з.4б;
Кт"^+^сл‘ *
(3.47)
95
Коефициентът на усилване по напрежение на стъпалото е
^изх Л21е
Ки~
i/вх Л11г+^21еЯт
(3.48)
При тази схема входното съпротивление на транзистора е
/?ВХ тр^а/1це + ^2]г 7?т • (3.49)
Стойността на резистора Т?2 може да се определи от равен-
ството
Я, = (2-^5) /?вх.тр, (3.50)
като по-големият коефициент в скобите осигурява по-голямо
входно съпротивление на стъпалото. След като е известно /?2,
токът през делителя е равен на
Т— ICnRE+UBE гп
------R----- (3.51)
където при германиеви тразистори Ube~-№ V, а при силициеви
£/вл=0,5 V.
Стойността на резистора 7?! може да се определи от израза
R^^-^Re-UBe р. (3.52)
Ако въведем означениего
RXR
^?i+R%
(3.53)
входното съпротивление на стъпалото може да се намери по фор-
мулата
п _____ ^вх тр
^вх ст— р " •
** ВХ Тр'Г^б
При тази схема изходното съпротивление на транзистора
Яизх ,р > (3.55)
«21е
където /?г е вътрешното съпротивление на генератора, действу-
ващ на входа на стъпалото.
Изходното съпротивление на стъпалото може да се определи
от израза
7?ИЗХ ст
^изх тр Re
^изх тр 4“ Re
(3.56)
96
Честотните изкривявания, конто внася стъпалото при високи
честоти, могат да се проверят чрез равенството
М3=-------,
Vl+(<0B₽oCBX сл)2
(3.57)
където
Г) __ ^изх ст ^сл
*'0 — D Гр '
'изх СТТАсл
(3.58)
Ако се окаже, че”те/:а по-големи от ^ададените, може величи-
ната UcEn да се избере наново по-голяма, което съгласно фор-
мула (3.46) ще доведе до по-малка стойност за Re, респ. за
/?изх ст*
Големината на разделителния кондензатор се намира от израза
СР>-------------!-------гг= ’ (3,59)
2~/н (Яизх ст+^сл) 1 /-2- — 1
Входният динамичен капацитет на стъпалото е
0.16 С„г1
С,хст~ Мне \ +ЛГЛ ’ (3,6°)
f<Ahtle+R?)
а неговият коефициент^на усилване по ток може да се определи
от израза
(3.61)
Пример 3-4. Да се изчисли емитерен повторится, ако fH =59 Hz, fB =15
kHz, Мн =MB =—3 dB ; Ек =9 V, £7ИЗХ=0,2 V, /?м=1 кй, Свх сл=4 nF,
Rr =50 ке.
1. Избираме схемата, дадена на фиг. 3.3 а. След това избираме маломош-
ния силициев NPN транзистор 2Т6602, който има следните параметри :
U се max=20 , Iстах=300 mA, /а =300 MHz, А’^тах=350 mW, като при
колекторен ток на покой /Сп=1 mA неговите параметри са й11е= 1500 2»
ftiie=4 -Ю 4,/i21f=100, ft22e=4.10—5 s.
2. Избираме следния постояннотоков режим: /Сп=1 mA и Uс£п = 3 V.
3. Избираме =1 V, при което Ек =Ек—ьЕ$ =9—1=8 V. Стойността
на филтровия резистор е
1
-/сп =i-j-0-=3=l кй.
Избиреме стандартен резистор (вж. табл. 2.12) със стойност 1 кй и мот-
ноет 0,25 W.
7 Примеры за изчисляване
97
4. Големината па филтровия кондензатор е
3 3
СФ > 2"tQh = 2-Г50.1Л03 =9,4
Избираме стандартен електролитен кондензатор (вж. табл- 2-8) със стой-
ност 10 pF н работно напрежение 16 V.
5. Големината на емитерния резистор е
„ Е*~ ЕСЕп 8—3
' JCa '-1.10“3-5 к~
Избираме стандартен резистор със стойност 5,1 к2 и мощност 0,25 W.
6. Товарното съпротивление на транзистора за променлив ток е
Re Rcn _ 5.103. 1.103
/?т +Ясл ~ 5- Ю3+1.103 =84°
7. Коефициентът на усилване по напрежение на стъпалото е
h2ieRT _ 100+8.0
К“ ~ 1,5.103+100.800 "°’98'
8. Входното променливотоково съпротивление на транзистора е
ЯВхтр**лш+Л»1г «т =1500+100 . 800^80 к2.
9. Определяме стойността на резистора R2:
Я2=5Ям тр=5.8.104=400 к2.
Избираме стандартен резистор със стойност 390 к2 и мощност 0,25 W.
10. Токът през делителя има големина
1сп^е-^ве 1-10-3.5.103+0,5
ld = Ri 4”. 10s =14 ИА-
11. Големината на резистора R2 е
Ек — JchRe-Ube 8-1.10 ’3.5. [03-0,5
*1 = Wtf+Zcn ?="WO • 14. 10“«+1 . IO-3 100 = * 10 к2‘
Избираме стандартен резистор със стойност ПО к2 и мощност 0,25 W.
12. Изчисляваме величинам
_ RjRt 1,1. 103 .4_J03
~Ri+R2 J 1,1 . 105+4.105 “87 к2>
Тогава входното съпротивление на стъпалото е
RBX сЛб 8 . И)4.8,7 . 10»
вх ст~ Явх тр+Яб 8.1О‘+8,7 . Ю4 “4Z ку'
13. Изходното съпротивление на транзистора е
Яг+йце 5.104+1,5 . IO3
^изх тр= — “ Гбо" 1=3 800 2"
98
ЯизхстЯСл 4О0.10 00
р _ ___изх_сг_------------. ...
ст + ^сл “ 450+ 1000-320
и проввряваме големината на честотните
1
а изходното съпротивление на стъп алото е
^изх тр^В 500. 5. 103
Яи,х ст -yfH3x тр+я “ = 500+5. 103=450 2.
14. Изчисляваме величината
2
изкривявания при високи честоти :
_________________________________1 _
в ~ Я+2(«/в ЯОСВХ с> ~ jl +(2. л. 1,5.10* . 320- 4.КГ’)*=°’98'
което съответетвува на около — 1 dB, т. е. UCEn е избрано добре.
15. Големината на резделителния кондензатор е
1 1
2"./н(/?изх С1+Ксл)\1 ~~2 1
X Mi
2,2
2л . 50(450+1000) t /J-. —1
V 0,7а
Избираме стандартен кондензатор
кие 10 ”
16.
^*вх ст
v.
Входният динамичен капацитет
0.16________________+ Свхсл
— 4-Р
с капацитет 3,3 pF н работно напреже-
4.10“» , и
+Т6Г ~40 pF-

на стъпалото е
0,16
~ /1500
3J°e(loo +’
17. Коефициентът на усилване поток на стъпалото има големииа
_.h»4__________________100_______ng
1+/188е/?т ~ 1+4.Ю Б.84О
18. Необходимото напрежение иа входа на стъпалото е
и =U~L
° вх К
*'и
— =0,21 V.
0,98
3.4. COPCOB ПОВТОР ИТ ЕЛ
На фиг. 3.3 о е показана една от най-разпространените схе-
ми на сорсов повторител, в която е използуван PN полеви тран-
зистор с N-канал. Особеностите на тази схема са същите като на
емитерния повторител, само че входното й съпротивление е зна-
чително пс-голямо.
При изчислението на сорсовия повторител зададените величи-
на са: /и, Л4И,Мв, /?сл, U»3x, Сах сл. Величините, конто
трябва да бъдат определени, са : вид на транзистора; стойност
99
на резисторите Ra, Rs и кондензатора СР, входно и изходно-
съпротивление на стъпалото, коефициент на усилване по на-
прежение, а също и /?ф и Сф.
Първо избираме маломощен полеви транзистор с голяма мак-
симална стръмност 5т, като основните му параметри трябва да
удовлетворяват неравенствата
/О55>(8^10)ф^ и \UP 1X34-4)[/изх. (3.62)
" сл
След това избираме постояннотоковия режим (работната точ-
ка) на транзистора, като се препоръчва /Оп=0,34-1 mA. Щом
дрейновият ток на покой е определен, необходимого преднапреже-
ние на транзистора се намира от израза
Egs=Up fl — * /_^ОпА . (3.63)
\ V !dss /
като 1 ук и нататък величините Eqs и Up се вземат по абсолют-
на стойност.
Както вече се спомена, в усилвателните схеми полевите тран-
зистори работят в пентоден режим, като за целта дрейновото
напрежение се препоръчва да бъде
UDSn=Up-EGS+(1^-2); (3.64)
Понеже преднапрежението се получава автоматично (фиг. 3.36),
стойността на сорсовия резистор се намира по формулата
Rs = ~ . (3.65)
lDn
Входното съпротивление на стъпалото е равно на
/?вх ст=/?О • (3.66)
Стойността на Rg се избира от конструктора, като се препоръч-
ва да бъде 14-5 MQ.
Товарного съпротивление на транзистора за променлив ток е
• <М7>
Изходното съпротивление на стъпалото е
р
100
където S е стръмногтта на транзистора в избраната работна
точка
5 = 4т-05-* (3.69)
р V DSS
Коефициентът на усилване по напрежение на стъпалото е
О D
• (3-70)
Честотяите изкривявания, конто внася стъпалото при високи
честоти, могат да се проверят чрез неравеиството (3.57), като се
вземе под внимание текстът след тази формула.
Големината на разделителния кондензатор може да се опре-
дели от израза
Ср> ----------------1----• (3.71)
(^изх ст+^сл\/“TJ2-1
Входният динамичен капацитет на стъпалото може да се на-
мери от израза
Cbxct“Cgd+Cgs (I—Ки)~ (3.72)
Пример 3.5. Да се изчисли сорсов повторител, ако fu =50 Hz, fB = 15kHz,
Мн = -3 dB, £>9 V, £/„„=0,1 V, Ясл=1 k2, C„CJ=4nF.
1. Избираме схемата, дадена на фиг. 3.3 б. След това, като вземем под
внимание неравенства (3.62), избираме съветския, PN полеви транзистор с N-
канал КИЗОЗЕ, който има следните параметри: Up = — 3 V, /oss=9 mA,
Сдд=2рР, Cqq=3pF, =200 MHz, /’om„=200 mW.
2. Избираме /дп = 1 mA, при което необходимого предиапрежение на тран-
зистора трябва да има големина
3. За да работи транзисторът в пентоден режим, избираме
UDSn=Up -Eqs +2=3-24-2=3 V.
4- Стойността на сорсовия резистор е
Rs = E°s = 1—=2 k2.
/оп Ы0-3
5. С оглед сорсовият повторител да има голямо входно съпротивление из-
б ираме Ra =2 Мй. Тогава
^вх ст = ^6 =2М2.
Избираме стандартен резистор със стойност_2М2 и мощност 0,25 W.
101
6- Товарною съпротивление по променлив ток на стъпалото е
/?T=^^_=_2J03dJ0L=6702.
*5+ЯСл 2.103+1.103
I Dn
7. Стръмността на транзистора в избраната работна точка е
i/4=2mA/v-
ир у 1DSS d Vs
Тогава за изходното съпротивление на стъпалото получаваме
RT 670
D _ * __ ______________ОСП О
1,351" 1+$Ят " 1 +2.10-3.670 •
8. Коефициентът на усилване по напрежение на стъпалото е
к _ SRT _ 2.10—’.670
Л“ 1+S/?T 1+2.10-3 670 '
9. Изчисляваме величината
R = ЯнзхстЯел _ 280.1000 =2202
° 'Азхст+Ясл ~ 280+1000
и проверяваме големината на честотните изкривявания при високи честоти :
М. = 1 ___= — =_______________!_____________=0,99,
V 1+(2к fB Яо Си сл)8 V 1 +(2тс • 1,5.101.220.4.10-9)’
което съответствува на около — 1 dB, т. е. UDSn е добре избрано.
10. Големината на разделителния кондензатор е
1
р =---------------------/-г^= Гг~
fn СТ +Ясл) V А— 1 2~.5О (280+1000) -1
=2,5 pF.
Избираме стандартен електролитен кондензатор с капацитет 3,3pF и ра-
ботно напрежение 10 V.
11. Входният Динамичен капацитет на стъпалото е
C^ct-Cgd+Cgs (1-Ка)=2+3 (1-0,58)=2,26 pF.
12. Необходимото напрежение на входа на стъпалото е
£/в]=_^ °’’_ =0,18 V.
вх Ка 0,58
102
3.5. ЕМИТЕРЕН ПОВТОРИТЕЛ С ПОВИШЕНО ВХОДНО
СЪПРОТИВЛЕНИЕ
На фиг. 3.4 е показана схема на емитерен повторится с по-
вишено входно съпротивление. Както е известно, това се пости-
га поради едновременното действие на отрицателната и положи-
телната обратна връзка. При изчислението на тази схема зададе-
Фиг. 3.4
ните величини са /н, Мн, /в, М„, t/„3X, Свх сл, а тези, кон-
то трябва да бъдат определени, са видът на транзистора, стой-
ностите на резисторите Rlf R2, R3, Re, стойностите на конден-
заторите Сб и СР, входното и изходното съпротивление на стъпа-
лото, коефициентът на усилване на напреждиие, а също така /?ф
и Сф.
Първо избираме транзистор, който трябва да е маломощен, с
голям коефициент на усилване £ и с малък собствен шум.
След това се избира постояннотоковнят режим (работната
точка) на транзистора, като се препоръчва /сп=1глА и Uceh=
=3^6 V.
Стойността на филтровия резистор А?ф може да се намери по
формула (3.4) в съответствие с текста след нея, кото се помни,
че емитерният повторится обикновено е входно стъпало и се
нуждае от повишена филтрация. Големината на филтровия кон-
дензатор се определи »т израза (3.5).
Емитерният резистор Re се определи по формулата (3.46).
Големината на резистора /?2 се избира въз основа на равен-
ство (3.50), като се използуват формули (3.49) и (3.47).
Големината на R 3 се определи от условието
/?з=(Ю-нЗО) klle.
103
След като са известии /?2 и R3> токът през делителя е
fCn Re +U вс+^вп Rs
(3.73)
където /Вп=
. Тогава стойността може да се определи от
израза
D £к — Iсп Re — 1 Bn R3— Ube
Jd+lBn
(3-74)
След това се определя величината
(3-75)
и се проверява дали е изпълнено условието
R3<R6. (3.76)
Ако това условие не се изпълнява, необходимо е да се избе-
ре по-малко Uceu или се увеличи Ек, след което изчисленията
се повтарят.
Съпротивлението за променлив ток в емитерната верига е
Re~ Re+R6 + Rcji’
а коефициентът на усилване по
с израза
~ 9Re~ -
Л“ Н11е+№Е~
Входното променливотоково
намира от израза
р _ лп«Яз 1
" Ьш+Re * 1~Кв '
Стойността на кондензатора
г
б-2^н/?б •
Големината на СР се изчисл
(3.77)
напрежение на стъпалото се дава
(3.78)
съпротивление на стъпалото се
(3.79)
Сб се изчислява по формулата
(3.80)
тва по формулата
— 2~ f R
/н ''сл
Необходимого входно напрежение е
t/ .
" Ки
(3.81)
(3.82)
104
Пример 3.6. Да се изчисли емитерен повторител с повишено входно съпро-
тивление, ако fH =50 Hz, fB = 15 kHz, Л4Н =MB = —3 (IB, £' =42 V, U =
=0,1 V, 7?c,= Ika, CBX CJI = 4nF.
I. Избираме схемата, дадена па фиг. 3.4. След това избираме малошумя-
щий силициев NPN транзистор 2Т6602, който има следните параметри :
^№nax=-° ^Cmax=300 mA, fa =300 MHz, />Стах=350 mW, като при ко-
лекторен ток на покой /Сп=1тА неговите параметри са й11г=1500 й, й12г=
=4.10-», /1_,1(. = 100, Л22, = 4. 10-5 S.
2. Избираме следим постоянного<ов режим: /Сп=1 mA и UcEn^^ V.
3. Избираме 1^=1 V, при което Ек =ЕК — Еф =12—1 =11 V. Стой-
ността на филтровия резистор е
r =- Д£ф— =1 k°
ф /Сп 1.10-3
Избираме стандартен резистор (вж. табл. 2.12) със сгойност 1 кй и мощ-
ност 0,25 W.
4. Големината на филтрозия кондензатор е
С >----3 _= . 3_ . =9,6 в F.
ф 2л7нЯф 2л.50.1.103 1
Избираме стандартен електроштен кондензатор (вж. табл. 2.8) със стойност
10 pF и работно напрежение 16 V.
5. Големината на емитерния резистор е
EK-UCEn _ 11-5
Е ' ТСп 1.10-3
Избираме стандартен резистор със стойност 5,6 к2 и модност 0,25 W.
6. За да определим стойността на пързо намираме велигииата
„ Re Rc. 6 . IO3. 1.10’
RT =---£с_л_=_________________=850 2.
/?£+Ясл 6.10*4-1.10»
Тогава
Явхтр’-'Л1и+Л2иЯт =1500+100.850-86 к2
= 6к2.
и за големината на R2 получаваме
Яа=2Я„.Тр=2 • 86.103-470 к2.
Избираме стандартен резистор със с:ойност 160 кй и мощност 0,25 W.
7. Опрелеляме големината на R3:
R3=20 . й11е=20 . 1500=30 кй.
8. Токът през делителя е
1Сп^е+^ве+!Вп^ 1 .Ю-3.6. 1Р+0,5+10.10-’.3.10»
R* 1,7 . 10»
105
и за големината на Ri ще получим
п Ек — !сп Re~ !Вп Rs~ ^ве
"*'------Т7+Ц.—
И —1 .10-3.6. 103—10.10-6.3. 104—0,5
— 4О.1о-.+ 1ойо"з----------=84 к2'
7^.99 -6С0 ка-
Определяме величината
R( = Rt Rt
° Я1+Я2 170+84
Проверката показва, че R3<R6, т- е- режимът е добре избран.
9. Определяме величината
Rt ~ Re Re T RCa 6.103^ 56.103^1.103 830
t. e. RT =830 2.
Тогава коефициентът на усилване по напрежение е
„ К 100.830
" hlle+$RT 1500 + 100.-,30
10. Входното съпротивление на стъпалото е
R = h\\' Rs 1 1,5 . 103.3 . 1Q4
“~hiu+/?£ 1-Ли=Т^.1Сг+6_Пс-'
1 1. Стойността на кондензатора Сб е
С6 & -s- l0-h- =----10 — =0.55 pF.
2r.f„R6 2л . 50.5,6.10' '
Избираме стандартен електролитен ьсгдсгзстср със стойност 2,2 pF и ра-
ботно напрежение 10 V.
12. Големината на кондензатора Ср е
С Ю_________________________-з2 "F
р 2л/„ Rcn 2л.50.1.103
Избираме стандартен кондензатор със стойност 33 pF и ргботно нзпреже-
ние 16 V.
13. Необходимото входно напрежение е
U.t 0,1
U =____"_______- s=— 0,1V •
вх Ки ~0,99 ~
106
3,6. ФАЗОИНВЕРСНО СТЪПАЛО С РАЗДЕЛЕН ТОВАР
На фиг. 3.5 е показана схема на фазоинверсно стъпало с раз-
делен товар с биполярен транзистор. Както е известно, тези стъ-
пала имат един вход и два изхода, като двете изходни напреже-
ния трябва да бъдат еднакви по големина и противоположни по
Фиг. 3.5
фаза (срямо шаси!). Предимство на тази схема е нейната просто-
та и високо входно съпротивление, а недостатък — това, чс кое-
фициентът на усилване по напрежение е по-малък от единица.
При изчисляването на тази схема зададените величини са : /н,
Мя , fв, Мв, Rai, ^изх» Свхсл и съпротивлението на генератора /?г г
а тези, конто трябва да бъдат определени, са: видът на тран-
зистора, стойностите на резисторите Rlf Rit Rc, Re, стойности-
те на кондензаторите С и С", входното и изходното съпротивле-
ние и коефициентът на усилване по напрежение.
Първо избираме транзистор, койго трябва да осигури необхо-
димия променлив ток за задействуване на следващото стъпало.
За целта определяме ефективната стойност на променливия ток
Лхсл=-яиэх (3.83)
^сл
и ориентировъчната стойност на колекторния резистор
0.3 Ек
^сор=]5,-к • (3.84)
При това положение колекторният ток на покой има прибли-
зит елна големина
/Сп=1,2 ( /вхсл + ^М (3-85)
\ ‘'Сору
107
и условията, на конто трябва да отговаря транзисторът, са след-
ните:
/стах>2/сп И 6/с£тах> 1,2 Ек , (3.86)
като граничната му честота трябва да удовлетворява неравенст-
во (3.1).
След това избираме колекторння ток на покой в съответствие
< получената стойност по формула (3.85). Ако тази стойност е
твърде малка, избираме колекторен ток на покой 1 mA.
Истинската стойност на колекторння резистор определяме от
израза
„ 0.3 Е к
Rc = -------- - (3.87)
7 Сп
като същата стойност трябва да има и емитерният резистор, т. е.
Re =Rc •
Ако въведем означението
* <3-88’
входното съпротивление на транзистора за променлив ток е
Rbx тр—hlle -f—Aaie Rt • (3.89)
Големината на резистора R2 се определи по формула (3.50).
Токът през делителя се изчислява от израза (3.51), а стойността
на резистора се намира по формула (3.52).
Входното съпротивление на стъпалото се дава с израза
п ^вх тр К б
«вхтр+Яб ’
където Re е равно на паралелно свързаните Rt и R2.
Изходното съпротивление на транзистора за долното рамо е
Аизхтр— г
п2\е
където Rr е вътрешното съпротивление на източника на сигнала,
включен на входа.
Изходнато съпротвление на стъпалото за долното рамо е
Г). __ Кцзк тр Ке
^изх Р -и рР
Хизх тр ” АЬ
Изходното съпротивление на стъпалото за горното рамо е
(з.эз)
(3.90)
(3.91)
(3.92)
108
Виждаме, че изходните сопротивления за двете рамена не са
еднакви, като /?'нзх е по-малко. Затова, когато разликата между
тях е повече от 10 %, във веригата на долното рамо се включва
допълнителен резистор (на фиг. 3.5 показан с пунктир), чиято го-
лемина може да се намери от израза
(3.94>
Коефициентът на усилване по напрежение (за всяко рамо) се
дава с израза
а необходимого входно напрежение има големина
С/вх=-^— • (3.96)
Ду
Необходимият входен променлив ток се изчислява по форму-
лата
/вх=-.- f • (3.97)
“2U \ КС )
Капацитетът на разделителните кондензатори се определя от
израза
С₽==СР>-------------L-• (3-98>
2*/и (Яс +ЯСЛ)* — — 1
Пример 3.7. Да се изчисли фазоинверсно стъпало с разделен товар, ако
=50 Hz, =15 kHz, M„ =MB = -3dB,£K =9 V, 1/и =0,3 V, ^..=500 2,
* п /в п в К под ил
Rr =30 k2.
1. Избираме схемата, дадена на фиг. 3.5. Определяме величината
, ^изх 0,3 л К mA
"^^Г^оо тА>
а също и ориентировъчната стойност за колекторния резистор
„ 0,3 Ек 0,3.9
Сор~1,5“/В” = “1,5.б,6.10—3 -
Тогава за колекторния ток на покой получаваме
/Сп=1,2 ( !вхсп+ ^~\ = 1,‘2( 0,6.10-3+—£1L_A=O,84 mA.
Сп I вхсл-г о I 3.10» /
109
Условията, на конто трябва да отговаря транзисторът, са
/Ctnax>2/ClI=1.68 тЛ и UCEmn> 1,2 • 9=10,8 V.
Избираме маломощпия силициев NPN транзистор 2Т6602, чиито параметри бяха
дадеии в пример 3.6, като граничпата му честота очевидно удовлетворява усло-
вие (3.1).
2. Избираме колектореп ток на покой /Сп=1 т-^- Тогава големината на
колекторния резистор е
0,3 Е„ 0,3.9
Rr =_______к =______=2,7 кй.
С ^Сп 1-Ю-3
Същата стойност има и емитерният резистор, т. с. RE =Rc =2,7 кй. Избира-
ме стандартни резистори (вж. табл. 2.12) със стойност 2,7 кй и мощност
0,25 W.
3. Изчисляваме величината
^т = .^Зл=2’7-103-?00=42Ой.
tff + Ясл 2,7.103+500
Тогава входното съпротивление на транзистора за променлив ток е
«вх тр=u+^i В «т = 1500 +100.420-42 кй.
4. Големината на резистора Rs е
R2=2 . Явх тр=2.42 • 103=84 кй.
Избираме стандартен резистор със стойност 82 кй и мощност 0,25 W.
5. Токът през делителя (вж. 3.51) има големина
/ = 1.10-3.2,7.103+0,5
-------£------=-------8,4/10* “38иА
и за стойността на резистора Rt получаваме
D _ Ек —Icn Re—^be
R1
9.1. 10—® .2,7 . Ю3-0,5
______________________ 100=120 кй.
100.38.10—”+1 . 10-3
със стойност 120 кй и мощност 0,25 W.
Избираме стандартен резистор
6. Определяме величината
о = J20 J03 . 84 .10» ,й
6 Я1+/?2 120.10’4-84.10'*
Тогава входното съпротивление на стъпалото е
/?в. тп «б 42 . 10’ . 52 . 103 „
R = _ВХТР 6 — ______________________=24 кй
ВХ «вхтр+V 42.1№ + 52/103
7. Изходното съпротивление на транзистора за долното рамо е
_й1)е + /?г 1500+3.10*
Лизхтр-----/^--=- -100 “ 31
110
Оттук за изходното съпротивление иа долното рамо получаваме
п' _ ^иэхтрRe _ 315.2700
ИЗХ Яизхтр + Я/ 315+2700
8. Изходното съпротивление на горното рамо е
/?:3х=/?с=2700 2.
Поради голямата разлика в двете съпротизл.‘ния налож ително е включването на
допълнителен резистор със стойност
Я<?=Яизх — 7?„3x=2700—300=2400 2.
9. Коефициентът на усилване по напрежение е
h2i RT 100.420
К, 1 —= - =0,96.
Лц^+й.21^Т?т 1500+100.420
10. Необходимого входно напрежение е
£/вх= _°rL =0,32 V,
в Ка 0,96
а необходимият входен ток има големина
1
h
"21е
11. Големината на разделителннте кондензатори е
С₽=С₽=---------------' ; Г-
2*f„(RC +*сл) */ \ -1
0,3
О 6.10~3+
' 2.7.103
=7.1 рА.
= 1,1 jiF.
2-. 50(2,7 . 103 + 500) */^-1
V 0,7*
Избираче стандартни електролитни кондензатори (вж. табл. 2.8)
2,2 pF и работно напрежение 10 V.
със стойност
3.7. ФАЗОИНВЕРСНО СТЪПАЛО С ТРАНСФОРМАТОР
На фиг. 3.6 е показана схема на фазоинверсно стъпало с
трансформатор. Както е известно, тези стъпала имат един вход
и два изхода, като дзете изходни напрежения трябва да бъдат
еднакви по големина и противоположни по фаза (спрямо шаси!).
Предимство на тази схема са значнтелните коефициенти на усил-
ване по ток и мощност. Като недостатък може да се посол и то-
111
ва, че трансформаторът е обемист и скъп детайл, който внася
честотни и нелинейни изкривявания.
При изчислението на тази схема зададените величини са: fH,
Ма, f8, /И8, Ren, UK3X, Свхсл- Величините, конто трябва да се
Фиг. 3.6
определят, са видът на транзистора, данните за трансформатора,
стойностите за резисторите Rlt R2 и Re и големината на Се>
входното и изходното съпротивление и коефициентите на усилва-
не по напрежение, ток и мощност.
Първо избираме транзистор, който трябва да отговаря на
следните условия:
Р Е
Лгтах>02^ И СЕтах>дуу- ’ (3.98 й)
като граничната му честота трябва да удовлетворява неравенство
(3.1). В горните формули Рт е променливотоковата мощност,
отдавана в товара, Z?T, а 7) е коефициент на полезно действие на
трансформатора. Ако ft е до 1 W, то т; = 0,7, а ако Рт е над
1 W, тогава т;=0,8.
Поради постояннотоковия пад върху Re и върху активного
съпротивление на първичната намотка приема се, че UcEn=
=0,8 Ел. Тогава колекторният ток на покой се определя от
/сп— 0,2 7j иСЕп ' (3'")
като базовият ток на покой е /Вп=—?
р
Товарного съпротивление за променлив ток е
Rt=--U2eP~ • (ЗЛ0°)
112
Поради значителните амплитуди на токовете и напрежеиията
по-нататъшните начисления се извършват по графо-аналитичния
метод. (Напомняме, че малосигналните параметри са валидни са-
мо при малки сигнали.) За целта_в полето на изходните характе-
Фиг. 3.7
ристики на избрания транзистор (вж. фиг. 3.7) се нанася работ-
ната точка A (Uceb, Icn) и през нея се прекарва товарната права,
съответствуваща на изчисленото . След това върху товарната
права, симетрично от двете страни на точката А фиксираме точ-
ките 1 и 2, на конто съответствуват величините UcEmn,
/стах» /cmin, /Втах, така че да бъде изпълнено с неголям за-
пас условието
(U СЕтех—UcEtala) (/стах /Ст1п)> “ ~ * (3.101)
Понеже знаем /втах и /вты, от графичната входна характерис-
тика на транзистора отчитаме съответните стойности f/ввтах и
UBsmia. Тогава входното съпротивление на транзистора е
£вх тр=—• (3.102)
*Вт1п
Амплитудната стойност на входния базов ток е
/вт—0,5 (/втах — /Brain), (3.103)
а входната мощност в базовата верига е
/2 п
рв=-^^. (3.104)
Преводното отношение на трансформатора се изчислява по
формулата
Wf
8 Примери за изчисляване . . .
(3.105)
113
а активного съпротивление на първичната и половината от вто-
ричната намотка се определя от изразите
Г1=0,37 7?т (1—т-); г2=0.37 /?сл . (3.106)
Първичната намотка трябва да има индуктивност
Големината на емитерния резистор е
0,2 £
_Г1, (3.108)
'С'п
а големината на Се може да се намери от израза
<3109)
Токът през делителя се избира въз основа на (3.7), а резне"
торите и /?2 се изчисляват от формули (3.8) и (3.10).
Минималното сечение на магнитопровода на трансформатора
(при употреба на обикновена силициева ламарина) е
/2 I
^=4--, (ЗЛЮ)
където SCt е в ст®, /сп е в mA, а е в Н.
Броят на навивките в първичната намотка е
където Lj е в Н, /<?„ е в mA, a StT е в ст8.
Диаметърът на проводника на първичната намотка е
<*1=0,02 7/7;, (3.112)
където d е в mm, а /сп — в mA.
Броят на навивките в една половина от вторичната намотка е
^=4- (3.113)
Диаметърът на проводника на вторичната намотка е
dt — di
(3.114)
114
Коефициентът на усилване по напрежение на стъпалото е
rs __ ^изх__ ____V 2 ^изх_______
“ 1/вх 0,5 (USEmax — UBEmin)
Необходимото входно напрежение има големина
п — и“3*
К и
Входното съпротивление на стъпалото е
п ___ ^вх Тр ^б
ВХ~ Явхтр + /?б ’
където Re е равно на паралелно свързаните 7?! и /?2.
Пример 3,8. Да се изчисли фазоинверсно траисформаторно
f„ = 100Hz, /B=8kHz, Mtt =Л4В =—3dB, EK =9V, ^H3X = 0,4V, /?сл=502.
1. Избираме схемата, дадена на фиг. 3.6. Определяме промеяливотоковата
м ощност,
(3.115)
(3.116)
(3.117)
стъпало, ако
= 22 V.
отдавайа в товара:
0,42 ,
. Чзх= =3,2 10~3W.
/?сл 50
При това положение т; =0,7 и неравенствата (3.98) ще имат вида
р Рт _3,2 . 10~_
Fcmax > од? “ ~6Т. °.7 23 mW:
, Ек 9
“СЕтах q 4—Q 4
Избираме маломощния силициев NPN транзистор 2Т6631, който има пара-
метри: ZCmax=300 mA, t/c£'max=40V' 7>Cmax = 35° mW> A =300 MHz, h21e =50,
като граничната му честота очевидно удовлетворява условие (3.1).
2. Приемаме UCEn =0,8, £к =0,8.9«7V. Тогава колекторният ток на по-
кой трябва да бъде
Рт 3,2. 10—»
/сп—ОДТД/с^^О.ЗТОД .7 =3’3тА.
Избираме колекторен ток на покой 7Сп=5 mA, като базовият ток на покой
1Г 5.10 3
трябга да е /Вп=-р-=—50’
3. Товарного съпротивление по променлив ток е
0,7 (7-1)
1 2Р, 2.3,2 .10-»
115
4. В полето на изходните характеристики на транзистора прекарваме през
работната точка А товарната права (фиг. 3.7). За целта първо построяваме спо-
магателната права р, като си задаваме напр. UCE—2V и намираме /с=-^—
2
= =3 mA и успоредно на нея през работната точка А прекарваме товар-
ната права. След това върху нея фиксираме точките 1 и 2 и проверяваме дали
е изпълнено условието (3.101):
8Р, 8.3,2.10~з
(10—4) (9.10~3—1. Ю-3)=48 .10~а> „’.в--------—------=37.10~*.
Резулгатът показва, че точките 1 и 2 са избрани добре.
5. От входната характеристика на транзистора (фиг. 3.8) отчитаме величи-
ните t/дгшах и £/агт1п, съответствуващи на токовете /Вт„ и /Дт,п. Тогава
входното съпротивление на транзистора за променлив ток е
R _____°’75Т_0’55__1200 2.
ИТР Л*пах-Лмп -180.10^-20. IO’*
6. Амплитудната стойност на входния базов ток е
^т=0.5(/лп,ах-^т1п)=0>5 (180.10-'-20.10 «)=80(1А,
а входната мощност в базовата верига е
P^J^bxtp,18°.J0-)L120L=8.10 «W.
7. Преводното отношение на трансформатора има големина
/"o/rTeeo-
Л=У^лУ~5б =3-L
8. Активного съпротивление на първичната намотка е
Г1=0,37 /?т (1—т])=0,37.660(1—0,7) =73 2,
116
а това на вторичната има големина
^=0,37 /?сл1““’1=0,37. 5о’=^-=8 Й.
9. Индуктивността на първичната намотка е
—^L_ = __!6^_ = 0,92H.
/1 /1
1 2к. IOO^qjj 1
10. Големината на емитерния резистор е
„ 0,2 Ел 0,2.9
*• —7^-,1=ТГПгг-’3 ”580“'
Избираме стандартен резистор със стойност 270 й и мощност 0,25 W.
11. Големината на емитерния кондензатор е
С > 10 - 10
Е 2nfHRE “гл:. 100.280 =55>1F-
Избираме стандартен електролитен кондензатор със стойност 100 pF и работно
напрежение 10V.
12. Избираме тока през делителя ld =51Ва=5.100.10 *=0,5шА. Тогава
големината на резистора Rt е
₽i= 5- 10-J.28W0.65 45ОО 0
Id 0,5.10~»
а резисторът има стойност
„ Ек— ICnRp~ube » 9—5.10-3.280—0,65 1ЛР„П„
/?!= —к--tP- Е-----— 3 = — ______________. 50= 12500 й.
Wd+lcn 50.0,5. 10 3+5. 10 8
13. Минималното сеченне на магнитопровода е
л 1гс^1 52.0 92
S =_£eJL =------'—=0,23 cm2.
ст 100 100
Избираме сечение SCT =0,30 с т3, като ламелата е Ш-5, а дебелииата на набо-
ра е 6 mm.
14. Броят на навивките в първичната намотка е
Ю1= 45.5.0,92
«ст 0.3
а диаметърът на проводника е
d1=0,02 Z~=0,02/5’ =°> °45 mm.
Избираме проводник с лакова изолацня с диаметър 0,07 mm.
15. Броят на навивките във вторичната намотка е
w2= J5!l=—=220,
2 л 3,1
а диаметърът на проводника е
=0,045Д‘[=0,08 mm.
Избираме проводник с лакова изолация и диаметър 0,10 mm.
117
16. Коефициентът на усилване по напрежение на стъпалото е
J2~U J 2 -°'4
К„ =________1. ____________* -_________= 5 6,
~ 0,5(0,75-0,55)
а необходимото входно напрежение има ефективна стойност
".x = ""3I = r|=°’073V-
Ла •
17. Намираме величината
RiRt _ 12,5.10’.4,5 .Ю3_ззк2
Кб~ Л1+/?2 12,5 .103+4,5.10s
Тогава входното съпротивление на стъпалото е
_^вхтр/?б_ 1,2^03.3,3.103 _
^вх “«вхтр+Лб “’1,2.10»+3,3.1О‘ -9ОЭ 2-
3- 8. ДВУТАКТНО КРАЙ НО СТЪПАЛО С ИЗХОДЕН ТРАНСФОРМАТОР
г На фиг. 3.9 е показана схема на двутактно крайно стъпало с
изходен трансформатор. Известно е, че предназначението на това
стъпало е да осигури необходимата променливотокова мощност
в товара. Обикновено тези стъпала работят в клас АВ, близък до
В, като по време на работа амплитудите на токовете и напреже-
ннята са значителни, а при липса на сигнал колекторните токове
на покой са твърде малки.
При изчисляване на тази схема зададените величини са: дол-
на гранична честота /н и допустим коефициент на честотните из-
118
кривявания Мп за нея, горна гранична честота /в и допустим кое-
фициент Мв за нея, захранващо напрежение Ек, товарно съпро-
тивление /?т и променливотокова мощност в него, а също ма-
КСИМДЛНД ОХОЛНД темпердтурд /ок max» необходима при изчисление-
то на радиаторите. Трябва да бъдат определени: транзисторите,
стойностите на резисторите Rb R3 и термистора Rt , данните за
изходния трансформатор, площта на охлаждащите радиатори и
др.
Първо избираме транзистори, като се ръководим от следното:
а) Двата транзистора трябва да са еднакви по тип и означе-
ние, като коефициентите им и обратните им токове /сво
(отнася се главно за германиеви транзистори) трябва да се раз-
личават с не повече от 5—8%.
б) Максималнодопустимата мощност на разсейване на всеки
транзистор трябва да отговаря на условието
Рстах>Р“ЗХ. (3.118)
където Ризх е променливотоковата мощност, отдавана от тран-
зистора в трансформатора. Тя е свързана с полезната мощност
Рт в товара чрез израза
Ризх=~ (3.119)
където т] е к. п. д. на трансформатора (вж. фиг. 2.2 в).
в) Максималнодопустимото колекторно напрежение на тран-
зисторите трябва да отговаря на условието
^тах>(2,5-2,8)Ек. (3.120)
Този запас е нужен поради наличието на самоиндуцирано е. д. н.
в трансформатора и поради това, че крайннте транзистори рабо-
тят в напрегнат режим и се загряват, при което пробивното им
напрежение намалява.
г) Граничната честота на транзисторите е желателно да е по-
висока, без да е задължително спазването на условия (3.1).
По-нататък определяме необходимого товарно съпротивление
по променлив ток за един транзистор:
(3.121)
^^НЗХ
Тук UcEmin е минималнодопустимото колекторно напрежение, кое-
то при германиеви мощни транзистори се препоръчва да е 1 V, а
при силициеви 2—3V.
119
Поради значителните амплитуди на токовете и напреженията
по-нататъшните изчисления се извършват по графо-аналитичния
метод. Вследствие на симетрията данните, получени за единия
транзистор, се отнасят и за другия. За целта в полето на изход-
Фиг. з.ю
ните характеристики на транзистора (вземат се от справочници-
те) се начертава товарната права, която минава през точките
Uce=E* и 1С =-5^(фиг. 3.10 а). Перпендикулярът, издигнат от
*Т1
UcEmim пресича товарната права в точка, която определя големи-
ната на /стах- Минаващата през тази точка базова характеристи-
ка ни дава големината на Лзтах.
Колекторният ток на покой се избира от израза
/сп=(0,02^0,08)/с max»
а базовият ток на покой се намира от зависимостта /вп=
(3.122)
^Сп . За
целта трябва да са в сила неравенствата
^Cfi'min^Cmax _
2 — * изх
— Р Стах.
(3.123)
Ако тези условия не са спазени, стойността на /?Т1 се приема
по-малка от изчислената, което води до увеличаване на Icmw В
случай че не се получи желаният резултат, избират се нови, по-
мощни транзистори и изчисленията се правят наново.
Токът през делителя се избира от равенството
/d=(14-2)/Bmax. (3.124)
120
След това от входната характеристика на транзистора (взема се
от справочннците) се определя преднапрежението Uebv, съответ-
ствуващо на базовия ток на покой /дп. При това положение, ако
с Rn означим паралелно свързаните /?2 и Rt , можем да напишем
<зл25>
След като намерим стойността на Rn , избираме термистор
(напр. от типа ММ Т-9 или КМТ-17, вж. Л24, стр. 557), чиято
'тойност при стайна температура да е близка до
/?/=2/?п. (3.126)
Тогава големината на Rs се определя от израза
<ЗЛ27>
където /Ctr=2,2.10-3 V/°C е температурният коефициент на из-
местване на входната характеристика на транзистора (вж. Л8,
стр. 188), а а е температурният коефициент на термистора, който
при различните видове термистори има големина примерно от
0,024 до 0,084 1/°С.
Големината на резист эра се определя от равенството
F I!
^-77^-' (3.128)
* d -f-
Точиата стойност на се подбира опитно при конструиране на
стъпалото, като на осцилограф се наблюдава напрежението в
краищата на RT, когато на входа е подаден синусоидален
сигнал.
Амплитудната стойност на входния базов ток е
=1в^. (3.129)
От входната характеристика на транзистора отчитаме напре-
женизто (/гвтах, съответствуващо на максималния базов ток
Твта х • Тогава входното съпротивление на стъпалото е
Rm=UfBn™_ +Rn. (3.130)
* Bmax
Необходимата мощност за задействуване на стъпалото е
Лх=0,5({/вВmax /втах^п )/втах* (3.131)
121
(3.132)
Преводнсто отношение на изходния трансформатор (отнесено
за половината от първичната намотка) е
п= -*= t
^2 V
Активното съпротивление на едната половинка от първичната
намотка се намира от израза
rx=0,58/?T1(l-7j),
а това на вторичната намотка е
r2wO,42/?Ti^.
ч
Индуктивността на половината от първичната намотка се из-
числява по формулата
_______ ^т1 ~т 1
(3.133)
(3.134)
(3.135)
(3.136)
(3.137)
“'"Vsr-1
Необходимата сумарна (т. е. от двете страни) площ в квад-
рзтни сантиметри на охлаждащия радиатор за всеки транзистор
се определи от израза
1400 Рсразс
0,9fy tOK max— RthPСразе
Тук tj е максималнодопустимата работна температура на ко-
лекторния преход, ^октах е максималната температура на окол-
ния въздух, Rth е топлинното съпротивление на транзистора, а
Рс?ы е максималната мощност, която разсейва транзисторът в
дадената схема. Последната може да се намери от израза
£2
р —
“Сразс
За намаляване на честотните изкривявания при високи честота
препоръчва се първичната намотка на трансформатора да се шун-
тира с кондензатор, чийто капацитет да не е по-голям от
С= (3-И8)
Минималното сечение (ст2) на сърцевината на изходния транс'
форматор при употреба на обикновена силициева ламарина е
7оу/?7
/н
(3.139)
122
а броят на навивките в половината от първичната намотка се да-
ва с израза
w1=800]/Z;) (3.140}
Тогава броят на навивките във вторичната намотка е
(3.141)
Днаметърът на проводника на първичната и вторичната на"
мотка може да се изчисли по формула (2.18), като в тях се за-
мести съответно
1 Ip~ 1р
и /? т ’ (3.142)
При» ер 3.9. Да се из'исли двутактно крайно стъгало с изходен транс-
форматор, ако Рт = 10 W, /?т =2 2, fB = 80 Hz, fB =8000 Hz, Afi=Af2=—3
dB, £„=12 V, T0K ^30^.
1. От фиг. 2.2 в отчитаме, че п[и текста мсип ост к. и. д. на изходния.
тра нс форматор е т)=0.8. Тогава
рнзх= —=^V=12,5W.
нзх я 0.8
Освен това
Р 19 4
Реши
И
^СЛп,.х>2.8 £к =2,8.12=33 V.
Изхождайки от тези условия, избираме български германиеви мощни тран-
зистори (с радиатор!) от типа AD313 с параметри: UC£nux =40 V, JCmBX =
6А, PCmax=40 W, ₽=50, fa =250 kHz, t, =85°C, PM=1,5° C/W.
2. Избираме U£Cmln "2 V. Тогава товашюто съпротивление по променлив-
ток трябга да има стойност
р _(Ек~иЕСт1п)2 (12 —2)2 ,„
Т1 2Ризх “2.12,5
3. В полете на изходните характеристики на транзистора пачертаваме
товарната права, която мин ава през точките U£C=EK =12Vh Ic = - ?=^-=3А
“т1 4
(фиг. 3.10а). Чрез перпендикуляра, игдшнат от t/£Cmin, определяме величини-
те /Стах=2'5 А и /дтах = 50 mA.
4. Избираме колектсрен ток на покой

/сп=0.03/Стах = 0,03.2,5=75 mA,
на който съответствува базов ток на покой
/вп=-Сп=У=1,5шА.
5. Проверяваме правилния избор на 7?т1 и C^cmin:
(^к ' ^ECmln У Ста* ( 1?—2)2,5_ g = р =12 5 W‘
2 ="“ 2 ’ изх • ’
- к .= *2-=3,6<PCmax=40W.
2п */?т1 л2-4 С
Резултатитепоказват, че 7?т1 и UECm,n са избрани добре.
6. Избираме ток през делителя
Id =/Bmax=50 mA.
7. От входната характеристика на транзистора (фиг. 3.10 6) стчнтаме, че
лри /Вп=1,5 mA необходимою преднапрежение £/^=0,22 V. Тогава
_ RtRt UEBn 0,022
" “ «ГРГ ’ —" e.F=-w “•
Поиеже ориентировъчно Rt =2Rn =2.4,4=8,8 2, избираме стандартен
термистор (вж. Д.24, стр. 557)тип ММТ-9 със стойност 8,2 2 и а=0,024. То-
тава големината Rt е
R = Rt Кц___________8,2.2,2.10 ~~3_
2 а^Евп—« и ~0Т)24.0,22—2,2.10~3=5,8й-
8. Големината на резистора Rv е
d_£k— и евп 12-0,22
1 !d +2^п~50.10-5+2.1,5.Ю~3 ~222,
а мощността, която той разсейва, е
/>=/27?1=(53.10—3)2.220=0,62 W.
Избирай; стандартен резистор (вж. табл. 2.12) със стойност 220 2 и мощ-
ност 1 W.
9. Амплигудната стойност на входния базов ток е
^вх/п Bmn~^ mA.
От входната характеристика отчитамз (фиг. 3.10 б), че на този ток съ от-
ветсгвува UЕВтли~^>^ V- Тогава входного съпротивтение иа стъпалото е
^ЕВтах „ 0,37 , , _
*вх= IR +/?n=.717F^+4>4 = 11-82-
Впих 59.1 U
124
1 0. Необходъмата мощьсст за задействуване на стъпалото е
^BX = 0,5(i/£Bmax +1В B81/?D)/Bniax =0,5(0,37+50.10 з.414).50.10-з=
= 15 mW.
И. Преводното отношение на изходния трансформатор (отнесено за полови»
ната от първичната намотка) е
_ < /0,8.4 ,
w»y RT “V 2 =1,26-
12. Съпротивленнето на едната половина на първичната намотка е
Г1=0,58/?т1(1 —т;)=0,Е8.4( 1— 0.8)=0,46 2,
а това на вторичната е
г,=0.42Ят h^?=0,42.2kl02? =0,232.
13. Необходимата индуктивност иа половината от вторичната намотка е
7 ^т1—П 4-0,46 _, u
----j- =----------==/,1 mH.
4J-JL-1 2n.80J.J__!
У М2 \0,7*
и
Избираме L±= 10 mH.
14. Мощността, конто разсейва всеки транзистор, е
Е2 12а
РСРа3с =^-=^=3,6 W
и сумарната площ на иеобходимия радиатор е
1400РСразс 1400.3,6
0,9о-/ок РСразс —0,9.85-30-1 Д3,6= 120 ст‘-
15. Максималната стойност на кондензатора С е
С=_____1_______ 1_______=1,2цЕ.
8nfe R-ri ~ 8 л. 8.103.4 г
Избираме стандартен кондензатор (вж. табл. 2.8) със стойност 0,47 рЕ и ра-
ботно напрежение 63 V.
16. Минималното сечение па изходния трансформатор е
„ 70>JI\~ 701/10 п
Sa-~\—r~2's ™ •
Избираме SCT=3 cm2, което може да се реализира с ламели Ш-19 и дебелина
на набора />= 16 mm.
17. Броят на навивките в половината от първичната намотка е
и>! =800>/ДГ=800 JO.KT^ =80 нав.,
т. е. цялата първична намотка съдържа 160 навивки с извод в средата.
125
18. Бэоят на навивките във вторичната намотка е
u,-= a'i=-80=63 нав.
2 п 1.26
19. Големината на тока в първичната намотка е
1
= 2.1,26
а токът във вторичната има големина
20. Диаметърът на проводника за г.ьрвичната намотка е
di^Q,7 V^-i=0.7 ^0,88 =0,65 mm,
а на този за вторичната
<*2=0,7 V7T =0,7 ^2,2=1,02mm.
3.9 . БЕЗТРАНСФОРМАТОРНО КРАЙНО СТЪПАЛО С ДВОЙКА
КОМПЛЕМЕНТАРИИ ТРАНЗИСТОРИ
На фиг. 3.11а е показана схема на двутактно безтрансфор -
маторно крайно стъпало, като крайниге транзистори са с проти-
воположна симетрия (комплементар ih транзистори). Подобии схе-
ми се препоръчват, когато мощността в товара не надвишава при-
мерно 1ч-2 W.\ Нека припомним, че при безтрансформаторните
крайни стъпала величините Ел, Рт и Рт не могатдабъдат произ-
волни, а са пряко свързани помежду си. Именно поради тази
причина при малки мощности и нормални захранващи напреже-
Вия бобинката на високоговорителя трябва да има значително
съпротивление (напр., ако Ел =9 V и Pr ==0,2 W, то Рт =30-?
40 Q). А както е известно, такива високоговорители трудно се
намират на пазара. Споменатага особеност е причината при из-
числяване на такивастъпала товарного съпротивление 7?т и мощ-
ността Рт, развивана в него, да са зададени величн’ни, а необ-
ходимого захранващо напрежение Е& се изчислява, като то мо-
же и да не бъде стандартно. Освен това тук липсва изходен
трансформатор, т. е. т] = 1 и РИЗХ=РТ.
При изчисляване на тази схема зададените величини са: дол-
на и горна гранична честота fa и и съответните коефициенти
на честотни изкривявания Мл и Ма, товарно съпротивле ше /?т ,
126
променливотокова мощност Рт и максимална околна температура
/ок max, а трябва да бъдат ,определени: видът на транзисторите,
стойностите нарезисторите Rlt R2, Re, Rc, Rt, Rm, стойностите
на кондензаторите Clf C2, Се, а също и необходимото захран-
ващо напрежение Ек. ।
Фиг. 311
Първо определяме необходимото захранващо напрежение
Ек = 2 (]/2А /?; ' + UcEmin ), (3-143)
където UcEmin =0,54-1 V при маломощни и 14-2 V при средно*
мощни и мощни транзистори
След това избираме подходящи крайни транзистори, като се
ръководим от следното:
а), Двата транзистора трябва да са с противоположна поляр-
ност (единият PNP, а другият NPN), като и двата трябва да са
или германиеви, или силициеви. При това коефициентите им
р и обратимте им токове (отнася се главно за германиеви тран-
зистори) да се различават не повече от 5—8%. Най-добре е да
се използуват двойки транзистори, подбрани от заводите-ироиз-
водители (напр. ГТ402 и ГТ404, AD161nAD162 и т.н.). Вследствие
симетрията данните, конто ще бъдат получени по-нататък за еди-
ния транзистор, се отнасят и за другия.
б) Параметрите на транзисторите Рстах, UсЕт&х и /стах тряб-
ва да отговарят на условията
Рстах , UcEmax 1,2Дк , /стах
(3.144)
127
в) Граничната честота на транзисторите не е необходимо да
отговаря на условие (3.1), понеже те работят по схема ОК, коя-
то има добри честотни свойства.
След като транзисторите са вече избрани, определяме големи-
ната на максималния колекторен ток(амплитудна стойност):
’ (3.145)
I АТ
при което максималното напрежение (амплитудна стойност) вър-
ху товара е
(3.146)
Колекторният ток на покой се избира от израза
/сп=(0,02--0,08)/<m. (3.147)
След това от зависимостите /ВШах <=»—и 1вп =-^г- се 0ПРе'
₽ р
делят максималният базов ток и базовият ток на покой на край-
ните транзистори. От входната характеристика на транзистора
отчитаме величините f/ввтах и (jEBn , съответствуващи на /вшах
и 1вп- Така за амплитудната стойност на необходимого базово
напрежение получаваме
UBm = UEBm&x—UeB™> (3.148)
а амплитудната стойност на променливия базов ток е
/дт=^Втах—1вп - (3.149)
Входного променливотоково съпротивление на крайното
стъпало (Т2 и Т3 работят по схема ОК, като товарът в емитера
е /?т) се дава с израза
Явхг,г, ==^ + 07?т. (3.150)
‘Вт
Амплитудната стойност на променливото напрежение на вхо-
да на Тг и Т3 (спрямо шаси!) е
июТ,т, =UBm + U«T. (3.151)
Големината на колекторння резистор на Тг се определяет из-
раза
о ___0>5£к —Uebu
iBm+lCmto'
(3.152)
128
където /спнп се препоръчва да е 0,5 mA при маломощни и 14-3
mA при средномощни транзистори.
Колекторният ток на покой на транзистора 7\ се определя от
формулата
о,5£к U ЕВп /о 1
/спГ,= — --- ' (3.153)
кс
Транзисторът Тг се избира въз основа на неравенствата
^С£тах >2 £*к , /стах 1 Вт* /^Стах^^0,5£'к/спГ> (3.154)
като е желателно да има значителен коефициент на усилване
а също така граничната му честота да отговаря на условие (3.1).
Големината на емитерния резистор се определя от
(0,05ч.0,1)£в
Re-------1---~ >
1 CnTt
а стойността на емитерния кондензатор може да се
Токът през делителя Rx—R2 се избира от израза
ld =(24-10)-^.
При това положение големината на /?2 се изчислява по фор-
мулата
Ra= l^+^B T1 t (31
ld
където (7£вг,=0,25 V при германцев транзистор и 0,55 V при си-
лициев.
Големината на Rr може да се определи от израза
_0,5EK ~ld Ra
I\t ~1 :--- _
(3.155)
намери от
(3.156)
(3.157)
Стойността на кондензатора С2 се изчислява по формулата
С«>------Цт=- (3.160)
У Мн
6 ПРимери за изчисляване . .
129
(3.161)
Чрез същата формула може да се определи големината на
кондензатора Cv като вместо /?т се замести входното съпротив-
ление на стъпалото Rn ст. То е равно на паралелно свързаните
RUR2 и R„*t\, като
0.026B,
ЛвхГ, — --------
‘ СпТ1
Товарного съпротивление на 7\ за променлив ток е
_ ^С^вхГ,Гз_
Г'~ ^с+^вхГТ,’
(3.162)
а амплитудната стойност на променливия колекторен ток на съ-
щия транзистор е равна на
1с.т.= 0.163)
Тогава амплитудната стойност на променливия базов ток на Тг
ще бъде
IBmTi (3.164)
а необходимото променливо напрежение на входа на стъпалото
(амплитудна стойност) е
Utxm == IBmI\Ris\Tl (3.165)
Ако с /?„ означим паралелно свързаните Rt и Rm, можем
да напишем
/?п =-,2U£Bnr (3.166)
Най-напред се определи типът на термистора, а след това и
неговата стойност.
Определянето типа на термистора става по следния начин.
Първо намираме относителното температурно изменение на на-
прежението върху Ru чрез израза
2,2.10 3(/ок тах 20)
/Ин=1---------г,----------• (3.167)
и ЕВП
Различните типове термистори имат различен температурен кое-
фициент а, изразен в проценти. (Напр. от Л. 24, стр. 557, се
вижда, че при различните типове термистори а има стойност от
130
2,4 до 8,4). Относителното температурно изменение на даден
термистор се определи от формулата
mt =1- ^ок тах-2С). (3.168)
В разглежданата схема (фиг. 3.11а) подходяще този тип
термистори, при който тя >mt.
След това големината на резистора 7?ш определяме от израза
gn (1~^_). (ЗЛ69)
тя—mt 4
Като знаем /?ш, големината на термистора се определи по фор-
мулата
р р
<ЗЛ7О>
Сумарната площ на необходимия радиатор за всеки транзистор
може да се намери по формула (3.136), като Рс Разс=0,25 РТ .
В заключение нека напомним, че горната гранична честота на
стъпалото е сравнително висока, понеже транзисторите Tt и Т3
работят по схема ОК.
Пример 3.10. Да се начисли безтрансформаторно крайно стъпало с тран-
зистори с противоположна симетрия, ако: PT=1,5W, /?т =4S, /н=60Нг,
/в =12 000Hz,A4H=MB = -3dB, /октах=30°С
1. Приемаме G'cfmin и за необходимого захрапващо напрежение полу-
ч авале
Дк =2 (|/2^;+ иСЕ min) = 2 (У2Т5Л+2)« 1IV.
Приемаме Ек ^12V.
2. При избора на транзистори Т2 и Т3 имаме
'.5—O.38W;
^С£тахй1’2£к =1,2. 12=14,4 V;
На тези изисквания отговарят гермаииевите транзистори NPN-»AD161 и
PNP->-AD162 (вж. напр. Л.13), конто иматJJ ЕС max=32 V, /стах=^‘‘^ и
₽Cmax=4W, tj »-85°С. /?th="4,5,C/W. Необходимо е да се подбере двойка, конто
ивка да има примерно р=50.
131
3. Амплитудната стойност на максималния колекторен ток на всеки тран-
зистор е
, _ /2РТ / 2.1,5 „ „
Ст 4/ --4/------— 0.87А,
У /?т V 4
а амплитудната стойност на напрежението върху товара (или върху колектора) е
=У2Рт"л;=]/2.1,5. 4 = 3,48 V.
4. Избираме колекторен ток на покой
1Са =0,05 /СП1=0’05 • 0,87=44 • Ю“3 А.
5. Определяме големината на съогветните базови токове :
/ _ ^Стах 0,87 10_зд.
'Втах-----р------50~^17’ ’
1В Л12213- = 0,88. IO-3 А.
Ва ₽ 50
6. Ог входната характеристика на транзисторите отчитаме (фиг. 3.11 б), че
на тези токове съответствуват UEBmn =0>35 V и l/£an =0,15 V. Тогава ам-
плитудната стойност на необходимою базово напрежение е
иВт=иЕВт^ -иЕВП =0,35-0,15=0,20 7,
а амплитудната стойност на проиеиливии ток е
/вм=/впМх-/вп=17 . 10“®—0,88 • 10^ 16.10-3 А.
7. Входното променливетоково съпротивление иа крайното стъпало е
UB 0.20
RnTtT,= TBm +^т=16. 10тз- + 5°-4=210 а-
8. Амплитудната стойност на променливото напрежение на входа на Tt и Т
(спрямо шаси) е
=0,20+3,48=3,68 V.
9. Избираме 7Cmin=2mA и големината на Rc е равна иа
0,5 Ек — UEBn 0,5.12-0,15
Кс /вт+^стш 16.10^+2.10-3
Избираме стандартен резистор (вж. табл. 2.12) със стойност 330 2 и мощност
0,5 W.
10. Колекторният ток на Т1 е
0,5Ек -UEBn 0,5.12-0,15
/Спг,- 320 18. 10 ЗА.
132
11. При избора на Tj имаме
UCE„^\,2A2=UA4-,
/Cmax&W1+/^=18- 10- 3+16. 10-3=34. 10-3 А;
РСтахй0,5 Ек /СпГ1 =0,5 . 12 . 18 . 10-з=108.10’ з W.
На тези условия отговаря гермаииевият PNP транзистор SFT 353 (вж. напр.
Л13, който има UCEmax=24V, /Стах = 150 mA, РСтах=200 mW, /r = l,7MHz.
Подбираме екземпляр, който има примерно fj=100.
12. Големината на емитерния резистор е
0,1 Ек 0,1.12
7?£==’WT ~ ”18710=3 -65а‘
Избираме стандартен резистор със стойност 68 2 н мощност 0,25 W.
13. Големината на емитериия кондензатор е
Се > 2гf„ R~e- 2г.60.65 ==42°ИF'
Избираме стандартен електролитен кондензатор (вж. табл. 2.8) със стойност
470 pF и работно напрежение 6V.
14. Избираме тока през делителя
_ Сп Г,
а —
5 . 18. 10 з
----------=0,9.10~з А.
Тогава големината на резистора /?2 е
Лгпт, Rf+Ufbt, 18.10 3.65+0,25
7?» — Та 6Г9Т10-3 ' -1)6 ка-
Избираме стандартна стойност 1,6 kS и мощност 0,25 W.
15. Големината на резистора е
0,5 £ — ldRt 0,5.12-0,9.10-3.1,6.103
— ~Ir r~~ is io-з =4,3k2-
t j___
, 18.10-3
0,9.10^+----iQQ—
Избираме стандартна стойност 4,3 kS и мощност 0,25 W.
16. Големината на кондензатора С2 е
„1
I
——j----------670 pF.
2Л.60.4 J-0,73"'1
Избираме стандартен електролитен кондензатор със стойност 1000 pF и работ-
но напрежение 16 V.
133
17. Входното про.мендивотоково съпротивление на Ti е
„ 0,026 0,026.100
~ /СпГ1 1'8.10-3 ₽а1502-
Паралелно евързаните Ri и /?2 имат стойност
„ RiR2 1,6.103.4,3.10з
Я1+&2 1,6.103+4,3? 1'03 ~ 1200е,
а входното съпротивление иа стъпалото е
__ ^вхтЛб _ 150.1200
ст 7?^7х+7?б - 150+'1200" ~1402-
Тогава големината на кондензатора Сг е
---------L—-------------------L —=19 pF..
2"СТ у 1 2ir. 60.140у-Q^7j—Г
Избираме стандартен електролитен кондензатор със стойност 22 pF и- работно
напрежение 16 V.
18. Товарного съпротивление на Tj за променлив ток е
^Ат-г, _ 320 .£10 _
Rc+^^тГ 320+210-130а>
а амплитудната стойност иа променливия колскторен ток е
UarT т 3,68
19. Амплитудната стойност на променливия базов ток на Ti е
1Стт 28. 10 з
1вт1\ — [об =0,28. 10 зд,
а амплитудната стойност на променливото напрежение на входа на. стъпалото е
£/Bxm=Wt^»xrt=0,28. 10 -з. 150 = 43 mV.
20. Големината па паралелно евързаните Rt и Rm е
Ы_ЕВп______ 2.0,15
7?п 'спТ—'вп 18'. 10"3-0,88. 10 3 *7 2-
21. Необходимого относителпо температурив изменение па напреженнето
върху Rn е
2,2.10"3 (/ —20) 2,2.10 3 (30-20)
mH = 1 у — 1 о, 15 -=0,85.
134
22. Избираме типа на термистора да е ММТ — 9 (вж. Л 24, стр. 557), ка-
то този тип термистори имат температурен коефициент а=2,4. Тогава отно-
сителното темиературно измеиенне на съпротивлението на тези термистори е
а 2,4
т‘ =1~ 100 ('октах-20)=1- 100-(30—20)-=0,76.
Понеже се получи та >т{ , типът иа термистора е правилно избран.
23. Големината па Rm е равна на
_ /?птн(1— mt) _ 17.0,85 (1-0,76) _
тн —mt = 015^0?76 ~ 38 2 ’
Избираме стандартен резистор със стойност 39 2 и мощност 0,25 W.
24. Големината на термистора е
=•
/?,Лп _ 38.17 _
38-17 3“2’
Избираме стандарден термистор със стойност 33 2 и мощност 0,5 W.
25. Мощността, която разсейва всеки транзистор, е
Рт 1,5
^сразс = - -4-=-4 -=0,38W.
Като използуваме формула (3.136) за сумарната площ на всеки радиатор, по-
лучаваме
1400РСразс 1400.0,38 _ 8
0.9 tj -tmmax-Rth РСразс 0,9. 85 — 30—-4,5.0,38 12 С m ’
3.1 0. БЕЗТРАНСФОРМАТОРНО КРАЙНО СТЪПАЛО С ЕДНОТИПНИ
МОЩИ И ТРАНЗИСТОРИ
На фиг. 3.12а е показана схема на безтрансформаторно край-
не стъпало с еднотипни мощни транзистори. Подобии схеми се
препоръчват, когато мощността в товара е по-голяма от 2—3 W.
Действието на схемата е аналогично на тази от фиг. 3.11 а. Ед-
нотипната двойка Т2 — Т4 е равнсстойна на PNP транзистор с ре-
зултатен коефициент на усилване по ток р2 р4. Комплементарна-
та двойка Т3—Т5 има резултатен коефициент на усилване РзР5.
обаче особеното тук е това, че като цяло тя е равностойна на
NPN транзистор. Във връзка с казаното нека напомним, че при
съставните транзистори първият транзистор определя както типа
(PNP или NPN), така и изводите емитер и колектор на целия
съставен транзистор и това е показано на фиг. 3.12 6. Поради
тази причина, въпреки че крайните транзистори са еднотипни,
действието на двете двойки Т3 — Т4 и Т3—Т5 е аналогично на
два крайни комплементарии транзистора. (Строго казано, ако
135
Р2=Рз и ₽4= Ps> резултатните коефициенти на усилване на двете
двойки не са еднакви, като долната усилва по-малко. Също та-
ка входното съпротивление на долната двойка е по-малко от
това на горната. Тези разлики обаче са относително малки и за
Фиг. 3.12
практиката не са от голямо значение. Именно затова двете двой-
ки като цяло се наричат още квазикомплементарни, т. е. почти
комплементарии.) Друга оснбеност на тази схема е това, че две-
те двойки транзистори работят по схема ОК, при което промен-
ливият сигнал на входа на Т2-Т3 трябва да има относително го-
лямо напрежение. В резултат на това само транзисторът 7\ усил-
ва по напрежение, като неговият режим на работа е доста на-
прет н ат.
При начисление на тази схема зададените величини са: долна
и горна гранична честоти /н и /в и съответните коефициенти на
честотни изкривявания — и /Ив , товарно съпротивление RT,
променливогокова мощност Р, и максимална околна темпера-
тура t0K max, а трябва да бъдат определени: видът на транзисто-
рите, големината на захранващото напрежение, стойностите на ре-
зисторите /?', R~', R2 ,Re, Rc, Rt, Rm RE, RE и стойностите на
кондеизаторите С\, С2, Се, Сф .
Първо от формула (3.143) определяме нообходимото захранва-
що напрежение , като при мощни крайни транзистори Uce min =
=2-?3V.
След това избираме крайни транзистори, като се ръководим
от следното:
136
а) Двата транзистора Т4 и Т5 трябва да са еднотипни и ед-
накви, като коефициентите им 04 и 05 и обратните им токове (от-
нася се главно за германиеви транзистори) да не се различават
повече от 5—8%, т. е. може да се приеме, че 04 = 05. Вследст-
вие на симетрията данните, получени за Т4, се отнасят и за Т5.
б) Транзисторните параметри Рстах , /Л?£тах и /стах трябва
да отговарят на условия (3.144).
в) Граничната честота на Т4 и Т'5 е желателно да е по-висока,
без да е необходимо спазването на условия (3.1), понеже тран-
зисторите работят по схема ОК, която осигурява добри честотни
свойства.
След като сме избрали крайните транзистори, по-нататък по
формула (3.145) определяме амплитудната стойност на променли-
вия ток през товара RT, а от формула (3.146) намираме ампли-
тудната стойност на промснливото напрежение върху товара.
Колекторният ток на покой /спт,=/спг5 се избира от израза
(3.147), след което по формули
г г ^Cm j т ___ СпТ4
‘В max T, = /Sinax 11 ‘ Вп7\ = J Вп1\ = -
се определят максималният базов ток и базовият ток на покой на
крайните транзистори. От входната характеристика на транзисто-
рите Т4 и Г6 отчитаме величините ТЛ-втахг. и UEBnTi, съответ-
свуващи на 7дтах г, и 1впте По такъв начин от формули (3.148)
определяме амплитудната стойност на необходимото базово на-
прежение UВт т.—Овт т5,а от (3.149) намираме амплитудната стой-
ност на променливия базов ток 1втт\—1втт\- Тогава входното
съпротивление Т4 и Т5 е
/?вхГ4=/?ахЛ=-^1-7’4- • (3-172)
‘Вт Г4
Токоотвежда’.ците резистори R'E и R'E имат стабллизираща ро-
ля, като без тях температурната нестабилност на съставните
транзистори би била твърде голяма. Тяхната стойност се избира
от израза
= (3.173)
При избора на транзисторите Tt и Т3 се взема под внимание
колекторният им ток на покой:
/сп л*=/сп г, W5n г. + -ЕВ-П-^ , (3.174)
Re
137
асъщо и амплитудната стойност на колекторння им ток:
Icm T2 = Icm Т,^ I Вт 1\ + В"‘ Г‘~ ' (3.1 75)
“е
Транзисторите Т2 и Т3 трябва да са с противоположна прово-
димост, като и двата трябва да са или германиеви, или силицие-
ви. Освен това техните основни параметри трябва да имат еднак-
ви или близки стойности, като основните им параметри трябва да
отговарят на условията
Pc max (0,081 ст Т, + 0,\8 /Сп Т2 ), UcE max> 1,2£к . /С max >
>/сп Tt + Icm Т2 • (3.176)
Също така препоръчва се техните коефициенти на усилване по
ток ра = Рз да са в границите от 30 до 60, понеже при по-малки
стойности усилването е по-малко, а при по-големи стойности се
увеличава температурната нестабилност на съставните транзисто-
ри. Гриничната честота на Т2 и Т3 е желателно да е по-висока,
без да е необходимо спазването на условието (3.1) поради спо-
менатите по-горе причини.
След като изберем транзисторите Т2 и Т3, определяме техния
базов ток на покой и максималният базов ток от изразите
IВп Т2~ I Bn Tt ——И /втах Г, = 7втах Т,=—• (3.177)
От входната характеристика на Т2 и Т3 отчитаме величините
Uebut, и Ueb max т2, съответствуващи на 7впт. и /вшах г,- Така за
амплитудната стойност на необходимото базово напрежение полу-
чаваме
(JВт Т-. =Uem Т3=(^ЕВта^ Т.~ UЕВп Т. , (3.178)
а амплитудната стойност на променливия базов ток е
1вт Т., —1вт Т3 = /втах Т. ~ 1 Вп Т-,- (3.179)
Входните променливотокови съпротивления на Т2 и Т3 са ед-
накви и се дават с израза
(3-180)
Входните съпротивления на горното (Т2—Т4) и долното (7'3—
Т5) рамо са близки, но не съвсем еднакви. Така съпротивлението
на горното рамо е
Рт г=Квх т. + Явх г/,С^-+Рт (3.181)
‘ Вт Т- ‘Вт Г,
138
а това на долното е
ЯвхД =Явх7-, + Ят4^Б • (3.182)
* ВпгТъ
Амплитудната стойност на променливото напрежение за гор-
ното рамо (спрямо шаси!) е
тГ —Usm Т.. +UBm Л + , (3.183)
а това на долното е
i/вх тД~ U Вт T,-\-U. (3.184)
Големината на колекторния резистор /?с се изчислява по фор-
мулата
0,5Ек — 47вх тГ — иЕВпТ*-иЕВп т
Яс =---------;---ЛГУ-----=-------, (3.185)
* Вт Ts ‘ 'Cmin 7\
като Icmia т, се препоръчва при маломощни и средномощни тран-
зистори да е 0,5—1,0 mA.
Колекторният ток на покой на транзистора Тх се дава с израза
0,5Е — UЕв Тп — UEBn т „
/сп г, =---------~R~—~--------- , (3.186)
а колекторното му напрежение в режим на покой е
UcEni\ ~ 0,5 Ек— Еевпт, — A Ue, (3.187)
като за A Ue (това е падът върху Re) се препоръчва стойност,
не по-голяма от 0,5—1,0 V, понеже от Т\ се изисква осигурява-
нето на големи амплитуди на колекторното напрежение (вж. фор-
мула 3.193).
Големината на емитерния резистор се определя от израза
(3.188)
'Сп Г,
а стойността на емитерния кондензатор е
Товарного променливотоково съпротивление на транзистора 7\ е
Rc RB,r
139
а амплитудата на променливия колекторен ток е
(3.191)
При избиране на транзистора Т\ се изхожда от условия!а
<Рс шах UcEn 7\, /СпТ, UcE max 1 >2£к, IC max > IcnT^lcm Te (3.192)
След това правим проверка на колекторното напрежение на
Tlt като трябва да е изпълнено условието
UcEn Tt — U СЕ sat Ti- (3.193)
В противен случай схемата (фиг. 3.12 а.) се видоизмени, като
долният край на RT се прекъсва и се свързва горе към минуса, а
горният край на /?с се прекъсва и се свързва между С2 и RT
(вж. напр. фиг. 3.11 а). При това положение Rc се изчислява
наново по формула (3.185), като в числителя величината UBxmr
се премахва. Получената по-голяма стойност за Rc се замества в
(3.186) и изчисленията продължават нататък.
Големината на тока през делителя се избира по формула
(3.157), а стойността на R2 се определи от израза (3.158). Голе-
мината на Ri~R'x+R"l може да се намери от (3.159), като се пре-
поръчва /?; = (10-?15) Квх г,- Стойността на филтриращия конден-
затор може да се определи от израза
п -- 24-5
Сф 77
^fnRx
Стойността на кондензатора С2се определи по формула (3.160).
По същата формула може да се определи и големината на кон-
дензатора С1г като в нея вместо RT заместим /?вхст. Последното
е равно на паралелно свързаните Rlt R2 и RBJ. rlt като за нами-
рането на последното може да се използува изразът (3.161).
От формула (3.164) може да определим /вт1\ и с помощта на
(3.165) да се намери необходимото променливо напрежение (ам-
плитудна стойност) на входа на цялото стъпало.
При изчислението на термостабилизиращата трупа Rt — Rlu
може да се използуват формули (3.166—3.170), като се има пред
вид, че
(3.194)
__2^ЕВп т, __
JCn Tt~lBn т,
(3.195)
140
Площта на необходимее радиатори [може да се намери па
формула (3.136), като Рсразс = 0»25 Рт.
Пример 3.11. Да се изчисли безтрансформаторно крайне стъпало с едно-
типни мощни транзистори, ако: PT = 12W, 2?т = 4 2, /н=70 Hz, fB —
= 15000Hz, МИ=МВ = -3 dB ^max=30’C.
Приемаме t/Cfmin^--2V и за необходимото захранващо напрежение полу-
чаваме
Ек = 2 = 2 (\/2ТТГ.Т+2)=23,6 V.
Приемаме Ек — 24 V.
2. При избора на и имаме
Р 12
=3W;
*« = 1,2. 24=29 V;
На тези условия отговаря германневият PNP транзистор AD 314 (вж. иапр.
Л13, който има PCmax=45 w (с радиатор), </c£max=80 V, 1С тах = 6 А,.
fT=250 kHz, /=85°С, 2?M=1,5°C/W. Подбираме два транзистора с р4=р5=40.
3. Амплитудната стойност на промеиливия ток иа 1\ и Тъ е
4. Амплитудната стойност на променливото напрежение върху товара е
UjfT=/2Pr • 12 • 4=9-8 V>
5. Колекторният ток на покой иа и Т5 избираме да има стойност-
7сп т.= 1сп Г=0.05/Ся,=0,05 . 2,5 = 125 . 10^ А.
6. Определяме максималния базов ток иа крайните транзистори :
Ст 2,5
Т^^Втах Гь^“"р4 40 “68 • 10 3 А<
7, Намираме базовия ток иа покой на крайните транзистори :
, zcnr, 125.10-3
1впт\~1впТй 40 —3,1.10 А.
8. От входната характеристика на Т4 и 7’5 (фиг. 3.13 а) очитаме величи-
ните иЕВ тах Г1 = UEB тах Ti = 0,63 V и UEBn Tt = ^евп r6 = °-20 V‘ Тога~
ва амплитудната стойност иа базовою напрежение е
UBm Tt —Увт Т^^ЕВ max Т~^ЕВп rs=0.63-0,20=0,43 V,
1411
а амплитудната стойност на променливия базов ток има големина
1Вт л = 'в max Г.-/зп Л=63 . 10-3-3,1 . 10-3=60 .ЮЗА.
9. Входного променливстоково съпротнвление на Т4 и Г5 е
о _ 0,43
fBmTt -6Э.10-3 ~7’22-

-Фиг. 3.13
10. Избираме големината на токоотвеждащите резистори
/4=/?£=10 Явх л=10 . 7,2=72 2.
Избираме стандартен резистори (вж. табл. 2.12) със стойност 68 2 и мощиост
0,25 W.
11. При избора на Тг и Т3 имаме
Г. = /с.. тМва t+ UE£~-T- =3,1 . IO-34--?4°- = 6 . 10-3
^Е
JCm Т2 = lCm Т~ 1 Вт Tt = 60 ’ 10~3 + -^- = 66 . 10“3 А,
като техните параметри трябва да отговарят на условията
Рс max (°'08 /с/Пг.+0.18/СпЛ)=24(0,08.66 .10 з+0,18.6.10“3)=
= 160. 10 з w;
^max^L2£K =Ь2.24=29 V;
^тах^/спл+^Г^6- 10^+66- 10‘3=72- 10^Л-
142
На тези условия отговарят германиевите транзистори PNP -* ГТ402В и
NPN -» ГТ404В, конто имат следните параметри : UCE V, /с тах =500тА,
Рсmax = 600 т^’ fa,=l MHz, tj = 85°C, #/ft=0,l °C/W. Подбнраме двойка
транзистори, конто имат примерно ?2=р3=50.
12. Базовият ток на покой на Tt и Т3 е
, , !спТ, 6 . К)-3
^ВпТ, — {впт,~ — 5q" —0,12.10 з д,
а максималният базов ток е
_ zcm г» _ 66 . 10 3
'Вгпах Г.~•'Вшах Г, ” 50 1.3.10 3 А.
От входната характеристика на Т.> и Т3 (фиг. 3.13 б) отчитаме величините
^ЕВп Т.= ^ЕВп Гэ=0.15 V и иЕ8тах t, = !j’eB max r3=0,28 V.
13. Амплитудната стойност на необходимото базово напрежение е UBm т=
= UВт T, = UЕВ max Т.~^ EBn Г. = 0,28 — 0,15 = 0,13 V,
а амплитудната стойност на базовия ток има големипа
1вт Т^Вт Т^В*,! Тг~1 Вп г.=1-3 - Ю 3-0,12 . 10"3=1,18 . 10^ А.
14. Входното променливотоково съпротивление на Т2 и Т3 е
р _ UВт Т, 0,13 ____
%х т.-Кк т~ iBm T 1Д8 . 10-3 90 2‘
15. Входното съпротивление иа горното рамо е
_ ZOn Т. , 7 Сиг Л „ 06 . 10~3 .
*вх Г=Квх Т.+^вх Та “/^7^ " lBmT> ~ J0 + 7>2 1,13 . Ю-=Г +
2,5
+4 j jg . ip—3—'--'9000 2,
а това на доли ото е
^вх д = Явх Г3+^т “ / " ° =90+4 j 18 ^=5-^3600 2.
ptn /3 > •
16. Амплитудната стойност на променливото напрежение за горною рамо
(спрямо шаси) е
^вх mV = ^Bm T, + UВт Та +^/?т =0.13 + 0,43 + 9,8= 10,36 V,
а това на долното е
^вхтД=^Гз+^т =0,13+9,8=9,93 V.
17. Големината на колекторния резистор е
0,55к— UBK тГ — UEBn т— U ЕВ„ т 0,5 . 24—10,36—0,15 —0,20 _
«с =-------г,--т;+ 1Сши-т.-------—IJ8..0-+..10- - -“°
143
Избираме стандартен резистор със стойност 560 2, мощност 0,5 W.
18. Колекторният ток на покой на Т\ е равен на
Q,^EK-UEBnT-UEBnTi 0,5.24-0,15-0,20 _ ,
ZCn цс - боо —20.10 3 А.
19. Избираме Д У£=0,5 V и колекторното напрежение на 7\ в режим на
покой е
</СпГ1=0>5£к-</£впГг-"д{/£':=0-5 • 24— 0,15 — 0,50=11,35 V.
20. Големината на емитерния резистор е
Избираме стандартен резистор със стойност 21 2 и мощност 0,35 W.
21. Стойността иа емитерния кондензатор е
С£>-2^^,^7=:"2?Г70Т25“ = 910 f*F‘
Избираме стандартен електролитен кондензатор (вж. табл. 28) със стойност
1000 pF и работно напрежение 6 V.
22. Товарното съпротивление на 7\ за променлив ток е
о _ RcE„r 600.9000 _ „
Tl~ Ec+Raxr 600+9000 560 2’
а амплитудната стойност на колекторння му ток иа големина
, 10.36 1О , оя
/стт, =—п-т - =—560 - = 18 . 10- ЗА.
23. При избора на Ti имаме
max >^Спт1/СпГ = ">35.20 . 10 3=227 10-3 W;
^стах^1’2 ^к= 1.2. 24=29 V;
zCm.x^ /спл+^тг, =20 . КГ3+18. Ю ’=38. Ю"3 А.
Избираме силициев PNP транзистор 2Т6821, който има следните парамет-
РИ; ^Cmax=60 v- /Cmax=500 mA, Рс т„ = 600 mW, /r=60MHz,
^ECsat~^ V» кат0 избираме екземпляр с ₽1=50.
24. Правим проверка на колекторното напрежение иа 7\:
UECn Тх -^вхтг=11>35- 10,36 = 0,99 V>UECsat=0,5 V,
т. е. режимът е избран добре.
25. Избиране ток през делителя
/ =5/c“ r-L=5 «Г.3=2 . 10-3 А
d Pi 50
144
и за стойността на резистора /?2 получаваме
^Сп t,Re~''UЕВ7\ 20 . 10 * 2 3 . 25+0,55
/?3= q — 2Т"10” 3 525 21
Избираме стандартен резистор със стойност 510 £2 с мощност 0,25 W.
26. Големината на резистора Ri=Rl+Rl е
Rr=
/•+—Cn-Z>
31
0,5 24-2 , 10' 3 . 525 л|?пп о
, 20.10 3
2'10’3+— 50-
27. Намираме променливотоковото входно съпротивление на Т\:

0,026 0,026.50
Т~ ‘от, ~ 20.10-3 ~65 2
и за големината на Rt получаваме
7?1=12 RBX т~ 12.65=780 2.
Избираме стандартен резистор със стойност 750 2 и мощност 0,25 W.
28. Големината на Ry е
7?i'=7?i—/?i=4600 —780=3820 2.
Избираме стандартен резистор със стойност 3900 2 и мощност 0,25 W.
29. Филтриращнят кондензатор има големина
Сф“ 2тс//?'' 2г: . 70 . 3,8 . 103 1 >8 Р-F.
Избираме стандартен електролитен кондензатор със стойност 2,2 pF и работно
напрежение 16 V.
30. Големината на кондензатора Сг е
С2 — — -}— —=^=- -------------— -=550 pF.
2-70’4 * * * * * 10у^—1
Избираме стандартен електролитен кондензатор със стойност 1000 pF и работ-
но напрежение 16 V.
31. Паралелно евързаните Rj и /?2 имат големина
R'.R2 780 . 525
R6 ----------= =310 2.
/?1+Я2 780+525
10 Примеря за изчисляване
146
Тогава входното съпротивление на стъпалото е
г> ^б^вхг, _ 310.65 _
°* ст“/?6 +7?^7; “ 310+65 ~54 2
Големината на кондензатора Ci е
~------------!—р;------—=44 pF.
2к^н/?вхот 1 2и . 70 . 54 */ 07> 1
’ 'я 1
Избираме стандартен електролитен кондензатор със стойност 47 pF и работно
напрежение 25 V.
32. Амплитудната стойност на променливия базов ток на Гх е
г !стт, 18.10-3 .
1ВтТ\—~ --=----5Q =0,36.10 3 А,
а необходимото променливо напрежение на входа на цялото стъпало е
л=0-36 • 10-3.65=23 mV.
33. Големината на паралелно свързаните Rt и /?ш е
о _ 2t/£B п г. _______ 2 0,20 _____
п~‘ Гспт-1впта ~ 20.Ю 3-0;i2.10 з ~202-
34. Необходимото относително температурив изменение върху Ru е
2,2 . 10-з (/ок _20) 2,2.10 3 (30-20)
---------~ 0.20---------°'89'
35. Избираме типа на термистора да е ММТ-9 (вж. Л24, стр. 557), като то-
зи тип термистори имат температурен коефициент а=2,4. Тогава относителното
температурив изменение на съпротивлението на тези термистори е
1 а 2,4
100 (^ок max — 20 )—1 —-JQQ-(30—20)=0,76.
Понеже се получи ma >rnt , типът на термистора е добре избран.
.36. Големината на е равна на
Rn mH(l— mt) 20.0,89(1-0,76)
° ш— ~ n QQ—=33 2.
mH — 0,89 — 0,76
Избираме стандартен резистор със стойност 33 2 и мощност 0,25 W.
37. Големината на термистора е
л 33. 20
‘ ~~Ria—R~'SS 33—20-==5Э 2-
146
Избираме стандартен термистор със стойност 47 2 и мощност 0,5 W.
38. Мощност, която разсейва всеки краен транзистор, е Рс р13С=0,25 =
= 0,25. 12=3 W- Тогава сумарната площ на всеки един от радиаторите е
>400 РСразс _ 1400.3 ,
<Х -t0K шах - Wc разе 0,9.85-30- 1,5.3~ 104 СГП *
З.П. ПРЕДУСИЛВАТЕЛНИ СТЪПАЛА С ОПЕРАЦИОННИ
УС ИЛ ВАТ ЕЛ И
Общи сведения. Операционните усилватели (ОУ) са едни от
най-разпространените аналогови интегрални схеми. (Вж. повече
подробности в [9].) Те представляват маломощни (50—200 mW)
усилватели на напрежение със следните особености.
Фиг. 3-14
Всеки ОУ има два входа (инвертиращ и неинвертиращ) и един
изход (фиг. 3.14 я). Никои ОУ притежават изводи за честотна
корекция и баланс, към конто външно се включват подходящи
елементи. Съществуват ОУ, при конто честотната корекция е
вътрешна, т. е. към тих не се включват външни коригиращи
елементи.
Захранването на ОУ обикновено е симетрично (фиг. 3.14 6),
като спрямо шаси едното напрежение е +£сс( + £1)> а другого
е — Еее (—Е2). Най-често използуваните стандартни напрежения
нмат големина ! Есс | = | Еее | = 15 V. Консумацията на ОУ е малка
(/сс=1 -3 mA) и стойността на филтровите кондензатори е обик-
новено Сф1=Сф2 = 33—68 nF.
147
Входното съпротивление на ОУ за променлив ток е много го-
лямо (Ri =105—107 Q), а изходното му съпротивление за промен-
лив ток е малко (/?o=75-2OO Q).
Коефициентът на усилване по напрежение на ОУ (без ООВ и
при съвсем ниски честоти) е много голям — напр. А — 104- 106.
Фиг. 3.15
С увеличаване на честотата обаче коефициентът на усилване на-
малява и неговата стойност се бележи с Ка • В реалните схеми
ОУ винаги работа с ООВ, реализирана с външни елементи —
най-често резистори. Чрез подбиране на големината на тези ре-
зистори сетаолучава желаният коефициент на усилване по напре-
жение Ки .
Както вече се спомена, към някои типове ОУ (напр. 709) се
включват коригиращи елементи, при което се променя амплитуд-
но-честотната характеристика (АЧХ) на ОУ. При ОУ с вътрешна
корекция (напр. 741) коригиращи елементи не се включват и АЧХ
е само една. Нека да изясним това по-подробно.
На фиг. 3.15 а са показани няколко АЧХ за ОУ тип 709. Те
изразяват зависимостта на коефициента на усилване Ка (без ООВ)
от честотата при различии стойности на коригиращите елементи.
Тези стойности са дадени на фиг. 3.15 6, а начинът на включва-
нето им —на фиг. 3.15 а. При конструиране на усилватели с го-
лям коефициент на усилване (напр. 200 —800) се използува ком-
бинация 1 или 2, а при малък коефициент на усилване (напр.
100—20) се използува комбинацията 3 или 4. Във връзка с това
нека напомним, че навлизането в честотната облает, където АЧХ
148
спада с 40 dB/dec и повече, води до самовъзбуждане на ОУ. За
изясняване на тази особеност на фиг. 3.16 а е показана
АЧХ, съответствуваща на /?' = 0, С' = 10 pF и С"==3 pF. При
тази корекция чрез подбор на резисторите във веригата на ООВ
xu,de
10*-L wo
A ----
10 ' /80
СУ 709
0
С1- WpF
С"= ЗрР
20 dBj des
19
Позволена зона
- 60
Odd/dec
Ka,dB
ID5-100
A
70 у 80
//Забранена зана'//,///\5ОЗВ/Зес
'//////////У./ / Z<Л /
?k222
1 10
20 dB/dec
10-20
ОУ 709
ЕСГ±15У
К = 1,5 УЯ
C' — 5nF
C"=200pF
W3-60
102-i0
Позволена
зона.
10 10Z 103 IO5 105 10B
5)
10г 103 IO5 io5 106
a)

10 фчс
7l
1
Фиг. 3.1G
може да се констргира усилвател с коефициент на усилване Ка
от около 600 до Ка —А =45 000 (т. е. Ка може да се намира в
позволената зона, чийто десен край има наклон 20 dB/dec) и
уенлвателят ще бъде стабилен. Ако сбаче със споменатата ко-
рекция се конструира усилвател, който да има Ки < 600 (т. е. в
забранената зона, чийто десен край има наклон повече от
20 dB/dec), той ще се самовъзбуди.
В позволената зона коефициентът на усилване Ка и широчи-
ната на честотната лента Д/=/в са свързани помежду си чрез
самата АЧХ. Например от фиг. 3.16ц чрез прекарване на хориэон-
тални прави в позволената зона може да се отчете на даден Ка
какво /в съответствува. И наистина, ако Ка =/1=45000, то
kf=tB =2 kHz, а ако Ка =600, тогава Д/=/в =800 kHz. От то-
зи пример следва, че споменатата корекция е подходяща за кон-
струиране на усилватели с голям коефициент на усилване и ши-
рока честотна лента.
Като втори пример на фиг. 3.16 £ е показана АЧХ, съответ-
ствуваща на /?' = 1,5 к й, С'=5 nF и С"=200 pF. Тук липсва за-
бранена зона, т. е. може да се конструират усилватели (чрез под-
бор на резисторите във веригата на ООВ) с коефициент на усил-
ване Ка от 1 до /1 = 45 000, без да има опасност от самовъз-
буждане. Обаче недостатъкът на тази корекция е, че при голям
149
коефициент на усилване честотната леита ще е тясна. Например,
ако Ка =4 = 45 000, то Af=fB =6 Hz, а при Ка =600 честотната
лента ще е А/=/в =700 Hz.
От АЧХ, съответствуваща на определена корекция, може^да
2 ХД815Е 4 Х2Д5607
Фиг. 3.17
се отчете коефициентът на широколентовост на даден усилва-
тел. Както е известно, той е равен на произведението от коефи-
циента на усилване и широчината на честотната лента, т. е. G=
Например ОУ тип709 при първата корекция (фиг. 3.16а)
при Ки =600 има А/=800 kHz и 0= 480 MHz. Същият ОУ при
другата корекция (фиг. 3.165) при Ка =600 има А/=700 Hz и
0=420 kHz. Следователно стойността на О във втория случай е
около 1000 пъти по-малка!
Захранване на ОУ. То може да се изпълни с различии токо-
изправителни схеми, чиято средна точка е заземена. На фиг. 3.17 а
е дадена схема на маломощен стабилизиран токоизправйтел, под-
ходящ за захранване на ОУ. Тук симетричността се постига чрез
заземяване на средната точка между двата еднакви ценерови дио-
да. Тъй като консумацията на ОУ е малка (напр. 1—3 mA), в
мостовата схема са употребени маломощни диоди от типа 2Д5607.
Вместо тях обаче може да се употребят други диоди, конто имат
f7j?max>60 V и /ошах>5О mA. Точната стойност на резистора R*
се определя опитно с оглед токът през ценеровите диоди да е
10—15 mA. (Мястото на включване на милиамперметъра е озна-
чено с кръстче.) Вместо ценеровите диоди Д815Е може да бъдат
използувани КС515А, 2С215Ж и др. При липса на таклва
диоди ОУ може да се захраива и с напрежение 12 V, т. е може
да се употребят ценерови диоди от типа Д813, Д814 и др. Обръ-
щаме внимание, че двата ценерови диода трябва да са еднакви,
като напреженията им на стабилизация не бива да се различават
повече от 0,5 V. Употребеният трансформатор е маломощен, като
150
променливото напрежение на вторичната намотка (когато се чер.
пи ток 20 mA) трябва да е 30 V.
На фиг. 3.17 6 е показана схема на нестабилизиран токоизпра-
вител за захранване на ОУ. При този случай всичко казано по-
фиг. 3.18
горе за токоизправителните диоди и за напрежението на вторич-
ната намотка е в сила. Разликата е, че тук липсват ценерови
диоди и че вторичната намотка на трансформатора има среден
извод- Точната стойност на резисторите Д* и се подбира
опитно с оглед напреженията да са + 15 и —15V.
Изчисляване на променливотоков инвертиращ усилвател.
На фиг. 3.18 а е показана схемата на този усилвател. Сигналът
се подава на инвертиращия вход, а неинвертиращият вход е свър-
зан към шаси посредством резистора R3. Последният служи за
симетриране на входа на ОУ и стойността му не влияе върху
коефициента на усилване. Генераторът и товарът са отделени по
постоянен ток от ОУ чрез кондензаторите Ci и С2. Схемата е
обхваната от ООВ чрез резисторите и Д2, от стойността на
конто зависи коефициентът на усилване Ка на стъпалото.
При тази схема (фиг. 3.18 а) зададените величини са следните:
а. Необходим коефициент на усилване по напрежение Ка за
средни честоти.
б. Големина на товара 7?т.
в. Най-голямо изходно промепливо напрежение £7НЗХ (ефек-
тивна стойност) върху товара.
г. Големина на вътрешното (изходното) съпротивление /?г на
предното стъпало (генератора).
д. Долна (/н) и торга (/„) гранична честота на усилвателя.
е. Коефициент на честотни изкривявания Мн при долната гра-
нична честота /н•
151
ж. Необходимо входно променливотоково съпротивление /?8х ст,
което трябва да има стъпалото за средни честоти.
При проектиране на този усилвател първо се избира подхо-
дящ ОУ, чинто коефициент на широколентовост G трябва да от-
говаря на условието
G>Kafa. (3.196)
Освен това максимално допустимата стойност на двете захран-
ващи напреже.шя на ОУ трябва да удовлетворяват нсравенството
I ^CCmax Г- 1,7 Uизх. (3.197)
Въз основа на тези изисквания от каталога се избира подхо-
дящ ОУ — със или без въпшна корекция. В много от катало-
зите се посочват минимални и максимални стойности на парамет-
рите на ОУ. За осигуряване на запас се препоръчва да се из-
ползуват максималиият коефициент на усилване А (без ООВ),
минималното променливотоково входно диференциално съпротив-
ление Ri и максималното изходно променливотоково съпротивле-
ние Ro.
След като е избран ОУ, стойността на резистора Rt (фиг. 3.18 а)
се определи от формулата
/?1==/?вхст, (3.198)
а стойността на резистора R, се намира от израза
7?2=А'«(^1 + 7?г ). (3.199)
Нека отбележим, че при ОУ тип 709 и 741 стойността на Ra
не бива да е по-голяма от 2 MS. Ако от формула (3.199) се по-
лучи /?2>2 MS, това означава, че самото задание не е съставено
правилно, т. е. Ка или /?ВХСт трябва да се намала.
Стойността иа R3 при тази схема се определя от израза
R3 = R2, (3.200)
а големините на кондензаторите и С2 се намират от форму-
лите
С1= а и С=- - ‘ • (3.201)
/н 1 / Н хт
Големината на коефициента а завися от Л4Н и се отчита от да-
дечата тук таблица.
За определяне големината на захранващите иапрежения се из-
ползува изразът
152
Мн, dB и i ~3 1 -1 -0,5 -0,2 -0,1
а 0,247 0,312 0.456 0,653 1,04 1,48
\Есс =\Еее'>1,7 U^, (3-202)
като получените стойности не бива да са по-големи от макси •
мално допустимите I Ucc гпах | и (Лгг max I за избрания ОУ. Ако
се получи противното, това означава, че заданието не е съста-
вено правилно, т. е. следва да се намали Umi.
Изходният импеданс на стъпалото се намира от израза
Z..3X ’ (з-2оз>
където / е честотата, при която се търси този импеданс (обик-
новено /= 1 kHz).
Ако е избран ОУ с външна корекция (вж. фиг. 3.15), елемен-
тите се изчисляват от след ните формули:
при /<„<100 С'= 2°°° +80 pF; С"= 1.00 +3 pF; Я'=1,5 kQ;
Ад
(3.204)
при /С„>100 <7=-^°+20 pF; С"=3 pF; R' = 0. (3.205)
Ад
Пример 3.12. Да се изчисли промеплпвотоков пнвертиращ усилвател, ако
К„=100, С/пзх=5 V, Rt = 2 ka, Rr = 3 ka, /„=20 Hz, /.=50 kHz,
AfH=-ldB. RBK „=4 k£2.
1. Първо се избира ОУ, като се изпо 1зуват неравенства (3.196) и (3.197).
От тях се по [учава следннят резултат:
G>/<„/„= 100 . 5 . 1О‘=5 . 10'! Hz ;
I Ucc max ;= UEE m„ >1,7G„3X=1,7 . 5 = 3.5 V.
На тезп изискзашн отговаря широко разпространеиият ОУ тип 709. От
фиг. 3.15 отчитаме, че при корекция № 2 този ОУ може да осигури /(„=100
и /в=50 kHz. Избираме ОУ тип 709, конто има следните параметра : 4 = 45 000,
I иССтм \=\ иЕЕтах 1=18 V, /?;=4оо к2 И д0= 150 а.
2. Определяме сто'пюетта на резистора /?р
*i=«.x ст=4 кй-
Избираме стандартна стойност Д1=3,9 ка /0,25 W.
153
3. Намираме стойността на резистора Rt:
Rt=Ka (/?!+/?r)=100 (3,9 . 1034-3 . 103)=690 к2.
Избираме стандартна стойност 7?2=680 кй/0,5 W.
4. Определяме стойността на резистора R3:
R3—Rt=&80 ка.
Избираме стандартна стойност 7?s=680 кй/0,5 W.
5. Определяме големината на прехвърлящия кондензатор Ср За целта от
дадената по-горе таблица следва, че на Мн= — 1 dB съответствува о=0,456.
При това положение се получава
г_ _____0,45£ р
С1 /и20.3,9.10» а,» НЬ-
Избираме стандартна стойност С\= 10 p.F/25 V.
6. Намираме големината на прехвърлящия кондензатор С.,:
а 0,456
С*~/нЯт “ 20Т2Т10»’- 1,4 !xF'
Избираме стандартна стойност С2=15 p.F/25 V.
7- Определяме големината на захранващите напрежения:
I Есс I =1 еее ^'-7 С/нзх=1,7.5=8,5 V.
Избираме стапдартни захранващи напрежения ! Есс ’=| Еее |= 15 V.
8. Намираме изходния импеданс (при f=i kHz) на стъпалото:
7ffi=tl~F47°;0253 _ /Пор; 150 0,0253~~ а
у\ A )^(fC2y у\ 45000 ) '(10» . 15 . 10
9. Определяме големината на коригиращите елементи:
С" = -^- + 3=_-^- + 3=4 pF;
/\и
R'=1,5 кй.
Избираме следните стапдартни стойности: С'= 10' pF/63 V, С"=3,9 pF/63 V и
R '=1,5 кй/0,25 W.
Изчисляване на променливотоков неинвертиращ усилвател.
Схемата на този усилвател е показана на фиг. 3.18tf. Тук вход-
ният сигнал се подава на неинвертиращия вход, а инвертиращият
е свързан към шаси чрез резистора Както показва името,
този усилвател не инвертира сигнала, освен това стъпалото може
да има голямо входно съпротивление.
При изчисляване на неинвертиращия усилвател зададените
величини са същите както при инвертиращия (вж. по-горе под-
154
точки а—ж). Самого изчисляване започва с избор на подходящ
ОУ, като се използуват неравенства (3.196) и (3.197). След като
е избран ОУ, пристъпва се към определяне големината на рези-
стора /?3 по формулата
= СТ. (3.206)
След това се изчислява съпротивлението на резистора от
израза
(1+J . )• (3.207)
Стойността на резистора /?2 се определи от зависимосттд
= (3.208)
Големината на кондензаторите Ст и С2 се определи от форму-
ли (3.201), където вместо се замества /?3.
Изчислението на останалите елементи и величини става чрез
използуване на дадените по-горе формули за инвертиращ усил-
вател.
Пример 3.13. Да се изчис.ти променливотоков неинвертиращ уситвлтел,
ако К„=100, 1/изх=6 V, RT = 2k2, Rr = 2 кй, /н=30 Hz, /в=1ио kHz,
Мн=-0,5 dB, RBX ст=10 кй.
1. Избираме подходящ ОУ въз основа на неравенства (3.196) и (3.197) и
получаваме
G&7CU/B=100.105=10 MHz,
^СС max = UEE max I -1'7 . £Л|зх= 1,7 . 6=10.2 V.
Избираме широко разпространения ОУ тип 709. От фиг. 3.15 отчитаме, че
при корекция № 2 той може да осигури Ка=100 и fB= 100 kHz. Този ОУ има
I ^ССтат 1 = 1 l/ffmax =18 V- «, = 400 кЙ И /?о=150 2.
2. От формула (3.206) определяме стойността па резистора R:i:
«•’“«ах ст=10 кй.
Избираме стандартна стойност Д3=Ю кй/0,25 W.
3. От формула (3.207) намираме големината па резистора Rt:
«1=R3(l + ^1_1)=101(14-10’_-1)=10kL>.
Избираме стандартна стойност Rj=10 кй/0,25 W.
4. Намираме стойността на резистора R2.
Rz=Ri (X„-l)=10> (100-1)=990 кй.
Избираме стандартна стойност Д2=1 Мй/0,25 W.
155
5. Определяме големината на свързващия кондензатор Сь За целта от да-
дената ио-горе таблица отчитаме, че на М„= —0,5 dB съответствува а=0,653.
Така се получава
„ _ а 0,653
С1~ f„R3 ~'зо . ю* ~2’1 fl|;-
Избираме стандартна стойност Cj — 2,2 pF/25 V.
6.____Намираме големината иа прехвърлящия кондензатор С»:
______ а _____ 0,653 _
С2“ fHRT 30.2 . 103 ~Н !11'-
Избираме стандартна стойност С2~ 15 pF/25 V.
7. Определяме големината на захрапващпте папрежеиия:
I Есс !=l Ree !'=> + Ц,зх= 1,7 . 6-~ 10,2 V.
Избираме стандартна стойност I Есс ~| Еее |= 15 V.
8. Намираме изходния импеданс на стъпалото при f=l kHz:
Za3x=J(VM2 . /Л00~50^. 0,0253““=9 2
\\ А / v 45000 / r(10j . 15 . 10-|i)2
9. Определяме големината на коригпращите елементи:
2000 , 2000 ,
с К~и - + 80= 100 +80=100 pF;
ЮО , 100 ,
с"~ ки 1 3 ioo +з-4 pt7;
/?'=1,5 кй.
Избираме следните стандартни стойности: С'=1С0 pF/63 V, С''=3,9 pF/63 V,
./?'=1,5 к" 0.25 V.
156
ЛИТЕРАТУРА
1. Дж ако в, Б. С- Начисление на транзисторпи устройства. С., Техник»,
1970.
2. Ненов, Г. Д. и С. Д. Лишков. Ръководство за упражнения и курсов
проект по усилвателни устройства. С., Техника, 1975.
3. Ненов, Г. Д. Изчисляване на нискочестотни, широко.тентови и импулсни
усилватели. С., Техника, 1981.
4. Раче в, Д. А. Примери за изчисляване на любителски лампови схеми.
С., Медицина и физкултура, 1964.
5. Сокачев, А. ][. и др. Проектиране и конструиране на радиоапаратури.
С., Техника, 1967.
6. С т е ф а н о в, Н. Й. Токоизправители и стабилизатори. С., Техника, 1981.
7. Шишков, А. И. Примери за изчисляване иа любителски електронни схе-
ми. С., Техника, 1979.
8. Шишков, А. И. Полупроводникова техника, ч. I. С., Техника, 1979.
9. Шишков, А. И. Полупроводникова техника, ч. II. С., Техника, 1981.
10. Шишков, А. И. Полеви транзистори. С., Техника, 1978.
11. Шишков, А. И. Електронни схеми с полеви транзистори. С., Техника,
1979.
12. Шишков, А. И. Курс по радиоелектронпка. С., ЦСМТ, 1979.
13. Шишков, А. II. Транзистори и диоди. Кратък справочник, II изд. С.,
Техника, 1981.
14. * * * Си. Радио, тслевизпя, електропика. 1974, бр. 5; 1976, бр. 7; 19 77,
бр. 12; 1979, бр. 2.
15. Баркан, В. Ф. и др. Проектирование радиотехнических устройств. М., Обо-
ронгиз, 1963.
16. Б е з л а д н о в, II. .Т. и др. Проектирование транзисторных усилителей зву-
ковых частот. М., Связь, 1978.
17. Белопольский, П. И. и др. Расчет трансформаторов и дросселей малой
мощности. М., Энергия, 1973.
18. Векслер, Г. С- Расчет эзектропптающих устройств. Киев, Технжа, 1978.
19. Воронков, Э. Н. и др. Основы проектирования усилительных и импульс-
ных схем па транзисторах. М„ Энергия, 1973.
20. Додик, С. Д. Полупроводниковые стабилизаторы постоянного напряжения
и тока. М., Советское радио, 1980.
21. Герасимов, С. М. и др. Основы теории и расчета транзисторных схем.
М., Советское радио, 1963.
22. Куликовский, А. А. Справочник радиолюбителя. М. Энергия. 1961.
23. Линде, Д. П. Радиолюбительский спрагочник. М., Энергия, 1966.
24. Малинин, Р. М. Спрагочник по транзисторным схемам. М., Энергия,
1974.
25. Музыка, 3. Н. и др. Расчет высокочастотных каскадов радиоприемных
устройств на транзисторах. М., Энергия, 1975.
26. Цы к пн а, А. В. Проектирование транзисторных усилителей низкой часто-
ты. М., Связь, 1967.
27. # * # Расчет схем на транзисторах. (Пер. с англ.) М., Энергия, 1969.
28. # * # Проектирование транзисторных радиовещательных и телевизионных
приемников. (Пер. с англ.). М., Энергия, 1971.
157
СЪДЪРЖАНИЕ
Предговор
Глава I
Основни параметри на полупроводниковите прибори
1.1, Общи сведения.................................................... 5
1.2. Основии параметри на биполярните транзистври .......... 5
1.3. Основни параметри на полевите транзистори.......................10
1.4. Основни параметри на изправителните диоди.......................10
1.5. Основни параметри на ценеровите диоди ......................... 11
1.6. Някои правила при проектиране и изчисляване на електроини устрой-
ства .....................................................
Глава II
Токозахранващи устройства
2.1. Мрежови трансформатори...........................................12
2.2. Еднополупериоден токоизправител с полупроводникови диоди и селе-
нови клетки..........................................................25
2-3. Двуполупериоден токоизправител със средна точка с полупроводнико-
ви диоди и селенови клетки . ...................................31
2.4. Мостов токоизправител (схема Гретц) с полупроводникови диоди и се-
ленови клетки........................................................34
2.5. Токоизправител и удвояване на напрежението с полупроводникови
диоди или селенови клетки ......... ................................ 40
2.6. Токоизправител с многократно умножаване на напрежението с полу-
проводпикови диоди ................................................. 43
2.7. Изглаждащи RC- и LC-филтри .................................... 46
2.8. Изглаждащ транзисторен филтьр....................................52
2.9. Стабилизатор на напрежение с чекеров диод......................55
2.10. Стабилизатор на напрежение с транзистор .......................62
2.11. Стабилизатор на напрежение със съставен транзистор............ 68
2.12. Стабилизатор на напрежение с постояннотоков усилвател във веригата
на обратната връзка.............................................71
Г л а’в а [П
rtискочестотни усилватели
3.1. Предусилвателно ЯС-стъпало с биполярен транзистор ...............77
3.2. Предусилвателно ЯС-стъпало с полеви транзистор...................85
3.3. Емитсреи повторител..............................................94
3.4. Сорсоз повторител................................................99
3.5. Емитерен повторител с повишено входно съпротивление.............103
3.6. Фазоинверсно стъпало с разделен товар...........................107
3.7. Фазопнверсно стъпало с трансформатор ...........................111
3.S. Двутактно крайно стъпало с трансформатор........................118
3.9. Безтрансформаторно крайно стъпало с двойка комплементарни тран-
зистори ............................................................126
3.10. Безтрансформаторно крайно стъпало с еднотипни мощнп транзистори 135
3.11. Предусилзателни стъпа ,а с операционки усилватези..............147
158
ПРИМЕРЯ ЗА ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА ЕЛЕКТРОННИ СХЕМИ
Автор к. т. и. инж. Ата нас Иванов Шишков
Национадност — българска
Второ издание
Научен редактор : инж. В а с и л Димитров Терзнев
Художник Минко Минков
Художник-редактор Мария Димитрова
Технически редактор Валери Спасов
Коректор Божа на Я к о у б е к
Дадена за набор на 10. II. 1982 г.
Подписана за печатнаЗ. VIII. 1982 г.
Излязла от начат на 25. VIII. 1982 г.
Издателе hi № 13278
Формат 60/34/16
Печатни коли 10.00
Издателскн коли 9, ^3
УИК 9,91
Тираж ВАЮ-ЬЮЗ
Цена 0,76 лв.
Държавно издателство «Техник а“, София, бул. Руски 6
Държавна печатница „В. Александров* — Bparia, пор. № 1632
От същата библиотека очаквайте
1. Лаборатория на „Н1 — Fi любителя"
от Д. Рачев
2. „Тестера за интегрални схеми" от
А. Боянов и А. Лакюрскн
3. „Любителски осцнлоскоп" от Г.
Вълчев
ИЕН4(ЖЭ/1В