С.НЕЙЧЕВ-Б. ЦОНЕВ-Н БОТЕВ- Н.ВЕЛЧЕВ
ЕЛЕКТРОННИ
УСТРОЙСТВА
СЛИНЕЙНИ
ИНТЕГРААНИ
СХЕМИ
ТЕХНИКА
Инж. СЛАВЕЙКО К. НЕЙЧЕВ Инж. БОЯН М. ЦОНЕВ
Инж. НЕДКО Д. БОТЕВ К. ф. м. н. НИКОЛАЙ Б. ВЕЛЧЕВ
ЕАЕКТРОННИ
УСТРОЙСТВА
САИНЕЙНИ
ИНТЕГРААНИ
СХЕМИ
ДЪРЖАВНО ИЗДАТЕЛСГВО „ТЕХНИКА"
СОФИЯ. 1978
УДК 621.382
В книгата са анализирани основните параметри, класифика-
цията и схемната реализация на електронни устройства, с линей-
ни интегрални схеми. Разгледани са практические приложен ия
налинейни, нелинейни, генераторни, преобразувателни, измерител-
ни и други устройства с линейни интеграляи схеми. Дадени са
справочни и сравнителни данни за интегралните схеми, произвеж’
дани в социалистическите страни и от някои западни фирми
Книгата представлява интерес за широк кръг читатели —
електро- и радиоинжеиери, физици, конто работят в областта на
приложната електроника и начислите лната техника, студенти,
както и за всички, конто проявяват интерес към интегралната
микроелектроника.
^0) Славейко Киров Нейчев
Боян ?4инков Цонев
Недко Добрев Ботев
621. 3
Николай Борисов Велчев
1978
с/о Jusautor, Sofia
ПРЕДГОВОР
Съвременните схеми на различии електронни устройства се
реализират, като се използуват универсалии микроелектронни блоке*
ве, каквито са и линейните интегрални схеми, в съчетание с ши-
рока гама от външни активни и пасивни елементи. Освен в циф-
ровата и аналоговата изчислителна техника устройствата с ли-
нейни интегрални схеми намират разнообразии приложения в
транспорта и съобщенията, в средствата за управление и кон-
трол на производствените процеси, автомобилостроёнето, медицип-
ската техника, фотографската техника, производството на музи-
кални инструменти и др.
Линейните интегрални схеми (ЛИС) се характеризират с особе-
но ускорено качествено и количествено развитие след 1960 г., когато
силициевата планарно-епитаксиална технология постигна значителни
успехи по отношение на миниатюрност, надеждност, консумирана
мощност, идентичност в параметрите и ниска цена на електронни-
те компоненти. В следващите няколко години линейните интегрални
схеми не само че изместиха редица електронни схеми (изпълнява-
ни дотогава с транзистори или вакуумни елементи), но и намериха
множество съвсем нови възможности за използуване в техниката.
Ново значително разширение на номенклатурата на тези схеми
настъпи след 1964 г., когато полевите транзистори навлязоха широ-
ко в микроелектрониката. Според прогнозите [1] през 1985 г.
обемът на продукцията на линейни интегрални схеми в света се
очаква да бъде 2/з от общия обем интегрални схеми, за който
се предполага, че ще достигне 10 милиарда броя.
Увеличеното производство, подобреното качество и разшире-
ната номенклатура на линейните схеми, както и новите области
на тяхното приложение намериха отражение и в научната литера-
тура. Така например след 1970 г. бяха публикувани редица книги
[2—32] и станаха известии много нови фирмени и други данни за
високи постижения в тази облает. За съжаление подобна инфор-
мация е труднодостъпна за широк кръг читатели, а съществу-
ващите преводни или оригинални материали на български език
са сравнително оскъдни.
Тази книга е предназначена да подпомогие специалистите при
използуването на линейни интегрални схеми в устройствата за
3
аналогова и цифрова обработка на информацията, в преобразува-
телните устройства, генераторниге устройства, стабилизаторите
на напрежение, в някои измерителни устройства, радио- и видео-
апаратури и други. За целта са използувани редица основни схеми
от литературата, някои периодични фирмени и други материали,
както и оригинални схеми от практиката на авторите, разработени
в Института по микроелектроника и Института по изчислителна
техника, София.
Въпросите, свързани с проектирането на линейни интегрални
схеми и особено с тяхната технология, не са анализирани подробно
в книгата. В основната част от изложения материал интегралните
схеми се разглеждат като модулни блокове с определени пара-
метри. Като се имат пред вид характеристиките на отделните
блокове, на потребителя се предоставя възможност да избира
най-подходящите схеми, връзки и стойности на свързващите еле-
менти в конкретно™ устройство. Ограниченият обем на книгата
наложи също използуваният математически апарат да бъде све-
ден само до най-необходимите уравнения и формули, конто имат
пряко отношение към описаните устройства.
Както е известно, приложение™ на ЛИС и особено на опера-
ционните усилватели улеснява много разработването на електрон-
ни апаратури, като освобождава инженера от практическите труд-
ности по създаването на сложни схеми на многостъпални усилва-
тели и коригиращи групи, използувани например в системите за
автоматично регулиране. Така благодарение на операционните
усилватели е възможно по-лесно, по-компактно и с висока по-
вторяемост да се формират различните звена от едектронните
схеми. Това позволява внимание™ на конструктора да се насочи
по същество към функционалните възможности на цялото
електронно устройство.
Не трябва обаче да се забравя, че като реални полупроводни-
кови елементи операционните усилватели се характеризират с
крайни стойности на параметрите си и с ограничен обхват на ха-
рактеристиките си, т. е. макар и повишени, възможностите на
операционните усилватели са ограничини. Ето защо при използу-
ването им в практиката трябва да се познават добре именно ре-
алните им свойства. Източник на информация в това отношение
представляват каталожните (проспектните) материали, предлагани
от различните производители. От своя страна това налага да се
отчита дали параметрите на операционните усилватели са дефини-
рани по един и същи пачич, особено когато се отнася до изпол-
зуването на еднакъв тип интегрални схеми, произведени от раз-
личии фирми. Възможно е например стойностите на коефициента
на усилване или входною съпротивлсние на образците да са
4
еднакви, но да се отнасят за различии режими на измерване. По
тези въпроси в текста и приложението на книгата е обърнато
необходимого внимание, но бележките имат общ характер.
Надяваме се книгата да бъде полезна за всички, конто проя-
вяват интерес към една толкова динамична облает на развитие,
каквато е областта на приложение на линейните интегрални схеми.
Авторите
5
I. ЛИНЕИНИ ИНТЕГРАЛНИ СХЕМИ. ДЕФИНИЦИИ.
ОЗНАЧЕНИЯ И ИЗМЕРВАНЕ НА ОСНОВНИТЕ
ПАРАМЕТРИ
1.1. Общи бележки
Линейните интегрални схеми (ЛИС) в електронните устройства
са предназначени да реализират различии преобразувания на сигна-
ли: усилване, събиране, изваждане, умножение, деление, диферен-
циране, интегриране, ограничение, филтриране и др.
ЛИС могат да се класифицират по различии признаци в
зависимост от предназначението, изпълняваните функции, техноло-
гията на производството, вида на токовите носители, степента на
интеграция, степента на унификация, конструктивното им изпълне-
ние, работния температурен обхват и др.
Според предназначението си ЛИС биват: нискочестотни усилва-
тели, високочестотни (широколентови) усилватели, усилватели с
единични или диференциални входове и др. В зависимост от кон-
кретно изпълняваната функция класификацията на ЛИС води до
следното групиране: усилватели по напрежение, стабилизатори на
напрежение, компаратори, видеоусилватели, специални схеми и др.
Според технологията на производсвото си ЛИС се подразделят
на монолитни и хибридни интегрални схеми, а според вида на
токовите носители — на ЛИС с биполярни транзистори и ЛИС
с полеви транзистори. ЛИС могат да бъдат с ниска, средна и
висока степей на интеграция, а в зависимост от степента на уни-
фикация те се разглеждат като стандартни ЛИС и ЛИС със
специално предназначение.
По-важните параметри и характеристики на усилвателите на
напрежение са: усилване по напрежение, входен импеданс, напреже-
ние на несиметрия, входни токове, скорост на нарастване на из-
ходното напрежение, честотна характеристика, захранващи на-
прежения, консумирана мощност, работен температурен обхват
и др. Известии са ЛИС, които имат усилване до 5.10е, входен
импеданс, по-голям от 106 MQ, напрежение на несиметрия под
30 pV, температурен коефициент на напрежението на несиметрия,
7
по-нисък от 0,1 |tV/°C, входни токове, по-малки от 30 рА, скорост
на нарастване на изходното напрежение под 100 V/|is, честотен
обхват над 100 MHz, захранващо напрежение от ±1 V до + 110V,
работен температурен обхват от — 55°С до Ч-125°С.
Тъй като много от изискванията, необходими за реализацията
на висококачествени показатели на ЛИС, са взаимно противоречи-
ва на практика се налага да се прави компромис между пара-
метрите. Компромисът засяга главно усилването по напрежение и
честотната характеристика. Така усилвателите по напрежение се
подразделят на две големи групп: операционни усилватели и
широколентови усилватели.
Най-широко използуваната ЛИС в обхвата от нулеви до високи
честоти е диференциалният усилвател. Неговото основно предназна-
чение е да усилва разликата между два сигнала. Макар диферен-
циалният усилвател да е познат отдавна със своята висока ста-
билност и универсалност, до появата на интегралната * техника
схемата му намираше ограничено приложение — предимно за из-
мерителни цели. Това се дължеше на изискванията за много
добро съгласуване на съставните активни елементи и за високи
показатели на пасивните елементи. Тъй като точно планарната
технология осигурява голяма идентичност в параметрите на инте-
гралните компонента (независимо от сложността на схемата и при
незначителна цена), а транзисторът е най-използуваният елемент
в монолитните схеми, това определи засилсния напоследък инте-
рес към диференциалния усилвател в интегрално изпълнение.
Операционният усилвател (ОУ) е диференциален усилвател с
един изход и голям коефициент на усилване (над 2.10я), предна-
значен за използуване в електронни устройс гва, където усилване-
то се определи от външно въведена обратна връзка (ОВ). Опе-
рационните усилватели могат да се реализират чрез монолитни
интегрални схеми и тънкослойни хибридни или дебелослойни хи-
бридни интегрални схеми (в по-старите модели ОУ дискретните
елементи са обединени в микромодули на печатен монтаж). При
необходимост към входа на ОУ могат да се присъединяват и по-
леви транзистори. Съвместното използуване на биполярни и полеви
транзистори най-често се постига чрез хибридната технология.
Монолитните ОУ обикновено се монтират в кръгли мно-
гопроизводни корпуси от типа ТО 99, а хибридните — в плос-
ки керамични корпуси. (Напоследък се използуват и пластмасови
корпуси.)
Като самостоятелен схемен елемент ОУ' се представя с три-
ъгълник или други подобии означения* (фиг. 1.1). Неинвертира-
* За усилватели и компаратори.
8
щият вход на ОУ се означава с (+), а инвертиращият вход—с
(—). В полето на триъгълника се вписва типът на ЛИС.
Към операционните усилватели съществува голям интерес в
уредостроенето. Показателен за това е фактът, че през послед-
имте няколко години обемът на продажбите им се е повишил
няколко пъти, а цената им е спаднала повече от два пъти. В съв-
ремецното производство на ОУ са специализирани няколко десет-
ки фирми-производители, като непрекъсйатото усъвършенствува-
не на технологиите позволява да се предлагат на световнид па-
зар все по-добри модели.
При съществуващото голямо разнообразие от различии ви-
дове ОУ за конструкторите на електронна апаратура се оказва
особено важно да умеят да подбират най-подходящите образци с
оглед на конкретните им цели. За това пък е необходимо да се
познават добре всички свойства на операционните усилватели,
както и точните условия, при конто те се проявяват.
1.2. Наименования и означения на параметрите
Съвременните ЛИС са сложни полупроводнйкови елементи,
конто включват до няколко стотици електронни компонента. Пъл-
па информация за функционалните възможности на тези електрон-
ни системи може да се получи само на основата на цяла съвкуп-
ност от параметри. За съжалсние дефинцциите и означенията на
тези параметри у нас все още не са стандартизирани.
В този раздел са представени дефиниции и означения на
ЛИС на основа на използуваната терминология в чуждестранната
литература по линейна микроелектроника. По-нататък при раз-
глеждане на електронните устройства с ЛИС параметрите на
интегралните схеми са обсъдени още веднъж във връ^ка с
конкретните функциоиални особености на схемите. Така всички
означения, използувани в книгата, са разяснени на място в текста.
Например с Ut и Uo са означени* съответно входного и изходно-
9
Таблица 1.1
Означения и наименования на параметрите на ЛИС—операционни
и диференциални усилватели
м	| Означение	| Размерност	|	Наименование
1	2 1	3	4
1	Асм (CMG)	—	Коефициент на усилване на синфазните сигнали Common Mode Voltage Gain
2		V mV’dB	Диференциален коефициент на усилване без об- ратна връзка Differential Voltage Gain
3	BW	MHz	Широчина на честотната лента Bandwidth
4	CMRR	dB	Коефициент на подтискане на синфазните сигнали Common Mode Rejection Ratio
5	&сс	V	Захранващи напрежения Supply Voltage
6	^сс	mA	Захранващ ток Supply Current
7	/	UA	Входен ток Input Current
8	lio	нА	Входен ток на несиметрия Input Offcet Current
9	Jib	J»A	Входен поляризиращ ток Input Bias Current
10	!ni	pAeff	Входен шумов ток Input Noise Current	|
11	Iом	|iA	Максимално допустим ток на изхода Maximum Output Current
12	Цс	mA	Ток на късо съединение Short Circuit Output Current
13	NF	dB	Коефициент на шума Noise Factor
10
Продължение на таблица 1.1
1	2	3	4
14	РСС	mW	Консумирана мощност Power Consumation
15	Pd	mW	Максимално допустима разсеяна мощност Maximum Power Dissipation
16	р0	mW	Разсеяна мощност на празен хсд Power Dissipation
17	PSRR (SVRR)	dB	Коефициент за подтискане измененията в захран- ващото напрежение Power Supply Rejection Ratio
18	PSS	pV V	Чувствителност към измененията в захранващо- то напрежение Power Supply Sensitivity
19	R. 1СМ	k£2	Входно съпротивление за синфазния сигнал Common Mode Input Resistance
20	Ri	kQ	Входно диференциално съпротивление Input Resistance
21	Ро		Изходно съпротивление Output Resistance
22		I k2 j	Шумово еквивалентно съпротивление Noise Resistance
22	s 1	(S) mA/V	Стръмност Transonductance
1 24	SR	V/(is	Скорост на нарастване на изходния сигнал Slew Rate
25	SVRR PSRR	dB	Коефициент на подтискане на измененията в за- хранващото напрежение Supply Voltage Rejection Ratio
26		(IS	Време на нарастване на изходното напрежение Rise Time
11
Продължение на таблица 1.1
1	2 1	3	4			1
27	Ui	v ;	Входно напрежение Input Voltage
28	и. icm	V	Входно синфазно напрежение Input Common Mode Voltage
29	Uid	V	Входно диференциално напрежение Differential Input Voltage
30	UicmM tn	V	Максимално допустимо входно синфазно напре- жение
			Maximum Input Common Mode Voltage
31	Uidtn	V	Максимално допустимо входно диференциално напрежение Differential Input Voltage Range
32	U. im	V	Максимално допустимо входно напрежение I Input Voltage Range
33	Uio	mV	। Входно напрежение на несиметрия Input Offset Voltage
34	VN	JiVeff	Шумово напрежение Noise Voltage
35	&NO	! JiVeff	। Изходно шумово напрежение . Output Noise Voltage
36	UNI	JiVeff	Входно шумово напрежение Input Noise Voltage
37	Nit	I P-Veff	Пълно входно шумово напрежение Total Input Noise Voltage
38	Uo 1	V i	1	I Изходно напрежение Output Voltage
39 i	Uo ° о	V	Средна стойност на постояннотоковите напреже- ния на двата извода
40	Uom	V	Максимален размах >на изходното напрежение Output Voltage Swing
12
Продължение на таблица 1.1
J	2	3	4
41	и00	V	Изходно напрежение на несиметрия Output Offset Voltage
42	лнь	рА/°С	Среден температурен коефициент на входния по- ляризиращ ток Average Input Bias Current Drift
43	<4io	рА/°С	Среден температурен коефициент на входния ток на несиметрия Average Temp. Coefficient of input offset current
44	*Uio	pV/°C	Среден температурен коефициент на входното напрежение на несиметрия Average Temperature Coefficient of input offset voltage
Таблица 1.2
Озн ачения и наименования на параметрите на ЛИС — стабилизатори
на напрежение
.Означение ,Размерност^ 1 1 2 i'  3 1			Наименование
			4
1	4(/t)	mA	Изходен (товарен) ток Load Current
2	1 , ! ‘SB	mA	1 Ток на покой Standby Current Drain
3 1 	1	!sc 1		mA	Ток на ограничение при късо съединение Short Circuit Current Limit
4	1	mA 1	Максимален ток на токовата защита Knee Current
5	JR	%	Нестабилност по вход Line Regulation
6	LR	%	Нестабилност по изход Load Regulation
7	i LTS	i % 1 .	| Временен дрейф Long-Tertm Stability
			 - — r				
13
Продължение на таблица 1.2
8	Ro	2	Изходно съпротивление Output Resistance
9	RR	dB	Коефициент на изглаждаие на в ходи ите пулса- ции Ripple Rejection
10 11	UIN Uout	V V	Обхват на входните напрежения Input Voltage Range Обхват на иэходните напрежения Output Voltage Range
12	U/OD	V	Минимална разлика между входното и изходното напрежение Input-to-output Voltage Differerential
13	Uno	pVeff	Изходно шумово напрежение Output Noise Voltage
14	Uref	V	Опорно напрежение Refference Voltage
15	USENSE	V	Прагово напрежение на токовата защита Sense Voltage
16	I ^OUT	pV'°C	Температуреи коефициент на изменение на из- ходното напрежение Average Temperature Coefficient of Output Vol- tage
Таблица 1.3
Означения и наименования на параметрите на ЛИС—компаратори
1	1	2	3	4
№	Означение	Размерност	Наименование
1	Ad	V/jiV	Усилване по напрежение Voltage Gain
2	I. 10	нА	Входен ток на несиметрия Input Offset Current
3	IqP	mA	Максимален ток на изхода Peak Output Current
14
Продължение на табл. 1.3
1 4		mA	1	—1 1 Максимален приеман ток	| I Ouput Sink Current
5	4	mA	Стробиращ ток Strobe Current
6	tfesP	ns	Бързодействие на входния сигнал Response Time
7	tSR	ns	Бързодействие на стробиращ сигнал Strobe Release Time
8	Ro	У	Изходно съпротивление Output Resistance
9	U»+	V	Положително изходно ниво Positive Output Level
10	1 <5 1 о 1 1	V	Отринателно изходно ниво Negative Output Level
11	VqtH	V	Изходно логическо ниво Logic Threshold Level Output Threshold Level
12	^OS	V	Стробирано изходно напрежение Strobed Output Level
13	Us	V	Стробиращо напрежение Strobe Voltage
14	Vio	V	Входно напрежение на несиметрия Input Offset Voltage
то напрежение, измервани директно върху входен (изходен) извод
на ЛИС, но означенията U„ и t/H3X могат да се отнасят до вход-
ного (изходното) напрежение на устройства с ЛИС.
Означенията, размерностите и наименованията на параметри-
те на ЛИС, подредени в азбучен ред, са представени, както следва
—	операционни усилватели — табл. 1.1;
—	компаратори — табл. 1.2;
—	стабилизатори — табл. 1.3.
В съответствие с препоръките на МЕК* напреженията са озна-
* Международна електротехническа комисия.
15
чени е буквата U. Освен това наред с българското наименование
е посочено и наименование™ на английски език, за да се избягнат
някои възможни недоразумения при превода.
Символичните означения на полупроводниковите елементи в
схемите са направени предимно на основата на БДС 5852—75.
Когато типът на полевите транзистори в схемите не е означен,
трябва да се разбира, че е възможна употребата както на /?-ка-
нални, така и ла л-каналнц транзистори.
L3 Дефиниции на параметрите на операционни
и диференциални усилватели. Методи за измерване
на някои параметри
За улеснение при използуването на книгата параметрите на
операционните и диференциалните усилватели са разгледани по
реда на номерата от табл. 1.1.
13.1. Коефициент на усилване на синфазните сигнали
Напреженията към входовете на диференциалния усилвател
обикновено не са равни на нула; те се наричат синфазни напре-
жения и се означават с Uicm- По дефиниция
(1.1)	uicm=UB^\UB^ ,
където Ub\ и Ub2 са напреженията към базите на транзистори-
те от диференЦиалната двойка. Следователно вместо диференци-
алният усилвател да усилва само разликата
Uid = 2 (t/el - UB2\
на практика се усилва и синфазният сигнал и по тази причина в
изходното напрежение се внася грешка.
Коефициентът на усилване на синфазния сигнал се дефинира
така:
(1-2)
А —	-
п-ст — тт
и i cm
16
1.3.2.	Диференциален коефициент на усилване по напрежение
без обратна връзка
Този параметър представлява отношенисто на промяната на
изходното напрежение към промяната на диференциалното вход-
но напрежение, което го предизвиква:
(1.3)
А —^°
bUi
където
Д£7О е промяната на изходното напрежение на ОУ;
A£/z — съответната промяна на диференциалното входно на-
прежение.
Начините за измерване на Ad са подробно описани в [18].
На фиг. 1.2 а е показан един от тях. Схемата се отнася за ОУ, тип
709, но може да се използува и за други операционни усилватели.
Резисторите /?2, Rt> образуват входен атенюатор; резисторите
и /?3 осигуряват постояннотоков режим, а кондензаторите С2,
С4 — променливотоков. Резисторът 7?б има функциите на товарно
съпротивление. Ключът позволява измерването да се направи
при различии товарни съпротивления или на празен ход. Остана-
лите елементи служат за честотна корекция и филтриране.
Когато входяият сигнал е синусоидален, Ad може да се из-
мери с лампов волтметър или осцилоскоп, при което
и± се подбира с такава стойност, че Т/2 да няма забележими из-
кривявания поради насищане на усилвателя.
Ако вместо синусоидално се подава трионообразно входно
напрежение и Ur се свърже към входа за хоризонтално отклоне-
ние на осцилоскоп, a U2 — към входа за вертикалното отклоне-
ние, от получената осцилограма (фиг. 1.2 £) може да се определи
усилването Ad.
Схемата от фиг. 1.2 а позволява да се измери максималната
амплитуда на изходното напрежение Uom, а също така да се по-
лучи и предавателната характеристика на ОУ, т.е.
4,=/(<4
С трионообразното входно напрежение от осцилограмата на
фиг. 1.2 б' може да се отчете и големината на входното напреже-
ние на несиметрия:
Uio= 1,11 —
тх
2 Електронни устройства
17
във V, където
-Насищане
Посредством ключа К\ усилвателят се включва на празен
ход и под товар. Изходното съпротивление на усилватели Ro мо-
же да се намери, като се използува изразът
6/пх
18
където	;
t/nx е напрежението, измерено, когато Кг е в положение 1
U2 — напрежението, измерено, когато е в положение 2-
1.3.3.	Широчина на честотната лента
Честотната лента BW, пропускана от усилвателя, се равнява на
честотата, при която коефициентът на усилване по напрежение
без OB Av спада с 3 dB по отношение на коефициента на усил-
ване по напрежение без ОВ за ниски честоти Avo • Параметърът
BW може да се измери посредством схемата от фиг. 1.2 а, като
честотата на входния синусоидален сигнал се увеличава, докато
усилването стане
където Ad (/) е усилването при честота /=lkHz. Честотата /с,
при която се изпълнява това условие, се нарича честота на
срязване; тя определя широчината на пропусканата честотна лента
т.е. BW=fc.
1.3.4.	Коефициент на подтискане на синфазните сигнали
Коефициентът на подтискане на синфазния сигнал CMRR се
дефинира като отношение между диференциалния коефициент на
усилване без OB Ad и коефициента на усилване на синфазния
сигнал Асм :
(1-5)
CMRR= ~ или СМ7?/?=2О lg4^,dB.
Асм	Асм
CMRR е важен параметър на ОУ, тъй като участвува в опреде-
ляне на грешката, която се внася в коефициента на усилване при
затворена ОВ.
На фиг. 1.3 е даден начин за измерване на този параметър.
Въпреки че в схемата е показан ОУ 709, същата позволява да се
използуват и други типове операционки усилватели. Резисторите
/?3, /?б, и /?9 образуват делител, който осигурява синфазното
напрежение. Тъй като CMRR зависи нелинейно от стойността на
Uicm, целесъобразно е измерването му да се направи за целия
обхват на възможни входни синфазни напрежения. Резисторите /?2,
/?4, Rq и балансират входния диференциален сигнал; за да не се
19
внася допълнителна грешка, те трябва да бъдат еднакви. Остана-
лите елементи служат за честотна компенсация и за филтриране
на смущенията.
Условието	позволява коефициентът на подтискане на
синфазните сигнали да се определи от израза
CMRR= R‘^Ri ,
С/2
където U1 и U<2 са означени на схемата от фиг. 1.3.
Фиг. 1.3
1.3.5.	Захранващи напрежения
Напреженията (напрежението), с конто се захранва ЛИС, се
отбелязват с Есс. Допустимите граници на изменение на Есс,
както и изменението на различии параметри на ЛИС във функция
на Есс могат да се намерят в справочниците.
1.3.6.	Захранващ ток
Захранващият ток 1СС представлява средната стойност на то-
ковете, консумирани от двата източника на захранващи напрежения.
20
1.3.7.	Входен ток
Токовете, конто протичат през входните изводи на ЛИС, не-
обходима за правилното определяне на работния режим, се нари-
чат входни токове При липсата на входен сигнал големината
на тези токове се определи от схемата на диференциалното вхо-
дно стъпало на ОУ и въвежда грешка в изходния сигнал.
Влиянието на входните токове се оценява чрез влиянието на то-
ковете Iie и Iio .
L3.8. Входен поляризиращ ток
Входен поляризиращ ток Ii6 е токът, който трябва да се пода-
де към един от входовете (при липса на полезен сигнал и при
Uie =0), за да се получи нулево изходно напрежение. В катало-
зите би следвало да се посочват стойностите на токовете и за
двата входа, но те малко се различават един от друг (за ОУ 709
разликата е 10-4-30 %, докато за по-новите модели тя е още
по-малка). Затова по-често Iie се дефинира, като
(1-6)	=//12/'2’
-tEcc=+15V
Фиг. 1.4
където /п и //2 са входните гокове в базите на входною дифе-
ренциално стъпало.
21
Iie може да се измери чрез схемата, показана на фиг. 1.4
(освен за ОУ, тип 709 схемата може да се използува и за други
ОУ). Ако /?! и /?2 са еднакви и вътрешното съпротивление на
измерителния уред е много по-малко от R19 може да се приеме,
че микроампермерът ще отчете действителната стойност на /z« *
1.3.9.	Входен ток на несиметрия
Входният ток на
ду токовете в двата
несиметрия Ii0 представлява разликата меж-
входа при нулево напрежение на изхода
(1-7)	Ii0 = hx-I^
където /Z1 и Ii2 са входните токове. Тъй като те са много близ-
ки по стойност, измерването на Iio е трудно и изисква използу-
ването на много високоомни резистори, (за да може изходното
напрежение, получено от тока на несиметрия да се получи много
по-голямо от изходното напрежение на несиметрия). Схема за измер-
ване на Iio е показана на фиг. 1.5. Тя може да се използува освен
за ОУ 709 и за други операционни усилватели, но трябва да се има
Фиг. 1.5
пред вид, че в по-новите модели ОУ с полеви транзистори на входа
стойностите на Rx и R2 могат дадостигнат до 1000MQ. Кондензато-
рите С2 и С4 в схемата предпазват от паразитни сигнали, а останали-
те елементи служат за честотна корекция и за филтриране. Резисто-
22
рът /?2 защищава ОУ от претоварване по ток и е необходима
само за ОУ тип 709, където липсва вградена токова защита.
При условие, че
и^иоо,
токът /(0 може да се определи от израза
където U2 е измереното изходно напрежение, a Uoo — изходното на*
прежение на несиметрия.
1.3.10.	Входен шумов ток
Входният шумов ток Ini се дефинира като квадратен корен от
сумата от квадратите на ефективните стойности на синусоидалните
съставки на флуктуационните шумови токове, приведени към входа.
1.3.11.	Максимално допустим изходен ток
Максималният ток, който може да пропусне в товара си ЛИС,
без да влоши работния си режим (или да се повреди), се нарича
максимално допустим ток на изхода 1от.
1.3.12.	Ток на късо съединение
Това е изходният ток на ЛИС при късо съединение на изхо-
да към маса. Означава се с 1гс.
1.3.13.	Коефициент на шума
Коефициентът на шума NF представлява честното на отно-
шение™ сигнал/шум по мощност на входа на усилвателя и от-
ношение™ сигнал/шум по мощност на изхода на усилвателя.
1.3.14.	Консумирана мощност
Консумираната мощност Рсс представлява сумата от мощно-
стите, консумирани от двата източника на захранващи напреже-
ния Есс.
23
Стойността на Рсс може да се промсня в зависимост от изходно-
то напрежение и товара на усилватели. В справочниците обикно-
вено Рсс се посочва при изходно напрежение, равно на нула.
1.3Л5. Максимално допустима разсеяна мощност
Товае мощността Рсс, конто ЛИС може да разсее при опре-
делена температура на околната среда, без да превиши максимал-
но допустимата температура за полупроводниковия чип.
1.3.16.	Разсеяна мощност
Разсеяната мощност Ро представлява разликата между кон-
сумираната мощйост и мощността, отдалена в товара. При липса
на товар
(1-8)	Р0 = Е+сс • I^cc + Е сс-1 сс’
където с индекси (4-) и *(--) са означени напреженията и токо-
вете от източниците на положитслно, съответно отрицателно за-
хранващо напрежение.
1.3.17.	Коефициент на подтискане на измененията на захран-
вашото напрежение
Този параметър, отоелязван с SVRR, представлява отношение-
т-о на промяната на захранващото напрежение към промяната на
входното напрежение водеща до нулиране на изходното напрежениё:
(1.9)	’
където PSS е разгледано в следващата т. 1.3.18.
1.3.18.	Чувствителност към измененията на захранващото
напрежение
Чувствителност към измененията на захранващото напреже-
ние е отношението на измененията на входното напрежение At7z
към измененията на напрежението на един от захранващите из-
точници ЬЕСС. При това входното напрежение се подава към един
от входовете, докато другият вход е свързан към маса.
24
(1.10 a)
(1.10. б)
PSS(Ecc)= Л"' при Есс = const.
сс
PSS(Err) — -f4>— при Е*= const.
сс
1.3.19.	Входно съпротивление за синфазния сигнал
Входното съпротивление за синфазния сигнал Ricm предста-
влява входното съпротивление между двата входа, свързани на-
късо, и маса. Обикновено стойноста на Rictn е поне с един поря-
дък по-голяма от диференциалното входно съпротивление и не
оказва съществено влияние на работата на усилвателя след затва-
ряне на ОВ.
1.3.20.	Диференциално входно съпротивление
Това е съпротивлението между двата входа при липса на
ОВ. Означава се с Rr
1.3.21.	Изходно съпротивление
Това е съпротивлението между изход и маса в режим на слаби
сигнали и се отбелязва с Ro. Ако ОУ се разглежда като еквива-
лентен генератор по отношение на изхода, Ro представлява вътре-
шното съпротивление на този генератор. Ro може да се измери
по начина, описан в т.1.3.1.
1.3.22.	Шумово еквивалентно съпротивление
Активного съпротивление, което се приема за е-квивалеитен
генератор на шум (свързан към входа на идеален безшумен усил-
вател) се нарича шумово еквивалентно съпротивление R^. Шумо-
вото напрежение на изводите на Rn е равно на приведеното към
входа шумово напрежение на усилвателя.
1.3.23.	Стръмност
Стръмност 5 се нарича отношението на изменението на ко-
лекторния ток на един от транзисторите от диференциалната двой-
ка към изменението на диференциалното входно напрежение.
25
1.3.24.	Скорост на нарастване на изходния сигнал
Това е максималната скорост на изменение на изходното на-
прежение при определена дълбочина на обратната връзка и за-
дадени стойности на елементите за честотна корекция. Означава
се с 5/?. Този параметър се използува за определяне режима на
работа със силни сигнали.
Скоростта на нарастване на изходния сигнал може да се из-
мери с помощта на схемата от фиг. 1.6 а (освен за ОУ 709 схема-
та е приложима и за други модели).
От осцилограмата на фиг. 1.6 б може да се отчете
SR=y0'
lr
където &U0 и tr са определени от фиг. 1.66
1.3.25.	Време на нарастване на изходното напрежение
Време на нарастване на изходното напрежение tr е времето,
за което изходното напрежение се измени от 10% до 90% от
установената си стойност. Схема за измерването на tr е показана
на фиг. 1.6 а (тя може да бъде използувана и за други операцион-
26
ни усилватели освен за тип 709). Генераторът на входни импулси
в нея трябва да има малко вътрешно съпротивление. Изходният
сигнал се наблюдава с осцилоскоп с честотна лента от 0 до 50
MHz. Типична осцилограма на преходния процес е показана на
фиг. 1.66.
Стойността на tr обикновено е от порядъка на микросекунди.
1.0
90%
0.5
о
Фиг. 1.6 б
1.3.26.	Входно напрежение
Входно напрежение U/ е напрежението, подавано към вход о-
вете на усилвателя.
1.3.27.	Максимално допустимо входно синфазно напрежение
Максимално допустимо синфазно входно напрежение UUMm
е това, при което усилвателят все още запазва характеристиките си.
1.3.28.	Входно диференциално напрежение и максимално допу-
стимо входно диференциално напрежение
Входного диференциално напрежение Uid е напрежението меж-
ду входните изводи, а максимално допустимого входно диферен-
27
циално напрежение Uldm е това, при което усилвателят запазва
характеристиките си.
1.3.29.	Максимално допустимо входно напрежение
Превишаването на максимално допустимото входно напреже-
ние Uini към който и да е от входните изводи довежда до пов-
реждане на усилвателя.
1.3.30.	Входно напрежение на несиметрия
Входното напрежение на несиметрия Uio представлява онова
диференциално напрежение, което трябва да се подаде на вхо-
да на ОУ, за да се получи изходно напрежение, равно на нула.
Параметърът Ui0 може да се дефинира и когато последователи©
на входовете са включени две еднакви съпротивления.
Входното напрежение на несиметрия зависи от температура-
та и от напрежснието на захранващите източници. Една универсал-
Фиг. 1.7
на схема за измерението на Ui0 при операционните усилватели е
представена на фиг. 1.7. При затворен превключвател усилва-
нето е много голямо и
и‘° и° R2+R3
28
Показаната схема позволява също и измерването на параме-
търа Р55:
PSS—^‘'	Д£СС=±1,5У.
1.3.31.	Шумово напрежение
Входното шумово напрежение Un се дефинира като квадра-
тен корен от сумата от квадратите на ефективните стойности на
синусоидалните съставки на флуктоационните шумови напрежения.
1.3.32.	Изходно шумово напрежение
Изходното шумово напрежение UN() представлява ефектив-
ната стойност на шумовото напрежение на изхода на усилвателя-
при постоянен товар и липса на входни пулсации.
1.3.33.	Входно шумово напрежение
Входното шумово напрежение Uni представлява изходното
шумово напрежение Uni, приведено към входа:
0-”)
Параметърът Uni се дефинира при определени стойности на
вътрешното съпротивление и честотната лента на пропускане на
използувания волтметър.
1.3.34.	Пълно входно шумово напрежение
Входното шумово напрежение, което отчита и влиянието на
входните шумови токове върху съпротивленията, свързани към
входовете на усилвателя, се дефинира като пълно входно шумо-
во напрежение Unh-
1.3.35.	Изходно напрежение
Изходно напрежение Uo е напрежението, измерено на изхода
на ЛИС.
29
1.3.36.	Средня стойност на постояннотоковите напрежения
на двата изходни извода
Средната стойност на постояннотоковите напрежения на два-
та изходни извода Uoc характеризира ЛИС, използувани като висо-
кочестотни диференциални усилватели.
1.3.37.	Максимален размах на изходното напрежение
Максимален размах на изходното напрежение Uom се нарича
това изходно напрежение, при което все още няма изкривявания
на синусоидалния сигнал.
1.3.38.	Изходно напрежение на несиметрия
Изходното напрежение на несиметрия Uoo представлява нап-
режението на изхода при свързани накъсо входни изводи на ОУ.
За ЛИС — високочестни диференциални усилватели, този параме-
тър се дефинира като разлика между постояннотоковите напре-
жения на двата изходни извода, когато входните изводи са свър-
зани накъсо.
3.39. Среден температурен коефициент на входния ток
на несиметрия

Тпзи параметър се дефинира с израза
(112)
и определи стабилността на изходното напрежение във функция
от температурата, когато съпротивленията, свързани към входо-
вете са много високоомни или не са еднакви. С 7\ и Г2 са озна-
чени границите на температурния обхват, в конто е дефиниран
коефициента а//о .
1.3.40. Среден температурен коефициент на входното
напрежение на несиметрия
Този параметър се дефинира с израза
/1 1э\	(7i)~ Uio (Тг)1
О-13)	тх-т2
I 1 z i
30
и определи стабилността на изходното напрежение във функция
от температурата за обхвата, ограничен от 7\ и Т2.
1.4. Дефиниции на параметрите на ЛИС—стабилизатори
на напрежение
1.4.1.	Изходен (товарен) ток
Изходният ток /т представлява токът, който се черпи от ста-
билизираното изходно напрежение, без да се влошват характе-
ристиките му.
1.4.2.	Ток на покой
Токът, който консумира стабилизатора без товар на изхода
и без товар към източника на опорно напрежение, се нарича ток
на покой Isb.
1.4.3.	Ток на ограничение при късо съединение
Ток на ограничение при късо съединение Isc е този, който про-
тича през стабилизатора, когато изходният извод е свързан накъ-
со с извода на отрицателното захранващо напрежение.
1.4.4.	Максимален ток на токовата защита
Това е максималният изходен ток Im, когато токовата защита
има характеристика с отрицателен наклон.
1.4.5.	Нестабилност по вход
Нестабилност по вход IR е процентного изменение на стаби-
лизираното изходно напрежение при определена промяна на вход-
ного напрежение.
1.4.6.	Нестабилност по изход
Нестъбилност по изход L R е процентного изменение на из-
ходното стабилизирано напрежение при определено изменение на
товарния ток.
31
1.4.7.	Дрейф по време
Процентною изменение на изходното напрежение след уско-
рено изпитание в продълженне на 1 000 часа в условията на мак-
симално допустими напрежения и разсеяна мощност се нарича
дрейф по време LTS.
1.4.8.	Изходно съпротивление
Съпротивлението на изхода, дефинирано при определена стой-
ност за товарния ток, се нарича изходно съпротивление Ro.
1.4.9.	Коефициент на изглаждане на входните пулсации
Отношението между пулсациите, измерени от връх до връх
във входното напрежение към пулсациите, измерени от връх до
връх в изходното стабилизирано напрежение, се нарича коефи-
циент на изглаждане на входните пулсации RR.
1.4.10.	Обхват на входните напрежения
Обхватът от захранващи напрежения, при конто стабилизато-
рът запазва характеристиките си, се нарича обхват на входните
напрежения UNj.
1.4.11.	Обхват на изходните напрежения
Обхватът от изходни напрежения, при които стабилизато-
рът запазва характеристиките си, се нарича обхват на изходните
напрежения Uqut-
1.4.12.	Минимална разлика между входното
и изходното напрежение
Този параметър. означаван с Uiod , представлява обхватът от
разлики между входното нестабилизирано напрежение и изходно-
то стабилизирано напрежение, в който стабилизаторът може да
работи, без да измени характеристиките си.
32
1.4.13»	Изходно шумово напрежение
Изходното шумово напрежение Uno представлява квадратен:
корен от сумата иг; квадратите от ефективниге стойности на си-
вусоидалнитс съставки на флуктуациите на изходното напреже-
ние при константен товар и липса на входи и пулсации.
1.4.14.	Опорно напрежение
Парамстърът опорно напрежение Urcf е характерен за ЛИС-
стабилизатори на напрежение и представлява напрежението, с кое-
7о (или с част gt което) се сравнява сгабнлизираното напрежение
(или част от пего).
1.4.15с	Прагово напрежение на токовата защита
Праговото напрежение на токовата защита Usense представ-
лява напрежението, което е необходимо да се приложи между
изводите Су и Cl на стабилизатора, за да се задействува токсюг-
раничепиего.
1.4.16.	Среден температурен коефициент на изменение
на изходното напрежение
Този параметър, означаван с а-7 , хэрактеризира ЛИС-стаби-
лизатори на напрежение и се дефинира с израза
/1 1 д\	_! C0(7j—
(1.14)	clout — । т г >
1	- 2-1 1
където ^(TJ и ио(Г2) са стойностнте на изходното напрежение'
на стабилизатора за граиичните температура на интервала, в кой-
то се усреднява коефициеигът.
1.5.	Дефиниции на параметрите на ЛИС - нэмпаратори
1.5.1.	Усилиане по напрежение
Усилването по напрежение Ad се дефинира като отношение
на измененлето на изходното напрежение към изменение!о на
5 Елект розни устройчьа '
33
предизвикващото го входно напрежение, когато нивото на изход-
ното напрежение се намира близо до изходното логическо ниво.
1.5.2.	Входен ток на несиметрия
Разликата между токовете в двата входа (при условие, че из -
ходното напрежение има потенциала на изходното логическо ниво)
се нарича входен ток на несиметрия Ii0.
1.5.3.	Максимален ток на изхода
Максимален ток на изхода 1оР се нарича максималният ток’
който може да протече в товара, без това да предизвика повреда
на компаратора.
1.5.4.	Максимален приеман ток
Максимален приеман ток Ios се нарича максималният ток,
който може да протече от външните товарни логически схеми през
изхода на компаратора, без да го повреди.
1.5.5.	Стробиращ ток
Стробиращ ток Is е максималният ток, консумиран от извода
за стробиране, когато последният е с потенциал логическа нула.
1.5.6.	Бързодействие за входния сигнал
Този параметър tresp представлява интервалът между момен-
та, в който се подава скок на входното напрежение, и момента,
в който изходният сигнал пресече изходното логическо ниво. Вход-
ного напрежение извежда компаратора от някакво начално (во-
дещо до насищане) входно напрежение до такова, което слабо
превишава нивото, необходимо за прехвърляне на изходното
напрежение от състояние на насищане до изходното логическо
ниво. Това превишение се нарича пренасищане (превъзбуждане).*
Overdreive.
34
1.5.7.	Бързодействие за стробиращия сигнал
Параметърът ts# е времето, необходимо на изходния сигнал
да достигне изходното логическо ниво, след което потенциалът
на стробиращия вход се е изменил от логическа нула в логичес-
ка единица. При това на входа трябва да бъдат осигурени необ-
ходимите условия.
1.5.8.	Изходно съпротивление
Изходното съпротивление Ro, когато изходното съпротивле-
ние има потенциала на изходното логическо ниво.
1J5.9. Положително изходно ниво
Постояннотоковото изходно напрежение £/0+, положително
спрямо маса, когато входното напрежение е равно или по-голямо
от определен минимум.
1.5.10.	Отрицателно изходно ниво
Постояннотоковото изходно напрежение £7“ отрицателно спря-
мо маса, когато входното напрежение е равно или по-голямо от
определен минимум.
1.5.11.	Изходно логическо ниво
Изходното напрежение Uoth , при което товарните логически
схеми променят логического си състояние. Този параметър се де-
финира приблизително, понеже логическите схеми нямат точно
фиксиран праг на сработване.
1.5.12.	Стробирано изходно напрежение
Изходното постояннотоково напрежение, което не зависи от
входното напрежение, при условие, че потенциалът на стробира-
щия извод е равен или по-малък от определен минимум. Параме-
търът се отбелязва с Uos.
35
1.5.13.	Стробиращо напрежение
Стробиращо напрежение Us е максима чно допустимата стой-
кое? на напрежението, подадеиэ към стробиращия вход.
1.5.14.	Входно напрежение на несиметрия
Входно напрежение на несиметрия е напрежението
между входните изводи, когато изходът е в състоянис hi изходно
.логическо ниво. Този параметър може да се дефинира и за слу-
чая, когато два еднакви резистора са свързани ппследователно с
всеки от входните изводи.
36
II. ОПЕРАЦИОННИ УСИЛВАТЕЛИ
2.1.	Общи бележки
От теоретична гледна точка идеалният усилвател на напре-
жение трябва да отговаря на следните изисквания: да има безкрай-
но голямо усилване по напрежение, безкрайно голямо входно съпро-
гивление, нулево изходно съпротивление и безкрайно широка чес-
тотна лента; при липса на полезен сигнал на входа изходното на-
прежение да бъде равно на пула; косфициентът на усилване на
синфазни сигнали да бъде равен на нула; измененията на темпе-
ратурата и захранващото напрежение да не оказват влияние вър-
ху сигнала; измененията на стойностите на конструктивните елемен-
ти на усилвателя да не оказват влияние върху сигнала.
При реалния усилвател горните изисквания не са осъществи-
ми и приближение™ му до идеалния усилвател може да се оцени
сьобразно стойностите на: усилването по напрежение, входното
съпротивление, изходното съпротивление, напрежението и тока на
несиметрия, широчината на пропусканата честотна лента, коефи-
циента на шума и подтискането на синфазните сигнали, коефи-
циента, отчитащ влиянието на температурата и захранващото
напрежение, широчината на работния температурен обхват, захрак-
ващото напрежение, консумираната и разсеяна мощност, коефи-
циента цена/показатели. За реалния усилвател е от значение и
неговата технологичност, т.е. в каква степей схемного решение,
осигуряващо определепи стойности на параметрите, може да се
юсъществи лесно и повторпмо.
Съвкупността от стойностите на изброените по-горе параме-
три представлява характеристиката на конкретпия усилвател. Тя
определи неговите показатели, по които се преценява приближе-
ние™ му до идеалния усилвател Графичните характеристики от-
разяват зависимостта между два или повече параметри на усилва-
теля в графична форма Например кривата на зависимое гта на
усилването на сигнала, подавай към усилвателя от неговата чес-
тота, представлява честотната характеристика на усилвателя.
Въпреки че изискванията за високи показатели на усилвате-
лите са взаимно противоречиви, конкретните случаи на употреба
на даден усилвател почти винаги позволяват да се направи ком-
37
промис между техните стойкости. Така например широколентови-
те усилватели се характеризират с честотна лента до около 150
MHz и малко усилване (до 50), докато операционните усилватели
имат сравнително тясна честотна лента (около 1 iMHz) и значител-
но усилване — над 1000. Голямото усилване позволява въвежда-
нето на много дълбока отрицателна ОВ, което доближава ОУ до*
идеалния усилвател.
2.2.	Принципна схема на операционния усилвател
Големият коефициент на усилване по напрежение Ad в ОУ
се постига чрез последователното свързване на няколко усилва-
телни стъпала. Изискването за намалено влияние на синфазните
сигнали, както и на измененията в захранващото напрежение и
температурата, по необходимост води до използуването на дифе-
ренциално входно стъпало.
Пред вид на възможността да се усилват и постояннотокови
сигнали от значение е и свързването на отделяйте стъпала на ОУ
помежду им. Освен това за удобство е необходимо изходното усил-
вателно стъпало на ОУ да има известно усилване и по мощностг
както и да позволява двуполярност на изходния сигнал. Накрая
трябва да се осигури устойчивост на усилвателите при опреде-
лена честотна лента на пропускане на входния сигнал.
Изложените съображения налагат в принципната схема на ОУ
да участвуват следните функционални блокове: диференциалея
усилвател, генератор на ток, схема за изместване на постоянно-
токовото ниво, крайно стъпало и др. Подробно тези блокове са
описани в редица фирмени издания и книги [4,8, 18 и 33J, поради
което по-нататък те са анализирани съвсем накратко.
2.2.1.	Диференциален усилвател
Типична схема на диференциален усилвател е показана на
фиг. 2. 1. Детайлно описание на схемата с извеждане на уравне-
нията на диференциалния усилвател може да се намери например
в [4, 8]; тук ще бъдат представени само основните резултати от
анализа на схемата.
Планарната технология за производство на силициеви интег-
рални схеми позволява да бъдат направени следните допусканияг
—	транзисторите имат еднакви стойности на усилването по»
ток р и на обратния ток на насищане на колекторния /7-л-пре-
ход 4;
38
—	съпротивленията, включены в колекторите, са еднакви;
—	температурните изменения на средата влияят по един и
£ъщ начин на симетричните елементи на схемата;
—	генераторът на ток в еквивалентните схеми се характери-
зира с много голямо вътрешно съпротивление.
Фиг. 2.1
Типични стойности за р и 4 са
р>50 и /5<1пА.
За емитерни токове над 1пА може да се използува опросте-
ният израз
ube
1Е=1*е 'rT,
където
UВЕ е напрежението на /7-я-прехода база—емитер;
kT
qT= - (А е константата на Болцман, q — зарядът на елек-
трона, Т — абсолютната температура в К);
<?r=26mV при Т=300 К.
Пред вид на направените по-горе допускания колекторните
токове на двата транзистора могат да се изразят така:
39
(2.1)
Cl
________4________
1-j-exp B2-
(2.2)
r	7 о
C2^	и _(j
, , UB1 UB2
^eXP ф,.
където
UB1 и Ubz са потенциалите, приложени към базите на
транзисторите Тг и 7ф;
/0 — токът, задавай от генератора на ток.
На фиг. 2.2 е показана предавзтелната характеристика на ди-
ференциалното усилвателно стъпало, където /С1 и 1С2 са изразе-
ни в части от /0, а диференциалното входно напрежение — (ЦВ1 —
—Uв2)— в единицы срг. При UB1 = UB2 колекторните токове са ед-
накви:
(2.3)	Ici=Ic2-\,
и работаата точка се намира в линейната облает от кривите. Ли-
нейността се запазва при ±<рг (около 50 mV от връх до връх), а
при
Фиг. 2.2
(2.4)	±(^В1-ад-4^г
усилвателното стъпало навлиза в областта на насищане.
Стръмността на диференциалното стъпало се дефинира по
следния начин:
40
d(UBl UB2)
В областта на работната точка тя е максимална и равна на
(2.6)	s„ = “';г.
Равенството (2.6) показва, че стръмността може да се изменя
чрез промяна на /0, без да се нарушава линейната облает в пре-
давателната характеристика на усилвателя. Това свойство на ди-
ференциалния усилвател се използува за автоматично регулиране
на усилването чрез /0.
Изискванията към входните стъпала на операционните усилва-
тели (входно съпротивление над 100 кЙ, входен ток под 0,5 рА,
малки стойности на тока и напрежението на несиметрия, голям
коефициент на подтискане на синфазните сигнали — над 60 dB,
максимално допустими синфазни сигнали и максимално допустими
диференциални сигнали (над	и коефициент на усилване
над 40 dB) правят входния диференциален усилвател най-критич-
яата част от ОУ. С развитието на интегралната микроелектроника
принципната електрическа схема на входното стъпало се усъвър-
шенствува. Това може да се проследи при сравнението на вход-
ните стъпала, които ще бъдат разгледани по-късно при пълнитс
схеми на операционните усилватели.
Често за увеличаване на диференциалното входно съпротив-
ление се използува схема със съставни транзистори (схема на
Дарлингтон). Усилването на съставния транзистор е
(2-7)	Нсъст —Р1?2
и следователно входното съпротивление ще бъде 2^3^, където
ГЕ е съпротивлението на емитерната облает. Такова евързване
се използува най-често във второто диференциално стъпало на
диференциалния усилвател, за да се избегне натоварването на пър-
вото. Поради значително по-трудното съгласуване на параметрите
на двойките съставни транзистори се избягва евързване по схе-
мата на Дарлингтон в първото стъпало.
В най-новите модели ОУ във входните стъпала се използуват
биполярни транзистори с много тънка база или полеви транзисто-
ри, за да се осигурят високи входни съпротивления и минимал-
ни напрежения и токове на несиметрия.
* Есс е захранващото напрежение.
41
2.2.2.	Генератор на ток
Диференциалните усилватели се характеризират с това,чеусил-
ват разликата между напреженията, подадени противофазно Hai
двата входа, а не абсолютните стойности на напреженията, пода-
дени с еднакви фази. Може следователно да се очаква, че идеал-
ният диференциален усилвател не усилва паразитните (шумови)
напрежения с еднакви фази, приложени на входовете му. Tosai
предположение обаче е само теоретично.
На фиг. 2.3 е показана принципната схема на еднотранзисто-
рен постояннотоков усилвател, за който са в сила изразите
(2-8)	U= Есс~RJc^Ecc---------~
г __dLJH3X _
където Kv е усилването на сигнала, подаден на входа. За дифе-
ренциалния усилвател Kv трябва да бъде равно на пула. Както
следва от (2.9), това условие се изпълнява при безкрайно голяма
стойност на /?2 по отношение на Ето защо в диференциалните
усилватели емитерният ток се осигурява от токов генератор с
много високо изходно съпротивление.
Генераторите на ток могат да се реализират по няколко на-
чина. Най-разпространена е схемата, показана на фиг. 2 А. Тя по-
42
зволява да се получат малки стойности на тока /0 при сравнител-
но големи стойности на задаващия ток Токът /0 се изразява
така:
/.= Йп Т = -e-( 1"£“«	'
Ако /!>/<), вторият член в скобите може да се пренебрегне:
I ««IT,
тъй като Ecc^>Ube. Ако температурният коефициент на резисто.
ра /?2 бъде подбран подходящо, /0 може да се направи незави-
сим от измененията на температурата.
Освен за подобряване на входното съпротивление и коефи-
циента на подтискане на синфазните сигнали на диференциалните
стъпала генераторите на ток се използуват и в схемите за изме-
стване на постояннотоковото ниво, разглеждани по-нататък.
2.2.3.	Схема за изместване на постояннотоковото ниво
Усилването на едно диференциално усилвателно стъпало не е
много голямо. За да се постигнат по-големи коефициенти на усил-
ване на ОУ, се използуват няколко последователно свързани стъ-
пала. Тъй като връзката между отделяйте стъпала е постоянно-
токова, положителната постоянна съставка на изходното напре-
жение нараства, като се доближава до стойността на захранва-
щото напрежение + ЕСС. За да се избегне ограничението на ам-
плитудата и влошаването на линейността на изходния сигнал, на-
лага се да се съгласуват (понижат) нивата на постояннотоковите
съставки между диференциалните усилвателни стъпала.
Изместването на нивото в интегралните ОУ обикновено се
осъществява чрез генератори на ток или чрез използуване на
двойка п-р-п- и /?-/х-/7-транзистори. По този начин най-пъл-
но се удовлетворяват изискванията към схемата за изместване—
коефициент на предаване на полезния сигнал, равен на единица;
високо входно съпротивление; ниско изходно съпротивление. Кон-
кретната реализация на такива схеми може да се проследи на
следващите фигури.
2.2.4.	Крайно стъпало
Изискванията към крайните стъпала на ОУ се определят от
необходимостта да се работа с нискоомен товар. Това налага
43
крайното стъпало на ОУ да има ни<жо изходно съпротивление;
съчетано с голямо изходно напрежение, значителен изходен ток и
малка разсеяна мощност при липса на входен сигнал. В почти
всички съвременни ОУ в крайното стъпало е предвидена и защи-
та от късо съединение на изхода. Споменатиге изисквания опре-
делят схемната реализация на крайното стъпало да се съсгои
о г двойка п-р-п—р- /г-р-транзистори, конто работят като
емитерпи повторители в противотактен режим клас В или АВ
2.2 5. Честотна компенсация
Големпят коефициент на усилване на ОУ, съчетан с фазово-
го закъспепие, което има всяко усилвателно стъпало. прави усил-
вателя неустойчив и склонен към самовъзбуждане при наличие
на ОВ. Това налага да се вземаг мерки за осигуряване устойчи-
востта на усилвателя в целия работен обхват при производна дъл-
бочина на отрицателната ОВ. На практика това сс реализира чрез
включването на RC-групп в определени точки от схемата на ОУ.
По принцип колкото е по-голям броят на усилвателните стъ-
пала в ОУ, толкова по-трудно се осигурява устойчивостта. Успе-
хите на интегралната технология позволиха голямото усилване на
ОУ да се пос гига сне повече от две стъпала. Това дава възмож-
ност усилвателят да се направи безусловно устойчив само с един
кондензатор. В някои схеми поради ниската стойност на необхо-
димия капацитет кондензаторът се използува в интегрално изпъл-
нение.
2.3. Схеми на различии типове операционни усилватели
Пълните електрически схеми па най-известните ОУ са пред-
ставени на фиг 2.5 — 2.8.
Операционвият усилвател U.A702, показан на фиг. 2.5, е от
първото поколение ОУ. Транзисторите Т4—Г5 и —Т3 обра-
зуваг две усилвателни диференциални стъпала. Генераторът на
ток е образуван от и диодно евързания транзистор Т<(. Стъ-
палото за изместване на постояннотоково ниво е съставено от
Ту и Г7, а крайното стъпало е осъществено чрез емитерния пов-
торител Ts. Положителна ОВ се създава чрез резистора /?10, за
да се увеличи усилването на крайното стъпало.
Транзисторът 7\ симетрира колекторните токове на Г4 —
и освен това осигурява допълнително усилване около 2 пъти.
44
Моделът 702 вече е достатъчно остарял, за да се използува в.
практиката, но иегове достоинство е широката му честотна лента—
около 30 MHz. Честотната корекция се осъществява чрез външнф
евързване на R С-гру пи.
Фиг. 2.5
Първият ОУ в интегрално изпълнение, получил широко раз-
пространение, е усилвателя'1, 709, показан на фиг. 2.6. Неговото
входно диференциа.'жо стъпало е образувано от транзисторите
Tq— 7'9, конто рабоъчт с токове от порядъка на 10ч-20 рА, за
да се осигури високо входно съпротивление и малък входен
ток. Ниската стойност на колекторния ток води и до малко на-
прежение върху товарного съпротивление — съгласуваните резис-
тори /?4 и R-.
Както е известно, изработването на прекомерно високоомни
резистори представлява трудност за интегралната технология. От
друга страна, нискоомните резистори при малки колекторни токо-
ве доближават нивото на изходното напрежение в работната точ-
ка на стъпалото до стойността +ЕСС, с което се намалява ди-
намичният обхват на усилвателя. Едно възможно решение на про-
блема е използуването на транзистора 7 v Той работи като еми-
10 к Я-
Фиг. 2.6
46
терем повторител и осигурява необходимого отдалечаване на ра-
ботната точка от захранващото напрежение независимо от срав-
нително нискоомните резистори /?4 — /?6. Изходното съпротивле-
ние на този транзистор, пренебрежимо малко в сравнение със
стойността на /?4— /?б, не предизвиква загуба в усилването на
полезния сигнал. Освен това 7\ предпазва попадането на шумо-
вете от +ЕСС към входа на второто стъпало.
Генераторът на ток Т13, захранващ емитерите на входного
стъпало, е температурно стабилизиран чрез диодно включения Г14
и се захранва по две вериги— Г5, Г6,	/?12 и Rlf /?8, /?12.
Второто стъпало е със съставни транзистори и има много
високо входно съпротивление, така че практически не натоварва
изхода на първото. Съгласуваните резистори /?9, /?10 и диодът за
температурна стабилизация Т21 разпределят тока в диференциал-
ната двойка на второто стъпало.
Транзисторната двойка Т2—Т12 служи за изместване на пос-
тояннотоковото ниво към — Есс. Т2 работа в свързване с общ
колектор, а Т22 — в свързване с обща база. Тази комбинация
осигурява усилване единица за сигнала от колектора на Т5 и
ниско изходно съпротивление за сигнала към базата на Т]б.
Транзисторът представлява третото стъпало за усилване
по напрежение в ОУ 709.
Крайното стъпало е осъществено чрез противотактна схема,,
за да се постигне по-малка разсеяна мощност в режим на покой.
Т7 и 7\0 имат противоположна полярност и работят в свързване
с общ колектор с цел да се получи ниско изходно съпротивление
на усилвателя. Обратната връзка по веригата /?8, /?б, Г12 определи
и стабилизира усилването на стъпалото (около 30). За огранича-
ване на изходния ток не са взети специални мерки, като се раз-
чита на пониженото усилване по ток при големи токове, дължащо
се на малките геометрични размери на изходните транзистори.
Все пак продължителността на режима на късо съединение на
изхода не трябва да бъде по-голяма от 5 секунди.
Тъй като първото стъпало на ОУ 709 има сравнително малко
усилване (около 35 dB), усилвателят е тристъпален. Това услож-
нява осигуряването на устойчивост, като налага да се използуват
две външно свързани коригиращи звена: кондензатор между изхода
и базата на 7\б и RC-група между колектора на Г5 и базата
на TQ. Стойностите на тези елементи се определят от дълбочината
на обратната връзка, обхващаща операционния усилвател.
При ОУ 709 е възможно явлението блокиране (latch-up)
на входного стъпало, което се изразява в следния ефект. Ако
напрежението на инвертиращия вход стане достатъчно положи тел-
47
но, транзисторът Ts преминава в нелинеен режим (насища се) и
потенциалът на колектора му непосредствено следва измененията
на входния сигнал. Инвертиране при това не се получава и ин-
всртиращият вход се свързва директно с второто усилвателно
стъпало. Така операционният усилвател загубва инвертиращите си
свойства. Външно въведената отрицателна ОВ. определяща усил-
ването на ОУ, се превръща в положителна. Входният транзистор
остава наситсн и към него се подава високото изходно напреже-
ние на усилвателя. Тогава при недостатъчно ограничение на
входния ток входният транзистор излиза от строя.
Явлението блокирапе е характерно за усилватели с малка
стойност за максимално делустимия входен синфазен сигнал (за
мод ела 709 тя е около -~ЁСС /2). С увеличаване на нивото на
синфазното напрежение, приложено към входа, се създават ус-
ловия блокирането да се причини от случайни смущения, насло-
жени върху синфазния сигнал. В следващите модели на ОУ след
709 са взети мерки за увеличаване на максимално допустимого
синфазно входно напрежение и възможността това явление да
разруши операционния усилвател практически е отстранена.
Операционният усилвател модел 741 (фиг. 2.7) е от второто
поколение линейни интегрални схеми. Той се състои от две усил-
вателни стъпала с голям коефициент на усилване. Първото от
тях е образувано от двойките —Ts, t10—Т1± и 7\6—и
осигурява усилване от порядъка на 60 dB. Т7, 7\0 и Г8, Тп об-
разуват съставен транзистор, който има усилване, характер-
но за л-/м?-транзистор, и поведение, аналогично на р-п-р-
транзистор. Такава комбинация позволява да се получи високо
входно съпротивление и по-голямо подтискане на усилването на
синфазните сигнали. При условие, че напреженията UBE на тран-
зисторите Тъ Ts и Т16, Т\7 са добре съгласувани (този показател
може да се осигури от интегралното изпълнение на ОУ), може
да се приеме, че колекторните токове на 7\, Г16 и Г8, ТХ1 са
еднакви. Веригата Г3, /?3, 719, 7\8 и /?9 образува генератор на
ток, който захранва базите на Г1о и Транзисторът Г13 из-
пълнява двойна функция: от едва страна, определя преднапреже-
нието в базите на 7\G, Т\7 по постоянен ток, а от друга — по
лроменлив ток действува като емитерен повторител и прсхвърля
измененията в колектора на Г16 към базата на Г17. По такъв
начин напрежението, усилено от първото диференциално стъпало,
се снема несиметрично от колектора на Г17 и се подава към
второто усилвателно стъпало. Диодът Тг и транзисторът Г2 въ-
веждат ОВ за стабилизиране на режима на елементите от първото
стъпало. Напрежението върху 7\ определя тока през Т2. Параметри-
48
Фиг. 2.7
Електронни устройства
49
те на Г10и Тп са до голяма степей еднакви, но постигането на пред-
варително зададени стойности на параметрите (например е трудно»
осъществимо. Например, ако коефициентът р на Г]о и Гп е ед-
накъв, но по-голям от предварително зададения, постоянният ток
от при липса на Т2 би причинил по-голям колекторен ток
през TiQ и Тп и съответно би изместил работната точка. Падът
върху 7\ обаче, предизвикан от това увеличение, допълнително
отпушва Т2 и го принуждава да поеме допълнително ток от Г18г
с което се компенсира увеличеният коефициент р на Г10 и Тп.
Аналогично е действието при изменение на захранващото напре-
жение или по отношение на синфазните сигнали.
Използуването на двойките транзистори п—р—п и р—п—р
осигурява необходимото изместване на постоянната съставка към
—Есс и по този начин елиминира необходимостта от използува-
нето на специална трупа за изместване на постояннотоковото
ниво. От емитерите на Г]б и Т\7 са направени изводи, към който
външно се свързва верига за компенсиране на остатъчното входно
напрежение на първото стъпало.
Второто стъпало има усилване около 40 dB. То се състои от
транзисторите Г14 и Т\5, свързани по схемата на Дарлингтон и
от транзистора Т4, използуван като активен товар на Т1б. Падът
на напрежението върху диода Т3 задава нивото на тока през
Изходният сигнал от второто стъпало се снема от колекторите на
и Г15 и се подава към крайното стъпало. Групата /?4 и
74, включена между базите на крайните транзистори Г5 и Т12,
определи преднапрежението (работната точка на крайното стъ-
пало).
В крайното стъпало на ОУ 741 е въведена и схемна защита
от претоварване и късо съединение на изхода. Когато напреже-
нието върху /?2 достигне UBE на Г6, транзисторът 76 се отпушва
и отклонява част от базовия ток на крайняя транзистор. Токът
се ограничава до стойността Ube!Ri, като това не ограничава ам-
плитудата на изходния сигнал.
Тъй като общото усилване на ОУ 741 се постига само от
две стъпала, устойчивостта на усилвателя се осигурява с един
коригиращ елемент — кондензатора С. Свързан към базата на със-
тавния транзистор Ти, 7\б и в съчетание с генератора на ток
Г2о> кондензаторът образува почти идеален интегратор, който оп-
редели честотната характеристика на целии операционен усилва-
тел. Честотата на срязване (при която усилването за средни
честоти спада с 3dB) зависи главно от граничната честота на
крайния р—п—р транзистор. Коригиращият кондензатор е с ка-
пацитет 30 pF и е изпълнен като MOS-структура към самия
50
ОУ. Ето защо ОУ 741 не се нуждае от външно свързване на
елементи за честотна корекция.
По-нататъшното развитие на биполярната микроелектроника
намери отражение в усъвършенствуваните модели на операционни
усилватели.
Операционният усилвател 747 представлява два усилвателя
741, монтирани в един корпус.
Операционният, усилвател 748 има същата електрическа
схема като 741*, но се характеризира с по-малка входна несиметрия
и с по-малък температурен дрейф. Освен това консумацията му е
намалена до около 50 mW при захранване с ±15 V. Кондензаторът
за честотна корекция (30 pF) се монтира външно. Това позволява
този ОУ да се използува и като бърз компаратор (без корекция)
с допустим размах на диференциалното входно напрежение ±30 V.
Изводите за балансиране на входната несиметрия са изведени от
колекторите на транзисторите Г1б и 7\7.
Моделите на ОУ от серията 101, 201, 301 са реализирани
върху една и съща подложка и предлагат допълнителни предим-
ства. По същество тяхната схема представлява по-нататъшно
развитие и усъвършенствуване на електрическата схема на ОУ 741.
Използуването на полеви транзистор във входното стъпало позво-
лява да се увеличи входното съпротивление и намалява входните
токове на несиметрия и поляризация. Честотната корекция се
извършва чрез външно свързване на кондензатор с капацитет
30 pF, но дава възможност чрез включване на допълнителни ко-
ригиращи звена честотната лента на пропускане да се разшири до
3,5 MHz, а скоростта на нарастване на изходния сигнал да достигне
до 10 V/ps. Електрическата схема на операционните усилватели
от серията 101, 201 и 301 е представена на фиг. 2.8.
По-нататъшното развитие на интегралните ОУ е свързано с
използуването на транзистори с „тънка база" (известии са още
под наименованието „супер р-транзистори"). Това са транзисто-
ри с усилване по ток от порядъка на 5 000, който работят с ко-
лекторни токове около 2—3 рА. Те обаче се характеризират с
много ниско пробивно напрежение UCE — около 3 — 4V, поради
което се използуват като първи транзистор в схемата със със-
тавни транзистори.
Операционният усилвател 108 в схемата на входното стъпало
има несиметрия на входния ток от порядъка на 0,1 nA. Самият
входен ток не превишава 1 nA. Честотната корекция се извършва
чрез RC-група, резисторът на която е интегрален елемент, а
кондензаторът се свързва външно.
*Допълнителните ивводи на ОУ 748 са показани с пунктир на фиг. 2.7.
51
52
Наред с биполярните транзистори напоследък в схемите на
операционните усилватели участвуват и полеви транзистори. Те
се включват във входното диференциално стъпало (вместо 77,
Ts от фиг. 2.7) и чрез тях се постига изключително високо входно
съпротивление (около 1000 MQ) при входен ток от порядъка на
54-6.10-12 А. За сметка на това обаче поради по-лошото съгла-
суване между полевите и биполярни транзистори* тези операцион-
ни усилватели се характеризират с голямо входно напрежение
на несиметрия (104-20 mV). Значителна е и стойността на темпе-
ратурния коефициент на напрежението на несиметрия (от порядъка
на 40 р, V /°C).
Разгледаните по-горе схеми на операционки усилватели далеч
не изчерпват съществуващото понастоящем разнообразие от
схемни решения. Макар да съществуват Даже разлики между
слектрическите схеми на ОУ от един и същ модел, но произве-
дени от различии фирми, за потребителите в крайна сметка от
значение са параметрите на ОУ, а не начините, по конто те са
постигнати. Важна за потребителите на операционни усилватели
е конфигурацията на изводите им в корпусите. В табл. 2.1 са
посочени изводите на различните модели ОУ, използуващи раз-
личии стандартни корпуси.
*Съвместимостта между биполярните и полевите транзистори е в непрекъс-
нат пронес на подобрение. — Б.а.
53
Предназначение на изводите от ОУ
Т а б л и ц а 2.!
Предназначение	Означение върху електр. сх. от фиг. 2.5 2.6 2.7	Номер на извода от корпуса															
		702		709	|			741			1 748 1			101—301	|			747	Т 1 1 |вП О1
		ТО 99	ТО 91	ТО 99	ТО 91	ТО 116	ТО 99	ТО 91	ТО 116	МР 48	ТО 99	МР 48 |	ТО 99	ТО 91	МР 48	ТО 100	
Инвертиращ вход	А	2	3	2	3	4	2	3	4	2	2	2	21	3	2	3,7	1,7
Неинвертиращ вход	В	3	4	3	4	5	3	4	5	3I	3	3	3 1	4	3	4;6 |	2,6
Захранване —	1 с	4	5	4	5	6	4	5	6I	4	I4	4	4	5	4	5 1	1 4
Изходна честотна корекция	i °	—	—	5	6	9	—	—	-|	— 1	8	8	8	9	8	—	-
Изход	1 Е	7	8	6	7	10	6	7	10	6	I6	6	6	7	6	1;9	112;10
Захранване +ЕСС	1 f	8	jio	7	8	1"	7	I8	|И	7	17	I7	7	8	7	| 2;8	113;19
Входна честотна корекция	1 °	5	I6	8	9	12	1 i								-1 -		
Входна честотна корекция	н	6	I7	1	2|	3	-1-			-1-1-					-1 -		1 	
Изравняване на входната несиметрия	; о	—	1-	—	“1		51	6	I9	5	I5	15	5	6	5	1 —	3,5
Изравняване на входната несиметрия	Н	|-	1 —	1	2	3	11	12	13	1	1	|1	11	2	1	1 -	14,8
Маса	I м	1	I2	1		1		1 1 1 1 1 1							1		
Корпус	\ к	1	1	1		1		11111’							1		1
Несвързан	| NC	1	1	1					1	|_			1		1		Iй,
III. ОСОБЕНОСТИ ПРИ ИЗПОЛЗУВАНЕТО
НА ОПЕРАЦИОННИ УСИЛВАТЕЛИ В ПРАКТИКАТА
3.1.	Общи бележки
Понятието „опе рацио не н усилвател" в тесен смисъл означава
усилвателна схема, способна да изпълнява някои математически
операции с аналогови величини, като събиране, изваждане, интег-
риране, диференциране, логаритмуване и др. Това се постига пос-
редством дълбока отрицателна ОВ, при което параметрите на
схемата се определят само от параметрите на веригата на ОВ.
В по-широк смисъл понятието „операционен усилвател" в
радиоелектрониката означава полупроводников елемент, който
освен математически операции може да изпълнява и допълнителни
функции — усилване и формиране на сигнали, трансформиране на
импеданси и други. В този именно смисъл по-нататък са разгле-
дани и функциите на операционните усилватели.
В повечето случаи на практическо приложение операционните
усилватели са обхванати от дълбока отрицателна ОВ. Използува-
нето на диференциално усилвателно входно стъпало от прилежна
гледна точка дава двойно повече възможности в сравнение с
обикновеното (несиметрично) входно стъпало, тъй като входният
сигнал може да се подава както към инвертиращия вход, така и
към неинвертиращия. В зависимост от това характеристиките на
усилвателя могат да се получат доста различии. За да не се на-
рушава постояннотоковият режим при въвеждането на отрица-
телна ОВ, в процеса на проектиране на ОУ са взети мерки вход-
ното постояннотоково ниво да бъде равно на изходното постоян-
нотоково ниво.
За описване на поведението на идеалния ОУ като градивен
елемент в електронните схеми са необходими прости и малко на
брой формули. Формулите, който описват реалните ОУ, са зна-
чително по-сложни и са изведени подробно в специализираната
литература [4, 18, 33 — 35]. В тази книга е направено съпоставяне
на формулите за идеалния и реалния ОУ и са посочени условията,
при конто реалният усилвател може да се идеализира.
55
Параметър при	Инвентиращ усилвател
наличие на ОВ	Пълна формула
Коефициент		W 4~ R$) — A cjRjR 1	
на предава- не (усилва- не) Д _ ^ИЗХ лов-р— вх	D =^2(^1 + ^о)	О О е R^R^R?	е
Входно съ- ; противление, R VBX 7	1 вх ,	ц 1	(Ri~}~ Ro)(Ri-\-R^	 (Rq^Rl + ^1 + ^з) + ^^4
Изходно СЪ-1 противление; яизх= ^ИЗХ. ПК /изх. к.с	i	^o[^2(^l + ^4+^3) A(iR ;R i[(,Re-{-Ri +R1(Ri+Rs)][AftRlRi-Rl)(Rl+^} +^з)(^о+Ri+R2)+A^RiR'A
Таблица 3.1
	Неинвертйращ усилвател	
Опростена	Пълна формула	1	Опростена
формула		1	формула
_Я1			1+-S1
*3		Я2
при		при
Rti>Re	у? — Rz^Ri+Ro) о р е" R^R^W Ri~Re	Rt>Re
R^R3 Ris>Ro		R^R3 R^Ro
Ad~^		
=J Хз J, у у s	1	1 + #1/^2 при
	Rt + R3 + /?/?! ±Ro + AdRj_ ^o + ^l + ^2	|	1. ts ojQi’r:
г> 1+^?1/#2 К° А.		
при	4~^>)№ ~T ^з) лЛ(Я1+я2)К^+	при
Rt>Re	+ Aj/?2][/?0/?2 ++ #2)]		&>Re
R^R-i	+/?/+^з)(^о4~^1+^2) "H AdRiR'A	Ri^3
Ri^Rq		1
Ad->^	i	Ad-^ 1 1
3.2.	Основни формули при операционните усилватели.
Преценка на приближение™
Пълните формули за реалния ОУ и опростените формули за
идеализирания ОУ са приведени в табл. 3.1. Пълните формули са
изведени съгласно класическите методи за решаване на електри-
чески вериги, като са използувани схемите от фиг. 3.1 и 3.2 за
Фиг. 3.1
инвертиращ и неинвертиращ усилвател съответно. С Ad, Rl и Ra
са означени диференциалният коефициент на усилване, входното
и изходното съпротивление за ОУ, необхванат от отрицателна ОВ.
Теэи параметри се посочват в справочниците. Вътрешното съпро-
тивление на източника на входния сигнал е включено в стойността
на /?2 (фиг. 3.1) или на /?3 (фиг. 3.2). Резисторът /?3 се включва, за
да сс създаде верига към маса за тока на несиметрия //0, протичащ
прсз неинвертиращия вход. Резисторите R± и /?2 са елементи от
веригата на отрицателната ОВ. В най-общия случай всички пара-
метри на ОУ и външни елементи зависят от честотата и могат
да бъдат изразени като комплексни величини.
В табл. 3.1 са посочени и условията, при конто е възможно
идеализирането на реалните ОУ. Изискването R3 = Re е необхо-
57
димо, за да се осигурят еднакви вериги към маса за входните
токове на диференциалното входно стъпало. Условието
трябва да се спазва, защото в противен случай при големи входни
сигнали може да се стигне до насищане на входното стъпало и
до блокиране на усилвателя. Изискването Ad = co обикновено е
изпълнено, тъй като на практика стойността на Ad е не по-малка
от няколко хиляди. Условията /?z>/?3 и /?z>/?e също са удовле-
творени за съвременните ОУ, особено за тези, конто имат на
входа си полеви транзистори или биполярни транзистори с тън-
ка база.
Чрез заместване на конкретни стойности за даден ОУ в
пълните и в опростените формули може да се добие представа
за големината на грешката, която се допуска при идеализиране
на усилвателя. В по-голямата част от случайте тя е нищожна
особено за съвременните ОУ. Проверката на грешката е целесъоб-
разна при по-стари типове усилватели, компаратори или в слу-
чайте, когато отношението /4rf/>loB е по-малко от 10, т. е. когато
е голямо или Ad е малко. В случайте, когато параметрите на
ОУ се разглеждат като комплексни величини, влиянието на отри-
цателната обратна връзка се изразява в увеличаване на входното
58
съпротивление и намаляване на входния капацитет, намаляване на
изходното съпротивление и увеличаване на изходния капацитет и
разширяването на честотната лента на операционния усилвател.
3.3.	Влияние на товарного съпротивление
и усилването на синфазните сигнали
Влиянието на товарното съпротивление върху усилването на
ОУ може лесно да се отчете с помощта на теоремата на Тевенен
(фиг. 3.3).
Фиг. 3.3
^изх _ ^вх А>в*т	^ов *т
iT“~^Bx “ ^т+^иах) -~Ят+*изх ’
където Ат е усилването при наличие на товарно съпротивление
Нем
Ud
Фиг. 3.4
Дефинираният в т. 1.2 параметър CMG се отнася за усилва-
нето, което ОУ упражнява върху еднаквите по големина и фаза
входни сигнали. На фиг. 3.4 а и б са показании векторите на нап-
реженията, приложени към входовете на диференциалната двойка
(вж. фиг. 2.1) за инвертиращ (фиг. 3.4 а) и за неинвертиращ
59
(фиг. 3.4 б) усилвател. От фиг. 3.1 и 3.2 се вижда, че за инвер-
тиращ усилвател Z7zl>t7z2 и синфазното напрежение (/см съвпада
с Z7z2. За неинвертиращ усилвател £//2>£4т и синфазното напре-
жение UCM съвпада с UiV Тъй като на практика диференциалното
напрежение Ud< може да се приеме, че
_ U^Ui2
Осм- 2
Като се вземе пред вид, че в реалните усилватели C/WG-40,
изходното напрежение на схемите с ОУ може да се изрази по
следния начин:
(3.2)	U!I3X =	^и'2 CMG.
На практика се приема, че влиянието на CMG може да се пре-
небрегне, ако е изпълнено следното условие:
(3.3)	CMRR.R^R.—зз инвертиращ усилвател и
(3.4)	CMRR^A —R3/R. — за неинвертиращ усилвател.
Тук CMRR е коефициентът на подтискане на синфазните сигнали.
(вж. т. 1.2). Обикновено голямата сгойност на Ad позволява да
се намали влиянието на високото входно съпротивлениё и в съв-
ременните ОУ влиянието на CMG практически е нищожно. особено
в конфигурациите на инвертиращ усилвател, където се проявява
изолиращото влияние на условната земя. Когато ОУ се използува
като компаратор, отрицателната ОВ е много слаба или въобще
липсва, а сигналите се подават одновременно и на двата входа.
При опорен сигнал, равен на 500 mV, в момента, когато входният
сигнал се изравни с опорния, изходният сигнал ще се определя
по формула (3.2). За ОУ тип 709 Ad> 15 000 и CMRR^65 dB =
= 1780. Синфазното усилване CMG ще бъде CMG = Ad/CMRR=
= 15000 1780 = 8,44. Тогава от (3.2) следва, че изходното напреже-
ние ще бъде
U„3K = -(0,5-0,5)15000—0,5t°'5 • 8,44 = -4,22 V.
Такъв резултат в много случаи е нежелан. В компараторни схеми,
където синфазните сигнали са съществени, би трябвало да се
използуват ОУ с коефициент CMRR, по-голям или поне равен на
Ad, Това условие е спазено в специализираните компараторни
ЛИС тип 710, 711 и др., където CMRR има стойности над 10 000
при Ad от порядъка на 12004-2000. Трябва да се има пред вид,
че CMG зависи от съотношението на съпротивленията на гене-
ратора на ток и един от колекторните резистори на входната ди-
60
ференциална двойка от фиг. 2.1. Когато на входа се приложи
много голям сигнал, транзисторът от генератора на ток започва
да се насища и CMG се увеличава: в някои случаи може да се
стпгне до насищане на входното стъпало и блокиране на ОУ.
Върху CMG оказва влияние и захранващото напрежение; с уве-
личение на честотата на входния сигнал CMG също нараства.
3.4.	Дрейф и шум в операционните усилватели
На изхода на реалния ОУ винаги съществуват електрически
изменения, който не зависят от входния сигнал. Вискочесготните
(бавните) случайни изменения на изходиия сигнал са известии под
името дрейф, а високочестотните (бързи) изменения се наричат
шум.
3.4.1.	Постояннотокова грешка и дрейф
в операционная усилвател. Осигуряване
на с(этично равновесие
Постояннотоковата грешка в ОУ обикновено се причинява
от несиметрия на диференциалното входно стъпало, а дрейфът й—
от влиянието на температурата. Ако схемата работи в среда с
постоянна температура, дрейфът значително намалява-.
Фактори, конто определят големината на постояннотоковата
гдешка и дрейфа на ОУ, са: входното напрежение на несиметрия
U;o, входният ток на несиметрия 1,0, входният поляризиращ ток
ILb, а също така и техните коефициенти на изменение във функ-
ция от температурата.
Входното напрежение на несиметрия е от порядъка на ня-
колко миливолта и може да се компенсира чрез външеи потен-
циометър, свързан между определени изводи на ОУ. Различии
начини за компенсиране на Ui0 за различните типове ОУ са по-
казами на фиг. 3.5 — 3.9, където номерата на изводите съотвег-
ствуват на корпус ТО 99.
Стойността на потепциометъра 100kQ от фиг. 3.5 може да
бъде заменена с 10 кЙ. Тогава стабилността на подаваното нап-
ряжение се повишава за сметка на по-голяма консумация от -\-Есс.
Операционните усилватели 741 и 747 имат нискоомни съпротив-
ления между изводите за компенсация на напрежението на не-
симетрия и затова при тях може да се използува нискоомен по-
61
тенциометър 10kQ (фиг. 3.6). Операционните усилватели от типа
748, 101, 201 и 301 изискват използуването на високоомни потен-
циометри (фиг. 3.7), тъй като компенсационните изводи са напра-
вени от точки с високо съпротивление спрямо маса.
Фиг. 3,6
Фиг. 3.5
Тъй като високоомните прецизни потенциометри не са много
разпространени, те може да се избягнат, като се използува схе-
мата, показана на фиг. 3.8.
Тук трябва да се отбележи, че към потенциометрите, изпол-
зувани за компенсация, се предявяват определени изисквания.
Преди всичко, когато се налага схемата да работа в широк тем-
пературен обхват, трябва да се избере потенциометър с малък
собствен температурен коефициент, тъй като той оказва влияние
62
върху температурния коефициент на Uio. За прецизното ком-
пенсиране на U(o е желателно използуваният потенциометър
да бъде многооборотен, тъй като в противен случай е трудно да
бъде компенсиран входен дрейф от порядъка на 1—2 mV.
Посредством външен потенциометър влиянието на Uio може
да се сведе до по-малко от ±10/nV на изхода. Там, където не се
очакват големи температурни изменения или пък схемата се реа-
лизира еднократно, потенциометърът може да се замени с един
или няколко постоянни резистора. Тъй като потенциометърът се
захранва от —Есс или ±£’сс, стабилността на захранващите нап-
режения ще влияе върху стабилността на компенсацията на Uio.
Някои по-сложни методи за компенсация на Ulo, а също и на
входните токове Iio и Iib са дадени в [34].
Входният ток на симетрия Iio и входният поляризиращ ток
Iib се дължат на токовете, протичащи през базите на биполярни-
те транзистори или през гейтовете на полевите транзистори от
входното диференциално стъпало на ОУ. Осигуряването на ед-
накви външни токови вериги към двата входа на ОУ намалява
силно влиянието на Iib и Iio върху дрейфа на изходното напреже-
ние. Това се постига (фиг. 3.10), като стойностите на външните
елементи се подбират съгласно изискването
В повечето случаи е достатъчно условието да се спазва с точност
до ±5%. По-съществено е изискването резисторите да са ниско-
омни, тъй като в такъв случай влиянието на разликата във вход-
ните токове е по-незначително. Ето защо при ОУ с биполярни
63
входни транзистори резисторът Т?2 обикновсно се избира в грани-
чите 1 до 5 KS. В резисторите R2 от фиг. 3.10 я и /?3 от фиг.
8.10 б трябва да се включват и вътрешните съпротивления на из-
точниците на входен сигнал.
на входното съпротив-
Условието (3.5) ограничава стойността
ление на инвертиращия усилвател (вж. табл. 3.1). Затова, когато
е необходимо високо входно съпротивление (например при източ-
ник на сигнал с високо вътрешно съпротивление), препоръчва се
използуването на неинвертиращ усилвател с усилване единица
(повторител). Той има за цел да намали вътрешното съпротивле-
ние на източника на сигнал и след това да се пристъпи към усил-
ване на сигнала (фиг. 3.11 а). Схемата от фиг. 3.11 б дава възмож-
ност да бъдат компенсирани входните токове на несиметрия и на
повторителя. Ако входното съпротивление на източника Rg е из-
вестно, тогава
i Rg се знае само приблизително, добавя се
>. Тогава Rg ще шунтира леко входното съпро-
Ако стойността на
резисторът R± = R^
тивление на неинвертиращия вход и ще преобла~ава отрицател-
ната ОВ, която осигурява устойчивест на схема!а. За да не се
самовъзбужда такава схема, за предпочигане е да бъде с п<>
ниска стойност от
Съществуват и други възможности за компснсиране на токо-
вата несиметрия — например чрез включване на транзистори на
входа така, че базовият ток на транзистора да компенсира авто-
матично измененията на входния ток, предизвиквани от промени
64

в стойностите на елементите на веригата на ОВ. Такъв метод
изисква да се използува транзистор, чиито характеристики са по-
добии на характеристиките на входните транзистори на ОУ
(фиг. 3.11 в) [17].
При всички методи за компенсиране на токовата несиметрия
е нобходимо отначало да се компенсира //о. Това става при мак-
симално усилване на схемата и при накъсо свързани към маса
входове, за да се избегне влиянието на Iib и Ii0. С прецизен уред
се измерва изходното напрежение на несиметрия, а след баланси-
рането му схемата се връща в работно състояние и се пристъп-
ва към компенсация на 1/ь.
Изложените дотук методи позволяват значително да се на-
малят постояннотоковата грешка и дрейфът на изходното напре-
жение на ОУ. За съжаление обаче те са ефикасни само в тесни
температурив граници. Както Ut0, така Ii0 и Iib се изменят нели-
нейно във функция от температурата. Графичните характеристики
на тези параметри във функция от температурата може да се
намерят в каталозите на фирмите-производителки. Типичните за-
висимости Iio или Iib (Г) представляват леко вдлъбнати криви,
изразяващи спадане на токовете при увеличаване на температурата.
Когато се налага да се прецени дрейфът на ОУ от коефи-
циентите а//о, аЦь или а^/о, трябва да е известно как тези коефи-
циенти се дефинират от производителя на ОУ. Наистина дефини-
цията, приведена в т. 1.2, е най-често използуваната, но тя може
да бъде източник на занижени стойности, ако се усредняват две
големи, но противоположни по знак на изменението величини (Uio
или //г>). По-прецизно коефициентите могат да се дефинират, ко-
гато се използува междинна точка от работния температурен об-
хват (обикновено +25° С) и спрямо нея се посочват стойностите
на коефициентите за междинните обхвати 0°04-25°С и +25° С-ь
4-70° С.
Освен това е необходимо да се има пред вид, че източници-
те на Uio и Iio са различии и в най-лошия случай измененията
от влиянията им се сумират. Като пример ще бъде определен
сумарният дрейф на ОУ от фиг. 3.12.
Токовете /п и Ii2 създават напрежения върху R2e и 7?3, къ-
дечо
D —	#^2
^2е~ Я] + /?2
Тъй като стойностите на тези токове не се посочват направо
от производителите на ОУ, тяхното влияние се определя косвено
чрез Ць и /(0:
66
^Л1-/?зЛз = (/?2е-/?з)2Ц/— + (^ + /?3) -41~27^-
или
г> 7 ____ n Т ____С^2? Я3) Ць . (^2gH~ ^?з) Цо
*У2е* 11 АзЛ'З	2	'	2
Влиянието на температурата се отчита чрез съответните кое-
фициенти. Например изменението на Iib в температурния обхват
Т=7\—Т2 се определи като
^ib = a-Iib^T-
От каталога [37] могат да се намерят следните данни за ОУ тип
702С:
77Zo<6mV при 25° С, а^о<25 (iV/°C, 0°<ДГ<70°С
Zz*<5}iA a/Zo<8nA/°C, 25°<ДТ<70°
ZZo<2|xA a/Zo<18 пА/°С, 0°<ДГ<25°.
За ацо от кривите се отчита:
Д/.д = 0,7|лА за 20°<ДГ<70°
Д7/О = 0,6 |хА	за 0°<ДГ<25°.
Нека /?2г=2к2 и Z?3 = 3kS, а ЛоВ = — о~= ЮО.
А2
Сумарният изходен дрейф се определи от израза
тт _____________ Л Г/ т ।	Ць । (/?2g+/?3)4o 1 (
С/о — ^ов I С/ io	I 2 I
I Л АтГ~ I ^2e~^^hb I (Къе+Кз) *Цо 1
^Uio	2	’	2------ ’
където разликата	е взета по абсолютна стойност, за да
се отчете най-лошият случай — когато всички фактори на греш-
ката на дрейфа не се компенсират, а действуват еднопосочно.
67
Първата част от последния израз определи небаланса(постоянно-
токовата грешка) при 25° С, а втората част отчита дрейфа му в
температурния обхват ДГ. За обхвата от 25° С до 70° С ДГ=45
и тогава
М/„=100
+ 100 .45>25.1(Г» +	10-J+(2+3). 1Q..S. Ю-13|227 у.
I	£	I
Вижда се, че ако при +25° С схемата се балансира чрез външен
потснциометър, в температурния обхват от 25 до 70° С се полу-
чава значителен дрейф (1,88 V). Особено силно влияние оказва
нееднаквостта на резисторите /?3 и R2e, а ползата от нискоомни
стойкости за тези резистори е очевидна.
В някои случаи към постояннотоковата грешка може да се
включи и грешката от усилването на синфазния сигнал, което в
най-лошия случай също се прибавя към нея. Отчитане на влияние-
то на CMG е показано в т. 3.2.
В заключение трябва да се отбележи, че операционните усил-
ватели 702, 709, 741, 748 и 301 са предназначени за масова упот-
реба и да се сведе грешката на дрейфа под определена минимал-
на граница практически е невъзможно. Когато се налагат строги
изисквания към измененията на изходното напрежение, трябва да
се прибегне до използуването на по-сложни схеми за компенса-
ция или да се изберат някои прецизни ОУ (например 727) с ог-
раничено приложение.
3.4.2.	Шумове в операционния усилвател. Оптимизиране
на шумовите характеристики
Дсфинираният в т. 3.4 шум зависи от честотата и определи
променливотоковата грешка. В обхвата от 0,01 до 1 Hz преобла-
дава шумът, обусловен от т. н. „фликер-ефект“. В обхвата от 2
до 200 Hz най-характерни шумове са компонентите от захранва-
нето или техните хармонични. Този вид вътрешен шум, известен
като „брум“, обикновено прониква през паразитните капацитети
или индуктивности във външните вериги и се измени в широки
граници в зависимост от елементите и техния схемен монтаж. За
честотната лента от 200 Hz до 20 kHz е характерен топлинният
шум, наричан още „бял“ или „гаусов“ шум.
Над 20 kHz съществено значение придобиват смущенията, из-
вестии като паразитни. Това са смущения, индуктирани от външ-
ни източници, конто могат да се ограничават с помощга на ек-
ранировка и филтри в системата на захранването.
68
Вътрешните шумове на ОУ имат флуктуационен характер,
т. е. представляват случайни сигнали, образувани от наслагването
на значителен брой краткотрайни импулси, следващи хаотично
един след друг. Мощността на тези шумове е пропорционална на
ширината на пропусканата честотна лента, а шумовото напреже-
нис — на нейния квадратен корен [36].
Вътрешният шум на ОУ има три компоненти: шум от ф л и-
кер-ефекта, дробинков шум и топлинен (б я л) шум.
Шумът от флике р-е ф е к т а е обратно пропорционален на
честотата. Физическото естество на фликер-ефекта все още не е
изучено напълно.
Дробинковият шум се определя от неравномерното ко-
личество заряди, преминаващи за единица време при протичането
на електрически ток в една верига. Мощността на този шум е
равномерно разпределена в много широк честотен обхват.
Топлинният шум се причинява от хаотичното движение,
извършено от свободните електрони в твърдото тяло под дей-
ствие™ на топлинната енергия.
Шумовите характеристики на ОУ са разгледани подробно в
[4], а тук ще бъдат представени само никои основни резултати
от тези изследвания.
Изходното шумово напрежение UN0 е удобно да се приведе
към входа. Приведеният входен шумов сигнал има следните със-
тавки:
1.	Входно шумово напрежение UNI (вж. т. 1. 2), кое-
то се състои от напреженията на топлинен шум в съпротавления-
та на ОУ и дробинковия шум на колекторните токове на от-
деляйте усилвателни стъпала.
2.	Входен шумов ток INI (вж. т. 1.2), който се обуславя
от дробинковия шум на тока в базите на входните транзистори
и от фликер-ефекта, особено в честотната лента от 0 до 1 kHz.
При разглеждане на влиянието на различните шумове върху
характеристиките на ОУ целесъобразно е да се използува екви-
валентната схема на ОУ от фиг. 3.13. В нея ОУ е представен
като идеален безшумен усилвател, към който са вкючени екви-
валентни източници на приведените към входа шумови сигнали.
С R„x и Rg2 са означени вътрешните съпротивления на източни-
цитс на полезен сигнал Uir и UСамите източници на полезния
сигнал се считат за идеални, т. е. без собствен шум. Входното
съпротивление Rt, на ОУ в схемта не е отразено, тъй като напреже-
нието върху него обикновено е достатъчно малко, а стойността
му е много по-голяма от Rx и /?2. Тогава протичащият през Rt
шумов ток UNI!Ri може да се пренебрегне.
69
Източниците на шумови сигнали £7а и Ui2 могат да се трс-
тират като некорелирани (нямащи външна връзка помежду си) и
без определен поляритет. Съгласно теорията на шумовете ефек-
тивната стойност на шумовия сигнал се равнява на сумата от
Фиг. 3.13
ефективните стойности на различните шумови напрежения или
токове от некорелирани източници. В такъв случай пълното вход-
но шумово напрежение се определи от Uni и от напреженията върху
съпротивленията Rgx и Rg^ причине' и от входните шумови токо-
ве. Ако с UNit се означи Полного входно шумово напрежение,
се получава
(3.6)	^it=UNl+VNr Rgv' I- V, /2 •
Приемайки, че
(3.7)	Rgi = Rg4 = Rg,
което условие обикновено се изпълнява с оглед на минималната
постояннотокова грешка, следва:
(3.8)	UNit=U^2(INIR^.
Ако източникът на сигнал не е идеален, а има собствен шум и
приемем, че източникът на този шум е некорелиран с UNI и 7л/)
и той може да бъде отразен в израза за пълното шумово напре-
жение на входа:
(3.9)	Um = U\, +	+2 (/„/у2 =	+ U
70
Шумовата характеристика на всеки електронен усилвател мо-
же да се оцени по два важни параметъра: отношението сигнал/
шум (S/N) и коефициента на шума NF.
Коефициентът на шума се дефинира като частното от отно-
шението сигнал/шум по мощност на входа на усилвателя и отно-
шението сигнал/шум на изхода на ОУ. В най-общ вид коефици-
ентът на шума се изрдзява в децибели:
(3.10)	Л7==10^И,
където
5 означава	мощността на	полезния сигнал;
W	—	мощността на	шума;
z	—	входа на ОУ;
о	—	изхода на ОУ.
Отношението може да се изрази чрез еквивалентните
източници на шумови сигнали на входа:
(3.11)	5, = ^
(3.12)

R
откъдето следва
Аналогично за същото отношение на изхода може да се напише
(3.14)
(3.13)
където А е усилването на ОУ, a ft. е товарного съпротивление.
От (3.14) и (3.15) следва
(3-16)	(W)o
и Nit
Като се замести (3.13) и (3.16) в (3.10) се получава
(3.17)	^=101g(l +-^+	)
\ UNg Ufa /
71
Коефициентът на шума, определен при еднакви условия за
различии типове ОУ, позволява да се направи сравнение между
техните качества.
на топлинния шум на съпротивлението на източника, то може да
се изрази, като се използува формулата
(3.18)	U*Ng=8kTRgbF.
Така се намира
I U2Nl+21t,R2A
(3.19)	+
На фиг. 3.14 са представени графично зависимостите (3.8), (3.18)
и (3.19) за ОУ с биполярен вход. Както се вижда от нея, кое-
фициентът NF е минимален, когато отношението на шума от
усилвателя към шума от източника е най-малко. Оттук следва,
че за да се получи минимален коефициент на шума, необходимо
е да се подбира оптимална стойност за Rg. Това обаче все още
не означава най-добра шумова характеристика, т. е. най-високо
отношение сигнал/шум. Последното условие се изпълнява, когато
напрежението UNit е минимално; от (3.9) следва, че това става
при 7?g = 0, а от (3.19) — че NF—>oo. Този резултат не означава
някакво противоречие, тъй като коефициентът NF характе-
ризира шума на ОУ при определени (фиксирани) условия, докато
отношението сигнал/шум е универсален показател, определят
шумовите параметри при изменение наусловията на работа на ОУ.
72
Следователно при оптимизиране на шумовите качества на
схеми с ОУ трябва да се търси такава стойност за Rg, при коя-
то UNit (а не NF) е минимален. Оптималната стойност на Rg за-
писи от това, коя съставка преобладава в UNit: UNI или INr Нап-
^Nlt
100
10
1
~1
ОУусилЬати с лрео5разу(шел
Uvt~2pV
1^1 = Юр А
ОУсЬход на полейи, транзистор
I^/i * 1рА
10 100 1к Юк 100К 1М ЮМ	jfy р
Фиг. 3.15
ример, ако определяща е съставката UNP чрез едновременно уве-
личение на Rg и Ui се постига увеличение и на отношението
сигнал/шум. Това се вижда и от израза
(3.20)	4“ = гГ~ = 7—=_______— -----------
N Uut yj SkTRgbF+U^+Z/^Rl
Резултати от измервания на UNit във функция от Rg за опе-
рационни усилватели от фирмата Burr — Brown са показани на
фиг. 3.15. Подобии криви могат да се получат и за други ОУ.
Съществено е да се отбележи в случая, че в зависимост от изиск-
ванията към шумовите качества на конкретна схема и стойността
на Rg може да се подбере подходящ тип ОУ. Така например кри-
ва 1 се отнася за ОУ с биполярни транзистори на входа, за кои-
то типични стойности за UNI и IN1 са съответно 1,5 рУ и 100рА.
Крива 2 е за ОУ с преобразувател (ключов модулатор). За тях
Uni=2\N и /JW=10pA. Операционните усиЛватели с полеви тран-
зистори на входа (крива 3) се характеризират с UNI = AyN и
/д^^ИрА. Параметрите са определени в честотния обхват от 6Hz
до 10 kHz.
Във фирмените каталози са дадени в графичен вид зависи-
мостите
и2	I2
(3.21)
73
а също и функцията
</»=/(«,)
за различии честотни обхвати (последната зависимост за ОУ 709
е показана на фиг. 3.16).
Зависимостите (3.21) представляват шумовото напрежение или
шумовия ток, съдържащи се в честотна лента с ширина 1Hz
изразяват спектралните плътности на средноквадратичната стой-
ност на шумовите сигнали. Те се прилагат само по отношение на
определен честотен обхват. Тогава интересуващите ни шумово
напрежение и/или шумов ток се равняват на повърхността на фи-
гурата, оградена от хоризонталната (абсцисна) ос, съответната
крива и вертикалните отсечки, прекарани през граничните точки
на разглеждания честотен обхват и площта, заградена от кон-
тура ABCD на фиг. 3.17.
Тъй като кривите (3.21) са плавни, в отделяйте честотни об-
хвати те могат да се апроксимират с прави линии, т. е. с приб-
лижение кривата може да се изобрази с начупена линия, както е
показано на фиг. 3.17. Сойностите на шума на тока и шума на
напрежението в точките на евързване на отсечките за някои от
най-разпространените ОУ са дадени в табл. 3.2. В междинните
точки стойностите могат да се определят чрез интерполационна-
та формула
/772 \	_	^ГР1~~(^АГ/) ^грг р
/7р1-^р2
След определянето на U2N/ или за даден честотен обхват по
формулата (3.8) или направо от фиг. 3.16 може да се определи
74
величината при известна стойност на съпротивлението на
източника на полезния сигнал Rg. Величината UNit определи дол-
ния праг на сигнала, който все още има смисъл да се усилва от
ОУ. Например за /?„=100йи AF^lOOkHz от фиг. 3.16 се отчита
Z7A7z = 3|Weff. Ако е необходимо отношение S/N = 100, минимални-
ят полезен входен сигнал трябва да бъде
t7z^0,3 mVetf ♦
Изложените дотук съображения следва да се имат пред вид
при оптимизирането на шумовите характеристики на схемите с
ОУ. Типични примери за процеса на оптимизация могат да се
намерят в [4].
На фиг. 3.18 е е показана схема на постояннотоков усилвател,
в която входният сигнал се получава от източник на ток, а не от
източник на напрежение. Такъв е случаят, когато входът на ОУ
е свързан в колекторната верига на транзисторен постояннотоков
усилвател. За минимализиране на постояннотоковата грешка ре-
зисторите /?! и Т?2 трябва да са съгласувани с Rg, т. е.
_^1^2	_ Г)
Я1+Я2
Напрежението на полезния сигнал е Uj = IiRg и след заместване-
то му в (3.21) може да се получи израз за отношението S/N на
усилвател, управляван от източник на ток. Анализът показва, че
S/N нараства с увеличаване на Rg. При условията
(8-НО)^	(8vlO)4mF
’ Hs> l'Nl
75
Зависимост на lfiNI и от честотата
Таблица 3.2
Граници Шумов сигнал	на честотните обхвати Тип нв ОУ	10 Hz	100 Hz	1 kHz	10 kHz	100 kHz
/7^ UNI гуг i [Hz J	741, 747, 748 101 А, 201 А, 301 А	5.10~« 4,8.10-16	1.10-15 3.10-16	5.10-16 2,5.10-16	4,5.10—*6 2,1. 10~16	00	Ъо	00	'	10 ч	ч	ч	1	®	ч 53	»	К	I	S	S 05	1 	1	
/2 ГА2 1 [Hz J	741, 747, 748 101 А, 201 А 301 А	,1	 ь- о, СП 1 О О О 1 1 1 . Й « в	5.10-24 1,1 . 10-25 2.10-25	8 . 10-25 4.10-26 7,8 . 10-26	3,5.10-25 2,15. 10-26 3,8.10-26	
се получава стойност на S/N, близка до максималната:
(3.22)	(
\ yv /max
Когато ОУ се прилага в схема за усилване на променливо-
токови сигнали, използуването на трансформатор за подаване на
полезния сигнал подобрява шумовата характеристика на схемата
(фиг. 3.19). Тъй като се усилва пременлив сигнал, изискванията към
постояннотоковата грешка (небаланса) и нейния дрейф са мини-
мални и не се налага да се балансират резисторите, свързани към
двата входа на ОУ. Екместо това обаче необходимо е резисторите
/?! и /?2 да се изберат минимални от условието
/?j>(8--10)/?o,
където Ro е изходното съпротивление на ОУ. Това се налага,
за да се намали до минимум и да се пренебрегне шумът от IN/1,
Тогава може да се приеме, че
=0
/?1+/?2 NI
и от (3.20) да се получи израз за отношението сигнал/шум на
променливотоков усилвател:
(3’23) N ’
където п е преводното отношение на трансформатора.
77
Като се приравни към нула производната на израза (3.23)
и уравнението се реши относно п, може да се намери оптимал-
ната стойност за преводното отношение при зададени стойности
на	INI и U'NJ.
(3.24)
В зактючение оптимизирането на шумовите характеристики
на схемите трябва да се извършва чрез оптимизиране на съпро-
тивлението на източника на сигнала. В особено отговорни случаи
трябва да се търсят и специализирани ОУ с ниски стойности на
шумовите параметри — такива са например ОУ 725, 739 и др.
3.5. Влияние на честотата. Устойчивост на операционен
усилвател с офицателна обратна връзка. Методи
за честотна корекция
Обикновено операционните усилватели са обхванати от от-
рицателна ОВ. Това означава, че част от изходния сигнал на усил-
78
вателя се прилага към входа му така, че да бъде в противофаза
с входния сигнал. Обратната връзка е отрицателна, когато сигна-
лът на ОВ, снет от изхода, се подава към инвертиращия вход
на ОУ. Ако част от изходния сигнал се приложи към неинверти-
ращия вход, обратната връзка е положителна.
Получените в т. 3.1 опростени формули за усилването на
инвертиращия и неинвертиращия ОУ (табл. 3.1) са валидни за
обхвата на ниските и средните честоти. Независимо обаче дали
в дадена схема са включени индуктивности и/или кондензатори,
освен тях съществуват и паразитни индуктивности и капацитети,
в който също се запасява енергия на електромагнитното поле.
Тъй като тази енергия не може да се измени със скок, всяка
електрическа схема (включително и тази на ОУ) има опрделена
инертност, проявяваща се над някаква честота.
Основна роля в операционните усилватели имат паразитните
капацитети между отделяйте елементи от интегралната схема. То-
ва прави входното и изходното съпротивление, както и усилване-
то, честотно зависими величини. Тъй като и външните елемент-
също могат да включват индуктивности и кондензатори, в общий
случай параметрите на ОУ като функции от честотата са ком-
плексни величини. Входният импеданс ще се отбелязва със Zz, изв
ходният — с Zo, а усилването
Ad (w) = а (со) е^со\
където а (со) е модулът;
ср (w)—фазата.
Графичните зависимости я (со) и ср (со) представляват ампли-
тудно-честотната и фазово-честотната характеристика на усилва-
теля (а. ч. х. и ф. ч. х.).
В областта на високите честоти а спада, а ср(която при пис-
ки и средни честоти е нула) започва да нараства.
Широко разпространение в инженерната практика е получила
логаритмично-линейната апроксимация на а. ч. х и на ф. ч. х.,
както и представянето им чрез т. нар. диаграми на Боде. В тях
честотата се нанася по абсцисната ос в логаритмичен мащаб, а
усилването се определя в децибели по формулата
41 = 201g а (со),
като фазовият ъгъл ср се отчита в градуси. Изменението на усил-
ването с честотата се измерва в децибели на октава (dB/oct) или
децибели на декада (dB/dec), при което една октава означава уд-
вояване, а една декада — удесеторяване на честотата.
79
Активните и реактивните елементи на всяко усилвателно стъ-
пало образуват времеконстанта т, която характеризира инертност-
та на стъпалото. Тя започва да се проявява при честота, преви-
шаващи
1
^o=—f
където о)о се нарича честота на срязване. Тъй като ОУ представ-
лява няколко последователни стъпала, резултантните а. ч. х. и
ф. ч. х. се получават чрез сумиране на а. ч. х. и ф. ч. х. на от-
деляйте усилвателни стъпала.
За инерционните звена е характерно следното. При (o<cdo
усилването е константа и а. ч. х. представлява линия, успоредна
на абсцисата, а при w>to0 а. ч. х. започва да спада с наклон
6dB/oct или 20dB/dec. Грешката, която се допуска при тази ап-
роксимация, е максимална при w = to0 и не превишава 3dB.
Когато to—»0, ф. ч. х. на инерционното звено клони към нула,
а при со—>оо, ф. ч. х. клони към 90°. При
to = to0	ср =-45°,
а при
а) = 2(оо	ср = 62°.
Допускаката грешка при ликейната апроксимация на ф. ч. х. е
под 14° за честота, по-малки от <о0/8 и по-големи от 8<о0.
А. ч. х. и ф. ч. х. на един необхванат от ОВ ОУ имат вида,
показан на фиг. 3.20, където с w01, to02 и а>03 са означеки често-
тите на срязване на отделяйте усилвателни стъпала. Крива 1 пред-
ставлява а. ч. х., а крива 2—ф. ч. х. на операциокния усилвател.
В каталозите обикновено се дава а. ч. х. (зависимостта A^=/(to)),
а тъй като операционните усилватели спадат към т. нар. мики-
мално-фазови звена*, от амплитудко-честотната характеристика
може да се определи ъгълът съгласко релацията
(3.25)
където ср — е фазовият ъгъл в градуси;
D — каклонът на а. ч. х в dB/oct.
Величината w се промекя в границите от 1/10 до 10 Q. Грешката
при тази апроксимация е под 8°.
^При конто съществува еднозначна зависимост между а. ч. х. и ф. ч. х.
80
Ако в пълните формули за усилването на обхванатия от
отрицателна ОВ ОУ в табл. 3.1 се приложи
/?х- = оо и /?о=0,
ще се получи
л	AdR].
Лов=—и—d . л ь~~ за неинвертиращ усилвател и
КгТА2-|-
^0В=-/?1+^ТЛ^а ' За инвеРтиРаЩ усилвател.
Като се вземе пред вид комплексният характер на величините /?1(
/?2 и Аа, последните изрази могат да се папишат по следния
начин:
(3.26)Д0	В(а>)=[1-р(й>)]1-^инвертиращ усилвател;
(3.27)	Лов(ю)=у^^д-)-за неинвертиращ усилвател,
където
P^=-z1+zr
е коефициентът на ОВ.
С нарастването на w членът p(w) Л^(о)) се измени и по мо-
дул, и по фаза. При някаква определена честота фазовото закъс-
нение става равно на 180°. Тогава сигналът на ОВ променя знака
си и се подава синфазно с входния сигнал, т. е. вместо да се из-
6 Електронни устройства
81
важда, той се прибавя към него и отрицателната ОВ се превръ-
ща в положителна. Това дава възможност за възникване на ос-
цилации (самовъзбуждане) в ОУ; самият усилвател работи в неус-
тойчив режим.
Когато р (оз) Ad (w) = 1 при ср = 180°, възникналите осцилации
се самоподдържат.
Когато р (w) ./4^ (w)> 1 при ср= 180° възникват нарастващипо ам-
плитуда осцилации, докато се достигне до насищане на крайното
стъпало на ОУ. Тогава ЛДо>) намалява, изразът р (со) ЛДо)) = 1
и осцилациите преминават в установен режим.
Когато
(3.28)	р ((d) Ad ((d) < 1 при ср =180°,
процесът на евентуално възникналите осцилации е затихващ, тъй
като сигналът на ОВ не е достатъчен да ги поддържа. Тогава
режимът на осцилации се прекратява.
При затворена верига на отрицателната ОВ осцилации мо-
гат да възникнат и при липса на входен сигнал. Достатъчно е
въздействието на случаен паразитен импулс или някакъв друг
смущаващ сигнал. Тук трябва да се отбележи, че устойчивостта
на всяка линейна схема, обхваната от отрицателна ОВ, е функция
единствено на параметрите на схемата и не зависи от вида или
характера на входния и смущаващия сигнал.
От казаното дотук следва, че за да се осигури устойчивост
на режима на един ОУ, обхванат от отрицателна ОВ, необходимо
е да се изпълни условието (3.28).
За изследване устойчивостта на обхванатия от отрицателна
ОВ усилвател посредством логаритмичните а. ч. х. и ф. ч. х. (диа-
грамите на Боде) условието (3.28) е удобно да се преобразува до
(3.29)	lg^(W)-?=180°.
Ако сега 1g (w) и 1g —се построят в една и съща коорди-
натна система, условието за устойчивост е пресечната точка и на
двете характеристики да се получи при честота о>, която да е
по-малка от честотата, при която резултантната ф. ч. х. има стой-
ност 180°. Това положение е илюстрирано на фиг. 3.20, където
правите линии 3 и 4 са логаритмите на 1/р (а>) за случая, когато
Zi и Z2 са чисто активни съпротивления и фазовият ъгъл за вери-
гата на отрицателната ОВ е нула за целия честотен обхват. В
мястото на пресечната точка на линия 1 с линия 3 и 4 резултат-
82
ното усилване е 1 (отрицателна ОВ), а след това намалява с на-
растване на честотата. Величината
_,_=1+А
₽(») *^z2
представлява усилването Лов за неинвертиращ усилвател.
Съгласно критерия (3.29) линията 3 определи устойчива кон-
фигурация, а линия 4 — неустойчива, тъй като пресечната точка на
а. ч. х. се получава след 180°, т. е. резултантното усилване при
^ = 180° е по-голямо от единица. Вижда се, че колкото по-дълбо-
ка е обратната връзка (по-малко отношение 1 /р), толкова по-труд-
но се осигурява устойчивостта на режима на ОУ.
При въвеждането на ОВ в практиката е възприето да се
предвижда определен запас, изразяващ се в условието пресечната
точка на а. ч. х. на усилвателя и веригата на отрицателна ОВ да
се намират достатъчно далече от честотата, при която резултант-
ната ф. ч. х. на обхванатия от отрицателна ОВ усилвател е рав-
на на 180°. Понятието запас по фаза например означава ъгъла
180°—ср, където ср е ъгълът, определен за честотата на пресича-
не на характеристиките
1g Л (Ч и 1g
Тъй като електрическите схеми на различните ОУ се състо-
ят от две, а някои — и от три усилвателни стъпала, резултатна-
та а. ч. х. ще има две или три честоти на срязване, а резултант.
ните участъци — наклони съответно 6, 12 и 18dB/at. При това по
ложение в зависимост от броя на стъпалата резултантната ф. ч. х
на ОУ ще се стреми към 180° или към 270° съгласно (3.25). Та-
ка съществува възможност при въвеждането на отрицателна ОВ
с определена дълбочина усилвателят да бъде неустойчив.
От казаното следва, че използуването на ОУ в схеми, в кои-
то се прилага отрицателна ОВ е възможно, само ако се вземат
допълнителни мерки за осигуряване устойчивостта на усилвателя.
Тези мерки се изразяват в такива въздействия върху а. ч. х. и
ф. ч. х. на ОУ, конто осигуряват с известен запас условието за
устойчивост (3.51) и са известии като „фазова корекция* или „чес-
тотна корекция* (първото понятие по-точно отразява същността
на операцията).
Честотната корекция в характеристиката на ОУ може да се
извърши по принцип чрез промяната на един или няколко от
следните фактори:
1)	входния импеданс Zz;
83
2)	характеристиката на всригата на отрицателна ОВ 3(w);
3)	характеристиката на усилването на ОУ ЛДю).
Първият начин за честотна корекция не е разпространен, тъй
като стойностите на Zz имат много голям производствен допуск
за операционни усилватели от един и същи тип, а в основата на
тази възможност лежи именно изискването Zz да има определена
стойност. В някои конкретни схеми обаче въздействието върху
Zz позволява да се разшири честотната лента на усилвателя; то-
зи случай ще бъде разгледан по-късно.
Честотна корекция чрез промяна на р (w) означава, че във ве-
ригата на ОВ се включват кондензатори и индуктивности, т. е.
Zx и Z2 имат комплексен характер. Този метод фактически при-
дана интегриращи или диференциращи свойства на усилвателя,
което не винаги е допустимо. Ако Zx има капацитивен характер
(интегриращи свойства), операционният усилвател проявява тен-
денция да бъде устойчив и обратно — когато Z2 има капацитивен
характер с диференциращи свойства, в а. ч. х. се получава повди-
гане и операционният усилвател проявява тенденция към само-
възбуждане.
Третият метод за честотна корекция е най-универсален и се
състои във външно или вътрешно свързване на кондензатори и
RC-групи, при което честотните характеристики на ОУ придоби-
ват желания вид. Пример за подобна корекция е показан на фиг.
Фиг. 3.21
3.21.	С помощта на коригиращата верига се получава резултант-
на а. ч. х. с наклон, който до честотата <о2 (когато усилването
става равно на единица, т. е. OdB) не превишава 6dB/oct. За такъв
наклон ф. ч. х. асимптотично се стреми към 90° и следователно
84
въобще не достига критичните 180° за някоя от честотите в чес-
тотната лента, определена от о)2. Методът осигурява устойчивост
на ОУ при дълбочина на ОВ, достигаща р=1. Негов недостатък
обаче е силното намаляване на динамичните възможности на усил-
Фиг. 3.22
вателя — скорост на нарастване, фронтове на изходния сигнал,
честотна лента на усилваните сигнали.
Независимо от посочения недостатък последният начин за
честотна корекция е най-разпространен в практиката на опера-
ционните усилватели. На следващите фигури са показани вериги-
те за честотна корекция на най-популярните операционки усилва-
тели. Усилвателите от типа 741 и 747 имат вътрешно вградени
коригиращи кондензатори, осигуряващи устойчивост (наклон
6dB/oct за цялата честотна лента) на усилвателя при коефициент
на отрицателна 0Вр=1.
На фиг. 3.22 а е представена честотна корекция с изоставяне по
85
фаза, а на фиг. 3.22 б — в честотната корекция освен изоставяне
е въведено и изпреварване по фаза. Тези начини са характерны
само за ОУ тип 702. За различии стойности на усилването Лов
при наличие на отрицателна ОВ се свьрзват различии стойности
на R и С (табл. 3.3). При първия начин честотната лента на усил-
вателя (затворена ОВ) е от порядъка на 8 MHz на ниво 3 dB, при
втория начин честотната лента на ниво 3dB е над 20 MHz. За
междинни стойности на Лов се избират междинни стойности и
за коригиращите елементи.
Таблица 3.3
Стойности на елементите за честотна корекция на ОУ
		Усилване A0B. (IB
		0	20	40	60
Фиг. 3.22 а ОУ 702	Cj, pF R1, a	1000	1000	100 20	200	2000
Фиг. 3.22/5 ОУ 702	G, pF Rv Q C2, pF	1000	1000	— 200	200	— 50	50	50
Фиг. 3.23 а ОУ 709	Ci, pF Rb kQ C2. pF R2, a	5000	500	100	10 (2500) 1,5	1,5	1,5	0 200	20	3	3 50	50	50	50 Забележка. R2 се излолзува само при капа- цитивен товар
I Фиг. 3.26 ОУ 748	Ci, pF	10—30	3-5	2	1
Обикновено компенсацията с изоставяне по фаза се използу-
ва при усилване между 0 и 48 dB, а компенсацията с изпревар-
ване — при усилване над 38 dB. Освен таблицата стойностите на
елементите за фиг. 3.22 а могат да се пресмятат по формулите
/?! = 20 (1 +	= 20 Лов, Ci = 10-’ R-
а за фиг. 3.22 оптималната стойност за С е между 50 и 100 pF.
Посочените два начина имат този недостатък, че при високи чес-
тоти ограничават размаха на изходното напрежение. Схемите за
честотна корекция от фиг. 3. 22 в и 3.22 г преодоляват този не-
достатък. Стойностите на елементите се пресмятат по формулите
Cx = 50pF, R2 = 2.10-2/?з, С2=^~
86
На фиг. 3.23 е показано свързването на коригиращите еле-
менти за ОУ тип 709, а в табл. 3.3 — стойностите им за различии
коефициенти на усилване Лов при стандартната корекция от фиг.
3.23 а. Честотната лента на ниво 3dB при затворена отрицател-
АОв—OdB;
U0=5V^
AF=9kHz.
AF=4MHZ
Aob—Odv,
4/0 =5VEFf
/?i=680 Q;
q=10 nF
AA=110kHz.
AF=4MHZ
О	EFF
Фиг. 3.23
на OB се движи от 300 kHz при усилване 60 dB до 500 kHz
при усилване единица. Кривите на а. ч. х. на ОУ 709 без ОВ при
различии стойности на коригиращите елементи са показани на
фиг. 3.24, а на фиг. 3.25 са представени а. ч. х. на усилвателя
при затворена отрицателна ОВ с различна дълбочина.
Показаният на фиг. 3.23 а резистор /?2 се включва, когато
товарът има капацитивен характер. За инвертиращ повторител
стойностите на Сх и С2 са двойно по-малки, отколкото за неин-
вертиращия. За междинни стойности на /ов се избират междинни
стойности и за коригиращите елементи. Корекцията от фиг. 3.23 б
значително разширява честотната лента. Изискването при нея е
където са съпротивленията към входовете на ОУ.
87
Честотните корекции за ОУ 748 са показани на фиг. 3.26.
Стойностите на коригиращите елементи за стандартната корекция
(фиг. 3.26 а) са представени в табл. 3.3. При по-малките стойности
на Сх честотната лента е по-широка, но в импулсната хатакте-
а
Фиг. 3.25
Фиг. 3.26
ристика се получава отскок, който не превишава 20% при това-
рен капацитет под 20 pF. За междинни стойности на Лов се изби-
рай междинни стойости за Cv Честотната лента на ниво 3 dB
при затворена отрицателна ОВ е от 10 kHz при 60 dB до 100 kHz
при 0 dB. Във всички случаи външно свързаният кондензатор
осигурява спадане на Ad (to) с
6 dB/oct до со — 2MHz при Cx = 2pF
и
со^5 MHz при Ci = 30 pF.
88
Корекцията от фиг. 3.26 б осигурява значително по-широка
честотна лента и по-добра импулсна характеристика. На фиг. 3.27
са показани начините за честотната корекция на ОУ 301 А, които
препоръчва фирмата-производител.
Корекцията от фиг. 3.27 а се нарича еднополюсна. Спадането
на ДДа)) е 6 dB/oct, фазовият ъгъл ср при 1 MHz не надвишава
135°. При избиране на Сг трябва да се спазва условието
(з.зо>
където Со = 30 pF. Обикновено Сг се избира в граничите 3-r-30pF,
като при по-дълбока отрицателна ОВ (по-нисък коефициент на
усилване Лов) се избира по-голяма стойност на С\.
Корекцията от фиг. 3.27 б е двуполюсна, понеже се използу-
ват два честотно зависими елемента. Стойностите за С! се опре-
делят от формула (3.30), а капацитетът С2 = 10С\. Посредством то-
зи начин на корекция се получават по-добри импулсни характе-
89
ристики спрямо еднополюсната корекция при приблизително една
и съща честотна лента (около 1MHz), определена на ниво 0 dB
(отворена отрицателна ОВ). Ф. ч. х. има сложен характер и няма
однозначна зависимост между нея и а. ч. х.
Корекцията с капацитивна ОВ (фиг. 3.27 в) осигурява макси-
мална честотна лента и най-добра импулсна характеристика. Чес-
тотната лента на ниво 0 dB (отворена отрицателна ОВ) е около
10 MHz при ср< 135°. Стойностите за С2 се избират съгласно
израза
с ______1__,
2“ 2к/0/?1
където /o=3MHz.
Честотнозависима величина е и коефициентът на подтискане
на синфазния сигнал CMRR, който след определена честота за-
почва да спада с наклон 6 dB/oct (20 dB/dec). За ОУ 702 тази
честота е приблизително 2 kHz при съпротивление на източника
на полезен сигнал /?g=2kQ и нараства с намаляването на Rg.
За останалите типове операционни усилватели същата честота е
около 100 Hz за Rg=A kS и се увеличава при намаляването на Rg.
Други параметри на ОУ, който зависят от честотата на вход-
ния сигнал, са приведените към входа шумов ток и шумово напре-
жение, коефициентът на подтискане на измененията в захранващи-
те напрежения и размахът на изходното напрежение. Използувана-
та честотна корекция влияе непосредствен© и върху динамичните
характеристики на ОУ — скорост на нарастване на изходния сиг-
нал SR и честотна лента на пропускане BW.
Зависимостите на тези параметри от честотата се посочват
от производителите в каталозите и те трябва да се вземат за-
дължително под внимание при използуването на операционните
усилватели в конкретните схеми.
В заключение трябва да се отбележи, че с оглед осигурява-
нето на устойчивост на схемите е необходимо да се спазват и
редица изисквания, за да се намали до минимум влиянието на
външните смущения и монтажните капацитети. Така например
елементите за честотна корекция трябва да се разполагат непо-
средствено до операционния усилвател (не по-далече от 15—20 mm).
Когато товарът на усилвателя има капацитивен характер, изход-
ното съпротивление образува RC-група с товарния капацитет,
като внася допълнително фазово закъснение. За корекция в серия
с изхода се включва резистор /?2, който се обхваща от веригата
на отрицателната ОВ (фиг. 3.23). Стойността на този резистор не
трябва да надвишава 50 Q, защото в противен случай се ограни-
90
чава максималният размах на изходното напрежение. Кондензато
рът за честотна корекция С2 трябва да се включва преди рези-
стора /?2, а самите стойности Сг и С2 е желателно да бъдат
по-високи от тези, препоръчвани за чисто активен товар*-
Ако Zr и Z2 от веригата на отрицателната ОВ имат комплек-
сен характер, както в случайте на схеми с активни филтри,
препоръчва се паралелно на резистора за постояннотокова компен-
сация /?3 да се включи кондензатор с малък капацитет (50—100 pF).
Този начин за балансиране на реактивните съставки във външна-
та верига се налага и при усилвателите. За компенсиране на вът-
решния капацитет на източника на сигнала понякога е полезно
да се шунтира с малък кондензатор резисторът /?3 при инвер-
тиращ усилвател или при неинвертиращ. Това се налага най-
често, когато входният сигнал се получава от високоомен източник.
Друга особенсст на разполагането на ОУ в схемите е изиск-
ването възловата точка (обща за резисторите и /?2), от която
се снема сигналът на отрицателната ОВ, да се разполага макси-
мално близко до инвертиращия вход на ОУ. В противен случай
всеки паразитен сигнал, индуктиран в проводника, свързващ
възловата точка с инвертиращия вход, ще се яви на изхода,
усилен с коефициента на усилване /ов. Ако се налага дистанцион-
но регулиране на коефициента на усилване с потенциометър,
препоръчва се същият да се включи към неинвертиращ усилвател,
т. е. да се подава към неинвертиращия вход.
Често пъти паразитни капацитети, паралелни на /?2 и /?3,
оказват дестабилизиращо действие, като влошават устойчивостта
на схемите. В такъв случай може да се шунтира с един ма-
лък кондензатор (10—100 pF).
3.6. Практически изисквания при работа
с операционни усилватели
Преди всичко е необходимо добре да се проучат справочни
те данни за необходимия тип ОУ, като се обърне внимание на
графичните зависимости и указанията, дадени от производителя.
При сравняването на операционни усилватели от един и същи
тип, но произведени от различии фирми, се налага директно да се
сравняват каталожните данни от всяка фирма. При сравнението
трябва да се отчитат условията, при който са измервани конкретни-
те стойности, особено когато стойностите на параметрите са еднакви
* Препоръкше са в сила за ОУ 709.
£1
По-новият тип ОУ не винаги означава, че той е най-подхо-
дящ за определена цел. Трябва да се има пред вид, че много
новите типове ОУ са силно специализирани схеми, конто имат ог-
раничена облает на приложение. Следователно при избора на да-
ден ОУ трябва да се отчита преди всичко дали той е подходящ
за схемата, където ще действува.
При избор на ОУ за устройство, което предстои да бъде
произвеждано серийно, необходимо е да се вземе под внимание
възможността за осигуряването в достатъчно количество на ин-
тегрални схеми. Единствен вносител на ОУ в страната ни е
ВТП „Изотимпекс", София. Производител на ОУ в страната ни е
НПК „Полупроводникова техника", Ботев^рад.
При експлоатацията на схеми с ОУ е необходимо да се
спазват стриктно указанията на производители ге, както и да се
вземат предвит общите препоръки, дадени на няколко места от
тази глава.
92
IV. ЛИНЕИНИ УСТРОЙСТВА
С ОПЕРАЦИОННИ УСИЛВАТЕЛИ
В тази глава ще бъдат разгледани различните типове елек-
тронни схеми, реализрани с ОУ, при конто съществува линейна
зависимост между входните и изходните величини. Линейните ус-
тройства, чрез конто се преобразуват електрическите величини,
ще бъдат разгледани в шеста глава.
4.1. Буферен усилвател
Когато е необходимо да се съгласува един източник на сиг-
нали с високо изходно съпротивление с товарен елемент’ с
еквивалентно съпротивление RT^RO1 се налага използуването на
буферно стъпало.
На фиг. 4.1 е показана схема на буферен усилвател, която
позволява да се получи максимално входно съпротивление при
използуването на определен тип ОУ. Ако стойността на коефи-
циента на усилване на ОУ без ОВ Av е висока, схемата има кое-
фициент на усилване с обратна връзка
<4Л)
Фиг. 4.1
Поради голямата стойност на коефициента на ОВ входният
импеданс на схемата е изключително висок:
93
(4.2)	Zir= L’‘ =4.(1+Л^2,ЛФ.
Независимо от малкия входен ток 1Ь предизвикан от входното
напрежение £7Z, във входа на ОУ протича поляризиращият вхо-
ден ток Iib.
Поради наличието на дълбоката отрицателна ОВ изходният
импеданс на буферния усилвател има ниска стойност:
'Z _
^ог-х+Ау - Av-
За да се осигури безусловно устойчив режим на действие на ОУ
при тази ОВ е необходимо да се въведе честотна корекция.
4.2. Инвертиращ усилвател
Основната схема на инвертиращия усилвател, реализиран с
ОУ, е показана на фиг. 4.2 (вж. фиг. 2.8). При анализа на тази
схема ще се използува фактът, че ОУ притежава голям коефи-
циент на усилване Av и незначително малки входни токове Iib.
За означените на схемата токове и напрежения са в сила
следните съотношения:
(4.4 а)	/1 =
(4.4 6)	.
Фиг. 4.2
Поради малката стойност на входния ток на поляризация Iib спря-
мо /х и /2 може да се приеме, че и равенствата (4.4) до
биват вида
/?2 . Uio+Uid-Uo
- U--U:o-Uld ‘
(4-5)
94
Като се има пред вид голямата стойност на Av и малката стой-
ност на напрежението на несиметрия Uio, в равснството (4.5) мо-
же да се пренебрегнат величините Uid и Ui0 по отношение на Uo
и t/z. Така за коефициента на усилване А се получава оконча-
vr
телно
Поради малката стойност на Uid със задоволителна точност
може да се приеме, че инвертиращият вход на усилвателя има
потенциал, равен на неинвертиращия вход. От израза (4.4) тогава
следва, че Д зависи главно от входното напрежение Ut и от
стойността на резистора
(4.7)
Входното съпротивление на инвертиращия усилвател съгласно
(4.7) съответствува на резистора R}.
Резисторът R3 = R^R2 е предназначен за стабилизация на тем-
пературния дрейф на входните токове на ОУ. Неговата стойност,
както и стойността на паралелно свързаните съпротивления се
определят от израза
(4-8)
1ib
където Ri и lib са съответно входното напрежение и входният
поляризиращ ток на използувания ОУ.
Изходният импеданс на инвертиращия усилвател има сравни-
телно ниска стойност и може да се определи от израза
7	________
ог~ 1+м; — >
където
л _.
1 ъ+ъ
4.3. Неинвертиращ усилвател
Схема на неинвертиращ усилвател е представена на фиг. 4.3.
Коефициентът на усилване на този ОУ се определя от израза
/Л 1f)\	//_ Uo _«1+^2 М»
(4.10)
95
където
в=-А_.
Ако коефициентът на усилване Av е голям, равенството (4.10)
добива вида
(4.11)
Входният и изходният импеданс на неинвертиращия ОУ мо-
гат да се определят съответно от изразите
(4.12а)	Z„ = %+Z,(H-MJ
(4.120	z«=t+m;-
Както и при инвертиращия усилвател (т. 4.2), резисторът 7?3 е
включен за температурка компенсация и стойността му се избира
равна на паралелно свързаните и /?2.
При максимален коефициент на ОВ
Р=1 при /?2 = о°
и инвертиращият усилвател се превръща в описания в т. 4.1 бу-
ферен усилвател.
4.4 Сумиращ усилвател
За инвертиращия усилвател беше отбелязано, че при доста-
тъчно големи стойности на коефициента на усилване Av входният
96
ток 1Х съгласно равенството (4.7) зависи само от входното напре-
жение и от стойността на резистора Rx. Това позволява към
входа на усилвателя да се приложат повече входни сигнали по-
средством входните резистори . Rn, както е показано
на фиг. 4.4. Изходното напрежение на /t-входов (сумиращ)
усилвател може да се определи лесно, като се приложи първият
закон на Кирхоф по отношение на общата точка на инвертира-
щия вход:
(4.13)
7=1
Усилването на всеки вход поотделно, както и в случай на инвер-
тиращ усилвател (вж. равенство 4.6) се определи от израза
(4.14)	j=\,2...n,
където Rf е резисторът във веригата на ОВ на ОУ.
Изходният импеданс на сумиращия усилвател е
<415)	Zo-Av-^~’
където
= /?i i Ri Rs или
3
/=1
7 Електронни устройства
97
Стойността на резистора /?4 се намира от израза
р —
RE+RE
4.5. Интегратор
Един от основните елементи на аналоговата изчислителна
техника е аналог овият интегратор. Схемата му (фиг. 4.5) по съ-
щество представлява инвертиращ усилвател, чието съпротивление
за ОВ е заменено с кондензатора С, през който протича реактив-
ният ток 1С, осигуряващ ОВ.
В идеализиран вид операцията интегриране би се извършила,
ако ОУ се характеризира със следните параметри:
Л^ = (Х),	Zz = oo,	Zo = 0
Uio^	Iio = V.
Като се изхожда от схемата на идеалния интегратор, може да се
използуват следните уравнения за токовете и напреженията:
(4.16а)
t	t
(4.16 6) Uo = Uc=-Jr f lt dt+Ut0 или Uo=- 1 f Uidt+Uto,
о	о
където Uto e напрежението на изхода на интегратора в момента
на подаване на £/z.
98
Съотношението (4.16 6) показва, че изходното напрежение Uo
има стойност, равна на интеграла от входното напрежение по
времето за периода от 0 до t. За интегратор с реални параметри
в израза за Uo трябва да се включи и член, отразяващ грешката
при интегрирането.
Крайната стойност на коефициента на усилване по напреже-
иие Av ще предизвика грешка, дължаща се на наличието на ди-
ференциалното входно напрежение Uid, а оттук и промяна на ин-
тегриращия ток //
(4.17 а)
и-и.	и‘-А°
(4.17 6)	или /z=	•
От равенство™ (4.17 6) се вижда, че интегриращият ток /z ще на-
малява стойността си с повишаване на изходното напрежение
Uo и при постоянна стойност на t/z.
Крайната стойност на входния импеданс Zz и наличието на
входни поляризиращи токове Iib предизвикват определена грешка
при операцията интегриране, като нарушават равенството между
входния ток /z и тока през кондензатора /с. В този случай са в
сила раненствата
(4Л8а)	Ic=Ii-Iib
или
t
(4.18 б)	dt.
О
Входното напрежение на несиметрия Uio на ОУ също предиз-
виква грешка в аналоговия интегратор; като се отчита наличието
на UiOt изходното напрежение на интегратора се описва от
израза
t
(4-19)	Uo=-^f(U(-Uio)dt.
и
Ограничената широчина на честотната лента на ОУ намаля"
ва коефициента на усилване при високите честоти Av. Ограниче"
ната честотна лента на ОУ предизвиква и закъснение на изходното
напрежение на интеграторите.
99
Наличието на дълбока отрицателна ОВ за честоти в лентата
на пропускане осигурява изключително малко изходно сопро-
тивление
(4-20)
4.6. Диференцираща схема
Ако се разменят взаимно местата на резистора и кондензато-
ра в схемата на интегратора (фиг. 4.5), схемата се превръща в
диференцираща (фиг. 4.7). Резисторът който осигурява отри-
цателна ОВ, поддържа нулева стойност на напрежението на ин-
вертиращия вход на ОУ. При тази схема токът 1С през диферен-
циращия кондензатор ще представлява диференциалът на входно-
то напрежение:
(4.21)	1е = С-Г
100
Ако входните токове на ОУ се пренебрегнат
(4-22)	IC=IR
и за изходното напрежение Uo, което е пропорционално на тока
7^, се получава
(4.23)	=
Поради крайните стойности на параметрите на ОУ (7?z, Aw
Iib, Zo) и особено поради ограничената честота на пропускане
при операцията диференциране се внася грешка.
Схемата от фиг. 4.7 е слабо устойчива и има тенденция към
самовъзбуждане. Освен това при прилагането на входни импулси
с много стръмни фронтове (по-кратки от времето на закъснение
на ОУ) токът 7^, дължащ се на Uo, вече не може да осигурява
нулево напрежение на инвертиращия вход. Това внася значителна
грешка при диференцирането, а може да доведе и до повре-
да на ОУ.
Друга диференцираща схема, характеризираща се с по-висока
устойчивост и защита по вход, е представена на фиг. 4.8. Честотите
®1 = (^?2С1)-1 И «2 = (^1С2)-1
Фиг. 4.8
ограничават честотния обхват на входните сигнали, за който схе-
мата изпълнява функцията диференциране с добра точност. Усло-
вието
(4.24)	«2<шо,
101
където с (оо е означена честотата на срязване на ОУ, осигурява устой-
чивост на ОУ от самовъзбуждане (фиг. 4.9) при /?3 = /?2-
Фиг. 4.9
4.7.	Постояннотокови диференциални усилватели
В тази трупа се включват всички усилватели, който имат два
входа и постояннотокова връзка между входните сигнали и вхо-
довете на усилвателя, а изходното напрежение е пропорционално
на разликата от двата входни сигнала. Както входните, така и
изходните сигнали се измерват относно една обща точка с ну-
лев потенциал.
Източниците на входни сигнали за диференциалните усилва-
тели обикновено са преобразувателите на неелектрични величини
в електрически или източници на сигнали с диференциален изход.
На фиг. 4.10 е показана схема на постояннотоков диферен-
циален усилвател с един ОУ. Както се вижда от нея, към вхо-
довете на усилвателя се прилага разликата от напреженията на
двата източника на диференциални сигнали Edx и Edi. Източникът
на синфазни сигнали Ес обикновено е нежелан, но той в много
случаи не може да се отстрани.
Като пример може да се посочи четирираменната мостова
схема, от която се подава сигнал към диференциален усилвател.
Ако ОУ се приеме за идеален и схемата се разглежда като ин-
вертиращ усилвател, чиито неинвертиращ вход £/z- е определен
от Ес, Edl и делителя, образуван от резисторите и /?2, може
да се запише
(4.25)	+
102
(4-26)
Ec+Ed-U. U-Uo
^2	R&
Като се елимииира Z7z от уравнения (4.25) и (4.26), се получава
(4.27)
R2(R1+R1) ~
Фиг. 4.10
Изразът за изходното напрежение (4.27) позволява да се направи
един важен извод, полезен при проектирането на диференциални
усилватели. Както се вижда, първият член от дясната страна на
равенството отчита влиянието на синфазния сигнал Ес върху из-
ходното напрежение и пълно подтискане на синфазния сигнал би
се постигнало, ако този член се анулира. Това е вярно, ако
(4.28)	R1R3 = R2^
Тогава равенството (4.27) долива вида
(4.29)	U0=(Ed-Ed^-
Пълно подтискане на синфазните сигнали на практика обаче
не е възможно поради наличието на:
—	напрежение на несиметрия Uio на ОУ;
—	несиметрия на входните токове 7>
—	разлики в изходните съпротивления на двата източника на
сигнали Ed. и Ed^.
Напрежението на несиметрия в този усилвател може да се
компенсира посредством схемата, показана на фиг. 4.11 (вж. гла-
ва III). При пренебрежимо ниска стойност на изходното съпро-
103
тивление на източника на сигнал Ed2 спрямо компенсиращото
напрежение (JK има стойността
(4.30)	=
Описаната схема има съпротивления на инвертиращия и неин-
вертиращия вход съответно R2 и ^?i + ^?4- Не е желателно
тъй като условието (4.28) за подтискане на синфазните сигнали
ще наруши изискването за добра температурка стабилност
(4.31)	R2R3=RiR4-
Изходният импеданс на този диференциален усилвател е с
ниска стойност и може да се определи от израза
(4.32)
Ч ^+^3 /
Поради посочените по-горе недостатъци на схемата на ди-
ференциалния усилвател с един ОУ на практика тя намира при-
ложение само в тези случаи, когато е допустима относително ви-
сока грешка.
На фиг. 4.12 е показан диференциален усилвател, реализиран
с два ОУ. Тази схема също се характеризира с ниско входно
съпротивление, но има пълна симетрия на двата входа и висока
температурна стабилност. Инверсното включване на операционни-
104
те усилватели позволява коефициентът на подтискане на синфаз-
ните сигнали на диференциалния усилвател да бъде изключително
висок, без да се изискват високи стойности на този параметър
за двата ОУ.
Изходното напрежение на последната схема е
(4.33)	Uo=R±\Ed-Edi).
Този израз и (4.29) показват, че може да се осъществи плавно
изменение на коефициента на усилване на диференциалния
усилвател.
Схема на диференциален усилвател с два ОУ и с високо
входно съпротивление е показана на фиг. 4.13. Входното му съ-
противление се определя, както в случая на неинвертиращия усил-
вател (4.12 а). При висок коефициент на усилване на ОУ този
параметър се ограничава от входните поляризиращи токове на
двата ОУ. При условието
=
R2
изходното напрежение на диференциалния усилвател се дава от
израза
(4.35)	t70 = (-g- + 1)(frf-frfl).
105
За да се постигне добро подтискане на синфазните сигнали, е
необходимо равенството (4.34) да е изпълнено с голяма точност.
Схемата е подходяща за използуване в случайте, когато е
необходим постоянен коефициент на усилване на диференциалния
усилвател, тъй като изменението на този коефициент е свързано с
промяната на няколко прецизни резистора.
Диференциален усилвател с добра симетрия между двата
входа и с високо входно съпротивление е показан на фиг. 4.14.
Високото входно съпротивление на усилвателя се постига
чрез включването на първите два ОУ в неинвертиращи схеми.
106
При необходимост коефициентът на усилване може лесно да се
промени посредством изменение на стойността на резистора /?2.
Второто стъпало на усилвателя включва описания по-рано дифе-
ренциален усилвател, реализиран с една интегрална схема. Поради
изключително ниското изходно съпротивление на първите два
усилвателя не е необходимо второто стъпало да бъде с еднакви
входни съпротивления на двата си входа. Това позволява дифе-
ренциалният усилвател да бъде осъществен с четири еднакви
резистора.
Като се имат пред вид коефициентите на усилване на неин-
вердиращия усилвател с един ОУ, изходното напрежение на схе-
мата от фиг. 4.14 може да се определи от израза
(4.36)	Uo = (1 + (Ed~Еау
Ако съществува изискване за максимално възможно входно
съпротивление, предложената по-горе схема може да се модифи-
цира в схемата, представена на фиг. 4.15. Тя се реализира лесно
поради необходимостта само от четири еднакви резистора R.
Стойността на коефициента на подтискане на този диференциален
усилвател обаче се определи преди всичко от точността, с която
се изпълнява равенството на резисторите R Поради тази причина
при практическата реализация на схемата към никои от резисторите
се свързват донастройващи тример-потенциометри.
Коефициентът на усилване на схемата е единица.
107
Често съществува изискване изходът на диференциалния
усилвател да бъде симетричен относно нулевия потенциал на
схемата. В такива случаи е подходяща схемата, показана на фиг.
4.16. Тя представлява паралелно евързване на два диференциални
Фиг. 4.16
усилвателя и се характеризира с пълна симетрия на двата входа.
Входното съпротивление на схемата не е особено високо и може
да се определи лесно, като се има пред вид, че всеки от входо-
вете представлява паралелно евързан инвертиращ и неинвертиращ
усилвател. Коефициентът на усилване на тази схема е
(4.37)	К=-2^-
Компенсацията на входното напрежение на небаланс може
да се извърши, като на занулените краища на резисторите
бъдат приложени необходимите напрежения съгласно схемата на
фиг. 4.17. Ако е необходимо да бъде компенсиран и синфазният
сигнал на двата изхода, то трябва и на двата усилвателя да се
компенсира напрежението на небаланс, така че
при E^E^E^Q, Cr01 = t702 = 0-
При диференциалното усилване на постояннотокови сигнали,
включващи синусоидална или импулена компонента, въпреки доб-
108
рия коефициент на подтискане на синфазните сигнали на ОУ
много често поради паразитните входни капацитети диференци-
алният усилвател може да се окаже с лош коефициент на под-
тискане. Един прост начин за отчитане на тези ефекти е предста-
Фиг. 4.17
вен на фиг. 4.18. Времеконстантите на образуваните групи /?1Сг
и R2C% (вследствие на различните стойности на паразитните ка-
пацитети и вътрешните съпротивления на източниците на сигнал
/?1 и /?2) винаги се различават на практика:
(4.38)	Rfi^R^.
109
Наличието на синфазни сигнали Ес предизвиква съществена про-
мина на входните напрежения Uir и £7/2> така че ПРИ условието
(4.38) синфазният сигнал създава преходна диференциална със-
тавка. Поради тези причини подтискането на Ес ще бъде слабо.
Практическото отстраняване на описания по-горе ефект чрез
симетриране на двата входни извода не води до съществени по-
добрения, особено когато стойностите на Rr и R2 са значителни.
Добри резултати могат да се получат посредством схемата,
представена на фиг. 4.19, когато входните диференциални сигнали
Е} и Е2 са значително по-малки от стойността на синфазния сиг-
нал Ес. Свързването на екраните на входовете на ОУ към един
от двата входа предизвиква симетрично прилагане на синфазния
сигнал към двата входа на ОУ посредством паразитните капаци-
тети между входовете и екрана. В този случай е необходимо ОУ
да бъде със задоволителен коефициент на подтискане на синфаз-
ните сигнали. Схемата се характеризира с добри свойства при
малки стойности на вътрешното съпротивление на източниците
на сигнал Ег и Е2.
На фиг. 4.20 е показана още една схема за компенсиране на
паразитните капацитети. Тя е значително по-сложна от схемата
на фиг. 4.19, но предлага много добри възможности. Както се
вижда от нея, симетричната за двата изхода на входните усилва-
тели точка А е под напрежение, равно на входния синфазен сиг-
нал Ес. Свързването на екраните към точка А предизвиква фор-
мирането на еднакви напрежения в двата извода на паразитните
капацитети и С2. Напрежението на екраните следва синфазния
входен сигнал, паразитните капацитети С± и С2 не се преза-
реждат и следователно не оказват влияние върху схемата дори
и при значително големи стойности на вътрешните съпротивления
на източниците на диференциални сигнали Rt и R2.
ПО
За правилното действие на описаната по-горе схема необхо-
димо е двата входни ОУ да бъдат с голямо бързодействие, така
че напрежението в точка А да не закъснява спрямо сигнала Ес.
Поради същите съображения паразитните капацитети на екрани-
те С3 и С4 трябва да са незначителни, за да се осигури ниска
стойност на времеконстантата
4.8. Мултиплексорни усилватели
Мултиплексорните или разпределителните схеми служат за
последователно превключване на няколко входни сигнала към
едно изходно устройство. Такова превключване се налага най-
често с цел да се намали обемът на електронното оборудване,
но се постига за сметка на бързодействието на електронната
система като цяло. Тук трябва да се има пред вид, че броят на
входните сигнали, превключвани от един мултиплексор, се огра-
ничава от допустимата грешка, която се внася от него, докато
бързодействието, с което се превключват аналоговите сигнали, се
определи от високочестотните съставки на самите сигнали.
Мултиплексорните схеми обикновено включват операционни
усилватели и аналогови ключове. В зависимост от конкретния
случай тези ключове могат да се реализират с биполярни тран-
111
зистори, с полеви транзистори
менти. По-нататък са изложени
избора на една от посочените
аналогови ключове.
или с магнитноуправляеми еле-
съображенията, конто определят
възможности за използуване на
В зависимост от това, как е включен превключващият еле-
мент, ключовете биват паралелни (фиг. 4.21 а) и последователни
(фиг. 4.21 б). Първите се използуват главно при източници на
сигнал със сравнително по-ниско вътрешно съпротивление.
Схема на двувходов паралелен мултиплексор с биполярни
ключове е представена на фиг. 4.22. В зависимост от управля-
ващите сигнали и У2, приложени към базовите области на
112
(4.39)
транзисторите 7\ и Г2, входният сигнал, съответствуващ на за-
пушения транзистор, се предава към изхода на мултиплексора с
амплитуда (70, определена от израза
U^~UiR^R2
Остатъчното напрежение на ключовите транзистори е един
от най-важните им параметри, който определя грешката при пре-
включване на входните сигнали. Инверсното включване на тран-
зисторите позволява значително намаление на остатъчното напре-
жение (/ост, което е функция на параметрите на транзистора. С
повишение на колекторния ток, определен от (7Z и остатъч-
ното напрежение нараства; то намалява при увеличаване на базо-
вия ток. За инверсно включени транзистори, характеризиращи се
с достатъчно голям коефициент на усилване по ток при базов и
колекторен ток съответно в обхватите
4= 1-4 mA, /с=0,1-0,3 mA,
остатъчното напрежение UreF има стойности в границите 0,25-ь
2mV. От схемата следва, че вследствие наличието на остатъчно
напрежение забраненият вход (макар и слабо) влияе върху изход-
ното напрежение (78. Компенсирането на Uref посредством при-
лагането на напрежение на неинвертиращия вход е непълно, тъй
като може да се осъществи само за някои стойности на входно-
то напрежение и околната температура.
Друг източник на грешка при този мултиплексор представ-
лява обратният ток на емитерния преход при запушен транзистор.
Трябва да се отбележи, че при планарно-епитаксиалните тран-
зистори този ток може да има малка стойност (от 50 до 200 рА)
и обикновено внесената от него грешка е несъществена. Като се
има пред вид условието за запушване и насищане на ключовите
транзистори, за амплитудата на управляващите импулси се по-
лучава
(4.40 а)
(4.40 6)	U~>IBu.RB,
където 1Вн е базовият ток на отпушените транзистори. Коефици-
ентът на предаване на мултиплексора обикновено е единица и ОУ
е обхванат от дълбока отрицателна ОВ. Тя изисква силна честот-
на корекция, за да се осигури устойчивост на усилвателя.
8 Електронни устройства
113
Включването на голям брой входове към един ОУ е огра-
ничено от нарастването на тока, предизвикан от диференциално-
то входно напрежение на ОУ през всички паралелно включени
резистори /?2- Ето защо реализирането на многовходови мулти-
Фиг. 4.23
плексори се осъществява посредством многостепенно превключва-
не, както е показано на фиг. 4.23.
При мултиплексорите от последователен тип като ключови
елементи най-често се използуват полеви транзистори. Схемата
на такъв мултиплексор е представена на фиг. 4.24. Полевите
транзистори с изолиран гейт осигуряват по-добро разделяне на
сигналната и управляващата верига в сравнение с полевите тран-
зистори с управляван /г-л-преход, но пък имат значително по-
висока стойност на съпротивлението във включено състояние.
Стойността на това съпротивление при MOS-транзисторите, кон-
то работят в линейната облает на характеристиките си, се опре-
дели с добро приближение от израза
(4.41)
р _________1_______
*вкл ’
114
където
р — е константата, характеризираща параметрите на MOS-
транзистора;
Ug — напрежението на гейта;
Ud — напрежението на дрейна;
Ut—праговото напрежение.
За подходящо подбрани транзистори А*вкл = 100-ь 500 S. На
подложките на /?-каналните MOS-транзистори се прилага положи-
телно напрежение със стойност, по-висока от най-високото въз-
можно входно напрежение Ut. Подходяща за реализиране от този
тип е например MOS-интегралната схема Е 41 А. Тя съдържа че-
тири транзистора със съпротивление при включване /?Вкл^Ю0£2.
Управляващите импулси имат отрицателна полярност и трябва да
са с амплитуда, не по-малка от 10-ь 12 V. Вследствие на ниските
входни токове на неинвертиращия усилвател, включен като буферно
стъпало, остатъчното напрежение върху включен MOS-транзистор
има ниска стойност и внесената грешка обикновено е несъщест-
вена.
Посоченият мултиплексор е подходящ за превключване на
сигнали, не по-големи от 1—5 V. При високи стойности на вход-
ното напрежение управляващите импулси трябва също да имат
висока стойност, за да се осигури постоянен коефициент на пре-
даване. Това обаче води до „напрегнат“ режим на MOS-транзис-
торите.
Подходяща схема на мултиплексор, работеща задоволително
при високо ниво на t7z, е показана на фиг. 4.25. В нея операци-
онният усилвател е включен като инвертиращ усилвател и мулти-
плексорът се характеризира с по-ниско входно съпротивление от
показания на фиг. 4.24. Протичащите през MOS-транзисторите
115
токове сега имат значителни стойности и основният източник на
грешка се дължи на съпротивлението на включения MOS-транзи-
стор /?вкл. Тази величина може да се вземе пред вид при опре-
делянето на /?ь за да се осигури необходимият коефициент на
предаване на мултиплексора
(4.42)
_ __	^2
Я1+Я.КЛ
За да се осигури стабилен коефициент на предаване, температур-
ната зависимост на съпротивлението /?вкл изисква условието
(4.43)
(увеличеното съпротивление на MOS-транзисторите при повиша-
ване на температурата се дължи на намалената подвижност на
токовите носители в канала). За температурния коефициент на
величината /?вкл може да се посочи стойността
1>кл ~о,5 о/о /°C.
Значително по-добра температурна стабилност на коефициен-
та на предаване може да се получи чрез мултиплексорната схе-
ма, показана на фиг. 4.26. При тази схема най-добро компенсира-
не на температурната нестабилност на /?вкл се постига при
(4.44)	R1 = ^R3 = ^.
116
Необходимо е транзисторът Т4 да бъде винаги отпущен с управ-
ляващо напрежение, равно на това на останалите транзистори.
Условието (4.44) осигурява коефициент на предаване на мулти-
плексора единица.
Фиг. 4.27
Представените по-горе схеми на мултиплексори с MOS-тран-
зистори могат да бъдат реализирани и с полеви транзистори с
управляем р-п преходи. Такава схема е показана на фиг. 4.27. Те-
зи транзистори имат вграден канал от р-тип и отпушването им се
осигурява при запушване на съответния диод от управляващото
напрежение. При проектирането на мултиплексор с полеви тран-
зистори от показания тип трябва да се има пред вид, че съпро-
117
тивлението им във включено състояние може да бъде с един
порядък по-ниско от съпротивлението на MOS-транзисторите.
Когато е необходим инвертиращ мултиплексор с повишено
бързодействие от типа на показания на фиг. 4.24, полевите тран-
зистори може да се свържат, както е показано на фиг. 4.28.
Фиг. 4.28
Фиг. 4.29
На фиг. 4.29 е дадена схема на формиращо устройство за
управляващи импулси. Първото стъпало на тази схема е реализи-
рано с р-п-р транзистор и може да бъде управлявано от логичес-
ките нива на TTL-интегрални схеми. Второто стъпало осигурява
широк размах на управляващите импулси с цел за по-добро от-
пушване на ключовите транзистори.
Интересна схема на едновходов мултиплексор е представена
на фиг. 4.30. Използуваните в нея полеви транзистори 7\ и. Г2
са съответно с п- и p-канал. Така, когато 7\ е отпущен, получе-
ното нулево ниво на инвертиращия вход посредством резистора
/?2 се прилага на изхода. Когато управляващият импулс е отрица-
118
телен, отпущен е транзисторът Т2 и входното напрежение С/, се
предава на изхода с коефициент на предаване
(4-45)
От схемата следва, че съпротивлението на канала на включения
MOS-транзистор не участвува в коефициента на предаване, което
определя високите температурни показатели на схемата. Извест-
но неудобство обаче представлява използуването на два типа
MOS-транзистори.
Свързването на изходите на няколко едновходови мултиплек-
сори от разгледания тип позволява да се реализира многовходов
мултиплексор с високи качества. Положителното и отрицателно-
то напрежение, който се подават към подложките на транзистори-
те Т} и Г2, е необходимо да бъдат по-високи от максималния
възможен размах на изходния сигнал Uo.
На фиг. 4.31 е показана схема на многовходов мултиплексор
с високи температурни показатели. За простота е показано само
едно входно рамо. Важно предимство на тази схема е защитата
на ОУ в случай на едновременното включване на повече от един
вход (за разлика от паралелното включване на няколко едновхо-
дови мултиплексора съгласно схемата на фиг. 4.30). Коефициен-
тът на този мултиплексор е
За осигуряване на високо бързодействие на показаните досе-
га мултиплексори е необходимо да се използуват освен бързи
119
превключващи транзистори ОУ с високо бързодействие. ОУ тряб-
ва да се избере на основата на съображения за допустимите вход-
ни токове, без да се внася съществена грешка в процеса на мул-
типлексирането. Като пример може да се посочи, че за реализи-
рането на неинвертиращи мултиплексори съгласно схемата на
фиг. 4.24 могат да се използуват специално разработените буфер-
ни усилватели с малки входни токове и високо бързодействие.
Такава е например интегралната схема ТСА410, чиито входни то-
120
кове са 1,5 nA, а скоростта на нарастване на изходното напреже-
ние е 4 V/ms.
В крайна сметка при избора на усилвател отново се дости-
га до компромис между изискването за допустими входни токо-
ве и задоволително бързодействие. Избраният усилвател трябва
да осигурява значително по-високи изходни напрежения от изход-
ните сигнали. Когато са необходими изходни токове на мулти-
плексора, по-високи от тези на ОУ, се използува допълнителен
усилвател на ток. Той се обхваща в общата отрицателна ОВ,
както е показано на фиг. 4.32.
4.9.	МДМ-усилватели
Компенсирането на температурния дрейф на ОУ посредством
диференциално свързване на подходящи полупроводникови актив-
ни елементи, макар и в интегрално изпълнение, в много случаи
не е в състояние да осигури необходимата температурна стабил-
ност. Едно възможно решение на проблемата е електронната
схема да се термостатира, което е сравнително трудно, увелича-
ва консумацията и размерите на усилвателното устройство. По-
подходящо в такива случаи е да се използува постояннотоков
усилвател с преобразуване на сигнала или накратко — МДМ-усил-
вател.
Принципът на действие на МДМ-усилвателите може да се
изясни посредством схемата на фиг. 4.33 и време-импулсните
диаграми на фиг. 4.34. МДМ-усилвателят включва четири основни
елемента: модулатор, променливотоков усилвател, демодулатор с
филтър и генератор на модулиращо напрежение Г за управление
на модулатора и демодулатора. Модулаторът в показаната схема
12!
включва резистора /?б и ключа Км. Демодулаторът е образуван
от демодулаторния кондензатор Сэ и ключа
При последователното включване и изключване на ключа Км
входною напрежение, показано на първата диаграма нафиг. 4.34,
Фиг. 4.34
се преобразува в променливо напрежение, показано на втората
диаграма. Това напрежение се усилва по-нататък от променливо-
токовия усилвател, чийто температурен дрейф може да измени
средната стойност на изходното напрежение, но няма да влияе
съществено върху амплитудата на променливотоковата съставка
на изходния сигнал. Синхронного включване на ключа Ко от де-
модулатора зарежда демодулиращия кондензатор до стойност-
та на изходното напрежение на усилвателя. За временните ин-
тервали, когато Кд е изключен, изходното напрежение на усилва-
теля се сумира с това на заредения кондензатор Сд и напреже-
нието на изхода на демодулатора има вида, показан на четвър-
тата диаграма от фиг. 4.34. Образуваният от групата /?ф и Сф
филтър филтрира напрежение от демодулатора. При промяната на
122
поляритета на входния сигнал изходният сигнал също променя
поляритета си.
Постояннотоковият усилвател с преобразуване на сигнала
може да се превърне лесно от неинвертиращ в инвертиращ или
обратно посредством промяната на включените и изключени ин-
тервали от време на Км и Кд един спрямо друг.
От тази най-проста схема на МДМ-усилвател се вижда, че
поради наличието на изходния филтър честотата на входния сиг-
нал, който може да се усили от усилвателя без големи изкривя-
вания, е ниска. Честотните показатели на МДМ-усилвателя може
да се повишат чрез повишаване на честотата на преобразуване
на сигнала и намаляване на стойността на филтриращата RFCF-
трупа. Това обаче в много случаи е все още недостатъчно. Без
да се разглежда подробният теоретичен анализ на МДМ-усилва-
телите, ще се отбележи, че връзката между честотата на преоб-
разуване Fn? и максималната честота Fyc, при която МДМ-усил-
вателят може да усилва, е
(4-47)	а < . Г"Р. .
ус = 10—20
Максималната честота на преобразуване не може да надвишава
5 4-10kHz, което съответствува на максимални честоти на усилва-
не на МДМ-усилвателя /\cmax между 250 и 1000 Hz.
Честотните свойства на постояннотоковите усилватели с пре-
образуване на сигнала може да се подобрят много посредством
двуканалната схема, показана на фиг. 4.35. Тази схема съчетава
123
високите температурки показатели на МДМ-усилвателите с висо-
кочестотните свойства на усилвателите с непосредствена връзка.
Схемата включва освен двата канала за разделено усилване на
входните сигнали с висока и ниска честота У2 и Уг и сумиращия
усилвател У3. Входните филтри, съставени от Сх и С2, раз-
делят входния сигнал съответно към нискочестотния и високочес-
тотния канал. С оглед да се осигури непрекъсната характеристи-
ка на целия усилвател необходимо е двата канала да се застъп-
ват честотно. Това се осъществява чрез правилното проектиране
на филтрите и честотните параметри на двата канала поотделно.
Посредством диференциалния вход на сумиращия усилвател се
осигурява голямо входно съпротивление и висок коефициент на
подтискане на синфазните сигнали.
Блоковата схема от фиг. 4.35 обикновено се модифицира до
схемата, показана на фиг. 4.36*, чиято предавателна характеристи-
ка е представена на фиг. 4.37. Както се вижда от графиката, при
ниски честоти коефициентът на усилване на целия МДМ-усилва-
тел К (dB) е сума от усилването на двата усилвателя У! и У2.
Сигналите с честоти, по-високи от се усилват само от У2.
Примерни данни за параметрите на двуканален усилвател,
който намира приложение в измерителната електроника и в ана-
логовата изчислителна техника:
Л\=1000,	tf2 = 10000,
/1 = 2-20Hz.	f2 = 100 kHz.
Посредством въведения нискочестотен МДМ-усилвател темпера-
турният дрейф на изходния усилвател У2 се намалява К1 пъти.
* Кь /Са и /< са съответно коефициентите на усилване на усилвателите
Уь Уа и МДМ-усилвателите.
124
Различният коефициент на усилване на усилвателя за ниски
и високи честоти (съответно ft>t=107 и Л>2=104) не оказва съ-
ществено значение, тъй като измерителните усилватели и усилва-
телите за аналогови операции се обхващат от дълбоки отрица-
Фиг. 4.37
усилва-
телни ОВ, конто определят коефициента на усилване на
теля.
При проектиране на постояннотокови усилватели с МДМ-ста-
билизация могат да се използуват следните съотношения, в кон-
то /м е честотата на модулацията:
0,84-10
J м
Р Г
у—.
J м
Тези изрази са получени, като се имат пред вид съображенията
за задоволително подтискане на модулационната честота, макси-
мално бързодействие на усилвателя и устойчивост при дълбоки
отрицателни ОВ. Максималната честота на усилване на усилвате-
ля /2 трябва да се избира съобразно с конкретните приложения.
Тук трябва да се има пред вид, че с повишаването на /2 се П0‘
вишава и нивото на шума на усилвателя.
Високите качествени показатели на съвременните МДМ-усил-
ватели се дължат преди всичко на непрекъснатото усъвършенст-
вуване на модулаторите. Широко разпространение са получили
следните видове модулатори:
125
1)	механични — на базата на механични контакты;
2)	електронни — с биполярни транзистори;
3)	електронни — с полеви транзистори;
4)	параметрични — с варикапи;
5)	оптоелектронни — с фотоелектронни елементи.
Особено голямо приложение имат модулаторите, реализирани с поле-
ви транзистори и оптоелектронни елементи (сравнението между тях
пък показва предимствата на тези с фотоелектронни елементи). Така
например максималната стойност на дрейфа на МДМ-усилвателите,
реализирани с модулатор с полеви транзистори, е ez=30.10~9 V/°C,
докато при МДМ-усилвател, реализиран с оптомодулатор, =
= 2.10“9 V/°C. Големият температурен дрейф, характерен за моду-
латорите с биполярни транзистори, се дължи на сравнително висо-
кото остатъчно напрежение.
По отношение на схемотехничната реализация на модулато-
рите те могат да бъдат паралелни, последователни, паралелно-
последователни и мостови. Тези четири вида схеми са показани
Фиг. 4.38
на фиг. 4.38. Първите два вида модулатори имат различно входно
съпротивление за двата полупериода на преобразуване и значи-
телна амплитуда на паразитните импулси на изхода на схемите.
Последните се получават поради прехвърляне на управляващите
126
импулси през капацитета гейт-дрейн на MOS-транзистора в сиг-
налната верига. Тези нежелани импулси може да се компенси-
рат частично посредством - схемата от фиг. 4.39. В нея противо-
фазните на управляващите импулси прехвърлят през донастрой-
Фиг.^4.39
ващите^кондензатори заряд, равен на прехвърления през капаци-
тета гейт-дрейн. В резултат на това смущаващите импулси се
компенсират в значителна степей.
Принципно друг подход за подтискане на смущаващите сиг-
нали се използува в схемата, показана на фиг. 4.40. Вследствие
на високия коефициент CMRR на ОУ се подтискат паразитните
импулси със синфазен характер. При добра симетрия на входове-
те на ОУ тази схема осигурява много добри резултати. Описа-
ният начин на подтискане на смущаващите импулси позволява
един от двата входа на модулатора да бъде свързан към нуле-
вая потенциал, без да се влошават показателите на модулатора.
Оптимален коефициент на предаване се получава при условието
(4.48)
1
127
където Rr и 7?б са съ ответно товарът на модулатора и съпро
тивлението на транзистора във включено състояние [38].
Независимо от по-големия брой активни елементи на пара-
лелно-последователните и мостови модулатори същите намират
Фиг. 4.41
широко приложение поради добрите си показатели. При тези
схеми (особено втората) смущаващите импулси имат значително
по-ниско ниво поради пълната симетрия на схемите по отноше-
ние на входа и изхода.
Мостовият модулатор е ефективен при включването му към
източници на сигнал със симетричен изход и променливотокови
усилватели с диференциален вход (фиг. 4.41). Специално разра-
ботената за целта MOS-интегрална схема Е41Ж позволява да се
реализират МДМ-усилватели с високи показатели и с малки раз-
мери [39].
Много често променливотоковият усилвател при МДМ-усил-
вателите се реализира с обикновени ОУ, особено когато не се
изисква много високо входно съпротивление. При необходимост
от високо входно съпротивление в съчетание с малки входни то-
кове се налага използуването на предусилвател с полеви или
биполярни транзистори. В случая е подходяща ЛИС от MOS-тип
Е41Г, чиято схема е представена на фиг. 4.42. Този модулатор
позволява да се реализират МДМ-усилватели с входно съпроти-
вление 500-4-1000 MQ и температурен дрейф 0,54-1,0 pV/°C.
Демодулаторите обикновено са от паралелен тип и се реали-
зират с биполярни или полеви транзистори. В прецизните МДМ-
усилватели понякога променливотоковият усилвател е със симет-
ричен изход, а демодулаторът е двутактов, както е показано на
фиг. 4.43.
128
В повечето случаи нискочестотните филтри след демодула-
тора представляват RC-групи; при прецизните МДМ-усилватели
понякога се използуват и активни компоненти. Това позволява
да се подтисне силно модулационната честота, без да се влошат
съществено честотните свойства на МДМ-усилвателя.
9	9
Фиг. 4.42
Реализацията на двуканални МДМ-усилватели в интегрален
вид доскоро беше възможна само в хибридни интегрални схеми,
но напоследък това се постига и в монолитни интегрални схеми.
Пълна схема на прецизен постояннотоков МДМ-усилвател е
представена на фиг. 4.44. МДМ-каналът на постояннотоковия
усилвател включва MOS-интегралната схема Е41Ж1, Е41Е2,
Е41Ж2 и операционните усилватели ОУ2 и ОУ2. За ОУ могат да
бъдат използувани схеми МАА 501 или аналогичните им. За
показаната схема е характерна постояннотоковата отрицателна ОВ
за синфазни сигнали в променливотоковия усилвател. Тя позволя-
ва да се избегне употребата на разделителен кондензатор след
9 Електронни устройства
129
Фиг. 4.44
1
модулатора, а с това — да се намали времето на възстановяване-
то на усилвателя след претоварване. Управляващите импулси за
модулатора се подбират с тример-потенциометрите и така,
че да се осигури минимален входен ток на МДМ-канала. Напре-
жението на небаланс на усилвателя се компенсира посредством
тример-потенциометъра Бързодействието на усилвателя се
определя от честотните свойства на полевите транзистори 7\ и
Т2, както и от качествата на ОУ3*. Желателно е например 7\ и
Т2 да имат общ корпус, за да се намали температурният дрейф
на сумиращия усилвател.
4.10.	Изолиращи усилватели
Прецизните електрически измервания при свързани много-
контурни вериги, в някои от който напреженията са 105—-106
пъти по-високи от нивото на измервания сигнал, налага необхо-
димостта от изолиращи усилватели. Това са линейни четирипо-
люсници, при който липсва електрическа връзка между входове-
те и изходите. Самата реализация на изолиращи усилватели се
свежда до междинно преобразуване на електрическата енергия
в друг вид енергия, за чието преобразуване не е необходима
електрическа връзка. В зависимост от вида на преобразуваната
енергия изолиращите усилватели биват магнитни, топлинни, свет-
линни, механични и други.
В основата на механичните изолиращи усилватели лежи пие-
зо- или магнитострикционният ефект. Тяхното използуване е свър-
зано с някои съществени затруднения; освен това тези усилвате-
ли се характеризират с ниска линейност на предавателната ха-
рактеристика. Поради тези причини механичните изолиращи чети-
риполюсници няма да бъдат разглеждани тук.
Блокова схема на топлинен изолиращ четириполюсник е
показана на фиг. 4.45. Коефициентът на предаване на този усил-
вател е
(4.49)
Недостатъци на топлинния изолиращ усилвател са ниското
бързодействие и фазовата нечувствителност. От схемата се вижда,
че независимо от полярността на входното напрежение Ui изход-
4 За целта може да се използува 1УТ4015.
131
НОТО напрежение Uo запазва един и същи поляритет. Линейност-
та на предавателната характеристика се определи преди всичко
от симетрията на двата термоелектрически преобразувателя. По-
ради ниските стойности на генерираните термонапрежения дори
Фиг. 4.45
при ниски температури на загряване линейността на този усил-
вател не е особено добра. От друга страна, да се работи при
високи температури на загряване на термоелементите не е целе-
съобразно, тъй като се повишава нелинейността на предавател-
ната характеристика поради несиметрията на топлинната изола-
ция на двата елемента.
Значително по-добри резултати се получават с изолиращия
усилвател, показан на фиг. 4.46. В основата на този изолиращ
четириполюсник е зависимостта на обратния колекторен ток на
транзисторите от температурата. Така например при нарастване
на температурата с 6°С токът се удвоява, като линейността на
схемата достига до няколко десети от процента. Бързодействие-
132
то и при този изолиращ усилвател обаче е ниско поради топлин-
ните преобразуватели. С цел да се повиши обратният колекторен
ток допуска се транзисторите 7\ и Т2 да бъдат с отворена ба-
зова облает. Схемата е фазово нечувствителна, което позволява
изолиращият усилвател да се използува и като преобразувател на
ефективна стойност:
(4.50)
Бързодействието на изолиращите усилватели може да се по-
виши чрез използуването на преобразуватели от оптоелектронен
тип. Схеми на оптоелектронни усилватели са показани на
фиг. 4.47 и фиг. 4.48. Тяхното бързодействие зависи от честотни-
те свойства на оптоелектронните двойки и ОУ. Коефициентът на
усилване на. представените изолиращи усилватели е
(4.51)
Линейността на показаните изолиращи усилватели се определи от
симетрията на двете оптодвойки.. Коефициентът на нелинейни из-
кривявания за неособено широк интервал на входния сигнал (40—
50 dB) е около 0,24-0,5%,
В случайте, когато входно-изходната величина на изолира *
щия четириполюсник е електрическият ток, подходящо е дд се
използува мостовият изолиращ усилвател, показан на фиг. <49.
Коефициентът на предаване на този усилвател по ток е единица
(44).
133
Висока линейност на изолиращите усилватели може да се
постигне, когато входният постояннотоков сигнал се преобразува
в променлив с помощта на електронни превлючващи елементи.
Преобразуваното напрежение може да се прехвърля през транс-
Фиг. 4.48
форматор за електрическо разделяне на входа и изхода, след
което отново да се преобразува в постоянно чрез синхронии елек-
тронни ключове и нискочестотен филтър.
Принципната схема на такъв изолиращ усилвател е предста-
вена на фиг. 4.50. Това е изолиращ усилвател с магнитна връзка.
Неговата линейност може да достигне (1-^-2). 10“4 %, освен това
134
той е и фазовочувствителен. Изолиращият усилвател с магнитна
връзка намира приложение във високопрецизни измерителни
уреди — нановолтметри и други. Недостатък на последний тип изо-
лиращи усилватели е високата им цена и лоши честотни свойства.
Фиг. 4.50
4.11.	Стробиращи усилватели
Анализирането на бързоизменящи се електрически процеси
посредством аналогово-цифрово преобразуване на определен брой
моментни стойности в много случаи се улеснява чрез използува-
нето на стробиращи усилватели. Този вид усилватели позволява
да се запази моментната стойност на входното напрежение £7z(?i)
и след момента както е показано на фиг. 4.51. Моментът на
стробиране се определя от момента на постъпването на управля-
ващ импулс на разрешаващия вход на усилвателя.
В много случаи стробиращите усилватели са многовходови
и позволяват мултиплексирането на определен брой входни сиг-
нали към един изход. Освен при аналогово-цифровою преобразу-
ване на бързи процеси стробиращите усилватели намират прило-
жение при стробоосцилоскопите.
Основната схема на стробиращ усилвател е показана на
фиг. 4.52. Тя включва: ключов транзистор Ту кондензатор С и
усилвател. Управляващият импулс, определящ момента на стро-
биране, се прилага на гейта на полевия транзистор, при което
135
кондензаторът се зарежда до моментната стойност на входното
напрежение	След прекратяване на управляващия импулс
кондензаторът запазва стойността на входното напрежение за
определен период от време, зависещ от токовете на утечка на
Фиг. 4.51
електронния ключ и кондензатора, както и от входните токове
на ОУ. Операционният усилвател в тази схема служи за осигу-
ряване на висока товароспособност, а честотните му показатели
заедно с капацитета на кондензатора и изходното съпротивление
на източника на входен сигнал определят честотните свойства на
стробиращия усилвател.
Фиг. 4.52
Най-значителният недостатък на стробиращите усилватели
от този тип е ниското входно съпротивление, определено от то-
ка на зареждане на кондензатора. В случайте, когато моментна-
та стойност на Ui(t) е необходимо да се съхрани за кратък пе-
риод от време Гс, кондензаторът С се избира с малка стойност.
136
Нежелан ефект в тези случай е прехвърлянето на паразитен за-
ряд през капацитета гейт-дрейн и гейт-сорс на MOS-транзистора
от управляващия импулс по време на преходния процес. На
фиг. 4.53 са показани в графичен вид процесите, свързани с пре-
Фиг. 4.53
хвърлянето на паразитния заряд при /7-канален MOS-ключов еле-
мент. От фигурата се вижда, че прехвърленият заряд през пър-
вия преходен процес (определящ началото на зареждането на
коидензатора) не оказва съществено влияние, тъй като след
включването на транзистора напрежението върху коидензатора
се определя единствено от източника на входен сигнал Ut.
При прекратяване на процеса на натрупване в момента /2 след
спадането на напрежението на импулса до праговото напрежение
на MOS-транзистора паразитният заряд Qn променя Uc с MJC.
Последната величина може да се определи от равенството
(4.52)	bUc=Qn-,
Сзс
където Qn е стойността на паразитния заряд. С достатъчна точ-
ност последната величина може да се определи от равенство
(4.52), като се има пред вид, че съществената част от заряда се
натрупва след запушване на транзистора:
(4.53)	Qn — ^тСзС,
където СзС е паразитният капацитет гейт-дрейн. От равенства
(4.52) и (4.53) следва
(4.54)	Д/7с = ^зС.
137
Последният израз показва, че внесената грешка от промяната на
Uc е пропорционална на паразитния капацитет на MOS-транзистора
СзС и обратно пропорционална на стойността на запомнящия
кондензатор. Увеличението на последната величина е свързано с
удължаване на времето на зареждане на кондензатора от вход-
ното напрежение.
Стробиращ усилвател може да се реализира и чрез схема,
при която запомнящият кондензатор се намира във веригата на
ОВ на ОУ. Схема на такъв стробиращ усилвател е показана на
фиг. 4.54. Тя представлявя интегратор, към който посредством
електронен ключ се прилага входното напрежение Същест-
вен недостатък на този инвертиращ стробиращ усилвател е нис-
кото му бързодействие, определено от ограничената стойност на
тока на зареждане /3:
/з~ Ri Rz ‘
Друга схема на стробиращ усилвател е представена на
фиг. 4.55. Тази схема включва буферен усилвател (вж. т. 4.1) и
електронни ключове. По време на периода на натрупване транзис-
торите 7\ и Т2 са отпушени, при което кондензаторът С се за-
режда до напрежение:
Ниското изходно съпротивление на ОУ позволява зареждането
на кондензатора да се извърши с голям заряден ток, който оп-
ределя високото бързодействие на тази схема. По време на пе-
138
риода на съхранение напрежението Uc се прилага към неинвер-
тиращия вхоц на ОУ посредством транзистора Г3. Буферният
усилвател осигурява високо входно съпротивление на стробира-
щите усилватели, реализирани по тази схема.
Още по-добри показатели се получават чрез схеми на стро-
биращи усилватели, при който запомнящият кондензатор е об-
хванат във веригата на отрицателна ОВ по време на процесите
на натрупване. Зарядният ток на кондензатора при тези строби-
ращи усилватели е голям. Това намалява грешката от прехвърле-
ния паразитен заряд, тъй като се допуска голяма стойност на
кондензатора. Схема на подобен стробиращ усилвател с два ОУ,
Фиг. 4.56
от конто единият е обхванат от отрицателна ОВ, е показана на
фиг. 4.56. Натрупването се осъществява при отпушен транзистор
7\. В тази схема е необходимо да се компенсира напрежението
на небаланс и на двата ОУ.
139
Схеми на стробиращи усилватели с два ОУ, конто имат ви-
соки качествени показатели, са представени на фиг. 4.57 и
фиг. 4.58. За тези схеми е характерно, че и двата ОУ са обхва-
нати от отрицателна ОВ. Това позволява да се постигне повише-
но бързодействие и точност на стробирането.
Фиг. 4.58
Първият ОУ от схема на фиг. 4.57 в процеса на натрупване
е обхванат с отрицателна ОВ посредством запомнящия кондензатор
и втория усилвател. Това осигурява голям ток на зареждане на
коидензатора дори при наличието на минимална разлика между
входното напрежение и напрежението на коидензатора. По време
на процеса на съхранение двата ОУ са с коефициент на усил-
ване единица.
Фиг. 4.58
Схемата на стробиращия усилвател, представена на фиг. 4.58,
също е обхваната цялостно от отрицателна ОВ, поради което
притежава всички добри показатели от предишната схема. Спе-
цифично за нея е въведената компенсация на грешката от пре-
140
хвърления паразитен сигнал посредством двата MOS-транзистора
и Т3 и кондензаторите С\ и С2. Прехвърленият заряд през
паразитните капацитети на Т2 и Т3 се подава симетрично на два-
та входа на втория ОУ. Промяната на напрежението на двата
кондензатора от прехвърления заряд в този случай се свежда до
подаване на паразитен синфазен сигнал на входа на ОУ. Пора-
ди високите коефициенти на подтискане на синфазни сигнали за
операционните усилватели грешката от прехвърления заряд се
намалява с няколко порядъка. При симетрия на обратните токове
на дифузионните области на MOS-транзисторите, свързани към
входовете на ОУ, в тази схема се компенсира и грешката, въве-
дена от тези обратни токове.
Схемата на стробиращ усилвател, показана на фиг. 4.59, мо-
же да се използува в случайте, когато е необходим усилвател с
високи температурки показатели. Трифазният режим на стрюбиращия
усилвател позволява компенсирането на температурните и време за-
висещите нестабилности на операционните усилватели. Транзисторите
Тс и Т3 са отпушени по време на първия период, при което сис-
темата от три ОУ със затворен вход е обхваната от отрицател-
на ОВ. Третият ОУ посредством транзистора Т3 зарежда С\ до
напрежение, близко до напрежението на несиметрия на първия
ОУ така, че Uo = 0. През втората фаза са отпушени транзистори-
те 7\ и Т4 и кондензаторът С2 се зарежда, докато напрежение-
то му достигне стойност
Третата фаза осигурява съхранение на моментната стойност на
Uiit), когато всички транзистори са запушени. Изходно състояние
на този стробиращ усилвател е фазата на компенсиране на на-
141
прежението на небаланс, която може да продължи неограничено
дълго време — до момента на постъпване на импулс за натруп-
ване.
Последната схема на стробиращ усилвател позволява време
на съхранение, по-голямо от няколко секунди, ако на входовете
на първите два ОУ се използуват MOS-диференциални усилватели.
142
V. НЕЛИНЕЙНЫ СХЕМИ С ОПЕРАЦИОННИ
УСИЛВАТЕЛИ
5.1. Компаратори — специализирани линейни
интегрални схеми
Компараторите представляват междинна категория електронни
елементи, който свързват аналоговите интегрални схеми с цифро-
вите и се използуват там, където е необходимо да се отчете
определено ниво на входния сигнал. Те имат два аналогови входа
и един изход, който осигурява висок или нисък потенциал в зави-
симост от това, кой от входните сигнали е по-голям.
По същество компараторът е ОУ, в който са взети мерки,
за да се постигне по-голяма точност и по-високо бързодействие.
Тези изисквания се постигат за сметка на компромис между
усилването (колкото по-високо е усилването, толкова по-малка е
грешката в Прага на сработване) и честотната лента (при по-ши-
рока честотна лента закъснението на изхода спрямо сигнала на
входа е по-малко), а също и чрез намаляване на входното напре-
жение на несиметрия.
Изискванията към компараторите са еднакви с тези към ли-
нейните схеми с ОУ, с изключение на това, че при компараторите
не е необходимо линейно (точно) възпроизвеждане на входния
сигнал на изхода и че динамичният обхват на изходния сигнал е
ограничен между две определени нива.
Основната схема на компаратор заедно с характеристиката
на изходното напрежение е показана на фиг. 5.1. При малко от-
клонение на входния сигнал Uf спрямо опорното напрежение Uref
изходното напрежение приема една от граничните стойности ±UOM
в зависимост от поляритета на отклонение™. Тъй като усилване-
то без ОВ Av е изключително високо, получава се много малък
интервал на превключване (2С/ОМ/А„). Съпротивленията на входове-
те осигуряват компенсация на входния ток на поляризация Iib.
Работата на компараторите с ЛИС подробно е анализирана в [4].
На фиг. 5.2 е показана схемата на най-широко разпростране-
ния компаратор 710 [37]. Транзисторите TQ, Т7 заедно с резисто-
рите /?4 и /?б образуват входното диференциалното стъпало. Ге-
143
нераторът на постоянен ток е реализиран с транзистора Т9 и ре-
зистора /?7. Неговото входно напрежение се подава от /?8 и тран-
зистора за температурна компенсация Г10, свързан като диод.
Електрическата верига RQ— Г10—/?8 се захранва от пълния изходен
ток на крайното стъпало. Транзисторът Т8 образува буферно стъ-
пало и тъй като базата му е свързана към маса, измененията на
товарного съпротивление в изхода не оказват влияние върху то-
ка през споменатата по-горе верига.
Транзисторите Г4, 75 и резисторите /?1? /?2 и образуват
второто диференциално стъпало. Неговата реализация е подобна
на аналогичного стъпало в ОУ 709.
Второто стъпало формира и балансираното преднапрежение
на крайното стъпало (транзистора Т3). Посредством второто стъ-
пало се осигурява и използуването на пълния диференциален
коефициент на усилване на първото стъпало.
Ценеровият диод в емитерите на Г4 и има напрежение
6,2 V спрямо маса. Оттук следва, че максимално допустимого
напрежение на входовете на компаратора не може да надхвърля
7 V, гъй като потенциалите на Г6 и 7\ са около +6,9 V.
Емитерният повторител Т3 получава сигнал от колектора на
Гб, като ценеровият диод Д2 намалява до нула постоянната ком-
понента на изходното напрежение. Делителят /?]—/?3 е пресмет-
нат така, че когато напрежението в базата на Т3 превиши с око-
ло + 5 V потенциала спрямо „маса“, диодно евързаният транзистор
1\ се отпушва и дава накъсо второто диференциално стъпало. По
такъв начин амплитудата на изходния сигнал не може да стане
144
по-голяма от 4 V. Това състояние се диктува от изискването към
изхода на компаратора да се свързват TTL-интегрални схеми
(тяхното входно напрежение не трябва да надхвърля 4 V). По-
средством ограничението на амплитудата на изходния сигнал се
получава и по-високо бързодействие на компаратора.
Фиг. 5.2
Пример за характерно свързване ~ на компаратор тип 710 е
показан на фиг. 5.3. В тази схема се сравнява нивото на входния
сигнал £7ВХ с нивото на опорното напрежение Urej. Когато £7ВХ
превиши Uref с около 1 ~2 mV, изходният сигнал преминава от
състояние на логическа единица - за TTL-логика (около 3 V) в
10 Електронни устройства
145
състояние на логическа нула (около —0,5 V). Възможна е и смя-
на на входовете. Когато Uref е подадено към инвертиращия вход
и когато /7ВХ превиши Uref с около 1—2 mV, изходното напре-
жение от ниво на логическа нула ще заеме ниво, съотвстствува-
що на логическа единица. Опорното напрежение се задава от
делителя /?4. Кондензаторът С на входа филтрира шумовете,
насложени върху £7ВХ.
За да се доведе до минимум влиянието на входните токове
на несиметрия и поляризация върху Прага на сработване, необхо-
димо е стойностите на еквивалентните съпротивления включени
към инвертиращия и неинвертиращия вход, да бъдат еднакви.
Компараторът се счита за балансиран, когато при U—Q из-
ходният сигнал се намира в границите на праговото напрежение
на логическите схеми (0,7 ч-1,5 V). Недостатък на тази схема е,
ие това прагово напрежение зависи право пропорционално от
—ЕСс* Д° известна степей измененията на праговото напрежение
от температурата се компенсират, тъй като измененията на вход-
ния праг на сработване на TTL-интегралните схеми се измени в
същата посока при промяната на температурата.
Често пъти интерес представлява сравнението не на едно ни-
во на сигнала спрямо друго (опорно) ниво, а по-скоро — опреде-
лянето дали входното напрежение t7z се намира между две точ-
но определени опорни напрежения. Това може да се реализира,
като се използуват два компаратора за сравнение на входния сиг-
нал с двете опорни напрежения. Сигналите в изходните компара-
тори се обработват от логическа схема и резултатът „логическа
единица" означава, че се намира в зоната, определена от пра-
говете, докато „логическата нула“ означава, че Ut се намира из-
вън тази зона. Такива схеми се наричат четящи усилвате-
ли и се използуват в цифровите електронни изчислителни машини
за прочитане на сигналите от паметта. Основното достойнство на
четящите усилватели представляват диференциалните входове на
компараторите. Те позволяват да се реагира на слаб, но дифе-
ренциално подаден полезен сигнал в условията на синфазни ему-
щаващи сигнали, който превишават по ниво значително полезния
сигнал.
Пример за такава схема е компараторът 711, който представ-
лява двоен компаратор от типа А 710. В компаратора 711 по-
различен начин е осъществено ограничаването на нивото на на-
сищане на изходния сигнал и въвеждането на стробиращ сигнал,
който допълнително съдействува да се повиши шумоустойчивост-
та на устройството.
Стробиращите сигнали се подават направо в базите на край-
146
ните емитерни повторители (Г3 на фиг. 5.2) през вградени цене-
рови диоди, показами на същата фигура с пунктир. Източник на
стробиращ сигнал са TTL-интегрални схеми. Ако на стробиращия
вход е приложено О V (логическа нула), диодът фиксира потен-
Фиг. 5.3
циала в базата на Г3 на нивото 6,2 V, с което запушва този
транзистор независимо от това, какви са нивата на входните сиг-
нали. В резултат изходният сигнал на компаратора се получава
равен на нула. Ако на стробиращия вход е приложена логическа
единица (около 4 V), напрежението на изходния сигнал се огра-
ничава на ниво около 3,3 V. Така компараторът е готов за рабо-
та непосредствено след подаването на логическа единица на стро-
биращия вход.
Когато не е необходимо стробиране и компараторът трябва
да е постоянно с разрешен изход, стробиращият вход се свързва
към висок потенциал (от порядъка на 4—5 V). Ако едната поло-
вина на компаратора не се използува, стробиращият вход трябва
да се свърже към потенциал О V, за да не реагира компараторът
на смущения, т. е. да не се получават фалшиви сигнали.
Компараторите 710 и 711 се характеризират с големи входни
токове, тъй като са пригодени за работа с биполярни логически
схеми. Това налага същите да се използуват само с генератори
на входен сигнал, които имат нисък изходен импеданс. В случай
147
че източникът на сигнала е с висок импеданс, трябва да се взе-
мат мерки, за да се понижи например чрез използуването на бу-
ферен усилвател.
Изходното стъпало и на двата компаратора е пресметнато
само за натоварване с една TTL-схема. В случайте, когато се на-
лага изходният сигнал да се използува от повече входове, необхо-
дима е употребата на буферна логическа интегрална схема, от
чийто изход се получават входни сигнали за останалите логичес-
ки схеми.
Стойностите на входния ток на несиметрия и на входното
напрежение на несиметрия при компараторите се дефинират, ко-
гато изходният сигнал има съответното за дадената температура
прагово напрежение 1,5 V при 0°С; 1,4 V при 25° С и 1,2 V при
70° С.
На фиг. 5.44-5.6 са показани няколко схеми с компаратори
тип 710 и 711. Схемата от фиг. 5.4 осъществява формиране на
положително ниво около 3 V, когато входното напрежение преви-
ши с няколко миливолта опорното напрежение, подадено от де-
лителя /?3. Диодите Дъ Дч защитяват входа на компаратора
от високи стойности на 77вх за.
На фиг. 5.5 е посочена схема за формиране на импулси от
високочестотен синусоидален сигнал. Схемата работа при честота
на t/BX до 1 MHz; за подобряване на формата на импулсите из-
ходните сигнали трябва да се пропускат през TTL-схеми.
Схема за детектиране на ниво [12] с помощта на компаратор
тип 711 е показана на фиг. 5.6. Опорните напрежения Ureft и
148
Фиг. 5.5
149
Uref, определят зададената зона на допуск; ако сигналът Z7Bx по"
падне в тази зона, изходният сигнал от компаратора е с високо
ниво и лампата Лх свети. За целта обаче входът за стробиращия
импулс трябва да има потенциала на логическа единица (около Н-3 V).
Фиг. 5.6
Компараторът 711 може да се използува и като амплитуден
дискриминатор, четящ усилвател и т. н. Наличието на самостоя-
150
телни стробиращи входове прави използуването му много гъвкаво
и повишава шумоустойчивостта на схемите.
На фиг. 5.7 и фиг. 5.8 са показани примери на използуване
на компараторите в генераторен режим [12]. Продължителността
на импулса на чакащия мултивибратор (фиг. 5.7) се определи от
Uref и времеконстантата т, в конто участва кондензаторът С2.
Високочестотен генератор на правоъгълни импулси е показан на
фиг. 5.8 (вж. глава VII).
5.2. Компаратори с операционни усилватели
За бавно изменягци се сигнали компараторите могат да се
реализират и с обикновени ОУ. Когато е необходимо въвеждането
на хистерезиса, може да се използува тригер на Шмит, показан
на фиг. 5.9. Това е една конфигурация с подобрена шумоустой-
чивост, дължаща се на хистерезиса, въведен от положителната
ОВ през резистора /?3.
Интервалът на хистерезиса се определи от израза
(5-1)
където
SU0 е разликата между високото и ниското ниво на сиг-
нала на изхода (размаха на изходното напрежение)^
К
(5.2) B = -D-2D-коефициентът на положителната ОВ.
151
Равенството (5.1) показва, че при зададени стойности на раз-
маха Д{7О хистерезисът може да се настройва чрез промяната на
коефициента р. Извън интервала на хистерезиса &UH компарато-
рът не променя състоянието си, както е показано на фиг. 5.9#
със стрелка.
Фиг. 5.9
В схемата на тригера на Шмит резисторът /?3 може да се
шунтира с малък ускоряващ кондензатор с капацитет около 10 pF.
Ценеровият диод Dx осигурява съвместимост с логическите схе-
ми, като ограничава нивото на изходното напрежение до нивото
на ценеровия пробив в права посока, а в обратна посока — до
напрежението върху отпущения диод. Между нивата на сигнали-
те в тази схема са в сила следните съотношения (фиг. 5.10):
(5.3)
(5-4)
(Utef ^изх niax)>
^2 = Uref— d । D №ref ^изх min')‘
152
15V
Uujx
им max
+ 36 V
uref'^
USx
^U3Xmin
-0,6V
6
Фиг. 5.12
153
От равенства (5.3) и (5.4) следва
(5-5)
където

(5.6)
А/7изХ — [^изхшах ^изх mini
Операционните усилватели могат да се използуват като ком-
параторй за напрежение в схемата, показана на фиг. 5.11а. В нея
Фиг. 5.13
ОУ е свързан в схема без ОВ и елементите от компенсиращите
вериги имат минимална стойност. На единия от входовете се при-
лага зададеното напрежение Urefi а на другия — сравнивания сиг-
154
нал Us, като нито едно от тези две напрежения не трябва да
превишава позволената граница t7zmax-
Видът на преходната характеристика при компенсирана неси-
метрия на входните напрежения е представена на фиг. 5.11(5.
Фиг. 5.14
За да съответствува изходното напрежение на компаратора
на изискванията при цифровите (логически) интегрални схеми,
може да се извърши една проста корекция в схемата, която е
показана на фиг. 5.12а. В нея резисторът R ограничава изходния
ток на ОУ. Видът на изходното напрежение в схемата е пред-
ставен на фиг. 5.12#.
На фиг. 5.13а е показан компаратор за напрежение с хисте-
резисен цикъл. Операционният усилвател има изход, който е съв-
местим с логическите интегрални схеми. Напрежението на хисте-
резис (фиг. 513#) се дава от израза
(5.7)	Un = ^U„3x.
Обикновено сс използуват компаратори с хистерезисен цикъл от
порядъка на няколко миливолта.
Друга практическа схема на компаратор с ОУ 709 е пред-
ставена на фиг. 5.14. Резисторът /?3 в нея въвежда необходимия
за работата на схемата хистерезис чрез положителна ОВ. Вход-
ният сигнал се подава към високоомния неинвертиращ вход. Тран-
зисторът 7\ осигурява необходимата за хистерезиса положителна
ОВ, а Т2 изпълнява ролята на буферен усилвател за товарната
верига.
155
На фиг. 5.15 е представен компаратор на абсолютна стой-
ност. Тази схема позволява да се регулира точката на превкюч-
ване UB, като се измени отношението
ив = -/?1/адх2 Ш-о (1 +RilRt)-
По-малко чувствителна към синфазните напрежения е схема-
та на компаратор за относителна стойност, показана на фиг. 5.16,
тъй като в нея е използуван ОУ тип 301А с CMMR над 80 dB.
Диодът Дх фиксира потенциала до ниво Uz= + 3,3 V за управле-
ние на TTL-схеми. Бързодействието на компаратора може да се
увеличи при подходяща честотна корекция (вж. глава III).
5.3. Ограничители
Ограничителите представляват нелинейни устройства, при кон-
то след достигане на изходното им напрежение до определена
стойност се нарушава линейната връзка между входното и из-
ходното напрежение. По-нататък са разгледани различии схеми на
ограничители, при който нелинейните им елементи са включени
156
във веригата на ОВ на ОУ. Като нелинейни елементи обикновено
се използуват диоди, стабилотрони или транзистори.
Еднополярно ограничаване на изходното напрежение до ниво,
съответствуващо на напрежението на отпушване на диод в права
В
посока. се осъществява чрез непосредствено включване на диода
в обратната връзка на ОУ, както е показано на фиг. 5.17а. Кое-
фициентът на усилване на инвертиращия усилвател за положител-
ни входни напрежения и за отрицателни напрежения, по-малки от
157
напрежението на ограничаване, се определя от резисторите и
Д2. Наклонът на предавателната характеристика в областта на
ограничаване (фиг. 5.116) зависи от резистора и съпротивление-
то на диода Д в права посока за съответното изходно напре-
жение.
Когато е необходимо двуполярно ограничаване на изходното
напрежение, включват се паралелно два диода, както е показано
на фиг. 5.18.
За ограничаване на изходното напрежение на сравнително
високо ниво (по-високо от 3 V) може да се използуват нелиней-
ните характеристики на ценеровите диоди. Непосредственото
включване на ценерови диоди във веригата на ОВ осигурява дву-
полярно ограничаване на изходното напрежение на нива, съот-
ветствуващи на напрежението на ценеровия пробив и на отпушва-
не в права посока. Еднополярното ограничаване на ниво, съот-
ветствуващо на ценеровия пробив на диода, се реализира посредст-
вом включване на обикновен диод, последователно на ценеровия
диод, така че за изходни напрежения на право евързване на це-
неровия диод обикновеният диот предотвратява отрицателната
ОВ (фиг. 5.19а).
Двуполярното ограничаване се реализира чрез последователно
евързване на два ценерови диода във веригата на отрицателна
ОВ (фиг. 5.196).
158
Схема на двуполярен ограничител, която се различава от опи-
саните по-горе, е показана на фиг. 5.20. Тази мостова схема по-
зволява да се компенсират токовете на утечка на диодите Ду и
Д2, което подобрява температурните характеристики на ограничи-
теля. В областта на ограничаването наклонът на предавателната
характеристика се определи от коефициента
където RF и Rz са съпротивленията на диода и ценеровия диод
в права посока.
Описаните схеми на ограничители намират приложение пре-
димно за защита на схеми от претоварване, тъй като преходът
159
от линейната към нелинейната облает и обратно не е рязък и
зависи до голяма степей от околната температура.
Еднополярен ограничител с нулев ъглов коефициент в област-
та на ограничаване е показан на фиг. 5.21. Коефициентът на
предаване в линейната облает се определи от отношението на ре-
зисторите и /?2- Тази схема на прецизен ограничител представ-
лява еднополупериоден изправител, намиращ приложение в измер-
вателната техника.
160
VI. ПРЕОБРАЗУВАТЕЛНИ УСТРОЙСТВА
6.1. Преобразуватели ток — напрежение
Преобразуването на електрически ток в напрежение, получено
при протичането на тока през известно съпротивление, в много
случаи ограничава проектирането на електронната схема и внася
грешка в процеса на преобразуването. Това е особено валидно,
когато източниците на ток имат сравнително невисоко вътрешно
съпротивление и генерираният ток е функция на товарного съ-
противление. Като пример могат да се посочат фотоизточниците,
химическите източници и други. В такива случаи е целесъобразно
да се използуват преобразуватели ток — напрежение с изключи-
телно ниско входно съпротивление.
Схема на подобен преобразувател е представена на фиг. 6.1.
Тя представлява инвертиращ усилвател, на който съпротивлението
между входа на преобразувателя и инвертиращия вход на усил-
вателя има нулева стойност. Ако се предположи, че ОУ има без-
крайно висок коефициент на усилване и нулеви входни токове,
коефициентът на преобразуване на схемата е
(6.1)	ио=1&.
За широк обхват от стойности на входния ток /г тази схема се
характеризира с постоянен коефициент на преобразуването. Ми-
11 Електронни устройства
161
нималният ток, който може да бъде преобразуван, се ограничава
от реално съществуващите входни токове на ОУ, а максималният
ток — от максимално допустимия изходен ток на усилвателя.
Стойността на резистора /?2 може да се определи от равенството
(6-2)
Г)   Uo так
2	7	’
1о так
където t/omax и 1О тах са съответно максималното изходно напре-
жение и максималният изходен ток, при конто ОУ запазва висо-
кия си коефициент на усилване.
Преобразуването на токове, по-малко от 1 nA посредством
обикновени ОУ, в повечето случаи е срързано с внасянето на
големи грешки. В такива случаи са подходящи усилватели, чието
първо диференциално стъпало е реализирано с полеви транзисто-
ри— такъв е например усилвателят р,А 740. При този усилвател
обаче температурният дрейф по напрежение има стойност 40-F
60 [jlV/°C, който е с един порядък по-висок от този на обикно-
вените усилватели.
С усилвателя |лА 740 може да се преобразуват токове, не
по-малки от 50^-100 рА. Когато е необходимо да се .преобразу-
ват токове с по-малки стойности, може да се използува обикно-
веч ОУ, пред който е включен буферен усилвател, реализиран с
полеви транзистори с изолиран електрод (фиг. 6.2). Много добри
резултати се получават при интегрално изпълнение на полевите
транзистори 7\ и Г2, тъй като тогава температурният дрейф има
по-малка стойност и достига до 20ч-40 p.V/°C. За да се ограничи
дрейфът по време на MOS-транзисторите, необходимо е те да
бъдат предварително подложени на продължителна тренировка при
повишена температура. Като се използува MOS-диференциалният
162
усилвател Е41Е2 и ОУ МАА502 в показаната схема, възможно е
да бъдат преобразувани и измервани токове, по-малки от 10-14 А.
Преобразуването на електрически токове със стойности, по-
големи от допустимите на изхода на ОУ, налага използуването на
буферен усилвател на ток на изхода на ОУ. При еднополярни
входни токове изходният усилвател може да се сведе до емитерен
повторител, а видът на транзистора се подбира в зависимост от
Фиг. 6.4
полярността на входния ток. Схема на такъв преобразувател е
показана на фиг. 6.3. В нея резисторът /?3 има малка стойност и
се използува за защита на транзистора 7\ при евентуално свърз-
ване накъсо на изхода на преобразуватели.
163
Схема на преобразувател за двуполярни входни токове до
0,5—0,8 А е показана на фиг. 6.4. Диодите и Д2, както и ре-
зисторите /?4, /?5, Rq и /?7 служат за температурна компенсация
на буферния усилвател. Резисторите RQ и /?7 имат стойност ня-
колко ома и се подбират в зависимост от максималния изходен
ток на преобразувателя.
6.2. Преобразуватели напрежение — ток
Пренасянето на аналогови сигнали във вид на напрежение на
големи разстояния е свързано с някои съществени затруднения.
Едно от тях е променливият характер на проводната линия по
отношение на времето и температурата. Влиянието на тези про-
менливи параметри на проводните линии в много случаи може да
внесе грешка в измерителната верига до няколко процента.
Тези причини налагат аналоговият сигнал във вид на напре-
жение да се преобразува в токов сигнал, така че съпротивление-
то на проводната линия да не влияе върху пренасяния сигнал.
Основната схема на използувания за тази цел преобразувател
напрежение — ток е показана на фиг. 6.5. Тя представлява инвер-
тиращ усилвател, товарът на който е включен във веригата за
ОВ. От равенството на входния (/J и изходния (/т) ток за вход-
ното напрежение Ut и изходния ток /т се получава
От този израз следва, че изходният ток не зависи от стойността
на товара ZT.
1АЛакар и проста, тази схема намира ограничено приложение,
тъй като нито един от двата края на товара ZT не е свързан към
164
нулевия потенциал. Схема на преобразувател напрежение — ток,
при конто товарът ZT е занулен в единия си край, е показана на
фиг. 6.6. Както се вижда от схемата, източникът на входния сиг-
нал Ui трябва да бъде разделен от нулевия потенциал. Основни-
те съобръжения, конто се имат пред вид при проектирането на
схемата от фиг. 6.6, са
(6.4)	ZT = g ;
<6-5)	/ттаХ^2т+/?ктТ1 ’
където min е минималната стойност на съпротивлението на
канала на полевия транзистор при максимално напрежение на из-
хода на ОУ, a Uz е напрежението върху ценеровия диод Д}.
Полевият транзистор 7\ в тази схема може да бъде както MOS-
транзистор, така и транзистор с управляем р-п преход. Когато
изходният ток има стойности, по-малки от 1 nA, предпочита се
MOS-транзистор, тъй като в този случай токът на управляващия
електрод на полевия транзистор с р-п преход би внесъл греш-
ка в процеса на преобразуването напрежение — ток. При големи
стойности на изходния ток и при ниски напрежения на захранва-
не на схемата е желателно да се използува полеви транзистор с
управляем р-п преход. Стойността на /?к min в равенството (6.5)
може да се определи, като се използува равенство (4.41) при
максимално напрежение на управляващия електрод UQ.
Ако се налага зануляване на източника на входен сигнал и
товарът на преобразувателя допуска свързване към точка с по-
тенциал, различен от нула, целесъобразно е да се използува
схемата, показана на фиг. 6.7.
Преобразуването на напрежения в малки по стойност токове
се осъществява при големи стойности на резистора Когато
165
обаче тези токове са по-малки от 14-10 nA, наложително е из-
ползуването на специален ОУ с полеви транзистори на входа или
външно включване на двойка полеви транзистори, както е пока-
зано на фиг. 6.2.
Когато е необходимо изходният ток да има стойности, по-
висоци от допустимите за един ОУ, схемите за буферни изходни
усилватели, описани при преобразувателите ток — напрежение
(фиг. 6.4), могат да се използуват и при преобразувателите на-
прежение — ток.
Всички описани досега схеми на преобразуватели напреже-
ние — ток не позволяват да се осъществи общ нулев потенциал
на източника на входен сигнал Ut и на товара ZT. Посоченото
изискване се удовлетворява от схемата на фиг. 6.8. Поради това,
че напреженията на двата входа на ОУ са равни, за тази мосто-
ва схема е в сила съотношението
Токът /2, протичащ през резисторите /?2 и е линейна функция
на входното напрежение £7/
у -•
2	#2+^3
Като се замести (6.7) в (6.6), а за тока /Т = Л, се получава
/ = £7.____ff2-. .
т 1 Я1(*2+Яз)
Анализът на схемата на този преобразувател показва, че
влиянието на температурния дрейф върху параметрите на ОУ е
най-слабо, когато
(6.9)	R1 = r2 = r3=r.
166
В този случай изразът (6.8) се опростява до
1=и-‘-
2R
От конкретни съображения за подбор на коефициента на
преобразуване следва, че отношението на стойностите на резисто-
Фиг. 6.8
рите /?2 и Яз не бива да бъде извън границите 10—0,1. При
пресмятане на стойностите на резисторите /?2 и Вз трябва да
се има пред вид и равенството за сумарните стойности на тези
резистори (6.9), осигуряващо минимална стойност на температур-
ния дрейф на ОУ.
Входното съпротивление на преобразувателя от фиг. 6.8 мо-
же да се повиши посредством използуването на буферен усилва-
тел, както е показано на фиг. 6.9. Целесъобразно в случая е на-
прежението на несиметрия да се компенсира чрез изводите за
честотна корекция. При използуване на ОУ 709 (МАА 501 ч-504)
това става посредством осмо краче на усилвателя.
На фиг. 6.10 е показана схема за преобразуване на напреже-
ние в ток независимо от стойността на товарния резистор в
167
определени граници. Схемата позволява както източникът на вход-
но напрежение, така и товарният резистор да бъдат занулени в
единия си край. Анализът й показва, че токът 7Т не зависи от
стойността на /?т, когато е изпълнено равенството
(6.10)	+	=
Тогава връзката между тока /т и входного напрежение Z7z е
/ _^2
т“^5 ’
Поради наличието на отрицателна и положителна обратна
връзка необходимо е да се вземат мерки за осигуряване на устой-
чивостта на преобразуватели. Това става посредством включване-
то на кондензатор, паралелно на /?т, така че за променливи сиг-
нали с висока честота коефициентът на положителна ОВ да се
намалява.
Схемата от фиг. 6.10 е значително по-проста, но при наруша-
ване на условието (6.10) изходният ток /т зависи от стойността
на товара /?т.
Схемата, показана на фиг. 6.11а, също позволява източникът
на входно напрежение и товарът да се занулят. В нея е включен
неинвертиращият усилвател 7, в чиято ОВ е обхванат диферен-
циалният усилвател 2. Резисторите /?2, /?3 и /?4, определящи
коефициента на усилване на диференциалния усилвател, имат
еднакви стойности. Коефициентът на усилване на усилвателя 2
има стойност 1/2.
Схемата от фиг. 6.11а изисква стойността на резисторите да
бъде много по-голяма от товара, за да бъде протичащият през /?б
ток I# близък по стойност до тока /т през товара. Аналитичната
168
169
връзка между и напрежението Uo, на изхода на усилвателя
2, е следната:
и = ‘«. R‘.
'-'о	2
Равенството между напреженията на двата входа на ОУ 1 позво-
лява този израз да се преобразува до
(6.11)	"27?5~ ’
Приетото приближение за равенство на токовете (6.11) внася
грешка в операцията преобразуване на напрежението в ток. От-
носителната стойност на тази грешка в процента може да се
определи от израза
'<»•
Следващите схеми на преобразуватели напрежение — ток са
показани на фиг. 6.1 Id и 6.115. Първата от тях включва два ин-
вертиращи усилвателя, обхванатн от обща положителна ОВ. Като
се имат пред вид коефициентите на усилване на двата ОУ без
общата ОВ, определени съответно от резисторите /Д, /?2,
и общата ОВ, образувана от /?5, ZT и за изходния ток с в
сила равенството
(6.11а)	/т = Ut------ -R'R* -	
Ако между стойностите на резисторите /?2,	* • - > е из-
пълнено съотношението
то изходният ток в равенство (6.11а) няма да зависи от ZT и
може да се определи от израза
<611в>
Ако резисторите /?х, Вз и #4 имат равни стойности, из-
разът за /т (6.115) се свежда до
(6Л1г) /,=^.
а съотношението (6.1 И) до
(6-11Д)	^2 = /?Б + /?6.
170
За повишаване устойчивсстта на преобразувателя с оглед да
се предотвратят генерации при високи честоти от положителната
ОВ паралелно на Z?2 се включва кондензатор.
Преобразувателят от фиг. 6.11 я има значително по-високо
входно съпротивление в сравнение с този от фиг. 6.116. Първият
ОУ е свързан като неинвертиращ усилвател, а вторият — като
инвертиращ. Посредством резистора /?2 е осъществена положител-
на ОВ, обхващаща двата ОУ. Ако са изпълнени условията
Ri—Ri~ R± и R2=Ri R&
коефициентът на преобразуване на този преобразувател е
т__________________________ ‘lUiRi
т ’
Въпреки по-големия брой на елементите в последните Две схе-
ми те са удобни за приложение, тъй като дават възможност за
зануляване както на входа, така и на изхода. Освен това в тях
са използувани само операционни усилватели и резистори.
6.3.	Преобразувател напрежение—честота
Напрежението може често да се измери в цифров вид посред-
ством преобразувател напрежение — честота и честотомер. Получи-
лите широко разпространение схеми на преобразувателя напре-
жение— честота позволяват да се получи линейност 14-ОД %. То-
ва стана възможно на основата на подходящо подбрани схеми и
на прецизно проектирани схемни елементи.
Въпреки съществуващото многообразие от електрически схеми
на преобразуватели напрежение — честота повечето от тях се ос-
новават на генерирането на линейно изменящо се напрежение
(с наклон, пропорционален на входното напрежение) и двупрагов
компаратор. Функционалната схема на преобразувател от този
тип е представена на фиг. 6.12. Генераторът на линейно напреже-
ние в тази схема е реализиран като електронен интегратор, а
компараторът 2 се задействува при входни напрежения и 1/2.
Обратната връзка от компаратора служи за установяване на из-
ходно напрежение Z72 на интегратора. По време на периода 7\
обратната връзка е прекъсната и наклонът на линейно изменящо-
то се напрежение (а следователно и периодът 7\) зависят от
входното напрежение.
171
Периодът7\, през който изходното напрежение сё измени от
до се определи от входното напрежение U/ посредством
израза

т2
Фиг. 6.12
Периодът Т2, в края на който изходното напрежение Uc приема
стойността С72, зависи от нулиращия ток (постъпващ от изхода
на компаратора) и от времеконстантата jRC на интегратора. Този
интервал от време не зависи от входното напрежение и е осно-
вен източник на нелинейности при преобразувателите напреже-
ние — честота.
За определяне на стойността на коефициента на нелинейност
е, предизвикана от влиянието на Т2, може да се използуват след-
ните връзки:
(6.12)	F* = Т1+Т2 ’
(6.13)	^2^100.
172
където честотите и F2 съответствуват на псриодите Г2 = 0и
72ф0. От равенство (6.13) следва, че максимална стойност на
коефициента на нелинейни изкривявания се получава при високи-
те честоти, когато 7\ и Т2 имат близки стойности.
Принципната схема на преобразувател напрежение — честота
от описания вид е представена на фиг. 6.13. Формирането на
правия ход на линейното напрежение се определя от входния ток
през резистора След достигане на изходното напрежение на
интегратора до стойност, определена от напрежението U и об-
разувания от резисторите и /?4 делител, вторият ОУ премина-
ва в наситено състояние. Транзисторът 7\ се отпушва и токът,
протичащ през /?4, Г, и /?б, установява интегратора в изходно
състояние. Хистерезисният интервал на компаратора се определя от
резисторите Т?2 и /?4. Подходящ метод за подбор на константата
на преобразувателя (при избрани стойности на и С\) е промя-
ната на праговите стойности на компаратора посредством резис-
торите /?3 и /?4. При реализиране на този преобразувател с one-
рационни усилватели, притежаващи скорост на нарастване на из-
ходния сигнал SR = 1 h-3V/|15, се получава точност 0,74-1,2% в
широк интервал на входното напрежение.
Значително по-висока линейност на преобразуването се пости-
га при преобразуватели, чийто интегратор се установява в изход-
но състояние посредством паралелно разреждане на интегриращия
кондензатор с електронен ключ. Схемата на такъв преобразувател
е показан на фиг. 6.14. При оптимални стойности на елементите
на преобразувателя схемата има линейност, по-висока от 0,1% в чес-
тотния интервал 04-3kHz. Константата на преобразуване при тази
точност на преобразуване е около 1 kHz/V. Характерно за схемата е
173
високата линейност на преобразуването, постигната с малки перио-
ди Т2 за операционни усилватели с ниско бързодействие.
Схемата на фиг. 6.15 е по-проста, но и с по-ниски показатели.
Функцииге на компаратор в тази схема се изпълняват от транзис-
Фиг. 6.14
тора Ту Интегриращият кондензатор се разрежда през веригата
на Ду Rs и Чрез въвеждането на диода Д2 се получава по-
бърз преход от режим на установяване на интегратора в изходно
състояние в режим на формиране на периода Ту Тази схема по-
зволява да се осигури точност на преобразуването 0,3-^0,5%.
Изходните импулси на преобразуватели могат да се получат как-
то от изхода на интегратора, така и от базата на еднонреходния
транзистор Ту
174
Схема на преобразувател напрежение — честота, конто е срав
нително лесна за изпълнение и дава добри резултати, е показана
на фиг. 6.16. Както и в предишните схеми, времето Т2 за уста-
новяване на интегратора в изходно състояние не зависи от бързо-
действието на ОУ. Това позволява да се постигнат малки стойно-
сти ни Т2 (а следователно и висока линейност) и при използува-
нето на ОУ с ниско бързодействие. Кондензаторът С се разреж-
да при лавинообразния процес на взаимно отпушване на транзис-
торите Тл и Т2. Праговата стойност на изходното напрежение,
при която транзисторите се отпушват, се определя от напреже-
нието, към което е фиксирана базата на транзистора Т2 (чрез
напрежението — U и образувания от /?б /?6 делител). Напрежение-
то + U и резисторите /?2 и /?3 фиксират обратното включение
на емитерния преход на 7\ така, че по време на периода ин-
тегриращият входен ток не се разклонява през транзистора 7\.
Подходящи за случая са планарно-епитаксиални транзистори, чиито
обратни токове на емитерния преход са изключително малки (по-
малки от 100 рл). Реализирането на подобна схема дори и с
обикновени ОУ позволява да се осигури линейност на преобразу-
ването, по-добра от 0,3%.
Много добри резултати при преобразуването на напрежение —
честота се получават при използуването на ЛИС TDB 0555, раз-
работена специално за времезадаващи устройства. Нейната прин-
ципна схема е показана на фиг. 6.17л, а схемата на преобразу-
вател с TDB 0555 е представена на фиг. 6.175, където ОУ заед-
но с транзисторите Ть Т2, Т3 и преобразуват входното на-
прежение Uf в ток ICt Връзката между входното напрежение и
175
тока /с, зареждащ кондензатора С с линейно напрежение, е
В края на всеки период на изходното напрежение кондензаторът
U	/;
е зареден до напрежение - където и е захранващото напре-
м
жение. За време t напрежението върху кондензатора е
(6.15)	(/с=4+(/,^. .
176
Зареждането на кондензатора продължава, докато се достигн
2	е
напрежение 3 U, когато ключовият транзистор от схема 555 се
отпушва и разрежда кондензатора до изходно състояние.
Фиг. 6.18
Времената за правия и обратния ход на линейното напреже
ние могат да се определят съответно от изразите
<6.16 a)
(6.16 6)	Г2~0,7/?С£С,
където
Rce е съпротивлението на ключовия транзистор, чиито
колектор е изведен върху седмо краче на схемата; неговата стой-
ност е няколко десетки ома.
За да се осигури добра линейност на преобразуването, не-
обходимо е Т\ ^>Т2.
На фиг. 6.18 е представена експериментална зависимост на
коефициента на нелинейност еоо от входното напрежение при
коефициент на преобразуване Л*=1 kHz/V. По-голямата нелиней-
ност при ниски стойности на входното напрежение се дължи
на съизмеримостта между стойността на тока на зареждане 1С и
входните токове на схемата 555. Повишената нелинейност при
високи входни напрежения се обяснява с относително по-голя-
мото нарастване на Т2 в сравнение с 7\.
За постигане на добра температурка стабилност на схемата
от фиг. 6.17 желателно е транзисторите Т2 и Т3 да имат общ
корпус.
12 Електронни устройства
177
На фиг. 6.19 е дадена схема на преобразувател наирежение-
честота, която се различава функционално от описаиите досе-
га преобразуватели. Този преобразувател представлява затворена
интегрална система, обхваната от отрицателна ОВ, в която са вклю-
чени генераторът с управляема честота (ГУЧ) и зарядно-кванто-
ваща трупа. Последната включва източник за опорно напрежение
UR, електронни ключове, реализирани с полевите транзистори 7\
и Т2, и кондензатора Сь
При всеки импулс на изходното правоъгълно напрежение
Uf ключовите транзистори и Т2 се затварят и отварят после-
дователно така, че към входа на инвертора се подават токови
импулси. Стойността на компенсиращия ток /0, образуван от тези
импулси, зависи от Ur1C1h честотата на Uf съгласно равенст-
вото
компен-
(6.17)	IQ = FCUR,
където F е честотата на правоъгълното напрежение.
Системата се намира в равновесно състояние, когато
сиращият ток във веригата на ОВ/0 се изравни с тока оп-
ределен от входното t напрежение и резистора
(6.18)
От (6.17) и (6.18) следва, че
и,
(6-19)	F-RfU^'
178
Следователно връзката между входното напрежение t/z и
честотата на правоъгълното напрежение F е линейна. Линейност-
та на показания преобразувател напрежение-честота се огранича-
ва от качеството на ключовите елементи, интегриращия усилвател
и стабилизатора на опорното напрежение UR. На базата на пре-
образуватели от подобен тип са разработени цифрови волтметри
с точност, по-вйсока от 0,01%.
Изборът на определен тип преобразувател напрежение-често-
та зависи от необходимата точност на преобразуването. Най-ви-
сока линейност на преобразуването предлага схемата от фиг.
6.19. Тя обаче е сложна и трябва да се използува само за специ-
ални цели.
6.4, Цифрово-аналогови преобразуватели
Управление™ на производствени, транспортни, изследовател-
ски и други процеси от цифрови системи изисква преобразуването
на дискретни величини в аналогови. Това преобразуване се из-
вършва с цифрово-аналогови преобразуватели.
Най-често входната цифрова величина се представя в двоичен
код, като връзката между нея и изходната аналогова величина
Ai има вида
(6.20)	A	+	+	... bnr~n),
където
К е мащабният коефициент на цифровия преобразувател;
62»« •• Ьп са коефициентите на входната цифрова дума
пред съответните степени на г и имат стойности 1 или 0;
г—основата на преобразуването.
Броят на коефициентите Ьп определи количеството, а К—
мащаба на степените на преобразуване на цифрово-аналоговия
преобразувател.
Най-разпространената схема на цифрово-аналогов преобразува-
тел, реализирана посредством генератори на ток и сумиращ
усилвател, е показана на фиг. 6.20. Изходното напрежение на
сумиращия усилвател се представя от израза
п
<6-21)	U0^K^bklk.
k=0
Като се има пред вид, че входното напрежение на инвертиращия
усилвател е нула, генераторите на константен ток 7-^ <4 могат да
179
бъдат изпълнени съгласно схемата, показана на фиг. 6.21. Клю-
човите елементи /Со, АГЬ..., Кп може да се реализират посредст-
вом биполярни или полеви транзистори, а когато не е необходимо'
високо бързодействие — и с магнитноуправляеми контакти. Източ-
никът на опорно напрежение UR трябва да бъде с малко вът-
решно съпротивление и висока температурна стабилност, а резис-
торите R~r2nR (дефиниращи стойностите на токовете) —
да са с висока точност. Тук трябва да се има пред вид, че е
трудно да се намери такава широка гама от стойности на резис-
тори. Това налага в много случаи към тях да бъдат добавяни
последователно донастройващи резистори — тримери.
Основното изискване за правилно оразмеряване на един
цифрово-аналогов преобразувател е условието
(6.22)	2-"^£8,
180
където е£ е сумарната относителна грешка, внесена от елемен-
тите на пр^образувателя. Източници на грешки в цифрово-анало-
говите прео^разуватели от този тип са остатъчните напрежения и
неуправляемйте токове на електронните превключващи елемснти,
Фиг. 6.22
Фиг. 6.23
нестабилността на опорного напрежение, неточността на резистор-
ната матрица R-^2nR и напрежението на разбаланс на сумира-
шия ОУ. Намаляване на остатъчното напрежение на електронните
кпючове, реализирани с биполярни транзистори, може да се осъ-
ществи чрез инверсно включване на транзисторите. На фиг. 6.22
е показан двутранзисторен ключ, позволяващ да се получи оста-
тъчно напрежение под lmV при двуполярни управляващи сигнали.
Схема за непосредствено управление на електронни ключове
от биполярни интегрални схеми с еднополярни управляващи им-
Фиг. 6.24
пулей е показана на фиг. 6.23. При проектирането на тези ключо-
ве особено важно е да се осигури необходимият коефициент на
насищане на транзисторите, което гарантира малки остатъчни
напрежения. На фиг. 6.24 двуполярното изходно напрежение е
181
реализирано посредством подаване на константен ток с обрат-
на полярност към входа на сумиращия усилвател. Промяната на
полярността на изходното напрежение се получава при превключ-
ване на старшия разред на преобразуватели.
Неудобството от големия обхват прецизни резистори, изпол-
зувани при схемната реализация на показаните преобразуватели, е
отстранено в схемата, показана на фиг. 6.25. При анализа на то-
ковете, протичащи през резисторната матрица R^T'R, трябва да
се има пред вид, че всяка обща за три резистора точка има по-
тенциал -у- при включване само на съответния за нея ключ към
опорного напрежение. Като се определи коефициентът на усил-
ване на ОУ за съответно включения ключ и се приложи принци-
път на суперпозицията за изходното напрежение, може да се
установи, че е в сила равенство (6.20) при /<=1/3.
Развитието на биполярната технология позволи да се извър-
ши почти пълна интеграция на елементите на цифрово-аналоговия
преобразувател върху обща подложка. Посредством специално
създадената за тази цел интегрална схема jjlA :722 например се
осъществява 10-разреден цифрово-аналогов преобразувател с вре-
ме на преобразуване 0,6 [is/бит. (функционалната схема на jjlA
722 (фиг. 6.26 а)) включва генератор на опорно напрежение, гене-
ратор на ток и електронни ключове. Резисторната матрица
R^r2nR се свързва външно към схемата. На фиг. 6.26 б е пока-
зано как входовете 5^ 52,...., 510 се свързват към регистъра,
управляващ цифрово-аналогов преобразувател. Резисторната мат-
182
рица е с^ставена от 10 прецизни резистора, чиито крайни стой-
ности са /^ = 2,547 kQ и /?10= 1275 kQ. Температурният дрейф на
изходния ток на тази интегрална схема при максималната му
стойност е 0,003%/°С.
6.5.	Аналогово-цифрови преобразуватели
Както е известно, цифровите изчислителни устройства напо-
следък намират все по-голямо разпространение във всички облас-
ти на стопанството, съобщенията и обслужването. Това се дължи
на многобройните предимства (на първо място — точността), кои-
то предлага цифровата изчислителна техника в сравнение с ана-
логовата. Първичната информация обаче, която всеки цифров из-
числителен комплекс трябва да обработва, е в аналогов вид. То-
183
ва изисква въвеждането на преобразуватели на аналогов^ величи-
ни в цифрови.
Математически процесът на преобразуването на аналогови
величини в цифрови се свежда до дискретизация на непрекъсна-
ти входни функции във времето от вида
F(Za), & = 0,1,.../г.
В зависимост от това, дали интервалите на времето за дискрети-
зация са еднакви или не, дискретизацията (квантоването) бива
равномерна и адаптивна. При равномерната дискретиза-
ция моментите /к може да се изразят като
tk=kbt,
където периодът на дискретизация Д/ се определи в зависимост
от най-високата хармонична на входния сигнал Fm чрез неравен-
ство™
При процеса на квантоването от особено значение е броят
на степените, в конто се преобразуват непрекъснатите входни ве-
личини. За случайте, когато цифровата информация на изхода се
представя в двоичен код, зависимостта между броя на необходи-
мите двоични разреди п и допустимите относителни грешки едоп е
С-ДОП=^
Аналогово-цифровите преобразуватели на информация могат
да бъдат класифицирани по различии признаци, по-съществени от
конто са наличие на ОВ, наличие на интегриращи операции и др
6.5.1.	Интегриращи аналогово-цифрови преобразуватели
Един от първите методи за аналогово-цифрово преобразуване
на напрежение, който включва операцията интегриране, е ме-
тодът с междинно преобразуване на напрежението в честота. В
т. 6.3 бяха представени редица електронни схеми за преобразува-
не на напрежението в честота с добра точност. Ето защо тук ще
бъде разгледан само един цялостен комплекс на аналогово-цифров
преобразувател, основан на този принцип. На фиг. 6.27 се вижда
блоковата схема на преобразуватели. Входното напрежение f7z
предизвиква протичане на входен ток към интегратора 1. При
постоянна стойност на t/z изходното напрежение нараства по ли-
«еен закон и има обратна полярност на входното. Щом стойност-
184
та на изходното напрежение надвиши праговата стойност на ком-
паратора 2, импулсният генератор 3 генерира токови импулси към
входа на интегратора с поляритет, обратен на входния ток. Така
интеграторът се установява в изходно състояние.
Колкото е по-високо входното напрежение, толкова по-бързо-
изходното напрежение достига праговата стойност и честотата
на генерираните импулси е по-голяма. Посредством схемата за
разрешение 4 импулсите от генератора постъпват към реверсив-
ния брояч 5. Натрупаната в този брояч информация периодично
се прехвърля към изходния регистър 6. С цел да се отстрани
влиянието на паразитните сигнали, постъпващи на входа (когато
те имат амплитуда, по-голяма от тази на входния сигнал Z7z- и са
с обратна полярност), броячът трябва да бъде от реверсивен
тип. В този случай линейното напрежение има обратен наклон и
броячът 5 брои в режим на изваждане.
Ако броячът не е реверсивен, аналогово-цифровият преобразува-
тел ще работи като двуполупериоден изправител за смущаващия
сигнал. Средната стойност на изправения сигнал ще бъде различна
от нула, което ще доведе до завишаване на стойността за един пе-
риод. Разрешаващата способност на тези аналогово-цифрови прео-
бразуватели се ограничава преди всичко от линейността на преоб-
разувателя. Максималната честота на натрупване в брояча обик-
новено не е по-голяма от 100-4-300 kHz, което позволява да се
реализират пет десетични знака (разреда) при време на преобра-
зуването 1 4-0,3 s. При време на преобразуване 1004-30 ms
разрешаващата способност ще бъде съответно четири десетични
знака.
185
Разгледаният аналогово-цифров преобразувател намира огра-
ничено приложение в практиката поради сложната му организация.
Напоследък по-широко разпространение получи аналогово-
цифров преобразувател, който работи на принципа на двойною
Фиг. 6.28
интегриране. Блоковата схема на такъв преобразувател е предста-
вена на фиг. 6.28 а, а времената на диаграмата — на фиг. 6.286.
Принципът на пробразуване се свежда до следната последова-
телност от операции.
Нека входното напрежение има отрицателна стойност t7z и
в момента tY електронният ключ К да заема положение а. Изход-
ното напрежение на интегратора Uo ще има положителна поляр-
ност и ако в момента tb Uc = 0, то в момента t2 Uc ще се оп-
ределя от израза
(6.23)	Uc(t2)=-cftV)<it-
При постоянна стойност на този израз се опростява до
(6.24)	£7С&) =	•
186
Ако в момента /2 ключът К включи към входа на интегра-
тора 1 опорно напрежение UR (обратно по полярност на вход-
ното), изходното напрежение Uc ще започне да намалява по ли-
неен закон и в момента /3, £7С(/3)—0. За втория период на интег-
риране
п т
(6.25)
От равенствата (6.23) и (6.24) се получава
(6.26)
11
Равенството (6.26) показва, че входното напрежение е пропор-
ционално на периода Т2, определен от началото на второто ин-
тегриране и момента, в който изходното напрежение на интег-
ратора Uc получава нулева стойност. Моментът /3 се регистри-
ра с компаратора на нулево ниво 2, а управляващата логика 4
натрупва тактови импулси в брояча 5 по време на периода Т2 и
управлява входния електронен ключ. При подходящо избрано
отношение Urefl7\ натрупаното количество импулси в брояча
съответствува непосредствено на входното напрежение Ц}.
Равенството (6.26) показва, че опорното напрежение U ге/ ви-
наги има поляритет, обратен на поляритета на входното напре-
жение t/z. Това обстоятелство налага, когато е необходимо да
се преобразуват двуполярни напрежения, да се използуват две
опорни напрежения с противоположен поляритет.
В началото на първия интегриращ период изходното състоя-
ние на интегратора може да се осигури по няколко метода. По-
разпространените методи са показани на фиг. 6.29—6.31. В пър-
ват*' схема от фиг. 6.29 изходното състояние на интегратора се
187
осигурява посредством включване на електронния ключ Тога-
ва изходното напрежение получава стойност, близка до тази на
напрежението на несиметрия на ОУ.
В схемата на фиг. 6.30 се получава нулево напрежение на
изхода на интегратора чрез непрекъснато превключване на ключо-
вете, Л’2 и К3 посредством конто към входа на интегратора се подават
опорните, напрежения + £7^ и — Управляващата логика е та-
ка организирана, че през периода /3н-/4, когато изходното напре-
жение на интегратора е положително (това се регистрира с ком-
паратора за нулева стойност), включва се положителното опорно
напрежение. Обратно — когато изходното напрежение е отрица-
телно, включва се отрицателното опорно напрежение. Изходното
напрежение на интегратора при този процес има трионообразна
форма с много малка амплитуда, определена преди всичко от
времето на превключване на компаратора и на електронните клю-
чове /Гд и Л*3.
В схемата на фиг. 6.31 интеграторът се установява r изход-
но състояние посредством отрицателна ОВ от изхода на компа-
188
ратора към входа на интегратора, като се включи Л”4. Напреже-
нието на интегратора в изходно състояние UCo при тази схема
има стойност, определена от напрежението на разбаланс на интег-
риращия усилвател и от коефициента на усилване на компаратора
(6.27)	^со=^
където Az, е коефициентът на усилване на компаратора. Същест-
вено за тази схема е да се осигури устойчивост на системата
интегратор — компаратор при включен ключ К±.
Използуваните в интегриращите аналогово-цифрови преобра-
зуватели електронни ключове се реализира! най-често чрез поле-
ви транзистори и в някои случаи — чрез биполярни транзистори.
Внесената грешка от съпротивлението на ключовете във включе-
но състояние се определя преди всичко от ключа на входното
напрежение t7z, тъй като той изменя съпротивлението си за раз-
личните стойности на Z7z. Това е особено валидно за серийпи
ключове с MOS-транзистори.
Полярността на опорното напрежение през втория интегри-
ращ период се определя от състоянието на компаратора в момен-
та /2. Съществуват двуполярни аналогово-цифрови преобразувате-
ли с еднополярно опорно напрежение, но при тях броят на електро-
нните ключове е по-голям и изискванията към тях—по-високи. Стой-
ностите на R и С се определят в зависимост от големината на
периода 7\, входното напрежение Z7z и максималната стойност
на напрежението на интегратора.
6.5.2.	Аналогово-цифрови преобразуватели с цифрово-анало-
гови преобразуватели във веригата за обратна връзка
Този тип аналогово-цифрови преобразуватели имат блокова
схема, показана на фиг. 6.32. Тя включва компаратор на напре-
жение /, цифрово-аналогов преобразувател (ЦАП) 3 и устройст-
во за управление 2. В зависимост от начина на натрупване в ре-
гистъра на ЦАП анатогово-цифровите преобразуватели от този
тип биват с последователно натрупване, следящи и с последова-
телно приближение. Принципът на аналогово-цифровите преобра-
зуватели с ЦАП се свежда до генериране на напрежение от ЦАП,
равно по стойност на неизвестното входно напрежение t/z. Из-
равняването на тези напрежения се регистрира от компаратора
на напрежение.
189
Пълна блокова схема на
с ЦАП в обратната връзка от
фиг. 6.33. След постъпване на
tx се подава стартов импулс за
аналогово-цифров преобразувател
натрупващ вид е представена на
входното напрежение в момента
установяване на тригера в със-
тояние, разрешаващо схемата на съвпадение, и тактовите импул
си се натрупват в брояча, който управлява електронните ключове
на ЦАП. Напрежението Uo нараства по стъпалообразен закон,
както е показано на фиг. 6.34, и в момента /2 то се изравнява по-
амплитуда с Uf, Тогава компараторът сработва и тригерът се об-
ръща така, че схемата за съвпадение забранява по-нататъшното
натрупване в брояча. В този момент състоянието на брояча съот-
ветствува на = с приближение, по-малко от дискрет-
ността на едно стъпало. Преди началото на следващото преоб-
разуване е необходимо броячът да бъде нулиран.
Представената на фиг. 6.33 схема може да бъде опростена,
190
като входният компаратор се реализира като компаратор на ток;
той сравнява тока, предизвикан от входното напрежение, с тока,
генериран от резисторната матрица 4. В този случай се постига
Фиг. 6.34
значително по-високо бързодействие, но при по-ниско входно
съпротивление.
Една разновидност на този тип компаратори (фиг. 6.35) се
различава от показаната по това, че броячът на ЦАП е реверси-
вен и не е необходимо да се нулира в края на всяко измерване.
Компараторът в този случай определи вида на натрупване в ре-
версивния брояч. Когато нивото на Z7z- е по-високо от Uo, броя-
чът работи в режим на сумиране и обратно. В този преобразува-
тел Uo се колебае винаги около стойността на входното напре-
жение Ub поради което носи името „следящ преобразувател“.
Процесът на преобразуване се счита за завършен при всяко пре-
минаване на компаратора от едно състояние в друго. Така се оси-
гурява по-високо бързодействие на преобраз у ватела, кога-
то входното напрежение се променя с малка скорост. Опи-
саният преобразувател е подходящ за използуване в асинхрон-
ни системи поради неточно определеното време на преобразуване.
Най-разпространеният аналогово-цифров преобразувател с
ЦАП във веригата на ОВ е този с последователно приближение.
За разлика от първите два преобразувателя изравняването на ни-
191
вата на t7z и Uo тук започва с най-старшия разред на регистъра
за управление на резисторната матрица. В края на всеки такт
компараторът дава информация за отхвърляне или оставане на
Фиг. 6.36
съответния разряд. Така при /z-разреден аналогово-цифров преоб-
разувател входното напрежение Z7z се преобразува само с я-пос-
ледователни приближения. Една примерна времеимпулсна диагра-
ма на аналогово-цифров преобразувател с последователно прибли-
жение е показана на фиг. 6.36.
Макар че устройството за управление при последния вид
аналогово-цифрови преобразуватели е по-сложно от първите
два, високото му бързодействие го е наложило като най-разпро-
странен в практиката. Така например в аналогово-цифров преоб-
разувател с последователно приближение се постига преобразува-
не на напрежения в осембитова дума за време, по-малко от 1 jtS.
6.5.3.	Аналогово-цифрови преобразуватели с генератор
на линейно напрежение
Аналогово-цифровите преобразуватели с генератор на линей-
но напрежение са едни от първите, реализирани в практиката.
При тях входното напрежение се превръща в интервал от време,
който се измерва посредством запълването му с импулси с фик-
сирана честота. Блоковата схема на такъв преобразувател е по-
казана на фиг. 6.37, а основните процеси, протичащи в него, са
следните (фиг. 6.38).
След стартиране на генератора за линейно изменящо се на-
прежение в момента /2 напрежението му се изравнява с 77z, ком-
параторът /<2 сработва и схемата за съвпадение А разрешава
иатрупването на тактовите импулси от тактовия генератор ТГ в
брояча В. Това става до момента, в който линейното напрежение
достига нулева стойност и сработва компаратора При обратна
полярност на входното напрежение Z7z компараторът сработ-
ва преди /С2 и тактовите импулси се натрупват посредством схе-
192
мата за съвйадение. В зависимост от това, от коя схема за съв-
падение се натрупват тактовите импулси, тригерът попада в едно
или друго състояние след преобразуването и индикира полярност-
Фиг. 6.37
Фиг. 6.38
та на входното напрежение. Точността на този аналогово-циф-
ров преобразувател се определи преди всичко от линейността на
напрежението и от стабилността на тактовите импулси.
13 Е»ектронни устройства
193
6.5.4,	Аналогово-цифрови преобразуватели
с рециркулиращи остатъци
Схемата на този аналогово-цифров преобразувател е предста-
вена на фиг. 6.39. Той се използува за преобразуване на входно-
то напрежение в двоично-десетичен код, двоично-шестнадесетичен
или кой и да е друг смесей код.
Нека входното напрежение t/f. <има стойност 3,56 V. По вре-
ме на първия период на преобразуването ключът /<] е затворен
и входното напрежение постъпва на входа на усилвателя с кое-
фициент на усилване 10. Компараторът, чийто вход е фиксиран
на ниво 10 V, сработва. Посредством управляемия генератор У Г
и брояча Б, четирибитовият ЦАП започва да изработва компен-
сиращото напрежение Uo. Когато Uo достигне 3 V, разликата
между и Uo, усилена 10 пъти, няма да може да задействува
компаратора. Заедно с прехвърлянето на числото 3 в регистъра
Р за определено време ключът /Q се затваря и кондензаторът
С2 се зарежда до напрежението 5,6 V. В следващия момент клю-
чът се отваря, а се затваря Л7,- Така започва новият цикъл
на преобразуване на второто десетично число и ЦАП изработва
ио--=5У при коего посредством К3 кондензаторът се зареж-
Фиг. 6.39
да до 6V и числото 5 се прехвърля в регистъра. През време на
следващия период на преобразуване се отваря ключът и се
затзаря ключът /С2, при което на входа на усилвателя се подава
напрежението 6 V от кондезатора С\. ЦАП изработва напрежение
194
UO^§N и числото 6 се прехвърля в третия десетичен разред на
регистъра.
Максималната разредност на този аналогово-ццфров преоб-
разувател се ограничава от натрупаните грешки по време на за-
помнянето и превключването на остатъците. Ако кодът на изход-
ното число е двоично-шестнадесетичен, необходимо е коефициен-
тът на усилване на .усилвателя да бъде 16 и компараторът да е
фиксиран на 16 V.
Сложните процеси в този преобразувател изискват многофаз-
но устройство за управление и изключително качествени електрон-
ни превключващи елементи.
6.5.5.	Аналогово-цифрови преобразуватели
от комбиниран тип
За да се избягнат ограниченията за определен тип преобра-
зуватели, често се налага да се комбинират два вида аналогово-
цифрови преобразуватели.
За да се използуват предимствата на двойного интегриране
в многоразредни преобразуватели (например седем десетични раз-
реда), без да се увеличава времето на преобразуване повече от
0,5 s и тактовата честота — над 100 kHz, комбинират се методите
на двойного интегриране и последователното приближение. Пър-
вите четири десетични разреда се преобразуват по метода на
последователното приближение, а останалите три разреда — чрез
метода на двойно интегриране.
Комбинациите между отделните методи за аналогово-цифрово
преобразуване се избират в зависимост от конкретните изисква-
ния, преди всичко от съображения за оптимална простота и ви-
соко бързодействие. За да се избере правилен метод за реатизи-
ране на аналогово-цифров преобразувател с определени парамет-
ри, трябва да се познават основните предимства и недостагъци
на всеки от тях. Ето защо тук ще бъде направена кратка срав-
нителна преценка на отделните типове аналогово-цифрови преобра-
зуватели.
Най-характерното за аналогово-цифровите преобразуватели
от интегриращ тип е тяхната висока устойчивост на паразитни
сигнали. Това е особено вярно, когато интегриращият период е
много по-дълъг от периода на смущаващите сигнали. Пълно под-
тискане на смущенията се постига и при кратки интегриращи ле-
риоди в случайте при конто интегриращият период е кратен на
периода на смущенията. В този случай средната стойност ла
195
смущенията е нула и практически не влияе върху процеса на
преобразуването.
Друго съществено предимство на аналогово-цифровите пре-
образуватели с двойно интегриране е, че не е необходима голяма
стабилност на честотата на тактовия генератор. При промяна на
честотата се изменят одновременно и двата периода на интегрира-
не, така че броят на1 натрупаните импулси през периода Га оста-
ва постоянен.
Казаното по-горе е вярно, когато честотата не се цроменя
през периода на едно преобразуване. Бързодействието -на тези
преобразуватели е сравнително ниско — пруобразуванията не са
по-кратки от няколко десетки милисекунди.
Аналогово-цифровите преобразуватели с ЦАП във веригата
за ОВ имат ниска шумоустойчивост, което налага входните сиг-
нали да бъдат предварително филтрирани. Те се характеризират
с високо бързодействие, особено тези с последователно приближе-
ние, но изискват голям брой електронни ключове и прецизни ре-
зисторни матрици. Аналогово-цифровите преобразуватели с после-
довагелно натрупване изискват по-просто управление, по осигу-
ряват най-ниско бързодействие от преобразувателите с последо-
вателно приближение.
Аналогово-цифровите преобразуватели с генератор на линей-
но напрежение са значително по-прости, но имат ниска точност
на преобразуването. При малък брой на разредите с този тип
аналогово-цифрови преобразуватели може да се постигне високо
бързодействие. Времето за преобразуване при седем двоични раз-
реда може да бъде по-малко от 1 {is.
Аналогово-цифровите преобразуватели, основани на принципа
на рециркулиращи остатъци, дават много висока точност на пре-
образуването. За съжаление това се постига с много сложна ор-
ганизация на схемата и изисква особено прецизни електронни
ключове и кондензатори.
6.6.	Преобразуватели за абсолютна стойност*
Непосредственото преобразуване на синусоидални сигнали с
малки амплитуди за измерителни цели посредством полупровод-
никови диоди е нецелесъобразно поради голямата стойност на
внесената грешка. Значително по-добри резултати се получават с
преобразуватели за абсолютна стойност при използуването на
операционни усилватели.
* Наричат се още линейни изиравигели.
196
Най-разпространената схема на такъв преобразувател, когато
измерителният елемент е стрелкови уред, е показана на фиг. 6.40.
Ог нея се вижда, че отрицателната ОВ на инвертиращия усилва-
тел се реализира посредством мостова измерителна схема, в диа-
Фиг. 6.40
гонала на която е включен стрелкови уред. Независимо от по-
лярността на входния сигнал токът на ОВ протича еднопосочно
през уреда.
Връзката между входното напрежение и тока през стрел-
ковия уред е
R
Стойността на входното напрежение, при която няма да съще-
ствува линейна зависимост поради наличието на напрежение
на огпушване на диодите в права посока зависи от кое-
фициента на усилване на ОУ Av и от напрежението UF. Тази
величина се определя от израза
и /mtn— л
Напрежението на отпушване ще бъде (7=2f/F поради наличие-
то на два последователно включени диода.
Допълнителното обработване на изходното напрежение на
преобразуватели от фиг. 6.40 е свързано със съществени затруд-
нения, дължащи се на неопределения потенциал и на двете из-
ходни клеми на преобразуватели. На фиг. 6.41 а е показана схема
на еднополупериоден преобразувател за абсолютна стойност, при
конто изходното напрежение е фиксирано относно нулевия по-
тенциал. За положителните полупериоди на входното напрежение
обратната връзка се осъществява чрез Д2, а за отрицателните—
през Ду Формата на изходното напрежение Uo е показана на
197
фиг. 6.41 б. Когато съществува изискване на бързодействие на
преобразуватели поради еднополупериодния характер на преобра-
зуването, филтрирането на изходното напрежение е сравнитслно
трудно. Повишаването на времеконстантите на филтриращите гру-
пп с цел да се намалят пулсациите намалява бързодействието на
преобразувателя.
Схема на двуполупериоден преобразувател с два ОУ, която
позволява да се получат по-добри резултати, е представена на
фиг. 6.42. Положителният полупериод на входното напрежение се
подава към входа на усилвателя 2 посредством инвертиращия
усилвател / и резистора /?4, а отрицателният полупериод — през
/?3. За положителните полупериоди на изходното напрежение
Uо се определи от разликата на токовете, протичащи през /?3 и
/?4, и стойността на резистора /?б. Равни амплитуди на Uo за два-
та полупериода на £7Z се получават при
198
(6.28)	r^r^r^r^zr*.
Стойностите на Uo и t/z са равни, когато
(б. 29)	R^R^R^ZR^R-.
Фазовите закъснения, конто внасят ОУ1 за положителните полу-
периоди, са причина за ограниченото приложение на тези схеми
при високи честоти. Друг недостатък на схемата от фиг. 6.42 е
големият брой точни резистори в нея, конто определят амплитуда-
та на изходното напрежение Uo.
Друга схема на двуполупериоден преобразувател за абсолют-
на стойност е показана на фиг. 6.43. Паралелното включване на
двата ОУ обуславя сравнително еднакви честотни свойства за
двата полупериода на входното напрежение. За положителните
полупериоди на напрежението Uo се определя от неинверти-
ращия усилвател 2 (с коефициент на усилване единица), а за от-
рицателните полупериоди—от инвертиращия усилвател /. В тази
схема е необходимо само два резистора да бъдат прецизни —
и Z?4, тъй като те определят амплитудата на Uo за отрицателните
полупериоди на U
Фиг. 6.43
Следващата схема на преобразувател за абсолютна стойност
е показана на фиг. 6.44. Схемата е също функционално различна за
двата полупериода, което при високи честоти внася асиметрия на
изходното напрежение.
199
За положителните полупериоди на входния сигнал ОУ изпълня-
ва функцията на неинвертиращ усилвател с коефициент на усил-
ване единица, така че напреженията на инвертиращите входове
на двата усилвателя са равни на Z7z. Диодът Д2 е запушен и през
резисторите /?2 и R$ (а следователно и през /?4) не протича ток.
Отсъствието на ток през /?4 обуславя равенство на напреженията
Ui и Uo. За отрицателните полупериоди на t7z първият ОУ из-
пълнява функцията на неинвертиращ усилвател с коефициент на
усилване к =2 при Rr = R^ така че в общата точка на резистори-
те /?2 и напрежението t7=2t/z. Тъй като през същия полупе-
риод напрежението на неинвертиращия вход на втория усилвател
е то при 7?4 = 2/?3 изходното напрежение Uo ще бъде равно
по амплитуда и с обратен знак на t7z. От това обяснение е ясно, че
Uo ще бъде и през двата полупериода равно на абсолютната
стойност на входното напрежение £7Z.
Сравнително по-проста е схемата на преобразуватели за абсо-
лютна стойност, показана на фиг. 6.45. Тази схема е реализирана
200
само с един ОУ, но за сметка на това притежава никои съществе-
ни недостатъци в сравнение с разгледаните по-горе схеми. По
време на положителните полупериоди на входното напрежение дио-
дът Д2 е запушен, диодът Дх—отпушен и определи нулева стойност
на напрежението на инвертиращия вход на ОУ. В този случай
изходното напрежение при отсъствие на товар на изхода се опре-
дели от делителя, образу ван от резисторите Rx и R2, т- е-
(6.30)
Ri .
За отрицателните полупериоди на диодът Дх е запушен, а Д2
е отпушен и напрежението на изхода на инвертиращия усилвател
Uo се определя от резисторите 7?х и /?3:
(6.31)
За да бъде с еднаква амплитуда изходното напрежение, определе-
но от (6.30) и (6.31) при Rx — R2, е необходимо
(6.32)	R3=R' .
Най-съществените недостатъци на показаната схема са голя-
мото й изходно съпротивление по време на положителните полупе-
риоди на Z7z (/?h3x = ^2)! (Я1 + *з) и голямата разлика в стойностите
на изходното съпротивление за двата полупериода.
Принципно различна от показаните досега е схемата на пре-
образувател за абсолютна стойност, представена на фиг. 6.46. Тази
схема може да намери приложение при входни напрежения с
ниска честота, тъй като нарастването на изходното напрежение
201
на ОУ, отпушващо един от двата полеви транзистора, при високи
честоти може да стане съизмеримо с периода на Ut. Схемата
изисква подбрани транзистори, взаимно обратни по тип, с подходя-
щи характеристики. Положителният полупериод на t7z се предава
непосредствено от отпущения транзистор, а по време на
отрицателните полупериоди напрежението на общата за /?2 и Г2
точка се определя от инвертиращия усилвател. През този по-
лупериод диодът е отпущен и напрежението UA——Ui посред-
ством отпущения транзистор Т2 се подава на изхода. От описа-
ното действие на тази схема се вижда, че тя няма особено висо-
ки технически показатели.
Следващата схема на преобразувател за средна стойност, по-
казана на фиг. 6.47, притежава много добри качества. Всички пре-
цизни резистори имат еднакви стойности:
— /?з = Т?4 — /?5 — /?6 = /?.
За положителните полупериоди на входното напреже-
ние Ut двата ОУ изпълняват функциите на инвертиращи усилва-
тели с коефициент на усилване К}К2~ — 1, така че изходното
напрежение Uo има еднаква стойност и еднакъв поляритет с
За отрицателните полупериоди на t7z вторият ОУ вече
е неинвертиращ и има коефициент на усилване ТС2 = 3/2. Усилва-
нето на първия ОУ за този полупериод е К\ = — 2/3, тъй като
обратната връзка на този инвертиращ усилвател се определя не
само от /?3, а и от и /?5. Еквивалентното съпротивление на
свързаните резистори /?3, /?4 и /?5 е 2/?/3, което определя коефи-
202
циента на /силване на този инвертиращ усилвател. От произве-
денного на коефициентите на двата усилвателя
се вижда, че и за този полупериод изходното напрежение ще има
положителен поляритет и стойност, равна на U L.
Фиг. 6.48
Изходното съпротивление на схемата е малко и за двата по-
лупериода, което осигурява голямата й товароспособност. Като
предимство на тази схема може да се посочи и еднаквото фазово
закъснение на изходния сигнал, причинено от преминаването и на
двата полупериода на Ut през двата ОУ.
На фиг. 6.48 с показана схема на двуполупериоден преоб-
разувател за абсолютната стойност, реализиран само с един ОУ.
Функционално тази схема е много близка до разгледаната на
фиг. 6.45. Изходното й съпротивление се различава съществено
за двата полупериода, което ограничава нейните възможности за
приложение. Двата полупериода на изходния сигнал /7+ и U~ имат
еднакви стойности при следното съотношение на резисторите:
R!=R2 = R^
Подобна схема на преобразувател за средня стойност е по-
казана на фиг. 6.49. Единият полупериод при нея също се преда-
на посредством инвертиращия усилвател, а другият — непосредст-
вено на входа чрез делителя, образуван от резисторите R?, и
/?4. Равенство на двата полупериода на Uo се получава при усло-
вието
А'х-А'з - 8~- 4’
203
Последната схема, която ще се разгледа в този раздел, е по-
казана на фиг. 6.50. Тя представлява топлинен преобразувател за
ефективна (респективно абсолютна) стойност. Транзисторите 7\ и
Т2 трябва да притежават голяма симетрия, за да >се осигури
висока линейност на преобразуването.
Принципът на действие на този преобразувател се свежда до си-
метрирането на затворената система, при което напрежнието Uo, заг-
ряващо посредством /?6, има стойност равна на ефективната на
входното напрежение загряващо 7\. Преобразуватели от подобен
тип напоследък намират приложение в прецизни измерителни уре-
ди. Те позволяват да се преобразуват напрежения с много високи
честоти, когато входното напрежение се прилага непосредствено
към /?3. От особено значение при тези преобразуватели е конструк-
204
тивното изработване на двойките 7?3 7\ и /?б, Т2 и по-специално
топлинното им изолиране.
6.7 Преобразуватели на относителна грешка
на резистор в напрежение
Както в производство™ на резистори, така и при тензоме-
трични измервания се налага точното определяне на разликата на
резистори от предварително зададена стойност. В този случай
могат да се използуват преобразуватели на относително отклонение
на стойността.
Най-простата схема на подобен преобразувател представлява
мостов усилвател, чиято схема е показана на фиг. 6.51. В три от
рамената на моста са включени еднакви по стойност резистори
/?, а в четвъртото рамо — резисторът4-Д/?. Изходното напреже-
ние на преобразувателя се определя от израза
(6.33)	Uo = - - -	*
R 2+*\+ьЯ 1+«\
\	'ч/	\	™ /
Как го се вижда, зависимостта на Uo от Д/? е нелинейна. Когато
обаче вторият член в знаменателя може да се пренебрегне в срав-
нение с първия, равенството (6.33) се опростява до
UR±
<6'34)
205
където функционалната зависимост /7О(Д7?) вече е линейна. При-
ближение™ (6.34) е вярно при малки стойности на Д/?//?, което
ограничава приложението на тази схема при големи отклонения
на резистора от зададената стойност.
Следващата схема на преобразувател на относителна грешка
на резистора в напрежение е също мостова (фиг. 6.52). Принципът
на действие на тази схема се свежда до увеличаване на напреже-
нието, захранващо моста, в зависимост от небаланса на самия
мост, така че зависи мост га U0(j\R) е линейна при
(6.35)
RR2 = Ri(R+2Rl).
Резисторите R- и RQ имат равни стойности, което обуславя симет-
ричното захранване на четирираменния мост. Стойността на изход-
ното напрежение се определи от израза
(6.36)	UlJ 2R\ ' R ) Rs1'
206
Сравни годно по проста схема на мостов преобразувател с
компенсация на захранващото напрежение на моста е показана
на фиг. 6.53. Корекцията на захранващото напрежение при гази
схема се осъществява посредством въведената положителна ОВ
с резистора /?3.
Изходното напрежение на този преобразувател се определи
от уравнението
(6.37)

Изразът (6.37) показва, че при балансиран мост (Д/? = 0) изходно-
то напрежение на преобразувателя ще има нулева стойност, ако е
изпълнено условието
<6J8>	-i+k+ir0-
Връзката между Д/? и Uo ще бъде линейна, когато
(6.39)	1 + *-2*’ = 0.
При условията (6.38) и (6.39) изразът (6.37) добива вида
(6.40)
Принципно различна от показанитс досега мостови преобра-
зувателни схеми е схемата на фиг. 6.54. Тя включва два пара-
207
лелно свързани инвертирагци усилвателя във веригата на ОВ, на
един от конто се намира измерваният резистор. Изходните напре-
жения на така свързаните операционни усилватели Uv и U2 се
определят от изразите
(6.41)
(6.42)	£/2 = -£/,.
се характеризира с
с това обаче неин
изходното напреже-
Диференциалното напрежение Uo, представляващо разликата меж-
ду тях, е
(6.43)
Представената преобразувателна схема
висока товароспособност и простота. Наред
недостатък е диференциалният характер на
ние Uo.
Една по-добра схема от описаните досега е показа на на фиг. 6.55.
Това е мостов усилвател, който позволява линейно преобразу-
ване на Д/? в Uo дори и тогава, когато Д/? е съизмеримо със
стойността на R. Напрежението на неинвертиращия вход на *ОУ
се определи
(6.44)
За рамената
може да се
(6.45)
от резисторите и R:
и+=и, R .
Ri+R
на мостовия усилвател, образу ван от Rr и R+&R,
запише
Ui-U- jj--uo
R R^lR *
208
Като се има пред вид равенство™ между и U~, обусловено
от големия коефициент на усилване на усилвателя, след съвмест-
ното решение на уравнения (6.44) и (6.45) относно Uo се получава
(6.46)
Изразът (6.46) показва, че връзката между Uo и А/? е линейна
независимо от стойността на А/?.
Използувайки тази схема на преобразувател на относителната
грешка в напрежение, е разработен цифров процентен мост за
класифициране на резистори със стойности в обхвата 10Q — 10MS.
Разрешаващата способност на устройството е 0,1% в целия обхват.
Фиг. 6.56
Функционалната схема на процентния мост е показана на
фиг. б" 56. Блоковата схема включва генератора на опорно напре-
жение /, преобразувателя (J±R—*UO)2, мащабния преобразувател 3,
аналого-цифровия преобразувател 4 и блока за индикация 5. Го-
14 Електронни устройства
209
лемият обхват на измерваните резистори изисква прецизен ОУ за
преобразувателя на отклонение™ на резистора от номиналната му
стойност" в напрежение. За измерването на резистори с малки
стойности е необходимо изходното съпротивление на генератора
1 да бъде много малко. Големите стойности на измерваните ре
зистори изискват и малки входни токове на ОУ.
Поради дискретния характер на измерванията много подходя-
що за целта е въвеждането на автоматично компенсиране на дрей-
фа на преобразувателя по време на подготвителния период. Схе-
ма на този двутактов преобразувател &R—>UO е показана на фиг.
6.57. Генераторът на опорно напрежение включва диода Дъ пър-
вия ОУ и транзистора 7\. Прецизният ОУ е съставен от MOS-
диференциален усилвател Е41Е, ОУ МАА501, транзистора и
ключовите елементи Г2, Т3 и Последният ОУ служи за инвер-
тнране и усилване на компенсиращото напрежение.
Измерването на резистора	започва след постъпване
на стартовия импулс на входа на управляващия тригер, при което
ключовият транзистор Т2 се отпушва, а 7\ и Т4 се запушват.
Измерителният процес не бива да бъде по-дълъг от няколко се-
кунди, тъй като компенсиращият кондензатор ще се разреди до
стойности, конто ще внесат съществени грешки в преобразуване-
то. След прекратяване на измерването 7\ се запушва, а и Т4
се отпушват и усилвателят преминава в режим на компенсация.
210
Изходното напрежение Uo постъпва на входа на аналогово-циф-
вия преобразувател. При използуването на АЦП от двойно инте-
гриращ тип е необходимо управляващите импулси за начало и
край на измерването да се синхронизират с интегриращите пе-
риоды на АЦП. За измерване на резистори с големи стойности е
необходимо внимателно екраниране на преобразувателя и измерва-
ния резистор. Много целегъобразно в този случай е синхропизи-
рането на интегриращите периоди на АЦП с мрежовото напреже-
ние. Измерването на резистори с малки стойности изисква малки
преходни съпротивления на тоководещите проводницы и подходя-
ще евързване на елементите към проводника с нулев потенциал.
211
VII. ГЕНЕРАТОРНИ СХЕМИ
С ОПЕРАЦИОНКИ УСИЛВАТЕЛИ
Възможността за въвеждане на положителна ОВ и външно
свързани реактивни елементи позволява операционните усилватели
да се използуват като основен елемент в генераторни схеми.
Максималната честота на генерации, която може да се получи на
основа на операционните усилватели за широка употреба (709,
741, 301), е от порядъка на 10 — 20 кНг и се ограничава от инер-
ционността на усилвателите. За по-високи честоти трябва да се из-
ползуват висококачествени усилватели—например тип 733,3005 и
др. При не особено високи изисквания генераторите могат да се реа-
лизират и само с един ОУ, използуван като активен елемент. По-
вишените изисквания към електронните устройства обаче налагат
усложняване на схемите.
Възможностите за използуването на ОУ в генераторни схеми
са разгледани достатъчно пълно в (4,17). Обобщение на генера-
торните схеми с операционни усилватели е направено и в (40). В
редица фирмени издания са посочени и практически схеми с кон-
кретни усилватели (37,41). При наличието на толкова литературни
източници в този раздел ще се разглеждат само основните прин-
ципи за реализация на генератори на синусоидално, правоъгълно^
линейно и стъпаловидно изменящо се напрежение.
7.1 Генератори на синусоидални сигнали
Синусоидални трептения с ОУ могат да се получат по няколко
възможни начина. Най-често употребявана за целта е мостовата
схема на Вин. На фиг. 7.1 е показан класическият мост на Вин
и свързаният към него ОУ. Мостът се захранва по диагонала CD
от напрежението, генерирано от ОУ. Условието за равновесие на
моста може да се формулира по следния начин:
(7.1.)
където
(7-2)
Zl Z. Z1 Z,
Z2=zi H4HZ)+Z2=Z3+Z4’
Zi~ /шсГ’ z*~ i+./o>/?2c2‘
212
Допускането, че ОУ има безкрайно голямо усилване, позво-
лява да се приеме, че разликата между потенциалите на входове-
те е нула, т. е.
Като се заместят стойностите на импедансите от (7.2) в (7.3), се
получава
(7 4) в =____________________________________,
u	р	(I -НСз/со+Да)^^-1 /соCi) /?з+R1
където р е коефициентът на отрицателна ОВ на ОУ.
Реактивната компонента в знаменателя на равенството (7.4)
се анулира при условието
(7.5) w0/?1/?2C2——= 0, откъдето w0---=(/?1/?2CiC2)~4 където соо
е честотата, при която генсраторът осцилира. Ако се подберат
резисторите и кондензаторите така, че
R^R^R и С^С2 = С,
се получава
(7-6)	Ю° = /?С И ?= /?з+/?4	3 '
Равенстната (7.6) дават условията за получаване на изходно на-
прежение с честота
Р-7>	,'rc
213
Отношенията (7.6) показват още, че за генерирането на трептения
с произволна амплитуда е необходимо р= 1/3; при £<1/3 трепте-
нията имат нарастваща амплитуда; при р> 1/3 те имат намаляваща
амплитуда. Тези съображения налагат в реалните схеми да се
вземат мерки за стабилизация на генератора — било чрез регули-
ране на коефициента на отрицателна ОВ р, било чрез използува-
нето на нелинейни елементи—термистори, диоди, полеви транзисто-
ри и др.
Схема на прост осцилатор с ОУ тип 709 е показана на фиг.
7.2. При честотата на осцилации, определена съгласно израза (7.7),
коефициентът на положителна ОВ при празен ход на осцилато’ра
' Z^Z2 3
Тук
R
и Z2 =	•
1	2	/?4-а/у<оС
За да се осигури условие за осцилации, е необходимо общият
коефициент на усилване за затворената верига да бъде равен на 1.
За тази цел с помощта на потенциометъра Rr усилването, което
е 14- д-, се установява да бъде равно на 3. Върху формата и
големината на изходното напрежение влияе товарът. При товарно
съпротивление RT = 100Q максималната амплитуда на изходното
напрежение е около 3,5 V. Параметрите на ОУ и веригите за че-
стотна корекция ограничават честотата на генерираните трептения
в обхвата 100 Hz — 6 kHz. Коефициентът на линейни изкри-
вявания обикновено е под 5 %.
Схема на генератор, в който са взети мерки за стабилизи-
ране на амплитудата, е показана на фиг. 7.3. При включване на
схемата управляващият електрод (гейтът) на полевия транзистор
7\ е с потенциал нула и транзисторът е в наситено състояние.
Усилването, определено от обратната връзка /?3, е под 1/3;
генераторът се възбужда и на изхода му се получава изкривен
синусоиден сигнал с честота
1
/-2-RC
и нарастваща амплитуда.
Изправеното и изгладено изходно напрежение се подава на
гейта на 7\ като отрицателен потенциал, който започва да за-
пушва транзистора. Неговото съпротивление нараства, усилването
намалява и амплитудата на осцилациите приема една установена
214
стойност. За правилния режим на генератора е необходимо пре-
даването на веригата на стабилизиращата ОВ да бъде по-малко
от предаването по веригата на поддържащата осцилациите ОВ.
В противен случай ще се получи паразитна модулация на трепте-
Фиг. 7.3
нията. По тези съображения работната точка на полевия транзис-
тор се избира в областта на малките съпротивления (напрежение
на гейта — близко до нула). Схемата се характеризира с малки
215
изкривявания на формата на изходния сигнал. Минималната стой-
ност на амплитудата на изходното напрежение е около 5V; мак-
сималната честота е ограничена от честотната корекция на ОУ.
За стабилизиране на амплитудата може да се избере и по-
проста схема. На фиг. 7.4 е показана стабилизация, която изпол-
зува нелинейността на обикновени диоди. Симетрията на изходната
синусоида зависи и от еднаквостта на характеристиките на двата
диода.
Синусоидален генератор може да се реализира и чрез включ-
ване във веригата на отрицателна ОВ чрез RC-групи (фиг. 7.5).
216
За получаване на дефазиране 180° изходният сигнал, подаден към
инвертиращия вход, се пропуска през три еднакви RC-групи;
всяка от тях внася дефазиране 60°. Стойностите на напреженията
U и U/2 са, както следва:
(7.8)	и =и - J-RC- • 71 ol+yW?C’
(7-9)	IJ - и J°>RC -п - 	-
От друга ток, следва	страна, тъй като токът на ОВ е равен на входния
(7.10)	<7/2 = -Uo . 1 j^C	/?Ов и = ~Un	 72 
От равенствата (7.9) и (7.10) след преобразуване се получава
(7.И)	р _	2	!-*№(? ПОВ~
и следователно
(7.12 а)	г> _	~ . ^ОВ~ 0>2/?С2’
(7.12 6)	1-(MV _п 0)3^2(72
За правилен режим на генератора е необходимо да бъде из-
пълнено условието
(7-13)	
Така например при /?ов= 12 Z?
се получава
(7.И)	1	f	1 0) =	7Т- или /о =	—	. 0 /?С\(6	J	2т. ^R С
Резисторът 7?ов се прави променлив за определяне на оптималния7
режим, а ограничителят се използува за ограничаване на нараст-
ващата амплитуда на трептенията и за предпазване на ОУ от
насищане.
217
На фиг. 7.6 е показана схема на прост RC-генератор за
фиксирана честота. Както и за останалите генератори от този
гип, предимството му се състои в сравнително простата реализа-
ция— използува се само един ОУ, който може да бъде както с
2*Д8КД
Фиг. 7.6
диференциален, така и с несимстричен вход. Честотата на треп-
тенията се определя съгласно израза (7.14).
Ценеровите диоди и Д2 ограничават амплитудата на из-
ходния сигнал. С потенциометъра Р± се определя условието за
възникване на устойчиви трептения (7.13). Трябва да се има пред
вид, че при /?ов=12 /?, трептенията са по-устойчиви, но нелиней-
ните изкривявания нарастват. Освен това трябва да се отчита и
фактът, че генераторите с RC-групи се характеризират с по-
големи изкривявания, отколкото генераторите с мост на Вин.
Като сс прибави към схемата от фиг. 7.5 още един ОУ
(работещ в режим на инвертиращ усилвател), може да се получи
и косинусоидален сигнал, т. е. такъв, който е изместен на 90е
спрямо основния сигнал. Вторият ОУ се включва след С и съ-
противлението към инвертиращия му вход, заместващо /?*, се из-
бира равно на /?. Така формираната схема на генератора е пред-
ставена на фиг. 7.7 [4]. С помощта на потенциометрите Р2 и Р>
изходният сигнал се симетрира, а с Р± се определя устойчив
режим на генератора. Честотата на трептенията е около 1 kHz, а
218
амплитудата с помощта на Р2 и Р3 се задана в граничите от 1
до 10V.
Една интересна схема на синусоидален генератор [17] е по-
казана на фиг. 7.8. Всяко стъпало от нея представлява^фазовър-
Фиг. 7.7
тяща схема, която внася закъснение от 120°. За възникването на
осцилации трябва да се изпълняват следните условия при работ-
ната честота.
219
А. Усилването на всяко стъпало
където
+ ушС1 и Z2-R2.
Б. Фазовият ъгъл
cp = arctg *	=120°;
tga = tgl20°-V3.
От горните условия следва изискването
/?2 = 2/?х
и може да се определи работната честота на генератора
f =______________________________J_____
0 2~j3RlC\ ’
Тази честота е около 400 Hz. Амплитудата на трептенията и
устойчивият режим на генератора се стабилизират чрез веригата
за автоматично регулиране на усилването (Д^—	7\ и
220
Изправеното и изгладено напрежение от трите фази се подава на
гейта на 7\. Отначало съпротивлението на е много ниско и
усилването на третото стъпало е над 1, с което се възбуждат
осцилациите. След като напрежението на гейта нарасне, съпро-
тивлението 7\ също нараства, докато се изпълни условието
/?тр + ^?1 = Rv
където /?тр е съпротивлението на транзистора. Желателно е
кондензаторите Сг да бъдат с толеранс ±5%; подходящи за
целта са проиввежданите у нас КМПТ-96Пр.
Веригата /?3С2 предизвиква спадане за високите честоти и
предпазва от нежелани осцилации и смущения. За по-голяма
простота на представените схеми от този раздел елемептите от
веригите за захранване и честотна корекция не са означени.
Близо до захранващите изводи на всеки ОУ се монтират фил-
трови кондензатори КМПТ-96— 0,01, а честотната корекция съот-
ветствува на коефициент на усилване на стъпалото 1 и е с
максималните стойности на елементите. Резисторите /?4 служат
за постояннотокова компенсация.
Една възможност за реализация на RC-генератор с помощ-
та на двоен Т-образен мост във веригата за положителна ОВ е
показана на фиг. 7.9.
7.2. Генератори на правоъгълни импулси
Операционните усилватели дават възможност да се рсализи-
рат компактни схеми за получаване на правоъгълни импулси.
Високите входни съпротивления, голямото усилване и малките то-
221
кове на утечка правят операционните усилватели особено подхо-
дящи за генериране на трептения с много ниска честота. Така
например не представлява проблем получаването на честота от
порядъка на 10 Hz. Високата честота обаче се ограничава от
скоростта на нарастване на изходното напрежение и от времето*
за което ОУ излиза от състоянието на насищане. За импулсни
генератори на честоти под 10 Hz и над .10 kHz трябва да се об-
ръща по-сериозно внимание на характеристиките на операционни-
те усилватели.
Схема на обикновен генератор на правоъгълни импулси, кой-
то по същество представлява м\тлтивибратор, е показана на фиг.
7.10 [4]. При включване на захранването схемата започва да ге-
нерира импулси поради напрежението на несиметрия на ОУ.
Кондензаторът С се стреми да се зареди през резистора до
стойността на изходното напрежение С7ИЗХ. В момента, когато Uc
достигне прага
(7.15)	UC = $\UH3„
определен от положителната ОВ с коефициент
<716)
протича регенеративен процес и Uc променя скокообразно поляр-
ността си. След този процес кондензаторът започва да се преза-
режда в обратна посока.
222
Нека в момента /~0, когато се сменя знакы на £/изх в ра-
венство (7.15), кондензаторът да е зареден до — (3£/изх. Време-
то Т, след което {/изх отново сменя знака си, може да се опре-
дели от равенството
(7-17)	=(1+ЭД1--е~Г'г)^и,х-ХЛ,эх;
(7.18)	x =
Тъй като Т представлява половината от периода на трептенията
генерираната честота може да се определи от израза
(7.19)	2’г .
Като се имат пред вид равенства (7.17), (7.18) и (7.19), се получава
(7.20)
Никои ОУ имат вградени противопосочно свързани диоди
между двата входа, конто осигуряват защита по входно напреже-
ние. В такъв случай обаче съпротивлението между входовете на
усилвателя ще бъде ниско и ще нарушава условията, при конто
е изведен изразът (7.20). Затова е необходимо двата входа на ОУ
да се свържат с коидензатора С не директно, а през еднакви
резистори със стойност, много по-голяма от тази на /?2 и /?3.
За да не навлиза крайното стъпало на ОУ в дълбоко наси-
щане, препоръчва се да се ограничи амплитудата на изходния
сигнал. Тъй като ограничение™ трябва да бъде от двете страни,
за да се осигури симетрия на импулсите трябва да се вземат
мерки за балансиране на веригата на ограничение.
Показаният генератор се препоръчва за честоти от звуковия
обхват и дава задоволителна точност, тъй като върху стабилност-
та на честотата влияят само кондензаторът и ценеровите диоди.
Симетрията на диодите определи и симетрията на изходното
напрежение спрямо нулата. Честотата може да се регулира, ако
вместо /?! се използува променлив резистор. Поради ниската то-
вароспособност на генератора препоръчва се товарът му да се
включва чрез буферен усилвател или TTL-интегрална схема.
Когато ограничението на изходния сигнал не е симетрично,
тогава честотата на импулсите се определя от израза
Г 1 (^Гизх1 + ^нзх2Х^изх2’^^изх1)	1
<72|>	П’1”—’
223
където
£7ИЗХ1 и ^изх2 са нивата на ограничение;
ти рее определят от (7.18) и (7.16).
По отношение на времето схемата генерира симетрични им-
пулси. В случайте, когато се изисква регулиране на коефициента
Фиг. 7.11
на запълване, може да се използува схемата от фиг. 7.11, в която
кондензаторът С се зарежда през отделни вериги за всеки полу-
период в зависимост от това, кой Диод (Дг или Д2) е отпущен.
Коефициентът на запълване 5 се определя от израза
2?_ Rg
Ra+Rb
и чрез резистора /?3 се регулира от 10 до 90%. Честотата на
импулсите е
(7.23)	/=[^(^+^>14
Тя се настройва с потенциомезъра /?9 в границите от 500 до
5000 Hz.
При захранване c±15V изходното напрежение има размах 28 Upp.
В случайте, когато входът на ОУ не е защитен (вътрешно
или външно), трябва да се спазва изискването
(7.24)	£7ИЗх max (1 +	’
където UJDm е максимално допустимото диференциално налреже-
ние на входа на ОУ.
224
Фиг. 7.12 представлява схема на мултивибратор, честотата на»
който се управлява чрез входнотото напрежение [17]. В зависимост
от подаденото напрежение към гейта на полевия транзистор 7\
той е отпушен или запушен. При запушен транзистор сигналът
на изхода на първия ОУ е
Когато 7\ е отпушен, съпротивлението му е много ниско и
II — —И -#2 — — II
^ИЗХ!— ^Вх	Вх-
Следователно в зависимост от състоянисто на 7\ усилвателят .4]
има функцията на повторител или инвертор.
Второто стъпало е интегратор, формиращ на изхода си трио-
нообразно напрежение Z7H3x2- То се подава към входа на трето-
то стъпало — компараторе праг на сработване (Jnp, определен от
израза
ипр^±(иг+ил
където
Uz е ценеровото напрежение на диода Д};
Ud — напрежението в права посока на Д2.
Положителната обратна връзка се затваря от резисторите /?7, /?8;
при £7изх>0 1\ е отпушен, а при £7Изх<0 той е запушен. Дио-
дът Д3 защитява гейта на 7\ от положителните импулси. Често-
тата на импулсите се определи от израза
^вх
15 Електронни устройства
225
Схемата позволява линейно регулиране на честотата от 12 до
20 000 Hz с напрежение от 6 V до 10 V.
На фиг. 7.13 е показана схема, чрез която може да се полу-
чат много ниски честоти—до около 10-3Hz. Усилвателят е вклю-
чен в рамото на моста /?2, /?б и Сг. Когато С\ се зарежда
през /?2, входът на ОУ е обратно свързан и може да се употре-
би високоомен резистор за зареждане /?2 (до 50 MQ). По време на
зареждането потенциалът на изхода,на ОУ е нула (захранването
е несиметрично) и тиристорът е запушен. Когато напрежението
върху кондензатора се изравни (в границите на входното напре-
жение на несиметрия) с напрежението, определено от делителя
/?2, изходното напрежение на ОУ става положително и от-
пушва 7\. Кондензаторът С2 се разрежда през като насища
7\ и предизвиква разреждане на през 7\. След това процесът
се повтаря.
Ако се пренебрегне влиянието на Ть периодът на импулсите
се определя съгласно израза
Г=С1/?21п(1+
където отношението R&/R± може да се изменя от 0,1 до 0,9.
Схемата наистина позволява да се реализират много ниски
честоти при условие, че транзисторът 7\ има много малка утечка
и не шунтира съпротивлението на утечка на Сг Желателно е
капацитетът на да бъде над 0,01 р.Р' и да има незначителна
утечка; подходящ за случая е тип КМПТ-Пр96.
226
Транзисторът 7\ трябва да се запушва и отпушва напълно
и да издържа импулсен ток от порядъка на 1 А. Изходното на-
прежение може да се снема и от изхода на ОУ. За да осигури
при разреждането си достатъчно време (необходимо за разрежда-
Фиг. 7.14
нето на Сг през 7\), кондензаторът Са трябва да има достатъчен
запас от енергия; той се избира с капацитет околю 0,1 Сг. В за-
висимост от стойността на Есс амплитудата на {7НЗХ е от 5
до 25 V.
Операционни усилватели се използуват и в други импулсни
схеми — моновибратори (чакащи мултивибратори) и тригери. Схема
на моновибратор със задоволителни характеристики е показана на
фиг. 7.14 [17]. В състояние на покой изходното напрежение е
t/изх = + Uzy а върху коидензатора Сх напрежението е около 0,6V.
Прилагането на отрицателен входен импулс с достатъчно голяма
амплитуда
/?7

преобръща схемата и £7ИЗХ = — Uz\ кондензаторът Сг започва да
се зарежда през Когато Uc достигне стойността
ис=иг

схемата се връща в изходното си състояние.
Описаният моновибратор е нискочестотен и работи добре при
времеконстанта x =	не по-малка от 10 ms. Продължителността
227
на генерирания отрицателен изходен импулс се определи от
израза
Веригата /?8, Д5 се използува при горната граница на честотите,
за да се подобри времето на възстановяване на схемата. Елемен-
тите и Д2, Д3 и Д4 образуват ограничителни групи.
Схема на тригер е показана на фиг. 7.15. Съотношенията
между стойностите на елементите й се определят съгласно из-
разите
р    ^2^3 .
1	#2“h#3
тт	-
<->Вх ИЗХ	•
При липсата на входен сигнал схемата попада в едно от устой-
чивите си състояния под влияние на входното напрежение на
несиметрия.
За да не се повреди ОУ, необходимо е да се спазва усло-
вието
^2
£7.х ггах' “Ь £7изх max —
7.3. Генератори на линейно напрежение
Генераторите на линейно изменящо се напрежение (ЛИН)
основават действието си на използуването на интеграторна схема
(вж. т. 4.5). Подробни примери на прецизни генератори на ЛИН
са описани в [17]. На фиг. 7.16 е показан пример за реализиране
228
на генератор на трионообразно напрежение. В тази схема право-
ъгълните импулси, подавани на входа, се интегрират и на изхода
на ОУ се получава линейно изменящо се напрежение. За схемата
са изпълнени условията
тт —и _______________Т
изх max — <->вх max	’
R1 — R3 И 2/?2>
където Т е периодът на входното напрежение.
Ulrtxf
Фиг. 7.17
На фиг. 7.17 е представена блокова схема на автогенератор.
Компараторът и крайното стъпало, обхванати от положителна ОВ,
образуват генератор на правоъгълни трептения, който след това
се интегрират до получаване на линейно изменящо се напрежение.
229
Схемата на фиг. 7.18 показва практическата реализация на
един генератор за линейно изменящо се напрежение. Транзисторът
Т1 изпълнява ролята на компаратор. Линейно изменящото се
напрежение се симетрира чрез регулиране на прага на сработване
Фиг. 7.18
с помощта на потенциометъра Р4. Инверторът Т2 и емитерният
повторител Г3 осигуряват симетрично изходно напрежение. Ам-
плитудата на правоъгълното напрежение на изхода се регулира с
потенциометъра Р2.
Формираните правоъгълни импулси се подават на входа на
интегратора. Честотата на трептенията и симетрията на линейно
изменящото се напрежение се регулират съответно с потенцио-
метрите Р± и Р3. Стойността на коидензатора С се определя от
израза за периода на интегриране (вж. т. 4.5).
7.4. Генератори на стъпаловидно напрежение
Генераторите на стъпаловидно напрежение имат широко при-
ложение в измерителната техника. Например за получаването на
статичните характеристики на полеви транзистори при постоянни
стойности на напрежението на гейта върху екрана на електронно-
лъчев осцилоскоп е необходимо да се формира стъпално изменящо
се напрежение с формата, показана на фиг. 7.19.
Генерирането на напрежение с такава форма може да се
реализира по метода, описан при цифрово-аналоговите преобразу-
230
ватели, като регистърът за управление на електронните ключове
бъде,заменен с брояч. Блоковата схема на такъв генератор на
стъпално напрежение е показана на фиг. 7.20. Броячът 7 от-
броява импулсите, постъпващи на входа му, и управлява резис-
Фиг. 7.19
торната матрица с електронните ключове 2. Сумиращият усилва-
тел 3 преобразува генерирания стъпалообразен ток в напрежение-
Промяната на стъпално нарастващото напрежение в стъпално
намаляващо и обратно, може да се реализира чрез използуването
на реверсивен брояч. Амплитудата на стъпално изменящото се
напрежение се избира, като се променя коефициентът на преда-
ване на сумиращия усилвател. Броят на стъпалата на напреже-
нието се променя посредством изменение на цикъла на броене на
брояча. Максималните амплитуди на изходното напрежение и
изходния ток се определят от параметрите на използувания ОУ.
Описаната схема на генератор на стъпално изменящо се на-
прежение дава възможност да се генерира напрежение с висока
точност и с неограничено дълъг период на стъпалата. Въпреки
това обаче поради големия брой елементи, конто се използуват,
тази схема има сравнително ограничено приложение.
За генериране на стъпално изменящо се напрежение широко
приложение намират зарядно-квантоващите генератори с периодич-
Фиг. 7.20
на ОВ. Блоковата им схема е показана на фиг. 7.21. Постъпващите
импулси на входа на генератора 7 предизвикват генериране на
къси токови импулси към входа на интегратора 2, при което из-
231
ходното напрежение нараства по стъпаловиден закон. Когато из-
ходното напрежение достигне праговата стойност на компаратора
3, той сработва и генерира нулиращ импулс. Последният устано-
вява генератора в изходно състояние.
Най-често токовият генератор се реализира по начина, показан
на фиг. 7.22. Както се вижда, той се формира посредством кон-
дензатор, електронни ключове и източник на опорно напрежение.
При последователното отпушване на транзисторите 7\ и Т2 кон-
дензаторът Сх се зарежда от Uref и разрежда към входната ве-
рига на интегратора.
232
Интеграторът се установява в изходно състояние чрез нули-
ращия импулс от компаратора посредством електронен ключ,
управляван от компаратора, и напрежение с обратна полярност
на опорното. Разликата между минималното и максималното на-
прежение на стъпалообразното напрежение се определи от хисте-
резиса на компаратора. Той може да се измени посредством ве-
ригата за положителна ОВ.
Разреждането на интегриращия кондензатор при използуване-
то на еднопреходен транзистор може лесно да се осъществи,
както е показано на фиг. 7.23. Тази схема на генератор на стъ-
пално напрежение също позволява да се постигне висока точност
на изходното напрежение, но налага съществени ограничения при
ниска честота на генерираното напрежение. Те се дължат на ви-
соките стойности на входните токове на обикновено използува-
ните ОУ.
233
VIII. СТАБИЛИЗАТОРИ НА НАПРЕЖЕНИЕ
С ЛИНЕЙНИ ИНТЕГРАЛНИ СХЕМИ
8.1. Общи бележки
Във всяко електронно устройство съществува блок, печатна
платка или част от схема, конто осигуряват стабилизирано по-
стояннотоково напрежение за захранване на устройството. Въпро-
сите по проектирането на стабилизирани източници на захранващо
напрежение продължават да са предмет на изследване в специ-
ализираната литература [19, 8, 34], макар че развитието на мик-
роелектрониката опрости значително функциите на конструктори-
те на електронна апаратура.
Първоначално използуването на универсалии операционки
усилватели позволи да се намали значително броят на елементи-
те и да се увеличи надеждността на стабилизираните схеми.
Впоследствие бяха разработени и пуснати в серийно производство
голямо разнообразие от повече или по-малко специализирани ста-
билизатори на напрежение в интегрално изпълнение.
Стабилизираните източници на захранващо напрежение се раз-
делят на две големи групи: линейни стабилизатори и
импулсни стабилизатори. Класическата схема на най-
разпространения линеен стабилизатор е показана на фиг. 8.1.
Регулиращият елемент РЕ е включен последователно с товарния
елемент RT и затова стабилизаторът е от „сериен“ тип. Напре-
жението Uref е опорно и с него (или част от него) в усилвателя
Уг се сравнява изходното напрежение (или част от него). Разли-
ката им, получена на изхода на усилвателя Уь управлява регули-
ращия елемент. За регулиращ елемент обикновено се използува
мощен транзистор, който работа в линеен режим. В зависимост
от изходния сигнал на РЕ е повече или по-малко отпушен,
т. е. върху него напрежението е такова, че изходното напреже-
ние се поддържа постоянно в много тесни граници. За защита
на стабилизатора от претоварване по ток или късо съединение в
товарната верига напрежението върху шунта се подава към вто-
ри усилвател У2» който предизвиква ограничаване на консумира-
234
ния ток или изключва стабилизатора, когато токът през пре-
виши предварително зададена стойност.
Най-същественият недостатък на линейните стабилизатори е,
че РЕ винаги работа в активен режим, т. е. върху него винаги
има напрежение, равно на t/flx— t/H3x и винаги се разсейва
мощност
Рраз^^т (^вх ^изх)*
С £7Вх и £/изх са означени съответно входното нестабилизирано
напрежение и изходното стабилизирано напрежение. /т е токът
през товара.
Необходимостта от разсейване на отделяната в РЕ мощност
сериозно затруднява реализирането на мощни стабилизатори. За
целта се налага използуването на радиатори, който увеличават
обема на стабилизаторите. Максималният к. п. д. на линейните
стабилизатори е около 50%.
Импулсните стабилизатори (фиг. 8.2) действуват на принципа
на широчинно-импулсната модулация (ШИМ); входното напреже-
ние чрез ключа К се накъсва с висока честота, а средната със-
тавка на изходното напрежение е пропорционална на коефициента
на запълване на изходните импулси, т. е. на отношението между
времето, през което ключът К е затворен, към времето, през
което той е отворен. Тъй като честотата на накъсване е висока
(около 500 пъти по-висока от честотата на мрежата), изглаждане-
235
то на пулсациите, насложени върху средната съставка, може да
се постигне с малогабаритен RC-филтър. Функцията на диода е
да формира верига за обратното напрежение върху бобината>
което се индуктира след отваряне на ключа К.
Сравняващият усилвател Уг осигурява отваряне и затваряне
на ключа с определена честота и коефициент на запълване, конто
се определят от разликата между опорното напрежение, Uref и
частта от изходното напрежение, снета с делителя
Резисторът /?ш и усилвателят У2 осигуряват защита по ток,
както в линейните стабилизатори. Ролята на ключа К се изпъл-
нява от мощен транзистор Г, работещ в импулсен режим („запу-
шено състояние"—„наситено състояние").
Загубите в импулсния стабилизатор са резултат от разсеяна
мощност в превключващия транзистор, в активното съпротивле-
ние на бобината, в резистора /?ш, както и от загуби в управле-
ние™ на стабилизатора. Разбира се, всички тези величини са
много малки в сравнение със загубите при линейните стабилиза-
тори. При една и съща максимално допустима мощност на раз-
сейване един транзистор може да пропуске около 10 пъти по-
голям ток в импулсен режим, отколкото в линеен. Ето защо
импулсните стабилизатори се използуват там, където се налага
да се получат ниски изходни напрежения от високи входни на-
прежения при значителна консумация и изисквания за малък обем
и увеличен к. п. д. на стабилизатора (над 75%).
Недостатък на импулсните стабилизатори е пониженото им
бързодействие в сравнение с линейните (на бързи изменения в.
236
товара те реагират по-бавно). Освен това импулсните стабилиза-
тори са източници на интензивни електромагнитни смущения.
Това налага внимателно разполагане на елементите върху печат-
ната платка и в захранващия блок, използуването на проходни
кондензатори във входните и изходните вериги, екраниране на
стабилизатора и др. При определени условия (например при лошо
филтриране на входния ток на захранващия източник) възможно
е да попаднат токови импулси обратно в захранващия изгочник.
8.2. Линейни стабилизатори на напрежение
с операционки усилватели
Усилвателят Уг от фиг. 8.1 може да се замени от ОУ с об-
що предназначение — например тип 709. Това е свързано със
следните предимства. Усилвателят Ух се реализира от компактна
схема, чиито характеристики (постояннотокови и честотни) могат
лесно да се управляват според конкретните изисквания. Ограни-
чената изходна мощност на ОУ може да се компенсира чрез
включването на средномощен транзистор на изхода, обхванат от
веригата на отрицателна ОВ. Параметрите на класическия източ-
ник на опорно напрежение — ценеровия диод, и по-конкретно
неговото вътрешно съпротивление също могат да се подобрят,
като се използува ценеровото напрежение Uz като входно напре-
жение в типовата схема на инвертиращ или неинвертиращ усил-
вател.
Най-често се използува свързването по схемата, показана на
фиг. 8.3. [17], която позволява ценеровият диод да се захранва
от стабилизирано напрежение. Основна особеност на използува-
нето на ОУ в линейните стабилизатори е захранването им от ед-
нополярен (несиметричен) източник на напрежение. Тези особено-
сти са илюстрирани на фиг. 8.3.
В този най-прост пример на стабилизатор с ОУ ценеровият
диод се захранва от стабилизираното напрежение U^3X. Стойност-
та на /?5 се определи от израза
zq 1 \	^изх max ^z min	^изх min ^z max
(о. 1)	-	<л5	7	’
z max	z раб
където
Атах e максимално допустимият ток;
Араб е работният ток на ценеровия диод.
237
Тъй като операционният усилвател почти не консумира ток от
ценеровия диод, при маломощните ценерови диоди
/граб — 3 5 mA.
Резисторът /?3 служи да ограничи тока през Тх в случай на късо
съединение в товарната верига и при включване, когато Сх се
зарежда. Понеже Тг е обхванат от отрицателна ОВ, стойността
на изходното напрежение се определи от формулата
(8.2)	//ИЗХ 
Резисторът защитява ОУ от късо съединение, тъй като в
случай на несиметрично захранване късо съединение на изхода
означава късо съединение за—Есс. Вътрешната защита (ако има
такава) не може да защити усилвателя поради двойно по-голяма-
та вътрешна разсеяна мощност. Стойността на /?4 се избира та-
кава, че когато изходното напрежение от усилвателя е максимал-
но, токът на късо съединение да се ограничи до половината от
стойността, която се допуска от производителя.
Кондензаторът Сх допринася за допълнително изглаждане на
пулсациите и подобрява динамичните характеристики на стабили-
затора, тъй като осигурява запас от енергия за компенсиране на
бързите изменения в товара. Входното напрежение трябва да
отговаря на условието
(8*3)	^ZTccminl <2|/?сс тах|>
238
където
^ccmin с долната допустима граница на захранващото
напрежение;
f'ccmax — горната допустима граница на захранващото
напрежение.
Ф г г. 8.4
Схемата не е балансирана по постоянен ток и тъй като раз-
ликата между стойностите на вътрешното съпротивление на це-
неровия диод г2 и паралелно свързаните и /?2 е значителна,
температурното влияние е по-силно. В зависимост от усилването
на ОУ трябва да се включат и елементи за честотна корекция
със съответните стойности.
На фиг. 8.4 е показана схема на прост стабилизатор на
напрежение с консумация около 20 mA. Ако вместо 1\ се изпол-
зува помощен транзистор, консумацията може да се увеличи*
Регулирането на t7H3X може да се извършва в обхвата от около
10 до 30 V.
Схемата от фиг. 8.5 е предназначена за стабилиэиране на
ниски напрежения. Опорното напрежение се снема от делителя
към ценеровия диод Д3, който има Uz = 3fiN. Обратната връзка
се снема от и се подава към инвертиращия вход. Диодът Дх
фиксира входното напрежение към напрежението на ценеровия
диод и защитява входа на ОУ по напрежение.
Устойчивата работа на схемата се осигурява от елементите
за честотна корекция на ОУ и от кондензатора С^ЗЗрР. Кон-
дензаторите С3, Сб, С6 и С7 са филтриращи. Транзисторът 7\
(2Т9137) разсейва около 10 W мощност най-малко и трябва да
има радиатор. Транзисторът Г2 заедно с тримера Рх осигурява
239
защита по ток. Когато напрежението върху Р2 превиши 0,65 V,
Г2 се от.пушва и запушва 1\. Резисторът звщитява ОУ от
претоварване по ток.
Друга схема на стабилизатор с по-голяма консумация [41] е
показана на фиг. 8.6. Тя работи с голям коефициент на усилване
(заедно с транзисторите — около 100 000). Това налага да се
вземат допълнителни мерки за осигуряване на устойчивостта
освен традиционната честотна корекция. За целта е използувана
RC-групата /?5— С8 и кондензаторите С2 и Сб. Ценеровият
диод блокира влиянито на постояннотоковия небаланс на ОУ,
който поради голямото усилване е значителен.
Резисторът /?8 и германиевият диод Д2 служат за темпера-
турив компенсация на схемата. Вътрешното съпротивление на
стабилизатора е от порядъка на 20 m2. При изменение на товара
от 0 до 2 А изходното напрежение в регулиращия обхват 12—
18 V се измени с около 0,3 mV. При изходно напрежение 15 V и
изменение на входното напрежение от 20 до 28 V промяната на
/7ИЗх при товар 2А е около 1 mV. За да се осигури нормална
240
работа на стабилизатора, напрежението върху регулиращия тран-
зистор 7\ не трябва да остава по-малко от 3 V. Чрез промяна на
стойностите на елементите Д3, /?2 и #9 схемата може да се
използува за стабилизиране на по-високи или по-ниски напрежения.
Фиг. 8.6
8.3 Линейни стабилизатори със специализирани ЛИС
Стабилизатор на напрежение тип 723
8.3.1 Описание на стабилизатора 723
Стабилизаторът 723 е един от най-разпространените стабили-
затори в интеграл но изпълнение.* Той е предназначен за широка
употреба; има температурно компенсиран източник на опорно
напрежение, схема за защита по ток и може да осигурява товарен ток
до 150mA при 7\ = 25°С. Интегралният стабилизатор може да се
използува в схеми на серийни и паралелни линейни стабилизатори.
Обхватът на изходните стабилизирани напрежения е от 2 до 37 V.
Блокова схема на стабилизатора 723 е показана на фиг. 8.7,
а пълната схема е показана на фиг. 8.8. С Uref на блоковата
схема е означен източникът на опорно напрежение. Той е изпъл-
нен (фиг. 8.8) с елементите Д19 Д3,	^7’	? 12> Лз- Поле-
*Пълно описание на интегралната схема и на работата с нея е направено
в [19].
16 Електронни устройства
241
вият транзистор Г12 работи като диод, тъй като гейтът и сорсът
му са дадени накъсо. Така през него тече постоянен ток, зах-
ранващ ценеровия диод Дх. Транзисторът Г3 също е свързан
като диод и служи за температурна компенсация на ценеровото
Фиг. 8.7
напрежение, снемано чрез делителя Г3 и /?6. Част от ценеро-
вото напрежение се подава към базата на Т4, който работи в
режим на токов генератор (има много високо динамично съпро-
тивление).
За да се осигури стабилно опорно напрежение, токът през
ценеровия диод Д13 трябва да бъде константен. Стабилизацията
през този диод се извършва по веригата /?8> Г13> Г4, Г7 и
242
по следния начин. Напрежението върху /?9, което е пропорцио-
нално на тока през Д3, посредством /?8 се подава на 7\3. По-
следният работи като усилвател с голямо усилване, тъй като в
колектора му е свързан високоомният източник на ток Т4, а за
товар служи високото входно съпротивление на съставния тран-
зистор Т7, Г8. Ако токът през Д3 се намали, например поради
консумация на ток при натоварване на източника на опорно на-
прежение, транзисторът Г13 започва да се запушва и потенциа-
лът на колектора му нараства. Това води до отпушване на
емитерния повторител Т7, Т8 и съответно — до повишаване на
тока през Л3. Източникът на опорно напрежение ще има толкова
по-малък изходен импеданс, колкото еквивалентният коефициент
на усилване по ток за съставния транзистор Т7, Т8 е по-голям.
Тъй като общото усилване на веригата за стабилизиране на тока
през Д3 е много голямо, за осигуряване на устойчива работа е
използуван кондензаторът С\. Резисторът /?7 защитава източника
на опорно напрежение от късо съединение или претоварване.
Усилвателят У\ от фиг. 8.7 сравнява опорного и стабилизирано
напрежение и усилва разликата им, конто управлява регулиращия
елемент 7\. Последният е реализиран на фиг. 8.8 като диферен-
циален усилвател чрез транзисторите Г10 и Тп. Източник на
емитерен ток е токовият генератор Г15, който се захранва от Т'9.
Напрежението върху се стабилизира чрез ОВ по веригата Т14,
Т5, Г9, действуваща, както в случая с източника на опорно
напрежение. Транзисторът 72, който работи в режим на токов
генератор, представлява температурно стабилизирано високоомно
колекторно съпротивление за Гп, натоварено с високото входно
съпротивление на емитерния повторител Т6, 7\.
Крайното стъпало на стабилизатора изпълнява функциите на
РЕ. На фиг. 8.8 това са транзисторите 1\ и Г6, свързани като
съставен транзистор в режим на емитерен повторител за полу-
чаване на максимално усилване по ток при минимално фазово
закъснение. Тъй като при 7\ = 25°С максимално допустимият ток
в колектора на Тх е 150mA и бързо спада с повишение на окол-
ната температура, мощността на стабилизатора може да се уве-
личи чрез външното включване на допълнителни по-мощни тран-
зистори. За улеснение в тези случаи колекторът на Т\ е изведен
отделно.
Ценеровият диод Д2 дава възможност за свързване на стаби-
лизатора в схеми за стабилизиране на отрицателни напрежения, ка-
то осигурява правилен режим на работа на регулатора.
Тъй като усилването на Ух обикновено е над 1 000, в много
случаи се налага използуване на елементи за честотна корекция.
243
Таблица 8.1
Функционално назначение на изводите на интегрална схема 723
№	।	Предназначение i	Означение на фиг. 8.8	Корпус	
			ТО 99 (ТО 100) |	ТО 116
1	Положително захранващо напрежение	1 1	А	8	1	12
2	Колектор на регулиращия транзистор (Uc)	В	7	11
3	Емитер на регулиращия транзистор и изход на стабилизато- ра (Uои{)	С	6	10
4	Ценерово напрежение 6,2 V (Uz)	D	—	9 1 о
5	Извод за честотна корекция, comp.	Е	9	13
6	База на токоограничаващия транзистор (С L )	Е	10	2
7	Емитер на токоограничаващия транзистор (С5)	G	1	3
8	Инвертиращ вход на усилвателя (/, —)	Н	2	4
9	Неинвертиращ вход на усилвателя (NI, +)	J	3	5
10	Опорно напрежение (Uref)	К	4	6
11	1 Отрицателно захранващо напрежение (—Есс}	L	•	5	7
Таблица 8.2
Електрически характеристики на интегрална схема 723С при Та=25°С>
£/BX = 4-£cc = £/c = 12V, -£сс=0, Uout=bV, /т=1тА, /?ш=0, CT=100pF
»	Параметър	min	Типич- но	max 1	Единици
1 1	Нестабилност по вход			i	
	£/„=12-5-15 V		0,1	0,1	°/°^изх
	£/„=12-40 V		0,1	0,5	%^ИЗХ
	°Сй7'ай7О°С1 £/„=12-15 V			। о.з ;	°/°^И5Х
2	Нестабилност по изход	1			
	/т= 1 4-50 mA	1	| 0,03	! 0,2 !	°/°^ИЗХ
	0°Cs7’ag70°C, /т=1-50 mA			1	1	
3	Коефициент на изглаждане на входните			1	
	пулсации				
	50 Hz 4-10 kHz, Cre/=Q		74		dB
	7=50 Hz 4-10 kHz, Cre/=5|iF		86	1	1	dB
4	Среден темпер, коефициент на изходното			:	i	
	напрежение			1	i	
	0°С^Га<70°С		0,003	! 0,015	%/°с
5	Ток на ограничение при късо съединение				
	£/и„=0		65	l	।	
6	Опорно напрежение	6,80	7,15	; 7,50 1	V
7	Изходно шумово напрежение			1	
	BW= 100 Hz4-10 kHz, Cre/=Q		20		
	BUZ=K0Hz4-10kHz, C^/=5pF		2,5	1	1 1	1	H^ref
8	Дрейф по време		1 0,1		о/о/ЮОО
9 i	Ток на покой				
	4=°> ^bx = +£CC = 30V		2,3	I 4,0	mA
101	Обхват на допустимите входни напрежения	9,5		' 40 I	V
11 i	Обхват на допустимите изходни напрежения	2,0		1 37 1	V
12 1	Разлика между входното и изходното на-			!	1	
i	прежение	3,0	।	। 38 ;	V
За целта от колектора на Тп е направен извод, който се свър-
зва към маса през кондензатор с капацитет 1 до 5 nF или към
инвертиращия извод през кондензатор 100-=-500pF.
Трансформаторът T}Q служи за защита на стабилизатора от
претоварване по ток. Съпротивлението 7?ш (фиг. 8.1) се свързва
между емитера и базата на транзистора, като стойността на /?ш
се определи от израза
(8.4)
Rm =
0,65
Аэгр
245
където
0,65 V е приложеното напрежение емитер — база на 7\6;
/огр— стойността, до която трябва да се ограничи
токът през товара.
Емитерът на Г16 външно се свързва с инвертиращия вход на
стабилизатора (базата на Ти). Когато токът в товара превиши
стойността /огр, Г16 се отпушва и отнема тока на Г6, като го
запушва и предизвиква ограничение и на тока в РЕ.
Интегралната схема 723 има корпус ТО 100 (кръгъл, метален)
или ТО 116 (двуредов, пластмасов). Номерата на изводите от
корпуса и функционалното им предназначение са посочени в
табл. 8.1. Максимално допустимата разсеяна мощност е около
700 mW за обхвата от 0 до 70° С при корпуса ТО 100 и около
1000 mW при корпуса ТО 116 при Та = 25° С. След 25° С макси-
мално допустимата разсеяна мощност спада с около 7mW/°C.
При изпълнение на интегралната схема върху корпуса ТО
100 не е направен извод за ценеровото напрежение. Това налага
в този случай да се използува допълнително външен ценеров
диод с ценерово напрежение 6,2 V.
Електрическите характеристики на стабилизатора 723 С[37]
са представени в табл. 8.2. В подробните фирмени каталози мо-
гат да се намерят и графични зависимости на по-важните пара-
метри на стабилизатора като функции на разликата между
входного и изходното напрежение, товарния ток, температурата и
честотата.
8.3.2 Типови стабилизатори на напрежение. Определяне
параметрите на външно присъединените елементи
Съществува значително разнообразие от схеми на стабилиза-
тори, използуващи ЛИС 723. Те са разработени от производите-
лите им и могат да се намерят във фирмените издания (например
[19, 37]). Тук ще бъдат разгледани само основните случаи на
евързване на интегралната схема 723: стабилизатори на напреже-
ние под 7V, стабилизатори на напрежение над 7V, стабилизатори
на положително и стабилизатори на отрицателно напрежение,
високоволтови „плаващи“ стабилизатори, както и токоогранича-
ващите възможности на схемата 723.
246
8.3.2.1 Стабилизатори на напрежение от 2 до 7 V
и от 7 до 37 V
Разделянето на стабилизаторите на напряжение от 2 до 7 V
и от 7 до 37 V се определи от стойността на опорното напреже-
ние Uref- В ЛИС 723
tAe/=7,15±0,35V.
В нисковолтовите стабилизатори част от Uref се сравнява с
пълното изходно напрежение, а във високоволтовите — цялото
опорно напрежение се сравнява с част от изходното. Типични
схеми на приложение от двата вида стабилизатори са показани
на фиг. 8.9 и 8.10. Изходното напрежение се определи в [37] от
израза
(8.5)	U^ = Uref-R-^R- за 2V<t/„3X<7V
II
(8.6)	UK^ = Ure/R'^2 за 7 V<£7„3X<37 V.
За осигуряване на минимално влияние на температурата трябва
да се спазва условието
247
В случайте, когато температурният дрейф не е от значение, а е
необходимо да се използуват минимален брой компоненти, резис-
торът /?3 може да се пропуске. Резисторът /?ш служи за кон-
тролиране на товарния ток и се избира съгласно условието (8.4).
Стойностите на и /?2 се определят в зависимост от тока
през делителя. Този ток е критичен, особено в нисковолтовите
стабилизатори, където делителят се захранва от източника на
опорно напрежение. Максималният ток от Uref е около 5 mA и
токът в делителя се избира около 1 mA. Това означава, че сумата
Rx + R2 ще бъде винаги равна приблизително на 7 kQ.
Същият ток може да се избира и в случайте, когато
7VS_^3x^37V.
Тогава сумата Rr + R2 (в kS) ще бъде числено равна на f/H3X.
При условие, че резисторите R^ и R2 са прецизни с толеранс
±1%, изходното напрежение е стабилизирано с точност ±5%.
Когато е необходимо изходното напрежение да се регулира до-
пълнително чрез потенциометър, препоръчва се токът през дели-
теля /дел да се удвой (особено при нисковолтовите стабилизатори).
Ако стойността на потенциометъра се избере
(8.8)	/?п = 0,15-^-е/>
удел
изходното напрежение може да се регулира в границите ±10%
от номиналната му стойност.
248
8.3.2.2 Стабилизатори на отрицателно напрежение
Схемите за стабилизиране на отрицателно напрежение спрямо
общия проводник в смесени захранвания се характеризират с ни-
кои особености. Първо, независимо от мощността на стабилизатора е
необходим външен транзистор, включен в съответствие с посоката
*ш
1тов
—\о-
-о —


3
2
Cl
100pF
13
Lcc сотр
Т0116
Cl
723
Uref
По
<%P Г' U^x
\^з
\3kQ
7
9
Ю
Vz +
Uoul
12\ 11\
5
Рг
Фиг. 8.11
на тока в товара на стабилизатора. Второ, за разлика от стабилиза-
торите, показани на фиг. 8.9 и 8.10, ЛИС 723 се захранва- от из-
ходното стабилизирано напрежение, а не от входното; регулира-
щият елемент е включен не „преди“, а „след“ товара по отно-
шение на посоката на тока (фиг. 8.11). При такова включване не
е възможно да се реализцрат стабилизатори на напрежение под
— 9,5 V, тъй като минимално допустимото захранващо напреже-
ние на ЛИС 723 е под 9,5 V. Трето, необходимо е да се вземат
мерки за осигуряване на по-положителен потенциал за емитера
на регулиращия транзистор UOut (С на фиг. 8.8) спрямо извода —
Есс (L на фиг. 8.8). Това е необходимо, тъй като схемата 723
не може да работи нормално, ако изводът Uout не е поне с 3V
по-положителен от извода — Есс. Изместването на потенциала на
извода става с помощта на ценеров диод с напрежение Z7z = 6,2V.
За схемите 723, реализирани с двуредов корпус ТО 116, този диод
е вграден вътрешно; за схеми в корпус ТО 100 диодът трябва
да се прибави като външен. Ако се пренебрегне напрежението»
249
върху /?ш и напрежението на прехода емитер-база на транзис-
тора 7\ (фиг. 8.11), става ясно, че потенциалът на базата на 7\
е приблизително равен на £/изх. В такъв случай директното евър-
зване на базата с извода UOut на ЛИС 723 е недопустимо, поне-
Фиг. 8.12
же се нарушава режимът на работа на усилвателната част на ин-
тегралната схема. Нормалният режим на работа се осигурява от
ценеровия диод Д3, който, евързан последователно с емитера на
1\ от фиг. 8.8, осигурява повдигане на потенциала му с +6,2V
спрямо потенциала на извода — Есс. Четвъртата особеност на
евързване на схемата 723 в стабилизатори на отрицателно напре-
жение е, че за да се осигури правилна фаза на обратната връзка,
снеманата чрез делителя част от изходното напрежение се подава
към неинвертиращия вход (за разлика от случайте, показани на
фиг. 8.9 и 8.10).
По-горе бе споменато, че схемата от фиг. 8.11 стабилизира
отрицателни напрежения над 9,5 V. За напрежения от —2 до
— 9,5V може да се използува схемата, показана на фиг. 8.12.
Особеността й е, че за захранване на схема 723 към извода +ЕСС
и Uc трябва да се приложи допълнително напрежение £7ДОп, което
може да бъде и нестабилизирано. Стойността на UAon се опреде-
ля от израза
£Аоп mln = 9,5 it/foxf
250
и трябва да бъде положителна спрямо общия извод на стабили-
затора.
За посочените стабилизатори на отрицателни напрежения
изходното напрежение се определи от израза
(8.9)
тт _ ref
Uh3X ~ 2
Стойностите на резисторите се избират обикновено равни (/?3 = /?4),
като се спазва условието да не се претоварва източникът Uref
Когато е необходимо стабилизирано напрежение под 3,5 V, с по-
мощта на делителя /?3, /?4 трябва да се зададе подходяще опор-
но напрежение към инвертиращия вход. Може да се покаже, че
за добра температурка устойчивост е необходимо да бъде изпъл-
нено условието
(8.10)
^1+^2
Резисторът /?ш се определи от израза (8.4). Резисторът /?б трябва
да има такава стойност, че при минимално входно напрежение и
максимален товарен ток през Тх да осигури достатъчен базов
ток за управление на Тх.
(8.И)

вх min ^изх max ВЕ\) fynin
Аг о в max
където
pmin е минималният коефициент на ток за транзистора Тх;
Ube\— напрежението емитер-база.
Когато е необходимо да се регулира изходното напрежение,
могат да се използуват съображенията, изложени в т. 8.3.2.1, а
също и формула (8.8).
8.3.2.3 Високоволтови стабилизатори
Интегралната схема 723 може да се използува и за стабили-
зиране на напрежения в обхвата от 37 до 250 V. Тъй като мак-
симално допустимото захранващо напрежение на 723 е 40 V, схе-
мата се захранва от допълнителен нисковолтов източник — най-често
ценеров диод, който не е свързан с общия извод на стабилиза-
тора, т. е. „плава*. Схеми на стабилизатори за положително и
отрицателно високо напрежение са показани на фиг. 8.13 и 8.14.
251
За стабилизатора от фиг. 8.13 е изпълнено условието
/о 1 9 А	II — ^ref А2 —.
(о. 12)	<->изх — 2
За стабилизатора от фиг. 8.14 се определя от формула (8.9).
Фиг. 8.13
Фиг. 8.14
Изразите (8.9) и (8.12) са в сила при условие, че =
В противен случай трябва да се направи преизчисление за стой-
ността, която делителят /?3, /?< снема от Uref-
252
При определяне стойностите на елементите са в сила разгле-
даните по-горе особености. Напрежението на ценеровия диод
се избира в границите на допустимите входни напрежения за
схемата 723, т. е. от 9,5 до 37 V. Консумацията на празен ход на
интегралната схема /о при t/rix = 30V, /т = 0 е около 4ч-5шА.
Резисторът /?огр може да се изчисли по формула (8.1), където
IzpaG = Iq~\~ Iz min
(4 mln е минималният ток, необходим за поддържане на ценеро-
вия пробив на диода; той е от порядъка на 3—5 mA за мало-
мощни ценерови диоди).
8.3.2.4 Увеличение на товарния ток
В случайте, когато трябва да се реализират по-мощни ста-
билизатори, трябва да се използува външно свързан мощен тран-
зистор, който да се управлява от регулиращия елемент на схемата
723 (транзистора 7\ от фиг. 8.8). Присъединяването на външния
транзистор може да се извърши по два начина (фиг. 8.15 а, б,
където Ту е вътрешният транзистор, а Г2 — външен мощен
транзистор).
253
Схемата от фиг. 8.15 а представлява класически съставен
транзистор, където емитерният ток на Г£ управлява колекторния
ток на Г2. Недостатък на тази схема е, че съставният транзис-
тор изисква по-голямо напрежение UCE за транзистора Г2, необ-
ходимо за работа в линеен режим:
UcE^> U CEsat, + UbE#
където
UcEsati е напрежението на насищане колектор-емитер на Гр
Ube,— напрежението база-емитер на Г2.
Посоченият недостатък може да се избегне, ако външният
транзистор е р-п-р-тт и се свърже по начина, показан на
фиг. 8.15 б. Така се получава съставен транзистор с мощността
на управлявания транзистор и с полярност на управляващия
транзистор, т. е. съставният транзистор е еквивалентен на мощен
/ь/г-л-транзистор. При това, както се вижда от фигурата,
линейният режим се осигурява при напрежения
иСЕъ> иСEsat,>•
Пример на стабилизатор с външен л-р-л-транзистор е показан на
фиг. 8.13.
Използуването на външен /7-л-/?-транзистор е илюстрирано със
стабилизатора от фиг. 8.16. Схемата е аналогична на показаната
на фиг. 8.9 с тази разлика, че резисторът /?3 липсва. Резисторът
/?б осигурява верига за обратния колекторен ток на транзистора.
254
8.3.25 Защита на стабилизаторите
В разглежданите дотук схеми защитата на стабилизаторите
се осъществява от резистора /?ш. Когато товарният ток /тов пре-
виши предварително зададената стойност /0Гр, падът върху /?ш
6
5
И
Uz
Moat
_____
*£сс
Uref .L.
723
Т0116
~£cc comp
7
Фиг. 8.17
9__
Ю
става достатъчно голям, за да отпуши Т16 (фиг. 8.8) и да огра-
ничи чрез 7\ тока в товара. Недостатък на тази защита е изиск-
ването регулиращият транзистор в авариен режим да разсейва
мощност
Рав — /огр • UСЕ per,
където
£/<?£• per е напрежението колектор-емитер на регулиращия транзистор.
За да се ограничи токът, напрежението върху 1\ силно на-
раства, докато стойността на /оГр е от порядъка на големината
на номиналния товарен ток. Ясно е, че такъв начин за защита
изисква често пъти неоправдано използуване на прекомерно мо-
щен транзистор. Много по-пълноценно се защитава стабилизато-
рът, ако токът на късо съединение се ограничи до стойност,
която да бъде значително по-ниска от номиналния товарен ток.
Това се постига чрез осигуряване на участък с отрицателен нак-
лон във волт-амперната характеристика на стабилизатора. Мето-
дът се нарича „токоограничение с връщаща се характеристика"
(foldback current limiting). На фиг. 8.17 и 8.18 са представени
схеми, конто използуват този метод при стабилизатори на поло-
жителни и отрицателни напрежения. Достойнство на тези
255
схеми е, че използуват минимален брой елементи. Чувствителен
към измененията на тока за схемата от фиг. 8.17 е вътрешният
токоограничаващ транзистор; за схемата от фиг. 8.17 такъв е
външният транзистор Т2. Същността на защитата се състои във
въвеждането на положителна ОВ чрез нарастване на тока през
резисторите и /?б в условията на късо съединение. Те са
сравнително високоомни и стойностите им се определят така, че
при пълно късо съединение на изхода (когато 7\ поема изцяло
входното напрежение) върху да се получи напрежение от
около 0,51 V. Когато се получи късо съединение на изхода на
стабилизатора, напрежението върху /?ш нараства и започва да
отпушва Т2 (фиг. 8.18), който на свой ред започва да запушва Т1У
тъй като намалява базовия му ток. Напрежението върху 7\ за-
почва да нараства, а колекторният му ток намалява. Транзисторът
Т2 вече се поддържа отпушен за сметка на напреженията върху
7?б и .
Колкото повече се запушва транзисторът Ть толкова повече
нараства частта от напрежението върху резистора R& Частта от
напрежението върху /?ш намалява, тъй като товарният ток се ог-
раничава до стойност, значително по-малка от номиналната. Ако
в момента, когато напрежението върху все още съдействува
за отпушването на Т2, късото съединение отпадне, стабилизато-
рът възстановява работоспособността си автоматично. Ако обаче
256
поради някаква причина (например увеличение на UBx) напреже-
нието върху /?б' нарасне дотолкова, че е в състояние да поддър-
жа отпушен Г2, стабилизаторът остава блокиран и възстановява-
нето му изисква външна намеса. Блокирането настъпва поради
ефекта на стопроцентовата положителна ОВ чрез /?б. Възмож-
ността от блокиране зависи от чувствителността, т. е. усилването
на транзистора Г2, и е по-вероятно, когато /?5 има по-голяма
стойност, а усилването по ток £ на 1\ е голямо.
Стойностите на /?гч-/?4 и за двете схеми се пресмятат, както
и при останалите стабилизатори. Резисторът /?а се изчислява от
израза
(8.14)
където /дел е токът в делителя А?а, /?б и се избира равен на
1 mA. Резисторът 7?б се избира 510 Й така, че в режим на късо
съединение напрежението върху него да бъде 0,51 V — достатъч-
но, за да изведе транзистора Т2 от запушено състояние, Тогава
шунтът /?ш се определи от израза
°, 51 - ^£>510
(8.15)	=-------р------,
7огр
където
UСЕ =	^иэх
е напрежението колектор-емитер на регулиращия транзистор, а
7огР е избраният ток, при който трябва да задействува защитата.
17 Елентрадшм устройства
257
IX. ПРИЛОЖЕНИЕ НА ОПЕРАЦИОННИТЕ
УСИЛВАТЕЛИ В ИЗМЕРИТЕЛНАТА ЕЛЕКТРОНИКА
9.1. Схеми за измерване на резистори
Широкого използуване на резисторите в електрониката и
електротехниката изисква съвършени методи за тяхното измер-
ване и контрол. Тук ще бъдат разгледани някои съвременни въз-
можности за измерване на резистори, при който стойността на
съпротивлението им се превръща в напрежение или непосредст-
вен© в цифров код.
Един от класическите методи за измерване на резистори е
този, при който се измерва напрежението върху резистора при
протичане на ток през него с определена стойност. Този метод
беше усъвършенствуван на основата на използуването на ОУ в
прецизни генератори на постоянен ток. Схемата на устройство за
преобразуване на стойността на резистор в напрежение е показа-
на на фиг. 9.1. В тази схема ОУ3 се използува като буфер на
опорного напрежение Ur с малко изходно съпротивление. Опера-
258
ционният усилвател ОУ2 заедно с полевия транзистор Т образу-
ва генератор на постоянен ток, а ОУ1 се използува за буфер с
високо входно съпротивление, който позволява генераторният ток
/0 да протича само през измервания резистор /?х. Неинвертира-
щият усилвател 3» на чиито вход е приложено опорното напреже-
ние, генерира на изхода си напрежение L73, което може да се
определи от израза
(9.1)	U3 = Ur^-
11змерителният ток /0, протичащ през транзистора Т, се опреде-
ли от напрежението на неинвертиращия вход на ОУ2 U^-=Un
напрежението С73 и стойността на прецизния резистор
j _ Uz-Ur
°“ /?!
(9-2)
Напрежението върху измервания резистор Uo, което е пропорцио-
нално на измервания резистор /?л, ще има стойност
(9-3)	Uo= Rx
при коефициент на усилване на буферния усилвател единица. Ка-
то се замести (9.1) в (9.3), за £/0 се получава изразът
(9.4)	(/.= "'«; я,
Целесъобразно е обхватите на измерваното съпротивление в
тази схема да се избират посредством промяна на резистора
Измерването на резистори с големи стойности (7?v> 1 MQ) изиск-
ва използуването на операционни усилватели с много малки вход?
ни токове. Това налага ОУ 1 и 2 да бъдат с полеви транзистори
на входа или да се добави външна двойка полеви транзистори,
Разгледаната по-горе схема позволява да се занули единият край
на измервания резистор и буферния усилвател, което е необходи-
мо в много случаи на измерване.
Следващата схема на преобразувател съпротивление—напреже-
ние се основава на схемата на инвертиращ усилвател (фиг. 9.2).
11ървият ОУ, на чийто вход е подадено опорното напрежение
служи като генератор на напрежение. Като се има пред вид мз-
разът за коефициента на усилване на инвертиращия усилвател,
аналогично на израза (9.4), за изходното напрежение Uo се получава
(9.5)	U„ =	Я,.
259
Промяната на обхватите на тази измерителна схема се осъщест-
вява чрез резистора Както при предишната схема, така и тук
е необходимо входните токове на ОУ2 да бъдат малки, когато
има големи стойности.
На фиг. 9.3 е показана схемата на аналоговата част на из-
мерително устройство за резистори, позволяващо стойността им
да бъде отчитана в цифров вид. Това измеритслно устройство
действува на принципа на двойното интегриране. Измерването се
извършва на три такта в следната последователност.
Фиг. 9.3
По време на първия подготвителен такт Го (вж. фиг. 9.4) са
включени транзисторите 7\ и Г4така,че кондензаторът С\ се за-
режда до напрежението Първият интегриращ период 7\ се
260
осъществява при включен транзистор Т3 така, че посредством
буферния усилвател 1 напрежението върху неизвестното съпро-
тивление Ux се подава на входа на интегратора 2. В края на то-
зи интегриращ период изходното напрежение се определи от из-
раза
През втория интегриращ период Г2 (през който изходното
напрежение на интегратора спада до нулевата стойност^ регист-
рирано от компаратора 3) е включен транзисторът Продъл-
жителността на този период се измерва чрез натрупване на им-
пулси с^фиксирана честота в брояч и може да се определи, като
се има пред вид, че напрежението на изхода на интегратора се
дава от израза
о.?)	ад
Както се вижда от фиг. 9.4, за момента /3 е в сила равенството
(9.8)	АЛг 'Р __ т
ЯА х~ ЯА /а’
откъдето за стойността на Rx се получава
(9.9)	Rx= •
Посдёдният израз показва, че при подходящ избор на стойността
га резистора продължителността на първия интегриращ пе-
риод и честотата на импулсите за натрупване стойността на ре-
зистора Rx може да се получи непосредствено в цифров вид.
.. * Перйодате Т$> 7\ и Т2 съответствуват на управляващите импулси Фу Ф^
и Фъ
261
Равенство (9.8) показва, че поради участието на тока 70 в
двете страни на равенството прецизното измерване на 7?х не е
свързано с точно определени стойности на £70. Необходимо е са-
мо последната величина да не променя стойността си по време
на едно измерване.
РЙползуването на този метод за цифрово измерване на ре-
зистори, когато те имат високи стойности, изисква ключовите
елементи 7\ —Т\ да имат малки обратни токове, а буферният
усилвател — високо входно съпротивление.
Следващата схема на цифров измерител на резистори е по-
казана на фиг. 9.5. Опорното напрежение с положителна поляр-
ност U+ef се подава на входа на компаратора 1 посредством из-
мервания резистор 7?х, а отрицателното Uref—посредством прециз-
ните резистори, чиито съответни ключове са в отворено положение.
В зависимост от състоянието на компаратора 1 устройството за
управление 2 ще изключи или ще остави включен резистора след
съответния такт.
Стойностите на резисторите са подредени по степените на
2, като измерването се започва от най-старшия разред. Тази ор-
ганизация на прецизните резистори 7?х—/?8 позволява да се от-
чита стойността на Rx в края на измерването от състоянието на
регистъра 3. При подреждане на резисторите по четворки със
стойности
(7?, 27?, 47?, 87?); 10 (/?, 2/?, 4/?, 87?)... и т. н.
отчитането на стойността на резистора Rx е в двоично-десетичен
код.
262
Последната схема на цифров измерител на резистори, която
ще разгледаме, е показана на фиг. 9.6, а времедиаграмата й — на
фиг. 9.7. Схемата действува по следния начин.
След постъпване на стартов импулс в момента на входа
Bxi броячът 6 се нулира и тригерът Тр се преобръща така, че
транзисторът 7\ е отпушен, а Т3 — запушен. На изхода на инте-
гратора напрежението Uc започва да нараства но линеен закон:
263.
(9.10)	Uc(t) = R"' 
Когато в момента t2 напрежението Uc(t) достигне праговата стой-
ност на компараторите UK и компараторът 2 с работи, генераторът
4 посредством схемата за съвпадение 5 натрупва импулси в броя-
ча 6. След интервал от време Т — в момента /3, линейно нараст-
ващото напрежение
-urpft rf
(9-11)	= RC • RE+RX
също достига праговата стойност компараторът 3 се преоб-
ръща и натрупването на импулси в брояча се прекратява.
Моментите /2 и /3 могат да се определят съответно от из-
разите:
RCU .
(9.12 а)	/2 = - к ’
U ref
(9.12 6)
RCUK Re+R.
3~
Интервалы T, по време на който се натрупват импулси в броя-
ча, се определи от моментите /2 и /3:
(9.13)	T=tz-t2= ?cUKRx •
U ref КЕ
Това е една линейна зависимост между интервала Т и стойност-
та на измервания резистор. Елементите /?, С и /?£, както и на-
преженията Uref и (7К се подбират така, че отброените импулси
на брой W през интервала Т да са равни на стойността на ре-
зистора Rx в подходяща измерителна единица. Ключовият тран-
зистор служи за разреждане на интегриращия коцдензатор и
поддържа ингегратора в изходното състояние, когато =
Описаният по-горе метод за измерване позволява резисторите
да се подлагат краткотрайно на напрежение и е подходящ за ре-
зистори със силно изразена температурна зависимост.
9.2. Схеми за измерване на кондензатори
Тук ще бъдат описани схеми за измерване капацитета на кон-
дензатори с точност на измерването около 1 %. За точното из-
мерване на капацитета е необходимо кондензаторите да имат мал-
ки токове на утечка и малки диелектрични загуби
264
На фиг. 9.8 е показана схема за измерване на капацитета на
кондензатори чрез измерване на реактивного им съпротивление
за определена честота. Схемата представлява еднополупериоден
преобразувател на променлив ток в напрежение. Честотата на ге->
нератора за синусоидално напрежение / се избира в зависимост
от стойността на измервания кондензатор Сх. Връзката между
върховите стойности на Uh UOy Сх и f е следната:
(9.14)	U0=2nfUiR2Cx.
Изходното напрежение Uo има форма на еднополупериодно из-
правено напрежение. Честотата на синусоидалното напрежение
трябва да е в лентата на пропускане на използувания усилвател
при съответната честотна корекция и се определя от неравенст-
вото
Диодите Дг и Д2 защитяват входа на ОУ при прилагане на вход-
но напрежение £/z с висока честота, несъответствуваща на из-
мервания кондензатор Сх. От линейната зависимост (9.14) между
величините Uo, Сх н f следва, че при обхвати на измервания кон-
дензатор Сх, кратни на 10, е необходимо също десетократно про-
меняне на честотата. Минималната стойност на измерваните кон-
дензатори се ограничава от паразитните капацитети на монтажа,
капацитетите на диодите (Д19 Д2 и Д3) и входния капацитет на
ОУ. Макар и големи по стойност, тези капацитети позволяват да
се измерват капацитети Сх със стойности под 100 pF благо да-
265
рение на ниския потенциал на неинвертиращия усилвател, до кой-
то се зареждат те.
Следващата схема за измерване на кондензатори е показана
на фиг. 9.9. Последователнотс отпушване на MOS-транзисторите
7\ и Т2 осъществява зареждане на измервания кондензатор Сх
до напрежение L7Z и разреждането му през резисторите и /?3
на инвертиращия усилвател. Стойността на капацитета Сх се оп-
редели от израза
(9Л5)	С,.= ^
където Uo е средната стойност на изходното напрежение, a f е
честотата на импулсите, приложени към входа на тригера, управ-
ляващ транзисторите 7\ и Т2. Резисторът служи за ограни-
чаване на входния ток към инвертиращия усилвател. Стойността
му се определя от израза
U.
(9-16)
За постигане на висока точност на измерване с описаната схе-
ма съществено е по време на преходните процеси на управлява-
щите импулси 7\ и Г2 да не бъдат отпушени одновременно. Чес-
тотата f трябва да бъде избрана така, че за един период на уп-
равляващото напрежение кондензаторът Сх напълно да се разреди
през резистора Това е изпълнено при условието
CXR.< }-
Измерването на Сх посредством средната стойност на Uo да-
ва възможност за значително компенсиране на грешката от прех-
266
върления заряд през паразитните капацитети грейт-дрейн и гейт-
сорс на MOS-транзисторите.
Посредством схемата, показана на фит. 9.10, може да се реа-
лизира цифрово измерване на капацитета на кондензатори. Тази
схема включва интегриращия усилвател /, компаратора 2, генера-
тора на импулси 3, схемата за съвпадение 4 и брояча с индика-
ция 5. t/CT е стартов импулс, определящ началото на измерването.
Схемата действува по следния начин.
След постъпване на стартовия импулс в момента към три-
гера и брояча за нулиране на последняя транзистор 7\ се отпуш-
ва, а Т2 се запушва. Изходното напрежение на интегратора Uc
започва да нараства линейно по закона
(9.16)	U.J^-
До момента /2, в който напрежението Uc достигне праговата
стойност на компаратора UK, броячът 5 отброява импулсите на
импулсния генератор, както е показано на времедиаграмата на
фиг. 9.11. Интервалът Т, ограничен от моментите tx и /2, се оп'
ределя от израза
(9.17)	Т=—^- 
Броят на импулсите, натрупани в брояча, е
(9.18)	N^-CuxU-f=Tf,
267
където f е честотата на импулсния генератор. Изразът (9.18) по-
казва, че между капацитета на кондензатора Сх и броя на отброе-
ните импулси N съществува линейна зависимост. При подходящ
избор на стойностите на /?, U, U; и f цифровата индукция на
брояча може да регистрира стойността на кондензатора Сх не-
посредствен© в избраната измерителна единица. Реализирането на
повече от един обхват по този метод е целесъобразно да се
осъществява чрез промяна на стойностите на и /.
9.3.	Схеми за измерване и регулиране
на температури
Електронното измерване на температури се основава на тем-
пературната зависимост на параметрите на електронните елементи.
Разрешаващата способност, която позволяват отделните тер-
моелектрически преобразуватели, се определи от стръмността на
температурната зависимост на параметрите. Термоелектрическите
преобразуватели биват: терморезистори, термоелементи, полупро-
водникови диоди, транзистори и др.
Терморезисторите се изработват от метали с висок темпера-
турен коефициент на съпротивлението (ТКС) или от подходящи
полупроводникови материали. Медните и платиновите терморезисто-
ри имат ТКС = 0,34-0,5 %/°С, но въпреки тези ниски стойности
те са намерили голямо приложение в практиката. Това се дължи
268
на добрата стабилност на техния ТКС в широки граници на тем-
пературата и времето.
Полупроводниковите терморезистори се характеризират с ви-
соки стойности на ТКС, но той е непостоянен при различните
температури и за различии образци от един и същ материал. Ето за-
то тези терморезистори се използуват само там, където е необходи-
ма висока разрешаваща способност в тесен температурен диапа-
зон.
Принципът на измерването на температуря с полупроводни-
кови диоди и транзистори се основава на температурната зави-
симост на обратимте токове на р-п прехода, напрежението на диод
или емитерен р-п прехода в права посока и на коефициента на
усилване по ток на транзисторите. Най-силна е зависимостта на
обратния колекторен ток от температурата, но тази зависимост се
използува за непрецизни измервания поради голямата й нелиней-
ност. Широко приложение в електронните термометри е намерила
зависимостта на напрежението на емитерния преход или диод в
право свързване от температурата при постоянен ток през прехо-
да. Тази зависимост е с много добра линейност (особено при
транзисторите) и се характеризира със стръмност 2,24-2,7 mV/°C.
Обикновено използуваните термодвойки от метали позволяват
да се получи температурен коефициент на напрежението (ТКН) от
10 до 40 |iV/°C. Термодвойките от платина/платина-родий позво-
ляват да се измерват температуря до 1 300°C при ТКН = 10 uV/°C
и линейност, по-добра от 0,05 %.
Използуването на различии видове терморезистори съвместно
с мостови усилватели позволява да се получи добра точност при
измерването на температури, като се употребяват малък брой
електронни елементи и непрецизни усилватели.
Схема на мостов измерител на температури с терморезистори
е показана на фиг. 9.12, където терморезисторът е означен с
Изходното напрежение за тази мостова схема при относителна
промяна на съпротивлението на терморезистора
(9.19)	3=—Д
'	Rr
се дава от израза*
(9.20)
II - _ iR\Ui
~ ' /24-8 ' R
7?(1+s)(i+a+tfi
Лесно се вижд1, че при Д/?=0 U0^0.
е
В случайте, когато терморезисторите са метални, в равенство
(9.19) А/? може да се замени с К&Т, където К е температурен
коефициент.
Когато
(9.21 а)
(9.21 б)
изпълнено условието
Фиг. 9.12
изразът (9.20), се опростява;
(9.22)	•
При полупроводникови терморезистори температурната зави-
симост от съпротивлението се описва от израза
(9.23)	/?т = /?оехр Р(^7') ,
където /?ое съпротивлението при Г0 = 293К, аре коефициент, ха-
рактеризиращ полупроводника. Ако експопенциалната функция
(9.23) се разложи в ред на Тейлър и се ограничи до първите два
члена, за стойността на терморезистора при промяна на темпера-
турата Д7'=Г—Го се получава
(9.24)	Ят = /?о[1~ /ДГ-Тоф
Като се преобразува и се замести (9.22), се получава следната
зависимост на изходното напрежение Uo от промяната на темпе-
ратурата:
(9.25)	=
270
Коефициентът р има стойности в границите 20004-4000, което
позволява да се получат големи стойности за Uo при промяна на
температурата само с няколко градуса.
Двойно по-голяма чувствителност на мостовите термометри
се получава при използуването на два терморезистора, включени
в срещуположните рамена на четирираменен мост.
Нелинейната връзка между Uo и температурата (причинена
от нелинейната предавателна характеристика на тази мостова схе-
ма) може да се отстрани посредством мостовата схема, показана
на фиг. 9.13, където не е необходимо да бъде изпълнено усло-
вието (9.21 б\ Изходното напрежение Uo за тази схема се опре-
деля от равенството
и — — и
U°~ UiRx+R2
където
R2 = RT	при T=TQ.
За измерване на температури с транзисторни термопреобра-
зувателни елементи най-често се използува линейната зависимост
на напрежението емитер—база Ube от температурата при постоянен
ток (фиг. 9.14). На същата фигура с щрихована линия е показана
температурната зависимост на напрежението върху полупроводни-
ков диод в права посока. От графиката се вижда, че температур-
ният коефициент на Ube е 2,5 mV/°C и че зависимостта на нап-
режението на диода от температурата под 50 mV е нелинейна.
Освен това, докато при повишаване на температурата напреже-
нието Ube мени знака си, при диода това напрежение асимпто-
тично клони към нула.
271
Въпреки по-лесния начин на свързване на диодите в електрон-
ните термометры, поради по-добрата повторимост на параметрите
на транзисториите термопреобразуватели последните намират по-
широко приложение. Схеми на свързване на транзисторны термо-
преобразуватели при използуване правата характеристика на еми-
терния преход са показани на фиг. 9Л5, където Uv и Uc са нап-
режения, определящи режима на работа на транзистора, a Uo е
изходното напрежение на преобразуватели.
От теоретични и експериментални изследвания е установено,
че при увеличаване на емитерния ток с един порядък чувствител-
ността на термопреобразуването намалява с 0,2 mV/°C. Нелиней-
ността на зависимостта на U be от температурата при 50°С е приб-
лизително 0,02 %/°С.
На фиг. 9.16 е показана една схема на електронен термоме-
тър, реализиран с два ОУ и термочувствителен диод Дг. Подхо-
272
дящият ток през диода се избира чрез резистора Настройката
на този термометър се свежда до неколкократното му сверяване
при нулево ниво с и при максимално изходно напрежение
Z7omaK с /?6. Възможността да се работи при малки стойности на
Фиг. 9.16
тока през диода Дг (с цел да се намали грешката, дължаща се
на съпротивлението на високоомната облает на р-п прехода) се
ограничава от входните токове на операционния усилвател и от
утечните токове на диода. Малките стойности на емитерния ток
са желани и от съображения за намаляване на отделената топли-
на от тока, протичащ през емитерния преход.
Следващата схема на електронен термометър, основаващ се
на температурната зависимост на напрежението Ueb, е показана
на фиг 9.17. Посредством променливия резистор /?3 схемата се
настройва при температури, съответствуващи на нулевата стой-
ност на Uo. За максималните стойности на Uo тази настройка се
извършва с резистора 7?6. Взаимното влияние на настройките при
двете крайни стойности изисква неколкократното им извър-
шване.
18 Влектронни устройства
273
Описаните по-горе схеми на електронни термометри позволя-
ват да се измерват температури в обхвата 0-г-100°С с точност
0,1° С. За постигане на по-малка времеконстанта на установяване
и по-голяма миниатюрност на термопреобразувателя той може да
се реализира с транзистори от тип безкорпусен BCW 33.
Измерването на температури посредством термодвойки се
свежда до усилването на сигнали с ниско ниво и измерването им
със стрелкови или цифров волтметър. При използуване на тер-
модвойки с ТКН, по-голям от 40 pV/°C, разрешаващата способ-
ност на измерването може да бъде по-добра от 1°С дори при
използуването на обикновени ОУ от типа 709.
Схемата на такъв измерител на температури е показана на
фиг. 9.18. Високото входно съпротивление на инвертиращия усил-
вател осигурява режим на работа на термодвойката, близък до
режима на ненатоварен изход, което прави измерването прецизно.
За отстраняване на грешката от дрейфа на входните токове на
ОУ резисторите и /?2 се избират с малки стойности.
Както се вижда от фиг. 9.18, измерителната термодвойка 7\
и компенсиращата термодвойка Т2 са свързани насрещно, така че
изходното напрежение Uo е пропорционално на разликата между
температурите на двете термодвойки:
(9.26)	Uo -.
Измерването на високи температури, при конто термодвойки-
те имат малък температурен коефициент на напрежението, изиск-
ва употребата на прецизни усилватели с температурен дрейф, по-
малък от 1 it V/°C. Подходящи за използуване в този случай са
усилватели от МДМ тип (вж. т. 4.9).
Температурата на нагряващи се обекти се регулира по-
средством измерване на същата, сравняване на измереното
274
напрежение Uo със зададено Up* и управление на мощността
на нагревателя чрез разликата между Uo и Up. Една проста схе-
ма за поддържане на температура, работеща в прекъснат режим,
е показана на фиг. 9.19. Първият ОУ усилва сигнала от термо-
Фиг. 9.21
двойките около 100 пъти, след което той се сравнява с опорного
напрежение Up. Вторият ОУ е обхванат от положителна ОВ. Тя
не трябва да бъде дълбока, тъй като в противен случай хистерези-
сът на регулатора ще бъде голям и температурата ще се колебае
в широки граници. Посредством мощния контакторен елемент Р,
(обикновено от живачен тип) се включва нагревателят Z.
Много често в такава система за поддържане на температу-
ра термодвойката Т2 се заменя с компенсатор, който внася необ-
ходимого напрежение за компенсация, съответствуващо на окол-
ната температура.
Накрая ще бъде описан терморегулатор с тиристорно управ-
ление с точност на поддържане на температурата, по-висока от
0,5°С, при температури до 1300°С. Схемата на този регулатор е
показана на фиг. 9.20. Измерителната термодвойка Т и нагрява-
ният обект се поместват в нагревателя Z. Желаната температура
се задава с многооборотния потенциометър /?2. Мостовата схема,
образувана от Т?2, /?3, /?б, /?б, /?7 и температурно зависимого съп-
ротивление служи за компенсиране на влиянието на околната
температура. Точного компенсиране на действието на околната
температура се настройва с резистора /?7.
Балансирането на моста при ниски стойности на зададената
температура се извършва с /?б, а при високи стойности — с
Първият ОУ трябва да бъде с малък температурен дрейф, за да
* Съответствуващо на желаната температура.
275
не внася грешки в регулирането на температурата. В опредедени
граници температурният му дрейф може да се компенсира с мос-
това схема за компенсиране влиянието на околната температура.
Дрейфът по време на усилвателя обаче действува непосредствен^
Фиг. 9.20
и затова той трябва да бъде малък. Усилването на първия усил
вател се подбира в границите 1000-е-5000 в зависимост от из
ползуваната термодвойка. Вторият ОУ служи за фазово регули
ране на тиристорите. Това се осъществява посредством изменяне-
то на времето, за което напрежението Uc достига праговата
стойност на еднопреходния транзистор Г3. Скоростта на нараст-
ване на линейното напрежение Uс се определя от изходното на-
прежение на първия усилвател. Синхронизирането на Uc с мре-
жовото напрежение така, че Uc да има нулева стойност в нача-
лото на всеки полупериод, се осъществява при отпушване на Т2
чрез Диодът служи за разреждане на кондензатора Сг при
отпушване на Г3. Резисторът служи за ограничаване на из-
ходния ток на ОУ при отпущено състояние на Г3.
Стойностите на резисторите Rn и /?12 се избират така, че
транзисторът 7\ да се отпушва само за кратки интервали от
време, когато мрежовото напрежение има стойности, близки до
нулевата. Стойността на кондензатора СА е около 1 рЕ.
За Г3 може да бъде използуван 2N2646.
2?6
9.4.	Схеми за измерване на параметрите
на полупроводникови елементи
Измерването на параметрите на голе ми количества полупро-
водникови елементи посредством използуването на характерио-
граф е грудоемък процес и в много случаи не е в състояние да
осигури необходимата точност. Тук ще бъдат описани някои спе-
циализирани схеми с ОУ, конто позволяват бързо и с добра точ-
ное г да се измерват параметрите на полупроводникови елементи.
Стойностите на измерените параметри се отчитат посредством из-
ползуването на волтметър, включен към схемата.
Измерването на пробивните напрежения на полупроводникови
двуполюсници и триполюсници в двуполюсно свързване може да
се осъществи посредством инвертиращ усилвател, обхванат от
нелинейна ОВ, както е показано на фиг. 9.21. Токът, при който
се измерва пробивното напрежение /пр, се задава посредством
входното напрежение L7Z и резистора /?:
(9-27)	/пр= •
От схемата се вижда, че изходното напрежение Uo ще има стой-
ността на t/np, тъй като тогава ще съществува равенство на то-
ковете, протичаща през резистора и измервания транзистор.
С тази схема могат да се реализират измерители за пробивни
напрежения на всякакъв вид двуполюсници при условие, че £7пр
има стойност, по-малка от максималния размах на изходното на-
прежение на ОУ. Това условие обаче в много случаи не е изпъл-
Фиг. 9.21
иено, тъй като за обикновените ОУ размахът на изходното на-
прежение не надвишава 15н- 17 V, докато в повечето случаи про-
ивните напрежения на полупроводниковите елементи са по-голе-
ми от 30 V.
277
Схема, чрез конто може да се измерват пробивни напрежения
с високи стойности, без да се използуват специални ОУ, е пока-
зана на фиг. 9.22. Транзисторът Т\ в нея се използува като усил-
вател на напрежение, а Г2— като генератор на ток. Измерването
Фиг. 9.22
на р-п-р транзистори изисква обратен тип транзистори 1\ и Г2.
Поради инверсията, внасяна от Т19 ОВ е свързана към неинвер-
тиращия вход на ОУ.
Измерването на праговото напрежение Ut на полеви тран-
зистори може да се извърши посредством схемата, показана на
фиг. 9.23. Стойността на тока, при който се измерва праговото
напрежение, се избира чрез напрежението Ц и резистора /?, а
дрейновото напрежение — посредством потенциометъра Р. За р-
канални полеви транзистори с индуциран канал C7z>0, а за р-ка-
нални транзистори с вграден канал £7/<0. Минималната стой-
ност на тока на дрейна Id, при който се измерва Ut, се ограни-
чена от входните токове на ОУ. За измервания, при конто ld<
278
<0,1 jiA, се използуват усилватели с полеви транзистори на входа.
Стойността на праговото напрежение се отчита непосредствено от
Uo, тъй като сорсът на транзистора е свързан към инвентиращия
вход на ОУ, който има потенциал, много близък до нула.
Измерването на обратните токове на транзистори и диоди
може да се реализира посредством схемата, показана на фиг. 9.24,
представляваща преобразувател ток — напрежение. Обратният ток
на транзисторите се определя от съотношението
(9-28)
Включването на резистора се налага за ограничаване на вход-
ния ток при некачествени транзистори и диоди. Напрежението,
при което се измерват обратните токове, се задава чрез Ut. Ос-
новного ограничение в тази схема, което затруднява измерването
на много малки стойности на //?, се дължи на входните токове
на ОУ. За измерването на силициеви транзистори и диоди е не-
обходимо операционният усилвател да бъде с полеви транзистори
на входа. При измерването на качествени р-п преходи тези вход-
ни транзистори трябва да бъдат MPS-транзистори, при конто
входните токове са изключително малки.
На фиг. 9.25 е показана схема за измерване коефициента на
усилване по ток на транзистори при предварително зададен колек-
торен ток. Първият ОУ в тази схема се използува като генератор
на ток /с:
(9-29)	1С=^.
Вторият ОУ се използува за преобразувател на базовия ток 1В
на измервания транзистор в напрежение:
(9-30)	1В=£.
279
Чрез погенциометъра Р се задава напрежението UCB, при което се
извършва измерването.
Статичният коефициент на усилване по ток за схема с общ
емитер се определи от израза
(9.3 i)
Фиг. 9.25
Динамичният коефициент на усилване може да се измери, ка-
то към неинвейтиращия вход на първия ОУ се приложи
и променливотокова компонента посредством източник на про-
менливо напрежение и резистор. В този случай параметърът А21е
се изчислява посредством променливите компоненти на С/, и
Измерването на този параметър, без да е необходимо да се
разделят величините L/z и UOt може да се осъществи с цифров
уред, който измерва отношение на напрежения. На фиг. 9.26 е
показана функционална схема за непосредственото измерване в
280
цифров вид на статичния коефициент на усилване по ток на тран-
зистори при предварително зададен колекторен ток. Схемата
включва описаната от фиг. 9.25 схема и цифров волтметър от
двойно интегриращ тип. Той е съставен от интегратор 3, компа-
ратор 4, блок за управление 5 и брояч с индикация 6. По време
на първия интегриращ период Т\ към интегратора се подава
напрежението U, а през втория Т2 — Uo. Напреженията, ин тегрирани
през двата периода, са равни, поради което е в сила уравнението
(9.32)	Г2=^Г-
Чрез избиране на подходяща честота на генератора за измер-
ване на втория интегриращ период стойността на коефициента
на усидване може да се отчита непосредствено в цифров вид
(9.33)	F.
Динамичният коефициент на усилване по ток се измерва
посредством прилагане на променливотокова компонента на
колекторния ток (съгласно схемата от фиг. 9.27) и изисква до-
бавянето на преобразуватели за променливо-постоянно напреже-
ние (за Ut~ и Uo-*)- Използуването само на един преобразува-
тел, включен след транзисторите 7\ и Г2, е нецелесъобразно,
тъй като закъснението, внасяно от преобразувателите U^—'U=,
е съществено и ще доведе до увеличаване на грешката от иэ-
мерването.
Накрая ще бъдат разгледани две универсалии схеми за из-
мерване на двуполюсници, конто позволяват цифровото измерва-
не на тока на консумация (при зададено напрежение) и пробивното
напрежение (при зададен ток).
На фиг. 9.27 е показана схема за измерване тока на консу-
мация при зададено напрежение. В нея първият ОУ1, свързан ка-
то инвертиращ усилвател, има за цел посредством промяна на /?2
да се задава стойността на напрежението, при което се измерва
консумираният ток. Вторият ОУ2 фиксира зададеното напрежение
Uz върху двуполюсника Z. Диференциалният усилвател ОУЗ съ-
Що служи за измерване на напрежението върху резистора /?7, оп-
ределят обхвата на измервания ток lz.
и Uo~ са променливите компоненти съответно на входното и нзход-
ното напрежение.
281
От равенството на напреженията на двата входа на ОУ2
следва, че US=UZ. При равенството на резисторите /?4, /?6 и
/?6 коефициентът на усилване на диференциалния усилвател ОУЗ
е единица. Консумираният ток /, може да се определи, като са
известии стойностите на Ud и Uz~.
Напрежението Uz се задана в цифров вид посредством циф-
рово-аналоговия преобразувател, включен на входа. Напрежение-
то Uо, съответствуващо на измервания ток /г, се превръща в циф-
ров вид с аналогово-цифров преобразувател (вж. т. 6.5).
Схемата, с която може да се измерва пробивно напрежение
при зададен ток, е показана на фиг. 9.28. Входният цифрово-ана-
логов преобразувател задава стойността на праговия ток lF Ако
резисторите /?4, /?<„ и /?4 са равни, може да се напишат след-
ните уравнения:
(9.34 а)	Ut-Ui = -.Uo^Ult
282
(9.34 6)
(9.34 в)
(9.34 г)
иа=и2+1^
U^Ug.
Фиг. 9.28
От решаването на системата (9.34) относно lz се получава
За стабилна работа на цялата схема при наличието на поло-
жителна ОВ е необходимо да се екранират изходните проводници,
както е показано на фигурата. Устойчивостта на това евързване
се увеличава за сметка на въведената отрицателна ОВ за високи
честоти посредством капацитета на екранирания проводник във
втория ОУ.
За измерването на малки токове при зададени напрежения,
както н на напрежения при зададени токове, е необходимо” вто-
рият ОУ в последните две схеми да бъде прецизен.
Показаните схеми на фиг. 9.27 и фиг. 9.28 са удобни за
вграждане в измерителни системи за параметричен контрол на
двуполюсници, тъй като те дават възможност да се занулят как-1
то входовете, така и изходите. Освен това цифрово-аналоговите
и аналогово-цифровите преобразуватели позволяват схемите да
бъдат управлявани с цифрово устройство.
9.5.	Схема на електронни електромери
За прецизни измервания на консумацията на електрическа
енергия напоследък се използуват електронни електромери. Те
283
имат значително по-висока точност, като грешката може да бъде
по-малка от 0,2 %. Посредством този тип електромери може да
се отчита разпределението на електрическата енергия, когато ня-
кои от консуматорите за определено време преминават в генера-
торен режим, и обратно.
Едно схемно решение на електронен електромер, реализиран
с ОУ и електронни ключови елементи, е показано на фиг. 9.29.
Електромерът е съставен от широчинно-импулсен модулатор, пре-
образувател напрежение — честота, делител на честота 5 и електро-
механичен брояч 6.
Широчинно-импулсният модулатор включва източниците на
опорно напрежение Ео, електронните ключове 7\ и Г2, трансфор-
матора Тру и ОУ1 и ОУЗ (първият от тях е свързан като интег-
ратор, а вторият — като компаратор с хистерезис).
Как го се вижда от схемата, при отпушен транзистор Т\ и
при означената полярност на променливото напрежение на входа
284
на интегратора постъпва напрежение, представляващо разликата
от Ео и /Cjt/. При отпушен транзистор Т2 напрежението, което
постъпва, представлява сумата от EQ и KYU. С Ki е означен кое-
фициентът на трансформация на TPV
Времедиаграмата на напреженията Ueb U3 и е показана
на фиг. 9.30. От нея се вижда, че периодът 7\, през който се
интегрира напрежението Со —	е по-дълъг от периода Г2,
съответствуващ на Eq+^U. Върховите стойности на t/cl (t/K1 и
(7к2)	се	определят	от	хистерезиса	на компаратора	3,	поради	кое-
го за	двата	интегриращи периода	7\ и	Т2 може	да	се	запишат
спедните изрази:
т	и	т _
/1-	E^-U И	7 2“	-Е9-и
борните' изрази дават възможност да се изчисли отношението
между разликата и сумата им:
285
(9.35а)
където /С3 има размерност 1/V.
Полученият израз показва, че удължаването на периода 7\ и
скъсяването на периода Г2 са пропорционални на входното напре-
жение U (фиг. 9.30).
От схемата следва, че компараторът 3 освен 7\ и Г2 управ-
лява и ключовите транзистори Т3 и Г4. Последните захранват вхо-
да на интегратора 2 с напрежение (715 пропорционално на тока I
в измерваната верига. При последователно включване и изключва-
не на Т3 и към интегратора се подава напрежение с форма,
близка до правоъгълната. Средната стойност на това напрежение
може да се определи от израза
(9.35 6)	бг1ср = ЛГ2/(^=^,
където /С2 е коефициентът на трансформация на токовия транс-
форматор Тр2. Ако се замести (9.35 а) в (9.35 6), се получава
(9.35 в)	Ulcp =	K1U.
Този израз показва, че средната стойност на напрежението Us е
пропорционална на електрическата енергия, консумирана за перио-
да
Фиг. 9.31
Консумираната електрическа енергия за продължителни пе-
риоды от време се измерва, като Цср се преобразува в определен
брой импулси от преобразувателя напрежение—честота, изпълнен
с ОУ2 и ОУ4 (фиг. 9.29). Времедиаграмата на преобразувателя е
286
показана на фиг. 9.31. Преобразувателят е от интегриращ тип за
еднополярни напрежения и не позволява преобразуване на отри-
цателни напрежения, а с това и измерването на електрическа
енергия, генерирана от ZT. Описаният електромер отчита само
активната консумирана електроенергия. Активната и реактивната
енергия може да се измерят посредством двуполярен преобра-
зувател напрежение—честота, захранващ два брояча.
За точно измерване посредством електронния електромер е
необходимо периодът, определен от 7\ + Г2, да бъде 50ч-200 пъ-
ти по-кратък от периода на мрежовото напрежение. Използуване-
то на делителя на честота се налага поради голямото количество
импулси, генерирани от преобразувателя напрежение—честота.
Електромеханичният брояч 6 позволява запазването на натрупа-
ната информация дори при прекъсване на захранването към елект-
ромера.
9.6.	Схема на електронни разходомери
за топлинна енергия
Прецизното измерване на генерирана или консумирана топлин-
на енергия се налага при научни изследвания, управление на пре-
цизни технологични процеси и мощни топлинни генератори. Тук
ще бъде показан един разходомер на топлинна енергия, който
може да се реализира сравнително лесно с операционнн усил-
ватели.
При този разходомер топлинната енергия се измерва посред-
ством периодично контролиране на температурите на входния и
изходния течен или газов поток и количеството течност или газ,
конто преминават за единица време (дебит). Периодът на измер-
ванията трябва да бъде съобразен с динамичните характеристики
на конкретно измервания обект, така че през времето между две
последователни измервания промяната на топлинното състояние
на системата да бъде съществено по-малка от необходимата
разрешителна способност на разходомера. Това условие в пове-
чето случаи се изпълнява лесно и не води до затруднения пора-
ди високите скорости на измерване, конто позволяват електрон-
ните съоръжения.
Блоковата схема на електронния разходомер за топлинна
енергия е показана на фиг. 9.32. Измерването на топлинната енер-
гия протича по следния начин.
Електронните термометри на входа и изхода на измервания
обект ЕТг и ЕТ2 нзмерват входната и изходната температура на
287
протичащата течност или газ. Диференциалният усилвател 2 по-
дава напрежение към мултипликатора 3, което е пропорционално
на разликата от температурите 0] и 02. Турбинният генератор ТГ
генерира напрежение с честота, пропорционална на дебита на по-
Фиг. 9.32
тока. Чрез мултипликатора се генерират пакети от импулси през
всеки период на измерване, чиито брой е произведение от вели-
чините, постъпващи на входа му. Мащабният преобразувател 4
представлява делител на честотата, оразмерен така, че импулсите,
постъпващи към броячната схема 5, съответствуват на топлинна-
та енергия, отчетена в измерителните единици, в който измерва
топлинният разходомер.
При измерването на топлинната енергия на течности и газове,
чиято'температура не надвишава 120-^150° С, подходящи топлин-
ни преобразуватели за електронните термометри са полупровод-
никовите елементи, позволяващи да се получи висока чувствител-
ност при добра линейност. Диференциалният усилвател, делите-
лят на честота и броячната система с индукция могат да бъдат
реализирани лесно чрез известните схемни решения на тези еле-
менти, затова те няма да бъдат обсъждани тук.
Основен блок в електронния разходомер е мултипликаторът.
Той е от двойно интегриращ тип и принципът на действието му
може да се изясни от схемата и показаната към нея диаграма на
фиг. 9.33. Напрежението Um, съотвествуващо на разликата на
температурите 0Х и 02> по време на първия интегриращ период
се подава посредством К\ към входа на интегратора. В края на
първия интегриращ период, чиято продължителност 7\ е точно оп-
ределена, изходното напрежение Uc ще се дава от израза
288
(9.36)

По време на втория интегриращ период към входа на интеграто-
ра чрез ключа /<2 се подава опорного напрежение Ure/ с поляр-
ност, обратна на Um. Продължителността на този период 7'2 се
определи от /2 и момента /3, в който изходното напрежение на
интегратора има нулева стойност, индикирана от компаратора 2.
Връзката между продължителността на Т2, MJe(T2), R, С vi
Uref е следната:
(9.37)	Д^(Г2)=^-
19 Еяектронни устройства
289
Приравнявайки (9.36) и (9.37), за периода Т2 се получава
(9.38)	^2=-/? •
u ref
За разлика от аналогово-цифровите преобразуватели с двой-
но интегриране при този топлинен разходомер честотата на импул-
сите F, натрупвани в регистъра, не е фиксирана и е пропорцио-
нална на дебита на потока, измерван през турбинния генератор.
Последният представлявя турбина, при завъртването на която
всяка една от перките й предизвиква затваряне на магнитното
поле и индуктира електрически импулс. Приема се, че с доста-
тъчна точност зависимостта между честотата F и обема на пре-
миналата течност V е линейна, т.е.
(9.39)
Като се замести (9.39) в (9.38) и като се има пред вид, че
(9.40)	£А = Л2(61—62),
за броя на натрупаните импулси по време на един измерителен
цикъл с продължителност Т се получава
(9.41)	2V=	—02) V.
Изразът (9.41) показва, че за един измерителен период натрупани-
те импулси W са пропорционални на топлинната енергия ^(91—02)-
Общата топлинна енергия, отделена в обекта, се отчита посред-
ством сумирането на отделяйте пакети импулси Nn в натрупващия
брояч 5 за целия цикъл на измерване:
п	t
(9.42)	Q = 2 М-f V(t) Ue (f) dt.
z = 0	0
Най-често броячът e от електромеханичен тип, което предотвра-
тява разрушаването на информацията в него при прекъсване на
захранването на разходомера.
290
X. ДРУГИ ПРИЛОЖЕНИЯ НА ЛИНЕИНИ
ИНТЕГРАЛНИ СХЕМИ
В досегашните глави се обръщаше внимание главно на ти-
повите схеми с ОУ, който могат да бъдат използувани като зве-
на от по-сложни електронни системи или доразвити като само-
стоятелни схеми. С операционните усилватели обаче не се изчерп-
ва многообразието на ЛИС. В тази глава ще бъдат разгледани
някои универсалии и специализирани ЛИС, използувани във висо-
кочестотната и нискочестотната техника.
10.1. Линейни интегрални схеми във влсокочестотната
техника
Операционните усилватели, предназначени за обща употрэба
с някои малки изключения (ОУ тип 702), се характеризират с
честотна лента до 1—2 MHz. Идеализирането на техните харак-
теристики по отношение на честотата е възможно в рамките на
честотния обхват до около 100 kHz. Ето защо приложението на
операционните усилватели се ограничава предимно в нискочестот-
ния (н. ч.) обхват, а за областта на високите честоти (в. ч) са раз-
работени други високочестотни интегрални схеми* с общо пред-
назначение и специализирани.
10.1.1. Високочестотни линейни интегрални схеми
с общо предназначение
Високочестотните ЛИС с общо предназначение се характери-
зират с увеличен работен честотен обхват за сметка на намалено
усилване. Обикновено тези схеми представляват едностъпални или
двустъпални диференциални усилватели.
Диференциалните усилватели позволяват много добро разде-
ляне на входа от изхода, премахват необходимостта от неутрали-
* Под високочестотен обхват по-нататък ще се разбира областта на висо-
ките и междинните честоти, използувани в радио- и телевизионната апаратура.
291
зация и опростяват въвеждането на ОВ. От друга страна, инте-
гралното изпълнение на диференциалните усилватели върху един
и същ силициев чип осигурява устойчивост на електрическите
характеристики в широк температурен обхват. В съвременните
апаратури за честоти до около 200 MHz диференциалните усил-
ватели се използуват като ограничители на сигнала, като демо-
дулатори, като осцилатори и други.
Един от първите диференциални в. ч. усилватели, пуснати в
редовно производство, са усилвателите на фирмата RCA СА 3005
и СА 3006 (схемно те са еднакви, но първият от тях има напре-
жение на несиметрия (7/0 = 2,6 mV, докато при втория Z7/O = 0,8 mV).
Аналози на тези схеми — директни или функционални, са усвоени
и от страните — членки на СИВ: СССР, ЧССР и НРБ.
Понастоящем съществува много широка гама от в. ч. интег-
рални схеми. Най-популярни от тях са видеоусилвателите за ши-
рока употреба тип 733 на фирмата Феърчайлд и тип 592 на фир-
мата Нейшънъл Семикъндъктър.
Схемните особености на посочените по-горе интегрални схеми,
както и на много други, заедно с примери за тяхното приложение
са разгледани подробно в книгите [8, 34, 35, 13] и фирмените
издания [33, 37, 41]. В този раздел ще бъдат изложени нэкратко
някои препоръки [33] по отношение на използуването на дифе-
ренциалните усилватели в интегрално изпълнение СА 3005 и 3006,
като тази информация може да се разглежда като валидна и за
другите в. ч. усилватели.
10.1.1.1. Диференциален усилвател 3005 (3006)
Електрическата схема на диференциалния усилвател 3005
(3006) е показана на фиг. 10.1. Интегралната схема се произвеж-
да в дванадесетизводния метален корпус ТО 100. (Извод 9 се
свързва към най-високото положително захранващо напрежение.)
Стойностите на параметрите на схемата са представени в табл. 10.1.
Диференциалният усилвател представлява балансиран усилва-
тел, захранван от източника на постоянен ток. Диодните
групи и множеството изводи от различните точки на източника
на ток позволяват да се избере оптимален режим по отношение
на влиянието на температурата и захранващото напрежение вър-
ху работната точка. Това улеснява разнообразното приложение
на диференциалния усилвател. Тъй като в емитерната верига на
диференциалното стъпало не са включени съпротивления на ОВ,
схемата се характеризира с по-голямо усилване за сметка на
292
стеснения динамичен обхват. Динамичните предавателни характе-
ристики са показани на фиг. 10.2. Означеният ток 1СС е от източ-
ника на + ЕСС и се определи от преднапрежението към базата
на Г3.
6/2 04	68	65
Фиг. 10.1
На фнг. 10.3 са показани начините на симетрично и несиме-
трично подаване на захранващо напрежение в случайте, когато
схемите 3005, 3006 се използуват като диференциални или кас-
кодни усилватели. Вижда се, че когато се използува един захран-
ващ източник, в схемата е необходимо да се прибави съпротиви-
телен делител на напрежение и разделителен кондензатор. И при
двата вида захранващи напрежения работният ток на транзистора
Г3 се определи от напрежението —Есс, приложено към изводите
8 и 12. Към извода 8 се свързва по-отрицателният полюс на на-
прежението —Есс. Изводът 12 обикновено се свързва към „ма-
са“ при симетрично захранване от два източника.
При дадена стойност на —Есс съществуват четири възмож-
ни работни режима. Всеки от тях се характеризира с определено
ниво на работния ток и съответна стръмност 5, както и опреде-
лена зависимост на работния ток и на 5 от температурата.
293
Таблица 10.1
Електрически характеристики на диференциални усилватели 3005, 3006
№	Електрически характеристики при 7^=25° С и	V	1 Стой- ност	Размер- ност
1	Входно напрежение на несиметрия, Ujo	2,6	mV
2	Входен ток на несиметрия, Цо	19	(1А
3	Входен поляризиращ ток,	1,4	[1А
4	Токове в работната точка: /10 или 7ц — извод 4 и 5 несвързани	1	mA
	— извод 4 несвързан, извод 5 свързан към —Есс	2,7	mA
	— извод 4 свързан към —Есс, извод 5 несвързан	0,45	mA
	— изводи 4 и 5 свързан и към —Есс	1,25	mA
5	Отношение на токовете в работната точка	1,05	—
6	Разсеяна мощност, Ро	26	mW
7	Усилване по мощност (/=100 MHz), Qp — каскодно свързване на усилвателя	20	dB
	— диференциално свързване на усилвателя	16	dB
8	Коефициент на шума (/=100 MHz), NE — каскодно свързване на усилвателя	7,8	dB J
	— диференциално свързване на усилвателя	7,8	dB 1
9	Коефициент на подтискане на синфазния сигнал при /=1 kHz, CMRR	101	dB |
10	Работен честотен обхват	0+120	MHz
11	Обхват на действие на АРУ (от максимално усилване по напрежение до пълно запушване при /=1,75 kHz), AQC	-60	dB
12	Максимално положително захранващо напрежение	+ 12	V
13	Максимално отрицателно захранващо напрежение ~ЕСС	-12	V
14	Максимално допустими входни напрежения — диференциално	±3,5	V
	— синфазно	+3,5	
		+2,5	V
15	Максимално допустима разсеяна мощност	300	
16	Работен температурен обхват	-55+	
		+125	°C
Стръмността 5 се дефинира като отношение на диференциал-
ното изменение на колекторния ток към изменението на диферен-
циалното входно напрежение:
(10.1)
dIc
4Uld
294
където

kT
<рт се определя от равенството ут =—;
ч
а е коефициентът на предаване на ток за транзистора
а = -А_;
1+₽ ’
/0 — токът, зададен от генератора на ток Т3.
Фиг. 10.2
В табл. 10.2 е показано свързването на изводите за осигуря-
ване на конкретен режим на работа на схемата. В режим А и С
скоростта, с която /0 се изменя с температурата, почти не зависи
от напрежението Еее, което определя режима на Г3. При пови-
шаване на температурата /0 намалява. В режимы В и D 1ОО зависи
от ЕС9 и при определена стойност за —ЕЕСС може да стане
постоянен или да нараства заедно с температурата. Това се дъл-
жи на неучастието на диодите Д и Д2 б работния режим.
Във фирмените каталози са представени кривите на тока /0,
стръмността S, коефициентът на шума CMG във функция на напре-
жението Есс и температурата за различии режими. В табл. 10.3
са приведени стойностите на стръмността 5 и разсеяната мощ-
ност Рс при различии захранващи напрежения и в различии ре-
жими. Тук трябва да се отбележи, че измененията на положител-
295
ното захранващо напрежение Есс не влияят върху /0 и S в целия
работен температурен обхват. Същото е валидно и за коефициен-
та на шума АТ7*. Той е функция само на /0 и на честотата (как-
Фиг. 10.3-atf
то при диференциално, така и при каскодно свързване на схемата)
и нараства при увеличение на тока и честотата. За да се полу-
чат оптимални резултати по отношение на шумовите характери-
стики на едностъпална схема, необходимо е токът 1ОО да бъде
малък. Това обаче понижава коефициента на усилване, поради
което се налага токът в работната точка на всяко стъпало да
се подбира така, че да се получи оптимален коефициент на шума
чрез съгласуване на усилването и шума за първото стъпало с
шума за второто.
* Вж. т. 3.4.2.
296
Таблица 10.2
Работни режими на ЛИС 3005, 3006
! Работен режим			В емитера на Т3 са включени резисторите
	Изводи, свързани „накъсо" с извод 8	Диоднте са включени в емитерната верига	
А	—	Да	+
В Фиг. 10.3 бг	4	Не	+
С	5	Да	*5
:	d 1 Фиг. 10.3 ав I			4,5	Не	
г
Фиг. 10.3 в-г
Регулирането на тока в работната точка 1ОО може да се из-
върши или чрез изменение на отрицателното захранващо напре-
жение —Есс> или чрез подбиране на външните резистори в кон-
297
Т а б л и ц а 10.3
Зависимост между стръмността и разсеяната мощност
на високочестотни усилватели с ЛИС 3005, 3006
за всеки работен режим
Работен режим	Захранващи напрежения, V	|Стръмност при несиме- 1 трично евървване, mS	Разсеяна	| мощност mW	|
	±з	8,5	6,6
А	±4.5	12,8	15,0
	±6	15,0	25,0
	±3	1,9	2,3
В	±4.5	4,9	7,2
	±6	7,2	15,0
	±3	22,0	17,5	!
с	±4,5	29,0	40,0
	±6	37,0	62,8
	±3	5,0	4,2
D	±4,5	13,0	17,4
	±6	20,0	35,9
тура, определящ /о. За изменения на —Есс от 4 до 10 V шумът
зависи почти линейно от Есс. В честотния обхват ЗО-т-ЮО MHz
коефициентът на шума се измени от 5 до 9 dB както при дифе-
ренциално, така и при каскодно евързване.
Коефициентът на шума NF зависи и от вътрешното съпро-
тивление на източника на сигнал на входа на диференциалния
усилвател.
Усилването на схемите, реализирани с 3005, 3006 може да
се регулира по два начина:
А. Отрицателното напрежение, приложено към резистора
от фиг. 10.1, да се измени така, че да се променя токът в 73.
Б. Към една от базите на транзисторите 7\ и Г2 да се при-
ложи диференциално преднапрежение; пример за такова регулира-
не е показан на фиг. 10.4.
И в двата случая напрежението за регулиране на усилването
Евв трябва да бъде евързано с „маса". Максимално усилване се
получава при нулева стойност на регулиращото напрежение.
При регулиране на усилването чрез изменение на усилването
към Т3 се получават кривите, показани на фиг. 10.5. По абсцис*
298
ната ос са нанесени стойностите на преднапрежението. Макси-
малният обхват на регулиране, постигнат по този начин, зависи
от честотата. Тази зависимост е показана на фиг. 10.6, като по
ординатата в dB е нанесено максимално възможното намаление
на усилването.
~ I г——I г-
Режим O/f 12MPz
О
Г"
J-2Z7
7 хьм извод 7
-4Z7
Оррицо/пелно мзлржние
/гг>м извод f
О 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6
УлраЗмяЗащо наораолеш/е,
Фиг. 10.4
Натоварването на схемата и начинът на разположение на
външните елементи също влияе върху максималния обхват на
регулиране. При каскодно свързване влиянието на паразидните
капацитета върху регулирането на усилването е по-малко в срав-
нение с диференциалното свързване.
Преди да се разгледат някои конкретни схеми на приложе-
ние, необходимо е да се напомни, че за правилната работа на
схемата е важно не само да се подбере най-подходящият режим
299
Фиг. 10.6
на експлоатация, но и да се извърши правилно разположение на
елементите. В случая са в сила всички правила, известии за ра-
бота с високочестотни електрически вериги: използуване на мак-
симално къси изводи, проходни кондензатори в захранващите
вериги, оптимално разположение на външните елементи и т. н.
300.
Високочестотни и междинночестотни усилватели
Примерна схема за високочестотен усилвател, реализиран за
работа на интегралната схема в диференциален режим, е показа-
на на фиг. 10.7. На фиг. 10.8 е представен високочестотен усил-
Фиг. 10.7
Фиг. 10.8
вател при каскодно евързване. Стойностите на елементите, както
и някои параметри на схемата са систематизирани в табл. 10.4.
301
302
Фи1. 10.9
Таблица 10. \
Фиг.	Честота, MHz	Л,	! /4Н 1	pF	a2, дН	1 I c2, • PF	Захранв. напрежение» V	Усилване no мощност» dB
	30	1,2-7-2	54-40	1,24-2	1,54-20	±6 ±4,5	29 27,5
						±3	23,0
10.7-------------------------------------------------------------------
	100	0,44-0,7	14-12	0,254-0,5	14-12	±6 ±4,5 ±3	18 16 11,5
1 л Q —	30	0,34-0,6	144-150	0,84-1,4	54-40	±6 ±4,5 ±3	36 33 21,5
lU.o	100	0,074-0,12	54-40	0,154-3	54-40	±6 ±4,5 ±3	20 18,5 15,0
Фиг. 10.10
Схема на усилвател-ограничител, предназначена за междин-
ночестотни стъпала, която осигурява усилване около 26 dB на
стъпало, е показана на фиг. 10.9. Такова усилване налага изпол-
303
Veft
Фиг. 10.11
зуването на диод на входа, за да се предотврати пробивът на
/7-я-прехода база-емитер в усилвателя. При използуването на схе-
мата като ограничител на ниско ниво входът й е съгласуван, а
необходимого усилване определи изискванията към Q-фактора на
ненатоварения трептящ кръг и колекторния товар. Добри шумови
характеристики на първото стъпало се получават при използува-
нето на тороидален входен трансформатор Тру който на празен
ход осигурява Q^200. Другият трансформатор се настройва чрез
феритна сърцевина и има сравнително нисък Q-фактор на празен
ход (от 70 до 100), необходим за достигане на желания коефи-
циент на усилване. За трансформатора Тр2 се изисква по-нисък
Q-фактор на празен ход и затова той е шунтиран с един рези-
стор от 10 kQ.
На фиг. 10.10 и фиг. 10.11 са показани някои характеристики
на усилвателя, настроен на честота 12 MHz. Други показатели на
схемата са:
—	пълна консумирана мощност — 43 mW;
—	пълен коефициент на усилване по мощност — 77 dB;
—	честотна лента на ниво 3 dB — 300 kHz;
—	ниво на ограничение на входния сигнал — 30 jxV;
—	коефициент на шума — 4 dB.
Смесители, модулатори и демодулатори
Интегралните схеми 3005, 3006 могат да бъдат използувани
и като смесители, модулатори и демодулатори.
Когато схемата се използува като смесител, сигналът от ос-
цилатора се подава към базата на Г3, а високочестотният сигнал
се подава симетрично или несиметрично към базите на транзисто-
рите от диференциалната двойка 7\—Използуването на боби-
на със среден извод в изходния трептящ кръг (свързан симетрич-
но) позволява да се отстрани синфазният сигнал на осцилатора
така, че осцилаторният сигнал да не претоварва следващите стъ-
пала и да подтиска носещата честота при модулаторите. За из-
ясняване на някои съотношения в смесителя ще бъде използувана
принципната схема от фиг. 10.12.
За изходното напрежение на смесителя може да се използу-
ва следният израз:
(10.2)	e0=erSZT.
Като се заместят в него величините 5 и /0, от изразите
(10-3)	s=dlm /0
20 Електронни устройства
305
и
10.4)
се получава
(10.5)
Л)0 ~ *^2^2
е° = 2^т	’
Фиг. 10.12
където
ео е изходният сигнал;
а — коефициент на предаване по ток;
5—стръмността на транзистора;
ZT — пълният товарен импеданс между колекторите.
Тъй като за емитерен ток над 1 mA S2 е твърде постоянна ве-
личина, токът /00 се изменя пропорционално на приложеното на-
прежение е2.
Когато ег и е2 са синусоидални, a S в равенство (10.2) е
константна величина, изразът (10.5) се преобразува така:
306
в° = 2^Г	(а>1+“2) ‘<mi++
(10.6)
+£'*£'* ej * -f- Е^ Е*	*],
където £* и £** са комплексно спрегнатите стойности на Ег и Е2.
Изразът (10.6) определя изходното напрежение, когато схемата
3005, 3006 се използува като демодулатор или умножител. В този
случай е необходимо да се подаде малък входен сигнал за из-
местване на работната точка в линейната облает. Тъй като изра-
зът aS2l<fm е твърде постоянен, усилването на смесителя се опре-
деля от ZT и от произведението е± и е2. Линейността на схемата
е показана на фиг. 10.13, където Ueff£ осцилаторното напреже-
ние в ефективни стойности.
Неточностите при измерването не позволяват кривата да бъ-
де използувана за оценка на хармоничните честоти. Табл. 10.5
може да ни улесни в това отношение, тъй като показва резулта-
ти от измервания на паразитните сигнали на изхода на смесителя.
Високочестотният вход при тези измервания не е настроен и ос-
цилаторната и междинна честота имат постоянни стойности. Таб-
лицата показва типични резултати за амплитудите на съдържащите
се в изходния сигнал хармонични (таблицата не включва данни,
307
Таблица 10.5
Паразитни хармонични в смесители с ЛИС 3006, 3006
Частота	Честота на сигнала fx	Подтискане в dB на паразитни сигнали	, спрямо (/0—/х), /о = 1,659 MHz 1
		^ocip ^eff
—	MHz	1	0,7	0,3	0,1
/о— fx	1,0	0	0	0	0	I
	0,659	7,5	10	18	27
2fx~f>	1,159	-57,1	-53,1	-54,9	-52,3
Wo-fx)	1,329	-76,1	_	_	_
2(/x-/o)	1,988	-75,5	_	_	_
fx~fo	2,318	0	0	0	0	1
2fo-fx	2,659	-31,7	-35	-39,7	-47,8	1
Vx~3f0	2,813	-79,6	_	_	_
fx-Vo	3,977	-31,7	-35	-39,7	-47,8
3/o-/x	4,309	-35,8	-59,3	-74,7	-
Л-3/о	5,627	-38,5	-57	-74	-
4/о-Л	5,977	-38,9	-63	-
когато паразитният сигнал е с повече от 70 dB под изходния
сигнал с честота	£70СЦ е напрежението на осцилатора,
подадено към смесителя, изразено в ефективни стойности, а с fx
е означена някаква честота от обхвата.
Таблицата показва, че съдържанието на хармонични честоти
зависи от амплитудата на сигнала на осцилатора. За сигнал с
ефективна стойност 0,1 V се получават само три паразитни
сигнала с подтискане под 70 dB. Подтискането на синфаз-
ния сигнал от осцилатора в изхода е функция на балансиране-
то на изходния трептящ кръг и на преднапрежението на транзисто-
ра Т3. При балансиран трептящ кръг подтискането е оптимално
за преднапрежения от порядъка на 0 mV (—1 до 0,5 mV).
Балансен смесител за обхвата 20 MHz е показан на фиг. 10.14а.
Импедансът на изходния товар между колекторите е около 8 kQ.
Усилването по мощност и коефициентът на шума са във функ-
ция от входното напрежение на осцилаторния сигнал; тези зави-
симости са показани на фиг. 10.14# за означените на графиката
параметри.
Схема на балансен модулатор с подтискане на носещата
честота е показана на фиг. 10.15. Обратната връзка в тази схема
може да предизвика осцилации или разстройка, поради което при
разполагане на външните за интегралната схема компонента тряб-
308
Фиг. 10.14
309
ва да се обърне сериозно внимание на правилното им разположе
ние. Необходимо е и да се екранира схемата.
Модулиращият сигнал се подава към един от входовете на
диференциалната двойка, а осцилаторният сигнал се свързва към
+ /6V г
'2~
Фиг. 10.15
базата на транзистора Т3. Изходният сигнал се получава симетрич-
но от балансния трансформатор Т2. Подтискането на напрежение-
то на носещата честота е функция на двустранната симетрия на
параметрите напрежение на изместване и баланс на изходния
трансформатор, както и на модулиращия сигнал и на отношение-
то на модулиращия сигнал към сигнала на носещата честота.
Когато се осигурява двустранна симетрия на външните компонен-
та, амплитудата на носещата честота е с около 25 dB под ампли-
тудата на сигнала от страничните честоти за схема 3006*. Режи-
мът на схемата е следният:
t7x=10 mV** и Lr2=31,5mV**
Макар отношението на полезния сигнал към сигнала на но-
сещата честота да не е високо (обикновено се изисква 40-^60 dB)
* Схемата има входно напрежение на несиметрия под 1 mV.
** Ефективни стойности.
310
25 dB позволяват да се избегне употребата на филтър. Подобре-
ние на отношението може да се постигне, ако модулиращото
напрежение иг се увеличи, а напрежението на носещата честота
U2 ее намали, тъй като изходният сигнал е функция на и
Фиг. 10.16
Схема на модулатор е показана на фиг. 10.16. На входа на
модулатора през регулиращ фидер 50 Q се подават двете стра-
нични честотни ленти на модулирания сигнал. На изхода на фи-
дера се получава симетричен противофазен сигнал.
Нивата на сигналите J7b J72, и £75 се променят до уста-
новяването на съотношението между хармоничните изкривявания
и нивото на входния сигнал, както и стойностите на коефициента
на усилване за типични работни режими. Резултатите са предста-
вени в табл. 10.6, за която са в сила следните забележки:
А. Означенията на напреженията (в ефективни стойности) са
направени съгласно фиг. 9.15 и 9.16.
Б. Потискането на 2, 4 и 5 хармонични е повече от — 60 dB.
311
Таблица 10.6
Усилване и изкривявания при различии входни напрежения за балансен
модулатор и демодулатор с ЛИС 3006
Постоянно напре- жение на входове- те, mV	Променливо на- прежение на входовете, mV	Извод <?, mV	1 Е сс> mV	и9, mV	URR mV	' u9, mV	, Присъствие на 1 трети хармо- н ични dB под |основната чес- [ тота [2]
7/2=31,5	<71=5,0	296	46	4,95	4,0	36	54
<71=1.0	tf, = 10	296	80	8,9	4,0	36	54
«5=0,5	£Л=зо	296	250	26,6	4,0	36	37,5
^=10	«2=31,5	296	83	8,9	4	36	54
и4 = 1,0	«2=100	960	262	28	4	36	51
6^5=0,5	«р=315	2960	830	8,9	4	36	50
Ц = 10	«4=0.5	296	83	8,9	2	17,5	54
Z72=31,5	«4=1,0	296	83	8,9	4	36	54
U5= 0,5	«4 = 3,0	296	83	8,9	12	ПО	47,5
	«4=5,0	296	83	8,9	20	188	37*
10	«5=0,315	296	83	8,9	4	23	54**
£7а=31,5	«5=0,5	296	83	8,9	4	36	54
«4=1,0	«5=1,0	296	83	8,9	4	86	50
* Втсра хармонична е 51 dB, а пета хармонична — 59 dB под основната,
** Втора хармонична е 56 dB под основната.
Видеоусилвател
На фиг. 10.17 е показана схема, в конто ЛИС 3005, 3006 се
използува като каскодно свързан видеоусилвател. Възможността
за свързването на голям брой външни елементи прави схемата
много гъвкава по отношение на честотната лента, усилването,
разсеяната мощност и др. На показаната схема С2 изпълнява
функцията на разделителен кондензатор в емитерната верига и
импедансът му трябва да не надвишава 1,5 Q при най-ниската
видеочестота от работния температурен обхват.
При каскодната, а също и при несиметричната диференциал-
на схема обратната връзка е слаба. Добро разделяне между вхо-
да и изхода се осигурява и от двата начина на свързване.
312
В табл. 10.7 и 10.8 са представени входните и изходните па-
ралелни RC-групи и абсолютните стойности на стръмността при
различии начини на свързване на схемата и при различии честоти.
Фиг. 10.17
Т а б л и ц а 10.7
Входни и изходни параметри на RC-групи, стръмност и параметри на
видеоусилвателите 3005, 3006
1 |'	Честота, MHz	Входна RC-група	|	Изходна	RC-група	| _ _		1_	     |Стръмиост	; R,Q * С,	pF	j	/?, MQ	, С, pF	1 S, ms
Каскодно					
свързване					
1	500	42	— 1,67	3	78
10	500	42	—1,67	3	77
40	180	42	—0,6	3	58
Диференциално					
свързване					
1	2500	16	0,1	2	20
10	1800	13	0,04	4	20
I	40	670	10,5	0,028	7,6	18,6 ;
313
Т а б л и ц а 10.8
Параметри на вндеоусилвателн, реализирани с ЛИС 3005, 3006 (фиг. 10.17);
захранването е ±6 V режим
Свързване	Междустъ- пателен товар Rm Q i	Честота на ниво, 	 MHz				Средночестотш напрежение, измерено	( 	1	э усилване п° с!В	 начислено
		измерено ।	изчислено 1			
Каскодно	150	23		20	' 1 1	19,3	20,6
Диференциален | усилвател	।	500	18		.0	19,5	20,0
10.1.1.2. Диференциален усилвател тип 733
Усилвателят 733 е монолитен двустъпален диференциален
усилвател [37] за видеочестотния обхват. Неговата електрическа
схема е показана на фиг. 10.18. В нея резисторите /?6 и /?7 осъ-
ществяват ОВ, чрез която се постига широка честотна лента,
малки фазови изкривявания и много добра стабилност на усилва-
нето. Работната точка на стъпалата се задава от генератори на
ток Т7, Т9—Тц. с което се постигат големи стойности за CMRR
и PSRR.
Емитерните повторители на изхода позволяват усилвателят да
има и капацитивен товар . Усилвателят има фиксирано усилване
10, 100 и 400 пъти без външни елементи, а чрез евързване на
външен резистор между извода Gia и С]В усилването може да
се настройва в обхвата от 10 до 400. Не съществува необходимост
от външни елементи за честотна корекция. При усилване 10 чес-
тотната лента BW е 200 MHz.
Параметрите на рА733С (37) са посочени в табл. 10.9 (де-
финициите на параметрите са дадени в глава I). Номерата на из-
водите от схемата и тяхното предназначение за различии корпуси
са систематизирани в табл. 10.10.
Фазовото закъснение, въвеждано от схемата, се изменя ли-
нейно в обхвата от 0 до 10 MHz (за усилване 2— от 0° до —.
22°), а в обхвата от 50 до 150 MHz то спада с около 75°/oct.
Входното щумово напрежение се запазва под 12|iVe// за съпротив-
ления на източника на сигнала /?0 под 200 Q, след което нараства
до 25pV при Rs=l kQ и до 60 |iV при /?g=10 kQ.
314
8101 'лиф
Й7/7 Ch
10Л о
(ML
П] +
*3
nS
vfl
т
1Л
о
Wz
и
Таблица 10.9
316
Електрически характеристики на видеоусилвател рА 733С
№	Електрически характеристики при ГД=25°С и Eqq=^	Минималка стойност	I Типична 1 стойност i	- ! Максимална Размерност, стойност
1	:	2	3	i	4	!	5	|	6
* ‘-i			I	,	I
1	Диференциален коефициент на усилване по напрежение:		1 400	1 600	|	|
	усилване 1 (изводи GA и G }В— накъсо)	250	( 400	600	1	—	1
	усилване 2 (изводи С?2Л и G^B— накъсо)	80	100	120	1	—	'
	£* усилване 3 (всички щифтове — свободни)	8,0	,	10	1	12
2	Честотна лента (при /?g=50 Q)		1	
	усилнане 1		;	40	MHz
	усилване 2		90	MHz
	усилване 3		1 120	MHz
3	Време на нарастване (/?^=50 Q, Uo = \ Vpp		i п с	
	усилване 1		!	7,5	।	ns
	усилване 2		1	6,0	!	10	ns
	усилване 3		।	3,6	1	ns
4	Входно съпротивление			1
	усилване 1		4,0 ।	kQ i
	усилване 2	10	30 I	kQ i
	усилване 3		250 i	kQ |
5	Входен капацитет (при усилване 2)		i 2’° 1	pF j
6	Входен ток на несиметрия			30	pA
7	Входен поляризиращ ток		0,4 |	3,0	pA
8	Входно шумово напрежение при Rg=50 Q, BW=\ kHz 4-	1		
	10 MHz			12	pUe// ,
9	Максимално допустимо входно напрежение Ulm	±1,0 |		pV
10	Коефициент на подтискане на синфазния сигнал CMRR			1	1
	усилване 2 (Осм=±1 V, 100 kHz)	60	86	dB
	усилване 2 (Ucm=±1 V, /= 5 MHz)		60	dB
И	Коефициент на подтискане на измененията в захранващото на-			
	прежение SVRR	!	1		
Продължение на таблица 10.9
317
1	|	2	3	|	4	5	|	6
усилване 2 (Д£сс=±0,5 V) 12	Изходно напрежение на несиметрия 0оо усилване 1 усилване 2 и усилване 3 13	Изходно синфазно напрежение Uосм 14	Размах на изходното напрежение Uopp 15	Изходен товарен ток IOsJNK 16	Изходно съпротивление Ro 17	Консумация на ток IPs В обхвата	от О°С^Та^70°С 1	Диференциален коефициент	на усилване по напрежение Av усилване 1 усилване 2 усилване 3 2	Входно съпротивление (усилване 2) RL 3	Входен ток на несиметрия Цо 4	Входен поляризиращ ток ILb 5	Максимално допустимо входно напрежение Oim 6	Коефициент на подтискане на синфазния сигнал CMRR (Ucm = ±1 V, 100 KHz) при усилване 2 7	Коефициент на подтискане на измененията в захранващите на- прежения SVRR^ECC=±Q,5 V) при усилване 2 8	Изходно напрежение на несиметрия 0оо 9	Размах на изходното напрежение Uopp Ю	Изходен товарен ток Iosink	50 2,4 3,0 2,5 250 80 8,0 8,0 ±1,0 50 50 2,8 2,5 1	70 0,6 0,35 2,9 4,0 г 3,6 20 18	1,5 1,5 3,4 24 600 120 12 40 6,0 15	dB V V V Upp mA Q mA kQ рА рА V dB— dB V Upp mA
Продължение на таблица 10.9
1 1	1	*			3 1	4	1 5	6
и	Консумация на ток IPs			27	mA
12	Захранващо напрежение Есс			1 ±8	V
13	Максимално допустимо входно диференциално напрежение ULdtn			! ±5	V
14	Максимално допустимо входно синфазно напрежение Oictnm			±6	V
15	Изходен ток 1о .			1	10	mA
16	Разсеяна мошност Pd			1	
	—ТО 91			'	280	mW
	—ТО 100			500	mW
	—ТО 116			|	720 1	. mW
СР
оо
Т а'б'л и ц а 10.10
Изводи и тяхното назначение за видеоусилвател 723
	№	Назначение па извода	Означение по фигура 10.18	TO 91	TO 100 j	TO 116
	1	Вход 1		lo	1	14
	2	। Вход 2	Uit	1	2	1
	3	1 Избор на усилване	G!A	8	9	11
	4	* Избор на усилване	G1B	3	4	4
	5	! Избор на усилване	G2A	9	10	12
	6	Избор на усилване	G2B	2	3	3
	7	Изход 1	#01	6	7	8
	8	Изход 2	#02	5	6	7
GO	9	Положително захранващо напрежение	+ECC	7	8	10
3 j	i 10	Отрицателно захранващо напрежение	~ECC	4	5	5 i
Фиг. 20.19
Чрез включването на външно съпротивление между изводи
С1Л и G1B усилването на схемата може да се регулира. Зависимост-
та на измененията на усилването е дадена на фиг. 10.19.
Минимално допустимого захранващо напреженние е V
при консумация 8 mA, която нараства линейно с увеличаването
на ±ЕСС.
Усилвателят 733 се използува като видеоусилвател или като
импулсен усилвател там, където се изискват широка честотна
лента, малки фазови изкривявания и стабилност на усилването.
Особено подходящ е за използуване в трактовете за възпроизвежда-
не на сигнала в лентови и дискови запаметяващи устройства, из-
ползуващи фазово кодиран или A/T^Z-кодиран запис, а също
така и за бързи феритни намети на основата на тънкослойни
покрития. Добрите високочестотни свойства на усилвателя го
правят удобен и за използуване в схеми на осцилатори, тригери,
фазовъртящи стъпала и др.
На фиг. 10.20 е показана схема на широколентов усилвател
с висок входен импеданс [37]. Входното съпротивление на усил-
вателя е увеличено допълнително с цомощта на в. ч. полеви тран-
21 Електронни устройства
321
зистори, използувани като емитерни повторители. Номерата на
изводите се отнасят за корпуса ТО 100.
Една схема, в която [1А733 се използува като импулсен ге-
нератор [37], о показана на фиг. 10.21. Честотата на осцилации-
те се определи от израза
-I]}’*-
Тя може да се регулира с помощта на полевия транзистор 7\
чрез подаване на отрицателно напрежение на гейта. При
/?!= 1 Ш, /?2-620 Q, С=1 |iF
могат да се осигурят честоти от 400 Hz до 2 MHz. Полевият
транзистор позволява регулиране на честотата в обхват 3:1. При
липса на полевия транзистор изводите GJA и G1B трябва да се
оставят свободни.
Схема на бърз тригер на Шмид с усилвателя 733 е показана
на фиг. 10.22. Към нея могат да се присъединяват директно бър-
зи TTL-интегрални схеми. Резисторите /?2 и /?3 образуват ве-
рига на положителна ОВ.
Усилването на 733 е 100. За положителен нарастващ сигнал
прагът на сработване £7пр е около 0,5 V и се определи от израза
322
където
tZH3X е изходното напрежение на усилвателя;
£ — коефициентът на ОВ.
Q _	^2
Ъ+Ъ
За отрицателен нарастващ сигнал Z7np ^0 V. Схемата може да
действува с входни сигнали до 50 MHz; изходният сигнал се
дооформи от TTL-интегралната схема.
10.1.1.3 Други диференциални усилватели
Практическите схеми, в конто намират приложение диферен-
циалните усилватели, са много. Те се използуват за реализиране
на схеми на рграничители, каскодни усилватели, повторители, ге-
нератори (RC и честотно модулирани), модулатори, смесители,
детектори (амплитудни, фазови и честотни), преобразуватели, ум-
ножители, делители, формирователи на импулси, мултивибратори,
тригери, комутатори и др. [45].
По-долу са посочени накрат.ко основните характеристики на
диференциалните усилватели, произвеждани в с трани те—членки
на СИВ. Пълна информация за техните свойства, разбира се, мо-
же да се намери във фирмените справочници.
У нас се произвеждат диференциални усилватели 1УГО1А
1УГО1Б, 1УГО2А» 1УГО2Б, 1УГОЗА. Всички те са оформени в
метален корпус ТО 5/8 с 12 извода.
323
Диференциалните усилватели са едностъпални усилватели с
диференциален коефициент на усилване, не по-малък от 50, и
входно съпротивление /?г^2->4,5 kQ минимум. Коефициентът на
подтискане на синфазните напрежения е от порядъка на 604-80
dB. Максимално допустимото захранващо напрежение е ±12 V.
Възможно е захранване и от еднополярен източник на напреже-
ние. Максимално допустимата разсеяна мощност е 300 mW в
работния температурен обхват от —10 до ±70°С.
Типични стойности за входното напрежение и тока на неси-
мегрия са съответно
t//o==3~5 mV; 7zo = 34-5 |лА
при температурен дрейф за Uio от порядъка на 12 pV/°C. Усил
вателите имат изводи от почти всички точки на електрическата
си схема, което предоставя значителна свобода при практическо-
то им използуване. Честотната лента на диференциалния усилва-
тел е до 500 kHz.
Диференциалните усилватели се произвеждат от НПК „По-
лупроводникова техникаu —Ботевград.
СССР произвежда широка гама диференциални усилватели.
Известии са ОУ от серията К 122 (метален корпус ТО 5 с 12
извода) и серията К 181 (пластмасов двуредов корпус с 14 из-
вода); това са диференциални усилватели К1УТ221 А, Б, В и
К1УТ181 А, Б, В. Схемно те са еднакви, изпълнени са по класи-
ческата схема — диференцнал-на двойка с токозадаващ транзистор.
Диференциалните усилватели се захранват с напрежение ±44-6V.
Усилването на диференциалните усилватели е над 15, а вход-
ното им съпротивление — над 3 kQ. Входният ток на несиметрия
е 2 ч-4 |лА.
По-високочестотни диференциални усилватели са К1УГ981,
К1УС981, К1УС752 и К1УС754. Те имат честотна лента на ниво
3 dB, не по-тясна от 1 MHz, входно съпротивление над 3 kQ и
CMRR над 70 dB. Усилвателите са оформени в двуредов пласт-
масов корпус с 14 извода.
Диференциалните усилватели се доставят чрез „Электро-
норгтехника“ —СССР.
Фирмата ТЕСЛА — ЧССР, произвежда серия диференциални
усилватели. Диференциалните усилватели МА 3000, МА 3005,
МА 3006 са аналози на произвежданите от фирмата RCA усил-
ватели СА 3000, СА 3005, СА 3006. Освен тях се произвеждат
и диференциалните усилватели МАА 125 и MBA 145. Усилвате-
лите MBA 125, MBA 145 и МА 3000 са нискочестотни (до око-
ло 500 kHz), а останалите два типа имат честотна лента до 120
MHz.
324
В Полската народна република са усвоени в производство
транзисторните модули ULN1101N и UL1111N, конто са аналози
на произвеж даните от RCA типове С А 3054 и С А 3046 съответ-
но. Тези усилватели представляват температурно стабилизирана
диференциално свързана двойка транзистори плюс три транзисто-
ра в същия корпус със свободни изводи.
Усилвателите се произвеждат от фирмата УНИТРА— ЦЕМИ,
ПНР.
10.1.2 Използуване на операнионни усилватели
във високочестотни схеми
Някои от операционните усилватели с общо предназначение
могат да се използуват в сравнително високочестотни схеми. На
фиг. 10.23 е показана схема, вкоято ОУ тип 702 може да се ив-
ползува за усилване на сигнали с честота до 10 MHz [17]. Усил-
ването се определи от отношението на резисторите и е равно на
(1 Н-Елементите С19 С9 и /?3 служат за честотна корекция.
Схемата има усилване около 33 dB при честотна лента на ниво
3 dB около 25 MHz.
325
Сравнително високочестотни схеми могат да се реализират и
на основата на ОУ тип 709. При подходяще свързване и оразме-
ряване на елементите за честотна корекция е възможно да се
реализират усилватели с честотна лента до 300 kHz при усилва-
не до 1000 пъти. В най-общия случай може да се счита, че чес-
тоти до 100 kHz почти не оказват влияние върху параметрите
на операционния усилвател.
10.1.3 Специализирани високочестотни интегрални схеми
Разнообразието от специализирани високочестотни ЛИС е
особено голямо. Тъй като тези схеми се използуват главно в би-
товата електротехника, често се оказва икономически изгодно
разработката и усвояването в редовно производство на подобии
интегрални схеми с твърде специфични свойства, Честотно зави-
симите елементи (кондензатори и индуктивности), чрез конто се
реализират трептящите кръгове и филтрите в м. ч. и в. ч. трак-
тове на радиотелевизионните устройства, са външно свързани и
голяма част от проблемите, свързани с настройката и устойчива-
та работа на тези устройства, остават.
Използуваните в момента в. ч. ЛИС могат да се класифици-
рат в следните подгрупи:
—	междинночестотни усилватели — демодулатори за честот-
но модулирани сигнали (ЧМ МЧУ с демодулатори);
—	междинночестотни усилватели за амплитудно и честотно
модулирани сигнали (АМ/ЧМ МЧУ);
—	междинночестотни усилватели за видеосигнали с вграден
контрол (видео МЧУ с контрол) за черно-бяла и цветна теле-
визия;
—	схеми за управление на хоризонтална или вертикална раз-
вивка;
—	други (в.ч. предусилватели, матрици за цветна телевизия,
смесители, канални превключватели и др.).
Почти всички специализирани ЛИС са оформени в стандар-
тен двуредов корпус ТО 116 с 14 или 16 извода. Захранващото
напрежение е еднополярно, обикновено около -+-15 V, като се
гарантира работа на схемата в голям обхват на изменение на Есс.
Това е особено полезно при конструиране на портативни елект-
ронни устройства с батерийно захранване.
В страните — членки на СИВ, е усвоена звачителна част от
номенклатурата на тези ЛИС. По-нататък са изброени някои
от тях.
326
МЧ усилватели—детектори за ЧМ сигнали
Представител на тези ЛИС са аналозите на ТА А 661—Фи-
липс:
—	МАА 661—ТЕСЛА, ЧССР,
-	ТА А 661 — IPRS —СРР.
В ГДР са усвоени подобии интегрални схеми за звуковия
тракт: A220D и за видеотракта A240D.
Подобна схема — аналог на СА ЗОН (RCA), е усвоената от
фирмата УНИТРА (ПНР) схема ULN1201N.
МЧ усилватели за AM и ЧМ сигнали
В тази трупа усилватели спада TDA 440 на IPRS, СРР и
К174УР2 на ЕЛОРГ—СССР, конто са аналози на МЧ усилвател
за видеосигнали TDA 440 на фирмата Телефункен. Схемите на-
мират приложение като МЧ усилватели с регулируемо усилване
във видеочестотния тракт, синхронии детектори, предусилватели с
АРУ за смесителното стъпало на тунера или видеопредусилвател
с положително и отрицателно изходно напрежение.
Фирмата RFT — ГДР, произвежда АМ/ЧМ МЧ усилвател
А281 D, видеоусилвателя А27О D и усилвателя за AM сигнали
А244 D, който има честотна лента до 30 MHz.
Аналози на МЧ усилвател за радиоприемни устройства ТВА
120 S на Телефункен са: ЕЛОРГ, СССР —тип К174УР1 и УНИТРА,
ПНР —тип UL 1242 N.
Представител на схемите за автоматично регулиране на силата
на звука е аналогът на СА3042 (RCA), произвеждан от УНИТРА—
UL1241 N.
Схеми за формиране на управляващи импулси за хоризон-
талната развивка са: К174АФ1—ЕЛОРГ СССР (аналог на
ТВА 920, Филипс) и А250 на RFT, ГДР. Схемите ТВА 940 на
IPRS СРР и UL1261 N на УНИТРА (ПНР) са предназначени да
обработват телевизионния сигнал и да отделят синхроимпулсите
от комплектния видеосигнал, да разделят импулсите на вертикал-
на и хоризонтална развивка и да осигуряват импулси за хоризон-
гална развивка с тиристорно крайно стъпало.
Схемата ТВА 950 на IPRS (СРР) е предвидена да управлява
транзисторно стъпало за хоризонтална развивка. Тя е аналог на
ТВА 940 на фирмата ITT.
За управление на отклонителната система на верпшкал-
ната развивка може да се използува схемата TDA 1170 на
327
IPRS— CPP. Тя e предназначена за черно-бели и цветни телеви-
зионни приемници. Схемата е аналог на TDA 1170 на фирмата
SGS.
Други високочестотни специализирани ЛИС са: МЧ стерео-
мултиплексен декодер UL1601 N на УНИТРА — аналог на рА767
на фирмата Феърчайлд и предусилвателните матрици за разделя-
не на червена, зелена и синя съставка в цветните телевизионни
приемници UL1270 N УНИТРА — аналог на ТВА 530 (Филипс) и
А230 D на RFT - ГДР.
10.2. Линейни интегрални схеми в нискочестотната
техника
Развитието на микроелектрониката има отношение към нис-
кочестотната техника главно в две направления: приложение на
операционни усилватели за широка употреба (тип 709, 741, 748)
и разработка на специализирани нискочестотни интегрални схеми.
10.2.1.	Приложение на ОУ в нискочестотната техника
В литературата [17, 18, 37, 4] са описани много интегрални
схеми със значителен диапазон на приложения в нискочестотната
техника. По-долу ще бъдат представени някои конкретни схемни
решения.
10.2.1.1 Предусилватели
Схема на предусилвател с ниско ниво на шума [17] е пока-
зана на фиг. 10.24 а. Особеност на схемата е използуването на
несиметрично (само положително) захранващо напрежение. Работ-
ната точка се осигурява от делителя /?6, филтриран по ниска
и висока честота съответно от Сб и С4.
Входният кондензатор С7 определи честотата, при конто ха-
рактеристиката на усилвателя започва да спада при ниски често-
ти. Възможно е входният сигнал да се приложи и направо вър-
ху резистора 7?в; в такъв случай източникът на входен сигнал
не трябва да бъде свързан към маса. Условието се осигурява,
ако сигналът се подаде чрез трансформатор, като вместо /?б се
включи вторичната намотка на трансформатора. Усилването на
схемата е 100; кондензаторите С3 и Сб са за честотна корекция.
328
JOOpF
Фиг 10.24
329
Пропусканата лента на усилвателя на ниво 3 dB е от 20 Hz
до 20 kHz; спадането при ниски честоти се определя от С\, а
при високи честоти — от С2. Входното съпротивление е 220 2, а
еквивалентпият шум на входа не надвишава 2 pV. Схемата за-
пазва тези характеристики при изменение на Есс от 8 V до 30V
за ОУ SN 72709.
Схема на предусилвател за универсална магнитна глава на
магнетофон [17] е показана на фиг. 10.24 б. За схемата е харак-
терна честотно зависимата отрицателна ОВ, която води до необ-
ходимого за магнитофонните предусилватели повдигане на ниски-
те честоти. Усилването при ниски честоти е
^н= (1 + п ) (1 + о3 \
I	/ \	^2 /
а при високи
\	*4 ) \	^2 )
където
у __
Влиянието на Сг започва да се отразява след честотата, при коя-
то се изпълнява условието
Zx = 0,707
(в случая тази честота е 40 Hz. Усилването при ниски честоти е
над 1 000, а при високи (20 kHz) спада до около 9.
При помощта на висококачествени ОУ с малки стойности
на Uio и Iio могат да се реализират н. ч. усилватели с много
добри качества. Примерна схема на висококачествен магнетофо-
нен стереоусилвател е показана на фиг. 10.25. Усилването е около
15 dB и е равномерно от 10 Hz до 25 kHz. Изходният шум е
около — 70 dB, а подтискането на взаимного влияние на канали-
те е над 60 dB. Потенциометрите Рх и Р2 осигуряват индивиду-
ално балансиране на изходните сигнали.
В много случаи е необходимо самостоятелно и плавно регу-
лиране на ниските и високите честоти. Предусилвател с такива
възможности [41] е показан на фиг. 10.26. Коригиращите групи
са включени във веригата на отрицателна ОВ. Амплитудно-честот-
ната характеристика на усилвателя за максимални стойности на
корекциите е показана на фиг. 10.27. За да няма нелинейни из-
кривявания, изходният сигнал трябва да бъде не по-голям от
1 V, а входният — не по-голям от 100 mV.
330
331
Фиг. 10.26
В случайте, когато се налага превключване на различии ко-
рекции, може да се използува предусилвателят от фиг. 10.28 [41].
В положение 1 на ключа К корекцията е такава, че след 30 Hz
характеристиката спада с 15 dB/dec. Входното съпротивление
има следните стойности:
за /= 1 kHz /?BJ[~370 kQ,
При подаване на входен сигнал от динамичен звукоотнема-
тел (например TESLA LIFOVE, TYPE VM 2101) честотната ха-
332
рактеристика на входното съпротивление на усилвателя съот-
ветствува на честотната характеристика на звукоотнемателя. В
положение 2 на ключа честотната характеристика спада с 2U dB/
dec. Резисторът се избира според типа на използувания зву-
коотнемател. При вход накъсо към маса изходното шумово на-
прежение с около^О,8 mV. При амплитуда на изходното напре-
жение ±10 V -и^(товар /?т = 10 kQ при честота 1 kHz нелинейните
изкривявания са под 0,1 %.
10.2.1.2 Усилватели
З'а~по-голямата част от приложенията на ОУ в нискочестот-
ната техника стойностите на изходния ток са достатъчно голе-
ми. В случайте обаче, когато е необходим изходен ток от някол-
ко десетки милиампера (например нискоомен съпротивителен или
капацитивен товар), се налага да се вземат мерки за повишаване
на изходната мощност. Принципно решение на тази проблема е
показано на фиг. 10.29. Транзисторите 7/ и Г2 са средномощни
с максимално допустим колекторен ток 500 mA и разсеяна мощ-
ност 0,8 W. Резисторите и /?2 определят усилването на схемата:
л ——
/1°в-	•
При необходимост от по-голяма мощност 7\ и Т2 на свой ред
могат да служат като драйвери за по-мощни транзистори.
На фиг. 10.30 е показан усилвател с мощност 50 W. Преди
първоначалното включване трябва да се даде накъсо. След
включването — беа да е подаден входен сигнал, консумацията на
крайното стъпало се регулира на 120 mA с изменение на при
мощност 45 W изкривяванията след тази настройка би трябвало
да бъдат по-малки от 0,1 %. Изходната мощност 50 W се от-
нася за съпротивление 8 2, а за /?т = 16 Q тя трябва да бъде
наполовина по-малка.
334
Функцията предусилвател се изпълнява от ОУ тип 709
или 741. В случай че съществува възможност да се употребят
транзистори с по-високо изходно напрежение и с по-висока мак-
симална мощност Ртах, захранващото напрежение на крайното
стъпало може да се повиши от 30 на 45 V. Това позволява при
/?т = 8 Q Ртах да се повиши до 100 W.
За симетриране на крайния усилвател допринася включване-
то в ОВ на резистор 1 kQ. Полученото усилване по напрежение
е 60 dB.
10.2.1.3 Активни филтри
Реализирането на пасивни филтри* (състоящи се само от
пасивни елементи), особено при ниски честоти, е трудно поради
съществуващите процеси на затихване, взаимното влияние между
входно-изходните импеданси на филтъра и съседните му стъпала,
значителните размери на елементите при ниски честоти и др. из-
ползуването на ОУ при формирането на активни филтри позво-
лява да се преодолеят много от посочените недостатъци.
Особеностите на активните филтри, използуващи операцион-
ки усилватели, са описани достатъчно пълно в [46]. Най-важните
параметри на филтрите са: определена характеристична честота
сор, качествен фактор (Q-фактор) и усилване в лентата на про-
пускане /7(w). За нискочестотните и високочестотните филтри
е честотата на срязване, а за лентовите филтри и режекторните
филтри — средната честота на лентата. Качественият фактор Q
отразява стръмността на спадане на амплитудно-честотната ха-
рактеристика на филтъра при честотата на срязване или при гра-
ничните честоти. За лентовите филтри Q се дефинира така:
Q=
W2 —О)1
където coj и &2 са граничните честоти на пропусканата лента.
От усилването на филтъра в лентата на пропускане //(w)
най-съществена е максималната стойност /70, която се получава
при С1) = о)р. Съществена характеристика на филтрите с и чувстви-
телността М на всеки параметър към измененията в стойностите
на схемните елементи и усилването на ОУ.
С помощта на филтрите могат да се реализират вериги с оп-
ределена амплитудно-честотна характеристика, фазово-чсстотна
* Филтрите са четириполюсници с честотвоизбирателни свойства за елек-
трическите трептения.
ЗЭ5
характеристика и групово закъснение. Последният параметър
представлява производната на израза за фазово-честотната харак-
теристика по отношение на честотата и има физическия смисъл
на скорост на изменения на фазовия ъгъл във функция от чес-
тотата. Груповото закъснение е важно за вериги, в конто се
изисква линейна фазово-честотна характеристика, т. е. константно
групово закъснение.
Специфични особености на активните филтри са:
—	имат несиметрични (неуравновесени спрямо масата на
схемата) входове и изходи;
—	имат ограничен обхват на максимално допустимите входни
напрежения (определен от Uidtn на ОУ);
—	имат ограничена стойност за входния ток (определена от
максимално допустимия входен ток на ОУ, който е няколко ми-
лиампера);
—	имат изходно напрежение на несиметрия в границите от
няколко tiV до няколко стотици mV, което се измени с темпера-
турата (коефициент на температурно изменение от 1 до 100рУ/°С);
—	имат входен ток на несиметрия от няколко рА (за ОУ с
полеви транзистори на входа) и до няколко |лА (за ОУ с бипо-
лярни транзистори на входа);
—	входното съпротивление на филтъра е от няколко kfi до
няколко стотици MQ;
—	изходното съпротивление е от няколко стотици ома до
около 1 kQ;
—	усилването в лентата на пропускане на активните филтри
може да достигне до 40 dB;
—	качественият фактор, който може да се постигне за ак-
тивни филтри, достига до няколко стотици при условие, че се
използуват висококачествени пасивни елементи със стабилни па-
раметри по отношение на температурата и честотата;
—	възможност за реализиране на филтри в обхвата от 10-3
Hz до 1 MHz. По отношение на в. ч. граница филтрите за чес-
тота 1 MHz могат да се реализират с ОУ, конто имат честотна
лента около 100 MHz и висока стойност на параметъра SR. Дол-
ната честотна граница се определи от големите габарити на ре-
зисторите и кондензаторите;
—	при използуване в областта на ниските честоти активните
филтри се отличават с компактност и голяма механична якост;
—	с активните филтри могат да се реализират честотни ха-
рактеристики от всички типове — както обикновени, така и спе-
циални.
Начините, по конто се реализират активна филтри, могат да
336
бъдат различии. Класическият начин е да се включат пасивни
филтри във веригата на положителна ОВ или отрицателна ОВ на
ОУ (табл. 10.11). В случайте, когато се използува положителна
ОВ, следва да се въведе и постояннотокова отрицателна ОВ, за
да се осигури устойчивост на схемата [46].
Активен филтър
Таблица 10.11
__ _ - (
Вид на включения във веригаiа на ОВ
активен филтър
положителна ОВ ' отрицателна ОВ ।
Нискочестотен
Високочестотен
Лентов
Режекторен
нискочестотен
високочестотен
лентов
режекторен
j
I високочестотен
I нискочестотен
| режекторен
! лентов
।
Обикновено пасивните филтри, използувани при този метод»
представляват Т-образни или двойно Т-образни четириполюсници,
конто се характеризират с взаимна зависимост между схемните
елементи. Това значително затруднява настройката на филтрите.
По-големи предимства в това отношение предлага методът
за реализация чрез „неинвертиращ източник на напрежение, уп-
равляван по напрежение" [4]. По същество този източник пред-
ставлява ОУ с определено усилване ЛОв, включен по схема на
неинвертиращ усилвател. По такъв начин се постита високо вход-
но и ниско изходно съпротивление за филтъра. Усилването ЛоВ
обикновено се избира от 1 до 10 в зависимост от желания ка-
22 Електронни устройства
337
чесгвен фактор на филтъра. Принципната схема на такъв филтър
е показана на фиг. 10.31, където с Ут до Уб са означени прово-
димостите на схемните елементи, а типът на самите елементи ча
различните филтри е посочен в табл. 10.12. Резисторите RiR2 оп-
ределят усилването
-Дов = 1 + ^ •
За да се осигури постояннотоково равновесие на схемата, тряб-
ва да се съблюдава изискването за еднаквост на еквивалентните
съпротивления към инвертиращия и неинвертиращия вход на ОУ.
В табл. 10.12 освен типа на елементите за конкретен вид
филтри са приведени и формулите, по конто могат да се опреде-
лят стойностите им, или да се изчислят номиналните параметри.
С помощта на фиг. 10.31 и табл. 10.12 избраният тип филтър
може да се изчисли в следната последователност:
а.	Известна е честотата на срязване или средната честота на
лентата о)р.
б.	Известен е качественият фактор Q; за получаване на оп-
тимални резултати Q се избира в границите от 1 до 10.
в.	Задава се усилването в лентата на пропускане HQ. При
голяма стойност за Q се избира малка стойност на /70. Тук тряб-
ва да се има пред вид, че при голяма стойност на /Уо (над 10)
се получава значителна разлика между стойностите на схемните
елементи и голяма чувствителност на работните параметри на
филтъра спрямо измененията в стойностите на схемните елемен-
ти (например най-чувствителни са към влиянието на температу-
рата са кондензатооите — следователно при голяма чувствителност
на параметъра Q спрямо измененията на капацитета на конден-
заторите филтърът лесно се разстройва с изменение на темпера-
турата).
г.	Изчислява се усилването на ОУ, Лов. При н. ч. и в. ч.
филтри се приема Лов = //0, като се внимава резисторите да не
се получат с отрицателни съпротивления. Друга възможност за
определяне на Лов е в намирането на оптимална стойност, при
която чувствителността на качествсния фактор на филтъра към
измененията на схемните елементи е минимална. В този случай
се приемат еднакви стойности за С и R, т. е.
С1 = С2 = С и R^R^R^R,
и се пресмята ЛОв- Подходът е същият и при лентовия филтър,
като усилването Но не се избира предварително, а се получава
различно от Дов в зависимост от избраната стойност за Q. И в
този случай то не трябва да бъде по-голямо от 10.
338
Таблица 10.12
о
Тип на елементите и формули за пресмятане на активни филтри
Елемент от фиг. 10.31 п	Нискочестотен фИЛтър Су	Високочестотен филтър 		 	1	Лентов филтър Г		Ri
У2	Ri		С\	'	R& __
h		*2			с2 _		Су		
	Уу._		С2			 _-R* 		R.\\c2	
	1 (0р-=	-.L	. 1	.	. /ЯгОг । Q-yRA^XRA ' +\Й£-	1 (|)р= -	— V R}R2pi^2 1	l^l^l .	/^1^*2 ~0~"\Жс2	~	‘ JP' I 1 ) ' 1 mp~\\Ry +R2 1 R£yC2 '	*3-k/C1( 1 +1-! <?-</1 , 1 LVgM w V Я1 Я2 ।	1 + 1 Yl +'7?rP\c1ta+*JJ
При Сг=С2=С
1	R	1	в _ 1 Г 1 1 ®2/?2C2	1	1 4<»,c[(? + D 1 r .			, '	+Vi/Q8+8(//o-i)l : я=	4	 Лов=#о>2	|	wpC v l/Q2+8 (Af0 —1) При Z?1=/?2=/?=l/tt)pC	1 1 ic4 ^9 or	A, >*1.	О 1!	।	l ? ю k L	%	“o OS s ex	1 с	1 i 	i
	A»=3-l/(?	
д.	Пресмятат се елементите на филтъра. Тъй като номинали-
те на кондензаторите имат по-тясна гама стойности, избират се
еднакви кондензатори с подходяща оптимална стойност. Резисто-
рите се пресмятат съгласно приведените в табл. 10.12 формула
S)
Фиг. 10.32
Резисторите и /?2 от фиг. 10.31 се определят от стойността
на у4ов и от условието за постояннотоково равновесие на филтъра.
е. Избират се подходящи елементи за схемата от гледна
точка на изискванията към прецизността на филтъра. При пови-
340
тени изисквания трябва да се подбират кондензатори и резисто-
ри с минимален температурен коефициент, минимална утечка за
кондензаторите, минимални напрежения и токове на несиметрия
за ОУ и т. н.
Фиг. 10.33
ж. Филтърът се настройва. Настройката на този тип филтри
не е трудна, тъй като честотата ыр и качественият фактор Q
могат да се регулират независимо един от друг. Честотата се
настройва чрез изменение стойностите само на резисторите (или
кондензаторите). За да не се влияе на Q, съотношението между
тях се поддържа константно; Q се регулира чрез усилване-
то Дов.
Казаното дотук може да се илюстрира с няколко примера.
На фиг. 10.32 а и б са показани съответно н. ч. и в. ч. филтри.
Тъй като е избрано
R1 = R2 = R=1 kQ,
С1 = С2 = С=0,1 pF,
— 1,
за fp се получава
341
Качественият фактор
Q = 0,5.
Стойността на резистора и в двете схеми е 2 Щ за да се
осигури постояннотоково равновесие на ОУ.
При същите стойности на елементите лентовият филтър от
фиг. 10.33 се характеризира с
/, = 2,25 kHz; ЛОВ = 4,78
при
Q = 5,	kHz,
където и /2 са честотите, при конто амплитудно-честотната харак-
теристика на лентовия филтър спада с 3 dB спрямо /70.
Поради високото входно и ниското нзходно съпротивление
филтрите могат да се свързват помежду си, без да си влияят
съществено.
Режекторните филтри
нова на лентовите, като се
е възможно да се реализират на ос
използува зависимостта
където
Н (Р)реж — 1 Н (р)лент*
342
Този начин на преобразуване обаче е сложен и на практика ре-
жекторни филтри се реализират чрез включване на двоен Т-чети-
риполюсник във веригата на отрицателната ОВ на ОУ.
На фиг. 10.34 е показан режекторен филтър със затихване
около 50 dB при условие, че стойностите на схемните елементи
Фиг. 10.35
са подбрани с точност до 1 %. Резонансната честота се опреде-
ли съгласно израза
fp 'IkRC'
а лентата на режекция на ниво 3 dB е почти равна на fp.
Режекторният филтър от фиг. 10.35 позволява да се регу-
лира лентата на изрязване с помощта на потенциометъра R.
Средната честота fp при увеличаване на напрежението на не-
инвергиращия вход спрямо маса лентата се стеснява.
Един от начините за реализиране на активни филтри се
състои в използуването на схеми, еквивалентни на отрицателно
съпротивление, капацитет, индуктивност и жиратори. Без да се
спираме подробно на тези въпроси, ще посочим принципни схеми
на подобии устройства, реализирани с ОУ.
343
Схемата от фиг. 10.36 осъществява отрицателно съпротив-
ление
__ —^3^2
/вх R-[
Ако за схемата на фиг. 10.37 е изпълнено условието
тя е еквивалентна на капацитета:
и позволява да се получи капацитет до 10б p,F в зависимост от
качествата на ОУ (входни токове, дрейф и др.).
Активна индуктивност може да се получи чрез схемата от
фиг. 10.38, където входният импеданс
у ___/Твх
344
345
е еквивалентен на индуктивност —
£ =
с последователно свързано съпротивление и паралелно съп-
ротивление /?2.
Жираторните устройства се използуват при схеми на преоб-
разуватели на напрежение в ток, трайсформатори на импеданси,
индуктивности, капацитети и др. На фиг. 10.39 е показал жира-
тор, получен чрез съединяването на токов източник с отрицател-
но съпротивление. Входният и изходният импеданс на схемата са
съответно
У _ x2R.	~	_ а2/?
където
а е коефициент на пропорционалност;
/?т —товарно съпротивление;
—вътрешното съпротивление на източника на сигнал.
10.2.2. Специализирани нискочестотни линейии интегрални
схеми
Разнообразието на този клас ЛИС също непрекъснато се
увеличава. Тъй като няма възможност да се разгледат подробно
всички съществуващи схеми, тук ще се даде само един кратък
преглед на нискочестотните ЛИС, усвоени в стравите — членки
на СИВ.
Част от нискочестотните ЛИС представляват транзисторни
модули (до 3 транзистора в корпус) с изводи от емитера, базата
и колектора на всеки транзистор. Тази конструкция позволява
гъвкаво използуване на всички възможности на тези схеми. Схе-
мите представляват усилватели или предусилватели с усилване
около 70 dB, изходен ток около 40 mA, честотна лента от иоря-
дъка на 20 kHz и максимално допустима разсеяна мощност око-
ло 300 mW.
У нас се произвежда серията 1УС01 А, Б, В и Г, в СССР —
типовете К174УИ7 (аналог на ТВА 810S, Телефункен), К1УС 744
А, Б, аналозите на СА3048 — К1УС741, и на ТАА 310, Филипс —
К1УС231. ТАА310 има ниско собствено ниво на шума (около
4 dB).
Фирмата ТЕСЛА — ЧССР, произвежда сериите МАА 115, 125,
145, 225, 245 и МАА 325, 345, 435 и 525. Особено внимание за-
служават двуканалните MBA 225 и MBA 245, конто могат да се
използуват като стереоусилватели.
346
С посочените ЛИС могат да се реализират предусилватели
на слаби сигнали, микрофонни усилватели, нискочестотни селек-
тивни усилватели, стереоусилватели и други. Останалите ЛИС от
класа на специализираните н. ч. усилватели се отнасят към мощ-
ните усилватели в интегрално изпълнение. Типични представители
на този вид са едноватовите усилватели КЛУС 671 и КЛУС 731
на СССР — аналог на ТАА 300 (Филипс); ТВА 790А и ТВА 790
на IPRS, СРР — аналог на ТАА 790 (Телефункен); UL 1490 до
UL 1498 на УНИТРА — ПНР, аналог на ТАА 790. От групата на
3-ватовите усилватели могат да се посочат МАО4303 и МАО403А
на ТЕСЛА. Усвоено е и производството на 5-ватови н. ч. усилва-
тели: MBA 810, ТЕСЛА и A205D, А205К на RFT —ГДР. Макси-
малният изходен ток на 5-ватовите н. ч. у. е 3 А, а захранващото
напрежение е 20 V.
10.3. Приложение на операционни усилватели
в системи за автоматично регулиране
Постояннотоковите двигатели, конто трябва да имат постоян-
ни обороти в двете посоки, могат да се захранват от напреже-
ние с подходяща полярност, автоматично променяна при промя-
ната на товара. Една икономична регулираща схема на постоянно-
токовата мощност на източник с дадена полярност при зададена
скороет и посока на въртене на реверсируем постояннотоков дви-
гател е показана на фиг. 10.40. Изходната схема използува две
двойки симетрични мощни транзистори, при оразмеряването на
конто трябва да се отчита максималнодопустимата разсеяна
мощност на колекторите.
Потенциометърът, управляващ скоростта, се регулира до по-
ложение, което определи зададените обороти на двигателя за оп-
ределен товар. При промяната на товара скоростта проявява
стремеж да се измени, обаче управляващата схема автоматично
регулира захранващия ток на двигателя в такава посока, че влия-
нието от промяната на товара върху скоростта на двигателя да
се намали до минимум. Точността на това регулиране частично
зависи от характеристиките на двигателите и от конструкцията на
тахогенератора. Задачата на тахогенератора е да измерва скоростта
на двигателя без значение на посоката на оборотите. Сравнява-
щата схема ОУ 709 (МАА 501) с помощта на активния транзис-
тор 2Т6551 регулира захранващия ток на двигателя.
Схема за автоматично регулиране на оборотите на постоянно-
токов двигател с възможност за електронно реверсиране е пока-
зана на фиг. 10.41. Сервосистемата осъществява управление на
347
? + Е
Фиг. 10.40
Фиг. 10. 41
348
посоката и големината на оборотите на двигателя с потенциоме-
търа Р така, че в средно положение на потенциометъра двига-
телят е в}покой, а при изместване на потенциометъра към краи-
щата му оборотите нарастват в двете посоки. Полученото от
Фиг. 10.42
потенциометъра напрежение се подава на инвертиращия вход на
ОУ, към изхода на който са свързани комплементарните тран-
зистори КРУ 18 и КРУ 46. От техните колекторни съпротивле-
ния се подават сигнали към базите на комплементарните тран-
зистори 7 NU 73 и KU 602, който управляват двигателя. В об-
щага точка на колекторите на изходната двойка е въведена към
инвертиращия вход отрицателна ОВ, която определи степента на
общото усилване на стъпалото.
За стабилизация на оборотите се използува известното явле-
ние, че при натоварен двигател токът през котвата нараства.
Оборотите на двигателя, свързан към източник на постоянно
напрежение, намаляват в резултат на голямото спадане на актив-
ното съпротивление на котвата. Това спадане се компенсира в
схемата чрез повишаване на напрежението на клемите на двига-
теля. Нарастването на тока на котвата се получава като напре-
жение вьрху потенциометър 22 S2. То се подава в неинвертира-
щия вход на ОУ, в резултат от което напрежението върху кле-
мите на двигателя нарасгва в такава посока, че да компенсира
напрежението върху котвата. Големината на двете ОВ трябва
така да се регулира, че оборотите на двигателя да се намират
в допустимите толеранси и същевременно системата да не се са-
мовъзбужда.
349
Схема на сервосистема с два ОУ 741 е представена на фиг.
10.42.
При използуването на ОУ в автоматиката трябва да се взе-
мат мерки за избягване на насищането в крайното стъпало на
ОУ, особено при работа с големи входни сигнали, тъй като това
извежда схемата от линеен режим, рязко понижава бързодей-
ствието и измени условията, при конто са в сила някои идеали-
зации и опростявания във формулите за изчисление на парамет-
рите на външно свързаните елементи. Едно добро решение на
тази проблема предлага схемата, показана на фиг. 10.43. В нор-
мален режим на работа резисторът /?3 поема тока на утечка на
ценеровите диоди Дх и Д2. Нищожното напрежение върху /?3
причинява много малка утечка през диодите Д3 и Д4 в точката
на сумиране, което позволява да се получи точно определен кое-
фициент на усилване. Стойността на /?3 зависи от максималния
ток на утечка на ценеровите диоди и е не повече от 3 кй. Же-
лателно е диодите Д3 и Д4 да са планарни и да имат утечка от
порядъка на 0,1 mA при напрежение около 0,1 V, приложено в
права посока.
10.4. Безконтактни превключващи елементи на
основата на ефекта на Хол в интегрално изпълнение
При експлоатацията на сложив електронни съоръжения на
деждността им като цяло се намалява поради откази на ктавнш-
350
ните превключващи елементи. Така например при цифровите из-
числителни машини като непадеждни обикновено се проявяват
устройствата за въвеждане на данни. Освен това металните
пластинки в клавишите не контактуват рязко и еднократно, а
преминават през няколко последователни превключвания във вре-
мето до окончателното установяване на прехода от изключено
към включено състояние. Това обстоятелство налага, когато е
необходимо да се осъществява само един преход „включено" —
„изключено", да се използуват допълнителни интегриращи и
формиращи звена, при което последните изискват употребата на
активни елементи.
Една възможност за увеличаване на надеждността и качес-
тво™ на превключващите елементи от този тип, както и за об-
мен на информация между подвижни обекти, предлага употреба-
га на безконтактни клавишни устройства на основата на полу-
проводникови елементи на Хол (холотрони) и усилвател в интег-
рэлно изпълнение.
Блоковата схема на един безконтактен механичен превключ-
ващ елемент с холотрон е представена на фиг. 10.44, където 1
е подвижен магнит, 2 — холотрон, 3 — усилвател, 4 — буферен
усилвател.
Като източник на магнитен поток в системата на безконтак-
тния елемент се използуват миниатюрнн постоянни магнити (един
или два на брой) с площ от няколко квадратни милиметра, но с
високи стойности на магнитната индукция В — между 0,06 и 0,1
Т. Магнитите са разположени в подходяща механична конструк-
ция, в която те могат да променят положението си спрямо холо-
трона.
Като холотрони могат да се използуват силициеви MOS-
или повърхностно легирани (дифузионни иди имплантирани) струк-
туры [27,48]. Те се получават чрез технологията за производство
на MOS-интегрални схеми, така че наред с предимствата на
Фиг. 10.44
безконтактното въвеждане на информацията тези елементи при-
тежават качествата, характерни за микроелектронните елементи —
миниатюрни размеры, малка консумирана мощност, голягйа надеж-
дносг и високо бързодействие (холотроните са практически без-
351
инерционни). Към тях обаче се налагат две съществени изисква-
ния: да притежават висока магнитна чувствителност (в (iV/10-4 Т)
и минимално напрежение на несиметрия; това е амплитудата на
сигнала на изхода на холотрона в отсъствие на магнитно поле.
Достатъчни стойности за магнитната чувствителност са 20-4-40
mV/10“4 Т, която при В = 0,1 Т съответствува на генерирано
напрежение 20ч-40 mV. Напрежението на несиметрия е необхо-
димо да бъде по-малко от 10 mV. Холотронът може да се зах-
рапи от източник на напрежение 5-4-30 V.
Интегралният усилвател, използуван в безконтактния пре-
включващ елемент, има коефициент на усилване 2ч-104. Характер-
но за него е наличието на положителна ОВ с цел да се съэдаде
хистерезисна облает, осигуряваща рязкост и еднократност на
превключването.
Използуването на буферно стъпало на изхода на превключ-
ващия елемент се налага от изисквания за висока товароспособ-
ност и стандартни логически нива „включено" и „изключено".
Действието на безконтактния превключващ елемент е след-
ното.’ При механичен натиск върху елемента се извършва пре-
местване на магнита спрямо холотрона, с което се внася промяна
в магнитната индукция през холотрона — от BQ до В или обрат-
но, Тогава холотронът сработва и генерира холово напрежение с
определена амплитуда. Усилено от усилвателя и формирано от
буфера до необходимата амплитуда, това напрежение променя
нивото на изходното напрежение на елемента.
. На фиг. 10.45 а е представена монолитната биполярна интег-
рална схема ULN 3000 М, която може да се използува в безкон-
тактния елемент. В нея с 7 е означен холотронът, изпълняващ
функцията на генератор на постоянно напрежение. Тригерът на
Шмид 2 (вж. т. 5.2) създава хистерезис в изходните характерис-
тики, за да се осигури еднозначно изходно напрежение независи-
мо от скоростта на изменение на магнитната индукция през хо-
лотрона вместо многократни сигнали на включено и изключено
състояние, както е в случая на механичен или електромеханичен
контакт. Когато тригерът е запушен (7\ е отворен, Т2 — затво-
рен), през резистора 7?! не протича ток, поради което транзисто-
рът Т3 е също изключен. Когато тригерът е отпушен, усилвгпе-
лят 3 се включва и чрез транзисторите 7\ и токът се усилва.
Изходното стъпало 4 е образувано от „общия емитер" и от-
ворения колектор на изходния транзистор Г6. Резисторът /?2 мо-
жё да се евърже между напрежението на захранване на схемата
Ucc и колектора на така, че изходното ниво на сигнала да е
в състояние да задействува TTL-, DTL- или MOS-интегрални
логически схеми.
352
Характеристиката на предаване на описаната схема е пред-
ставена на фиг. 10.45 б. Както се вижда от нея, когато магнит-
ното поле през холотрона е под стойността Z?=0,02 Т, изходният
транзистор Т6 е запушен и схемата се намира в изключено със-
Ucc~5 V
С
-----!----1----!____I____I____I
-,О7 0,02 0,030,04 0,05 0,06 0,07 В,Т
О
Фиг. 10.45

тояние. Когато магнитното поле превиши 0,05 Т, изходният тран-
зистор се включва и провежда ток до 20 mA.
23 Електронни устройства
353
Подобии на разглежданата схема са и интегралните схеми
MH1SS1 и MH1ST1, чиито даини са систематизирани в табл. 10.13.
Таблица 10.13
Някои параметри на интегралната схема MH1SS1
Параметьр
Изходно напрежение (ниско ниво)
Изходно напрежение (високо ниво)
Магнитна индукция (ниско ниво)
Магнитна индукция (високо ниво)
Време на превключване
Захранващ ток на холотрона
Захранващо напрежение
Работен температурен обхват
Измерение	Стойност
V	<0,25
V	>3,15	'
т	<0,015
т	0,08
|1S	<0,5
mA	<15
V	5+0,1	;
°C	0--55
Система от MOS-дифузионен холотрон и ОУ може да се
осъществи в хибридно изпълнение, както е показано на фиг.
10.46. В нея ОУ има коефициент на усилване, по-висок от 104,
а положителната ОВ за осигуряването на тригерен ефект се въ-
вежда с резисторите и /?2. При холово напрежение 20ч-30
mV подходяща стойност на хистерезисната облает е 8-=-10 mV.
Комбинацията от холотрон и усилвател в микроелектронно
изпълнение е особено перспективна в автомобилостроенето — на-
пример за увеличаване на надеждността и времето на експлоата-
ция на запалителната система се въвежда електронно запалване
с безконтактно управление. За целта към разпределителния вал
се закрепват магнити (с полюси, равни на броя на цилиндрите на
двигателя), така че при въртенето му се генерират управляващи
импулси за запалване с необходимата фаза по отношение на ва-
354
ла. Подобна система позволява лесно управление на времето на
изпреварване в зависимост от оборотите на двигателя. Освен то-
ва липсата на триещи се механизми осигурява висока надеж-
дност при експлоатацията на тази система. Аналогични безкон-
тактни устройства за управление на запалването на двигателите
са особено подходящи при бъдещото микропроцесорно управле-
ние на всички системи на автомобилите.
Други перспективни области на приложение на интегралните
елементи с холотрон и усилвател са: уреди за измерване и кон-
трол на магнитни полета, магнитни записващи устройства, жи-
роскопи, миниатюрни селсини и мн. др. Има съобщения, че ин-
тегрални схеми с холотрони са използувани в телефонните апа-
рати, където генераторът на Хол заедно с ЛИС формират без-
контактно импулсите на телефонната шайба.
355
XL ПРИЛОЖЕНИЯ
В приложение 1 са систематизирани основните параметри
на операционните усилватели 702, 709, 741, 748, 101, 201, 301,
107, 108, 207 и 308.
В приложение 2 са представени параметрите на компарато-
ра тип 710, а в приложение 3 — на компаратора 711.
Параметрите на регулатора 723 са показани в приложение 4
В приложение 5 са подбрани най-важните параметри на ди-
ференциалния усилвател 3005 и 3006.
Приложение 6 представлява сравнителна таблица на ЛИС,
произвеждани от различии фирми.
В приложение 7 са представени означенията на различните
видове корпуси на ЛИС от типа ТО 99, ТО 100, ТО 116 и др.
Буквено-цифрови означения па различните работни темпера-
турни обхвати на ЛИС са представени в приложение 8.
В приложение 9 са систематизирани означенията на ЛИС,
произвеждани от различии фирми.
В приложение 10 са характеризирани накратко ЛИС, произ-
веждани в социалистическите страни.
Типични графични характеристики за ОУ тип 709 са показа-
ни в приложение И, а за ОУ 741 С —в приложение 12.
Сечение и различии проекции на корпусите за ЛИС ТО 99,
ТО 100, ТО 116 и др. са представени в приложение 13.
356
Типичнн графични характеристики за операционен усилвател тип 70)
Приложение 11.1 I
357
Приложение 11.2 I
Приложение 11.2 II
358
Приложение 11.3 I
Приложение 11.3 II
359
360
Типичнй характернотични криви за 741 С
Приложение 12.1
361
Приложение 12.2
362
0,50?
Приложение 13.1 I
TO-100
(10 извода)
H
Rth J-o ~20'c/mV/
Rth c-a^KO'c/mW
363
f.27fnax
fl/lTHiJ
8 7--.
£йАД
mnj
I 2
&
MP-48
Приложение 13.2 I
ZW. 2.54 2,54.254,2,54, 2,54,
/4 13 12 11 10 Э в
3J&niq A ^3/Tfaxt _	3 । $,0806*
6 3
I
TO-116
Rth J-c=D,08’С/mW
Rth j-a=0,16 'C/m';
Приложение 13.2 II
364
ПРИЛОЖЕНИЕ 1
	Основни параметри на операи	щонни усилватели				
	№	ПАРАМЕТЪР	СТОЙНОСТ НА ПАРАМЕТРИТЕ ЗА ОУ ' 702	709	741	748	101	201	301				тип 107	108	207	308
	1. Входно напрежение на несиметрия U.q [mV]	5,0	7,5	6,0	6,0	5,0	7,5	7,5	2,0	2,0	2,0	7,5
	2. Входен ток на несиметрия Z/o [рА]	2,0	0,5	0,2	0,2	0,2	0,2	0,05	0,01	0,0002 0,01 0,001
	3. Входен поляризиращ ток hb h*A]	7,5	1,5	0,5	0,5	0,5	0,5	0,25	0,075 0,002 0,075 0,00	
	4. Усилване min [V/mV]	2,0	15 20	20	50	20	25	50	50	50	15
	5. Обхвати на работното за- min 6,0; —3,0 ±9,0 ±5,0 ±5,0	±5,0	±5,0	±5,0	±5,0	±5,0 ±5,0 ±5,0
СО	хранващо напрежение [V] max 14; —7 ±18 ±18 ±18	±20	±20	±20	±20	±20 ±20 ±18
Си	6. Честотна лента при усил- ване = 1 BIT [MHz]	0—30 0—1,0 0—1,0 0—1.0	0—1,0	0-1,0	0—1,0	0—1,0	0—1,0 0—1,0 0—1,0
	7. Скорост на нарастване S/?[V/|is] на изходния сигнал; при усилване с ООВ=1	3,5	0,3	0,5	0,5	0,5 '	0,5	0,5	0,5	0,3	0,5	0,3
	при усилване с ООВ= —1	3,5	0,3	0,5	6,0	6,0	6,0	6,0	0,5	0,6	0,5	0,6
	при усилване с ООВ=Ю	5,0	3,0	0,5	2,0	2,0	2,0	2,0	0,5	—	0,5	—
	8. Обхват на входното напрежение Uim, max [V]	±1,5—6,0 ±1,0 ±15 ±15	±15	±15	±15	±15	±15 ±15 ±15
	9. Диференциално входно напрежение Uld, max [V]	±5	±5 ±30 ±30	±30	±30	±30	±30	±0,5 ±30 d 0,5
	10. Дрейф на входното напре- женне на несиметрия a.Uio [|iV/°C] 10	10 7,0	7,0	3,0	7,0	6,0	3,0	3,0	3,0	6,0
	11. Компенсация на несиметрията не	не да да	да	да	да	не	не не не
	12. Вътрешна компенсация	не	не да не	не	не	не	да	да не не
	13. Защита от късо. съеди- нение на изхода	не	не да да	да	да	да	да	да да да
Rth
TO-91
Приложение 13.3
ПРИЛОЖЕНИЕ 2
Параметри на компаратора тип 710
1.	Входно напрежение на несиметрия:
U. не повече от 5,0 mV
10
2.	Среден температурен коефициент на входното напреяение на несиметрия:
при съпротивление на източника =50 £2 и 7'а=0—70°С
а^0 не повече от 20pV/°C.
3.	Входен ток на несиметрия:
I.	не повече от 7,0 рА.
4.	Входен поляризиращ ток:
Z.. не повече от 45 иА.
10	‘
5.	Усилване по напрежение.*
Avd не по-малко от 1000.
6.	Бързодействие:
RT не по-лошо от 40 ns.
7.	Брой на TTL-товари на изхода:
п не повече от 1.
366
8.	Обхват на входното напрежение при Z7CC=7 V:
U. не повече от ±5,0 V.
9.	Обхват на диференциалното входно напрежение:
U не повече от ±-5,0 V.
la	—
10.	Максимален размах на изходното напрежение:
Uот от —0’5 ДО ±3,2 V.
11.	Максимално допустими захранващи напрежения:
±-С/сс—не повече от 12 V;
— Ucc — не повече от —6,0 V.
12.	Консумация на мощност:
Р не повече от 150 mW.
13.	Пълна разсеяна мощност за корпус ТО-99 при Га=70°С:
Pd не повече от 500 mW.
ПРИЛОЖЕНИЕ 3
Параметри на компаратооа тип 711
1.	Входно напрежение на несиметрия при съпротивление на източника /?5=200 2:
U. не повече от 5,0 mV.
ю
2.	Входен ток на несиметрия:
/. не повече от 5,0 иА.
ю
3.	Входен ток на поляризация:
не повече от 100 цА.
10	*
4.	Усилване по напрежение*’
Avd не по-малко от 700.
5.	Бързодействие (време за реакция):
RT не по-лошо от 40 ns.
6.	Брой на TTL-товари на изхода:
п не повече от 1.
7.	Време за стробиране:
ST не по-малко от 40ns.
8.	Обхват на входното напрежение:
U. не повече от ±7,0 V.
9.	Обхват на диференциалното входно напрежение:
Uid не повече от ±5,0 V.
10.	Максимален размах на изходното напрежение:
Uот от —t0 до ±5,0 V.
11.	Напрежение на стробиращия сигнал:
Us не повече от 6,0 V.
12.	Максимално допустими захранващи напрежения:
Ucc не повече от 14,0 V.
Ucc не повече от —7,0 V.
13.	Максимално допустим ток на изхода (върхова стойност):
1от не повече от 50 шА.
14.	Максимално допустима разсеяна мощност: корпус ТО-116 при Ta~l(fC:
Pd не повече от 300 mV.
367
ПРИЛОЖЕНИЕ 4
Параметри на регулатор тип 723
1.	Обхват на входното напрежение:
U(fn минимум от 9,5 до —40 V;
Uim максимум от 40 до —9,5 V.
2.	Изходно напрежение:
Uo минимум от 2,0 до —37 V;
7/омаксимум от 37 до —2,0 V.
3.	Изходен ток: 1О максимум — не повече от 150 mA.
4.	Коефициент на стабилизация по отношение на входа:
IR максимум 0,1%.
5.	Коефициент на стабилизация по отношение на товара:
IL максимум 0,6%.
6.	Коефициент на изглаждане на пулсациите (при 120 Hz):
RF не по-малко от 74 dB.
7.	Ток на празен ход: максимум 5 mA.
8.	Минимална допустима разлика между входното и изходното напрежение при
максимален изходен ток:
U. — U —не по-малко от 3,0 V.
I о
.9. Температурен коефициент на изходното напрежение:
aUio не повече от 0,015 процентное.
10.	Опорно напрежение: Ure/— в обхвата от 6,8 до 7,5 V.
ПРИЛОЖЕНИЕ 5
Параметри на диференциален усилвател тип 3005,3006
1.	Входно напрежение на несиметрия:
типично U. — 2,6 mV.
to
2.	Входен ток на несиметрия:
типично: /. =1,4 р-А.
3.	Входен поляризиращ ток:
типично: / , = 19и,А.
lb 1
4.	Съотношение между работните токове на празен ход:
Ай 1 АС
типично г =1,05.
Ат
5.	Напрежение на входния сигнал:
несиметрично: (/^=±3,5 V;
симетрично: Z/.rf=-f-3,5 до -2,5 V.
6.	Обхват на действие на АРУ (от максимално усилване по напрежение до пъл-
но запушване) при честота 1,75 MHz:
не по-малко от —60 dB.
7.	Усилване по мошност при честота 100 MHz:
Gp — в каскодна схема:’Сд=20 dB;
GP — като дифер. усилвател: Од =16 dB.
368
8.	Коефициент на шума при честота 100 MHz:
—	в каскодна схема: /V/7—7,8 dB;
—	като дифер. усилвател: NF=7& dB.
9.	Коефициент на потискане на синфазните сигнали при честота 1 kHz:
CMRR не по-малко от 101 dB.
10.	Работен честотен обхват:
BW от 0 до 120 MHz.
11.	Захранващи напрежения:
максимум ±12 V за тип 3005;
максимум ± 6 V за тип 3006.
12.	Пълна разсеяна мощност за корпус ТО-100:
P(i типично 300 mW.
ПРИЛОЖЕНИЕ 6
Сравнителна таблица на линейни интегрални схеми,
произвеждани от различии фирми
ФИРМА
Фирмено означение на линейната интегрална схема
ФЕЪРЧАЙЛД	’1А702 ;iA709 чА741 ;лА723 рА710 рА711 — —
МОТОРОЛА	МС1712 МС1709 МС1741 МС1723 МС1710 МС1711 — —
НЕЙШЪНЪЛ
СЕМИКЪНДЪКТЪР —	LM709	LM741 LM723 LM710 LM711 — —
ТЕКСАС
ИНСТРУМЕНТС SN72702 SN72709 SN72741 —	SN72710 SN72711 --------------
СЕСКОЗЕМ — Фр. SFC2.702 SFC2.702 SFC2.741 SFC2.723 SFC2.710 SFC2.711-
СИМЕНС —ГФР —	— ТВА221 ТВА723 —	—----------------------
СИГНЕТИКС	S, N5709 S, N5741 S, N5723 S, N5710 S, N5711 — —
RCA	СА3031	—	СА741 —	—	— СА3005, 3006
ТЕСЛА — ЧССР	— MAA501-F4 МАА741 МАА723 — — МА3005, 3006
ТУНГСРАМ — УНР	ТА741
УНИТРА — ПНР
RFT —ГДР	А109	АПО
IPRS —СРР	₽А741	CLB2711
ЕЛОРГ — СССР	—	К1УТ531А К140УД7	К521СА2 К521СА1
ПК „Електронни		
елементи*—НРБ —	1У0709	1У0741	
24 Елем ровни устройства
369
ПРИЛОЖЕНИЕ 7
Буквено-цифрови съкратени означения на различните
видове корпусы на линейни интегрални схеми
ФИРМА
Означения на корпусите
ТО—99	ТО—116	ТО—116	МР-48	ТО-91
ТО—100	хермет.	лят	мини	плосък
ФЕЪРЧАЙЛД	н	D	Р	Т	F
МОТОРОЛА НЕЙШЪНЪЛ	G.R	L	Р	Р2	F
СЕМИКЪНДЪКТЪР ТЕКСАС	H,G	D, J	N	N	F, W
ИНСТРУМЕНТС	L	J	N	Р	Н, U, Z, W
СЕСКОЗЕМ СИМЕНС	С,А	К	Е	D В	Р
СИГНЕТИКС	Т, К, О, в	F, I	А, В	V	W,Q
RCA	т	D	Е	—	—
ТЕСЛА — ЧССР — корпус ТО-99 — МАА501, МАА502,	МАА504,
корпус Т0-100 — МАА723, МАА723Н; МА3005, 3006
корпус ТО-116 — МАА503.
ТУНГСРАМ — УНР— корпус ТО-116—ТА72702.
RFT —ГДР —корпус ТО-116—А109С, В109С, А110С, ВНОС.
IPRS — СРР —корпус ТО-116—А741.
ПК „ЕЛЕКТРОННИ ЕЛЕМЕНТИ"—НРБ — корпус ТО-99—1У0709,	1У0709 С.
ПРИЛОЖЕНИЕ 8
Буквено-цифрови означения на различните работни
температурни обхвати на линейни интегрални схеми
-55 до 1J50
ФИРМА
Означения на температурния обхват
0 до 70°С	—25 до 85° С —40 до 85°С
ФЕЪРЧАЙЛД	С	С	С	м
МОТОРОЛА НЕЙШЪНЪЛ	14, 13, С			15,—
СЕМИКЪНДЪКТЪР ТЕКСАС	3, С	2		1
ИНСТРУМЕНТС	72			52
СЕСКОЗЕМ	С	Т	V	М
СИМЕНС	В	Е		С
СИГНЕТИКС	NE, S			SE, S
RCA	С			
370
ТЕСЛА —ЧССР
RFT — ГДР
IPRS —СРР
ПК ПЕЕ“ — НРБ
МАА503, МАА504
А109С, А110С
ЗА741
1У0709С
МАА501, МАА502
В109С, ВНОС МАА723, МАА723Н
1У0709
ПРИЛОЖЕНИЕ 9
Кодове на означенията на линейните интегрални схеми,
произвеждани от различии фирми
За означаване на типа на ЛИС върху корпуса на прибора, а също и при
заявка фирмите използуват различии кодови означения. По-долу е посочено тъл-
куването на кодовете; означенията на типа на приборите са посочени в прило-
жение 6, а означенията на типа на корпусите и работния температурен обхват —
в приложение 7. Показана е и последователността, в която фирмите дават ин-
формацията за прибора чрез кодовите означения.
1,	Фирма ФЕЪРЧАЙЛД
Фирмено	Тип на прибора Тип на	Температурен
означение	корпуса	обхват
Пример: p,A741DC — операционен усилвател тип 741, херметизиран двуредов
корпус, работен температурен обхват 0 до 70°С.
2.	Фирма МОТОРОЛА
2.1.	Първи начин:
Фйрмено Тип на прибора	Тип на	Температурен
означение	корпуса	обхват
Пример: MCI710LC — компаратор тип 710, херметизиран двуредов корпус
ТО-116, работен температурен обхват 0 до 70°С.
2.2.	Втори начин:
Фирмено	Температурен Тип на	Тип на корпуса
означение	обхват	прибора
Пример: MCI496G — работен температурен обхват 0 — 70°С,
модулатор-демодулатор, метален корпус ТО-99.
3.	Фирма НЕЙШЪНЪЛ СЕМИКЪНДЪКТЪР
Фирмено	Температурен	Тип на Температурен
означение	обхват	корпуса обхват
Прим ери: Първи начин — LM101H — температурен обхват от —55 до 125°С,
прецизен операционен усилвател тип 01, метален
корпус Т099.
Втори начин — LM709HC — операционен усилвател тип 709, метален
корпус ТО-99, работен температурен обхват 0 до 70°С.
4.	ТЕКСАС ИНСТРУМЕНТЕ
Фирмено	Температурен
означение	обхват
Пример: SN72702 — температурен обхват
тип 702, лят корпус ТО-116.
Тип на	Тип на
прибора	корпуса
0 до 70°С, операционен усилвател
371
5.	СЕСКОЗЕМ
Фирмено	Тип на	Тип на	Температурен
означение	прибора	корпуса	обхват
Пример: SF.C2723EC — регулатор тип 723, лят корпус ТО-116, работен тем-
пературен обхват от 0 до 70°С.
6.	СИМЕНС
Фирмено	Температурен	Тип на	Тип на
означение	обхват	прибора	корпуса
Пр и мери: ТАВ0723А— температурен обхват от Одо 70°С, регулатор тип
723, корпус ТО-116.
ТАА521А — температурният обхват не е специфициран, операцио-
нен усилвател тип 709, корпус ТО-116.
7.	СИГНЕТИКС
Фирмено ©значение	Тип на	Тип на
и температурен	прибора	корпуса
обхват
Приме ри: NE5709K — температурен обхват от 0 до 70°С, операционен усил-
вател тип 709, метален корпус ТО-99.
S5711V — температурен обхват от —55 до 125°С, двоен компара-
тор тип 711, мини-двуредов корпус МР-48.
8.	Фирма RCA
Фирмено	Тип на	Температурен
означение	прибора	обхват
Пример: СА3741С — операционен усилвател тип 741, работен температурен
обхват от 0 до 70°С.
Р. Фирми от социалистическите страна
При усвояването на линейните интегрални схеми в редовно производство
всяка страна поема производство то на определен тип ЛИС от установената на
световния пазар номенклатура.
Установени твърди правила за означаване на J-ИС все още няма и означе-
нията на конкретна ЛИС се определят по преценка на нейния производител.
В приложения 8, 9, 10 са посочени типовете ЛИС и техните модификации
по отношение на типа на корпуса и работния температурен обхват.
ПРИЛОЖЕНИЕ 10
Линейни интегрални схеми, произвеждани
в социалистическите страни
МАА115, МАА125, МАА145
МАА225, МАА245
МАА325, МАА435, МАА525
МВА225, МВА245
ТЕСЛА, ЧССР
— тристъпални линейни интегрални усил-
ватели за слаби сигнали;
работен температурен обхват—55 до 125°С.
— двойни тристъпални линейни интеграл-
ни усилватели.
372
MBA 125, MBA 145
MA3000
MA3005, MA3006
MAA661
MA0403, MA0403A
MAA550
MBA810, MBA810A
MAS560
MAS561
MAA501, MAA502, MAA503,
MAA504; MAA741, MAA741C
MAA725, MAA725B, MAA725C
MAA725H, MAA725J, MAA725K
MAA723, MAA723H
MAA436
IPRS, СРР
|8A74l
CLB2711
TAA661
TBA790, TBA790K
TAA550
CBA940, TBA950
TDA440
TDA117O
RFT, ГДР
A109C, B1O96
A110C, ВНОС
AD220
AD281
— диференциален усилвател.
— компенсиран диференциален усилвател;
работен температурен обхват: от —55
до 125°5,
— високочестотен диференциален усилва-
тел за обхвата от 0 до 120 MHZ,
— МЧ/ЧМ операционен усилвател; рабо-
теи температурен обхват 0 до 70°С.
— нисточестотни средномощни усилватели
до 3,5 W.
— интегрален стабилизатор на напреже-
ние 33 V.
— нискочестотен средномощен усилвател
до 5.0 W.
— двойнопревключващ 4-канален ключ за
избор на ТВ програма, реагиращ на до-
косване.
— двойнопревключващ 6-канален ключ за
избор на радиопрограмм, реагиращ на
докосване.
— операционни усилватели, аналози на тип
;’.А709, съот. *лА741.
— измерителен операционен усилвател.
W	W	» '	» ' V	»	V ’ w	»
— регулатор на напрежение, аналог на
рА723.
— интегрална схема за управление на
трнаци и тиристори.
— операционен усилвател, аналог на
»tA741. Работен температурен обхват
о г 0 до 70° С.
— двоен компаратор, аналог на рА711,
работен температурен обхват от 0
до 70° С.
—	МЧ/ЧМ усилвател-детектор.
—	средномощни нискочестотни усилватели
съответно 1 и 2.
— температурно стабилизиран източник
на опорно напрежение 33 V.
— схема за разделяне на синхроимлулсше
в черно-бели или цветни ТВ приемници
— телевизионен видео-МЧ усилвател за
черно-бели и цветни ТВ приемници.
— интегрална схема за вертикално откло-
нение в ТВ приемници.
— операционен усилвател, аналог на А709.
—	компаратор, аналог на |1А710.
—	МЧ усилвател за AM-звук в ТВприек-
ници.
— регулируем АМ-ЧМ усилвател.
373
ПК „Електронни елементи*, НРБ
1УТ01А, 1УТ01В 1УТ02А, 1УТ02В 1УТ03А 1УС01А, 1УС01Б, 1УС01В, 1УС01Г 1У0709, 1У0709С	— серия диференциални усилватели за ВЧ сигнали. Корпус Т0-100 с 12 извода. — серия тристъпални, линейни усилватели. — операционен усилвател, аналог на
1У0741, 1У0741С	рА709; корпус ТО-99. — операционен усилвател, аналог на J1A741. Корпус ТО-99.
Електроноргтехника (ЕЛ ОРГ) — СССР
К153УД2	— операционен уеилвател, аналог на
К153УДЗ, К1УТ53А К140УД7	I1M101. — операционен усилвател, аналог на |1А709. — операционен усилвател, аналог на
К140УД7	|1А741. — операционен усилвател с полеви тран- зистор на входа; аналог на |iA740.
К521СА1	— двоен диференциален компаратор, ана- лог на рА711.
КА521СА2	— единичен диференциален компаратор,
К174АФ1	аналог на рА710. — формиращо устройство на импулси за синхронизация по редове; аналог на ТВА920 (Сименс).
К174УИ7	— МЧ усилвател за черно-бели и цветни ТВ приемници. Аналог ’ на TDA440 на
К174УИ7	Телефункен. — нискочестотен усилвател по мощност. Аналог на ТВА810 S — Телефункен.
К174УР1	— МЧ-усилвател на звуковия сигнал в ТВ приемник, аналог на ТВА 120 S — Филипс.
К1УС744А, Б	— усилватели на мощност, аналог на ТАА300 — Филипс.
374
ЛИТЕРАТУРА
1.	Garb re ch t, К., K. U. Stein. Siemens Forsch.-u. Entwickl.-Ber. Bd. 5,
313, 1976.
2.	Giacoletto, L. Differential Amplifiers. Wiley, New York, 1970.
3.	С 1 a у t о n, G. Operational Amplifiers. Butterworths, London, 1971.
4.	Tobey, G., J. Greame, L. Huelsman. Operational Amplifiers.
Design and Applications. Burr-Brown and McGraw-Hill, New York, 1971.
Г p e ъ м, Д., Д. Тоби, П. Хюлсман, Проектирование и применение операцион-
ных усилителей. Мир., М., 1974.
5.	В а г n a, A. Operational Amplifiers. Wiley, New York, 1971.
6.	Smith, J. Modern Operational Circuits Design. Wiley, New York, 1971.
7.	Волгин, Л. Линейные электрические преобразователи для измерительных
приборов и систем. Сов. радио, М., 1971.
8.	Grebe n е, A. Analog Integrated Circuit Design. Van Nostrand Reinold
NewYork, 1972. Гребен, А. Б. Проектирование аналоговых интегральных
схем. Энергия, М., 1976.
9.	Graeme, J. Applications of Operational Amplifiers. McGraw Hill, New York,
1973.
10.	Дор он кин, И. и др. Линейные интегральные схемы. Техника, Киев, 1973.
11.	Половников, Д. Решающие усилители. Энергия, М., 1973.
12.	Шил о, В. Линейные интегральные схемы. Сов. радио. М., 1974.
13.	Таков, Т., И. Стоянов. Линейни интегрални схеми. Техника, С., 1974.
14.	М а г с h a i s, J. L’ amplificateur operationel et ses applications. Masson ct Cie
Paris, 2me ed., 1974. Марше, Ж. Операционные усилители и их применение,
Энергия, Ленинград, 1974.
15.	Lenk, J. Handbook of Modern Solid State Amplifiers. Prentice Hall, New York,
1974.
16.	H e r r i c k, G. Operational Amplifiers: Theory and Servicing. Prentice-Hall, New
York, 1974.
17.	Linear and Interface Circuits Applications. Dallas, Texas Instruments, 1974.
18.	S e s с о s e m. Amplificateurs operationels. Manuel d’applications CTL. Thomson
CSF, tomel, 2me edition, 1974.
19.	Sescosem. Les regulateurs de tension. Manuel d'applications CTL. Thomson
CSF, tome 2, 2me edition, 1974.
19a. Prens ky. Manuel of Linear Integrated Circuits. Prentice-Hall, Reston, 1974.
20.	Wai t, J., L. Huelsman, G. Korn. Introduction to the Operational Amplifier.
Theory and Applications. McGraw-Hill, New York, 1975.
21.	Rutkowski, G. Handbook of Integrated Circuit Operational Amplifiers. Pren-
tice-Hall, New York, 1975.
22.	Kalvoda, R. Operational Amplifiers in Chemical Instrumentation. Wiley,
New York, 1975.
23.	Roberge, J. Operational Amplifiers: theory and plactice. Wiley, New York,
1975.
24.	Connelly, J. Analog Integrated Circuits, Devices, Circuits, Systems and,
Applications, Wiley, New York, 1975.
25.	Hnatek, R. Applications of Linear Integrated Circuits. Wiley, New York
1975.
375
26.	Г у тн ик ов, В. С. Применение операционных усилителей в измерительной
технике. Энергия, Ленинград, 1975.
27.	Смолов, В. Б. и др. Микроэлектронные цифро-аналоговые преобразователи
информации. Энергия, Ленинград, 1976.
28.	Stout, D. Handbook of Operational Amplifier Circuit Design. Ed. by M. Kauf-
man, McGraw-Hill, New York, 1976.
29.	xModern Applications of Linear IC‘s. Blue Ridge Summit, New York, 1976.
30.	Lenk, J. Manuel for Operational Amplifier Users. Reston, 1976.
31.	Nonlinear Circuits Handbook. Ed. by D. Sheingold, Norwood, 1976.
Справочник по нелинейным схемам. Под ред. Д. Шейнголда, Мир, М , 1977.
32.	Функциональные устройства на интегральных микросхемах дифференциаль-
ного усилителя. Под ред. В. Найдерова, Сов. радио, М., 1977.
33.	RCA Linear Integrated Circuits, 1967.
34.	Й о м и ш е н, Д. Рационално използуване на интегралните схеми. Техника, С ,
1975.
35.	Алексеенко, А. Основы микросхеме техники. Изд. второе, Сов. радио, М.,
1977.
36.	Г о н о р о в с к и й, И. Радиотехнические цепи и сигнали. Сов. радио, М., 1964.
37.	Fairchild the Complete Linear Book, Book one, 1974.
38.	Нейчев, С. Национална научна сесия „Приборостроене 75“,С., том 2,50,
1975.
39.	Нейчев, С., Т. Димитрова. Трета научно-техническа конференция по прило-
жение на уредостроенето и изчислителната техника в промишлеността,
Габрово, 218, 1975.
40.	Димитрова, М., И. Банков. Импулсни схеми и устройства. Техника, С.,
1977.
41.	TESLA Prikladny pouziti linearhich integrovanych obvodu. 1972.
42.	RCA Silicon Power Circuits Mannuel, 1967.
43.	Кишева, П. Радио и телевизия, кн. 2, 21, 1977.
44.	TESLA ROZNOV, New Products, 1977.
45.	Функциональные устройства на интегральных микросхемах дифференциально-
го усилителя. Под ред. В. Зайферова, Сов. радио, М., 1977.
46.	Маринов,оЮ. Основи на радиотехниката. Техника, С., 1974.
47.	Касабов, Й., Н. Велчев. Електропромишленост и приборостроене, 9, №4, 71,
1974.
48.	Велчев, Н., С. Нейчев. Трета научно-техническа конференция по прило-
жение на уредостроенето и изчислителната техника в промишлеността, Габрово,
241, 1975.
376
СЪДЪРЖАНИЕ
Предговор............................................................ 3
I. Линейни интегрални схеми. Дефиниции. Означения и измер-
ване на основните параметри
Р.1 Общи бележки..................................................... 7
1.2 Наименование и означение на параметрите.......................... 9
1 3 Дефиниции на параметрите на операционни и диференциални усилвате-
ли. Методи за измерване на някои параметри .................... 16
1.4	Дефиниции на параметрите на ЛИС — стабилизатори на напрежение 31
1.5	Дефиниции на параметрите на ЛИС-компаратори....................  33
II.	Операционни усилватели
2	1 Общи бележки . ................................................ 37
2.2	Чринципна схема на операпионния усилвател...................... 38
2.3	Схеми на различии типове операционни усилватели...............  44
III.	Особености при използуването на операционни усилватели
в практиката
3.1	Общи бележки ................................................... 55
3.2	Основни формули при операционните усилватели. Преценка на прибли-
жението............................................................. 57
3.3	Влияние на товарното съпротивление и усилването на синфазните сиг-
нали ............................................................... 59
3.4	Дрейф и шум в	операционните усилватели........................ 61
3 5 Влияние на nectOTara. Устойчивост на операционен усилвател с отри-
цателна обратна	връзка. Методи за ,честотна	корекция......... 78
3	6 Практически изисквания при работа с операционни	усилватели ....	91
IV.	Линейни устройства с операционни усилватели
4
4.1	Буферен усилвател............................................... 93
4-2 Инвертиращ усилвател............................................ 94
4	3 Неинвертиращ усилвател.......................................   95
д.4 Суммращ усилвател............................................... 96
4.5	Интегратор..................................................... 98
4.6	Диференцираща схема........................................... 100
д.7 Постояннотокови диференциални усилватели ...................... 102
.8 Мултиплексорни усилватели....................................  111
\9 У*ДМ-усилватели................................................. 121
4.10	Изолиращи усилватели......................................... 131
4.11	Стробиращи усилватели ........................................ 135
377
V.	Нелинейни схеми с операционни усилватели
5.1	Компаратори — специализирани линейни интегрални схеми........... 143
5.2	Компаратори с операционни усилватели............................ 151
5.3	Ограничители.................................................... 156
VI.	Преобразувателни устройства
6.1	Преобразуватели ток-напрежение.................................. 161
6.2	Преобразуватели напрежение-ток.................................. 169
6.3	Преобразувател напрежение-честота............................... 171
6.4	Цифрово-аналогови	преобразуватели................................ 176
6.5	Аналогово-цифрови	преобразуватели................................ 183
6.6	Преобразуватели за	абсолютна стойност............................. 196
6.7	Преобразуватели на	относителна грешка на резистор в напрежение .	205
VII.	Генераторни схеми с операционни усилватели
7.1	Генератори на синусоидални сигнали............................... 212
7.2	Генератори на правоъгълни импулси................................ 221
7.3	Генератори на линейно напрежение................................. 228
7.4	Генератори на стъпаловидно напрежение............................ 230
VIII.	Стабилизатори на напрежение с линейни интегрални схеми
8.1	Общи бележки...................................................... 234
8.2	Линейни стабилизатори на напрежение с операционни усилватели . .	237
8.3	Линейни стабилизатори със специализирани ЛИС. Стабилизатор на нап-
режение 723 ........................................................... 241
IX.	Приложение на операционните усилватели в измерителната
техника
9.1	Схеми за измерване на резистори................................. 258
9.2	Схеми за	измерване	на кондензатори............................ 264
9.3	Схеми за	измерване	и регулиране на	температури................ 268
9.4	Схеми за	измерване	на параметрите	на полупроводникови елементи 277
9.5	Схема на	електронни	електромери................................ 283
9	6 Схема на	електронни	разходомери за топлинна енергия............ 287
X.	Други приложения на линейни интегрални схеми
10.1	Линейни интегрални схеми във високочестотната техника........... 291
10.2	Линейни интегрални схеми в нискочестотната техника.............. 328
10.3	Приложение на операционни усилватели в системи за автоматично регу-
лиране ......................................................... •	.	347
10.4	Безконтактни лревключващи елементи на основата на ефекта на Хол в
интегрално изпълнение................................................ 350
XI.	Приложения
Литература	 375
378
ЕЛЕКТРОННИ УСТРОЙСТВА С ЛИНЕЙНИ ИНТЕГРАЛНИ СХЕМИ
Автори; инж. Славейко Киров Нейчев инж. Боян Минков Цонев
инж. Недко Добрев Ботев к. ф. м. н. Николай Борисов Велчев
Рецензеити: доц. к. т. и. инж. Стефан Ангелов Вълков к. т. н. инж. Кирил Иванов Конов
Първо издание
Научен редактор ннж. Елисавета Мутафова
Художник Маруся Майдачввска
Художник-редактор Мария Димитрова
Технически редактор Владимир Манов
Коректор Анушка Михайлова
9533121511
Код 03	- - Иэдаталски № 10955 Лит. трупа III-2
о192—о—7 о
Дадена за набор на 10. V. 1978 г.
Подписана за нечат на 11. IX. 1978 г.
Излязла от печат на 15. IX. 1978 г.
Формат 60x84/16 Печатни коли 23,75
Издателски коли 22,16 Тираж 4090 Цена 1,86 лв
Държавно изда)елстио „Техника" б\'л. Руски 6—София
Държавна нечатница	Димитров"—jp. Ямбол
Забелязанн печатни грешки
Електронни устройства с линейни интегрални схеми
Стр.	I Ред	Напечатано	Да се чете	По вина на
7	3 отдолу	1	106	103	автора
23	7 отдолу	। честного	частного	коректора
25	2 отгоре	ДЕСС	।	*е~	автора
61	9 отгоре	високочестотните	нискочестотните	1	
97	форм. (4.13)	j = l	„ i	i,j = l	автора
103	форм. (4.27)		R3R1- R2R1	печатница
104	форм. (4.41)	v0-vr	v0-vr- ’ vn	коректора
140		фиг. 4.58	фиг. 4.57	коректора
275		фиг. 921	фиг. 9.19		п