В.Н.Данилин, А.И.Кушниренко, Г.В.11етров
АНАЛОГОВЫЕ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ СВЧ
В.Н.Данилин, А.И.Кушниренко, ГВ.Петров
АНАЛОГОВЫЕ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ СВЧ
МОСКВА „РАДИО И СВЯЗЬ" 1985
ББК 32.844.1
Д 18
.УДК 621.3.049.774.029.64.037.33
Данилин В. Н. и др.
Д 18 Аналоговые полупроводниковые интегральные схемы СВЧ/В. Н. Данилин, А. И. Кушниренко, Г. В. Петров. — М.: Радио и связь, 1985. — 192 с., ил.
70 к. 17 000 экз.
Изложены вопросы, связанные с разработкой и изготовлением аналоговых полупроводниковых микросхем СВЧ диапазона. Подробно описаны активные и пассивные ‘элементы микросхем и приведены их эквивалентные схемы и методы расчета. Детально рассмотрены особенности расчета и реализации некоторых функциональных узлов устройств СВЧ диапазона в виде полупроводниковых микросхем. Описана технология изготовления таких устройств.
Для инженерно-технических работников, занимающихся проектированием аппаратуры СВЧ диапазона.
ББК 32.844.1
6Ф0.3
приемно-усилительной
2403000000-060
Д----------------103-85
* 046(01)-85
Рецензенты:
кандидаты техн, наук В. Г. БАТУРА и Ю. 3. ДАНЮШЕВСКИЙ
Редакция литературы по электронной технике
ВАЛЕНТИН НИКОЛАЕВИЧ ДАНИЛИН, АНАТОЛИЙ ИВАНОВИЧ КУШНИРЕНКО, ГАРРИ ВАСИЛЬЕВИЧ ПЕТРОВ
АНАЛОГОВЫЕ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ ОДЕМЫ СВЧ
Редактор М. М. Лисина. Обложка художника В. Н. Давыдова. Художественный редактор Н. С. Шеин. Технический редактор Т. Н. Зыкина. Корректор Л. С. Глаголева ИБ № €82
Сдано в набор 5.11.84	Подписано в печать 28.12.84
Т-24036 'Формат 60X9071-; Бумага тип. № 3 Гарнитура литературная Печать высокая .Усл. печ. л. 12,0 Усл. кр.-отт. 12,375 Уч.-изд. л. 13,66 Тираж 17 000 экз. Изд. № 20414 Зак. № 113	Цена 70 коп.
Издательство «Радио и связь». 101000 Москва, Почтамт, а/я 693
Московская типография № 5 ВГО «Союзучетиздат» 101000 Москва, ул. Кирова, д. 40
© Издательство «Радио и связь», 1985
ПРЕДИСЛОВИЕ
Успехи технологии изготовления активных приборов СВЧ диапазона привели к созданию полупроводниковых микросхем, все элементы которых выполнены в объеме или на поверхности полупроводникового кристалла. Разработкой и промышленным освоением производства полупроводниковых микросхем в настоящее время занимаются многие крупные фирмы США, Европы и Японии. Аналогичные работы ведутся и в СССР. В ближайшее время ожидается появление серийных образцов таких микросхем, предназначенных для применения в приемопередающей и измерительной аппаратуре дециметрового и сантиметрового диапазонов длин волн.
Проблемам расчета и изготовления полупроводниковых СВЧ микросхем посвящено большое число статей, но эти публикации разбросаны по многочисленным, большей частью иностранным, журналам. Поэтому вполне закономерен интерес разработчиков микросхем и устройств на их основе к обобщающим работам, отражающим современное состояние и Проблемы технической реализации этих микросхем.
В предлагаемой книге впервые изложены вопросы расчета и производства полупроводниковых СВЧ микросхем на основе арсенида галлия. Авторы не претендуют на исчерпывающую полноту изложения всех вопросов, затронутых в книге, так как вновь появляющиеся материалы научных иследований открывают новые возможностй в технологии изготовления активных полупроводниковых приборов и микросхем на их основе.
Введение и гл. 1. 3, 7 написаны авторами совместно, § 1.6 и гл. 8 — В. Н. Данилиным, гл. 2—4 — А. И. Кушниренко, гл. 5, 6 — Г. В. Петровым.
Авторы и издательство будут весьма признательны за отзывы о книге, которые следует направлять по адресу: 101000 Москва,, Почтамт, а/я 693.
ВВЕДЕНИЕ
Гибридные интегральные схемы (ГИС) СВЧ диапазона широко применяются в системах радиолокации, радионавигации, связи и передачи информации. Быстрое развитие СВЧ техники требует массового производства микросхем, предназначенных для этих частот. Изготовление большого числа ГИС даже одной серии затруднено из-за необходимости их индивидуальной настройки. Использование в качестве компонентов ГИС дискретных транзисторов, диодов, резисторов и других дискретных пассивных электрорадиоэлементов, выполненных в кристалле полупроводника (бескорпус-ных компонентов), не решает проблемы, так как и в этом случае невозможно обеспечить воспроизводимость характеристик микросхем из-за погрешностей установки и присоединения компонентов, а также за счет разброса их параметров. Кроме того, наличие большого числа проволочных внутрисхемных соединений не позволяет существенно расширить полосу пропускания даже при использовании более высокочастотных транзисторов.
Последние достижения в технологии производства активных СВЧ приборов (особенно полевых транзисторов с затвором Шот-ки), с одной стороны, и потребность в большом числе идентичных модулей с улучшенными электрическими характеристиками, меньшими габаритными размерами и повышенной надежностью, с другой, послужили толчком для создания полупроводниковых интегральных микросхем СВЧ диапазона, все активные и пассивные элементы которых, включая межэлементные соединения, выполнены в объеме и на поверхности полупроводника (рис. В.1).
Полупроводниковые микросхемы обладают следующими достр-инствами: малыми габаритными размерами и массой; относительно низкой стоимостью (при массовом производстве); воспроизводимостью характеристик; широкополосностью; повышенной надежностью; высокой плотностью размещения элементов и функциональных узлов на кристалле. Эти преимущества определяются непосредственно технологией производства. Чем меньше размер кристалла, в котором изготовлена микросхема, тем больше процент выхода годных ИС и тем ниже их. стоимость, так как в едином технологическом цикле одновременно изготавливается большое число микросхем. Малые размеры кристалла упрощают корпуси-рование и герметизацию микросхем. Высокая разрешающая способность фотолитографии, используемой для задания геометрических размеррв активных приборов и пассивных элементов цепей согласования, улучшает воспроизводимость характеристик ИС. Снижение числа проволочных внутрисхемных соединений и кон-4
тактных площадок, оказывающих паразитное влияние, позволяет расширить ^полосу пропускания и повысить надежность полупроводниковых ИС по сравнению с ГИС.
Изготовление микросхем в кристалле полупроводника накладывает ряд конструктивных ограничений и значительно усложняет их разработку. Размеры кристалла малы, и не всегда схемотехнические методы, применяемые в ГИС, приемлемы для полупроводниковых ИС. Кроме того, в полупроводниковых микросхемах сложно, а иногда и невозможно выполнять настроечные операции для получения требуемых характеристик. Это заставляет более тщательно подходить к проектированию ИС на основе машинных методов расчета и оптимизации. Необходимо также точно контролировать технологические процессы, связанные с производством активных приборов, для обеспечения воспроизводимости характеристик микросхем. К недостаткам ИС следует отнести невысокую добротность пассивных элементов цепей согласования из-за повышенных потерь в металлизации и ограниченный уровень выходной мощности (обычно не более 10 Вт).
Идея изготовления СВЧ устройств в кристалле полупроводника не ярляется новой. Еще в 1964 г. в США были предприняты попытки создать приемопередающий модуль в кристалле кремния, предназначенный для применения в самолетной РЛС с фазированной антенной решеткой (ФАР) [1]..Но из-за невозможности сохранения полуизолирующих свойств кремния после высокотемпературных процессов диффузии получались подложки с большими потерями, которые не годились для создания ИС. Следующим этапом в развитии полупроводниковых микросхем явились попытки изготовления входных каскадов приемного модуля на частоту
Пленочный резистор Конденсатор
Слой, первичной металлизации
Катушка Слои вторичной индуктивности металлизации
Конденсатор |
Заземление через	Заземляющая плоскость
отверстие в кристалле на обратной стороне кристалла
п~слой, подвергнутый протонной бомбардировке
Буферный слой
Лолу изолирующий GaAs
Резистор Изолятор
Рис. ВЛ. Полупроводниковая ИС на основе арсенида галлия, изготовленная методами эпитаксиального выращивания n-слоев и изоляции элементов протонной бомбардировкой
5
94 ГГц. Использовались диоды с барьером Шотки и диоды Ганна на основе GaAs [1]. Однако лишь с разработкой таких универсальных активных приборов, как ПТШ, и развитием технологии их изготовления на основе GaAs появилась реальная возможность создания ,полупроводниковых, микросхем различных СВЧ устройств. Первая такая микросхема была изготовлена в 1975 г. в Англии и представляла собой однокаскадный СВЧ усилитель [2]. В настоящее время уже имеются опытные образцы микросхем повышенной степени интеграции, объединяющие на одном кристалле несколько функциональных узлов.
Изложенный в книге материал относится к аналоговым микросхемам, предназначенным для преобразования и обработки сигналов, изменяющихся по закону непрерывной функции. Следует, однако, отметить, что технология изготовления аналоговых полупроводниковых ИС на основе GaAs подобна производству цифровых микросхем и микросхем на приборах с зарядовой связью. Поэтому возможно объединение’ на одном кристалле аналоговых и цифровых устройств, что позволит осуществлять предварительную обработку информации. Примерами могут служить микросхемы аналого-цифровых преобразователей для РЛС [3]. Арсенид галлия обладает хорошими пьезоэлектрическими свойствами и на нем можно создавать приборы на поверхностных акустических волнах [4]. Это дает дополнительные возможности для проектирования малогабаритных цепей обработки сигналов.
Большинство разработанных полупроводниковых микросхем предназначено для сантиметрового диапазона длин волн. Минимальные значения паразитных элементов делают перспективным использование полупроводниковой технологии для производства ИС миллиметрового диапазона. Но для этих микросхем существует ограничение, связанное с изготовлением активных приборов. На частотах свыше 30... 50 ГГц применение ПТШ даже с такой малой длиной затвора, как 0,3... 0,5 мкм, может стать малоэффективным. Объединение на одном кристалле полупроводника помимо ПТШ таких двухполюсных приборов, как диоды Ганна и лавинно-пролетные диоды, имеющие большие, чем ПТШ, предельные частоты, вызывает серьезные технологические трудности из-за различия требований к полупроводниковым структурам. Кроме того, для СВЧ усилителей, использующих отрицательное дифференциальное сопротивление этих двухполюсных приборов, необходимы циркуляторы, которые сложно изготовить на кристалле полупроводника. Поэтому ведутся работы как в направлении повышения рабочих частот ПТШ за счет дальнейшего уменьшения длины затвора и (или) применения других полупроводниковых материалов, так и в направлении создания новых активных приборов, таких как транзистор с проницаемой базой (ожидаемые рабочие частоты свыше 100 ГГц), успешно развиваемых в СССР ПТШ на основе гетероструктур [5], и активные полосковые линии на полупроводниках с отрицательной объемной проводимостью [6]. Вопросы, связанные с принципами работы, из-6
готовлением и применением этих активных приборов, требуют особого внимания и выходят за рамки настоящей книги.
Основными полупроводниковыми приборами, применяемыми в существующих ИС, являются диоды с барьером Шотки и ПТШ. Технология изготовления, расчет характеристик этих диодов и устройств на их основе достаточно хорошо освещен в отечественной литературе [7]. Поэтому несмотря на то, что диоды с барьером Шотки находят широкое применение в микросхемах смесителей и детекторов сантиметрового и миллиметрового диапазонов длин волн, далее в основном будут рассмотрены полевые транзисторы.
Особенностью разработки полупроводниковых микросхем является тесная взаимосвязь вопросов проектирования и технологии изготовления активных и пассивных элементов. Поскольку процесс производства ИС весьма сложный и дорогостоящий, необходимо развитие точных методов анализа характеристик отдельных элементов и микросхем для сокращения времени и стоимости разработки ИС. Поэтому основное внимание в книге уделено именно этим вопросам, а также описанию некоторых микросхем различных аналоговых СВЧ устройств. Технологии изготовления СВЧ микросхем посвящена отдельная глава, куда вошли лишь наиболее общие технологические операции.
Одной из проблем, от решения которой в немалой степени зависит целесообразность производства и применения полупроводниковых микросхем, является обеспечение воспроизводимости их характеристик. Методика оценки воспроизводимости приведена на примере расчета автогенераторов и может быть использована для анализа микросхем других устройств.
Кроме GaAs для изготовления СВЧ микросхем применяют Si. В этом случае подложкой служит сапфир, на котором выращивают тонкие монокристаллические пленки Si. Производство микросхем по технологии кремний-на-сапфире является более дешевым, чем на основе GaAs, но применение таких ИС в настоящее время возможно только до частоты 2... 3 ГГц. Схемотехнические методы и расчет цепей согласования на пассивных элементах для обоих видов микросхем в целом совпадают. Различие заключается в изготовлении полупроводниковых приборов и их характеристиках. Далее, где не будет специально оговорено, основное внимание уделено микросхемам на арсениде галлия, которые могут успешно применяться вплоть до миллиметрового диапазона длин волн.
ГЛАВА 1
ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ С ЗАТВОРОМ ШОТКИ
В настоящее время основными активными приборами в микросхемах являются полевые транзисторы с затвором Шотки (ПТШ) благодаря простоте изготовления и возможности применения во многих устройствах СВЧ диапазона. Эти транзисторы более универсальные, чем двухполюсные приборы (диоды Ганна, лавиннопролетные диоды), и позволяют получать лучшие электрические и эксплуатационные характеристики устройств малой и средней мощности при частотах До 30 ГГц.
Варианты топологии металлизации используемых в ИС транзисторов изображены на рис. 1.1, а поперечное сечение активной области между контактами истока (И) и стока (С) показано на рис. 1.2. Эпитаксиальный n-слой (NA= (0,5... 2) • 1017 см-3) выращивают на полуизолирующей полупроводниковой подложке или на промежуточном буферном слое, который улучшает свойства кристаллической решетки на границе раздела n-слоя и высокоомного полупроводника, а также препятствует диффузии примесей из подложки в n-слой. Полевые транзисторы на эпитаксиальном активном слое, изготовленные с применением буферного слоя, обладают большей крутизной и меньшим уровнем шумов по сравнению с транзисторами без буферного слоя. Изоляция активной об-
Рис. 1.1. Варианты топологии металлизации полевых транзисторов с затвором Шотки
Рис. 1.2. Поперечное сечение структуры полевого транзистора с затвором Шотки: 1 — обедненная область под затвором; 2 — внешняя часть обедненной области под затвором; 3 — обедненная область над подложкой (буферным слоем); 4 — проводящий канал; 5— внешняя область истока; 6 — внутренняя область транзистора; 7 — внешняя область стока; 8— подложка или буферный слой
8
ласти ПТШ от других элементов достигается протравливанием п-слоя до буферного слоя (формирование меза-области) или протонной бомбардировкой, увеличивающей удельное сопротивление п-слоя. В качестве затвора Шотки в ПТШ используется узкая полоска (0,5... 1 мкм) напыленного на поверхность полупроводника металла. Контакты истока и стока являются омическими.
1.1.	ПРИНЦИП РАБОТЫ
При подаче положительного напряжения Uc,c на контакт стока по отношению к напряжению £/и.и на контакте истока в п-слое начинает протекать электронный ток в направлении от истока к ргоку. Под контактом затвора образуется обедненная область, в которой подвижные носители практически отсутствуют. Толщина этой области в направлении оси у может быть изменена при приложении напряжения между затвором и истоком и3.я, что приводит к изменению проводимости канала под затвором. Протекающий через канал ток создает падение напряжения вдоль его длины. В результате часть затвора, расположенная ближе к стоку, оказывается сильнее смещенной в обратном направлений, чем противоположная. Это приводит к соответствующему расширению обедненной области.
При фиксированном U3.« ток в канале ПТШ увеличивается пропорционально положительному напряжению на контакте стока Uc.c до определенного значения, при котором обедненная область расширяется почти до полного перекрытия канала, а скорость электронов достигает скорости насыщения. При дальнейшем увеличении напряжения на стоке ток в канале практически не меняется. Область вольт-амперной характеристики (ВАХ), где ток стока пропорционален напряжению Uc.c, называют крутой, а область, где ток достигает насыщения,— пологой. Напряжение, при котором наступает насыщение тока, зависит от электрофизических параметров полупроводника, геометрических размеров и напряжения t/з.и. Ток в канале ПТШ обусловлен дрейфом основных носителей, поэтому быстродействие прибора определяется только скоростью изменения заряда под затвором.
1.2.	СТАТИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
Для расчета и разработки топологии полевых транзисторов с затвором Шотки и микросхем на их основе необходимы модели прибора, отражающие физические процессы в нем. Рассмотрим одну из таких моделей, описывающую наряду с электрическими характеристиками шумовые свойства. Аппроксимация зависимости скорости дрейфа носителей от напряженности электрического поля, принятая в этой модели, приведена на рис. 1.3 [8].
Для упрощения анализа в структуре ПТШ выделяется внутренняя область — собственно транзистор и внешние области истока и стока. Насыщение тока в канале собственно транзистора выз-
9
Рис. 1.3. Аппроксимация зависимости дрейфовой скорости электронов от напряженности электрического поля
4
Рис. 1.4. Поперечное сечение активной области модели транзистора
вано насыщением скорости носителей, и соответственно канал транзистора под затвором делится на две части I и II (рис. 1.4)t граница между которыми является областью, в которой продольная (в направлении оси х) составляющая вектора напряженности электрического поля впервые достигает значения напряженности поля насыщения £н-
С увеличением напряжения на стоке обедненная Область расширяется в направлении к стоку. При этом возникает область в которой электроны тоже движутся со скоростью насыщения. Существующие аналитические модели для учета влияния этой области на характеристики прибора либо не совсем корректны, либо не позволяют получить достаточно простые аналитические выражения [9]. Поэтому будем считать, что напряжение на стоке не очень велико, область III пренебрежимо мала и напряжение в конце области II равно Uc. Такой режим характерен для малошумящих транзисторов. Напряжения на границах собственно транзистора равны ии и Uc и отличаются от напряжений £/и.и и Uc.c на величину падения напряжения на сопротивлении соответствующей пассивной внешней области и контакта.
Статические характеристики ПТШ определяются из закона непрерывности полного тока в канале транзистора. Поскольку диффузионный ток через контакт затвора мал по сравнению с дрейфовым током в канале, можно считать, что токи в областях I и II одинаковы и равны
Ic = qn (х) рЕ (х) b (x)W,	(1-1)
где п(х)—концентрация носителей заряда в канале; р. — подвижность носителей в слабом поле; Е(х) —напряженность электрического поля; Ь(х) —толщина проводящей части канала; W — ширина затвора. Предполагается, что на участке I подвижность носителей постоянна и к нему применима теория Шокли, а на участке II наступает насыщение скорости носителей и для распределения потенциала вводится аналитическая аппроксимация решения двумерного уравнения Пуассона. Большинство приведенных ниже выражений будет иметь более простую форму записи, если ввести следующие обозначения:
8 = [([/и-[/,и+[/д)/[/0р/2) (1.2); (1.3.)
10
где t/n, — напряжения на истоке и стоке собственно транзит стора; U'c — напряжение в канале на границе участков I и II относительно истока; С/д— диффузионный потенциал;' С/о = = ^да2/(2е8о)—напряжение смыкания (или отсечки); а — толщина активного /2-слоя; Мд— концентрация примесей; s — относительная диэлектрическая проницаемость полупроводника; 8о — диэлектрическая проницаемость вакуума.
Напряжение смыкания характеризует активный /2-слой и является условным напряжением, которое необходимо приложить между затвором и каналом без*учета высоты барьера Шотки для полного обеднения канала от носителей ([/H=t/c:==O), т. е. для смыкания обедненной области с подложкой.
Согласно теории Шокли для области I делается ряд допущений, некоторые из которых не совсем справедливы для СВЧ транзисторов с малым отношением длины канала к толщине активного /г-слоя L/a, Для транзисторов с большим отношением Lfa (согласно численной двумерной модели при Lfa^b [10]) предполагается, что в канале за счет протекания тока возникает градиент напряжения в направлении оси х и одновременно возникает градиент в обедненной области по оси у. При этом считается, что составляющие электрического поля в обедненной области по оси х и в канале по оси у пренебрежимо малы. В этом случае падение напряжения dU(х) на элементе dx длины канала можно записать следующим образом:
dU(x)=--------------=г dx,	(1.4)
qNa р. aW (1—у)	v '
где у — нормированная глубина пространственного заряда на расстоянии х от начала области I, равная
~y^{[U (х)-из.и+ия]/и0}1/2_	(1.5)
Выражение (1.4) с учетом (1.5) можно переписать
Icdxl(qN^aWU0) = 2 y(\ — y)dy.	(l.G)
Интегрирование (1.6) по х от 0 до Li или по у от s до р позволяет получить выражение для тока в канале области I
Ic=(q Уд р,а WUJLJ [p2-s2_(2/3) (p’-s’)]. -	(1.7)
Толщина канала (в направлении оси у) на границе между областями и в области II считается постоянной и равной
Ьк = а(1— р).	(1.8)
По определению в конце области I продольная составляющая вектор'а напряженности электрического поля равна Еа. Тогда ток в этой точке канала
Ic=q NRlxaEs (1— p)W.	(1.9)
11
Из равенства выражений (1.7) и (1.9) можно найти Ц как функцию напряжений С/3.и и U'c
ц	tP2—s2—(2/3) (рз—S3)	л
£h!	1 P
Падение напряжения в области I, вызванное протеканием тока /с» определяется из (1.2) и (1.3) следующим образом:
Uc~Ua=U0(p*-s*).	(1.11)
При расчете пологой части ВАХ необходимо определить распределение потенциала в области II. Для этого решают двумерное уравнение Пуассона, учитывая равномерное распределение доноров и пространственный заряд потока носителей. Предполагается, что плотность носителей постоянна по длине и сечению канала. В качестве граничных условий используют распределение потенциала на обоих концах области II и напряженность электрического поля Е(Ц)=ЕЯ. Тогда приближенное значение падения напряжения между стоком и истоком
Uc,a = Uc-Ua^U0(p*-s*) + (2a/n) Eash [л/(2а) 12). (1.12)
Совместное решение уравнений (1.7), (1.9) и (1.12) позволяет рассчитать ВАХ собственно транзистора. Напряжение, соответствующее границе между крутой и пологой областями ВАХ, находится из (1.10) при L\ = L (L2=0) n U'c=Uc.
1.3.	ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ
Эквивалентные схемы полевого транзистора с затвором Шотки для малых сигналов приведены на рис. 1.5. Значения элементов этих схем зависят от геометрических размеров прибора, параметров полупроводника и приложенных напряжений. Следует учитывать, что полученные выше ВАХ рассчитывались для собственно транзистора. При вычислении ВАХ транзистора в целом необходимо учитывать падение напряжения на сопротивлениях R3, Ra и Rc- Ток стока ПТШ полностью определяется напряжениями на стоке Uс и затворе U3.K при фиксированных остальных параметрах*
Рис. 1.5. Эквивалентные схемы для малых сигналов:
а — внутренней области — собственно транзистора; б — транзистора в целом с учетом внешних областей
12
В каждой точке ВАХ транзистора может быть записано выражение для полного дифференциала тока
7С = (5 Л/5 ^з.и) I t7c.n=const f/з-и “Ь 7c/t) Uс-и)IU 3.n=const d ^с-и-Частные производные имеют размерность проводимости и характеризуют транзистор при малых сигналах
dIcldUSM=So — крутизна ПТШ на низких частотах;
д/с/дС/с.и=1/#с.и, Яс.и — дифференциальное сопротивление канала.
Дифференциальное сопротивление канала
₽0.„=^=2p(4^+E„ch(iZ,')^.	(1.13)
д /с	“1С	\2а	) а /с
Величина dpldlc получается дифференцированием (1.9)
dpld Ic = -\!(qN^aEnW).	(1.14)
Аналогичным образом из (1.10) находим
dL2 ____dLi ___dLr dp	__ ____Л_____ /2 p C/o	।	\
dlc	dlc dp dlc qNjriiaE^W	\ EK 1—p)
(1.15)
Подставляя (1.14) и (1.15) в (1.13), получаем
2pU0 Г ch L2 ) —11 -J-fjjLjCh L2 )/(l — p)
_____L \2 a / J______________\2a	)______ qN^aE^W
(1.16)
Крутизна транзистора на низкой частоте определяется с учетом выражений (1.3) и (1.9)
q N^lia EnW dp
и з.и	;
2sUq ds
(117)
Для нахождения dplds воспользуемся тем, что {/с.и—const. Тогда из (1.12) получим
d(/c„ = [/0 (2pdp—2sds) — £Hch [n/(2a) L2] dLx = 0.	(1.18)
Соотношение между dL\, dp и ds получается при дифференцировании (1.10)
— dL1 — dp[2p + EhL1-------1 —ds2s(1~s) .	(1.19)
Uo 1 П P U9(i—p) J 1— P
Из (1.18), (1.19) определяем производную
dp		(1—s) ch [л/(2а)£2]—(1—p)______	(120)
ds	[2p(l — p) + £HLi/l/0] ch [n/(2a)L2] — 2p(l-p)	'
и, подставляя в (1.17), находим крутизну:
_ qN^pca E^W___________(1—s) ch (n/(2a) L2] — (1—p)_____
0	Uo	[2p(l— p) + £HLi/t/0] ch [n/(2a)L2]—2p(l— p) ‘
(1-21)
13
С ростом частоты необходимо учитывать влияние конечного времени пролета носителей через канал транзистора. Приближенный способ этого учета основан на рассмотрении активной области канала как передающей линии без потерь. Тогда между токами в конце и в начале канала будет существовать фазовый сдвиг on, который учитывается в выражении
ST=Soe~,WT.	(1.22)
Время пролета носителей через канал может быть определено как суммарное время пролета электронов через области I и II
dx , Ч dx
где v=}iE(x) —дрейфовая скорость; ии — скорость насыщения носителей. После интегрирования получаем
т = Uo Р2—s2 — (4/3) (р«—s») +(1/2) (р*—s*) + L2 ,j 2зу »Е2п	(1-р)2	он *	'
Сопротивление между затвором и истоком R3.a, которое канал оказывает переменному току, приближенно вычисляется как средняя величина сопротивления Rc(x) между истоковым краем канала (х=0) и точкой с координатой х:
/?3.и = ~г~ $	(Х) ^Х.
L о
В области I сопротивление определяется выражением Rc(x) = U0(y2—s2)IIc, а в области II
(*)= Г ^о(Р2-«2) + —	(x-Ljl //с.
После интегрирования (1.24) с учетом (1.6) находим величину R3.u'.
₽а.и= {2^дна W (-P^±--S2	+
ъ V	\ /g у у тс	о	£
_|_S2P3—\ +	4- /2а_\2 Ен Г ch 2L (£_£х)_ I'll .
3	]	Iс	\ л / /(* I 2л	_| j
(1-24)
(1.25)
Емкость между затвором и истоком С3.и определяется как изменение пространственного зарйда за счет изменения напряжения затвор — исток
г ___ dQ
ЗИ“ ^з.и
Uc H=const •
Пространственный заряд под затвором равен сумме зарядов областей I, II и краевой области на истоковом конце затвора. Эта область аппроксимируется 1/4 цилиндра с радиусом as, рассеченного вдоль продольной оси двумя взаимно перпендикулярными 14
плоскостями. Тогда заряд этой области и емкость соответственно равны
Q.-Vee«ro«s’; =	(*-2П
2	и V8.H *
Заряд в областях I и II может быть вычислен интегрированием элементарных зарядов
Qi + Qn = ^ У qNjiaydx.
о
Используя соотношения (1.6) и (1.9), находим выражения для заряда Qi и емкости Ci
Qi =	Г	_ 1 (/?4_s4) Я . (J 28>
£2Н (1 Р) L О	*	J
с' - > {Г2<1—р)а+ 4	-
2sEH(l—рг Ч	3
_2_(p4_s4)-|^_ _2S2(1_S)(1_р)} .	(1.29)
2	J as	)
Заряд области II в предположении постоянной толщины слоя пространственного заряда, равной ар, можно определить следующим образом:
С = gs° Р Г ( Li__________Li __2 n	।
П a s L\ Р 1—Р " Е-я / ds
Qu =W j qNn apdx—qN^ ap W (L—LJ. (1.30) Л
В этом случае с учетом (1.10) емкость области II
2s(1—s)Uq п (1— Р)Ен _Г
(1.31);
Суммарная емкость затвор — исток C3m = Ck + Ci+Ch. Емкость между затвором и стоком С3.с определяется как изменение пространственного заряда за счет изменения напряжения затвор — канал, вызванное напряжением сток — исток:
dQ
U з и== const •
Выражение для вычисления этой емкости ввиду громоздкости здесь не приводится, но может быть получено по аналогии с выражением для емкости С3.и после дифференцирования (1.28) и (1.3р). Следует заметить, что емкость С3.с приблизительно в 5 ... 50 раз меньше емкости С3.и.
Кроме описанных элементов эквивалентной схемы собственно транзистора необходимо учитывать влияние внешних областей, ухудшающих динамические характеристики прибора (рис. 1.5,6). Значения паразитных элементов, характеризующих это влияние, можно считать независимыми от напряжения смещения. Исключением является сопротивление которое состоит из суммы сопро-
15
тивления омического .контакта стока и сопротивления n-слоя, расположенного от контакта стока до канала. Этот слой ограничен с двух сторон обедненными областями под затвором и над границей раздела л-слой — подложка, которые зависят от напряжений на стоке и затворе. Следовательно, сопротивление п-слоя будет зависеть от приложенных напряжений. Пока нет достаточно точной аналитической модели этой области, поэтому пользуются приближенной моделью, не учитывающей указанного эффекта. Сопротивление /?и также состоит из суммы сопротивлений омического контакта и л-слоя.
Выражения для и Яя можно записать следующим образом 17]:
Яс = RLC/W+La.6/(q и a'W) ;
Яя = RL„/W + £3.и/(<7 Уд р a W),	(1.32); (1.33)
где
R = 1/....РС . cth 1/	1	;
Г qNR ра Г q NR jx apc
Pc — удельное сопротивление омического контакта.
Индуктивность L3.m и сопротивление R3 представляют собой эквивалентное сопротивление отрезка линии передачи с потерями, разомкнутого на одном конце. Эквивалентное сопротивление металлической полоски длиной W, шириной L и высотой t определяется из выражения
₽8 = (1/3)рмГ/(Ю, .	(1.34)
где ри — удельное сопротивление металлизации затвора.
В транзисторах с малой длиной затвора L сопротивление R3 достигает значительной величины. Для уменьшения этого сопротивления затвор разбивают на несколько секций, как показано на рис. 1.1. Если суммарная ширина затвора W одинакова, то сопротивление металлизации затвора транзисторов, изображенных на рис. 1.1,а,б, R'3=R3/4, а для транзисторов, изображенных на рис. 1.1,в,г, R'3=R3/16, где R3 — сопротивление металлизации затвора транзистора с одной затворной секцией.
Емкость Сс.и представляет собой емкость зазора между проводящими плоскостями, расположенными на диэлектрической подложке. Эти плоскости при одинаковой длине металлических контактов Lh=Ac = Lm.k и расстояниях до затвора L3.„ = L3.C можно рассматривать как отрезок связанных линий шириной £м.к-|-£з.и и зазором L между ними. Емкость зазора
Сс.и « 880 W/n Arch [14-2 (£м.к 4- £3.и)/£] « 8s0 W/я In [4 (£м.к 4-
+ £3.и)/£[.	(1.35)
Емкость Сс между контактной площадкой стока и металлизацией на обратной стороне кристалла, емкость С3.с.м между контактами затвора и стока, аналогичные емкости Си, С3.и.м для контактной площадки истока, а также индуктивность затвора £3.м и ем-16
кость Сс.и могут быть рассчитаны по формулам, приведенным в гл. 2, если рассматривать контактные площадки как отрезки линий передачи.
Экспериментальные данные [11] показывают, что описанная выше модель дает завышенные значения сопротивления /?с.н на пологом участке ВАХ. Подобное расхождение нельзя объяснить токами утечки через подложку, так как в реальных структурах с заземленной металлизацией на обратной стороне кристалла на границе раздела канал —-подложка возникает область пространственного заряда (см. рис. 1.2), препятствующая инжекции носителей из канала в подложку. Поэтому определенный интерес представляет модель, учитывающая накопление носителей в канале и позволяющая более точно моделировать характеристики ПТШ [11]. Принятая аппроксимация зависимости скорости дрейфа электронов (рис. 1.6)
jр Е, Е^.ЕН', ( он, Е > £н.
(1.36)
Как и раньше, считаем, что на границе областей I и II напряженность электрического поля достигает порогового значения, а скорость носителей утах максимальна. В области II скорость носителей уменьшается до скорости насыщения и не зависит от Е. Из условия непрерывности тока (1.1) следует, что в области II происходит накопление носителей заряда, компенсирующее уменьшение скорости УтахМд=унл, где п— некоторая средняя концентрация носителей в области II. Принятая аппроксимация v(E) не учитывает переходной области, в которой скорость носителей уменьшается. В реальных случаях протяженность этой области даже при невысоких напряжениях на стоке пренебрежимо мала.
Распределение потенциала в канале области II получается, как и раъгее, при решении двумерного уравнения Пуассона. Область пространственного заряда аппроксимируется прямоугольником. Тогда распределение потенциала в канале
U(x)=U0(P*-s*) + f (-1)-Amsh[(2m+1) лх/(2а)]. (1.37) т—0
В рассмотренной выше модели в разложении (1.37) был учтен только член нулевого порядка. Однако результаты численного моделирования показывают, что влияние остальных членов становится существенным вблизи стокового конца канала [9]. Поэтому лучшие результаты можно прлучить, если учесть члены нуле-
Рис. 1.6. Аппроксимация зависимости дрейфовой скорости электронов от напряженности электрического поля для модели, учитывающей накопление носителей в канале
17
вого и первого порядков. Граничное условие при x=L свяжем с накоплением заряда, величина которого
или
Q = qNaa(l —р) (L—Lj) (р £н/он— 1)
Q = 86o a (1—р)/(£—£х) (El-Es) (L-LJ,
_ г. dU (х) где El= ах
канала. t
x=l — напряженность поля на стоковом
(1.38)
(1.39)
конце
Из (1.38) и (1.39) получаем выражение для граничного условия при x=L
£L = £H(l+a),	(1.40)
где a=qNa(L—Ц)/(ее0) (ц/он—1/£н). Тогда падение напряжения между стоком и истоком
Uc.B=U0(p*-s2)+ Ц^Ча+а) х оЛ I
xth[s-(L-£1)]+2sh[£-(L-LJ]}-	(L41)
Первый член в скобках отражает влияние накопленного заряда на падение напряжения на участке II. При малых значениях Uc оба члена в скобках дают примерно одинаковый \вклад в величину падения напряжения. Однако по мере увеличения напряжения на стоке вклад второго члена быстро возрастает. Из (1.9), (1.10) и (1.41) можно найти выражение для сопротивления сток — исток где
В = — —— th Г — (L—^) 1 + л L — L1 L 2а 7 J
+------------------H2ch Г — (L—LJ 1 .
Ch2 [л (L—L!)/(2a)]	L2a v 17 J
Аналогичным образом можно получить выражение для крутизны
S0 = [?A^a£H r/(2sf/0)](dp/ds),	(1.43)
где
dp =2s	3(1—р) —B(l—s)
ds . 6р (1—р)—2Вр(1—р) — BEkL-l/Uq
Обе рассмотренные модели предполагают равномерное распределение примесей по глубине n-слоя. По мере развития технологии многократной селективной ионной имплантации, позволяющей получать произвольный профиль легирования, возникает не-18
обходимость в адекватных аналитических моделях. Описание таких моделей приведено в [12].
При использовании ПТШ в усилителях и генераторах СВЧ диапазона важными параметрами, характеризующими предельные возможности прибора, являются максимальная частота генерации fmax, граничная частота [т и максимально возможный коэффициент однонаправленного усиления <U. Паразитные элементы внешних областей прибора зависят от геометрических размеров и технологии изготовления контактов. Даже для транзисторов с одинаковой активной областью значения этих элементов могут существенно отличаться. Поэтому при сравнении предельных возможностей приборов более наглядным становится учет только внутренней области — собственно транзистора.
Граничная частота fT или частота отсечки, при которой модуль отношения тока короткого замыкания на выходе каскада с ОЙ к току на входе (через емкость Сзи) равен единице:
1^1 =
'вх I
Тогда из эквивалентной схемы собственно транзистора
/т = 5т/(2л С8.и).	(1.44)
Максимально возможный коэффициент однонаправленного усиления по мощности характеризует усиление транзистора с нейтрализованной внутренней обратной связью согласованного на входе и выходе цепями без потерь
V = S? /?с.и/(4 q и Я,и) =	(1.45)
Максимальная частота генерации /шах определяется как Частота, до которой коэффициент однонаправленного усиления по мощности превышает единицу
и возможно самовозбуждение транзистора:
St I /~^с.и __ /т ~1 /"*с.и 4лСз.и V *з.и 2 V *з.и ’
(1.44) — (1.46) показывает, что основным спо-
f max
(1.46)
Анализ выражений собом улучшения характеристик транзистора является увеличение его добротности 5Т/С3.И.
В качестве активных приборов полупроводниковых микросхем, кроме ПТШ, возможно применение полевых транзисторов с изолированным затвором, имеющих структуру металл — окисел — полупроводник (МОП). Основным сдерживающим фактором при изготовлении МОП-приборов является трудность создания диэлектрической пленки, так как на GaAs и InP, в отличие от Si, очень трудно вырастить стабильный собственный окисел. Нанесение других окислов требует высокотемпературных процессов, значительно ухудшающих свойства полупроводника. По мере решения этой проблемы следует ожидать появления СВЧ микросхем с МОП-при-борами. Сравнительный анализ на основании численных двумерных моделей транзисторов показывает, что МОП-приборы долж-
19
Таблица 1.1
Параметры ПТШ и МОП-транзисторов
Транзистор	So, мА/в	Сз.и» пФ	| /т, ГГц
МОП	• 14	0,1	22
ПТШ	16	0,15	16
ны обладать лучшими характеристиками, чем ПТШ [13]. В табл. 1.1 приведены значения элементов эквивалентной схемы этих транзисторов и граничная частота fT. Геометрические размеры и электрофизические параметры n-слоя GaAs одинаковые (L=l мкм, .Л7д= 1 -1017 см-3, ц = 3800 см2/(В-с), а = 0,14 мкм, толщина окисной пленки 0,01 мкм). Улучшенные высокочастотные свойства МОП-транзисторов объясняются тем, что присутствие окисла уменьшает крутизну So в меньшей степени, чем емкость затвор — исток. Экспериментально полученные результаты подтверждают выводы численного моделирования.
Кроме применения полевых транзисторов исследуется возможность применения в микросхемах СВЧ диапазона биполярных планарных транзисторов на GaAs [14]. В этих приборах эпитаксиальный n-слой служит коллектором, а области базы и эмиттера получаются с помощью ионной имплантации.
1.4. ШУМОВЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
рсновными видами шумов в полевых транзисторах с затвором Шотки являются: тепловой шум канала, дробовой шум, обусловленный токами утечки затвора, шум генерации-рекомбинации и фликкер-шум. С ростом частоты вклад каждого из видов изменяется, и на высоких частотах, где применяются ПТШ, шумовые свойства прибора определяются в основном тепловым шумом. Этот шум обусловлен термическим возбуждением электрюнов проводимости в кристалле, приводящим к их хаотическому движению. Следовательно, тепловой шум существует даже при отсутствии внешнего электрического поля. Когда к кристаллу полупроводника приложено внешнее электрические поле, электроны ускоряются и достигают средней скорости дрейфа. Эта дрейфовая скорость определяется балансом энергии, получаемой электронами от поля и отдаваемой атомам , полупроводника при столкновениях. Чем больше случайных столкновений, тем больше электронов рассеивается на атомах решетки и, следовательно, возрастает шум. Таким образом, рассеяние электронов определяет шум и дрейфовую скорость, которая характеризуется подвижностью электронов в слабых полях. Чем больше подвижность, тем больше поток электронов и меньше среднее квадратическое шумовое напряжение в той части полупроводника, где скорость не достигает насыщения (внешние области истока, стока и канал области I).
20
Диффузия электронов также определяется рассеянием электронов и возрастает с уменьшением рассеяния. При низких напряженностях электрического поля диффузия пропорциональна подвижности. С ростом напряженности электрического поля все большее число электронов получает энергию, достаточную для перехода из центральной долины зоны проводимости в дополнительные долины с‘большим энергетическим уровнем. На этих уровнях эффективная масса электрона значительно выше, следовательно, их подвижность и дрейфовая скорость ниже. В результате при некоторой критической напряженности поля дрейфовая скорость перестает расти с изменением напряженности поля и даже возникает участок с отрицательной дифференциальной подвижностью, что характерно для соединений полупроводников (рис. 1.7). Коэффициент диффузии при напряженности электрического поля больше критического тоже уменьшается (рис. 1.8). Средний квадратический шумовой ток в канале области II, где скорость достигает насыщения, пропорционален коэффициенту диффузии электронов в сильных полях. Понятно, что напряженность электрического поля определяет уровень шумов в канале полевого транзистора.
С уменьшением длины затвора вероятность случайных столкновений снижается и появляются электроны, которые пролетают канал под затвором без столкновений со скоростью, значительно превышающей среднюю дрейфовую скорость. Такой эффект называется баллистическим и при определенных значениях градиента электрического подя является основным механизмом переноса в канале на расстоянии 0,16 мкм для GaAs и 0,06 мкм для Si от края области II, расположенного ближе к истоку. При уменьшении длины затвора ниже некоторой' величины, зависящей от параметров полупроводника, этот эффект необходимо учитывать.
Шумовые характеристики ПТШ можно рассчитать исходя из
Рис. 1.7. Зависимости скорости дрейфа носителей от напряженности электрического поля в полупроводниках n-типа с концентрацией доноров 1 • 1О17 см”3 при 300 К
Рис. 1.8. Зависимости коэффициента диффузии носителей от напряженности электрического поля (в направлении параллельном полю) в различных полупроводниках n-типа с концентрацией доноров 1Х1017 см”3 при 300 К
21
"1
I
Рис. 1.9. Эквивалентная схема для вычисления минимального коэффициента шума собственно транзистора
геометрических размеров структуры, электрофизических параметров полупроводника и режима по постоянному току на основе модели [8], описанной в предыдущем параграфе. Принятая в этой модели аппроксимация зависимости дрейфовой скорости от напряженности электрического поля приведена на рис. 1.3. Для упрощения анализа пренебрегаем внутренней обратной связью (С3.с=0) и зависимостью крутизны ST от частоты.
Рассмотрим сначала шумы' идеализированного собственно транзистора, включенного по схеме с ОИ. Позже учтем вклад в шумы паразитных сопротивлений. Эквивалентная схема идеализированного транзистора с генераторами шумового тока приведена на рис. 1.9. Во входной цепи включен генератор i3, отражающий индуцированный шум затвора от двух источников. Первый определяется флуктуациями напряжения затвор — канал из-за тепловых флуктуаций напряжения^ канале. Этот шум возрастает с ростом температуры электронов в канале, которая зависит от напряженности электрического поля:
Тш=Т[1+6(£/£н)Лш],	(1.47)
где Т — температура кристалла; б, пш — эмпирические коэффициенты (см. табл. 1.2); Тш — температура электронов, которая отличается от температуры кристаллической рещетки за счет разогрева носителей при получении дополнительной энергии от электрического поля. Второй источник определяется вкладом диффузионного шума части канала области II, где электроны достигают скорости насыщения.
В выходной цепи эквивалентной схемы включен генератор шумового тока ic. Он отражает тепловой шум проводящей части ка-
Таблица 1.2
Параметры полупроводниковых материалов для расчета шумовых характеристик ПТШ
Материал	й <S	vH, 107 см/с	Еи, кВ/см	э/5иэ ‘а	Яе	СП Ь	ю	а с	со
GaAs	4500	1,3	2,90	35	1,42	0,85	1,2	3	12,9
1пР	3300	1,6	4,85	50	1,35	0,50	0,4	3	12,4
Сао,471по,5зАз	7800	1,4	1,79	30	0,78	0,30	0,34	3	13,7
Gao,2ilno,73 Aso,ePo,4	7000	1,77	2,53	36	0,92	0,40	0,56	3	13,2
Кремний-на-сапфире (КНС)	250	1,0	40,00	6,5	1,12	0,85	16,4	2 *	11,7
22
нала области I с учетом температуры электронов и, как будет показано далее, шум за счет дрейфа спонтанно возникающих дипольных слоев в области II.
Коэффициент шума усилителя определяется отношением общей шумовой мощности на выходе к той ее части на выходе, которая обусловлена тепловым шумом входного генератора сигнала. Коэффициент шума не зависит от сопротивления нагрузки ZH. Поэтому полагаем, что ZH = 0, и для транзистора получаем другое определение коэффициента шума — отношение среднего квадратического шумового тока на выходе от всех источников, включая шумы входного генератора сигнала, к среднему квадратическому шумовому току входного генератора на выходе при ZH=0. Понятно, что коэффициент шума не может быть меньше единицы.
Средний квадратический шумовой ток входного генератора сигнала, имеющего проводимость Yr=l/Zr = Gr+jBr, считается равным тепловому 4kTGrAf. Тогда коэффициент шума транзистора '	к _	1«з So/O'r + j ® С3.и) + ‘с12	..
4АТСгД/5§|1/(Уг + j<oC3H)|2
Шум затвора индуцируется шумом в канале ПТШ, и оба обусловлены одними физическими процессами. Следовательно, токи i3 и ic частично скоррелированы. В этом случае общая шумовая мощность на выходе от этих источников будет меньше, чем сумма мощностей отдельных генераторов. Коэффициент корреляции Р определяется из уравнения
M3=jp(l”ii)1/2 •	(1.49),
Из выражения (1.48) видно, что коэффициент шума зависит от сопротивления генератора Zr. Поскольку нас интересует минимально возможный коэффициент шума, то из (1.48) с учетом корреляции (1.49) можно найти комплексную проводимость генератора сигнала	,	_
Br.onT = -(oC3.H + S0p(d)1/2/(i^1/2,	(1.50)
Gr.onT = 50 (1- Р2)’/2 (/*)/( $1/2,	(1.51)
при которой шум минимален
*пхт.п = 1 + 2^д-зв ( 4)V2 ( *g)1/2 О—(1-52)
Ниже приведены основные соотношения для нахождения величин Г3, f2c и Р. Коэффициент пш в формуле для вычисления температуры электронов (1-47) принят равным 3, что справедливо для соединений полупроводников типа GaAs и InP. Следует отметить, что для кремниевых ПТШ (пш=2) выражения будут иметь другой вид.
При вычислении флуктуации напряжения на стоке из-за теплового шума в канале области I считается, что тепловой шум канала
23
этой области возрастает с ростом напряженности электрического поля и шумовое напряжение, вычисленное для конца области I, усиливается в области II. Тогда среднее квадратическое шумовое напряжение на стоке за счет флуктуации в области I
2 = SkTLfL, _Po+fL ch2 Г 2L £2
qNnliaW (1— p)2 L2a 2
(1.53)
Затвор имеет емкостную связь с каналом, а в канале возникают флуктуации напряжения. Поэтому через затвор будет протекать шумовой ток, среднее квадратическое значение которого пропорционально (йСз.и)2. Составляющая этого тока, обусловленная элементарными шумовыми флуктуациями только в области I, находится из выражения
а
•2 	16 kT A f LiW /68О©1.1 D
U1----------------------- «
Я^дца
\2
) (/?0 + /?в),
(1.54)
где
B1 qNn и a Wfi-Р)ЛКСЛ Ch [ 2а '
В области II, где дрейфовая скорость достигает насыщения, формулы для обычного теплового шума не применимы. В этой области случайные импульсы тока, возникновение которых пропорционально коэффициенту диффузии в сильных электрических полях D и концентрации носителей, перемещают элементарные заряды на расстояние Дх. Другими словами, каждый импульс тока приводит к появлению дипольного слоя по сечению канала. В области II подвижность и диффузия малы, поэтому возникший диполь не релаксируется и дрейфует неизменным под действием поля к стоку. Средняя квадратическая флуктуация на стоке за счет диффузионного шума области II вычисляется следующим образом:
“2 __г 64	. 2 ( лЬк\	q D A fa3 .
^с2 *с - Sm I о )	о
л6 \ 2а ) (880 ^1Г)2^
X Г ехр — Ь2—4 exp — L2 + 3+	.
La	2a	a J
(1.55)
Флуктуации напряжения на стоке из-за диффузионного шума вызывают флуктуации тока в канале. Это приводит к изменению заряда под затвором. Средняя квадратическая величина индуцированного шумового тока через затвор из-за флуктуаций в области II определяется следующим выражением
' »32 = ( «с2 /Яс.и) (11 «AU2 Д)-	(1 -56)
Между источниками шумового тока через затвор и канал существует корреляция, так как любая флуктуация напряжения в канале вносит вклад в шумовой ток затвора и в ток стока. Составляющие этого тока i3i и ici определяются флуктуациями в об
24
ласти I, a i32 и iC2 — в области II. Шумовой ток стока связан с шумовым напряжением на стоке: i2ci = u2ci//?2c.H, i2C2=w2C2/7?2c.H. Понятно, что между id и i32 или ic2 и i3i корреляции не существует. Составляющие шума области II полностью скоррелированы:
^*з2 ^*с2 —J [ *з2 ^c2J •	(1.57)
Корреляция между составляющими шума области I определяется выражением
41 <ci ___ .	+
(7Г-^1/2 " J (Ro+R6)l'4Po + P6)1/2 ‘ \ 1з1 ‘cl)
Окончательно коэффициент корреляции
р _	н’+н»	;;	
В приведенных выражениях коэффициенты Ро, Р& /?о, Rq , Do, Но, Нб зависят от режима смещения по постоянному току и могут быть рассчитаны по [8].
Кроме шумов собственно транзистора в ПТШ необходимо учитывать влияние паразитных элементов R3 и 7?и, которые снижают усиление прибора и являются дополнительными существенными источниками теплового шума. Вклад сопротивления Rc в шумы транзистора пренебрежимо мал. Эквивалентная схема ПТШ с источниками шума приведена на рис. 1.10. Шумовые токи на ней определяются выражениями i2r=4kTAf/Rr, i23.n = 4kTAf/R3, i2K,n = =4kTAtf/Ru. Источники шумового тока затвора и стока собственно транзистора можно представить как тепловой шум эквивалентных пассивных сопротивлений: R3.s=4kT&fli23, Rc.3 = 4kTAfli2c. Коэффициент шума транзистора при заземленном по высокой частоте стоке
1 + — 1гш + £ш1^г + 7Ш|2], . Аг
(1.60)
где Zr=7?r+jXr — сопротивление генератора сигналов; гш, gm и — шумовые параметры, выражения для которых будут приведены далее.
Минимальный коэффициент шума
min = 1 (Re 2Ш 4-/?г.опт)-	(1-61)
Он достигается при следующих значениях Rr и Хг:
Rr.onT = [(ReZin)2+rin/gnir72; Хг.опт =-Im2Ш. (Г.62); (1.63)
25
Шумовые параметры в зависимости от значений элементов эквивалентной схемы ПТШ можно найти из соотношений
Уп_____________jP 2 . 1—Р2.
(*38)1/2 * ’
г = D _|_ D _|________1 Р2 •
ш *з+Ки+ 1^112£шЯс.эР3.8’
+ —-	|ц jn----------F j „ /В Рр v/2
gm L 1'/21ГРс.э	#21 (Рс.э Р3.э)*'2
(1.64)
(1.65)
(1.66)
В выражениях (1.64) — (1.66) z/ц и y2i — элементы [z/] матрицы четырехполюсника, описывающего собственно транзистор (влиянием Сз.с пренебрегаем):
Уи =--------—-----; У21 ~--------9------.
1+1о^иС3>и	l+j со /?3.ИС,И
Комплексное сопротивление генератора сигнала, при котором коэффициент шума минимален, не совпадает с сопротивлением генератора для максимально возможного усиления по мощности. Другими словами, сложно создать на входе транзистора условия согласования, обеспечивающие одновременно максимальный коэффициент усиления и минимальный коэффициент шума. Следует заметить, что 7?г.опт непосредственно зависит от паразитных элементов /?3 и 7?и.
При создании малошумящих транзисторов необходимо увеличивать крутизну So и уменьшать /?3 и /?и. Крутизна транзистора растет с уменьшением длины затвора. Но при этом возрастает jR3. Для уменьшения /?3 затвор разбивают на несколько параллельных секций (рис. 1.1). Сопротивление 7?и уменьшается с улучшением качества омических контактов-. Это достигается применением дополнительного сильнолегированного п+-слоя между каналом и металлическими контактами. Сопротивление n-слоя пассивной области истока падает при уменьшении расстояния затвор — исток
Рис. 1.11. Теоретические зависимости коэффициента шума ПТШ на основе GaAs от сопротивления 7?к при различных значениях R3 (/=8 ГГц)
с источниками шумового тока
26
и (или) при углублении затвора, так как в последнем случае толщину пассивной части канала можно увеличить. На рис. 1.11 приведены теоретические зависимости коэффициента шума от сопротивлений 7?3 и транзистора на GaAs с длиной затвора 1 мкм и шириной 300 мкм.
Улучшение шумовых и усилительных параметров ПТШ, имеющих одинаковые геометрические размеры, возможно при использовании других полупроводниковых материалов. На рис. 1.12 приведены теоретические зависимости коэффициента усиления и коэффициента шума от частоты собственно транзистора для различных полупроводников. Видно, что применение InP позволяет лишь незначительно улучшить характеристики. Кроме того, сопротивление пассивной части канала приблизительно обратно пропорциональна подвижности, поэтому повышенные значения R« могут лишить преимуществ ПТШ на основе InP.
Транзисторы, изготовленные по технологии кремний-на-сапфи-ре, обладают значительно худшими характеристиками (Кш=1,б дБ; Лур=10,7 дБ при частоте 2 ГГц). Технология производства ПТШ и микросхем на основе соединений полупроводников (кроме GaAs) еще не отработана. При эпитаксиальном выращивании качественных активных слоев и создании контактов Шотки возникает ряд проблем.
Полученные теоретические зависимости вычислялись с использованием описанной выше модели. В табл. 1.2 приведены приближенные электрофизические параметры, типовые значения диффузионного потенциала и эмпирические коэффициенты полупроводников с концентрацией носителей 1-Ю17 см~3 при температуре Т= = 300 К, необходимые для расчета и дающие удовлетворительное совпадение с экспериментальными данными [15]. Следует также учитывать, что, как правило, известны интегральные значения дрейфовой скорости насыщения и подвижности носителей. Поэтому в зависимости от качества полупроводника вблизи границы раздела п-слой — буферный слой действительные значения дрейфовой скорости и подвижности могут сильно уменьшаться (подвижность
Рис. 1.12. Расчетные зависимости коэффициента шума (а) и коэффициента усиления по мощности (б) собственно транзистора от частоты при сопротивлении генератора, обеспечивающем минимальный коэффициент шума (/с = 10 мА, ис.л = 3 В):
/ — GaAs; 2 — InP; 3 —* Gag ^^Ing^gAs; 4 — ^^0,27^0,73^^0,6^0,4
27
Рис. 1.13. Типичная зависимость минимального коэффициента шума от нормированного тока стока ПТШ на основе GaAs при [/с.и=3 В (f=4 ГГц)
до 1,5...2 раз) по мере приближения к этой границе [16]. Минимальный коэффициент шума зависит от тока через канал. График такой зависимости от нормированного тока стока /с//со (Ло — ток насыщения стока при [/3.и = 0) приведен на рис. 1.13 [8]. Оптимальный коэффициент шума, рассчитанный на основании описанной модели, совпадает с получаемым на практике, но наблюдается при больших токах стока, чем предсказывает модель. Одно из возможных объяснений этого расхождения — падение напряжения в канале области III, которое не учитывается в модели.
Для оценочных расчетов и оптимизации топологии малошумящих ПТШ на основе GaAs можно пользоваться полуэмпирической формулой, связывающей минимальный коэффициент шума с геометрическими размерами и параметрами полупроводника [17]:
min = 1 + Ki f (NLJa)1 [IF (J?8 + /?„)] * /г,	(1.67)
где
a~Ui-5*?’66	“2<82	^N°-62)l
Я» ~ Г ТГ +	(7ГV/21fW -
L Г L	\ I Ju J I
сопротивление
металлизации
алюминиевого затвора (р = 5-10-6 Ом-см) с учетом скин-эффекта; Ki — поправочный коэффициент, учитывающий качество п-слоя; f — частота, ГГц; ij/ — эффективная концентрация носителей в канале, 1016 см~3; Лэ — эффективная длина затвора, мкм; а — эффективная толщина канала, мкм; w — ширина одной секции, на которые разделена общая ширина затвора W, мм; t — средняя тол-
щина металлизации затвора, мкм; L — средняя длина металлизации затвора, мкм; а\ — эффективная толщина канала под контактом истока, мкм; Ni — эффективная концентрация носителей в канале под контактом истока, 1016 см~3; аг, «з — эффективные
толщины частей n-слоя между контактами истока и затвора при углубленном затворе, мкм; N2i N3 — эффективные концентрации носителей частей n-слоя между контактами истока и затвора, 1016 см ~3; Л2, Лз — эффективные длины частей п-слоя между кон
тактами истока и затвора, мкм.
В транзисторах с дополнительным п+-слоем между омическими контактами и п-слоем £2 представляет расстояние от контакта истока до края п+-слоя, а £3 — расстояние от края п+-слоя до эф-
28
фективного края затвора. Вблизи поверхности полупроводниковых слоев существует обедненная область, которую необходимо учитывать при вычислении а2 и а3. Кроме того, поперечное сечение узкой металлической полоски затвора часто имеет форму, отличную от прямоугольной, за счет подтравов или других специальных мер. Поэтому в приведенной формуле используются эффективная длина затвора £э и средние значения геометрических размеров L nt.
Приближенно минимальный коэффициент шума ПТШ на GaAs (выраженный в децибелах) можно оценить исходя из измеренных параметров или значений элементов эквивалентной схемы [18]
/Сштт = Ю lg [1 + 0,27 fL VS0(Ra + Rn)\.	(1.68)
где f — частота, ГГц; L — эффективная длина затвора, мкм; So = =S'o/(l— З'оЯи); S'o — измеренная крутизна. Выражения (1.67) и (1.68) наглядно демонстрируют важность уменьшения сопротивлений R3 и для улучшения шумовых характеристик ПТШ.
1.5. ДВУХЗАТВОРНЫЕ ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Дальнейшим совершенствованием ПТШ является двухзатвор-ный полевой транзистор (полевой тетрод). Этот прибор имеет дополнительный затвор Шотки, расположенный между первым затвором и стоком. Наличие второго управляющего затвора значительно расширяет функциональные возможности прибора и позволяет создавать на его основе уникальные устройства СВЧ диапазона. Варианты металлизации электродов некоторых полевых тетродов изображены на рис. 1.14. Типичные длины обоих затворов составляют 0,5... 1,2 мкм, а расстояние между ними приблизительно равно 1 мкм.
При расчете и анализе электрических и шумовых характеристик тетрод можно представить в виде последовательного соединения двух однозатворных ПТШ и трех паразитных сопротивлений (рис 1.15): ПТШ1, ПТШ2, сопротивления истока 7?и, сопротивления канала между транзисторами и сопротивления стока Rc. Используя описанную выше модель ПТШ и учитывая, что токи стока обоих транзисторов одинаковые, машинными методами расчета можно найти размеры омических и насыщенных участков канала под каждым затвором (соответственно* где дрейфовая скорость
31
Рис. 1.14. Варианты металлизации
двухзатворного транзистора
Рис. 1.15. Условное разделение полевого тетрода на два последовательно соединенных транзистора
29 •
Рис. 1.16. Вольт-амперные характеристики полевого тетрода ПрИ £/з2и==0
Рис. 1.17. Сдвоенные статические характеристики тетрода для расчета внутренний смещений
электронов пропорцйональна напряженности электрического поля и где наступает насыщение этой скорости) в зависимости от напряжений на обоих затворах относительно истока (С731и, t/32H) и падений напряжения на каждом транзисторе (C7ci—£Лп, Uc2—С/И2).
Вольт-амперные характеристики тетрода при заданных /731и, t/32M и t/си получаются в результате итерационных расчетов на ЭВМ в предположении, что tci=/c2=/c. При этом напряжение t/с.и состоит из суммы падений напряжения на каждом транзисторе и паразитном сопротивлении. На рис. 1.16 приведены типичные ВАХ двухзатворного транзистора. В зависимости от напряжений смещения возможны четыре режима его работы: 1 — оба транзистора ПТШ1 и ПТШ2 находятся в крутой области своей ВАХ и их ток не достигает тока насыщения; 2 — ПТШ1 в пологой области своей ВАХ, ПТШ2 — в крутой; 3 — ПТШ1 в крутой области, ПТШ2 — в пологой; 4 — оба транзистора в пологой области и их токи достигают насыщения.
Границы между этими областями показаны на рис. 1.16 штриховыми линиями. В режиме 2 (или 5) ток стока эффективно модулируется только напряжением на затворе 31 (или 32). Для малосигнальных линейных устройств наиболее подходит режим 4, при котором эффективное управление током стока достигается по обоим затворам.
Эквивалентная схема двухзатворного транзистора может быть получена соединением эквивалентных схем отдельных ПТШ с добавлением паразитных элементов, учитывающих влияние пассивных областей ,и контактных площадок. Элементы эквивалентной схемы вычисляются по приведенным ранее формулам для однозатворных транзисторов с учетом индивидуальных условий смещения. В общем случае значения этих элементов для ПТШ1 и ПТШ2 не совпадают. Следует учитывать, что по мере уменьшения расстояния между затворами, обедненные области под ними начнут влиять друг на друга и, кроме того, характер проводимости п-слоя 30
между ними (сопротивление T?i2) будет отличаться от омического. Приближенно можно считать, что для тетрода на основе GaAs описанная эквивалентная схема справедлива при расстоянии между затворами больше 0,6 мкм [19].
Для нахождения ВАХ и значений элементов эквивалентной схемы тетрода необходимо знать напряжения сток — исток и затвор — исток каждого транзистора. Эти напряжения являются внутренними, и их нельзя непосредственно измерить или зафиксировать. Определение режима смещения в системе из двух ПТШ сопряжено с многочисленными итерациями и требует использования машинных методов расчета. Поэтому представляет интерес графическое нахождение внутренних напряжений по номограмме, пост-?оенной исходя из ВАХ каждого из составляющих тетрод ПТШ 20]. Эти характеристики можно рассчитать или непосредственно измерить. При измерении ВАХ ПТШ1 сопротивление канала ПТШ2 не должно изменяться. Для этого переход, образованный затвором Шотки ПТШ2, смещают от дополнительного источника напряжения в прямом направлении так, чтобы через него протекал ток в несколько сотен микроампер. Напряжение сток — исток измеряемого транзистора вычисляется с учетом падения напря- -жения в канале неуправляемого транзистора ПТШ2. Статические характеристики ПТШ2 снимаются аналогичным образом при замене электродов тетрода: истока стоком и затвора 31 затвором 32.
На рис. 1.17 приведено.типичное семейство зависимостей тока стока от напряжений на первом и втором затворах /с(£Л>1и, £/з2и) при фиксированном напряжении 1/с.и. Они построены на основании ВАХ отдельных приборов с учетом следующих приближенных уравнений:
/С1=/с2=/с; ^с.и«г/с1+(^с2-^и2);	(1.69) ; (1.70)
^32И2=^32И	^И2	^32И UС1-	(1-71).
В соотношениях (1.70) и (1.71) падением напряже’ния на паразитных' сопротивлениях пренебрегаем. Считаем, что в общем случае транзисторы ПТШ1 и ПТШ2 не эквивалентны. Линии Ic(U3ih, U32K = const) соединяют точки пересечения ВАХ ПТШ2 с вертикальной прямой, соответствующей напряжению [/С1^^з2и—{/32и2. Заметим, что на рис. 1.17 приведены номограммы для £/с.и = 5 В. Семейство характеристик для других значений UZ.K получается простым сдвигом ВАХ отдельных приборов .в направлении оси напряжений.
В качестве примера укажем, что в точке А 1/31и=^32И=0, >£7з2И2—0,33 В, t/ci~0,33 В, UC2—(7и2~4,67 В и транзистор ПТШ1 находится в крутой области, а транзистор ПТШ2 — в пологой. Точка В соответствует режиму, при котором оба транзистора работают в пологой области ВАХ.
Из построенных описанным способом номограмм при заданных внешних напряжениях смещения (/с.и, £/31и и U32n можно определить ток стока /с; внутреннее напряжение между затвором 32 и каналом
31
1/з2и2', падения напряжений в канале каждого из транзисторов Uci и Uc2—
Каскодное включение тетрода—одно из наиболее применяемых включений двухзатворного полевого транзистора в линейных СВЧ усилителях. В этом случае исток и затвор 32 прибора заземлены по высокой частоте. Из анализа эквивалентной схемы следует, что емкость между затвором 31 и истоком в каскоде меньше, чем единичного транзистора. Поэтому действие внутренней обратной связи ослабляется и улучшается устойчивость усилительного каскада. При каскодном включении крутизна транзистора по затвору 31 на низкой частоте и сопротивление сток — исток выражаются через параметры эквивалентной схемы следующим образом [21]:

1 ' е Р I 4“ R12 I	+ ^С.и2
I -Г *и + --------------+ ——-----------------
АС.И1	АС.И1
~ Sa;
(1-72).
(1-73)
(1 + $т2/?си2)
•^с.и Sf2 Rq.HI Rc.B2>
где Sri, Rc.»i и ST2, 1/?с.и2 — крутизна характеристики и сопротивление сток — исток соответственно ПТШ1 и ПТШ2 в пологой области ВАХ (режим 4). Видно, что крутизна Зто несколько меньше Зт1, а сопротивление сток — исток при каскодном включении должно возрастать. На рис. 1.18 приведены типичные зависимости крутизны каскода STo от напряжения (731и при различных смещениях на затворе 32. Резкое снижение крутизны при уменьшении замирающего напряжения на затворе 31 происходит из-за перехода тетрода в режим 3. Изменяя напряжение на затворе 32, можно управлять коэффициентом усиления каскода.
Шумы тетрода рассчитываются исходя из электрофизических параметров полупроводника и геометрических размеров структуры. В этом случае на основании модели отдельного ПТШ с учетом 'индивидуальных напряжений смещения каждого из составляющих тетрод транзисторов находят все источники шумового тока ia (а — индекс источника) и коэффициенты корреляции. Если обозначить через 7а вклад каждого источника шумового тока на стоке двухзатворного транзистора, то коэффициент шума каскода
Кш — 1 + |7яи+7я12+/Дс4-/яз1 + 7кз2 4-/81+ /С1 + 732 +
+ 7сз12/1412.	(174)
где 7ди, 7hi2, 7яс,_7яз1, 7Лз2 — шумовые токи паразитных резисторов; 73i, 132, Icy, 1с2 — шумовые токи затвора и стока собственно транзисторов ПТШ1 и ПТШ2; /г — шумовой ток на стоке, определяемый сопротивлением генератора входного сигнала. Шумовые токи 7а выражаются через 1а и элементы эквивалентной схемы. Величина Кт зависит от комплексного сопротивления генератора входного сигнала. Для получения минимального коэффициента шума это сопротивление должно быть оптимизировано. Получить 32
Рис. 1.18. Зависимости крутизны каскода от напряжения на затворе 31 при различных смещениях на затворе 32 (1УС.И=3 В)
аналитические выражения из (1.74) сложно, поэтому используют машинные методы оптимизации.
Наличие двух транзисторов в каскоде увеличивает коэффициент шума примерна на несколько десятых децибела. Но при этом значительно возрастает коэффициент усиления по мощности. Возможно дополнительное
снижение шумов и увеличение КуР на высоких частотах при согласовании обеих частей тетрода между собой. Кроме использования
в линейных усилителях полевые тетроды широко применяются в устройствах СВЧ диапазона, где тетрод работает в нелинейном
режиме.
1.6. ОСОБЕННОСТИ ИЗГОТОВЛЕНИЯ И ПРИМЕНЕНИЯ МОЩНЫХ ПТШ
Современные мощные полевые транзисторы на GaAs (МПТ1Щ
составляют широкий класс приборов с различными областями при-
менения. Они характеризуются невысокими (до 20 В) рабочими
напряжениями, рабочими частотами от единиц до десятков гигагерц и рассчитаны на токи от сотен миллиампер до нескольких ампер. Выходная СВЧ мощность таких транзисторов может составлять от десятков милливатт до десятков ватт при КПД от 10 до 40%.
Процесс изготовления МПТШ и малошумящих ПТШ в целом совпадает, поскольку МПТШ представляют собой ряд приборов, объединенных параллельно. На рис. 1.19 представлена типовая
Омический, контакт истоки
Рис. 1.19. Внешний вид и поперечный разрез типовой ячейки МПТШ
Омический контакт стока
2—113
33
Рис. 1.20. Семейство идеализированных ВАХ и размах колебаний входного напряжения, выходного тока и напряжения
ячейка МПТШ и ее поперечный разрез. Однако в отличие от малошумящих ПТШ к мощным приборам предъявляются специфические требования, которые обусловливают их отличия в конструкции, а иногда и в технологии изготовления. Для получения необходимой выходной мощности требуется обеспечить значительные токи и напряжения между электродами. Отдаваемая мощность на высокой частоте* определяется выходными ВАХ транзистора. Семейство идеализированных ВАХ представлено на рис. 1.20.
Максимальная выходная мощность связана с возможным размахом колебаний по току и напряжению
Лшх^А/сД С/с/8,	(1.75)
где А/с — размах тока, примерно равный разности максимального тока при прямом включении затвора и неотсекаемого тока стока; Л С/с — размах колебаний напряжения, примерно равный разности пробивного напряжения исток — сток и напряжения насыщения. В более удобном виде выражение (1.75) можно записать РВых = =/max(t/c.H—С/нас)/4. Нетрудно установить взаимосвязь между мощностью в статическом режиме (потребляемой мощностью Рпт) и выходной СВЧ мощностью, задав приемлемые значения для Кур и КПД. Действительно, Рвх = Рвых/Кур и т] = (РВЫх—Рвх)/Рпт. Произведя соответствующие подстановки, . получим РВых = = РптТ]Кур/(Кур—1). при Т] = 30% И КуР=4 дБ Рвых = 0,5РПт. Таким образом, для получения определенной выходной мощности, задавая требуемые значения КПД и Кур, можно рассчитать необходимую мощность в статическом режиме.
34
Принято характеризовать качество МПТШ выходной мощностью 1 мм ширины затвора. Учитывая, что типовые значения тока в МПТШ составляют 200...400 мА/мм, а рабочее напряжение 8... 15 В, легко установить, что максимальная выходная СВЧ мощность МПТШ на арсениде галлия может достигать в лучшем случае значений порядка 1 Вт/мм. Реально выходная мощность составляет 0,3...0,6 Вт/мм.
В усилителях СВЧ мощности класса А в статическом режиме рабочая точка транзистора выбирается из выражений 1/с<
Uc.u max /2, /с<Лиах/2, что соответствует 1/3.и<О.
Увеличить выходную мощность МПТШ можно за счет увеличения максимального тока через транзистор и повышения рабочего напряжения. Максимальный размах тока стока ПТШ ограничивается общей шириной затвора, толщиной канала (с увеличением а возрастает напряжение отсечки) и концентрацией носителей (с увеличением п может уменьшаться допустимое напряжение между стоком и истоком). Поэтому при оптимизированных значениях этих параметров основным способом увеличения отдаваемой мощности с единичной ширины затвора является повышение рабочего напряжения. Пробивное напряжение сток — исток в большей степени определяется не только концентрацией носителей в канале, но и структурой прибора в поперечном разрезе, состоянием поверхности, качеством буферного слоя и условиями на границе раздела буферного и активного слоев. Пробивные напряжения сток — исток при нулевом смещении на затворе и в области отсчеки сильно различаются и зависят от многих факторов.
На рис. 1.21 представлены поперечные разрезы типовых структур МПТШ. Наиболее низкие пробивные напряжения сток — исток при отсутствии напряжения на затворе имеет планарная или плоская структура (рис. 1.21,а). Структуры с локально выращенным п+-слоем различной формы (рис. 1.21,6, в) имеют более высокие пробивные напряжения. Такие структуры не нашли широкого распространения из-за сложности изготовления. Более воспроизводимыми оказались структуры с /г+-контактным слоем, расположенным по всей поверхности пластины или созданным локально методом ионного легирования (рис. 1.21,г). Было выяснено, что пробивное напряжение связано с повышением напряженности электрического поля в пространстве затвор — сток, вызывающим световую эмиссию. Чем выше световая эмиссия, тем ниже пробивное напряжение сток — исток при [/3,и = 0. Наличие /г+-слоя не влияет на пробивное напряжение. Структуры (рис. 1.21,6) без контактного слоя имеют те же пробивные напряжения, что и структуры с слоем. Большое значение имеет глубина канавки. Показано, что глубина ее должна быть не менее половины общей толщины слоя. Наилучшие результаты получены в том случае, если канавка имеет плавные края с углом наклона ~Г (рис. 1.21,е) [22]. Интенсивность свечения в пространстве затвор — сток таких структур на несколько порядков ниже, чем остальных. На рис. 1.22 приведены зависимости интенсивности свечения в относительных еди-
35
Рис. 1.21. Различные типы поперечных разрезов структур и соответствующие пробивные напряжения сток — исток при нулевом напряжении на затворе
ницах для трех типов структур. Пробивное напряжение сток — исток в условиях отсечки значительно превышает пробивное напряжение при 1/з.и=0 и составляет 20...40 В. Значительный разброс связан с неоднородностью буферного слоя, условиями на границе между активным и буферным слоями и с неоднородностью поверхностного заряда. Как правило, пробивное напряжение сток — исток в условиях отсчеки слабо или совсем не связано с наличием п+-контактного слоя или углубления под затвор и медленно возрастает с увеличением расстояния сток исток.
При построении полупроводниковых схем на основе МПТШ возникают дополнительные сложности, связанные с уменьшением индуктивности в цепи истока и отводом тепла. Наличие пассивных элементов, раположенных на одном кристалле с транзистором, и достаточно большая площадь, занимаемая МПТШ, приводят к необходимости заземления электрода истока непосредственно че-36
Рис. 1.22. Зависимость интенсивности свечения от напряжения сток — исток для различных типов структур
канала, длины затвора и тол-
рез отверстия в пластине. Влияние индуктивности в истоке на входные и выходные сопротивления и коэффициент усиления МПТШ значительно сильнее, чем в малошумящих ПТШ, в связи, с тем, что большое число параллельно включенных ячеек транзистора приводит к уменьшению активных паразитных сопротивлений, таких как 7?и, Rc, Rs-
Теплопроводность арсенида галлия в 2—3 раза ниже, чем кремния, поэтому отвод тепла в ИС играет важную роль. В [23] проведен анализ влияния конструктивных параметров МПТШ на тепловое сопротивление и' рассмотрены методы измерения RT. Показано, что RT зависит от ширины затвора, расстояния между соседними затворами, температуры
щины подложки. В [24] приведено выражение для упрощенного расчета RT с приемлемой точностью
/?т=(0,21>) T°’87(d/LB.8)0’4 1g (1,7d/L),
где Тк — абсолютная температура канала; d — толщина пластины; Аз-з —1 расстояние между соседними затворами. Необходимо отметить, что тепловое сопротивление увеличивается с ростом температуры канала.
Усложнение технологии, вызванное необходимостью уменьшения индуктивности в цепи истока и необходимостью отвода тепла, ограничивает применение МПТШ в полупроводниковых микросхемах. В связи с этим мощные оконечные каскады, видимо, целесообразнее выполнять в виде дискретных приборов, где эти проблемы могут быть решены значительно проще, например, использованием перевернутого монтажа кристаллов на теплоотвод.
ГЛАВА 2
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ МИКРОСХЕМ
В СВЧ диапазоне любое соединение двух элементов на подложке с высокой диэлектрической проницаемостью, уменьшающей длину волны, необходимо рассматривать как отрезок определенной волноводной структуры. Кроме того, отрезки линий с распределенными параметрами применяются для выполнения цепей согласования, делителей и сумматоров мощности, направленных ответвителей, фильтров и других СВЧ устройств. Помимо цепей с распределенными параметрами существуют элементы с сосредоточенными параметрами. Критерием, при котором элемент может считаться сосредоточенным на какой-либо частоте, является отношение его геометрических размеров к длине волны К в линии передачи с эквивалентными размерами. Геометрические размеры должны быть значительно меньше длины волны (примерно Л/16 ... Х/20).
2.1. ЛИНИИ С РАСПРЕДЕЛЕННЫМИ ПАРАМЕТРАМИ
В отличие от цепей*с сосредоточенными параметрами, у которых ток, входящий в каждый элемент цепи, равен току, выходящему из него, по амплитуде и фазе, в передающих линиях с распределенными параметрами, работающими с поперечными электромагнитными колебаниями (волны типа Т), электрическое и магнитное поля распределены по всей длине линии и потери электромагнитной энергии (в виде тепла и излучения) также происходят по всей длине линии. Если мысленно выделить какой-либо конечный участок линии с распределенными параметрами, то токи на концах этого участка окажутся неодинаковыми из-за наличия токов смещения, обусловленных емкостью между токоведущими проводниками, и токов утечки через разделяющие эти проводники диэлектрики. Магнитный поток, который сцепляется с контуром тока, образуемым токоведущими проводниками, определяет индуктивность линии.
На рис. 2.1 приведена эквивалентная схема конечного участка линии с равномерно распределенными параметрами. Параметры L, С, г и g называются первичными и характеризуют соответственно индуктивность, емкость, сопротивление и проводимость единицы длины линии. Вторичными, или характеристическими, параметрами линий являются волновое сопротивление Zn и постоянная распрост-
Рис. 2.1. Эквивалентная схема конечного участка линии с распределенными параметрами
Рис. 2.2. Положительные направления токов и напряжений на входе и выходе четырехполюсника
38
ранения у, которые связаны с первичными параметрами следующим образом [25]:
ZB = V(r+jcoL)/(g +jcoC); у = a + j P = У(г-|-j w £) (g + jcoC),
(2.1); (2.2) где a — потери в линии; 0 — коэффициент фазы.
Для линии без потерь, когда a = 0, ZB = L/C; у = j(3 = jco у^ LC. В реальных линиях передачи, применяемых в ИС, существует некоторое затухание, определяемое в основном потерями в металлизации проводников ам и в диэлектрике ад: а=ам + ад. Расчеты линий с потерями связаны с громоздкими выражениями. Поэтому, принимая во внимание, что величина а имеет малое значение и на высоких частотах, где используются эти линии (соЛ^>г,	справед-
ливы следующие приближенные формулы:
ZB = *T^L/C; 0 = <d”|X^C: Уф = со/0=	ос = осм осд; (23)
<хм = r/(2ZB)» ад = £^в/2»
где Уф — фазовая скорость распространения волны в линии.
Напряжение и ток в начале линии связаны с напряжением и током в ее конце уравнениями линии передачи в гиперболической форме:
Ui == (72 ch у / 4- ZB Z2 sh у I; (1/ZB) U2 sh у 14- /2 ch у I.	(2.4)
Иначе линию с распределенными параметрами можно представить в виде симметричного четырехполюсника. Во всех дальнейших соотношениях положительные направления токов и напряжения (обозначенные стрелками на рис. 2.2), а также системы уравнений, описывающие четырех- и восьмиполюсники в терминах классических матриц, выбраны в соответствии с [25, 26]. Тогда элементы [а]-матрицы линии передачи будут равны
аи = «22ж= с11У Л ai2 = ZBshy/; a21 = (1/ZB) shу I. (2.5) Исходя из конструктивных соображений в ИС возможно применение четырех различных типов передающих линий.
Микрополосковая линия (МПЛ) состоит из узкой металлической полоски и заземляющей плоскости, разделенных тонким слоем диэлектрика (рис. 2.3,а).
а) т, 5 , 	w s ,
Рис. 2.3. Типы передающих линий:
а — микрополосковая линия; б —щелевая линия;’ в — копланарный волновод; г — копланар-ные полосковые линии
39
Щелевая линия геометрически дуальна МПЛ и представляет собой узкий за* зор между двумя нанесенными на диэлектрическую подложку проводящими плоскостями, одна из которых является заземляющей (рис. 2.3,6).
Копланарный волновод '(рис. 2.3,в) состоит из центрального проводника и параллельных ему заземляющих плоскостей, расположенных симметрично по обе стороны от него на диэлектрической подложке.
Копланарные полосковые линии геометрически дуальны копланарному волноводу (рис. 2.3,г) и состоят из двух проводящих полосок, разделенных зазором, одна из которых заземляется.
При выборе типа передающей линии следует учитывать, что при примене* нии МПЛ заземляющая плоскость находится на обратной стороне кристалла. Это усложняет заземление элементов и активных приборов. Кроме того, для предотвращения изменения волнового сопротивления МПЛ необходимо более тщательно, чем при использовании остальных типов линий, контролировать толщину кристалла. Заземляющие плоскости остальных перечисленных линий расположены на той же стороне кристалла, что и другие элементы микросхемы. Поэтому заземление активных приборов не вызывает трудностей. Но в этих случаях сокращается полезная площадь кристалла, так как требуется место для заземляющих плоскостей, ртсутствие металлизации на обратной стороне кристалла ухудшает отвод тепла, что создает дополнительные трудности при разработке микросхем с повышенным уровнем, рассеиваемой мощности. Вторичные параметры ZB и у линий с заземляющей плоскостью на лицевой стороне кристалла не зависят от его толщины лишь при условии бесконечно толстых подложек и отсутствии металлизации на обратной стороне кристалла, что не всегда выполнимо. Поэтому при установке ИС с такими линиями в корпус возникают дополнительные неудобства, так как необходимо оставлять свободное пространство как сверху металлизации, так и снизу кристалла. Пренебрежение этими требованиями для удобства и снижения стоимости может привести к возбуждению нежелательных типов волн и изменению характеристических параметров линии. На рис. 2.4 [1] показано снижение волнового сопротивления копланарного волновода при использовании заземляющей плоскости на обратной стороне кристалла GaAs (для теплоотвода или при корпусировании) при различных значениях толщины подложки (от 100 до 250 мкм). С увеличением волнового сопротивления влияние толщины подложки возрастает.
Таблица 2.1
Сравнительные характеристики передающих линий [1]
Ха ра ктеристика	МПЛ	Копланарный волновод	Копланарные полосковые линии	Щелевая линия
Потери Дисперсия Диапазон волновых сопротивлений, Ом Заземление элементов Последовательное включение элементов	Низкие Малая 1 10 ...(100... ... 150) Сложное Легкое	Средние Средняя 25... 125* Легкое »	Средние Средняя 40... 250* Легкое »	Высокие Сильная 30 ...(150... ... 200) Легкое Сложное
♦ При бесконечно толстой подложке.
40
Рис. 2.4. Зависимость волнового сопротивления копланарного волновода от отношения ширины зазора к шйрине полоска при различных значениях толщины подложки с нижней металлизацией
Рис. 2.5. Зависимости потерь в ко-планарном волноводе (/) и МПЛ (2), выполненных на подложках арсенида галлия и окиси алюминия
В табл. 2.1 приведены сравнительные характеристики передающих линий, изображенных на рис. 2.3. Основные виды потерь в рассматриваемых линиях на подложках с высокой диэлектрической проницаемостью — это потери в металлизации ам и диэлектрике ад. Причем первые, как правило, выше. Поэтому потери в микрополосковой линии, где плотность тока максимальна на сторонах металлических полосок, обращенных друг к другу, меньше потерь в остальных линиях, где возрастание плотности тока наблюдается вблизи края металлических проводников у разделяющего их зазора.
Применение передающих линий без заземляющей плоскости на обратной стороне кристалла дает возможность получать большие значения волновых сопротивлений, чем в МПЛ.'Однако это справедливо при достаточно толстых подложках. Как следует из приведенных рассуждений, наиболее подходящими для применения в ИС, кроме специальных случаев, являются микрополосковая линия и копланарныц волновод. На рис. 2.5 [27] приведены результаты экспериментального исследования этих линий передачи, изготовленных на подложках из А1гО3 и GaAs. В табл. 2.2 указаны измеренные добротности ненагруженных полуволновых резонаторов на линиях с волновым сопротивлением 50 Ом в диапазоне частот 8... 12 ГГц и отношение длины волны в линии к длине волны в свободном пространстве.
Несмотря на возможность использования в ИС микрополосковых линий и копланарных волноводов, первые получили наибольшее распространение. Кро-
Таблица 2.2
Экспериментальные характеристики |микрополосковой линии и копланарного волновода
Материал подложки	МПЛ	Коплапарный волновод
Полуизолирующий GaAs AI2O3	ХДо=О,33, <2 = 150 Шо=0,365, <2=200	Шо=О,38, <2=100 Х/Хо=0,44, <2=150
41
ме того, в следующих параграфах соотношения для расчета параметров некоторых сосредоточенных элементов будут получены при представлении их в виде коротких отрезков МПЛ. Поэтому далее приведены основные выражения, позволяющие рассчитать характеристики микрополосковых линий.
Волновое сопротивление МПЛ. Характеристические параметры любой мик-рополосковой линии могут быть вычислены, если известны волновое сопротивление Zo полосковой линии с воздушным заполнением между проводниками (диэлектрик удален, т. е. 8=1) и эффективная диэлектрическая проницаемость 8Эф„ которая определяется отношением емкости С на единицу длины линии с диэлектрическим заполнением (диэлектрическая проницаемость подложки 8>1) к емкости Ci на единицу длины линии с воздушным заполнением 8Эф = С/С1. Тогда характеристические параметры МПЛ /в = 20/’|/*8эф, р = со еЭфМ, Цф = с/|ЛеЭф, где с=2,998-108 м/с — скорость света в вакууме.
Волновое сопротивление полосковой линии с воздушным заполнением можно рассчитать по приближенным выражениям [28]:
при W/H^\
Zo = 6Oln(8/f/r4-r/4//); при 120 л Z 0 =-----------------------------------------------.
W/H + 2A2 — 0,44/7/1Г-j-(1 — H/W)*
При этом погрешность не превышает ±0,25% при УГ/Я = О...1О и ±1% при 1Г///>10.
Эффективная диэлектрическая проницаемость является функцией относительной диэлектрической проницаемости подложки и соотношения WIH. С погрешностью, не превышающей ±2% в широком интервале значений 8 и W7///, эффективная диэлектрическая проницаемость может быть найдена по формуле [28]
(2.6а)
(2.66)
Все приведенные формулы получены в предположении, что толщина полоска t бесконечно мала. На практике необходимо учитывать конечную толщину полоска. С этой целью вводится понятие эффективной ширины 1ГЭф = IF-HAIT, которая определяется из условия, что две микрополосковые линии размерами Wy Н, и ТГэф, Н, t = 0 имеют одинаковое волновое сопротивление «[7]:
при №/Я^1/(2л)
^эф -	+ (*М) [1 + In (4л W/t)]\	(2.8а)
при Г/Я>1/(2л)
П7эф = W 4- (//л) [ 1 + In (2Я//)].	(2.86)
Эти выражения справедливы, когда толщина полоска в несколько раз (но не более) превышает глубину скин-слоя в металле.
Волновое сопротивление микрополосковой линии, как следует из приведенных формул, зависит от отношения WIH. Максимальная величина ZB ограничена, так как изготовление очень узких полосок (меньше 5 мкм) приводит к возрастанию потерь и значительному ухудшению воспроизводимости характеристик МПЛ. Минимальная величина ограничена максимально допустимой шириной полоска W, которая не должна быть больше 1/4 длины волны в линии для предотвращения возбуждения высших типов волн. На рис. 2.6 приведены границы ре-
42
Рис. 2.6. Область достижимых значений волнового сопротивления МПЛ на GaAs в зависимости от толщины подложки при /=10 ГГц
Рис. 2.7. Распределение тока по сечению проводников МПЛ:
Л(х) — ток в нижней части полоска;
/2(х) — ток в верхней части полоска; /3(х) — ток в заземляющей плоскости
ализуемости волновых сопротивлений МПЛ на GaAs при различных значениях толщины подложки. Для определенности максимальная ширина W принята равной Х/8, а минимальная 5 мкм.
Потери в МПЛ. Как уже отмечалось, потери в микрополосковой линии определяются двумя составляющими ам и ад. Удельное сопротивление полуизолирующего GaAs на несколько порядков меньше, чем материалов, из которых изготавливают ПОДЛОЖКИ гибридных микросхем. Несмотря на это потери в полупроводнике (выраженные в дБ/м), которые можно оценить по формуле [29]
__ 1633__________________1_______________
ад ~~ VFp 1 + 1,735 е~0-0724 (W/H)~01836 ’
где р — удельное сопротивление полупроводника, Ом-м, значительно меньше потерь в металлизации полоска и заземляющей плоскости на обратной стороне кристалла. Поэтому в большинстве практических случаев достаточно учитывать только потери в проводнике, которые зависят от его удельного сопротивления и распределения тока в нем. Последнее, в свою очередь, зависит от частоты, толщины проводника, шероховатости подложки и соотношения W/H или Zo [29]. На рис. 2.7 приведено распределение тока по сечению проводников в МПЛ, когда их толщина в несколько раз превышает глубину скин-слоя. Точный учет этого распределения приводит к громоздким вычислениям, поэтому удобнее пользоваться приближенными формулами. Если толщина проводника более чем в
Таблица 2.3
Основные ^параметры проводников
Параметр	Материал проводника								
	Ag	I Си	Аи	А1	-W	1 Мо	NI	Сг |	I 1а
= 1/р, 107 X X (Ом-м)—1	6,17	5,8	4,1	3,72	1,78	1,76	1,14	0,77	0,64
А, 10*/Vf мкм	0,641	0,66	0,786	0,824	1,188	1,2	0,138	1,807	1,978
Rs, ю-’УГом/а	2,5	2,6	3,0	3,3	4,7	4,7	5,5	7,2	7,2
43
2 раза превышает глубину скин-слоя, поверхностное сопротивление металлизации (выраженное в Ом/П) [28]
= Р/Д (f) =-|/яИоР/.
где р — удельное сопротивление металла, Ом-м; A(f)—глубина скин-слоя; f — частота, Гц; pi0=4jt-10—7 Гн/м — магнитная проницаемость вакуума. Поверхностное сопротивление металла в скин-слое прямо пропорционально корню квадратному от частоты. В табл. 2.3 приведены проводимость, глубина и поверхностное сопротивление скин-слоя для различных металлов. Предполагая, что материалы металлизации на обеих сторонах кристалла одинаковы, значение ам (выраженное в дБ/ед. длины) вычисляется из соотношений [29]:
при №/Я^1/(2л)
' a*z*H ^8>68Г1—fVIhд- я -к я finI * V 7?s 2л [	\ 4H I j L + ^эф + лнЦ П t W Л’
(2.9a>
при 1/(2л)
^z‘h [i-m’l	(зоб,
Rs 2л L \«/Jl Г*	I H /J
где 1ГЭф определяется по формулам (2.8).
Для вычисления сопротивления единицы длины линии передачи г необходимо выразить ам в неперах на единицу длины (1 дБ = 0,115 Нп) и воспользоваться формулой (2.3). Из приведенных выражений видно, что потери на единицу длины в металлизации ац прямо пропорциональны корню квадратному от частоты (Rs~f), потери на единицу длины волны в линии (амХ) обратно пропорциональны корню квадратному от частоты и ам уменьшается с ростом толщины подложки. На рис. 2.8 [30] и рис. 2.9 [31] приведены экспериментальные и расчетные зависимости ам и амХ, а на рис. 2.10 [1] дана зависимость ам от волнового сопротивления при различных значениях толщины подложки. Выражения (2.9а) и (2.96) получены-в предположении, что толщина металлизации в несколько раз превышает глубину скин-слоя. В микросхеме рисунок металлиза-
Рис. 2.8. Экспериментальная зависимость потерь ай от частоты в МПЛ на GaAs при ZB = 40 Ом, //==200 мкм
Рис. 2.9. Зависимость потерь на единицу длины волны от частоты в МПЛ на GaAs при различных значениях толщины подложки (ZB = 50 Ом, t= = 3 мкм)
44
Рис. 2.10. Зависимости потерь в металлизации от волнового сопротивления МПЛ на GaAs при различных значениях толщины подложки и f — = 10 ГГц
Рис. 2.11. Экспериментальная (...) и расчетная (---) зависимости еЭф от
частоты МПЛ на GaAs при ZB =
= 40 Ом, /7=200 мкм
ции обычно определяется методом «взрыва». При таком процессе толщина металла не должна превышать 1 мкм, что на частоте 10 ГГц меньше удвоенной глубины скин-слоя (см. табл. 2.3). В этом случае сопротивление единицы длины МПЛ можно приблизительно оценить по формуле, предполагающей равномерное распределение тока по сечению полоска:
при £<2Д(/) r = /(p/(W7), где A(f)—глубина скин-слоя на частоте f; К= = 1,5... 2 — коэффициент, учитывающий потери в металлизации на обратной стороне кристалла.	'
Для уменьшения потерь обычно увеличивают толщину проводников нанесением дополнительного слоя металла гальваническими методами. В этих случаях толщина может достигать 3 мкм и соотношения (2.9а) и (2.96) становятся справедливыми. Добротность микрополосковой линии Q = P/(2aM).
Учет дисперсии. Основные выражения для вторичных параметров, характеризующих микрополосковые линии, выведены в предположении, что в линии распространяется Т-волна, т. е. отсутствуют продольные составляющие векторов напряженности электрического и магнитного полей и фазовая скорость не зависит от частоты. В действительности с ростом частоты происходит изменение фазовой скорости (дисперсия), которую иначе можно охарактеризовать, как изменение эффективной диэлектрической проницаемости еЭф. На рис. 2.41 [30] приведены экспериментальная и расчетная зависимости 8Эф от частоты. С погрешностью, не превышающей ±1%, это изменение можно вычислить по следующим аппроксимированным формулам [32]:
Уеэф f = л е—1 5Ф I”VMp 1-J-4F 1,0
{о.5+[,+г1е(,+4)у},
где еЭф / — эффективная диэлектрическая проницаемость на произвольной частоте f; 8Эф — эффективная диэлектрическая проницаемость на низкой частоте, вычисленная из (2.7); с — скорость света в вакууме.
45
В качестве примера укажем, что волновое сопротивление МПЛ на подложке из GaAs толщиной 300 мкм с шириной полоска 20 мкм уменьшается на 5%, а с шириной полоска 300 мкм на 7% при увеличении частоты от 2 до 40 ГГц.
Применение в цёпях согласования ИС рассмотренных выше линий с распределенными параметрами требует значительных площадей'кристалла. Например, на частоте 10 .ГГц четверть длины волны в МПЛ на GaAs приблизительно равна 2,5 мм. Понятно, что разместить на кристалле малых размеров (1... 5 мм2) несколько отрезков МПЛ такой длины затруднительно. Поэтому закономерен интерес к замедляющим волноводным структурам, которые позволяют повысить отношение фазовой скорости электромагнитной волны в свободном пространстве к фазовой скорости в волноводе clv^.c или, что эквивалентно, отношение длин волн в тех же средах Х0/Хс до нескольких десятков раз. Такое уменьшение длины волны в линии позволяет в несколько раз сократить размеры элементов цепей согласования.
Принцип замедления волны основан, на пространственном разделении областей концентрации энергии электрического и магнитного по^ей. Этого можно достигнуть различными способами, но лучшие результаты были получены в конструкциях, представляющих собой периодическое соединение отрезков двух различных линий передачи с малыми потерями (рис. 2.12), волновое сопротивление, коэффициент фазы и длина которых соответственно равны ZA, Ра, 1а и Zb, Рв, /в. Если период такого соединения Z = /a+Zb значительно меньше длины волны в получаемой структуре Хс и ZaCZb, то энергия электрического поля в основном концентрируется в секции А, а магнитного — в секции В, что и приводит к пространственному разделению энергии. Подобные периодические структуры описываются следующим дисперсионным уравнением [33]:
coSp/= (1+Ю2 соз(рл /л + Рд/а)- (-1-"Ю-с°з(Рл /Л-РВ/В),	(2.10)
где Р — коэффициент фазы получаемой структуры; 1 = 1а+1в — период; = ZA/ZB.
Искусственно вводимая периодичность приводит к возникновению предельной частоты волноводной структуры fn, по мере приближения к которой начина-' ет проявляться зависимость фазовой скорости от частоты. При f<^fn дисперсия практически не наблюдается. Предельная частота зависит от 1А и 1В и может достигать сотен гигагерц. Например, при Ра = Рв, ZaIZb = 1/66, ZA = ZB = 10 мкм /и = 390 ГГц, а при 1А = 1в =1100 м*км /п = 39 ГГц.
На основании уравнения (2.10) можно показать, что максимальное отношение Х0/Хс получается при рА/А = Рв/в и /</п. Предполагая для простоты, что Ра=’Рв, максимальная величина Х0/Хс, волнов*ое сопротивление Zc и потери на единицу длины волны в линии вычисляются из следующих выражений при условии 1А = 1В:
= <2||’; <2|2>
=	( “м + “д ) + ( “д + ЯМ )1 -
где аАм, авм—потери в металлизации соответственно секций А и В; аАд, авд — потери в диэлектрической пленке соответственно секций А и В.
46
Рис. 2.12. Замедляющая волноводная структура, состоящая из отрезков- линий передачи с различными вторичными параметрами
• Ж ? ЖГ
А В А I
Практические конструкции реальных замедляющих волновбдных структур приведены на рис. 2.13. На рис. 2.13,а на полуизолирующий GaAs через равные расстояния 1В напыляют металлические полоски шириной 1А. Далее наносят тонкий слой диэлектрика и металлические проводники копланарного волновода. Тогда секция А имеет низкое волновое сопротивление, а секция В — высокое. На рис. 2.13,6 к центральному проводнику копланарного волновода через равные расстояния, значительно меньшие получаемой длины волны, подключают дополнительные емкости со структурой металл — диэлектрик — металл.
К недостаткам подобных замедляющих линий передачи следует отнести невысокое максимальное волновое сопротивление. Это вытекает из ограничений на волновое сопротивление используемых отрезков линий, из условия Za«CZb и выражения (2.12). Кроме того, потери (более 1...3 дБ/см) в несколько раз превышают потери в обычных линиях с распределенными параметрами.
2.2. СВЯЗАННЫЕ МИКРОПОЛОСКОВЫЕ ЛИНИИ
Связанными линиями передачи называют две или более линий, между которыми существует электромагнитное взаимодействие. Такие линии находят применение в микросхемах при изготовлении фильтров, направленных ответвителей и т. д. На основании характеристик связанных линий рассчитывается емкостная связь между соседними проводниками, которая в одних случаях является паразитной, а в других ее используют для создания встречно-штыревых конденсаторов. Поэтому далее будут рассмотрены связанные симметричные (имеющие одинаковую ширину полосков) микрополосковые линии (рис. 2.14).
Две связанные линии передачи можно охарактеризовать волновыми сопротивлениями Zb.4, Z'b н и фазовыми скоростями Уф.ч, Уф.н для четного (even) и нечетного (odd) типов возбуждений. Величины ZB ч и иф.ч определяются при условии, что оба полоска находятся под одним и тем же потенциалом относительно заземляющей плоскости (£Л — U2— U4, (73.п = 0) —четное возбуждение, а величины ZB н, уф н — когда проводники возбуждаются генераторами с равными по абсолютной величине, но противоположными по знаку напряжениями (Ui =
Рис. 2.13. Конструкции замедляющих копланарных волноводов 1
Рис. 2.14. Связанные микрополосковые линии
47
U2=—U[73.п = 0) — нечетное возбуждение. Распределение электрического и магнитного полей при обоих видах возбуждений показано на рис. 2.15. Значения 2в.ч и Zb.h (Оф.ч и Оф.в) будут различаться, ZB,4 превышает ZB.H и стремится к волновому сопротивлению одиночной МПЛ с ростом расстояния между полосками. Соотношения между токами и напряжениями в связанных линиях передачи в произвольном случае ^можно выразить в виде произведения матриц, причем связанные линии описываются восьмиполюсником.
При положительных направлениях токов и напряжений на входе и выходе связанных линий, показанных имеет вид [34]
~иг
и3
на рис. 2.16, уравнение в терминах [а]-матрицы
°12
а22 а32
°42
°21
Д31 °41
(2.13)
где
0ц = д22 = а33 = а44 «(ch у Ч1 + ch ун Z)/2;
012 =s о21 = о34 = о48 = (ch I—ch ун Z)/2;
01з = о24 = (ZB ч sh у, I + ZB н sh ун Z)/2;
014 = о23 = (ZB 4sh у, I—ZB н sh ун Z)/2;
0si = а42 = l(l/zB.4) sh уч I + (V^h) sh yH ZJ/2;
fl32 = fl41= [(l/^B.4)Sh Y4 I	4/^1
у,вач+/₽ч — постоянная распространения при четном виде возбуждения; ун = Iе" <Хн +— постоянная распространения при нечетном виде возбуждения.
Точный расчет характеристик связанных микрополосковых линий из-за наличия двух диэлектриков (воздуха и подложки) сопряжен с громоздкими вычислениями и большими затратами машинного времени. Поэтому целесообразно пользоваться упрощенными выражениями. Для двух связанных МПЛ с беско
Рис. 2.15. Распределение электромагнитного поля в связанных микрополосковых линиях:
а — четный вид возбуждения; б — нечетный вид возбуждения
а.)
Рис. 2.16. Положительные направления токов и напряжений на.зажимах связанных линий
48
нечно тонкими’полосками (/=0) и с малыми потерями получены полиномы, аппроксимирующие зависимости ZB.4, ZB.H, еЭф.ч и 8Эф.н от ширины полоска, толщины подложки и ее относительной диэлектрической проницаемости е [35]:
Волновое сопротивление связанных линий с воздушным заполнением (диэлектрик удален, т. е. 8 = еэф.ч = 8Эф.н= 1) определяется из следующих выражений:
при четном возбуждении
Z8 ч «149,3360 —162,5870Х—37,9809F +17,6376Х2 + 69,4057ХУ + + 1,9519 F2 + 34,8733Х3 — 10,3020X2F—8,8147XF2 + 26,6284Г* + + 12.9265Х4—19,9102Х3Г + 20,9046X2F2— 19,5373ХГ3+ 11,4445F4;	(2.14)
при нечетном возбуждении
ZB н = 104,2580 — 99,8149Х + 44,3227Г + 14,9051X2 — 65,9082ХГ—
— 11,2160У2 — 3,2273Х3—2,5277Х2Г + 7,6415ХГ2 — 26,9063Г3—
— 2,4211Х4+ 10,6035X3F—13,4447X2^+ 13,5414ХГ»—9,6342Г4,	(2.15)
где X=lg(W7#); Y=lg(S/H).
Эфективную диэлектрическую проницаемость связанных линий с диэлектрическим заполнением (s^1) можно найти следующим образом: при четном возбуждении
89фл=(4-4,384481-10-1 4-5,65<02740“! —7,7860374 0~4+ 4-2,170123-10~5) [Z] 4- ( — 1,927090. Ю”1 +1,963063-Ю-1 — — 8,290811-10-44-2,311680-10',5)[Z]X-'r(—4,341146-10“2 4-
4- 4,465488 • 10-2 — 2,46911 ?• 10”* 4- 6,822427 -10-6)[7]У4-
4- (4- 1,625815 • 10-2 — 1,678040-10”2 4- 2,254192 • 10-4 — 6,123393 • 10-6) [ Z]XY 4- ( 4- 8,130743 • 10-2—8,488370 -10—2 4- 8,014258-10-4 — —2,253715-Ю-5)[Z]X?4-(4-l9791596-10~2 — 1,821545-Ю-2 4-4- 6,426116 - Ю-5 — 1,823700.1С~6) [Z] Y* + (4- 9,629765-10“4 — -3,900969-10~4 —1,059613-10~4 4- 3,032448-10-6) [Z] X2 Y4-
4- (— 1,873500-10-3 4- 2,8206о4-10~3 — 1,842717-10-4 4- 5,107836-10~6) [Z] XY2 4- (— 1,366105.Ю-3 4- 9,847058-10~4 4- 7,177365- Ю-5 —
-2,018744-1 G*"6) [Z] X2 У2 4- (— 1,684099• 10-2 4- 1,776884 -10-2 —
— 1,974360-10~4 4- 5,579338-10~6) [Z] X3;	(2.16)
при нечетном возбуждении
= ( 4- 5,013084-Ю-1 4-4,986675-10-1 4- 1,137005-10~5 — Эф.Н XI’	1	1
—2,716794-Ю-7)[Z] 4- (-3,078887-10-3 4-3,267818-10-3 —
—5,178458• Ю~5 4- 1,168559 • 10-6) [Z] X 4- (—5,07887-10-3 4-
4- 5,222806-10-3 — 3,919275 -10-5 4- 1,085955-Ю-6)[2]Г4-4-(_4,870942-Ю-2 4-4,956467-1Q-2 —2,106422-Ю-4 4-5,735316-i0~6)
[Z] ХУ 4- (—1,546468-ю-2 4- 1,571308-10~2 —3,073500-10~5 4--|- 1,190300.10-e) [Z] X24- (-3,436739-Ю-3 4-3,535125-Ю-3 —
49
-2,263527-10~5 4- 6,439563- Ю-7) [Z] У2 4- ( 4-9,686561 • 10“° —
— 9,966367-10-3 -J- 9,576642-1 (Г 5 — 2,682815-10~6) [Z] X2 У 4-	-
+ (+ 9,868902То-3 — 1,002012• 10-2 4~ 6,554017-10 5 —
— 1,842724- 10-6){Z] ХУ2 + (-9,562739-10“4 4-9,734051  Ю-4 —
— 2,793023 -10-5 4- 8,223064  Ю-7) [Z] X2 У2 4- (4- 2,279346  Ю—3 —
— 2,360689 -10-3 4- 3,531039 -10~6 — 1,991800 • 10-7) [Z] X3,	(2.17)
где X=W/H; Y=S/H;
[Z]—матрица-столбец, элементы которой соответственно равны 1, 8, 82 и е3. Для пояснения вида записи формул (2.16) и (2.17) приведем полное выражение второй строки из (2.17):
— 3,078887 • 10 -3 4- 3,267818 -10-3 8—5,178458 • Ю-5 е2 + 1,168559 • 10“6 е3) X -
Волновое сопротивление связанных МПЛ с диэлектрическим заполнением. (е^1) определяется из выражений:
при четном возбуждении
ZB.4 = [—7,2275 4-4,831881-Ю-2 8-4 1,755011-102/(84-
4- 0,2929877)°>445583] 4- [7,306651 — 4,819667 -1О-2 8 — 2,132409 • 102/ (8 + 4-0,6516210)0,4534798] X— [1,194161— 8,487579-Ю-3 8 4-4,506010- 101/(е-f-
4- 0,4465563) ° ’5488482[ у _ [ 0,4287803 4-9,912341-10-2е — 4,498870 • 102/ (е 4-
4- 7,522825)'1 447375 — 5,2816 05 1 g (е — 0,5921654) ] X2 4~
4- [ 0,7086537 — 4,899064 • Ю—3 е 4~ 9,162004 -101/(е 4- 0,7532529)° 5127071 ]ХУ— — [9,726554-4 1,097786-Ю-’ 8 — 2,644885- 102/(е	8,289625) I;31468—
”^-8,914885 1g (е—0,4522668) ] У24- [10,39199— 1,098850-10-’ е -4
4- 1,608525 -102/(е 4- 3,904932)1 •1809’3] X3—[ 1,488784 — 7,019496 • 1О-2 8 4-
4- 3,499848 -102/ (е -4 8,334393)’ ’597389 4- 2,367744 1g (е—0,6179666) ] X2 У -4
4- [8,274227 • 10-2 -4 7,14744 8 - Ю-2 8— 3,000087 • 102/(е + 8,291490)1 ’527409 — —3,127733 1 g (е—0,5196208) ] ХУ2 4- [ 10,33772 — 1,253596 • 1О-1 е -4
-4 8,297293-102/(8 4- 6,894420)1 ’8983621 У34- [1,777133— 1,5О8959Ло-2 е 4-4-2,334689-10*/(8 -4 1, 8908 Гз)0,6949306] X4— [2,019899— 1,517166~10“2 е 4-4-3,467776-101/(е 4- 1,855763)°•6299039j X3 У+ [0,3302626 — 2,567510-10~3 е 4-4-2,742376-101 /(е 4- 0,7396667) °’5187681 ] X2 У2—
— [1,869520— 1,355218-Ю-2 е 4-3,411907-104(8 4- 1,872026)°’6230576] XF34-
-4 2,564735 — 2,426774-Ю-2 8-42,979605-101/(е-42,767633)°’9'05386] У4; (2.18) при нечетном возбуждении
ZB н = [ — 1,541462 4- 1,047222 • 10-2в -4 1,392122  Ю2/ (е + 0,7641871 )°-48ЗбЗЗбj _ — [5,811166 - 4,282023- 10-2 е +1,550428- Ю2/(в 4- 1,405116)°’569627]Х -4
. -4 [ 0,7677150 — 5,361570 • 10~ 3 8 -4 5,209358 • 101 / (е —4 0 ,-4056875)° ’525344[ У— — [ 1,681961 — 9,793748 • Ю-3 е — 1,846503 • 101 / (е 4- 0,3173996)° -391234 2] х2 —
— 12,116994 — 1,558039 • 10-2 e + 9,197616 • 101/ (e + 0,9711925)° ’5388229[ XY +
—[— [ 4,011319.10—2+ 8,238547• 10-2 e—2,479942 • 102/ (e + 7,119761)11396473—
— 3,638965 1g (e—0,7133899)] Г2—
— [0,5707706 — 6,610225 • 103 e + 7,148432 -10®/ (e -j- 1,522619)11067115] X3 +
+ [0,3226051—3,598921.10~3 e — 2,244685-Ю1 /(e+1,648527)21120090] X2Y—
— [0,7451796 + 7,293089 • 10-2 e—2,998347 • 1 02/(e + 8,453184)11539912—
— 3,402222 1g (e — 0,4819757)] XY2 —
— f9,605851 — 1,148197 • 10“1 e + 3,384081 • 102/ (e + 5,341414)1 •606086] R3 _
— [0,2738555—2,472218• 10-3 e + 3,378718 • 10°/(e + 0,845228)0'7380907] X4
+ [ 1,055974 — 7,397372 • 10~3 s + 1,921203 • 101/ (s + 2,035435)° 16290481 ] x3 Y— — [0,4328554—3,104664Л0~3 e + 1,747946• 101/(s + 0,7202084)°154369211 X2 Y2 +
+ [3,705308 — 3,608271 • 10~2 s + 4,988216-101/^ + 3,69888)’ 1047159J XY3—
— [2,391575—2,411365 • 10-2 e + 2,844322 -101/ (s + 2,917749)°19992614[ Y*,
(2-19)
где X=lg(W/H); Y=lg(S/H). Погрешность расчетов по приведенным уравнениям в интервале значений е=1... 20, 1Г//7=0,05 ... 2 и 5/77 = 0,05... 2 не превышает ±1,7%.
Выражения (2.14) — (2.19) справедливы для двух связанных линий. На практике встречаются устройства, где применяется большее число связанных микрополосковых линий (мосты Ланге, встречно-штыревые конденсаторы). В этом случае параметры линий будут различаться в зависимости от положения проводника в системе. На рис. 2.17 приведено поперечное сечение системы из трей связанных линий, а на рис. 2.18 дано условное графическое изображение статических емкостей. Для одиночного проводника, расположенного с краю системы линий, емкость единицы длины по отношению к заземляющей плоскости определяется следующими выражениями:
при четном возбуждении
СЧ=СР + С/Ч + С/;	(2.20)
при нечетном возбуждении
£н = Са “F	Of >	(2.21)
где Cp = eEQW/H — емкость плоского конденсатора, образованного полоском и заземляющей плоскостью; С/ч, С;н— краевые емкости по отношению к зазем-
I	| 	1 Ср	z z Рис. 2.17. Поперечное сечение системы из трех связанных микрополосковых линий	АС	АС F773—II—YZZ1—II—YZZA Сц-- сч- = сч- = Рис. 2.18. Условное изображение статических емкостей в системе из трех связанных микрополосковых линий
51
ляющей плоскости в области связи при четном и нечетном возбуждении; С/ — краевая емкость по отношению к заземляющей плоскости за пределами области связи при любом возбуждении (определяется при бесконечно большом зазоре между линиями S=oo).
Крайние полоски в системе линий соответствуют двум связанным линиям. Для проводников, расположенных в середине системы связанных линий, суммарные емкости отличаются от (2.20), (2.21) и определяются следующим образом:
при четном возбуждении
Сч’ = ср + 2Сл;	(2.22}
при нечетном возбуждении
С;=СР + 2С/Н.	(2.23)
Кра'евые емкости связанных микрополосковых линий С/ч, С/н и С/ могут быть вычислены с помощью ЭВМ {34] или на основании следующей упрощенной методики. Считаем, что емкости единицы длины связанных- микрополосковых линий при бесконечно большом зазоре (S = oo) для обоих видов возбуждения равны емкости С одиночной МПЛ
С=СР4-2С/.	(2.24)
Определяя вторичные параметры двух связанных линий из выражений (2.14) —> (2.19) и параметры одиночной МПЛ из (2.6) и (2.7), находим емкости Сч, Сп и С. Тогда, учитывая, что Cp = ee0W^, и решая совместно уравнения (2.20), (2.21) и (2.24), получаем значения краевых емкостей С/ч, С/н и Cf. Далее подставляем найденные значения в (2.22) и (2.23). Описанная методика позволяет определять из Параметров двух связанных линий параметры системы связанных линий.
При нахождении суммарной емкости проводника в системе связанных линий, расположенных не через равные расстояния, необходимо добавлять к емкости плоского конденсатора Сп соответствующие краевые емкости с каждой стороны полоска в области связи. В ряде случаев (например, при расчете паразитной связи между контактными площадками) следует учитывать емкость между соседними проводниками — емкость зазора ДС=(СН—Сч)/2±= (С/н—С/ч)/2.
Вторичные параметры связанных линий при обоих видах возбуждения можно найти, как и для одиночной линии, зная емкость единицы длины линии, расположенной на диэлектрической подложке (в> 1), и емкость при удаленной подложке— воздушном заполнении (е=1). Эффективные диэлектрические проницаемости для связанных линий соответственно при четном и нечетном возбуждении определяются следующим образом:
еэф.ч — Сч/Сч (6 = 1); е9ф н= Сн/Сн (е = 1).
Тогда, учитывая, что ZB=Z0/|/"вЭф=£/С и L = Zr,lc, находим волновые сопро-тивления для четного и нечетного возбуждения соответственно
Z =_________ 1	_	- z =_________ 1
вч с]/СчС,(«=1) ’ вн сУснСн(е=1) ’
где с — скорость света в свободном пространстве. Длина волны в линии, фазо-52
вая скорость и коэффициент фазы постоянной распространения для четного и нечетного видов возбуждения определяются по следующим формулам:
- Vl/едф ч; Хн — Хо/1/еэф н,	(2.25)
'ф.ч = с/У^ч’ ' Иф.н =	(2.26)
Рч==:	Р ц = 2 л / Руд,	(2.27)
где Х0=с// —длина волны в свободном пространстве.
Как и в случае с одиночными микрополосковыми линиями, для связанных линий предполагается, что потери не очень велики и определяются в основном потерями в металлизации. Поэтому характеристические параметры ZB.4, Zb.h, ^Ф.ч, Яф.н считаются зависимыми только от емкости и индуктивности единицы длины линий и могут быть вычислены по формулам для линий без потерь (2.14) — (2.19). В зависимости от. вида возбуждения потери ач и ан, входящие в постоянные распространения, тоже будут различными. При нечетном возбуждении линии тока «сгущаются» вблизи зазора, разделяющего полоски, и потери сильно возрастают. Теоретические и экспериментальные исследования подтверждают, что потери ан при нечетном возбуждении в несколько раз превышают потери ач при четном возбуждении. Значения ач и ан находятся из формул для одиночных линий (2.9) в предположении, чтр существуют две независимые линии с одинаковыми геометрическими размерами, но имеющие различные волновые сопротивления ZB.4 и ZB.H соответственно '[36]. Такой подход дает несколько заниженные значения потерь в связанных микрополосковых линиях, но тем не менее приемлем для расчетов элементов на основе этих линий.
Выражения для вторичных параметров, характеризующие связанные микро-полосковые линии, как и в случае одиночных МПЛ, выведены в предположении, что в линиях распространяются Т-волны. Частотную зависимость этих параметров связанных линий, обусловленную наличием продольной составляющей вектора напряженности электрического и магнитного полей, мйжно вычислить, зная изменение эффективной диэлектрической проницаемости для обоих типов возбуждения [35]:
~8эФч 8	8______е~еэф. __
1+<М^рл) ’ Н/ 1+Он(/2//р.н)
где = 0,6 + 0,009 Zb.n/2j Gh=|0,6+0,009,2Zb.h; fp-ч — ZB.4/(4|io^) J fp.H = = Zb.h/(ho^); еч/, 8Н/—эффективная диэлектрическая проницаемость на высокой частоте соответственно для четного и нечетного возбуждения; ц0 — магнитная проницаемость вакуума. Подставляя в (2.25) — (2.27) вместо еЭф.ч и 8Эф.н соответственно еч/ и 8Н/, получаем значения длины волны в линии, фазовых скоростей и коэффициентов фазы постоянной распространения на произвольной частоте. Изменение волновых сопротивлений связанных линий рассчитывается по формулам ZB.4 /==Zb,4 у/~8эф.ч/8ч/’, Zb.h / = Zb.h 8эф.н/8н/«
Кроме расчета элементов на связанных линиях приведенные выражения дают возможность оценивать паразитную связь между соседними проводниками. Для полупроводниковых микросхем, где малые размеры кристалла предполагают близкое расположение элементов, учет такой паразитной связи имеет принципиальное значение при проектировании топологии. Для иллюстрации на рис. 2.19 приведены зависимости коэффициента передачи между двумя МПЛ на GaAs от
53
Рис. 2.19. Зависимости коэффициента передачи между двумя отрезками МПЛ на GaAs от их нормированной длины //X при различных значениях отделяющего линии зазора
Рис. 2.20. Зависимости коэффициента передачи от частоты в системе связанных линий на GaAs при /=1000 мкм, S=
='150 мкм и Д = 75 мкм:
/ — центральный проводник или отсутствует, или не заземлен; 2 — центральный проводник заземлен
нормированной длины линий //X при различных расстояниях между ними. Такая связь может достигать нежелательной величины для проводников большой протяженности или с ростом частоты, и в ряде случаев ее необходимо учитывать. На практике при S>>3// связь между линиями становится пренебрежимо малой. Такое ограничение на расстояние между полосками приводит к уменьшению плотности размещения элементов на кристалле полупроводника.
Паразитную связь между проводниками можно значительно уменьшить, если между ними расположить третий проводник, оба конца которого соединены с заземляющей плоскостью -[37]. На рис. 2.20 приведены коэффициенты передачи в зависимости от частоты при заземленном третьем проводнике и при его отсутствии. Резкое уменьшение связи позволяет в несколько раз снизить ограничение на минимальное расстояние между полосками и повысить плотность размещения элементов на кристалле. Но при этом необходимо учитывать изменение характеристических параметров линий передачи из-за близкого присутствия заземляющего проводника. Например, для получения линии с волновым сопротивлением 50 Ом ширина полоска должна быть изменена с 0,75 до 0,6 Н при расстоянии 0,5 Н от заземляющего проводника.
2.3. ПЛОСКИЕ КАТУШКИ ИНДУКТИВНОСТИ
При проектировании СВЧ устройств отрезок проводника конечной длины необходимо рассматривать как индуктивность. Кроме того, в цепях согласования на сосредоточенных элементах применяются катушки индуктивности. Поэтому для разработки ИС требуются точцые методы расчета плоских катушек, которые конструктивно выполняются в виде коротких отрезкфв металлических полосков прямоугольного сечения. Для получения больших значений индуктивности металлический полосок выполняют в виде круглой или прямоугольной спирали или в виде меандра. За исключением коротких отрезков линий передачи с высоким волновым сопротивлением во всех остальных типах катушек взаимная индукция между соседними сегментами приводит к уменьшению индуктивности на единицу 54
длины полоска и, следовательно, к уменьшению добротности. Но при этом достигается значительный выигрыш в занимаемой площади. Типичные значения индуктивности прямолинейных полосков и одновитковых катушек лежат в пределах 0,2 ... 1 нГн, а многовитковых спиральных — в пределах десятков наногенри.
Индуктивность и добротность катушки зависят от ее теометрических размеров и расстояния до заземляющей плоскости на обратной стороне кристалла. В общем случае точный учет, влияния заземляющей плоскости затруднен, но он необходим, так как изменение параметров катушки может достигать 30% и более. Если расстояние от плоскости катушки до металлизированной поверхности под ней более чем в 20 раз превышает ширину полоска, влиянием металлизации можно пренебречь.
Изменение индуктивности за счет близости соседних проводников в плоскости катушки становится несущественным, если они расположены на расстоянии, превышающем ширину полоска в 4... 5 раз. Помимо уменьшения индуктивности наличие заземляющей плоскости усложняет эквивалентную схему катушки индуктивности за счет появления паразитной емкости между этой плоскостью и металлическим проводником катушки. Как уже отмечалось, для выполнения условия, при котором элемент считается сосредоточенным, и уменьшения эффектов распределенности необходимо, чтобы общая длина всех участков катушки была значительно меньше длины волны. Поэтому для каждой катушки индуктивности существует своя максимальная рабочая частота, до которой справедлива ее эквивалентная схема.
Наиболее простые и достаточно точные формулы с учетом металлизации получаются для катушек индуктивности, выполненных в виде коротких отрезков линии передачи, чаще всего в виде МПЛ. В этом случае четырехполюсник, описывающий МПЛ, можно заменить П-образной схемой замещения [25] и таким образом получить точную эквивалентную схему индуктивности, имеющей вид прямолинейного полоска (рис. 2.21,а). Элементы эквивалентной схемы определяются следующим образом:
= У2 = (1/ZB) th (у Z/2); Z-ZB shy/, (2.28); (2.29) где Z — длина отрезка МПЛ. Если заменить гиперболические функции первыми членами степенного ряда (ZcX) с учетом (2.1) и (2.2), можно выделить упрощенную эквивалентную схему отрезка МПЛ, состоящую из элементов R, L, С (рис. 2.21,6):
YT = Y2 « j со С 1/2- г Z + j со L /, где г, L, С — первичные параметры МПЛ. Для линии без потерь получаем точные значения элементов эквивалентной схемы (рис. 2.21,6) при coZ/Уф <л/4
Cj =С2= 1 /(соZB) tg [со //(2Уф)]; LK = (ZB/co) sin (со f/Уф).
Представляет интерес рассмотреть катушки индуктивности со взаимоперпендикулярными сторонами. К этому типу относятся катушки, проводник которых выполнен в виде прямоугольных рамок, спирали, меандра и т. д. Будем считать,
Рис. 2.21. Схема замещения отрезка микрополосковой линии: а — точная П-образная схема; б — приближенная П-образная схема
L^Ll R^rl
55
что эквивалентная схема в этом случае совпадает с рис. 2.21,6. Для нахождения элементов эквивалентной схемы воспользуемся методикой, предложенной в [38]. Формула для расчета индуктивности структуры с п (для определенности считаем, что число п — нечетное) взаимоперпендикулярными проводниками при наличии металлизации может быть записана в виде
и 4-1 М-1
‘k=S‘< + S S К-)(,-,я-,,+8в'-',)
i=l 1=1 /=1
+(_1)(02«+МЛ|(2о{2/)] +
п-Н п*4”1 ~2	2~	4
где Li—собственные индуктивности прямолинейных отрезков проводников; Afjj— взаимные индуктивности между отрезками проводников на верхней стороне кристала; — взаимные индуктивности между отрезками проводников на верхней стороне подложки и их зеркальными отражениями относительно заземляющей плоскости на обратной стороне кристалла; 0г =!1, если ток в проводнике протекает ib положительных направлениях взаимно перпендикулярных осей х ики г/; 0г =0, если ток протекает в отрицательных направлениях осей х или у. При расчете необходимо учитывать, что токи в зеркально отраженных проводниках текут в противоположномнаправлении по сравнению с токами в исходных проводниках [39].
Собственные ийдуктивности отрезков плоского проводника в свободном пространстве [38, 39]
£г=-^ 2 л
L^+0,50M9 + Jb±i
где Ц, Wi, ti — длина, ширина и толщина i-ro проводника. Величины Мц определим как взаимные индуктивности бесконечно тонких проводников, оси которых совпадают с осями исходных проводников:
Мц= [Цо/(4я)] [F (01, h) + F(a2t h)—F(a3, h)^F (а^ h)]t (2.30) где F (а, h) = а [In (a/h + V(a/h)*+l)—Vl + (й/а)2].
Для проводников, параллельных оси х'.а^х?—х/, а2 = х[—х£, а3 = х{—
—х{, а4 = х^—х^, h= 2—
для проводников, параллельных оси у: а[=у\—yji, a2 = yh—yj2, аз—y'i—yji, <11=У{2—!р2, h= |х*1,2—хЛ,2|. Здесь точки (х^, у^з) и (х2’Ч y2iJ) — координаты начальной и конечной точек осей проводников с номерами i и /.
Взаимные индуктивности Mij при толщине подложки Н находятся по формуле (2.30), в которой h определяется соотношениями
h =	(2Я)2 + ( <2—4,г)2; й = К+ (4,2—4,г)2
для проводников, параллельных соответственно осям х или у.
56
Сопротивление Rt характеризующее потери в проводнике, определим в соответствии с методикой единого рассмотрения сосредоточенных элементов на основе общей эквивалентной схемы линии передачи [38]. В качестве линии можно рассматривать печатные проводники на верхней стороне кристалла. Такое представление будет достаточно точным, если расстояние между ближайшими сегментами катушки индуктивности в 2... 3 раза превышает толщину кристалла Н (или S>4IF при Я/1Г>20), поскольку в этом случае электрической и магнитной связью между соседними проводниками можно пренебречь. Сопротивление для п
проводников одинаковой ширины /?= S г/г-, где 1г— длина t-ro проводника; г — i=l
сопротивление единицы длины МПЛ, обладающей эквивалентными размерами. Аналогично через первичные параметры МПЛ определяются емкости Сь С2 эквивалентной схемы рис. 2.21,6.
Учет влияния распределенности получаемой /?СС-структуры можно произвести следующим образом. Суммарная длина проводников катушки значительно меньше длины волны, поэтому можно усреднить индуктивность по длине провод-п
ников	Считая, что полученная структура эквивалентна МПЛ с пер-
i=l
вичными параметрами £э, г и С, можем найти вторичные параметры ZB и у и далее подставить их в выражения' (2.28) и (2.29) для элементов точной эквивалентной схемы замещения МПЛ (рис. 2.21, а).
Таблица 2.4
Коэффициенты Сп для расчета индуктивности катушки {типа меандр
п	2	3	4	5	6	7	8	9	10	11	12
Сп	2,76	3,92	6,22	7,60	9,70	10,92	13,38	14,92	16,86	18,46	20,36
Строгий учет заземляющей плоскости для катушек индуктивности других типов требует громоздких вычислений и выходит за рамки книги. Ниже даны приближенные формулы для расчета индуктивности проводников различной формы без учета металлизации [28], а в табл. 2.4 приведены значения коэффициентов Сп, используемых при расчете индуктивности катушки типа меандр.
Одновитковая круглая
Плоская квадратная спираль (рис. 2.22, а).............
Плоская круглая спираль (рис. 2.22, б).............
Меандр (рис. 2.22, в)
Прямолинейный провод круглого сечения .............
Лк==1,257о<[1п(8ла/Г)—2], 2а/1Г^5 (а—радиус средней линии полоска).
LK = 60+d)2n2/(15£>—7d), D=d+ (2п— 1)S+.
+ 2U7, п — число витков.
LK = b(D+d)2n2/(WD—7d), D=d+ (2п— l)S-f-+ 2ТГ, п — число витков.
2а
LK = 0,lb (4я In——Сп), п — число элементов
меандровой линии длиной Ь\ Сп — см', табл. 2.4.
, 21
£к = 0,2/(1п——1), I — длина провода, гс—
Го
радиус поперечного сечения.
Все линейные размеры катушек выражаются в миллиметрах (W— ширина полоска), а индуктивность LK — в наногенри.
57
Рис. 2.22. Топология катушек индуктивности: а — квадратная спираль; б —круглая спираль; в — меандр
По приведенным формулам можно рассчитывать размеры катушек для фильтров цепей подачи постоянных напряжений смещения.
Добротность катушки индуктивности при заданной частоте
Q = 2nfLK/R,
где LK — индуктивность катушки (рис. 2.21,6); R— последовательное сопротивление, отражающее потери в проводнике. Величина Q является функцией толщины металлизации и геометрии структуры. Графики зависимости потерь в катушках от высоты подложки, толщины и ширины полоска приблизительно соответствуют аналогичным графикам для микрополосковой линии, если расстояние между соседними сегментами катушки в 2... 3 раза превышает толщину кристалла (рис. 2.8—2.10). Типичные значения добротности в зависимости от толщины металлизации и ширины полоска приведены на рис. 2.23.
При конструировании спиральных катушек индуктивности следует учитывать, что увеличение ширины проводника W приводит к увеличению добротности катушки. Если желательно, чтобы при высокой добротности внешний диаметр катушки D был достаточно мал, то приходится уменьшать расстояние между витками. Это приводит к увеличению межвитковой емкости катушки. Анализ формул для добротности плоских спиральных катушек показывает, что максимальная добротность получается при Dld = §. Спиральные катушки индуктивности обладают недостатками, ограничивающими их применение в цепях согласования. Наличие паразитной распределенной межвитковой емкости снижает рабочую частоту катушки. При соединении внутреннего вывода спирали с другими элементами микросхемы возникают конструктивные сложности. Обычно это соединение осуществляется проволочными перемычками, или «воздушными моста-
Рис. 2.23. Зависимости добротности одновитковой катушки индуктивности от толщины металлизации (а) и ширины полоска (б) при частоте f=10 ГГц: а — внешний диаметр 520 мкм, ширина полоска 50 мкм; б — индуктивность фиксированная, толщина металлизации 1,5 мкм
58
ми». Более целесообразно применять спиральные катушки, обладающие наибольшей емкостью на единиц^ занимаемой площади, в фильтрах для подачи напряжения смещения по постоянному току. В этом случае внутренний вывод спирали можно совместить с контактной площадкой для проволочного вывода микросхемы, не требующего соединения с другими элементами на поверхности кристалла. Наибольшее распространение в цепях согласования полупроводниковых микросхем получили одновитковые круглые или прямоугольные катушки индуктивности.
2.4. КОНДЕНСАТОРЫ
Существует несколько различных типов конденсаторов, которые применяются в микросхемах. В зависимости от вида электростатической связи межно выделить две группы: с сильной лицевой связью между двумя и более проводящими плоскостями (металл или высоколегированный полупроводник), расположенными . друг над другом и отделенными слоем диэлектрика, — межслойные конденсаторы, и со слабой боковой связью через диэлектрическую подложку между двумя * и более проводниками, расположенными в одной плоскости и разделенными узким зазором. В первом случае емкость на единицу занимаемой площади значительно выше и достижимы большие значения емкостей (6o£ge 10... 30 пФ). Такие конденсаторы применяются в качестве разделительных, блокировочных и в цепях согласования устройств с низкими комплексными сопротивлениями. Во втором случае емкость на единицу площади полупроводника получается меньше, но изготовление таких конденсаторов значительно проще, так как не требуется диэлектрической пленки и слоя вторичной металлизации.
Основные виды потерь в конденсаторах — это потери в металлизации и в диэлектрических пленках, если они используются. В конденсаторах с боковой связью заряд и максимальная плотность тока сконцентрированы вблизи зазора между проводниками, что приводит к уменьшению добротности, значение которой не превышает 50 на частоте 10 ГГц.
В межслойных конденсаторах плотность тока более равномерна по площади пластин, но добротность также не превышает 50... 100 на частоте 10 ГГц из-за дополнительных потерь в диэлектрических пленках.
Встречно-штыревые конденсаторы. Одна из разновидностей конденсаторов с боковой связью — встречно-штыревые конденсаторы наиболее широко используются в полупроводниковых микросхемах, так как позволяют получать относительно большие емкости (до 0,5. .. 1 пФ на частоте 10 ГГц), превышающие емкость одиночного зазора в полоске линии передачи. В зависимости от включения этих конденсаторов по отношению к нагрузке их параметры и эквивалентные схемы различаются. На рис. 2.24 изображены примеры топологии различных встречно-штыревых конденсаторов.
Строгий расчет подобных структур приводит к необходимости решения трех-или двумерных смешанных краевых задач электростатики 1[38] и выходит за рамки настоящей книги. Более приемлемым методом расчета сосредоточенных встречно-штыревых конденсаторов является условное разделение их на отрезки однородных связанных линий передачи, нахождение матрицы четырехполюсника, описывающего эти отрезки, и определение результирующей матрицы всей структуры объединением найденных матриц отдельных участков. Расчеты ведутся в квазистатическом приближении, так как размеры элементов значительно
59
'Меньше длины волны. Основная погрешность метода заключается в том, что не учитывается влияние неоднородных областей (разрывы, повороты) и толщина полосков. Пренебрежение толщиной проводников приводит к погрешностям не более 2%, которую приближенно можно оценить, вычислив по формуле плоского конденсатора добавочную емкость между соседними проводниками [40].
Рассматриваемые гребенчатые структуры состоят из N/2 пар отрезков связанных микрополосковых линий (М— суммарное число штырей). Каждая такая пара может быть описана '[г/] -матрицей четырехполюсника, которая получается из [а]-матрицы восьмиполюсника (2.13) при условии разомкнутых зажимов 2 и J (рис. 2.16), т. е. /2=/з=0 [34]:
У и = У 22 =
2 (^в.ч Уч + ^в.н Ун ^ш)
Zg ч "Ь ,н “Н ZB ч ZM (cth уч /ш cth ун /ш -|- csch уч /ш csch ун /ш) ’
(2.31а)
#21 = #12 =
— 2 (ZB ч csch уч /ш — ^вн csch ун /ш)
~ 4 ,ч + ZB .н + 2 2в.ч ZB.H (cth-Уч /ш cth Ун/Ш + csch Тч /ш csch ?н /ш)	‘
(2.316)
тде ZB.4, Zb.h, Уч, Ун — вторичные параметры МПЛ с потерями, расположенной внутри системы связанных линий; /ш — длина боковой связи между штырями. Положительные направления токов на зажимах четырехполюсника указаны на рис. 2.2.
Конденсатор, изображенный на рис. 2.24,в, можно представить в виде мик-рополосковой линии с шириной полоска W, имеющей сопротивление, индуктивность и емкость единицы длины соответственно г, L и С, к которой по длине через равные расстояния	присоединены отрезки связанных линий. । По-
скольку выходные зажимы четырехполюсника, описывающего каждую пару связанных линий, заземлены, то входная проводимость со стороны зажимов, под-
Рис. 2.24. Топология встречно-штыревых
__ Г~	|	।	конденсаторов:
I р-1*-	-	||	а — последовательное включение; б, в — па-
I	11	А—jr r R	раллельное включение

60
ключаемых к МПЛ, YBX = yn. Расстояние №ш+5 значительно меньше длины волны, поэтому влияние N/2 пар связанных линий можно считать равномерно распределенным по длине МПЛ, соответствующей суммарной ширине конденсатора Wk = NWu!+ (W—1)S. Тогда эквивалентная схема новой линии передачи с учетом встречно-штыревой структуры имеет вид рис. 2.25. Дополнительная проводимость единицы длины линии находится как проводимость параллельного соединения N/2 пар связанных линий, усредненная по суммарной ширине конденсатора:
Гвх#/2 yuN/2 еД
Волновое сопротивление и постоянная распространения получаемой линии передачи определяются следующим образом [36]:
ZB к = V(r+ j<oL)7(jcoC + ^);	(2.32)
7к = У(г + j L.) (j со С -f- Уед) = ак Ч- j Рк •	(2.33)
Подставляя в (2.5) найденные значения ZB.K и ук, получаем элементы [а]-матрицы четырехполюсника, описывающего встречно-штыревой конденсатор, изображенный на рис. 2.24,в.
T'+jajL r+j(i)L T^jtvL
Рис. 2.25. Эквивалентная схема конечного участка линии передачи с учетом влияния встречно-штыревой структуры
Рис. 2.26. Условное разделение конденсатора, включенного последовательно, на три однородные части
Конденсатор, приведённый на рис. 2.24,6,
из соображений симметрии мож-
но представить как параллельное соединение двух разомкнутых на конце отрезков линии передачи длиной №к/2 с характеристическими параметрами ZBK и ук, определенными выше. Тогда, подставляя в систему уравнений (2.4) значения ZB.K, Ук, №к/2 при условии 72=0 (выходные зажимы разомкнуты), получаем входное сопротивление со стороны зажимов четырехполюсников, соединенных с центральным проводником, расположенным вдоль вертикальной оси симметрии:
1
2Вх- 2
/2=0
=VZ.-C,h
(2.34)
Л
Другими словами, конденсатор, изображенный на рис. 2.24,6, можно описать двухполюсником с комплексным сопротивлением ZBX, вычисленным по формуле (2.34).
При последовательном включении встречно-штыревого конденсатора он может быть представлен в виде соединения трех однородных частей I, II и III (рис. 2.26) [36]. Рассмотрим сначала часть III.
61
Пусть суммарное число- штырей, которое умещается по ширине полоска подводящей МПЛ, равно Мп (для конденсатора, приведенного на рис. 2.24,а, Мп = 2). Тогда эта область представляет собой параллельное соединение Ми/2 пар связанных линий и описывается четырехполюсником, элементы {#]-матрицы которого равны
11 ~	22 = ДГп/2; 21 “	12 ~ ^21 ^п/2,
где уп и y2i определяются по (2.31).
Часть II (или I) можно рассматривать как отрезок двух разомкнутых на конце (/2=Л==0) связанных линий с шириной полоска W, расстоянием между ними /ш + 25 и длиной (№к—№п)/2. Перпендикулярно этим линиям через равные расстояния №ш+5 вдоль них в области связи размещены пары других связанных линий с шириной полоска №ш, зазором S и длиной связи /ш. Как и для рассмотренных ранее включений конденсаторов считаем, что влияние связанных линий размерами Wm, S и /ш равномерно распределено по длине области связи (№к—№п)/2 первых линий и дополнительная проводимость на единицу длины этой области определяется следующими выражениями для четного и нечетного возбуждения соответственно:
Y _____	(#11 + #21) у ______ (М----Мп) (#Ц--#21)
*	ед.ч- 2(1ГК —IFn) ’ ед-н“	.2(ГК —№п)
где М — суммарное число штырей в конденсаторе.
Если первичные параметры связанных линий с шириной полоска IF и расстоянием между ними Zm + 2S при отсутствии встречно-штыревой структуры равны Гч, L4, Сч и Гн, Сн, то волновое сопротивление и постоянная распространения новой линии с учетом влияния дополнительных проводимостей определяются следующим образом:
для четного возбуждения
Zk.4 = 1/" ! Ly" ’ ?К.Ч = V (Гч + j “ L i) (j и Сч + гед.ч);
r J ЧТ еД.Ч
для нечетного возбуждения
Zk.h = 1/^	: VK.H =	+ j а Z-н) (j <0 Сн + У ).
Принимая во внимание, что получаемая связанная линия разомкнута на концах (/2=/4 = 0, см. рис/ 2.16), от матрицы восьмиполюсника (2.13) можно перейти к [#]-матрице четырехполюсника [34]
^чС1Ь(7к.чг) + гк.нс1МТк.н/)
^22 2ZK4ZKHcth(?K4/)cth(TKH/) ’
=	/ ZK.4Cth(TK.4Z)-ZK.HctHYB.H/)
^12 2ZK4ZKHcth(?K4/)cth(VKH/) ’ где /=(Гк-Гн)/2.
Элементы суммарной матрицы четырехполюсника, описывающей весь конденсатор, равны
Кц = 1/22 = 2#1114-#11111; У21 — Ki2 = 2#j 21 4- уП1 21. (2.35а); (2.356)
62
Следует отметить, что конденсатор, приведенный на рис. 2.24,6, тоже может быть представлен в виде соединения трех однородных областей. Пользуясь подобной методикой, можно рассчитать встречно-штыревой конденсатор любой формы, разбивая его на однородные участки и задавая условия на зажимах описывающих эти участки четырех или восьмиполюсников. Во всех рассмотренных случаях необходим также учет влияния отрезков микрополосковых линий, являющихся выводами конденсаторов.
При разработке СВЧ устройств на сосредоточенных элементах более наглядным представлением этих элементов являются эквивалентные схемы, которые могут быть получены из соответствующих четырехполюсников. Так, если предположить, что конденсатор, изображенный на рис. 2.24,в, состоит из отрезков линий передачи без потерь, то описывающий его четырехполюсник в соответствии с >[25] можно заменить Т-образной эквивалентной схемой, приведенной на рис. 2.27. Величины элементов Ьэкв и СЭКв являются функциями частоты и топологии конденсатора
г	^В.К ,	( Рк	р	1	. /О -TJ7 \
^ЭКВ -- tg I	I ; Сэкв —	7 Sin (Рк И^к) •
<о \	2	)	ZB K ш
Для конденсатора с потерями можно предложить другую приближенную эквивалентную схему. В этом случае, учитывая, что (ук^к)<С1, заменяем гипер-
L- зк8
Рис. 2.27. Эквивалентная схема конденсатора^ (рис. 2.24,в) без потерь	’
Рис. 2.28. Приближенная эквивалентная схема терями
конденсатора (рис. 2.24,в) с по-
болические функции в элементах Т-образной схемы замещения четырехполюсника членами степенного ряда и после преобразования получаем (рис. 2.28)
/?i = r№K/2; L1=:LFK/2;	(-2.36); (2.37)
Сх = С1ГК; =— ( 7ч + rC2r ;	(2.38); (2.39)
/цт / Стт	Сп	\
^2 — .г ( р । “F п г ); с2 = n /ш (Сн + £\)/4,
/V \ ЬН-[-СЧ	GH-f~Cq	/
(2.40); (2.41,) где г, L, С — первичные параметры МПЛ ic шириной полоска W; гч, rn, L4t LHt Сч, Ск — первичные параметры связанных линий с шириной полоска и расстоянием S между ними.
Эквивалентную схему конденсатора, изображенного на рис. 2.24,6, можно получить, если заменить в выражении (2.34) гиперболическую функцию членами степенного ряда. Тогда, с учетом (2.32), (2.33), после преобразования находим значения элементов эквивалентной Схемы (рис. 2.29)	= rTFrK/12; /^ — LWk/12,
где Ci, R2, L2 и C2 в этом случае вычисляются по формулам (2.38) — (2.41).
63
Рис. 2.29. Приближенная эквивалентная схема конденсатора (рис. 2.24,6) с потерями без учета подводящей МПЛ
Рис. 2.30. Эквивалентная схема встречно-штыревого конденсатора, включенного последовательно
С2 L2 _ R2
С1
Эквивалентная схема последовательно включенного встречно-штыревого конденсатора приведена на рис. 2.30. Величины элементов можно найти из П-об-разной схемы замещения четырехполюсника, предполагая, что потери в конденсаторе отсутствуют. Тогда все элементы [У]-матрицы будут чисто мнимыми
^11 + ^12 = J © Ci>	— ^12 = j ^2 (f) = - ~ . . ...	» (2.42a); (2.426)
J(oL2 +V(j(oC2)
где Уц, У12 —элементы суммарной [У]-матрицы (2.35). Для расчета L2 и С2 одного уравнения (2.42 б) недостаточно. Поэтому воспользуемся следующей методикой. Будем считать, что на каждой частоте f проводимость Y^(f) и ее производная по частоте Y'2(f) совпадают с соответствующими величинами, вычисленными для последовательного контура из реактивных элементов L2 и С2, т. е. получаем систему уравнений [40]
из которой находим выражения для L2 и С2
, = '	1	Г/гг(Л _ 1	=	Га(/)_______
4л/У2(/) L Уа 0) _Г 2 я/[1 +fY,2(f)/Yi (/)]
Для оценки величины С2 можно пользоваться приближенной формулой [40]
=	1) (8+ 1)8. Г1п ( 1+^-") +41-
о	L \ о / ч j
При этом погрешность по сравнению с расчетом на ЭВМ не превышает 5% в интервалах ТГШ/Н=0,01 ... 0,1 и £/Я=0,01 ... 0,1.
Если последовательно включенный конденсатор состоит из отрезков линий с потерями, то значение элемента R2 в эквивалентной схеме отлично от нуля. В этом случае приближенные значения R2i L2 и С2 можно найти, заменяя в У21 суммарной матрице проводимости (2.35) гиперболические функции первыми членами степенного ряда и считая для простоты, что гребенчатая структура расположена только по ширине подводящей микрополосковой линии ТГП:
р __/ш_ ( £н
2~ N \ Сн —С,
Сц
Сц Сч
гн
(2.43)
64
^2 = v f r r Ч- r r I; ^2 — az/ш (cH c4)/4.
/V \ С н — С ч	С н — C q /
(2.44); (2.45)
Замена гиперболических функций в У1 = Уц4-У21 (Ун, У21—элементы суммарной матрицы проводимости (2.35)) П-образной схемы замещения четырехполюсника членами степенного ряда приводит к сложной цепи из последовательного соединения R, L и С элементов, т. е. емкость С1 на эквивалентной схеме получается частотозависимой. Поэтому определенный интерес представляет приближенная Т-образная эквивалентная схема последовательно включенного конденсатора с потерями, все элементы которой не зависят от частоты (рис. 2.31):
Ci=N /ш^чСн/(Сд С'ч)’» ^2 —	(''ч	^h/3)/(2./V);
^2 — 4л (^ч 4“ ^h/3)/(2jV)’, G2 —	^н/2 •
Для оценочных расчетов по полученным формулам в табл. 2.5 приведены значения первичных параметров связанных микрополосковых линий (для внутренних проводников системы линий), расположенных на кристалле GaAs толщиной 100, 200 мкм и имеющих типичные для встречно-штыревых конденсаторов
Таблица 2.5
Первичные параметры для внутренних проводников системы связанных микрополосковых линий
Н, мкм	S, мкм	W, мкм	Сч, пФ/см	Сн, пФ/см	Ltp нГн/см	LH, мГн,см
100	5	5 10	0,26 0,30	2,98 3,68	39,5 34,7	2,5 2,1
	10	5 10	0,32 0,35	2,33 2,88	31,7 28,6	3,3 2,7
200	5	5 10	0,22 0,23	2,84 3,66	50,5 47,1	2,6 2,0
	10	5 10	0,25 0,26	2,34 2,98	41,7 39,5	3,2 2,5
геометрические размеры. Во всех рассмотренных случаях, строго говоря, суммарная емкость зазоров получается завышенной, так как при вычислении используем параметры N/2 пар линий, расположенных внутри системы связанных линий, и не учитываем, что имеются крайние штыри. Для более точного расчета необходимо усреднить по ширине конденсатора влияние (Л/—1)/2 пар центральных связанных линий и одну пару одиночных связанных линий, параметры которой вычисляются из (2.16) — (2.19).
Рис. 2.31. Приближенная эквивалентная Т-образная схема последовательного включения конденсатора (рис. 2.24, а) с потерями
3—113
2 L2 С2 С2 L2 R:
4=47
65
Рис. 2.32. Зависимости добротности параллельно включенного конденсатора (а) и последовательно включенного конденсатора j(6) от числа штырей при различных значениях ширины штырей.
Емкость! конденсаторов равны 0,3 пФ, 7/=625 мкм, S=10 мкм, 2=2,8 мкм, f=10 ГГц, е = 9,6
Из выражений (2.39) — (2.41) и (2.43) — (2.45) видно, что конденсаторы с одинаковыми геометрическими размерами при включениях, показанных на рис. 2.24,6, в, имеют меньшие потери и большую емкость, чем при последовательном включении (рис. 2.24,а). Это объясняется тем, что в первом случае емкость определяется как боковой связью между отрезками линий, так и лицевой связью между полосками и заземляющей плоскостью на обратной стороне кристалла. При последовательном включении емкость за счет лицевой связи является паразитной.
Добротность конденсатора С с последовательно включенным резистором R Qc = }/(ti)CR). Если емкости конденсаторов при рассмотренных включениях равны, причем это достигается за счет увеличения длины штырей последовательно включенного конденсатора, то добротность последнего в несколько раз меньше. В общем случае добротность является функцией включения и геометрических размеров конденсаторов.
На рис. 2.32 приведены зависимости добротности встречно-штыревых конденсаторов с фиксированной емкостью С = 0,3 пФ от суммарного числа штырей при различных значениях их ширины [36]. Сохранение емкости постоянной достигается за счет изменения длины штырей. Добротность растет с увеличением ширины полосков связанных линий, но при этом возрастает емкость между полосками и заземляющей плоскостью, которая при последовательном включении конденсатора является паразитной.
Наличие в эквивалентных схемах элементов L и С приводит к возникновению резонансов. Первый из них наблюдается на частоте 1/(2л ]Лл2С2), где L2 и С2— значения элементов эквивалентных схем (рис. 2.28 — 2.30). Кроме того, величины L2 и С2, вычисленные приближенно при замене гиперболических функций членами степенного ряда, получаются не зависимыми от частоты, что в действительности неверно. Поэтому рассмотренные эквивалентные схемы корректны до частот, не превышающих 1,5 fp [40]. Для предотвращения эффектов распределенности, улучшения добротности и частотных свойств конденсаторы должны иметь малую ширину зазора S (обычно 5 мкм) и большое число относительно широких и коротких штырей. Задача проектирования встречно-штыревых конденсаторов состоит в том, чтобы выбрать оптимальное соотношение размеров, 66
Рис. 2.33. Варианты топологии МИМ-конденсаторов
которое при требуемой величине емкости обеспечивало бы максимально возможную частоту fp.
Межслойные конденсаторы. В зависимости от материала проводящих плоскостей можно выделить два типа конденсаторов: металл — диэлектрик (изолятор) — металл (МДМ- или МИМ-конденсаторы) и металл — диэлектрик — полупроводник (МДП-конденсаторы). Первые получили наибольшее распространение, так как добротность их выше.
Варианты конструктивного исполнения МИМ-конденсаторов приведены на рис. 2.33. В структурах рис. 2.33,а иногда возникает прокол диэлектрика в месте перегиба, что приводит к соединению верхней и нижней обкладок. Для повышения надежности применяют конструкции рис. 2.33,6, в, где подобные дефекты встречаются реже. Верхняя обкладка конденсатора, приведенного на рис. 2.33, в, соединяется с выводом «воздушным мостом». Недостатком конструкции рис. 2.33,6 является то, что для получения одной и той же емкости площадь ее обкладок должна быть в четыре раза больше площади обкладок конденсаторов, изображенных на рис. 2.33,а, в, так как она представляет собой последовательное соединение двух конденсаторов. Добротность ее тоже ниже.
Рассмотрим основные требования к диэлектрическим пленкам и их параметры. Свойства диэлектрических пленок можно охарактеризовать относительной диэлектрической проницаемостью; максимальной емкостью на единицу площади; потерями; максимальной допустимой напряженностью электрического поля; температурной нестабильностью; временной нестабильностью; плотностью повреждений (дефектов); способом и температурой осаждения. Последнее требование вытекает из необходимости совмещения технологии осаждения диэлектрических пленок с технологией изготовления активных приборов (ПТШ). Наиболее подходящими, исходя из последнего требования, являются пленки моноокиси кремния (SiO), двуокиси кремния (SiO2) и нитрида кремния (Si3N4).
В табл. 2.6 приведены параметры некоторых диэлектрических пленок, которые могут быть использованы для изготовления межслойных конденсаторов, и параметры конденсаторов на основе барьера Шотки. В таблице приняты следующие обозначения: C/SK — емкость на единицу площади обкладок; Qx=l/tg8t tg 6—тангенс угла потерь в диэлектрике; Еп — напряженность электрического поля, при котором наступает пробой диэлектрика.
Для увеличения емкости конденсатора применяют диэлектрики с большими значениями е и уменьшают толщину пленки /д. Минимальная толщина min 3*	67
Таблица 2.6
Параметры материалов для межслойных конденсаторов
Ма гериал	£	ТКЕ, ю-6 1/°С	С/8’к> пФ/мм2	<?д	Еа, В/см	1 Технология нанесения
SiO	5,5...6,8	100...500	300	30	4-Ю5	Вакуумное испарение
SiO2	4.. .5	50	200	20...5000	10''	Испарение, напыление, химическое осаждение
SkN4	6...7	25...35	300		10’	Реактивное плазменное напыление, химическое осаждение
ТагОз	20...25	0...200	1100	Менее 100	6-10»	Напыление и анодирование
А120з	6.. .10	300...500	400	—	4-10’	То же
Полиимид	3...4,5	-500	35		—	Нанесение и термообработка органической пленки
Обедненный п-слой GaAs (емкость барьера Шстки)	12,6...13		550			Напыление металла на ш-GaAs
* При толщине пленки 0,2 мкм (толщина пленки полиимида 1 мкм).
определяется допустимой электрической прочностью диэлектрика. Для нормальной работы конденсатора толщина его диэлектрика должна удовлетворять условию	min = wPa6/(^3^), где «раб — рабочее напряжение между обкладка-
ми конденсатора; М3 = 0,5 ... 0,7 — коэффициент запаса. Отметим, что нанесение полипмидных пленок незначительно усложняет процесс производства ИС и не требует высокотемпературных процессов, ухудшающих характеристики активных приборов. Температура полимеризации ниже 350° С. Основной недостаток конденсаторов с полиимидными пленками — малая емкость на единицу площади из-за низкой диэлектрической проницаемости полиимида и необходимости использования относительно толстых пленок (около 1 мкм). Последнее вызвано невысокой воспроизводимостью толщины тонких пленок, приводящей к большим погрешностям емкости, и, кроме того, изготовление пленок полиимида с малой плотностью дефектов при толщине ниже 1 мкм затруднено.
Эквивалентные схемы МИМ-конденсаторов могут быть получены, если рассматривать такие конденсаторы как короткие отрезки связанных несимметричных линий передачи с сильной лицевой связью [41]. Частичные емкости этих линий изображены на рис. 2.34, а, а эквивалентная П-образная схема отрезка линий — на рис. 2.34,6. На рисунке приняты следующие обозначения: Са — частичная собственная емкость единицы длины линии а (соответствует верхней обкладке кон-68
Рис. 2.34. Условное изображение статических емкостей в системе двух несимметричных связанных линий (а) и эквивалентная схема короткого отрезка этих линий (б)
денсатора) относительно заземляющей полоски; Съ—частичная собственная емкость единицы длины линии b (соответствует нижней обкладке) относительно заземляющей плоскости; Саь — частичная взаимная емкость единицы длины линий а и Ь. Тогда согласно [41] для четного и нечетного видов возбуждения несимметричных связанных линий а и b получаем значения соответствующих емкостей
Сач = са, С* = СЬ, С^ = Са+(\+К)СаЬ, Сьи = Сь + (1 + ИК)Саь, к = са/сь.
Как уже было ранее показано, для встречно-штыревых конденсаторов эквивалентные схемы, а следовательно, и характеристики МИМ-конденсаторов тоже должны зависеть от схемы включения. Наиболее распространенные схемы приведены на рис. 2.35, а, б. Несимметричные связанные линии так же, как и симметричные, можно описать классическими матрицами восьмиполюсников. Если положительные направления токов и напряжений на входах этих линий соответствуют изображенным на рис. 2.16, то для конденсаторов, приведенных на рис. 2.35, а, б, условия на зажимах восьмиполюсника будут различными (/2= — Ц — 0 в первом случае и 12=13=0 во втором). Тогда, подставляя эти условия в матричное уравнение, описывающее несимметричные связанные линии, можно перейти от матрицы восьмиполюсника к матрице четырехполюсника и определить элементы П-образной схемы замещения четырехполюсника. Заменяя гиперболические функции первыми членами степенного ряда (считаем, что длина конденсатора значительно меньше длины волны) и учитывая, что Са<сСаь, Съ<& <iCab, /С<^1, LB<^L4, получаем приближенные выражения для элементов эквивалентной схемы, показанной на рис. 2.34,6.
Рис. 2.35. Варианты включения межслойных конденсаторов
69
Для включения, приведенного на рис. 2.35,а,
Z3 = j Q) Lq	~	;	(2.46)
J 0) Cq J G) Cab I
7	1	1	I ‘	^4 t . f4 .
1— У1 x i<ocai зк зк ’
Z 2 — “7“ ® — 777“ + J M “7" ! + ~7" •
Y 2	J 0) Cf) l	о	о
Для включения, приведенного на рис. 2.35,6,
Z3 «---------+ j (0 ——— 14- —— /;	(2.47)
3	]а>СаЪ1 TJ 1+tf ^1+К	V f
^1 ~	". 4“ j w К С 4" гч /;
J со Са Z
z2~-.-...j; ; +j(^KcKL4l + KcKr4if
j/o Cb I
где Кс = Съ^\Съч(\ +K)2]; / — длина конденсатора; £ч, Лн — индуктивность единицы длины линии b (нижней обкладки конденсатора) соответственно для четного и нечетного типов возбуждения; гч — потери в металлизации при четном возбуждении в нижней обкладке. Таким образом, для вычисления элементов эквивалентной схемы МИМ-конденсатора необходимо знать первичные параметры несимметричной связанной линии.
Анализ выражений (2.46) и (2.47) показывает, что для коротких обкладок (/<^Х) и достаточно толстых подложек, когда паразитные емкости обкладок относительно заземляющей плоскости на обратной стороне кристалла становятся незначительными, т. е. элемент считается сосредоточенным, добротность конденсаторов, включенных, как показано на рис. 2.35,а, должна быть выше, чем добротность конденсаторов, изображенных на рис. 2.35, б. Из выражений для У1 и У2 при обоих включениях видно, что эти элементы эквивалентной схемы лишь весьма приближенно можно рассматривать как частотонезависимую емкость. Емкость МИМ-конденсатора Со можно оценить из выражения Co=Cabl = ^oSK/tRtr где 5к — площадь перекрытия обкладок; /д — толщина диэлектрической пленки.
Добротность МИМ-конденсатора 1/Q= l/QM-b 1/0д, где QM= 1/(<оС0/?о)— добротность, определяемая потерями в металлизации обкладок; Qa = 1/tg 6 — добротность, определяемая потерями в пленке диэлектрика между обкладками. При учете потерь в диэлектрике нужно в эквивалентную схему параллельно собственной емкости конденсатора Со включить резистор, отражающий эти потери. Следует учитывать, что толщина нижних обкладок конденсаторов, которые обычно наносятся напылением (приблизительно 0,3... 0,5 мкм), как правило меньше верхних, наращиваемых гальваническими методами (более 1 мкм). Поэтому потери в основном определяются потерями в нижней обкладке, толщина которой может быть меньше глубины скин-слоя. Типичные значения добротности 30... 50 на частоте 10 ГГц.
Конденсаторы на основе обратносмещенных диодов Шотки. В полупроводниковых микросхемах, кроме описанных выше, применяют конденсаторы, емкость которых определяется емкостью обратносмещенного диода Шотки (ДШ). Добротность этих конденсаторов уступает добротности встречно-штыревых и МИМ-конденсаторов, но их емкость меняется в зависимости от напряжения сме-70
Рис. 2.36
Рис. 2.37
Рис. 2.36. Поперечное сечение варикапа
Рис. 2.37. Теоретические зависимости емкости и добротности варикапа от приложенного напряжения на частоте 10 ГГц (С0/С=34)
щения. Такие приборы с управляемой напряжением емкостью (варикапы) используются для электрической перестройки частоты в генераторах, усилителях и могут применяться в качестве разделительных и блокировочных конденсаторов.
Изготовление варикапов основано на тех же активных слоях полупроводника, что и ПТШ. Коэффициент перекрытия, т. е. отношение максимальной емкости (при нулевом напряжении смещения) к минимальной, С0/С>10 [42]. Поперечное сечение такого варикапа изображено на рис. 2.36. Для увеличения суммарной барьерной емкости и уменьшения последовательного сопротивления применяют встречно-штыревую структуру, состоящую из одного или более анодных штырей (контакт Шотки), размещенных между катодными штырями (омические контакты). Особенностью таких диодов является то, что значительная перестройка емкости достигается за счет изменения эффективной площади перехода, так как обедненная область при отрицательном напряжении смещения (напряжении (смыкания Uсм) распространяется через весь n-слой и достигает полуизолирующей подложки или буферного слоя. Для этого толщина п-слоя и (или) величина, на которую углубляют анод, выбирается так, чтобы обедненная область достигала подложки при напряжениях, меньших напряжения пробоя. При отрицательных напряжениях, больших UCM, эффективная площадь перехода снижается до величины, определяемой боковыми границами обедненной области между анодом и катодом. Максимальное изменение емкости задается соотношением длины анодного штыря £а и толщины п-слоя. Последовательное сопротивление зависит от расстояния анод—катод.
Область под анодом при отрицательных смещениях до смыкания обедненной области с подложкой может быть рассмотрена как распределенная RC-структура. Тогда элементы эквивалентного комплексного сопротивления этой структуры в виде последовательного соединения сопротивления 7?э и Сэ будут зависеть от частоты [42]
п_____1_ 1/ 7?o(sh0 —sinO) ______1_
2 V 2<oCo(ch0—cos0) "t" 2 *a’
1	1 1/г /?о (sh 6 4~ sin 0)
а)Сд ~ 2 V 2 со Со (ch 6 — cos 6) ’
где 9 = La ]Zco/?oC0/2;	— паразитное последовательное сопротивление п-слоя с
каждой стороны от анода; Со—соответственно сопротивление и емкость еди-
71
ницы длины области под анодом; Аа — длина анода. В уравнения не входит емкость боковых стенок обедненной области, которую необходимо учитывать при напряжениях смещения вблизи [/см. На рис. 2.37 приведены расчетные зависимости барьерной емкости и добротности (Q = 1 /(<оСэ/?э)) диода от напряжения смещения. Размер углубленного анода 6X100 мкм.
В рассмотренной структуре ДШ необходимая площадь n-слоя определяется травлением меза-областей или другими способами изоляции. Контактные площадки и металлические соединения с другими элементами располагают на полуизолирующей подложке для уменьшения паразитных емкостей и проводимости.
2.5. СОСРЕДОТОЧЕННЫЕ РЕЗИСТОРЫ
Планарные резисторы используются как пассивные согласованные нагрузки в направленных ответвителях, делителях или сумматорах мощности и подобных устройствах, а также в цепях питания и напряжения смещения активных приборов. Основные параметры материалов, служащих для изготовления резисторов ИС, следующие: поверхностное сопротивление; температурный коэффициент удельного сопротивления (ТКС); тепловое сопротивление или максимально допустимая удельная мощность рассеивания; частотный диапазон.
В качестве резистивных материалов применяют полупроводники, пленки металлов и керметы. Для изготовления полупроводниковых резисторов используют тот же п-слой, что и для каналов ПТШ. При эпитаксиальном выращивании изоляция резистора от других элементов микросхемы осуществляется либо обтравли-ванием n-слоя (меза-область), либо протонной бомбардировкой. При ионной имплантации резисторы формируют непосредственно в кристалле полупроводника. Далее наносят омические контакты. Поверхностное сопротивление n-слоя может достигать значения 300... 1000 Ом/D, что является достаточным в большинстве практических случаев. Но такие резисторы имеют два недостатка, что иногда вынуждает применять другие резистивные материалы. При определенном уровне тока сопротивление этих резисторов начинает меняться с увеличением тока из-за достижения электронами скорости насыщения. Предельная скорость дрейфа электронов в GaAs достигается при напряженности электрического поля около 3,5 кВ/см. Этот эффект приводит к нелинейной ВАХ резистора.
Другой недостаток высоколегированных резистивных пленок — положительный температурный коэффициент сопротивления (ТКС), который вместе с аналогичным изменением некоторых характеристик активных приборов приводит в ряде случаев к нежелательному изменению параметров микросхем с температурой. По этим причинам более предпочтительно использовать другие резистивные материалы, которые имеют линейную ВАХ, отрицательный ТКС и дают возможность получать требуемые значения сопротивлений без значительного изменения толщины пленки.
Удельная проводимость пленки примесного полупроводника а=^пкц, где q — заряд электрона; пк — концентрация носителей заряда; ц— подвижность носителей заряда.
Типичные значения концентрации электронов и толщины n-слоя, который используется для изготовления резисторов и каналов ПТШ, составляют соответственно (1...2)-1017 см~3 и 0,2... 0,6 мкм. Поэтому эффект образования доменов сильного электрического поля наблюдаться не должен. Существенным требованием к резистивным материалам является также технологическая совмести-72
Характеристики резистивных пленок
Таблица 2.7
Материал	p, io-6 Om-cm		Типичное поверхностное сопротивление Rs, Ом/П	ткс, 10-° 1/°C	Технология нанесения	Примечания
Сг	13		1,5	3000	Вакуумное испарение	Хорошая адгезия к GaAs, но низкое Rs
Ti	55.	..135	10	25 000	То же	Хорошая адгезия к GaAs, высокая стабильность после отжига
Та	180.	..220	—	-100...+500	Реактивное напыление	Может быть анодирован
NiCr	60.	..600	90	200	Испарение (300° С); напыление	/?s зависит от режима отжига, высокая стабильность после отжига
TaN	280		—	—180...—300	Реактивное напыление	Не может быть анодирован
Ta2N	300	..105	90	—50...—ПО	То же	Хорошая адгезия к полиимиду,	может быть анодирован
Cr— SiO (кермет)	103.		50...500	—300...+ 100	Напыление	ТКС зависит от режима отжига
n- GaAs			300 (n=1017CM"“3)	3200	Эпитаксиальное выращивание, ионная имплантация	Нелинейная ВАХ, ограниченное Rs без селективной ионной имплантации
мость их нанесения с изготовлением остальных элементов микросхем. Характеристики некоторых материалов, которые можно применять в микросхемах, приведены в табл. 2.7 [1]. Наиболее подходящими являются Ta2N и керметы. Резистивный материал Ta2N наносят реактивным напылением и в зависимости от парциального давления азота в плазме получают различные значения удельного сопротивления и ТКС в интервале (4-1000 ... — 110) • 10“б 1/°С.
Важное свойство таких пленок заключается в том, что изменение проводимости и ТКС в зависимости от парциального давления N2 происходит лишь в ограниченном диапазоне давлений. При концентрации азота от 1 до 10% оба параметра меняются незначительно, обеспечивая высокую воспроизводимость характеристик. В этом случае удельное сопротивление составляет 2,5-10-4 Ом-см, а поверхностное сопротивление 25 Ом/D при толщине пленки 0,1 мкм. Такая толщина соответствует минимальному значению, при котором сохраняется однородность химического состава и структуры пленки, а следовательно, стабильность и воспроизводимость характеристик. Кроме того, необходимо учитывать ограничение из-за допустимой плотности постоянного тока в резистивных пленках, которая не должна превышать (1 ... 10) • 104/А-см~2 [43]. Это уменьшает степень изменения толщины и ширины пленки, заставляя делать резистор больших размеров, что приводит не только к увеличению габаритных размеров, но и к возрастанию влияния паразитных элементов. Существенный недостаток пле-
73
Рис. 2.38. Зависимости теплового сопротивления и КСВН пассивной согласованной нагрузки от поверхностного сопротивления при толщине подложки 100 мкм
нок Ta2N —наличие внутренних напряжений, увеличивающее вероятность их разрыва. Для ослабления напряжений изучаются различные тепловые режимы нанесения пленок.
Особенностью керметов (смеси Cr—SiO) является высокое удельное сопротивление пленки (10-3... 10-1) Ом-см. Типичное значение 1 • 10~2 Ом-см получается при концентрации атомов Сг в пленке 55% и соответствует поверхностному сопротивлению 300 Ом/П (толщина 0,33 мкм). При концентрации атомов хрома 50... 60 % ТКС резисторов в интервале температур до 250° С составляет (—400 ... —250) • 10~б 1/°С. Максимальная плотность постоянного тока равна 3-104 А-см~2. Параметры пленки стабилизируются при отжиге (Т=300°С) сразу после напыления. Характеристики керметов на высоких частотах еще недостаточно изучены. Наличие диэлектрика в резистивной пленке может привести к появлению нежелательных Т^С-структур.
При расчетах планарных резисторов необходимо также учитывать паразитные элементы: емкость относительно заземляющей плоскости и индуктивность длины пленки. Для этого резистор рассматривают как короткий отрезок микропо-лосковой линии со значительными потерями. Чем больше требуемая рассеиваемая мощность, тем большую площадь необходимо отводить под резистор.
Для уменьшения влияния неоднородностей ширину пленок резисторов пассивных согласованных нагрузок следует сохранять близкой к ширине подводящей линии передачи. Поэтому нужное сопротивление резистора получается за счет изменения его длины l=WR!Rs, где W— ширина резистивной пленки; R — требуемое сопротивление; Rs — поверхностное сопротивление пленки. Значительное увеличение длины резистора (за счет уменьшения поверхностного сопротивления) для получения малого теплового сопротивления может привести к нарушению критерия, при котором элемент считают сосредоточенным. На рис. 2.38 [1] приведены КСВН и тепловое сопротивление пассивной согласованной нагрузки как функции поверхностного сопротивления Rs при различных значениях частоты. Видно, что при малых Rs с повышением частоты резко возрастает КСВН из-за увеличения влияния паразитных элементов.
ГЛАВА 3
ОСОБЕННОСТИ КОНСТРУИРОВАНИЯ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ МИКРОСХЕМ
Важное место при разработке микросхем занимают вопросы, связанные не только со схемотехническими решениями, но и с выбором типа согласующих цепей, сопособа размещения цепей сме-74
щения и таких элементов конструкции, как подложка (ее размеры), корпус. От решения этих вопросов зависят характеристики, их воспроизводимость и процент выхода микросхем. Поэтому в данной главе будут рассмотрены особенности, связанные со спецификой конструирования, производства и контроля параметров микросхем.
3.1.	ЦЕПИ СОГЛАСОВАНИЯ И СМЕЩЕНИЯ
Пассивные согласующие цепи аналоговых СВЧ микросхем выполняются на линиях с распределенными параметрами и (или) на сосредоточенных элементах. Высокая разрешающая способность фотолитографии позволяет задавать геометрические размеры согласующих цепей в обоих случаях с достаточной точностью. В зависимости от диапазона частот целесообразно применять либо распределенные структуры, либо сосредоточенные элементы.
Для полупроводниковых микросхем площадь кристалла имеет
важное значение, так как стоимость полупроводникового материала значительно выше, чем подложек гибридных микросхем. Кроме того, с уменьшением размеров растет число микросхем, размещаемых на одной пластине, и их процент выхода. На относительно низких частотах СВЧ диапазона (до 4...6 ГГц) применение сосредоточенных элементов дает большой выигрыш в площади, занимаемой согласующими цепями, без значительного увеличения потерь. С повышением частоты потери таких элементов ( с учетом излучения) резко возрастают, а размеры и потери на единицу длины волны согласующих цепей с распределенными параметрами уменьшаются. На рис. 3.1 показано уменьшение длины волны в микрополосковой линии на подложке из GaAs с ростом частоты. Соответственно уменьшаются и размеры отрезков линий в цепях согласования. Поэтому на высоких частотах предпочтительнее использовать цепи с распределенными параметрами. Верхняя граничная частота применения сосредоточенных элементов зависит от топологии и не превышает 15... 20 ГГц. При конструировании и использовании сосредоточенных элементов на таких частотах сле-
дует тщательно учитывать влияние паразитных элементов. Необходимость уменьшения площади
кристалла приводит к тому, что в ИС применяются в основном Г- или Т-образные цепи согласования, состоящие из двух или трех элементов (рис. 3.2). Использование более сложных структур (например, фильтров с чебышевской ха-
Рис. 3.1. Зависимость длины волны в микрополосковой линии на подложке из GaAs от частоты при Н = 300 мкм, №=20 мкм
Рис. 3.2. Г-(а, б) и Т-образные (в) цепи согласования
рактеристикой) не всегда оправдано, так как увеличиваются потери (следовательно, возрастают шумы) и площадь, занимаемая цепью согласования.
При разработке топологии микросхем следует учитывать, что повышение плотности размещения элементов на кристалле приводит к увеличению электромагнитного взаимодействия между ними. При этом могут изменяться параметры линий передачи, индуктивности и возникать паразитные обратные связи, ухудшающие характеристики микросхем и зависящие от положения элементов на кристалле. Поскольку влияние соседних элементов очень сложно учесть в расчетах, целесообразнее снижать их плотность размещения для уменьшения взаимодействия.
Технология изготовления ИС позволяет создавать на кристалле полупроводника все необходимые для подачи напряжений смещения элементы, включая фильтры питания. Поэтому предпочтительнее размещать цепи смещения на том же кристалле, что и остальные элементы микросхемы. Это позволяет повысить воспроизводимость характеристик ИС (уменьшается погрешность из-за распайки цепей подачи напряжений питания, влияющая на параметры устройства), делает микросхемы более универсальными при использовании в системах, уменьшает габаритные размеры и облегчает корпусирование.
Небольшие размеры кристаллов, применяемых для изготовления ИС, не позволяют размещать на них конденсаторы и катушки индуктивности с большими номинальными значениями, необходимыми для фильтров питания. Поэтому на кристалле обычно располагают только высокочастотную часть фильтра, а конденсаторы большой емкости и дроссели помещают за пределами кристалла. Кроме того, применение резисторов в цепях смещения, где протекают большие постоянные токи (в стоке или истоке транзисторов), приводит к увеличению рассеиваемой микросхемой мощности. Иногда такие резисторы выносят за пределы кристалла. Необходимость присоединения к ИС дополнительных внешних элементов усложняет процесс изготовления и корпусирования устройств.
Следует отметить возможность объединения цепей согласования и смещения. На рис. 3.3,а приведена часть топологии ИС, где индуктивность L2 и емкость С1 элементов согласования служат дополнительным фильтром в цепи подачи постоянного напряжения на сток транзистора.
При проектировании полупроводниковых микросхем для сни-
76
Рис. 3.3. Топология (а) и схема (б) совмещенных цепей согласования и фильтра для подачи смещения на сток ПТШ
жения геометрических размеров стремятся упростить цепи смещения. При этом часто постоянные напряжения подают через резисторы, что приводит к возрастанию потерь ВЧ сигнала, который попадает в резисторы и рассеивается в них, и увеличению шумов (резисторы являются дополнительным источником шума). Но предельная простота такой цепи позволяет улучшить другие характеристики, а именно воспроизводимость параметров, габаритные размеры и процент выхода годных ИС.
Перспективным является использование активных приборов в цепях согласования (схем включений транзистора, обладающих индуктивной составляющей комплексного сопротивления) и в цепях смещения (генераторов тока, имеющих большое сопротивление для переменного сигнала).
3.2.	ВЛИЯНИЕ ОТРИЦАТЕЛ ЬНОСМЕЩЕН НОЙ ПОЛУПРОВОДНИКОВОЙ подложки
Кроме электромагнитного взаимодействия между соседними проводниками существует еще одно явление, ограничивающее минимальное расстояние между элементами микросхемы. Характеристики ПТШ зависят от состояния на границе раздела активного n-слоя и полуизолирующей подложки. При подаче отрицательного напряжения смещения на подложку может наблюдаться временной дрейф и уменьшение тока стока транзистора. В микросхемах повышенной степени интеграции этот эффект приводит к взаимодействию расположенных близко друг от друга элементов и вносит дополнительные ограничения на плотность их размещения на поверхности кристалла.
Приложение напряжения к подложке модулирует область пространственного заряда под каналом (область 3 на рис. 1.2). При этом изменяется глубина канала и уменьшается ток стока [44,45]. Влияние соседних проводников на характеристики транзистора обычно определяют по деградации тока насыщения стока при подаче отрицательного смещения на металлический электрод, представляющий собой омический контакт, к n-слою. Электрод располагают рядом (на расстоянии 5... 15 мкм) с границей активного n-слоя транзистора параллельно или перпендикулярно затвору
77
Рис. 3.4
Рис. 3.4. Топология тестовой структуры для исследования влияния напряжения смещения соседних элементов на характеристики ПТШ:
Э — металлический электрод
Рис. 3.5. Зависимости изменения тока насыщения стока от напряжения Uu э между истоком и дополнительным электродом при различных способах изоляции ионноимплантированных n-слоев (£0 = 5 мкм):
1 — селективная ионная имплантация в легированную хромом подложку (или травление меза-областей); 2 — протонная бомбардировка n-слоя на легированной хромом подложке, 3— протонная бомбардировка (подложка без примесей хрома)
(рис. 3.4). Типичные зависимости изменения тока насыщения стока ПТШ на основе GaAs от напряжения на дополнительном электроде приведены на рис. 3.5 [45]. Деградация тока зависит от технологии изготовления транзисторов и изоляции между элементами. Лучшие результаты достигнуты при изоляции за счет протонной бомбардировки n-слоя. Во всех случаях изменение тока стока происходит линейно с увеличением отрицательного смещения. Существует напряжение, ниже которого это изменение пренебрежимо мало. При селективной ионной имплантации в слаболегированную хромом (концентрация менее 1ХЮ15 см~3) подложку GaAs такое пороговое напряжение приблизительно равно —2,5 В. Поэтому в ИС с напряжениями питания более 5 В деградация тока стока может превышать 30% от значения тока для отдельного транзистора при нулевом напряжении на подложке.
Временные зависимости тока стока при скачкообразном изменении напряжения смещения на дополнительном электроде изображены на рис. 3.6 [44]. Сначала происходит резкое уменьшение тока, а затем медленное его увеличение ^иэм	для приборов, полученных ионной имплан-
__________________________тацией непосредственно в высококачествен-t ный однородный собственный полупровод-__________________________________ ник, и плавное снижение тока для приборов, Ао_______________изготовленных на легированных хромом
----	подложках. Использование буферных слоев ч 1	не меняет вида зависимостей.
------------------------------------------
2 Рис. 3.6. Временные зависимости тока стока:
t /—однородная подложка без примеси хрома; 2 — легированная хромом подложка
78
Изменение характеристик ПТШ при подаче отрицательного напряжения смещения на расположенный рядом электрод объясняется следующим образом. В полуизолирующей подложке существует определенная концентрация дефектов и примесей, которые могут захватывать электроны или производить эмиссию дырок, тем самым создавая фиксированный отрицательный заряд вблизи границы раздела подложка — активный n-слой. Этот отрицательный заряд в подложке уравновешивается положительным пространственным зарядом в канале. Отрицательное напряжение, приложенное к подложке, расширяет обедненную область под активным каналом и уменьшает ток стока. За резким изменением ширины обедненной области следует эмиссия электронов или дырок из глубоких уровней и восстановление равновесного состояния. В легированных хромом подложках GaAs происходит эмиссия дырок из глубоких уровней Сг, что приводит к плавному уменьшению тока стока за счет увеличения отрицательного заряда в подложке вблизи границы раздела. В однородных подложках из полупроводника без примесей хрома происходит эмиссия электронов в зону проводимости и постепенное увеличение тока стока до значения, соответствующего равновесному состоянию.
Уменьшить влияние отрицательносмещенной подложки (при фиксированном напряжении смещения) можно, либо увеличивая расстояние между элементами, либо технологическими методами, улучшающими изоляцию активных приборов, например протонной бомбардировкой. Протонная бомбардировка п-слоя не уменьшает концентрацию ловушек под каналом, а увеличивает сопротивление между транзистором и дополнительным электродом. Это приводит к уменьшению падения напряжения в обедненной области и, следовательно, к меньшей зависимости тока стока от напряжения смещения.
3.3.	ЭЛЕМЕНТЫ КОНСТРУКЦИИ
полупроводниковых микросхем
Рассмотрим ограничения, накладываемые на размеры полупроводниковой подложки микросхем. Диаметр круглых пластин, используемых для создания микросхем, обычно близок к 2,5 см. В последнее время появились установки для выращивания слитков полупроводника диаметром 10 см. Стоимость изготовления одной микросхемы обратно пропорциональна их числу, получаемому с одной пластины. Поэтому представляет интерес оценить возможное число кристаллов ИС, размещаемых на одной пластине полупроводника, в зависимости от частоты. Для этого предположим, что максимальные линейные размеры одного кристалла микросхемы малой степени интеграции находятся в интервале Л/10... Х/4, где X — длина волны в используемой линии с распределенными параметрами на диэлектрической подложке. Нижняя граница примерно соответствует максимальному размеру сосредоточенных элементов, а верхняя представляет собой типичный максималь
79
ный размер элементов с распределенными параметрами (шлейфы, направленные ответвители и т. д.). Учитывая, что верхняя рабочая частота сосредоточенных элементов не превышает 15... 20 ГГц, аппроксимируем возрастание относительных максимальных размеров микросхем прямой линией так, что при частоте 1 ГГц эта граница составляет Х/10, а при частоте 16 ГГц Х/4. На частотах, превышающих 16 ГГц, максимальные размеры равны %/4. Зависимость числа кристаллов на пластине от частоты при принятой аппроксимации для двух размеров пластин приведена на рис. 3.7 [1]. Предполагается, что выход годных микросхем равен 100%, а потеря полупроводникового материала происходит при разделении пластины на отдельные кристаллы и за счет кристаллов, расположенных по краям пластины.
Общий процент выхода годных микросхем зависит от качества каждой технологической операции. При производстве ПТШ их число может превышать 40 и выход годных ИС в наибольшей степени определяется выходом годных транзисторов. Приведенные графики не справедливы для микросхем с непосредственными связями, где возможна высокая плотность размещения элементов на кристалле полупроводника при отсутствии пассивных элементов цепей согласования.
С повышением степени интеграции площадь кристалла, занимаемая микросхемой, возрастает. Предполагается, что для приемо-передающих модулей активных фазированных антенных решеток она может достигать единиц квадратных сантиметров. При этом ожидают, что стоимость таких ИС будет относительно невысокой благодаря широким масштабам производства (ориентировочная потребность 105 ед./год) и приемлемым процентом выхода годных микросхем, так как большую часть площади кристалла будут занимать пассивные элементы, воспроизводимость характеристик которых достаточно высока. Для создания подобных ИС необходи
Рис. 3.7. Зависимость числа ИС малой степени интеграции, получаемых с одной пластины, от частоты при различных значениях диаметра D пластин
Рис. 3.8. .Расчетные зависимости снижения коэффициента усиления мощного ПТШ от индуктивности в цепи истока при различных значениях суммарной ширины затвора
80
мо выращивание монокристаллов полупроводника большого диаметра.
При выборе толщины кристалла следует учитывать ряд противоречивых требований: расход полупроводникового материала, возможность изготовления отверстий для заземления, механическую прочность пластин, тепловое сопротивление, потери в передающих линиях, ограничения на волновые сопротивления и влияние погрешности толщины на характеристические параметры линий передачи.
Очевидно, что для улучшения отвода тепла, облегчения заземления через отверстия в кристалле, уменьшения ширины передающих линий и снижения расхода полупроводникового материала пластины должны быть как можно тоньше при условии сохранения механической прочности. С другой стороны, с ростом толщины подложки уменьшаются потери при распространении в МПЛ (рис. 2.10), увеличиваются добротность и максимальное значение планарных индуктивностей. Кроме того, для толстой подложки достигаются более высокое волновое сопротивление МПЛ и улучшенная воспроизводимость ее характеристик с учетом технологических допусков на толщину подложки и размеры проводников. Таким образом, полагается, что до частоты 30 ГГц наиболее приемлема толщина кристалла 100... 150 мкм для микросхем с повышенным уровнем рассеиваемой мощности и до 600 мкм для маломощных ИС без значительных потерь при разделении пластин на отдельные кристаллы [46].
Важное место при разработке ИС занимает выбор способа заземления элементов. Проблемы заземления возникают в основном при использовании микрополосковых линий, когда заземляющая плоскость расположена на обратной стороне кристалла. Необходимость уменьшения эффективной индуктивности заземления, особенно для мощных приборов, видна из рис. 3.8 [46], где показано снижение коэффициента усиления ПТШ в зависимости от паразитной индуктивности в цепи истока при различных значениях суммарной ширины затвора , соответствующей выходной мощности 1,2 и 4 Вт.
Возможные в настоящее время способы заземления активных приборов и элементов можно разделить на два основных типа. Первый предполагает нанесение заземляющих плоскостей на нижней и верхней поверхностях кристалла с последующим их соединением ленточными или сетчатыми проводниками через края кристалла. При этом активные приборы стремятся располагать ближе к краям кристалла для уменьшения паразитной индуктивности заземления. Во втором типе заземлений паразитная индуктивность снижается за счет соединения элементов микросхемы с заземляющей плоскостью на обратной стороне кристалла через металлизированные сквозные отверстия в этом кристалле. В качестве примера укажем, что паразитная индуктивность на единицу толщины подложки металлизированного отверстия диаметром 50 мкм, протравленного в кристалле GaAs, составляет (40 ... 60) • 10-12 Гн/мм
81
[1]. Использование заземления через края кристалла значительно облегчает изготовление и увеличивает процент выхода годных ИС. Применение заземления через отверстия в кристалле улучшает характеристики микросхем, особенно на частотах более 10 ГГц. На высоких частотах, когда даже индуктивность заземления через отверстия становится существенной, целесообразнее использовать копланарные волноводы. Следует отметить, что установка ИС в корпус по аналогии с установкой гибридных микросхем может исключить одно из преимуществ, связанное с малыми размерами и массой. Поэтому необходимо тщательно разрабатывать специальные корпусы для полупроводниковых микросхем. В настоящее время перспективным является размещение кристаллов СВЧ микросхем и кристаллов микросхем, обеспечивающих питание и стабилизацию режима по постоянному току, в одном керамическом корпусе с медным основанием и гибкими выводами, предназначенными для соединения с полосковыми линиями.
3.4.	ВЛИЯНИЕ ТЕХНОЛОГИЧЕСКОГО РАЗБРОСА НА ПАРАМЕТРЫ ЭЛЕМЕНТОВ И МИКРОСХЕМ
Одно из главных достоинств полупроводниковых микросхем заключается в их потенциально низкой стоимости при массовом производстве по сравнению с гибридными микросхемами. Но для реализации этого преимущества необходимо обеспечить высокую воспроизводимость характеристик ИС без каких-либо дополнительных операций, значительно усложняющих процесс производства.
Отсутствие большого числа проволочных соединений и высокая разрешающая способность фотолитографии позволяют изготавливать пассивные элементы с заданными характеристиками. Однако на практике существует значительный разброс электрофизических параметров полупроводника для пластин, полученных в различных технологических циклах. Для каждой пластины также наблюдается неоднородность полупроводникового и-слоя по ее площади. Это приводит к изменению характеристик активных приборов и, следовательно, всей микросхемы. В качестве примера на
Рис. 3.9. Распределение числа транзисторов, изготовленных на основе эпитаксиально выращенных структур, в зависимости от значения крутизны (а) и напряжения отсечки (б):
образцы (86 шт.) взяты с одной пластины
82
рис. 3.9 [47] приведены гистограммы распределения крутизны 5о и реального напряжения отсечки Up эпитаксиально выращенных транзисторов, взятых с одной пластины. Такой разброс параметров приводит не только к различию усилительных характеристик, но и к изменению режимов смещения по постоянному току, что особенно важно для микросхем с непосредственными связями.
Задача увеличения воспроизводимости характеристик ИС является очень актуальной. Воспроизводимость может быть улучшена технологическими, схемотехническими и комбинированными методами. К настоящему времени еще не разработаны способы повышения повторяемости параметров за счет идентичности соседних элементов или постоянства отношения некоторых их величин, как это используется в низкочастотных микросхемах на основе кремния. К тому же для эпитаксиальных структур, имеющих значительную неоднородность характеристик по пластине, такой подход может и не принести положительных результатов. Поэтому большое внимание сейчас уделяется уменьшению технологического разброса как за счет применения новых технологических методов, включая ионную имплантацию, отличающуюся потенциально высокой повторяемостью характеристик активных слоев, так и за счет совершенствования имеющейся технологии. При этом следует учитывать, что уменьшение допусков на технологические процессы не всегда возможно и может привести к значительному повышению стоимости изготовления ИС.
Схемотехнические методы предполагают синтез цепей согласования малочувствительных к изменению характеристик активных приборов. Из теории низкочастотных усилителей известен метод использования отрицательных обратных связей. Но применение глубоких обратных связей в микросхемах СВЧ диапазона затруднено, так как усилительные возможности транзисторов значительно уменьшаются с ростом частоты. Увеличить воспроизводимость характеристик микросхем можно также, используя в цепях согласования на входе и выходе усилителей активные приборы, т. е. транзисторы, включенные соответственно по схеме с общим затвором и общим стоком [48].
Проблемы обеспечения повторяемости параметров ИС все еще не решены. Поэтому на ранних этапах разработки полупроводниковых микросхем СВЧ диапазона в ряде случаев для повышения процента выхода годных ИС возможно применение небольшого числа настроечных операций. Для этой цели машинными методами анализа определяются элементы цепей согласования, оказывающие наибольшее влияние на характеристики микросхемы, изменением которых можно компенсировать погрешности технологии. В качестве примера рассмотрим двухкаскадный усилитель мощности (Кур=10 дБ в диапазоне частот 5... 10 ГГц), схема которого приведена на рис. 3.10 [49]. Анализ допусков на технологические процессы показал, что на параметры используемых транзисторов (изготовленных ионной имплантацией) наибольшее влияние оказывают разброс концентрации носителей в канале (±20%) и по-
83
Рис. 3.10. Двухкаскадный усилитель мощности
грешность длины металлического затвора (±20%). На рис. 3.11 приведены частотные характеристики усилителя при различных отклонениях длины затвора от номинального значения. Для сохранения заданного коэффициента усиления необходимо провести повторную оптимизацию параметров элементов цепей согласования. На рис. 3.12 показаны характеристики усилителя, полученные после повторной оптимизации. Видно, что увеличение длины затвора можно компенсировать подстройкой только двух элементов.
Для контроля разброса характеристик приборов в процессе производства в микросхему (или пластину) вводят тестовые структуры. Зная отклонения параметров изготовленных транзисторов и учитывая, что согласующие цепи присоединяются к активным приборам на заключительных стадиях изготовления, можно менять маску металлических межсоединений. Это дает возможность подсоединять те или иные секции подстроечного элемента. Геометрические размеры этих элементов должны быть заранее определены для обеспечения настройки с учетом всех возможных погрешностей технологии. Для подобного подхода необходимы модели приборов, основанные на геометрических размерах и электрических
Рис. 3.11	Рис. 3.12
Рис. 3.11. Зависимости коэффициента усиления двухкаскадного усилителя мощности от частоты при различных отклонениях длины затворов от номинальной величины
Рис. 3.12. Характеристики усилителя на транзисторах с номинальной длиной затвора (сплошная линия) и на транзисторах с увеличенной на 10% длиной затвора после повторной оптимизации элементов цепей согласования:
1) 12 элементов; 2) элементов LI, L5, L6, С2\ 3) элементов L5, L6
84
свойствах полупроводника, позволяющие учитывать изменение характеристик за счет погрешностей технологии. В качестве подстроечных элементов обычно используют индуктивности, отрезки линий с распределенными параметрами и конденсаторы цепей согласования [49]. Обеспечение требуемого режима по постоянному току осуществляется регулировкой величины резисторов цепей смещения (например, в цепи автосмещения каскада с ОИ [48]). Указанные элементы выполняются в виде нескольких секций такг что возможно их выборочное присоединение.
При настройке многокаскадных усилителей используют излучения света мощными ПТШ, усиливающими СВЧ сигнал. Экспериментально установлено, что интенсивность излучения скоррелирована с уровнем входного СВЧ сигнала и с насыщением выходной мощности [50]. Этот эффект оказывается полезным при определении качества межкаскадного согласования и однородности распределения усиливаемого сигнала по площади (длине затворных сек-ЦийУ Мощного транзистора. Проводя анализ результатов излучения, следует учитывать, что ПТШ, имеющие разные напряжения пробоя между затвором и стоком, различаются интенсивностью излучения при одинаковых напряжениях смещения и уровнях СВЧ мощности. Для повышения достоверности результатов находят порог возникновения излучения в дискретных транзисторах со структурой, аналогичной используемой в усилителе, и изготовленных на той же пластине полупроводника.
3.5.	КОНТРОЛЬ ПАРАМЕТРОВ МИКРОСХЕМ
При массовом производстве полупроводниковых микросхем СВЧ диапазона необходимо проверять их параметры. Для снижения стоимости разбраковку кристаллов, в которых изготовлена микросхема, целесообразно выполнять перед их установкой в корпусы, т. е. прямо на пластине до нарезки. Наиболее простым способом проверки является контроль параметров по постоянному току (например, снятие статических характеристик) или по переменному току на относительно низких частотах (единицы мегагерц). Этот способ имеет два существенных недостатка: микросхемы СВЧ диапазона частот не усиливают (или не преобразуют) постоянные или низкочастотные сигналы из-за наличия разделительных и блокировочных конденсаторов, а также индуктивностей, рассчитанных на более высокие частоты; работоспособность микросхемы при контрольных сигналах еще не является гарантией функционирования в требуемом диапазоне частот и амплитуд, т. е. в реальных условиях.
Для подачи и вывода СВЧ сигнала с контактных площадок микросхемы необходимы зонды, которые не должны вносить искажений и обеспечивать хороший контакт в широком диапазоне частот. Изготовление таких зондов, имеющих очень малые размеры, сопряжено с определенными трудностями. Это ограничивает развитие методов контроля параметров микросхем на СВЧ.
85
Рис. 3.13. Система высокочастотных зондов на основе микрополосковых линий
Рис. 3.14. Зонды на основе копла-нарных волноводов, присоединенные к дискретному транзистору
До частоты 4 ГГц возможно применение зондов, представляющих собой систему микрополосковых линий (рис. 3.13), расположенных на сапфировой подложке [51]. Контакт с контролируемой пластиной осуществляется с помощью наконечников зондов из полосок Be—Си через отверстие в сапфировой подложке. При контроле движется пластина, а подложка с зондами остается неподвижной. В тех местах, где необходимо заземление, зонд соединяют с металлизацией на обратной стороне сапфировой подложки короткой золотой полоской. Индуктивность зонда составляет приблизительно 0,7 нГн, что в ряде случаев может оказаться нежелательным. Кроме того, использование зондов на линиях с волновым сопротивлением 50 Ом для подачи постоянных напряжений смещения приводит к попаданию СВЧ сигнала в эти линии и возникновению паразитных связей. По этой причине часто необходимо размещать на пластине с зондами фильтры питания, включая блокировочные конденсаторы, и учитывать паразитные связи между зондами.
Недостаток таких зондов заключается в большой паразитной индуктивности и повышенном излучении на конце зонда, что совместно с изменением паразитных связей при прижиме сапфировой подложки к кристаллу (изменяется положение гибких наконечников) ограничивает их применение на частотах выше 4 ГГц.
Снизить паразитную индуктивность зонда можно, уменьшив длину его наконечника или, другими словами, подведя 50-Ом линию передачи как можно ближе к кристаллу. Для этой цели используют постепенно сужающуюся микрополосковую линию с соответственно уменьшающейся толщиной подложки (волновое сопротивление сохраняется постоянным). Наклоняя подложку с ЛШЛ, можно обеспечить соединение полоски и заземляющей плоскости непосредственно с контактными площадками кристалла (расположенными обычно на расстоянии 100 мкм). На контактных площадках размещают золотые шарики (диаметром 25 мкм), увеличивающие площадь касания и компенсирующие угол между зондом и контактными площадками. Геометрические размеры 36
полоска таких зондов определяются методами фотолитографии и отличаются воспроизводимостью характеристик.
Применение копланарных волноводов, в которых сигнальный полосок и заземляющие плоскости расположены в одной плоскости и в которых можно получить волновое сопротивлением 50 Ом при размерах, соизмеримых с контактными площадками, облегчает изготовление СВЧ зондов [52]. Как и в случае зондов на МПЛ, для улучшения контакта применяются золотые шарики (рис. 3.14). Контактные площадки (включая необходимое число площадок, связанных с заземляющей плоскостью) должны располагаться рядами так, чтобы обеспечить применение нескольких зондов. Обычно используют два параллельных ряда площадок на противоположных сторонах кристалла со стандартными расстояниями между площадками. Возможно размещение на диэлектрических подложках зондов пассивных и активных элементов, увеличивающих возможности измерительного оборудования. Для повышения достоверности результатов проводят калибровку измерительного тракта с учетом потерь и отражений в наконечнике зондов.
ГЛАВА 4
ЛИНЕЙНЫЕ СВЧ УСИЛИТЕЛИ
4.1.	ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
Линейные усилители применяются для усиления мощности СВЧ сигнала в измерительной технике, телеметрии, телевидении, радиолокации, радионавигации и в системах связи как в виде отдельных микросхем, так и в микросхемах повышенной степени интеграции. Особенностью этих усилителей, как и всех устройств СВЧ диапазона, является необходимость применения специальных мер для согласования входного и выходного комплексного сопротивления полупроводникового прибора соответственно с сопротивлением генератора и с сопротивлением нагрузки (или с выходным и входным сопротивлением предыдущего и последующего каскада). Для этого используют цепи согласования, уменьшающие потери на отражение сигнала. При выбранных схемотехническом решении и типе транзистора расчет усилителя по существу сводится к нахождению оптимальной топологии цепей согласования, обеспечивающей требуемые параметры. В зависимости от конкретного применения усилитель характеризуется следующими параметрами.
Коэффициент усиления по мощности Кур определяется отношением мощности, поглощаемой нагрузкой, к максимальной (номинальной) мощности Рг0, которую может отдать генератор во внешнюю цепь:
КуР= 10 1g (Рн/Рг0), где Рг() = |£г|2/(4 Re Zr). (4.1)
87’
Коэффициент стоячей волны напряжения (КСВН) на входе и
♦выходе усилителя
__ I <^пад i I + 1^отр i I
*	• ^пад i I I ^отр i I
(4.2)
где i=l, 2 (для входа i=l, для выхода i = 2); t/падг, ^отрг — падающие и отраженные волны напряжений (рис. 4.1).
Другим параметром, характеризующим отражение от нагрузки, является коэффициент отражения (комплексная величина)
или
Г*г ^отр j/^пад i
(4-3)
^вх	р __ ^вых ZH
^вх + ^г 2 ^вых + ^н
где Zbx, /вых — соответственно входное и выходное сопротивление усилителя. Иногда входное и выходное согласование усилителей характеризуется потерями на отражение (в дБ), равными —201g |Гг-1, и потерями на рассогласование (в дБ), равными -10 1g(l-|np).
Коэффициент шума усилителя определяется отношением полной шумовой мощности на выходе к той ее части на выходе, которая обусловлена тепловым шумом входного генератора сигнала:
= 10 1g
? шп
РШГ Кур
Рабочей полосой частот усилителя называется диапазон частот А/=/в—/н, в котором значение коэффициента усиления по мощности не выходит за заданные пределы. Частоты fH и fB называются соответственно нижней и верхней частотой полосы пропускания. На практике часто полосу пропускания определяют при снижении Кур на 1 дБ (иногда на 3 дБ).
Неравномерность коэффициента усиления в полосе проиуска-ния ±АКуР.
Обычно линейный малошумящий усилитель должен обеспечивать заданный коэффициент усиления в полосе частот при минимальном коэффициенте шума и Кетиt не более 2. Выходная мощность таких усилителей составляет единицы или десятки милливатт. Усилители мощности должны обеспечивать в полосе частот
Рис. 4.1. Падающие и отраженные волны напряжения на входе и выходе усилителя
88
максимальную выходную мощность, которая достигает единиц ватт^ при максимально возможном КПД, определенном уровне нелинейных искажений и заданных Кстс^. Коэффициент шума в усилителях мощности значения не имеет, так как уровень усиливаемого сигнала значительно превышает собственные шумы усилителя. Предельные параметры усилителей улучшаются с уменьшением рабочей полосы частот.
Линейный усилитель, или транзистор, можно представить в виде линейного четырехполюсника. Среди известных параметров на практике наиболее часто применяются z-, у-, А-, a-параметры, связывающие напряжения и токи на входе и выходе четырехполюсника. Тогда коэффициент усиления по мощности, [26]:
11 12
КуР= ReKH4ReZr;
__ _____________________
£*Г	#11 + а 12 + а21	“Ь а22
где Zr, ZH = l/yH — соответственно сопротивление генератора и нагрузки.
Коэффициент устойчивости четырехполюсника (инвариантен по отношению к любой системе параметров нагруженного четырехполюсника Yij, где £=1,2 и /=1, 2)
К = [2Re Re у22 — Re (у12 у21)]/1Т12 T21I •	(4.4)
Усилитель (транзистор) будет безусловно устойчивыми (устойчивость при любых пассивных нагрузках), если К>1, Reyn>О, Rey22>0.
При выборе транзистора часто необходимо знать его следующие предельные характеристики.
Максимально возможный коэффициент однонаправленного усиления
% — 1^12-^2i|2/[4(Rn R22	R12 7?21)],
где Rn, R12, R21, R22— действительные части величин Zu, Z12, z2i, z22 соответственно. Такой коэффициент усиления получается, если у четырехполюсника с помощью цепей без потерь нейтрализована внутренняя обратная связь и обеспечивается согласование с генератором и нагрузкой по максимуму коэффициента усиления по мощности (сопряженное согласование). Величина °Ы идеализированная, и ее трудно измерить на практике.
Максимально возможный коэффициент усиления по мощности определяется в том случае, когда К>1 и четырехполюсник сопряженно согласован на входе и выходе:
^р1.2 = 1Т21/Т121(^-(4.5)
При отсутствии внутренней обратной связи или при пренебрежении ею выражение (4.5) упрощается
Ку р 1,2 (У12 == 0) = I y2i 12/(4 Re у1г Re у22)*	(4.6)
89
Максимально устойчивый коэффициент усиления по мощности (определен только при /(^1)
р (К = В = IT21/V12I •	(4-7)
Наряду с рассмотренными коэффициентами усиления иногда применяют коэффициенты усиления при сопряженном согласовании только либо на входе, либо на выходе усилителя.
При измерении перечисленных параметров, описывающих четырехполюсник, необходимо обеспечивать режим короткого замыкания или холостого хода. В области СВЧ это является сложной задачей. Поэтому наибольшее распространение получила система параметров рассеяния или S-параметров, которые связывают величины ai и Ьг-:
= Sji -р Sj2 ^2» ^2 = *^21	S22 ^2»
где п,г=(^ + гЛ)/(2КТЙ^1); bi=(U— ZrA)/(2j/7w;|); uit 1г — напряжение и токи на входе (i^l) и выходе (/=2) четырехполюсника. Коэффициенты ai и bi имеют размерность корня квадратного из мощности и называются падающими и отраженными волнами мощности. Если величина Zi действительная (на практике обычно 50 Ом), то 5п = Гг-, |S2i |2 = Кур.
4.2.	СХЕМЫ ВКЛЮЧЕНИЯ ТРАНЗИСТОРОВ
Наибольшее распространение в линейных СВЧ усилителях получила схема включения транзистора с общим истоком (ОИ), имеющая лучшие усилительные свойства и обладающая безусловной устойчивостью в достаточно широком диапазоне частот. Технология производства ИС позволяет создавать микросхемы повышенной степени интеграции с большим числом активных приборов, размещенных на одном кристалле полупроводника. Поэтому в ряде случаев появляется возможность и даже необходи
мость использовать другие схемы включения транзисторов с худшими усилительными характеристиками, но обладающих, как бу-
дет показано далее, другими преимуществами.
В гл. 1 были рассмотрены параметры каскада с ОИ, полученные на основании упрощенной эквивалентной схемы собственно транзистора (рис. 1.5,а). Воспользуемся этой же эквивалентной
схемой для анализа транзистора, включенного по схеме с общим затвором (ОЗ).
Усиление мощности в таком каскаде достигается за счет различия сопротивлений нагрузки и генератора, так как при этом
Рис. 4.2. Зависимости коэффициента устойчивости каскада с ОЗ от частоты при различных значениях емкости сток — исток
90
включении токи во входной и выходной цепях приблизительно одинаковы. Можно убедиться, что при Сс.и = 0 инвариантный коэффициент устойчивости каскада с 03 лишь незначительно превышает единицу. Но внутренняя обратная связь через емкость сток — исток приводит к тому, что коэффициент устойчивости К становится меньше единицы и падает с ростом частоты, причем с увеличением емкости Сс.и это уменьшение становится более значительным (рис. 4.2). Максимально устойчивый коэффициент усиления каскада с 03
5о ^с.и (5о ^с.и + 2)

(4.8)
Сравнение выражений (1.45) и (4.8) показывает, что с ростом частоты Яур(Я=1) каскада с 03 уменьшается пропорционально частоте со, а максимально возможный коэффициент усиления по мощности каскада с ОИ снижается пропорционально со2. Поэтому, начиная с некоторой частоты, которая определяется из равенства правых частей (4.8) и (1.45), можно ожидать, что каскад с 03 с внешними цепями, обеспечивающими условие К=1, будет обладать лучшими усилительными свойствами.
По аналогии с каскадом с ОИ для собственно транзистора (С3с = О, /?з.и = О), включенного по схеме с общим затвором, можно получить выражение для минимального коэффициента шума
023)1/2(7с2)У2(1-Р2)1/2
^mmin 1 -t 2^TA/(S0+1//?си|	’
Минимальный коэффициент шума достигается при следующих значениях проводимости генератора сигнала (Уг= Gr+jBr):
Вг.опт =	с3.и+(5о+ 1/^с.и)Р(7з/1с)1/2;	(4.10а)
Gr.onT = (S0+ 1/Яс.„)(1~Р2),/2 П^),/2.	(4.106)
Из сравнения выражений (1.50) — (1.52) для каскада с ОИ и выражений (4.9), (4.10) для каскада с 03, видно, что минимальные коэффициенты шума каскадов приблизительно равны (So^> 1/7?с.и) и наблюдаются примерно при одинаковых значениях проводимости генератора сигнала.
Входное сопротивление каскада с 03
!+jw Сзи
^вх (Яс.и 4” ZH)
Яси+^иСз.!, (^.и + 2н + Р,и)
(4.Н)
где ZH — сопротивление нагрузки. Выходное сопротивление этого каскада
^ВЫХ ==ЯС.И+ (So Яс.и+ 1) Zr/[ 1 4“ j W ^З.и (Яз.и + Zp)],	(4.12)
где Zr — сопротивление генератора.
91
Рис. 4.3. Эквивалентные схемы входного (а) и выходного (б) сопротивлений каскада с ОЗ
Эквивалентные схемы входного и выходного сопротивлений, соответствующие выражениям (4.11) и (4.12), изображены на рис. 4.3, где приняты следующие обозначения:
ц=яа.ясза	С1=Сз.и \+р3-и^г, ; ₽1=zr(s07?c,II+i).
Из эквивалентных схем видно, что при небольших значениях ZH и на относительно низких частотах входное сопротивление каскада с ОЗ имеет небольшую реактивную составляющую и близко к 1/So. Поэтому применение такого каскада значительно облегчает согласование с генератором сигнала при условии 1/So.
В табл. 4.1 приведены расчетные сравнительные характеристики каскадов с 03 и ОИ для типичного транзистора с размерами затвора 0,8X300 мкм. Значения элементов эквивалентной схемы ПТШ (рис. 1.5,6) следующие: /?3 = 1,11 Ом; /?с=/?и=1,6 Ом; /?3.и= = 10 Ом; Сзи = 0,22 пФ; Зо = О,О2 A/В; /?с.и=400 Ом; Сс.и = 0,06 пФ; С3.с = 0,015 пФ; Сс = Си = 0,01 пФ.
Из таблицы видно, что в каскаде с ОЗ можно получить меньший коэффициент шума. Но при соответствующем этому коэффи-енту шума сопротивлении генератора сигнала возможно самовозбуждение. В основном каскады с ОЗ применяются на входе усилителей для обеспечения согласования в широком диапазоне частот с генератором сигнала. В этом случае сопротивление генератора сигнала не совпадает с оптимальным для получения минимального шума. Поэтому в таблице приведен коэффициент шума
Таблица 4.1
Сравнительные характеристики каскадов с ОЗ и ОИ
	03				ОИ			
а						
	Кш mill’	Кур (К—1), ДБ	Кш (Zr= = 50 Ом), дБ	min» ДБ	КуР1,2» дБ	^уР2* ДБ
3	0,5	9,0	4,0	1,2	18	16
6	1,2	8,0	4,4	2,4	15	12
9	2,0	7,2	5,1	3,4	12	9,4
12	3,1	5,6	6,1	4,3	8,7	7,5
15	4,5	4,4	7,4	5,1	6,7	6,1
92
каскада с 03 непосредственно соединенного с генератором, имеющим сопротивление Zr=50 Ом.
Для каскада с ОИ в табл. 4.1 указаны максимально возможный коэффициент усиления по мощности Кур\^ 'При К>1 и максимально устойчивый коэффициент усиления при Кроме того, рассчитан коэффициент усиления при комплексном согласовании на выходе и сопротивлении генератора, обеспечивающем минимальный коэффициент шума (КУР2).
Основными недостатками каскада с 03, сдерживающими его широкое применение в СВЧ усилителях, являются проблемы обеспечения устойчивости и сложность согласования с низкоомными нагрузками в широком диапазоне частот, так как выходное сопротивление этого каскада велико. Кроме того, при использовании каскада с 03 на входе усилителя для задания режима смещения необходимо включать генератор тока с большим внутренним сопротивлением. Это приводит к дополнительному увеличению коэффициента шума. Для сравнения характеристик каскадов с ОИ и 03 в табл. 4.2 и 4.3 приведены S-параметры описанного выше транзистора, рассчитанные на основании эквивалентной схемы. Малая величина |5ц| каскада с 03 наглядно демонстрирует возможность согласования с Zr = 50 Ом.
Таблица 4.2
S-параметры транзистора, включенного по схеме с 03
/, ГГц		S,			821				812				S22		К
	$ с	Фаза, I рад	Модуль	Фаза, град	Модуль	Фаза, град	Модуль	Фаза, град	
3	0,04	—54	0,98	— 12	0,12	19	0,90	—7	0,87
6	0,08	—62	0,96	—25	0,15	31	0,91	— 14	0,62
9	0,14	—65	0,92	—38	0,19	36	0,94	—22	0,39
12	0,22	-70	0,87	-53	0,24	35	0,97	—31	0,21
15	0,31	—77	0,78	—68	0,29	31	1,0	—40	0,07
Таблица 4.3
S-параметры транзистора, включенного по схеме с ОИ
/, ГГц	8,,			821				812			S22		К
	Модуль	Фаза, град	Модуль	Фаза, град	Модул ь	Фаза, град	Модуль 		Фаза, град	
3	0,98	—26	1,65	152	0,03	73	0,78	— 11	0,36
6	0,92	—48	1,50	126	0,05	58	0,76	—21	0,71
9	0,85	—67	1,31	104	0,06	46	0,75	—29	1,04
12	0,80	—83	1,15	84	0,07	36	0,74	—37	1,34
15	0,76	—95	1,01	67	0,07	29	0,75	—44	1,61
93
В микросхемах усилителей иногда применяют транзистор, включенный по схеме с общим стоком (ОС), или истоковый повторитель. На основании упрощенной эквивалентной схемы собственно транзистора можно получить выражения для определения входного и выходного сопротивления каскада. Входное сопротивление находится так:
+ (' 1+4^T7LV	(413)
^С.И *	\	^с.и 1 Zh //
Выходное сопротивление каскада с ОС
Hj(0C3,n (*з.и + ^г)
So ^с.и + 1 + j w Сз.и (*з.и + ^с.и + Zr)
(4.14)
Эквивалентные схемы входного и выходного сопротивлений, соответствующие выражениям (4.13) и (4.14), приведены на рис. 4.4. На относительно низких частотах и при небольших величинах Zr выходное сопротивление истокового повторителя приблизительно равно 1/So. Другими словами, каскад с ОС позволяет легко осуществить согласование с линиями передачи, имеющими произвольное волновое сопротивление ZB. Для этого суммарная ширина затвора транзистора выбирается такой, чтобы крутизна SO~1/ZB. В большинстве практических случаев волновое сопротивление равно 50 Ом. Тогда для обеспечения согласования требуются транзисторы с So = 20 мА/B. Такой крутизной обладают ПТШ с суммарной шириной затвора, не превышающей 200 ...300 мкм. Поэтому ограничение на максимальную ширину затвора, от которой зависит рассеиваемая транзистором мощность, уменьшает возможность применения истоковых повторителей на выходе усилителей мощности.
В табл. 4.4 приведены S-параметры описанного ранее транзистора, включенного по схеме с ОС. Видно, что до частоты приблизительно 10 ...12 ГГц обеспечивается удовлетворительное согласование с нагрузкой 50 Ом. Следует отметить, что приведенные S-параметры каскадов с ОЗ, ОИ и ОС рассчитаны без учета влияния паразитной индуктивности заземления общего электрода.
Интересно также рассмотреть каскад с ОИ с параллельной обратной связью по напряжению. При согласовании входного сопротивления обычного каскада с ОИ с характеристическим сопро-
f/s0
£3 И
Рис. 4.4. Эквивалентные схемы входного (а) и выходного (6) сопротивлений каскада с ОС
94
Таблица 4.4
S-параметры транзистора, включенного по схеме С ОС
/, ГГц	Sh		S2i			812				822			К
	Модуль	Фаза, град	/Модуль	Фаза, । град	Модуль	Фаза, град	.Модуль	Фаза, град	
3	0,99	— 14	0,91	-8	0,19	78	0,05	ИЗ	0,09
6	0,97	—29	0,87	-15	0,37	66	0,07	57	0,19
9	0,93	—41	0,80	—22	0,53	54	0,12	20	0,29
12	0,87	-54	0,73	-27	0,66	42	0,18	—6	0,41
15	0,81	—68	0,63	—30	0,78	28	0,28	—31	0,55
тивлением генератора (50 Ом) возникает необходимость применения пассивных цепей согласования на элементах с распределенными или сосредоточенными параметрами. Эти цепи занимают значительную часть поверхности полупроводникового кристалла. В ряде случаев на частотах до 1 ГГц согласование с генератором достигается включением параллельно входным зажимам каскада (между затвором и истоком) резистора с сопротивлением, равным сопротивлению генератора сигнала. Но в этом случае значительно возрастают шумы (приблизительно на 6 дБ [53]). Согласование за счет использования каскада с ОЗ требует транзистора с определенными значениями элементов эквивалентной схемы и, следовательно, с заданными геометрическими размерами. Эти размеры не всегда оптимальны для минимизации шума усилителя в целом.
Более перспективным является применение в линейных СВЧ усилителях каскада с ОИ с параллельной обратной связью по напряжению (рис. 4.5,а). Входное сопротивление такого каскада
Z ==	(7?0-с + Zc.h) + j 0) С3 и и)
ВХ 50ZcH+l+jwC3H(/?3J1 + /?o_c + ZcH) ’
где Roc—сопротивление обратной связи; Zc.h=^c.h2h/(Яс.иН-Zh)• Эквивалентная схема входного сопротивления приведена на рис. 4.5,6. Из выражения (4.15) и эквивалентной схемы можно полу-
Рис. 4.5. Каскад с ОИ с параллельной обратной связью по напряжению (а) и эквивалентная схема его входного сопротивления (б)
95
чить, что при относительно низких частотах, когда влияние реактивных составляющих невелико, для согласования с нагрузкой /?о на входе и выходе каскада сопротивление обратной связи Я0.с = =SoRo2 при 7?си»/?о. Минимальный коэффициент шума каскада
min
1
2 k Т Д f (So— l/R0 с)2
[ Сг.опт (?гс + Jtf)4-So d?+"^с/#0.с1
(4.16)
Он достигается при следующих значениях проводимости генера-
тора сигнала:
рПТ2ПГ2(*о-1/*о.с)
<с2+ 'Я
(4.17а)
Д’. ОПТ ® Д.И
(4.176)
где i2R = 4kTi\f/R0.,:.
Введение обратной связи увеличивает коэффициент шума и снижает коэффициент усиления по мощности. Коэффициент усиления при сопротивлениях генератора и нагрузки, равных Ro, вычисляется следующим образом [54]:
_______________—2 (Sp— 1Д?0.с)/?<,________________
1 + (2/^о.с + 1 /*е.и)	+ (5о + 1
2
.	(4.18)
Для согласования каскада с сопротивлением генератора 50 Ом необходимо уменьшать 7?0.с. При этом падает коэффициент усиления. На рис. 4.6 приведены типичные зависимости коэффициента шума и коэффициента усиления от крутизны So [54]. Видно, что,
АО So , мА/в
Рис. 4.6. Зависимости коэффициента усиления и коэффициента шума от крутизны каскада с ОИ с обратной связью при Ro c = SqR2o, /?о = 5О Ом
г Динамическая нагрузка (20мкм)
Резистивная нагрузка
Рис. 4.7. Сравнение резистивной и динамической нагрузок для каскада с ОЙ.
Ширина затвора ПТШ в каскаде с ОИ и в нагрузке соответственно 40 и 20 мкм
96
начиная с крутизны, превышающей 60 мА/B, каскад с обратной связью, согласованный по входу, обеспечивает приемлемые коэффициент усиления и шумовые характеристики. Понятно, что в подобных каскадах необходимо применять транзисторы с большим значением крутизны. Это достигается увеличением суммарной ширины затвора.
Введение обратной связи расширяет полосу пропускания усилителя. Каскады с ОИ с обратной связью наиболее подходят для применения в сверхширокополосных малошумящих СВЧ усилителях. В следующих параграфах будут рассмотрены такие усилители, в цепь обратной связи которых включены реактивные элементы.
4.3.	УСИЛИТЕЛИ С НЕПОСРЕДСТВЕННЫМИ СВЯЗЯМИ
Ниже будут описаны конструкции и характеристики микросхем СВЧ усилителей, все каскады которых непосредственно связаны между собой по постоянному току. Отсутствие цепей согласования на пассивных элементах, а также отсутствие разделительных и блокировочных конденсаторов в этих усилителях позволяет разместить их на кристалле полупроводника, размеры которого в несколько десятков раз меньше, чем аналогичных усилителей с цепями согласования.
К недостаткам усилителей с непосредственными связями следует отнести ограничения на верхнюю рабочую частоту, которая в несколько раз меньше граничной частоты усиления по току /т. Такое ограничение характерно для несогласованных усилительных каскадов на ПТШ. Кроме того, шумовые характеристики этих уси- . лителей не оптимальны, так как не принимается специальных мер согласования во входном каскаде.
Типовые усилительные секции. Усиление по напряжению в усилителях с непосредственными связями достигается за счет применения каскада с ОИ. В качестве нагрузки в цепи стока вместо пассивного резистора используют динамическую нагрузку на ПТШ (генератор тока). Усилительные характеристики такого каскада зависят от соотношения ширины затворов транзисторов в динамической нагрузке 1ГД.Н и в схеме с общим истоком Н?0.и. Максимальный коэффициент усиления достигается при №д.н/№о.и=0,5, а максимальная граничная частота fT приИ^д.н/1^о.и = 0,8 [55]. На практике это отношение выбирают равным 0,5 для обеспечения максимального усиления и уменьшения влияния питающих напряжений на рабочие режимы транзисторов.
Применение динамической нагрузки позволяет выбрать рабочую точку так, что ток стока каскада с ОИ будет равен половине тока насыщения стока транзистора и слабо зависеть от напряжения на стоке при большом сигнале (рис. 4.7). Тогда паразитная емкость нагрузки будет перезаряжаться примерно одинаковым током, превышающим ток через нагрузочный резистор. Это улучшает частотные характеристики усилителя при усилении больших 4—113	97
Рис. 4.8. Усилительные секции без обратной связи (а) и с внутренней обратной связью (б)
сигналов. Поэтому подобные каскады находят применение и в цифровых микросхемах.
Для увеличения коэффициента усиления необходимо каскадировать транзисторы, включенные по схеме с ОИ. В этом случае диапазон рабочих частот усилителя уменьшается из-за значительной емкости нагрузки, которая равна входной емкости последующего каскада С3.и. Типичные значения этой емкости 0,5... 1 пФ/мм. Полоса частот уменьшается незначительно, если между каскадами с ОИ включить буферный каскад с общим стоком, входная емкость которого в 14-5о./?с.и раз меньше емкости С3.и.
При каскадировании усилительных секций ОИ — ОС необходимо согласовать уровни напряжения на входе и выходе для обеспечения требуемого режима смещения транзисторов по постоянному току. С этой целью применяют дополнительный источник смещения Еск и схему сдвига уровня на диодах Шотки. Типовые усилительные секции с непосредственными связями приведены на рис. 4.8 [56]. Потенциалы в различных точках схемы относительно общего вывода соответствуют транзисторам, ВАХ которых изображены на рис. 4.7. Напряжение и3.я транзистора в каскаде с ОС равно нулю, так как он работает при том же токе, что и его динамическая нагрузка.
Описанные усилительные секции инвертируют входной сигнал. Поэтому можно охватить их отрицательной обратной связью, используя дополнительный транзистор с шириной затвора, в несколько раз меньшей, чем усиливающего транзистора (рис. 4.8). При этом уменьшается коэффициент усиления и увеличивается полоса пропускания.
Характеристики усилительных секций. Коэффициент усиления по напряжению каскада с ОИ с динамической нагрузкой [56]
Ku = S9 Ян =	+ 1/(27?с и) = Т S°
При фиксированном отношении ширины затворов транзисторов в каскаде с ОИ и в динамической нагрузке коэффициент усиле-98
ния по напряжению не зависит от ширины затворов. Усиление буферного каскада с ОС [56]
буф =1^о -^с.н/0 Н- $0 /?с.н), где RCH = 7?о и/2.
Следует учитывать, что усиление буферного каскада уменьшается из-за падения напряжения на последовательном сопротивлении прямосмещенных диодов Шотки. Коэффициент усиления секции равен сумме коэффициентов Ktz и Кибуф, выраженных в децибелах.
Секция с обратной связью может быть проанализирована с учетом влияния обратной связи на сопротивление нагрузки каскада с ОИ. Принимая во внимание, что 7?с.и и 1/SO обратно пропорциональны ширине затвора W, проводимость нагрузки с учетом обратной связи возрастает на величину
Д Ун = 1/(Ж.и) + Ку буф So/N,
где К= W/Wo о.с= (^о.и+^о о.с)/№о о.с! №0.и— ширина затвора транзистора в каскаде с ОИ; IV'oo.c — ширина затвора транзистора в цепи обратной связи; Кс.и, So — параметры эквивалентной схемы транзистора с шириной затвора W. Коэффициент усиления каскада с ОИ с учетом действия обратной связи
к _ __________________(1 —1/ЛГ) Sp___________
Uoe-C l — l/N 1,1	So *
*о.и + 2*с.и +Ч.и +^6Уф N
Полный коэффициент усиления секции получается при добавлени ЛЬ буф, выраженного в децибелах.
Для приближенных расчетов полосы пропускания воспользуемся упрощенной эквивалентной схемой собственно транзистора (С3.с = 0, /?з.и = 0). Влиянием последовательного сопротивления диодов Шотки пренебрегаем. На рис. 4.9 приведена эквивалентная схема усилительной секции с обратной связью, на основании которой можно выразить коэффициент передачи обеих рассматриваемых секций. Так, для секции без обратной связи (соответствую-
Рис. 4.9. Упрощенная эквивалентная схема для расчета характеристик усилительной секции с обратной связью
п-0,5 1 Я
~0Л
-0,2
-О, 4-0,2 0 £/?г
Рис. 4.10

Рис. 4.10. Расположение полюсов передаточной характеристики усилительных секций при различных значениях коэффициента емкостной нагрузки л:
I — секция без обратной связи; II — секция с обратной связью
4*
99
щая часть экивалентной схемы отбрасывается) передаточная функция записывается в виде [56]
Д’ __ ^ВЫХ ___ _ 5б1 (р Сз2 + S02)	(4 19)
U ^вх	Ар* + Вр + С ’	1	'
где p = o+jo) — комплексная частотная переменная;
— (Сз2 Сн2 4- СН1 Сз2 + СН1 Сн2);
В = [Сз2//?н2 + (Сз2 + Сн2)//?н1 + СН1 (S02 + 1//?н2)];
С—(So24" 1/^?н2)/^н1 ’
Янь Сн1 — сопротивление и емкость нагрузки каскада с ОИ с учетом генератора тока; /?Н2, СН2— сопротивление и емкость на выходе каскада с ОС с учетом влияния последующего каскада. Нуль передаточной функции на частоте f = S02/(2лС3 2) =/т не будет оказывать заметного влияния на характеристики секции, так как частоты полюсов значительно меньше fT. Эти частоты находятся при решении квадратного уравнения, которое получается, если приравнять нулю знаменатель выражения (4.19).
Для лучшего понимания поведения полюсов, а следовательно, и частотной характеристики усилителя имеет смысл записать все сопротивления и емкости эквивалентной схемы в относительных единицах. Типичные значения этих величин по отношению к С3 2 и •S02 равны: 5oi=So2‘, 1//?hi =O,15So2; 1/^?h2==O,2So2J Chi = 0,3 Сз2 и CH2 = n C32. Коэффициент п характеризует емкость на выходе усилителя и обычно превышает 2, так как учитывает емкость сток — исток транзисторов в каскаде с ОС и его динамической нагрузке, емкость диодов Шотки относительно металлизации на обратной стороне кристалла и входную емкость последующего каскада. Используя приведенные значения элементов, можно показать, что дискриминант квадратного уравнения В2—^АС будет отрицательным при 0,4о<31,7, т. е. при всех интересующих нагрузках. Тогда частотная характеристика усилительной секции без обратной связи имеет два приблизительно совпадающих полюса в плоскости комплексной частоты, положение которых при различных значениях емкости нагрузки изображено на рис. 4.10. Частота, при которой коэффициент передачи уменьшается на 3 дБ, для двух совпадающих полюсов с координатами оп, jcon находится из выражения [56]
/в = Кап + ®п/(2л).	(4.20)
Покажем, что введение обратной связи расширяет полосу пропускания усилительной секции. В этом случае величины /?Н1 и CHi не меняются, так как суммарная ширина затворов транзисторов в каскаде с ОИ и в цепи обратной связи постоянна. Используя известное выражение для анализа усилителей с обратной связью
____ Кбс о.С «I ы >
’ +тКбс
100
где Кбс — коэффициент передачи с разомкнутой цепью отрицательной обратной связи; у — коэфициент передачи этой цепи, можно убедиться, что введение обратной связи в данной усилительной секции приводит лишь к перемещению полюсов, не вызывая появления новых. Причем это перемещение проявляется в увеличении мнимой составляющей без существенного изменения действительной части. Передаточная функция для секции с обратной связью [56]
Оо,с А' р* + В' р + С'	V
где S/oi=5oi—Soo.cj А7 = А (если вместо СН2 подставить С,н = = Сн2+ Сзо о.с) ; В'= В +So o.cC*32j С/= C + So o.cSo2«
Для нормированных значений элементов эквивалентной схемы, определяемых как и в случае секции без обратной связи, положение полюсов приведено на рис. 4.10. Понятно, что частота /в увеличится.
На рис. 4.11 изображены экспериментальные зависимости коэффициента усиления от частоты различных усилительных секций. Характеристики, рассчитанные с использованием выражений (4.20) и (4.21), приблизительно совпадают с экспериментальными. Значения элементов эквивалентной схемы используемых транзисторов, нормированные к ширине затвора, следующие: *S0/W= = 100 мА/(В-мм), 7?с.и^=Ю0 Ом-мм и /т=12 ГГц.
В идеальном случае, когда верхняя рабочая частота не превышает 3 ... 5 ГГц и обратной связью через емкость С3.с в транзисторах можно пренебречь, частотные характеристики подобных секций могут быть получены простой суперпозицией нулей и полюсов каждого из каскадов. В усилителях с непосредственными связями отсутствие цепей согласования позволяет располагать каскады близко друг к другу. Это приводит к появлению пара-
Рис. 4.11. Зависимости коэффициента усиления по мощности от частоты:
/ — секция без обратной связи; 2 — секция с обратной связью; 3 — секция с обратной связью и с индуктивностью 13 нГн между каскадами с ОИ и ОС
Рис. 4.12. Схема дифференциального усилителя
101
зитнои емкостной связи между ними, которая зависит от топологии и искажает частотные характеристики усилителя. Поэтому необходимо учитывать действие этой связи, емкость которой вычисляется при представлении металлических контактов в виде отрезков связанных линий. Точный расчет характеристик многокаскадных усилителей с непосредственными связями осуществляется машинными методами.
Для увеличения коэффициента усиления применяют каскадное соединение описанных секций. Часто к выходному каскаду таких усилителей предъявляют требования к усиливаемой мощности, что приводит к необходимости использовать в нем транзисторы с шириной затвора, превышающей 300 ... 400 мкм. Применение транзисторов с большой шириной затвора во всех каскадах нецелесообразно, так как повышается рассеиваемая мощность. Поэтому ширину затвора транзисторов в каскадах предварительной секции выбирают в несколько раз меньшей, чем в выходном, и увеличивают примерно на 50% в каждой последующей секции. Это позволяет равномерно распределить нагрузочный коэффициент п между секциями и за счет этого получить оптимальную частотную характеристику.
Ширина полосы пропускания секции может быть увеличина, если между выходом каскада с ОИ и входом истокового повторителя включить катушку индуктивности. Эта катушка занимает значительную часть поверхности кристалла. Например, для расширения верхней частоты до 5 ГГц в описанной выше секции с обратной связью (рис. 4.8,6) применялась катушка индуктивностью» 13 нГн минимально возможных размеров (квадратная спираль с шириной проводников и зазором между ними 3 мкм). Площадь катушки почти в 1,5 раза превышает поверхность, на которой расположены остальные элементы микросхемы [1].
Нелинейные искажения. При синусоидальном входном сигнале с частотой со нелинейные искажения проявляются в том, что выходной сигнал содержит гармоники с частотой, отличной от со. Искажения возрастают с ростом амплитуды усиливаемого сигнала. Поэтому при разработке усилителей с малыми нелинейными искажениями особое внимание уделяют выходному каскаду, где эти искажения должны быть минимизированы. К оконечному каскаду предъявляют требования по входному и выходному сопротивлениям (входная емкость должна быть минимальной для расширения полосы пропускания и уменьшения нелинейных искажений) и потребляемой или рассеиваемой мощности.
В описываемых усилителях с непосредственными связями выходной каскад должен обеспечивать передачу с минимальными искажениями сигнала от секции с достаточно высоким выходным сопротивлением к низкоомной нагрузке (обычно 50 Ом). Как уже отмечалось, истоковый повторитель применяется в выходном каскаде только при относительно малых уровнях выходной мощности,, допустимой для транзисторов с шириной затвора 200... 300 мкм. Именно такие транзисторы осуществляют согласование с нагрузи 102
кой 50 Ом. Кроме того, в истоковом повторителе происходит ослабление напряжения, что вынуждает увеличивать амплитуду сигнала в предоконечном каскаде. Это приводит к увеличению в нем нелинейных искажений. Тогда на вход оконечного каскада подается совокупность сигналов с частотой, кратной <о, которые, в свою очередь, передаются на выход в виде комбинации гармоник. Поэтому характеристики нескольких последовательных каскадов, вносящих нелинейные искажения, обычно хуже, чем одиночного транзистора при данном уровне выходного сигнала.
Применение в выходном каскаде транзистора, включенного по схеме с ОИ и усиливающего сигнал, позволяет снизить амплитуду напряжения в предоконечном каскаде и уменьшить нелинейные искажения усилителя. Верхняя частота полосы пропускания усилителей с непосредственными связями обычно не превышает 3 ... 5 ГГц. В такой полосе частот можно получить удовлетворительное согласование выходного сопротивления каскада с ОИ с нагрузкой 50 Ом при увеличении суммарной ширины затвора ПТШ. В этом случае уменьшается сопротивление 7?с.и, возрастает выходная мощность транзистора, но увеличивается входная емкость Сз.и.
Шумы. Отсутствие согласования на минимальный коэффициент шума во входном каскаде приводит к неоптимальной шумовой характеристике усилителей с непосредственными связями. Кроме того, дополнительными источниками шумов являются динамические нагрузки и истоковый повторитель. Типичное значение коэффициента шума усилителя, состоящего из трех секций с обратной связью, равно 16—17 дБ при частоте 1,5 ГГц (/?г = 50 Ом) [56].
Несмотря на значительный уровень шумов такие достоинства усилителей с непосредственными связями, как высокая степень интеграции и повышенный процент выхода годных микросхем, дают возможность применять эти усилители в СВЧ измерительной технике.
Кроме описанных секций ведутся разработки микросхем дифференциальных усилителей на ПТШ [55]. Схема такого усилителя приведена на рис. 4.12. При использовании транзисторов с длиной затвора 2 мкм и шириной № = 40 мкм получены следующие характеристики: Кур=12 дБ; fB = 0,8 ГГц (/?H = 550 Ом). Уменьшение длины затвора до 1 мкм позволит увеличить коэффициент усиления и полосу пропускания соответственно до 13 дБ и 3 ГГц.
4.4.	СОГЛАСОВАНИЕ С ПОМОЩЬЮ АКТИВНЫХ ПРИБОРОВ
Усилители с непосредственными связями, описанные в § 4.3, имеют существенный недостаток — отсутствие согласования во входном каскаде. Применение пассивных согласующих цепей значительно (от единиц до десятков раз) увеличивает площадь кристалла. С уменьшением частоты геометрические размеры элементов цепей согласования возрастают. Поэтому особенно остро проблема рационального использования полупроводникового матери-
103
Рис. 4.13. Трехкаскадный усилитель диапазона 2... 4 ГГц с согласованием на активных приборах и пассивных элементах
Значения всех индуктивностей указаны в наногенри
ала возникает при проектировании усилителей на частоты от десятков и сотен мегагерц до 3 ... 5 ГГц.
Согласование усилителей на входе и выходе. Площадь кристалла можно уменьшить, если заменить пассивные цепи согласования на входе усилителя каскадами с ОЗ или ОИ с отрицательной обратной связью, а на выходе — каскадом с ОС (см. § 4.2). В этом случае в широком диапазоне частот (от десятков мегагерц до 6... 10 ГГц) достигается удволетворительное согласование (КСВН<2) с нагрузкой 50 Ом [48, 57, 58].
В качестве примера рассмотрим несколько вариантов таких усилителей. Схема первого приведена па рис. 4.13 [48]. Использование активных приборов для согласования на входе и выходе дало возможность более чем в два раза сократить площадь кристалла по сравнению с микросхемой усилителя с согласованием на пассивных элементах, имеющего аналогичные характеристики. Усилитель размещен па кристалле GaAs размерами 2,2x3 мм и имеет следующие параметры: /<ур=19 дБ в диапазоне 2... 4 ГГц, Лш<4 дБ в диапазоне 2,7 ... 3,5 ГГц и КСВН входа менее 1,5.
Другой иллюстрацией возможности применения каскадов с 03 и ОС для согласования в широком диапазоне частот служит четырехкаскадный усилитель (рис. 4.14) на ПТШ с размерами зат-
04 10
VT3
VT 4
C7j_15
100 Ом 100 Ом
Вх 0,^9-мм 3,10мм
----
02 ф 03
20	50
.J VT2	1
ЫЗ&ЮООм?	V
И 0,1 мм\
R3
22 Е
Е-5
П
И 800
10
^05 4= 06 15
Вых

Рис. 4.14. Схема широкополосного четырехкаскадного усилителя
104
вора 1X300 мкм [58]. Для уменьшения площади кристалла требуемое усиление в нижней части полосы пропускания достигается выбором величины резисторов. На высоких частотах усиление определяется межкаскадными согласующими цепями и резисторами. Первый каскад выполнен по схеме с автосмещением через резистор R1, сопротивление которого выбирается исходя из минимального коэффициента шума. Линия передачи на входе каскада с ОЗ улучшает согласование в верхней части полосы пропускания (компенсирует действие емкости С3.и). Небольшая индуктивность в цепи истока второго каскада служит для приближения условий согласования на минимум шума к условиям согласования на максимум коэффициента усиления. Усилитель размещен на кристалле GaAs размерами 2,5X2,5X0,25 мм и имеет следующие характеристики: Кур = 7±1 дБ, КСВН входа/выхода меньше 2 в диапазоне частот 0,1... 9 ГГц. Коэффициент шума на частоте 8 ГГц равен 6,8 дБ.
Применение в каскадах с ОЗ и ОС полевого тетрода даст возможность получить более точное согласование усилителей с генератором и нагрузкой за счет регулирования крутизны транзистора напряжением на втором затворе. Использование названных каскадов решает только проблему согласования на входе и выходе усилителей. Поэтому задача уменьшения площади межкаскадных согласующих цепей остается нерешенной. Реактивные составляющие выходного сопротивления каскада с 03 (или ОИ) и входного сопротивления каскада с ОС носят емкостный характер. Следовательно, при непосредственном объединении транзисторов, включенных по схеме с ОЗ и ОС, амплитудно-частотная характеристика получаемой усилительной секции имеет равномерный спад в СВЧ диапазоне. Для уменьшения спада и расширения полосы пропускания между этими каскадами включают линию с распределенными параметрами или катушку индуктивности [57]. Коэффициент усиления при этом сильно зависит от волнового сопротивления ZB линии и достигает приемлемой величины при ZB, превышающем 180 ...200 Ом. Изготовить такую линию сложно по технологическим причинам, и, кроме того, она занимает значительную поверхность кристалла.
Схемы включения ПТШ с индуктивной составляющей сопротивления. Рассмотрим несколько вариантов включения ПТШ, комплексное сопротивление которых при определенных условиях носит индуктивный характер. В табл. 4.5 приведены схемы этих включений, выражения для комплексного сопротивления и значения элементов обобщенной эквивалентной схемы (рис. 4.15). Выражения для комплексного сопротивления получены из упрощенной эквивалентной схемы собственно транзистора (С3.с = 0).
Рис. 4.15. Обобщенная эквивалентная схема комплексного сопротивления некоторых вариантов включения
ПТШ (см. табл. 4.5)
105
Схемы включения ПТШ с индуктивной составляющей комплексного сопротивления
Таблица 4.5
Схема включения	Комплексное сопротивление	Элементы эквивалентной схемы	
н	2   д		1	. и (*з. и + 	 с и Wh+ 1 + )“С3.н(Я3. +*с.и+:я)	? II ? II * II GO . • © +я	Li = 0 ^2	0 £з = С3.и(Яз. и + Я) /So
	1+>Сз.и(^3.и+^)-^С3.и	— ^с. и *2=/?з.и + * 0 — со2£С3 и) /So	L1==0 l2 = l L3 = C3 и(/?3 И + Я) /So
	"С- И So*c. и+1+>С3. н (R3 „+RC H+/?)-0)2LC3 :и		
	/ \ *сД1+у— [НИ?3.и(я3.и+*)] _		*	^С. и 		R1 — Rc. и (1 + RJRc. и) Ri = R3_ и + Яз=(1+Ян/Кс.и) /«о	Z.! = 0 t2=o ^"з = C3 и (R3 и -j-+ R)(1 + Rh/*c.h) /So
	Г	/	*н \	1 We. и +1 + j®C3. и R3 н + Rc. и 1+— + R L	\ ^с.и'		
'Z?	_	(/?с. и + М) [1 + j(0C3 „ (R3 „ + R)J W и + 1 + ^з. и (*з. и + ^с. и +	1 Л S3 <р 1 II23 £ “ со	11 s =	+« +	Л 5	LX = L L2 = 0 L3 = [£3. И (/^3. n "b + R)+L/RC „] /So
пи	(#С. н + ^) (^ + ^3, И^З. и)	 SORC. и + 1 +	и (*з. и + Rc. н + Я) где /?с и = Rc URHI (Rc и 4“ Rn)	/?1 	 /?с н + ^2 —	, и 7?з = (1 +	н) /So	Lj = 0 l2 = o /-3 ~ ^3. hR3. и X X(1 +R/Rc.h) /So
Проанализируем возможность замены катушек индуктивности активными приборами на примере схемы 1 табл. 4.5. Для этого преобразуем комплексное сопротивление к виду Z=a+j&. Из условия 6>0 определяем, что при 7?3.и+Я> 1/So реактивная составляющая комплексного сопротивления имеет индуктивный характер. Из эквивалентной схемы видно, что для получения больших значений индуктивности величина 7? должна быть значительной — сотни ом.
Оценим добротность эффективной индуктивности при /?>/?3.и. Добротность ее на произвольной частоте
Q Ь _ __________Ю ^З.и *с.И (^0 А* 0____	/4 22)
Т " 50/?си+1+М2С32.и«(7?с.и + ^
Для любого набора значений элементов эквивалентной схемы транзистора и сопротивления R существует частота сотах, при которой добротность максимальна:
	Q	_ 	^С.И	^С.И 0	/4 23) Уюах 21/7?(/?си + «)(50/?си+1)	’
при	1/s;R“+‘  <^)
Подставляя в (4.22) и (4.23) значения элементов эквивалентной схемы реальных транзисторов, можно убедиться, что добротность мала. Так, для описанного в § 4.2 транзистора и при R = 600 Ом, ПОЛучаеМ fmax = 2,8 ГГц И Qmax=0,95.
Из выражений (4.23) и (4.24) видно, что максимальная добротность растет с увеличением 7?, но при этом уменьшается частота (Отах. Даже в предельном случае, когда R бесконечно большое, Qmax не превышает SoRc.H/(2 КЗоЯс.и+1) и при тех же значениях элементов равна 1,33. Такая малая добротность объясняется шунтирующим действием сопротивления RC.H канала ПТШ, которое обычно составляет сотни ом. Для улучшения добротности необходимо увеличивать крутизну и сопротивление /?с.и. Но значительно повышать /?с.и не представляется возможным, так как при сильно перекрытом канале, когда сопротивление /?с.и возрастает, крутизна падает.
Эффективная индуктивность зависит от сопротивления резистора R и может достигать десятков наногенри. Плоская катушка с эквивалентной индуктивностью занимает большую поверхность кристалла, чем ПТШ, и, кроме того, требует дополнительного свободного пространства для предотвращения влияния на соседние элементы, так как ее электромагнитное поле распространяется на значительное расстояние.
Аналогичные результаты можно получить и для 3-й, 5-й схем включения (см. табл. 4.5), которые различаются значениями эле-
107
Рис. 4.16. Генератор тока (а) и его упрощенная эквивалентная схема (б)
Рис. 4.17. Усилительная секция на каскадах с ОЗ и ОС при согласовании с помощью активных элементов
ментов эквивалентной схемы, но имеют приблизительно одинаковую невысокую добротность. Подобные схемы, реактивная составляющая сопротивления которых имеет индуктивный характер, могут найти применения в цепях согласования только тех устройств, где не требуется высокой добротности. В схемах 2 и 4 при определенных частотах возможно получение бесконечно большой добротности.
В этом параграфе приведем также выражение для комплексного сопротивления Z и эквивалентную схему генератора тока, который используется в микросхемах с непосредственными связями (рис. 4.16).
Z=Rc,n + R
So ^С.и+ 1 + j Сз.и *з.и
* + jQC3.H (Я3.и + Я)
Сопротивление генератора тока имеет емкостный характер. Оно может достигать больших значений, поэтому генератор тока целесообразно применять не для согласования, а для уменьшения потерь высокочастотного сигнала при подаче смещения по постоянному току, например в цепи истока каскада с ОС.
Согласование между каскадами. Рассмотрим усилительную секцию на каскадах с ОЗ и ОС, между которыми в качестве на-

Рис. 4.18. Эквивалентная схема согласования между каскадами с ОЗ и ОС:
Rr — сопротивление генератора; Нс н = Нс иНн/(Нс И4-Нн); дн ~ сопротивление нагрузки 108
^8х ОС
Рис. 4.19. Зависимость коэффициента усиления по мощности и КСВН от частоты усилительных секций на каскадах с 03 и ОС при /?г = /?н = = 50 Ом:
/ 3 при различных значениях резисторов Rl, R2 и R3; 4 — с дополнительным истоковым повторителем на выходе
Рис. 4.20. Коэффициент усиления по мощности и КСВН многокаскадных усилителей при /?г = /?н = 50 Ом:
/ — усилитель, состоящий из каскадного соединения двух усилительных секций (рис. 4.17); 2 — усилитель рис. 4 21; 3 — усилитель рис. 4.21 с нагрузочными резисторами вместо истоковых повторителей на транзисторах VT1 и VT2
грузки включены истоковый повторитель (VT1) и последовательно с ним резистор R3 (рис. 4.17) [59]. Эквивалентная схема получаемого соединения приведена на рис. 4.18. В данном случае истоковый повторитель (который эквивалентен схеме 1 табл. 4.5) можно рассматривать как выравнивающую диссипативную цепь, обеспечивающую согласование между каскадами.
Из эквивалентной схемы видно, что изменяя сопротивления резисторов R1—R3, можно управлять коэффициентом усиления по мощности и наклоном АЧХ. Это позволяет уменьшить спад коэффициента усиления с частотой и расширить полосу пропускания. На рис. 4.19 приведены расчетные АЧХ и КСВН входа — выхода такой усилительной секции. Учитывая, <что выходное и входное
сопротивления истокового повторителя имеют соответственно индуктивный и емкостный характер, включение дополнительного истокового повторителя на выходе описанной усилительной секции позволяет несколько увеличить коэффициент усиления и расширить полосу пропускания (кривая 4 на рис. 4.19).
Малые значения КСВН входа — выхода дают возможность ка* скадировать подобные усилительные секции. На рис. 4.20 приведе
ны сравнительные характеристики трех усилителей. Первый состоит из последовательного соединения двух одинаковых секций, изображенных на рис. 4.17. Схема второго приведена на рис. 4.21. Третий усилитель отличается ог второго тем, что вместо истоко-
Рис. 4.21. Широкополосный усилитель с согласованием с помощью активных элементов
109
вых повторителей (VT1 и VT2) включены резисторы. Значения КСВН входа —выхода в этих случаях практически совпадают. Видно, что усилитель рис. 4.21 обладает лучшими характеристиками. Возрастание КСВН в нижней части полосы пропускания объясняется влиянием разделительных конденсаторов и может быть уменьшено при увеличении их емкости. Коэффициент шума равен 6,5 дБ.
Использование активных приборов для согласования в широкополосных усилителях, требуемая верхняя частота которых не превышает 2... 3 ГГц, позволяет уменьшить размеры кристалла. Рассмотренные усилители могут найти применение в измерительной технике и в качестве усилителей промежуточной частоты приемных модулей.
4.5.	УСИЛИТЕЛИ С РАСПРЕДЕЛЕННЫМ УСИЛЕНИЕМ
Теоретические основы, принципы построения и возможности усилителей с распределенным усилением (УРУ) известны достаточно давно [60]. С появлением таких активных приборов, как ПТШ, и благодаря разработке технологии производства полупроводниковых микросхем, позволяющей сократить расстояния между транзисторами и уменьшить влияние паразитных элементов, этот тип усилителей становится одним из перспективных для создания сверхширокополосных устройств.
Усилитель представляет собой периодическую структуру, состоящую из отрезков линий передачи, нагруженных сосредоточенными элементами. Эти элементы являются входным и выходным сопротивлениями транзистора (рис. 4.22). Получаемые таким образом две волноводные структуры с потерями называются соответственно входной и выходной линиями.
Высокочастотный сигнал подается на один вывод входной линии, распространяется вдоль нее в прямом направлении и поглощается нагрузкой на другом конце линии. Значительная часть сигнала рассеивается в цепи затвора каждого из транзисторов. Распространяющийся вдоль входной линии сигнал попадает на затворы транзисторов с определенным фазовым сдвигом (и в общем
Рис. 4.22. Схема четырехтранзисторного усилителя с распределенным усилением на отрезках МПЛ
ПО
случае с разной амплитудой), усиливается и передается в выходную линию. В выходной линии происходит суммирование сигналов от каждого транзистора. Причем если фазовые скорости сигналов во входной и выходной линиях совпадают, то складываются синфазно только сигналы, распространяющиеся в прямом направлении (в направлении выхода усилителя). Сигналы, распространяющиеся в обратном направлении, складываются в противофазе и поглащаются нагрузкой (резистором R2), включенной на конце выходной линии.
В обычных усилителях непосредственное параллельное соединение нескольких ПТШ приводит к увеличению крутизны So, но при этом пропорционально возрастают емкости во входной и выходной цепях транзистора. Поэтому нельзя одновременно увеличить коэффициент усиления и расширить полосу пропускания усилителя. Особенность УРУ заключается в том, что усилительные возможности каждого из транзисторов складываются без увеличения емкости на входе и выходе усилителя.
Упрощенная эквивалентная схема усилителя с распределенным усилением на отрезках линий передачи приведена на рис. 4.23 [61]. Внутренней обратной связью в ПТШ через емкость затвор — сток пренебрегаем. Если расстояние между отдельными ПТШ и длина отрезков линий значительно меньше длины волны, то характеристические сопротивления искусственных периодических структур приближенно можно определить следующим образом [61] з
ДЛЯ ВХОДНОЙ ЛИНИИ Z3« [£з/(Сз + Сз.и//з)]1/2;
ДЛЯ ВЫХОДНОЙ ЛИНИИ Zc^ [£с/(Сс + Сс.и//с)]1/2;
где £3, С3 и £с, Сс — первичные параметры отрезков линий передачи соответственно во входной и выходной цепях; 13 и /с — длины отрезков этих линий; С3.и, Сс.и — элементы упрощенной эквивален-
Рис. 4.23. Эквивалентные схемы входной (а) н выходной (б) линий УРУ
111
тной схемы ПТШ,. Влиянием сопротивлений R3.n и /?с.и пренебрегаем. Отметим, что характеристические сопротивления не зависят от числа ПТШ.
Используя упрощенную эквивалентную схему (рис. 4.23) и рассматривая входную и выходную линии как непрерывные структуры, можно получить выражение для коэффициента усиления п-транзисторного усилителя [61]
7 Уз /з [ехр ( — Уз г3») —ехр (—Те /сп)] 2
^0Z3Zc	2,2__ 2,2	’
Тз ^3 Тс
где
R со^ С 2
Тз « 8-и з и Z3 + j ю КЛ3(С3 + С3.И//3) « а3 + j р3;
2 Iq
Тс ~ 2~R Т~	(С с 4" С с и/^с) = ас 4" j Рс-
z кс.и
Для обеспечения нормальных условий работы УРУ необходимо выполнить условие р3/з~₽с/с. Если одновременно предположить, что |тз| ~₽3, |Тс| ~₽с и Z3^Zc = Zq, то выражение (4.25) примет вид
zo [exp ( —а3 l3n) —exp (—ac lcn)]2 .	(4.26)
4	(a3Z3 —acZc)2
Анализ этого выражения показывает, что при увеличении числа транзисторов коэффициент усиления может уменьшаться и в предельном случае при больших п равен нулю.
Для усилителен, в которых потери ас в выходной линии значительно меньше потерь а3 во входной линии и величина a3Z3n^l, выражение (4.26) можно переписать в виде
г	аз1зП a32Z32^Y
^р—— U—2“ + —'
При выполнении этих условий коэффициент усиления становится пропорциональным и2. Ограничение a3Z3n^l с учетом выражения для аз можно записать иначе
/?з.и0)2Сз2иг0п^2.	(4.27)
Из неравенства (4.27) следует, что для получения максимального коэффициента усиления число транзисторов в УРУ ограничено и зависит от их параметров. Другими словами, из выражения (4.27) можно определить суммарную допустимую ширину затворов всех ПТШ. Условие (4.27) необходимо обеспечивать на верхней частоте полосы пропускания
На рис. 4.24 приведены зависимости коэффициента усиления от частоты при различном числе транзисторов. Видно, что существует оптимальное число /г, превышение которого вызывает рост коэффициента усиления и одновременное сужение полосы пропускания.
112
Рис. 4.24. Зависимости коэффициента усиления УРУ от частоты при различном числе транзисторов
Рис. 4.25. Схема усилителя с распределенным усилением на сосредоточенных LC-элементах при /?31 =
= 1,4 кОм; Г = 0,8 нГн
Потери а3 во входной линии приводят к уменьшению уровня высокочастотного сигнала (пропорционально ехр(—a3Z3n)) при распространении его вдоль линии. Поэтому напряжение на затворе первого транзистора превышает напряжение на затворе последнего и, следовательно, вклад первого транзистора в усиление сигнала наибольший. Следует отметить, что потери во входной линии а3 в отличие от потерь в выходной ас зависят от частоты и различие входных сигналов на затворах транзисторов будет проявляться в большей степени с ростом частоты.
В качестве примера приведем основные характеристики УРУ, описанного в [61]. Четырехтранзисторный усилитель размещался на кристалле размером 2,5X1,65X0,1 мм. В диапазоне частот 1 ... 13 ГГц коэффициент усиления составляет 9+1 дБ, а значения |Sn| и |S22| не превышали—10 дБ. При размерах затвора каждого из транзисторов 1X300 мкм выходная мощность в точке однодецибельного сжатия на частоте 10 ГГц достигала 300 мВт, а коэффициенты усиления и полезного действия равны соответственно 6 дБ и 17%. Коэффициент шума усилителя с оптимально выбранным для уменьшения шумов режимом смещения ПТШ равнялся 3,9 дБ на частоте 4 ГГц и 5,4 дБ на частоте 10 ГГц при ^yp = = 5,4 дБ. Аналогичный усилитель, состоящий из последовательного соединения двух секций, представляющих собой 4-транзистор-ные (размер затвора 0,85X150 мкм) УРУ, имел КуР=12 дБ в полосе частот 2 ... 20 ГГц [62]. Размер кристалла 2,2X5,5X0,1 мм.
Для уменьшения площади микросхемы УРУ возможно создание входных и выходных линий на сосредоточенных СС-элемен-тах. Схема такого усилителя приведена на рис. 4.25 [52]. Размеры плоских спиральных катушек индуктивности можно выбрать таким образом, чтобы они занимали минимальную площадь и имели частоты собственного резонанса за пределами полосы пропускания усилителя. При этом потери в металлизации возрастают и достигают нескольких ом, что приводит к увеличению коэффициента шума и снижению коэффициента усиления. Для уменьшения рассогласования из-за наличия паразитного последовательного со
113
противления /?п катушек индуктивности во входной линии вводят небольшую проводимость (/?3i на рис. 4.25). В этом случае волновое сопротивление Z3 входной линии слабо зависит от частоты, если 7?з1 =Zo2//?n(Z3~Zc = Zo) и /?п частотонезавиоимое. Сопротивление Rn из-за скин-эффекта пропорционально V f, поэтому существует небольшой спад коэффициента усиления с ростом частоты. Волновое сопротивление выходной линии слабо зависит от частоты из-за независимости сопротивления /?с.и от частоты.
Применение сосредоточенных элементов позволило разместить балансный усилитель, состоящий из двух 6-транзисторных (размер затвора 0,7X300 мкм) секций УРУ, являющихся зеркальным изображением друг друга, на кристалле GaAs размером 0,91Х Х0,97X0,1 мм. Характеристики усилителя следующие: Кур= = 7... 9 дБ, |*Sii | и |S221 меньше 0,2 в полосе частот 0... 12 ГГц. Коэффициент шума 6,4 дБ на частоте 4 ГГц.
4.6.	МИКРОСХЕМЫ ЛИНЕЙНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Описанные в предыдущих параграфах усилители не исчерпывают всего многообразия технических решений и, кроме того, при изготовлении полупроводниковых микросхем возможно использование большинства из исследованных и применяемых в гибридных микросхемах СВЧ диапазона методов. Поэтому далее будут рассмотрены некоторые из изготовленных микросхем линейных усилителей, которые могут представлять интерес для разработчиков микросхем и устройств на их основе.
Схема широкополосного усилителя, оба каскада которого охвачены местной обратной связью, приведена на рис. 4.26 [54]. Штриховой линией обведены элементы, размещенные на кристалле GaAs размером 950X1050 мкм. Для получения требуемой выходной мощности и уменьшения нелинейных искажений суммарная ширина затвора ПТШ выходного каскада выбрана равной 900 мкм (50=100 мА/B). Поэтому вместо истокового повторителя используется включение транзистора с общим истоком, Ширина затвора ПТШ входного каскада с отрицательной ОС (и всех генераторов тока) тоже составляет 900 мкм (шесть параллельно соединенных ____________________ секций размером 1X150 мкм) для
! 1	—	— 1 R1	R2 \ ]| ! * !l Г ' II 1 -Jl [ ( 1	Д|	Г"1 | /?3 1	1	- достижения оптимального соотноше-k ния между коэффициентом усиления и коэффициентом шума. Резисторы, включенные между затвором и истоком транзисторов, служат для пода-чи нулевого смещения на затворы. Были исследованы три варианта усилителей: оба каскада ох- Рис. 4.26. Усилитель на каскадах с местной обратной связью
114
Рис. 4.27. Зависимости коэффициента усиления и коэффициента шума усилителя, в котором только первый каскад охвачен отрицательной ОС (а), и усилителя, оба каскада которого охвачены отрицательной ОС (б)
вачены отрицательной ОС, охвачен ОС только первый каскад (/?2 = о°) и усилитель, состоящий из двух каскадов с отрицательной ОС, но генераторы тока заменены внешними дросселями. Третий вариант служит для изучения влияния генераторов тока на шумы и нелинейные искажения усилителя.
Зависимости коэффициента усиления и коэффициента шума первых двух вариантов усилителей от частоты приведены на рис. 4.27. Усилитель, оба каскада которого охвачены ОС, имеет более широкую полосу пропускания, но меньший коэффициент усиления и большие шумы. Низкочастотные l/f-шумы проявляются при частотах, меньших 0,2 ГГц. Следует отметить, что каскад с отрицательной ОС в данном усилителе безусловно устойчив. Каскад без отрицательной ОС не является безусловно устойчивым, но при сопротивлении генератора, равном выходному сопротивлению каскада с отрицательной ОС, и при любом значении нагрузки не теряет устойчивости.
Экспериментальные результаты, полученные для трех вариантов усилителей, приведены в табл. 4.6. Усилитель с внешними дросселями обладает лучшими шумовыми характеристиками и меньшими нелинейными искажениями, но требует применения дополнительных элементов, расположенных за пределами кристалла.
Для систем передачи данных со скоростью несколько гигабит в секунду необходимы линейные импульсные усилители с пло« ской АЧХ, малыми шумами и согласованные по входу и выходу с нагрузкой 50 Ом в диапазоне частот от сотен килогерц до нескольких гигагерц. Схема такого усилителя для оптической системы передачи информации с пропускной способностью 1,6Гбит/с приведена на рис. 4.28 [63]. Для обеспечения входного согласования без ухудшения шумовых характеристик транзистор первого каскада (размер затвора 1,2X400 мкм, So = 5O мА/B) включен по схеме с ОИ и охвачен обратной связью через резистор /?2. Расширение полосы пропускания достигается включением между каскадами согласующей цепи в виде линии с распределенными параметрами (ZB = 80 Ом). Второй каскад выполнен по схеме с автосмещением и непосредственно связан с первым по постоян-
на
Таблица 4.6
Характеристики микросхем широкополосных усилителей
Параметр	Микросхема с генераторами тока		Микросхема с внешними дросселями
	Первый каскад с отрицательной ос	Оба каскада с отрицательной ОС	
Ль Ом	400	200	200
/?2, ОМ	оо	400	400
Напряжение питания, В	7	7	4
Рассеиваемая мощность, Вт	1,8	1,3	0,9
Кур, дБ	24	17	21
Ширина полосы пропускания	0,93	1,4	1,2
(-3 дБ), ГГц КСВН входа	<1,8	<1,8	<1,5
КСВН выхода	(/>10 МГц) <2,2	(/>10 МГц) <2,1	(/>100 МГц) <1,8
Кш (/ = 0,5 ГГц), дБ	(/>10 МГц) 4,8	(/>10 МГц) 5,6	(/>100 МГц) 3,8
Рьвых, дБм	28	32	35
* Соответствует точк»' пересечения экстраполированных прямыми линиями зависимостей выходной мощности сигналов основной и иптермодуляционных частот (3-го порядка) от входной мощности в области малого сигнала.
ному току. Это позволяет исключить разделительный конденсатор с большой площадью обкладок (требуемая емкость 50 пФ), паразитная емкость которых относительно металлизации на обратной стороне кристалла может значительно ухудшить частотные характеристики усилителя.
Нижняя рабочая частота уменьшается с помощью внешних блокировочных и разделительных конденсаторов большой емкости (15 000 пФ). В этом случае усилитель имеет следующие характеристики: ^yp=13,5 дБ в полосе частот 500 кГц ... 2,8 ГГц (—3 дБ), КСВН входа не превышает 1,5 от 600 кГц до 1,1 ГГц, КСВН выхода меньше 1,6 от 500 кГц до 4,5 ГГц. Коэффициент шума составляет 6 дБ в диапазоне частот 700 МГц ... 2,2 ГГц. Рассмотренную микросхему можно применять в качестве усилителя промежуточной частоты. Тогда необходимость во внешних конденсаторах СЗ, С6 и С9 отпадает и нижняя рабочая частота возрастает до 250 МГц. Усилитель размещен на кристалле GaAs размером 1,1X1,1X0,15 мм.
В ряде устройств СВЧ диапазона необходимы сверхшироколо-лосные усилители с верхней рабочей частотой до 20 ГГц. Кроме рассмотренных усилителей с распределенным усилением для получения такого диапазона частот применяют каскады с частотозависимой отрицательной ОС. Схема одного из них приведена на рис. 4.29 [64]. Для обеспечения согласования с генератором входного сигнала и для расширения полосы пропускания при приемлемом коэффициенте усиления суммарная ширина затвора транзистора выбрана равной 900 мкм (длина затвора 0,7 мкм, So = 116
Рис. 4.28. Широкополосный усилитель
Рис. 4.29. Усилитель с частотозависимой отрицательной обратной связью
=86 мА/B). Используемый транзистор представляет собой параллельное соединение трех обычных малошумящих транзисторов с уменьшенными контактными площадками для ослабления влияния паразитных элементов. Диапазон частот составляет 2.... ...20 ГГц при КуР = 7 дБ и КСВН входа—выхода не более 2. Усилители с частотозависимой ОС по сравнению с обычными усилителями без отрицательной ОС имеют следующие преимущества: меньшие геометрические размеры элементов цепей согласования и, следовательно, меньшие размеры кристалла; слабая чувствительность параметров усилителя к разбросу параметров ПТШ; низкий КСВН входа — выхода без применения направленных ответвителей, имеющих большие размеры; увеличенный уровень выходной мощности и меньшие нелинейные искажения; примерное совпадение условий согласования для получения максимального усиления и минимального коэффициента шума, слабая их зависимость от разброса сопротивления Zr; возможность получения широкого диапазона частот (0,1 ... 20 ГГц); относительно невысокий уровень шумов (обычно от 3 до 6 дБ) в зависимости от частоты) .
Большинство микросхем усилителей имеет топологию согласующих цепей, широко применяемую в гибридных ИС (ГИС) [31г 65, 66]. Это Г- и Т-образные цепи на отрезках линий с распределенными параметрами. Известны микросхемы балансных усилителей, все элементы которых, включая направленные ответвители, размещены на кристалле [67]. Использование направленных ответвителей улучшает согласование на входе и выходе, но при этом значительно возрастают размеры кристалла. Например, балансный усилитель с характеристиками КуР = 8 дБ, КСВН входа— выхода менее 1,3 в диапазоне частот 9 ... И ГГц размещался на кристалле размером 4X4 мм [67].
Пассивные элементы цепей согласования полупроводниковых микросхем имеют меньшую добротность, чем гибридных. По этой причине сложно изготовить полупроводниковые узкополосные усилители и усилители с крутым спадом АЧХ за пределами рабочего
1 17
диапазона частот. Обычно ширина полосы пропускания усилителей превышает 10—20% от центральной частоты полосы пропускания.
Вопросам теории и методам расчета линейных СВЧ усилителей на ПТШ посвящено достаточное число работ [7, 68, 69]. Следует отметить, что наличие машинных методов расчета не исключает возможности использования упрощенных инженерных методик, которыми можно пользоваться на начальной стадии проектирования при выборе того или иного технического решения. Приведем несколько правил, которыми полезно руководствоваться при расчете и оптимизации топологии ИС усилителей [68].
1.	Для получения начальных данных при оптимизации использовать обычную методику согласования по круговым диаграммам Смита или известные процедуры синтеза.
2.	Избегать большого числа частотных точек и оптимизируемых переменных. Для этого следует попытаться при небольшом числе пробных расчетов выделить элементы, оказывающие наибольшее влияние на характеристики микросхемы.
3.	Перед оптимизацией необходимо проводить анализ устойчивости каскадов. Часто введение дополнительных резистивных нагрузок или обратной связи позволяет выполнить условия для устойчивой работы каскада.
4.	Не стремиться оптимизировать сложные многокаскадные усилители в целом. Сначала проводить анализ отдельных каскадов.
5.	Тщательно выбирать целевую функцию с учетом усилительных и шумовых характеристик транзисторов.
4.7. УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
Микросхемы усилителей мощности (УМ) предназначены в основном для использования в РЛС на активных фазированных антенных решетках, состоящих из большого числа идентичных приемопередающих модулей, а также в различных системах связи и передачи информации. Особенностью этих усилителей является сравнительно высокий уровень выходной мощности (более 0,5 Вт) при относительно большом КПД (около 15 ... 20%). При таком режиме работы напряжения и токи на электродах прибора могут меняться от минимальных до максимальных значений. В этом случае нелинейные зависимости характеристик транзистора от амплитуды сигнала приводят к возникновению нелинейных искажений на выходе усилителя, которые проявляются в появлении гармоник основного сигнала.
При наличии на входе УМ нескольких сигналов с различными частотами на выходе устройства появляются сигналы с частотами, представляющими. собой линейные комбинации частот входных сигналов (интермодуляционные искажения — ИМИ). Обычно рассматривают ИМИ третьего порядка, попадающие в рабочую полосу частот усилителя. Эти искажения в СВЧ усилителях на ПТШ 118
рассчитываются по его эквивалентной схеме, учитывающей нелинейную зависимость элементов от мощности сигнала [70].
Интермодуляционные искажения в СВЧ усилителях мощности можно уменьшать технологическими и схемотехническими методами, а также выбором режима смещения по постоянному току. Исследования показали [70], что профиль легирования активного и-слоя прибора может быть оптимизирован для получения минимальных ИМИ. Ионная имплантация позволяет формировать такие профили.
К схемотехническим методам относится согласование транзистора с нагрузкой на минимум ИМИ. В некоторых случаях удается уменьшить уровень ИМИ на 20 ... 30 дБ при незначительном уменьшении коэффициента усиления. Использование балансных усилителей также позволяет снизить искажения, так как на каждый транзистор подается сигнал с уровнем мощности, равным половине мощности входного сигнала. Так, в случае кубической зависимости интермодуля1ционного сигнала от входной мощности уровень ИМИ в каждом каскаде усилителя на 9 дБ ниже, чем при использовании в тех же условиях одиночного каскада. На практике фазы интермодуляционных сигналов, как привило, различаются даже в транзисторах с одинаковыми характеристиками. В результате уровень ИМИ в балансном усилителе по сравнению с уровнем в одиночном каскаде ниже более чем на 6 дБ.
Рассмотрим некоторые микросхемы усилителей мощности. На рис. 4.30 приведена схема УМ, состоящего из двухтактных каскадов (71]. Выходной каскад содержит пару ПТШ с шириной затвора 1,2 мм, а во входном используются транзисторы с шириной затвора 0,6 мм. Согласующие цепи на входе (выходе) усилителя рассчитаны для подключения к двум 50-омным линиям передачи или к одной балансной линии с волновым сопротивлением 100 Ом.
Применение двухтактных каскадов в СВЧ усилителях мощности имеет два преимущества. Первое связано с тем, что в обычном однотактном УМ, где ширина затвора ПТШ достигает нескольких миллиметров, входное сопротивление мало и возникает проблема с проектированием цепей согласования, обеспечивающих большой коэффициент трансформации. Входное сопротивление двухтактного каскада, транзисторы которого имеют ту же сум-
Рис. 4.30. Двухкаскадный двухтактных усилитель мощности:
Li = 0,9 мГн; Ь2 = Ь3=0,8 нГн; Ь4=1 нГн; Ь5-0,6 нГн; L6 = L7=0,3 нГн; L8=l,5 нГн; Ci = C2=\ пФ
11?
марную ширину затвора, что и однотактного, выше. В данном случае действительная часть входного сопротивления возрастает с 3 (ширина затвора 2,4 мм) до 6 Ом (2X1,2 мм).
Второе преимущество заключается в том, что ток СВЧ сигнала с основной частотой, как видно из рис. 4.30, следует непосредственно от истока одного транзистора двухтактного каскада к истоку второго. Следовательно, если транзисторы находятся в одинаковых условиях по согласованию и по режиму работы, расположены рядом и их истоки соединены на верхней стороне кристалла, лишь незначительная часть сигнала основной частоты проходит через металлизацию на обратной стороне кристалла и влияние паразитной индуктивности в цепи истоков значительно умень-
шается.
Поскольку транзисторы двухтактного каскада симметричны относительно общей шины, расчет цепей согласования можно проводить как для обычного однотактного каскада с ОИ. В этом случае значения индуктивностей, включенных между двумя симмет
ричными параллельными каналами, следует удвоить.
Для нормального режима работы двухтактных усилителей необходимо применять на входе и выходе 180-градусные кольцевые направленные ответвители. Эти ответвители вносят дополнитель
ные потери и имеют размеры, значительно превышающие размеры
кристалла, на котором размещены остальные элементы усилителя. Входной пассивный направленный ответвитель можно заменить дифференциальным усилителем с парафазным выходом (рис. 4.31). имеющим большую широкопол осн ость и дополнительно усиливающий сигнал [71]. В дифференциальном каскаде используются ПТШ с шириной затвора 600 мкм, в генераторе тока с шириной затвора 900 мкм.
Входное сопротивление дифференциального усилителя при закороченном по высокой частоте затворе транзистора VT2 прибли-тельно в два раза выше, чем каскада с ОИ. Следовательно, индуктивности L1 и L2 входной согласующей цепи рассчитываются как для каскада с ОИ на ПТШ с шириной затвора 300 мкм. Индуктивность L4 совместно с емкостью сток — исток транзистора генератора тока образуют параллельный резонансный контур, что
приводит к увеличению сопротивления по переменному току в цепи истоков дифференциальной пары ПТШ. Парафазный усилитель размещался на кристалле размером 2,0Х2,4 мм. Для сравнения укажем, что размер подложки, на которой изготавливались направленные ответвители, 12,5X12,5 мм. Коэффициент усиления 6 дБ.
Рис. 4.31. Парафазный дифференциальный усилитель
120
80 Ом 80 Ом VT2	VT3 80 Ом
65 Ом 0,15	0,03	±8п°пП”	°’1S
9,017 I—I 1	*1 180 Ом Т U’U 7 5
Рис. 4.32. Схема трехкаскадного усилителя мощности с согласованием на коротких отрезках микрополосковых линий
Необходимость применения на выходе двухтактных усилителей направленного ответвителя для получения однофазного выходного сигнала ограничивает их использование. Но в ряде случаев эти усилители могут оказаться полезными именно из-за па-рафазного сбалансированного выхода (например, для возбуждения дипольных антенн).
На рис. 4.32 [50] приведена схема трехкаокадного усилителя мощности с согласованием на отрезках микрополосковых линий, имеющих волновое сопротивление 80 Ом (ширина полоска37мкм). Емкость всех конденсаторов 8 пФ. Ширина затвора транзисторов VT1 и VT2 равна 300 мкм, а ПТШ в выходном каскаде 1,2 мм. Длины отрезков линий на схеме даны в относительных единицах (нормированы к длине волны при частоте 9,5 ГГц).
Для повышения выходной мощности необходимо увеличивать ширину затвора ПТШ. При непосредственном параллельном соединении большого числа идентичных маломощных транзисторов для увеличения суммарной ширины затвора возникает ограничение на их число из-за появления разности фаз во входных и выходных сигналах отдельных транзисторов и снижения эффективности сложения мощности. Поэтому определенный интерес представляют усилители, состоящие из нескольких параллельных со-
W2
W5 J
ЛАЛ"
I W8 aws gw*
W10
W17
W6 тVTZ
X-J W11 w
Ы15Ы16~

и
W18
Вх

Вых>
Рис. 4.33. Четырехтранзисторный усилитель с параллельным сложением мощности
121
Характеристики полупроводниковых микросхем усилителей мощности
Таблица 4.?
Характеристика		Схемотехнические особенности							
	2-тактный (рис. 4.30) [71]	С параллельным сложением [46]	С параллельным сложением (рис 4 33) (46]	2-каскадный [49]	2-каскадный [72]	3-каскадный (рис. 4.32) [50]	4-каскадный [50]
Диапазон частот, ГГц	8,5...10,5*	9,5±1,9*	9,5±1,5*	5,7...11	8,2...10,6	8,6...9,2	8,6...9,2
Кур в режиме малого сигнала, дБ	13	6,2	5	—	12	27,6	32
Кур в режиме большого сигнала, дБ	10	4	4	6	8	23	27
Выходная мощность РВых, Вт	1,26	1,0	2,0	1,0	0,565	0,4	1,0
КПД, %	19	—	15	12	16	15	17
Ширина затвора ПТШ выходного каскада, мм	2X1,2	2X1,5	4X1,5	2,4	1,6	1,2	2,4
Площадь 	кристалла, мм толщина	2,0X2,0 0,1	2,5X3,8 0,1	4,8X6,2 0,1	4,8X2,0 0,1	2,5x3f5 0,1	1,0X4,0 0,15	1,0X4,0 0,15
Технология изготовления	ЭП	ЭП	ЭП	ИИ	ЭП	ИИ или ЭП	ИИ или ЭП
Тип согласующих цепей	С	МПЛ	МПЛ	С	МПЛ	МПЛ	МПЛ
• По уровню 1 дБ.
гласованных секций, объединенных по две. Схема такого усилителя, состоящего из четырех секций, приведена на рис. 4.33 [46], Изображена только половина схемы, вторая половина аналогична первой. Следует отметить, что метод непосредственного сложения мощностей позволяет увеличить верхнюю рабочую частоту, но применим только в узком диапазоне частот (±20% от центральной частоты) и является малоэффективным для широкополосных усилителей.
В табл. 4.7 приведены основные характеристики некоторых усилителей мощности, технология их изготовления и размеры кристалла. Использованы следующие условные сокращения: ЭП — эпитаксиальное выращивание; ИИ — ионная имплантация; С — элементы с сосредоточенными параметрами; МПЛ — микрополос-ковые линии. Достигнутая к настоящему времени выходная мощность составляет единицы ватт.
ГЛАВА 5
АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Автогенераторы являются важными узлами приемопередающих устройств СВЧ диапазона. Дальнейшее совершенствование технологии изготовления транзисторов позволило создать на их основе источники СВЧ мощности, обладающие рядом преимуществ по сравнению с диодными и ламповыми автогенераторами. Важнейшими из них являются: высокая стабильность характеристик; высокий КПД; малые значения питающих напряжений и потребляемой мощности; достаточно низкий уровень амплитудных и фазовых шумов; возможность механической и электрической перестройки в широком диапазоне частот; меньшая, чем у диодов, температура перехода, что обусловливает большую надежность схем на основе транзисторов.
Кроме того, являясь трехэлектродным прибором, транзистор позволяет разработчикам осуществить развязку колебательной системы от нагрузки за счет малого коэффициента передачи по цепи внутренней ОС. Это, в свою очередь, облегчает процесс настройки и упрощает реализацию различных функциональных возможностей автогенератора.
В настоящее время наиболее перспективным прибором для СВЧ автогенераторов является ПТШ. Современные ПТШ по сравнению с биполярными транзисторами обладают более высоким уровнем выходной мощности и КПД на частотах свыше 4—6 ГГц, а также имеют более высокие предельные частоты генерации и усиления. В настоящее время рабочие частоты устройств на основе ПТШ достигают 69 ГГц [73]. Полупроводниковые микросхемы автогенераторов на ПТШ являются очередным этапом при даль
123 .
нейшей микроминиатюризации источников СВЧ мощности. Они •могут быть использованы как в виде самостоятельных микросхем, так и в виде гетеродинов полупроводниковых СВЧ приемников. Данная глава посвящена некоторым вопросам проектирования СВЧ микросхем автогенераторов на ПТШ.
5.1.	АВТОГЕНЕРАТОРЫ С ФИКСИРОВАННОЙ ЧАСТОТОЙ ГЕНЕРАЦИИ
Для получения стационарных автоколебаний необходимо на выходных зажимах автогенератора создать отрицательное сопротивление1. В отличие от двухполюсных активных приборов СВЧ диапазона (например, диод Ганна, туннельный диод и др.), в которых отрицательное сопротивление возникает при подаче напряжения смещения на их электроды, отрицательное сопротивление транзистора может быть получено только при соответствующем подключении к нему внешних пассивных элементов. Другими словами, транзистор может стать генератором только при наличии цепи внешней ОС [74, 75].
Обратная связь, применяемая в транзисторных схемах для уменьшения устойчивости транзистора, может быть двух типов: последовательная (рис. 5.1,а) и параллельная (рис. 5.1,6). Выбор определенного типа ОС зависит от конкретных требований, предъявляемых к проектируемому автогенератору. Следовательно, разработка полупроводниковых СВЧ автогенераторов должна включать предварительный анализ схем, содержащих различные типы ОС. Как будет показано ниже, элементы цепи ОС существенно влияют на частотные и энергетические характеристики автогенератора. Поэтому выбор определенного типа ОС является важным этапом проектирования.
Схема с ОЗ предпочтительна для автогенераторов с электронной перестройкой частоты, осуществляемой варикапом. В такой схеме перестройка происходит достаточно просто и в доволь-
Рис. 5.1. Структурная схема автогенератора с последовательной (а) и параллельной (б) обратной связью:
ZK с и Тк с — комплексные сопротивление и проводимость колебательной системы
1 Под этим термином в дальнейшем будем подразумевать действительную часть выходного сопротивления схемы.
124
но широком диапазоне частот. В схеме с ОИ перестройка частоты затруднена, поскольку параметры автогенератора очень критичны к значению элементов цепи ОС. Достоинством схемы с общим стоком является высокая стабильность характеристик [76].
Таким образом, с помощью предварительного анализа (он проводится, как правило, с применением ЭВМ) может быть выбрана наиболее подходящая для разрабатываемого автогенератора схема включения транзистора.
В целях упрощения дальнейшего анализа сделаем следующие допущения: ширина затвора транзистора достаточно мала, поэтому транзистор можно считать элементом с сосредоточенными параметрами; рабочая частота автогенератора не превышает 2/3 fmax, ГДе fmax максимальная частота генерации ПТШ; паразитные реактивности пассивных элементов схемы автогенератора пренебрежимо малы; цепи смещения не оказывают воздействия на высокочастотные параметры автогенератора (на выходную мощность, частоту генерации и др.); уровень мощности гармонических составляющих в спектре автогенератора пренебрежимо мал по сравнению с уровнем «мощности основной частоты; толщина подложки ИС из полуизолирующего арсенида галлия достаточно велика.
Первое допущение связано с тем, что на высоких частотах затвор ПТШ, строго говоря, представляет собой линию передачи с распределенными параметрами. Это приводит к дополнительному уменьшению коэффициента усиления по мощности транзистора. Второе допущение позволяет исключить из рассмотрения некоторые паразитные элементы контактных площадок выводов транзисторов. Третье допущение очень сильно упрощает анализ схемы автогенератора, так как эквивалентные схемы интегральных конденсаторов и индуктивностей достаточно сложны. Пятое допущение означает, что токи и напряжения в схеме автогенератора являются синусоидальными. И, наконец, последнее допущение позволяет пренебречь паразитными реактивностями пассивных элементов автогенератора.
Анализ схемы автогенератора будем проводить на основе упрощенной эквивалентной схемы ПТШ (рис. 5.2), предложенной в [77]. В эквивалентной схеме использованы следующие обозначения:
з.и = j ® ^З.И > ^З.С = j w ^з.с >
Кс.и ~ Ос И 4“ j СО Сс и ,	<?с.и = М^с.и-
С помощью данной схемы можно достаточно полно охарактеризовать ПТШ на частотах до 12 ГГц. Рассматриваемая эквивалентная схема содержит один нелинейный элемент — крутизну. При фиксированном напряжении питания крутизна транзистора является функцией среднего квадратического напряжения и на емкости Сз.И
ST = So [1—(«/«max)2] exp (—j(OT),	(5.1)
125
Затвор
Рис. 5.2. Упрощенная эквивалентная схема ПТШ для расчета автогенераторов
Рис. 5.3. Структурная схема нагрузки автогенератора
где So — крутизна ПТШ в режиме малого сигнала; т — время пролета носителей в канале ПТШ. Среднее квадратическое напряжение Umax, входящее в выражение (5.1), можно рассчитать, если предположить, что ST изменяется в зависимости от и по тому же закону, по которому она изменяется в зависимости от постоянного напряжения на затворе U30. Тогда согласно [78] напряжение на затворе ПТШ U3 = U3o+u. Как видно из (5.1)г ST (Umax) =0. Следовательно, используя соотношение для крутизны ПТШ [79], выразим umax 'в следующем виде:
«max ^и0 {I—£н [l — (Uc/UQ)i/!]/E}2—lJs0,	(5.2)
где Uq — напряжение отсечки; Uc — постоянное напряжение на стоке; Ен— напряженность электрического поля, при которой наступает насыщение скорости дрейфа носителей; Е — напряженность электрического поля в канале ПТШ. Заметим также, что если неизвестны значения некоторых величин в (5.2), то значение Umax может быть определено экспериментально [77].
Введем в рассмотрение передаточную функцию по напряжению Л=(ин/и)2, где ин — среднее квадратическое напряжение на нагрузке. Тогда мощность, выделяющаяся в нагрузке Ун=Он + ]Вн, определится так:
Рвых = ЛСнЫ2ах(1-5т/50).	(5.3)
Здесь под полной проводимостью нагрузки будем подразумевать полную входную проводимость согласующей цепи, нагруженной на стандартное волновое сопротивление СВЧ тракта Zo (рис. 5.3). Мощность, выделяющаяся в нагрузке, и частота стационарных колебаний автогенератора находятся из уравнения
^вых + ^н = 0,	(5.4)
где УВых = Овых + ]Ввых — выходная проводимость автогенератора.
Следует отметить, что уравнение (5.4) является только необходимым условием существования автоколебаний в схеме. Более детальный анализ показывает, что для того, чтобы автоколебания были устойчивыми, необходимо также выполнение следующего
условия:
^вых d Вн___d #вых d Gh
du d co du du
W=(Oo u=u9
>o,
(5.5)
126
Рис. 5.4. Автогенератор с общим затвором	।--- ।--------
------------------------------------------ А	Г где <во и «о — стационарные значения ча- Hj8 S	I
стоты и напряжения автоколебаний coot- |	V”
ветственно. Данное выражение было полу- -L чено в предположении, что Увых зависит только от и, a Y„ только от со. Если нельзя пренебречь частотной зависимостью УВЫх (такая ситуация часто возникает, например, при проектировании перестраиваемых автогенераторов), то рабочий диапазон частот следует разбить на соответствующие поддиапазоны, в каждом из которых устойчивость оценивается по формуле (5.5).
Далее рассмотрим некоторые вопросы проектирования автогенераторов на ПТШ, в которых транзистор включен по схеме с общим затвором или с общим истоком. Включение транзистора по схеме с ОЗ достаточно широко применяется при проектировании различных автогенераторных схем. Такие автогенераторы обладают высокой граничной частотой и выходной мощностью, достаточной для многих радиотехнических схем [74, 75].
При проектировании автогенераторов по схеме с ОЗ наиболее часто применяют ОС последовательного типа. Элементом цепи внешней ОС является в этом случае индуктивность L3.o (рис. 5.4), которая уменьшает коэффициент устойчивости транзистора.
Рассмотрим активную часть высокочастотной схемы автогенератора с ОЗ, изображенную на рис. 5.4. Для получения полной выходной проводимости Увых данной схемы необходимо установить соотношение между У-п ар а метрами транзистора с индуктивностью в цепи затвора (У,;) и (/-параметрами собственно транзистора (уц). Данное соотношение имеет следующий вид:
Vii = (//n + j ®L3.0 Ду) 2 ; У12 = (У12—j®b3.0 Ду)2;	(5.6)
У21 = (Угх — j <о Д3.0 А У) S ! У22 = (У22 + j ® А3.о Д у) 2, где
S = [i + j «о La.o (ун + уп+угх+угг)!-1!; Ду=Уп у 22—УпУп-
Применительно к схеме с ОЗ у-матрицу транзистора можно записать следующим образом:
.у, __ ^з.и + ^с.и + ST St Ус.и
L-^си	Г3.с+У0.и . ’
откуда 2= [1+(о2(С3.с + С'с.и)£з.о]~1.
Рассмотрим выходную проводимость схемы, показанной на рис. 5.4, УВЫх=У22-У21У12/(Уп+]'В).
Очевидно, что соответствующим подбором В и £3.о можно получить Свых^О, а следовательно, при выполнении условий (5.4), (5.5) и стационарные автоколебания.
При проектировании полупроводниковых ИС автогенераторов особый интерес вызывают схемы, в которых отсутствует согласующая цепь. В таких схемах автогенератор работает непосред-
127
ственно на стандартное волновое сопротивление СВЧ тракта. При этом не удается добиться высоких энергетических показателей. Однако уменьшение числа элементов ИС позволяет уменьшить размеры кристалла, а также существенно упростить настройку автогенератора. Для того чтобы схема, изображенная на рис. 5.4, могла работать непосредственно на Zo, необходимо выполнение следующих условий:
, = Im у |Г„|Нт	У12 Г21) j
ф	[Rey12r21 —21тГ22 1тУп]2	'
Ь3.о = (Re У22 + 1 /Zo)/[<o2 Zo (С,и+С8.с) + 1т А у].
При этом проводимость
В = (	_2 1т х ±
\ Im У22	J	ф
Таким образом, если условия (5.7) не выполнены, то автогенератор должен содержать согласующую цепь. Поскольку теория согласования автогенератора с нагрузкой с помощью цепей с сосредоточенными параметрами и на микрополосковых линиях развита достаточно 'полно [80], не будем касаться данного вопроса.
Проектирование автогенератора следует начинать с определения значений В и L3.o, необходимых для получения требуемого значения УВых. Критерием выбора при этом является максимум модуля коэффициента отражения ГВых= (У’Лых—£о)/(У-1вых + 2о). На рис. 5.5 представлены зависимости соответственно GBbiX (а) и Ввых (б) от индуктивности в цепи затвора при различных значениях емкости конденсатора С = В1&. Данные зависимости приведены для транзистора, имеющего следующие значения элементов
Рис. 5.5. Зависимости действительной и мнимой частей выходной комплексной проводимости автогенератора от индуктивности в цепи затвора
Рис. 5.6. Зависимость выходной мощности автогенератора от действительной части проводимости нагрузки для схемы с общим затвором при Ва = —1тУВых, С=0,8пФ, Л3.о = 0,8 нГн, f==12 ГГц
128
эквивалентной схемы: S»=20 мА/B, С3.и=0,2 пФ, #с.и=400 Ом, Сс.и=0,04 пФ, С3.с=0,01 пФ, т=7 пс. Приведенные зависимости показывают, что существует оптимальное (с точки зрения уменьшения бвых) значение L3.o=*rL3,on. Аналитически точное значение L3.on найти довольно сложно, однако результаты численного анализа позволяют получить следующее оценочное значение: L3.»n~ ~[®2(Сз.с + Сз.и)]-1.
Важным вопросом проектирования автогенераторов является расчет, его выходной мощности. Как уже .было отмечено, значение выходной мощности автогенератора определяется из решения уравнения (5.4). Для схемы с ОЗ получить решение уравнения (5.4) в аналитическом виде затруднительно даже для области’частот, в которой крутизну ПТШ можно считать действительной величиной. Поэтому на практике используют численное решение данного уравнения. Для этого преобразуем (5.4) в систему двух алгебраических уравнений:
Двых + ^н^О, Ввых + Вн = 0.	(5.8)
Эта система уравнений может быть решена любым известным итерационным методом относительно <в и и. Однако зависимость переменных, входящих в систему (5.8), от <в достаточно сложна. Это существенно затрудняет выбор их начальных значений, 4то, в свою очередь, во многих случаях приводит к расходимости итерационных методов (например, метода Ньютона — Рафсона). Поэтому удобнее решать систему (5.8) относительно ST и какого-либо пассивного элемента (В или £3.о) схемы автогенератора. При этом необходимо учитывать, что из-за сильной зависимости УВЫх от 4з.о сложно обеспечить сходимость метода, поэтому решение системы относительно $т и В предпочтительнее. Начальное значение В в этом случае может быть получено на основе анализа схемы в линейном приближении, т. е. при расчете зависимостей, подобных приведенным на рис. 5.5. Начальное значение ST можно» положить равным крутизне в режиме малого сигнала, которая обычно известна.
Выходная мощность автогенератора довольно существенно зависит от проводимости нагрузки. На рис. 5.6 приведена зависимость выходной мощности от действительной части проводимости нагрузки. Данная зависимость показывает, что, изменяя GH, можно в довольно широких пределах изменять РЗЫх. Таким образом, оптимизация проводимости нагрузки* является необходимым этапом проектирования автогенератора.
Рассмотренный тип ОС для схемы с ОЗ не является единственным. Для данного включения* транзистора возможна также комбинированная ОС'. В этом случае между стоком и истоком через разделительный конденсатор Ср ’включается индуктивность 7-с.и (рис. 5.7). Включение этой индуктивности приводит к некоторому увеличению GBUX на низких частотах и ее уменьшению на высоких [75]. Однак-о данная схема довольно сложна в настройке на предварительных этапах разработки.
5—113	129
Рис. 5.7. Схема автогенератора с общим затвором с комбинированной обратной связью (Дс.и, 7,3.о)
Рис. 5.8. Автогенератор с общим истоком
Для автогенератора, в котором транзистор включен по схеме с ОИ, обычно применяется ОС параллельного типа (рис. 5.8). В отличие от схемы с ОЗ в данной схеме отрицательная выходная проводимость может быть создана с помощью двух элементов Сь.с и Lo.c. Матрица полных проводимостей соединения, состоящего из транзистора, включенного по схеме с ОИ, и цепи ОС, состоящей из последовательного соединения С0.с -и Л0.с, имеет следующий вид:
'1®(СЗИ + СЭ) — j со Сэ
S,—j®C9	Gc.H+.j ® (Сс.и + Сэ)
(5.9)
где Сэ = С3.с + Со.с/ (1—<o2(?o.cLo.c). Следовательно, полная выходная проводимость схемы, изображенной на рис. 5.8, будет определяться пр'и В = <аС
VBbII=Gc.„ + Re ST + j Г (Се, + Сэ)со+ Im C9)l , Cq	L	\Со	/ J
• (5.10)
где Со = С + Сэ + Сз.и. Используя данное выражение, можно получить область допустимых значений для Сэ; при которых GBb,x<0:
. Ca<-Gc.H(C + C3.„)/(Gc.„+ReST).	(5.11)
Нетрудно видеть, что величина Сэ должна быть отрицательной. Другими словами, как следует из формул (5.9) и (5.11), цепь •внешней ОС обязательно должна содержать индуктивность. Соотношение между Со.с и Lo.c может быть легко получено из формулы (5.11) с учетом (5.9)
^о.с
1
«2С0.с
Со.с(6с.и + *е5т)	-
°с.и + Сз.и + С3.с) . ‘
(5.12)
Данное соотношение может служить для оценки площади, занимаемой индуктивностью ца кристалле, при предварительном анализе схемы автогенератора. Заметим также, что если известна действительная часть проводимости нагрузки GH, то область допустимых значений для Lo.c и С0.с определяется более точно. Для
130
этого в (5.11) и (5.12) необходимо вместо GCH подставить Gc.„ + + GH.
Как уже отмечалось, особый интерес для разработчиков ИС автогенераторов представляет режим работы, в котором автогенератор работает непосредственно на стандартное характеристическое сопротивление СВЧ тракта (GH=20 ,мСм; Вн=0). Величины Сэ и С, обеспечивающие данный режим работы автогенератора, равны
£ =_________°н + бс и tg (ОТ .
э 14-(GH + Gc„)/ReST (0 ’•
С = tg (от-Сс и. (О
График зависимости С + С3.и от со (при различных Зт) приведен на рис. 5.9. Анализ данных зависимостей показывает, что наиболее легко рассматриваемый режим работы автогенератора реализуется для транзистора с высокой рабочей частотой, большой крутизной и малой емкостью С3.и.
Процедура расчета выходной мощности автогенератора с ОИ аналогична процедуре, которая была осуществлена для схемы с 03. Для выбора пассивных элементов схемы автогенератора (С, Со.с, Г0.с) произведен расчет УВых' в режиме малого сигнала как функции номиналов данных элементов. Типичные зависимости Увых(Со.с) при различных значениях С приведены на рис. 5.10. Далее’ для выбранных значений пассивных элементов решаем систему уравнений (5.8), результатом решения которой является выходная мощность автогенератора. На рис. 5.11 представлена расчетная зависимость выходной мощности автогенератора от проводимости нагрузки. Как и в схеме с 03, данная зависимость имеет экстремум, что указывает на необходимость оптимизации нагрузок автогенератора.	>
Как отмечалось ранее, одним из критериев физической реализуемости схемы автогенератора является выполнение неравенства (5.5). Следовательно, возникает задача синтеза согласующей цепи с определенными частотными свойствами. Данная задача может быть решена как соответствующим выбором схемы свгла-сующей цепи, так и подбором номиналов ее элементов. При этом возможно согласование автогенератора с нагрузкой с помощью не только пассивных цепей, но и буферных усилителей. Последние позволяют улучшить энергетические характеристики, а также в
Рис. 5.9. Зависимости суммарной емкости, необходимой для работы автогенератора непосредственно на стандартное характеристическое сопротивление СВЧ тракта, от частоты при т = 7 пс, 6с.и = 2,5 мСм
З.Ю п Ф
о,з£ _________________
40	~30
0,2 =-----------С.
п л $г=20мСм^
0,1	।	। -j________।-----1------1
о 2	4 о 8	10 Г, ГГц
5*
131

Re /вых , мСм
Рис. 5.10. Зависимости действительной и мнимой частей выходной проводимости автогенератора с общим истоком от индуктивности цепи ОС
при Со.с = 0,4 пФ,-/=12 ГГц
Рис. 5.11. Зависимость выходной мощности от действительной части проводимости нагрузки автогенератора с общим истоком:
/=12 ГГц; Еос—0,9 нГн; Со с-0,Э иГя; С-0,84 пФ
боЛьшей степени уменьшить влияние нагрузки на работу автогенератора [81]. Частотные свойства согласующих цепей во многом определяют такие важные характеристики автогенератора, как шумовые [82].
5.2.	ОЦЕНКА ВЛИЯНИЯ ПАРАМЕТРОВ ПАССИВНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ НА ХАРАКТЕРИСТИКИ АВТОГЕНЕРАТОРА
Анализ влияния параметров элементов имеет важное значение при проектировании полупроводниковых микросхем. При этом основными аспектами рассматриваемого вопроса 'являются возможность прогнозирования выхода годных микросхем и определение требуемого числа подстроечных элементов.
Поставим задачу следующим образом. Допустим, нам известны максимально возможные отклонения параметров элементов эквивалентной схемы транзистора, которые могут быть заданы или предварительно оценены. Требуется определить число подстроечных .элементов в топологии, достаточное для достижения требуемых значений определенных выходных параметров автогенератора. Под выходными параметрами будем подразумевать такие параметры, которые могут прямо или косвенно характеризовать качество настройки схемы. Для автогенераторов в качестве выходных параметров следует выбирать частоту генерации и выходную мощность (или КПД). Однако-при использовании схем с ОЗ и с ОИ решение поставленной задачи возможно лишь численными методами с помощью сложных машинных программ. Поэтому в качестве выходных параметров выберем действительную и мнимую части выходной проводимости схемы. Тогда во многих случаях 132
можно получить аналитические выражения, пригодные для инженерных расчетов. Выбор данных параметров представляется логичным еще и потому, что действительная и мнимая части выходной проводимости автогенератора являются исходными данными
для расчета энергетических и частотных характеристик схемы, а
следовательно, контролируя эти параметры, можно контролировать выходную мощность и частоту автоколебаний.
Для решения поставленной задачи воспользуемся методом малых отклонений, который достаточно успешно используется в проектировании различных электронных схем [83]. Согласно данному
методу относительное отклонение выходного- параметра
6Q=^_ у д ; А = Э01х1 Qi fa } xi 11 дх} } Qi
(5.13)
• Таким образом, зная коэффициенты чувствительности Ац,. можно определить отклонение значения /-го пассивного элемента схемы, необходимое для получения требуемого значения выходного параметра. Величина Лх;- может быть использована для определе,-
ния конкретного числа подстроечных элементов.
Рассмотрим схему с ОИ. Согласно (5.10) действительная и мнимая части полной выходной проводимости имеют вид
Qi = Re Увых =G,„4Сэ Re ST/C0, -
= Im Увнх = <« (Сэ + Сс.и)+ (Im ST-<o С8) .	(5.14)
Введем следующие обозначения: Х\=С\ х2=С0.с; £з —С-о.с. Тогда, например, чувствительность действительной части выходной проводимости автогенератора к изменению Lo.c будет определяться коэффициентом Au, а мнимой,— коэффициентом А2з. Произведя несложные преобразования, из (5.13) и (5.14) получим искомые коэффициенты чувствительности
л __ С _______Сэ Re 1 .
Со C9ReST + C0GCJI |’ -
Au —
______g0.c______ ^з.и
О-^^о.с^о.с)2 Со
2-©» (С9 + С8.с)а
Д ____ С0
Л13 — --------
______Re «St	 Сэ Re «ST 4" С?о и Lp.c__.
A -|-£ Л21 —	“
I Со
Л22 =
Сэ Re ST 4~ С?о <?с.и Im #т—со Сэ
со Со (Сэ 4" £3 с)	— со Сэ)
со f 1_ I In* *^т
\	СJ	Со
С0.с
<1—a2L0.c Со.с
X
Со'
со (Сд с 4” Сэ) Со "f* Сэ (Im ST со Сэ) | ®21о.с (С9-С3 ^ Г (0 ( 1 -
L \ Со / Со
Со
Х-“ <Св.е + Сэ) Ce + C8(Im ST—aCJ,
133
Рис. 5.12. Зависимости коэффициентов чувствительности от С (а), С0.с (б) и А о. с (в) для схемы с общим истоком
На рис. 5.12 представлены зависимости коэффициентов чувствительности от Xj для автогенератора на транзисторе, значения элементов эквивалентной схемы которого приведены в § 5.1. Анализ данных зависимостей показывает, что диапазон изменения Ац достаточно велик. При этом, как и следовало ожидать, наиболее сильно Qi зависит от элементов цепи внешней обратной связи С0.с и Lo.c. Следовательно, данные элементы можно использовать в качестве элементов предварительной настройки автогенератора. Зависимость Qi от С в общем случае более слабая. Поэтому этот конденсатор может служить элементом точной настройки.
Аналитическое исследование влияния разброса пассивных элементов автогенератора с.ОЗ весьма затруднительно. Поэтому в данном случае рекомендуется воспользоваться численными методами дифференцирования. Аналитические выражения можно получить для коэффициентов чувствительности относительно реактивности В (в дальнейшем для определенности будем считать, что В = (яС). Действительная и мнимая части полной выходной проводимости имеют следующий вид:
Q3 = Re УВЫ1 = Л1/|У11 + j ©Cl2, Q4=lm УВЫ1=й2/1Л1 + j<оС|2,
где
hi= Re Yи Re У21 У12 > Л2 = Re Yц h3 Re У21 У12 X X (Im Уп + со С); h3 = Im У12 У21;	= — Re У21 У12.
Используя данные выражения, по формуле (5.13) при х4 = С получаем
Л34 = <оС|-£--
I "2
Л3
2 (Im Уц+соО I .
|Fii + j«>CP	Г
2 (Im Уц+о С) I IKu + jtoCP Г
Зависимости Л34 и Л44 от х4 приведены на рис. 5.13. На рис. 5.14 представлены'зависимости Л35 и Л45 от Хб=£3.о. Таким образом, сравнение этих зависимостей показывает, что чувствительность 134
Рис. 5.13. Зависимости коэффициентов чувствительности от С для схемы с общим затвором
Рис. 5.14. Зависимость коэффициентов чувствительности от Ь3.ь для схемы с общим затворов
Увых К изменению С значительно меньше, чем к изменению L3.o. Поэтому элементом точной настройки в данной схеме является конденсатор С.
5.3.	ВЛИЯНИЕ РАЗБРОСА ПАРАМЕТРОВ ТРАНЗИСТОРА НА ХАРАКТЕРИСТИКИ АВТОГЕНЕРАТОРА
Современные СВЧ транзисторы имеют довольно значительный разброс параметров. Особенно важен учет данного разброса при проектировании микросхем, поскольку возможность настройки СВЧ полупроводниковой микросхемы ограничена числом подстроечных элементов.
В общем случае анализ влияния разброса параметров транзистора *на характеристики автогенератора весьма затруднителен и может быть осуществлен с помощью ЭВМ. Однако, используя упрощенные выражения для элементов эквивалентной -схемы транзистора, можно получить некоторые аналитические зависимости, пригодные для инженерных расчетов. Следует заметить/что полученные ниже выражения приближенные и поэтому могут быть рекомендованы (в качестве оценочных.
Наибольший разброс параметров транзистора обусловлен отклонением концентрации примесей в канале (А^д), толщины канала (а), его длины (L) и подвижности носителей (р) от номинальных значений. Данные отклонения можно довольно достоверно определить.
Будем рассматривать автогенератор, в котором транзистор включен по -схеме с ОИ, так как анализ схемы с ОЗ приводит к очень громоздким выражениям, непригодным в инженерных расчетах. Для анализа воспользуемся зависимостями между электрофизическими параметрами полупроводника и параметрами эквивалентной схемы ПТШ, полученными в [79]. При этом сделаем следующие предположения, позволяющие несколько упростить конечные выражения:
напряженность электрического поля в канале транзистора значительно превышает Ен;
135
используется кусочно-линейная аппроксимация зависимости скорости дрейфа v носителей от напряженности поля вида
приЕ<Ен,
он при Е^ЕИ;
0 =
не учитываются изменения полной выходной проводимости, обусловленные изменением емкости С3.и и временем пролета носителей в канале ПТШ;
изменения концентрации носителей достаточно малы, чтобы
вызвать существенные изменения их подвижности.
Пер,вое предположение означает, -что рабочая точка транзистора лежит в пологой области его вольт-амперных характеристик сравнительно далеко от границы крутой области. Данный режим работы типичен для транзистора в схеме автогенератора. Второе
упрощение весьма широко используется при анализе эквивалентной схемы ПТЩ, поскольку позволяет достаточно точно описать его статические и динамические характеристики [7, 79]. Третье вредноложение'связано с тем, что емкбсть С3.и значительно меньше суммарной емкости С+Сэ. Время пролета носителей в канале довольно существенно зависит от a, L и NA. Однако поскольку т входит в выражение для действительной Qi и мнимой Qz частей полной выходной проводимости под знаком синуса или косинуса, то при не слишком больших отклонениях указанных параметров время пролета носителей в канале ПТШ можно считать постоянным. Если потребуется учет разброса т, то для этого можно воспользоваться результатами работы [79].
Обозначим Хб = #д; х?=а; xe=L; хэ==ц.. Тогда в силу сделанных выше предположений значения производных от действительной и мнимой частей полной выходной проводимости, необходимые для расчета коэффициентов чувствительности, будут соответственно
равны д <?х
э(?с.и dxj
Сэ д ST
- тА- 5—1 COS (ОТ
Со дх}
д Q? dxj
9 Сс.и	Сэ д St .
= (0 с и — тЛ- 1 Sin (ОТ dxj	Со dxj
j = 6,...,9.	(5.16)
Рассмотрим значения производных, стоящих в правых частях данных уравнений, как функции электрофизических параметров транзистора. Согласно [79] при Е^ЕН Cc.it = qaN&WalE, где
а = г (У1/2 —/1)	. f _	у—х—2/3 (у372 —х3/2)
r-|-2yl/2 (1—yi/2)	1	2/з(у3/2 — х3/2) — 1/2(у2—х») ’
W — ширина канала; q — заряд электрона; r = EnLIUQ\ x=U3o/Uv-, y^Vtl'Ufh — постоянное напряжение на стоке. Заметим, что от Xq ib данном выражении зависит Uo. Переменная fi также является функцией от Хб, однако можно показать, что dfjdxe пренебрежимо мало. Учитывая это, получаем .
?Сс.и дх6
q x7W
Е \
гд а д Uq х
д Uо д х^ 6
где
da =х Е 0.5 (х, £н-2 UJ U~l/2 Uc dUt X* * H [(X'Eb-ZUJU^ + ZUWUt]2
Принимая во внимание, чтъ Uo=qx6X27/(2e,e.o), где e — относительная диэлектрическая проницаемость арсенида галлия, получаем ‘dUo/dX6=qx27/(2ee.t). Аналогично находим производные по другим параметрам:
д Ссл = 4X«X4W 3 а . д хв Е д L'
д Сс.и __<7 хе х7 В7 д а. уя
dxg	Е д Еа Хд
где
=2	(U0-Uc) х
X 1(Х3 Ея-2 ис) и^+.2 U* U$r2 ;
'	X[2C/V2t/>/2 + x8£H-2t/cl-2.
Крутизна и выходная проводимость ПТШ определяются следующими уравнениями [79]:
ST =	у; бс.и= ^x->x»w ft; (5.щ; (5J8)
Хе	Xg
где
1-<^1/2	ЕН	
2t/V2(tZl/2{/./2) ’	Е .	{/»/2(7»/2	Ua' ’
*8	Хв Ен ^8
Искомые производные данных величин находятся прямым дифференцированием выражений (5.17) и (5.18):
д ST = qx7 х9 W	д У дх7 ;
дх9 хлV e д Uq 2es0 /
д ST = дхй х9 • ду дх9 х7\ . дх^ х8 \	7 д U9 2 ee0 /
д &г _ дхь х9 х7	1_ду_______У_\ •
дх9 ‘ . хв	\дх8	х9
дх9 хв	9 д Ен *2 j 9
137
iS; = SiS ц?;(₽+х,-*	:
dxt хй *\ ЗУо2вво/
д °си = ?x»x» Ц7 f B-f-x, —	;
d Xf xg \	, d Ug 2 88j /
д °с.и = Qx«x1xt Ц? / J₽____M ;
dXg Xg \ dxs	xtl / ’
d Gc.n = JF ( В—хл — — \ dXg *•	x| / ’
где
6, d Uq *8	^0
l-t/зУ/2 Ul0/2-U\'2 t/?1/2 + 0.25 t/У2 и?'2 EyXg .
- Г gt/‘/2(t/y2-t/‘/2)P Xg EH
_ J_ Gq/ {/1/2 d Щ 2 x^Efi c
_______xs ~b
'1 t (t/ct/p)1/2 , t/c 
Xg £*H x8 EH
= _^ (l-t/l/2t/-l/2) _^(l_f/-l/2Cri/2) x J,. W/2 Uc Г2.
A 1	Z~
Xg Ея
<c
77---(1-t'JW'2) д £h
Г , 2t/./2(t/./2 t/./2)-|
—2
*8 £HJ 21/l/2 (t/1/2-^/2)
• Л =
’ dEn
xg Еи 2 [71/2 f/V2 ---S(1 —t/l/2 C/-1/2) xg Ея	c 0 Ш
X.(l_t/*/2{/-l/2)]-2
Xg E*n l-U^ c/71/2 ------B--x
1+wx Xg Ел
Анализ полученных формул показывает, что на характеристики автогенератора наибольшее влияние оказывают GC.H, 5Т и Сс.и. Следовательно, на них в первую очередь необходимо обратить внимание при оценке возможных отклонений полной выходной проводимости от расчетных значений.
5.4.	ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ МИКРОСХЕМЫ АВТОГЕНЕРАТОРОВ
/ '
Автогенератор, принципиальная схема которого показана на рис. 5.15, спроектирован На ПТЦ1 с длиной канала 0,8 мкм, шириной 300 мкм (84]. Элементы, обведенные штриховой линией, раз-138
мещены непосредственно на кристалле { размером 1,8X2,0 мм. Индуктивность |> в цепи затвора необходима для полу- ] я чения отрицательной действительной । Части выходного сопротивления. Кон- ।______________j
денсатор С имеет встречно-штыревую О	.—<*^—2—д3й
структуру. Он является частотно-зада-	==Ср/
ющим элементом схемы автогенерато- «* -и д- -J-ра. Блокировочная индуктивность Ьбл Рис. 5.15. Принципиальная схе-служит для заземления истока транзи- ма автогенератора _ с общим стора по постоянному току. Для того затв°Р°м с ^стотой колебаний чтобы не шунтировать конденсатор С	ц
(а следовательно, чтобы не влиять на частоту генерации), величина Ьбл выбирается достаточно большой (несколько наноген-ри). Поэтому Абл реализована в виде прямоугольной спирали с большим числом витков. Заземление затвора транзистора по высокой частоте осуществляется через конденсатор Сфь который совместно с Ьф и Сф2 образует НЧ фильтр для подачи постоянного смещения на затвор транзистора.
Как видно из рис. 5.15, схема автогенератора .не содержит согласующей цепи. Это является одной из основных причин малых значений выходной мощности и КПД (8 мВт и 4% соответственно). Энергетические характеристики автогенератора показаны на рис. 5.16. Частотой автогенератора от 12,7 до 13,0 ГГц. можно управлять, изменяя'напряжение на затворе транзистора. При этом модуляционная чувствительность составляет от 50 до 200 МГц/В. Таким образом, данный автогенератор может быть использован как электрически перестраиваемый генератор.
В работе [85] описан автогенератор с электронной перестройкой частоты, применяемый в качестве местного гетеродина. Автогенератор построен по двухтактной схеме (рис. 5.17). Выбор данной схемы обусловлен, с одной стороны, наличием отрицательного сопротивления в широком диапазоне частот, а с другой — возможностью одновременного получения двух противофазных сигна
Рис. 5.16. Экспериментальные зави- Рис. 5.17. Принципиальная схема симости выходной мощности и КПД	двухтактного генератора
от напряжения на затворе при а._ж«=7 в
139
лов, необходимых для работы смесителя. Диоды VD3 и VD4 используются в качестве разделительных конденсаторов. Кроме 'того, токи утечки этих диодов совместно с выпрямленным на затворах транзисторов током создают эффект автфсмещ-ения, что позволяет 'исключить из схемы резисторы. Особенностью рассматриваемого автогенератора является наличие транзистора VT3, работающего (при напряжении £/0Гр>—4 В) в качестве ограничителя амплитуды выходного сигнала. Электронная перестройка частоты в рассматриваемой схеме производится варикапами VD1 и VD2 от 2,1 до 2,5 ГГц при изменении Uynp от —2 до +7 В. При этом выходная мощность автогенератора достигает 10 мВт.
Приведенные выше примеры безусловно не исчерпывают возможные схемотехнические решения рассматриваемых устройств. Тем не менее они дают определенное представление о технической реализации отдельных частей микросхем GB4 автогенераторов различного назначения.
Важным вопросом проектирования автогенераторов является стабилизация их характеристик в диапазоне температур [86]. Особенно остро этот вопрос встает при разработке полупроводниковых микросхем СВЧ автогенераторов. Сравнительно малое число элементов, размещаемых на кристалле арсенида галлия, не позволяет широко использовать схемы компенсации температурного дрейфа, успешно применяемые в низкочастотных микросхемах (87]. В настоящее время наиболее вероятным решением данной задачи следует считать разработку методов стабилизации внешних цепей питания, а также стабилизацию частоты автогенератора внешним диэлектрическим резонатором.
Другим существенно важным вопросом является улучшение шумовых параметров автогенератора. В настоящее время в автогенераторах предъявляются достаточно жесткие требования к уровню частотномодулированного (ЧМ) шума. Однако добротность пассивных элементов микросхем довольно низкая. Это приводит к тому, что уровень ЧМ шумов полупроводниковых автогенераторов будет выше, чем изготовленных по 'гибридной технологии. Кроме того, необходимо учитывать, что если схема содержит интегральные резисторы, то они будут вносить довольно существенный 'вклад во фликкер-шум автогенератора, т. е. будут еще более ухудшать , его шумовые характеристики [88]. Таким образом, сделанные выше замечания должны быть учтены разработчиками при проектировании микросхем СВЧ автогенераторов, к которым предъявляются повышенные требования на температурную стабильность и шумовые характеристики.
ГЛАВА 6
СМЕСИТЕЛИ
Последние достижения в развитии технологии изготовления полупроводниковых микросхем позволили начать разработку приемных СВЧ модулей. Одним из основных узлов приемника является, смеситель. Обычно микросхемы смесителей СВЧ диапазона могут быть изготовлены на основе диодов с барьером Шотки и на ПТШ. Нужно отметить, что вопросы анализа смесителей на основе диодов с барьером Шотки широко освещены в литературе [7, 29, 89]. Были изготовлены опытные образцы микросхем таких смесителей [30, 90, 91]. Что касается смесителей на основе ПТШ, то они исследованы еще недостаточно полно. Поэтому основное внимание в данной гл'аве будет удедецо вопросам анализа и разработки микросхем смесителей на полевых транзисторах с одним и двумя затворамц Шотки.
6.1. ПРЛНЦИП РАБОТЫ И ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
Структурная схема смесителя показана на рис. 6.1. Принимаемый антенной входной сигнал (сигнал несущей частоты) вместе с сигналом гетеродина подается на смеситель, где оба сигнала смешиваются. На выходе смесителя появляется сигнал промежуточной частоты, которая равна разности между частотой входного сигнала и гетеродина [89].
В процессе преобразования важное значение придается гармоникам частоты гетеродина (рис. 6.2,а). Нужно отметить, что основное влияние на параметры смесителя оказывают основная и вторая гармоники. Входной сигнал с частотой ©ь -смешиваясь с сигналами первой и второй гармоник гетеродина, образует сиг-
Входной, сигнал (принимаемый v---
сигнал несущей частоты ш,)
Сиграл ------
гетеродина (а>0)
Сигнал Смеситель----промежуточной.
! частоты ш}
Рис. 6.1. Структурная схема смесителя

Выпрямленный прямой ток
Выпрямленный прямой, ток
2w0 I 3w0
б)	&



Рис. б.Ь. Спектры гетеродина (а) и смесителя (б)
141
нал промежуточной частоты ©з=©1—<оо, сигнал зеркальной ©2= =2(0о—®i и суммарной =(oi+(Oo частот (рис. 6.2,6). Сигналы зеркальной и суммарной частот, обычно распространяются из смесителя в СВЧ цепи. Если в этих депях расположить специальные фильтры, то оба сигнала будут отражаться в смеситель для последующего преобразования. Такой процесс является крайне важным, так как эти сигналы содержат полезную информацию. В смесителе сигнал зеркальной частоты ёнова смешивается с сигналом гетеродина, а сигнал суммарной частоты смешивается с сигналом второй гармоники гетеродина с образованием сигнала промежуточной частоты. Если результирующий сигнал находится в фазе с сигналом при первом преобразовании ©з, то мощность сигнала промежуточной частоты возрастает.
Смесители делятся на смесители с верхней боковой полосой и смесители с нижней боковой полосой. В первом случае полоса частот принимаемого сигнала располагается выше частоты гетеродина, во втором — ниже. Нужно также отметить, что в смесителях с верхней боковой полосой при увеличении частоты входного сигнала увеличивается и промежуточная частота, в то время как в смесителях с нижней боковой полосой промежуточная частота уменьшается.
В зависимости от различных требований, ^которые предъявляются к радиоприемному устройству, можно выделить следующие основные параметры,-характеризующие смеситель:
потери преобразования Ьп.п=Р1/Рз (для смесителей на основе диодов с барьером Шотки) и коэффициент преобразования .ЛПр= = Рз/Р1 (для смесителей на основе полевых транзисторов с затвором Шотки), где Pi — номинальная мощность входного сигнала на несущей частоте; Рз — номинальная мощность выходного сигнала в нагрузке на промежуточной частоте;
коэффициент шума Кш=Ьп.пРшз/Ршь где Ршз — номинальная мощность шума в нагрузке на промежуточной частоте; РШ1 — мощность тепловых шумов, создаваемых на входе смесителя выходным сопротивлением генератора входного сигнала на несущей частоте; ,
ширина полосы преобразуемых частот;
ширина полосы промежуточНЪй частоты;
коэффициенты подавления гармоник входных сигналов и сигналов комбинационных частот;
коэффициент ослабления (развязка) между входами сигнала и гетеродина;
динамический диапазон входных сигналов;
коэффициент стоячей волны напряжения Кети по входам сигнала и гетеродина;
требуемая мощность гетеродина.
Работа ИС смесителей на полевых транзисторах с одним и двумя затворами Шотки имеет некоторые особенности, поэтому рассмотрим каждый из указанных смесителей отдельно.
142
6.2. СМЕСИТЕЛИ НА ПОЛ ЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ С ЗАТВОРОМ ШОТКИ
Исследования последних лет привели к созданию ПТШ, работающих на частотах выше 20 ГГц. Первыми устройствами на основе ПТШ были СВЧ усилители [7], которые во многих применениях вытеснили усилители на лампах. В связи с разработкой микросхем .возник вопрос об использовании ПТШ в смесителях.. Это давало возможность изготавливать входные приемные устройства (смеситель, генератор и усилитель) только на основе ПТШ в одном монокристалле. При этом разработчиков интересовал вопрос, какие достоинства и недостатки имеют смесители на ПТШ по сравнению со смесителями на диодах с барьером ШЪтки? Первые исследования показали, что главное преимущество ИС смесителей на ПТШ состоит в том, что они имеют коэффициент преобразования выше 14 дБ [92], т. е. в этом случае можно исключить один каскад усилителя на выходе смесителя. Кроме того, смесители на ПТШ позволили получить коэффициент шума, равный 4,5 дБ на частоте 6 ГГц, при использовании ПТШ с длиной затвора 0,5 мкм [92].
Главная задача при проектировании микросхем смесителей на ПТШ состоит в выборе электрических цепей, используя которые можно подавать входной сигнал и сигнал гетеродина на затвор ПТШ (рис. 6.3). Наиболее простым является применение направленного ответвителя на двух связанных линиях (рис. 6.3,а). Однако такая конструкция удобна только при экспериментальном исследовании микросхем смесителей. В реальных микросхемах направленный ответвитель должен иметь большое переходное ослабление для уменьшения потерь мощности входного сигнала. Это увеличивает размеры ответвителя и требуемую мощность гетеродина. Если гетеродин расположить в истоке ПТШ (рис. 6.3,6), то при этом уменьшается коэффициент преобразования и увеличивается коэффициент шума из-за наличия последовательной ОС.
Интересным является балансное включение ПТШ, показанной на рис. 6.3,в. В этом случае -необходимы квадратурные ответвители, например мосты Ланге и шлейфные ответвители [69]. Сигналы промежуточной частоты появляются на стоках ПТШ, и для их сложения нужен специальный ответвитель. Недостатком такой схемы является требование 50-омного входного' сопротивления ПТШ.
Сигнал гетеродина.
Входной сигнал
НО
Входной сигнал
б)
Входной сигнал >Сигнал гетеродина
Гегперодин
Рис. 6.3, Способы включения ПТШ в схеме смесителя
143
Однако следует отметить, что' в балансной ИС смесителя можно получить низкий КСВН по ч входам сигналов несущей частоты и гетеродина и повышенный динамический диапазон входного сигнала.
Микросхемам смесителей на ПТШ посвящено достаточное количество работ [93, 94], в которых различные авто-
ры используют эквивалентные Для анализа эквивалентную
те или иные схемы ПТШ. работы сме-схему
ПТШ
Рис. 6.4. Эквивалентная схема полевого транзистора с затвором Шотки
сителя выберем упрощенную
(рис. 6.4), в которой приняты следующие обозначения: ST — крутизна ПТШ, характеризующая его усилительные свойства; /?с,и — дифференциальное выходное сопротивление транзистора (р.= =5т/?с.и); Сз.с и Сз.и — емкости сток—затвор и затвор — исток; Rs.* — сопротивление неперекрытой части канала между'истоком и затвором транзистора; и Rc — сопротивление частей эпитак-
сиального 'слоя соответственно между истоком и затвором и между затвором и стоком, которые не контролируются напряжением затвора, включая сопротивление омических контактов истока и стока; R3 — сопротивление металлизации затвора; Сс.и — емкость сток — исток через высокоомную подложку.
В ПТШ крутизна в значительной степени .зависит от напряжения смещения затвора. Поэтому смешивание принимаемого сигнала и сигнала гетеродина происходит при их попадании на затвор транзистора, т. е. благодаря изменению ST. Нужно отметить, что сопротивление Rc.« также в значительной степени зависит от напряжения смещения на затворе. Для облегчения анализа будем считать, что изменения С3,и и £3.и малы и они не влияют на смешивание сигнала. Кроме того, при -анализе будут использованы усредненные сопротивление Rc и емкость Сз.и.
Предположим, что при определенном напряжении U3.H на затвор подается Сигнал гетеродина. В этом случае величина ST будет зависеть от времени
ST(0 = 2 Sfte^<
Л=—оо
где
। 2Л
^=7" J S(Z)e-Wd(G>o0;
2 л
©о — круговая частота гетеродина. Пусть на емкости С3.и имеется небольшой сигнал С/3(0 частотой	За счет изменения
144
Рис. 6.5. Эквивалентная схема смесителя
St на выходе транзистора появляется напряжение yL(t)U3(t), где |х(0 =ST(t)Rc.B; Кс.и — усредненное по времени значение сопротивления сток—исток, и ток стока, которые содержат сигналы разных частот |m©0±©i|, где т принимает целые значения, начиная с единицы. Для удобства положим ©з<©1 и ®i<©o<©2. Рассмотрим эквивалентную схему смесителя (рис. 6.5). Действием ОС через емкость С3.с пренебрегаем. Величины U\—U3, Ц—1з представляют собой комплексные напряжения и токи принимаемого сигнала, сигнала зеркальной частоты и сигнала промежуточной частоты на затворе ПТШ, а величины U4—U6, /4—/в *- соответствующие напряжения и токи на стоке ПТШ. Граничные условия на Затворе и стоке имеют вид ик—Ек—IkZk (k=l—6), где £\ = 0 для всех £=/=1; Zk — внутренние сопротивления источников сигналов. В связи с тем, что ©1<©о, все параметру йринимаемо-го сигнала должны быть комплексно-сопряженными. На рис. 6.5 прямоугольники с буквами Fo—F3 и F'o—F'3 указаны идеальные фильтры без потерь, которые имеют нулевое сопротивление на •данной частоте и бесконечное сопротивление на всех других частотах.
Соотношения, связывающие величины Ек, Uk и Ik, в матричном Виде записываются так: •
145
14,1=
И1
0 0
Z22
0
0 ^83 £43
261
2'52
Z 32
Z53
Zes
z14 о о О Z25 О, О О Zgg z4‘4 о о О Zgg о О О Zgg
z«
0
0
0
0
0
0
0
0
z2
[2t] =
Z3
4
Z6
Ze _
Если пренебречь гармониками Зт(/) выше первой, то элементы матрицы [Zm] примут вид
Zkk (®л) =^в+-^8.и + ^и+ С8И) при k=l—3;
%кк (<°л) = Rc + #с.и + Ra	при k = 4—6;
^14 —Z26 = Zae = 7?я ; Za = So 7?с.и/( j С8.и) 4-
4" R« > Zgi = Si 7?0.H/(j ®i ^з.и) > Z62 — -So Rc.B/(j <x>2 ^з.и) 4" Ru »
^62 =	®2 ^з.и) ’	=	"Sq ₽c.n/(j ®3 ^э.и) 4“ Rn j
^43 == ZM =	51 Rc.tl/(j ®3 ^a.n)-
Одним из важных параметров, характеризующих смеситель, является коэффициент преобразования, который определяется как отношение мощности сигнала промежуточной частоты к мощности принимаемого сигнала:
*пр =
UePReZe =4 n п |А|2
IfilMReZi г “IBjI
(6.2}
где Z]=/?r+jXr; Ze=/?H+j-^H- Выражение (6.2) является довольно сложным, и пользоваться им затруднительно. Однако его .можно упростить, если предположить, что	В этом случае вы-
ражение для коэффициента преобразования значительно упрощается:
if _ /25т1^с.иУ	Rr	Ra
•'пр — I ___	|	""	~	t
\ 0)1 ^з.и / (#г + #вх)2 + [Хг —(®1С3.И)	] (^с.и + М
где /?вх=/?з+/?з.и+|₽и. Коэффициент преобразования КПр имеет максимум, если ПТШ сопряженно согласован. В этом случае /?г= = /?вх,	Хг=(О1Сз.И)-1,	^?н = /?с.и> А^н —0. Тогда Кпртах==«$2т1/?с.и//
(4(021Сз.и1/?вх) •
146
Исток
Рис. 6.6. Нелинейная эквивалентная схема ПТШ для расчета смесителей
Несколько другой подход ,к анализу ИС смесителей СВЧ диапазона предложен в [94]. Для получения выражения для коэффициента преобразования использованы ряды Вольтерра. Эквивалентная схема ПТШ с одним затвором показана на рис. 6.6. Принимаемый сигнал и сигнал гетеродина подаются на затвор ПТШ, а сигнал промежуточной частоты снимается со стока (Zr — сопротивление источника сигнала, ZH— сопротивление нагрузки). В схеме имеются две нелинейные величины (ток i3 и трк ic), которые можно представить в виде
4sc-“::	SSTI1U‘UI.
ai п	i J
где C3ип и Srij — коэффициенты разложения в ряд Тэйлора С3.и и ST. Напряжение на входе ПТШ, от которого зависят обе нелинейные величины, можно записать так:
t/BX (0 = Ui cos coi t + UQ cos ф0 t,
где U\ i Uq — напряжения входного сигнала и гетеродина соответственно.'На выходе модуль напряжения сигнала промежуточной частоты
|С/31 =^1	1^2 (юз) I»
где Н2(а>з) — передаточная функция. Тогда мощность сигнала промежуточной частоты
P,-±Re[Z,WI	.	(6.3)
3	2	1 HV ЗЛ |Zh(<o3)|2
а коэффициент преобразования
. где Рг = ---------- (6.4)
P Pi	8Re[Zr(<ox)J
Выражение для коэффициента преобразования с учетом (6.3) и (6.4) можно записать в виде
JC =	С0*») 1 Ро | ТУ2 (сэ3) |2	(6 5)
np	|ZH(<o3)l2	0	2	.
где Po — мощность гетеродина.
147
Передаточная функция Я2(<оз) рассчитывается только на ЭВМ. Однако можно получить Я2(<вз) и в аналитическом виде, если сделать некоторые упрощения, например, положив Сзс=0. При этих условиях передаточная функция
w	(®о) о	10 j ©3 С3 И2
л 2	------------------;---- дт20-------------------
Го(и3)Гг(®1)П(“о)	Yi^
___ StII^TIO ( 1______1	|	&Г02 ^mio
2	|/о (о>1)	Уо(о)1)У*о(®о) .
(6.6)
где Ух (со) = l/(Zr (<о)4-7?з и); У; (со)-=УХ (со) +j со Сз и1;
Уо (®) = 5Т 01 + j о) Сс и + 1/ZH (со).
Аналитическое выражение для коэффициента преобразования можно 'получить, подставив (6.6) в (6.5). Проведя некоторые математические преобразования, найдем оптимальное значение Zr(coi), при котором получается максимальное ‘значение коэффициента преобразования:
Z, (Ю1) ~ [₽8 и 4“ l/(j	Сз И1)]*-
Аналогично определим величины
(<о0) = [Я3 и +1 /(j	С3.И1)]* ; ZH (со3) = [ 1/(ST 01+j (03 Сс.и)]*.
Проведенный анализ позволил определить значения основных параметров смесителей и сравнить их с экспериментальными результатами. Теоретические и экспериментальные зависимости коэффициента преобразования смесителя на ПТШ от мощности приведены на рис. 6.7. Причем нужно отметить, что напряжение смещения затвора ПТШ выбиралось вблизи напряжения отсечки. Анализ приведенных зависимостей показывает, что максимальный коэффициент преобразования равен 6,4 дБ на частоте сигнала 7,8 ГГц для сравнительно большой мощности гетеродийа. Расчеты показывают, что можно уменьшить мощность гетеродина, если снизить напряжение отсечки.
Экспериментальные зависимости коэффициента шума, коэффициента преобразования и интермодуляционных искажений третьего порядка балансных смесителей показаны на рис. 6.8. Частоты и мощности двух входных сигналов обозначены соответственно /п, Р\\ и /12, Р12. Из приведенных зависимостей видно, что мини-
Рис. 6.7? Теоретические (---- ) и экспериментальные (-----------------) зависимости коэффи-
циента преобразования от мощности гетеродина смесителя на основе ПТШ (Л =
= 7,8 ГГц)
Рис. 6.8. Экспериментальные зависимости КПр и Кш от мощности гетеродина (а)» и интермодуляционных искажений от мощности принимаемого сигнала (б) балансного смесителя:
/о=8,О ГГц, /3=ЗО МГц, /12=/п=1 МГц, Р0=Ю мВт
мальный коэффициент шума равен 7,4 дБ при мощности гетеродина 6 мВт. Коэффициент преобразования в этом случае 3 дБ,' что на 10 дБ выше, чем для диодных смесителей. Это позволяет не применять предварительные усилители. Отметим также, что точка пересечения зависимостей на рис. 6.8,6 соответствует уровню ин-термодуляционных искажений трёть'его порядка, равному + 16,4 дБм на входе смесителя и +20 дБм ца его выходе.
Таблица 61
Сравнение параметров смесителей на ПТШ rf диодных смесителей
Смеситель	^rtp max’ ДБ	mln’ ДБ	Уровень ИМИ 3-го порядка, дБм
ПТШ Диодный	+6 —5	7,4	+20 +5
Параметры диодных смесителей на ПТШ приведены в табл. 6.1. Сравнение параметров смесителей показывает, что смесители на» ПТШ имеют коэффициент преобразования примерно на 10 д& выше, чем диодные смесители. Что касается коэффициента шума,, то имеется надежда на его снижение по мере улучшения параметров ПТШ.
6.3. СМЕСИТЕЛИ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ С ДВУМЯ ЗАТВОРАМИ ШОТКИ
Применение ПТШ с двумя затворами Шотки позволяет улучшить параметры ИС смесителей и расширить их функциональные возможности [95—99]. Структурная схема смесителя на ПТШ с
149*
Входной, сигнал
сц,
Сигнал г~~" гетеродина в” 32 37
1^1 Пигнал
НЧ фильтр
ВЧ фильтр
Рис. 6.9. Структурная схема смесителя на ПТШ с двумя затворами
двумя затворами показана на рис. 6.9, где СЦ — согласующая цепь.
Изменяя напряжение на втором затворе, можно варьировать крутизной ПТШ. Следовательно, подавая сигнал гетеродина на второй затвор, а принимаемый сигнал на первый затвор, можно смешивать эти два сигнала и получать на выходе смесителя сигнал промежуточной частоты.
Анализ процессов, происходящих в таких смесителях, намного сложнее, чем в смесителях на обычных ПТШ. Для получения выражений для коэффициента преобразования смесителя представим ПТШ с двумя затворами в виде соединения двух однозатворных ПТШ (рис. 1.15) и рассмотрим следующую эквивалентную схему смесителя (рис. 6.10). Сигнал гетеродина с частотой а>о подается на второй затвор (затвор второго ПТШ). В этом случае крутизна второго ПТШ 5пт и сопротивление Лхс.и первого' ПТШ являются нелинейными функциями напряжения, приложенного ко второму затвору. Таким образом, величины Зпт и Лгси будут периодическими функциями, зависящими от»частоты гетеродина. (При расчете учтем только принимаемый сигнал, сигналы зеркальной и промежуточной частот <oi, иг и <оз соответственно.) Влиянием гармоник более высоких порядков пренебрегаем. В эквивалентной схеме отсутствует сопротивление Ли. Это сделано для существенного об-
Рис. 6.10. Эквивалентная схема смесителя на ПТШ с двумя затворами
150
легчания расчетов, так как при этом на первом затворе имеется только принимаемый сигнал.
Выражения для коэффициентов усиления ПТШ можно записать следующим образом:

рП(0 = 5п/?и„= иРеИ®./,
где gI-ft=gfe1*; рп-/=ргп* для всех k и I. По аналогии со смесителем на ПТШ с одним затвором (см. (6.1)) запишем матрицу для смесителя на ПТШ с двумя затворами
	С		z’r 0	0	0	0	0	0		
	:о		п N • О о сч о о		1'
	0		0	0	Z22	0	0 ,225	0		h
							
	0		^Зг 0	0	%33	0	0	%3&		I3
	0		^4г ^41	0	^43 ^44	0	0		
	0		0	0	Z52 Z53	0	^5 5	0		
	_ 0		_ ^6г	^61	^62 ^вз 0	^66 _		-
где			%г.г ZT +	.	» 1 “1 сз.и		
Zkft=Zk + ^x + ₽i+----Ц- для 6=1—3;
zhh=zh+w+R"
для k=4—6;
.	•	7* - 7* - _
1г 4г . _т ’ Зг 6г . т
J <Bi С3.и	J ®i £3.1
2л.л+з = ^1	для 6=1— 3;
цп
£*+#.* “Я1---------Для 6=1—3;
j сзи
и“*	., 2 = _ н“ .
j “3 с"и 53 j <о3 с’’и
и}1 . j ®2 СНи
где
Л'=^,+^; ^п=^'1и+^1; я^=/?’+Я1„;-

ро1-11 и pi1’11—члены разложения в ряд Фурье ц’(/)
и
Рн(0.
151
(6.7)
Коэффициент преобразования
К
Рвх/[^х+Ке(2г)]2}^х	‘
Если раскрыть выражение (6.7), то оно будет очень сложным и пользоваться им довольно затруднительно. Однако если учесть, что ©з^©1, то можно сделать некоторые упрощения
J <Во Ч.и
г.=^--Нз--
1®1Сз.и
где /?p=/?I/?II/(£,+£n).
Используя сделанные допущения, запишем аналитическое выражение для коэффициента преобразования
к _	W(^+1)2 у
4/?3Ян («1С> И)2(1+Х)2
x[1+<^ri')-. I 1‘.
[ (hJ/hJ)2
где /?н — реальная часть сопротивления нагрузки; Х=созС11з.иЛ1. Приведенные выше выражения дают возможность 'определять один «з важнейших параметров смесителя (коэффициент преобразования) на этапе проектирования.
Про ан а лизируем некоторые характеристики ИС смесителя, приведенного на рис. 6.11. Нужно отметить, что использование ПТШ с двумя затворами дает возможность проектировать схемы смесителей без сложных согласующих цепей. Существенно^ отличие частоты входного сигнала от промежуточной также упрощает согла-
сие. 6.11. Смеситель на ПТШ с двумя затворами
452
Рис. 6.12. Зависимости КПр = =f([73i, Uза) смесителя при
Л = 10 ГГц
Рис, 6.13. Влияние мощности гетеродина на КпР и Кт смесителя:
/1 = 10 ГГц, /з=30 МГц, СГ31 = —3 В, СГз2=О
сующие цепи на выходе смесителя. Обычно сигнал промежуточной частоты выделяется с помощью ИС фильтра. Выходное сопротивление со стороны стока согласуется со входным сопротивлением следующего каскада с помощью согласующих цепей, расположенных на диэлектрической подложке. Для короткого замыкания по ВЧ принимаемого сигнала и сигнала гетеродина на выходе транзистора включаются специальные согласующие цепи, содержащие 50-омные линии и резистор. Такая цепь не совсем удобна для использования в ИС. Однако ее применение приводит к увеличению стабильности смесителя, практически не ухудшая его работу. В рассмотренной ИС смесителя удалось получить коэффициент преобразования 14 дБ на частоте 10 ГГц (соз = 30 МГц), минимальный коэффициент шума равен 8,5 дБ при /СПр=П дБ.
Одним из основных достоинств ИС смесителей на ПТШ с двумя затворами можно считать отсутствие громоздких направленных ответвителей. Применяются обычные согласующие цели. Представляют значительный интерес параметры смесителя без согласующих цепей на входе (рис. 6.12). Анализ приведенных зависимостей коэффициента преобразования от напряжений смещения на обоих затворах показывает, что даже .в такой ИС смесителя можно получить коэффициент преобразования, равный 2 дБ. Кроме того, уменьшение числа согласующих цепей дает возможность снизить расход дефицитного материала GaAs.
На рис. 6.13 показаны экспериментальные зависимости Лпр и Кш от мощности гетеродина. Анализ этих зависимостей показывает, что максимальный Кпр получается при Ро~13 мВт. В то же время Кш практически остается постоянным в широком диапазоне изменения мощности гетеродина. Коэффициент преобразования, равный 10 дБ, можно получить при Ро=ЮО мкВт, если подать на второй затвор постоянное положительное напряжение, однако при этом значительно увеличивается коэффициент шума.
Иногда при разработке радиоприемных устройств необходимо располагать перед смесителем предусилитель для усиления при-153
Ro H01
31
сигнал - Т]
Сигнал___делитель
гетер од и- мощности на ----------------
НЧ фильтр
ВЧ фильтр , ВЧ  фильтр
 НЧ фильтр
а)
Рис 6.14. Смеситель с подавлением сигнала зеркальной частоты (а) и зависимость его коэффициента преобразования от частоты < (б)
нимаемого сигнала. Если промежуточная частота мала, а частота входного сигнала довольно высока, то зеркальная частота и частота входного сигнала мало отличаются друг от друга. Поэтому сигнал зеркальной частоты попадает в предусилитель и может им усиливаться. Это приводит к увеличению коэффициента шума предусилителя, что крайне нежелательно. Следовательно, разработка ИС смесителей с подавлением сигнала, зеркальной частоты является актуальной задачей.
Структурная схема такого смесителя показана на рис. 6.14,а, а зависимость 7<Пр от частоты — на рис. 6.14,6. В смесителе используются два одиночных смесителя, два 3-дБ направленных ответвителя HOI, НО2 и делитель. Принимаемый сигнал делится в НО1 пополам и подается на первые затворы ПТШ. Сигнал гетеродина также делится делителем и подается на вторые затворы. Сигналы промежуточной частоты складываются в НО2, и на выходе получается один сигнал. В таком смесителе был получен коэффициент преобразования 10 дБ, а коэффициент подавления сигнала зеркальной частоты был равен 20 дБ.
Полевые транзисторы с двумя затворами Шотки могут быть также использованы в устройствах, где они будут выполнять одновременно роль гетеродина и смесителя. Это даст возможность изготавливать ИС радиоприемных устройств, применяя только три ПТШ (два ПТШ в двух предусилителях и один двухзатворный ПТШ в гетеродине и смесителе). Структурная схема смесителя с одновременным генерированием сигнала показана на рис. 6.15. Принимаемый сигнал подается на первый затвор, а ПТШ со вто-
Диэлентричеснии
Рис 6 15. Структурная схема смесителя с одновременным генерированием сигнала
J54
Рис. 6.16. Экспериментальная зависимость коэффициента преобразования от напряжения сток —исток:
Р,—1» дБм, /(=8,63 ГГц, /о=8,23 ГГц, /з=0,4 ГГц
рым затвором действует как гетеродин. Цепь стабилизации, использующая диэлектрические резонаторы на основе BaTi^g, 50-омную микрополосковую линию и нагрузку, равную 50 Ом, присоединяется ко второму затвору. Гетеродин должен удовлетворять следующим требованиям: генерация осуществляется только при наличии диэлектрического резонатора и на частоте резонатора; мощность генератора должна быть достаточной для нормальной работы смесителя; частота генерации должна быть стабильной и не меняться при изменении температуры. Выходное сопротивление ПТШ согласовывается с 50-омной нагрузкой на промежуточной частоте с помощью спиральных индуктивностей и переменного конденсатора. Экспериментальная зависимость коэффициента преобразования от напряжения сток — исток приведена на рис. 6.16. Анализ этой зависимости показывает, что максимальный получается только при определенных напряжениях £/си. Уменьшение Кп₽ связано с падением крутизны и, как следствие, с уменьшением амплитуды генерации.
Широкое применение ПТЦ1 с двумя затворами в ИС смесителей будет зависеть от того, насколько удастся снизить их коэффициент шума по сравнению с коэффициентом шума диодных смесителей и увеличить динамический диапазон. Имеются предпосылки для уменьшения коэффициента шума при использовании ПТШ с длиной затвора 0,5 мкм. Еще одним способом уменьшения Кш является увеличение промежуточной частоты. Приведенные в данной главе результаты были измерены на частоте 30 МГц. Можно уменьшить коэффициент шума' на 2 дБ, если увеличить промежуточную частоту до 1 ГГц. Вместе с тем нужно отметить, что по всей вероятности определяющим может оказаться динамический диапазон. Будущие системы, для которых необходимы малошумящие приемники СВЧ диапазона, будут требовать применения предусилителей на ПТШ для снижения коэффициента шума. Коэффициент усиления предусилителей может достигать 15—20 дБ, поэтому в этом случае более важным станет динамический диапазон смесителя. Если говорить о совокупности факторов, таких как кс^ффициент преобразования, простота согласующих цепей, коэффициент шума и динамич'еский диапазон, то предпочтение следует отдать ИС смесителей на основе ПТШ с двумя затворами.
ГЛАВА 7
ПРИМЕНЕНИЕ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ МИКРОСХЕМ
Особенности, связанные с изготовлением полупроводниковых микросхем, накладывают определенные ограничения и на их возможные области использования. Если, например, кремниевые микросхемы универсальных операционных усилителей выпускаются очень большими партиями и их стоимость мала, то потребности в специализированных микросхемах СВЧ 'диапазона значительно меньше, а процесс изготовления гораздо сложнее. Поэтому рассмотрим, в каких устройствах СВЧ диапазона оправдано применение полупроводниковых микросхем.
7.1.	ОБЛАСТИ ИСПОЛЬЗОВАНИЯ МИКРОСХЕМ НА ОСНОВЕ АРСЕНИДА ГАЛЛИЯ
Технология изготовления микросхем на основе Si в настоящее время не позволяет создавать микросхемы, предназначенные на рабочие частоты свыше 3 ГГц. Для таких ИС наиболее подходящим полупроводниковым материалом оказался арсенид галлия. Это объясняется тем, что его электрофизические характеристики позволяют изготавливать транзисторы, имеющие лучшие по сравнению с кремниевыми частотные характеристики, и, кроме того, к настоящему времени технология производства дискретных активных приборов на основе соединений полупроводников освоена главным образом для GaAs.
Разработка и промышленный выпуск полупроводниковых микросхем СВЧ диапазона на основе GaAs происходит не такими быстрыми темпами, как это было для микросхем на основе Si, производство которых за короткий период перешло от отдельных опытных образцов к серийной продукции. Это объясняется повышенной сложностью технологических процессов и тем, что до недавнего времени не имелось систем, где требовалось большое число идентичных СВЧ модулей, что оправдало бы вложение значительных средств в разработку технологии изготовления полупроводниковых СВЧ микросхем. В настоящее время с развитием систем спутниковой связи и радиолокации появилась необходимость в больших партиях относительно дешевых микросхем, что стимулирует работы в области их создания.
Полупроводниковые СВЧ микросхемы не могут полностью вы--теснить гибрйдные. При определении целесообразности использования полупроводниковых микросхем следует учитывать все их достоинства и недостатки, включая стоимость производства. В системах специального назначения, где вопросы стоимости отодвигаются на второй план, такие достоинства ИС, как малые габа-156
ритные размеры, масса, повышенная надежность и расширенная полоса пропускания, делают их применение оправданным. Примерами могут служить системы радиопротиводействия [1, 100], функция.которых coctqht в проверке полосы частот на наличие излучающих станций и определение их координат. Для них необходимы t сверхширокопоДосные усилители с высоким коэффициентом уси-| ления,'а также различные бортовые РЛС [1, 100, 101] и системы связи и передачи данных.
Другая область применения ИС — это  устройства, для которых необходим выпуск микросхем очень большими партиями, когда затраты на их изготовление в пересчёте на одну ИС будут значительно снижены. Сюда входят приемопередающие модули для активных фазированных, антенных решеток (АФАР) наземных и бортовых РЛС, которые могут заменить громоздкие механические антенны в радиолокационных системах [100, 101]. Такие решетки представляют собой большое число антенных элементов, организованных в виде одномерной или двумерной матрицы. Приемопередающие модули должны иметь по возможности минимальные габаритные размеры, так как максимальное расстояние между элементами АФАР ограничивается примерно половиной длины, волны, соответствующей рабочей частоте (чтобы не ухудшалась диаграмма направленности). Поэтому в таких модулях, ориентировочная потребность в которых может достигать 105 ед./год, наиболее перспективно применение J4C. Кроме того, надежность АФАР, содержащих болеечем 1000 ... 10 000 модулей на полупроводниковых микросхемах намного выше, чем при .использовании модулей на дискретных элементах.
Еще одна область, где в ближайшее время потребуется большое количество полупроводниковых микросхем, это системы непосредственного телевизионного вещания на коллективные и индивидуальные наземные приемные установки. Сигналы; соответствующие стандартным частотам телевизионных каналов, не могут передаваться через спутник. Поэтому спутниковые телевизионные системы будут работать на частотах около 12 ГГц. Отсюда возникает необходимость в большом количестве (сотни тысяч) приемных модулей.с понижением частоты, которые планируется изготавливать в виде полупроводниковых микросхем повышенной степени интеграции.
Кроме перечисленных устройств планируется использовать полупроводниковые микросхемы в измерительной технике (широкополосные усилители, автогенераторы) и в волоконно-оптических.и спутниковых системах передачи данных со скоростями единицы тигабит в секунду. Для таких систем необходимы усилители, по-.лоса пропускания которых от’сотен килогерц до единиц гигагерц.
7.2.	ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ УЗЛЫ МИКРОСХЕМ ПОВЫШЕННОЙ СТЕПЕНИ ИНТЕГРАЦИИ
Технология производства ИС позволяет создавать не только усилители, смесители и автогенераторы, описанные в предыдущих главах, но и следующие функциональные узлы.
СВЧ усилители:
малошумящие ....
широкополосные . .	.	.
средней мощности
Усилители с непосредственными связями:
операционные..............
со встроенными обратными связями...................
Смесители. • диодные ....................
на ПТШ....................
на двухзатворном ПТШ Автогенераторы:
с фиксированной частотой
с электронной перестройкой частоты ..................
Широкополосные аттенюаторы
управляемые напряжением .
Фазовращатели:
управляемые напряжением или цифровым кодом
Умножители:
с перекрестными обратными связями
Ключевые схемы:
модуляторы, демодуляторы, переключатели, АЦП
Повышенный уровень шумов из-за потерь в пассивных элементах
— ♦
Проблема получения t больших мощностей и отвода тепла
Относительно низкое значение верхней рабочей частоты и повышенный уровень шума
То же
Проблема совмещения высокочастотных диодов и ПТШ
Расширенные функциональные возможности
Низкая стабильность частоты (возможно применение внешнего диэлектрического резонатора)
Низкая добротность варикапов
Возможность плавной или ступенчатой регулировки фазового сдвига
Зависимость коэффициента умножения от частоты
Возможность совмещения с цифровыми микросхемами
Используя такой широкий набор узлов, можно конструировать большинство известных устройств, используемых в СВЧ диапазоне. Причем эти устройства выполняются либо в виде гибридных микросхем, где на общей диэлектрической подложке размещено несколько кристаллов отдельных функциональных узлов, либо в виде полупроводниковых микросхем повышенной степени интеграции, все элементы и функциональные узлы которых выполнены в одном кристалле. В последнем случае возникают проблемы, связанные с обеспечением приемлемого процента выхода годных ИС и совмещением некоторых узлов (например, высокостабильных генераторов с внешними резонаторами, малошумящих и мощных усилителей и т. д.). Поэтому на ранних этапах разработки полу-158
проводниковых микросхем часто многофункциональный модуль выполняют в виде многокристальной микросхемы. Рассмотрим некоторые функциональные узлы, входящие в состав микросхем повышенной степени интеграции.
Переменные аттенюаторы. Широкополосные аттенюаторы, перестраиваемые напряжением, широко используются в системах АРУ и в усилителях для температурной стабилизации коэффициента усиления. Обычно в ГИС такие устройства выполняются на р—i—n-диодах и направленных ответвителях. Частотные ограничения этих ответвителей и, что более существенно, невозможность изготовления р—I—га-диодов в полупроводниковых микросхемах заставляют искать другие технические решения.
В основу аттенюаторов, изготавливаемых в виде полупроводниковых микросхем, положено изменение сопротивления канала ПТШ при нулевом смещении исток — сток напряжением на затворе. Возможные варианты Т- и П-образных аттенюаторов на трех транзисторах показаны на'рис. 7.1 [102]. Упрощенно сопротивление между стоком и истоком ПТШ можно представить в виде параллельного соединения сопротивления R и емкости С. Величина R зависит от напряжения на затворе и может меняться от небольшого значения сопротивления полностью открытого канала (при положительном напряжении на затворе, равном напряжению барьера Шотки) до очень бсйтыпого сопротивления полностью перекрытого канала (при отрицательном напряжении на затворе, равном напряжению отсечки). При большом сопротивлении в цепи затвора для переменного сигнала паразитная емкость С»
Сс.и+^>з.и^-з.с/ (Сз.и+^з.с) * где Сс.и, ^з.и, ^з.с элементы эквивалентной схемы ПТШ (рис. 1.5). Эта емкость слабо зависит от режима смещения.
ПТШ! ПТШ2 ПТШ!
ПТШ2 ПТШ! ПТШ2
R! R!
R!
Рис. 7.1. Схем^ Т-образного (а) и П-образного (б) аттенюаторов и их эквивалентные схемы (в, г)
150
Рис. 7.2. Зависимости сопротивлений в плечах аттенюаторов от заданного ослабления: ------Т-образный аттенюатор;-----П-образный
На низкой частоте, когда влияние паразитных емкостей пренебрежимо мало, сопротивления резисторов ./?/ и R2 должны выбираться, из условий выполнения согласования и требуемого ослабления. Эти условия для эквивалентной схемы, изображенной на рис. 7.1,в, задаются сле-
0	8	12 1/к^гдБ^ дующими соотношениями между ре-
।	} зисторами Rl, R2 и сопротивлениями
генератора и нагрузки ZT=ZH=Z0 [102]: Z2t=R2i + 2R\R2, Кп~ = Uвых/Uax — Ril (Ri	~t~Zg) .
На рис. 7.2 показаны зависимости сопротивлений Ri и R2 для Т- и П-образных аттенюаторов от требуемого ослабления при Zo= = 50 Ом. Наименьшее ослабление (или потери, вносимые аттенюатором) главным образом определяется сопротивлением Rt канала •скрытого полевого транзистора. При одинаковой минимально достижимой величине Ri П-образный аттенюатор вносит меньшие потери, чем Т-образный. Сопротивление Ri можно снизить при увеличении суммарной ширины затвора. Но при этом возрастает паразитная емкость Clt что приводит к ухудшению динамического диапазона • на высоких частотах. Поэтому, исходя из .сохранения динамического диапазона, предпочтительнее использовать Т-образ-
ные Аттенюаторы.
Рис. 7.3. Схема Т-образного аттенюатора, выполненного в виде полупроводниковой микросхемы1.
Ширина затвора транзисторов VT1 и VT2 равна 600 мкм, VT3 — 200 мкм ,
Тис. 7.4. Балансный умножитель на дифференциальных каскадах с симметрично-перекрестными связями
160
Схема Т-образного аттенюатора, выполненного в виде полупроводниковой микросхемы, приведена на рис. 7.3 [102]. Использованы ПТШ, имеющие следующие параметры при ширине затвора 100 мкм: С = 0,03 пФ, сопротивление открытого транзистора 350м, сопротивление закрытого транзистора 10 кОм. Развязка между СВЧ цепями и цепями подачи смещения на затворы транзисторов аттенюатора VT1, VT2 и VT4 осуществляется через резисторы и генераторы тока на транзисторах VT3 и VT5 с шириной затвора 25 мкм. В диапазоне частот 2... 18 ГГц обеспечивается перестройка ослабления от 2 до 12 дБ.
Максимальная СВЧ мощность сигнала, подаваемого на аттенюатор, зависит от параметров транзистора VT4. При большом размахе сигнала рабочая точка этого транзистора может смещаться в пологий участок ВАХ и сопротивление канала становится нелинейным, т. е. ослабление будет зависеть от входной СВЧ мощности. Для увеличения максимального размаха сигналов вместо транзистора VT4 применяют двухзатворный ПТШ, у которого переход от крутого участка ВАХ к пологому происходит при больших напряжениях сток — исток.
Коэффициент ослабления в рассмотренных аттенюаторах изменяется с помощью двух напряжений U\ и U2. Поэтому применяются специальные схемы на операционных усилителях, обеспечивающие линейную зависимость ослабления, выраженного в децибелах, от одного управляющего напряжения [102].
Умножители. Во многих устройствах и различных системах широко применяются аналоговые умножители. На их основе можно выполнять преобразование частоты, осуществлять детектирование фазо-и частотно-модулированных сигналов, а также использовать их в качестве синхронных детекторов амплитудно-модулированно-го напряжения, модуляторов и демодуляторов.
На рис. 7.4 [103] приведена схема балансного умножителя на дифференциальных каскадах с симметрично-перекрестными обратными связями, выполненного в виде полупроводниковой микросхемы. Принцип действия умножителя основан на зависимости крутизны транзисторов от тока стока. Если на входы устройства подать два переменных сигнала U\ и U2, то выходное напряжение Пвых = /Сум5?1П2, где Кум — постоянный коэффициент умножителя.
Для уменьшения числа источников напряжения питания (используется только один) цепи смещения всех транзисторов выполнены по схеме с автосмещением. Для этого в истоках ПТШ включены резисторы с небольшим сопротивлением, падение напряжения на которых обеспечивает требуемое смещение между затвором и истоком. Это напряжение подается на затворы транзи;-сторов через резисторы больших номиналов для предотвращения потерь высокочастотного сигнала. Ширина затворов каждого из транзисторов VT1—VT4 составляет 40 мкм, VT5, VT6 80 мкм, а VT7 160 мкм. В этом случае при соответствующем выборе величины резисторов напряжения смещения на выводах каждого из транзисторов будут приблизительно совпадать. Умножитель раз-6—113	161
мещен на кристалле GaAs размером 0,76X0,89 мм, причем на 'площади 0,2 X 0,3 мм расположены ПТШ .и резисторы, а остальную часть кристалла занимают контактные площадки и разделительные межслойные конденсаторы. Коэффициент умножителя Кум =1,5 и остается постоянным в диапазоне частот 1 МГц—8 ГГц. С повышением частоты Кум уменьшается и на частоте 11 ГГц составляет 0,57.
Аналоговые ключи. Для коммутации аналоговых сигналов во многих СВЧ устройствах (дискретно-коммутационных фазовращателях, переключателях и т. д.), а также в схемах взаимного преобразования цифровой и аналоговой информации применяются аналоговые ключи. С учетом таких характеристик ключей, как сопротивление в открытом и закрытом состояниях, мощность управляющего сигнала, скорости включения и выключения, а также возможности изготовления их в виде полупроводниковой микросхемы используются ключи на ПТШ с одним и двумя затворами [104— Ю8].
Упрощенная эквивалентная схема ключа на полевом транзисторе с затвором Шотки состоит из параллельного соединения управляемого напряжением на затворе резистора, отражающего сопротивление канала, и паразитной емкости между истоком и стоком. Как и для ПТШ, применяемых в переменных аттенюаторах, при нулевом или при небольшом положительном потенциале на затворе сопротивление ключа мало, а при отрицательном смещении (превышающем по модулю напряжение отсечки) его сопротивление значительно возрастает. Для нормальной работы ключа не требуется никаких постоянных напряжений смещения между стоком и истоком. Следовательно, потребляемая ключом мощность постоянного тока определяется только токами утечки затвора и очень мала.
В канале ПТШ происходит направленное движение (ток) основных носителей заряда. Поэтому время установления сопротивления открытого или закрытого состояния ключа на ПТШ мало и зависит в основном от инерционности цепей подачи управляющего напряжения на затвор транзистора.
Ключевые элементы включают последовательно или параллельно нагрузке. В закрытом состоянии емкость сток — исток шунтирует высокое сопротивление канала. С ростом частоты влияние этой емкости на сопротивление закрытого ключа будет существенно увеличиваться. Емкость сток-исток пропорциональна суммарной ширине затвора ПТШ, поэтому ее уменьшение происходит одновременно с увеличением сопротивления ключа в открытом состоянии. Для иллюстрации влияния емкости на рис. 7.5 [104] приведены зависимости потерь от частоты, вносимых последовательно и параллельно включенными ключевыми элементами в открытом и закрытом состояниях. Непрерывные линии соответствуют транзистору с шириной затвора 300 мкм (С = 0,1 пФ, сопротивление в открытом и закрытом состояниях соответственно 8 Ом и 400 кОм)1, а штриховыми линиями обозначены характеристики 162
Рис. 7.5. Зависимости потерь от частоты при последовательном (а) и параллельном (б) включениях ключевого элемента в открытом (8 и 2 Ом) и закрытом (400 и 100 кОм) состояниях
ПТШ с шириной затвора 1,2 мм (С = 0,4 пФ, сопротивления в открытом и закрытом состояниях 2 Ом и 100 кОм). Видно, что с ростом частоты различие между коэффициентами ослаблениями при открытом и закрытом состояниях ключа уменьшается, причем это уменьшение сильнее проявляется в ключах с большей емкостью С.
Если параллельно емкости (т. е. между стоком и истокам транзистора) включить индуктивность такой величины, чтобы резонансная частота получаемого LC-контура совпала с требуемой рабочей частотой, то характеристики ключей существенно улучшатся. Например, в двухканальном переключателе на описанных ПТШ были получены следующие характеристики на частоте 10,2 ГГц: ослабление между входом и выходом во включенном состоянии 0,7 дБ, ослабление между каналами 28 дБ [104]. Однако такой метод с использованием резонансного контура применим лишь в узком диапазоне частот (приблизительно 10%).
Достоинством рассмотренных ключей на ПТШ является их двунаправленность, т. е. в открытом состоянии они одинаково передают переменный сигнал от истока к стоку или от стока к истоку. Применение двухзатворных полевых транзисторов в ключевых схемах расширяет функциональные возможности ключей и позволяет конструировать многоканальные переключатели, в которых происходит усиление коммутируемого сигнала. В этом случае коммутатор становится однонаправленным и требует подачи постоянных смещений на стоки ПТШ. На рис. 7.6 [105] приведена топология одного из переключателей на двухзатворных транзисторах. На затворы А и В подаются высокочастотные сигналы, а напря-6*	163
а.)
Рис. 7.6. Топология многоканального переключателя на двухзатворных ПТШ (а) и его структурная схема (6)
жения на двух других затворах (а и Ь) определяют режим работы соответствующего канала. Сигнал, подаваемый на затвор Л, снимается с электродов Аа и АЬ. Мощность снимаемого сигнала определяется напряжениями смещения на управляющих затворах а и Ь. Если, например, на затвор а подано отпирающее смещение, то на электрод Аа попадает сигнал, поданный на А и усиленный по мощности. При запирающем смещении на затворе а сигнал на электрод Аа не проходит. Если на каждую секцию управляющих затворов подается независимое смещение, то функциональные возможности переключателя расширяются. Экспериментальные образцы переключателя имели в открытом состоянии коэффициент усиления 8 ... 15 дБ на частоте 10 ГГц. В закрытом состоянии коэффициент усиления падал на 30 дБ.
Фазовращатели. Одними из основных функциональных узлов ФАР являются электрически перестраиваемые фазовращатели. Существуют три способа управления фазой: аналоговый (непрерывный), дискретный и дискретно-коммутационый [28]. При первом фазовый сдвиг изменяется плавно. В этом случае необходимо применять специальные схемы для формирования управляющих аналоговых сигналов, обеспечивающие требуемую зависимость изменения фазы. Кроме того, на фазовые характеристики заметное влияние оказывают временные и температурные нестабильности управляющих сигналов и полупроводниковых элементов фазовращателей. Этот недостаток сохраняется и при дискретном управлении фазой, когда на рабочей характеристике аналоговых фазовращателей используется ряд точек, и изменение фазы происходит дискретно. Влияние нестабильностей значительно уменьшается в дискретно-коммутационных фазовращателях. Стабильность таких устройств определяется стабильностью параметров пассивных элементов (линий с распределенными параметрами), задающих требуемый фазовый сдвиг, а влияние управляющих ключевых элементов пренебрежимо мало.
Рассмотрим сначала аналоговые фазовращатели на основе двухзатворных ПТШ, которые наряду с высоким быстродействием и усилением преобразуемого сигнала отличаются простотой и 164
возможностью изготовления в виде полупроводниковых микросхем. Известны два способа построения таких устройств. В первом для достижения требуемого фазового сдвига между входным и выходным сигналами используется зависимость фазы комплексного коэффициента передачи от постоянных смещений на затворах. Второй способ заключается в сложении на выходе фазовращателя комбинации ортогональных векторов, меняя амплитуду которых получаем результирующий вектор с требуемым фазовым сдвигом относительно системы координат.
Для первого способа построения аналоговых фазовращателей используются усилительные каскады на двухзатворных ПТШ с согласованием в цепях затворов. Управление фазой между входным и выходным сигналами достигается плавным изменением постоянного напряжения на одном из затворов [109]. При этом меняется модуль коэффициента передачи. На практике, как правило, коэффициент' передачи фазовращателя должен быть постоянным. Для выполнения этого требования применяют одновременную подачу управляющих смещений на оба затвора [47]. В основе работы таких устройств лежит зависимость от постоянных напряжений комплексных параметров (S, у, z), описывающих ПТШ, которые совместно с внешними цепями согласования (или резонансными цепями) на пассивных элементах обеспечивают необходимый фазовый сдвиг. Изменение фазы выходного сигнала от режима смещения собственно ПТШ (без внешних цепей) невелико. К недостаткам подобных устройств следует отнести узкий диапазон рабочих частот и невозможность получения больших физовых сдвигов (более 120°).
Второй способ построения аналоговых фазовращателей основан на зависимости фазы выходного сигнала (угла результирующего вектора относительно системы координат) от амплитуд сдвинутых на 90° по отношению друг к другу сигналов (величин ортогональных векторов). Структурная схема такого устройства, позволяющего плавно изменять фазу выходного сигнала от 0 до 90°, приведена на рис. 7.7 [НО]. Фазовращатель состоит из двух усилителей с регулируемым в широких пределах усилением (примерно 4-10...—30 дБ) на двухзатворных ПТШ, на входы которых
Рис. 7.7. Аналоговый фазовращатель с плавной перестройкой фазы от 0 до 90°: / — направленный ответвитель на 90°; 2 — усилители с регулируемым коэффициентом усиления; 3 — синфазный сумматор
165
поступают сигналы, сдвинутые относительно друг друга на 90°. Постоянный сдвиг достигается за счет применения на входе 90-градусного направленного ответвителя. На выходе устройства в сумматоре мощности происходит синфазное сложение сигналов, поступающих от обоих усилителей. Результирующий вектор выходного сигнала равен сумме двух векторов С=А + В. Поскольку векторы А и В ортогональны, модуль результирующего вектора С= УА2+В2, а угол между векторами С и А определяется из соотношения <р = arctg t(B/A). Изменяя модули векторов А и В (амплитуду сигналов А и В на выходе усилителей с регулируемым усилением), можно получать любой угол <р (фазовый сдвиг) от 0 до 90°. На практике обычно необходимо, чтобы амплитуда выходного сигнала не зависела от фазового сдвига. Поэтому сигналы А и В должны удовлетворять следующим требованиям:
Ф = arctg (В/А); С = )А42 + В2 = const
Это достигается одновременной подачей соответствующих управляющих напряжений UA и UB на затворы ПТШ обоих усилителей.
На рис. 7.8 [110] приведена структурная схема фазовращателя, обеспечивающего плавную регулировку фазового сдвига от 0 до 360°. Этот сдвиг получается в результате сложения четырех ортогональных векторов А (0°), В (90°), С (180°) и D (270°). Причем при получении <р в пределах 0... 90° работают усилители А и В, а С и D выключены большим запирающим напряжением на затворах. Соответственно при <р=90 ... 180° отключены усилители А и D и т. д.
Векторные фазовращатели обладают следующими достоинствами: малыми потерями (применяются усилители на ПТШ, компенсирующие потери в направленных ответвителях и сумматорах мощности), возможностью изменения фазы с очень высокой скоростью (время переключения ПТШ составляет несколько сотен пикосекунд), широкополосностью (ограничивается только рабочей
Рис. 7.8. Аналоговый фазовращатель на 360°:
/ — направленный ответвитель ,на 180°; 2 — направленные ответвители на 90°; 3 — усилители с регулируемым коэффициентом усиления; 4 — синфазный сумматор
166
Рис. 7.9. Дискретно-коммутационные фазовращатели
полосой направленных ответвителей, сумматоров мощности и усилителей).
По принципу действия полупроводниковые дискретно-коммутационные фазовращатели, используемые в ИС, могут быть разделены на две группы: с переключаемыми отрезками линий передачи (рис. 7.9,а) и с периодически нагруженной линией (рис. 7,9,6, в) [28]. В качестве ключевых элементов используются ПТШ с одним или двумя затворами. Фазовый сдвиг в фазовращателе на переключаемых отрезках линий определяется разницей в электрической длине отрезков А<р = Ф2—Ф1 = 2л/2/Х—2jtZi/Z, где Л, Z2— геометрические длины отрезков; X — длина волны, соответствующая центральной частоте полосы пропускания. Из приведенного выражения видно, что устройство обеспечивает линейно изменяющийся с частотой фазовый сдвиг, а следовательно, независимую от частоты временную задержку. Поэтому такие фазовращатели являются удобными для применения в широкополосных устройствах с постоянной временной задержкой. Однако широкополосность и максимальный фазовый сдвиг ограничиваются резонансными явлениями, возникающими, когда длина отключенного отрезка линии кратна Х/2. При этом отключенный отрезок линии становится, по существу высокодобротным резонатором, связанным с подключенным отрезком линии через емкость сток — исток ключа на ПТШ. Это приводит к возрастанию потерь на резонансной частоте и появлению фазовых ошибок. Следует отметить, что ключи вносят одинаковые потери при обоих значениях фазовой задержки. Небольшие отклонения возможны только за счет разных потерь в переключаемых отрезках линий.
Принцип действия фазовращателей с периодически нагруженной линией заключается в том, что электрическая длина линии увеличивается при включении шунтирующего конденсатора и уменьшается при включении индуктивности. Для уменьшения отражений от неоднородностей, представляющих собой шунтирующий конденсатор или индуктивность, применяется пара идентичных реактивных элементов, разнесенных на расстояние, примерно равное четверти длины волны. Для хорошего согласования шунтирующие реактивности должны быть достаточно малы, но это приводит к малым фазовым сдвигам (обычно не более 45°), что ограничивает применение таких фазовращателей.
Перечисленные дискретно-коммутационные фазовращатели позволяют изменять фазу скачком на одно фиксированное значение 167
и самостоятельно применяются редко. Наибольшее распространение эти устройства получили в многоразрядных фазовращателях, позволяющих менять фазу с дискретом Дер в широком интервале значений (в общем случае от 0 до 360°). Дискрет Дер и число разрядов выбираются исходя из требований к характеристикам системы. Минимально необходимое число разрядов достигается при следующих соотношениях фазового сдвига, вносимых каждым разрядом [28]: Д(рп = 2п-1Д(р, где /г —номер разряда.
Для реализации разрядов используются описанные дискретные фазовращатели. Выбор конкретного типа производится по определенным критериям. Например, если требуются минимальные вносимые потери, то в качестве младших разрядов (т. е. разрядов с малыми дискретами фазы) применяют фазовращатели с периодически нагруженной линией, а для разрядов с большими дискретами фазы — фазовращатели с переключаемыми каналами. Тогда вносимые потери уменьшаются по сравнению с фазовращателями, все разряды которых выполнены либо с переключаемыми отрезками линий, либо с периодически нагруженной линией. Это объясняется тем, что фазовращатели с переключаемыми линиями вносят примерно одинаковые потери для любых дискретов, а фазовращатели с периодически нагруженной линией имеют малые потери для небольших дискретов. В то же время потери фазовращателей последнего типа увеличиваются с ростом дискретов фазы.
На рис. 7.10 [107] приведена топология четырехразрядного фазовращателя. Сдвиг фазы на 22,5 и 45° осуществляется в дискретно-коммутационных фазовращателях типа периодически нагружен-
Рис. 7.10. Топология четырехразрядного фазовращателя
168
ной линии. Каждый нагрузочный шлейф состоит из последовательного соединения нескольких отрезков линий для обеспечения необходимой трансформации сопротивления и согласования с ключом на ПТШ (ширина затвора 1200 мкм). Фазовый сдвиг получается за счет разной нагрузки со стороны главной линии передачи при двух состояниях ключа.
Старшие разряды для сдвига фазы на 90 и 180° выполнены на фазовращателях с переключаемыми линиями. В отличие от рассмотренного ранее устройства такого типа, где требовалось два двухканальных переключателя (четыре ключа), в изображенном на рис. 7.10 фазовращателе необходимы лишь три ключа (ПТШ с шириной затвора 800 мкм). Одинаковые вносимые потери при двух состояниях ключей достигаются в результате применения отрезков линий с различным волновым сопротивлением (т. е. потерями). Тогда потери линий с неодинаковой геометрической длиной будут эквивалентными. Во всех разрядах переключение выполняется только за счет подачи управляющих напряжений на затворы транзисторов и источников постоянного напряжения смещения не требуется. Поэтому на отрезках всех линий нет постоянной составляющей напряжения и их можно соединять непосредственно без разделительных конденсаторов.
Четырехразрядный фазовращатель размещен на кристалле GaAs размером 6,4X7,9X0,1 м.м и имеет следующие параметры: диапазон рабочих частот 8,5... 10,5 ГГц, вносимые потери 5,1± ±0,6 дБ (9,5 ГГц). Время переключения фазового сдвига менее 1 нс.
Применение двухзатворных ПТШ в фазовращателях позволяет создавать устройства, которые в зависимости от управляющего напряжения на вторых затворах могут работать либо как дискретно-коммутационные, либо как аналоговые, основанные на векторном сложении сигналов. Схема такого фазовращателя приведена на рис. 7.11 [106]. Входная согласующая цепь выполнена из отрезков линий передачи 1^7—Ж? и конденсатора С1. Она является общей для первых затворов обоих транзисторов. На выходе каждого из ПТШ применяются одинаковые цепи на элементах W4, W5 (W4f, W5'), обеспечивающие согласование с нагрузкой
Рис. 7.11. Принципиальная схема фазовращателя на двухзатворных ПТШ
169
50 Ом. Необходимый фазовый сдвиг осуществляется в отрезке микрополосковой линии W6 с волновым сопротивлением 50 Ом. Сигналы с выходов обоих усилителей на ПТШ поступают на коль* цевой сумматор мощности.
Работает фазовращатель следующим образом. Если на второй затвор транзистора VT1 подано большое положительное напряже-жение, а на затвор VT2 запирающее напряжение смещения, большее напряжения отсечки, то СВЧ сигнал будет усиливаться только в каскаде на VT1, поступать в линию W6 и далее через сумматор на отрезках линий №7, №7'на выход устройства. Если на второй затвор VT1 подать запирающее напряжение, а на второй затвор VT2 положительное напряжение, то входной сигнал будет усиливаться транзистором VT2 и через сумматор поступать на выход. Поскольку усилительные каскады (включая цепи согласования) одинаковые, то фазовый сдвиг, создаваемый при переключении каналов, определяется только электрической длиной линии W6. Входной сигнал делится пополам между двумя каналами, т. е. уменьшается на 3 дБ. Кроме того, еще на 3 дБ падает мощность сигнала за счет потерь в резисторе R сумматора при работе только одного канала. Следовательно, для того, чтобы фазовращатель не вносил потерь, коэффициент усиления усилителей должен быть не менее 6 дБ (без учета потерь за счет рассогласования и потерь в металлизации МПЛ). К линии, определяющей задержку, с обеих сторон подключены нагрузки с сопротивлением 50 Ом (выход усилителя и вход сумматора). Поэтому, меняя геометрическую длину линии W6, имеющей сопротивление 50 Ом, можно обеспечить любой требуемый фазовый сдвиг, не изменяя остальных элементов фазовращателя.
Этот же фазовращатель, в частности, рассчитанный на сдвиг Дф = 90°, может быть использован для плавного изменения фазы в пределах Аср. В этом случае на вторые затворы транзисторов VT1 и VT2 подаются не большие управляющие сигналы, а напряжения, обеспечивающие режим работы усилителя с регулируемым коэффициентом усиления, как и в фазовращателе, приведенном на рис. 7.7. Векторые диаграммы напряжений в различных точках схемы, поясняющие работу устройства, приведены на рис. 7.12. Фазовый сдвиг Аср определяется электрической длиной МПЛ (как и для фазовращателей на переключаемых отрезках линий) и, следовательно, линейно зависит от частоты.
Достоинством устройства по сравнению с приведенным на рис. 7.7 является отсутствие на входе направленного ответвителя.
Рис. 7.12. Векторные диаграммы напряжений в различных точках схемы фазовращателя с плавным изменением фазового сдвига
170
Это позволяет сократить размеры кристалла. Фазовращатель размещен на кристалле GaAs размером 2,5X3X0,1 мм и обеспечивает коэффициент усиления 3 дБ на частотах 9,5 ГГц±10%.
7.3.	ПРИЕМНИКИ НАЗЕМНЫХ СТАНЦИЙ
НЕПОСРЕДСТВЕННОГО ТЕЛЕВИЗИОННОГО ВЕЩАНИЯ
Многие страны ведут интенсивные работы по созданию спутниковых систем, обеспечивающих непосредственное телевизионное вещание (НТВ) на 'Индивидуальные или коллективные приемные установки. Объясняется это тем, что только системы НТВ могут обеспечить 100%-ный охват и одновременное обслуживание всего населения страны телевизионными программами, поскольку строительство ретрансляторов в малонаселенных и труднодоступных районах экономически невыгодно. На Всемирной административной конференции по радиосвязи (ВАКР-79) для телевизионного вещания на линии ИСЗ — Земля выделен ряд диапазонов. Наилучшим считается диапазон 12 ГГц (11,7 ... 12,5 ГГц) [111].
Используемый для этих целей ИСЗ выводится на круговую орбиту, удаленную от поверхности Земли на расстояние 35 786 км и расположенную в плоскости экватора (геостационарная орбита), благодаря чему спутник сохраняет фиксированное положение относительно пунктов на земной поверхности. При этом на наземных станциях не требуется сложных систем слежения и наведения антенн, а в результате синхронного вращения Земли и спутника практически отсутствует эффект Доплера. Сигналы со спутников будут приниматься параболическими антеннами с диаметром зеркала 0,6 ... 1,5 м и после преобразования (понижения частоты) подаваться на вход обычных телевизионных приемников.
Наземные приемные установки состоят из двух частей: внешней, расположенной за пределами жилых помещений (антенна, приемный модуль на 12 ГГц с понижением частоты), и селектора каналов и устройства сопряжения с ТВ приемником, расположенных в жилых помещениях. Приемный модуль на 12 ГГц состоит из малошумящего предусилителя, гетеродина, смесителя и усилителя промежуточной частоты (рис. 7.13) и является наиболее дорогостоящей частью приемной установки. Наземные установки НТВ будут размещаться во всех климатических поясах и эксплуатироваться круглогодично. Поэтому требования к стабильности их ха-
Рис. 7.13. Структурная схема приемного модуля с понижением частоты:
1—параболическая антенна; 2 — полосовой фильтр; 3 — малошумящий предусилитель; 4 — смеситель; 5 — усилитель промежуточной частоты; 6—гетеродин; 7—внешний диэлектрический резонатор
171
рактсристик при изменении температуры и других условий окружающей среды, вибраций из-за ветра) будут гораздо более жесткими, чем для ТВ приемников. Типичные электрические параметры приемного модуля и его функциональных узлов приведены ниже [112].
Входная частота, ГГц................
Выходная частота, МГц ....
Коэффициент усиления, дБ .	.	.
КСВН входа..........................
Выходное сопротивление, Ом .
Коэффициент шума, дБ ....
Частота гетеродина, ГГц................
Нестабильность частоты гетеродина, кГц
Подавление зеркальной частоты, дБ
Помехи на выходе, дБм..................
Нелинейные искажения Р*вых, дБм
12,2... 12,7
80 ... 1300
Не менее 50
Не более 1,25
75
Не более 4
11,4
Не более ±600
Не менее 80
Не более —75
Не менее 23
* Соответствует точке пересечения экстраполированных прямыми линиями зависимостей выходной мощности сигналов основной и интермодуляционных частот (3-го порядка) от входной мощности в области малого сигнала.
Малошумящий предусилитель обеспечивает усиление СВЧ сигнала, и от его характеристик в наибольшей степени зависят усилительные и шумовые свойства приемного модуля. Требования к коэффициенту усиления предусилителя можно снизить за счет увеличения усиления в усилителе промежуточной частоты. Однако в этом случае необходимо уменьшать шумы смесителя и сложно осуществлять подавление сигнала гетеродина, попадающего на выход устройства. Согласующая цепь на входе предусилителя должна выполнять согласование на минимум коэффициента шума и одновременно обеспечивать КСВН не более 1,25. Применение вентилей или балансных усилителей с направленными ответвителями (мосты Ланге) увеличивает шумы и стоимость модуля.
Любой дрейф частоты гетеродина приводит к изменению сигнала промежуточной частоты. Поэтому к гетеродину предъявляются жесткие требования по стабильности частоты. Эти требования с учетом влияния окружающей среды и примерного срока эксплуатации 10 лет нельзя выполнить без применения высокодобротных резонаторов ни в ГИС, ни в полупроводниковых микросхемах. В настоящее время наиболее перспективными являются диэлектрические резонаторы благодаря их малым размерам (диаметр несколько миллиметров), массе и высокой стабильности частоты генераторов на их основе. Электромагнитная связь между микросхемой и диэлектрическим резонатором, расположенным рядом с ней в одной плоскости, осуществляется через отрезок микрополосковой линии. Другим возможным вариантом, уменьшающим общую площадь конструкции, является размещение микросхемы над диэлектрическим резонатором. В этом случае связь осуществляется через отрезки копланарных волноводов (рис. 7.14,а [ИЗ]). Кристалл микросхемы с пассивными цепями на отрезках микрополосковых линий припаивается к металлизации на верхней стороне диэлектрической подложки с отрезками копланарных волноводов, а диэлектрический резонатор располагается под этой подложкой 172
2	3
Рис. 7.14. Конструкция автогенератора с диэлектрическим резонатором: / — диэлектрический резонатор; 2 — отрезок копланарного волновода в цепи затвора ПТШ; 3 — кристалл полупроводниковой микросхемы; 4 — отрезок копланарного волновода в цепи стока ПТШ; 5 — керамическая или металлическая крышка; 6 — диэлектрическая подложка с отрезками копланарных волноводов; 7 — металлический экран; Я — регулировочный винт
(рис. 7.14,6). Резонатор помещается в небольшой металлический экран с регулировочным винтом.
Обычно требуемая мощность гетеродина, необходимая для нормальной работы смесителя, не превышает 10 ... 15 мВт. Мощность автогенератора на ПТШ достаточна для этих целей. Гетеродин подключается к смесителю непосредственно или, что более предпочтительно, через однокаскадный буферный усилитель. При проектировании и изготовлении остальных функциональных узлов приемного модуля, смесителя и усилителя промежуточной частоты особых трудностей не возникает.
Следует отметить, что полосовой фильтр, помещенный на входе устройства, вносит потери, а следовательно, и дополнительные шумы, поэтому предпочтительнее было бы размещать его на выходе предусилителя. В этом случае он осуществлял бы фильтрацию входного сигнала и подавление частоты по зеркальному каналу и сигнала гетеродина. Это позволило бы снизить аналогичные требования к предусилителю. Несмотря на повышенные потери в металлизации микросхем такие фильтры могут быть изготовлены на кристалле полупроводника и включены в микросхему приемного модуля повышенной степени интеграции. Например, полосовой фильтр второго порядка на встречно-штыревых конденсаторах и отрезках микрополосковых линий размещался на кристалле GaAs размером 1,2x0,5 мм и имел следующие характеристики: вносимое ослабление 2,2 дБ в полосе пропускания 11,7 ... ... 12,2 ГГц, подавление частоты по зеркальному каналу (8,9 ... ... 9,5 ГГц) 25 ... 30 дБ [65].
7.4.	ПРИЕМОПЕРЕДАЮЩИЕ МОДУЛИ АФАР
С развитием различных радиотехнических систем и усложнением решаемых ими задач возрастают требования к характеристикам антенн. В ряде случаев эти требования становятся противоречивыми и совсем невыполнимыми при использовании существующих ранее методов. Например, стремление увеличить дальность действия и точность определения угловых координат в ра-
173
дислокации приводит к необходимости повышения направленности антенн, что вызывает увеличение их размеров и массы. Возрастание скоростей полета летательных объектов требует увеличения направленности и скорости движения луча в пространстве. Совместить эти требования в антеннах с механическим сканированием не представляется возможным из-за инерционности их конструкции. Подобные противоречия возникают и при попытке обеспечить одновременно высокую направленность и требуемые частотные, энергетические и пеленгационные характеристики. Эти обстоятельства заставляют отказаться от антенн традиционного типа для данного класса радиосистем и переходить к антенным решеткам [28].
Фазированная антенная решетка представляет собой систему (одномерную или двумерную матрицу) излучателей с электрически управляемым фазовым распределением и осуществляет электронное сканирование луча в пространстве со скоростью, которая может быть на несколько порядков выше скорости механически сканирующих антенн. Время установки луча в заданную точку пространства определяется быстродействием электрически управляемого фазовращателя или временем перестройки частоты при частотном сканировании и не связано с массой и размерами антенны.
Применение электронного сканирования в радиолокационных системах позволяет осуществлять многолучевой режим (одновременное сопровождение нескольких целей в пространстве), сканирование с переменным шагом и дает возможность адаптивно формировать или корректировать диаграмму направленности при движении носителя РЛС [28]. В системах спутниковой связи ФАР обеспечивают управление лучом антенны на ИСЗ при перемещении последнего относительно наземной станции.
Наиболее перспективной областью применения полупроводниковых микросхем СВЧ диапазона являются АФАР, в которых к каждому излучателю или их группе подключается автогенератор, усилитель, фазовращатель, смеситель и т. д., т. е. приемопередающий модуль. Суммирование мощности в АФАР происходит при излучении. Поэтому отпадает необходимость применения источников большой мощности и система не теряет работоспособности
при отказе некоторого числа активных модулей. Габаритные размеры модулей АФАР определяются возможностью их размещения в
Рис. 7.15. Структурная схема приемопередающего модуля АФАР:
1 — четырехразрядный дискретно-коммутационный фазовращатель; 2 — двухкаскадный усилитель мощности; 3—малошумящий предусилитель; 4 — переключатели
174
антенной решетке. Для исключения побочных максимумов излучения при сканировании шаг решетки следует выбирать меньшим Л/2. При разработке модулей АФАР, особенно сантиметрового диапазона, возникает задача их миниатюризации, которая может быть успешно решена при выполнении приемо,передающих модулей в виде полупроводниковых микросхем. Уже созданы такие модули, представляющие собой объединенные на общей диэлектрической подложке кристаллы микросхем отдельных функциональных узлов. Структурная схема модуля, работающего в диапазоне частот 9... 10 ГГц, приведена на рис. 7.15 {114]. На диэлектрической подложке размещены только 50-омные соединительные микрополосковые линии. Все цепи согласования и смещения выполнены на кристаллах микросхем. Планируется в дальнейшем изготавливать такие модули полностью в кристалле полупроводника в виде микросхем повышенной степени интеграции.
ГЛАВА 8
ТЕХНОЛОГИЯ ИЗГОТОВЛЕНИЯ МИКРОСХЕМ СВЧ ДИАПАЗОНА
Производство полупроводниковых микросхем СВЧ диапазона развивается на основе методов, разработанных для дискретных транзисторов. При этом дополнительное внимание уделяется электрической изоляции между элементами микросхем и изготовлению пассивных элементов. В данной главе будут кратко описаны некоторые технологические процессы, входящие в цикл изготовления микросхем.
8.1.	ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ МАТЕРИАЛЫ ДЛЯ РЕАЛИЗАЦИИ СВЧ МИКРОСХЕМ
Попытки изготовить полупроводниковые СВЧ микросхемы были предприняты относительно давно. Однако они основывались на использовании кремниевых подложек, изолирующие свойства которых были недостаточно хороши и, кроме того, ухудшались при повышении температуры. Неприемлемыми были и достаточно большие потери на высоких частотах. Интенсивное развитие линейные полупроводниковые СВЧ схемы получили лишь после того, как была отработана технология создания активных элементов на полуизолирующем арсениде галлия. Совсем недавно, в начале 80-х годов, вновь были предприняты попытки создания линейных полупроводниковых СВЧ схем [115] по хорошо отработанной технологии изготовления кремниевых приборов. В качестве подложек применили широко используемый в СВЧ диапазоне материал — сапфир. Однако в силу значительных преимуществ арсенидо-гал-
175
лиевых СВЧ активных элементов перед кремниевыми, технология «кремний-на-сапфире» (КНС), очевидно, сможет завоевать при своем дальнейшем развитии только длинноволновую часть СВЧ диапазона и заменить в случае экономической целесообразности
В настоящее время арсенид галлия является одним из самых перспективных материалов для создания СВЧ микросхем, так как обладает комплексом приемлемых электрофизических и технологических параметров. Большая, чем у кремния, ширина запрещенной зоны и наличие полуизолирующей подложки с высокими диэлектрическими свойствами упрощают изоляцию элементов в схеме и позволяют создавать полосковые линии с высокой добротностью. Более высокие подвижность и дрейфовая скорость носителей расширяют частотный диапазон их использования. В ПТШ на арсениде галлия баллистический перенос электронов возможен при значительно большей длине затвора, чем на кремнии.
Проведенные в последнее время исследования по выращиванию высококачественных слитков полуизолирующего арсенида галлия методом Чохральского открывают перспективу получения калиброванных пластин диаметром 100 ... 120 мм и более и делают реальным серийное производство ИС с большой степенью интеграции •и приемлемым процентом выхода годных [116]. Одним из основных различий между технологическими процессами создания приборов на GaAs и Si является то, что GaAs разлагается при высоких температурах за счет быстрого испарения мышьяка. Кроме того, собственный окисел на кремнии обладает уникальным набором свойств, делающим его незаменимым для изготовления полупроводниковых приборов. Создание качественного окисла на поверхности GaAs в значительной степени затруднено. Чтобы исключить активное испарение мышьяка при производстве приборов на основе арсенида галлия избегают таких процессов, как диффузия, и температура 420 ... 450° С является обычно предельной в технологическом цикле. Исключение составляет отжиг дефектов после ионного легирования, который проводят при температуре 750 ... ...850° С, причем принимают все меры, чтобы уменьшить испарение мышьяка с поверхности, например защиту диэлектрической пленкой.
Среди материалов группы А3В5 фосфид индия также является материалом, пригодным для создания активных СВЧ элементов и микросхем. При изготовлении ИС на фосфиде индия привлекают несколько большая по сравнению с арсенидом галлия дрейфовая скорость носителей и более высокая теплопроводность. В дискретных приборах последнее преимущество несущественно из-за возможности обратного монтажа кристаллов на медный теплоотвод. В полупроводниковых схемах повышенной мощности с прямым монтажом кристалла высокая теплопроводность имеет важное значение. Основной трудностью является создание барьера Шотки на фосфиде индия. Высота барьера, образующегося при контакте с А1 или Сг, составляет всего 0,4 ... 0,5 эВ. Барьерьгиме-176
ют высокие токи утечки и низкие пробивные напряжения. Для повышения пробивного напряжения затвора между металлом и активным каналом наносится слой диэлектрика [117]. В качестве диэлектрика могут быть использованы А12О3, SiO2, собственный окисел фосфида индия, а также комбинации различных слоев. При создании активных дискретных приборов на фосфиде индия получены параметры, близкие к параметрам приборов на арсениде галлия.
Кроме GaAs и InP перспективными материалами для изготовления СВЧ микросхем являются гетеропереходные структуры, а также тройные и четверные соединения материалов группы А3В3. В [118] проведено теоретическое сравнение ряда материалов, пригодных для создания мощных транзисторов с вертикальным каналом. Сравнение проводилось относительно кремния при одинаковой геометрической структуре и равных рабочих напряжениях. Показано, что приборы на GaAs могут превосходить приборы на кремнии в 13 раз, на InP в 5 раз, на соединениях GaAso,67Po,33, Gao.7Alo.3As и Gao.5Ino.5P в 14; 16 и 19 раз соответственно. В [15] проведено сравнение электрофизических параметров ряда материалов Si, GaAs, InP, Gao.47Ino.53As, Gao.27Ino.73Aso.6Po,4 для создания малошумящих ПТШ. Показана перспективность разработки и исследования многокомпонентных материалов. Кроме проблемы выращивания высококачественных тонких слоев этих полупроводниковых материалов, существует ряд дополнительных трудностей при создании приборов.
К материалу для изготовления транзисторов и микросхем предъявляется много требований. Необходимо, чтобы подложка обладала хорошими изолирующими свойствами. В настоящее время, кроме GaAs и InP, не разработана технология производства полупроводниковых материалов для подложек с р> 107 Ом-см. В микросхемах КНС кремниевый рабочий слой выращивается на подложках из сапфира, имеющего хорошее согласование с решеткой кремния. Аналогичным образом сложные тройные и четверные соединения выращивают на полуизолирующих подложках из InP и GaAs. Наиболее близкую кристаллическую решетку имеют соединения Gao.47Ino.53As и Gao,27lno,73Aso.6Po,4. Эти материалы обладают несколько более высокой дрейфовой скоростью насыщения и почти в 2 раза более высокой, чем у GaAs, подвижностью носителей при малых напряженностях электрического поля, при концентрации носителей в канале 1017 см“3 и комнатной температуре. Дрейфовой скоростью носителей определяется время пролета их от истока к стоку и, следовательно, граничная частота fT. Подвижностью носителей определяются значения паразитных сопротивлений областей стока и истока и в конечном счете Аш, Ау р и fmax.
Отличие материала решетки рабочего слоя от материала подложки приводит к возникновению на границе раздела гетеропере-ходных зарядных слоев, которые оказывают влияние на работу транзистора. К сожалению, задача создания слоев, аналогичных буферным слоям на GaAs и InP, изолирующих активный слой от 177
подложки, для сложных соединений материалов группы А3В5 не решена. Большое значение имеют свойства омических и выпрямляющих контактов на применяемых материалах. Исследования показали, что к ряду сложных соединений можно создавать омические контакты с параметрами, сравнимыми с параметрами контактов на GaAs [119]. Однако так же, как и на InP, высота барьеров, образующихся при изготовлении выпрямляющих контактов с металлами, достаточно низкая. Увеличение высоты барьеров достигается при использовании разделительных диэлектрических слоев толщиной порядка 10 нм. Такие процессы имеют слабую воспроизводимость и в значительной мере подвержены деградации. В настоящее время проводятся интенсивные поиски новых материалов и совершенствование их качества для улучшения свойств дискретных приборов и микросхем [120].
8.2.	МЕТОДЫ ПОЛУЧЕНИЯ ПЛАСТИН ИСХОДНОГО МАТЕРИАЛА
Для изготовления полевых транзисторов и ИС применяются пластины полуизолирующего GaAs с тонким проводящим слоем n-типа, который является рабочим слоем. Полуизолирующий арсенид галлия был впервые получен при изготовлении беспримесного материала. Позднее его стали получать за счет добавления в расплав кислорода или хрома. Полуизолирующий арсенид галлия, используемый для производства полупроводниковых приборов, должен обладать следующими свойствами.
1.	Термическая стабильность — сохранение высокого сопротивления в процессе эпитаксиального наращивания слоев или отжига дефектов после ионной имплантации.
2.	Отсутствие нежелательных переходных слоев между подложкой и активным слоем, приводящим к «раздваиванию» вольт-амперных характеристик, влиянию на них потенциала на обратной стороне подложки и резкому изменению характеристик при воздействии света.
3.	Отсутствие деградации активного слоя за счет диффузии примесей и дефектов из подложки при термообработках.
4.	Возможно более низкое общее содержание примесей в материале подложки.
5.	Низкий уровень дефектов кристаллической структуры.
Одним из способов получения высококачественных слитков полуизолирующего GaAs является метод Бриджмена или метод горизонтальной направленной рекристаллизации [121] (рис. 8.1). Этим методом могут быть получены слитки массой до 3 кг. В закрытой горизонтально расположенной кварцевой трубе размещается мышьяк при температуре 614° С и в специальной лодочке находится галлий при температуре плавления арсенида галлия около 1235° С. После насыщения галлия мышьяком и образования расплавленного арсенида галлия (производят постепенное охлаждение лодочки с одного конца, передвигая зону рекристаллизации со 178
гцивания слитков методом Бриджмена:
/ — нагреватель А; 2 — окно; <3 —нагревт-1ель В; 4 — мышьяк; 5 — кварцевая ампула; 6 — расплав
Рис. 8.2. Схема установки для выращивания слитков методом Чохральского
скоростью 0,1 ... 2 см/ч. Кроме основных материалов Ga и As в процессе участвует углерод, который попадает в реактор при откачке вместе с парами масла, и кремний, выделяющийся из кварцевой арматуры. Содержание кремния может контролироваться за счет добавления в зону реакции кислорода. Методом Бриджмена получают слитки сегментообразной формы с малой плотностью дислокаций. При концентрации носителей (2 ... 4)-1015 см-3 подвижность Холла на лучших слитках составляет 8000 см2/(В-с) при комнатной температуре и 20000 ... 30000 см2/(В-с) при Т= = 77 К. Методом Чохральского (рис. 8.2) получают слитки круглой формы массой до 6 кг и диаметром до 100 ... 120 мм. Арсенид галлия находится в оболочке из расплавленного В2О3. Испарение мышьяка предотвращают за счет высокого давления азота в установке (порядка двух атмосфер). Материал В2О3 дополнительно очищают вакуумной плавкой. В процессе роста кристалла В20з служит также своеобразным геттером для ряда примесей. Плотность дислокаций в слитке получается на порядок и более высокой, чем в слитках, выращенных по методу Бриджмена. Подвижность Холла достигает значений 7000 см2/(В-с) при концентрации носителей 1014 см-3. Для получения полуизолирующего арсенида галлия используется также модифицированный метод Чохральского, заключающийся в выращивании слитка в вертикальной закрытой трубе при избыточном давлении паров мышьяка. Установка для выращивания слитков представлена на рис. 8.3.
Рабочий проводящий слой n-типа может создаваться на полуизолирующей подложке различными методами: эпитаксиальным выращиванием, ионной имплантацией или молекулярной эпитаксией. Для улучшения параметров активного слоя служит достаточно толстый разделительный буферный слой, который выращи-
179
Рис. 8.3. Схема установки для выращивания слитков в закрытой ампуле
Рис. 8.4. Профиль распределения концентрации свободных носителей на пластине с буферным слоем
вается непосредственно на полуизолирующей подложке. На рис. 8.4 представлено распределение концентрации носителей по глубине пластины, используемой для изготовления полевых транзисторов и микросхем. На рис. 8.5 представлены зависимости подвижности Холла в рабочем n-слое от концентрации носителей при комнатной температуре и при температуре жидкого азота [121].
Наиболее широко для создания активных рабочих слоев используются газовая эпитаксия и ионная имплантация. Молекулярная эпитаксия позволяет изготавливать сверхтонкие слои высокого качества с практически любыми профилями легирования [121, 122]. Кроме того, процесс может проводиться при сравнительно невысокой температуре (600° С и менее). Преимуществом молекулярной эпитаксии является также возможность создания слоев с предельно высоким (Лгд = 5-1019 см-3) уровнем легирования. Од
Рис. 8.5. Зависимости подвижности Холла носителей и удельного сопротивления от концентрации носителей при комнатной температуре (а) и при температуре жидкого азота (б)
180
нако в ближайшем будущем этот сложный процесс вряд ли выйдет из стен лабораторий и будет инструментом для серийного производства приборов.
8.3.	ИЗОЛЯЦИЯ ЭЛЕМЕНТОВ МИКРОСХЕМ
Подложки из GaAs обладают достаточно хорошими изолирующими свойствами. В связи с этим при конструировании микросхем на GaAs изоляция элементов заключается в удалении участков проводящего п-слоя. Химическое травление GaAs на глубину 0,5 ... 1,0 мкм не представляет особой трудности. Однако необходимо учитывать анизотропность травления арсенида галлия, вследствие которого края изолируемых областей в разных направлениях будут иметь разный угол наклона. При создании межэлементных соединений и резком крае изолируемых областей могут происходить разрывы металлизации в местах возникновения ступенек. Использование толстых слоев межэлементных соединений уменьшает возможность разрыва металлизации, однако такие слои не всегда могут быть выполнены в технологическом цикле. Для уменьшения высоты ступенек применяется двухступенчатая изоляция, но это приводит к появлению лишних операций фотолитографии. В работе [123] для получения изолированных структур с плавным краем предложен метод ионно-химического травления п-слоя. В данном методе используются малая зависимость скорости травления от ориентации подложки и свойство фоторезиста изменять край при термической обработке. На рис. 8.6 представлена схема изоляции участков с плавным краем, облегчающим создание межэлементных соединений.
Возможность получения полуизолирующих слоев в GaAs и других сложных полупроводниках методом протонной бомбардировки известна с 1966 г. Полуизолирующий слой образуется в результате компенсации носителей за счет дефектов, возникающих при бомбардировке ионами. Толщина обедненного слоя определяется длиной свободного пробега ионов и, следовательно, их энергией. Поскольку в ПТШ и ИС на арсениде галлия необходимо изготовить изоляцию в сравнительно тонких слоях 0,3 ... 0,5 мкм,
Рис. 8.6. Схема изоляции элементов методом ионно-химического травления: а— профиль фоторезиста после отжига; б — профиль структуры при вертикальном травлении; в — профиль структуры при травлении под углом 45°
181
Рис. 8.7. Зависимость уровня компенсации К от толщины полупроводника при различных значениях энергии протонов
Рис. 8.8. Зависимость удельного сопротивления полуизолирующего слоя от температуры отжига при различных дозах облучения
протонная бомбардировка -нашла широкое применение [51]. Активные области приборов защищают толстым слоем фоторезиста или слоем Au.
Большое значение приобретает этот метод изоляции при создании ИС, так как поверхность полупроводника получается гладкой. Это повышает надежность и качество соединений между элементами микросхемы. Для получения однородного по толщине изолирующего слоя применяется протонная бомбардировка с различными энергиями [124]. На рис. 8.7 показана зависимость уровня компенсации носителей в относительных единицах от толщины полупроводника при различных значениях энергии протонов. Бомбардировка протонами, имеющими набор значений энергии, позволяет создавать слои, не ухудшающие свои изолирующие свойства при отжиге до 400 ... 500° С. Температура, при которой отжигаются дефекты и, следовательно, изменяются изолирующие свойства слоя, зависит также от дозы облучения. На рис. 8.8 представлены зависимости удельного сопротивления изолирующего слоя от дозы облучения и температуры отжига. При создании высокочастотных диодов в ИС важное значение имеет резкий край изолирующего слоя, созданного методом протонной бомбардировки. На рис. 8.9 приведены зависимости профиля изолирующего слоя от энергии облучения. Кроме протонов для создания изолирующих слоев могут быть использованы ионы гелия. Толщина полуизолирующего слоя, возникающего при бомбардировке ионами гелия, оказывается меньше, чем
Доза, облучения 4 10 ^см~
Окно
Фоторезист
Ер=200нэВ
4
2 4 L,mkm
400
600
800
8
12 -
1000 --------
Рис. 8.9. Профиль полуизолирующего слоя в зависимости от энергии облучения
182
при протонной бомбардировке, так как длина свободного пробега ионов гелия короче, чем протонов. Но поскольку число дефектов решетки, возникающих при воздействии одиночного иона гелия, больше, то полуизолирующие слои образуются при меньшей дозе облучения. Кроме того, процесс менее взрывоопасен. В [125] показана возможность создания полуизолирующих слоев облучением дейтронами. Эффективность дейтронов выше, чем протонов, и получаются более термостабильные изолирующие слои.
8.4.	ОСОБЕННОСТИ ТЕХНОЛОГИИ СОЗДАНИЯ СВЧ МИКРОСХЕМ НА АРСЕНИДЕ ГАЛЛИЯ
Основная проблема при изготовлении микросхем состоит в том, что на одной полупроводниковой пластине должны быть реализованы различные виды приборов — диоды, транзисторы и пассивные элементы. На рис. 8.10 приведена одна из типовых схем создания микросхем. На схеме представлен процесс изготовления в едином технологическом цикле транзистора, диода, пересечения межэлементных соединений, резистора и конденсатора. Канал полевого транзистора, базовая область диода и резистивный слой создаются в первом проводящем слое получаемым ионным легированием. Вторичный процесс ионного легирования позволяет создать контактные области. Напыленный слой металла служит барьером Шотки в транзисторе и диоде, а также является токопроводящим межэлементным соединением. Диэлектрический слой использован в конденсаторе и для защиты микросхемы от внешних воздействий. В месте пересечения межэлементных соединений диэлектрик удален и создан воздушный мостик. Хотя процесс изготовления ИС состоит из большого числа технологических операций, можно выделить несколько узловых операций, определяющих качество схемы и общий процент выхода год
Ммплантация п-слоя / Фоторезист
схема изготовления микросхем
183
ных схем: фотолитография, определяющая конфигурацию слоев; нанесение рисунка металлизации, при котором создаются барьеры Шотки и омические контакты; создание диэлектрических слоев.
Предварительные расчеты и исследования показывают, что производство полупроводниковых СВЧ микросхем может быть дешевле, чем гибридных, только при условии достаточно высокого процента выхода. Фотолитография в значительной мере определяет общий процент выхода годных схем при создании ИС. Оптическая литография широко применяется при производстве полупроводниковых приборов. Этот метод позволяет получать элементы размером 1 мкм. За счет излучения, лежащего в глубокой ультрафиолетовой области спектра, и с помощью соответствующих масок можно получать субмикронные размеры элементов.
Высокое качество литографии при создании приборов с размерами элементов около 1 мкм достигается при использовании методов взрывной фотолитографии вместо обычной, в которой применяется химическое травление. На рис. 8.11 приведен общий принцип взрывной фотолитографии [126]. На пластину наносят однослойный или многослойный фоторезист, в котором формируют окно под будущий элемент. При обработке фоторезиста (в основ-
Рис. 8.11. Схема изготовления эле-ментов методом взрывной фотолитографии:
л — однослойный фоторезист с обработкой в хлорбензоле; б — двухслойная система
Скругленный, край
Острый край
Рис. 8.12. Технологические схемы взрывной фотолитографии:
« — усовершенствованная схема с использованием диэлектрического слоя;
б —. обычная схема
184
ном фоторезиста марки Az 1375J) в хлорбензоле в окне образуются стенки с отрицательным углом наклона,' что способствует лучшему разрыву напыленного металлического слоя. Более высокий процент выхода годных и лучшие условия при создании межэлементных соединений достигаются в усовершенствованном процессе взрывной фотолитографии, предложенной в [127]. Схема технологического процесса представлена на рис. 8.12. Дополнительный диэлектрический слой улучшает условия разрыва металлизации и профиль получаемых металлических полосок. Высокое качество и большой процент выхода годных позволяют с успехом использовать данный процесс фотолитографии в схемах с большой степенью интеграции элементов.
Качество омических контактов к стоку и истоку в значительной мере влияет на свойства ПТШ, а следовательно, и на параметры ИС. При нанесении металлизации на GaAs возникает барьер, который определяет свойства контакта, его сопротивление и линейность вольт-амперной характеристики. Обычно контакты изготавливают нанесением и вплавлением эвтектического сплава Ge-Au. При этом за счет проникновения Ge в тонкий приповерхностный слой GaAs возникает высоколегированный слой малой толщины, что создает возможность туннелирования электронов через тонкий барьер. При таком способе изготовления контакта большую роль играет режим вплавления и распределение Au, Ge и Ga. Кроме того, при расплавлении эвтектического сплава Ge-Au происходит образование капель сплава, что обусловливает неоднородность распределения Au и Ge по площади контакта [128]. На рис. 8.13 представлена металлургическая модель образования контакта в системе Au-AuGe-GaAs.
На поверхности арсенида галлия образуются области с различным составом, что определяет неоднородность и повышенное по сравнению с идеальным контактом сопротивление. Одним из способов улучшения однородности контакта является вжигание тонких слоев эвтектического сплава Au-Ge (0,05 мкм) и никеля (0,1 мкм). Иногда до напыления Au-Ge применяют тонкий слой никеля (0,05 мкм). Чтобы избежать неоднородности контакта и снизить его сопротивление, предпринимаются попытки создания не-вплавленных контактов к поверхности арсенида галлия, легированного до концентрации порядка 5-1019 см-3 [129].
Рис. 8.13. Металлургическая модель образования контактов GaAs—AuGe—Au
185
Важным этапом технологии создания СВЧ микросхем является формирование барьера Шотки. Алюминий является наиболее распространенным материалом для изготовления затвора. С целью повышения надежности приборов используются многослойные системы Ti-Pt-Au и другие. Для повышения эффективности барьера непосредственно перед процессом напыления производят химическую обработку поверхности. В процессе напыления, которое желательно выполнять в установках с безмасляными средствами откачки, необходимо перед нанесением металла проводить отжиг пластин для очистки поверхности. Как показано в [130], коэффициент неидеальности барьера п зависит от достигаемой степени вакуума. При ультравысоком вакууме (лучше 1,33-10-5 Па) коэффициент неидеальности барьера менее 1,2, при вакууме хуже 1,33-10-4 Па п> 1,2. Данные результаты получены для взрывного метода фотолитографии, который исключает отжиг перед напылением свыше 100° С, так как это приводит к изменению свойств фоторезиста и невозможности его удаления или взрыва. Хорошие результаты могут быть получены при отжиге металлизации при температуре порядка 300° С [130]. Барьер Шотки, созданный в специальном углублении, также обладает большей эффективностью, причем глубина канавки должна быть не менее толщины слоя приповерхностного заряда [131].
Наиболее часто используемым диэлектриком в ИС на арсениде галлия является SiO2 или Si3N4. Температура подложки в процессе нанесения выбирается обычно в диапазоне от 150 ... 350° С. Одно из основных требований к диэлектрическому слою — сохранение свойств уже изготовленных омических контактов и барьеров в процессе нанесения. Удобным диэлектриком при создании ИС на GaAs служит полиимид. Так как относительная диэлектрическая проницаемость полиимида мала и равна 3, его целесообразно применять в местах пересечений проводников. При этом паразитная емкостная связь между проводниками увеличивается незначительно по сравнению с воздушными мостиками, а механическая прочность возрастает. Для уменьшения площади конденсаторов используют диэлектрик с высокой диэлектрической проницаемостью, например Та2О5 [132].
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1.	Puce! R. A. Design considerations for monolithic microwave circuits. — IEEE Trans., 1981, v. MTT-29, N 6, p. 513—534.
2.	Данилин В. H., Кушниренко А. И., Морозов А. А., Петров Г. В., Толстой А. И., Филатов А. Л. Монолитные аналоговые интегральные схемы СВЧ диапазона. — Обзоры по электронной технике. Сер. 2. Полупроводниковые приборы, 1981, вып. 4, с. 3—44.
3.	Upadhyayula L. С., Curtice W. R. Design and fabrication of GaAs analog-to-digital ICs. — IEEE Microwave and Millimeter-Wave Monolithic Circuits Symp., Dallas, 1982, p. 54—56.
4.	Grudkowski T. W., Montress G., Gilden M., Black J. IC compatible SAW devices on GaAs. — IEEE MTT-S Int. Microwave Symp., Los Angeles, 1981, p. 386—388.
5.	Кальфа А. А., Тагер А. С. Гетероструктуры с селективным легированием и их применение в полевых транзисторах СВЧ. — Электронная техника. Сер. Электроника СВЧ, 1982, вып. 12, с. 26—38.
6.	Борисов В. И., Брянцева Т. А., Галанин А. Л., Гуляев Ю. В., Кемарский В. А., Коробкин В. А., Любченко В. Е. Усиление электромагнитных волн в волноводно-щелевой линии на n-GaAs. — Радиотехника и электроника, 1981, № 1, с. 173—176.
7.	Валиев К. А., Пашинцев Ю. И., Петров Г. В. Применение контакта металл—полупроводник в электронике. — М.: Радио и связь, 1981. — 304 с.
8.	Pucel R., Haus Н., Statz Н. Signal and noise properties of gallium arsenide microwave field-effect transistors. — Advances in Electronics and Electron Physics, 1975, v. 38, p. 195—265.
9.	Sone J., Takayama Y. A small-signal analytical theory for GaAs field-effect transistors at large drain voltages. — IEEE Trans., 1978, v. ED-25, N 3, p. 329—337.
10.	Полупроводниковые приборы в схемах СВЧ/Под ред. М. Хауэса, Д. Моргана; Пер. с англ, под ред. В. С. Эткина. — М.: Мир, 1979.—'448 с.
11.	Буянов Н. Н., Пашинцев Ю. И. Математическая модель полевого транзистора на основе арсенида галлия, учитывающая накопление носителей в канале. — Микроэлектроника, 1982, т. 11, вып. 5, с. 457—460.
12.	Higgins J. A. Modelling the influence of carrier profiles on MESFET characteristics. — IEEE Trans., 1980, v. ED-27, N 6, p. 1066—1073.
13.	Mimura T., Fukuta M. Status of the GaAs metall-oxide-semiconductor technology.—IEEE Trans., 1980, v. ED-27, N 6, p. 1147—1155.
14.	Vaidyanathan К. V., Juliens R. A., Anderson C. L., Dunlap H. L. Planar, ion-implanted GaAs bipolar transistors. — IEEE Int. Electron Devices Meet., Washington, 1980, p. 826.
15.	Vaitkus R. L., Miers T. H. GaAs compounds promise lower noise MESFET’s.— Microwaves, 1982, v. 21, N 3, p. 91—97.
16.	Sieger K. J., Dietrich H. B., Bark M. L., Swiggard E. M. Low noise ion-implanted InP FET’s.— IEEE Trans., 1981, v. ED-28, N 9, p. 1031—1039.
17.	Fukui H. Optimal noise figure of microwave GaAs MESFET’s. — IEEE Trans., 1979, v. ED-26, N 7, p. 1032—1037.
18.	Fukui H. Determination of the basic device parameters of a GaAs MESFET.— Bell Syst. Techn. J., 1979, v. 58, N 3, p. 771—797.
19.	Allamando E., Salmer G., Bouhess M., Constant E. Influence of gate intervals on the behaviour of submicron dual-gate FETs. — Electron. Letts, 1982, v. 18, N 18, p. 791—793.
187
20.	Tsironis C., Meierer R. Microwave wide-band model of GaAs dual gate MESFET’s. — IEEE Trans., 1982, v. MTT-30, N 3, p. 243-251.
21.	Егудин А. Б., Еленский В. Г., Чкалова О. В. СВЧ полевые транзисторы с двумя затворами (полевые тетроды). — Зарубежная радиоэлектроника, 1982, № 6, с. 80-94.
22.	Furutsuka Т., Higashisaka A., Aono Y., Takayama Y., Hasegawa F. GaAs power MESFET’s with a graded recess structure. — Electron. Letts, 1979, v. 15, N 14, p. 417—419.
23.	Wang Yen Chu, Bahrami H. An investigation of thermal resistance in single and multiple-cell GaAs MESFET’s. — Int. J. Electronics, 1979, v. 47, N 2, p. 147—153.
24.	Fukui H. Thermal resistance of GaAs field-effect transistors. — IEEE Int. Electron Devices Meet., Washington, 1980, p. 118—121.
25.	Атабеков Г. И. Теоретические основы электротехники. Ч. I. — М.: Энергия, 1978. —592 с.
26.	Шварц Н. 3. Линейные транзисторные усилители СВЧ. — М.: Сов. радио, 1980. —368 с.
27.	Higgins J. A., Gapta A., Robinson G., Ch’en D. R. Microwave GaAs FET monolithic circuits. —IEEE ISSCC, New York, 1979, p. 120—121.
28.	Антенны и устройства СВЧ/Под ред. Д. И. Воскресенского. — М.: Радио и связь, 1981, — 432 с.
29.	Микроэлектронные устройства СВЧ/Н. Т. Бова, Ю. Г. Ефремов, В. В. Конин и др.— Киев: Техшка, 1984. — 184 с.
30.	Chu A., Courtney W. Е., Sudbury R. W. А 31-GHz monolithic GaAs mixer/ preamplifier circuit for receiver applications. — IEEE Trans., 1981, v. ED-28, N 2, p. 149—154.
31.	Higashisaka A., Mizuda T. 20-GHz Band monolithic GaAs FET low-noise amplifier. — IEEE Trans., 1981, v. MTT-29, N 1, p. 1—6.
32.	Yamashita E., Atsuki K., Ueda T. An approximate dispersion formula of microstrip lines for computer-aided design of microwave integrated circuits. — IEEE Trans., 1979, v. MTT-27, N 12, p. 1036—1038.
33.	Seki S., Hasegawa H. Cross-tie slow-wave coplanar waveguide on semi-insulating GaAs substrate. — Electron. Letts, 1981, v. 17, N 25, p. 940—941.
34.	Esfandiari R., Maki D. W., Siracusa M. Design of interdigitated capacitors and their application to gallium arsenide monolithic filters. — IEEE Trans., 1983, v. MTT-31, N 1, p. 57—64.
35.	Zehentner J. Analysis and synthesis of coupled microstrip lines by polinomi-als. — Microwave J., 1980, v. 23, N 5, p. 95—98, 110.
36.	Hobdell J. L. Optimization of integrated capacitors. — IEEE Trans., 1979, v. MTT-27, N 9, p. 788—791.
37.	Brun M., Jay P. R., Rumelhard C. Coupling and impedance between line and ground electrodes on GaAs: implications for MMIC design. — 11th Europ. Microwave Conf., Amsterdam, 1981, p. 850—855.
38.	Чеботарев А. С., Моругин С. Л., Садков В. Д. Расчет параметров сосредоточенных элементов для ГИС СВЧ. — Электронная техника. Сер. Электроника СВЧ, 1981, вып. 4, с. 29—32.
39.	Калантаров П. Л., Цейтлин Л. А. Расчет индуктивностей. Справочная книга. — Л.: Энергия, 1978. — 415 с.
40.	Балыко А. К., Красноперкин В. М., Манченко Л. В., Силин Р. А., Та-гер А. С. Расчет и исследование на ЭВМ планарных сосредоточенных элементов для интегральных схем. Ч. I. Планарные гребенчатые конденсаторы.— Электронная техника. Сер. Электроника СВЧ, 1981, вып. 9, с. 7—11.
41.	Семенов А. В. Амплитудно-частотные характеристики полосковых разделительных конденсаторов. — Электронная техника. Сер. Электроника СВЧ, 1981, вып. 9, с. 59—60.
42.	Scott В. N., Brehm G. Е. Monolithic voltage controlled oscillator for X and Ku-bands. — IEEE MTT-S Int. Microwave Symp., Dallas, 1982, p. 482—485.
43.	Vanner К. C., Cockrill J. R., Butlin R. S. GaAs monolithic devices: the role of plasma and ion beam techniques in circuit fabrication. — Thin Solid Films, 1981, v. 80, p. 161—168.
188
44.	Kocet C., Stolte C. Backgating in GaAs MESFET’s. — IEEE Trans., 1982, v. ED-29, N 7, p. 1059—1064.
45.	D’Avanzo D. C. Proton isolation for GaAs integrated circuits. — IEEE Trans., 1982, v. ED-29, N 7, p. 1051—1059.
46.	Pucel R. A. Power combiner performance of GaAs MESFET. — Microwave J., 1980, v. 23, N 3, p. 51—56.
47.	Pengelly R. S. GaAs monolithic microwave circuits for phased-array applications. — IEEE Proc., Pt. F, 1980, v. 127, N 4, p. 301—311.
48.	Pengelly R. S., Suffolk J. R., Cockrill J. R., Turner J. A. A comparison between actively and passively matched S-band GaAs monolithic FET amplifiers. — IEE MTT-S Int. Microwave Symp., Los Angeles, 1981, p. 367—369.
49.	Degenford J. E., Cohn M., Freitag R. R., Boire D. C. Processing tolerance and trim considerations in monolithic FET amplifiers. — IEEE ISSCC, California, 1980, p. 120—‘121.
50.	Tserng H. Q., Macksey H. M., Nelson S. R. Design, fabrication, and characterization of monolithic microwave GaAs power FET amplifiers. — IEEE Trans,. 1981, v. ED-28, N 2, p. 183—190.
51.	Van Tuyl R., Kumar V., D’Avanzo D. C., Taylor T. W., Peterson V. E., Hornbuckle D. P., Fisher R. A., Estreich D. B. A manufacturing process for analog and digital gallium arsenide integrated circuits. — IEEE Trans., 1982, v. ED-29, N 7, p. 1031—^1038.
52.	Strid E. W., Gleason K. R. A DC—12 GHz monolithic GaAs FET distributed amplifier. —IEEE Trans., 1982, v. ED-29, N 7, p. 1065—1071.
53.	Honjo K., Sugiura T., Itoh H. Ultra-broad-band GaAs monolithic amplifier. — IEEE Trans., 1982, v. ED-29, N 7, p. 1123—1129.
54.	Archer J. A., Weildlich H. P., Pettenpaul E., Petz F. A., Huber J. A GaAs monolithic low-noise broad-band amplifier. — IEEE J., 1981, c. SC-16, N 6, p. 648—652.
55.	Takeda Y., Shigaki M., Takano T., Daido Y., Sugama K. GaAs monolithic 1 GHz video amplifier using Ti/W siliside gate technology.— 12th Europ. Microwave Conf., Helsinki, 1982, p. 115—120.
56.	Hornbuckle D. P., Van Tuyl R. L. Monolithic GaAs direct-coupled amplifiers. — IEEE Trans., 1981, v. ED-28, N 2, p. 175—182.
57.	Gupta A. K., Higgins J. A., Decker D. R. Progress in broad-band GaAs mo-nolitic amplifiers. — IEEE Int. Electron Devices Meet., Washington, 1979, p. 269—272.
58.	Petersen W. C., Decker D. R., Gupta A. K., Dully J., Ch’en D. R. A monolithic GaAs 0.1 to 10 GHz amplifier. — IEEE MTT-S Int. Microwave Symp., Los Angeles, 1981, p. 354—355.
59.	Кушниренко А. И., Петров Г. В. Широкополосные линейные СВЧ усилители для монолитных микросхем. — Изв. вузов СССР. Радиоэлектроника, 1984, т. 27, № 5, с. 78—80.
60.	Кузьмин А. А. Маломощные усилители с распределенным усилением. — М.: Сов. радио, 1974. — 224 с.
61.	Ayasli Y., Mozzi R., Vorhaus J. L., Reynolds L. D., Pucel R. A. A monolithic GaAs 1—13 GHz travelling-wave amplifier. — IEEE Trans., 1982, v. ED-29, N 7, p. 1072—1077.
62.	Ayasli Y., Reynolds L. D., Vorhaus J. L., Hanes L. Monolithic 2—20 GHz GaAs travelling-wave amplifier. — Electron. Letts, 1982, v. 18, N 14, p. 596— 598.
63.	Honjo K., Sugiura T., Itoh H. Ultra-broad-band GaAs monolithic amplifier. — IEEE Trans., 1982, v. ED-29, N 7, p. 1123—1129.
64.	Pengelly R. S. Application of feedback techniques to the realisation of hybrid and monolithic broadband low-noise-and-power GaAs FET amplifiers. — Electron. Letts, 1981, v. 17, N 21, p. 798—799.
65.	Maki D. W., Esfandiari R., Siracusa M. Monolithic low noise amplifiers. — Microwave J., 1981, v. 24, N 10, p. 103—106.
66.	Tajima Y., Tsukii T., Tong E., Mozzi R., Hanes L., Wrona В. X, Ku-band GaAs monolithic amplifier. — IEEE MTT-S Int. Microwave Symp.,. Dallas, 1982, p. 476—478.
189
67.	Bastida E. M., Donzelli G. P., Fanelli N. Cascadable monolithic balanced amplifiers at microwave frequences. — 10th Europ. Microwave Conf., Warsaw, 1980, p. 603-607.
68.	Microwave Solid State Devices and Applications/Ed. by D. V. Morgan and M. J. Howes. — Stevenage, 1980.— 252 p.
69.	Петров Г. В., Толстой А. И. Линейные балансные СВЧ усилители. — М.: Радио и связь, 1983.— 176 с.
70.	Громов М. В., Захаров А. А., Петров Г. В., Сыромятников В. П. Интермодуляционные искажения в СВЧ усилителях мощности на полевых транзисторах с затвором Шотки.— Зарубежная радиоэлектроника, 1982, № 11, с. 11-23.
71.	Sokolov V., Williams R. Е. Development of GaAs monolithic power amplifiers in X-band. — IEEE Trans., 1980, v. ED-27, N 6, p. 1164—1171.
72.	Vorhaus J. L., Pucel R. A., Tajima Y., Fabian W. A tow-stage all monolithic X-band power amplifier. — IEEE ISSCC, New York, 1981, p. 74—75.
73.	Schelenberg J. M., Yamasaki H., Maki D. M. A 69 GHz FET oscillator. — IEEE MTT-S Int. Microwave Symp., Los Angeles, 1981, p. 328—330.
74.	Петров Г. В., Толстой А. И., Храмов А. В., Еленский В. Г. Автогенераторы СВЧ диапазона на полевых транзисторах с затвором Шотки. — Зарубежная радиоэлектроника, 1980, № 7, с. 38—54.
75.	Савельев В. С. Генераторы на транзисторах СВЧ диапазона. — Обзоры по электронной технике. Сер. 1. Электроника СВЧ/М.: ЦНИИ Электроника, 1981, вып. 3, с. 1—45.
76.	Camisa R. L., Sechi F. N. Common drain flip-chip GaAs oscillator. — IEEE Trans., 1979, v. MTT-27, N 5, p. 391—394.
77.	Meharry D. E., Valtonen M. Aspects of microwave field effect transistor oscillator design. — Rept. Radio Lab. Helsinki Univ. Technol., 1977, N 100, p. 1—29.
78.	Rausher C., Willing H. A. Simulation of nonlinear microwave FET performances using a quasi-static model. — IEEE Trans., 1979, v. MTT-27, N 7, p. 834—840.
79.	Храмов А. В. Проектирование монолитных интегральных схем транзисторных автогенераторов СВЧ диапазона. — Электронная техника. Сер. 10. Микроэлектронные устройства, 1983, вып. 3, с. 13—15.
80.	Проектирование радиопередающих устройств СВЧ/Под ред. Г. М. Уткина.— М.: Сов. радио, 1979. — 318 с.
81.	Sigmon В. Е. Gunn/FET amp. source beats bipolar oscillators. — Microwaves, 1981, v. 20, N 5, p. Ill, 114—116.
82.	Храмов А. В. Проектирование малошумящих автогенераторов на полевых транзисторах с затвором Шотки. — Радиотехника, 1981, т. 36, № 12, с. 68—70.
83.	Калабеков Б. А. Применение ЭВМ в инженерных расчетах в технике связи.— М.: Радио и связь, 1981. — 224 с.
84.	Joshi J. S., Cockrill J. R., Turner A. Monolithic microwave Gallium Arsenide FET oscillator. — IEEE Trans., 1981, v. ED-28, N 2, p. 158—162.
85.	Van Tuyl R. L. A monolithic GaAs IC for heterodine generation of RF signals.—IEEE Trans., 1981, v. ED-28, N 2, p. 166—170.
86.	Lee K. W., Day W. R. Varactor tuned dielectric resonator for GaAs FET oscillator in X-band. — IEEE MTT-S Int. Microwave Symp., Dallas, 1982, p. 274—276.
87.	Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. — М.: Мир, 1982.— 512 с.
88.	Das С. J. М., Sausen W. М. С. Design of ion implantated resistors with low 1/f noise. — Microelectronics J., 1980, v. 11, N 3, p. 24—27.
89.	Радиотехнические цепи и сигналы/Д. <В. Васильев, М. Р. Витоль, Ю. Н. Гор-шенков и др.; Под ред. К. А. Самойло. — М.: Радио и связь, 1982.— 528 с.
90.	Clifton В. J., Alley G. D., Murphy R. A., Mroczkowski I. H. High-performance quasi-optical GaAs monolithic mixer at 110 GHz. — IEEE Trans., 1981, v. ED-28, N 2, p. 155—157.
190,
91.	Петров Г. В. Исследование характеристик смесителей СВЧ диапазона на основе диодов с барьером Шотки. — Микроэлектроника АН СССР, 1982, вып. 1, т. 11, с. 64—69.
92.	Cripps S. The all FET front end —a step closer to reality. — Microwaves, 1978, v. 17, p. 52—54, 56, 58.
93.	Pucel R. A., Masse D., Bera R. Performance of GaAs MESFET mixers at X-band. — IEEE Trans., 1976, v. MTT-24, N 6, p. 351—360.
94.	Minasian R. A. Volterra series analysis of MESFET mixers. — Int. J. Electronics, 1981, v. 50, N 3, p. 215—219.
95.	Cripps S. C., Nielsen O., Cockrill J. An X-band dual gate MESFET image rejection mixer. — IEEE MTT-S Int. Microwave Symp., Washington, 1978, p. 300—302.
96.	El-Sayed O. L. Performance analysis of dual-gate MESFET mixers. — 12th Europ. Microwave Conf., Helsinki, 1982, p. 457—462.
97.	Tsai W. C., Paik S. F., Hewitt B. S. An X-band dual-gate FET Up-converter.— IEEE MTT-S Int. Microwave Symp., Washington, 1979, p. 495—497.
98.	Stahlmann R., Tsironis C., Ponse F., Beneking H. Dual-gate MESFET selfoscillating X-band mixers. — Electron. Letts, 1979, v. 15, N 17, p. 524—526.
99.	Tsironis C. 12 GHz receiver with self-oscillating dual-gate MESFET mixer.— Electron. Letts, 1981, v. 17, N 17, p. 617—618.
100.	Хиндин X. Д. Аналоговые ИС на основе GaAs соперничают с дискретными приборами для военной и коммерческой аппаратуры. — Электроника, 1982, т. 55, № 4, с. 42—49.
101.	Moncrief F. J. Monolithic MICs momentum as gallium arsenide MSI nears.— Microwaves, 1979, v. 18, N 7, p. 42—43, 46—48, 50, 52—53.
102.	Tajima Y., Tsukii T., Mozzi R., Tong E., Hanes L., Wrona B. GaAs monolithic wideband (2—18 GHz) variable attenuators. — IEEE MTT-S Int. Microwave Symp., Dallas, 1982, p. 479—481.
103.	Shahriary I., Lin T. S., Weller K. A practical wideband GaAs phase detector. — IEEE Microwave and Millimeter-Wave Monolithic Circuits Symp., Dallas, 1982, p. 47—49.
104.	Mclevige W. V., Sokolov V. Resonated GaAs FET devices for microwave switching. — IEEE Trans., 1981, v. ED-28, N 2, p. 198—204.
105.	Vorhaus J. L., Fabian W., Ng P. B., Tajima Y. Dual-gate GaAs FET switches. — IEEE Trans., 1981, v. ED-28, N 2, p. 204—211.
106.	Vorhaus J. L., Pucel R. A., Tajima Y. Monolithic dual-gate GaAs FET digital phase shifter. — IEEE Trans., 1982, v. ED-29, N 9, p. 1078—1087.
107.	Ayasli Y., Platzker A., Vorhaus J. L., Reynolds L. D. A monolithic X-band four-bit phase shifter. — IEEE MTT-S Int. Microwave Symp., Dallas, 1982, p. 486—488.
108.	Ayasli Y., Mozzi R., Hanes L., Reynolds L. D. An X-band 10 W monolithic transmit-receive GaAs FET switch. — IEEE Microwave and Millimeter-Wave Monolithic Circuits Symp., Dallas, 1982, p. 42—46.
109.	Tsironis С., Harrop P. Dual-gate GaAs MESFET phase shifter with gain at 12 GHz. — Electron. Letts, 1980, v. 16, N 14, p. 553—554.
110.	Kumar M., Menna R. J., Huang H. Broad-band active phase shifter using dual-gate MESFET. —IEEE Trans., 1981, v. MTT-29, N 10, p. 1098—1101.
111.	Седлецкий В. Б., Соколов В. П., Лившиц И. И. Приемопередающая аппаратура спутников связи. — Зарубежная радиоэлектроника, 1982, № 9, с. 70-94.
112.	Ch’en D. R. DBS high volume market for GaAs MMICs. — Microwave J., 1983, v. 26, N 2, p. 116—117, 120—122, 160.
113.	Bastida E. M., Bergamini P. GaAs monolithic circuits mounted over high Q dielectric resonators. — IEEE Microwave and Millimeter-Wave Monolithic Circuits Symp., Dallas, 1982, p. 11—15.
114.	Pucel R. A., Ayasli Y., Wandrei D., Vorhaus J. L. A multi-chip GaAs monolithic transmit/receive module for X-band. — IEEE MTT-S Int. Microwave Symp., Dallas, 1982, p. 489—492.
115.	Snapp С. P., Kukielka J., Osbrink N. Practical silicon MMIC’s challenge hybrids.— Microwaves and RF, 1982, v. 21, N 12, p. 93—99.
191
116.	Lent В., Bonnet M., Visentin N., Duchemin J. P. The growth of semi-instlla-ting gallium arsenide by the LEG process. — Microelectronics J., 1982, v. 13, N 1, p. 5-9.
117.	Sieger R. J., Dietrich H. B., Bark M. L, Swiggard E. M. Low noise ion
implanted InP FETs. —-IEEE Trans., 1981, v. ED-28, N 9, p. 1031—1034.
118.	Baliga B. J. Semiconductors for high-voltage, vertical channel field effect transistors. — J. Appl. Phys., 1982, v. 53, N 3, p. 1759—1763.
119.	Morkoc H., Drummond T., Stanchak G. Schottky barriers and ohmic contacts on n-type InP based compound semiconductors for microwave FET’s. — IEEE Trans., 1981, v. ED-28, N 1, p. 1-5.
120.	Mandal R. P. Ill—V semiconductor integrated circuits: a perspective. — Sol. St. Techn., 1982, v. 25, N 1, p. 94-103.
121.	Di Lorenzo J. V., Khandelwall D. D. GaAs FET principles and technology. — Massachusetts, Artech House., 1982.— 773 p.
122.	Cho A. Y., Di Lorenzo J. V., Hewitt B. S., Niehaus W. C., Schlosser W. O., Radice C. Low noise and high power GaAs microwave field-effect transistors prepared by molecular beam epitaxy. — J. Appl. Phys., 1977, v. 48, p. 346.
123.	Ida M., Mizutani T., Asai K., Uchida H., Shimada L., Ishida S. Fabrication technology for an 80-ps normally-off GaAs MESFET logic. — IEEE Trans., 1981, v. ED-28, N 5, p. 489—493.
124.	Donnelly J. P., Bozler C. O., Murphy R. A. Proton bombardment for making GaAs devices. — Circuit Manufacturing, 1978, v. 18, N 4, p. 45—59.
125.	Steeples K., Deameley G., Stoneham A. M. Hydrogen-ion bombardment of GaAs. —Appl. Phys. Letts, 1980, v. 36, N 12, p. 981—983.
126.	Hatzakis M., Canavello B. J., Shaw J. W. Single step optical lift-off process.— IBM J. Res. Develop., 1980, v. 24, N 4, p. 452—460.
127.	Welch В. M., Chen Y. D., Zucca R., Eden R. C., Long S. I. LSI processing technology for planar GaAs integrated circuits. — IEEE Trans., 1980, v. ED-27, N 6, p. 1116—1124.
128.	Iliadis A., Singer R. E. The role of germanium in evaporated Au-Ge ohmic contacts to GaAs. — Sol. St. Electron., 1983, v. 26, N 1, p. 7—14.
129.	Dobkin D. M., Gold R. B., Nissim Y. I., Gibbons J. F. Fabrication of GaAs MESFET’s with non-alloyed contacts. — IEEE Int. Electron Device Meet., Washington, 1981, p. 84—87.
130.	Ida M., Uchida M., Shimada K., Asai K., Ishida S. Fabrication technology of stable schottky barrier gates for gallium arsenide MESFET’s. — SoL St. Electron., 1981, v. 24, N 12, p. 1099—1105.
131.	Hewitt B. S., Cox H. M., Fukui H., Di Lorenzo J. V., Schlosser W. O., Iglesias D. E. Low-noise GaAs MESFET’s: fabrication and performance. — GaAs and Related Compounds, London, 1977, p. 246—254.
132.	Cho A., Maloney L. J., Elta M., Courtney W. E., Finn M. C., Plancenti-ni W. J., Dounelly J. P. A two-stage monolithic IF amplifier utilising a Ta2O5 capacitor. — IEEE Trans., 1983, v. ED-30, N 1, p. 21—26.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие............................................................ 3
Введение .............................................................. 4
Глава 1. Полевые транзисторы с	затвором	Шотки........................ 8
1.1.	Принцип работы.................................................... 9
1.2.	Статические характеристики.......................................  9
1.3.	Эквивалентные схемы...............................................12
1.4.	Шумовые характеристики............................................20
1.5.	Двухзатворные полевые транзисторы.................................29
1.6.	Особенности изготовления и применения мощных ПТШ ....	33
Глава 2. Пассивные	элементы	полупроводниковых микросхем ....	38
2.1.	Линии с распределенными параметрами...............................38
2.2.	Связанные микрополосковые линии...................................47
2.3.	Плоские катушки индуктивности.....................................54
2.4.	Конденсаторы......................................................59
2.5	Сосредоточенные резисторы.........................................72
Глава 3. Особенности конструирования полупроводниковых микросхем 74
3.1.	Цепи согласования и смещения......................................75
3.2.	Влияние отрицательносмещенной полупроводниковой подложки .	.	77
3.3.	Элементы конструкции полупроводниковых микросхем ....	79
3.4.	Влияние технологического разброса на параметры элементов и микросхем ...................................................................82
3.5.	Контроль параметров микросхем......................................85
Глава 4. Линейные СВЧ усилители........................................87
4.1.	Основные характеристики...........................................87
4.2.	Схемы включения транзисторов......................................90
4.3.	Усилители с непосредственными связями.............................97
4.4.	Согласование с помощью активных приборов.........................103
4.5.	Усилители с распределенным усилением..............................НО
4.6.	Микросхемы линейных усилителей...................................114
4.7.	Усилители мощности...............................................118
Глава 5. Автогенераторы................................................123
5.1.	Автогенераторы с фиксированной частотой генерации.................124
5.2.	Оценка влияния параметров пассивных элементов на характеристики автогенератора ...................................................... 132
5.3.	Влияние разброса параметров транзистора на характеристики автогенератора .............................................................135
5.4.	Полупроводниковые	микросхемы автогенераторов.....................138
Глава 6. Смесители....................................................141
6.1.	Принцип работы и	основные параметры.........................141
6.2.	Смесители на полевых транзисторах с затвором Шотки ....	143
6.3.	Смесители на полевых транзисторах с двумя затворами Шотки .	.	149
Глава 7. Применение полупроводниковых микросхем.......................156
7.1.	Области использования микросхем на основе арсенида галлия .	.	156
7.2.	Функциональные узлы микросхем повышенной степени интеграции	.	158
7.3.	Приемники наземных станций непосредственного телевизионного	вещания 	171
7.4.	Приемопередающие модули АФАР.....................................173
Глава 8. Технология изготовления микросхем СВЧ диапазона .	.	.	175
8.1.	Полупроводниковые материалы для реализации СВЧ микросхем	.	.	175
8.2.	Методы получения пластин исходного материала.....................178
8.3.	Изоляция элементов микросхем.....................................181
8.4.	Особенности технологии создания СВЧ микросхем на арсениде галлия 183
Список литературы.....................................................188