б. С. ГЕРШУНСКИИ
Б. С. ГЕРШУНСКИЙ
РАСЧЕТ
ОСНОВНЫХ
ЭЛЕКТРОННЫХ
И ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
СХЕМ
В ПРИМЕРАХ
Допущено Министерством высше-
го и среднего специального обра-
зования УССР в качестве учебно-
го пособия для учащихся радио-
технических специальностей тех-
никумов
ИЗДАТЕЛЬСТВО КИЕВСКОГО УНИВЕРСИТЕТА
1968
6П2.15
Г42
УДК 621.38
Учебное пособие предназначено для уча-
щихся техникумов по специальности «Элек-
тронные вычислительные машины, приборы и
устройства», которым в соответствии с про-
граммой курса «Основы электронной и полу-
проводниковой техники» приходится сталки-
ваться с расчетом различных электронных и
полупроводниковых схем и выполнять курсо-
вой проект.
Приводимые в учебном пособии примеры
расчетов построены таким образом, чтобы
ознакомить учащегося с порядком проектиро-
вания различных электронных и полупровод-
никовых схем, начиная с обоснования тех-
нического задания и кончая анализом полу-
ченных результатов и составлением прин-
ципиальной схемы рассчитанного блока.
В учебном пособии содержится также разно-
образный справочный материал.
Книга может служить пособием при
курсовом и дипломном проектировании для
учащихся техникумов по различным радио-
специальностям и электронной технике, а так-
же оказаться полезной техникам, занимаю-
щимся конструированием различной элек-
тронной аппаратуры, и подготовленным ра-
диолюбителям.
Таблиц — 35, иллюстраций — 92 рисунка, библиография — 119 названий.
3—3-12
17—68
КИЕВСКАЯ КНИЖНАЯ ФАБРИКА № 1
ПРЕДИСЛОВИЕ
В основу книги положена тематика курсового проектирования,
предусмотренная программой курса «Основы электронной и полу-
проводниковой техники» для техникумов.
В последнее время вышло немало книг, посвященных вопросам
проектирования электронной и полупроводниковой аппаратуры.
Однако в большинстве случаев в них приводится порядок расчета
лишь отдельных каскадов и элементов схем, а изложение ведется
на уровне, не соответствующем подготовке учащихся техникумов.
В данном учебном пособии приведены примеры полного расчета не-
которых блоков электронной и полупроводниковой аппаратуры.
Именно такой расчет, как показывает опыт, представляет наиболь-
шие трудности для учащихся техникумов.
Книга состоит из трех разделов.
В первом разделе приведены примеры расчета некоторых типо-
вых схем блоков питания — выпрямителей, сглаживающих фильт-
ров, стабилизаторов напряжения и тока и преобразователей по-
стоянного напряжения. Наряду с расчетом электрических парамет-
ров схем показан также порядок конструктивного расчета силовых
трансформаторов, автотрансформаторов и дросселей, входящих в
схему блока питания.
Второй раздел содержит примеры расчета электронных и полу-
проводниковых усилителей низкой частоты, избирательных усили-
телей и усилителей постоянного тока.
В третьем разделе рассматриваются примеры расчета генерато-
ров синусоидальных колебаний типа LC и RC.
Проектирование того или иного электронного или полупровод-
никового устройства представляет собой решение достаточно слож-
ной технической задачи. Обычно эта задача допускает несколько
решений. Это означает, что всегда можно разработать несколько
вариантов устройств с одинаковыми техническими данными, но
значительно отличающихся друг от друга по своим схемным и кон-
структивным особенностям. Методика расчета также может быть
весьма различной.
з
Составляя данное учебное пособие, автор учитывал, что курсовой
проект по основам электронной и полупроводниковой техники яв-
ляется для учащихся техникума первой самостоятельной работой
расчетного характера. В связи с этим, а также учитывая сравнитель-
но небольшой объем книги, в учебном пособии рассмотрен лишь ог-
раниченный круг вопросов расчета электронной и полупроводнико-
вой аппаратуры. Читатель, желающий ознакомиться более подробно
с иными вариантами схемных решений и методами расчета, может
воспользоваться литературой, список которой приведен в конце
каждого раздела.
Автор выражает благодарность рецензентам книги — препода-
вателям Харьковского института радиоэлектроники доценту Ого-
роднейчуку И. Ф., ст. преподавателю Петровой Л. П. и преподавателю
Львовского техникума радиоэлектроники Ныщоте Г. А. за ряд
полезных советов и замечаний.
Автор
РАЗДЕЛ ПЕРВЫЙ
РАСЧЕТ БЛОКОВ ПИТАНИЯ
ГЛАВА I
ВЫПРЯМИТЕЛИ
1—1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Значительная часть элементов электронных и полупроводнико-
вых устройств, прежде всего электронные лампы и транзисторы, для
своей работы потребляют электрическую энергию постоянного тока.
Наиболее распространенным источником постоянного тока является
выпрямитель — устройство, преобразующее переменный ток в
постоянный.
Выпрямитель в большинстве случаев состоит из следующих эле-
ментов:
силового трансформатора (или автотрансформатора), служа-
щего для повышения или понижения напряжения сети до нужной
величины;
одного или нескольких вентилей, обладающих односторонней
проводимостью тока и выполняющих основную функцию выпрями-
теля — преобразование переменного тока в постоянный;
сглаживающего фильтра, уменьшающего пульсацию выпрям-
ленного тока.
В схему выпрямителя, кроме этих основных элементов, могут
входить различные вспомогательные устройства, предназначенные
для регулировки выпрямленного напряжения, включения и выклю-
чения выпрямителя, защиты выпрямителя от повреждений при на-
рушениях нормального режима работы и т. п.
В настоящее время используются разнообразные типы выпрями-
телей, которые классифицируются по числу фаз выпрямляемого пе-
ременного тока, типу вентилей, схеме их включения и другим пока-
зателям.
Для питания электронной аппаратуры наиболее часто приме-
няются выпрямители однофазного переменного тока, работающие
в режиме двухполупериодного выпрямления. Обычно на выходе та-
ких выпрямителей включаются сглаживающие фильтры, начинаю-
щиеся с конденсатора, что определяет емкостный характер нагрузки
выпрямителя.
На рис. 1 показаны основные схемы однофазных двухполупе-
риодных выпрямителей. В схеме со средней точкой (рис. 1, а) в
5
качестве вентилем могут использоваться двуханодные кенотроны.
Эту схему целесообразно применять для получения выпрямленного
напряжения порядка 250 4- 1000 в при токе до 200—250 ма.
Наиболее широкое распространение в выпрямителях находят
полупроводниковые вентили — главным образом германиевые и
кремниевые диоды. Они используются для получения выпрямлен-
ных напряжений до 400—500 в при силе тока до нескольких ампер.
Рис. 1. Основные схемы однофазных
двухполупериодных выпрямителей:
а — схема со средней точкой; б — мосто-
вая схема; в — схема с удвоением напря-
жения.
Полупроводниковые вентили по
эксплуатационной надежности и
сроку службы значительно пре-
восходят все остальные типы вен-
тилей. Удобнее всего использо-
вать полупроводниковые венти-
ли в мостовой схеме (рис. 1, б).
Выпрямитель, собранный по
этой схеме, обеспечивает двух-
пол у периодное выпрямление и
обладает всеми преимуществами
схемы со средней точкой. Вместе
с тем конструкция выпрямителя
упрощается, так как размеры и
вес трансформатора уменьшают-
ся вследствие лучшего исполь-
зования обмоток по току. Кро-
ме того, обратное напряжение на
вентиль в мостовой схеме „мень-
ше, чем в схеме со средней
точкой.
Необходимость использова-
ния в схеме четырех вентилей
вместо двух является недостат-
ком мостовой схемы. Поэтому
наиболее целесообразно ее при-
менять с полупроводниковыми
диодами, имеющими небольшие
габариты и вес и не требующи-
ми питания цепей накала.
Для повышения выпрямленного напряжения на нагрузке при
заданном напряжении на вторичной обмотке трансформатора или
при отсутствии силового трансформатора с необходимым коэффи-
циентом трансформации применяют схемы выпрямления с удвоением
или умножением напряжения. Такие схемы позволяют получить
выпрямленное напряжение порядка 1000 в и выше.
Однако схемы с умножением напряжения не обеспечивают боль-
шой выпрямленный ток, который обычно не превышает десятков мил-
лиампер. Одна из наиболее распространенных схем с удвоением
напряжения приведена на рис. 1, в.
Рис. 2. Основные схе>мы сглаживаю-
щих фильтров:
а и б — фильтры типа LC; виг — фильтры
типа RC; д — транзисторный фильтр.
Наиболее распространенные схемы сглаживающих фильтров при-
ведены на рис. 2. Выбор той или иной схемы определяется величиной
пропускаемого через фильтр выпрямленного тока и допустимыми
значениями коэффициента пульсации выпрямленного напряжения
на выходе фильтра.
В качестве последовательных элементов фильтров применяются
индуктивности (дроссели) и активные сопротивления (резисторы).
Преимуществами /?С-фильтров являются меньшие размеры, вес
и стоимость по сравнению с АСфильтрами. Их основной недоста-
ток — относительно большие по-
тери выпрямленного напряже-
ния. Поэтому фильтры типа RC
применяются при небольших
значениях выпрямленного тока
(порядка 5—10 лш); при боль-
ших токах применяются филь-
тры типа LC. В качестве па-
раллельных элементов в этих
схемах фильтров используются
преимущественно бумажные или
электролитические конденсато-
ры достаточно большой емкости
(порядка единиц — десятков ми-
крофарад). Рабочее напряжение
конденсаторов должно превы-
шать выпрямленное напряжение
примерно в 1,5 раза.
При напряжениях до несколь-
ких сотен вольт рекомендуется
применять электролитические
конденсаторы, а при более вы-
соких напряжениях — бумаж-
ные или пленочные.
Для лучшего сглаживания выпрямленного напряжения часто
используют двухзвенные фильтры. При этом надо учесть, что тре-
буемый коэффициент сглаживания можно получить как от однозвен-
ного, так и от двухзвенного фильтра. Однако при большом коэффи-
циенте сглаживания (более 25) габариты и вес двухзвенного фильтра
оказываются меньше, чем однозвенного. Поэтому при больших зна-
чениях коэффициента сглаживания целесообразно применять двух-
звенные, а иногда и ^многозвенные фильтры.
Для уменьшения^габаритов и веса сглаживающего фильтра и
улучшения качества его работы, в частности для устранения неже-
лательных магнитных полей, возникающих вокруг дросселя LC-
фильтров, и уменьшения потерь выпрямленного напряжения в RC-
фильтрах, а также при работе в условиях высоких температур исполь-
зуются электронные фильтры на электронных лампах или транзисто-
7
pax. Одна из распространенных схем транзисторного сглаживающего
фильтра приведена на рис. 2, д.
Расчет выпрямителя проводится в соответствии с техническим
заданием. Основными исходными данными для расчета являются
величины выпрямленного напряжения t/0 и выпрямленного тока /0.
Кроме этих данных, должны быть известны: назначение выпрями-
теля, номинальное напряжение и частота сети, допустимый коэффи-
циент пульсации напряжения на выходе выпрямителя, пределы
регулировки выпрямленного напряжения, конструктивные и эксп-
луатационные требования и т. д. Иногда все эти данные указываются
непосредственно в техническом задании. Однако на практике ча-
ще всего известны лишь данные об устройстве, для питания которо-
го предназначен выпрямитель. В этом случае проектанту предстоит
самому предварительно рассчитать значения t/0 и /0, а затем раз-
работать и обосновать техническое задание.
В процессе расчета необходимо выбрать наиболее рациональную
схему выпрямления, определить число и тип вентилей, подобрать
схему и рассчитать элементы сглаживающего фильтра, найти элект-
рические и конструктивные параметры силового трансформатора.
1-2. ПРИМЕРЫ РАСЧЕТОВ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ
Пример 1. Расчет кенотронного выпрямителя
Задание: Рассчитать кенотронный выпрямитель для питания
электронного устройства (например, усилителя низкой частоты),
содержащего лампы 6ЖЗП, 6Н2П, и 6П14П. Известно также, что
в усилителе используется одна сигнальная лампочка — индикатор
включения, рассчитанная на напряжение 6,3 в и ток 0,28 а.
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
1.	Составляем техническое задание. Из справочника по электро-
вакуумным приборам находим токи и напряжения, необходимые
для питания ламп усилителя. Интересующие нас данные удобнее
всего занести в таблицу (табл. 1) Ч
Из таблицы определяем величину выпрямленного тока /0, потреб-
ляемого анодно-экранными цепями всех ламп. При этом надо учесть,
что общий анодный ток двойного триода 6Н2П равен удвоенному
значению анодного тока каждой половины лампы
IQ - 7 4- 2 • 2,3 + 48 + 2 + 7 = 68,6 ма.
Принимаем для дальнейшего расчета /0 = 0,07 а.
1В таблице приведены типовые данные ламп. Уточненные значения напря-
жений и токов могут быть получены в результате расчета режима работы уси-
лителя.
8
Данные типовых режимов ламп усилителя
Таблица 1
Тип лампы	Напряже- ние нака- ла £/н , в	Ток накала /н, а	Анодное напряже- ние £/а. в	Напряжение экранирую- щей сетки £/э, в	Ток анода /а ма	Ток экра- нирующей сетки /э ма
6ЖЗП	6,3	0,3	250	150	7	2
6Н2П	6,3	0,345	[	250	—	2,3	—
6П14П	6,3	0,75	I 250	250	48	1 7
Из табл. 1 видно, что максимальное значение выпрямленного
напряжения U[} составляет 250 в. Таким образом, основные исходные
данные для расчета выпрямителя известны: (70 = 250 в; /0 = 0,07 а.
Для определения допустимого значения коэффициента пульса-
ций /<п выпрямленного напряжения обратимся к табл. 2, в которой
приведены ориентировочные значения 7<п для некоторых типовых
электронных схем.
Таблица 2
Допустимые значения коэффициента пульсаций
Характер нагрузки	Коэффициент пульсаций /<п, %
Предварительные каскады электрон- ных усилителей низкой частоты, зада- ющие генераторы высокой частоты	0,001 —0,002
Однотактный выходной каскад уси- лителя низкой частоты	0,1—0,5
Двухтактный выходной каскад усили- теля низкой частоты, электронные и ионные стабилизаторы напряжения, ано- ды электронно-лучевых трубок	0,5—2
Учитывая, что наиболее чувствительными к пульсации выпрям-
ленного напряжения являются предварительные каскады электрон-
ного усилителя, принимаем допустимый коэффициент пульсации
- 0,002%.
2.	Определяем мощность, потребляемую от выпрямителя анодно-
экранными цепями ламп усилителя. При этом допустимо считать,
что напряжения на анодах и экранирующих сетках ламп (пентодов и
лучевых тетродов) равны. Тогда получим:
9
Для лампы 6ЖЗП
^а + Рэ = ^а(/а + /э),	(Ы)
где Ра — мощность, потребляемая в цепи анода, вт;
Рэ — мощность, потребляемая в цепи экранирующей сетки, виг;
Ua — напряжение источника анодного питания, в;
/а — ток анода, а;
13 — ток экранирующей сетки, а.
Подставляя в формулу (1-1) данные лампы 6ЖЗП, взятые из
табл. 1, найдем
Ра + Рэ - 250(7 • 10“3 + 2 • 10~3) = 2,25 вт.
Для лампы 6Н2П
Ра = иа1а =250 • 2 • 2,3 • 10-3 = 1,15 вт.
Для лампы 6П14П
Ра + Рэ = Ua (/а + Л) = 250 (48 . 10~3 + 7 • 10~3) = 13,75 вт.
Общая мощность, потребляемая анодно-экранными цепями ламп,
составит
Ра + Рэ = 2,25 + 1,15 + 13,75 - 17,15 вт.
3.	Находим мощность, расходуемую в цепях накала ламп усили-
теля
Рн = t/н (Л1 + /Н2 + 7нз),	(1’2)
где Рн — мощность, потребляемая в цепях накала ламп, вт;
Un — напряжение накала ламп, в;
Ди, /н2, /н3 — токи накала ламп, а.
Подставляя в формулу (1-2) данные цепей накала ламп из табл. 1Л
получим
Рн - 6,3 (0,3 + 0,345 + 0,75)	8,8 вт.
4.	Определяем мощность, расходуемую на питание сигнальной
лампочки — индикатора включения усилителя
Рл = ил1л,	(1-3)
где Рл — мощность сигнальной лампочки, вт;
ил — напряжение лампочки, в;
1Л — ток лампочки, а.
По условию ил — 6,3 в, а /л = 0,28 а. Поэтому
Рл = 6,3 • 0,28 - 1,76 вт.
5.	Выбираем тип кенотрона. Для этого можно воспользоваться
справочной табл. I (см. приложение).
При выборе кенотрона руководствуются следующими соображе-
ниями. В двухполупериодной схеме, нагруженной на фильтр, начи-
ю
нающийся с емкости, т. е. при емкостном характере нагрузки, обрат-
ное напряжение, действующее на каждый вентиль, составляет
(/обр = 3,1(/0,	(1-4)
а максимальная амплитуда тока через вентиль равна
/в.макс ~ 3,5/О.	(1”О)
Величина мощности, рассеиваемой на аноде кенотрона, определяется
как
Pd = llRt,	(1-6)
где /в — действующее значение тока вентиля (при емкостном харак-
тере нагрузки 1В = 1,15 /0);
Ri — внутреннее сопротивление кенотрона.
Рассчитанные по формулам (1-4), (1-5) и (1-6) значения 1/обр,
/в.макс И Ра не должны превышать максимально допустимые значения
этих величин для выбранного типа кенотрона. Кроме того, пред-
почтение отдается двуханодным кенотронам с малым внутренним со-
противлением. Так, для нашего примера
[/обр = 3,1 • 250 = 775 в;
7в.макс — 3,5 • 70 — 245 мл.
Из табл. I следует, что в данной схеме можно использовать кено-
трон типа 5Ц4С, так как
^обр “ 775 в <Z t/обр.доп — 1350 в;
7в.макс — 245 МЛ /а.макс — 375 МЛ.
Найдем мощность, рассеиваемую на аноде кенотрона. Внутреннее
сопротивление кенотрона 5Ц4С RL = 150 ом. Поэтому
Ра = (1,15 • 0,07)2 • 150 « 1 вт< Ра.доп = Ю вт.
Таким образом, останавливаем свой выбор на кенотроне 5Ц4С«
6. Определяем мощность, расходуемую на накал кенотрона,
Рн.К — Л1.К * £Льк ,	(1’7)
где Лик — мощность, расходуемая в цепи накала кенотрона, вт;
/н.к — ток накала кенотрона, л;
(7н.к — напряжение накала кенотрона, в.
Определив из табл. I значения (7Н.К и /н.к для кенотрона 5Ц4С,
получим
Рн к = 2-5 = 10 вт.
7.	Находим общую мощность, на которую должен быть рассчи-
тан силовой трансформатор выпрямителя,
и
Л1-РобШ = ^а + ^э+Рн + Рл +Рн.к- 17,15 I- 8,8+ 1,76 +
+ 10-37,7 вт.
8.	Определяем мощность, потребляемую выпрямителем от сети.
При этом следует учесть, что в трансформаторе будут иметь место
потери на нагрев провода обмоток и сердечника. Поэтому к. п. д.
силового трансформатора составляет
+р = 70—80%.
Рис. 3. График для опре-
деления площади сечения
сердечника трансформа-
тора.
Рис. 4. График для определения
числа витков на 1 в.
Кроме того, некоторая часть мощности (порядка 2—3 вт) будет
расходоваться в дросселе или сопротивлении фильтра и на самом
кенотроне.
Приняв т]тр — 70% и мощность потерь Рп = 3 вт, найдем мощ-
ность, потребляемую выпрямителем от сети (Р),
„ Робщ + Рп 37,7 + 3 pg	ох
Р =  --------- = -Чту— ~ 58 ва.	(1 -8)
Чтр	и, /
9.	Площадь сечения сердечника трансформатора из трансформа-
торной стали определяют, исходя из мощности, потребляемой вып-
рямителем от сети, по формуле
S =	==/58 = 7,6 ел/2.	(1-9)
Площадь сечения сердечника можно также ориентировочно опреде-
лить по графику (рис. 3).
10.	Зная площадь сечения сердечника, можно определить необ-
ходимое число (N) витков каждой обмотки трансформатора, прихо-
дящихся на 1 в напряжения. Для трансформаторов небольшой мощ-
ности существует приближенная зависимость
SN = 60.
12
Откуда
а
-------0
Л 7	60	60	~	,	/ 1 1
Л/ = -er- =	= 7,9 витков!в.	(1-10)
а	/,о
Число витков на 1 в можно определить и по графику (рис. 4).
11.	Находим число витков (IF) каждой обмотки трансформатора.
Для этого необходимо умножить величину напряжения, действую-
щего на соответствующей обмотке, на число N. Это правило справед-
ливо для всех обмоток. На рис. 5 приведена схема силового транс-
фор матора кенотронного выпрямителя.
Число витков сетевой обмотки для на-
пряжения 127 в составит
- 127 • N - 127 • 7,9 - 1004 витка.
При включении трансформатора в сеть
с напряжением 220 в можно использо-
вать обмотку для 127 в, включив по-
следовательно с ней дополнительную
обмотку, рассчитанную на разность на- .
пряжений (220 в — 127 в = 93 в)
IFi = 93 • 2V = 93 • 7,9 = 735 витков.
Анодное напряжение ламп усилителя равно 250 в. С учетом по-
терь напряжения в фильтре, на внутреннем сопротивлении кенотрона
и в обмотках трансформатора напряжение на каждой половине по-
вышающей обмотки трансформатора должно быть равным
U2 = U2 = 1,2(7О = 1,2 • 250 = 300 в.
==3
---о
Рис. 5. Схема силового
трансформатора кенотронно-
го выпрямителя.
Поэтому
W2 = W2 - 300 • N - 300 • 7,9 - 2370 витков.
С учетом потерь напряжения в обмотках (порядка 10%) обмотка
накала ламп усилителя содержит
Г3 = 1,1 • 6,3 . N - 6,93 • 7,9 = 5,5 витков.
Обмотка накала кенотрона 1F4
Г4 - 1,1 • 5 • N - 5,5 • 7,9	44 витка.
12.	Определяем диаметр провода обмоток. Расчет ведем по до-
пустимой плотности тока. Для трансформаторов мощностью до
500 ва при использовании обмоточного провода в обычной эмалевой
изоляции допустимая плотность тока равна 2 а на квадратный мил-
лиметр площади сечения провода. Исходя из этого диаметр провода
для каждой обмотки рассчитывают по формуле
d = 0,8 V'l,
где d — диаметр провода, мм\
I — ток в обмотке, а.
(Ml)
13
Ток в сетевой обмотке при подключении к сети 127 в равен
/ Р 58 п ла
/х—	—-j27~~0,46 а,
а в обмотке 1Г1 при подключении к сети 220 в
Р 58 п О7
/х — -щ- — 220 — 0,27 а.
Рис. 6. График для определения ди-
аметра провода.
Диаметр провода обмоток (без
изоляции) равен:
для сетевой обмотки Wx на
127 в
^1 = 0,8]ЛбД6 =
= 0,8 • 0,68 = 0,54 мм;
для сетевой обмотки Wi на 220 в
— 0,8 • 0,52 = 0,42 мм;
для повышающей обмотки (при-
нимая
d2 = d2 — 0,8/7^ = 0,8/0Д7 -
= 0,8 • 0,265 = 0,21 мм.
Ток, протекающий в обмотке
UZ3, равен сумме токов накала ламп
усилителя и сигнальной лампочки
Ла + Лг> + Лз + Л = 0,3 +
+ 0,345 + 0,75 + 0,28 - 1,68 а.
Диаметр провода обмотки I/ равен
d3 = 0,8 /1768 = 0,8 • 1,3 = 1,04 мм.
Диаметр провода обмотки W± накала кенотрона равен
d4 = 0,8 /777 = 0,8 /2 = 0,8- 1,41 = 1,13 мм.
Диаметры проводов обмоток с изоляцией находим по табл. II.
Выбираем провод ПЭВ-1. Для нашего примера провод с изоляцией
будет иметь следующие значения диаметров:
^1из = 0,58 мм;
^1из = 0,45 мм;
^2из ^2из = 0,24 мм;
^зиз =1,12 мм;
d4li3 = 1,2 мм.
Необходимый диаметр провода можно также (приближенно) опре-
делить из графика (рис. 6).
14
13.	Выбираем тип сердечника трансформатора. Для изготовле-
ния магнитопроводов трансформаторов применяют преимуществен-
но электротехническую листовую сталь марок Э11, Э31, Э32, Э41,
Э42, Э310, Э320 и ЭЗЗО.
Наиболее широко используются пластины типа Ш и УШ (уши-
ренные). Форма броневого сердечника из Ш-образных пластин пока-
Рис. 7. Броневой сердеч-
ник из Ш-образных пла-
стин.
Таблица 3
Значения коэффициента
неплотности
Диаметр провода без изоляции, мм	а
0,08—0,11	1,3
0,15—0,25	1,25
0,35-0,41	1,2
0,51—0,93	1,1
более 1,0	1,05
зана на рис. 7. Основные данные некоторых типовых Ш-образных
пластин приведены в табл. III.
При выборе сердечника для трансформатора надо стремиться к
тому, чтобы отношение ширины среднего стержня а к толщине на-
бора с составляло 5 : 6. В этом случае
a = 0,9]/S;	(1-12)
с = 1,1 /5,	(1-13)
где S —сечение сердечника, найденное по формуле (1-9). Для на-
шего примера
а = 0,9 J/7J5 - 0,9 • 2,75 = 2,48 см.
Таким образом, согласно табл. III для набора сердечника можно
использовать стандартные пластины типа Ш-25. Толщина набора
составит
с — 1,1/7^= 1,1 • 2,75-3 см.
14.	Проверяем возможность размещения всех обмоток в окне
сердечника. Число витков в слое обмотки (для броневых сердечни-
ков) подсчитывается по формуле
h — 2(дкаРк + 2)
гс.,=—^--7—’	<1'14)
а “из
где h — высота окна, мм;
бкарк — толщина материала каркаса, мм (обычно 6KdpK =
— 1—2 мм);
dil3 — диаметр провода обмотки с изоляцией, мм;
а — коэффициент неплотности, зависящий от диаметра про-
вода обмотки и определяемый по табл. 3.
15
Найдем число витков в слое каждой обмотки для нашего примера
(из табл. III для Ш-25 h = 62,5 мм, а 6карк принимаем 1 мм):
,v,	62,5 — 2(1+2) оп
W | сл = —i 1 . о 58	~ 89 витков<
62,5 — 2(1+2)	,л-
сл = --1,2-.-0,45	105 витКОв;
w 62,5 — 2(14-2)	1 оп
^2 сл = И^сл =	1,25-0,24	~ 189 витКОв’
62,5—2(1+2) .о
Гзсл =	1,05-1,12	~48 витков'<
62,5 — 2(1+2)	,
сл = --Г.05 • 1'Т " ~ 45 вшпков-
Число слоев для каждой обмотки (с округлением до большего це-
лого числа) составит
Г	/ 1 1 сх
п~ 11+,’
где W — число слоев обмотки;
Ц7СЛ — число витков в слое этой обмотки.
В нашем случае
__£1___1004_
1 “ и^сл ~	89	~ 1д
,	4	735	_
п = —~~ 7;
1 №.105
I сл
_	= л_
4~№4СЛ	45 - *•
Толщина каждой обмотки
$об = п (dU3 4- 6ИЗ) 4- 6пр,	(1-16)
где 6„. — толщина изоляции между слоями (обычно биз = 0,03 —
0,05 мм);
дпр — толщина прокладки между обмотками (обычно 6пр = 0,2 —
0,3 мм);
Найдем толщину каждой обмотки для нашего примера
об = 12 (0,58 + 0,05) 4- 0,2 = 7,76 мм;
б! об 7 (0,45 4- 0,05) 4- 0,2 - 3,7 мм;
16
б20б = 13(0,24 + 0,05) + 0,2 = 3,97 мм;
6зоб = 13(0,24 + 0,05) + 0,2 = 3,97 мм;
д3об= 2(1,12 + 0,05) 4- 0,2 = 2,54 мм;
64 об “ 1 (1,2 + 0,05) + 0,2 = 1,45 мм.
Общая высота всех обмоток (с учетом толщины стенки каркаса
6карк — 1 мм) составит
^общ — 26об 4- 6карк = 7,76 + 3,7 + 3,97 + 3,97 + 2,54 +
+ 1,45+ 1» 24,4 мм.	(1-17)
Таким образом, вся обмотка на каркасе будет занимать по ширине
окна сердечника 24,4 мм. Ширина же окна в сердечнике для выбран-
ного типа пластин Ш-25 равна 25 мм. Следовательно,
6>60бщ	(1-18)
и обмотка разместится в окне, т. е. расчет сделан правильно. Если же
условие (1-18) не выполняется, то следует взять больший размер
стандартных пластин, из которых набирается сердечник и выполнить
расчет трансформатора сначала.
15.	Рассчитываем элементы сглаживающего фильтра. Маломощ-
ные выпрямительные устройства на кенотронах или полупроводни-
ковых вентилях обычно работают на фильтр, начинающийся с ем-
кости. Для двухполупериодной схемы входная емкость сглаживаю-
щего фильтра, обеспечивающая пульсацию выпрямленного тока не
более 10%, подсчитывается по формуле
сф1 = ++	(И9)
где Сф! — входная емкость фильтра, мкф;
/0 — выпрямленный ток, ма;
Uo — выпрямленное напряжение, в.
Подставляя в формулу (1-19) значения /п и £70, получим
п 25-70	-	,
^Ф1 — " 250 ” “ ' М&Ф-
По найденному значению Сфг выбирают по каталогу стандартный
конденсатор такой же или несколько большей емкости, имеющий
рабочее напряжение примерно 1,5 Uo.
Чаще всего в качестве конденсаторов сглаживающих фильтров
применяют электролитические конденсаторы типа КЭ, КЭГ, ЭГЦ,
ЭТО (см. табл. IV). Для нашего примера выбираем конденсатор типа
КЭ-2 емкостью 10 мкф с рабочим напряжением 400 в. Уточняем коэф-
фициент пульсаций на входе фильтра по формуле
rs 300 • /0	300 - 70 ело/	/1 от
Кпвх =	= ~25б~~1о = 8,4 /о.	(1-20)
17
Допустимый коэффициент пульсации выпрямленного напряжения
на выходе фильтра составляет 0,002%. Следовательно, сглаживаю-
щий фильтр должен обеспечить коэффициент сглаживания
’ = 4200' "-2,)
где /<п.вх — коэффициент пульсации на входе, а Лп.вых — на выходе
фильтра, %.
В случаях, когда необходимо обеспечить высокий коэффициент
сглаживания (q > 25), целесообразно использовать многозвенные
фильтры, состоящие из нескольких последовательно соединенных
Г-образных или П-образных звеньев. Для нашего примера можно
воспользоваться двухзвенным LC-фильтром, схема которого приве-
дена на рис. 8.
Коэффициент сглаживания каждого звена двухзвенного фильтра
составляет
q3B = Vq = /4200 - 65.	(1-22)
Определяем произведение Ьф± • Сф2 = Лф2 • Сфз по формуле
^Ф1 ’ Сф2 ~ ^Ф2 * £фз “ 2,5 (q3B + 1) = 2,5(65 + 1)
^165 гн . мкф.	(1-23)
Задаемся значениями емкостей конденсаторов Сф2 = Сфз. При этом
учитываем, что по конструктивным соображениям индуктивность
дросселей не должна быть слишком большой (желательно, чтобы
£ф 10 гн). Для нашего примера, принимая емкости Сф2 = Сфз =
= 20 мкф, получим
Лф1 = Лф2 = -^- = 8,25 гн.
16.	Рассчитываем конструктивные параметры дросселей. Исход-
ными данными для расчета являются индуктивность дросселей
(£ф1 = Ьф2 =Ьф), найденная из формулы (1-23), и значение выпрям-
ленного тока 10.
Для предварительного выбора размера пластин сердечника можно
воспользоваться формулой
а -3,2 У LI2Q,	(1-24)
где а — ширина среднего стержня, см*, Ьф — в генри; /0 — в
амперах.
Таким образом,
а = 3,2 Z8,25 (0,07)2^ 1,4 см.
18
Выбираем по табл. III тип пластин с наиболее близким к вычислен-
ному значением а. Подходящим является сердечник из пластин
Ш-15, имеющий площадь окна
So - bh - 1,35 • 2,7 - 3,65 см2 - 365 мм2.
Рис. 8. Двухзвенный фильтр
типа LC.
F ис. 9. Схематическое ус-
тройство дросселя сгла-
живающего фильтра.
Определяем число витков обмотки каждого дросселя
• Км • 6
/о
(1-25)
где — площадь окна сердечника, мм2;
Км — коэффициент заполнения окна медью (7<м = 0,27 4- 0,35);
6 — плотность тока, а/мм2 (обычно 6 — 24-3 а/мм2);
/0 — выпрямленный ток, а.
Принимая /См = 0,3 и 6 = 2 а/мм2, в соответствии с формулой
(1-25) получим
365 -0,3-2 о 1 qa ,
U7 = ----------= 3130 витков.
Находим диаметр провода обмотки дросселя
d — 0,8^70 — 0,81^0^07 == 0,21 мм.
По табл. II принимаем диаметр провода ПЭВ-1 с изоляцией
dH3 = 0,24 мм.
Определяем сечение сердечника дросселей
о U • /о * Ю4
— в . W ’	(1-26)
где 5 — в квадратных сантиметрах;
Лф — в генри;
/0 — в амперах;
В — магнитная индукция сердечника, тл.
Оптимальная величина магнитной индукции В выбирается по-
рядка 0,8—0,9 тл (1 тл — 10000 гс).
Для нашего примера
с 8,25 • 0,07 • 104 г> о 2
0,8-3130	~2’3 СМ -
19
Толщина набора сердечника каждого дросселя
s	2,3	1
с = — =	— 1,53 см.
а	1,5	’
£	6,35
\-----а
Рис. 10. Схема кенотронного выпрямите-
ля (к примеру 1).
Чтобы выпрямленный ток /0 не вызывал насыщение сердечника, необ-
ходимо, чтобы намагничивающие ампер-витки обмотки в основном
тратились на преодоление магнитного сопротивления воздушного
зазора, который специально делают между ярмом и сердечником
(рис. 9). Учитывая, что магнитный поток дважды проходит по возду-
ху в зазоре, фактическая толщина немагнитной прокладки в зазоре
составит у (/ — необходимая длина воздушного зазора).
Формула для определения
толщины прокладки (из бума-
ги или картона) имеет вид
-2 = 0,63	(1-27)
где /0 — в амперах,
В — в теслах.
Таким образом,
I ncQ 0,07 • 3130 • IO”4
Т =; °’63--------ад-------=
= 0,017 см^ 0,2 мм.
Находим активное сопротивление обмотки дросселя. Перед этим
подсчитываем среднюю длину витка обмотки
/в -- 2 (а -г с) + л • b = 2 (1,5 Н- 1,53) + 3,14 - 1,35- 10,3 см. (1-28)
Сопротивление дросселя
п 225 • W • /в
ДР ~	10“ • rf23 ’	(1'29)
где /в — в сантиметрах;
dH3 — в миллиметрах;
/?до — в омах.
Подставляя в формулу (1-29) найденные ранее значения W, /в
и dH3, получим

225 • 3130 • 10,3
10« (0,24)-
117 ОМ.
Для двух последовательно соединенных дросселей активное сопро-
тивление составляет
2/?1р = 234 ом.
Находим падение напряжения на активном сопротивлении дросселей
= /0 • 2/?др = 0,07 • 234 = 16,7 в.
20
Такое незначительное падение напряжения можно считать вполне
удовлетворительным.
17.	Составляем принципиальную схему рассчитанного выпрями-
теля (рис. 10).
Пример 2. Расчет мостовой схемы выпрямителя
Задание: Требуется рассчитать двухполупериодный выпрямитель
на полупроводниковых диодах по мостовой схеме (рис. 1,6), если
выпрямленное напряжение Uo = 350 в при токе /0 = 50 ма. Коэффи-
циент пульсаций на выходе транзисторного фильтра (рис. 2, д)
не должен превышать 0,1%. Напряжение сети 220 в.
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
1.	Рассчитываем силовой трансформатор. Силовой трансформа-
тор для мостовой схемы выпрямления значительно проще, чем для
схемы кенотронного выпрямителя (см. пример 1), так как, во-первых,
нет необходимости делать отвод от средней точки повышающей об-
мотки, а во-вторых, в связи с применением полупроводниковых вен-
тилей отпадает необходимость иметь обмотку накала. Кроме того, в
техническом задании не предусмотрено питание цепей накала ламп
электронного устройства, для которого проектируется выпрямитель.
Следовательно, силовой трансформатор должен иметь всего две об-
мотки — сетевую и повышающую.
Находим мощность, снимаемую с повышающей обмотки. С учетом
потерь на вентилях и сглаживающем фильтре напряжение, сни-
маемое со вторичной обмотки трансформатора, должно примерно
на 20% превышать значение выпрямленного напряжения. Поэтому
Рп - l,2t/0 • /0 - 1,2 • 350 • 50 • 10~3 - 21 вт. (1-30)
Принимая к. п. д. силового трансформатора г)тр =--= 70%, находим
мощность, потребляемую выпрямителем от сети,
Определяем площадь сечения сердечника трансформатора по форму-
ле (1-9)
S = к? - Т<30 = 5,5 см2.
Размеры Ш-образных пластин сердечника
а = 0.9 ]/S = 0,9 ]<5j> = 2 см-,
с = 1,1 J'S = 1,1 J/5J5 = 2,4 см.
21
Таким образом, можно предварительно выбрать сердечник типа
Ш = 20 X 24.
Расчет количества витков и диаметра провода обмоток, а также
проверку возможности размещения обмоток в окне сердечника про-
изводят по формулам (1-10), (1-11), (1-14)-4-(1-18), приведенным
в примере 1.
2.	Выбираем тип вентилей. Обратное напряжение на вентиль
для однофазной мостовой схемы с нагрузкой емкостного характера
составляет
^обр=--1, st/;,	(1-31)
где Uq =1,2 Uc. Следовательно, [/обр = 1,5 • 1,2[/0 = 1,5 • 1,2 х
X 350 = 630 в. Среднее значение тока вентиля для данной схемы
составляет
/ср = 0,5/о - 0,5 -50 — 25 ма.	(1-32)
Для нашего примера подходящими являются кремниевые диоды типа
Д217 с параметрами (см. табл. V)
£ЛбР.доп 800 в > 63t) в;
/ср.доп " ЮО ма > 25 ма.	(1-33)
Если диодов, допускающих заданное обратное напряжение или
выдерживающих необходимый выпрямленный ток, нет, то можно
использовать последовательное или параллельное включение дио-
дов. Так, например, для работы в рассчитываемой мостовой схеме мож-
но включить в каждое плечо моста последовательно по 2 диода типа
Д7Е, Д7Ж, Д205, Д226 и др.
3.	Рассчитываем сглаживающий фильтр. Определяем емкость
конденсатора на входе фильтра, обеспечивающего пульсацию вы-
прямленного тока не более 10%. Для мостовой схемы
С« = ПГ'	(1'34>
где СФ1 — в микрофарадах;
/0 — в миллиамперах;
[Уо — в вольтах.
Подставляя в формулу (1-34) заданные значения /0 и [/0, полу-
чим
СФ1 = "350“ = °’4 МКФ-
По каталогу (см. табл. IV) выбираем стандартный электролити-
ческий конденсатор типа КЭ-1 емкостью 5 мкф на 500 в. Уточняем
коэффициент пульсаций на входе транзисторного фильтра
= (1‘35)
Ь'0 * Сф1
22
где Io — в миллиамперах;
[70 — в вольтах;
Сф! — в микрофарадах.
Для нашего примера
Кп.вх=^^ = 8,6%.
Рассчитываем элементы схемы транзисторного фильтра (рис. 2, д).
Транзистор, работающий в схеме сглаживающего фильтра, должен
иметь максимальный ток коллектора /к.макс.доп, превышающий
выпрямленный ток /0 не менее чем в два раза, т. е.
• /к. макс .доп >2/0.	(1-36)
Наиболее часто в схемах сглаживающих фильтров используют низ-
кочастотные мощные транзисторы типа П4А—П4Д, П201—П203,
П209, П210, П213А—П214Г.
Основные данные мощных низкочастотных транзисторов приве-
дены в табл. VI.
Для рассчитываемой схемы можно использовать, например, тран-
зистор П201, так как при этом выполняется условие
/к.макс.доп ~ 1,5 fl 2/Q — 2 • 0,05 — 0,1 а.
Параметры транзистора П201: В == 20; а = 0,95; £/к.э.макс = 22 в;
/ко <. 0,4 ма.
Величина сопротивления Rr обычно составляет 80—100 ом. По
табл. VII выбираем резистор с сопротивлением = 100 ом. Мощ-
ность, рассеиваемая резистором составляет
PRi =	= (50 • 10~3)2 • 100 = 0,25 вт.
В качестве сопротивления R± может быть использован резистор
типа МЛТ-0,25.
Емкость С2 находим по формуле
где С2 — в микрофарадах;
— в омах;
т — число фаз выпрямления;
f — частота выпрямляемого тока, гц.
Поскольку для нашего примера т = 2, a f = 50 гц, то
1 П6
С.2	0,5 2 . 50 . 100 = 50 МКФ-
Принимаем С2 = 50 мкф, причем рабочее напряжение конденсато-
ра С2
1/раб> 1,5/0 7?! = 1,5 • 0,05 • 100 = 7,5 в. (1-38)
23
Выбираем по каталогу (см. табл. IV) малогабаритный электролити-
ческий конденсатор типа ЭТО-1,50 мкф на 15 в. Находим сопротивле-
ние
(1 - а) - ик э + 1 - а) - /MR„ '
где а — коэффициент усиления выбранного транзистора по току;
Uo — выпрямленное напряжение, в;
RH — сопротивление нагрузки на выходе выпрямителя с фильт-
ром, ом;
(7К.Э — напряжение на участке коллектор — эмиттер, в;
гк — сопротивление коллекторного перехода транзистора, ом;
/к0 — обратный ток коллектора, а.
Сопротивление нагрузки
RH можно определить по фор-
муле
„ _	350
Кн “ /0 “ 0,05 “
= 7000 ом. (1-40)
Сопротивление коллектор-
ного р — n-перехода прини-
маем равным
rK« 104 ом.
Рис. 11. Мостовая схема выпрямителя с
транзисторным сглаживающим фильтром
(к примеру 2).
Напряжение на участке коллектор — эмиттер может быть найдено
по формуле
t/к.э	(0,3 4- 0,7) t/к.э.макс.доп ,	(Ml)
но не должно превышать 16—20 в. Для нашего примера можно при-
нять (7К.Э = 10 в.
Подставляя численные значения величин, входящих в формулу
(1-39), получим
п	0,95 • 350 • 7 • 103
R..	320 ком.
350(1 —0,95)— 10 ( - 0Y + 1 —0,95) —4 • 10~4 . 7 • Юз
По табл. VII выбираем резистор с сопротивлением R.2 = 330 ком.
Учитывая, что через резистор R2 проходит незначительный ток
базы транзистора, мощность, рассеиваемая резистором /?.2, может
быть минимальной. Выбираем в качестве сопротивления R, резистор
типа УЛМ-0,12.
Коэффициент сглаживания транзисторного фильтра определяем
по формуле
/'к • #1 • Т?22л/72/Сф1

(1-42)
2л/7г/Сфз
24
где rK — в омах;
Си и Сф3— в фарадах;
/ — в герцах.
Конденсатор Сфз на выходе транзисторного фильтра обычно
имеет такие же параметры, что и конденсатор Сф! на входе, т. е.
Сф3 = 5 мкф с рабочим напряжением 500 в. Таким образом,
V (33 • 10* + 0,95 • 104)2	1104^7;	~
Коэффициент пульсаций на выходе фильтра составит
Kn.Bb,x = ^L=-^- = 0,05?/o.	(1-43)
Следовательно, значение коэффициента пульсаций на выходе фильт-
ра не превышает заданного (0,05% < 0,1%).
Определяем падение напряжения постоянного тока на фильтре
А{/ф = /0ЯФ,	(1-44)
где /?ф — сопротивление фильтра постоянному току
/?Ф-/?1+(1-45)
Следовательно,
Д^ф = 0,05^100+-^-)= 15 в.
4. Составляем принципиальную схему рассчитанного выпрями-
теля с фильтром (рис. 11).
Пример 3. Расчет выпрямителя
с удвоением напряжения
Задание’. Рассчитать выпрямитель на полупроводниковых диодах
по схеме с удвоением напряжения по следующим данным’, выпрямленное
напряжение UQ = 600 в, выпрямленный ток /0 = 30 ма, коэффициент
пульсаций на выходе однозвенного фильтра типа RC не должен
превышать 2%, напряжение сети Ur = 220 в. Питание выпрямите-
ля от сети осуществить через автотрансформатор.
f
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
1.	Рассчитываем автотрансформатор. Преимущество автотранс-
форматора перед трансформатором такой же мощности заключается
в том, что размеры и вес магнитопровода автотрансформатора и об-
щее число витков его обмоток меньше, чем у трансформатора, а
25
к. п. д. значительно выше. По своей электрической схеме автотранс
форматор подобен дросселю с одним или несколькими отводами
(рис. 12). В повышающем автотрансформаторе напряжение сети по-
дается на часть витков обмотки и снимается на вентили с концов
обмотки (рис. 12, а). В понижающем автотрансформаторе (рис. 12, б)
напряжение подается на концы обмотки, а снимается с ее части.
Автотрансформатор должен быть повышающим, если на входе
фильтра выпрямителя нужно
Рис. 12. Электрическая схема авто-
трансформатора:
а — повышающего; б — понижающего.
получить постоянное напряжение,
превышающее напряжение сети в
1,25 или большее число раз для
мостовой схемы и в 2,5 или боль-
шее число раз для схемы с удвое-
нием напряжения. При необходи-
мости иметь меньшие выпрямлен-
ные напряжения (при использова-
нии в выпрямителях тех же схем)
автотрансформатор должен быть
понижающим. В соответствии с
этими рекомендациями для нашего примера предстоит рассчитать
повышающий автотрансформатор. Действительно, с учетом потерь
напряжения на фильтре примем напряжение на входе фильтра
UQ = 1,2(/0.
Тогда
U'Q = 1,2 • 600 в > 2,5С/Г = 2,5 • 220 в.
Мощность повышающего автотрансформатора для схемы с удвоением
напряжения определяется по формуле
Р = 4(0,5^-(А)/0.	(1-46)
(Для понижающего автотрансформатора
Р = 1,6 1 —

Подставляя в формулу (1-46) значения U'o, Ur и /0, получим
Р = 4 (0,5 • 720 — 220) • 0,03 = 16,8 ва.
Находим площадь'поперечного сечения сердечника автотрансформа-
тора. Для повышающего автотрансформатора
S= 1,2 рЛР(1	(1-47)
где S — площадь поперечного сечения сердечника, см2;
Р — мощность автотрансформатора, ва;
U! — напряжение сети, в;
U2 — напряжение на выходе автотрансформатора, в.
26
(Для понижающего автотрансформатора
3=1.2]/'
Действующее напряжение на выходе автотрансформатора для
схемы с удвоением напряжения равно
1/2 = (0,4 4-0,5)1/; = 0,5 • 720 = 360 в. (1-48)
Учитывая также, что = 220 в, из формулы (1-47) получим
S=l,2]/ 16,8(1 —-§г)~ 3’2 см2.
Сердечник для автотрансформатора выбирается так же, как и для
трансформатора (см. пример 1, формулы (1-12) и (1-13)).
Ширина среднего стержня Ш-образного сердечника
а = 0,9 YS = 0,9 У3^2 = 1,62 см-
Толщина набора
с- 1,1/5= 1,1/3^- 1,98 см.
По таблице III предварительно выбираем сердечник из пластин
Ш-16. Находим число витков обмотки автотрансформатора, прихо-
дящихся на 1 в напряжения (формула (1—10),
ж, 60	60 1Л	,
N = -у— — -ту — 19 витков!в.
Число витков сетевой обмотки
= NUr = 19 • 220 = 4180 витков.
Общее число витков
Гоб1Ц = ^^2 = 19 • 360 — 6840 витков.
Таким образом, обмотка автотрансформатора содержит 6840 витков
с отводом от 4180 витка.
Определяем ток, потребляемый выпрямителем от сети,
г Р 16,8 А А~с
Л = -77- —	= 0,076 а — 76 ма.
U J	ZZx)
Находим действующее значение тока /2 в выходной обмотке авто-
трансформатора, работающей на вентиль. Для схемы с удвоением
напряжения
/2 = 3,6/3 = 3>6 * °,03 °, 1°8 а = 1°8 ма. (1-49)
Через общую часть обмотки протекает разностный ток
/р = /2 _ = Ю8 — 76-32 ма.	(1-50)
Находим диаметр провода (без изоляции) для общей части обмотки
= 0,8 УТ? - 0,8 /0Д32 - 0,14 мм.
27
Диаметр провода (без изоляции) для повышающей части обмотки
d2 =-	= 0,8 ]/0Д08 = 0,26 мм.
По табл. II подбираем диаметр провода ПЭВ-1 с изоляцией
di из = 0,165 мм; d2 из = 0,29 мм.
Проверяем возможность размещения обмотки автотрансформатора в
окне сердечника. Число витков в слое обмотки находим по формуле
(1-14)
w/ h — 2 (6карк + 2)
^СЛ =
Из табл. III высота окна для пластины типа Ш-16 составляет
/г = 40 мм.
Толщину материала каркаса принимаем равной SKapK = 1 мм.
Коэффициент неплотности а находим из табл. 3. Количество витков
в слое сетевой (общей) части обмотки
40 — 2 (1 + 2)	.
Wiсл = —рч-А.Д	% 162 витка.
1,0 • U,loo
Количество витков в слое повышающей части обмотки
1F/	40 — 2(14-2) пс
^2 сл =---i 25- О 29	~ 95 вшпков-
Число слоев сетевой (общей) части обмотки
IFi 4180
162 ~26'
Число слоев повышающей части обмотки
_ IF, _ ^общ-Г1 _ 6840 —4180	„„
"2 " «’'гол “ ^гсл “	95	- 26 •
Толщина каждой обмотки определяется по формуле (1-16)
^об ~ (^из 4“ ^из) 4“ ^пр •
Принимая толщину изоляции между слоями биз = 0,03 мм, а тол-
щину прокладки между обмотками бпр = 0,3 мм, получим:
для сетевой (общей) части обмотки
6} 05 = tti из 4“ 6НЗ) + бпр = 26 (0,165 4- 0,03) 4- 0,3 — 5,4 мм;
для повышающей части обмотки
ос - 'h из 4- 6ИЗ) 4- 6пр = 28 (0,29 + 0,03) 4- 0,3 - 9 мм.
Общая высота обмотки (с учетом толщины стенки каркаса 6карк=
= 1 мм) составит
^общ ~ об 4- So об "г 6карк = 5,4 4- 9 4- 1 — 15,4 мм.
Из табл. III следует, что ширина окна для пластин типа Ш-16 состав-
ляет b — 16 мм.
28
Учитывая, что 6общ = 15,4 мм < Ь = 16 мм, делаем вывод о
возможности размещения обмотки автотрансформатора в окне сердеч-
ника.
2.	Подбираем вентили. В схеме с удвоением напряжения обрат-
ное напряжение, прикладываемое к вентилю, составляет
t/o6p=	(i-5i)
Среднее значение тока вентиля для данной схемы принимаем
/ср - /0 •	П-^2)
Для нашего примера
[/обр = 1,5- 720 = 1080 в;
1ср —— /0	30 ма.
По табл. V подбираем полупроводниковые диоды Д211 с параметра-
ми
Uобр.доп ~ 600 в',
/ср .доп — 100 MCL.
Используя в каждом плече схемы по 2 последовательно соединенных
диода, добиваемся выполнения условий
t/обр.доп = 600 в > -^р_ =	= 540 в;
/ср.доп = ЮО ма > /ср = 30 ма.	(1-53)
3.	Определяем емкость конденсаторов С1 С.>
п	125 - 70	125-30	,
Сх - с2 = —г- = —720-- --= 5,2 мкф.	(1-54)
и о
Поскольку каждый из конденсаторов в процессе работы заряжается
до напряжения, действующего на выходной обмотке автотрансформа-
тора, то рабочее напряжение конденсаторов С± и С2 должно быть не
меньше напряжения U2. Исходя из этого выбираем по табл. IV элект-
ролитические конденсаторы типа КЭ-2 емкостью 5 мкф с рабочим
напряжением 500 в > U.2 = 360 в.
4.	Находим коэффициент пульсаций на входе сглаживающего
фильтра
к —	— 1250 • 30 _ in дол	Г1 -55х
Лп-ьх —	. С1 ~ 720-5 — 1и’4/0- I1
5.	Рассчитываем сглаживающий фильтр типа RC. Коэффициент
сглаживания фильтра находим по формуле (1-21)
29
^П.ВХ
“ к
'Хп.вых
= 3.2.
Произведение 7?ФСФ для одного звена сглаживающего фильтра опре-
деляется по формуле
106?
/72(0 ;

(1-56)
где т — число фаз выпрямления;
со — 2л/;
/ — частота сети, гц;
/?Ф — сопротивление фильтра, ом;
Сф — емкость фильтра, мкф.
Для схемы с удвоением напряжения т = 2. Принимая / = 50 гц,
получим
ЯфСФ = 2	50" ~ 8330 ОМ'МКФ-
Величина сопротивления Рф выбирается из условия допустимого
падения выпрямленного напряжения на фильтре. Ранее было при-
нято падение напряжения на филь-
тре
ДС/ф = U'o — (/0= 720 — 000= 120 в.
D _ ДУ* _ 120 —
КФ “ /0 — 0,03
— 4000 ом = 4 ком.
По каталогу (см. табл. VII) вы-
бираем резистор с сопротивлением
/?ф = 3,9 ком. Мощность, рассеиваемая на резисторе Рф, равна
РЛф = /2/?ф = (0,03)2 • 3900 = 3,5 вт.
Л2Я
Д211
К м
5,0
”5,0
0-
Рис. 13. Схема выпрямителя с удво-
ением напряжения (к примеру 3).



Выбираем резистор типа ВС-5. Находим емкость конденсатора Сф
_ ЯФСф 8ззо
Сф —	- 3900 — 2,2 мкф.
Рабочее напряжение конденсатора Сф должно быть не менее
(70 = 600 в (для создания запаса по напряжению можно использо-
вать два конденсатора типа МБ ГП емкостью 6 мкф на 600 в,
соединив их последовательно). По табл. IV выбираем бумажный кон-
денсатор типа МБГП емкостью 3 мкф с рабочим напряжением 600 в,
6.	Составляем принципиальную электрическую схему выпрями-
теля (рис. 13).
30
ГЛАВА 2
СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ И ТОКА
2-1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Стабилизатором напряжения (тока) называется устройство,
автоматически и с требуемой точностью поддерживающее напряже-
ние (ток) на потребителе при изменении дестабилизирующих факто-
ров в обусловленных пределах.
Основными причинами нестабильности напряжения и тока на
выходе выпрямительных схем являются изменение переменного на-
пряжения на входе выпрямителя и изменение сопротивления нагруз-
ки на его выходе.
Существуют два принципиально различных метода стабилизации
напряжения и тока — параметрический и компенсационный.
Рис. 14. Основные схемы параметрических стабилизаторов:
а — газоразрядный стабилизатор напряжения со стабилитроном; б — стаби-
лизатор на кремниевом стабилитроне; в — стабилизатор тока с бареттером; г —
феррорезонансный стабилизатор переменного напряжения.
В параметрических стабилизаторах используются элементы с не-
линейной зависимостью между током и напряжением (с нелинейной
вольт-амперной характеристикой). Такими элементами могут слу-
жить электронные лампы, транзисторы, стабилитроны, бареттеры,
термисторы, дроссели и т. д. Принцип действия параметрических
стабилизаторов основан на изменении сопротивления (или других
параметров) нелинейных элементов, входящих в их схему, при из-
менении приложенного к ним напряжения или проходящего через
них тока. В результате перераспределения токов и напряжений
между отдельными элементами схемы достигается стабилизация вы-
ходного напряжения или тока.
На рис. 14 приведены наиболее распространенные схемы пара-
метрических стабилизаторов.
31
Газоразрядный стабилизатор напряжения (рис. 14, а) и стабили-
затор на кремниевом стабилитроне (рис. 14, б) служат для стабили-
зации постоянного напряжения и поэтому обычно включаются между
выпрямителем и нагрузочным сопротивлением. Кремниевые пара-
метрические стабилизаторы широко применяются для питания раз-
личных полупроводниковых схем, а также в качестве источника
эталонною напряжения в измерительной технике и в схемах ком-
пенсационных транзисторных стабилизаторов напряжения.
Стабилизацию тока с помощью бареттера (рис. 14, в) наиболее
часто используют в цепях накала электронных ламп, а также в схе-
Рис. 15. Блок-схема стабилизатора на-
пряжения компенсационного типа.
мах автоматического управле-
ния. Достоинством схемы яв-
ляется ее простота, возмож-
ность использования как на по-
стоянном, так и на переменном
токе, а также независимость ре-
жима стабилизации от измене-
ния частоты. К недостаткам схе-
мы относятся низкий к. п. д. и
значительная инерционность.
используются для
Феррорезонансные стабилизаторы (рис. 14, г)
стабилизации переменного напряжения. Поэтому обычно они вклю-
чаются между источником переменного напряжения и выпрямителем.
При таком использовании феррорезонансных стабилизаторов повы-
шается стабильность не только выпрямленного напряжения, но и
напряжения накала, которое снимается с понижающей (накальной)
обмотки силового трансформатора выпрямителя. Феррорезонансный
стабилизатор может поддерживать напряжение на выходе с точ-
ностью до ±1% при изменении входного напряжения на ±20%.
Сущность компенсационного метода стабилизации сводится к
автоматическому регулированию выходного напряжения. Компенса-
ционные стабилизаторы состоят из трех основных элементов: чув-
ствительного, усилительного и исполнительного, а также источника
эталонного напряжения (рис. 15). В чувствительном элементе выход-
ное напряжение сравнивается с эталонным (опорным) напряжением.
При номинальном выходном напряжении на нагрузке напряжение
на выходе чувствительного элемента равно нулю. Если же выходное
напряжение отклонилось от своего номинального значения, с выхо-
да чувствительного элемента на усилительный элемент будет пода-
ваться управляющее напряжение, равное разности двух напряже-
ний: эталонного и выходного. После усиления управляющее напря-
жение воздействует на исполнительный элемент так, что при этом
компенсируются происшедшие изменения выходного напряжения.
Основные схемы стабилизаторов постоянного напряжения ком-
пенсационного типа приведены на рис. 16. Эти схемы широко при-
меняются для стабилизации постоянного напряжения и обычно
включаются на выходе выпрямительных устройств, к которым
32
предъявляются повышенные требования в отношении стабильности
выпрямленного напряжения.
Основным показателем, характеризующим работу любого ста-
билизатора, является коэффициент стабилизации, представляющий
собой отношение относительного изменения напряжения на входе
к относительному изменению напряжения (тока) на выходе стаби-
лизатора.
Рис. 16. Основные схемы стабилизаторов постоянного напряжения компенса-
ционного типа:
а — схема электронного стабилизатора, б — схема полупроводникового стабилизатора.
Коэффициенты стабилизации по напряжению Лстм и току
/Сет (о равны
ьг	_ А^ВХ . А^ВЫХ .
Лет (и) jr • //	,
и ьк и вых
где (7ВХ и С/вых — номинальные напряжения на входе и выходе
стабилизатора;
Д(/вх и Д(/Вых — изменения напряжений на входе и выходе ста-
билизатора;
/вых — номинальный ток на выходе стабилизатора;
Д/вых — изменения выходного тока стабилизатора от но-
минального значения.
Коэффициенты стабилизации служат основными критериями для
выбора рациональной схемы стабилизатора и оценки ее параметров.
Выбор схемы стабилизатора во многом зависит также от величин
выходного напряжения и тока, допустимой инерционности, пульса-
ции, характера нагрузки, к. п. д., надежности и т. д.
Следует учесть, что компенсационные стабилизаторы имеют
значительно более высокий коэффициент стабилизации по сравнению
с параметрическими.
Однако схемы компенсационных стабилизаторов обычно зна-
чительно сложнее схем параметрических стабилизаторов. Большим
2 900
33
достоинством всех стабилизаторов, содержащих электронные или
полупроводниковые элементы, а также стабилизаторов со стабили-
тронами является заметное уменьшение пульсаций выходного напря-
жения, обусловленных кратковременными изменениями входного
напряжения и тока нагрузки.
Наибольший к. п. д. имеют полупроводниковые стабилизаторы
(до 60—70%). К. п. д. электронных стабилизаторов несколько мень-
ше, а параметрических стабилизаторов со стабилитронами и барет-
терами составляет 30—40%. Феррорезонансные стабилизаторы име-
ют к. п. д. порядка 60—70%, однако низкий коэффициент мощности
(0,6—0,7) приводит к значительному увеличению потребляемой от
сети полной мощности.
По надежности наилучшие показатели имеют полупроводнико-
вые стабилизаторы.
Мощность на выходе электронных и полупроводниковых ста-
билизаторов ограничивается предельно допустимой мощностью рас-
сеяния на лампах и полупроводниковых приборах, входящих в
схему стабилизатора. При использовании современных электронных
ламп и полупроводниковых приборов стабилизаторы могут иметь вы-
ходную мощность до нескольких сотен ватт. Мощность на выходе
газоразрядных стабилизаторов со стабилитронами ограничивается
предельно допустимым током стабилитрона и обычно не превышает
2—3 вт.
2-2. ПРИМЕРЫ РАСЧЕТА СТАБИЛИЗАТОРОВ
НАПРЯЖЕНИЯ И ТОКА
Пример 4. Расчет газоразрядного
стабилизатора со стабилитроном
Задание: Рассчитать газоразрядный стабилизатор (рис. 14, а)
по следующим исходным данным: 1) номинальное напряжение на
выходе стабилизатора t/Bblx = 300 в; 2) номинальный ток нагрузки
/вых = 20 ма\ 3) отклонение напряжения на входе стабилизатора от
номинального: в сторону повышения напряжения aRX = 5%, в сторо-
ну понижения напряжения &вх = 10%; 4) допустимые отклонения
выходного напряжения стабилизатора от номинального: явых = &вь;х =
= 1%; 5) допустимые отклонения тока нагрузки от номинального:
в сторону увеличения тока с = 15%, в сторону уменьшения тока
d = 15%.
В результате расчета требуется определить тип стабилитрона,
необходимое напряжение на входе стабилизатора f7BX, величину бал-
ластного сопротивления а также номинальный (/ст), минималь-
ный (/ст.мин) и максимальный (/сг.макс) токи, проходящие через ста-
билитрон и обеспечивающие нормальный режим его работы.
34
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
1.	Выбираем тип стабилитрона. Основные параметры стабилитро-
нов приведены в табл. VIII. Выбор стабилитрона производится на
основании заданного значения {/вых. Из таблицы видно, что ни один
из стабилитронов не может обеспечить напряжение £/ВЬ1Х = 300 в.
Поэтому приходится соединять два стабилитрона последовательно.
Для увеличения коэффициента стабилизации следует выбирать ста-
билитрон с возможно меньшим значением внутреннего сопротивле-
ния R^ Для нашего примера наиболее подходящими являются ста-
билитроны типа СГ1П.
Параметры стабилитрона СГШ: напряжение горения UCT — 150 в,
напряжение зажигания U3 = 180 в, внутреннее сопротивление
Ri = 160 ом, пределы изменения тока через стабилитрон /ст.мин 4-
4- /Ст.макс = 5—30 ма. Для двух последовательно соединенных ста-
билитронов СГШ: UCT = 300 в, U3 = 360 в, Rt = 320 ом, /ст.мин4-
т /ст.макс = 5 ~г“ 30 МО.
2.	Требуемое значение коэффициента стабилизации для данной
схемы находим по формуле
If _____ авх +
Лст (и} “ «вых + ^вых
(2-2)
Подставляя в формулу (2-2) численные значения, получим
_5+10	,
Лет {и) — j j — СО.
3.	Проверяем возможность зажигания стабилитрона. Для за-
жигания должно выполняться условие
^СТ ( | ^вх
/(ст (и) • /вых<С (/(ст(и) • /вых)макс = -Т>-7,	°	(2*3)
( 1 4-—— I
(Уст I ЮО ’
Из выражения (2-3) находим (Кст(и) • /вых)макс
300 /	10
I \	—	360	\	100 ' _	°’75	_ n	а 1 4
кЛст(н) * Увых)макс —	^20	15	—	1 22	—	°"
_зоо"(1 + Лоо")
Поскольку Кст (го/вых” 7,5 • 20 • 10-3 = 0,15 а, то условие (2-3)
выполняется
/Сет (и) * /вых = 0,15 а (/Сет (и) * /вых)макс = 0,6 14 а.
4.	Находим максимальное значение коэффициента стабилиза-
ции схемы. Вначале определяем значение /Сстоомакс!
„	(*ст (w) ’ 7вых)макс	0,614	« /О
Лет (и) макс1 = -----7-------- = ——; ~з =	’	(2“4)
1 вых	20-10
2
35
Act (и) макс 2 —
(2-5)
Аст (и) макс 2 —
Затем находим значение Аст м макс? по формуле
гт Fi ^ВХ	Уст / |
100	и3 (
р. . /
ст.мин.доп
где /ст.мин.доп — минимально допустимое значение тока через стаби-
литрон, а.
Во избежание нежелательных бросков тока в нагрузке следует
выбирать расчетные параметры стабилитрона не на пределе. Так,
для стабилитрона, у которого /ст.мин = 5 ма, выбирают такой режим
работы, чтобы ток через него был не ниже 7 ма. Таким образом,
принимаем /ст.мин.доп = 7 ма. Из формулы (2-5)
10	300 /	1° \]
100	360 г	100 )] __ 45 _ 20
320 • 7 • 10“3	~ 2,24 ~
В качестве расчетного принимается наименьшее из значений Аст^маки
или Act (и) макс2« Так как Аст (и) макс2 Аст (и) максь то максимальное зна-
чение коэффициента стабилизации схемы может быть
Аст (и) макс = Аст (и) макс2 — 20.
Необходимо, чтобы значение АСТ(м)> найденное по формуле (2-2),
не превышало значение Аст. (и) макс
Аст (и) Аст (и) макс	(2-6)
Если условие (2-6) не выполняется (вследствие необеспечения
зажигания стабилитрона (2-3), либо вследствие /ст.мин < /ст.мин.доп),
то требуемый стабилизатор спроектировать нельзя. Для нашего
примера условие (2-6) выполняется
Аст (и) “ 7,5 Аст (и) макс = 20.
5. Определяем минимальное значение коэффициента стабилиза-
ции схемы по формуле
п Г1 4- flRX _ ^ст
ст I + 100 и3
Аст (и) мин
^зх •
100 '
р.	/
Г ст.макс
!	5	300
1	100 “ 360
- 11,7.
(2-7)
320 |30 • IO"3 —20 • 10~3( —
Для того, чтобы можно было спроектировать требуемый стаби-
лизатор, необходимо выполнить условие
Act (и) < Act (и) мин-
Для нашего примера условие (2-8) выполняется
Act (и)	7,5 Act (и) мин — 11,7.
(2-8)
36
6.	Проверяем выполнение условия (2-3) для минимального
значения коэффициента стабилизации схемы
/(ст (и) мин • Iвых — 11,7 • 20 • 10 3 — 0,234	(/(ст (и) ’ /вых)макс —
= 0,614.
7.	Определяем основной расчетный параметр схемы п
1
~ 300 /	10 \	11,7 • 320 • 20 • 10-3	,	15 \
360 С 100 )	300	* V ‘ 100 )
8.	Находим необходимое значение напряжения на входе стабили-
затора
1/вх = nUст = 2,1-300 = 630 в.	(2-10)
9. Определяем токи через стабилитрон. Номинальный ток
/  	(п 1) б^ст_______j ____ (2Д — 1) • 300  пг\ 1 л_з 
СТ “	*ст(«) МИН • Ъ	/вЫХ ~ 2,1 • 11,7 . 320	ш -
= 22 • 10“3 и = 22 ми.
хМинимальный ток
Т	__ ^СТ	( 1	1
* СТ.МИН - ~~fS	р7” I 1	1
Аст (и) МИН * 'м \ J
300	/,	10______1_> 9П
100	2,1 )
= 0,011 а = 11 ма.
“ 11,7 • 320
(2-11)
^вх
100
с \ _
"loo"J “
15 \ _
юо / ~
(2-12)
п
Необходимо, чтобы
* ст.мин	7 ст.мин.доп•
Для нашего примера условие (2-13) выполняется
/ст.мин — 11 MCL /ст.мин.доп — MU.
Максимальный ток
j — ^ст /1 । _
1 ст.маке —	р 1 -|
г'ст (и) мин *	\
= 11,7 • 320' (1 + "ТОО	2Д"~) ~ 20 • Ю 3 1
*= 0,029 и = 29 ми.
двх
100
15
100
(2-13)
(2-14)
Необходимо, чтобы
/ст .макс	/ст.макс.доп •
(2-15)
37
Проверяем выполнение условия (2-15)
^ст.макс == 29 MCL	/ст.макс.доп ~ 30 MU.
Таким образом, найденные значения токов /ст.мин и /ст.макс не выхо-
дят за пределы токов, допустимых для выбранного типа стабилитро-
на (5 и 30 ма соответственно).
Для обеспечения одновременного зажигания стабилитронов
(уравнивания их внутренних сопротивлений) параллельно каждому
из них обычно включается шунтирующее сопротивление порядка
200—300 ком. По табл. VII выбираем резисторы с сопротивлениями
/?ш = /?ш = 300 ком. Мощность этих резисторов можно определить
Рис. 17. Схема газоразрядного ста- В качестве сопротивлений /?ш и
билизатора со стабилитроном (к при- можно исп0ль30Еать ре3исторы
РУ ’’	типа МЛТ-0,25.
10. Определяем величину балластного сопротивления
/?б = /(сТ(и)мин-п-^= 11,7-2,1 • 320 - 7862 ом. (2-16)
По табл. VII выбираем резистор с сопротивлением /?б = 7,5 ком.
Мощность, рассеиваемая на резисторе /?6, равна
Pr6 = (/ст.макс + /вых)2 = 1(29 + 20) • IO"3]2 • 7,5 . 103 = 18 вт.
В качестве сопротивления R6 можно использовать проволочный эма-
лированный резистор типа ПЭВ-20 (мощностью 20 вт).
11.	Находим к.п.д. стабилизатора
__ ^СТ(п)МИН
11 “	иСТ
11,7	320
2,1 — 1 ’ 300
• 20 . 10-3 =
- 0,224(22,4%).	(2-17)
12.	Производим проверку рассчитанного режима работы ста-
билизатора.
Изменение напряжения на стабилитроне в процессе работы не
превышает
Д£7Ст — Д/Ст • Ri — (/ст.макс — /ст.мин) R[ ~ (29	1 1) X
X 10-3 • 320 - 5,76 в.	(2-18)
Учитывая, что
+	(2 19)
38
находим
«вых + &вых = 44^ • 100 = 4S- • 100 = 1,92%.
с/ ст	оии
Найденное значение явых + Ьвых= 1,92% не превышает задан-
ного (2%). Таким образом, стабилизатор обеспечивает необходи-
мую стабильность выходного напряжения.
13.	Составляем схему рассчитанного стабилизатора (рис. 17).
Пример 5. Расчет стабилизатора напряжения
с кремниевым стабилитроном
Задание: Рассчитать стабилизатор на кремниевом стабилитро-
не (рис. 14, б) по следующим исходным данным: 1) номинальное
напряжение на выходе стабилизатора f/BbIX= 10 в; 2) номинальный
ток нагрузки /вых = 10 ма; 3) допустимое отклонение напряжения
на входе стабилизатора от номинального в сторону увеличения и
уменьшения aByi= Ьвх = 10%; 4) допустимое отклонение напряже-
ния на выходе стабилизатора авых = 6ВЫХ = 0,5%; 5) допустимые
отклонения тока нагрузки от номинального в сторону увеличения
(с) и уменьшения (d) с = d = 50%.
В результате расчета необходимо определить тип кремниевого
стабилитрона, напряжение на входе стабилизатора £/вх, величину
балластного сопротивления 7?б, а также максимальную величину
тока /ст.макс, проходящего через стабилитрон.
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
1.	Выбираем тип кремниевого стабилитрона. Основные параметры
кремниевых стабилитронов приведены в табл. IX. Выбор стабили-
трона производится на основании заданного значения £/вь1Х. Для обес-
печения f/BbIX = 10в ± 0,5% можно выбрать стабилитрон типа
Д810 с параметрами:
номинальное напряжение стабилизации (7СТ = 9 4- 10,5 в;
номинальный ток стабилизации /ст = 5 ма;
максимальный ток стабилизации /ст.макс.доп 26 ма;
динамическое сопротивление = 12 ом.
2.	Определяем требуемое значение коэффициента стабилизации
по формуле (2-2)
_ #ВХ ~Т~ ^ВХ   Ю 4~ Ю   9/Л
СТ	#ВЫХ + ^ВЫХ	0,5 0,5
39
3.	Находим максимальное значение коэффициента стабилизации
Величина Дст («) макс должна быть больше необходимого коэффици-
ента стабилизации ДСт^) не менее чем в 1,3 4- 1,5 раза
Дст (и) макс	(1,3 — 1,5) Дет (и)-	(2-21)
Если это условие не выполняется, следует использовать более слож-
ные (двухкаскадные) схемы стабилизаторов.
Для нашего примера условие (2-21) выполняется, так как
Дет (и) макс = 37,5 > (1,3 4- 1,5) Дет (и) - 26 ~ 30.
4.	Определяем необходимое значение напряжения на входе ста-
билизатора
- 23,6 в.	(2-22)
5. Находим величину балластного сопротивления
= 562 ом.	(2-23)
По табл. VII выбираем резистор с сопротивлением Дб = 560 ом.
6. Находим максимальный ток стабилитрона
40
Подставляя в формулу (2-24) численные значения входящих в нее
величин, получим
/ст.макс = 5 + 10 1	-Ю 1-------------4-
г ю Ч- 10 \ . Ч7 -
+ [10 (1 + т») + 5]	1001 0	20 = 23'3 «“-
( юо Г2
Необходимо, чтобы найденное по формуле (2-24) значение тока
Лт.макс не превышало величину /ст.макс.доп для выбранного типа ста-
билитрона
1 ст.макс	1 ст.макс.доп.
Для нашего примера условие (2-25)
выполняется, так как
/ст.макс = 23,3 MCI
Рис. 18. Схема стабилизатора напря-
жения с кремниевым стабилитроном
(к примеру 5).
< /сг.макс.доп — 26 MCI.
Уточняем мощность, рассеиваемую
на резисторе 7?б,
Pr6 = (/вых + /ст.макс)2 • Яб = [(Ю + 23,3) • 10~3]2 • 560 - 0,53 вт.
В качестве сопротивления 7?б можно использовать резистор типа
МЛТ-1.
7. Составляем электрическую схему рассчитанного стабилиза-
тора (рис. 18).
Следует отметить, что в стабилизаторах, предназначенных для
работы в интервале температур, необходимо предусмотреть темпера-
турную компенсацию напряжения кремниевого стабилитрона. Так,
для стабилитронов типа Д808—Д813, имеющих положительный тем-
пературный коэффициент, напряжение стабилизации при повышении
температуры возрастает. Поэтому для компенсации можно последо-
вательно с кремниевым стабилитроном, работающим при обратном
напряжении, включить в прямом направлении 2—3 дополнительных
кремниевых стабилитрона или обычных германиевых диода (напри-
мер, типа Д7А—Д7Ж). Температурный коэффициент таких компен-
сирующих элементов отрицателен, что позволяет расширить интер-
вал рабочих температур стабилизатора при сохранении его основных
свойств.
41
Пример 6. Расчет стабилизатора тока
с бареттером
Задание: Рассчитать стабилизатор тока с бареттером для
питания цепей накала трех электронных ламп, каждая из которых
имеет номинальный ток накала /н — 0,3 а при номинальном напря-
жении накала Uu = 6,3 в. Отклонение входного напряжения от
номинального (в сторону увеличения и уменьшения) авх = Ьвх = 10%.
Нити накала ламп соединены между собой параллельно.
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
1.	Выбираем тип бареттера. При параллельном включении
нитей накала ламп общий ток нагрузки
/вых ~	4“ /н2	нз а.
Напряжение накала для всех ламп одинаково
(7ВЫХ = Uh — 6,3 в.
Бареттер включается в цепь последовательно с нагрузочным
сопротивлением (рис. 14, в). Следовательно, он должен иметь но-
минальный ток бареттирования, равный току нагрузки (/б.ном =
= Лых)- Основные параметры бареттеров приведены в табл. X.
Если нет подходящего типа бареттера под заданный ток нагрузки,
то выбирают бареттер на больший ток, а нагрузочное сопротивление
шунтируют активным сопротивлением, величина которого рассчи-
тывается по формуле
---•	(2-26)
уб.ном увых
Если же ток нагрузки превышает номинальный ток бареттера,
то можно соединить два или несколько однотипных бареттера парал-
лельно друг другу с тем, чтобы
2/б.ном /вых*
Напряжения, прикладываемые к бареттеру, должны быть таки-
ми, чтобы удовлетворить требования стабилизации и обеспечить наи-
большее значение к. п. д. стабилизатора. Поэтому их можно выбрать
наименьшими у тех бареттеров, которые удовлетворяют по току ба-
реттирования.
Для нашего примера наиболее целесообразно выбрать бареттер
(см. табл. X) типа СТ-2С (при параллельном включении нитей на-
кала бареттера).
Выписываем из табл. X данные выбранного бареттера:
/б.нсм ~ 1000 ма\ /б.мин.доп1=3 950 ма', /б.макс.доп — 1050 ма,
£/б.ном ~ 6 в', t/б.мчн.доп == 6 в', £/б.макс.поп = Ю в.
42
Номинальный ток бареттирования бареттера СТ-2С (/б HQM_
= 1000 ма) несколько превышает ток нагрузки (/вь1< = 0,9 а =
= 900 ма). Поэтому необходимо параллельно нитям накала ламп
Т-)	^ВЫЧ	6,3
включить шунт с сопротивлением
*б.НОМ 7 ВЫХ	* у
= 63 ОМ.
По табл. VII выбираем резистор = 62 ом. Мощность, распе-
ваемая на резисторе /?ш, составляет
р*ш - (/б.ном - /зых)2‘/?ш = о, I2 • 62 = 0,62 вт.
В качестве сопротивления /?ш можно использовать резистор типа
МЛТ-1.
2.	Определяем падение напряжения на бареттере при номиналь-
ном напряжении на входе:
г ] ^б.макс * ^вх “Ь ^б.мин *	10-10 + 6-10 q	q7x
=---------^7+^................   io	+ io-... = 8 в- <2'27)
3.	Определяем номинальное значение входного напряжения по
формуле
i/вх = i/б + t/вых = 8 + 6,3 - 14,3 в.	(2-28)
4.	Проверяем наибольшее и наименьшее напряжение на барет-
тере при изменении напряжения сети
t/б.макс = t/вх (1 + -щй - t/вых = 14,3 (1 +	- 6,3 = 9,43 в;
V	’	(2-29)
1/б.МИН = t/вх (1----Ий") - t/вых = 14,3 (1----- 6,3 =
= 6,57 в.	(2-30)
Найденные значения t/б.макс и f/б.мин не выходят за пределы на-
пряжений, допустимых для выбранного типа бареттера СТ-2С
(10 и 6 в соответственно).
5.	Находим динамическое сопротивление бареттера
п	^б.макс.доп	^б.мин.доп	10—6	/OQt\
Р-31)
6.	Определяем среднее статическое сопротивление бареттера
0,5 ((7б макс доп + ^б.мин.доп)	0,5(10 + 6) о
°fT ~	7Г~~	юоо • ю-з _ 8 ом- (2-32)
о. ном
7.	Находим коэффициент стабилизации по току
КсТ(1) = ++>,	(2-33)
ACT “'Г Ан
43
где R.a — сопротивление нагрузки (/?„ =	==	= 7 ом).
Подставляя в формулу (2-33) численные значения, получим
17	__40 + 7____ п । д
АСт (О — *8Тйу —•
напряжения на на-
= ±3,18%. (2-34)
8. Определяем относительные изменения
грузке
А^ьых __ !	__ ±10
^вых "Т” А'ст (/)	^СТ (t)	3,14

Рис. 19. Схема стабилизатора тока с
бареттером (к примеру 6).
9. Находим к. п. д. стабилизатора
Рвых _ ^вых ’ ^вых 6,3 • 0,9
Л “ Рвх “ ивх • /б.ном - 14,3 . 1
(2-35)
или 40%, включая расход энергии в шунтирующем сопротивле-
нии Дш.
10. Составляем электрическую схему рассчитанного стабилиза-
тора (рис. 19).
Пример 7. Расчет феррорезонансного
стабилизатора напряжения
Задание: Рассчитать феррорезонансный стабилизатор по схеме
на рис. 14, г для питания электронного устройства, потребляющего
мощность Р = 240 еа. Входное напряжение (напряжение сети пере-
менного тока) может изменяться е пределах 180 -±- 240 в. Частота
сети f — 50 гц. Номинальное напряжение на выходе стабилизатора
(7ВЫХ = 220 в.
Феррорезонансный стабилизатор (рис. 14, г) состоит из насыщен-
ного автотрансформатора Л Г и ненасыщенного дросселя Др с двумя
обмотками: основной 1FOCH и компенсационной 1FK. Обмотка насыщен-
ного автотрансформатора с конденсатором С образует параллельный
колебательный контур, настроенный на частоту, близкую к частоте
сети. Расчет схемы сводится к определению основных конструк-
тивных параметров автотрансформатора и дросселя, а также к вы-
бору величины конденсатора феррорезонансного контура.
44
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
1.	Определяем размеры сердечника автотрансформатора. Сече-
ние сердечника автотрансформатора
SAT = K3VP = 1,3/240 = 20 см2.	(2-36)
Ширина среднего стержня Ш-образного сердечника
a = 0,9/STT = 0,9/20 = 4 см.
Толщина набора
с = 1,1/S77 = 1,1/20 = 4,9 см.
По табл. III выбираем сердечник из пластин Ш-40.
Наиболее распространенным магнитным материалом для изго-
товления сердечников феррорезонансных стабилизаторов является
трансформаторная сталь Э41. Оптимальная величина магнитной
индукции сердечника автотрансформатора обычно составляет
В = 1,5 — 1,6 тл.
2.	Определяем емкость конденсатора феррорезонансного контура.
Емкость конденсатора С выбирается в зависимости от мощности на
выходе стабилизатора (табл. 4).
Таблица 4
Значение емкости конденсатораферро-
резонансного контура
Мощность на выходе стаби- лизатора Р, ва	Емкость конденсатора С не менее, мкф
60—80	4
80—120	6
120—180	8
180—250	10
250—350	12
350—500	16
В качестве конденсатора С феррорезонансного контура обычно
используются металлобумажные конденсаторы, предназначенные
для работы на переменном токе. Электролитические конденсаторы
применять нельзя.
Из табл. IV выбираем металлобумажный конденсатор типа МБ ГО
емкостью С = 10 мкф с рабочим напряжением 300 в.
45
3.	Находим число витков обмоток автотрансформатора (см.
рис. 14, г). Если сердечник автотрансформатора выполнен из стали
Э41 (В = 1,6 тл), то при частоте сети f = 50 гц
Wt = 16,4		(2-37)
ЬАТ
Г, = 28 {/еых-О,64/вх	(2-38)
ЬАТ
где С/вх = -1 (U вх.макс + ^'вх мин), в*
Sat — сечение сердечника, см2.
В соответствии с заданием
^вх.макс ~ 240 в‘, £/вх.мин — 180 в.
Поэтому Um =	(240 + 180) = 210 в.
Таким образом,
1FX = 16,4-^- = 172 витка;
w, оо 220 — 0,6 -210 1QO ,
U^2 = 28------25----= 132 витка.
Общее число витков автотрансформатора
- ГЛг= 2000 |/(2-39)
где /ср — средняя длина магнитной силовой линии сердечника, см\
С — емкость конденсатора, мкф.
Среднюю длину магнитной силовой линии для выбранного типа
пластин сердечника находим из табл. III. Для пластин Ш-40 /ср =
= 34,3 см. Подставляя численные значения величин, входящих в
формулу (2-39), получим
WAT = 2000	= 820 витков.
Зная Wat, и 1Г2, находим U7:j
W3 = Wat— -г Г2) = 820 — (172 + 132) = 516 витков. (2-40)
4.	Определяем рабочее напряжение конденсатора С по формуле
WAT	820
^>1,6^-^-^- = 1,6- 220 i72¥l32 = 950 в- (2’41>
5.	Определяем диаметры проводов обмоток автотрансформатора.
Плотность тока в обмотках феррорезонансных стабилизаторов обыч-
но берется 3 а/мм2 для стабилизаторов небольшой мощности (до
150 ва) и 2,5 -F 2 а/мм2 для более мощных стабилизаторов.
46
Принимая плотность тока в обмотках 2 а/мм2, рассчитываем
диаметр проводов по формуле (1-11)
d = 0,8 //.
Токи /ь /2 и /3, протекающие соответственно в обмотках W2 и
автотрансформатора, определяются из формул
4 = 3,5—?—;	(2-42)
С' вых
/2 = 2,5(2-43)
Ь'вых
/3 = 2-г^-.	(2-44)
ВЫХ
Подставляя в эти формулы значения Р = 240 ва и (7ВЫХ = 220 в,
получим
/х = 3,5 -||§- = 3,82 а;
4 = 2,5-|^-= 2,72 а;
/3 = 2-W = 2-18 «•
Определяем диаметры проводов обмоток (без изоляции)
= 0,8/3^2"= 1,56 мм;
d2 = 0,8]/2/72 = 1,32 мм;
d3 = 0,8 ]/"2Д8 = 1,18 мм.
Диаметры проводов обмоток с изоляцией находим по табл. II.
Выбираем провод ПЭВ-1: dln3 = 1,64 мм; d2H3 = 1,38 мм; d3H3 =
= 1,24 мм.
6.	Выбираем сердечник дросселя. Предварительно находим диа-
метр провода основной обмотки дросселя по формуле
^н= 1,8 j/-^== 1,8	1,93 мм. (2-45)
По табл. II для провода ПЭВ-1 находим ^осн.из = 2,04 мм. Если
сердечник дросселя выполнен из стали Э41, то при f = 50 гц,
5о.др * 5Др — 0,72 (7ВХ (б/осн.из)2,	(2-46)
где 5>.др — площадь окна сердечника, см2;
Sip. — площадь сечения сердечника, см2.
Для (/вх = 210 в и б/осн.из = 2,04 мм получим
5о.Др • Здр = 0,72 • 210 • (2,04)2 = 628 см\
47
По табл. Ill выбираем для дросселя сердечник из пластин типа
Ш-40 с площадью окна5О.дР = 40 см2. Тогда площадь сечения сер-
дечника
с __ 5О ДР ^ДР ___ 628 __ 1^7
5дР "	~ -40- “ 157 СМ ’
Сердечник дросселя обычно имеет немагнитный зазор в виде по-
лоски картона толщиной 1,5—2 мм. Толщина полоски уточняется
при наладке стабилизатора.
7.	Находим число витков основной и компенсационной обмоток
дросселя
Госн = 36	= 36	= 480 витков; (2-47)
Одр	1 Э, /
Гк = 0,2ГОСН = 0,2 • 480	= 101 виток. (2-48)
Uрх	Z1U
8.	Диаметр провода компенсационной обмотки
4 = 0,8//—	(2-49)
Р 940
где 7вых =	= -22Q = 1,09 а.
Следовательно,
dK = 0,8 Y 1,09 = 0,83 мм.
По табл. II выбираем dK.H3 = 0,89 мм.
Проверку возможности размещения обмоток в окнах сердечников
автотрансформатора и дросселя можно произвести обычным путем
по формулам (1-10), (1-11), (1-14) 4- (1-18).
9.	Составляем принципиальную электрическую схему стабили-
затора (см. рис. 14, г).
Пример 8. Расчет электронного
стабилизатора напряжения
Задание: Рассчитать электронный стабилизатор напряжения
компенсационного типа (рис. 16, а) по следующим исходным дан-
ным'. 1) номинальное выходное напряжение стабилизатора
= 300 в; 2) номинальный ток нагрузки /вых = 60 ма; 3) допустимые
отклонения напряжения на входе стабилизатора от номинального
значения в сторону увеличения авк и в сторону уменьшения Ьвх состав-
ляют азх = 5%, Ьвх = 10%; 4) допустимые отклонения выходного
напряжения от номинального аВЪ}Х = ЬВЬ1Х = 0,05%; 5) допустимые
отклонения тока нагрузки от номинального в сторону увеличения
(с) и уменьшения (d) равны с = d — 30%.
48
В результате расчета необходимо определить тип электронных
ламп и стабилитрона, величины всех деталей, входящих в схему
стабилизатора и обеспечивающих заданный режим его работы, необ-
ходимую величину входного напряжения, коэффициент стабилиза-
ции схемы по напряжению и к. п. д. стабилизатора.
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
1.	Определяем требуемое значение коэффициента стабилизации
по формуле (2-2)
TZ	__ авх 4“ ^ВХ _	5 + 10	_ i гл
Лет (и) треб - йвЬ1х + /?зых “ 0,05 + 0,05 ~ 10и-
2.	Определяем величину эталонного напряжения на стабили-
троне Л3
^эт~с^вых,	(2-50)
где а — коэффициент деления делителя напряжения. Обычно
а = +^=0,5.	(2-51)
U вых
Таким образом,
[/эт = 0,5 • 300 = 150 в.
3.	Выбираем тип стабилитрона. Исходя из величины эталонного
(опорного) напряжения (/эт, по табл. VIII выбираем стабилитрон,
имеющий наиболее близкое напряжение горения. Для U3T = 150 в
наиболее подходящим является стабилитрон типа СПП.
4.	Находим максимальную величину анодного тока лампы
I al макс = /вых. макс + /ст + /д,	(2-52)
ГДе /вых.макс ~ /вых 1 “Г JQQ
/ст — ток стабилитрона;
/д — ток делителя Т?2, /?3, Т?4.
Максимальный ток нагрузки стабилизатора в соответствии с за-
данием
/вых.макс — 60 ^1 Н |0Q j — /8 М,а.
Ток, протекающий через стабилитрон, можно принять равным
/ст^ 2/ст.мин = 2 • 5 = 10 ма,	(2-53)
где /ст.мин — наименьшее значение тока выбранного типа стабили-
трона (табл. VIII).
Делитель напряжения /?2, /?3, обычно состоит из высокоом-
ных сопротивлений. Поэтому можно принять /д « 1 ма. Таким об-
49
разом, /ai макс = 78 + 10 + 1 = 89 ма. Для дальнейших расчетов
примем /а1 Макс = 90 ма.
5.	Выбираем лампу Л1. Лампа (рис. 16, а) служит исполни-
тельным элементом схемы стабилизатора. В процессе стабилизации
внутреннее сопротивление Лг меняется, что приводит к регулировке
выходного напряжения. Поэтому ее принято называть регулирую-
щей. При выборе типа лампы необходимо выполнить следующие
требования: регулирующая лампа должна 1) иметь возможно боль-
ший коэффициент усиления и возможно меньшее внутреннее сопротив-
ление и 2) пропускать заданный ток при допустимой мощности, рас-
сеиваемой на ее аноде. Так как часто ток, проходящий через
имеет величину порядка 50—200 ма и выше, то в качестве регули-
рующих ламп целесообразно использовать мощные выходные трио-
ды или лучевые тетроды и пентоды. Для уменьшения внутреннего
сопротивления регулирующей лампы, т. е. для уменьшения потерь
напряжения на ней, лучевые тетроды и пентоды обычно используют
в триодном включении, при котором экранирующая и защитная
(в пентодах) сетки соединены с анодом.
Параметры наиболее распространенных регулирующих ламп при-
ведены в табл. XI. Выбирая лампу, необходимо убедиться в том, что
/а1 макс, доп превышает /а1 макс (примерно в 1,5 раза)
Al макс.доп	1,5 /а1 макс*	(2-54)
Для нашего примера выбираем триод типа 6С19П, у которого
/ai макс.доп = 140 ма	1,5/ai макс	1,5 * 90 = 13о ма.
6.	Определяем номинальное напряжение на входе стабилизатора
^вх ~ ^вых 4" ном •	(2-55)
Для определения номинального напряжения t/ai ном на аноде регу-
лирующей лампы Лг воспользуемся семейством анодных характе-
ристик лампы 6С19П (рис. 20). При номинальном напряжении сме-
щения Ес = — 20 в (табл. XI) и значении тока /а.макс=" 90 ма напря-
жение на аноде лампы Лг составит
^а1 ном ~ 100 в.
Следовательно,
t/BX= 300 в + 100 в = 400 в.
7.	Определяем максимальное и минимальное напряжения на
входе стабилизатора
i/вх.макс = t/вх (1+	= 400 (1 Ч-	= 420 в; (2-56)
^вх.мин = (7вх (1 -	= 400 (1 -	= 360 в. (2-57)
50
8.	Находим максимальное и минимальное напряжения на аноде
регулирующей лампы
иа1 макс = t/вх.макс - ^вых = 420 - 300 = 120 в;	(2-58)
Ual мин = t/вх.мин - ив^ = 360 - 300 = 60 в.	(2-59)
9.	Определяем пределы изменения напряжения на сетке лам-
пы Лг.
Из семейства анодных характеристик лампы 6С19П (рис. 20)
очевидно, что при токе /а.Макс= 90 ма напряжению Ual макс — 120 в
^а! мин — 60 в	Uс| макс	8 в.
10.	Находим мощность, рассеиваемую на аноде регулирующей
лампы,
^а1 макс = t/al макс * Л.макс - 120 • 90 • 10“3 = 10,8 в!П. (2-60)
Необходимо, чтобы
Pal макс	Ра.доп-	(2-61)
Для нашего примера условие (2-61) выполняется, так как
Pal макс — 10,8 вГП, Ра! доп — 11 ^^2
(табл. XI).
Если условие (2-61) не выполняется, то можно включить две
или несколько регулирующих ламп параллельно друг другу или же
подключить параллельно одной из ламп шунтирующее сопротив-
ление.
11.	Находим коэффициент усиления регулирующей лампы по
формуле
A^ai
Д6/ ci

(2-62)
где
At/ai = t/al макс — Ual мин — 120 — 60 = 60 в;
A^cl - | Uel мин | - | t/cl макс | = | 30 | — | 8 | = | 22 | в.
51
Таким образом,
60 I О 7Q
Н1 —	22 I — 2’73-
12.	Выбираем лампу Л2. Лампа Л2 является одновременно чувст-
вительным и усилительным элементом схемы стабилизатора. Обычно
ее называют управляющей. Эта лампа должна обеспечить возможно
большее усиление. В качестве управляющих ламп применяют трио-
ды с большим коэффициентом усиления или пентоды, предназначен-
ные для усиления напряжения (табл. XVI).
Коэффициент усиления каскада на лампе Л2, необходимый
для нормальной работы стабилизатора, может быть найден по фор-
муле
is	• 100	zq
A 2 треб = ?7-7Т—2ГТ—’	(/-оо)
О вых (авых“Г &вых)
ГДе At/BX — £/Вх.макс ^вх.мин = 420 в 360 в — 60 в.
Подставляя в формулу (2-63) численные значения, получим
м- __ ________60 • 100___ .j j г»
А2 треб —’ 300 . Од . 0 5 . 2J3 —
По табл. XVI выбираем в качестве управляющей лампы пентод типа
6Ж1П.
Фактический коэффициент усиления каскада на пентоде Л2 опре-
деляется по формуле
К2 расч — S2Ra2,	(2-64)
где S2 — крутизна характеристики пентода Л2, ма/в',
Rai — сопротивление анодной нагрузки Л2, ком (на схеме
рис. 16, а, /?а2 = Л\).
При использовании в качестве управляющих ламп пентодов
сопротивление анодной нагрузки выбирают в пределах
/?а2 = (0,1-^0,3)Я2,	(2-65)
где Ri2— внутреннее сопротивление лампы Л2 (при использовании
триодов /?а2 = 57?/2).
Для лампы 6Ж1П Ri2 = 300 ком. Поэтому примем сопротивле-
ние анодной нагрузки лампы = 82 ком (с учетом номинальных
значений сопротивлений, указанных в табл. VII). Мощность, рас-
сеиваемую на резисторе 7?х, определяем по формуле
где /а2 — величина анодного тока лампы Л2. По табл. XVI I=
= 7,5 ма. Поэтому
PRs = (7,5 • 10~3)2 • 82 • 103 = 4.6 вт.
52
В качестве сопротивления можно использовать резистор типа
ВС-5.
Таким образом, фактический коэффициент усиления каскада
на лампе Л2 составит
/Срасч-5,15-82 = 422.
Поскольку /<2 расч = 422 > /<2 треб = 146, то лампа 6Ж1П выбрана
правильно.
13.	Определяем величины сопротивлений и емкостей конденса-
торов схемы. Общее сопротивление делителя равно
= Я2 + R3 + ft, =	= ЗОО_3 = 300 ком.
л 1-10
Учитывая, что напряжение горения стабилитрона СГШ может
меняться в пределах 145—160 в, определим сопротивление нижнего
плеча делителя /?д.н для крайних значений напряжения
(ад.н)мин —	— 2QQ — 145 КОМ] (2-66)
/ п \	_ р ^эт.макс ___ 300 1 03 • 160 _ 1 «гп ал (О С\7\
(лд.н)макс — Ад (J х —	300	— КОМ. (2-67)
Принимаем Т?4 = 145 ком. Величины и R2 равны
R3 = (^?д.н)макс 0?д.н)мин = 160	145 = 15 КОМ] (2-68)
/?2 = Rjl — (Яд.н)макс = 300 — 160 = 140 КОМ.
По шкале номинальных значений сопротивлений (табл. VII) при-
нимаем /?4 = 150 ком] R3 = 15 ком] R2 = 150 ком. При токе дели-
теля /д = 1 ма мощность, рассеиваемая на резисторах Т?2, R3 и /?4,
незначительна. Поэтому в качестве сопротивлений R2, R3 и Т?4 могут
быть использованы резисторы мощностью 0,25 вт.
Определяем величину балластного сопротивления Т?5 для стаби-
литрона
R = t/вых - иэт = 300 - 150 = 5 ком^	69
°	'ст	10 • ЦТ3	V 7
Учитывая, что в качестве лампы Л2 используется пентод, необ-
ходимо подать напряжение на его экранирующую сетку.
Наиболее целесообразно в этом случае воспользоваться балласт-
ным сопротивлением в цепи стабилитрона, включив вместо Rb
два последовательных сопротивления R$ и R5 , с одного из которых
(Т?5) и будет сниматься необходимое напряжение на экранирующую
сетку.
Принимая для 6Ж1П (7Э = 50 в, найдем
R" =	= 5 ком.	(2-70)
5 'ст ю • 10~J	v '
Тогда Т?5 =15 ком — 5 ком = 10 ком.
53
По табл. VII принимаем /?5 = 5,1 ком и R5 = 10 ком. Мощность,
рассеиваемая на этих резисторах, равна
PR~ = /2т .	= (Ю • 10-3)2 • 5 • 103 = 0,5 вт;
Р , =	. R'* = (10 • 10-3)2 • 10 • 103 = 1 вт.
Выбираем резисторы МЛТ-0,5 и МЛТ-1.
Для улучшения фильтрации выходного напряжения и повыше-
ния устойчивости работы схемы включается конденсатор Сг
(рис. 16, а). Его емкость выби-
Рис. 21. Схема электронного стабили-
затора напряжения (к примеру 8).
Следовательно,
рается такой величины, чтобы
на частоте пульсаций емкост-
ное сопротивление конденсато-
ра Сг было примерно в 50 раз
меньше сопротивления /?2. От-
сюда
-'О’. <2'7»
где — емкость конденсатора,
мкф;
fn — частота пульсации на-
пряжения на входе ста-
билизатора (обычно fn =
= 100 гц);
R2 — в омах.
С1 2 • 3,14 • 100 • 150 • 103	°’53 МКФ-
По табл. IV выбираем в качестве конденсатора металлобумажный
конденсатор типа МБМ емкостью 0,5 мкф с рабочим напряжением
500 в.
Конденсатор С2 используется для предотвращения паразитной
генерации стабилизатора, который, включая в себя усилитель с до-
вольно большим коэффициентом усиления, при неудачном монтаже
склонен к самовозбуждению. Обычно в качестве конденсатора С2
используется электролитический конденсатор с емкостью порядка
10—20 мкф и рабочим напряжением t7pa6~ l,5t/BbIx. Принимаем
С2 = 10 мкф (t/раб = 450 в).
14.	Находим коэффициент стабилизации рассчитанного стабили-
затора по формуле
Кст (и) расч ~ (0,7 т~ 0,8) Pi • Ro расч •	(2-72)
Подставляя в формулу (2-72) найденные в результате расчета
значение коэффициента усиления регулирующей лампы, коэффи-
54
циента усиления /С2 расч каскада на управляющей лампе и коэффи-
циента деления делителя напряжения а, получим
Хст (и) расч = 0,7 • 2,73 • 422 • 0,5	400.
Таким образом, коэффициент стабилизации рассчитанного ста-
билизатора оказался больше требуемого, так как
Хст (и) расч — 400 Хет (и) треб = 150.
15.	К. п. д. стабилизатора (без учета накальных цепей) в номи-
нальном режиме можно найти по формуле
Т) = и™х ' /.вых ,	(2-73)
где /вх = /вых + /ст + /д = 60 + 10 + 1 = 71 ма. Таким обра-
зом,
300 • 60 • 10”3 A /con/\
n =--------------г = 0,63 (63%).
1	400 • 71 • 10~3	V 7
16.	Составляем схему рассчитанного стабилизатора (рис. 21).
Пример 9. Расчет транзисторного
стабилизатора напряжения
Задание: Рассчитать транзисторный стабилизатор напряже-
ния компенсационного типа (рис. 16, б) по следующим исходным
данным: 1) номинальное выходное напряжение стабилизатора
(7ВЫХ = 12 в с плавной регулировкой в пределах ±2 в; 2) номинальный
ток нагрузки /вых = 0,2 а; 3) допустимые отклонения напряжения
на входе стабилизатора от номинального значения в сторону уве-
личения (авх) и в сторону уменьшения (Ьвх) составляют авх^ &вх==
= 10%; 4) допустимые отклонения выходного напряжения от номи-
нального авых = &вых = 0,2 %.
В результате расчета необходимо определить тип транзисторов и
стабилитрона, величины всех деталей, входящих в схему стабилиза-
тора и обеспечивающих заданный режим его работы, необходимую
величину входного напряжения, коэффициент стабилизации схе-
мы по напряжению и к. п. д. стабилизатора.
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
1.	Определяем требуемое значение коэффициента стабилизации
по формуле (2-2)
TS	__ аъх + ^ВХ _ 10 4“ 10   гм
Аст <и) треб “ «вых + йвых - 0,2 + 0,2 - ои-
55
2.	Находим величину минимального напряжения на входе ста-
билизатора
^ВХ.МИН = ^ВЫХ 4“ UК.Э1 мин + Д(/вых ?	(2-74)
где t/K.3i мин — минимально допустимое напряжение между эмитте-
ром и коллектором регулирующего транзистора, при
котором работа еще происходит на линейном участ-
ке выходной характеристики /к = f (С/К.э) при /б =
= const;
At/Bblx — отклонение напряжения на выходе стабилизатора от
номинального.
Напряжение С/К.э1мин для большинства транзисторов не превы-
шает 1—3 в. При расчете (7К.Э1 мин можно принимать равным Зе.
Величина напряжения А[/вых для нашего примера определяется верх-
ним пределом регулировки выходного напряжения, т. е. А£/вых= 2 в.
Таким образом,
^вх.мин = 12 + 3 4" 2 = 17 в.
Номинальное и максимальное напряжения на входе стабилизатора
с учетом допустимых отклонений входного напряжения авх = Ьвх =
= 10% соответственно равны
t/вх = ,--^%мин. = -------пот = 18’9 в; (2’75)
('“Too-.)	(’ Too")
t/вх.макс = £/вх (1 +	= 18,9 (1 +	= 20,8 в. (2-76)
3.	Определяем максимальное падение напряжения на участке
эмиттер — коллектор регулирующего транзистора
t/к.э! макс = t/вх.макс — ^вых = 20,8 — 10 = 10,8 в. (2-77)
4.	Находим максимальную мощность, рассеиваемую на коллек-
торе регулирующего транзистора,
Рк1 макс = £/к.э1 макс * /вых.макс»	(2-78)
где /вых.макс — максимальное значение тока нагрузки.
Для нашего примера (при неизменном токе нагрузки)
/вых.макс — /вых =0,2 6Z.
Поэтому
А<1 макс — ю,8 . 0,2 = 2,16 вт.
5.	Выбираем тип регулирующего транзистора.
При выборе необходимо выполнить условия
/к1 макс ~ /вых /к1 макс.доп;	(2-79)
t/к.э! макс £/к.э1 макс, доп;	(2-80)
Рк! макс^С Рк! макс.доп•	(2-81)
56
Пользуясь табл. VI, выбираем транзистор 7\ типа П4Б с такими
параметрами: коэффициент усиления по току Вг = 20, максимально
допустимое напряжение коллектор — эмиттер £7к.э1 макс.доп = 60 в;
максимально допустимый ток коллектора /К1 макс.доп = 5 а\ макси-
мально допустимая мощность, рассеиваемая на коллекторе (без
дополнительного теплоотвода), Рк\ макс.доп = 3 впг.
Таким образом, для выбранного транзистора П4Б условия
(2-79) 4- (2-81) выполняются.
6.	Выбираем тип согласующего транзистора Т2. Транзистор Т2
предназначен для согласования большого выходного сопротивления
(порядка 10 ком) усилителя постоянного тока, собранного на тран-
зисторе Т3, с малым входным сопротивлением (порядка 10 ом) ре-
гулирующего транзистора 7\.
Кроме того, транзисторы 7\ и Т2, образуя составной транзистор,
имеют общий коэффициент усиления по току
Вобщ = В1.В3,	(2-82)
где Вх и В2 — коэффициенты усиления по току транзисторов 7\ и Т2.
Большой коэффициент усиления по току Вобщ позволяет значи-
тельно повысить коэффициент стабилизации схемы по напряжению.
Принимая
/к2^ /э2 = /б1,	(2-83)
где /к2 и /э2 — токи коллектора и эмиттера транзистора Т2; /61 —
ток базы транзистора Т19 и учитывая, что
Ля « ж	= 10 ма,	(2-84)
Dj	ZU
получим
/К2» Ю ма.
Кроме того,
^к.э2 макс ~ ^к.э! макс — 10,8 в.	(2-85)
Таким образом, мощность, рассеиваемая на коллекторе транзи-
стора Т2, равна
Вк2 макс ~ Ук.э2 макс * Л<2 = 10,8 • 10 • 10“3 = 0, 108 вт = 108 МвШ.
По табл. VI выбираем транзистор Т2 типа П201А с параметрами:
коэффициент усиления по току В2 = 40 , максимальное напряжение
между коллектором и эмиттером {/к.э2 макс.доп=22 в, максимальный
ток коллектора /К2макс.доп= 1,5 а, максимально допустимая мощ-
ность, рассеиваемая на коллекторе, РК2 макс.доп = 1 вт. Поскольку
Вк2макс~ 0,108 вт < РК2макс.доп = 1 вт, то транзистор Т2 выбран
правильно.
7.	Выбираем тип кремниевого стабилитрона. В качестве источ-
ника эталонного напряжения обычно используется кремниевый
57
стабилитрон, который должен иметь номинальное напряжение ста-
билизации
UCT (0,6 4- 0,7) • UBblx = (0,6 4- 0,7) • 12 = 7,2 4- 8,4 в. (2-86)
По табл. IX выбираем стабилитрон типа Д808, у которого
^7СТ ^эт ==' & ст == Ма] /ст.макс = 83 MCI.
8.	Находим коэффициент деления напряжения делителем /?2,
/?з, /?4
(2-87)
	 ^2 ВЫХ ____^ЭТ 	 8	/ч
ос_________________________.._.._<2	0,67.
‘-'ВЫХ	Ь'вых	1Z
9.	Выбираем тип управляющего (усилительного) транзистора Т3.
На транзисторе Т3 собран усилитель, который должен реагировать
на самые незначительные колебания выходного напряжения и
усиливать их до величины, достаточной для управления регулирую-
щим транзистором. Поэтому управляющий транзистор должен обес-
печивать достаточное усиление сигнала по напряжению. При выборе
транзистора необходимо обратить внимание на величину коллектор-
ного тока /кз. Этот ток должен быть по возможности небольшим, но
всегда превышать ток базы согласующего транзистора Т2. Обычно
величина тока 1КЗ выбирается в пределах 0,5 4- 2 ма. Требуемое
значение коэффициента усиления по напряжению для управляюще-
го транзистора можно найти по формуле
Д{/вх • ЮО
Кз (и) треб — 77	/ I А \
иВЫХ • (“ВЫХ Л “вых? а
(2-88)
где Л£7ВХ — t/вх.макс ^/вх.мин — 20,8	17 — 3,8 в.
Подставляя в формулу (2-88) численные значения, получим
zz	__ 8,8 - 100   1 1 q
Лз (и) треб	|2 . 0,4 • 0,67	1
Наиболее часто в качестве управляющих используются маломощ-
ные низкочастотные транзисторы (табл. XII).
Предварительно выберем транзистор типа МП41 (П15) с такими
данными: коэффициент усиления по току В3 = 30, максимально
допустимое напряжение коллектор — эмиттер [7к.эз макс.доп = 20 в,
максимальный ток коллектора /кз макс.доп = 20 ма, максимально до-
пустимая мощность рассеивания на коллекторе Рк3 макс.доп 3 0,15 вт.
Определим фактический коэффициент усиления каскада на тран-
зисторе МП41 (П15). Для этого можно воспользоваться формулой
К3 (и) расч —	' з •	(2-89)
58
где — Z/K3 = S3 — крутизна характеристики транзистора 73 (чи-
Ш б. эЗ
ело, показывающее, на сколько миллиампер
изменится коллекторный ток при изменении на-
пряжения между базой и эмиттером транзистора
на 1 в);
— сопротивление нагрузки в цепи коллектора тран-
зистора 73.
Для маломощных низкочастотных транзисторов, используемых
в схемах стабилизаторов напряжения, значение крутизны лежит в
пределах
S3-(20 4-40) ма/в.	(2-90)
Принимаем S3 = 30 ма/в.
Сопротивление может быть найдено по формуле
0,5С/к Э1 мин• Bi • В2 о,5 • 3 • 20 • 40 сала с /о oi\
=-----------------— —’----= 6000 ом = 6 ком. (2-91)
'вых
В соответствии с табл. VII принимаем 7?х = 6,2 ком. Мощность,
рассеиваемая на резисторе /?х, составляет
PRt (/кз)2 •	- (2 • 10-3)2 • 6,2 • 103 = 0,02 5 вт.
В качестве сопротивления можно использовать резистов ти-
па УЛМ-0,12.
Таким образом,
Кз(и) расч - 30 . 10-3 . 6,2 . 103 - 186 > Лз(«) треб - 1 19.
Определим величину мощности, рассеиваемой на коллекторе тран-
зистора 73,
РкЗ макс — ^к.эЗмакс *	(2-92)
Принимая
£7к.эЗ макс — ^вых + вых — ^эт — 12 —2 — 8 = 6 в И /н3 = 2 • 10~3 а,
получим
РкЗ макс = 6 • 2 • 10—3 = 0,012 вт < РкЗ макс.доп = 0,15 вт.
Следовательно, транзистор Т3 выбран правильно.
10.	Определяем величины сопротивлений резисторов и емкостей
конденсаторов схемы. Как мы уже выяснили, сопротивление нагруз-
ки в цепи коллектора транзистора Т3 = 6,2 ком. Найдем сопро-
тивления выходного делителя. Ток делителя /д обычно выбирают
на один — два порядка выше тока базы управляющего транзистора
Т3. Номинальный ток базы транзистора Т3 можно найти по формуле
/бз == -Ь2- = —I0— = 0,066 ма.	(2-93)
uv
59
Выбирая ток делителя /д = 5 ма, найдем общее сопротивление де-
лителя
Яд = Я2 + Я3 + Я4 =	= 2,4 ком. (2-94)
'Д	□ • 1U
В соответствии с заданием выходное напряжение стабилизатора
должно регулироваться в пределах ±2 в. Учитывая также, что на-
пряжение стабилизации стабилитрона Д808 может меняться в пре-
делах 7—8,5 в, определим сопротивление нижнего плеча делителя
для крайних значений (7ЭТ и (7ВЫХ
/г> ч п ^эт.мин	п 2,4 • 103.7 _____ 1ОПП пм____
(Яд.н)мин - Яд 6,вых + Д(/вых - Я4 -	12 + 2
= 1,2 ком;	(2-95)
(Яд.н)макс = Яд „ J”Bblx = 2’412^28’5 = 2,2 КОМ. (2-96)
Величины сопротивлений Т?2 и R3 равны
R3 “ (^?Д.н)макс (/?д.н)мин— 2,2	1,2 = 1 КОМ’ (2-97)
R2 = Ra — (7?д.н)макс = 2,4 — 2,2 = 0,2 ком = 200 ом.
Полученные значения сопротивлений делителя соответствуют
номинальным (см. табл. VII). Поэтому окончательно принимаем
R2 = 200 ом; R3 = 1 ком’, R± = 1,2 ком (тип резисторов R3 и —
УЛМ-0,12, a R2 — СПО). Сопротивление У?5 берется такой величины,
чтобы задаваемый им ток через стабилитрон составлял /ст = 5 ма,
R = £вых —//эт = 12 -8 = 800 ом^	(2 98)
5	5•10~3	5•10~3	'
По табл. VII выбираем резистор с сопротивлением Rb = 820 ом
(тип резистора — УЛМ-0,12).
Для увеличения быстродействия стабилизатора используется
емкостная связь между выходом стабилизатора и входом усилителя,
собранного на транзисторе Т3. С этой целью в схему стабилизатора
(рис. 16, б) включают конденсатор Сг Величина емкости этого кон-
денсатора выбирается порядка единиц — десятков микрофарад.
Например, для рассчитываемой схемы можно использовать электро-
литический конденсатор типа ЭМ емкостью 3 мкф с рабочим напря-
жением 20 в (см. табл. IV).
Конденсатор С2 служит для повышения устойчивости стабили-
затора и одновременно позволяет уменьшить выходное сопротивле-
ние схемы. Емкость конденсатора С2 выбирается порядка 1000—
2000 мкф. Для нашего примера можно, например, использовать
электролитический конденсатор типа ЭТО-2 емкостью 1000 мкф с
рабочим напряжением 25 в (табл. IV).
60
11.	Находим коэффициент стабилизации рассчитанного стабили-
затора по формуле
Кст («) расч = а • Кз (и) расч •	= 0,67 • 186-^- = 79. (2-99)
Таким образом, коэффициент стабилизации рассчитанного стабили-
затора оказался больше требуемого, так как
Аст (и) расч — 79 Act (и) треб — 50.
12.	К- п. д. стабилизатора в
номинальном режиме находим
по формуле
Т] =	• /вых t (2-100)
Ubx * 'вх
где /вх — /ВЫх + /сг+^д- 200 +
+ 5	5 = 210 ма. Таким обра-
зом,
_ 12 • 200 • 10~3 _
11 “ 18,9-210 • 10~3 “
= 0,605 (60,5%).
Рис. 22. Схема транзисторного стабили-
затора напряжения (к примеру 9).
13. Составляем схему рассчитанного стабилизатора (рис. 22).
ГЛАВА 3
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПОСТОЯННОГО
НАПРЯЖЕНИЯ НА ТРАНЗИСТОРАХ
3-1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
3 электронной аппаратуре широкое применение находят уст-
ройства, позволяющие преобразовывать постоянный ток одного на-
пряжения в постоянный ток другого (обычно более высокого) на-
пряжения. Такие устройства получили название преобразователей
напряжения.
До недавнего времени для преобразования напряжения применя-
лись главным образом вибропреобразователи и умформеры. Однако
эти устройства обладали рядом существенных недостатков: невысо-
кой надежностью, малым сроком службы, низким к. п. д., большим
весом и т. д. Указанные недостатки значительно снижали эксплуа-
тационно-технические показатели той аппаратуры, в которой они
применялись.
С появлением мощных транзисторов оказалось возможным соз-
дать преобразователи постоянного напряжения, обладающие боль-
61
шими преимуществами перед вибропреобразователями и умформе-
рами. Важнейшими из этих преимуществ являются: 1) более высокая
надежность и больший срок службы ввиду отсутствия механических
контактов; 2) более высокий к. п. д. (порядка 70—90%); 3) возмож-
ность осуществлять преобразование на частотах от нескольких сот
герц до 10—20 кгц, что позволяет существенно уменьшить размеры
и вес трансформаторов и фильтров; 4) более высокая устойчивость
к тряске и вибрациям; 5) практически полное отсутствие акусти-
ческих помех.
Рис. 23. Блок-схема транзисторного преобразователя напряжения.
Транзисторные преобразователи используются как экономичные
и компактные источники высокого напряжения для питания пере-
носной и передвижной аппаратуры — радиопередатчиков, радио-
приемников, импульсных ламп фотовспышек, электронно-лучевых
осциллографов, счетчиков заряженных частиц и т. д. Они приме-
няются также для питания стационарной аппаратуры в неэлектро-
фицированных районах, в условиях экспедиций и т. п. В этих
условиях при наличии термоэлектрического полупроводникового ге-
нератора (питаемого от керосиновой лампы) или аккумулятора (за-
ряжаемого от двигателя автомашины, трактора или ветродвигателя)
можно обеспечить нормальным питанием различные электронные и
полупроводниковые устройства. Мощность, получаемая от современ-
ных транзисторных преобразователей напряжения, лежит в преде-
лах от единиц до нескольких сот ватт.
Существуют различные схемы преобразователей напряжения на
транзисторах. Однако все они строятся по блок-схеме, приведенной
на рис. 23. Основным элементом схемы любого транзисторного пре-
образователя является автогенератор, который, получая энергию
от источника постоянного напряжения, вырабатывает переменное
напряжение с требуемой амплитудой. Полученное переменное на-
пряжение обычным путем выпрямляется и после соответствующей
фильтрации поступает к нагрузке в виде выпрямленного напряже-
ния необходимой величины.
В том случае, когда требуется получить на выходе преобразова-
теля значительную мощность (более 100 вт), между автогенератором
и выпрямителем включается дополнительный усилитель мощности.
На рис. 24 приведена наиболее распространенная двухтактная схема
транзисторного преобразователя напряжения.
Автогенератор состоит из двух транзисторов, включенных по
схеме с общим эмиттером, и трансформатора, имеющего коллектор-
ную №к, базовую W6 и выходную обмотки. Делитель напряжения
/?ь R2 служит для запуска преобразователя при включении питаю-
62
щего напряжения Е. В этом случае на сопротивлении шунти-
рованном конденсатором С, появляется небольшое отрицательное
напряжение (порядка 0,3—0,6 в), которое прикладывается к базам
транзисторов, вызывая отпирание какого-либо из них.
Допустим, что в некоторый момент времени открыт транзистор
7\. Тогда напряжение Е (за вычетом небольшого падения напряже-
ния на участке эмиттер — коллектор открытого транзистора) ока-
жется приложенным к половине коллекторной обмотки WZK, создавая
Рис. 24. Двухтактная схема транзисторного преобразо-
вателя напряжения.
на ней и на других обмотках э. д. с. с полярностью, указанной на
схеме рис. 24 (знаки даны без скобок). При этом э. д. с. базовой
обмотки создает на базе транзистора отрицательное напряже-
ние по отношению к эмиттеру, а э. д. с. обмотки We в этот момент
создает на базе транзистора Т2 положительное напряжение по от-
ношению к эмиттеру. Следовательно, в то время, когда транзистор
7\ открыт, транзистор Т2 заперт. Транзистор 7\ будет открыт до
тех пор, пока магнитный поток в сердечнике трансформатора не
достигнет величины насыщения. Так как в этот момент скорость из-
менения магнитного потока становится равной нулю (или очень ма-
лой), то э. д. с. во всех обмотках трансформатора также станет
близкой к нулю. Происходящее при этом резкое уменьшение токов
в обмотках вызывает появление в обмотках э. д. с. с противополож-
ной полярностью (знаки в скобках на рис. 24). Теперь базовая об-
мотка We создает на базе транзистора Т2 отрицательное напряжение
по отношению к эмиттеру, что приводит
к отпиранию этого транзистора и возник-
новению тока в коллекторной обмотке ЦТ
в направлении, указанном пунктирной
стрелкой. При этом возрастает э. д. с. ба-
зовой обмотки We, что приводит к дальней-
шему увеличению коллекторного тока, и
т. д. Процесс протекает лавинообразно и
очень быстро приводит транзистор Т2 в
ик
-L
t
Рис. 25. Форма напряже-
ния в коллекторной обмот-
ке трансформатора.
63
режим насыщения. В результате этого процесса почти все на-
пряжение Е окажется приложенным к половине коллекторной
обмотки №к. Таким образом, с помощью двух транзисторов осу-
ществляется коммутация тока в коллекторной обмотке трансфор-
матора, а напряжение на каждой половине обмотки имеет прямо-
угольную форму (рис. 25).
Возникшие на первичной обмотке трансформатора колебания на-
пряжения трансформируются во вторичную (повышающую) обмотку
и после выпрямления создают на нагрузке выходное постоянное на-
пряжение заданной величины.
3-2. РАСЧЕТ ТРАНЗИСТОРНОГО
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ НАПРЯЖЕНИЯ
При расчете транзисторного преобразователя напряжения обычно
известны следующие параметры: 1) напряжение источника питания
Е; 2) величина выпрямленного напряжения на выходе преобразова-
теля UQ\ 3) выпрямленный ток на выходе преобразователя /0;
4) коэффициент пульсации выпрямленного напряжения /<п.
Расчет преобразователя состоит из двух частей — расчета вы-
прямителя с фильтром и расчета автогенератора.
Расчет выпрямителя с фильтром проводится обычным путем.
В зависимости от величин f70, /0 и 7<п выбирают подходящую схему вы-
прямления, тип полупроводниковых вентилей и элементы сглажи-
вающего фильтра (см. примеры 2 и 3).
В результате расчета выпрямителя определяют необходимую
величину переменного напряжения на его входе, т. е. напряжение
(7ВЫХ, которое должно быть получено на выходной обмотке трансфор-
матора автогенератора. Ток /вых в выходной обмотке трансформатора
принимают равным выпрямленному току /0. По известным значениям
Е, /7Вых и /Вых рассчитывают автогенератор преобразователя.
Пример 10. Расчет транзисторного
преобразователя напряжения
Задание: Рассчитать транзисторный преобразователь напряже-
ния (рис. 24) по следующим данным: 1) напряжение источника пи-
тания Е = 12 в; 2) напряжение на выходе автогенератора (на входе
выпрямителя) £7ВЫХ = 300 в; 3) ток на выходе преобразователя
Iвых /о 70 ма.
В результате расчета необходимо определить: 1) рабочую часто-
ту автогенератора; 2) тип транзисторов', 3) материал, размеры
и форму сердечника трансформатора', 4) число витков обмоток транс-
64
форматорам 5) диаметры проводов обмоток; 6) величины сопротивле-
ний и емкость конденсатора, входящих в схему автогенератора;
7) к. п. д. преобразователя.
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
1.	Выбираем рабочую частоту автогенератора. При выборе ра-
бочей частоты автогенератора необходимо учесть, что с увеличением
частоты легче осуществить сглаживание пульсаций в фильтре вы-
прямителя, однако потери в сердечнике трансформатора возрастают.
Исходя из этого, наиболее целесообразно выбрать рабочую частоту
порядка 0,5 4- 2 кгц. Принимаем f == 1 кгц.
2.	Определяем мощность на выходе автогенератора
Рвых - f/вых * /вых = 300 • 70 . ю-3 -21 вт. (3-1)
3.	Находим максимальное значение коллекторного тока каждого
транзистора
7к.макс =	•	(3-2)
Принимая к. п. д. преобразователя т] — 0,7, получим
j —________21_______ 2 5 а
* к.макс — 0 7 . 12	— и’
4.	Определяем максимальное напряжение между коллектором и
эмиттером каждого транзистора
t/к.э.макс— 1,2 • 2£* = 1,2 • 2 - 12 = 28,8 в,	(3-3)
где коэффициент 1,2 учитывает возможные перенапряжения в схеме.
5.	Определяем максимальное значение мощности, выделяющейся
на одном транзисторе, по формуле
Рк.макс^(0,25 + 0,017£)/к.макс-(0,25 + 0,017 • 12) • 2,5-
- 1,175 вт.	(3-4)
6.	Выбираем тип транзисторов. При выборе транзисторов необ-
ходимо обеспечить выполнение условий:
/к.макс /к.макс.догъ	(3-5)
Uк.э.макс	^к.э.макс.доп,*	(3-6)
Т^к.макс	макс, доп •	(3*7)
По табл. VI выбираем транзисторы типа П4Б с параметрами: В =
= 20,i /к.макс.доп ~ 5 а, £к.э.макс.доп == 60 в, Рк.макс.доп ~ 3 вт (ОСЗ ДО-
полнительного теплоотвода), /к0 < 0,5 ма. Таким образом, для вы-
бранного транзистора П4Б условия (3-5) ~ (3-7) выполняются.
7.	Находим габаритную мощность трансформатора
Р 1,3£вых . /вых = 1,3 • 300 . 70 - 10-3 - 27,3 ва. (3-8)
3 900
65
Рис. 26. Прямоугольная
петля гистерезиса.
8.	Выбираем сердечник трансформатора. Материал сердечника
трансформатора должен иметь малые потери на гистерезис. Величина
потерь определяется площадью петли гистерезиса. Поэтому для
трансформатора следует выбирать материал с узкой и по возмож-
ности прямоугольной петлей гистерезиса (рис. 26). В качестве ма-
териала сердечника обычно используют электротехническую сталь
(Э42, Э44, Э310) или пермаллой (50НП, 65НП,
34НКМП) с высокой индукцией насыще-
ния Вт.
В любом случае трансформатор должен
иметь возможно меньшую индуктивность рас-
сеяния. С этой точки зрения тороидальные
трансформаторы лучше, чем трансформаторы
на стержневых или броневых сердечниках.
В табл. 5 приведены средние значения Вт
для некоторых магнитных материалов с ука-
занием способа сборки и формы сердечников.
Для рассчитываемого трансформатора вы-
бираем витой тороидальный сердечник из ма-
териала 50НП с толщиной ленты 0,05 мм,
для которого Вт = 1,5 тл. Размеры сердеч-
ника трансформатора можно выбрать, пользуясь формулой
>с ’ д° “ 2/ • В™ • 6 • Птр • S • Яс • Ям ’
(3-9)
где Sc — полное сечение стержня сердечника, см2-,
SQ — площадь окна, занятая обмотками одного стержня, см2',
Р — габаритная мощность трансформатора, ваг,
6 — плотность тока в обмотке,
т)Тр — к. п. д. трансформатора;
S — число стержней, несущих обмотки;
Лс — коэффициент заполнения сечения сердечника сталью;
Дм—коэффициент заполнения окна медью обмотки;
Вт — индукция насыщения сердечника, тл.
Таблица 5
Основные данные некоторых магнитных материалов
Материал	Толщина, мм	Конструкция и тип сердеч- ника	Среднее значение В, тл.
Э42	0,35	Броневой Ш-9	0,85
Э44	0,2	Броневой Ш-9	0,9
Э310	0,08	Ленточный разрез- ной Ш-9	1,0
5ОНП	0,05	Тороидальный нераз- резной	1,5
65НП	0,05	Тороидальный нераз- резной	1,3
34НКМП	0,05	»	1,5
66
Рис. 27. Ви-
той тороидаль-
ный сердечник
трансформато-
ра.
Если обмотки трансформатора выполняются проводом в термо-
стойкой изоляции (ПЭЛ или ПЭВ), то допустимая плотность тока в
обмотках составляет 6=4 а!мм2. Для однофазных преобразовате-
лей обмотки обычно размещаются на одном стержне (5=1). При-
нимая 6=4 а/мм2, г)тр 0,9, 5 = 1, Кс = 0,8, Км = 0,25, / =
= 1000 гц, получим
о о	27,3 • 102	।
’ d° = 2 • 103 • 1,5 • 4 • 0,9 • 1 • 0,8 • 0,25	1,20 СМ ’
Если принять, что толщина намотки ленты а в 2 раза меньше внут-
реннего диаметра d сердечника и в 1,5 раза меньше ширины ленты
с (рис. 27), то величину а можно найти из выраже-
ния
а «0,7 У4Sc • So = 0,7 V 1,26 «0,74 см. (3-10)
Тогда
d = 2а = 1,48 см\
с = 1 ,Ьа =1,11 см\
Sc = ас = 0,74- 1,11 -0,82 см2.
9.	Находим число витков половины коллекторной
обмотки
-11)
Принимая падение напряжения на транзисторе Д£/К.э= 0,5 в, полу-
чим
TF/ ivy" (12 —0,5). 104	оо
IFK —	— 4 1()3 j 5 0 82 0 8 — 28 витков.
10.	Определяем число витков половины базовой обмотки
3 4-4 оо 3,5
— №к • £__28 •	_q 5 =9 витков. (3-12)
11.	Находим число витков выходной обмотки
WB = W- —= 28 , о30°	= 730 витков. (3-13)
в * Е — Дс/К э	12 — 0,5	х 7
12.	Действующее значение тока коллекторной обмотки
(£- At/K3) • 10«
4f •	• Sc • Кс
w’K = к =
(3
13.	Действующее значение тока базовой обмотки
Л> = ^.	(3-15)
3*
67
где В — коэффициент усиления по току транзистора П4Б. При-
нимая В = 20, получим
/б =	= 0,089 а.
14.	Диаметры проводов обмоток трансформатора (без изоляции)
находим по формуле
d = 1,13 )/-§-,	(3-16)
где d — диаметр провода обмотки, мм\
I — действующее значение тока соответствующей обмотки, а\
6 — допустимая плотность тока в обмотках (6=4 а!мм2).
Таким образом,
dB= 1,13	= 1,13	= 0,15 мм;
dR = 1,13]/-^-= 1,13 ]/-^ = 0,75 мм;
d6 — 1,13]/-^- = 1,13	= 0,17 мм.
15.	Находим диаметры проводов обмоток с изоляцией. По
табл. II для провода типа ПЭВ-1 получим dB^3= 0,18 мм; dK.B3 =
= 0,8 мм\ d6,H3 = 0,2 мм.
16.	Определяем ориентировочную величину сопротивления
г» З-т-4	З-т-4	3,5	qq	/а <
R1 ~	= /б /2 = 0,089 . 1,41 ~28 0М-	<3' 17>
Выбираем по табл. VII 7?х = 30 м (величина сопротивления 7?!
уточняется при настройке преобразователя).
17.	Находим величину сопротивления R2. Полагая, что для за-
пуска преобразователя достаточно иметь на сопротивлении 7?! па-
дение напряжения = 0,5 4- 1 в, получим
/?2 = Ri E7,Ur' = 30 ^=-5- = 330 ом. (3-18)
U Ri	1
По табл. VII выбираем резистор Т?2 = 330 ом.
18.	Выбираем емкость конденсатора С. Конденсатор С, показан-
ный на схеме рис. 24, сглаживает пульсации напряжения, которые
появляются во время переключения транзисторов (особенно на хо-
лостом ходу). Емкость конденсатора С выбирается в пределах
0,25 — 1 мкф.
По табл. IV выбираем конденсатор С типа МБМ емкостью 0,5 мкф.
Рабочее напряжение конденсатора практически не имеет значения,
так как падение напряжения на сопротивлении R± не превышает
нескольких вольт.
68
19.	Определяем дополнительный расход тока от источника пита-
ния на резисторах и Л*2
/доп = Ri + Ъ = 30 + 330 = 0,033 а-
(3-19)
20.	Рассчитываем мощность, рассеиваемую на резисторах и
Я2,
PRi = 7доп • #1 = (33 • В * 10~3)2 • 30 = 0,033 бт'> (3-20)
- /д0П • R2 (33 . 10-)2 . 330 = 0>36	(3-21)
Рис. 28. Схема транзисторного
преобразователя напряжения (к
примеру 10).
В качестве сопротивлений R± и R2 можно использовать резисторы
типа УЛМ-0,12 и МЛ Т-0,5 соответственно.
21. Находим полный ток, потребляемый от источника питания,
/ — /к.макс 4~ Ддоп — 2,5 4- 0,033 — 2,533 и. (3-22)
22. Уточняем к. п. д. преобразователя
П =	• /вых = 30(Г 70 5 W-3 = 0 69 (69 %}	(3 23)
23. Составляем схему рассчитанного преобразователя (рис. 28).
ЛИТЕРАТУРА
1. Белопольский И. И., Электропитание радиоустройств, «Энергия»,
1965.
2. В е к с л е р Г. С., Тетельбаум Я. И., Электропитание радио-
устройств/ «Техшка», 1964.
3. Г е р ш у н с к и й Б. С., Основы электронной и полупроводниковой
техники, Изд-во КГУ, 1967.
4. Рогинский В. Ю., Электропитание радиоустройств, Госэнергоиз-
дат, 1963.
5. Рогинский В.Ю., Выпрямители, Госэнергоиздат, 1961.
69
6.	Терентьев Б. П., Электропитание радиоустройств, Связьиз-
дат, 1958.
7.	Ф е д о с е е в П. Г., Выпрямители и стабилизаторы, «Искусство», 1960.
8.	Малинин Р. М., Трансформаторы и автотрансформаторы питания,
Госэнергоиздат, 1963.
9.	Б а л ь я н Р. X., Трансформаторы малой мощности, Судпромгиз, 1961.
10.	Цыкин Г. С., Трансформаторы низкой частоты, Связьиздат, 1950.
11.	Мар гол in Г. Г., Поляков С. Д., Со крут В. I., Роз-
рахунки в практищ радиолюбителя, Держтехвидав УРСР, 1962.
12.	Б о р н о в о л о к о в Э., Выпрямители для питания радиоприемни-
ков, «Радио», 1963, № 7.
13.	Б о р н о в о л о к о в Э., Выпрямители для питания приемников от
сети переменного тока, Изд-во ДОСААФ, 1956.
14.	Малинин Р. М., Полупроводниковые выпрямители, Госэнергоиз-
дат, 1963.
15.	Дольник А. Г., Выпрямители с умножением напряжения, Гос-
энергоиздат, 1952.
16.	Б о г о с л о в с к и й А. С., Силовые полупроводниковые выпрямите-
ли, Оборонгиз, 1965.
17.	Девонисский В. Ю., Выпрямители на германиевых диодах,
Оборонгиз, 1964.
18.	Векслер Г. С., Мачинський В. К., Ш т i л ь м а н В. I.,
Транзисторы згладжуюч! фЕльтри, «Техыка», 1964.
19.	Г о л ь д р е е р И. Г., Стабилизаторы напряжения, Госэнергоиздат,
1957.
20.	Г е н и с А. А., Г о р н ш т е й н И. Л., Пугач А. Б., Приборы
тлеющего разряда, Гостехиздат УССР, 1963.
21.	Д о д и к С. Д., Полупроводниковые стабилизаторы постоянного напря-
жения и тока, «Советское радио», 1962.
22.	Карпов В. И., Полупроводниковые стабилизаторы напряжения,
Госэнергоиздат, 1963.
23.	П о д а к о в А. С., Фер'енец Н. К., Транзисторы стабшзатори
напруги, Держтехвидав УРСР, 1963.
24.	Веденеев Г. М., Вершин В. Е., Кремниевые стабилитроны,
Госэнергоиздат, 1961.
25.	Богданов Д. И., Евдокимов Г. К., Феррорезонансные ста-
билизаторы, Госэнергоиздат, 1958.
26.	Ж у р а в л е в А. А., М а з е л ь К. Б., Преобразователи постоянно-
го напряжения на транзисторах, «Энергия», 1964.
27.	3 а х а р о в Ю. К., Преобразователи напряжения на полупроводни-
ковых триодах, Оборонгиз, 1964.
28.	Исаев Э. А., Полупроводниковые преобразователи напряжения,
Оборонгиз, 1962.
29.	Р о г и н с к и й В. Ю., Преобразователи тока, Оборонгиз, 1960.
30.	Кузьменко М. И., Сиваков А. Р., Полупроводниковые пре-
образователи постоянного напряжения, Госэнергоиздат, 1961.
31.	Г о р ю н о в Н. Н., Преобразователи напряжения на полупроводни-
ковых триодах, «Радио», 1958, № 7.
32.	Т е р е щ у к Р. М. и др., Справочник радиолюбителя, «Техыка», 1965.
33.	Справочник радиолюбителя, под. ред. Куликовского А. А., Госэнерго-
издат, 1961.
34.	Справочник начинающего радиолюбителя, под. ред. Малинина, Госэнер-
гоиздат, 1961.
35.	Б р о й д е А. М., Тарасов Ф. И., Справочник по электровакуум-
ным и полупроводниковым приборам, Госэнергоиздат, 1961.
36.	Г у р л е в Д. С., Справочник по электронным приборам, «Техыка»,
1966.
37.	3 а й ц е в В. А., Николаев С. Н., Краткий справочник по элект-
ровакуумным приборам, «Энергия», 1965.
70
38.	Транзисторы и полупроводниковые диоды, под. ред. Николаевского
И. Ф., Связьиздат, 1963.
39.	Справочник по полупроводниковым диодам и транзисторам, под ред.
Горюнова Н. Н., 1963.
40.	Т а р а с о в Ф. И., Кенотроны, «Энергия», 1964.
41.	Тарасов Ф. И., Триоды, «Энергия», 1965.
42.	Л а б у т и н В. К., Мощные низкочастотные транзисторы, «Энергия»,
1965.
43.	Михайлов И. В., Пропошин А. И., Конденсаторы, «Энер-
гия», 1965.
44.	М а л и н и н Р. М., Конденсаторы и сопротивления, Оборонгиз, 1959.
РАЗДЕЛ ВТОРОЙ
РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЕЙ
ГЛАВА 4
ЛАМПОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ
НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
4—1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Усилители низкой частоты (УНЧ) являются одними из наиболее
распространенных узлов электронной и полупроводниковой аппа-
ратуры. Они предназначены для усиления электрических сигналов,
частота которых лежит в пределах от 20 до 20 000 гц.
В качестве источника входного сигнала в УНЧ могут исполь-
зоваться такие устройства как микрофон, звукосниматель, фото-
элемент, термопара, детектор и т. п. Типы нагрузок также весьма
разнообразны. Ими могут быть громкоговоритель, телефон, записы-
вающая головка магнитофона, последующий усилитель, осцилло-
граф, реле и т. д.
Большинство из перечисленных выше источников входного сиг-
нала развивают очень низкое напряжение. Например, термопара —
от десятых долей микровольта и выше, фотоэлемент — порядка
единиц микровольт и выше, микрофон — десятые доли милливольта
и т. д. Кроме того, мощность сигнала на входе усилителя обычно
ничтожно мала. Поэтому для обеспечения нормальной работы на-
грузочного устройства входной сигнал необходимо усилить как по
напряжению, так и по мощности.
Основным структурным блоком любого усилителя является уси-
лительный каскад, представляющий собой простейший усилитель,
собранный на одном или нескольких усилительных элементах.
В ламповых усилителях роль усилительного элемента выполняет
электронная лампа. Обычно задача усиления напряжения и мощ-
ности входного сигнала распределяется между отдельными каскадами
усилителя. В соответствии с этим различают каскады усиления на-
пряжения и каскады усиления мощности в зависимости от того, ка-
кая из этих величин на выходе должна быть значительно больше,
чем на входе.
Чаще всего усилитель состоит из нескольких каскадов, соеди-
ненных так, что выходной сигнал предыдущего каскада подводится
ко входу последующего. На рис. 29, а представлена блок-схема ти-
пичного усилителя.
72
Первый каскад или несколько каскадов обычно являются уси-
лителями напряжения, а выходной (оконечный) каскад предназна-
чен для усиления мощности. Современные усилительные устройства
в большинстве случаев выполняются с отрицательной обратной
связью, при которой сигнал с выхода усилителя поступает на вход
одного из каскадов в противофазе с входным сигналом. Отрицатель-
ная обратная связь значительно повышает качественные показатели
усилителя. Один из вариантов блок-схемы усилителя с отрицатель-
ной обратной связью показан на рис. 29, б.
Рис. 29. Блок-схемы усилителей:
а — без обратной связи; б — с обратной связью
Ламповый каскад усиления напряжения может быть построен
по различным схемам. Чаще всего в электронной аппаратуре при-
меняется резистивный усилительный каскад (усилитель на резисто-
рах). Типовые схемы резистивных усилителей напряжения низкой
частоты приведены на рис. 30.
Рис. 30. Схемы резистивных усилителей напряжения низкой -частоты:
а — на триоде; б — на пентоде.
Каскады усиления мощности в зависимости от схемы, по которой
они выполнены, делятся на отднотактные и двухтактные (рис. 31).
Однотактные каскады применяются обычно при относительно малой
выходной мощности сигнала — до 3—5 вт. Если мощность сигна-
ла на выходе превышает 5 вт, более целесообразно использовать
двухтактные схемы. В случаях, когда расчетная мощность уси-
73
лителя превышает величину мощности, которую могут создать
две лампы в двухтактной схеме, в каждое плечо схемы включается
не одна, а две или даже три лампы параллельно (рис. 31, в).
Рис. 31. Схемы каскадов усиления мощности:
а — однотактная; б — двухтактная; в — двухтактная с параллельным включе-
нием ламп в каждом плече.
Для нормальной работы двухтактного каскада на сетки его ламп
необходимо подать равные по величине, но сдвинутые по фазе на
Рис. 32. Схема фазоинверсного каскада.
180° напряжения возбуж-
дения. Такие напряжения
обычно получают от специ-
ального предоконечного ка-
скада, называемого фа-
зоинверсным. Типовая схе-
ма фазоинверсного каска-
да приведена на рис. 32.
Известны разнообраз-
ные схемы подачи напря-
жения отрицательной об-
ратной связи с выхода уси-
лителя на вход одного из каскадов. Простейшие, но весьма распро-
страненные схемы приведены на рис. 33.
Основными показателями УНЧ являются:
1.	Коэффициент усиления по напряжению — отношение напря-
жения, получаемого на выходе усилителя, к напряжению, подве-
денному к его входу,
К =
U вх
(4-1)
Коэффициент усиления по напряжению, выраженный в децибелах,
Кдб = 201g К = 20 1g
и вх
Рис. 33. Основные схемы подачи напряжения отрицательной обратной
связи.
Перевод отношений напряжений, токов и мощностей в децибелы
можно произвести по табл. XIV.
Для многокаскадных усилителей общий коэффициент усиления
Ксб.ц = К1-К2. ...	(4-3)
Лобщ.дб = К1дб + К2дб + • • • + Кпд£> •	(4*4)
2.	Выходная мощность и выходное напряжение. Мощность на
выходе усилителя
Лшх =	;	(4-5)
^вых^/Lx-^H.	(4-6)
где £/вых — действующее значение напряжения на нагрузочном со-
противлении;
75
^вых— действующее значение тока в нагрузочном сопротивле-
нии;
/?н — сопротивление нагрузки усилителя.
Выходное напряжение усилителя
^вых = КЛ,ых-Ян •	(4-7)
3.	Коэффициент полезного действия. Промышленный к. п. д.
усилителя
Пиром = 4^- 100 %’	(4-8)
'общ
где РВых— полезная выходная мощность, выделяемая в нагрузке
усилителя;
РОбщ— мощность, потребляемая усилителем от всех источников
питания (мощность, рассеиваемая на анодах ламп, в це-
пях анодов и экранирующих сеток, в катодных сопротив-
лениях, в цепях накала и т. д.).
Электрический к. п. д. усилителя
т]э = -^- 100%,	(4-9)
где Ра — мощность, потребляемая только от источника анодного
питания.
4.	Диапазон усиливаемых частот (или полоса пропускания)
Fn — Рв — область частот, в которой коэффициент усиления изме-
няется не больше, чем это допустимо по техническим условиям.
5.	Номинальное входное напряжение (/^(чувствительность) —
напряжение, которое нужно подвести ко входу усилителя, чтобы
получить требуемую мощность на выходе.
6.	Частотные искажения — искажения, обусловленные изменени-
ем коэффициента усиления на разных частотах.
Частотные искажения можно оценить по частотной характери-
стике усилителя, которой называется графическая зависимость
коэффициента усиления (или его отклонения от среднего значения)
от частоты. Типичная частотная характеристика УНЧ приведена
на рис. 34 (изменение усиления на разных частотах по отношению к
коэффициенту усиления /Сср в области средних частот выражено в
децибелах, масштаб по оси частот — логарифмический).
Степень частотных искажений на отдельных частотах выражается
коэффициентом частотных искажений М
Яср
(4-10)
/<СР
Л4дб = 20 1g —,	(4-11)
где Кср — коэффициент усиления на средних частотах;
К — коэффициент усиления на данной частоте.
76
Коэффициент частотных искажений для крайних частот F.{ и FB
полосы пропускания
= ;Мв = -^;	(4-12)
Л4н.дб = 201g^- ; Мв.дб = 201g-^-	(4-13)
Коэффициент частотных искажений для многокаскадных усилителей
^общ —	’ ^2 • • • Мп ,
Мэбщ.Дб = Л41Д6 + Модб + • • • + М1Дб •
(4-14)
(4-15)
7.	Нелинейные искаже-
ния — искажения, возникаю-
щие в усилителях вследст-
вие нелинейности характери-
стик элементов схемы: элек-
тронных ламп, трансформа-
торов и т. д. В результате
нелинейных искажений фор-
ма сигнала на выходе усили-
теля отличается от формы си-
гнала на входе; в выходном
сигнале появляется ряд до-
полнительных гармоник, ча-
Рис. 34. Частотная характеристика УНЧ.
стота которых в два, три, че-
тыре и т. д. раз больше основной частоты. Степень нелинейных ис-
кажений характеризуется коэффициентом нелинейных искажений
(коэффициентом гармоник).
Коэффициент каждой из гармоник определяется по формулам:
/2	^2
для второй гармоники у2 =
для третьей гармоники у3 —	и т. д.
Л Ui
Результирующий коэффициент гармоник определяется по фор-
муле
1 /--------VI1 2 + /2 + • • •
Кг = V у22 + Уз + • •  • Ю0% =	2 Л3—..... 10096 =

-------100%,
(4-16)
где /2, /3 и т. д. — действующие или амплитудные значения
первой, второй, третьей и т. д. гармоник
тока на выходе;
(72, (73 и т. д. — действующие или амплитудные значения
первой, второй, третьей и т. д. гармоник
выходного напряжения.
77
При определении коэффициента нелинейных искажений обычно
достаточно учесть влияние только второй и третьей гармоник, так
как амплитуда гармонических составляющих более высоких частот
мала. Общий коэффициент нелинейных искажений, созданных от-
дельными каскадами усилителя, определяется по формуле
Кг.общ — Кг! 4" Кг2 4~ • • • 4" Кгп ,	(4’17)
где Кг1, Кг2, ..., Кт — коэффициенты нелинейных искажений от-
дельных каскадов.
Действие отрицательной обратной связи количественно характе-
ризуется коэффициентом обратной связи Л, который показывает,
во сколько раз обратная связь уменьшает усиление охваченных ею
каскадов. Величина коэффициента А зависит от общего коэффи-
циента усиления К каскадов, охваченных отрицательной обратной
связью, и от коэффициента передачи р, показывающего, какая часть
напряжения, действующего на выходе последнего каскада из числа
охваченных отрицательной обратной связью, поступает на вход пер-
вого из этих каскадов
А= 1 + рК.	(4-18)
В большинстве случаев величину А принимают равной А = 2—3.
При введении отрицательной обратной связи основные показатели
усилителя существенно изменяются. Эквивалентное внутреннее
сопротивление лампы каскада, охваченного отрицательной обратной
связью по напряжению
где — внутреннее сопротивление лампы каскада без обратной
связи.
Коэффициент усиления усилителя, охваченного отрицательной
обратной связью,
*••=4 - гтк 	<4-20)
где К — коэффициент усиления этого же усилителя без обратной
связи.
Коэффициент нелинейных искажений усилителя с отрицательной
обратной связью
где Кг — коэффициент нелинейных искажений этого же усилителя
без обратной связи.
Коэффициент частотных искажений усилителя с отрицательной
обратной связью:
78
при охвате обратной связью одного каскада усилителя
я. = ]/ I +
(4-22)
при охвате обратной связью двух каскадов усилителя
_ у(М-Кср-№ + 4Кср-$
^св
(4-23)
Л
В формулах (4-22) и (4-23) коэффициент частотных искажений
М и коэффициент усиления на средних частотах /Сср соответствуют
усилителю без обратной связи.
При эксплуатации усилите-
ля обычно необходимы различ-
ного рода регулировки, обеспе-
чивающие высококачественное
усиление сигнала. Основными
из них в УНЧ являются регули-
ровки усиления и частотной ха-
рактеристики (тембра). Наибо-
лее часто регулятором усиления
служит делитель напряжения
(потенциометр) (рис. 35, а).
Рис. 35. Схемы регулировки усиления
(а) и тембра (б).
При большом уровне входного сигнала (порядка 1—2 в и выше)
регулятор усиления следует устанавливать на входе усилителя,
чтобы не перегружать первую усилительную лампу. В усилителях,
работающих от источников сигнала с малой э. д. с. (микрофон,
фотоэлемент, магнитная головка и др.), регулятор усиления сле-
дует устанавливать после первого каскада.
Отношение коэффициентов усиления усилителя в двух крайних
положениях регулятора усиления называют глубиной регулировки
N и обычно выражают в децибелах
201g-^
Амин
(4-24)
В усилителях звуковых частот для регулировки громкости звука
обычно требуется глубина регулировки не ниже 20—40 дб\ в изме-
рительных приборах (ламповых вольтметрах, электронных ос-
циллографах и т. д.) необходимая глубина регулировки усиления
иногда достигает 100 дб и выше.
Регулировка частотной характеристики усилителя осущест-
вляется с помощью частотнозависимых элементов, вводимых в
цепь межкаскадной связи или в цепь обратной связи.
Существуют разные типы регуляторов частотной характеристики.
На рис. 35, б приведена одна из возможных схехМ регулировки тем-
бра, позволяющая осуществить подъем усиления на нижних часто-
тах. Такая регулировка позволяет получить неизменный для слуха
тембр звучания при различной громкости воспроизведения. Регуля-
79
тор, приведенный на рисунке, получил название регулятора с тон-
компенсацией. Очень часто для уменьшения частотных искажений
сигнала в выходном каскаде в области высоких частот параллельно
первичной обмотке выходного трансформатора (рис. 31) включают
корректирующую цепочку Скор, /?кор.
Расчет усилителя состоит из двух последовательных этапов:
I. Предварительный (эскизный) расчет. Задачей предваритель-
ного расчета является:
1.	Разработка технического задания, т. е. определение основных
показателей, которыми должен обладать проектируемый усилитель.
В техническом задании должны быть приведены следующие основ-
ные исходные данные:
а)	напряжение (7ВХ источника входного сигнала;
б)	диапазон частот усиливаемого сигнала FH 4- FB;
в)	напряжение /7ВЫХ и мощность Рвых на выходе усилителя;
г)	величина сопротивления нагрузки 7?н;
д)	величина допустимых частотных искажений на крайних часто-
тах диапазона Мн и Л4В;
е)	величина допустимых нелинейных искажений Кг;
ж)	система питания усилителя.
К этим основным исходным данным могут быть добавлены спе-
циальные требования, обусловленные назначением и условиями ра-
боты усилителя.
В некоторых случаях в задании на проектирование усилителя
указываются все или большинство исходных данных. При этом за-
дача проектанта существенно облегчается и ему необходимо лишь
руководствоваться этими данными в дальнейших расчетах. Однако
во многих случаях известными являются лишь некоторые данные,
например, назначение усилителя, его выходная мощность и тип ис-
точника входного сигнала. Все остальные исходные данные для рас-
чета должны быть разработаны проектантом в соответствии с кон-
кретными особенностями усилителя и условиями его эксплуатации.
2.	Составление блок-схемы проектируемого усилителя с намет-
кой технических заданий к отдельным ее узлам. При этом необхо-
димо ориентировочно подобрать типы ламп отдельных каскадов,
распределить по каскадам требуемое значение коэффициента уси-
ления, допустимые частотные и нелинейные искажения, в случае не-
обходимости предусмотреть введение отрицательной обратной свя-
зи, наметить основные регулировки — усиления, тембра и т. д.
II. Окончательный расчет. Эта часть проекта является основной.
Расчету и окончательному выбору подлежат все элементы схем от-
дельных каскадов (начиная с последнего — оконечного) и режимы
работы усилительных ламп. Кроме того, проверяется выполнение
требований технического задания в отношении допустимых частот-
ных и нелинейных искажений, рассчитываются основные регулиров-
ки. составляется полная принципиальная схема рассчитанного уси-
лителя. Следует отметить, что в процессе расчета ряд вопросов,
80
как, например, эффективность экранировки отдельных каскадов и
всего усилителя в целом, уровень помех, влияние колебаний на-
пряжения источников питания, смены ламп и т. д., обычно не ре-
шается, так как экспериментальная проверка и испытания усили-
теля дают более надежные результаты, чем расчет, и зачастую их
выполнение занимает меньше времени и средств.
4—2. ПРИМЕРЫ РАСЧЕТА ЛАМПОВЫХ УНЧ
Пример 11. Расчет маломощного
усилителя низкой частоты
Задание'. Рассчитать ламповый УНЧ для воспроизведения звука.
Источником входного сигнала служит динамический микрофон.
Выходная мощность усилителя 3 вт.
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
I. Предварительный расчет
1.	Разрабатываем техническое задание. Для определения вели-
чины напряжения (7ВХ на входе усилителя можно воспользоваться
табл. XIII, в которой приведены ориентировочные параметры наи-
более типичных источников входного сигнала УНЧ. Напряжение,
вырабатываемое динамическим микрофоном (в зависимости от типа
микрофона и уровня звукового сигнала) при номинальной нагрузке
(порядка 200—600 ом) составляет 1—3 мв. Принимаем UBX -= 2 мв.
Определяем величину нагрузочного сопротивления усилителя.
В соответствии с заданием громкоговоритель на выходе усилителя
должен развивать мощность 3 вт. Наиболее употребительными яв-
ляются громкоговорители электродинамического типа. Сопротивле-
ние звуковой катушки большинства электродинамических громкого-
ворителей составляет 4—6 ом. Выбираем трехваттный громкогово-
ритель типа ЗГД-2 с сопротивлением звуковой катушки = 4 ом.
Диапазон частот усилителя выбираем следующим путем. В соот-
ветствии с табл. XIII динамический микрофон может воспроизво-
дить полосу частот F„ ~ FB = 50 ~ 10000 гц. Усилитель не должен
ограничивать полосу частот усиливаемого сигнала, однако в нашем
случае выбранный громкоговоритель ЗГД-2 имеет рабочую полосу
частот 50—6000 гц. Такая полоса частот обычно вполне достаточна
для высококачественного воспроизведения звука. Поэтому прини-
маем диапазон частот усилителя
Гн 4- FB = 50 -4- 6000 гц.
Задаемся величиной допустимых частотных и нелинейных иска-
жений сигнала. Допустимая величина частотных искажений зависит
от назначения усилителя. Так, для усилителей измерительных при-
81
боров допустимые искажения определяются требуемой точностью
измерения и могут составлять десятые и даже сотые доли децибела.
В усилителях, предназначенных для воспроизведения звука, час-
тотные искажения изменяют тембр звучания. Однако, как показали
исследования, ухо человека не воспринимает частотных искажений,
если их величина не превышает примерно ±3 дб (0,7<7И< 1,4).
В зависимости от требуемого качества воспроизведения звука
обычно задаются частотными искажениями в пределах 1—3 дб.
Для проектируемого усилителя примем 7Ин.ДОп = Л4в.ДОп = 2 дб
(Л4н.Доп = Мв.Доп = 1,26).
Допустимая величина коэффициента нелинейных искажений так-
же определяется назначением усилителя. Например, в усилителях
контрольно-измерительной аппаратуры допустимое значение Кг
составляет десятые доли процента, в усилителях для высококачест-
венного воспроизведения речи и музыки допускают /<г порядка
3—5%, а в усилителях среднего качества — порядка 6—8%.
Следует отметить, что малая величина нелинейных искажений может
быть получена при использовании в усилителе достаточно глубокой
отрицательной обратной связи. При этом одновременно значительно
улучшаются и другие показатели усилителя (стабильность, равно-
мерность частотной характеристики и т. д.) при относительно не-
большом усложнении его схемы. Поэтому примем для проектируе-
мого усилителя Кг.доп = 4% и, считая целесообразным ввести в уси-
литель отрицательную обратную связь, охватывающую оконечный
каскад, предварительно выберем коэффициент обратной связи
А = 3.
Таким образом, предстоит рассчитать УНЧ по следующим исход-
ным данным: Рвых = 3 вт; = 2 мв; FH~~ FB — 50 4- 6000 гц;
7?н = 4 ом; 7Ин.Доп= Л4в.Доп = 2 дб; КГ = 4%; А = 3. Кроме того,
следует предусмотреть плавную регулировку усиления с глубиной
N = 20 дб и тонкомпенсацией.
2.	Составляем блок-схему усилителя. При Рвых = 3 вт можно
использовать однотактную схему каскада усиления мощности. Лам-
па выходного каскада усилителя должна быть рассчитана на мощ-
ность
/’вых.л =	,	(4-25)
Чтр
где г|тр—к. п. д. выходного трансформатора. Примерное значение
величины г|тр можно взять из табл. 6.
Таблица 6
Значение к. п. д. выходного трансформатора
р 'вых	до 1 вт	1 — 10 вт	10—100 вт	Больше 100 вт
Чтр	0,7—0,85	0,8—0,9	0,9—0,94	0,96—0,98
82
Принимая т]Т0 — 0,85, получим
Рвых.л — Q gs — 3,53 вт.
В качестве лампы усилителя мощности можно использовать мощные
триоды, лучевые тетроды и пентоды.
Триоды менее чувствительны к изменениям величины нагрузки
и вносят меньше искажений, но отличаются сравнительно низким
к. п. д. и низкой чувствительностью. Наиболее целесообразно при-
менять триоды в усилителях малой мощности (до 1 вт).
Усилители мощности на пентодах или лучевых тетродах более
чувствительны и имеют более высокий к. п. д. Однако нелинейные
искажения каскада на пентоде или лучевом тетроде значительно
выше, чем у каскада на триоде. При использовании отрицательной
обратной связи, позволяющей значительно снизить нелинейные ис-
кажения, этот недостаток не имеет большого значения. Поэтому в
качестве лампы выходного каскада проектируемого усилителя це-
лесообразно выбрать пентод или лучевой тетрод. Конкретный тип
лампы можно найти в табл. XV.
Выбираем пентод типа 6П14П, у которого
Рвых.макс — 4,2 вт	Рвых.л — 3,53 вт.
Ориентировочное значение напряжения возбуждения лампы
усилителя мощности можно найти по формулам:
для лучевого тетрода или пентода
(4-26)
где /а.макс — максимальная величина анодного тока лампы при
(7С1 = 0 в, ма;
S — крутизна характеристики лампы, ма/в;
для триода
<Лозб«4~’	<4‘27)
где Е3— величина сеточного напряжения запирания при выбранном
напряжении источника анодного питания.
Величины г’а.макс (при Ucl = 0) и Е3 можно найти по семействам
анодных и анодно-сеточных характеристик выбранной лампы. Зна-
чения /а .макс для некоторых типов лучевых тетродов и пентодов при-
ведены в табл. 7.
Таблица 7
Значения 'а. макс при UC1 = 0
Тип лампы	6П1П	6ПЗС	6П6С	6П9	6П14П	6П15П	6П18П
1 а. макс Ма (при UC1 = 0)	115	180	ПО	70	115	70	160
83
Из табл. 7 для пентода 6П14П находим /а.Макс = Н5 ма, а из
табл. XV S = 11,3 ма!в. Поэтому
//	_	115	_ с 1
^возб 2-113 о, 1в.
Определяем общий коэффициент усиления каскадов усиления на-
пряжения
~ -ЙГ = 7^ = 255»-	(4-28)
Для обеспечения запаса по усилению напряжения должно вы-
полняться условие
Ki • К2, ..., Кп > (1,25 4- 1,5) Кобщ,	(4-29)
где • К2, •••> Кп — коэффициенты усиления отдельных каскадов
усилителя напряжения.
Следовательно, для нашего примера минимальный коэффициент
усиления всех каскадов усилителя напряжения должен быть равен
Кобщ .1,5 = 2550 -1,5 = 3800.	(4-30)
Если величина общего коэффициента усиления не превышает
30—60, то усиление напряжения входного сигнала можно осущест-
вить с помощью одного каскада, выполненного на триоде. Если об-
щий коэффициент усиления оказывается больше указанной величи-
ны, но не превышает 150—200, рекомендуется применить однокас-
кадный усилитель напряжения на пентоде. Коэффициент усиления
по напряжению, превышающий 200, можно получить лишь с по-
мощью многокаскадного усилителя напряжения.
Подбирая лампы для каскадов усиления напряжения, следует
иметь в виду, что при использовании триода можно получить уси-
ление одного каскада (на средних частотах)
Кср~(0,54-0,6)н,	(4-31)
а при использовании пентода
Кср ~ (0,05 -Н 0,06) и,	(4-32)
где ц — статический коэффициент усиления лампы. Основные дан-
ные некоторых ламп, использующихся в каскадах усиления на-
пряжения, приведены в табл. XVI.
В нашем случае требуемое усиление по напряжению можно по-
лучить с помощью двух каскадов, один из которых собран на пенто-
де типа 6ЖЗП, а второй на триоде типа 6СЗП. Действительно, из
формулы (4-32)
Kicp - 0,05ц, - 0,05 • 4000 - 200,
а в соответствии с формулой (4-31)
К2ср = 0,6ц2 = 0,6 • 50 - 30.
84
Таким образом, условие (4-29) выполняется
Лкр • /<2ср = 200 • 30 - 6000 > 2550 • 1,5 = 3800.
3.	Распределяем частотные и нелинейные искажения между кас-
кадами усилителя. Обычно для каскадов усиления напряжения мож-
но задаваться величиной Мн = Мв = 1,02 4- 1,06, или (0,2 — 0,5) дб.
После такого распределения для выходного каскада величина час-
тотных искажений определится по формулам
мнвых.каск= Мн1м^°:.мнп-’ 	<4-зз>
м
.	(4-34)
где Л4Я1, Л4Н2, •••, Мнп и Л4в1, Л4В2, /Ив/? — коэффициенты частотных
искажений соответственно на низших и высших частотах каждо-
го из каскадов усилителя напряжения;
Мн.доп И тИв.доп — допустимые коэффициенты частотных искаже-
ний на низших и высших частотах всего усилителя. Если коэффи-
циенты частотных искажений выражены в децибелах, то
Мдб.н.вых.каск — Мдб.н.доп (Л4дб.н1 4“ Мдб.н2 4" • • • 4" ^Идблш)- (4-35)
Для нашего примера примем Л4Н1 = Л4Н2 = /Ив1 = Л4В2 = 1,05 (0,4 дб).
Тогда для выходного (третьего) каскада усилителя
Л4НЗ = Л4ВЗ = 1 05	= 1,15.
В децибелах
Мдб.нз = <б.вз = 2- (0,4 4- 0,4) = 1,2 дб.
При распределении заданной величины нелинейных искажений
между каскадами усилителя следует учесть, что наибольшую вели-
чину нелинейных искажений создает выходной каскад, так как на
управляющую сетку лампы этого каскада подаетзя наибольшая
амплитуда сигнала. Каскады усиления напряжения создают зна-
чительно меньшие нелинейные искажения.
Для проектируемого трехкаскадного усилителя (с учетом охвата
отрицательной обратной связью третьего каскада) можно распре-
делить званный коэффициент нелинейных искажений (Кг.общ 4%)
следующим образом:
Кг1=1%; Кг2=1%; Кгзсв = 2%.
На основании проведенного предварительного расчета состав*
ляем блок-схему проектируемого усилителя. При этом необходимо
решить вопрос о том, какую из ламп — триод или пентод выгоднее
использовать во входном каскаде. С точки зрения уменьшения собст-
венных шумов усилителя предпочтение следует отдать триоду, ко-
85
торый и рекомендуется использовать при малых уровнях входного
сигнала (до 1 мв). Однако триод имеет малый коэффициент усиления.
Поэтому в тех случаях, когда входное напряжение сигнала оказы-
вается не менее 1 мв во входном каскаде более целесообразно исполь-
Рис. 36. Блок-схема усилителя (к при-
меру 11).
зовать пентод. Для нашего примера в первом каскаде усиления мож-
но применить пентод 6ЖЗП. Блок-схема проектируемого усилителя
показана на рис. 36.
II.	Окончательный расчет
А. Расчет однотактного каскада усиления мощности. Для де-
тального расчета усилителя мощности (рис. 31, а) используются сле-
дующие исходные данные, полученные в результате предваритель-
ного расчета:
1)	выходная мощность усилителя Рвых = 3 вт;
2)	диапазон частот FH 4-	= 50 -F 6000 гц;.
3)	сопротивление нагрузки = 4 ом;
4)	частотные искажения /Инз = Л4ВЗ = 1,15;
5)	нелинейные искажения КГЗсв = 2%;
6)	тип лампы — пентод 6П14П с параметрами (табл. XV) UH =
= 6,3 в; /н = 0,75 а; (7а = 250 в; U3 = 250 в; Ес = —6 в, 1Э 7 ма;
Да.доп :== 12 вт; Рвых.макс ==: 4,2 вт; «S =z 11,3 Male; Р\ 30 ком;
Да.опт = 5,2 КОМ.
Расчет производится в такой последовательности:
1.	Выбираем режим работы каскада. В зависимости от положе-
ния рабочей точки на характеристике лампы и величины входного
напряжения различают пять режимов работы каскадов усиления
мощности: Л, Blf В2, АВг и АВ2. Режим Л обеспечивает малую вели-
чину нелинейных искажений сигнала, но неэкономичен. Его целе-
сообразно применять при сравнительно малых выходных мощностях
(обычно в однотактных каскадах), особенно при работе с небольшими
искажениями.
Режимы В± и АВг наиболее часто применяются в двухтактных
выходных каскадах. Эти режимы характеризуются болеывысоким
к. п. д., но им присуща большая величина нелинейных искажений.
В режимах В2 и АВ2 лампы работают с токами сетки. Эти режимы
используются главным образом при больших выходных мощностях
усилителя (более 50 вт). Их целесообразно применять в тех случаях,
когда основным показателем усилителя является высокий к. п. д.,
а величина нелинейных искажений существенного значения не
имеет. Для проектируемого каскада усиления мощности наиболее
целесообразно выбрать режим А.
86
2.	Отмечаем в семействе анодных характеристик выбранной лам-
пы исходную рабочую точку Р (рис. 37), соответствующую Ua =
= 250 в и Ес = —6 в. Выбранной рабочей точке соответствует ток
покоя /а0 = 46 ма. Находим мощность, рассеиваемую на аноде лам-
пы,
^а.расч = Ло • t/a = 46 . 10“3 • 250 = 11,5 вт. (4-36)
Таким образом, условие
Ра.расч == 1 1 »5 вШ	Ра.доп ~ 12 вт
выполняется.
Рис. 37. Семейство анодных характеристик лампы 6П14П.
3.	Строим динамическую характеристику лампы (нагрузочную
прямую). Для этого находим величину отношения
Д/а =	= ^^5 = 0,048 а = 48 ма (4-37)
Яа.опт э-2 •103	v ’
и откладываем полученное значение тока А/а = 48 ма по оси орди-
нат вверх от точки, соответствующей току /а0 = 46 ма. Через по-
лученную точку Д, соответствующую току /а0 + Д/а = 46 ма +
+ 48 ма = 94 ма, и выбранную рабочую точку Р проводим пря-
мую, которая и представляет собой динамическую характеристику
лампы.
4.	Определяем рабочий участок динамической характеристики.
Для того чтобы не возник сеточный ток, верхний конец динамической
характеристики не должен заходить в область положительных сеточ-
ных напряжений, т. е. должен находиться на характеристике с ну-
левым или отрицательным сеточным потенциалом. Отмечаем на ха-
рактеристике при UC1 = 0 точку Б (рис. 37) и находим соответству-
ющие этой точке значения £/а.мин = 38 в и /а.макс -= 86 ма. Нижний
конец нагрузочной прямой находится на характеристике при UC1 =
= — 12 в (точка В). Этой точке соответствуют (7а.макс = 460 в и
Iа.мин ~ 8 ма.
87
5.	Находим амплитуду переменного напряжения на первичной
обмотке выходного трансформатора
гт	Uа.макс ^а.мин 460 — 38 о
та —	2	—	2	—	(4-оо)
6.	Определяем амплитуду переменной составляющей анодного
тока
/та = /амакс~/амин =	= 39 ма. (4-39)
7.	Находим отдаваемую в нагрузку мощность
Рвых.расч =	+Р = 211	10~3 • 0,85 = 3,5 вт. (4-40)
Следовательно, Рвых.расч = 3,5 вт > РВых = 3 вт.
8.	Находим коэффициент нелинейных искажений. Коэффициент
второй гармоники может быть найден по формуле
0»5 (^а.макс “Ь ^а.мин) ^а0
• 100% =
^а.макс ^а.мин
°^846+Л=,6|  Ю0% - 1,28%.
(4-41)
Коэффициент третьей гармоники равен
2 (^а	а) (^а.макс “Г ^а.мин)
•	5	9//	'__ I ______/"}
V а.макс 1 а а.мин	1 а'
• 100%,	(4-42)
где /а — значение анодного тока, соответствующего точке пересе-
чения нагрузочной прямой с характеристикой при t7ci = —0,5 Ес;
Г — значение анодного тока, соответствующего точке пересечения
нагрузочной прямой с характеристикой при t/ci = —1,5 Ес.
В семействе анодных характеристик лампы может не оказаться
кривых, снятых при сеточных напряжениях t7ci и t7ci• В этом слу-
чае их необходимо достроить, ориентируясь на соседние характе-
ристики. Так, для нашего примера Uci = — 3 в; t7ci = — 9 в.
На рис. 37 интересующие нас участки характеристик для Uci =
= — Зв и Uci = — 9 в показаны пунктиром. Токи, соответствую-
щие точкам Г и Д (рис. 37), равны: /а = 70 ма; 1а = 20 ма.
Подставляя полученные данные в формулу (4-42), получим
= | 2(70 — 20) — (86 4-8) |	10() _
" I 2(86 + 70 —8 —20) I
Таким образом,
К,з расч = V I.283 + 2,342 = 2,7%.
88
При введении отрицательной обратной связи с коэффициентом А = 3
коэффициент нелинейных искажений выходного каскада в соответст-
вии с формулой (4-21) составит
_ Кгз расч _ 2,7 _ n q
ЛгЗ расч.св —	/о •
Следовательно, при выбранном значении коэффициента обратной свя-
зи А = 3 условие КгзРасч.св = 0,9% < Кгзсв = 2% выполняется.
Если по расчету получается слишком большой коэффициент не-
линейных искажений или недостаточная величина Рвых, следует
изменить наклон динамической характеристики, поворачивая ее
вокруг точки Р, т. е. изменить величину 7?а.Опт- Если это не дает
требуемого результата, необходимо выбрать другой тип лампы.
9.	Определяем элементы цепочки авто'смещения (рис. 31, а)
RK3 = 4—]-!- =-------——г = 113 ОМ. (4-43)
К3 Ло + /э (46 + 7) • 10~3	'
По табл. VII выбираем резистор с сопротивлением RK3 = 110 ом.
Мощность резистора RK3 составляет
Р^кз =	+ /э)2 /?кз = (53 • Ю-3)2 110 = 0,3 вт. (4-44)
В качестве сопротивления RK3 может быть использован резистор
типа МЛТ-0,5 с максимальной рассеиваемой мощностью 0,5 вт.
Емкость конденсатора Скз находим по формуле
Ю6	Ю6
Скз = 2nF„ • 0,2 • RKi = 6,28 • 50 • 0,2 • 110 ~ 142 MK&' (4*45)
По табл. IV выбираем электролитический конденсатор типа КЭ
емкостью 150 мкф с рабочим напряжением, превышающим напряже-
ние | —Ес| примерно в 1,5—2 раза, т. е. (7раб = 10 4- 15 в.
10.	Находим сопротивление первичной обмотки выходного транс-
форматора
Г, = Яа.опт -1 ~4ТР = 5200  ~20’-" = 390 ОМ. (4-46)
11.	Определяем напряжение источника анодного питания
Е, = Ua + | — Ес | +	- 250 + 6 + 46 • 10-3 • 390 «274 в. (4-47)
12.	Рассчитываем элементы цепи экранной сетки
ЯэЗ =	= .274-250 = 34^0 ом
*з	7 • 10~3
По табл. VII выбираем резистор с сопротивлением /<эз = 3,6 ком.
Мощность его составляет
^эз = 7Жз = (7 • 10-3)2 • 3’6 • 103 = °’175 6tn- (4-49)
В качестве сопротивления 7?Эз можно использовать резистор типа
МЛТ-0,25.
89
Емкость конденсатора Сэз, рассчитываем по формуле
106	Ю6
Сэ3 ~ 2л • FH • 0,2 • /?эз “ 6,28 • 50 • 0,2 • 3,6 • 103 “ 4,4 МКФ' ^4"50^
По табл. IV выбираем металлобумажный конденсатор типа МБГП
емкостью Сэз = 5 мкф с рабочим напряжением 400 в.
13.	Определяем индуктивность первичной обмотки выходного
трансформатора
Li =
^?экв
= гн,
НЗ-1
(4-51)
где
Кэкв
’а.опт (#Z + 2г1)
(4-52)
^а.опт Т Т ‘"l
если каскад усиления мощности не охвачен отрицательной обрат-
ной связью, и
(4-53)
D	^а.опт(^св + 2Г1)
ЭКВ“ ^.опт + ^св + Зг, ’
мощности охвачен отрицательной обратной
если каскад усиления
связью.
Сопротивление /?гСВ
подсчитывается по формуле (4-19)
Ricb —
Я/__30
А 3
= 10 ком.
Подставляя в формулы (4-51) и (4-53) численные значения, по-
лучим
_ 5,2. lQ3(104 + 2 -390) _35
/<экв —	5,2 . 10з	104 + 2 . 390 йоии 0М'
Следовательно,
3500
£ =« ]9 7 гн,
1	6,28 • 50 у 1,152 — 1
14. Находим индуктивность рассеяния выходного трансформа-
тора
г	^а.опт
Ls ~	2?ГТ\
' 2	1	5,2 • Юз + 104 -,/-7-7^2---Г
^в3	“	6,28 • 6 • 103	1 —
- 0,23 гн.
(4-54)
О приемлемости рассчитанного значения Ls судят по коэффициенту
рассеяния
(4-55)
о =	100%.
90
Если о > 0,5%, то выходной трансформатор конструктивно выпол-
ним. Для нашего примера
О = 1^Т' 100% ~Ы6% >0,5%.
15.	Определяем коэффициент трансформации выходного транс-
форматора
п =	= ]/ ^а.опт” Птр V 5,2 • 103 • 0,85 = °’03’ ^‘55)
16.	Рассчитываем элементы корректирующей цепочки /?кор
СКор (рис. 31, а)
Якор - 2/?а.опт = 2 . 5200 - 10 400 ом.	(4-57)
По табл. VII выбираем резистор с сопротивлением /?кор 11 ком.
Из схемы рис. 31, а видно, что через резистор 7?кор постоянный
ток не протекает. Поэтому мощность, рассеиваемую на резисторе
/?кор, найдем по формуле
и2
р — та
^кор 2/?кор ’
где Uma — амплитудное значение переменного напряжения
вичной обмотке выходного трансформатора.
Из формулы (4-38) Uma = 211 в. Поэтому
d	2112	Q
Pr = —и—гкт- ж 2 вт.
^кор 2 • 11 • 103
Выбираем в качестве сопротивления /?кор резистор типа
Емкость конденсатора Скор определяем по формуле
is+-4-
Скор = ----• 1012 пф,
^кор
где LH — индуктивность нагрузки. Для электродинамических гром-
коговорителей LH = (0,003 4- 0,01) гн. Принимая Лн =5 • 10-3 гн.
получим
О’^+ЛоЗз-
Скор =-----(П—103)2--1012 = 53 • 103 пФ = 0,053 мкф.
По табл. IV выбираем конденсатор Скор типа МБМ емкостью 0,05 мкф
с рабочим напряжением 250 в.
17.	Находим коэффициент усиления выходного каскада по на-
пряжению на средних частотах (без учета действия отрицательной
обратной связи)
Кзср - S • /?а о1]т - 11,3 • 10-3 • 5,2 • 103 = 59.	(4-60)
(4-58)
на пер-
МЛТ-2.
(4-59)
91
18.	Рассчитываем элементы цепи обратной связи (рис. 33, в).
Коэффициент передачи цепи обратной связи для данной схемы
равен
Р = р R^r •	(4-61)
А1СВ Г А2СВ
Емкость разделительного конденсатора Ссв, преграждающего путь
постоянному току в цепь обратной связи, выбирается из условия
о • Q
Ссв 2л^„ (/?1СВ + /?2СЕ) Ф'	<4’62)
Сопротивление цепи обратной связи не должно заметно шунтировать
анодную цепь лампы. Для этого необходимо иметь
Я1св ^2св Ю7?а.опт-	(4-63)
Задавшись величиной коэффициента обратной связи
А — 1 + Р-Кзср = 3,
найдем 0
₽ = 4Ег=^= 0’034-
Для лампы 6П14П при /?а.опт = 5,2 ком можно задаться
R1CB + #2СВ = 100 КОМ.	(4-64)
Тогда
/?2СВ = ₽ (Я1СВ + Ялв) = 0,034 • 100 = 3,4 ком, (4-65)
а
7?1СВ = 100 — 3,4 — 96,6 ком.
По табл. VII выбираем резисторы с сопротивлениями
/?1СВ = 100 ком и /?2СВ — 3,6 ком.
Мощность, рассеиваемую на резисторах 7?1св и R2CB, можно найти
по формуле
- °’22 <4-66)
Выбираем в качестве сопротивлений 7?1св и /?.2СВ резисторы типа
МЛТ-0,25. Емкость разделительного конденсатора
9 5
Ссв 2 • 3,14 • 50 • 103,6 • Юз ~0’078 МКф.
По табл. IV выбираем конденсатор Ссв типа МБМ емкостью
0,08 мкф с рабочим напряжением 500 в.
92
трансформатора протекает
Рис. 38. Форма пластины сердеч-
ника выходного трансформатора.
индук-
умень-
частот
Б. Конструктивный расчет выходного трансформатора однотакт-
ного каскада усиления мощности. При конструктивном расчете оп-
ределяются материал и геометрические размеры сердечника, число
витков и диаметр провода первичной и вторичной обмоток, а также
проверяется возможность размещения обмоток в окне сердечника
трансформатора. Расчет производится в такой последовательности:
1.	Выбираем материал сердечника. При выборе материала сердеч-
ника необходимо учитывать назначение трансформатора, требования
к весу и стоимости, наличие постоянного подмагничивания, а также
выходную мощность усилителя.
Следует учесть, что в однотактных каскадах усиления мощности
через первичную обмотку выходного
постоянная составляющая анодного
тока лампы, создавая в сердечнике
постоянное магнитное поле (посто-
янное подмагничивание), снижающее
магнитную проницаемость материала
сердечника, вследствие чего
тивность первичной обмотки
шается и передача нижних
ухудшается.
В табл. XVII приведены
магнитных материалов, которые дают
наилучшие результаты с учетом приведенных выше соображе-
ний. В соответствии с данной таблицей выбираем для выходного
трансформатора проектируемого усилителя сердечник из электро-
технической стали типа Э310.
2.	Определяем геометрические размеры сердечника. Выходные
трансформаторы усилителей низкой частоты с выходной мощностью
Рвых до нескольких десятков ватт обычно выполняются на сердечни-
ках броневого типа из Ш-образных пластин, причем в однотактных
схемах для уменьшения влияния постоянного подмагничивания в
сердечнике делают немагнитный зазор в виде прокладки из картона,
бумаги или иного изоляционного материала между его Ш-образной
частью и ярмом (рис. 38). Для определения сечения среднего стерж-
ня сердечника можно воспользоваться формулой
/2 . т
q 'аО	о
5 —- эддо СМ ,
марки
(4-67)
где /а0 — постоянная составляющая анодного тока лампы выходного
каскада, ма\
L± — индуктивность первичной обмотки выходного трансформа-
тора, гн.
Для нашего примера
о -	19А - 9 гм2
“ 8000 “ Э’2 СМ *
93
По формулам (1-12) и (1-13) находим ширину среднего стержня
а Ш-образной пластины сердечника и толщину набора с
а = 0,9/5 = 0,9 /5^ = 2,05 см;
с = 1,1/5 = 1,1/^2 = 2,5 см.
По табл. III выбираем для сердечника пластины типа Ш-20.
3.	Рассчитываем число витков обмоток. Число витков первичной
обмотки
= 550	-у- витков,	(4-68)
где /ср — средняя длина магнитной силовой линии для выбранного
типа пластин, см.
Из табл. III для пластин Ш-20 находим /ср = 17,2 см. Поэтому
1	17 2
= 550 I/ 19,7	= 4550 витков. Число витков вторичной
обмотки
Г2 =	= 0,03 • 4550 = 137 витков. (4-69)
4.	Проверяем величину максимальной индукции Вт в сердечни-
ке трансформатора. Известно, что зависимость между напр жен-
ностью поля и индукцией в материале сердечника нелинейна. По-
этому трансформатор вносит нелинейные искажения в трансформи-
руемый сигнал. Величина этих искажений тем больше, чем больше
величина максимальной индукции в сердечнике. Если трансформа-
тор работает в схеме, где нелинейные искажения имеют значение,
следует ограничивать величину индукции. В табл. 8 приведены
значения индукции для сталей Э310—ЭЗЗО, при которых не возни-
кает значительных нелинейных искажений; при превышении
указанных значений нелинейные искажения быстро растут.
Таблица 8
Допустимые значения амплитуды индукции для выходных транс-
форматоров низкой частоты из стал л Э310—ЭЗЗО
Мощность на выходе усилителя Р вых вт	1	3	10	30
Допустимое амплитудное значение индукции Вт доп, тл	0,46	0,65	0,8	0,95
Максимальное значение индукции в сердечнике трансформа-
тора определяется по формуле
Fn-S-Wi тЛ'	(4-70)
94
где Uma — амплитуда напряжения на первичной обмотке выход-
ного трансформатора, в.
Подставляя в формулу (4-70) численные значения Uma = 211 в,
Flt = 50 гц, S = 5,2 см2, WT = 4550 витков, получим
По табл. 8 при мощности на выходе усилителя Рвых = 3 вт находим
В;пдоп = 0,65 тл. Таким образом,
В = 0,4 тл < Вт доп = 0,65 тл,	(4-71)
т. е. нелинейные искажения, вносимые трансформатором, незначи-
тельны. Если условие (4-71) не выполняется, т. е. Вт > Вт доп,
то число витков первичной обмотки следует определять по форму-
ле
TW 3,2 • юз • ита	,,
—тг-  витков.	(4-72)
Гн • о
5.	Находим диаметры проводов обмоток. Диаметр провода
(без изоляции) первичной обмотки
dx - 0,025 /То мм,	(4-73)
где /а0 — постоянная составляющая тока выходной лампы, ма.
Диаметр провода (без изоляции) вторичной обмотки
d2 = 0,8cL * мм.	(4-74)
у n
Для нашего примера
dx = 0,025 /46 = 0,17 мм;
d =08-017 —< 1 = 0,79 мм.
а2 — и,о и, 1 / у 0 03
По табл. II выбираем для обмоток выходного трансформатора про-
вод типа ПЭВ-1 с изоляцией
<Аиз = 0,2 мм; d2H3 = 0,83 мм.
6.	Находим величину немагнитного зазора в сердечнике (рис. 38)
/ =	. 10-5 мм>	(4.75)
где 7а0 — дано в миллиамперах.
Таким образом,
,	4550 * 46	1 л f\ сы*
I =---------• 10—5 = 0,26 мм.
о
95
Учитывая, что магнитный поток дважды пересекает зазор в сердеч-
нике, находим толщину прокладки между Ш-образным пакетом
пластин и ярмом
-^- = 0,13 мм.
7.	Проверяем возможность размещения обмотки в окне сердечни-
ка. Число витков в слое каждой обмотки находим по формуле
(1-14). Для первичной обмотки
h — 2 (6Карк + 2)
1СЛ 9
где h — высота окна (из табл. III для пластин Ш-20 h = 50 мм);
бкарк — толщина каркаса (принимаем 6карк = 1 мм);
d\„3 — диаметр провода с изоляцией первичной обмотки
(rfiH3 = 0,2 мм);
а — коэффициент неплотности (по табл. 3 для провода ди-
аметром а?1из = 0,2 мм находим а = 1,25).
Таким образом,
,V7	50 — 2(1 + 2)
^кл =	1,25 • 0,2	= 176 вшпков-
Для вторичной обмотки
TV/ 50 — 2(1+2) лп
^2СЛ =----1,1 . 0 83	= 49 витков-
Число слоев для каждой обмотки (с округлением до большего
целого числа) составит
_ - 137
г2сл~ 49
Толщину каждой обмотки определяем по формуле (1-16).
Для первичной обмотки
^1об ~ ^1 (^1из ^из) ^пр ММ,
где биз — толщина изоляции между слоями (принимаем биз = 0,05 мм);
6пр — толщина прокладки между обмотками (принимаем 6пр =
= 0,3 мм).
Следовательно,
б10б = 26 (0,2 + 0,05) + 0,3 - 6,8 мм.
Для вторичной обмотки
б20б - з (0,83 + 0,05) + 0,3 = 2,94 мм.
96
Общая высота всех обмоток (с учетом толщины стенки каркаса 6карк —
= 1 мм) составит
^общ = ^1об + ^2об + ^карк == 6,8 + 2,94 + 1 = 10,74 мм.
Таким образом, вся обмотка на каркасе будет занимать по ширине
окна сердечника 10,74 мм. Ширина же окна b в сердечнике для вы-
бранного типа пластин Ш-20 равна 20 мм. Следовательно,
> 60бщ,
и обмотка свободно разместится в окне.
8.	Рассчитываем индуктивность рассеивания трансформатора
0,4л • /в • rf
IspaC4 = 108 (ft - 26карк)
(X I ^юб + &>об I
Члр ”Г з I
(4-76)
Рис. 39. Размещение обмоток на карка-
се выходного трансформатора:
а — без чередования обмоток; б — с че-
редованием обмоток; / — вторичная об-
мотка; 2 — первичная обмотка; 3—полови-
на первичной обмотки.
В формуле (4-76) все линейные размеры должны
сантиметрах. Средняя длина витка обмотки /в
формуле (1-28)
быть выражены в
определяется по
/в = 2 (а + с) + пЬ = 2 (2 + 2,5) + 3,14 • 2 = 15,28 см.
Подставляя в формулу (4-76) численные значения, получим
LSpac4 = -----108 (5-0,2)----(°’03 )----у-----) ~ °’29 гн-
Если найденное по формуле (4-76) значение Ls расч не превышает
заданного, т. е.
Т'Зрасч T'S ,	(4-77)
то конструктивный расчет трансформатора на этом заканчивается
и обмотки размещают на каркасе обычным способом, как показано
на рис. 39, а.
В нашем случае условие (4-77) не выполняется, так как
bsPac4 = 0,29 ан > Ls = 0,23 гн.
Поэтому при изготовлении трансформатора следует применить че-
редование обмоток. Простейший пример чередования показан на
рис. 39, б: обмотка с большим числом витков разбита на две части,
а между ними расположена другая обмотка. В нашем случае при
4 900
97
наличии чередования индуктивность рассеяния уменьшается в
(т — I)2 раз, где tn — общее число частей, из которых состоят первич-
ная и вторичная обмотки. Для чередования, показанного на рис. 39, б,
т = 3, и индуктивность рассеяния уменьшается в четыре раза.
В. Расчет двухкаскадного усилителя напряжения на резисто-
рах. Для детального расчета каскадов усиления напряжения ис-
пользуются следующие исходные данные, полученные в результа-
те предварительного расчета: 1) напряжение на входе £/вх = 2 мв;
2) коэффициент усиления первого каскада (на средних частотах)
Л1ср = 200; 3) коэффициент усиления второго каскада (на средних
частотах) Л2ср = 30; 4) диапазон частот Fu -н FB = 50 4- 6000 гц;
5) частотные искажения 7ИН1 = Л1н2 = 7ИВ1 = ТИВ2 = 1,05; 6) нели-
нейные искажения /<г1 = /<Г2 = 1%; 7) типы ламп — пентод 6ЖЗП
и триод 6СЗП (основные данные ламп приведены в табл. XVI).
Кроме того, при расчете оконечного каскада было найдено напря-
жение источника анодного питания Еа = 274 в.
Расчет первого каскада на пентоде 6ЖЗП (типовая схема приве-
дена на рис. 30, б). 1. Определяем сопротивление анодной нагрузки
Ral. Максимальное сопротивление анодной нагрузки из условия
допустимых частотных искажений для усилителя на пентоде
Яа1<7?экв1,	(4-78)
где
- <4'79>
эквивалентное сопротивление анодной цепи лампы для переменного
тока. В выражении (4-79) С01 — емкость, шунтирующая анодную
нагрузку лампы первого каскада. Эта емкость определяется по фор-
муле
Q1 == С*ВХ2 + СПрг(1 + ^2ср) + Свыхх + См ,	(4-80)
где Свх2 — входная емкость лампы Л2 последующего (второго)
каскада;
Спр2 — проходная емкость лампы Л2;
/<2ср — коэффициент усиления на средних частотах каскада
на лампе Л2;
Сзых1 — выходная емкость лампы Лг рассчитываемого каскада;
См — емкость монтажа (берется в пределах 10—20 пф).
Из табл. XVI находим для лампы Л± типа 6СЗП Свх2 = 6,7 пф;
Спр2 2,4 пф; для лампы Л± типа 6ЖЗП Свых1 — 1,8 пф. Принима-
ем См = 15 пф. Таким образом, С01 = 6,7 +2,4 (1 + 30) + 1,8 +
+ 15 = 98 пф. Принимаем С01 = 100 пф.
Подставляя в формулу (4-79) численные значения, получим
/?ЭКВ1 = 2 . 3,14 • 6^. 103 . 100 . 10~12	= 84 • 103 ом = 84 ком.
98
Таким образом, из условия допустимых частотных искажений необ-
ходимо, чтобы 7?а1 < 84 ком. Определяем необходимое минималь-
ное значение 7?а1 из условия получения заданного коэффициента
усиления каскада на средних частотах
/?а1 =	=	= 40 ком,	(4-81)
а 51	5 . ю-з
где Si — крутизна характеристики лампы 6ЖЗП (Si = 5 ма!в).
Рис. 40. Семейство анодных характеристик лампы 6ЖЗП.
Следовательно, величина сопротивления 7?а1 должна находиться
в пределах
84 ком 7?а1 > 40 ком.
Пользуясь табл. VII, выбираем резистор с сопротивлением
7?а1 = 82 ком. Мощность, рассеиваемую резистором 7?а1, найдем пос-
ле определения постоянной составляющей анодного тока лампы.
2.	Рассчитываем элементы развязывающего фильтра
/?ф1 = (0,1 4- 0,2) /?а1 = 0,15 • 82 = 12,6 ком. (4-82)
По табл. VII выбираем резистор = 12 ком (мощность, рассеи-
ваемую резистором, уточним после определения постоянной состав-
ляющей анодного тока лампы)
СФ1 >	=------------Г = 33,3 мкф, (4-83)
ф1 • Яф1 50 - 12 - 10“3
где FH — в герцах;
7?ф1 — в мегомах.
По табл. IV выбираем электролитический конденсатор типа
КЭ-2 емкостью 40 мкф с рабочим напряжением 300 в.
3.	В семействе анодных характеристик лампы 6ЖЗП строим
динамическую характеристику (нагрузочную прямую) (рис. 40).
4*
99
Характеристику проводим через точку А на оси ординат, соот-
ветствующую току
/ __	___________________ о до м
* ~ +Яф1 “ (82 + 12)Ю3 ~
и точку Б на оси абсцисс, соответствующую напряжению источника
анодного питания £а = 274 в.
Выбираем рабочую точку Р на характеристике при £/с1 = —3 в,
так как это напряжение является наименьшим, при котором рабочая
точка находится на прямолиней-
ном участке характеристики и
в то же время лампа работает
без сеточных токов. Действи-
тельно, выбирая напряжение
смещения £с = —3 в, убеждаем-
ся в том, что | — £,с]=3в>
> Цех = 2 мв, т. е. сеточный ток
отсутствует.
Выбранной рабочей точке Р
соответствует UaQ = 120 в. Для
уменьшения постоянной состав-
ляющей анодного тока, создаю-
щей бесполезное падение посто-
янного напряжения на сопро-
тивлении Ral, целесообразно вы-
Рис. 41. Номограмма для определения брать ВОЗМОЖНО меньшее напря-
коэффициентов пересчета Fs и FR,. жение на экранной сетке иэ. В то
же время при уменьшении U3
падает крутизна лампы и усиление каскада. Поэтому обычно при-
нимают
U3 = (0,54- 1)1/а0.	(4-84)
В справочниках могут отсутствовать характеристики и параметры
ламп при пониженном экранном напряжении. В этом случае для
определения величины анодного и экранного токов лампы, крутизны
и внутреннего сопротивления при новом значении экранного на-
пряжения удобно пользоваться номограммой коэффициентов пере-
счета (рис. 41).
Для рассчитываемого каскада принимаем t/э.расч = 0,75 . 120 =
= 90в. Определяем коэффициент пересчета по напряжению
Fu = -^ Расч  =	= 0,6,	(4-85)
U з	1 ои
где U3 — типовое значение напряжения на экранной сетке, при ко-
тором сняты анодные характеристики, приведенные в
справочнике.
Далее необходимо проверить, обеспечивает ли выбранное значе-
ние экранного напряжения получение требуемого коэффициента
100
усиления каскада. Для этого по номограмме определяем коэффициент
пересчета крутизны Fs. При Fu = 0,6 получаем Fs = 0,8.
Находим крутизну характеристики лампы в выбранной рабочей
точке Р. Для этого при неизменном значении Ua = 120 в определяем
по семейству статических анодных характеристик (рис. 40) ве-
личины
/а при С7с1 = — Ес + д^с1 ;
1а при и'С1 = —Ес — At/C1,
где At7cl = 0,5 в.
Значение крутизны в рабочей точке определяется по формуле
(4-86)
Для нашего примера (рис. 40)
/а = 3,25 ма при t7ci = — 3 + 0,5 = — 2,5 в;
1а= 0,5 ма при Uc\ = — 3 — 0,5 •= — 3,5 в.
Вычисляем
с 3,25 — 0,5	q ——	.
Sp.T — 2.05	“ 2,75 ма]в.
Новое значение крутизны составит
Зрасч = Sp.T • Fs = 2,75 • 0,8 - 2,2 ма/в.	(4-87)
Определяем фактический коэффициент усиления каскада на сред-
них частотах
К1расч.ср = spac4 . 7?а1 - 2,2 . 10-3.82 . юз _ 180.	(4.88)
Полученное значение коэффициента усиления меньше заданного
^С1расч.ср = 180 < /С1ср — 200.
Выясним, допустимо ли такое уменьшение коэффициента усиления
каскада. Из предварительного расчета следует, что коэффициент
усиления проектируемого двухкаскадного усилителя напряжения
значительно больше требуемого, так как
^1Ср * ^2Ср _ 6000 _< «о
1,5.Кобщ “38бб~
Поэтому можно допустить некоторое уменьшение коэффициента
усиления каждого каскада по сравнению с принятым. Формула для
расчета допустимого снижения q коэффициента усиления каждого
каскада имеет вид
__ -1V ^1СР • ^2СР - • • ^пср	(4-89)
' 1,5Лобщ *
где п — число каскадов усилителя напряжения.
101
Для нашего примера при п = 2
= |Л”1^62 » 1,27.	(4-90)
Таким образом, коэффициент усиления первого каскада должен
быть не менее
— = L27 = 158’
Учитывая, что
/<1расч.ср = 180 > ^ = 158,	(4-91)
можно сделать вывод о том, что напряжение на экранной сетке
U3 = 90 в выбрано правильно. В том случае, когда условие (4-91)
не выполняется, т. е. К1Расч.ср <необходимо выбрать более
высокое значение (7Э в пределах, указанных в формуле (4-84), найти
новые значения Fu, Fs, 8расч и /С1раСч.ср, а при необходимости из-
менить величину сопротивления анодной нагрузки 7?а1 или сменить
тип лампы.
По номограмме (рис. 41) находим, что при Fu = 0,6 коэффициен-
ты пересчета по току и внутреннему сопротивлению соответственно
равны Ft = 0,47; FRi = 1,5. Анодный ток покоя в рабочей точке
Р (рис. 40) равен /а0 = 1,8 ма, ток экранной сетки лампы 6ЖЗП
(см. табл. XVI) равен 1Э = 2 ма. Определяем новые значения этих
токов по формулам
Лорасч = Ло • Fi = 1,8 • 0,47 «0,85 ма-	(4-92)
/э расч /э . F. = 2 • 0,47 - 0,94 ма.	(4-93)
Новое значение внутреннего сопротивления лампы составляет
/?/расч = Ri • Fr. = 800 • 1,5 - 1200 ком = 1,2 Мом. (4-94)
Уточняем тип резисторов 7?а1 и 7?ф1. Мощность, рассеиваемая рези-
стором /?а1 = 82 ком, равна
PRal = (Лорасч)2 • Яа1 = (0,85  10-3)2 • 82 • 103 = 0,059 вт. (4-95)
Мощность, рассеиваемая резистором 7?ф1, равна
Prv - (Лорасч)2 • Яф! = (0,85 . 10-3)2 . 12 . юз = 0,009 вгп. (4_96)
В качестве сопротивлений Ral и /?ф1 могут быть использованы ре-
зисторы типа УЛМ-0,12.
4.	Определяем элементы цепочки автосмещения
R -	(-/cl---- = --------3------- = 1680 ом^ (4 97)
Е1 Ло расч-Нэ.расч (0,85 + 0,94) • 10-3
102
По табл. VII выбираем резистор с сопротивлением 7?к1 = 1,6 ком.
Мощность резистора 7?к1 составляет
^К1 = (/аорасч + Л. расч)2 ’ /?к1 = 0,79 • 10“3)2 • 1,6 • 10* «
«0,005 вт.	(4-98)
В качестве сопротивления RK1 может быть использован резистор
типа УЛМ-0,12.
Емкость конденсатора СК1 определяем по формуле (4-45)
Г -	106	-	106	/А
Ск1 2л • FH • 0,2 • ЯК1 6,28 • 50 • 0,2 • 1,6 • 10» ~ Ш МКСр'
По табл. IV выбираем электролитический конденсатор типа ЭМ
емкостью 10 мкф с рабочим напряжением 5 в.
5.	Определяем элементы цепи экранной сетки
Ял =	= 274~903. = 196 • 103 ом = 196 ком. (4-99)
'э.расч 0,94 • 10~3	'	'
По табл. VII выбираем резистор 7?э1 = 200 ком. Мощность, рассеи-
ваемая на резисторе 7?э1, составляет
Pr31 = 7э.расч • Яэ1 - (0,94 • 10-Т • 200 • 103« 0,18 вт.
Выбираем резистор 7?э1 типа МЛТ-0,25.
Емкость конденсатора С31 равна
106	106
Сэ1 = 2л • FH • 0,2 • R31 = 6,28 • 50 • 0,2 • 200 • 10»	0,08 МК$- (4'100)
По табл. IV выбираем конденсатор типаМБМ емкостью 0,08 мкф с
рабочим напряжением 250 в.
6.	Находим величину сопротивления /?с в цепи управляющей
сетки лампы 6ЖЗП. Величина сопротивления /?с на входе усилите-
ля должна быть достаточно большой (порядка сотен килоом), но
не должна превышать предельно допустимую величину /?с.макс для
данного типа лампы (табл. 9).
Для лампы 6ЖЗП сопротивление 7?С Макс = 0,5 Мом. По табл.VII
выбираем резистор с сопротивлением Rc = 470 ком. Мощность
этого резистора может быть выбрана минимальной, так как напря-
жение сигнала на входе усилителя имеет незначительную величину
(t/BX L 2 мв). В качестве сопротивления Rc можно использовать
резистор типа УЛМ-0,12. Следует отметить, что сопротивление
катушки электродинамического микрофона составляет всего не-
сколько ом. Для согласования микрофона со входом усилителя в
корпусе микрофона монтируется специальный согласующий транс-
форматор с выходным сопротивлением порядка 200—600 ом. Для
уменьшения помех провод, соединяющий микрофон с усилителем,
должен быть экранированным.
7.	Определяем величину сопротивления/?с1 в цепи управляющей
сетки следующего каскада. Сопротивление 7?с1 должно намного
103
превышать сопротивление анодной нагрузки предыдущего каскада.
В противном случае усиление этого каскада будет заметно снижено.
Обычно принимают
/?с1 = (5-?-10)/?а1.	(4-101)
Таблица 9
Предельно допустимые значения сопротивле-
ния в цепи управляющей сетки некоторых ламп
Тип лампы	макс, мом
6С2П	0,25
6П1П, 6ПЗС, 6ЖЗП, 6Ж4П, 6Н2П, 6К4П, 6Н9С	0,5
6СЗП, 6П14П, 6П15П, 6П18П, 6Ж1П, 6Ж2П, 6Ж5П, 6Ж9П, 6Н1П, 6НЗП, 6Н4П, 6Н5С, 6Н5П, 6Н13С, 6Н14П	1,0
Вместе с тем величина /?с1 не должна превышать предельно допус-
тимого значения для выбранного типа лампы (табл. 9). Исходя из
условия (4-101), для нашего примера сопротивление должно быть
не менее
7?с1 = 5/?а1 = 5 • 82 = 410 ком.
В соответствии с техническим заданием в проектируемом усили-
теле должен быть применен регулятор усиления с глубиной N =
= 20 дб и тонкомпенсацией. Выбираем схему регулятора, приве-
денную на рис. 35, б. При включении в цепь сетки Л2 полного сопро-
тивления /?с1 = 7?С1 4- 7?ci (верхнее положение движка потенцио-
метра на рисунке) уровень сигнала, поступающего на сетку, будет
наибольшим. Для ослабления сигнала на 20 дб движок необходимо
перевести в нижнее положение. В этом случае сигнал на сетку по-
дается с сопротивления Z?ci, величина которого определяется по фор-
муле
Яс1 = —= ~ГГ = 4	(4-102)
10 20	10 20
Следовательно
=	—	= 410 — 41 — 369 ком. (4-103)
По табл. VII выбираем переменный резистор типа СП с сопротивле-
нием 7?С1 = 330 ком и постоянный резистор с сопротивлением Z?ci =
104
= 47 ком. Мощность, рассеиваемую на резисторах 7/ и нахо-
дим по формуле
772
мтвх2
Р '	" = -------,-------7,-- ,
«С1+«С1	2(/?с1 + /?с1)
(4-104)
где Umm2 — напряжение на входе лампы Л2.
Принимая £Лпвх2 = tZ/nBbixl = Uщъ-ц.1 • К1расч.ср = 2 • 10 ® • 180 =
— 0,36 в, получим
П	0,362	1Л_8
^Кс1+Лс1 ~ 2 ’ <377 ’ 103) ~ 7 ’ 0 вт'
Таким образом, мощность резисторов Rd и Rci может быть мини-
мальной. Принимаем для переменного резистора мощность PR^ =
= 0,5 вт, а в качестве сопротив-
ления Rd можно использовать ре-
зистор типа УЛМ-0,12.
Для определения элементов RT
и Ст тонкомпенсирующей цепоч-
ки можно воспользоваться номо-
граммой, приведенной на рис. 42.
Пусть требуется обеспечить
подъем частотной характеристики
усилителя в области низших час-
тот на 10 дб (в 3 раза). На верхней
части номограммы от точки К = 3
на вертикальной оси, выражаю-
щей величину подъема частотной
характеристики в относительных
единицах, проводим прямую, па-
ния величин элементов RT и Ст.
раллельную горизонтальной оси,
до пересечения с кривой, соответствующей Rci = 0,05 Мом (ближай-
шая величина к найденному значению Rci = 47 ком = 0,047 Мом).
Отмечаем точку А. Из точки А проводим прямую, параллельную
вертикальной оси, до пересечения с нижней кривой, соответству-
ющей Rcl = 0,05 Мом (точка Б). По координатам точки Б определя-
ем RT = 5 ком и СТ = 0,05 мкф. По табл. VII и IV выбираем рези-
стор типа УЛМ-0,12 с сопротивлением RT = 5,1 ком и конденсатор
типа МБМ емкостью Ст = 0,05 мкф с минимальным рабочим напря-
жением 160 в.
8. Определяем величину емкости разделительного конденсато-
2л • F„ • Ra /ЛГН1-1	6,28-50-377- Юз/1,052-1
= 27 • 103 пф = 0,027 мкф.
(4-105)
105
По табл. IV выбираем пленочный конденсатор типа ПО емкостью
СР1 = 0,03 мкф с рабочим напряжением 300 в.
9. Находим коэффициент усиления каскада на средних частотах
с учетом шунтирующего действия сопротивления RC1
К' —	' ^C1 —99. IO—3 v
Л1расч.ср °расч tfai +/?С1	Ш Х
82 • 103 • 377 • IO3 =
Х 82 • Юз -р- 377 . юз —
(4-106)
Таким образом, фактический коэффициент усиления каскада на
средних частотах оказался меньше рассчитанного выше значения
Храсч.ср (148 < 180). Однако учитывая предусмотренный ранее за-
пас усиления по напряжению (в 1,5 раза), можно считать такое
уменьшение коэффициента усиления допустимым.
10. Уточняем нелинейные искажения, вносимые первым каска-
дом усилителя. Если амплитуда напряжения на выходе каскада
велика (итъъ^ 0,2 Еа), то необходимо проверить, не превышают
ли нелинейные искажения допустимого значения. Для этого мож-
но воспользоваться динамической характеристикой лампы и фор-
мулами (4-41) и (4-42) для расчета величины второй и третьей
гармоник. Для нашего примера такую проверку можно не проводить,
так как
U -U ./Г	=2 • 10-3 • 148«0,Зв<0,2Еа -
швых1 твх Мрасч.ср	’	, а
- 0,2 • 274 = 55 в.
Расчет второго каскада на триоде 6СЗП (типовая схема приведе-
на на рис. 30, а). 1. Определяем сопротивление анодной нагрузки
/?а2. Максимальное сопротивление анодной нагрузки из условия
допустимых частотных искажений для усилителя на триоде
П	^ЭКВ2 • Pi2
^а2 р ________р
К/ -- АЭКВ2
(4-107)
где 7?экв2 — эквивалентное сопротивление анодной цепи лампы для
переменного тока;
Ri2 — внутреннее сопротивление лампы второго каскада.
В соответствии с формулой (4-79)
= (4'|08)
ZJi • Г в * Со2
По формуле (4-80) определяем емкость С02, шунтирующую
анодную нагрузку лампы второго каскада,
С 02 — Свхз 4" С*прз(1 + ^Сзср) 4“ СВых2 + См •	(4-109)
Из табл. XV для лампы Л3 типа 6П14П находим Свхз = П пф‘,
Спрз 0,2 пф, а из табл. XVI для лампы 6СЗП СВых2 = 1,65 пф.
106
Принимаем См = 15 пф. Значение К3ср в соответствии с выражени-
ем (4-60) составляет КЗСР = 59. Таким образом,
С02 = 11 + 0,2(1 + 59) + 1,65 + 15 = 39,65 пф.
Принимаем С02 = 40 пф.
Подставляя в формулу (4-108) численные значения, получим
Яэкв2 = --------5---------------п- = 210 • 103 ом = 210 ком.
6,28 • 6 • 103 - 40 • 10“12
Если при расчете усилительного каскада на триоде оказывается,
что /?экв > Rif то при любом значении Ra частотные искажения
будут меньше заданных. В этом
случае Ra определяют не из вы-
ражения (4-107), а из соотно-
шения
Ra = aRi. (4-110)
Выбираем а в пределах 2-4-5
с таким расчетом, чтобы обеспе-
чить заданный коэффициент уси-
ления. Для нашего примера
/?экв2 = 210 ком > Ri2 = 2,5 ком.
Поэтому выбираем
Ra2 = aRi2 = 5 • 2,5 = 12,5 ком.
(4-111)
Рис. 43. Семейство анодных характе-
ристик лампы 6СЗП.
По табл. VII выбираем резистор с сопротивлением/?.^ = 13 ком
(мощность резистора найдем после определения постоянной состав-
ляющей анодного тока лампы Л2).
2.	Рассчитываем элементы развязывающего фильтра. По фор-
муле (4-82)
/?Ф2 = (0,1-4- 0,2) Ra2 = 0,15 • 13 = 1,95 ком.
По табл. VII выбираем резистор /?ф2 = 2 ком (мощность, рассеивае-
мую резистором, уточним после определения постоянной составляю-
щей анодного тока лампы Л2). По формуле (4-83)
г .	20 4- 50	20	,
Сф2 >  Б— = --------------г = 200 мкф.
ф Рн • Яф-2 50 • 2 • 10-3
По табл. IV выбираем электролитический конденсатор типа КЭ-2
емкостьр 200 мкф с рабочим напряжением 300 в.
3.	В семействе анодных характеристик лампы 6СЗП строим ди-
намическую характеристику (рис. 43). Характеристику проводим
через точку А на оси ординат, соответствующую току
г	Е&	274	1 о к
Л = ъ—г~б~ =--------------= 1о,5 ма,
d Rai + ^2	(13-4-2) -IO3
107
и точку Б на оси абсцисс, соответствующую напряжению источника
анодного питания Еа = 274 в. Напряжение отрицательного смеще-
ния на сетке лампы, работающей без сеточных токов,
| -£с | > (/твх2 + (0,5 4- 1) в,	(4-112)
где (/твх2 — амплитуда напряжения, подаваемого на сетку лампы
Л2 второго каскада.
Считая UmBx2 = £Лпвых1 = 0,3 в, поручим | — Ес | > 0,3 + 1 =
= 1,3 в. Для того чтобы падение напряжения постоянного тока на
сопротивлении Ra2 было малым и, следовательно, постоянное напря-
жение (/а0 на аноде лампы достаточно большим, желательно, чтобы
постоянная составляющая анодного тока /а0 была по возможности
меньше. С другой стороны, при слишком малых значениях /а0 воз-
можен заход в область криволинейных участков характеристик
лампы, что приводит к появлению нелинейных искажений сигна-
ла. В соответствии с этими требованиями принимаем напряжение
смещения | —Ес | = 2 в и выбираем рабочую точку на характеристи-
ке, соответствующей Uc = —2 в (рис. 43). Выбранной рабочей точ-
ке соответствуют анодное напряжение 4/а0 = 145 в и анодный ток
покоя /а0 = 9 ма.
Уточняем мощность, рассеиваемую на резисторах Т?а2 и Т?ф2,
Р^а2 = 7ао • ^а2 = (9 ’ 10“3)2 ’ 13 * 103 = ^05 вт; (4-113)
/V = 7зо •	= (9 • 10"3)2 • 2 • Ю3 = °’16	(4-114)
c*V	Ц/—
Таким образом, в качестве сопротивлений Т?а2 и R$2 можно исполь-
зовать соответственно резисторы типа МЛТ-2 и МЛТ-0,25.
4.	Определяем элементы цепочки автосмещения
По табл. VII выбираем резистор с сопротивлением RK2 — 220 ом.
Мощность, рассеиваемая на резисторе RK2, составляет
P^K2 - /20 • Rk2 = (9 • 10-з)2 . 220 - 0,018 вт. (4-116)
Выбираем резистор типа УЛМ-0,12. Емкость конденсатора Ск2
определяем по формуле (4-45)
Г —	106	—	106	_ 79 к л.
Ск2 “ 2л • FH • 0,2 • RK2 “ 6,28 • 50 • 0,2 • 220 “ МК(Р-
По табл. IV выбираем электролитический конденсатор типа ЭТО-1
емкостью 80 мкф с рабочим напряжением бе1.
5.	Определяем значение внутреннего сопротивления лампы в
рабочей точке. Проводим касательную к характеристике при Uc =
= —2 в в точке Р (рис. 43). Из треугольника РМК находим
1 Вместо конденсаторов ЭТО могут использоваться более дешевые конденса-
торы типа К53-1, К50-ЗБ, К50-6.
108
Ярасч = ctga =	= ——^3- = 4200 ом = 4,2 ком. (4-117)
6.	Находим величину сопротивления Rc2 из условия
/?с2 = (54-10)/?а2 = (54-10) • 13. 103 ом. (4-118)
По табл. VII выбираем резистор с сопротивлением Rc2 = 130 ком.
Для лампы 6П14П 7?с.макс = 1 Мом (см. табл. 9). Следовательно,
условие Rc2 = 130 ком < /?С2макс = 1 Мом выполняется.
Ktpt 12к
Рис. 44. Схема маломощного усилителя низкой частоты (к примеру 11).
7.	Определяем коэффициент усиления каскада на средних часто-
тах
Лграсч.ср = ----р--р----------= --------------ТК- = 37. (4-119)
+ —r^T	13 + 130
Таким образом,
А^расч.ср — 37 /С2ср ~ 30.
8.	Находим напряжение на выходе каскада
£Лпвых2 — £Лпвх2 ’ Лграсч.ср — 0,3 • 37 = 1 1 в. (4-120)
9.	Уточняем тип резистора Rc2. Мощность, рассеиваемая на
резисторе RC2, составляет
=	2R^ ~ 2  130 • 10» = 4’6 • 10 4 впг- (4-121)
В качестве сопротивления RC2 может быть использован резистор
типа УЛМ-0,12.
10.	Определяем величину емкости разделительного конденсато-
ра Сро
с _____________1012_______=______________1012___________
Р2 ~ 2л • FH • Rci Г^-1 ~ 6.28 • 50 • 130 • 10*	“
= 7,6 • 104 пф = 0,076 мкф.	(4-122)
109
По табл. IV выбираем металлобумажный конденсатор типа МБМ
емкостью 0,08 мкф с рабочим напряжением 500 в.
11.	Уточняем нелинейные искажения, вносимые вторым каска-
дом усилителя. Вследствие малой величины сигнала, подаваемого
на сетку лампы Л2 (Um3x2 = 0,3 в) и незначительной величины вы-
ходного напряжения каскада (£Лпвых2 = 11 в < 0,2 Еа = 55 в),
можно без проверки считать, что величина нелинейных искажений,
вносимых вторым каскадом, не превышает ранее заданного значе-
чения КГ2 = 1%-
Составляем принципиальную схему рассчитанного усилителя
(рис. 44).
Пример 12. Расчет двухтактного .
каскада усиления мощности
Задание: Рассчитать каскад усиления мощности УНЧ по сле-
дующим исходным данным: 1) выходная мощность Рвых = 10 вт;
2) диапазон частот FB 4- FB = 50 -4- 6000 гц; 3) сопротивление на-
грузки Рн = 5 ом; 4) индуктивность нагрузки LB — 3 • 10“3 гн;
5) частотные искажения М н.вых.каск = М в.вых.каск = 1,2; 6) нели-
нейные искажения КГ = 6%.
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
1.	Выбираем схему и режим работы каскада. Как видно из
табл. XV, максимальная отдаваемая мощность наиболее распростра-
ненных выходных ламп в режиме А не превышает 4—6 вт. Поэтому
для получения заданной мощности следует применить двухтактную
схему выходного каскада (рис. 31, б). Кроме того, для проектируе-
мого усилителя целесообразно выбрать режим ABlf который при
достаточно высоком к. п. д. каскада обеспечивает относительно
небольшие нелинейные искажения сигнала. Следует учесть также,
что в режиме АВ± лампа может отдать значительно большую мощ-
ность, чем указано в справочниках (для режима Л). Это объясня-
ется возможностью применения в режиме АВ± более высокого анод-
ного напряжения, которое в режиме А оказывается недопустимым
ввиду перегрева анода. Действительно, в режиме АВг ток покоя
меньше, чем в режиме А. Поэтому величина анодного напряжения
может быть повышена по сравнению с номинальным значением (но
не должна превышать предельно допустимого для данной лампы
значения 4/а.доп)«
2.	Определяем тип ламп. Тип ламп выбирается по максималь-
ной мощности потерь на аноде (Ра.макс)- В режиме АВ± наибольшая
мощность потерь на аноде примерно равна полезной мощности, от-
даваемой лампой (РВых.л),
Ра.макс “ Рвых.л-	(4-123)
110
Для определения выходной мощности лампы одного плеча двух-
тактного каскада используется формула
Рвых.л=-^,	(4-124)
ZT|Tp
где г)тр — к. п. д. выходного трансформатора.
Принимая Ра.макс = Рвых.л выбираем лампу, у которой допусти-
мая мощность рассеивания на аноде превышает рассчитанную ве-
личину Ра.макс,
Ра.доп	Ра.макс	(4-125)
Если максимальная мощность потерь на аноде велика и ни одна
из указанных в справочнике ламп не может обеспечить выполне-
ние условия (4-125), необходимо в каждое плечо двухтактной схе-
“мы включить параллельно несколько ламп (рис. 31, в). Число их
в плече определяется по формуле
/71=-^———	(4-126)
•'а.доп
и округляется до ближайшего большего целого числа. В этом слу-
чае полезная мощность, которую должна отдавать каждая лампа,
составляет
Р вых
Р' ____________________
вых.л 2 • т • Т]тр ’
(4-127)
Для нашего примера в соответствии с табл. 6 принимаем г|тр = 0,9.
Тогда Ра.макс ~ Рвых.л ~ qq" = 5,55 6/72.
По табл. XV выбираем для работы в каждом плече двухтактно-
го каскада лампу 6П18П, у которой Ра.ДОп = 12 вт > Ра.Макс =
= 5,55 вт.
3.	Строим динамическую характеристику лампы (нагрузочную
прямую). Для этого в семействе анодных характеристик лампы
6П18П, снятых при U3 = 170 в (рис. 45), отмечаем точку А на се-
редине перегиба анодной характеристики, соответствующей напряже-
нию на сетке UC1 = 0 в.
Из табл. XV находим предельно допустимое значение напряже-
ния на аноде лампы6П18П (С/а.д0П = 250 б). Принимаем максималь-
ное напряжение на аноде (в режиме покоя) равным Ua,макс = ^Л.доп --
= 250 в. Из точки А проводим касательную к линии максимально
допустимой мощности, рассеиваемой на аноде лампы, а из точки на
оси абсцисс, соответствующей выбранному значению t/a.MaKC = 250 в,
восстанавливаем перпендикуляр. Пересечение касательной с пер-
пендикуляром определяет рабочую точку Р.
Прямая АР является динамической характеристикой, обеспе-
чивающей максимальную мощность, отдаваемую лампой.
ill
Опуская перпендикуляр из точки А на ось абсцисс, находим ми-
нимальное значение напряжения на аноде 6/а.мин = 50 в. Ординаты
точек А и Р соответствуют максимальному и минимальному значе-
ниям анодного тока
1а.макс == 133 MCI,
Рис. 45. Семейство анодных характеристик лампы 6П18П.
Разности абсцисс и ординат точек А и Р соответственно равны ампли-
тудам переменного анодного напряжения и переменного анодного
тока
Uma = Ра.макс - t/а.мин = 250 - 50 = 200 в; (4-128)
/та = 7а.макс-/а.мин = 133-21 = 112 MCI. (4-129)
По этим данным рассчитываем мощность, отдаваемую каждой лам-
пой
^вых.л.расч =	= 200 • П4 — = 5,6 вт. (4-130)
Необходимо, чтобы
Рвых.л.расч	Рвых.л •	(4-131)
В нашем случае условие (4-131) выполняется, так как
Рвых.л.расч == 5,6 61Т1	Рвых.л = 5,55 ВШ.
4.	Выбираем напряжение смещения и напряжения возбужде-
ния ламп двухтактного каскада. Из рис. 45 видно, что необходимое
112
положение рабочей точки Р обеспечивается напряжением на управ-
ляющей сетке UC1 = —10 в. Поэтому принимаем напряжение сме-
щения Ес = —10 в. Очевидно, что для работы без сеточных токов
амплитуда переменного напряжения, подаваемого на управляющую
сетку каждой лампы, не должна превышать 10 в. Следовательно,
можно считать
t/mBX = |-£c|= 10 в.	(4-132)
5.	Проверяем величину мощности рассеивания на аноде в режи-
ме покоя. При отсутствии сигнала на входе усилителя эта мощность
равна
Р ао = ^а.макс * А.мин = 250 • 21 • 10 3 = 5,25 вт Ра.дрп —
= 12 вт.	(4-133)
6.	Находим мощность, рассеиваемую на аноде каждой лампы
при наибольшем напряжении сигнала на входе
р — и г _____________р	(4-1341
а.макс	а.макс аО	вых.л.расч ’	'	'
где Ло — постоянная составляющая тока лампы в режиме макси-
мального сигнала.
Для определения величины /а0 может быть использована форму-
ла
+^31, т.	(4-135)
Для нашего примера
= 0,32 • 133 + 0,43 • 21 = 51,5 ма.
Поэтому
Ра.макс = 250 • 51,5 • 10“3 — 5,6 = 7,3 вт < Ра.доп = 12 вт.
Таким образом, лампы будут работать в достаточно легком режиме.
7.	Находим коэффициент нелинейных искажений. Для двухтакт-
ного каскада, работающего в режиме АВ1У коэффициент нелиней-
ных искажений, определяемый в основном третьей гармоникой,
может быть найден по формуле
Лг.Расч=4-1/ (^Т2)2 + (-уа£/-—-Y • Ю0%,	(4-136)
*	\	*	/	\ * а “Г 'а.макс /
где х — коэффициент асимметрии схемы (для подобранных ламп
обычно принимают х = 0,1 Н- 0,2);
7а — значение анодного тока, соответствующего точке пере-
сечения нагрузочной прямой с характеристикой при
t/c; - -0,5 |ЕС|.
Для нашего примера
и^ = — 0,5- 10 = — 5 в.
113
В семействе анодных характеристик лампы (рис. 45) ориенти-
ровочно строим участок характеристики при t/ci = —5 в (пока-
зано пунктиром), отмечаем точку пересечения этой характеристики
с нагрузочной прямой (точка 5) и находим /а = 75 ма. Принимая
х = 0,15, получим
iz	11/"/ 0,15 \2 . / 2-75 — 133 \2 шло/ к к п/
Кг.расч= — У ( 0Д5 + 2 )	( 75 + 133 ) ' 00“ 5,5%.
Таким образом, полученный в результате расчета коэффициент
нелинейных искажений не превышает заданного значения
Хг.расч= 5,5% < Кг = 6%.	(4-137)
Если условие (4-137) не выполняется, то для уменьшения нели-
нейных искажений можно охватить двухтактный каскад отрица-
тельной обратной связью.
8.	Выбираем способ подачи смещения на сетки ламп. В режиме
АВ± отрицательное смещение на сетки ламп должно подаваться,
как правило, от постороннего источника — специального сеточно-
го выпрямителя или батареи. Применение автоматического смеще-
ния затруднено, так как среднее значение анодного тока колеблет-
ся в широких пределах в зависимости от амплитуды входного сиг-
нала. Все же в некоторых случаях при работе усилителя в режиме
АВ± допустимо применение автоматического смещения, но при этом
необходимо, чтобы амплитуда импульса анодного тока не превы-
шала трехкратного значения тока покоя /а.МИн
4а<37а.мин.	(4-138)
При выполнении условия (4-138) сопротивление автоматического
смещения определяется по формуле
Як = —|г£с|	,
2(/а0 + /э)
где /э — ток экранной сетки лампы (определяется по
нику).
Емкость цепочки автосмещения рассчитываем по
(4-45). Для проектируемого каскада
Ima = 112 ма> 3/а.Мин = 3 • 21 = 63 ма.
Поэтому отрицательное смещение (Ес = —10 в) на сет
должно быть фиксированным, т. е. взято от постороннего источни-
ка (рис. 31, б).
9.	Находим необходимое сопротивление нагрузки между ано-
дами
Яаа.опт =	(4-140)
77Z • 1 та
(4-139)
справоч-
формуле
:ах ламп
114
Для нашего примера
^?аа.опт —	jQ_3 — 7150 ОМ.
10.	Определяем сопротивление первичной обмотки выходного
трансформатора (для одного плеча схемы)
/^Каа-опт-Ц^ = 7150	= 358 ом. (4-141)
11.	Находим напряжение источника анодного питания
£а - ^а.макс + Q ’ 'i = 250 + 51,5 - 10~3 - 358 = 268,5 в. (4-142)
Принимаем Еа = 270 в.
12.	Рассчитываем элементы цепи экранной сетки. Для обеспече-
ния требуемого напряжения U3 — 170 в величина гасящего сопро-
тивления R3 должна быть равной
& = £а~^э ,	(4-143)
где 13 — ток экранной сетки каждой лампы.
По табл. XV для лампы 6П18П находим 13 = 12 ма. Следова-
тельно,
п 270— 170	Л1[-Л
R3 =----------= 4150 ом.
2 • 12 • 10~3
По табл. VII выбираем резистор с сопротивлением R3 = 4,3 кож.
Мощность, рассеиваемая на резисторе R3y составляет
= (2/э)2/?э = (2 • 12 • 10-3)2 • 4,3 • 103 = 3,9 вт. (4-144)
В качестве сопротивления R3 можно использовать резистор типа
ВС-5 с номинальной мощностью 5 вт. Емкость конденсатора С3
рассчитываем по формуле
„	1°6	106	О 7 Л /4
Сэ “ 2л • FH • 0,2 -R3 ~~ 6,28 • 50 • 0,2 • 4,3 • Юз “ 3,7 МКФ‘ (4-145)
По табл. IV выбираем металлобумажный конденсатор типа МБГП
емкостью С3 = 4 мкф с рабочим напряжением 400 в.
13.	Определяем индуктивность первичной обмотки выходного
трансформатора
^аа.опт
2л • FH Т^^й.вых.каск
--------- 34 гн. (4-146)
6,28-50 / 1,23—1	’
14.	Находим индуктивность рассеяния выходного трансформа-
тора. Максимально допустимая величина индуктивности рассея-
ния в режиме АВХ определяется переходными процессами, наблю-
дающимися в выходном трансформаторе при прохождении через
него импульсов анодного тока ламп. Влияние индуктивности
115
рассеяния сводится к тому, что ток в цепи устанавливается не мгновен-
но, а в течение некоторого промежутка времени. Такое запаздывание
тока приводит к искажениям формы результирующих колебаний во
вторичной обмотке трансформатора. Для того чтобы нелинейные
искажения от переходных процессов находились в пределах норм,
рекомендуется иметь величину Ls минимальной — не более 0,5%
от Lv В соответствии с этим требованием получаем
Ц <0,0051! - 0,005 • 34 - 0,17 гн.	(4-147)
15.	Определяем коэффициент трансформации выходного транс-
форматора
п =
Г,
7150 • 0,9	°’028,
(4-148)
16.	Рассчитываем элементы цепочки коррекции
7?кор = 47?аа.опт = 4 - 7150 = 38 600 ом.
По табл. VII выбираем резистор с сопротивлением 7?кор
Мощность, рассеиваемую на резисторе 7?кор,
р =
^кор 2/?КОр ’
(4-149)
= 39 ком.
находим по формуле
(4-150)
где 247/па — амплитудное значение переменного напряжения на всей
первичной обмотке выходного трансформатора.
Из формулы (4-128) Uma = 200 в. Следовательно,
р - _(2-20°)2__2
'Чсор “ 2 • 39 • 103	2 вт*
Выбираем в качестве сопротивления 7?кор резистор типа МЛТ-2.
Емкость конденсатора Скор определяем по формуле
2Ls+-^-	2,од7+ Зоб£~-
Скор =	 10- =-----(39П0У8	• 10-«2700 «Д
Акор	(4-101)
По табл. IV выбираем конденсатор Скор типа КСО-5 с рабочим на-
пряжением 500 в.
Величина сопротивлений 7?с1 и Т?с2 и конденсаторов Ср1 и Ср2
(рис. 31, б) определяется при расчете предмощного фазоинверсно-
го каскада (см. пример 13).
17.	Производим конструктивный расчет выходного трансфор-
матора. Конструктивный расчет трансформатора для двухтактных
каскадов несколько отличается от расчета однотактных трансфор-
маторов. Это объясняется тем, что выходные трансформаторы в двух-
тактных каскадах работают без постоянного подмагничивания.
1)	В соответствии с табл. XVII выбираем для выходного трансфор-
матора проектируемого усилителя сердечник из электротехниче-
ской стали типа Э310.
116
2)	Для определения сечения среднего стержня Ш-образного сер-
дечника можно воспользоваться приближенной формулой
S = °’4Рвых- = 0,4 о10 = 4,45 сл2.	(4-152)
Птр	0,9	v 7
3)По формулам (1-12) и (1-13) находим ширину среднего стерж-
ня а и толщину набора с
а = 0,9 VS = 0,9 /4Д5 = 1,9 см;
с = 1,1/5 = 1,1/445 = 2,3 см.
По табл. III выбираем для сердечника пластины типа Ш-20.
4)	Находим число витков первичной обмотки по формуле (4-68)
= 550	-у- витков.
Для пластин Ш-20
/сР = 17,2 см.
Поэтому
Г, = 550 1/з4= 6350 витков.
1	Г 4,45
От середины первичной обмотки необходимо сделать отвод.
5)	Число витков вторичной обмотки составляет
UZ2 = nW± = 0,028 • 6350 - 178 витков.
6)	Для определения максимальной величины магнитной индук-
ции в сердечнике трансформатора используется формула
В1п = 4’|'.с.'гта тЛ’	(4’153)
Г н О Мк 1
где Uma — амплитуда переменного напряжения на одной половине
первичной обмотки выходного трансформатора.
Для нашего примера Uma = 200 в. Поэтому
D 4,5 • юз. 200 А
Вт = тх—ГТЕ—ёЪыГ = 0,64 тл.
т 50 • 4,45 • 6350	’
По табл. 5 при мощности на выходе усилителя Рвых = 10 вт нахо-
дим Втдрп = 0,8 тл. Следовательно,
Вт = 0,64 тл < Вшдоп = 0,8 тл,	(4-154)
т. е. нелинейными искажениями, вносимыми трансформатором,
можно пренебречь. Если условие (4-154) не выполняется, число
витков первичной обмотки следует определять по формуле
Wi -=----~-------витков.	(4-155)
Гн * о
117
7) Диаметр провода (без изоляции) первичной обмотки определя-
ется по величине омического сопротивления обмотки
^ = 0,015]/^-^ мм	(4-156)
(где /в — средняя длина витка обмотки, определяемая из выраже-
ния (1-28), см) и проверяется по допустимой плотности тока
d| — 0,26	/а.макс ММ,
(4-157)
Рис. 46. Двухсек-
ционный каркасдля
намотки двухтакт-
ного трансформа-
тора:
/—щечки, 2 — гильза.
где /а.макс — максимальное значение анодного
тока лампы, а. Из двух значений выбирают
большее.
Для нашего примера
/в = 2 (<7 + с) -j- Ttb = 2 (2 + 2,3) -f-
+ 3,14 • 2 = 14,88 см;
Д.макс — 0,133 CL.
Следовательно,
. ЛЛ1К1Л 6350-14,88 л ол
d 1 = 0,015 I/ ---— = 0,24 мм;
х	F оэо
- 0,26 /0,133 «0,1 мм.
Таким образом, принимаем dt = 0,24 мм.
8) Диаметр провода (без изоляции) вторичной обмотки рассчиты-
вается по формуле (4-74)
d2 = 0,8^ -+ = 0,8 • 0,24	= 1,15 мм.
Уп	У 0,028
По табл. II выбираем для обмоток выходного трансформатора
провод типа ПЭВ-1 с изоляцией diH3 = 0,27 мм; d2n3 = 1, 24 мм.
Далее следует произвести проверку размещения обмоток в окне
сердечника, рассчитать индуктивность рассеяния и решить вопрос
о необходимости чередования обмоток (см. пример 11). Следует
отметить, что для двухтактного трансформатора намотку целе-
сообразно осуществить на двухсекционном каркасе (рис. 46). Этот
тип намотки обеспечивает большую симметричность обмоток, а также
уменьшает опасность пробоя между витками. Необходимо также
иметь в виду, что трансформаторы для двухтактных каскадов соби-
раются без зазора, так как работают они без постоянного подма-
гничивания.
18. Составляем принципиальную схему рассчитанного каскада
(см. рис. 48).
118
Пример 13. Расчет
фазоинверсного каскада
Задание'. Рассчитать фазоинверсный каскад для двухтактной
схемы усилителя мощности по данным примера 12.
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
1.	Составляем техническое задание. По результатам расчета
выходного каскада (см. пример 12) известны следующие данные,
необходимые для расчета фазоинверсной схемы: 1) тип ламп выход-
ного каскада 6П18П; 2) напряжение, подаваемое на сетку каждой лам-
пы двухтактного каскада (напряжение возбуждения) t/твх.рых.каск =
= 10 в. Следовательно, выходные напряжения фазоинверсного
каскада составляют (7ШВых1 = £/твых2 = 10 в; 3) диапазон частот
fH = 50	6000 гц\ 4) напряжение источника анодного пи-
тания Еа = 270 в. Кроме того, задаемся коэффициентами частот-
ных искажений фазоинверсного каскада на низших и высших часто-
тах Мн = Мв = 1,05.
2.	Выбираем схему фазоинверсного каскада. Известно несколь-
ко распространенных схем фазоинверсных каскадов. Большинство
из них требуют тщательного подбора величин входящих в схему
элементов для получения на выходе двух равных по величине и сдви-
нутых на 180° по фазе напряжений. Тем не менее балансировка схе-
мы может нарушиться вследствие колебаний напряжений источ-
ников питания, смены ламп, старения деталей и т. п. При этом
нарушается режим работы двухтактного каскада и значительно ухуд-
шаются его качественные показатели.
По этой причине основным требованием, предъявляемым к фазо-
инверсному каскаду, является устойчивость работы, т. е. сохране-
ние равенства амплитуд выходных напряжений и постоянства сдви-
га фаз на 180° между этими напряжениями при изменении режима
работы схемы. Этому требованию удовлетворяет так называемая
автобалансная схема фазоинверсного каскада, приведенная на рис. 32.
Лампа Лг работает как обычный усилитель напряжения. Его
выходное напряжение подается на сетку лампы Л3 двухтактного кас-
када. С сопротивлений 7?ci и 7?б часть выходного напряжения лампы
Лг через конденсатор Срз подается на сетку лампы Л2. Эта лам-
па усиливает напряжение, изменяя его фазу на 180°, после чего
усиленное напряжение подается на сетку лампы Л4 двухтактного
каскада.
Нетрудно убедиться, что сопротивление 7?б входит как в сеточ-
ную, так и в анодную цепь лампы Л2. Это приводит к сильной отри-
цательной обратной связи, под действием которой напряжения воз-
буждения на сетках обеих ламп двухтактного каскада автоматиче-
ски устанавливаются равными сочень большой точностью. Так, если
119
на сетке лампы Л3 напряжение окажется большим, чем на сетке
лампы Л4, схема окажется несимметричной. Это вызовет увеличе-
ние напряжения на сопротивлениях и R6 и, следовательно, на
сетке лампы Л2, что приведет к увеличению напряжения на выходе
этой лампы. На сопротивлении R6 появится дополнительное напря-
жение, фаза которого будет противоположна фазе напряжения на
сетке лампы Л3. Следовательно, любое отклонение величины напря-
жения на сетке лампы Л3 сопровождается возникновением дополни-
тельного выравнивающего напряжения на сопротивлении 7?б. При
таком выравнивающем напряжении возникающая в схеме асиммет-
рия уменьшается в несколько раз. Балансировка схемы не нару-
шается даже при значительных изменениях величин сопротивлений,
параметров ламп и питающих напряжений. Поэтому выбираем для
рассчитываемого каскада схему, приведенную на рис. 32.
3.	Выбираем тип ламп фазоинверсного каскада. Наиболее ча-
сто в качестве ламп фазоинверсного каскада используются двойные
триоды типа 6Н1П, 6Н2П, 6НЗП, 6Н5П, 6Н15П и др. Основным
критерием при выборе ламп является способность лампы давать
на выходе большие усиленные напряжения без значительных не-
линейных искажений и при относительно низких значениях сопро-
тивления анодной нагрузки. Последнее обстоятельство весьма су-
щественно при использовании мощных ламп, допустимое сопротив-
ление в цепи сеток которых мало. Поэтому при выборе конкретного
типа ламп следует отдавать предпочтение лампам с небольшим
внутренним сопротивлением при достаточно высоком коэффициен-
те усиления. Для нашего примера по табл. XVI выбираем двойной
триод типа 6Н1П с параметрами: Ua = 250 в, Ес = —4,8 в, /а=
= 8 ма, S = 4,5 ма/в, Rt = 8 ком, р = 35.
4.	Для симметрии схемы принимаем Ral = Ra2; Ср1 = Ср2;
/?С1 ~ Лс1 + Яс! — Rc2-
5.	Определяем величину сопротивлений утечки ламп двухтакт-
ного каскада. Цепь утечки сетки лампы Л3 состоит из сопротивле-
ний RC1 и R6, а цепь утечки сетки лампы Л4 — из сопротивлений
Rc2 и R6. По табл. 9 находим допустимое значение сопротивления
В цепи сетки лампы 6П18П (Се маке = 1 Мом). При этом следует
учесть, что данные таблицы относятся к случаю работы ламп мощ-
ного каскада с автоматическим смещением. При фиксированном
смещении допустимая величина 7?с.макс уменьшается в 2—3 раза.
Поэтому принимаем
+ К", + Rs = Яс2 + Кб =	= 500 ком. (4-158)
Балансное сопротивление R6 выбирается в пределах
R6 = (0,3 4- 1,0)7?с1.	(4-159)
Принимая R6 = 7?с1 = Rc2, получим
2/?с1 = 500 ком, т. е. /?с1 = /?с2 = R6 = 250 ком.
120
По табл. VII выбираем резисторы с сопротивлениями
Rc2 = Re = 240 ком.
Величину сопротивления RC1 также принимаем равной Rcl =
= 240 ком. Стандартные значения сопротивлений резисторов 7?ci
и 7?с1 определим в процессе дальнейшего расчета схемы. Мощность,
рассеиваемую на резисторах Rc2 + R6 (или RC1 + 7?б), находим по
формуле
п	^гивх.вых.каск	Ю3	1 п—4	//I 1
Р<«с2+Яб) =	2(^С2 + /?б)	= ~2 • 500 • 103 = 10 вт- <4'160)
Рис. 47. Семейство анодных характеристик лампы 6Н1П.
Таким образом, в качестве сопротивлений Rc2 и R6 (а также в ка-
честве сопротивлений и R"c[) могут использоваться резисторы
типа УЛМ-0,12.
6.	Находим сопротивления анодных нагрузок ламп Л± и Л2 из
условия
п ___ р ___ Kci Ч~ Кб _ 240	240 _ до	М ifin
Aai R&2 |Q	IQ 4о КОМ. (4-161)
По табл. VII выбираем резисторы с сопротивлениями
/?al = Ra2 = 47 КОМ.
Мощность этих резисторов найдем после определения постоянных
составляющих анодных токов ламп.
7.	В семействе анодных характеристик лампы 6Н1П (рис. 47)
строим динамическую характеристику (нагрузочную прямую).
Характеристику проводим через точку А на оси ординат, соответст-
вующую току
г	270 с „
— 47 . 10з — 5>75 Ма,
и точку Б на оси абсцисс, соответствующую напряжению источни-
ка анодного питания Еа = 270 в. Предварительно выбираем рабочую
точку Р на характеристике, соответствующей Uc = — 2 в. Выбранной
121
рабочей точке соответствуют напряжение £/а0 = 107 в и ток /а0 =
= 4 ма. Следовательно, мощность, рассеиваемая на резисторах Ral
и Т?а2, составляет
= (4 • 10“3)2 * 47 ’ 103 = °>75 6tn- (4-162)
В качестве сопротивлений Ral и Ra2 можно использовать резисторы
типа МЛТ-1.
8.	Находим параметры лампы в рабочей точке. Проводим ка-
сательную к характеристике при Uc = —2 в в рабочей точке Р
(рис. 47). Из треугольника РМК получаем значение внутреннего
сопротивления
/?,P.T = ctga= = —^-з-= 8,75/аш. (4-163)
Значение крутизны в рабочей точке определяется по формуле
(4-86)
с 4-4
dP-T “ 2MJC ’
Для этого при неизменном значении Ua0 — 107 в определяем по
семейству статических анодных характеристик (рис. 47) величины
/' при U'c = —Ec + А(/с ;
i; при U^-Ec-^Uq.
Принимая Д{/с = 2 в, находим
Г* = 15 ма при U'c = — 2 4- 2 = 0 в;
Га = 1 ма при (7" = — 2 — 2 = — 4 в.
Следовательно,
Sp.T = 12	ма/в-
Находим коэффициент усиления лампы в рабочей точке
ИР,т = SP.T • /?/р.т - 3,5 • 10-3 • 8,75 • 103 = 30,6.	(4-164)
Таким образом, расчетные значения параметров лампы несколько
отличаются от номинальных (табличных) данных. Для дальней-
ших расчетов принимаем /?/расч = Rip.T = 8,75 ком’, Spac4 = SP.T =
—— 3,5 ма!в, Нрасч == Нр.т — 30,6.
9.	Определяем коэффициент усиления каскада на лампе Лг
на средних частотах
К	_______30,6________ 95 5
Лкр-Нрасч R.pac4 R.pam ~
1 +	' 47 ' 500	(4-165)
122
Принимаем для каскада на лампе Л2
^2ср ==z Klcp 25,5.
10.	Находим величину сопротивлений Rci и Rci из условия
^С1 = ^Н- = -Й- = 9>4 КОЛ.	(4-166)
С1 Лгср 2э,5
По табл. VII выбираем резистор с сопротивлением 7?ci = Ю ком.
Следовательно,
R'cl = /?с1 _ R'^ = 240— 10 = 230 ком.
По этой же таблице выбираем резистор с сопротивлением
R'ci = 220 ком.
Мощность, рассеиваемая на резисторах Rci и Z?ci, как указывалось
выше, незначительна. Поэтому в качестве сопротивлений j?ci и j?ci
можно использовать резисторы типа УЛМ-0,12.
11.	Находим сопротивление автоматического смещения
RK =	= —I"21 . = 250 ом. (4-167)
K 2Zao 2 • 4 • 10~3	V
По табл. VII выбираем резистор с сопротивлением RK 240 ом.
Мощность его составляет
PRk - (2/а0)2 • RK = (2 • 4 • 10-3)2 • 240 « 15 • 10~3 вт. (4-168)
В качестве сопротивления RK может быть использован резистор
типа УЛМ-0,12.
В фазоинверсном каскаде, схема которого приведена на рис. 32,
резистор RK конденсатором не шунтируется. Это объясняется
тем, что на сетки ламп Лг и Л2 напряжения подаются в противо-
фазе и, следовательно, переменные составляющие анодных токов
этих ламп, проходящие через сопротивление RK, компенсируют
друг друга.
12.	Определяем емкость разделительных конденсаторов в цепях
управляющих сеток ламп Л3 и Л4
2л- Fh^ci + ^KaIh-1
10*2
=...........................20  103 пф = 0,02 мкф.
6,28 • 50(240 + 240) • Юз/1,052 — 1	(4-169)
По табл. IV выбираем пленочные конденсаторы типа ПО емкостью
СР1 — СР2 = 0,02 мкф с рабочим напряжением 300 в.
123
13.	Определяем амплитуду напряжения, которое необходимо
подать на сетки фазоинверсного каскада для получения выходных
напряжений 6/тВых1 = итвык2 = Юв,
и“ = -^ = тйг = °.4«-	<4-™>
Таким образом, напряжение смещения и рабочая точка на динами-
ческой характеристике лампы 6Н1П выбраны правильно. Действи-
тельно, при | — Ес | = 2в > итъх = 0,4 в сеточный ток в лампах \Л1
и Л2 не возникает.
Рис. 48. Схема усилителя (к примерам 12 и 13).
Кроме того, при столь малом напряжении входного сигнала
(t/твх < 1 в) нелинейными искажениями, вносимыми каскадами на
лампах Лг и Л2, можно пренебречь.
14.	Находим сопротивление утечки лампы Л2. Сопротивление R'z
должно быть достаточно большим, чтобы не шунтировать сопро-
тивление анодной нагрузки лампы Лх. Принимая Rc = 10 Ral, по-
лучаем Rc = Ю • 47 = 470 ком.
По табл. VII выбираем резистор с сопротивлением Rc = 470 ком.
Мощность, рассеиваемая на резисторе Rc, составляет
\	= 2  Z Юз = 17 • IO- е/п. (4.171)
Выбираем резистор Rc типа УЛМ-0,12.
15.	Определяем емкость разделительного конденсатора Срз
с -	1012	_
2л • FH • Rc V Ml - 1
=------------10>2 r ^ = 0,021 мкф. (4-172)
6,28 • 50 • 470 • Юз /1,05^ .-1	\	/
По табл. IV выбираем пленочный конденсатор типа ПО ем-
костью Срз = 0,025 мкф с рабочим напряжением 300 в.
124
Емкость конденсатора Ср и величина сопротивления резисто-
ра определяются при расчете каскада усилителя напряжения,
предшествующего фазоинверсному.
16.	Составляем схему рассчитанного усилителя (рис. 48).
ГЛАВА 5
ТРАНЗИСТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
5-1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Использование транзисторов позволяет создать малогабаритные
экономичные и долговечные усилители, которые во многих случаях
с успехом заменяют усилители на электронных лампах.
Процесс усиления электрических сигналов в транзисторном
усилителе имеет ряд специфических особенностей, обусловленных
различием между транзистором и электронной лампой.
Если в усилительном каскаде на электронной лампе при работе
без сеточных токов основным потребителем мощности, развиваемой
источником усиливаемого сигнала, служит высокоомное сопротивле-
ние утечки управляющей сетки, то в случае транзисторного усили-
теля определенная мощность потребляется непосредственно входной
цепью транзистора, так как работа его сопровождается обяза-
тельным прохождением тока через эмиттерный (входной) р — п-пе-
реход. Входное сопротивление транзисторных усилительных кас-
кадов весьма невелико и лежит в пределах от единиц ом до единиц
килоом — в зависимости от типа транзистора и схемы его включения.
Вследствие этого при построении многокаскадных усилителей на
транзисторах приходится считаться с шунтирующим действием
последующего каскада на предыдущий и принимать специальные ме-
ры для согласования каскадов.
Транзисторные усилители уступают ламповым в отношении ста-
бильности работы. Это объясняется сложностью технологического
процесса изготовления транзисторов, в связи с чем имеет место раз-
брос параметров среди транзисторов даже одного и того же типа,
а также сильной зависимостью параметров транзисторов от темпе-
ратуры. Поэтому в усилительных схемах необходимо принимать ме-
ры для стабилизации режима работы транзисторов.
По сравнению с электронными лампами транзисторы обладают
более высоким уровнем шумов, обусловленных главным образом хао-
тичностью движения зарядов внутри проводника. Поэтому, по срав-
нению с ламповыми усилителями, усилители на транзисторах менее
пригодны для усиления слабых сигналов.
125
Многокаскадная схема транзисторного усилителя, как и лампо"
вого, содержит каскады предварительного усиления сигнала и выход-
ной (оконечный) каскад.
Известно, что транзистор можно включить в усилительный ка-
скад тремя различными способами (рис. 49): а) по схеме с общей
базой, б) по схеме с общим эмиттером и в) по схеме с общим кол-
лектором.
Усилительный каскад, собранный по схеме с общей базой, об-
ладает малым входным сопротивлением (порядка десятков ом) и
большим выходным сопротивлением (сотни килоом). Низкое входное
сопротивление каскада с общей базой является его существенным
Рис. 49. Схемы включения транзистора:
а — с общей базой; б — с общим эмиттером; в — с общим коллектором.
недостатком. Между каскадами, собранными по схеме с общей ба-
зой, приходится включать специальные согласующие устройства
(например, понижающие трансформаторы), что ограничивает при-
менение данной схемы в усилительных устройствах.
Основной особенностью схемы с общим эмиттером является то,
что входным током в ней выступает малый по величине ток базы.
Поэтому входное сопротивление каскада с общим эмиттером выше,
чем входное сопротивление каскада с общей базой. Выходное со-
противление в схеме с общим эмиттером также достаточно велико
(порядка десятков килоом). Это позволяет в многокаскадном уси-
лителе обойтись без специальных согласующих устройств между
каскадами.
Поэтому схема с общим эмиттером является наиболее распро-
страненной.
Входное сопротивление схемы с общим коллектором очень ве-
лико (порядка десятков и сотен килоом), а выходное, наоборот,
мало и составляет лишь десятки или сотни ом. Поэтому каскад с об-
щим коллектором не дает усиления сигнала по напряжению и имеет
сравнительно небольшой коэффициент усиления по мощности. Дан-
ная схема применяется в основном для согласования сопротивлений
между отдельными каскадами усилителя или между выходом уси-
лителя и низкоомной нагрузкой. Каскад с общим коллектором
целесообразно также использовать на входе усилителя в тех случа-
ях, когда входное сопротивление каскада с общим эмиттером ока-
126
зывается недостаточным для согласования усилителя с источником
входного сигнала.
Приведенные на рис. 49 схемы включения транзистора являются
упрощенными.
В практических схемах транзисторных усилительных каскадов
имеется ряд дополнительных элементов.
Типовая схема одного из наиболее распространенных каскадов
предварительного усиления — резистивного каскада с общим эмит-
тером — приведена на рис. 50. В этой схеме резисторы делителя
R6 и 7?е, подключенные к источнику питания Ек, составляют де-
Рис. 50. Схема резистивного
каскада с общим эмиттером.
Рис. 51. Усилительный каскад на транзи-
сторе с общим коллектором:
а — обычная схема; б — схема с составным
транзистором.
литель напряжения. Напряжения, снимаемые с резисторов Re и
Re, используются для питания эмиттерного и коллекторного р — п-
переходов транзистора. Цепочка R$C$ представляет собой сгла-
живающий фильтр. Стабилизация режима работы транзистора
осуществляется за счет введения в цепь эмиттера резистора R3. Па-
дение напряжения на резисторе R3, пропорциональное току эмит-
тера, является обратным для перехода эмиттер — база. Тем самым
в схеме устанавливается отрицательная обратная связь по постоян-
ному току, которая автоматически стабилизирует режим работы ка-
скада при изменении параметров транзистора. Для устранения от-
рицательной обратной связи по переменному току, снижающей
коэффициент усиления каскада по напряжению, резистор R3 шун-
тируется конденсатором Сэ достаточно большой емкости.
Аналогично строятся усилительные каскады при включении
транзистора по схеме с общей базой и с общим коллектором. Однако
в схеме с общим коллектором (рис. 51, а) резистор R3, являющийся
фактически сопротивлением нагрузки, конденсатором не шунтиру-
ется. Поэтому в схеме существует глубокая отрицательная обратная
связь по переменному току. Этим и объясняется отсутствие в ней
усиления сигнала по напряжению.
Входное сопротивление каскада, приведенного на рис. 51, а,
обычно составляет десятки килоом. Для увеличения входного
127
сопротивления каскада до сотен килоом и выше целесообразно приме-
нять схему, приведенную на рис. 51, б. В ней в отличие от схемы,
приведенной на рис. 51, а, используется составной транзистор и
исключен низкоомный делитель напряжения в цепи базы 7?б R&-
Вместо этого делителя используется цепочка, состоящая из резисто-
ров 7?х, R2 и R3. Напряжение, снимаемое с резистора R2, через вы-
сокоомный резистор R3 (порядка
2—3 Мом) подается на базу тран-
зистора 7\.
Сф
Рис. 53. Конструкция радиаторов.
Рис. 52. Выходные каскады усилителей
на транзисторах:
а — однотактная; б — двухтактная.
Применение составного транзистора позволяет получить коэф-
фициент усиления каскада по мощности порядка 20—30 дб. Обыч-
но каскад, собранный по схеме с общим коллектором, называют
эмиттерным повторителем.
Выходной каскад транзисторного усилителя, как и в ламповых
схемах, может быть однотактным и двухтактным (рис. 52). Двух-
тактный каскад отдает вдвое большую мощность, чем однотактный,
имеет выходной трансформатор без постоянного подмагничивания
и допускает в несколько раз большую пульсацию источника пита-
ния. Кроме того, двухтактный каскад позволяет использовать
экономичный режим В. Однако для его работы необходимо иметь два
транзистора, выходной трансформатор с удвоенным числом витков
первичной обмотки и средней точкой, а также фазоинверсную схе-
му предыдущего каскада или еще один (входной) трансформатор
со средней точкой.
Большое значение для нормальной работы выходного каскада
транзисторного усилителя имеет тепловой режим транзистора.
Известно, что при превышении максимально допустимой мощности,
рассеиваемой в р — n-переходах, которая существенно зависит от
температуры окружающей среды, происходит тепловой пробой тран-
зистора.
При наличии дополнительного радиатора тепловой режим тран-
зистора заметно улучшается. Конструкция радиаторов, охлаждаю-
щих транзисторы выходных каскадов, может быть различной. Наи-
128
более употребительные конструкции радиаторов изображены на
рис. 53.
Основные технические показатели УНЧ, рассмотренные в 4—1
для ламповых схем, остаются в силе и для усилителей на транзи-
сторах. Следует добавить лишь весьма существенный для транзи-
сторных усилителей показатель — коэффициент усиления по мощ-
ности Кр, представляющий собой отношение мощности сигнала на
Рис. 54. Схема потенциометри-
ческого регулятора усиления.
Рис. 55. Схема простей-
шего регулятора тембра.
выходе усилителя (или отдельного каскада) к мощности сигнала
на его входе,
Коэффициент усиления по мощности, выраженный в децибелах,
Крдб= 101g Кр= 101g
При эксплуатации транзисторных УНЧ, как и ламповых, ча-
сто возникает необходимость в регулировке усиления (громкости)
и тембра. В отличие от усилителей на электронных лампах в рас-
сматриваемых усилителях схемы регулировок усиления и тембра
усложняются в связи со значительно меньшими величинами вход-
ных сопротивлений транзисторных каскадов.
Одна из наиболее распространенных схем потенциометрической
регулировки усиления приведена на рис. 54. Такая регулировка
не изменяет режима работы транзистора и позволяет получить до-
статочно плавное изменение усиления с диапазоном AZ = 30—40 дб,
что достаточно для большинства практических случаев. Одна из
простейших схем регулятора тембра, снижающего усиление на высо-
ких частотах, приведена на рис. 55.
Расчет усилителя на транзисторах, как и расчет лампового уси-
лителя, проводится в два этапа. Вначале производят предваритель-
ный расчет, а затем окончательный. В основу предварительного рас-
чета можно положить усиление мощности, осуществляемое в каждом
каскаде схемы. По заданным величинам выходной мощности и па-
раметрам источника входного сигнала определяется общий коэф-
фициент усиления мощности усилителя. Коэффициент усиления
мощности выходного каскада в зависимости от типа транзисторов
5 900
129
и способа их включения лежит в пределах от 10 до 30 дб. Коэффи-
циент усиления мощности каждого из каскадов предварительного
усиления обычно не превышает 15—25 дб.
Пользуясь этими данными, можно определить примерное число
каскадов и составить блок-схему усилителя, а затем приступить к
окончательному расчету элементов схемы и режима работы отдель-
ных каскадов.
6-2. ПРИМЕРЫ РАСЧЕТА ТРАНЗИСТОРНЫХ УНЧ
Пример 14. Расчет маломощного
транзисторного УНЧ
Задание*. Рассчитать транзисторный УНЧ для воспроизведе-
ния звука. Источником входного сигнала служит пьезоэлектриче-
ский звукосниматель. Выходная мощность усилителя Рвых = 1 вт.
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
I. Предварительный расчет
1. Разрабатываем техническое задание. В соответствии с данными
таблицы XIII от пьезоэлектрического звукоснимателя может быть
получено напряжение порядка 0,3 4- 1 в (при номинальном сопро-
тивлении нагрузки 0,5—1 Мом). Принимаем UmBX = 0,3 в.
Для получения на выходе мощности Рвых = 1 вт выбираем
громкоговоритель типа 1ГД-9 с сопротивлением звуковой катушки
RH = 6 ом.
Рабочий диапазон частот пьезоэлектрического звукоснимате-
ля составляет Гн 4- FB = 50 4- 7000 гц (см. табл. XIII); для громко-
говорителя 1ГД-9 FH Ч- FB = 100 4- 7000 гц. Принимаем диапазон
частот усилителя FB 4- FB = 100 4- 7000 гц.
Учитывая рекомендации, приведенные в примере 11, задаемся
частотными и нелинейными искажениями для проектируемого уси-
лителя:
Мн.ДОП ~ Л^В.ДОП — 3 бб (/Ин.ДОП — Л^В.ДОП — 1,4):
КГ = 60%.
Кроме того, в усилителе следует предусмотреть плавную ре-
гулировку усиления с глубиной N 30 дб и регулировку тембра.
Полагая, что усилитель предназначен для работы в комнатных
условиях, принимаем пределы изменения окружающей температуры
Т^окр.мин — +10° С и Т'окр.макс = Ч~30°С.
Таким образом, нужно рассчитать транзисторный УНЧ по сле-
дующим исходным данным: Рвых = 1 вт; UmBX = 0,3 в; Рн = 6 ом;
139
FH 4- FB = 100-7000 гц\ Мн.ДОп = Мв.доп = 3 дб (1,4); Кг = 6%;
N > 30 дб; ТОкр.мин 4~ Токр.макс = + 10° С 4- + 30° С.
2. Составляем блок-схему усилителя. Определяем величину мощ-
ности Ри, которую может отдать источник сигнала во входную цепь
усилителя при условии согласования входного сопротивления перво-
го усилительного каскада 7?вх1 с номинальным нагрузочным сопро-
тивлением источника сигнала 7?н.и.ном-
По табл. XIII для пьезоэлектрического звукоснимателя /?н.и.ном =
= 0,5—1 Мом. Принимая /?вх1 7?н.и.ном = 0,5 Мом, получим
ри = 2^Г = 2 • ЮЗ “ °>09 • 10-6	(5-1)
Находим общий коэффициент усиления мощности
ЛРобщ.дб = 101§-р^-,	(5-2)
* и 1 |тр
где т|тр — к. п. д. выходного трансформатора.
Для определения т]тр можно воспользоваться табл. 10.
Таблица 10
Значение к. п. д. выходного или межкаскадного трансформатора
транзисторного усилителя
Выходная мощность РвыХ	Лтр	
	в стационарных установках с большой продолжитель- ностью работы	в портативных установках с малой продолжительностью работы
До 1 вт	0,74-0,8	0,6ч-0,75
От 1 до 10 вт	0,754-0,85	0,75-4-0,8
От 10 до 100 вт	0,844-0,93	0,75-4-0,85
Принимая 1]тр = 0,8, получим
^робщ.дб = 101g------Ц------= 72 дб.
Р	ь 0,09 • 10~6 • 0,8
Учитывая, что мощность на выходе усилителя невелика (1 вт),
а допустимый коэффициент нелинейных искажений достаточно боль-
шой (Кг = 6%), выберем однотактную схему выходного каскада,
работающего в режиме А, с включением транзистора по схеме с об-
щим эмиттером (рис. 52, а).
Найдем мощность, которую должен отдавать транзистор выход-
ного каскада усилителя
Т’вых.т =	= 1,25 вт.	(5-3)
Чтр	и,О
Принимая к. п. д. выходного каскада в режиме А порядка
5*
131
'Пвых.каск = 0,45, найдем мощность, потребляемую коллекторной
цепью транзистора от источника питания,
р
Р	1 вых.т
*к
as=2’8 sm-
(5-4)
"Пвых .каск
Полученное значение Рк позволяет выбрать транзистор, обла-
дающий допустимой мощностью, рассеиваемой на коллекторе, рав-
ной или превышающей найденное по формуле (5-4) значение Рк
Рк.макс.доп	Рк •	(5*5)
По табл. VI выбираем транзистор типа П201, который при на-
личии дополнительного теплоотвода имеет максимально допусти-
мую мощность, рассеиваемую на коллекторе
Рк.макс.доп = Ю ^/72 Рк “ 2,8 6fTl.
Определяем ориентировочное число каскадов усилителя т. Для
предварительных каскадов выбираем резистивную схему (рис. 50).
При этом можно считать, что каждый каскад усилителя при вклю-
чении транзистора по схеме с общим эмиттером может обеспечить
усиление мощности примерно на 20 дб.
Учитывая, что номинальное сопротивление нагрузки источни-
ка входного сигнала велико (Рн.и.ном = 0,5 Мом), целесообразно
в первом каскаде усилителя использовать составной транзистор по
схеме с общим коллектором (эмиттерный повторитель) (рис. 51, б).
При таком включении коэффициент усиления каскада по мощно-
сти можно принять равным ЛР1Дб = 20 дб.
Следовательно, общее число каскадов усилителя должно быть не
менее
72 л
т=-20-^4-
В каскадах предварительного усиления УНЧ используются
преимущественно маломощные транзисторы (табл. XII). При этом
во всех каскадах предварительного усиления можно использовать
однотипные транзисторы.
Для проектируемого усилителя предварительно выбираем тран-
зисторы типа МП40 (П14) с параметрами: коэффициент усиления
по току В = 20, максимально допустимое напряжение коллектор —
эмиттер t/к.э.макс.доп = 15 в, максимально допустимый ток коллекто-
ра /к.макс.доп = 20 мег, максимально допустимая мощность, рассе-
иваемая на коллекторе, Рк. макс, доп ~ 0,15 вт.
Распределяем частотные и нелинейные искажения по каскадам
усилителя.
В транзисторных усилителях низкой частоты частотные искаже-
ния на высшей частоте диапазона обычно не распределяют между
каскадами, так как в основном эти искажения определяются ча-
стотными свойствами транзисторов и способом их включения.
132
Для схемы с общим эмиттером
Мв =	1 + [р(1 + В)]2,	(5-6)
где р =	;
FB — высшая частота диапазона;
fa — граничная частота транзистора в схеме с общей базой
(указывается в справочнике);
В — коэффициент усиления по току транзистора в схеме с об-
щим эмиттером.
Для транзисторов МП40 находим по справочнику = 1 Мгц
и рассчитываем
Из формулы (5-6) для каждого каскада, собранного на транзи-
сторах МП40 (при В = 20), получаем
Мв = V 1 + (7 • 10~3 • 21)2 = 1,01.
Для транзистора П201 находим по справочнику В = 20, /а =
= 0,1 Мгц и определяем
7 • юз п
Р = -1О5- = 0’07-
Следовательно, для выходного каскада
УИв.вых.каск - V 1 + (0,07 • 21)2 = 1,73.
Ввиду ТОГО, ЧТО Мв.вых.каск = 1,73 > /Ив.доп = 1,4, ДЛЯ рабОТЫ
в схеме выходного каскада низкочастотный транзистор П201 не
пригоден. Вместо него можно использовать транзистор типа П202,
который, как и транзистор П201, допускает мощность рассеивания
на коллекторе Рк.макс.доп = Ю вт, но имеет более высокую гранич-
ную частоту fa — 0,2 Мгц, Следовательно,
7 • Ю3 п
р ~ 2 • 105 ~ 0,035.
$
Принимая для транзистора П202 В = 20, получим
Л4в.вых.каск =]/1 +(0,035 • 21)2- 1,24.
Общий коэффициент частотных искажений на высших частотах
составит '
Л4в.обЩ = Л4В1 • Мв, . Л4ВЗ . Мв4 = 1,013. 1,24 = 1,28,
что допустимо, так как
Л4в.общ — 1,28 <С А1в.доп — 1,4.
Частотные искажения на низких частотах следует распределить
по каскадам усилителя, руководствуясь следующими соображения-
133
ми. Наибольшие частотные искажения, как правило, вносят имею-
щиеся в схеме трансформатор. Поэтому для каскадов, содержащих
трансформаторы, следует задать коэффициент частотных искажений
порядка 1—1,5 дб (1,12—1,19).
Частотные искажения, возникающие из-за наличия в схеме
конденсаторов, можно распределить так: на каждый разделитель-
ный конденсатор — порядка 0,2 дб (1,023), на каждый блокировоч-
ный конденсатор — порядка 0,4 дб (1,047).
Рис. 56. Блок-схема усилителя (к примеру 14).
Для первых трех каскадов проектируемого усилителя задаемся
Л4Н1 = А1Н2 = Л4НЗ = 0,6 дб (1,072), а для выходного каскада
Л^Н.вых.каск — 1,2 дб (1,15).
Таким образом Л4н.обЩ = 3 • 0,6 + 1,2 = 3 дб = Мн./юп.
Заданные на усилитель допустимые нелинейные искажения обыч-
но не распределяют между каскадами усилителя, а все значение
коэффициента нелинейных искажений Кг отводят на выходной ка-
скад усилителя, так как он работает при наибольшей амплитуде
сигнала. Поэтому для выходного каскада проектируемого усилите-
ля принимаем Кг = 6%.
Учитывая достаточно высокий уровень входного сигнала ((7тВх =
= 0,3 в), необходимую регулировку усиления целесообразно осу-
ществить с помощью потенциометрического делителя напряжения
непосредственно на входе усилителя.
Ввиду того, что внутреннее сопротивление пьезоэлектрического
звукоснимателя имеет емкостный характер, отдача звукоснимателя
увеличивается с повышением частоты. Поэтому в схеме следует
предусмотреть регулятор тембра, снижающий усиление на высоких
частотах. Регулировку тембра можно осуществить в одном из
каскадов предварительного усиления, например, во втором.
Блок-схема проектируемого усилителя приведена на рис. 56.
II. Окончательный расчет
А. Расчет однотактного выходного каскада в режиме А. Для
детального расчета усилителя мощности используем исходные
данные, полученные в результате предварительного расчета: 1) вы-
ходная мощность усилителя РВых — 1 вт; 2) диапазон частот Fa-~
FB -= 100-F 7000 гц; 3) сопротивление нагрузки RH = 6 ом; 4) коэф-
фициент частотных искажений на низших частотах 7Ин.вых.каск
== 1,2(56 (1, 148); 5) коэффициент нелинейных искажений Кг = 6%;
134
6)	пределы изменения окружающей температуры Т0Кр мин4-Т0кР.макс^
= +10° С 4- +30° С.
Тип транзистора — П202 с параметрами (см. табл. VI): Вмин =
= 20, £7к.э.макс, доп “ 30 в\ /к.макс.доп == 2 U\ £к.макс.доп “ Ю вШ (при
температуре 20е С с дополнительным теплоотводом), /к0 < 0,4 ма.
Кроме этих данных, для транзистора П202 находим по спра-
вочнику максимальную температуру коллекторного перехода в ус-
ловиях эксплуатации Тп.макс = +70° С и величину теплового со-
противления транзистора (между коллекторным переходом и кор-
пусом транзистора) /?т = 3,5° Clem.
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
1.	Определяем напряжение источника питания цепи коллектора
по формуле
£к4 = (0,4 4- 0,5) {7к.э4.макс.доп = 0,45 • 30 — 13,5 в (о-7)
(индекс 4 указывает на то, что рассчитываемые параметры отно-
сятся к четвертому каскаду усилителя).
2.	Задаемся падением напряжения на сопротивлении первич-
ной обмотки выходного трансформатора
Д£тр = 0,1£к4 = 1,35 в.	(5-8)
3.	Задаемся падением напряжения на сопротивлении эмиттер-
ной стабилизации (рис. 52, а)
= 0,09£к4 - 1,23 в.	(5-9)
4.	Находим напряжение на коллекторе в режиме покоя
[7к.э.Р4 = £к4 — Д£тр—А^э4 = 13,5— 1,35— 1,23 - 10,92 в. (5-10)
5.	Определяем коллекторный ток покоя
/КР4^ 4^==-ЛИГ = 0,256 а.	(5-11)
мк.э.р4
6.	Находим сопротивление нагрузки коллекторной цепи пере-
менному току
7.	В' семействе выходных статических характеристик транзи-
стора П202, включенного по схеме с общим эмиттером (рис. 57),
строим нагрузочную прямую.
Для этого отмечаем рабочую точку Р с координатами £к.э.Р4 =
— 10,92 в и /к.р4	0,256 а и на горизонтальной оси находим точку £,
соответствующую напряжению (7к.э.р4 + /к.р4 * £к4 = 10,92 в 4-
+ 0,256 • 48 — 23,22 в. Нагрузочную прямую проводим через
точки Р и Б.
135
В точках пересечения нагрузочной прямой с крайними стати-
ческими характеристиками транзистора (точки Л и В на рис. 57)
определяем минимальные и максимальные значения тока и напря-
жения коллектора
7к4мин = 0,01 О,', /к4макс — 0,48 а\ £/к.э4мин — 0,6 в’,
^к.э4макс ~ 22,5 в.
Кроме того, замечаем максимальный ток базы /б4макс = Ю лш,
при котором ток коллектора достигает значения /К4макс (точка Л),
Рис. 57. Семейство выходных статиче-
ских характеристик транзистора П202.
Рис. 58. Входная статическая харак-
теристика транзистора П202.
ток базы, соответствующий рабочей точке (/бр = 5 ма}, и минималь-
ный ток базы /б.мин = 0,2 ма, соответствующий току /К4мин (точ-
ка В).
8.	Находим мощность, отдаваемую каскадом в выбранном ре-
жиме,
Рвых.расч4 — 0, 125 (/к4макс	7К4Мин)2 * ^?к4~ • Т]тр ™
= 0,125(0,48 — 0,01)2 • 48 • 0,8- 1,06 вт, (5-13)
что достаточно, так как
Ввых.расч4 — 1,06 вт	Рвых = 1 вт.
9.	Определяем амплитуду переменной составляющей входного
тока /вх.4, которую должен обеспечить предыдущий каскад. По-
лагая В± = В4мин = 20, получим
I	А<4макс ^к4мин 0,48 — 0,01 i 1 7Е	/с i л\
=2-20— = И-/5'ис- <5’10 * * * 14)
10. Переходим к входной статической характеристике транзи-
стора (рис. 58). В большинстве случаев статические характерис-
тики транзистора, снятые при разных напряжениях £/к.э, практи-
чески совпадают друг с другом (за исключением характеристики,
снятой при э = 0). Поэтому обычно в справочниках приводятся
Об
лишь две статические входньГе характеристики, из которых одна
соответствует (7К.Э — 0, а другая — некоторому значению £/к.э, от-
личному от 0 (например, для транзистора П202 это напряжение
равно UK,3 = —5 в).
Переносим точки А, Р и В, соответствующие пересечению на-
грузочной прямой со статическими выходными характеристиками
при /б4макс = Ю ма, /б4р = 5 лш и /б4мин = 0,2 ма (рис. 57), на вход-
ную статическую характеристику, снятую при ик.э — — 5 в (точки
А', Р' и В' на рис. 58). Отмечаем величины /б4макс = Ю ма, /б4мин =
== 0,2 ма, £7б.э.р4	0,35 е, £7б.э4мин == 0,2 в, £7б.э4макс = 0,45 в.
11.	Находим амплитуды переменного напряжения на базе и
переменного тока базы по формулам
U6.3nit =	- ^6.Э4МИН = 0,45-0,2	0> 125 е. {5.15)
/бт< = /б4макс-^-б-4мин = 10 ~ °’2 = 4,9 ма.	. (5-16)
12.	Определяем входную мощность, необходимую для возбужде-
ния каскада, т. е. мощность, которую должен развивать предо-
конечный каскад.
Принимая Uc .эт4 — Uтвх4 И I6mi — I твх4 (где U пгвх4 И Лпвх4 —
амплитуды переменных составляющих входного напряжения и вход-
ного тока, которые должен обеспечить предыдущий каскад), получим
рвх4 = ^>пвх4 Лпвх4 = 0,125 • 4.9 • 10-3 = 0>33 . 10_3 вт =
= 0,33 мет.	(5-17)
13.	Рассчитываем входное сопротивление транзистора пере-
менному току за период сигнала («среднее» входное сопротивление
^?вх.ср)
/?вх4ср =	= 25,5 ом. (5-18)
1 /ПВХ4	4,9-10
14.	Находим коэффициент усиления каскада по мощности
Кр.расч = -7рас-- =	з- = 3200 (35 дб). (5-19)
г вх4	0,33 • 10 15
15. Определяем коэффициент нелинейных искажений сигнала.
Нелинейные искажения сигнала в выходном каскаде оцениваются
по сквозной динамической характеристике, которая представляет
собой зависимость тока коллектора /к от э. д. с. ЕГ эквивалентного
генератора входного сигнала.
Для построения сквозной динамической характеристики необ-
ходимо:
137
1)	задаться внутренним сопротивлением эквивалентного генера-
тора входного сигнала
/?г4 = (3 4- 8) /?вх4ср.	(5-20)
Для нашего примера примем
/?г4 = 150 ом;
2)	отметить для нескольких точек нагрузочной прямой значе-
ния тока /к. Так, для точек Л, Р и В (рис. 57) ток /к соответственно
равен:
/кЛ — /к4макс — 0,48 а;
1кра ~ 0,256 а;
1кВ = /к4мин ~ 0,01 CL\
3)	по графику входной характеристики отметить несколько точек,
соответствующих выбранным точкам нагрузочной прямой, и опре-
делить в них величины /б и
В нашем случае для точек А', Р' и В' (рис. 58)
1бА’ ~ /с4макс == 10 ма; Ue.sA' — Uq .э4макс — 0,45 в;
1 , = 5 ма; U = 0,35 в;
6Р4	’ б.эР4 ’	’
1бВ' == /б.мин ~ 0,2 МО, L/б.эВ' — Uб.э4мин ~ 0,2 6.
4)	рассчитать значения э. д. с. эквивалентного генератора вход-
ного сигнала для различных значений Uq,3 и 1б по формуле
Ег4 — Uб.э4 + /б4 /?г4 .	(5-2 1)
Для выбранных точек получим
ЕтА> = иб.зА' + 1бА'Рг4 = 0,45 + 10 • 10-3’. 150 = 1,95 в;
ЕгРг = иб,эР' + kp'Rri = 0,35 + 5 • 10-3 • 150 = 1,1 в;
ЕгВ> = U6.3B' + /бв'/?г4 = 0,2 + 0,2 • 10-3 • 150 = 0,23 в.
Таким образом,
току /кл =	А.макс =	0,48 а	соответствует	э.д.с.	Егл= 1,95 в;
току /кр =	0,256 а	соответствует	э.д.с.	Егр'= 1,1 в;
току /кв =	/к.мин =	0,01 а	соответствует	э.д.с.	ЕгВг = 0,23 в;
5)	по полученным	точкам	в прямоугольной системе координат
строим график зависимости /к = ср (Ег) (рис. 59).
Для того чтобы подсчитать коэффициент нелинейных искаже-
ний, нужно разделить рабочий участок на горизонтальной оси (меж-
ду точками М. и R на рис. 59) на четыре одинаковые части и для пя-
138
ти точек, ограничивающих эти части, определить значения соответ-
ствующих им токов:
Лемин ==: 0,01	/к1 = 0,13 сг, /к.р — 0,256 а; /К2 — 0,38 б/*
^к.макс = 0,48 U.
Тогда амплитуда первой гармоники тока подсчитывается по
формуле
Лстх =	[(/к.макс Лемин) "Т (Ле2 — /к1)1 —
= 4" 1(0,48 — 0,01) + (0,38 — 0,13)] = 0,24 а = 240 ма. (5-22)
Амплитуда второй гармоники тока
1кт2 — (^к.макс 4“ ^к.мин 2/к<р)
График зависимости
= ф(^г).
= _L(0,48 + 0,01 — 2 • 0,256) = — 0,0055а = — 5,5 ла. (5-23)
Амплитуда третьей гармоники
1кт3 ~ “g” [(/к.макс	/к. мин)	2 (7К2	7к1)] —
=	(0,48 — 0,01) — 2 (0,38 — 0,13) = — 0,005 а = — 5 ма. (5-24)
Коэффициент нелинейных искажений определяется по формуле
Кг.расч =	. 100о/о = /5,5Д+5* . 100о/о =3)1о/о (5.25)
* кт 1
Таким образом,
Кг.расч- 3,1% <КГ = 6%,
(5-26)
т. е. полученная величина коэффициента нелинейных искажений
не превышает заданной и, следовательно, в выходном каскаде от-
рицательную обратную связь можно не применять.
139
16.	Определяем необходимую поверхность охлаждения радиа-
тора, обеспечивающую температуру коллекторного р — п-перехо-
да Тп.макс = 4-70° С
5охл= -т-------0?--------------- 70-1о50------= 125 см2- <5'27)
1 п.макс 1 окр.макс п '4	_3 3
Pi	“	2,8
Несколько возможных конструкций радиатора, выполненного из
алюминия, приведено на рис. 53.
17.	Рассчитываем элементы цепочки термостабилизации /?Э4СЭ4
(рис. 52, а).
В соответствии с выражением (5-9) падение напряжения на со-
противлении /?э4 составляет ДU3 = 1,23 в. При этом по сопротив-
лению /?э4 проходит ток
Тэ.р4 == Тк.р4 4~ 7б.р4 — 0,256 4~ 5 • 10—3 — 0,261 а.
Следовательно, величина /?э4 равна
= 1ИГ = 4,7“.	<5-28>
По табл. VII выбираем резистор R3i = 4,7 ом. Мощность, рас-
сеиваемая на этом резисторе, составляет
= Z3.p4 • ^Э4 = 0.2612 • 4,7 = 0,068 вт.
Выбираем резистор типа УЛИ-0,1.
Емкость конденсатора Сэ4 определяем по формуле
106	10б
Сэ4 = 2л • FH • 0,1/?э4 = 6,28 • 100 • 0,1  4,7 = 3400 МК$' (5’29)
Конденсатор такой большой емкости даже при малом рабочем
напряжении (порядка Д£7Э = 1,23 в) имеет большие размеры и силь-
но увеличит габариты, вес и стоимость усилителя.
Для уменьшения размеров и удешевления усилителя конденса-
тор Сэ4 целесообразно исключить из схемы, хотя при этом возни-
кает отрицательная обратная связь по переменному току, приводя-
щая к некоторому уменьшению коэффициента усиления каскада.
В соответствии с выражением (5-19) коэффициент усиления вы-
ходного каскада по мощности /<Р4Расч = 35 дб намного превышает
предполагаемый для данного каскада коэффициент усиления по мощ-
ности Лр = 20 дб, указанный в предварительном расчете. Поэтому
появление в схеме отрицательной обратной связи допустимо и кон-
денсатор Сэ4 можно из схемы исключить.
18.	Определяем элементы делителя напряжения в цепи базы
J?64 и /?б4 (рис. 52, а). Принимаем падение напряжения на сопротивле-
нии фильтра
Д[/ф4=(0,1ч-0,2)£К4-0,1 • 13,5 - 1,35 в. (5-30)
140
Находим напряжение, подводимое к делителю /?б4 и Т?б4
UM = EKi — Л1/ф4 = 13,5— 1,35= 12,15 в.
Выбираем ток в цепи делителя из условия
Iпа — (2 ~г~ 5) /б.р4 •
(5-31)
(5-32)
Принимаем
/д4 = 2 • 5 • 10-3 = 10 • 10-3 а = 10 ма.
Определяем /?б4 и Т?б4 по формулам
УД4 —Д{/э4 —убэ 4	12,15— 1,23 — 0,35 _пс
К« =------IZ^+Г— - —Г.---+10.Т0— = 705
г _	+	= 158 М.
64	Аи	10 • 10-3
При этом необходимо, чтобы
^ = (5-10)^.
В противном случае входное сопротивление значительно
шится. Для нашего примера условие (5-35) выполняется, так как
/?" - 158 ом > bR rn = 5 • 25,5 - 127,5 ом.
От	вх.ср
По табл. VII выбираем резисторы с сопротивлениями R^ = 680 ом;
/?б4 = 160 ом.
Мощность, рассеиваемая на резисторах R64 и R^ , составит
Р ' = I* •	- (Ю • Ю-3)2 • 680 «0,068 вт;
Кб4 Д*
= /24 . R'64 = (10 . 10-3)2 . 160 « 0,016 вт.
В качестве сопротивлений R^ и /?б4 можно использовать рези-
сторы типа УЛМ-0,12.
19. Находим элементы фильтра
п А^Ф4 1,35
/?Ф4= /	= -------г = 135 ом.
Ф /Д4 Ю • IO”3
По табл. VII выбираем резистор с сопротивлением Т?ф4 = кЗО ом.
Мощность, рассеиваемая на резисторе /?ф4, незначительна (Pr^ =
= /д4 •' /?ф4 ~ 0,013 вт); поэтому в качестве сопротивления /?ф4
используем резистор типа УЛМ-0,12.
Емкость конденсатора фильтра находим по формуле
п 10	50	,
СФ4> Г„-Яф1 MK^’
где FH — в герцах; /?ф4 — в мегомах.
(5-33)
(5-34)
(5-35)
умень-
(5-36)
(5-37)
141
Подставляя в формулу (5-37) численные значения, получим
С*4 =-------—----тг = 770 мкф.
ф4 100 • 130 - 10~6
По табл. IV выбираем электролитический конденсатор типа
ЭТО-2 емкостью 1000 мкф с рабочим напряжением 15 в.
19.	Определяем коэффициент трансформации выходного транс-
форматора
п = 1 f — = 1 f = 0,395.	(5-38)
|/ RK~ • Птр у 48 • 0,8	v '
20.	Находим активные сопротивления первичной и вторичной
обмоток выходного трансформатора
Г>-^(1-'|”) = 2^(1-°’8) = б0*	(5’М)
г, = -^-(1 - Ч,р) = 7^(1 - °-8) - °.75 “	<5-4°)
21.	Определяем индуктивность первичной обмотки выходного
трансформатора с учетом допустимых частотных искажений на ниж-
них частотах
£ __ _______+ Г2__________ __
2nFH • п2]Ал1“ вых каск 1
Индуктивность рассеяния Ls выходного трансформатора для
транзисторного выходного каскада обычно не рассчитывают, так
как она на высших частотах практически не вносит искажений.
22.	Находим к. п. д. каскада
р
1 вых.расч4
Лвых.каск — / г । т \ р
\ук.р4 “г 7б.р4/ ’ ,ск4
100 =
(0,256 + 0,005) -13,5	1 00 — 30’2% •
(5-42)
Б. Конструктивный расчет выходного трансформатора однотакт-
ного транзисторного усилителя. Конструктивный расчет выходно-
го трансформатора для транзисторного усилителя может быть про-
изведен в таком же порядке, как и для аналогичного лампового ка-
скада (см. пример 11).
1.	Выбираем материал сердечника. В соответствии с табл. XVII
для трансформатора однотактного каскада, работающего с постоян-
ным подмагничиванием при выходной мощности Рвых = 1 вт, выби-
раем в качестве материала сердечника электротехническую сталь
марки Э310.
142
2.	Находим геометрические размеры сердечника. Для трансфор-
маторов транзисторной аппаратуры обычно используются сердеч-
ники броневого типа из Ш-образных пластин (рис. 38).
Сечение среднего стержня сердечника можно определить по фор-
муле
s = <5-43)
где /к.Р — постоянная составляющая тока коллектора, ма;
L± — индуктивность первичной обмотки выходного трансфор-
матора, гн.
Для нашего примера
И6'М°о'И = 1.025
По формулам (1-12) и (1-13) находим ширину среднего стерж-
ня а Ш-образной пластины сердечника и толщину наборам
я = 0,9j/S = 0,9/1,025 «0,9 см;
с= 1,1	= 1,1 /ТД25 « 1,1 см.
По табл. III выбираем для сердечника пластины типа Ш-9.
3.	Рассчитываем число витков обмоток. Число витков первичной
обмотки
Wr = 550 |/ L± -у- витков,	(5-44)
где /ср — средняя длина магнитной силовой линии для выбранного
типа пластин, см.
Из табл. III для пластин Ш-9 находим /ср = 7,7 см. Поэтому
Fj = 550 ]/ 0,125 •	= 535 витков.
Число витков вторичной обмотки
г2 =	= 0,395 • 535 = 211 витков.
4.	Проверяем величину максимальной индукции Вт в сердеч-
нике трансформатора.
В соответствии с табл. 5 для трансформатора, рассчитанного на
выходную мощность Рвых = 1 вт и выполненного из стали Э310
допустимое амплитудное значение индукции в сердечнике состав-
ляет В/пдоп = 0,46 тл.
Для рассчитываемого трансформатора максимальное значение
индукции определим по формуле
тл> <5-45)
143
где итк — амплитуда напряжения на первичной обмотке выходно-
го трансформатора, в.
Величину итк4 можно найти по формуле
тт	^к.э4макс ^к.э4мин 22,5 — 0,6 1ЛП-	Г’л 4^
UmK4 =----------2------- =-----2	= 10,95 в'
Таким образом,
D 2,25-103.10,95 ЛЛЛ[-
Вт “ 100 • 1,025 • 535 “ 0,445 ШЛ'
Следовательно, условие
Вт ^пдоп	(5-47)
выполняется, так как
Вт = 0,445 тл < Втдоп = 0,46 тл.
5.	Рассчитываем диаметры проводов обмоток. Обмотки трансфор-
матора обычно наматывают медным проводом круглого сечения с
эмалевой изоляцией марки ПЭЛ или ПЭВ.
Диаметр провода (без изоляции) первичной обмотки
dL = 0,025 УТ^> мм,	(5-48)
где /к.р — в миллиамперах.
Диаметр провода (без изоляции) вторичной обмотки
d9 = 0,8 dY—мм.	(5-49)
]/п
Для нашего примера
dj = 0,025 УТ^ = 0,025 ]/ 256 = 0,4 мм]
d2 = 0,8 • 0,4 г 1	= 0,51 мм.
2	/ 0,395
По табл. II выбираем для обмоток выходного трансформатора
провод типа ПЭВ-1 с изоляцией
d1H3 = 0,42 мм\ d2H3 = 0,56 мм.
6.	Находим толщину немагнитного зазора в сердечнике
I =~L^2 • Ю-5л^,	(5-50)
где /к.р— в миллиамперах. Следовательно,
I =	. ю-5 = 535 *256 . ю-5 = 0,17 мм.
о	о
Толщина прокладки между Ш-образным пакетом пластин и яр-
мом составляет
= 0,085 мм.
144
7.	Проверяем возможность размещения обмотки в окне сердеч-
ника. Число витков в слое каждой обмотки находим по формуле
(1-14). Для первичной обмотки
.	h — 2 (^карк + 2)
Из табл. III для пластин типа Ш-9 находим h = 31,5 мм; тол-
щину гильзы каркаса для сердечника из пластин Ш-9 принимаем
равной 6Карк = 0,5 мм, коэффициент неплотности а по табл. 3 для
провода диаметром diH3 = 0,42 мм принимаем а = 1,1. Таким об-
разом,
W — 31,5 — 2(0,5 + 2) _ eg витка
W	q	— ОО oUillnu.
Для вторичной обмотки, принимая а = 1,1, получим
W7 31,5 — 2(0,5 + 2)	л.,
№2сл -------п ;0’56‘	- 43 витков.
Число слоев для каждой обмотки (с округлением до целого
числа) составляет
Wi 535 _ п
Толщину каждой обмотки находим по формуле (1-16):
для первичной обмотки
бюб ^1 (^1из 4“ ^из) 4“ ^пр >
где биз — толщина изоляции между слоями (принимаем 6ИЗ =
= 0,03 мм);
6пр — толщина прокладки между обмотками (принимаем бпр =
= 0,1 мм)г
Следовательно,
бюб = 9(0,42 + 0,03) + 0,1-4,15 мм;
для вторичной обмотки
620б - 5 (0,56 + 0,03) + 0,1 - 3,05 мм.
Общая высота двух обмоток (с учетом толщины стенки каркаса
бкарк = 1 мм) составит
^общ — бюб + 62об 4" 6карк — 4,15 + 3,05 + 1 — 8,2 мм.
Таким образом,
6общ = 8,2 мм < b — 9 мм.
Следовательно, сердечник выбран правильно.
При изготовлении трансформатора наиболее целесообразно
применять чередование обмоток, при котором заметно снижается
индуктивность рассеяния.
145
III. Расчет каскадов предварительного усиления
Расчет предоконечного (третьего) каскада. Для детального рас-
чета предоконечного каскада должны быть известны следующие
исходные данные, полученные в результате предварительного рас-
чета усилителя и окончательного расчета последующего (выходно-
го каскада):
1)	нижняя частота диапазона FH = 100 гц;
2)	допустимое значение коэффициента частотных искажений
в области низких частот Л4НЗ = 1,072;
3)	амплитуда переменной составляющей тока на входе последую-
щего (четвертого) каскада /твх4 = 11,75 jwa;
4)	входное сопротивление последующего каскада Т?Вх4сР =
= 25,5 ом;
5)	напряжение питания, подводимое к каскаду (напряжение,
приложенное к делителю напряжения в цепи базы последующего
каскада),
= ^д4 = 12,15
6)	элементы делителя напряжения в цепи базы последующего
каскада
Т?б4 = 680 ом; Т?б4 = 160 ом;
7)	тип транзистора—МП40 с параметрами: В =20; £4.э.макс.доп =
— 15 в; /к.макс.доп — 20 ма; -Рк.Макс.доп == 0,15 вт.
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
1.	Проверяем правильность предварительного выбора тран-
зистора. Для нормального режима работы транзистора необходимо,
чтобы допустимое напряжение между коллектором и эмиттером
выбранного транзистора превышало напряжение источника питания
U к.э.макс.доп >£к,	(5-51)
а величина допустимого тока коллектора превышала входной ток
последующего каскада не менее чем в 1,5—2 раза
^к.макс.доп > ( 1,6 т~ 2) Iтрх.сл ,	(5-52)
где //пвх.сл — амплитуда входного тока следующего каскада.
Для выбранного транзистора типа МП40, работающего в тре-
тьем каскаде, условия (5-51) и (5-52) выполняются, так как
^к.эЗмакс.доп = 15 в Ек3 = 12,15 в.
7кЗмакс.доп == 20 ма 1,5//пвх4 ==: 1,5 ’ 11,75 = 17,7 ма.
Таким образом, транзистор типа МП40 выбран правильно.
146
2.	Определяем величину тока покоя в цепи коллектора по форму-
ле
7к.р	1,4 Длвх.сл•	(5-53)
Для рассчитываемого каскада
/к.рз 1,4 I/пвх4 — 1,4 * 11,75 = 16,5 ми.
3.	Находим сопротивление нагрузки в цепи коллектора.
При выборе величины сопротивления RK в цепи коллектора необ-
ходимо удовлетворять двум противоречивым требованиям: с рдной
стороны желательно, чтобы сопротивление RK было возможно боль-
ше по сравнению с величиной входного сопротивления последую-
щего каскада. С другой стороны, увеличение RK при заданном токе
коллектора приводит к тому, что падение напряжения на этом со-
противлении увеличивается, а напряжение между коллектором и
эмиттером (7к.э уменьшается до недопустимо малой величины (в те-
чение той части периода усиливаемого напряжения, когда коллек-
торный ток возрастает, напряжение (7к.э может упасть до нуля и
транзистор перестанет усиливать).
С учетом этих требований расчетная формула для определения
имеет вид
п __ 0,4Ек
*4 т
7кр
Для рассчитываемого каскада
о 0,4ЕКЗ	0,4- 12,15	ппл
/?кз = —; кз- = —-------—= 294 ом.
3 ZK.p3	16,5 . 10“3
По табл. VII выбираем резистор с сопротивлением /?кз = 300 ом.
Мощность, рассеиваемая на резисторе /?кз, составляет
Р*кз = ^.рз- ^кЗ = (16>5 • 10“3)2 • 300 = 0-082 вт-
В качестве сопротивления /?кз можно использовать резистор типа
УЛМ-0,12.
4.	Определяем ^сопротивление 7?эз в цепи термостабилизации по
формуле
(5-54)
р 0,2Ек
_
Для рассчитываемого каскада
р 0»2Екз	• 12,15	.
о ~ —J----- = ----------5“ — 14/ ОМ.
эз /к.рЗ 16,5 . 10“3
к.р
(5-55)
По табл. VII выбираем резистор типа УЛМ-0,12 с сопротивле-
нием 7?эз = 150 ом.
5.	Находим емкость конденсатора Сэз
г	106	106
О .
эз 2л • FH • 0,1 -R33	6,28 • 100 • 0,1 • 150 ~ 106 МК$'
147
По табл. IV выбираем электролитический конденсатор типа
ЭТО-2 емкостью Сэз = 100 мкф с рабочим напряжением 15 в.
6.	Находим напряжение между коллектором и эмиттером тран-
зистора в режиме покоя по формуле
^К.э.р Ж ---- ^К.р • Rk   IК.р • R3 •	(5-56)
Для рассчитываемого каскада
^к.э.рЗ -^кЗ ^к.рЗ ’ Rk3	Iк.рЗ * ^?эЗ =
- 12,15 — 16,5 • 10-3 • 300 — 16,5 • J0-3 • 150 = 4,72 в.
Рис. 60. Статические характеристики транзистора МП40:
а — семейство выходных характеристик; б — входная характеристика.
7.	В семействе выходных статических характеристик транзи-
стора МП40, включенного по схеме с общим эмиттером (рис. 60, а),
отмечаем положение рабочей точки Р3 с координатами
t/к.э.рз = 4,72 в, /к.рз = 16,5 ма.
Найденному положению рабочей точки соответствует ток базы
/б.рз = 0,7 ма. Полученное значение тока базы позволяет определить
положение рабочей точки Р3 на входной статической характеристи-
ке транзистора МП40 (рис. 60, б), напряжение покоя участка ба-
за—эмиттер t/б.э.рз = 0,3 в и входное сопротивление переменному
току транзистора рассчитываемого каскада /?вх3.
Для нахождения величины А?вх3 необходимо провести касательную
к точке покоя Р3 и найти отношение
МК 0,3 — 0,24 ос	/с~ „
£> — —7 =  --------Ч = 86 ом.	(5-5/)
Лвхз КР3 0,7 • 10~3
8.	Определяем элементы делителя напряжения в цепи базы
148
7?бз и /?бз (рис. 50). Принимаем падение напряжения на сопротивле-
нии фильтра
Д£7фз = (0,10,2) 2Гк3 = 0,1 • 12,15 «1,22 в. (5-58)
Находим напряжение, подводимое к делителю /?бз и /?бз,
^дз = ^кз — А[7фз - 12,15— 1,22 = 10,93 в. (5-59)
Выбираем ток в цепи делителя из условия
/д3 = (2 -и 5) /б.рз = 2 • 0,7 = 1,4 ма.	(5-60)
Определяем /?бз и /?бз по формулам
, __^дз-Д^э3-^б.э.р3 .
А 63	Г J Г	9
7б.рЗ г 'дЗ
п" А^эЗ + ^б.эЗ
А 63 = ---7------ *
Уд3
Задаваясь А(7ЭЗ « 0,09 Екз = 0,09 • 12 ,15 — 1,1 в, получим
г	10,93—1,1 — 0,3	,,ГЛ	л гг
/?бз =-------------------5— = 4550 ом = 4,55 ком;
. 0,7 . 10“3+1,4 • 10~3
п" 13 “Ь 0,3	1 ПАА 1
R63 =  1—!—1—- = 1000 ом = 1 ком.
1,4 • 10“3
Условие /?бз = (5 -Ь 10) 7?вхз выполняется, так как
/?оз = 1 ком > 5/?Вхз = 5 • 86 = 430 ом.
По табл. VII выбираем резисторы с сопротивлениями
/?'3 = 4,7 ком; = 1 ком.
Мощность, рассеиваемая на резисторах /?б3 и /?бз, составляет
Р*> = /2з .	= (1,4 • 10-3)2 • 4,7 • 103 «0,01 вт;
= /23 . R'63 - (1,4 . 10-3)2 * 103« 0,002 вт.
В качестве сопротивлений /?бз и /?бз можно использовать рези-
сторы типа УЛМ-0,12.
9.	Рассчитываем элементы фильтра
А^срз	1,22 о~п	/с
Яфз = —7— =------------= 870 ом.	(5-61)
ф3 ^дз 1,4 • 10“3	V
По табл. VII выбираем резистор типа УЛМ-0,12 с сопротивле-
нием /?ф3 = 910 ом.
Емкость конденсатора Сфз находим по формуле
сфз = -'°"50 ----------------г = 230 мкф. (5-62)
фз Fh • /?ФЗ 100 • 870 • 10-6
149
По табл. IV выбираем электролитический конденсатор типа
ЭТО-2 емкостью 300 мкф с рабочим напряжением 15 в.
10.	Находим амплитудное значение тока на входе каскада
г	1,2 • 11,75 А 7
ЛпвхЗ —--------- = ----20---= 0,7 ма'
11.	Определяем коэффициент усиления каскада по напряжению
на средних частотах по формуле
^Сисрз ~ --'^ЭКВ ВЫХ ,	(5-64)
АВХ
где 7?вх — входное сопротивление рассчитываемого каскада;
/?экв.вых — эквивалентное выходное сопротивление рассчитыва-
емого каскада, определяемое по формуле
Rk • #б.СЛ * ^ВХ.СЛ
/\экв.вых~	- ~----------	-. (О-ОО)
•^б.СЛ ’ ^ВХ.СЛ 4"	‘ ^ВХ.СЛ 4*	• -^б.СЛ
В формуле (5-65) величины 7?б.Сл и 7?Вх.сл относятся к следующе-
му каскаду.
Для рассчитываемого (третьего) каскада
п	_ ^кЗ * ^64 * ^вх4	__
Аэкв.выхЗ —	~ j ~	~	~	~7>	—
^64 * °вх4 + °кЗ ’ °вх4 > Акз • °б4
_	300 • 160 • 25,5	_ 9„
— 160 • 25,5 + 300 • 25,5 + 300 • 160 “	0М‘
Так как 7?вхз = 86 ом, то
Кыср3 = *зкввых3 =	= 5,35.	(5-66)
АВХЗ
12.	Находим коэффициент усиления каскада по мощности
^Срзрасч = В3 • /С«срз = 20 • 5,35 = 107, т. е. более 20 дб.
Таким образом, каскад обеспечивает предварительно заданное
усиление сигнала по мощности (20 дб).
13.	Находим емкость разделительного конденсатора, связы-
вающего рассчитываемый каскад с последующим, по формуле
п	ю6
С р =---------------------------77-^---" •	(5-67)
2"-^н(/?экв.вь1х + йвх.сл)Гл12-1
Для связи третьего (предоконечного) каскада с четвертым (вы-
ходным) каскадом емкость, разделительного конденсатора должна
быть равна
2л • FH (#экв.вь1х3 + Явх4) “ 1
106
10s
г--------- = 85 мкф.
2 • 3,14 • 100 (23 + 25,5) ]Л1,0722 — 1
150
По табл. IV выбираем электролитический конденсатор типа
ЭТО-1 емкостью Срз = 80 мкф с рабочим напряжением 15 в.
Расчет второго каскада предварительного усиления. Исходные
данные:
1)	нижняя частота диапазона = 100 гц;
2)	допустимое значение коэффициента частотных искажений
на низких частотах Л4Н2 = 1,072;
3)	амплитуда переменной составляющей тока на входе последую-
щего (третьего) каскада /твхз = 0,7 ма;
4)	входное сопротивление последующего каскада 7?гхз = 86 ом;
5)	напряжение питания каскада Ек2 = (7ДЗ = 10,93 в;
6)	элементы делителя напряжения в цепи базы последующего
каскада
= 4,7 ком; R"63 = 1 ком.
7)	тип транзистора — МП40 с параметрами: В = 20; {7к.э.макс.доп =
= 15/в; /к.макс.доп — 20 МСГ, Рк.макс.доп =0,15 etn.
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
1.	Проверяем правильность выбора транзистора. При использо-
вании во втором каскаде транзистора МП40 условия (5-51) и (5-52)
выполняются, так как
^к.э.макс.доп = 15 в > Ек2 = 10,93 в;
7к.макс.доп = 20 ма >(1,5 ~т~ 2) Дпвхз = (1,5 -г- 2) • 0,7 ма.
2.	Находим ток покоя в цепи коллектора.
Для рассчитываемого каскада по формуле (5-53) получаем
/к р2 = 1,4 7твх3= 1,4 • 0,7 = 0,98 ма.	(5-68)
3.	Определяем сопротивление нагрузки в цепи коллектора.
В соответствии с формулой (5-54)
п 0,4Ек2	0,4 • 10,93 л саа л с.	/с. СС\\
/?к2 = ——г- =	—— = 4500 ом = 4,5 ком. (5-69)
ук.р2 0,9о • 10
По та.бл. VII выбираем резистор с сопротивлением RK2 = 4,7 ком.
Мощность, рассеиваемая на резисторе Т?к2, составляет
PrK2 = ;к.Р2 ’	= (°^98 ’ 10“3)2 • 4>7 ’ 103 = 4,5 ’ 10'3
Выбираем резистор RK2 типа УЛМ-0,12.
4.	Находим сопротивление R32 в цепи термостабилизации по
формуле (5-55)
п 0,2£Ко	0,2 • 10,93 ооса о ос	/с -?а\
7?э2 = -г—- = —1----—т = 2250 ом = 2,25 ком. (5-70)
ZK.P2 0,98 • 10~3	’	V 1
По табл. VII выбираем резистор типа УЛМ-0,12 с сопротивле-
нием R32 — 2,2 ком.
151
5.	Определяем емкость Сэ2.
Сз2 = 2л • FH • 0,1 • R32 = 6,28 • 100 • 0.1 • 2,2 • 10» == 7,25 МК$' (5“7
По табл. IV выбираем электролитический конденсатор типа
ЭМ емкостью Сэ2 = 10 мкф с рабочим напряжением 15 в.
6.	Находим напряжение между коллектором и эмиттером тран-
зистора в режиме покоя по формуле (5-56)
Uк.э.р2 = Ек2 — Iк.р2 * /?к2 — /к.р2 • Rs2 =
= 10,93 — 0,98 • 10-3 • 4,7 • 103 — 0,98 • 10“3 • 2,2 • 103 =
= 4,27 в.	(5-72)
7.	В семействе выходных статических характеристик транзи-
стора МП40 (рис. 60, а) отмечаем положение рабочей точки Р2 с ко-
ординатами (7к.э.р2 = 4,27 в; /К.Р2 = 0,98 ма.
Найденному значению рабочей точки соответствует ток базы
/б.Р2 ~ 0,08 ма. Отмечаем положение рабочей точки Р2 на входной
статической характеристике транзистора (рис. 60, б). Находим на-
пряжение покоя участка база — эмиттер (7б.э.р2 = 0,18 в и входное
сопротивление каскада Т?вх2
п М'К' 0,18 — 0,15 Q7J-	/K7Q4
Rbx2 =-----г = —-------— = 375 ом.	(5-73)
К'Р2 OfiS • 10-3	v '
8.	Определяем элементы делителя напряжения в цепи базы R&>
и Т?б2 (рис. 50).
Принимаем падение напряжения на сопротивлении фильтра
Д(/ф2 = 0,1£К2 = 0,1- 10,93 « 1,1 в.	(5-74)
Напряжение, подводимое к делителю R&z и R&>
Уд2 = fK2 — ДУф2 = 10,93— 1,1 = 9,83 в. (5-75)
Ток в цепи делителя
/д2 = (2 4-5) /б.р2 - 2 • 0,08 = 0,16 ма.
Задаваясь падением напряжения на сопротивлении R32
ДС7э2 « 0,09 • £к2 = 0,09 • 10,93 « 0,98 в,
получим
, _ ^Д2 —А^э2— ^б.э,р2 __ 9,83 — 0,98 — 0,18 _
62 ~	Z6.P2 + ;д2	— (0,08 + 0,16) • 10-3 “
= 36 000 ом = 36 ком\	(5-76)
R" =	+	= 0,98 + 0,18 = 72 50 ом = 7 25	(5_77)
62	/д2	0,16 • 10-3
152
Таким образом, условие
/?;2 = 7250 ом > (5 4- 10) /?ВХ2 = (5	10) • 375 ом
выполняется.
По табл. VII выбираем резисторы с сопротивлениями
^62 = 36 ком; Т?"2 = 7,5 ком.
Мощность, рассеиваемая на резисторах Т?б2 и /?б2, составляет
Р , = /2 п' = (0,16 - 10-3)2 • 36 • 103 = 0,92 • 10-3 вт;
^62 Д
РD„ = I2R" = (0,16 • 10-3)2 • 7,5 • 103 = 0,19- 10-3 вт.
*62 Д
В качестве сопротивлений Т?б2 и Т?б2 можно использовать рези-
сторы типа УЛМ-0,12.
9.	Рассчитываем элементы фильтра
Т?ф2 = 7 ф2~ = л ~ 3^00 ом = 6,9 ком. (5-78)
< д2	'А 10* 1U
По табл. VII выбираем резистор типа УЛМ-0,12 с сопротивле-
нием /?ф2 = 6,8 ком.
f,	10 “ 50	20	пгч АЛ.	/С. ICW
Сф2 = Гн • R& = 100 • 6,8 • 10-3 = 29,4 МКф~	(5‘79)
По табл. IV выбираем электролитический конденсатор типа ЭМ
емкостью 30 мкф с рабочим напряжением 10 в.
10.	Определяем амплитудное значение тока на входе каскада
/твх2«1,2~'д-х- =	= 0,042 ма.	(5-80)
11.	Находим коэффициент усиления каскада по напряжению
на средних частотах. Эквивалентное выходное сопротивление вто-
рого каскада в соответствии с формулой (5-65) составляет
q	_ ^к2 * *63 ’ *вхЗ	___
7\ЭКВ.ВЫХ2 - —
ЯбЗ-ЯВхз + «к2-ЯВХз + ЯК2-ЯбЗ
4,7 • 103 • 103 • 86
— Юз . 86-|-4,7 • Юз • 86 + 4,7 • Юз • 103 ’ '' ом- (.0-01)
Следовательно,
= ^кв.вых2 = 20 77 = 4 1	(5 82)
АВХ2	0/0
12.	Определяем коэффициент усиления каскада по мощности
/Ср2расч = В2 • кыср2 = 20 • 4,1 = 84 (примерно 19 дб). (5-83)
Полученное значение коэффициента усиления мощности оказа-
лось несколько меньше заданного (20 дб), однако является вполне
153
приемлемым, так как третий и четвертый каскады усилителя имеют
коэффициенты усиления мощности, превышающие предварительно
заданные значения.
13.	Находим емкость разделительного конденсатора СР2, связы-
вающего второй и третий каскады усилителя,
с =
2л • Fn (Яэкв вых2 + Явх3) ~~ 1
6,28 • 100 (77 + 86) У 1,0722 — 1	’
По табл. IV выбираем электролитический конденсатор типа
ЭМ емкостью 25 мкф с рабочим напряжением 15 в.
14.	Рассчитываем регулятор тембра. В соответствии с заданием
во втором каскаде усилителя предусмотрена регулировка тембра,
снижающая усиление в области высших частот диапазона (см.
рис. 55).
Расчет такого регулятора тембра производят по формулам
С^-Д1—;	(5-85)
Авх
(5-86)
где Fr — частота, на которой регулятор начинает снижать уси-
ление (снижает усиление на 1 дб), гц;
RBX — входное сопротивление каскада, на входе которого
включен регулятор, ом;
h — коэффициент, показывающий, во сколько раз следует
уменьшить усиление на высших частотах по сравнению
с усилением на средних частотах.
Для нашего примера примем/7! = 5000 гц; h = 2. Тогда
- 5 • 10-8* = °-05 МКФ-
По табл. IV выбираем конденсатор типа МБМ емкостью 0,05 мкф
с минимальным рабочим напряжением 160 в.
/?т = °’8'	= °-8 ' 375 = 300 ом.
т Л—1	2 — 1
По табл. VII выбираем переменный резистор типа СПО-0,15
с сопротивлением RT = 300 ом.
Выбор элементов схемы первого каскада предварительного уси-
ления (эмиттерного повторителя). Типовая схема эмиттерного по-
вторителя, использующегося в первом каскаде усиления, приведена
на рис. 51, б.
1.	В целях однотипности выбираем для работы в этой схеме
транзисторы МП40 (П14).
154
2.	Максимальное значение входного сопротивления каскада
определяется по формуле
ЯвхЫакс ~2~ ^*кЬ	(5-87)
где гк1 — сопротивление коллекторного перехода одного из тран-
зисторов.
Для транзистора МП40 (П14) по справочнику находим гк1 =
1,25 Мом. Следовательно,
^?вх1макс — 625 КОМ,
что вполне достаточно для согласования каскада с пьезоэлектри-
ческим звукоснимателем.
3.	Сопротивление нагрузки каскада 7?э находим по формуле
р _____________________________и
R3 = —1 кэр ,	(5-88)
'э.р
где у Ек — напряжение питания каскада;
Ук.э.р — напряжение между коллектором и эмиттером транзи-
стора Т2 в режиме покоя;
/э.р — ток эмиттера составного транзистора в режиме покоя.
При использовании эмиттерного повторителя в качестве вход-
ного каскада для повышения входного сопротивления и снижения
уровня шумов напряжение коллектор—эмиттер f/K.3.p берут не бо-
лее 2—3 в, а ток покоя эмиттера приблизительно 0,5 ма.
Таким образом, для проектируемого каскада
ЕKi = (7д2 = 9,83 в;
^к.э.р! — 3 в;
/3,Р1 = 0,5 ма.
Следовательно,
D ^к1 ^к.э.р!	9,83 — 3	1оеел
/<э1 ='•--т-----— =-----------г = 13 660 ОМ.
7э.Р1	0,5 • 10“3
По табл. VII выбираем резистор типа УЛМ-0,12 с сопротивле-
нием 7?э1 = 13 ком.
4.	Для определения сопротивлений и R2 зададимся током,
проходящим через делитель, образуемый этими сопротивлениями
/Д1 = 0,1 ма.
Тогда
Ri + R2 =	= 98 300 ом.
<Ц1	0,1 • 10~3
Принимаем + R2 = 100 ком. Величину сопротивлений
и R2 можно найти, пользуясь соотношением
R2^3R1.	(5-89)
С учетом (5-89) получаем = 25 ком; R2 = 75 ком.
155
Ввиду малой величины тока, проходящего через резисторы
и Т?2, их мощность рассеяния может быть минимальной.
По табл. VII выбираем резисторы типа УЛМ-0,12 с сопротивле-
ниями = 24 ком] R2 = 75 ком.
5.	Для того, чтобы сопротивление R3 не уменьшало входное
сопротивление каскада, его величина должна быть порядка 2 —
3 Мом. Выбираем R3 = 3 Мом.
В соответствии с заданием в усилителе необходимо преду-
смотреть регулировку усиления с глубиной N не менее 30 дб. По-
этому сопротивление R3 целесообразно выбрать переменным.
Уровень входного сигнала будет наибольшим в том случае,
когда ко входу усилителя подключены полностью сопротивление
R3 и последовательно соединенное с ним сопротивление R<> (рис.
51, б).
Если же сопротивление R3 станет равным нулю, то сигнал бу-
дет поступать на вход каскада только с сопротивления /?2 и его
уровень уменьшится.
В соответствии с формулой (4-102) для проектируемого усилителя
глубина регулировки усиления составит
= 20 lg = 20 1g -3' 1076 + g/ 103 = 20 1g 41
= 31,4 дб >30 дб,	(5-90)
что вполне удовлетворяет заданию.
Поэтому по табл. VII окончательно выбираем в качестве 7?3 пе-
ременный резистор типа СПО-1 с сопротивлением R3 = 3 Мом.
6.	Определяем емкость разделительного конденсатора, связы-
вающего первый и второй каскады усилителя,
^Р1 —	,/-—,---->	1Э-У1)
2л • Гн (/?выхх + ^вхг) К — 1	V
где 7?Вых1 — выходное сопротивление эмиттерного повторителя.
В большинстве случаев выходное сопротивление эмиттерного
повторителя значительно меньше сопротивления нагрузки R3 и
не превышает 100—200 ом. Принимая 7?Вых1 =200 ом, получим
pi 2 • 3,14 • 100(200 4- 375) /1,0722—1
По табл. IV выбираем электролитический конденсатор типа ЭМ
емкостью 10 мкф с рабочим напряжением 10 в.
7.	Находим емкость разделительного конденсатора на входе
усилителя
2л • 7Н (R-д ~г ^вхгмакс) М“ Qp — 1
156
Принимая сопротивление источника входного сигнала 7?н =
= 500 ком, а частотные искажения, приходящиеся на разделительный
конденсатор Ср, 7ИНСР = 1,023, получим
г -	106
Ср —
г_________^0,01 мкф.
2 • 3,14 • 100 (500 • Юз 625 • 1Q3)/1,0232 — 1	г
Рис. 61. Схема транзисторного усилителя (к примеру 14).
Выбираем по табл. IV пленочный конденсатор типа ПМ емкостью
Ср = 0,01 мкф с минимальным рабочим напряжением (60 в).
Составляем полную принципиальную схему рассчитанного уси-
лителя (рис. 61).
Пример 15. Расчет двухтактного
выходного каскада транзисторного усилителя
Задание: Рассчитать выходной каскад УНЧ на транзисторах
по следующим исходным данным: 1) выходная мощность РВЬ1Х = 20 вт\
2) диапазон частот = 50-4-6000 гщ 3) сопротивление нагруз-
ки Ru = 10 ом; 4) нелинейные искажения Лг 12%; 5) частотные
искажения -/Чн.вых.каск — А1в.вых.каск — 1 ,2, 6) максимальная тем-
пература окружающей среды Тп.окр.макс = +50° С; 7) к. п. д.
каскада ij > 60%.
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
1.	Выбираем схему и режим работы каскада. В оконечных каска-
дах транзисторы могут быть включены любым из трех известных
способов. Схема с общей базой позволяет получить наименьшие не-
линейные искажения, но сравнительно малое усиление по мощности.
Схема с общим эмиттером обеспечивает наибольшее усиление, но
зато вносит сравнительно большие нелинейные искажения. Схема
с общим коллектором применяется редко. Она обеспечивает пример-
но такое же усиление, как схема с общей базой, и несколько меньшие
нелинейные искажения, чем схема с общим эмиттером.
157
Однотактная схема выходного каскада позволяет сэкономить
один транзистор и получить достаточно малый коэффициент гармо-
ник (Лг = 2 4-7%), однако она работает только в режиме А и
теоретически не может дать к. п. д. выше 50%. При этом в режиме
покоя усилитель потребляет большую мощность.
Двухтактная схема, работающая в режиме В, теоретически мо-
жет обеспечить к. п. д. 78% (практически удается получить до
75%). Минимальный коэффициент гармоник Кг при этом примерно
равен 6 4- 10%. Выходная мощность каскада оказывается в полтора
раза больше, чем мощность, рассеиваемая на коллекторе каждого
из транзисторов. В режиме покоя двухтактный каскад потребляет
мало энергии, так как транзисторы заперты.
Исходя из приведенных выше соображений для проектируемого
каскада целесообразно выбрать двухтактную схему, работающую
в режиме В, и включить транзисторы по схеме с общим эмиттером.
Типовая схема такого каскада приведена на рис. 52, б.
2.	Находим мощность, которую должен отдать каскад в на-
грузку. Принимая к. п. д. выходного трансформатора т]тР2 = 0,9
(см. табл. 5), получим
Рвых.каск =	= — = 22,2 вт.	(5-93)
ЛТр2
3.	Находим к. п. д. каскада. Для двухтактного каскада, работа-
ющего в режиме В, к. п. д. может быть найден по формуле
т]в = 0,95-^-т]тр2.	(5-94)
Для проектируемого каскада
Т]в = 0,95	 0,9 = 0,67 (67%),
что вполне удовлетворяет заданию.
4.	Подбираем тип транзисторов. Для этого вначале определяем
максимальную мощность, рассеиваемую в коллекторном переходе
каждого транзистора, по формуле
п ______ ^вых.каск 1	/г Qt-\
^к.макс — о ’	_	•	{О-ии}
Для нашего примера
По табл. VI выбираем для работы в двухтактном каскаде тран-
зисторы П4Б, имеющие при использовании радиатора
макс.доп ~== 20 вт 5,5 вт.
Таким образом, транзисторы будут работать в достаточно легком
режиме.
158
По табл. VI находим типовые параметры транзистора П4Б:
5Мцн “ 15; t/к.э. макс, доп ~ 50 6, /к.макс.доп —5(2, /ко ~ 0,5 MCI. КрО-
ме этих данных, находим по справочнику максимальную темпе-
ратуру коллекторного перехода в условиях эксплуатации Тп.макс^
= +90° С и величину теплового сопротивления транзистора (при
наличии радиатора) RT = 2° Clem.
5.	Определяем напряжение источника питания
Ек = (0,4 -г* 0,5) /7к.э. макс. доп.	(5-95)
Рис. 62. Статические характеристики транзистора П4Б:
а — семейство выходных характеристик; б — семейство входных характеристик.
6. Находим сопротивление
плечу каскада
нагрузки, приведенное к одному
р'
н 2Р
1 вых.каск
0,9 -242
2 • 22,2 ~	’7 ОМ.
(5-97)
7.	Максимальное значение коллекторного тока каждого тран-
зистора определяем по формуле
г	0,95 • Ек 0,95 -24	< пс
к.макс =-------£7— = —грт— = 1,95 а.
(5-98)
8.	В семействе выходных статических характеристик транзи-
стора П4Б, включенного по схеме с общим эмиттером (рис. 62, а),
строим нагрузочную прямую, проходящую через точки А и Б,
соответствующие /к.макс = 1,95 а и Ек = 24 в.
159
Отмечаем точки пересечения нагрузочной прямой со статически-
ми выходными характеристиками транзистора (точки 1—7 на рис 62, а).
9.	Последовательным переносом точек с выходных статических
характеристик на семейство входных статических характеристик
строим динамическую характеристику входной цепи (на рис. 62, б
изображена пунктиром).
Непосредственно из этой характеристики (для точки 7, соответст-
вующей максимальному току коллектора Л.макс) находим /б.макс =
== 125 ма И t/б.э.макс = 0,6 в.
10.	Определяем входное сопротивление:
а} одного плеча
^б-э-макс =	= 4,8 ом;	(5-99)
/б.макс 0,125
б) каскада в целом
/?вх =	= 4 . 4,8 = 19,2 ом.	(5-100)
11.	Находим мощность сигнала, которую необходимо подать
на вход каскада,
П ^б.э.макс * ^б.макс 0,6 • 0,125 г	inn
г вх —--------2-----------—	— 37,о мет. (o-lul)
12.	Определяем коэффициент усиления каскада по мощности
Кр=а™ = ^=592)	(5.102)
или Крдб = 10 1g Кр = 10 1g 592 = 27,7 дб.
13.	Находим величину сопротивлений и R2. Принимаем ток
делителя R±R2 равным
7д — /б.макс — 0,125 а.
Обычно напряжение смещения t/б.эо, снимаемое с сопротивле-
ния Rlt выбирается порядка 0,1-4—0,2 в. Принимая t/б.эо = 0,2 в,
получим
/?1 = ^ = -0^5-= 1-б0Л-	(5-ЮЗ)
Z д	и, 1
Тогда
d	Ек~' ^б.э0	24 —0,2 )ап	- 1ПП
= -----Га----= - 0,125	= 190 0Лг-	104>
Определяем мощность, рассеиваемую на резисторах Rr и R.,,
PRt = /2	= 0,1252 • 1,6 = 0,025 вт;
Рр =	.-= 0,1252 • 190 = 3 вт.
К2 Д
По справочнику выбираем резистор типа УЛИ-0,1 с сопро-
тивлением 1,6 ом и R2 — типа ВС-5 с сопротивлением 200 ом.
160
14.	Определяем коэффициент нелинейных искажений каскада.
Для определения коэффициента гармоник необходимо построить
сквозную динамическую характеристику каскада — график зави-
симости тока коллектора /к от э. д. с. Ег эквивалентного генератора
входного сигнала. Построение ведем в такой последовательности:
а)	задаемся внутренним сопротивлением эквивалентного гене-
ратора входного сигнала
/?г« 7?вх = 20 ом;	(5-105)
Таблица 11
Данные для построения сквозной динамической характеристики
Номер точки отсчета	| ^к.э в	|	'к ма	|	7б ма	иб.э в	| в
7	0	1950	125	0,6	3,1
4	9,5	1160	50	0,42	1,42
2	21,2	200	5	0,1	0,2
Рис. 63. График зависи-
мости /к = Ф (Ег)*
б)	пользуясь построенными выше выходными и входными ди-
намическими характеристиками (рис. 62, а и б), определяем для не-
скольких точек (2, 4 и 7) значения t/K.3,
7К, Л) И ^б.э5
в)	затем определяем величины э. д. с.
эквивалентного генератора для различных
значений f/б.э и /б, соответствующих точ-
кам 2, 4 и 7, по формуле
Er = U6.3+I6Rr;	(5-106)
г)	данные расчетов сводим в табл. И;
д)	по полученным данным в прямо-
угольной системе координат строим гра-
фик зависимости /к = <р (Ег) (рис. 63);
е)	задавшись значениями Ег; 0,5 Ег и Ег = 0, по кривой /к =
= <р(£г) определяем соответствующие им величины токов коллек-
тора /к.макс, /к.ср И /к.мин. Из рис. 63 получаем
7к.макс == 1950 ма;
/к.ср == 1280 ма;
7к.мин = 70 ма.
ж)	определяем амплитудные значения гармонических состав-
ляющих тока коллектора.
Амплитуда первой гармоники
т	[(1 ~Г х) ^к.макс + 0 х) ^к.макс! 4“ Ю + х) к.ср + U Лс.ср!
*K.mi — '	£	•
(5-107)
6 900
161
Амплитуда второй гармоники
[(1 + х)/к макс (1 х) /к.макс1 4х • /к мин /г 1ЛО1
/к„12 = -----------------------g108)
Амплитуда третьей гармоники
,	1(1 + /к.макс + d ~ х) /к.макс) ~ 2 [(1 + X) /к.ср + (1 - х)/к ср]
/к/л3 —	g
(5-109)
Амплитуда четвертой гармоники
[(1 4" х) /к.макс (1 х) /к.макс)
г __	4 [(1 + Х) /к.ср (1 Х) /к.ср] 4" 12х/к.мин /г 11ЛЧ
1кт4---	12	’	(5-110)
где х — коэффициент асимметрии схемы (обычно х = 0,1 -4-0.2).
Принимаем х = 0,1, получим
г 1,1 • 1950 + 0,9 • 1950+ 1,1 • 1280 + 0,9 • 1280 О1СЭ
/к/п1 = —--------------------т----------—---------=2153 ма;
О
,	0,5(1,1 • 1950 — 0,9 • 1950) —0,4 • 70 оо
/к«2 = ----*-------------2----------------- = 83 ма'>
,	1,1 • 1950 + 0,9 • 1950 —2(1,1 • 1280 + 0,9 • 1280) ппо
/кт, = —--------—--------------------------------- = — 203 ма;
.	_ (1,1 • 1950 —0,9 • 1950) —4(1,1 • 1280 —0,9 • 1280)+ 12 • 0,1 • 70 _
'кт 4 —	12	—
==- —46 ма;
з)	коэффициент нелинейных искажений определяем по форму-
ле
+ /2 t /2
Кг.расч =	. 100о/о =
_ у ода + ода + оя^. 100%	10л%.
Таким образом
Кг.расч= 10,4% <КГ= 12%,	(5-111)
т. е. полученная величина коэффициента нелинейных искажений не
превышает заданной. Если условие (5-111) не выполняется, то
каскад необходимо охватить отрицательной обратной связью.
15.	Определяем необходимую поверхность охлаждения радиа-
тора, обеспечивающего нормальный тепловой режим работы каж-
дого транзистора,
с	1200 4- 1500	1350 осс 2
5охл = у-----= 90'- 50---------------------~ 255 СМ *
1 п.макс 1 окр макс D	__9
Кт 55
к.макс
162
16.	Определяем коэффициент трансформации входного транс-
форматора. Ввиду того, что мощность сигнала на входе каскада не-
велика (Рвх = 37,5 мет), примем к. п. д. входного трансформато-
ра ТР1 равным г]тр1 = 0,75 (см. табл. 6). В этом случае выходная
Мощность предоконечного каскада (Рвых.пред) должна быть равной
Лзых.пред — “Т"ВХ = “(Ууг = 50 мет.	(5-112)
Чтр1 U,/O
Выбираем по табл. XII для предоконечного каскада транзистор
типа МП40 (П14), у которого
Рк.макс.доп ~ 150 Мвт	Рвых.пред ~ 50 мет.
Коэффициент трансформации входного трансформатора можно
определить по формуле
= (0 4-^0 8)/Г^--------------’	<54 13>
. U,о) Т]тр1	к. э. макс, пред
где 1/к.э.макс.пред — максимально допустимое напряжение между кол-
лектором и эмиттером транзистора предоконеч-
ного каскада;
^.макс — напряжение на всей вторичной обмотке входного
трансформатора при максимальной раскачке око-
нечного каскада; для двухтактной схемы с общим
ЭМИТТерОМ £7?макс ~ 2^/б.э.макс*
По табл. XII для транзистора МП40 находим £/к.э.макс = 15 в;
величина напряжения /Амакс = 2£/б.э.макс = 2 • 0,6 = 1,2 в.
Полагая значение числового множителя в выражении (5-113)
равным 0,6, получаем
1 2
П1 = 0,6 • 0,75 • 15	°’177*
Полученное значение пх представляет собой отношение числа
витков всей вторичной обмотки к числу витков первичной обмотки.
17.	Находим коэффициент трансформации выходного транс-
форматора для одного плеча каскада
18.	Определяем активное сопротивление первичной обмотки
выходного трансформатора (для одного плеча схемы)
г; = 0,58/?; (1 — Лтр2) = 0,58 . 11,7(1 — 0,9) = 0,678 ом. (5-115)
19.	Рассчитываем активное сопротивление вторичной обмотки
г2 = 0,42/?н(-!^1^) = 0,42. 10 (-!-=?-) = 0,467 ом. (5-116)
' Чтр2 /	\ и,У /
G *
163
20.	Находим индуктивность половины первичной обмотки вы-
ходного трансформатора
L _-________________|"Д~1Д’	- 0,053 гн.
1	2 3,14-(5-117)
21. Конструктивный расчет выходного трансформатора для
двухтактного каскада транзисторного усилителя производится в
таком же порядке, как и для анало-
гичного лампового каскада (см. пример
12) с учетом замечаний, приведенных в
примере 14.
Рис. 64. Схема двухтактного выходного каскада
транзисторного усилителя (к примеру 15).
Подробные сведения о конструктивном расчете входного и вы-
ходного трансформаторов для двухтактной схемы транзисторного
усилителя приведены в книге А. В. Цыкиной «Проектирование
транзисторных усилителей».
22. Составляем схему рассчитанного каскада (рис. 64).
ГЛАВА 6
ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
6-1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Избирательными (или селективными) называются усилители, по-
лоса пропускания которых сужена для отделения сигналов в нужной
полосе частот от сигналов, помех или шумов других частот.
По принципу действия и схемному выполнению избирательные
усилители можно разделить на: а) резонансные; б) полосовые; в) уси-
лители с обратной связью. Наиболее часто избирательные усилители
применяются для усиления сигналов высокой частоты и являются
одними из важнейших каскадов радиопередающих и радиоприемных
устройств. Однако во многих случаях избирательные усилители
применяются и для усиления низкочастотных сигналов.
Рассмотрим некоторые типовые схемы избирательных усили-
телей. В резонансных усилителях нагрузкой выходной цепи усили-
тельного элемента (лампы или транзистора) является параллельный
колебательный контур, имеющий высокое сопротивление для ре-
зонансной частоты /0 и малое сопротивление для других частот.
Способы подключения колебательного контура к лампе иллюстри-
руются схемами, приведенными на рис. 65. В схеме на рис. 65, а
164
колебательный контур полностью включен непосредственно в анод-
ную цепь лампы. Поэтому усилитель, собранный по данной схеме,
называют усилителем с непосредственным включением контура
в анодную цепь. В состав контура входит индуктивность L и конден-
сатор переменной емкости С, позволяющий изменять настройку
контура в требуемом диапазоне частот. Кроме того, для более точной
настройки на частоту сигнала в контур обычно включают подстро-
ечный конденсатор Сп.
.	К сетке лампы Ял
U	следующего каскада
Рис. 65. Основные схемы избиратель-
ных усилителей:
а — схема с непосредственным включением
контура в анодную цепь лампы; б — схе-
ма с автотрансформаторным включением
контура в анодную цепь лампы; в — схема
с трансформаторным включением контура
в анодную цепь лампы
На рис. 65, б приведена схема с автотрансформаторным, а на
рис. 65, в — с трансформаторным включением контура в анодную
цепь лампы. В этих схемах в значительной степени (по сравнению
со схемой с непосредственным включением контура) ослаблено
влияние шунтирующего действия внутреннего сопротивления лам-
пы на контур и имеется возможность подбора наивыгоднейшей свя-
зи контура с лампой. Коэффициент усиления схем с автотрансформа-
торным и трансформаторным включением контура обычно оказыва-
ется меньше, чем в схеме с непосредственным включением контура.
Однако это не является существенным недостатком, так как в целях
повышения устойчивости работы резонансных усилителей прихо-
дится умышленно снижать коэффициент усиления каскада. Целе-
сообразность применения той или иной схемы решается в процессе
расчета усилителя. В отличие от резонансных полосовые усилите-
ли, как правило, имеют фиксированную настройку. Анодной на-
грузкой лампы в них служит полосовой фильтр, в качестве которого
чаще всего используется двухконтурная связанная система с взаимо-
индуктивной связью между контурами и с полным включением пер-
165
вого контура в анодную цепь (рис. 66). Полосовые усилители ши-
роко используются в качестве усилителей промежуточной частоты
в супергетеродинных радиоприемниках. Резонансные и полосовые
усилители дают хорошие результаты лишь при рабочей частоте по-
рядка единиц килогерц и выше. На более низких частотах индук-
тивность резонансного контура оказывается чрезмерно большой и
контур становится громоздким и дорогим. Катушка индуктивности
такого контура содержит много витков тонкого провода и очень
чувствительна к наводкам и помехам. Поэтому избирательные уси-
лители, предназначенные для работы на частотах порядка сотен герц
Рис. 66. Схема полосового уси-
лителя.
Рис. 67. Избирательный усилитель с
двойным Т-образным мостом:
а — схема; б —частотная характеристика:
и ниже, обычно строят с использованием частотно-избирательных
фильтров в цепи отрицательной обратной связи. Наиболее употре-
бительной схемой такого типа является схема с двойным Т-образным
мостом (рис. 67, а).
На квазирезонансной частоте /0 фильтр вносит максимальное
затухание в проходящий сигнал, поэтому отрицательная обратная
связь практически равна нулю и усиление каскада максимальное.
На частотах, отличных от квазирезонансной, затухание фильтра
уменьшается. При этом усиливается отрицательная обратная связь
и соответственно уменьшается усиление каскада. Частотная харак-
теристика такого усилителя (рис. 67, б) напоминает резонансную
характеристику колебательного контура, и, следовательно, рассма-
триваемый усилитель по своим свойствам подобен избирательному
усилителю с нагрузкой в виде колебательного контура LC.
Транзисторные схемы избирательных усилителей строятся ана-
логично ламповым схемам. Однако низкое входное и выходное со-
противления транзистора оказывают сильное шунтирующее дей-
ствие на колебательный контур, вследствие чего резко падает усиле-
ние каскада и ухудшаются его избирательные свойства. Поэтому
в транзисторных схемах избирательных усилителей, как правило,
используют трансформаторные и автотрансформаторные способы
связи контура с цепями транзистора. Кроме того, при работе в диа-
пазоне радиочастот сильно проявляется паразитная внутренняя
166
обратная связь в транзисторе, которая может привести к нарушению
устойчивой работы усилителя и к самовозбуждению схемы.
Для компенсации (нейтрализации) внутренней обратной связи
усилитель приходится существенно усложнять, вводя в его схему
ряд дополнительных элементов.
Избирательные усилители на транзисторах широко исполь-
зуются также для узкополосного усиления низкочастотных сигна-
лов. Простейшая схема резонансного узкополосного усилителя
на транзисторе приведена на рис. 68. По конструктивным сообра-
жениям в катушках индуктивности низкочастотных колебательных
контуров применяют сердечники из ферромагнитных материалов.
Применение таких сердечников резко уменьшает габариты катушек
при сохранении их добротности. От свойств сердечника во многом
зависит качество работы всего усилителя.
В настоящее время при проектировании низкочастотных резо-
нансных систем в качестве материалов для изготовления сердечни-
ков используются трансформаторная сталь, ферриты и альсиферы.
Наиболее пригодным материалом для сердечников катушек индук-
тивности низкочастотных избирательных систем является альси-
фер. Обладая относительно невысоким значением магнитной про-
ницаемости (р, = 20 4-60), он достаточно хорошо сохраняет ее в
интервале температур и уровней магнитных полей. Кроме того, раз-
личного характера потери в альсиферовых сердечниках значительно
ниже, чем у сердечников из трансформаторной стали или ферритов,
поэтому добротность контура, а следовательно, и избирательные
свойства усилительного каскада оказываются достаточно высокими.
Избирательные усилители характеризуются следующими основ-
ными качественными показателями:
1)	коэффициентом усиления К;
2)	избирательностью S — величиной ослабления усиливаемого
сигнала при заданной расстройке;
3)	полосой пропускания 2Д/;
4)	величиной искажений;
5)	диапазоном частот /мин 4-/макс— в случае диапазонного усили-
теля или средней частотой f0 полосы пропускания — для усили-
телей с фиксированной настройкой.
Требования к избирательным усилителям зависят от их назна-
чения, но в основном сводятся к следующему:
1)	коэффициент усиления должен быть достаточно велик;
2)	усилитель должен обеспечивать необходимую избирательность
при достаточной ширине полосы пропускания;
3)	искажения сигналов не должны превышать допустимой вели-
чины;
4)	усилитель должен работать устойчиво, т. е. не самовозбуждать-
ся и иметь параметры, мало меняющиеся в процессе эксплуатации;
5)	диапазонные усилители должны обеспечивать настройку на
любую частоту в пределах заданного диапазона. При этом их ка-
167
чественные показатели во всем диапазоне должны удовлетворять
предъявляемым к ним требованиям.
Если избирательный усилитель применяется в супергетеродин-
ном приемнике, то различают избирательность по соседнему каналу
Sc, характеризующую способность усилителя ослаблять сигналы
соседних по частоте мешающих радиостанций, и избирательность
по зеркальному каналу S3, характеризующую способность усилите-
ля ослаблять сигнал зеркальной станции. Частота зеркальной ра-
диостанции отличается от частоты принимаемой радиостанции на
Рис. 68. Узкополосный резонан-
сный усилитель на транзисторе.
Рис. 69. Резонансная характеристи-
ка избирательного усилителя.
где Хо — коэффициент усиления на резонансной частоте;
К — коэффициент усиления при заданной расстройке.
Полосой пропускания избирательного усиления 2Л/ называют
область частот, в пределах которой ослабление спектра усиливае-
мых колебаний не превышает заданной величины. Обычно счита-
ется допустимым ослабление уровня сигнала на 3 дб (в раз) по
сравнению с максимальным значением на резонансной частоте.
Об избирательных свойствах усилителя и его полосе пропуска-
ния удобно судить по резонансной характеристике усилителя, пред-
ставляющей собой график зависимости отношения коэффициента
усиления К при расстройке к коэффициенту усиления К() при ре-
зонансе от частоты (рис. 69).
6-2. ПРИМЕРЫ РАСЧЕТА
ИЗБИРАТЕЛЬНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Пример 16. Расчет диапазонного
резонансного УВЧ
Задание'. Рассчитать ламповый каскад избирательного усиления
для УВЧ радиоприемника по следующим исходным данным'. 1) диа-
пазон частот /макс 4-~ 1600 — 520 кгц (средневолновый диапа-
168
зон); 2) минимальный коэффициент усиления Кмин > 15; 3) эквива-
лентная добротность контура Q3 = 30; 4) промежуточная частота
радиоприемника /пр = 465 кгц; 5) избирательность по зеркальному
каналу S3 > 25 дб; 6) напряжение источника питания Еа = 270 в;
7) при расчете усилителя необходимо предусмотреть запас по пере-
крытию диапазона в 2%.
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
1.	Выбираем тип лампы. В схемах УВЧ радиоприемников обыч-
но применяют высокочастотные пентоды, которые для получения
достаточно большого и устойчивого усиления должны иметь возмож-
но большую крутизну при возможно меньшей проходной емкости
Спр. Кроме того, в современных приемниках используется автома-
тическая регулировка усиления сигнала. Поэтому лампа УВЧ долж-
на иметь удлиненную характеристику. На основании приведенных
соображений выбираем по табл. XVIII высокочастотный пентод ти-
па 6К4П с параметрами: S = 4,4 ма/в; Ua = 250 в; /а = 10 ма; U3 =
= 100 в; 1Э = 3,7 ма; Ri = 850 ком; сопротивление автоматического
смещения = 68 ом; Спр = 0,0035 пф.
2.	Находим коэффициент перекрытия диапазона. Для этого
предварительно определяем крайние частоты настройки контура
с учетом заданного запаса 2%
= = <4 * 6-»
Гмакс = /макс • 1,02 = 1600 • 1,02 = 1632 кгц. (6-2)
Требуемый коэффициент перекрытия диапазона
is	Аиакс	1632 Q О	/С
Ад —	,	— 510 — 3,2.	(6-3)
I мин
3.	Определяем индуктивность катушки контура по формула
25 300 (/С; — 1)
L =-----------—г2— мкгн,	I
(Смаке Смин) /Макс
где/^кс — в мегагерцах; Смзкс и Смин — в пикофарадах.
Принимая Смате = 450 пф и С„ин = 15 пф, получаем
_ 25 300(3,2?-!) _ 2 2
L ~ (450— 15) • 1,632?	212 К2Н'
(6-4)
4. Находим резонансное сопротивление контура при максималь-
ной частоте сигнала
«рез.макс = 2я • Д1акс • L • Q3 = 2 • 3,14 • 1600  103 • 202 х
X 10-8 • 30 = 61 ком.	(6-5)
169
5. Выбираем схему подключения контура к лампе. Для этого
из условия устойчивости работы усилителя находим коэффициент
включения контура на максимальной частоте диапазона
= 1/	0^2	1	=
РуСТ У 2л . /макс • Спр • S * /?рез.макс
_ -в Г____________________°,32________________ ,	1	— о 65
|/	2 • 3,14 • 1600 • 103 . 0,0035 • 10~7 * * * * 12 • 4,4 • 10~3	61 • Юз
(6-6)
Если русг > 1, то можно применять схему с непосредственным
включением контура в анодную цепь лампы. Если же руст < 1,
то наиболее целесообразно выбрать схему с трансформаторным
включением контура. Для нашего примера руст = 0,65 < 1. Поэтому
выбираем схему с трансформаторным включением контура (рис.
65, в).
6. Определяем среднее значение емкости подстроечного конден-
сатора Сп по формуле
Смаке — Кд * Смин „
Сп.ср =-------------------Ссх,	(6-7)
где Ссх — емкость схемы контура, равная сумме емкости монтажа
и собственной емкости катушки индуктивности.
Принимая Ссх = 25 пф, получим
г 450 — 3,22-15	О[_	7	,
ьп.ср — з 02 j 25 — 7,4 пф.
В качестве подстроечных конденсаторов наиболее часто при-
меняются керамические конденсаторы типа КПК. В табл. 12 приве-
дены значения минимальной (Смин) и максимальной (Смакс) емкости
конденсаторов КПК.
Таблица 12
конденсатора	Значения Смин -т- Смакс> пФ
КПК-1	24-7; 44-15; 64-25; 8—30
КПК-2	64-60; 104-100; 254-150
По таблице выбираем подстроечный конденсатор типа КПК-1, у
которого Смин = 6 пф, а Смакс = 25 пф.
7. Находим индуктивность катушки, включенной в анодную
цепь лампы. Из схемы, приведенной на рис. 65, в, видно, что индук-
тивность вместе с паразитной емкостью
Са = Со + Свых + См
(где Со — собственная емкость катушки La, Свых — выходная ем-
кость лампы, См — емкость монтажа) образует колебательный кон-
170
тур. Частота этого контура не должна находиться в пределах
заданного рабочего диапазона частот. Для уменьшения неравномер-
ности изменения коэффициента усиления каскада УВЧ по диапа-
зону необходимо, чтобы выполнялось неравенство
fa>(2 4-3)A,aKc.	(6-8)
ИЛИ
/а<(0Д4-0,7)/мин.	(6-9)
Принимаем /а = 3 /макс = 3 • 1600 = 4800 кгц. Величину паразитной
емкости Са найдем из формулы
— ^вых + С.м + Со — 6,3 + 7 + 7 « 20 пф.
ТогДа
La =------Ц-----=:--------------------------т-7— = 5,4 мкгн. (6-10)
4л2 • Са 4 • 3,142 (48 00 . 103)2 • 20 . 10“12
8. Определяем тип резистора 7?к. В соответствии с табл. XVIII
и VII выбираем 7?к = 68 ом. Мощность, рассеиваемая этим рези-
стором, составляет
- (/а +/э)2 • /?к = [(10 + 3,7) • IO-3]2 • 68 ^0,013 вт.
Таким образом, в качестве сопротивления RK можно выбрать рези-
стор типа УЛМ-0,12.
9. Находим емкость конденсатора в цепи автоматическою
смещения
Ск =	= (°-425 - 4-25) ^Ф-
По табл. IV выбираем металлобумажный конденсатор типа МБГО
емкостью 5 мкф с рабочим напряжением 160 в.
10. Определяем гасящее сопротивление в цепи экранной сетки
n Ea — U3 270—100 ла
/?э = ———= 46 ком.
*	/ _	0-7	1 С\-О
(6-11)
(6-12)
Э 3,7 • Ю’
По табл. VII выбираем резистор с сопротивлением R3 = 47 ком
Мощность, рассеиваемая на сопротивлении R3, равна
= PR3 = (3,7 • Ю-3)2 • 47 • Ю3 - 0,645 вт.
В качестве R3 можно использовать резистор типа МЛТ-1.
11.	Находим емкость конденсатора Сэ
г 15	150	15	150	ЛК . а 1 СП ж
Сэ ^мин-^э 520 • 103 • 47 • 103	6 5 • 6150 пф.
По табл. IV выбираем керамический конденсатор типа КДС-3 ем-
костью Сэ = 6800 пф с рабочим напряжением 250 в.
12.	Определяем элементы развязывающего фильтра
Еа — Ua 270 — 250 о
— --------7 = 2 КОМ.
10 • 10~3
(6-13)
/?Ф — у
1;
171
По табл. VII выбираем резистор 2 ком. Мощность рассеива-
ния на этом резисторе равна
= (Ю • 10-3)2 - 2 - 103 = 0,2 вт.
В качестве сопротивления R$ можно использовать резистор типа
МЛТ-0,25. Емкость конденсатора фильтра
~	15 4- 150	15 4- 150	а а ч л . а 1 л л.
= /мин • Яф ~ 520 - 103 - 2 - 103 “ 0,0 4 ~ °’ 4 мк^'
По табл. IV выбираем металлобумажный конденсатор типа МБМем-
костью Сф = 0,15 мкф с рабочим напряжением 500 в.
13.	Из условия возможности
конструктивного выполнения вы-
бираем коэффициент связи меж-
ду катушками в пределах
Ксв = 0,4^0,6.	(6-14)
Принимаем Ксв = 0,4.
14. Определяем взаимоин-
дуктивность между катушками
L и La
м = ксв уць =
= 0,4 V5,4 • 202 = 41,6 мкгн.	(6-15)
15. Находим параметры связи
р = т = w = 0’206-	<6-14 15 16 17)
16. Определяем минимальное и максимальное значения коэф-
фициента усиления каскада
/Смин.расч — 2л • /мин • р • S • L • Q3 = 2 • 3,14 • 520 • 103 х
X 0,206 • 4,4 . 10-3 • 202 • 10“6 • 30 - 20,	(6-17)
что вполне удовлетворяет заданию, так как
/Смин. расч — 20	/Смин ” 15,'
/Смаке.расч = 2л • /макс ’ Р ’ S • L • Qg = 2 • 3,14 • 1600 X
X 103 • 0,206 • 4,4 • 10-3 • 202 • 10~6 • 30 - 62,8.	(6-18)
17. Находим коэффициент устойчивого усиления каскада
Куст = (0,45 4- 0,63) л/ Д-— =
у 2я • fмакс	пр
= (0,45 4- 0,63) j f__________4’4 • |0~3________~
у 2 • 3,14 • 1632 . 103 • 0,0035 • 10~12
= 159 4-222.	(6-19)
Рис. 70. Схема диапазонного резонансно-
го УВЧ (к примеру 16).
.. К сетке лампы
zf4 следующего каскада
7Ч15+Ж
СП6+25{ |
еЕа270В
172
Таким образом, КМакс.Расч = 62,8 < Куст = 159-4- 222, и, сле-
довательно, рассчитанный усилитель будет работать устойчиво.
18.	Величину избирательности по зеркальному каналу находим
по формуле
Зз.расч = V 1 + (W ,	<6-20)
где
	 макс + 2/пР	f макс	/г» 9 I \
X_________________________________________7	7	-j—НТ
/ макс	/макс ~ 'пр
коэффициент расстройки.
Для нашего примера
1600 + 930	1600	_ а пс
Х ~	1600	1600+ 930 — и,У0‘
Поэтому
Зз.расч = V 1 + (0,95 • 30)2 « 29 (« 29,5 дб),
что удовлетворяет заданию, так как
Зз.расч = 29,5 дб > S3 = 25 дб.
19.	Составляем схему рассчитанного каскада (рис. 70).
Пример 17. Расчет
полосового усилителя
Задание: Рассчитать усилитель промежуточной частоты
(УПЧ) для радиоприемника по следующим исходным данным: 1) про-
межуточная частота приемника /пр = 465 кгц; 2) полоса пропуска-
ния усилителя 2Af = 8 кгц; 3) коэффициент усиления усилителя
К 150; 4) коэффициент частотных искажений, вносимых трак-
том промежуточной частоты, Л4П.Ч = 6 дб; 5) каскад использу-
ется в радиоприемнике, у которого общее число полосовых фильтров
промежуточной частоты т = 2; 6) тракт промежуточной частоты
радиоприемника должен обеспечить избирательность по соседнему
каналу Sc 30 дб; 7) тип лампы — пентод 6К4П, работающий
в типовом режиме (S = 4,4 ма/в; Ua = 250 в; Za = 10 ма; U3--= 100 в;
1Э = 3,7 ма; Rt = 850 ком; Рк = 68 ом; Спр = 0,0035 пф); 8) на-
пряжение источника питания Ей = 270 в.
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
1. Выбираем схему усилителя. В усилителе с полосой частот по-
рядка единиц и десятков килогерц наиболее целесообразно приме-
нение каскадов с двухконтурными фильтрами (рис. 66). При исполь-
173
зовании высокочастотных пентодов (типа 6К4П) такой каскад обес-
печивает коэффициент усиления порядка 150—200. Поэтому для
получения требуемого усиления К > 150 достаточно одного кас-
када.
2. Находим коэффициент частотных искажений, вносимых кас-
кадом УПЧ,
Мупч.дб =	= 4= 3 дб (1,41).	(6-22)
3. Задаемся параметром связи (т]). Ввиду того, что полоса про-
пускания усилителя невелика (8 кгц) можно использовать связь
Рис. 71. График для определения обоб-
щенной расстройки.
между контурами полосового
фильтра, близкую к критичес-
кой. При этом можно принять
Г] = 1.
4. Определяем добротность
контура, необходимую для обес-
печения заданных значений по-
лосы пропускания и коэффици-
ента частотных искажений,
f пр
2ЛГ"
(6-23)
где — обобщенная расстрой-
ка, определяемая по расчетному графику, предложенному
В. И. Сифоровым (рис. 71).
По вертикальной оси графика, приведенного на данном рисунке,
отложены значения параметра связи т], а по горизонтальной — зна-
чения обобщенной расстройки х±. Каждая кривая графика вычисле-
на для определенного значения у =	, где Л4упч — коэффициент
/Иупч
частотных искажений одного каскада УПЧ. Для нашего примера
1 1
У М 1 41 ~ 0’7*
2ИУПЧ
(6-24)
При т] = 1 и у = 0,7 находим х± = 1,4. Тогда добротность каждого
из контуров
<2= 465й1-4 =82
о
Принимаем Q = 80.
5. Находим избирательность по соседнему каналу, обеспечивае-
мую трактом УПЧ
Sc. расч
V(l-x2 +П2)2 + 4х2
2т)
(6-25)
174
где
х2 =	• Q =	80 = 3,44
2 /пр	465
расстройка по соседнему каналу. Таким образом,
_ 3? (313
что вполне удовлетворительно, так как
5с.расч = 31,3 дб > Sc - 30 дб.
Если полученное значение избирательности по соседнему каналу
меньше заданного, то необходимо изменить значение т] и повторно
рассчитать необходимую величину добротности контуров.
6.	Емкость контуров полосового фильтра определяется из двух
условий:
1)	максимального устойчивого усиления
(6-26)
2)	допустимого шунтирующего действия внутреннего сопротив-
ления лампы на контур
Из двух полученных значений выбирают наибольшее. По первому
условию
С > 2 • 80
/4,4 • 10“3 . 0,0035 • 10“12 _
2 . 3,14 • 465 • 103	“
368 пф.
По второму условию
г	4.80
С 2 • 3,14 • 465 • 103 • 850 • 103 = 129 пФ-
Принимаем С — 368 пф и округляем до ближайшего большего
номинала. По табл. IV выбираем слюдяной конденсатор типа
КСО-1 емкостью 390 пф с рабочим напряжением 250 в.
7.	Находим индуктивность катушек каждого контура
где С — емкость контура, пф\
/пр — промежуточная частота, кгц\
L — индуктивность катушки контура, мкгн.
Получаем
т 2,53 • 1010
L =	—тён-г- = 300 мкгн.
оУ1) • 4оо-
175
8.	Определяем коэффициент связи между контурами
/<св = -^ = 4- = 0’0125-	<6-29>
9.	Рассчитываем коэффициент взаимоиндукции
м = Ксв • L - 0,0125.300	3,75 мкгн. (6-30)
10.	Находим резонансное сопротивление контура
ЯР„ =	 Q = У ™	• 80 = 70,4 ком. (6-31)
11.	Определяем коэффициент усиления каскада УПЧ
Лрасч =	. 4,4 • 10-3 • 70,4 • 103 = 155) (6.32)
что приемлемо, так как полученное значение коэффициента усиле-
ния превышает заданное
Красч- 155 ж = 150.
12.	Значения элементов схемы УПЧ 7?к, Ск, 7?э, Сэ рассчитыва-
ем по формулам, приведенным в примере 16 (формулы (6—11)4-
4-(6—13)), только вместо /мин в формулы для определения емкостей
Ск, Сэ иСф необходимо подставить значение промежуточной час-
ТОТЫ /пр.
13.	Схема рассчитанного каскада усиления аналогична схеме,
приведенной на рис. 66.
Пример 18. Расчет узкополосного усилителя
низкой частоты с обратной связью
Задание: Рассчитать узкополосный усилитель низкой частоты
по типовой схеме, приведенной на рис. 67, а, и следующим исходным
данным: 1) квазирезонансная частота двойного Т-образного RC-
фильтра = 30 гц: 2) полоса пропускания усилителя 2Af < 10 гц\
3) коэффициент усиления усилителя без обратной связи К = 20.
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
1.	Рассчитываем усилитель без обратной связи. Порядок расче-
та резистивного усилителя низкой частоты приведен в примере 11.
Если окажется, что от одного каскада нельзя получить требуемого
усиления (для триода К « 0,6 р, где р — коэффициент усиления лам-
пы; для пентода К = SRa), то обратной связью охватывают два
(или более) каскадов, дающих требуемое усиление. Из расчета уси-
лителя находим сопротивление анодной нагрузки. Допустим, что
Ra = 20 ком.
176
2.	Задаемся величинами сопротивлений фильтра R± = R2 = R.
При этом необходимо удовлетворить неравенству
0,5 7?с>7?>(7 4-15)/?а.	(6-33)
Величину Rc выбираем максимальной для данного типа лампы
(см. табл. 9). Допустим, что Rc = 1 Мом.
Тогда по формуле (6-33) можно выбрать
R = Rr = R.2 = 200 ком.
Мощность рассеивания резисторов и R2 определяется обычным
способом в зависимости от величины напряжения, приложенного
к каждому из резисторов, или тока, проходящего в цепи обратной
связи. Если в усилителе используется пентод и сопротивление 7?а
велико, то значение R можно выбрать ближе к нижней допустимой
границе. Необходимо также иметь в виду, что с увеличением квази-
резонансной частоты (особенно в области ультразвуковых частот)
допустимое увеличение R ограничено. При большом значении R
уменьшается расчетная величина емкости фильтра, что приводит
и к уменьшению стабильности работы усилителя на высокой квази-
резонансной частоте вследствие значительного влияния паразитных
емкостей схемы. В области низких звуковых частот выбор величины
R = R± = R2 менее ограничен.
3.	По известной частоте /0 и при условии Сх = С2 = С опреде-
ляем величину емкостей фильтра по формуле
С = 16°000 мкф,	(6-34)
А/0
где R — в омах;
/0 — в герцах.
Для нашего примера
г__	160 000
G ~ 200 • 103 • 30	0,027 мкф.
По табл. IV выбираем конденсаторы Сг = С2 = С типа МБМ ем-
костью 0,027 мкф с рабочим напряжением 500 в.
4.	Находим величину сопротивления R3 и емкости С3 по форму-
лам
й R 200. Ю3
R3 = “2" =----2--= ЮО ком;	(6-35)
С3 = 2С = 2 • 0,027 - 0,054 мкф.	(6-36)
Принимаем по табл. IV С3 — 0,056 мкф. Тип конденсатора — МБМ.
Рабочее напряжение 500 в.
5.	Определяем полосу пропускания усилителя из выражения
2А/Расч = -Ъогц.	(6-37)
Л
177
Получаем
4
2А/расч — “20Г * 30 = 6 гц,
что допустимо, так как
2Д/расч = 0 Щ < 2Д/ — 10 гц.
Если необходимо сузить полосу пропускания усилителя, следует по-
высить коэффициент усиления каскада.
6.	Находим эквивалентную добротность усилителя с двойным
Т-образным /?С-фильтром по формуле
«" = Л=Г=Т = 5-	<6-38>
Стремясь к повышению избирательности 7?С-усилителей, необхо-
димо, однако, помнить, что с увеличением эквивалентной доброт-
ности фильтра заметно возрастает нестабильность коэффициента
усиления, избирательности и резонансной частоты. Поэтому при
конструировании усилителя низкой частоты с высокой избиратель-
ностью необходимо позаботиться о стабильности его элементов
(особенно 7?С-фильтра) по отношению к изменениям температуры и
других факторов.
Пример 19. Расчет узкополосного резонансного
усилителя низкой частоты на транзисторах
Задание'. Рассчитать транзисторный резонансный усилитель
по типовой схеме, приведенной на рис. 68, и следующим исходным
данным'. 1) частота усиливаемого сигнала f0 = 3000 гц; 2) полоса
пропускания 2Д/С300 гц; 2) мощность входного сигнала Рвх =
= 10 мвт\ 4) выходная мощность Рвых = 100 мет', 5) сопротивление
нагрузки Рн = 1 ком; 6) напряжение источника питания Ек= 12 г.
В результате расчета требуется выбрать тип транзистора,
определить величины элементов контура, тип сердечника и намо-
точные данные катуилек.
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
1.	Выбираем тип транзистора. Исходя из заданной выходной
мощности каскада (Рвых = 100 мет) и напряжения питания (Ек =
= 12 в) по табл. XII выбираем транзистор типаМП41 (П15) с пара-
метрами В 30, Uk.s.макс, доп ~ 20 в; /к.макс.доп ~ 20 MU', Рк.макс.доп =
= 150 мет; /к0 = 0,01 ма.
2.	Находим коэффициент усиления каскада по мощности
Кр= 101g-^ = 101g-!^-= 10 <36.	(6-39)
178
Полученное значение Кр позволяет ограничиться одним каскадом
усиления.
3.	Выбираем тип сердечника катушки индуктивности. Как было
указано выше (см. 6—1), наиболее пригодным материалом для сер-
дечников катушек индуктивности низкочастотных избирательных
систем является альсифер.
При выборе сердечника из альсифера руководствуются следую-
щими соображениями:
Чем больше размер сердечника, тем выше эквивалентная доброт-
ность проектируемого контура.
Чем выше магнитная проницаемость сердечника р,, тем меньше
потери в контуре на сопротивлении обмотки, но тем больше потери
в сердечнике на гистерезис. Поскольку потери на гистерезис пропор-
циональны напряженности магнитного поля в сердечнике, то в боль-
шинстве практических случаев (при относительно малых уровнях
усиливаемого сигнала) из двух одинаковых по размерам сердечни-
ков лучшей добротностью будет обладать тот, магнитная проницае-
мость которого выше. Материал сердечника можно выбрать по
табл. 13.
Таблица 13
Сердечники из альсифера
Марка материала	Начальная магнитная проницае- мость цн	Температурная стабильность Р (ткц)	Коэффициент потерь на гис- терезис дг м/ав	Коэффициент по- терь на вихревые токи бв сек	Коэффициент потерь на по- следействие ^п
ТЧ-60	55—60	—4-10~4	6-Ю-5	(250—500)-10“9	2-10“3
ТЧК-55 ВЧ-32	50—60 30—34	(-1.5- +0,5)-10“4 —2,5 КГ4	6.10-5 2,5-10“5	(250—500)-10-9 (60—80). 10“ 9	1,7.10“3 1 • 10“3
ВЧК-22	20-24	(—0,5 — +0,5)-10“4	1,2-10—5	(10—12)-10~9	1,2-10“3
Для проектируемого усилителя выбираем альсиферовый сердеч-
ник типа ТЧ-60. Основные параметры тороидальных сердечников
из альсифера приведены в табл. XIX.
Предварительно выберем сердечник типоразмера 36 х 25 х
X 0,76. Правильность выбора проверяется в процессе последующе-
го расчета.
4.	Определяем емкость С и индуктивность L контура, учитывая,
что на резонансной частоте сос должно выполняться условие
<«.L -	= Р.	(6-40)
где соо = 2jtf0 — круговая частота;
р — волновое (или характеристическое) сопротивле-
ние контура.
179
При заданной резонансной частоте контура /0 уменьшению ин-
дуктивности соответствует увеличение емкости, и наоборот. Одно-
временно изменяется и величина р. Увеличение индуктивности тре-
бует намотки большого количества витков провода. При уменьшении
индуктивности возрастают геометрические размеры конденсатора.
При слишком большом значении р междувитковая емкость катушки
становится соизмеримой с основной емкостью контура. Поэтому
ухудшается стабильность резонансной частоты и возрастает антенный
эффект контура, т. е. способность контура реагировать на внеш-
ние поля. При малой величине р возникают затруднения в согласо-
вании контура с транзистором и нагрузкой. С учетом этих противо-
речивых требований наилучшей величиной волнового сопротивле-
ния низкочастотного колебательного контура следует считать р =
= 14-3 ком. Выбираем р = 2 ком. Тогда
С =	= 2 • 3,14 • 3 • 10» • 2 • 10» = °’027 ‘ 10“6 Ф =
= 0,027 мкф.	(6-41)
По табл. IV выбираем конденсатор типа МБМ емкостью С =
= 0,027 мкф с минимальным рабочим напряжением. Находим
индуктивность контура
=	2-.-З.Н.Т. 10. =0,106eH.	(6-42)
5.	Число витков W катушки индуктивности определяем по фор-
муле
W = Л]/Л,	(6-43)
где А — коэффициент, приведенный в табл. XIX для альсиферовых
сердечников;
L — индуктивность, мгн.
Получаем
Г= 129/Т06- 1330 витков.
Для сердечников других типов коэффициент А может быть рас-
считан по формуле
-в [ /СР • Ю“3
Л = V-0-,4.., —	(6-44)
где /ср — средняя длина магнитной силовой линии, см\
ц — относительная начальная магнитная проницаемость;
Зс — площадь сечения магнитопровода, см\
6. Исходя из средней длины витка /ср для данного типоразмера
сердечника, приведенной в табл. XIX, определяем длину обмоточ-
ного провода
/ПР =	= 5,5 • 1330 = 7300 см.	(6-45)
180
(с
7. Пользуясь данными табл. XIX, находим диаметр провода
изоляцией)
13 _	13
• /г “ /Тззб
— 0,35 мм.
(6-46)
По табл. II выбираем провод типа ПЭВ-1 диаметром 0,35 мм.
8.	Рассчитываем полное сопротивление провода гм по формуле
<М = /пр Р.4 ,	(6-47)
где /пр — длина провода, км\
рм — сопротивление 1 км провода выбранного диаметра, ом.
По справочнику (Г. С. Ц ы к и н, Трансформаторы низкой ча-
стоты) находим рм = 265 ом. Тогда
гм = 0,073 • 265 = 19,3 ом.
9.	ОпределяелМ сопротивление потерь в сердечнике на вихре-
вые токи гв
/в = pSB • /о,	(6-48)
где 6В — коэффициент потерь на вихревые токи, приведенный в
табл. 13,
гв = 2 • 103 • 500 • 10-9 • 3 • 103 = 3 ом.
10.	Сопротивление потерь в сердечнике на последействие равно
гп-рбп,	(6-49)
где 6П — коэффициент потерь на последействие (табл. 13).
11.	Сопротивление потерь в конденсаторе гк определяется тан-
генсом угла потерь tg 6, имеющим для металлобумажных конден-
саторов величину порядка 10-3
rK = р tg 6 = 2 • 103 • 10—3 = 2 ом.	(6-50)
12.	Общее сопротивление потерь в контуре без учета влияния
нагрузки и потерь в сердечнике на гистерезис равно
г = G + гв + гп + гк = 19,3 + 3 + 4 + 2 - 28,3 ом. (6-51)
13.	Находим оптимальную величину нагрузочного сопротивле-
ния Тчк в коллекторной цепи транзистора. Эту величину должно
иметь сопротивление резонансного контура между выводами, под-
ключаемыми к коллектору транзистора и к источнику питания
ry L2EK	1,2 • 12 _Qn
RK —j----------- =------Z77- = 720 ом.
'к.макс.доп	20 • 10
14.	Определяем потери в сердечнике на гистерезис. Для этого
предварительно рассчитываем вспомогательный коэффициент р
К!д. Jit
(6-52)
(6-53)
1-гу ’
181
где К2 — коэффициент, зависящий от типа сердечника (см. табл. XIX),
у =	, где /?н — сопротивление нагрузки, пересчитанное в кон-
^к.экв	\
тур параллельно его реактивным элементам;
R к.экв — эквивалентное сопротивление контура на резонанс-
ной частоте (без учета влияния нагрузки).
Следует иметь в виду, что при малом значении у возрастает доб-
ротность системы контур — нагрузка и уменьшается к. п. д. кас-
када. При у = 1 (7?н = /?к.экв) добротность нагруженного контура
Рис. 72. Номограмма для определения сопротивления потерь в сердечнике кон-
тура на гистерезис.
Q3KB вдвое меньше добротности ненагруженного, а мощность при ре-
зонансной частоте распределяется поровну между нагрузкой и
контуром. Примем у = 1. Тогда с учетом (6-53)
р = 43 • 10-8 • 2^ (2 ' 10^' 1ЭЭ0- = 1,52 • 105.
16.	Пользуясь номограммой, приведенной на рис. 72, находим
величину сопротивления потерь в сердечнике на гистерезис как
функцию коэффициента р и сопротивления г. Для пользования но-
мограммой необходимо отложить по вертикальной оси значение г
(для нашего примера точке А соответствует г = 28,3 ом), а по
верхней горизонтальной оси значение р (точке Б соответствует р=
= 1,52 • 105). На пересечении перпендикуляра, восстановленного к
точке А и кривой, соответствующей точке Б (на рис. 72 эта кри-
вая показана пунктиром), находим точку В, Опуская из этой точ-
182
ки перпендикуляр на нижнюю горизонтальную ось, находим ве-
личину гг. Из номограммы получаем гг = 46 ом.
17.	Находим полное сопротивление потерь в контуре
гобщ = г + г? = 28,3+ 46^75 ом.	(6-54)
18.	Определяем собственную добротность контура QK
Qk = -£- = +Д- = 26,6.	(6-55)
''общ 75	7
19.	Эквивалентная добротность системы контур — нагрузка Q3KB
равна
Сэкв =	= -+ = 13,3.	(6-56)
20.	Определяем полосу пропускания усилителя
2А/Расч =	225,5 гц,	(6-57)
что допустимо, так как
2А/раСч = 225,5 гц < 2Д/ = 300 гц.	(6-58)
Если условие (6-58) не выполняется, то необходимо произвести
расчет для другого типа сердечника.
21.	Находим эквивалентное сопротивление нагруженного кон-
тура на резонансной частоте
/?к.экв = р • Сэкв = 2000 • 13,3 = 26,6 ком.	(6-59)
22.	Коэффициент подключения контура к транзистору рассчи-
тываем по формуле
Отсюда
= nrW = 0,165- 1330 = 220 витков.
23.	Коэффициент подключения нагрузки к контуру
= 'V=	1  2000 • 26,6 = °’14'	(6-61)
24.	Число витков обмотки W2 определяется соотношением
W2 - n2W = 0,14 • 1330 - 186 витков.
25.	Схема рассчитанного усилителя приведена на рис. 68.
183
ГЛАВА 7
УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА
7-1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Усилителями постоянного тока (УПТ) называют устройства,
предназначенные для усиления по напряжению и по мощности сиг-
налов постоянного или медленно меняющегося по величине тока.
Они широко используются в электронно-вычислительных устрой-
ствах, измерительной технике, управляющих и следящих системах
и в ряде других областей.
Усиление сигналов постоянного тока можно осуществить двумя
принципиально различными методами: 1) непосредственно по по-
стоянному току и 2) с предварительным преобразованием постоян-
ного тока в переменный.
Недостатком УПТ с преобразованием является относительная
сложность схемы, содержащей, кроме усилителя, ряд других элемен-
тов. Поэтому наиболее часто в электронной и полупроводниковой
аппаратуре используются УПТ с непосредственным (прямым) уси-
лением сигнала.
Существуют разнообразные схемы УПТ прямого усиления. Ос-
новной особенностью этих схем является гальваническая связь меж-
ду каскадами усилителя, при которой выход одного каскада соеди-
няют со входом последующего или непосредственно проводни-
ком; или через омические сопротивления, или при помощи бата-
рей.
Использование гальванической связи обусловливает две особен-
ности усилителей постоянного тока: непостоянство «нулевого» уров-
ня выходного напряжения или тока, который подвержен самопро-
извольному изменению (дрейф нуля), и своеобразие схем каскадов
и усилителей в целом.
Дрейф нуля можег быть вызван нестабильностью напряжений
источников питания, изменением параметров усилительных элемен-
тов и деталей схемы вследствие их старения, колебаний окружающей
температуры (особенно при использовании транзисторов) и т. д.
Особенно опасен дрейф в первых каскадах УПТ, так как при ма-
лых t/вх напряжение дрейфа становится сравнимым с усиливаемым
сигналом или даже превышает его. Если не принять мер к ослабле-
нию дрейфа, напряжение £7Вых будет недопустимо искажено.
Основной задачей разработки усилителей постоянного тока яв-
ляется рациональное построение схемы, обеспечивающее (при вы-
полнении прочих требований) возможно меньшую величину дрейфа.
Для снижения дрейфа применяют стабилизированные источни-
ки питания, охватывают каскады усилителя отрицательной обрат-
ной связью; используется также предварительный прогрев усили-
теля в течение 0,5—1 час, предварительное старение (тренировка)
катодов ламп в течение 50—100 час. Однако наиболее действенным
184
и экономически выгодным методом уменьшения дрейфа является
использование балансных усилительных каскадов. Типовые схемы
балансных каскадов на электронных лампах и транзисторах приве-
дены на рис. 73.
Балансные схемы по существу являются мостовыми. Плечи моста
образованы лампами (или транзисторами) и сопротивлениями (Ra
или 7?к).
В одну из диагоналей моста включен источник питания, в дру-
гую — сопротивление нагрузки /?н. При симметрии схемы и отсут-
ствии (7ВХ мост сбалансирован и напряжение на нагрузке UBblx = 0.
U&c	b
а	б
Рис. 73. Типовые схемы балансных каскадов УПТ:
а — на электронных лампах; б — на транзисторах.
Подача входного сигнала вызывает нарушение баланса моста и по-
явление на выходе каскада напряжения, знак которого соответст-
вует полярности UBX. Ламповая схема (рис. 73, а) при /?н > Ra ра-
ботает в режиме усиления напряжения. При этом коэффициент уси-
ления каскада определяется известным для обычного резистивного
каскада выражением
При RH Ra (в режиме усиления мощности)
К = ,+ /+ «L '	(7'2)
Ra Ян
Транзисторная схема балансного УПТ (рис. 73, б) аналогична
ламповой. Резисторы R6 и /?б в цепях баз образуют делитель напря-
жения и обеспечивают необходимый режим работы каскада по по-
стоянному току.
При расчете схем УПТ обычно задается величина входного на-
пряжения, сопротивление нагрузки и требуемый коэффициент уси-
ления. В результате расчета должны быть подобраны типы усили-
тельных элементов, определен режим их работы и найдены величины
всех деталей, входящих в схему.
185
Расчет ламповых схем УПТ во многом напоминает расчет обыч-
ных резистивных каскадов. Транзисторные схемы наиболее удобно
рассчитывать, пользуясь У-параметрами транзисторов Уи, У12,
У21 и У22- Каждый из этих параметров имеет размерность проводи-
мости и наиболее просто определяется графическим путем в се-
мействах входных и выходных характеристик транзистора. При этом
надо учитывать выражения
при 6/к.э = const;
К12 = при t/б.э = const;
пик.э
д/	(7-3)
^21 = MJ*6 при ^к э = const;
^22 = ^7Г“ при иб.э = const.
пик.э	)
При практическом выполнении УПТ на транзисторах следует
помнить, что на величину дрейфа коллекторного тока транзисто-
ров сильно влияют следующие факторы: технологический разброс
параметров, доходящий у отдельных экземпляров транзисторов
до ±100%, а также ползучесть — изменение параметров с течением
времени в результате старения транзисторов в процессе эксплуа-
тации или хранения. Поэтому перед монтажом схемы транзисторы
обязательно должны проверяться на ползучесть и соответствие
требуемым параметрам схемы. Транзисторы в балансных каскадах
должны иметь параметры, различающиеся не более чем на 2—3%.
7—2. ПРИМЕРЫ РАСЧЕТА УСИЛИТЕЛЕЙ
ПОСТОЯННОГО ТОКА
Пример 20. Расчет лампового усилителя
постоянного тока
Задание: Рассчитать ламповый усилитель постоянного тока по
типовой схеме параллельного баланса (рис. 73, а) по следующим ис-
ходным данным'. 1) максимальное напряжение входного сигнала
^вх.макс = ±2 в; 2) коэффициент усиления УПТ по напряжению
К 50; 3) напряжение источника анодного питания Еа = 250 в.
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
1.	Выбираем тип лампы. Для работы в балансной схеме УПТ
наиболее целесообразно использовать двойные триоды. Коэффи-
136
циент усиления каждого триода может быть определен по формуле
= 0,5 4- 0,6 ’	(7’4^
Таким образом, получаем
50	1АА
ц = -ртг = 100.
г 0,5
По табл. XVI выбираем двойной триод типа 6Н2П с параметра-
ми (7а = 250 в; /а = 2,3 ма, Ес = —1,5 e,S = 2 ма/в; Rt = 50 ком;
Н - 100.
2.	Определяем величину сопротивления анодной нагрузки для
каждого плеча схемы. Исходим из соотношения RH )>> Ra, при кото-
ром коэффициент усиления мостовой схемы по напряжению будет
наибольшим. Обычно принимают
10/?а.	(7-5)
Тогда цепи левой и правой лампы можно рассматривать неза-
висимо друг от друга и величину сопротивления анодной нагрузки
для каждой лампы определять из формулы, справедливой для обыч-
ного резистивного каскада,
Откуда
n KRi 50 • 50 • 103	1ПЗ
= 100_50 = 50 • IO’ ом_ (7-6)
По табл. VII выбираем Ra = 51 ком. Мощность, рассеиваемая
на каждом из резисторов /?а, составляет
PRa = I2aRa = (2,3 • 10-3)2 • 51 • 103 = 0,3 вт.
Выбираем резисторы типа МЛТ-0,5.
3.	Находим величину сопротивления нагрузки
RH = 10/?а = 510 ком.
Принимая (с запасом) (7Вых = найдем мощность, рассеивае-
мую резистором RH,
Выбираем по табл. VII резистор типа МЛТ-0,25 с сопротив-
лением /?н = 510 ком.
4.	Определяем напряжение смещения. Входное напряжение для
каждой из ламп, как видно из схемы рис. 73, а, будет изменяться
в пределах от——9макс до------вх'9с1КС, т. е. от 4-0,5 в до
-0,5 в.
187
Для работы каскада без сеточных токов необходимо выполнить
условие
^вх.макс
2
(7-7)
Принимаем Ес = —1,5 в, при котором условие (7-7) выпол-
няется.
5.	Находим величину постоянной составляющей анодного тока
каждой лампы. Для этого воспользуемся семейством динамических
характеристик, выражающих зависимость тока анода от напряже-
ния на сетке при различных сопротивлениях нагрузки (рис. 74).
Подобные характеристики приводятся в справочниках (см., напри-
Рис. 74. Семейство дина-
мических характеристик
лампы 6Н2П.
мер, Д. С. Г у р л е в, Справоч-
ник по электронным приборам).
Рис. 75. Схема усилителя по-
стоянного тока (к примеру 20).
В режиме покоя при (7ВХ = 0 напряжение на сетке равно напря-
жению смещения Ес = —1,5 в. При 7?а = 51 ком анодный ток по-
коя каждой лампы составит /а0 = 1 ма (точка А на рис. 74).
6.	Рассчитываем величину сопротивления автоматического сме-
щения 7?к. В рабочем режиме через сопротивление RK протекает
удвоенный ток покоя. Отсюда требуемая величина сопротивления
смещения
RK = LAL = —L5	= 750 ол/_
2/ао 2 • 10~3
По табл. VII принимаем RK = 750 ом. Мощность, рассеиваемая
на резисторе 7?к, составит
Prk = (2/J2 • R* - (2 • 10-3)2 • 750 - 3 • 10-3 вт.
Выбираем резистор УЛМ-0,12.
188
7.	Определяем величину сопротивлений 7?вх и 7?с. Принимая
7?вх = ^с, найдем их величину из соотношения
/?вх + /?с = (5-4- 10)= (5-4- Ю) • 51 • 103 ом. (7-8)
Выбираем 7?вх = Rc = 240 ком.
Мощность, рассеиваемая на этих резисторах, незначительна.
Поэтому можно использовать резисторы типа УЛМ-0,12.
8.	Составляем схему рассчитанного каскада (рис. 75).
Пример 21. Расчет транзисторного
усилителя постоянного тока
Задание'. Рассчитать транзисторный усилитель постоянного
тока по типовой схеме параллельного баланса (рис. 73, б) и следую-
щим исходным данным'. 1) напряжение входного сигнала UBX =
= ± 1 в; 2) внутреннее сопротивление источника входного сигнала
7?и = 50 ом; 3) выходная мощность Рвых ==50 мет; 4) сопротивле-
ние нагрузки RH = 2 ком; 5) напряжение источника питания Ек =
= 20 в.
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
1.	Выбираем транзисторы. Критерием выбора их для работы
в схемах УПТ обычно является минимальное значение обратного
тока коллектора /к0, а также выполнение условия
^к.э.макс.доп к •	(7*9)
С учетом этих требований по табл. XII выбираем транзисторы
типа П103 с параметрами: В = 20; /7к.э.макс.доп = 20 в; /к.макс.доп =
— - 20 ма; Рк.макс.доп ~~~ 0,15 вт, 0,001 ма.
2.	Находим коэффициент усиления каскада по напряжению.
rz- ВЫХ
л = “77—,
О вх
где (7Вых = VРвы* ' Rh = 1^0,05 • 2 • 103	10 в. Следовательно,
К - 10.	‘
3.	В семействе выходных характеристик транзистора П103
(рис. 76, а) выбираем рабочую точку Р. Для этого принимаем в ре-
жиме покоя
17к.э.р - (0,2 н- 0,3) • Ек = 0,25 -20 -5 в; (7-10)
Тк.р — 0,5 • /к.макс.доп — Ю ма.	(7- 11)
189
Проверяем правильность выбора рабочей точки. Мощность,
рассеиваемая на коллекторе транзистора в режиме покоя,
Рк.р = t/к.э.р • /к.р = 5 • 10 • IO"3 = 50 • 10~3 вт < Рк.макс.доп =
= 0,15 вт.
Таким образом, с учетом допустимой мощности рассеяния ра-
бочая точка выбрана правильно.
4.	В семействе входных характеристик транзистора (рис. 76, б)
находим рабочую точку Р'. Эта точка расположена на кривой при
Рис. 76. Характеристики транзистора П103:
а — выходные; б — входные.
£7К.Э = ^к.э.р = 5 в и соответствует току /б.р = 400 мка. Рабочей
точке Р' соответствует напряжение
(/б э р = 880 мв = 0,88 в.
5.	По характеристикам транзистора определяем его характерис-
тические проводимости Yllf У12, У21 и Y22 в рабочей точке (по форму-
лам (7-3)).
Методы определения этих параметров напоминают общеизвест-
ные методы определения параметров ламп (3, и р) по их статичес-
ким характеристикам.
Для определения Уп воспользуемся характеристическим тре-
угольником АБВ (рис. 76, б), построенным в районе рабочей точки
Р'. Из этого треугольника следует
u =	= 41- =100 10 з =2 •10-3 — <7'12)
11 Д^б.э	50 • 10~3	ом v 7
(при (7К.Э = 5 в = const).
190
Параметр У12 определяется также по входным характеристикам
транзистора. Для этого при постоянном напряжении (Д.э = const,
соответствующем рабочей точке Р', определяем приращение тока
базы Д/б при изменении напряжения на коллекторе UK3.
В справочнике для транзистора П103 приведены лишь две вход-
ные характеристики — одна, снятая при UK3 = 0, а другая со-
ответствует t/к.э = 5 в. Этих кривых для определения У12 недоста-
точно. Поэтому ориентировочно проводим еще одну кривую зави-
симости /б = ф (Цб.э), соответствующую UK,3 ~3 в.
При t/б.э.р = 880 мв = const изменение напряжения на коллек-
торе от 5 до 3 в ведет к изменению тока базы от 400 до 600 мка. Та-
ким образом,
У12 = ^7Г- = 2°%— = 100 • 10-6 — = 10-4 —. (7-13)
12 Д(/кэ 2	ом	ом	v }
- ~о,О5 —
50 • 10~3	ом
Для определения параметра У21 воспользуемся сначала выход-
ными характеристиками (рис. 76, а), на которых в области выбран-
ной рабочей точки Р находим приращение токаД/б и соответствую-
щее ему приращение тока Д/к при постоянной величине (7к.э.Р-
Из рис. 76, а видно, что при изменении тока базы от 400 до 500 мка
ток коллектора изменится от 10 ма (точка Р) до 12,6 ма (точка М).
Таким образом, Д/б = 100 мка, а Д/к = 2,6 ма.
Для определения соответствующего приращения напряжения
на базе обращаемся к входным характеристикам (рис. 76, б), и в
области точки Р' находим, что приращению тока Д/б 100 мка
соответствует приращение Д(7б.э = 50 мв. Тогда
у ___	__
21 - Д(/б.э “
(при ик,э = const = 5 в).
Аналогично можно найти и
Для этого по входной характеристике определяются взаимосвя-
занные приращения Д£7К.Э и Д/б, а затем на выходных характеристи-
ках находят соответствующее Д(7к.э приращение Д/к.
Для нашего примера (рис. 76, б) изменению напряжения от
(7к.э = 5 в до иК'Э = 3 в (Д£/К.э = 2 в) соответствует изменение
тока базы от 400 мка (точка Р') до 600 мка (точка Г), т. е. Д/б =
= 200 мка.
В семействе выходных характеристик (рис. 76, а) отмечаем точ-
ку А, соответствующую UK,3 = 3 в и /б = 600 мка. Очевидно так-
же, что координатам (7К.Э = 5 в и 1б = 400 мка соответствует точка Р.
Точке К соответствует ток /к = 16 ма, а в точке Р1К = 10 ма,
т. е. Д/к = 16— 10 = 6 ма. Следовательно,
 _ Д/к
22 “ ^к.э
6-'° 3 = 3 • ю-3 —
2	ом
(при С/б.э = const = 0,88 в).
191
6.	Проверяем правильность выбора транзистора по формуле
"Т Кн
Получаем
ю <-----5' 10~*  = 12,5.
31»_I+2-i5.
Таким образом, неравенство (7-14) выполняется.
Если условие (7-14) не выполняется, то необходимо выбрать
другой транзистор и повторить все предыдущие пункты расчета
или уменьшить заданное значение коэффициента усиления К.
7.	Находим величину сопротивлений RK по формуле
Г21- /?н-/<(Г22/?н + 2)
=------------q AU‘ -----------------= 1000 ом = 1 ком. (7-15)
0,05 • 2 • 10~3 — 10 (3 • 10~3 • 2 • 103-j-2)
По табл. VII выбираем RK = 1 ком.
Мощность, рассеиваемая на резисторе RK, равна
Р*к = /2 рRk = (ю . ю-з)2 . Ю3 - 0,1 вт.
Выбираем резисторы RK типа МЛТ-0,25.
8.	Определяем ток, протекающий по сопротивлению R3,
1 = 2 (ZK.P + /б.р) = 2(10- 10-3 + 400 • 10-6)	0,0028'а. (7-16)
9.	Находим величину сопротивления R3 по формуле
о __	— ^к.э.р —
R3 -	j
20 — 5 — 10 • 10~3 • 103 1Qnn	17Ч
---------------т--------= 1800 ом. (7-17)
28 • 10“4
По табл. VII выбираем R3 = 1,8 ком. Мощность, рассеиваемая
на резисторе R3, равна
р1Ч = PR3 = (28 • 10-4)2 • 1,8 • 103 » 0,014 вт.
Выбираем резистор типа УЛМ-0,12.
При расчете величины сопротивления R? по формуле (7-17)
результат может оказаться отрицательным. В этом случае следует
при выборе рабочей точки уменьшить значения £/к.э.Р и /к.р и по-
вторить предыдущие пункты расчета.
10.	Находим величину сопротивлений Re и Re. Сопротивления
делителей Re и Re обеспечивают устойчивость рабочих точек тран-
зисторов по базовым цепям. Поэтому токи делителей должны быть
больше токов баз в А раз, причем А в большинстве случаев можно
принять равным А = 3 — 5.
192
Принимаем А = 5. Тогда
/ „ = А1б р = 5 • 400 • 10-6 = 2 • 10-3 а - 2 ма; (7-18)
R6
I , = [ „-у I = 2 ма + 0,4 ма 2,4 ма.	(7-19)
яб	6-р
Величину сопротивлений 7?б находим по формуле
Ек — ^б.э.р— /7?э	20 — 0,88 — 28 • 10—4 • 1,8 • 103
Q =------------------- =----------------х-------- = Ь86/ ОМ.
6	Ч	,	2,4-ю-3	(7-201
По табл. VII принимаем Яб = 5,6 ком.
Мощность, рассеиваемая на резисторах R6, равна
Р • = (/ О2 = (2,4 • 10-3)2 • 5,6 • 103 = 32 • 10-3 вт.
Ra Re
Выбираем резисторы типа УЛМ-0,12.
Находим RG
^б.э.р + ^э
— / „
«б
_ 0,88 л-28 • 10~4  1,8  103 _
“	2•10-3	~
= 2960 ом.	(7-21)
Рис. 77. Схема транзисторного
т-г	,7TT	n" п	усилителя постоянного тока (к
По табл. VII принимаем /?б = 3 ком	примеру 21).
и выбираем резисторы типа УЛМ-0,12.
11.	Находим входное сопротивление каскада 7?вхбез учета влия-
ния сопротивлений R6 и Еб
У22 • ЕК • Ен +	+ Ен
рг _ о ______________________________________________________
(Г21 • Г22 - У12 • У21) • Ек • Ен + гп (2Ек + Еи)
п 3- 10~3 • 103 • 2 • IO3 4-2 . юз + 2 • 103	оп,
= 2 -----ъ----------------!—А----!ъ----------= 67 ом. (7-22;
(5 • 10~2 • 3 • 10~3 — 100 • 10~6 • 5 • 10“2) • IO3 х	v
X 2 • 103 + 2 • 10”3 (2 • 103 + 2 • 103)
12.	Определяем сопротивления 7?д делителей между базами тран-
зисторов
Яд = 2	= 2 • +д4 = 5 ком-	(7-23)
Яб+Яб 5-6 + 3
13.	Находим результирующее входное сопротивление /?пх. Со-
противления /?вх и 7?д включены параллельно. Поэтому
D ^вх’^д 5-Юз-67
/?вх = ----- = -н—нтгттт = 64 ом.	(7-24)
Евх4-Ед а-Юз + 67	'
\4 900
193
Полученное значение /?вх оказалось одного порядка с внутрен-
ним сопротивлением источника входного сигнала. Поэтому можно
обойтись без дополнительного согласования источника входного
сигнала с входным сопротивлением усилителя.
14.	Составляем схему рассчитанного каскада (рис. 77).
ЛИТЕРАТУРА
1.	Войшвилло Г. В., Усилители низкой частоты на электронных лам-
пах, Государственное издательство литературы по вопросам связи и радио, 1959.
2.	К р и з е С. Н., Усилительные устройства, Связьиздат, 1958.
3.	1\ р и к с у н о в В. Г., Низкочастотные усилители, Гостехиздат УССР,
1961.
4.	М а м о н к и н И. Г., Усилительные устройства, «Связь», 1966.
5.	Р а м м Г. С., Электронные усилители, «Связь», 1964.
6.	Р и з к и н А. А., Основы теории усилительных схем, «Советское радио»,
1958.
7.	Эрглис К. Э. и Степаненко И. П., Электронные усилители,
«Наука», 1964.
8.	Федосеева Е. О., Усилительные устройства, «Искусство», 1961.
9.	Цыки н Г. С., Электронные усилители, Связьиздат, 1960.
10.	Ц ы к и н Г. С., Усилители электрических сигналов, Госэнергоиздат,
1961.
11.	Буланов Ю. А. и Усов С. Н., Усилители низкой частоты и ра-
диоприемные устройства, Госэнергоиздат, 1960.
12.	С е м е н о в К. А., Радиоприемные и усилительные устройства, «Совет-
ское радио», 1965.
13.	Г е р ш у н с к и й Б. С., Основы электронной и полупроводниковой
техники.
14.	Бонч-Бруевич А. М., Радиоэлетроника в экспериментальной
физике, «Наука», 1966.
15.	Хвиливицкий С. И. и Медякова Л. В., Расчет и проекти-
рование усилителей низкой частоты, «Искусство», 1958.
16.	3 а й ч и к И. Ю. и Усов С. Н., Задачник по усилительным и радио-
приемным устройствам, «Высшая школа», 1965.
17.	Р е д з ь к о К. В., Сборник задач и упражнений по курсу «Радиопри-
емные устройства», Оборонгиз, 1963.
18.	Б у д и н с к и й Я., Усилители низкой частоты на транзисторах, Госу-
дарственное издательство литературы по вопросам связи и радио, 1963.
19.	Р и з к и н А. А., Полупроводниковые усилители, Связьиздат, 1962.
20.	Полупроводниковая электроника, сборник, Госэнергоиздат, 1959.
21.	Козинцева Л. П., Усилители на полупроводниковых триодах,
«Высшая школа», 1965.
22.	Степане н к о И. П., Основы теории транзисторов и транзисторных
схем, Госэнергоиздат, 1963.
23.	Цыкина А. В., Проектирование транзисторных усилителей, «Связь»,
1967.
24.	Расчет транзисторных цепей, под общей редакцией Ши Р. Ф., «Энергия»,
1964.
25.	П о л к о в с к и й И. М.. Стабилизированные усилительные устройства
на транзисторах, «Энергия», 1964.
26.	Бялик Г. 11., Усилителя звуковой частоты на транзисторах, «Искус-
ство». 1965.
27.	II о п о в П. А., Расчет транзисторных усилителей звуковой частоты,
-.Энергия». 1964.
194
28.	А к ул ов И. И. и др., Радиотехнические схемы на транзисторах и
туннельных диодах, «Связь», 1966.
29.	М а л и н и н Р. М., Выходные трансформаторы, Госэнергоиздат, 1963.
30.	Леннартц Г. и Таэгер В., Конструирование схем на транзи-
сторах, «Энергия», 1964.
31.	Н и к о л а е н к о Н. С., Проектирование транзисторных усилителей,
«Энергия», 1965.
32.	А л е к с е е в С. К., Расчет оптимальных вариантов многокаскадных
усилителей, «Энергия», 1965.
,33	. СлавскийГ. Н., Активные RC и /?СЛ-фильтры и избирательные уси-
лители, «Связь», 1966.
34.	Л у г в и н В. Г., Элементы современной низкочастотной электроники,
«Энергия, 1964.
35.	Б ар су ков Ф. И., Генераторы и селективные усилители низкой
частоты, «Энергия», 1964.
36.	Кобзев В. В. и Шишмаков В. Н., Каскады радиоприемни-
ков на транзисторах, Госэнергоиздат, 1960.
37.	Г е р а с и м о в С. М., Ми гул и н И. Н., Яковлев В. Н., Рас-
чет полупроводниковых усилителей и генераторов, Гостехиздат УССР, 1961.
38.	Трохименко Я. К., Радиоприемные устройства на транзисторах,
«Техшка», 1964.
39.	Б а р к а н В. Ф. и Жданов В. К., Проектирование радиотехни-
ческих устройств, Оборонгиз, 1963.
40.	Г у м е л я Е. Б., Выбор схем транзисторных приемников, Госэнерго-
издат, 1963.
41.	Б а р к а н В. Ф. и Жданов В. К., Радиоприемные устройства,
«Советское радио», 1966.
42.	Д и т р и х К. Ф., Радиоприемные устройства, изд-во «Транспорт»,
1964.
43.	Б а й д а Л. И. и С е м е н к о в и ч А. А., Электронные усилители
постоянного тока, Госэнергоиздат, 1953.
44.	Б р е й д о И. Я., Ламповые усилители сигналов постоянного тока, Гос-
энергоиздат, 1960.
45.	Б а л а ш о в М. А. и др., Электронные и полупроводниковые устрой-
ства систем автоматического управления, Изд-во «Машиностроение», 1966.
46.	Т е р е щ у к Р. М. и др., Справочник радиолюбителя.
47.	Л а б у т и н В. К., Транзисторы общего назначения, «Энергия», 1964.
48.	Г у р л е в Д. С., Справочник по электронным приборам, «Техшка»,
1966.
900
РАЗДЕЛ ТРЕТИЙ
РАСЧЕТ ГЕНЕРАТОРОВ
СИНУСОИДАЛЬНЫХ КОЛЕБАНИЙ
(АВТОГЕНЕРАТОРОВ)
ГЛАВА 8
ГЕНЕРАТОРЫ ТИПА LC
8-1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Генератор синусоидальных колебаний представляет собой уст-
ройство, преобразующее электрическую энергию постоянного тока
в энергию электромагнитных колебаний синусоидальной формы
требуемой частоты и мощности.
По принципу работы различают генераторы с самовозбужде-
нием (автогенераторы) и генераторы с внешним возбуждением, ко-
торые по существу являются усилителями мощности высокой ча-
стоты.
Являясь первоисточником электрических колебаний, генераторы
с самовозбуждением широко используются в радиопередающих
и радиоприемных (супергетеродинных) устройствах, в измеритель-
ной аппаратуре, в электронных вычислительных машинах, в уст-
ройствах телеметрии и т. д. Ниже приводится деление генератопов
по диапазону генерируемых частот
Тип генератора
Диапазон частот
низкочастотные
высокочастотные
сверхвысокочастотные
от 0,01 гц до 100 кгц
от 100 кгц до 100 Мгц
от 100 Мгц и выше
Наиболее распространенные схемы автогенераторов содержат
в качестве основных элементов электронную лампу или транзистор
и колебательную систему, связанные между собой цепью положи-
тельной обратной связи.
В качестве колебательных систем в автогенераторах применяют-
ся резонансные индуктивно-емкостные (LC) контуры и резистивно-
емкостные (RC) цепочки. В соответствии с этим генераторы синусои-
дальных колебаний делятся на два типа: генераторы типа LC и ге-
нераторы типа RC. Первые используются главным образом на вы-
соких частотах, вторые — на низких.
Генераторы типа LC могут  быть построены по различным схемам,
отличающимся между собой в основном способом обратной связи.
На рис. 78 приведены две наиболее распространенные схемы
генераторов типа LC — одноконтурные трехточечные схемы с авто-
196
трансформаторной (рис. 78, а) и емкостной (рис. 78, б) обратной
связью. В этих схемах колебательный контур подключается к лампе
в трех точках: а (к аноду), к (к катоду) и с (к сетке). Для настройки
контура на требуемую частоту колебаний служит конденсатор пе-
ременной емкости С и подстроечный конденсатор СПОд- Элементы
£Др и Ср входят в схему параллельного анодного питания. Цепочка
/?сСс (гридлик) служит для создания на сетке лампы отрицательного
смещения (за счет протекания по Rc постоянной составляющей се-
а
Рис. 78. Трехточечные схемы генераторов типа LC:
а — с автотрансформаторной обратной связью; б — с емкостной обратной связью.
точного тока). Цепочка /?ЭСЭ используется для питания экранирую-
щей сетки лампы. Конденсатор С$ блокирует источник анодного пи-
тания по переменному току.
Транзисторные автогенераторы типа LC строятся по схемам,
аналогичным ламповым. В качестве примера на рис. 79 приведена
схема транзисторного автогенератора с автотрансформаторной об-
ратной связью и последовательным питанием цепи коллектора.
Элементы схемы 7?б, Лдр и Ср служат для создания автоматического
смещения на участке база — эмиттер транзистора.
К любому автогенератору предъявляются определенные элект-
рические и эксплуатационные требования. Важнейшими из них
являются стабильность частоты генерируемых колебаний и обеспече-
ние заданной мощнос^цколебаний в нагрузке. Расчет одноконтур-
ного генератора с саьтвозбуждением слагается из расчета энерге-
тического режима и расчета контура. Исходными данными обычно
служат полезная выходная мощность генератора, диапазон генери-
руемых частот и допустимая нестабильность частоты.
Лампы (или транзисторы) в схемах автогенераторов обычно ра-
ботают с отсечкой анодного (или коллекторного) тока, т. е. в режиме
II рода, имеющем лучшие энергетические показатели.
Весьма важно правильно определить напряженность режима
генератора. Различают недонапряженный, критический и перена-
пряженный режимы.
В большинстве случаев рассчитывается критический режим ра-
боты генератора, характеризующийся наибольшей полезной мощ-
ностью при высоком к. п. д. Угол отсечки анодного (коллекторного)
197
тока в критическом режиме составляет 0	90°. Известно, что анод-
ный (коллекторный) ток, имеющий форму импульсов, можно пред-
ставить состоящим из ряда токов: постоянного тока, переменного
тока той же частоты, что и частота повторения импульсов (первая
гармоника), переменного тока удвоенной частоты (вторая гармони-
ка). а также переменных токов более высоких частот (высшие гар-
моники). Важно отметить, что именно первая гармоника тока /та1
(илиЛпк1) создает на контуре переменное напряжение требуемой ча-
стоты, амплитуда которого может быть определена по формуле
Uтк — I mal
или итк = 1тк\ 7?рез (В случае ис-
пользования транзистора), где
/?рез — резонансное сопротивление
контура.
Для других частот контур пред-
ставляет собой малое сопротив-
^рез ,
Рис. 79. Схема транзистор-
ного автогенератора ти-
па LC.
ление, и токи этих частот проходят через контур, не создавая на нем
заметного напряжения. Таким образом, несмотря на то, что анод-
ный (коллекторный) ток имеет сильно искаженную форму, отлич-
ную от синусоиды, колебательное напряжение на контуре получа-
ется синусоидальным. Амплитуда первой гармоники, а также посто-
янная составляющая импульсного тока мс У быть найдены с по-
мощью коэффициентов разложения cq иа0,\ '^ррые зависят от угла
отсечки тока (рис. 80).	‘ Л
Остановимся на некоторых особенностях^^роты транзисторных
генераторов. Главную особенность работы транзисторов на высо-
ких частотах составляет влияние времени пробега тп носителей то-
ка (электронов или дырок). Это время невелико и на сравнительно
низких частотах им можно пренебречь, но с повышением частоты
влияние его значительно усиливается. Действие времени тп прояв-
ляется прежде всего в том, что заряды, инжектированные эмиттером
в один и тот же момент времени, приходят к коллектору в разное
время. Появляется рассеяние носителей тока, которое приводит
к уменьшению коэффициента усиления транзистора по току, тем
193
более сильному, чем выше частота, генерируемых колебаний. Инер-
ционность носителей тока приводит также к возникновению между
первой гармоникой коллекторного тока и .колебательным напряже-
нием на контуре фазового сдвига фПр, зависящего от времени движе-
ния носителей тока.
Существенное влияние на работу транзисторного генератора
в области высоких частот оказывают емкости эмиттер но го и кол-
Рис. 81. Идеализированные характеристики транзистора.
лекторного р — n-переходов транзистора. С повышением частоты для
поддержания на требуемом уровне коллекторного тока и полезной
мощности на выходе генератора не-
обходимо увеличивать амплитуду
напряжения возбуждения на участ-
ке база — эмиттер.
Для расчета транзисторных ге-
нераторов допустимо пользоваться
идеализированными (спрямленны-
ми) характеристиками транзисто-
ров (рис. 81).
Одним из основных параметров
транзистора, работающего в схе-
ме генератора, является крутиз-
на линии критического режима SK
Рис. 82. Кривые, выражающие зависи-
мость SK, So, Ес от температуры.
(рис. 81). У некоторых типов транзисторов SK > 1000 ма!в. В расче-
тах используется также крутизна характеристики тока коллектора
So	при ик.э = const
гАСУб.э
(рис. 81). Параметром генераторного транзистора служит и напря-
жение среза Ес, определяемое для заданного рабочего напряжения
на коллекторе С7к.э.р (рис. 81).
74-1 /2-Н/4 900
199
Параметры SK, So и Ec зависят от температуры (рис. 82). Поэтому
при использовании транзисторов в схемах высококачественных
генераторов желательно стабилизировать температурный режим их
работы.
8-2. ПРИМЕРЫ РАСЧЕТА ГЕНЕРАТОРОВ ТИПА LC
Пример 22. Расчет лампового генератора
с автотрансформаторной обратной связью
Задание: Рассчитать ламповый автогенератор с автотрансфор-
маторной обратной связью (рис. 78, а) по следующим исходным дан-
ным: 1) выходная мощность Рвых = 1 вт\ 2) диапазон частот =
= 2 Мгц 4- /макс = 3 Мгц\ 3) допустимая нестабильность частоты
-у-<± 1°~3
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
1. Выбираем тип лампы. Обычно в паспорте лампы указывает-
ся ее номинальная колебательная мощность Рном.
При заданном значении Рвых мощность Р, которую должна от-
дать лампа в контур, можно найти из соотношения
Г) Р вых	/Q 1 \
где т]к — к. п. д. контура (обычно задаются г|к= 0,1—0,3).
Принимая т]к = 0,2, получим
р== ж = 5в/п-
При выборе лампы необходимо выполнение условия
(8-2)
По табл. XX выбираем лучевой тетрод типа 6П23П с парамет-
рами: (7а = 300 в, иэ = 200 в, Ес = — 16 в, /а = 40 ма, /э = 5 ма,
S = 4,5 ма/в, Rt = 44 ком, Рном = 8,75 вт, Свх = 7,5 пф, Свых =
= 4,5 пф, Спр = 0,1 пф, Ра.доп = И вт. Таким образом, условие
(8-2) выполняется, так как
Р == 5 вт < Рном = 8,75 вт.
2. Рассчитываем энергетический режим работы генератора.
1)	Задаемся остроконечным импульсом анодного тока с углом
отсечки 9 = 90°.
По графику коэффициентов разложения косинусоидального им-
пульса анодного тока (рис. 80) находим = 0,5; а0= 0,318.
Определяем также cos 9 — cos 90° = 0.
200
2)	Коэффициент использования анодного напряжения £ выби-
раем из следующих соотношений:
для тетродов и пентодов % = 0,784-0,85;
для триодов g = 0,934-0,95.
Принимаем g = 0,85.
3)	Определяем основные электрические параметры режима:
амплитуду переменного напряжения на аноде (на контуре)
итк = Uma =	= 0,85 • 300 = 255 в;	(8-3)
амплитуду первой гармоники анодного тока
Лпа1 =	= 0’039 й;	(8’4)
постоянную составляющую анодного тока
/аО =	• °>039 = °>025 й>	<8‘5>
и, о
максимальное значение импульса анодного тока
»а.макс =	= ПГТ" = °’078 а’	(8‘6)
О&1	и, о
подводимую мощность
Ро = /а0. и. = 0,025 . 300 = 7,5 вт;	(8-7)
мощность, рассеиваемую на аноде
Ра = Ро — Р = 7,5 — 5 = 2,5 вт	(8-8)
(необходимо, чтобы выполнялось условие Ра < Ра.ДОп).
Для рассчитываемой схемы условие Ра Ра.ДОп выполняется,
так как
Ра = 2,5 вт < Ра.доп = 11 вт;
к. п. д. анодной цепи генератора
Ла =	= -7У = 0,67 (67%);	(8-9)
эквивалентное сопротивление анодного контура, обеспечивающего
рассчитанный режим,
Ярез = -7^7 =	= 6540 0М-	С8’1 °)
4)	Определяем амплитуду напряжения возбуждения:
для тетродов и пентодов

201
для триодов
г]	1а.макс _ 4- DUmK.
Umc s(i— cose) +
где D — проницаемость выбранного триода.
Для нашего случая
0,078
J Т	и,и/о .~ о
UmCl ~ 4,5 • КГ3 ~ 7,3 в'
5)	Находим коэффициент обратной связи
Kcb--^ = St = 0>°68-
(8-12)
(8-13)
6)	Проверяем условие самовозбуждения (условие баланса амп-
литуд). Для этого находим минимально допустимый коэффициент
связи по формуле
=	® 0,034.
5#рез 4,5 . 10-3.6540
(8-14)
Необходимо, чтобы Лев > Лсв.мин. Для нашего примера Лев =
= 0,068 > Лсв.мин = 0,034. Следовательно, условие баланса ам-
плитуд выполняется.
7)	Определяем постоянную составляющую тока управляющей
сетки по приближенной формуле
/с10 ~	/а0 = 0,05 • 0,025 а = 1,25 ма. (8-15)
8)	Находим величину сопротивления автоматического сеточного
смещения
яс =	=-----J6— = 12 800 ом. (8-16)
с lew 1,25 • IO”3	v ’
По табл. VII выбираем резистор Лс =.13 ком. Мощность, рас-
сеиваемая на резисторе Лс, составляет
= (/с10)2 . яс = (1,25 • 10-3)2 • 13 • 103« 0,02 вт.
В качестве сопротивления Лс можно использовать резистор типа
УЛМ-0,12.
9)	Определяем величину емкости конденсатора цепи автосме-
щения
Сс = /мин • Rc = 2 • 10е • 13 • 103 = 154 П$'	(8'17)
По табл. IV выбираем конденсатор типа КД-1 емкостью 160 пф
с рабочим напряжением 160 в.
10)	Находим гасящее сопротивление в цепи экранной сетки при
питании от анодного источника
R = У* - и.?_ = ?00-200 = 20 К0М1	(8-18)
э 1э	5 • 10-3
202
По табл. VII принимаем 7?э = 20 ком. Мощность, рассеиваемая
на резисторе составляет
£э = (5 . Ю-3)2 • 20 • 103 - 0,5 вт.
В качестве сопротивления R3 можно использовать резистор типа
МЛТ-1.
11)	Рассчитываем величину емкости блокировочного конденса-
тора в цепи экранной сетки
Г —	106	—	106	~
°э “ 2л . /мин • 0,2£э ““ 6,28 . 2 • 10® . 0,2 . 20 • 103 ~
« 2 • 10-5 мкф = 20 пф.	(8-19)
По табл. IV выбираем конденсатор типа КД-1 емкостью 20 пф
с рабочим напряжением 250 в.
3.	Рассчитываем контур генератора.
1)	Задаемся добротностью одиночного (ненагруженного) контура.
Экспериментальным путем установлено, что у генераторов малой
и средней мощности добротность ненагруженных контуров сле-
дующая:
на волнах 20—50 м (15 Мгц — 6 Мгц) Q = 150—300;
на волнах 50—100 м (6 Мгц — 3 Мгц) Q = 100—250;
на волнах 100—1000 м (3 Мгц — 300 кгц) Q = 80—200.
Принимая Q = 150, определяем добротность нагруженного кон-
тура
Q' = Q(1— т]к)= 150 (1 — 0,2) = 120.	(8-20)
2)	Определяем требуемую добротность контура из условий до-
пустимой нестабильности частоты по формуле
л * Ю * /мин (^рез АСвых Ч
к.	(8.21)
m
где /мин — в мегагерцах;
^рез — в килоомах;
S — крутизна характеристики лампы, ма/в;
ДСВЫХ — нестабильность выходной емкости лампы генератора, пф;
ДСВХ — нестабильность входной емкости лампы генератора, пф.
Ориентировочно можно считать
АСВЫХ = (0,2 4-0,3) Свых;	(8-22)
АСВХ = (0,2 4-0,3) Свх.	(8-23)
Для нашего примера
АСВЫХ = 0,2 • 4,5 = 0,9 пф;
АСВХ = 0,2 • 7,5= 1,5 пф.
203
Подставляя в формулу (8-21) численные значения величин,
получим
3,14 • КГ3 • 2 (б,54 • 0,9 + . *’°с с, )
Q" > ----------1,----------4’5' ' 6’54 < « 37.
IO-3
Для дальнейшего расчета принимаем наибольшее значение доб-
ротности Q' = 120, удовлетворяющее также условию получения
заданной стабильности частоты.
3)	Вычисляем минимальную общую емкость контура по при-
ближенной формуле
Ск.мин «(1^2)ХМИН,	(8-24)
где Ск.мин — в пикофарадах,
^мин —в Метрах.
П	1	С	3 • 108	1 АЛ
Для нашего примера лмин = ----------= 5—= Ю0 м.
/макс о • 1U
Поэтому принимаем
Ск.мин ЮО Пф.
4)	Находим максимальную емкость контура по формуле
_______ / ^макс \2
к.макс — л	Ск.мин ,
\ лМин ]
1 С
ГДе Лмакс f •
/мин
гг	«	л	3 • 1°8 1СП
Для рассчитываемой схемы лмакс =	= 150 м.
Следовательно,
Ск.Макс = (^-)2 • 100 = 225-пф.
В общую емкость контура Ск, определяемую по формулам (8-24)
и (8-25), входят емкость конденсатора С и вносимые (паразитные)
емкости: выходная емкость лампы Свых, емкость катушки контура
Clk, емкость монтажа См и др. Общая величина вносимых емкостей
обычно составляет 25—100 пф. Полагая общую величину вносимых
емкостей равной Свн = 75 пф, находим пределы изменения емкости
контурного конденсатора настройки
Смин = Ск.мин — Свн = 100 — 75 = 25 пф; (8-26)
Смаке = Ск.макс - Свн = 225 — 75= 150 пф. (8-27)
Для более точной настройки контура на заданную частоту парал-
лельно конденсатору С целесообразно подключить подстроечный
конденсатор Спод, например, типа КПК-2 (табл. IV) с пределами
изменения емкости 6—60 пф.
204
5)	Находим индуктивность контура
LK = 0,282	= 0,282 ДД = 28,2 мкгн. (8-28)
^к.мин	lUU
6)	Определяем волновое сопротивление контура на максималь-
ной волне
Р = ю31/ -Д— = 1031/	« 357 ом. (8-29)
И	V Ск.макс	И 225	V ’
7)	Сопротивление потерь контура на максимальной волне
/?к = -^- = 4§-«Зож.	(8-30)
8)	Находим вносимое сопротивление в контур
Яви = Як = 3 •	0,75 ом.	(8-31)
9)	Полное сопротивление потерь контура составляет
7?к — 7?к 4" 7?вн — 3,75 ом.	(8-32)
10)	Определяем амплитуду колебательного тока в нагруженном
контуре
= у= |/и “ °'74	<мз>
11)	Находим коэффициент включения контура
ДДД'>“-	<8-з4>
12)	Определяем индуктивность участка анод — катод контура
Ла = pLK = 0,39 • 28,2 = 11 мкгн.	(8-35)
13)	Рассчитываем индуктивность участка сетка — катод контур-
ной катушки
Lei = Ксв •	— 0,068 -11 = 0,75 мкгн.	(8-36)
14)	Определяем индуктивность контура £к (рис. 78, а)
L'K = LK — (La + Ля) - 28,2 — (11 + 0,75) = 16,45 мкгн. (8-37)
15)	Находим элементы схемы параллельного питания £др и Ср
(рис. 78, а) по формулам
Лдр = (10 -Д2О)АК;	(8-38)
с д	>	50 д 100	
	2л • fмин • -^рез	
205
Для нашего примера
£др = 20 • 28,2 = 564 мкгн\
о £р 2 • 3,14 . 2 . 106 . 6540 ~ ^00 пф-
По табл. IV выбираем конденсатор типа КСО-2 емкостью Ср =
= 1200 пф с рабочим напряжением 500 в.
16)	Находим емкость конден-
~ LdpbMMMH Ср 1200	~ * сатора фильтра в цепи анодного
питания по формуле
Сф ~ 50Л,макс,	(8-40)
W \макс — в метрах,
Сф — в пикофарадах.
Получаем
Сф = 50 • 150 = 7500 пф.
Рис. 83. Схема генератора (к при-	тх т *
меру ‘22)	г г к г По табл< {у выбираем пленоч-
ный конденсатор типа ПСО ем-
костью 7500 пф с рабочим напряжением 500 в.
Составляем схему рассчитанного генератора (рис. 83).
Пример 23. Расчет лампового генератора
с емкостной обратной связью
Задание: Рассчитать ламповый автогенератор с емкостной
обратной связью (рис. 78, б) по данным примера 22 с дополнитель-
ным условием: обеспечить на выходе напряжение возбуждения по-
следующего каскада итвых = 50 в.
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
Выбор типа лампы и расчет режима работы генератора с емкост-
ной обратной связью производится в той же последовательности
и по тем же расчетным формулам, как и для генератора с автотранс-
форматорной связью.
Рассмотрим особенности расчета контура автогенератора по схе-
ме рис. 78, б.
1.	Необходимая добротность, волновое сопротивление, индук-
тивность и емкость переменного конденсатора контура определяют-
ся так же, как и в предыдущем примере.
2.	В рассчитываемой схеме в общую емкость контура входит
и емкостный делитель Ст, С2 и С3, величиной общей емкости которого
необходимо задаться.
206
Большая величина общей емкости делителя нежелательна, так
как она вызывает увеличение минимально возможной емкости пе-
ременного конденсатора и ведет к ухудшению нагрузочных свойств
контура.
Для данного примера примем общую емкость делителя
Сд.обш Ю Пф.
3.	Определяем колебательный ток, ответвляющийся в емкост-
ный делитель
С	10
=	= 0,74 225- — 0,033 а.	(8-41)
макс
4.	Находим емкость кон-
денсатора цепи обратной
связи
Сх = 530Хмакс -ту д —
= 530 • 150 4т¥-« 150 пф.
1 I ,о
(8-42)
Рис. 84.Схема генератора (к примеру 23)
По табл. IV выбираем конденса-
тор С± типа КСО-1 емкостью 150 пф с рабочим напряжением 250 в,
5. Рассчитываем емкость конденсатора С2 цепи связи контура
с последующим каскадом
С2 = 530Лмакс .-7-^- = 530 • 150	« 52 пф. (8-43)
По табл. IV выбираем конденсатор С2 типа КСО-1 емкостью 51 пф
с рабочим напряжением 250 в,
6. Находим емкость конденсатора С3 из уравнения
Сд.общ	С2 С3 ’
откуда
1 _	1________}______1 т р С =_____________сд-общ *	______
Сз Сд.общ Сг С2 ’ Ь 3
_	10-150-51	~ 14 Л>
~ 150 • 51 — 10 • 51 — 10 • 150 ~ ПСР'
По табл. IV выбираем конденсатор С3 типа КД-1 емкостью 13 пф
с рабочим напряжением 250 в.
Элементы схемы параллельного питания Лдр и Ср, цепочки ав-
тосмещения Rc, Сс, цепи питания экранной сетки R3, С31 а также ем-
207
кость конденсатора фильтра Сф имеют те же величины, как и в схе-
ме генератора с автотрансформаторной обратной связью (см. при-
мер 22).
Схема рассчитанного генератора приведена на рис. 84.
Пример 24. Расчет
транзисторного генератора
Задание: Рассчитать транзисторный автогенератор с авто-
трансформаторной обратной связью (рис. 79) по следующим исход-
ным данным: 1) выходная мощность Рвых = 0,2 вт\ 2) рабочая ча-
стота f? = 6 Мгц.
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
1. Выбираем тип транзистора. При заданном значении Рвых
мощность Р, которую должен отдать транзистор в контур, состав-
ляет
Р =	.	(8-44)
При повышенных требованиях к стабильности частоты автогенера-
тора к. п. д. контура т]к выбирают в пределах 0,1—0,2. В остальных
случаях его можно увеличить до 0,5—0,8.
Принимая % = 0,2, получим
D °’2	1
= 1вт-
Выбирая транзистор, необходимо исходить из следующих условий:
Р Рк.макс, оп j	(8-45)
fP<h,	(8-46)
где Рк.макс.доп — допустимая мощность рассеивания на коллекторе;
fa — предельная частота усиления по току.
Параметры некоторых высокочастотных транзисторов, исполь-
зующихся в схемах автогенераторов, приведены в табл. XXI.
Для проектируемого генератора выбираем транзистор типа П601
с параметрами: Рк.макс.доп = 1 вт (без радиатора); fa = 20 мгщ
^к.э.макс.доп — 25 в', /к.макс.доп = 1 я; С^.к ~ 200 пф\ Sq = 4,5 а!в\
SK = 350 а/в; Ес = — 0,2 в. Принимаем э. д. с. источника пита-
ния цепи коллектора £к = 20 в.
2. Рассчитываем энергетический режим работы генератора.
1)	Выбираем импульс коллекторного тока косинусоидальной
формы с углом отсечки 0 = 90°. По графику рис. 80 находим ко-
эффициенты разложения импульса коллекторного тока
cq = 0,5; &0 = 0,318.
208
2)	Находим усредненное время движения носителей тока между
р — n-переходами тп
тп « -77-—,-- = о-.q .,1 оп—гйб = 0,008 • 10~6 сек = 0,008 мксек. (8-47)
11 2л •	2 • 3,14 • 20 • 106	’	v 7
3)	Вычисляем угол пробега носителей тока
фпр - 2л • /р • тп = 2 • 3,14 • 6 • 106 • 0,008 • 10-6 = 0,301 сек-1;
ФпР = 18°.	(8-48)
4)	Находим угол отсечки тока эмиттера
0э = О-(рпр = 9О°- 18° = 72\
По графику рис. 80 определяем коэффициенты разложения импульса
эмиттер него тока
(Х1(э) = 0,43; а0(э) = 0,26.
5)	Коэффициент использования коллекторного напряжения вы-
бираем из соотношения
где SK — крутизна линии критического режима транзистора. Под-
ставляя в формулу (8-49) численные значения, получаем
t.—х 1_______2 * 1' О Q7
202 . 0,35.0,5 ~ ’
6) Определяем основные электрические параметры режима:
амплитуду переменного напряжения на контуре
UmK = %1 Ек | - 0,97 • 20 = 19,4 в;	(8-50)
амплитуду первой гармоники коллекторного тока
/,„к1 = -7^ = 4о4- = °.103а;	(8-51)
постоянную составляющую коллекторного тока
7к.пост =	Л™. =	• о, 103 « 0,066 а; (8-52)
и,э
максимальное значение импульса тока коллектора
г-к.макс =	= 0,206 а;	(8-53)
<%1	и, о
мощность, расходуемую источником тока в цепи коллектора,
Ро = /к.пост • | Ек I = 0,066 . 20 - 1,32 вт; (8-54)
мощность, рассеиваемую на коллекторе
Рк = PQ — Р = 1,32 — 1 = 0,32 вт,	(8-55)
что значительно меньше Рк.Макс.доп = 1 в/п;
209
к. п. д. по цепи коллектора
Ч = 77 =	= 0)76 (76%)’	(8-56)
эквивалентное сопротивление контура в цепи коллектора
/?рез =	= та- « 188 ом.	(8-57)
*тк\
7)	Находим коэффициент усиления по току в схеме с общей ба-
зой на частоте /р
где а0(Н) — коэффициент усиления по току на низкой частоте.
Принимая коэффициент усиления по току в схеме с общим эмит-
тером В = 20, находим а0(Н)
а°(н) = 1 _i_ ~ 0,95.
Следовательно,
8)	Определяем амплитуду первой гармоники тока эмиттера
г	тк\ 0,103 л 1 1 о
/тэ1 =-— =-^2-«0,112 а.
9)	Находим амплитуду импульса тока эмиттера
;	— //пэ1 — °»112 _ о 26 а
а1(э)
10)	Рассчитываем амплитудное значение напряжения возбуж-
дения на базе транзистора, необходимое для обеспечения импульса
тока эмиттера 4.макс без учета частотных влияний
(8-59)
(1 — cos иЭ/ *->0
где So— крутизна характеристики тока коллектора (в тех случаях,
когда значение So не приводится в справочнике, его можно
найти по статическим характеристикам транзистора, поль-
А/к
зуясь формулой So= При [/к.э = const).
Подставляя в формулу (8-59) численные значения, получим
JJ	0,26	п по
£Лпб — (1 __ о,3) • 4,5 ~ 0,08 в'
210
И) Определяем напряжение смещения на базе, обеспечивающее
угол отсечки тока эмиттера
Е6 = Ес + Um6 cos 6Э,	(8-60)
где Ес — напряжение среза (в тех случаях, когда значение Ес в спра-
вочнике не приводится, его можно найти по спрямленным
входным характеристикам транзистора или ориентировоч-
но принять равным Ес = — (0,1 4- 0,2) в).
Из формулы (8-60) получаем
Е6 = — 0,2 + 0,08 • 0,3 « - 0,176 в.
12)	Находим коэффициент обратной связи
Ксв =	= 0,004-	(8-61)
U тк
Для выполнения условия баланса амплитуд необходимо, чтобы
Ксв Ксв.мин = С р----- •	(8-62)
°о Арез
Для нашего примера условие (8-62) выполняется, так как
= 0,004 >	= 0,0012.
13)	Определяем величину сопротивления R6 цепочки автосме-
щения
R6 = ,|£б1 ,	(8-63)
* б.пост
где /б.пост — постоянная составляющая тока базы, равная
/б.пост = -Л™™- =	= 0,0033 а. (8-64)
Следовательно,
1-0,1761
“	0,0033 М 0М'
По табл. VII выбираем резистор R6 — 51 ом. Мощность, рассеивае-
мая на резисторе R6, составляет
Pr6 = (/б.пост)2 • 7?б = (3,3 • 10-3)2 • 51 « 0,005 вт.
14)	В качестве сопротивления R6 можно использовать резистор
типа УЛМ-0,12.
15)	Индуктивность дросселя Адр в цепи базы транзистора рас-
считывается по формуле
Адр = . (3 " 4) t	(8-65)
Сб.э
211
где ZM3KC —максимальная рабочая длина волны генератора, ж;
Сб.э — емкость эмиттерного перехода транзистора, пф;
— в микрогенри.
Обычно в справочниках значение Сб.э не приводится. Принимая
Сб.э « Сб.к = 200 пф, а также Хмакс = Хр = 50 м, получим
т	4 • 502 СА
=----200-= 50 МКгН‘
16)	Находим емкость разделительного конденсатора Ср
Ср ^(10 4-20) Сб.э.	(8-66)
Полагая Сб.э = Сб.к = 200 пф, получим
Ср- 20 -200 = 4000 пф.
По табл. IV выбираем конденсатор Сртипа КД-2 емкостью 3900 пф.
17)	Рассчитываем емкость конденсатора, блокирующего источник
питания Сф ~ 50 Лмакс. Для нашего примера Хмакс = Zp = 50 м.
Поэтому Сф = 50 • 50 — 2500 пф.
По табл. IV выбираем конденсатор типа КД-2 емкостью 2700 пф.
3. Определяем параметры контура. Для расчета параметров кол-
лекторного контура и его связи с транзистором можно применить
методы, используемые в ламповых генераторах.
1)	Задаемся добротностью контура Q = 120.
2)	По приближенной формуле Ск » (1 4-2) Хр находим ориенти-
ровочное значение общей емкости контура
Ск ~ 2 • 50 = 100 пф.
С учетом вносимой емкости (порядка 50 пф) по табл. IV выбираем
контурный конденсатор С типа КД-1 емкостью 51 пф с рабочим на-
пряжением 100 в.
3)	Рассчитываем индуктивность контура
А?	502
LK = 0,282	= 0,282 • “ПуГ = 7,05 мкгн.
ск	1ии
4)	Определяем волновое сопротивление контура
р - w ]/? -10’/>=265 “	<8-67>
5)	Находим сопротивление потерь контура
/?К = -£ = 4S- ~ 2’28 0М	(8-68)
6)	Сопротивление, вносимое в контур, составляет
RBH = R. 44 = 2>28 • ж = °-57 °м-	(8-69)
212
7)	Сопротивление контура с учетом 7?вн
R'K = RK + RBli = 2,28 + 0,57 = 2,85 ом. (8-70)
8)	Определяем амплитуду колебательного тока в нагруженном
контуре
'— = 1/-^ = 1/4зг= °’84 “•	<8'71’
Рис. 85. Схема транзисторного генератора
(к примеру 24).
9)	Находим величину индуктивности связи контура с коллекто-
ром транзистора
^к-св = 1 + /<св ’	= i 0,004 ’	= ? мкгн. (8-72)
10)	Определяем величину индуктивности связи контура с базой
транзистора
1б.св = Lk.cb • Ксв = 7 • 0,004 - 0,028 мкгн. (8-73)
Составляем схему рассчитанного генератора (рис. 85).
ГЛАВА 9
ГЕНЕРАТОРЫ ТИПА RC
9-1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Применение генераторов с колебательными контурами (типа LC)
для генерирования колебаний с частотами меньше 15—20 кгц за-
труднено и неудобно из-за громоздкости контуров. В настоящее вре-
мя для этих целей широко используются генераторы типа RC,
в которых вместо колебательного контура применяются избира-
тельные /?С-фильтры. Генераторы типа RC могут генерировать
весьма стабильные синусоидальные колебания в сравнительно ши-
роком диапазоне частот от долей герца до сотен килогерц. Кроме
того, они имеют малые габариты и вес. Наиболее полно преимущества
генераторов типа RC проявляются в области низких частот.
Блок-схема простейшего однокаскадного генератора синусои-
дальных колебаний типа RC приведена на рис. 86.
213
Усилитель строится по обычной резистивной схеме на лампе
или транзисторе. Для самовозбуждения усилителя, т. е. для превра-
щения первоначально возникших колебаний в незатухающие, не-
обходимо на вход усилителя подавать часть выходного напряжения,
превышающую или равную по величине входному напряжению
и совпадающую с ним по фазе, иными словами, охватить усилитель
положительной обратной связью достаточной глубины. При непо-
средственном соединении выхода усилителя с его входом происходит
самовозбуждение, однако форма генерируемых колебаний будет рез-
ко отличаться от синусоидальной, поскольку условия самовозбуж-
дения будут одновременно выполняться для колебаний многих ча-
стот. Для получения синусои-
дальных колебаний необходимо,
чтобы эти условия выполнялись
только на одной определенной
частоте и резко нарушались на
всех других частотах. Эта зада-
ча решается с помощью фазовра-
щающей цепочки, которая имеет
несколько звеньев RC и служит
для поворота
напряжения усилителя на 180°. Изменение фазы
звеньев п и равно
Однокаскадный
усилитель
п Фазобращающая
L2I цепочка
0~ 0
Выход
Рис. 86. Блок-схема однокаскадного
генератора синусоидальных колеба-
ний типа RC.
фазы выходного
зависит от числа
180°
0-1)
В связи с тем, что одно звено RC изменяет фазу на угол (р < 90°,
минимальное число звеньев фазовращающей цепочки п = 3. В прак-
тических схемах однокаскадных генераторов обычно используют
три или четыре звена.
На рис. 87 изображены типовые схемы трех- и четырехзвенных
фазовращающих цепочек. Для этих типовых схем в табл. 14 приведены
формулы частоты /р генерируемых синусоидальных колебаний,
при которой напряжения на входе Ur и выходе U2 фазовращающей
цепочки сдвинуты по фазе на 180°. В этой же таблице даны значе-
ния затухания N = вносимого цепочкой RC положительной
о2
обратной связи.
Элементы фазовращающих цепочек обычно выбирают такими,
чтобы все /?С-звенья создавали для возбуждаемых колебаний ча-
стоты /р одинаковый фазовый сдвиг. Это имеет место при одинако-
вых постоянных времени т = RC всех звеньев.
Следует отметить, что фазовращающие 7?С-цепочки с одинако-
выми по величине элементами R и С в каждом звене неоптимальны
с точки зрения условий работы генератора. Такой выбор обуслов-
лен главным образом удобствами расчета и конструирования гене-
ратора. Более рационально элементы звеньев /?С-цепочек (рис. 87)
214
выбирать так, чтобы сопротивление каждого последующего звена
было в tn раз больше сопротивления предыдущего звена (/?, mR,
m2R и т. д.), а емкости звеньев во столько же раз уменьшались
С с
(С, — , —г и т. д.). Обычно выбирают т = 3-4-5. Затухание N,
вносимое /?С-цепочками, элементы которых выбраны по прогрес-
сивной зависимости, заметно уменьшается. Это означает, что для
Рис. 87. Типовые схемы трехзвенных и четырехзвенных фазовращаю-
щих цепочек.
удовлетворения условия баланса амплитуд (К > N) величина тре-
буемого коэффициента усиления каскада К также соответственно
понижается.
Следует отметить, что в расчетные формулы частоты генерируе-
мых колебаний (табл. 14) при использовании прогрессивных цепо-
чек следует представлять значение R± первого /?С-звена.
Для уменьшения шунтирующего действия фазовращающей це-
почки на нагрузочное сопротивление усилительного каскада необ-
ходимо сопротивление выбирать значительно большим (в 5—
10 раз), чем сопротивление анодной нагрузки лампы или сопротивле-
ние коллекторной нагрузки транзистора.
На рис. 88 приведена одна из распространенных схем однокас-
кадного генератора типа RC с фазовращающей цепочкой.
Генераторную лампу необходимо выбирать с высоким коэф-
фициентом усиления р и малым внутренним сопротивлением 7?.,
т. е. предпочтение следует отдавать лампам с большой крутизной S.
Применение пентодов не всегда желательно, так как при этом для
уменьшения шунтирующего действия фазовращающей цепочки
на анодную нагрузку приходится увеличивать сопротивления 7?г,
R., и так далее фазовращающей цепочки. Поэтому чаще исполь-
зуются триоды. В случае применения двойного триода вторую
215
половину лампы целесообразно использовать в качестве катодного
повторителя, который не дает усиления, но обладает большим вход-
ным сопротивлением и допускает малое сопротивление нагрузки
на автогенератор.
Таблица 14
Формулы для расчета генераторов типа RC
Тип фазовра- щающей це- почки	Число звеньев	Частота /р		Затухание с/2
а	3			1 ^р= 2л/б7?С	0,065 = RC	29
б	4	1 у		 		0,133	18,4
			” RC	
	3		0,39	29
в		'Р“ 2л RC ~	= RC	
г	4	fp ~2я RC~	0,193 RC	18,4
/Для улучшения формы генерируемых колебаний на сетку лам-
пы подается отрицательное напряжение смещения, которое созда-
ется на катодном резисторе заблокированном конденсатором Ск.
Иногда резистор RK не блокируют конденсатором и он служит эле-
Рис. 88. Однокаскадный генератор типа Рис. 89. Схема диапазонного генера-
ле с фазовращающей цепочкой. тора типа RC с потенциометрической
настройкой.
ментом отрицательной обратной связи. В этом случае для подбора
оптимального режима резистор 7?к берут подстроечного типа. Сле-
дует отметить, что при использовании отрицательной обратной свя-
зи коэффициент усиления каскада должен значительно превышать
величину затухания N, указанную в табл. 14. Если это условие не
выполняется, то при введении отрицательной обратной связи ге-
нератор не возбуждается.
216
Однокаскадные генераторы типа RC с фазовращающей цепоч-
кой в основном используются для получения фиксированных ча-
стот. При необходимости частоту генератора можно изменять ре-
гулировкой величины любого из элементов R или С фазовращающей
цепочки, но это сопровождается заметным изменением амплитуды
генерируемых колебаний.
Диапазонные генераторы типа RC обычно выполняются по двух-
каскадной схеме. Один из возможных вариантов такой схемы с по-
тенциометрической настройкой приведен на рис. 89. Генератор со-
держит два усилительных каскада на резисторах. Между выходом
второго и входом первого каскада существует положительная об-
ратная связь, обеспечивающая самовозбуждение схемы на требуе-
мой частоте. Цепь положительной обратной связи состоит из двух
ветвей. Элементы левой ветви (Сх, R19 R\, С') выбираются из усло-
вия получения наименьшей частоты /н, а элементы правой ветви
(С2? /?2, Т?2’ Д°‘/1ЖНЫ удовлетворять условию получения наивыс-
шей частоты диапазона /в. Управляющая сетка первой лампы гене-
ратора соединяется с ползунком потенциометра 7?0, включенного
между средними точками левой и правой ветвей. При нахождении
ползунка в крайнем левом (по рисунку) положении генератор будет
генерировать колебания частоты /н, а в крайнем правом положе-
нии —• колебания частоты /в. При перемещении ползунка слева
направо частота генерируемых колебаний плавно изменяется от
значения /н до значения /в. (Установлено, что при линейном изме-
нении сопротивления потенциометра /?0 частота меняется по лога-
рифмическому закону и наоборот). В зависимости от выбранных дан-
ных левой и правой ветвей цепи положительной обратной связи
частотный диапазон может быть установлен в любых требуемых
границах вплоть до перекрытия всех звуковых частот. Обычно со-
противления резисторов, входящих в цепь положительной обрат-
ной связи, выбираются одинаковыми
/?1 =	= R2 = Rr2 = R.	(9-2)
Тогда конденсаторы С± = С' и С2 = Ct) могут быть найдены из
соотношений
С1 “ С1 ~ 2л • fH • R ;
(9-3)
Для исключения взаимного влияния между левой и правой ветвями
цепи положительной обратной связи сопротивление потенциометра
Ro должно быть значительно больше сопротивления R
Rq = (5-^ 10)/?.	(9-5)
217
Для удовлетворения условия баланса амплитуд, как известно,
необходимо компенсировать затухание сигнала в цепи положитель-
ной обратной связи соответствующим усилением.
Расчеты показывают, что минимальное затухание в цепи поло-
жительной обратной связи, приведенной на рис. 89, N = 3. Это оз-
начает, что минимальный коэффициент усиления, при котором удо-
влетворяется условие баланса амплитуд, также должен быть равен 3.
Но общий коэффициент усиления двухкаскадного усилителя го-
раздо больше 3. Поэтому на сетку Лх попадает очень большое на-
пряжение, которое перегружает лампу и вызывает сильные нели-
нейные искажения. Для уменьшения нелинейных искажений и
повышения устойчивости работы генератора в его схему вводится от-
рицательная обратная связь с коэффициентом р немного меньшим
Если |3 = -у» то отрицательная обратная связь полностью ком-
пенсирует положительную и генерация не возникает.
Цепь отрицательной обратной связи, составленная из резисторов
7?д1, R}V2 и 7?дз, образует делитель выходного напряжения. С резистора
7?дз, включенного в цепь катода лампы Л19 на сетку этой лампы по-
дается напряжение отрицательной обратной связи (7К. Величина
напряжения (7К регулируется подстроечным резистором /?д1.
Для автоматической стабилизации амплитуды выходного напря-
жения при изменении частоты генератора, напряжения питания или
нагрузки один из резисторов цепи отрицательной обратной связи
берется нелинейным. С этой целью вместо резистора 7?д3 можно вклю-
чить лампочку накаливания мощностью 10—20 вт на напряжение
НО—220 в, вместо же резистора /?д2 обычно используется терморе-
зистор. Тогда при увеличений выходного напряжения возрастает
ток в цепи отрицательной обратной связи. Это приводит к увеличе-
нию сопротивления лампочки накаливания или уменьшению со-
противления терморезистора. В обоих случаях возрастет напряже-
ние (7К, в результате чего уменьшится напряжение на сетке лампы Ли
последовательно, уменьшится и выходное напряжение. Если же в си-
лу каких-либо причин амплитуда выходного напряжения понизится,
то действие отрицательной обратной связи приведет к повышению
напряжения (7ВЫХ почти до первоначального значения. Регулирующее
действие лампочек накаливания значительно меньше, чем регули-
рующее действие терморезисторов, поэтому в современных схемах
У?С-генераторов преимущественно используются терморезисторы.
Стабилизирующее действие отрицательной обратной связи ска-
зывается тем сильнее, чем больше общий коэффициент усиления уси-
лительных каскадов.
Прп расчете цепей отрицательной обратной связи ламповых
7?С-генераторов необходимо иметь в виду следующие соображения:
1.	Для устранения влияния случайных колебаний температуры
на частоту и амплитуду напряжения генератора в цепях отрицатель-
ной обратной связи используют только вакуумированные терморе-
218
зисторы (типа ТП), которые отличаются достаточно большой инер-
цией к изменению окружающей температуры.
2.	Рабочая точка терморезистора должна быть выбрана таким
др
образом, чтобы крутизна характеристики -j—- была по возможности
/т
наибольшей по абсолютной величине (/?т — сопротивление термо-
резистора; /т — рабочий ток терморезистора).
Характеристики RT = f (/т) для терморезисторов типа ТП6/2
и ТП2/0,5 приведены на рис. 90.
При выборе режима терморезистора следует учитывать, что цепь
отрицательной обратной связи является, по существу, основной на-
грузкой выходного каскада генера-
тора. В связи с этим возможности
увеличения тока /т обычно огра-
ничены не только данными самого
терморезистора, но и параметрами
выходного каскада. Обычно рабо-
чий ток терморезистора выбирают
в пределах от 1 до 3 ма.
Основные параметры некото-
рых терморезисторов, необходимые
для расчета цепей отрицательной
обратной связи, могут быть опре-
делены по табл. 15.
3.	Если по техническим требо-
ваниям к проектируемому генера-
тору необходимо получить напря-
Рис. 90. Характеристики /?т = f (/т)
для терморезисторов типа ТП6/2 (1)
и ТП2/0,5 (2).
жение на выходе, превышающее
предел стабилизации напряжения выбранного типа терморезистора,
то последовательно с терморезистором включают небольшое сопро-
тивление /?д1, которое гасит на себе излишнее напряжение и ограни-
Таблица 15
Параметры некоторых вакуумированных терморезисторов
Тип терморе- зистора	Общий пре- дел стабили- зации, в	Средний ра- бочий ток, ма	Рабочая об- ласть по току, ма	Допустимая кратковре- менная пере- грузка по току, ма	Постоянная времени, се>.
ТП2/0.5	1,6—3,0	0,5	0,2—2,0	4	45.0
ТП2'2	1,6—3,0	2,0	0,4—6,0	12	25,2
ТП6.2	4,8—7,8	2,0	0,4—6,0	12	42,8
чивает ток /г. Используя в качестве подстроечный резистор,
можно регулировать выходное напряжение генератора при смене
герморезисторов, а также, как было указано выше, регулировать
глубину отрицательной обратной связи, добиваясь уменьшения не-
линейных искажений и повышения устойчивости схемы.
219
Рис. 91. Схема транзисторного ге-
нератора низкой частоты с фиксиро-
ванной настройкой.
Схемы транзисторных 7?С-генераторов аналогичны ламповым,
однако при проектировании цепей обратной связи для генераторов
этого типа необходимо учитывать основную особенность транзисто-
ров — сравнительно невысокое и нестабильное входное сопротив-
ление.
Для облегчения выполнения условий самовозбуждения в уси-
лителе обычно применяют два каскада: первый работает в режиме
эмиттерного повторителя и поэтому обладает большим входным со-
противлением, а второй включается по схеме с общим эмиттером.
В качестве примера на рис. 91 приведена схема транзистор-
ного 7?С-генератора низкой частоты с фиксированной настройкой.
Расчет любой схемы /?С-гене-
ратора сводится к определению
параметров схемы усилителя, обе-
спечивающего требуемый коэффи-
циент усиления и минимальные не-
линейные искажения, и выбору эле-
ментов фазовращающих цепочек,
а также элементов цепей положи-
тельной и отрицательной обратной
связи.
Расчет лампового или транзи-
сторного резистивных усилителей
производится обычным путем
(см. раздел II). Отметим лишь, что
в схеме рис. 89 для получения высокого коэффициента усиления
в качестве лампы Лг целесообразно использовать высокочастотный
пентод (6ЖЗП, 6Ж4 и т. п.). Лампа Л2, работающая при достаточно
большой амплитуде колебаний, берется из группы выходных пенто-
дов или триодов. Иногда оба каскада генератора выполняются на
двойном триоде с повышенным значением коэффициента усиления р
(6Н1П, 6Н2П и др.). Следует обратить внимание и на выбор емкос-
тей разделительных конденсаторов Ср1 и Ср2. Для того чтобы конден-
сатор Ср1 не вносил заметного фазового сдвига при передаче напря-
жения от первого каскада ко второму, его сопротивление в пре-
делах всего частотного диапазона должно быть весьма малым по
сравнению с сопротивлением утечки Rc (при 7?с порядка 1 Мом удов-
летворительной является величина Ср1 = 0,14-1 мкф).
Емкостное сопротивление конденсатора Ср2 должно быть значи-
тельно меньше сопротивления цепи отрицательной обратной связи.
Обычно сумма сопротивлений /?д2 и /?д3 не превышает несколь-
ких килоом. Поэтому конденсатор Ср2 должен иметь емкость не ниже
5—10 мкф.
При расчете элементов схемы рис. 91 сопротивление R фазовра-
щающей цепочки следует выбирать в 2-4-5 раз меньше входного
сопротивления транзистора 7\. При этом режимные изменения вход-
ного сопротивления транзистора будут незначительно влиять на
220
частоту генерируемых колебаний. Сопротивление нагрузки выход-
р
ного каскада RK берут порядка -о . R .
9-2. ПРИМЕРЫ РАСЧЕТА
ГЕНЕРАТОРОВ ТИПА RC
Пример 25. Расчет лампового генератора
типа RC с фиксированной настройкой
Задание: Рассчитать генератор типа RC с фазовращающей це-
почкой на триоде 6С6Б для получения синусоидальных колебаний ча-
стотой = 1000 гц.
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
1.	Выбираем схему генератора с четырехзвенной фазовращающей
цепочкой (рис. 87, г).
2.	По табл. XX находим необходимые для расчета данные
лампы 6С6Б:	= 5 ком; р, = 25; (/а = 120 в; Ia = 9 ма; Ес = — 2 в.
3.	Выбираем сопротивление анодной нагрузки Ra по формуле
Ra = (2-i-5)Rt.	(9-6)
Принимаем Ra =- SRi = 15 ком, что соответствует шкале номиналь-
ных значений резисторов по табл. VII. Мощность, рассеиваемая
резистором Ra при величине анодного тока лампы /а = 9 ма, состав-
ляет
PRa = I?Ra = (9 . 10-3)2 • 15 • 103 - 1,2 вт.
В качестве Ra можно использовать резистор типа МЛТ-2.
4.	Находим коэффициент усиления каскада
К = т^ = тт4 = 18’75'	19'7)
Следовательно, усиление каскада К компенсирует ослабление фа-
зовращающей цепочки данного типа N = 18,4 (см. табл. 14), так
как
К = 18,75 > N - 18,4.	(9-8)
Таким образом, условие самовозбуждения схемы (условие баланса
амплитуд) выполняется. Если бы условие (9-8) не выполнялось,
т. е. К < N, то необходимо было бы изменить число звеньев фазовра-
щающей цепи, выбрать другое значение Ra или подобрать иной тип
лампы.
5.	Выбираем сопротивление первого звена фазовращающей це-
почки по формуле
7?! - (5н- 10) Ra = (5-4- 10) • 15 ком.	(9-9)
8 900
221
Принимаем — 100 ком. В фазовращающей цепочке обычно при-
меняют высококачественные непроволочные резисторы типа МГП
или БЛП (табл. VII). Выбираем резистор БЛП-0,5.
6.	Пользуясь формулой частоты для данного типа схемы фа-
0 193
зовращающей цепочки (табл. 14) /р = —и принимая R =
находим величину емкости первого звена (в пикофарадах)
п 0,193-Ю12	0,193 • 1(Р2 inQn ,
C1 = R.-h = 100-103-1000 = 1930 пФ- 10)
По табл. IV выбираем конденсатор типа КД-1 емкостью 1800 пф\
с рабочим напряжением 160 в.
7.	Определяем величины остальных параметров фазовращающей
цепочки, считая, что сопротивление резисторов последующего зве-
на в 3 раза больше сопротивления резисторов предыдущего звена,
а емкость конденсаторов последующего звена в 3 раза меньше ем-
кости конденсаторов предыдущего звена.
Элементы второго звена:
R2 =	- 3 • 100 = 300 ком;
Ci	1800	асх(\ л
С2 = —= —х— = 600 пф.
<5	О
По табл. VII выбираем резистор R2 = 300 ком. Тип резистора
Т?2 — МГП-0,5. По табл. IV выбираем конденсатор С2 = 620 пф.
Тип конденсатора С2 — КСО-1 с рабочим напряжением 250 в.
Элементы третьего звена:
R3 = 3/?2 = 3 • 300 = 900 ком;
С3 = ^-=-^- =200 пф.
По табл. VII выбираем резистор 7?3 = 910 ком типа МП"Ь0,5.
По табл. IV выбираем конденсатор С3 = 200 пф типа КСО-1 с ра-
бочим напряжением 250 в.
Элементы четвертого звена:
Т?4 = 3R3 - 3 • 900 = 2700 ком = 2,7 Мом;
С4 = -^- = -^-«67 пф.
По табл. VII выбираем резистор Т?4 = 2,7 Мом типа МГП-0,5,
а по табл. IV конденсатор КСО-1 емкостью 68 пф с рабочим напря-
жением 250 в.
8.	Находим сопротивление утечки по формуле
Rc = (5 + Ю) /?а = (5 4- 10) • 15 ком.	(9-11)
Принимаем Rc = 150 ком. Тип резистора Rc — МГП-0,5.
222
9.	Рассчитываем емкость разделительного конденсатора Ср
п 10 - 106	10 • 10е	„ Л. .	, /п
Ср~ 2л- fp-Rc ~ 2 • 3,14 • 103 . 150 • 103 ~ 0,0 мкф. (9-12)
По табл. IV выбираем конденсатор Ср типа БМ емкостью
0,012 мкф с рабочим напряжением 200 в.
10.	Находим величину резистора RK. Исходя из типового ре-
жима работы лампы 6С6Б при /а = 9 ма и Ес = — 2 в, получаем
_ |-Ес1 _
—	j
= 1 ~ 2-Ь 255 ож. (9-13)
9 • 10“3
По табл. VII выбираем
резистор 7?к = 270 ом типа
МЛТ-0,5.
11.	Определяем емкость
конденсатора Ск из формулы
Рис. 92. Схема генератора (к примеру 25).
р С —	‘
Кк Ьк ~ 2л • /р *
(9-14)
Получаем
С _ Ю • 106	_	10-106
Ск “ 2л • /р • Як “ 6,28 • Юз • 270
По табл. IV выбираем конденсатор Ск = 10 мкф типа ЭМ с рабо-
чим напряжением 6 в.
12.	Составляем схему рассчитанного генератора (рис. 92).
Пример 26. Расчет диапазонного
лампового генератора типа RC
Задание: Рассчитать цепи положительной и отрицательной об-
ратных связей генератора, выполненного по схеме рис. 89, по следую-
щим исходным данным: 1) диапазон частот fH = 1 кгц 4- fB = 10 кгц;
2) напряжение на выходе генератора (7ВЫХ = Ю в; 3) сопротивление
анодной нагрузки лампы Л2 Ra2 = 15 ком (предполагается, что зна-
чение Ra2 найдено из проведенного предварительно расчета резистив-
ного усилителя на лампе Л2).
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
1.	Определяем элементы цепи положительной обратной связи.
1)	Выбираем величину резисторов из условия
R± = /?; - R2 = R'2 = R> (7 4- 15)/?а2 - (7 4- 15) 15 ком.
8*
223
Принимаем Rr = Ri = R2 = R2 = R = 150 ком, что соответст-
вует шкале номинальных значений резисторов по табл. VII. Мощ-
ность резисторов R ориентировочно находим из условия
p«>4^--®5w=’o’ooo6«ra-
По табл. VII выбираем резисторы R типа МГП-0,5.
2)	Находим величину сопротивления переменного резистора /?0
RQ = (5-4-10)7? = (5ч-Ю) 150 ком.	(9-15)
Принимаем /?0 = 1 Мом.
Наиболее целесообразно использовать в качестве резистора Ro
потенциометр с логарифмической зависимостью сопротивления.
Таким потенциометром может служить, например, переменный ре-
зистор СПО-0,15 (типа Б).
3)	Рассчитываем величины емкостей конденсаторов Сг и Ci (рис. 89)
С1 = С1 = 2л  fH- R = 6,28 • 10® • 150 7 103 ’ ~ 1000 пФ-
4)	Рассчитываем величины емкостей конденсаторов С2 и С2
с2 = С2 = 2л •	= 6,28 • Го4~ 150~ 103~ ж 100
По табл. IV выбираем слюдяные конденсаторы типа КСО-2
емкостью = Cj = 1000 пф и С2 = С2 = 100 пф.
2.	Определяем элементы цепи отрицательной обратной связи.
1)	Исходя из заданной величины выходного напряжения гене-
ратора t/вых = Ю в, выбираем по табл. 15 терморезистор типа ТП6/2.
2)	Находим величину напряжения отрицательной обратной свя-
зи по формуле
ик =	~ = 3,33 в.	(9-16)
О	о
3)	Задаемся величиной рабочего тока терморезистора ТП6/2
/т = 2 ма.
4)	Находим величину сопротивления /?дз в цепи катода лампы
Л± (рис. 88)
7?дз = -у = уур- = 1665 ом.	(9-17)
По табл. VI 1выбираем резистор	= 1,5 ком типа БЛП. Мощность,
рассеиваемая резистором /?д3, определяется по формуле
Р«дз = <7т+ /а1)27?Д3,	(9-18)
где /а1 — анодный ток лампы Л, (определяется при расчете каска-
да на лампе Лх).
224
5)	Определяем величину общего сопротивления цепи отрицатель-
ной обратной связи
Яобш = ЯД1 + Rai + Ras =	= 5 ком. (9-19)
6)	По графику рис. 90 находим рабочее сопротивление терморе-
зистора ТП6/2
/?д2 = 2 ком.
7)	Определяем величину добавочного сопротивления 7?д1
Rai = #общ —(Яд2 + Ros) = 5 —(2 + 1,5) = 1,5 ком. (9-20)
По табл. VII выбираем переменный резистор 7?д1 = 1,5 ком типа
СПО-0,15.
Пример 27. Расчет транзисторного генератора
типа RC
Задание: Рассчитать генератор типа RC с фазовраьцающей
цепочкой (по схеме рис. 91) на транзисторах МП40 (П14). Рабочая
частота генератора fp = 1000 гц.
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
1.	Определяем необходимые для расчета параметры транзисто-
ров a, гэ, г6 и гк. Эти параметры могут быть найдены из справочника
по полупроводниковым приборам (например, Лабутин В. К.,
Транзисторы общего назначения) или рассчитаны по формулам
а = |й21|;	(9-21)
гэ« hn — гб (1 — а);	(9-23)
= ------гб^А-,	(9-24)
По 2	По2
где /zn, й12, Л21 и й22 — й-параметры транзистора для схемы с об-
щей базой. Эти параметры указаны в большинстве справочников
по полупроводниковым приборам.
Типовые параметры некоторых распространенных низкочастот-
ных транзисторов приведены в табл. 16. Для заданных транзисторов
МП40 (П14) находим
а = 0,96; гэ = 15 ом; гб = 350 ом; гк = 1,25 Мом.
225
Таблица 16
Типовые параметры некоторых низкочастотных транзисторов
Тип транзистора	ом	1 1 ^12	j	/Z21 (а)	^22 мксим	£ ' а Мгц	гэ ом	1 Гб 1 ом	гк Мом
МП36А (П9)	28	2 10-4	0,93	1,0	1,0	—	—	—
МП37 (П10)	28	2-10-4	0,96	1,0	1,3	15	350	1,0
МП38 (П11)	28	2-10-4	0,97	1,0	2,0	15	470	1,0
МП39 (П13)	28	10~3	0,94	1,0	1,0	—	—	—
МП39А (П13А)	28	зло-4	0,98	0,8	0,8	—	—	—
МП39Б (П13Б)	28	ЗЮ-4	0,95	0,8	0,8	—	—	—
МП40 (П14)	28	3-Ю-4	0,96	0,8	1,5	15	350	1,25
МП41 (П15)	28	4-10-4	0,97	0,8	2,5	15	460	1,25
МП101	60	5-Ю-4	0,93	1,0	0,7	—	—	—
МП 103	60	5 10—4	0,97	1,0	1,5	—	—	—
2.	Определяем величину входного сопротивления каскада с об-
щим эмиттером на транзисторе Т2 по формуле
/?ВХ2« Гб +	= 350 + -j-^-ад = 725 ом. (9-25)
3.	Находим входное сопротивление эмиттерного повторителя
на транзисторе Тг
»-fe = -П?о79б' = 18 125 ом- (9‘2б)
4.	Рассчитываем коэффициент усиления по напряжению эмит-
терного повторителя
________^вхг______ ____________725_____________
(1 _а)гб + гэ + /?ВХ2 “ (1-0,96) • 350+ 15 + 725 ~
- 0,96.	(9-27)
5.	Находим величину сопротивлений резисторов фазовращаю-
щей цепочки. Принимаем = R2 = R3 = R. Величину R опреде-
ляем по формуле
(9-28)
Z — о
Получаем
п 18125 САЛ.
R = —~— = 6041 ом.
О
По табл. VII выбираем резисторы R = 6,2 ком. Мощность, рас-
сеиваемая на резисторах, в схеме генератора на маломощных тран-
зисторах типа МП40 (П14) незначительна. Поэтому по этой же таб-
лице выбираем резисторы = R2 = R3 = R типа БЛП-0,1.
226
6.	Определяем величину нагрузочного сопротивления в цепи
коллектора выходного каскада по формуле
р ___	%
Лк 2 4-5
(9-29)
Получаем
п 6200 ОП7П
RK = —л— = 2070 ом.
О
По табл. VII выбираем резистор RK = 2,2 ком типа БЛП-0,1.
7.	Находим коэффициент усиления по напряжению каскада на
транзисторе Т2 с общим эмиттером
р __ _____а^к_____________0,96 - 2200_ __ 79 7 /о
Д“2	(1—а)гб + гэ (1 — 0,96) • 350+ 15 “	1 j
8.	Определяем результирующий коэффициент усиления по на-
пряжению двухкаскадного усилителя
Каобщ = Ких • Ки2 - 0,96.72,7 - 69,7.	(9-31)
9.	Проверяем выполнение условия самовозбуждения генератора,
(условия баланса амплитуд). Из табл. 14 находим коэффициент
затухания фазовращающей цепочки, примененной в рассчитывае-
мом генераторе. N = 29. Для выполнения условия баланса ампли-
туд необходимо, чтобы
/Сиобщ > N.	(9-32)
Для нашего примера условие (9-32) выполняется, так как Кмобщ =
= 69,7 > N = 29.
10.	Находим величину емкостей конденсаторов фазовращающей
цепочки. Принимаем Сх = С2 = С3 = С. Величину С определяем
по формуле
(табл. 14). Получаем
С =------------—-------= 0,01 мкф. (9-34)
6,28 • 103 - 6,2 • 103 /6
По табл. IV выбираем конденсаторы С = 0,01 мкф типа ПМ.
11.	Определяем величину сопротивления нагрузки эмиттерного
повторителя из условия
ЯЭ1 > (Ю 4- 20) • +	•	(9-35)
227
Получаем
R„ = 20 l5 + 3W-<№) = 600
По табл. VII выбираем резистор 7?э1 = 620 ом типа БЛП-0,1.
12.	Находим емкость разделительных конденсаторов Ср1 и Ср2.
Конденсаторы Ср1 и Ср2 не должны вносить заметных фазовых сдви-
гов. Их емкость рассчитывается по формулам .
106
Ср| = 2л 0,1/?вх1 МК^’	(9'36)
106
СР2 = 2л • /р • 0,1 . RBK, МКФ-	(9’37)
Подставляя в формулы (9-36) и (9-37) численные значения, полу-
чаем
Ср 1 = 6,28 103 0 j 18 125 « 0,09 мкф;
СР9 = б 28 10з Од 725 — 2,2 мкф.
По табл. IV выбираем конденсаторы Ср1 = 0,1 мкф типа МБМ
и Ср2 = 3 мкф типа ЭМ.
13.	Сопротивления резисторов R6i, 7?6i, Re? и R&>, составляющих
делители напряжения в базовых цепях транзисторов, рассчитывают-
ся обычным путем (см. пример 14). Для расчета необходимо пред-
варительно задаться величиной напряжения источника питания Ек.
С целью стабилизации коэффициентов усиления и уменьшения
нелинейных искажений в выходном каскаде можно применить от-
рицательную обратную связь включением небольшого сопротивле-
ния R32 (порядка 100 ом) в цепь эмиттера транзистора Т2. В этом слу-
чае при определении входного сопротивления и коэффициента уси-
ления каскада следует в расчетные формулы вместо гэ подставлять
значение гэ + R32.
ЛИТЕРАТУРА
1.	Аршинов С. С., Расчет ламповых генераторов. Госэнергоиздат, 1955.
2.	Б е т и н Б. М., Радиопередающие устройства, «Высшая школа», 1965.
3.	Б а р к а н В. Ф., Жданов В. К., Проектирование радиотехниче-
ских устройств, Оборонгиз, 1963.
4.	Д р о б о в С. А., Радиопередающие устройства, Воениздат, 1951.
5.	Д е н и с о в И. Д., Генераторы и усилители колебаний радиочастот,
Госэнергоиздат, 1963.
6.	Каганов В. И., Радиопередатчики малой и средней мощности, «Энер-
гия», 1964.
7.	Е в т я н о в С. И., Радиопередающие устройства, Связьиздат, 1950.
8.	М о^«е ль 3. И. и Невяжский И. X., Радиопередающие уст-
ройства, Связьиздат, 1949.
228
9.	М о д е л ь 3. И., Радиопередающие устройства, Связьиздат, 1961.
10.	Нейман М. С., Курс радиопередающих устройств, «Советское радио»,
ч. I, 1957, ч. II, 1958.
11.	П а х л а в я и А. П., Радиопередающие устройства, «Связь», 1967.
12.	О к у и ь Е. Л., Радиопередающие устройства, Судпромгиз, 1959.
13.	О к у н ь Е. Л., Расчет и проектирование радиопередатчиков, Судпром-
гиз, 1962.
14.	Ш и т и к о в Г. Т., Стабильные диапазонные автогенераторы, «Совет-
ское радио», 1965.
15.	Ш т е й н Н. И., Автогенераторы гармонических колебаний, Госэнерго-
издат, 1961.
16.	Т и м о ф е е в В. М., Проектирование радиопередающих устройств,
«Связь», 1965.
17.	Г е р а с и м о в С. М., Ми гул ин И. Н., Яковлев В. Н., Рас-
чет полупроводниковых усилителей и генераторов.
18.	Барсуков Ф. И., Генераторы и селективные усилители низкой
частоты, «Энергия», 1964.
19.	А к у л о в И. И. и др., Радиотехнические схемы на транзисторах и тун-
нельных диодах, «Связь», 1966.
20.	Леннартц Г. и Таэгер В., Конструирование схем на транзис-
торах, «Энергия», 1964.
21.	Герасимов С. М., Транзисторные генераторы, «Техшка», 1965.
22.	В о е й к о в Д. Д. и др., Конструирование низкочастотных генераторов,
«Энергия», 1964.
23.	С а а к о в Э. О., Теория и расчет избирательных /?С-систем, Госэнер-
гоиздат, 1954.
24.	К р и к с у н о в В. Г., Реостатно-емкостные генераторы синусоидаль-
ных колебаний, Гостехиздат УССР, 1958.
25.	Т о к м а к о в Г. А., Транзисторные генераторы, Центральный инсти-
тут НТИ электротехнической промышленности и приборостроения, 1962.
26.	Л а б у т и н В. К., Транзисторы общего назначения, «Энергия», 1964.
27.	Г у р л е в Д. С., Справочник по электронным приборам, «Техшка»,
1966.
ПРИЛОЖЕНИЯ
Таблица I
Основные параметры некоторых кенотронов
Тип лампы	Количество ано- дов	Напряжение накала UH, в	Ток накала /н, а	Максимально до- пустимая ампли- туда обратного напряжения ^обр. ДОП’ в	Максимально до- пустимый выпря- мленный ток	7выпр. макс, ма	Среднее внутрен- нее сопротивле- ние на анод ом	Максимально до- пустимая ампли- ' туда тока анода ^а. макс» ма	Допустимая мощ-	ность, рассеивае- мая на аноде ?а. доп* впг
5ЦЗС	2	5,0	3,0	1700	250		200	750		10
5Ц4С	2	5,0	2,0	1350	125		150	375		10
6Ц5С	2	6,3	0,6	1100	75		250	300		5
5Ц8С	2	5,0	5,0	1700	420		100	1200		30
6Ц4П	2	6,3	0,6	1000	75		250	350		3
5Ц12П	1	5,0	0,8	5000	50		400	350		3
6Ц13П	1	6,3	0,95	1600	120		130	900		8
Таблица II
Данные обмоточных проводов
Диаметр без | изоляции, мм	Диаметр с изоляцией мм						Диаметр без изоляции, мм	Диаметр с изоляцией, мм					
	§ с	CQ Ф С	пэлшо	, ПЭЛБО	1 ПБО	ПБД		ПЭЛ	ПЭВ-1	пэлшо	ПЭЛБО	ПБО	ПБД
0,02			0,035	—		—	—	0,14	0,16	0,165	0,22						
0,03	0,045	0,045	—	—	—	—	0,15	0,17	0,180	0,23	—	—	—
0,04	0,055	0,055	—		—	—	0,16	0,18	0,19	0,24	—	—	—
0,05	0,065	0,07	0,12	—	—	—	0,17	0,19	0,20	0,25	—	—	—
0,06	0,075	0,085	0,13	—	—	—	0,18	0,20	0,21	0,26	—	—	—
0,07	0,085	0,095	0,14	—	—	—	0,19	0,21	0,22	0,27	—	—	—
0,08	0,095	0,105	0,15	—	—			0,20	0,225	0,23	0,29	—	—	—
0,09	0,105	0,115	0,16	—	—	—	0,21	0,235	0,24	0,30	—	—	—
0,10	0,12	0,125	0,18	—	—	—	0,23	0,255	0,27	0,32	—	—	—
0,11	0,13	0,135	0,19	—	—	—	0,25	0,275	0,29	0,34	—	—	—
0,12	0,14	0,145	0,20	—	—	—	0,27	0,31	0,31	0,37	—	—	—.
0,13	0,15	0,155	0,21	—	—	—	0,29	0,33	0,33	0,39	—	—	—
230
Продолжение табл. II
Диаметр без изоляции, мм	Диаметр с изоляцией, мм						Диаметр без изоляции, мм	Диаметр с изоляцией, мм					
	Й с •	ПЭВ-1	пэлшо	ПЭЛБО	ПБО	ПБД		1	ПЭВ-1	ПЭЛШО	S § С	о С	э с
0,31	0,35	0,35	0,42							0,96	1,02	1,02	1,09	1,16	1,10	1,20
0,33	0,37	0,37	0,44	—	—	—	1,00	1,08	1,07	1,14	1,23	1,16	1,29
0,35	0,39	0,39	0,46	—	—	—	1,04	1,12	1,12	1,18	1,27	1,20	1,33
0,38	0,42	0,42	0,49	0,56	0,51	0,61	1,08	1,16	1,16	1,21	1,31	1,24	1,37
0,41	0,45	0,45	0,52	0,59	0,54	0,64	1,12	1,20	1,20	1,26	1,35	1,28	1,41
0,44	0,49	0,48	0,55	0,62	0,57	0,67	1,16	1,24	1,24	1,30	1,39	1,32	1,45
0,47	0,52	0,51	0,58	0,65	0,60	0,70	1,20	1,28	1,28	1,34	1,43	1,36	1,49
0,49	0,54	0,53	0,60	0,67	0,62	0,72	1,25	1,33	1,33	1,39	1,48	1,41	1,54
0,51	0,56	0,56	0,63	0,69	0,64	0,74	1,30	1,38	1,38	1,44	1,53	1,46	1,59
0,53	0,58	0,58	0,65	0,71	0,66	0,76	1,35	1,43	1,43	1,49	1,58	1,51	1,64
0,55	0,60	0,60	0,67	0,73	0,68	0,78	1,40	1,48	Г,48	1,54	1,63	1,56	1,69
0,57	0,62	0,62	—	0,75	0,70	0,80	1,45	1,53	1,53	1,59	1,68	1,61	1,74
0,59	0,64	0,64	0,71	0,77	0,72	0,82	1,50	1,58	1,58	1,66	1,73	1,66	1,79
0,62	0,67	0,67	0,74	0,80	0,75	0,85	1,56	1,64	1,64	1,72	1,79	1,72	1,85
0,64	0,69	0,69	0,76	0,82	0,77	0,87	1,62	1,71	1,70	—	1,85	1,78	1,91
0,67	0,72	0,72	0,79	0,85	0,80	0,90	1,68	1,77	1,76	—	1,92	1,85	1,98
0,69	0,74	0,74	0,81	0,87	0,82	0,92	1,74	1,83	1,82	—	1,98	1,91	2,04
0,72	0,78	0,77	0,85	0,92	0,86	0,96	1,81	1,90	1,90	—	2,05	1,98	2,11
0,74	0,80	0,80	0,87	0,94	0,88	0,98	1,88	1,97	1,97	—	2,12	2,05	2,18
0,77	0,83	0,83	0,90	0,97	0,91	1,01	1,95	2,04	2,04	—	2,19	2,12	2,25
0,80	0,86	0,86	0,93	1,00	0,94	1,04	2,02	2,12	2,11	—	2,26	2,19	2,32
0,83	0,89	0,89	0,96	1,03	0,97	1,07	2,10	2,20	2,20	—	2,34	2,27	2,40
0,86	0,92	0,92	0,99	1,06	1,00	1,10	2,26	2,36	2,36	—	—	—	2,62
0,90	0,96	0,96	1,03	1,10	1,04	1,14	2,44	2,54	2,54	—	—	—	2,80
0,93	0,99	0,99	1,06	1,13	1,07	1,17							
Таблица III
Основные данные типовых
Ш-образных пластин
Тип пластин	Ширина сред- него стержня а, мм	Ширина окна Ь, мм	Вы- сота окна /г, мм	Пло- щадь окна «So ~ bh, см*	Длина пластин L, мм	Высота пласти- ны (с пере- мычкой) Н, мм	Ширина боковых стерж- ней и пере- мычки, d, мм	Средняя длина маг- нитной силовой линии ZCp, мм
Ш-3	3	4	10	0,4	15	14	2	27,9
Ш-4	4	5	14	0,7	19	19	2,5	39
Ш-5	5	6	17	1.02	24	24	3,5	45
Ш-6	6	7	20	1,4	28	28	4	54,4
Ш-9	9	9	31,5	1,84	36	40,5	4,5	77
Ш-12	12	12	30	3,6	48	42	6	103
УШ-12	12	8	22	1,76	44	38	8	67,4
Ш-15	15	13,5	27	3,65	64	49	11	83,5
Ш-16	16,	16	40	64	64	56	8	137
УШ-16	16	10	28	2.8	56	48	10	90
Ш-18	18	9	27	2,45	54	45	9	103
Ш-20	20	20	50	10	80	70	10	172
231
Продолжение табл. Ill
Тип пластин	Ширина сред- него стержня а, мм	Ширина окна Ь, мм	Вы- сота окна h, мм	Пло- щадь окна S0 = b/i, см2	Длина пластин L, мм	Высота пласти- ны (с пере- мычкой) И, мм	Ширина боковых стерж- ней и пере- мычки d, мм	Средняя длина маг- нитной силовой линии /Ср> мм
УШ-22	22	14	39	5,46	78	67	14	124
Ш-25	25	25	62,5	15,6	100	87,5	12,5	214
Ш-26	26	13	39	5,07	78	65	13	145
УШ-26	26	17	47	8	94	81	17	147
Ш-28	28	14	42	5,88	84	70	14	156
УШ-30	30	19	53	10	106	91	19	169
Ш-32	32	32	48	15,3	128	80	16	274
Ш-35	35.	30	7,0	21	130	105	17,5	255
УШ-35	35	22	61,5	13,5	123	105,5	22	198
Ш-40	40	40	100	40	160	140	20	343
УШ-40	40	26	72	18,7	144	124	26	264
Таблица IV
КОНДЕНСАТОРЫ
1. Шкала номинальных значений емкостей
конденсаторов
Пикофарады			Микрофарады		
1,0	30	910	0,01	0,4	33
1,1	33	1000	0,012	0,47	40
1,2	36	1100	0,015	0,5	47
1,3	39	1200	0,018	0,6	50
1,5	43	1300	0,02	0,68	60
1,6	47	1500	0,022	0,7	68
1,8	51	1600	0,025	0,8	70
2,0	56	1800	0,027	1,0	80
2,2	62	2200	0,03	1,2	100
2,4	68	2400	0,033	1,5	120
2,7	75	2700	0,039	1,8	150
3,0	82	3000	0,04	2,0	180
3,3	91	3300	0,047	2,2	200
3,6	100	3600	0,05	2,5	250
3,9	НО	3900	0,056	3,0	300
4,3	120	4300	0,06	3,3	400
4,7	130	4700	0,068	4,0	500
5,1	150	5100	0,07	4,7	600
5,6	160	5600	0,08	5,0	700
6,2	180	6200	0,082	6,0	800
6,8	200	6800	0,1	6,8	1000
7,5	220	7500	0,12	7,0	1200
8,2	240	8200	0,15	8,0	1500
9,1	270	9100	0,18	10	1800
10	300		0,2	12	2000
232
Продолжение табл. IV
Пикофарады	Микрофарады
11	330 12	360 13	390 15	430 16	470 18	510 20	560 22	620 24	680 27	750 820	0,22	15	5000 0,25	18	— 0,3	20	— 0,33	22	— —	25	— —	30	—
2. Основные данные некоторых конденсаторов
постоянной емкости
Тип кондеи- ! Номинальное
сатора напряжение, в
Пределы номинальных емкостей
Слюдяные конденсаторы
КСО-1	250	51—750 пф
КСО-2	500	100—2400 пф
КСО-5	250	7500—10 000 пф
КСО-5	500	470—6800 пф
СГМ-1	250	100—560 пф
СГМ-2	250	620—1200 пф
СГМ-3	500	100—4300 пф
СГМ-4	250	6800—10 000 пф
СГМ-4	500	4700—6200 пф
Керамические конденсаторы
КД-1	100; 250	1—130 пф
КД-1	160	680—2200 пф
КД-2	400; 500	1—270 пф
КД-2	300	680—6800 пф
КДС-1	250	1000 пф
КДС-2	250	3000 пф
КДС-3	250	6800 пф
КТ-1	160; 250	1—560 пф\ ЬЫ-\ЪЫ№пф
КТ-2	400; 500	2,2—2200 пф
КТ-2	300	680—33 000 пф
Бумажные конденсаторы
БМ	150
	200
	300
БМТ	400
0,033; 0 47 мкф
3300 пф — 0,022 мкф
470—2200 пф
470—6800 пф
0,01; 0,015; 0,022 мкф
0,033; 0,047; 0,068 мкф
0,1; 0,15; 0,22 мкф
233
Продолжение табл. IV
Тип конден- сатора	Номинальное напряжение, в	1 |	Пределы номинальных емкостей
	600	1000—6800 пф 0,01; 0,015; 0,022 мкф
К40П-1	400	3900 пф — 0,25 мкф
	600	470 пф — 0,02 мкф
КБГ-И	200	1000; 2200; 3300—4700 пф 0,02—0,1 мкф
КБ	200	0,01—0,05 мкф
	400	4700 пф—0,3 мкф
	600	4700 пф—0,2 мкф
КБГ-М	200	0,04—0,25 мкф
	400	0,07—0,25 мкф
	600	0,01—0,15 мкф
КБМ-МП	200	0,5—2,0 мкф 2x0,25; 2x0,5 мкф 3x0,1; 3x0,25 мкф
	600	0,25—1,0 мкф 2x0,1; 2x0,25 мкф 2x0,5; 3x0,05 мкф 3x0,1; 3x0,25 мкф
КБГ-МН	200	1 — 10; 2x1,0 мкф 2x2,0 мкф
	400	1,0—8,0; 2x0,55 мкф 2x1,0; 2x2,0 мкф
	600	0,5—6,0; 2x0,5 мкф 2x1,0; 2x2,0 мкф
Металлобумажные конденсаторы
МБМ	160	0,05—1,0 мкф
	250	0,05—1,0 мкф
	500	0,025—0,5 мкф
МБГП	200	0,5—25,0 мкф 2x0,25; 2x0,5 мкф
	400	0,25—10; 2x0,1 мкф
	600	0,1 —10 мкф
МБГЦ	200	0,25; 0,5; 1,0 мкф
	400	0,1; 0,25; 0,5 мкф
	600	0,025; 0,05; 0,1; 0,25 мкф
МБГО	160	2—30 мкф
	300	1—30 мкф
	400	1—20 мкф
	500	0,5—20 мкф
Пленочные конденсаторы
ПМ	60	100—9100 пф 0,01 мкф
ПО	300	51—4700 пф 0,025; 0,03 мкф
ПОВ	10 000	390 пф
	15 000	390 пф
ПСО	500	470—10 000 пф
234
Продолжение табл. IV
Тип конден-
сатора
Номинальное
напряжение, в
Пределы номинальных емкостей
Электролитические конденсаторы
КЭ-1	8—500	5—2000 мкф
КЭ-2	8—500	5—2000 мкф
кэ-з	8—450	2—100 мкф
КЭ-2Н	200	150 мкф
(односек-	300	120 мкф
ционный)	450	80 мкф
КЭ-2Н	250	150 + 150 мкф
(двухсек-	300	40 + 40 мкф
ционный)	350	150 -|- 30 мкф
КЭГ-1	8—500	2—500 мкф
КЭГ-2	12—500	5—2000 мкф
ЭГЦ	6—500	2—2000 мкф
ЭМ	4	20; 25; 50 мкф
	6	5; 10; 15; 20 мкф 40 мкф
	10	3; 5; 10; 15; 30 мкф
	15	2; 10; 25 мкф
	20	3; 5; 15 мкф
	30	1; 2; 5; 10 мкф
	100	0,5; 1,0; 5 мкф
	150	1,0 мкф
ЭМИ	3	0,5 мкф
	3	1,25; 10,0 мкф
ЭТО-1	6; 15; 25;	80; 50; 30 мкф
	50; 70; 90;	20; 15; 10 мкф
ЭТО-2	6; 15; 25;	1000; 400; 300 мкф
	50; 70; 90;	200; 150; 100 мкф
ЭФ	130	300-4-300; 1500 мкф
	200	300 4-300; 1500 мкф 400; 800; 1300 мкф
Примечание: Промежуточные величины номинальных ем-
костей согласно табл. 1.
3. Основные данные керамических подстроечных
конденсаторов
Тип	| 1	Номинальные емкости, пф	Номинальное напря- жение постоянного тока, в
КПК-1	2—7; 4—15; 6—25; 8—30	500
КПК-2	6-60; 10—100; 25—150	500
КПК-3	75—200; 125—250; 200—325; 275—375; 350—450	500
КПК-5	25—150; 25—175;	500
кпкт	1—Ю; 2—15; 2—20; 2—25	500
кпкм	4—15; 5—20; 6—25; 8—30	350
235
Таблица V
Основные данные некоторых полупроводниковых
выпрямительных диодов
Тип диода	Наибольшая амплитуда обрат- ного напряжения ^обр. ДОП’ в	Обратный ток при наименьшем обратном напря- жении /обр, ма	Наибольший вы- прямленный ток (среднее значе- ние) /Ср доп» а	Падение напря- жения в прямом направлении при наибольшем токе А^пр’ в
		Германиевые диоды		
Д7А	50	0,3	0,3	0,5
Д7Б	100	0,3	0,3	0,5
Д7В	150	0,3	0,3.	0,5
Д7Г	200	0,3	0,3	0,5
Д7Д	300	0,3	0,3	0,5
Д7Е	350	0,3	0,3	0,5
Д7Ж	400	0,3	0,3	0,5
Д302	200	1,0	1,0	0,25
ДЗОЗ	150	1,0	3,0	0,30
Д304	100	3,0	5,0	0,30
Д305	50	3,0	10,0*	0,35
		Кремниевые диоды		
Д202	100	0,5	0,4	1,0
Д203	200	0,5	0,4	1,0
Д204	300	0,5	0,4	1,0
Д205	400	0,5	0,4	1,0
. Д206	100	0,1	0,1	1,0
Д207	200	0,1	0,1	1,0
Д208	300	0,1	0,1	1,0
Д209	400	0,1	0,1	1,0
Д210	500	0,1	0,1	1,0
Д211	600	0,1	0,1	1,0
Д214	100	3,0	5,0.	1,0
Д215	200	3,0	5,0	1,0
Д217	800	0,05	0,1	0,5
Д218	1000	0,05	0,1 -	0,5
Д226	400	0,03	0,3	1,0
Д229А	200	0,05	0,4	1,0
Д230А	200	0,05	0,3	1,0
Д231А	300	3,0	10,0	1,0
Д232А	400	3,0	10,0	1,0
Д233	500	3,0	10,0	1,0
Д242	100	3,0	5,0	1,0
Д243	200	3,0	5,0	1,0
236
Таблица VI
Параметры мощных низкочастотных транзисторов
Тип транзистора	Коэффициенты усиления по току		Максимальное напря- жение коллектор —	эмиттер	| Uк. э. макс, доп» в I	X о		Максимальная мощ- ность, рассеиваемая транзистором при температуре 20° С *>к. макс, доп» в,п		Обратный ток кол- лектора /ко, ма
					Максимальный коллектора	'к. макс, доп» а			
	В	а					без тепло- отвода	с допол- нитель- ным теплоот- водом	
П4А — П4Д	5—40	0,83—0,97	35-	-60	5		1 2—3	20	<0,5
П201 — П203	ЯО—40	0,95—0,97	22-	-30	1,5-	-2	1	10	<0,4
П209 —П210А	>15	0,93	40-	-60	12		1,5	60	<12
П213А —П214Г	>20	0,95	30-	-55	5		—	10	<1,5
Таблица VII
Резисторы
1.	Шкала номинальных сопротивлений резисторов при
различных допускаемых отклонениях
Допускаемые отклонения от номинальных величин сопротивлений
±5%	±10%	±20%	±5%	±10%	±20%	±5%	±10%	±20%
Номинальные сопротивления
(омы, десятки ом, сотни ом, килоомы, десятки килоом, сотни
мегомы, десятки мегом)
1,0	1,0	1,0	2,2
1,1			2,4
1,2	1,2		2,7
1,3			3,0
1,5	1,5	1,5	3,3
1,6			3,6
1,8	1,8		3,9
2,0			4,3
2,2	2,2	4,7 5,1	4,7	4,7
2,7		5,6	5,6	
		6,2		
3,3	3,3	6,8		
		7,5		
3,9		8,2	8,2	
		9,1		
Переменные непроволочные резисторы изготавливают с номинальными сопротив-
лениями только по ряду ±20%, начиная с 47 ом, с допускаемыми отклонениями
от номинала ±20, ±25 и ±30%; резисторы типов СП-1 — СП-V, кроме того,
изготавливают с номинальными сопротивлениями 500 ом, 2,5; 5; 25; 50; 250 и
500 ком; 2,5 и 5 Мом.
237
2.	Основные данные некоторых постоянных
непроволочных резисторов
Тип ре-
зистора
| Пределы номинальных сопротивлений
I
Номинальная
мощность рас-
сеивания, вт
Углеродистые пленочные
ВС-0,125	10 ом — 1 Мом	0,125
УЛМ		
ВС-0,25	27 ом — 2 Мом	0,25
ВС-0,5	27 ом — 10 Мом	0,5
ВС-1	27 ом — 10 Мом	1,0
ВС-2	27 ом — 10 Мом	2,0
ВС-5	47 ом — 10 Мом	5,0
ВС-10	47 ом — 10 Мом	10,0
Композиционные пленочные
КИМ-0,05	! КИМ-0,125	I	10 ом — 5,6 Мом 27 ом — 1 Гом	0,05 0,125
	Металлопленочные	
МЛТ-0,125	5,1 ом — 2,2 Мом	0,125
МЛМ		
МЛТ-0,25	51 ом — 3 Мом	0,25
МЛТ-0,5	100 ом — 5,1 Мом	0,5
МЛТ-1	100 ом — 10 Мом	1,0
МЛТ-2	100 ом — 10 Мом	2,0
МТ-0,125	100 ом — 1,1 Мом	0,125
МТ-0,25	100 ом — 2 Мом	0,25
МТ-0,5	100 ом — 5,1 Мом	0,5
МТ-1	100 ом — 10 Мом	1,0
МТ-2	100 ом — 10 Мом	2,0
3.	Основные данные переменных непроволочных
резисторов
Тип ре- зистора	Пределы номинальных сопротивлений	Номинальная мощность, вт
СП	470 ом — 5 Мом	0,125; 0,5;
		1; 2
тк	2,5 ком — 7,5 Мом	0,5
вк	15 ком — 2 Мом	0,2; 0,4
СПЗ-7	5 ком — 2,5 Мом	0,125
СПЗ-8	10 ком — 2,2 Мом	0,25; 0,5
СПО-0,15	100 ом — 1 Мом	0,15
СПО-0,5	100 ом — I Мом	0,5
СПО-1	51 ом — 4,7 Мом	1
СПО-2	47 ом — 4,7 Мом	2
238
4. Непроволочные резисторы повышенной точности
Гип ре- зистора	Пределы номинальных сопротивлений |	Номинальная мощность, etn
УЛИ-0,1	1 ом — 10 ом	0,1
УЛИ-0,25	1 ом — 10 ом	0,25
	10 ом — 1 Мом	0,25
УЛИ-0,5	0,75 ом — 10 ом	0,5
	10 ом — 1 Мом	0,5
УЛИ-1	1 ом — 10 ом	1,0
	10 ом — 1 Мом	1,0
БЛП-0,1	1 ом — 20 ом	0,1
	22 ом — 100 ком	0,1
БЛП-0,25	1 ом — 20 ом	0,25
	22 ом — 100 ком	0,25
БЛП-0,5	1 ом — 20 ом	0,5
	22 ом — 100 ком	0,5
БЛП-1	1 ом — 20 ом	1,0
	22 ом — 100 ком	1,0
МГП-0,5	\№ком—5,1 Мом	0,5
Таблица VIII
Основные параметры стабилитронов
Тип стаби- литрона	Напряжение горения t/CT, в	Напряжение за- j жигания U3, в ।	Пределы измене- 1 ния тока через i стабилитрон Ат. мин 1	Ат. макс’ ма	Внутреннее сопротивление ом
спп	145—160	175—190	5—30	160
СГ2П	104—112	133—150	5—30	100
СГЗП	144—149	170	5—40	—
СГ2С	70—81	105—110	5—40	180—260
СГЗС	105—112	127—133	5—40	80—120
СГ4С	145—160	180—185	5—30	160—220
СГ5Б	142—157	180—190	5—10	800
СГ13П	143—158	175—180	5—30	140
СГ15П	104—112	150	5—30	80
СГ16П	80—86	130	5—30	120
СГ201С	86—92	150	4—15	230
СГ202Б	81—87	135—140	1,5—5	1300
Таблица IX
Основные параметры некоторых кремниевых стабилитронов
Тип стабилитрона	Номиналь- ное напря- жение стабили- зации	Номи- нальный ток ста- билиза- ции /ст, ма	Макси- мальный ток ста- билизации Ат. макс’ ма	Динами- ческое сопротив- ление Яд. ом	Интервал рабочих температур
Д808 (Д814А)	! 7—8,5	5	33	6	от —60 до 4-120J С
Д809 (Д814Б)	8—9,5	5	29	10	»
Д810 (Д814В)	9—10,5	5	26	12	»
239
Продолжение табл. IX
Тип стабилитрона	Номиналь- ное напря- жение стабили- зации ^СТ’ в	Номи- нальный ток ста- билизации /ст, ма	Макси- мальный ток ста- билизации ^ст. макс ма	Динами- ческое сопротив- ление Яд , ом	Интервал рабочих температур
Д811 (Д814Г)	10—12	5	23	15	ОТ —60 ДО -L-120° С
Д813 (Д814Д)	11,5—14	5 '	20	18	»
Д815А —Д815Ж	5,6—18	100—500	1400—550	0,6—3	от —60 до 4-125° С
Д816А —Д816Д	22—47	150	230—180	7—15	»
Д817А —Д817Г	56—100	50	90—60	35—50	»
Д818А —Д818Е	9	10	33	18	от —60 до 4-120° С
2С156А	5,6	10	55	46	»
2С168А	6,8	10	45	28	»
2С920А	120	5	42	500	»
2С930А	130	5	38	800	»
2С950А	150	2,5	33	1200	»
2С980А	180	2,5	28	1500	»
Таблица X
Параметры бареттеров
Тип бареттера	Ток бареттирования			Напряжение бареттирования		
	Ла. НОМ’ ма	Лб. МИН. ДОП’ ма	^б. макс, доп’ ма	Uб. НОМ’ в	^б. МИН. ДОП’ в	^б. макс, доп, в
0,24Б 12—18	255	247	263	15	12	18
0,ЗБ 17—35	300	275	325	26	17	35
0,ЗБ 65—135	300	275	325	100	65	135
0,42Б 5,5—12	425	415	435	9	5,5	12
0,85Б 5,5—12	850	830	870	9	5,5	12
СТ-2С (параллельное включение						
нитей)	1000	950	1050	8	6	10
СТ-2С (последовательное вклю-						
чение нитей)	2000	1900	2100	13	9	17
Примечания: 1. Время установления у всех типов бареттеров равно
5 мин. 2. Нить накала бареттера типа СТ-2С состоит из двух половин, которые
можно соединять между собой параллельно или последовательно. 3. В таблице
не приведены данные устаревших типов бареттеров 1Б5-9 и 1Б10-17, которые в
новых разработках применять не разрешается.
Таблица XI
Параметры некоторых регулирующих ламп электронного
стабилизатора напряжения
Тип лампы	| Крутизна ха- 1 рактеристики | S, ма/в 1	: Наибольшая i ; мощность । рассеивания на аноде ^а. доп- в,п	Наибольшее напряжение анода ^а. макс» в	Максимально допустимый ток анода ^а. макс, доп» ма	Номинальное напряжение на управляю- щей сетке (7С1, в
6С18С	40	60	450	550	—20
6С19П	8	11	200	140	—20
6СЗЗС	40	60	250	600	—
240
Продолжение табл. XI
Тип лампы	Крутизна ха- рактеристики S, ма/в	Наибольшая мощность рассеивания на аноде ^а. доп» вт	Наибольшее напряжение анода ^а. макс» 6	Максимально допустим ый ток анода ^а. макс, доп* ма	Номинальное напряжение на управляю- щей сетке 17с1, в
6Н5С1 6Н13С1 ГУ-50 2 Параметр! (в режиме	4 5 4 э| некоторы ! усиления)	13 13 40 х маломощь	250 250 1000 <ых транзис	125 130 150 Таб поров	—30 —5 лица XII
Тип транзистора	Коэффициент усиления по току В		Максимально до- пустимое напря- жение коллектор- эмиттер ^к. э. макс, доп» в	Максимально до- пустимый ток коллектора ^к. макс, доп* лш	Максимально до- пустимая мощ- ность рассеивания на коллекторе ^к. макс, доп» вт	Обратный ток коллектора /ко. яа
	не менее	не более				
МП36А (П9А), МП37 (П10), МП37А (П10А),	МП37Б (П10Б), МП38(П11), МП38А (П11А)	15	90	15	20	0,15	0,03
МП39 (П13), МП39Б(П13Б), МП40 (П14), МП40Б (П14Б), МП41 (П15)	12	100	15—20	20	0,15	0,01
П20, П21, П21А	20	1 150 |	1	30	50	|	|	0,15 |	| 0,005
П27, П27А, П28	|	1 20	1 -	1 5	6	1	0,03	| 0,003
П101, П101А, П102, П103	|	I' ю 1	1 70	|	20	20	|	0,15	| 0,001
П104, П105	|	1 9 |	-	| 60—30	10	|	0,15	| 0,0005
ГТ108А, ГТ108Б, ГТ 108В, ГТ108Г	20	250	15	50	0,075	0,01
ГТ109А, ГТ109Б, ГТ109В, 1 ГТ109Г	20 1	250	6	20	0,03	[ 0,005
Примечание: В скобках приведены старые обозначения транзисторов.
Таблица XIII
Ориентировочные параметры некоторых источников сигнала УНЧ
Тип источника
Рабочий диа-
пазон частот,
гц
Номинальное сопро-
тивление нагрузки,
ом
Выходное напряжение
при номинальной
нагрузке, ли
Микрофон
а)	динамический
б)	конденсаторный
в)	электромагнитный
г)	пьезоэлектрический
д)	угольный
50—10 000
50—15 000
300—3000
100—5000
300—3000
200—600
160—250
0,5-106
Ю6
Юз
1—3
1—5
0,5—1
1—5
10—100
1 На каждую половину лампы.
2 В триодном включении (анод соединен с экранной сеткой).
241
Продолжение табл. XIII
Тип источника	Рабочий диа- пазон частот, гц	Номинальное сопро- тивление нагрузки, ом	Выходное напряже- ние при номинальной нагрузке, мв
Звукосниматель			
а) электромагнитный	50—6000	105	50—70
б) пьезоэлектрический	50—7000	(0,5—1). 106	(0,3—1)10»
Магнитная головка	50—10 000	10“	1—2
Детектор	50—6000	0,5-106	(1—3). 103
Таблица XIV
Перевод отношений
напряжений, токов и мощностей в децибелы
Децибелы	Отношение напряжений или токов	Отношение мощностей	Децибелы	Отношение напряжений или токов	Отношение мощностей
0	1,000	1,000	29	28,18	794,3
0,1	1,012	1,023	30	31,62	1000
0,2	1,023	1,047	31	35,48	1259
0,3	1,035	1,072	32	39,81	1585
0,4	1,047	1,096	33	44,67	1990
0,5	1,059	1,122	34	50,12	2510
0,6	1,072	1,148	35	56,23	3160
0,7	1,084	1,175	36	63,10	3980
0,8	1,096	1,202	37	70,79	5010
0,9	1,109	1,230	38	79,43	6310
1,0	1,122	1,259	39	89,13	7940
2	1,26	1,58	40	100,0	10 000
3	1,41	1,99	41	112,2	12 600
4	1,58	2,51	42	125,9	15 800
5	1,78	3,16	43	141,3	19 900
6	1,99	3,98	44	158,5	25 100
7	2,24	5,01	45	177,8	31 600
8	2,51	6,31	46	199,5	39 800
9	2,82	7,94	47	223,9	50100
10	3,16	10,00	48	251,2	63 100
11	3,55	12,59	49	281,8	79 400
12	3,98	15,85	50	316,2	100 000
13	4,47	19,95	51	354,8	126 000
14	5,01	25,12	52	398,1	158 000
15	5,62	31,62	53	446,7	199 000
16	6,31	39,81	54	501,2	251 000
17	7,08	50,12	55	562,3	316 000
18	7,94	63,10	56	631,0	399 000
19	8,91	79,43	57	707,9	501 000
20	10,00	100,00	58	794,3	631 000
21	11,22	125,9	59	891,3	794 000
22	12,59	158,5	60	1000,0	10б
23	14,13	199,5	70	3162	107
24	15,85	251,2	80	10 000	10»
25	17,78	316,2	90	31 620	109
26	19,95	398,1	100	10^	Ю19
27	22,39	501,2	110	316 200	11й
28	25,12	631,0	120	106	1012
242
Таблица XV
243
Основные данные некоторых мощных усилительных ламп
Тип лампы	Напряжение накала	Ток накала /н а	ч Напряжение анода ^а. в	Предельное допусти- мое напряжение на аноде Ua доп> в	Напряжение экран- ной сетки U э в	Напряжение смеще- ния на управляющей сетке £с в	Ток анода /а ма	Ток экранной сетки /э, ма	Допустимая мощ- ность рассеивания на аноде Ра. доп> вт	Максимальная отда- ваемая мощность ^вых. макс, вгп	Крутизна характе- ристики S, ма/в	Внутреннее сопротив- ление fy ком	Оптимальное сопро- тивление нагрузки ^а.опт, ком	Между электродная емкость, пф		
														входная Свх	выходная ^вых	проходная ^пр
6С4С	6,3	1,0	250	350	—	—45	60	—	15	3,5	5,25	0,8	2,5	—	—	—
6П1П	6,3	0,45	250	300	250	— 12,5	45	5	12	4,5	4,5	50	5,5	8	5	0,7
6ПЗС	6,3	0,9	250	400	250	— 14	72	5	20,5	6,5	6	22	3,5	11	6,7	1
6П6С	6,3	0,45	250	350	250	—12,5	45	4,5	13,2	4,75	4,1	52	6	9,5	9,5	0,9
6П9	6,3	0,65	300	330	150	—3	30	7	9	3	11,7	130	10	13	7,5	0,06
6П14П	6,3	0,75	250	300	250	—6	48	7	12	4,2	11,3	30	5,2	11	7	0,2
6П15П	6,3	0,75	300	330	150	—2,5	28	8	12	3,6	14,5	100	10	13,5	7	0,7
6П18П	6,3	0,75	170	250	170	—6,4	50	12	12	3,5	12	22	3	11,5	7	0,2
Примечание: 1. Приведенные в таблице данные
6П9 в новых разработках применять не рекомендуется.
соответствуют
работе ламп в режиме А. 2. Лампы 6ПЗС, 6П6С и
Таблица XVI
Основные данные некоторых усилительных ламп, использующихся для усиления
напряжения низкой частоты
244
Тип лампы	Напряжение накала ^н, в	Ток накала /н а	Напряжение анода иа, в	Напряжение экран- ной сетки иэ в	Напряжение смеще- ния на управляющей сетке Ес в	Ток анода /а ма 		Ток экранной сетки /э, ма	Крутизна характе- ристики S, ма/в	Внутреннее сопро- тивление /?£ ком	Коэффициент усиле- ния ц,	Междуэлектродная ем- кость, пф		
											входная Свх	выходная ^вых	проходная ^пр
6С1П	6,3	0,15	250	—	—1	6,1	—	2,26	П,6	26,2	1,38	1,1	1,35
6С2П	6,3	0,4	150	—	— 1,4	14	—	11,5	4,2	48	5,3	4,2	<0,19
6СЗП	6,3	0,3	150	—	— 1,6	16	—	19,5	2,5	50	6,7	1,65	<2,4
6Н1П	6,3	0,6	250	—	—4,8	8	—	4,5	8	35	3,8	1,75	1,85
6Н2П	6,3	0,345	250	—	— 1,5	2,3	—	2	50	100	1,75	1,3	0,72
6Н4П	6,3	0,3	250	—	—4 *	3	—	1,85	21,6	40	1,6	1,4	1,3
6Н15П	6,3	0,45	100	—	— 1	9	—	5,6	6,8	38	2	0,4	1,4
6Н17Б	6,3	0,4	200	—	— 1,2	3,4	—	3,8	1,97	75	2,8	1,55	1,6
6ГЗП	6,3	0,45	250	—	—3	1	—	1,3	48	63	2	1,25	2,3
6Ж1П	6,3	0,175	120	120	—2	7,5	<3,5	5,15	300	1560	4	2,1	<0,02
6/К2П	6,3	0,175	250	120	—2	5,5	<5,5	3,8	100	380	4,1	2,2	<0,02
6ЖЗП	6,3	0,3	250	150	— 18	7	2	5^ *	800	4000	6,5	1,8	<0,025
Примечание: Данные, приведенные для двойных триодов, относятся к каждой половине лампы.
Таблица XVII
Магнитные материалы, применяемые для изготовления сердечников
выходных трансформаторов низкой частоты
Выходная мощность усилителя	С постоянным подмагничиванием	Без постоянного подмагничивания	
	для трансфор- для трансформаторов маторов наи- | наименьшей стои- меньшего веса 1	мости	для трансфор- маторов наи- 1 меньшего веса	для трансформаторов наименьшей стои- мости
Десятые до- ли ватта и менее	Пермаллой Н45 Н50ХС	Электротехниче- ская сталь Э310 — ЭЗЗО (несколько большая стоимость получается при ис- пользовании Э42, Э43)	Пермаллой Н79М4 Н80ХС	Электротехниче- ская сталь Э46 (несколько большая стоимость получае- тся при использо- вании ЭЗ10 ~ ЭЗЗО)
Единицы ватт и более	ЭЗЮ-нЭЗЗО	Э310-?Э330	ЭЗЮч-ЭЗЗО	Э3104-Э330
Таблица XVIII
Основные данные высокочастотных пентодов с удлиненной
характеристикой
Тип лампы	Напряжение накала *	Ток накала /н, а	Напряжение анода *		Ток анода /а, ма	Напряжение экран- ной сетки U3, в	Ток экранной сетки /э, ма	Постоянное смеще- ние на первой сетке Ес, в	Крутизна характе- ристики S, ма/в	Внутреннее сопро- тивление R[, ком	Междуэлсктродная емкость, пф		
										входная Свч	выходная С свых	проходная ^пр
1К1П	1,2	0,06	90	3,5	Ь7,Ь	1,2		0,75	750	3,5	7,5	0,01
6К1Б	6,3	0,2	120	8	120	4	1	4,8	750	3,4	3	0,01
6К1Ж	6,3	0,15	250	6,7	100	2,7	3	1,85	450	3	3	0,01
6К1П	6,3	0,15	250	6,7	100	2,7	3	1,85	450	3,4	3	0,01
6К4П	6,3	0,3	250	10	100	3,7	681 ом	4,4	850	6,4	6,3	0,0035
6К9С	6,3	0,3	250	9,25	100	2,5	3	2 	800	4,7	11	0,005
Сопротивление в цепи катода
для автоматического смещения.
245
246
Основные параметры альси феровых сердечников
ТЧ-60		ТЧК-55		ВЧ-32	
Коэффи- циент А	Коэффициент /?2 !	Коэффи- i циент А I	Коэффициент к2	Коэффи- циент А	Коэффициент k2
104	14,8-10-8	109	14,8-10—8	142	2,38-10—8
93	14,8-10-8	97	14,8-10—8	127	2,38-10—8
85	14,8-10"8	89	14,8-1О-8	116	2,38-10-8
107	21,1-10—8	III	21,1-Ю-8	146	3,38- IO-8
95	21,1 - IO-8	100	21,1-Ю-8	130	3,38-10—8
87	21,1-Ю-8	91	21,1-Ю-8	119	3,38-10-8
123	30,9-1О-8	128	30,9-10~8	168	4,94-10”8
ПО	30,9-10”8	114	30,9-10-8	150	4,94-IO-8
100	30,9-10—8	99	30,9-10—8	137	4,94-Ю-8
133	43-IO-8	139	43-10-8	182	6,87-10-8
129	43- IO-8	135	43-10“8	177	6,87-10“8
113	43-10—8	118	43-Ю-8	154	6,87-10-8
124	117-10—8	130	117-10-8	170	18,7-10-8
104	117-10—8	108	117-10~8	142	18,7-10”8
134	178-10—8	140	178-Ю“8	183	28,4-Ю-8
112	178-10—8	117	178-10-8	154	28,4-10-8
115	341-10-8	120	341 -10~8	157	53- IO-8
96	—	100	341 -10~8	131	53-10—8
Таблица XIX
ВЧК-22		Диаметр, мм		Сечение, см*	Диаметр про- вода с изоля- цией, мм	Средняя дли- на витка при предельном заполнении, см
Коэффи- циент А	Коэффициент А?2	наруж- ный	внутрен- ний			
172	0,593-10-8	64	40	2,0	28	8,28
154	0,593-10-8	64	40	2,5	У W	9,2
140	0,593.10-8	64	40	3,0		9,9
176	0,864 -10~8	55	32	1,6	18	7,26
157	0,864-10-8	55	32	2,0	У W	7,58
143	0,864-10-8	55	32	2,4		8,26
202	1,24-10-8	44	28	1,0	1 и /—	6,0
181	1,24-10-8	44	28	1,25	У w	6,66
165	1,24-10—®	44	28	1,5	13	7,16
220	1,72-10“8	36	25	0,72	У W	5,3
214	1,72-10—8	36	25	0,76		5,5
186	1,72-10-8	36	25	1,0	7	6,38
205	4,68- IO"8	24	13	0,5	У W	3,55
171	4,68.10-8	24	13	0,72		4,27
221	7,12.10-8	19	11	0,5		3,0
185	7,12. Ю-8	19	11	0,72	У w	3,8
189	13,2.10-8	15	7	0,35	3	2,74
158	13,2-10~8	15	7	0,5	У W	3,5
247
j^^cncncntou^—‘спел •	• • J * w № - w	£ г: S	лт w сл Ю s cn cn о	-1	g д O д д -	Л	S я ь и> 2 Я	
3 1 1 1	1 1 1 1 о 1 1 1 СЛ	Проницае- мость D, %	
oxo 1 1 1 1 1 £ 1 1 1 8 1	Коэффициент усиления ц	
11,6 5 44 1300	Внутреннее сопротивле- ние R[, ком	
CD 4^ ’—	ГО 001-^ 0 00000 1	4^ 1 I 1 4^ Си kj	к] • Ко ।	1	1 СП	Номинальная мощность ^ном* вт	
фьСЛС^О4^^р0Ю4^00СЭ00*— СП	СИ Кэ	00 СП к] со СП	СП	входная ^вх	Э: л> Л
<£>^)Г0004^фь СП О tO CD ГО СО О Kj ел Кэ СП СП 4^	4^ ЬО СП СП	выход- ная ^вых	СГ X
1,4 1,4 0,008 0,1 0,015 1,4 0,15 0,1 0,007 0,05 0,1 0,1 0,1	проход- | ная Спр	&J=I я со а
О О СП	to ь- а	ч р р р сп	СП	СП ОД 4^ оо	Допустимая мощность рассеивания на аноде ^а. доп’ вт	
Продолжение табл. XX
СП СП г'п к'^ '  *-3	tO 10	~ 03 S d rjoo — слсонСЛСЛ^ с - 4	о - □ - " я	Тип лампы
ЬОСПСПЬООСПСПСПГО^*— СПСП Ь w w b	w w w io lo Ьо w w	Напряжение накала Uu, в
to О ГО 00 00	чч^*-оо»-го>- CnCnOtOCOCnCnCn —• tO Ю О СП ОООСЛООООООСПСПОО	Ток накала 7Н, ма
00 4^ 00 ►— — 00 СП ►— »— »—	— (О ОООСПСПОООГОСПЮГОСЛ ооооооооооооо	Напряжение анода Ua, в
to	to	to	►—	to	to	I	—	,	I CH to О СП -О о О	4* on CO О	СП	о	О	СП о	О	1	СП о	о 1	1	Напряжение экранной сетки иэ, в
1 1 1 1 III 1111 фь ►—	|	-<1 О — »—	1 О Ч 4^ Ю Ч О to	СП СП	Напряжение смещения на управляющей сетке Ес, в
00 СП to 00	4^00	ОО»— ОООСЛ^СПОСПЮООСпОЮСП 00	—	Ток анода Ia, ма
о О О ел о	СП СП |	►— СП	о	I	| СП	1	СП	оо	1	1 СП	оп	Ток экранной сетки /э, ма
COOOtO-O — 4^4^СП — СП — СИ to 00	О> СП	СП	00	to СП	СП	Крутизна ха- рактеристики S, ма/в
Основные параметры некоторых генераторных ламп
о
Sa
5
J5

Тип транзистора		Таблица XXI Основные параметры некоторых высокочастотных транзисторов
не менее	Коэффициент усиления по току В	
не более		
Предельная частота усиления по току fa, Мгц		
Максимально допус- тимое напряжение коллектор — эмиттер Цс. э. макс, доп* в		
Максимально допус- тимым ток коллекто- ра ^к. макс, доп, ма		
Максимально допус- тимая мощность рас- сеивания на коллек- торе Рк макс, доп’ вт		
Емкость коллектор- ного перехода к, пф		
Крутизна характе- ристики тока коллек- тора 30, ма/в		
Крутизна линии кри- тического режима SK, ale		
Напряжение среза Ес, в		
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие............................................................................................. 3
РАЗДЕЛ ПЕРВЫЙ. Расчет блоков питания
Г лава 1. Выпрямители .................................................................................. 5
1—1. Общие сведения	...................................................................... 5
1—2. Примеры расчетов	выпрямителей ............................................................... 8
Пример!. Расчет кенотронного	выпрямителя....................................................... 8
Пример 2. Расчет мостовой схемы выпрямителя .................................................. 21
Пример 3. Расчет выпрямителя с удвоением напряжения ...	25
Глава 2. Стабилизаторы напряжения и тока .........................  .	31
2—1. Общие сведения ..............................................................................  31
2—2. Примеры расчета стабилизаторов напряжения и тока.............................................  34
Пример 4. Расчет газоразрядного стабилизатора со стабилитроном 34
Пример 5. Расчет стабилизатора напряжения с кремниевым стаби-
литроном ............................................... .	39
Пример 6.	Расчет	стабилизатора тока с бареттером ..... 42
Пример 7.	Расчет	феррорезонансного стабилизатора напряжения 44
Пример 8.	Расчет	электронного стабилизатора напряжения	48
Пример 9.	Расчет транзисторного стабилизатора напряжения	55
Глава 3. Преобразователи постоянного напряжения на транзисторах	61
3—1. Общие сведения ..............................................................................  61
3—2. Расчет транзисторного преобразователя напряжения.............................................  64
Пример 10. Расчет транзисторного преобразователя напряжения 64
Литература ................................................................................... 69
РАЗДЕЛ ВТОРОЙ. Расчет усилителей
Глава 4. Ламповые усилители низкой частоты ............................................................ 72
4—1. Общие сведения ............................................................................... 72
4—2. Примеры расчета ламповых УНЧ.................................................................. 81
Пример 11. Расчет маломощного усилителя низкой частоты ...	81
Пример 12. Расчет двухтактного каскада усиления мощности 110
Пример 13. Расчет фазоинверсного каскада...................119 ‘
Г лава 5. Транзисторные усилители низкой частоты ......................................................125
5—1. Общие сведения .............................................................................  125
5—2. Примеры расчета транзисторных УНЧ.............................................................130
Пример 14. Расчет маломощного транзисторного УНЧ .... 130
Пример 15. Расчет двухтактного выходного каскада транзистор-
ного усилителя..............................................157
249
Г лава 6. Избирательные усилители ....................................164
6—1. Общие сведения ..............................................164
6—2. Примеры расчета избирательных усилителей.....................168
Пример 16. Расчет диапазонного резонансного УВЧ ............168
Пример 17. Расчет полосового усилителя .....................173
Пример 18. Расчет узкополосного усилителя низкой частоты с
обратной связью.........................................176
Пример 19. Расчет узкополосного резонансного усилителя низ-
кой частоты на	транзисторах..........................178
Глава 7. Усилители	постоянного тока...................................184
7—1.	Общие	сведения .............................................184
7—2. Примеры расчета усилителей постоянного тока..................186
Пример 20. Расчет лампового усилителя постоянного тока 186
Пример 21. Расчет транзисторного усилителя постоянного тока 189
Литература .................................................194
РАЗДЕЛ ТРЕТИЙ. Расчет генераторов синусоидальных колебаний (ав-
тогенераторов)
Глава 8. Генераторы типа LC...........................................196
8—1. Общие сведения ..............................................196
8—2. Примеры расчета генераторов типа LC .........................200
Пример 22. Расчет лампового генератора с автотрансформатор-
ной обратной связью.....................................200
Пример 23. Расчет лампового генератора с емкостной обратной
связью .................................................206
Пример 24. Расчет транзисторного	генератора........208
Глава 9. Генераторы типа RC...........................................213
9—1.	Общие сведения .............................................213
9—2.	Примеры расчета генераторов типа RC ........................221
Пример 25. Расчет лампового генератора типа RC с фиксиро-
ванной настройкой.......................................221
Пример 26. Расчет диапазонного лампового	генератора типа RC 223
Пример 27. Расчет транзисторного	генератора типа RC .... 225
Литература .................................................228
Приложения .................................................230
БОРИС СЕМЕНОВИЧ
ГЕРШУНСКИЙ
РАСЧЕТ ОСНОВНЫХ ЭЛЕКТРОННЫХ И
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ СХЕМ В ПРИМЕРАХ
Редактор Е. М. Миронец
Художник И. Н. Г уть
Художественный редактор С. П. Духленко
Технический редактор Т. И. Хохановская
Корректор М. Т. Максименко
Сдано в набор 11 . X. 1967 г. БФ 07026. Зак № 900.
Формат бумаги 60x90i/ie- Физич. печ. листов 15,75.
Усл. печ. листов 15,75. Учетн. изд. листов 14,8.
Бум. листов 7,875. Подписано к печати 5.IV. 1968 г.
Бумага типограф. № 3. Цена 54 коп. Тираж 51000.
Издательство Киевского университета, Киев, Героев
революции, 4.
Т. П. Изд-ва КГУ — 1968, поз. 17.
Киевская книжная фабрика № 1 Комитета по печати
при Совете Министров УССР, Киев, Довженко, 5.