/
Text
и фидерные тракть
ЯЖВЙЭШёШ
ДЛЯ ^РАДИОРЕЛЕЙНЫХ
ЛИНИЙ СВЯЗИ
О.П.ФРОЛОВ,
L . - f
АНТЕННЫ
И ФИДЕРНЫЕ ТРАКТЫ
ДЛЯ РАДИОРЕЛЕЙНЫХ
ЛИНИЙ СВЯЗИ
МОСКВА
РАДИО и СВЯЗЬ
2001
УДК 62 Г. 396.67 •
ББК 32.845
Ф91
Фролов О.П.
Антенны и фидерные тракты для радиорелейных линий
связи. - М.: Радио и связь, 2001. - 416 с.: ил.
ISBN-5-256-01509-5
Приводятся сведения о конструкциях и параметрах антенн,
ретрансляторов, фидерных трактов и дегидраторов для РРЛ. Описываются
международные и отечественные нормы и рекомендации на параметры
антенно-фидерных трактов. Дается обширнейшая информация по номенк-
латуре и техническим параметрам оборудования для антенн и фидерных
трактов для РРЛ, выпускаемых основными фирмакш-производителями.
Рассматриваются современные методы испытания антенн и фидерных
трактов для РРЛ.
Для широкого круга специалистов как в области антенно-
фидерной техники, так и в области разработок (или закупки) оборудова-
ния, проектирования и эксплуатации РРЛ. Может быть полезна студентам
и преподавателям институтов и университетов.
ББК 32.845
Фролов Олег Павлович
АНТЕННЫ И ФИДЕРНЫЕ ТРАКТЫ ДЛЯ РАДИОРЕЛЕЙНЫХ ЛИНИЙ СВЯЗИ
Редактор М.М. Лисина
Художественный и технический редактор Т.Н. Зыкина
Компьютерная верстка В.М. Фроловой
ИБ№2934
ЛР№ 010164 от 29.01.97
Подписано в печать с готового оригинал-макета 21.03.2001 г. Формат 60x90/16
Гарнитура "Таймс" Печать офсетная Усл. печ. л. 26,0 Усл. кр.-отт. 26,5
Уч.-изд. л. 24,1 Тираж 1000 экз. Изд. № 24212 Зак. тип. № 21
Издательство "Радио и связь”, 103473, Москва, 2-й Щемиловский пер., д. 4/5
Типография издательства "Радио и связь”,
103473, Москва, 2-й Щемиловский пер., д. 4/5
ISBN - 5-256-01509-5
© О.П. Фролов, 2001
ПРЕДИСЛОВИЕ
Год назад издательством "Радио и связь" была выпущена книга "Ан-
тенны для земных станций спутниковой связи'5. Это издание явилось пер-
вой попыткой создания пособия по антенным устройствам, предназначен-
ного для использования в составе оборудования для конкретного средства
связи, в котором излагались все практически значимые аспекты рассмат-
риваемой тематики. Эта книга по замыслу автора была ориентирована на
самый широкий круг пользователей, в который входят специалисты как
по антенной технике (разработчики, испытатели, эксплуатационники и
др.), так и в области систем связи с использованием ИСЗ (специалисты-
системщики. руководители и менеджеры фирм по указанным средствам
связи и др.). Попытка, по-видимому. оказалась удачной, насколько об
этом можно судить по многочисленным положительным отзывам на дан-
ную книгу7.
Это обстоятельство во многом явилось побудительным мотивом для
выпуска нового пособия на тему “Антенны для ...". В данном случае
предмет всестороннего рассмотрения - антенны и фидерные устройства
для радиорелейных линий связи. Почему7 была выбрана именно эта тема-
тика? Имеется несколько причин, главные из которых следующие:
• радиорелейные линии (РРЛ) связи являются надежным и уже доста-
точно обжитым средством для передачи мощных информационных
потоков. Хотя сети РРЛ во многом уже сформировались, происходит
дальнейшее развитие этой отрасли, связанное как с освоением новых
частотных диапазонов, так и модернизацией существующих радиоре-
лейных линий. Упомянутый прогресс позволил РРЛ сохранить
надлежащее место в глобальной сети передачи информации;
• параметры антенно-фидерных устройств во многом определяют ка-
чественные характеристики передаваемой по РРЛ информации. Это
касается как внутренних, так и внешних параметров систем. В качест-
ве последних в первую очередь следует указать на параметры элек-
тромагнитной совместимости (ЭМС) радиорелейных систем, которые
практически напрямую определяются характеристиками излучения
используемых антенн;
♦ предыдущее издание по данной тематике относится к 1977 г. (книга
А.А. Метрикина “Антенны и волноводы РРЛ”. изд-во “Связь”). Есте-
ственный прогресс в этой области техники, произошедший более чем
за двадцатилетний период, не нашел адекватного отражения в техни-
ческой литературе;
• в настоящее время для специалистов, в той или иной степени зани-
мающихся проблематикой РРЛ. на главенствующие позиции выходят
несколько иные проблемы, имеющие ныне ключевое значение, но не
нашедшие еще адекватного отражения в научно-технической литера-
туре. Речь идет о:
♦ международных нормах и рекомендациях на параметры антенн и
фидерных трактов РРЛ;
♦ российских технических требованиях на параметры антенно-
фидерных трактов РРЛ;
♦ правилах сертификации антенно-фидерного оборудования.
♦ информационных материалах по номенклатуре и параметрам
оборудования антенно-фидерных трактов, выпускаемых основ-
ными фирмами-производителями:
♦ современных методах испытания антенно-фидерных трактов;
• антенны для РРЛ во многом сходны с аналогичными устройствами
для земных станций спутниковой связи (практически идентичные
схемы, идентичные методы анализа электрических характеристик и
пр.). Поэтому тот раздел предлагаемой книги, где рассматриваются
зеркальные антенны для РРЛ, можно считать развитием и продолже-
нием аналогичного раздела предыдущей книги автора в части схем-
ных решений и реализуемых параметров зеркальных антенн для зем-
ных станций спутниковой связи (ЗССС);
• подобного рода издания должны иметь расширенный круг пользова-
телей. Применительно к данной книге потенциальными читателями
являются:
♦ традиционные пользователи - антенщики;
♦ специалисты по системным вопросам радиорелейных средств
связи;
♦ специалисты многочисленных фирм, связанных с проектирова-
нием. покупкой, установкой и эксплуатацией радиорелейного
оборудования;
♦ работники эксплуатационных служб.
Поэтому изложение книги должно учитывать этот специфический
многоукладный характер читателя. Кроме того, автор постарался
учесть критические замечания по первой книге, касающиеся
способа изложения материала, сделав его еще более наглядным;
• автор имеет достаточно большой опыт непосредственного участия в
разработках и испытаниях антенно-фидерных устройств для РРЛ.
Кроме того, ему удалось ознакомиться с производством и испытанием
антенно - фидерных устройств практически на всех ведущих фирмах -
производителях.
Есть еще несколько причин, стимулировавших появление этой кни-
ги, а точнее, делающих ее издание весьма актуальным и полезным.
1. Существующий парк антенн на магистральных РРЛ на 30% прак-
тически исчерпал гарантированный моторесурс и нуждается в немедлен-
ной замене. По-видимому. аналогичная ситуация имеет место и для дру-
гих РРЛ.
2. В настоящее время реальными поставщиками антенн для РРЛ яв-
ляются зарубежные фирмы и единственное предприятие, находящиеся на
территории России, - российско-американское совместное предприятие
ЗОА “Эниско
3. Как показывает сравнение стоимостей антенных устройств для,
ЗССС. производимых зарубежными и отечественными фирмами, послед-
ние находятся в гораздо более предпочтительном для потребителей со-
стоянии: стоимость антенн для ЗССС российского производства пример-
но на 40... 50% ниже стоимости антенн ведущих зарубежных фирм. При-
чем это соотношение имеет место при условии примерного равенства реа-
лизуемых технических параметров.
4. Антенный бизнес, т.е. разработка и выпуск антенн, как показывает
анализ деятельности ведущих мировых антенных фирм, является вполне
выгодным делом. Так, согласно прайс - листу одной ведущей зарубежной
фирмы стоимость антенны высокого класса диаметром 4 м составляет
около 16 тыс. долл.
Резюмируя изложенное, а именно: наличие потенциального спроса
антенн для РРЛ. прибыльность антенного производства, наличие в России
нескольких промышленных баз для производства основной компоненты
антенн для РРЛ - рефлекторов, большой опыт реальных разработок ан-
тенн для РРЛ. можно с большой долей уверенности ожидать появление у
нас антенного производства, которое обеспечит отечественные РРЛ со-
временными антенно-фидерными устройствами.
Теперь коротко об основном содержании книги.
В главе 1 рассматривается круг вопросов, касающихся взаимосвязи
параметров антенн и фидерных трактов с параметрами радиорелейных
систем. Включение данного материала преследует две цели. Этот матери-
ал, с одной стороны, позволит специалистам по антеннам познакомиться
со специфическими требованиями, предъявляемыми к антеннам для РРЛ.
С другой стороны, материал данной главы может служить основой при
выработке научно обоснованных норм на параметры антенно-фидерного
оборудования РРЛ.
В главе 2 приведен материал по международным и национальным
нормам и рекомендациям на параметры антенн и трактов для РРЛ. Автор
счел необходимым провести анализ данного материала и высказать свое
критическое суждение по затронутой проблеме.
В главе 3 рассмотрены различные варианты исполнения антенн для
РРЛ: зеркальные (симметричные и неосесимметричные как одно-, так и
двух- зеркальные антенны), рупорно-параболические антенны, периско-
пические антенны, антенны для углового разнесенного приема и др.
Глава 4 содержит основные сведения о фидерных трактах для РРЛ
как коаксиальных, так и волноводных (эллиптические, прямоугольные и
круглые). Изложены технические требования на параметры фидерных
трактов.
В главе 5 изложены основные сведения о дегидраторах, используе-
мых для осушки антенно-волноводных трактов. Сформулированы основ-
ные технические требования на параметры дегидраторов. Приведены ре-
комендации по выбору дегидраторов для конкретных трактов.
Глава 6 содержит основные сведения по пассивным ретрансляторам,
используемым на пролетах РРЛ: приведены основные схемы применения
пассивных ретрансляторов; их свойства, оценки энергетики пролетов с
использованием пассивных ретрансляторов и др.
В главе 7 изложены основные методы измерения параметров антенн
и фидерных трактов. Приведены методики испытания этих устройств, ре-
комендуемые международными организациями. Особо рассмотрен вопрос
о методах испытания антенн в безэховых камерах.
В главе 8 представлен обширный информационный материал, со-
держащий сведения об оборудовании антенно-фидерных трактов для ра-
диорелейных линий связи, выпускаемых основными фирмами-
изготовителями. Источниками появления данного материала являются:
• каталоги и иные рекламные материалы фирм;
• публикации в периодических технических изданиях;
• сайты в Интернете и др.
Кроме того, в этот ряд необходимо включить и технические материалы,
предоставленные некоторыми фирмами для данного издания. Автор вы-
ражает им свою признательность.
Автор выражает искреннюю благодарность как организациям, так и
отдельным персоналиям, в той или иной форме способствовавшим появ-
лению данного издания.
Во-первых, это:
> Научно-исследовательский институт радио (НИИР). директор проф.
Ю.Б. Зубарев, первый зам. директора М.М. Симонов;
> российско-американское СП "Эниско”, генеральный директор П.В.
Трифонов , директор Ю.С. Курицын ;
корпорация Andrew .
Во-вторых, это ведущие специалисты по рассматриваемому в книге кругу
проблем: проф. В.Г. Ямпольский. А.А. Тимофеева. Г.Г. Цуриков, Ю.Н.
Носов. В.В. Ляликов, Е. А. Мамчиц, И.Л. Непомнящий, В.М. Минкин,
В.И. Мущенко, многолетняя совместная работа с которыми во многом
способствовала более углубленному представлению рассматриваемых в
книге проблем.
В-третьих, это мои непосредственные помощники по подготовке рукопи-
си к изданию: Валентина Фролова и Марина Галенко.
ГЛАВА 1. ВЗАИМОСВЯЗЬ ПАРАМЕТРОВ АНТЕНН
С ОСНОВНЫМИ ПАРАМЕТРАМИ
РАДИОРЕЛЕЙНЫХ СИСТЕМ
Рассы о фены некоторые вопросы построения РРЛ (частотные планы, возможные типы внут-
ренних помех на РРЛ, поляризационное уплотнение). Приведены статистические оценки трасс
РРЛ. Проанализировано влияние параметров антенн на устойчивость сигнала из-за рефрак-
ции. Изложены вопросы взаимного влияния станций РРЛ и земных станций спутниковой свя-
зи. а также взаимного влияния станций РРЛ и ретрансляторов спутниковой связи. Описаны
различные способы оценок помехозащищенности антенн РРЛ.
Прежде чем непосредственно перейти к изложению материалов дан-
ной главы, целесообразно напомнить, что:
♦ радиорелейные линии (РРЛ) представляют собой цепочку приемопе-
редающих станций. Каждый элемент этой цепочки, т.е. приемопере-
дающая станция, осуществляет следующие функции:
• приемная антенна каждой станции принимает сигнал, передавае-
мый передатчиком предыдущей станции, и с помощью приемного
фидерного тракта передает его на приемник;
• приемник усиливает сигнал;
• далее этот сигнал поступает на передатчик станции, после которо-
го он с помощью передающего фидера поступает на передающую
антенну7 и излучается в направлении соседней станции.
♦ цепочка станций, построенная таким образом, позволяет передавать
информацию различного рода на большие расстояния.
♦ для радиорелейных линий выделены соответствующие полосы частот
в частотных диапазонах от 0.3 до 60 Гц и далее. Более подробную ин-
формацию, касающуюся распределения частот для радиорелейных
систем в России, можно найти в [1.1].
Напомним также, что параметры антенно-фидерных трактов (АФТ)
во многом предопределяют качественные характеристики радиорелейных
систем в целом. Причем следует особо подчеркнуть, что имеются два раз-
личных механизма влияния параметров АФТ на параметры РРЛ:
□ прямое влияние: примером такого влияния служат направленные
свойства антенн, которые во многом определяют как внутренние, так
и внешние характеристики ЭМС радиорелейных систем; другой при-
мер - усиление антенны, с ростом которого пропорционально увели-
чивается медианное значение мощности принимаемого сигнала;
□ косвенное влияние: примером косвенного влияния может служить
уже упомянутый параметр - усиление антенны, с ростом которого
после некоторого уровня уменьшается устойчивость уровня сигнала в
малые проценты времени.
Существуют три различных подхода к проблеме нормирования па-
раметров АФТ (см. подробно гл. 2), когда при выработке норм на эти па-
раметры должны:
♦ учитываться только факторы влияния параметров АФТ на характери-
стики радиорелейных систем в целом:
♦ приниматься во внимание лучшие технологические возможности по
изготовлению этих устройств, при которых реализуются максимально
возможно лучшие значения чисто антенных параметров:
♦ учитываться оба указанных обстоятельства как некое компромиссное
решение.
Понятно, что третий из перечисленных подходов представляется
наиболее разумным, однако здесь существует достаточно нетривиальная
ситуация по выбору весовых коэффициентов влияния первого и второго
варианта. Также понятно, что учет влияния первого подхода желательно
максимизировать.
Исходя из изложенного выше в данную главу включены материалы,
которые:
□ показывают как качественную, так и количественную взаимосвязь
между параметрами антенн и параметрами радиорелейных систем:
□ могут являться основой для выработки количественных оценок нор-
мируемых параметров антенно-фидерных трактов;
□ иллюстрируют необходимость так называемого системного подхода
к оценке параметров используемого антенно-фидерного оборудова-
ния. Другими словами, необходимо определять, а далее реализовы-
вать такие величины параметров антенн и фидерных трактов, которые
оптимизировали бы параметры системы.
И наконец, еще два вводных замечания, которые, пожалуй, относят-
ся не только к этой главе, но и ко многим другим главам книги.
Первое. Учитывая различную степень подготовленности читателей
как в части антенной теории и техники, так и в части системных вопросов
и желая в какой-то мере нивелировать эту’ разницу, часть материала главы
(а также последующих глав) будет представлять изложение основ рас-
сматриваемых вопросов.
Второе. На наиболее важные выводы и следствия, выявленные в
процессе рассмотрения и являющиеся в определенной мере ключевыми в
рамках данной проблемы, будет в конце соответствующего раздела книги
акцентировано внимание читателя путем выделения их в рубрике “резю-
ме”.
1.1. НЕКОТОРЫЕ ВОПРОСЫ ПОСТРОЕНИЯ
РАДИОРЕЛЕЙНЫХ ЛИНИЙ СВЯЗИ
1 .1.1. Частотные планы для РРЛ
Для того чтобы проектировщики РРЛ могли наиболее рациональным
образом использовать имеющуюся в их распоряжении выделенную поло-
су частот, должны быть ясные ответы на следующий вопрос:
какие методы передачи для данной системы связи необходимо использо-
вать, чтобы осуществить передачу максимального объема информации
в предельно узкой полосе пропускания при определенном допустимом
уровне помех.
Приведем один из ответов на этот вопрос. Во многом успех или не-
успех решения данной проблемы зависит от выбора частотного плана ра-
боты радиорелейных линий [1.2]. '
Одночастотный план. Применяется метод, который предполагает исполь-
зование одной несущей по каждому направлению передачи (рис. 1.1.1).
При таком методе возникает помеха: передающая антенна станции 2, ра-
ботающая в направлении станции 3. является источником помехи для
приемной антенны станции 2. принимающей полезный сигнал со станции
I (штриховая линия на рис. 1.1.1). Отметим, что мощность излучения со-
ставляет 1...1()Вт, а мощность полезного сигнала в период фединга мо-
жет составлять всего 10'° 10"11 Вт.
Следовательно, для того чтобы отношение сигнал/помеха'составляло
более 30 дБ, необходимо иметь развязку между передающей и приемной
антеннами станции 2 на уровне 130... 150 дБ. Ясно, что это нереальное ус-
ловие. Поэтому использование одночастотного плана также нереально.
Двухчастотный план. Применяется метод, который состоит в том, что на
каждой станции одну несущую используют для передачи сигналов в двух
направлениях, а другую - для приема сигналов (рис. 1.1.2).
При таком методе возникают четыре типа помех:
□ Помеха 1-го типа. Передающая антенна станции 1, работающая в на-
правлении на станцию 2 на частоте Fb является источником помех
для приемной антенны станции 4, принимающей полезный сигнал со
станции 3 на частоте F]
□ Помеха 2-ого типа. Передающая антенна станции 2, работающая в
направлении на станцию 3 на частоте F2, является источником помех
для приемной антенны той же самой станции 2, принимающей по-
лезный сигнал со станции 3 на частоте Fi
□ Помеха 3-ого типа. Передающая антенна станции 1. работающая в
направлении на станцию 2 на частоте Fb является источником помех
для приемной антенны станции 2. принимающей полезный сигнал со
станции 3 на частоте Fi
□ Помеха 4-ого типа. Передающая антенна станции 2, работающая в
направлении на станцию 3 на частоте F2, является источником помех
для приемной антенны 1. принимающей полезный сигнал со станции
2 на частоте F2.
Отметим, что для минимизации помех принимаются следующие меры:
♦ помеха 1-го типа'.
• при проектировании РРЛ располагают ‘'первые” и "четвертые”
станции таким образом, чтобы между ними не было прямой ви-
димости. это условие обеспечивает практически нулевой уровень
паразитного влияния при нормальных условиях распространения;
• при проектировании РРЛ используют зигзагообразный принцип
расположения станций; это условие минимизирует паразитное
влияние при аномальных условиях распространения;
♦ помеха 2-го типа - в приемный тракт размещают заградительный
фильтр, предотвращающий попадание мощности передатчика (часто-
та F2) на вход приемника, работающего на частоте Ff,
♦ помеха 3-го типа - необходимо принять надлежащие меры по обес-
печению минимального уровня диаграммы направленности приемной
антенны станции 2 по направлению заднего излучения, соответст-
вующего направлению на станцию 1;
♦ помеха 4-го типа - необходимо принять меры по обеспечению
минимального уровня диаграммы направленности передающей
антенны станции 2 по направлению заднего излучения,
соответствующего направлению на станцию 1.
Четырехчастотный план. Применяется метод, который состоит в том,
что на каждой станции две несущие используют для передачи сигналов в
двух направлениях, а две другие - для приема сигналов (рис. 1.1.3).
При таком методе возникают два типа помех:
□ помеха 1-го типа, когда передающая антенна станции 1, работающая
в направлении на станцию 2 на частоте F3. является источником по-
мех для приемной антенны станции 4, принимающей полезный сиг-
нал со станции 3 на частоте F3.
□ помеха 2-го типа, когда передающая антенна станции 2, работающая
в направлении на станцию 3 на частоте F2, является источником по-
мех для приемной антенны той же самой станции 2, принимающей
полезный сигнал со станции 3 на частоте F];
Следовательно, по сравнению с РРЛ, работающей по двухчастотному
плану, четырехчастотный план вдвое сокращает число возможных помех.
Отмстим также, что для минимизации помех 1-го и 2-го типов при-
нимаются тс же самые меры, что и для РРЛ, работающих по двухчастот-
ному плану.
Проведенное рассмотрение позволяет сформулировать следующее резю-
ме:
реальными планами работ РРЛ являются двух- и четырех- частотные планы;
> реальными мерами снижения уровня паразитных влияний между станциями РРЛ
являются антенные способы, связанные с минимизацией излучения (приема) по опреде-
ленным угловым направлениям;
- > реальными мерами снижения уровня паразитных влияний внутри станции, обуслов-
ленных помехами 2-го типа, является использование в фидерных трактах специальных
полосовых фильтров.
1Л .2. Поляризационное уплотнение на РРЛ
Вновь вернемся к вопросу о том. что должны делать проектировщи-
ки РРЛ. чтобы наиболее рационально использовать имеющуюся в их рас-
поряжении выделенную полосу частот.
Во многом успех или неуспех решения данной проблемы зависит от того,
насколько грамотно будут использованы возможности поляризационного
уплотнения.
Расшифруем это положение. Обратимся к рис. 1.1.4, где показана
схема использования отведенного частотного диапазона. Частоты F]. F2,
F3 и Е4 - несущие четырех соседних стволов, Д F - частотный разнос ме-
жду соседними стволами.
i |F3 ;F4
г •:..и г~т~п г~ ।....п.г ~ г ~п
F— Др-^
Рис. 1.1.4
Ясно что. чем меньше величина AF. тем эффективнее будет исполь-
зована выделенная полоса частот. Также ясно, что чем меньше величина
ДР. тем сильнее нежелательная связь между стволами. Выходом из соз-
давшегося тупика как раз и является использование поляризационного
уплотнения.
Рис. 1.1.5
Применительно к рассмотренной
на рис. 1.1.4 схеме это вьп лядит
следующим образом: соседние
стволы разнятся между собой по
поляризации излучения (приема)
электромагнитного поля.
На рис. L 1.5 показана схема приема четырех стволов (частоты несущих
1’j 4) па антенну А. которая имеет два порта приема: на горизонтальной
(Гор) и вертикальной (Верт) поляризациях.
Резюме:
г- поляризационное уплотнение является реальным путем увеличения пропускной
способности радиорелейных систем.
1.2. ИНФОРМАЦИЯ О СТАТИСТИЧЕСКОЙ ОЦЕНКЕ
ПАРАМЕТРОВ ТРАСС РРЛ
Целесообразно ознакомиться с некоторыми статистическими зако-
номерностям. характеризующими трассы РРЛ. Эти данные [1.3. 1.4J полу-
чены в результате статистической обработки более 700 конкретных ин-
тервалов РРЛ. относящихся к магистральным линиям, т.е. к линиям, рабо-
тающим в диапазонах 4 и 6 ГГц. Есть по крайней мере две причины, по
которым специалистам полезно это сделать:
• выявленные закономерности будут проявляться и на вновь проекти-
руемых РРЛ;
• эти закономерности позволят с большим основанием формулировать
технические требования на параметры антенн РРЛ.
Итак, статистической обработке подвергались следующие параметры
трасс радиорелейных линий:
♦ углы излома между соседними пролетами РРЛ;
♦ углы прихода сигнала с четвертой станции на первую (или с первой
станции на четвертую);
♦ относительные длины пролетов.
Углы излома между соседними пролетами РРЛ. На рис. 1.2.1. где <
схематично показаны четыре соседствующих пролета РРЛ. угол излома
между пролетами Ctj - Ст2 и Ст2 - Ст3 составляет р градусов. Отмстим,
что угол 180-р характеризует угловое направление прихода помехи на ан-
тенну (прием сзади).
Соответствующая гистограмма приведена на рис. 1.2.2.
Рис. 1.2.2
Обработка гистограммы дает следующие результаты:
• с вероятностью 50% угловой сектор прихода помехи сзади на антен-
ну не превышает ± 20°;
• с вероятностью 85% угловой сектор прихода помехи сзади на антенну
не превышает ± 60°;
• гистограмма достаточно удовлетворительно может быть аппроксими-
рована нормальным законом (штриховая линия на рис. 1.2.2)
Р(з = (1/ о0)( 2л)-°'5 exp(-xW) (1.2.1)
при среднеквадратичном отклонении о0=30°.
Относительно полученного результата можно сделать следующее резюме:
распределение (1.2.1) может служить основой для нормирования диаграммы на-
• правленности в направлениях заднего излучения.
Углы прихода сигнала с первой станции на четвертую. Вновь обра-
тимся к рис. 1.2.1. На этом рисунке: p4-i - угол прихода сигнала с четверт-
ной станции Ст4 на первую станцию Ст^ рЬ4 - угол прихода сигнала с
первой станции на четвертую.
Естественен вопрос: почему’ именно эти углы представляют особый ин-
терес?
Ответ: согласно частотным планам работы станций на радиорелейных ли-
ниях полезный сигнал, принимаемый станцией Ст4 (или станцией Ст]) со
стороны станции Ст3 (или станции Ст2). имеет одинаковую частоту' с
сигналом-помехой, принимаемой станцией Ст4 (или станцией Ст]) со сто-
роны станции Стоили станции Ст4).
Укажем, что при проектировании конкретных РРЛ принимаются все
возможные меры, для того чтобы исключить или как можно сильнее ми-
нимизировать эти паразитные влияния.
Эго дост игается за счет:
♦ существенного превышения расстояния между станциями Ст4 и Ст]
по сравнению с расстояниями между станцией Ст| и станцией Ст2 . а
также станцией Ст3 и станцией Ст4;
♦ использования рельефа местности, в силу которого между станциями
С1| и Ст.1 отсутствует прямая видимость;
♦ использования при проектировании трассы принципа “зигзаг1 (см.
ниже).
Однако в силу изменения рефракционных условий иногда возникают
особые условия. когда между станциями Ст] и Ст4 устанавливается пря-
мая видимость, что, в свою очередь, приводит к возникновению сильных
па разитных взаимовлиянйй.
Итак, в результате обработки проектных решений грасс РРЛ были
определены статистические характеристики распределения углов р4.] (или
р|_4) прямого прохождения с четвертой (или первой) станции на первую
(или четвертую). Гистограмма распределения углов рЬ4 приведена на
рис. 1.2.3.
На этом рисунке штриховой линией показано аппроксимационное рас-
пределение вида
рй-4 = 0,0525 х1/3 cxp(--O.lx). (1.2.2)
Относительно полученных результатов можно сделать следующие выво-
ды: ‘
существу ющая методика проектирования РРЛ рекомендует трассировать РРЛ
таким образом, чтобы избежать нулевых и близких к нулю углов р^, т.е. исполь-
зовать принцип '"зигзага". Поэтому распределение (1.2.2) имеет глубокий провал
при
распределение (1.2.2) может служить основой для нормирования диаграмм на-
правленности антенн РРЛ вблизи направлений, примыкающих к направлению
главного излучения.
Относительные длины пролетов. Гистограмма распределения отно-
сительных длин пролетов £ = R / К». где средняя длина пролета для РРЛ.
работающих в диапазонах 4 и 6 ГГц, составила Ro = 50 км, приведена на
рис. 1.2.4. Эта гистограмма удовлетворительно аппроксимируется распре-
делением
Р1 (х ) = 1.954 х“ ехр (- х6/ 3). (1.2.3)
что иллюстрируется на рис. 1.2.4. где распределение (1.2.3) показано
штриховой линией.
Непротиворечивость аппроксимации (1.2.3) можно проконтролировать
следующим образом:
• используя формулу (1.2.3), можно получить закон распределения для
случайной величины
р? (х) = х0 5 ехр (- х3, 3); (1.2.4)
• используя формулу (1.2.4), можно получить распределение плотности
отношения р R\ / Rih :
pn(x)=J pp.f (p)pf(|ix)dp=C,1 х0’/(1+х3); (1.2.5)
• используя симметрию функции распределения отношения гр
вычисленного в логарифмическом виде относительно точки 0 дБ,
имеем, что для любых х и Ах« х выполняется равенство
1 ' Л' .V4-AX'
J р,, (x)dx = J pn(x)dx; (1.2.6)
1VI Av) .v
• переходя к интегральному закону распределения, можно переписать
(1.2.6) в виде
Wn (1/х) - (1/х + Ах) - Wn (х +Ax)-Wn(x): (1.2.7)
• удерживая в равенстве (1.2.7) два первых члена разложения Тейлора,
получим
W'n(l/x) = x2 W'n(x) (1.2.8)
• или. переходя к дифференциальной форме представления.
p1t(l/x)- -x2pn(x); (1.2.9)
• непосредственной подстановкой (1.2.4) в (1.2.9) убеждаемся, что ис-
ходная аппроксимация действительно удовлетворяет этому условию.
Приведенные результаты позволяют сформулировать следующее резюме:
гх> распределение плотности отношения грЛСi/R1 (см. формулу 1.2.5) характеризу-
ет отношение мо1цносте14 сигналов на соседних пролетах;
это соотношение может служить дополнительным материалом при нормирова-
нии диаграмм направленности антенн РРЛ в направлениях заднего излучения.
1.3. ВЛИЯНИЕ РЕФРАКЦИИ НА ПАРАМЕТРЫ СИГНАЛА
Сначала полезно ознакомиться с информацией, касающейся распро-
странения радиоволн на приземных трассах:
♦ трасса распространения сигнала между соседними станциями РРЛ ха-
рактеризуется неоднородной структурой диэлектрической проницае-
мости среды - е;
♦ по своей структуре неоднородности диэлектрической проницаемости
можно разделить на три типа:
• монотонные, т.е. имеющие регулярный характер изменения е по
какой-либо пространственной координате:
• слоистые, т.е. имеющие вид скачкообразного изменения е по ка-
кой-либо пространственной координате;
• статистические, т.е. имеющие случайный характер изменения г:
по любой пространственной координате:
♦ естественно, что реальный характер изменения диэлектрической про-
ницаемости среды на трассе включает в себя все три компоненты: в то
же время естественно так же предположение о том, что одна из них
имеет доминантный характер;
♦ известно [1.5], что на трассах РРЛ в направлении по вертикали доми-
нирует первый тип структуры изменения е;
♦ изменение диэлектрической проницаемости по высоте принято харак-
теризовать через градиент диэлектрической проницаемости g; фор-
мальное определение градиента диэлектрической проницаемости
имеет вид
g(h)=ds(h)/dh, (1.3.1)
а само изменение диэлектрической проницаемости по высоте
c(h)=l+Asn+gh. (1.3.2)
где Де0 - отклонение е от единицы у поверхности Земли;
♦ из соотношения (1.3.2) следует, что:
• зависимость g(1i) можно приближенно считать линейной;
• скорость изменения s(h) характеризуется только величиной g;
♦ стандартными величинами Ас0 и g считаются:
Аг.,>=5,7- 1(Г\
&,=-7.8-108 1/км.
Следует обратить внимание на то обстоятельство, что из-за неодно-
родности диэлектрической проницаемости радиоволны распространяются
нс по прямой линии, а по некоторой кривой, форма которой определяется
величиной градиента диэлектрической проницаемости. Отмеченное ис-
кривление направления распространения радиоволн получило название
рефракции.
Из-за воздействия ряда физических факторов на приземный слой атмо-
сферы величина градиента диэлектрической проницаемости этого слоя
меняется во времени, принимая значения:
♦ g > gcl, что соответствует пониженной рефракции;
♦ g = gCi, что соответствует стандартной рефракции;
♦ g < gCI. что соответствует повышенной рефракции.
На рис. 1.3.1 схематично показаны траектории лучей, соответствующие:
• пониженной рефракции (кривая 1);
• стандартной рефракции (кривая 2);
• повышенной рефракции (кривая 3).
Рис. 1.3.1
Отметим, что луч 2, соответствующий нор-
мальной рефракции, направлен на прием-
ную антенну соседней станции РРЛ. а лучи
1 и 3 ориентированы выше и ниже этой це-
ли. Естественно, что это не означает полно-
го отсутствия приема сигнала на соседней
станции. Здесь вместо луча следует опери-
ровать понятием лучевой трубки, угловой
размер которой определяется шириной диа-
граммы направленности передающей антенны и распределение энергии
внутри которой определяется формой диаграммы направленности исполь-
зуемых антенн. Количественные оценки влияния рефракции на изменение
уровня принимаемого сигнала можно получить следующим образом:
• изменение условий рефракции на трассе эквивалентно изменению на-
правления главного излучения как передающей, так и приемной ан-
тенн на угол
Д0 = (gCT - g ) R/4,
(1.3.3)
где R - протяженность пролега РРЛ;
• потери в уровне сигнала при этом определяются соотношением
AU = Fnep (0) FIip(0), (1.3 .4)
где Fnep(0) и FIlp(0) - нормированные диаграммы направленности пере-
дающей и приемной антенн соответственно:
• если воспользоваться приближенной формулой для ДН антенн в вер-
тикальной плоскости в виде
Fnep (0) - FnpCO) - exp [ - 1,38 (О) / 20о,(1.3.5)
где 20о, 5 - ширина ДН по уровню 3 дБ. то соотношение (1.3.4) можно
представить как
AU = 0,175 l(gCT - g) R / 20о, 5? . (1.3.6)
Резюме:
=> явление рефракции на пролете РРЛ приводит к снижению медианного уровня при-
нимаемого сигнала; отмеченный эффект проявляется тем сильнее, чем больше
усиление используемых антенн;
указанный эффект должен быть отражен в качестве рекомендации на ограниче-
ние по применению антенн с большим значением усиления.
1.4. УСТОЙЧИВОСТЬ СИГНАЛА НА ТРАССАХ РРЛ
1.4.1. Замирание сигналов
Известно, что уровень сигнала на пролетах РРЛ непостоянен во вре-
мени и подвержен замираниям. Замирания носят различный временной
характер. По этому критерию замирания разделяются на два типа:
♦ медленные замирания, период которых от десятков минут до не-
скольких часов:
♦ быстрые замирания, период которых составляет от долей секунды до
нескольких минут.
Замирания обусловлены различными физическими причинами и
проявляются по-разному для различных типов пролетов.
Так, в частности, причинами медленных замираний могут быть:
• потери в дождевых осадках, что, наиболее остро проявляется на РРЛ.
работающих в высокочастотном диапазоне:
• рефракционные замирания из-за экранирующего влияния земной по-
верхности. обусловленного уменьшением просвета на пролете при
суб рефракции .
Как правило, медленные замирания имеют весьма слабую частотную
зависимость, т.е. этот тип замираний практически одинаково сказывается
на всех стволах. В качестве иллюстрации к сказан ному на рис. 1.4.1 при-
ведены экспериментальные графики изменения уровня сигнала на проле-
те РРЛ длиной 55 км.
Рис. 1.4.1
Данные относятся к РРЛ, работающей в диапазоне 4 ГГц, а частот-
ный разное между стволами составляет A F = 58 МГц. Видно, что замира-
ния сигнала в стволах практически полностью корродированы.
Следует отметить, что для рассмотренных причин характер медлен-
ных замираний не зависит от параметров используемых антенн.
Еще одной причиной, обусловливающей появление медленных замира-
ний. является вариация углов выхода и прихода радиоволн, вызванная
случайными изменениями условий рефракции. Согласно эксперименталь-
ным данным ] 1.6] для трасс средней протяженности изменение углов при-
хода в вертикальной плоскости обычно не превышает ±0,5°, а максималь-
ные значения ±0,75°.
Отсюда следует очевидный вывод о том, что указанный механизм
имеет существенное значение только для остронаправленных антенн, т.е.
для антенн, ширина диаграммы направленности которых соизмерима с
указанными пределами углов прихода радиоволн.
Если же перейти к усилению антенн, то указанные ширины диаграмм на-
правленности соответствуют величинам усиления порядка 45 дБи и более.
Причиной быстрых замираний, как правило, является режим много-
лучевого распространения на трассе РРЛ. Такому режиму свойственно
20
появление кроме прямого луча, распространяющегося от передающей ан-
тенны к приемной, одного или более переотраженных лучей. Источника-
ми переотражения может служить как подстилающая трассу поверхность,
так и слоистые неоднородности в низких слоях тропосферы.
Для быстрых замираний характерно отсутствие какой-либо корреля-
ции между сигналами соседних стволов. Сказанное иллюстрируется гра-
фиками на рис. 1.4.2, где приведены экспериментальные зависимости из-
менения во времени уровней сигналов в соседних стволах. Данные полу-
чены для пролета РРЛ, в основном проходящего над морем. Протяжен-
ность трассы составляла около 40 км; диапазон частот 8 ГГц; частотный
разнос между стволами ДГ = 58МГц. .
Рис, 1.4.2
Теперь более подробно проанализируем вариант двухлучевого рас-
пространения, при котором переотраженная волна, образованная в ре-
зультате отражения от слоистой неоднородности (см. рис. 1.4.3), характе-
ризуется следующими параметрами:
• расположением неоднородности посередине пролета РРЛ;
• протяженностью пролета R;
• высотой расположения неоднородности у;
• диэлектрической проницаемостью среды распространения е на слои-
стой неоднородности, претерпевающей скачкообразное изменение на
Де.
Если на трассе используются антенны с идентичными диаграммами на-
правленности
F](0) = F2(0)=F(0), (1.4.1)
определяемыми как
F(0) = expf- (О /0О)2 ], (1.4.2)
то амплитуда перестриженного луча
Аотр = Г01р FK©^) F2(®01p) = Го1р ехр[- 2(© /®0)2 ]. (1.4.3)
В формуле (1.4.3) Готр - коэффициент отражения от плоской границы двух
сред. При отражении от плоской границы двух сред, диэлектрические
проницаемости которых равны 8 и е+ Де, при условии, что е-> 1, имеем:
• при поляризации вектора Е перпендикулярно плоскости падения ко-
эффициент отражения
ГО1р1(®) = {Sin© — [(l+As) - cos2©]05} / {sin© + [(l+Ae) - cos2©]0'5};
• при поляризации вектора Е параллельно плоскости падения коэффи-
циент отражения
Г0Тр| |(@) = {[(1+Де) - cos2©]0'5 - sin®(l+Ae)} /
/{[(1 +Ае) - cos2©]0'5 + sin® (1 +Ле)};
• при малых углах скольжения (0« 1) для обеих поляризаций
Готр (©) = [(Де +®2)0'5 - ©] / [(As +®2)0’5 + ©] ; (1.4.4)
• при условии, что (А е)0,5 < ®, соотношение (1.4.4) упрощается и при-
нимает вид
Готр(®) = Л е / (А е+4®2). (1.4.5)
Учитывая простую связь между угловой координатой 0 и высотой пере-
отражающего слоя у
0-2y/R
и подставляя в (1.4.3) соотношение (1.4.5), получаем:
Аотр (у) ={Ле/[Л £ +4(2у / R)2]} ехр[- (2,83у / R0O)2].
(1.4.6)
На рис. 1.4.4 приведены
графики зависимости
А01р(у), построенные для
трассы протяженностью
R=50 км при Ае=4-10’4:
> кривая 1- 0О= 1 °;
> кривая 2- 0О =2°.
Отметим, что указанные
значения 0О соответст-
вуют усилению антенн
44 дБи и 38дБи.
Рис. 1.4.4
Из приведенных кривых видно, что коэффициент отражения зависит от
усиления используемых антенн.
Вопрос о степени соответствия полученных соотношений с реаль-
ными как всегда выясняется путем сравнения (прямого или косвенного)
расчетных данных с экспериментальными. Здесь в качестве опорных , т.е.
экспериментальных, данных воспользуемся результатами работы [1.7].
В указанной работе приведены данные об амплитуде отраженной
волны в зависимости от времени ее запаздывания. Эти данные, получен-
ные на трассе протяженностью 36 км,
приведены на рис. 1.4.5 точками.
Если же в соотношении (1.4.6):
• пренебречь вторым сомножителем,
что справедливо для использован-
ных при эксперименте антенн с
усилением около 40 дБи:
• перейти от высотной координаты у
к времени запаздывания т, т.е.
воспользоваться соотношением
т = Аг / с = 2у2/ Rc,
где с - скорость света, то получим,
что
(1.4.7)
Г(т) = Де / (А е +4т с / R).
Результаты расчета Г(т) по формуле (1.4.7) при As = 410‘4 приведе-
ны на рис. 1.4.5 сплошной кривой. Экспериментальные и расчетные дан-
ные достаточно хорошо совпадают между собой до значений т ~ 16 нс.
Отличие между обеими кривыми для т > 16 нс, по-видимому, объясняется
изменением величины А е по высоте.
Отметим, что. пользуясь экспериментальной зависимостью Г(т) и со-
отношением (1.4.7), можно определить высотную зависимость
As (т) = 4 Г(т) т с / {R [1 - Г(т )]}.
(1.4.8)
Расчетная зависимость Г(т) приве-
дена на рис. 1.4.6. Следует отме-
тить, что на этом рисунке приведе-
ны две оси ординат: т, нс и у, м.
1.4.2» Характеристики
устойчивости сигнала
на пролетах РРЛ
Под характеристиками устойчиво-
сти сигнала обычно понимается
интегральное распределение его
уровня Wu (х), которое показывает, с какой вероятностью уровень сигна-
ла может стать меньше заданного уровня.
Двухлучевое распространение.
Двухлучевой модели распространения соответствует результирующий
сигнал
u = 1 + г| ехр (i ср),
(1.4.9)
амплитуда которого равна
и = (1 + г|2 + 2т| cos ср)05. (1.4.10)
Положим, что фаза ср равномерно распределена в интервале О...2л, а ам-
плитуда т| распределена в интервале 0 ... 1с плотностью
Рп (У) = Р ехр (—ру) / [1 - ехр (-J3)]. (1.4.11)
Отметим, что при оо обеспечивается однолучевая структура
(абсолютная устойчивость), а при [3--> -оо - структура из двух равных по
амплитуде лучей (наихудшая устойчивость).
При принятых условиях имеем:
Wu (z) = {1 - ехр [- (3 шах ( О, z-1 )J} / [1 - ехр(- |3)] +
1
4 {|3/ [1- ехр (~-|3)]} J ехр (-0 у) arc cos [( 1+у2 -z2) / 2у] dy, (1.4.12)
V
где v= | z—I |.
Отметим, что при малых значениях z (z« 1) имеем:
Wu (z) = р z2 / 4(ехрр - 1). (1.4,13)
Многолучевое распространение.
Многолучевой модели распространения соответствует результирующий
сигнал
n
п = а+^ т]п ехр (i <рп). (1.4.14)
Л-1
При условии, что мощность, соответствующая основному лучу, пропор-
циональна а2, а мощность побочных лучей -2 су", имеем:
Wu (х) =( 1/су2) J у 1о(у/сг) ехр [ - ( а2 + у2) / 2а2 ] dy, (1.4.15)
о
где 10 (у) - модифицированная функция Бесселя.
Если принять следующие подстановки: а = cos у и а = 0,7sin у, то фор-
мулу (1.4.15) можно записать как
С
Wu (x)=exp(-ctg2y) j ехр (-1) Io ( 2 t0,5 / tg у) dt, (1.4.16)
о
где Q = x2 / sin2 у .
Согласно [1.8] это выражение допускает представление в виде ряда
00
Wu (x)=exp[-(x2/sin2 у )-ctg2 у] Сп (у) (х2 / sin2 y)n. (1.4.17)
Отмстим, что при малых х (х« 1), ограничиваясь первым членом ряда
(1.4.17), получим
Wu (х)~х2 [exp (- ctg2 у)] / sin2 у. (1.4.18)
На рис. 1.4.7 приведена зависимость W„ (х) при различных значениях
sin2 у.
Отметим, что рассмотренные выше, а также другие известные из ли-
тературы функции устойчивости сигнала на интервале с многолучевым
распространением не позволяют из-за сложности математических преоб-
разований получить оценки системных параметров РРЛ, которые опреде-
ляются через характеристики устойчивости сигнала на пролете.
Поэтому' была введена новая функция устойчивости- [1.9], которая:
• оказывается пригодной для описания устойчивости сигнала на любой
трассе с многолучевым распространением;
• имеет простое аналитическое представление, вполне пригодное для
нахождения системных параметров РРЛ.
Рассмотрим функцию
от А- Л
fopk(z)=]T (-1)" zn/n! = exp(-z)-У2 (~l)nz"/n!
п~к >7~--О
(1.4.19)
и отмстим, что для нее справедлива рекуррентная формула
d (fopk(z)) / dz = - fopk.j(z).
Дифференциальная и интегральная функции распределения задается в ви-
де: г
Р«(и) ” 0 -(ос/2) fopi (оси) / fop2 (ос) при при 3 р ® VI р о VI VI р ° > па; (1.4.20)
1 0 при и<0;
W„(u)=5 . fop2 (оси) / 2 fop2 (ос) при 0 < и < и*. ; (1.4.21)
1 при и> иа;
где (х - параметр распределения (-оо< а <оо). Граничное значение и«
определяется из условия
fop2 (оси) / fop2 (ос) = 2.
При этом медианное значение сигнала всегда соответствует и = 1.
Следует отметить, что приведенное распределение достаточно хорошо
описывает известные распределения:
♦ при а оо распреде-
ление Wa (и) (кривая 1
рис. 1.4.8) хорошо опи-
сывает устойчивость
сигнала на линии с
двухлучевым рас-
пространением, когда
амплитуды обоих лу-
чей одинаковы, а фа-
зовый сдвиг равно-
мерно распределен в
интервале 0... 360°
(кружочки рис. 1.4.8);
♦ при а =1,07 распределение Wa(u) (кривая 2 рис. 1.4.8) хорошо описы-
вает устойчивость сигнала на линии, определяемую распределением
Ре.лея, отнесенного к своему медианному значению (крестики на
рис. 1.4.8);
♦ при а = - 1,3 распределение Wa(u) (кривая 3 рис. 1.4.8) хорошо опи-
сывает устойчивость сигнала на линии с трехлучевым распростра-
нением, когда амплитуды всех трех луней одинаковы, а фазовый
сдвиг между ними случаен (треугольники на рис. 1.4.8).
На рис. 1.4.9 приведены кривые устойчивости W (и) для значений пара-
метра а в интервале -10 > а > 10.
Рис. 1.4.9
Данные таблицы позволяю!' определить все характеристики рассмот-
ренных выше распределений. Так,
для распределения Райса
В = exp (- cig2 у) /sin2 у,
а для функции (1.4.21)
В = (Г / fop2 а. (1.4.23)
Зависимость (1.4.23) приведена на
рис 1.4.10.
1.4.3. Влияние параметров антенн на устойчивость сигнала на
пролетах РРЛ
Анализ экспериментальных данных, приведенных в литературе, по-
зволяет установить, что продолжительность глубоких замираний пропор-
циональна квадрату их глубины, т.е. при и «1 распределение W(u)= Ви2,
где В - коэффициент, определяемый каналом распространения, т.е. часто-
той f длиной пролета R, свойствами подстилающей поверхности, клима-
тическим районом и т.д. В [1.10 - 1.12] предложено определять этот
коэффициент по формуле
B=BoqRafb, (1.4.22)
где R задано в километрах, а частота - в гигагерцах. В табл. 1.4.1 приведе-
ны значения параметров Во, q, а и Ь, рекомендованные источниками.
Таблица 1.4.1
Источник Во а ь q
[10] 1.4 10" 3,5 1,0 1,0
[И] 6-10’7 3,0 1,0 0,25 -для горной местности 1,0 -для среднепересеченной местности 4,0 -для водной поверхности
[12] 10’9 3,5 1,2 0,4 - для горной местности 1,0 -для среднепересеченной местности 72Н*0,5 - для водной поверхности (Н~ высота просвета, м)
Введенная функция устойчивости позволяет достаточно просто оце-
нить влияние ширины диаграммы направленности (ДН) антенн на устой-
чивость сигнала на пролете РРЛ. Это явление было обнаружено при про-
ведении специальных экспериментальных исследований [1.13]. которые
показали, что устойчивость сигнала на пролетах РРЛ для малых процен-
тов времени при использовании антенн с большим усилением хуже, чем
при использовании антенн с меньшей направленностью.
В качестве модели распределения сигнала используем двух-
факторную модель и =лу, в которой первый множитель учитывает измене-
ние уровня сигнала из-за многолучевого распространения на трассе, а
второй - из-за вариации угла прихода прямого луча относительно элек-
трической оси антенны [1.14]. Ограничимся случаем, когда между'
множителями х и у нет корреляционного взаимодействия, что является
первым приближением к истинной картине распределения сигнала.
Плотность распределения величины х зададим в виде (1.4.20). Для
определения плотности распределения величины у необходимо знать
форму ДН передающей и приемной антенн у = у (0) и плотность распре-
деления углов прихода прямого луча pi(0) относительно направления
О = 0. Целесообразно представить pi(0) в виде
р,(6) =схр(-02/ст2)/(2л)0’5 ст. (1.4.24)
Следует подчеркнуть, что эта формула описывает распределение ва-
риации углов 0. обусловленных изменением как рефракционных условий
распространения на трассе (ареф)? так и ветровых нагрузок на антенну и
мачту, а также тепловых деформаций мачты (адеф).
Для нормированной ДН у = у(0), обратная функция которой © = ц/(у)
однозначна, плотность распределения
p2(y) = pi(®)ld\p/d©l.
Поэтому' искомая интегральная функция распределения сигнала и
1 х!
W (и)= 1 - J р2(у) [ J ра (х) dx] dy.
м/.r] ufy
Если положить, что ДН антенны аппроксимируется выражением F(©) =
= exp[“l,38(©/2©o.s)’], где 2©у,5 ~ ширина диаграммы направленности по
уровню половинной мощности, то после перемножения диаграмм пере-
дающей и приемной антенн получим
у(©) = ехр|-(©/©1)2],
где ©] = 1,22©о_5.
Следовательно,
© = ц/(у) = ©| (- In у)0’5.
Тогда после подстановки х = (- In у)0,5
W (u) = 1 - (2Ь л'0,5) J ехр (- х2 b”) {1 - [fop2 (а и х2) / 2 fop2 ос] d}.
о
где й) = [- 1п (и / X] )]0,5. b = ©1 / = 0,85 ©0 5 / е>0 .
При b -> оо, т. е. при малых вариациях угла прихода луча на антенну' или
использовании слабонаправленной антенны, это соотношение переходит в
выражение
W (u) -> fop2 (а и) / 2 fop2 а.
учитывающее только фактор многолучевого распространения.
Наибольший интерес представляет поведение функции W (и) при малых
значениях и. Для этого случая
СО
Ж (и)= |Ьл °’5/ fop2 a] J ехр (- х2 b2) fop2 (а и х2) dx. (1.4.25)
о
При ос = 0, что примерно соответствует средним условиям распростране-
ния, соотношение (1.4.25) переходит в
(и
W (up |Ьл ° 5 u‘| j" exp |- x' (b2 -2)1 dx. (1.4.26)
о
Рассмотрим два случая представления (1.4.26):
при b2>2 , что соответствует сравнительно широким ДН, имеем
W(u) = |Ь/ 2 (Ь2 - 2) 0 5] и2,
т е. в этом случае функция W (и) при малых п квадратичная:
при Ь2<2 , что соответствует узким ДН. основное влияние на ус-
тойчивость сигнала оказывают рефракционные изменения утла
прихода сигнала. В этом случае зависимость функции W (п) при
малых п становится более сложной, чем квадратичная. В частно-
сти, при Ь2=2 имеем
W(ii) = п212 л '1 5 In (X) / ц)|.
На рис. 1.4.11 приведена серия кривых распределения W(u) для че-
тырех значений параметра Ь, рассчитанных при а =-7. Отметим, что
кривые устойчивости при Ь>3 незначительно отличаются от кривых при
Ь=3.
Рис. 1.4.11
Рис. 1.4.12
На рис. 1.4.12 дана зависимость потерь в медианном уровне сигнала
ЛО мед от параметра b для трассы. характеризуемой а = - 7. Последний
рисунок наглядно характеризует тот факт, что применение направлен-
ных антенн (b < 1) из-за рефракционных явлений на пролете РРЛ приво-
дит к значительному падению медианного уровня принимаемого сигна-
ла.
Резюме:
=:» применение антенн с усилением более 45 дБ приводит к падению медианного
уровня и снижению устойчивости сигнала.
Теперь приведем экспериментальные данные, свидетельствующие в
пользу данного представления для функции устойчивости сигнала на
пролетах РРЛ
Первая группа экспериментальных данных. На рис. 1.4.13 приведены за-
имствованные из 11.13] экспериментальные данные касательно нормиро-
ванных к своим медианным уровням интегральных распределений уров-
ня сигнала на пролете РРЛ. На пролете использовались антенны с усиле-
нием G) = 45.5 дБ (треугольники) и антенны с усилением G; =39.5 дБ
(кружочки) при отношении ширин диаграмм направленности, равным
двум. т.е. при bi / b; =2. Приведенные на рис. 1.4.13 кривые 1 и 2 рассчита-
ны при а = -7, что соответствует ис-
следуемой трассе при Ь|=3 и Ь2= 1.5 со-
ответственно. Видно, что расчетные
кривые соответствуют эксперимен-
тальным данным. Так как разность в
усилении обеих пар антенн составляет
12 дБ. то реальное распределение
уровня сигнала на пролете при исполь-
зовании антенн с усилением 45.5 дБ
изображено кривой 3.
Отметим один побочный продукт про-
веденного сравнения. Речь идет о еле-
дуто щих обстоятельствах:
• в связи с тем. что расчетные кривые 1 и 2 на рис. 1.4.13 хорошо сов-
падают с экспериментальными данными, можно, зная ширину ДН ис-
пользованных антенн, получить значение дисперсии угла прихода
сигнала на исследуемой трассе:
• эта величина оказалась равной ст0 = 20'. что значительно превосходит
расчетную оценку этой величины, полученную по методике [1.6];
• по условиям эксперимента дсформативностью опор можно пренеб-
речь: поэтому указанное угловое отклонение прихода луча опреде-
лялось только рефракционными явлениями;
• сказанное выше однозначно говорит о том. что предположение о
нормальном распределении градиента g при больших отклонениях от
среднего не соответствует истине.
Вторая группа экспериментальных данных. На рис. 1.4.14 приведена
расчетная зависимость уменьшения уровня сигнала на пролете, соответст-
вующая 20% наблюдаемого времени. На этом графике приведены две оси
абсцисс для частот 4 и 8 ГГц. на которых указаны соответственно протя-
женности R пролетов, проходящих в среднепересеченной местности. На
этом же графике приведены треугольниками (частота 8 ГГц) и кружками
(частота 4 ГГц) значения уменьшения уровня сигнала с 20%-ной вероят-
ностью. полученные по формуле [1.6]:
U (20%) = - 0.063 R 1
(1.4.27)
где R задано в км, а частота f в ГГц. Отметим, что формула получена в
результате обработки многочисленных экспериментальных данных.
Рис. 1.4.14
Третья группа экспериментальных данных. На рис. 1,4.15 сплошной кри-
вой приведены экспериментальные данные [1.15] по распределению
уровня сигнала на пролете РРЛ протяженностью 50 км, работающего на
частоте 4 ГГц. Расчетные данные, полученные при а = 0, показаны кру-
жочками. Видно, что наблюдается вполне хорошее совпадение между рас-
четными и экспериментальными данными.
Проведенное сравнение позволяет сформулировать следующее резюме:
представление устойчивости сигнала в виде (1.4.20) и (1.4.21) вполне адекватно
описывает экспериментально определенные распределен tin уровня сигнала на про-
летах РРЛ;
=> указанные представления вполне пригодны для описания устойчивости сигнала
при иных представлениях для многолучевых моделей распространения сигнала.
1.5. ВЗАИМОДЕЙСТВИЕ РРЛ С ДРУГИМИ
РАДИОСИСТЕМАМИ
Еще одним важнейшим системным аспектом, где решающую роль
играют параметры антенн РРЛ. являются вопросы электромагнитной со-
вместимости (ЭМС).
Надо сразу подчеркнуть, что радиорелейные системы по отношению
к сторонним радиосистемам могут выступать в двух ипостасях, а именно:
• как объекг, подвергающийся нежелательному воздействию сторонних
радиоснстем.
• или, напротив, как объект, являющийся источником помех для сто-
ронних радиосистем.
Наиболее характерным случаем, полностью попадающим под данную си-
туацию. является взаимодействие радиорелейных и спутниковых систем
связи. Следует отметить следующие обстоятельства:
• со стороны радиорелейных средств объектом влияния может высту-
пать станция РРЛ;
• со стороны спутниковой связи объектами влияния выступают как на-
земные, так и космические сегменты.
1.5.1. Взаимное влияние станций РРЛ и земных станций
спутниковой связи
Разрешение на работу в частотном диапазоне, отведенном ранее
только для радиорелейных линий, позднее получили и средства
спутниковых систем связи. И естественно, что сразу же возникли
проблемы нежелательного взаимодействия обеих систем связи, причем
эти воздействия взаимные.
Приведем основные схемы нежелательных взаимодействий
применительно к земным станциям (ЗС), работающих в частотном
диапазоне 6/4 ГГц:
♦ станции РРЛ, работающие в диапазоне 4 ГГ ц, напрямую
воздействуют на приемные устройства ЗС ;
♦ ЗС напрямую воздействуют на приемные устройства РРЛ,
работающих в диапазоне 6 ГГц.
Мешающее воздействие по первой схеме можно оценить следующим
образом. Если Рррл - мощность излучения антенны РРЛ, a GppJ1 - усиление
антенны РРЛ в направлении на ЗС, т.е. в направлении ®ррл_зс. то плотность
мощности излучения сигнала РРЛ, являющегося помехой для ЗС. в
окрестности этой станции определяется соотношением
Рп — Рррл 0ррл (®ррЛ-Зс)/4лР. ррл-зс,
(1.5.1)
где R ррл зс - расстояние между станцией РРЛ и ЗС.
Мощность помехи, наведенной излучением от станции РРЛ, на выходе
антенны ЗС составляет
Рп Рп эф ,
(1.5.2)
где Sa ,ф - эффективная площадь антенны ЗС для направления ®зс.ррл, рав-
ная
S а эф = S а G3C (®зс-ррл ) / G3C (0) .
Здесь использованы обозначения:
Sa - площадь раскрыва антенны;
G,c (®зс-рРл) - усиление антенны ЗС в направлении на станцию РРЛ;
G3C (0) - усиление антенны ЗС в направлении 0 = 0°, равное G3C(0)=
= 4л5а //? (А. - длина волны электромагнитного излучения).
Учитывая приведенные соотношения, находим, что мощность поме-
хи, наведенной излучением от станции РРЛ на выходе антенны ЗС, опре-
деляется выражением
Рп = Рррл G (0ppJMC) G (©зс ррл) (А. / 4 л Яррл-зс)2 • (1.5.3)
Аналогичным образом можно получить выражение для определения
взаимодействия по второй схеме. В этом случае мощность помехи, наве-
денной излучением от ЗС, на выходе антенны станции РРЛ определяется
выражением
Рп = Рзс G (0зс-ррл) G (0ррл .3с) (А, / 4 л НррЛ_зС )2 (1.5.4)
Как видно из приведенных формул, мощность помехи напрямую за-
висит от направленных свойств как антенны РРЛ, так и антенны ЗС в де-
терминированном направлении ©зс_ррл.
Заметим, что сходная ситуация имеет место и для других частотных
диапазонов, в которых одновременно может функционировать как радио-
релейная, так и спутниковая связь. Еще раз подчеркнем, что описанная
ситуация справедлива при условии размещения станций в так называе-
мой дальней друг относительно друга зоне, т.е. при выполнении условия
R > 2(D3C + Dpp;,)7/,. (1.5.5)
Поэтому она достаточно проста для анализа и отвечает детерминирован-
ному заданию месторасположения станций РРЛ и спутниковой связи.
Иная ситуация возникает при размещении станции ЗС и РРЛ в непо-
средственной близости друг относительно друга. Отметим, что даже для
полностью детерминированной обстановки эта ситуация крайне сложна
для априорного анализа. Основная причина заключается в том, что до на-
стоящего времени не разработаны достаточно простые и доверительные
методы расчета полей в ближней и сверхближней зонах излучения антенн.
Поэтому здесь, как правило, используются приближенные методы.
Рассмотрим несколько типичных ситуаций, проанализированных в [1.16]
Ситуация 1, Геометрия рассматриваемой задачи приведена на рис. 1.5.1.
Рис.1.5.1
В [1.17] методом геометрической теории дифракции получена простая
формула для оценки коэффициента связи между антенной земной станции
и изотропной антенной, расположенной в теневой области антенны ЗС.
Под коэффициентом связи здесь понимается отношение мощности, при-
нятой изотропной антенной, к мощности, излученной антенной земной
станции. Указанная формула имеет вид
= (V8tiL) Собл (ср) [cos ср/ sin (ср/2)]'.
(1.5.6)
Рис. 1.5.2
где Go6jI(cp) - усиление облучающей систе-
мы (облучатель + контррефлектор) на край
зеркала. На рис. 1.5.2 приведены результа-
ты расчета коэффициента связи между 32-
метровой антенной и расположенной в ее
заднем секторе изотропной антенной для
частоты 6 ГГц.
Для ситуации, изображенной на
рис. 1.5.3, были проведены эксперимен-
тальные исследования по определению ко-
эффициента связи. Экспериментальные
данные показаны на рис. 1,5.4.
Ситуация 2. Принципиальное отличие от предыдущей ситуации заключа-
ется в том, что здесь вместо изотропной антенны присутствует антенна с
размерами апертуры, характерными для антенн РРЛ.
Геометрия первой исследуемой схемы расположения антенн приведена на
рис. 1.5.5. Здесь А - направление на спутник; В - 11,5-метровая осесим-
метричная антенна типа Кассегрейна ЗС; С - антенна РРЛ (диаметр 2,7 м);
D - ось вращения антенны РРЛ; R - расстояние между антеннами.
Геометрия второй исследуемой схемы расположения антенн приведена на
рис. 1.5.7 Принципиальное отличие от предыдущей схемы заключается в
том, что здесь антенна ЗС обращена "‘лицом” к антенне РРЛ. Менее прин-
ципиальных отличий два:
♦ антенна ЗС выполнена по двухзеркальной схеме типа офсет;
♦ измерения проводились на расстоянии R=30 м.
Результаты измере-
ния коэффициента связи
для частоты 19,5 ГГц в
зависимости от угла по-
ворота антенны РРЛ
приведены на рис. 1.5.8
сплошной кривой с кру-
жочками. На этом же ри-
сунке штрихпунктирной
кривой приведена рас-
четная зависимость ко-
эффициента связи от уг-
ла поворота.
Теперь о расчетной
оценке уровня связи.
Значения коэффициента
Рис. 1.5.8
связи, приведенные на рис.1.5.6 и 1.5.8, определялись по формуле
<=(/./4лИ)2 G3C (0ррл) Gppjl(©3C)
(1.5.7)
где G3C(OPfM) - усиление антенны ЗС в направлении на антенну РРЛ;
6ррл(0зс) - усиление антенны РРЛ в направлении на антенну ЗС.
Учитывая весьма неплохое совпадение расчетных и экспериментальных
данных, авторы [1.17] формулируют следующее резюме:
=> коэффициент связи антенн может быть приблизительно оценен с использовани-
ем диаграмм направленности антенн в дальней зоне. Этот метод расчета эффек-
тивен и применим для всех ориентаций антенн земных станций.
1.5.2. Взаимное влияние станций РРЛ и ретрансляторов
спутниковой связи
Еще одна схема взаимного влияния между радиорелейными и спут-
никовыми системами связи обусловлена прямым воздействием станций
РРЛ на ретрансляторы спутниковой связи и, наоборот, ретрансляторов на
РРЛ.
Оценку влияния прямого излучения станции РРЛ на ретранслятор
спутниковой связи целесообразно проводить путем сравнения уровней
ЭИИМррЛ (эквивалентной изотропно излучаемой мощности) станции РРЛ
в направлении на ретранслятор и ЭИИМЗС земной станции на ретрансля-
тор.
Напомним, что
ЭИИМ=РС(О), (1.5.8)
где Р - мощность излучения; G(0) - усиление антенны по угловому
направлению 0.
Если (Трет- допустимый уровень защитного отношения для ретранслятора
Црет“ Рс/ Pti - ( 1.5.9)
где рс - уровень сигнала, а рп - уровень помехи, то паразитное влияние
станции РРЛ на ретранслятор будет сказываться при условии, что
Р,с G3C > Црет Рррл СррЛ(0,с). (1.5.10)
Выражение (1.5.10) получено при условии полного совпадения по-
лосы частот ДГррл излучения станции РРЛ и полосы частот Afper приема
ретранслятора. Если же это условие не соблюдается, то соотношение
(1.5.10) необходимо скорректировать, введя множитель у<1. учитываю-
щий отношение полосы совпадающих частот AfppJI и Afper к полосе частот
излучения станции РРЛ:
Р-зс G3C У > Црет Рррл GppJ(03c)- (1.5.10а)
Анализируя выражения (1.5.10) и (1.5.10а) и учитывая, что в угло-
местной - плоскости направление главного излучение антенн РРЛ
ориентировано вдоль горизонта, нетрудно сообразить, что наиболее
вероятными “пораженными” ретрансляторами будут именно те, которые
находятся относительно антенн РРЛ под нулевыми или близкими к
нулевым угломестным направлениям.
Отсюда резюме:
=> соотношение (1.5.10) следует рассматривать как исходное при нормировании
уровня ЭИИМстанции РРЛ в направлениях 0—И).
Оценку влияния прямого излучения ретранслятора спутниковой свя-
зи на станцию РРЛ также целесообразно проводить путем сравнения
уровней ЭИИМ.
Нетрудно получить условие, при котором паразитное влияние
ретранслятора будет сказываться на работе станции РРЛ. При полной
идентичности полосы частот излучения ретранслятора AfpeT и полосы
частот приема AfP[M указанное условие имеет вид
ЭИИМре1 < ЭИИМррл (R(-/Rpp;,)2 / ppp,,, (1.5.11)
а при частичном совпадении полос частот
ЭИИМре, < у ЭИИМррл (К >/Rpp;,)2 / Рррл, (1.5.11а)
где К, - расстояние до ретранслятора, приблизительно равное 40 000 км.
Rp.H,-расстояние до соседней станции РРЛ. Цррл - допустимый уровень за-
щитного отношения для станции РРЛ. Следует отметить, что величина
РррЛ нормируется как-условие практического “невлияния" отношения сиг-
нал/помеха со стороны ретранслятора для малых процентов работы РРЛ.
т.е. когда полезный сигнал со стороны соседней станции подвержен силь-
ному замиранию.
Отсюда резюме:
=> соотношение (1.5.11) следует рассматривать как исходное при нормировании
уровня ЭИИМ ретранслятора в направлениях, примыкающих к касательной к по-
верхности Земли.
1.5.3. Оценки помехозащищенности антенн РРЛ
Если в предыдущих разделах анализировалась детерминированная
помеховая ситуация, то здесь рассматривается полярный случай разме-
щения сторонних радиосредств относительно станции РРЛ. а именно тот,
когда помеховая ситуация не детерминирована, а известна только веро-
ятностная оценка направлений появления сигналов/помех от сторонних
радиосредств.
Ясно, что в этой ситуации даже в случае использования антенн с из-
вестной формой диаграммы направленности можно оперировать только
вероятностными оценками ожидаемого уровня принимаемых антенной
помех. Возможно два разнящихся между собой подхода по оценке поме-
хозащищенности антенн РРЛ.
Первая группа оценок помехозащищенности антенн РРЛ для рас-
сматриваемой ситуации - определение основных вероятностных парамет-
ров. а именно: математического ожидания помехозащищенности антенны
и дисперсии этой величины.
Итак, заданными являются следующие характеристики:
• направления прихода помехи лежат в горизонтальной плоскости;
• вероятность углового прихода помехи определена распределением
Р(ф)-
• нормированная диаграмма направленности антенны РРЛ в горизон-
тальной плоскости определена функцией F(cp).
При этих условиях математическое ожидание помехозащищенности
антенны определяется формулой
M[F:]= J F2(cp)p(<p) dtp / J p(cp) dcp.
(1.5.12)
Следует обратить внимание на то обстоятельство, что искомое ма-
тематическое ожидание ищется по ДН антенны, определенной по мощно-
сти. Это обусловлено тем, что вносимое влияние со стороны внешних ра-
диосистем на радиорелейную систем}' или, напротив, вносимое радиоре-
лейной системой на сторонние радиосистемы оценивается, как правило, в
виде мощностной компоненты.
Рассмотрим несколько частных случаев.
1-й случай. Предположим, что вероятность прихода помехи опреде-
лена в угловом интервале 0... 2л функцией
р(<р) = | sin <р |. (1.5.13)
Такое распределение вероятности прихода помехи, когда по основному
. направлению и направлению заднего излучения вероятность прихода по-
мехи равна нулю, а вблизи указанных направлений мала, вполне соответ-
ствует практической ситуации. В этом случае соотношение (1.5.12) при-
нимает вид
М [F2] = 0,5 J F2(<p) I sin <р | d<p. (1.5.14)
о
Напомним, что коэффициент направленного действия антенн с осевой
симметрией излучения определяется как
D = 2/ J F2 (ср) | sin ср | dcp. (1.5.15)
о
Следовательно,
М [F2] = 1/D =1/G, (1.5.16)
где G - коэффициент усиления антенны.
Переходя к математическому ожиданию усиления антенны GM, име-
ем, что при задании функции р (ср) в виде (1.5.13)
V [G] = GM[F2] =1 или 0 дБ. (1.5.17)
Результат на первый взгляд несколько неожиданный.
2-й случай. Предположим, что вероятность прихода помехи
равновероятна в угловом интервале О...2л. Тогда соотношение (1.5.12)
принимает вид
2л
М [F2] = (l/2n) j F2(<p)dcp. (1.5.18)
о
Рассмотрим несколько вариантов задания диаграмм направленности.
Вариант 2.1. Достаточно часто диаграмму направленности антенны, а
точнее - ее главный лепесток аппроксимируют функцией вида
F(<p) = exp [- 1,38 (<р/ 2<р0)2], (1.5.19)
где 2ср0 - ширина диаграммы направленности по уровню минус 3 дБ.
При такой аппроксимации
M[F2] = (2<ро / 4,08) Ф(4,О8/2<ро), (1.5.20)
где Ф(х) - интеграл вероятности. При х-> со имеем
M[F2] = 0,3 (2<р0/2л). (1.5.21)
Вариант 2,2. Другая часто используемая аппроксимация [1.3] диаграммы
направленности, которая значительно точнее имитирует реальную форму
ДН, имеет вид
F(cp) = (1+B<pv)’1 , (1.5.22)
где В и v - параметры аппроксимации. В этом случае
2л
M[F2] = (1/2л) J (l+B<pv)-2d<p. (1.5.23)
о
Соотношение (1.5.23) может быть вычислено следующим образом. Имеем
со со
M[F2] = (1/2л){ j (1+B<pv)’2d<p - J (1+B<pv)’2d<p}=
0 2л
со оо
= (1/2л){| (1+B<pv)‘2d<p - J B’2<p’2vd<p} =
0
= (1/2л) {v 1 B’1/v T(l/v) Г(2 -l/v)+B'2 (27i)'2vH/ (~2v+i)}, (1.5.24)
где Г(х) - Гамма-функция.
Вариант 2,3, Достаточно часто диаграмма направленности антенны, пред-
ставленная в "децибельной" мере, аппроксимируется в виде линейно-
ломаной функции. Пример такого задания ДН приведен на рис. 1.5.9.
В аналитической форме ДН антенны имеет следующее представление:
F](q>) = a, +bi(cp), дБ, при 0>ср>срг.
F2(cp) = а2 + Ь2(ф), дБ, при cpixpxfb:
(1.5.25)
F„(<p) = а» + Ь„(ф). дБ, при ср„.|>ф>180 ".
В системе формул (1.5.25) уровень диаграммы Б(ф) задан в “деци-
бельной” мере, а значение угла ср-в градусной. Коэффициенты а, и Ь;
можно определить по формулам
Ь; = [Р(сри) - Б(ф,)]/[ ф,., - ср,].
а| = Р(фь1)-Ь1ф,.1.
Переходя от “децибельной” меры задания ДН к “разовой”, имеем
а,/20 bi <р/21)
Fi(cp) =10 -10
Следовательно.
И. = J Fj(cp)dcp,
(1.5.26)
(1.5.27)
i = N
M|F2] :: (1/180)]Г Hi
K=1
(1.5.28)
Коротко о дисперсии помехозащищенности антенн. Этот параметр вы-
числяется обычным образом:
D|F2] = J [M[F“] - F-(cp)J2dcp. (1.5.29)
- 71
И наконец, еще одна достаточно типовая ситуация, когда имеется
набор из N дискретных значений <р: ср0. ср,. ср2, ...,фы , и соответствующий
ему набор значений F(cp): F(cp0), F(cpi), F(cp2),,...Р(фк). Такая ситуация воз-
никает, например, при измерении диаграмм направленности антенн пу-
тем определения дискретных значений по N угловым направлениям. Как
правило, число измеряемых угловых точек достаточно велико, а весь мас-
сив информации размещается в памяти компьютера, что резко упрощает
определение M[F2] и D[F2]:
M[F2] = (N+1)1 £ F2(cpn).
(1.5.30)
Л'
D[F2] = (N+l)-' 'Х <M[F2] - F(cpn)}2. (1.5.31)
n=0
Вторая группа оценок помехозащищенности антенн РРЛ для рас-
сматриваемой ситуации - определение другого вероятностного парамет-
ра, а именно: интегрального закона распределения W(t), который опреде-
ляет вероятность того, что уровень диаграммы F(cp) будет превосходить
некоторую величину I. Вычисление W(t) достаточно сильно разнится от
вида диаграммы F(cp).
Вариант 1. Этот вариант соответствует более простой ситуации, когда с
ростом (р диаграмма направленности F(<p) является монотонно убываю-
щей функцией. Здесь
W(t) = р [t<F(cp)< 1] = р [0<cp< <p(t)]. (1.5.32)
В этом случае
W(t) = ср(1)/л. (1.5.33)
где cp(t) - функция, обратная функции t = F(<p).
Для ДН, заданной соотношением (1.5.22), имеем
W(t) = (1/тг) L (1 -1)
(1.5.34)
Проиллюстрируем полученное соотношение для четырех аппрокси-
маций ДН вида (1.5.22), относящихся к реальным типам антенн.
1. Осесимметричная однозеркальная антенна производства фирмы
Nera : диаметр раскрыва 3,0 м; частота 1.9 ГГц; усиление G=33,9 дБи.
Диаграмма направленности этой антенны приведена на рис. 1.5.10. Там же
приведена огибающая типа (1.5.22) с параметрами В = 0,11 и v = 2.
2.Осесимметричная однозеркальная антенна производства фирмы
RFS: диаметр раскрыва 1,8 м; частота 7.8 ГГц; усиление G= 41,1 дБи. Оги-
бающая ДН этой антенны приведена на рис. 1.5.11. Там же приведена
огибающая типа (1.5.22) с параметрами В = 1.78 и v = 1.25. Следует обра-
тить внимание на три обстоятельства:
• сплошная кривая 1 ~ огибающая ДН. выполнение которой гарантиру-
ется фирмой-изготовителем;
• масштаб по горизонтальной оси выполнен нелинейным;
• нижняя кривая 3 представляет собой огибающую ДН антенн по
кроссполяризации.
3.Осесимметричная однозеркальная антенна производства фирмы
Andrew: диаметр раскрыва 1,8м; частота 1J ,2 ГГц; усиление G= 44,5 дБи.
Огибающая ДН этой антенны приведена на рис. 1.5.12. Там же приведена
огибающая типа (1.5.22) с параметрами В = 0,28 и v = 2. Следует отме-
тить, что штриховой кривой 2 показана огибающая ДН, выполнение кото-
рой гарантируется фирмой-изготовителем.
Рис.1.5.12
4.Осесимметричная однозеркальная антенна производства фирмы
NEC: диаметр раскрыва 1.8 м; частота 5,0 ГГц; усиление G= 44,5 дБи.
Диаграмма направленности этой антенны приведена на рис. 1.5.12. Там же
приведена огибающая типа (1.5.22) с параметрами В = 0,82 и v = 1,5.
Распределения W(t) = (1/л) [(1 - t) 1В]' \ соответствующие приведенным
диаграммам, показаны на рис. 1.5.14 кривыми 1, 2, 3 и 4 соответственно.
F((p), дБ
Data Shc«t -
-20
-40
-60
-180 -108
-36 36 108 ф, град
Рис.1.5.13
Рис. 1 5.14
Из приведенных графиков следует, что вероятности 50% соответст-
вует:
• для антенны 1 уровень t = -60 дБ или усиление G = -26 дБи;
• для антенны 2 уровень t = -54 дБ или усиление G = -13 дБи;
• для антенны 3 уровень t = -68 дБ или усиление G = -23,5 дБи;
• для антенны 4 уровень t = -52 дБ или усиление G = -10 дБи.
Вариант 2. Этот вариант соответствует ситуации, когда cp(t) - функция,
обратная функции t = F(cp). не является однозначной. Пример такой функ-
ции приведен на рис. 1.5.15. Здесь показана ДН осесимметричной антенны
производства фирмы Nera ; диаметр раскрыва 2,0 м; частота 7,75 ГГц;
усиление G= 41,9 дБи. Ослаблению I = -55 дБ соответствуют три угловые
области: Дф1 , Дер; и Дср3. Поэтому' уровню t = -55 дБ соответствует веро-
ятность W(t)= |Д<р| + Дср2+ Дсрз]/ 1,8. %. Аналогичным образом можно оп-
ределить вероятностные значения, соответствующие другим уровням t.
Вариант 3. Для ситуации, когда имеется набор из N дискретных значе-
ний ср: ф0, фь ф2.....фн и соответствующий ему набор значений Г(ф):
Г(фо), Г(ф|), Г(ф2),....Г(фу). существуют операции обработки данного мас-
сива на компьютере, позволяющие получить искомое представление W(t).
Проведенный в данном разделе анализ позволяет сформулировать сле-
дующее резюме:
=> вероятностные оценки помехозащищенности антенн могут служить основой для
нормирования диаграмм направленности антенн РРЛ по критерию надежности
их использования в различных помехоопасных ситуациях относительно конкрет-
ной РРЛ станции.
1. 6. КРОССПОЛЯРИЗАЦИОННАЯ РАЗВЯЗКА АНТЕНН
Еще одним важнейшим фактором, определяющим качественные по-
казатели работы радиорелейных систем, работающих в режиме поляри-
зационного уплотнения, является кроссполяризационная развязка антенн.
Напомним, что при поляризационном уплотнении один и тот же (или
практически один и тот же) частотный диапазон используется для пере-
дачи (приема) двух различных информационных потоков.
Для того чтобы антенна РРЛ могла работать в системах с поляриза-
ционным уплотнением, она должна:
• обеспечить надлежащий уровень кроссполяризационной развязки (в
спецификациях на зарубежную продукцию - XPD);
• указанный уровень кроссполяризационной развязки должен гаранти-
ровано выполняться внутри некоторой угловой области Q (9,ф).
центр которой совмещен с максимумом излучения диаграммы на-
правленности антенны.
Требуемый уровень XPD антенн определяется исходя из условия до-
пустимого уровня взаимных помех между каналами с различными ин-
формационными потоками, использующими практически идентичные
частотные диапазоны. Отметим, что этот уровень зависит от способа ис-
пользуемой модуляции и скорости передаваемой информации.
Исходя из этих критериев можно сформулировать требование на
уровень кроссполяризационной развязки в антенне, предназначенной для
работы на РРЛ с поляризационным уплотнением:
♦ не менее 35 дБ (повышенное требование);
♦ не менее 30 дБ (стандартное требование).
Можно ожидать, что дальнейший рост скоростей информационных
потоков потребует повышения требования на уровень кроссполяризаци-
онной развязки до 40 дБ.
Что касается формы угловой области Q (О.ср), в которой должна вы-
держиваться норма на уровень XPD, то следует отметить, что эта область
не является круговой, как для антенн, используемых на земных станциях
спутниковой связи, и имеет другую конфигурацию. Указанная конфигу-
рация определяется двумя факторами:
• в основном - условиями рефракции на пролете РРЛ. Из этих
условий следует, что девиация луча в вертикальной плоскости
много больше, чем девиация в горизонтальной. Поэтому верти-
кальной размер области О (0,ср) должен значительно превышать
ее горизонтальный размер;
• значительно менее важным - деформативными свойствами опоры
(мачты и др.), на которой установлена антенна.
ГЛАВА 2. МЕЖДУНАРОДНЫЕ И НАЦИОНАЛЬНЫЕ
РЕКОМЕНДАЦИИ И НОРМЫ
НА ПАРАМЕТРЫ АНТЕНН ДЛЯ РРЛ
Приводится информация по международным и региональным рекомендациям на параметры
антенн и фидерных трактов для РРЛ. Даны технические требования на эти параметры для
России. Проведено обсуждение норм и рекомендаций. Рассмотрены цели и правила сертифи-
кации антенн и фидерных трактов.
2.1. МЕЖДУНАРОДНЫЕ РЕКОМЕНДАЦИИ И НОРМЫ НА
ПАРАМЕТРЫ АНТЕНН РРЛ
2.1.1. Рекомендация МСЭ-Р F. 669-4
Эта рекомендация касается представления так называемых эталон-
ных диаграмм направленности антенн радиорелейных систем прямой ви-
димости. Введение эталонных диаграмм необходимо, как сказано в пре-
амбуле Рекомендации, при изучении вопросов координации и оценке
взаимных помех между радиорелейными системами прямой видимости и
между станциями таких систем и земными станциями служб космической
радиосвязи, работающими в одной и той же полосе частот.
Эталонная диаграмма направленности для диапазона частот 1...40
ГГц и для случая, когда отношение диаметра антенны D к рабочей длине
волны к больше 100, имеет вид
G(cp) = GMaltc -2,5-10'3(D q> A)2 при 0°<ф<фм;
G(cp) = G, при фм<ф<фг; (2.1.1)
G(cp) = 32 - 25 Igcp при q>r<q><48°;
G(q>) = -10 при 48°«р<180°,
где G(cp) - усиление антенны относительно изотропной антенны; ср - уг-
ловая координата (градусы); Gi - усиление антенны в направлении пер-
вого бокового лепестка, связанное с электрическим размером апертуры
выражением
G, = 2+15 lg (DA). (2.1.2)
Угловые координаты срм и фг из (2.1.1) определяются следующим обра-
зом:
Ф» = (20VD) (GMaitc - Gi)0’5, (2.1.3)
ср =15,85 (D/А.)’0,6
(2.1.4)
Эталонная диаграмма направленности для того же диапазона частот
и для случая, когда отношение диаметра антенны D к рабочей длине вол-
ны л меньше или равно 100, имеет вид
G((p) = GMaKC-2,5-10-3(Dcp/Z)2
G(cp) = G,
G(cp) =52-10 lg(D/X) - 25 Igcp
G(cp) =-10 - lg(D/Z.)
при 0°<cp<cpM;
при cpM<cp<cpr;
(2.1.5)
при cpr<cp<48°;
при 48°<cp<180°.
Приведем также наиболее важные примечания, относящиеся к этой Реко-
мендации:
• эталонная диаграмма, приведенная выше, не должна рассматриваться
в качестве установленного максимального предела для диаграмм на-
правленности существующих или планируемых антенн радиорелей-
ных систем;
• необходимо соблюдать осторожность при использовании эталонной
диаграммы направленности в диапазоне углов, при которых конкрет-
ная система питания может приводить к относительно высоким уров-
ням приема по боковым лепесткам;
• эталонная диаграмма направленности, приведенная выше, применима
только для антенн, имеющих круговую симметрию.
В анализируемом документе имеется и другое представление для
эталонной диаграммы направленности. Речь идет об огибающих ДН ан-
тенн для РРЛ, о которых заранее известно, что их конструктивное выпол-
нение обеспечивает высокую степень помехозащищенности. В приложе-
нии 4 сказано, что для рупорно-параболических антенн и антенн со сме-
щенным облучателем (антенн типа офсет) с очень слабым облучением
края рефлектора в качестве эталонной диаграммы направленности в гори-
зонтальной плоскости может временно использоваться следующее урав-
нение:
G(cp) = 88 - 30 lg(D/Z.) - 40 Igcp.
(2.1.6)
В качестве подтверждения, свидетельствующего о справедливости
такого представления эталонной диаграммы направленности, в Приложе-
нии 4 приведены экспериментальные ДН трех типов антенн. Эти распре-
деления представлены ниже на рис. 2.1.1 и относятся к:
• кривая 1 - огибающая ДН антенны со смещенным облучателем; диа-
метр антенны 3,6 м; частота 3,9 ГГц;
• кривая 2 - огибающая ДН антенны со смещенным облучателем; диа-
метр антенны 3,6 м; частота 6,175 ГГц;
• кривая 3 - огибающая ДН рупорно-параболической антенны на час-
тоте 3,9 ГГц.
На этом же рисунке приведена огибающая ДН согласно формуле
(2.1.6). Видно, что экспериментальные ДН всех трех типов антенн вполне
удовлетворяют рекомендованной эталонной ДН в форме (2.1.6). Следует
отметить, что соотношение (2.1.6) справедливо только для переднего по-
лупространства, т.е. для углов <р<90°.
2.1.2. Рекомендация 406-2
Эта рекомендация, хотя формально относится к нормировке величи-
ны эквивалентной изотропно излучаемой мощности передатчиков радио-
релейных систем прямой видимости, работающих в полосах частот, ис-
пользуемых совместно с фиксированной спутниковой службой, имеет
прямое отношение к рассматриваемой проблематике. В самом деле, экви-
валентная изотропно излучаемая мощность (ЭИИМ) определяется как
ЭИИМ = PG(cp),
(2.1.7)
где Р - мощность, излучаемая антенной; G(cp) - усиление антенны, зави-
сящее от угловой координаты <р. Так как G(cp) имеет представление
G(cp) = GMaKC F2(<p), (2.1.8)
то очевидно, что угловая зависимость ЭИИМ напрямую определяется ДН
антенны.
Теперь непосредственно о содержании данной Рекомендации. Этот
документ рекомендует, чтобы в тех полосах частот между 1 и 10 ГГц, ко-
торые совместно используются системами фиксированной спутниковой
службы и радиорелейными системами прямой видимости:
• мощность, подводимая ко входу антенны РРЛ, не превышала +13
дБВт;
• максимальное значение ЭИИМ не превышало +55 дБВт;
• места расположения новых передающих станций, насколько это воз-
можно, выбирались таким образом, чтобы направление максимально-
го излучения антенны отстояло бы по крайней мере на 2° от геоста-
ционарной орбиты.
Если же реализация последней рекомендации практически невозможна, то
максимальные значения ЭИИМ не должны превышать:
• +47 дБВт для луча любой антенны, направленного в пределах 0,5° от
геостационарной орбиты;
• от + 47 до + 55 дБВт при линейной зависимости по шкале, выражен-
ной в дБ (8 дБ на градус) для луча любой антенны, направленного в
пределах от 0,5 до 1,5°.
Следовательно, данная рекомендация формулирует следующие тре-
бования на параметры направленности антенн РРЛ для частного случая их
использования, а именно когда луч антенны РРЛ “смотрит” в направле-
ния, примыкающие к геостационарной орбите:
♦ максимальное усиление антенны не должно превышать 42 дБи:
♦ тем не менее здесь целесообразно использовать высоконаправленные
антенны, реализующие спад диаграммы направленности не менее 8
дБ/ град.
Отметим, что эти требования в некоторой мере противоречат друг другу.
2.2. ТРЕБОВАНИЯ ETSI
Документы, разрабатываемые ETSI (European Telecommunications
Standards Institute) в части параметров антенн для РРЛ, на момент подго-
товки данного издания еще не обрели статуса стандарта. Тем не менее
знакомство с основными положениями этих документами, на наш взгляд,
весьма целесообразно.
Вначале о принятой классификации антенн. Антенны для РРЛ под-
разделяются по следующим группам электрических параметров:
♦ частотным диапазонам;
♦ помехозащищенности;
♦ уровню кроссполяризационной развязки;
♦ величине усиления.
2.2.1. Классификация по частотным диапазонам
Антенны по частотному диапазону разбиваются две группы по сле-
дующему критерию:
• до 3 ГГц;
• свыше 3 ГГц.
Для частот свыше 3 ГГц требования на параметры антенн РРЛ диффе-
ренцируются в зависимости от шести диапазонов частот:
♦ 1-йдиапазон- 3... 14 ГГц;
♦ 2-йдиапазон-14...20 ГГц;
♦ 3 -й диапазон - 20... 24 ГГц;
♦ 4-й диапазон- 24...30 ГГц;
♦ 5-й диапазон - 30... 47 ГГц;
♦ 6-й диапазон - 47... 60 ГГц.
2.2.2. Классификация по помехозащищенности
По этому параметру антенны дифференцируются на четыре класса:
♦ 1-й класс - антенна может быть использована для работы в ситуации,
характеризуемой потенциально низким уровнем воздействия помех;
♦ 2-й класс - антенна может быть использована для работы в ситуации,
характеризуемой потенциально высоким уровнем воздействия помех;
♦ 3-й класс - антенна может быть использована для работы в ситуации,
характеризуемой потенциально очень высоким уровнем воздействия
помех;
♦ 4-й класс - антенна может быть использована для работы в ситуации,
характеризуемой потенциально экстремально высоким уровнем воз-
действия помех.
Собственно норма по помехозащищенности антенн РРЛ определяется
путем задания требования на огибающую ДН антенны. Огибающая ДН
антенны определяется в виде кусочно-ломаной кривой, заданной или гра-
фическим, или табличным образом.
Ниже приведены требования на огибающую ДН антенны РРЛ в зави-
симости от частотного диапазона и класса антенны по помехозащищенно-
сти.
Эти требования представлены в графической форме и относятся как
к ДН по основной поляризации (на графиках - сплошная линия), так и к
ДН по кроссполяризации (на графиках - пунктир).
Для лучшей ориентации в представленном материале необходимо
обратиться к табл. 2,2.1, где дано указание на номер рисунка, относящего-
ся к конкретному частотному диапазону и классу антенны по помехоза-
щищенности.
Таблица 2.2.1
Диапазон час- тот, ГГц Класс антенны по помехозащищенности
1-й класс 2-й класс 3-й класс 4-й класс
1-й диапазон 3...14 Рис.2.2.1 Рис.2.2.2 Рис.2.2.3 Рис.2.2.4
2-й диапазон 14...20 Рис.2.2.5 Рис.2.2.6 Рис.2.2.7
3-й диапазон 20...24 Рис.2.2.8 Рис.2.2.9 Рис.2.2.10 -
4-й диапазон 24...30 Рис.2.2.11 Рис.2.2.12 - -
5-й диапазон 30...47 Рис.2.2.13 Рис.2.2.14 Рис.2.2.15 -
б-й диапазон 47...60 Рис.2.2.16 Рис.2.2.17 Рис.2.2.18 -
Добавим, что на каждом рисунке в правом верхнем углу приведена
также информация о том, к какому классу по помехозащищенности и к
какому частотному диапазону принадлежит приведенная норма по оги-
бающим ДН.
2 кл./ 1 диап.
К
ч.
о 40 so 120 ф. град
Рис.2.2.2
G(<P), дБи
3 кл./ 1 диап.
О 40 80 120 ф, град
Рис.2.2.3
G((p), дБи
4 кл. / 1 диап.
••
•
О 40 80 120 ф, град
Рис.2.2.4
1 кл./ 3 диап.
\
О до 80 120 ф, Град
Рис.2.2.8
С(ф), дБм
2 кл./ 3 диап.
\
— - —
0 40 80 120 ф, град
Рис.2.2.9
?n G((01. дБи
3 кл./ 3 диап.
<
--ч
О 40 80 120 ф, град
Рис.2.2.10
1 кл./ 4 диап.
— — — - - - 2?^
С(ф), дБи
Рис.2.2.14
-10
С(ф), дБи
3 кл./ 5 диап.
Огибаю! цис ДН г „ _С юсле 15 сливаются
-30
0 40 80 120 ф, град
Рис.2.2.15
С(ф), дБи
1 кл./ 6 диап.
—
О 80 120 ф, град
Рис.2.2.16
30
G(<P), дБи
Рис.2.2.17
G((p), дБи
3 кл./ 6 диап.
Огибающие ДН после 15° сливаются
80 ф, град
Рис.2.2.18
2.2.3. Классификация по кроссполяризационной развязке
По этому параметру антенны дифференцируются на две категории:
♦ 1-я категория - антенны со стандартным уровнем кроссполяризаци-
онной развязки;
♦ 2-я категория - антенны с высоким уровнем кроссполяризационной
развязки.
Нормируемый уровень кроссполяризационной развязки (в англоязычной
технической литературе этот термин имеет аббревиатуру XPD) для раз-
личных частотных диапазонов и для различных угловых областей задания
требования на этот параметр приведен в табл. 2.2.2.
Таблица 2.2.2
Частотный диапазон, ГГц Стандартное зна- чение XPD, дБ Высокий уровень XPD, дБ
Угловая область согласно рис.2.2.21 Угловая область согласно рис.2.2.21 Угловая область согласно рис.2.2.22
3...14 27 35 35 40*
14...20 27 34 34
20...24 27 34 34
24...30 27 34 34
30...47 27 34 30
47...60 27 - -
* - Для угловой области А иа рис.2.2.22.
Угловые области, где должны выдерживаться приведенные нормы по
XPD, показаны на рис.2.2.21 и 2.2.22. Угловые области приведены в так
называемой картографической системе координат, для которой горизон-
тальная ось соответствует азимутальной угловой координате, а верти-
кальная - угломестной координате. Угловые размеры по обеим осям, по-
казанные на рис.2.22, составляют: Д©=3° и Дср= 0,2°.
0, угол места
-1 дБ контур
по основной
Рис.2.2.19
угол места
ф, угол азимута
Рис.2.2.20
Следует обратить внимание на одно обстоятельство, а именно: для
антенн, относящихся к высокочастотной части диапазона и имеющих
высокую направленность, угловая область, соответствующая ослаблению
йадБ по основной поляризации, может иметь размер менее 0,2°. Поэтому
окружность, характеризующая этот контур, может быть поглощена вытя-
нутым прямоугольником.
2.2.4. Классификация по усилению
Предлагается следующая классификация по усилению антенны. Вво-
дятся две категории минимальной величины усиления:
• усиление первой категории, равное 28 дБи;
• усиление второй категории, равное 32 дБи.
Антенны должны реализовывать коэффициент усиления больше величин,
указанных выше.
2.2.5. Требования по КСВ
Здесь предлагается следующее: минимальная величина коэффициен-
та отражения (в англоязычной технической литературе - Return Loss) оп-
ределяется требованиями, предъявляемыми используемой радиорелейной
аппаратурой на данный параметр. Также отмечается, что стандартное зна-
чение КСВ (в англоязычной технической литературе - VSWR) находится
в пределах 1,06... 1,2.
2.2.6. Требование на развязку между портами антенны
Эти требования относятся только к антеннам, имеющим порты, отно-
сящиеся к ортогональным по поляризации каналам. Для этих портов раз-
вязка должна находиться в пределах 3 5... 5 5 дБ.
2.2.7. Требования по условиям эксплуатации
По температурному диапазону использования различают две градации:
1) минус 3.3 . .. плюс 45°С.
2) минус 45...плюс 45°С.
По предельным ветровым нагрузкам, которые еще гарантируют нераз-
рушаемость конструкции антенны, различают две градации:
1. обычные требования, соответствующие скорости ветрового потока до
200 км/ч.
2. повышенные требования, соответствующие скорости ветрового потока
до 252 км/ч.
Требования по стабильности ориентации главного направления излуче-
ния антенны, нарушение которого возникает из-за воздействия ветровых
нагрузок, также различают по двум градациям:
1. обычные требования, соответствующие скорости ветрового потока до
110 км/ч.
2. повышенные требования, соответствующие скорости ветрового потока
до 164 км/ч.
Отметим, что критерием стабильности (или нестабильности) являет-
ся отклонение направления главного излучения на угол, нс превышаю-
щий (превышающий) уг ловлю ширину ДН антенны по уровню 3 дБ.
Требования на толщину гололедного покрытия:
указанные выше требования должны выполняться при толщине льда нс
более 24 мм.
2.3. РОССИЙСКИЕ ТРЕБОВАНИЯ НА ПАРАМЕТРЫ
АНТЕНН
Требования на параметры антенн для РРЛ сформулированы в доку-
ментах [2.1 и 2.2]. Они определяют технические требования (ТТ) для ан-
тенн РРЛ. работающих в диапазоне частот 0,3... 25 ГГц.
2.3.1. Классификация антенн для РРЛ
2.3.1.1. Антенны для РРЛ подразделяются в зависимости от диапазона, в
пределах которого находится полоса рабочих частот, на:
• F1- диапазон частот 0.3... 1.0 ГГц;
• F2 - диапазон частот 1.4.. 2.7 ГГц:
• F3 - диапазон частот 3,4. . .6.5 ГГц:
• F4 - диапазон частот 6.5 . .8.5 ГГц;
• F5- диапазон частот 10.5... 15.0 ГГц;
• F6- диапазон частот 17.0. ..25,0 ГГц.
2.3.1.2. Антенны для РРЛ подразделяются в зависимости от числа портов
на.
> однопортовые, предназначенные для приема (передачи) сигналов на
одной линейной поляризации (вертикальной или горизонтальной) в
одной полосе рабочих частот одного диапазона частот:
> двухпортовые, предназначенные для приема (передачи) сигналов на
двух линейных ортогональных поляризациях (вертикальной и гори-
зонтальной) в одной полосе рабочих частот одного диапазона частот;
> двухпортовые, предназначенные для приема (передачи) сигналов на
одной линейной поляризации (вертикальной или горизонтальной) в
двух различных полосах рабочих частот, в том числе и в двух раз-
личных диапазонах частот:
> чстырехпортовые. предназначенные для приема (передачи) сигналов
на двух линейных ортогональных поляризациях (вертикальной и го-
ризонтальной) в дв\ х различных полосах рабочих частот в том числе
и в двух различных диапазонах частот;
2.3.1.3. Антенны для РРЛ подразделяются в зависимости or совокупности
реализуемых электрических параметров на:
♦ антенны стандартные (категории S);
♦ антенны высококачественные (категория Н);
♦ антенны сверхвысококачсственные (категория UH).
Антенны категории S преимущественно предназначены для РРЛ с ис-
пользованием четырехчастотного плана.
Антенны категорий Н и UH преимущественно предназначены для РРЛ с
использованием двухчастотного плана.
2.3.1.4. Антенны РРЛ категорий S, Н н UH могут иметь модификации
исполнения, которые реализуют улучшение одного или более электриче-
ского параметра антенны.
2.3.2. Требования к электрическим параметрам антенн
2.3.2.1. К электрическим параметрам антенн для РРЛ. нормируемым на-
стоящим документом, относятся:
• усиление антенны:
• ширина главного лепестка диаграммы направленности;
• уровень первого бокового лепестка;
• огибающая диаграммы направленности;
• защитное действие антенны;
• кроссполяризационная развязка:
• коэффициент стоячей волны:
• развязка между портами.
2.3.2.2. Усиление антенн G относительно изотропного излучателя долж-
но удовлетворять условию
G > 20 lg (D / Л) + 7 дБи. (2.3.1)
где D - диаметр антенны: л - длина волны.
Для антенн диапазонов частот FI и F2 допускается снижение нормы для
усиления G на 0.5 дБи. Для антенн, имеющих четыре порта, допускается
снижение нормы для усиления G на 0.7 дБи.
2.3.2.3. Ширина диаграммы направленности 20115 нормируется по уров-
ню половинной мощности (-3 дБ) и должна удовлетворять условию
2 0 5 < 80 Л /D. град .
(2.3.2)
2 3.2.4. Уровень первого бокового лепестка F, (0) нормируется относи-
тельно уровня излучения антенны в главном направлении и должен удов-
летворять условию:
'г для антенн категории S F j (О) < -12 дБ:
г для антенн категории Н Fj (О) <-15 дБ: (2.3.3)
> для антенн категории UH F j (О) < -20 дБ.
2.3.2.5. Защитное действие антенны F/В. определенное для угловой об-
ласти 0 = 180° ±40°. должно удовлетворять условиям:
• для антенн категории S диапазона Fl F/B > G + 3 дБ:
• для антенн категории S диапазонов F2...F6 F/B > G + 8 дБ:
• для антенн категории Н диапазона Fl F/B>G + 8 дБ; (2.3.4)
• для антенн категории Н диапазонов F3. ,.F6 F/B > G + 20 дБ;
• для антенн категории UH диапазонов F2...F6 F/B>G + 30aB.
2.3.2.6. Кроссполггризационная развязка антенны XPD нормируется в уг-
ловой области, определенной углом ±0.15° в угломестной плоскости и
углом ±1.0° в азимутальной плоскости, и должна удовлетворять условиям:
♦ для антенн категории S и для антенн категории Н. имеющих один
порт с одной поляризацией диапазона F1.
XPD > 20 дБ,
(2.3.5а)
♦ для антенн категории S и для антенн категории Н, имеющих один
порте одной поляризацией диапазонов F2. ..F6.
XPD > 25 дБ. (2.3.56)
♦ для антенн категории Н, имеющих два или четыре порта с двумя
полггризациями,
XPD >32 дБ.
(2.3.5b)
♦ для антенн категории UH. имеющих два порта с двумя поляриза-
циями,
ХРО>38дБ. (2.3.5г)
2..3.2.7 . Коэффициент стоячей волны КСВ антенн нормируется в зависи-
мости от частотного диапазона и категории антенн. Предельные значения
КСВ приведены в табл.2.3.1.
Таблица 2.3.1
Предельное Шайенне КСВ антенн
Частотный диапазон Антенны категории S Антенны категории II Антенны категории U Н
F1 1,40 1.20 1.15
F2 1.30 1.15 1.10
F3 1,10 1.06 1.04
F4 1.10 1,06 1.04
F5 1.10 1.08 1.06
F6 1.20 1.15 1.10
2.3.2.8. Огибающие G (О) для различных частотных диапазонов и раз-
личных категорий антенн задаются в виде кусочно-ломаных линий, коор-
динаты изломов которых приведены в соответствующих таблицах (см.
табл. 2.3.2-2.3.11).
Для антенн диапазона F1 ка тегории S
Таблица 2.3.2
Угол 0, гряд Основная полириыцня G(0), дБи Угол 0, град Кроссполяризация G (0), дБи
15 20 20 0
40 6 30 0
100 6 50 -6
140 -3 180 -6
180 -3
Для антенн диапазона F1 категории Н
Таблица 2.3.3
Угол 0, град Осповиа}[ поляризация С(0),дБи Угол 0, град Кросспол иризация С(0),дБи
20 12 20 0
40 4 30 0
ПО -7 100 -10
180 -8 180 -10
Д ля антенн диапазона F2 категории S
Таблица 2.3.4
Угол 0, град Основная поляризация G (0), дБи Угол ©, град Кросс-поляризация G (0), дБп
20 12 20 0
40 4 30 0
110 -7 100 -10
180 -7 180 -10
Для антенн диапазона F2 категории Н
Таблица 2.3.5
Угол 0. град Основная поляризация G (0), дБп Угол 0, град Кроссполярпзация G (0), дБи
10 18 20 0
30 3 30 0
80 2 100 -20
110 -18 180 -20
180 -20
Для антенн диапазонов F3 - F5 категории S
Таблица 2.3.6
Угол 0, град Основная поляризация G (0), дБм Угол 0, град К'росс1ЮЛ1[рнзацня <;(®),дБн
5 26 5 10
10 20 8 7
20 12 15
50 5 30 -2
НО 5 70 -2
140 -8 100 -5
170 -8 120 -8
170 -6 180 -8
180 -6
Для антенн диапазонов F3 - F5 категории Н
Таблица 2.3.7
Угол 0, град Основная no.iHpinamia G (0), дБп Угол 0, град К'россполпрпзацня G (0), дБи
5 26 5 10
10 20 10 5
20 12 15 5
50 5 30 -3
65 2 70 -3
80 2 100 -20
105 -20 180 -20
180 -20
Для антенн диапазонов F3 - F5 категории UH
Таблица 2.3.8
Угол 0, град Основная поляризация G (0), дБп 5’гол 0, град Кроссполяриинщя G (0), дБн
5 16 5 5
10 5 10 0
20 -7 13 -5
50 -18 20 -15
70 -20 30 -20
85 -24 40 -24
105 -30 45 -24
180 -30 70 -25
85 -25
105 -33
180 -33
Для антенн диапазона F6 категории S
Таблица 2.3.9
Угол 0, град Основная поляризация G (0), дБи Угол 0, град Кроссполярнзацпя G (0), дБи
5 25 5 10
15 15 15 3
25 10 20 3
НО 4 30 0
140 -8 45 0
170 -8 55 -3
170 -6 90 -3
180 -б 120 -8
180 -8
Для антенн диапазонов F6 категории Н
Таблица 2.3.10
Угол 0, град Основная полярнзацня G (0), дБм Угол 0,град Кросспол иризация G (0), дБи
5 25 5 10
15 13 7 7
20 10 15 2
70 0 20 2
80 -8 25 -1
100 -18 45 -1
160 -20 70 -10
180 -20 90 -20
180 -20
Для антенн диапазонов F6 категории UH
Таблица 2.3.11
Угол 0, град Основная поляризация G (0), дБи Угол 0, град Кроссполяр! нация G (0), дБп
5 18 5 5
10 9 10 1
25 2 30 -13
60 -4 50 -15
95 -27 85 -25
180 -27 95 -31
180 -31
Примечания ко всем таблицам:
допускается превышение значении G (0) на величину ив более 3 дБ для
10% пиков диаграммы
2.3.2.9. Развязка R между портами антенн нормируется для двух- и четы-
рех портовых антенн и должна удовлетворять условию
2.3.4. Требования к конструкции антенн
2.3.4.1. Конструкция антенны должна обеспечить возможность плавной
регулировки направления главного излучения в вертикальной и горизон-
тальной плоскостях в пределах не менее ±5°.
2..3 .4.2. Среднеквадратичное отклонение
должно удовлетворять требованию:
♦ для частотных диапазонов Fl-F5
♦ для частотного диапазона F6
а поверхности зеркала антенны
ст< 0.02 X. (2.3.7а)
ст < 0,03 X. (2.3.76)
2.3.4.3. Конструкция антенн должна обеспечить сборку и разборку на от-
дельные сборочные единицы и детали, габариты которых должны позво-
лять осуществить транспортирование.
2.3.4.4. Конструкция антенн должна обеспечить сохранение технических
характеристик:
• при температуре окружающей среды минус 50.. ,+50°С;
• при относительной влажности до 100% при температуре + 25°С;
• под воздействием ветра со скоростью воздушного потока до 72 км/ч;
• после воздействия ветра со скоростью воздушного потока до 200
км/ч.
• при воздействии льда толщиной 24 мм;
• после транспортировки автомобильным, железнодорожным и воз-
душным транспортом без ограничения расстояния и скорости при
температуре окружающего воздуха от минус 50...+50°С и относи-
тельной влажности 100% при температуре+25°С.
2.3.4.5. Конструкция антенн должна обеспечивать удобный доступ к эле-
ментам. которые при эксплуатации требуют особого контроля или заме-
ны.
2.3.4.6. Маркировка должна производиться на несъемных частях антенны,
доступных для обзора. Маркировка антенн и волноводов должна быть ус-
тойчивой в течение всего срока службы, механически прочной и не долж-
на смываться при эксплуатации или должна легко восстанавливаться в
процессе эксплуатации.
2.3.4.7. Срок службы антенн, если это не оговорено особыми условиями,
должен быть не менее 20 лет.
2.3.5, Требования безопасности
2.3,5.1. В конструкции антенны должен быть предусмотрен болт (винт,
шпилька) для заземления, расположенный в удобном для подключения за-
земляющего провода месте.
2.3.5.2, В конструкции антенны должно быть предусмотрено грузозахва-
тывающее отверстие для ее подъема, спуска и удержания на весу при
монтажных и ремонтных работах.
2.3.5.3. Элементы конструкции антенны не должны иметь острых кромок,
углов и поверхностей, представляющих источник опасности, за исключе-
нием оговоренных в конструкторской документации.
2.4. ОБСУЖДЕНИЕ РЕКОМЕНДАЦИЙ И НОРМ НА
ПАРАМЕТРЫ АНТЕНН ДЛЯ РРЛ
Целесообразно проанализировать приведенные выше нормы и реко-
мендации на параметры антенн для РРЛ. Это диктуется следующими со-
ображениями:
• само по себе введение норм на параметры антенн для РРЛ не вызывает
никаких сомнений;
• определенные сомнения вызывают собственно подходы и позиции, ис-
ходя из которых происходит нормирование параметров:
В явном виде ясное толкование этих позиций в рассмотренных докумен-
тах не приведено, и поэтому можно только с определенной долей уверен-
ности догадываться о причинах, приведших к декларируемым результа-
там.
Первое. Надо сразу подчеркнуть то обстоятельство, что Рекомендация
МСЭ-Р F.669-4 носит действительно рекомендательный характер, о чем
прямо говорится в тексте рекомендации. Это чрезвычайно важное обстоя-
тельство. Действительно, материалы этой рекомендации, касающиеся ви-
да огибающих ДН антенн для РРЛ. следует скорее рассматривать как
справочные, если отсутствует более полная информация о направленных
свойствах используемой антенны, нежели как обязательные, которые не-
обходимо выполнять. В этой связи можно вспомнить о процессе транс-
формации справочных диаграмм антенн для земных станций спутни-
ковой связи, изложенных в Рекомендации, в обязательную норму, при-
нятую как региональными организациями, так и владельцами спутнико-
вых систем связи.
Второе. В Рекомендации МСЭ-Р F.669-4 четко указано на два класса ан-
тенн по критерию помехозащищенности:
♦ антенны со стандартными характеристиками направленности (см. со-
отношения):
♦ антенны с улучшенными характеристиками направленности (см. соот-
ношения).
Однако необходимо особо подчеркнуть - из рекомендации следует, что
последние характеристики свойственны только определенным конструк-
циям антенн.
Несколько иначе обстоят дела с требованиями, изложенными в 2.2.
Здесь по сути дела речь идет о стандарте на параметры антенн для РРЛ.
выполнение которых обязательно. В связи с указанным обстоятельством
более подробно препарируем содержание этого документа.
Начнем с классификации антенн по параметру помехозащищенности
(см. 2.2.2). Внимательное прочтение этого пункта свидетельствует о том.
что:
• в классификации как помеховой ситуации и. как следствие, в класси-
фикации собственно антенн по параметру отсутствуют какие-либо
четкие количественные критерии:
• предлагаемые нормы представлены в виде огибающих ДН: однако при
этом отсутствуют указания на допустимые отклонения от этих норм
как по угловым координатам, так и по предельной величине превы-
шения над огибающей:
• по-видимому. представленные нормы для огибающих ДН являются
следствием обработки реальных ДН реальных антенн.
Следует принять во внимание тот факт, что большинство мировых
производителей антенн используют достаточно близкие по конструктив-
ному выполнению антенны, которые обладают достаточно схожими ха-
рактеристиками направленности. Поэтому' указанные нормы являются
прямым отражением характеристик излучения достаточно узкого класса
антенн.
В этой связи не могут не возникнуть серьезные опасения в том. что
иные схемные решения антенн, которые, превосходя в интегральном
смысле существующие антенн по критерию помехозащищенности, не
смогут "вписаться" в обсуждаемые графические нормы. Дело в том. что
для различных схемных решений существуют различные механизмы, оп-
ределяющие основной вклад в излучение антенны в определенной угло-
вой области.
Так. например, для двухзеркальной антенны в угловой области, при-
мыкающей к угловому направлению от фазового центра облучателя на
край зеркала, доминантным механизмом, определяющим результирующее
поле излучения антенны, является поле излучения облучателя. Лено, что
для однозеркальной антенны такой механизм отсутствует, и излучение в
указанной угловой зоне определяется совершенно другими факторами.
В качестве альтернативы целесообразно рассмотреть другой подход
по нормированию диаграмм направленности антенн РРЛ. Нормирование
ДН антенн должно учитывать следующие критерии:
• требование по помехозащищенности антенны в заднем полупростран-
стве. при этом необходимо учитывать:
□ статистические данные, касающиеся распределения углов излома
соседних пролетов РРЛ:
□ нормы на допустимый уровень помехи, приходящей с направле-
ния заднего излучения, которая зависит как от емкости информа-
ционных потоков, так и вида используемой модуляции;
• требования по помехозащищенности антенн вблизи главного излуче-
ния и относящиеся к статистике углов прихода возможных помех с
первой станции на четвертую;
• общие количественные оценки помехозащищенности антенн, изло-
женные выше в 1.5.3 , например по критериям W(t) для 50 и 10%.
Достоинства предлагаемого подхода очевидны:
• изначально не устанавливаются какие-либо приоритеты в пользу оп-
ределенного класса антенн;
• оценка антенн по критерию помехозащищенности носит не качест-
венный характер, а выражается количественной мерой.
Конечно, переход на новую классификацию, в основе которой лежит
предлагаемый подход, потребует определенных затрат, но эти издержки,
связанные в основном с научно-технической проработкой этой проблема-
тики. не столь велики. Невелики и затраты, связанные с получением коли-
чественной оценки антенн по критерию помехозащищенности, которые
можно получать путем обработки экспериментальных диаграмм направ-
ленности антенн на стадии заводских испытаний с помощью достаточно
простых компьютерных программ.
О классификации антенн по кроссполяризационной развязке (см.
2.2.3). Здесь следует согласиться с нормами по данному параметру для
антенн, работающих в режиме с поляризационным уплотнением, как в
части самого уровня XPD, так и в части задания угловой области, где эта
норма должна выполняться. В отношении антенн, не предназначенных
для работы в режиме поляризационного уплотнения, не совсем ясна моти-
вировка причин, требующих столь высокого уровня кроссполяризацион-
ной развязки.
О классификации антенн по критерию минимального усиления' ввя-
ду скудности приведенного материала и полного отсутствия обоснования
приведенных норм трудно что-либо комментировать. Тем не менее, на
наш взгляд, по критерию усиления антенны целесообразно ввести сле-
дующие нормативы:
• норму, оценивающую интегральное качество выполнения антен-
ны. Такой нормой является результирующий коэффициент ис-
пользования поверхности, равный отношению эффективной
площади антенны к ее апертуре. Эта норма должна учитывать
как диаметр антенны, так и частотный диапазон, в котором ра-
ботает антенна;
• рекомендации на предельное значение усиления антенны.
О классификации антенн по критерию согласования (см. 2.2.5).
Здесь высказывается предложение о том, что нормирование антенн по
данному параметру по сути дела проводить не надо. По-видимому. это
обусловлено тем обстоятельством, что согласование антенны является
внутренним параметром и поэтому требует согласования только на уров-
не сопряжения с выходными и входными устройствами радиорелейной
аппаратуры. К сожалению, ситуация несколько более сложная, чем указа-
но выше.
Дело в том, что отсутствие должной величины согласования антен-
ны с питающим фидером может привести к недопустимо высокому' уров-
ню попутных потоков, образованных в результате отражения от входа ан-
тенны в месте соединения с питающим фидером и отражения от другого
конца питающего фидера в месте стыковки с аппаратурой. При достаточ-
ной протяженности фидера и плохом согласовании фидера на обоих его
концах уровень попутного потока может превзойти защитное отношение
по сигналу/помехе. Указанное защитное отношение определяется как ве-
личиной информационного потока и способом используемой модуляции,
так и величиной временной задержки попутного потока. Следовательно,
по-видимому. все-таки разумно проводить нормирование антенн по пара-
метру согласования, учитывая при этом два критерия:
• длину питающего фидера;
• известные требования на величину' защитного отношения используе-
мой аппаратуры.
О требованиях по условиям эксплуатации антенн (см. 2.2.7). Здесь
сразу бросается в глаза явно несоответствующее для условий России тре-
бование в части минимальных температур. Другие условия требуют изу-
чения в части соответствия нормам на условия эксплуатации радиотех-
нического оборудования вне помещений, принятых для нашего государ-
ства.
2.5. О СЕРТИФИКАЦИИ АНТЕНН ДЛЯ РРЛ В РОССИИ
В этом параграфе очень кратко приведены основные сведения,
касающиеся проведения сертификационных испытаний антенн для РРЛ.
Задачей сертификации в области средств электросвязи является:
> создание и поддержание рынка средств связи:
> установление факта соответствия технических требований на
средства связи требованиям Взаимоувязанной сети связи России,
требованиям ГОСТов. ОСТов и др.
Работа по подготовке и проведению сертификации включает следующие
основные этапы:
• подачу и рассмотрение заявки:
• решение по заявке:
• подготовку и заключение договора или контракта на сертификацию
данной продукции:
• испытание данной продукции;
• рассмотрение выводов по результатам сертификации с
заинтересованными организациями, в том числе и с отраслевыми
управлениями;
• решение о выдаче сертификата соответствия.
Напомним, что основные требования на радиотехнические
параметры антенн для РРЛ были изложены выше (см.2.3). Более полную
информацию по данном}- вопросу можно найти в [2.3] и других докумен-
тах, регламентирующих проведение процедуры сертификации.
ГЛАВА 3. АНТЕННЫ ДЛЯ РРЛ
В этой I лаве рассмотрены основные типы антенн, используемых на РРЛ. Относительно этих
ан ICHU приведена следующая информация:
• схемные решения:
• конструктивные решения основных узлов;
• реализуемые электрические параметры:
• способы улучшения параметров антенн.
Основная масса антенн, используемых на РРЛ. относится к виду
зеркальных антенн. В свою очередь, зеркальные антенны делятся на два
основных подвида:
• однозеркальные антенны:
• двухзеркальные антенны.
Рассмотрение начнем с однозеркальных антенн. Однозеркальные
антенны состоят из двух компонент: зеркала и облучателя. Зеркало
представляет собой часть поверхности параболоида вращения. Облуча-
тель. помещенный в фокус параболоида (точнее - фазовый центр
облучателя совмещен с фокусом параболоида), излучает сферическую
волну, которая после отражения от параболоида трансформируется в
плоскую. Именно наличие в раскрыве антенны (апертуре) плоского
фазового фронта, что эквивалентно синфазному возбуждению раскрыва
(апертуры), позволяет реализовывать высоконаправленнос излучение.
Теперь следует указать, что однозеркальные антенны по способу
выполнения формы рефлектора подразделяются на два класса'.
У класс однозеркалъных осесимметричных антенн. Этот класс
соответствует такому варианту исполнения рефлектора, когда
плоскость сечения параболоида перпендикулярна его фокальной
линии. Такое сечение образует контур рефлектора в виде ок-
ружности. Типичное исполнение антенны приведено на фото-
графии рис. 3.1.1:
> класс однозеркалъных неосесимметричных антенн. Этот класс
соответствует любому иному исполнению рефлектора, кроме ис-
полнения, указанного в верхнем пункте. Такое сечение, образо-
ванное единичной плоскостью, соответствует контуру зеркала в
виде овала. Если же сечение параболоида производится не од-
ной. а несколькими плоскостями, то контур рефлектора может
иметь более сложную конфигурацию. Одно из возможных вы-
полнений рефлектора со сложной формой контура приведено на
рис.3.1.2.
Отметим, что наиболее часто встречаемое исполнение неосесимметрич-
ной антенны соответствует варианту, при котором энергия, излученная
облучателем и переотраженная от рефлектора, “проходит" мимо
облучателя. Эта схема получила название антенны со смещенным
облучением (облучателем) или еще короче - антенна тина офсет (от
английского слова offset).
Рис.3.1.1
3.1. ОДНОЗЕРКАЛЬНЫЕ ОСЕСИММЕТРИЧНЫЕ
АНТЕННЫ
3.1.1. Классификация однозеркальных осесимметричных
антенн
Существует несколько критериев, по которым можно провести клас-
сификацию однозеркальных осесимметричных антенн (ООА).
Первая классификация ООА проста: сортируют антенны по числу
ортогональных по поляризации каналов передачи (приема). Напомним,
что в радиорелейных системах используется линейная поляризация.
Поэтом}' классификация по этому критерию такова:
• антенна с одиночной поляризацией; облучатель такой антенны
соединен с радиооборудованием единичным фидерным трактом (см.
рис.3.1.1 и 3.1.3).
• антенна с двумя ортогональными между собой поляризациями (как
правило, горизонтальной и вертикальной). Антенна, реализующая две
поляризации, показана на рис.3.1.4. Облучатель такой антенны соеди-
нен с радиооборудованием с помощью двух фидерных трактов, вы-
полненных в данном случае в виде волноводов.
Более подробная информация о конструктивном выполнении блока
облучателя совместно с питающими фидерами приведена на фотографиях
рис.3.1.5-3.1.7.
l’nc.3 1.3 l’ne.3 1.4
Ha рис.3.1.5 приведена фоки рафия облучателя для антенны, показанной
на рис.3.1,1.
1’ис.З I 5
На рис.3.1.6 приведена фото(рафия облучателя для антенны, показанной
ни рис 3 1 3
):ut- 3.1 ,<?
На рис.3.1,7 приведена фотография облучателя для антенны, показанной
на рис ,3.1 3
Рис.3.1.7
Отметим, что показанная на этих фотографиях дисковая насадка является
конструктивным элементом для жесткого, т.е. нерегулируемого крепления
данного блока к рефлектору антенны.
Вторая классификация ОО А проводится по числу частотных диапазонов,
отведенных для работы радиорелейных систем, в которых может работать
антенна. По этому критерию антенны разделяются на:
• однодиапазонные:
• двухдиапазонные;
• многодиапазонные.
Применение многодиапазонных антенн позволяет использовать
только одна антенную систему, что
о снижает затраты на оборудование;
о уменьшает ветровые нагрузки на мачты (опоры) по сравнению с
использованием двух или более антенн, каждая из которых рабо-
тает только в своем диапазоне частот.
Естественно, что увеличение функциональных возможностей антенн
влечет за собой их усложнение, которые в данном случае сводится к
появлению нового элемента, получившего название комбайнера,
присоединяемого к выход}- облзмателя антенны.
На рис. 3.1.8 и 3.1.9 показаны две модификации выполнения комбай-
неров. Оба комбайнера имеют по четыре порта (по два на каждый
рабочий диапазон и каждою поляризацию). Обратим внимание на то. что
комбайнер, изображенный на рис.3.1.9. имеет более сложное исполнение
для более высокочастотного рабочего диапазона. Порты этого диапазона
соединены с устройством симметричного возбуждения надлежащей
поляризации в квадратном волноводе.
Рис.3.1.9
Рис.3.1.8
Такое техническое решение обеспечивает более высокий уровень
поляризационной развязки между ортогональными по поляризациям
портами. Несимметричная связь, реализуемая для комбайнера (рис. .3.1.9)
для низкочастного рабочего диапазона, и для обоих частотных диапазонов
для комбайнера, приведенного на рис.3.1.8. обеспечивает несколько
худшие показатели.
Еще одна возможная классификация однозеркальных осесимметрич-
ных антенн связана со способом выполнения отражающей поверхности
рефлектора:
• антенны с рефлекторами, имеющими однородные по всей по-
верхности отражающие свойства;
• антенны с рефлекторами, имеющими неоднородные по поверх-
ности отражающие свойства.
Вторые по данной классификации
антенны имеют рефлекторы.
выполненные, как правило, в виде
набора параллельных между собой
металлических трубок, полос и т.п.
Конструктивное выполнение такого
рода антенн приведено на фотогра-
фиях рис.3.1.10. Заметим, что в
англоязычной технической литературе
такие антенны обозначаются как
"grid".
Рис.3.1 10
Отражающие свойства рефлектора такой антенны в очень сильной
степени зависят от ориентации вектора Е поля облучателя относительно
линейного элемента рефлектора:
♦ отражение мало при ориентации вектора Е перпендикулярно
линейному' элементу рефлектора;
♦ отражение велико при ориентации вектора Е параллельно линейному
элементу рефлектора.
Отсюда, в частности, можно сделать вывод о том, что антенна, изобра-
женная на рис.3.1.10, работает на вертикальной поляризации. Дополни-
тельно отметим, что такое конструктивное решение рефлектора позволяет
очень просто реализовывать различные конфигурации кромки рефлекто-
ра. что будет далее проиллюстрировано на примере однозеркал ьны.х
неосесимметричных антенн.
Рассматриваемое выполнение рефлектора позволяет использовать
такие антенны только для работы с одной поляризацией. Это, естественно,
является недостатком. Но как часто бывает, недостатки иной раз
перерастают в достоинства.
В данном случае конструктивное выполнение антенны в виде решет-
ки линейных отражателей позволяет получать очень высокие качествен-
ные показатели по кроссполяризационной развязке антенн. Это обстоя-
тельство может быть использовано для изготовления антенн, используе-
мых на измерительных стендах или полигонах и обеспечивающих
прецизионные поляризационные измерения.
3.1.2. Облучатели для однозеркальных осесимметричных
антенн
Сначала обратим внимание на одно важное, на наш взгляд,
обстоятельство, касающееся методологии представления материала:
> хотя материал данного раздела формально должен касаться только
вопросов, связанных с однозеркальными осесимметричными
антеннами, автор счел целесообразным привести здесь материал по
облучателям, касающимся не только ООА. но других вариантов
исполнения зеркальных антенн:
'г размещение в одном месте информации по облучателям практически
для всех схем зеркальных антенн позволит, на наш взгляд, облегчить
читателю целостность восприятия изложенного материала и избавит
его от поиска данной информации по всей книге;
> сведения о весьма специфических облучателях, пригодных только для
чрезвычайно узкого варианта исполнения зеркальных антенн, можно
найти далее в надлежащих местах, где рассматриваются эти варианты
антенн.
Сформулируем требования на параметры облучателей зеркальных
антенн для РРЛ. Эти требования в основном являются общими как для
82
однозеркальных, так и двухзеркальных антенн, а также как для
осесиметричных, так и неосесимметричных схем выполнения. Те
нюансы, которые свойственны только определенном}’ типу' антенны или
варианту схемы исполнения, будут оговорены ниже.
Итак, облучатели антенн должны иметь:
• амплитудные ДН. позволяющие реализовывать эффективные
амплитудные распределения или в раскрыве антенны (для
однозеркальных антенн) или на контррефлекторе (для
дву.хзеркальных антенн):
• амплитудные ДН. позволяющие реализовывать крайне низкий
уровень излучения вне рабочего углового сектора:
• ярко выраженный фазовый центр, в том числе и на относительно
небольших расстояниях, соответствующих расстоянию между’
облучателем и контррефлектором (для двухзеркальных антенн);
• низкий уровень излучения по кроссполяризации;
• надлежащий уровень согласования с питающим волноводом;
• указанные выше требования должны выполняться для всего
диапазона рабочих частот или двух и более диапазонов частот (для
многодиапазонных антенн).
Если у вас создалось впечатление, что практически все важнейшие
параметры антенны полностью зависят от параметров облучателя, то это
правильное умозаключение. Действительно, от выбора типа облучателя и
его параметров зависят очень многие характеристики излучения антенной
системы в целом.
Теперь непосредственно об облучателях для однозеркальных осе-
симметричных антенн. Для этих антенн необходимы облучатетели,
ширина ДН которых, как правило, лежит в пределах 90... 160°. Конструк-
тивное выполнение облучателей может быть различным. И это обстоя-
тельство во многом определяется частотным диапазоном, в котором
должна функционировать антенна и который определяет тип используе-
мого фидера.
Следует дифференцировать облучатели по принадлежности к двум
частотным диапазонам:
• низкочастотному;
• высокочастотному'.
Отметим, что пограничной частотой, как правило, служит отметка 3 ГГц.
Следует иметь в виду, что:
♦ эта отметка во многом условна и точнее следует дифференцировать
облучатели по типу’ исполнения питающего фидера;
♦ переход от коаксиального фидера, что характеризует низкочастотный
диапазон, к волноводному, характерному' для высокочастотного диа-
пазона, происходит именно на отметке 3 ГГц.
Ниже (см. 3.1.2.1-3.1.2.5) рассмотрены основные схемы облучателей
для низкочастотного диапазона, т.е. для диапазона частот до 3 ГГц.
Характерные особенности этих облучателей:
♦ питающим фидером для облучателей являете)! коаксиальный кабель:
♦ непосредственно излучающими элементами, как правило, являются
вибраторы.
3.1.2.1. Облучатель в виде вибраторной антенны с рефлектором
Рис.3.1.1 ]
На рис.3.1.11 показана схема
облучателя, выполненного в виде
вибраторной антенны с рефлек-
тором 13.1]. Питающий фидер
выполнен в виде жесткого
коаксиала. Рефлектор представляет
собой круглый металлический диск
диаметром примерно 0,5...0.6 длин
волн. Конкретные размеры
облучателя для частотного
диапазона 1.3 ГГц приведены в
табл.3.1.
Таблица 3.1.1
А В с D К F g Н I
10.3 10,3 58 29 8.7 6.3 6,9 16 19
Отметим два обстоятельства:
> широкополосность такого типа облучателя обычно невелика:
> ДН облучателя антенны сильно разнится для плоскостей Е и Н;
поэтому антенна в целом имеет низкую эффективность и высокий
уровень кроссполяризационнОго излучения [3.2].
3.1.2.2. Облучатель в виде логопериодической вибраторной антенны
Для увеличения рабочего диапазона частот используются более
широкополосные излучающие элементы. Типовым решением является
использование в качестве облучателя так называемой логопериодической
вибраторной антенны (ЛПВА).
Схема ЛПВА приведена на рис.3.1.12. Антенна состоит из линейных
вибраторов, присоединенных к двухпроводной линии [3.1]. Возбуждение
осуществляется с помощью коаксиальной линии, которая проложена
внутри одного из проводов двухпроводной линии, имеющей форму
трубки. Длина вибраторов удовлетворяет соотношению tn+i/tn = т. где
т-период структуры (независимо от номера п). Линии, соединяющие
концы вибраторов, образуют угол а.
Принцип действия ЛПВА сводится к следующему. На волне 'Л. резо-
нируют вибраторы, длины плеч которых близки к Х/4. Другие вибраторы
возбуждаются значительно слабее, так как входное сопротивление их
велико из-за большой реактивной составляющей. Активная область
антенны, которая и формирует излучающее поле, обычно включает в себя
три-пять вибраторов, в том числе резонансный, а также вибраторы,
прилегающие к нему с обеих сторон. Следует отметить, что более
короткие вибраторы (по сравнению с резонансным) работают в режиме
директоров, а более длинные выполняют функцию рефлектора. Поэтому
максимум излучения ЛПВА направлен в сторону вершины (см. рис.3.1.10,
где приведена фотография ООА с облучателем в виде ЛПВА).
Следует обратить внимание на следующие обстоятельства.
Первое. Регулирование ширины ДН такой антенны в Н-плоскости, т.е. в
плоскости, перпендикулярной вибраторам, можно легко осуществлять,
изменяя угол между1 проводами линии, питающей ЛПВА. В данном
случае плоская ЛПВА трансформируется в пространственную
(рис.3.1.13).
Рис.3.1.14
Второе. В рассматриваемых облучателях положение фазового центра
зависит от частоты. Действительно, при изменении длины волны
(например, в меньшую сторону) изменяется местоположение группы
вибраторов, активно участвующих в процессе излучения. Это эквивалент-
но перемещению фазового центра облучателя (в данном случае в
направлении к вершине облучателя). Экспериментальные диаграммы
Рис.3.1.15
направленности (пунктирные линии)
ОО А с облучателем в виде ЛПВА
приведены на рис. 3.1.14.
Диаметр антенны составлял 3 м.
Параметры облучателя: число вибрато-
ров N = 12; т = 0.87: а = 11°.
Диаграмма направленности, приведен-
ная на рис.3.1.14,а получена на частоте
2,4 ГГц: на рис.3.1.14,6 -.3,2 ГГц; на
рис.3.1.14.в - 4,0 ГГц. Частотная зависи-
мость ширины ДН антенны на уровнях 3
и 10 дБ показана на рис.3.1.15
(пунктирные линии).
Результаты расчета ДН антенны с облучателем в виде ЛПВА показа-
ны на рпс.3.1.14 и 3.1.15 сплошными линиями. Эти данные заимствованы
из [3.4 и 3.5]. Анализ данных, приведенных на рис.3.1.15, показывает, что
изменение ширины ДН антенны как функции частоты не описывается
линейной зависимостью. Это обстоятельство обусловлено расфазировкой
апертурного распределения из-за изменения положения фазового центра
облучателя при изменении частоты.
3.1.2.3. Облучатель в виде вибратора с рефлектором и кольцевым
элементом
Внешний вид антенны с таким облучателем приведен на рис.3.1.16. а
схема-на рис.3.1.17. ____
Рис.3.1.16
Рис.3.1.17
В |3.6| показано, что при размещении перед вибратором кольца,
диаметр которого примерно равен длине волны, удается улучшить
параметры облучателя и антенны в целом. На рис.3.1.18 даны результаты
расчета зависимости эффективности антенны от угла раскрыва \|/0
параболоида. Расчеты (сплошные линии) приведены для двух значений
диаметра рефлектора: d = 2.2л и d = 1.1Х. Параметры облучателя даны в
правом верхнем углу рис.3.1.18; диаметр провода г = 0.032л. На рис.3.1.19
сплошной кривой показана полученная экспериментальным путем
зависимость максимального уровня кроссполяризационного излучения
XPD от диаметра рефлектора. Отметим, что на рис.3.1.18 и 3.1.19
пунктирными линиями нанесены аналогичные зависимости для обычного
облучателя в виде вибратора с рефлектором.
Рис.3.1.19
Диаграммы направленности
аитенны. измеренные в 45-градусной
плоскости, показаны иа рис.3.1 20:
> сплошные линии - эксперимент,
пунктирные - расчет;
> линии с индексом 1 соответству-
ют ДН на основной поляризации.
а линии с индексом 2 - ДН на
кроссполяр иза ции.
Как видно из приведенных экспери-
ментальных данных, антенна имеет
вполне приличные характеристики
излучения
3.1.2.4. Облучатель в виде открытого конца коаксиального фидера
Схема облучателя, возбуждение которого осуществляется коакси-
Вибратор
Отрезок
короткозамкнутого
круглого
волновода
альным фидером, приведена на рис.З. i .21.
Принципиальное отлично этой схемы от
предыдущих схем заключается к том. что
вибратор расположен внутри отрезка
круглого волновода. Волновод и
питающий фидер образуют коаксиальную
линию, в которой за счет синфазного
распределения тока на плечах вибратора
возбуждается коаксиальная волна типа
Нн. Структура этой волны приведена на
рис.3.1.22 (сплошные линии - вектор Е, а
пунктирные - вектор Н).
Рнс.3.1.21
На рис.З. 1.23 приведена структура волноводной волны типа Ни. Как
видно из сравнения распределения полей Е и Н иа обоих рисунках,
анализируемые структуры достаточно близки друг к другу. Поэтому поле
излучения для схемы, изображенной на рис.3.1.21, будет достаточно
близко к полю излучения из открытого конца круглого волновода.
Однако следует иметь в виду, что в коаксиальной линии возможно
существование коаксиальной волны типа ТЕМ, структура которой
приведена на рис.3.1.24. Возникновение этой волны возможно при
асимметрии возбуждающего тока I вибратора (рис.3.1.21). Такая
ситуация, если не принять надлежащих мер, в принципе возможна.
Действительно, ток. протекающий на нижнем илече вибратора, равен
току', протекающему на внутренней жиле коаксиального фидера, в то
время как ток. протекающий иа верхнем плече, является только одной
компонентой тока, протекающего по внутренней поверхности внешнего
проводника коаксиального фидера. Другая его компонента - ток.
протекающий по внешней стороне внешнего проводника коаксиального
фидера (эта компонента на рис.3.1.21 не показана).
88
Желательно принять меры, снижающие амплитуду тока последней
компоненты. Это приведет к уменьшению возбуждения волны типа ТЕМ
и тем самым к сближению структуры поля, излучаемого данным
облучателем, к структуре поля, излучаемого открытым концом круглого
волновода. Укажем, что эти меры достаточно близки к тем. что использу-
ются для симметрирования вибраторных антенн, питание которых
осуществляется с помощью коаксиальной линий 13.2}.
Диаграммы направленности антенны, использующей рассматривае-
мый вариант облучателя, приведены на рис.3.1.25. Диаметр аитсииы
-3.7м; частота -2.1 ГГц; усиление -34.7 дБи. Внешний вид антенны
показан на рис.3.1.3.
Radiation Pattern Envelope
Аммев тум FP12M9t>
Ufl.y Кл) Wfti tSW-JJCO VK
в*' кк><№ я/ комм Single Poieta«d UnprMvurtyoq
Tanokew
Rfg WumWrWW
Теперь перейдем к рассмотрению основных схем облучателей для
высокочастотного диапазона, т.е. для диапазона частот свыше 3 ГГц.
Характерные особенности этих облучателей :
♦ питающим фидером для облучателей является волновод;
♦ непосредственно излучающими элементами, как правило, являются
или открытые концы волноводов, или раскрывы рупоров.
3.1.2.5. Облучатели в виде открытого конца круглого волновода
Облучатель в виде открытого конца круглого волновода обладает
двумя несомненными достоинствами:
> пригодность его характеристик излучения для однозеркальных
антенн:
> простота изготовления и. как следствие, низкая стоимость.
Обратим внимание на чрезвычайно важное обстоятельство,
касающееся характеристик излучения данного типа облучателя. Обычно
используемый апертурный метод расчета ДН в данном случае приводит
к результатам, значительно отличающимся от реальных.
Излучение из открытого конца круглого волновода (ОККВ) строго
проанализировано в классической работе Л. А. Ванштейна [3.7]. Расчетная
методика преобразований сложных выражений к виду, удобному для
расчетов, приведена в [3.8]. Таким образом, имеется достаточно точная
исходная база для нахождения искомого решения, т.е. определения ДН
однозеркальной осесимметричной антенны (ООА).
Изложение основных расчетных соотношений для данной антенны,
полученных проф. В.Г.Ямпольским. будет носить конспективный харак-
тер [3.9].
Направленные свойства ОККВ в переднем полупространстве (0< 90°)
рассчитываются по формуле
F(C“>) = exp (- A sin" ЬО ). (3.1.1)
где коэффициенты А и b зависят от плоскости поляризации и диаметра
ОККВ следующим образом:
=:> плоскость Е
ЬЕ =0.711
0,65 < d/Z <0,85;
ЬЕ = 0.868 -0.185 d/Z
Ае = 0.143 + 0.730 (d/Z) +1.9 (d/Z)2
Ае = 8,069 - 17.86 (d/Z) +12,8 (d/Z)2
плоскость Н
Ьн = 0.1296 + 0.72 (d/Z) - 0,2625 (d/Z)2
Ан = 4.6 - 4,11 (d/Z) +3,212 (d/Z)2
0.85 < d/Z <1.00:
0.65 < d/Z <0,85: (3.1.2)
0,85 < d/Z <1,00:
0,65 < d/Z <1,00;
0,65 < d/Z <1,00.
В качестве иллюстрации на рис. .3.1.26 и 3.1.27 представлены ДН
ОККВ при d/Z = 0,7 и 0,95 соответственно (сплошная кривая - плоскость
Е. пунктир - плоскость Н). Как видно, наблюдается неплохая осевая сим-
метрия ДН.
Приведенные, выше данные позволяют построить весьма точную
методику для определения направленных свойств ООА.
Рис.3.1.26
Рис.3.1.27
Для распределения поля в раскрыве ООА было предложено следующее
выражение:
f (г) = exp { - (А (г tg \|/0 / 2)2 | / [1 + В (г tg \|/0/ 2)2 ]}. (3.1.3)
где 24/0 - полный угол раскрыва ООА. а коэффициенты А и В определя-
ются так:
=> плоскость Е
АЕ= 0.3496 +4.1771 (d/Z) +1.8416 (d/Z)2:
ВЕ - 0.4196 +3.9066 (d/Z) -2,4360 (d/Z)2;
плоскость И
Ан= 1,0143 +4,0019 (d/Z) + 1.1286 (d/Z)2:
Вн = - 0.3667 +2.5877 (d/Z) -1.1694 (d/Z)2.
На рис. 3.1.28 приведены результаты расчета амплитудных распределений
(сплошная кривая - плоскость Е,
пунктир - плоскость Н) для 180-
градусной параболической антенны,
возбуждаемой ОККВ диаметром 0.7Z.
Диаграмма направленности ООА
с ОККВ в режиме линейной
поляризации определяется формулами:
основ пая поляризации
I I
F',>ii (.n) = [ r Judi) {|ГН (r) । fH(r)| I 2 }dr + cos 2<p J r J2 (ur) {| fb (r) -
(I 0
--rH(r)J / 2}dr; (.3.1.4)
~~ Кр(>ССПО!1Яри'Г‘Цр1Я
I
FKI, (u) = sin 2<p J rJ;( ur) M fE(r)~ fn(r)|/2 ) dr, (3.1.5)
где угол <p отсчитывается от направления вектора Е в ОККВ. При этом
<р~ 0 - плоскость В. а <р л/ 2 - плоскость Н.
На рис.3.1.29 приведены ДН на основной поляризации для плоскости
Е (сплошная кривая) и плоскости Н (пунктир), а на рис. .3.1.30 ДН по
кроссполяризации в диагональной плоскости тр - 45°. В этом случае, т.е.
для линейной поляризации, в направлении и = 0 расчетный уровень
излучения на кроссполяризации равен нулю.
Рис.3.1 2.3 Рис.3.1.30
Теперь о согласовании ОККВ. Приведем аппроксимационное выра-
жение для коэффициента отражения:
1 - exp]-5.482|(d/M 0.586]" ',Х'Д. (3.1.6)
Отметим, что эта форм} ла обеспечивает погрешность, меньшую 0.1% для
0.6<(d/A.)<1.2, На рис 3.1.31 сплошной линией приведена расчетная
зависимость T(d/X) Из графика видно, что естественное согласование
облучателя недостаточно для радиосистем с большой емкостью.
Существенно улучшить согласование ОККВ возможно с помощью эле-
г, %
Рис 3.1.31
Рис.3.1.32
ментов подстройки, которые должны быть строго осесимметричными,
чтобы не допустить возбуждения паразитных мод. В противном случае
возможно как искажение ДН, так и появление в отраженной волне
высших типов
В [3.9] рассмотрено одно такое согласующее устройство, которое
позволило существенно улучшить согласование для диапазона
0.75<(d/X)< 1,0 (штриховая линия на рис.3.1.31). Это устройство состоит из
полой фторопластовой шайбы 1 (рис.3.1.32) сечением 0J07A. х 0.086Х и
кольцевого металлического экрана 2 высотой 0.264Х на внешней
поверхности волновода. Следует отметить, что
волновода с элементами подстройки оказались
совершенно такими же. как и без них.
Обратим внимание еще на одно
обстоятельство. Речь идет о влиянии толщины
стенки волновода на характеристики
излучения ОККВ. Обратимся к рис.3.1.33, где
показан облучатель в виде ОККВ со следую-
щими параметрами: а - внутренний радиус
волновода. I толщина стенки волновода.
направленные свойства
Рие.3.1.33
В |3 10] приведены экспериментальные
данные касательно влияния толщины стенки
волновода на ширину ДН облучателя в виде
ОККВ (рис.3 1.34). Сплошными линиями на
Полуширина ДН
рисунке показаны результаты расчета при t/а = 0, заимствованные из [3.7].
Из приведенных данных ясно видно, что толщина волновода сильно
влияет на ширину ДН облучателя.
3.1.2.6. Облучатели в виде ОККВ с гофрированной внешней поверхностью
Схема облучателя (Обл.1) в виде ОККВ. внешняя сторона которого
выполнена в виде импедансной поверхности, приведена на рис.З. 1.35,а.
Облучатель (Обл.2), показанный на рис.З. 1.35.6. отличается от предыду-
б)
Рис.З. 1.3 5
отличался от облучателя Обл.1 тем. что
щего наличием одиночной
дроссельной канавки на
торце облучателя. Основная
идея использования импе-
дансной структуры и дрос-
сельной канавки состоит в
том, чтобы воспрепят-
ствовать вытеканию токов
из внутренней части волно-
вода наружу. Отсутствие
наружных токов приводит к
улучшению формы диа-
граммы излучения.
Нанесенные на этих
рисунках геометрические
размеры элементов об-
лучателей соответствуют
размерам моделей, с
помощью которых прово-
дились экспериментальные
исследования. Отметим, что
эксперименты проводились
еще над третьим облучате-
лем (Обл.3). Этот облучатель
на его внешней поверхности
Рис.З. 1.36
отсутствовала импедансная структура,
но в торце была прорезана дроссельная
канавка.
Внешний вид моделей всех трех
облучателей приведен на:
х рис.3.1.36 - облучатель 1;
> рис. 3.1.37- облучатель 2;
> рис. 3.1.38 — облучатель 3.
Диаграммы направленности облучате-
лей приведены на:
рис.3.1.39 - ДН в плоскости Е на частоте 9.4 ГГц;
рис.З. 1.40 - ДН в плоскости Н на частоте 9.4 ГГц;
рис.3.1.41 - ДН в плоскости Е на частоте 10,7 ГГц:
рис.З. 1.42 - ДН в плоскости Н на частоте 10.7 ГГц.
Рис.З. 1.39
Рис.3.1.40
Укажем, что на рис.3.1.39 - 3.1.42 сплошной линией приведены ДН
облучателя Обл.2. пунктирной - облучателя Обл.З и штри.хпунктирной -
облучателя Обл.1. Укажем также, что в левом нижнем углу на всех
рисунках приведены фазовые диаграммы направленности облучателя
Обл.2.
Следует также подчеркнуть, что рассматриваемые облучатели обла-
дают достаточно низким уровнем кроссполяризационного излучения. В
качестве примера на рис.З. 1.43 сплошной линией приведена кроссполя-
ризационная ДН, измеренная на частоте 10.7 ГГц на облучателе Обл.2 в
45-градусной плоскости. На этом же рисунке приведена ДН на основной
поляризации.
F«P), дБ
Рис.3.1.42
О
80 120 ф, град
Рис.3.1.43
5.1.2.7. Облучатели в виде ОККВ с гофрированным фланцем
Основная техническая идея, объединяющая группу облучателей в
виде ОККВ с гофрированным фланцем, сводится к воспрепятствованию
затекания токов из волновода на сто наружна то область. Отметим еще раз.
что затекающие токи во многом определяют как интенсивность, так и
структуру поля излучения по дальним угловым направлениям. Поэтому
"отсечка" этих токов весьма благоприятно сказывается на форме ДН
такого рода облучателей.
Существую! различные модификации рассматриваемой группы об-
лучателей, разнящиеся между собой как по размеру фланца, так и углу
наклона фланца относительно оси волновода.
Первый вариант облучателя, для которого плоскость фланца пер-
пендикулярна оси волновода (у ~ 90°), показан на рис.3.1.44. В [3.11]
приведены результаты расчета и эксперимента для ДН, которые представ-
лены на рис. 3.1.45 (значки * соответствуют результатам расчета,
сплошн;1я кривая - результатам измерения).
Рис.3.1.44
Эти данные получены при следующих значениях параметров,
характеризующих облучатель: D = 60 мм; 14.2 мм; W2=8,5 мм; L=25,5
мм, при возбуждении волновода волной типа Нц на частоте 4 ГГц. Как
видно из рис.3.1.45, диаграммы направленности обладают хорошей
осевой симметрией. Поэтому при применении такого облучателя в ООА
следует ожидать низкий уровень излучения по кроссполяризации.
Второй вариант облучателя показан на рис.3.1.46. И в этом случае
плоскость фланца перпендикулярна оси волновода (у -- 90°).
Рис.З 1.46
Рис.3.1.47
Результаты экспериментального исследования такого облучателя
|3.12] на частоте 8,5 ГТц при геометрических размерах его элементов,
приведенных на рис.3.1.46, показаны на рис.3.1.47. Экспериментально
измерялась как амплитудная ДН - F(<p). так и фазовая ДН -Ф(<р).
Амплитудные ДН измерялись в Е-плоскости (кривая 2) и в Н-плоскости
97
(кривая ]). Отметим, что кривая 3 соответствует среднему значению ДН
по обеим ортогональным плоскостям. Из рисунка видно, что амплитудные
ДН имеют достаточно плоские вершины с подъемом, соответствующим
приблизительно углу 50°. Такой вид амплитудных диаграмм позволяет
ожидать высокой эффективности использования (или апертурный К1П1)
осесимметричной однозеркальной антенны.
Фазовые диаграммы, приведенные в нижней части рис.З.1.47, имеют
незначительные флюктуации, что также может служить достаточно
серьезной гарантией реализации высокого уровня К1]П в ОО А.
Третий вариант облучателя показан на рис.3.1.48. Здесь плоскость
фланца расположена под углом менее 90° к оси волновода (у = 60°).
Рис.3.1.48
Экспериментальные ДН, измеренные на частоте 11,7 ГГц и приведенные
на рис.З.1.49 (сплошная кривая - плоскость Е, пунктир -- плоскость Н),
свидетельствуют о достаточно высокой степени осесимметрии диаграм-
мы излучения облучателя Это обстоятельство позволяет ожидать низкий
уровень кроссполяризационного излучения ООА с таким облучателем.
1 ! 1,21
Рис.3.1.50
Четвертый вариант облучателя [3,13.
.3.14] показан на рис.З. 1.50. В этом случае
плоскость фланца расположена под углом более
90° к оси волновода (у = 110°). Такой облучатель
сохраняет форму ДН в достаточно широкой
полосе частот. Об этом свидетельствуют данные,
приведенные на рис.3.1.51. Здесь ДН. снятые в
плоскости Е, приведены сплошными кривыми, а
в плоскости Н - пунктирными. ДН, обозначен-
ные как “а”, измерены на частоте 7 ГГц, “б” - на
частоте 8 ГГц и “в" - на частоте 9 ГГц. Весьма
любопытная графическая информация помеще-
на на рис.З.1.52.
Рис.3.1-51
На этом рисунке показаны гра-
фики изменения ширины ДН по
уровню -20 дБ (кривая а), по уровню
-10 дБ (кривая Ь) и по уровню -3 дБ
(кривая с). Эти графики являются
результатом двух усреднений:
Полуширина ДН, град
усреднения диаграмм излучения Рис.3.1.52
по плоскостям Е (кружочки) и Н (квадратики):
• усреднения диаграмм излучения при трех (черные кружочки и
квадратики) и пяти (светлые кружочки и квадратики) элементах гоф-
ра.
Приведенные экспериментальные данные свидетельствуют о весьма
приемлемых характеристиках данного облучателя.
3.1.2.8. Облучатели в виде ОККВ с дроссельными фланцами
Облучатель с двумя дросселями, которые имеют возможность
независимого перемещения вдоль волновода и относительно друг друга,
рассмотрен в [3.15]. Схема и основные размеры этого облучателя
показаны на рис 3.1.53.
Характеристики излучения измерялись для трех комбинаций
размеров а и Ь. приведенных в табл. 3.1.2.
Таблица 3.1.2
Смещение дросселей, мм Комбинация смещения дросселей
А в с
а Без дросселей 0 1
ь 0 6
Рис.3.1.54
Экспериментальные ДН по основной поляризации (в плоскости Е -
непрерывная кривая, в плоскости Н - штриховая) и по кроссполяризации
в 45-градусной плоскости приведены на рис.3.1.54. Диаграммы по
основной поляризации, определенные индексами А, В, С. и по кросспо-
ляризации, определенные индексами А, В, С, соответствуют
комбинациям, указанным в табл.3.1.2. Как видно из приведенных
графиков, путем незначительной коррекции положения дросселей можно
существенно снизить уровень излучения по кроссполяризации.
Действительно, для комбинации С (а = 1 мм и b = 6 мм ) уровень крос-
споляризации ниже 40 дБ реализуется в очень широком секторе излу-
чения.
Другой вариант такого облучателя исследован в [3.16]. Схема
облучателя и его ДН приведены на рис.3.1.55.
Рис.3.1.55
3.1.2.9. Облучатели в виде открытого конца гофрированного
круглого волновода
Достаточно большая группа
облучателей антенн для ЗССС
построена на базе открытого
конца гофрированного круглого
волновода (рис.3.1.56). Для этого
типа облучателей оптимальные
ДН получаются в том случае, когда
продольные составляющие электрического и магнитного полей связаны
соотношением
Ez / Hz = ± I (Цо со)0 5.
(3.1.7)
При этом модуль отношения у = ±1 обычно называют условием
баланса гибридных волн: для решения, соответствующего знаку минус,
ДН имеет ноль на оси; для решения, соответствующего знаку плюс, ДН
имеет максимум на оси. Именно этот тип колебания является основным.
Диаграмма направленности обладает круговой симметрией и нулевым
уровнем поля кроссполяризации. Волны высших типов,
распространяющиеся в цилиндрическом волноводе с гофрированной
внутренней поверхностью, могут быть определены из решения
характеристического уравнения
1 - cos ©„ = u„ [Jo (u„) / Ji (un)l,
(3.1.8)
где un = kasin ©„; a - внутренний радиус волновода.
Из характеристического уравнения следует, что при большом
отношении а/А. условие баланса соответствует такому соотношению
радиусов а и b в цилиндрическом ребристом волноводе, при котором
b - а = V4.
(3.1.9)
Условие (3.1.9) соответствует такой ситуации, когда внутренняя
поверхность волновода ведет себя как:
• разомкнутая линия для продольной составляющей электрического
поля;
• короткозамкнутая линия для продольной составляющей магнитного
поля.
Результаты определения условия баланса из характеристического
уравнения (3.1.9) при малых отношениях а/л приведены в [3.17J. Там же
систематизированы и другие результаты, относящиеся к анализу излу-
-120 -80 -40 0 40 ф,град
нения исследуемого типа облучателя.
В частности, определено, что. если
условие баланса не выполняется, те.
у ±1. максимальное кроссполяриза
ционное излучение сосре-доточено в
плоскостях, соответ-ствующих углам
g = ± 45°.
Экспериментальные ДН ана-
лизируемого облучателя [3.18] на
частоте 6.18 ГГц приведены на
рис.3.1.57:
а) - соответствует внутреннему
диаметру гофрированного волно-
вода 2а = .35 мм;
б) - соответствует 2а = 75.7 мм:
в) - соотвествует 2а = 97,2 мм.
Сплошные кривые соответствуют ДН
в плоскости Е, а пунктирные - в
плоскости Н.
Более подробную информацию
относительно характеристик излу-
чения данного типа облучателей
можно найти в [3.18-3.20].
3.1.2.10. Об.чучате.чи в виде круглого волновода, плавно сопряженного с
внешним фланцем
Дальнейшее улучшение характеристик излучения рассматриваемого
Рис.З.1.58
б)
типа облучателей осуществляется за счет введения плавного сопряжения
(точнее - продолжения) внутренней полости волновода на внешний
фланец облучателя. Два технических решения . когда плавно сопрягается
внутренний импеданс гофрированного волновода с внешним фланцем, и
реализуемые ими ДН приведены на рис. 3.1.58 и.3.1.59.
Рис.З. 1.60
Отмстим, что хотя разработка
этого облучателя проводилась для
антенны ЗССС. работающей в
диапазонах 6/4 ГГц [3.211. она также
представляет интерес и для антенн РРЛ.
особенно в том случае, когда такая Рис.З.1 .(>I
антенна должна работать одновременно в двух смежных радиорелейных
диапазонах 4 Гц и 6 ГГц. Из графиков, приведенных на рис.3.1.61 (а -
частота 3.95 ГГц, б - частота 6.175 ГГц), видно, что данный облучатель
по параметрам ДН на основной поляризации (кривые 1) вполне пригоден
для использовании ООА с углом раскрыва около 90°.
Отмстим также, что данный облучатель обладает неплохими
параметрами излучения по кроссполяризации (кривые 2).
3.1.2.11. Облучатели в виде широкоугольных гофрированных рупоров
Еще одним типом облучателей для ООА являются широкоугольные
гофрированные рупоры. Отметим, что для ООА пригодны только рупоры.
для которых характерна большая степень расфазировки поля в раскрыве.
Обратимся к схеме такого облучателя, изображенного на рис.3.1.62.
Напомним, что под расфазировкой в
данном случае понимается фазовая разница
Л<]> между двумя электрическими длинами
от центра рупора до:
• края рупора;
• до центра раскрыва.
Нетрудно показать, что
ДФ = 2л (a/?.) tg (072), (3.1.10)
где а - радиус раскрыва; 0(1 - половина угла
раскрыва рупора. Пользуясь этим оп-
ределением. понятие “большая расфазиров-
ка рупора" обретает вполне конкретное чис-
ловое выражение, а именно ДФ > 0.8л.
Отмстим наиболее интересные свойства сильно расфазированны.х
гофрированных рупоров:
рупора, расфазировка в которых превышает 0,8л. как правило.
я вляются ш ирокополосными:
х ширина ДН определяется в основном утлом раскрыва 20,,:
> положение фазового центра практически неизменно при вариации
частоты. Фазовый центр находится вблизи вершины горловины
рупора.
Первые публикации и патенты по данным рупорам относятся к
шестидесятым годам прошлого века [3.22-3.25]. Трансформация
обычного расфазирова иного широкоугольного конусного рупора в
широкоугольный расфазированный гофрированный конусный рупор
согласно |3.26| совершалась так. как показано на рис.3.1.63. Наиболее
полную информацию по гофрированным рупорам можно найти в
монографии |3.27|.
Заметное улучшение электрических параметров конического рупора с
ребристой структурой по сравнению с обычным коническим рупором
можно объяснить тем. что за счет введения во внутреннюю полость
рупора импедансной структуры изменилась структура основной волны,
распространяющейся в рупоре, которая теперь имеет нулевой уровень для
вектора Е электрического поля по всей
границе рупора. Другими словами,
введение импедансной структуры
практически выравняло амплитудные
распределения в Е- и Н- плоскостях
рупора.
Информация о зависимости ши-
рины ДН от электрической длины
рупора. угол раскрыва которого
составляет 90° [3.28]. приведена на
графиках рис.3.1.64:
> сплошная линия - расчетная ДН в
плоскости Е;
> кружочки - экпериментальная ДН в
плоскости Е:
Рис.3.1.64
> прерывистая линия - расчетная ДН в плоскости Н;
> крестики -- экпериментальная ДН в плоскости Н.
Частотная зависимость ширины ДН рупора, у которого R = 2.78 см;
глубина гофра 5.35 см: расстояние между' гофрами 2.6 см. показана на
рис.3.1.65. Аналогичная зависимость для другого рупора, у которого R =
13.57 см: глубина гофра 5.35 см: расстояние между гофрами 2.6 см.
приведена на рис.3.1.66.
Экспериментальные данные подтверждают ранее сделанный вывод о
том. что рассматриваемые облучатели обладают большой
широкополосностью.
14 16 18 Частота, ГГц
Рис.З. 1.65
Ширина ДН, град
О '-------1--1-1--1--1--1--1-1__I__!__••
14 16 18 Частота, ГГц
Рис.З. 1.66
Следует отметить, что дальнейшее улучшение широкополосности
можно получить, видоизменяя форму импедансной структуры. В
частности, одно из возможных технических решений, позволяющих
расширить рабочий диапзон гофрированного рупора, проанализировано в
(3.29]. Поперечное сечение такого устройства приведено на рис.3.1.67.
Видно, что импедансная структура рупора нагружена на трапециевидные
резонаторы. Достигнутый эффект иллюстрируется графиком зависимости
ширины ДН от частоты, приведенном на рис.3.1.68.
Рис.З. 1.67
Из графика следует, что широкодиапазонность данного рупора
характеризуется отношением 2.4:1.
Еще одна схема |З.ЗО] исполнения широкополосного облучателя, где
реализуется идея о нагрузке импедансной структуры на резонаторы,
приведена на рис. 3.1.69. Внешний вид облучателя показан на рис.З. 1.70.
а серия ДН, измеренных в интервале частот, характеризуемом
отношением 1.1.8. приведена на рис.З. 1.71.
Диаграммы направленности,
приведенные на рис.3.1.71.
соответствуют:
> кривая А - начальной частоте f0;
> кривая Б - частоте 1.4 f0;
> кривая В -частоте 1.8 f0.
Рис.З.1.71
3.1.2.12. Облучатели « виде гофрированных рупоров с линзами в раскрыве
Схема облучателя в виде гофрированного рупора с корректирующей
линзой, установленной в раскрыве рупора, приведена на рис.3.1.72 [3.31].
Здесь О - фазовый центр рупора, a Oi - фазовый центр линзы
Фотографии анализируемых облучателей приведены на рис.3.1.73.
Функциональное назначение линзы сводится к тому, что она
трансформирует сферическую волну, излучаемую из точки О в другую
сферическую волну, исходящую из другой точки О, [3.32].
Профиль линзы описывается формулой
r(0) = {an+b cosO + [(an+bcosG)2-(n2-l)(a-b)2]O:,)/(n"-]), (3.1.11)
где а = (nf-fj): b = f-fr. n-коэффициент преломления материала, из
которого изготовлена линза.
Анализ направленных свойств анализируемого облучателя
базируется на основе работы [3.331. Распределение поля на выходе линзы
имеет вид
G(O1) = F(O)[A(01)/A(O)].
(3.1.12)
где F(0) - распределение поля на выходе гофрированного рупора; а
[А(0|)/А(0)]~ - отношение мощностей в лучевых трубках сферических
волн, исходящих из точек О| и О соответственно. Это отношение, исходя
из правил геометрической оптики, имеет вид
[A(0i)/A(0)]2 = [(sin0)/(sin01)][(dO)/(d0,)]. (3.1.13)
где
' [(d0)/(dO|)] = {r21[bcos9+r-n(iir-a|}/{r[r2i-n(bcos0+r)(nr-a)])'. (.3.1.14)
г । = r+b2+2rbcos0.
(3.1.15)
Результаты расчета отношения А(0|)/А(0) для линзы, материал
которой характеризуется коэффициентом преломления и = 1,6. при угле
раскрыва рупора 0 = 45° показаны на рис.3.1.74. Расчеты проведены для
интервала углов облучения линзы из точки (ф от 0 до 30°.
Диаграммы направленности анализируемого облучателя приведены
на рис.3.1.75. Эти ДН соответствуют следующим параметрам облучателя:
п = 1.6; угол раскрыва рупора 45°: угол облучения края линзы из точки О]
108
составляет 22,5°. Кривая 1 соответствует экпериметальной диаграмме
направленности облучателя в плоскости Е. кривая 2 - в плоскости Н,
кривая 3 - расчетная ДН, а кривая 4 соответствует ДН рупора (без линзы)
в 45-градусной плоскости. Из приведенных графиков видно, что
присутствие линзы существенно корректирует диаграмму направленности
(сравни кривые 3 и 4).
Надо отметить, что представленный выше конкретный пример
коррекции направленных свойств гофрированного рупора соответствует
ситуации, когда широкоугольное излучение рупора видоизменяется в
сторону уменьшения утла облучения, что практически бывает
необходимо для двухзеркальных антенн (см. 3.3). Если же требуется
производить коррекцию излучения в противоположную сторону, те.
увеличивать угол облучения, то представленная система формул
нуждается в незначительной корреции. Эта коррекция обусловлена тем.
что виртуальный источник излучения, т.е. точка Oi (см. рис.3.1.72). теперь
должен находиться справа от фазового центра рупора, т.е. между точкой
О и освещенной стороной корректирующей линзы.
3.1.2.13. Облучатели в виде многомодовых рупоров
Существует достаточно большая группа облучателей в виде
рупорных антенн, в которых помимо основной моды возбуждаются
несколько дополнительных мод, что позволяет:
♦ или создать оптимальную форму* ДН по основной поляризации;
♦ или минимизировать уровень кроссполяризационного излучения:
♦ или одновременно решать обе эти проблемы.
Рассмотрим несколько вариантов построения таких облучателей.
Вариант 1. Наиболее простым случаем, который тем не менее вполне
пригоден для большинства практических задач, является гладкий рупор
или волновод, в котором " создаются” две моды: волна типа Нц и волна
типа Еи. Обратимся к рис.3.1.76, на котором представлены распределения
электрических Е (сплошные линии) и магнитных Н (штриховые линии)
векторов в круглом волноводе, соответствующие модам Иц и Еи.
Особенностью этой композиции, условно обозначенной как Нц+Ец,
является то, что распределения векторов Е обеих мод:
• в центральной части волновода совпадают по направлению, т е. здесь
они синфазны;
• противоположны в верхней и нижней частях волновода, т.е. здесь
они противофазны.
Нетрудно сообразить, что при определенных соотношениях между
амплитудами обеих мод результирующее поле Е у верхней и нижней
стенки волновода может быть равным нулю.
Особенность другой композиции, условно обозначенной как Н| i—Ej ।
(см. рис.3.77), является то, что распределение векторов Е обеих мод:
• в центральной части волновода противоположны по направлению,
т.е. здесь они противофазны;
• совпадают в верхней и нижней частях волновода, те. здесь они
синфазны.
В этом случае результирующее поле Е у верхней и нижней стенок
волновода не равно пулю
Рис.З. 1.76
Рис.З.1.77
Несколько технических решений, которые позволяют преобразовать
моду Н|। в суперпозицию мод Н1( и Е,,. показаны на рис.З.1.78. Такие
схемы получили название трансформатора мод:
=> первый трансформатор мод (рис.З. 1.78.а) представляет собой
диэлектрическую трубку. Расчет трубки приведен в |3.34|:
Диэлектрический стержень
в)
Рис.3.1.78
Металлическое кольцо
б)
=> схема второго трансформатора мод, показанная на рис.З,1.78.6,
представляет собой два металлических кольца. Результаты расчета
кольцевого трансформатора, полученные численными методами,
приведены в [3.35];
=> третий вариант исполнения трансформатора мод показан на
рис.З.1.78.в. Трансформатор мод представляет собой соосно
расположенный диэлектрический стержень. Скосы стержня у обоих
его концов служат для улучшения согласования. Характеристики
такого трансформатора мод изложены в [3.36];
=> наиболее распространенная схема трансформатора мод приведена на
рис.3.1.78.г. где роль трансформатора исполняет ступенчатый
переход от волновода к волноводу большего диаметра.
Укажем, что обеспечение нужного фазового соотношения между
модами осуществляется путем подбора длины L волновода (рупора) от
места трансформации до излучающего раскрыва. Дело в том. что длины
волн в волноводе (рупоре) 3-Нп и А.ЕП обеих мод разнятся между собой.
Поэтому результирующий фазовый сдвиг Дф на участке длиной L,
который не учитывает фазовые соотношения между модами в момент
образования дополнительной моды, прямо пропорционален длине L и
равен
Дф - 2л Ь(ХНц - ^-епУ^нп ?-еп- (3.1.16)
Рассмотрим пример использования последней схемы, т.е.
ступенчатого трансформатора, для решения задачи минимизации
кроссполярного излучения облучателя. Геометрические параметры
облучателя определены на рис.З. 1.79. Здесь Д - разница между
сферической и плоской волнами в апертуре рупора. Этот параметр связан
с геометрическими размерами рупора следующим соотношением:
R/X = Д/sinot tg(ot/2). (3.1.17)
Расчетные зависимости, полученные в [3.37] и определяющие
уровень кроссполяризационного излучения (XPD) как функции от Д.
приведены на рис.З. 1.80 для R/?. = 4,0 и R/?. = 21,7. Расчетная диаграмма
направленности рассматриваемого облучателя (R/?. = 21.7 и а = 19°)
показана на рис.З. 1.81. Обратим внимание на то, что здесь угловая
координата точки наблюдения (<р) дана не в абсолютных значениях, т.е. в
градусах, а в относительных, т.е. как отношение (<p/ot). где а - угловое
значение, определяющее полураскрыв рупора.
Рис. 3.1.79
Рис.3.1.80
На рис. 3.1.82 приведены экпериментальные данные, харак-
теризующие изменение уровня XPD как функции частоты для рупорного
облучателя, выполненного по схеме, показанной на рис.3.1.79.
Геометрические параметры исследуемого рупора: R/X = 21.7; а = 11°; 2b =
40 мм; а/b = 0,89; L = 30 мм. Как видно, уровень кроссполяризации ниже
минус 30 дБ выдерживается в полосе частот 300 МГц.
Вариант 2. Схема исполнения облучателя по данному варианту, который,
по-видимому, впервые предложен в [3.38], приведена на рис.3.1.83.
Этот вариант отличается от предыдущего двумя факторами:
• ступенчатой трансформацией сопряжения гладкого волновода с
гофрированным волноводом;
• ступенькой, выполненной в виде гофра.
В связи с тем, что выходным участком данного трансформатора мод
является гофрированный волновод, трансформация моды Нц гладкого
круглого волновода происходит в гибридные моды HEn, HEi2 и EHi2
гофрированного волновода.
Экспериментальные ДН такого облучателя на частоте 24 ГГц при
Ь=5мм показаны на рис.3.1.84 [3.39]. Здесь сплошной кривой приведена
112
ДН на основной поляризации в плоскости Н, штриховой - в плоскости Е,
а штрихпунктирной - на кроссполяризации в 45-градусной плоскости.
Вариант 3. Схема исполнения облучателя по данному варианту', который,
по-видимому, впервые предложен в [3.40], приведена на рис.3.1.85.
Этот вариант отличается от предыдущего двумя факторами:
• ступенчатая трансформация сопрягает гофрированный волновод
с гофрированным волноводом;
• ступенька выполнена гладкой, т.е. без гофра.
Здесь происходит трансформация гибридной волны НЕц в композицию
гибридных волн НЕц и НЕ12.
— TJlTlJ
Рис.3.1.85
Диаграммы направленности двух этих мод, рассчитанных для
раскрыва облучателя ка=8,17 (а - радиус раскрыва; к = 2л/Х) показаны на
рис.3.1. 86 (i - мода НЕц; j - мода НЕ12). На рис.3.1.87 приведена серия
результирующих диаграмм направленности, являющихся алгебраической
суммой диаграмм данных парциальных мод при различных фазовых
соотношениях между ними [3.41]. Эти ДН получены для ка=8,17 при:
Рис.З. 1.87
♦ фазовом сдвиге Ду=0°-кривая а;
♦ Ду=36°-кривая Ь;
♦ Ду=72°-кривая с;
♦ Ду=108°-кривая d;
♦ Ду=144°-кривая е;
♦ Ду=180°-кривая£
Отметим, что следует различать ДН,
приведенные на рис.3.1.87:
• слева от угловой отметки <р = 0°
показаны ДН, полученные
экспериментальным путем;
• справа от угловой отметки <р = 0°
приведены расчетные ДН.
Видно, что при изменении фазового
сдвига Ду форма ДН облучателя варь-
руется в больших пределах : от вполне
пригодной при Ду = 0...360 (для облучения осесимметричного зеркала с
углом раскрыва 100... 120°) до не совсем оптимальных (для облучения
зеркала с углом раскрыва около 40°).
Вариант 4. Схема исполнения облучателя по данному варианту; которая
рассмотрена в [3.42], приведена на рис.3.1.85.
Этот вариант отличается от предыдущих следующими факторами:
• число ступенек трансформации больше единицы;
• в месте расположения первой ступеньки дополнительно введены
несимметрично расположенные неоднородности в виде
небольших стерженьков, расположенных нормально к
внутренней поверхности волновода.
Рис.З. 1.88
Диаграммы направленности такого облучателя с ракрывом D = 2,8Х
приведены на рис.3.1.89 (кривые 1 относятся к ДН на основной поля-
ризации. а кривые 2 - к ДН на кроссполяризации):
• сплошная линия с точками - расчетная ДН в плоскости Н;
• сплошная линия - экспериментальная ДН в плоскости Н;
• штриховая линия - экспериментальная ДН в плоскости Е.
3.1.2.14. Облучатели в виде рупорных антенн с изломом образующей
Схема облучателя в виде рупорной антенны с изломом образующей
приведена на рис.3.1.90. Облучатель состоит из двух частей:
• часть, обозначенная на рисунке цифрой 1, представляет собой
синфазный рупор, угол раскрыва которого равен 2oti, а диаметр 2Д;
• часть, обозначенная на рисунке цифрой 2, представляет собой
расфазированный рупор с углом раскрыва 2а2 и диаметром 2R2.
Рис.3.1.90
Форма ДН такого облучателя во многом
суммарной расфазировки Ays поля в раскрыве
Рис.З.1.91
определяется величиной
Дц/у =А'|Л +А4/2.
(3.1.18)
где А4/1 = п (L2-H2)/X - собственная расфазировка рупора; Дць = 2л
(S]-S2)/X - расфазировка ближней зоны.
Величина расфазировки Дц/v определяет форму' вершины главного
лепестка, крутизну' скатов и уровень боковых лепестков. Если Дц/2 = пл,
то обеспечивается следующая форма главного лепестка:
• воронкообразная при п = 2, 4. 6,...;
• куполообразная при n = 1, 3, 5,...;
• плоская при п = ЗИ, 5/2, 7/2,... .
Еще несколько сведений о параметрах расфазированных рупоров с
изломом образующей:
♦ угол раскрыва синфазного рупора 2а.] выбирается таким, чтобы
обеспечить практически синфазное распределение поля в сечении
излома (фазовая ошибка не должна превышать л/8):
♦ фазовый центр облучателя расположен между сечением излома и
вершиной основного рупора на расстоянии 8Фц от раскрыва, где
8фц= (R2-0,5R!) ctga2; (3.1.19)
♦ более подробную информацию о рассматриваемом типе облучателя,
который предложили А. А. и В.В. Тимофеевы, можно найти в [3.43].
В качестве иллюстрации возможных характеристик излучения
рупора с изломом на рис.З. 1.91 приведена серия ДН (сплошная кривая -
ДН в плоскости Е, пунктир - ДН в плоскости Н). Эти диаграммы разнятся
между собой значениями параметра, в роли которого выступает полный
угол раскрыва расфазированного рупора 2ос2: а - 80°; b - 40°; с - 35°; d -
25°; е - 14°
Дальнейшая модификация рассматриваемого рупора связана с
введением в его конструкцию импедансной структуры [3.44]. Канавки
нарезаются на стенках большого рупора и могут быть:
• равноглубокими (четвертьволновыми);
• с переменной высотой (например, от 0 до ?./4 или от Х/2 до Х/4),
что обеспечивает лучшее согласование.
Диаграммы направленности таких облучателей приведены на рис.З. 1.92
(сплошная кривая - ДН в плоскости Е.штриховая - ДН в плоскости Н).
Эти диаграммы относятся к расфазированному рупору с изломом
обрузующей, характеризуемому следующими геометрическими раз-
мерами: 2a)=5°; 2R]= 1.9Х; 2a2= 48°; 2R2= 4,ЗХ.
Рис.З.1.92
На рис.З. 1.92,а приведены ДН облучателя без канавок; на рис.З. 1.92,б -
ДН облучателя с шестью равноглубокими канавками на расфазированной
части рупора; на рис.З. 1.92,в - ДН облучателя с шестью канавками,
глубина которых уменьшается от от Х/2 до Х/4 по мере приближению к
раскрыву.
В заключение отметим, что рассмотренный осесимметричный рупор с
изломом образующей не является единственной реализацией общей идеи
о построении рупора с изломом образующей. Другие решения будут
рассмотрены ниже (см.3.2).
3.1.2.15. Облучатели в виде рупорных антенн с диэлектрическими
вставками
Существует достаточно большая группа облучателей в виде рупорных
антенн (или в виде ОККВ), которые включают в свой состав диэлектри-
ческие элементы. Надо сразу подчеркнуть, что “включение” в состав
облучателя диэлектрических элементов может носить различную
направленность. Перечислим основные варианты использования диэ-
лектрических элементов в составе облучателей.
Вариант 1. Наиболее распространенное функциональное использование
диэлектрика - укрытие апертуры облучателей с целью защиты от снега,
пыли и других негативных атмосферных воздействий. Различные
конструктивные решения приведены на рис.3.1.93 - 3.1.95 [3.45]. На этих
же рисунках приведены экспериментальные данные относительно
частотной зависимости коэффициента отражения облучателей, раскрыв
которых защищен различными радиопрозрачными укрытиями.
О 1 2 3 4 СМ
Коэффициент отражения, дБ
Рис.3.1.93
На рис.З.1.93,а показан облучатель в виде ОККВ с дроссельным
фланцем. Раскрыв облучателя закрыт тефлоновой пленкой (позиция 1)
толщиной 0,125 мм. Элементы 2 служат для настройки согласования
облучателя. Отметим, что в нижней части этого рисунка (как впрочем и на
двух последующих) приведена масштабная линейка, позволяющая судить
о реальных размерах как отдельных частей облучателя, так и облучателя в
целом.
На рис.3.1.93,б показан график частотной зависимости коэффициента
отражения. Видно, что в достаточно широкой полосе частот (более 600
МГц) коэффициент отражения менее минус 30 дБ.
Другая схема радиопрозрачного укрытия облучателя приведена на
рис.3.1.94,а. Здесь используется трехслойное укрытие, причем крайние
элементы укрытия отделены от центрального элемента.
0 1 2 3 4 см
7,2 7,4 Частота, ГГц
Рис.3.1.94
Частотная зависимость коэффициента отражения такого облучателя
показана на рис.3.1.94,6. Эти данные получены при следующей схеме
выполнения трехслойного укрытия:
• первая пластина (отсчет ведется от раскрыва) - толщина 1,48 мм;
диэлектрическая проницаемость е = 2,96;
• расстояние между первой и второй пластинами 7,70 мм;
диэлектрическая проницаемость е = 1,00;
• вторая пластина - толщина 4,06 мм; диэлектрическая проницаемость
е = 2,55;
• расстояние между второй и третьей пластинами 9,12 мм;
диэлектрическая проницаемость е = 1,00;
• третья пластина - толщина 1,86 мм; диэлектрическая проницаемость
е = 2,55.
Третья схема радиопрозрачного укрытия облучателя приведена на
рис.3.1 95,а. Здесь используется двухслойное укрытие (позиция 1), между
элементами которого расположен вспененный диэлектрик (позиция 2),
диэлектрическая проницаемость которого близка к единице. Элементы 3
служат для настройки облучателя по согласованию. График изменения
коэффициента отражения облучателя с укрытием по третьей схеме,
приведен на рис.3.1.95,6. Видно, что такая схема укрытия позволяет
получить очень хорошую степень согласования (коэффициент отражения
менее минус 40 дБ в полосе 600 МГц).
2
О
Надо отметить, что профиль выполнения радиопрозразных укрытий
(радомов) не должен быть обязательно плоским. Напротив, в ряде случаев
его целесообразно выполнять фигурным. Одно
из возможных решений по выбору профиля
радома приведено на рис.3.1.96 [3.46]. Здесь
радом представляет собой поверхность
вращения части эллипса, первый фокус .
которого совмещен с фазовым центром рупора,
а второй находится на внутренней поверхности
рупора вблизи его края. Нетрудно сообразить, Рис.3.1.96
что отраженная от радома энергия будет концентрироваться на некоторой
кольцевой полоске, центр которой является местоположением вторичных
фокусов. При размещении на этой полоске радиопоглощающего
материала удается практически ликвидировать всю отраженную от
радома энергию и тем самым снивелировать отражение от радома.
Экспериментальные исследования рупоров с рассматриваемой
схемой радома показали, что коэффициент отражения от укрытия можно
реализовать менее минус 45 дБ. Следует также подчеркнуть, что эта схема
по своей сути является частотно- независимой.
Рис.3.1.97
Еще одна схема укрытия облучателя приведена на рис.3.1.97. Здесь
показаны два облучателя в виде ОККВ с дроссельным фланцем. Различие
между' ними заключается в том, что у правого облучателя укрыт как сам
излучающий раскрыв, так и дроссельные фланцы (сравни со схемой на
рис.3.1.93,а). Укрытие дроссельных фланцев крайне полезная процедура,
которая препятствует , в частности, попаданию снега внутрь дросселей,
что, в свою очередь, могло бы изменить их частотную ‘'настройку”.
На рис. 3.1.98 приведены диаграммы направленности рассматривае-
мого облучателя для частоты 8,6 ГГц (внутренний радиус волновода -
1.35 см; глубина диэлектрического укрытия 1,00 см). Отметим, что расчет
характеристик облучателя производился методом FEM (finite element
metod), который вполне продуктивен для решения задач с осевой
симметрией [3.47].
Вариант 2. Еще одна возможность использования диэлектрических
элементов в конструкциях облучателей связана с расширением рабочего
диапазона частот.
Ранее уже анализировался облучатель в виде ОККВ, внутренняя
поверхность которого плавно сопряжена с гофрированной структурой
(см. рис.3.1.58). Этот облучатель обладает вполне пригодными
характеристики излучения. Значительное расширение рабочего диапазона
частот облучателя можно получить путем размещения в его внутреннюю
полость диэлектрического стержня (рис.3.1.99).
Методика расчета данной сложной схемы облучателя приведена в [3.47].
Результаты расчета характеристик излучения, выполненного методом
МоМ (metod of moments), показаны на рис.3.1.100 - 3.1.102.
На рис.3.1.100 приведены расчетный и экспериментальный графики
частотной зависимости коэффициента отражения облучателя с
диэлектрической втулкой. Видно, что вполне хороший результат по
согласованию (коэффициент отражения менее минус 30 дБ) выдер-
живается в двухкратной полосе частот.
Рис.3.1.102
На рис.3.1.101 приведены диаграммы направленности облучателя без
диэлектрической втулки на частоте 8,2 ГГц, а на рис.3.1.102 - диаграммы
для облучателя со втулкой. Видно, что введение в конструкцию
облучателя диэлектрической втулки несколько расширяет диаграммы,
сохраняя их практически осесимметричными.
Вариант 3. Придание облучателю новой функциональной возможности, а
именно обеспечение работоспособности в двух различных частотных
диапазонах путем размещения во внутренней полости гофрированного
волновода диэлектрического материала, иллюстрируется схемой на
рис.3.1 103
Рис.З. 1.103
Отметим, и это крайне важно, что речь идет о целенаправленном
конструировании облучателя для двух достаточно сильно разнящихся
между собой рабочих частотных диапазонах. Как видно из рисунка, это
качество достигается путем размещения во внутреннюю полость канавок
диэлектрического материала с диэлектричекой проницаемостью яг. Чтобы
уяснить, почему это происходит, рассматрим три исполнения построения
импедансной структуры.
Исполнение 1. Это обычная импедансная структура, т.е. структура без
диэлектрика, для которой глубина канавки s выбирается из условия
s = (X/4) (2m+l), m = 0,1,2,... (3.1.20)
Из приведенной формулы следует, что условие Z = <к> выполняется для
ряда частот, а именно:
=> при s = Х/4 для частот f ; 3f ; 5f;...;
=v при s = ЗХ/4 для частот fi, 1,661); 2,33f],...; (3.1.21)
=> при s = 5Х/4 для частот f2; l,4f2; l,8f2,....
Исполнение 2. Это исполнение соответствует случаю, когда вся канавка
заполнена диэлектриком. Соотношение для определении глубины канавки
s, при которой реализуется условие Z = со, имеет вид
s = (Z/4) (2т+1) ег'0,5, т=0,1,2,... (3.1.22)
Ясно, что для этого варианта соотношение между частотами, для которых
выполняется условие Z = со, будет иным, чем в (3.1.21).
Исполнение 3. Это исполнение является промежуточным между двумя
первыми и соответствует ситуации, когда только часть канавки заполнена
диэлектриком. Ясно, что соотношение между частотами, для которых
выполняется условие Z = со:
• будет совсем иным, чем в двух предыдущих случаях;
• может целенаправленно видоизменяться с целью обеспечения работы
облучателя в заданных частотных диапазонах.
В [3.48] проведен анализ работы облучателя с частичным
заполнением канавок импедансной структуры диэлектриком. Результаты
анализа позволяют рассчитать характеристики излучения облучателя. На
рис.З. 1.104 приведены экпериментальные диаграммы направленности:
две верхние кривые соответствуют ДН облучателя на основной
поляризации на частоте 12,5 ГГц;
две более низкие кривые соответствуют ДН облучателя на основной
поляризации на частоте 17,0 ГГц;
кривая 1 - ДН на кроссполяризации на частоте 17.0 ГГц;
кривая 2 - ДН на кроссполяризации на частоте 12,5 ГГц.
Вариант 4. Весьма перспективным направлением использования диэ-
лектрических включений в составе рупорных облучателей следует
признать техническое решение, предложенное в [3.49]. Идея построения
таких облучателей заключается в том, что:
• полагается, что фазовое распределение в раскрыве рупора (см.
рис.З. 1.105) определяется электрической длиной дифракционных
лучей, исходящих из точек Р] и Р2:
Рис.3.1.105
• коррекция этих длин может быть осуществлена посредством
размещения на пути дифракционных лучей диэлектрических
включений;
• такое положение достаточно просто реализовать, если вблизи
точки Р] установить диэлектрическое тело, продольный размер
которого Ьд зависит от угловой координаты ос;
• результирующая фаза у луча, исходящего из точки Pi под углом
ос к оси рупора, определяется соотношением
\|/(ос) = 2tc[L0-Ьд(ос)( е0,5 - 1)]/Х. (3.1.23)
Соотношение (3.1.23) следует рассматривать как исходное для
нахождения профиля 1_д(ос) диэлектрического тела, при котором в
раскрыве реализуется требуемое фазовое распределение цфа).
На рис.З. 1.106 приведены сравнительные диаграммы направленности
(сплошная кривая -ДН в плоскости Е; штриховая -ДН в плоскости Н)
двух рупорных облучателей:
• слева от отметки ср = 0 ДН расфазированного рупора с изломом
образующей без диэлектрической втулки;
• справа от отметки ср = 0 ДН расфазированного рупора с изломом
образующей с диэлектрической втулкой.
Вариант 5. В этом варианте использование диэлектрика в рупорном
облучателе носит иное техническое назначение. Известно, что электро-
магнитная энергия обладает свойством “аккумулироваться” при своем
распространении в многослойной среде, именно в той ее части, которая
обладает большим значением диэлектрической проницаемости. Рупорная
антенна, во внутренней полости которой помещен диэлектрический
вкладыш, показана на рис.З. 1.107.
Размеры апертуры пирамидального рупора, который подвергался
испытаниям, таковы: а = 92 мм; b = 72 мм, а размеры диэлектрического
вкладыша: t = 150 мм; d = 6,36 мм. Диэлектрическая проницаемость
вкладыша г. = 2,59.
Экспериментальная диаграмма направленности пирамидального
рупора без вкладыша в плоскости Е приведена на рис.3.1.108 (кривая 1).
Эта диаграмма практически полностью совпадает с расчетной ДН типа
F(u) = sin u/u.
Диаграммы направленности рупора с вкладышем представлены
кривыми:
• кривая 2 - расчетная ДН на частоте 8,0 ГТц;
• кривая 3 - экспериментальная ДН на частоте 8,0 ГТц;
• кривая 4 - расчетная ДН на частоте 10,0 ГГц;
• кривая 5 - экспериментальная ДН на частоте 10,0 ГГц.
Очевидно, что последние диаграммы направленности существеннейшим
образом отличаются от диаграммы направленности рупора без диэлектри-
ческого вкладыша, как шириной, так и уровнем бокового излучения
[3.50]. '
Вариант 6. Здесь диэлектрический элемент выполнен в виде тонкого
кольца, устанавливаемого в раскрыве двухмодового облучателя
(рис.3.1.109). Результаты экспериментального исследования [3.51] такого
облучателя (толщина кольца - 0,2 мм; диэлектрическая проницаемость
2,3) приведены на рис.3.1.110:
♦ слева от отметки ср = 0 диаграммы в плоскости Е;
♦ справа от отметки <р = 0 диаграммы в плоскости Н.
Приведенные с каждой стороны от отметки ср = 0 диаграммы направлен-
ности сняты на частотах 8,0; 8,5 и 9,0 ГГц.
Рис.3.1.109
Данный облучатель обладает неплохими показателями по уровню
кроссполяризационного излучения: в диапазоне частот 8,0... 9,0 ГГц
максимальная величина кроссполяризационного излучения менее минус
31 дБ, а в диапазоне частот 8,3...8,8 ГГц - менее минус 35 дБ.
3.1.2.16. Облучатели в виде рупорных антенн с радиопоглощающими
вставками
Основная идея включения вставок, выполненных из радибпогло-
щающих материалов, в состав рупорных излучателей базируется на
следующих предпосылках:
• размещение поглощающих элементов в “надлежащих” местах рупора
позволит улучшить характеристики излучения;
• включение радиопоглощающих элементов в состав рупора, несо-
мненно, приведет к возникновению омических потерь, т.е. к сниже-
нию коэффициента усиления антенны в целом и к увеличению ее
шумовой температуры. Однако последний фактор, крайне негативно
сказывающийся на параметрах земных станций систем спутниковой
связи, практически не оказывает заметного влияния на параметры
систем РРЛ. Таким образом, использование радио поглощающих
материалов в антеннах РРЛ допустимо.
Места включения определяют исходя из анализа физических предпосы-
лок причин, обусловливающих ухудшение характеристик излучения
рупорных антенн. К таким причинам относятся, как правило, так назы-
ваемые дифракционные лучи. Чтобы минимизировать влияние этих
лучей, обычно используются два подхода:
=> минимизируют интенсивность первичных лучей, падающих на
источник дифракции;
=> снижают дифракционные эффекты путем изменения конфигурации
источника дифракции.
Применительно к рупорным антеннам эти подходы могут быть интерпре-
тированы следующим образом:
1. Помещают радиопоглощающий материал на стенках рупора, стремясь
свести к нулю интенсивность лучей, имеющих поляризационную
ориентацию вектора Е нормально к внутренней поверхности рупора.
2, Видоизменяют форму края рупора (например, переходя от резкого
разрыва, т.е. от полуплоскости, к закругленным краям или уменьшая угол
излома).
Ниже приведены два исполнения рупорных облучателей, использующих
указанные подходы.
Исполнение I. Схема и геометрические параметры конического рупорно-
го облучателя, где поглощающий радиоматериал размещен на внутренней
стороне раскрыва рупора [3.52], показаны на рис.3.1.111. Эксперимен-
тальные диаграммы направленности (сплошная кривая - ДН в плоскости
Е; пунктир - ДН в плоскости Н) чистого рупора, т.е. рупора без радиопо-
глощающего материала, приведены на рис.3.1.112.
Рис.3.1.111
При размещении на стенках рупора материала, характеризуемого
следующими параметрами: е = 24 - j 0,48; ц = 1,3 - j 2,1, характеристики
излучения рупора заметно облагородились и приняли вид, показанный на
рис.3.1.113.
Исполнение 2. Схема рупорного облучателя, за раскрывом которого
установлена коническая насадка, внутренняя поверхность которой
покрыта радиопоглощающим материалом, приведена на рис.3.1.114 [3.53].
Основываясь на ранее сформулированных условиях, следует ожидать, что
переход от полуплоскости к угловому излому' (с небольшим углом
излома) плюс покрытие теневой поверхности излома радиопоглощающим
материалом должны привести к ощутимому снижению дифракционных
эффектов. Действительно, как свидетельствуют экспериментальные дан-
ные, приведенные на рис.3.1.115, негативное влияние дифракционных
эффектов на кромках рупорного облучателя резко снижается.
На рис.3.1.115 сплошной линией приведена ДН в плоскости Е чисто-
го рупора, а пунктирной - для рупора с насадкой. Эти результаты
получены на пирамидальном рупоре, характеризуемом следующими
параметрами: аЕ = 1,4Х; ан= 1,8Х; h = ИХ, и на том же самом рупоре с
насадкой, характеризуемой следующими параметрами: р = 48°; А = 2,5Х.
3.1.3. Основные параметры осесимметричных однозеркальных
антенн
Напомним, что основными параметрами антенн РРЛ, в том числе и
имеющих осесимметричное однозеркальное исполнение, являются:
> усиление антенны;
> ширина главного лепестка диаграммы направленности;
> уровень первого бокового лепестка;
> огибающая диаграммы направленности;
> защитное действие антенны;
> кроссполяризационная развязка;
> коэффициент стоячей волны;
> развязка между портами.
Напомним также (см. предисловие), что достаточно полный материал
по аналогичным характеристикам антенн, входящих в состав земных
станций, работающих в системах спутниковой связи, изложен в [3.54].
Так как указанный материал имеет прямое отношение и к антеннам ООА,
то здесь его повторение вряди ли целесообразно. Поэтому рационально
далее остановиться только на тех вопросах, которые имеют самое
непосредственное отношение к специфике использования осесимметрич-
ных однозеркальных антенн в радиорелейных системах связи.
3.J.3.I. Усиление
Одной из важнейших характеристик антенн для РРЛ является
усиление или коэффициент усиления (в западных спецификациях - gain).
Предварим основное содержание раздела несколькими положениями,
касающимися существа рассматриваемого вопроса. Напомним, что:
• усиление является “мощностной” характеристикой антенны. В самом
деле, увеличение (уменьшение) усиления антенны в N раз экви-
валентно увеличению (уменьшению) в N раз мощности, излучаемой
антенной, при идентичном изменении уровня сигнала в отдаленной
точке приема;
• усиление G очень просто связано с другой “мощностной”
характеристикой антенны - коэффициентом направленного действия
D, а именно
G = Dr], (3.1.24)
где г] - коэффициент полезного действия антенны, учитывающий
омические потери антенны;
• по определению D(©,<p) коэффициент направленного действия (КНД)
равняется отношению мощностей, излучаемых в единицу телесного
угла в направлении (©,<р) данной антенной - Р( ©,<р) и гипотетической
изотропной (полностью ненаправленной) антенной - Р£ / 4л - при
условии равенства полных излучаемых мощностей PL. Таким образом,
D(©,<p) = 4л Р(©,<р) / РЕ; (3.1.25)
• усиление антенны диаметром D определяется формулой (по
умолчанию предполагается, что р = 1)
G = (л D/ X )2 Кип, (3.1.26)
где л - длина волны; К1Ш - коэффициент использования поверхности
(К1Ш < 1) или, в “децибельной мере”,
G;tE„= 10 + 20 lg(D/X)+ 10 lgKm; (3.1.27)
• взаимосвязь КНД, а.при условии, что антенна не имеет потерь, и
усиления антенны, с нормированной ДН антенны определяется
соотношением
С=4л[J J I F(©,<p)l2 sin © d© dtp]-1. (3.1.28)
</=0 6=0
Теперь перейдем к рассмотрению причин, обусловливающих
снижение усиления антенны или, что то же самое, уменьшение Кип.
Перечислим эти причины и приведем оценки потерь усиления антенны,
обусловленных каждым парциальным фактором.
Неравномерность амплитудного распределения в раскрыве антенны,
т.е. в плоскости, параллельной плоскости ХОУ (рис.3.1.116). Если f(s) -
128
диаграмма направленности облучателя, a p(s) - расстояние от фазового
центра облучателя до текущей точки на поверхности зеркала, то для
амплитудного распределения по апертуре, те. для f(r), используется
классическая аппроксимация [3.55]:
f(r) = f(s)/p(s) = В+( 1-В)(1-г7а2)р,
(3.1.29)
где В - уровень пьедестала на краю апертуры, т е. при г = а, где а - радиус
раскрыва.
Для данной аппроксимации коэффициент использования поверхности
К] = [В + (1-Ь)/(р+1 )]7[В2+2В( 1-В)/(1+р) + (1-В)7(1+р)]. (3.1.30)
Результаты расчета К, приведены на рис.3.1.117 для трех значений
параметра р.
Перелив энергии за края рефлектора. Это необратимые потери,
уровень которых зависит в основном от формы ДН облучателя. Для
широкого класса ОАО указанные потери составляют 5... 15%.
Неравномерность фазового распределения. Эти потери обусловлены
отличием реального фазового распределения в раскрыве антенны от
синфазного. Указанное отличие, возникающее в основном из-за
нендсльной формы фазовой ДН облучателя, приводит к потерям
усиления около 3... 5%.
Неточность изготовления поверхности. Согласно [3.55] усиление
зеркальной антенны, погрешность изготовления рефлектора которой
характеризуется следующими показателями:
" среднеквадратичная погрешность изготовления - е;
" радиус корреляции погрешности изготовления - С,
определяется как
G = Gocxp(-82) {1 + (2C/D); S(5:)'7n!n}.
(3.1.31)
где 6 = 2(2л/л): D - диаметр зеркала. Для наиболее типовой ситуации,
когда радиус корреляции погрешности изготовления рефлектора
значительно меньше его диаметра, соотношение (3.1.31) упрощается и
принимает вид
G = Go ехр| -(4ле/Х)" |.
(3.1.32)
Г рафики, позволяющие оценить величину потерь в усилении антенны из-
за неточности выполнения профиля рефлектора, приведены на
рис.З. 1.118.
Рис.3.1.118
Затенение облучателем. Если d - макси-
мальный диаметр облучателя, a D - диа-
метр рефлектора, то потери усиления
антенны из-за затенения облучателем
определяются формулой
AG=(d/D):. (3.1.33)
Затенение опорами. Уровень потерь в
усилении антенны можно приблизи-
тельно оценить как отношение площади.
затененной опорами, к общей площади
раскрыва. Неудачное схемное решение конструкции опор может привести
к значительным потерям в усилении антенны. В качестве такого
негативного примера можно привести схему' затенения апертуры при
использовании четырехэлементной опоры, основания которых
расположены на некотором удалении от периферии зеркала (рис.З. 1.119).
Рис.З. 1.120
Рис.3.1.119
В качестве альтернативного решения на рис.3.1.120 приведена уже
знакомая и очень распространенная схема облучателя для однозеркальной
антенны, в которой не используются опоры. Затеняющая область и. как
следствие, снижение усиления антенны здесь весьма малы.
Излучение на кроссполяризации. Еще одним фактором,
определяющим
потери усиления антенны, является излучение на кроссполяризации.
Ясно, что эта часть энергии не может определять поле излучения антенны
на основной поляризации. Так же ясно, что ввиду' малости нормируемого
уровня излучения антенны на кроссполяризации потери из-за этого
фактора не очень велики и составляют 1 ...3%.
Омические потери антенны (потери в облучателе и на рефлекторе).
Омические потери в облучателе, как правило, невелики и составляют не
более 0,2 дБ. При усложнении конструкции облучающей системы, когда
используется комбайнер, потери возрастают до 0.3...0.5 дБ. Потери в
металлическом рефлекторе, как правило, весьма малы и ими можно
пренебречь. При использовании других материалов (например,
стеклопластиков с нанесенным металлическим слоем) потери могут
составить 0.1. ..0.2 дБ.
Потери из-за рассогласования. Оценка уровня потерь из-за
рассогласования может быть произведена по следующей формуле:
ДО = Г2. (3.1.34)
где Г - коэффициент отражения.
Потери в радоме. Эти потери зависят от характеристик материала,
из которого изготовлено укрытие. Обычно они не превышают 0,25 дБ.
3. J.3.2. Ширина главного лепестка диаграммы направленности
Для апертурного распределения, определенного соотношением (3.1.29),
диаграмма направленности описывается следующим образом:
F(cp) = 2 В J|(kasin<p)/(kasin<p) +
+ (1—В) [2р+1(р+1)! Jpn(kasin<p)/(kasiiKp)p41]. (3.1.35)
Результаты расчета ширины диаграммы направленности по уровню 3 дБ
(сплошные линии), по уровню !0 дБ (пунктирные линии) и по нулям
(прерывистые линии) приведены на рис..3.1.121 для трех значений
параметра р.
Рис.3.1.121
Уровень первого
бокового лепестка, дБ
Рис.3.1.122
3.1.3.3. Уровень первого бокового лепестка
Результаты расчета уровня первого бокового лепестка ДН,
определяемые соотношением (3.1.35), приведены на рис.3.Г. 122 для трех
значений параметра р.
3.1.3.4. Огибающая диаграммы направленности
Отметим, что достаточно подробно эта характеристика антенны
проанализирована в [3.54]. Ниже приведены основные сведения по
рассматриваемом),' вопросу.
Для различных угловых областей излучения антенны существуют
различные факторы, в основном определяющие уролвень излучения.
Для угловой области, примыкающей к направлению главного излучения,
доминантным фактором, определяющим излучение антенны, является так
называемое апертурное распределение:
• для осесимметричной антенны ДН определяется как интеграл типа
1
F(u)= J f( г) г Jo(ur) dr. (3.1.36)
о
где f( г) - амплитудное распределение по раскрыву; u = 2Tt(D/Z)sin<p;
• для амплитудного распределения типа (3.1.29) при уровне пьедестала
на краю раскрыва В = 10 дБ можно, пользуясь асимптотическими
методами вычисления интеграла, получить следующее выражение:
F(u)=0,5 и1’5, (3.1.37)
которое описывает огибающую ДН, определяемую с учетом только
апертурного распределения;
• можно достаточно просто показать, что при переходе к “децибельной
мере” усиление антенны, огибающая ДН которой описывается
соотношением (3.1.37), имеет вид
С(ф)лБ= 50 - 101g(D/X) - 30 1g ср; (3.1.38)
• если в (3.1.38) положить, что (D/л) = 100. то
6(ср)дБ= 30 - 301g ф; (3.1.39)
• сравнение формулы (3.1.39) с формулой, которая характеризует вид
эталонной антенны РРЛ. приведенной в Рекомендации МСЭ-Р F.669-
4. а именно
С(ф)дв=32-251ёф, (2.2.1)
говорит о достаточно сходном представлении. Отличие сравниваемых
представлений заключаются в том, что:
□ представление (2.2.1) более “мягкое”, чем (3.1.39), так как
оно имеет запас по постоянной составляющей в 2 дБ, а
также определенный запас, зависящий от угловой
координаты ф.
Для более удаленной от направления главного излучения угловой области
помимо амплитудного распределения на огибающую ДН начинают влиять
и другие факторы:
> затенение раскрыва облучателем и конструктивными элементами
крепления облучателя;
> утечка энергии за края рефлектора;
> неточность выполнения профиля рефлектора и др.
Для теневой области основным фактором, определяющим интенсивность
поля, является дифракция на краях рефлектора. Подробно этот вопрос
рассмотрен ниже ( см. 3.1.3.5).
3.1.3.5. Защитное действие антенны
Несколько вступительных замечаний.
в спецификациях антенн зарубежного производства этот параметр
обычно обозначается как F/B, где аббревиатуры F и В присходят от
английских слов Front-to-Back (отношение приема спереди к приему
сзади);
* защитное действие антенны является чрезвычайно важным
параметром, определяющим во- многом возможность использования
антенны в так называемых двухчастотных радиорелейных системах
(см. гл. 1);
в связи с тем. что направление прихода сигнала сздади на РРЛ может
варьироваться в достаточно широких пределах, под величиной
защитного действия антенны обычно понимается худшее
(наименьшее) значение отношения F/В в некотором секторе углов,
примыкающих к направлению <р = 180°. -
Приведем расчетное соотношение для величины защитного действия
антенны из [3.56]:
F/B = (Ga /Д СобЛ) [ 1+16(Fc/D)2]/16(F(7D); . (3.1.40)
где Fo - фокусное расстояние рефлектора; D - диаметр рефлектора; Д -
уровень облучения края рефлектора; Ga - усиление антенны; GO6?1 -
усиление облучателя.
Проверка справедливости полученного соотношения производилась
путем сравнения расчетных величин отношения (F/B)pac с
экспериментальными величинами (Е7В)ЭКС, полученными для различных
однозеркальных антенн (без защитных экранов и бленд) производства
копрорации Andrew. Эти материалы размещены в табл. 3.1.3.
ТаблицаЗ.1.3
Тип антенны D, м F„/D А, дБ дБи Частота, ГГц Ообл* ДБ (F/B)p„, дБ дБ
Р4-9С Р6-9С Р8-9С Р1О-9С Р12-9Е P15-9D 1,2 1,8 2,4 3,0 3.6 4.5 0,375 0,382 0,373 0,300 0,333 0,333 -5 18,4 22,0 24,4 26,4 28,0 29,9 0,925 4,0 21 24 27 29 30 32 21,0 24,6 27,0 29,7 30,9 32,8
PL6-17C PL8-17C PL10-17C PL12-17C PL15-17C 1.8 2,4 3,0 3.6 4.5 0,382 0.373 0,300 0.300 0,333 -10 28,7 31,2 33,2 34,7 36,6 1,905 3.2 36 39 44 45 47 37,0 39,6 42,3 43.3 45,3
PL6-37D PL8-37D PL10-37D PLI2-37D PLI5-37D 1,8 2,4 3,0 3.6 4.5 0,382 0.373 0,300 0.300 0.333 -10 35,0 37.3 39.3 41.0 42,7 3.950 6.5 40 41 47 50 52 40.0 42,4 45,1 46,4 48,12
PL6-59C PL8-59C PL10-59C PL12-59E PL15-59D 1,8 2.4 3.0 3,6 4.5 0,382 0,373 0,300 0,300 0,333 -10 38,9 41.5 43,3 45.0 46.4 6,175 6,0 46 48 51 52 53 44,5 47.0 '49,6 50.9 52,3
PL4-107C PL6-107C PL8-107C PL10-107C PL12-107E 1.2 1,8 2.4 3.0 3.6 0,375 0.382 0,373 0,300 0.300 -10 40,5 44,0 46.4 48,3 49.8 11,200 6,1 46 51 52 54 55 46,0 49.5 51,9 54,5 55.6
P4-I44C Р6-144 1.2 1.8 0.375 0.382 -10 42.5 46.1 14,800 5,0 48 55 49.1 52,7
Другое расчетное соотношение для величины защитного действия
антенны [3.57] имеет вид
F/B = [(!-△)/(l-A/2)](Kim/Ga)0'5 [sin (ц/о/2)]"1. (3.1.41)
где \|/(1 - угол полураскрыва рефлектора;К1Ш - коэффициент использо-
вания поверхности; Ga - усиление антенны. Данная формула получена в
предположении, что апертурное распределение в раскрыве имеет вид
f( г) = 1-Д(г/г0)2. (3.1.42)
Справедливость данного представления доказывается путем сравнения
расчетных величин отношения (F/B)pac с экспериментальными
величинами (F/B)3KC, полученными для различных антенн (без защитных
экранов и бленд). Эти материалы размещены в табл.3.1.4.
__________ _____________________________________________________ТаблицаЗ.1.4
Тип антенны Характеристики антенны Защитное действие, дБ
D/л. 2ip0, град. (1-Д), дБ (F/B)p„. (F/B),KC.
АДЭ 18.0 150 -14 40,3 40
20.7 210 -12 42,2 43.3
20.7 210 -16.5 45.9 45
29.5 210 -17 49,4 49
59.5 210 -17 55.9 56
ПА 10.0 120 -10 30,5 30
19.1 120 -15 39.9 40
43.0 180 -26 -60 61,5
ДАК 58.0 130 -12 53,7 55
65.0 180 -12 57,1 57
Обратите внимание на следующие замечания, касающиеся материала
табл.3.1.4:
□ в этой таблице к однозеркальным осесимметричным антеннам
относится только антена типа ПА;
□ два других типа осесимметричных антенн построены по
двухзеркальной схеме. В связи с тем что экспериментальные данные
достаточно хорошо согласуются с расчетными, как для
однозеркальных, так и для двухзеркальных антенн, то предложенную
оценку величины защитного действия антенны в виде соотношения
(3.1.42) можно считать общей для осесимметричных антенн.
И еще одно замечание по данным как табл.3.1.3, так и табл.3.1.4:
□ анализ показывает, что для осесимметричных антенн величина
защитного действия примерно на 2...6 дБ выше значения усиления
антенны.
3.1.3.6. Кроссполяризационная развязка
Важнейшим параметром антенн для РРЛ является величина
кроссполяризационной развязки. Именно этот параметр определяет
пригодность (или непригодность) использования антенны на РРЛ с
поляризационным уплотнением.
Приведем формулы, описывающие ДН осесимметричной антенны в
апертурном приближении, т.е. когда известно амплитудное распределение
f (г), точнее, когда известно амплитудное распределение в двух
ортогональных плоскостях, т.е в Е- и Н- плоскостях. Диаграммы
направленности ООА в режиме линейной поляризации определяются
формулами:
по основной поляризации
1 1
Fon(u)=J г J0(u) {[fE(r)+fn(r)]/2 }dr + cos2cp J r J2 (ur) {[fE(r)~
0 0
- fH(r)]/2}dr; (3.1.43)
по кроссполяризации
i
FK11 (u) = sin 2<p j rJ2(ur){ lfE(r)-fH(r)|/2}dr. (3.1.44)
о
где угол ip отсчитывается от направления вектора Е в облучателе. При
этом ср = 0 - это плоскость Е, а ср = л/ 2 - это плоскость Н. Функции fE (г)
и fH (г) - апертурные распределения в Е- и Н- плоскостях.
Проанализируем соотношение (3.1.44). характеризующее ДН по
кроссполяризации. Очевидно, что:
• максимум кроссполяризационного излучения соответствует тем
плоскостям, которым соответствует максимум функции sin 2ср, т.е
плоскостям ± 45° и ± 135°;
• при полной осесимметрии ДН облучателя, а точнее - при полной
осесимметрии амплитудного распределения, т.е когда fE (г) = fH (г),
кроссполяризационное излучение антенны тождественно равно нулю;
• чем сильнее осевая асимметрия амплитудного распределения, тем
выше уровень кроссполяризационного излучения. Отсюда, в
частности, следует вывод о том. что осевая асимметрия,
обусловленная наличием элементов крепления облучателя, является
потенциальным источником повышенного уровня кроссполя-
ризационного излучения. Поэтому, сравнивая затененные области,
показанные на рис.3.1.119,6 и 3.1.120, соответствующие различным
способам крепления (размещения) облучателя, можно с большой
вероятностью предположить, что схема антенны, показанная на
рис.З. 1. 119,а, обладает значительно более выгодными параметрами по
136
кроссполяризационному излучению, чем схема крепления облучателя
с помощью четырех штанг.
3.1.3.7. Коэффициент стоячей волны
Еще одним фактором, существенно влиящим на параметры
радиорелейной системы в целом, является коэффициент стоячей волны
(КСВ) антенн РРЛ. Этот параметр определяет “полевые” характеристики
и поэтому часто имеет еще одно наименование - коэффициент стоячей
волны по напряжению (КСВН). Отметим, что анализируемый параметр
можно сравнительно просто характеризовать через коэффициент
отражения (Г):
КСВ= (1+Г)/(1-Г). (3.1.45)
Отметим еще раз, что в зарубежных спецификациях на антенны
коэффициент отражения обычно задается в “децибельной” мере и носит
обозначение Return Loss, а КСВ обозначается как VSWR.
В однозеркальной антенне источниками появления отраженной
волны в основном являются:
□ облучатель. В свою очередь, для облучателя характерными местами,
“ответственными” за появления отраженной волны, являются:
• место сопряжения волновода (или коаксиала) с облучателем:
• выход облучателя;
□ рефлектор. В свою очередь, для рефлектора характерными местами,
“ответственными” за появления отраженной волны, являются:
• центральная часть рефлектора;
• вся кромка рефлектора.
В связи с обилием различных схем облучателей, используемых в
однозеркальной осесимметричной антенне, не представляется возможным
привести конкретные данные по параметрам согласования облучателей.
Поэтому здесь ограничимся общими замечаниями:
чем плавнее переход об питающего волновода к рупору, тем
меньше величина данного парциального отражения.
при использовании гофрированных рупоров, когда локальное
волновое сопротивление в раскрыве рупора равно 120л Ом, т.е.
величине волнового сопротивления свободного пространства,
выходной раскрыв рупора практически не вносит эффекта
рассогласова ния;
как правило, рупорный облучатель и питающий волновод
снабжены элементами подстройки согласования. Поэтому
влияние облучателя на общее рассогласование удается
значительно снивелировать.
Вклад рефлектора в рассогласование является вполне детер-
минированным фактором и определяется следующим образом:
коэффициент отражения от центральной части рефлектора
определяется как
Го= Go6jlV4rcFo. (3.1.46)
где Fo - фокусное расстояние параболического рефлектора; Go6jI - коэф-
фициент усиления облучателя.
коэффициент отражения от переферийной части рефлектора
определяется как
ГК|, = |Go6j,V4^Fo| cos3(v|/o/2) F2 о6л (vpo), (3.1.47)
где F^(4zo) ~ уровень ДН облучателя в направлении на кромку
рефлектора.
Сравнительный анализ соотношений (3.1.46) и (3.1.47) показывает, что:
• величина отражения от периферии рефлектора намного меньше
отражения от центральной части зеркала;
• чем при прочих равных условиях больше фокусное расстояние Fo, т.е.
чем больше раскрыв зеркала и, следовательно, чем больше усиление
антенны, тем меньше коэффициент отражения.
Результаты расчета Го и Гкр приведены на рис.3.1.12.3 и 3.1.124
соответственно. Кривые 1. 2 и 3 рассчитаны для антенн с усилениям .30.
40. 46 дБи соответственно.
э. 1.3.8. Развязка между аортами
Развязка между портами антенны характеризует степень влияния
передающего канала на приемный. Точнее - развязка между портами дает
оценку уровня мощности передатчика, попадающей на вход канала
приема. Эта оценка особенно необходима для варианта размещения
малошумящего устройства (МШУ) на входе приемного оборудования.
Величина развязки во многом зависит как от схемного решения по
построению ортогональности каналов, так и от точности производствен-
ной реализации принятого решения. Обычна эта величина лежит в
пределах 30.. .40 дБ.
138
3.1.4. Способы улучшения параметров антенн РРЛ
3.1.4.1. Увеличение защитного действия
Результаты расчетов и экспериментальные данные, приведенные в
3.1.3.5. свидетельствуют о том. что обычная осесимметричная антенна не
позволяет реализовывать защитное действие свыше 65 дБ, необходимое
для РРЛ с высокой пропускной способностью.
Существует несколько различных способов улучшения защитного
действия осесимметричных антенн. Рассмотрим основные варианты.
Вариант 1. Устанавливается протяженная металлическая цилиндрическая
бленда (см. рис.3.1.125).
Поле в теневой области за блендой определяется двумя дифракционными
лучами:
• лучом FB, т.е. полем облучателя, дифрагирующим на кромке бленды.
Защитное действие, обусловленное этим фактором, определяется
формулой 13.46]
(F/B)|flj, = (F/B)[f(\|/|)/ [FA/FB] (sin (ц/(>/2) /cos(5ti/4 -\|/i/2)], (3.1.48)
где (F/B)16jI— защитное действие антенны с блендой; (F/B) - защитное
действие антенны без бленды: Г(ц/|) и f(\|/0) - значения ДН облучателя
по угловым направлениям на точки В и А соответственно. Обычно
для достаточно протяженных бленд величина (F/B)16„ превышает
величину' (F/B) примерно на 10 .15 дБ;
• лучом FA+AB. т.е. полем облучателя, дифрагирующим на кромке
зеркала, а затем на кромке бленды. Защитное действие,
обусловленное этим фактором, определяется формулой 13.46J
Д7В);бл = (F/B) sin (щ(1/2). (3.1.49)
Обычно для достаточно протяженной бленды величина (F/B), 6л пре-
вышает величину (F/B) примерно на 2.. .6 дБ. '
Таким образом, прямое использование протяженной
цилиндрической бленды позволяет примерно на 4...8 дБ улучшить
защитное действие антенны.
Вариант 2. Этот вариант отличается от предыдугценго тем, что на
внутренней поверхности бленды нанесен слой радиопоглощающего
материала. Основная идея этого технического решения сводится к
резкому снижению интенсивности луча FA+AB на участке АВ. Отметим,
что снижение интенсивности этого луча происходит для обеих
поляризаций поля Е. Поэтому защитное действие, обусловленное этим
фактором, будет теперь определяться соотношением
(F/B)26n = (F/B) sin (ча/2) exp (~уЬбя), (3.1.50)
где у -погонное затухание, обусловленное наличием радиопоглощающего
материала.
На рис.3.1.126 приведены ДН осесимметричных однозеркальных антенн
13.58]:
> кривая 1 - ДН в Е-плоскости антенны диаметром D=3,6 м,
D/F(j=O,333: Ь6л=100 см; ?.=5 см; внутренняя поверхность бленды
покрыта радиопоглощающим материалом;
> кривая 2 - ДН в Е-плоскости антенны диаметром D=3.6 м;
D/Fo=0,333; без бленды; А.=5 см.
Из приведенных диаграмм видно, что:
• наличие бленды с радиопоглощающим материалом примерно на
15...20 дБ снижает уровень поля излучения антенны в теневой
области;
• для данного варианта исполнения антенны угловой сектор
‘'глубокой тени”, где F(cp) < -80 дБ, составляет ± 80°, что с
большим запасом удовлетворяет всем реальным требованиям,
предъявляемым к антеннам по данному' параметру.
Вариант 3. За кромкой зеркала устанавливается один или более дис-
ковых металлических экранов (рис.3.1.127) [3.59, 3.60]. При установке N
экранов необходимо, чтобы кромка любого из них была экранирована от
облучателя антенны зеркалом и всеми более близкими к зеркалу'
экранами.
Для случая одиночного экрана подавление поля в заднем
полупространстве определяется выражением
У1(<р) = (l/4n)(X/R)0,5 {cosec[(8-cp)/2] ± sec[(8+cp)/2]}x
х{cosec|(>|/(i-8)/2] ± sec[(\|/0+8)/2]}{cosec[(yo-<р)/2] ± sec(<p/2)}~', (3.1.51)
где 8 - угол между направлением на кромку экрана и направлением <р = 0.
Отметим, что:
• максимальное подавление имеет место при 8 = уо/2',
• сказанное выше справедливо и для случая нескольких
экранов. Здесь кромка каждого последующего экрана должна
находиться на биссектрисе угла между проходящим лучом и
направлением ср = 0.
На рис.3.1.128 приведена зависимость величины у,(0) при 3=45° и
R^.32 от угла раскрыва рефлектора \р0- Добавим, что установка второго
экрана позволяет дополнительно уменьшить излучение на 4...7 дБ. На
рис.3.1.129 приведены экпериментальные ДН в плоскости Е антенны типа
АДЭ:
♦ кривая 1 - диаметр антенны D = 29,5/1; \|/0 = 105°'.
♦ кривая 2 - та же антенна с дисковым экраном: 8 = 45°; Ri = 1.4л:
♦ кривая 3 - та же антенна с дисковым экраном: 8 = 45°; R] = 2,8Z;
♦ кривая 4 - та же антенна с двумя дисковыми экранами: Д = 1,8?<
h| = l,8/L; d2=l,2X; h2=0,6X.
Видно, что дисковый экран (или несколько экранов) обеспечивает
широкоугольное подавление.
Р(ф),дБ
Рис.З.1.129 Рис.3.1.130
Вариант 4 Дисковый экран выполняется специальным образом [3.59,
3.61], а именно: на расстоянии t| от края экрана прорезана щель шириной
At = ь-1| (см. рис.З.1.130). Если указанные размеры выполнить равными :
Е= 0.76р и ь = 1.14р, где р = (ГсЛ)0 5, а г0- расстояние от края рефлектора
(точка К) до центра щели, то поле за экраном будет ослабленно в большей
степени, чем при использовании обычного дискового экрана.
Вариант 5. Этот вариант отличается от предыдущего тем, что здесь
используются два экрана (рис.З. 1.131);
♦ первый - обычный дисковый:
♦ второй - экран со щелью.
Рис.3.1.131
На рис.З. 1,132 приведены ДН антенны типа АДЭ (диаметр D=29,5X:
105°):
> кривая 1 - антенна без экранов:
> кривая 2- антенна с двумя экранами.
Видно, что комбинированное использование экранов приводит к весьма
заметному успеху.
Вариант б. Многоугольные экраны нашли достаточно широкое
практическое воплощение, что иллюстрируется рис.З. 1.133 и 3.1.134.
На рис.3.1.133 приведена фотография антенны типа FPHP
производства корпорации Andrew с многоугольным экраном. Отмстим,
что антенна типа FPHP8F-13 (диаметр 2.4 м: диапазон 1.35... 1.535 ГГц)
реализует защитное действие F/B=48 дБ, т.е. на 19 дБ больше . чем
усиление антенны (G = 29 дБи).
На рис.3.1.134 приведена фотография антенны типа АДЭ-3,5 с
многоугольным экраном (диаметр 3.5 м: диапазон 4 ГГц). Защитное
дейст вие этой антенны составляет F/B = 65 дБ. т.е. на 24.5 дБ больше . чем
усиление антенны (G ~ 40.5 дБи).
Рис.З. 1.1.34
На рис.3.1.135 приведены огиба-
ющие диаграммы направленности
антенны типа АДЭ-3.5 (диаметр
3.5 м ):
• кривая 1 - ДН в Е-плоскостш
• кривая 2 - ДН в Н-плоскости.
Из приведенных диаграмм видно,
что защитное действие антенны на
уровне 65 дБ выдерживается в
секторе углов 180 ± 90°, т.е. во
всем заднем полупространстве.
Рис.3.1.135
Укажем, что достаточно полную информацию, касающуюся анализа
многоугольного (или звездчатого) экрана, можно найти в [3.46. 3.62].
Ниже ограничимся наиболее важными сведениями:
> для обычных дисковых экранов все точки на кромке имеют
одинаковую фазу возбуждения относительно направления излучения
строго назад. Это обстоятельство приводит к появлению всплеска
излучения в этом и прилегающим к нему направлениях, получившему
название пятна Пуасона;
> любое отклонение контура экрана от окружности ведет к снижению
уровня излучения в направлении строго назад. Однако ввиду того,
что уровень энергии, обусловленной дифракцией на кромке экрана,
остается практически неизменным, происходит перераспределение
этой энергии в заднем полупространстве:
> задача “конструирования” оптимальной формы защитного экрана
сводится к тому\ чтобы найти такой профиль экрана, при котором
энергия дифракционного поля была бы:
• минимизирована в угловых направлениях, которые представляют
наибольшую опасность с точки зрения конкретных помеховых
ситуаций, и. следовательно, сконцентрирована в других
направлениях, где помехи отсутствуют. Отметим, что для антенн
РРЛ наиболее помехоопасные угловые направления лежат в
области, примыкающей к азимутальной плоскости;
• практически равномерно распределена в заднем полу-
пространстве;
> диаграмма направленности многоугольного экрана , фланец которого
описывается фукцией г(ф), в плоскости симметрии экрана имеет вид
К
F(cp) = (l/л) J g(<|)) exp[-ikR, simp созф - ik г(ф)( 1+sincp созф)с1ф. (3.1.52)
0--V
где Ro - минимальный радиус фланца; g^) - множитель, характеризу-
ющий поляризационную структуру волны, дифрагирующей на кромке
экрана. Укажем, что поляризационная структура здесь остается
приблизительно такой, как при дифракции на круглой кромке, т.е.
g^) = со52ф в плоскости Е и g^) = sin' ф в плоскости Н;
> при линейном увеличении фазы вдоль кромки экрана, т.е. когда
г'(ф) = 11/6. где h - высота фланца, и при N —><» имеем
F(cp) = F0(cp) sin(kli/2)/(kli/2), (3.1.53)
где Fo(cp) - ДН антенны с круглой кромкой. Из этого выражения
следует, что при целых значениях 11/Х поле излучения экрана
тождественно равно нулю;
> экспериментальные исследования показывают, что при больших
значениях N звездчатые экраны действительно обеспечивают
интенсивное и широкополосное подавление излучения, причем чем
больше диаметр антенны, тем больше должно быть N.
Вариант 7. Используются специальные защитные экраны, располо-
женные вдоль кромки зеркала. На рис.3.1.136 приведена схема
симметричной однозеркальной антенны, а на рис.3.1.137 - схема той же
самой антенны, снабженной специальными экранами. Именно по таким
Рис-3.1.136
Рис.З. 1.137
схемам выполнены антенны типа PA(L) и
IPAL производства фирмы RFS (Германия)
соответственно. Антенна типа РА-8-71
(диаметр 2,4 м; усиление 43 дБи в диапазоне
7,125...7.75 ГГц) имеет защитное действие
F/B=50 дБ. а антенна типа 1РА-8-71,
имеющая такой же диаметр и, следовательно,
аналогичное усиление, реализует защитное
действие F/B=64 дБ.
Еще одно исполнение антенны со
специальными защитными экранами приведе-
но на рис.3.1.138.
Рис.З. 1.138
Вариант 8. В этом варианте защитная бленда выполняется так, как пока-
зано на рис.3.1.139. На внешней стороне бленды шириной w помещена
импедансная поверхность. Угол с, выбирается таким, чтобы поверхность
Рис.З. 1.139
F((pj, дБ
...I" ...."У"'1".... »"
-20
Рис.З.1.140
бленды нс освещалось прямым'полем облучателя О 13.63].
Эффективность такого технического решения подтверждается графиками
на рис..3.1.140:
❖ кривая 1 - ДН антенны (D/z=20; Fc/D=0,5) в плоскости Е;
*1* кривая 2 - ДН антенны (D/6=20; F(/D=0,5) с импедансным
фланцем шириной w=5X в плоскости Е.
3.1.4.2. Улучшение согласования
Как отмечалось ранее, основными источниками появления отражения
в осесимметричных однозеркальных антеннах являются как облучатель,
так и рефлектор. Ниже приведены несколько вариантов снижения
отражения от рефлектора.
Вариант 1. С целью снижения отражения от центральной части
рефлектора на некотором расстоянии от его вершины размещают, так
называемый компенсационный диск (кд). На рис.3.1.141 показан случай
выполнения компенсационного диска сферической формы.
Компенсатор выполняется в виде сегмента сферы с центром в фокусе
параболоида, а его диаметр равен
<1сф = (4РоМл)0’5. (3.1.54)
Более техноличным следует признать выполнение компенсатора в виде
плоского диска. В этом случае его диаметр равен
dnjI=(2FoM°-5. (3.1.55)
Укажем, что экспериментальные данные, приведенные в |3.64], позволяют
несколько скорректировать размеры компенсатора, при которых
достигаются наилучшие результаты по согласованию.
Вариант 2. Еще один вариант компенсатора показан на рис.З.1.142. В
этом случае компенсатор представляет собой полукруглое отверстие,
прорезанное в центральной части рефлектора и выполненное диаметром
d=2(FcA)0,5. (3.1.56)
Отметим, что прямое использование этой схемы бывает иногда
затруднительным Нередки ситуации, когда за полуотверстием
располагаются элементы крепления антенны, отражение от которых
несколько снижает эффект согласования. Чтобы устранить этот
негативный эффект, целесообразно разместить в компенсационном
полуотверстин радиопоглощающий материал.
Еще одним источником рассогласования в антенне является
радиопрозрачное укрытие (или, как более принято в англоязычной
технической литературе, радом), служащее для защиты антенны от
негативного влияния атмосферных воздействий. Два наиболее известных
технических решения показаны на рис.З. 1.143 и 3.1.144.
Рис.З. 1.143
Рис.3.1.144
Для технического решения, приведенного на рис.З. 1.143, необходимо
отмстить:
> угол наклона плоскости радома к фокальной оси антенны равен
9О°±0. где значение угла [1 выбирается из условия (3 > 2A./D;
> физическая интерпретация данного условия означает, что отраженная
от плоского радома плоская волна после вторичного переотражения
от рефлектора нс попадает в облучатель.
Для технического решения, приведенного на рис.3.1.144, отметим, что:
> отраженная от радома волна после вторичного персогражения от
рефлектора нс попадает в облучатель;
> процесс излучения и переотражения для рассматриваемой ситуации
иллюстрируется в лучевой трактовке на рис .3.1.145. Луч из фокуса F,,
попадает на рефлектор в точку Рь отражается от него и следует к
радому. Отражась от радома в точке Р; луч снова направляется к
рефлектору, минуя облучатель, и вновь отражаясь от него в точке Ру
> коэффициент отражения в данном случае можно определить с
помощью формулы |3.65|:
IГ | = | (G(J/2kFl.)cxp(--2ikFo){l+(F1/F0)Rexpf-2ik(F0+F1-d)l} |, (3.1.57)
где R={(n- 1)[1-ехр (-2iknh)}/{(n+l) [ 1 -- cxp(-2iknh)x
x[ (n l)fj.
(3.1.58)
Здесь Go - усиление облучателя; Fc, - фокусное расстояние OFo параболо-
ида; F] - расстояние OF'(cm. рис.3.1.145), a d -- расстояние FC,F'; n'= r./co;
1-толщина радома.
На рис. 3.1.146 приведены графики изменения коэффициента
отражения как функция частоты. Графики получены для антенны
диаметром 2.4 м. F<,/D = 0.312 с радомом (Fi/D; h = 0,21 см; е = 4,0):
• кривая 1 - расчет;
• кривая 2 - эксперимент.
Из графиков следует, что в диапазоне частот 7,1...7.7 ГГц коэффи-
циент отражения нс превышает минус 26 дБ (или меньше 5%).
3.2. ОДНОЗЕРКАЛЬНЫЕ НЕОСЕСИММЕТРИЧНЫЕ
АНТЕННЫ
3.2.1. Сравнительный анализ однозеркальных антенн
Следует сразу отмегить, что провести четкую классификацию одно-
зеркальных неосесиммстричных антенн достаточно затруднительно. Это в
основном обусловлено практически неограниченным числом вариантов
их исполнения. Действительно, любое иное исполнение рефлектора,
отличающееся от осесимметричного, уже само по себе является новым
вариантом однозеркальной неосесимметричной антенны. Тем не менее
можно предложить следующее подразделение рассматриваемых антенн на
два типа:
> антенны типа офсет;
> иное исполнение неосесиммстричных одно зеркальных антенн.
Критерием данного дифференцирования является следующий
признак, который, исходя из лучевой трактовкой процесса излучения и
персизлучения, выглядит следующим образом:
проходит или нет милю облучателя отраженная от рефлектора
антенны плоская волна.
Типичная схема неосемимметричных антенн, для которых
отраженная от рефлектора волна проходит мимо облучателя, показана на
рис.3.2.1.
Типичное исполнение неосесимметричных антенн, для которых часть
отраженной от рефлектора волны попадает в облучатель, показано на
рис.3.2.2.
Сравнительный анализ достоинств и недостатков однозеркальных
антенн, выполненных по осесимметричной или неосесимметричной схеме
типа офсет, проведен в [3.54]. Поэтому здесь приведены лишь основные
положения этого анализа и добавлены три новых критерия, весьма
существенных именно для антенн, предназначенных для работы на РРЛ.
Отметим, что критерии, по которым производится сравнение,
достаточно многочисленны и охватывают практически всю гамму
проблем, с которыми сталкиваются разработчики, производители и
пользователи антенн. Приведем эти критерии.
Диаграмма направленности. По этому критерию антенны типа офсет
имеют неоспоримое преимущество перед осесимметричными антеннами.
Это обусловлено двумя различными обстоятельствами.
Во-первых, при разумном конструировании антенны типа офсет удастся
полностью вывести из полей действия как сферической волны облучате-
ля, так и плоской персотраженной от рефлектора волны все конструк-
тивные элементы антенны. Такую проблему для осесимметричной антен-
ны решить не удается. В зонах действия полей излучения и переотраже-
ния находятся следующие элементы антенны: облучатель, элементы кон-
струкции по удержанию облучателя, питающий волноводный фидер и
др. Присутствие указанных элементов в раскрыве антенны оказывает
негативное двоякое действие:
'г рассеянные на данных объектах поля создают дополнительный
фон в результирующей диаграмме излучения антенны, увеличи-
вая уровень излучения по боковым направлениям;
> из-за эффекта затенения повышается уровень бокового излуче-
ния антенны.
Во-вторых, при разумном конструировании антенны выбором контура
рефлектора можно сформировать практически любое эквивалентное ам-
плитудное распределение и тем самым контролировать (на практике -
обычно минимизировать) излучение антенны в области, где доминантно
так называемое апертурное излучение.
Усиление антенны. По этом)' критерию сравниваемые схемы антенн при-
мерно равны между собой.
Влияние снежных осадков. Если для антенны типа офсет в качестве отра-
жателя выбрана верхняя часть параболоидного зеркала, то эта антенна
также имеет очевидные преимущества перед осесимметричной антенной.
Сложность изготовления. Следует различать два основных варианта из-
готовления антенн:
• со сравнительно малым размером апертуры:
• с большим размером апертуры.
Для антенн со сравнительно малой апертурой, когда рефлектор конструк-
тивно выполнен или как единое целое, или в виде сборки 2-4 составных
частей, сложность производства, а следовательно, и цена обеих сравни-
ваемых типов антенн примерно одинаковы.
С увеличением размера раскрыва преимущество осесимметричной схемы
антенны по рассматриваемому критерию становится очевидным.
Сложность сборки и настройки. По этому' критерию очевидное преиму-
щество имеет осесимметричная схема антенны.
Защитное действие антенны. Если сравнивать осесимметричную схему
антенны и схему типа офсет, то нельзя однозначно определить преимуще-
ства одной из схем по данному критерию. Дело в том. что:
❖ с одной стороны, для направления, противоположного направле-
нию основного излучения антенны рефлектор:
• осесимметричной схемы является экраном для поля облучателя;
• схемы типа офсет не является экраном для поля облучателя;
❖ с другой стороны, в направлении, противоположном направле-
нию излучения антенны, интенсивность излучения облучателя антенны:
• для осесимметричной схемы соответствует максимуму ДН;
• для схемы типа офсет соответствует спад)'ДН:
❖ и наконец, с третьей стороны, расфазировка кромок рефлектора:
• для осесимметричной схемы равна нулю, что делает этот фактор
доминантным для определения поля излучения в заднем полу-
пространстве:
• для схемы типа офсет расфазировка весьма велика, что делает
этот фактор практически несущественным для определения поля
. излучения в заднем полупространстве.
Если сравнивать осесимметричную схему антенны и несимметричную
схему, не относящуюся к схеме о<|>сет. то здесь также можно практически
однозначно определить преимущества последней схемы по данному кри-
терию.
Г(ф), дБ
0 40 60 80 100 120 ф, град
Рис.3.2.3
Рис.3.2.4
В качестве иллюстрации приведем информацию о защитном дейст-
вии антенны, раскрыв которой представляет собой квадрат. На рис.3.2.3
приведена ДН такой антенны (сторона квадрата 2а = 3,2 м; F, /D = 0,33:
ослабление поля в центре контура раскрыва минус 10 дБ: частота 6.18
ГГц) в плоскости Е.
Отметим, что в интервале углов 0...400 приведена огибающая ДН.
Видно, что защитное действие антенны в интервале углов ] 80±40° состав-
ляет 70 дБ.
В |3.66| получена следующая формула для определения защитного
действия антенны с квадратным раскрывом:
(F/B) = (Ga /А Goa,) К, (4л F,A) | ] + 16(Fo/2a)2]/]6(F(/2a)2, (.3.2.1)
где К|- коэффициент, учитывающий как усиление облучателя, так и
отношение (F(l/2a). Зависимость К, от указанных параметров приведена на
графике рис.3.2.4.
Результаты расчета защитного действия некоторых типов антенн с
квадратным раскрывом приведены в табл.3.2. Г
Таблица 3.2.1
2а, м F/2a А, дБ G„ дБи Частота, ГГЦ ^обл, дБм К,. дБ F/В, дБ
1.6 0.382 -10 27,26 2.63 47.8
2.1 0.373 -10 29.76 2.43 51.7
2.6 0,300 -10 31,69 1.905 3,2 0.94 56,7
3.2 0.333 •10 33.28 1.51 57.9
4.0 0.333 -10 35.22 1.51 60.8
1,6 0.382 -10 33,59 2.63 54.0
2,1 0.373 -10 36,09 2.43 57.9
2.6 0,300 -10 38,04 3.95 6,5 0.94 62.9
3,2 0.333 -10 39,62 1.51 64.1
4.0 0.333 -10 41.55 1.51 67.0
1.6 0.382 -10 37,47 2.63 60.3
2.1 0.373 -10 39,97 2.43 64.3
2.6 0.300 -10 41.91 6.1275 6.0 0.94 69.2
3.2 0333 -10 43,45 1.51 70.4
4.0 0.3.33 -10 45.43 1.51 71.9
1.6 0.382 -10 39,13 2.47 62.9
2.1 0.373 -10 42.65 2.63 68.0
2.6 0.300 -10 45.15 11.20 6.1 2.43 71.9
3.2 0.333 -10 47,09 0,94 76.9
4.0 0.333 -10 48.67 1.51 78.1
Следует отметить два обстоятельства:
❖ если сравнить приведенные здесь данные с данными по защитно-
му действию осесимметричных антенн (табл.3.1 2), то оказыва-
ется. что для антенны с квадратным раскрывом значение F/B
примерно на 15...20 дБ больше, чем антенны с круглым раскры-
вом (при равенстве усиления обоих типов антенн);
❖ абсолютные величины защитного действия антенн с квадратным
раскрывом вполне пригодны для проектирования трасс РРЛ, где
можно использовать двухчастотный план.
Форма ДН. По этому' критерию неосесимметричные антенны имеют не-
оспоримое преимущество перед осесимметричными. Если последние
имеют практически осесимметричную ДН, то неосесимметричные антен-
ны позволяют получить различное отношение ширин ДН в горизонталь-
ной и вертикальной плоскостях.
В частности, это весьма полезное свойство неосесимметричных антенн
может быть использовано на пролетах РРЛ. где очень сильна вертикаль-
ная рефракция. В этой ситуации целесообразно применить антенну с
апертурой, вытянутой в горизонтальной плоскости. Вертикальный размер
раскрыва выбирается из условия, чтобы щирина ДН в вертикальной
плоскости не превышает дисперсию вертикальной девиации угла прихода
сигнала, а горизонтальный размер - из условия реализации необходимой
площади раскрыва, при которой выполняется требование по усилению
антенны.
Кроссполяризационная развязка. Надо сразу отметить, что исчерпываю-
щей информации по кроссполяризационным характеристикам неосеси-
симмстричных антенн не существует. Причина та же. а именно- многооб-
разие схем выполнения этого вида антенн. Ниже ограничимся лишь све-
дениями, касающимися схем неосесимметричных антенн, которые имеют
плоскостную симметрию.
След плоскости___
симметрии
Рис.3.2.5
На рис.3.2.5 приведены схемы распределения токов на поверхности реф-
лектора:
• который имеет плоскостную симметрию;
• проекция которого на направлении главного излучения представляет
собой круг.
Из рассмотрений рис.3.2.5,а, который соответствует вертикальной плос-
кости поляризации, видно, что:
• кроме основной вертикальной составляющей тока имеются также
горизонтальные составляющие, которые ориентированы в противопо-
ложные направления по обе стороны от плоскости симметрии антен-
ны. Именно эти составляющие являются источниками кроссполяри-
зационного излучения;
• в направлении строго вперед горизонтальные составляющие токов
компенсируют друг друга. Поэтому в этом направлении интенсив-
ность кроссполяризационного излучения равна нулю;
• максимумы интенсивности кроссполяризационного излучения прихо-
дятся на некоторые боковые направления, симметрично расположен-
ные относительно плоскости симметрии антенны. Другими словами
для данной схемы антенны имеются только два максимума кросспо-
ляризационного излучения (напомним, что для осесимметричной ан-
тенны характерны четыре максимума, лежащие в так называемых 45-
градусных плоскостях).
Сходная ситуация имеет место .тля распределения токов, приведенных на
рис.3.2.5.б. Отличие заключается в том, что здесь по сравнению с распре-
делением на рис.3.2.5,а ортогонально повернуты как основная состав-
ляющая токов, так и ее вторая компонента, обусловливающая кроссполя-
ризационное излучение.
В качестве иллюстрации на рис.3.2.6 приведены ДН антенны с плоско-
стной симметрией (диаметр проекции апертуры - 6 длин волн):
• кривые 1 - ДН на основной поляризации:
• кривые 2 - ДН на кроссполяризации:
• сплошные линии - экспериментальные данные:
• пунктир- результаты расчета [3.67].
ДН получены в Н-плоскости. которая здесь являлась плоскостью симмет-
рии В заключение укажем, что в (3.68] приведены данные о зависимо-
стях уровня кроссполяризационного излучения от параметров антенн для
нескольких схем неосесимметричных антенн.
Подведем итоги сравнительного анализа. Не вдаваясь в детали, можно
следующим образом подытожить проведенное рассмотрение.
малоразмерных антенн неосесимметрпчная схема имеет предпочтение прак-
тически по всем рассмотренным аспектам, тогда как антенны больших размеров
предпочтительно выполнять по осесимметричной схеме.
3.2.2. Облучатели неосесимметричных однозеркальных антенн
В зависимости от схемы исполнения НОА, точнее от конфигурации
рефлектора, могут быть применены различные облучатели, в том числе и
облучатели, используемые для осесимметричных однозеркальных антенн.
Ниже приведены сведения о трех типах облучателей, которые специально
предназначены для неосесимметричных антенн.
3.2.2.1. Облучатель в виде рупорной антенны с изломом образующей и с
косым срезом
Этот вариант исполнения облучателя предназначен для неосесим-
метричных однозеркальных антенн, проекция рефлекторов которых
представляет из себя круг. Отметим, что для этого типа антенн требуется
специфическая диаграмма направленности:
♦ осесимметричная в плоскости, которая нормальна плоскости
симметрии рефлектора:
♦ неосесимметричная в ортогональной плоскости.
Асимметрия ДН необходима, чтобы частично скомпенсировать разницу’ в
пространственном затухании волны до более отдаленной от облучателя
части рефлектора и тем самым частично выравнять амплитудное
распределение.
Такую задачу’ решает облучатель, схема которого приведена на
рис.3.2.7. Для рассматриваемого облучателя характерен разворот на угол
у между осями малого 1 и основного 2 рупоров.
На рис.3.2.8 приведена серия ДН
рупора, выполненного по данной схеме,
при следующих значениях параметров:
2R;mak< = 210 мм. 2R.! = 42 мм: 2а.^22°: 2а2
= 70°: у = 7°: |3= 18°.
Верхние, средние и нижние ДН
получены на частотах 10, 11.2 и 12 ГГц
соответственно. Диаграммы направ-
ленности. показанные на рис.3.2.8,а.
характеризуют направленность облуча-
теля в поперечной плоскости, а на
рис.3.2.8.6 - в продольной плоскости.
Рис.З. 2.8
Результирующие характеристики излучения антенны, использующей
данный тип облучателя, будут приведены ниже.
3.2.2.2. Облучатель в виде гофрированной рупорной антенны
эллиптической конфигурации
Этот вариант исполнения облучателя предназначен для
неосесимметричных однозеркальных антенн, проекция рефлектора
которого представляет собой сильно вытянутый эллипс. Отметим, что
для этого типа антенн требуется специфическая диаграмма
направленности.
□ ширины ДН в ортогональных плоскостях должны быть
различными;
□ асимметрия ДН необходима, чтобы обеспечить
оптимальное возбуждение апертуры антенны в целом.
Рнс.З.2.9
На рис.3.2.9 приведена фотография облучателя, который позволяет
решить поставленную задачу. Облучатель выполнен в виде
гофрированной рупорной антенны эллиптической конфигурации. В [3.69]
приведены результаты эклериментального исследования такого
облучателя: длина рупора 300 мм: поперечное сечение раскрыва 114x57
мм. Измерения проводились в диапазоне 11 ГГц. Результаты измерения
приведены на:
• рис.3.2.10 - ДН в плоскости, параллельной узкой стенке
облучателя;
• рис.3.2.11 - ДН в 45-градусной плоскости;
• рис.3.2.12 - ДН в плоскости, параллельной широкой стенке
облучателя:
Измерялись как аплитудные ДН - F(<p) (кривые 1 - ДН по основной
поляризации; кривые 2 - ДН по кроссполяризации), так и фазовые ДН -
Ф(<р) (кривые 3). Измерения диаграмм облучателя на частотах 11,7 и 12,4
ГГц показали практическую неизменность полученных результатов.
В заключение отметим, что дополнительную информацию по данным
облучателям можно найти в [3.70, 3.71].
3.2.2.3. Облучатель в виде неосесимметричной рупорной антенны с
диэлектрическим вкладышем
Недостатком облучателя. рассмотренного выше, является
сравнительно малый диапазон рабочих частот. Значительно более
эффективными в этом смысле являются облучатели, выполненные в виде
гофрированной рупорной антенны, поперечное сечение которой не
является осесимметричным, и представляет собой или прямоугольник,
Рис.3.2.13
которой
вкладыш.
или эллипс, а во внутреннюю полость
помещен диэлектрический
Фотографии таких облучателей приведены на рис.3.2.13:
♦ сверху справа - рупорная антенна прямоугольной конфигурации;
♦ сверху слева - диэлектрический вкладыш для этого рупора;
♦ снизу справа - рупорная антенна эллиптической конфигурации;
♦ снизу слева - диэлектрический вкладыш для этого рупора.
В [3.72] приведен анализ таких облучателей, в том числе и
экспериментальные диаграммы направленности. ДН измерялись (см.
рис.3.2.14):
> на двух ортогональных линейных поляризациях:
❖ Пол.1 - поляризация, параллельная узкой стенке рупора или
малой оси эллипса:
❖ Пол.2 - поляризация, параллельная широкой стенке рупора или
большой оси эллипса;
> в трех плоскостях:
❖ плоскость 1 - плоскость, параллельная широкой стенке рупора
или большой оси эллипса:
❖ плоскость 2 - 45-градусная плоскость;
❖ плоскость 3 - плоскость, параллельная узкой стенке рупора или
I.
Измерялись два типа облучателей:
♦ рупор прямоугольной конфигурации
(рис.3.2.15): длина рупора 200 мм;
а = 66 мм: b = 38 мм; диэлектрическая
проницаемость вкладыша 1 составляет
ег= 2.5: воздушный зазор 2 имеет
толщина't = 3 мм;
♦ рупор эллиптической конфигурации:
длина рупора 200 мм; больший размер
формы 72 мм: меньший размер раскрыва
эллиптической формы 39 мм; диэлектрическая проницаемость вкладыша
составляет к, = 2,5; воздушный зазор имеет толщину 3 мм.
Результаты измерения ДН на частоте 14 ГГц показаны на рис.3.2.16
(плоскость 1): рис.3.2.17 (плоскость 2) и рис.3.2.18 (плоскость 3). На всех
рисунках а) приведены диаграммы для прямоугольного рупора, а на рис.б)
для эллиптического рупора. Сплошной линией даны ДН для поляризации
1, а пунктирной - для поляризации 2.
Экспериментальной проверке подвергалась также крос-
споляризационная развязка исследуемых рупорных облучателей.
Результаты проверки сведены в табл.3.2.2 и 3.2.3 для прямоугольного и
эллиптического рупоров соответственно. Результаты, приведенные в
таблицах, позволяют судить о частотной зависимости уровня
кроссполяризационной развязки облучателей.
Рис.3.2.16
Рис,3.2.18
_________Таблица 3.2.2
Поляризационная развязка, дБ
Частота, ГГц 10 11 12 13 14
0°- плоскость поляризация 1 38 37.5 39.5 38,5 40
2 35 35 35 38 38
45°- плоскость поляризация 1 39,5 39.5 37.5 37 34,5
2 35 33 32 33,5 38,5
90°- плоскость поляризация 1 40 40 40 40 40
2 33 34 35 35 38,5
Таблица 3.2.3
Частота, ГГц Поляризационная развязка, дБ
И 12 13 14
0°- плоскость поляризация 1 35 40 40 37,5
2 40 40 40 35
45°- плоскость поляризация 1 34 37,5 40 35
2 35 37,5 35 35
90°- плоскость поляризация 1 35 40 40 35,5
2 40 40 40 40
3.2.3. Неосесимметричные антенны с повышенной
помехозащищенностью
В этом разделе приведены сведения о некоторых реализациях
неосесимметричных однозеркальных антенн с повышенной помехо-
защищенностью [3.73].
3.2.3.1. Неосесимметричная однозеркалъная антенна с выходом
питающего волновода вертикально вниз
Схема антенны приведена на рис.3.2.19. Антенна состоит из:
♦ неосесимметричного рефлектора, проекция которого представляет
собой квазикруг;
♦ облучателя в виде рупорной антенны с изломом, поворотом оси и
косым срезом (схема - рис.3.2.20, внешний вид - рис.3.2.21);
♦ защитного экрана, установленного под нижней кромкой рефлектора.
Измерения характеристик излучения проводились на модели
антенны, выполненной со следующими геметрическими параметрами:
F = 12k; ХМШ1 = 5k; ZM№= 0,75k; Хэ= 13k; Хо = 20k; Хмакс = 34k; d, = 28k;
d2 = 30,4k Z, = 23.4k L3= 7,2 X; = 28°; 2ц/0 = 81,5°; y2 = 109.5°; Av|/ =3 °
Рис.3.2.19
Рис.3.2.21
На рис.3.2.22 и 3.2.23 приведены диаграммы направленности ру-
порного облучателя:
□ рис.3.2.22 - ДН в плоскости YOZ;
□ рис.3.2.23 - ДН в плоскости XOZ.
Эти ДН получены при следующих геометрических параметрах
облучателя: у = 15°; р = 20.75°; d = 116 мм; 2а2 = 100°; 2d] = 10°; 11 =20 мм.
Рис.3.2.22
-80 -60 -40 -20 0 хи 1|/, град
Рис.3.2.23
Видно, что данное техническое решение действительно реализует
несимметричную ДН в плоскости XOZ, что позволяет частично
отсимметрировать амплитудное распределение в этой плоскости.
Результирующая ДН антенны приведена на рис.3.2.24.
Измеренное значение усиления антенны, усредненное по двум
ортогональный поляризациям, составило G = 37,4 дБи, что соответствует
результирующему К11П = 0,66. Отметим, что величина защитного дейст-вия
антенны в секторе углов 180±45° составила более 60 дБ. Превышение
величины защитного действия над усилением антенны на 23 дБ позволяет
классифицировать данное исполнение антенны как антенну с повышенной
помехоза щищенностью.
3.2.3.2. Неосесимметричпая одпозерка.чъная
раскрывом для диапазонов <3 nil ГГц
Антенна состоит из рефлектора, облуча-
теля и экрана, улучшающего защитное
действие. Фотография макета антенны (без
экрана) приведена на рис.3.2.25.
Рефлектор представляет собой вырезку из
параболоида вращения (фокусное расстояние F
= 800 мм) цилиндром ( диаметром D=1100 мм),
причем ось цилиндра смещена относительно
оси параболоида по вертикали на Хсм = 800 мм.
Расстояние между нижней кромкой зеркала и
осью параболоида ХК1> выбиралось из условия,
чтобы облучатель не затенял раскрыв антенн:
Хкр = 250 мм. Сектор облучения зеркала в
продольной плоскости 2\|/ = 73°, а в поперечной
annieifita с круглым
Рис.3.2.25
2ф = 72°.
Облучатель представляет собой рупор с изломом образующей, к
которому симметрично дополнены два специальных фланца, на
внутренней поверхности которых размещен радиопоглащающий материал
(более подробная информация о таких облучателях изложена в [3.74]).
Внешний вид облучателя приведен на фотографиях рис.3.2.26 и 3,2.27.
Раскрыв облучателя закрыт твердым радиопрозрачным материалом,
конструкция которого препятствует снегообразованию на раскрыве
облучателя.
Рис.3.2.26
Рис.3.2.27
Диаграммы направленности облучателя приведены на рис.3.28 и
3.2.29:
♦ рис.3.2.28 - ДН в плоскости, проходящий через вершины фланцев,
т.е. для установки антенны, показанной на рис.3.2.25, в
горизонтальной плоскости:
сплошная кривая - поляризация вектора Е параллельна
линии, проходящей через вершины фланцев, т.е. для
установки антенны, показанной на рис.3.2.25, вертикальной
поляризации;
штриховая кривая - поляризация вектора Е перпендикулярна
линии, проходящей через вершины фланцев, т.е. для
установки антенны, показанной на рис.3.2.25, горизонталь-
ной поляризации;
♦ рис.3.2.29 - ДН в плоскости, проходящий через основания фланцев,
т.е. для установки антенны, показанной на рис.3.2.25, в вертикальной
плоскости;
сплошная кривая - поляризация вектора Е параллельна
линии, проходящей через вершины фланцев, т.е. для
установки антенны, показанной на рис.3.2.25, горизонтальной
поляризации;
штриховая кривая - поляризация вектора Е перпендикулярна
линии, проходящей через вершины фланцев, т.е. для
установки антенны, показанной на рис.3.2.25, горизонтальной
поляризации.
Диаграммы направленности антенны в целом приведены на
рис.3.2.30 и 3.2.31:
♦ рис.3.2.30 - ДН в горизонтальной плоскости и
горизонтальной поляризации. Масштабу изменения угла <р от
0 до 90° соответствует кривая 1. а масштабу изменения
угла <р от 0 до 6° - кривая 2;
Рис.3.2.31
♦ рис.3.2.31 - ДН в горизонтальной плоскости и вертикальной
поляризации. Масштабу изменения угла ф от 0 до 180°
соответ-ствует кривая 1. а масштабу изменения угла ф
от 0 до 6° - кривая 2.
Экспериментально измеренные значения усиления составили для
диапазона 8 ГГц G = 37,5 дБи, что соответствует результирующему зна-
чению К,,,, = 0.65. а для диапазона 11 ГГц G = 40,8 дБи, что соответствует
результирующему значению КШ1 = 0,7. Вновь отметим, что величина
защитного действия антенны в секторе углов 180±45° составила более 60
дБ. Превышение величины защитного действия над усилением антенны
на 20...23 дБ позволяет классифицировать и данное исполнение антенны
как антенну с повышенной помехозащищенностью.
Отмстим, что данный вариант исполнения неосесиммстричной
антенны обладает отменными характеристиками по согласованию.
График частотной зависимости коэффициента отражения Г для диапазона
частот 9,8 ... 12.5 ГГц приведен на рис.3.2.32:
• кривая 1 - вертикальная поляризация;
• кривая 2 - горизонтальная поляризация.
3.2.3.3. Однозеркалъная антенна с эллиптическим раскрывом
Схема антенны приведена на рис.3.2.33, а фотография макета
антенны - на рис.3.2.34
Рис.3.2.34
Рефлектор представляет собой вырезку из параболоида вращения
эллиптическим цилиндром, длины осей которого относятся между' собой
как 2:1. Фокусное расстояние исходного параболоида F = 600 мм. Нижняя
кромка рефлектора удлена от оси параболоида на 250 мм.
Сектор облучения зеркала в горизонтальной плоскости составляет
2ф0= 106°. а в вертикальной 2v|'u = 69°. Другие геометрические параметры
рефлектора: ZM - 651 мм: Z„= 234 мм: Хм= 1251 мм: Хц=770 мм: \|/, =64°.
Размер проекции зеркала: D2 = 2000 мм; D| - 1000 мм. Под нижней
кромкой рефлектора был размещен защитный экран (на схеме он не
показан).
В качестве облучателя использовался специальный эллиптический
рупор, схема которого приведена на рис.3.2.35.
Основные геометрические размеры облучателя: d2l = 330 мм; d22 = 120 мм:
dn= 32 мм; d,2= 40 мм: а21= 75°; а22= 45°; ссц= 16°: d,= 23 мм.
Рис.З. 2.36
Диаграммы направленности облучателя, измеренные на частоте 11,2 ГГц,
приведены на рис.3.2.36 и 3.2.37:
♦ рис.3.2.36 - ДН в плоскости, параллельной малой оси эллипса:
сплошная кривая - поляризация параллельна большой оси
эллипса.
штриховая кривая - поляризация параллельна малой оси
эллипса:
♦ рис..3.2.37- ДН в плоскости, параллельной малой оси эллипса:
* сплошная кривая - поляризация параллельна малой оси
эллипса;
штриховая кривая - поляризация параллельна большой оси
эллипса.
Следует указать, что диаграммы направлености снимались в ближней
зоне на нескольких расстояниях S, значения которых приведены на
рисунках и которые соизмеримы с расстояниями от фазового центра
облучателя до характерных точек на рефлекторе.
Результирующая диаграмма направленности антенны в. целом
приведена на рис.3.2.38. Эта диаграмма измерена на частоте 11,2 ГГц и
соответствует горизонтальной плоскости и горизонтальной поляризации.
Отметим, что уровень кроссполяризационного излучения составлял
примерно минус 30 дБ.
Измеренное значение усиления в диапазоне частот 10,7... 11,7 ГГц
было примерно постоянным, практически не зависело от поляризации и
составляло G = 42,6 дБи. Следовательно, результирующий Кпп антенны
изменялся в указанной полосе частот в пределах 0,68...0,62.
Отметим, что защитное действие антенны в угловом секторе 180 ± 60°
превышало 70 дБ. Таким образом, разница между значениями защитного
действия антенны и ее усилением превышала 27 дБ, что позволяет
характеризовать ее как антенну с повышенной помехозащищенностью.
168
3.3. ДВУХЗЕРКАЛЬНЫЕ ОСЕСИММЕТРИЧНЫЕ
АНТЕННЫ
3.3.1 Классические схемы осесимметричных двухзеркальных
антенн
Классическое исполнение осесимметричных двухзеркальных антенн
реализуется по:
□ схеме Кассегрейна (Cassegreaine antenna);
□ схеме Грегори (Gregorian antenna).
Геометрия схемы антенны Кассегрейна приведена на рис.3.3.1, а антенны
Грегори - на рис 3.3.2.
Рис.3.3.2
Профиль основного рефлектора Zi(xi,y(), зависящий от фокусного рас-
стояния F. определяется следующим образом:
z1(x1,y1) = [(x12+y12)/4F]-F (3.3.1)
при условии, что
(х^+у,2) < 0^4. (3.3.1а)
Профиль контррефлектора z2(x2,y2), зависящий от двух параметров а и f,
определяется следующим образом:
z2(x2,y2) = а {l+[(x22+y22)/(f2-a20]}°'5- f (3.3.2)
при условии, что
(x22+y22)/D2/4. (3.3.2а)
Между параметрами а и f могут существовать три различных соот-
ношения:
• 0<a<f. В этом случае ситуация сводится к схеме, показанной
на рис.3.3.1, где контррефлектор выполнен в виде
гиперболоида вращения. Здесь параметр f представляет
собой половину длины между' фокусом параболоида и
точкой, в которую размещают источник сферической волны.
Отметим, что в этом варианте эксцентриситет c=f/a
• a>f>0. В этом случае ситуация сводится к схеме, показанной
на рис.3.3.2, где контррефлектор выполнен в виде
эллипсоида вращения. Здесь параметр f представляет собой
половину длины между фокусом эллипсоида и точкой, в
которую размещают источник сферической волны. Отметим,
что в этом вариаитенте эксцентриситет e=f/a.
• а=0. В этом случае конгррефлектор представляет собой
плоскость, перпендикулярную оси симметрии.
Отметим, что в двухзеркальной антенне происходит следующая
трансформация волновых фронтов:
• в антенне типа Кассегрейна - сферический фронт волны, излу-
ченный облучателем, после отражения от контррефлектора вновь
трансформируется в сферический расходящийся фронт, вирту-
альный источник которого расположен на оси системы за гипер-
болоидным контррефлектором в точке фокуса основного рефлек-
тора. После второго отражения от параболоида сферическая вол-
на трансформируется в плоский волновой фронт:
• в антенне типа Грегори - сферический фронт расходящейся вол-
ны, излученный облучателем, расположенным в одном из фоку-
сов эллипсоида вращения, после отражения от контррефлектора
трансформируется в сферический фронт сходящейся волны. Эта
волна фокусируется во второй фокус эллипсоида, а после него
вновь становился расходящейся. Виртуальный источник этой
волны, т.е. второй фокус эллипсоида, совпадает с фокусом ос-
новного рефлектора антенны. После второго отражения от пара-
болоида сферическая волна трансформируется в плоский волно-
вой фронт.
Следует отметить, что:
> как схема Кассегрейна, так и схема Грегори характеризуются
восемью параметрами:
Dj; F; Lb L2; D2; a; f;4>i; (3.3.3)
> указанные параметры не могут быть заданы произвольным
образом, так как между' ними существует определенная
взаимосвязь;
> для задания схемы достаточно определить только четыре
параметра;
> различные авторы используют различную начальную четвер-
ку' параметров.
о 13.75]-Di; L]; Ьг; фь
о [3.76]-D);F;D2;|1;
о [3.77] - Dt; F; f; ф,.
В [3.78] систематизированы различные варианты задания исходной чет-
верки и приведены формулы для нахождения остальных четырех геомет-
рических параметров антенн. Эти результаты сведены в табл. 3.3.1.
Таблица 3.3.1
Параметр »1 F L, d2 l2 a f
1 D, (3.3.5) U (3.3.7) l2 (3.3.6) (3.3.4) Ф1
2 Di F Li (3.3.11) (3.3.9) (3.3.8) (3.3.10) Ф1
3 D, F (3.3.12) (3.3.13) Lj (3.3.14) (3.3.15) Ф.
4 (3.3.16) F (3.3.12) Dj (3.3.14) (3.3.15) ф1
5 (3.3.18) (3.3.5) Li d2 L? (3.3.6) (3.3.17) Ф1
Ниже приведены формулы для определения параметров из табл.3.3.1.
Отметим. что параметр ст. входящий в некоторые формулы, определяется
как ст = --1 для системы Кассегрейна или как ст - +1 для системы Грегори.
F = Ь:[о01-4Ь|1ё(ф,/2)]/[2ст01+8Е21ё(ф1/2)]; (3.3.4)
F = L1+2f; (3.3.5)
a = L2-f; (3.3.6)
В2 = 4(L?-f)/l(l/sii^1)+o(16F2+D12)/8FD1]; (3.3.7)
a = -0,5(Ь1-Р)[оВ1+4Р(ф1/2)]/|стВ|-4Р(ф|/2)]; (3.3.8)
L2 = -стО|(Ь|-Р)/|стО1-4Р(ф1/2)]; (3.3.9)
f=0,5(F-L,): (3.3.10)
D2 = X1/(X,+X3); (3.3.11)
где
X| = -1б51П(ф|)В1Р(Ь|-р)[стВ|+4Р(ф1/2)];
X2 = 8FD)|oDi-4Ftg^i/2)];
X3 = (О12+16Р2)5ш(ф1)р1-4стР1§(ф1/2)];
L] = -[оВ1(Ь2-Р)-4Е2Р1ё(ф1/2)]/(оВ1); (3.3.12)
D2 = 16sin^i)FL2[CTD1+4Ftg(<{>1/2)]/[8CTFD1+sin($1)(D12+16F2)j'. (3.3.13)
a = LjIoD^Ftg^Jj^oD); (3.3.14)
f = L1|ctD1-4F^1/2)]/2ctD1; (3.3.15)
D| - корень квадратного уравнения:
Z2 [D2 + Z {8Рст[В1-25т(ф1)]Е2} +
+ 16Р251п(ф1)|В2-4Ь^(ф,/2)] = 0; (3.3.16)
f - корень квадратного уравнения:
Z2{ 16sin(<t>i)[4L2 tg(<f>i/2)~B2]} + Z {4В2Ь2[51п(ф1)+ tg^j/^Z)] -
(3.3.17)
-24L22 tg(<|>i/2) 51п(ф1)} -LfD^sin^^tg^^)] +
4-L?2 tgty|/2) 51п(ф1)18Ь2-О; tg^i/2)]};
Di=4L2 1е(ф,/2)(Ъ1+2Г) / c(L2 - 2f). (3.3.18)
Отметим, что переход от однозеркальной схемы к двухзеркальной
дает антенной системе в целом следующие преимущества:
♦ резко уменьшается длина фидерных линий:
♦ имеются более гибкие возможности в применении первичного облу-
чателя антенны;
♦ имеются более широкие возможности в конструировании амплитуд-
но-фазовых распределений в апертуре антенны:
♦ имеется возможность реализовать низкий уровень перелива энергии
за края основного рефлектора антенны.
Вместе с тем двухзеркальным схемам антенн свойственны следую-
щие недостатки:
• высокая степень затенения излучающего раскрыва, особенно для ан-
тенн с малым электрическим размером раскрыва, т.е. характеризуе-
мым сравнительно малым значением D|/X;
• значительно более серьезные трудности в конструировании квази-
частотно независимых облучателей антенны по сравнению с однозер-
кальной схемой;
• большие физические размеры облучателя;
• высокая стоимость.
Более подробно рассмотрим вопрос о затенении апертуры антенны
контррефлектором и (или) облучателем. В этой связи следует заметить,
что:
> рассматриваемые схемы антенн реализуют свои возможности, выте-
кающие из геометрооптических представлений, только в том случае,
когда последние могут быть, безусловно, использованы. С этой точки
зрения слабым местом в оптической схеме является контррефлектор, а
точнее, тот случай, когда электрический размер контррефлектора, т.е.
отношение D2/A.. мал. В этой ситуации поле, отраженное от контрреф-
лектора, уже не будет описываться в рамках геометрической оптики,
причем отличие структуры отраженного поля от его геометрооптиче-
ского представления тем сильнее, чем меньше отношение D2/X;
> в данном варианте большая часть энергии результирующего
переотраженного от контррефлектора поля обусловлена
дифракционными эффектами на краях контррефлектора. Эта часть
энергии не может быть в дальнейшем целенаправленно использована
и дает негативный эффект в виде повышенного уровня бокового
излучения антенны в целом из-за "перелива'1 энергии за края
основного зеркала. Эти неприятности в значительной мере
нивелируются при увеличении отношения D2/X.. Однако здесь
вступает в силу другой негативный фактор, а именно увеличение
размера аксиального затенения;
> затенение апертуры приводит к снижению усиления антенны. В
данном случае, т.е. в случае аксиального затенения,усиление антенны
равно
G = Кип (Dr-D22)/ V:
(3.3.19)
> снижение эффективности антенны из-за рассматриваемой причины,
характеризуемое коэффициентом- т, иллюстрируется графиком на
рис. 3.3.3.
Рис.3.3.4
Однако нередко затенение апертуры антенны обусловлено
затеняющим действием раскрыва рупорного облучателя (рис.3.3.4).
Согласно [3.77] условие минимального затенения имеет вид
F/2f=D2/Dp,
(3.3.20)
где Dp - диаметр раскрыва рупорного облучателя.
Следует отметить, что при этом условии:
> как схема Кассегрейна, так и схема Грегори вновь характеризуются
восемью параметрами:
Lb а;
(3.3.3)
> указанные параметры вновь не могут быть заданны произвольным
образом, так как между ними существует теперь еще более сильная
взаимосвязь;
> для задания схемы достаточно определить только три параметра.
В [3.79| систематизированы различные варианты здания исходной
тройки параметров и приведены формулы для нахождения остальных
пяти геометрических параметров антенн. Эти результаты сведены в
табл.3.3.2.
Таблица 3.3.2
D> F bi »2 l. a f Ф'
1 Di F Li (3.3.22) (3.3.24) (3.3.25) (3.3.21) (.3.3.23)
2 Di F (3.3.27) (3.3.22) (3.3.24) (3.3.25) (3.3.26) Ф.
3 Di F (.3.3.27) d2 (.3.3.24) (3.3.25) (3.3.28) Ф1
4 D, (3.3.30) L> d2 (3.3.24) (3.3.25) (3.3.29) Ф.
5 Di (3.3.31 (3.3.27) d2 (3.3.24) (3.3.25) (3.3.28) Ф.
Ниже приведены соотношения для определения параметров из
табл.3.3.2. Отметим, что параметр о. входящий в некоторые формулы,
определяется как а = 1 для системы Кассегрейна и как а = +1 для системы
Г рсгори.
f=0.5(F-L,); (3.3.21)
D2 = DpF/(2f-t); (3.3.22)
ф! = arctg{8FD,D2/[32fFD1-c>D2(16F2-D12)]}; (3.3.23)
L; = 2oD1f7[2oDl-4Ftgty1/2)J; (3.3.24)
a = L;-f; (3.3.25)
f = г[8РО1-о18(ф,)(16Р2-О,2)]/32РО1 18(ф,): (3.3.26)
где Z - корень квадратного уравнения:
7: [8FD,-o 1ё(ф!)(16F--D!2)] -Z [161 Ig^DFDJ - 16DP 18(ф1)Р2О1 = 0;
Lf = F-2f; (3.3.27)
f=0,5|(FDpZD2)+l); (3.3.28)
f = 0,5(D2l з-DpL,)/(Lb - Dp):
f = L> i 2f;
(3.3.29)
(3.3.30)
F - корень квадратного уравнения:
F2[ i6(g(<t>, )(D|Dp+<tD (2)] + FflOtg^PiDjt -8D|Dt2] -ctD?Dt2=0. (3.3.31)
Завершая этот раздел, приведем еще несколько сведений,
касающихся схем рассмотренных антенн:
♦ взаимосвязь угла раскрыва 24/0 параболического рефлектора
(рис.3.3.5) с отношением F/D иллюстрируется графиком на рис.3.3.6;
220
180
140
100
60
20
ОД 0,4 0,6 0,8 1,0 F/D,
Рис.3.3.6
♦ весьма полезным представлением, позволяющим лучше осмыслить
некоторые нюансы двухзеркальных антенн, является понятие об
эквивалентном параболоиде. Обратимся к рис.3..3.7, где приведены
схема Кассегрейна и эквивалентный параболоид;
Реальный
параболоид
Рис.3.3.7
♦ как видно из рисунка, эквивалентный параболоид более
длиннофокусный по сравнению с реальным параболоидом. Нетрудно
догадаться, что изменением эксцентриситета гиперболоида можно
варьировать параметры эквивалентного параболоида. Действительно,
фокусное расстояние эквивалентного параболоида F,K„. фокусное
расстояние реального параболоида F и эксцентриситет е связаны
между собой следующим соотношением:
F.JKB = F(e- -1)/(е+ 1). (3.3.32)
Подробный анализ указанной трансформации можно найти в |.3.77.
3.80 и 3.81].
3.3.2. Осесимметричные двухзеркальные антенны с
модифицированными поверхностями
Кроме рассмотренных выше двух классических типов двухзеркаль-
ных антенн нередко используются двухзеркальные антенны, рефлекторы
которых уже не являются чистыми параболоидами и гиперболоидами
(или эллипсоидами).. Изменение конфигурации профилей рефлектора и
контррефлектора совершается с целью целенаправленного изменения
амплитудно-фазового распределения в раскрыве антенны. Эти изменения
могут ставить перед собой различные цели:
♦ формирование супернизкого уровня бокового излучения,
♦ повышение усиления антенны.
Отметим, что. как правило, решается вторая проблема. Это достига-
ется за счет одновременного:
□ улучшения равномерности амплитудного распределения:
□ уменьшения утечки энергии за края обоих зеркал.
Чтобы лучше уяснить материал, который изложен ниже, приведем два
общих соображения:
о надо отказаться от убеждения, что синфазность поля в апертуре
антенны возможна лишь при использовании двух типов поверх-
ностей: или параболоид-гиперболоид или параболоид-эллипсоид;
о точно такой же эффект, т.е. синфазность апертурного распреде-
ления, можно реализовать и при использовании достаточно
большого множества других пар зеркал.
Имеются различные подходы к решению задачи по построению мо-
дифицированных поверхностей рефлекторов антенн с целью увеличения
усиления антенны. Исторически первое решение по модификации поверх-
ностей двухзеркальных антенн было построено в приближении геометри-
ческой оптики [3.82, 3.8.3]. Для проведения указанного проектирования
требуется выполнять основные постулаты геометрической оптики, а
именно.
1. обеспечить постоянство длины пути луча от облучателя до
некоторой эквифачовой поверхности',
2. учитывать один из основных законов геометрической оптики -
отражение от поверхности подчиняется чакону Сиеллиуса:
3. выполнить еще одно условие, а именно - мощность,
передаваемая внутри лучевой трубки, остается постоянной и
не должна ичмепятъея после каждого отражения.
Напомним, что понятие
лучевой трубки обязано методу
гсо-мстричсской оптики, в рамках
которого оно характеризует энер-
гетические свойства прямых и
отраженных лучей. Для схемы
антенны. изображенной на
рис.3.3.8. в любом сечении луче-
вой трубки (dSi - прямое поле
облучателя, dS2 -поле, отраженное
от гиперболоида, dS2 - поле,
переотраженное от параболоида)
энергия остается постоянной.
Для того чтобы обеспечить одновременное выполнение требований:
• равномерность амплитудного распределения по всему раскрыву,
антенны;
• синфазность возбуждения всего раскрыва антенны,
для заданной формы ДН облучателя G(>0(0) необходимо одновременное
выполнение четырех условий:
dr/dO = г tg [(0+v|/)/2], (.3.3.33)
dy/dx = -tg (v/2),
x2 = xM!1Klf J Go6(0) sin 0d() { j Go6(0) sin 0d0}',
о 0
r+(x —г sin)/ sin (v) + у = C.
(3.3.34)
(3.3.35)
(3.3.36)
Схема, поясняющая геометрию рассматриваемой задачи, показана на
рис.3.3.9. Здесь: (0+у)/2 -угол падения луча на контррефлекгор; v/2 -угол
падения луча иа основное зеркало; хмакс - максимальный радиус основного
зеркала; 0макс -максимальное значение угла, под которым из фазового
центра облучателя обозревается край контррефлектора; С - некоторая
постоянная величина.
Рис.3.3.9
Анализ приведенной системы уравнений показывает, что:
> уравнение (3.3.35) есть нс что иное, как уже ранее рассмотренное
требование о выполнении равенства плотности энергии во всех
лучевых трубках после двухкратного переотражения для заданной
формы ДН облучателя;
> уравнсис (3.3.36) есть не что иное, как ранее сформулированное
требование на выполнение равенства суммарного пути после
двухкратного переотражения:
> уравнения (3.3.33) и (3.3.36) есть нс что иное, как дифференциальная
форма представления закона отражения.
Можно показать, что данная система из четырех уравнений
тождественно эквивалентна системе из трех дифференциальных
уравнений вида
dx/d0 = [хмакс 2Go6(0) sine]/ [2Ах]. (3.3.37)
dy/dO = [-.\мак<; 2Gw-,(0) sinO] tg(v/2)/|2Ах|. (3.3.38)
r/d0 = г tg[0+y)/2], (3.3.39)
где A= J Go6(0) sin0 d0.
о
Подробное изложение методики решения данной системы
дифференциальных уравнений, определяющих форму поверхности
квазипараболоида и квазигиперболоида, можно найти в [3.82. 3.83]. Здесь
же необходимо сделать несколько замечаний:
• аналогичным образом можно получить искомую систему дифферен-
179
циальных уравнений и для другой распространенной пары поверхно-
стей - квазипараболоида и квазиэллипсоида:
• в заданной системе с самого начала детерминируется значение угла
©макс Это означает, что при решении уравнений учитывается только
та часть энергии облучателя, которая заключена внутри конуса с уг-
лом раскрыва 0макс. Другими словами, это означает, что заранее пре-
небрегают энергией, проходящей за края контррефлектора, и поэтому
Кпер<1:
• зачастую ограничиваются модификацией только поверхности контр-
рефлектора. максимизируя только Капер. Такая ситуация возникает в
том случае, когда нет возможности производить коррекцию формы
основного зеркала (отметим, что изготовление квазипараболоида
есть не что иное, как изготовление нового зеркала, расходы на кото-
рое соизмеримы с расходами на изготовление немодифицированного
параболоида). Естественно,, что прирост эффективности в данном слу-
чае будет меньше, чем при комбинации двух модифицированных
поверхностей. Однако в ряде случаев прирост от частичной модифи-
кации дает ощутимый результат по сравнению с базовой конструкци-
ей в виде чистых параболических и гиперболических (или эллиптиче-
ских) поверхностей.
Теперь о других подходах к решению задачи по модификации поверхно-
стей рефлекторов антенн:
> в [3.84. 3.85] синтез поверхностей производился на базе векторного
представления дифракции;
> в [3.86] описан метод оптимизации, основанный на использовании
современных алгоритмов ЭВМ для нахождения максимального зна-
чения нелинейной функции N-мерного вектора. Здесь отдельные ком-
поненты вектора становятся параметрами, определяющими профиль
поверхности рефлектора:
> в [3.87] предложен принципиально иной подход к решению рассмат-
риваемой проблемы. Синтез поверхностей проводится на основе тео-
рии дифракции. В профиль зеркала вносятся возмущения, необходи-
мые для обеспечения условия сопряжения двух полей на его поверх-
ности. В частности, такими являются:
♦ поле, принимаемое антенной, возбуждаемой плоской волной, па-
дающей в осевом направлении;
♦ поле, излучаемое рупором антенны.
Сопряжение полей происходит на поверхности контррефлектора. Доба-
вим. что при синтезе профилей указанным методом автоматически обес-
печивается компромисс между требованием к однородности амплитудно-
го распределения и уровнем перелива энергии за края рефлектора. По-
следний фактор напрямую связан с конечностью крутизны ДН контрреф-
лектора на краю основного рефлектора. На практике крутизна ДН у реф
180
лекторов, рассчитанных по данному методу, обычно в 1.75 раза выше, чем
у аналогичных рефлекторов, рассчитанных в приближении геометриче-
ской оптики.
Теперь приведем некоторые дополнительные сведения.
высокая эффективность модифицированных поверхностей антенн
Кассегрейна достигается в том числе и за счет снижения мощности
“переливания” за края контррефлектора. Поэтому край
модифицированного контррефлектора принято возбуждать уровнем
минус 20. ..30 дБ;
в связи с тем, что центр раскрыва антенны затенен как
контррефлектором, так и облучателем, ДН синтезированного
конгррефлектора должна иметь провал в центральном секторе
излучения. На рис.3.3.10
контррефлектора диамет-
ром 20,4 X с весьма
гладким профилем [3.67].
Этот контррефлектор
предназначен для двух- .
зеркальной антенны, для
которой угол затенения
облучателем (на рисунке
эта область заштрихо-
вана) составляет 7,5°, а
угол, соответствующий
затенению раскрывом
контррефлектора, равен
40°. На правой части
рисунка штриховой
линией приведена экспе-
риментальная ДН;
сплошной линией приве-дена ДН
• ориентировочная оценка выигрыша в усилении при переходе от
обычной схемы парабола-гипербола к схеме частичной модификации
составляет AG = 0,7...0,9 дБ, а при переходе от обычной схемы к
схеме полной модификации AG= 1,3... 1,6 дБ.
В заключение этого раздела рассмотрим еще одну схему
осесимметричной двухзеркальной антенны. Ранее отмечалось, что
частным вариантом исполнения контррефлектора может служить плоский
диск. Оказалось, что при некоторой модернизации этой формы контр-
рефлектора, а именно путем установки на его освещенной поверхности
соосного конуса, можно значительно улучшить характеристики
облучающей системы (облучатель плюс конлррефлектор) и антенны в
целом.
11
Рис.3.3 11
Рис.3.3.12
Схема анализируемой облучающей системы приведена на рис. 3.3.11.
Следуя методу геометрической оптики, устанавливаем, что:
• часть лучей (например, луч 1), исходящих из фазового центра ру-
порного облучателя Ор, отражается от поверхности конуса и на-
правляется к основному рефлектору;
• виртуальным источником этого отраженного луча служит точка
Оз, являющаяся зеркальным отображением реального источника
Ор относительно линии к;
• геометрическим местом всех виртуальных источников, соответ-
ствующих отраженным от конуса лучам, является так называе-
мый кольцевой фокус, след которого на рис. 3.11 показан в виде
точек О, и Оз,
• месторасположение виртуального кольцевого фокуса не совпа-
дает с фокусом параболоидного рефлектора, находящегося в точ-
ке О;
• часть лучей (на рисунке они не показаны), исходящих из фазово-
го центра рупорного облучателя, отражается от плоской поверх-
ности диска;
• виртуальный источник этой группы лучей -точка Ов, являющаяся
зеркальным изображением реального источника Ор относительно
плоскости диска.
Следовательно, виртуальными источниками излучения для рассматривае-
мой облучающей системы является комбинация “кольцо плюс точка”.
Ясно, что такая комбинация виртуальных источников позволяет получить
положительный эффект только при весьма жестких ограничениях на:
о их взаимное местоположение;
о их положение относительно фокуса основного рефлектора антен-
ны.
Отметим, что анализ такого рода облучающих систем можно прово-
дить достаточно простыми методами, например методом физической
оптики или методом геометрической теории дифракции. На практике “до-
водка’’ облучающих систем осуществляется экспериментальным путем.
Результаты, полученные при использовании подобного рода облу-
чающих систем, приведены ниже.
Первый вариант. На рис.3.3.12 даны экспериментальные ДН (сплошная
кривая - плоскость Е, штриховая кривая - плоскость Н) облучающей сис-
темы при ее следующих параметрах: L = 278 мм; F = 275 мм; S = 264 мм;
D12 = 44 мм; D22 = 64 мм; угол при основании конуса 17,5°; диаметр облу-
чателя d = 9,2 мм. Эта облучающая система предназначена для модели
180- градусного зеркала диаметром D = 1100 мм.
Измерения проводились на волне X = 8,25 мм. Результирующая ДН
антенны .в целом для переднего полупространства приведена на
рис.3.3.13. Отметим, что в теневой области уровень излучения не превы-
шал минус 75 дБ, за исключением небольшой угловой области в окрест-
ности 180 ± 8°. Отмстим также, что результирующий коэффициент ис-
пользования поверхности антенны оказался равным 0,73.
Рис.3.3.13
Второй вариант. Результат проверки характеристик излучения другого
варианта исполнения |3.88] рассматриваемой облучающей системы при-
веден на рис.3.3.15. Здесь конус выполнен с углом раскрыва 60°. Высота
вершины конуса составляет b - 0.5>_; расстояние от плоскости диска до
раскрыва облучателя L = 2,5Х. Облучатель выполнен в виде открытого
конца круглого волновода с внутренним диаметром d = 0.87л. Экспери-
ментальная ДН облучающей системы приведена штриховой линией на
рис.3.3.15,6 (диаметр диска составлял 4 длины волны). Сплошная линия
на этом рисунке - теоретическая ДН, рассчитанная методом ГТД.
Третий вариант. На рис.3.3.15,а приведены ДН (штриховая линия - экс-
перимент, сплошная кривая - расчет) облучающей системы, выполненной
по второму варианту', но отличающаяся тем, что расстояние от диска до
раскрыва облучателя L = 2Т.
Из анализа приведенных графиков ясно видно, что введение в состав от-
ражателя небольшого по электрическим размерам конуса может карди-
нально изменить характеристики излучения.
О 30 60 ф 0 30 ф, град
Рис.3.3.14 Рис.3.3.15
3.3.3. Способы крепления контррефлектора
Одной из важных проблем, неизменно встречающихся на практике
при конкретном конструировании осесимметричной дву.хзеркальной
антенны, является способ крепления контррефлектора. Отметим, что
возможны два различных способа крепления:
> крепление контррефлектора ' с помощью штанг, основания
которых размещены на основном рефлекторе;
> использование радиопрозрачных конструкций, основание
которых, как правило, размещено на облучателе.
э.3.3.1. Крепление с помощью штанг
Отметим, что уже само по себе наличие контррефлектора приводит в
осесимметричной схеме антенны к образованию коаксиального кругового
затенения, что. в свою очередь, ведет к повышению уровня бокового
излучения антенны. Поэтому появление дополнительного затенения,
вызванного наличием конструктивных элементов для крепления
контррефлектора. приводит к дополнительному' ухудшению
характеристик излучения антенны, а именно:
> дальнейшему росту бокового излучения антенны;
> ухудшению кроссполяризационных характеристик антеннны.
Любая осевая асимметрия в амплитудном распределении является
источником роста кроссполяризационного излучения. Затенение апертуры
традиционным размещением штанг для крепления контррсфлектора. при
котором не соблюдается осевая симметрия (см. рис. 3.1.120), является
дополнительным источником увеличения кроссполяризационного излу-
чения ангеины.
Ниже приведена рецептура, направленная на снижение негативных
последствий эффекта затенения штангами (опорами) раскрыва антенны:
♦ опоры облучающей системы необходимо крепить к краю основ-
ного зеркала, а не где-то в середине его поверхности, как это
иногда делается. При таком способе крепления отсутствует
затенение зеркала по сферической волне (затенение на участке
облучатель-зеркало). Кроме того, в связи с увеличением длины
опоры сужается ДН рассеянного поля, что уменьшает угловой
размер сектора, пораженного паразитным излучением;
♦ необходимо, чтобы оси опор составляли как можно меньший
угол с плоскостью, в которой необходимо обеспечить максималь-
ную помехозащищенность. Поэтому с рассматриваемой точки
зрения четырехопорная конструкция имеет явное преимущество
перед трехопорной. Действительно, как это нетрудно сообразить,
при четырех опорах можно обеспечить угол [3 = 45° относительно
любой опоры с азимутальной плоскостью. При трехопорной
системе минимальный угол р нельзя установить меньшим 6(1°.
Укажем, что наиболее подробный анализ влияния штанг (опор) на
характеристики излучения антенн приведен в [3.1]. Здесь рассмотрены
различные конструкции опор:
□ металлические опоры круглого сечения;
□ металлические опоры эллиптического сечения;
□ диэлектрические опоры круглого сечения;
□ металлодиэлектрические опоры;
□ полые диэлектрические опоры;
□ двухслойные диэлектрические опоры.
Укажем также, что еще одна возможность построения опор, обладающих
достаточно радиопрозрачными свойствами, рассмотрена в [3.89].
3.3.3.2. Крепление контррефлектора диэлектрической структурой
Идея использования диэлектрика для крепления контррефлектора
имеет очень простое обоснование. Применение диэлектрических
устройств, имеющих осесимметричную конструкцию, должно привести к.
• резкому уменьшению эффекта затенения;
• возможному появлению амплитудно-фазазовых искажений в рас-
крыве. Однако эти искажения, имеющие осевую симметрию, не
должны привести к росту кроссполяризационного излучения.
Следует отметить, что интерес к диэлектрическим конструкциям для
удержания контррефлектора возник вначале применительно к
двухзеркальным осесимметричным антеннам для земных станций
спутниковых систем связи Выяснилось, что использование
дилсктрических конструкций в этих целях не всегда оправдано. Основная
причина - дополнительные потери в добротности, что обусловлено
наличием потерь в диэлектрике.
Отметим, что для данной ситуации негативное влияние потерь в
диэлектрике сказывается дважды:.
• первый раз - как фактор снижения усиления антенны;
• второй раз - как фактор повышения шумовой температуры антенны.
Возвращаясь к антеннам для РРЛ, отметим, что потери в диэлектрике
здесь сказываются только как фактор снижения усиления антенны.
Теперь о двух различных вариантах использования диэлектрических
конструкций.
Первый вариант. Идея использования диэлектрических материалов
достаточно тривиальна. Само по себе устройство по креплению
рефлектора представляет тонкостенную осесимметричную конструкцию,
выполненную из диэлектрического материала. Выбор как материала, так и
толщины стенок диктуется двумя взаимно противоречивыми
требованиями:
1. Параметры должны быть выб-
раны такими, чтобы обеспечить
надежную жесткость установки
контррефлектора.
2. Параметры должны быть такими,
чтобы минимизировать:
2. ]. искажения в амплитудно-фазовом
распределении в раскрыве антенны,
обусловленные прохождением волны
через диэлектрическую конструкцию;
2.2. уровень полей, обусловленных
отражением волны от диэлектричес-
ских конструкций.
Типовое решение такой конструкции приведено на рис. 3.3.16: 1 - рупор;
2 - контррефлектор; 3 - тонкостенный диэлектрический конус; 4 -
устройство для настройки согласования.
Отметим, что имеется принципиальная возможность коррекции
амплитудно-фазовых искажений в раскрыве антенны, обусловленных
прохождением волны через диэлектрический конус, путем внесения
целенаправленных изменений в профиль контррефлектора.
Второй вариант. Здесь идея использования диэлектрических материалов
менее тривиальна. Обратимся к рис. 3.3.17. где показана схема
облучающей системы. Контррефлектор удерживается с помощью
сплошной диэлектрической структуры с диэлектрической прони-
цаемостью с„. основание которой совмещено с рупором. Геометрия
схемы и диэлектрическая проницаемость держателя выбираются такими,
чтобы, используя эффект полного внутреннего отражения, снизить утечку
энергии, излученной рупором, за края коитррефлектора. Именно такому
воздействию подвергается луч 1, падающий под углом <х на границу
раздела двух сред.
Напомним, что эффект полного внутреннего отражения имеет место,
когда выполняется следующее условие:
n|isinoc>l. (3.3.40)
где в данном случае щ 2 = сд0'5.
Рис.3.3.18
На рис.3.3.18 приведена схема облучающего устройства
рассматриваемого типа , предназначенная для использования в антенне с
параболическим рефлектором диаметром D = 1100 мм и утлом раскрыва
2\|/0 = 116°. В качестве диэлектрического материала использовался пено-
пласт с дилектричсской проницаемостью ед = 1,18.
Рис.3.3.19
Характеристики излучения закон схемы, измеренные на частоте 12,1 ГГц,
приведены на рис.3.3.19.
о сплошная линия -- ДН в плоскости Е;
о перывистая линия - ДН в плоскости Н.
Были проведены измерения характеристик антенны в целом.
Измерения показали, что:
♦ реализованное значение Ки„ = 0,78:
♦ потери в диэлектрическом конусе, зависящие от тангенса угла
диэлектрических позерь используемых материалов (tg 8), состав-
ляли оз- 0,16 дБ при 8 =0,0002 до 0,54 дБ при 8 =0,002.
Характеристики излучения другой схемы. характеризуемой
следующими параметрами: диаметр контррефлектора D2 = 8.6/.,
диэлектрический конус выполнен из материала с г.д = 1,08, приведены на
рис.3.3.20. Эта облучающая система входит в состав антенны с углом
раскрыва рефлектора 2ц/0 = 163°. Измерения антенны в целом показали,
что результирующий К)Ш = 0.75.
Рис..3.3.20
Теоретический анализ подобного рода облучающих систем, впервые
предложенных в [3.90], опубликован в [3.91]. Для схемы, приведенной на
рис.3.3.21, справедлива следующая система уравнений, связывающая
параметры системы
(dR/d|l) (dO/dP) R tg [(0+p+8)/2];
(0+P+8) = arcsin{(S/R) [tgp/sec([3+8)] |tg(|3+8) +
+ tgO1]/[tgP+tg0l]}; (3.3.41)
(0i+(3+8) = arccos[cos((0|+p+8)/E0,5].
Эта система уравнений позволяет определить полярные координаты
(R.0) контррефлектора через угловую координату р.
Приведем несколько рекомендаций по нахождению параметров
облучающей системы:
> начальными параметрами антенны в целом являются:
• диаметр основного зеркала D,;
• фокусное расстояние основного зеркала F;
• длина волны X;
> диаметр контррефлектора D2 определяется, исходя из двух условий:
• D2>(6...7)A., что необходимо для "срабатывания" метода
геометрической оптики;
• отношение D2/D1 должно быть минимальным, чтобы
минимизировать эффект затенения раскрыва;
> задаются уровнем облучения края контррефлектора. Обычно эта ве-
личина определяется на уровне минус 17... 22 дБ относительно излу-
чения рупора на центр контррефлектора;
> задаются величиной диэлектрической проницаемости диэлектри-
ческого конуса Ед . Обычно 1,4 > ед > 1,04;
> задаются величиной 0Ь которую определяют исходя из условия
обеспечения полного внутреннего отражения для большей части
энергии облучателя;
> решая уравнение (3.3.41), определяют профиль контррефлектора:
определяют амплитудно-фазовое распределение в раскрыве антенны
и соответствующую ему ДН.
Расчетные (точки) и экспериментальные (сплошные линии)
диаграммы направленности антенны диаметром D| =1200 мм, для которой
F/DI=0,25. а облучающая система спроектирована в соответствии с
изложенной рецептурой при использовании диэлектрика с сд =1.1,
приведены на рис.3.3.22 (справа - плоскость Н, а слева - шоскость Е).
Измерения ДН проводились на частоте 10,5 ГГц. Результирующий К11П
антенны равен 0,65.
Следует также отметить результаты, опубликованные в [3.92].
На рис 3.3.23 приведены характеристики направленности двух
сравниваемых облучателей, одиночного рупора и рупора с конусным
диэлектриком.
При анализе данных этого рисунка следует обратить внимание на ряд
обстоятельств:
• сравниваемые ДН совмещены таким образом, чтобы у них
совпали уровни на угловых отметках, соответствующих краю
основания диэлектрического конуса, т.е. для направлений ф=7,5.
Это позволяет судить о том, каким образом перераспределяется
дополнительно перехваченная энергия:
• энергия, соответствующая в ДН рупора с конусом заштри-
хованной площади, заключенной между обеими диаграммами
(выше уровня минус 15 дБ), обусловлена перераспределением
энергии, перехваченной конусом.
Теперь о результатах решения задачи определения профиля
модифицированного контррефлектора, при котором нивелируются
искажения фазовых ДН. На рис.3.3.24. Приведены два профиля
контррефлектора:
♦ 1 - профиль модифицированного контррефлектора;
♦ 2 - профиль гиперболического контррефлектора.
Расчет профилей контррефлектора проводился для антенны со
диаметр основного зеркала Di =173 см:
диаметр контррефлектора D2 =24 см; угол
раскрыва основного зеркала 2>(/о=126°; угол
раскрыва диэлектрического конуса 15°; диэ-
лектрическая проницаемость ед = 1,08. Эф-
фективность полученного решения
контролировалось путем измерения фазовых
ДН облучающей системы. Эти результаты
приведены на рис.3.3.25:
I - ФДН с модифицированным реф-
лектором;
2 - ФДН с гиперболическим рефлектором.
Рис.3.3.26
Рис.3.3.27 Рис.3.3.28
Внешний вид антенн с диэлектрической системой крепления
контррефлектора показан на рис.3.3.26 - 3.28:
> рис.3.3.26 - фотография модели антенны, характеристики
излучения которой приведены на рис.3.3.13;
> рис.3.3.27 и 3.3.28 - фотографии антенн производства фирмы
Coinelit диаметром 4 м (тип СА 40-064D) и 5 м (тип СА 50-
019D) соответственно. Основные электрические параметры
этих антенн даны в табл.3.3.3.
Таблица 3.3.3
Тип антенны Диаметр, м Диапазон частот, ГГц Усиление; дБи, ие меиее ксв XPD, дБ F/B, дБ
СА 50-0191) 5.0 1.9-2.3 37.7 <1,1 ••27 57
СА 40-0641) 4.0 6,42-7.13 46,6 <1,07 >33 70
Как видно из приведенных данных, антенны, использующие в
качестве крепления контррефлектора диэлектрические структуры, имеют
весьма высокие электрические показатели.
3.3.3.3. Крепление контррефлектора на опоре облучателя
Внешний вид облучающего
устройства, когда контррефлектор кре-
пится с помощью трех плоских
(ножевых) опор к основанию
облучателя, приведен на рис.3.3.29.
Такая система крепления вполне
зарекомендовала себя. На рис.3.3.30
Рис.З.3.29
приведены характеристики излучения рассматриваемой облучающей
системы, конкретные параметры которой для частотного диапазона 12
ГГц приведены в нижней правой части рисунка. При использовании
данной облучающей системы в антенне с основным зеркалом, угол
раскрыва которого равен 2\|/(,=160°, удалось реализовать результирующий
К,,,.- 0.68.
3.4. ДВУХЗЕРКАЛЬНЫЕ НЕОСЕСИММЕТРИЧНЫЕ
АНТЕННЫ
3.4.1. Классические схемы неосесимметричных
двухзеркальных антенн
К классическим схемам неосесимметричных двухзеркальных антенн
(НСДА) следует отнести антенны, построенные по схеме Кассегрейна
или по схеме Г регори.
Приведем основные соотношения, связывающие между собой
параметры антенны типа Кассегрейна, показанной на рис.3.4.1.
Параметры основного параболического рефлектора:
D|= 4F sin Oc/(cos0b+cos0c); (3.4.1)
Dih= 2F sin 0b/(cos0b+cos0c); (3.4.2)
04,5= 2 arctg |(Dh ± 0,5 Di)/2F]: (3.4.3)
где 0b= O,5(04+05), 0c = 0,5(04 - 05).
Параметры гиперболического контррефлектора:
А = L(l+c)(cosO|j+ecosOc)sin QJ |(1 -е2) sin^ 0b+( cos0b+cos9c)2]; (3.4.4)
В = L(l+e)sin 9С/1(1-е2) sin2 9b+(cos0b+cos9c)2]; (3.4.5)
сЬп~ L(l+e)(e cos9b+cos9e)sin 9С/ |(l-e2) sin2 0b+( cos9b+cos0c)2]; (3.4.6)
4= dH[(l/tg95)+(l/tg0l) или Zo=|O,5dH-2a]l(l/tg9^)+(l/tgG3)]. (3.4.7)
где
L = Zo/(1+M): e = (1+M)/(1-M); M = tg(O.595)/tg(O,50,).
Напомним, что при анализе осесимметричных двухзеркальных антенн
было использовано представление об эквивалентном параболоиде. Та же
самая идеология, т.е. введение эквивалентного параболоида, может быть
использована и для неосесимметричных двухзеркальных антенн. На
рис.3.4.2 приведены построения ' эквивалентных параболоидов как для
схемы Кассегрейна (рис.З.4.2а), так и для схемы Грегори (рис.З.4.26).
Подробную информацию по рассматриваемой трансформации антенн
можно найти в [3.93]. Там же приведены диаграммы направленности
обоих типов двухзеркальных антенн и двух их однозеркальных
эквивалентов. Сравнение этих ДН показывает, что наблюдается вполне
приличное совпадение между ними как о главному лепестку, так и по
двум ближайшим к нему. Эго обстоятельство в определенной мере может
служить доказательством правоты введения понятия об эквивалентном
параболоиде.
Рис,3.4.2
Отметим, что прямое сравнение двух методов расчета таких
антенн, а именно:
о метода геометрической теории дифракции (ГТД);
о метода физической оптики (ФО) или токового метода,
дано в [3.94]. Сравнение производится относительно параметров
излучения неосесимметричной двухзеркальной антенны по схеме
Кассегрейна. Геометрические параметры антенны таковы: Di=100X:
dlh=70; F=96X: 0b=38°; 0C=26°; ZO=25Z.; M=1.5; ®3=26,6°; a=7,4X и b =6,08X.
При расчетах диаграмма направленности облучателя задавалась в виде
функции
F(®) = cosq(0).
(3.4.8)
где показатель q определялся из условия
194
cos4 [(0! - e3)/2] = Дк, (3.4.9)
f
здесь Дк - уровень облучения края контррефлектора. Для данного вари-
анта построения антенны показатель q и параметр Дк связаны следующим
образом: при Дк = 0 дБ q = 0; при Дк= - 10 дБ q - 21,35 и при Дк= - 25 дБ
q = 53,37. Основные выводы из сравнительного анализа следующие:
> методы дают достаточно близкие результаты по расчету основого
и ближних к нему' лепестков ДН. Так, в частности, в окрестности
главного лепестка они разнятся между’ собой на уровнях ниже
минус 40 дБ;
> максимальное значение результирующего К„„ = 0,8 достигается
при облучении края контррефлектора на уровне минус 10 дБ;
3.4.2. Неосесимметричные двухзеркальные антенны с
модифицированными зеркалами
Как уже отмечалось выше, от классических схем осесимметричных
антенн был сделан переход к осесимметричным модифицированным
двухзеркальным антеннам. Аналогичная ситуация имеет место и для
неосесимметричных двухзеркальных
предшественников, так и здесь,
метод геометрической оптики
является основой для модификации
профилей зеркал неосесимметрчной
антенны. Эта процедура [3.95]
практически не отличается от анало-
гичной процедуры для осесиммет-
ричной двухзеркальной антенны.
Достигнутые при синтезировании
поверхностей антенны результаты
проиллюстрируем наиболее интерес-
Рис.3.4.3
ными данными из [3.95].
Постановка задачи:
• задана схема двухзеркальной неосесимметричной антенны типа
Грегори (рис.3.4.2). Облучатель расположен в центре основного
рефлектора;
• необходимо сформировать в апертуре антенны специальное
распределение, форма которого показана на рис.3.4.3 штриховой
линией. Указанное распределение имеет равномерное распределение
по всей апертуре, за исключением:
> центральной круговой области диаметром 2р„„ что соответствует
раскрыву облучателя, где А(р) = 0;
> узкой области, примыкающей к краю апертуры, где амплитудное
распределение представляет собой кривую Гаусса.
Для этой схемы антенны, для которой угол 20к = 7°, под которым
“виден'’ контррефлектор, облучатель должен иметь диаграмму
направленности вида
F(9) = cos б2О(0), (3.4.10)
при которой уровень облучения краев контррефлектора составляет минус
10 дБ. Отметим, что густота лучей, отраженных от основного рефлектора
(рис.3.4.3), обратно пропорциональна плотности энергии в апертуре
антенны.
55 С(Ф)< ДБи
2,4 1,6 0,8 0 0,8 ф, град
Рис.3.4.5
синтеза поверхностей антенн было
Рис.З.4.4
В результате решения задачи
получено амплитудное распределение, приведенное на рис.3.4.4
сплошной линией. Отметим, что сформированное распределение
практически не отличается от заданного. Диаграмма направленности
антенны, раскрыв которой равен D| = 120/.. для плоскости, перпендикуляр-
ной плоскости симметрии антенны, показана на рис. 3.4.5:
❖ верхняя кривая соответствует ДН на основной поляризации;
❖ нижняя кривая - ДН на кроссполяризации.
Следует отметить, что:
❖ К[т антенны, не учитывающий утечку энергии облучателя за края
контррефлектора, составляет 0,95;
❖ уровень первых боковых лепестков ниже уровня основного
лепестка на 18 дБ, что сответствует равномерному
распределению круглой апертуры;
❖ максимальный уровень кроссполяризационного излучения ниже
максимального уровня излучения антенны на основной
поляризации на 45 дБ, что следует признать весьма отличным
результатом.
Интересные результаты по данной проблематике можно найти в [3.96-
3.98].
3.4.3. Неосесимметричные двухзеркальные антенны со
сферическим основным зеркалом
Интерес к неосесимметричным двухзеркальным антеннам (НОДА), у
которых основной рефлектор выполнен в виде части сферического зерка-
ла. проистекает из-за:
о сравнительно более простой технологии изготовления:
о более простого контроля точности выполнения профиля основ-
ного рефлектора антенны.
Отметим следующие чрезвычайно важные обстоятельства:
• задание профиля основного зеркала, который нс является пара-
болоидом. требует обязательной коррекции профиля второго
зеркала, что необходимо с целью получения синфазного поля в
апертуре антенны:
• данная проблема сводится к задаче синтеза НСДА. а точнее - к
синтезированию профиля контррефлектора;
• ясно, что в связи с ограниченной вариацией семейства профилей
контррефлектора особые дополнительные возможности, напри-
мер улучшение эффективности антенны, в полном объеме реали-
зовать нельзя.
Укажем, что первоначально задача по реализации специального
контррефлектора для сферического зеркала решалась применительно к
осесимметричной схеме антенны. Так. в частности, такая задача для схе-
мы квази - Грегори была решена в [3.99]. Кстати, в этой работе показано,
что такая схема имеет преимущество по сравнению со схемой квази - Кас-
сегрейна, так как она реализует меньшее затенение.
Приведем результаты двух работ, где анализировались харак-
теристики НСДА типа квази - Грегори.
Первая работа [3.100]. Для схемы антенны, показанной на рис.3.4.6, со
следующими параметрами: D|=172A.:
L/D|=l.l; D2=0,28D|: R=2Di; H/D,=0,6,
был проведен синтез поверхности
контррсфлектора и рассчитаны ДН
антенны. Эти диаграммы показаны на
следующих рисунках:
• рис,3.4.7 - ДН в плоскости, парал-
лельной плоскости симметрии (кри-
вая 1 - ДН на основной поляриза-
ции);
рис.3.4,8 ДН в плоскости, перпендикулярной плоское™ симметрии
(кривая 1 - ДН на основной поляризации, кривая 2 - ДН на кросспо-
ляризации).
О
Г(ф), дБ
О
Р(ф),дБ
-20
-40
3 2 1 0 1 ф, град
3 2 1 0 1 ф, град
Рис.3.4 7
Рис.3.4.8
Вторая работа [3.101]. Для схемы антенны, показанной на рис.3.4.9, со
следующими параметрами: D, = I72X; h=5X; RB=344X, облучатель которой
имеет ДН вида cos,70, был проведен синтез поверхности контррефлектора
и рассчитаны электрические параметры антенны.
Рис.3.4.9
С(ф), дБи
0 12 3 ф, град
Рис.3.4.11
На рис.3.4.10 приведены зависимости результирующего К,„, антен-
ны. а также максимального значения уровня кроссполяризации антенны
от величины Х„:
о кривая К,- величина КН11 антенны при Dx= 0.25
о кривая К2— величина КН|1 антенны при Dx= 0.2 D|:
о кривая Х|— величина максимального XPD при Dx= 0,25 D,:
о кривая Х2- величина максимального XPD при Dx= 0.2 D,.
На рис.3.4.11 приведены диаграммы направленности антенны на ос-
новной поляризации:
о кривая 1 - ДН для эллиптического раскрыва (Rr= 1,15 R^.
Х„= 901).
о кривая 2 - ДН для круглого раскрыва (Rr = Ri<: Х„ = 901).
3.4.4. Применение диэлектрического конуса для крепления
контррефлектора в НСДА
Еще одно эффективное техническое решение, используемое в
осесимметричных двухзеркальных антеннах, перешло в конструкции
НСДА. Речь идет об использовании диэлектрического конуса для
крепления контррефлектора. В отличие от симметричного
предшественника анализ в рассматриваемом случае имеет некоторую
специфику. Обратимся к схеме, изображенной на рис. 3.4.12.
В [3.102] в рамках геометрической оптики получена система
уравнений, связывающая координаты поверхности S контррефлектора,
координаты поверхности М основного зеркала и форму диэлектрического
конуса:
' (dL,/L.dO,) = tg[(p+0,)/2]; . (3.4.11)
У = 90° - 0К - arcsin[rvll>'5sin(90° - 0K - Р)]:
(dx2/dy2) = tg[90° - (у+())/2],
(3.4.12)
(3.4.13)
где ед - диэлектрическая проницаемость материала, из которого
изготовлен конус, а угол 0Р определяется соотношением
0Р= arc tg|(y;' - у;)/(Н - х;)]. (3.4.14)
Отметим, что при синтезе поверхности контррефлектора должны
выполняться два условия:
> равенства мощности, излученной облучателем внутрь конуса,
мощности, проходящей через апертуру:
02 .1'2
J Ii:(9)sin0d0 = | Ь2(у2') yy'dy:'. (3.4.15)
si у1
> равенства электрических длин лучей от облучателя до аперту ры.
Ь = ед"-5(Ь1+Ь2)+Ьз+Ь4. (.3.4.16)
Пользуясь данной системой формул, был произведен расчет обеих
модифицированных поверхностей для следующих условий: сд=1,0: 1.1 и
5.0: диаграмма направленности облучателя F(0) = cos,_00; 0К=ГО°; у2макс =
24.0: у2м1Ш = 4.0; х2макс = 12.0:1г2(Ул') = const; L2 = const ( рис.3.4.13).
В заключение отметим, что в общем случае имеются следующие
возможности решения данной задачи:
о задана поверхность конуса - определяются профили обоих зеркал;
о задан профиль одного из зеркал - опредяляются профили конуса и
второго зеркала.
Именно наличие излишних степеней свободы позволяет одновременно
реализовать как синфазное возбуждение апертуры антенны, так и
необходимое амплитудное распределение.
3.4.5. Практические реализации неосесимметричных
двухзеркальных антенн
Приведем два примера практической реализации НСДА антенн.
Пример первый. На рис.3.4.14 представлена схема НСДА, а на рис.3.4.15 -
внешний вид этой антенны. Антенна выпускается фирмой Comelit.
Основные электрические параметры антенны типа СОА 20-059 D
приведены в табл.3.4.1.
Таблица 3.4.1
Диапазон частот, Гц Диаметр, м Усиление дБ, не менее ксв Ширина дн, град Развязка между портами, дБ XPD, дБ F/I), ДБ
5,925.. 7,125 2,0 39.1 1,06 1°08' 55 36 70
Рис 3.4,14
Рис.3.4.15
Диаграммы направленности антенны, измеренные в горизонтальной
плоскости, размещены ниже:
❖ рис.3.4.16 - ДН на основной поляризации:
❖ рис.3.4.17 - ДН на кроссполяризации.
Отметим, что на обоих рисунках пунктиром приведены огибающие ДН.
Эти огибающие аппроксимированы в виде кусочно-ломаных линий.
Координаты точек перелома приведены на рисунках в виде дробей, у
которых:
□ верхнее число - угловая координата, определенная в
грудусах:
□ нижнее число - ослабление уровня излучения, опреде-
ленное в "децибельной” мере;
□ пример: 5/30 расшифровывается как 5°/ 30 дБ.
Пример второй. Хотя рассматриваемая ниже антенна не относится к тем
схемам НСДА, которые анализировались выше, но по формальным
признакам, а именно:
• антенна содержит два зеркала;
• схема антенны не имеет осевой симметрии.
вполне может быть классифицирована как неосесимметричная
двухзеркальная антенна. Но это не единственная причина, по которой
данная антенна достаточно подробно анализируется далее. Контейнер,
размещенный на опоре и включающий в свой состав антенну и
радиотехническое оборудование промежуточной станции РРЛ
(рис.3.4.18), является достаточно типовым решением.
В данном конкретном случае [3.103] оборудование предназначено
для работы в диапазоне частот 17,7... 19,7 ГГц. Внутреннее содержание
контейнера показано на рис.3.4.19. Основной объем контейнера занимает
антенная система, состоящая из параболического зеркала 1, облучателя 2,
переотражающего зеркала 5. Антенна соединяется с приемо-передающим
оборудованием 4 с помощью волноводных трактов, в состав которых
входит переключатель 3. Раскрыв антенны закрыт радомом 7, а на
“нерабочих поверхностях” антенны размещен радиопоглощающий
материал 6. Основные геометрические параметры антенны приведены на
рис.3.4.20
Рис.3.4 18 Рис.3.4.19 Рис.3.4.20
Облучатель антенны представляет собой, по сути дела, открытый
конец круглого волновода (рис.3.4.21). Внешний вид облучателя показан
на рис.3.4.22. При а = 30° и d = 2,44 см облучатель имеет ДН (сплошная
кривая - плоскость Е, штриховая - плоскость Н):
о рис.3.4.23 - ДН на частоте 17,7 ГГц;
о рис.3.4.24 - ДН на частоте 19,7 ГГц.
Рис.3.4.21
Рис.3.4.22
Огибающие диаграмм направленности
антенны в целом (кривая 1- на основной
поляризации, кривая 2 - на кроссполяриза-
ции) приведены на рис.3.4.25 (а - частота
17.7 ГГц. б - частота 18.7 ГГц, в - частота
19,7 ГГц).
Рис.3.4.25
3.5. ДВУХЗЕРКАЛЬНЫЕ ОСЕСИММЕТРИЧНЫЕ
АНТЕННЫ С КОЛЬЦЕВЫМ ФОКУСОМ
3.5.1. Первые схемы двухзеркальных антенн с кольцевым
фокусом
До сих пор рассматривались антенны, у которых основное зеркало
представляло собой вырезку из параболоида вращения или поверхности
достаточно близкую к нему. Другими словами, основное зеркало антенны
проставляло собой поверхность, которая имеет точечный фокус или
несколько размытый фокус. В этом разделе рассматриваются
двухзеркальные антенны, принципиальным отличием которых является то
обстоятельство, что основное зеркало имеет кольцевой фокус.
Обратимся к рис.3.5.1, на котором изображена знакомая схема
НСДА типа Грегори (1 - параболический рефлектор; 2 - эллиптический
контррефлектор; 3 - эллипс, первый фокус которого О) совмещен с
фазовым центром облучателя, а второй О2 - с фокусом параболоида,
причем оба фокуса лежат на большой оси а - а эллипса 3; Н - высота
второго фокуса О> над осью b - Ь, проходящей через первый фокус О|).
Рис.3.5.1
Теперь обратимся к рис.3.5.2, на котором изображена знакомая схема
НСДА типа Кассегрейна (1 - параболический рефлектор; 2 -
гиперболический контррефлектор, первый фокус которого О| совмещен с
фазовым центром облучателя, а второй О2 - с фокусом параболоида; d -
вертикальный размер контррефлектора; Н - высота верхней кромки
контррефлектора над осью b - Ь).
Проделаем над обеими схемами одну и ту же операцию, а именно
’’превращаем” их вокруг оси b - Ь. Результаты такого действия приведены
на рис.3.5.3 и 3.5.4 соответственно.
Рис.3.5.3
Вначале о схеме, приведенной на рис.3.5.3. Важно отметить, что:
• схема имет осевую симметрию - ось b - Ь;
• рефлектор представляет собой тело вращения, образованного
частью параболы, ось которой смещена, а точнее приподнята над
осью b - b на расстояние H=Di/2;
• рефлектор имеет кольцевой фокус, след которого на рисунке
представлен в виде точек O2i и О22;
• контррефлектор КР представляет собой тело вращения,
образованное частью эллипса, большая ось которого, т.е. ось а -
а, проходит как через фазовый центр облучателя Оь так и через
фокус параболы О2| (О22);
• лучи, отраженные от рефлектора, не попадают на
конгррефлектор, т.е. в приближении геометрической оптики
основное зеркало не является источником отраженной волны;
• лучи, действие которых диктуется законами геометрической
оптики, отражаясь от конгррефлектора, не попадают в
облучатель;
• реально как основной рефлектор, так и конгррефлектор влияют
на согласование облучателя. Однако это влияние определяется
воздействием дифракционных лучей (дифракцией на изломе
поверхности основного рефлектора и дифракцией на острие
контррефлекгора), интенсивность которых много меньше
интенсивности отраженных лучей;
• схема осуществляет инверсию распределения поля облучателя.
Наиболее интенсивная часть излученной облучателем энергии,
соответствующая направлению главного излучения, попадая на
часть поверхности контррефлектора, примыкающей к его острию,
переизлучается на периферию основного рефлектора. И наоборот,
менее интенсивная часть излученной облучателем энергии,
соответствующая спаду ДН облучателя, попадая на периферию
контррефлектора, переизлучается в центральную часть основного
рефлектора;
• за счет “хорошего” использования периферии зеркала антенна
реализует высокий К,ш.
Теперь о схеме, приведенной на рис.3.5.4. Большая часть только что
сказанного относительно схемы рис.3.5.3 полностью относится и к этой
схеме. Поэтому ниже укажем только на отличия, которыми обладает
схема, изображенная на рис.3.5.4, а именно:
• схема не осуществляет инверсию распределения поля облучателя.
Наиболее интенсивная часть излученной облучателем энергии,
соответствующая направлению главного излучения, попадая на
часть поверхности контррефлектора, переизлучается на цен-
тральную часть основного рефлектора. И наоборот, менее
интенсивная часть излученной облучателем энергии, соот-
ветствующая спаду ДН облучателя, попадая на периферию кон-
тррефлектора, переизлучается на периферию основного зеркала;
• вершина контррефлектора имеет значительно больший угол
излома, чем в предыдущей схеме. Поэтому интенсивность
отраженной от него волны, вызывающей рассоглавсование в
облучателе, больше, чем в первом случае.
Отметим, что впервые схема антенны с кольцевым фокусом была
предложена в [3.104]. Отметим также, что впервые практическая
реализация антенны, схема которой изображена на рис.3.5.3, была
выполнена в нашей стране. Антенны, построенные по данной схеме и
предназначенные в основном для нужд РРЛ, получили аббревиатуры АДЭ
иАДУ [3.105, 3.106].
Анализ антенн типа АДЭ приведен в [3.107]. Анализ строился по
следующим схемам:
□ первое приближение:
о используя экспериментальные ДН рупорного облучателя, методом
геометрической оптики рассчитывалось поле в апертуре антенны;
о интегрируя это поле, определялась ДН антенны в целом.
□ второе приближение:
о по ДН рупорного облучателя, измеренных в ближней зоне,
определялось распределение токов на конгррефлекторе;
о используя метод физической оптики, т.е. интегрируя токи по всей
поверхности контррефлектора, определялось поле переизлучения
контррефлектора;
о используя ДН контррефлектора. определялось:
> или распределение токов на основном зеркале;
> или распределение поля в апертуре антенны;
о интегрируя эти распределения , получали ДН антенной системы в
целом.
На рис.3.5.5 и 3.5.6 приведены фотографии двух типов рупорных
облучателей, используемых в антеннах тапа АДЭ, а на рис.3.5.7 -
фотография контррефлектора для одного из вариантов исполнения
антенны.
Рис. 3.5. (>
Рис.3.5.7
Следует обратить внима-
ние иа конструкцию рупора,
изображенного на рис.3.5.5.
Здесь импедансные канавки
прорезаны во внутренней
полости рупора по спирали.
Эго улучшает согласование
облучателя.
Надо отметить.
контррефлектор, как
облучателя;
F((p), дБ -10 -20 -20 -10 0
Рис.,3.5.8
правило, находился в ближней зоне
диаметр контррефлектора, как правило, выполнялся не очень
больших размеров. Поэтому для низкочастотных диапазонов
(например, для 4 ГГц) электрический размер контррефлектора
невелик.
Из-за стремления получить компактную облучающую систему
указанные обстоятельства приводят к тому, что:
❖ геометрическая оптика как метод анализа здесь не вполне пригодна;
❖ для данной облучающей системы должны в значительной степени
сказываться поляризационные окраски дифракционных явлений, во
многом определяющие поле излучения облучающей системы.
В качестве примера, подтверждающего сказанное, на рис.3.5. 8 приведены
сплошной линией экспериментальные ДН облучающей системы (сверху -
плоскость Е, снизу - плоскость Н), контррефлектор который имел
диаметр D|= 8Х. Видно, что:
❖ распределение действительно подвержено инверсии. Максимальная
амплитуда приходится практически на край основного зеркала
(полный угол раскрыва основного зеркала 2\|/0=210°);
❖ распределение не имеет осевой симметрии.
Типичная диаграмма направленности антенны АДЭ (в данном
случае - диаметр 1 м), измеренная на частоте 10,7 ГГц [3.108], приведена
на рис.3.5.9 (сплошная линия - ДН на основной поляризации, штриховая
- ДН на кроссполяризации).
Рис.3.5.9
Из приведенного рисунка видно, что уровень первого бокового лепестка
чрезвычайно велик.
• минус 12 дБ для плоскости Е;
• минус 15 дб для плоскости Н.
Напомним, что при равномерном амплитудном распределении уровень
первого бокового лепестка круглой апертуры составляет минус 13 дБ.
Причина столь аномально высокого уровня первого бокового лепестка
антенн с кольцевым фокусом исследовалась в [3.108]. Показано, что в
предположении, что распределение возбуждающего поля в раскрыве
антенны асимметрично и имеет вид
Г(г,ф) = fE( г) cos2<[> + fn( г )sin2<[>;
(3.5.1)
где fg ( г) и fH ( г) - распределения в плоскостях Е и Н соответственно, ДН
антенны имеет вид
F(u,<j>) = J г{ [ fE( г )+fE( г)] J0(ur)+cos2<[> [fE( г) - fE( г )] J2(ur)}dr. (3.5.2)
Для распределений fg ( г ) и fH( г ), показанных на рис.3.5.10, диаграммы
направленности антенны в двух ортогональных плоскостях (сплошная
кривая - плоскость ф=0°, штриховая - плоскость ф=90°) приведены на
рис.3.5.11.
ОД 0,4 0,6 03 г
Рис.3.5.10
F(u,O), дБ
Рис.3.5.11
Эти данные свидетельствуют о том, что только в предположении
неосесимметричного возбуждения раскрыва с глубоким “провалом” в
центральной части апертуры можно получить расчетные данные,
адекватные эксперименту (рис.3.5.9).
О кроссполяризационных характеристиках излучения антенн типа
АДЭ можно судить по экспериментальным данным, опубликованным в
[3.110]. Обратимся к рис. 3.5.12, где в картографической системе
координат (0,ср) приведены данные по характеристикам излучения
антенны диаметром 1,75 м на частоте 4 ГГц вблизи направления главного
излучения (0 = О°,ср = 0°):
• штриховые линии - линии равного уровня излучения на
основной поляризации. Здесь у каждой линии приведено
ослабление поля излучения, заданное в “децибельной” мере;
• сплошные линии - линии равного уровня излучения на
кроссполяризации.
Максимальный уровень излучения, равный минус 19 дБ, приходится на
угол <р = 45°. Здесь приведена только четверть картографической
диаграммы. В остальных частях диаграммы распределения уровня
кроссполяризационного излучения имеют аналогичный вид.
Рис.3.5.12
3.5.2. Дальнейшее развитие двухзеркальных антенн с
кольцевым фокусом
Если первая волна развития антенн с кольцевым фокусом относится к
70-80-м годам, то в последние годы вновь явно прослеживается
повышенный интерес к этому типу антенн. Этот интерес диктуется, в
частности, возможностями использования антенн с кольцевым фокусом
на земных станциях спутниковой связи. Последние публикации по
данной тематике, во многом обобщая предыдущие исследования,
приводят и новые материалы по данной проблематике. Именно эти
материалы составят основное содержание этого раздела. Рассмотрим
четыре схемы антенн с кольцевым фокусом [3.111].
Схема первая. Схема показана на рис.3.5.13. Геометрические параметры
антенны связаны между собой следующими соотношениями:
Lj = [FD/(D-Dk)] - Dk[(l+cos0,)/4 sin 9,]; (3.5.3)
. tg ф = 0,5 {Kl+cosOO/4 sin 9,] - [4F/(D - Dk)]}-°>5; (3.5.4)
(3.5.5)
tg ц/ = 8F(D - Dk)/[ (D - Dk)2-16F2];
Схема вторая. Эта схема показана на рис.3.5.14.
Геометрические параметры антенны связаны между собой
следующими соотношениями:
tg ч/= 8F(D - 2d)/]16F2 - (D - 2d)2]; . (3.5.7)
L] = F - |(D - 2d)/16F] - L2 +116dF2 - d(D - 2d)2]/8F(D - 2d); (3.5.8)
L2= (Dk/2sin91)+[(D+2d)/2sin\|/| - d [16dF2 +(D-2d)2]/8F(D-2d); (3.5.9)
tg ф = [8dF(D - 2d)]/|8F(D - 26)1^ - 16dF2+d(D - 2d)2];
(3.5.10)
f = 0,5d /sirv|>;
(3.5.11)
tg 8 = 8F(D - 2d)/[ 16F2 - (D - 2d)2].
(3.5.12)
В табл.3.5.1 приведены координаты наиболее характерных точек схемы
антенны.
ТаблицаЗ.5.1
Точка x-координата z-координата
Qi 0,5(D-2d) [(D-2d)2/16F]-F
Qz 0,5(D-2d) ((Dk- 2d)2/16F] -F
Pi -d ~(Dit+2d){ [(D - 2d)2/16F[ -F}/(D - 2d)
Pz -d 2d{ [(Dt - 2d)2/16F) - F)/(Dk - 2d)
Fo 0,5(D-2d) -{(Dk+2d){ [(D-2d)2/16F] -F)/(D- 2d)J -0,5DkCtg6!
Схема третья Эта схема показана на рис.3.5.15.
Геометрические параметры антенны связаны между собой
следующими соотношениями:
tg у = 8F(D+2d)/[16F2 - (D+2d)2]; (3.5.13)
Lj = {[ 16dF2 - (D+2d)2]/16F) - L2 +(2a - Ucosa); (3.5.14)
a = (L2/2) - d[16dF2 +(Dk+2d)2]/16F(Dk+2d); (3.5.15)
L2= (Dk/2sin0,)+[(D - Dv)/2sinv|/]+{ [(Dk+2d)2 - (D+2d)2]/16F} -
- {|16F Dk+Dk(Dk+2d)2]/|16F(Dk+2d)]}; (3.5.16)
tg 5 = 8F(Dk+2d)/[16F2 - (Dk+2d)2]; (3.5.17)
tg<|>= - d/[L2+(L2 - 2a)cos8]; (3.5.18)
f = |L2+(L2 - 2a)cos8]/2cos<|>. (3.5.19)
В табл.3.5.2 приведены координаты наиболее характерных точек схемы
антенны.
ТаблицаЗ.5.2
Точка x-координата z-координата
Qi 0,5(Dk+2d) [(IX12d)716F] - [•’
Q2 O.5(Di2d) [(Di2d)716F]-F
Pi d 2d{ [(1X4 2d)716F] F}/(Dk+2d)
Pi 0,5(Dk+2d) (IX* 2d)! [(IX12d)2/16F1 - F}/(Dk+2d)
Fo d (1X4 2d)[ [(1X4 2d)’716F] - F)/(Dk+2d)- 0.5Dkctg6i
Схема четвертая. Эта схема показана на рис.3.5.16.
Геометрические параметры антенны связаны между собой
следующими соотношениями:
tgy = [8F(D+Dk+2d|/[ 16F2 - (D+Dk+2d)2]; (3.5.20)
U = (Dk/2sin0,)+ {Dk[4F2+(Dk4-2d)2]/[4F(Dk+d)]} -
-|(Dk+d)2/4F] -(D/2sin\|/)+[(D+Dk+2d)716F];
(3.5.21)
a = (Dk/4sin9i)-{d[4F2+(Dk+2d)2]/[8F(Dk+d)]}; (3.5.22)
tg8 = 4F(Dk+d)/|4F2-(Dk+d)2]; (3.5.23)
Li = F~[(Dk+d)2/4F]-L2-{F-(D/2siny) +
-f [(D+Dk+2d)-716F}cosv|/; • (3.5.24)
1ёф= _[2F(Dk+2d)]/[4F2-(Dk+d)2-4FL1]; (3.5.25)
f = |4F2-(Dk+d)2-4FL] ]/8Fcos<|>. (3.5.26)
В табл.3.5.3 приведены координаты наиболее характерных точек схемы
антенны.
Таблица3.5.3
Точка х-координата z-координата
Qi Dk+d f(Dk+d)2/4F]-F
Qi (D+l)k+2d)/2 [(D+Dk+2d)2/16F]-F
Pi d d{KDk+2d)2/4F]-F}/(l^d)
Р2 0.5(IV2d) (Dk+2d){ f(I>+Dk+2d)2'l 6F|-1’}/ (D+Dk+2d)
Fo 0,5(Dk+2d) d{ [(Dk+d)2/4F] - F}/(IX+d)- O,5DkCtg0!
Геометрия всех четырех схем осесимметричных антенн с кольцевым
фокусом, на которых приведены лучевые потоки, показана на
• рис. 3.5.17 - первая схема: D=400 см; F=235cm; 1^=162,5
см; Dk=60 см; L2=108.5 см; f=39 см; 9,=15°;
• рис.3.5.18 - вторая схема: D=400 см; F=235cm; Li=156,9 cm;
Dk=60 см; d=0; L?=121 см; d=4,7 см; a=82.3 см; f=38.8 см;
• рис.3.5.19 - третья схема: D=400 см; F=235cm; L]=88,5 cm;
Dk=60cM; L2=106,2 cm; d=6 cm; a=33,5 cm; f=72 cm; 9i=15°;
• рис.3.5.20 - четвертая схема: D=400 см; F=235cm; Li=74 cm;
Dk=60 cm; L2=124 cm; d=14 cm; a=35 cm; f=80,5 cm; 9|=15°.
Диаграммы направленности на частоте 7.8 ГГц всех четырех схем
антенн плюс еще двух приведены на :
• рис.3.5.21 - ДН классической антенны Кассегрейна;
• рис.3.2.22 - ДН антенны по первой схеме;
Рис.3.5.22
• рис. 3.5.23 - ДН антенны по второй схеме;
• рис.3.5.24 - ДН антенны по третьей схеме;
• рис.3.5.25 - ДН антенны по четвертой схеме;
• рис.3.5.26 - ДН классической антенны Грегори.
Графики частотной зависимости коэффициента отражения Г„1р
облучающей системы всех шести типов сравниваемых антенн приведены
на рис.3.5.27.
Рис.3.5.23
Рис.3.5.27
Из приведенного материала видно, что:
> антеннам, где имеет место инверсия амплитудного
распределения и где, следовательно, реализуется высокий K^,
свойственны высокие уровни первого бокового лепестка;'
> большинству схем антенн свойственна большая величина
отраженной волны; поэтому необходимо принять
дополнительные меры по улучшению согласования.
3.6. РУПОРНО-ПАРАБОЛИЧЕСКИЕ АНТЕННЫ
3.6.1. Основные схемы рупорно-параболических антенн
На рис.3.6.1 приведены две основные схемы рупорно-параболических
антенн (РПА).
В верхней части рис.3.6.1 изображена схема РПА пирамидального
типа. Излучающий раскрыв антенны Si представляет собой часть
кольцевой поверхности, по конфигурации достаточно близкой к трапеции.
Углы раскрыва рупорной части антенны 8 и у не обязательно равны
между собой. Внизу рупорной части антенны установлен рупорный
переход, служащий для сопряжения с вертикально расположенным
питающим волноводом.
В нижней части рисунка изображена схема конической РПА.
Излучающий раскрыв антенны S2 представляет собой круг радиуса г.
Внизу конического рупора антенны расположен рупорный переход,
служащий для сопряжения с вертикально расположенным питающим
волноводом.
Диаграммы направленности РПА в окрестности, главного лепестка
достаточно точно определяются апертурным методом. Схема расчета для
пирамидальной РПА такова:
о задаются основным типом волны, распространяющейся в
рупорной части антенны, т.е. волной Н10;
о пользуясь лучевым представлением, транспонируют
распределение поля этой волны, отраженной от параболической
части антенны, в распределение поля по апертуре Si;
о вычисляют интеграл Кирхгофа, определяющий поле излучения
антенны.
Таким методом были получены диаграммы направленности
пирамидальной РПА [3.112], приведенные на рис.3.3.2 и 3.3.3 (расчет
проводился для следующих параметров антенны: pi=317 см; р2=590 см;
F=216 см; 8 = у = 17,5°):
• рис.3.6.2,а слева - ДН на частоте 5,87 ГГц на вертикальной
поляризации в горизонтальной плоскости;
• рис.3.6.2,а справа - ДН на частоте 5,87 ГГц на горизонтальной
поляризации в горизонтальной плоскости;
• рис.3.6.2,6 слева - ДН на частоте 3,75 ГГц на вертикальной
поляризации в горизонтальной плоскости;
• рис.3.6.2,6 справа - ДН на частоте 3,75 ГГц на горизонтальной
поляризации в горизонтальной плоскости;
• рис.3.6.3,а слева - ДН на частоте 5,87 ГГц на горизонтальной
поляризации в вертикальной плоскости;
• рис.3.6.3,а справа - ДН на частоте 5,87 ГГц на вертикальной
поляризации в горизонтальной плоскости;
• рис.3.6.3,б слева - ДН на частоте 3,75 ГГц на горизонтальной
поляризации в вертикальной плоскости;
• рис.3.6.3,6 справа - ДН на частоте 3,75 ГГц на вертикальной
Определение направленных свойств пирамидальной РПА проведено
в [3.113]. Так, в частности, диаграмма направленности РПА в
горизонтальной плоскости для горизонтальной поляризации определяется
формулами:
F(cp) = (87casinq>/A.) ’ {А(ср)ехр( - i2rasin<p/z.)~
-А(-<p)exp(i27casin<p/X)} при ср<90°, (3.6.1)
F(cp) = (8nasinq>/A.) ’А(ср) при <р>90°, (3.6.2)
где
А(ср) = cos|ct( I - coscp - psincp)] [1 - 4ст2 (1 - coscp-pisincp)2/^2]'1, (3.6.3)
О = л[(р2 - Pl )/Х] tgfty; щ= (tg8)/(Lgy).
(3.6.4)
здесь 2а -средняя ширина раскрыва РПА.
Диаграмма направленности антенны типа РПА-2П (5=у=17.5°; 2а =
273 см; F = 216 см; (р2 - pi)~-270 см), широко используемой у нас на РРЛ
и измеренной на частоте 3,64 ГГц в горизонтальной плоскости на
горизонтальной поляризации, приведена сплошной линией на рис.3.6.4.
На этом же рисунке штриховой линией приведена расчетная огибающая
ДН. Огибающие экспериментальной ДН антенны РПА-2П. измеренной в
горизонтальной плоскости на вертикальной поляризации, приведены на
Следует отметить, что приведенные выше огибающие ДН антенны
типа РПА-2П измерены без защитной крышки (радома). Реально радом
выполняется из склеенных листов пенопласта, а для придания жесткости
вводится крестообразно усиление (рис.3.6.8). Введение в раскрыв
неоднородностей резко ухудшает характеристики излучения по боковым
направлениям.
Сказанное иллюстрируется
графиками:
• рис.3.6.9 - ДН антенны
РПА в горизонтальной
плоскости на горизонталь-
ной поляризации без кры-
шки;
• рис.3.6.10 - ДН антенны
РПА в горизонтальной пло-
скости на горизонтальной
поляризации с крышкой.
Видно, что радом указанной конструкции на 12... 18 дБ ухудшает
помехозащищенность РПА в угловой зоне примерно до 35°.
Рис.з.б: 11
Предсгавляег определенный интерес информация, касающаяся
характеристик излучения РПА на
высших модах. Это обусловлено тем,
что при использовании круглого
волноводного тракта диаметром 70 мм в
волноводе кроме основной моды Нп в
диапазоне частот 6,6... 7,2 ГГц могут
распространяться также моды Е0), Н2),
Ен и др. Ниже приведены диаграммы
направленности РПА в горизонтальной
плоскости для некоторых высших мод:
• рис.3.6.11- мода Еоь
• рис.3.6.12-мода Н21;
• рис.3.6.13- мода Е)2
Теперь о конической РПА. Внешний вид конической РПА
Рис.3.6.14
производства корпорации Andrew
приведен на рис.3.6.14. Надо сразу
отметить, что данная антенна обладает
наилучшими параметрами по
помехозащищенности.
Рис.3.6.15
На рис.3.6.15 приведены огибающие ДН, измеренные в
горизонтальной плоскости, двух антенн:
о кривая 1 - ДН конической РПА;
с; кривая 2 - ДН осесимметричной
антенны, обладающей наилучшими в
этом виде антенн характеристиками
по помехозащищености.
Коническая РПА имеет явное
преимущество. Именно ввиду этого
обстоятельства конические РПА
применяются в тяжелых помеховых
ситуациях, например на узловых стан-
циях, где сходятся несколько различных
РРЛ, угловые направления которых не
имеют достаточного разнесения. Пример
такого технического решения показан на
фотографии узловой станции РРЛ, изоб-
раженной на рис.3.6.16.
Рис.3.6.16
Для того чтобы лучше представить себе параметры конических РПА,
обратимся к табл.3.6.1, где приведены электрические параметры этих
антенн, производимых корпорацией Andrew.
Таблица 3.6.1
Частотный диапазон, ГГц Диаметр апертуры, м Усиление, дБи, ие менее Ширина ДН, град F/B, ДБ КСВ
3,7...4,2 3,0 38,7 2,2 92 1,02
4,4...5,0 3,0 40,5 1,8 83 1,0'2
5,925...6,425 3,0 42,3 1,4 95 1,02
6,425...7,125 3,0 43,2 1,2 90 1,02
7,725...8,275 3,0 44,4 1,1 90 1,02
10,7...11,7 3,0 47.3 0,8 91 1,02
12,7...13.25 3,0 48,3 0,7 98 1,02
Приведенный в таблице материал однозначно свидетельствует о том,
что конические РПА уверенно держат пальм}' первенства по совокупности
двух показателей: помехозащищенности и КСВ среди всех типов антенн
РРЛ. Единственный их недостаток - высокая стоимость.
3.6.2. Способы улучшения помехозащищенности
рупорно-параболических антенн
Если сравнивать пирамидальные и конические РПА, то последние по
помехозащищенности превосходят обычные пирамидальные РПА. Для
улучшения помехозащищенности пирамидальных РПА как по
детерминированным направлениям, так в широком угловом секторе было
предложено несколько различных технических решений, часть из которых
приведена ниже.
Первое решение. Для диаграмм направленности пирамидальных РПА
в горизонтальной плоскости характерен всплеск бокового излучения
окрестности угла <р = 90°. Так, в частности, в [3.114] приведены расчетные
(метод ГТД) и экпериментальные (на частоте 3,74 ГГц) данные
относительно излучения пирамидальной РПА, характеризуемой]
следующими параметрами: 8 = у = 14,5°: размер раскрыва 2,6x2,6 м2. Этй
ДН представлены на рис.3.6.17.
Рис.3.6.17 Рис.3.6.18 .
Смысл технического решения, направленного на снижение уровня
излучения антенны в районе 90°, заключается в принудительной
расфазировке боковых кромок антенны путем установки сбоку oi
раскрыва защитных экранов. Конфигурация и размеры экранов показаны
на рис.3.6.18, а результат их действия - на рис.3.6.19, где представлена
ДН РПА с защитными экранами.
Второе решение. Это решение [3.46] в идейной части созвучно с
предыдущим, но более эф([)ективно. Достигается это тем, что профилю
защитного экрана придается более сложная конфигурация, а именно
х = Д+ст[ 1 - | sin(z7t/B) | ].
(3.6.5)
Такое задание профиля экрана означает, что его кривизна
пропорциональна уровню возбуждающего поля. Схема размещения
защитных экранов на антенне приведена на рйс.3.6.20, а эффективность
использования экранов иллюстрируется графиками на рис.3.6.21:
о штриховая кривая - ДН антенны без экранов;
о сплошная кривая - ДН антенны с экранами (А = о = 2л)-
Рис.З.6.20
Третье решение. Это техническое решение в
виде экрана, устанавливаемого над верхней
кромкой РПА (рис.3.6.22), обеспечивает
достаточно широкоугольное подавление
излучения в заднем полупространстве.
Напомним, что достаточно детальный анализ
различного рода экранов, устанавливаемых на и
за кромкой зеркальных антенн,- был проведен
ранее. Материалы раздела 3.1.4.1 могут быть
достаточно просто пролонгированы на данный
случай. Поэтому от использования надлежащим
образом сконструированных экранов можно
ожидать снижения заднего излучения антенны на
10... 15 дБ.
Рис.3.6.22
Оба только что рассмотренных технических решения, которые
способствуют повышению помехозащищенности рупорно-параболичес-
ких антенн, реализованы в конструкции антенны типа РПА-2П
(рис.3.6.23).
Рис.3.6.23
Четвертое решение. Техническая
идея, заложенная в это решение,
отличается от предыдущих и сводится к
снижению уровня возбуждения кромок
излучающего раскрыва. И здесь, как и
ранее, используется уже знакомая
реализация (рис.3.1.76) этой идеи, а
именно размещение диэлектрической
трубки во внутренней полости кони-
ческого рупора (рис.6.3.24).
Конический
Рис.3.6.24
36 0 36 Ср, град
Рис.3.6.25
1'(ф), дБ
Н11Ш1П111П1 Hill lll’ill ЙЧ1П1 НИ II IIIIHIIIII
шишпнн 1Ш1ИПГ1 и mi и ниш
36 о 36 ф,град
Рис.3.6.26
На рис.3.6.25 приведена ДН конического рупора без
диэлектрической трубки, а на рис.3.6.26 - ДН конического рупора с
трубкой. Измерения проведены на частоте 30 ГГц. Видно, что введение во
внутреннюю полость рупора диэлектрической трубки существенно
снизило уровень бокового излучения. Измерения ДН конической РПА,
рупорная часть которой выполнена в виде конического рупора с
диэлектрической трубкой, подтвердили работоспособность исходной
идеи [3.115].
Пятое решение. Идея та же, что и в предыдущем решении, однако
реализация иная, а именно снижение уровня возбуждения кромок
раскрыва достигается за счет выполнения рупорной части антенны в виде
гофрированного рупора (рис.3.6.27).
Экспериментальные ДН такого
рупора приведены на рис.
3.6.28-3.6.30:
о
-20
-40
-60
-100 -50 0 град
Рис.3.6.30
♦ рис.3.6,28 - ДН на основной поляризации РПА с гофрированной
рупорной частью в горизонтальной плоскости в пределах ±10°;
♦ рис.3.6.29 - огибающие ДН на основной поляризации РПА с
гофрированной рупорной частью в горизонтальной плоскости в
пределах ±100°;
♦ рис.3.6.30 - ДН на кроссполяризации РПА с гофрированной
рупорной частью в горизонтальной плоскости в пределах ±10°.
Видно, что планируемая цель, т.е. снижение уровня бокового излучения,
достигнута.
Шестое решение. Снижение возбуждения боковых кромок РПА
достигается за счет размещения радиопоглощающего материала или на
всей внутренней боковой поверхности (рис.3.6.31), или на ее части
(рис.3.6.32). Внешний вид антенны показан на рис.3.6.33, а ее ДН в
горизонтальной плоскости - на рис..3.6.34 [3.116].
Рис.3.6.33
3.7. ПЕРИСКОПИЧЕСКИЕ АНТЕННЫ
Существуют сравнительно много РРЛ, станции которых оснащены
перископическими антеннами. Такое техническое решение позволяло
обойтись без протяженных фидерных трактов, что ранее имело
достаточно веское основание при проектировании РРЛ.
Идея перископических антенн сводится к следующему:
о внизу у подножья опоры размещается облучающая система,
выполненная в виде зеркальной системы, которая может иметь
следующие исполнения:
• осесимметричная зеркальная антенна (рис.3.7.1);
• однозеркальиая неосесимметричная антенна типа офсет
(рис.3.7.2);
Рис.3.7.1 Рис.3.7.2
• однозеркальная неосесимметричная система в виде рупорного
облучателя плюс эллипсоидальный рефлектор; первый фокус
эллипсоида совмещается с фазовым центром рупорного
облучателя, а второй расположен вблизи центра верхнего зеркала;
о направление максимального излучения облучающей системы
ориентировано на зеркало-переотражатель, установленное в верхней
части опоры (рис.3.7.3).
Рис.3.7.3
Пространственная ориентация зеркала такова, что переотраженная от
его поверхности энергия излучается по направлению к соседней
станции-корреспондента:
о
о
профиль зеркала-отражателя обычно выполняется плоским,
внешний вид промежуточной станции РРЛ, оснащенной
перископическими антеннами, показан на рис.3.7.4.
Рис.З .7.4
Характеристики излучения перископических
антенн достаточно подробно изложены в |3.
114]. Сведения о рациональном построении
перископической антенной системы (ПАС)
даны в [3.117 - 3.119]. Основной недостаток
этой антенной системы заключается в низкой
помехозащищенности. Обратимся к рис.3.7.5,
где приведена схема ПАС: 1 - рупорный
облучатель; 2 - нижний параболический
рефлектор; 3 - верхнее плоское зеркало,
размещенное на решетчатой опоре 4. На этом
рисунке приведена схема приема плоской
волны 5, приходящей от левой станции-
корреспондента.
Рис.3.7.5
Обратим внимание на возможные нештатные схемы переотражения в
данной антенной системе, приводящие к весьма нежелательным
последствиям;
> явление рефракции на трассе распространения от левой станции
до рассматриваемой может вызвать такую ситуацию, когда
“нижние лучи” 5Н, попадают на опору, переотражаются от нее и
попадают в облучающую систему антенны. Это приводит к
появлению попутных потоков. Время опережения данного
попутного потока может составлять т=0,5Нс (Н - высота опоры;
с - скорость распространения электромагнитной энергии в
свободном, пространстве);
> при сильном рефракционном эффекте на трассе распространения
от левой станции до рассматриваемой может возникнуть
ситуация, когда “самые нижние лучи” 5Р напрямую попадают в
облучающую систему. Это приводит к появлению попутных
потоков с еще большим временем опережения;
> даже при обычных рефракционных явлениях на трассе
распространения от правой станции до рассматриваемой
существует ситуация, когда лучи 6, переотражаясь на элементах
конструкции опоры, попадают в облучающую систему. Это
приводит к появлению нелинейной помехи в тракте приема;
> интенсивность такой помехи может возрастать, если на трассе
возникают такие условия распространения, при которых
интенсивные лучи 6Н, и 6Р непосредственно воздействуют на
облучающую систему ПАС.
Методы повышения помехозащищенности ПАС рассмотрены в [3.120].
3.8. СПЕЦИАЛЬНЫЕ АНТЕННЫ ДЛЯ РРЛ
Для повышения устойчивости приема на пролетах РРЛ используется
метод разнесенного приема. Суть этого метода заключается в том, что
организуются два (иногда и более) независимых канала приема, по
которым передается одна и та же информация. Иногда эти каналы бывают
образованы за счет так называемого частотного разнесения. Это
действительно эффективный способ повышения устойчивости. Однако
ему свойствен очень серьезный недостаток, а именно двойное (или более)
использование частотного диапазона, в силу чего он практически не
используется. Поэтому используются другие методы разнесенного
приема, в которых основную роль играют антенны. Рассмотрим основные
из них.
3.8.1. Пространственное разнесение
Обратимся к рис.3.8.1, на котором показана схема пространственного
разнесенного приема, осуществляемого с помощью двух антенн Ai и А2,
разнесенных по высоте на расстояние Н.
Каждая антенна подключена к своему приемному устройству 3 и 4,
выходы которых подсоединены к устройству автовыбора 5, которое
сравнивает уровни сигналов обеих парциальных каналов и выбирает
наибольший.
Рис.3.8.1 Рис.3.8.2
Неизвестным" параметром для данной схемы является высота
разнесения Н. Его можно определить различными способами. Наиболее
простой заключается в следующем:
• в рамках однолучевого распространения уровни сигналов,
принимаемых обеими антенными, одинаковы и определяются
амплитудой лучей 1;
• замирание сигнала (фединг) в антеннах можно описать в рамках
двухлучевого распространения, когда помимо основного луча 1 в
месте приема присутствует луч 2, появившийся в результате
отражения (например, от слоистых неоднородностей) и
направление которого составляет с направлением прихода луча 1
угол а;
• глубокое замирание сигнала в антенне А] возможно только при
одновременном выполнении двух условий:
о амплитуды обеих лучей соизмеримы;
о фазы обеих лучей разнятся между собой на 180°;
• отсутствие замирания сигнала в антенне А2 возможно
осуществить при выполнении условия: разность хода лучей 1 и 2
должна составлять /./2, что эквивалентно условию
Н =/. / 2 sina s/. / 2а . (3.8.1)
3.8.2. Угловое разнесение
Обратимся к рис.3.8.2, где приведена схема антенны, реализующей
два луча 1 и 2, разнесенных между собой в угломестной плоскости, при
использовании одного рефлектора 3. Для реализации разнесенного приема
к портам 4 и 5 должны быть подсоединены приемные устройства, а далее
- устройство автовыбора.
Наиболее простой способ оценки выигрыша от такой схемы
разнесенного приема может быть произведен следующим образом:
• ДН верхнего канала приема антенны определяется как
FB(<P) = ерх { - I(q> - фр)2 / фо2]}. (3.8.2)
а ДН нижнего канала
Бн(ф) = ерх { - [(ф + фр)2 / фо2]}, (3.8.3)
где ± фр - угловая ориетация макмимума ДН каналов приема
относительно направления прихода сигнала с соседней станции;
Ф„ - параметр, определяющий электрический размер антенны в
вертикальной плоскости. Можно считать, что
фо = 0,8 %/D, (3.8.4)
где D - диаметр антенны;
• в рамках двухлучевого распространения, когда на антенну под
углом ф1=0° воздействует луч 1, интенсивность которого
определяется амплитудой амплитудой В1; а под углом ф1=фг
воздействует луч 2, интенсивность которого определяется
амплитудой В2, то сигнал, принятый антенной по этому каналу,
равен
и^В^ДфО + ВгР^фг); (3.8.5)
• после преобразований, использующих представление
epx(-z)=l-z, получим, что при равенстве сигнала в верхнем
канале Ub = 0 уровень сигнала в нижнем канале отличен от нуля и
равен
U„ = 4В2ф2фР /фо2. (3.8.6)
3.8.3. Разнесение по каналам ортогональных ДН
Обратимся к рис.3.8.3, где приведена схема антенны, реализующей
два луча 1 и 2. Эти лучи формуруются так называемым устройством 4
суммарно-разностного канала, имеющего два порта 5 и 6. Данная схема
является реализацией двухканальных устройств. ДН которых
ортогональны между собой. Напомним, что под ортогональностью
диаграмм Р1(ф)иР2(ф) понимается выполнение следующего условия:
+я72
J Р1(ф)Р2(ф)бф = 0. (3.8.7)
-я/2
Практическая схема реализации двух ортогональных ДН на базе ПАС
приведена на рис.3.8.4.
Рис.3.8.3 Рис.3.8.4
Облучающая система ПАС состоит из двух рупорных облучателей 1 и 2,
суммарно-разностного устройства 3, имеющего два порта 4 и 5. Данная
конструкция ‘ПАС прошла экспериментальную проверку на интервале
РЛЛ, характеризуемой следующими параметрами: протяженность
интервала около 50 км, частота 3,756 ГГц; уровень срыва связи минус
102,5 дБВт. Объем измерений около 1200 ч: период испытаний - лето. На
рис.3.8.5 в качестве иллюстрации приведена выкопировка из одновре-
менной записи уровней сигналов в суммарном (кривая 1) и разностном
(кривая 2) кацалах. Эта запись соответстует периоду фединга сигнала в
суммарном канале. Видно, что уровни сигналов 1 и 2 не коррелированы.
Рис.3.8.5 Рис.3.8.6
Итоговый эффект данной схемы разнесения показан на рис.3.8.6, где
приведены графики [3.121]:
о кривая 1 - интегральное распределение уровня сигнала суммарного
канала приема;
о кривая 2 - интегральное распределение уровня сигнала после
устройства автовыбора, на вход которого подавались как сигнал
суммарного канала, так и сигнал разностного канала.
Видно, что при малых уровнях сигнала (а это именно тот случай, когда и
требуются методы разнесенного приема) данная схема дает ощутимый
выигрыш в устойчивости сигнала.
В заключение этого раздела приведем сведения об электрических
параметрах двухлучевых антенн, предназначенных для диапазона частот
5,925 ... 6,425 ГГц, производства корпорации Andrew.
Таблицаб.8.1
Диаметр, м Поляризация Усиление, дБи, не менее Ширина ДН, град F/В, дБ ксвн
2,4 Две 41,2 1.4 73 1,06
3.0 Две 42,9 1.1 74 1,065
3,7 Две 44,6 1.0 75 1,06
3.9. БЛИЖНЕЕ ПОЛЕ ИЗЛУЧЕНИЯ АНТЕНН
Знание характеристик излучения антенн РРЛ в ближней зоне
необходимо при принятии решений по ряду практически важных
проблем:
• для определения границ санитарно-защитных зон станции
РРЛ;
• для нахождения уровня взаимодействия с расположеннными
рядом радиотехническими объектами и пр.
В [3.54] эта проблема рассмотрена достаточно обстоятельно. Поэтому
ниже ограничимся только рассмотрением двух аспектов проблемы.
Аспект первый. Для апертурных антенн существует понятие дальней
зоны излучения. Исходя из общепринятых кртириев было установлено,
что для направления главного излучения расстояние, соответствующее
дальней зоне, связано с диаметром антенны D и длиной волны /.
следующим соотношением:
RaaJI = 2D2 //.. (3.9.1)
В [3.54] были сделаны выводы о том, что:
о расстояние дальней зоны есть функция угла наблюдения;
о расстояние дальней зоны уменьшается с ростом угла
наблюдения.
Справедливось данных выводов подтверждается данными из работы
[3.122], где методом ГТД приведены результаты расчета ДН зеркальной
антенны, характеризуемой следующими параметрами: D - 100/.; FZD =
0,382; уровень облучения края составляет минус 10 дБ. На рис.3.9.1
приведены ДН антенны в плоскости Е:
о кривая 1 - ДН, рассчитанная для расстояния 2D2 / X;
о кривая 2 - ДН, рассчитанная для расстояния O,1D2 / /.;
Рис.3.9.1
Из приведенных графиков видно:
□ по форме ДН практически повторяют друг друга для углов
наблюдения, превышающих значение ср > 60°;
□ по интенсивности разница в указанном интервале постоянна
и составляет примерно 12 дБ;
□ с уменьшением значений углов ср ДН все больше разнятся.
Совпадение формы диаграмм направленности, одна из которых измерена
на расстоянии, соответствующем расстоянию дальней зоны, а другая - на
расстоянии в 20 раз меньшем, свидетельствует о том, что для
рассматриваемой ситуации дальняя зона для углов наблюдения более 60°
значительно меньше, чем это следует из формулы (3.9.1).
Аспект второй. Всегда полезно ознакомиться с информацией о
распределении поля излучения в ближней зоне конкретных антенн. Это
позволяет:
• лучше представить себе достаточно сложную структуру поля
излучения антенны;
• в ряде случаев пролонгировать приведенные результаты на
интересующую конкретную ситуацию, достаточно близкую к уже
проанализированной.
Ниже приведены результаты расчета и измерения распределения поля в
ближней зоне антенны, заимствованные из [3.123].
На рис.3.9.2, приведены результаты расчета и измерения плотности
потока мощности излучения вдоль оси антенны диаметром 20Х. Отметим,
что при малых расстояниях от антенны (примерно до 0.15D2/X)
наблюдаются значительные по уровню осцилляции плотности потока
мощности. Отметим, что такая картина является характерной при малых
расстояниях от раскрыва антенны и она обусловливается сильной
квадратичной расфазировкой.
На следующих трех рисунках
приведено распределение поля
(сплошные кривые-расчет, штриховые
кривые - эксперимент) в плоскости,
перпендикулярной оси антенны
(диаметр 16.2Х) и отстоящей от
антенны на расстоянии:
• рис.3.9.3 -- z - 65,3 см;
• рис.3.9.4 - z = 165,3 см;
• рис.3.9.5 - 7. = 365,3 см.
Рие.3.9.3
Рис.3.9.2
Обратим внимание на то обстоятельство, что на этих рисунках (и трех
последующих) поперечная координата точки наблюдения нормирована
относительно диаметра антенны.
Рис.3.9.6
На следующих трех рисунках приведено распределение поля (сплошные
кривые - расчет, штриховые кривые - эксперимент) в плоскости, перпен-
дикулярной оси антенны (диаметр
расстоянии:
• рис.3.9.6 - z = 42 см;
• рис.3.9.7 - z = 142 см;
• рис.3.9.8 - z -= 342 см.
77.6Х) и отстоящей от антенны на
1,6 0,8 0 0,8 y/D
Рис.3.9.7
В связи с тем что совпадение расчетных и экспериментальных данных по
всем шести приведенным распределениям оказалось весьма приличным,
были проведены достаточно объемные расчеты по распределению
плотности излучения антенны в пределах зоны, ограниченной:
• в поперечной плоскости размером ± D;
• в продольной плоскости размером D2/ %.
Результаты расчетов приведены на рис.3.9.9 для антенны диаметром 16,2А.
и на рис.3.9.10 для антенны диаметром 77,6Х.
Обратим внимание, что на этих рисунках:
• линии соединяют точки, имеющие одинаковую плотность потока
мощности;
• градации уровней потоков мощности составляют 2,5 дБ;
• указанный уровень означает ослабление потока мощности
относительно 1 мВт/см2 при мощности излучения 1 Вт.
Влияние ввда апертурного распределения на структуру плотности потока
мощности в ближней зоне излучения антенны иллюстрируется:
• рис.3.9.11. где амплитудное распределение имеет вид
f(p) = (I - (2p/D)2]2;
• рис.3.9.12, где амплитудное распределение имеет вид
f(p) = 0,1 + [1 - (2p/D)2]2.
Здесь, как и ранее, указанный уровень означает ослабление потока
мощности относительно 1 мВт/см2 при мощности излучения 1 Вт.
Рис.3.9.9
Рис.3.9.10
Рис.3.9.11
Рис.3.9.12
ГЛАВА 4. ФИДЕРНЫЕ ТРАКТЫ ДЛЯ РРЛ
В этой главе рассмотрены основные типы фидерных трактов для антенн, используемых на
РРЛ. Приведена информация о параметрах фидерных трактов.
Как уже указывалось в гл. 3, для питания антенн РРЛ используются
два типа фидерных трактов:
• коаксиальные кабели;
• волноводы.
Коаксиальные кабели используются в качестве фидера в низкочастотных
диапазонах, а волноводы - в высокочастотных. Переход от коаксиального
исполнения фидера к волноводном)' происходит вблизи частотной
отметки 3 ГГц.
4.1. КАОКСИАЛЬНЫЕ КАБЕЛИ
Коаксиальный кабель представляет собой совокупность двух
проводников, расположенных соосно (один в другом) и изолированных
друг от друга тем или иным способом. Коаксиальный кабель состоит из
четырех элементов:
1 внутреннего проводника;
2 внешнего проводника;
3 диэлектрика между внутренним и внешним проводником;
4 внешнего покрытия.
Два варианта исполнения коаксиального кабеля приведены на рис.4.1.1 и
рис. 4.1.2. Конструкции этих кабелей отличаются между собой способом
изоляции внутреннего проводника от внешнего:
о рис.4.1.1- сплошная диэлектрическая изоляция;
о рис.4.1.2 - изоляция в виде кордельного исполнения диэлек-
трика.
В коаксиальном кабеле как линии передачи электромагнитной
энергии возможно существование поперечно-электрических волн типа
ТЕМ, электрических волн типа Е и магнитных волн типа Н. Для
рассматриваемых целей, т.е. при использовании коаксиальных линий в
качестве линии питания для антенн РРЛ, используется такие размеры
проводников, при которых возможно распространение только волны типа
ТЕМ. Отметим, что волна типа ТЕМ не имеет критических частот.
Поэтому по коаксиальному кабелю могут распространяться волны типа
ТЕМ любых частот.
Структура поля типа ТЕМ показана на рис.4.1.3. Распределение
плотности токов внутри проводников коаксиального кабеля схематично
приведено иа рис.4.1.4. Ярко выраженная неравномерность в плотности
токов обусловлена так называемым скин-эффектом. Распределение
магнитного поля внутри коаксиального кабеля приведено на рис.4.1.5.
Отметим. что вокруг кабеля идеальной конструкции
электромагнитные поля отсутствуют. Физическая интерпретация этого
феномена такова:
> внешнее поле создается равными токами противоположных
направлений внутреннего и внешнего проводников.
Рис.4.1.3
Коаксиальный кабель как
линия передачи характеризуется
четырьмя первичными парамет-
рами:
сопротивлением R. Формула
для расчета R имеет вид
R= 1О'3’5Г’5{Г(Цара)°’5/а]+
+ I(МъРь) , 5/Ь) - Ом/м (4.1.1)
где f - частота, Гц; а и Ь. мм; р -
удельная проводимость. Ом
мм /м; ц. -- относительная магнит-
нитная проницаемость материала.
Рис.4.1.4
Рис.4.1.5
Для случая медных проводников (plt=pb=O,Ol75 Ом • мм2/м; рл=ць=1)
R = 8,37 10’5 l°’s [(l/d)+(lZD)], Ом/м (4.1.2)
где d и D - диаметры внутреннего и внешнего проводников соответст-
венно, мм: f- частота, Гц;
индуктивностью L. Формула для расчета L имеет вид
L = 4,6-10'7 ln(D/d). гн/м: (4.1.3)
емкостью С. Формула для расчета С имеет вид
С = 24.11012 s /ln(D/d). ф/м, (4.1.4)
где е - относительная диэлектрическая проницаемость материала
изоляции;
проводимостью изоляции G. Формула для расчета G имеет вид
G = со С tg 8, мо/м, (4.1.5)
где tg 8 - характеристика потерь в диэлектрике.
Вторичными параметрами коаксиального кабеля являются:
волновое сопротивление Zo. Формула для расчета Zo имеет вид
Zo = 138 е°’5 ln(D/d), ом: (4.1.6)
коэффициент затухания а. Формула для а имеет вид
а = {1,98-Ю-5 (н f)0-5 [(PaPa^/d] + |(pbpb)°’5ZD]/ ln(D/d)} +
+ 9,08-Ю’8 f e°’5tg8. дБ/м. (4.1.7)
Из этой формулы видно, что затухание в коаксиальном кабеле
определяется двумя слагаемыми. Первое слагаемое в основном зависит от
размеров и свойств внутреннего и внешнего проводников, а второе - от
свойств изоляционного материала кабеля. Если внутренний и внешний
проводники выполнены из меди, то
а = 2,6-10’6 (е f)°’5 [(l/d)+(lZD)l + 9.0810'8 f E°’5tg8, дБ/м; (4.1.8)
• коэффициент фазы 0. Формула для расчета 0 имеет вид
. 0 = (271/3)-10'8 f Е°'5. рад/м; (4. Г.9)
коэффициент укорочения длины волны Коэффициент
укорочения длины волны характеризует уменьшение скорости
распространенна электромагнитной энергии в кабеле по сравнению
со скоростью распространения энергии в свободном пространстве.
Формула для | имеет вид
е _ e°,s (4.1.10)
Следует отметить. чт0 в приведенных формулах под параметром е
следует понимать:
для кабеля со сплошной изоляцией - диэлектрическую проницае-
мость материала изоляции;
• для кабеля с кордельной изоляцией - эквивалентную диэлектри-
ческую проницаемость среды, часть которой содержит диэлектрик, а
остальная свободна от диэлектрика.
Теперь непосредственно об основных параметрах коаксиальных кабелей,
приводимых в спецификациях на эти изделия [4.1].
Электрические характеристики (electrical properties)-.
о волновое сопротивление (impedance). Практически все
выпускаемые кабели разделяются на две группы, разнящиеся
величиной этого параметра: 50 или 75 Ом. спецификации
также содержат сведения о величине среднеквадратичного
отклонения этого параметра - Z ± AZ;
о максимальная рабочая частота (maximum operating
frequence);
о относительная скорость распространения (relative propagation
velocity), %- Эта то же самое, что коэффициент укорочения
длины волны;
о максимальная мощность (peak power rating);
о сопротивление постоянному току внутреннего (внешнего)
проводника, Ом/1000 м (DC-resistance inner (outer) condactor);
о затухание, дБ/100 м (attenuation).
Механические характеристики (mecanical properties):
о диаметр внутреннего (внешнего) проводника и диаметр
кабеля (внешнего изоляционного слоя - jacket);
о минимальный радиус изгиба одиночного (многократного)
(minimum bending radius, single bending (repeated bending));
о вес. кг/м (cable-weight).
В качестве иллюстрации приведем спецификации кабеля типа
Flexwell Cable 3/8" Си 2Y производства компании RFS (табл.4.1.1) и
HS2RP-50 производства корпорации Andrew (табл.4.1.2).
Таблица 4.1.)
Construction
Inner conductor Copperwire
Dielectric: High density polyethylene helix
Outer conductor Combated copper tube
Jacket: payment, plus polyethylene, black
Mechanical properties
Weight
Minimum bending radiuS’ single bending
repeated bending
mobile application
Maximum operating pressure (test pressure)
Maximum tensile torca, t t ,
Recommended pulling length per hoisting stocking
Recommended damp spacing normal
st critical areas and bends
Recommended temperature range during installation
Electrical properties
Characteristic impedance
Relative propagation velocity
Capacity
Maximum operating frequency
Cut-off frequency
Peak RF Voltage ratinfl
Peak power rating
DC-reslstance inner conductor
DC-resistance outer conductor
(mm)
(mm)
(mm)
(mm)
(approx, kg/m)
(mm)
(mm)
(mm)
(bar)
(N)
(m)
(m)
(m)
(Ohms)
(%)
(pF/m)
(MHz)
(MHz)
(kV)
(kW)
(Ohms/km)
(Ohms/km)
HFWCU2Y
50 Ohms
4
8,6
12,3
15,7
0,37
50
150
250
0.5 (1,0)
1000
'70
0,5
0°Cto + 60°C
50±1,0
89
77
3000
13500
1.3
16,9
1.5
1.6
Таблица 4.1.2
fJhard'Cteris tics
1 Electrical 1
Impedance, ohms Maximum Frequency, GHz Velocity, percent Peak power Rating, kW de Resistance. ohms/1000 ft (1OOO m) Inner Outer de Breakdown, volts Jacket Spark, volts RMS Capacitance. pF/ft (m) Inductance, pH/ft (m) 50 ± 2 13.4 83 13.2 1.41 (4.64) 1.52 (4.99) 2300 5000 23.61 (77.47) 0.064 (0.206)
Mccha^c^l I
Outer Conductor Copper Inner conductor Copper-Clad Aluminum Diameter over Jacket, in (mm) 0.415 (10.5) Diameter over Copper Outer Conductor, In (mm) 0.375 (9.5) Minimum Bending Radius, In (mm) 1 (50) Number of Bends, minimum 20 (50) Bendina Moment, Ib-ft (N«m) 1.80 (2.45) Cable Weight, ib/ft (kg/m) 0.078 (0.113) Tensile Strength, lb (kg) 210 (95) Flat Plate Crush Strength, Ib/in (kg/mm) 100 (1.8)
Графики изменения погонного затухания (attennuation, дБ/1()0 м) от
частоты (frequence, МГц) коаксиальных кабелей (при температуре 20°С)
производства компании RFS приведены на рис.4.1.6.
Теперь еще об одном важном параметре коаксиальных фидеров, а
именно о КСВ (или коэффициенте отражения). Источниками появления
отраженной волны являются:
о неоднородности в местах соединения коаксиального кабеля с
концевыми разъемами (connector). Эти неоднородности
носят локальный характер. Зависимость КСВ (VSWR) или
коэффициента отражения (Retem loss) от типа используемого
разъема приведена в табл.4.1.3 (см. третий столбец),
о неоднородности выполнения коаксиального кабеля. Эти
неоднородности, вызванные технологическими причинами,
носят распределенный характер. Зависимость КСВ (VSWR)
или коэффициента отражения (Retern loss) от длины фидера
приведена в табл.4.1.3 (столбцы 4-8). Следует отметить, что
с увеличеним длины фидера влияние этих неоднородностей
нивелируется за счет увеличения потерь, которые
прегерпевает отраженная волна:
Таблица 4.1.3
hretjtrency В:'пр. GHz Type No Using C«"mhih< (or fypp" ; 25 f: «<3 5-K nj Льы.'гнЬ!>| 25ЮС И mJ / VS'AR. '.Idxinii.iH |R L . (IB) ICO 200 200 500 »t (30-60 mJ (Afi-ISO ni; Above 500 fl (150 m j
0.824-0.960 LDF4P-5OA-1 N Matas: L4NM, L4PWM N Females: L4NF, UPNF 7/8* EIA; L44R 7-16 DIN Mele: L4PDU-C SC Male; L44FCW 7-16 DIN Female; L4P0F TNC Female: L44NT LC Mata: L44II Right Angle N Male: L4FNR 1.06 (28.3) 1.06 (28.3) 1 06 (28.3) 1,06 (28.3) 1.06(28.3) 1.12(24.9) 1.12(24.9) 125(19.0 1.25 (19.0 1.06 1.06 1 06 1.06 1.06 1.12 1.12 1.25 1.25 28.3 28.3 283 28.3 28.3 24.9 24.9 19.1 19.1 1.10(26.4 1,10(28.4 1 10 26 4 1.10 (26.4 1,10 (26.4 1,13 (24.3 1.13 24.3 122 (20.1 1.22 (20.1 1.12 04.9) 1.12(24.9) 1.12(24.9) 1.12 04.9) 1.12(24.9) 1.15(231) 1.15 23.1) 120(204) 1.20 (204) 1,12(24.9) 1.12 04.9) 1.12(24.9) 1.12 04.9) 1.12 04.9) 1.15 011) 1,1503.1) 120 00,8) 1.X 00.8)
0324-0X0 and 1.85-1.99 LDF4P-50A-13 N Mal Mt N Females 1 7-18 DIN Males t 7-18 OIN Females f 1.12 04.9) 1,12(24.9) 1.12(2A.9) 1.12 (24.9) 1.12 1.12 1.12 1.12 24.9) 1.13(24.2 24.9) 1,13 (242 (24.91 1.13 24.2 24.9) 1.13(242 1.15(23.1) 1.15 (23.1) 1.15 03.1) 1.15(23.1) 1.15 03.1) 1.15 03.1 1.15 rain 1.15 03.1)
0.07-0.96 and 1.7-1.8 LDF4P4QP-14 7-18 DIN: UPON. L4POM-C 7-16 DIN: UPDF. L4PDF-C 1.09 (27.3) 1.09(27.3) 1,11 1.11 (25.71 1.12(24.9 25.7) 1.12(24.9 Sill!
0.880-950 LDF4P-5CA-2 N Males: L4NU, UPNM N Females: L4NF, UPNF F Range: U4F17/8* EIA: L44R 7-16 tflN Male UPOM-C; Female: L4P0F SC Ma№:L44PCW LC Mate: L44M Right Angle N Mate: L4PNR TNC Female. UNT 1.06(30.7) 1.06 (30-7) 1.06 Й0.7 1.06 30.7 1.06(30.7) 1.25(19.1) 1.25 19.1) 1.25(19.1) 1.07 (29.4 1 07 294 1.07 29.4 1.07 (29.4 1.07 (294 1.25(19 1 1.25(19.1 1.25(19.1 1.06 (26.31 1.06(26.3 1.06 (26.3 1.06 (26.3 1.06 (28.3 122(20.1 1.22 (20.1 1,22 (20.1 1.10(26.4) 1.10(26.4) 1.10(26.4) 1.10(26.4 1.10(26.4) 120(20.8) 1.20 (204) 1.20 (204) 1 10 064) 1.10 06.4) 1.10 06.4 1.10 06.4) 1.10 06.41 120 00.8) 1.X20.8) 1.X (X.8)
1.427-1.535 LDF4P-50A-4 N Males: UNM. L4PMN N Females; L4NF. L4PNF F Flange; U4F; 7/8* EIA U4R 7-16 DIN Male: L4PDM-C; Female: L4PDF SC Male; L44PCW; TNC Rmalc UNT LC Male: L44M Right Angle n Male: UPNR 1.10(26.4) 1.10 26.4 1.10(26.4) 1.10 (26.4) 1.20(20.8) 1.35 (16.5) 1.36(164) 1.10(26.4 1,10(26.4 1.10(264 1.10(26.4 1.20 (20.6 1.35(16.5 1.35(16.5 1.12 (24.9 1.12 (24.9 1.12(24.9 1.12(24.9 120(204 1.32(172 122(172 1.15(23.1) 1.15 23.1 1.15(23.1) 1.15 (23.1) 1.20(204) 1.30 (17.7) 1.30 (17.7) 1.15 03.0 1.15(23.1) 1.15 23,1) 1.15 (23 .1) 1.X (X.8) 1.X 07.7 1.X (17.7)
1.6-12.3 LDF4PXA-10 N Mates: UNM. UPNM. UPNM. UPNM-H N Femetea: UN; UFW; 14Я«Н ЫРМЧЧИ F Flange: L44F; 7/B* EIA: U4R 7-18 DIN; UPON 7-16 DIN; UPDF, UPDP*C 241476 F Flange Femate. 209065 SC Mate: L44PCW Right Angle N Mate: UPNR, UPNR-N TNC Femate, U4NT LC Mate; LUM 1.12 04.9) 1.12 04.9) 1.12(24.9) 1.12(24.9) 1.12(24.9) 1.12(24.9) 120(20.0) 120 004) 1.36(16.5) 1.35(16.5) 1.35(18,5) 1.15 (23.1 1.15 03.1 1.15(23,1 1.15(23.1 1.18(23.1 1.15(23.1 1.20 20.8 120 (20Л 1.35 (16.5 1.35 16.5 1.35 (18.5 1.15(23.1 1.15(23.1 1.15 (23.1 1.15 (23.1 1.15(23.1 1.15(23.1 120(204 120(204 130(17.7 130(17.7 130(17.7 1.15 03.1) 1.15 03.1 1.15(23.1) 1.15(23.1) 1.15 03.1) 1.15 03.1) 1.20 (20.8) 1.20 (204) 1.30 (17.7) 1.30 (17.7) 1.30(17.7) 1.15 03.1) 1.15 03.1 1.15 03.1 1.15 03.1 1 1503.П 1.15 03.1) 1.X 00.8) 1.X 00.8) 1.X 07.7) 130 17.7) 1.X (17.7)
1.7-1.9 LDF4P40A-15 7.16 DIN UPDM. UPDM-C 7-16 OIN: L4POM, UPDF. UPOF< 1.09(27.3) 1.09 (27,з) 1.10(28.4 1.10 (28,4 1.12 (24.9 1.12 044 1.14 (23.7) 1.14 03.7) 1.15(23.1) 1.15 031)
0.940-2.7 LDF4P-60A-2 N Mates: L4NM, UPNM N Females: UNF, UPNF F Flange- U4F 7/8* EIA: U4R 7-16 ОШ Male: UPOSbC SC Mate: U4PCW 7-16 DIN Female; UPDF LC Mato- L4MM Right Angte N Male; UPNR TNC Femate: UNT 1.12 (24.9) 1.12(24.9} 1.12 (24.9 1 12(24.9 120 00.8 120(20.8) 1.40 15.6 1,40(15,8) 1.40(15.6) 1.15(23.1 1.15(231 1.15(23.1 1.15(23.1 1.20(20.8 1.20(20.8 1.40(15.6 1.4005.6 1.40 (15.6 1.18(21.6 1.18(21.8 1.16 21.6 1.18(21.6 1.22 (20.1 1.22(20.1 1.35 (16.5 1.35(163 1.35(16,5’ 1.20(20,8) 1,20(204) 1.20(20,8) 120(20.8) 1.22 00.1) 122 20,1) 1.3508.5) 12508.5 1.35(18.5) 120 00.61 120 (X.8) 120 00.8) 1.X (20.8) 1.22 00,1 1.22 00.1 1.X (17.7) t.X (17.7) IX (17.7)’
0.01-0806 LDF4P-8QA-6 N Mates: UNM, UPNM N Females: UNF. UPNF 7/8’ EIA: L44R 7-16 din Mate: uPCNAC: Female: UPDF $CMate:U4PCW LC Mate: U4M, TNC Female: UNT Right Angle N Male: UPNR 1.06 00.7) 1.0800.7) 1.06(30.7) 1.08 (30.71 1.06(30.7) 120(20.8 125 09.1) 1,1006.4 1.10 06.4 1.Ю (26,4 1.10 (26.4 1.10(264 1.20(20.8 1.25 (19.1 1.15(23.1 1.15(23.1 1.15 03.1 1 1503.1 1.15 23.1 125(19.1 1.28 08.2 1.20 00.0) 12000.8) 1.20(20.8) 120(204) 120 004) 140(17.7) 1.X 07.7) 1.25 (18.1) 125(19.1 125(19,1) 125(19.1) 125(19.1) 1X07.7) 132(172)
0.01-2.7* LDF4P-S0A-7 N Males: UNM, UPNM N FemteBKUNF, UPNF 7/8* EIA: UM 7-16 ОШ Mate: UPDM-C; Femate: UPDF SC Male: L44PCW Right Angle N Mate: UPNR TNC Female: UNT LC Mate: UMI 1.12 043) 1.20(20,8) 1.12(24.9) 1.2000.8) 1.20(204) 1.3007.7) ЭД 1.15 1.20 1.15 IX 1.20 1.30 1.30 1.23 23.1 20.8 23.1 20.8 20.8, 17.7 17.7 17.2 1.18014 120 004 1.18 01.6 1.20 00.6 1.20 004 130 07.У 1.30 17.71 1.32(172 1.X 004) 120 004) 1.» 004 1.X 004) 1.25 (19.1) 1 30 07.7) 120 (17.7) 132(174 125(19.0 tX 09.0 125Ц9.1) 125(19.0 1,25 |19.1) 1X (17.7) 1X117.7) 1,32(17,2)
о неоднородности из-за изгибов при трассировке кабеля. Эти
причины носят локальный характер. Отметим, что при
соблюдении нормы на радиус изгиба кабеля практически не
сказываются на результирующей величине КСВ.
В качестве иллюстрации в табл.4.1.3 приведены данные о КСВ (коэф-
фициенте отражения, дБ) специальных коаксиальных кабелейях с
низкими значениями КСВ типа LDF4P-50A , выпускаемых корпорацией
Andrew.
Приведем наиболее важную информацию о разъемах для фидерных
трактов:
> все разъемы делятся на две категории:
разъем типа вилки Жаргонный эквивалент - “папа“. В англо-
язычной технической литературе имеет два аналога - plug и male
(в буквальном перводе - мужчина);
разъем типа гнезда. Жаргонный эквивалент - “мама“. В англо-
язычной технической литературе имеет аналог - socket и female
( в буквальном переводе - женщина);
> конструктивное выполнение разъемов весьма многообразно. В
качестве иллюстрации на рис.4.1.7 - 4.1.9 приведены наиболее
употребительные варианты разъемов:
рис.4.1.7 - разъем типа N-plug, (приведенные размеры , мм :
A=l,65; В=7; С=8,38; D=5/8"-24UNEF-2B; F=5,4);
рис.4.1.8 - разъем типа N-socket (приведенные размеры, мм:
D=5/8"-24UNEF-2A; Е=8,02; F=5,25);
рис.4.1.9 - разъем фланцевого типа (EIA). Размеры для разъема
типа 7/8", мм: А=7,4; В=8,7; С=20; D=26,l; Е= 12,05; F=57,2.
Рис.4.1.9
И последнее. Все вышесказанное справедливо при условии
распространения в коаксиальном кабеле только основной волны типа
ТЕМ. Предельной частотой использования коаксиального кабеля без
возникновения волн высших типов является частота, определяемая по
формуле
fKp » 2с/л (D+d) 8ЖВ0’5, (4.1.11
где с=3,108 м/с; еэкв - эквивалентная относительная диэлектрическая
проницаемость диэлектрической изоляции кабеля.
4.2. ВОЛНОВОДЫ
В качестве фидерных трактов высокочастотных диапазонов для
питания антенн РРЛ используются волноводы.
4.2.1. Круглые волноводы
В волноводе круглого сечения (радиус - а) могут распространяться
как электрические волны типа Е (ТМ), так и магнитные типа Н (ТЕ).
Структура полей Е (сплошные линии) и Н (штриховые линии) нескольких
типов волн показана на рис.4.2.1
Рис 4,2,1
Скорости распространения в волноводе круглого сечения равны:
фазовая
Уф= с / [НМЦ,)2]0’5, (4.2.1)
групповая
vip = с ПЧл/Хкр)2]"' -
(4.2.1)
где с - скорость распространения электромагнитной энергии в свободном
пространстве: Хкр - критическая длина волны. Критическая длина волны
определяется типом волны в волноводе (модой). Значения критических
длин волн в волноводе круглого сечения для волн типа Е|11П и Н,т,
приведены в табл.4.2.1.
Таблица 4.2.1
m Eran Нот
n=0 п=1 11=2 11=0 и=1 11=2
1 2.61а 1.64а 1.22а 1.64а 3.42а 2.06а
2 1.14а 0.895а 0,745а 0.895а 1,18а 0,935а
3 0.725а 0.62а 0.54а 0,62а 0,736а 0,63а
Из анализа данных, приведенных в табл.4.2.1, следует:
наибольшую критическую длину волны в волноводе круглого
сечения (или самую низкую критическую частоту') имеет
магнитная волна Нц (Ххр = 3,42а):
распространение электромагнитной энергии в волноводе
круглого сечения возможно, если его радиус не менее чем
амии = 0,293 X; (4.2.2)
волна Hi 1 является основным типом волны в волноводе круглого
сечения;
из электрических волн наиболее низкую частоту имеет волна
типа Eoi (ХкР = 2,61а);
последовательность, с которой волны высших типов могут
возникать в круглом волноводе по мере увеличения частоты или
радиуса волновода а, приведена в табл.4.2.2.
Таблица 4.2.2
Порядок волны 1 2 3 4 5 6 7 8 9
Тип волны Нп Ео, Н21 Еп Но, н„ Е21 Hi, Нп Efl2
3.42а 2.61а 2,06а 1,64а 1,5а 1,22 а 1,182а 1,18а 1,14а
Погонное затухание для основной волны Нп в волноводе, выполненном
из меди и заполненном воздухом, определяется формулой [4.2]:
а = 1,91 a1 f0’5 |1-(Х/3,41а)2]'05 [0,416 + (Х/3,41а)2], дБ/100 м, (4.2.3)
где аил берутся в см; частота f -в ГГц,
В табл.4.2.3 приведены значения погонного затухания круглого медного
волновода диаметром 2а=70мм.
Таблица 4.2.3
f, МГц 3400 3650 3900 5670 5920 6170 7900 8150 8400
(X, дБ/100м 1.45 1,28 1,18 0,89 0,88 0,87 0,84 0,84 0/84
Согласование в круглом волноводе определяется в основном
отражением от стыков волноводных секций. Коэффициент отражения от
стыка двух волноводных секций с радиусами поперечного сечения а, и
:ь = а, -А равен согласно [4.3]:
р = (Д/2а) {(М3,41 а)2[ 1 - (М3,41а)2]’1 - 0,873}. (4.2.4)
В табл.4.2.4 приведены значения коэффициента отражения для величины
ступеньки Д=1 мм; 2а=70 мм.
Таблица 4.2.4
f, МГц 3400 3650 3900 5670 5920 6170 7900 8150 8400
р, % 0,052 0.009 0,018 0.085 0,088 0.091 0.104 0.105 0,106
Теперь перейдем непосредственно к параметрам фидерного тракта,
выполненного из нескольких секций волноводов круглого сечения.
Вначале оценим коэффициент отражения такого тракта. Отметим, что:
о число таких секций в вертикальном волноводном тракте при
длине секции 4 м может составлять N=20 и более;
о каждое соединение представляет собой неоднородность,
вызывающую появление отраженной волны.
Рассмотрим два различных способа формирования волноводного тракта.
Первый способ характеризуется тем, что длины всех волноводных секций
одинаковы. В этом случае, если принять равными все парциальные
коэффициенты отражения (р,>), входной коэффициент отражения можно
найти из выражения
N
Ps = Ро X ехР I ~ ' (4.2.5)
П=1
где Ln - длина части волноводного тракта до n-го стыка; у = а + ip -
постоянная распространения волны в волноводе.
Суммируя геометрическую прогрессию, получаем
Ре= р0{l-exp[-2aNL] [exp-i2pNL]}/{l-exp[-2aL] |ехр -i2pL]}, (4.2.6)
где L - длина одиночной секции. Анализ выражения (4.2.6) показывает,
что:
о максимальное значение р5. получается при рь=тпп. т.е. при
длине секции, кратной половине длины волны в волноводе.
В этом случае
р>-= poexp[-o,L(N-l)] sh(aLN)/ sh(aL); (4.2.7)
о при достаточно большом числе секций и при сравнительно
небольшой величине погонного затухания, когда sh(aLN)/
/sh(aL) «1, соотношение (4.2.7) упрощается и принимает вид
р£= poexp[-aL(N-l)]; (4.2.8)
о сложение коэффициентов отражения от стыков повторяется
через интервалы частот Af. определяемые формулой
Af = f (X/2L) [1 - (X/X^)2]0’5. (4.2.9)
Второй способ характеризуется тем, что длины всех волноводных секций
различны. В этом случае при достаточно большом числе секций значение
результирующего коэффициента отражения является случайной
величиной, подчиняющейся распределению Рэлея. Наиболее вероятное
значение pv в данном случае определяется формулой
Ре = Ро {N[l-exp(-4aL)]/8aL}0-5. (4.2.10)
При малой величине погонного затухания соотношение (4.2.10)
переходит в
pv = ро (N/2)°-s. (4.2.11)
Сделаем два замечания:
□ из сравнения соотношений (4.2.11) и (4.2.8) следует, что для
тракта, составленного из неоднородных по длине секций,
ожидаемая величина коэффициента отражения будет в (2N)0,5 раз
меньше по сравнению с максимальной величиной отражения
тракта, составленного из однородных по длине секций;
□ из-за технологических условий производства получение
большого набора секций затруднительно. Поэтому на практике
N< 5...7. В этой ситуации максимальное значение коэффициента
отражения тракта будет иметь среднее значение между двумя
вышерассмотренными предельными ситуациями.
В качестве иллюстрации на рис.4.2.2 приведена экспериментальная
зависимость КБВ от частоты фидерного тракта, состоящего из 12 секций
круглого волновода диаметра 70 мм (длины секций выполнены в
интервале 4,5... 5,0 м).
Теперь оценим другой важный параметр тракта, сформированного из
секций круглого волновода а именно - ухудшение поляризационной
развязки. Основной причиной уменьшения поляризационной развязки в
круглом волноводе является эллиптичность поперечного сечения
волноводных секций, создающих различные условия для
распространения электромагнитных волн, поляризованных вдоль
большой и малой осей эллипса поперечного сечения. В свою очередь,
появление эллиптичности поперечного сечения обусловлено:
□ в основном технологическими допусками при изготовлении;
□ в ряде случаев - принудительным изгибом волноводных секций,
образующимся в результате ошибок при монтаже тракта.
Для обеих ситуаций разница между большой ai и малой а2 осями
эллипса поперечного сечения весьма мала: ai=a+A и а2=а-А. При этих
условиях согласно [4.3] фазовый сдвиг (в градусах) между
составляющими поля, ориентированными вдоль малой и большой осей
эллипса поперечного сечения, равен
Ф = (360 L А / а X) (Х/Хкр)2 [1 - (Х/Х^)2]'0’5. (4.2.12)
График ухудшения кроссполяризационной развязки (XPD) от величины
фазового угла Ф приведен на рис.4.2.3.
Рис.4.2.2
Рис.4.2.3
Результаты расчета показывают, что условием применения одиночного
фидерного тракта из круглого волновода для передачи (приема) каналов,
обеспечивающих поляризационное уплотнение, является сверхжесткое
требование на технологический допуск точности изготовления
внутреннего диаметра волновода.
Еще одним фактором, обусловливающим ухудшение эксплу-
атационных характеристик фидерного тракта из круглых волноводов,
является то. что реально “используемые” диаметры волноводов
предопределяют многомодовый режим. Чтобы убедиться, что это
действительно так, обратимся к рис.4.2.4 и 4.2.5, где приведены графики,
характеризующие затухание в круглом волноводе для волн типа Нц и Eqi
соответственно. Из графика, приведенного на рис.4.2.4, видно, что
приемлемое значение затухания для волны типа Иц соответствует
отношению (А72а)<1.25. Но, как это следует из рис.4.2.5, уже при
(?./2а)< 1,306 в круглом волноводе возможно существование второй моды
- волны типа ЕГ1|.
Рис.4.2.4 Рис.4.2.5
Теперь об основных причинах, обусловливающих появление высших
типов волн, распространяющихся в круглом волноводе.
Причина первая. Согласно [4.4] наличие излома между осями труб,
из которых состоит волноводный тракт, приводит к трансформации волны
Нц в волну Eoi и обратно. График интенсивности трансформации
Г(НцоЕ0|) приведен на рис.4.2.6.
Причина вторая. Согласно [4.4] в рупорно-параболических антеннах
сама антенна является источником возбуждения высших мод. Наиболее
интенсивное возбуждение высших мод происходит в тот момент, когда
направление приема антенны не совпадает с направлением прихода
плоской волны от внешнего источника. Зависимость интенсивности
возбуждения моды EOi от обобщенного параметра и = 4л (F/X)sin<p, где F -
фокусное расстояние РПА. приведена на рис.4.2.7. Следует отметить два
обстоятельства:
о приведенный график есть не что иное, как ДН РПА при
возбуждении ее волной типа EOi;
о уровень 0 дБ на приведенном графике соответствует
усилению антенны, возбужденной основной волной.
В заключение этого раздела отметим, что фидерные тракты в виде
набора секций из круглых волноводов относятся к ранее установленному
оборудованию РРЛ и на вновь вводимых РРЛ практически не
используются.
4.2.2. Прямоугольные волноводы
В волноводе прямоугольного сечения (внутренний размер по
широкой стенке - а. внутренний размер по узкой стенке - Ь) могут
распространяться как электрические волны типа Е (ТМ). так и магнитные
типа Н (ТЕ). Структура полей Н и Е нескольких типов волн показана на
рис.4.2.8. Здесь же под каждым рисунком указана критическая длина
волны Хкр данной моды. Сравнивая значения нетрудно установить
порядок возникновения высших мод при изменении частоты для каждого
конкретного волновода, характеризуемого размерами а и Ь.
Основной тип волны прямоугольного волновода - мода Hoi Для того
чтобы в волноводе распространялся только этот единственный тип волны,
необходимо выполнить следующие условия:
а<Х<2а, Х>2Ь. (4.2.13)
Из этих условий следует:
о больший размер прямоугольного волновода должен
составлять по крайней мере половину длины волны;
о для того чтобы исключить первую из волн высшего порядка,
необходимо этот размер сделать меньше длины волны
наикратчайшей из передаваемых волн;
о учитывая вышеизложенное, принимаю! отношение сторон
b/а для прямоугольного волновода примерно равным 1 : 2.
Дня прямоугольного волновода, выполненного из меди, погонное
затухание определяется формулой
« = 0.044(1 + (2Ь/а) (Х/2а)2 ] (ХЬ)’0'5 11 - (Х/2а)2]0’5, дБ/м. (4.2.14)
Н„ Хкр = 2а|1+(а/Ь)г|0,5
Е„ Л[т = 2а[1+(а/Ь)2|0 5
Е„ = а[1+(а/Ь)2] »•’
Е31 A,KP = (2/3)i<[l+GVb)2]1’-5
Рис.4.2.8
Е — сплошные линии
Н — штриховые линии
На рис.4.2.9 приведены графики зависимости погонного затухания в
прямоугольном волноводе от соотношения z./2a при различных величинах
параметра а/b. Из приведенных данных видно, что:
о с уменьшением отношения а/b величина погонного затухания
уменьшается;
о при заданных размерах сечения волновода имеется оптимальная
длина волны, на которой затухание в волноводе получается наимень-
шим.
Следует отметить, что параметры фидерных трактов, составленных из
секций прямоугольных волноводов, определяются так же, как и
параметры тракта, составленного из секций круглого волновода. В
качестве иллюстрации на рис.4.2.10 приведена экспериментальная
зависимость КСВ фидерного тракта длиной 97 м. составленного из волно-
водных секций прямо) гольного сечения одинаковой длины, равной 3 м.
В состав тракта помимо прямых волноводных секций также входят
поляризационные фильтры, герметизирующие устройства и другие
элементы.
Волноводные секции соединяются между собой с помощью фланцев.
Следует отметить, что волноводные фланцы имеют достаточно большое
количество исполнений, часть из которых приведена на рис.4.2.11.
В заключение этого раздела
Рис.4.2.11
отметим, что. как правило.
прямоугольные
волноводные секции используются только в качестве составных
элементов внутренних фидерных трактов.
4.2.3. Эллиптические волноводы
Наибольшее распространение на РРЛ в качестве основы фидерного
волноводного тракта получили эллиптические волноводы. Основная
причина заключается в следующем:
о фидерные тракты из волноводов круглого или прямоугольного
сечений являются секционными. Секционность тракта приводит к
ухудшению параметров, а также вызывает значительные сложности
при монтаже фидерных трактов;
о эллиптические волноводы не имеют указанных недостатков:
• при использовании эллиптических волноводов с гофрированной
поверхностью, что обеспечивает им достаточную гибкость,
значительно упрощается монтаж и эксплуатация;
• эллиптическая форма поперечного сечения позволяет сохранить
положение плоскости поляризации в волноводе независимо от
трассировки;
• отсутствие стыков улучшает электрические параметры фидера.
Внешний вид трех гофрированных волноводов, отличающихся
различными размерами эллиптического сечения, показан на рис.4.2.12.
На рис.4.2.13 приведены размеры эллипса. Отметим, что эксцентриситет
эллипса
е = [1 - (Ь/а)2]0’5. (4.2.15)
На этом же рисунке сплошными линиями показано распределение вектора
Е для основной волны, которая имеет наименьшую критическую длину
волны и которая определена как четная поперечно-электрическая волна
сНн.
Рис.4.2.12
Рис.4.2.13
На рис.4.2.14 приведена структрура электрических Е (сплошные
линии) и магнитных Н (штриховые линии) полей для трех первых мод в
эллиптическом волноводе: сН] । (на рисунке - слева), sH] i (в центре) и cEoi
(справа). Критическая длина волны определяется соотношением
лае (Рлм>) ' •
(4.2.16)
где параметр pmn является корнем функции Матье[4.5].
В табл.4.2.5 приведены величины корней рь р; и р3 для волн сНп, sHn
и cEoi соответственно.
Таблица 4.2.5
е Pi Р2 Рз
0.66 0.3763 0,66.361 0,8709
0,70 0,4244 0.7872 1.0455
0.74 0,4756 0.9845 1.2654
0.78 0,5300 1.3344 1.5535
0,82 0,5977 1,6344 1.9530
0,86 0,6487 2,2253 2,5557
Рис.4.2.14
На рис.4.2.15 приведены расчетные значения погонного затухания в
эллиптическом волноводе для основной волны сН| 1 для значений эксцен-
триситета е = 0,66... 0,84. Как видно из серии кривых, характеризующих
затухание в эллиптическом
медном волноводе на волне
сНп. при заданных размерах
сечения волновода имеется
оптимальная длина волны, при
которой затухание получается
наименьшим. Отметим, что
при е=0 эллиптическое сечение
вырож-дастся в круговое.
Следовательно, нижняя
кривая дает 'зависимость коэф-
фициента затухания для круг-
лого волновода. Рис.4.2.15
Анализ данных, представленных на рис.4.2.15, приводит к еще
одному интересному следствию. Учитывая, что для всех эллиптических
волноводов, предназначенных для работы в различных частотных
диапазонах, отношение Х/2а остается практически неизменным, также
практически неизменной остается величина параметра
а (2а)15 «0,25.
(4.2.17)
и, следовательно,
a X’^consl.
(4.2.18)
Откуда вытекает , что:
• погонное затухание эллиптических волноводов, определенное в
децибельной мере, увеличивается с ростом частоты примерно
как^’5;
• параметры двух эллиптических волноводов 2а и ос связаны
между собой следующим соотношением:
0C| =ос2 (ao/aO1’5. (4.2.19)
Справедливость последнего равенства проверим, используя данные
из спецификации трех эллиптических волноводов производства компании
RFS:
1 волновод типа Е 38 Cu2Y (2ai = 84 мм; для частоты 4 ГГц
ос|=2,2 дБ/100 м):
2 волновод типа типа Е 78 Cu2Y (2а; = 45 мм; для частоты 8 ГГц
ос2=5,7 дБ/100 м);
3 волновод типа типа Е 185 Cu2Y (2а3 = 21 мм; для частоты 18 ГГц
ос3=19,5 дБ/100 м);
Для двух первых волноводов равенство (4.2.19) приобретает вид 2,2 »
2,23, а для двух последних 5,7 « 6,15.
Теперь об основных характеристиках эллиптических
гофрированных волноводов, которые входят в спецификации на эти
изделия.
1. Электрические характеристики:
1.1. Рабочий диапазон частот (operating frequence).
1.2. Минимальная частота для волны типа сНи (НСц mode cutoff
frequence).
1.3. Погонное затухание (attenuation).
1.4. Коэффициент отражения (reflection factor). Здесь обычно определяют
две величины:
• максимальное значение коэффициента отражения;
• значение коэффициента отражения, соответствующее 50 (80) % от
обпЛего числа пиков.
1.5. Пропускная мощность (average power).
1.6. Групповая скорость распространения (group velocity of propagation).
2. Механические характеристики:
2.1. Минимальные радиусы изгиба в Е- и Н- плоскостях (minimum
behding radius. Е-, Н- plane).
2.2. Максимальный угол изгиба, град/м (maximum twist).
2.3. Максим:альное рабочее давление (maximum operating pressure).
i: Electrical
Max. Frequency flange GHz'
<TE:: Mode Culolf Frequency, GHz
G’oup Delay at 3 95 GHz ns.'1OO ‘t (ns-100 m)
Peak Power Rabng al 3 95 GHz, xW
127(417)
306
Mechanical
Types
EWP34 and EW34
Minimum Sending fladii. without rebending, in (mm)
E Plane 17(432)
H Plane 47 (1194)
/_ Minimum Sending Radu, with rebending inches (mm)
E Plane 17(432)
H Plane 47 (1194)
Maximum T.vi$i, degrees/tnot (m) 0.5 (1.5)
Dimensions over Jacket ir/mm) 3 31 x i 90 (64.1 к 48 3;
Weight, pounds per foot (kg-'mj 1 13 (1.68)
Connectors - Flange dimensions on pages 235-236.
Type L ' W A Weight
No. in (mm) in (mm) in (mm) lb (kg)
134DE, 134DET,
134 OEP,
134 DEMI,
134 OEMP
4.3 4.3 8 0
(109) (109) (3 61
' *c;<.ai .isaMe ra-xje is tmileo tv the connecting rectangular waveguide.
Attenuation, Average Power, Group Velocity
Frequency Attenuation
GHz dB/lDOft (dB/tOOm)
Average Group
Power Velocity of
Rating, kW Propagation,%
3 tu 0.81 (2.67)
3 2v 0.78(2.55)
3.30 0.75 (2.46)
3 40 0.73 (2.38)
3 50 0.71 (2 32)
3.54 0 70'2 30)
3.60 0 69(2 27)
3.70 0.68 (2.231
3 80 0.67(2.191
3 90 0.66(2.16)
4 00 0.65(2.13)
4 <0 0.64(2.11)
4 20 0 64 ?2O9;
12.34 64 2
12.90 67.C
13 39 69.4
’3.81 71.5
14.1ft 73.4
14.31 74.13
4.51 751
14 79 "6.7
15 03 78 0
15.25 73 3
15.43 80.4
15.60 B1.5
15 73 Я2.5
Рис.4.2.16
На рис,4.2.16 приведена спецификация на эллиптический волновод типа
EWP34 производства корпорации Andrew,
На рис.4.2.17 приведены спецификации на эллиптические волноводы
типа Е 100 Cu2Y. Е 105 Cu2Y и Е 130 Cu2Y производства компании RFS.
FLEXWELL Waveguides E100 Cu 2Y, E105 Cu 2Y and E 130 Cu 2Y
Construction
Waveguide: Elliptical corrugated copper tube
Jacket Black polyethylene over a layer of polyment
Outer dimensions, approx. (mm)
Mechanical properties
Weight, approx. (kg/m)
Minimum bending radius E plane (mm)
H plane (mm)
Mmtmum drum core diameter (mm)
Maximum operating pressure (test pressure) (bar)
Maximum putting length per hoisting stocking during
instattation (m)
Recommended damp spacing normal (m)
at critical areas and bends (m)
Recommended temperature range during installation
Electrical properties
Operating frequency (GHz)
Attenuation in dB/100 m at 8,5 GHz
(Reference temperature 20°C) 9,0 GHz
9.5 GHz
10,0 GHz
10,7 GHz
1t,0 GHz
11.7 GHz
12,2 GHz
12,4 GHz
13.0 GHz
13,25 GHz
Reflection factor 8,5—10,0 GHz
10,7-11,7 GHz
tO,95-12.75 GHz
12,2-13,25 GHz
Е100 Cu 2Y Е105 Си 2Y Е130 Си 2Y
34x24 0.6 200 400 1200 0.5 (1.0) 100 0.6 0,4 -20°to + 60°C 8,5-10,0 10.4 9.5 6.9 6,4 гвс Год, 0,03 0.05 33x21 0,6 150 300 1000 0,5 (1,0) 100 0.6 0.4 -20°to + 60°C 10,7-11,7 9.2 9.1 6.9 fBQ Grex 0,02 0,03 29x19 0.4 150 300 1000 0.5 (1,0) 100 0.6 0,4 -20° to+ 60 °C 10.95-13,25 12.2 11.8 11.4 п.з 11,2 11.2 Г BQ Гт«* 0.03 0.04 0.03 0.04
r№ > 60 % peak value, tn», - absolute peak value; for explanation see page 75 - 76
The reflection facta includes the terminations and is held over their frequency band without matching.
Рис.4.2.17
В заключение данного раздела приведем краткую информацию о
фланцевых разъемах для эллиптических волноводов. Отметим, что:
. • существует достаточно большое разнообразие в конструкциях
фланцевых разъемов:
• как правило, указанные разъемы имеют выходное сечение
прямоугольной формы, что значительно упрощает соединение
эллиптического волновода с прямоугольными волноводами, с
помощью которых осуществляется внутреняя разводка:
• зачастую разъемы имеют настроечные элементы, что позволяет
оперативно решать процедуру настройки волноводов со
встроенными элементами тракта.
Один из вариантов схемы фланцевого разъема, которая в определенной
степени иллюстрирует процедуру монтажа, приведен на рнс.4.2.18'.
Рис.4.2.18
Как правило, эллиптические волноводы, поставляемые с завода-
производителя. уже имеют на одном конце фланцевый разъем. На втором
конце эллиптического волновода фланцевый разъем устанавливается
непосредственно в процессе выполнения монтажных работ. Для
облегчения работ по установке разъема в полевых условиях фирмы-
пронзводители поставляют специальные приспособления. Внешний вид
двух типов таких приспособлений приведен на рнс.4.2.19.
Рис.4.2.19
ГЛАВА 5. ДЕГИДРАТОРЫ
В этой 1 лаве приведена информация о дегидраторах, применяемых для осушки воздуха в
фидерных зрактах РРЛ.
5.1. НАЗНАЧЕНИЕ И ПРИНЦИПЫ ДЕЙСТВИЯ
ДЕГИДРАТОРОВ
Экспериментально установлено, что наличие влаги в фидерных
тр'актах приводит к значительному ухудшению их эксплуатационных
параметров: возрастают потери и ухудшается согласование. Вытеснение
из фидера влажного воздуха и его замещение сухим, как показывает
практика, является , очень эффективным способом поддержания на
надлежащем уровне эксплуатационных параметров фидерных трактов.
Устройства, с помощью которых решается эта задача, называются
дегидраторами (dehydrators). Основные части дегидратора :
• компрессор, назначением которого является создание
избыточного давления, в силу которого и происходит
циркуляция воздушного потока внутри фидера;
• агрегат по осушке влажного воздуха, поступающего из фидера.
Используются различные физические принципы, на которых
базируется работа агрегатов по осушке воздуха. Одним из наиболее
распространенных принципов является адсорбция влаги специальными
химическими составами (наиболее часто применяется силикагель).
Дегидраторы, использующие этот принцип, содержат съемные
осушительные камеры с силикагелем, которые нужно обновлять по мере
их насыщения влагой. Отработанные камеры подлежат регенерации путем
принудительной осушки. Существуют дегидраторы, “работающие” на
другом принципе. Так, дегидраторы, выпускаемые корпорацией Andrew,
используют специальные фильтры, чувствительность которых позволяет
различать чуть ли не на молекулярном уровне влагу и воздух. Схема
такого фильтра приведена на рис. 5.1.1.
Рис.5.1.1 Рис.5.1.2
Влажный воздух, вытесняемый под давлением из фидера, подается на
вход 1 и проходит через каскад мембранных фильтров 4. По мере
прохождения воздуха через фильтры его насыщение влагой уменьшается.
Осушенный воздух через выход 2 вновь поступает в фидер, а выделенная
влага удаляется через отверстия 3.
Схема дегидратора приведена на рис.5.1.2. Под действием
избыточного давления, создаваемого компрессором 1, воздух поступает в
теплообменник 2 и далее через фильтр 3. который препятствует
прохождению сравнительно больших вкраплений в воздух (например,
пыли) на вход основного фильтра 4. Осушенный воздух через разъем 6
подается в фидерный тракт, а выделенная влага накапливается в
специальном сосуще 5.
Как правило, в конструкцию дегидраторов включены ряд блоков,
выполняющих следующие функции:
• измерение текущих значений параметров дегидратора;
• сигнализация аварийного состояния;
• регулировка величин основных параметров.
5.2. ТИПОВЫЕ ТРЕБОВАНИЯ К ДЕГИДРАТОРАМ
Ниже приведены основные сведения о параметрах дегидраторов, а также
о требованиях на указанные параметры, нормируемые документом [5.1].
К параметрам дегидраторов для антенно-волноводных трактов относятся:
♦ производительность дегидратора;
♦ максимальное давление на выходе дегидратора;
♦ минимальное давление на выходе дегидратора;
♦ температура точки росы осушенного воздуха;
♦ потребляемая мощность.
Производительность дегидратора Пд (л/мин) определяет объем
осушаемого дегидратором воздуха за 1 минуту. Этот параметр не
нормируется и определяется для конкретного типа дегидратора
требованиями ТУ на данное изделие.
Максимальное давление на выходе дегидратора РМЙКС (кПа)
определяет максимальную величину' давления в антенно-волноводном
тракте. Этот параметр не нормируется и определяется для конкретного
типа дегидратора требованиями ТУ на данное изделие.
Выбор дегидратора по данному параметру для конкретного антенно-
волноводного тракта производится по формуле
Рмакс < Fnp/(2...3)S, (5.2.1)
где Fnp - предельная нагрузка (кг) на элементы антенно-волноводного
тракта, при которой может произойти механическое разрушение элемента
тракта из-за избыточного давления внутри тракта; S - площадь данного
элемента (см2). Наиболее слабыми с указанной точки зрения элементами
антенно-волноводного тракта являются герметические радиопрозрачные
вставки в тракте (например, радиопрозрачное укрытие облучателя
антенны).
Минимальное давление на выходе дегидратора РМ11Н (кПа) определяет
минимальную величину давления в антенно-волноводном тракте, при
достижении которой осуществляется включение дегидратора. Выбор
этого параметра осуществляется из условия
Рмин > Рвн.макс • (5.2.2)
где Рвнмакс - максимальное внешнее атмосферное давление.
Конкретная величина этого параметра не нормируется и определяется для
конкретного типа дегидратора требованиями ТУ на данное изделие.
Температура точки росы осушенного воздуха (°C) определяет
максимальную влажность осушаемого дегидратором воздуха. Норма на
этот параметр дегидратора задается условием
Т1р<-40°С. (5.2.3)
Допускается 10-процентное снижение этой нормы для дегидраторов с
производительностью менее 10 л/мин.
Отметим, что допускается равноправная замена этого показателя на
показатель влажности воздуха на выходе Вл (г/м3):
Вл <0,1 г/м3. (5.2.3а)
Потребляемая мощность Рпотр (Вт) определяет максимальную
потребляемую мощность во время работы дегидратора.
Конкретная величина этого параметра не нормируется и определяется для
конкретного типа дегидратора требованиями ТУ на данное изделие.
Дегидраторы, в состав которых входят электрические приборы,
должны обеспечивать допустимый уровень индустриальных помех.
Уровень индустриальных помех и радиопомех, создаваемых
оборудованием, должен соответствовать нормам [5.2], приведённым
ниже:
> квазипиковые значения несимметричного напряжения помех на
зажимах внешних цепей электропитания аппаратуры не должны
превышать значений, приведенных табл.5.2.1;
> среднее значение несимметричного напряжения помех на зажимах
внешних цепей аппаратуры не должно превышать 40 дБмкВ в полосе
частот 30 ... 100 Мгц;
> квазипиковые значения напряженности поля радиопомех не должны
превышать значений, приведённых в табл.5.2.1.
Таблица 5.2.1
Полоса частот, МГц Помехи во внешних цепях дБ относительно 1 мкВт Радиопомехи, дБ относительно 1 мкВ/м
От 0.009 до 0,15 90 - 28,9 lg(f/0,01) 60 - 20,4 lg(f/0,01)
Свыше 0,15 до 0,5 66 - 22,97 lg(f/0,15) 37 - 7.39 lg(f7O,15)
Свыше 0.5 до 6 54- 12,97 lg(f/0,5)
Свыше 6 до 30 40
Свыше 30 до 100 48 36 - 21 lg(f/30)
Свыше 100 до 1000 - 25 + 20 lg(C100)
К конструкции дегидратора предъявляются следующие требования.
Конструкция дегидратора должна обеспечить:
о сохранение технических характеристик:
• при температуре окружающей среды 0.,. +40°:
• при относительной влажности до 100% при температуре + 25°;
• после транспортировке автомобильным, железнодорожным и
воздушным транспортом без ограничения расстояния и скорости
при температуре окружающего воздуха -50...+50° и
относительной влажности 100% при температуре +25°;
о наличие регистрационных устройств, информирующих
пользователя о текущих значениях основных параметров
дегидратора;
о наличие устройств, информирующих пользователя об аварийной
ситуации в работе дегидратора;
о возможность оперативного регулирования уровней Ршм и Рмакс
(относится к дегидраторам с производительностью Пд > 10 л/мин);
о возможность подсоединения к нему устройств, обеспечивающих
возможность работы дегидратора на отдельные антенно-
волноводные тракты;
о удобный доступ к элементам, которые при эксплуатации требуют
особого контроля или замены.
Маркировка должна производиться на несъемных частях дегидратора,
доступных для обзора. Маркировка дегидратора должна быть устойчивой
в течение всего срока службы, механически прочной и не должна
смываться при эксплуатации или должна легко восстанавливаться в
процессе эксплуатации.
Срок службы дегидратора, если это не оговорено особыми условиями,
должен быть не менее 10 лет.
Дегидраторы должны удовлетворять следующим требованиям по
безопасности |5.4]:
• На блоках должны быть отчетливо нанесены предупредительные
знаки, свидетельствующие о наличии высокого напряжения.
• Все открытые токоведущие части с напряжением выше 42 В.
доступные для случайных прикосновений при эксплуатации,
должны быть закрыты щитками из электроизоляционных
. материалов.
• Болт (винт, шпилька) для заземления должен быть размещен на
аппаратуре в безопасном и удобном для подключения
заземляющего проводника месте. Возле болта должен быть
помещен нестираемый при эксплуатации знак заземления. Вокруг
болта должна быть контактная площадка для присоединения
заземляющего проводника. Площадка должна быть защищена от
коррозии и не иметь поверхностной окраски. Для присоединения
заземляющего проводника должны применяться сварные и
резьбовые соединения.
• В дегидраторе должно быть обеспечено электрическое
соединение всех доступных для прикосновения металлических
. нетоковедущих частей аппаратуры, которые могут оказаться под
напряжением, с элементами для заземления.
• Сопротивление между заземляющим болтом и каждой доступной
прикосновению металлической нетоковедущей частью
аппаратуры, которая может оказаться под напряжением, не более
0,1 Ом.
• В конструкцию дегидратора должно быть введено специальное
устройство, например в виде клапана, обеспечивающего
безаварийный режим работы дегидратора в случае отказа блока,
регулирующего выключение работы дегидратора при достижении
установленного уровня максимального давления Рмакс.
5.3. ВЗАИМОСВЯЗЬ ПАРАМЕТРОВ ДЕГИДРАТОРА С
ПАРАМЕТРАМИ АНТЕННО-ВОЛНОВОДНОГО
ТРАКТА
Приведем основные положения, устанавливающие взаимосвязь
параметров дегидратора с параметрами антенно-волноводного тракта.
1. Параметрами антенно-волноводного тракта, которые следует
учитывать при выборе конкретного типа дегидратора, являются:
1.1. Общий внутренний объем антенно-волноводного тракта У. л.
Ниже в качестве примера приведены данные о внутренних объемах
некоторых эллиптических гофрированных волноводах производства
корпорации Andrew:
• волновод типа EW17 (диапазон 1,7...2,3 ГГц) - 660 л/100 м;
• волновод типа EW20 (диапазон 2,5...2,7 ГГц) - 562 л/100 м;
• волновод типа EW28 (диапазон 2,9...3,4 ГГц) - 335 л/100 м;
• волновод типа EW34 (диапазон 3,6...4,26 ГГц) - 232 л/100 м:
• волновод типа EW63 (диапазон 6,4...7,12 ГГц) - 85 л/100 м.
1.2. Коэффициент утечки тракта чл 1/мин. Этот параметр определяет
герметичность сборки фидерного тракта. Величина у зависит от
конкретной конструкции тракта, точнее - от конкретного числа,
конфигурации и размера микрощелей, обусловленных неидеальной
герметизацией стыков соединительных фланцев между отдельными
элементами тракта, степени герметичности радиопрозрачных укрытий
тракта, например радиопрозрачного укрытия облучателя антенны, и т.п.
Следует особо отметить, что норм на этот параметр до настоящего
времени ие существует, что отрицательно сказывается на качестве
монтажа фидерных трактов.
1.3. Предельное допустимое давление внутри антенно-волноводного
тракта Рпр. кПа, Следует отметить, что этот показатель обычно
указывается в спецификациях на антенны РРЛ. Так, в спецификациях на
антенны РРЛ производства фирмы RFS указано, что избыточное
максимальное давление на облучатель не должно превышать 0,2...0,3 бар
(или 20...30 кПа). Для большинства антенн производства корпорации
Andrew аналогичный параметр не должен быть выше 35... 55 кПа.
1.4. Минимальное давление внутри антенно-волноводного тракта
РмИН.ТШ- кПа. Этот параметр не должен быть ниже максимального
внешнего атмосферного давления. В противном случае возможно
принудительное проникновение влаги в фидер из окружающего
пространства.
2. Напомним, что параметрами дегидратора, которые следует
выбирать для конкретного аитенно-волноводного тракта, являются.
2.1. Производительность дегидратора Пд, л/мин.
2.2. Максимальное давление Рмакс на выходе дегидратора, кПа.'
2.3. Минимальное давление PMim на выходе дегидратора, кПа.
3. Введем параметры, определяющие качество работы системы,
состоящей из антенно-волноводного тракта и дегидратора. Такими
параметрами могут быть:
3.1. Время х работы дегидратора, мин.
3.2. Время Т между окончанием и началом работы дегидратора, мин.
3.3. Коэффициент скважности работы дегидратора % - Т/ х.
4. Теперь определим взаимосвязь между параметрами дегидратора и
антенно-волноводного тракта. Эту взаимосвязь можно установить из
следующих соображений.
4.1. Изменение давления воздуха внутри антенно-волноводного
тракта от начального уровня Ро до текущего значения Р за время t можно
характеризовать приближенной формулой
Р(1) = Ро ехр (-у t), (5.2.4)
где v|/- коэффициент утечки.
Следовательно, временной интервал Т, во время которого давление
внутри антенно-волноводного тракта уменьшается от величины Рыако до
Рмнн. согласно (5.2.4) равен
Т = In (Рыакс / Рмии) / \|л [мин]. (5.2.5)
4.2. Объем воздуха 8V, необходимый для увеличения давления от
Рмин до Рмахс внутри антенно-волноводного тракта объемом V,
определяется формулой
5V = V (Рмакс - Р„пц;)/103. (5.2.6)
4.3. Временной интервал х, за который дегидратор с
производительностью Пд может осуществить указанное выше изменение
давления, составляет
х = 8V / Пд, [мин] (5.2.6)
или
т = V (РМакс— Рмкн) / ЮЗ Пд. (5.2.6а)
4.4. Пользуясь (5.2.5) и (5.2.6), можно определить коэффициент
скважности работы дегидратора :
% = {103 Пд In (Рмакс / Рмин)} / {V ц/ (Рыакс - Рмш,)}. (5.2.7)
Выражение (5.2.7) является основным условием, связывающим
параметры дегидратора (Пд, Рмакс и Ршш), параметры антенно-
волноводного тракта (V и ц/) и параметр системы %.
Проиллюстрируем процедуру оценки коэффициента скважности на
одном конкретном примере.
Исходные данные фидерного тракта:
1. Осушке от одного дегидратора подлежат 4 фидера, выполненных в
виде эллиптических волноводов типа EW34 (диапазон 3,6...4,26 ГГц);
длина каждого фидера составляет 100 м. Следовательно, суммарный
объем равен 928 л.
2. Коэффициенты утечки каждого фидера одинаковы и составляют
<]/= = 0,003. 1/мин.
Исходные данные дегидраторов серии МТ (производства
корпорации Andrew) сведены в табл.5.3.1.
Таблица 5.3.1
Тип дегидратора Производительность, л/ммн Максимальное давление, кПа Минимальное давление, кПа
МТ-300 8.5 55 21
МТ-600 17 55 21
МТ-1700 48 55 21
Результаты расчетов, проведенных по формулам (5.2.5)-(5.2.7),
сведены в табл.5.3.2.
Таблица 5.3.2
Тип дегидратора Т, мин 5V, л т, мин Скважность,%
МТ-300 321 306 36 8,9
МТ-600 321 306 18 17,8
МТ-1700 321 306 6,38 50
5.4. КОНСТРУКТИВНОЕ ОФОРМЛЕНИЕ ДЕГ ИДРАТОРОВ
В зависимости от схемы и выходных параметров дегидраторы имеют
различное конструктивное оформление. В качестве иллюстрации ниже
приведены варианты исполнения дегидраторов:
• рис.5.4.1 - дегидратор, содержащий
съемную осушительную камеру с
силикагелем, которую нужно обнов-
лять по мере их насыщения влагой
(тип 40525А производства корпорации
Andrew);
• рис.5.4.2 - дегидратор совместно с
монитором (1 - дегидратор; 2 -
счетчик времени работы дегидратора;
3 - индикатор давления на выходе
дегидратора; 4 - линейный монитор;
Рис. 5.4.1
5 - измеритель воздушного потока; 6 - измерители давления на
линейных выходах).
Дегидратор, показанный на рис.5.4.2, имеет 4 линейных выхода (тип
МТ300 и монитор типа ML-4A-001 производства корпорации Andrew).
Его использование целесообразно в случае, когда на станции имеется 4
раздельных фидера. Схема соединения дегидратора с фидерами приведена
на рис.5,4.3;
• рис.5.4.4 - дегидратор серии ДВ6Д производства Телеком
Пневматик. На этом рисунке вместе с фотографией дегидратора
приведена его спецификация
ТЕЛЕКОМ
пневматик ДЕГИДРАТОРЫ ВОЛНОВОДНЫЕ
С АВТОМАТИЧЕСКОЙ РЕГЕНЕРАЦИЕЙ
СЕРИИ ДВ6Д
ДЕГИДРАТОРЫ придназна* *кгны для юломатичеико! и поддержания избыточного давления
сухого воздуха в антенно-волноводных трактах радиорелейных систем передач.
При необходимости подключения нескольких волноводов дополнительно поставляются
волноводные пневматические распределители РВ2М. Р84М. Р86М.
Не требуют ежедневного обслуживания, имеют нзкий уровень шума.
По желанию заказчика могут настраиваться ня любое давление к диапазоне от 4 до 100 кПа.
Осушка воздуха осуществляется мотадом корот-
коцикловой адсорбции с автоматической
безнагревной регенерацией адсорбента.
УСЛОВИЯ ЭКСПЛУАТАЦИИ
♦ температура окружающей среды
от 0 до 40 ’С;
• относительная влажность до 80%
при температуре 25 ’С;
♦ атмосферное давление от 86.6 до
106.7 кПа {от 650 до 800 мм рт.ст.).
ВЫДАЧА ДИСТАНЦИОННЫХ
СИГНАЛОВ
ТЕХНИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
наименование показателейДВ6Д-150\ДВ6Д-200 ДВ6Д-300 ДВбДбОО
♦ л напичии/огсутствии
напряжения питания;
• о понижении давления
на выходе ниже номи-
нального значения;
ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ
ВОЗМОЖНОСТИ
• визуальный контроль ве-
личины давления, расхо-
да и влажности подавае-
мого в волноводы возду-
ха;
• защита двигателя от
перегрузки.
* наличие махани-юскот о
предохранительного
клапана;
Рис. 5.4.4
Рис.5.4.5 . Рис.5.4.6
• рис.5.4.5 и 5.4.6 - статические осушители (тип SD-001 и тип
SD-OO2 соответственно производства корпорации Andrew).
ГЛАВА 6. ПАССИВНЫЕ РЕТРАНСЛЯТОРЫ
Приведена достаточно полная информация о пассивных ретрансляторах, применение кото-
рых значительно расширяет возможности построения радиорелейных линий, а в ряде случа-
ев (в основном речь идет о горных районах или о силыюнересеченной местности) является,
по сути дела, единственным техническим решением но организации связи радиорелейными
средствами. Рассмотрены основные тины используемых пассивных ретрансляторов. Приве-
дены их схемные решения, проанализированы электрические параметры, даны рекоменда-
ции по применению.
6.1. ПАССИВНЫЕ РЕТРАНСЛЯТОРЫ ЗЕРКАЛЬНОГО
ТИПА
6.1.1. Основные схемные решения
Пассивные ретрансляторы зеркального типа представляют собой
плоские металлические отражатели, предназначенные для целенаправ-
ленного переотражения потока энергии.
Существуют два основных схемных решения по построению
ретрансляторов зеркального типа:
• одиночный ретранслятор;
• система из двух ретрансляторов.
Одиночный ретранслятор используется для построения пролета РРЛ,
когда: '
> между станциями Ст. 1 и Ст. 2 нет прямой видимости;
> между пунктом размещения ретранслятора и обеими станциями Ст. 1
и Ст. 2 существует прямая видимость;
> угол переотражения у (рис.6.1.1) сравнительно мал; обычно значения
угла переотражения у не превышают 90... 110°.
Рнс.6.1.1
Энергетические соотношения на пролете РРЛ с пассивным отражателем
выглядят следующим образом:
• если Pi - мощность, излучаемая антенной А|. усиление которой рав-
но Gi, то плотность мощности в окрестности ретранслятора равна
р, =₽, GiMTuR2,.,,: (6.1.1)
• мощность, перехватываемая ретранслятором,
Ррет~ Р1 $рет. эфф- (6.1.2)
где S рет эфф ~ эффективная поверхность переотражения ретранслятора,
равная
SpeT эфф = S COS (Yi-2/2), (6.1.3)
где S- площадь ретранслятора;
• плотность мощности, переизлученной ретранслятором в окрестности
антенны А2,
р2 = Ррет GpeV 47rR22.p; (6.1.4)
• мощность на выходе антенны А2. имеющей эффективную поверх-
ность S2 эфф
?2= Р2 S2 эфф. . (6.1.5)
Используя соотношения (6.1.1) - (6.1.5), а также определение усиления
антенны в виде
G = 4л S эфф /
получаем, что отношение мощностей
ц = P2ZP|= G,G2 S' pei эфф / (4л Ri-pRbp)2, (6.1.6)
Выражение (6.1.6) можно представить и в другой форме:
И = G, G2 (V4tt R,.р)2 (Sper эфф/ X R2-p)2 (6.1.7)
Учитывая, что соотношение
Lo = (Х/4л R, .р)2 (6.1.8)
известно в теории распространения радиоволн [6.1] как основные потери
передачи в свободном пространстве, а соотношение
Рфр=ак2.р)°’5 (6.1.9)
определяет радиус первой зоны Френеля для расстояния между ретранс-
лятором и активной станцией Ст.2, то для ретранслятора с квадратной
формой переизлучающего раскрыва, имеющего линейный размер А, по-
лучим
р, = G)G2 Lo (А/рфр)4. (6.1.10)
Приведенные соотношения справедливы лишь только в том случае,
когда ретранслятор находится в так называемой дальней зоне относитель-
но антенн обех станций Ст.1 и Ст. 2. Это условие, связывающее расстоя-
ние R].p (или R2.p) между пассивным ретранслятором и активными стан-
циями, диаметр используемой антеииы Р) иа станции Ст.1 (или D2 на
станции Ст. 2), а также геометрический размер А ретранслятора, выглядит
следующим образом:
Rbp > 2(D,+A)2/ X и R2.p> 2(D,+A)2/ X. (6.1.11)
Следует отметить, что, как показывает практика проектирования
пролетов РРЛ с пассивными ретрансляторами, одновременное невыпол-
нение условий (6.1.11) для обеих длин полупролетов интервала РРЛ не
имеет места. Поэтому если и не реализовывается условие размещения
ретранслятора в дальней зоне, то это имеет место только для одного из
полупролетов, которому далее будем приписывать расстояние R2.p.
Поэтому считаем, что
Ri.p > 2(D]+A)2/ X и R2.p< 2(Di+A)2/ к (6.1.12)
а отношение мощностей
И = Р2/Р1= G^j^TiRj-p^ocn, (6.1.13)
где значение <х„ приведено в графической форме на рис.6.1.2. Здесь ис-
пользованы следующие представления для параметров m и q:
m = TiXd/4a2; (6.1.14)
q=D(7i/4a2)0,5. (6.1.15)
Следует обратить внимание на следующее обстоятельство: для значений
параметра т, лежащих в интервале 0,2...0,5, и значений параметра q, ле-
жащих в интервале 0,2... 0,6, величина <х„ больше нуля.
♦а а,, дБ
0,1
0,5 0,7 1,0
m
Рис.6.1.2
Система из двух ретрансляторов (рис.6.1.3 и 6.1.4) используется для
построения пролета РРЛ. когда:
> между станциями Ст. 1 и Ст.2 нет прямой видимости;
> между пунктом размещения ретрансляторов и обеими станциями Ст.1
и Ст.2 существует прямая видимость:
> угол переотражения у велик и превышает 90... 110°.
Рис.6.1.4
Отметим, что схема двухзеркального ретранслятора, показанного на
рис.6.1.3, получила название Z-конфигурации. а схема на рис.6.1.4 - А-
конфигурации. Отметим также, что эффективная площадь двухзеркально-
го ретранслятора определяется соотношением
S;,M, =' S cos |макс(уьу;)].
(6.1.16)
Энергетические соотношения на пролете РРЛ с ретранслятором, вы-
полненным по двухзеркальной схеме, определяются формулой
ц Р.УР|= G|(i? (Х/4л R|.p)"
(6.1.17)
где коэффициент передачи энергии между зеркалами ретранслятора.
График зависимости и от параметров -q и с приведен на рис.6.1.5.
Параметры г) и а связаны с геометрическими параметрами двухзеркаль-
ного ретранслятора следующими соотношениями
т) = 2dV S3W,.
(6.1.18)
& МИКС /S
эфф мин
(6.1.19)
где d - расстояние между центрами зеркал. S3<M>. М11КС(5;,фф мин) - большая
(меньшая) эффективная площадь зеркала ретранслятора; X-длина волны.
В случае, когда величина параметра г) достаточно велика и графики
на рис.6.1.5 не позволяют определить величину коэффициента передачи
энергии между зеркалами ретранслятора, т.е. когда е <-10 дБ, следует
воспользоваться формулой
г. = -20 Ig[(Ri.рR-2-рRiр-2РV) /(R].P+ R?.p+ Rip.2P) S3,Mlir 5Эфф2|)], (6.1.20)
где R|.p- расстояние от Ст. 1 до первого зеркала ретранслятора; R2.p- рас-
стояние от Ст.2 до второго ретранслятора; Rip.2P- расстояние между' зер-
калами ретранслятора; S^iptS^^p) - эффективная площадь первого (вто-
рого) .зеркала ретранслятора.
Приведем несколько примеров конкретного проектирования проле-
та РРЛ с пассивным ретранслятором зеркального типа.
Пример 1. Схема пролета с использованием однозеркального ретрансля-
тора показана на рис. 6.1.6, а собственно пассивный ретранслятор квад-
ратной формы площадью 8 м2- на рис.6.1.7. Энергетические характери-
стики для данного пролета, где используется радиорелейное оборудова-
ние на частоте 13 ГГц, выглядят следующим образом :
Lo= (Х/4тс Ri-p)2= - 135,9 дБ; ап = -13,4 дБ.
Учитывая, что на пролете используются одинаковые антенны диаметром
3 м, которые реализуют усиление по 49,0 дБ, получаем, что отношение
|i - Pj / Pj= -51,3 дБ. Если же учесть дополнительные потери в антенных
трактах на активных станциях, равные в данном случае 5,4 дБ, то перепад
между мощностью передатчика Ст.1 и мощностью на входе приемника
Ст.2 составит р'= -56,7 дБ.
Станция!
Рис.6.1.6
Пример 2. Схема пролета с использованием двухзеркального ретрансля-
тора Д-конфигурации показана на рис. 6.1.8, а пассивный ретранслятор с
двумя зеркалами квадратной формы площадью 36 м2- на рис.6.1.9. Энер-
гетические характеристики для данного пролета, где используется радио-
релейное оборудование на частоте 13 ГГц, выглядят следующим образом:
L0=(V4nR1.p)2=-141,7 дБ; а„ = -3,2 дБ; е=-1,0 дБ.
Учитывая, что иа пролете используются одинаковые антенны диаметром
3 м, которые реализуют усиление по 49,0 дБ, получим, что отношение ц =
Р2 / Pi =-47,9 дБ. Если же учесть дополнительные потери в антенных трак-
тах на активных станциях, равные в данном случае 12,6 дБ, то перепад
между мощностью передатчика Ст.1 н мощностью на входе приемника
Ст.2 составит |Г= -60,5 дБ.
Рис.6.1.8 Рис.6.1.9
Пример 3. Схема пролета с использованием даухзеркального ретрансля-
тора Z-конфигурации показана на рис.6.1.10, а один из ретрансляторов
квадратной формы площадью 68 м2 - на рис.6.1.11. Энергетические ха-
рактеристики для данного пролета, где используется радиорелейное обо-
рудование на частоте 2,4 ГГц, выглядят следующим образом:
Lo= (А/4л R, _р)2= -121,2 дБ; ап = 4 дБ; ё= -24,8 дБ.
Учитывая, что на пролете используются одинаковые антенны диаметром
3 м, которые реализуют усиление по 35,0 дБ, получим, что отношение ц =
Р2/Р,=-72,0 дБ.
Рис.6.1.10 Рис.6.1.11
Если же учесть дополнительные потери в антенных трактах на актив-
ных станциях, равные в данном случае 4,8 дБ, то перепад между мощно-
стью передатчика Ст.1 и мощностью на входе приемника Ст. 2 составит
ц'=76,8 дБ.
6.1.2. Характеристики переизлучения пассивных
ретрансляторов
Для одиночного пассивного ретранслятора характеристики пере-
излучения достаточно просто получить, используя метод физической оп-
тики (или токовый метод). Обратимся к рис.6.1.12, где:
♦ точка Q с координатами [Ro, 0о, фо] - источник первичного элек-
тромагнитного излучения;
♦ точка М с координатами [х, у, 0] - текущая точка интегрирова-
ния на поверхности ретранслятора S;
♦ точка Р с координатами [R, 0, ф] - точка наблюдения.
Интенсивность поля в точке М определяется интегральным эффек-
том переизлучения тока j(x,y), наведенного первичным источником Q на
поверхности ретранслятора S:
Ем = J j(x,y) exp [ik (г0+г)] dS.
5
(6.1.21)
Представим значения координат всех трех точек Q, М и Р в декарто-
вой системе:
точка Q:
х(= Rq sin0o соБфо; у,= Ro sin0o snKp0; zi= Ro cos0o;
точка M:
x2=x; y2=y: z2=0;
точка Р:
ху= R sin0 coscp; y3= R sinO sincp; z3= R cos0.
Тогда расстояния г0 и г соответственно равны
Г(, = ((Х1-Х2)2 + (yi -y2)2+(Z|-Z.2)2]0’- =
= [Ro2 -2 Rq sin0o (у sin<p0 + x coscp,,) + y2+x2]0,5; (6.1.22)
r = |(X3-X2)2+ (Уз'-У2)2+(/3-/:;)2|',5=
= [R2-2 R sin0 (y sincp +.x coscp) + y2+x2J0,5. (6.1.23)
При условии, что источник Q находится на таком расстоянии от по-
верхности ретранслятора, что возбуждаемая им электромагнитная волна
является плоской, т.е. при условии, что R0»LMaKC. где Ьмакс- максималь-
ный линейный размер ретранслятора, соотношение (6.1.22) принимает вид
г0 = Ro-sin0o (у sincpo +х coscpo).
(6.1.24)
При аналогичном условии для расстояния от ретранслятора до точки
Р. т.е. при условии, что R»LMakC. имеем
R = R-sin0 (у sincp +х coscp).
(6.1.25)
Таким образом, суммарное расстояние от точки Q до точки М и от точки
М до точки Р
Rv = г0+г= Ri+ R-x(coscpn sin0o+ coscp sin0) -
- y(sincp0 sin0o+ sincp sinO).
(6.1.26)
Учитывая соотношение (6.1.26), а также принимая во внимание то об-
стоятельство, что амплитуда тока j(x,y) постоянна по всей поверхности
ретранслятора, контур которого задан в виде прямоугольника со сторо-
нами -х0< х < х0 и -у0< у < Уо. перепишем интеграл (6.1.21) в виде
хо уо
Ем = exp[ik(Ro+ R)] J j exp{ik [x(coscp0 sin0o+ coscp sin0) +
-xo -yo
+ y(coscpo sin0o+ coscp sin0)] }dxdy. (6.1.27)
Интеграл (6.1.27) легко вычисляется. Отбрасывая постоянные мно-
жители, не зависящие от координат точек Q и Р, имеем
F(cp0. б,,, ср. 0)= {[sinkxpxl / |kxpj}{[sin куру.] / [куру|}, (6.1.28)
где
щ = coscpo sin0o+ coscp sin0:
(6.1.29a)
Hv= siittpo sin0o+ sincp sin0. (6.1.296)
Из соотношений (6.1.29) легко можно установить взаимосвязь между
угловыми координатами точек Q и Р. при которой реализуется максимум
функции F(<p0. 0о. <р, 0). Известно, что максимум функции sinx / X соответ-
ствует значению аргумента х = 0. Следовательно, условия одновременно-
го выполнения требований
цх=Оиру=О (6.1.30)
являются одновременно условиями выполнения требований
ф = фо+л, и 0 =0о. (6.1.31)
Последние соотношения имеют ясную физическую интерпретацию.
Точнее - это есть не что иное, как математическая формулировка основ-
ного закона отражения, известного как закона Снеллиуса:
=> падающий луч, отраженный луч и нормаль к поверхности отражения находятся в
одной плоскости;
=> угол падения равен углу отражения.
Рассмотрим один частный случай падения плоской волны на
ретранслятор, а именно: <ро = 0. В этой ситуации, учитывая, что согласно
(6.1.3 Г) ф = л, получим
цх= sin0o-sin0; (6.1.32)
а диаграмма направленности ретранслятора в плоскости X0Z имеет вид
F(0O,0)= sin [kx (sinpQ—sin0)] I kx (sin0o-sin0). (6.1.33)
Полученное выражение, определяющее ДН ретранслятора с прямо-
угольной формой раскрыва, адекватно представлению для ДН линейного
источника, имеющего:
• равномерное амплитудное распределение;
• линейное фазовое распределение.
Диаграмма направленности такого ретранслятора имеет интеграль-
ное представление
хо
F(0O,0) = J expfikx(sin0o - sin0)]dx. (6.1.34)
~хо
в общем случае, когда контур раскрыва ретранслятора определен функ-
цией а (х), ДН переотраженного поля имеет интегральное представление
F(0o,e)= J a(x)exp[ikx(sin0o - sin6)]dx. (6.1.35)
-хо
Нетрудно уяснить, что видоизменение контура ретранслятора является
простейшим, но весьма эффективным способом управления формой ДН.
В качестве иллюстрации к ска-
занному на рис.6.1.13 приведены
ДН для трех типов конфигураций
поверхности ретранслятора при
фронтальном падении на него
первичной волны, т.е. при 0о=О°
(6.1]. Еще одной иллюстрацией
может служить графический ма-
териал на рис.6.1.14. Здесь при-
ведены огибающие ДН ретранс-
лятора, конфигурация которого
показана в правой верхней части
рисунка.
F(u), дБ
0 5 10 15 20 и
Рис.6.1.14
Из анализа данных, приведенных на рис.6.1.14, следует, что чем
больше конфигурация ретранслятора отличается от прямоугольной, что
происходит с уменьшением значения параметра t, тем ниже уровень оги-
бающей ДН переизлученного поля. Самый низкий уровень огибающей
ДН соответствует значению I = 0, когда трапециевидная форма ретранс-
лятора полностью трансформируется в ромбическую.
Следует обратить внимание еще на одно обстоятельство. При малых
значениях угла падения 90 форма ДН переотраженного поля остается
практически симметричной относительно максимума ДН. Однако сказан-
ное становится несправедливым при увеличении угла падения. Это об-
стоятельство наглядно иллюстрируется графиками на рис.6.1.15. Здесь
приведены ДН переизлученного поля ретранслятора ромбической формы:
♦ штриховая линия соответствует ДН при фронтальном падении
первичного поля, т.е. когда 0О = 0°. ДН имеет симметричную
форму относительно максимума;
♦ сплошная линия соответствует ДН при падении первичного по-
ля под утлом 9о=6О°. ДН имеет ярко выраженную асимметрич-
ную форму относительно максимума.
Рис.6.1.15
Еще раз остановим внимание на весьма важном выводе о том, что:
=> изменением формы контура ретранслятора можно видоизменять форму
ДН переизлученного ретрансляторам поля
Это обстоятельство можно рационально использовать в двух весьма
полезных с точки зрения практического приложения направлениях, а
именно для:
♦ повышения помехозащищенности;
♦ повышения устойчивости уровня сигнала на пролете РРЛ с пас-
сивным ретранслятором.
Вначале о возможности повышения помехозащищенности ретранслято-
ра. Здесь следует говорить о двух аспектах этой проблемы:
• об интегральном повышении помехозащищенности ретранслятора,
что достигается общим снижением уровня бокового излучения;
• о повышении помехозащищенности ретранслятора по детерминиро-
ванным угловым направлениям, что достигается снижением уровня
излучения по детерминированным угловым направлениям.
Техническая реализация первого из указанных аспектов уже частично
рассматривалась выше (рис.6.1.13 иб.1.14) и сводится к конструированию
такого профиля ретранслятора, у которого для угловых точек как сама
функция а (х), так и ее первые производные а'(х), а''(х) равны нулю.
Поэтому более подробно остановимся на втором аспекте проблемы.
По сути дела, снижение уровня бокового излучения ретранслятора в не-
которой заданной угловой области сводится к задаче синтеза формы кон-
тура раскрыва, при котором наилучшим способом реализуется данная ча-
стная проблема. Следует отметить, что такую задачу можно решать по
крайне мере двумя различными способами:
=> путем синтезирования гладкого контура ретранслятора;
=> путем синтезирования контура ретранслятора в виде линейно-
ломаной функции.
Второй путь оказывается более технологичным. Поэтому остановимся на
поиске решения по его реализации. Произвольный профиль контура в ви-
де линейно-ломаной функции приведен на рис.6.1.16. Для такого случая
задания контура раскрыва согласно [6.2] диаграмма направленности имеет
ВИД
F(u)= (1/u2) [Др а'(хр) +i и Дра(хр)] exp(iuxp), (6.1.36)
р=|
где п - число точек разрыва или излома функции а (х); Дра (хр) - скачок
функции а(х) в точке х = хр; Др а'(хр) - скачок первой производной функ-
ции а(х) в точке х = хр; п=2л sinO/X.
Следует подчеркнуть, что соотношение (6.1.36) имеет достаточно яс-
ную физическую интерпретацию:
=> виртуальными источниками излучения эквивалентного линейного раскрыва
являются точки как с разрывом функции а (х), так и ее изломом.
Отметим, что наиболее интересным с практической точки зрения яв-
ляется случай выполнения ретранслятора в виде набора прямоугольных
панелей. При этом функция а(х) имеет ступенчатую форму.
Для такой формы задания функции а(х) ДН имеет вид
F(u) = |sin(u/2n)] apCos{||(2p-l)/2n]-l]u}, (6.1.37)
где n-число ступенек; а„-высота р-й ступеньки.
Приведем один пример практической реализации такого ретрансля-
тора. Пусть необходимо минимизировать мощность бокового излучения в
секторе 7<и<15. При выполнении ретранслятора в виде набора из восьми
прямоугольных панелей со следующими размерами: ai=a8=0,0682;
а2=а7=0,2982; а3=а<;=0,6675 и а4=а5=0,9661-диаграмма направленности
ретранслятора будет иметь вид, показанный на рис.6.1.17. Действительно,
в секторе 7<и<15 уровень излучения ниже минус 60 дБ.
Рис.6.1.18 Рис.6.1.19
Следует обратить внимание на одну крайне важную особенность вы-
полнения ретранслятора в виде набора прямоугольных панелей:
ДН такого ретранслятора согласно (6,1.37) зависит только от высоты ка-
пелей и не зависит ат взаимного расположения панелей.
Сказанное проиллюстрируем на примере ретранслятора, состоящего
из четырех панелей и изображенного на рис.6.1.18. ДН ретранслятора в
плоскости X0Z идентичны как при выполнении конфигурации, указанной
в верхней части рисунка, так и для конфигурации, показанной в нижней
части. Однако для плоскости ц. составляющей с плоскостью X0Z угол а,
ДН будут принципиально разными, так как для этой плоскости будут
принципиально' разными амплитудные функции возбуждения эквивалент-
ного линейного источника.
Отсюда вполне логичен вывод о том, что:
=> дополнительная степень свободы, связанная с возможностью взаимного пе-
ремещения панелей ретранслятора без изменения направленных свойств
ретранслятора в одной плоскости, может быть использована для повыше-
ния помехозащищенности ретранслятора в какой-либо дополнительной
плоскости.
Проиллюстрируем это положение на примере ретранслятора, содер-
жащего 8 прямоугольных панелей. Конфигурация такого ретранслятора
показана в верхней части рис. 6.1.19. ДН ретранслятора в плоскости X0Z
приведена на рис.6.1.17. Видно, что низкий уровень соответствует сектору
7<и<17 (или 1,15°<9<2,5°). ДН ретранслятора в плоскости ц, составляю-
щей с плоскостью X0Z угол а=30°, приведена на рис.6.1.19. Видно, что в
секторе от 2 до 4° уровень излучения не превышает уровень минус 40 дБ.
Следовательно, планируемый результат, а именно - подавление излуче-
ние в двух плоскостях, достигнут. Отметим, что методы решения дайной
дачи могут быть различными. В частности, приведенное решение полу-
:но методом градиентного спуска.
Теперь перейдем к рассмотрению возможности повьпиения устой-
ieocmu сигнала на пролете РРЛ с ретранслятором. Кратко напомним,
(Ким образом влияет форма ДН антенного устройства на устойчивость
|язи на пролете РРЛ:
• форма ДН антенного устройства сказывается в основном на за-
мираниях сигнала, обусловленных рефракционными эффектами;
• рефракционный эффект сводится к изменению угла распростра-
нения луча на пролете РРЛ;
• изменение угла распространения на трассе РРЛ эквивалентно
изменению угловой ориентации ДН передающей антенны. Дело
в том, что при рефракции на приемную антенну станции-
корреспондента ориентирован уже не максимум ДН передающей
антенны;
• очевидно, что чем длиннее пролет РРЛ или чем уже ДН пере-
дающей антенны, тем сильнее сказывается эффект рефракции;
• эффект рефракции приводит к йаибольшим неприятностям в той
ситуации, когда направлению на станцию-корреспондента соот-
ветствует нуль ДН (или глубокий провал ДН) передающей ан-
тенны;
• очевидно, что указанные эффекты относятся не только к пере-
дающей, но и к приемной антенне пролета РРЛ. Поэтому наи-
худшая ситуация возникает в том случае, когда ДН обеих антенн
станций-корреспондентов ориентированы друг на друга своими
“нулями”.
Следует отметить еще два обстоятельства:
♦ линейные размеры ретрансляторов, как правило, значительно превы-
шают линейные размеры активных антенн. Поэтому отрицательные
свойства рефракционных явлений на пролетах РРЛ с пассивными
ретрансляторами будут предопределяться характеристиками излуче-
ния именно ретрансляторов;
♦ так как наиболее сильно сказываются рефракционные явления в вер-
тикальной плоскости, то именно от характеристик излучения
ретранслятора в вертикальной плоскости во многом зависят парамет-
ры устойчивости сигнала на пролете РРЛ с пассивным ретранслято-
ром.
Проанализировав сказанное, можно прийти к достаточно очевидному вы-
воду о том, что:
Аля повышения устойчивости сигнала на пролете РРЛ с пассивными ретрансля-
торами следует принять необходимые меры для “заплывания нулей” ДН ретранс-
лятора в вертикальной плоскости;
=> эти меры не должны в сильной мере сказываться на основной характеристике
ретранслятора - его усилении.
Ниже приведены несколько технических решений по конструкции
пассивных ретрансляторов, которые решают обе задачи, сформулирован-:
ные выше. Первая схема выполнения ретранслятора указанного типа при-
ведена на рис.6,1.20. Профиль ретранслятора в вертикальной плоскости:
представляет собой неравнобедренный треугольник. Диаграммы направ-’
ленности ретранслятора в вертикальной плоскости приведены на'
рис.6.1.21. ДН разнятся между собой значениями параметра т|. Из привей
денных графиков видно, что при т| = 0, что соответствует профилю»]
ретранслятора в виде равнобедренного треугольника, для значений и,]
примыкающих к и = 6, наблюдается “глубокий нуль” в диаграмме направ-j
ленности. При г] = 0,3 наблюдается “заплывание нуля” для указанной об-;
ласти параметра и, однако здесь “глубокий нуль” в диаграмме направлен-]
ности соответствует и = 8.
F(u), дБ
Наилучший результат для рассматриваемого профиля ретранслятора
соответствует значению т| = 0,2. Здесь ’’заплывание нулей” ДН происхо-
дит на уровне минус 30 дБ. Этот результат означает, что при использова-
нии ретранслятора рассматриваемого профиля глубина фединга из-за
рефракционных эффектов на пролете не будет ниже уровня минус 30 дБ.
Предварительный вывод из приведенных графиков:
— чем асимметричнее распределение а (х), тем лучше планируемый результат (в
смысле "заплывания" нулей).
Теперь напомним, что боковое излучение антенн апертурного типа, к
которым и относятся зеркальные ретрансляторы, определяются уровнем
возбуждения края апертуры. Поэтому следует ожидать, что асимметрич-
ное распределение функции а (х) на краях апертуры приведет к лучшему
результату. Действительно, для конфигурации ретранслятора, показанно-
го на рис.6.1.22 при r| = 1, когда а(1) = 1 и а(-1) = 0, ’’заплывание” нулей
ДН для направления и=3...5 происходит на уровне минус 15 дБ
(рис.6.1.23). '
Рис.6.1.22
Рис.6.1.23
Этот результат означает, что при использовании ретранслятора рас-
сматриваемого профиля глубина фединга из-за рефракционных эффектов
на пролете нс будет ниже уровня минус 15 дБ. Таким образом, подтвер-
жден вывод о том, что
=> асимметричное выполнение профиля ретранслятора, когда один из его краев в
вертикальной плоскости имеет конечный размер, а другой - пулевой, приводит к
планируемому результату (в смысле “заплывания нулей” диаграммы направленно-
сти).
Следует подчеркнуть еще одно обстоятельство: в рассмотренных
выше примерах использовалось только целенаправленное изменение вида
амплитудного распределения а (х) эквивалентного линейного источника.
Другими словами, решение проблемы “заплывания нулей” ДН произво-
дилось только путем видоизменения контура плоского ретранслятора. Те-
перь для достижения той же цели рассмотрим другой способ, а именно
целенаправленное видоизменение фазового распределения на поверхно-
сти ретранслятора.
Дальнейшее рассмотрение ограничим двумя условиями:
♦ прямоугольная форма ретранслятора, что диктуется технологи-
ческой целесообразностью построения ретранслятора в виде на-
бора прямоугольных панелей;
♦ фазовая функция по раскрыву ретранслятора задается ступенча-
той формой, что диктуется простотой практической реализации.
На рис. 6.1.24 приведена одна из возможных реализаций скачкообразного
изменения фазовой функции ц/(у) на поверхности ретранслятора: фаза на
крайних частях ретранслятора (—1<у<—т| и т]<У<1) равна ц/=л/2, а в цен-
тральной части (-т|<у<т|) фаза \(/=0.
На рис.6.1.25 приведены графики направленных свойств ретрансля-
тора при различных значениях параметра т|. Из приведенных графиков
видно, что при г) = 0,5 “заплывание нулей” ДН для направления и=3...5
происходит на уровне минус 8 дБ.
292
Здесь необходимо сделать два замечания:
♦ из-за того, что не вся поверхность ретранслятора рассматриваемого
профиля имеет однородную фазу, усиление ретранслятора ниже, чем
для синфазного ретранслятора (?] = 1). Зависимости падения усиления
т) приведены в табл. 6.1.1;
♦ практическая реализация скачкообразного изменения фазы на
ретрансляторе очень легко реализуется путем выдвижения панелей на
высоту Дг = (Xcos§)/8, где /, - длина волны; 5 - половинное значение
угла ретрансляции в вертикальной плоскости.
Таблица 6.1.1
л 0 0,1/0,9 0,2/0,8 0,3/0,7 0,4/0,6 0,5
AG, дБ 0 0,1 1,7 2,3 2,8 3
С учетом данных, приведенных в табл. 6.1.1 и касающихся использо-
вания ретранслятора рассматриваемого типа при г] = 0,5, имеем:
• при обычных условиях распространения уровень сигнала на
пролете будет ниже на 3 дБ по сравнению с использованием син-
фазного ретранслятора той же площади;
• глубина фединга из-за рефракционных эффектов на пролете не
будет ниже уровня минус 11 дБ.
Для того чтобы иметь общую картину о влиянии формы ДН ретранс-
лятора на устойчивость сигнала на пролете, когда замирания сигнала
происходят ие только из-за рефракционных эффектов, можно воспользо-
ваться результатами работы [1.3]. В этой работе принята двухфакториая
модель описания сигнала и = х у, в которой первый фактор учитывает
влияние многолучевого распространения, а второй - условия рефракции в
вертикальной плоскости. Полагая, что:
• согласно (1.4.20) плотность распределения х задается в виде
Pi(x) = 0 прих<0 и x>xj;
P](x) = (а/2) (fopi(ax)] / [fop2(a)] при 0<х<Хь (6.1.38)
• закон распределения углов прихода на трассе считается нормальным:
р2(0) = (2/стел0’5) ехр(-02/ое2); (6.1-39)
• диаграмма направленности ретранслятора имеет вид
у(0) = (1-Д) ехр(-02/02,)+ Д, (6.1.40)
где О] определяет ширину основного лепестка, а Д-уровень пьедеста-
ла.
• Следовательно, плотность распределения случайной величины у име-
ет вид
рз(у) = 0 приу>1 и у<Д;
рз(у) = {Ь(1-Д)ехр(Ь:)<}/л(у-Д)г0'5 при Д<у<1, (6.1.41)
где z = -In [(у—Д)) / (1 -Д)], b = 0] /сте - характерный параметр задачи.
При данных условиях интегральный закон распределения уровня
сигнала и имеет вид
i. 1
' 1-[2Ь/(2л)°-3] |
О
W(u) = <
exp(b2z2){ l-[fop2z]/2fop2a.}dz;
(6.1.42)
< [(%)'0Sb/fop2a] J exp(b2z2) (fop2z)dz.
о
Проиллюстрируем полученный результат на примере пролета РРЛ с
пассивным ретранслятором, отстоящим от активной станции на расстоя-
нии 35 км, при работе на частоте 11 ГГц. Для этих условий параметр а=
-7. Полагая, что характерный параметр задачи Ь=1, т.е. полагая, что ши-
рина ДН ретранслятора в вертикальной плоскости равна дисперсии угла
прихода волны из-за рефракционных эффектов на пролете, получаем для
различных уровней пьедестала Д=0...0,3 интегральные распределения
Рис.6.1.26
уровня сигнала, приве-
денные на рис.6.1.26.
Данные, приведенные на
рис.6.1.26, показывают:
• уровень пьедестала
ДН существенно
сказывается на ус-
тойчивости сигнала,
особенно при малых
его уровнях;
• изгиб в кривой ус-
тойчивости проис-
ходит при Д®п.
Следует отметить, что данный анализ относится к пролету РРЛ с
пассивным ретранслятором, когда суммарная устойчивость сигнала опре-
деляется его поведением только на одном полупролете. Эта ситуация аде-
кватна случаю, когда пассивный ретранслятор находится в непосредст-
венной близости к одной из активных станций. Более общий случай ана-
лиза вопроса о результирующей устойчивости сигнала на пролете РРЛ с
пассивным ретранслятором, когда учитывается устойчивость сигнала на
обоих полупролетах, приведен в [6.4].
Заканчивая рассмотрение характеристик переизлучения одиночного
ретранслятора зеркального типа, следует обратить внимание еще на три
обстоятельства.
Первое. На характеристики переизлучения ретранслятора зеркального
типа будут влиять переизлучающие свойства подставки под ретранслятор.
Привести общие формулы для описания характеристик переизлучения
подставки не представляется возможным хотя бы ввиду достаточного
многообразия конструктивного выполнения подставок. Тем не менее,
можно привести некоторые основные представления по данной
проблематике:
♦ наибольший вклад в поле переизлучения вносят плоские и самые
большие по площади элементы конструкции подставок. Если So -
площадь указанного элемента конструкции подставки, a Sper -пло-
щадь ретранслятора, то максимальный уровень переизлученного под-
ставкой поля, обусловленного наличием рассматриваемого элемента,
будет на 2Olg(So / Sper) дБ меньше уровня основного лепестка ДН
ретранслятора;
♦ ДН переизлученного поля, обусловленного влиянием подставки, но-
сит, как правило, статистический характер. Средний уровень это поля
будет на 101g(Snoa А.2/ 2л S2peT) дБ меньше уровня основного лепестка
ДН ретранслятора, где 8под-площадь элементов подставки, проеци-
руемых на плоскость, перпендикулярную направлению прихода па-
дающей волны; л - длина волны.
Второе. Вклад в переизлученное поле будут вносить и участки местно-
сти, где расположен ретранслятор:
♦ негативное влияние этого механизма переизлучения усугубляется тем
обстоятельством, что основное переизлученное поле от ретранслятора
и локальные поля переизлучения от неровностей местности могут
иметь значительный временной сдвиг. Поэтому фоновое перензлуче-
ние местности следует рассматривать как попутные потоки;
♦ допустимый уровень мощности этих попутных потоков определяется
двумя факторами:
• скоростью передаваемого информационного сообщения;
• уровнем мощности основного переотраженного от ретранслятора
сигнала;
♦ способ определения мощности попутных потоков, обусловленных
переотражением от местных предметов или участков местности, опи-
сан в [6.8];
♦ реальными способами снижения негативного влияния переотражения
местных предметов (или участков местности) являются:
• грамотное проектирование трассы РРЛ с использованием
ретрансляторов;
• увеличение усиления ретранслятора, что достигается увеличени-
ем его размеров.
Третье. Наличие в поле плоской падающей волны плоского ретранслято-
ра, нормаль к поверхности которого составляет угол р к направлению па-
дающей волны, приводит помимо образования плоского фронта переот-
раженнон волны к появлению еще одного направленного источника излу-
чения. Механизм образования этого излучения поясняется рис.6.1.27.
Плоская волна, отраженная от ра-
бочей поверхности ретранслятора,
создает направленное излучение,
характеризуемое диаграммой на-
правленности ДН]. Вторая волна,
характеризуемая направленностью
ДН2, создается из-за эффекта зате-
нения части фронта основной пло-
ской волны ретранслятором. Мак-
симум этой волны совпадает с на-
правлением плоской волны.
Рис. 6.1.27
Теперь перейдем к рассмотрению направленных свойств двухзер-
кального ретранслятора.
Рис.6.1.29
Надо сразу сказать, что направленные свойства двухзеркального
ретранслятора во многом определяются направленными свойствами одно-
зеркального ретранслятора. Отличия, свойственные именно двухзеркаль-
ной схеме, поясняются рис. 6.1.28 и 6.1.29.
На этих рисунках использованы следующие обозначения:
• ДН] -направленные свойства волны, отраженной от ретранслятора 1
и дифрагированной на краях ретранслятора 2;
• ДН2 - направленные свойства волны, образованной затенением части
фронта плоской волны ретранслятором 1;
• ДН3- направленные свойства волны, отраженной от ретранслятора 2;
• ДН4- направленные свойства волны, отраженной от тыльной части
ретранслятора 2.
6.1.3. Конструктивное выполнение пассивных ретрансляторов
зеркального типа
Рис.6.1.30
Отметим ряд конструктивных особенностей выполнения пассивных
ретрансляторов зеркального типа.
Первое. Конструкция пассивного
ретранслятора зеркального типа состо-
ит из:
♦ подставки под ретранслятор;
♦ зеркальной системы;
♦ устройств для настройки угловой
ориентации ретранслятора.
Первые два элемента хорошо видны на
рис.б.1.30. Зеркальная система рет-
ранслятора, как правило, выполняется
в виде набора парциальных щитов (па-
нелей), устанавливаемых на общей
раме. Каждый щит имеет автономную
систему регулировки своего положения.
Устройства регулировки угловой ориентации ретранслятора могут
выполняться различным образом. Схема одного из рациональных техни-
ческих решений приведена на рис.6.1.31. Обратим внимание на следую-
щие обстоятельства:
• регулировочные узлы по изменению угловой ориентации в горизон-
тальной и угломестной плоскостях не взаимосвязаны;
• изменение ориентации зеркала в азимутальной плоскости в пределах
углов ± ср достигается за счет поворота подставки вокруг вертикаль-
ной оси, след которой на левой части рисунка обозначен точкой Ог.
s При вращении треугольной подставки вокруг точки Ог две другие
опоры подставки перемещаются вдоль специальных рельс Р;
d
Вид сбоку
Рис.6.1.31
• изменение ориентации зеркала в угломестной плоскости достигается
за счет поворота зеркальной системы вокруг горизонтальной оси.
след которой на правой части рисунка обозначен точкой Ов. Переме-
щение осуществляется, например, с помощью двух талрепов или
иных винтовых устройств, обозначенных на рисунке как В, в преде-
лах углов от плюс 0 до минус 0.
Второе. Точность выполнения плоскостности зеркала определяется дву-
мя факторами:
♦ точностью выполнения профиля щитов (панелей), из которых состо-
ит зеркало;
♦ точностью установки щитов (панелей).
Результирующее среднеквадратичное отклонение поверхности зер-
кала от плоскости ст обусловливает падение усиления рефлектора на ве-
личину
т] = ехр [-(4ъа/к)2], (6.1.43)
где к- длина волны. Учитывая вероятностный закон распределения оши-
бок изготовления панелей и их установки, допуск, который задается на
точность воспроизведения поверхности рефлектора, связан со средне-
квадратичным отклонением соотношением
стдоп=2,6ст. (6.1.44)
В табл.6.1.2 приведены данные потерь в усилении ретранслятора в
зависимости от частоты и величины ст.
Таблица 6.1.2
Частота, ГГц Падение усиления, дБ
о=0,5мм о=1,0 мм а=1,5 мм о=2,0 мм
2 0,01 0,03 0,07 0,12
4 0,03 0,12 0,28 0,50
6 0,07 0,28 0,63 1.14
7 0,09 0,38 0,87 1,61
8 0,12 0,50 1,09 . 1,96
И 0,23 0,93 2,32 3,68
13 0,33 1,32 3,28 5,13
15 0,44 1,82 4,51 6,87
18 0,63 2,73 5,56 9,83
Третье. Как правило, ретрансляторы изготавливаются с прямоугольной
конфигурацией отражающего зеркала. Однако в ряде случаев, когда нуж-
но решать локальные проблемы помехозащищенности, изготавливаются
зеркала иной конфигурации:
♦ ромбовидной (рис.6.1.32);
♦ трапециевидной (рис.6.1.33).
Рис.6.1.32
Рис.6.1.33
Четвертое. Условия эксплуатации для зеркальных ретрансляторов в ос-
новном не отличаются от условий эксплуатации антенн РРЛ. Однако ре-
альные условия их эксплуатации (преимущественно горные районы) на-
лагают ряд специфических требований:
• ввиду большой парусности ретрансляторов необходимо при конст-
руировании обращать самое серьезное внимание на прочностные ха-
рактеристики конструкции;
• расположение ретрансляторов в горной местности зачастую приводит
к сильному обледенению конструкции, что иллюстрируется
рис.6.1.34. Наличие льда приводит к следующим негативным послед-
ствиям.
♦ увеличивается весовая нагрузка на конструкцию ретранслятора;
♦ образование льда на отражающей поверхности зеркального
ретранслятора приводит к резкому ухудшению его электрических
параметров, в первую очередь - снижению усиления.
Ввиду того что использование стандартных средств борьбы против
обледенения антенных систем (имеется в виду подогрев поверхности
ретранслятора) здесь практически невозможно, используется другой ме-
тод для борьбы с образованием льда на рабочей поверхности ретрансля-
тора, а именно покрытие этой поверхности специальным материалом,
сцепление которого со льдом весьма и весьма слабое. Внешний вид тако-
го ретранслятора приведен на рис.6.1.35.
Рис.6.1.34
Рис.6.1.35
6.2 ПАССИВНЫЕ РЕТРАНСЛЯТОРЫ ТИПА
ПРЕПЯТСТВИЯ
Вначале два общих замечания.
• принципиальная разница между ретрансляторами зеркального типа и
ретрансляторами типа препятствия заключается в том, что:
♦ ретранслятор зеркального типа может находиться на значитель-
ном удалении от прямой, соединяющей активные соседние стан-
ции пролета РРЛ;
♦ ретранслятор типа препятствия должен обязательно находиться
на прямой, соединяющей активные соседние станции пролета
РРЛ;
• другая принципиальная разница между ретрансляторами зеркального
типа и ретрансляторами типа препятствия заключается в том, что:
♦ к точности выполнения профиля ретранслятора зеркального типа
предъявляются очень серьезные требования; жесткие аналогич-
ные требования предъявляются и к точности установки ретранс-
лятора, точнее - его зеркала;
♦ к выполнению профиля ретранслятора типа препятствия практи-
чески не предъявляются какие-либо серьезные требования; так же
не предъявляются жесткие требования к фиксации полотна
ретранслятора в пространстве.
Из сказанного следует, что:
♦ естественно, область применения пассивных ретрансляторов типа
препятствия более узкая по сравнению с ретрансляторами зеркально-
го типа;
♦ использование ретранслятора типа препятствия в ряде случаев ока-
зывается экономически более выгодным, особенно учитывая воз-
можности реализации для данного типа ретранслятора больших зна-
чений усиления.
Теперь о принципе действия пассивного ретранслятора типа препятствия
(ПРП). Подробно принцип действия таких ретрансляторов, а также ана-
лиз их работы и опыт внедрения рассмотрены в [6.5 и 6.6 ]. Здесь же огра-
ничимся только одйим из возможных объяснений, которое сводится к
следующему:
• ПРП представляет собой радионепрозрачный экран (например, ме-
таллический), устанавливаемый между двумя активными станциями,
между антеннами которых А, и А2 нет прямой видимости (рис.б.2.1);
Вид сверху
Рнс.6.2.1
• размещение экрана ПРП меня-
ет структуру поля в месте его
расположения:
♦ рис.6.2.2,а - однородная
структура поля Е (М);
♦ рис.6.2.2,б - наличие ну-
левого поля Е=0 по всей
поверхности ПРП;
Е(М)
I
б)
Рис.6.2.2
• нулевое поле Е может быть представлено в виде
Е (М) - Е (М) = 0;
(6.2.1)
*
• следовательно, распределение поля в присутствии ПРП может быть
представлено как наложение (суперпозиция) двух полей:
♦ поле без ПРП (рис.6.2.2а). влияние которого на уровень сигнала,
принимаемого антенной А2, ничтожно мало;
♦ дополнительное поле, виртуальным источником которого явля-
ется полотно ретранслятора и интенсивность которого практиче-
ски полностью определяет уровень сигнала, принимаемого ан-
тенной А2;
• очевидно, что в данной ситуации уровень принимаемого сигнала за-
висят только ог выбора размера и конфигурации полотна ретрансля-
тора.
Наибольший уровень сигнала для одиночного полотна соответствует
случаю, когда конфигурация ретранслятора соответствует части n-й зоны
Френеля, что иллюстрируется рис.6.2.3. Еще больший уровень приемного
сигнала реализуется в случае, когда используется несколько полотен, ка-
ждое из которых соответствует части конфигурации четной (или нечет-
ной) зоны Френеля (рнс.6.2.4).
Рис.6.2.4
Энергетические соотношения для пролета РРЛ с использованием
ПРП описываются следующим образом. Напряженность поля Е(А2) у
приемной антенны Аг равна
Е(А2) = Е(М) Бэфф/ИгХ,
(6.2.2)
где Е(М) - напряженность поля в месте расположения ПРП; R2 - расстоя-
ние от ПРП до антенны А2; л - длина волны; Бэфф - эффективная площадь
ретранслятора.
Для ретранслятора, показанного на рис.6.2.3, S^= 2аЬкисп, где киы, -
коэффициент использования (по полю) пассивного ретранслятора. В ос-
новном этот коэффициент определяется расфазировкой поля в месте
приема, вызванной тем. что длины путей от пункта передачи до пункта
приема через различные точки ретранслятора различны:
Йцси к2 к3,
(6.2.3)
где к] - коэффициент ослабления поля, определяемый расфазировкой лу-
чей в вертикальной плоскости; к2 - коэффициент ослабления поля, опре-
деляемый расфазировкой лучей в горизонтальной'плоскости; к3 - коэф-
фициент, характеризующий уменьшение уровня поля в месте приема из-за
просачивания части энергии через полотно ретранслятора.
Указанные коэффициенты зависят от конфигурации полотна
ретранслятора н ог способа его выполнения. Обширную информацию по
данному вопросу можно найти в [6.5]. Здесь же ограничимся случаем, по-
казанным на рис.6.2.3:
k|= sin[7rb(sina)/X] / [7ib(sina)/X], к2=1. (6.2.4)
Коэффициент к3 определяется геометрией проволочной сетки, из которой
обычно.выполняется полотно ретранслятора; на практике к3=0,9... 0,95.
Типовая ДН ретранслятора кольце-
вой формы приведена на рис.6.2.5. Здесь
s=A|//a, где \|/ - текущий угол; значение
угла а показано на рис.6.2.1. Отметим,
что на рисунке направление угла прихо-
да луча на приемную антенну А2 пока-
зано стрелкой. Отметим также, что вто-
рой горизонтальный масштаб на этом
рисунке характеризует зависимость уг-
ла у от вертикального градиента ди-
электрической проницаемости g для ти-
повой равнинной трассы протяженно-
стью около 100 км. Область положи-
тельной рефракции (слева от стрелки) Рис.б.2.5
соответствует значениям g<0, а область отрицательной рефракции (спра-
ва от стрелки) g>0. Видно, что при больших положительных значениях g
эффективность ПРП существенно уменьшается, а при рефракции, соот-
ветствующей первому минимуму ДН, становится равной нулю.
Методы, снижающие этот негативный эффект.' аналогичны методам
повышения устойчивости сигнала на пролетах РРЛ с ретрансляторами
зеркального типа и сводятся к изменению конфигурации профиля
ретранслятора, при котором достигается “заплывание нулей” диаграммы
направленности. Подробную информацию по данному аспекту проблемы
можно найти в [6.5, 6.7]. Здесь ограничимся двумя примерами практиче-
ской реализации этого способа, проиллюстрированного на фотографиях
реальных ретрансляторов, показанных на рнс.6.2.6 и 6,2.7.
Для ретранслятора, показанного на рис.6.2.6, положительный эффект
реализуется за счет выполнения верхней кромки ретранслятора в виде го-
ризонтальной прямой, что обеспечивает квадратичную расфазировку, ко-
торая, в свою очередь, приводит к “заплыванию нулей” ДН. Второе по-
лотно, использованное в рассматриваемом случае, служит для повышения
эффективной площади ретранслятора.
Рис.6.2.6
Рис.6.2.7
Для ретранслятора, показанного на рис.6.2.7, “заплывание нулей” ДН
достигается за счет выполнения всех кромок трехэтажного ретранслятора
в виде горизонтальных прямых.
ГЛАВА 7. ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ АНТЕННО-
ВОЛНОВОДНЫХ ТРАКТОВ
В этой главе рассмотрены вопросы, относящиеся к измерению параметров антенно-
волноводных трактов для РРЛ.
В связи с тем, что комплекс вопросов, касающихся измерений
параметров антенн, в достаточно полном объеме рассмотрен в
предыдущей книге [3.54], здесь анализируются только материалы,
которые:
• или практически ие рассмотрены в предыдущем издании, или
рассмотрены в ограниченном объеме;
• учитывают специфику измерений, относящихся именно к
антеннам и фидерам для РРЛ.
7.1. АНТЕННЫЕ ПОЛИГОНЫ КОЛЛИМАТОРНОГО ТИПА
Напомним, что основное требование, налагаемое при испытаниях на
обычном антенном полигоне на расстояние R между испытуемой
антенной и вспомогательной антенной, заключается в том, что этот
параметр должен соответствовать критерию дальней зоны, т.е.
удовлетворять требованию
R>2D2/%, (7.1.1)
где D - диаметр испытуемой антенны; X- длина волны.
Уравнение (7.1.1) есть не что иное, как требование на допустимую
величину отклонения 5 сферической волны, излученной сторонним
источником в окрестности испытуемой антенны, от плоской волны.
Нетрудно сообразить, что для выполнения указанного требования
необходимо иметь в распоряжении достаточно протяженную трассу. Так,
для измерения антенны диаметром 4 м в диапазоне 4 ГГц требуется,
чтобы R > 430 м. Кроме того, налагаются:
• достаточно жесткие требования на профиль трассы полигона;
• жесткие ограничения на присутствие в окрестности полигона
каких-либо объектов, вызывающих отраженные волны, и пр.
В силу указанных причин возникло естественное желание резко
сократить длину антенного полигона. Это возможно сделать, если
принять во внимание уже рассмотренное ранее обстоятельство, а именно:
поле в непосредственной близости от раскрыва зеркальной антенны
имеет квазиплоский характер.
Обратимся к рис.7.1.1, где приведена первая схема полигона
коллиматорного типа. Основой этого полигона является однозеркальная
антенна типа офсет, состоящая из облучателя 1 и неосесимметричного
рефлектора 2.
В приближении метода ГТД поле в раскрыве антенны (рис.7.1.2)
определяется суперпозицией:
прямых лучей 4, образованных после излучения и отражения;
дифракционных лучей первого порядка 5, образованных в
результате дифракции поля облучателя на кромках рефлектора 3.
Результирующее поле имеет интерференционный характер, флюктуации
которого определяют вклад дифракционных лучей. В качестве
иллюстрации на рис. 7.1.4 приведено распределение поля А(х) в
фокальной плоскости зеркала размером 7,2 м (24 фута) на частоте 1 ГГц.
Распеределение рассчитано двумя методами:
" ГТД - методом геометрической теории дифракции;
ММ - методом моментов.
Расчеты показывают, что для данного исполнения коллиматора
погрешность в амплитудном распределении составляет 3 дБ, что является
недопустимо большой величиной.
Снижение влияния краев зеркала, а следовательно, уменьшение
уровня осцилляции можно достичь различными способами [7.1].
1-й способ. Его реализация показана на рис.7.1.3. Закругление краев 3
рефлектора 2 приводит к образованию отраженных волн 5. направленных
в сторону от основного потока излучения 4. Эффективность такого
приема иллюстрируется на рис.7.1.5 графиком распределения поля А(х) в
фокальной плоскости рефлектора. Видно, что для данного исполнения
коллиматора флюктуации в амплитудном распределении уменьшились и
составляют всего 0.7 дБ. Отметим, что индексом Кр на рис.7.1.4 и
рис.7.1.5 показана траница рефлектора.
2-й способ. Его реализация показана
на рис. 7.1.6. Здесь контур края
рефлектора обработан специальным
образом, при котором максимум поля
излучения дифракционных лучей
ориентирован вне зоны проведения
испытаний [7.2].
3-й способ. Это, по сути дела, сочета-
ние двух первых (рис.7.1.7). Здесь
верхний край 1 рефлектора продлен и
закруглен по эллиптической форме 3.
Рис.7.1.6
Нижний край 2 рефлектора также продлен, а боковые кромки рефлектора
‘изрезаны' по специальному профилю. Эффективность использования
такого способа иллюстрируется графиками распределения амплитуды
А(.х) и фазы ср(х) поля в окрестности измерения, которые приведены на
рис. 7.1.8 сверх)' и снизу соответственно.
Рис.7.1.7
А(х), дБ
-5
-10
5
О
Теперь обратимся к рис.7.1.9, где приведена вторая схема
полигона коллиматорного типа. Основой этого полигона является
двухзеркапьная антенна типа офсет [7.3]. В этом случае компактный
антенный полигон состоит из двух камер:
• камеры 1, где расположен облучатель 1 и контррефлекгор 2 (в
данном случае эллиптической формы). Позиция 8 - ось
облучателя, а позиция 9 - ось эллипсоида 2. Вся поверхность
камеры 1 покрыта радиопоглащающим материалом 11;
* камеры 2. где расположен неосесимметричный рефлектор 5 и где
в области 7 можно производить измерение характеристик
излучения испытуемых антенн. Рефлектор за границей рабочей
области 5 имеет гладкое сопряжение 4 с закругленными краями 6.
Рабочая поверхность камеры 2 покрыта радиопоглощающим
материалом 11;
• камеры 1 и 2 соединены между собой отверстием, которое
размещено в области фокальных точек 3 основного рефлектора и
контррефлектора.
Рис.7.1.9
Рис.7.1.10
Сравнительная эффективность данного исполнения полигона при
различном исполнении контррефлектора приведена на графиках
рис.7.1.10. Для конкретной реализации полигона (на осях координат
размеры заданы в футах) приведены амплитудные распределения А(у) в
пределах регулярной части рефлектора:
> кривая 1 - соответствует двухзеркальной схеме реализации
полигона. Ось эллипсоида находится под углом [3=7.5° к
горизонтальной оси. Угол между направлениями из фазового
центра облучателя на фокус системы и центр эллиптического
контррефлектора составляет 20°;
> кривая 2 - соответствует двухзеркальной схеме реализации
полигона. Ось эллипсоида находится под углом [3=0° к
горизонтальной оси. Угол между направлениями из фазового
центра облучателя на фокус системы и центр эллиптического
контррефлектора составляет 17°;
> кривая 3 - соответствует однозеркальной схеме рекализации
полигона.
Резкое уменьшение флюктуации поля в области размещения испытуемого
объекта, наблюдаемое при переходе от однозеркальиой схемы к
двухзеркальной, объясняется еще одним обстоятельством. Раздельное
двухкамерное исполнение второй схемы с рациональным использованием
радиопоглощающего материала практически ликвидирует негативное
действие дифракционных лучей первого порядка. Обратимся к схеме,
приведенной на рис.7.1.11. От схемы, приведенной на рис.7.1,9, последняя
отличается двумя факторами:
> нераздельным выполнением схемы полигона;
> отсутствием радиопоглощающего материала.
Это приводит к тому, что дифракционные лучи первого порядка,
образованные в результате дифракции поля облучателя на кромках
контррефлектора, свободно попадают на основной рефлектор, от-
ражаются от него и могут негативно воздействовать на поле в зоне
испытания
Рис.7.1.11
Для схемы, приведенной на рис.7.1.12, характерно то обстоятельство,
что на основной рефлектор помимо регулярной сферической волны от
контррефлектора попадают только дифракционные лучи второго порядка,
т.е. лучи, образоваванные в результате двойной дифракции и
интенсивность которых достаточно мала. На данном рисунке лучи Di -
дифракционные лучи первого порядка, которые образованы в результате
одиночной дифракции, а лучи D2 - дифракционные лучи второго порядка.
Принятыми мерами удается значительно снизить флюктуации поля
А(у) в зоне установки испытуемого объекта, о чем свидетельствуют
данные, приведенные ниже:
> рис.7.1.13- распределение поля на частоте 3 ГГц;
> рис.7.1.14- распределение поля на частоте 6 ГГц.
Рис.7.1.13
В заключение этого раздела приведем несколько замечаний.
Первое. Собственно измерение характеристик излучения антенн на
рассмотренных компактных полигонах принципиально ничем не
отличается от аналогичных испытаний на обычном полигоне, где
исследуемая антенна установлена в дальней зоне.
Второе. Наиболее важными и взаимосвязанными вопросами, возникаю-
щими при испытании антенн на компактном полигоне, являются:
о предельные размеры антенн, которые могут быть испытаны
на данном конкретном полигоне;
о оценка ошибки, возникающей при измерении ДН антенны и
ее усилении.
Третье. Информацию по проведению на компактных антенных полигонах
прецизионных измерений кроссполяризационных характеристик антенн
можно найти в [7.4].
Четвертое. Другую весьма полезную информацию по затронутым выше
вопросам можно найти в [7.5-7.8].
Пятое. Любопытно происхождение термина коллиматор. Ниже
приведена выдержка из “Словаря иностранных слов” касательно данного
термина:
КОЛЛИМА'ТОР [< collimare - искаженное лат.
Colllneare направлять по прямой линии] -
1) оптическая система для получения пучка
параллельных лучей; примен, в спектральных
и измерительных оптических приборах разного
назначения.
7.2: АНТЕННЫЕ ПОЛИГОНЫ ОБЫЧНОГО ТИПА
Ниже приведена основная информация касательно обычных
антенных полигонов, т.е. полигонов, где измерение параметров антенн
РРЛ производится с помощью вспомогательной антенны, расположенной
в дальней зоне.
1. Все фирмы-производители антенн для РРЛ имеют протяженные
антенные полигоны. Следует отметить, что. как правило, антенные
310
полигоны оборудованы двумя и более трассами, на которых производятся
измерения параметров антенн:
о трассы разнятся меэвду собой длиной:
о один конец каждой трассы оборудован вспомогательной антенной,
которая при измерениях работает в режиме передачи;
о как правило, другие концы измерительных трасс сходятся в одну
точку, где расположен измерительный стенд, с помощью которого и
производится испытание антенн:
о с целью уменьшения влияния локальных отражений высота
расположения испытуемой антенны значительно превосходит высоту
вспомогательных антенн.
Проиллюстрируем сказанное на нескольких примерах.
Пример первый. На рис.7.2.1 приведены схемы двух измерительных трасс
антенного полигона фирмы ABB Nera.
Здесь на отметках Н=125 м и Н=100 м расположены вспомогательные
антенны, а на отметке Н=151 м - измерительный стенд для проведения
испытаний антенн РРЛ. Протяженность большей по расстоянию трассы
позволяет проводить испытания
выпускаемой фирмой.
Пример второй. На рис.7.1.2
измерительного полигона фирмы
всех типоразмеров антенн для РРЛ,
приведена схема одной из трасс
Cornell!. На рис.7.1.3 приведена фото-
Вспомогательная
антенна
Испытуемая
антенна
870
Рис.7.2.2
Рис.7.2.3
графия башни, на которой расположен испытательный стенд по
измерению параметров излучения антенн РРЛ.
Пример третий. Параметры двух измерительных трасс антенного
полигона фирмы RFS приведены в табл.7.2.1.
Таблица 7.2.1
Параметр трассы Трасса 1 Трасса 2
Длина трасы, м 708 3000
Высота расположения испытуемой антенны, м 74 67
Высота расположения вспомога- тельной антенны, м 35 35
Угол наклона между передающей и приемной антеннами, град 3,14 1,0
Диаметр передающей антенны, м 1,8 2,4
2.Точность проведения измерений на обычных антенных полигонах
зависит от многих факторов. Целесообразно перечислить эти факторы и
привести оценки величин погрешностей, вносимых при измерениях
параметров излучения антенн РРЛ, на примере одного из полигонов
фирм-производителей антенн РРЛ.
В табл. 7.2.2 приведены сведения относительно вклада различных
источников погрешностей при измерении коэффициента усиления антенн
методом компарирования на антенном полигоне фирмы Comelit.
Таблица 7.2.2
Причина погрешности Среднеквадратичное значение погрешности, дБ
Погрешность определения усиления эталонного рупора ±0,1
Погрешность определения затухания фиксированного аттенюатора ±0,08
Потери во фланцевых соединениях, дополнительные потери из-за изгиба кабелей измерительной схемы и т.п. ±0,1
Неравномерность амплитудно-фазового распреде- ления поля по апертуре испытуемой антенны ±0,2
Результирующая среднеквадратичная ошибка измерения усиления
антенны составляет ±0,26 дБ.
В табл.7.2.3 приведены ориентировочные сведения относительно
вклада различных источников погрешностей при измерении ДН антенн на
антенном полигоне фирмы Comelit.
Таблица 7.2.3
Причина погрешности Среднеквадратичное значение погрешности, дБ
До уровня минус 30 дБ До уровня минус 60 дБ
Передающий стеид: нестабильность генератора и т.п. ±0,1 ±0,1
Причина погрешности Среднеквадратичное значение погрешности, дБ
До уровня минус 30 дБ До уровня минус 60 дБ
Аппаратура приемного стенда: нестабильность приемного устройства, нелинейность регистрационных приборов и т.п. ±0.3 ±0,5
Погрешность определения затухания фиксированного аттенюатора ±0,1 ±0,2
Отражение от подстилающей поверхности трассы измерения ±0.5 ±1,2
Более точные данные, полученные в результате проведения
специальных измерений, дают следующие оценки точности измерения ДН
антенн на данном полигоне (табл.7.2.4).
____________________________________________________________________Таблица7.2.4
Интервал измерения ДН антенны, рБ Среднеквадраппшое значение погрешности, дБ
0...-20 ±0,5
-20 ...-40 ±1,0
-40 ...-60 ±1,5
Ниже - 60 ±2,0
Несколько комментариев относительно данных, приведенных в этих
таблицах:
• порядок величин, определяющих погрешность измерения
коэффициента усиления и ДН антенн на данном полигоне,
справедлив и для антенных полигонов других
фирм-производителей антенн РРЛ;
• наибольший вклад в погрешность измерения низких уровней ДН
оказывает отражение от земли;
• для получения более доверительной информации относительно
низких уровней ДН антенны желательно иметь оценки уровня
отраженного поля, принимаемого испытуемой антенной, которые
можно получить при проведении специальных измерений.
3. Антенные полигоны обычного типа снабжены:
> мачтами (опорами и т.п.), где устанавливается оборудование
вспомогательного передающего стенда и оборудование
испытательного стенда;
> специальной аппаратурой, с помощью которой происходит
измерение параметров антенн;
> регистрационными приборами;
> опорно-поворотными устройствами, обеспечивающими вращение
испытуемых антенн как в азимутальной, так и угломестных
плоскостях;
> устройствами управления и контроля, обеспечивающими
достоверность получаемой информации;
> компьютерами, обеспечивающими требуемые необходимые
вычисления (например, при опредении коэффициента усиления с
помощью интегрирования ДН), а также выполняющими функции
библиотек по хранению информации о всех проведенных
измерениях.
Мачта или опора, где располагается испытательный стенд, как
правило, имеет достаточно большую высоту'. Поэтому этот стенд
снабжен специальными подъемными устройствами, обеспечивающими
Рис.7.2.4
подъем и установку антенн на опорно-
поворотном устройстве (ОПУ) стенда. Обычно
эту роль выполняют подъемные краны.
Отметим, что присутствие подъемных кранов в
непосредственной близости от испытуемых
антенн приводит к появлению сильной
отраженной волны, что значительно искажает
истинные характеристики излучения антенн.
Поэтому' конструкция используемых . для
рассматриваемых целей подъемных кранов
обеспечивает их частичный оперативный
демонтаж, позволяющий осуществить вынос из
зоны измерения переотражающих элементов.
Следует отметить, что иногда
Используются и другие виды техники, осуществляющей подъем антенн и
их установку на опорно-поворотном устройстве. Так, на антенном
полигоне компании ANTEN Corporation (Япония) используются
специальные рельсовые пути, проложенные вдоль тела .. мачты, с
помощью которых обеспечивается быстрый подъем антенны на верх
мачты и удобное выполнение работ по установке антенны на ОПУ
(рис.7.2.4).
Несколько слов о специальном оборудовании, которым оснащены
измерительные стенды антенных полинов. Обеспечение прецизионных
антенных измерений потребовало разработки специальных комплексов
аппаратуры, обеспечивающих выполнение достаточно специфических
измерений. Наиболее известным разработчиком и производителем данной
аппаратуры является корпорация Scientific Atlanta.
7.3. ОБ ИЗМЕРЕНИЯХ ПАРАМЕТРОВ АНТЕННО-
ФИДЕРНЫХ ТРАКТОВ РРЛ
7.3.1 Параметры, по которым проходят испытания антенно-
фидерные тракты РРЛ
Вначале перечислим параметры, по которым проходят испытания
(сертификационные, приемосдаточные и пр.) антенн РРЛ:
314
> усиление;
> ДН на основной поляризации;
> ДН на кроссполяризации:
> .защитное действие антенны;
> кроссполяризационная развязка:
> согласование;
> развязка между портами;
> погрешность выполнения поверхности рефлекторов;
> устойчивость к внешним деформирующим воздействиям;
> устойчивость к внешним тепловым воздействиям
и фидерных трактов для антенн РРЛ:
♦ потери в фидере;
♦ согласование;
♦ радиусы изгибов;
♦ устойчивость к внешним деформирующим воздействиям;
♦ устойчивость к внешним тепловым воздействиям.
7.3.2. Измерение коэффициента усиления антенн
Для измерения усиления антенн используются в основном два
метода.
Первый метод - определение усиления антенны путем измерения ДН на
антенном полигоне. Для понимания данного способа следует напомнить
прямое математическое представление усиления антенны через ее
характеристику излучения в виде ДН. Если антенна не имеет потерь, а
F(&,q>) - ее диаграмма направленности, где угол ® отсчитывается от
направления главного излучения и изменяется в пределах 0° < 0 < 180° , а
угол <р - в ортогональной плоскости и изменяется в пределах 0° < <р <
360°, то усиление определяется по формуле
2/г п
Ga = 4n/{J d<p J [ F (0,<р )]2 sin © d®}. (7.3.1)
о о
Если же принять, что диаграмма имеет круговую симметрию
относительно оси 0 = 0°, т.е. не зависит от <р, то соотношение (7.3.1)
переходит в
К
Gn=2/{J | F (0)]2 sin © d© }.
о
(7.3.2)
На практике полная информация о ДН F (0,<р) отсутствует, а
частичная информация об этой диаграмме представлена в виде серии
315
диаграмм F^®). F2 (®). F?(®), ... ,Fn (®), где каждая из парциальных ДН
соответствует угловой координате ерь ф?. фл ... ,фп- Обычно имеется две
диаграммы направленности F( (®) и F2 (®), соответствующие двум
ортогональным значениям <р| и ф2, например <р( = 0° и <р2 ==90° . Тогда
усиление антенны Ga может быть определено как среднеарифметическое
Ga = {Ga [F. (®)] + Ga[ F2 (®) ]} / 2
или среднегеометрическое, т.е.
Ga = 7 {G.[F1(@)]Ga[F2 (©)]},
(7.3.3)
(7.3.4)
где F](®) и F2(®) - ДН антенны в азимутальной и угломестной
плоскостях. Следует иметь в виду, что отличие между результатами,
полученными по формулам (7.3.3) и (7.3.4) при достаточной схожести
диаграмм F,(®) и F2(®), не бывает значительным. Если же отличие
между обоими результатами значительно, то это свидетельствует о том,
что различие в виде диаграмм F,(®) и F2(®) существенно, а это
обстоятельство, в свою очередь, говорит о том, что данный метод для
определения усиления антенны в этой ситуации просто непригоден.
Второй метод - метод компарирования уровня сигнала, принимаемого
испытуемой антенной, с уровнем сигнала, принимаемого антенной с
известным значением усиления. В качестве второй антенны, как правило,
используются так называемые эталонные антенны.
Приведем расчетные
формулы для вычисления коэффициента
усиления эталонного пирамидального
рупора (рис.7.3.1). Согласно [7.9, 7.10]
усиление пирамидального рупора в
дальней зоне определяется формулой
G — Go Le(S)Lt(T),
(7.3.5)
где Go = 4л (АВЛ2) (8/л2). '(7.3.6)
Здесь множитель (8/л2) учитывает эффективность апертурного
возбуждения из-за косинусного распределения поля по оси X. Два других
множителя в (7.3.5) определены следующим образом:
> параметры S и Т равны
S = (LE - R2)/X = [0,25(ВЛ)2 + (R2/X)2]0’5 - R2/X,
(7.3.7)
'Г =- (Ln - R,)A = |(),25(AA)2 + (Rj/X)2]0'5 - R|A;
(7.3.8)
> геометрические параметры рупора, входящие в (7.3.7) и (7.3.8)
показаны на рис.7.3.2,а и 7.3.2,б соответственно;
• сами множители LE(S) и Lr(T) из (7.3.5) определяются интегралами
вида
>•3/2
LE(S) = |(2/B)J0 expL-j(27t/X)R2{li+(y/R2)2]°'5-l}]dy |, (7.3.9)
LH(T)= ((л/ A) £* '2 cos(Kx/A)exp[-j(27t/L)Rl {[l+(y/R, )2]0’5-! }]dx I (7.3.10)
Интегралы (7.3.9) и (7.3.10) легко вычислить, используя обычные
численные методы.
Дополнительную информацию по данному вопросу можно найти в [7.11].
Сам метод измерения усиления антенны изложим на примере
возможной схемы его реализации (рис.7.3.3), рекомендованной в [2.1].
Введем обозначения:
• G11C ант, дБи, - усиление испытуемой антенны;
• G3T а1п; дБи, - усиление эталонной антенны;
• «Ар ис ант, дБ, - потери в тракте испытуемой антенны;
• «Ар л ат, дБ, - потери в тракте эталонной антенны.
При нулевом значении затухания аттенюатора (5) фиксируется уровень
сигнала U на индикаторе усилителя (19), принимаемого от эталонной
антенны (14). Схем} переключают на прием сигнала от испытуемой
антенны. Вводят на аттенюаторе (5) затухание аатт, при котором на
индикаторе усилителя (19) вновь зафиксирован тот же самый уровень
сигнала U. Математическая интерпретация данного равенства выглядит
следующим образом:
О1с акт ССр Нс атп ТХаг1 G,. аиг CCq, эг а|(т .
Откуда следует, что
One ант GH аш С^атт (ОЦр.пс ант ^гр.этант-
(7.3.11|
j
(7.3.121
Передача
1— генератор; 2, 8— кабель высокочастотный; 3, 7, 9 — коаксиально-волновод-
ный переход; 4 — ферритовый вентиль; 5— измерительный (поляризационный) атте-
нюатор; 6 — развязывающий аттенюатор; Ю— волноводный переход от крутого к
прямоугольному сечению; И — вспомогательная (передающая) антенна.
Прием
12 — испытуемая антенна; 13, /5 — волноводный переход от круглого к прямо-
угольному сечению; 14 — измерительная (эталонная) антенна; 16 — развязывающий
аттенюатор; /7—измерительная секция; 18— кабель низкочастотный; 19 — усилитель
низкочастотный.
Примечания
1 При использовании волноводного тракта с гибкими волноводными вставками
и приемо-передающей аппаратуры с волноводными входами (выходами) кабели вы-
сокочастотные и коаксиально-волноводные переходы из схемы исключаются.
2 При прямоугольном сечении волноводного выхода облучателя волноводные
переходы от круглого к прямоугольному сечению не используются.
Рис.7.3.3
Возможными модификациями метода могут быть следующие
варианты:
> перенос измерительного аттенюатора (5) в приемную часть
схемы;
> неполное выравнивание уровней сигналов на индикаторе
усилителя. Если разница между уровнями сигнала составляет
AU, дБ, в пользу сигнала при приеме на испытуемую
антенну, то соотношение (7.3.12) принимает вид
Gnc. ант G-эт ан1 3“ 0Сатг
^(сЦр не ант ^тр.эт.ант)
(7.3.13)
Добавим, что реальная разность между затуханиями обоих трактов крайне
мала, и поэтому формула (7.3.13) переходит в
Gric ант G-тт ант + (Хатт + ДО.
(7.3.14)
Как правило, фирмы-изготовители проводят измерения усиления антенн
именно с использованием свипирования частоты. Приведем пример
реальных данных по измерению усиления антенн. На рис.7.3.4 приведен
протокол измерения усиления антенны типа VHPX2-142 на антенном
полигоне корпорации Andrew.
Измерение усиления антенны проводилось в диапазоне частот
14,25... 15,35 ГГц. Верхняя кривая - изменение уровня сигнала,
принимаемого испытуемой антенной; три нижние кривые - изменение
уровня сигнала, принимаемого эталонной антенной при трех различных ее
положениях по высоте. Постоянное затухание аагг = 9,0 дБ. Результаты
измерения сведены в табл.7.3.1.
Таблица 7.3.1
Частота, ГГц Gjt. «нт» дБм Д11, дБ СЬатп ДБ Ggc. ажт, ДБи
14,25 24,24 2,39 9,0 35,62
14,80 24,41 2,61 9,0 36,02
15,35 24,56 2,58 9,0 36,14
7.3.3. Измерение диаграмм направленности антенн
Общие принципы измерения ДН антенн на антенных полигонах
достаточно хорошо известны (см., например, [3.54]); Конкретные
реализации этих принципов на антенных полигонах фирм-изготовителей
антенн РРЛ, сохраняя общность, разнятся в деталях исполнения,
связанных с использованием конкретной измерительной установки для
снятия ДН. Поэтому здесь ограничимся только одним замечанием,
касающимся измерения ДН по кроссполяризации.
При снятии ДН по кроссполяризации на передающей антенне
антенного полигона устанавливают поляризацию, ортогональную
поляризации испытуемой антенны. Изменяя угловое положение
испытуемой антенны в азимутальной плоскости, фиксируют зависимость
уровня принимаемого сигнала от азимутального угла ЦрпоХф)- Нормируя
полученную зависимость относительно уровня сигнала UOCH ,1Ол(ф=0°)-
принимаемого антенной по основной поляризации с направления
главного излучения, получают ДН на кроссполяризации Р,ф11ПЛ(ф). На
самом деле проведенная процедура не вполне корректна. Антенна
передающего стенда помимо излучения в направлении на испытуемую
антенну на основной поляризации также излучает с ослаблением у на
ортогональной поляризации. Поэтому результирующая ДН, измеренная
при ортогональных поляризациях вспомогательной и испытуемой антенн,
выглядит как геометрическая сумма вада
Fs кр(ф) — F кр. пол(ф) + Y F осн. пол(Ф). (7.3.15)
Анализ соотношения (7.3.15) свидетельствует о том, что:
• при малой величине ослабления у, что посути дела является
кроссполяризационной развязкой передающей антенны в
направлениях, близко примыкающих к направлению ее главного
излучения, ошибка в определении ДН испытуемой антенны по
кроссполяризации может быть недопустимо большой. Это
обстоятельство может привести не только к сильно искаженному
количественному результату, но и к качественно неверной форме
F кр. пол(ф)'
• требуется принимать самые тщательные меры по снижению
уровня кроссполяризационного излучения передающей антенны.
К таким мерам можно отнести:
□ использование на передающем стенде антенны типа “град”,
отражающее зеркало которого выполнено в виде трубчатой
конструкции;
□ использование на передающем стенде специального
поляризационного фильтра,. выполненного из парциальных
труб, коллиниарносгь всех осей которых контролируется
весьма тщательным образом;
• для осесимметричных антенн, кроссполяризационная ДН
которых имеет ощутимый провал в направлении главного
излучения, анализируемое обстоятельство можно использовать с
пользой, а именно проводить прецизионную ориентацию антенн
на пролете РРЛ, используя ортогональные поляризации.
Методом итерации, при котором попеременно меняется объект
настройки, можно получить весьма приличные результаты.
В заключение этого раздела приведем несколько экспериментальных
ДН антенн РРЛ, полученных на различных антенных полигонах:
> рис.7.3.5 - ДН на основной поляризации; антенна типа
EP059G30DP-160A производства компании ANTEN Corporation;
диаметр 3,0 м; частота 5,92 ГГц; угловые пределы измерения ДН ±
180°;
> рис.7.3.6 - ДН на кроссполяризации; антенна типа EPO59G30DP-
160А производства компании ANTEN Corporation; диаметр 3,0 м;
частота 5,92 ГГц; угловые пределы измерения ДН ± 180°;
Рис.7.3.5
> рис.7,3.7 - ДН на основной поляризации; антенна типа UHPX4-142
производства корпорации Andrew; диаметр 1,2 м; частота 15,35 ГГц;
угловые пределы измерения ДН ± 180°; линейно-ломанная кривая -
гарантированная огибающая ДН;
> рис.7.3.8 - ДН на кроссполяризации; антенна типа UHPX4-142
производства корпорации Andrew; диаметр 1,2 м; частота 15,35 ГГц;
угловые пределы измерения ДН ± 60°; линейно-ломанная кривая -
гарантированная огибающая ДН;
> ’ рис.7.3.9 - ДН на основной поляризации; антенна типа UH10-34D
производства корпорации Andrew; диаметр 3,0 м; частота 3,65 ГГц;
угловые пределы измерения ДН ± 60°; линейно-ломанная кривая -
гарантированная огибающая ДН;
> рнс.7.3.10 - ДН на кроссполяризации; антенна типа UH10-34D
производства корпорации Andrew; диаметр 3,0 м; частота 3,65 ГГц;
угловые пределы измерения ДН
гарантированная огибающая ДН:
± 60°; линейно-ломанная кривая -
rite: 1492b 1Мсж: ЭиЪ:1.«* bite: 19 «.» Brt:1471
Fteae: Г-4» Гге<: З.ИЙв Нг: Э.ЭММ Zff:K>.2te
tut: RUB HZ-ТШ
Рис.7.3.10
> рис.7.3.11 - серия ДН на кроссполяризации; антенна типа UHPX4-
142 производства корпорации Andrew; диаметр 1,2 м; частота 15,35
ГГц; угловые пределы измерения ДН в угломестной плоскости ± 2°:
ДН сняты при различных значениях азимутальных углов:
а) плюс 0,3°; б) плюс 0,1°; в) 0,0°; г) минус 0,1°; д) минус 0,3°.
Рис.7.3.11
В заключение данного раздела укажем, что экспериментальные ДН
антенн являются исходным материалом для определения других
параметров антенн РРЛ, например таких, как защитное действие или как
усиление антенны ( см.п.7.3.1).
7.3.4. Измерение согласования антенн
Вначале отметим, что согласование антенн может характеризоваться
следующими параметрами:
• коэффициентом стоячей волны (КСВ);
• коэффициентом отражения (Г, %); в спецификациях на
зарубежные антенны - Return Loss (RL), дБ.
Измерение этих параметров - достаточно простая процедура,
производимая с помощью рефлектометров. Здесь, пожалуй, стоит
обратить внимание только на одно обстоятельство: излучение
испытуемой антенны должно быть ориентировано в ту область
окружающего пространства, которое свободно от отражающих
предметов. С этой целью чаще всего измерение параметров согласования
антенн РРЛ производят или в безэховой камере или на открытом воздухе
при ориентации апертуры антенны вверх в небо.
Приведем несколько экспериментальных результатов по
согласованию антенн РРЛ:
> рис.7.3.12 - измерение RL, дБ; антенна типа НРХ6-107Е
производства корпорации Andrew; диаметр 1,8 м; диапазон частот:
fi=10,7 ГГц, f2=l 1,7 ГГц; измерение проведено в безэховой камере;
максимальное отражение составляет минус 35,9 дБ или 1,8 %;
> рис. 7.3.13 - измерение RL, дБ; антенна типа VHPX6-142
производства корпорации Andrew; диаметр 1,8 м; диапазон частот:
^ = 14,25 ГГц, f2=15,35 ГГц; измерение проведено в безэховой
камере; максимальное отражение составляет минус 22 дБ или 7,9 %;
> рис.7.3.14 - измерение RL, дБ; антенна тина HP20-023S производства
компании Comelit; диаметр 2,0 м; диапазон частот: fj=2,3 ГГц,
f2=2,45 ГГц; измерение проведено на открытом воздухе:
максимальное отражение составляет минус 27,35 дБ или 4,3 %;
рис.7.3.15 - измерение RL, дБ; антенна типа HP06-144S производства
компании Comelit; диаметр 0,6 м; диапазон частот: £=14.4 ГГц,
f2=15,35 ГГц; измерение проведено на открытом воздухе:
7.3.5. Измерение развязки между портами антенн
Эти измерения осуществляют с помощью рефлектометра: на один
из портов антенны подают сигнал с выхода свип-геиератора и фиксируют
Рис.7.3.16
уровень сигнала, принимаемого
другим портом антенны.
На рис. 7.3.16 приведены резуль-
таты измерения развязки между
портами антенны типа VHPX6-I42
производства корпорации Andrew;
диаметр 1,8 м; диапазон частот:
£=14,25 ГГц, £>=15,35 ГГц.
7.3.6. Проверка погрешности выполнения профиля
поверхности рефлекторов
Как указывалось ранее, погрешность выполнения профиля
рефлектора (для однозеркальной схемы) или профилей обоих
рефлекторов (для двухзеркальной схемы) антенны существеннейшим
образом влияет на основные характеристики излучения - усиление и ДН.
Поэтому контроль погрешности выполнения профилей рефлекторов
является неотъемлемой технологической процедурой при производстве
антенн РРЛ.
Как правило, контролируемым параметром является
среднеквадратичная погрешность (RMS - аббревиатура этого термина в
технической литературе на английском языке) выполнения профиля
основного рефлектора антенны о. Рассмотрим наиболее распростра-
ненные способы измерения этого параметра.
Первый способ. Обратимся к рис.7.3.17. Здесь показан стапель, на
котором размещен испытуемый рефлектор 1.
Рис.7.3.17 Рис.7.3.18
Ось рефлектора совмещена с осью У. Репер 2, установленный соосно с
осью рефлектора, может вращаться вокруг оси 3. Собственно процедура
измерения сводится к следующим операциям:
> на каждую контрольную тоню/ на поверхности рефлектора,
удаленную от оси на расстояние х„ устанавливают заостренное
основание репера 2:
> с помощью теодолита 4 производится отсчет высотной отметки этой
точки - у,;
> используя массив данных {х,; yj по всем М контрольным точкам,
нетрудно определить искомую величину RMS.
Второй способ. Стенд для его реализации показан на рис.7.3.18. В состав
стенда входят:
• платформа для закрепления зеркала;
• флаг-шаблон; профиль флат-шаблона выполнен с фиксированной
эквидистантой 5 по теоретическому профилю отражающего
зеркала; величина § должна в 5... 10 раз превышать
контролируемую точность изготовления зеркала о;
• устройство для осевого вращения флаг-шаблона;
• набор измерителей зазора между рабочими поверхностями флаг-
шаблона и испытуемого зеркала.
Сама процедура контроля выглядит следующим образом:
♦ флаг-шаблон устанавливают перед рабочей поверхностью
контролируемого зеркала антенны таким образом, чтобы:
□ ось вращения флаг-шаблона совпадала с осью симметрии зеркала;
□ расстояние между поверхностью зеркала и контуром флаг-
шаблона составляло 5;
♦ измеряют и фиксируют линейные расстояния t, зазора между флаг-
шаблоном и зеркалом в N точках, расположенных на различном
удалении от центра зеркала к его периферии;
♦ аналогичные измерения производят при М различных угловых
положениях флаг-шаблона относительно зеркала;
♦ вычисляют NxM величин т, = (б-1.) и определяют средне-
квадратичную погрешность выполнения профиля зеркала по формуле
J-MN
СТзери = {(1/MN-1) а,?у5. (7.3.16)
7=1
В заключение этого раздела укажем на одно важное обстоятельство.
На фирмах - изготовителях антенн для РРЛ зачастую зеркала с одним и
тем же размером и профилем используются для антенн, предназначенных
для работы в различных частотных диапазонах. В этом случае технология
изготовления рефлекторов выполняется такой, чтобы обеспечить RMS
поверхности для самого высокочастотного диапазона. Контроль
поверхности всего произведенного парка рефлекторов позволяет провести
их разделение на несколько групп. Критерием для такого деления служит
величина RMS. Группа рефлекторов, имеющих наименьшую погрешность
выполнения профиля рефлектора, идет в дальнейшем на изготовление
антенн для наиболее высокочастотного диапазона, а имеющих
наибольший RMS - для антенн низкочастотного диапазона.
7.3.7. Проверка устойчивости антенн к внешним
деформирующим воздействиям
Существует несколько различных подходов к проверке
устойчивости антенн к внешним деформирующим воздействиям, среди
которых превалирующее значение имеет воздействие ветровых потоков.
1. Наиболее простым и эффективным способом проверки устойчивости
конструкции антенн к воздействию ветровых нагрузок является
проведение полного комплекса работ по антенне, размещенной в
аэродинамической трубе. Однако его реализация требует очень больших
стоимостных затрат, и поэтому его практически не используют.
2. Другой возможный способ проверки - чисто расчетный. В настоящее
время существует несколько версий программ для компьютеров по
расчету параметров деформации различных конструкций под
воздействием ветровых нагрузок. Практическая эффективность
использования этих программ проверялась путем сравнения результатов
расчета параметров деформации неких эталонных конструкций с
экспериментальными данными, полученными в результате продувки этих
конструкций в аэродинамических трубах.
Эти программы широко востребованы на этапе конструирования
антенн РРЛ. Их применение позволяет получить:
> основные параметры, характеризующие деформацию антенны
при различных направлениях ветровых потоков;
> сведения о наиболее слабых местах в конструкции антенны и ее
крепления.
3.Наибольшее распространение для целей контроля параметров
устойчивости антенны к ветровым нагрузкам получил способ,
заключающийся в компарировании результатов погрешности формы
рефлектора, полученных до и после статического силового воздействия на
рефлектор. Укажем, что сравнительно простые соотношения,
связывающие величины скоростей ветровых потоков и углы их атаки на
конструкцию антенны с результирующими силовыми нагрузками на
антенну (прямые нагрузки, моменты и т.п.) можно найти в каталогах
корпорации Andrew.
При испытаниях необходимые силовые нагрузки моделируются
реальными весовыми нагрузками, воздействующими на поверхность
антенны. Величины весовых нагрузок и
их распределение на воздействующую
поверхность антенны определяются
несложными расчетами. Отметим, что
наиболее распространенная реализация
этого способа заключается в равномерном
распределении весовых нагрузок на
поверхности рефлектора. Стенд для
проведения таких испытаний показан на
рис.7.3.19. На стенде размещен рефлектор
антенны, на поверхности которого
равномерно помещены мешочки с песком.
Общий вес этой статической нагрузки соответствует нагрузке на антенну
при лобовом воздействии ветрового потока со скоростью 200 км/ч.
7.3.8. Измерение согласования фидерных трактов
Процедура измерения параметров согласования фидерных трактов
для антенн РРЛ, использующая применение рефлектометров, крайне
проста и не требует каких-либо комментариев.
В качестве иллюстрации приведем экпериментальные данные по
результатам измерения коэффициента отражения эллиптического
гофрированного волновода типа Е 30 Cu2Y производства компании RFS.
Длина волновода 20 м. Измерения коэффициента отражения г
проводилось в диапазоне частот 2,7 ... 3,1 ГГц.
Согласно спецификации на этот волновод максимальное значение
Гмакс <0,06, а в 80% величина г не должна превышать 0,035. Отметим, что
на этом рисунке приведены два графика экспериментальной зависимости
r( f), полученных при измерениях согласования с обеих сторон волновода.
Анализ экспериментальных данных показывает, что норма на
коэффициент отражения испытуемого волновода успешно выполняется.
7.3.9. Проверка устойчивости фидерных трактов к
внешним деформирующим воздействиям
Фидерные тракты, как волноводные, так и кабельные, подвергаются
проверке на устойчивость к внешним деформирующим воздействиям. Для
обоих вариантов исполнения фидера проверка происходит следующим
образом:
> производят измерение коэффициента отражения фидера в
рабочем диапазоне частот;
> подвергают тракт многократным изгибам, радиусы которых
определены в спецификациях на фидеры (для волноводов изгибы
осуществляют в двух плоскостях);
> если тракт не имеет внешних признаков повревдения, то вновь
производят измерение коэффициента отражения фвдера в
рабочем диапазоне частот.
Если результаты измерения коэффициента отражения испытуемого тракта
повторились или незначительно отличаются от первоначальных (не более
чем на 5... 10%), то принято считать, что фидерный тракт для антенн РРЛ
успешно прошел испытание на внешнее деформирующее воздействие.
7.3.10. Проверка устойчивости антенн и фидерных трактов к
внешним тепловым воздействиям
Наиболее эффективен прямой способ проверки устойчивости антенн
и фидерных трактов к внешним тепловым воздействиям, который
заключается в следующем:
> измеряют одиночный параметр (группу параметров) антенны или
фидерного тракта;
> размещают данный объект в термокамеру; проводят циклическое
изменение температуры внутри камеры, причем предельные
значения температур несколько превышают граничные значения
температурного диапазона объекта, указанного в спецификации;
> вновь измеряют тот же самый параметр (ту же самую группу
параметров) антенны или фидерного тракта.
Если результаты измерения параметров объекта повторилсь или
незначительно отличаются от первоначальных (не более чем на 5... 10%),
то принято считать, что айтенна (или фидерный тракт для антенн РРЛ)
успешно прошла испытания на внешнее тепловое воздействие.
Очевидно, что для осуществления данной процедуры необходимо
наличие испытательной термокамеры, причем ее рабочий объем должен
быть достаточным для размещения испытуемого объекта. К сожалению,
существующие камеры не всегда позволяют разместить испытуемую
антенну. В этом случае тепловым испытаниям подвергаются отдельные
элементы антенны, главным образом - облучатель. В качестве
иллюстрации ниже приведены результаты испытания облучателя антенны
типа HP2O-O23S производства компании Cornell! на согласование до
(рис.7.3.21) и после (рис.7.3.22) ее размещения в термокамеру.
I ЛАВА 8. АНТЕННО-ФИДЕРНОЕ ОБОРУДОВАНИЕ
ДЛЯ РРЛ, ВЫПУСКАЕМОЕ
ОТЕЧЕСТВЕННЫМИ И ЗАРУБЕЖНЫМИ
ПРОИЗВОДИТЕЛЯМИ
8.1 АНТЕННО-ФИДЕРНОЕ ОБОРУДОВАНИЕ ДЛЯ РРЛ,
ВЫПУСКАЕМОЕ РОССИЙСКО-АМЕРИКАНСКИМ
СОВМЕСТНЫМ ПРЕДПРИЯТИЕМ ЗАО “ЭНИСКО”
ЗАО “ЭНИСКО” является в настоящее время по сути дела единст-
венным на территории России предприятием, выпускающим практически
полный ассортимент антенно-фидерного оборудования для радиорелей-
ных средств связи.
8.1.1. Антенны для РРЛ
Антенны, выпускаемые ЗАО “ЭНИСКО”. можно классифицировать
следующим образом:
♦ экранированные антенны;
♦ неэкранированные антенны.
Экранированные антенны, внешний вид которых приведен на рис.8.1.1,
характеризуются наличием цилиндрического экрана (бленды), устанавли-
ваемого на рефлектор. На внутренней поверхности экрана помещен ра-
диопоглощающий материал. Излучающий раскрыв антенны закрыт пло-
ским радомом.
Экранированные антенны выпускаются трех типов:
• ультравысококачественные.
=> серия UHX (двухполяризационные антенны):
=> серия UHP (однополяризационные антенны).
Рис.8.1.1 Рис.8.1.2
Рис.8.1.3
• высококачественные:
серия НРХ (двухполяризационные антенны);
=> серия HP (однополяризационные антенны).
• многодиапазонные:
- -=> серия UMX (двухполяризационные антенны).
Ультравысококачественные антенны обеспечивают наиболее высо-
кий уровень следующих электрических параметров:
> кроссполяризационной развязки;
> защитного действия:
’> подавления бокового и заднего излучения:
> согласования (КСВ).
Отметим, что уровень электрических параметров высококачествен-
пых антенн несколько ниже, чем у ультравысококачественных антенн, но
достаточно высок, чтобы обеспечить необходимое качество работы РРЛ.
Многодиапазонные антенны обеспечивают одновременную двухдиа-
пазонную и двухполяризационную работу. Эти антенны имеют четыре
порта.
Антенны перечисленных классов имеют следующие типовые испол-
нения. различающиеся по диаметру раскрыва: 1,2; 1,8: 2.4; 3,0 и 3.7 м.
Неэкранированные антенны, внешний вид которых приведен на
рис. 8.1.2, имеют несколько худшие показатели по электрическим пара-
метрам, что в основном относится к уровню бокового и заднего излучения
антенн.
Неэкранированные антенны выпускаются двух типов:
=> серии РХ и РХЬ(двухполяризационные антенны);
=> серии Р и PL (однополяризационные антенны).
Неэкранированные антенны выпускаются тех же самых типоразме-
ров. как и предыдущие классы антенн.
Еще один тип антенн, производимых ЗАО '‘ЭНИСКО”. носит назва-
ние антенны ValuLine . Эти антенны выполняются в двух вариантах:
♦ стандартный неэкранированный вариант (серия VP):
♦ экранированный вариант (серия VHP); внешний вид показан на
рис.8.1.3.
Антенны ValuLine выполняются диаметром от 0,3 м до 1,8 м. Эти антен-
ны предназначены в основном для зональных радиорелейных линий,
работающих в диапазонах частот 7... 50 ГГц.
Электрические параметры антенн для РРЛ. производимых ЗАО
“ЭНИСКО”. приведены в табл.8.1.1.
1.7-2.1 ГГц
Таблица 8.1.1
1 Тип антенны | Диаметр, фут.(м) j Входной фланец 1 1 Усиление, : OBI Середина I диапазона | Верх Ширине i диаграммы 1 мапраален- , кости, гред 1 Кросс- ПОЛЯрЮЗ- цня. дв Отношение прямотой обратного излучения, 06 КСВН юге, । WB) |
HP - серия с радомом из ХАЙПАЛОНА (Hypalon)
Одинарная HP6-17D «М 27,6 26,7 296 6.0 25 44 1.10(26.4)
поляризаций НР6-17Е IM 718'EIA 30,3 31.2 321 4.5 39 50 110(26,4)
НР10-17Е 10(5.0) 32.2 33.2 34,1 3.7 34 52 1.10(26,4)
HP12-17F 12(3.7) 33,8 34.7 35,6 30 30 56 1.10(26,4)
PLhP-серия
Одинарная PLS-17C • М 27.1 26 7 29,6 6.0 30 36 1.1006,4)
поляризация PL9-17O «М 7/8’EIA 30.3 31,2 32Л 4.5 30 39 1.10(26,4)
PL10-17D 10(3,0) 32.2 33.2 34.1 3.7 34 42 1.10(29,4)
PL12-17F 12(3 7) 33.9 34.7 35.0 3.0 30 45 110 (28,4)
3.4-3.9 ГГц
UHX* - серия с радомом из ТЕГЛАРА (TEGLAR*)
/ДОмая UHX8-34D 0(2.4) CPR229G 382 369 37.5 14 30 02 1.06(307)
поляризация UHX10-34D 10(3.0) или 38.1 386 36.4 18 30 52 1 08(30.7).
WX12-34D 12(3.7) PDR40 39.6 404 410 1.5 к 06 106(30.7)
HSX - серия с радомом из ХАЙПАЛОН A (Hypalon)
Дюйма» HSX8-34 1(2,4) CPR229S 36,1 36.6 37.1 2,4 40 67 1.06(30 7)
поляризация HSX1O-34 10(3.0) 37.7 38.2 38.7 1.0 40 89 1.06(30.7)
Н 8X12-34 ВД.7) 39.6 40.1 40.0 1.5 40 70 1.08 (30.7)
3.6-4.2ГГц
HP- серия с радомом из ХАЙПАЛОНА (Нуря1ол)
Одинарной HPI-36 • 04) CPR2BG 38.4 37.1 377 15 3» 59 110(28,4)
поляризация НР10-36 10(3.0) им 36.1 38.6 38.4 1.0 30 61 1 М(28,4)
НР12-38 12(3.7) PDR40 38.9 406 412 1.6 30 02 1.10 (28.4)
HSX - серия с радомом из ХАЙПАЛОНА (Нуря1оп)
Дийш HSX8-36A •M CPRZMG 36.7 373 37,8 2.4 40 85 1.06(30.7)
ПОЛфИЖИ HSX10-36A 10(3.0) 38.3 38,0 39,4 1.1 40 06 1.06(30.7)
HSX12-MA 12(3.7) 40.3 40.9 41.4 1.8 40 71 106(307)
3.7-4.2 ГГц
UHX*- серия с радомом из ТЕГЛАРА (TEGLAR*)
Дкйная UHX8-37H 3(24) CPfftOG 366 37.4 37.6 2.4 33 06 1.06(30.7)
ЯОМфИЗМИ UHX10-37H 10(30) или 395 39.1 36.5 18 33 67 1.06(30.7)
UHX12-37H 12(3.7) PDR40 40.4 41.0 41.2 1.5 33 73 106(30.7)
PL и PXL • серия
Ол<Жиа PIUTE Ht.l) MS 354 35.5 ЗХ) 30 40 1.07 (29.4)
ЯОМфИЗМИ PLI-3TO 1(2.4 CPR229G 38.7 37.3 37.9 2.4 30 42 1.06(30.7)
PL1O47D 10(3.0) MM M7 313 39.3 1.6 30 47 1.06(30.7)
PL1J4TF 12(3.7) PDR40 40.4 41.0 41,5 1.6 30 59 1.06(30.7)
Дкйнм PXtffcJTD fJ(M) CPR22SG Ж? JU 39.3 М 30 47 108(30.7)
поляризация PXLI2-37E 12(3.7) или PDR40 40.4 41.0 41.5 1.5 30 50 106(30.7)
Продолжение табл. 8.1.1
5.6-6.2 ГГц
1 Ширина I Кросс- | Отношение ;
Усиление. диаграммы прямого и КСВН В
Тип Диаиетр, Вюдной Нм ; dBl Вере напранлан- поляриза- обратного макс.
антенны фут. (м) 1 фланец Середина носш. ция, I из луч МНТП, (dB)
днапазема ... . РВ ЬВ
UHX* - серия с радомом из ТЕГЛАРА (TEGLAR*)
Двоймя UHX10-56C 10(3.0) CPR137G 42 5 429 433 1.1 36 72 1.06(30 7)
поляризация UHX12-56C 12(3.7) ИЛИ 440 445 449 0.9 36 73 1.06(307)
POR70
НРХ - серия с радомом из ХАЙПАЛОНА (Hypalon)
Двойная НРХ8-38 0(24) .CPR137G 40.5 41.0 414 1.5 30 68 1.06 (30.7)
поляризжде НРХ1О-68 10(30) или 42.0 415 42.9 1 4 30 08 1.08(30.7)
НРХ12-56 12(3.7) PDR70 43.8 442 447 1.0 30 71 1 06 {30.7)
5.725-6.425 ГГц
НР - серия с радомом из ХАЙПАЛОНА (Hypalon)
Одинарная HP4-6TW 4 (1.2) М.6 1 -5-81 35.4 2.0 30 52 1.1(26.4)
полярмацм HP5-67W 6(1,8) CPR137G Зоо 30.0 2,0 30 06 1-0В (30.7)
HP8-57W 0(2.4) или 40.7 414 41.7 1.6 30 м 1 06(30 7)
HF1047W 10(30) PDR70 42.5 42.8 43.4 1.3 30 65 1.06(30 7)
НР12-5М 12(3.7} 44^ 44,8 45.0 1.0 30 70 1.06(30.7)
Р-серия
Одинарная P2-97W 2(0.6) 29.2 29.3 29.9 5.8 30 40 1.1 (26,4)
поляризация P2-S7W P2-57V, 4(U) 0(1.8) CW137G или 34.8 38.0 38.0 38.5 ЗМ 30.0 2,9 2.0 30 к 40 45 11(26.4) 1.08(30.7)
P2-87W 6(14) POR70 40.7 414 41.7 1.6 30 4? 1.06(30.7)
P247W 10(3.0) 42,5 42.9 43.4 1.3 30 30 1.06(30.7)
P2-57W 12(3.7) 444 44.8 45,0 1.0 30 51 1.06(30.7)
7.125-8.4 ГГц
НР - серия с радомом из ХАЙПАЛОНА (Hypalon)
Одинарная HM-71WA 0(1.8) 397 40.3 41.1 1.5 30 06 1.06(36.7)
поляризация HP8-71W HPH-71W 0(24) 10 (3.0) CPR112G или 423 44.0 42.8 44.8 43Х) 45.5 1.1 0.0 30 30 06 70 т M(30./j 1.06(307)
HP12-71W 12(3.7) POR84 400 40.3 47.1 0.7 ЗО 71 1.08(30.7)
Двойная HFX6-71W 0(14) 421 42.9 43.5 1.2 3» 6? 1.10(254)
Р-серии
Одинарная P4-71GO 4(1,2) 384 36,8 37.5 2.2 30 46 1.10(26.4)
пошфмация K-71GO P8-71GF 0(1.8) 0(14) CRRH2G или 39.7 42.3 «0.3 419 41.1 43.6 1.5 1.1 38 30 46 62 1.10(26.4) 1.10(26.4)
P10-T1GF 10(эхч POR84 44.0 44.0 40.5 00 38 56 1.10064)
M2-T1GH 12(З.П 45.6 40.3 47.1 0.7 38 68 1.1006.4)
7.750-8.4ГГц
Р-серия
Одинарная PL4-77GD 4(1Л 38.8 374 37,5 12 30 40 1.06(30.7)
ПМЯрИЭЙЦИЯ PL6-77OE 5(1.8) CPR1T2G 40Х 40.0 41,1 1.5 30 46 1.06 (30.7}
PL6-77GE 10.4) или 42.1 43.3 43.1 11 30 50 1.06(30.7)
H16-77GD 10(30) FORM 44.1 402 45.6 0.9 30 06 106067)
M.12-77GF 12(37) 46.3 40.7 47.1 0.7 30 54 1.06 (36.7)
7.90-8.4 ГГц* _
PXL- серия
frofcofi PXW-77G 6(18) 405 40.8 41.0 15 30 45 1.108.4)
мляриэма* *ftn hi Липп PXL8-77G <м ае8 5ГГип 42 434 шаш 43.9 30 50 1.106-4)
1 ]ро.'1о.тжсние । аб.ч. 8.1.1
10.2-10.7 ГГц
1 Тип антенны i Диаметр : I Ф'/т.М , Входной । фланец : i Низ Усиление, dBI Середина । диапазона Верх Ширина диаграммы направлен* мости, град Кросс- поляриза- ция, d0 Отношение : прямого и обратного излучения, св ксвн макс. (dB)
UHX*- серия с радоном из ТЕГЛАРА (TEGLAR*)
Двойная UHX4-102 4(1.2) 393 39 5 39.7 1.8 33 68 1.1(26.4)
поляризация UHX6-102A 6(1 0) CPR9OG 42.5 42-7 42.0 1.2 33 70 1.1(26.4)
ОНХа-102 0(24) или 45 0 451 45 2 09 33 70 1.1 (26.4)
UHX10-102 10(3.0) PDR100 40 7 400 480 0.0 33 80 11 (26.4)
НР - серия с радомом нз ХАЙПАЛОНА (Hypalon)
Одинарная НР4-102 4(1-2) 306 30.0 400 1.8 30 50 1.1(26.4)
поляризация Н PS-102 0(1.0) CPR90G 419 431 43.3 1.2 30 М 1.1(26.4)
Н PS-102 0(2.4) или 40.3 45 4 45.5 0.9 30 68 1 1 (28.4)
НР10-102 10(30) PDR1OO 47.0 ,67 1 47 2 0.7 30 68 11 (26.4)
НРХ - серия с радомом нз ХАЙПАЛОНА (Hypalon)
Двойная НРХ4-Ю2 4(12) 39.6 39.8 40.0 1.8 30 58 1.15(23.1)
поляризация НРХБ-102 8(1» CPW0G 42.0 43.1 433 1.2 30 68 1.1(26.4)
НРХ8Л82 8(2» или 40.3 45.4 45.5 0.9 30 06 1.1(26.4}
НРХ 10-102 10 (3.0) POR1OO 47.0 47.1 47J 0.7 30 68 1 1 (36.4)
PLhPXL- серия
Одинарная ₽*-102 4(1.2) 30 7 38.9 40.1 1 8 30 45 1.1(26.4)
поляризация Р6-102А 9(1 0) CPR90G 431 43.2 413 1 2 30 50 1.1(26.4)
Р9-102 9(2.4) или 454 45.5 45 6 0.9 30 52 1 1(26 4)
РЮ-102 10 (3.0) PDR1O0 471 47.2 47.3 0.7 30 58 1 1 (264)
Двойная PXL4-1S2 4(1.2) 30.7 30.0 401 1.8 30 45 1.1(36.4)
полярниц PXL6-102 9(1.0) CPR90G 43.1 43.2 43 3 1.2 30 50 1 1 (26 4)
PXL8-102 а (2.4) или 45.4 45 5 45 6 09 30 52 1 1 (36 4)
PXLW-102A 10(3.0) POR100 471 47.2 47 3 0-7 30 58 1.1 (26 4)
10.7-11.7 ГГц
UHX* -серия с радомом из ТЕГЛАРА (TEGLAR*)
Двойная JHX4-18TA 4(U) 40.0 40.4 40 6 1.6 33 70 1 00(28 3)
поляризация JHXS-107J 6(1» CPR90G 43.9 44.0 44.4 1 1 33 80 1.06 (30 7)
(JHX8-107J 8(2» или 40.0 405 40.6 0.6 33 80 1.06 (30 7)
UHX10-107J 10(3.0) P0R100 47 0 400 48 3 0.7 33 62 1.06(30.7)
UHX12-1O7J 12(3.7} 404 49.6 50.2 0.5 33 80 1.06(30 7)
НР и НРХ серия с радомом нз ХАЙПАЛОНА (Hypalon)
Одинарная HP4-WA Ct 2) 40.0 40.4 408 1.6 30 61 108(28.3)
поляризация HP6-107G 9(1-9) CPR9OG 43 9 440 444 1 0 30 70 1.06 (30 7)
HM-107F 6(24) или 460 404 46.0 00 30 71 1.06(30 7)
HP10-107F 10(3 0) PDR100 47 0 483 488 0.7 30 70 1.06 (30 7)
HP12-107G 12(3 7) 494 49 0 502 0.5 30 70 1.06 (30 7)
Двойная НРХ4-Ю7А 4 1.2) 400 403 40 0 10 30 62 1.1 (284)
поляризация НРХ8-107Е 6(1.8) CPR90G 439 440 44.4 10 30 70 1.06 (28.3)
НРХВ-Ю7С а (2.4) или 450 46.4 48.6 0.0 30 70 106(307)
НРХ10-107С 10(3.0) PDR100 47.1 40.3 48.6 07 30 70 1 06(30.7)
HPXI2-10TO 12(3» 494 40.0 М.2 05 30 72 1 06 (30.7)
PLhPXL - серия
Одинарная PL4-I07E 6(12) 401 40.5 40.9 1.8 30 40 1.08(20 3)
поляризация PL6-107E 6(1.В) 43.8 44.0 44.4 1.0 30 51 106(307}
PL8-107F а (2.4) CPR90G 40.0 46.4 49.8 0.0 30 53 1.06(30 7)
PL10 -107F 10(3 0) или 47.0 40.2 46.5 0.7 30 54 106(30.7)
Ниши КСВ PL12.1O7G 12(3.7) PDR100 40.4 40.0 50.2 05 30 80 1 06 (30.7)
Двойная PXL6-107C а О-в) 43.9 44.0 44.4 10 30 49 1 08(28.3)
поляризация PXL0-107C 6(14) CPR90G 40.0 464 46.8 00 30 50 106(30.7)
PXL10-107C 10(30) или 47.0 48.3 48.8 0.7 30 52 1 06 (30.7)
PXL12-107O 12(3 7) PDR100 49.4 498 50.2 05 30 $3 108(30.7)
1 продолжение табл. 8.1.1
1 1 г г. Ширина' i I Орошение
Тип 1 антенны '. Диаметр ! Фут.м Входксй фланец ! усиление. ! Mmj 1 л dSl । 1 Середина ' диапазона ' Верх диа1даммь> пспра&ге*»- носы град Крас- поляриза- ция 68 прямого и ! -'.16ратн$го излучэыя. I хсвн макс ’ WB)
VHP - серия
Одинарная VHP4-187A 4(1.2) CPR90G 40.1 40.5 409 1.8 32 60 1 2(20.8)
поляризация ИЛК
PDR100
12.2-13.25 ГГц
НР - серия с радомом из ХАЙПАЛОНА (Hypnlon)
Одинарная НР8-122Е 6(1» 447 45.1 454 0.9 30 70 1 08(28.3)
поляризация HP8-122D 6(2» ЮЯ75 472 47.8 47 9 0.7 30 70 108(28.3)
НР18-122О 10(3.8) или 48.4 488 49.1 0.6 28 71 1.08 (26.3)
HPI2-122E 12(3» PDR120 506 50.0 51 2 0.5 30 71 1 08(28.3)
Р - серия
Одинарная Р4-122О «(12) 412 41.5 418 1.4 30 49 1.1(26.4)
поляризация P6-122F 6(16) ЮЯ75 447 45.1 45.4 0.9 30 55 1.1(26.4)
PS-122F 1(2» или 47 2 47 8 47 9 0.7 30 58 1.08(25 3)
PW-122F 10(3.0) POR123 48.4 48.8 48.1 0.6 26 60 106(203)
Р12-122Е 12(37) 508 50.9 512 • 0.5 30 Я 1.08(28.3)
12.7-13.25 ГГц
UHX*- серия с радомом из ТЕГЛАРА (TECLAR*) -
Двойная UHX8-127H 5(14) ИЙ75 47 5 47.9 47.8 0.7 '32 60 11(284)
поляризация UHX1U27H 10 (18) или 48 7 488 490 0.8 30 52 1.1(28.4)
PDR120
Н Р - серия с радомом из ХАЙПАЛОНА (Hypalon)
Одинарная НРХ8-127Е 6(1.6) 45.0 451 45.3 0.8 30 68 1.1(264)
поляризация HPX8-127D 6(2.4) W?75 475 47.0 47.8 0.7 30 70 11 (36.4)
НРХ10-127С 10(3.0} или 46.7 488 чр.с 0.5 25 71 1.1 (36.4)
НРХ12-127С 12(3.7) PDR120 50.8 50» Sil 0.5 25 72 1.1 (264}
РХ -серия
Двойная Р)(4-127С 4(12) 40.9 410 412 U 28 52 11(26.4)
лоляризаря РХ6-127С 8(1» W475 45.0 451 45.3 0.9 25 52. 1.1 (264)
РХМ27С 5(2.4) или 47.5 47 6 47.5 0.7 30 54 1.1 (28.4)
РХ10-127С 10(3.0} PDR120 45.7 480 40.0 0.8 38 57 1 1 (264)
РХ12-127С 12(3 7) 50.8 50.8 51.1 0.5 25 58 1 1 (264)
12.75-13.25 ГГц
НР и НРХ-сериясрадомомиз ХАЙПАЛОНА (Hypalon)
Одинарная НР4<13ОЕ 4(1.2) P0R12G 40.9 410 41.1 1.3 20 58 1.1(36.4)
поляризация НР6-1МА 6(1.!) или 451 452 453 0.9 28 70 1 08(28.3}
НР8-130 5(2.4) WR75 47 6 47 7 478 0.7 26 71 108(28.3)
Двойная НРХ4-1» 4(1-2) P0R120 40.9 41.0 41.1 1.3 36 66 11 (26.4)
поляризация HPXI-130A 6(1.9) или 45.0 45 1 45.2 00 28 88 11(26.4}
НРХ6-13О 8(2.4) ИЯ75 47.6 47 7 47.8 07 32 74 11 (26.4)
HSX - серия с радомом из ХАЙПАЛОНА (Hypnlon)
Двойная HSX4-138 «(1.2) WW75 41.4 418 41.8 1.6 40 68 1.1 (И»
поляризация HSX6-130 5(1» ИЛИ 44.8 451 45.3 0.9 48 75 1.1 (294)
HSX8-13O 5(2.4) PDR12G 47.4 47 6 47.0 8.7 48 76 1 1 (284)
HSX10-130 10(3-0) 40.7 48.8 49.0 9.6 48 76 11 (26.4)
Окончание табл К.1.1
Тил j антенны 1 Диметр фут. (м) 1 । ЗхфДНОЙ ! : фланец ! Усиление, dBi , Середина j диапазона j Верх j Ширина диаграммы направлен- ности, rttaa Кросс- лоляряза- ция, св 1 Отношение 1 прямого и ' обратного : излучения, СВ ксвк (dB)
VHP - серия
Одинарная VHF2-130 2(0.6) 35.1 35.3 355 29 32 61 1.2(29.8)
поляризация VHP4-130 <ад 41.2 41.4 41.6 1.3 32 97 12(20.6)
VWP6-130 6(18) 44.6 45.0 45.1 0.9 32 70 12(26.8}
VP - серия
Одинарная VP2A-139 2(06) 35 3 35.5 35.7 2.0 32 45 1.2(20.6)
поляризация VP4A-130 4(12) 414 41.6 41.9 1.3 32 52 1.2(20.6)
VP6A-1M 6(1.8) 45 0 452 45.3 0.9 32 56 1.2(20.0)
14.25-15.35 ГГц
VHP - серия
Одинарная VHP2-142 2(0.6) 36.2 36.5 36.6 2.4 32 62 12(20.0)
поляризация VHP4.142 4(12) ровно 42.2 42 5 42.9 1.2 32 68 1.2(20.8)
VHF6-142 6 (1-6) 457 460 45.3 .06 32 71 1.2(20.8)
VP -серия
Одинарная VP2A-142 2М РОЯ 140 364 367 37.0 24 32 45 1,2(20.8}
поляризация VP4A-142 «И 42.4 42.7 43.9 1.2 32 53 1.2(20^)
14.4-15.35 ГГц
Рм РХ-серия
Одинарная Р8-144Е 8(2.4) UG-541AAJ 49 9 41.0 41.2 14 25 52 1.1 (28.4)
поляризация Р10-144Е 10 (3.9) UAV РОЯ МО 45 9 45.1 453 99 25 52 11 (26.4)
Дкйная РХ4-144С 4(12) UG-541A/U 47.5 47.8 47.8 97 39 54 1-1 (26.4)
поляризация РХ8-144С 8(1.8) ЫЛ9 497 408 490 0.6 30 57 1.1 (28.4)
PX8-144D 8(24) РОЯ МО 50.0 50.0 51 1 0.5 25 58 1.1 (26.4)
РХ19-144О 19(3.9)
Двухдиапазонные антенны
UMX*-серия с рмомом к>ТЕГЛАРА (TEGLAR*)
3.449 ГГц JMXW-J444 10(3 О) CPR229G 37.4 360 36.8 2.0 35 68 1.10(28.4)
<4-5.0 ГГц CPR187G 30.7 40.2 40.7 1.6 35 71 115(23.1)
34-3.9 ГГц UMX12-3444 12(3.7) CPR229G 39.9 364 407 1.7 35 71 1.10(26.4)
44-5.9 ГГц CPR187G 41.4 41.0 42.5 13 35 70 115(23.1)
4.4-59 ГГц 1ШХ194456 19(3 0) CPR107G 38.7 40.2 400 1.0 35 75 115(23.1)
5М2ГГц CPR137G 41.0 42.2 42.6 1.2 35 76 1 19(26.4)
4.440 ГГц UMX124456 12(3.7) CPR197G 41.4 41.0 42.5 1.3 35 74 1 15 (23.1)
5.М.2 ГГц CPR137G 43.4 438 44.2 i.O 35 77 1.19(28.4)
34-3.9 ГГц ИМХЮ44М 19(3.0) CPR229G 36.6 37.2 37 0 2.1 35 70 1.15(23.1)
5.М-2 ГГц CPRW7G 40.7 41.2 41.3 1.2 35 73 115(23.1)
3.M.S ГГц UMX1244K 12(3.7) CPR229G 36.5 36.1 30 7 1.0 35 71 115(23.1)
5.М2ГГц CPR1I7G 42J) 43.1 43.2 1.0 35 78 115(23.1)
На рис.8.1.4 - 8.1.6 приведены огибающие диаграмм антенн:
• рис.8.1.4 -НР8-17Е (диаметр 2.4 м, диапазон 1.7...2.1 ГГц);
• рис.8.1.5 -UHX-34D (диаметр 2.4 м. диапазон 3.4...3.9 ГГц);
• рис.8.1.6 -HP8-71W (диаметр 2.4 м. диапазон 7.125...8.4 ГГц).
Рис.8.1.6
Рис.8.1.4
О 5 10 20 60 100 140 ф, град
Рис.8.1.5
На рис.8.1.7-81.9 приведены огибающие диаграмм антенн:
• рис.8.1.7 -HP8-107F (диаметр 2,4 м, диапазон 10.7... 11,7 ГГц):
• рис.8.1.8-PL10-17D (диаметр 3 м, диапазон 1.7...2.1 ГГц);
• рис.8.1.9 -UHX10-34D (диаметр 3 м, диапазон 3.4...3.9 ГГц).
Рис.8 I 7
Рис.8 1.8
Рис.8.1.9
На рис.8.1.10- 8.1.12 приведены огибающие диаграмм антенн:
• рис.8.1.10 PL10-77GD (диаметр 3 м. диапазон 7.75...8.4 ГТц):
• рис 8.1.11 -HPXJ0-127 (диаметр 3 м, диапазон 12,7... 13.25 ГГц)
• рис.8.1.12 - HSX12-36A (диаметр 3.7 м. диапазон 3.6.. 4.2 ГГц).
Рис 8.1 10
Рис.8.1.11
Рис.8.1 12
На рис.8.1.13 - 8.1.15 приведены огибающие диаграмм антенн:
• рис.8.1.13-РХ12-127 (диаметр 3.7 м, диапазон 12,7...13,25 ГГц):
• рис.8.1.14- VHP2-142 (диаметр 0.6 м. диапазон 14,25... 15.3 ГГц):
• рис.8.1.15 -VHP4-107 (диаметр 1.2 м. диапазон 10,7...И.7 ГГц).
Рис.8.1.13
0
-20
-40
-60
О 5 10 20 60 100 140 ф, град
Рис.8.1.14
Рис.8.1.15
Для защиты облучателя и поглотителя от снега, льда и других осад-
ков используются радомы. Выпускаются два типа радомов;
=> гибкие плоские.
=> жесткие.
Гибкие плоские радомы, внешний вид которых приведен на рис.8.1.1.
обеспечивают срок службы от 10 до 30 лет в зависимости от условий экс-
плуатации.
Жесткие радомы выполняются конической, сферической и парабо-
лической формы Внешний вид радома сферической формы приведен на
рис.8.1.16. Жесткие радомы изготавливаются
из стеклоткани или пластика. Жесткие радо-
мы имеют высокую устойчивость к воздейст-
вию ультрафиолетового излучения и обеспе-
чивают высокую надежность в жестких усло-
виях окружающей среды. Наличие радома в
поле излучения антенны приводит к некото-
рому ухудшению электрических параметров
антенны. В табл. 8.1.2 приведены сведения о
величине вносимого затухания и увеличения
КСВ антенны при использовании радома.
Отметим, что ухудшение указанных парамет-
ров достаточно сильно зависит от частоты.
Рис.8.1.16
Таблица 8,1.2
Диаметр, фт(м) 2ГГц Вносимое затухание, дБ ( 18ГГц Увеличение КСВН на
еггц 8ГТЦ 11ГГц | 13ГГц I 15ГГц 2ГГц I 6ГГц I >11ГГц
2 (0,6) 0,1 0,4 0,6 1,0 1,2 1.5 2,7 0,02 0,03 0,05
4(1,2) 0,1 0,4 0,7 1,2 1,5 2.0 2.9 0,02 0,03 0,05
6(1,8) 0,1 0,5 0,9 1,4 1,7 2,1 2,9 0,02 0,03 0,03
8 (2,4) 0,1 0,6 1.0 1,5 1,8 2.2 0,02 0,03 0,03
Ю (3,0) 0,2 0,9 1,3 1,8 2,1 2.5 0,02 0,03 0,03
12(3,7) 0,2 1,0 1,3 1,9 2,2 2,6 0,02 0,03 0,03
Радиорелейные антенны и радомы удовлетворяют следующим усло-
виям эксплуатации:
• отклонение максимума диаграммы направленности не более 0,1°
при скорости ветрового потока до 110 км/ч;
• максимальная скорость ветрового потока, не приводящая к
механическим повреждениям антенны, до 200 км/ч;
• толщина льда до 25 мм;
• рабочий температурный диапазон от минус 50°С до плюс 70°С.
Схемы размещения некоторых типов антенн приведены ниже;
Рис. 8.1.17
♦ рис.8.1.17 - для антенн типа
ValuLine диаметром 0.6 м: антенна
размещается на трубе диаметром
65... 115 мм;
♦ рис.8.1.18 - для стандартных ан-
тенн диаметром 1.2 и 1.8 м; для
данного случая основные размеры
схемы размещения антенн приведе-
ны в табл.8.1.3;
♦ рис.8.1.19 - для стандартных и эк-
ранированных антенн диаметром
2,4; 3,0 и 3,7 м; для данного случая
основные размеры схемы размеще-
ния антенн приведены в табл.8.1.4;
Рис.8.1.18
антенн^Л (м) * ® С | D Е F j G Н I J К L М
4 (1,2) 1330 470 195 675 545 , 195 60 675 160 780 295 780 480
6(1.8) 1940 690 335 675 545 195 60 675 160 780 295 780 480
Рис.З.].] 9
Таблица.8.1.4
Диаметр антенны, ft (м) I л ° с I D i Е I F I I с н I , I J I
Экраннромнкы* антеннь*
8 (2,4) 2555 2705 1060 125 395 1520 1110 680 275 275
1О (3,0) 3180 3315 800 140 815 1820 1415 880 275 275
12 (3.7) 3775 3915 1090 145 885 2140 1710 835 400 355
Стандартные антенны
8 (2.4) 2555 — 915 125 395 — — 680 275 275
Ю (3,0) 3160 — 830 140 615 1820 — 680 275 275
12 (3.7) 3775 3925 930 145 885 2140 1710 835 400 355
Окончание табл. 8,1.4
I Диаметр антенны, ft (м) I К I L М N ° I S I Т I
Экранированные антенны
в (2,4) 950 200 11 ОО 330 950 696 625 695 3050 1525
1О (3.0) 950 200 1100 330 950 896 625 1000 3060 1625
12 (3.7) 1206 215 1430 330 1225 1145 790 1140 3060 1526
Стандартные антенны
в (2.4) 960 200 1100 330 960 895 625 895 3050 1525
Ю (3.0) 960 200 11 ОО 330 950 895 626 ЮОО 3050 1525
12 (3.7) 1206 215 1430 330 1226 1145 790 1140 3050 1525
8.1.2. Фидерные тракты для РРЛ
Компания “ЭНИСКО” выпускает два вида фидеров для РРЛ:
♦ эллиптические волноводы;
♦ коаксиальные кабели
Электрические и механические параметры эллиптических волново-
дов систематизированы в табл.8.1.5.
Таблица 8.1.5
Тип I Макс, частотный диапазон» ГГц Ослабление, dB/ЮОм Мин. радиус изгиба, мм Макс, скручив. град/м Вес, кг/м
Низ Середина диапазона Верх в плос- кости Е в плос- кости н
EW34 3.1-4.2 2,67 2,27 2,09 360 972 1.5 1,68
EW43 4,4-5,0 2.90 2,80 2,80 381 889 1.5 1,20
EW52 5.6-6,425 4.13 3,93 3,80 305 810 3 0,88
EW77 7,125-8,5 6,26 5,85 5,58 230 635 3 0,67
EW90 10.3-11,7 10,60 10,15 9,84 180 480 8 0,48
EW127A 11.7-13,25 12,28 117 11,38 130 380 6 0,43
EW132 14,0-15,35 16,34 15,8 15,42 130 360 6 0.33
Рис.8.1.20
Внешний вид эллиптического
волновода для диапазона
7,125... 8,5 ГГц приведен на
рис.8.1.20. В правом верхнем
углу рисунка показаны два ва-
рианта переходов от эллиптиче-
ского волновода к прямоуголь-
ному.
Механические и электрические параметры коаксиальных кабелей приве-
дены в табл. 8.1.6 и 8.1.7 соответственно.
1 Тип кабеля LDF4-50A LDF5-5OA FSJ1-50A FSJ2-50 ' FSJ4-50B
Сопротивление, Ом 5011 5011 5011 50±1 50±1
Макс, рабочая частота, ГГц 8.8 5,0 20.4 13.4 10,2
Материал внешнего проводника Медь Медь Медь Медь Медь
Материал внутреннего проводника Алюминий Медь Алюминий Алюминий Алюминий
плакированный плакированный плакированный плакировании
медью медью медью й медью
Диаметр по наружной изоляции, мм 16 28 7.4 10.5 13.2
Наружный диаметр внешнего 14 24,9 6,4 9.5 12,2
проводника, мм Диаметр внутреннего проводника, мм 4.6 9 1.9 2,8 3.6
Мин. радиус изгиба, мм 125 250 25 25 32
Удельный вес, кг/м 0.22 0,49 0,067 0,12 0.21
Таблица 8,1.7
Затухание, д1>/1()0'м на частот е, МГн Тип кабеля
WF4-50A LDF5-50A FSJ1-50A FSJ2-50 FSJ4-50B
500 5,26 2,9 13,7 9,23 8,06
1000 7,68 4,3 19.7 13.4 11.9
1500 9.61 5,45 25.5 16.8 15,0
2000 11,3 6,46 28.5 19,7 17,7
3000 14.4 8.31 35.8 24.9 22,6
Внешний вид кабеля модели LDH-50A показан на рис.8.1.21.
Рис. 8.1.21
8.1.3. Дегидраторы для фидерных трактов
Выпускается два типа дегидраторов:
дегидраторы., основанные на использовании влагопоглотителей;
=> дегидраторы, основанные на мембранной технологии удаления
влаги.
Принципиальное различие между этими типами дегидраторов заключает-
ся в следующим:
♦ дегидраторы первого типа не обеспечивают регенерацию влагопогло-
тителя. После определенного периода времени влагопоглотитель ну-
ждается в замене;
♦ дегидраторы второго типа обеспечивают непрерывный процесс осу-
шения воздуха.
Дегидраторы первого типа предназначены для работы с фидерными
трактами, объем которых не превосходит 283 л. Автоматика дегидраторов
обеспечивает поддержание давления внутри фидерного тракта При изме-
нении цвета влагопоглотителя он должен быть заменен и регенерирован.
Регенерация влагопоглотителя обеспечивается его просушкой в течение
четырех часов при температуре 177°С, Внешний вид дегидраторов серии
MR050 и серин 40525А-5 приведен соответственно на рис. 8.1.22 и 8.1.23.
Гис.К.1.22
Рис.8.1.23
Основные параметры дегидраторов этого типа приведены в
табл.8.1.8.
Таблица 8.1.8
Без звукоизоляции Со звукоизоляцией 40525А-5 I MR050-81046 MR050-81037
Рабочий объем обслуживаемой системы, л <283 <283 <283
Напряжение питания 230В 85-264В постоянное
50Гц 47-400ГЦ 10..72В
Потребляемая мощность, Вт 230 11 11
Пусковой ток. А 7 1.7 1.7
Производительность, л/мин 25 1.4 1.4
Давление воздуха. кПа 7...34 21.,.34 21...34
Диапазон рабочих температур -0°...32°С -1о° ..доч; -10°...40"С
Мин. точка росы осушенного воздуха при температуре окружающего воздуха 40"С и относительной влажности 92% -36’С -40”С -40°С
Объем воздухп, на который рассчитан 1 баллон с абсорбентом до регенпрации, п 5665 5665 5665
Выходной воздушный коннектор 3/8" 3/8" 3/8"
Высота, мм 305 178 178
Ширина, мм 401 483 483
Глубина, мм 127 218 218
Вес. кг 9.5 11,8 11,8
Дегидраторы второго типа выпускаются двух серий.
=> серия МТ050; дегидраторы серии МТ050 предназначены для фи-
дерных трактов с объемом 3.. .560 л.
=> серия МТ 300; дегидраторы серии МТ300 предназначены для фи
дерных трактов с объемом 3..
Внешний вид дегидратора серии
МТ300 приведен на рис. 8.1.24.
Дегидраторы этого типа не регули-
руются и имеют заводскую установ-
ку:
• для серии МТ.300 на включе-
ние при давлении в тракте
ниже 21 кПа и выключение
при давлении в тракте свыше
55 кПа;
• для серин МТ050 для под-
держания постоянного давле-
ния 35 кПа.
560 л
Рис.8,1.24
Основные параметры дегидраторов этого типа приведены в табл.8.) .9.
Таблица 8.1.9
Без звукоизоляции
Со звукоизоляцией
МТ050-81026
Электрические параметры_____________
Напряжение
Потребляемая мощность, Вт
Пусковой ток, А_______________________
Механические параметры __________________
Производительность, л/мин
Температура окружающего воздухе
Иин. температура точки росы при температуре
эоздуха 49’С и отн. влажности 95%
Выходной воздушный разъем_________
Размеры t вес___________________________
Высота, мм
Вирина, мм
‘пубина, мм
Вес нетто, кг
Зес с упаковкой,кг
"абариты упаковки, мм
МТ050-81037 МТ300-81026
_________________МТ300-82026
230В,50Гц
260
2
21...68ВП.Т.
325
7 при 48В
220.50/60ГЦ
300
3,9
1.4
1,,.40’С
1.4
1...40°С
-4SDC
8,5
1...49-С
3/8"
356
19
24
182
475
330x690x510
464
21
26
310
428
260
21
25
710x535x585
8.2. АНТЕННО-ФИДЕРНОЕ ОБОРУДОВАНИЕ ДЛЯ РРЛ
КОРПОРАЦИИ ANDREW
Корпорация Andrew является крупнейшим в мире производителем
антенно-фидерного оборудования для РРЛ. Необходимо отметить, что
номенклатура антенно-фидерного оборудования для РРЛ, производимой
корпорацией Andrew, охватывающая практически все мыслимые запросы
потенциальных покупателей, занимает около половины 750-страничного
последнего каталога фирмы (catalog 38). Поэтому ниже приведены лишь
основные сведения о выпускаемой корпорацией продукции.
8.2.1. Коаксиальные фидеры
Классификация коаксиальных кабелей, выпускаемых фирмой
Andrew, проводится по следующим параметрам:
1. Диаметр внешнего проводника. Этот параметр задается в дюймо-
вой мере: 1/4"; 3/8"; 5/8" и т.д.
2. Способ выполнения крепления средней жилы коаксиала. В ос-
новном используются два способа:
2.1. С помощью сплошного вспененного диэлектрика (form dielec-
tric; далее - fd).
2.2. С помощью кордельной диэлектрической изоляции (air dielec-
tric; далее - ad).
3. Волновое сопротивление коаксиала:
3.1. 50 Ом.
3.2. 75 Ом.
Основные технические характеристики некоторых типов коаксиаль-
ных кабелей приведены в табл.8.2.1.
Таблица 8.2.1
Номинальная категория кабеля 1/4" 1/2"
Способ крепления средней жилы fd fd аг fd fd аг
Волновое сопро- тивление. Ом 50 50 50 50 50 50
Наименования ка- беля FSJ1- 50 ETS1-50T HST1-50 FSJ1-. 50 LDF4- 50А HJ4- 50
Дополнительные свойства Высокая темпералура Высокая температура Низкое КСВН
Максимальная час- тота, ГГц 20,4 20,0 18 10,2 8.8 10,9
Скорость. % 84 82 82 81 88 91,4
Затухание. дБДООм, на частоте. МГц: 500 1000 2000 3000 13,5 19,6 28,5 35,6 13,4 19,2 27,7 34,5 12,7 18,6 26,6 33,2 8,04 11,8 17,6 22,4 5,02 7,28 10,7 13,4 6,31 9,23 13,7 17,3
Минимальный ра- диус изгиба, мм 25 25 25 32 125 125
Погонный вес, кг/м 0,067 0,098 0,085 0,21 0,22 0,37
Продолженистабл. 8,2.1
Номинальная ка- тегория кабеля 5/8" 7/8" 11/4"
Способ крепления средней жилы fd аг fd аг fd fd
Волновое сопро- тивление. Ом 50 50 50 50 50 50
Наименования ка- беля L.DF4.- 50 HJ4..5- 50 VXL5- 50 НТ5-50 VXL6- 50 I.DF6- 50
Дополнительные свойства Низкое КСВН Низкое КСВН Высокая температура Низкое КСВН Низкое КСВН
Максимальная час- тота. ГГц 6,1 6,6 4,9 5,2 3,3 3,3
Скорость. % 89 92 88 Н 92.5 88 89
Затухание. дБ/ЮОм. на частоте. МГц: 500 1000 2000 3000 3,66 5.38 8,02 10,2 3.71 5.37 7,86 9,89 3.05 4,46 6,59 8.35 3,69 5,85 9,56 13,0 2.15 3.20 4,83 6.21 1,99 2,94 4,43 5,68
Минимальный ра- диус изгиба, мм 200 180 125 250 250 380
Погонный вес. кг/м 0.22 0.59 0.43 0,67 0.74 0.94
Окончание табл. 8.2.1
Номинальная ка- тегория кабеля 1-5/8" 2-1/4"
Способ крепле- ния средней жи- лы fd fd аг fd аг
Волновое сопро- тивление. Ом 50 50 50 50 50
Наименования кабеля VXL7-50 I.DF7-50A HJ7-50A LDF12- 50А НЛ2-50
Дополнительные свойства Низкое КСВН Низкое КСВН Низкое КСВН Низкое КСВН Низкое КСВН
Максимальная частота. ГГц 2.5 2.5 2.7 2,2 2.3
Скорость. % 88 88 92.1 88 93.1
Затухание. дБ/100м. на Частоте, МГц: 500 1000 2000 1.63 2.43 3.71 1.63 2.43 3.71 1,57 2,30 3,42 1,40 2,11 3,26 1.31 1.93 2.89
Минимальный радиус изгиба, мм 375 510 510 610 560
Погонный вес, кг/м 1,12 1,2 1,55 1,82 1.73
Ниже в качестве иллюстрации на рис.8,2.1 приведена спецификация ко-
аксиального кабеля типа HJ5-5O.
Cable Ordering Information
Attenuation and Average Power
Standard Cable______________________________
7/8“ Standard Cable, Standard Jacket________
Are Retardant Cabtea
7/8’ Are Retardant Jacket (CATVP)
7/8“ Fire Retardant Jacket (CATVR)
Low VSWR and Specialized Cable*_____________
7/8* Low VSWR, specify operating band
Cable lor Cellular, standard Jacket
824-894 MHz. 1.20 VSWR. max.
880-960 MHz. 1.20 VSWR, rntu
880-960 MHz, 1.10 VSWR, max.
Cable for Cellular, hre relardant jacket (CATVR)
824-894 MHZ. 1.20 VSWR. max.
HJ5-50'
KJ5RP-50*
KJ5RN-50*
HJ5P-5O-C*)
25831*3
25831-8
25831-7
41690*78
For broadcast applications, specify cnarmel o' frequency
1 Insert su№« rwmba' Irom “Lew VSWR SpaO'feMons* table.
characteristics
I qqqeqHHHHHI
Impedance, ohms
Maximum Frequency. GHz
Velocity, percent
Peak Power Rating, kW
de Resistance, ohms/1000 ft (1000 m)
Inner
Outer
de Breakdown, volte
Jackal Spark, volts RMS
Capacitance. pF/ft (m)
inductance yl-Vft (tn)
5.2
91.6
90
0.25 (0.82)
0.20 (0.88)
8000
8000
22.2 (72.6)
0.055 (0.180)
Mechanical
Outer Conductor Copper
inner Conductor Copper
Diameter over Jacket, tn (mm) 1 И (28.2)
Diameter over Copper Out Conductor, in (mm) 1 01 (25.7)
Diameter Inner Conductor, in (mm) 0.359 (9 1)
Nomina! Inside Transverse Dimensions (cm) 2.02
Minimum Bending Radius, tn (mm) 10(250)
Number of Bends, minimum (typical) 15(20)
Bending Moment, ib-ft (Nrn) 25 (34)
Catts Weight, tbffl (ktyml 0.54 (0.80)
Tensile Slrength, lb (kg) 800(360)
Fiat Plate Crush Strength. Ib/in (kg/mm) 250 (4.5)
1.5
2
10
20
30
50
88
100
108
150
174
200
300
400
450
SOO
512
600
700
800
824
894
960
1000
1250
1500
1700
2000
2300
30001
4000
5000
5200
0.0245
0.0350
0.0431
0.0500
0.114
0163
0.200
0.260
0.347
0.Э70
0.386
0.460
0.500
0.540
0665
0.0004
0.141
0.164
0.374
0.533
0.656
0.853
1.21
0.870
0.959
1.04
1.12
1.51
1.64
1.77
2.18
2.63
2.70
2.85
2.89
90.0
64.1
55.2
24.8
13.8
10.6
7.88
5.66
5.44
5.06
4.07
3.49
1 19
1.24
1.43
1.57
1.69
1.65
2.03
2 90
3.30
3.40
3.42
3.66
3.74
3.92
4.07
3.09
3.06
2.80
2.40
2.37
2 26
4.68
5.15
6.65
7.90
10.8
2.12
1.89
1.72
1.62
1.49
1.36
1.15
0.954
0.828
0.807
Standard Conditions:
For Attenuation. VSWR 1.0. ambteot temperature 24’C (?5'F). aimospheric
pressure. dry air
For avenge Power. VSWR 1.0 inner temperature WC (212'F). ambient
temperature 40*C(104*F), atmosphere pressure, dry air. no solar inadmg.
t Comaci Andrew Kir information on operation in the 3050-3200 MH; band.
U.K. 0600-250055 » Repubhc of Ireland 1-800-5353S6 - Australia 1800-603 219 - New Zeeland 0800-441-747
’ANMffMf.. бп
Рис.8.2.1
8.2.2. Эллиптические волноводы
Основные технические характеристики эллиптических волноводов
приведены в табл.8.2.2.
Таблица 8.2.2
Параметр волновода Тип волновода
EW17 EW20 EW28 EW34 EW37 EW43
Рабочий диапазон частоз, ГГц 1,7. .2.4 1.9...2,7 2,6..3,4 3.1...4,2 3,3...4,3 4.4...5.0
Затухание, дБ/100м, iia частоте, ГГц: 1.7 2,0 2,3 2,7 1.51 1.19 1.07 1,81 1,53 1,39 2,87
Параметр волновода Тип волновода
EW17 EW20 EW28 EW34 EW37 EW43
3.0 2.11
3.3 1.90 2.46 4,00
3.6 2.27 3,18
3.9 2.16 2,81
4.2 2.09 • 2,60
4.5 2,9
4.8 2,8
5.0 2.8
Минимальный ра- диус изгиба, мм: в плоскости Е 510 460 560 432 300 280
в плоскости Н 1450 1270 1320 1194 760 711
Погонный вес, кг/м 4.06 2,76 2,04 1-68 _ 1,25 1,20
Продолжение табл. 8.2.2
Параметр волновода Тип волновода
EW52 EW63 EW64 EW77 EW85 EW90
Рабочий диапазон частот, ГГц 4,6...6.4 5,8...7,2 5,3...7,8 6,1.8,5 7,7...9,8 8,3... ...11,7
Затухание, дБ/100м, на частоте, ГГц: 4,6 5,2 5,8 6,4 7,2 7.8 8,4 9,0 9,6 10.2 11.0 11.7 5.34 4.42 4.02 3,8 4,95 4.59 4,30 3,45 3,9 4,45 4,41 7.1 6,20 5.83 5.50 13,70 11,50 10,40 9,65 13,6 12,0 11,40 10,70 10,15 9,84
Минимальный ра- диус изгиба, мм: в плоскости Е в плоскости Н 200 560 180 510 260 685 180 510 200 480 150 330
Погонный вес, кг/м 0,88 0,76 0,73 0,67 0,50 0,48
Окончание табл. 8.2.2
Параметр волновода Тип волновода
EW127 EW132 EW180 EW220 EW240
Рабочий диапазон частот, ГГц 10,0... ...13,25 11,0... ...15,35 14,0... ...19,7 17,0... ...23,6 18,0... ...26,5
Затухание, дБ/100м, на частоте. ГГц: 10,0 14,6 '
Параметр волновода Тип волновода
EW127 EW132 EW180 EW220 EW240
12,0 14,0 16,0 18,0 20,0 22,0 24,0 26,0 12,0 19,3 16,34 27,63 22,06 19,80 28,43 37,60 34,68 32,91
Минимальный ра- диус изгиба, мм: в плоскости Е в плоскости 11 130 280 130 360 150 380 120 230 120 230
Погонный вес, кг/м 0,43 0.33 0,22 0.18 0,16
В качестве иллюстрации на рис.8.2.2 приведена спецификация волновода
типа EW.37.
Characteristics
Max. Frequency Range. GHz 3.3-4.3
,TEu'Mode Cutoff Frequency, GHz 2.79
Group Delay al 4.0 GHz, ns/100 ft (ns/100 m) 140 (459)
Peak Power Rating at 4.0 GHz, kW 309
Mechanical
Minimum Bending Radii, without rebencfing, inches (mm)
E Plane 12(300)
H Plane 30(760)
Minimum Bending Radii, with rebendtng, inches (mm)
E Plane " 17(430)
H Plane 41 (1040)
Maximum Twist, degrees/bot (m) 0.5 (1.5)
Dimensions over Jacket, in (mm) 2.90 x t-86 (73.7 x 47.2)
Weight, pounds per foot (kg/m) 0.84(1.25)
tttenuation, Average Power, Group Velocity
frequency GHz Attenuation dB‘100 И !<tR<"!00 П') Avc-tage Рслес Rating kW Group Velocity cl ; Propagation i
з.зо 1.22(4.00) 7.39 53.4
3-40 1.11 (3.63) 8.14 57.1
350 1.03 (3.37) 8.77 60.4
3.60 0.97 (3.18) 9.31 63.2
3.70 0.92 (3.03) 9.77 65.7
3.60 0.89 (2.91) 10.17 87.9
3.90 0.86 (2.81) 10.52 69.9
4.00 0.83 (2.73) 10.83 71.7
4.10 0.81 (2.86) 11.11 73.3
4.20 0.79 (2.60) 11.36 . 74.7
. 4.30 0.7В (2.55) 11.59 76.1
Рис.8.2.2
8.2.3. Антенны
Корпорация Andrew выпускает следующие категории антенн для РРЛ:
• антенны типа “grid”. Исполнение антенн:
♦ KPF и KPRF. Внешний вид антенн приведен на рис.8.2.3 и 8.2.4.
Антенны предназначены для работы только на одной поляриза-
ции в низкочастотной части радиорелейных диапазонов. Обла-
дают малой ветровой нагрузкой. Питание - коаксиальный фидер.
♦ МКР. Внешний вид антенны приведен на рис.8.2.5. Используется
в диапазоне частот до 900 МГц;
• стандартные параболические антенны (типы антенн - Р; PL; РХ;
PXL). Внешний вид приведен на рис.8.2.6. Антенны выполняются по
одно - или двухполяризационной схеме. Имеют достаточно хорошее
согласование;
• стандартные фокальные антенны (типы антенн - FP; FPX; FPHP).
Внешний вид приведен на рис.8.2.7. Имеют улучшенное соотношение
F/B;
• антенны с улучшенными характеристиками. Внешний вид приведен
на рис.8.2.8. Исполнение антенн:
♦ HP (High Performance) и НРХ. Антенны имеют улучшенные
параметры;
♦ UHP (Ultra High Performance) и UHX. Антенны имеют наилуч-
шие из достигнутых характеристик для этого класса антенн;
♦ UMX. Антенны предназначены для работы в двухчастотных диа-
пазонах. Имеют 4 порта;
♦ HSX. Антенны имеют наилучшие параметры по кроссполяриза-
ционной развязке;
• антенны типа ValuLine. Внешний вид антенн приведен на рис.8.2.9 и
8.2.10.
Ниже приведены спецификации некоторых типов антенн:
• табл.8.2.3 - антенны для самых низкочастотных диапазонов;
• табл.8.2.4 - антенны для диапазона частот 1,9...2,3 ГГц;
• табл. 8.2.5- антенны для диапазона частот 2.3... 2,5 ГГц;
• табл.8.2.6 - антенны для диапазона частот 5,925. ..6,425 ГГц;
• таб л. 8.2.7 - антенны для диапазона частот 7,125... 8,4 ГГц;
• габл. 8.2.8- антенны для самых высокочастотных диапазонов;
• табл.8.2.9 - антенны типа ValuLine для диапазонов: 14,25... 15,35;
17,3... 17,7 и 17,7... 19.7 ГГц.
В таблицах приняты следующие обозначения, позиция 1 - тип антенны; 2
- диапазон частот; 3 - диаметр антенны фут(м); 4 - тип фланца; 5, 6 и 7 -
усиление антенны, дБи, на нижней, средней и верхней частоте диапазона;
8 - ширина ДН. град; 9 - кроссполяризационная развязка, дБ; 10 - F/B,
дБ; 11 - КСВН ( коэффициент отражения, дБ).
Таблица 8.2.3
Рис.8.2.9 Рис.8.2.10
СП
Таблица 8.2.4
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11
WF8-19A 19-23GHZ IM 7ГВА 327 31.9 31.1 4.2 30 57 1.20 (ОД
UHP10-19A 1.9-23 GHz 100.0) 7ГВА 34.5 337 321 36 30 60 110(206)
UHP12-10A 1.9* 23 GHz 12 p.7) 7/ГВА 381 35.4 346 2.9 30 84 120(20.6)
UHPT19A 1.9.230Hz F Range Female 327 31.9 31.1 42 30 57 tape.®
UHP10F-19A 1.9-23GHZ 10(105 FFtagtFmile 34.5 317 319 36 30 60 110(20.8)
UHP12F-19A 1.9 -23 GHz 12(3.7) FFtagtFmile 382 35.4 34.6 19 X 84 1.20(20.8)
НРв-UE 1.9-23 GHz «(1® 7ГВА 304 295 216 5.5 25 48 1.10(28.4)
НР6-19Е 1.9-23GHz IM 7/8* BA 329 32 31.1 4.1 30 50 1.10(264)
ИРЮ-19Е 1.9-23GHz 10(3.0) 7/8* BA 346 339 33 33 30 53 110(28.4)
HP12-19F 1.9-23 GHz 12P.7) 7ltT BA 38.4 35.5 34.8 28 30 57 110(264)
Ю5-19Е 1.9.23GHz 15(4.6) 7/reiA 38.3 37.4 38$ 21 30 59 1-10(204)
НРХМЙ? 1.9.23GHz «М 7Г6А 329 32 31.1 4.1 28 48 1.10(28.4)
HPX1O-10F 1.9-23 GHz 10(10) 7ltT BA 348 319 33 13 28 53 1.10(28.4)
НРХ12-19Е 1.9-23GHZ 12(17) 7ГВА 38.4 35.5 346 2.8 30 55 1.10(28.4)
HPX15-19F 1.9-230HZ 15(46) 7/8* BA 383 374 38.5 22 28 58 1.10(28.4)
FF8F-19D 1.9.230Hz «(1® FFkngtFxrak 30.3 28.4 265 55 25 48 1.20(208)
HP8F-19C 1.9-23GHZ «М F Range Female 328 31.9 31 41 30 50 115(23.1)
HPt0F-l9C 1.9-23 GHz 10(10) F Flange Female 34.7 336 319 31 30 53 1.15(261)
HP12F-19C 1.9.23GHz 0 p.7) F flange Female 363 35.4 345 2.8 50 57 115(211)
HPXtf-19 10230Hz IM F Rang# Female 329 32 311 41 28 48 120(208)
HPX10F-W 1.0-23GHZ 100.0) F Range Famale 34.6 33.9 33 13 28 43 110(20.8)
FP6-19E 1.0-23GHZ tM 7ltT BA 323 31.5 306 41 30 50 1.10(28.4)
FP10-19G 1.9-23GHZ 10(3.0) 7ГВА 341 512 313 3.3 30 53 1.10(26.4)
FP12-19E 19 -2.3GHz 12 P.7) 7/8“ BA 357 346 339 28 30 55 1 10(26 4)
FPX8-19A 1.9-23 GHz 804) 7/8" BA 32 31.2 30.4 41 25 47 1 10(26 4)
FPX10-19A 1.9.23GHz 10(3.0) 7/8" EIA 339 33.1 32.3 13 29 $2 110(26.4)
FPX12-W 1.0.23GHz 12 PT) 7/8* EIA 34.9 346 $4 28 28 52 110(26.4)
FP8F-1» 19.23GHz «М F Flange Femala 322 31.4 3G5 4.1 30 50 1.X(20.8)
FP10F-19D 19-230HZ 10(30) F Range Female 34 331 32.2 13 30 53 1.15(261)
FP12F-19D 19.230Hz 12 p.7) F Range Female 35.8 34.7 338 28 30 55 115(23.1)
PL4-19C 1.9.230Hz 4(1.2) 7/ГВА 287 25.8 24.9 8.2 30 33 1.30(177)
PL6-19C 1.9-23GHZ 8(18) 7/8“ EIA 30.4 29.5 28.8 55 30 37 110 (28.4)
PL6-19D 1.9-23GHZ 8(24) 7/8* BA 329 32 31.1 41 30 40 1.10(26.4)’
PI10-19D 1.9-2.3 GHz W (30) 7/8* BA 34.6 33.9 33 13 30 44 110(28.4)'
PL1219F 19-2.3 GHz 12(3 7) 7/8“ EIA 364 355 34.6 28 30 48 110(26.4)*
pus-tee 19-2.3 GHz 15(48) 7/8* BA 363 37 4 38.5 22 30 50 110(26.4)*
PXL8-19O 19-23GHZ «Р.4) 7/ГВА 32.9 32 311 41 28 43 110(264)
РХИ0-1» 19-2 3GHz 10(30} 7/8“ EIA 34.6 33.9 33 33 28 45 1 10(26 4)
PXL12-19D 1.9 23GHz 12P?) 7/8“ EIA 36.4 355 346 28 28 48 110(28.4)
PXL1M9D 1923GHz 15(4.® 7/8“ BA 363 37 4 365 22 28 48 110(26.4)
P4F-19D 19-23 GHz 4(12) F Flange Female 28? 256 249 82 50 33 130(1? 7)
wax 19-23 GHz «(1.8) F Range Female 303 294 285 55 30 3? 120(20 8)
Ptf-tPC 1.0-23GHZ 8(2.4) F Range Female 32.6 31.9 31 4.1 30 40 115(23.1)
P10F-19C 1.9-23 GHz 10 (3.0) F Flange Female 34.7 336 319 33 30 44 115(23.1)
P12F-19C 1.9-23GHz 12 p.7) F Flange Female 363 35.4 34.5 28 30 48 115(23.»
PXL8F-19 19.2.3 GHz 8(24) F Range Female 329 32 311 4.1 28 43 120(20-8)
PXLlOF-19 19-2.3 GHz 10 p.0) F Range Female 346 339 33 33 28 45 110(20 8)
GPLS-lflA 19-2.3 GHz 8(1.8) 7/81BA 30.3 29.5 286 5.8 31 38 110(28 4)
GPim 1.9-23GHZ 8(2.4) 7/ГВА 32.6 32 31.1 4.2 35 39 1.10(26 4)
GR.1O.t9e 1.9-23 GHz Ю0.О) 7/ГВА 347 33.9 33 34 40 42 110(28.4)
GR.t2.iee 1.9-23 GHz 12P.7) 7/ГЕ1А 363 35.5 346 29 40 44 110(26.^
GR.is.iee 1.9-2.3 GHz 15(4® 7/8“ BA 362 37.4 365 23 40 48 1.10(26.4)
GP6F-19A 19-23 GHz 8(18) F Flange Female 30.2 29.4 28.5 54 31 36 1.20(208)
GP8E-19A 1.9-23GHZ SP.4) F Range Female 327 31 9 31 4 35 39 110(208}
GP10F-19A 19-23GHZ 10(30) F Range Female 348 33.6 32.9 3.3 40 42 1.20(20^
GP12F-19 19-23GHz 12P7) F Flange Female 36.2 354 345 28 40 44 120(20.8)
GP15P-19 19.23 GHz 15(46) F Flange Female 361 373 364 22 40 48 120(20-8)
KP4-19A 19-23GHz 4(12) 7/8* EIA 273 285 258 7.7 29 32 110(208)
KP&iee 19-23GHZ «(2® 7/8“ 0A 31.1 303 28.4 5 32 36 1.10(26.4)
крмее 1.9-23 GHz 8(2.4) ?/8"ElA 32.7 319 31.1 4.8 32 39 108(26.3)
KPio-iee 1.9-23GHZ W0.O) 7/8“ BA 346 316 329 33 35 41 106(263)
KPi3-iee 19.23GHz 13(4® 7/ГВА 371 36.3 354 28 30 40 106(26.3)
KP4F-19A 1.9-23 GHz 4(1.2) F Range Femala 27.2 28.4 25.5 7.7 29 32 1.30(177)
KPCF.iee 1$.23GHz 8₽® F Range Female 31 302 29.3 5 32 36 110(20-8)
хрен» 1.9-23GHZ »I2A FFbngeFemate 326 31.8 31 48 32 39 120(20.8)
KPioF-iee 10 -2.3 GHz 10(3.0) F Flenge Female 345 337 318 33 35 41 120(20.8)
KP13F-190 19-23 GHz 13(40) F Flange Female 37 36.2 353 28 30 40 120(208)
Таблица 8.2.5
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11
FP623D 23-2.5 GHz 8(1.6) 7A-EIA 368 364 296 5.3 28 41 1.1509.1)
FP8-23O 2.3-25 GHz 8(24) 7/8* BA 33 327 316 4.1 30 X 110(28.4)
FP10-230 23.25GHz 10(3.0) 7/8* BA 363 348 34.7 3.4 30 X 1.08 080)
FP12-23O 23-25GHz 12(ЗЛ 7/ГС1А 368 364 36.6 28 30 57 108 08.3)
FPX8-23C 13-15GHz 8(1.8) 7/8* BA 29.8 262 269 5.5 27 41 115(29.1)
23.2.5 GHz 8 (2.4) 7/8* B* 323 3)8 315 41 28 S2 1 10(284}
FPX1C-23C 2.3-25 GHz 10(30) 7/8* EIA 34.2 319 33.8 13 29 54 1.08(28.3)
FPX12-23C 13-2.5 GHz 12P?) 7/ГВА 369 35.8 355 2.7 30 58 108 08.^
FP4F-23O 13-25GHZ 4(1-2) F Flange Femtfe 28.8 294 281 77 30 40 1.30 (17 7)
FP8F-23O 23.25 GHz 8(18) F Range Female 30.5 363 267 53 28 41 125(19.09
FP8F-23O 23.2.5 GHz 8(2.4) F Flange Female 319 328 32S 4.1 30 52 120(20.8)
FP10F.23D 2.3-2 5 GHz 10(3(4 F Flange Female 352 34? 34.8 3.4 30 S3 1 1503.1)
FP12F.23O 23-2SGHZ 12(3.7) F Range Female 36.5 363 367 28 30 5? 1.15091)
Кв-230 2 3.25 GHz 8(18) 7/8* EIA 31.2 368 305 4.8 28 38 1.10084)
PIO-230 23 25GHz 8 (2.4) 7/8" BA 337 334 33 3$ X 38 1.08 06.3)
PI10-230 23-25GHZ 10(30) 7/8* EIA 35.7 35.3 34.9 26 30 42 1.0808.3)
PL12-23O 13-2.5 GHz 12(3-7) 7/8* EIA 37.2 37 355 2.5 30 44 1.0608.3)
P4F-23E 2.3-25GHZ 4(1.2) F Range Female 27.8 27.3 269 69 32 36 1 20(20.8}
P8F-23E 2 3 - IS GHz 8(1.8) F Range Female 312 308 30.4 47 X 38 1.20 (268)
P8F-23E 13-2.5 GHz 6(2 4) F Flange Female 318 33.4 33 3.5 30 38 115(23.1)
P10F-23E 23.15GHz 100.0) F Range Female 35.8 35.3 34.9 3 90 44 1.15031)
P12F-23E 23.25GHz 12 0.7) F Flange Female 372 38.9 386 25 Я . 47 115(23.1}
GP8F-23D 23- 2.5 G«r 8(16) F Range Female 31 368 302 <7 33 34 120060)
GP8F-23C 23.25GHz 80.4) F Flange Female 336 33.2 328 38 35 38 115 (29.1)
GP1QF-23O 3.3-25GHZ 10(3.0) F Flange Female 353 35 346 3 33 40 1.15031)
КР4-ЙА 23-2.5GHz 4(12) 7/8* EIA 27.9 27.8 27.3 89 30 90 120(268)
№8-238 23-2.5GHz 8(1 8) 7/8* EIA 317 31.4 311 4.5 30 38 110(28.4)
KP8-238 23 2$GHz 8(2 4) 7/8* EIA 332 33 327 34 30 35 1.08(28 3)
№10-238 23-25GHZ 10(3.0) 7/8* EIA . 352 349 346 3 30 38 108 083)
№13-238 23-2.5GHZ 13(4.0) 7/8* EIA 37 8 37.3 371 24 30 38 1 08083)
KP4F-23A 23-25GHZ 4(1 2) Г Flange Female 27 8 27.5 272 89 30 X 1X077)
№6F-23B 23 -25GHZ 8(1.8) F Flange Female 318 313 31 4.5 30 35 1 X 00.8)
№8F-23B 23.2.5 GHz 804) F Flenge Female 33.1 321 32.8 34 30 35 11503.1)
№10F-23B 13-25GHZ 100.0) F Range Female 351 34.8 345 3 30 38 115(23.1)
KP13F-238 23-25GHZ t3(4.Q) F Flange Female 37 5 37 2 3? 14 30 38 11503.1)
Таблица 8.2.6
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11
UHXMW 1S25.M25GHI «(1.8) CPR137G Xi X.8 X.4 16 33 75 1.06(307)
UHX6-59H U25-«.4SGHi «В ® CPR137G 416 41.3 409 14 X 77 1.06 (X7)
UHX1MCJ 4925 - 6425 GHz 10(3.0? СРЯ137С 438 431 421 11 34 X 1.06 (X 7)
UHX12-SU 1925 - 6425GHZ 12 (3.7) CPR137G 452 44.8 444 69 X X 1.06 (X. 7)
UHX1$58H 5.925-6425 GHz 1$(4.6) CPR137G 466 48.4 481 0.8 84 X 1.06 00.7)
HPM96 5.925-6425 GHz 6(2.4) CPR137G 419 415 411 1.4 X X 1.06(307)
HP1M6E 5.925-6428 GHz 10 00) CPR137G 43.8 433 42.9 1.1 X X 1.08 00.7)
HP12-5SE 5J25-6425GHZ 1207) CPR137G 482 45 44.7 0.9 X 71 1.08 (30.7)
HP1SXO 5925-6425GHZ 15(46) CPR137G 48.8 46.4 48.1 0.8 X 71 108(30.7)
ЮДОР 692$.6425GHz 6(1.8) CPR137G 39.1 X.8 36.4 1.8 X 85 1.07(29.4)
iPXMflE 5925.8 425GHz 6(2.4) CPR137G 41.8 41.3 468 14 X X 108(30.7)
HPX1CW8E 5.925-6425GHZ 1000) CPR137G <3.5 431 42? 1.1 X 71 1.06(30.7)
#X12-56F 5925-6428GHZ 1207) CPR137G 45.2 44.8 44.4 09 X 71 1.0600.7)
iFxiMee 5.925-6 425GHZ 15(46) CPR137G 488 48.4 48.1 08 X 71 1.0800.7)
FP659 5925 - 8 425GHZ 60.4) PCR70 40.8 408 469 1 4 28 64 1.08 (X.7)
FP10-S9 5 92$-8 425 GHz 10(30) PCR70 42.9 428 42$ 11 26 X 1.0800.7)
FP12-S6 5 02$-6 <25 GHz 1207) PORTO 44.7 44.8 441 09 28 X 1.06 00.7)
FPXM6 5«2S.S42SGHz 8(2» PDR70 468 40.4 40.1 14 2? 64 1.07(29.4)
FPX16$9 5925-6425GHz 1000) PCR70 42.7 428 42.3 11 28 «6 1.X0O.7)
FPX12-59 5925-6425GHZ 1207) PCR70 44 5 44,4 44 09 26 «6 1.X0O.7)
PL4-59O 5925-6<25GHz 4(11) CPR137G X7 35.4 X 27 X 41 1.06(261)
PlASfiO 5S25-«42SGHz 8(1® CPR137G X.4 X.9 384 18 X 46 1 06(307)
Р1Л5Ю S.«25.«.<25GH1 8(2.® CPR137G 41.9 415 41.1 14 X 48 1-08 00.7)
PL1M0D 5.025-6425GHZ 100.0) CPRlXG 43.8 43.3 42.9 11 X 51 1.X06?)
PU12-56E 5225 • «.<25 GHz 12(3.7) CPR137G 45.2 45 44.7 09 X 52 1.X0O7)
PL16490 5.925 - 6 42SGHZ 15(4.8) CPR137G 48.8 48.4 48.1 08 X 53 1.0600?)
PXL6XE 5 S25-S 425GHZ «(1.® CPR137G X.1 38.7 X.4 18 X 48 1.07(294}
PXL5XO 5.925-8.425 GHz 80.4) CPR137G 41.8 41.3 40.9 14 X 48 1.X0O7)
PXL1MOO SKS.«.<aGHz 10(5.® CPR137G 43.5 43.t 427 1.1 X 49 t06 00.7)
PXL12-SBF 5.925-6425 GHz 1207) CPR137G 452 448 44.4 0.9 X X 1X00.7)
pxiiMee 5 225-S<2SGH! 15(4.® CPR137G 468 464 461 0.8 X 54 108 00.7)
UHXA-59W 5.925 - 7.128GHz 8(24) CPR137G 42.3 417 41 1.4 X X 1 06(28.3)
LWXKWRV 5.925 - 7.125 GHz 100.(3? CPR137G 43.8 432 <25 11 X 71 108(28.$
UHX12-50W 5.Й25-712SGHz I2B7) CPR137G 45.4 448 441 1 X 74 108(28.3)
s§ssgags&&SsssaSss§iis&§KSs§aSs§'sSas§SSsgssKSSsssss§SsSsg§§§5ss§s8S ы
iEHsHp5|igggS§3sg2gg2ga§gisg§2i2siiiii§iii§ggiiisigi§iaa§Sssa§§
ggg§SSS§g2S§fS5S5f§5SSsgS5i§gS55sgs§SS2£sSg2Sgs§i2SSsggg3gg§gggSSS
11111|8888й||||1|||||р§§Э888В883а§8§ай8§§а88Й888Й88§§ЭаЗа33аЭЗа33
s«i аазз sssiei&sssgss* ftgggassgggsgcgggg agggggftgags.ssggggggggeiggsggggggg.w ,j,
mS££g£mm£^a£42?^2s£Sfe£?*5e£“Kg25£s£Ss*£Sfe£$S£eS£m**£gg *
§£*£^5*63***.й65*£2«**а*й85£*й5*5*Ш*й^®5й6*2£?5**?*££$££=тй^
ОП0-^^»^_«ОО-*-^ОО«*-*0ОО—*-^К»«ЛОО-»-»ООО — -»K>OOO-»-»»QO-*OOO-»-«MO.OO-*-*»QpQQ-*-«OO-*-»OO-»—«К» ОС
o-40^eik»M:M'0-‘U'NO-*i"c»'jk>-»<ziM -чо-*и,®ч«>''<лма'^«>-»и'М«>с»чс»«>-*<лы<»чо-*и>кс»ч«>~ША1'о^1лЧ|<}-*<лм
SSSSS«SSSSSSSSSSK«^SSgy«g«SS«S8S8SSS«S8S««S8y«S8aSS«SSSSS^S»t)iasa«« 40
4xsa&e:3^ax82S8ft8:xa8ft&^2S8«5чха8й‘ака8&й?зд^азаг:г^аххз^^азаа?8:а858(8в g
aai; SS as 8 88^3 sasii S 8883 888888888888888888Й8888888888Я888д8888§Й
f
g
ОС
N
fSfSgsi^
Sss^sg^ss^
S5355??S5S25a3S3?ggg§g§gg§s^g
55g55S55555S555335:?Ssi:??!iSSS?.a?SiS
!!!!^^^^^!!?!!!!!!!!!p^
"—3—
заээяа.9|оээазз.9э«аэзззэаа^ь|3эзй
£5йШ*££ШйЗ£Ш§***£й£ШШ2
*£g2g££s£**S»2*?g£S?££S2£Sg£?gg= *
3‘йа5Ше2£йй55Ш*££**2§£й£Шй <
'Л
48BS88a8888SSSa2SSa4^4^288822888 5
SSsSSsSSSSSSSSSSSSSKaBssiKSSSSSSS „
SilSlifOiSfSSiSSKligiiiiSlifSl “
a^bggsa 4mgp|iilm|888§gg||m0
m|8oo553^^mSmmmmmmmS mC55S5S55555 533
зр'а’а’З'а’З'а'арар'а'^'^’аэ'^-p.---зэ^'^'а'зо-^зэ'р'^сза
ЙЙЗЯ““ЭЙЗЙЭЙЭ®йЗЗЗЙЗайЗ“34) ’ЗЗЪЗЗЗЗЪЗЗ
s£S:*££g£££-g-§s££S£fiS£fig£££g£»»gg££££ «
53г££?й£ЗШ«3*®53г«ге*!*£*агШ*й*^ о
£5г*223йёШ8£т8£«28«а‘“8**Шг!**2 <
•::cs"KSKxs;K;sssssg5gssg5-:ss-ssssg£S ж
88а88888888888S88H8288888882838288888
3388838882338888888883888328838888888 g
SSaSSaSSaSSsJSaSsJsSSsa
^жтмамм
XZ'8B'inlr9’!.l.
На рис.8,2.11 и 8.2. ]2 приведены в качестве иллюстрации спсцифи-
кацни антенн типа FP12F-13 и типа VHP1-173
1 FP12F-13'1
»*»й₽
Trip
ШМ&
it 6gt ч C»K Pol
ГЛ
Оо>|.ж (>М1 L JМ,
tSsWrumw
«к, У
BL 4»
«I»
_ кШмаиш
ЗОПЬ-И. Гед. 5
Appri>v*R :
___suenr
snow ail
Lnoex
Special J
wes j
Type
. одн&
Ж<
FF&FLSf
fT^T3
FPW-П
Firiquency
6.4»-7. ISS Gill
.<] Э5Ц 1.5Э5СЦг
P^faruatiort T:
SWe PoUnuee
Single I’olcrKid
1 35^-t^gki*t„_stas4«iPW»e«
l.SSp - t.SSSJSHz 5*>gle rajMsH^"
Oiamtrtei
6(1.8)
ГТшг Еоям 71
.j
."Д?'1'®э5-®Нг «*я!е Ройяиез е«Л|
s*®s> ИЯагкеО , я 1>|3да
«ПН137Й
FPbngpfoaqte
f'JbnSft.FeWs
f Пееде,Fwiste
f’Fbe^eFi^e^
f nfRek
Рис.8 2.1 )
~~ 4 J-4-XV *^л- -ч « *.
CATALOGDESCRIPTION
P?1 Algerian
O»w>ietQ~TWg™jif (И)
tnp«t
' 0^1^ ^^^’у '‘,‘^.у.Г‘.''л‘-л^^
«Эде* вы» \
Midbon л Mi '
Гор й^п Г^Я'7х’1л>:
Войй>»йй1Ъ Р*#
€«м$РяК p77%7”Tl<ffl
<•'-;-•••. •...->?<• l-b.1 ‘I.I < ><* <1? rt*i>-;i)*fi>\ibJ-:-‘z~;;-i- a
W»WBwet iWflfab*
1 10ВД
iw“
TOWER INTERFACE |
_..2. ,.!ЙТ%.:. . J:
.. >шн.о iQAPiMa j
SHOW All . ' (
Begutaleiy МОк,т"
Attlirnoeh
fMiiex
[Spec! .8;
f N«ei I
p Type
! V«WSA-U?
., ypg»-w :
[ ,, УР4Д-.М2.,,..
VHPZ-173
!„ VP* 173
Frequency
14 25-tB.SSGHi
1*2’1 lb V bill
J«2S Т5^»в1Ъ
'tza-tz/sPc
Jll ________
Polartzalron 3 Riamelei
e^jp^otb
5TOte PolOUBWl :v
Smgte'Pofeifctaj
Single ЛяевИи!
Stagle Rolatue^ ,
*IW
4П ?Г
Г~РН)НГСЭЯМ ~f
.... ,*W№&sr ;<
Input Flange
UB^TIAAI “
;--US<5*«W -. .'. :
W^ttAAJ
асввюимоо
Рис.8.2.12
О дост игнутом качестве характеристик излучения можно судить
по диаграммам направленности двух типов антенн:
• антенна типа НРХ10-56 (диаметр 3 0 м; диапазон 6 ГГц:
G = 43 дБи: КИП = 0.58):
• антенна типа UHX10-34D (диаметр 3.0 м: диапазон 4 ГГц:
G = 39.3 дБи: КИП =0.63).
Ниже приведены экспериментальные ДН антенны типа НРХ10-56.
измеренные на частоте 5.9 ГГц:
♦ рис.8.2.13 - ДН антенны в Е-плоскости па основной поляризации,
измеренной в пределах 0±180°(линейно-ломаная линия на этом ри-
сунке - гарантированная ДН антенны, приведенная в спецификации):
♦ рис.8.2.14 - ДН антенны в Е-плоскости на кроссполяризации, изме-
ренной в пределах 0±180° (линейно-ломаная линия на этом рисунке --
гарантированная ДН антенны, приведенная в спецификации);
♦ рис.8.2.15 - ДН антенны в Е-плоскости на кроссполяризации, изме-
ренной в пределах 0+6°; угломестная ориентация максимума ДН со-
ставляет 0 = 2.0°:
рис.8.2.16 - ДН антенны в Е-плоскости на кроссполяризации, изме-
ренной в пределах 0+6°; угломестная ориентация максимума ДН со-
ставляет 0 = 1.5°.
♦ рис.8.2.17 - ДН антенны в Е-плоскости на кроссполяризации, изме-
ренной в пределах 0±6°: угломестная ориентация максимума ДН со-
ставляет 6 = 1.0°:
♦ рис.8.2.18 - ДН антенны в Е-плоскости на кроссполяризации, изме-
ренной в пределах 0°±6°; угломестная ориентация максимума ДН со-
ставляет 0 = 0.5°:
♦ рис.8.2.19 - ДН антенны в Е-плоскости на кроссполяризации, изме-
ренной в пределах 0±6°; угломестная ориентация максимума ДН со-
ставляет 0 = 0.3°;
♦ рис.8.2.20 - ДН антенны в Е-плоскости на кроссполяризации, изме-
ренной в пределах 0+6°; угломестная ориентация максимума ДН со-
ставляет 0 = 0.1 °.
Из представленных диаграмм направленности видно, что:
> уровень излучения антенны в заднем полупространстве лежит ниже
75 дБ:
> ДН антенны в Е-плоскости на основной поляризации в переднем
полупространстве не обладает симметрией относительно
направления 0°. Это объясняется несимметрией расположения
волноводного фидера;
> уровень излучения антенны в направлениях, примыкающих к
направлению главного излучения антенны, на кроссполяризации с
запасом удовлетворяет требуемую норму в угловой области,
представляющей из себя вытянутый прямоугольник (рис.2.2.20).
Ниже приведены экспериментальные ДН антенны типа НРХ10-56.
измеренные на частоте 5.9 ГГц:
♦ рис.8.2.21 - ДН антенны в Н-плоскости на основной поляризации,
измеренной в пределах 0±180°(линейно-ломаная линия на этом ри-
сунке - гарантированная ДН антенны, приведенная в спецификации);
♦ рис.8.2.22 - ДН антенны в Е-плоскости на основной поляризации,
измеренной в пределах 0±180°(линейно-ломаная линия на этом ри-
сунке - гарантированная ДН антенны, приведенная в спецификации);
♦ рис.8.2.23 - ДН антенны в Е-плоскости на кроссполяризации, изме-
ренной в пределах 0±6°; угломестная ориентация максимума ДН со-
ставляет 0 = 2.0°;
♦ рис.8.2.24 - ДН антенны в Е-плоскости на кроссполяризации, изме-
ренной в пределах 0±6°: угломестная ориентация максимума ДН со-
ставляет 0 = 1,5°;
♦ рис.8.2.25 - ДН антенны в Е-плоскости на кроссполяризации, изме-
ренной в пределах 0±6°; угломестная ориентация максимума ДН со-
ставляет 0 = 1,0°;
♦ рис.8.2.26 - ДН антенны в Е-плоскости на кроссполяризации, изме-
ренной в пределах 0±6°: угломестная ориентация максимума ДН со-
ставляет 0 = 0.5°;
♦ рис.8.2.27 - ДН антенны в Е-плоскости на кроссполяризации, изме-
ренной в пределах 0±6°; угломестная ориентация максимума ДН со-
ставляет 0 = 0,3°;
♦ рис.8.2.28 - ДН антенны в Е-плоскости на кроссполяризации, изме-
ренной в пределах 0±6°; угломестная ориентация максимума ДН со-
ставляет 9 = 0.1°.
Из представленных диаграмм направленности видно, что:
> уровень излучения антенны в заднем полупространстве лежит ниже
70 дБ;
> ДН антенны в переднем полупространстве симметрична для Н-
плоскости и несимметрична в Е-плоскости. Это объясняется
несимметрией расположения волноводного фидера;
> уровень излучения антенны в направлениях, примыкающих к
направлению главного излучения антенны, на кроссполяризации с
запасом удовлетворяет требуемую норму в угловой области,
представляющей из себя вытянутый прямоугольник (рис.2.2.20);
Из анализа ДН, приведенных на рис.8.2.23 ...8.2.28, нетрудно заметить,
что максимум кроссизлучения соответствует 0 = 1,5° (рис.8.3.24) и
приходится на азимутальный угол ср = 1,5°. Другими словами, максимум
ДН по кроссполяризации находится в 45-градусной плоскости.
Рис.8.2.23 Рис.8.2.24
id : IC ...Л ^..;- Ml : ,.;Ф: : .
. jd ;... ...... i.
............ г I
Рис.8.2.27 Рис.8.2.28
8.2.4. Дегидраторы
Основные технические параметры дегидраторов. выпускаемых
корпорацией Andrew, сведены в табл.8.2.
Таблица 8.2.10
Гни дегидратора Пределы давления, кПа т,„., °C Способ осушки Рекоменд. объем, л Аларм Мощность потребле- ния, Вт
40525 А 21...55 -36 I) 0...283 - 230
40525А-3 7...34 -36 I) 0...283 - 230
MR050-3 2.1...3.5 -40 I) 0...283 LPFull Н
MR050-8 21 ...35 -40 в 0...283 LP/Full 11
MRS050-3 2.1 ...3.5 -40 в 0...283 LPFull И
MRSO5O-8 21...35 -40 в 0...283 LP Full 11
МТ050 35 -45 м 0...566 LPFull 200
МТ300 21...35 -45 м 56...2264 LP/FuII 390
ХТЗОО P2...I05 -45 м 56...2264 NI 390
МТ-600 21...55 -45 м 1415...4245 LP 780
ХТ-600 Р2...105 -45 м 1415...4245 Nl 780
Примечания'.
"г Р 2-105 - регулируемые пределы нижнего и верхнего давления;Ттр.
°C - температура точки росы: D - с использованием селикогсля: М
- мембранный способ осушки.
‘г Аларм (сигнализация).
• LP - сигнализация о пониженном давлении:
• Full - сигнализация о несоответствии нижнего давления,
повышенной влажности и др.;
• N1 - сигнализация о неисправностях в работе дегидраторов
типа XT обеспечивается специальным монитором типа ХН.
Внешний вид дегидраторов типов ХТЗОО и МТ300 показан на рис. 8.2.29.
8.3 АНТЕННО-ФИДЕРНОЕ ОБОРУДОВАНИЕ ДЛЯ РРЛ
КОМПАНИИ RFS
Компания RFS является крупнейшим в Европе производителем ан-
тенно-фидерного оборудования для РРЛ.
8.3.1. Коаксиальные фидеры
Основные технические характеристики некоторых типов коаксиаль-
ных кабелей с волновым сопротивлением 50 Ом приведены в табл.8.3.1.
Таблица 8.3.1
Тип кабеля SCF 14-50 SCF 38-50 SCF 12-50 CF 14-50 LCF 38-50 LCF 12-50
Диаметр внешнего проводника, мм 6,5 9,1 12,3 7,5 9.5 13,8
Максимальная час- тота, ГГ ц 20,4 13,4 И,7 15,8 13,5 8,8
Скорость, % 82 82 82 82 88 88
Затухание, дБ/100м, на часто- те, МГц: 500 13,5 9,74 7,71 9,93 7.86 4,98
1000 19,5 14,1 11,2 14,5 и,з 7,20
2000 28,5 20,6 16,4 21,3 16,5 19,5
3000 35,8 25.8 20,7 27,0 20,5 13.2
Минимальный ра- диус изгиба, мм 25 25 32 40 50 70
Погонный вес, кг/м 0,07 0,12 0,21 0.13 0,12 0,22
Окончание табл. 8.3.1
Тип кабеля LCF 58-50 LCF 78-50 LCF 114-50 LCFS 114-50 LCF 158-50 LCF 214-50
Диаметр внешнего проводника, мм 18,5 24,9 36,0 36.0 46.5 56,1
Максимальная час- тота. ГГц 6,2 5,0 3,3 3,3 2,75 2,2
Скорость. % 88 88 88 88 88 88
Затухание, дБ/100м, на часто- те. МГц: 500 3,83 2,80 2,27 1,98 1.65 1,48
1000 5,59 4,10 3,42 2,94 2,49 2,24
2000 8,26 6,09 5,25 4.42 3,81 3,46
3000 10,5 7.74 6,81 5,56
Минимальный ра- диус изгиба, мм 90 120 200 200 300 241
Погонный вес, кг/м 0,37 0,53 1,05 1,15 1,53 1,92
Основные технические характеристики эллиптических волноводов
приведены в табл.8 3.2.
Таблица К.3.2
Параметр Тип волновода
волновода Е 20 ЕЗО Е38 Е 40 Е48 Е 46
Си 2Y СИ 2Y Cu2Y Си 2Y Си 2Y Cu2Y
Рабочий диапазон 1.7... 2.5... 3,1... .3.6... 4.4... 4.4...
часто!. ГГц ...2.3 ...3,1 ...4,2 ...4,2 ...5,0 ...5,0
Затухание, дБ/100м. на часто- те, ГГц: 1,7 1.5
2.3 1.05
2.5 1,8
3.1 1,4 2,9
3,6 2,4 3,05
4.2 2,1 2,45
4.4 5,0 3,7
5.0 4,0 3,5
Максимальный коэффициент от- ражения, %, в диапазоне часют, ГГц:
1.7..2,1 6
1.9..2,3 2,5...2.7 6 6
2.7 ..3.1 3.] ...3.5 5 6
3,4...3.85 4
3,6..4.2 4,4...5.0 ' 4 4 5 5
Минимальный ра- диус им иба, мм: в плоскости Е 800 700 400 500 400 159
в плоскости II 2400 2000 1000 1000 1200 600
Погонный вес, кг/м 5.0 .3,0 2.1 1,6 1.2 1,6
1 Тродолжеииетабл. 8.3.2
Параметр волновода Тип волновода
Е54 Си 2Y Е 60 Cu2Y Е 62 Си 2Y Е65 Си 2Y Е70 Си 2Y
Рабочий диапазон 5.0... 5,6... 5,9... 5,92... 6,425...
частот, 1Т ц ...6,0 ...6,425 ...6.5 ...7,125 ...7,75
Затухание, дБ/100м, на часто- те, I Гц: 5,0 5,3
Параметр волновода Tim волновода
Е54 Си 2Y Е60 Си 2Y Е62 Си 2Y Е65 Си 2Y Е70 Си 2Y
5,6 4,7 3.9
6,0 4,2 3,6 4.5 4.9
6.4 3.5 4,25" 4.55 5,4
7,1 4,3 4.8
7,75 4,6
Максимальный
коэффициент от- ражения. %,
в диапазоне частот. ГГц: 5,0..6.0 5,6...6,425 5.9...6.5 5,92..7,125 6,42...7,75 5 3 3 3 3
Минимальный ра- диус изгиба, мм: в плоскости Е 300 350 350 300 300
в плоскости 11 1000 800 800 600 600
Погонный вес, кг/м 1.1 . 1,1 1,0 1.0 0,9
Окончание Iабл. 8.3.2
Параметры Тип волновода
волновода Е78 Cu2Y Е80 Cu2Y Е 150 Cu2Y Е185 Си 2Y Е22О Си 2Y
Рабочий диапазон частот, ГГц 7.1... ...8,5 7,1... ...8.5 14,0... ...15.35 17.3... ...19.7 21,2... ...23,6
Затухание, дБ,' 100м, на часто- те. ГГц: 7,1 7,7 8,5 14,0 15.35 17.3 19.7 21,2 23.6 6,2 5,8 5.6 7,8 7,05 6.45 • 14,4 13,7 20,3 18,9 28,8. 28,1
Максимальный коэффициент от- ражения. %, в диапазоне частот. ГГц: 7,1...7,8 7,7...8,5 14,0... 14.4 14,4. .15,35 17.3...19,7 21,2...23,6 4 4 5 4 4 4 4 5
Параметры волновода Тип волновода
Е 78 Си 2Y Е80 Си 2Y Е 150 Си 2Y Е185 Си 2Y Е 220 Си 2Y
Минимальный ра- диус изгиба, мм: в плоскости Е 300 300 150 130 130
в плоскости Н 600 600 300 300 300
Погонный вес, кг/м 0.8 0.8 0,4 0,3 0.3
Примечание'.
Технические характеристики эллиптических волноводов типов Е 100 Си
2Y. Е 105 Си 2Y и Е 130 Си 2Y приведены ранее на рис.4.2.16.
На рис.8.3 1. приведены экспериментальные данные по КСВН в диа-
пазоне частот 4,1... 5,0 ГГц. измеренные на отрезке 20 м волновода ЕН 46
Си 2Y.
Рис.8.3.1
На рис.8.3.2 приведены экспериментальные данные по затуханию в
диапазоне частот 4.1...5,0 ГГц, измеренные на отрезке 20 м волновода ЕН
46 Си 2Y.
На рис.8.3.3. приведены экспериментальные данные по КСВН в диа-
пазоне частот 10,3... 11,7 ГТц, измеренные на отрезке 20 м волновода Е
105 Си 2Y.
На рис.8.3.4. приведены экспериментальные данные по КСВН в
диапазоне частот 10,3... 11.7 ГГц. измеренные на отрезке 20 м волновода
Е 105 Си 2Y.
Рис.8.3.2
Рис.8.3.3
Рис.8.3.4
Антенны для РРЛ. выпускае>*ые компанией Ri'S, разделяются на сле-
дующие категории:
• антенны со стандартными характеристиками (standard performance).
• антенны с улучшенными характеристиками (improved performance):
• антенны с высококачественными характеристиками (high perform-
ance):
• антенны с ультравысококачествеиными характеристиками (ultra high
performance).
Основные параметры антенн д.п« некоторых частотных диапазонов све-
дены в табл.8.3.3 ...8.3.7:
♦ табл.8.3.3 - антенны ддя Диапазона J.6...4.2 ГГц.
♦ табл.8.3.4 - антенны для диапазона 5.925...6.425 ГГ ц:
♦ табл.8.3.5 - антенны для диапазона 7.1 .>5. 7.75 ГГц:
♦ табл.8.3.6 - антенны для Диапазона 10.7... 11.7 ГГц.
♦ табл.8.3.7 - антенны тцДа SlimLine & CompactLine для диапазо-
на 14.2...15.35 ГГц:
♦ табл.8.3.8 - антеины тип3 SlimLine & CompactLine для диапазона
17,7... 19.7 ГГц.
В указанных таблицах использованы следующие обозначения
столбцов: 1 - тип антенны: 2 - диаметр антенны в футах (м); 3 - ширина
ДН по уровню минус 3 дБ. град: 4. 5 и 6 — усиление антенны на нижней,
средней и верхней частот!] рабочего диапазона. дБи: 7 - защитное дейст-
вие. дБ: 8 - кроссполяризационнз» развязка. дБ: 9 - развязка между пор-
тами. дБ (для антенн с двумя поляризациями): 10 - КСВН (коэффициент
отражения. дБ).
Внешний вид антенн типа SlimLine & CompactLine показан на
рис.8.3.5 и 8.3.6.
Q - Рис.Х.3.6
1’ис.К.З.з
Antennas 3. 6 - 4/2 GHz
Amrnwt 3 ХИЛ i₽l V5>WR/
Mid • High (daj ял, (аа>.
Standard Performance Antennas
Single polarised
PA G-36 A 8 ft (1.8 m) 3.0 34.3 34.8 35.5 42 30 1.13 / 24.3
PA 8-36 A 8 ft (2.4 mJ 2.3 36.6 37.3 37.9 44 30 1.10/ 26.4
PA 10-36 A 10 tt (3.0 m) 1.8 38.5 39.2 39.8 47 30 1.10 / 26-4
PA 12-36 A 1 2 ft (3.7 tn) 1.5 40.1 40.8 41.4 50 30 - 1.10 / 26.4
PAL G-Зв A G ft (1.8 m) 3.0 34.3 34.8 35.5 42 30 1-08 / 28.3
PAL 0-36 A 6 ft (2.4 m) 2.3 3G.G 37.3 37.3 44 30 1.06 / 30.7
PAL 10-36 A 10 ft (3.0 m) 1.8 38.5 39.2 39.8 47 30 - 1.06 / 30.7
PAL 12-36 A 12 tt (3.7 m) 1.5 40.1 40.8 41.4 SO 30 i.O6; 30.7
PAL 15-36 A 15 ft (4.6 m) 1.1 42.0 42.7 43.3 52 30 - 1.06 / 30.7
— —
Dual polarised
PAX 6-36 A 6 ft (1.8 m) 3.0 34.2 34.7 35.4 42 30 35 1.08 / 20.3
PAX 8-36 A 8 ft (2.4 m) 2.3 3G.5 37.2 37.8 44 30 35 1.06 / 30.7
PAX 10-36 A 10 ft ( 3.0 tn) 1.8 38.4 39.1 39.7 46 30 35 1-06 / 30.7
PAX 12-36 A 12 ft ( 3.7 m) 1.5 40.0 40.7 41.3 49 30 35 1.06 / 30 7
PAX 15-3G A 15 ft (4.6 m) 1.1 42.0 42.7 43.3 52 30 4G 1.06 I 30 7
Improved Performance Antennas
Single polariset
IPA 8~36 A 8 ft (2.4 m) 2.3 36.6 37.3 37.9 l.c. 30 - 1.10 I 26.4
IPA 10-36 A 10 ft (3.0 m) 1.8 38.5 39.2 39.8 60 30 1.10/ 26.4
IPA 12-36 A 12 ft (3.7 m) 1.5 40.1 40.8 41.4 62 30 1.10 / 26.4
IPAL 8-36 A 8 ft (2.4 m) 2.3 36.6 37.3 37.9 55 30 - 1.06 / 30.7
IPAL 10-36 A 1O ft (3.0 m) 1.8 38.5 39.2 39.8 60 30 - 1.0G / 30.7
IPAL 12-36 A 12 ft (3.2 m) 1.5 40.1 40.8 41.4 62 30 1.06 / 30.7
Dual polarised
IPAX 8-36 A 8 ft (2.4 m) 2.3 36.5 37.2 37.R 55 30 35 1.08 / 28.3
IPAX 10-36 A 10 ft (3.0 m) 1.8 38.4 39.1 39.7 60 30 35 1.06 / 30.7
IPAX 12-38 A 12 ft (3 7 m) 1.5 40.0 40.7 41.3 G2 30 35 1.OG / 30.7
High Performance Antennas
Single polarisec
DA 6-36 A 6 ft (1 .8 m) 3.0 33.7 34 4 35 0 56 30 - 1.08 / 28.3
DA 8-36 A 8 ft (2.4 m) 2.3 36.5 37.2 37.9 60 30 - 1.06 / 30.7
DA 10-36 A 10 ft (3.0 m| 1.8 38.4 39.1 39.7 G2 30 - 1.08 / 30.7
DA 12-36 A 12 ft (3.7 mJ 1.5 40.0 40 7 41.3 63 30 - 1.06 / 30.7
DA 1S-36 A 15 ft (4.6 ml 1.1 42.0 42.7 43.3 65 30 - 1.06 f 30.7
Dual polarised
DAX 8-36 A 8 ft (2.4 m) 2.3 36.5 37.2 37.8 60 30 35 1.08 / 28.3
DAX 10-36 A 1O ft (3.0 m) 1.8 38.4 39.1 39.7 62 30 35 1.06 / 30.7
DAX 12-36 A 12 ft (3.7 m) 1.5 40.0 40.7 41.3 63 30 35 1.06 / 30.7
DAX 15-36 A 15 ft (4.6 fn) 1 1 42.0 42.7 43.3 65 30 35 1.06 / 30.7
Ultra High Performance Antennas
Single polarisec
UA G-3G A G ft (1.8 m) 3.0 33.7 34.4 3S.0 60 30 - 1.08 / 28.3
UA 8-36 A 8 ft (2.4 m) 2.3 36.5 37.2 37.8 64 30 1.06 / 30.7
UA 10-36 A 10 ft (3.0 m) 1.8 38.4 39.1 39.7 66 30 — 1.06 / 30.7
UA 12-36 A 12 ft (3.7 m) 1.5 40.0 40 7 41.3 6B 30 - 1.06 / 30.7
UA 1 5-36 A 15 ft (4.6 m) 1.1 42.0 42.7 43.3 70 30 - 1 06 / 30.7
Dual polarised
UDA 6-3G A 6 ft (1 8 m) 3.0 33.5 34.2 34.8 60 30 35 1.08 f 28.3
UDA 8-36 A 8 ft (2.4 m) 2.3 36.5 37.2 37.8 66 30 35 1.06 / 30.7
UDA 10-36 A 10 ft (3.0 m) 1.8 38.4 39.1 39.7 67 30 35 1.06 / 30.7
UDA 12-36 A 12 ft (3.7 m) 1.5 40.0 40.7 41.3 70 30 35 1.06 / 30.7
UDA 1 S-36 A 15 ft (4.G ml 1.1 42.0 42.7 43.3 72 30 35 1.06 f 30.7
Ultra High Performance Antennas. High Crosspolar Discrimination
UXA 8-36 A 8 ft (2.4 m) 2.3 36.5 37.2 37.8 86 40 45 1.08 / 28.3
UXA 10-36 A 10 ft (3.0 m) 1-8 38.4 39.1 39.7 67 40 45 1.06 / 30.7
UXA 12-36 A 12 ft (3.7 m) 1.5 40.0 40.7 41.3 70 40 45 1.06 / 30.7
UXA 15-36 A 1 5 ft (4.6 m) 1.1 42.0 42.7 43.3 72 38 45 1.06 / 30.7
Antennas 5.925 - (>.425 GHz 1
3 Ciain CdB<) F/B~ratio XPO tri VW/
fifty} Low Mid High <da) IW tlu A
Standard Performance Anton Qas
Single polarised 1.10/
PA 4-53 A 4 ft (1.2 m) 2.8 34.9 35.3 35.G 42 30 - 26.4
PA 6-59 A G ft (1.8 m) 3.9 38.5 39.0 39.3 46 30 - 1.10 / 26.4
PA 8-59 A 8 ft (2.4 m) 1.5 41.2 41.6 42.0 48 30 - 1.10 / 26.4
PA 10-59 A IO ft (3.0 m) 1.2 43.0 43 4 43.7 51 30 - 1.Ю/ 26.4
PA 32-53 A 12 ft (3.7 m) 0.9 44.8 45.1 45.4 52 30 - 1.10 / 26.4
PAL 4-S9 Л 4 ft (1.2 m) 2.8 34.9 35.3 35.6 42 30 - 1.08 / 28.3
PAL G-59 A 6 ft (1.8 m) 1 Q 38.5 39.0 39.3 46 30 - 1.06 / 30.7
PAL 8-59 A 8 ft (2.4 m) 1.5 41.2 41.6 42.0 46 30 - 1.06 / 30.7
PAL 10-59 A IO ft (3.0 m) 1.2 43.0 43.4 43.7 51 30 - 1.06 / 30.7
PAL 12-59 A 12 ft (3.7 m) 0.9 44.8 45.1 45.4 52 30 - 1.06 I 30.7
PAL 15-59 A 1 5 ft (4.6 m) 0.8 46.3 46-6 47.0 54 30 - 1.06 / 30.7
Dual polarised
PAX 6-59 A 6 ft (1.8 m) 1 4 38.3 38.8 39.1 4G 30 35 1.0G / 30.7
PAX 8-59 A 8 fl (2.4 m) 1.5 40.9 41.3 41./ 48 30 35 1.06 / 30.7
PAX 10-59 A IO ft (3.0 m) 1.2 42.9 43.2 43.5 51 30 35 1.06 / 30.7
PAX 12-59 A 12 ft (3.7 m) 0.9 44.6 44.8 45.2 52 30 35 1.06 / 30 7
PAX 15-59 A 15 ft (4.6 m) 0.8 46.3 46.6 47.0 54 30 35 1.06 / 30.7
improved Performance Antennas
Single polarised
IPA G-59 A 6 ft (1.8 m) 1.9 38.5 39.0 39.3 60 30 — 1.10 / 26.4
IPA 8-59 A 8 ft (2.4 mi 1.5 41.2 41.6 42.0 63 30 — 1.10 / 26.4
IPA 10-59 A 30 ft (3.0 m) 1.2 43.0 43.4 43.7 G5 30 - 1.10 / 26.4
IPA 12-59 A 32 ft (3.7 m) 0.9 44.8 45.1 45.4 65 30 - 3.10 / 26.4
IPAL 6-53 A 6 ft (1.8 m) 1.9 38.5 39.0 39.3 GO 30 - 1.06 / 30.7
IPAL 8-53 A 8 ft (2.4 m) 1.5 41.2 41.6 42.0 63 30 - 1.06 / 30.7
IPAL Ю-59 A Ю ft (3.0 m) 1.2 43.0 43.4 43.7 65 30 - 3.06 / 30.7
IPAL 12-59 A 32 ft (3.7 m) 0.9 44.8 45.1 4 5.4 65 30 - 1-06 / 30.7
Dual polarised
IPAX 6-59 A 6 ft 11.8 rn) 1.9 38.3 38 8 39.1 60 30 35 1.06 / 30.7
IPAX 8-59 A 8 ft (2.4 rnI 1.5 40.9 41.3 41.7 G3 30 35 1.06 / 30.7
IPAX 10-59 A 30 ft (3.0 m) 1.2 42.9 43.2 43.5 G5 30 35 1.06 / 30.7
IPAX 12-59 A 3 2 ft (3.0 m) 0.9 44.6 44.8 45.2 G5 30 3 5 1.06 / 30.7
High Performance Antennas
Single polarised
DA 6-59 A 6 ft (1.8 rn) 1.9 38.5 39.0 39.3 62 30 1.06 / 30.7
DA 8-59 A 8 ft (2.4 rn) 1.5 41.2 41.6 42.0 66 30 - 1.06 / 30. 7
DA 10-59 A 1O ft (3.0 rn) 1 .2 43.0 43.4 43.7 69 .30 - 1.06 / 30. 7
DA 12-5*3 A 12 ft <3.7 m) 0.9 44.8 45.1 45.4 70 30 - 1.06 / 30.7
DA 15-59 A 15 ft (4.6 rn) 0.8 46.3 46.6 47.0 71 30 - 1.06 / 30.7
Dual polarised
DAX 6-59 A 6 ft (1.8 m) 1.9 39.3 38.7 39.0 64 30 35 1-06 / 30.7
DAX 8-59 A 8 ft (2.4 m) l.S 40.9 41.3 41-7 67 30 35 1 OG / 30.7
DAX 10-59 A 10 ft (3.0 m) 1.2 42.9 43.2 43.5 69 30 35 1.06 / 30.7
DAX 12-59 A 12 ft (3.7 m) 0.9 44.G 44.0 45.2 71 30 35 1.0G / 30.7
DAX 15-59 A 1 5 ft (4 6 m) 0.8 4G.3 4G.6 47.0 71 30 35 1.OG / 30.7
Ultra High Performance Antennas
Single polarised
UA 6-59 A 6 ft (1.8 m) 1 9 38.5 39.0 39.3 G7 30 - 1.06 / 30.7
UA B-59 A 8 U (2 4 m) 1.5 41.2 41.6 42.0 70 30 1.06 / 30 7
UA 10-59 A 1O ft (3 О m) 1.2 43.0 43.4 43.7 72 30 1 06 / 30.7
UA 12-59 A 12 ft (3.7 m) 0.9 44.8 45.1 45.4 74 30 - 1.06 / 30.7
UA 15-59 A IS ft (4 6 m) 0.8 46.3 46.G 47.0 75 30 1.06 / 30.7
Dual polarised
UDA 6-59 A 6 ft (1.8 m) 1.9 38.3 38.7 39.0 68 30 35 3.06 / 30.7
UDA 8-59 A 8 ft (2.4 m) 3.5 40.9 41.3 41.7 70 30 35 1.06 / 30.7
UDA 10-59 A 10 ft (3.0 m) 1.2 42.9 43.2 43.5 72 30 35 1.06 / 30.7
UDA 12-59 A 12 ft (3.7 m) 0.9 44.6 44.8 45.2 74 30 35 3.06 / 30.7
UDA 1 5-59 A 15 ft (4.6 m) 0.8 46.3 46.6 47.0 75 30 35 3.06 / 30.7
Ultra High Performance Antennas. High Crosspolar Discrimination
UXA 6 -59 A 6 ft (1.8 m) 1 9 38.3 38.7 39 O 69 40 4 4 1.06 / 30.7
UXA 8-59 A 8 ft (2.4 m) 1.5 40.9 41.3 417 71 40 4 5 1.06 / 30.7
UXA 10-69 A 30 ft (3.0 m) 1.2 42.9 43.2 43.5 74 40 45 1.06 / 30.7
UXA 12-59 A 12 ft (3.7 m) 0.9 44.6 44.8 4 5.2 7 G +0 45 1.06 / 30.7
UXA 15-S9 A 1 5 ft (4.6 m) 0.8 46.3 46.6 47.0 77 38 45 1.06 / 30.7
| Antennas 7.125 - 7.75 GHz J
Antenna Diameter 3 <1B-BW Gain WBi) F/B—ratio <dBJ XPD (dB> (Pi VSWR ? 1 R.L. (dB)
Meg) Low Mid High
Standard Performance Antenn
Single polarised
PA 4-71 A 4 ft (1.2 rn) 2.2 36.6 37.0 37.3 46 30 - 1.10 z 26.4
PA 6-71 A 6 ft (1.8 rr>) 1 5 40, 1 40.5 40.8 48 30 1.10 ( 26.4
PA 8-71 A 8 ft (2.4 m) 1.1 42.G 43.0 43 3 50 30 - 1 JO I 26.4
PA 10-71 A Ю ft (3.0 m) 0.9 44-6 44.9 45.3 52 30 - 1 . IO ! 26.4
PA 12-71 A 12 ft (3.7 m) 0.7 4G.2 46.6 47.0 54 30 - 1 1O ; 26.4
PAI. 4- 71 A 4 ft (1.2 m) 2.2 36.6 37.0 37.3 4G 30 - 1.08 ( 28.3
PAL 6-71 A 6 ft Ц .8 m) 1.5 40.1 4O-S 40 8 48 30 1.06 30.7
PAL 8-71 A 0 ft (2.4 m) 1 1 42.6 43 О 43.3 50 30 — 1 06 30.7
PAL 10-71 A IO ft (3.0 m) 0/3 44.6 45.3 G 30 - 1.06 z 30.7
PAL 12-71 A 12 fl (3.7 m) 0.7 46 2 46-6 47 О 54 30 — l.OG 7 30.7
PAL 15-71 A 1 5 fi (4.6 m) 0.6 47.9 48.3 48.6 56 30 - 1 06 7 30.7
Dual polarised
PAX 4-/1 A 4 ft (1.2 rn) 2.2 3 6.2 36 6 36.9 44 30 30 1 IO / 26.4
PAX 6-71 A 6 ft (1-8 m) 1.S 39.9 403 40 в 48 30 30 1 06 7 30.7
PAX 8-71 A 8 ft (2.4 m) 1.1 424 42.8 43.1 50 30 30 1.06 7 30.7
PAX 10-71 A 1O ft (3.0 rn) 0.9 44.4 44-7 45.1 52 30 30 1 06 ! 30.7
PAX 12-71 A 12 ft (3.7 m) 0.7 46.0 464 46.8 54 30 30 1.06 7 30.7
_PAX_15-71 A 15 ft (4.6 m) 0.6 Improved Performance Antennas 4 7.9 48.3 48.6 56 30 30 1.06 7 30 V
Single polariscc
IPA 6-71 A 6 ft (1.8 m) 1.5 40. 1 40.5 40.s 58 30 — 1.10 7 26-4
1PA 8-71 A 8 ft (2-4 rr>) 1.1 42-6 430 43.3 64 30 1.10 7 2G 4
IPA 70-71 A 50 ft (3.0 m) 0.9 44.6 44/3 45.3 66 30 — 1.10 7 26.4
IPA 12-71 A 12 ft (3.7 m) 0.7 46.2 46 6 47.0 66 30 - 1 IO 7 26.4
IPAL 6-71 A 6 ft (1.8 m) 1.5 40.1 40 5 40.8 58 •jo - 1 .06 7 30.7
IPAl 8-71 A Я ft (2.4 rr>) 1 1 42.6 43.0 43.3 64 30 — 1.06 7 30-7
IPAL 10-71 A Ю ft (3.0 m) 0.9 44.6 44 9 45.3 66 30 — 1 OG 7 30.7
IPAL 12-71 A 12 ft (3.7 m) 0.7 46.2 46.6 47.0 GG 30 - 1.06 7 30 7
Dual polarised
IPAX 6-71 A 6 ft (1.8 m) 1.5 39.9 40.3 40.G 58 30 35 1.06 7 30 7
IPAX 8-71 A 8 ft (2.4 m) 1.1 Д2.А 42-8 43.1 64 30 35 1.06 7 30.7
IPAX 10-71 A IO ft (3.0 rn) 0.9 44.4 44-7 A I 66 .30 3 5 1 06 7 30-7
IPAX 12-71 A 12 ft (3 7 m) High Performance Antennas 0.7 4G.O 4G.4 46.8 GG 30 3 5 1 OG 7 30.7
Single polarisec
DA 4-71 A 4 ft (1.2 m) 2.2 36.6 37.0 3 7.3 62 30 - 1.08 / 28.3
DA 6-71 A 6 ft (1.8 tn) 1.5 40.1 40.5 40.8 66 30 - 1 .06 ( 30.7
DA 6-71 A 8 ft (2.4 m) 1.1 42.6 430 43.3 68 30 - 1.06 7 30.7
DA 10-71 A IO ft (3.0 m) 0.9 44.6 44.9 A *•» 4 70 30 1 06 7 30.7
DA 12-71 A 1 2 ft (3.7 m) 0.7 46.2 46 6 4 7.0 71 30 1 .OG 7 30,7
DA 15-71 A Dual polarised 1 5 ft (4.6 m) 0.6 4 7.9 48.3 4».G 72 30 - 1.06 7 *30.7
DAX 4-71 A 4 »t (1 2 m) 2.2 36.2 3G.6 36.9 61 30 . 1 G 1.10 7 2G.4
DAX 6-71 A 6 ft (i.fi m) 1 G 39.9 40.3 4O.Q 65 30 35 1.06 7 30.7
DAX 8-71 A 8 ft (2.4 m) 1.1 42.4 42.8 43.1 68 30 35 1.06 7 30.7
DAX 10-71 A Ю ft (3.0 m) 0.9 44.4 44.7 45.1 70 30 35 1.06 1 30.7
DAX 12-71 A 12 ft (3.7 m) 0.7 46.0 46.4 4G.8 71 30 35 1.06 7 30.7
DAX 15-71 A 1 f> ft (4.6 m) 0.6 4 7.9 4 8.3 48.6 72 30 35 1.06 / .30.7
Ultra High Performance Antennas
Single polarisec
UA 4-71 A 4 ft (1.2 rn) 2.2 36.G 3 7.0 37.3 63 30 1.08 7 28.3
UA 8-71 A 6 ft (1.8 mJ 1.5 40.1 40.5 40.8 68 30 — 1 .06 1 30.7
DA 8-71 A 8 ft (2.4 m) 1 .1 42 6 43.0 43.3 71 30 - 1.06 7 30. 7
UA 10-71 A 1O ft (3.0 m) 0.9 44.6 44.9 45.3 7 3 30 — 1.06 7 30.7
UA 12-71 A 1 2 ft (3.7 m) 0.7 46.? 46.6 47.0 7 4 30 - 1.06 / 30 ?
UA I 5-71 A Dual polarised 16 ft (4.6 m) О 6 47.9 48.3 48.G 7G 30 1 06 7 30.7
UDA 4-71 A 4 ft (1.2 m) 2 2 35.7 3 6.1 36.4 62 30 Э5 1.10 7 26.4
UDA 6-71 A 6ft (1.8 rn) 1.5 39.9 40.3 40.6 G7 30 35 1.06 7 30.7
UDA 8-71 A 8 ft (2.4 m) 42.4 42.8 43. 1 71 30 1 ^4 1 .06 7 30.7
UDA 10-71 A IO ft (3.0 m) 0.9 4 4.4 44 7 45.1 73 30 35 1.06 7 30.7
UDA 12-71 A 12 ft (3.7 m) 0.7 46.0 46.4 40.8 74 30 35 1.06 7 30.7
UDA 15-71 A 1 5 ft (4.C m) 0.6 47.9 48.3 48.G 7 6 30 3s 1 .06 7 30.7
Ultra High Performance Anten nas. H gh Crosspolar Discrim nation
UXA G-71 A 6 ft (1.8 m) 1 .5 39 9 40.3 40.6 68 40 4 5 I .06 7 30.7
UXA 8-71 A 8 ft (2.4 m) 1.1 42.4 42.» 43.1 72 40 a. g 1 .06 7 30.7
UXA 10-71 A IO ft (3.0 m) 0.6 4 4,4 44.7 4G. 1 74 40 45 1.06 7 30.7
UXA 12-71 A 1 2 ft (3.7 m) 0.7 4 6.0 46.4 46.8 76 40 4 5 1.06 7 30.7
UXA 1S-71 A 15 ft (4.G m) 0.6 47.9 48.3 48.6 7/ 38 45 1.06 7 30. Z
Лаб.’шцаХ.З ь
Antennas 10.7 - 11.7 GHz
Antenna Diameter 3 <ia~sw Gain (d8i) F/8-rar<o (dBJ XPD (dB) ipt (dB) VS / ft.U (dB)
Luw Mid High
Standard Performance Antennas Single polarised PAL 2 -107 A* 2 ft (0.6 m) 3.1 33.6 34.0 34.4 41 28 1.157 23.1
PAL 4-107 A 4 ft (1.2 m) 1.5 40.1 40.5 40.9 47 30 - 1.08 / 28.3
PAL 6-107 A 6 ft (1.8 m) 1.0 43-7 44.0 44.5 51 30 • - 1.06 / 30.7
PAL 8-107 A 8 ft ( 2.4 m) 0.8 46.1 46.4 46.9 53 30 - 1.06 / 30.7
PAL 10-107 A 10 ft ( 3.0 m) 0.7 48.0 48.4 48.6 55 30 - 1.06 / 30.7
PAL 12-107 A 12 ft ( 3.7 m) 0.5 40.4 49.8 50.0 56 30 - 1.06 / 30.7
Dual polarised PAX 4-107 A 4 ft (1.2 m) 1.5 40.0 40.4 40.8 47 30 35 1.08 / 28.3
PAX 6-107 A 6 ft (1.8 m) 1.0 43.5 43.8 44.3 51 30 35 1.06 / 30.7
PAX 8-107 A 8 ft ( 2.4 m) 0.8 45.9 46.2 46.7 53 30 35 1.06 j 30.7
PAX IO-107 A 10 ft (3.0 m) 0.7 47.8 48.2 48.4 55 30 35 1.06 / 30.7
PAX 12-107 A 12 ft { 3.7 m) 0.5 49.2 49.6 49.9 56 30 35 1.06 / 30.7
Improved Performance Antennas
Single polarised IPAL 6-Ю7 A 6 ft (1.8 m) 1.0 43.7 44.0 44.5 65 30 1.06 / 30.7
IPAL 8-107 A 8 ft ( 2.4 m) 0.8 46.1 46.4 46.9 67 30 - 1.06 / 30.7
IPAL 10- 107 A 10 ft ( 3.0 m) 0.7 48.0 48.4 48.6 68 30 - 1.06/ 30.7
IPAL 12-107 A 12 ft ( 3.7 m) 0.5 49.4 49.8 50.0 69 30 - 1.06 / 30.7
Dual polarised IPAX G-107 A G ft (1.8 m) 1.0 43.5 43.8 44.3 65 30 35 1.0G i 30.7
IPAX 8-107 A 8 ft ( 2.4 m) 08 45.9 46 2 46.7 67 30 3S 1.06 1 30.7
IPAX 10- 107 A IO ft ( 3.0 m) 0.7 47.8 48.2 48.4 68 30 35 1.06 1 30.7
IPAX 12-107 A 12 ft (3.7 m) 0.5 49.2 49.6 49.9 69 30 35 1.06 / 30.7
High Performance Antennas Single polarised DA 2-107 A’ 2 ft {0.6 m) 3.1 33.6 34.0 34.4 55 30 1.15 / 23.1
DA 4-107 A 4 ft (1.2 ml 1.6 40.1 40.5 40.9 62 30 - 1.08 / 28.3
OA 6-107 A 6 ft (1.8 m) 1.0 43.7 44.0 44.5 68 30 - 1.06 / 30.7
DA 8-107 A 8 ft ( 2.4 m) 0.8 46.1 46.4 46.9 71 30 — 1.06 / 30.7
OA 10-107 A 10 ft ( 3.0 m) 0.7 48.0 48.4 48.6 71 30 - 1.06 / 30.7
DA 12-107 A 12 tt ( 3.7 m) 0.5 49.4 49.8 50.0 71 30 - 1.06 / 30.7
Dual polarised DAX 4-107 A 4 ft (1.2 m) 1.5 40.0 40.4 40.8 64 3o 35 1.10 / 26.4
DAX 6-107 A 6 ft (1.8 m) 1.0 43.5 43.8 44.3 68 30 35 1.08 / 28.3
DAX 8-107 A 8 ft { 2.4 m) 0.8 45.9 46.2 46.7 69 30 35 1.06 / 30.7
DAX 10-107 A 10 ft ( 3.0 m) 0.7 47.8 48.2 48.4 70 30 35 1.06 / 30.7
DAX 12-107 A 12 П ( 3.7 m) 0.5 49.2 49.6 49.9 72 30 35 1.06 / 30.7
Ultra High Performance Anten Single polarised UA 2-107 A‘ 2 ft (0.6 m) nas 3.1 33.6 34.0 34.4 60 30 1.10 / 26.4
UA 4-107 A 4 ft (1.2 m) 1.5 40.1 40.5 40.9 69 30 - 1.08 / 28.3
UA 6-107 A 8 ft (1.8 m) 1.0 43.7 44.0 44.S 73 30 - 1.06 / 30.7
UA 8-107 A 8 ft ( 2.4 m) 0.8 46.1 46.4 46.9 74 30 - 1.06 / 30.7
UA 10-107 A 10 ft ( 3.0 m) 0.7 48.0 48.4 48.6 75 30 - 1.06 / 30.7
UA 12-107 A 12 ft ( 3.7 m) 0.5 49.4 49.8 50.0 76 30 - 1.06 / 30.7
Dual polarised
UDA 4-107 A 4 ft (1.2 m) 1.5 40.0 40.4 40.8 70 30 35 1.08 / 28.3
UDA 6-107 A G ft (1.8 m) 1.0 43.5 43.8 44.3 73 30 35 1.06 / 30.7
UDA 8-107 A 8 ft ( 2.4 m) 0.8 45.9 46.2 46.7 75 30 35 1.06 / 30.7
UDA 10-107 A 10 ft ( 3.0 m) 0.7 47.8 48.2 48.4 77 30 35 1.06 / 30.7
UDA 12-107 A 12 ft (3.7 m) 0.5 49.2 49.6 49.9 78 30 35 1.06/ 30.7
Ultra High Performance Anten UXA 4-107 A 4 ft (1.2 m) nas. High Crosspular 1.5 40.0 40.4 Discrimination 40.8 70 40 45 1.08 I 28.3
UXA 6-107 A 6 ft (1.8 m) 1.0 43.5 43.8 44.3 73 40 45 1.06 / 30.7
UXA 8-107 A 8 ft ( 2.4 m) 0.8 45.9 46.2 46-7 75 40 45 1.06 / 30.7
UXA 10-107 A 10 ft ( 3.0 m) 0.7 47.8 48.2 48.4 77 40 45 1.06 / 30.7
UXA 12-107 A 12 ft (3.7 m) 0.5 49.2 49.6 49.9 78 40 45 1.06 / 30.7
379
Antennas 14.2 - 15.35 бНг
Рлс.8.3.7
Рлс.8.3.9
Рлс.8.3.8
Рлс.8.3.10
В качестве иллюстрации реализуемых направленных свойств на
рис.8.3.7 - 8.3.10 приведены ДН четырех антенн (1 - ДН иа основной по-
ляризации; 2 - ДН на кроссполяризации);
> рис.8.3.7 -- антенна типа PAX 10-71А (диаметр 3,0 м; усиле-
ние 44.7 дБи; частотный диапазон 7.125...7.75 ГГц);
> рис.8.3.8 - антенна типа UA 4-78А (диаметр 1.2 м; усиление
37.4 дБи; частотный диапазон 7.75...8.125);
> рис.8..3.9 -- антенна типа DAX 6-78А (диаметр 1.8 м; усиле-
ние 41.1 дБи; частотный диапазон 7.75... 8.125 ГГц);
> рис.8.3.10 -- антенна типа UAX 12-78А (диаметр 3.6 м; уси-
ление 47.37 дБи: частотный диапазон 7.75.. 8.125 ГГц).
8.4. АНТЕННЫ ДЛЯ РРЛ КОМПАНИИ NERO
Компания Nero выпускает большой парк антенн для РРЛ;
• антенны со стандартными характеристиками (в англо-
язычной технической литературе - standart performance) для
работы на одной поляризации, спецификации которых
приведены в табл.8.4. Г.
• антенны со улучшенными характеристиками (в англо-
язычной технической литературе - high performance) для
работы на одной поляризации, спецификации которых
приведены в табл.8.4.2;
• антенны со сдандартными характеристиками (в англо-
язычной технической литературе - standart X performance)
для работы на двух поляризациях, спецификации которых
приведены в табл.8.4.3;
• антенны со улучшенными характеристиками (в англо-
язычной технической литературе - high X performance) для
работы на двух поляризациях, спецификации которых
приведены в табл.8.4.4;
• антенны с отличными характеристиками (в англоязычной
технической литературе - ultra high X performance) для
работы на двух поляризациях, спецификации которых
приведены в табл.8.4.5;
• антенны с суперотличными характеристиками (в
англоязычной технической литературе - super high X
performance) для работы на двух поляризациях,
спецификации которых приведены в табл.8.4.6.
Frequency Diameter Antenna Code Gain (dB) Low Gabi (dB) Centre Gain (dB) High 3dB *(deg) VSWR X-Foi (dB) F/B (dB)
(СНх) (m)
1.2 12SP14A-1-0 22.7 23.2 23.4 5.90 1.15 30 31
1.427 to 1.535 2.0 20SP14A-1-0 26.9 27.4 27.6 3.70 1.12 30 40
Air dielectric 3.0 30SP14A-1-0 30.7 31.1 31.4 2.50 1.12 30 42
3.7 37SP14A-1-0 32.0 32.4 32.7 2.10 1.12 30 42
1.2 12SP178-1-0 24.9 26.0 26.7 4.50 1.15 25 37
1.700 to 2.100 2.0 20SP178-1-0 28.9 30.0 30.7 2.80 1.15 30 44
Air dielectric 3.0 30SP178-1-0 32.S 33.7 34.3 1.90 1.15 30 48
3.7 37SP178-1-0 34.1 35.2 35.9 1.50 1.15 30 49
1.2 12SPF17A-1-0 24.3 25.3 26.2 4.50 1.15 30 35
1.700 to 2.100 2.0 20SPF17A-1-0 28.3 29.3 30.1 2.80 1.15 30 42
Foam dielectric 3.0 3OSPF17A-1-O 32.0 32.7 33.8 1.80 1.15 30 44
3.7 37SPF17A-1-0 33.1 34.2 34.9 1.50 1.15 30 45
1.2 12SP198-1-Q 25.5 26.2 26.8 4.10 1.20 25 36
1.900 to 2.300 2.0 20SP198-1-0 29.5 30.1 30.7 2.60 1.15 30 42
Ak dielectric 3.0 30SP198-1-0 33.1 33.9 34.3 1.80 1.15 30 46
3.7 37SP198-1-0 34.7 35.4 36.0 1.50 1.15 30 47
1.2 12SPF19A-1-0 25.3 26.1 26.6 4.20 1.15 30 36
1.900 to 2.300 2.0 20SPF19A-1-0 29.2 30.0 30.4 2.50 1.15 30 44
Foam dielectric 3.0 30SPF19A-1-0 32.8 33.6 34.0 1.70 1.15 30 45
3.7 37SPF19A-1-0 34.3 35.1 35.5 1.40 1.15 30 46
1.2 12SP23B-1-0 26.8 27.8 28.2 3.50 1.20 30 38
2.300 to 2.700 2.0 20SP23B-1-0 31.0 31.8 32.4 2.10 1.15 30 42
Ak dielectric 3.0 3OSP23B-1-O 34.5 35.3 36.0 1.40 1.15 30 45
3.7 375P238-1-O 36.2 37.0 37.6 1.20 1.15 30 47
3.580 to 4.200 2.0 2OSP35A-1-O 35.0 36.0 36.5 1.40 1.06 30 50
3.0 3O5P35A-1-O 39.0 40.0 40.5 0.95 1.06 30 55
3.7 37SP35A-1-O 40.4 41.3 41.8 0.80 1.06 30 56
4.400 to 5.000 1.2 125P44A-1-0 32.5 33.2 33.6 1.85 1.06 30 39
2.0 20SP44A-1-0 36.5 37.2 37.6 1.15 1.06 30 47
3.0 30SP44A-1-0 40.3 41.1 41.4 0.75 1.06 30 50
3.7 37SP44A-1-0 41.7 42.5 42.8 0.65 1.06 30 51
5.925 to 6.425 2.0 20SP59A-1-0 39.5 40.1 40.3 0.90 1.06 30 52
2.4 24SP59A-1-0 43.3 43.9 44.1 0.60 1.06 30 56
3.0 30SP59A-1-0 43.4 44.1 44.2 0.60 1.06 30 58
3.7 37SP59A-1-0 44.5 45.1 45.2 0.50 1.06 30 59
7.125 to 7.725 0.6 06SP718-1-0 29.7 30.4 30.6 2.20 1.20 25 40
1.2 12SP718-1-0 37.1 37.5 38.0 1.15 1.06 30 49
2.0 20SP718-1-0 41.2 41.7 42.0 0.75 1.06 30 • 53
7.125 to 7.900 2.4 24SP718-1-0 42.8 43.4 43.8 0.60 1.06 30 55
3.0 30SP718-1-0 44.8 45.2 45.4 0.50 1.06 30 57
3.7 37SP718-1-0 45.3 45.8 46.2 0.38 1.06 30 58
7.425 to 8.500 0.6 065P748-1-0 30.3 30.4 30.4 2.20 1.30 25 40
1.2 125P77A-1-0 37.4 37.9 38.3 1.15 1.06 30 50
2.0 20SP77A-1-0 41,5 41.8 42.4 0.70 1.06 30 54
7.725 to 8.500 2.4 24SP77A-1-0 43.8 44.1 44.5 0.53 1.06 30 56
3.0 3OSP77A-1-O 45.0 45.8 45.9 0.45 1.06 30 57
3.7 37SP77A-1-0 45.7 46.0 46.3 0.36 1.06 30 58
10.380 to 10.680 1.2 12SP1O3A-1-O 39.4 39.6 39.7 0.90 1.06 30 50
2.0 20SP103A-1-0 44.1 44.3 44.4 0.55 1.06 30 57
0.6 06SP127A-1-0 35.5 35.8 35.9 1.30 1.20 30 46
12.750 to 13.250 1.2 12SP127A-1-0 42.4 42.6 42.6 0.70 1.20 30 57
2.0 20SP127A-1-0 46.0 46.5 46.4 0.40 1.20 30 59
14.400 to 15.350 0.6 06SP144A-1-0 37.2 37.5 36.7 1.10 1.10 30 48
1.2 12SP144A-1-0 43.4 43.7 43.9 0.60 1.10 30 60
2.0 20SP144A-1-0 46.5 46.8 47.0 0.35 1.10 30 60
17.700 to 19.700 0.6 06SP177A-1-0 38.8 39.3 39.5 0.95 1.30 30 48
1.2 12SP177A-1-0 44.4 45.0 45.3 0.45 1.30 30 55
21.200 to 23.600 0.6 O6SP212A-1-O 41.0 41.2 41.4 0.80 1.20 30 53
1.2 12SP212A-1-0 46.7 47.0 47.2 0.40 1.20 30 58
24.250 to 26.500 0.6 065P242A-1-0 41.7 42.2 42.6 0.80 1.20 30 51
1.2 12SP242A-1-0 45.7 47.6 46.7 0.40 1.20 30 59
Педмепсу Diameter Antenna Code Caln (<*•) Low Cain (dB) Centre Caln «IB) High -3dB *«*eg) VSWR X-Pol «*> F/B «IB)
(CHz) <"•> -
0.6 06HF13A-1-F 16.8 18.8 19.0 11.50 1.20 25 31
1.350 to 1 .517 1 7 12HP13A-1-F 22.0 22.4 22.9 6.50 1.20 25 38
Mr dielectric 2.0 2OHP13A-1-F 26.0 26.7 27.0 3.70 1.20 30 38
3.0 3OHP13A-1-P 29.7 30.4 30.7 2.70 1.20 30 51
3.7 37HP13A-1-P 31.4 32.2 32.5 2.20 1.20 30 50
0.6 O6HP14A-1-F 18.0 18.2 18.4 10.80 1.20 25 35
1.427 to 1-535 1 7 12HP14A-1-F 22.6 23.1 23.3 6.50 1.20 25 40
Air dielectric 2.0 2OHP14A-1-F 26.9 27.4 27.6 3.70 1.15 30 48
3.0 3OHP14A-1-P 30.7 31.1 31.4 2150 1.15 30 S3
3.7 37HP14A-1-P 32.0 32.4 32.7 2-00 1.15 30 54
1.2 12HP17B-1-F 24.9 26.0 26.7 4.50 1.20 25 46
1.700 to 2.100 2.0 20HP17B-1-F 28.6 29.7 30.4 2.90 1.20 30 52
Air dielectric 3.0 3OHP17B-1-P 32.5 33.7 34.3 1.90 1.20 30 55
3.7 37HP178-1 -P 34.1 35-2 35.9 1.50 1.20 30 56
1.2 12HPF17A-1-F 24.2 25.2 26.1 4.80 1.15 30 44
1.700 to 2.100 2.0 2OHPF17A-1-F 28.1 29.1 29.9 2.90 1.15 30 50
Foam dielectric 3.0 3OHPFl7Ar-1-P 32.0 32.7 33.8 1.90 1.15 30 52
3.7 37HPF17A-1-P 33.1 34.2 34.9 1.50 1.15 30 54
1.2 12HP19B-1-F 25.5 26.2 26.8 4.10 1.20 25 46
1.900 to 2.300 2.0 2OHP198-1-F 29.3 29.9 30.5 2.60 1.20 30 52
Air dielectric 3.0 30HP19B-1-P 33.1 33.9 34.3 1.80 1.20 30 57
3.7 37HP19B-1-P 34.7 35.4 36.0 1.50 1.20 30 58
1 7 12HPF19A-1-F 25.3 26.1 26.6 4.40 1.15 30 4^
1.900 to 2.300 2.0 2OHPF19Ar-1-F 29.1 29.8 30.3 2.60 1.15 30 52
Foam dielectric 3.0 30HPF19A-1-P 32.8 33.6 34.0 1.80 1.15 30 56
3.7 37HPF19A-1-P 34.3 35.1 35.5 1.50 1.15 30 58
0.6 O6HP23C-1-F 21.7 22.1 22.2 6.50 1.30 25 38
2.300 to 2.700 1 7 12HP23B-1-F 26.8 27.8 28.2 3.70 1.20 30 50
Air dielectric 2.0 20HP23B-1-F 30.4 31.5 31.8 2.20 1.15 30 50
3.0 3OHP23B-1-P 34.4 35.2 35.9 1.50 1.15 30 55
3.7 37HP23B-1-P 36.2 36.9 37.6 1.20 1.15 30 57
2.0 2OHP35A-1-F 34.8 35.8 36.3 1.40 1.06 30 63
3.580 to 4.200 2.4 24HP35A-1 -P 37.0 37.7 38.3 1.20 1.06 30 65
3.0 3OHP35A-1-P 38.9 39.9 40.4 0.95 1.06 30 69
3.7 37HP35A-1-P 40.4 41.3 41.8 0.80 1.06 30 70
1 _? 12HP44A-1-F 32.4 33.1 33.5 1.85 1.06 30 56
4.400 to 5.000 2.0 20HP44A-1-F 36.3 37.0 37.4 1 74 1.06 30 62
3.0 3OHP44A-1-P 40.2 40.9 41.3 0.85 1.06 30 69
2.0 2OHP59A^1-F 39.4 40.0 40.2 0.90 1.06 30 68
5.925 to 6,425 1 > 3.0 3OHPS9A-1-P 43.3 43.9 44 1 0.60 1.06 30 7л.
3.7 37HP59Ar-1-P 44.4 45.0 45.1 0.50 1.06 30 75
7.125 to 7.725 0.6 O6HP71B-1-F 29.8 30.5 30.7 2.20 1.20 25 51
1.2 12HP71B-1-F 37.1 37.5 38.0 1.15 1.06 30 70
2.0 20HP71B-1-F 41.2 4^ _7 42.0 0.75 1.06 30 74
7.125 to 7.900 2.4 24HP718-1 42.8 44 4 43.8 0.60 1.06 30 70
3.0 30HP71B-1 -P 44.8 45.2 4S4 0.50 1.06 30 75
3.7 37HP718-1-P 45.2 45.7 46.1 0.38 1.06 30 76
1.2 12HP77A-1-F 37.4 37.9 38.0 1.15 1.06 30 70
2.0 20HP77A-1-F 41.5 41.8 42.4 0.70 1.06 30 73
7.725 to 8.500 2.4 24HP77A-1-P 43.8 44 1 44.5 0.53 1.06 30 74
3.0 3OHP77A-1-P 45.0 45.4 44 О 0.45 1.06 30 75
3.7 37HP77A-1-P 45.6 45.9 46.2 0.36 1.06 30 76
10.380 to 10.680 1.2 12HP103A-1-F 40.3 40.5 40.6 0.90 1.06 30 70
2.0 2OHP103A-1-F 43.8 44.0 44.1 0.55 1.06 30 75
1.2 12HP107^1-F. 40.5 40.9 41.3 0.80 1.06 30 70
10.700 CO 11.700 2.0 2OHP107A-1-F 44.9 45.3 44 7 0.50 1.06 30 74
2.4 24HP107A-1 -F 46.5 46.9 47.3 0.40 1.06 30 76
3.0 30HP107A-1-F 48.4 48.8 49.1 0.30 1.06 30 77
0.45 O4HP127A-1-F 33.4 33.6 33.8 1.90 1.20 30 60
12.750 to 13-250 0.6 06HP127A-1-F 35.8 36.0 36.1 1.30 1.20 30 63
1.7 12HP127АИ -F 42.3 42.6 42.6 0.70 1.20 30 72
2.0 2OHP127A-1-F 46.0 46.3 46.3 0.40 1.20 30 77
0.6 O6HP144A-1-F 37.1 37.3 37.5 1.10 1.10 30 66
14.400 to 15.350 1.2 12HP144A^1-F 43.4 43.7 43.9 0.60 1.10 30 76
2.0 2OHP144A-1-F 46.3 46.6 46.8 0.40 1.10 30 75
0.45 04HP177A-1-F 36.1 36.6 37.0 1.20 1.20 30 63
17.700 CO 19.700 0.6 O6HP177A-1-F 39.0 39.5 40.0 0.95 1.15 30 70
1.2 12HP177A-1-F 45.0 45.6 46.0 0.45 1.15 30 77
0.45 O4HP212A-1-F 37.6 38.1 38.5 1.10 1.20 30 66
21.200 to 23.600 0.6 O6HP212A-1-F 41.4 41.6 41.8 0.80 1.20 30 70
1.2 12HP212A-1-F 46.7 47.0 47.2 0.40 1.20 30 75
0.45 O4HP242A-1-F 38.7 39.1 39.5 0.95 1.20 30 70
24.250 to 26.500 0.6 06HP242A-1-F 41.9 42.5 42.9 0.70 1.20 30 71
1.2 12HP242A-1-F 47.2 47.6 47.8 0.35 1.20 30 76
37.000 CO 40.000 0.45 04HP370A-1-F 41.9 42.2 42.5 0.62 1.20 30 65
0.6 O6HP370A-1-F 44.6 45.0 45.3 0.42 1.20 30 67
Frequency (ОН») Diameter <m) Antenna Code Caln <dB) Low Cain (dB) Centre Caln (dB) Hlgb - 3dB * (deg) VSWR X-Pcrf (dB) F/B (dB)
3.580 to 4.200 3.0 3OSXP3SA-2-O 38.7 39.7 40.2 0.95 1.06 36 53
3.7 37SXP35A-2-O 40.4 41.3 41.8 0.75 1.06 36 54
2.4 24SXP44A-2-O 39.2 39.8 40.4 1.00 1.06 36 52
4.400 to 5.000 3.0 3OSXP44A-2-O 40.в 41 4 41.9 0.80 1.06 36 S3
3.7 37SXP44A-2-O 42.1 42.8 43.2 O.6S 1.06 36 S5
1.2 12SXPS9A*2-O 35.4 35.9 36.2 1.40 1 .06 36 46
2.0 2O5XP59A-2-O 39.5 40.1 40-2 0.90 1.06 36 52
5.925 to 6.425 1) 2.4 24SXP59A-2-O 41.4 41 О 42.1 0.70 1.06 36 54
3.0 • 3OSXPS9A-2-O 43 4 44.0 0.60 1.06 36 56
3.7 37SXP59A-2-O 44.6 45.1 45.3 0.50 1.06 36 57
1.2 1 2SXP64A-2-O 36 2 36.6 37.1 1.30 1.06 36 48
2.0 20SXP64A-2-0 40.3 40.8 41.2 0.80 1.06 36 54
6.425 to 7.125 2.4 24SXP64A-2-O 42.0 42.S 42.9 0.65 1.06 36 54
3.0 3OSXP64A-2-O 43.9 44.4 44.7 0.55 1.06 36 60
3.7 37SXP64A-2-O 45.1 45.7 46.0 O.4S 1.06 36 61
1.2 12SXP77A-2-O 37.6 38.1 38.4 1.05 1.06 36 47
2.0 2QSXP77A-2-O 41.5 41 6 42.3 0.70 1 .06 36 54
7.725 U> 8.500 2.4 24SXP77A-2-O 45.0 45.4 4 5 9 0.45 1.06 36 57
3.0 305XP77A'2<0 . 45.4 4 5 7 46.3 0.45 1.06 36 SS
3.7 37SXP77A-.2-O 46.7 47.3 47.5 0.40 1.06 36 58
1.2 12SXP1O7A-2-O 40.8 41.3 41.6 0.80 1.06 36 S3
2.0 2OSXP1O7A-2-O 44 7 45.3 45.6 0.50 1.06 36 58
2.4 24SXP1O7A-2-O 46.3 46.8 47 1 0.40 1.06 36 59
3.0 30SXP107A-2-0 48.3 48.8 49.1 0.35 1.06 36 65
0.6 O6SXP1 27A-2-O 35.8 36.1 36.2 1.30 1.20 36 49
1 2.750 to 13.250 1.2 12SXP1 27A-2-O 42 4 42.6 42.8 0.70 1.06 36 61
2.0 2OSXP1 27A-2-O 46.4 46.7 46.8 0.40 1.06 36 62
2.4 24SXP1 27A-2-O 47.7 48 0 48.1 O.-35 1.06 36 60
0.6 O6SXF144A-2-O 37.2 37.5 37.7 1.20 1.10 36 48
14.400 to IS.350 1.2 12SXP1 44A-2-O 42.6 43.3 43.1 O.SS 1.10 36 S4
2.0 2OSXP1 44A-2-O 46.5 46.8 47.0 0.35 1.10 36 60
0.6 O6SXP1 77A-2-F 38.2 39.3 39.5 O.9S 1.20 36 50
17.700 to 19.700 1.2 12SXP1 77A.2-F 44 4 4S.O 45.3 0.45 1.20 36 57
2.0 2OSXP1 77A-2-F 48.3 49.0 49.3 0.30 1.20 36 61
21.200 to 23.600 0.6 O6SXP212A-2-F 41.0 41 7 41 .4 0.80 1.20 36 63
1.2 12SXP212A-2-F 46.7 47.0 47.2 0.40 1.20 36 60
24.250 to 26.500 0.6 O6SXP24ZA2-F 41 .7 42.2 42.6 0.80 1.20 36 ss
1.2 1 2SXP242A.2-F 46.7 47.1 47.S 0.35 1.20 36 60
Таблица 8.4.4
Frequency Diameter AntennA Caln <d8> LOW Cain (dB) Centre Cain (dB) High - 3dB A (deg) VSWR X-Pol (dB) F/B (dB)
(СИж) (m) Code
2.4 24ИХР35А-2-Р 37.0 37.7 38.4 1 .10 1 .06 36 ЛЯ
3.SBO to 4.200 3.0 ЗОНХР35А-2-Р 38.7 39.7 40.2 1.00 1.06 36 70
3.7 37HXP3SA-2-P 40.4 41.3 41.8 0.80 1 .06 36 72
2.4 24HXP44A-2-P 39.2 39.8 40.4 1.00 1.06 36 70
4.400 to 5.000 3.0 3OHXP44A-Z-P 40.8 41.4 41.9 0.80 1.06 36 71
3.7 37HXP44A-2-P 42.1 42.8 43.2 0.65 1 .06 36 72 •
1.2 1 2HXP59A-2-F 35.4 35.9 36.2 1.40 1.06 36 70
2.0 2OHXP59A-2-F 39.4 40.0 40.2 0.95 1.06 36 72
5.925 to 6.425 1> 2.4 24HXP59A-2-P 41 .4 41 9 42.1 0.70 1.06 36 74
3.0 3OHXF59A-2-P 43.3 410 0.65 1 .06 36 75
3.7 37HXP59A.2-P 44.4 45.0 45.1 0.55 1.06 36 76
1.2 12HXP64A-2-F 36.2 36.6 17 1 1.30 1.06 36 70
2.0 2OMXP64A-2-F 40.0 40.6 40.9 0.80 1.06 36 72
6.425 to 7.1 25 2.4 24HXP64A-2-P 42.0 47 4 47 9 0.65 1.06 36 74
3.0 3OHXP64A-2-P 43:9 44.4 44.8 0.55 1.06 36 76
3.7 37HXP64A-2-P 44.9 45 6 45.8 0.45 1 .06 36 80
1.2 1 2HXP71A-2-F 17 < 37.8 38.3 1.15 1.06 36 70
2.0 2OHXP71A-2-F 41.5 42.0 42.3 0.75 1.06 36 75
7.1 25 to 7.900 2.4 24HXP71A-2-P 43.0 43.5 43.9 0.60 1.06 36 75
3.0 3OHXP71A-2-P a A 1 45.5 4 A 7 O.SO 1.06 36 76
3.7 37HXP71 A-2-P 45.8 46.3 46.7 0.45 1.06 36 76
1.2 12MXP77A-2-F 37.7 3BJ2 38.4 1.15 1.06 36 70
2.0 2OHXP77A-2-P 41.5 41.8 47 4- 0.70 1.06 36 73
7.72S to 8.500 2.4 24HXP77A-2-P 4*Ж 7 44.1 44.5 0.60 1 .06 36 7$
3.0 3OHXP77A-2-P 45.3 45.7 46.2 0.45 1.06 36 75
3.7 37HXP77A-2-P 46.S 47 1 47.4 0.40 1.06 36 75
1.2 12HXP1 O7A-2-F 40.7 41.2 41.5 0.80 1 .06 36 7$ '
10.700 to 11.700 2.0 2OMXP1O7A-2«F 44.6 45.1 a 5 a 0.50 1.06 36 76
2.4 24MXP1 O7A-2-F 46.3 46.8 47.0 0.40 1 .06 36 76
з.о 3OHXP1 O7A-2-F 48.2 4B.8 49.0 0.30 1.06 36 78
0.6 O6HXP1 27А-2-Г- 36.0 36.2 36.3 1.30 1.20 36 60
12.750 to 1 3.250 1.2 1 2HXP1 27A-2-F 42.2 47 4 42.S 0.70 1.06 36 72
2.0 2OMXP127A-2-F a r. i 46.3 46 a 0.40 1.06 36 77
2.4 24HXP1 27A-2-F 47.7 48.0 48.1 0.35 1.06 36 78
0.6 O6HXP144A-2-F 36.3 36.5 36.7 1.20 1.10 36 66
14.400 to 15.350 1.2 1 2HXP144A-2-F 43.4 a « 7 41.0 0.60 1.10 36 70
2.0 2OHXP144A-2-F 46.8 47.3 47.5 0.40 1.10 36 75
0.6 O6HXP1 77A-2-F 38.5 39.0 39.5 0.95 1.20 36 70
1 7.700 to 19.700 1.2 1 2HXP177A-2-F 43.9 44.4 44.8 0.50 1.30 36 72
2.0 2OHXP1 77A-2-F 48.3 49.0 49.3 0.30 1.20 30 80
21.200 to 23.600 0.6 O6HXP212A»2.F 41 4 41.6 0.80 1.20 30 70
1.2 12HXP21 2A-2-F 46.7 47.0 47.2 0.40 1.20 36 76
24.250 to 26.SOO 0.6 O6HXP242A-2-F 40.9 41.S 47-1 0.70 1.20 30 71
1.2 12HXP242A-2-F 46.7 47.1 47.5 0.35 1.20 36 77
Frequency Diemeter Antenna Gain Gain Gain - 3dB VSWR X-Pol F/B
(GHz) (m) Code (dB) (dB) (dB) ±(deg) (dB) (dB)
Low Centre High
3.580 to 4.200 2.4 3.0 3.7 24UHXP35A-2-P 30UHXP35A-2-P 37UHXP35A-2-P 37.0 38.7 40.4 37.7 39.7 41.3 38.4 40.2 41.8 1.10 1.00 0.80 1.06 1.06 1.06 36 36 36 68 70 72
2.4 24UHXP44A-2-F 39.2 39.8 40.4 1.00 1.06 40 70
4.400 to 5.000 3.0 30UHXP44A-2-F 40.8 41.4 41.9 0.80 1.06 40 71
3.7 37UHXP44A-2-F 42.1 42.8 43.2 0.65 1.06 40 72
2.0 20UHXP59A-2-F 39.4 40.0 40.2 0.95 1.06 40 72
5.925 to 6.425 1) 2.4 24UHXP59A-2-F 41.4 41.9 42.1 0.70 1.06 40 74
3.0 30UHXP59A-2-F 43.3 43.9 44.1 0.65 1.06 40 75
3.7 37UHXP59A-2-F 44.4 45.0 45.1 035 1.06 40 76
2.0 20UHXP64A-2-F 40.0 40.6 40.9 0.80 1.06 40 72
6.425 to 7.125 2.4 24UHXP64A-2-F 42.0 42.5 42.9 0.65 1.06 40 72
3.0 30UHXP64A-2-F 43.9 44.4 44.8 0.55 1.06 40 76
3.7 37UHXP64A-2-F 44.9 45.6 45.8 0.45 1.06 40 80
2.0 20UHXP71A-2-F 413 42.0 42.3 0.75 1.06 40 75
7.125 to 7.900 2.4 24UHXP71A-2-F 43.0 43.5 43.9 0.60 1.06 40 75
3.0 30UHXP71A-2-F 45.1 453 45.7 0.50 1.06 40 76
3.7 37UHXP71A-2-F 45.8 46.3 46.7 0.45 1.06 40 76
2.0 20UHXP77A-2-F 413 41.8 42.4 0.70 1.06 40 73
7.725 to 8.500 2.4 24UHXP77A-2-F 43.7 44.1 443 0.60 1.06 40 75
3.0 30UHXP77A-2-F 45.3 45.7 46.2 0.45 1.06 40 75
3.7 37UHXP77A-2-F 463 47.1 47.4 0.40 1.06 40 75
1.2 12UHXP107A-2-F 40.7 41.2 41.5 0.80 1.06 40 75
10.700 to 11.700 2.0 20UHXP107A-2-F 44.6 45.1 45.4 0.50 1.06 40 76
2.4 24UHXP107A-2-F 46.3 46.8 47.1 0.40 1.06 40 76
3.0 30UHXP107A-2-F 48.2 48.8 49.0 0.30 1.06 40 78
Таблица 8.4.6
Frequency Diameter Antenna Gain Gain Gain - 3dB VSWR X-Pol F/B
(GHz) (m) Code (dB) (dB) (dB) ±(deg) (dB) (dB)
Low Centre High
3380 to 4.200 3.0 3.7 30SHXP35A-2-P 37SHXP35A-2-P 38.4 40.3 39.5 41.2 39.9 41.7 1.00 0.75 1.06 1.06 36 36 76 76
4.400 to 5.000 3.0 30SHXP44A-2-F 40.7 41.3 41.8 0.80 1.06 40 76
3.7 37SHXP44A-2-F 40.3 41.2 41.7 0.75 1.06 40 76
2.0 20SHXP59A-2-F 39.0 39.7 39.8 0.90 1.06 40 76
5.925 to 6.425 1) 3.0 30SHXP59A-2-F 43.9 43.6 43.7 0.60 1.06 40 85
3.7 37SHXPS9A-2-F 44.3 44.8 45.0 0.50 1.06 40 87
2.0 20SHXP64A-2-F 39.9 40.5 40.8 0.80 1.06 40 80
6.425 to 7.125 3.0 30SHXP64A-2-F 43.6 44.2 44.6 0.60 1.06 40 85
3.7 37SHXP64A-2-F 44.7 45.4 45.6 0.45 1.06 40 87
2.0 20SHXP71A-2-F 40.9 41.3 41.6 0.80 1.06 40 80
7.125 to 7.900 3.0 3OSHXP71A-2-F 44.6 45.0 45.4 0.60 1.06 40 85
3.7 37SHXP71A-2-F 45.7 46.2 46.6 0.45 1.06 40 87
2.0 20SHXP77A-2-F 41.8 42.3 42.7 0.70 1.06 40 78
7.725 to 8.500 3.0 30SHXP77A-2-F 45.2 45.7 46.1 0.45 1.06 40 85
3.7 37SHXP77A-2-F 46.0 46.4 46.8 0.40 1.06 40 87
10.700 to 11.700 2.0 20SHXP107A-2-F 443 45.0 45.3 0.50 1.06 40 80
3.0 30SHXP107A-2-F 48.2 48.8 49.0 0.35 1.06 40 90
Внешний вид некоторых типов антенн приведен ниже на фотографиях:
♦ рис.8.4.1 - антенна типа standart performance для диапазона
1,7... 2,1 ГГц:
♦ рис.8.4.2 - антенны типа high performance для диапазона
1.9...2,3 ГГц;
♦ рис.8.4.3 - антенна типа standart X performance для диапазона
7,725...8.500 ГГц:
♦ рис.8.4.4 - антенна типа high X performance для диапазона
7.725...8.500 ГГц:
Рие.8.4.1 Рис X 4 2 Рис.8.4.3
Рис.8.4.4
Рис.8.4.5
Рис.8.4.6
♦ рис.8.4.5 - антенна типа super high X performance для диапа-
зона 7,725...8,5000 ГГц;
♦ рис.8.4.6 - антенна типа high perfonnancelkz для диапазона
12,750... 13,250 ГГц.
Экспериментальные диаграммы направленности некоторых антенн
приведены ниже:
• рис.8.4.7 - ДН антенны диаметром 3.0 м типа standart
performance для диапазона 1,7...2.1 ГГц;
• рис.8.4.8 - ДН антенны диаметром 3,0 м типа high
performance для диапазона 1,9...2,3 ГГц:
• рис.8.4.9 - антенна диаметром 2,0 м типа standart X
performance для диапазона 7,725...8,500 ГГц:
• рис.8.4.10 - антенна диаметром 3,0 м типа high X performance
для диапазона 7,725...8,500 ГГц;
• рис.8.4.11 - антенна диаметром 3,7 м типа super high X per-
formance для диапазона 7,725... 8,500 ГТц;
• рис.8.4.12 - антенна диаметром 2,0 м типа high performance
для диапазона 12,750... 13,250 ГГц.
В качестве иллюстрации реализации высокого уровня развязки на
рис. 8,4.13 приведены экспериментальные ДН, измеренные на
кроссполяризации, антенны типа 20SHXP77-2-F, на частоте 8,113 ГТц в
пределах углов - 2°< <р < + 2° для пяти сечений углов 0 (кривая 1 - 0 =
--0,1°; кривая 2 - 0 = -0,05°; кривая 3 - 0 = 0°; кривая 4 - 0 = +0,05°;
кривая 5 - 0 = +0.1°).
Radiation Pattern Envelope
Wl£ptt Pertormenoe
1.700 to 2.1OOGHX
П.2 m
12HP17D-1-P
Radiation Pattern Envelope
0 5 10 15 30 45 60 75 90 105 120 135 ф, град
Рис.8.4. J 5
В качестве иллюстрации на рис.8.4.14 и 8.4.15 приведены гарантиро-
ванные огибающие ДН на основной поляризации (верхние кривые) и
388
на кросспол иризации (нижние кривые) для однополяризационной антенны
диаметром 1.2 м типа 12HP17B-J-P в диапазоне частот 1,7..2,1 ГГцидля
двухполяризационной антенны диаметром 2.0 м типа 20SHXP77A-2-F в
диапазоне частот 7.725...8.500 ГГц соответственно. В спецификациях
указано, что:
□ в интервале углов 0... 100° ошибка в уровне ДН не превышает 3
дБ:
□ в интервале углов 100... 180° ошибка в уровне ДН не превышает
2 дБ.
8.5. АНТЕННЫ ДЛЯ РРЛ КОМПАНИИ COMELIT
Компания Cotnclit производит широкий парк антенн для РРЛ.
1. Антенны типа grid.
Основные характеристики этого типа антенн:
□ антенны выпускаются в двух модификациях:
• типа GRID, внешний вид которой приведен на рис.8.5.Г.
• типа MGRID. внешний вид которой приведен на
рис.8.5.2:
□ атенны выпускаются для диапазонов частот, находящихся
внутри интервала 360...2700 Мгц;
□ диаметры антенн: 0.6; 0,9; 1.2: 1.5; 2.0: 2,4; 3,0; 4.0 и 6.0 м:
□ ветровая нагрузка на эти антенны на 50% ниже по сравнению
с антеннами со сплошными рефлекторами;
□ антенны могут работать только на одной поляризации;
□ антенны обеспечивают высокий уровень кросс-
поляризационной развязки.
Рис.8.5.1
Рис.8.5.2
В качестве иллюстрации в табл.8.5.1 приведены спецификации
широкополосных антенн типа grid, облучателем которых является ЛПА.
-requency МН? Type Number (1) Diam m Garn dSi minimum И the band VSWR HPBW XPD dB Front to back ratio dB (3)
360-470
Single polar. GRID 20-003 S 2 13.2 1.5 30° 30 18
GRID 24*003 S 2.4 14.8 1.5 25° 30 19
GRID 30-003 S 3 16.7 1.5 20° 30 20
GRID 40*003 S 4 19.2 1.5 18° 30 23
GRID 60-003 S 6 22.7 1.5 10е 30 30
510-960 Single polar. GRID 15-006 S 1.5 15.4 1.5 20е 30 25
GRID 20*006 S 2 17.7 1.5 18° 30 27
GRID 24-006 S 2.4 19.3 1.5 16° 30 27
GRID 30-006 S 3 21.2 1.5 12° 30 28
GRID 40-006 S 4 23.7 1.5 9° 30 30
GRID 60-006 S 6 27.2 1.5 6° 30 34
790-960 Single polar. GRID 15-007 S 1.5 17.5 1.3 19° 30 25
GRID 20-007 S 2 20 1.3 14’ 30 27
GRID 24-007 S 2.4 21.6 1.3 12° 30 27
GRID 30-007 S 3 23.5 1.3 9е 30 28
GRID 40-007 S 4 26 1.3 7° 30 30
GRID 60-007 S 6 295 1.3 5° 30 36
1350-1850
Single polar. GRID 15-013 S 1.5 22 1.3 10е 30 28
GRID 20-013 S 2 24.8 1.3 6° 30 35
GRID 24-013 S 2.4 26.2 1.3 7° 30 35
GRID 30-013 S 3 28.6 1.3 6° 30 37
GRID 40-013 S 4 30.5 1.3 4’ 30 40
GRID 60-013 S 6 34.0 1.3 3° 30 _ 42
2. Антенны типа Star (антенны co стандартными параметрами).
Основные характеристики этого типа антенн:
□ антенны выпускаются в двух модификациях:
• без радома: внешний вид приведен на рис.8.5.3:
• с радомом. внешний вид приведен на рис.8.5.4:
□ антенны выпускаются для диапазонов частот, находящихся
внутри интервала 380. .. 15 350 Мгц;
□ диаметры антенн: 1.0: J.2: 1.5: 2.0; 2.4: 3.0 и 3.7 м:
□ антенны могут работать на одной или двух поляризациях.
В габл.К .5.2 приведены спецификации антенн типа Star для частотных
диапазонов, находящихся в пределах 2.3...5.0 ГГц
Таблица 8.5.2
Frequency MHz Wave- guide Type Number Dlam. m Gain dBi Bottom Mid-Band Top VSWR (П HP8W Isolation dS XPD dB Front to back ratio <Я(2)
2300-2450 coax
Single polar STAR 10-023 S 1 24.7 25.0 25.2 1.2 9° — 27 35
STAR 15-023 S 1.5 28.2 28.5 28.8 1.2 5*50’ 27 35
STAR 20-023 S 2 30.8 31.2 31.5 1.12 4*20' — 27 39
STAR 24-023 S 2.4 32.7 33.1 33.4 1.1 3°40‘ —. 27 42
STAR 30-023 S 3 34.5 34.9 35.2 1.1 3° — 27 43
STAR 37-023 S 3.7 36.7 37.1 37.4 1.1 2*35’ — 27 46
Dual polar. STAR 10-023 D 1 24.5 24.8 25.0 1.2 9° 30 27 35
STAR 20-023 D 2 30.6 31.0 31.3 1.12 4*20’ 30 27 39
STAR 24-023 D 2.4 32.5 32.9 33.2 1.1 3*40’ 30 27 42
STAR 30-023 D 3 34.3 34.7 35.0 1.1 3° 30 27 43
STAR 37-023 0 3-7 36.5 36.9 37.2 1.1 2*35' 30 27 48
2450-2700 coax
Single polar. STAR 10-024 S 1 25.2 25.6 26.0 1.2 6*30’ 27 36
STAR 15-024 S 1.5 28.7 29.1 29.5 1.2 5*25' — 27 36
STAR 20-024 S 2 31.4 31.8 32.2 1.12 4° — 27 39
STAR 24-024 S 2.4 33.3 33.7 34.1 1.1 3*35’ — 27 42
STAR 30-024 S 3 35.1 35.6 36.0 1.1 2°50' — 27 43
STAR 37-024 S 3.7 37.3 37.7 36.1 1.1 2*20' — 27 47
Dual polar. STAR 10-024 0 1 25.0 25.4 25.8 1.2 6°30' 30 27 36
STAR 20-024 D 2 31.2 31.6 32.0 1.12 4° 30 27 39
STAR 24-024 D 2.4 33.1 33.5 33.9 1.1 3*35’ 30 27 42
STAR 30-024 D 3 34.9 35.4 35.8 1.1 2*50’ 30 27 43
STAR 37-024 D 3.7 37.1 37.5 37.9 1.1 2*20' 30 27 47
3400-3800 R40
Single polar. STAR 15-034 S 1.5 31.6 32.0 32.4 1.1 3*50’ 30 40
STAR 20-034 S 2 34.3 34.7 35.1 1.08 3° — 30 46
STAR 24-034 S 2.4 36.2 36.6 37.0 1.07 2*25' — 30 47
STAR 30-034 S 3 38.1 38.5 36.9 1.07 2° — 30 50
STAR 37-034 S 3.7 40.2 40.6 41.0 1.07 1*40’ — 30 52
Dual polar. STAR 20-034 0 2 34.1 34.5 34.9 1.08 3* 35 30 46
STAR 24-034 D 2.4 36.0 36.4 36.8 1.07 2*25' 35 30 47
STAR 30-034 D 3 37.9 38.3 36.7 1.07 2° 35 30 50
STAR 37-034 D 3.7 40.0 40.4 40.8 1.07 1*40' 35 30 52
3600-4200 R40
Single polar. STAR 15-036 S 1.5 32.1 32.7 33.3 1.1 3*40' — 30 40
STAR 20-036 S 2 34.7 35.4 36.0 1.08 2*45' — 30 46
STAR 24-036 S 2.4 36.6 37.2 37.8 1.07 2*20' 30 47
STAR 30-036 S 3 38.5 39.1 39.7 1.07 1*50’ 30 50
STAR 37-036 S 3.7 40.7 41.3 41.9 1.07 1*30’ — 30 52
Dual polar. STAR 20-036 D 2 34.5 35.2 35.8 1.08 2*45' 35 30 46
STAR 24-036 D 2.4 36.4 37.0 37.6 1.07 2*20’ 35 30 47
STAR 30-038 D 3 36.3 36.9 39.5 1.07 1*50’ 35 30 50
STAR 37-036 0 3-7 40.5 41.1 41.7 1.07 1*30’ 35 30 52
4400-5000 R48
Single polar. STAR 12-044 S 1.2 31.9 32.4 32.9 1.1 4* __ 30 40
STAR 15-044 S 1.5 33.8 34.3 34.8 1.1 3° 30 43
STAR 20-044 S 2 36.5 37.0 37.5 1.08 2*15’ 30 45
STAR 24-044 S 2.4 38.4 36.9 39.4 1.07 1*50’ 30 49
STAR 30-044 S 3 40.2 40.7 41.2 1.07 1*35' — 30 50
STAR 37-044 S 3.7 42.2 42.7 43.2 1.07 1*15’ 30 52
Dual polar. STAR 20-044 0 2 36.3 36.8 37.3 1.08 2*15’ 35 30 45
STAR 24-044 D 2.4 38.2 38.7 39.2 1.07 1*50’ 35 30 49
STAR 30-044 D 3 40.0 40.5 41.0 1.07 1*35’ 35 30 50
STAR 37-044 D 3.7 42.0 42.5 43.0 1.07 1*15' 35 30 52
Примечания'. (1) - значения VSWR (КСВН) даны для антенн с радомом;
(2 ) - отношение Г/В (защитное действие) дано для углов 180±50°.
3. Антенны типа IPER (антенны с улучшенными параметрами).
Основные характеристики этого типа антенн:
□ антенны выпускаются в двух модификациях:
• без радома; внешний вид приведен на рис.8.5.5;
• с радомом; внешний вид приведен на рис.8.5.6.
□ атенны выпускаются для диапазонов частот, находящихся
внутри интервала 1425... 15 350 Мгц;
□ диаметры антенн: 2.0; 2.4; 3.0 и 3,7 м;
□ антенны могут работать иа одной или двух поляризациях.
Рнс.8.5.5
4. Антенны типа HP (High performance - антенны с высококачественными
параметрами).
Основные характеристики этого типа антенн:
□ внешний вид антенн приведен на рис.8.5.7 и 8.5.8;
□ атенны выпускаются для диапазонов частот, находящихся
внутри интервала 1700... 23 600 Мгц;
□ диаметры антенн:
• для диапазонов частот от 1700 до 13 250 МГц:
2,0; 2,4; 3,0 и 3,7 м;
• для диапазонов частот от 14 400 до 23600 МГц:
0,4; 0.6; 1,2; 2,4 и;
□ антенны могут работать на одной или двух поляризациях.
Рис.8.5.8
В табл.8.5.3 приведены спецификации антенн типа IPE:R дня частотных
диапазонов, находящихся в пределах 3.6.. 7.75 ГГц
Таблица 8 5.3
Frequency МН2 Wave* guide Type Number Diam. m Gain dBi Bottom Mid-Band Top VSWR 0) HPBW Isolation dB XPD dB Front to back rate dB (2)
3600-4200 Single polar. R40 IPER 20-036 S 2 34.7 35.4 36.0 1.08 2*45' 30 50
IPER 24-036 S 2.4 36.6 37.2 37.8 1.07 2°20' —. 30 60
IPER 30-038 S 3 36.5 39,1 39.7 1.06 1°50’ — 30 62
IPER 37-036 S 3.7 40.7 41.3 41.9 1.06 1^30’ — 30 65
Dual polar. IPER 20-036 D 2 34.5 35.2 35.6 1.06 2°45’ 40 30 50
IPER 24-036 D 2.4 36.4 37.0 37.6 1.07 2*20’ 40 30 60
IPER 30-036 D 3 36.3 38.9 39.5 1.06 1°50' 40 30 62
IPER 37-036 D 3.7 40.5 41.1 41.7 1.06 1°30' 40 30 65
IPER 60-036 0 6 44.2 44.8 45.4 1.08 55' 40 30 65
4400-5000 Single polar. R4B IPER 20-044 S 2 36.5 37.0 37.5 1.08 2“15' 30 52
IPER 24-044 S 2.4 36.4 36.9 39.4 1.07 1°50’ — 30 60
IPER 30-044 S 3 40.2 40.7 41.2 1.06 1°35' — 30 64
IPER 37-044 S 3.7 42.2 42.7 43.2 1.08 1°15’ —. 30 66
Dual polar. IPER 20-044 0 2 36.3 36.6 37.3 1.06 2°15’ 40 30 52
IPER 24-044 D 2.4 36.2 36.7 39.2 1.07 1°50‘ 40 30 80
IPER 30-044 D 3 40.0 40.5 41.0 1.06 1°35‘ 40 30 64
IPER 37-044 D 3.7 42.0 42.5 43.0 1.08 1°15' 40 30 66
5600-6200 Single polar. R70 IPER 20-056 S 2 36.6 39.2 39.6 1.07 2° 30 60
IPER 24-056 S 2.4 40.4 40.8 41.2 1.06 1°25’ — 30 64
IPER 30-056 S 3 42.3 42.7 43.1 1.06 1°20' — 30 66
IPER 37-056 S 3.7 44.3 44.7 45.1 1.06 1°05' — 30 68
Dual polar. IPER 20-056 D 2 36.6 39.0 39.4 1.07 2° 40 30 60
IPER 24-056 D 2.4 40-2 40.6 41.0 1.06 1°25' 40 30 64
IPER 30-056 D 3 42.1 42.5 42.9 1.06 1020’ 40 30 86
IPER 37-056 D 3.7 44.1 44.5 44.9 1.06 1°05' 40 30 66
5925-6425 Single polar. R70 IPER 20-059 S 2 39.3 39.7 40.0 1.07 1°55‘ 30 60
IPER 24-059 S 2.4 41.1 41.4 41.7 1.06 1°20’ — 32 64
IPER 30-059 S 3 42.8 43.2 43.5 1.06 1°15’ — 32 68
IPER 37-059 S 3.7 44.8 45.1 45.4 1.06 1° — 32 68
Dual polar. IPER 20-059 D 2 39.1 39.5 39.8 1.07 1°55‘ 40 30 60
IPER 24-059 D 2.4 40.9 41.2 41.5 1.06 1°20’ 40 32 84
IPER 30-059 D 3 42.8 43.0 43.3 1.06 1°15' 40 32 68
IPER 37-059 0 3.7 44.6 44.9 45.2 1.06 1° 40 32 68
6425-7125 R70
Single polar. IPER 20-064 S 2 400 40.5 40.9 1.07 1°40' — 30 60
IPER 24-064 S 2.4 41.8 42.2 42.6 1.08 1°1S' — 32 64
IPER 30-064 S 3 43.5 44.0 44.4 1.06 1°1O’ — 32 68
IPER 37-064 S 3.7 45.5 45.9 46.3 1.06 55’ —. 32 68
Dual polar. IPER 20-064 D 2 39.8 40.3 40.7 1.07 1’40' 40 30 60
IPER 24-064 D 2.4 41.6 42.0 42.4 1.06 1°15‘ 40 32 64
IPER 30-064 D 3 43.3 43.8 44.2 1.06 1°1O' 40 32 68
IPER 37-064 D 3.7 45.3 45.7 46.1 1.06 55' 40 32 68
7125-7750 Single polar. R70 IPER 20-071 S 2 40.9 41.3 41.6 1.07 1°30’ 30 60
IPER 24-071 S 2.4 42.5 42.9 43.2 1.06 1°10' — 32 64
IPER 30-071 S 3 44.4 44.8 45.1 1.06 Iе — 32 68
IPER 37-071 S 3.7 46.4 46.7 47.0 1.08 50' — 32 69
Dual polar. IPER 20-071 D 2 40.7 41.1 41-4 1.07 1°30’ 40 30 60
IPER 24-071 D 2.4 42.3 42.7 43.0 1.06 1’10’ 40 32 64
IPER 30-071 D 3 44.2 44.6 44.9 1.06 1° 40 32 68
IPER 37-071 D 3.7 46.2 46.5 46-8 1.06 50’ 40 32 69
Примечания'. (1) - значения VSWR (КС?ВН) даны для антенн с радомом;
(2) - отношение F/В (защитное действие) дано для углов 180±60°.
В табл.8.5.4 приведены спецификации антенн типа НР для частотных
диапазонов, находящихся в пределах 6.425... 11.700 ГГц
Frequency MHz Wave- gukte Type Number Diem, m GaHdBI Bottom Mid-Band Top VSWR HP0W dotation dB XPD dB Front to back fade d8(i)
6425-7125 R70
Single polar. HP 20-064 S 2 40Я 40.6 41.0 1.07 1*40’ — 32 67
HP 24-064 S 2.4 41.7 42.1 42.5 1.07 1°15’ 32 70
HP 30-064 S 3 437 44.1 44.5 1.06 !®1O' — 32 70
HP 37-064 S 3.7 45.4 45.8 46.2 1.06 55' — 32 72
Dual polar HP 20-064 0 2 40.0 40.4 40.8 1.07 1*40’ 40 32 67
HP 24-064 D 2.4 41.5 41.9 42.3 1.07 1*15' 40 32 70
HP 30064 0 3 43.5 43.9 44.3 1.06 1*10' 40 32 70
HP 37064 0 3.7 45.2 45.6 46.0 1.06 55' 40 32 72
7125-7750 R70
Single polar. HP 20071 S 2 40.8 41.2 41.5 1.07 1°30’ —- 32 70
HP 24071 S 2.4 42.4 42.8 43.1 1.07 1*10’ — 32 70
HP 30071 S 3 44.3 44.7 45.0 1.06 1° 32 70
HP 37071 S 3.7 46.2 46.8 46.9 1.06 50’ 32 72
Dual polar. HP 20071 0 2 40.6 41.0 41.3 1.07 1“30’ 40 32 70
HP 24071 0 2.4 422 42.6 42.9 1.07 1®1O’ 40 32 70
HP 30071 0 3 44.1 44.5 44.8 1.06 1е 40 32 70
HP 37071 0 3.7 46.0 46.4 46.7 1.06 50’ 40 32 72
7700-0300 R84
Single polar. HP 20077 S 2 41.5 41.9 42.2 1.07 1°20' — 32 70
HP 24077 S 2.4 43.2 43.5 43.8 1.07 1°05’ — 32 70
HP 30077 S 3 45.0 45.4 45.7 1.06 50' — 32 70
HP 37077 S 3.7 46.9 47.3 47.6 1.06 45’ 32 72
Dual polar. HP 20077 0 2 41.3 41.7 42.0 1.07 IW 40 32 70
HP 24077 0 2.4 43.0 43.3 43.6 1.07 1°05‘ 40 32 70
HP 30077 0 3 44.8 452 45.5 1.08 50’ 40 32 70
HP 37077 0 3.7 46.7 47.1 47.4 1.06 45’ 40 32 72
7950-6500 R84
Single polar. HP 20079 S 2 41.8 42.1 42.3 1.07 145' — 32 70
HP 24079 S 2.4 43.4 43.7 43.9 1.07 1е — 32 70
HP 30079 S 3 45.3 45.6 45.8 1.06 45' —— 32 70
HP 37079 S 3.7 47.2 47.5 47.7 1.06 40’ — 32 72
Dual polar. HP 20079 0 2 41.6 41.9 42.1 1.07 1q15' 40 32 70
HP 24079 0 2.4 43.2 43.5 43.7 1.07 1е 40 32 70
HP 30079 0 3 46.1 45.4 45.6 1.06 45’ 40 32 70
HP 37079 0 3.7 47.0 47.3 47.5 1.06 40’ 40 32 72
10700-11700 R100
Single polar. HP 12-107 S 40.0 40.4 40.8 1.08 1®40* — 32 67
HP 20-107 S i 44.4 44.8 46.1 1.07 Iе 32 70
HP 24-107 S 2.4 46.2 46.6 46.9 1.07 45' 32 70
HP 30-107 S 3 48.0 46.4 48.7 1.07 35' — 32 74
HP 37-107 S 3.7 49.7 50.1 50.4 1.07 30' 32 74
Dual polar. HP 12-107 D 1.2 39.8 40.2 40.6 1.06 1e40' 40 32 67
HP 20-107 0 2 44.2 44.6 44.9 1.07 1° 40 32 70
HP 24-107 D 2.4 46.0 46.4 46.7 1.07 45’ 40 32 70
HP 30-107 0 3 47.8 46.2 48.5 1.07 35' 40 32 74
HP 37-107 0 3.7 49.5 49.9 50.2 1.07 30' 40 32 74
Примечания-. (1) - значения VSWR (КСВН) даны для антенн с радомом;
(2) - отношение F7B (защитное действие) дано для углов 180+70°.
5. Антенны типа HPHXPD (High performance high XPD - антенны с
высококачественными параметрами и с ультравысокой кросс-
поляризационной развязкой).
Основные характеристики этого типа антенн:
□ внешний вид антенн приведен на рис.8.5.9:
□ атенны выпускаются для диапазонов частот, находящихся
внутри интервала 3600... 11 700 Мгц:
□ диаметры антенн: 2.0; 2.4; 3,0 и 3.7 м;
□ антенны предназначены для работы с двумя поляризациями,
кроссполяризационная развязка антенн превышает 36 дБ в
угловой зоне, пока тайной на рнс.8.5.10.
В табл.8.5.5 приведены спецификации антенн типа HPHXPD для
шетотных диапазонов, находящихся в пределах от 3,6 до 11.700 ГГц
Таблица^ -5.5
Frequency MHz Wave- guide Type Number Diam. m Gulp dBi Bottom Mid-Bend Top VSWR HPSW I eolation de Front to back ratio d8(l|
№00-4200 )ual polar. R40 HPHXPD 30-036 0 3 38.4 39.0 39.6 1.06 1’50’ 45 72
HPHXPD 37-036 D 3.7 40.7 41.3 41.9 1.06 1“30' 45 72
>850-6425 )uai polar. R70 HPHXPD 20-058 D 2 39.2 39.6 39.9 1.07 1’55’ 45 72
HPHXPD 24-058 D 2.4 40.9 41 3 41.6 1.07 1*25' 45 74
HPHXPD 30-058 D 3 42.6 43.0 43.3 1.08 1*15' 45 75
HPHXPD 37-058 D 3.7 44.4 44.8 45.1 1.06 1’ 45 75
>425-7125 XiaJ polar. R70 HPHXPD 20-064 D 2 40.0 40.4 40.8 1.07 1’40' 45 72
HPHXPD 24-064 D 2.4 41.5 41.9 42.3 1.07 1’15' 45 74
HPHXPD 30-064 D 3 43.5 43.9 44.3 1.06 Г 45 75
HPHXPD 37-064 D 3.7 45.4 45.8 46.2 1.08 55' 45 75
'125-7750 XiaJ polar. R70 HPHXPD 20-071 D 2 40.6 41.0 41.3 1.07 1°30’ 45 70
HPHXPD 24-071 D 2.4 42.2 42.6 42.9 1.07 1’10' 45 74
HPHXPD 30-071 D 3 44.1 44.5 44.8 1.08 1" 45 75
HPHXPD 37-071 D 3.7 46.0 46.4 46.7 1.06 50' 45 75
700-8300 )ual polar. R84 HPHXPD 20-077 D 2 41.3 41.6 41.9 1.07 1°20’ 45 70
HPHXPD 24-077 D 2.4 43.0 43.3 43.6 1.07 !W 45 74
HPHXPD 30-077 D 3 44.8 45.1 45.4 1.06 54’ 45 75
HPHXPD 37-077 D 3.7 46.8 47.1 47.4 1.06 42’ 45 75
0700-11700 )ual polar. R100 HPHXPD 20-107 D 2 44.2 44.6 44.9 1.07 1’ 45 74
HPHXPD 24-107 0 2.4 46.0 48.4 46.7 1.07 45’ 45 76
HPHXPD 30-107 D 3 47.8 46.2 46.5 1.07 35’ 45 76
Примечание: (1) oiношение 17В (защитное действие) дано для углов
180±80°.
8.6. ПАССИВНЫЕ РЕТРАНСЛЯТОРЫ КОМПАНИИ
CALZAVARA
Компания Calzavara является крупнейшим в Европе производителем
пассивных ретрансляторов зеркального типа. С помощью оборудования,
выпускаемого компанией, можно реализовать все схемы, как одиночных
так и двухэлсмснтых пассивных ретрансляторов зеркального типа, рас-
смотренных в гл.6.
Компания выпускает пассивные ретрансляторы (в итальяноязычной
технической литературе - npctitori passivi; в англоязычной технической
литературе - passive repeaters) в нескольких модификациях.
Конструктивное исполнение ретрансляторов модификации SM при-
ведено на рис.8.6.1.
Р»с.8.6.1
Рис. 8.6.2
Сведения о вариантах исполнения этой модификации ретранслятора
приведены в табл.8.6.1.
Таблица 8.6.1
Наименование изделия 11.1<ицаД|.. м2 11, м а, мм Ь, мм d, мм
SM 063 6.0 3.0 2733 2196 2500
SM 083 8.0 3.0 3644 2196 2.500
SM 093 9.1 3.0 3644 2498 2500
SM 123 12.0 3.0 2733 4392 2500
SM 064 6.0 4.5 2733 2196 2500
SM 084 8.0 4.5 3644 2196 2501)
SM 094 9.1 4.5 3644 2498 2500
SM 124 12.0 4.5 2733 4392 2500
sm обо 6.0 6.0 2733 2196 2500
Наименование изделия Площадь. м* li, м я, мм Ь, мм d, мм
SM 086 8,0 1 6.0 3644 2196 2500
SM 096 9.1 6.0 3644 2498 2500
SM 126 12.0 6.0 2733 4392 2500
Конструктивное исполнение ретрансляторов модификации LG при-
ведено на рис.8.6.2. Сведения о вариантах исполнения этой модификации
ретранслятора приведены в табл.8.6.2.
Таблица 8.6.2
Наименование изделия I (лошадь, м' h, м а, мм 1>, мм <1, мм
1.(1 803 80.0 3.0 7288 10980 4400
1.(1 903 90.0 . .3,0 8199 10980 4400
1.G963 96.3 3,0 7288 13176 4400
LG 1083 108.0 .3.0 8199 13176 4400-
LG 1203 120.0 3.0 9110 13176 4400
LG 1323 132.0 3.0 10021 13176 4400
Конструктивное исполнение ретрансляторов модификации MD при-
ведено на рис.8.6.3. а внешний вид показан на рис,8.6.4.
Рис,8,6,3
Рис.8.6,4
Следует отметить, что эта модификация ретранслятора также отли-
чается высотой установки нижней кромки над землей. Таких исполнений
ретранслятора три:
• h = 3,0 м (последняя цифра в наименовании изделия - 3);
• h= 5,0 м (последняя цифра в наименовании изделия - 5);
• h = 7.0 м (последняя цифра в наименовании изделия - 7).
Сведения о вариантах исполнения этой модификации ретранслятора
для 11=3,0 м приведены в табл.8.6.3.
Таблица 8.6.3
Наименование изделия Площадь, м2 h, м а, мм Ь, мм d, мм
MD 163 16.0 3,0 3644 4392 5000
MD 183 18.0 3.0 3644 4996 3900
MD 243 24.0 3,0 3644 6588 3900
MD 303 30.0 3,0 4555 6588 5000
MD 363 36.0 3,0 5466 6599 5000
MD393 39.3 3,0 5466 7192 5000
MD483 48.0 3,0 5466 8784 5000
MD643 64.0 3,0 7288 8784 6325
MD683 68.4 3,0 7288 9388 6325
В качестве иллюстрации ниже приведены установочные размеры
ретранслятора типа MD 647 вместе с фундаментом: рис.8.6.5 - вид на
ретранслятор сбоку; рис.8.6.6 - вид на ретранслятор сверху.
800
Точность выполнения отражающих поверхностей пассивных
ретрансляторов приведена в табл.8.6.4.
Таблица 8.6.4
Погреш- ность, мм SM 063 083 093 SM 123 MD 163 243 MD 303 MD 363 393 MD 483 MD 643 683 LG 803 LG 903 963 LG 1083 LG 1203 1323
±0,5 Ал. Ал. Ал. Ал. Ал. .Ал. Ал.
+ 1.0 Ст. Ст. Ст. Ст. .Ал. Ал. Ал. Ал.
± 1,5 Ст. Ст. Ст. Ст.
Примечания:
• Ал. отражающая поверхность ретранслятора выполнена из аллюми-
ния;
• Ст. ~ отражающая поверхность ретранслятора выполнена из стали.
Помимо стандартных схем установок ретрансляторов возможны и другие
схемы их установки:
• рис.8.6,7 - на стене дома;
• рис.8.6.8 и 8.6.9 - на мачте.
Отметим, что установка ретрансляторов возможна с использованием вер-
толетов (рис.8.6.10).
Рис.8,6,7
Рис.8.6.8
ПРИЛОЖЕНИЕ. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПАРАМЕТРЫ
ОТЕЧЕСТВЕННЫХ АНТЕНН ДЛЯ РРЛ,
РАЗРАБОТАННЫХ ДО 1990 г
Ниже приводятся электрические параметры антенн для РРЛ, разрабо-
танных до 1990 г и применяемых до сих пор на отечественных радиоре-
лейных линиях.
Таблица П I
Тип антенны РПА- 2П-2 РПА- 2П-2 АДЭ- 5/2 АДЭ - 5/4-6 АДЭ- 5/4-6 АДЭ - 3,5/2 АДЭ- 3,5/4
Диаметр, м 3.09 3,09 5 5 5 3,5 3,5
Площадь раскрыва, м“ 7.5 7,5 19,6 19,6 19,й 9,6 9,6
Диапазон частот. ГГц 3,4... ...3,9 5,6... ...6,2 1,7... ...2,1 3,4... ...4,2 5,6... ...6.2 1,7... ...2,1 3,4... ...4,2
D/X 38 61 32 64 101 22 44
Усиление, дБи 39,5 43,0 38,5 43,5 47,5 35,0 40,5
К„ 0,64 0,54 0,71 0,61 0,58 0,65 0,58
Ширина ДН, град: пл. Е пл. Н 1,7 2,2 1,0 1.5 1,8 1,9 1,15 1,25 0,7 0,73 2,75 3,33 1,42 1,62
Кроссполя- ризационная развязка, дБ: гор пл. верт. пл. 17 35 16 35 30 30 30 30 30 30 30 30 30 30
F/В, дБ 65 70 60 65 65 60 65
Уровень первого бокового ле- пестка. дБ: пл. Е пл. Н -14 -20 -12 -20 -14 -14 -14 -14 -10 -12 -10 -17 -14 -17
КСВи 1.04 1.04 1,08 1,08 1.08 1,08 1,08
Продолжение табл, П 1
Тип антенны АДЭ- 3,5/6 АДЭ- 3,5/8 АДУ- 2,5/4 АДУ- 2.5/6 АДУ- 2,5/8 АДУ- 2,5/11 АДУ- 1,75/4
Диаметр, м 3,5 3.5 2,5 2,5 2,5 2,5 1,75
Площадь раскрыва, м2 9,6 9.6 4,9 4,9 4.9 4,9 2,4
Диапазон частот, ГГц 5,6... ...6.4 7,9... ...8.4 3,4... ...4,2 5,6... ...6,4 7,9... ...8,4 10,7- 11,7 3,4... ...4,2
Тип антенны АДЭ 3,5/6 АДЭ- 3,5/8 АДУ 2,5/4 АДУ- 2.5/6 АДУ- 2,5/8 АДУ- 2,5/11 АДУ- 1,75/4
D/X 70 95 32 50 68 93 22
Усиление. дБи 43,6 46,3 38,0 42,0 44,5 47,5 35,0
Кип 0,47 0,48 0,64 0,63 0,62 0,65 0,65
Ширина ДН, 1-рад: пл. Е 1,02 0,72 2,02 1,4 1,0 0,8 3,0
пл. Н 1,05 0,77 2,02 1.4 1,0 0.8 3,0
Кроссполя- ризационная развязка, дБ: гор. пл, 30 30 30 30 30 25 30
верт. .пл. 30 30 30 30 30 25 30
F/В. дБ 65 65 60 65 70 75 60
Уровень первого бокового ле- пестка, дБ: пл. Е -12 -12 -10 -12 -И -10 -10
пл. Н -12 -12 -16 -13 -14 -12 -10
КСВн 1,08 1,08 1,06 1,06 1,06 1,06 1,06
Продолжение табл. П 1
Тип антенны АДУ- 1,75/6 АДУ- 1,75/8 АДУ- 1,75/11 АНК- 1, 5/2 АНК- 1, 5/4-6 АНК- 1,5/4-6 АНК- 1,5/6-8
Диаметр, м 1,75 1.75 1,75 1,5 1,5 1.5 1,5
Площадь раскрыва, м2 2,4 2,4 2,4 1,76 1,76 1,76 1,76
Диапазон 5,6... 7,9... 10,7... 1,7... 3,... 5.6... 5,6...
частот, ГГц ...6,4 ...8,4 ...11,7 ...2,1 ...4,2 ...6,4 ...6,4
D/X 35 48 65 9 19 30 30
Усиление, дБи 38,5 41,5 44,5 27,2 33,6 37,0 36,7
Кип 0,58 0,63 0,67 0,50 0,64 0,56 0,52
Ширина ДН, град: пл. Е 2,0 1,42 1,0 8,0 3,5 2,5 2,67
пл. Н 2,0 1.42 1,0 8.0 3,5 2,5 2,67
Кроссполя- ризационная развязка, дБ: гор. пл. 30 30 25 12 12 14 15
верт. ,пл. 30 30 25 30 30 30 30
F/В, дБ 65 70 75 40 55 60 60
Уровень первого бокового ле- пестка, дБ:
Тип антенны АДУ- 1,75/6 АДУ- 1,75/8 АДУ- 1,75/11 АНК- 1,5/2 АНК- 1,5/4-6 АНК- 1, 5/4-6 АНК- 1,5/6-8
пл. Е -12 -10 -10 -20 -22 -25 -20
пл. Н -12 -12 -11 -20 -22 -25 -20
КСВн 1.06 1,06 1,06 1.06 1,05 1,03 1,05
Окончание табл. П 1
Тип антенны АНК 1,5/6-8 АНК 1.5/8 АНК- 1,5/11 АНК- 1,1/4 АНК- 1,1/6 АНК- 1,1/8 АНК 1,1/11
Диаметр, м 1.5 1,5 1,5 1,1 1,1 1.1 1.1
Площадь раскрыва, м" 1,76 1,76 1,76 0,95 0,95 0,95 0,95
Диапазон частот. ГГц 7.9... ...8.4 7,9... ...8,4 10,7... ...11.7 3,4... ...4,2 5,6... ...6,4 7,9... ...8,4 10.7... ...11.7
D/X 41 41 56 14 22 30 41
Усиление. дБи 39.3 40,2 43,0 30,7 34,8 37,6 40.6
к.„ 0.52 0,64 0,64 0,61 0,62 0.65 0.69
Ширина ДН, град: пл. Е пл. Н 2.0 2.0 1.83 1.83 1,17 1,17 5,33 5,33 3,42 3,42 2.58 2,58 1.83 . 1.83
Кроссполя- ризационная развязка, дБ: гор. пл. верт. .пл. 14 30 14 30 14 30 16 30 14 30 14 30 14 .30
F/В, дБ 65 65 70 50 60 65 70
Уровень первого бо- кового лепе- стка, дБ: пл. Е пл. Н -25 -25 -22 -22 -22 -22 -20 -20 -20 -20 -20 -20 -20 -20
КСВн 1.03 1.04 1.04 1,06 1.05 1.05 1.03
СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННОЙ ЛИТЕРАТУРЫ
К главе 1
1.1. Таблица распределения полос частот между радиослужбами Российской Федерации в
диапазоне частот от 3 кГц до 400 ГГц // ГКРЧ России. - М., - 1996. - 176 с.
1.2. Матье М. Радиорелейные системы передачи: Пер. с франц./ Под ред. В.В.Маркова - М.:
Радио и связь, 1982. - 280 с.
1.3. Ямпольский В.Г., Фролов О.П.. Оптимизация антенных систем линий связи. - М.:
Радио и связь, 1991. - 272 с.
1.4. Статистические характеристики трасс РРЛ / Жукова Н.Р., Лапидус А.Ю., Непомнящий
И.Л. и др.//Труды НИИР. - 1982, №3. - С.59. - 69.
1.5. Калинин А.И., Черенкова Е.Л. Распространение радиоволн и работа радиолиний. - М.:
- Связь, 1971. - 440 с.
1.6. Справочник по радиорелейной связи / Каменский Н.Н., Модель АМ., Надененко Б.С.и
др. / Под ред. С.В. Бородича,- Издание 2-е, перераб. н доп. - М.: Радио н связь, 1981. -416 с,
1.7. CCIR, Doc. 5/66, FRG, 7 July 1983 // Statistics of propagation parameters for a line-of-sight
radio-relay system using an effective two-path model.
1.8. Boithias L. Distribution statistique des niveaux recux en propogationpar trajets multiples
tropospheriques // Annales des telecomunications. - 1981. - Vol. 36, №5. - P.329 - 337.
1.9. Фролов О.П., Ямпольский В.Г. Об одной обобщенной функции устойчивости
радиолиний с многолучевым распространением // Радиотехника и электроника.- 1985. - Т.
XXX, №10.-С. 1890- 1894.
1.10. CCIR, Geneva 1974, vol. V, Report 338-2.
1.11. Barnet W.T. Multipath propagation at 4,6 and 11 GHz // The Bell System Technical J. -
1972. -Vol.51, №2. - P.321 -261.
1.12, Morita K. Prediction of Rayleigh Fading Occurrence Probability of Line-of-Sight Microwave
Links // Review of Electrical Commun. Lab. - 1970,- Vol. 18, №11,12, - P. 810 - 822.
1,13. Надененко Л.В., Святогор B.B., Бригман Г.А. Влияние ширины диаграммы
направленности антенн иа устойчивость работы интервалов РРЛ прямой видимости //
Электросвязь. - 1983. -№11. -С.36 - 40.
1.14. Фролов О.П. Оценка влияния ширины диаграммы направленности антенн на
устойчивость сигнала на пролете РРЛ // Электросвязь. - 1987. - №3. - С.40 - 42.
1.15. Влияние многолучевого распространения радиоволн на качественные показатели
каналов аналоговых РРЛ прямой видимости /Гаврилина В.Д., Калинин А.И., Надененко Л.В.
и др.//Труды НИИР . - 1986. - № 1. - С. 35 - 39.
1.16. Takano Т., Ogawa Е., Hori Т., Shinji М. Offset Cassegrein earth station antenna for
Japanese satellite system // IEEE Trans. - 1980, - Vol. COM-27, №6.-P. 883 - 889.
1.17, МККР. Отчет 709 1. Рассмотрение связи между антенной земной станции и ангиной
наземной лииии.-С.184 192.
К главе 2
2.1. ГОСТ Р 50867-96. Антенны радиорелейных линий связи. Классификация и общие
технические требования.
2.2. Типовые технические требования к антеннам и эллиптическим гибким волноводам для
радиорелейных линий связи //Утверждены Минсвязи РФ. - 1997.
2.3. Основные положения обязательной сертификации технических средств электросвязи
ВВС России // Утверждены Минсвязи РФ. - 05.03.1997.
К главе 3
3.1. Silver S. Microwave antenna. Theory and design. - New York: Dover. - 1965.
3.2. Kidal P.S. Dipole-disk antenna with beam-fonning ring // IEEE Trans. Antennas Propagat. -
Vol. AP-30. - 1982. - №4. - P.529 - 534.
3.3. Ерохин Г.А., Чернышев O.B., Козырев Н.Д., Кочержевский В.Г. Антенно-фидерные
устройства и распространение радиоволн. - М.: Радио и связь, 1996. - 352 с.
3.4. Mcinnes Р.А., Munro E.W., Whitaker A.J.T. Radiation patterns of parabolic with log-
periodic dipole feed// Electron. Lett. - 1971. - №7. - P.669 - 671.
3.5. Mcinnes P.A., Munro E.W., Whitaker A.J.T. Lateral displacement of log-periodic parabolic
feed // Electron. Lett. - 1972. -- №8. - P.249 - 250.
3.6. Kidal P-S. A small dipole-fed resonant reflector antenna with high efficiency, low cross
polarization, and low sidelobes // IEEE Trans. Antennas Propagat. - Vol. AP-33. - 1985. - №12. -
P.1386- 1391.
3.7. Ванштейн Л.А. Дифракция электромагнитных и звуковых волн на открытом Конце
волновода. - М.: Сов. радио, 1953.
3.8. Капцов С.Н., Ямпольский В.Г. Направленные свойства параболической антенны с
облучателем в виде ОККВ // Труды НИИР. - 1992. - № 3.
3.9. Ямпольский В.Г. Электрические характеристики открытого конца круглого волновода
как облучателя зеркальной антенны /7 Электросвязь. - 1999. №9.
3.10. James G.L., Greene K..I. Effect of wall thickness on radiation from circular waveguides //
Electron. I-ett. - 1978. - №14. - P.90 91.
3.11. Catedra M.F, A comparison between two kinds of equivalent currents to analyze conducting
bodes with apertures using moment methods: application to horns with symmeby of revolution //
IEEE Trans. .Antennas Propagat. - Vol. AP-35. - 1987. - №7. - P.782 - 789.
3.12. Shafai L. Broadening of primary feed patterns by small E-pIane slots // Electron. Lett. -
1977. -№13.-P. 102 - 103.
3.13. Claricoats P.J.B., Seng L.M. Propagation and radiation characteristics of corrugated horns //
Electron. Lett. - 1973. №11- P.7 - 9.
3.14. Claricoats P.J.B., Seng L.M. Influence of hunt length on radiation pattern of oblique-flare-
angle corrugated horn. Electron. Lett.- 1973. -№11. P.15 - 16.
3.15. Miyata K., Suzuki M. Effects of choke-load position on radiation properties in double-
choked small horn anteniuis /. Electron. Lett. - 198.3. №9. - P.325 - 330.
3.16. Cowan J.H. Duel-band reflector-feed element for frequency-reuse applications.// Electron.
Utt. - 1973. - №25. - P.596 - 597.
3.17. Покрас A.M., Сомов A.M., Цуриков Г.Г. Антенны земных станций спутниковой
связи. - М.: Радио и связь. 1985. - 288с.
3.18. Кио г С.М., Wiesenfarth Н. J., On the radiation from an open-ended corrugated waveguide
feed // IEEE Trans. Antennas I’ropagat. - Vol. AP-20'. - 1972. - № 9. - P.644 - 648.
3.19. Clarricoats P.J.B., Saha P.K. Propagation and radiation behaver of corrugated feed //
Proc.IEEE. 197L Sept. - Vol. 118. - P. 1167 - 1176.
3.20. Clarricoats P.J.B., Saha P.K. Theoretical analysis of cylindrical hybrid modes in a
corrugated horn // Electron. Utt. - 1969. - №9. - P.187 • 189.
3.21. Tomas B.M., Greene K.J. A simple wide-angle horn for the 4-GHz and 6-GHz band // IEEE
Trans. Antennas Propagat. - Vol. AP-29. - 1981. - №5. - P.800 - 802.
.3.22. Cutler C.C. Hom radiator for spherical reflector. ILS. Patent 3 055 044.
3.23. Kay A.F. Wide-angle horn feed closely spaced to main reflector. LLS. Patent 3 216 018.
3.24. Kay A.F. Wide-angle horn feed closely spaced to main reflector. U.S. Patent 3 274 603.
3.25. Simmons A.J., Kay A.F. The scalar feed - a high performance feed for large paraboloidal
reflectors // Inst. Elec. Eng.- Conf. Pub.21. - 1966, June - P. 262.
3.26. Tomas B.M. A review of the developments of circular-aperture hybrid-mode corrugated horns //
IEEE Trans. Antennas Propagat. - Vol. AP-34. - 1986. - №7. - P.9.30 - 935.
3.27. Clarricoats P.J.B., Olver A.D. Corrugated horn for microwave antennas. London, U.K. : Peter
Peregrines Ltd.. 1984.
.3.28. Jeuken Lambrechtse C.W. Small corrugated conical-horn antenna with wide flare
angle // Electron. Lett. - 1969. - №20. - P.489 - 490.
3.29. Frank Z. Very wideband corrugated horns // Electron. Lett. -1975. №26. - P.454 - 456.
3.30. Tomas B.M., Greene K.J., James K.L. A wide-band prime-focus horn for low-noise
receiver application /•' IEEE Trans. Antennas Propagat. - Vol. AP-38. - 1990. №11. - P.1898 -
1900.
3.31. Padman R. Lenses for wideband corrugated conical horns // Electron. Lett. -1978. - №10. -
P.311-312.
3.32. Корнблпт С. СВЧ оптика. Оптические принципы в приложении к конструированию
СВЧ антенн: Пер. с англ / Под ред. О.П. Фролова. - М.:Связь, 1980. - 360 с.
3.33, Clarricoats P.J.B., Saha P.K. Radiation from wide-llare-angle scalar horns H Electron. Lett.
- 1969. - №5.-P.376 - 378.
3.34. Abromov V.l. Design of a two-mod horn with a fine dielectric tube /fTelecoirunun. Radio
Eng., part 2 (USA). - 1980. - Vol.35, №39. - P. 103 - 105.
3.35. Rosenberg M. Ring as mode-coupler in conical horn antenna Norwegian Inst. Technok. -
1983.
3.36. Kolettis N.J. A wideband antenna feed A dielectrically load hybrid mode conical horn //
Proc. IEEE Symp. Antennas Propagation - 1970, Sept. - P.393 - 399.
3.37. Lier E. Cross polarization front dual mode horn antennas // IEEE Trans. Antennas Propagat.
-Vol. AP-34 - 1986. -№1. -P.106- 110.
3.38. Frijters H.A., Jeuken M.E.J., Vokurka V.J. Feeds for shaped beam satellite antennas. //
Proc, of National Radio Science Meeting, Boulder. - 1978, Jan. - P. 189.
3.39. Worm S.C.J. Compact duel-hybrid-mode feeds with low crosspolar radiation // Electron.
Lett. - 1979. - №23. - P.740 - 741.
3.40. Minnett H.C., Tomas B.M. A method of synthesizing radiation patterns with axial
symmetry.// IEEE Trans. Antennas Propagat. - Vol. AP-14. - 1966. - №5. — P.654 - 656.
3.41. Vu T.B., Vu Q-H. Optimum feed for large radio-telescopes: experimental results.// Electron.
Lett. - 1970. - №6. - P. 159 - 160.
3.42. Rudge A.W., Agatia N.A. New class of primary-feed antennas for user with offset parabolic-
reflector antennas // Electron. Lett, - 1975. -№24. - P.597 599.
3.43. Тимофеева A.A. Определение геометрических размеров рупорных облучателей с
диаграммами направленности, близкими к оптимальным // Электросвязь. - 1977. - №5. -
С.28 -33.
3.44. Ерухимович Ю.А., Тимофеева А.А. Комбинированные рупорные облучатели для
зеркальных антенн // Труды НИИР. - 1982. - №3. - С. 16 - 20.
3.45. Davies W.S., Lipback G.W., Copeland P.R. Bird-proof feed-hom windows for microwave
radio system antennas // Electron. Lett. - 1981. - №21. - P.777 - 779.
3.46. Ямпольский В.Г.,Фролов О.П. Антенны и ЭМС. - М.: Радио и Связь,1983. - 272 с.
3.47. Chinn G.C., Epp L.W., Hoppe D.J. A hybrid finite-element method for axisymmetric
waveguide-fed hom /7 IEEE Trans. Antennas Propagat. - Vol. AP-44. -- 1996. - №3. - P.280 -
286.
3.48. Vokurka V.J. Duel-frequency-band feed with partially-dielectric-loaded grooves // Electron.
Lett. - 1975. №11.-P.376 - 378.
3.49. Ерухимович Ю.А., Тимофеева A.A. Рупорные антенны с синтезируемым при помощи
диэлектрика распределением в раскрыве /7 Труды НИИР. - 1980. - №3. - С.5 - 9.
3.50. Kumar A., Hockham G.A. Dielectric-ring-loaded waveguide feed '/ Electron. Lett. - 1977.
№15. - P.4.36 - 437.
3.51. Ashton R., Baldwin R. Reclangulai horn with dielectric-slab insert ') Electron. I^ell. - 1973.
- №1 -1'26 -27.
3.52. lee C.S., Lee S.W., Justice D.W, A simple circular-polarized antenna: circular waveguide
homcoated with lossy magnetic material H IEEE Trans. Antennas Propagal. Vol. AP-36. - 1988.
- №2.-P.297 -300.
3.53. Казакова T.A., Спивак H.H., Тимофеева A.A. Уменьшения уровня бокового
излучения рупорных антенн путем использования поглощающих фланцев h Труды НИИР. -
1982. №3,- С.16-20.
3.54. Фролов О.П. Антенны для земных станций спутниковой связи.- М. Радио и связь,
2000. - 376 с.
3.55. Rusch W.V.T. The current stale of the reflector antenna art // IEEE Trans. Antennas
Propagat. - Vol. AP-32. - 1984. - №4.-P.313 - 317.
3.56. Knop C.M. On the front to back ratio of a parabolic antenna // IEEE Trans. Antennas
Propagat. - Vol. AP-26. - 1976. -№1. - P.109 - 11.
3.57. Айзенберг Г.З., Ямпольский В.Г., Терешин O.H. Антенны УКВ. - М.: Связь. - 1977,
-Т.1-384С.
3.58. Narasimhan №., Raghavan К., Ramanujain Р. GTD analysis of the radiation patterns of a
prime focus paraboloid with shroud /7 IEEE Trans. Antennas Propagat. - Vol. AP-31. - 1983. -
№5.-P.792- 794.
3.59. Мельников Ю.М., Ямпольский В.Г. Увеличение помехозащищенности антенн при
помощи специальных экранов .7 Радиотехника. - 1980. - Т.35, №12. - С. 19 23.
3.60. Ямпольский В.Г. Помехозащищенность антенн РРЛ в заднем полупространстве и
пути ее улучшения Н Труды 5-го Международного симпозиума по ЭМС. - Вроцлав, ПНР. -
1980.-Т.2.-С.737 -747.
3.61. Мельников Ю.М. Щелевое защитное устройство // Труды НИИР. -1975. - №1. - С.86
- 92.
3.62. Глазмаи Я.Д., Ерухнмович Ю.А., Ямпольский В.Г. Экран для увеличения защитного
действия антенны. //Антенны / Под ред. А.А. Писюлькорса,- М.: Связь, 1982. Вып.30.
3.63. Bucci О.М., Gennarelli С., Palumbo L. Parabolic antennas with a load flange // IEEE
Trans. Antennas Propagat. - Vol. AP-33. - 1985. - №7. - P.755 - 762,
.3.64 . Cory H., Leviatan Y. Reflection coefficient optimization at feed of parabolic antenna fitted
with vertex plate// Electron. L.ett. - 1980. - №16. - P.945 - 947.
3.65. Cory H., Bhan K.K., Clarricoats P.J.B. Reflection coefficient at the feed of radome-
covered reflector antenna // Electron. Lett. - 1978. - №14. - P.559 - 561.
3.66. Narasimhan M., Raghavan K., Ramanujam P. Radiation characteristics of prime
paraboloids with square aperture H IEEE Trans Antennas Propagat. Vol. AP-29. - 1981. - №3. -
P.507 51 1.
3.67, Вуд 11, Анализ и проектирование зеркальных антенн: Пер. с англ/ Под ред. О.П.
Фролова - М : Радио и связь, 1984. - 208 с.
3.68. Chu Т„ Turrin R.H. Depolarisation properties of offset reflectors // IEEE Trans. Antennas
Propagat, Vol. AP-2I. - 1973. - №4. - P.339 345.
3.69. Vokurka V.J. Elliptical corrugated horn for broadcast ihg-satellite antennas // Electron. Lett.
- 1979. - №15. - P.652 - 654.
3.70. Guy J.F.E,, Ashton R.W. Crosspolar performance of an elliptical corrugated-horn antennas
// Electron. Lett. - 1979. - №15. - P.400 - 402.
3.71. Jeuken Thurlings L.F.G. The corrugated elliptical horn antenna IEEE Antennas
and Propagat. Soc. Symp. -1975. - P.9 - 12.
3.72. Lier E. Broad-band elliptical-beamshape horns with low cross polarization // IEEE Trans.
Antennas Propagat. - Vol. AP-38. - 1990. - №6. - P.800 - 805.
3.73. Тимофеева A.A. Неосесимметричные ангеииы для РРЛ. Часть I. Неосесимметричные
аитениы с повышенной помехозащищенностью // Технический отчет. НИИР. - 1980. - 143 с.
3.74. Ерухнмович Ю.А., Тимофеева А.А. Комбинированные рупорные облучатели //
Труды НИИР. - 1979. -№1. -С.75 - 80.
3.75. Brown K.W., Prata Jr. A. Elliptical beam closed-form dual-reflector antenna efficiently
illuminated by a feed with an axially-symmetric radiation pattern. // IEEE International Symposium
on Antennas and Propagation (Newport Beach, California, 18-23 June 1995). Digest. - Vol.2 -
P.877-880.
3.76. Jensen P.A. Cassegrian systems. // In “The handbook of antenna design”. London: Peter
Peregrines, 1982. -Vol.l, section.3.2.
3.77. Hannan P.W. Microwave antennas derived from the Cassegrain telescope // IEEE Trans.
Antennas Propagat, - Vol. AP-9. - 1973. - №3. - P.149 - 153.
3.78. Granet C. Designing axially symmetric Cassegrain or Gregorian duel-reflector antennas from
combinations of prescribed geometric parameters // IEEE Antennas and Propagation Magazine. -
1998. - Vol. 40, №2. - P.76 - 82.
3.79. Granet C. Designing axially symmetric Cassegrain or Gregorian duel-reflector antennas from
combinations of prescribed geometric parameters. Part 2: Minimum blockage condition while
taking into account the phase-center of the feed /,' IEEE Antennas and Propagation Magazine, -
1998. - Vol. 40, №3. - P.82 - 85.
3.80, Rnsch W.V.T., Prata A., Rathat-Samii J.Y. and Shore R.A. Derivation and application of
the equivalent paraboloid for classical offset Cassegrain and Gregorian antennas // IEEE Trans.
Antennas Propagat. - Vol. AP-38. - 1990. - №8. - P.l 141 - 1149.
3,81. Shore R.A. A simple derivation of the design equation for offset dual reflector antennas with
rotational symmetry and zero cross polarization // IEEE Trans. Antennas Propagat. - Vol. AP-33.
- 1985.-№1. -P.114- 116.
3.82. Galindo V. Design of dual reflector antennas with arbitrary phase and amplitude distributions
// IEEE Trans. Antennas Propagat. - Vol. AP-12. - 1964. - №3. - P.403 - 408.
3.83. Williams W.F. High efficiency reflector antennas // Microwave J. -1965. - P.79-82.
3.84. Daveau B. Synthesis and optimization of antennas of special shape // Rev. Tech. Thomson-
CSF. - 1970 - №2. - P.37-55.
3.85. Elliot R.D. and Poulton G.T. Diffraction optimized shaped beam reflector antennas /7
Electron. Lett. - 1977. - №45. - P.325 -326.
3.86. Claricoats PJ.B. and Poulton G.T. High efficiency microwave reflector antennas - a
review//Proc. IEEE. - 1977. - №5. - P. 1484-1502.
3.87. Wood P.J. Field correlation theorem with application to reflector aerial diffraction problem //
Electron. Lett. - 1970. - №6. — P.326 - 327.
3.88. James G.L., Malik D.P.S. Towards the theoretical design of splash-plate feeds // Electron.
Lett. - 1975,-№11. - P.593 -594.
3.89. Ерохин Г.А., Кочержевский В.Г., Покрас A.M. Расчет радиопрозрачных опор
антенных конструкций методом синтеза //Труды НИИР. - 1974. -№1. - С.110 -114.
3.90. Bartlett Н.Е., Moseley R.E. Dielguides-highly efficient low noise antenna feeds //
Microwave J. - 1966. - №9. — P.53 - 58.
3.91. Clarricoats P.J.B., Salema C.E.R.C. Design of dielectric cone feeds for microwave
antennas // Proceedings of the 1971 European microwave conference. - P. B5/4.
3.92. Цуриков Г.Г. Облучающая система с диэлектрическим конусом между рупором и
контррефлектором. // Основы технического проектирования аппаратуры систем связи с
помощью ИСЗ. /Под ред. А.Д. Фортушенко - М.: Связь, 1972. - С.282 - 294.
3.93. Rusch W.V.T., Prata A., Rathat-Samii J.Y. and Shore R.A. Derivation and application of
the equivalent paraboloid for classical offset Cassegrain and Gregorian antennas // IEEE Trans.
Antennas Propagat. - Vol. AP-38. - 1990. - №8. - P.J 141 -1149.
3.94. Rahmat-Samii Y. Subreflector extension for improved efficiencies in Cassegrain antennas-
GTD/PO analysis//IEEE Trans. Antennas Propagat. - Vol. AP-34. - 1986,-№8. - P.1266 - 1269.
3.95. Galindo-Israel V., Imbriale W.A., Mittra R., Shogen K. On the theory of the synthesis of
offset dual-shaped reflectors-case examples // IEEE Trans. Antennas Propagat. - Vol. AP-39. -
1991,-№7.-P.620-626.
3.96. Galindo-Israel V., Imbriale W.A., Mittra R. On the theory of synthesis of single and dual
offset shaped reflector antennas // IEEE Trans. Antennas Propagat. - Vo). AP-35. - 1987. - №4. -
P.887-896.
3.97. Westcott B.S., Stevenss F.A., Brickell F. Eact synthesis of offset dual reflector // Electron.
Lett. - 1980. - №5 - P.168 - 169.
3.98. Hudson J.A, Off-axis performance of shaped antennas at millimeter wavelengths // Radio
Sci. - 1989. - Vol.24, №4 - P.417 - 426.
3.99. Philips C.JJ.E., Cl,uricollts P.l.B Optimum design of a Cregorian-corrected spherical
reflector antenna 11 Proc.lEE. -1970, №117. - P.718 - 734.
3.100. Brown R.C ., Claniciwts P.J.B., Ramanujam P. Offset spherical dual-reflector antenna //
Electron. Lett - 1383. - №22-P 912 ~914-
3.101. Bergmann, j.R. ja Costa J.C.A.W. Dual-offset antennas with a spherical main reflector
for small earth staiion U IEEE Trans. Antennas Propagat. - Vol. AP-41. - 1993. - №3. - P.355 -
356.
3.102. Chugh R.M<., Shafai l~ Design of high-efficiency antennas employing dielectric-cone feeds
// Electron. I^ett. - 1977. - №7 - P. 169 - 170.
3.103. Siller C.A. Butzien F.E-, Richard J.E. Design and experimental optimization of a canister
antenna for 18-GECz operation The Bell System Technical Journal. - 1978. - №3. - P.595 - 602.
3.104. Lee I.L. In>provereineI|ts in or relating to micro wave aerials. Патент Великобритании,
№973 583, кл.Н0«И, 1 1.04.1962.
3.105. Ерухимов»гч Ю.А. Комплекс радиорелейных антенн И Вестник связи -1981. - №11.
3.106. Ерухимоццч ю.А. Унифицированные радиорелейные антенны И Вестник связи.-
1982. - №5.
3.107. Ерухимонич Ю.А. Осесимметричные двухзеркальные антенны со смещенной осью
параболической образующей И Айзенберг Г.З., Ямпольский В.Г., Терешии О.Н. Антенны
УКВ, ч.2,- М.: Связь, 1'977,- С 34 - 58.
3.108. Ерухимогаич Ю.А., Глазман Я.Д. Малогабаритный рупорный излучатель /7 Труды
НИИР - 1984. - >63.- С.24 - 28.
3.109. Фролов О.П., Ямпольский В.Г. Направленные свойства антенн с кольцевым
фокусом (блнжнее боковое излучение) И Труды НИИР. - 1989. - №2. - С.120 - 125.
3.110. Непомнящий И.Л. Кроссполяризацнонное излучение осесимметричных зеркальных
антенн И Труды НИИР. - 1989. - №3. - С.54 - 56.
3.1 И. Granet С A simple procedure for the design of classical displaced-axis duel-reflector
antennas using a Set of geometric parameters /7 IEEE Ant. and Propag. Magazine. - 1999. - №6. -
P.64-71.
3.112. Метрики^ A.A. Антенны и волноводы для РРЛ. - М.: Связь, 1977.
3.113. Ямпольский В.Г., Петрова В.Г. О направленных свойствах рупорно-параболнческих
антенн. Антенны. / Под ред. А. А. Пнстолькорса - М.:Связь, - 1973. - № 17. - С.З -14.
3.114. Thomas D.T. A half blinder for reducing certain sidelobes in large horn reflector antennas //
IEEE Trans. Antennas Propagat - Vol. AP-19. - 1971. - №6. - P.774 -776.
3.115. Saton T. Dielectric-load hom antenna // IEEE Trans. Antennas Propagat. - Vol. AP-20. -
1972.-№3. - P.l 99 - 201.
3.116. Siller C.A. An experimental investigation of wide-angle sidelobe suppresion in a pyramidal
hom-reflectof antenna // Bell laboratories Journal. - 1984. - №4. - P.531 -543.
3.1 J 7. Айзенберг Г.З., Ямпольский В.Г., Терешин О.Н. Антенны УКВ. - М.: Связь. 1977. -
Т.2 - 262 с.
3.118. Покрае А.М. Беспроводные линии передачи. - М.: Связь, 1967. - 215 с.
3.119. Кузнецов В.Д. Антенная система с отражающим зеркалом // Радиотехника. - 1956. -
№3. - С.19-25.
3.120. Логинов И.В., Ямпольский В.Г. Использование перископических ангеин на РРЛ с
двухчастотнЬ|М планом // Электросвязь. - 1974. - №4. - С.1 - 4.
3.121. Мамчиц Е.А., Ямпольский В.Г'. Пространственно-разнесенный прием в одной
антенне И Труды НИИР. - 1987. - №3. - С.22 - 30.
3.122. Narasimhan M.S., Christopher S. A new method of analysis of the near and far fields of
paraboloidal reflectors// IEEE Trans. Antennas Propagat. - Vol. AP-32. -1984. -№I. - P. 13 - 19.
3.123. Lewis R.L., Newell A.C. Efficient and accurate metod for calculating and representing
density in the near zone of microwave antennas // IEEE Trans. Antennas Propagat. - Vol. AP-36.
-1986. — №6. — P.890 - 901.
К главе 4
4.1. ГОСТ 11326.0-78 Кабели радиочастотные. Общие технические условия.
4.2. Модель А.М. Фильтры СВЧ в радиорелейных системах. - М.: Связь, 1967.
4.3. Маттей Г.Л., Янг Л., Джонс Е.Т.М. Фильтры СВЧ, согласующие цепи и цепи связи:
Пер. с англ. - М.: Связь, 1971.
4.4. Sugahara Н. Horn-reflector antenna and feeder system using 6,6 and 7 GHZ bands // Rewiew
of Electrical Commun. Labor. - 1971. - Vol.19, №3. - P.455 - 491.
4.5. Справочник по специальным функциям / Под ред. М. Абрамовнца и И.Стмган. -М.:
Наука, 1979. - 831 с.
К главе 5
5.1. Типовые технические требования на дегидраторь!.// Утверждены Минсвязи РФ. 2000 г.
5.2. ГОСТ 30429-69. Радиопомехи. Оборудование и аппаратура, устанавливаемые совместно
со служебными радиоприемными устройствами гражданского назначения. Нормы и методы
испытаний.
К главе 6
6.1. Koch G.F. Richtantermen mit besonderen aperturformen // NTZ.- 1957. - H. 4. - P. 175 - 186.
6.2. Нафиков Ю.И. Направленные свойства пассивных ретрансляторов зеркального Типа //
Электросвязь,-1983- №3. - С. 13 - 18.
6.3. Нафиков Ю.И. Минимизация уровня бокового излучения плоских пассивных
отражателей // Труды НИИР. - 1985. - №3. - С.34 - 39.
6.4 Фролов О.П. К оценке устойчивости сигнала на радиолиниях с пассивными
ретрансляторами // Радиотехника и электроника. - 1986.- Т. XXXI, № 9. - С. 1857 - 1859.
6.5. Айзенберг Г.З., Ямпольский В.Г Пассивные ретрансляторы для радиорелейных
линий,- М.: Связь, 1973.
6.6. Кузьмин И. В., Локшин В.Л., Шамшин В.А., Ямпольский В.Г. РРЛ с длинными
пролетами И Электросвязь,- 1978. - №8. - С.9 - 14.
6.7. Кузьмин И.В., Ямпольский В.Г. Синтез оптимальной формы полотна пассивного
ретранслятора //Алтеииы// Под ред. А.А. Пистолькорса - 1984. Выв. 31. - С.40 - 47.
6.8. Нафиков Ю.И., Ямпольский В.Г, Восстановление параметров входных сигналов по
отклику системы И Радиотехннка.-1985. - №10. - С.42 - 45.
К главе 7
7.1 Bumside W.I)., Gilreath N.C., Kent В.М, Clerici G.L. Curved edge modification of compact
rang reflector // IEEE Trans. Antennas Propagat. - Vol. AP-35. - 1987. - №2, - P.176 - 182.
7.2. Rudduck R.C., Liange M. C., Bumside W.D., Yu J.S. Feasibility of compact range for
near-zone measurements // IEEE Trans. Antennas Propagat. - Vol. AP-35. - 1987. - №3, - P.280
-286.
7.3. Pistorius C.W.I., Clerici G.C., Bumside W.D. A duel cnamber Gregorian subreflectorsystem
for compact range application // IEEE Trans. Antennas Propagat. - Vol. AP-37. - 1989. - №3. -
P.305-313.
7.4. Rose C.A., Cook J.H. High-accuracy cross-polarization measurements using a single-reflector
compact range // IEEE Antennas and Propagation Magazine. - 1999. - Vol.41, №2. - P.74 - 78.
7.5. Johson R.C., Ecker Y.A., Moore R.A. Compactrange techniques and measurements // IEEE
Trans. Antennas Propagat. — Vol. AP-17. - 1969. - №5. — P.568 - 576.
7.6. Heedy D.J., Bumiside W.D. An aperture-matched compact range feed hom design. // IEEE
Trans. Antennas Propagat. - Vol. AP-33. - 1985. -№11. - P.1249 - 1255.
7.7. Jonson R.C., Ecker H.A., Hollis J.S. Determination of far-field antenna patterns from near-
field measurements // Proc. IEEE. - 1973. - Vol.71, №2. - P. 1668 - 1694.
7.8. Jonson R.C. Some desing parametrs for point source compact range H IEEE Trans. Antennas
Propagat. - Vol. AP-34. - 1986. - №6. - P.845 - 847.
7.9. Juli E.V. Finite range gain of sectorial and pyramidal hors // Electron. Lett. - 1970,— №10. -
P.680-681.
7.10. Aurand J. Pyramidal horns, part 1: Analysis of directivity as a function of aperture phase
errors // IEEE Trans. Antennas Propagat - Newsletter. - 1989. - Vol.31, Aug. - P.33 — 34.
7.11. Maybell M.J., Simon P.S, Piromidasl horn gain calculation with improved accurace И IEEE
Trans. Antennas Propagat. - Vol. AP-41. - 1993. -№7. - P.884- 889.
Оглавление
Предисловие...............................................................3
Глава 1. Взаимосвязь параметров антенн с основными параметрами
радиорелейных систем..................................................... 7
1.1. Некоторые вопросы построения радиорелейных линий связи .......9
1.1.1. Частотные планы для РРЛ .................................9
1.1.2. Поляризационное уплотнение на РРЛ.......................12
1.2. Информация о статистической оценке параметров трасс РРЛ .....13
1.3 Влияние рефракции на параметры сигнала ..................... 17
1.4. Устойчивость сигнала на трассах РРЛ .........................19
1.4.1. Замирание сигналов .....................................19
1.4.2. Характеристики устойчивости сигнала па пролетах РРЛ.....24
1.4.3. Влияние параметров антенн на устойчивость сигнала на
пролетах РРЛ ...................................................29
1.5. Взаимодействие РРЛ с другими радиосистемами ..................33
1.5.1. Взаимное влияние станций РРЛ и земных станций
спутниковой связи..............................................34
1.5.2. Взаимное влияние станций РРЛ и ретрансляторов
спутниковой связи............................................ 39
1.5.3. Оценки помехозащищенности антенн РРЛ....................41
1.6. Кроссполяризационная развязка антенн ........................49
Глава 2. Международные н национальные рекомендации и нормы на
параметры антенн для РРЛ.................................................51
2.1. Международные рекомендации и нормы на параметры антенн РРЛ ..51
2.1.1. Рекомендация МСЭ-Р F. 669-4 ............................51
2.1.2. Рекомендация 406-2 .....................................53
2.2. Требования ETSI .............................................54
2.2.1. Классификация по частотным диапазонам...................55
2.2.2. Классификация по помехозащищенности.....................55
2.2.3. Классификация по кроссполяризационной развязке..........63
2.2.4. Классификация по усилению ..............................64
2.2.5. Требования по КСВ ......................................64
2.2.6. Требование на развязку между портами антенны............64
2.2.7. Требования по условиям эксплуатации ..............•.....64
2.3. Российские требования на параметры антенн ...................65
2.3.1. Классификация антенн для РРЛ ...........................65
2.3.2. Требования к электрическим параметрам антенн ...........66
2.3.3. Требования к конструкции антенн .........................71
2.3.4. Требования безопасности .................................72
2.4. Обсуждение рекомендаций и норм на параметры антенн для РРЛ ..72
2.5. О сертификации антенн для РРЛ в России ......................75
I лава 3. Антенны для Р РЛ................................................77
3.1. Однозеркальные осесимметричные антенны ......................78
3.1.1. Классификация однозеркальных осесимметричных антенн ....78
3.1.2. Облучатели для однозеркальных осесимметричных антенн ...82
3.1.3. Основные параметры осесимметричных однозеркальных антенн . .127
3.1.4. Способы улучшения параметров антенн РРЛ ...............139
3.2. Одпозеркальные неосесимметричные антенны ...................148
3.2.1. Сравнительный анализ однозеркальных антенн.............148
3.2.2. Облучатели неосесимметричных однозеркальных антенн ....154
3.2.3. Неосесимметричные антенны с повышенной
помехозащищенностью...........................................160
3.3. Двухзеркальные осесимметричные антенны .......................169
3.3.1 Классические схемы осесимметричных двухзеркальпых антенн.169
3.3.2. Осесимметричные двухзеркальные антенны
с модифицированными поверхностями...............................177
3.3.3. Способы крепления контррефлектора ......................184
3.4. Двухзеркальные неосесимметричные антенны......................192
3.4.1. Классические схемы неосесимметричных двухзеркальных антенн ..192
3.4.2. Неосесимметричные двухзеркальные антенны с
модифицированными зеркалами.....................................195
3.4.3. Неосесимметричные двухзеркальные антенны со сферическим
основным зеркалом.............................................197
3.4.4. Применение диэлектрического конуса для крепления
контррефлектора в НСДА......................................... 199
3.4.5. Практические реализации неосесимметричных двухзеркальных
антенн....................................................... 200
3.5. Двухзеркальные осесимметричные антенны с кольцевым фокусом ...204
3.5.1. Первые схемы двухзеркальных антенн с кольцевым фокусом .204
3.5.2. Дальнейшее развитие двухзеркальных антенн с
кольцевым фокусом............................................ 210
3.6. Рупорно-параболические антенны................................217
3.6.1. Основные схемы рупорно-параболических антенн............217
3.6.2. Способы улучшения помехозащищенности рупорно-
параболических антенн ..........................................223
3.7. Перископические антенны ......................................229
3.8. Специальные антенны ..........................................231
3.8.1. Пространственное разнесение.............................231
3.8.2. Угловое разнесение .....................................232
3.8.3. Разнесение по каналам ортогональных ДН .................233
3.9. Ближнее поле излучения антенн для РРЛ ........................235
Глава 4. Фидерные тракты для РРЛ .........................................241
4.1. Коаксиальные кабели ..........................................241
4.2. Волноводы ....................................................249
4.2.1. Круглые волноводы ......................................249
4.2.2. Прямоугольные волноводы ................................255
4.2.3. Эллиптические волноводы ................................257
Глава 5. Дегидраторы ................................................... 264
5.1. Назначение н принципы действия дегидраторов ..................264
5.2. Типовые требования к дегидраторам ............................265
5.3. Взаимосвязь параметров дегидратора с параметрами антенно-
волноводного тракта ...............................................268
5.4. Конструктивное оформление дегидраторов .......................271
Глава 6. Пассивные ретрансляторы .........................................274
6.1. Пассивные ретрансляторы зеркального типа......................274
6.1.1. Основные схемные решения ...............................274
6.1.2. Характеристики перензлучения пассивных ретрансляторов...282
6 Г.З. Конструктивное выполнение пассивных ретрансляторов
зеркального типа.............................................. 297
6.2. Пассивные ретрансляторы типа препятствия.................... 300
Глава 7. Измерение параметров антенно-фидерных трактов..................305
7.1. Антенные полигоны коллиматорного типа ....'.................305
7.2. Антенные полигоны обычного типа ............................310
7.3. Об измерениях параметров антенно-фидерных трактов РРЛ.......314
7.3.1. Параметры, по которым проходят испытания антенно-фидерные
тракты РРЛ ...................................................314
7.3.2. Измерение коэффициента усиления антенн ................315
7.3.3, Измерение диаграмм направленности антенн ..............319
7.3.4. Измерение согласования антенн .........................323
7.3.5. Измерение развязки между портами антенн ...............324
7.3.6. Проверка погрешности выполнения профиля поверхности
рефлекторов ..................................................324
7.3.7. Проверка устойчивости антенн к внешним деформирующим
воздействиям .................................................326
7.3.8. Измерение согласования фидерных трактов ...............327
7.3.9. Проверка устойчивости фидерных трактов к внешним
деформирующим воздействиям ...................................328
7.3.10. Проверка устойчивости антенн и фидерных трактов к внешним
тепловым воздействиям ........................................329
Глава 8. Антенно-фидерное оборудование для РРЛ, выпускаемое
отечественными н зарубежными производителями.............................330
8.1. Антенно-фидерное оборудование, выпускаемое российско-американским
совместным предприятием ЗАО “ЭНИСКО ” ............................330
8.1.1. Антенны для РРЛ ..................................... 330
8.1.2. Фидерные тракты для РРЛ ...............................344
8.1.3. Дегидраторы для фидерных трактов ......................345
8.2. Антенно-фндерное оборудование для РРЛ корпорации Andrew ....347
8.2.1. Коаксиальные фидеры ...................................347
8.2.2. Эллиптические волноводы ...............................350
8.2.3. Антенны ...............................................353
8.2.4. Дегидраторы ...........................................367
8.3. Антенно-фндерное оборудование для РРЛ компании RFS .........368
8.3.1. Коаксиальные фидеры ...................................368
8.3.2. Эллиптические волноводы ...............................369
8.3.3. Антенны ...............................................373
8.4. Антенны для РРЛ компании Nero ..............................380
8.5. Антенны для РРЛ компании Comelit ...........................389
8.6. Пассивные ретрансляторы компании Calzavafa..................396
Приложение. Электрические параметры отечественных антенн для РРЛ,
разработанных до 1990 г .................................................401
Список использованной литературы .......................................404
Оглавление .............................................................414
Q4(b(frH/0
Uj ЪОтоёоЬ
оборудовала, ра/зра/§01па/шю&
OjO/MP, МУзволаЛП 44 СИМ
добалпьсж млъреДзойдшюъо
КЛЛММИ/ва/ C$9v3to. ;х П П
I 1 ' 3?
(Т\ v I vAi IkM s'
/ Зубарев Ю.Б., директор НИИР,
член-корреспондент РАН,
/ д.т.н., профессор
ФЕДЕРАЛЬНОЕ ГОСУДАРСТВЕННОЕ УНИТАРНОЕ ПРЕДПРИЯТИЕ
НАУЧНО-ИССЛЕДОВАТЕЛЬСКИЙ ИНСТИТУТ РАДИО (НИИР)
НИИР является головным системным институтом Министерства связи и информа-
тизации РФ в области радиосвязи, спутниковых и наземных систем телевизионно-
го и звукового вещания.
Основные направления деятельности института:
Проведение научно-исследовательских и опытно-конструкторских работ по
созданию высокоэффективных систем и средств электросвязи телевизионного
и звукового вещания.
Разработка систем и средств спутниковой и наземной радиосвязи, включая
связь с подвижными объектами, разработка ретрансляторов для спутников
этих систем.
Разработка наземных и спутниковых систем телевизионного и звукового веща-
ния.
Исследования по эффективному управлению и использованию радиочастотно-
го спектра. Разработка высокоэффективных методов и устройств цифровой
обработки и передачи сигналов в видеоинформационных системах различного
разрешения.
Разработка систем и средств защиты информации. Создание методов и
средств измерения, контроля для систем и аппаратуры радиосвязи, радиове-
щания и телевидения.
Проведение испытаний средств связи и товаров промышленной продукции, в
том числе сертификационные испытания.
Разработка проектов государственных и отраслевых стандартов на системы
радиосвязи, радиовещания и телевидения, на каналы и оборудование этих
систем.
Проведение работ по инспекционному контролю и оценке систем качества
предприятий.
ISBN 5-256-1509-5
111 illlllllll
785256 015091