/
Text
В. Ф. БАРКАН, В. К . ЖДАНОВ
РАДИОПРИЕ1\1НЫЕ
УСТРОЙСТВА
Издание 4-е
переработанное и дополненное
Допущено
Министерством высшего и среднего
специалького образования СССР
в качестве учебника длч радиотехнических
специальностей техникумов
ИЗДАТЕЛЬСТВО
cCOBETCl(OE РАДИО•
MOCI(BA-1972
УДК 621 396 .62
Баркан В. Ф.,Жданов В. К. Радиоприемные
устройст\lа. Учебник для техникумов. М. Изд-во · «Со
ьетское радио», 1972, стр. 576 , т. 105 ООО экз., ц. 1 р. 14 к.
Книга является учебниrшм по курсу « Радиоприемные устрой
ств а » для техникумов радиотехничеtких специальностей. В ней
изложены принципы работы и основы расчетов каскадов высо
кочастотного и низкочастотного трактов современt1ых радиопри
емников, при этом особое внимание уделено устройствам на
транзисторах и радиолокационным приемникам. Приведены опи
сания физических процессов, происходящих в элемен т ах схемы
и в каскадах радиоприемникоВ, математический анал1-1з изучае
мых явлений и, где необходимо, расчет элементов схемы. Для
закрепления знаний учащихс я в конце каждого параграфа при
водятся контрольные вопросы, а в ряде глав - задачи и при~
меры.
Книга предназначена для учащихся техникумов и может
быть полезной для заочных отделений.
Табл. 19, рис : 368, библ. 46 назв.
ilН-72
·,.
,
ПРЕДИСЛОВИЕ К ЧЕТВЕРТОМУ ИЗДАНИЮ
Четвертое издание учебника «Радиоприемные устройст
ва» переработано и дополнено в соответствии с действую
щими учебными планами и программами подготовки техни
ков по радиоспециальности.
Расположение учебного материала и методическое пост
роение каждой из глав авторы сохранили такими же, как
и в третьем издании. При рассмотрении работы каскадов ра
диоприемного устройства излагаются физические процессы,
происходящие в элементах схемы, дается их математический
анализ, разбирается методика расчета, а в отдельных слу
чаях и примеры расчета. В конце каждого параграфа при
ведены контрольные вопросы для проверки усвоения изу
чаемых явлений, а в конце главы - краткие выводы.
Математические расчеты, используемые при анализе
работы цепей радиоприемных устройств, даны в объеме
знаний математики учащимися техникумов.
Подобная методика изложения, как показывает опыт,
облегчает учащимся пользование книгой в процессе само
стоятельного изучения или повторения лекционного мате
риала и выполнения ими заданий по расчетам или конт
рольным работам в системе заочного обучения.
Особое внимание в книге уделено изложению физиче
ских процессов, происходящих в каскадах радиолокацион
ных приемников.
Четвертое издание учебника отличается от третьего бо
лее подробным анализом работы каскадов на транзисторах
и рассмотрением новых методов усиления сигналов СВЧ,
Дополнительно излагаются основные сведения об особен,
ностях работы усилителей на туннельных диодах. КромЕ-
3
того, в книге приводятся основы проектирования транзи
сторных супергетеродинных приемников длинных, средних
и коротких волн, а также основы учебного проектирования
импульсных радиолокационных приемников сантиметрового
диапазона.
Глава 1 написана авторами совместно. Главы 2, 3, 4, 7,
11, 12, 15, § 67 гл. 13 и § 90 гл. 14 написаны инженером
В. К. Ждановым. Главы 5, 6, 8, 9, 10, 13, 14, 16 написаны
инженером В. Ф. Барканом.
Авторы выражают искреннюю признательность цикло
вой комиссии радиотехнических дисциплин Московского
радиоаппаратостроительного техшщума и инженеру К М.
Павлову, давшим ряд полезных советов при рассмотрении
рукописи.
•
ИСТОРИЯ РАЗВИТИЯ ТЕХНИКИ
РАДИОПРИЕМА
История развития радиоприемных устройств, как и всей
радиотехники, неразрывно связана с именем изобретателя
радио Александра Степановича Попова.
Александр Степанович Попов
(185.9-1906)
7 мая 1895 г. на заседании Русского физико-химического
общества в Петербурге А. С. Попов демонстрировал работу
«прибора для обнаружения и регистрирования электриче
ских колебаний»*. Изобретение этого прибора было тем ре
шающим шагом, который было необходимо сделать для по
лучения возможности передачи электрических сигналов на
расстояние без проводов.
Схема прибора А. С. Попова показана на нижеследую
щей фигуре . Рассмотрим принцип работы этого первенца
практической радиотехники. Электромагнитные волны,
воздействуя на провод приемной антенны, возбуждают в ее
цепи переменные токи высокой частоты. В цепь антенны
включена трубочка К (когерер), заполненная металличе
ским порошком. Под влиянием тока высокой частоты сопро
тивление когерера резко уменьшается, что приводит к воз
растанию тока r,1естного источника, в цепь которого после
довательно с когерером включен электромагнит с контакт
ными пружинами (реле). Возрастание тока в катушке э-!!ект
ромагнита вызывает увеличение силы магнитного притяже
ния, под действием которой якорь электромагнита притя
гивается. Одновременно с притяжением якоря с помощью
контактов 1 и 2 замыкается цепь электрического звонка.
Электрический звонок расположен так, что его молоточек
ударяет не только по. чашке звонка, но и по когереру.
Встряхивание когерера, вызванное ударами молоточка,
позволяет восстанавливать его высокое сопротивление, ко
торым он обладал до прихода сигналов, что делает схему
пригодной для приема последующих повторяющихся сиг
налов.
* И. В. Бренев. Начало радиотех н ики в России.
Изд.-во «Со
ветское радио», 1970.
6
та·ким образом схема прибора, предложенного А. С. По
повым, имела устройство для преобразования энергии элект
ромагнитных волн в энергию токов высокой частоты (ан
тенну), устройство для преобразования сиrнаJюв высокой
частоты в сигналы низкой частоты в виде чувствительного,
синхронно действующего когерера, с автоматическим вос
становлением его исходных свойств и обеспечивала возмож
ность его использования для сигнализации на расстояние
без проводов т. е. для радиосвязи.
В последующий период «прибор для обнаружения и ре
гистрирования электрических колебаний» бы.л использо
ван А. С. Поповым для исследования явления атмосферных
электрических разрядов и в работах по телеграфированию
без проводов.
Для регистрации атмосферных электрических разрядов
А. С. Попов ввел в схему своего прибора самопишущее уст
ройство. В конце девяностых годов это устройство вошло
в литературу под названием «грозоотметчиfш Попова».
В 1899. r. помощниками А. С. Попова П. Н. Рыбкиным
и Д. С. Троицким была открыта возможность приема rеле
графных сигналов с помощью телефона на слух. Замена те
леграфного аппарата телефоном в значительной мере повы
сила чувствительность приемника к слабым сигналам и уве
личила дальность 4ействия радиосвязи.
Историю развития техники радиоприема можно разде
лить на доламповый и ламповый периоды.
.
Доламповый период характеризуется У.Совершенство
ванием радиоприемника А. С. Попова путем применения
. новых
типов детекторов и изменения схемы самого прием
ника. Уже в начале 900-х годов когерер был заменен элект
ролитическим, а затем более чувствительным кристалличе
ским детектором. В схему приемника были введены элементы
настрой1ш и промежуточный контур, позволяющий повы
сить избирательные свойства приемника. Постепенно улуч
шались и электрические свойства элементов колебательных
цепей. Совершенствование приема-передающей аппаратуры
расширяло возможности радиосвязи.
11 ноября 1911 r. была впервые установлена односторон
няя радиосвязь самолета с землей. В начале первой миро
вой войны под руководством Н. Д. Папалекси была созда
на радиостанция для двухсторонней радиосвязи самолета
с землей.
Ламповый период техники радиоприема связан прежде
всего с использованием двухэлектродной лампы-диода в ка-
7
честве детектора. Но большое количество недостатков пер
вых диодов ограничивало применение их в радиоприемных
устройствах того времени. Диоды и даже триоды еще не
могли успешно соперничать с кристаллическим детектором.
Поэтому, несмотря на то, что диод был предложен Фле
мингом еще в 1904 г., а триод - де- Форестом в 1906 г.,
собственно ламповый период техники радиоприема начался
лишь с 1915 г., когда начали создавать электронные лампы
с высоким вакуумом. С этого времени электронные лампы
стали широко применяться для усиления и детектирования,
что коренным образом изменило направление развития тех
ники радиоприемных устройств.
Начиная с 1918 г. нашла широкое применение так назы
ваемая регенеративная схема, которая позволила в зна
чительной степени повысить чувствительность и избиратель
ность радиоприемников. Такие приемники использовались
на протяжении более чем двадцати лет.
В 1918 г. Армстронгом был взят патент на схему супер
гетеродинного приемника, первые образцы которого были
очень громоздкими и обладали рядом недостатков. Поэтому
в то время они не мог ли конкурировать ни с регенератив
ными, ни с так называемыми «нейтродинными» приемни
ками.
Во второй половине 20-х годов существовало серьезное
соперничество между супергетеродинами и нейтродинами,
которое прекратилось с появлением двухсеточных ламп и ис
пользованием _их в схемах радиоприемников. Двухсеточные
лампы произвели переворот в схемах и конструкциях радио
приемников.
В начале 30-х годов были созданы новые весьма совер
шенные мноrосеточные лампы, которые позволили изба
виться от многих существенных недостатков супергеторо
динных приемников. Начиная с этого времени, супергете
родинная схема становится основной для большинства вы
пускаемых радиоприемников.
Применение электронных ламп в радиотехнике привело
не только к изменению схем приемников, но и к общему раз
витию всей радиотехники.
Последние 35 лет радиотехника шаг за шагом завоевы
вает новые, все более высокие частоты электромагнитных
колебаний. Глубокие теоретические исследования в обла
сти электромагнитных колебаний и радиоэлектроники в 30-х
годах позволили в 40-х годах перейти к практическому при
менению наиболее обширного по частоте диапазона - диа-
8
пазона ультракоротких волн. В 50-е и в 60-е годы началось
освоение инфракрасного и оптического диапазонов волн.
На основе достижений современной физики в настоящее
время широкое развитие получила полупроводниковая
электроника.
Развитие радиолокационной и, в особенности, космиче
ской техники привело к разработке принципиально новых
методов усиления слабых электрических колебаний. Были
созданы малошумящие усилители СВЧ с использованием
ламп бегущей волны, квантово-механические или молеку
лярные усилители, параметрические усилители, усилители
на туннельных диодах.
Широкое применение получили в настоящее время радио
релейные линии связи и ретрансляторы, устанавливаемые
на искусственных спутниках Земли.
За 75 лет, прошедшие со дня изобретения А. С. Поповым
первого радиоприемника, радиотехника проникла во все
области деятельности современного человечества.
ГЛАВА 1
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О РАДИОПРИЕМНЫХ
УСТРОЙСТВАХ
§ t. ПРИМЕНЕНИЕ И КЛАССИФИКАЦИЯ
-
РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ
Для передачи полезных сигналов на расстояние без про
водов в передающем устройстве линии радиосвязи осу
ществляется _ модуляция. Модуляцией называется процесс
воздействия полезного сигнала на амплитуду, частоту или
фазу колебаний высокой частоты, получаемых в радио
передатчике. Модулированные колебания высокой частоты
излучаются передающей антенной в виде электромагнитных
волн, распространяющихся в пространстве со скоростью
света. В месте приема энергия электромагнитных волн улав
ливается приемной антенной и подается на вход радиоприем
ника. В радиоприемнике из принятого модулированного
сигнала высокой частоты путем процесса преобразования,
называемого детектированием, выделяется полезный сиг
нал, который подается на оконечный аппарат и приводит
его в действие. В качестве оконечных аппаратов исполь
зуются: телефон, громкоговоритель, записывающее устрой
ство, электроннолучевая трубка и други_е индикаторы.
По мере удаления радиоприемника от радиопередатчика
энергия электромагнитных волн, улавливаемая приемной
антенной, уменьшается. Поэтому радиоприемник должен
обеспечивать прием сравнительно слабых сигналов .
Применение ра~иоприемных устройств
Радиоприемные устройства используются для многих
разнообразных целей: для радиосвязи, радионавигации, ра
диолокации, радиотелеуправления и т. д.
Радиосвязные приемники осуществляют прием различных
сигналов, таких, как:
10
а) радиотелеграфные, в которых буквенные и цифровые
тексты заменяются условной азбукой или кодом;
б) радиофототелеграфные - для получения неподвиж
ных изображений и фотографий;
в) радиотелефоннь!е, с помощью которых осуществляется
телефонная связь и художественное вещание (радиовеща
ние);
~ г) радиотелевизионные - для получения движущихся
изображений.
Радионавигационные приемники предназначены для
приема специальных сигналов, передаваемых опорными ра
диостанциями; с помощью таких сигналов осуществляется
1
вождение подвижных объектов (самолетов, кораблей).
'
Радиолокационные приемники используются для приема
~ радиолокационных сигналов. С их помощью решается ряд
~ задач таких, например, как определение координат движу
щегося объекта (самолета, корабля), определение его ско
рости, прицельная стрельба по движущимся объектам, при
uельное бомбометание, обзор поверхности земли в условиях
плохой видимости и т . п.
Приемники радиотелеуправления принимают сигналы
команд, предназначенные для управления различными ме
ханизмами, например, механизмами космического корабля.
Классификация радиоприемных устройств
Разнообразные типы радиоприемников, применяемых
в настоящее время, принято разделять на две основные
группы: радиовещательные и профессиональные.
Радиовещательные приемники предназначены для при
ема звуковых и телевизионных программ. Согласно ГОСТ
5651 - 64 радиовещательные приемники делятся на пять
классов (высший класс, I, II, III и IV I{Лассы), каждому из
которых соответствуют определенные показатели.
Профессиопальные приемники предназначены для рабо
ты на линиях радиосвязи, в радиолокационных и радиона
вигационных установках и т. п. Они кJiассифицируются по
следующим основным признакам:
- по методу построения схемы различают приемники
прямого усиления, регенеративные, сверхрегенеративныс
и супергетеродинные;
-
по диапазону волн принимаемых сигналов приемники
разделяются на длинноволновые, средневолновые коротко
волновые, ультракоротковолновые и др.;
1!
-
по виду принимаемых сигналов приемники делятся
на телефонные, телеграфные, телевизионные, локационные
ит.д.;
-
по способу модуляции принимаемых сигналов разли
чают приемники, предназначенные для приема сигналов
с амплитудной, частотной, фазовой и импульсной модуля
цией;
-
по степени подвижности приемники могут быть ста
ционарные или подвижные (корабельн ые , самолетные, тан
ковые и т. п.);
-
по протяженности «линии» связи различают прием
ники предназначенные для работы на магистральных линиях
связи и на линиях средней и малой протяженности.
Вопросы для повторения.
1. Каким образом осуществляется передача сигналов без про
водов?
2. Для каких целей предназначены профессиональные радио
приемники?
§ 2. ОСНОВНЫЕ ПОКАЗАТЕJ1И РАДИОПРИЕМНИКОВ
Всякое радиоприемное устройство должно удовлетворять
определенным требованиям, которые позволяют использо
вать приемник по его прямому назначению. Технические
требования, предъявляемые к радиоприемникам различных
назначений, содержат следующие бсновные показатели:
выходную мощность или выходное напряжение, чувстви
тельность, избирательность и полосу пропускания, диапа
зон частот и качество воспроизведения.
Выходная мощность и выходное напряжение
Выходной мощностью называется мощность, ,отдавае
мая радиоприемником оконечному аппарату. Величина
выходной мощности определяется типом оконечного аппара
та, громкоговорителем, реле телеграфного аппарата, уста
новкой автоматического управления и т . п.
Для приемников специального назначения, в первую
очередь телевизионных и радиолокационных, имеющих в ка
честве выходного аппарата электроннолучевую трубку, вме
сто выходной мощности задают выходное напряжение. В за
висимости от назначения приемника величина выходного
напряжения может находиться в пределах от долей вольта
до десятков вольт.
12
Чувствительность
Чувствительностью радиоприемника называется его спо
собность обеспечивать нормальный прием при малой величи
не э. д. с. или мощности сuтала в антенне. Под нормальным
приемом понимают такой, при котором обеспечивается уста-
• новленный режим работы оконечного аппарата .
Чувствительность оценивается минимальной величиной
э . - д . с. или мощности сигнала в антенне, при которой осу
ществляется нормальный прием, и измеряется в микро
вольтах или милливаттах. Следовательно, чем меньше э. д.с.
полезного сигнала в антенне, при котором получается нор
мальный прием, тем выше чувствительность.
Чувствительность приемников в зависимости от их наз
начения может колебаться в широких пределах. Так, чув
ствительность радиовещательных приемников в соответст
вии с ГОСТом 5651-64 находится в интервале от 50 мкВ
для приемников высшего класса до 300 мкВ для приемни
ков IV класса. Чувствительность радиолокационных при~
емников характеризуется величиной порядка 10- 10 мВт.
Для приемников (в основном транзисторных)с внутрен
ней ферритовой антенной используется понятие чувстви
тельности по напряженности поля . Эта величина опреде
ляется минимальной напряженностью поля, при которой
обеспечивается нормальный прием . Чувствительность по
напряженности поля подобных приемников характеризует
ся величиной 1-2 мВ/м.
Получение высокой чувствительности связано в основном
с усилительными свойствами приемника и практически мо
жет быть реализовано только при условии, что уровень
собственных шумов на выходе приемника меньше уровня
сигнала.
Величина допустимого превышения уровня сигнала над
уровнем шумов устанавливается в зависимости от характера
принимаемых сигналов.
Полоса пропускания и избирате.JJьность
Как известно, сигналы различных станций отличаются
частотой несущего колебания .
•
Полезный сигнал, поступающий на вход радиоприемни
ка, представляет собой спектр частот, возникновение кото
рых связано с процессом модуляции в радиопередатчике .
Ширина этого спектра зависит от способа модуляции. При
13
амплитудцой модуляции передатчик излучает колебание
несущей частоты fo и целый спектр колебаний боковых час
тот от fo-Fmax до fo + Ртах, составляющих полосу частот
передатчика. Значение Ртах характеризует высшую час
тоту модулирующего сигнала. Ширина спектра при ам
плитудной .м9дуляции равна 2Fmax
Одн'ой из задач, решаемых в радиоприемнике, является
прием полезного сигнала со всеми его боковыми частотами,
т. е. одновременный прием определенной полосы частот.
;
у
у
f
-~f
о
Af'
2~F
а}
о)
Фиг. 1.1. К вопросу об избирательности радиоприемников.
При этом необходимо, чтобы соотношения между амплиту
дами составляющих спектра сигнала оставались без измене
ний. Это можно получить лишь при постоянстве чувстви
тельности приемника в определенной полосе частот.
Другой не менее важной задачей приемника является
необходимость выделения полезных сигналов принимаемой
станции из целого ряда различных сигналов, поступающих
из антенной цепи.
Спос66!-lость радиоприе,и!-lика выделить из различных
сигналов, отличающихся по частоте, полезный сигl-lал при
нимаемой станции называется избирательностью радио
приемника.
Характеристика, с помощью которой можно определить,
в какой мере решаются обе эти задачи, называется частота
ной характеристикой и.1и характеристикой избирательно
сти.
На фиг. 1.1 приведены идеа.J(ьная и реальная характе
ристики избирательности приемника. По оси абсцисс от
ложена расстройка Лf, равная разности между частотой
14
настройки приемника и несущей частотой сигнала. Значе
ние Лf = О соответствует настройке приемника на несу
щую частоту принимаемого сигнала. По оси ординат откла
дывается относительная величина У, равная отношению чув
ствительности приемника при его настройке на частоту сиг
нала к чувствительности при частоте, отличной от несущей.
Идеальная характеристика избирательности приемника
(фиг. 1.1, а) имеет форму прямоугольника ; при тако~1 фор
ме характеристики приемник равномерно принимает спектр
боковых частот полезного сигнала, что соответствует орди
нате У = 1, и- полностью подавляет сигналы других стан
ций.
Полоса пропускания приемника в этом случае однознач
но определяется основанием прямоугольника 2ЛF. Характе
ристика избирательности реального приемника (фиг. 1.1, 6)
зависит от резонансных свойств его колебательных систем.
При этом значение ординаты У = 1 соответствует лишь
точной настройке приемника на несущую частоту сигнала
(Лf = О). Степень прохождения боковых колебаний с ч ас
тотами, отличающимися от несущей, оценивается ордин а
тами, значения которых получаются меньше единицьr . Та
кое ослабление боковых колебаний в некоторых допусти
мых пределах почти не влияет на воспроизведение сигнала
на выходе приемника. Поэтому полосой пропускан,ия прием
н,ика н,азывается область частот, в пределах которой ос
лаблен,ие спектра прин,имаемых колебаflий н,е превышает
задштой величин,ы. Такой заданной величиной ослабления
спектра, т. е. уровнем отсчета полосы пропускания, обыч
но считают уровень Ymin = 0,7 (фиг . 1.1, 6) .
Приемник, характеристика избирательности которого
имеет прямоугольную форму, принимает сигналы одной
станции, т . е. обладает абсолютной избирательностью.
Реальная характеристика приемника имеет плавные скло н ы .
При такой форме характеристики невозможно получ ить
полное подавление спектра мешающего сигнала .
Для оценки избирательности реа.rrьного приемника не
обходимо установить, при какой расстройке Лf следует
оценивать мешающее воздействие соседней по частоте стан
ции. Для радиовещательных приемников эта расстройка
принимается равно,й 10 кГц, так как она соответствует ин
тервалу между соседними по частоте станциями.
Избирательные свойства приемника дополнительно ил
люстрируются на фиг. 1.2. На верхнем графике показа н ы
спектры действующих в антенне сигнаJюв трех частот /1 ,
15
f2, {3 с различной э. л. с Е1, Е2, Е~ и их боковыми колеба
ниями.
На нижнем графике дана характеристика избиратель
ности приемника; его настройка на частоту сигнала, как
указывалось выше, характеризуется значением Лf = О.
Взаимное расположение графиков показывает, что сигналу
{ 2 (верхнего графика) сортветствует расстройка Лf = О
Спектр
сигнала f,
Е,
Спектр
сигнала t;
Ez
у1
Спектр ,
сигнала f 3
У,
f
Фиг . 1.2 . К вопросу определения избирательности приемника .
(нижнего графика); это означает, что приемник настроен
на частоту сигнала f2, а сигналы /1 и /3 при такой настрой
ке становятся мешающими .
Представление о величине избирательности приемника
дает ордината характеристики У1 = О, 1, определяемая при
Лf = 10 кГц . Величина У1 показывает, что восприимчи
вость приемника к мешающим сигналам {1 и {3 составляет
О, 1 от восприимчивости принимаемого сигнала f2.
У современных связных и вещательных радиоприемни
ков ослабление сигнала соседней станции достигается в пре
делах 10-1000.
Получение в приемнике широкой полосы пропускания
при высокой избирательности представляет значительные
16
трудности. Из рассмотрения резонансной кривой видно, что
эти два требования находятся во взаимном противоречии:
расширение полосы пропускания ухудшает избирательность,
и, наоборот, сужение полосы пропускания улучшает изби
рательность . Одновременное удовлетворение этих требова
ний достигается при улучшении прямоугольности резонанс
ной кривой приемника. На
фиг . 1.3 представлены резо
нансные кривые различных
колебательных систем с оди
наковой полосой пропуска
ния 2Лfо, 1 на уровне О, 7. За
полосой пропускания кривые
отличаются крутизной боко
вых сторон. Для сравнитель
ной оценки прямоуголыrости
резонансных кривых различ-
ных колебательных систем це
лесообразно ввести понятие о
коэффициенте прямоуголь
ности.
!(оэффициентом прямо-
• угольности
Кп называется
Фиг . 1.3 . Резонансные ха рак ·
теристики различных колеба ·
тельных систем с одинаковой
полосой пропускания.
отношение полосы пропускания на определенн ом услов
ном уровне к полосе пропускания на уровне 0,7 :
2Л/
Ки=щ-·
О,7
(1.1)
За условные уровни отсчета полосы приняты уровни ,
соответствующие ослаблению с и гнала О, 1 и 0,01. Таким об
разом,
Л/0.1
Кпо,1=м0 , 7
и
Лfо,01
Кп 0.01 =-;;; -- .
О,7
(1.2)
Коэффициент прямоугольности всегда больше единицы .
Чем ближе значение Ки к единице, тем лучше прямоуголь
ность резонансной кривой. На фиг . 1.3 из трех резонансных
кривых лучшей прямоугольностью обладает кривая / и ей
соответствует наименьшее значение Кп -
Диапазон частот
В современной радиотехнике для передачи информаций
используется широкий спектр электромагнитных колеба
ний, частоты которого лежат в пределах от 3 кГц до
17
3 ООО ГГц (гигагерц - 10 9 Гц), что соответствует длинам
волн от 100 км до О, 1 мм. Отдельный участок этого спектра,
ограниченный максимальной и минимальной частотами,
называется диапазоном .
В зависимости от целевого назначения в радиоприемни
ке может быть предусмотрен прием колебаний, относящихся
к одному или нескольким диапазонам. В радиовещательных
и связных приемниках используют несколько диапазонов:
телевизионные, радиолокационные и другие приемники спе
циал ьного назначения в основном используются для приема
сигналов одной или нескольких отдельных частот и назы
ваются приемниками с фиксированной настройкой . Способ
ность приемника обеспечивать прием сигналов в заданном
диапазоне оценивается перекрытием диапазона. Прием сиг
налов в заданном диапазоне должен обеспечиваться опре
деленной чувствительностью и избирательностью в преде
лах всего диапазона.
Качество воспроизведения
Кач,ество воспроизведения полезного сигнала характери
зуется способностью радиоприемника воспроизводить на вы
ходе форму огибающей кривой модулированного сигнала, воз
действующего на его вход. В радиоприемнике принятый сиг
нал последовательно проходит через ряд электрических
цепей, содержащих различные линейные и нелинейные эле
менты, поэтому в процессе приема возникают искажения
11 точное воспроизведение сигнала на выходе оказывается
нарушенным. Различают следующие виды искажений:
частотные, нелинейные и фазовые.
Частотные искажения являются результа
том неравномерности усиления в полосе пропускания, вслед
ствие чего нарушаются естественные соотношения между
амплитудами сложного сигнала. Оценка частотных иска
жений производится при помощи коэффициента частотных
искажений,, который показывает ослабление сигнала на
границе полосы пррпускания. На кривой избирательности
приемника (фиг. 1. 1, 6) коэффициент частотных искажений
М = Уmln/Ymax показывает ослабление сигнала крайней
·боковой частоты.
Низкочастотная часть приемника также не обеспе
чивает равномерности усиления, в результате чего по всему
тракту приемника могут быть значительно ослаблены сиг
налы крайних частот полосы пропускания. Ослабление
18
верхних частот принимаемых полезных сигналов по всему
тракту приемника может превышать 50%.
Нелинейныеискажения связанысизмене
нием формы принимаемых сигналов в процессе прохождения
их через электрическую цепь с нелинейной вольтамперно й
характеристикой (электронные лампы, транзисторы и эле
менты с ферромагнетиками) . Вследствие нелинейности ха
рактеристик электронных ламп и транзисторов · форма вы
ходного сигнала искажается и, следовательно, изменяется
его спектральный состав.
Фазовыеискажения появляютсяврезульта
те нарушения фазовых соотношений между гармоническими
составляющими несинусоидального колебания .
Более подробно вопросы о нелинейных и фазовь1х иска
жениях освещены в гл. 2.
В перечень технических требований:, предъявляемых
к радиоприемнику, включают также конструктивные тех
нологические и эксплуатационные требования . Одним из
наиболее важных конструктивно-эксплуатационных тре
бований к современной аппаратуре, и в том числе к радио
приемным устройствам, является надежность. Требования
к надежности оговариваются определенным временем без
отказной работы аппаратуры при заданных условиях эксп
луатации.
Вопросыдля повторения.
1. Что называется избирательностью приемника?
2. Что называется полосой пропускания приемника?
3. Какие цеnи приемника формируют его кривую избира
тельности?
4. Каким требованиям отвечает кривая избирательности, при
ближающаяся к прямоугольной?
5. Какие элементы цепи создают частотные искажения в при
емнике?
6. Какие элементы цепи создают нелинейные искажения в при
емнике?
§ 3. СТРУКТУРНАЯ СХЕМА ПРИЕМНИКА
ПРЯМОГО УСИЛЕНИЯ
Общее представление о радиоприемном устройстве можно
получить из рассмотрения так называемой структурной
схемы, на которой отдельные части изображаются в виде
прямоугольников. Радиоприемники по схеме разделяются
на приемники прямого усиления и супергетеродинные
приемн_ики.
19
На фиг. 1.4 представлена схема приемника прямого
усиления. Во входной цепи приемника выделяется полезный
сигнал и предварительно ослабляются сигналы других
станций. Усилитель высокой частоты УВЧ усиливает по
ступающие из входной цепи сигналы и осуществляет даль
нейшее ослабление сигналов меша19rдих станций. Детектор
Д преобразует модулированные кол'ебания высокой частоты
в колебания низкой частоты . Усилитель низкой частоты
~-нч усиливает колебания низкой частоты до заданной вы-
ВхоfJная
цепь
Колеоанця
Высокой частоты
Коле'оанш,
низкой ,;астаты
Фиг. 1.4 . Структурная схема приемника прямого
усиления.
ходной мощности или выходного напряжения, необходимых
для работы оконечного аппарата ОА.
Приемник прямого усиления не может обеспечить вы
сокой чувствительности и хорошей избирательности, осо
бенно в диапазонах коротких и ультракоротких волн.
Как известно, полоса пропускания 2ЛF одиночного ко
лебательного контура и его добротность Q связаны соотно
шением
2ЛF=&Q'
(1.3)
где fo - частота принимаемого сигнала.
Добротность контуров на всех диапазонах практически
может быть получена почти неизменной, в результате чего
в диапазоне более коротких волн полоса пропускания уве-
- ли чивается,
а избирательность контура ухудшается .
20
Например, при fo = 300 кГu и Q = 100 полоса пропускания
300
2ЛР = 100 = 3 кГц. Контур с такой же добротностью на частоте
fo = Зu ООО кГв имеет полосу 2ЛF = 300 кГц.
у
Следует заметить, что в приемнике прямого усиленин
имеется не один, а несколько контуров, настроенных на
частоту сигнала. Поэтому избирательность и полоса про
пускания реального при
емника прямого усиления
значительно отличаются от
полученных в приведенном
примере величин. Пример
дает лишь некоторое пред
ставление о причине пло
хой избирательности при
емника прямого усиления.
В реальном приемнике из
бирательность лучше, а по
лоса пропускания уже.
Однако на коротких и
ультракоротких волнах ре-
у
\(О O'.! ..:r11;;.;;K;.; . . . .- 7 71~~~
;1
-,зf
/7
Фиг. 1.5. Резонансные характе·
ристики контуров в разных диа·
пазонах волн.
зонансная кривая приемни-
1
ка все равно остается тупой и избирательность его недо
статочна (фиг. 1.5). Только супергетеродины позволяют
совместить высокую избирательность с требуемой поло
сой пропускания.
Вопросы для повторения.
1. Каковы основные недостап<И приемника прямого усиления?
2. Для чего предназначен детектор в приемнике?
§ 4. СТРУКТУРНАЯ СХЕМА
СУПЕРГЕТЕРОДИННОГО ПРИЕМНИКА
В супергетеродинном приемнике (фиг. 1.6) принимаемый
сигнал высокой частоты преобразуется в сигнал другой час
тоты и уже на этой частоте усиливается до детектора. При
этом форма огибающей кривой амплитудно-модулирован
ного высокочастотного сигнала после преобразования долж
на остаться без изменения. На новой частоте, которая на
зывается промежуточной, используются колебательные
системы с необходимой полосой пропускания и высокой
избирательностью. Входная цепь и усилитель высокой час
тоты в диапазонах коротких и ультракоротких волн, как
21
указывалось выше, имеют пологую резонансную характе
ристику и поэтому мало влияют на избирательные свойства
приемника и оказывают влияние лишь на его чувствитель
ность .
Преобразователь состоит из смесителя и гетеродина .
Гетеродин представляет собой местный автогенератор вы
сокой частоты, который генерирует вспомогательную часто
ту fг- Процесс преобразования частоты осуществляется
Вхооная
цепь
Ко11е6ания
Высоко,;. частоты
1
1
1
1
,1
1
1I_____J
1
1",,:
1
\1
1
.
·-1
1
1/-
1
у✓ '1
1-
1
I
Ко11еоаниР i
:
п;юм@жуточной 1
частоты
коле6а,шя
нuэкоtl частоты
Фиг . 1.6 . Структурная _схема супергетеродинного приемника.
в смесителе . На смеситель воздействуют два высокочастот
ных колебания: одно - колебание сигнала fc, которое
поступает из антенны, а другое fг - от гетеродина. На
выходе преобразователя обычно выделяются колебания
с частотой, равной разности частот fг и f0 • Разностная час
тота fг -' fc = fup называется промежуточной частотой.
Усилитель промежуточной частоты УПЧ работает на
постоянной частоте и обеспечивает требуемое усиление сиг
нала промежуточной частоты до величины, необходимой для
нормальной работы детектора. В качестве УПЧ обычно ис
пользуются полосовые усилители, форма резонансной ха
рактеристики которых близка к прямоугольной. Это поз
воляет получить высокую избирательность и равномерное
усиление в полосе пропускания.
Детектор и усилитель низкой частоты работают так же,
как в· приемнике прямого усиления .
22
В супергетеродинных приемниках наряду с высокой- из
бирательностью и чувствительностью значительно улучшены
другие показатели. Супергетеродинная схема является ос
новной схемой современных приемников·.
Вопросы для ·повторения.
l. На каких диапазонах входная цепь и УВЧ оказывают за
метное влияние на избирательность супергетеродинного приемни
ка?
2. Для чего предназначен усилитель промежуточной частоты?
3. Какую задачу в приемнике выполняет гетеродин?
§ 5. МЕТОДЫ ИССЛЕДОВАНИЯ ЦЕПЕЙ
РАДИОПРИЕМНОЙ СХЕМЫ
При изучении различных схем радиоприемной цепи не
обходимо установить математические соотношения между
различными параметрами схемы и выразить их в виде фор
мул, удобных для расчета. Эта задача решается путем пре
образования относительно сложных принципиальных схем
в более простые эквивалентные. Ознакомимся с некоторы
ми положениями, которые позволяют осуществлять такие
преобразования.
Целью исследования работы усилителя является уста
новление зависимости между величинами напряжения и то
ка, действующими на выходе, и величинами напряжения
и тока, действующими на его входе. Связь между этими ве
личинами может быть выражена как графическим методом
с помощью семейства входных и выходных характеристик,
так и аналитическим методом путем исследования уравне
ний, выражающих взаимную связь токов и напряжений,
действующих на входе и выходе усилителя. Графический
метод обычно используется для определения исходного
режима работы усилительного элемента (режима покоя)
и для анализа его работы при относительно большой ин
тенсивности электрических сигналов. Аналитический метод
используется для анализа работы усилителя, определения
его физическцх свойств и вывода расчетных соотношений,
позволяющих вычислить параметры элементов, входящих
в схему усилителя.
В общем случае •усилитель можно изобразить в виде
устройства с двумя входными и двумя выходными зажимами
(фиг. 1.7). Такие устройства называются четырехполюсни
ками. Физические свойства четырехполюсника можно вы
разить с помощью четырех электрических величин: напря-
23
жения и 1 , тока i1 на входе устройства и напряжения u2,
тока i2 на выходе. Связь между этими электрическими ве
личинами можно выразить с помощью следующих уравне
ний:
I. Уравнения с z-параметрами:
(1.4)
где и1 , i1 - напряжение и ток на входе четырехполюсника;
и ~, i2 - напряжение и ток на его выходе; z11 - сопро
т11вление на входе при разомкнутых выходных зажимах
U2 = О); 2 2 2 - сопротивление на выходе при разомкнутых
lJходных зажимах (i1 = О); 212 - обратное передаточное
.,, ,
u2 Фиг. 1.7 . Схема четырехпо
люсника.
сопротивление при разомкнутых входных зажимах, на ко
тором выходной ток создает входное напряжение и1 ;
z21 - прямое передаточное сопротивление при разомкну
тых •выходных зажимах, на котором входной ток создает
выходное напряжение и 2 .
В некоторых частных случаях сопротивления, входящие
в уравнение (1.4), могут иметь активный характер:
Zп=Rн, Z21= R21, Z12= R12, Z22= R22•
Параметры 211 , 2 21 , 2 12 и 2 22 , определяемые при разомк
нутых входных или выходных зажимах, называются пара-
метрами разомкнутой цепи, или z-параметрами. '
II. Уравнение с у-параметрами:
i1 = У11И1 + У12И2, i2 = У21И1 + У22И2,
( 1.5)
где у11 - входная проводимость при короткозамкнутых
зажимах на выходе (и 2 = О); у 22 - выходная проводи
мость при короткозамкнутых зажимах на входе (и1 = О);
у12 - обrатная передаточная проводимость при коротко
замкнутом входе (и1 = О); у 21 - прямая передаточная про
водимость при короткозамкнутом выходе (и 2 = О).
Параметры у11 , у 22 , у12 и у 21 , определяемые при корот
ком замыкании входных или выходных зажимов, называют
ся параметрами короткозамкнутой цепи, или у-параметра
ми.
III . В некоторых случаях связь между токами и напря
жениями на входе и выходе четырехполюсника выражают
24
при помощи так называемых смешанных параметров, или
h-параметров:
U1 = h11i1 + h12U2, i2 = h21i1 + h22U2,
(1.6)
где h11 - входное сопротивление четырехполюсника при
короткозамкнутых зажимах на выходе •(и 2 = О); h22 -
выходная проводимость при разомкнутых зажимах на вхо
де (i1 = О); h 21 - коэффициент усиления по току при ко
ротком замыкании выходных зажимов; h12 - коэффициент
обратной связи по напряжению при разомкнутом входе.
Значения эквивалентных параметров четырехполюсни
ка можно вычислить по семейству характеристик, измерить
с помощью специальных устройств или, например для тран
зисторов, взять из паспорта усилительного элемента.
Применение того или иного вида уравнений четырех
полюсника зависит от особенностей усилительного элемента
и характера проводимых исследований.
В табл. 1.1 приведены расчетные формулы для перевода ·
параметров четырехполюсника из одной системы в другие,
где
Z11
z
Z21
Z22
!I
л;
Z21
-л;
л2
h
Z22 •
Z21
222
Л, =Z11Z22-Z12Z21, 1
Лу=У11 У22-У12У21,
лh=hн h22- h12h21•
у
1
У22
У12
212
Лу -гу
У21
Ун
Z22
--г
~
j
Z12
.Л2
Ун
У12
Z11
л
У21
У22
Z12
Уи
Z29
У11
!/11
1
У21
лу
Z22
У11
У11
(1. 7)
Таблица 1.1
h
Лh h12
Ji;; 1122
h21
1
h22
h22
/112
1111
h11
h21
Лh
h11
h11
h11
/112
h21
h2z
25
Широкое применение при изучении ряда схем находит
известная теорема об эквивалентном генераторе. Сущность
ее сводится к следующему: всякая электрическая цепь,
состоящая из линейного четыр·ехполюсника, на входе ко
торого включена электродвижущая сила Е, а на выходе -
нагрузка Z (фиг. 1.8, а), может быть представлена схемой
эквивалентного генератора с напряжением И, внутренним
---
{
.---+-<>8
б;1
1иz
'---+-<>г аoJ
а)
1
-.
j
. -- ---z'_ .
_ __:: :,,.._
и
z
о)
сопротивлением Z' и преж
ней нагрузкой Z (фиг. 1.8, 6) .
При этом под линейным че
тырехполюсником подразуме
вают электрическую систему
с дву~я входными и двумя
выходными зажимами, между
которыми включены любым
способом линейные индуктив
ности L, емкость С и актив
ное сопротивление R.
Напряжением tJ эквива
лентного генератора назы
вается напряжение на выхо
де четырехполюсника в точ
ках а - б при отключенной
нагрузке. .
Внутренним сопротивле
нием генератора является со
противление четырехполюс-
Фиг. 1.8. к теореме об экви- ник а со стороны зажимов
валентном генераторе.
а-6 1:_ри закороченном вхо
де в-г.
Ток 1 в нагрузке на основании эквивалентной схемы
определяется по закону Ома:
.
(;
1=--
.
Z'+Z
(1.8)
При использовании схемы с электронной лампой эту
лампу рассматривают как генератор переменного тока и за
меняют ее эквивалентным генератором с э. д. с., равной
μ Ug, и внутренним сопротивлением R;. В результате схе
ма, приведенная на фиг. 1.9, а, может быть представле1-iа
в виде эквивалентной схемы, приведенной на фиг. 1.9, 6.
26
Для определения переменной составляющей анодного .
тока также ис~:~ользуется закон Ома
(1.9)
Представление лампы эквивалентным генератором э. д.с.
не является единственным; нередко лампу заменяют гене-
Iо
'l~
ct:P
~'",,.·,,~~ ,, '"•Ш
а)
о)
{!)
Фиг 1.9 . Схема с электронной лампой и эквивалент
ные ей схемы .
ратором тока S Иg (фиг. 1.9, в), а внут
реннее сопротивление лампы R; - ее
проводимостью G; = 1/R; . В этом слу
чае нагрузку также удобнее показы
вать в виде проводимости.
Если в рабочем режиме каскада
сопротивление нагрузки сравнимо с
внутренним сопротивлением лампы, то
лампу удобнее представлять как ге
нератор напряжения . Если же сопро
тивление нагрузки в десятки и сотни
раз меньше внутреннего сопротивле
ния R;, то лампу удобнее представ
лять как генератор тока. Точно так
же и усилитель на транзисторе мож
но изобразить в виде схемы, содер
жащей эквивалентный генератор.
х
х
r
а)
6)
Фиг. 1. 10 . Последо•
вательная (а) и па •
раллельная(б)схемы.
При изучении схем часто приходится прибегать к заме
не последовательн.ого соединения активн.ого и реактивн.ого
сопротивлен.ий эквивален.тн.ым параллельн.ым соединен.ием
и, наоборот, параллельн.ое соединен.ие преобразовывать в по
следовательн.ое (фиг.1.10). При таких преобразованиях
реактивные элементы сохраняются без изменения, т. е.
27
х = Х, а активные элементы необходимо пересчитывать.
Так, при переходе от схемы а к схеме б (фиг . 1.10)
х2
R=-
,
r
а при обратном переходе от схемы б к схеме а
х2
r=-.
R
Вопросыдляnовторения.
(1. 1О)
(1.11)
1. В каких случаях используют теорему об эквивалентном ге
нераторе?
2 . Какие цепи заменяют эквивалентным генератором э. д . с.
или эквивалентным генератором тока?
3 . Как составить эквивалентную схему транзисторно г о уси
лителя с эквивалентным генератором тока?
Г-'ЛАВА 2;
УСИЛИТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ НИЗКО Й
ЧАСТОТЫ
§ 6. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ УСИЛИТЕЛЯХ
НИЗl(ОИ ЧАСТОТЫ
Усилителем низкой частоты называется устройство,
предназначенное для усиления электрических колебаний,
частоты которых лежат в пределах от 16 до 20 ООО Гц . Уси-
Усилитель
Источник
питания
Рис. 2 . 1. Структурная схе м а усили
теля .
лители низкой частоты применяются в радиоп р иемниках,
в устройствах проводной связи , радиотрансляционных
устройствах, в системах автоматического регулирования,
в телемеханике, телеметрии и во многих других отраслях
науки и техники .
Структурная схема усилителя приведена на фиг . 2. 1 .
Источниками напряжения Ug, действующими на входе уси-"
лителя, могут быть самые разнообразные устройства: де
тектор радиоприемника, микрофон, звукосниматель, го
ловка воспроизведения магнитофона, фотоэлемент, термо
пара и многие другие источники низкочастотных сигналов .
Нагрузкой усилителя могут быть следующие устройства:
29
громкоговоритель, телефон, записывающая головка маг
нитофона, осциллограф, последующая ступень усилителя
и многие другие потребители электрической энергии [(ОЛе
баний низкой частоты.
Напряжение на входе усилителя в зависимости от ис
точника низкочастотного сигнала может изменяться в очень
широких пределах: от долей микровольта до нескольких
вольт.
Напряжение, получаемое с помощью фотоэлемента,
обычно не превышает нескольких микровольт . Напряжение
получаемое на выходе современных электродинамических
микрофонов, лежит в пределах от 1 до 3 мВ. Напряжение
на выходе звукоснимателей может быть в пределах 100-
500 мВ. Напряжение на выходе детекторов современных
приемных устройств может находиться в пределах от деся
тых долей вольта до нескольких вольт.
Пределы значений напряжений и мощности на выходе
усилителя также могут изменяться в очень широких преде
лах: напряжение от десятых долей вольта до сотен вольт,
а МОЩНОСТЬ - от нескольких милливатт до сотен ватт и
, киловатт.
Д.11я повышения мощности и напряжения первичного ис
точника низкочастотного сигнала до необходимой величи
ны во многих случаях приходится применять ряд ступеней
усиления. Отдельная ступень усиления называется каска
дом усиления.
Сущность процесса усиления заключается в управлении
с помощью энергии первичного источника низкочастотного
сигнала энергией местного, вторичного источника элект
рического тока, отдающего свою мощность в цепь нагрузки
на выходе усилителя.
Усилителем может быть только такое устройство, в ко
тором мощность, получаемая в цепи нагрузки на выходе,
превышает мощность, затрачиваемую в процессе управле-
ния на его входе.
------..
Для осуществления подобного процесса упр·ав-л-~ния
энергией местных источников в современной радиотехнике
применяются разнообразные усилительные элементы: ва
куумные электронные лампы, полупроводниковые приборы
(транзисторы), магнитные и диэлектрические усили тель
ные элементы.
Рассмотрим принцип работь, усилителей, выполненных
на наиболее часто применяемых усилительных элементах:
электронной Jrампе и транзисторе.
30
На фиг. 2.2 приведена схема усилителя с электронной
лампой. От первичного источника на сетку лампы подает
ся переменное напряжение Иg низкой частоты . Переменное
электрическое поле, созданное этим напряжением между
сеткой и катодом, вызывает значительное изменение анод
ного тока. В составе анодного тока возникает переменная
составляющая, которая, проходя через большое по величи
не сопротивление нагрузки Za, создает на нем падение
напряжения Иа, изменяющееся с частотой сигнала . При
Фиг . 2.2 . Схема усилителя на пентоде.
'достаточно большом Za величина переменного напряжения
на нагрузке будет во много раз превосходить напряжение,
поступившее на сетку лампы.
В этой схеме источник с малым напряжением, действую
щим в цепи сетки, управляет током в анодной цепи со зна
чительным сопротивлением, в которой действует местный
источник анодного питания. Отношение переменного напря
жения Иа на зажимах анодной нагрузки к напряжению
Иg, подведенному к сетке лампы, называется коэффициентом
усиления каскада по напряжению.
Участок анодной цепи, включенный между катодом и от
рицательным полюсом источника анодного питания, служит
\]\1 для подачи на сетку лампы постоянного отрицательного
1~ напряжения смещения.
Через резистор R н проходят только постоянные состав
ляющие анодного тока лампы и тока экранирующей сетки.
Переменная составляющая тока проходит через мaJJoe ем
костное сопротивле:ние конденсатор а С н ·
В цепи экр3.нной сетки включен резистор Rг, на кото
ром падает излишек напряжения источника анодного пи
тания. Блокировочный конденсатор С6 служит для отве-
31
дения переменной составляющей тока экранирующей сет
ки на катод лампы (через конденсатор С н)-
На фиг . 2.3, а приведена схема усилителя на транзис
торе . Принцип действия усилительного элемента-транзис
тора основан на исполь з овании явления инжекции неоснов
ных носителей из одной области транзистора в другую.
Под влиянием напряжения источника, включе\-Jного
в цепь эмиттера, полупроводниковый р1 -п переход
(фиг . 2.3, 6) смещен в прямом направлении и в цепи эмит
тера устанавливается ток; при этом сопротивление перехода
оказывается незначительным. Напряжением источника,
и"
а)
о}
Фиг . 2.3. Схема усилителя на транзисторе .
.
включенного в цепь коллектора, п-р 2 переход смещен
в обратном направлении и поэтому его сопротивление будет
очень большим . Если цепь эмиттера разомкнута, то ток в це
пи коллеюора может возникнуть лишь в результате пере
мещения неосновных носителей, вызываемого флуктуацией
теплового характера. Величина такого тока обычно не пре
вышает нескольких микроампер.
Когда цепь эмиттера замкнута, по ней протекает ток.
При этом возникает ток и в цепи коллектора. Конструкция
современных транзисторов такова, что величина тока кол
лектора составляет 95--99% от тока в цепи эмиттера. Таким
образом, с помощью источника с малым напряжением Е30 ,
действующим в цепи эмиттера с малым сопротивлением,
создается почти такой же по величине ток коллектора, про
текающий в цепи с большим сопротивлением и с боJiьшим
чем Е06 напряжением Енб·
Если в цепь эмиттера ввести источник низкочастотного
напряжения Uc, то в этой цепи возникнет переменная со
ставляющая тока, и почти такой же по величине ток будет
протекать в цепи коллектора. Этот ток, проходя через со
противление нагрузки Zн, создает на нем падение напря-
32
жения Ин, которое в несколько раз превышает напряже
ние Ис, действующее в цепи эмиттера.
Отношенf!е напряжения Ин на нагруз~е к напряжению
на входе будет коэффициентом усиления транзисторного
каскада по напряжению
к _Ин
'"
и- Ис.
Основные показатели, характеризующие работу усилителя
Для оценки разнообразных физических свойств усили
тельных устройств обычно · используются следующие ос,,
новные показатели их работы;
-
коэффициент усиления;
-
номинальная выходная мощность, отдаваемая в цепь
потребителя;
-
диапазон частот или полоса пропу:скания частот;
--
динамический диапазон мощности;
-
коэффициент полезного действия (к. п. д.);
-
искажения, вносимые усилителем .
Коэффициент усиления!(являетсяодним
из важнейших показателей работы усилителя.
Принято различать два значения коэффициента уси
ления: коэффициент усиления по напряжению и коэф
фициент усиления мощности .
Коэффициент усиления по напряже
н и ю численно равен отношению напряжения на выходе
усилителя r< напряжению на входе усилителя:
К= Ивых.
Ивх
Коэффициентусиления·по мощности
равен отношению мощности, получаемой на выходе усили
теля, к мощности, подводимой к входу усилителя
КР= Рвых .
Рвх ·
~_ожно показать, что общий коэффициент усиления
м~_QI:'9к.аскадного усилителя равен произведению коэффи
циентов усиления его отдельных каскадов :
Кобщ=К1К2Кзк4, \
Величина общего коэффициента усиления __м9жет на
х одиться в очень широких пределах, от нескольких еди-
2 Зак. 458
33
ниц до сотен тысяч, а в некоторых случаях и до нескольких
миллионов.
В практической радиотехнике коэффициент усиления
очень часто выражают в специальных логарифмических
единицах - децибелах (дБ). Коэффициент усиления по на
пряжению в децибелах связан с вещrчиной коэффициента
усиления, выраженной в относительных числах, соотно
шением
КдБ= 20 lg Ивых '"::: 20 lg К.
Ивх
Точно так же можно выразить в децибелах коэффициент
усиления по мощности:
КР дБ--:: 101g Рвых = 101g КР,
Рвх
Выражение коэффициента усиления в децибелах осо
бенно удобно при анализе работы многокаскадных усили
телей. Общий коэффициент усиления по напряжению в де
цибелах равен сумме коэффициентов усиления отдельных
каскадов, выраженных в тех же единицах:
КобщдБ=20lgК1К2Кз ... = 20lgK1+20lgК2+
+20lgК3+... = К1дБ +К2дБ +КздБ + ...
Точно так же и общий коэффициент усиления по мощности
в · децибелах равен сумме коэффициентов усиления отдель
ных каскадов, выраженных в тех же единицах:
КР дБ= КР, дБ +КР, дБ+ КР. дБ+ ...
Номинальная выходная мощность
усилителя есть наибольшее значение мощности, отдавае
мой потребителю, при которой искажение сигнала не пре
вышает заданной величины.
Диапазон частот или полоса про
п у с к а н и я усилителя есть область частот, в пределах
которой изменение коэффициента усиления не превышает
допустимой величины. Допустимые изменения величины
коэффициента усиления обычно не превосходят 3 дБ . (30% ).
Полоса пропускания усилителя низкой частоты опре
деляется областью его применения. В радиотелефонной
связи для получения внятности и разборчивости передачи
достаточна полоса пропускания всего от 300 до 3 400 Гц.
Для удовлетворительного воспроизведения звучания хора
34
или оркестра необходимо передавать полосу частот не ме
нее чем от 100 до 5ООО Гц.
В отдельных усилителях специального назначения поло
са частот может охватывать весь спектр низкочастотных
колебаний от 16 до 20 ООО Гц.
Динамический диапазон мощности
есть интервал значений мощности от минимального до мак
симального значения, в пределах которого электрические
свойства усилителя соответствуют заданным · условиям.
Так, например, качество воспроизведения сигналов можно
считать удовлетворительным, если величины максималь
ной и минимальной мощностей различаются в 106 раз, что
соответствует различию напряжений в 1000 раз, или на
60 дБ.
Коэффициент полезного действия
усилителя позволяет оценивать его экономичность. Элект
рический к. п. д. отдельных каскадов 'У) усилителя равен
отношению полученной полезной мощности Р к мощности
Р0 , отдаваемой источником анодного питания:
р
'У)=-.
Ро
Искажения, вносимые усилителем,
есть изменение формы сигналов, возникающее в процессе
прохождения сигналов через каскады усилителя. Принято
различать следующие виды искажений: нелинейные, час
тотные и фазовые. Рассмотрим физическую сущность ~ каж
дого из видов искажений.
Нелинейные искажения
Причиной нелинейных искажений является прохожде
ние сигнала через элементы, имеющие нелинейную харак
теристику, например электронную лампу или трансформа
тор, в результате чего искажается форма колебаний и из~
меняется их спектральный состав. Одной из причин появ
ления нелинейных искажений является работа на криволи
нейном участке характеристики электронной лампы вслед
ствие неправильного выбора рабочей точки. Из фиг. 2.4
видно, что в этом случае закон изменения мгновенного зна
чения анодного тока ia отличен от закона изменения мгно
венного напрящения eg на сетке.
Искажение формы усиливаемых колебаний может быгь
также обусловлено возникновением токов в сеточной цепи
35
лампы (фиг. 2.5). Во время отрицательного полупериода
входного напряжения сетоЧН!,Iе токи отсутствуют. Входное
сопротивление лампы Rвх в это время достаточно ве.ilшю
r
Фиг. 2.4 . К вопросу о нелинейных искажениях
вследствие неправильного выбора рабочей точки
на характеристике лампы.
по сравнению с внутренним сопротивлением R; источника,
что позволяет пренебречь его влиянием на величину вход- -
ного напряжения .
Во время положительного полупериода входного напря- ·
жения возникают сеточные токи, вследствие чего входное
la
сопротивление лампы резко
уменьшается, что приводит
к увеличению падения на~
пряжения на внутреннем со-
+ противлении
источника и
уменьшению напряжения на
-
входе лампы.
'-----------~
Величина амплитуды на-
пряжения на сетке Ив в по
Фиг. 2.5 . Сеточная- цепь уси- ложительный полупериод бу
, лителя.
f
дет заметно меньше, чем в
~
отрицательный, в результате
чего синусоидальное напряжение окажется искаженным
уже на входе усилительной лампы . Для того чтобы избе
жать появления сеточных токов ig, режим работы лампы
следует выбирать таким образом, чтобы величина отрица
тельного напряжения смещения Eg, подаваемого на сет-
36
ку лампы, превышала амплитуду входного напряжения не
менее чем на 1 В (фиг. 2.6):
•
Eg+Иg<-1B
или
(2.1)
Нелинейные искажения возникают и в том случае, коr~
да в схеме усилителя используются цепи со стальным сер
дечником, работающие в ре
жиме, близком к насыщению
(фиг. 2.7).
При достаточно большом
значении числа постоянных
ампервитков рабочая точка
может оказаться в конце ли
нейного участка кривой на
магничивания трансформато- еg
ра, используемого в качестве
анодной нагрузки. Изменения
магнитного потока ЛФ, а сле
довательно, и э . д. с. индук-
ции во вторичной обмотке
окажутся непропорциональ
ными изменению тока в анод-
io.
ig
ной цепи. Если переменная Рис. 2.6 . Диаграмма режима
составляющая анодного тока работы без сеточных токов.
будет синусоидальной, то
форма переменного напряжения на выходе трансформато
ра окажется искаженной. Из разобранных примеров вид
но, что во всех случаях имеет место искажение формы сиг
нала на выходе, что связано, как известно, с возникнове
нием высших гармонических составляющих.
Оценка степени нелинейных искажений производится
с помощью · коэффициента нелинейных искажений у, кото
рый определяется по с,т~едующей формуле:
(2.2)
где / 1 , 12 и / 3 - амплитуды первой, второй и третьей гар
моники.
Первая гармоника называется основной составляющей,
а вторая, третья и другие гармоники - высшими гармо
ническими сос;тавляющими.
37
Расчет величины нелинейных искажений сводится к оп
ределению амплитуды основной и высших гармонических
составляющих. Подставляя значения составляющих в фор
мулу (2.2), находят коэффициент нелинейных искажений.
•
Амплитуды переменных составляющих можно опреде
лить аналитически путем разложения искаженного сигна-
•ла в ряд Фурье. Однако в этом случае требуется знать точ
ную функциональную зависимость анодного тока от напря-
жения на электродах лампы.
•
в
о
kp
а8
Фиг. 2.7 . I< вопросу о нелинейных ис
кажениях в цепи с железом.
С достаточной для практики точностью коэффициент
нелинейных искажений у можно найти графическим путем
непосредственно по динамической характеристике лампы,
построенной в системе координат ia = f(ea) (фиг. 2.8). Ли
ния MN совпадающая с динамической характеристикой,
проходит через рабочую точку Р, соответствующую напря
жению смещения Eg и напряжению Иао на аноде лампы.
Наклон характеристики определяется величиной угла ~:
tg ~= 1/Ra.
Точки М и N можно найти и путем следующего графи
ческого построения. Откладываем ON = ОР' + P'N, где
ОР' = Iao, P'N = Иа 01Rа- Определив положение точки N,
через нее и точку Р проводят прямую до пересечения с осью
анодного напряжения в точке М.
Коэффициент нелинейных искажений 'r обычно выражают
чс:рез величины отрезков а, Ь и с: а= АР" Ь = РВ, с =
= CD. Отрезки АР и РВ равны длине отрезка, изображаю
щего изменение напряжения на сетке на+ Иg; отрезки СР
38
и PD соответствуют длине отрезка, изображающего изме
нение напряжения на сетке ± Иg/2:
CD=СР+PD.
Ниже приведены расчетные формулы для определения
составляющих анодного тока и коэффициентов нелинейных
искажений по методу пяти отсчетов.
N
Фиг. 2.8 . К вопросу определения коэффициен
та нелинейных искажений по динамической
характеристике.
Амплитуда первой гармоники анодного тока
1.
а+ь+с
la1= 3 (/amax-/am!n) а+Ь ;
амплитуда второй гармоники анодного тока
1-
а~ь
la2 • _:-(/а max -/а mln)--;
4
а+ь
амплитуда третьей гармоники анодного тока
/
1(/
/
)а+Ь-2с
аз=6 аmax-
аmin а+Ь ;
среднее значение анодного тока
(2 .3)
(2.4)
(2.5)
lacp==.lao+..!_(lamax-lam!11)a-b;
(2.6)
4
а+ь
39
коэффициент нелинейных искажений с учетом влияния
только второй гармоники
(2.7)
коэффициент нелинейных искажений по третьей гармо
нике
(2.8)
Допустимые значения коэффициента нелинейных иска
жений зави:сят от области применения усилительного ус
тройства. В измерительных уси:лителSiх коэффициент у
обычно не превышает 1-2%. В обычных радиовещательных
усилителях и установках звукового кино коэффициент у
не более 7-8%.
'\
Частотные искажения
Частотные искажеnия происходят из-за неравномерности
усиления колебаний в зад.аnном диапазоне час'Гот, которая
вызывается наличием в схеме реактивных элементов с со
противлением, зависящим от частоты.
F6F
Фиг . 2.9 . Частотные характеристики
идеального (/) и реального (2) усилите
лей.
Зависимость коэффициента усиления К от частоты при
нято выражать при помощи частотной характеристики. На
фиг. 2.9 приведены частотная характеристика идеального
усилителя 1, коэффициент усиления которого остается неиз
,1енным во всем диапазоне частот, и частотная характерис
гика реаJiьньго усилителя 2, величина коэффшtиента уси
ления которого уменьшается в облас'Ги нижних и верхних
частот. Здесь Ко - коэффициент усиле1щя усилите.пя в об-
40
ласти средних частот диапазона; Кн и Кв - коэффициенты
усиления на крайних (нижней и верхней) частотах рабоче
го диапазона част9т.
В ряде случаев щ:1сrотные хара~п~ристики н:зображают
в логарифмической системе координат. При лоtарифмичес
кой системе координат по оси ординат откладывают коэф
фициент усиления К в децибелах, а по оси абсцисс - ло
гарифмы значения частот F (фиг . 2.10) .
к.дБ
BOf---,l----'----t"---t::!::Ж+----t-ttt'rttfF::t:::!r-::1,.."itttt1
601---"1--,(,+: --+-!+нt----+-t--Н-tttt-t---г--г1гtt1111
чОl------l----1-j--Ц-+.J..1...-+-+-+++-1+н---,t-,--+-Нн+ж
(
201------1----1---j--Ц-+.J..1...-+-+-+++-1+!+.,r.=,iв,..+-rr++-tti
. -.-
r;i
!
• 0 l___J_. J....1,.. J.5Q.J..U .10J...o-- '-' -' -50 .1.. .au.u.10"'"00. ... .,. .. . .. .,. я_.1 0., _o- '-' :':' 1оо иа
r.rч
Фиг. 2.10. Частотная характеристика, по
строенная в логарифмической системе коор
динат .
Количественно частотные искажения оцениваются коэф
фициентом искажений М, равным отношению :~<:оэффициенrа
усиления Ко на средних чщ:тотах к коэффициенту усиления
К на крайних частотах диапазона:
(2.9)
Неравномерность усилени я в области нижних и верх
них частот неодинакова . Поэтому частотные искажения
оценивают как в области нижних частот Мн, так и в облас
ти верхних частот Мв:
М =Ко
н Кн'
(2.1 О)
Мв=Ко.Кв
(2.11)
Общий коэффициент частотных искажений многокаскад
ного усилителя равен произведению коэффициентов частот-
ных искажений отдельных каскадов :
.,
(2.12)
4]
Коэффициент частотных искажений так же, как и коэф
фициент усиления, можно выражать в децибелах: Мдв =
= 20lgМ.
Величина допустимых частотных искажений зависит от
области использования усилителя. Человеческое ухо почти
не замечает частотных искажений , если на крайних частотах
звукового диапазона они не превышают 25-30 %. Поэтому
для усилителей звуковых частот значения коэффициентов
частотных искажений могут находиться в пределах Мн =
= Мв = 1,25 - 1,3, что соответствует изменению коэф
фициента усиления на 2-3 дБ.
Фазовь1е искажения
Если электрическая цепь содержит участки с реактив
ными сопротивлениями, то при изменении частоты сигнала
будут изменяться не только действующие значения токов и
напряжений на участках цепи, но и фазовые соотношения
между сигналами с различными частотами. В схеме усили
теля переменного тока всегда имеются реактивные элемен
ты, поэтому фаза выходного напряжения отличается от фа
зы напряжения на входе .
Сложный электрический сигнал содержит как колеба
ния основной частоты, так и колебания высших гармонш<
с определенными сооотношениями фаз. Зависимость угла
сдвига фаз от частоты усиливаемых колебаний вызывает
изменение фазовых соотношений между составляющими
сложного сигнала и, как следствие, изменение формы сигна
ла на выходе.
Изменение фазовых соотношений между составляющими
сложного сигнала на выходе усилителя по сравнению с их
соотношением на его входе называют фазовыми искажениями
усилителя.
Графическое изображение зависимости угла сдвига фаз
от частоты называется фазовой характеристикой (фиг. 2.11).
Если фазовые соотношения между составляющими слож
ного сигнала на выходе усилителя не изменяются, то фазо
вые искажения отсутствуют .
Фазовые искажения отсутствуют не только тогда, когда
угол сдвига фаз между входным и выходным напряжениями
в рабочем диапазоне частот неизменен, но и тогда, когда этот
угол изменяется пропорционально частоте высших гармоник
сигнала (фиг. 2.11, характеристика 2).
42
Нелинейность фазовых характеристик является приз
наком фазовых искажений. Фазовые искажения усилителей
звуковьrх частот обычно во внимание не принимают .
В усилителях телевизионных сигналов и в радиолока
ционных приемниках фазовые искажения могут заметно
изменить воспроизведение изображения на трубке прием- .
ника.
"\Р
Фиг. 2.11 . Фазовые характеристики ре-
ального (/) и идеального (2) усилителей.
Для получения удовлетворительного воспроизведения
изображения необходимо , чтобы сдвиги угла фаз на край
них частотах диапазона всего канала усиления не превыша
ли 15- 20°.
Вопросы дляповторения.
1. С какой целью применяются усилители низкой частоты?
2. Какими свойствами должен обладать усилительный эле
мент?
3. Напряжения на входе и выходе устройства имеют одинако
вую величину. При каком условии такое устройство будет усили
телем?
4. От чего зависит необходимая величина коэффициента уси
ления по напряжению?
5. Какими факторами определяется необходимая величина
усилени51 по мощности?
6. Зависят ли нелинейные искажения от амплитуды усили
ваемых сцrналов?
§ 7. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ СХЕМ
УСИЛИТЕЛЕЙ
Электрическая или принципиальная схема усилителя
в значительной степени зависит от его целевого назначения .
В зависимости от этого принято различать два основных
вида усилителей низкой частоты: усилители напряжения
и усилители мощности .
43
Усилителем напряжения называется усилитель, пред
назначенный для увеличения напряжения, получаемого на
выходе первичного источника низкочастотных колебаний,
до заданной величины.
Усилителем мощности называется усилитель, который
отдает в цепь нагрузки заданну"iО мощность электрических
колебаний.
8хоа
f- ,1
каскаа
2-й
l(QC-кad
3-й
кас-каd
Фиг. 2.12 . Структурная схема усилителя.
Если усиление, получаемое при помощи одной ступени
или каскада, недостатоuно , то применяются несколько сту
пеней усиления, образующих многокаскадную схему
Тр
![:
а)
о)
Фиг. 2.13. Схемы усилителей напряжения:
а- усилитель на резисторах, б-усилитель на дросселе, в-усилитель на
трансформаторе
(фиг. 2.12). В многокаскадных усилителях низкой часто
ты первые· каскады служат для усиления напряжения, а по·
следний - оконечный или выходной каскад
-
для усиления •
мощности.
ПомимQ разделения усилителей по основному, целевому,
назначению их принято классифицировать также по харак
теру нагрузки и по месту включения ее в электрические цепи
усилительного элемента. Так, например, для усилителей,
работающих с электровакуумными пр_иборами, применяет
ся следующая классификация усилителей низкой частоты.
44
1. По характеру сопротивления анодной нагрузки:
резистивный каскад (фиг. 2.13, а);
дроссельный усилит,ельный каскад (фиг. 2.13, 6);
усилительный каскад с трансформатором (фиг. 2.13, в);
2. По месту включения нагрузки в анодную цепь лампы:
-
усилитель с анодной нагрузкой (фиг. 2.14, а), - или
усилитель с общим катодом;
-
усилитель с разделенной нагрузкой (фиг. 2.14, 6);
-
усилитель с катодной нагрузкой (фиг. 2. 14, в), или
усилитель с общим анодом.
а)
о}
8)
Фиг. 2.14 . Схемы усилителей низкой частоты с анодной (а), разде
ленной (6) и катодной (в) нагрузкой.
В схеме усилите.'!я с анодной нагрузкой сопротивл~ние
нагрузки включается между анодом лампы и положитель
ным полюсом источника анодного
питания . Отрицательный полюс ис
точника .анодного питания соеди
нен с катодом лампы и с корпу
сом устройства (с «землей») .
В схеме усилителя с катодной
нагрузкой сопротивление нагруз~ш
включается между катодом лампы
и отрицательным полюсом нсточ
гr1
1
1
.....
"1" "
1
1Za
1
1
l
Еа
ника анодного питания, соединен- Фиr. 2 _15 _ Схема с не
ным с корпусом устройства. На пр а вильным- включением
фиг. 2.15 показано неправильное
анодной нагрузки .
.включение
сопротивления . нагруз-
ки в анодную цепь лампы. Источник анодного -питания
обладает довольно значительной емкостью относительно
корпуса устройства. Эта паразитная емкость (показщ-шая
на фиг. 2.15 пунктиром) будет шунтировать сопротивле
ние нагрузки и ок~зьцзать значительное влияние на ф~~
зические свойства ·усилителя .
•'
В зависимости от места включения сопротивле1щя щ1~
rрузки в цепь коллектора транзистора различают следую
щие схемы усилителей:
45
-
с общей базой (фиг. 2. 16, а);
-
с общим эмиттером (фи г . 2.16, 6);
-
с общим коллектором (фиг. 2.16, в);
-
с разделенной нагрузкой (фиг. 2. 16, г).
В схеме усилителя с общей базой сопротивление нагруз
ки включается между коллектором и отрицательным (для
транзистора типа р-п-р) полюсом источника питания
цепи коллектора. База транзистора и положительный по
люс источника питания цепи коллектора соединяются с кор
пусом устройства.
m~ Zн t!]~
Zw t!]
·z
~Zw z""
.
~
·"
~
тт
_i-.,,
а)
oJ
8}
е)
Фиг. 2.16. Схемы усилителей на транзисторах!
а-с общей базой, б-с общим эмиттером; в-с общим коллектором, г-с раз·
деленной нагрузкой
В схеме усилителя с общим эмиттером сопротивление
нагрузки включается так же, как в схеме с общей базой, но
с корпусом устройства соединяется не база, а эмиттер тран
зистора.
В схеме усилителя с общим коллектором сопротивление
нагрузки включается между эмиттером и корпусом устрой
ства. В этой схеме источник питания цепи коллектора вклю
чен между корпусом устройства и коллектором. В усилителе
с разделенной нагрузкой одна часть сопротивления нагруз
ки включается в цепь коллектора, а другая - в цепь эмит
тера.
Источник питания цепи коллектора во всех схемах уси
лителей на транзисторах включ_ается всегда так, чтобы его
паразитная емкость не шунтировала сопротивление нагруз
ки.
ВОПроСЫ ДЛЯ ПОВТОреНИ·Я._
1. Сколько в.ариантов схем включения можно составить в двух
каскадном ламповом усилителе?
2. Можно ли в схеме с общим • эмиттером включать источник
питания· между коллектором и коллекторной нагрузкой?
3. Сколько вариантов схем включения можно составить в двух•
каскадном транзисторном усилителе?
46
§ 8. УСИЛИТЕЛЬ НА РЕЗИСТОРАХ
Усилителем на резисторах принято называть усилитель,
в котором в качестве нагрузки используется резистор, вклю
ченный в анодную цепь (фиг. 2.17) .
Мгновенное напряжение eg на сетке лампы складывает
ся из напряжения смещения Eg и переменного напряжения
иg сигнала
eg - -- Eg+Иgsin~U. ,
где Ug - амплитуда напряжения сигнала .
Фиг . 2.17. Усилитель на резисторах.
Если напряжение сигнала равно нулю, то к сетке лампы
приложено только напряжение смещения Еg· В этом слу
чае в анодной цепи лампы протекает постоянный ток / ао •
Эгот ток, проходя через резистор Ra анодной нагрузки, соз
дает на нем постоянное падение напряжения URa = laoRa•
Величина постоянного напряжения между катодом и ано
дом оказывается меньше напряжения источника Еа на ве
личину падения напряжения на сопротивлении анодной
нагрузки Иао = Еа - URa·
Напряжение сигнала, поступающее на сетку лампы, вы
зывает изменение ее анодного тока, причем максимально
му значению напряжения на сетке лампы eg шах = Eg +
+ Иg соответствует наибольшее значение анодного тока
ia шах• а минимальному напряжению на сетке лампы eg mtn =
= Е g - Иg соответствует наименьший анодный ток ia mtn · •
С возрастанием анодного тока увеличивается падение
напряжения на сопротивлении анодной нагрузки, что при
водит к уменьшению напряжения на аноде лампы, поэтому
при максимальном напряжении на сетке лампы напряжение
на аноде будет минимальным и, наоборот, минимальному
напряжению на сетке лампы соответствует наибольшее на-
47
пряжение на аноде лампы. Таким образ.ом, · пер~менное на
пряж.~1:1це сигf!ала, поданное на сетку лампы, изменяет не
тол.ько величину анодного тока, но и паден .ие н;апряженf!Я
на сщ1ротивлении нагрузки и напряжение на аноде лампы.
Переменное напряжение на аноде лампы оказывается сдви
нутым по фазе относительно переменного напрю!{ения на
сетке на угол 180°. Изменение в процессе ~работы анодного
l'g
о ~-~~-~---t,
о
t
eg
еа 1-т---------
Фиг. 2.18 . Диаграмма работы усилителя на рези
сторах .
напряжения приводит к перемещению характеристики лам
nы, в результате чего изменения анодного тока происходят
не по статической, а по так называемой рабочей или динами
gеской характеристике лампы.
Рассмотренные процессы графически пока9 аны_
на фиг. 2.18. Здесь Р _: _ _ рабочая точка, взятая на характе
ристике лампы, соответствующей напряжению Иао на аноде
дампы; АВ - отрезок динамической характеристики.
.
Очень часто для изображения физических процессов в.
усилител_е и объяснения его расчета используются не анод
l;юсеточные характериспши лампы · ia = f(eg), а анодные
ia = ер (е8 ). При таком изображении физических процессов
в усилителе (фиг . 2.19) ~южно графическим путем опреде-
48
J.IИТЬ амплитуду переменного напряжения на сопротивлении
•
е
-
е•
А'В'
аноднои нагрузки Иа = а max 2 а mjn =
--
2- и величи-
ну постоянного нщrр1:1,жен11я Иао н.а а~щде л_ампы.
Возникающее на сопротив_лещш аяодно~ на.rруз.в:и пе
ременное напряжение через разделительный конденсатор
Cg подается на сетку лампы последующего каскада.
ta•
о
С!
... ,
t'
Фиг. 2. 19. Диаграмма работы усилителя на резисто
рах при использовании системы координат ia = <:р (еа) ,
.
Конденсатор Cg позволяет 9градить сетку последующей
лампы от постоянного анодного напряжения с лампы преды
дущего каскада. Сопротивление конденсатора постоянному
току должно быть не менее сотен мегом .
Резистор R8 называется сопротивлением утечхи сетки.
Qн сцужит дJJя стекания сеточвых зарядов на к атод и пода
чи на сетку отрицательuоrо смещенщ1 . В случае отсутствия
Rв потенциал сетки был бы непостоянuым , Сопротl'Jвление
R8 должно быть в_ сотни и тысячи раз меньше сщrротивле
ния изоляции между сеткой и катодом . Обычно величина
R8 не превышает 0,5-2 МОм . При умеiц,шении сопротив
ления R8 оно начинает оказывать заметное шунтирующее
действие на анодную нагрузку.
, , Конденсатор Cg и резистор Rg образуют делитель пере
менного напряжения : Для увеличения выходного напря-
49
жения усилителя, снимаемого с сопротивления Rg, емкост
ное сопротивление конденсатора Cg должно быть намного
1
меньше сопротивления Rg : QCg « Rg-
Определим коэффициент усиления каскада, схема кото
рого приведена на фиг. 2.17 :
К= Uвых.
Ug
(2.13)
Для вывода формулы коэффициента усиления восполь
зуемся эквивалентной схемой каскада (фиг. 2.20). Емкость
.
.
С0 , включенная параллельно
-с=~,--..--.
сопротивлению Rg, равна
сумме выходной емкости Свых
Rg Do Uвы~ лампы исследуемого каскада,
входной емн;ости Свх последу
ющей лампы и паразитной ем
кости монтажа См:
Со=Свых+Свх+См.
Фиг. 2.20 . Эквивалентная Величина Со не превышает
схема усилителя на резисто- 50 _ 200 пФ . На средних ча
рах.
стотах диапазона емкостное
сопротивление конденсатора Сg намного меньше сопротивле
ния Rg , а сопротивление емкости С0 значительно больше
того же сопротивления
1
1
QC «Rg, QC »Rg,
g
о
Поэтому влиянием емкостных сопротивлений на работу
схемы в области средних частот можно пренебречь
(фиг . 2.21, а) . Точно так же можно пренебречь влиянием
емкости С0 на работу схемы в области нижних частот
(фиг. 2.21, 6) и влиянием емкости Cg на работу схемы в об
ласти верхних частот (фиг. 2.21, вJ .
Определим коэффициент усиления Ко каскада на средних
частотах. Применим к схеме фиг . 2.21, а теорему об экви
валентном генераторе (фиг. 2.22), где
И-ИRa
-μ g Ri+Ra'
Rэ==; R1Ra .
R1+Ra
Искомое напряжение на выходе усилителя
Rg
Uвых = И---.
Rэ+R~
50
(2.14)
Подставим в выражение (2.14) значения И и R0 :
И = И -3..:._
Rg
вых μgR+R R·R
1
а__
1 _a_+R
R;+Ra g
(2.15)
Uвых
а)
о)
8)
Фиг. 2.21 . Упрощенные эквивалентные схемы усилителя на ре
зисторах для средних (а), нижних (6) и верхних (в) частот.
Воспользуемся теоремой об эквивалентном генераторе
и при определении коэффициента усиления на нижних час
тотах (фиг. 2.23):
и.
Rg
вых=И------
Фиг. 2:22, Приведенная
экви.валентная
схема
для средних частот .
R+R
1
з g+~Qс
1вg
R,
Cg
Rg
Фиг. 2 .23 . Приведенная экви
валентная схема для нижних
частот .
Подставим сюда значения И и R0 :
.
.
Ra
Rg
Ивых==-/1Иg--- R·R
1-
Ri+Ra _,_a _+Rg+- ._ _
Ri+Ra
1QнCg
51
-Но R»R;Ra
g R;+Ra '
поэтому
V -μU
•1
•
вых -
g( •R· R··)
1
'
• 1+_.!._+_.!._
(1 +--- )
Ra Rg . iQнCgRg
•
Ивых •
1
-
К =--=Ко-----
н
И.
I
g
1+ ---
iQн Cg Rк
(2.16)
Модуль 1<0эффициента усиления на нижних частотах
(2.17)
(2.18)
где ,; 11 = Cg Rg-постоянная времени цепи межкаскадной
связи.
Формулы (2.16) и (2.17) позволяют определить и коэф
фициент частотных искажений Мн и фазовую хараюерис
тиI<у I<аскада: ·
. (2.19)
или
1.1\2
Мн=l; 1+(-:) ,
V
Qв•н.
. . (2.20)
или
(2.22)
52
Коэффициент частотных искажений Мн и угол сдвига
фаз ер находятся в следующей простой зависимости:
1
м,,=--.
cos (j) 8
(2.23)
Определим коэффициент усиления каскада на верхних
частотах диапазонd:
к. _ Иных
'
,--- .
Иg
(2.24)
Применим к схеме фиг . 2.21, в теорему об эквивалентном
генераторе (фиг. 2.24):
•
где
1
Rg-:;:;--C
•
!••в о
ZRc=----
1
Rg+ jQвCo
Rg
-l+iQвC0Rg0
Со
Uвы~
Фиг. 2.24 . При~еденная эквива
лентная схема для верхних ча
стот.
Поставив в формулу (2.24) значения Ивых и произведя
необходимые упрощения, приведем формулу (2.24) к сле
дующему виду:
(2.25}
ГДt
R._
RiRa
э-
•
Ri+Ra
Модуль коэффициента усиления
1
Кв= Ко Jf t+(QвCoRэ)2 •
(2.26)
Введем обозначение для постоянной времени цеnи заря
да емкости С0: СоRэ = 't8 • Тогда
К=К 1
в
о·
-;v=, =+ =(= =&1=n=
, в=)2=
(2.27)
53
Модуль коэффициента частотных искажений
(2.28)
или
(2.29)
Тангенс угла сдвига фаз определим из формулы (2.25):
(2.30)
или
(2.31)
Коэффициент частотных искажений Мв и угол сдвига
фаз <р и в этом случае можно найти по такой же формуле, что
и для нижних частот:
l
Мв=--.
cos (J)в
(2.32)
Полученные формулы для коэффициентов усиления кас
када на нижних, средних и верхних частотах позволяют
сделать выводы о частотной и фазовой характеристиках
усилителя.
В области средних частот коэффициент усиления дости
гает наибольшего значения. С уменьшением частоты усили
ваемых колебаний возрастает емкостное сопротивление кон
денсатора Cg, а следовательно , и падение напряжения на
нем. Поэтому выходное напряжение, снимаемое с резисто
ра Rg, уменьшается и коэффициент усиления Кн на этих
частотах будет заметно меньше К0 .
С повышением частоты колебаний уменьшается сопро
тивление емкости С0 . Шунтирующее действие С0 на анод
ную нагрузку возрастает. Уменьшение величины сопротив
ления анодной нагрузки приводит к понижению значений
Кв.
Таким образом, частотная характеристика усилителя
и в области нижних и в области верхних частот будет иметь
спад. Из формул (2.21) и (2.30) видно, что в области ниж
них частот угол сдвига фаз, возникающий из-за · влияния
емкости конденсатора Cg, положителен (<рн > О), а угол
сдвига фаз в области верхних частот, вызываемый влиянием
емкости С0 , отрицателен ((J)в < О) .
54
При каком-то значении частоты Q 0 угол сдвига фаз кас
када, равный алгебраической сумме углов сдвига фаз срн
и срв, окажется равным нулю:
1
(2.33)
или
1
-- _Q,;B= О,
(2.34)
Qo 'tн
Решим уравнение (2.33) относительно частоты Q 0 :
1
Qo= -==
=~
(2.35)
VCgRgС0Rэ
или
(2.36)
Расчет усилителя и результаты опытов показывают, что
величина коэффициента усиления /( остается близкой к /(0
в довольно значительном интервале частот. Угол сдвига
фаз ер в этом интервале частот мало отличается от нуля.
Уменьшение коэффициента усиления и возникновение угла
сдвига фаз наблюдается лишь на крайних частотах диапазо
на. На основании формул (2.20), (2.22), (2.29), (2.31) и
(2.36) можно сделать вывод о том, что в общем случае форма
частотной и фазовой характеристик каскада зависит от по
стоянных времени 'L'н и 't'в,
k
'
,-----
l
1
1
1·:
·1,
1
}
1
1
1
1
1
5"н
Qo
QBQ
Фиг. 2.25. Частотная характеристика
усилителя на резисторах.
Частотная характеристика усилителя показана на
фиг. 2.25, а фазовая - на фиг. 2.26.
Нелинейные искажения усилителя на резисторах при
правильно выбранном реж·име настолько малы, что при
расчете их не учитывают. Однако следует заметить, что в слу-
55
чае усиления сигналов со значительными напряжениями
будет исполь'зоваться не только линейная часть характерис
тик, но rI ее нижний искривлещ-1ый участок, что нередко вы
зьшает заметн_ые нелиней.I-Iые щ::1щжещш.
'Р
Фиг. 2.26. Фазовая характеристика уси- •
лителя на резисторах.
Как было показано выше, коэффициент усиления зави
сит от величины сопротивления анодной нагрузки: чем боль
ше Ra, тем в меньшей степени отличается -коэфф1щиент уси
,.
J~
/
'-
~:/
.,
1
ления каскада от коэффи
циента усиления лампы.
Следует отметить, что на
характер этой завj,jсимо
сти оказывает влияние и
внутреннее сопротивление
самой лампы, поэтому ча
сто удобнее выражать за-
о
t
~ виси:мость коэсрфициента
3 • 1 6 °'•"?с усиления не от величины
Фиг. 2.27. Зависимость коэффи
циента усиления от сопротивле
ния анодной нагрузки.
аuодной нагрузки, а от
отношения Ral Ri = сх
(фиг. 2.27). Нетрудно ви-
деть, что заметная зависи
мость Ко от Ra наблюдается лишь при величине а, не превы
шающей 3-4. Дальнейшее увеличение сопрQтивления на
рузки очень ма:ло влияет на величину кQэффициента уси
ления.
Не следует чрезмерно увеличивать сопротивление анод
ной нагрузки и по другим причинам. Во-nервых, с увели
чением Ra на нем увеличивается падение напряжения и,
следоватедьно, уменьшается постоянное напряжение на
аноде лампы , В результате возраст_ает внутреннее сопро
тивление ламnы и уменьшается крутизна характеристики.
Во-вторых, увеличение сопротивления анодной нагрузки
1Щ
вызовет увеличение эквивалентного сопротивления Rэ,
· а следовательно,
и повышение коэффициента частотных ис
кажений Мв и угла сдвига фаз (J) 8· в области верхних частот.
Поэтому величину Ra обычно выбирают в следующих пре
делах:Ra=(27б)RiилиCG=276.
Сопротивление R утечки сетки в усилителях звуковых
частот обычно в 5- fО раз больше сопротивления анодной
нагрузRи Ra - При таких значениях Ra и Rg величина К
сравнительно мало изменяется в значительном интервал'с
частот.
Очень важным положительным свойством усилителя Н3
резисторах является простота его схемы и низкая стоимость
деталей. Поэтому усилители на резисторах широко при
меняются в качестве усилителей напряжения во мноПiХ
радиотехнических устройствах .
Вопросы для повторения.
1. Можно ли в анодную цепь ламп усилителя включать сопро
тивление нагрузки величиной, меньшей чем внутреннее сопроти&•
ление лампы?
2. При каком соотношении внутреннего сопротивления лампы
и сопротивления анодной нагрузки коэффициент усиления по на
пряжению будет меньше единицы?
3. При какой величине емкости переходного конденсатора он
будет вJ1иять на частотную характеристику в области верхних
частот?
4. Почему мгновенное напряжение на аноде лампы усилителя
на резисторах всегда меньше напряжения источника анодного
пи т ания?
5. Можно ли в усилителях подавать напряжение смещения ан
томатическим способом с помощью сеточного тока?
§ 9. РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЯ НА РЕЗИСТОРАХ
Исходные данные
1. Напряжения на входе и вьхходе усилителя, т. е. вели
чина коэффициента усиления ; которую должен обеспечить
усилитель.
2. Диапазон частот Fн - Fв ·
3. Допустимые частотные искажения Мн и Мв на ниж
ней и верхней границах диапазона.
Требуется определить
1. Тип лампы и режим ее работы .
2. Параметры схемы Ra, Rg и Cg.
3. Коэффициент частотных искажений М и коэффициент
усиления /( на различнь1х частотах рабочего диап·азона.
б7
В отдельных случаях задачей расчета является опреде
ление элементов схемы, при которых в каскаде с выбран
ной лампой обеспечивается получение наибольшего усиле
ния.
Порядок расчета
1. Выбор типа лампы зависит от величины требуемого
усиления ~ диапазона частот.
Каскады с коэффициентом усиления Ко< 100 обычно
выполняются на триодах, имеющих высокое значение вели
чины μ (50 - 100). Усилители с коэффициентом усиления
Ко = 100 + 200 выполняются на пентодах.
При выборе лампы можно полагать, что коэффициент
усиления каскада на триоде Ко~ (0,7 + 0,8)μ.
• 2. Из соотношения (2.28) находим величину эквивалент•
ного сопротивления
3. Определяем сопротивление анодной нагрузки
R_RэR;
а-
.
R;~Rэ
Внутреннее сопротивление пентода обычно намного боль
ше эквивалентного сопротивления Rэ, поэтому его величи
ной в знаменателе можно пренебречь. В этом случае Ra ~
~ Rэ•
4. Выбираем сопротивление Rg утечки сетки и по фор
муле (2.19) вычисляем емкость переходного конденсатора
Cg:
Cg>
.
.
QнRg У Мн2 -1
5. Находим частоту Q0 и коэффициент усиления Ко
на этой частоте:
58
6. Используя найденное значение Ra, строим динами
ческую характеристику лампы и определяем графическим
путем ток/ а O и постоянное напряжение Иа O на аноде лам
пы.
7. Полученные данные позволяют рассчитать коэффи
циент частотных искажений и коэффициент усиления на
различных частотах рабочего диапазона:
Мн=:;~ {1 +(QнCglRg )2'
Мв= Ко= Vl +(QвСоRэ)2,
Кв
Кн=!Sд_, Кв=К0 ,
Мо
Мв
Пример 2.1. Рассчитать усилитель на резисторах, собранный
на одной половине лампы 6Н2П (фиг. 2.28), при условиях: напря
жение на входе И g = 0,5 В; диапазон частот 50-6000 Гц; допусти
мые частотные искажения Мн= Мв= 1,05; суммарная емкость
С0 = 200 пФ; напряжение источника анодного питания Еа = 250 В.
Параметры лампы 6Н2П: S = 2 мА/В, μ = 97,5, Ri = 49 кОм,
Раmax= 1Вт,Ин=6,3В,fн=0,345А.
Фиг. 2.28. Усилит,ель на лампе 6Н2П.
Требуется определить: сопротивление анодной
нагрузки Ra, сопротивление утечки сетки Rg, емкость раздели
тельного конденсатора Cg, коэффициент усиления на нижних,
средних и верхних частотах, сопротивление автоматического сме•
щения Rн и емкость блокировочного конденсатора Сн,
Решение.
1. Вычисляем эквивалентное сопротивление:
YI,052..,.... J
- ---- --- ::: :::;42 кОм.
6,28· 6,103 ·200, 10- 12
59
2. Находим сопротивление анодной нагрузки:
RэRi - 42,49
Ra=-~ ~-= ---=294 кОм.
Ri-Rэ 49-42
Принимаем сопротивление Ra = 300 кОм .
3. Выбираем сопротивление утечки сетки: , Rg = (5+ 1О) Ra =
5.300 = 1,5 МОм.
4. Определяем емкость разделительного конденсатора·
Cg >,-----~ -
- -- -- -: -- --;:=== 6600пФ.
RgQ6 УМн2~1
1,5-106 ,6,28,50 У 1,052 - 1
Принимаем Cg = 6800 пФ.
lа,нА
2,0>--+-- -
Еа l ~~ f+--+,,<'-'\=~1--,,Ч
Ra Iao
r-r-0
Фиг. 2.29. Характеристики лампы 6Н2П.
5. Рассчитываем коэффициент усиления на средних частотах:
1
1
Ко=μ,--R-
-R
-
=97,5-
1
-
-
4-9
--
4-9
-
z 81,5.
1+~:+R:
+300+1500
J. Находим коэффициент усиления на частотах 50 и 6000 Гц,
Ко 81,5
Кsо = Квооо= м= 1,05 = 77,5.
7. Определяем необходимую величину напряжения смеще-
ния Eg:
Eg= -0,5-Иg= -0,5-0,5= -1 В.
По хар11J{теристикам лампы (фиг. 2.29) выбираем Eg = -1,5 В,
при котором ток покоя 1а 0_будет меньше, чем при напряжении сме
щенияEg= -1В.
8. Строим динамическую характеристику. Для этого находим
Еа
250
--=---
=0,83 мА.
Ra ЗОJ,103
6Q
По оси тока откладываем значение Еа/ Ra (точка N) и прово•
дим . прямую через эту точку и точку М, соответствующую Еа =
= 250в.•
9. Находим по характеристике величину тока покоя / а O и по
стояннqе напряжение Иао на аноде лампы: lao= 0,4 мА, Иао =
~132в.
10. О п ределяем сопротивление автоматического смещения:
1Eg1
1,5
R11 =-- =
--
-z3800 Ом.
• laо
0,4-103
11 . Выбираем емкость блокировочного конденсатора С11 из
условия, что его сопротивление на нижней частоте сигнала должно
быть в 50-100 раз меньше сопротивления рез:1стора Rн , На ос
новании этого можно написать следующую расчетную формулу для
емкости Сн:
Выбираем Сн = 100 мкФ.
Вопросы для повторения.
l . Какое влияние оказывает внутреннее сопротивление лампы
на частотную характеристику каскада?
2. Какими способами можно уменьшить искажения в области
нижних частот?
3, Можно ли в лампQвом усилителе в качестве разделитель
ного конденсатора приме.и ять эл_ектролитический конденсатор?
4. На какое рабочее напряжение следует выбирать раздели
тельный конденсатор в ламповом усилителе?
§ 10 . ТРАНСФОРМАТОРНЫИ УСИЛИТЕЛЬ
Тра:нсформаторный усилитель (фиг. 2.30) широко ис
пользуется во многих современ:ных радиотехнических ус
тройспщх. O!i применяется как усилитель напряжения
и как усилитель мощности .
Рассмотрим принцип действия усилитедя. Приходящий
на сетку первой лампы сигнал низкой частоты создает в
анодной цепи л.ампы переменную составляющую тока, кото
рая, проходя через витки первичной обмотки трансформато
ра, создает вокруг них переменное магнитное поле. Маг
нитное поле первичной обмотки, взаимодействуя с витками
вторичной обмотки, индуктирует в них переменное . напря
жение.
61
Если число витков вторичной обмотки больше числа вит
ков первичной w2 > w1 , то напряжение, снимаемое с зажи
мов вторичной обмотки, будет больше напряжения, возни
кающего на зажимах первичной обмотки. Таким образом,
в трансформаторном усилителе, помимо усиления напряже
ния, происходит и повышение напряжения при помощи
трансформатора.
llg
Фиг. 2.30 . Усилитель на трансфор
маторе.
Сопротивление первичной обмотки трансформатора для
постоянной составляющей анодного тока обычно находится
в пределах от нескольких сот до нескольких тысяч ом. При
таком сопротивлении можно считать, что на анод лампы по
дается почти все напряжение источника анодного питания.
Поэтому напряжение источника анодного питания транс-
62
с,
Фиг. 2.31. Эквивалентная схема
трансформаторного усилителя.
Фиг . 2.32. Эквивалентная схема трансформатор
ного усилителя, приведенная к первичной об•
мотке.
форматорного усилителя может быть значительно меньше,
чем усилителя на сопротивлении, выполненного на той же
лампе. Сопротивление Rg, шунтирующее вторичную обмот
ку, включается для повышения устойчивости работы уси
лителя и улучшения его частотной характеристики.
Эквивалентная схема трансформаторного усилителя при
ведена на фиг. 2.31. Но такая схема для анализа неудобна,
поэтому заменим ее другой, в которой элементы, входящие
во вторичную цепь, приведены к первичной обмотке
(фиг. 2.32). На фиг. 2.31 и 2.32 приняты следующие обозна
чения:
,
и
Ивых = ~ - напряжение на выходе усилителя, при
п
веденное к первичной обмотке;
п = w2 - коэффициент трансформации;
W1
w1 - число витков первичной обмотки;
w2 - число витков вторичной обмотки;
r1 - Р-ктивное сопротивление первичной об
мотки трансформатора;
,
~
.
r2 = п - активное сопротивление вторичнои об•
мотки, приведенное к первичной;
L - общая индуктивность холостого хода;
L1 - индуктивность первичной обмотки;
L2 - индуктивность вторичной обмотки;
L81 - индуктивность
рассеяния первичной
обмотки;
Ls0
2=L~2
-
индуктивность рассеяния вторичной об
п
мотки, приведенная к первичной;
С1 - суммарная емкость первичной цепи, сла
гающаяся из выходной емкости Свых лампы,
паразитной емкости См 1 монтажа первичной
цепи и распределенной емкости С~тр пер
вичной обмотки трансформатора;
С2 - суммарная емкость вторичной цепи, ела-
•
гающаяся из входной емкости Свх лампы
следующего каскада, паразитной емкости
См2 монтажа вторичной цепи и распределен
ной емкости С 2тр вторичной обмотки транс
форматора;
С' 2 = п2С2 - суммарная емкость вторичной цепи, при
веденная к первичной;
63
R~ = :t - шунтирующее сопротивление, приведенное
к первичной обмотке .
Величина индуктивности рассеяния L8 зависит от кон
струкции трансформатора. Чем дальше расnоложены друг
от друга первичная и вторичная обмотки трансформатора,
тем значительнее L8•
Для уменьшения индуктивности рассеяния nрименяется
секционная намотка трансформатора, т . е. секции вторичной
обмотки ра~полагают между секциями первич;ной.
Фиг. 2.33 . Упрощенная приведен•
ная схема трансформаторного усили
теля.
Величина L8 в современных трансформаторах не превы
шает тысячных или сотых долей индуктивности первичной
обмотки:
а= !:.!... = 0,007 7 0,05.
L1
-
Здесь а - коэффициент рассеяния.
Схему фиг. 2.32 без особого ущерба для анализа ос_нов
ных явлений можно заменить более простой схемой фиг. 2.33.
Такая замена возможна по следующим соображениям:
1. Индуктивность L можно заменить индуктивностью
L1 , _так как в трансформаторе обычно L81 << L1 .
2. Сопротивления r1 , r2 обычно намного меньше Ri;
влияние их на работу схемы можно учитывать путем неко
торого увеличения R; до значения R;' . На аерхних частотах
ввиду малости тока, ответвляющегося в L, можно считать,
чтоR;=R1+r1+r2' .
Для нижних частот Rt' = R1 +
+ Г1,
-
3. Точно так же влияние емкости С 2 можн0 учесть при
помощи некоторого увел ичения емкости С 2' до значепия С.
4. Можно считать , что индуктивности L81 и L82 вклю
чены последовательно, и заменить их одной индуктивностью
Ls;Ls= Lвl+Ls2
1
•
64
Рассмотрим поведение отдельных элементов схемы
фиг. 2.33 на различных частотах. В области нижних частот
реактивное сопротивление индуктивности россеяния L8
ничтожно мало, поэтому его влиянием можно пренебречь
(фиг. 2.34, а).
В области средних частот, строго говоря, нельзя пре
небрегать ни одним из элементов схемы фиг. 2.33 .
В области верхних частот можно не учитывать влияния
индуктивности L1 , так как ее сопротивление Q.вL1 очень
,
Uвщ
а)
о}
Фиг. 2.34. Эквивалентные схемы трансформаторного усилителя ,!!ЛЯ
нижних (а) и верхних (6) частот.
велико. Основную роль на этих частотах играют индуктив
ность L8 и емкость С (фиг. 2.34, 6).
На схеме фиг. 2.34, а индуктивность L1 и емкость С об
разуют параллельный контур, сопротивление которого на
некоторой нижней резонансной частоте Q.0 н становится очень
большим. Для этой частоты эквивалентная схема каскада
принимает простой вид (фиг. 2.35).
Резонансную частоту определяют по обычной формуле
1
Qон= YL1C•
Напряжение
,
Ивых
R/
Ивых= --= μUg . ,
,•
п
Ri +Rg_
Отсюда напряжение на выходе
И=ИnμRg',
вых gR;' +Rg' •
(2.37)
Коэффициент усиления Ко каскада на
тоге Q.0 н равен
резонансной час-
Ивых
nμRg'
пμ
Кон ~· ,;-g = Ri'+Rf!'' ==~•
~
1+-'
Rg'
Если-Rg=оо, то и
З Зак. 458
Rg'=:ooo, а Кон=nμ.
(2.38)
65
Для определ ения коэффициента усиления на друг их
нижних частот ах, отличных от резонансной частоты Q0 ю
воспользуемся теоремой об экв ивалентном генераторе.
Эквивалентная схемз к ас када , полученная после преоб
разования , схем~~ фиг . 2.34, а, приведена на фиг . 2.36, где
Rэ 0= R;'R/l(R;' + Rg').
Применив к схеме фиг. 2.36 обыч ную методику анализа
работы каскадов, получим следующие выражения для оп-
Фиг . 2.35 . Эквивален т
ная схема ус и лителя на
резонанс н ой ч астоте .
Фиг. 2.36 . Приведенная эк
вивалентная схема.
ределения коэффициента усил е ния и коэффициента частот
ных искажений в области нижни х частот :
(2.39)
и
.,/
(R,'Rg')2(1_)2
Мн= V I+ R,'+Rg' QнL1
•
Зная допустимое зн ачение коэффициента частотных ис
. кажений
Мн , можно определить необходимую веJшчину
индуктивности первичной обмотки L1 :
R,' Rg'
1
Rэ
L1= --- -----=
-- :-- -:==;:::;:==::-
(2 40)
R;' + Rg' QпУМн2-1 Qн"J!Мн2-1
•
Если соп ротивл ение Rg о ч ень вели ко или совсем не вклю
чается, то формула ДJIЯ индуктивности L1 приобретает бо
лее удобный •для раснета вид
R;'
L1=
.
у--
(2.41)
Qн Мн2 -1
В области верх н их частот э 1шивал ентная схема
(фиг. 2.34, 6) каскада представл яет собой посл едов ательный
rюнтур, емкость которого зашунтирована соп р отивлением
66
Rg' . При некотqр ом з нач ении частоты Q = Qq;в в цепи KpI;J.тypa
Еоз1шкает рез онанс напряжений, что привощп к ~;енtР!"!У
увелич е нию напря жения на элементах контура !i, сJ.!tд~
тельн о , выходного на п ряжения Иных · Чаtтотн.ая х;э,р~х_~-
• ристика в этой обл асти ч астот будет иметь резкий подъем
(фиг . 2.37) ,
к
Фиг . 2.37 . Ч а ст от ная ха р актеристика т рансфор
маторного усилителя.
Если не учитывать вл иян ия сопротивления Rg, то
(2.42)
\
На частотах выше р езонан сной частотная характерис
ти к а ~меЕ;т кр утой срад, кото р ый вЬrзываетс~ одновремен
ным ум:еf(ьшен и ем и ток.q ~ цеп.и ц 1=l\1кос,тногQ с:оттротивления
конденсатора. Поэтому полоса п роп ускания трансформа
торного усилителя в о бласти верхн и х частот фактически
ограничивается частотой Q 0 в верх него рез9нанса. Общий
вид частотн ой характер истики п риведен на фиг. 2.37.
Острый пик частотно й хар;;1ктеристики сглаживаетс>1
при уменьшен и и шунтиру ющего соп ротивления R ,,. Однако
следует иметь в виду , ЧТО уменьшение Rg будет не толыю
выравнивать частотную х а рактеристику, но и снижать коэф
фициент 1( усилен ия каск ада. Поэтому величина R" выби
рается в пределах О, 1-1 МОм . В тех случаях, когда" умень
шение К нежелательно, эл ементы схемы выбирают таким
образом, чтобы резонансная ч астота Q0 в находилась за
пределами рабо чего ди апазона частот (пунктирная I<ривця
на фиг. 2.37) .
/
Вопросы для повтореиия.
1. Как изм е нится коэффицие нт усилени я при шунтировании
первичной обмотки трансфо р мато р а сопротивлением?
2. Как изменитсн ч а с тотна я характеристика усилителя при
шунтировании пер в ичной о бмотки трансформатора сопротивле
нием?
3 . Может ли мгновенное н а пр яжение на аноде лампы
. быть
больше на п ряжения источника анодног о п итан ия ?
3*
67
4. При каком условии коэффициент усиления каскада может
быть больше коэффициента усиления лампы?
5. Как изменится Ч;Jстотная • характеристи1<а усилителя при
замене триода пентодом?
Краткие выводы
1. Усилитель низкой частоты предназначен для усиле
ния электрических колебаний, частоты которых лежат в
преде.r;ах 16-20 ООО Гц.
2. В процессе усиления колебаний возникают искажения
формы сигнала, связанные с наличием в схеме усилителя
нелинейных и реактивных элементов.
3. Усилители на резисторах являются наиболее распро
страненным видом усилителя напряжения. Они обладают
высокими качественными показателями, их конструкция
проста и экономична.
4. Коэффициент усиления усилителя на резисторах за
висит от параметров лампы и сопротивления анодной на
грузки.
5. Коэффициент усиления трансформаторного усили
теля на триоде может быть больше μ лампы. Частотная ха
рактеристика такого усилителя имеет значительный завал
в области нижних и верхних частот.
Задачи
2.1 . Входное напряжение усилителя 1 мВ, выходное напря
жение 15 В. Определить коэффициент усиления К и выразить его
в децибелах.
Ответ: К=15ООО, К=83,5 дБ.
2.2. Врrразить в децибелах коэффициенты усиления К = 15;
200 ;, 450; 3 ООО; i5 ООО.
Ответ: К=23,56; 46; 53; 69,5; 83,5дБ.
2.3 . Определить коэффициент усиления трехкаскадного усили
теля и выразить его в децибелах, если К1=50, К2=50 и К3·= 20.
Ответ: Кабщ=50ООО, К=94 дБ.
2.4 . Каким будет К1 первого каскада двухкаскадного усили
теля, обладающего коэффициентом усиления К = 66 дБ, если ко
эффициент усиления второго каскада равен К2 = 40?
ответ: К1=50.
2.5 . Четырехкаскадный усилитель имеет !{оэффициент усиле
ния К= 80 дБ. Входное напряжение Ивх = 2 мВ.
Каким · будет напряжение на выходе усилителя и на выходе
каждого каскада, если коэффициенты усиления отдельных каска
дов равны?
Ответ: Ивых=20 В, Кобщ=10ООО, Ивых1=20 мВ,
Ивых2 = _200 мВ, Ивыхз = 2 В.
2.6. Коэффициент усиления на средних частотах Ко = 50, а
на крайних частотах Кн = 42 и Кв = 45. Определить коэффици
енты частотных искажений Мн и Мв, выразив их в децибелах.
Ответ:Мн= 1,19;Мн= 1,5дБ;Мв= 1,!!;Мв=О,82дБ.
ГЛАВА 3
УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ НИЗКОЙ
ЧАСТОТЫ ,
§ 11. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ УСИЛИТЕЛЯХ
МОЩНОСТИ
Усилителем мощности называется усилитель, основной
задачей которого является . отдача заданной мощности по
лезного сигнала в цепь нагрузки. Такие усилители обычно
являются оконечным каскадом многих радиотехнических
устройств. Они используются в радиоприемниках, радио
трансляционных усилителях, усилителях звукового кино,
измерительных усилителях и современных системах элек
тро- и радиооборудования самолетов и других летательных
аппаратов и во многих других приборах.
Величины мощностей, получаемых на их выходе, могут
11:1аходиться в пределах от десятых долей ватта до несколь
ких десятков киловатт. Напряжения и токи, действующие
в цепях усилителя мощности, значительно превосходят на
пряжения и токи, наблюдаемые в усилителях напряжений.
Если в усилителях напряжения обычно используется лишь
небольшой участок характеристики лампы, то в усилите
лях мощности всегда стремятся наиболее полно использо
вать всю ее характеристику, что приводит к заметному
возрастанию нелинейных искажений. Нередко при работе
•захватывается и часть характеристики, лежащая в области
положительных напряжений на сетке лампы. В сеточной
цепи усилительной лампы возникают токи, и она становится
потребителем мощности. В таких случаях усилителем мощ
ности должен быть не только оконечный, но и предоконеч
ный каскад, мощность которого может достигать значения
3- 5% от мощности оконечной ступени.
Условия работы усилителя мощности зависят и от ха
рактера нагрузки и от ее постоянства. В общем случае со-
69
противление нагрузки имеет комплексный характер. Действ
вие реактивной составляющей сопротивления нагрузки
(телефона , громкоговорителя и т . д.) проявляется главным
образом на верхних частотах диапазона . На средних ча
стотах сопротивление нагрузки имеет преимущественно ак
тивный характер . В дальнейших расчетах и выводах при
мем, что сопротивление нагрузки имеет активный характер .
Стремление получить в оконечном каскаде заданную
мощность нередко приводит I< необходимости использовать
Д1.11-1амическаfl
-ХарактерuС'т,жа
..... ..
1:
Фиг. 3.1 . Диаграмма работы лампы при колебаниях
первого рода.
в нем несколько ламп, соединяемых для совместной работы
или параллельно, или последовательно. В каскадах боль
шой мощности иногда одновременно применяется и парал
лельное и последовательное соединение ламп.
Оконечные каскады различаются также и по характеру
изменения тока в анодной цепи лампы. В зависимости от это
го различают работу ламп колебани}Iми первого и второго
рода.
При работе лампы колебаниями пер в о r о род а
ток в ее анодной цепи течет и изменяется на протяжении
всего периода · изменения напряжения на сетке . При таком
режиме колебания анодного тока повторяют форму измене
ний напряжения на сетке, так как они происходят в преде
лах линейного участка характеристики (фиг . 3.1).
Приработелампыколебаниямивторого рода
ток в ее анодной цепи течет и изменяется на · протяжении
70
некоторой части периода изменения напряжения на сетке
(фиг. 3.2). Такой прерывистый ток принято оценивать
величиной импульса ia max и длительностью импульса. Для
удобства расчетов длительность импульса обычно выра
жают через угол отсечки 0.
Нижним углом отоечки 0 называется половина той части
периода в угловом измерении, в течение которой в анодной
цепи лампы проходит ток:
ДllH(lMIJЧf:CK(lP
характерщ:тиха
0;;;;; o,5Q U2-t1),
ta tat
tгt
Фиг. 3.2. Диаграмма работы лампы при колебаниях
второго рода.
В усилительной технике различают также режимы ра
боты лампы без сеточных токов и с сеточными токами.
Такое разнообразие возможных режимов раб6тьr ламп уси-
'
!t,
лителя мощности привело к необходимости их классифика-
ции. Различают следующие основные режимы работы .ТJампы:
1) режим класса А 1 - режим работы колебаниями пер
вого рода без сеточных токов (см. фиг. 3.1);
2) режим класса В1 - режим работы колебаниями вто
рого рода без сеточных токов с углом отсечки 0 = 90°
(фиг. 3.3);
3) режим класса АВ1 - режим работы колебаниями вто
рого рода без сеточных токов с углом отсечки 0 = 120-:-130°.
Если при работе в каждом из этих режимов в сеточной
цепи J~ампы возникает ток, то индекс «1» заменяется индек
сом «2», например, АВ2 или В2 (фиг. 3.4 и фиг. 3.5).
71
Однако следует отметить, что в режиме класса А, при
меняемом в маломощных усилителях , почти всегда рабо
тают без сеточных токов , поэтому индекс «1» при записи
обычно не ставится.
t
Фиг . 3.3 . Диаграмма работы лампы в режиме
класса В1 .
Фиг. 3.4 . Диаграмма работы
лампы в режиме А.В 2 .
ia
Фиг . 3.5. Диаграмма ~:rзаоты
лампы в режиме В2•
Режим работы колебаниями второго рода позволяет по
лучить более высокий к . п. д. Такой режим применяется
в мощных усилителях и в усилителях с батарейным пи
танием.
72
Усилители мощности
различаются также и по
способу связи анодной це
пи с сопротивлением по
лез ной нагрузки. Наиболее
распространенной схемой
оконечного каскада явля
ется схема с трансформа
торным выходом (фиг. 3.6) .
Вопросы для
повторения.
1. Почему при работе
Ug
Фиг. 3,6 . Схема с трансформа
торным выходом .
лампы в режиме класса А не-
линейные искажения будут меньше, чем при работе' в режиме
класса В?
2. Можно ли по показаниям миллиам п ерметра в анодной цепи
лам п ы определить класс режима работы?
3. При каком режиме работы мощность рассеяния на аноде
лампы в режиме молчания будет наибольшей?
§ 12. ОДНОТАl(ТНЫй УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ
НА ПЕНТОДЕ
В современных маломощных усилителях и в оконечных
каскадах радиоприемников широко применяются пентоды
низкой частоты и лучевые тетроды. По сравнению с :трио
дами пентоды и лучевые тетроды обладают рядом преиму
ществ . Крутизна характеристики и коэффициент усиления
у этих ламп больше, чем у триодов. Поэтому переменное
напряжение на сетке лампы, необходимое для получения
в анодной цепи заданной мощности, в пентодных усилителях
в 2-3 раза меньше, чем в усилителях, выполненных на
триодах. Пентод и лучевой тетрод обладают сравнительно
небольшой проходной емкостью, что увеличивает устойчи
вость работы каскада по сравнению с каскадом на триоде .
Наличие в лампе экранирующей сетки с постоянным на
пряжением позволяет более полно использовать напряжение
источника анодного питания и сделать работу каскада бо
лее экономичной.
Основным недостатком пентода как электронного при
бора усилителя мощности является резко выраженная не
линейность его статических анодных характеристик, что
затрудняет аналитический анализ работы каскада . Исполь
зование нелинейных участков характеристик приводит к
73
повышенному значению коэффиuиента нелинейных иска
жений.
К. основным показателям, харакгеризующим работу
!<аскада усилителя мощности, относятся полез1щя мощность
Р; ,МQЩНQ<;:и,1 отда,ваемая источщп(QМ анод!;{ого пцтания, Ро;
мощность рассеяния на аноде лампыРа; максимальная мощ
tюсть рассеяния на аноде ЛаМПЫ р а шах• К. П. Д. каскада 'У],
~~еобходимое сопротивление анодной нагрузки Ra- Оценим
ia
~~'l<""""'~=:Jr-=:=F•---н -
"'Е
... ,
о
Va
Фиг. 3.7. Диаграмма работы усилителя мощности
на пентоде.
эти величины и определим степень нелинейных искажений.
Для решения задачи воспользуемся диаграммой работы
лампы (фиг. 3.7). На диаграмме принятьi следующие обоз
начения:
Еа - постоянное напряжение на аноде лампы, Иа
-
амплитуда переменного напряжения на аноде лампы, / а= -
величина постоянной составляющей анодного тока, равная
в первом приближении току покоя, / 1 - амплитуда пере
менной составляющей анодного тока, imax: - величина
анодного тока при напряжении на сетке eg = О.
Определим полезную мощность каскада:
(3.1)
Находим мощность, отдаваемую источнююм анодного
питания:
(3.2)
74
Вычисляем мощность рассеяния на аноде в рабочем ре
жиме:
(3.3)
Определяем максимальное значение мощности рассеяния
на аноде. В режиме молчания, когда на входе каскада от
сутствует сигнал, вся мощность, отдаваемая источником
анодного питания, расходуется на разогрев анода лампы,
поэтому
(3.4)
Находим коэффициент полезного действия каскада
р
'1']=Ро '
(3.5)
Определяем возможное значение к. п . д. усилителя мощ
ности на пентоде, для чего подставим в формулу (3.5) со
отношения (3.1) и (3.2):
Р О,5Иа/1 1Иа /1
ri-·--------
-
Р0- Eala= -
2 Еа/а= •
Отношение амплитуды переменного напряжения на ано
де лампы к величине постоянного напряжения называют
коэффициентом использования анодного напряжения:
s=~.
Еа
(3 .6)
Отношение амплитуды переменной составляющей тока
к постоянной составляющей анодного тока называют ко
эффициентом формы пульсирующего тока:
Выразим к. п. д. каскада через эти коэффициенты:
1
11=2~Уп·
(3.7)
(3.8)
Обычно в усилителях на пентодах 1; = 0,65-0,75,
а Yn = 0,7-0,8. Подставляя эти значения в формулу
(3.8), получаем
•
1
1
ri =2sУп=2(0,65-т0,75)(0,7+ 0,8)=0,237 0,3.
75
Среднее значение к. п. д. каскада ri = 0,25 ~ 0,26.
Если известна величина полезной мощности, то можно
определить примерное значение мощности, которая потре
буется от источника анодного питания, и максимальную
!'vЮЩ~ость рассеяния на аноде лампы:
р
р
Р0 =-=--=4Р,
rJ
О, 25
Раmax=Ро=4Р·
(3.9)
В усилителях мощности, выполняемых на триодах, сред
нее значение к. п . д . не превышает 17-20 %. Максимальная
мощность рассеяния на аноде триода при этом в 5- 6 раз
больше полезной мощности: Ра = (5-6)Р.
Величину полезной мощности, получаемую с помощью
пентода выбранного типа, можно оценить и без построения
рабочей диаграммы каскада. Выразим Р через напряжение
источника анодного питания и максимальное значение
анодного тока imax• которое легко определить по характе
ристикам лампы. Для этого установим связь между ампли
тудой переменной составляющей анодного тока и его мак
симальным значением: / 1 = imax - Ia=, но/а== /if'yп; та~
ким образом, / 1 = imax - / 1/уп, откуда следует / 1 =
= imaxYп/(1 + Уп),
Амплитуду переменного напряжения можно вычислить
с ПОМОЩЬЮ формулы (3.6): Иа = sEa, Подставим значения
/ 1 и Иа в формулу (3.1):
р 1r:в· Уп
=-<:, atmax - -
•
2
1 +Уп
Используя средние значения коэффициентов s и Уп,
находим
(3.10)
Как известно, источник тока отдает в цепь нагрузки
наибольшую мощность в том случае, когда сопротивление
нагрузки равно внутреннему сопротивлению источника.
Для пентодных усилителей это условие оказывается невы
полнимым. Внутреннее сопротивление пентодов измеряет
ся десятками килоом, Если сопротивление анодной нагруз
ки выбирается равным R;, то динамическая характеристи
ка лампы оказывается очень пологой и работой усилителя
охватываются левые участки характеристик, отличающие
ся большей нелинейностью. На фиг. 3.8 такому режиму
76
· работы
соответствует прямая А А' и график 1 изменения
анодного тока.
Заметно возрастают нелинейные искажения и при малом
сопротивлении анодной нагрузки, которому соответствует
более крутая динамическая характеристика (прямая ВВ')
и график анодного тока 2.
При таком расположении динамической характеристи
ки положительная полуволна сеточного напряжения вызы
вает значительно большие изменения анодного тока, чем
ia
:___--::.. ..- ,'{""""-,- _ __ _
___ _z
1
1
о t------+'------ о'-------
Еа
еа
t
Фиг. 3.8 . Диаграмма работы лампы при различ
ных значениях сопротивления анодной нагрузки.
отрицательная, в результате чего синусоидальное напряже
ние, поданное на сетку лампы, вызывает несинусоидальное
изменение анодного тока.
Для каждого типа пентода и лучевого тетрода можно
подобрать оптимальное значение сопротивления анодной
нагрузки Ra = Ra opt• при котором изменения анодного
тока будут симметричными (прямая СС' и график тока 3) .
Величина Ra O t приводится в паспорте лампы и состав
ляет обычно 12- 15% от ее внутреннего сопротивления .
В табл. 3.1 приведены значения Е а ном• Р а доп• imax •
Ri и ориентировочные значения сопротивлений анодной
нагрузки Ra для наиболее распространенных пентодов и
тетродов.
Нагрузкой усилителя мощности в радиовещательных
пр _иемниках служит громкоговоритель, а в связных при
емниках - громкоговоритель или телефон. Активное со
противление громкоговорителя исчисляется единицами ом,
поэтому его нельзя непосредственно включить в анодную
цепь лампы .
Для согласования анодной цепи лампы с цепью нагруз
ки на выходе каскада включается трансформатор. Рассмо-
77
Таблица 3 . 1
Марка лампы
Тип
IEa ном, ра дoп,J ·imax, \ R.,
\ Ra,
В
Вт
мА
!{~,' !
кОм
l':,
Уоо
1,.
2ШП
Тетрод лучевой
100
1,5 20 _.,.
10
2П2П
Тет род лу ч евой
60 0,4 6,5 170 15
6П!П
Тетрод лучевой
250 12
100
42 5,5
6П14П
Пентод
250 12
130
30 5,2
6П15П
Пентод
300 12
60
100 10
6П18П
Пентод
180 12
160
223
6П27С
Тетр од лучево й
250 27 ,5 275
20
3
6ПЗЗП
Пен тод
170 12 240
100 2
6ФЗП
Триод-пентод
170
8 150
152
6Ф4 П
Триод - п ентод
170
4
50
100 4,5
тр им электр ические свойства вы ходного трансформатор
ного каскада усиления 1\,сщности. Мс щность Р, создавае
мая переменной составляющей то к а , расходуется в актив
ном сопротивлении Ra анодн ой н агрузки. ВеJ1ичина этого
сопротивления складывается из приведенного сопротивле
ния нагрузки R11 ' и сопротив л ения обмото к тр а нсформатора:
(3. 11)
Приведенное сопротивление r2' потерь во втор ично й
обмотке обычно выбирается равн ым сопротивлению поте р ь
r1 в первич ной обмотке, п оэтому формулу (3.11) можно
записать в виде Ra = Rн' + 2r1.
Вы р азим полезную мощность анодной цепи через пере
мен ную составляющую - тока и сопрот и вление Ra:
Р= ~ 112Ra = +I?(Rн' +2r1),
Мощность , расходуемая в •сопротивлении Rн', я вляет
ся полезной выходной мощностью к аскада :
Рвых =-1⁄2-i12 Rн'·
(3.12)
1'v1ощность Рт , расходуемая в соп р отивлении обмото к ,
бесполезн о тратитсн на нагрев тран сфор м атора:
Рт = +/12 (r1 +r2' ) = +l122r1•
(3.13)
78
Потерю части мощности на нагрев трансформатора при•
нято оценив,~ть B~JJИ~!ff!OЙ 11т - коэффицие~том пол~tзыоrо
действия трансформатора:
1'] =Рвых= О,5112 Rн'
-=
Rн'
(3.14)
тР
0,5/ 12 (Rн'+2r1 ) · Rн'+2гi •
~,.читывая, что Rн' +2r1 = Ra, формулу (3 . 14) можн о
переписать в следующем виде:
Ra-2r1
315
Чт= --.
(.)
Ra
Величина к. п. д. выходного трансформатора в различ
ных усилителях мощности оказывается неЬдищ1ковой: чем
больше мощность усилит~ля, тем более ~ь~соким: доfжен
быть к. п. д. его выходного трансформатора (табл'. • 3.2) .
Таблиц а 3.2
Выходная мощность Рвых, Вт 1
5
5-100
100
К. п. д. трансформатора 1 0,7-0,8 0,8-0,9 О,9_:__0 , 95
Формулу (3.15) и табл. 3.2 можно использовать для опр е
деления величины допустимого сопротивления перви ч н ой
обмотки трансформатора r1 и коэффициента трансформа
ции п. Решая уравнения (3 . 15) относительно сопроти вления
r1 , получим расчетную формулу для допустим о й в ели ч ипы
сопротивления первичной обмотки трансфо рм ато ра:
r1 -: 0,5 Ra (1-УJт)-
Подставим найденное значение r1 в фо рмулу
R=Rн+2r=Rн+2Ra(1_Yj).
ап2
1
п2
2
г
Решим полученное уравнение относительно п :
(3.16)
(3. 11):
п- -.
/Rн
(3.17}
-
V Ra'У}т •
Если сопротивление нагрузки R н меньше с9прот ивл ения
анодной нагрузки Ra, то к оэффициент тра нсформации
п окажется меньше единицы, т. е. выходной тр ансформа
тор будет понижающим:
79
С помощью понижающего трансформатора можно согла
совать нагрузку, имеющую малое сопротивление, с анодной
цепью лампы, облащ~ющей значительным внутренним со
противлением R i.
Вопросы для повторения.
1. Цочему в выходных каскадах современных приемников при
менщотся пентоды и лучевые тетроды?
2. Чем объяснить более высокий к. п. д. усилителя на пенто
де?
3. Почему в усилителе на пентоде сопротивление нагрузки Ra
меньше, чем внутреннее сопротивление лампы?
4. Почему при выполнении выходного каскада на пенто.-:~:е или
лучевом тетроде коэффициент усиления предварительных каскадов
может быть меньше?
5. В каких случаях выходной трансформатор может быть по
вышающим?
§ 13. ЧАСТОТНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА
ОКОНЕЧНОГО КАСКАДА
Определим зависимость выходного напряжения оконеч
ного каскада (фиг. 3.9) от частоты усиливаемых сигналов.
Громкоговорители и телефоны помимо активного сопро
тивления обладают и реактивным сопротивлением индук
тивного характера, поэто
му сопротивление нагруз-
1~
ки оконечного каскада в
t___J-ц..J общем случае следует счи
тать комплексным:
iн = Rн + jQLн, (3.18)
Приведенная эквива-
лентная схема каскада изо
Фиг. 3.9 . Схема оконечного кас- бражена на фиг. 3.10. Со-
када на пентоде.
противления емкостей С1 и
С/, шунтирующих сопро
тивление нагрузки, значительно больше, чем Rн', поэто
му их влиянием на работу каскада можно пренебречь
и на средних и на верхних частотах диапазона. На нижних
и средних частотах можно не учитывать влияния индуктив
~-юсти рассеяния L81 и пересчитанной индуктивности нагруз
ки Lн1 , сопротивления которых на этих частотах незначи
тельны. Величина индуктивного сопротивления QL1 на
средних и верхних частотах заметно превышает пересчитан
ное сопротивление нагрузки Rн', поэтому его влиянием
80
на частотные свойства каскада можно пренебречь. Сопро
тивления r1 и r/ можно объединить с внутренним сопротив
лением лампы. Все эти допущения позволяют упростить
Фиг . 3.10 . Приведенная эквивалентная схема оконеч
ного каскада.
а)
о}
8)
Фиг . 3.11. Упрощенные эквивалентные схемы око
нечного каскада для нижних (а), средних (6) и
верхних (в) частот
эквивалентную схему каскада (фиг . 3.11) . В схемах приняты
следующие обозначения:
R/=сRt+r1+r2' = Rt+2r1,
R'=Rн
н п2'
L'=Lн
н п2'
LL+Ls2
s= sl
~,
и, Ивых
вых== --'
п
(3.19)
(3.20)
(3.21)
(3 .22)
(3 .23)
(3.24)
Для определения частотных искажений найдем коэффи
циент усиления каскада на различных частота.х диапазона .
81
Коэффициент усиления каскада на средних частотах
к_Ивых
_
пИ~ых
о-
-
.
Иg
Иg
Определим напряжение и:ых (фиг . 3. 11, 6):
И'-ИRн'
вых-μ g R;'+Rн'
Подставляя значение и:ых в формулу для коэффици
ента усиления, получим
(3.25)
Применим к эквивалентным схемам фиг. 3. 11, а и в
теорему об эквивалентном генераторе и найдем:
-
модуль коэффициента усиления на ш~жних частотах
1
кн=ко -
-=====-=--=-
-=-- ;
" 11 /1+(' ~)2
V QнL1.
(3.26)
-модуль коэффициента частотных искажений в обла
сти нижних частот
R·' R'
гдеR= ' н
3
R;' +Rн'
(3.27)
-модуль коэффициента усиления 1.J:a верхних частотах
-./1+(Qв~н')2
ккV,Rн
в=О
/
V I ( QБLs+QвLн'\ 2
+ R;' +R,i' J
(3.28)
-модуль коэффициента частотных искажений в обла
сти верхних частот
М=
в
(3.29)
82
Полученные формулы позволяют сделать вывод о влия•
нии параметров схемы на ее электрические свойства.
Из формулы (3.27) видно, что коэффициент частотных
искажений в области нижних частот зависит от величин
L1иR~.
Эта зависимость позволяет по заданной величине
частотных йскажеr-rий и по извеr.тному сопротивлению на
грузки определить необходимую величину индуктивности
первичной обмотки трансформатора:
L_
Rэ
1-
Qн УМн2 -1
Увеличивая индуктивность первичной обмотки транс"
форматора или уменьшая эквивалентное сопротивление на•
грузки, можно уменьшить частотные искажения на нижних
1( 1·
~
Фиг. 3.12 . Примерная частотная харак-
теристика оконечного каскада.
частотах. Однако следует помнить, что уменьшение сопро•
тивления нагрузки, может вызвать уменьшение выходного
напряжения и полезной мощности каскада. Степень частот•
ных искажений в области верхних частот диапазона зави•
сит от индуктивности рассеяния, активной и реактивной
. составляющих
сопротивления нагрузки. Индуктивность рас
сеяния вызывает спад частотной характеристики, в то вре
мя как индуктивность самой нагрузки создает в этой области
частот подъем частотной характеристики. Однако степень
их влияния далеко не . одинакопая. Сумма внутреннего
сопротивления лампы и приведенного сопротивления на
грузки несравненно больше Q 8L8. Поэтому влиянием индук•
тивности рассеяния на частотную характеристику можно
пренебречь. Следовательно, в области верхних частот из-за
влияния индуктивности самой нагрузки в частотной харак•
теристике будет наблюдаться подъем (фиг. 3.12).
Индуктивность :нагрузки влияет не только на форму
частотной характеристики каскада, но и на :нелинейные
83
искажения, появление которых на верхних частотах свя
зано с повышением сопротивления анодной нагрузки из-за
того, что мод'уль эквивалентного сопротивления становится
больше оптимального значения Ra opt· Для устранения
подобных явлений в схеме усилителя на пентоде применяет
ся корректирующая цепь (фиг . 3.13), позволяющая сделать
сопротивление нагрузки на верхних частотах неизменным,
т. е. не зависящим от частоты сигнала . Из теории перемен-
а)
о)
Фиг . 3.13 . Усилитель мощности на пентоде с
корректирующей цепью (а) и его эквивалентная
схема (6).
ных токов известно, что при выполнении в этой схеме усло
вия R = Ra = V La!C эквивалентное сопротивление кон
тура при любой частоте тока неизменно и численно равно
Rа. -Это явление носит название «вечного резонанса». Но
при таком значении сопротивления R = Ra оно будет по
глощать заметную долю полезной мощности усилителя.
Для уменьшения потерь в сопротивлении R его обычно вы
бирают несколько больше Ra.
Влияние корректирующей цепи на работу каскада мож
но понять из следующего пояснения . На низких частотах
диапазона емкостное сопротивление конденсатора С вели
ко и цепь RC не отказывает шунтирующего действия на
сопротивление нагрузки. На в~рхних частотах емкостное
сопротивление конденсатора С уменьшается и сопротивле
ние R начинает шунтировать цепь полезной нагрузки, ком
пенсируя тем самым возрастание сопротивления Za.
Расчет элементов корректирующей цепи С и R произво
дится по следующим формулам:
(3 .30)
где
84
Вопросы для повторения.
1. Почему в усилителе на пентоде индуктивность рассеяния
трансформатора мало влияет на форму частотной характеристики?
2. Можно ли улучшить частотную характеристику оконечного
каскада, подключая к первичной обмотке трансформатора только
один резистор?
3. Зависит ли необходимая индуктивность первичной обмотки
трансформатора от внутреннего сопротивления лампы?
§ 14. РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ
НА ПЕНТОДЕ И ЛУЧЕВОМ ТЕТРОДЕ
в · РЕЖИМЕ КЛАССА А
Основной особенностью расчета усилителя на пентоде
является учет нелинейности характеристики пентода и за
висимости его параметров от режима работы. Это затрудняет
идеализацию характеристик и делает невозможным анали
тический расчет каскада. Поэтому расчет усилителя на
пентоде производится графическим методом , изложенным
в ряде работ советских радиоспециалистов - Л . Б. Слепя
на, Г. В. Войшвилло, С. Н. Кризе и др.
Графический метод расчета усилителя, как и любой
графический расчет, не отличается большой степенью точ
ности. Однако получаемые результаты в большинстве слу
чаев удовлетворяют запросам практики.
Исходные данные
1. Полезная мощность на выходе Р вых·
2. Сопротивление нагрузки Rн·
3. Индуктивность нагрузки Lн .
4. Диапазон частот Fн - Fв·
5. Допустимые частотные искажения Мн и Мв на гра
ничных частотах.
6. Допустимое значение коэффициента нелинейных иска
жений у .
Требуется определить
1. Тип лампы и напряжение источника анодного пита-
ния Еаи ·
2. Напряжение сигнала Иg .
3. Напряжение смещения Eg .
4. Постоянную составляющую анодного тока 1 а= •
5. Мощность рассеяния на аноде лампы Ра .
6. Сопротивление первичной обмотки трансформатора r1 .
85
7. Сопротивление автоматического смещения R.,, . .
8. Индуктивность первичной обмотки трансформатора L1 .
9. Коэффициент трансформации п.
•
10. Элементы корректирующего контура R и С.
Порядок расчета
1. Находим полезную мощность лампы:
р =; Рnых,
'l'Jт
Значение 'УJт выбираем из табл. 3.2 .
2. Определяем мощность рассеяния на аноде лампы:
Ра=4Р.
3. Выбираем по справочнику тип лампы, удовлетворяю
щей условию:
Ра доп;;:, Ра.
4. Рассчитываем примерную величину постоянног9 на
пряжения на аноде лампы, для чего предварительно опре
деляем значение тока iшах-
При работе пентода в классе А максимальное значение
анодного тока iшах ограничивается мгновенным напряже
нием на сетке лампы eg = О . Это значение тока можно лег
ко найти по характеристикам выбранной лампы или в
табл. 3.1 .
Зная веJ1ичину максимального анодного тока, можно
определить необходимое напряжение на аноде лампы:
Е=8Р
а
.
•
1max
5. Находим напряжение смещения Eg и амплитуду на
пряжения возбуждения.
Напряжение смещения и переменное напряжение Ug
на сетке лампы определяются . графическим путем по идеа
лизированной характеристике лампы ia = f(eg).
Идеализируя характеристику ia = f(eg), находим напря
жение Eg' (фиг. 3 . 14). Рабочую точку располагаем на сере~
дине идеализированной характеристики
-
Eg'
Eg = -2-·
86
Амплитуду сеточного напряжения берем равной вапря•
жению смещения или несколько меньше его:
Идеализированная характеристика совпадает с линейной
частью статической характеристики лампы, поэтому вели
чину Eg' можно выразить через максимальный анодный
ток и крутизну характери
стики лампы:
Последнее соотношение яв
шrется исходным для опре
деления Еg и Ug аналитиче
ским путем:
\Е/=И =imax.
g
g
2S
(3.31)
6. По характеристике лам
пы определяем ток покоя
la= (фиг. 3.14) и произво
дим проверку:
о
-
-
Е'g--
н
tS
Е
Фиг. 3 . 14 . Графический спо
соб определения сеточных на-
пражений.
7. Строим динамическую характеристику лампы и опре
деляем сопротивление анодной нагрузки Ra - Если рассчи
танный режим работы близок к рекомендуемому в паспорте
лампы, _то сопротивление нагрузки Ra можно взять из спра
вочника. При значительном расхождении расчетного ре
жима работы с паспортным, что обычно наблюдается в слу
чае неполного использования лампы, оптимальное сопро
тивление нагрузки Ra следует определить графическим пу
тем. Для этого на семейство анодных характеристик на
кладываем линейку с делениями. Вращая линейку вокруг
выбранной рабочей точки (фиг . 3.15), находим та:!{ое ее по
ложение, при котором .длины отрезков а и Ь окажутся рав
ными. Равенство отрезков а и Ь свидетельствует о симмет
ричности изменений анодного тока, т. е. о минимальном
значении второй гармоники анодного тока. Фиксируя это
положение линейки точками на характеристике, находим
графическим путем амплитуду первой гармоники тока,
87
амплитуду переменного напряжения на аноде лампы Иа,
примерное значение полезной мощности и сопротивление
анодной нагрузки:
Р=+l1 Иа,
Величина полезной мощности ориентировочно равна
площади треугольника ABD:
Р-_J_/И_ AB,BD
~21а~
2,
Если полученное значение полезной мощности меньше
заданной, то нужно несколько увеличить анодное напряже
ta
J
e(J,
ние Еа, а иногда и напря
жение на сетке лампы ( Иg
и Еg) и определить новые
значения токов, напряже
ний и полезной мощности
8. Находим коэффици
ент нелинейных искаже-
ний:
1 2с -(а+Ь)
У =Уз=- --'- --- -' -~
2 а+ь+с
Фиг. 3.15. Диаграмма графиче
ского расчета усилителя мощно
сти.
В случае превышения
полученного значения ко
эффициента 1' над заданным следует несколько уменьшить
амплитуду переменного напряжения на сетке лампы.
9. Рассчитываем сопротивление анодной нагрузки:
Ra=Иа•
/1
10. Находим сопротивление первичной обмотки транс
форматора:
R.
Г1 = ~(l-YJт).
2
11. Определяем сопротивл~ние автоматического смеще
ния:
R= iEg\
к la=+Ig2
Ток экранной сетки / g 2 следует брать из справочника
или определять по характеристикам лампы.
88
12. Вычисляем напряжение источника анодного питания:
Еаи-:::-Еа +Zа=Г1 +IEgl•
Пример 3. 1. Рассчитать усилитель мощности по следующим
техническим условиям: полезная мощность на выходе Рвых =
= 2,25 Вт; сопротивление нагрузки Rн = 5 Ом; индуктивность
нагрузки Lн = 0,003 Г; диапазон частот F8 = 80 Гц, F8 = 6000 Гц;
допустимые частотные искажения Мн= М 8 = 1,25; коэффициент
нелинейных искажений <\' < 8%.
Решение.
1. Принимаем 'l'Jт = 0,75 и
находим расчетную полезную
мощность лампы:
Р=Рвых= 2,25=3Вт
'l'Jт
0,75
•
2. Определяем мощность
рассеяния в режиме отсутст
вия сигнала на сетке:
Ра=4Р=4-3=12 Вт.
3. , Выбираем
пентод
/0 ,мА
1';0
120
100
'Тiю
<::,
~60
j__
w
го
... -
/
v-
-
/1><....
I ..,
"<;,,
~f- -
vV'
1
-
01
-ZB
-
-38
-r-
-48
1
'-...1
-68
1
-88
О/ 100 200
1·12
300
k--l8ff---4
1
6П1чП
·9
·10
-
. /f;
ffOO Еа.,В
6П14П. Данные пентода:
И~,=6,3 В; lп=0,76 А;
lg,=5ыА;Eg,=250В;
S=11,3 мА/В; μ=226;
Фиг. 3.16. Приыер графического
расчета усилителя на лампе
6П14П.
Ri=20кОм;Радоп=12Вт.
4. Принимаем imax = 125 мА
аноде лампы:
и определяеы напряжение на
8Р
8,3
Еа=--=--=192 В.
imax О, 125
Увеличиваем Еа до практически удобного значения: Еа =
=200в.
5. Находим напряжение смещения и амплитуду переменного
напряжения на сетке лампы:
imax
125
JEgJ= 28= 2
_
11 ,3 z5,55 В.
Принимаеы
Иg=JEgl=6 В.
6. По характеристике лампы (фиг. 3.16) определяем ток по•
кояla=48мА.
7. Строим динамическую характеристику, по которой опре
деляем [1 = 40 мА и Иа = 184 В. Вычисляем мощноать, отдавае•
мую лампой:
89
8, Находим коэффициент нелинейных искажений (по дина
мическ о:!! характеристике определяем длины отрезков а, Ь, с; полу-
чима=18,Ь=18,с=22,5):
_ .. ! _ 2с-(а+Ь)
..!_ 2-22,5-(18+18) _ 0 077.
Уз- 2 а+ь+с
2 18+ 18+22,5
-
'
'
у3=7,7% <8%.
9. Находим сопротивление анодной нагрузки:
Иа 184
Ra=-= - - =4600 Ом.
11
0,04
10. Рассчитываем сопротивление первичной обмотки транс•
форматора~
1-'У)т
1-0,75
r1=Ra- 2
-
=4600
2
575 Ом.
11. Определяем ,опротивление автоматического смещения,
IEgl
6
Rк=---=
3= 113Ом.
la=+Ig2 (48+5) 10-
12. Находим напряжение источника анодного питания:
Еа и=Еа +!а= r1 + 1 Eg 1 =200-j-0,048,575-j -6 z 234 В .
13. Рассчитываем индуктивность первичной обмотки транс-
форматора~
90
R _ Ra (Ri+2r1)
э
Rа+Ri+2г1
4600 (20 ООО -j - 2,575)
--~-~----'-- ~ 3800 Ом.
4600+20 ооо+ 2•575
Rэ
3800
~/
=10 г.
6,28,80rl,252~1
14. Находим индуктивность рассеяния,
R1-! -Ra -- 20000-j -4600 ~
- ---
Ls= --'--'---"'" УM82- l
-----V1,252- 1=О,49 Г"
QB
6,28 -6000
15. Определяем коэффициент трщ1сформации,
п= VR:~.r = v·~460/0,75±0,03~ -
l6. Рассчитываем элементы корректирующсil цепи;
R= 2Ra = 2, 4600=9200 Ом,
Lн
0,003
Ls+~
0,49+ (0,038)2
С=----=------- = 3,04- 10· -
8Ф.
R2
(9200) 2
Выбираем С = О,03 мкФ.
Вопросы для повторения.
1. Каким способом можно уменьшить нелинейные искажения
в усилителе на пентоде?
2. Можно ли экранирующую сетку лампы пентода или тет
рода соединить неnосредстiJенно с анодом?
3. Почему с увеличением сопротивления анодной нагрузки
возрастают нелинейные искажения? •
4. Можно ли без подробного технического расчета определить
примерное значение полезной мощности?
§ 15. ДВУХТАКТНАЯ СХЕМА УСИЛИТЕЛЯ
мощности
Усилюели, мощность которых не превышает 3-5 Вт,
обычно выполняются по ощ~'отактной <;хем~ на триоде, тетро
де или пентоде. Большая часть типов усилительных ламп
низкой частоты, выпускаемых вакуумной промышленно
стью, предназначена для получения такой сравнительно
небольшой мощности, поэтому в каскадах усилителей с мощ-
1юстью порядка 5-6 Вт и более приходится использовать
не одну, а несколько ламп. При использовании в одном кас
каде несколышх ламп их соединяют или параллельно, или
последqвате~ыю. Однако_ пар;;:,nлелыюе соединение ламп
используется сравнительно редко.
Увеличение мощности в тюшх усилителях достигается
увеличением тока в анодной цепи параллельно соединен
ных ламп. Но одновременно с переменной составляющей
суммарного анодного тока возрастает и постоянная сос
тавляющая анодного тока Ia=, что, как правило, создает
дополнительные трудности при конструировании транс
форматора и, кроме того, может привести к возв:икiювению
дополнитеJ1ы1ых нелинейных иск ажений в цепи самого
тl)ансформатора. Наиболее распространенной схемой
соединения ламп для совместной работы в одном к;;:скаде
является • последовательная или двухтактная схема
(фиг. 3.17).
Если 'расчетная мощность усилителя превышает мощ
ность, которую могут создать две лампы в двухтактной схе
ме, то в каждое плечо схемы включается не одна, а две или
три лампы.
Использование в каскаде большего числа ламп для по
лучения заданной мgщности обычно не рекомендуется . Если
четырех или шести ламп оказывается недостаточно, то кас
кад рассчитывают ' на двух более мощных лампах.
Рассмотрим принцип работы двухтактной схемы.
91
Вторичная обмотка входного трансформатора имеет вы
вод от средней точки, разделяющей ее на две равные части.
Вывод от средней точки вторичной обмотки соединяется
с источником напряжения смещения . Крайние зажимы вто
ричной обмотки соединяются с сетками ламп. Крайние за
жимы выходного трансфор-
матора усилителя соеди-
няются с анодами ламп Л1
и Л2, а его средний вывод
подключен к плюсу источ
ника анодного питания.
Если в какой-то момент
времени напряжение на
верхнем зажиме вторич-
ной обмотки входного
трансформатора относи-
тельно средней точки по
ложительно, то напряже-
IB
Фиг. 3.17. Двухтактная схе
ма усилителя.
t
t
Фиг. 3 . 18 . Диаграмма работы
ламп двухтактного каскада .
ние на нижнем зажиме вторичной обмотки будет в тот же
момент времени отрицательным.
Средняя точка обмотки через источник напряжения сме
щения соединена с катодами ламп, поэтому переменные на
пряжения, подаваемые на сетки ламп Л1 и Л 2 , оказываются
сдвинутыми во времени на полпериода, а по фазе - на
угол 180° или, как говорят, находятся в противофазе. При
этом увеличение тока в одной лампе (например, J/1) будет
сопровождаться уменьшением анодного тока в другой лампе
(Л2). Через полпериода лампы поменяются ролями и изме
нение тока в их анодных цепях будет иметь обратный ха
рактер (фиг. 3.18).
92
Определим характер воздействия анодных токов ламп
Л1 и Л 2 на первичную обмотку выходного трансформатора.
Представим мгновенные значения токов в виде суммы по
стоянной составляющей и ряда переменных составляю
щих. Ток лампы Л1
ia'= 1:=+ li'cosQt+ /2' cos2Qt+/з'cosЗQt+ ... (3.32)
Ток лампы Л2
ia"=l:=+li"cosQ (t + т;) +J2"cos2Q (t +:1 ) +
+Jз"cosЗQ(t+ : 1 )+ ...
(3.33)
Здесь Т1 - период первой · гармоники тока.
Выразим угловую частоту Q сигнала через период пер
вой гармоники:
Q=2n:•
Т1
Подставим значение Q в формулу (3.33):
i/= 1:= +li''cos 2n: (t+ Ti)+1/cos22л(t+ Ti)+
Т1
2
Т1
2
+ тз"cos32n:(t+ т1)+ ...
Т1
2_
ia" = 1:=+li''cos (~: t+л)+12" cos (2~t+2л)+
1+13"cos (з 2:п; t+ Зл) + ...
Т1
,
Производя обратную замену 2л/Т1 =Q и используя
известные тригонометрические соотношения, получим
ia" = 1;= +11" cos (Qt +л) +12" cos(2Qt +2л) +
+lз" cos (ЗQt +Зл),
ia" = 1:=-1i" cos Qt +12 11 cos 2Qt-1з'' cos.3Qt + ... (3.34)
Из сравнения формул (3.32) и (3 .34) можно сделать сле
дующие выводы:
1) первые и третьи гармоники анодных токов ламп сдви
нуты по фазе на угол 180°;
2) все четные гармоники анодных токов совпадают по
фазе.
93
В общем проводе анодного питания, соединяющем поло
жительный полюс источника питания со средней точкой вы
ходного трансформатора, мгновенное значение тока равно
сумме мгновенных значений анодных токов ламп Л1 и Л 2 :
ia = ia' + ia". Подставляя значения токов ia' и ia'' из
формул (3.32) и (3.34), получим
ia =l~= +1:= +(li'-1/)cosQt +(!2 ' +lz")cos 2Qt +
+ (!з'-lз'')соs 3Qt + ...
(3.35)
Если лампы одинаковы, т. е. плечи каскада симметрич
ны, то составляющие токов соответственно равны друг другу:
1:= = 1:=,
1i' = 1i'', // = /z", 13' = 1з"...
Учитывая это, окончательно получим
ia =21а= +212 COS 2~U.
Таким образом, при симметрии плеч усилителя в общем
провод~ анодного питания проходят Т()ЛЬко постоянные
составляющие анодных 1:qков и токи четных гармоник.
Qтсут~пще в ц~пи щт9.чн11ка ai~9Дtrqr9 ЩПf:ЩИ~. ~;:тервой
гармоник~ 1:<;>ка позволяет в ~начите,1Iьн9й ст~r;r~!;\И умень
шить паразитную обратную связь, возникающую в много
каскадном усилителе через внутренf]:ие сопротщзления об
щего источника тока , В результате уменьшен;!:f.f! паразит
ной обратной связи повышается устойчивость работы много-
каскадной схемы.
•
Токи, проте!{ающие через каждую из половин первичной
обмотки, направлены относительно среднего вывода в про
тивоположные стороны. Поэтому магнитный поток Ф, со
здаваемый токами ламп Л1 и Л 2 , оказывается пропорциональ
ным разности мгновеннь1х значений токов ia' и ia":
(3.36)
где А - коэффициент пропорциональности, зависящей от
конструкции трансформатора и числа витков первичной
обмотки.
Подставим в формулу (3.36) значения токов из формул
(3.32) и (3.34):
Ф= А (I~=-1:=)+A(li' + Ii") cosШ+
+А (12' -/z") cos 2Qt +А (13' + //)cos3Qt + ... (3.37)
94
Для каскада с одинаковыми лампами и симметричной
первичной обмоткой формула (3.37) принимает следующий
вид:
Таким образом, при симметрии плеч усилителя магнит
ный поток, а следовательно, и напряжение во вторичной
обмотке трансформатора зависит только от нечетных гар
моник анодного тока.
Постоянные составляющие анодных токов ламп каскада,
имеющие относительно средней точки первичной обмотки
трансформатора противоположные направления, создают
вокруг витков частей первичной обмотки равные и проти
воположно направленные постоянные магнитные потоки.
Результирующий постоянны~ магнитный поток в строго сим
метричной схеме окажется равным нулю. Отсутствие по
стоянного подмагничивания позволяет в значительной мере
уменьшить вес и размеры выходного трансформатора. Точно
так же окажется равным нулю и результирующий магнит
ный поток, который создается токами четных гармоник,
имеющих относительно средней точки первичной обмотки
противоположные направления. Таким образом , с зажимов
вторичной обмотки выходного трансформатора будут сни
маться напряжения, пропорциональные лишь токам нечет
ных гармоник .
В общем случае величина магнитного потока, создавае
мого токами четных гармоник, в сответствии с формулой
(3.37) пропорциональна разности амплитуд этих гармоник.
Поэтому в каждом плече усилителя допускаются значитель
но большие нелинейные искажения, вызываемые второй
гармоникой Мюдноrо тока, наиболее сильной после первой
гармоники. Последнее обстоятельство позволяет более 1юл
но использовать характеристику анодного тока и умень
шить значение постоянной составляющей анодного тока / а=•
Коэффициент формы пульсирующего тока Уп = / 1// а= в
двухтактной схеме может быть близким к единице .
Уменьшение постоянной составляющей анодного тока
приводит к снижению величины мощности, потребляемой
от источника анодного питания, а следовательно, к повы
шенrйо к. п . д. каёкада.
Двухтактная схема позволяет использоВ?ТЬ в оконеч
ном каскаде не только р ежим класса А, но и режимы клас
сов АВ и В, применение которых в однотактной схеме не-
95
возможно из-за недопустимо больших нелинейных искаже
ний (у= 30%).
Симметричность плеч двухтактного усилителя относи
тельно источника анодного питания позволяет использо
вать в анодной цепи выпрямитель со сравнительно неболь
шой степенью фильтрации. Одновременные изменения анод
ных токов ia' и ia'', вызванные пульсацией питающего на
пряжения, создают равные по величине и противоположные
по направлению приращения магнитного потока частей пер
вичной _ обмотки, действие которых взаимно компенсирует
ся. Поэтому на выходе двухтактного усилителя фон пере
менного тока прослушиваться не будет. По тем же причи
нам в двухтактном усилителе окажется значительно сни
женным и фон переменного тока, наблюдаемый в однотакт
ных каскадах при питании цепей накала переменным то
ком.
На основании изложенных особенностей работы двух
тактного усилителя к его положительным свойствам можно
отнести:
1) увеличение полезной мощности вдвое;
2) уменьшение нещшейных искажений, обусловленных
второй гармоникой анодного тока;
З) более полное использование ламп при работе в режи
ме класса А и возможное применение режимов классов
АВиВ;
,
4) повышение значения к. п. д. усилителя;
5) понижение чувствительности усилителя к пульсаци
ям напряжения на выходе выпрямителя, питающего анод
ную цепь каскада;
6) отсутствие в цепи источника анодного питания первой
гармоники сигнала, в результате чего уменьшаются пара
зитные связи между каскадами усилитеJiя и повышается
устойчивость его работы.
Следует отметить и некоторые недостатки д.вухтактной
схемы;
·
а) двухтактный каскад требует симметричного gыхода
предыдущего каскада, что затрудняет связь однотактного
каскада с двухтактным;
б) для работы схемы требуется не менее двух ламп . Этот
недостаток в усилителях с мощностью в несколько ватт
устраняется применением сдвоенных ламп .
96
. Особенности расчета двухтактного каскада
Если плечи двухтактного каскада симметричны, то его
эквивалентную схему для области средних частот можно
представить так, как это показано на фиг. 3.19. Пунктиром
показана цепь источника анодного питания, чере3 которую
не проходят переменные составляющие нечетных гармоник.
Схему с двумя источниками переменного тока можно заме
нить схемой с одним источником, имеющим в 2 раза боль
Фиг. 3. 19 . Эквива
лентная схема двух
тактного усилителя
в области средних
частот.
шие напряжение и внутрен
ыее сопротивление (фиг. 3.20) .
Подобная схема ничем не от-
Фиг. 3 . 20. Приведен-
ная
эквивалентная
схема двухтактного
усилителя.
личается от эквивалентной схемы однотактного каскада,
поэтому расчетные формулы, полученные для однотакт
ной схемы, можно использовать и для двухтактного кас
када .
Практический расчет двухтактного усилителя, работаю
щего в режиме класса А, обычно производят следующим
образом . Определяют мощность одного плеча:
Затем производят расчет плеча в последовательности, ука
занной для однотактного каскада . По полученным. данным
оассчитывают показатели всего кас1(ада .
,
При расчете одного плеча двухтактного усилителя сле
ду ет учитывать некоторые его особенности . Как уже ука
з ывалось, · лампы д~ухтактногс, усилителя более полно ис
пользуются по току. При Уп = 1 ~1акс11мальная мощ-
4 Зак. 458
97
ность рассеяния на аноде триода при отсутствии сигнала
равна
раmax= 2Р' 2+а:·
а
Отсюда можно определить число ламп т в одном плече :
т= Ра maxfPa .!оп·
При полном использовании лампы по току в_ процессе
работы захватывается нижний криволинейный у 1асток ха
рактеристики лампы. При этом действующее значение внут
реннего сопротивления лампы R; оказывается на 10 - 15%
больше значения R;, указанного в паспорте .
Возрастание действующего значения внутреннего сопро
тивления лампы следует учитывать при определении напря
жения источника анодного питания Еа и и напряжения по
лезного сигнала Иg на сетке лампы.
Несколько изменяется расчетная формула для коэффи
циента нелинейных искажений . Если в однотактном
каскаде величину сопротивления анодной нагрузки вы
бирали из условия симметричного изменения анодного тока,
то в двухтактном каскаде сопротивление нагрузки выбирают
из условия получения от лампы наибольшей мощности .
Действие второй гармоники, неизбежно возникающей при
таком выборе сопротивления нагрузки, будет скомпенси
ровано симметричностью самой схемы каскада . В этом
случае коэффициент нелинейных искажений у = у3 = / зf11.
Однако полная симметрия плеч встречается довольно
редко; так как подобрать две совершенно одинаковые лампы
для плеч усилителя невозможно. Неравноценность ламп для
плеч усилителя принято выражать коэффициентом асим
метрии 6:
Если этой величиной пренебречь нельзя, то коэффициент
нелинейных искажений следует рассчитывать по с.1едующей
формуле:
(3.38)
Несколько изменяется и формула для расчета коэффи
циента трансформации п - в нее следует подставлять удво-
98
енное значение сопротивления анодной нагрузки, определен
ное для одного плеча:
п=.. I ·~.
V 2.R.a' 'l']т
Вопросы для повторения.
1. Как соединяются лампы в двухтактной схеме? Чем выгодно
такое соединение?
2. Почему напряжения на сетках ламп должны быть сдвинуты
по фазе на угол 180Q?
3. Каким способом можно добиться симметрии плеч каскада
по постоянному току?
4. Почему к . п. д . двухта1пного усилителя может быть больше,
чем однотактного?
5. Как изменятся показания прибора, измеряющего анодный
ток усилителя, работающего в режиме класса В, с подачей на сетки
ламп напряжения сигнала?
Расчет трансформаторов низкой частоты
При конструктивном расчете определяются геометриче
ские размеры сердечника трансформатора, число витков
первичной и вторичной обмоток и размещение обмоток на
каркасе трансформатора.
Трансформаторы малой и
средней мощности выполняются,
как правило, на сердечнике бро
невого типа, собранном из Ш-об
разных пластин (фиг. 3.21). При
такой форме сердечника первич
ная и вторичная обмотки транс
форматора располагаются в не-
• посредственной близости друг от
друга, в результате чего замет
но уменьшается индуктивность
рассеяния L8 •
В трансформаторах низкой
частоты применяются два вида Фиг. 3.21. Внешний вид
обмоток: цилиндрическая (фиг. сердечника броневого типа.
3.22) и дисковая (секциониро-
ванная) (фиг. 3.23). В этом случае витки вторичной об
мотки можно располагать между витками первичной, что
позволяет в значительной мере уменьшить индуктивность
рассеяния. Чем больше секций имеет каждая обмотка,
тем меньше индуктивность рассеивания.
4*
99
Последовательность расчета трансформатора зависит от
условий его работы . Различают два режима работы транс
форматора в схеме усилителя: без постоянного подмагничи
вания (трансформатор в двухтактном каскаде) и с постоян•
ным подмагничиванием (трансформатор однотактного кас·
када).
Фиг. 3.22. Размещение
обмоток на каркасе
трансформатора.
Фиг. 3.23 . Размещение
обмоток на каркасе
трансформатора .
Рассмотрим порядок расчета трансформатора для обои:х!
режимов работы.
L1,
Расчет трансформатора без подмаrничивания
Исходные данные
1. Индуктивность первичной обмотки трансформатора
2. Сопротивление первичной обмотки трансформатора r1 .
3. Коэффициент тра11сформации п.
4. Амплитуда напряжения на зажимах первичной об
мотки трансформатора Иа ,
5. Коэффициент индуктивности рассеяния.
Требуется определить
1. Тип и размеры сердечника.
2. Число витков первичной обмотки w1 .
3. Число витков вторичной обмотки w2 .
4. Диаметр провода первичной обмотки d1 .
5. Диаметр провода вторичной обмотки d 2 •
6. Размещение обмоток в окне трансформатора.
7. Индуктивность рассеивания L•.
100
Порядок расчета
1. Тип пластин сердечника и его геометрические раз
меры выбираем или по постоянной времени трансформатора
т = L1/г1 , или по величине необходимого объема стали:
гдеV0-
объем стали в кубических сантиметрах; L1 - ин
дуктивность в генри; Иа - напряжение на зажимах пер
вичной обмотки; F н - наименьшая частота диапазона;
Вшах _ - максимально допустимая амплитуда магнитной
индукции (0,6-:- 0,8 Т).
Полученные значения т или V0 позволяют выбрать по
табл . 3.3 подходящий тип сердечника.
После выбора сердечника необходимо проверить вели
. чину
магнитной индукции
В_Иа-./ 10
max -
Fн V Livc·
2. Определяем число витков первичной обмотки:
-
104 V L1lc
W1-
--
~
,
0,4 :rtμo Qc
где/0-
•средняя
длина магнитной силовой линии в сер
дечнике в сантиметрах, μ 0 - относительная начальная
магнитная проницаемость (350 - 400), Q0 -, -
сечение сер
дечника в квадратных сантиметрах.
3. Рассчитываем число витков вторичной обмотки:
W2=nW1,
4. Необходимый диаметр провода первичной обмотки
можно найти из двух условий:
а) из условия получения расчетного значения сопротив
ления
где d1 - диаметр провода в миллиметрах; lм
-
средняя
длина одного витка в сантиметрах;
б) из условия получения допустимой величины плот
ности тока
Н>t
Таблиц а с\.3
Основные данные сердечников
Основные данные трансформаторов
Qм. см2
'с
Марка
QOI,X
сердечника
У,,
У,,
Уз,
Qc,
'с• Vc,
Изоляция
,.
Изо~11яt;1, я
мм
мм
мм
ь, мм h. м::м
см2
см3
XQC'
провода
провод,1
см
см•
см
эмаль j шелк
эмаль \ 1.1.1 е лк
Ш-12х18
.
121812
12
50 1,83 16,1 30 11 0,6 0,36 9,4 0,017 0,01
Ш-2Ох20
.
202013
18
30 3,4 11,2 44 18,4 0,54 0,324 13, 1 0,029 0,017
Ш- 2 Uх30
203013
18
30 5, 1 11,2 66 27,6 0,54 0,324 15, 1 0,038 0,023
Ш-20х20
202013
18 56 3,4 15,8 62 34,2 1,о 0,6 13, 1 0,038 0,023
Ш-20х30
.
203013
18
56 5, 1 15,8 92 51,4 1,6 0,6 15, 1 0,049 0,03
Ш-19Х20
.
192011
17
46 3,23 14,5 52 25,2 0,78 0,47 12,6 0,032 0,019
Ш-25х35
253515
25
60 7,43 19, 1 156 111, 2 1,5 0,9 19, l 0,07 0,042
Ш-25х50
.
255015
25
60 10,6 19, 1 223 159 1,5 0,9 22, 1 0,086 0,052
Ш-25х65
256515
25
60 13,8 19,1 290 207 1,5 0,9 25,1 0,1
0,059
-
где I - эффективное значение тока в амперах; Л
-
до
пустимая плотность тока в амперах на квадратный милли
метр (для первичной обмотки 2-3 А/мм2 и для вторичной
4 + 5 А/мм2).
Если через обмотку протекают и постоянная и перемен
ная составляющие тока, то эффективное значение тока на
ходится по формуле
l = V1~=+0,5l1 2 .
t
Получив два значения диаметра провода, выбираем для
трансформатора наибольшее d1 .
• 5. Вычисляем диаметр провода вторичной обмотки
d2= ;~.
6. Проверяем размещение обмоток на каркасе транс
qорматора.
7. Находим индуктивность рассеивания
L = О,4лlм,V1 2 (о+ А1+А2 \'
s
J0B h(m -1)2 \
3)
где /м - средняя длина витка в сантиметрах, w1 - число
витков первичной обмотки, /i - длина обмотки в сантимет
рах, т - число секций, о
-
толщина прокладок между
секциями в сантиметрах, А 1 - толщина первичной обмот
ки в сантиметрах, А 2 - толщина вторичной обмотки в сан
тиметрах.
Если величина индуюивности рассеивания L8 оказа
лась больше допустимой расчетной, то следует применить
сеrщионированное размещение обмоток . Общее число сек
ций первичной и вторичной обмоток должно быть нечетным.
Пример 3 . 2 . Рассчитать выходной трансформатор двухтактно
го кас1,ада по следующим исходным данны м: постоянная состав-
ляющая тока одной лампы / := = 62 мА; амплитуда напряжения на
зажимах первичной обмотки Иа = 360 В; амплитуда первой гар
моники анодного тока f 1 = 73 мА; сопротивление первичной об
м отки трансформатора r1 = 500 Ом; индуктивность первичной об
мотки L1 = 15,7 Г, индуктивность рассеивания L8 = 0,81 Г; ниж
няя граничная частота fн = 60 Гц, коэффициент трансфuрма1.t1!1!
11 = 0,05.
JИо
Требуется определить
1. Тип сердечника .
2. Число витков первичной и вторичной обмоток.
3. Диаметр провода этих обмоток.
4. Размещение обмоток на каркасе.
Решение
1. Определяем постоянную времени первичной обмотки транс
форматора
L1 15,7
't'=-= --=0,0314 с.
r1
500
По табл. 3.3 выбираем сердечник Ш-20Х20: у1 = 20 мм,
у2=20мм,Уз=13мм,Ь=18мм,h=56мм,Qc=3,4см2,
10= 15,8см,lм=13,1см,Vc= 62см3,,:=0,038с.
Проверяем значение магнитной индукции:
·иа"1 /10 360 "1 /-10-
Bmax= Рн V L1Vc =w V 15,7-62=О,б!Т.
2. Рассчитываем число витков первичной обмотки:
/
L1 lc
1/
15,7-15,8
Wi =I04 I 0,4лμ0 Qс =I04 V 1,256,400,3,4 =З7?О.
3. Находим число витков вторичной обмотки: •
W2= W1 ·П= 3770,0,05= 188,5.
4. Вычисляем д иаметр провода первичной обмот1<И. Для этого
находим эффективное значение тока первичной обмоткμ
t=Vl2+о512=1 / 622.+732=81мА
а=•1
V.2
и допустимую плотность тока
Л=2,5 А/мм2 •
Теперь
104
V·-
v-
'
1
0,081
d1 =1 ,13
л=l,13
25 =0,2мм,
'
V-
~
lмw 1
.
13,1-3770
d1'=0,015
--
= 0,015 V ---z 0,15 мм.
r1
500
Выбираем болыuее из этих значений d1 = 0,20 мм марки ПЭЛ .
5. Определяеы диаметр провода вторичноii обмотки:
d1•0,2
·
d2= Vп = JI 0,05 =0,9мм.
Выбираем d2 = 0,93 марки ПЭЛ.
6. Проверяем размещение обмоток в окне трансформатора.
Принимаем толщину щек каркаса Он= 1 мм. Вычисляем дли-
ну обмоток:
h' =h-21\,=56-2= 54 мм.
В соответствии с выбранным диаметром провода находим число
витков в одном слое для . первичной обмотки:
no1 = 46,Бh' = 46,5,5,4 = 250;
Для вторичной обмотки
n02 = 10,2 h' = 10,2, 5,4=55.
Определяем число слоев первичной и вторичной обмоток:
W1 3770
N1 =--= --;::::; 15,
no1
250
Wz
188,5
N2= -
=-- =3,4.
n02
55
Выбираем толщину прокладок между слоями каждой обмотки
0,1 мм, а толщину прокладки между обмотками 0,5 мм. Вычисляем
полную толщину первичной и вторичной обмоток:
A1=N1d1 + N1Ои3 =15 , О,2+ 15,0,1=4,5 мм.
А2= N2d2+N26и3= 4 •0,93+ 4•0,1 = 4,1 мм.
Полная толщина обмоток
А1+А2+110= 4,5+4,1+0,5=9,1мм,9,1<Ь= 18мм.
7. Определяем индуктивность рассеивания
L= 0,4:rtlмW1 2 (о А1+А2)= ·
8 108h1(т-1)2 о+ 3
1,256, 13, 1-3770 2 (
0,45+0,41 )
,.
0,05+---- =0,16 Г<О,811 , ,
108,5,4 ,1
3_
,
Расчет трансформатора с подмагничиванием
Основной особенностью режима работы трансформатора
с подмагничиванием является зависимость относительной
магнитной проницаемости μ от числа постоянных ампервит
ков (фиг . 3.24). С увеличением числа ампервитков на едини
цу длины магнитопровода магнитная проницаемость резко
уменьшается. Уменьшение магнитной проницаемости вле
чет за собой снижение постоянной времени трансформатора
и необходимость увеличения его геометрических размеров.
105
Если в цепь магнитопровода ввести воздушный зазор,
то rлияние постоянного подмагничивания несколько умень
шается.
Но воздушный зазор увеличивает сопротивление маг-
• нитr-юй цепи, для сохранения постоянной величины кото
рого приходится увеличивать сечение железного сердечни
ка. Поэтому для сердечника данного типа при заданном числе
ампервитков всегда существует некоторое наивыгодней
шее значение воздушного зазора, при котором возрастание
.,и
800
600
\
\
\~-
\
'
\,.J 5 °/4 -ныи пермаллои
'
['.,_
"
,,,,эчв
'
200
'~
~ / r-,.....
-
-
эз10
I
ЭЧ2
о
10
20
JO
-
Фиг. 3.24. Завис имость магнитной прони
цаемости от числа постоянных ампер-вит
ков.
сопротивления магнитопровода отчасти компенсируется
увеличением магнитной проницаемости. Приближенное зна
чение оптимального зазора можно определить по формуле
wl 1а=
l ~---
в
800 '
где lв - длина зазора в миллиметрах; / а=
-
ток в ампе-
рах.
.
Но для того, чтобы найти число витков первичной обмот
ю1 трансформатора, нужно знать примерную величину
магнитной проницаемости сердечника с оптимальным воз
душным зазором. Для этого воспользуемся фиг. 3.25, на
которой представлена примерная зависимость μв от вели-
чины Ll~=,
пропорциональной энергии, запасаемой в маг
нитном поле трансформатора.
106
Полученное из этого графика значение μв позволяет
определить постоянную времени трансформатора:
,;=L1μа
'1 μв
Выбрав по ,; р·азмеры сердечника, находим приближен
ное число витков первичнqй обмотки трансформатора w1,
а затем проверяем значение μв.
Определяем число ампервитков (Aw0) и уже в зависимо
сти от него по графику фиг. 3.24 находим величину μ.
-
~
lf5%-ныи перналлои
"
"
',
1'-...
lfOO
......... эз1'lJ'-..,,.._:Jlfб ~,
1',... i",.,_
~
300
"'
Klf2 -Эlf-3 г----
....
1'1
""- ...
r- ...
- 1..._
~r-,.::
~ ......
~
1'..
200
-
-
-
r--,;..
~--
-
~
r--
100
10·"
ио·" ,0·3 мо· 3 10·2 3.10·2 0,1 иа;
Фиг. 3.25. Зависимость магнитной прониц ае
мости от энергии, запасаемой в магнитном по-
ле трансформатора.
Если последняя значительно отличается от ранее найден
ной, то подставляем новое значение μ в формулу для числа
витков первичной обмотки. Обычно оказывается достаточ
но одного уточнения. Дальнейший расчет трансформатора
производится в последовательности, - указанной для рас
чета трансформатора без подмагничивания.
Ниже приводится пример расчета выходного трансфор
матора для однотактного каскада (см. пример 3.1).
Пример 3.3 . Рассчитать выходной трансформатор с подмаг
ничиваиием по следующим исходным данным: постоянная состав
ляющая анодного тока l а== 48 мА; амплитуда первой гармоники
11 = 46 мА; сопротивление первичной обмотки трансформатора
r1 = 57·5 Ом; индуктивность первичной обмотки L1 = 10 Г; индук
тивность рассеивания Ls = 0,49 Г, п = 0,038.
107
Требуется определить
1. Тип сердечника.
2. Число витков первичной и вторичной обмоток.
3. Диаметр провода этих обмоток .
4. Размещение обмоток на каркасе.
Решение
1. Определяем величину L1!~==
L1I;== 10(О,048)2= 2,2.10-2
.
По графику на фиг . 3.25 для стали ЭЧ2 находим μв = 215.
2. Рассчитываем постоянную времени
't'=
L1 •μ0 = 10-340=О0275_
r1•μв
575,215 '
3. Выбираем сердечник Ш-20Х 30, TaJ{ как 't = 0,038 > 0,02751
у1=20мм,у2=30мм,Уз=13мм,Ь=18мм,h=30мм,Q0=
= 5,1см,[0= 11,2см,lм=15,1см,V0=66см3
4. Вычисляем число витков первичной обмотки
/
L1lc
if- 10 • 11,2
W1= 104),
-
--
-=104
8f 0,4nμвQc
.
1,256 • 215 • 5,1
2850.
Находим число постоянных ампервитков на сантиметр маг н и
топровода
w1!а=
2850,0,048
(Awo) =
lc
112
= 12,2Ав/см.
'
По графику на фиг. 3.25 находим μв = 200.
Определим более точное число витков п ервичной обмот ки
VL1!0
V10•11,2
w1= 104
-~-'-- = 104
---
-
-- =2950,
О,4nμв Q0
1,256 •200 •5,1
5. Вычисляем число витков вторичной обмотки
W2=W1 n=2950,0,038Z 109.
6. Рассчитываем диаметр провода первичной об11отки по задан
ной плотности тока. Для этого определяем эффективное значение
тока
11 _принимаем плотность тока Л = 3 А/мм 2 ;
,
J;/-1
/ 0,056
d1 =1,13
-
=1,13 V - - ::::;0,15 мм.
д
3
108
Находим диаметр провода по заданному сопротивлению пер
вичной обмотки:
,,
vlмW1
v·15,1 • 2950 •
,
d1 =0,015
--
= 0,015
----z0,13 мм.
'1
575
Выбираем d1= О, 15 марки ПЭЛ.
7. Определяе_м диаметр провода вторичной обмотки
d1
О, 15
dz=yrz= уО,O38 =0,77 мм.
Выбираем d2 = 0,8 мм марки ПЭЛ .
8. Вычисляем оптимальную длину зазора
2950 . 0,048
800
о,177 мм.
9. Проверяем размещение обмоток на кар к асе трансформатора.
Принимаем толщину стенок каркаса 1\, = 1 мм, толщину прокладою
между слоями обмоток биз = О, 1 мм и толщину прокладки ыежду
обмотками 60 = 0,5 мм . Находи м длину намотки
lz'=h-2бн=30-2=28мм.
По справочнику определяем число витков N 0 на сантиметр
длины обмотки и число витков в слое :
no1 = N01h' =60,6 • 2,8 = 170,
n02= N02h' = 12,5 ·2,8 =35.
Находим число слоев первичной и вторичной обмотаю
Ш1 2950
W,
109
N1=--;;; = 170 ""'18, N2=по: =35z 3.
Определяем толщину первичной обмотки
А1= N1d1+N1биз=18•0,17+ 18•0,1 =4,86мм.
Вычисляем толщину вторичной обмотки
A2 =N2d2 +N2би3 =3 - О,86+З-О, ! =2,88 мм .
Суммарная толщина двух обмоток
А1 +А2 +60 =4,86+2,88+0,5=8,24 мм 8,24 < Ь=18 мм .
10. Рассчитываем индуктивность рассеивания
L = О,4лlмw12 (ь -А1 -4,-А2 )=
8 108h'(m-l) о+ 3
1,256 , 15,1-29502 f ~ 0,486+0,288)
=
1os.2,8 , 1
~0,0,:,+
3
=0, 193 г.
Величина индуитивности рассеивания ыеньше допустимой .
109
§ 16. ПРИМЕНЕНИЕ ОТРИЦАТЕЛЬНОИ ОБРАТНОИ
СВЯЗИ В УСИЛИТЕЛЯХ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
В современных усилителях низкой частоты широко ис
пользуется отрицательная обратная связь. На вход такого
усилителя подается некоторая часть выходного нап_ряже-
Фиг. 3.26. Структурная схема
усилителя с обратной связью
по напряжению.
UвttLX
Фиг. 3.27. Структурная схема
усилителя с обратной связью по
току.
•
ния, фаза которого отличается от фазы входного напряже
ния на угол 180° или близкий к 180°. Величина этого напря
жения может зависеть или от выходного напряжения, или .
от тока в нагрузке, или одновременно и от выходного на
пряжения и от тока в нагрузке. В соответствии с этим при
нято различать:
1) отрицательную обратную связь по напряжению
(фиг. 3.26);
2) отрицательную обратную связь по току (фиг. 3.27);
3) смешанную отрицательную обратную связь (фиг. 3.28).
В схеме фиг. 3.26 на вход усилителя, помимо напряже-
ния Ивх источника сигнала, через цепь обратной св.v.зи
подается напряжение обратной связи И0 0 , значение кото
рого пропорционально напряжению на выходе:
(;о с = ~(;вых·
(3.39)
Величина ~ называется коэффициентом передачи цепи
обратной связи.
ив,
Фиг. 3.28. Структурная
усилителя со смешанной
ной связью.
110
схема
обрат-
Uвыt
Фиг. 3.29. Структурная схема
усилителя с параллельной об
ратной связью по напряжению.
В схеме фиг. 3.27 напряжение обратной связи U0 с
пропорционально току / н в цепи нагрузки усилителя и со
противлению связи Zc:
(;ос= ~zcjн·
Значение напряжения обратной связи в схеме 3.28 за
. висит и от выходного напряжения и от тока в цепи нагрузки:
(;ос = ~ ((;вых + zJн).
(3.40)
В рассмотренных схемах напряжение обратной связи
вводится во входную цепь последовательно с первичным
источником напряжения. Такие схемы называются схема
ми с последовательной обратной связью.
В некоторых усилителях напряжение обратной связи
подается непосредственно на входные зажимы (фиг. 3.29),
такие схемы называются схемами с параллельной обрат
ной связью.
Рассмотрим физические свойства усилителя с · последо
вательной обратной связью по напряжению, часто применяе
мой в современных радиотехнических устройствах.
В схеме фиг. 3.26 напряжение на сетке лампы Ug равно
сумме входного напряжения Ивх и напряжения обратной
СВЯЗИ И00:
(3.41)
Обозначим через К коэффициент усиления усилителя
без обратной связи:
К.= Ивых
(3.42)
Иg,
а через /(0 с - коэффициент усиления того же усилителя
с обратной связью:
К.о с= И~ых .
(3.43)
Ивх
Подставим в формулу (3.43) значение Ивх из формулы
(3.41):
к. = Ивых.
ос
•
•
Иg-Иос
Заменим напряжение И0 с его значением из формулы
(3.39):
111
!<.ос= . Ивь)х.
_
Ивых
Иg - ВИвых
•(
• Ивых) •
Иg 1-в-. -
и{! ,
Учитывая выра)l{ение (3.42), окончательно получим
.
к
Кос=--. -. ·
1-ВК
(3.45)
Из формулы (3.45) следует, что результаты воздействия
обратной связи на усилитель зависят от произведения ~К,
называемого фактором обратн.ой связи. Коэффициент уси
ления К и коэффициент передачи цепи обратной связи В
в общем случае могут иметь комплексный характер . Если
фактор обратной связи ВК отрицателен, что соответствует
случаю отрицательной обратной связи, то К0 с будет мень
ше К:
·
К == _к_<К.
ос ~+вк
Уменьшение коэффициента усиления К0 с объясняется
тем, что при отрицательной обратной связи напряжение
на сетке лампы оказывается меньше входного сигнала на
величину напряжения обратной связи . Уменьшение дейст
вующего на сетке лампы напряжения вызовет понижение
напряжения и на выходе усилителя. Внешне это явление
проявляется в падении величины коэффициента усиления
каскада.
Если фактор обратной связи положителен, что соответст
вует случаю положительной обратной связи, то модудь ко
эффициента усиления К0 с может быть больше коэффициен
та усиления К того же устр0йства без обратной связи. Объяс
няется это тем, что напряжение обратной связи, совпадая
по фазе с сигналом, увеличивает действующее на сетке лам
пы напряжение, а следовательно, и напряжение на выходе
усилителя.
При значении ВК = 1 знаменатель формулы (3.45) об
ращается в нуль, а коэффициент усиления К0 с - в беско
нечность. В усилите,1Iе с таким значением ВК ничтожно ма
лые входные напряжения произвольного характера могут
вызвать значительные напряжения на выходе. Условие
~К = I является условием самовозбуждения усилителя.
При таком значении фактора обратной связи усилитель
превращается в ген~ратор паразитных колебаний. Частоты
112
паразитных колебаний нередко находятся в рабочем диа
пазоне частот усилителя, в результате чего он становится
непригодным для использования. Следует заметить, что
усилитель нельзя использовать и в том случае , когда часто
та паразитных колебаний находится за пределами рабо
чего диапазона .
Влияние отрицательной обратной связи сказывается не
только на коэффициенте усиления, но и на таких показате
лях работы усилителя, как различного рода искажения,
неизменность величины коэффициента усиления во времени
и стабильность выходного напряжения. Как известно, иска
жения и помехи любого вида вызывают в конечном счете
изменение формы сигнала на выходе . Цепь отрицательной
обратной связи позволяет ослабить искажение формы кри
вой выходного напряжения . В усилителе с обратной связью
любое искажение формы сигнала сопровождается подачей
на вход противофазного напряжения, вызванного иска
жениями на выходе усилителя. Это дополнительное напря
жение, усиленное · в самой схеме, компенсирует возникаю
щие в усилителе искажения.
Оценим количественно это явление для средних частот
диапазона, на которых фазовые сдвиги усилителя и цепи
обратной связи маль1. Коэффициент усиления К и коэффи
циент передачи цепи обратной связи ~ на средних частотах
имеют не комплексные, а чисто вещественные значения.
Обозначим через Иv напряжение гармоник на выходе уси
лителя без обратной связи, а через Иv ос то же напряжение
при введении в схему усилителя цепи обратной связи.
Величина этого напряжения складывается из напряжения
гармоник Иv и дополнительного напряжения , вызываемо
го налич_ием обратной связи, поэтому
•
Uуас=Иv-Ко~оИуас,
(3.46)
где Ко - коэффициент усиления на средних частотах, ~о
-
коэффициент передачи цепи обратной связи на средних
частотах .
Решим уравнение (3.46) относительно Иv ас:
Иvас= 1+и;0Ко
(3.47)
Как видно, напряжение высших гармоник на выходе
усилителя с отрицательной обратной связью уменьшилось
в (1 + ~0К0) раз.
Если напряжение основной частоты сохранить неизмен
ным, например, путем увеличения Ивх• то коэффициент
113
н е линейных искажений у уменьшится точно в такое же
количество раз:
Уос =
l+PпKn
у
(348)
Уменьшение коэффициента нелинейных искажений осо
бенно важно для усилителей мощности . В усилителях мощ
ности с отрицательной обратной связью при этом улучшает
ся использование характеристик лампы и повышается
к.п.д.
Если в процессе усиления в схем_е возникают дополни
тельные помехи и шумы (шум лампы, фон переменного тока
от источников питания), то величина напряжения помех
на выходе усилителя с отрицательной обратной связью
Иш O с уменьшается в такой же степени , как и напряжение
высших гармоник , появившихся в процессе работы каскада :
ишос= 1+~7ко'
(3.49)
где Uш - напряжение помех в усилителе без обратной
связи, Uш O с - напряжение помех в усилителе с обратной
связью .
На нижних и верхних частотах как в цепи усилителя,
так и в цепи обратной связи появляются фазовые сдвиги.
В результате этого изменяются основные расчетные соот
ношения, которые мы получили для случая влияния отри
цательной обратной связи на средних частотах диапазона
усилителя.
Введение отрицательной обратной связи в цепь усили
теля позволяет в значительной мере уменьшить и частот
ные и фазовые искажения. Физическую картину выравни
вания частотной характеристики можно представить в сле
дующем виде . В результате уменьшения коэффициента уси
ления на крайних частотах диапазона падает напряжение
на выходе усилителя, а следовательно, и напряжение об
ратной связи, подаваемое в противофазе на вход ус илите
ля . Таким образом, результирующее напряжение на сетке
лампы каскада на этих частотах понижается в меньшей сте
пени, чем на средних частотах , что приводит к относитель
ному увеличению напряжения · на выходе. Иными словами,
на средних частотах диапазона отрицательная обратная
связь оказывает заметно большее воздействие на величину
коэффициента усиления каскада, чем на нижних и верхних.
Уменьшение частотных искажений будет сопровождаться
понижением фазовых искажений.
114
В гл. 2 мы определили основные соотношения, связываю
щие угол сдвига фаз и коэффициент частотных искажений :
cos (р = 1/М. Чем меньше коэффициент М отличается от
единицы, тем меньше у гол сдвига фаз rp.
Рассмотрим практические схемы усилителей с отрицатель
ной обратной связью. В схеме на фиг. 3.30 цепь отрицатель
ной обратной связи состоит из разделительного конденса
тора С13, резистора Rв и резистора R2 , включенного после
довательно с резистором R1 . Сопротивление конденсатора
С13 на самой низкой частоте диапазона должно быть в 3-5
раза меньше суммы сопротивлений Rв и R2 .
Приближенное значение коэффициента передачи цепи
обратной связи В можно определить из следующего соот но
шения:
В=_&_.
R2+ Rв
(3.50)
Если сопротивление нагрузки Ra и внутреннее сопро
тивление лампы относительно невелики, то для вычисления
В следует пользоваться более точной формулой
В_ R2
Rэ
-
R2+R13 Rэ+R1 •
(3.51)
Эквивалентное сопротивление Rэ определяется из со-
отношения :
_!__ = ..!...+ _1_+ _1_ .
RэR;RaR1
В схеме на фиг . 3.31 коэффициент передачи В зависит
от соотношения числа витков w13 дополнительной обмотки
и числа витков w1 первичной обмотки трансформатора:
~=W/3•
W1
В схеме на фиг. 3.32 напряжение обратной связи из
анодной цепи лампы Л 2 подается через сопротивление
R13 на вход той же лампы. Фактор обратной связи для
этой схемы вычисляется по формуле
ВоКо=(1 +Ка) Rэ .
(3.52)
•
R13
Здесь Ко - коэффициент усиления второго каскада.
115
116
TpG
1 Г/;
Фиг. 3.30. Схема оконеч·ного J(аскада с отри
цательной обратной связью.
Гiо
Фиг. 3.31. Двухкаскадный усилитель с отри
цательной обратной связью.
Cq
,_______:_______.___+
Фиг. 3.32. Схема с параллельной отрицатель
ной обратн-ой связью по напряжению.
Если первый каскад усилителя выполнен на пентоде, то
параллельная обратная связь дает лучшие результаты.
Вопросы для повторения.
1. Почему напряжение сигнала в усилителе с отрицательной
об ратной связью должно быть увеличено?
2. Можно ли в каскаде с отрицательной обратной связью полу
чить большую полезную мощность?
3. От чего зависит необходи м ая величина фактора обратной
связи?
. 4 . В результате каких физических явлений в каскаде с отри•
цательной обратной связью уменьшаются нелинейные искажения?
5. При каком значении фактора обратной связи коэффициент
усиления по напряжению будет близок к единице?
§ 17. ИНВЕРСНЫЕ СХЕМЫ
Одной из особенностей двухтактного усилителя являет
ся наличие двух равных по величине и противоположных
по фазе напряжений, подаваемых на сетки ламп каскада.
Наиболее просто эта задача решается с помощью входного
трансформатора, имеющего вывод от середины вторичной
обмотки (см. фиг . 3. 17) . Такой трансформатор позволяет
согласовать любой ..и~точник напряжения полезного сигна
ла с симметричным входом двухтактного усилителя .
Трансформаторную связь целесообразно использовать
при работе двухтаюного каскада с сеточными токами. Одна
ко применение трансформатора связано с повышением стои•
мости установки, увеличением ее веса и возрастанием ча
стотных и фазовых искажений, вносимых трансформатором .
Поэтому для согласования источника напряжения с сим-
• метричным входом двухтактного усилителя, работающего
в режиме без сеточных токов, применяются специальные
схемы .
Схемы усилителей, позволяющие получать два одинако
ЕЫХ по величине и сдвинутых по фазе на 180° напряжения ,
называются инверсными . Инверсные схемы представляют
собой усилители низ1юй частоты на резисторах с симметрич
ным выходом. Простейшая инверсная схема показана на
фиг. 3.33 . Сопротивление анодной нагрузки в этой схеме
разделено на две части. Одна его часть Ra' = 0,5Ra вклю
чается между анодом лампы и плюсом источника анодного
питания . Другая часть Ra'' = 0,5Ra включается между
минусом источника анодного напряжения и катодом лампы
через Rю и конден сатор Сю, с опротив.r:Е'н ие которых ДJ!Я
переменных токов полезного сигнаJ1а ничтожно мало,
117
Если на сетке лампь1 Л 2 мгновенное значение перемен
ного напряжения в какой-либо момент времени ~:толожитель
но, то мгновенное значение усиленного переменного напря
жения на сопротивлении Ra' будет отрицательным, а на
сопротивлении Ra" -
положительным. Таким образом, раз
деление сопротивления анодной нагрузки позволило полу
чить два переменных напряжения, сдвинутых по фазе на
угол 180° . Эти напряжения будут равными по величине,
если эквивалентные сопротивления частей разделенной
Фиг. 3 .33 . Однотактная инверсная схема
с разделенной анодной нагрузкой .
нагрузки Ra' и Ra'' равноценны. В этом случае на средних
частотах диапазона схема достаточно симметрична.
Существенной особенностью каскада является резкое
уменьшение его коэффициента усиления. Величина коэффи
циента усиления каскада с разделенной нагрузкой всегда
меньше 2:
Ко= Иа <2.
Ивх
Такое понижение коэффициента усиления объясняеtся
глубокой отрицательной обратной связью с коэффициентом
передачи ~ = 0,5, так как Rв = 0,5Ra,
К=
__&_ =
Ко=Ко
<2.
00
I+IЖo 1+О,5Ко К (2-+os\
0Ко
'J
Помимо однотактных инверсных схем с разделенной
анодной нагруз кой в настоящее в р емя широко применяют
ся двухтактные инверсные схемы. Одна из ламп такого ин-
118
версного каскада используется для изменения фазы сиг
нала на угол 180°.
Двухтактная самобалансирующаяся инверсная схема
показана на фиг. 3.34. Рассмотрим принцип действия схемы.
Поступающее на сетку лампы Л1 напряжение сигнала уси
ливается в ее анодной цепи и через конденсатор Cg1 подает
ся на сетку лампы Л3 . Фаза этого напряжения отличается
от фазы напряжения сигнала на угол 180°. На сетку лампы
Л 2 подается переменное напряжение с резистора R 2 , обра•
зующего вместе с резистором R 1 делитель напряжения .
ив,
Фиг . 3 .34 . Двухтактная самобалансирующаяся
инверсная схема
Фаза этого напряжения отличается от фазы входного на.
пряжения на 180°. Напряжение, подаваемое на сетку лампы
Л3 в Ко раз больше входного напряжения. Поэтому для по
дачи на сегку лампы Л 2 напряжения, равного по величине
входному напряжению Uвх• сопротивление R 2 должно
быть в Ко раз меньше сопротивления Rg 1 : .
R Rg1
R1 +R2
2=--= -
--.
Ко
Ко
(3.53)
Усиленное лампой Л 2 напряжение подается через кон
денсатор Cg 2 на сетку лампы Л4 . Если условие (3.53) вы
полняется и элементы схемы ламп Л1 и Л 2 равноценны, то
на сетки ламп Л3 и Л4 будут поступать равные по величине
и противоположные по фазе напряжения. Полярность дей
ствующих в схеме переменных напряжений условно пока
зана знаками плюс и минус .
Рассмотрим самобалансирующее свойство схемы. Пред
ставим себе, что в какой-то момент времени напряжение И/
119
оказалось по величине большим, чем Иg'' т. е. схема стала
несимметричной. Возрастание напряжения И/ вызовет уве
личение напряжения на сопротивлениях R1 и R2 , а следо
вательно, и на сетке лампы Л 2 . Таким образом, повышение
напряжения Ии' будет сопровождаться увеличением напря
жения и на выходе лампы Л2 . Тогда на сопротивлении R3
появится дополнительное напряжение, фаза которого будет
противоположна фазе напряжения Иg'. Следовательно,
любое отклонение величины напряжения Иg' сопровождает
ся возникновением на сопротивлении R3 дополнительного
выравнивающего напряжения, которое и уменьшает возни
кающую в схеме асимметрию в несколько раз.
Двухтактная инверсная схема с самобалансированием
широко применяется в современных усилителях. Она поз
воляет сохранять усилительные свойства каскада и обеспе
чивает нормальные условия работы последующего двух
тактного каскада.
Вопросы для повто.рения.
l. Можно ли использовать трансформатор. без среднего выво
да во вторичной обмотке для возбуждения двухтактного каскада?
2. Почему коэффициент усиления фазоинверсного каскада
с разделенной нагрузкой меньше двух?
3. Можно ли создать схему двухтактного усилителя с 1ю·з
буждением от обычного каскада?
4. Какая из фазоинверсных схем экономически наиболее вы
годна?
5. Какими способами можно проверить симметричн·ость напря
жения сигнала на сетках ламп?
Краткие выводы
1. Основной схемой усилителя мощности является схе
ма с трансформаторным выходом, позволяющая согласовать
входное сопротивление нагрузки с внутренним сопротив
лением лампы.
2. Оконечные каскады радиоприемников и маломощных
усилителей выполняются на пентодах и лучевых тетродах,
с помощью которых можно получить более высокий к. п. д .
3. Необходимая величина - сопротивления анодной на
грузки пентода выбирается из условия получения минималь
ных нелинейных искажений ..
4. Частотная характеристика _ выходного каскада имеет
спад на нижних частотах диапазона и может иметь подъем
на верхних частотах.
120
5. Частотные ис1<ажения в области нижних частот вызы
ваются малым значением индуктивности первичной обмот
ки трансформатора.
6. Частотные искажения в области верхних частот свя
заны с влиянием индуктивности нагрузки.
7. Частотные искажения в области верхних частот
можно уменьшить с помощью корректирующей цепи.
8. Усилители средней и большой мощности выполняют
ся по двухтактной схеме. Их к. п . д. больше, чем к. п. д.
однотактного усилителя.
.
9. В двухтактном усилителе уменьшается коэффициент
нелинейных искажений, обусловленный влиянием четных
гармоник анодного тока.
10 . Двухтактная схема менее чувствительна к пульса
ции напряжения источника анодного питания.
11. Переход от однотактной к двухтактной схеме мож
но осуществить или с помощью входного трансформатора
или с помощью инверсных ,схем.
12. Инверсные схемы позволяют получать равные по
величине и противоположные по фазе напряжения .
13. В современных усилителях низкой частоты широко
применяется отрицательная обратная связь, которая поз
воляет уменьшить все виды искажений, возникающих
в каскадах в процессе усиления.
=====================
·-======
ГЛАВА 4
УСИЛИТЕЛИ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
НА ТРАНЗИСТОРАХ
§ 18. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ТРАНЗИСТОРАХ
Полупроводниковые триоды - транзисторы обладают
меньшими размерами и весом, большей экономичностью
в потреблении электроэнергии, значительной механической
прочноt:тью и большим сроком службы по сравнению с ваку
умными электронными лампами, кроме того, они отличают
ся по многим физическим свойствам. Например, участок ка~
тод - анод лампы представляет собой вакуумный диод,
находящийся в открытом состоянии. Участки база- кол
лектор или эмиттер-коллектор представляют собой полу
проводниковые диоды в закрытом состоянии .
При уменьшении напряжения между анодом и катодом до
нуля или при смене полярности этого напряжения анодная
цепь лампы запирается. При уменьшении напряжения между
коллектором и базой до нуля и при смене полярности этого
напряжения цепь коллектора открывается и перестает быть
управляемой.
Смена полярности напряжения на управляющей сетке
не влияет на характер управления анодным током лампы
(за исключением сильно перенапрщкенного режима работы).
При смене рабочей полярности напряжения на эмиттерном .
переходе прекращается инжекция носителей зарядов, а
вместе с ней и процесс воздействия управляющей цепи на
цепь управления .
Управление носителями зарядов в лампе (электронами)
происходит в вакууме. Поэтому связь. между входной и вы
ходной цепями лампы возникает лишь через междуэлектрод
ные емкости. Управление носителями зарядов в транзисто
\:е происходит в твердом теле . Между входной и выходной
{хепнми транзистора помимо емкостной связи возникает не-
122
посредственная, или гальваническая связь, вызывающа я ,
кш< правило, значительные трудности при расчете транзи
сторного каскада .
Инерционность движею1я электронов в лампе начинает
заметно сказываться лишь на сверхвысоких частотах .
В транзисторах инерционность носитеJrей зарядов може1
оказывать влияние на работу каскада уже и на верхних
частотах звукового диапазона частот. При этом частотные
свойства транзистора зависят не только от его конструк
ции, но и от способа включения транзистора в схему.
Например f13 гр - граничная частота коэффициента усиле
ния транзистора по току при включении транзистора по
схеме с общим эмиттером почти в ~ раз меньше чем fа -
граничная частота коэффициента передачи по току при
включении транзистора по схеме с общей базой:
.
f13~(0,8+ l)fa-1
-.
1-а0
Как усилительный элемент, транзистор обладает свое
образн~ым свойством симметрии: коллектор может выполнять
роль эмиттера, а эмиттер - роль коллектора (так как
электроды эти часто отличаются лишь rебметрическими
·• размерами). Кроме того, при замене транзистора со струк
турой р-п-р транзистором со структурой п-р-п для сохра
нения работоспособности схемы достаточно изменить лишь
полярность напряжения источника питани я.
По сравнению с лампами транзисторы обладают значи
тельной температурной нестабильностью, связанной с за
висимостью от температуры всех процессов, происходящих
в транзисторах, и в особенности с зависимостью от темпе
ратуры неуправляемого тока коллектора / но• Температур
ная нестабильность выражается через коэффициент неста
бильности:
дiн
<J=--,
дiно
где дiн - изменение тока коллектора, вызываемое изме
нением температуры; дiно - изменение неуправляемого тока
коллектора в результате изменения температуры .
Чем меньше величина а, тем в меньшей степени ска
зывается изменение температуры на работу транзисторного
каскада
В отличи~ от ламп транзисторы оказываются менее стой
кими к радиоактивному облучению. Под влиянием радиа-
·1 23
ции в полупроводниковых материалах могут возникать
необратимые процессы, вызывающие заметные изменения
свойств тр а нзисторов.
Все эти особенности транз исторов приводят к необхо
димости применения новых методов анализа работы тран
зисторного усилителя и новых приемах расчета элементов
его схемы.
Вопросы для повторения.
1. В чем заключается различие и сходство между ламповыми
и транзисторными усилительными элементами?
2 . Почему параметры транзистора зависят от температуры?
3 . Чем объяснить зависимость параметров транзистора от
частоты?
4 . Влияет ли величина тока / ко на усилительные свойства тран
зистора?
5. Может ли высокочастот ный транзистор работать в усили•
телях низкой частоты?
§ 19. АНАЛИЗ РАБОТЫ КАСКАДА
НА ТРАНЗИСТОРЕ
Работу усилителя низкой частоты на транзисторе при
нято оценивать следующими основными показателями:
величиной коэффициента усиления каскада по току
К;= lnыx ,
lвх
коэффициентом усиления по напряжению
коэффициентом усиления по мощности
КР =Рвых •
Pnx
величиной входного сопротивления
Zвх=Ивх '
fвх
величиной выходного сопротивления
z
=
Ивых .
вых lвых
Для определения основных показателей работы каска
да усилителя низкой частоты заменим транзистор эквива-
124
_ лентным четырехполюсником с h-nараметрами (фиг. 4.1),
значения которых обычно указываются в справочной ли
тературе. Ранее было показано, что в общем случае пара
метры транзистора имеют комплексный характер. При рас
смотрении свойств усилителя низкой частоты с достаточной
для практики точностью эти величины можно · считать дей
ствительными числами.
hz,J,
liz
Фиг. 4.1. Эквивалентная схема усилителя на тран•
зисторе.
На основании второго закона Кирхгофа составим урав
нение для входной цепи:
(4.1)
На основании первого закона Кирхгофа составим урав
нение для выходной цепи:
(4.2)
где !,,,, -
ток в ветви с проводимостью h22, 12 - ток на
выходе четырехполюсника .
Выразим выходной ток / 2 через ток на входе четырехпо
люсника. Для этого воспользуемся известным соотношением
z,i"
h22
RhО
l
Rh/П
--=
--=
н 22. тсюда следует h,,= н 22 2.
од-
l2
1/Rн
ставим значение тока / h" в формулу (4.2): h21 11 =
= Rн h22 l 2 +12 • Решая это равенство относительно тока / 2,
получаем
/_
h2i
2--~~-
11.
•!+Rнh22
(4.3)
Коэффициент усиления по току
Коэффициент усиления каскада по току численно равен
отношению тока на выходе , каскада к току на его входе:
(4.4)
125
---
Вх~дное сопротивление каскапа
Входное сопротивление каскада рассчитывается как от
ношение напряжения И1 к току / 1 на входе каскада:
R =!!..J. ._
.
вх /j
Напряжение И1 на входе четырехполюсника согласно
уравнению (4.1) равно
(4.5)
Напряжение И2 можно выразить через сопротивление
нагрузки и выходной ток: И2 = I 2Rн. Подставим вместо
тока / 2 его значение из формулы (4.3):
И2=Rн
h21
/1.
1 + Rнh22
Таким образом,
иh1hиh/ Rнh12h21
1=111-
122=11l-
1+Rнh22
I (h Rнh12h21 ') ,
=1
11-
l+,- Rнh22,
откуда следует, что
R =!!..L=f1(h11-
вx f1
R
-
h
Rнh12 h21
вх-
11-
1+,- Rнh22
(4.6)
или
Rвх = hн +Rн h11 h22-Rн /1121121 = hн-/'- Rн лh
1+Rнh22
l+Rнh22
(4.7)
где
лh =hн h22 - h12h21•
Коэффициент усиления по напряже-
нию
Коэффициент усиления по напряжению равен отношению
напряжения на выходе каскада к напряжению на его входе:
к=~ -
иИ1
126
Выражая выходное и входное напряжения соответст
венно через выходной и входной токи, получим
К_И2
_
12 Rн
".-и:- l1Rвх •
"
_112
--
К1,
Ф
,у читывая, что
перепишем эту ормулу в сле-
1
дующем виде:
К=К·Rн.
"
1 Rвх
Подставим вместо Ki и Rвх их значения, определяемые
формулами~-~ и~ - ~=
К=К-Rн=
h21
Rн(l+h22Rн) __ h21Rн
• (4.8)
"
'Rвх l+h22Rн h11+ЛhRн hн-s!,-ЛhRн
При определении коэффициента усиления по напряже
нию мы сравнивали напряжение И2 на выходе с напряже
нием И1 на входе каскада. Более точным было бы сравне
ние выходного напряжения с напряжением Ее источника
сигнала
(4.9)
Выразим напряжение Ее через входное напряжение И1 :
Ее=И1+11 Re = И1 +.!:!i_ Re = И~(1+ .!3.s_)
·
Rвх
,
Rвх
Подставляя в формулу (4.9) значение Ее, получим
к =!!.:!:.. _=
И2=Кl
"
Ее И(1+__&_)
,, 1 +..!3s....
1
'
Rвх
Rвх
Заменим К" и Rвх их значениями:
'
К,=
1121 Rн
ll
(l111+лhRн)+Rc(!+/122Rн)
(4.10)
Выходное сопротивление
Выходное сопротивление четырехполюсника численно
равно отношению выходного напряжения И2 при Rн = оо
к выходному току при Ее = О:
•
И2
R =-·
вых
f2
127
Такому режиму работы четырехполюсника будет соот
ветствовать эквивалентная схема, изображенная на фиг. 4.2.
Составим уравнение Кирхгофа для входной цепи:
0=11Rc+l1h11 +h12И2.
Определим входной ток / 1 :
1__ h12И2
1-
Rc -t fi11
Составим уравнение для тока 12 :
12= h21l1+h22И2·
Фиг. 4.2. Эквивалентная схема каскада для
определения выходного сопротивления.
(4.11)
(4.12)
Подставим в формулу (4 . 12) значение тока 11 из формулы
(4.11):
12=-
h12h21 И2+h22И2=И2(h22-
Rс ..~ hн
После преобразования получаем
h22Rc+Лh
l2 = и2 --==- -°'-'-"'-
Rc+h11
откуда следует
(4.13)
Коэффициент усиления по мощности
Коэффициентом усиления по мощности называется величина,
равная отношению мощности Р 2 , передаваемой в нагрузку,
к мощности Р1 , потребля~мой во входной цепи:
Кр=!:2-.Р1
Выразим значения мощностей через токи и напряжения:
К:;= !.2 = l2И2 = Ki f(u.
Р1 l1И1
Таблица 4.1
Показатели работы 1,сtскада
~----------------}- -- --- -
--
----+-----------,----------
11-параметры
z-параметры
у-параметры
Входное сопротивление . . . . .
h11 + RнЛh
ЛR+,R 11 Rн
У22+Ун
l --ф-- h22 Rн
R22 +- Rв
Лу-ф-УнУн
Выходное сопротивление . . . . .
Rc -t- /111
ЛR.+R22 Rc
Уа 4Ус
h22 Rc -ф- лh
Rн+Rc
Лу+У22Ус
Коэффициент усиления по току
h21
R21
У~1 Ун
Лу --Ф-У11Ув
1+h22Rн
R22 4- Rв
Коэффициент усиления по напряже-
нию . .. ..•..
h21 Rн
R21Rн
У21
hн+,ЛhRв
Ля.+ RнR11
У224Ун
. ....
tg ____________ l__ _ __ _ ___ _! __ ___
___,___
-'---------
Заменим К1 и Ки их значениями , определяемыми фор
мулами (4.4) и (4.8):
(4.14)
Наибольшая величина коэффициента усиления по мощ
ности получается при согласовании сопротивления Rc ис
точника сигнала с входным сопротивлением Rвх и выход
ного сопротивления Rвых с сопротивлением нагрузки Rн,
При этом
Основные соотношения, характеризующие работу кас
када усиления с транзистором, были определены при за
мене этого каскада четырехполюсником с h-параметрами.
Подобный анализ работы каскада можно проделать и при
использовании четырехполюсников с z-параметрами и у
параметрами.
Основные расчетные соотношения, полученные при раз
личных методах, сведены в табл . 4.1 . В таблице приняты
следующие обозначения:
лh=h11 h22- h12 h21,
Ля = Rн R22 - R12R21,
ЛУ = Ун У22 - У12У21,
1
Ус=-,
Rc
1
Ун=~•
Вопросы для повторения.
1. Как изменится коэффициент усиления п о току при увели
чении сопрот11вления нагрузки?
2. Как изменится коэффициент усиления п о напряжению при
уменьшении сопротивления нагрузки?
3 . Почему входное сопротивление усилителя на транзисторе
меньше , чем в ламповом усилителе?
130
-
§ 20. СХЕМЫ КАСКАДОВ НА ТРАНЗИСТОРАХ
Численные значения h-параметров и других параметров
транзисторов зависят от способа их включения в схему кас
када . В связи с этим проанализируем их свойства при раз
личных способах включения транзистора в схему.
Схема с общей базой
Рассмотрим работу каскада с общей базой на примере
упрощенной схемы (фиг . 4.3, а) . Эквивалентная схема кас
када (фиг. 4.3, 6) подобна схеме, изображенной на фиг. 4.1.
m,Rc ~h110
+
Ее~
tlrzйUк ~ tlzzб
Rк
+
а)
о)
Фиг . 4 .3. Каскад усилителя с общей базой (а) и его эк
вивалентна я схема (6).
Поэтому для определения основных показателей работы
каскада воспользуемся полученными ранее расчетными
соотношениями, произведя в них следующие равноценные
замены:
/1=/а,
hн-:. h115,
12=/н,
h22 = h22r,,
И2 =.Ин.
h12 = h125,
Rн=Rн·
Добавочный индекс «б» в h-параметрах указывает на то,
что параметры транзистора измерены при его включении
по схеме с общей базой .
Коэффициент h216 = -а является статическим коэффи
циентом передачи тока из цепи эмиттера в цепь коллектора.
Коэффициент •усиления по току
или
(4. 15)
(4. 16)
131
Знак «минус» указывает на то, что фаза выходного тока
обратна фазе тока на входе.
Входное сопротивление
или
Rnx ==; h115 + RнЛ/~б
1-ф Rн h22б
Коэффициент усиления по напряжению
h21бRк
Ки=-----
hнб+ЛмRк
К=_
аRк ,
и
h11б+ ЛhбRн
llв"х,МОн
.,,,,,.,.
-
0,б
/1'
V
--
•О'-
... --'--14'-5-,,,
· •1,.....,.,·1;!-,-О-'Rн-, --,-,МОм
а)
о
гоо 400Rc,Он
о}
Фиг. 4.4 . Зависимость входного сопротивления
of: с9,противления нагрузки (а) и выхо)!ноrо со
ПIJ.ОJ~!1л.\(НИЯ от сопротивления источни!'а си:•
нала · (б) для схемы включений с общеи базои.
Выходное сопротивление
R _ Rc+hнб
nых- h22бRc+-Лм
Коэффициент усиления по мощности
h~lб Rк
Кр=----------
(1 ф h22бRн) (h11б 4- ЛhбRн)
ИJIИ
а2 Rн
КР=----------
(1 Ф h22бRк) (h115 Ф ЛмRк)
(4.17)
(4.18)
(4.19)
(4.20)
(4.21)
(4.22)
В~рдное с9противление каскада невелико, но с ростом
сопроти~·л~ния в цепи коллектора Rвх увеJiичиваетс.1_1.
Ка~~?.д ·gjJiичается значительным выходным сопротив
ле1:1,I{еNo, достигающим сотен килоом. Зависимость Rвх от Rн
и выходного сопротивления от R0 показаны на фиг. 4.4 .
132
Величин а коэффициента усиления по току всегда мень
ше единицы . Коэффициент у силения по наr1ряжению при
достаточно бол ь шой величине со противления в цепи кол
лекто ра может достигат ь сотен единиц .
Схема с общим эмиттером
Рассм отрим работу каскада с общим эмиттером на при
мере упрощенной схемы (фиг. 4.5, а). Эквивал~нтная схема
каскада (фиг. 4.5, 6) подобна схеме, показанной на фиг.4 . 1.
Поэтому для определения основных показателей каскада
могут быть использованы полученные ранее расчетные соот
ношения .
а)
о)
Фиг. 4.5 . Ка с к ад усилителя с общим эмиттером (а) и его эк
вивалентная схема (6).
Параметры каскада с общим эмиттером отличаются по
в ел ич ине от h-параметров схемы с общей базой . Поэтому в
расчетных соотношениях h- параметры отмечаются дополни
тельным индексом «э» (h 8-параметры).
Если в сп р авочной литературе приводятся h6 -параметры,
то h 8-параметры можно вычислить по -следующим прибли
женным соотн ошениям :
где ~ - статическая величина коэффициента усиления по
току .
Расчетные соотношения , характеризующие физические
свойства каскада, сведены в табл . 4.2 .
Коэффициент усиления по току всегда значительно боль
ше единицы. Входное сопротивление каскада намного боль-
133
Коэффициент усиле
ния по току
Входное сопротивле
ние ....
Коэффициент усиле
ния по напряжению
Выходное сопротив
ление ...
Коэффициент усиле
ния по мощности .
К;=
Rвх=
к=
и
Rвых=
Таблица 4.2
h210
1+Rнh22э
hнэ +' Rн Лhэ
1+Rнh22э
h21э Rн
h11э + Л11э Rн
Rc + h11э
h22Rc+лhэ
ше, чем входное сопротивление каскада с общей базой . Вы
ходное сопротивление каскада меньше, чем вьrходное со
противление каскада с общей базой.
800
500
l/00
200
о
\
r-----
100
ZOO Rн, кОм
а)
zoo
150
100
50
о
"
"'""
1
............... _
1
о
800 R ,()н
6)
Фиг. 4.6. Зависимость входного сопротивления от
сопротивления нагрузки (а) и выходного сопротив
ления от сопротивления источника сигнала (6) для
схемы включения с общим эмиттером.
Зависимость Rвх от Rн и зависимость Rвых от Rc пока
заны на фиг. 4.6. Коэффициент усиления по мощности в
этом каскаде заметно больше КР каскада с общей базой.
Схема с общим коллектором
Рассмотрим работу каскада с общим коллектором на
примере упрощенной схемы (фиг. 4. 7, а). В эквивалентной
схеме каскада (фиг. 4.7, 6) использованы h.11• параметры,
134
связанные с h 6 -параметрами следующими приближенными
соотношениями:
h
h11б
11.к~ --- ,
1-а
Расчетные соотношения, характеризующие физические
свойства каскада, сведены в табл . 4.3. Коэффициент усиле-
а)
о)
Фиг. 4.7 . Каскад усилителя с общим коллектором (а)
и его эквивалентная схема (б).
ния по току К; по величине мало отличается от К; схемы с
общим эмиттером. Коэффициент усиления по напряжению
меньше единицы.
Коэффициент усиле
ния по току
Входное сопротивле-
ние........
Коэффициент усиле
ния по напряжению
Выходное сопротив
ление ...
Коэффициент усиле
ния по мощности .
Таблица 4 .3
h21к
К;= -----
1 f,- Rэ h2~к
hни4RэЛhк
Rвх =------
1 + Rэ h221<.
h21нRэ
Ки= hнн+ЛhкRэ
R
_
_
Rc4hнк
вых -- h22н Rс \j- л,ш
К_
h2T"Rэ
Р- (1 +h22нRэ)(h11н+Лh"Rэ)
Входное сопротивление каскада велико и может дости
гать сотен килоом (фиг. 4.8, а) . Выходное сопротивлени~
каскада очень мало и находится в пределах от нескольких
десятков до нескольких сотен ом (фиг . 4.8, 6).
135
Приближенные значения входного и выходного сопро
тивления каскада с общим коллектором можно вычислить
по следующим q:ормулам:
Rвх ~ Ra (1+Р),
(4.23)
R ~_!!_о_.
(4.24)
пых l+~
Коэффициент усиления по мощности имеет наименьшее
значение по сравнению с другими схемами включения .
:105
10•
,о•
10•
ю•
ю•
V
.. --
/'''
_/
V
_,/
/v
,,,,v
1---"'
10 102 103 10~ 105R,,Он
10' 10 3 ,о• ,о' Rc ,o,,,
а)
о)
Фиг. 4.8 . Зависимость входного сопротивления от со
противления нагрузки (а) и выходного сопротивле
ния от сопротивления источника сигнала (6) для схе-
мы включения с общим коллектором.
На основании сравнения физических свойств каскадов
с различными способом включения транзистора можно сде
лать следующие выводы:
1. Наименьшим входным и наибольшим выходным со
противлениями обладает схема с общей базой.
2. Наибольшим входным и наименьшим выходным со
противлениями обладает схема с общим коллеюором.
3. Наибольшим коэффициентом усиления по мощности
обладает схема с общим эммттером.
Вопросы для повторения.
1. Почему в схеме с общей базой коэффициент усиления по
току меньше единицы?
,
2. Можно ли каскад с общей базой выполнить с одним источ
ником тока?
3. Почему схема с общим эмиттером применяется чаще, чем
схема с общей базой?
4. Почему в схеме с общим коллектором коэффициент усиле
ния по напряжению меньше единицы?
5. Как объяснить значительную величину входного сопро
тивления каскада с общим колJrектором?
136
§ 21. МНОГОКАСКАДНЫЕ СХЕМЫ УСИЛИТЕЛЕЙ
НА ТРАНЗИСТОРАХ
Многокаскадные схемы усилителей применяются в тех
случаях, когда усиление, получаемое в одном каскаде,
меньше требуемой величины . Число каскадов предваритель-,
ного усиления в устройствах, работающих на лампах, за
висит от соотношения напряжений возбуждения ламп око
нечного каскада и напряжения источника сигнала.
В устройствах, работающих на транзисторах, н~обходи
мое число каскадов усиления зависит от соотношения вы
ходной мощности Рвых к мощности Рвхl• которую источ
ник сигнала может отдать во входную цепь первого ка с ка
да усилителя . При этом необходимая величина коэффициен
та усиления по мощности, выраженная в децибелах, будет
определяться соотношением
Кр = 10Ig Рвых.
Рвх1
Коэффициент усиления по мощности отдельных каскадов
в зависимости от ·гипа транзистора и схемы каскада может
_ лежать
в пределах 15-;-30 дБ.
Ориентировочное число каскадов усиления при пред
варительном расчете можно определить из соотношеш151
lO]g Рвых
N=
Рвх1
15+-30
Если усилитель состоит только из двух каскадов, то,
используя возможное .сочетание схем включения транзис
торов, можно теоретически получить девять вариантов схем
усилителя. Однако лишь только некоторые из них можно
использовать в практической конструкции усилителя. На
пример, при выполнении обоих каскадов по схеме с общей
базой очень трудно согласовать большое выходное сопро
тивление предыдущего каскада с малым входным сопротив
лением последующего каскада. Наиболее удачно решается
вопрос · согласования работы двух каскадов при использо
вании -с~ем с общим эмиттером и общим коллектором. Наи
бо.п;ыiiее· у_силение двух каскадов можно получить при ис
пользовании схемы включения с общим эмиттером, которая
в настоящее время пользуется наибольшим распростране
нием.
137
Схема с общей базой применяется главным образом в тех
случаях, когда надо повысить верхнюю частоту полосы
пропускания. Схема с общим коллектором •используется
для согласования источника сигнала с большим выходным
сопротивлением с нагрузкой, имеющей малое входное со
противление.
Связь между отдельными каскадами может быть или
резистивно-емкостной или трансформаторной. Трансфор
маторная связь чаще всего применяется между предоконеч
ным и оконечным каскадами и для связи оконечного каска
да с нагрузкой. Резистивно-емкостная связь · используется
главным образом в каскадах предварительного усиления .
Рассмотрим более подробно условия работы каскадов уси
лителя на резисторах и усилителя с трансформаторной
связью .
Усилители на резисторах
В каскадах усиления на резисторах чаще всего исполь
зуется схема включения транзистора с общим эмиттером,
дающая наибольшее усиление мощности входного сигнала.
Такой каскад отличается значительной температурной не
стабильностью, что объясняется зависимостью от темпера
туры неуправляемого тока I н O и коэффициента усиления
по току. Для уменьшения температурной нестэбильности
принимаются меры температурной стабилизации. Рабочая
точка транзистора стабилизируется с помощью отрицатель
ной обратной связи по постоянному току и специальных це
пей смещения (фиг. 4.9, а).
Положение рабочей точки на характеристике транзисто
ра в такой схеме зависит от соотношения сопротивлений
R1 и R2 и сопротивления Rэ в цепи эмиттера.
Величина тока базы, определяющего рабочую точку,
зависит от напряжения u63 между базой и эмиттером. Это
напряжение численно равно разности падений напряжений
на сопротивлениях R2 и R3 :
Если под влиянием изменения температуры ток базы
увеличится, то одновременно возрастет и ток, протекающий
через резистор R1 цепи смещения, и ток, протекающий через
резистор Rэ- С увеличением тока в цепи смещения возрастает
падение напряжения на R1, что приведет к уменьшению по-
138
стоянного напряжения, подводимого к базе транзистора,
и, таким образом, к уменьшению тока базы.
С возрастанием падения напряжения на резисторе . R э
величина напряжения u 63 уменьшится, что также приведет
к снижению изменений тока базы.
Коэффициент нестабильности а для этой схемы можно
определить по следующей формуле:
О'=1+
rxR2
(4.25)
(1-а) R2 +Rэ'
а)
о)
Фиг. 4 .9. Схемы усилителей на резисторах:
с цепью смещения, последовательной отри
цательной обратной связью (а), с цепью
смещения,
последовательно-параллельной
отрицательной обратной связью (6).
Для современных транзисторов, применяемых в каска
да х усиления, коэффициент передачи тока сх = 0,96 -; -
7 0,98 . Поэтому формулу (4.25) можно записать в следую
щем виде:
гле
Н етрудно видеть, что чем меньше сопротив-ление R 2
н. бодьше сопротивление R э в цепи эмиттера , тем меньше
коэффициент :нестабильности.
': . Следует, однако , помнить , что цепь стабилизации R 1
и R. 2 д анного каскада яв л яется дополнительной нагрузкой
цепи· коллектора предыдущего каскада . С уменьшением со
противлений R1 и R2 эквивалентное сопротивление нагру:=t-
139
ки цепи коллектора предыдущего каскада _будет уменьшать
ся, что вызовет снижение коэффициента усиления этого кас-
када.
•
В иной схеме стабилизации каскада (фиг. 4.9, 6) с воз
растанием тока базы и соответственно тока коллектора уве
личивается падение напряжения на сопротивлении R 3 ,
что приводит к уменьшению падения напряжения на сопро
тивлениях R1 и R2 схемы смещения, и, следовательно, на-
пряжения и6 8 •
•
В каскаде с общим эмиттером ч ::: стотная зависимость па
раметров транзистора от частоты 11 роявляется в большей
Фиг. 4. 10 . Схема двухкаскадного
усилителя на резисторах.
степени, чем в касr<аде с общей базой. В этом каскаде умень
шается верхняя граничная частота транзистора и возрастает
емкость Сн 8 , шунтирующая сопротивление нагрузки.
Граничная частота
f _fгрб
грэ- l+~ •
Выходная емкость
С"э=Снri(1+~).
Уменьшение граничной частоты fгр и увеличение выход
ной емкости транзистора приводит к уменьшению коэффи
циента усиления по току в облас1 и верхних частот и к зава•
u
__,,
лу частотнои характеристики:
~-
~о
i- V1 + Ulf1•p) 2
Рассмотрим влияние эJiементов схемы на коэффициент
усиления на .примере двухкаскадного усилителя на резнl';
тсрах (фиг. 4.10).
140
В эквивалентной схеме первого каскада (фиг. 4.11, а)
приняты следующие обозначения:
l 61 Ki] - генератор тока, эквивалентный транзистору Т1 ,
Rвых~ - выходное сопротивление транзистора Т1 , RRl -
сопротивление в цепи коллектора транзис;тора Т1 , Rнх 2 -
входное сопротивление транзистора Т2 , R12 = R~1+~~ -
эквивалентное сопротивление цепи смещения, С6 _ ,_ пе ре
ходной конденсатор, С кэ - емкость между коллектором
и эмиттером.
R"
Rв,2
а)
6)
Фиг. 4.11 . Полная (а) и приведенная (6) эквивалент
ные схемы первого каскада.
Эквивалентную схему фиг. 4.11, а можно привести к ви-
ду, показанному на фиг. 4.11, 6, где
•
R
Rвых Rн
кэ=
,
Rвых +Rн
R
_
Rвх2 R12
вх2э- Rвх2+R12 •
Эквивалентная схема каскада, изображенная на фиг. 4. 11, 6,
подобна схеме каскада е электронньй л:iмпой. По
этому для анализа ее работы можно применить метод, ис
пользованный для анализа работы лампового усилителя.
Эквивалентные схемы каскада для различных частот
показаны на фиг. 4.12 .
Определим основные показатели работы каёкада на
средних частотах.
Коэффициент усиления по току
Kio=
1+Rюэ h22э
Входное сопротивление
(4.26)
(4.27)
141
Коэффициент усиления по напряжению
К = h,нэ Rн~э
и hнэ+Лhэ Rн1э
Выходное сопротивление
R = Rc+h11э
вых h
Л•
220Rc+hэ
(4.28)
(4.29)
Фиг. 4.12 . Эквивалентная схема первого каскада для сред
них (а), нижних ,б) и верхних (в) частот .
Коэффициенr усиления по мощности
кРО =
h21э2 Rf_Il~Э -----
(1 +h22э Rюэ) (h11Э+Лhэ Rн1э)
(4.30)
где Rн~э -эквивален'!'ное сопротивление нагрузки первого
каскада:
R _ Rюэ Rвх2э
нlэ-
Rюэ + Rвх2э
Коэффициент частотных искажений на нижних частотах
Мн=-. l1+[
1
]2
•
(4.31)
V Qн С5 (Rюэ_ + Rвх2э)
Коэффициент частотных искажений в области верхних
частот, обусловленный влиянием емкости Си 0 :
(4.32)
Частотные искажения, вызванные изменением свойств
транзистора, учитывс).ются путем использования в расчет
ных формулах уточненного значения параметра h 210 :
~о
h21э=~t= - --=--=-
-= --=- -=--=- -=--= -= -
-
/ ✓ 1+(~;J2
142
Основы расчета усилителя на резисторах
Исходные данные
1. Напряжение источника питания Еист·
2. Амплитуда напряжения на нагрузке, равная ампли
туде входного напряжения последующего каскада Ин =
= Ивх·
3. Амплитуда тока в нагрузке, равная амплитуде вход-
ного тока с учетом величины тока, проходящего через цепь
с.мещения последующего каскада:
4. Диапазон частот Fн - Fв·
5. Допустимые частотные искажения Мн и Мв на ниж
ней и верхней граничных частотах .
6. Напряжение Ее и сопротивление Rc источника сиг
нала.
Требуется определить
1. Тип транзистора.
2. Режим работы транзистора по постоянному току .
3. Элементы цепи стабилизации рабочей точки.
4. Основные показатели работы каскада :
-
коэффициент усиления по току,
-
входное сопротивление каскада,
-
коэффициент усиления по напряжению,
-
выходное сопротивление каскада .
5. Элементы схемы каскада, С6 и Са,
Порядок расчета
1. Вьrбираем тип транзи.стора таким образом , чтобы до~
пустимое напряжение между коллектором и эмиттером было
больше напряжения источника питания :
Граничная ча~тота транзистора при включении по схеме
с общим эмиттером должна быть больше верхней частоты
диапазона
143
2. Определяем величину постоянной составляющей тока
коллектора. Выбираем минимальную величину тока кол
лектора / к m!п:
/к m!n ~ (5-+ 10) /копасn•
/к> Iн+ /н mln·
Если амплитуда тока в нагрузке незначительна, то ве
личину то~<а покоя коллектора следует выбирать близкой
к рекомендуемой в паспорте транзистора.
1.
Urtэ mtn
--LC,o
---ic,
____ ,, ..
.
-
.--•с,
~iс,
-~
115
ic.
=ii,,
---~tc, · ,_
..----Г- "· 11 ·
-
1
,
Фиг. 4 . 13 . К расчету тока базы по харак
теристикам транзистора.
3. Выбираем минимальное напряжение между коллек
тором и эмиттером:
Икэm!n>0,8+ lВ.
4. Определяем напряжение между коллектором и эмит
тером:
Икэ == Ина m!n +Ин•
Если напряжение на нагрузке незначительно, то величи
ну Ик 8 следует выбрать близl{9й к паспортной .
5. По характеристике транзистора находим ток базы
/ 60 (фиг. 4.13). При отсутствии характеристик величину
тока базы можно рассчитать по формуле
/к-
/бо ~ ~:'
6. Выбираем величину напряжения на сопротивлении
Rэ в цепи эмиттера:
ИRэ =(О, 15-+ О,2)Еист,
144
7. Вычисляем сопротивление в цепи коллектора:
Еист-Ин э-ИR
Rн = -------=--э
fн=
8. Для учета влияния сопротивления R н на величину
амплитуды переменной составляющей тока на выходе кас
када определяем более точное значение тока в цепи коллек
тора:
/=/
+ Ин (Rн+Rн)
н= нmln
Rн Rн
•
9. Рассчитываем величину сопротивления в цепи эмит
тера:
10. Выбираем ток цепи смещения:
11. Определяем величину сопротивления R2 цепи ста
билизации:
UR +Изб UR. 0 +0!2
R2~-~э'---~--=------
l12
112
12. Рассчитываем сопротивление резистора R 1 цепи
стабилизации:
Еист-ИR -иэб
R1=
э
112 +Iб
13. Вычисляем коэффициент нестабильности рабочей
точки:
где
Если величина а окажется чрезмерно большой, то сле
дует выбрать большое значение тока цепи стабилизации.
145
14. Рассчитываем величину эквивалентного сопротив
ления нагрузки цепи коллектора:
Rнэ= RнRн
Rн+Rн
где
15. В соответствии с расчетными формулами (4.26),
(4.27), (4.28) и (4.29) находим основные показатели работы
каскада: •
-
коэффициент К 1 усиления по току, входное сопро
тивление Rвх•
-
коэффициент /(и усиления по напряжению, выход
ное сопротивление Rвых·
16. Рассчитываем емкость разделительного конденса
тора:
l
Сб • ~ -:: ----: ---:: ----;;::::;:::;::==-
.
Qн (Rкэ+Rн) У Мн2 ~!
17. Определяем коэффициент частотных искажений на
верхней частоте диапазона:
где
R _ RиэRн
нэ-
•
Rнэ+Rн
Вычисляем емкость блокировочного конденсатора С8 :
l
сэ ~ -= ---= ----:--;=;:;=~= - '
RнR~УМнэ2-1
где Мн э - допустимая величина коэффициента частотных
искажений, вносимых участком цепи эмиттера (выбирается
в пределах Мнэ ~ 1,01-:- 1,02), R~ ~ Rвх + R0•
Усилители на трансформаторах
Усилители на трансформаторах применяются с целью
получения наибольшего коэффициента усиления по мощн ос
ти. Для этого необходимо согласовать сопротивление Rc
источника сигнала с входным сопротивлением на входе кас-
146
када и выходное сопротивление каскада с сопротивлением
нагрузки на его выходе:
Выходное сопротивление каскадов с общей базой и об
щим эмиттером, как правило, всегда больше входного
Поэтому для согласования выходного сопротивления пре
дыдущего каскада с входным сопротивлением последующего
необходимо использовать понижающий трансформатор.
--;- ---о--------- _ .. . .-',_ _____
+
Ек
Фиг. 4.14 . Схема усилителя с трансформаторной
связью.
Трансформаторную связь можно использовать в схемах
с общей базой и в схемах с общим эмиттером. В практичес
ких устройствах чаще всего используется схема с общим
эмиттером (фиг. 4.14). Трансформаторная связь обычно ис
пользуется для согласования предоконечного каскада УНЧ
с оконечным однотактным или двухтактным каскадом.
Работа каскада с трансформаторной связью отличается
следующими особенностями . Сопротивление первичной об
мотки трансформатора постоянному то1<у невелико. Его
величина не превышает нескольких сотен ом . Поэтому паде
ние напряжения на сопротивлении обмотки составляет не
сколько десятых долей вольта. В связи с этим питание цепи
коллектора можно осуществлять от источника с меньшим
напряжением.
Уменьшение падения постоянного напряжения на кол
лекторной нагрузке позволяет увеличить сопротивление
R э стабилизации режима работы в цепи эмиттера . При
этом улучшается стабильность работы каскада и надежность
работы усилительного устройства. Основным недостатком
усилителя с трансформаторной связью является увеличе
ние его стоимости, размера и веса .
147
Уменьшеl-'ие размеров трансформатора часто оказы
вается невозможным из-за насыщения сердечника и возни
кающих при этом нелинейных искажений .
Эквивалентная схема выходной цепи трансформаторного
каскада, приведенная к первичной обмотке, показана на
фиг. 4.15 .
Фиг. 4. 15. Эквивалентная схема усилителя
с трансформаторной связью.
В схеме приняты следующие обозначения:
L1 - индуктивность первичной обмотки,
r = r1 + 2 -эквивалентное сопротивление потерь в ак-
~
.
тивном сопротивлении первичнои и вто-
ричной обмоток,
L. = L81 + Ls2 -суммарная индуктивность рассеяния,
~
.
R
.
Rн'= _!!_
-
приведенное сопротивление нагрузки.
п2
На средних частотах влиянием реактивных элементов
на работу каскада можно пренебречь. На нижних частотах
можно пренебречь влиянием индуктивностей рассеяния
и емкости Сн 8 • Индуктивное сопротивление QнL1 в этом ин
тервале частот будет оказывать на нагрузку заметное шун
тирующее воздействие. В области верхних частот значи
тель_ное воздействие на работу каскада ' будут оказывать
емкость С н 8 и индуктивность рассеяния L8 •
Эквивалентная схема каскада для средних частот
(фиг . 4.16, а) подобна эквивалентной схеме усилителя на
резисторах. Поэтому основные показатели работы каскада
можно рассчитать по формулам, полученным при анализе
работы этого каскада.
На нижних частотах (фиг. 4. 16, 6) часть тока эквивалент
ного генератора будет ответвляться через индуктивность
L1 , ток в нагрузке и напряжение на ней будут уменьшаться,
что приведет к снижению усиления по току и по напряже
нию. Поэтому в облас т и нижних частот будет наблюдаться
1,Щ
сшщ частотной характеристики. Частотные искажения, воз
никающие на этих частотах, можно рассчитать по формуле
где
R ~ RвыхRн'
I< э-·
Rвых + Rн'
(4.33)
В области верхних частот (фиг. 4.16, в) начинает заметно
с.казываться влияние индуктивности рассеяния. С увели-
а)
о)
8)
Фиг. 4.16. Эквивалентные схемы усилителя для средних (а),
нижних (6) и верхних (в) частот.
чением частоты падение напряжения на сопротивлении
QL 8 возрастает, а напряжение на нагрузке уменьшается.
Частотные искажения на этих частотах, вызванные влия
нием L8, оцениваются коэффициентом частотных искаже
ний
(4.34)
На верхних частотах полезного сигнала могут возникать
и частотные искажения, вызываемые влиянием на работу
каскада эквивалентной емкости Си э· С увеличением частоты
сигнала часть тока эквивалентного генератора будет ответ
вляться через сопротивление емкости С н э, в результате чего
ток в нагрузке к.аскада уменьшится. Коэффициент частот
ных искажений, возникающих из-за перераспределения тока,
можно определить по формуле
М/=V1+(QвСнэRн0)2.
(4 .35)
В случае применения в каскаде низкочас тотного тран
зистора на верхних частотах возникают дополни т ел ьные
искажения, обусловленные частотным и свойствами тран
зистора. Величина этих ис_кажений зависит не толы, о от
И)
свойств транзистора, но и от схемы каскада. В схеме с общей
базой
(4.36)
В схеме с общим эмиттером
/Vlв"'= ·1 ;· 1+[ Fв 12
V fa(1-а)
(4.37)
Общий коэффициент частотных искажений в области
верхних частот можно определить по обычной формуле
. Мв= Мв' Мв" Мв,,,•
Величина М 8 " обычно значительно меньше значений
Мв' и Мв"', поэтому в технических расчетах учитывают
лишь частотные искажения, связанные с индуктивностью •
рассеяния трансформатора и частотными свойствами тран
зистора
Вопросы для повторения.
1. Почему в практических устройствах схема усилителя на
резисторах применяется чаще других схем?
2. Как повысить величину входного сопротивления тран зи-
сторного усилителя? .
1
3. Как определить полярность включения переходного электро
литического конденсатора в схеме с общим эмиттером?
4. Почему два смежных каскада усилителя не выполняют по
схеме включения с общим коJiлектором?
5. Почему между предоконечным и оконечным каскадами чаще
всего используется трансфор ~1атор ная связь?
§ 22. УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ НА ТРАНЗИСТОРАХ
Оконечные каскады современных приемников выпол
няются и по однотактной и по двvхтакпюй схемам.
Однотактные схемы используются главным образом в
малогiJ,баритных приемниках с выходной мощностью 50-
100 мВт. Если сопротивление динамического громкого
ворителя значительно отличается от оптимального сопро
тивления нагрузки каскада, то на выходе ставится согла
сующий выходной трансформатор (фиг. 4.17, а). В настоя
щее время разработаны конструкции динамических громко
говорителей с достаточно большим сопротивлением. Такие
150
громкоговорители могут непосредственно включаться в цепь
коллектора (фиг. 4.17, 6).
Схема оконечного каскада с общей базой показана на
фиг. 4.18.
Двухтактные схемы оконечных каскадов на транзисто
рах отличаются значительным разнообразием. На фиг. 4.19
Сэ
---е-----~+Ек
а)
--1
+
---------s,Ек
о}
Фиг. 4.17. Схемы оконечных каскадов с трансфор
маторным выходом (а) и с непосредственным вклю-
чением громкоговорителя в цепь коллектора (6).
показаны двухтактные схемы с общим эмиттером. В схеме
фиг. 4. 19, б применена отрицательная обратная связь по
току, которая позволяет снизить искажения, возникающие
♦
Фиг. 4.18 . Оконечный каскад с об-
щей базой.
в процессе работы каскада. На фиг. 4.20 изображена схема
с частичным включением нагрузки в цепь эмиттера. Возни
кающая в этом каскаде отрицательная обратная связь по
току способствует уменьшению и частотных и нелинейных
искажений. На фиг. 4.21 показана двухтактная схема с об
щим коллектором. Подобные схемы используются в тех слу
чаях, когда выходные характеристики транзистора отли
чаются значительной нелинейностью.
В настоящее время широко распространены двухтакт
ные схемы с бестрансформаторным выходом, что способст
вует уменьшению частотных искажений в области нижних
151
152
'----<"Е,
6)
Фиг. 4.19. Схемы двухтактных усилителей с общим
эмиттером:
а-с цепью смещения, б-с цепью смещения и последователь
ной отрицательной обратной связью.
,----.----<11Е,
ru
Фиг. 4.20. Схема двух •
тактного каск11да с ча •
стичным включением на
грузки в цепь эмиттера.
Фиг. 4.22. Схема двух
тактного каскада с бес·
трансформаторны м
·включением гро мкогов о
рителя с двумя 11 сточ
н ик ами тока.
Фиг. 4 .2 1 . Схема двух
тактного каскада с об
щим коллектором.
J
Фиг. 4.23. Схема двух
такп1ого каскада с бес
трансформаторным вы
ходом И ОДНИМ ЫСТОЧ·
никоы тока.
частот. На фиг. 4.22 показана схема каскада с источником
питания, имеющим средний вывод (или с двумя источника
ми питания). На фиг. 4.23 изображена схема усилителя
с одним источником питания. Громкоговоритель в этой схеме
подключен через конденсатор большой емкости.
Стабилизация рабочей точки транзисторов осуществля-
. ется
обычным способом с помощью делителя напряжения
в цепи базы и сопротивления в uепи эмиттера. Для улучше
ния температурной стабилизации в цепь делителя иногда
включаются термисторы (фиг. 4.24). На фиг. 4.25 показана
Фи г . 4.24 . Схема двухтактного Фиг. 4;25. Схема двухтактно-
1<ас1<ада с термистором в цепи го каскада с термос.табилизи-
смещения.
рующими диодами .
схема, в ~шторой термостабилизация осуществляется с по
мощью диодов . Эта схема отличается еще и тем, что согла
сующий входной трансформатор не имеет среднего вывqда.
Во время работы' верхнего плеча каскада диод нижнего
плеча оказывается открытым и все напряжение вторичной
обмотки приложено ко входу верхнего плеча.
Расчет выходного кас1<ада
Исходные даннр~е
1. Полезная мощ~-юсть· на выходе Рвых·
2. Сопротивление нагрузки Rн·
3. Диапазон частот Р н
-
F8•
4. Допустимые частотные искажения Мн и М8 •
5. Допустимые нелинейные искажения у .
Требуется определить
1. Тип транзистора.
2. Напряжение, р ежим работы цепи коллектора.
3. Сопротивление н а г р узки цепи коллектора Rп-
153
4. Ток базы и входное напряжение.
5. Входное сопротивление каскада и мощность, потреб-
ляемую на входе.
6. Коэффициент нелинейных искажений у.
7. Индуктивность первичной обмотки L1 .
8. Коэффициент трансформации выходного трансфор
матора.
Порядок расчета
1. Определяем расчетную мощность каскада:
р~ Рвых .
УJт
2. По величине полезной мощности выбираем тип тран
зистора:
если напряжение источника задано.
3. Выбираем напряжение на коллекторе:
Ино < О,5ин max·
4. Выходные характеристики слоистого транзистора
имеют линейный характер, что позволяет увеличивать коэф•
фициент использования коллекторного напряжения G и
коэффициент пульсирующего тока коллектора Yn почти до
единицы.
При таких значениях Gи 'Vп к. п. д. каскада оказыв ается
близким к 0,5. Обычно выбирают 'У] = 0,45 - 0,48. С умень
шением напряжения источника к. п. д. уменьшается до
0,3 - 0,4. Выбрав значение к. п. д . , рассчитываем мощность,
отдаваемую источником в цепь коллектора:
р
Ро=-.
'!]
5. Определяем ток коллекторk:
lно=~•
Uно
6. Находим примерное сопротивление нагрузки цепи
коллектора
154
7. По статическим выходным ха р а кте ристикам строим
динамическую харш,териспш у тра нзист ора, котор а я долж
на проходить через точки с координатами (ин 0 , ! н 0 ) и
(О,lино, fно + fн).
8. Определив ток базы для режима покоя и для несколь
ких значений напряжения н~ коллекторе, переносим их на
входные статические характеристики и строим по ним вход
ную динамическую характеристику. Если в справочнике
приводится не семейство входных характеристик, а только
типовая входная характеристика для паспортного значе
ния напряжения на коллекторе , то в первом приближении
можно пользоваться только одной статической входной ха
рактеристикой.
9. По динамической входной характеристике графичес-
1шм путем находи м Е6 0 и удвоенные значения тока базы
2/6 и величины входного напряжения 2U6 э •
10 . Определяем среднее значение входного сопротив
ления:
11. Выбираем величину тока в цепи стабилизации рабо
чей точки:
12. Рассчитываем сопротивления R 2 и R1 :
Если в цепи эмиттера включено сопротивление Rэ, то
расчет R1 и R 2 производится по следующим формулам :
13. Находим эквивалентное входщ)е сопротивление:
\
rде
155
14. Вычисляем мощность, потребляемую во входной
цепи:
р= _1_(2Иu")2
вх ·8 Rвхэ
15. Для определения коэффициента нелинейных исr{а
жений, обусловленных нелинейностью входной цепи, сле
дует предварительно рассчитать и построить проходную
характеристику, представляющую собой зависимость тока
коллектора от э. д. с. источника входного сигнала Ее· Не
обходимость в этой характеристике вызывается тем, что
часть напряжения источника Ее = Uб э + /бRе будет
падать на его внутреннем сопротивлении Re, что приведет
к зависимости входного напряжения от тока базы и к факти
ческому искривлению динамической характеристики.
Расчет характеристики 1н = F (Ее) производится в сле
дующей последовательности. Задаются величиной сопро
тивления источника Re = 507 300 Ом и определяют э. д. с.
источника для расчетных значений тока базы ! u и тока
коллектора 1н:
Eel == Иб эl +151 Re,
Ее2= ибэ2+152Rc,
Построив характеристику lн = F (Ее), определяем од
ним из графических методов составляющие тока коллекто
ра и по их значению коэффициент нелинейных искажений:
Vlн22 + fнз2 +lн42
v=--~ --'-= --•
•
fш
16. Рассчитываем индуктивность первичной обмотки
трансформатора:
Li :-
Rэ :::::::
Rн
2nFн -VМн2-1 2:лFн -V Мн2- 1
Так как Rвых )) R н, то величину эквивалентного со
противления можно полагать равной сопротивлению на
грузки: Rэ::::::: Rн,
17. Находим коэффициент трансформации выходного
трансформатора:
•
n-
__&__
V-
-
Rн'l']т •
156
18. Определяем частотные искажения, вносимые тран
зистором,
Мв'''="1 / 1+[ .Fв ]2 •
V fa(1--а)
19. Находим частотные искажения, связанные со свой
ствами трансформатора:
,J
М,..Мв
в:=:.--,,-, .
Мв
20. Вычисляем допустимое значение индуктивности рас
сеяния трансформатора
L _ Rн }1(Мв')2-1
s~
2:nFв
Пример 4. 1. Рассчитать выходной каскад на транзисторе по
следующим данным: Рвых = 1 Вт; Rн = 5 Ом; fн = 100 Гц;
Мн=1,1,Fв=6кГц; i'\l!в=1,6.
Решение
1. Принимая · riт = 0,7 , находим расчетную мощность каскада:
Рnых
1
Р=-- = - ,-=1,41 Вт.
У!т О,7
2. Выбираем по справочнику транзистор П201А : Ин max =
= 30 В, / н max = 1,5 А, мощность рассеяния без радиатора Р11 доп =
= 1 Вт, с радиатором 10 Вт. Выходные и входные характеристики
тра нзисто ра приведены на фиг. 4 .26 и фиг . 4.27 .
3. Выбираем напряжение Ино на колJ1екторе:
-
lOB<Иншах
Ино-
2.
4. Задаемся величиной ri=0,4 и нахо им Р0 ;
Р
1,41
Р0=-
=--
.
=3,52 Вт.
rJ
0,4
5. Определяем ток коллектора / 1, 0 :
Р0
3,52
! =-- =--=О 352А
но Ино
10
'
•
6. Рассчитываем сопротивление нагрузки цепи колле1,тора :
Ино
10
Rн=- =--=28,4 Ом.
/но
О, 352
157
158
..,
.....
"'
1•00
1000
900
800
700
бОО
500
300
zoo
100
о
ПZOIA
16 .15 мА
_ .:;,-
/
,,-
.--
10
---
,_
g
1..- -
8
вс:f.1.,-
-
7
"-
-
/
.. ..
к-;
б
1--
-
L---
J""
s
--
'-А
4_.
~
3 .......
-
3
--
""'
2
_1---
-
г,
'-
1
--
'::о f
{,'
Z4б8101Z1416u~э,В
Фиг. 4.26. Выходная характеристика
транзистора П201 А.
lо,нА
9,f($'
13
~-' ;v
fZ
~#;·f-
<:::,
11
...
/'!-
fO
,,,.
--· ·-
-- --
-
--
-
--
-
--
-
t!1 1//
9
8
1
'!'///
--
I 1//
7
5
lc//;/i __,_
5
/
#;r:
~4
1/1
J
/
/21
с::,
/ /,}')1
'1
.:::; z
/~
/i
+-
---
1
/
1 ---
1
---- --
-
7"-~~~ 1
г
1
о
0,1[ o,z
0,3
1О,ч О,5U6э,В
~---·60
2U6з
Фиг. 4.27. Входная характеристика транзистора П201А.
7. Строим динамическую выходную х2рактеристику, ·которая
в нашем случае проходит через рабочую точку А Uно = 0,352 А,
llнo = 10 В) и ограничивается точками В и С с координатами:
точка В-ин m!n z 0,lино= 1 В,
.
О,9Uио
lн max=fнo+---=0,67 А,
Rи
точка С-инmах=1,9ин0 =19В,.
.
О,9ии0
lн m!n = lно---- = 0,035 А.
Rи
По динамической характеристике определяем: ток базы в ре
жиме покоя / бо = 4 мА, максимальный ток базы iб шах = 9,6 мА,
минимальный ток базы iбш1n= 0,4 мА.
8. По полученным данным строим динамическую входную
характеристику.
9. По динамической входной характеристике находим: напря
жение на базе в режиме покоя Еб O = 0,365 В, минимальное на
пряжение на базе Иб э m!n = 01 23 В, максимальное напряжение на
базе Uбэmax = 0,47 В.
2/б= iб max~iб mlп =9,6-0,4=9,2 мА,
2Иб э= Иб э mах-Иб э m111= 0,47-0,23=0,24 В.
10. Определяем среднее значение входного сопротивления:
2Uб э
0,24
Rвх=~= 9,2
.
10_ 3 =26,1 Ом.
11. Выбираем величину тока в цепи стабилизации:
/12=(2+3)/бо=2-4=8мА.
12. Рассчитываем сопротивления R 1, R 2 и Rэ при выбранном
Uэ=1В:
Ебо+иэ 0,365+ 1
R2=
=
8.10_3 z 171Ом,
/12
ttэ
1
Rэz- = --=2,84 Ом.
fно 0,352
13. Находим эквивалентную величину вхо д ного сопротивления :
720 • 171
- ---=138 Ом
720+ 171
'
26,1 , 138
26,1+ 138
21 ,9 Ом.
159
14. Определяем мощность, потребляемую во входной цепи:
1.(2Ибэ)2 1 (О, 24) 2
Рвх=----=----=0,33 мВт .
8 Rвхэ
8 21,9
15. Строим проходную динамическую характеристику iн=
=F (Ее) , Для этой цели выбираем Rc= 150 Ом и воспользуемся
точками динамической характеристики (фиг. 4.26) :
Точка 1. iн1 =:;;.35 мА, iбi=0,4 мА, и5 а1 =0,23В,
Ес1 = UбGl +Rc iб1 = 0,23+ 150-0,4 ,10-3 =0,29 в,
-·
r•. на
-
.
-.-
-
~"f-=
'--
--
--
--
--
--
/-. )11
V1
600
1
1-/
1
'
-- -~
~"'
~~· ,,,"f ' -
---•-
1
11'
1
/:
1
500
\
1/1
1
!
'
1
1
/1
1
'
(00
~
--
-
--
-
v;
1
1
1
1
Е
.
1
"
/1
1
1
·~
1
1
~ 300
)
1
1
1
I
1
1
i11
1
;:
F
>--- --
~-
1
1
1
-~
1
1
1
1
I1
1
1
1
1/
'
1
"'
1
1
1
1
,::,100
1
1
1
!I;
1
1
1
1
1
1
1- --
1
1
1
1
1
1
1
со
[14 13,а J1,Z 1...j ':=]6 Ее , а
-g Еа min
Uв,/Z:r;Ua,/Z
•
"
~-
• k>-U
LI»
....,
в,
в
Фиг . 4.28 , Проходная динамическая харак
~теристика
Точка 2. iн2= 190 мА, iб2 =2 мА, иб02=0,32 В,
Ес2 = 0,32+ 150,2, I0-3 = 0,62 В .
Точка 3. iнз=352 мА , i5 3 =4~A, и583 =0,365 В,
Есз= 0,365+ 150 ,4, l0-3 =0,965 В.
:очка 4. iн4 =500 мА, i54 =6 мА, u5 84 =0,415 В,
Ес4 = О, 415+150, 6-10-5 = 1,315 В.
Точка 5. iн5 =670 мА, i55 =9,6 мА, и535 =0,47 В,
Ec 5 =0,47+150-9,6,I0-3 =1,91 В.
Динамичес1(ая проходная характеристика, построенная по
полу 11 енным данным, показа~~а на фиг. 4.28.
160
Для определения составляющих токов цепи коллектора нахо
дим -мгновенные напряжения
2Ивх=Ес5-Ес1=1,91-О,2_9=1,62 В,
-
Ивх (2Ивх)
И0х=0,81 В, - 2
-=-
4-=0,405 В
и следующие мгновенные значения токов:
iнm1n=35 мА при напряжении Ecmln,
iн max = 670 мА при напряжении Ecmax,
lн0 =395 мА при напряжении Есm1n+Ивх,
3
i111 =565 мА при напряжении Ecmtn+ 2 Ивx,
.
1
iн2 =222 мА при напряжении Ecmtn'+ 2 Ивх-
Составляющие тока коллектора находим по методу пяти
отсчетов:
3
:326 мА,
0,Б(iкmax-l-iкm!n)-Iкo 0,5 (670+35)-395
lн2=
·2
=
2
(iк max-iк m!n)-2(iю -iн 2)
fнз=
6
=
= (670-35)-2 (565-222) = _ 8 5 мА,
6
'
'
(670+35)-4(565+222) +6. 395
12.
/.
_
(iкmax+iкm!n).+2 (iю +iю)
1,ср-
6
(670+35)+2(565+222) 373 мА.
6
Определяем коэф:рициент нелинейных искажений:
1/fю2+lн~2+lк42
v=
1/212+s,52 + о,582
326
~ 0,07.
6 Зак. 458
-21 мА,
161
16. Рассчитываем индуктивность первичной обмотки трансфер,
чатора:
28,4
.
-----
--- z0,0985 Г
6,28-100f1,12-1
17. Находим коэффициент трансформации выходного транс•
форматора •
п=•иfRн= 1/ 5 =Об
V Ri;'l]т V 28,4 · 0,7
'•
18. Вы~zсляем частотные искажения, вносимые транзистором:
Мв"'=V1+ [ fа (~~а) J2
= v·1+[ 200 (1~ О.97) ]2
:::::, 1
•
41•
19. Нахрдим частотные искажения, связанные со свойствами
,rрансформатора:
Мв
1,6
М '---
·
-
---113
в-Мв"'
-
1, 41
-
'
•
20. Определяем допустимое значение индуктивности рассеяния
'!'рансформатора:
Rн f (l\1в')2-1 28,4 V1, 132 -1
Ls=
2лFв =
6,28 • 6000
z О,4мГ
ВопросыдJiя повторения.
[. Почему к. п. д. однотактных усилителей мощности на тран
висто,/Jах больше, чем в каскаде лампового усилителя?
?;: Почему нелинейные искажения в транзисторном усилителе
болt,ше, чем в ламповом?
3. Почему в схеме усилителя мощности с разделенной нагруз•
кой целинейные искажения уменьшаются?
4. Какое преимущество дают схемы усилителей с бестранс
форматорным включением нагрузки?
· 5 , Почему в схеме, изображенной на фиг. 4.23, громкоrовори
тель включается через электролитический конденсатор большой
ем1шсти?
ГЛАВА 5
ВХОДНЫЕ ЦЕПИ РАДИОПРИЕМНИКОВ
§ 23. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ВХОДНЫХ ЦЕПЯХ
Входной цепью принято называть электрическое устрой•
"
u
ство, включаемое между антеннои и входом первого каска•
да. Входная цепь обеспечивает связь антенны с усилитель
ными каскадами приемника и предварительную фильтрацию
полезного сигнала от различных помех . В подавляющем
большинстве радиоприемников во входной цепи используют•
ся колебательные системы .
Входные цепи классифицируются по двум основным
признакам : по виду колебательной системы, настроенной
на частоту принимаемого сигнала, и по способу связи этой
с истемы с антенной . В качестве колебательных систем во
входных цепях применяют как одиночные контуры, так
и различные системы связанных контуров. Однако наиболь
шее распространение получила входная цепь с одиночным
колебательным контуром.
Способ связи антенны с контуром зависит в основном от
вида применяемой антенно-фидерной системы . Так, в диа•
пазонах длинных, средних и коротких волн обычно ис
пользуются ненастроенные антенны в виде заземленного
вертикального провода, а также антенны Г- и Т- образной
формы. В этом случае наиболее часто используются емкост
ная, индуктивная и индуктивно-емкостная связи антенны
с контуром, показанные на фиг. 5.1 . В профессиональных
приемниках коротких и ультракоротких волн, а также в те,
левизионных приемниках используются настроенные сим•
метричные антенны . Передача высокочастотной энергии 01
антенны осуществляется при помощи специальных фидер•
ных систем, согласуемых со входом приемника посредством
трансформаторной или автотрансформаторной связи . В ра•
диовещательных приемниках и в первую очередь в малога-
6*
163
баритных широко используются внутренние ферритовые
антенны.
При анализе входные цепи с наружной антенной нместе
с колебательным контуром приемника представляют в
виде общей эквивалентной схемы. При этом цепь ан
а)
8}
тенны представляют в вир.е
эквивалентного генератора с
э. д. с. Ед и внутренним со
протцвлением Zд. В свою оче
редь сопротивление Zд содержит
составляющие rд, Сд и Lд.
_ (фиг. 5.2). • Параметры антенны
зависят от частоты и ряда других
факторов.
При исследовании схем вход
ных цепей необходимо Оf!реде
лить:
1. Коэффициент передачи на
пряжения входной цепи, рав
ный отношению напряжения на
входе первого каскада к э. д: с.
Ел, подводимой из антенны.
2. Закон изменения коэффи
циента передачи в диапазоне
принимаемых частот.
Фи г . 5.1. Схемы связи ·вход
ных устройств с однокон
турными колебательными
Фиг . 5.2. Возможный ва
риант эквивалентной схемы
наружной антенны.
системами ;
а-емкостная, б-индуктивная,
в- индуктивно-емкостная.
3. Избирательность входной цепи.
4. Влияние антенны на настраивающийся контур. Это
влияние обусловлено тем, что входной контур вместе с ан
тенной представляет собой связанную систему контуров,
в результате чего имеет место воздействие одного контура
на другой. Если принять . во внимание значительный раз-
-164
брос параметров антенны, то вопрос о влиянии приобретает
важное значение при выборе связи антенны с контуром .
Вопросы для повторения.
1. От чего зависит способ связи антенны с контуром?
2. Почему при изучении входных цепей интересуются влия
нием антенн на контур?
3. На какой показатель радиоприемника оказывает влияjfие
изменение коэффициента передачи входной цепи в диапазоне при
нимаемых частот?
§ 24. ВХОДНАЯ ЦЕПЬ ПРИ t:МКОСТНОй СВЯЗИ
АНТЕННЫ С КОНТУРОМ
Заменим приведенную на фиг. 5.1, а схему входной це
пи с емкостной связью ее эквивалентной схемой (фиг. 5.3, а) .
При последовательном включении в цепь антенны емкости
С'э
€:]],
8)
г)
Фиг. 5.3. Схемы приведения входной цепи к эквивалент
ному последовательному контуру .
ел Сев
связи Сев общая емкость антенной цепи С~ = ----
СА +Сев
уменьшается и емкостное сопротивление цепи становится
значительно б_ольше индуктивного. Это позволяет прене
бречь индуктивным сопротивлением цепи и не учитывать его
в эквивалентной схеме. По тем же соображениям без значй
тельной погрешности для расчетов можно исключить из
схеl\ш сопротивление rд (фиг . 5.3, 6).
Для дальнейшего упрощения эквивалентной схемы ис
пользуем теорему об эквивалентном генераторе . Принимая
165
точки а - б за выходные клеммы четырехполюсника, а за
внутреннее сопротивление четырехполюсника - его со
противление при короткозамкнутом входе, получим схему
фиг. 5.3, в.
Окончательный вид эквивалентной схемы входной цепи
приведен на фиг. 5.3, г. Здесь емкости С~ и С объединены
в общую емкость Сэ = с;\ + С. Эта схема является схе-
•мой обычного последовательного контура с параметрами:
L=L, Сэ=С+СА',
r=r.
(5.1)
Пользуясь эквивалентной схемой, установим основные •
свойства входной цепи.
Коэффициент передачи напряжения
от входа антенны ко входу первой лампы при р~зонансе оп
ределяется отношением /(0 = И g!Ел . Выразим резонансное
напряжение И g, снимаемое с индуктивности (см. фиг. 5.3, г),
через добротность контура Q:
Иg= ИQ.
(5.2)
Величина И представляет собой напряжение эквивалент
ного генератора и определяется из схемы фиг. 5.3, 6 при
отключенной нагрузке между точками а - 6 . Из этой схемы
видно, что э. д. с. Ел подключена к емкостному делителю
напряжения, составленному из последовательно соединен-
ных емкостей с~ и с.
Напряжение И снимается с емкости С и может быть
определено из соотношения Ел/И = С/С06 щ, где С06щ =
С'С
С'
С1
!С= л . Тогда И=Ел л =Ел~.
(Сл'+С)
(Сл'+С)
Сэ
Подставим полученное И в формулу (5.2): U g = UQ =
= Ел Q ( се:' ) . Отсюда резонансный коэффициент пере
дачи напряжения входной цепи
Иg
Сл'
Ko=r=Q -
.
Л
Сэ
(5.3)
Формула (5.3) дает возможность оценить коэффициент
передачи напряжения входной цепи Ко путем сравнения его
с равноценной величиной Q, характеризующей коэффициент
передачи одиночного колебательного контура. Сравнение
показывает, что коэффициент передачи напряжений вход
ной цепи при резонансе оказывается значительно меньше,
166
чем добротность контура Q. Уменьшение Ко по сравнению
'
с Q является следствием неполной передачи э. д . с. антенны
Ел в контур, что обусловливается наличием в цепи емкости
СВЯЗИ Сев·
Практически при сравнительно высокой добротности
контура п орядка 100, резонансный коэффициент передачи
Ко не превышает 10.
Пример 5. 1. Добротность эквивалентного контура Q3 = 100.
Контур связан с антенной через емкость Сев = 15 пФ. Емкость
конту р а С = 250 пФ. Определить коэффициент передачи входной
цепи.
Решен и е.
Находим емкость С~, вносимую из антенны в контур, приняв
Сл=200 пФ:
200.15
-
--- =14 пФ
200+ 15
'
С == Сл' +С= 14+250=264 пФ .
э
Коэффициент передачи входной цепи
с~
14
К0 =Qэс;;-=100 264 =5,3.
Значение Q = ffi 0 L/r по диапазону сохраняется почти
неизменным, так как с увеличением ffioL одновременно
возрастает сопротивление активных потерь r. Емкость
эквивалентного контура Сэ' для случая настроики контура
переменным конденсатором с некоторым приближением
обратно пропорциональна квадрату частоты. Следова- .
тельно, коэффициент Ко передачи напряжения входной
цепи находится в прямой квадратичной зависимости от час
тоты f настройки. Зависимость Ко = ер (f) представлена на
фиг. 5.4 . Как видно, в начале диапазона коэффициент пе
редачи входной цепи мал, а в конце - велик . Это обстоя
тельство является недостатком входной цепи при емкост
ной связи с антенной .
В рассмотренном случае влияние антенны на контур при -
вело к увеличению емкости контура на величину С~. При
более строгом · анализе входной цепи с учетом воздействия
на контур активного сопротивления антенны rл можно до
казать, что влияние антенны сказывается не только на уве
личении емкости контура, но и на некотором увеличении
сопротивления r активных потерь конту р а. Таким образом,
антенна вносит в контур расстройку, обусловленную изме
нением емкости контура и несколько снижает его доброт-
167
ность. Поэтому для практических расчетов добротность эк
вивалентного контура следует брать равной Q3 ~ (0,8 -т
+ 0,9)Q. При этом в формуле (5.3) величину Q следует за
менить величиной Q0 •
Вопрос о влиянии антенны на контур представляет прак
тический интерес при настройке входных uепей. Если бы
расстройка являлась постоянной, то ее можно было бы ском
пенсировать соответствующим изменением одного из пара
метров контура.
Фиг . 5.4. Изменение ко
эффициента передачи на
пряжения входной цепи
по диапазону при емко
стной связи с антенной.
у
<Риг. 5.5. Резонансная
характерйстика входной
цепи.
Емкость антенны Сл в зависимости от ряда факторов мо
жет изменяться почти вдвое и поэтому вносимая из антенны
емкость С~ = СлСс8/(Сл + Сев) не будет постоянной. От
носительного постоянства вносимой расстройки можно до
стигнуть путем значительного ослабления связи контура
с антенной. Из этих соображений емкость связи выбирают
в рределах 10-30 пФ.
Избирательность входной цепи оп
ределяется как избирательность эквивалентного последо
вательного контура известным уравнением резонансной
кривой
У= -V1+x2'
гдеХ==(~- mo '1Qэ~ 2Л/ Qэ;
СОо СО)
fо
стройка по частоте .
168
(5.4)
Лf-абсолютная рас-
Резонансная 1сривай, nоказанная на фиг. 5.5, соответст
вуе·1 уравнению (5.4) . По горизонтальной оси откладывается
расстройка Лf = fO - f, где fO - собственная резонаnсная
частота входной цепи, а f _:_ частота любого сигнала в ан
тенне. При совпадении частот fo и f расстройка Лf = О.
Полоса пропускания входной цепи определяется из урав
нения (5.4) . Если за половину полосы пропускания при
нять величину расстройки Лf = f - f0 , то ординате У на
границе полосы пропускания 2ЛF будет соответствовать оп
ределенный коэффициент частотных искажений М. После
. соответствующих
изменений буквенных обозначений в фор
муле (5.4) и подстановки вместо х его значения получим
(5.5)
Решая уравнение (5.5) относительно 2ЛF, выведем рас
четную формулу для определения полосы пропускания:
1о~
2ЛF= -
--1.
Qo
м2
(5 .6)
Входная цепь при емкости связ-и антенны с контуром
применяется в основном в приемниках с фиксированноi\
настройкой или в приемниках с узких диапаз<;>ном прини•
маемых частот.
Вопросыдляповторения.
1. Почему коэффициент передачи· входной цепи меньше доб-
ротности контура? .
2. К:ак влияет емкость связи на коэффициент передачи вХО.!1.·
ной цепи?
3. Почему емкость связи выбирается малой величины?
4. От чего зависит избирательность входной цепи?
§ 25. ВХОДНАЯ UЕПЬ ПРИ ИНДУКТ И ВНОЙ
СВЯЗИ АНТЕННЫ С КОНТУРОМ
Эквивалентная схема входной цепи при индуктивной
связи с антенной (фиг. 5.1, 6) представлена на фиг . 5.6 , а.
Если пренебречь индуктивностью антенны L.л., значение ко
торой (20 мкГ) во много раз меньше индуктивности ка
тушки связи Lcu• то можно получить систему из двух свя
занных расстроенных контуров .
169 •
Частота антенного контура _ fА = 1/2лV Lс0 Сд выби
рается постоянной при проектировании приемника . Часто-
ту настраивающегося контура f = 1/2л V LC изменяют в оп
ределенном диапазоне при помощи переменного конденса
_тора .
Коэффициент
входной цепи
передачи напряжения
можно определить из схемы
фиг. 5.6, 6, полученной при
помощи теоремы об эквива
лентном генераторе.
CJ1оа)
(31]
~~q
~j
о)
Коэффициент передачи на
пряжения при резонансе со
гласно определению равен
Ко= ЕИg .
А
(5.7)
Напряжение, снимаемое
на выходе контура, И g= UQ,
где Q - добротность настра
ивающегося контура . Напря
жение эквивалентного гене-
Фиг. 5.6. Эквивалентные схе- ратора И определяем из фиг .
мы входной цепи при индук-
-
тивной связи с антенной. 5.6, а в точках а - 6 при
отключенной нагрузке: ' И =
= 1дffiM. Ток / д в цепи антенного контура / А = Ед/Zл,
откуда И = Eл(ffiM/Zд). Здесь
Активное сопротивление rд антенного контура значитель
но меньше его реактивного сопротивления, поэтому вли
янием rд на величину Zд можно пренебречь . После со
ответствующей подстановки получим
wM
wM
U =Ед----- = Ед --------
wLcв--w-~д- wLcв ( l-002 {свСд)
нo --1-· -=ffiд 2• Тогда И=Ел-__м
____
Lсв Сд
Lсв( 1- 00;22 )
170
Выразим коэффициент взаимоиндукции М через коэф
фициент связи k: М = kV Lсв L, тогда
k
/"Т
И=Ел--v •
fл2
Lсв •.
l--
f2
Напряжение И g на выходе эквивалентного контура пре-
Рышает напряжение И в Q раз:
.
k
/Т
Иg=ИQ=QЕл f2V-.
(5.8)
Л
Lсв
l---
{2
Подставив в формулу (5. 7) выражение (5.8), получим
Иg
k
VL
Ka=y-=Q
f2
-
•
А 1-~
Lсв
f2
(5.9)
Коэффициент передачи напряжения входной цепи при
индуктивной связи с антенной, так же как и при емкостной
связи с антенной, значительно меньше добротности настраи
вающегося · контура вследствие неполной передачи э. д. с.
из антенны к контуру.
Избирательность входной цениопре
деляется как избирательность эквивалентного псследова- 1
тельного контура. Справедливость такого вывода основана
на том, что двухконтурная связанная система может быть
представлена эквивалентным последовательным контуром,
в котором учтено влияние одного контура на другой. Для
определения избирательности и полосы пропускания ис
пользуем формулы (5.4) и (5.6), При этом примем Q0 ~
~ (0,8 -;- 0,9)Q.
3акон изменения коэффициента пе
редачинапряжения по диапазону.Про
цесс передачи сигнала из антенны на вход первой лампы
можно представить как передачу напряжения сигнала из
антенны в цепь контура с последующим увеличением этого
напряжения на элементах контура в Q раз. Если доброт
ность Q входного контура по диапазону считать постоянной,
то изменение усиления по диапазону будет связано только
с резонансными свойствами антенного контура и процессом
передачи напряжения из антенны в цепь 1,онтура. Формула
171
(5.9) не дает точного отражения резонансных свойств ан
тенного контура. Резонансная кривая антенного контура
с учетом сопротивления потерь, вносимых в его цепь из
второго контура, имеет несимметричную форму (фиг. 5. 7) .
Диапазон настройки входной цепи может захватывать
области резонансной кривой антенного контура, лежащие :
ниже резонансной частоты антенной цепи fд (а) , выше час-
/Т\ 1Диапазон 1
/ 1 ~настройки~
1\.
/1'·
1 fs.S-s-:J__
fmin f • fma:r:
•
таты fл(6) и в области резо
нанса антенной цепи (в).
I
f
..
f
В случае а, когда fА > fo
а) (Ад < л0), антенную цепь на
зывают укоро,сенн.ой; в слу
чае6, когдаfл<fo(лд>ло);
антенную цепь называют уд
лuн.ен.н.ой . При укороченной
антенной цепи (фиг. 5.7, а)
б) коэффициент передачи в диа
пазоне настройки характери
зуется восходящим учас'i'Еом
резонансной кривой (сшюш- •
ная линия), что приводит к
в) знач и тельному изменению его
величины по диапазону . В
случае удлиненной антенной
цепи (фиг . 5.7, 6) коэффици
ент передачи определяется
спадающим участком кривой
и по диапазону остается поч-
Фиг. 5.7 . Изменение усиле
ния .входной цепи при индук
тивной связи с антенной .
ти неизменным. В том случае,
когда частота антенного контура находится в диапазоне на
строй1ш (фиг . 5.7, в), коэффициент передачи по диапазону
неравномерен, и поэтому этот случай не используется.
В большинстве современных приемников находит при
менение входное устройство с удлиненной антенной цепью.
Влияниеантеннынаконтуриз-заслабой
связи между контурами незначительно, однако антенна
вносит в контур индуктивное сопротивление и вызывает
изменение настройки контура. Величина вносимой рас
стройки при изменении параметров антенны не является
постоянной . Относительное изменение вносимой расстрой
ки, как и при емкостной связи с антенной, должно быть
небольшим. Это можно обеспечить при условии, что коэф
фициент связи между контурами не превышает определен
ного допустимого значения.
172
Воп_росы для повторения.
! . Настройкой какой цепи определяется название «укорочен
ная» или «удлиненная» антениjя цепь?
2. От выбора какого элемента зависит получение «укорочен
ной» или «удлиненной» антенной цепи?
3. Каким образом может быть уменьшено влияние антенны на
колебательный контур?
4. От чего зависит полоса проп ускания в_ходной цепи?
§ 26. ВХОДНАЯ ЦЕПЬ С ВНУТРЕННЕЙ
ФЕРРИТОВОЙ АНТЕННОЙ
Входная цепь с ферритовой антенной является одиноч
НЬЕvl колебательным контуром и состоит из конденсатора
и индуктивности, внутри которой помещен ферритовый
стержень обычно в виде стержня круглога или прямоуголь
ного сечения с диаметром (для круглых) порядка 8-10 мм
и длиной 60-200 мм. Ферритовая антенна, так же как и
рамочная, обладает направленными свойствами, что позво
ляет осуществлять пространственную избирательность при
емника. В радиоприемниках настольного типа для этих
целей предусматривается специальная ручка, с помощью
которой можно поворачивать ферритовый стержень; в ми
ниатюрных транзисторных приемниках положение ферри
тового стержня изменяется вместе с изменением положения
самого приемника.
В качестве стержней таких антенн используют ферриты
с начальной проницаемостью 2000 - 1000 - в диапазоне
длинных волн, 1000-600 - в диапазоне средних волн и
400 - 100 - в коротковолновом диапазоне. Ферритовая
антенна характеризуется незначительной действующей
высотой порядка 0,003-0,015 м. Добротность Qненагружен.
ной выходной цепи с ферритовой антенной не превышает
100- 200.
•
При оценке передачи напряжения входной цепью с фер
ритовой антенной следует учитывать, что в такой цепи од•
новременно совмещена антенна с действующей высотой hд
и колебательный контур с эквивалентной добротностью
Qэ. Зная чувствительность, которая для приемников с внут.•
ренней антенной оценивается напряженностью поля Е,
можно определить напряжение, снимаемое с входного кон
тур а:
(5.1 О)
Входные цепи с ферритовой антенной • разлнчаются спо
собом связи контура с первы:vr r,аскадом приемника. В лам-
173
повых приемниках входной контур обычно включается
в цепь сетки полностью (фиг. 5.8). В транзисторных прием
никах для связи контура с базой транзистора используется
трансформаторная (фиг . 5.9, а) или автотрансформаторная
(фиг . 5.9, 6) связь. Неполное включение контура со сторо-
Фиг. 5.8. Схема вход
ной цепи с феррито
вой антенной с пол-
ным включением кон
тура в цепь сетки
лампового каскада.
ны входа каскада уменьшает шунти
рующее действие на контур малого
входного сопротивления транзистора.
Количественная оценка •способно
стей входной цепи с магнитной антен
ной передавать напряжение на вход
усилительного элемента оценивается
коэффициентом передачи по полю, 1<0-
торый определяется отношением вход
ного напряжения на усилительном
элементе Ивх к напряженности по
ля Е. Таким образом, Кв = И0 х!Е .
Принимая во внимание, что Uвх =
= Рвх Ин, а также учитывая формулу
(5 . 10), получим
(5. 11)
Отсюда видно, что изменение коэффициента передачи . КЕ
по диапазону обусловлено в основном изменением действую-
о)
о)
Фиг. 5 .9. Схемы включения входной цепи с фер
ритовой антенной ко входу транзисторных прием
ников ·
а- трансформаторная связь, 6- автотрансформаторная связь "
щей высоты hд. Таким образом, с ростом частоты коэффи
циент передачи по полю входной цепи с ферритовой антен
ной возрастет.
Избирательность и полоса пропускания входной цепи
с ферритовой антенной зависят от эквивалентной доброт-
174
ности входной цепи и определяются по формулам (5.4) и
(5.6) . Однако следует отметить, что в транзисторных прием
никах для схем фиг. 5.9 при выполнении условий согласо
вания эквивалентная добротность уменьшается вдвое, т. е.
Q3 = 0,5Q.
Методика расчета входной цепи с ферритовой антенной
транзисторного приемника приведена в гл. 13 .
Вопросы для повторения.
1. Что следует понимать под понятием пространственной из
бирательности приемника с ферритовой антенной?
2. Почему в транзисторных приемниках связь антенного кон
тура с транзистором выбирается неполной?
Краткие выводы
1. Любая входная цепь характеризуется коэффициентом
передачи по напряжению, величина которого меньше, чем
добротность контура, используемого во входной цепи .
2. Избирательные свойства входной цепи в основном оп
ределяются резонансными свойствами настраивающегося
контура.
.
3. Из рассмотренных схем наибольшим постоянством
коэффициента передачи по диапазону обладает схема ин
дуктивной связи контура с антенной при удлиненной ан
тенной цепи.
4. Антенная цепь влияет на настраиваемую колебатель
ную систему и вносит в нее активное и реактивное сопротив
ления. При слабой связи влияние этих сопротивлешtй на
работу входной цепи оказывается незначительным .
5. В ламповых радиоприемниках наиболее распростра-
-·нены входные цепи с одноконтурной колебательной систе
мой при индуктивной связи с антенной. Емкостная связь
с антенной применяется значительно реже и используется
в основном при узких поддиапазонах и при работе прием
ника на одной фиксированной частоте.
6. Входные цепи с внутренней ферритовой антенной
обладают пространственной избирательностью, имеют ма
лые габариты и широко применяются в ламповых и особен
но в транзисторных приемниках.
Задачи
5.1 . Определить коэффициент передачи входной цепи при ем
костной связи с антенной по следующим данным: С = 200 пФ;
f=900кГц;r=15Ом;Сс8=20пФ;Сл=150пФ;Qэ=0,9Q.
Ответ:Ко=4,3.
175
5-,2. Определить коэффициент передачи входной цепи для за
дачи 5 . 1 при уменьшении емкости контура С в 2 раза.
Ответ: Ко= 17,7.
5.3 . Определить относительное изменение емкости контура
при изменении емкости антенны СА от 150 до 300 пФ по данным
задачи 5.1.
От в е т: ЛС~/С8 = 0,51%.
5.4 . Решить задачу 5.3 при новом значении емкости связи
Сев= 60 пФ.
Ответ:ЛС~/С8= 2,8%.
5 .5. Определить коэффициент передачи напряжения входной
цепи при индуктивной связи с антенной для двух точек диапазона
по следующим данным: L = 300 мкГ, Q = 67, Lсв = 2100 мкГ,
fmax = 1300 кГц; fmln = 400 кГц; k = 0,2.
Емкость антенны СА изменяется в пределах от 150 до 300 пФ.
Ответ:
при fm1n=400 кГц К0 =6,8, }
при fmax= 1300 кГц Ко=5;2, UAmax= 0,7 fm111),
ГЛАВА 6
УСИЛИТЕЛИ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
§ 27. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ УСИЛИТЕЛЯХ
ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
Усилители высокой частоты предназначены для усиления
напряжения колебаний высокой частоты и обеспечения не•
обходимых избирательных свойств приемника. На вход уси
лителя высокой частоты подается напряжение, которое мо•
жет находиться в пределах от единиц до сотен микровольт.
Если принять во внимание, что нормальная работа детек
тора возможна при воздействии на его вход напряжения
высокой частоты порядка единиц вольт, то необходимое уси
ление до детектора будет характеризоваться величиной в
миллион и более раз . Такое усиление может быть обеспе
чено только при использовании нескольких каскадов уси
ления, которые в настоящее время выполняются как на
электронных ;nампах, тю< и на транзисторах . -
Нагрузкой цепи электронной лампы или транзистора
яв.г.ястся колебательная система, настроенная на частоту
подводимого ко входу сигнала. Такой колебательной систе
мой, в зависимости о_т требований к избирательности, могут
являться : одиночный колебательный контур, полосовой
фильтр и система сосредоточенной селекции (избиратель
ности). Усилители, в которых нагрузкой служит одиноч
ный колебательный контур, называются резонан.сн.ыми, уси
лители, в которых используются полосовые фильтры, -
полосовыми, а усилители, в которых используются системы
сосредоточенной селекции - усилителялщ сосредоточен.
ной селекции. Резонансные усилители используются в основ
ном как диапазонные. Полосовые усилители позволяют по
.т1учить резонансную кривую, бJiизкую к прямоугольной
форме, имеют обычно фиксированную настройку и приме
няются в основном дл я усиления проме~уточной частоты
в супергетеродинных приемниках . Иногда встречаются
177
приемники, у которых один из каскадов усилителя высокой
частоты выполнен по сх еме усилителя на резисторах . Такой
каскад не обладает резонансными свойствами и называется
апериодическим.
В усилителях сосредоточенной селекции используются
фильтры сосредоточенной селекции (ФСС), электромехани
ческие фильтры (ЭМФ) , пьезоэлектрические фильтры (ПФ)
и пьезомеханические фильтры (ПМФ). Кривая избиратель
ности подобных фильтров характеризуется большим коэф
фициентом прямоугольности и обеспечивает высокую изби
рательность усилителя. В последние годы наибольшее рас
пространение в качестве избирательных систем транзистор
ных приемников получили фильтры сосредоточенной . се
лекции . ФСС используются в · качестве нагрузки усилителя
промежуточной частоты и более часто в качестве нагрузки
преобразователя .
При изучении различных схем усилителей необходимо
определить усилительные И: избирательные свойства кас
када, а также закон изменения коэффициента усиления по
диапазону для диапазонного усилителя.
Коэффициент усиления каскада оп
ределяется отношением напряжения на выходе r<аскада к
напряжению на его входе :
•
Иных
К=-. -.
Ивх
При наличии в схеме нескольких каскадов с коэффи
циентами усиления f<.1, /(2, К.3 , ... ,
Кп общий коэффициент
усиления равен произведению коэффициентов усиления от
дельных каскадов:
К=К1К2Кз• • ·Кп·
(6.1)
Избирательныесвойства каскадауси
л е н и я оцениваются при помощи резонансной кривой и оп
ределяются ординатой резонансной кривой, построенной
в относительном масштабе, при заданной расстройке Лf.
Избирательность многокаскадного усилителя определяется
произведением избирательностей У отдельных каскадов :
У = У1У2У3,., . Уп.
(6.2)
Полосап,ропусканияусилителятакже
определяется по резонансной характеристике при заданных
частотных искажениях М.
178
Вопросыддяповторения.
l. Какова форма частотной характеристики апериодического
усидитедя?
2. Каким образом опредедяется коэффициент усидения и из
биратедьность многокаскадного усидитедн?
§ 28. ЛАМПОВЫЕ РЕЗОНАНСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Резонансные усилители в основном являются диапазон
ными, так как их задачей обычно является перекрытие оп
ределенного диапазона частот. Настройка резонансных уси
.пителей осуществляется при помощи конденсаторов пере
менной емкости и значительно реже при помощи переменной
индуктивности
Схема усилительного каскада с полным
включением контура в анодную цепь
При подаче на вход каскада (фиг. 6.1) сравнительно сла
бого напряжения высокой частоты И g в анодной цепи лампы
возникает переменная составляющая тока 1а . Параллельный
L
Rz
Фиг. 6.1 . Схема резонансного усиди
тедя с подным вкдючением контура
в анодную цепь .
колебательный контур, включенный в цепь анода, настроен
на частоту поступающего сигнала и для тока / а представ
ляет собой большое активное сопротивление Roe = w02 L2!r.
Напряжение 1aRoe= Иа является выходным напряжением
каскада . Попадающие на вход усилителя сигналы других
частот не будут создавать того же эффекта, так как сопро
тивление колебательного контура для этих частот будет
меньше резонансного сопротивления Roe • Для передачи на
пряжения с контура к сетке последующего каскада исполь
зуется переходная цепь С gR g·
179
Остановимся на особенностях включения переменного
конденсатора Сн в контур. При вращении ротора кощ~:ен
сатора рука оператора вносит в коttтур дополнительную ем
кость и тем самым изменяет частоту его настройки. Это влия
ние можно устранить, если соединить ротор с металлич_ес
ким корпусом приемника, являющегося на схеме линией
нулевого потенциала. Разделительный конденсатор С3 по
зволяет осуществить такое соединение, не вызывая короткого
замыкания источника анодного питания. Для того чтобы
общая емкость контура при этом не изменилась, емкость
блокировочного . конденсатора
должна во много раз превышать
максимальную емкость перемен
ного конденсатора.
Эквивалентная схема каска
да для токов высокой частоты
представлена на фиг. 6.2. Здесь
лампа с1аменена генератором с
э. д. с. μИg и внутренним со
Фиг. 6.2. Эквивалентная противлением R;. Нагрузкой
схема резонансного усили
теля с полным включением
контура в анодную цепь.
анодной цепи служит колеба
тельный контур, состоящий из
емкости С, индуктивности L и
активного сопротивления r, а
также: Rg - сопротивление утечки сетки; С0 - емкость
схемы, т. е. параллельное соединение выход1fой емкости
лампы Свых• входной емкости последующего каскада Cnx
и емкости монтажа См, равное С0 = Свых + Свх + См, и
Rвх - активное входное сопротивление последующего кас
када (промежуток сетка - катод). Переходный конденса
тор С g, емкостное сопротивление которого для токов вы
сокой частоты мало, на схеме не показан.
Усилительные свойства. Коэффициент
усиления кас1{ада можно найти из эквивалентных схем
. фиг . 6.3, справедливых при резонансе. На схеме а колеба
тельный контур L, С + С0 , r представлен его резонансным
активным сопротивлением Roe и включенными с ним парал
лельно сопротивлениями Rg и Rвх· После замены трех парал
лельйых сопротивлений одним сопротивлением Ro; полу-
чим схему 6
.
Для определения коэффициента усиления каскада вое.
пользуемся - формулой (1.9), приняв Za = Ro ;, получим
l= μИg
й [(.i +Rue1
180
Уr..шожим обе части уравнения на R0/:
/RI
μUgR'
аОе=
,
Ое•
Ri+Roe
Принимая во внимание, что / aRo: = Иа, получим
U.:.. μИgR'
а - Ri+ Roe'·
Ое•
Roe Rg Rвх
R;e
μUg
а)
i~}
Фиг. 6.3. Эквивалентные схемы усилитель-
ного каскада при резонансе.
Разделим обе части уравнения на Ug. Тогда коэффициент
усиления каскада, равный отношению выходного напряже
ния к входному напряжению, определится выражением
к_Иа
_
μRoe'
о-
-
/.
Иg Ri+Roe
(6.3)
В усилителях высокой частоты обычно используются
пентоды. У большинства пентодов высокой частоты Ri >
> 0,5 МОм, в то время как резонансное сопротивление кон
тура Roe только на длинных волнах достигает величины
порядка 0,2 МОм, а в диапазонах средних и коротких волн
Roe измеряется десятками тысям ом. Это дает основание
пренебречь в знаменателе формулы (fэ.3) сопротивлением
R~, по сравнению с Ri. Тогда Ко = (μ/Ri)R~,.
Заменим
отношение μ/ Ri крутизной S:
(6.4)
Таким образом, усалителы-1.ые ссойства каскада е полным
включением ко1-иr:.ура в анодную цепь определяются только·
181
крутизной S характеристики лампы и сопротивлением·
R~.
анодной нагрузки.
По схеме фиг. 6.3, а можно определить сопротивление
R~е и установить его зависимость от шунтирующих контур
сопротивлений Rg и Rвх=
1
1
1
1
-, :-::-+ -+ -,
Roe
Roe Rg Rвх
откуда
R,_
RoeRgRвx
Ое - Roe Rg+Roe Rвx+Rg Rвх
Разделим числитель и знаменатель на R gRвx• тогда
Roe' = ___R _oe_ _
Roe+ Roe+l
Rвх Rg
(6.5)
Ослабления шунтирующего действия сопротивлений
_Rg
и Rвх на контур можно достигнуть ·в том случае, когда
ВЫПОЛНЯЮТСЯ условия Rg >) R00 , Rвх )) Roe•
Пример 6.1 . Определить коэффициент усиле ния каскада резо
нансного усилителя на пентоде бК\П ло следующим данным:
Roe = 40 кОм, Rg = \ МОм. Величину Rвх полага ем большой и
ее влияние не учитываем.
Рещение.
Из справочника по радиолампам находим, что пентод бКIП
в типовом режиме характеризуется параметрами: S = 1,85 мА/В;
Rt = 0,45 МОм.
Определяем
40
-- --
= 39 кОм.
40
1000+l
Коэффициент усиления
Ко= SR0e' = 1,85- 10-3
.39.103 = 72.
Избирательныесвойства.Изменениеэкви
валентного сопротивления R00 до значения R~, можно
рассматривать как результат изменения его активного со
противления 1·,
вызванного шунтирующим действием со
противлений Rg и Rвх=
,
Ыо2 L2
Roe =-,- ,
(6.6)
r
где r' = г -1 - Лr-новое зн;:~чение активного сопротивления.
182
На фиг. 6.4, а нагрузка анодной цепи R~e представлена
эквивалентным колебательным контуром с сопротивлением
,
r.
Выражение (6.6) позволяет определить активное сопро
тивление r':
1
а
r5
а)1
Uao
о)
8)
Фиг. 6.4 . К вопросу о приведении эквивалент
ной схемы резонансного - усилителя к схеме
последовательного колебательного контура .
(6.7)
Заменяя значение R~e его выражением из уравнения
(6 .5) и учитывая, что w20 L2/ Roe = r, получим
r'=r (1 + Rne +Roe) .
(6 .8)
•
Rg
Rвх
Из формулы (6.8) видно, что приращение активного
сопротивления контура зависит от соотношений сопротив
лений R0гfRвx И Rое/Rg-
Преобразуем схему фиг. 6.4, а при помощи теоремы об
эквивалентном генераторе. За выходные клеммы четырех
полюсника примем точки а-6. Тогда емкости С+ С0 и
внутреннее сопротивление четырехполюсника в точках
а-6 включаются последовательно с напряжением эквива
лентного генератора Иа 5 (фиг . 6.4, 6). Внутреннее сопро
тивление в точках а-6 определяется при короткозамкну
том входе четырехполюсника.
18З
На фиг. 6.4, 6 параллельное соеди_неюtе е точках а-6
заменено эквивалентным последовательным соединением
изrэ,LиС+С0,гдеГэ= r' +(w02L2!Ri)- сопро!ИВ·
ление эквивалентного контура, которое можно получить из
формулы (1.11).
Умножим второй член этого выражения на r/r:
(J) 2р
R
r3 =r' +r-0
-
-=r' +r~.
rRi
R;
Окончательная эквивалентная схема резонансного уси
лителя (фиг . 6.4, в) представлена последовательным коле
бательным контуром с параметрами L, С + С0 и r э·
Определим полное активное сопротивление эквивалент
ного последовательного контура с учетом формулы (6.8):
Гэ= r (' 1+ Roe + Roe) +rRoe.
Rg Rвх
R;
После упрощенйя получим
Гэ=r(1+Roe +Roe+Roe).
Rg Rвх Ri
(6.9)
Избирательные свойства усилительного каскада и его
полоса пропускания зависят от добротности Qэ эквивалент
ного последовательного контура:
Qэ:::;; ffio L -:
ffio L
.
,
Гэ Г(l+Roe+Roe+Roe)
Rg Rвх R;
(6.10)
Из формулы (6.10) следует, что Qэ < Q. Уменьшение
добротности Q0 по сравнению с Q свидетельствует о том, что
резонансная кривая усилительного каскада имеет более
тупую форму, чем резонансная кривая вклiоченноrо в уси
литель контура.
Уравнение резонансной кривой усилителя представляет-
ся известным выражением
•
(6.11)
184
где х = 2(f0 - f)Q/fo - обобщенная расстройка, fo -
частота принимаемого сигнала, f - частота мешающей стан
ции, п - число контуров (включая входной контур).
При расчетах часто пользуются величиной d = 1/У,
показывающей ослабление сигнала мешающей станции при
расстройке Лf = f - fо-
Из уравнения избирательности (6.11) можно определить
полосу пропускания резонансного усилителя. В этом случае
расстройке ЛF = f - !о соответствует половина полосы
пропускания, а значению У - коэффициент частотных иска
жений М. После необходимых алгебраических преобразо
ваний полоса пропускания резонансного усилителя опреде
лится из выражения
2F=-
---1.
л ,оV1
Qэ
'{,·м 2
(6.12)
При п = 1 и коэффициенте частотных искажений М = .
= 0,707 значение полосы пропускания 2ЛF = /0/Qэ соот
ветствует полосе одиночного колебательного контура.
-
Пример 6.2 . Найти добротность Q8 Э!(вивалентного последо•
вательного контура и избирательность каскада резонансного уси
лителя по данным примера 6.1. Дополнительно известно, что Q =
= 60;fo= 500кГц;f=510кГц.
Решен и е.
Находим
60
--- -
--
<='53.
40
40
l+1000+450
Обобщенная расстройка
Х=
2(f-f0)
2,10
fo Qэ= 500 53=2,1.
Избн рательность можно определить величиной d = 1!У; тогда
d=Vl+x 2 =V1+2,1 2 =2,32.
Изменение усиления по диапазону.
Резонансный усилитель, входящий в состав радиовещатель
ного или связного приемника, должен перекрывать значи
тельный диапазон частот. Обычно диапазон частот разделяют
на ряд поддиапазонов. Перестройка усилителя в пределах
поддиапазона осуществляется при помощи переменного кон
денсатора, а переход с одного поддиапазона на другой
185
производится переключением катушек индуктивностей
(фиг. 6.5).
Усиление каскада в пределах поддиапазона с увеличе
нием частоты возрастает вследствие увеличения резонанс
ного сопротивления контура Ro, = pQ = ffi 0 LQ.
Зависимость коэффициента усиления от частоты по все
му диапазону представлена на фиг. 6.6.
При переключении поддиапазонов в сторону более вы
соких частот индуктивность контура уменьшается и одно
временно с ней падает волновое
сопротивление контура р. При этом •
L,
уменьшается сопротивление Roe• и
в результате коэффициент усиле
СВ ДВ
с
ния каскада понижается.
Ко
'
1
1.
Длинные IС'реонuе 1 короткие1 .
8011ны I Волны I Волны 1
~:
1
~
,Фиг. 6.5 . Схема пе
реключения катушек
индуктивностей .
f
Фиг. 6.6. Изменение усиления
по диапазону в каскаде с пол
ным включением контура.
Пример 6. 3. Определить коэффициент усиления каскада резо
нансного усилителя на лампе 1Kl П в крайних точках диапазона
по следующим данным: диапазон 520-1500 кГц; индуктивность
контура L = 167 мкГ; добротность Q = 40.
Решение.
Находим резонансное сопротивление контура:
а) при fmln = 520 кГц
Roe mln = pQ=2л, 167 •10-6 ,520-103-40 z 22 кОм;
б) при fmax= 1500 кГц
Roe шах= 2n-167, 10-5
• 1500-10 3 -40 z 63 кОм.
Находим коэффициент усиления. Для лампы lKlП крутизна
S=0,75 м/~Jв
186
а) при fmln Kom1n=SRoem1n=0,75,22=16,5;
б) при fmax Komax=SRoemax=,0,75,63=47.
Схемы усилительных l{аскадов с трансформаторным
и автотрансформаторным включением контура
в анодную цепь
Ввиду общности основных свойств их целесообразно рас
сматривать одновременно. В схеме с трансформаторным
включением (фиг. 6.7, а) при прохождении по катушке Lз
переменной составляющей анодного тока 1а в катушке кон -
а)
I
о)
Фиг. 6. 7. Схемы резонансных усилителей с трансформаторным
(а) и автотрансформаторным (6) включением контура в анодную
цепь.
тура L появляется э . д. с. взаимоиндукции. Частота этой
э. д. с. совпадает с частотой входного наrфяжения. Наи
больший ток в контуре и наибольшее напряжение на выхо
де каскада возникают при настройке контура на частоту
сигнала.
В конструктивном отношении схема фиг. 6.7, а характе
ризуется наличием катушки связи La, расположенной на
одном каркасе с катушкой L, и отсутствием ряда элементов,
специфических для схемы с полным включением контура.
Колебательный контур не находит.: я под напряжением ис-
187
·rочника анодного питания, поэтому необходимость в раз
делительном конденсаторе С3 и разделительном конденса
торе С g отпадает. Смещение на сетку последующей лампы
подается через катушку L, вследствие чего сопротивление
Rg утечки сетки становится излишним.
Схема . каскада с автотрансформаторным включением
(фиг. 6.7, 6) п0 своему действию ничем не отличается от рас
смотренной схемы с полным включением (фиг. 6.1). Единст
венной особенностью ее является неполное включение кон~
тура со стороны анода лампы.
Уси-лительные свойства каскадов с авто
транс форм ат о р н ы м и трансформаторным
в ключе ни ем. В автотрансформаторной схеме (фиг. 6.7,б)
анодная цепь лампы нагружена контуром второго вида,
сопротивление которого R~, 11 =R0/ р2 , где р=Lа/L-па
раметр связи. В этом случае напряжение на зажимах на-
грузки (между точками о-а) Иoa=laR~e11 = laRoe' р2•
Воспользуемся выражением (1.9), полагая Za = R~, 11 , тогда
la=μИgl(Ri +R~e п). Принимая •во внимание, что при
использовании пентодов Ri » R~e 11, получим 18 = SИg.
Подставляя значение /а в выражение для U0a, получим
Иоа =SИg Roe' р2•
Выходное напряжение, снимаемое между точками о-6,
превышает напряжение Иоа на величину L!La= 1/р. Сле
довательно, Ивых =Иоа (1/р) =SИg Roe' р. Отсюда коэффи
циент усиления каскада с автотрансформаторным вклю
чением
К-Ивых_SR 'р
о-И- Qe
•
g
(6.13)
В трансформаторной схеме (фиг. 6.7, а) усиление каска
да зависит не только от параметров лампы и колебательного
контура, но и от степени связи контура с анодной цепью
лампы. При некотором значении связи, называемом опти
мальным, усиление достигает наибольшего значения, вели
чина которого может превысить усиление каскада с полным
включением контура. Однако оптимальная связь исполь
зуется редко. Оценка степени связи лампы с контуром про
изводится через величину параметра связи р = М/ L.
Можно показать, что коэффициент усиления каскада
с трансформаторным включением контура определяется
формулой (6.13). При р = 1 эта формула переходит в фор-
188
мулу коэффициента усиления каскада с полным включением
контура Ко = SR~е-
Для рассматриваемой схемы
Roe' "--=
Roe
(6.14)
(Roe/Rвx)+I
При автотрансформаторном включейии остается спра
ведливой формула (6.5).
Избирательные свойства рассматривае
мых схем зависят от добротности эквивалентного контура,
которую легко определить из формулы (6.10) . При слабой
связи между контуром и лампой и большом значении Ri
в знаменателе формулы можно пренебречь членом R0/Ri-
Torдa добротность эквивалентного контура для схемы с авто-
•трансформаторной связью
Для схемы с
Q
Qэ=-----
l+Roe+Roe
Rg Rвх
трансформаторной связью
Q
Qэ=-R-.
1+~
Rnx
(6.15)
(6.16)
Следует отметить, что при неполной связи контура с лам
пой резонансная кривая усилитеJlЯ становится более ост
рой вследствие повышения эквивалентной добротности кон
тура, вызванной уменьшением реакции лампы на контур.
Изменение усиления по диапазону.
Коэффициент усиления внутри поддиапазона возрастает
с увеличением частоты по тем же причинам, что и в схеме
с полным включением контура.
Изменение коэффициента усиления по всему диапазону
имеет вид, показанный на фиг. 6.8. Такая зависимость по
лучается путем выбора различных значений параметра
связи р для каждого поддиапазона.
Сх(ма усилительного 1шскада с параллельным питанием
Название схемы (фиг. 6.9) обусловлено пара.11лельным
соединением источника анодного питания, лампы и колеба
тельного контура. В ранее рассмотренных схемах с после
довательным питанием эти элементы были ВI<J1ючены после-
189
довательно. В этом же случае питание анодной цепи осу
ществляется через дроссель высокой частоты LдР' индуктив
ное сопротивление которого wLдP для токов высокой час
тоты велико. Переменная составляющая анодного тока про
ходит через разделительный конденсатор СР и создает на
контуре напряжение, которое подводится непосредственно
к сетке последующего каскада . Необходимость в сопротив
лении утечки сетки Rg в этой схеме отпадает.
Хо
1
1
1
11ш111ые 1 С'реdние 1 короткиF-
t1011ны 8011ны Волны 1
1
1
1
v~
1
t
Фиг. 6.8 . Изменение усиления
по диапазону в каскадах с
трансформаторным и авто
трансформаторным включени-
ем контура.
с
Фиг. 6.9. Схема каскада резо
нансного усилителя с параллель
ным питанием.
Свойства схемы с параллельным питанием мало отли
чаются от свойства схемы с полным включением контура
. в анодную цепь. Схемы с параллельным питанием в основном
применяются в усилителях сверхвысоких частот .
Вопросы для повторения.
1. Почему в качестве нагрузки анодной цепи усилительной
лампы используют параллельный контур?
2. К каким последствиям может привести передача напряже
ния с анодного контура к сетке последующего каскада без . разде
лительного конденсатора?
3. К чему приведет отсутствие в схемах фиг. 6.1 и 6.7, 6 соп-
ротивления утечки сетки?
•
4. Какие элементы рассмотренных схем влияют на доброт
ность эквивалентного контура?
5. Какие элементы цепи, не входящие в контур, оказывают вли
яние на полосу пропускания усилителя?
6. Чем объясняется рост усиления каскада в пределах под
диапазона?
7. Почему в схеме с полным включением контура усиление на
под.диапазоне коротких волн меньше, чем на длинных?
8. Каким образом в схемах с неполным включением достига
ется выравнивание усиле н ия по под.диапазонам?
9. Соединение каких элементов определяет название схемы
с последовательным или параллельным питанием?
190
§ 29. ЛАМПОВЫЕ ПОЛОСОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ
В отличие от резонансных полосовые усилители, как
правило, имеют фиксированную настройку, т. е. их колеба
тельные контуры не перестраиваются при эксплуатации ра
диоприемника. Такие усилители широко используются в ка
. че стве
усилителей промежуточной частоты в супергетеро
динных приемниках.
В полосовом усилителе анодной нагрузкой лампы слу
жит полосовой фильтр . Разновидности схем усилительных
Ug
Фиг·. 6.10 . Схема усилительного кас
када с полосовым фильтром.
Фиг. 6.11 . Эквивалентная
схема каскада с полосовым
фильтром.
каскадов .с полосовыми фильтрами определяются, с одной
стороны, многообразием схем полосовых фильтров, с дру
гой ст9роны, способом включения первого контура в анод
ную цепь лампы.
На фиг. 6.10 приведена схема, применяемая в подавляю
щем большинстве профессиональных и радиовещательных
приемников. В качестве полосового фильтра использована
двухконтурная связанная система с взаимоиндуктивной
связью между контурами и с полным включением первого
контура в анодную цепь.
Усилительныесвойствакаскадаполосово
го усилителя можно определить из его эквивалентной схе
мы (фиг. 6.11). Используя теорему об эквивалентном гене
раторе, преобразуем эту схему в более простую (фиг . 6. 12, а).
Э. д. с. эквивалентного генератора Иаб определяется в точ
ках а-6 фиг . 6.11 (на конденсаторе первого контура С) при
отключенной правой части схемы: Иа 6 = ! аlш 0С = I аР·
Ток в анодной цепи схемы в основном зависит от внутрен
него сопротивления лампы Rz. Так как Rz » 1/шС, то / а ~
191
~ μUg!R 1 = SUg . После соответствующей подстановки
получим
(6.17)
Окончательная эквивалентная схема после пересчета
сопротивления R; в контур (фиг. 6.12, 6) является схемой
двухконтурной связанной системы . Принимая во внимание,
R;
6)
что вносимое в контур активное
сопротивление 1/w2 C2 R1 прак
тически мало по сравнению с со
противлением r, оба контура свя
занной системы можно считать
одинаковыми .
В курсе основ р ,адиотехники
вводится понятие коэффициента
передачи связанной системы QФ,
который характеризует отноше
ние выходного
напряжения
фильтра к его входному напря
жению: Qф = ивых/ Иаб• Для •
двухконтурной связанной систе
мы с одинаковыми контурами
'У)
QФ=_Q Y(ri2-x2+1)2 +4x2 '
Фиг. 6.12 . К вопросу о
приведении эквивалентной
схемы каскада с полосовым
фильтром: к двухконтурной
связанной системе.
(6.18)
где 1'J = Qk является парамет
ром связи, характеризующим
связь между контурами: k - коэффициент связи; Q - доб
ротность контуров фильтра; х - обобщенная расстройка.
2Лf
При резонансе, т. е. при условии, что х = т;; Q = О,
получим резонансный коэффициент передачи фильтра
(6.19)
•В соответствии с определением коэффициента передачи
фильтра выходное напряжение на фильтре при резонансе
равно Ивых O= QФ0 И аб· Используя выражение (6.17), по
лучим Ивых O = QФ0 SИ,~ р. Коэффициент усиления кас1<ада
при резонансе равен.к. 0 =Ивыхо1Иg=QФ0 Иа61Иg. Заменим
QФ0 и Иаб их выражениями:
J/_Q
_11_ sugр
\о- 112+1 Иg
192
Учитывая, что Qp = Roe, шюнчателыю получJ,Jм
1']
Ко= 11 2+ 1 SRoe·
(6.20)
Из сравнения коэффициентов усиления каскада полосо
вого усилителя и каскада резонансного усилителя [формула
(6.4)] видно, что они отличаются множителем 11/(112 + 1).
Наибольшее значение этого множителя равно 0,5 при так
называемой критической связи между контурами (11 = 1).
Следовательно, при одинаковых лампах и контурах коэффи
циент усиления каскада полосового усилителя равен поло
вине коэффициента усиления каскада с одиночным конту
ром . Это объясняется потерей энергии в первом контуре при
передаче ее от лампы к выходу второго контура. Правиль
нее сравнивать каскады при одинаковых полосах пропуска
ния и лампах. В этом случае сопротивления контуров Roe
для обеих схем уже не будут одинаковыми . Как показывают
расчеты, один каскад по схеме с одиночным контуром дает
превышение усиления по сравнению с каскадом с полосо
вым фильтром не в 2 раза, а лишь в 1,4 раза. При сравнении
четырехкаскадных усилителей с одинаковыми полосами про
пускания и лампами оказывается, что полосовой усилитель
обладает коэффициентом усиления, примерно на 35% боль
шим, чем усилитель по схеме с одиночными контурами .
Избирательные свойстваполосовогоуси
лителя согласно эквивалентной схеме фиг. 6.12, 6 опреде
ляются резонансной характеристикой двухконтурного по
лосового фильтра. Уравнение резонансной кривой полосо
вого фильтра г относительном масштабе может быть опреде
лено отношением коэффициента передачи фильтра QФ к ре
зонансному коэффициенту передачи QФ 0 [формулы (6.18)
и (6. 19)]. Избирательность
у=Qф=
' YJ2+1
Qфо У(112-х2+ J)2+4x2
(6.21)
Резонансная кривая полосового фильтра, как известно
из основ радиотехники, представляет собой одногорбую или
двугорбую кривую. Для определения условий перехода
кривой от одной формы к другой необходимо найти значе
ния обобщенной расстройки х, при которых ордината кри
вой становится максимальной : У = Ушах . Это осуществля
ется путем исследования на минимум подкоренного выра
жения в формуле (6.21). Возьмем производную от подко-
7 Зак. 458
ренноrо выражения, считая значение 'У] постоянным, и при
равняем ее к нулю:
~ [(ri2-x2+ 1)2+4х2] = О,
dx
d [(ri2+ 1)2-2х2 (ri2+ 1) + 4х2+х4]
.
=0,
dx
-4x(ri2 + 1)+4х3 +8х =0,
4х(-'1']2+х2+1)=О.
Решение последнего уравнения дает три корця. Первый
корень х1 = О соответствует резонансу, при этом У = 1.
Остальные корни Xz ' 3 = ± V У]2 - 1 расположены симмет-
рично относительно точки р езо
нанса и характеризуют макси
мум двугорбой кривой . В зави
симости от величины параметра
связи У] эти корни имеют веще
ственно~ или мнимое значение.
Рассмотрим три возможных слу
чая связи:
1. Критическая связь 'У] = 1..
.z~,z ,0 ,z3*•r Все корни х1=х2=х3=О.
Имеется только один максимум,
Фиг . 6.13. Обобщенные ре
зонансные кривые системы
из двух связанных конту-
ров.
кривая будет одногорбой.
2. Связь ниже критической
'У]< 1. Корни х 2 , х3 -мнимые.
Кривая также будет одногорбой,
но максимум кривой расположен
ниже У= 1.
3. YJ > 1. Все корни вещественные, и I<ривая имеет два
горба. При увеличении 11 полоса пропускания расширяется
и соотношение между максимальной и минимальной орди
натами возрастает (фиг. 6.13).
Значительный интерес представляет сравнение коэффи
циентов прямоугольности Kno, 1 для одноконтурных и двух
контурных систем . Для одноконтурной системы Kno. 1 =
= 10. Для двухконтурных систем: при У] = 0,5 Кпо, 1 =
= 4,1;приУ]=1Kno,1 =3,2,приУJшах Кпо,1=2,32.
При любой связи резонансная кривая двухконтурной
системы характеризуется лучшей прямоугольностью, чем
одноконтурная система. Наилучшая прямоугольность до
стигается при макс11ма4ыщм значе1щи 11, одшщQ т~кая сuяз1;~
вызывает углубление впадины кривой и :1начительную не:
равномерность усиления в полосе пропускания. Наивыгод
нейшей связью между контурами является связь критичес
кая или близкая к ней.
Вопросы для повторения.
1. От чего зависит форма резонансной кривой полосового уси
лителя?
2. Чем отличается резонансная кривая полосового усилителя
при критической связи от резонансной кривой резонансного уси•
лителя при равных полосах пропускания?
3. Как влияет на форму резонансной кривой и на частотные
искажения полосового усилителя увеличение параметра связи
свыше единицы?
§ 30. ВХОДНОЕ СОПРОТИВЛЕНИЕ
УСИЛИТЕЛЬНОЙ ЛАМПЫ
На работу усилителя высокой частоты заметно влияет
входное сопротивление усилительной лампы последующего
каскада. Под входным сопротивлением Zвх понимают со
противление, которое оказывает входная цепь лампы пере
менному току:
(6 .22)
Входное сопротивление Zвх слагается из двух состав•
ляющих: активной Rвх и реактивной Хвх· Величина и ха
рактер входного сопротивления находятся в непосредствен•
ной зависимости от сопротивления анодной цепи лампы.
Нагрузкой анодной цепи является колебательный контур,
сопротивление которого при его точной настройке в резо
нанс носит активный характер, а при неточной настройке
может приобретать как индуктивный, так и емкостный ха
рактер.
, Наибольший практический интерес представляют слу•
чаи, когда нагрузка усилителя высокой частоты имеет ак
тивный и индуктивный характеры.
На фиг. 6.14 показаны схема усилителя на триоде (а)
и эквивалентная ей схема (6), справедливая в основном
для диапазонов длинных, средних и, частично, коротких
волн. На эквивалентной схеме лампа представл ена в виде
генератора с э. д. с . μ И g и внутренним сопротивлением R;.
Между анодом и катодом лампы · (точки а, к) включены ем·
кости лампы Сgи и Cag , связывающие входную и выходную
цепи лампы. Заметим, что наличие в цепи сетки источника
7*
195
отрицательного смещения J Е g1 > 1 И gI свидетельствует об
отсутствии активного сеточного тока электронного характе
ра ; входной ток в лампе возникает только вследствие на
личия междуэлектродных емкостей.
О характере в х одного сопротивления можно судить по
векторной диаграмме , которую построим для приведенной
эквивалентной схемы с активной нагрузкой анодной цепи
Z = R (фиг . 6.15) . Построение начнем с вектора входного
напряжения Ug• Напряжение μ Ug в μ раз больше Ug и сов
падает с ним по фазе. Анодный ток / а проходит по двум ак-
о)
Фиг. 6.14 . Схемы, поясняющие определение входного сопротивления
лампы.
тивным сопротивлениям R; и R и совпадает по фазе с μ Ug•
Выходное напряжение Иак на нагрузке R f:аходится в фа
зестоком/а•
На эквивалентной схеме все элементы соединены в трех
точках: а, g, к . Напряжение между точками gк и ак извест
ны, следовательно, неизвестное напряжение между точками
ag определится суммой двух известных: Иаg = И g+ Иак•
Емкостные токи 1 ag и 1gк, протекающие соответственно че
рез емкости Cag и Сgк, опережают напряжения Иаg и Ug
на 90°.
Сеточный ток 1 g, как видно из эквивалентной схемы, яв
ляется суммой векторов lg = Igк + iag• То обстоятельст
во, что сеточный ток ! g опережает входное напряжение Ug
на 90°, свидетельствует о емкостном характере входного
сопротивления . Активная составляющая сеточного тока,
как проекция вектора 1 g на вектор Ug, равна нулю, и, сле
довательно, активное входное сопротивление Rвх = оо.
Таким образом, входное сопротивление усилительной
лампы при активной нагрузке в диапазоне длинных, сред
них, и , частично, коротких волн характеризуется активной
составляющей Rвх, близкой к бесконечности. lI реактивной
196
составляющей, которая является входной емкостью лампы
свх · Для триода
Свх=Сgн+Cag(l+Ко)-
(6.23)
При использовании пентодов С0х ~ Сgн ·
Рассмотренный случай активной нагрузки анодной цепи
является наиболее благоприятным для работы усили:теля,
так как большое значение Rвх позволяет пренебрегать его
lg lo.g lg,
Фиг . 6.15. Векторная
диаграмма для опре
деления входного со
противления лампы
при активной на-
грузке.
Ia
Фиг. 6.16 . Векторная диа
грамма для определения вход
ного сопротивления лампы при
индуктивной нагрузке.
шунтирующим действием при расчете как усилительных, так
и избирательных свойств усилителя .
Векторная диаграмма для случая, когда нагрузка имеет
индуктивный характер Z =R + jX, приведена на фиг. 6. 16.
Здесь исходным вектором по-прежнему является напряже
ние Иg, причем вектор μUg совпадает с ним по фазе. Анод
ный ток, обусловленный индуктивным характером анодной
нагрузки, отстает от μ Иg на угол <р, для которого tg ер =
= Xl(R; + R). Напряжение на нагрузке Иа~ опережает
ток / а на угол 'ф, определяемый из выражения tg 'Ф =
= XIR; при этом tg'lj) > tg ер, а следовательно 'Ф > ер.
Напряжение Иаg = Иg + Иан•
Емкостные токи / gн и / ag соответственно опережают
напряжения Иg и Иаg на 90 . Результирующий сеточный
197
ток i g = igн + iag · Разложим вектор / g по двум взаимно
перпендикулярным осям на активную и реактивнукгсостав
ляющие / gr и / gx· Реактивная составляющая сеточного тока
I g x опережает напряжение Иg на 90°. Она имеет ем к остный
х арактер и поэтому определ яет входную емкость лампы
Св х· Активная составляющая тока / g r не совпадает по фазе
с напряжением Иg , как это имеет место в обычных электри
ческих цепях, а наоборот, находится с ним в противофазе.
Такой случай возможен только в цепях, содержащих элект
ронные лампы и подобные им нелинейные элементы . Вход
ное активное сопротивление Rв х является в этом случае
отрицательной величиной. Пон·ятие отрицательное ак
тивное сопротивление имеет определенный физический
смысл. Если любое положительное активное сопротивление
х арактеризует необратимые потери электрической энергии,
в ыделяемой в виде тепла, то отрицательное активное со
противление следует рассматривать как источник электри
ческой энергии . Наличие такого дополнительного сопро
тивления свидетельствует о появлении на входе лампы энер
гии высокой частоты , которая черпается из ~нодной цепи
лампы через емкость Cag· Иначе говоря, при отрицатель
ном входном сопротивлении между сеточной и анодной це
пями через емкость Саа возникает положительная обр-атная
связь , обусловленная" индуктивным характером анодной
нагрузки . Такая обратная связь является паразитной и мо
жет оказаться причиной самовозбуждения усилителя.
Вопросы для повторения.
1. Как влияет -активная составляющая входного сопротивле
ния кас1{ада на предшествующую цепь?
2. Какое в лияни е оказывает реактивная составляющая вход
ного сопротивления на предшествующую цепь?
3. Почему сопротивление анодной цепи лампы, нагруженной
контуром, может менять свой характер?
4. Каков физический смысл отрицательного активного сопро
тивления?
§ 31. УСТОйЧИВОСТЬ УСИЛИТЕЛЕ.И ВЫСОКОЙ
ЧАСТОТЫ
Вопрос об устойчивой работе усилителя высокой часто
ты представляет не только большое теоретическое, но и пер
востепенное практическое значение. Любая система, в том
числе и усилительная, является устойчивой, если она после
выведения из равновесия и устранения отклоняющей
198
силы возвращается в свое исходное положение . _ И, наобо
рот, система является неустойчивой, если в последующие
моменты после прекращения действия внешнего толчка она
будет отклоняться от положения равновесия. Например,
усилитель будет находиться в устойчивом состоянии, ког4а
в нем под воздействием случайного электрического толчка
возникает затухающий колебательный процесс, исчезаю
щий после прекращения действия толчка. Усилитель может
оказаться в неустойчивом состоянии при условии, что за
тухающий колебательный процесс переходит в незатухаю
щий и в нем самопроизвольно возникают автоколебания.
В этом случае усилитель превращается в автогенератор,
или, как говорят, самовозбуждается. Следует отметить, что
самовозбуждение усилителей возникает вне зависимости от
того, имеется или отсутствует на его входе переменное на
пряжение, которое должно быть усилено. Проявление соб
ственных колебаний в усилителе сопровождается появле
нием на выходе приемника свистов, гудения, треска и дру
гих нежелательных явлений . Причиной самовозбуждения
усилителей является возникновение в них паразитной по
ложительной обратной связи .
Паразитная обратная связь в усилителях высокой час
тоты возникает через емкость анод - сетка, а в многокас
кадных усилителях - также и через общие источники пита
ния. Наряду с этим обратная связь между выходом и вхо
дом отдельных каскадов или усилителя в целом может воз
никнуть через любые взаимодействия емкостного или ин
дуктивного характера. Такого рода воздействия зозникают
между проводами, катушками и другими деталями , входя
щими в усилитель. Предупредить подобного вида нежела
тельные обратные связи можно путем рационального рас
положения элементов схемы, правильного монтажа, экра
нирования катушек и в особенности проводов, подходящих
к управляющей сетке лампы.
Обратная связь в усилителе
через емкость анод-сетка
Рассмотрим упрощенную схему однокаскадного усили
теля, в цепь сетки которого включен контур предшествую
щего каскада, имеющий такие же параметры, как анодный
контур (фиг. 6.17). Несмотря на идентичность параметров,
контуры могут оказаться расстроенными из-за неодинако
вого влияния на них входных и выходных емкостей ламп,
в результате чего нагрузка &нодной цеrrи приобретает ин_-
199
дуктивный характер, входное активное сопротивление лам
пы становится отрицательным, а в усилителе возникает
положительная обратная связь.
•
Для определения условий устойчивости изобразим уси
литель эквивалентной схемой, приведенной к сеточной цепи
(фиг. 6.18, а) . В этой схеме лампа со стороны сетки пред
ставлена отрицательным входным сопротивлением - Rвх,
включенным параллельно контуру.
'---[==:J-t,
r с_.___. Нв, о
а)
о)
Фиг. 6.17 . К вопросу о са- Фиг. 6.18 . Эквивалентные схемы
мовозбуждении усилителей
сеточной цепи лампы.
высокой частоты.
На фиг. 6.18, б приведен другой вариант эквивалентной
схемы, в которой параллельно включенное отрицательное
сопротивление -Rвх заменено эквивалентным ему после
довательным отрицательным сопротивлением -rвх· Это
сопротивление действует как источник колебаний высокой
частоты, уменьшая потери энергии в контуре, вследствие
чего в колебательной системе при определенных условиях
-может возникнуть самовозбуждение. Усилитель будет устой
сrиво работать и будет исключена возможность его самовоз
буждения в том случае, если энергия, пополняющая потери
в контуре, будет недостаточной для возникновения неза
тухающего колебательного процесса. Для получения устой
чивой работы усилителя необходимо, чтобы результирую
щее активное сопротивление контура было положитель-
1-1ым. Поэтому условие устойчивости можно записать в форме
1r 1> 1rвх 1, т . е . активное сопротивление потерь r должно
превышать вносимое сопротивление rвх по абсолютной ве
личине.
Теория самовозбуждения и устойчивости резонансных
усилителей была разработана В. И. Сифоровым еще в 1931 r.
Условие устойчивости по Сифорову для любой многокас.
кадной схемы усилителя можно записать в следующем виде:
ffiCagSR6,P 2~ (0,18-; - 0,32).
(6.24)
200
Это выражение справедливо для всех трех рассмотренных
ранее схем. В случае полного включения контура параметр
р = 1. Умножая обе части выражения на S и учитывая,
что произведение S2R6 eP2 = К02 , получим
(6.25)
Отсюда видно, что условие устойчивости наиболее легко
удовлетворяется на низких частотах , при малой емкости
Cag и при небольшой величине коэффициента усиления К0 .
Определим Ко из выражения (6.25):
V(0,18-:- 0 ,32) S
Ко<.
с
.
ro ag
,
Правую часть этого выражения назовем
устойчивого усил е ния
Куст;:::::;0,42 . / S .
V . roCag
(6.26)
коэффициентом
(6.27)
Таким образом, коэффициент усиления каскада Ко лю
бого усилителя должен быть всегда меньше допустимого зна
чения устойчивого усиления, определяемого из формулы (6.27) .
Формула (6.27) позволяет также решить вопрос о способе
включения контура в анодную цепь лампы . Если значение
Ко для каскада с полным включением контура превышает
значение Куст, то условие устойчивости не удовлетворяется
и в резонансном усилителе следует использовать схему или
с трансформаторным , или с автотрансформаторным вклю
чением. При этом параметр р определится из выражения
(6.28)
.
Пример 6.4. Выбрать схему каскада резонансного усилителя
на пентоде 6К1П, работающего на частоте f = 1500 кГц при исполь
зовании контура с сопротивлением Roe = 80 кОм .
Решение.
Из справочника по радиолампам находим , что для пентода
6К1ПСаg= 0,01 пФ; S= 1,85мА/В.
Определяем коэффициент усиления :
Ko=SRoe' .
Полагая, что Roe ~ Roe', получи м
201
Находим коэффициент устойчивого усиления:
/-s-
Куст=О,421 , -- =
V wCag
Так как I<уст < /(, то полное включение контура недопусти•
мо . Параметр связи р для трансформаторного или автотрансфор
маторного включения находим из выражения
Куст 59
Р= --= -=04.
К11 148 '
Обеспечение в усилителе наибольшего и в то же время
устойчивого усиления зависит, как видно из формулы (6.27),
от отношения S!Cag, которое будет-максимальным при ма
пой емкости Cag и большой крутизне S. Этому условию удов
летворяют пентоды высокой частоты, 'получившие наиболь
шее распространение в усилителях высокой частоты.
Обратная связь в усилителе через общий источник питания
Обратная связь через общий источник питания, особен
но в многокаскадных схемах, является основной причиной
самовозбуждения усилителей как высокой, так и низкой
частоты. Наибольшее влияние на работу усилителя оказы
вает обратная связь через общий источник анодного пита
ния. На сверхвь1_соких частотах обратная связь возникает
и через общее питание накальных цепей ламп . Элементом
связи в этих случаях является внутреннее сопротивление
источника. Для уяснения процессов, порождающих само
возбуждение, обратимся к схеме трехкаскадного резонанс
ного усилителя (фиг. 6.19). Заметим, что все процессы, о
которых говорится ниже, остаются . сттраведливыми и для
усилителей низкой частоты.
За начальный электрический толчоr, будем считать слу
чайное изменение напряжения на входе первого каскада.
Полагаем, что полярность этого мгновенного напряжения
соответствует положительной полуволне на сетке. Учитывая,
что электронная лампа поворачивает фазу напряжения на
180° и принимая лампу за генератор переменного тока, мож
но показать на схеме знаки полуволн напряжений на каж
дой лампе и направления переменных составляющих анод-
202
ных токов i1, i 2, i 3 • Как показано на схеме, через внутреннее
со п ротивление источника (батареи) R6 протекают токи всех
трех ламп, причем токи i1 и i 3 имеют одно направление, а
е
Ro
т,
t1i,i!
Фи г. 6.19. К во п росу о паразитной обратной св.язи в многокас
ка дном резонансном усилителе через общий источник анодноrо
питания.
Фиг. 6.20. МнОl'окаскадная схема резонансного усилителя с развя
зывающими фильтрами.
ток i 2 - противоположное . Принимая во внимание усиле
ние каскадов, следует, что i1 + i3 > i 2 . При этом мгновен
ное напряжение ли на сопротивлении R6 принимает знак,
соответствующий направлению суммарного тока. При этом
напряжение ли имеет полярность, одинаковую с напря-
20З
жением на сопротивлении анодной нагрузки Roei первой
лампы, и поэтому будет с ним суммироваться . Следователь
но, напряжение на сетке второй лампы возрастет, а в уси
лителе возникнет положительная обратная связь, которая
может вызвать самовозбуждение.
При использовании двухкаскадного усилителя такие
благоприятные условия для появления положительной об
ратной связи не возникают, что можно доказать подобными
же рассуждениями . В качестве меры для предотвращения
самовозбуждения через общий источник питания исполь
зуются так называемые развязывающие фильтры Г-образ
ного типа , состоящие из сопротивлений RФ и емкостей СФ.
Такие фильтры включаются в анодные цепи многокаскад
ных усилителей (фиг . 6.20). Сопротивление RФ имеет зна
чение в несколько тысяч ом, а значение емкости в зависи
мости от частоты , на которой работает усилитель, колеблет
ся в пределах от десятых до сотых •долей микрофарады.
Вопросы для повторения.
1. Что называется полож·ительной обратной связью?
2 . Какое условие является необходимым дл-я возникновения
самовозбуждения?
3. Какое условие является достаточным для самовозбужде
ния усилителя?
4. На каких лампах усилители являются наиболее устойчи
выми?
5. Какие цепи включают в усилитель для предотвращения са-
1':!овозбуждения через общий анодный источник питания?
§ 32 . УСИЛИТЕЛИ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
НА ТРАНЗИСТОР АХ
Усилители высокой частоты на транзисторах различают
ся по характеру нагрузки цепи коллектора и по способу
включения транзистора . В диапазонах длинных, средних
и коротких волн транзистор включают по схеме с общим
эмиттером, и лишь в диапазонах СВЧ иногда применяют
включение по схеме с общей базой.
Усилители на транзисторах отличаются от ламповых
• усилителей главным образом способом связи между каска
дами. Низкое входное сопротивление транзистора сильно
шунтирует контур предшествующего каскада, вследствие
чего резко падает усиление предыдущего каскада и ухуд
шаются его избирательные свойства.
На свойства усилительного каскада также влияет шун
тирующее действие выходного сопротивления транзистора,
204
величина которого значительно ниже выходного (внутрен
него) сопротивления усилительной лампы . Поэтому в кас
кадах УВЧ используют трансформаторные и автотрансфор
маторные способы связи контура с цепями транзистора .
В схеме на фиг. 6.21 напряжение с части контура перво
го каскада через разделительный конденсатор Ср подается
на базу транзистора второго каскада. Постоянное напряже
ние на электроды триодов поступает с общего источника
Ек: на коллектор - через контур, а на базу
-
через де
литель, составленный из двух сопротивлений R1R 2 • Ста
бильность работы транзисторного усилителя в большой
Фиг . 6.21 . Схема транзисторного резо
нансного усилителя с автотрансформатор
ной связью .
степени зависит от постоянства исходной рабочей точки ,
положение которой при нагреве триодов может изменяться .
Для стабилизации положения рабочей точки в схеме приме
нена отрицательная обратная связь по постоянному току
через сопротивление R 3 , включенное в цепь эмиттера. Схе
ма такой обратной связи подобна схеме обратной связи по
току в ламповых схемах.
Для устранения обратной связи по переменной состав
ляющей сопротивление R3 заблокировано емкостью кон
денсатора С6 . Если температурные изменения вызывают
смещения рабочей точки, то на сопротивлении R 3 создается
напряжение обратной связи, действие которого _на базу
транзистора возвращает рабочую точку в исходное положе
ние.
-
В схеме на фиг. 6.22 наряду с трансформаторной меж
каскадной связью осуществлена автотрансформаторная
связь между контуром и коллектором тран з истора . Сле
дует отметить, что связь коллекторной цепи с контуром
в обеих схемах может быть и полной , если выходное сопро
тивление транзистора достаточно вели к о.
205
В схеме транзисторного полосового усилителя
(фиг. 6.23) в качестве нагрузки использован двухконтур
ный полосовой фильтр. Для уменьшения шунтирующего
влияния коллекторной цепи на первый контур и вход.а по-
J
Фиг. 6.22 . Схема транзисторного резо
нансного усилителя с . трансформатор
ной связью между каскадами.
следующего транзистора на второй контур применена авто
трансформаторная связь.
В транзисторных усилителях сосредоточенной селекuии,
как уже упоминалось в начале главы, используются раз-
Фиг. 6.23. Схема транзисторного по
лосового усилителя.
личные фильтры. Рассмотрим разновидности двух фильт
ров. Фильтр сосредоточенной селекции на LС-контурах
(ФСС) состоит из ряда полосовых звеньев, согласованных
между собой по характеристическому сопротивлению. В схе
ме на фиг. 6.24, 6 фильтр включает в себя три последователь
но соединенных звена. При этом индуктивнос;ти (2L) и
емкости (Ci2) соседних звеньtв соединяются параллельно,
• в результате внешние контура являются полузвеньями .
206
На входе и выходе фильтра должны быть включены со
противл~ния R, равные по величине характеристическому
с6противлению фильтра РФ·
Пьезоэлектрические (кварцевые) фильтры состоят из
отдельных пьезорезонаторов, в которых используется явле-
а)
с,
с,
с,
_
8x1,q_R_ _l_l. _ __ ,, -- -1., _-1 ._ f-e ~ ~ -U- -C-z__R _86IXOl1
z
б)
Фиг . 6.24 . Фильтр сосредоточенной селекции
(ФСС):
а-резновидность схемы одного звена; б-трехзвенный
фи,1ьтр,
ние обратного пьезоэффекта. Ес.11и пластину пьезокварца
поместить в переменное электрическое поле, то в ней воз
никают еобственные механические колебания с частотой
~
f;!Bfffi
~0
445 465 485f,1(ГЦ
а)
5)
Фиг. 6.25 . Схема восьмирезонаторного пьезоэлектрического фильт
ра (а) и его частотная характеристика (6) .
изменения поля . Такой пьезорезонатор обладает резко вы
раженными резонансными свойствами и может быть пред
ставлен эквивалентной схемой колебательного контура .
Добротность подобного контура характеризуется веш1чиной
порядка нескольких тысяч.
На фиг. 6.25 показана схема восьмирезонаторного фильт
ра (а) и его частотная характеристика (6), которая по своей
207
форме близка к идеальной . Промышленностью выпуска
ются восьмирезонаторные фильтры типа ПФIП .
Схема транзисторного усилителя с трехзвенным ФСС
показана на фиг . 6.26. Используемый в этой схеме авто
трансформаторный способ подключения фильтра ко входу
и. выходу транзисторов обеспечивает изменение (трансфор
мацию) сопротивлений Rвх и Rвых транзисторов до значения
Фиг. 6.26 . Схема транзисторного усилителя с трех
звенным фильтром сосредоточенной селекции.
R = Рф, необходимого для нормального режима работы
фильтра. При этом коэффициенты включения. равны
(6.29)
Основным методом разбора работы транзисторных уси
лителей, так же, как и ламповых, является метод эквива
лентных схем. Сам транзистор как усилительный элемент
высокочастотной схемы представляют в виде линейного че
тырехполюсника; для анализа которого используются глав
ным образом У-параметры.
На фиг. 6.27, а приведена наиболее удобная для рас
смотрения П-образная эквивалентная схема. На ней пока
заны проводимости У11 , У12 , У 22 и генератор тока, имити
рующий усилительные свойства транзистора. Ток эквива
лентного генератора равен произведению . У 21 U63 , в кото
ром проводимость У 21 , определяемая как отношение тока
коллектора к напряжению на эмиттере при короткозамк
нутом входе, является не чем иным, как крутизной S тран
зистора, и, следовательно, У21Ибэ = sибэ· Заметим, что
208
крутизна S является комплексной величиной и характе
ризуется следующей зависимостью:
s
S-Y
-
0
-
21 - 1+ iUolfs) '
(6.30)
где S 0 = у 21 - низкочастотная проводимость, fo - рабо
чая частота, fs - граничная частота.
Под граничной частотой подразумевают частоту, на
которой абсолютная величина крутизны S уменьшается
на_ 3 дБ (в 1,41 раз).
"
т,, 11
UБз
SU5J
SUg~
и;
1,,, с"
1g;
3
э
к
а)
о)
Фиг. 6.2 '/. П-образные эквивалентные схемы транзистора и элек
тронной лампы.
Представленная эквивалентная схема транзистора в зна
чительной степени сходна с изображенной на фиг . 6.27, б
ламповой схемой. И в той и другой схеме проводимость
У 12 характеризует обратную связь между входом и выходом
усилительного элемента. В лампе эта связь обусловлена
проходной емкостью сетка - анод - С ga, а в транзисторе -
параллельной цепью из активной проводимости и емкости .
При этом следует заметить, что проводимость обратной свя
зи в транзисторной схеме значительно выше, чем в лампо
вой, вследствие чего усилители на транзисторах менее
устойчивы, чем ламповые . · При оценке усилительных свойств
каскада следует также принимать во внимание комплекс
ный характер крутизны S транзистора и ее зависимость от
частоты.
Все элементы эквивалентной схемы транзистора могут
быть рассчитаны по известным низкочастотным проводи
мастям у11, у12, у21 = S 0, у22 и высокочастотным пара
метрам: емкости коллекторного перехода С к, распре
деленному сопротивлению области базы r6' и граничной
частоте f8 ;
209
активнай входная проводймость
а2
Ун+-,
Гб
g11= 1+а2 ;
активная обратная передаточная проводимость
_У 12+аоо0 Си.
g12-
1+а2 '
активная выходная· проводимость
,_, у +aWoСИГб
I
у21 •
g22 ,_,
22
1+а2 ,
крутизна характеристики
S= jY 1=-So_.
21
- V1+a2' ·
входная емкость
с ,_, l-Уi1Гб 1
11 _,
W8 r5' (1+а2)
обратная передаточная емкость
выходная емкость
С~Си
.
12 ~ 1+а2,
С ,_,Cн(l+r5'Y21)
22 ,_,
1+а2
'
(6.31)
J
(6.32)
ГДЕ а = f0 /fs - коэффициент частотного использования,
характеризующий отношение рабочей и граничной частот.
После ознакомления с основными свойствами транзис
тора на высоких частотах можно перейти к анализу конкрет
ных схем усилителей.
Резонансный усилитель на транзисторе
Составим эквивалентную схему усилителя с автотранс
форматорной связью (фиг. 6.21). При ее составлении для
упрощения анализа первоначально не будем учитывать
влияние внутренней обратной связи через проводимость
У12.
На эквивалентной схеме, приведенной на фиг. 6.28, кол
лекторная цепь транзистора представлена генератором тока
S Иба и выходной проводимостью транзистора У 22 , состоя-
210
щей из g 22 и С 22 . К этой цели частично подключен колеба
тельный контур из L и С и проводимости g к, характери
зующей собственные потери в контуре. Влияние входной
цепи транзистора последующего каскада показано прово
димостью У11 , состоящей из g11 и С11 , та~<же подключенных
Фиг. 6.28. Эквивалентная схема транзистор
ного каскада _с автотрансформатор ной связью.
к контуру частично; Рк и р6 характеризуют коэффициенты
включения со стороны коллектора и базы и определяются_
выражениями:
g"рБ Uвь1к
L-------------4--~
Фиг. 6.29. Упрощенная эквивалент-
ная схеыа транзисторного каскада.
Ps
(6.33)
Uвык
·-
Фиг. 6.30. Окончатель
ная эквивалентная схе
ма транзисторного кас-
к_ада.
Для упрощения схемы пересчитывают все элементы,
включая входной генератор, параллельно катушке конту
ра, так, как это показано на фиг . 6.29 . Если теперь объе
динить все проводимости и ем1юсти, то получим окончатель
ную эквивалентную схему фиг. 6.30. На ней общая емкость
контура
C:r.= С+С22Рк+С11Рб
и результирующая про!}одимость
Goe = gi;+g22Pi;+gllРб·
(6.34)
Схема фиг. 6.30 позволяет сделать выводы об усилитель
ных и избирательных свойствах усилителя. Коэффициент
усиления каскада при резонансе определяется формулой
Ко= (;выхо/Ибэ·
Напряжение на выходе И вых O меньше напряжения на
контуреИно в р6 раз, т. е. ИвыхO= Ино Рб·
Напряжение на контуре при резонансе Оно определяет
ся произведением тока S U60 Рн на резонансное сопротив
ление контура Roe = 1!Goe• т. е. Ино = S ибэ Рн Roe •
После соответствующих подстановок получим k O =
= SрнРб Roe·
Переходя к модулю этого выражения, получим расчет
ную формулу резонансного коэффициента усиления:
Ко~1S\РнРбRoe = 1SIРнРб-0
1,
ое
(6.36)
где I S 1 = S0/V 1 + а2 - модуль крутизны, который при
рабочей частоте fo далекой от граничной fs, можно полагать
1S1~So=У21·
Подобное же выражение получилось при анализе лам
пового резонансного усилителя, однако в формулу (6.13)
входит лишь одно значение р, соответствующее односто
роннему автотрансформаторному включению.
Для обеспечения максимального усиления коэффициен
ты включения со стороны коллектора и базы должны иметь
следующие значения:
(6.37)
Избирательные свойства каскада на транзисторе оце
ниваются как избирательность колебательного контура
с эквивалентной добротностью
(6.38)
Уравнение резонансной кривой представляется выра
жением (6.11).
212
Все приведенные выводы в отношении усилительных и из
бирательных свойств усилителя с автотрансформаторным
включением остаются в основном справедливыми и для
усилителя с трансформаторным включением.
Полосовой усилитель на транзисторе
Свойства полосового усилителя (фиг . 6.23) могут быть
определены с помощью эквивалентных схем, при составле
нии которых использовалась та же методика.
В общем случае коэффициент у силения полосового уси
лителя определяется выражением
(6.39)
где IS \ - модуль крутизны, р1 = l/w 0C1 - волновое со
противление первого контура, Рн и р6 - коэффициенты
включения со стороны коллектора и со стороны базы, QФ -
коэффициент передачи полосового фильтра .
Если в каскаде используется фильтр с двумя одинако
выми контурами (фиг. 6.23) , то в формулу (6 .39) следует
подставить величину резонансного коэффициента переда
чи фильтра [ см. формулу (6.19)]
У]
QфО=QYJ2+l•
При этом резонансный коэффициент усиления транзис
торного полосового усилителя окажется равным
У]
Ко=1S IRoe YJ2+1 РнРб·
(6.40)
Этот результат почти полностью совпадает с выражением
для коэффициента усиления лампового полосового усилите
ля . Заметим, что выражение (6.39) справедливо для любо
го полосового усилителя с многоконтурным фильтром , если
известна формула для коэффициента передачи фильтра QФ .
Коэффициенты включения Рн и р6 могут быть найдены
по формулам
(6.4 1)
(6.42 )
213
Здесь Goe= 1/R0е-резонансная проводимость контура,
gl\1 и gl\2 -проводимости собственных потерь контуров.
Уравнение кривой избирательности транзисторного по
лосового усиления совпадает с резонансной кривой двух
контурного полосового фильтра и определяется пыражением
(6.21).
Устойчивость усилителей на транзисторах
При составлении эквивалентной схемы транзисторного
усилитеJJя и анаJJизе ее не была учтена показанная на
фиг. 6.27 проводимость обратной связи . транзистора У12 ,
действие которой может вызвать самовозбуждение усили
теJJя .
Влияние этой обратной связи, как показывает анализ, ·
отражается на величине и знаке активной составляющей
входной проводимости транзисторного каскада, которая
при частоте, близкой к резонансу, приобретает отрицатель
ное значение. В реальных условиях работы усилителя вряд
ли можно добиться точной настройки всех каскадов на од
ну и ту же частоту. Вполне вероятно, что один из каска
дов окажется несколько расстроенным и в схеме создадутся
условия, при которых активная входная проводимость ока
жется отрицательной величиной, и в этом случае в транзис
торном усилителе, так же как и в ламповом (см. § 31), соз
дадутся условия для самовозбуждения.
Устойчивое усиление транзисторного усилителя опреде
ляется теми же выражениями, что и усиление лампового
усилителя (6.26), (6.27), если в них проходную емкость
лампы Cag заменить емкостью обратной связи С12 , которая
при малых значениях а = f0/f8 может быть принята рав
ной емкости коллектор - база С н•
При расчетах удобно поJJьзоваться формулой
К:__бЗ~/
S [мА/В]
уст -
'
V fo [МГц] С12 [пФ] •
(6.43)
Емкость транзистора С12 превышает емкость лампы в
сотни раз, а крутизна транзистора S0 превышает крутизну
S лампы в 10- 20 раз. Поэтому при прочих равных условиях
устойчивое усиление транзисторного каскада примерно
в 5- 6 раз меньше устойчивого усиления лампового каска
да.
Ограничение, которое накладывается на транзисторный
усилитель условием устойчивости, может быть снято путем
114
так называемой нейтрализации внутренней обратной свя
зи. Сущность нейтрализации основана на введении в уси
литель дополнительной цепи, образующей новую обратную
связь, противоположную по знаку существующей внутрен
ней обратной связи.
J
Фиг. 6.31. Схема транзисторного резо
нансного усилителя с трансформаторной
связью и цепью нейтрализации.
Цепь нейтрализации должна состоять из таких же эле
ментов, как и цепь внутренней обратной связи У12 , пред
ставленной на фиг. 6.27, т. е. из параллельной цепочки,
f'
Uв,
1
Фиг. 6.32 . Схема транзисторного резонансного уси
лителя с автотрансформ~;\Торной связыо и цепью
нейтрализации.
образованной емкостью Сн и проводимостью gн. Но вклю
чение в цепь обратной связи параллельной нейтрализующей
-ячейки
создает нежелательную гальваническу19 связь меж
ду точками подключения цепи, и поэтому более удобно ис-
215
пользовать цепь из последовательно соединенных элемен
товCNиRN:
где mвн = Рбl Рн·
с О,9Сн
N~--,
111 вн
R ~ 1,lтвн
N"" --,
WsCR
\v .44)
(6.45)
В практических схемах в цепи нейтрализации часто ог
раничиваются включением только емкости Сн либо сопро
тивления RN ,
Фиг. 6 .33. Схема транзисторного полосового
усилителя с цепью нейтрализации.
На фиг. 6.31, 6.32 и 6.33 показаны схемы резонансного
и полосового усилителей с цепями нейтрализации. Так,
в схеме фиг. 6.31 цепь нейтрализации подключена к катуш
ке связи, благодаря чему достигается поворот фазы в цепи
нейтрализации на 180°. В схеме на фиг . 6.32 для поворота
фазы цепь нейтрализации подключена к нижнему концу
выходного контура; точно так же включена цепь нейтрали
зации в схеме полосового усилителя (фиг. 6.33).
Каскодные усилители
Устойчивость транзисторных усилителей помимо схем
нейтрализации внутренней обратной связи может быть по
вышена с помощью так называемых каскадных схем.
В каскадном усилителе, как это видно из упрощенной
схемы (фиг. 6.34), используются два транзистора: первый
включен по схеме с общим эмиттером, а второй - по схеме
с общей базой, нагрузка включена в коллекторной цепи
второго транзистора. В каскадной схеме, в отличие от ра-
216
нее рассмотренных, внутренняя обратная связь между вы
ходом и входом осуществляется через последовательную
цепь двух транзисторов, благодаря чему проводимость
внутренней обратной связи значительно уменьшается (при
мерно от 100 до 1000 раз), в устойчивое усиление возраста
ет (примерно от 10 до 30 раз).
Фиг. 6 .34. Упрощенная схема каскадно
го усилителя.
При каскадном соединении транзисторов усилитель на
входе приобретает свойства каскада с общим эмиттером, а
на выходе - с общей базой. Иначе говоря, входное сопро-
с,
Фиг. 6.35. Схема полосового каскадного усилителя.
тивление каскадного усилителя соответствует входному
сопротивлению каскада с общим эмиттером, а выходное
сопротивление - каскаду с общей базой и является вели
чиной весьма значительной (сотни кОм). Большое выход
ное сопротивление каскадного усилителя позволяет осу
ществлять полную связь контура с коллекторной цепью и
тем самым реализовать большое устойчивое усиление кас
када.
Принципиальная схема полосового каскадного усилите
ля показана на фиг. 6.35. Режим работы транзисторов по
постоянному току обеспечивается в первом транзисторе
схемой стабилизации рабочей точки с помощью делителя
R2 , R3 и цепи R1С1 ; во втором транзисторе отрицательное
217
смещение на базе создается с помощью делителя R2 , R3 ;
RФСФ - развязывающий фильтр. Нагрузкой второго тран
зистора служит полосовой фильтр. Второй контур связан
с последующим каскадом через емкостный делитель С',
С".
Для расчета усилителя по каскадной схеме достаточно
заменить в расчетных формулах эквивалентные параметры
транзистора на эквивалентные параметры усилительного
элемента, состоящего из каскадного соединения транзис-
торов.
,
Эквивалентные параметры такого элемента при указан
ных на фиг . 6.34 соединениях транзисторов определяются
следующими формулами:
У11э~Уноэ•
У21э~У21оз•
у ~у У12об
12э ~ 12оэ --,
у21 сб
у
у
У21об У12об
22э~ 22об-
у llOб
Вопросыдляповторения.
(6.46)
1. Почему усилительные и избирательные свойства каскада
зависят от входного сопротивления последующего каскада?
2. Аналогом какой ламповой схемы является схема с общим
эмиттером?
3. Какие параметры четырехполюсника применяются при
исследовании высокочастотных схем на транзисторах?
4. Какой из параметров четырехполюсника характеризует
внутреннюю обратную связь?
5. Какой по знаку является обратная связь цепи нейтрали
зации?
6. Какие свойства приобретает усилитель с ФСС?
7. Чем объясняется повыше;ние устойчивости каскадных схем?
§ 33. РАСЧЕТ УСИЛIПЕЛЕИ ВЫСОКОЙ
ЧАСТОТЫ
В настоящем параграфе рассматриваются расчеты ре
вонансноrо и полосового усилителя на транзисторе.
Расчет резонансного усилителя на транзистор~ (фиг. 6.22)
Исходные данные
l. Частота настройки f0 .
2. Полоса пропускания 2ЛF.
3. Коэффициент чщ:тотr1ых искщкещ1й М.
218
4. Минимальный коэффиuиент усиления Knitn ·
5. Число контуров п.
6. Тип транзистора и его параметры .
Требуется определить
1. Коэффициенты включения контура Ри и р6 .
2. Параметры контура L, С, gи, Q.
3. Избирательность d при Лf = 10 кГц .
Порядок расчета
1. Вычисляем коэффициент устойчивого усиления кас-
када:
r
•
К =6,3v/S1[мА/В] .
у
fо [МГц] Си [пФ]
• Полученное значение Ку должно быть больше заданно
го Kmin· В противном случае следует выбрать другой тип
транзистора с большим отношением I S IIC и или ввести в схе
му цепь нейтрализации, что вообще говоря, менее желатель
но.
2. Находим коэффициенты включения контура к тран
зисторам Ри и р6 . Учитывая, что выходная проводимость
транзистора g 22 невелика и мало шунтирует контур, целе
сообразно задаться значением Рн = 0,6 -;- 1,0. Коэффициен(f
включения р6 рассчитываем с помощLю q;ормул (6 .37):
Рв=Ри,./g22•
V gll
3. Определяем эквивалентную проводимость контура
Goe· Приравняем коэффициент усиления при резонансе Ко
устойчивому коэффициенту усиления Ку:
1
Ко= 1SjРнРб-0- = Ку,
ое
тогда
G =/S/РбРн
Ое
f(y •
4. Вычисляем собственную проводимость контура g 11
с помощью выбранных коэффициентов ключенйя , пользуясь
выражениями (6 .37):
gн = Goe-2g2-2P1/ ·
219 -
При gн < О необходимо уменьшить коэффициент включения
Рн и повторить расчет, начиная с п. 2.
5. Находим полосу . пропускания эквивалентного кон
тура по заданной полосе:
2ЛFR = 2ЛF
..
/_I
__J
V 'Vм2
6. Рассчитываем эквивалентную добротность контура,
соответствующую найденной полосе 2ЛF !{:
Q__fo_v_l__1
э- 2ЛFR
'Vм2
•
7. Определяем характеристическое сопротивление кон
тура:
1
р=--.
Goe Qэ
8. Вычисляем собственную конструктивную доброт
ность контура:
Q=-1 -.
gRp
Полученное значение Q должно быть конструктивно вы
полненным.
9. Определяем элементы контура:
С [пФ]= 159
'
fo [МГц] р[кОм]
L [мкГ]- 2,53. 104
-
f6 [МГц[ С [пФ)
10. Рассчитываем элементы связи контура с транзис
торами:
а) со стороны коллектора связь с контуром, как правило,
выбирается автотрансформаторной. Индуктивность части
контурной катушки Lн = pl{L;
б) со стороны базы связь с контуром может быть авто
трансформаторной и трансформаторной. Если последующий
220
каскад является детектором, то связь берется трансформа
торной. При этом индуктивность катушки 'связи
Lсв=(:6)
2
L.
(коэффициент связи выбирают в пределах k = 0,4 --=- 0,6).
При автотрансформаторном включении индуктивность
части контурной катушки L6 = p6L.
11. Определяем избирательность каскада по формуле
(6 . 11).
Пример 6.5. Рассчитать транзисторный резонансный усили
тель с фиксированной настройкой по следующим данным: fo =
=520кГц;2ЛF=8кГц;М=0,7(3дБ);Km1n=15,п=1;
транзистор П402 с параметрами: jS [=47 мА/В; g11 = 3.10-3 См;
g22= 31,10-6См;Ск=10пФ;Ик=5В;fк=4мА.
Решен и е.
1. Определяем коэффициент устойчивого усиления:
1S1
47
/-
✓-
-63
---63
Ку-' 1 fоСк-
'
0,52-10 19 > Kmtn= 15.
2. Задаваясь Рк =0,8, находим коэффициенты включения~
Vgzz
V31.10-6
Р5=Рк
-
= 0,8
-з
gll
3, 10
0,08.
3. Вычисляем эквивалентную проводимость:
Goe=JSJP6Pк=47 , 10-3 0,8,0,08 = 158,10-6См.
Ку
19•
4. Рассчитываем собственную проводимость:
gк=Goe - 2gzz Рк2 = 158-10-6
-
-2 , 31 , 10-6 ,О,82= 118,10-6 См.
5. Определяем полосу пропускания:
2Лfн=2ЛF=8 кГц.
6. Находим эквивалентную добротносты
fо
520
Qэ=--=
-=65.
2Лfк
8
7. Вычисляем характеристическое сопротивление :
1
1
р=GoeQэ = 158,10-5,65 =97 Ом.
22l
8. Рассчитываем собственную добротность:
1
1
Q=-
=
6
=87.
gи р 118- 1о- .97
9. Оnределяем элементы контура:
159
159
С=-
= ----=3120 nФ,
fo е 0,52 -0,097
2,53-104
2 53-104
L=
'
=30 мкГ.
{02 С
0,52 2 -3120
1О. Выбирая автотрансформаторное включение, находим эле·
ме нты связи: -
Lн=Ри L=0,8 -30=24 мкГ,
L5=p5L=0,08-30=2,4 МI<Г.
11. Рассчитываем избирательность каскада:
1/
,'20)2
= V 1+ (520•65 = 2,7 (8,8 дБ).
Расчет полосового усилителя на транзисторе
Исходные данные
1. Частота настройки f0 •
2. Полоса пропускания 2ЛF.
3. Коэффициент часто_тных искажений (уровень отсчета
полосы) Мпу·
4. Коэффициент усиления К.
5. Избирательность d = 1/У при Лf = 10 кГц.
6. Число двухконтурных фильтров т.
-
7. Тип транзистора и его параметры на частоте f0 •
Требуется определить
1. Параметры контура фильтра Q, L, С.
2. Коэффициент связи между контурами k и данные эле
мента связи.
3. Коэффициент усиления Ко (для проверки).
4. Избирательность d (для проверки).
222
Порядок расчета
1. Определяем эквивалентную добротность контуров
фильтра из условия получения заданной полосы 2ЛF. Для
этого предварительно находим: частотные иск ажения на
11_1г;;-;г-
одну пару контуров М' = v Мпу и задаемся значением па-
раметра связи 'YJ = 0,9 + 1,1, близким к оптимальному.
Используя график (фиг. 6.36), находим по кривой, соот
ветствующей коэффиuиентv М'. величину обобщенной рас
строй~и х1 .
11
z
1,5
1,0
0,5
о
j
1
1
.,,
.,,
"
,/
.
I
.J
1
0,5
'
,,,
.,.
.,,
,.
,,
,, ,,
,,..
,
.
1/' f
J
'
1,0
o,g 0,8 0,7 0,5 0,6
,1
,,
,1
.,,..
.,,
,, .,, 1.,,
,,
,,..
,,, L,I I
,,.
,..
,, .,. 1..'
,,..
....
J
1,1
.,,
,
11'
,, ,,, ,.,, ,,,
,,..
.,..
11' /
""
.,,
,, .,,.. ,,,
,,
,,
""
11;'
.,,
,, :.,
,,.
.,..
1,5
z,o
Фиг. 6.36. Расчетный график для определения добротно
сти кон:,уров по л осового фильтра.
По значению х1 определим добротность
Q__ foХ1
8-
2ЛF •
2, Проверяем возможность получения заданной изби
рательности:
d= (io -Х22 ~'YJ'Y]2)2 + 4х22 У'
при 'YJ >, l,
прич< 1;
223
здесь
2Лf
Х2=--Qэ,
fo
Лf - значение расстройки (обычно 10 кГц).
Если значение d получается меньше заданного, то пара
метр 'У} следует увеличить и найти новое значение Q0 .
3. Определяем характеристическое сопротивление кон
тура фильтра р . Учитывая малость выходной проводимости
транзистора, для упрощения расчетов принимаем коэффи
циент включения контура со стороны коллектора Ри = 1.
По аналогии с формулами (6 . 10), (6. 16) добротность экви
валентного контура для нашего случая может быть выра
жена следующим образом:
Q
Qэ=----
Rи
1-sjт--
Rвых
Заменяя собственное сопротивление контура R и его вы
ражением Rи = pQ, после соответствующих преобразова
ний получим
Р=-' (-1 __1),
g22
QэQ
здесь g 22 = 1/Rвых - выходная проводимость транзисто
ра, Q = (1,25 + 2)Q 0 - собственная (конструктивная) до
бротность контура .
4. Вычисляем эквивалентное резонансное сопротивле
ние контура:
Roe =РQэ.
5. Рассчитываем коэффициент включения контура ко
входу транзистора р6 ; так как Ри = 1, то, принимая во
внимание формулы (6.41) и (6.42), получим
Рб=-Wf g22
V gll
6. Находим !{оэффициент усиления:
(
11
)т-1
К= 1SIRoe112+1РиРо
и сравниваем его с заданным значением. Если расчетное
значение К окажется меf!ьше заданного , то следует увели-
224
чить значение конструктивной добротности Q и снова пов
торить расчеты, начиная с п. 3.
7. Определяем допустимый коэффициент усиления од
ного каскада из условий устойчивости:
К =б,3-./ 1S1[мА/В]
У V fо[МГц]Си[пФ]
и сравниваем его с расчетным усилением
т-v-
Ко=
К.
Если Ко :::;;; Ку, то усилитель устойчив. Если условие устой
чивости не выполняется и отношение Ко!Ку не превышает
2-; --3, то в этом случа~ в схему каждого каскада вводятся
элементы нейтрализации, рассчитываемые по формулам
(6.44), (6.45).
8. Рассчитываем элементы контура:
С=
159
,
L:::::;
2,53. 104
fo [МГц] р(кОм]
{0 2 [МГц] С [пФ)
9. Определяем элементы связи между контурами:
коэффициент связи k = rilQэ,
коэффициент взаимоиндукции при индуктивной связи
М =kL;
емкость связи при внешнеемкостной связи
Ссв=kС.
Пример 6.6. Рассчитать усилитель промежуточной частоты
транзисторного приемника по следующим данным: fo = 465 кГц;
2ЛF=8кГц;Мпу=0,64(4дБ);Ко=25;d>26дБ(20раз)при
Л/ = 10 кГц; т = 2; транзистор П402 с параметрами: 1 S 1 =
=47 мА/В; g11 =З-10-3 См; g 22 =31, 10-6 См; Си= 10 пФ; Ии=5 В,
fи= 4 мА.
Решение:
т
1. Находим М' = уМпу = }10,64 = 0,8; задаемся 11 = 1 и
находим п о графику (фиг. 6.36) х1 = 1,2. Определяем
Qэ= f0x1 = 465,1,2 = 70_
2ЛF
8
2. Проверяем обеспечение заданной избирательности:
- (Y(l-x22+112)2+4x22 )т -(У(1-з2+12)2+4.32 )2-
d-
211
-
2
-
21,
2Лf
20- 70
Х2=t:Qэ = 465 =3.
8 Зак. 458
225 ,
Ре зу льтат соответствует заданию .
3. Опре,целяем
о= J_ (_!_
-
_!_)=-
1- 6 (_!_
-
_I)=17?Ом.
•
g22QэQ
31.10- 70 110 ,
'
аадаемся
Q= 1,6 Q8 = 1,6, 70= 110.
4 . Рассчитываем резонансное сопротивление контура:
Roe=PQэ=172-70= 12-103 Ом.
5. Вычисляем коэффициент включения р5:
~vg22-v~
f'б~
-
3 10-З
gll
•
О, 1.
6. Находим коэффициент усиления:
(
'1']
)m- 1
К= iSI Roeri 2 +l РиР6
з
зI
=47-10- -12 -10 -1 ,0,1=28.
2
Рез ультат соответствует заданию.
7. Определяем устойчивое усиление:
_
3,/ 1S1=-
63../
47
Ку_ б, V fоСи
'V · 0,465,I0- 20 •
m-!1v l,г-
Ко=
vК=v28=28.
Так как К0 =28> Ку=20 и условие устойчивости не выполняется,
вводим ц е пь нейтрализации:
О,9Си (),9.10 О
CNz --=
--=9 пФ
mш,
0,1
'
1,2mвн
1,2.О,1
Rнz-- =
3
12=4кОм,
Юо С!! 6,28-465, 10 •10- 10-
Рб О,1
mвн= -
= -=0,1 .
Рн1
8. Определяем элементы контура:
159
159
С=-
= ----
2000 пФ,
foр
0,465-0, 172
2,53-104
L= fo2C
2' 53. 101
О, 4652 2-103
58 мкг.
9. Рассчитываем элементы связи:
11
l
k=-
= -=0 0143
Q8
70
'
'
M =kL=0,0143-58=0,83 мкГ,
226 .
Краткие выводы
1. Усиление колебаний высокой частоты осуществляет
ся с помощью ламповых или транзисторных усилителей.
2. Реэонансные усилители используются в основном
как диапазонные; характерным для них является неравн..о
мерность усиления по диапазону.
3. Полосовые усилители являются усилителями с фик
сированной настройкой и применяются главным образом
в супергетеродинных приемниках для усиления колебаний
промежуточной частоты.
4. Избирательность усилителей высокой частоты опре
деляется резонансными свойствами колебательных систем
и зависит от величины шунтирующих систему активных
сопротивлений.
5. В усилителях высокой частоты из-за паразитных
обратных связей может возникнуть самовозбуждение.
6. Устойчивая работа усилителя, исключающая само
возбуждение, обеспечивается снижением коэффициента
усиления, применением нейтрализации внутренней обрат
ной связи транзистора и использованием каскадного вклю
чения транзисторов.
Задачи
6.1 . Определить коэффициент усиления однокаскадного резо
нансного усилителя по следующим данным: лампа ·типа ' 6К4П;
индуктивность контура L = 2040 мкГ; емкость контура С =
= 420 пФ; добротность контура Q = 40.
О т в е т: Ко = 386 (шунтирующим действием Rвх и Rg прене-
брегаем).
.
,
6.2 . Проверить, обеспечивается ли устойчивая работа каскада
резонансного усилителя для данных задачи 6.1 .
От в е т: Куст = 454. Устойчивость обеспечивается .
6.3 . Резонансный усилитель работает на пентоде 6К4 на ча
стоте 6,4 Мгц, сопротивление резонансного контура Roe = 40 кОм.
Определить способ включения контура в анодную цепь из условия
устойчивости и, если потребуется, найти параметр связи р.
О т в е т: По условию устойчивости полное включение кон
тура недопустимо. При неполном включении р = 0,34 .
6.4 . Определить коэффициент усиления каскада с полосовым
фильтром по следующим данным: лампа типа 6КlП; fo = 465 кГц;
L = 350 мкГ. Добротность контуров Q = 100 . Связь между к"И•
турами критическая.
Ответ:Ко=95.
8*
227
6_
.5 . Определить коэффициент усиления каскада резонансного
усилителя на транзисторе типа ГТЗlОА по следующим данным:
Goe= 65-10-5См;gи=40-10-6См.
Высокочастотные параметры транзистора
1s1= So = 26 мА/В; g22= 22.10-б См; gll= 0,5-10-3 См.
Ответ:Ко=48.
6.6 . Проверить устойчивость каскада по условию задачи 6.5,
если дополнительно известно: fo = 465 кГц; Си= 4 пФ . .
От в е т: Ку= 23 ; без цепи нейтрализации усилитель будет
неустойчив .
ГЛАВА 7
ДЕТЕКТИРОВАНИЕ
§ 34. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ДЕТЕКТИРОВАНИИ
Детектированием называется процесс преобразования
модулированных колебаний в спектр частот полезного сиг
нала. Устройство, в котором происходит процесс детекти
рования, называется детектором . В результате детектиро
вания в приемнике получаются сигналы, форма которых
повторяет · форму модулирующих сигналов. В за13исимости
от вида модуляции принято различать амплитудное, час
тотное, фазовое и другие виды детектирования. Процесс
детектирования любого вида основан на использовании
свойств участка электрической цепи , обладающей нелиней
ной вольтамперной характеристикой.
В настоящей главе будет рассмотрено только амплитуд
ное детектирование. Вопросы приема и детектирования
частотно-модулированных сигналов изложены в гл. · 10.
Если ко входу амплитудного детектора (фиг. 7.1) под
вести сигналы высокой частоты , модулированные по ампли
туде, то на выходе устройства возникнут колебания низкой
частоты.
ив,
,/
Фиг . 7 . 1 . Структурная схема амплитудного детектора.
229
Раньше в приемниках применялись главным образом
ламповые детекторы. Их принцип действия основан на ис
пользовании односторонней проводимости электронных ламп
J!ЛИ их нелинейных вольтамперных характеристик. Приня
то различать диодное, сеточное и анодное детектирование.
"'--4
ia
I
ивы~
/'
Rн
ивх
о
иа.
Фиг. 7.2 . Схема диодного детектора (а) и статическая
характеристика диода (6) .
В настоящее время (начиная с конца сороковых годов)
в схемах приемников получили широкое применение крис
таллические, или полупроводниковые диоды, обладающие
5)
Фиг. 7.3 . Диаграмма детекти
рования
немодулированных
колебаний.
резко выраженной односто
ронней проводимостью элек
трического тока. Сопротивле
ние диодов для токов одного
направления
значительно
больше сопротивления для
токов другого направления.
В современных приемни
ках чаще всего применяется
диодное детектирование (фиг.
7.2). Рассмотрим физические
процессы, возникающие в та
кой схеме при поступлении
на ее вход сигналов высокой
частоты . Если на вход детек-
тора поступает напряжение
высокой частоты с постоянной амплитудой и = И cos (J)/
(фиг. 7.3, а), то в цепи диода возникнет пульсирующий
ток, величина импульсов которого будет неизменной во
времени (фиг. 7.3, 6). Пульсирующий ток i, протекающий
в цепи диода, можно представить в виде суммы постоян
ной составляющей и ряда переменных составляющих
i=!=+11cos (J)t+12cos2(J)t,+/3cos3wt+...,
230
с'"
где/=-
постоянная составляющая или среднее значение
• выпрямленного тока (фиг. 7.3, 6), / 1 - амплитуда первой
гармоники, / 2, / 3 - амплитуды высших гармоник тока.
При подаче на вход детектора модулированного напря
жения Ивх. высокой частоты (фиг. 7.4, а) в цепи детектора
возникаР·; пульсирующий ток ia, величина импульсов кото
рого будет изменяться во времени по закону изменения ам
плитуды подводимого напряжения (фиг. 7.4, 6). Среднее
значение выпрямленно-
ив,
готока /ер в этом слу- .
чае изменяется во вре-
мени по закону низкой
- частоты (фиг. 7.4, в). Та
кой электрический ток
можно представить как .
сумму постоянного тока
и переменного тока низ
кой частоты.
Емкость конденсато
ра в схеме фиг. 7.2, а
выбирается с таким рас
четом, чтобы сопротив
ление конденсатора С
токам высокой частоты
было во много раз мень-
а)
t
t
'•1___~-------8)
"'t
!~-•е)
tlвы, ,
ше величины сопротив
ления нагрузки детекто
ра Rн, а его сопротивле- Фиг. 7 .4 . Диаграмма детектирова-
ние токам низкой часто- ния м одулированных колебаний.
ты значительно больше
сопротивления Rн: 1 /шС « Rн, 1/QC » Rн- Если сопро
тивление конденсатора С для токов высокой частоты ма
ло, то и величина напряжения высокой частоты на зажи
мах нагрузки также будет мала.
Постоянная составляющая выпрямленного тока и ток
низкой частоты, про~одя через сопротивление нагрузки Rн,
создадут на нем пульсирующее напряжение, величина кото
рого будет изменяться во времени по закону низкой часто
ты (фиг. 7.4, г). Такое пульсирующее . напряжение состоит
из постоянного напряжения и переменного напряжения низ
кой частоты. Полученное на сопротивлении нагрузки н а
пряжение низкой частоты выделяетсн при помощи простого
фильтра CgRg (фиг. 7.5) . Сопротивление разделительного
конденсатора С g для ТОJ<ОБ низкой частоты значите.пь н о
231
меньше сопротивления R g , поэтому напряжение на сопро
тивлении Rg по своему значению будет мало отличаться
от напряжения на сопротивлении нагрузки Rн- Напряжение
с R g подается на вход усилителя низкой частоты для по
следующего усиления.
Электрические свойства детектора принято оценивать
<;:ледующими основными показателями : формой детекторной
характеристики, коэффи
циентом передачи по на
пряжению, степенью ча
стотных искажений, вход
ным сопротивлением детек
тора и коэффициентом
фильтрации высокочастот
ного напряжения.
Фиг . 7.5 . Схема диодного детек
тора с фильтром для выделения
напряжения низкой частоты .
Детекторной характе
ристикой называется кри
вая зависимости прираще
ния тока Л/ в цепи детектора от величины входного на
пряжения Ивх (фиг. 7.6). Нижний искривленный участок
детекторной характеристики соответствует относительно
о------ ----
Uв,
малым значениям входного
напряжения (до 0,3 В) . При
значениях входного напря
жения, превышающих 0,3-
0,5 В, детекторная харак
теристика почти линейна.
Коэффициентом переда
чи напряжения детектора
называется отношение
(7.1)
Фиг. 7.6 . Детекторная характе
ристика .
где Ug - амплитуда на
пряжения низкой частоты
на выходе детектора; т - коэффициент модуляции, И
-
ампл итуда подводимого напряжения несущей частоты.
,.
Чем больше значение коэффициента Kd, тем больше на
пряжение низкой частоты на выходе детектора при неиз
менном значении напряжения высокой частоты и коэффи
циента модуляции.
Степень частотных искажений оценивается частотной
характеристикой детектора, показывающей зависимость
232
коэффициента передачи Kd от частоты F полезного сигнала,
при постоянстве значений коэффициента модуляции т и ам
плитуды напряжения несущей частоты И:
Kd= f(F).
(7.2)
Здесь F - частота модулирующего сигнала.
Величина нелинейных искажений, возникающих при
детектировании, оценивается коэффициентом нелинейно
сти
v' и~, +и~,
у= ---'---"-,
urJ.,
(7.3)
Входным сопротивлением детектора называется вели
чина, равная отношению амплитуды входного напряжения
к амплитуде первой гармоники входного тока высокой час
тоты:
Rdвx= Ивх .
11
(7.4)
Входное сопротивление детектора шунтирует колеба
тельный контур. С увеличением входного сопротивления
шунтирующее действие детектора уменьшается, что при
водит к сохранению избирательности контура, нагружен
ного детектором.
Коэффициентом фильтрации высокочастотного напря
жения называется отношение амплитуды напряжения вы
сокой частоты на выходе детектора к амплитуде напряжения
той же частоты на входе детектора. Проникновение напря
жения высокой частоты в цепи усилителя низкой частоты
понижает устойчивость работы приемного устройства. По
этому чем меньше коэффицц:ент фильтрации, тем меньше
высокочастотное напряжение на выходе детектора и, сле
довательно, на· входе усилителя низкой частоты.
Квадратичное детектирование
При напряжениях на входе детектора, максимальная
амплитуда которых не превосходит 0,3 В, используется,
как правило, только нижний участок вольтамперной ха
рактеристики детектирующего устройства. В пределах это
го участка зависимость тока i, протекающего через детек
тор, от величины приложенного к нему напряжения в об
щем случае может быть выражена полиномом второй
степени
(7.5)
233
Можно показать, что при таком хара:стере зависимости
тока детектора от приложенного напряжения приращение
тока в цепи детектора будет пропорционально квадрату
амплитуды приложенного напряжения
Л/ = AU2,
, (7.6)
где А _:_ коэффициент пропорциональности, И
-
ампли
туда приложенного напряжения,
Детекторы с подобной зависимостью приращения тока
от подводимого напряжения называются квадратичными,
Всякий реальный детектор, независимо от схемы, типа
лампы и т . д . , при малых входных напряжениях является
квадратичным. Квадратичный детектор обладает рядом су
щественных недостатков, ограничивающих область его ис
пользования. К недостаткам относятся прежде всего срав
нительно малая величина входного сопротивления, значи
тельные нелинейные искажения при детектировании моду
nированных сигналов и зависимость коэффициента переда
чи от амплитуды подводимых сигналов,
Величина входного сопротивления квадратичного детек
тора как нагруженного, так и ненагруженного, определяется
величиной внутреннего сопротивления диода в рабочей
точке
Rвх = Ripaб ·
(7. 7)
Величина коэффициента нелинейных искажений при
юзадратичном детектировании пропорциональна глубине
модуляции принимаемых сигналов:
т
v=-.
4
(7.8)
Величина коэффициента передачи квадратичного детек
тора, как показывает подобный анализ его работы, пропор
циональна амплитуде приходящих сигналов:
Kd=A'U.
(7 .9)
Воиросы для повторения.
1. Почему процесс детектирования может быть осуществлен
лишь в цепа с нелинейной вольтамперной характеристикой?
2. Чем отличаются статические характеристики лампового и
полупроводникового диодов?
З. Какое влияние оказывает форма статической характери
стики диода на показате.11и работы детектора?
4. С какой целью параллельно нагрузке детектора подкл1оча
ется конденсатор?
5. Улучшится ли эффект детектирования при включении двух
11.иодов после~овательно или параллельно?
234
§ 35. ЛИНЕЙНОЕ ДЕТЕКТИРОВАНИЕ
Детектирование немодулированных колебаний
Если минимальная амплитуда напряжения на вход~ де
тектора превосходит 0,3 В, то зависимость приращения тtжа
Л/ в uепи детектора можно · выразить уравнением прямой
линии, проходящей через начало координат:
Ы=ЬИ.
i
т~"
/
о
/J
-
а)
.~,
Фиг . 7.7 . Схема диодного детектора и идеали
зированная характеристи]{а диода.
(7.10)
Детекторы, в цепи которых наблюдается прямо пропорци(),
нальная зависимость приращения тока от подводимого на
пряжения И, называются линейными.
Определим основные электрические свойства линейного
детектора. При этом будем пользоваться не реальной,
а идеализированной характеристикой диода (фиг. 7.7, ·б),
изображаемой в виде ломаной линии, горизонтальная часть
которой совпадает с осью напряжений, а наклонная часть -
с прямолинейным у_частком реальной характеристики диода.
При отсутствии напряжения на входе детектора (фиг. 7.7', а)
ток в его цепи равен нулю. С поступлением на вход детекто
ра напряжения высокой частоты в его цепи возникают им
пульсы выпрямленного тока . Среднее значение тока / ер,
равное приращению тока Л/, определяется как высота пря•
моугольника с площадью, равной площади фигуры импуль•
са, и основанием, равным периоду колебания, /ер = Л/.
Выпрямленный ток /, проходя через сопротивление на
грузки, вызывает на нем падение напряжения u0 = ЛIR11 ,
которое создает отрицательное смещение на аноде лампы.
С возникновением на аноде отрицательного смещения мгно-
235
венное напряжение и между анодом и катодом диода умень
шается до значения
и=Ucosrot-u0 =И(cosrot- ~) ·
{7.11)
Как видно из диаграммы фиг . 7.8, можно считать, что
u0/ И= cos 0, где 0 - угол отсечки тока. Углом отсечки 0
называется половина той части периода в угловом измерении,
в течение которой в анодной цепи диода протекает ток.
"
Фиг. 7.8 . Диаграмма ра
боты нагруженного линей
ного детектора.
Напишем уравнение (7.11) в следующем виде: и =
-
И (cos rot - cos 0). Выразим мгновенное значение тока
i в цепи детектора через действующее на аноде напряжение
и и крутизну S характеристики диод~:
i =Sи = SU (cosrot-cos 0).
(7.12)
Среднее значение тока численно равно отношению пло
щади половины фигуры импульса тока к половине перио
да, выраженной в угловых единицах:
0
/ер=~ 5id (rot).
(7.13)
о
Подставим в формулу (7.13) мгновенное значение тока:
0
236
/ер= .J. ... JSU (cos rot-cos О) d (rot) =
п
'
о
•
0
=--;- SU ~ (cos rot-cos 0) d (rot) =
о
[
-0
0
]
=-;-SИ ~cosrotd(rot)-cos0~d(rot) .
Отсюда
/ер= SU (sin 0-0 cos 0).
:п;
(7. 14)
Таким образом, приращение тока в цепи детектора зависит от
амплитуды подводимого напряжения И и угла отсечки 0.
Выясним зависимость угла отсечки от параметров схе-
мы:cos 0= и0/И, ноu0 = Л/Rн=SU (sin 0-0 cos0). Тогда
:п;
От.сюда
или
cos 0 =!!_о_= Rн SU (sin 0-0 cos О)=;
И
лU
= RнS(sin0-0cos0).
:п;
sin0-F)cos0
л
nR;
=--= -
-
cos 0
RнS
Rн
(7.15)
tg0-0=_n_= nRi .
(7.16)
RнS Rн
Уравнение (7. 16) показывает, что угол отсечки зависит
только от сопротивления нагрузки Rн и крутизны S харак
теристики диода и не зависит от амплитуды подводимого
напряжения И. Независимость угла отсечки от величины
подводимого напряжения позволяет сделать важный вывод
о форме характеристики детектирования.
Величина приращения тока в цепи линейного детектора
прямо пропорциональна величине амплитуды приложен
ного напряжения.
Сопротивление нагрузки детектора влияет лишь на на
клон детекторной характеристики. Чем больше сопротив- ·
ление нагрузки, тем меньше угол наклона характеристики
(фиг. 7.9) .
•
Уравнения (7.15) и (7.16) позволяют определить коэффи
циент передачи напряжения и его зависимость от сопро
тивления нагрузки. Как уже было указано , подведенное
ко входу детектора напряжение высокой частоты создает в
его цепи выпрямленный ток. При прохождении постоянной
составляющей выпрямленного тока через нагрузку R н на
ее сопротивлении возникает напряжение и0 . Поэтому коэффи
циент передачи напряжения детектора будет равен
(7.17)
237
Из формулы (7. 16) следует, что с возрастанием сопро
тивления нагрузки Rи угол отсечки 0 убывает . Сопротив
ление нагрузки обычно в десятки и сотни раз превышает
внутреннее сопротивление детектора. Поэтому величина 0
не превышает 10-20°. Косинус такого угла будет близок
к единице. Следовательно, и коэффициент передачи линей
ного детектора будет близок 1с единице.
Уравнение (7.16) можно решить только графическим
путем. Для облегчения расчета результатов детектирова
ния строят график зависимости tg 0 - 0 от угла отсечки 0
~1
и
Фиг. 7.9 . Детекторные харак
теристики.
tglJ-B
О,Об
0,04
0,02
о
//
/
,1
_
..
10zo8
Фиг. 7.10 . График функ
цииtgе-е =F(0).
(фиг. 7.10). Пользуясь уравнением (7.16), находят разность
tg0- 0и поеезначениюопределяют0,азатем и cos0.
Напряжение на выходе детектора равно и0 = KdU.
Выпрямленный ток / = uofRи,
Определим зависимость входного сопротивления детек
тора от сопротивления нагрузки. С возрастанием сопротив
ления нагрузки увеличивается выпрямленное напряжение
и уменьшается угол отсечки 0. Чем меньше угол отсечки, _тем
меньше и амплитуда первой гармоники пульсирующего тока
/ 1 в цепи детектора. Таким образом, с возрастанием сопро
тивления R и будет увеличиваться и входное сопротивление
детектора Rdвx= Ul/1,
Расчетную формулу для входного сопротивления детек
тора можно вывести из следующих соотношений. Значи
тельное превышение сопротивления нагрузки детектора над
величиной его внутреннего сопротивления позволяет пола
гать, что подавляющая часть подводимой к детектору мощ
ности Р~ расходуется в активном сопротивлении нагрузки.
238
u2.
Поэтому можно считс1ть, что р_ = Ро, но Р_ =
-
2R ,с1
dвх
Uo2
U2
u5
•Ро =
- R. Отсюда
-
2R =R-.
При значительном сопро-
н
dвх
,н
тивлении нагрузки напряжение на выходе дет.ектора при-
близительно равно амплитуде подводимого напряжения
и0 ~ И. Поэтому выражение для входного сопротивления
принимает следующий простой вид:
R_Rн
dвх-
2•
(7.18)
Формула (7.18) справедлива лишь при детектировании ко
лебаний с частотами до нескольких мегагерц. При увеличе
нии частоты начинает заметно сказываться шунтирующее
действие емкости анод - катод диода. На ультравысоких
частотах формула (7.18) практически уже неприменима.
Детектирование модулированных колебаний
Физические процессы, наблюдаемые в цепи линейного
детектора при детектировании модулированных колебаний,
несколько отличаются от процессов детектирования коле
баню1 с неизменной амплитудой. При детектировании не
модулированных колебаний постоянное напряжение, воз
никающее на сопротивлении нагрузки, смещает рабочую
точку влево от начала координат на величину и0 . При детек
тировании модулированных колебаний среднее значение
тока и, следовательно, падение напряжения на сопротив
лении нагрузки будет изменяться во времени по закону
низr<ой частоты (фиг. 7.11). Положение рабочей точки будет
зависеть от величины падения напряжения на сопротивле
нии нагрузки в данный момент времени, поэтому осью раз
вертки подводимых модулированных _колебаний будет не
прямая, соответствующая напряжению и0 , а кривая линия,
являющаяся огибающей модулированных колебаний высо
кой частоты.
Для определения результатов детектирования модули
рованных колебаний воспользуемся предыдущими вывода
ми. Будем полагать, что сопротивление конденсатора С
1
(см. фиг. 7.5) QC)) Rн , Амплитуда модулированных коле-
баний, подводимых к детектору, Им = U(l + т cos Qt).
239
Подставим значение Им в формулу (7.14):
/ер= su (sin0-0cos0)(1+mcosQt)==
:n:
== su (sin0- 0cos0) + SmU (sin0-0cos0)cosQt, (7.19)
:n:
:n:
JJ
(]1----------
~t
Фиг. 7.11. Диаграмма детектирования модулирован
ных колебаний.
Первое слагаемое формулы (7.19) представляет собой по
стоянную составляющую .выпрямленного тока, второе
-
переменную составляющую тока низкой частоты:
lщ = SmV (sin 0-0 cos 0).
:rt
В выпрямленном токе имеется только первая гармоника
тока низкой частоты. Отсутствие в цепи детектора тока вто
рой гармоники позволяет сделать вывод, что при линейном
детектировании нелинейные искажения, обусловJiенные то
ком второй гармоники, отсутствуют.
Определим величину амплитуды напряжения низкой
частоты, возникающего на сопротивлении нагрузки:
Ио = / o1 R н· Подставляя значение / g 1 , получим
Ио= SRн (sin 0-0 cos 0) mU.
:n:
По формуле (7.15) s:н (sin 0 - 0 cos 0) = cos 0. Тогда
Ur,, = mUcos0.
(7.20)
240
Из формулы (7.20) следует, что коэффициент передачи
напряжения линейного детектора при детектировании моду•
лированных колебаний
Иg
e·
Kd= тИ
=COS
•
(7.21)
Формула (7.21) позволяет сделать вывод о независимости
коэффициента Kd от амплитуды подводимого напряжения.
Величина коэффициента Kd зависит от частоты модулирую
щих сигналов. Это объясняется тем, что сопротивление на
грузки детектора токам низких частот можно считать рав
ным сопротивлению резистора Rн только для ограниченной
полосы частот, в пределах которой выполняется условие
Rн « 1/QвС. С повышением частоты модулирующих
сигналов емкостное сопротивление блокировочного конден
сатора может оказаться сравнимым с сопротивлением на
грузки.
Модуль полного сопротивления нагрузки детектора на
верхних частотах модулирующих сигналов становится мень
ше сопротивления Rн:
z= Rн(1/jQвС) _
Rн
Rн +, (1/jQв С)
1--$- jQ8 CRн
z= --_
-_-
___
R---::..н~---=-----=---=---=---
-v1-.$- (Qв СRн)2
В результате уменьшается напряжение Ug, а следова
тельно, и коэффициент Кd-
К:ак показывает подробный анализ . работы детектора,
величину частотных искажений в области верхних частот
можно рассчитать по 1юрмуле
(7.22)
Здесь Rэ = R;Rнl(R; + Rн)-эквивалентное сопротивле
ние.
Таким образом, линейный детектор обладает следующими
основными свойствами:
1. Величина приращения тока в цепи линейного детек
тора прямо пропорциональна амплитуде подводимого на
пряжения, поэтому детекторная характеристика имеет вид
прямой линии.
2. Входное сопротивление линейного детектора зависит
от величины сопротивления нагрузки.
241
3. Коэффициент передачи напряжения линейного детек-
тора не зависит от амплитуды подводимого сигнала.
Вопросы для повторения.
1. При каких условиях детектор будет работать ка!( линейный?
2. Какое влияние Оl(азывает сопротивление нагрузки на угол
· отсечки?
3. Влияет ли сопротивление нагрузки детеl(тора на 1(0Эффи
циент передачи?
4. Почему при линейном детектировании уменьшаются нели
нейные искажения?
5. Как уменьшить частотные искажения детектора в области
верхних частот полезного сигнала?
§ 36. СХЕМЫ ДИОДНЫХ ДЕТЕКТОРОВ
Диодное детектирование является простейшим видом
детектирования и основано на использовании односторон
ней проводимости тока диодом. Различают две схемы диод
ного детектора: последовательную и параллельную.
Rg
lf'!/l{l/
к !JНЧ
Фиг. 7.12 . Схема после- Фиг. 7.13 . Схема параллельного детек-
довательного детектиро -
тировання.
вания.
В схеме последовательноrо детектиро
в а н и я источник переменного тока, диод и нагрузка
детектора соединяются последовательно (фиг. 7.12). Эта
схема применяется в тем случае, когда постоянная состав
ляющая тока детектора может замыкаться через источник
переменного тока.
Всхемепараллельного детектирова
н и я источник переменного тока, диод и нагрузка детекто
ра соединяются параллельно (фиг. 7. 13). Эта схема исполь
зуется в тех случаях, когда постоянная составляющая тока
детектора не должна проходить через источник переменного
тока. Эквивалентное входное сопротивление параллельного
детектора Rd вх 0 несколько меньше, чем у последователь-
242
ного детектора, поэтому он оказывает большое шунтирую
щее действие на контур. Его сопротивление можно рассчи
тать по следующей формуле:
(а)
но
Rd вх = О,5Rн·
(б)
Поэтому, подставляя формулу (6) в (а), получим
R
О,5RнRн = _1_R
dвхэ=О,5Rн+Rн 3 н·
(7.23)
Таким образом, эквивалентное входное сопротивление
параллельного детектора в 1,5 раза меньше входного со•
противления
последова-
тельного детектора.
Для постоянной состав
ляющей тока и перемен
ной составляющей низкой
частоты диод и сопротивле
ние нагрузки в параллель
ной схеме детектирования,
так же, как и в последова
тельной схеме фиг. 7.12,
оказываются соединенными
последовательно. Поэтому
для расчета схемы парал- Фиг. 7.14 . Схема диодного детек•
лельного детектора можно
тора.
применять все основные со-
отношения, полученные при анализе работы схемы после
довательного детектора.
Одной из особенностей параллельного детектора являет
ся наличие на сопротивлении нагрузки напряжения высо
кой частоты, равного напряжению на зажимах контура.
Поэтому на выходе детектора следует применять фильтр
нижних частот, не пропускающий это напряжение на вход
последующих каскадов.
Основной схемой диодf!ОГо детектора в современных при
емниках является схема на фиг. 7. 14 . Нагрузка Rн детек
тора в таких схемах представлена в виде двух сопротивле
ний R1 и R 2 . Такое разделение позволяет улучшить фильтра
цию колебаний высокой частоты и уменьшить нелинейные
искажения, возникающие в цепи диодного детектора.
243
Возникновение нелинейных искажений в диодном детек
торе связано с выбором сопротивления нагрузки R н и ем
кости конденсатора С (фиг . 7.12), а также сопротивления
R g утечки сетки лампы усилителя низкой частоты. Нелиней
ные искажения, связанные с емкостью С и сопротивлени
ем Rн, проявляются лишь в области наиболее высоких ча
стот модулирующего сигнала. Если постоянная време
ни нагрузки детектора сравнительно велика, то разряд кон
денсатора С через резистор Rн начинает отставать во вре
мени от изменения амплитуды колебаний высокой частоты,
вызванных модуляцией.
Изменение напряжения иср на выходе детектора про
исходит не по огибающей подводимого напряжения, а по
экспоненциальной кривой разряда конденсатора АВ
Огиоа,ощая
Экспонента
~~-
t,
tz
t
Фиг. 7. 15. Диаграмма работы детек
тора при комплексной нагрузке.
(фиг . 7.15). Различие в форме огибающей и кривой измене
ния напряжения на нагрузке является причиной нелиней
ных искажений. В промежутке времени от t1 до t 2 напряже
ние на конденсаторе С оказывается больше любой из ампли
туд подводимого напряжения, так как конденсатор не успе
вает разрядиться, поэтому диод оказывается запертым.
Чем больше коэффициент глубины модуляции и чем выше
частота модулирующего сигнала, тем значительнее будут
нелинейные искажения. Можно показать, что нелинейные
искажения подобного вида будут отсутствовать, если вы
бранные значения Rн и С удовлетворяют следующему не
равенству:
(7.24)
. Если сопротивление нагрузки Rн выбрано, то искомая
емкость конденсатора С рассчитывается по формуле
с< v~
2
(7.25)
QвтRн
244
В практических расчетах полагают, что на высших ча
стотах модулирующего сигнала коэффициент глубины моду
ляции т не превышает 0,6 + 0,8 . Поэтом,у формулы (7.24)
и (7.25) можно переписать в следующем виде:
1
R С О,7-:-- 1,s
н<Q
'
.
n
с 0,7-:--1,5
<--- .
QвRн
t
~иг. 7 .16. Диаграмма работы
диодного детектора, нагруженно
го на сложную цепь.
(7.26)
(7.27)
Фиг. 7. 17. Эквива•
лентная схема на
грузки диодного де-
тектора .
Нелинейные искажения, обусловленные влиянием вход
ной цепи усилителя низкой частоты, могут возникать в
том случае, если эквивалентное сопротивление нагрузки
детектора для токов низкой частоты R н а = R:н:..gRg
оказывается значительно меньше сопротивления R н • В этом
случае амплитуда переменной составляюще й тока низ·кой
частоты / ~:н может оказаться больше постоянной составляю
щей тока '= (фиг. 7. 16) и нижний участок полуволны тока
окажется отсеченным, т. е. возникнет искажение формы сиг
нала.
Схема детектора, показанная на фиг. 7.14, позволяет
сохранить достаточно большое общее сопротивление на
грузки детектора, а следовательно , и его входное сопротив
ление и _ одновременно уменьшить шунтирующее действие
сопротивления утечки сетки .
Эквивалентная схема цепи нагрузки детектора показа-
на на фиг. 7.17, где Rн a=R1 + R2R+R~g . Резистор R 8
шунтирует только резистор R 2 . При этом значение Rg
должно быть в 6-8 раз больше значения R 2 . Полезное на-
245
пряжение низкой частоты снимается с сопротивления R 2 •
Использование на входе детектора только части напряжения
приводит к уменьшению коэффициента передачи напряже
ния детектора. Поэтому сопротивление R1 составляет лишь
некоторую часть от сопротивления R 2 •
Пример 7. 1. Определить емкость . блокировочного конденса
тора С детектора, сопротивление нагрузки которого Rн = 0,6 МОм,
а наивысшая частота модулирующего сигнала Fв = 5 ООО Гц.
Решение.
По формуле (7.27)
1,5
1,5
12
с<--=
-------
= во.10-
Ф=80 пФ.
QвRн 6,28-5-10 3 -0,6 , 106
1--
Еа
Фиг. 7.18 . Схема диодного детектора с ис•
пользованием двойного диод-триод.
В современных радиоприемниках широко используются
комбинированные лампы типа диод-триод, двойной диод -
триод, диод-пентод и двойной диод- пентод. Диодная часть
таких ламп обычно используется для детектирования. Три
одная или пентодная часть используется для усиления полу
ченных в результате детектирования колебаний низкой ча
~тоты (см. например, фиг. 7.18).
В заключение следует отметить, что в современных при
емниках наряду с вакуумными диодами находят широкое
применение полупроводниковые диоды . Анализ работы
схемы с полупроводниковым диодом и способы включения
диода в схему детектора несколько отличаются от изложен
ных выше. При анализе работы диодного детектора мы по
лагали, что его сопротивление обратному току бесконечно
велико. Сопротивление же полупроводниковых диодов обрат-
24б
ному току может быть сравнимо с сопротивлением нагруз
ки. Величина его обычно лежит в пределах от десятков до
сотен килоом. Поэтому входное сопротивление детектора
с полупроводниковым диодом при прочих равных условиях
меньше входного сопротивления детектора с вакуумным
диодом и равно
R_Rабр•Rн
вх-
2Rабр -t ЗRн
В транзисторных приемниках нагрузкой детектора с,тrу
жит не только его со п ротивление Rн, но и входное сопро-rив
ление первого каскада УНЧ, величина которого обычно
Фиг. 7.19. Схема диодного детектора с неполным
включениеы в цепь контура .
невелика. Поэтому здесь сопротивление нагрузки детектора
обычно выбирается в пределах нескольких килоом. При
таком сопротивлении нагрузки входное сопротивление де
тектора резко уменьшается. Для уменьшения шунтирующего
воздействия Rвх на контур применяется неполное включе
ние детектора в цепи контура усилителя (фиг . 7. 19) .
В·опросы для повторения.
1. Можно ли в детекторе приыенять схему двухполупериод
ного выпрямления?
2. Можно ли составить схему диодного детектора с удвоением
напряжения?
3. Почему для детектирования применяются точечные полу
проводниковые диоды?
4. С какой целью нагрузка диодного детектора разделяется
на две части?
5. К:аким способом можно уменьшить нелинейные искажения
при детектировании модулированных колебаний?
§ 37. РАСЧЕТ ДИОДНОГО ДЕТЕКТОРА
К:ак было указано, реальная характеристика диода име
ет квадратичный и линейный участки. Поэтому расчет ре
зультатов детектирования будет зависеть от величины под
водимого к детектор.)' напряжения . Строгий математический
247
расч~т возможен лишь при подробном исследовании реалh
ных характеристик диода. При техническом расчете диод
ного детектора можно воспользоваться опытными данными,
полученными для типового диода . В табл. 7.1 приведены
данные результатов диодного детектирования для диода
6Х6 при сопротивлении нагрузки Rн = 0,5 МОм. Приве
денные данные могут быть исrtользованы и для других ти
пов ДИОДОВ И R н·
Общая последовательность расчета приведена ниже .
Таблица 7.1
Интенсивность сигнала
Слабый .....
Промежуточный
Средний . .. .
Сильный ... .
На п ряжение
и,в
<О,!
0,1-0,5
0,5- 2
2
Исходные данные
Коэффициент
Kd
5U
0,5-0,9
0,9- 0,95
0,95
1. Величина эквивалентного сопротивления контура
анодной нагрузки усилителя промежуточной частоты R00 •
2, Диапазон частот модулирующего сигнала Fн - Fв.
3. Допустимые частотные искажения.
Требуется определить
1. Тип лампы .
2. Элементы схемы и коэффициент передачи детектора.
Порядок расчета
1. Выбираем тип лампы. В радиоприемниках для детек
тирования наиболее часто применяются лампы 6Х2П, 6Х6С,
6Г7С и 6Б8С. При расчете элементов схемы будем придер
живаться обозначений, приведенных на схеме фиг. 7.18.
2. Определяем величину входного сопротивления детек
тора. Для сохранения симметричности резонансной кривой
усилителя проме"куточной частоты необходимо, чтобы вход
ное сопротивление детектора незначительно шунтировало
второй контур полосового фильтра, поэтому Rd вх >
>•(3 ---;- 4)Roe·
3. Вычисляем общее сопротивление нагрузки детектора :
Rн=R1+R2=2Rdвx·
248
4. Задаемся сопротивлением утечки последующего кас
када усилителя низкой частоты в пределах Rg= (0,5--;-3)МОм
и определяем величину сопротивления R 2 :
R"
R2 = 6;s.
5. Находим сопротивление R1 :
R1=Rн-R2.
6. Рассчитываем емкость С из условия получения •до-
пустимых нелинейных искажений:
C _l,5. 1012 ф
-----
п.
Qв Rн
7. Задаваясь емкостью С1 конденсатора фильтра, на
ходим величину емкости конденсатора С 2 :
С-С 1
С2 = --~'--- .
(R2)2
R1+R2
8. Емкость разделительного конденсатора С g вычис
ляем из условия допустимых частотных искажений в об
ласти низких частот:
1
Cg > -=---: --~====
=-
QнRg-VМн2 - 1
9. Амплитуду напряжения несущей частоты Ин опре
деляем исходя из следующих соображений. Для получения
линейного детектирования необходимо, чтобы наименьшее
значение амплитуды напряжения модулироваяных коле
баний Umin при наибольшем значении _ коэффициента глу
бины модуляции было бы не менее 0,3-0,5 В:
umln = Ин(l-тmах),
И_ Иm1n
п - 1 -111max
Полагая mmax = 0,9 и umln = 0,3 В, получим Ин~ 3 В.
10. Находим коэффициент передачи напряжения детек
тора. В соответствии с данными, приведенными в табл. 7. 1,
можно полагать, что Kd ~ 0,9 . Полезное напряжение низ
кой частоты снимается с сопротивления R 2 , поэтому дейст -
вительное значение Kd будет несколько меньше:
Kd=0,9 R2 .
Rt1
249
Пример 7.2 . Рассчитать диодный детектор при условиях:
Roe= 100 кОм; Fн-Fв= 100-5000 Гц; Мп= 1,02.
Решение.
1. Выбираем лампу 6Х2П и используем один диод . Рассчи
тываем элементы схемы фиг. 7.14.
2. Определяем необходимую величину входного сопротивле
ния детектора:
Rdвх= 4R0e = 4,100 = 400 кОм.
3. Находим общее со против ление нагрузки детектора
Rн= 2Rdвх= 2,400 =800 кОм.
4 . Выбираем величину сопротивления утечки сетки Rg =
= 3 МОм и определяем сопротивление. R 2:
Rg
3
R2= 678=6
= 0,5 Мом.
5. Вычисляем сопротивление R 1:
R1=Rн - R2= 800.:._500=300кОм.
6. Рассчитываем емкость С:
1,5, 1012
1,5, 10 12
С=---=
------- = 60 пФ.
Qв Rн
6,28-5000- О, 8, 10 6
7. Задаемся величиной емкости С1 :
С1 =40 пФ,
и определяем емкость С2 :
Са-С 1
60-40
С2={Rz\2 = (0,5,)2 z50пФ.
\Rн) 0,8
8. Находим емкость разделительного конденсатора Cg:
1
1
С :;а, ------:с=== - --:: - -=:--:-: -:: -: ~::: -::'7,'~==-- ~ 2, 7, 10-9 Ф.
g ""Qн Rg УМн2- 1 - 6,28, 100,3, 10 6 Yl,022
-
1
Принимаем Cg=3000 пФ.
9. Определяем необходимую · амплитуду подводимых к детек
тору сигналов:
250
Иm1n=0,3B,
U _ Иm111
н- 1 -lllmax
П1mах=0,9,
0,3
---
= 38.
1-0,9
10. Вычисляем коэффициент передачи напряжения детектора;
R2
0,5
Kd=О9-
=О9-=О565
'
R11
'
0,8
'
'
Вопросы для повторения.
1. От каких факторов зависит сопротивление нагрузки детек
тора?
2. Как уменьшить влияние входного сопротивления детек
тора на резонансные свойства контура?
3. Почему сопротивление нагрузки детектора в транзисторных
приемниках меньше, чем в ламповых?
4. При каком способе включения транзистора в схему каскада
УНЧ может быть увеличено сопротивление нагрузки детектора?
§ 38. АНОДНОЕ ДЕТЕКТИРОВАНИЕ
Анодное детектирование основано на использовании не
линейности сеточной характеристики анодного тока ia =
= f(eg), На управляющую сетку лампы (фиг. 7.20) одно-
Фиг. 7.20 . Схема анодного детектора.
временно с детектируемым модулированным напряжением
подается отрицательное напряжение смещения Е g, значе
ние которого выбирается таким образом, чтобы исходная
рабочая точка оказалась на нижнем нелинейном участке се
точной характеристики анодного тока лампы (фиг. 7.21). При
таком положении рабочей точки положительным полупе
риодам подводимого к сетке переменного напряжения будет
соответствовать область характеристики с большей крутиз
ной и, следовательно, более значительное изменение анод
ного тока . Отрицательным же полупериодам подводимого
переменного напряжения соответствует область характери
стики с малой крутизной и, следовательно, менее значи
тельньrе изменения анодного тока . Вследствие этого пере
менное напряжение, подведенное к сетке лампы, вызовет
увеличение среднего значения тока, протекающего в анод•
ной цепи .
~ели амплитуда входного напряжения изменяется во
времени по закону низкой частоты, то и приращение анод-
251
ного тока будет изменяться во времени по закону низкой
частоты.
Высокочастотная составляющая анодного тока через
конденсатор С, шунтирующий анодную нагрузку, отводит
ся на катод (см. фиг. 7.20). Переменная составляющая
тока низкой частоты, проходя ч~рез резистор анодной на
грузки Ra, создает на нем напряжение, изменяющееся во
--
eg
0 .........---~-----t
t
Фиг. 7.21 . Диаграмма работы анодного детектора.
1:1 ремени_ с низкой частотой. Это напряжение через раздели
тельный конденсатор С g подается на вход последующих
~~аскадов усиления низкой частоты.
Коэффициент передачи напряжения анодного детекто
ра значительно больше коэффициента передачи при диод
ном детектировании, так как в анодной цепи помимо детек
тирования колебаний происходит одновременно и их уси
.ление. Входное сопротивление анодного детектора зависит
от соотношения величин напряжения смещения и максималь
ной амплитуды модулированного напряжения на входе.
Если I Е g 1 > Иmах, то мгновенное напряжение на сетке
в любой момент времени отрицательно. Сеточные токи при
таком режиме отсутствуют. Поэтому входное сопротивле
ние анодного детектора очень велико и определяется лишь
диэлектрическими потерями в лампе и в монтажной схеме .
Для расчета анодного детектора можно использовать
формулы, полученные для диодного детектора, при условии
замены в них значения напряжений в μ раз большей вели
чиной.
252
Вопросы для повторения.
l. Можно ли в анодном детекторе подавать напряжение сме
щения автоматическим способом?
2. Почему анодный детектор будет оказывать минимальное
воздействие на резонансные свойства контура?
•3. Какая форма анодно-сеточной характеристики лампы пред
почтительней для анодного детектирования?
§ 39. l(АТОДНОЕ ДЕТЕКТИРОВАНИЕ
Катодное детектирование является одной из _ разновид
ностей анодного детектирования. Схема катодного детекто
ра отличается от схемы анодного детектора лишь тем, что
сопротивление нагрузки R1 включается в катодную цепь
Еа
R,
Cg к </НЧ
J[Ifс,
а)
б)
Фиг. 7 . 22. Принципиальная (а) и эквивалентная (6)
схемы катодного .детектора.
(фиг. 7 . 22,а). Его величина выбирается таким образом, чтобы
рабочая точка лампы сместилась на нелинейный участок
характеристики . Сопротивление конденсатора С1 для токов
высокой частоты должно быть значительно меньше величины
сопротивления R1. Напряжение низкой частоты, возникаю
щее на сопротивлении R1, подается обратно в цепь сетки .
Фаза этого напряжения сдвинута на 180° относительно фазы
огибающей модулированных колебаний. Такая обратная
связь называется отрицательной. Поэтому коэффициент пе
редачи напряжения катодного детектора значительно мень
ше анодного .
Входное сопротивление катодного детектора может быть
таким же, как и при анодном детектировании . Резистор R 2
и конденсатор С2 образуют фильтр, при · помощи которого
отфильтровывается высокочастотная составляющая напря
жения, возникающая на сопротивлении нагрузки катод
ного детектора.
Для работы катодного детектора характерны некоторые
особенности, отличающие его от других схем детектирова-
253
ния. Выходное напряжение, снимаемое с нагрузки детекто
ра, имеет положительную относительно корпуса устройства
полярность. Фаза этого напряжения совпадает с фазой
оги-бающей модулированного сигнала.
Сопротивлеюtе нагруз ки катодного детектора, а следо-
1:1ательно, и его выходное сопротивление значительно мень
ше, чем у диодного детектора. Это позволяет в значительной
мере устранить нелинейные искажения, вызываемые вход
ными элементами С gR g последующего каскада усиления
низкой частоты.
В схеме катодного детектора возникает положительная
обратная связь по высокой частоте, позволяющая компенси
ровать потери в контуре, вызываемые шунтирующим дей
ствием входного сопротивления. Эквивалентная схема ка
тодного детектора по высокой частоте (фиг . 7.22, 6) мало
отличается от обычной трехточечной схемы автогенератора
с емкостной связью. Подбирая емкость С1 , можно довести
схему почти до состояния генерации, а входное сопротив
ление увеличить почти до бесконечности .
В отличие от диодного детектора катодный детектор бо
ится перегрузок. При увеличении амплитуды приходящих
сигналов могут возникнуть сеточные токи, что неизбежно
приведет к резкому уменьшению входного сопротивления.
Вопросы для повторения.
1. Почему коэффициент передачи катодного де тектора мень
ше, чем анодного детектора?
2 . Изменяются ли резонансные свойства контура , нагружен
ного катодным детектором?
3. Почему для анодного и катодного детекторов опасны пе
регрузки?
§ 40. СЕТОЧНОЕ ДЕТЕКТИРОВАНИЕ
Сеточное детектирование основано на использовании
нелинейности характеристики сеточного тока .
При сеточном детектировании в одной лампе происходят
и процесс детектирования и процесс усиления сигналов низ
кой частоты (фиг . 7.23). Детектирование сигнала произво
дится в сеточной цепи.
Катод-сетка лампы используется в качестве диода .
Резистор R g выполняет роль нагрузки детектора. Конден
сатор С g является блокировочным, шунтирующим сопро
тивление нагрузки Rg по высокой частоте.
При подведении к зажимам сетка-катод лампы немо
дулированного напряжения высокой частоты в цепи возни-
254
/
кает пульсирующий ток. Постоянная составляющая его l g=
создает на сопротивлении R g постоянное напряжение, по
лярность которого указана на фиг. 7.23 . Правый зажим ре
зистора Rg соединен с сеткой лампы. Левый зажим его со
единен через катушку контура с катодом лампы. Поэтому
возникновение на сопротивлении R g постоянного отрица
тельного относительно катода напряжения вызовет умень
шение среднего значения анодного тока лампы.
Если на сетку с контура поступает модулированное на
пряжение высокой частоты (фиг . 7.24, а), то среднее зна
чение сеточного тока будет изменяться во времени по закону
огибающей модулированных колебаний (фиг. 7.24, 6, утол-
Фиг. 7.23. Схема сеточного щ~тектора .
щенная кривая). Через сопротивление Rg в этом случае
проходит не . только постоянная составляющая сеточного
тока, но и переменная составляющая низкой частоты, кото
рая создает на сопротивлении R g как на нагрузке в схеме
диодного детектора, напряжение низкой частоты
(фиг. 7.24, в) . Это напряжение также оказывается прило
женным к сетке лампы.
Изменение во времени потенциала сетки по закону низ
кой частоты вызовет в анодной цепи лампы низкочастотную
. переменную
составляющую (фиг. 7.24, г), которая создает
на сопротивлении анодной нагрузки Ra усиленное напря
жение низкой частоты (фиг . 7.24, д).
Усиление принимаемых сигналов в сеточном детекторе
оказывается заметно большим, чем в анодном детекторе .
Объясняется это тем, что при сеточном детектировании ра
бочая точка , находится в линейной области сеточной харак
теристики анодного тока ia = f(e g) с наиболее высоким зна
чением крутизны. В случае анодного детектирования рабо,
чая точка выбирается на нижнем участке характеристики
с меньшим з н ачением крутизны. Вследствие этого сеточный
детектор обладает наиболее высокой по сравнению с другими
в идам и детекторов ч у встщпельностыо.
255
Следует указать и на существенные недостатки сеточного
детектора, а именно: возникновение нелинейных искажений
как при детектировании слабых сигналов, когда использует
ся квадратичный участок характеристики сеточного тока,
так и при детектировании сильных сигналов. Искажения,
•о
},
г)
t
1J11a.
Ft
а)
-
,о
t
iJ)
Фиг. 7.24 . Диаграммы работы сеточного детектора .
наблюдаемые в последнем случае, связаны с возрастанием
отрицательного напряжения на сопротивлении R g и пере
мещением рабочей точки в область криволинейного участка
характеристики анодного тока. Если отрицательное смеще
ние окажется достаточно большим, то рабочая точка может
переместиться на сгиб анодной характеристики : В этом слу
чае в анодной цепи возникнет встречное анодное детектиро
вание, снижающее эффект сеточного детектирования. Сеточ-
256
ный детектор находил широкое применение в приемниках
прямого усиления, выпускавшихся промышленностью в
20-30-х годах, а в настоящее время применяется редко
Вопросы для повторе11ия.
1. Чем отличается сеточный детектор от диодного?
2. С какой целью параллельно анодной нагрузке включается
конденсатор?
3. Почему чувствителыюсть сеточного детектора больше, чем
анодного?
§ 41 . СЕТОЧНЫЙ ДЕТЕКТОР С ОБРАТНОЙ
СВЯЗ[,Ю
В каскаде сеточного детектора приемников прямого уси
ления очень часто применяется регулируемая положитель
ная обратная связь . Такой метод приема сигналов называет
ся регенеративным приемом.
1, .,
....
Фиг. 7.25. Схема регенеративного
приемника,
llg
lo
Фиг. 7 .26 . Векторная диа
грамма токов и напряже
ний, дейст_вующих в реге-
неративном каскаде.
Рассмотрим физические процессы, возникающие в схе
ме простейшего лампового регенеративного приемника
(фиг. 7.25). Ток высокой частоты, протекающий в антенной
цепи, создает вокруг катушки Lл связи с антенной перемен
ное магнитное поле. Под влиянием этого поля в контурной
катушке Lн индуктируется э. д . с. Е вьrсокой частоты и
возбуждается ток / н (фиг. 7.26) . Колебательный контур
обычно настроен в резонанс с частотой принимаемого сигна
ла, поэтому ток/ н совпадает по фазе с э. д . с. Е , наводимой
в катушке Lн , Ток ! н, проходя через конденсатор С, соз
дает на нем напряжение •
.
.
1
И=1 -
.
(7 28)
н-нiwC
•
9 Зак. 458
257
Напряжение И g, поступающее на сетку лампы с контура,
почти не отличается от напряжения И к: И g ~ Ин, пе
ременное напряжение Иg вызывает в анодной цепи лампы
переменную составляющую тока / а, совпадающую по фазе
с сеточным напряжением:
(7.29)
Ток · / а создает вокруг катушки обратной связи Lсв
магнитное поле, которое в свою очередь индуктирует в
контурной катушке Lк э. д. с. взаимоиндукции, сдвинутую
по фазе относительно анодного тока на угол 90° . Обозначим
ее через Е0с и назовем ее э. д. с. обратной свя;зи: Е0с =
= + jwMI а· Знак плюс или минус определяется знаком
коэффициента взаимоиндукции М. Подставим в уравнение
для Е0с значение тока / а:
.
мs.
Еос =+С /и.
При положительной обратной связи, когда величина М
положительна, Е0с совпадает по фазе с током / и и, следо
вательно, с э. д. с. приходящего сигнала действующей цепи
контура:
мs
Еос=с /и·
При таком фазовом соотношении э. д. с. принимаемого
сигнала и э. д . с. обратной связи ток, протекающий в цепи
контура, возрастает:
! =Е+Еос.
иос
r
(7.30)
Подставляя значение Еос• получим
мs
/нос =
Е+ С fнос
,
Решим это уравнение относительно тока / и ос:
/кос= Е
Е
=-,
MS
fJ
(7 .31)
r- --
с
MS
где г0 = r - С < r. Поэтому возрастание тока в конту-
ре можно также рассматривать как результат внесения в
контур дополнительного отрицательного сопротивления
258
Лr=
-MSIC, компенсирующего имеющиеся в контуре
сопротивления активных потерь.
Увеличение тока в контуре сопровождается повышением
напряжения на контурном конденсаторе, а следовательно,
и на сетке лампы. Повышение управляющего напряжения
на сетке лампы равносильно возникновению в каскаде до
полнительного усиления сигнала по высокой. частоте. По
этому и значение низкочастотI;Iого напряжения, получаемо
го на выходе сеточного детектора в каскаде с обратной
связью, значительно больше, чем на выходе обычного се
точного детектора.
Возрастание напряжения полезного сигнала на выходе
каскада в конеч1щм счете увеличивает чувствительность
радиоприемника и дальность действия линии радиосвязи.
Благодаря этим качествам регенеративный прием получил
широкое применение в первые годы разgития 1ехники лампо
вого радиоприема. Наиболее крупные теuретические иссле
дования, посвященные регенеративному приему, были про
ведены Армстронгом, Баркгаузеном, Ю. Б. Кобзаревым,
Н . Н. Крыловьrм и Л. Б. Слепяном.
Влияние положительной обратной связи на работу се
точного дете1пора оценивается: величиной коэффициента до
полнительного усиления Кос• равного отношению напряже
ния на сетке в каскаде с обратной связью к напряжению на
сетке лампы каскада без обратной связи:
где
Кос= (;~ ос '
Ug
•
-
•
1
Е
Иg~ Ин=!"-.-=-
1шс r jwC
•
•
1
Ё
Иg ос= fнoc-.-=----
/uJC
MS
1
iwC
r---
C
(7.32)
(i'. 33)
(7.34)
Подставим значения Иgос и Иg в формулу (7.32):
-
Иg ос
Ё
Е
r
r
Кос= -. -=
--
·----
(7.35)
Ug
мs jwC
rjwC
MS
rэ
r---
r---
с
с
Таким образом величина Кос зависит и от параметров
лампы и от элемейтов схемы самого 1,аскада . Можно пока
зать, что величина Кос зависит также и от интенсивности
принимаемых сигналов.
9*
259
Наибольшие значения напряжения на сетке лампы реге
нератора ограничиваются величиной переменного напряже
ния И g уст, при котором импульсы анодного тока достигают
устойчивого значения. Поэтому, каким бы ни было перво
начальное напряжение приходящих сигналов - малым или
большим, установившееся напряжение на сетке лампы не
может быть больше И g уст · Таким образом, при приеме ела-
с,
Rz
Риг. 7.27. Схема транзисторного ре
генеративного каскада.
бых сигналов усиление, создаваемое обратной связью, бу
дет всегда больше, чем при приеме сильных сигналов. Если
коэффициент взаимоиндукции М довести до некоторого кри
тического значения М = Мир• то эквивалентное сопротив
ление контура
r =Г-МнрS =0.
8
с
'
Величина дополнительного усиления, получаемого с по
мощью обратной связи, достигает при этом наибольшего зна
чения в соответствии с формулой (7.35).
При отсутствии сопротивления активных потерь в кон
туре создаются условия для получения незатухающих ко
лебаний. Физически это объясняется тем, что потери энер
гии в сеточном контуре компенсируются притоком энергии
из анодной цепи лампы. Такое состояние регенеративного
каскада называется критическим или пороговым.
Возникновение в контуре собственных колебаний приво
дит к возникновению в схеме нежелательных явлений. Ча
стота собственных колебаний может отличаться от частоты
принимаемых сигналов. В результате сложения двух коле
баний с различными частотами возникают биения, которые
прослушиваются на выходе каскада в виде неприятного
свиста. В связи с этим величина обратной связи всегда вы-
260
бирается меньше критического или порогового значения.
Регенеративные каскады встречаются не только в ламповых,
но и в транзисторных приемниках прямого усиления
(фиг. 7.27). В такой схеме переменное сопротивление R 0 c,
включенное параллельно индуктивности Lсв• использует
ся для регулирования величины обратной связи.
Вопросы для повторения.
1. С какой целью в приемнике используется положительная
обратная связь?
2. Влияет ли обратная связь на избирательность каскада и
на его полосу пропускания?
3. Можно ли катушку обратной связи включить в цепь катода
лампы?
4. Какое влияние оказывают параметры контура на величину
усиления, получаемого с помощью обратной связи?
5. Можно ли при помощи регенеративного приемника произ
водить прием телеграфных сигналов при работе передатчика не
затухающими колебаниями?
Краткие выводы
1. Детектирование является процессом, необходимым в
любом радиоприемном устройстве для воспроизведения по
лезных сигналов низкой частоты.
2. Детектирование может быть осуществлено лишь при
помощи электрической цепи с нелинейной вольтамперной
характеристикой.
3. Для детектирования можно использовать диоды, три
оды, пентоды, комбинированные лампы и кристаллические
детекторы.
4. Электрические свойства детектора зависят от формы
его вольтамперной характеристики.
5. В зависимости от формы вольтамперных характеристи
ки детектора и величины амплитуды подводимых напряже
ний принято различать квадратичное и линейное детекти
рование.
6. Квадратичный детектор вызывает значительные не
линейные искажения, величина которых пропорциональна
коэффициенту глубины модуляции. Коэффициент передачи
квадратичного детектора зависит от амплитуды подводимого
напряжения . Входное сопротивление квадратичного детек
тора равно его внутреннему сопротивлению переменному
току в рабочей точке.
7. Линейный детектор характеризуется значительной
величиной коэффициента передачи, большим входным со
противлением и малыми нелинейными искажениями.
261
8. В современных многоламповых приемниках применя
ется главным образом диодное линейное детектирование.
9. Анодные и сеточные детекторы, выпол1:1яемые на
триодах или пентодах, обладают по сравнению с диодными
детекторами более высокой чувствительностью.
Задачи
7 .1. Определить коэффициент передачи напряжения линейного
диодного детектора, нагруженного сопротивлением R11 = 300 кОм.
Крутизна характеристики диода S = 1 мА/В.
Ответ:Kd=0,97.
7.2 . Сопротивление нагрузки диодного детектора Rн=500 кОм,
верхняя частота модулирующего сигнала fu = 4000 Гu. Опреде·
лить емкость конденсатора.
Ответ: Сz!бОпФ.
7 .3. Определить сопротивление нагрузки детектора для пере
менного тока. Сопротивление нагрузки детектора Rн = 700 кОм
сопротивление утечки сетки Rg = 2,5 МОм .
Ответ: R_ = 547кОм.
7.4 . Определить коэффициент частотных искажений на ча
стоте F = 5 ООО Гц в диодном детекторе, нагруженном сопротивле
нием Rн = 0,5 МОм, которое заблокировано емкостью С=200 пФ,
Ответ: М8 = 1,03.
ГЛАВА 8
СУПЕРГЕТЕРОДИННЫЙ ПРИЕМ
§ 42. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О СУПЕРГЕТЕРОДИНАХ
И ОСНОВЫ ТЕОРИИ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ЧАСТОТЫ
Особенностью супергетеродинного приемника, отличаю
щей его от приемника прямого усиления, является наличие
в нем специального каскада для преобразования частоты.
' В преобразовательном каскаде модулированные колебания
высокой частоты приходящих сигналов преобразуются в
другие колебания высокой (так называемой промежуточ
ной) частоты, величина которой для любой частоты прини
маемого сигнала остается неизменной.
Преобразование принимаемого сигнала в сигнал проме
жуточной частоты обеспечивает супергетеродину . по срав
нению с приемником прямого усиления в диапазонах сред
них, коротких и ультракоротких волн целый ряд преиму
ществ: высокую избирательность, высокую чувствитель
ность, постоянство чувствительности и избирательности по
диапазону и повышенную устойчивость.
Высокая избирательность суперге
т ер од и н а обусловлена главным образом понижением
• частоты в результате преобразования. Избирательность, как
известно, зависит от величины относительной расстройки
Лflf0 , которая при неизменной абсолютной расстройке
Лf с понижением частоты возрастает,' а следовательно, из
бирательные свойства колебательных систем, работающих
на промежуточной частоте, улучшаются. Кроме того, по
стоянство промежуточной частоты позволяет применять в
усилителе промежуточной частоты полосовые фильтры,
обладающие лучшим коэффициентом прямоугольности.
Высокаячувствительность суперге
т ер од и н а также является результатом понижения ча
стоты, поэтому усилитель промежуточной частоты может
обеспечить сравнительно большое устойчивое усиление.
263
Постоянствочувствительностии из
бирательностипо диапазону в супер
г е т е р о д и н е объясняется неизменностью настройки
усилителя промежуточной частоты, вследствие чего его
усилительные и избирательные свойства сохраняются в
6сttовном постоянными для любой частоты принимаемого
сиr11ала.
Повышеннаяустойчивостьсуперге
т е р о д и н а достигается путем распределения усиления
по трем каналам частот (высокой, промежуточной и низкой)
вместо двух каналов в прием
нике прямого усиления . Со
кращение числа каскадов, ра
ботающих на одной частоте,
уменьшает опасность самовоз
буждения усилителей за счет
существующих
паразитных
обратных связей.
Преобразование частоты,
как и детектирование, являет
Фиг. С.! . Схема диодного пре- ся нелинейным процессом и
образования частоты.
осуществляется при помощи
нелинейных элементов. Прин
ципиально для преобразования частоты может быть ис
поль9 ован любой вид детектирования.
На фиг. 8.1 приведена прост.ейшая схема диодного пре
образования, в которой в качестве нелинейного элемента
использован диод . Для выделения сигнала промежуточной
частоты в цепь диода включен колебательный контур, на
строенный на частоту fг - fc- Диодные смесители широко
применяются в диапазоне УКВ. Вопросы преобразования
на '}'КВ подробно рассмотрены в гл. 14.
В настоящей главе рассматриваются вопросы преобра
зования на длинных, средних и коротких волнах. На этих
волнах для преобразования частоты используются много
сеточные электронные лампы и транзисторы.
Современные электронные лампы позволяют различать
две аатегории преобразователей частоты: односеточные и
двухсеточные. Приодносеточном преобра
з о в а н и и используются обычные усилительные лампы
с одной управляющей сеткой - в основном пентоды. При
двухсеточномпреобразованииприменяют
ся _специальные част_отно-преобразовательные лампы с дву
мя управляющими сетками.
264
Односеточное преобразование
На фиг. 8.2 представлена схема односеточноrо преобра
зования частоты на пентоде. На управляющую сетку пенто
да одновременно воздействуют напряжение высокой ча
стоты принимаемого сигнала и напряжение вспомогатель
ной частоты от гетеродина. Лампа работает в режиме анод
ного детектирования, который устанавливается путем по
дачи на сетку лампы необходимого смещения с сопротив
ления R в цепи катода лампы. Совместное действие напряже-
Фиг . 8.2. Простейшая схема односеточного
преобразования частоты на пентоде.
ний двух различных частот на нелинейное сопротивление,
которым является лампа, заставляет анодный ток изменять
ся по сложному закону. В составе анодного тока появляют
ся так называемые комбинационные частоты nffiг + m ffi 0 ,
гдетип- целыечисла.
Для преобразования частоты используется простейшая
комбинация: разностная частота ffiг - ffi 0 . В анодную цепь
преобразователя включена колебательная система, настроен
ная на частоту ffiг - ffi 0 , на которой выделяется напряже
ние промежуточной частоты. Характеристику лампы можно
приближенно представить в виде параболической зависи
мости, заданной полиномом второй степени :
ia=l0 +aug+bu/.
(8 .1)
На сетку лампы действует переменное напряжение
Иg= Иg гсоs (f)гf +иg с COS(f)c t .
(8.2)
Подставляя значение Иg в выражение (8.1) и используя
формулы тригонометрического разложения cos2 а = { +
265
+1⁄2cos2аи cosаcos~=}lcos(a+ ~)+cos(а-т1,
получим
12
1u2
ia= 10 +aИgгcosroгt + aИgccoswct + 2 ЬИgг+ 2 Ь gc+
12
12
+ ...-- ЬИgгCOS2rогt+ - ЬИgсcos2wct+
2
2
+ ЬИg г Иg с cos(wг-wc) t +ЬИg г Иgс cos (wг +wc) t. (8.3)
Из формулы (8.3) видно, что анодный ток, кроме состав
ляющих основных частот wг, wc, содержит постоянные со
ставляющие (первый, четвертый и пятый члены выражения),
токи вторых гармоник 2wc, 2wг (шестой и седьмой члены)
и как основной результат составляющие разностной и сум
марной частот (последние члены). Нелинейность процес
са преобразования частоты подтверждается тем, что со
ставляющие с частотами wг + wc обусловлены наличием в
выражении (8.1) квадратичного члена bu2 g•
Следует отметить, что составляющая разностной частоты
может быть получена двумя путями: fпр = fг1 - fc, fпр =
= fс - fг2 - В соответствии с этим различают «верхнюю»·
настройку гетеродина, которая обычно используется в диа
пазонах длинных, средних и коротких волн fг . = fc + fпр•
и «нижнюю» настройку частоты гетеродина fг = fc - fпр•
которая применяется иногда в диапазоне сверхвысоких
частот.
Преобразовательный каскад, в схему которого входят
электронная лампа и колебательная система, обладает уси
лением и избирательностью.
Усилительные свойства преобразо
в ат ел я. Ток разностной частоты определяется предпо
следним членом формулы (8.3):
где / пр = Ь И gг Иgc характеризует амплитуду тока про
межуточной частоты.
Умножая обе части равенства на Roe, получим амплиту
ду напряжения промежуточной частоты на контуре Ипр =
= f11pRoe = ЬИ gгИ gcRoe·
.
Отношение напряжения промежуточной частоты на кон
туре к напряжению сигнала принимаемой частоты на сетке
266
преобразователя назовем коэффициентом усиления пре.
образователя:
Ипр
К.пр= --;=.ЬUg г Ra e·
Иgс
(8.4)
Если учесть, что коэффициент усиления является без
размерной величино'й, то произведение ЬИgг может характе•
ризовать только крутизну, имею
щую . размерность проводимости.
Назовем произведение ЬИgг кру
тизной преобразования Sпр• и тогда
коэффициент усиления преобразо
вательного каскада определится
выражением
Кпр = Sпр Rae•
(8.5)
Как показывает математический
анализ, подтверждаемый экспери
ментом, крутизна преобразования
_
связана со статической крутизной
характеристики лампы следующей
зависимостью :
(8.6)
где Smax - статическая
крутизна
характеристики лампы в ее линей
. ной
части, т. е . в режиме усиления.
1
!
к111 •1
11
i11,
I
11
I
1
1З
L!Sm a:r:
Smi n
На работу преобразовательного
каскада большое значение оказы
вает режим .работы гетеродина; от ..w: - -
амплитуды гетеродинного напряже-
и
е б Фиг. 8.3 . Влияние гете-
НИЯ gг зависит крутизна пр о -
и
родинного напряжения
раЗОБаНИЯ Sпр = Ь gг, а ЭТО В СБОЮ на изменение крутизны
очередь, определ яет усилительные характеристики лампы
свойства преобразователя. Для вы- при односеточном преоб•
яснения этого вопроса обратимся к
разовании .
графику, представленному на
фиг. 8.3.
На графике показана нелинейная область характери
стики анодного тока, используемая для преобразования, и
воздействующее на сетку гетеродинное напряжение. Под
воздействием гетеродинного напряжения, амплитуда кото
рого велика по сравнению с амплитудой сигнала, рабочая
267
точка перемещается по характеристике от участка с мини
мальным значением крутизны Sm,n к участку с максималь
ным значением крутизны Smax · Для большей наглядности
на нижнем графике фиг . 8.3 это изменение крутизны пред
ставлено прямой линией в предположении, что характери
стика анодного тока соответствует квадратичному закону.
Таким образом , получение наибольшего значения крутиз
ны преобразования Sпр может быть обеспечено в том случае,
когда изменение напряжения за период гетеродинного коле
бания происходит по всей нелинейной области характери
стики анодного тока, т . е. при изменении крутизны от Smin
до Smax· Это условие выполняется при амплитуде гетеродин
ного напряжения порядка 5-10 В в зависимости от типа
лампы.
Возвращаясь еще раз к формуле (8.5), следует отметить ,
что коэффициент усиления преобразовательного каскада
в три-четыре раза меньше коэффициента усиления усили
тельного каскада при одинаковых лампах и колебательных
системах . Выражение (8.5) справедливо для преобразова
теля с одноконтурной нагрузкой; при использовании двух
контурной системы коэффициент усиления определится вы
ражением
(8 .7)
Избирательные свойства преобра
з о в а т е л я определяются видом колебательной системы,
включенной в цепь анода. Практически в большинстве схем
преобразователей частоты используются двухконтурные
полосовые фильтры . Применение двухконтурных систем
в ламповых схемах с фиксированной настройкой, ка~< уже
было отмечено ранее, обеспечивает наряду с высокой избира
тельностью равномерное усиление в полосе пропускания.
Для количественной оценки избирательности при двухкон
турной системе пользуются выражением (6.21), при одно
контурной системе выражением (6.11).
Двухсеточное преобразование
К лампам с двумя управляющими сетками относятся:
гексод, гептод, октод и др . Не останавливаясь на особен
ностях каждого типа лампы, рассмотрим сущность процес
са двухсеточного преобразования частоты .
268
Лампам с двойным управлением свойственны два семей
ства анодно-сеточньiх характеристик: зависимость анодного
тока от напряжения на сигнальной сетке ia = f(eg 0 ) прн
Е gc = coпst и зависимость анодного тока от напряжения на
гетеродинной сетке ia =<р(еgг) при Egc =coпst. На фиг . .8.4
представлены типовые характери
стики гептода ia = f(eg 0 ). Характе
ристики сняты при различных по
стоянных значениях напряжения
на гетеродинной сетке и имеют
форму, близкую к линейной. Кру
тизна каждой характеристики, ос
таваясь постоянной при изменении
напряжения на сигнальной сетке,
ia.
Egг=IJ
} Egr(
изменяется при различных значе- Фиг. 8.4. Семейство ха
ниях напряжения на гетеродинной
сетке. Большей крутизне кривой
рактеристик гептода.
соответствует напряжение Еgг = О; с уменьшением Еgг
кривая становится более пологой. При воздействии пере
менного напряжения на гетеродинную сетку крутизна ха рак-
t
Egr=Vgr
Egr=2Ygr
,
.___________-_ ,,L.,,.,
i!
tf)
It;
~~~'~JS:[тrд:TI~л~ ~
-я):_
_ r;;r_r;1Jcv_ jfJL ---.
1
'------------~
8)
i;
Фиг. 8.5 . К вопросу преобразования частоты в лампе с
двойным управлением. '
теристики будет изменяться по закону гетеродинного напря
жения. Таким образом , сущность процесса двухсеточяого
преобразования сводится к изменению крутизны характе
ристики по закону гетеродинного напряжения.
Физические процессы, происходящие в лампе с двойным
управлением, пояснены на фиг. 8.5 . На диаграмме а пред
ставлены идеализированные характеристики смесительной
269
лампы. На управляющие сетки лампы одновременно воз
действуют два переменных напряжения с амплитудами
U g 0 и И gг• И сходная рабочая точка р определяется смеще
ниямц на сетках - Eg0 и -Еgг = Иgг·
• При отсутствии переменного напряжения на гетеродин
ной сетке .изменение анодного тока происходит лишь под
воздействием переменного напряжения на сигнальной сет
ке. В этом случае анодныi\: ток изменяется по средней ста
тичеGкой характеристике на участке трп. Амплитудное
,шачение переменной составляющей анодного тока / ас для
этого случ!}я показано на диаграмме 6. На этой же диаграм
ме величина / аг характеризует амплитудное значение
анодного тока при условии, что управление анодным током
происходит только за счет переменного напряжения гете
родина И gг• В этом случае расположение характеристики
лампы изменяется от положения, соответствующего Еgг =
= О, до положения, соответствующего - Еgг = 2U gг, ара
бочая точка передвигается по вертикальной прямой opq.
Совместное действие колебаний гетеродина и сигнала,
имеющих разные частоты, создает в анодной цепи результи
рующее колебание, которое принято называть «биениями».
Огибающая кривой биений, как и~звестно, равна разности
частот воздействующих колебаний, т. е. является проме
жуточной частотой. На диаграмме в кривая биений получи
лась в результате алгебраического суммирования ординат
двух синусоидальных кривых, каждая из которых хара~сте
ризует переменную составляющую анодного тока при само
стоятельных воздействиях напряжений сигнала и гетеро
дина.
И::~ диаграммы 6 видно, что в течение отрезка времени t1
укладь1ваются шесть периодов колебаний тока iac и девять
периодов колебаний тока iаг, при этом в огибающей кривой
биений получаются три периода колебаний . Таким образом,
графическое изображение процесса преобразования кон
кретно подтверждает возникновение разностной частоты,
которая может быть выделена при помощи фильтра.
Частотно-преобразовательные лампы с двойным управ
.!Jением характеризуются следующими параметрами преоб
разования, которые определяются по статическим характе
ристикам:
крутизной преобразования
(8.8)
270
внутренним коэффициентом усиления
Ипр
~tnp=--
Иgс
при lanp=O;
внутренним сопротивлением
Ипр
при Иgс= О
R- р=-
,п
/пр
или, если выразить через известные параметры,
μпр
Ri пр=--·
Sпр
Вопросы для повторения.
(8.9)
(8.10)
1. Чем обусловливается высокая чувствительность и избира•
теJiьность супергетеродина?
2. Чем достигается повышение устойчивости супергетеродина?
3. Почему преобразовательный каскад обладает меньшим уси
лением, чем усилительный каскад при прочих равных условиях?
4. С помощью какой электрической величины можно влиять
на крутизну преобразования?
5. Как зависит коэффициент- усиления преобразовательного
каскада от амплитуды гетеродинного напряжения?
6. Какая цепь преобразователя определяет его избиратель
ные свойств ·а?
§ 43. СХЕМЫ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ
НА ЛАМПАХ
Работа преобразователя частоты в значительной степе
ни определяет основные показатели супергетеродинного
приемника. В первую очередь, преобразователь влияет на
такой показатель приемника, как диапазон частот. Перекры
тие заданного диапазона частот зависит от работы гетеро
дина, который должен обеспечить устойчивую генерацию
на всем диапазоне принимаемых частот. Амплитуда коле
баний напряжения гетеродина в пределах диапазона долж
на сохраняться относитеJ1ьно постоянной, так как от ее
величины зависит крутизна преобразования и, следова
тельно, постоянство коэффициента усиления преобразо
вателя по диапазону. Эти условия выполняются при ис
пользовании соответствующей схемы гетеродина, правиль
ном . выборе преобразовательной лампы и режима ее ра
боты.
Рассмотрим подробнее вопрос о стабильности частоты ге
теродина. Как следует из самого принципа действия супер-
271
гетеродина, промежуточная частота получается в виде раз
ности частот гетеродина и сигнала: fпр = fг - fc• Колеба
тельные системы, включенные в анодные цепи преобразо
вателя и уси.J]ителя промежуточной частоты, настроены
на фиксированную (постоянную) частоту, равную выбран
ной промежуточной частоте. При стабильной частоте гете
родина промежуточная частота совпадает с частотой на
стройки колебательных систем. В этом случае спектр ча
стот сигнала будет симметричен относительно оси резонанс
ной кривой усилителя промежуточной частоты (фиг. 8.6, а).
Фиг. 8.6. Расположение спектра ча
стот сигнала при точной настройке
гетеродина (а) и при его расст-
ройке (б).
Иная картина получается при неустойчивой частоте
гетеродина. Ее отклонение повлечет за собой соответствую
щее изменение промежуточной частоты. В результате между
частотой fпр и частотой настройrш контуров УПЧ возникает
расстройка и спектр частот сигнала расположится несим
метрично относительно середины резонансной кривой
(фиг. 8.6, 6). Крайние частоты спектра окажутся ослаблен
ными и появятся излишние частотные искажения. При
большом «уходе» частоты гетеродина спектр частот сигнала
может оказаться за полосой пропускания и прием сигнала
станет невозможным. Стабильность частоты гетеродина за
висит от схемы гетеродина и различных внешних причин.
Кроме того, стабильность частоты зависит от степени сБязи
между сигнальным контуром и контуром гетеродина. Любое
изменение настройки сигнального контура приводит к из
менению вносимого им в контур гетеродина реактивного
сопротивления, что влечет за собой изменение 1 1астоты гене
рируемых колебаний.
2.72
Схемы односеточных преобразователей
Схемы односеточных преобразователей практически осу
ществляются на пентодах, работающих в режиме анод
ного детектирования.
Гетероиин
11)
Еа
fc
,'
fr
1
~ ------ - -- ------- ------- -'
о)
Фиг. 8.7 . Схемы преобразователей частоты на
пентодах .
В простейшей схеме односеточноrо преобразования, при
веденной на фиг. 8.2, имеется весьма существенный недо
статок, заключающийся в наличии связи между контуром
гетеродина и сигнальным контуром. Возникновение такой
связи понижает стабильность частоты гетеродина.
Одной из наиболее широко применяемых схем односе
точ ных преобразователей является схема с катодной связью
(фиг. 8. 7, а). В этой схеме напряжение от гетеродина воз-
273
действует на лампу через индуктивность Lк, включенную
в цепь катода. Связь между контурами осуществляется через
между электронную емкость С gю величина которой срав
нительно невелика.
На фиг. 8.7, 6 показана схема преобразователя на пен
тоде с большой крутизной характеристики. В этом случае
необходимая крутизна преобразования может быть полу
чена при слабой связи гетеродина с управляющей сеткой.
Практически емкость связи берут в пределах 1-4 пФ.
Схемы односеточных преобразователей встречаются срав
нительно редко и используются в основном в том случае,
когда по конструктивным соображениям целесообразно при
менить однотипные лампы во всем приемнике.
Схемы двухсеточных преобразователей
В частотно-преобразовательных лампах с двумя управ
ляющими сетками связь между сигнальным контуром и кон
туром гетеродина удается в значительной степени ослабить
путем введения дополнительной экранирующей сетки между
гетеродинной и сигнальной сетками.
Различают две категории частотно-преобразовательных
ламп: смесительные и преобразовательные. В с м е с и
тельных лампахпроисходиттолько«смешивание»
колебаний. Колебания вспомогательной частоты создаются
гетеродином, работающим на отдельной лампе. В п р е
образовательных лампах обеспечивается
смешивание колебаний и генерирование вспомогательной
частоты. В этом случае гетеродин и смеситель совмещены
в одной лампе.
Из частотно-преобразовательных ламп наиболее распро
странены гептод и гептод-триод. Гептодом называется лампа
с семью электродами, из которых пять являются сетками.
Различают два варианта использования гептодов: как сме
сителей и как преобразователей. Гептод как смеситель обес
печивает только «смешивание» колебаний, а колебания
вспомогательной частоты создаются гетеродином, работаю
щим на отдельной лампе. Гептод как преобразователь обес
печивает «смешивание» колебаний и генерирование вспомо
гательной частоты, т. е. в этом случае смеситель и гетеро
дин совмещены в одной лампе.
Рассмотрим типовые схемы преобразования частоты.
274
Схе.мы с использованием rептода
в качестве преобразовательной лампы
На схеме фиг. 8.8 принимаемый сигнал снимается с ле
вого контура и подается на третью сетку, называемую сиг
нальной. Колебание вспомогательной частоты создается в
гетеродине, который работает как автогенератор . Лампой
автогенератора служит триод, образованный общим като
дом, первой гетеродинной сеткой и второй сеткой, выпол
няющей роль анода гетеродина; она же одновременно являет
ся экранирующей сеткой и поэтому заземляется по высокой
К сетке УПЧ •Еа
cr·
,,
·/,
/
/
,,/
К смеще1111,ю дрg ,'
I
/
/
L---- _ _____ :::,_ _
-
_.J
Фиг. 8 .8. Схема преобразователя частоты н~,
гептоде с совмещенным гетеродином.
частоте. То обстоятельство, что анод гетеродина оказывает
ся вынужденно заземленным по высокой частоте, вызывает
необходимость использовать схему автогенератора с катод
ной связью. Контур гетеродина включен между гетеродин•
ной сеткой и землей. С помощью дополнительных конденса
торов в контуре производят так называемое «сопряжение
настроек контуров».
В анодную цепь преобразователя включен полосовой
фильтр, который обеспечивает избирательные свойства
I{аскада, и на нем выделяется напряжение промежуточной
частоты.
Схема с использованием rептода
в качестве смесительной лампы
На первую сетку смесителя (фиг. 8.9) подводится напря
жение сигнала; на третью сетку воздействует напряжение
275
276
/
/
/
/
/
к сиещению
/
дР!!
'-----------
I
Фиг. 8.9. Схема преобразователя частоты на rеп
тоде с отдельным гетеродином .
-------,:-,--,-·-~
ксетке!!П4 +[а
fпv
1~
· _....
J
L-------------1
к смещеншо дру
Фиг 8 . 10 . Схема преобразователя
'!астаты на гептод-триоде.
от отдельного гетеродина. Вторая и четвертая сетки являют
ся экранирующими, а пятая - защитной. Напряжение от
отдельного гетеродина, выполненного по схеме автогене
ратора с катодной связью, снимается с нижней части катуш- •
ки Lг и подается к гетеродинной сетке смесителя через
цепь RC.
'
В схеме с гептод-триодом (фиг. 8.10) гептод использует
ся как смеситель, а триод - как отдельный гетеродин.
Гетеродин выполнен по схеме автогенератора с индуктив
ной обратной связью.
Вопросы для повторения.
1. Как отражается на работе преобразователя нестабильность
>Jастоты гетеродина?
2. Можно ли с помощью пентода осуществить двухсеточное пре
образование частоты?
3. Почему в схеме преобразователя на гептоде с совмещенным
гетеродином применяют схему гетеродина с катодной связью?
4. Как отразится на полосе пропускания преобразователя
увеличение связи между 1щнтурами полосового фильтра?
§ 44. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
НА ТРАНЗИСТОРАХ
Нелинейность вольтамперных характеристик полупро
водниковых приборов позволяет использовать их для пре
образования частоты наравне с электронными лампами. При
меняются как диоды, так и триоды . Диодный преобразо
ватель по своей схеме ничем не отличается от приведенной
на фиг . 8.1 схемы на вакуумном диоде . Преобразование
частоты при помощи транзисторов осуществляется по прин
ципу, подобному односеточному преобразованию на элек
тронных лампах.
На фиг . 8.11 приведена схема преобразователя, в кото
рой используются два транзистора . Эта схема напоминает
схему преобразователя с катодной свяsью фиг . 8.7. На базу
транзистора, включенного по схеме с общим эмиттером ,
подводится напряжение сигнала U0 , снимаемое через ка
тушку связи L 2 с контура К1 . Напряжение гетеродина вво
дится последовательно в цепь эмиттера и снимается с ниж
ней части катушки гетеродинного контура К 2 . В гетероди
не использована схема автогенератора с индуктивной обрат
ной связью . На выходе смесителя в его коллекторной цепи
помещена двухконтурная система, настроенная на проме
жуточную частоту.
277
На фиг . 8.12 приведена схема преобразования с сов0
мещенным гетеродином и ФСС; в ней использован один тран
зистор, который одновременно работает как смеситель и
Фиг. 8 . 11 . Схема преобразователя ча
стоты на транзисторах с отдельным
гетеродином.
гетеродин. Напряжение сигнала, снимаемое с контура К1 ,
подается на базу транзистора, включенного по схеме с об
щим эмиттером. Контур гетеродина К 2 связан с цепью кол-
е
lпр
с"
к УПI/
------------------~
Фиг. 8.12 . Схема преобразования на транзисторе с сов-
мещенным гетеродином и ФСС.
лектора трансформаторно. Необходимь1е для самовозбужде
ния гетеродина соотношения фаз и амплитуд между напря
жениями коллектор - эмиттер и эмиттер
-
база обеспечи
ваются автотрансформаторным включением эмиттера к про-
278
межуточной точке катушки связи Lсз· Напряжение проме
жуточной частоты выделяется на . фильтре сосредоточенной
селекции (ФСС), который включен непосредственно в кол
лекторную цепь транзистора и обеспечивает хорошую пря
моугольность резонансной характеристики преобразова-
теля.
/
Дополнительные конденсаторы в контуре К 2 предназна
чены для сопряженной настройки контуров К1 и К 2 • Преобра
зование частоты обеспечивается одновременным действием
напряжений сигнала и гетеродина в цепи эмиттер - база
транзистора.
Процесс преобразования частотьi в транзисторных схе
мах так же, как и в ламповых схемах, обусловлен измене
нием крутизны с частотой гетеродинного наnряжения. Для
оценки усилительных свойств транзисторных преобразо
вателей используется известное понятие о крутизне преобра
зования, величина которой определяется соотношением
Sпр = (0,3-;- 0,8)S, где S - крутизна транзистора в ре
жиме усиления .
Коэффициент усиления транзисторного преобразователя
с полосовым фильтром определяется по формуле (6.40) при
условии замены S через Sпр· Для преобразователя с ФСС
коэффициент рассчитывается в соответствии с формулой
(6 .39):
где R = РФ - сопротивление, равное характеристическо
му сопротивлению фильтра, КФ - коэффици ент передачи
фильтра, Рк и р6 - коэффициенты включения, определяе
мые по формуле (6.29) .
В отличие от ламповых транзисторные преобразователи _
характеризуются более низкой устойчивостью и при опре
деленных условиях могут самовозбуждаться. Это обстоя
тельство обусловлено значительной величиной емкости С12
транзистора, превышающей проходную емкость лампы Cag
во много раз. При расчете преобразователя на транзисторе
его коэффициент усиления не должен превышать устойчи
вого усиления, которое может быть найдено по формуле
(8.11)
для низких радиочастот С12 = С к ·
279
Для получения максимального устойчивого усиления
зачастую приходится отказываться от использования в
качестве нагрузки преобразователя коллекторной цепи той
же колебательной системы, что и в каскадах УПЧ, увеличи
вая сопротивление Roe контура до максимально возмож
ного значения.
Вопросы для повторения.
1. Какому i11етоду лампового преобразования можно уподо
б ить преобразование частоты на транзисторах?
2. Почему в схемах преобразования транзисторных прием"
шшов напряжение на вход УПЧ подается с помощью катушки свя
з11?
3. Какая цепь преобразователя на транзисторе определяет
его избирательные свойства?
§ 45. ОСОБЕННОСТИ СУПЕРГЕТЕРОДИННОГО
ПРИЕМА
Наряду с рядом достоинств супергетеродинный прием
имеет также ряд недостатков и специфических особенностей.
Недостатки супергетеродина
Появление побочных каналов прие
м а, главным из которых является зеркальный или симмет
ричный. К:ак уже было отмечено, промежуточная частота
может создаваться в результате биений между колебаниями
сигнала и гетеродина в СJiедующих двух случаях:
fпр= fгl -fc,
(8.12)
В первом случае при «верхней» настройке гетеродина
fг > fc, во втором случае при его «нижней» настройке
fг<fc·
Положим, что для приема сигнала определенной ча-
стоты fci выбрана «верхняя» настройка гетеродина fг = fпр +
+ fci· На вход приемника, кроме сигнала принимаемой
станции fci, может действовать сигнал мешающей станции
fc 2 > fг, для которого выбранная частота гетеродина со
здает «нижнюю» настройку. При этом промежуточная ча
стота при воздействии второго сигнала f пр = fc 2 - f г по
.1учается такой же, как и при воздействии первого сигнала,
fпр = fг - fc 1, и на выходе приемниI<а создается эффект
одновременного действия двух станций.
280
Расположение частот обеих станций является симме
тричным (зеркальным) относительно частоты гетеродина
(фиг. 8.13). Частота второго сигнала называется сигналом
зеркальной станции, отличается от частоты принимаемой
станции на 2/пр:
(8. 13)
Для частоты сигнала принимаемой станции fc 1 = 3920кГц,
при промежуточной частоте fпр = 465 кГц частота сигнала
зеркальной станции fзер = 3920 + 930 = 4850 кГц.
о
f
Фиг . 8.13 . Взаимное расположение частот
полезного сигнала, гетеродина и зеркально
го сигнала .
Другим побочным каналом может быть канал, частота
которого равна или близка к промежуточной частоте при
емника. Если сигнал станции, равный промежуточной ча
стоте, поступает на сигнальную сет·ку преобразователя,
то он будет полностью усилен последуюuiим{i каскадами.
Подавлять помехи, поступающие через побочные каналы,
можно · лишь в цепях, предшествующих преобразователю,
т. е. во входной цепи и усилителе высокой частоты. Для
устранения помех станций, частота которых равна или близ
ка к промежуточной, на входе приемника включаются спе
циальные фильтJЭы. На фиг . 8.14, а приведена схема вклю
чения запирающего фильтра (фильтр-пробка). Используе
мый в качестве фильтра параллельный колебательный кон
тур, настроенный на частоту /пр• включен последователь
но в цепь антенны; вследствие своего большого сопротивле
ния контур является препятствие м для сигнала промежу
точной частоты. Другой вид запирающего фильтра и его
схема включения представлены на фиг . 8.14, 6 . В этом слу
чае в качестве фильтра используется последоват ельный ~9.:~
281
тур, включенный параллельно входу приемника и настроен
ный на промежуточную частоту. При резонансе сопротивле
ние такого контура падает до малой величины и вход при
емника оказывается замкнутым по промежуточной частоте,
практически накоротко.
Интерференционные свисты- своеоб-
разный вид искажений, возникающих в супергетеродине
вследствие нелинейных процессов , происходящих в преоб
разователе. В анодной цепи преобразователя, кроме проме-
/пр
а)
о)
Фиг. 8 . 14 . Схемы входных цепей супер
гетеродина с включенными фильтрами,
настроенными на п ромежуточную ча-
стоту.
жуточной частоты, могут возникнуть комбинационные ча
стоты, величина которых близка к промежуточной ча
стоте.
Рассмотрим комбинационную частоту fномб = 2fc - fг•
При fc = 931 кГц и fпр = 465 кГц частота гетеродинн мо
жетбытьопределена как fг= fc+fпр= 931+465=
=
1396 кГц, откуда 2fc - fг = 1862 - 1396 = 466 кГц.
После детектирования возникнут биения с разностной ча
стотой fномб-:-- fпр = 466 - 465 = 1 кГц. Воздеjkтвие на
выходной аппарат сигнала с такой частотой и будет вызы
вать свист .
Избирательность супергетеродина
В отличие от избирательности приемника прямого уси
ления из_бирательность супергетеродинного приемника оце-
11ивается двумя величинами:
282
1. Способностыо супергетеродинного приемника ослаб
лять сигналы соседних по частоте Jrteшaющux станций, ха
рактеризующей его избирательность по соседrtему каналу .
Избирательность по соседнему каналу обеспечивается сов
местными действиями всех избирательных систем приемника .
Принимая во внимание широкую полосу пропускания
резонансных цепей до преобразователя, особенно в области
коротких волн, можно_ считать, что избирательность по
соседнему каналу в основном обеспечивается в цепях уси
ления промежуточной частоты .
2. Избирательностью по зеркальному каналу, характе
ризующей способность супергетеродинного приемника ос
лаблять сигнал зеркальной станции. Подавлять зеркальную
помеху можно лишь в цепях, предшествующих преобразо
вателю, поэтому входное устройство и усилитель высокой
частоты в основном предназначены для обеспечения необ
ходимой избирательности по зеркальному каналу.
В гл . 5 для количественной оценки избирательности
входного устройства было использовано известное из основ
радиотехники уравнение избирательности по току [фор
мула (5.4)]
где х = Q0 (f - t) является обобщен_ной расстройкой.
Рассмотрение схем входных устройств, приведенных
на фиг. 5.1, показывает, что выходное напряжение сни
мается с конденсатора контура и подается на сетку по
следующего каскада. Следовательно, правильная оценка
избирательности должна быть 11редставлена отношением
напряжений Уи = Ивых = 1 (l/roC) . Заменим отношение
Ивых о fo (1/roo С)
l/l0 =Y, тогда получим Yu = Y(w 0 /co). В результате урав
нение избирательности колебательного контура по напря
жению примет следующий вид:
у_
I
fo
и-Jfl+х2 f
(8.14)
Уравнения избирательности по току и напряжению от
личаются множителем f0/f. При относительно малых рас
стройках между принимаемой и мешающей станциями, прак-
283
тически при (f - f0)/f0 ~ О, 1, значение folf можно считать
близким к единице, а У =Уи.
Иначе говоря, избирательность входного устройства по
соседнему каналу определяется по формуле (5.4). При этом
величина
Х= Qэ (2Л fjf0).
Избирательность входного устройства по зеркальному
каналу следует определять по формуле (8.14). В частном
случае для диапазона коротких волн, когда расстройка
Лf = 2fпр мала по сравнению с fo, применяют уравнение
избирательности по току.
•
При больших значениях абсолютной расстройки Лf =
= f - f0 , какой является расстройка по зеркальному кана
лу, величина обобщенной расстройки х » 1, и поэтому
уравнение избирательности по зеркальному каналу можно
представить в следующей форме:
у =~1о_
зервху х f
Принимая во внимание, что f = fo + 2fпр• и выражая
избирательность величиной, обратной У, получим
dзервху= _y_l
__
=Х_l_=
зервху
fо
-Q
( fo+2fпp _ fo ) fo+ 2fпр
-
эfo
fo+2fпp · fo
(8.15)
После упрощения расчетная формула избирательности
контура входного устройства по зеркальному каналу при
мет вид
[(• fo+2fпp \ 2 ]
dзервху=Qэ . fo } - l
•
(8.16)
Следует заметить, что избирательности резонансного
усилителя высокой частоты по току и напряжению совпа
дают, поэтому формула избирательности (5.4) справедлива
для УВЧ в области малых и больших расстроек.
Избирательность одного каскада резонансного усили
теля по зеркальному каналу согласно выражению (5.4) с уче
том, что х » 1, равна
( fo+2fпp
fo)
dзерУВч~Х=Q 3 -------
•
fo
fo+2fпp
(8.17)
284
Избирательность входной цепи и УВЧ по зеркальному
каналу при одинаковых контурах в соответствии с выраже
ниями (8.15) и (8.17) можно подсчитать по формуле
где п - число контуров входной цепи и УВЧ.
Избирательность супергетеродинного приемника может
быть представлена его резонансными характеристиками. На
фиг. 8. 15 представлена резонансная характеристика вход
ного устройства и УВЧ У вх у и Увч, резонансная характери-
У
о· ,!'f = fОкГи.
+tJf
2fпр
Фиг . 8. 15. Резонансные характеристики
супергетеродинного приемника .
стика усилителя промежуточной частоты Упч и общая ре
зонансная кривая У общ• которая получается путем перемно
жения ординат кривых. На резонансной кривой У вх у и Увч
при расстройке Лf = 2/пр ордината, равная Уаер• характе
ризует избирательность по зеркальному каналу .
Избирательность по соседнему каналу опредеJiяется по
кривой У 0 6 щ при расстройке Лf = 10 кГц (для телефонно
телеграфных и радиовещательных приемников) и показана
отрезком У. В диапазоне коротких волн резонансная кри
вая Увх у и увч обычно является весьма пологой и на из
бирательность по, соседнему каналу практически не влияет.
В диапазонах средних и в осоqенности длинных волн
эта характеристика приобретает qолее острую форму, в
результате чего происхо_дит зна11ительное сужение общей
полосы пропускания приемника. При проектировании при
емника сужение полосьr за сч~т высокочастотных цепей не
должно превышать предела 10-15%.
285
Выбор промежуточной частоты
Значение промежуточной частоты имеет большое влин
ние на работу супергетеродинного приемника и ск~зывает
ся на его чувствительности, избирательности и поло·се про
пускания. Наибольшая чувствительность приемника мо
жет быть достигнута при минимальном значении промежу
точной частоты, так как при этом возрастает коэффициент
устойчивого усиления по каналу промежуточной частоты.
Высокая избирательность по соседнему каналу также обес
печивается при низкой промежуточной частоте.
При заданном значении добротности контура Qпр низ
кой промежуточной частоте соответствует узкая полоса про
пускания 2ЛF = fпiQпр и, следовательно, острая резо
нансная кривая.
Хорошая избирательность по зеркальному каналу до
стигается при высокой промежуточной частоте. Из фиг. 8.15
видно, что увеличение расстройки Лf = 2fпр ослабляет влия
ние зеркальной помехи (ордината Узер уменьшается).
Удовлетворить требованиям высокой чувствительности
и избирательности одновременно по обоим каналам не пред
ставляется возможным, поэтому выбор промежуточной ча
стоты представляет собой инженерный компромисс, в кото
ром следует учитывать целый ряд дополнительных соображе
ний. Прежде всего промежуточная частота не должна на
ходиться в диапазоне принимаемых сигналов. Невыполне
ние этого условия приводит к появлению интерференцион
ных свистов. В радиовещательных приемниках и в ряде
профессиональных приемников промежуточная частота бе
рется равной 465 кГц, так как она находится в разрыве под
диапазонов средних и длинных волн. В специальных про
фессиональных приемниках длинноволнового диапазона
представляется целесообразным выбирать промежуточную
частоту равной 110 кГц. Например, при длине волны прини
маемой станции 2000 м (f = 150 кГц) частота сигнала зер
кальной станции fзср = 370 кГц превышает частоту сиг
·нала принимаемой станции вдвое, и поэтому сигнал зер
кальной станции будет легко ослабляться во входном• кон
туре. В профессиональных коротковолновых приемниках
для повышения избирательности по зеркальному каналу
выбирают повышенную п.ромежуточную частоту порядка
1600 кГц. В профессиональных приемниках с узкой поло-
. сой
пропускания до 500 Гц, рассчитанной на прием теле
:графных сигналов, прибегают к двойному преобразованию
286
частоты (фиг. 8.16). Для ослабления зеркальной помехи пер
вая промежуточная частота берется высокой; вторую проме
жуточную частоту для получения узкой полосы пропуска
ния можно взять достаточно низкой.
Пер8ый
гетер
8и.н
Второй
гетер
~ин
Фиг. 8.16. Структурная схема супергетеродина с двой
ным преобразованием частоты.
Вопросыдляповторения.
1. При каком условии частота зеркального канала меньше
частоты принимаемого сигнала?
2. С помощью каких цепей ослабляются сигналы, равные или
близкие к промежуточной частоте?
3. Какие цепи приемника обеспечивают избирательность по
зеркальному каналу?
4. При приеме каких сигналов входная цепь и УВЧ оказы
вают заметное влияние на избирательность по соседнему каналу?
5. Как влияет увеличение промежуточной частоты на изби
рательность по соседнему каналу?
6. Какие колебательные цепи приемника влияют на его по
лосу пропускания в диапазоне длинных волн?
§ 46. НАСТРОйКд- КОНТУРОВ СУПЕРГЕТЕРОДИННЫХ
ПРИЕМНИКОВ ОДНОЙ РУЧКОЙ
В диапазонных супергетеродинных приемниках настрой
ка колебательных контуров входной цепи, усилителя высо
кой частоты и гетеродина осуществляется при помощи пере
менных конденсаторов. Подавляющее большинство профес
сиональных приемников и все без исключения радиовеща
тельные приемники имеют одну ручку настройки частоты.
Для таких приемников применяют несколько одинаковых
переменных конденсаторов, роторы которых имеют об
щую механическую ось вращения . В зсшисимости от коли
чества настраивающихся контуров применяют сдвоенные,
287
строенные (фиг. 8.17) и реже счетверенные блоки конденса
торов переменной емкости.
Практическое осуществление настройки одной руч1,ой
в супергетеродине затруднено вследствие того, что частоты
настройки высокочастотных цепей приемника и гетеродина
неодинаковы. В любом положении ротора блока перемен
ных конденсаторов частота гетеродина должна отличаться
от частоты контуров высокочастотной цепи на величину,
равную промежуточной частоте. Границы изменения ча-
Фиг. 8.17. Строенный и сдвоенный блоки пере
менных конденсатороЬ,
стоты колебательного контура, т. е. перекрытие диапазона
от fшах до fт1д при постоянной индуктивности L определя
ляются пределами изменения емкости блока переменных
конденсаторов от Cmin до Стах. Закон изменения частоты
настройки высокочастотных цепей выражается известным
уравнением
1
fc= 2лVLC•
(8.19)
На фиг. 8.18 . показана зависимость собственных частот
колебательных контуров приемника от изменения емкостей
переменных конденсаторов. Уравнение (8.19) представлено
на фиг. 8.18, а кривой АБ. Формула для определения необ
ходимой частоты настройки контура гетеродина в соответ
ствии с принципом действия супергетеродина может быть
записана в следующем пиде:
1
fг=fc+fпp= 2л-VLC +fnp·
(8.20)
Выражение (8.20) представлено на фиг. 8.18, а кривой
ВГ, параллельной кривой АБ.
~
288
Определим истинный закон изменения частоты настрой
ки контура гетеродина. Положим, что частота гетеродина
при минимальной емкости Cmin и соответствующем значе
нии индуктивности контура Lг определяется на графике
точкой Д, совпадающей с точкой В, или, как говорят, на
стройки контуров сопряжены в верхней точке диапазона.
При изменении емкости частота гетеродина будет изменять
ся согласно выражению
1
fг = 2л -VI;c
(8.21)
Как видно, выражение (8.21) не совпадает с выражением
(8.20) и, следовательно, фактический закон настройки кон-
f~
.
дв
frmax ~
fcmax ~1
1
1
-г--
fгmin
fcmin -1-
-
-
-·-
-
r
Е
б
1
О Cmin
,Ста,х С
а)
f
1
fгтах д
fcmax
fгmtn
fc min
Cmi,n Сер Cmaz
б}
Фиг. 8.18 . Графики сопряжения настроек контуров высокочастот
ной цепи и гетеродина:
ВГ - необходимая настройка гетеродина, ДЕ -фаю:ическая настройка гете
родина , АБ-настройка входной цепи и УВЧ .
тура гетеродина не совпадает с необходимым законом. Тре
тья кривая, ДЕ, отражающая уравнение (8.21), будет про
ходить ниже кривой ВГ, поскольку Lг < L и каждому зна
чению С в уравнении (8.21) будет соответствовать ордината
f, меньшая соответствующей ординаты в уравнении (8 .20) .
Расхождение между кривыми ВГ и ДЕ показывает, что
во всех точках, кроме верхней, разностная частота fг - fc
не соответствует выбранному значению промежуточной
частоты, и прием сигналов по диапазону не может быть осу
ществлен.
Пример 8. 1. Приемник перекрывает диапазон частот от fmax =
= 1600 кГц до fm1n = 400 кГц. Промежуточная частота fпр =
= 200 кГц . Определил, разностную частоту fг - fс в нижней
точке диапазона, если сопряжение настроек контуров обеспечено
в верхней точке диапазона.
10 Зак. 458
289
Решение.
Согласно условию частота уменьшается в 4 раза, и, следова
тельно, емкость переменных конденсаторов должна увеличиться
в 16 раз.
При_ сопряжении настроек контуров в верхней точке В частота
гетеродина fг = 1600 + 200 = 1800 кГц.
Изменение емкости гетеродинного контура в 16 раз вызывает
уменьшение частоты контура в 4 раза:
1800
fгmln= -
4- = 450 кГц.
Таким образом, разностная частота в нижней точке диапазона
(точка В) fг mln - fс mln = 450 - 400 = 50 кГц не соответствует
промежуточной частоте fпр = 200 кГц, заданной в условии.
Значительно лучший результат может быть достигнут
при совмещении кривых ВГ и ДЕ не в верхней, а в средней
/
/
'с
Lc
С
01
/
...
1/
L ____ .;;;. __
_y
Фиг . 8.19 . Схема контура гетеродина и
контура входной цепи при настройке од
ной ручкой.
точке диапазона О (см. фиг. 8.18, 6). В этом случае расхож
дение между кривыми на краях диапазона уменьшается.
Практически сопряжение настроек контуров осущест
вляется в трех точках диапазона: в начале, в конце . и в се
редине. В _ остальных точках наблюдается незначительное
отклонение фактической частоты гетеродина от необходи
мой. Такое сопряжение производится путем включения в
схему гетеродинного контура добавочных конденсаторов С 2
и С3 или С4 (фиг. 8.19).
Ем1{ость параллельно включенного конденсатора С3
по величине мала и колеблется в пределах нескольких де
сятков пикофарад. Конденсатор С 2 , включенный последо
вательно, называется сопрягающим. При использовании ти
повых б.т(оков переменных конденсаторов (17-500 пФ)
емкость сопрягающего конденсатора в диапазонах средних
и длинных волн не превышает ·1000 пФ, а на коротких вол
нах емкость С 2 возрастает до нескольких тысяч пикофарад.
290
Определим влияние добавочных конденсаторов на общую
ем-кость контура гетеродина в двух крайних положениях
блока переменных конденсаторов Cmin и Cmax·
1) С= Cmln·
Емкость параллельного соединения Спар = Cmin + С3
возросла по сравнению с Cmin. Общая емкость контура
гетеродина
Так как обычно С 2 » Спар, то в знаменателе можно
пренебречь значением Cnap по сравнению с С 2 . Тогда полу
чим собщ = Спар > Cmln·
Увеличение емкости контура приводит к уменьшению
его частоты, следовательно, точка Д кривой ДЕ на фиг. 8.18,б
переместится ниже. При правильном расчете сопряжения
точка Д совпадает с точкой В.
2)С=Сmах-
Емкость паралл~льного соединения за счет емкости С3
возросла очень мало. Учитывая, что Стах )) С3 , можно
считать, что Спар = Cmax· Общая емкость контура гете
родина
по сравнению с С max значительно ум_еньшается, так как
Стах и С 2 - соизмеримые величины. Уменьшение емкости
будет сопровождаться увеличением частоты контура. При
этом точка Е кривой ДЕ при правильном расчете должна
совпасть с точкой Г (см. фиг. 8.18, 6).
Кривая фактической настройки гетеродинного контура
(пунктирная линия) совмещается с кривой необходимой на
стройки в трех точках, а в остальных точках приближается
к кривой ВГ.
На фиг. 8.20 показана примерная кривая погрешности
сопряжения. Здесь fmin и fmax - крайние частоты поддиа
пазона: {1 , f 2, f3 - частоты точного сопряжения. Погреш
ность сопряжения, равная разности фактической и необ
ходимой частот гетеродина, определяется выражением
Лf=Uc+fпр)-fг·
(8.22)
Наибольшие погрешности получаются в четырех точ
ках: на краях поддиапазона и между точками точного со-
10*
291
пряжения. Максимальная погрешность Лfmax может ока
заться в любой из четырех точек.
При расчете приемника весьма важно оценить величину
допустимой неточности сопряжения. Рассмотрим настрой
ку приемника на одной из частот неточного сопряжения .
Оператор, управляющий приемником, стремится к получе
нию на выходе наибольшего эффекта, что достигается при
настройке усилителя промежуточной частоты в резонанс.
Промежуточная частота может в точности соответствовать
J
-лf У
..
Фиг. 8.20. К:ривая погрешности со
пряжения.
своему номиналу только в том случае, когда неточность
сопряжения скорректирована соответствующим изменением
частоты гетеродина. При наличии блока конденсаторов пе
ременной емкости точная настройка гетеродина вызывает
расстройку контуров высокочастотной части приемника от
носительно частоты сигнала на величину погрешности со
пряжения.
Допустимую неточность сопряжения можно оценить при
помощи фиг. 8.21. Предположим, что сигнал принимаемой
частоты со своим спектром боковых частот, ширина- которо
го ограничена полосой пропускания приемника 2ЛFпр,
сместился относительно резонансной частоты контуров вы
сокочастотной цепи на величину максимальной погрешности
сопряжения Лfmax· При широкой полосе пропускания 2ЛF
входной цепи и УВЧ неточность сопряжения не окажет
заметного влияния на работу приемника, но если спектр
боковых частот хотя бы частично выйдет за полосу пропуска
ния, то чувствительность и избирательность приемника
уменьшатся и значительно возрастут частотные искажения.
Таким образом, величина максимально допустимой по
грешности сопряжения определяется формой резонансной
292
1,ривой входной цепи и усилителя высокой частоты приемни
ка. В диапазонах длинных и средних волн наличие острой
резонансной кривой ограничивает неточность сопряжения
единицами килогерц; на коротковолновых диапазонах до
пустимая неточность может доходить до десятrшв килогерц.
Согласно фиг. 8.21 неточность сопряжения может быть при
знана допустимой при выполнении условия Лfmax +
+ЛFпр<ЛF.
Частота
резонанса
lfacmomiL
сигнала
Фиг. 8.21. Определение допустимой
неточности сопряжения настроек кон
туров по резонансной кривой вход11ой
цепи и УВЧ.
Вопросы для повторения.
1. Какие колебательные цепи приемника настраиваются од
ной ручкой?
2. В каком диапазоне волн при настройке одной ручкой можно
ограничиться включением одного дополнительного конденсатора?
3. В каком диапазоне волн допускается наибольшая погреш
ность сопряжения настройки контуров?
§ 47. РАСЧЕТ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ ЧАСТОТЫ
НА ТРАНЗИСТОРЕ
Полный расчет преобразователя частоты слагается из
расчета элементов контура гетеродина, расчета режима
автоколебаний гетеродина и расчета смесительной части.
При проектировании приемников обычно ограничиваются
расчетами элементов контура гетеродина и смесительной
части. В случае необходимости режим автоколебаний гете
родина можно рассчитать методами, излагаемыми в курсах
радиопередающих устройств.
293
Расчет элементов контура гетеродина
Элементы контура гетеродина рассчитываются из усло
вий обеспечения сопряженной настройки контуров при по
мощи одной ручки. Расчет этот можно производить анали
тическим или графическим методом. Аналитический метол
является трудоемким и его следует выполнять с большой
степенью точности.
Ниже приведен один из приближенных методов графи
ческого расчета элементов контура гетеродина, изображен
ного на схеме фиг. 8.19, в которой С= С 11 + Ссх - ем
кость каждого контура входной цепи и УВЧ, состоящая из
емкости переменного конденсатора Си и параллельно вклю
ченной ему емкости схемы Ссх• которая принимается рав
ной емкости схемы входной цепи. Предполагается, что в
контуре гетеродин_а используется такой же конденсатор
переменной ем·кости Си, как во входной цепи; С 2 - емкость
последовательного сопрягающего конденсатора, С8 - ем
кость параллельного сопрягающего конденсатора.
Исходные данные
1. Поддиапазон частот fmtn - fшах.
2. Промежуточная частота fпр·
3. Индуктивность L контура входной цепи и УВЧ.
Требуется определить
I. Индуктивность гетеродинного контура Lг.
2. Емкость конденсатора С 2 .
3. Емкость конденсатора С3 .
Порядок расчета
1. Определяем максимальную емкость контура гетеро
дина
Cmax = CR max +ссх•
где С11 max- емю;)Сть блока переменного конденсатора, вы
бираемого при расчете входной цепи; Ссх - емкость схемы,
равная емкости схемы входной цепи.
2. Находим вспомогательный коэффициент п = lapllcp•
где
f fmax+lm!n
ер=
2
294
ol
f,O
· о.в
0,6
0,5
0,1/
0,3
0,25
o,z
0,15
0,f
0,08
0,05
0,05
~
r--..
~
--~
~
0.03 О.Оч О,Об 0.08 0 ,1 0,15 o.z О,З М o,s 0,6 0,8 t
"
'\
f,5ZJ
11,:~
fcp
Фиг. 8.22. Гр а фик для определения индуктивно
сти контура гетеродина.
l'2 ,пФ
10000
8000
5000
5000
' 1000
3000
2500
2000
''
'
Pf::3~> -
1500
1000
800
бОО
500
чоо
300
250
200
f50
fOO
1\.
-
,'-< .>(
_ ,,,
~
"•
1~
~·
~k:"'
'
'1'
С'то:,; бООпФ
-500
-
900 -
---350
-
l,,---""" 300
-
-
1'
1"
"
1,
·"
"
~~~:-,..,
"
~r-s.
:,:::,
"
.
(/,02
fJ,0) D,IJ7 _ll,1 0,15 0,2 O,J о,ч 0,5 0,7 1 ,0 1,5 2 3
п-.fдд_
-
fcp
'
Фиг. 8.23 . График для определения емкости
последовательного сопрягающего конденсатора.
295
3. Рассчитываем индуктивность контура гетеродина:
Lг=aL.
Значение коэффициента а, находим по графику фи г. 8.22.
4. Определяем емкость последовательного конденсато·
ра С2 по графику фиг. 8.23.
С3 ,пФ
100
80
60
50
qo
30
25
го
15
,о
8
б
9,5
3,5
3
Z,5
z
f,5
~~
'- '-
~~
~~
'-' -
Стих =500пФ
500_
'-
~00
'-, __
350 ~'-1---
300---... ..
::::::1)
'-----
//,,
,
// Г.1
,
,
,.
/
/
1//
1,1///
L,L,, i ,,1,1,
L,, [; ',
l,;J,,;1., ,
J,,
,tv
/-
~
,
,.,
J
/
/,,,
/
,,, .,,,,[.,..
,
..,,/V
ь1,/L, •1/
,,,"'~
L,~
'>,,,
~.,
~
O,Ol O,OJ 0,05 О,(}7 0,1 0,15 0,2 0,3 U,'I 0,5 0,7 1 ,0 1,5 Zf, 3
nz .!.1l1L
fcp
Фиг. 8.24. График для определения емкости па
раллельного сопрягающего конденсатора С 3
(или С4).
5. Находим емкость параллельного конденсатора С3
(или С4) по графику фиг. 8.24.
Расчет смесительной части преобразователя
Исходные данные
1. Промежуточная частота fпр·
2. Параметры резонансной системы, включенной в кол
лекторную цепь преобразователя:
а) для полосового фильтра Yj, Qэ;
б) для ФСС 2ЛFР (расчетная полоса), КФ (коэффи
циент передачи фильтра).
296
3. Тип и параметры транзистора преобразователя Sпр•
g22n• С2211, Ск.
4. Тип и входные параметры транзистора 1-го каскада
УПЧ g11, С11.
Требуется определить
1. Коэффициенты включения резонансной системы
к транзисторам Рк и р 6 .
2. Коэффициент усиления преобразователя I<пр·
3. Элементы фильтра.
Порядок расчета
а) При использовании в качестве нагрузки полосового
фильтра :
1. Рассчитываем коэффициент устойчивого усиления:
Ку= б,З /r Sпр [мА/В] .
i fпр [МГц] Сн [пФ]
2. Определяем коэффициент включения контура к тран
зисторам Рк и р6 . Выбираем полное включение контура со
стороны коллектора Рк = 1, тогда коэффициент включения
со стороны базы
3. Находим значение сопротивления контура Roe. из
условия, чтобы расчетное усиление Кпр =--11-SпрRоеРнР,,
112+1
равнялось устойчи~ому усилению Ку, тогда
Ку
Roe= .11
--s
р
112+1 пр б
4. Определяем
контура:
характеристическое сопротивление
Roe
р=- ·
Qэ
5. Вычисляем элементы контура:
С[пФ]=
159
•
'
fпр [МГц] р [кОм]
L [мкГ] =
2,53-104
fпр 2 [МГц] С [пФ]
297
6. Определяем элементы связи между контурами:
коэффициент связи k = 'Y}IQ 0 ,
коэффициент взаимоиндукции при индуктивной связи
М=-kL,
емкость связи при внешнеемкостной связи Сев =
=lгС .
б) При использовании в качестве нагрузки ФСС:
1. Определяем коэффициент устойчивого усиления:
К =б,3 -а / Sпр [мА/В]
.
У V fпр [МГц] Сн [пФ]
2. Находим значение сопротивления R из условия, что0
бы расчетное усиление преобразователя Кпр = SпрRКФРнРо
равнялось устойчивому усилению Ку· Принимая полное
включение фильтра со стороны коллектора Рн = 1 и заме-
няя р6 его значением р6 = у Rю/R, после соответствующих
преобразований получаем расчетную формулу
R~ Ку2
""""'Кф2 Sпр2 Rвх
Если окажется, что R < Rвых преобразовате.J):я, то для
обеспечения принятого условия р 11 = 1 (Rных □ р = R) сле
дует выход преобразователя зашунтировать сопротивле
нием
R _ R •Rвыхпр
ш-
•
Rвых пр-R
В формулах Rвых пр= l/g2211 ; Rвх = 1/gн,
3. Определяем коэффициент включения ФСС со сто
роны базы
1/~
р6=VТ'
4. Вычисляем элементы фильтра:
106
106
С1= - --,
С2= ----- 2С1,
2л/пр R
л-2 ЛFр R
С-С2
2С
СС22С
з-2-Рн 22п•
4=2-Рб 11,
2ЛF R
L=
Р •106
1
4'2
'
П1пр
Здесь:емкосiивпФ;R- вкОм;L- вмкГ;fпри2ЛFР
-
в кГц.
298
Пример 8.2 . Рассчитать смесительную часть преобразователя
с ФСС по следующим данным: fnp = 465 кГц, 2ЛFр = 7,8 кГц,
КФ = 0,23, транзистор преобразователя ГТ310А, Sпр= 10 мА/В
- g22п=6
мкСм, С22п=8 пФ, Ск=4 пФ. Транзистор 1-ro каскада
УПЧ-ГТ310А; g11 =0,53-lo-з См, С11 =4 пФ.
где
1. Определяем коэффициент устойчивого усиления:
Ку=6,3"ISпр= 6,31 /
lO = 14,3.
V fпр Св V 0,465-4
2. Рассчитываем значение сопротивления R
Ку2
14,3 2
R < Кф2.Sпр2 Rвх = О,232-102-10-6 -2-103 = 19 кОм,
1
Rвx=
gll
----
3 =2 кОм.
0,53-10-
Находим
1
106
Rвых пр= -- =
-
= 166 кОм.
.
g22П. 6
Так как R < Rвых пр, рассчитываем сопротивление шунта!
RRвых пр • 19-166
Rш= -----=
--- =205 кОм.
Rвыхпр-R 166-19
Берем номинальное значение Rш = 200 кОм. Действительное зна
чение сопротивления фильтра
,
R·Rш
19-200
R =----=с..= --- = 17,4 кОм.
R +Rш 19+200
3. Определяем коэффициент включения Рб:
Рб=-.f Rвх·= 1 /
2 =0,33.
VR' V17,4
4. Вычисляем элементы фильтра~
106
106
С1= ---- =
------
2nf пр R' 6, 28-465-17 ,4
197 пФ,
номинальное значение С1 = 200 пФ;
106
106
С2=----- 2С1=0 -
3- 14
-.--
.-
1-4
- 2-200= 1940 пФ,
n.2ЛFp R'
,
7,8 7,
номинальное значение С2 = 2000 пФ;
С2
2
2000
Сз= 2-Рв С22п= - 2
-
-
1,8=992 пФ,
299
номинальное .значение С3 = 1000 пФ;
,
С2
2
2000
С,1= 2~рбСн= - 2
-
-
0,33-4=1 ООО пФ.
Номиналы1ое значение С4 = 1000 пФ;
2ЛРр R'
7 8-17 4. 106
L1= ----,106=
'
'
=50 мкГ,
4лfпр2
4-3, 14-4652
L2= 2L1 = 2-50= 100 мкГ.
К раткие выводы
1. Супергетеродинный приемник выгодно отличается от
всех других типов приемников, так как он обладает высокой
избирательностью и чувствительностью, постоянством изби
рательности и чувствительности по диапазону и повышенной
устойчивостью в работе.
2. Преобразование частоты сигнала является характер
ной особенностью, отличающей супергетеродин от прием
ника прямого усиления.
3. Преобразование частоты осуществляется - вследствие
нелинейного процесса, возникающего при периодическом
1, зменении крутизны характеристики преобразовательной
Ji ампы или транзистора по закону напряжения гетеродин-а.
4. Усилительные свойства преобразователя зависят от
сопротивления нагрузки и крутизны преобразования лампы
или транзистора.
5. Различают схемы преобразования с выделенным и
совмещенным гетеродином .
6. Избирательные свойства преобразователя в основном
определяются видом колебательной системы, включенной
в его анодную цепь .
7. Различают две категории ламповых преобразовате
лей частоты: односеточные и двухсеточные.
8. Существенным недостатком супергетеродина, выяв
ляющимся И3 самого процесса преобразования частоты, яв
ляется возникновение побочных каналов приема и в пер
вую очередь зеркального канала.
9. В супергетеродинном приемнике различают изби
rательность по двум каналам : зеркальному и соседнему.
Входная цепь и усилитель высокой частоты обеспечивают
избирательность по зеркальному каналу; избирательность
по соседнему каналу в основном зависит от цепей, работаю
щих на промежуточной частоте.
300
10. Настройка супергетеродина одной ручкой, ·облег
чающая управление приемником, обеспечивается сопряже
нием настроек контуров путем включения в контур гетеро
дина добавочных емкостей. При таком методе точное сопря
жение достигается в трех точках диапазона. Неточность со
пряжен}!Я в остальных точках диапазона не препятствует
нормальному приему сигналов.
Задач и
8 . 1 . Определить коэффициент усиления преобразовательного
каскада по данным задачи 6,6, если пентод типа 6К1П будет раti6'
тать в режиме преобразования .
Ответ:Кпр::::::25.
8.2. Уравнение характеристики пентода задано выражением
ia=Io+aиg+bug,2.
Определить крутизну преобразования, если Иg г = 5 В и коэф
фициент Ь = О,1 мА/В2•
Ответ:Sпр=0,5мА/В.
8.3 . Определить коэффициент усиления преобразователя на
лампе 6И1П, нагруженной полосовым фильтром при критической
связи, если
L=8000мкГ;Q=50;У}=1иfпр=120кГц.
Ответ:Кпр= 115.
8.4 . Определить избирательность супергетеродина по зеркаль,
ному каналу при наличии одного входного контура для двух слу
чаев:
а)fc = 1500 кГц;, fпр= 465 ·кГц; Q= 50;
б)fO= 12500кГц;fпр=465кГц;Q=50.
Вычисление производить по двум формулам: избирательности
по току и избирательности по напряжению.
Ответ:
а) Избирательность по напряжению d3 ep = 81; избиратель
ность по току d3 ep = 50 дает неправильную оценку избиратель
ности.
б) Избирательность по напряжению d3 ep = 7,5; избиратель
ность по току d 3ep = 7 . В диапазоне коротких волн избиратель
ность по току незначительно отличается от избирательности по
напряжению.
8.5 . Определить избирательность приемника по зеркальному
каналу, высокочастотная часть которого состоит из входного ко н
тура и одного каскада усиления, по условию задачи 8.4 ,
Ответ:а)d3epвч= 4050,б) dзервч =52.
ГЛАВА 9
ПОМЕХИ РАДИОПРИЕМУ И СПОСОБЫ
ОСЛАБЛЕНИЯ ИХ ВЛИЯНИЯ
§ 48. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ПОМЕХАХ
Под помехами принято понимать всякое постороннее воз
действие на приемник, вызывающее в его оконечном аппа
рате дополнительный эффект: звук или шум в громкогово
рителе, засветы на экране электроннолучевой трубки, сра
батывание реле и т. п. Помехи наравне с сигналом принимае
мой станции наводят в антенне дополнительные э. д. с.
и своим действием на оконечный аппарат затрудняют прием
полезного сигнала. Помехи подразделяются на периоди
ческие и апериодические.
Периодическим
помехам свойствен-
но наличие определенной несущей частоты. Примером та- -
ких помех является воздействие на приемник сигналов раз
личных радиостанций. Подавление периодических помех
в основном осуществляется при помощи избирательных
устройств радиоприемника, которые были подробно рассмо
трены в предыдущих главах. А пер и одические
п о м е х и не имеют определенного периода, носят совер
шенно случайный характер и являются предметом дальней
шего изучения.
Любая апериодическая помеха представляет собой э. д. с.
импульсного характера, при воздействии которой на коле
бательный контур приемника в нем возникают вспышки
собственных затухающих колебаний. Импульсы помех могут
быть кратковременными или быстрочередующимися. Резуль
таты воздействия помех на приемник неодинаковы. В пер
вом случае, когда интервалы между импульсами помехи
сравнительно велики, каждая вспышка_ кол~баний ~ первом
контуре, вызванная отдельным импульсом помехи, со
здает на контуре последнего каскада амплитуду напряже-
302
ния значительной величины. В результате этого в оконеч
ном аппарате , например, телефоне, возникают треск или
щеJ!чки, повторяющиеся с пос,п:едовательностью кратковре
менных импульсов помехи. Действие .такой помехи носит
кратковременный импульсный характер и ее называют
импульсной помехой.
Несколько иначе происходит процесс в приемнике, ког
да импульсы по~ехи быстрq следуют один за другим. В этом
случае вспьшщи собствен.ных колебаII.ий в контуре под воз
действием одного импу,п:ьса, не у<;пев затух~уть, перекры
ваются новыми вспышками · от действия пос;ледующих им
пулы,:ов. Напряжение на последнем контуре определится
суммарным действием ряда напряжений, фазь~, l{Оторых но
сят совершенно случайный характер . Прц этом результи
рующая амплитуда колебаний из-за различия фаз может
оказаться значительно меньше, чем в первом случае. В око
нечном аппарате возникает шум в виде шороха, шипения
и т. п. Действие такой помехи носит непрерывный характер
и она называется гладкой помехой.
По своему происхождению апериодические помехи под-
-разделяются на следующие виды:
1) атмосферные помехи;
2) промышленные помехи;
3) внутриприемные шумы.
Атмосферные и промышленные помехи являются преиму
щественно помехами импульсными; внутриприемные шумы
относятся к категории гладких помех.
Вопросы для повторения.
1. К: какой категории помех по своему действию относятся
внутриприемные шумы?
2. К:акие помехи по своему происхождению относятся к апе
риодическим?
§ 49. АТМОСФЕРНЫЕ ПОМЕХИ
Атмосферные помехи обусловливаются различными есте
ственными электрическими процессами , воз н икающими в
атмосфере. Основным источником помех являются грозо
вые разряды. Грозовой разряд молнии, характеризующий
ся напряжением в миллионы вольт и током в сотни тысяч
ампер создает электромагнитное поле, действие которого
распространяется на сотни километров и создает помехи
радиоприему. Помимо грозовых разрядов, атмосферны~ по
мехи являются следствием движения всяких электрических
303
;зарядов в земной атмосфере, например космических лучей,
ультрафиолетовых лучей, радиоактивных излучений и т. п.
Данные многолетнего опыта наблюдений и исследований
атмосферных помех советскими и зарубежными учеными по
зволяют установить ряд закономерностей. Возникновение
грозовых разрядов х<ак главного источника атмосферных
помех зависит от передвижения воздушных масс, которое, •
в свою очередь, определяется интенсивностью солнечного
освещения. На степень проявления атмосферных помех ока
зывают влияние время года, сремя суток и условия распро
странения волн различных диапазонов. Летом воздействие
помех на приемник сказывается
сильнее, чем зимой. В районах
земного шара с низкой географи
ческой широтой влияние помех
более значительно, чем в райо
нах с высокой широтой. Интен
,
сивность воздействия атмосфер
ной помехи в значительной мере
зависит от диапазона, в котором
работает приемник. Для выясне-
Фиг. 9.1. Зависимость ин•
тенсивности импульсной
помехи от частоты.
ния этого вопроса необходимо
ознакомиться с частотным спектром импульсной помехи.
Исследования спектрального состава импульсных помех
показывают, что всякая импульсная помеха, воздействую
щая на приемник, может быть представлена бесконечным
рядом элементарных синусоидальных э. д. с., частоты кото
рых располагаются по всему диапазону от нуля до беско
нечности. Интенсивность этих элементарных э. д. с . , как
показано на фиг. 9.1, убывает по мере возрастания частоты.
Многочисленные наблюдения подтверждают справедли
вость теоретических положений. Действительно, действие
атмосферных помех в большей степени проявляется на низ
ких рЛдиочастотах (длинные и средние JЗОЛны) и в меньшей
степени на высоких радиочастотах (короткие и ультрако
роткие волны). Степень · влияния помех зависит от шири
ны полосы пропускания приемника: чем шире полоса про
пускания, тем больше влияние помех.
Борьба с помехами преследует основную цель - полу
чить на выходе радиоприемника такое превышение уровня
сигнала над уровнем помехи, при котором возможен нор
малыiый прием полезного сигнала. Для повышения помехо
устойчивости линий радиосвязи используются различные
методы. Например, для линий радиосвязи в зависимости от
304
их протяженности используют диапазоны коротких или
ультракоротких волн, уровень атмосферных помех на кото
рых сравнительно низок. Применение антенн с остронаправ
ленной характеристикой также способствует значительному
снижению влияния помех. Сужение полосы пропускания
приемника является одной из мер ослабления влияния по
мех. В этом случае целесообразно вводить в схему прием·
ника устройство для регулирования полосы пропускания.
Частичного подавления импульсных помех можно достиг
нуть путем использования в схеме радиоприемного устрой
ства каскада ограничителя помех.
На радиоприем в самолете оказывают влияние еще не
которые своеобразные помехи. На металлических частях
самолета, находящегося в движении, наводятся электроста
тические заряды, величина которых постоянно изменяется,
вследствие чего возникают уравнительные токи, порождаю
щие помехи в антенне приемника. Для уменьшения вели
чины этих токов между металлическими частями самоле
та должен иметься хороший электрический контакт или,
как говорят, должна быть обеспечена металлизация само
лета .
Вопросы для повторения.
1. Как меняется воздействие атмосферных помех при увели
чении полосы пропускания приемника?
2. В каких диапазонах волн приемник менее восприимчив 1~
влиянию атмосферных помех?
§ 50. ПРОМЫШЛЕННЫЕ ПОМЕХИ
Промышленные помехи возникают в результате воздейст
вия на приемник электромагнитных полей, появляющихся
при работе различных электроустановок. Такого рода по
мехи возникают главным образом при резких изменениях
тока, сопровождающихся появлением искры или дуги. Наи
более распространенными источниками промышленных по
мех являются вращающиеся генераторы с кольцевой или
коллекторной коммутацией, механические выпрямители, те
леграфные аппараты, различные виды выключателей и пере
ключателей, системы зажигания в автомобилях и самоле
тах, трамваи, троллейбусы и рентгеновские установки. Со
вершенно очевидно, что действие промышленных помех отра
жается преимущественно на приемниках, расположенных
в больших городах, имеющих огромное количество электро
технических установок. Влияние промышленных помех
305
в сельских местностях сказывается значительно слабее, чем
в городе.
Основными путями проникновения промышленных помех
в радиоприемник являются антенна и электрическая сеть
переменного тока (для приемников с питанием от городской
сети). Ослабления влияния помех со стороны антенны можно
достигнуть при применении рамочных антенн. У антенн с
горизонтаJiьн·ои частью ослабление влияния помех дости
гается. путем экранирования верт икального спуска антенны.
З~
--· Др
jI:1.IСеть
,]
Др
а)
о)
Фиг. 9.2. Схемы защиты от проникновения про
мышленных помех через сеть питания.
Для защиты радиоприемни ка от проникновения помех
через сеть переменного тока в первичную обмотку силового
трансформатора включают специальные фильтры. На фиг. 9.2
приведены две схемы защиты: с дроссельно-емкостным филь
тром и шунтирующими конденсаторами. В схеме а фильтр
пропускает ток питания с частотой 50 Гц и отфильтровывает
составляющие токов помех, имеющих более высокие ча
с·(оты. В схеме 6 конденсаторы шунтируют первичную об
мотку по высокой частоте.
Борьба с промышленными помехами в пункте приема
оказывается весьма затруднительной, и поэтому снижение
уровня промышленных помех следует производить на
месте их возникновения. Тщательная экранировка систем
зажигания в двигателях внутреннего сгорания является
эффективным средством подавления помех на автомобилях
самолетах, кораблях и т. п. В электроустановках, питаю
щихся от общей электросети, необходимо включать специ
альные сглаживающие фильтры, и, наконец, искрящие ком
мутационные устройства следует снабжать искрогасителя
ми. Правилами эксплуатации электроустановок предусмот
рен целый ряд мер, направленных на подавление помех в
самих электроустановках.
306
Вопросыдля повторения.
\·. Каковы основные пути проникновения промышленных по
мех в радиоприемник?
2. Какие устройства препятствуют проникновению помех че
рез сеть питания?
§ 51. ВНУТРИПРИЕМНЫЕ ШУМЫ
Практически доказано, что в оконечном аппарате высо
кочувствительного приемника при отсутствии подводимого
к его входу какого-либо внешнего сигнала прослушивает
ся некоторый шум в форме своеобразного шипения или шоро
хов. Эти шумы возникают в различных элементах радио
приемной схемы и называются внутриприемными шумами.
Внутриприемные шумы относятся к категории гладких
помех и характеризуются некоторым напряжением, сред
нее значение которого изменяется в небольших пределах.
По своей природе внутриприемные шумы разделяются на
шумы теплового характера в сопротивлениях, шумы элек
тронных ламп и шумы транзисторов. Внутриприемный: шум
является одним из основных факторов, ограничивающим
чувствительность радиоприемников. Для ламповых радио
приемников это ограничение проявляется в основном в диа
пазоне сверхвысоких частот, поскольку в этих диапазонах
влияние внешних помех из-за их спектральной плотности
(см. фиг. 9.1) не является первостепенным. В транзисторных
приемниках шумы проявляются уже на •низких частотах
и в значительной степени ограничивают чувствительность
приемника.
Рассмотрим природу разновидностей внутриприемных
шумов.
Тепловые шумы
Тепловые шумы обусловлены беспрерывным хаотиче
ским движением электронов внутри проводника, вызван
ным тепловым воздействием внешней окружающей среды.
Движение электронов носит такой характер, что в каждый
короткий промежуток времени количество электронов, дви
гающихся в одном направлении, превышает число электро
нов, двигающихся в другом направлении. Весь этот про
цесс является случайным и в нем отсутствуют каrше-либо
закономерности. При таком беспорядочном движен_ии
в каждый весьма малый промежуток времени в разных точ
ках проводника сосредоточи в ается неодинаковое число
307
электронов, и вдоль проводника возникают различные
потенциалы.
Беспорядочное движение электронов при отсутствии
внешней э. д. с., равносильное электрическому току, из
меняющемуся по величине и направлению, называется
флюктуацuою-tым током. Напряжение, которое создается
этим током на концах проводника, называется флюктуа
цuонным напряжением и является напряжением шума.
Напряжение флюктуаций настолько мало, что обнаружить
его при помощи обычных электроизмерительных приборов
не представляется возможным. Однако воздействие весьма
слабого шумового напряжения на вход высокочувствитель
ного усилителя или приемника создает выходной эффект,
сравнимый с действием полезного си гнала.
Шумы, вызванные тепловыми флюктуациями, харак
теризуются спектром частот, ширина которого охватывает
самые низкие частоты и выходит за пределы самых высоких
частот, используемых в радиотехнике. Интенсивность шума
по всей ширине спектра одинакова.
Вывод количественных соотношений, определяющих ве
личину флюктуационного напряжения, представляет боль
шие трудности и основан на методах высшей математики.
Сам физический процесс возникновения тепловых флюк
туаций показывает, что их величина зависит прежде всего
от температуры окружающей среды и величины сопротив
ления проводника. Действительно, возрастание температуры
повышает интенсивность флюктуационного процесса, а уве
личение сопротивления сопровождается повышением шумо
вого напряжения.
Полоса пропускания электрической системы, на входе
которой включено «шумящее сопротивление», также ока
зывает влияние на величину напряжения шума-:'
Напряжение шумов на сопротивлении R + jX опреде
ляется следующей формулой:
(9.1)
где Иш-действующее значение напряжения шумов, В, k-
постоянная Больцмана, равная 1,38- 10- 23 Дж/град, Т -
абсолютная температура, 0 К; R - активное сопротивление,
Ом; Лf - полоса шумов, величина которой для приемников
с большим числом контуров близка к полосе пропускания .
приемника 2ЛF, Гц.
308
Для практических расчетов удобно польз оваться фор
мулой
где Иш - выражено в микровольтах, R - в килоомах,
Лf - в килогерцах .
Для оределения величины напря:жения шумов на коле
бательном контуре величину R в формуле (9 .2) следует за-
менить величиной Ro е·
•
П р и мер 9.1 . Определить напряжение шумов, развиваемое на
сопротивлении R = 0,5 МОм при нормальной температуре Т ~
~ 300° К и полосе частот Лf = 10 кГц.
Решен и е.
Иш=О,125уRЛf= 0,125 у5ОО,10= 8,9 мкВ.
Следует отметить, что шумы на выходе радиоприемника
в основном определяются шумами входных цепей, так как
развивающееся на них напряжение шумов усиливается
всеми ступенями приемника . Шумы в последующих каска
дах не оказывают столь заметного влияния .
Пр и ме р 9.2 . Определить напряжение шумов на выходе пяти •
каскадного усилителя . Коэффициент усиления каждого каскада
К = 10. Н а пряжение шумов на входе каждого каскада Иш = 5 мкВ .
Решение.
Напряжение шумов на выходе усилителя , обусловленное шумом
на е го входе,
U~ вых = К1К2КзК.4К5Vш= 10 5 .5 .10 -5
= 0,5В.
Напряжение шумов на выходе усилителя , обусловленное шу
мом на входе второго каскада,
и: вых=К.1К2КзК4Иш= 104 -5 -10-6
=0,05 В .
Влиянием шумов в последующих каскадах можно пренебречь
вследствие их малости . Тогда общее напряже» ие шумов на выходе
усилителя будет
и
~и'
1_и" =О,5+о,о5=О , 55 в .
Ш вых ___,
ШвыхI швых
Шум ы эл ектронных ламп
Шумы электронных лам п воз никают вследствие флюкту - ,
аций анодного тока , которые обусловлены явлением, из
вестным под названием дробового эффекта. Остановимся
на сущности этого явления . Вылет электронов из накален-
309
ного катода носит случайный характер. Неравномерность
вылета электронов из катода во времени порождает флюктуа
ции анодного тока, вследствие чего на анодной нагрузке
лампы возни~<ает флюктуационное напряжение, являrощееся
напряжением шумов.
В лампах с управляющими сетками флюктуации в анод
ной цепи принято относить к цепи сетки . В этом случае
следует считать, что в цепи сетки идеальной нешумящей
лампы действует напряжение шумов, при котором в анод
ной цепи получается такой же шумовой эффект, как в реаль
ной шумящей лампе.
Шумы в лампах можно сравнивать с шумами теплового
характера в сопротивлениях. Для этого вводится понятие об
эквивалентном шумовом сопротивлении лампы Rш· Под
эквивалентным шумовым сопротивл~
н и е м следует понимать такое сопротивление, которое при
комнатной температуре будет создавать напряжение шумов,
равное напряжению шумов лампы, приведенному к цепи
сетки. Напряжение шумов в цепи сетки можно подсчитать
по формуле (9.1).
(9.3)
Теоретические исследования, подтвержденные экспе
риментами, показывают, что эквивалентное шумовое со
противление триода равно
R_2,5-:-з
(9.4)
ш-
s.
Если крутизна S характеристики выражена в миллиам
перах на вольты, то шумовое сопротивление Rш получается
в килоомах.
Пример 9.3 . Определить эквивалентное шумовое сопротивле
ние триода 6С1П.
Решение.
Из справочника по электронным лампам находим крутиз1,;1у ха
рактеристики лампы S = 2,2 мА/В. По формуле (10.4) определяем
эквивалентное шумовое сопротивление:
2,5 2,5
Rш=--=--=1,14 кОм.
S
2,2
В многосеточных лампах флюктуации анодного тоиа
проявляются в большей степени, чем в триодах. Это объяс
няется тем, что распределение электронного потока между
310
несколькими положительно заряженными электродами не
сохраняется постоянным, а изменяется во времени. Прак
тически уровень шумов в пентоде превышает шумы триода
в 3-5 раз . Например, пентод 6Ж2П, крутизна характери
стики которого S = 3, 7 мА/В, имеет эквивалентное шумо
вое сопротивление Rш = 4 340 Ом.
В многосеточных преобразовательных лампах шумовое
сопротивление черзвычайно вели!{о, вследствие чего при
менение их в диапазоне СВЧ ограничено. Например, гептод
6А2П характеризуется эквивалентным шумовым сопротив
леf/Ием Rш = 240 кОм. Шумовое сопротивление ламп за
дается в справочниках.
Шумы транзисторов
Шумы транзисторов слагаются из составляющих, из
вестных под следующими названиями: полупроводниковые,
дробовые, тепловые и распределенные.
Полупроводниковые шумы обусловлены свойствами кри
сталлической решетки полупроводникового материала. Они
возникают главным образом в области коллектора и харак
теризуются значением порядка 50-100 мкВ . Действие этих
шумов наблюдается в основном в области низких частот.
Для уменьшения полупроводникового шума и в первую
очередь в усилителях низкой частоты постоянное напряже
ние на коллекторе транзистора должно быть по возможности
малым.
Дробовые шумы возникают в коллекторном и эмиттер
ном переходах транзистора вследствие явления «дробового»
эффекта. Э. д. с. этих шумов при комнатной температуре в
коллекторном переходе имеет значение порядка 50 мкВ и в
эмиттерном переходе - порядка 1 мкВ. Дробовые шумы
распределены по частотному спектру равномерно.
Тепловые шу~ы появляются в результате нагрева рас
пределенного сопротивления базы; их э. д. с. при комнат
ной температуре характеризуется значением порядка 1 мкВ.
Эти шумы распределены по частотному спектру также рав
номерно.
Распределенные шумы возникают вследствие случайного
перераспределения тока между базой и коллектором. Э. д. с.
распределенного шума зависит от коэффициента усиления
транзистора по току а, вследствие чего имеет место некоторое
возрастание этого шума на высоких частотах.
311
Таким образом, суммарные шумы транзистора по частот
ному спектру проявляются неравномерно; в большей сте
пени шумы сказываются на низких частотах порядка до
30 кГц и на высоких частотах (для сплавных транзисторов)
свыше 100-500 кГц.
На шумовые свойства транзисторных каскадов большое
влияние оказывает внутреннее сопротивление источника
сигнала .
Минимальный шум в каскаде достигается при сопро
тивлении источника Rи = 500 7 1000 Ом, что соответст
вует условию согласования источника и входного сопротив-
,-- C:=J--J --o
Гjриемник
Фиг. 9.3 . К: вопросу определения коэф
фициента шума приемника.
ления транзистора для схемы с общим эмиттером. И в за
ключении следует отметить, что шумовые свойства каска
дов не зависят от схем :ы включения транзистора.
l(оэффициент шума
Суммарное напряжение И'Е.ш шумов, вызванных одно
временным действием элементов схемы, определяется по
следующей формуле:
(9.5)
где Иш1 , Иш 2 и т. д. - напряжение шумов каждого их
элементов схемы.
Однако определение суммарного напряжения шумов не
является единственным способом оценки шумовых свойств
радиоприемника. В технике широко применяется понятие
.о
коэффициенте шума, при помощи которого можно опре
делить чувствительность приемника.
Коэффициент шума N (фиг. 9.3) определяется величиной,
показывающей, во сколько раз отношение сигнал/шум на
входе приемника больше, чем отношение сигнал/шум на
выходе линейной части приемника (т. е. на входе детектора).
312
Математически это определение можно записать в следую
щем виде:
(9.6)
где Ре и Ре вых - соответственно мощность сигналов на
входе и выходе, Рш и Рш вых - мощность шума на входе
и выходе.
В идеальном нешумящем приемнике коэффициент шума
N=1,таккаксигналишумусиленыводноитожечисло
раз. Увеличение значения коэффициента N в реальном при
емнике может произойти только вследствие возникновения
собственных шумов, в результате чего мощность шума на
выходе возрастет, а отношение сигнал/шум на выходе ухуд
шится по сравнению с идеальным приемником.
Изложенные соображения дают возможность рассжатри
вать коэффициент шума как величину, показывающую, во
сколько раз ухудшается отношение сигнал/шум на выходе
реального приемника по сравнению с идеальным.
Коэффициент шума возрастает с увеличением частоты.
В диапазоне частот от 200 до 10 ООО МГц (от 1,5 м до 3 см)
коэффициент N изменяется в пределах от единицы до не
скольких десятков. При частоте свыше 10 ООО МГц N > 50.
Обычно значения коэффициента N выражают в децибелах.
Коэффициент шума в децибелах определяется выраже
нием Nдв=10lgN.
Например, коэффициенту шума N = 50 в децибелах
соответствует величина NдБ = 1О lg 50 = 17 дБ .
. Коэффициент
шума используется также для оценки шу
мовых свойств отдельных каскадов и усилителей.
Рассмотрев внутриприемные шумы, можно сделать за
ключение, что в основном снижение уровня шума в приемни
ках с высокой чувствительностью достигается правильным
выбором полосы пропускания и применением в первых
каскадах ламп с минимальным шумовым сопротивлением
или транзисторов с низким уровнем шума.
Изложенные в настоящей главе основные меры борьбы
с помехами' не ограничивают круг вопросов о помехоустой
чивости приемников . Одним из радикальных средств повы
шения помехоустойчивости является использование вместо
амплитудной модуляции других методов, в частности ча
стотной модуляции.
313
Вопросы для повторения.
l. I(акой вид по мех ограничивает чувствительность приемника
в диапазоне УКВ?
2. В каких типах приемников внутриприемные шумы прояв
ляются на всех диапазонах?
3. От какого сопротивления зависит тепловой шум, создавае
мый в колебательном контуре?
4. Какой основной параметр лампы косвенно характеризует
ее шумовые свойства?
5. Какие каскады приемника определяют в основном его шумо
вые свойства?
6. Почему в реальном приемнике коэффициент шума больше,
чем в идеальном?
Краткие выводы
1. Различают помехи периодические и апериодические.
Апериодические помехи бывают импульсные и гладкие.
Атмосферные и промышленные помехи в основном относят
ся к категории импульсных помех, а внутриприемные
шумы - к категории гладких помех.
2. Действие атмосферных и промышленных помех на
радиоприем сказывается в основном в диапазонах длинных,
средних и частично, коротких волн. На сверхвысоких ча
стотах преимущественное влияние на прием оказывают вну
триприемные шумы.
3. Возможность приема полезных сигналов обеспечивает
ся в том случае, когда на выходе радиоприемника достигает
ся определенное превышение уровня сигнала над у ров нем
помех.
4. Действие помех можно ослабить как путем защиты от
помех цепей приемника, так и путем уменьшения самих по
мех в очагах их возникновения.
5. Оценка шумовых свойств радиоприемника осущест
вляется двумя способами: величиной результирующего на
пряжения шумов от действия шумящих элементов схемы
или при помощи коэффициента шума.
6. Снижение уровня внутриприемного шума достигает
ся правильным выбором полосы пропускания и примене
нием в первых каскадах Jrамп с минимальным шумовым со
противлением или транзисторов с низким уровнем шума .
ГЛАВА 10
ПРИЕМ ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫХ
КОЛЕБАНИИ
§ 5Z. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ПРИЕМЕ
'-IАСТОТНО-МОДУЛ ИРОВАННЫХ КОЛЕБАНИЙ
С развитием радиоприемной техники повышались тре
бования к чувствительности радиоприемника, к его полосе
пропускания и избирательности . Однако эти требования
ограничиваются различными видами помех радиоприему,
так как с увеличением . коэффициента усиления приемника
и расширением полосы пропускания восприимчивость при
емника к помехам возрастает, а следовательно, его реальная
чувствительность понижается.
Как показывают теоретические и экспериментальные
исследования, применение частотной модуляции для пере
дачи сигналов в значительной мере ослабляет действие по
мех на радиоприемник и повышает его реальную чувстви
тельность. В этом случае удается улучшить отношение
сигнал/шум на выходе приемника более чем в 100 раз по
сравнению с амплитудной модуляцией. Высокая помехо
устойчивость является одним из основных качеств частотной
модуляции.
Остановимся коротко на общих сведениях о частотно
модулированных колебаниях. Частотно-модулированными
(ЧМ) колебаниями называются колебания, амплитуда кото
рых постоянна, а частота изменяется по закону, отображаю
щему характер модулирующих низкочастотных сигналов.
Графики, поясняющие образование ЧМ колебаний, при
ведены на фиг. 10.1. Колебания с низкой частотой (график а)
воздействуют на получаемые в генераторе колебания высо
кой частоты (график 6). В результате этого частота высоко
частотных колебаний будет изменяться во времени по зако
ну низкой частоты. а амплитуда колебаний будет оставаться
315
неизменной (график в). При воздействии положительных
nолупериодов модулирующих колебаний частота высоко
частотных колебаний возрастает , а при воздействии отри
цательных полупериодов - уменьшается.
На графике г показана абсолютная разность Лf между
частотами немодулированного и модулированного колеба
ний. Эту разность называют отклонением или девиацией ча
стоты. Как видно, от-
КолеtГания низко,1, частоты
"~/\
-
"-ГVt
t
t
8
!~;
г)
Фиг. 10.1 . К вопросу образова
ния частотно - модулированных ко
лебаний.
и
и
клонение частоты проис
ходит по закону модули-
а,)
о)
1Jро8е11ь
помек и,
.L
-t
Уро8ень
помехи,
.. ,.
Фиг. 10.2 . Соотношения меж
ду сигналом и помехой при
АМ и ЧМ колебаниях.
рующего сигнала. Особенность частотной модуляции со
стоит в том, что отклонение частоты зависит от ампли
туды модулирующего сигнала.
Уравнение ЧМ колебаний при модуляции одним тоном
F можно представить следующим выражением:
и= Um sin (ffi0t + М1 sin Qt),
(10.1)
где ffio - угловая частота колебаний высокой частоты,
Q = 2nF - угловая частота колебаний низкой частоты,
М 1 = ЛfmaxlF называется индексом модуляции и характе
ризует отношение наибольшего отклонения частоты (ам
плитуды отклонения) к частоте модулирующего сигнала.
Ширина спектра ЧМ колебаний зависит от индекса мо
дуляции М 1 . При значениях М1 « 1 спектр частот состо-
316
ит из колебаний частоты (J) 0 и двух колебаний боковых ча
стот (J) 0 + Q_ При увеличении М 1 в спектр е частот появ0
ляются дополнительные боковые частоты и спектр частот
расширяется. Практически можно считать, что при значе
ниях М1 > 1 спектр частот ЧМ колебаний в основном опре
деляется максимальным отклонением частоты Лfmax и
равен 2Лfmax·
Максимальное значение девиации частоты Лfmax• соот
ветствующее наибольшей амплитуде модулирующего сиг
нала, в радиовещании принято равным 75 кГц. Это значит,
что полезный спектр, излучаемый радиостанцией, занимает
полосу 150 кГц. Практически для одной станции отводится
канал с шириной полосы 250 кГц. Использование ЧМ коле
баний при такой ширине канала возможно только в диа
пазоне УКВ.
Высокая помехоустойчивость приемников ЧМ колебаний
объясняется главным образом тем, что амплитуда колебаний
при частотной модуляции сохраняется постоянной.
Сравним соотношение между сигналом и помехой на входе
приемника при частотной модуляции и при амплитудной
модуляции. Положим, что амплитуда частотно-модулирован
ного сигнала равна амплитуде амплитудно-модулированного
(АМ) сигнала в момент ее наибольшего значения (фиг. 10.2).
Интенсивность воздействия помехи на входе приемника rз
обоих случаях считаем одинаковой. Как видно из фиг. 10.2, а,
соотношения между сигналом и помехой при АМ колебаниях
беспрерывно изменяются . При больших амплитудах сигнал
значительно превышает помеху и ее влияние на прием не
значительно, и, наоборот, при малых амплитудах, сигнал
может быть на уровне помехи, и в этом случае помеха будет
препятствовать нормальному приему. Следовательно, для
обеспечения достаточной помехоустойчивости приемника
при АМ колебаниях необходимо, чтобы минимальная ам
плитуда полезного сигнала превышала уровень помехи
в достаточное число раз. Совершенно иное положение на
блюдается при приеме ЧМ колебаний. Из фиг. 10.2, б
видно, что соотношение между сигналом и помехой остается
неизменным и по величине сохраняется таким же как
в случае амплитудной модуляции в момент ее наибольшей
амплитуды.
Все эти соображения не раскрывают полностью причин
повышенной помехоустойчивости приемника ЧМ колеба
ний. В этом приемнике для получения максимального соот
ношения между сигналом и помехой на выходе применяют
317
специальное устройство для подавления помех и собствен
ных внутриприемных шумов .
Действие помех и шумов на полезный сигнал вызывает
в основном амплитудные изменения сигнала по закону помех,
т. е. происходит амплитудная модуляция сигнала. Поэтому
подавление помех в радиоприемнике достигается путем
дмплит11ilно-мо8ули- Частотно-моflулu-
ро8анный CUZhlL/1
ро8анный сигнал
Моifу11uро8анные колеосшия
~~·
t
t 4"' ~t потха /\р~
Сигналы, мо8улuро8анные помехои
~
.1
огран11,чет1.я .
'U...
·"·-
Колеоанип низкой частоты
~Y1⁄2-
!J
Фиг. 10.3 . Применение амплитудного ог
раничения для подавления помех при АМ
и ЧМ колебаниях.
ограничения сигнала по амплитуде (фиг. 10.3). Применен11с
ограничения при АМ колебаниях наряду с частичным устра
нением амплитудных изменений сигнала, вызванных по
мехами, нарушает закон модуляции и в конечном счете при
водит к нелинейным искажениям сигнала по низкой часто
те. При ЧМ колебаниях действие амплитудного ограничи
теля устраняет всяrше амплитудные изменения сигнала без
нарушения закона модуляции. Таким образом, амплитуд-
318
ное ограничение является эффективным методом подавления
помех при ЧМ колебаниях, вследствие чего помехоустой
чивость приемник а еще больше увеличивается.
Частотная модуляция широко применяется в радиове
щании, а также для передачи звукового сопровождения
в телевидении. Такая модуляция используется также в
многоканальных телефонных радиорелейных системах. Ис
пользование ЧМ в радиореJiейных системах имеет некото
рую специфику и здесь не рассматривается.
Метод частотной модуJiяции известен давно . Первые ра
боты, посвященные частотной модуJiяции, появились еще
в 20-х годах. Однако широкое применение этот метод полу
чил позднее. В 1935 г . были опубликованы работы Армстрон
га (США) о высокой помехоустойчивости приемников при
использовании частотной модуJiяции. В 1936 г. В . И. Си
форов теоретически обосноваJI помехоустойчивость при
емников ЧМ коJiебаний. Вопрос о количественных соотно
шениях при приеме ЧМ колебаний освещен в работах
А. Н. Щукина. Широко известны также работы МЩ)ГИХ
других советских ученых, посвященные частотной модуля
ции, и в первую очередь работы Н. И. Чистякова, И. С. Го
норовского, В . Б. Пестрякова, В. А. Смирнова, Е. И. Ма
наева и др.
Приемник ЧМ колебаний характеризуется особенно
стями, . обусловленными -отличием ЧМ колебаний от АМ
колебаний:
1) приемник ЧМ колебаний работает в диапазоне УКВ;
2) полоса пропускания высокочастотного канала при
емника (до детектора) имеет боJiьшую ширину.
В современных приемниках ЧМ колебаний в основном
используется супергетеродинная схема, так как ее свойст
ва позволяют обеспечить высокую чувствительность и хо
рошую избирательность приемника в диапазоне УКВ.
Структур ная схема суперrетеродинноrо приемника
/
ЧМ колебаний
По сравнению со схемой приемника АМ колебаний в
схеме приемника ЧМ колебаний (фиг. 10.4) добавлен кас
кад ограничения и место амплитудного детектора занимает
частотный детектор. Ограничитель предназначен для устра
нения амплитудных изменений сигнала, вызванных раз
личными причинами, и в первую очередь помехами и внутри
приемными шумами. Ограничитель может быть выполнен
как отдельный каскад приемника или же для этого можно
319
использовать последний каскад усилителя промежуточной
частоты, поставленный в режим ограничения. Частотный
;1;етектор преобразует сигнал, модулированный по частоте
с постоянной амплитудой, в сигнал, амплитуда которого
изменяется по закону модуляции, с последующим детекти
рованием его по амплитуде.
Усилитель промежуточной частоты приемника ЧМ коле
баний в отличие от приемника АМ колебаний должен обес
печивать усиление сигналов в сравнительно широкой полосе
1/мплиту
ныи огра
ничитель
1/астот
. 1/ Ь/Ц,
iJeme"mop
Фиг. 10.4. Структурная схема супергетеродинного приемника ЧМ
колебаний.
пропускания в пределах 150-200 кГц и поэтому в нем
. должно
быть большее число каскадов, чем в обычном узко
полосном усилителе промежуточной частоты.
Установим зависимость коэффициента усиления каска
да с одиночным контуром от полосы пропускания каскада.
Пользуясь известным выражением Ко= SRoe и принимая во
внимание, что резонансное сопротивление контура Roe =
= pQ = Q/2nf0С, а полоса пропускания контура 2ЛF =
= Лfо,7 = f0/Q, получим
Ко=~= s
2nCf 0 2лС Лfо,7
(10.2)
Таким образом, чем шире полоса пропускания, тем мень
ший коэффициент усиления можно получить с одного кас
када.
Обычно в приемниках ЧМ колебаний усилитель проме0
жуточной частоты содержит не менее трех каскадов усиле
ния. Величина промежуточной частпты в таких приемни
ках выбирается в пределах единиц и десятков мегагерц.
Для получения высококачественного звучания полосу про
пускания низкочастотного тракта обычно расширяют до
15 кГц.
320
Вопросы для повторения.
1. От какого свойства звука зависит амплитуда девиации ча
стоты?
2. Почему при АМ колебаниях амплитудное ограничение на•
рушает закон модуляции?
3. Как влияет применение амплитудного ограничения на от
ношение сигнал/шум на выходе приемника?
4. Почему частотная модуляция используется в основном
в диапазоне УКВ?
5. Какое влияние оказывает полоса пропускания на коэффи•
циент усиления каскадов приемника?
§ 53 . АМПЛИТУДНЫИ ОГРАНИЧИТЕЛЬ
Амплитуда ЧМ сигналов изменяется вследствие влияния
помех и внутриприемных шумов. Кроме ТQГО, на нее влияет
недостаточная прямоугольность резонансной кривой при
емника. Сигналы, мало отличающиеся от несущей частоты,
усиливаются больше, чем крайние боковые частоты.
Фиг. 10.5 . Схема каскада усилителя про
межуточной частоты работающего в режиме
амплитудного ограничения.
В качестве ограничителя можно использовать каскад,
предназначенный только для амплитудного ограничения
сигнала. В этом случае используются специальные схемы
диодного ограничения . Чаще всего роль ограничителя вы
полняет последний каскад усилителя промежуточной ча
стоты, работающий в режиме амплитудного ограничения
(фиг. 10.5). Схема такого каскада отличается от обычного
каскада усилителя промежуточной частоты тем, что в цепь
сетки включены сопротивление R g и емкость С g, обеспечи
вающие необходимый режим работы ограничителя.
Принцип действия двухстороннего амплитудного огра
ничителя иллюстрируется фиг. 10.6 . При подаче на сетку
лампы напряжения сигнала в ее цепи . возникает сеточный
11 Зак. 458
321
ток, который создает на сопротивлении R g напряжение
смещения, уменьшающее усиление каскада. Величина этого
смещения автоматически изменяется в зависимr,сти от ам-
t.../
Фиг. 10.6. К вопросу о принципе дей
ствия двустороннего амплитудного огра
ничителя.
плитуды колебаний высокой частоты. В результате высота
импульсов анодного тока почти не изменяется. Отрицатель-
t
Фиг. 10.7. Двустороннее ограничение
при пониженных напряжениях на аноде
и экранной сетке лампы.
ные полупериоды напряжения сигнала ограничиваются
вследствие отсечки анодного тока.
Такой способ ограничения оказывается достаточно эф
фективным только при воздействии на сетку сигналов с
322
большой амплитудой. Для того чтобы обеспечить ограниче
ние сигналов с ма_лыми амплитудами, напряжение на аноде
и экранной сетке лампы ограничительного каскада пони
жают до 30-50 В. _ В этом случае характеристика лампы
сдвигается вправо, и ее верхний загиб, обусловленный током
насыщения, начинается левее (фиг. 10.7), чем в случае
фиг. 10.6. В таком режиме работа ограничителя оказывает
ся более эффективной. Ограничение в положительные полу
периоды обусловливается изменением автоматического сме
щения на сетке и загибом характеристики анодного тока .
Для получения еще большего постоянства выходного
напряжения применяют два каскада ограничения.
ВоПрdсы для повторения.
1. Каким током лампы создается смещение в каскаде, рабо
тающем в режиме усилителя - ограничителя?
2. Для чего в каскаде усилителя-ограничителя используется
режим пониженного питания анодно-экранных цепей?
§ 54. ЧАСТОТНЬШ ДЕТЕКТОР
Частотным детектированием называется процесс пре
образования частотно-модулированного сигнала в колебания
низкой частоты . В частотном детекторе сигнал, модулиро
ванный по частоте, преобразуется в сигнал, модулирован
ный по амплитуде, который затем детектируется при помощи
обычного амплитудного детектора.
11*
323
Простейший способ преобразования ЧМ сигнала в АМ
сигнал основан на применении обычного расстроенного ко
лебательного контура (фиг . 10 .8). Предположим, что в по
следнем каскаде усилителя промежуточной частоты ссб
ственная резонансная частота колебательного контура от
личается от несущей частоты сигнала на величину, превы
шающую наибольшую девиацию частоты Лfmax (график а).
При изменении частоты колебаний относительно несущей
Фиг . 1.0.9 . Схема частотного дет~ктора с настроенными контурами.
частоты на + Лf (график 6) напряжение на колебательном
1<онтуре будет изменяться на+ ЛИм (график в) . В резуль
тате преобразования возникают модулированные по ампли
туде колебания высокой частоты (график г). Подавая
такие колебания на обычный амплитудный детектор, по
лучим колебания низкой частоты .
В практике наиболее распространенными являются две
схемы частотного детектирования: схема частотного детек
тора с настроенными контурами и схема дробного детектора.
Схема частотного детектора с настрQенными контурами
Схема (фиг. 10.9) состоит из двухконтурной связанной
системы, включенной в анодную цепь ограничительного
каскада, и двухтактного диодного детектора, который обыч
но выполняется на двух полупроводниковых диодах. На
пряжение низкой частоты, снимаемое на выходе, .равно
разности напряжений на нагрузках диодов R1 и R2 . Ко
входу каждого плеча двухтактного . детектора подведены
напряжения Ur и U1r, которые создают на сопротивлениях
R1 и R2 пропорциональные им напряжения низкой частоты.
324
Как видно из схемы, напряжение, действующее на каж
дом плече, складывается из напряжения на дросселе И1
и половины напряжения на катушке второго контура И2 '
или И/':
(10.3)
Напряжение на дросселе И1 равно напряжению на ка
тушке первого контура, так как левый конец дросселя через
разделительный конденсатор СР соединен по высокой ча
стоте с верхней точкой первого контура, а правый конец
дросселя соединен с нижней точкой первого контура через
С 2, общее заземление и
блокировочный конденса
тор С6.
Входные напряжения
плеч И~ и UII являются
векторными величинами и
для их определения необ
ходимо установить фазо
вые соотношения между
векторами И1 и И2 ' и век
торами И1 и · И2".
Рассмотрим эквивалент
ную схему второго кон
тура и векторную диаграм
му напряжений и токов,
действующих . в нем при
,,
rz
и,
lz
Е,-,
Фиг. 10.10 . Эквивалентная схема
второго контура и векторная диа
грамма напряжений и токов,
действующих в контуре при ре-
зонансе.
резонансе (фиг . 10.10). Здесь Ем
-
э. д. с. взаимоиндук
ции, которая определяется как напряжение холостого
хода на концах катушки L2 . Из основ электротехники из
вестно, что э. д. с. взаимоиндукции противофазна напряже
нию И1 на первой катушке. Ток / 2 во втором контуре совпа
дает по фазе с Ем и создает на индуктивностях L2' и L2"
соответствующие напряжения И2' и И/', сдвинутые отно
сительно него на 90°. Относительно средней точки катушки
напряжения И2 ' и И2 " имеют противоположные фазы. От
сюда следует, что вектор И1 составляет с векторами И/ и
И2" угол 90°. Если частота сигнала отличается от частоты
насчойки контуров, то колебательная система не будет на
ходип,ся в резонансе и угол сдвига фаз между указанными
векторами будет отличаться от 90°.
Векторные диаграммы напряжений, действующих в каж
дом плече двухтактного детектора, приведены на фиг. 10.11 .
Диаграмма а справедлива для случая, когда модупяция
325
отсутствует, девиация частоты Лf = О и , следовательно,
колебательная система настроена в резонанс. В этом слу
чае суммарные напряжения И1 и И11 равны и создают на
нагрузках R1 и R2 одинаковые напряжения . Выходное
напряжение, равное разности этих напряжений , равно нулю .
Векторная диаграмма 6 действительна при положитель
ном значении девиации частоты + Л f, а диаграмма в -
при отрицательном значении девиации -Лf. В обоих слу
чаях резонанс в контурах отсутствует, в результате чего
сдвиг по фазе между напряжениями И1 и И2 становится
а)
о)
6)
Фиг . 10.11 . Векторные диаграммы , поясняю
щие процесс частотного детектирования.
больше или меньше 90° . Это нарушает равенство между
векторами И1 и И11 и между выходными напряжениями на
нагрузках диодов . На выходе появляется напряжение низ
кой частоты, амплитуда которого пропорциональна мак
симальной девиации частоты входного сигнала .
Таким образом, периодическое отклонение частоты сиг
нала от своего среднего значения вызывает поочередное на
рушение баланса плеч двухтактного детектора, вследствие
чего на выходе частотного детектора возникает напряжение
низкой частоты.
Схема дробного детектора
В современных приемниках ЧМ сигналов для частотного
детектирования широко применяется так называемый дроб
ный детектор . Основное преимущество дробного детектора
заключается в том, что он не реагирует на амплитудные из
менения сигнала, а это позволяет исключить из схемы при
емника амплитудный ограничитель.
Показанная на фиг. 10.12 принципиальная схема дроб
ного детектора имеет много общего со схемой частотного де-
326
тектора и отличается от нее встречным включением диодов
и способом включения нагрузки. Напряжения плеч И,
и Ин дробного детектора подобны напряжениям, получае
мым в схеме обычного частотного детектора. Поэтому при
анализе работы этой схемы можно использовать приведен
ные выше векторные диаграммы.
При отсутствии модуляции оба контура настроены в
резонанс и И, = И" (фиг. 10.11, а). В этом случае в цепях
обоих диодов протекают токи 11 = 12 = / . Так как диоды
включены навстречу друг другу, то эти токи протекают по
Фиг. 10.12 . Схема дробного детектора.
сопротивлению нагрузки R3 в противоположных направле
ниях и, следовательно, напряжение низкой частоты на нем
окажется равным нулю.
В том случае, когда частота сигнала меняется по закону
модуляции, напряжения плеч И, и UJI имеют различную
величину (фиг. 10.11, б, в) и токи через диоды изменятся:
в одном из диодов ток возрастает на величину Л/1 , а в дру
гом уменьшится на такую же величину Л/ 2 = -Л/1:
11=1+Л11,12=/ -Л/2,
где 1 - ток, протекающий через каждый из диодов при
отсутствии модуляции.
Результирующее изменение тока, проходящего через
сопротивление R 3, равно разности токов диодов
/НЧ= 11 - 12 = 1+ЛI1- 1+Л/2=Л/1+
·+ Л/2=2Л/,
т. е. определяется суммой приращения токов Л/1 и Л/ 2 •
пропорциональных переменной составляющей низкой ча
стоты.
327
Напряжение низкой часто:_гы подается на усилитель
низ кой частоты с сопротивления R3 , правый зажим кото
рого заземлен . Емкости С1 и С2 блокируют нагрузку R3
по высокой частоте.
Остановимся на ограничительных свойствах дробного
детектора. Сопротивления R1 и R2 являются _нагрузками
каждого плеча диода, которые по низкой частоте зашунти
рованы конденсаторами С3 и С4 . В случае достаточно боль
ших значений емкостей С3 и С4 напряжения на R1 и R2 бу
дут почти неизменными во времени. При таком режиме ра•
. Uвых
Uвых
t
t
Фиг. 10.13. Характеристика частотного де
тектора.
боты диода величина угла отсечки линейного детектора 0,
а следовательно, и коэффициент передачи детектора будут
зависеть от амплитуды приходящих сигналов.
Меньшим значениям амплитуды приходящих сигналов
соответствуют большие значения коэффициента передачи
Kd. С возрастанием амплитуды увеличивается угол отсечки
0 и уменьшается коэффициент передачи Kd. Таким образом,
амплитудные изменения сигнала вызывают противопQлож
ные по характеру изменения коэффициента передачи детек
тора, что приводит к значительному снижению влияния на
выходное напряжение паразитной амплитудной модуляции.
Действие частотного детектора дополнительно поясняют
ся характеристикой, приведенной на фиг. 10.13 . По верти
калы-юй оси отложено выходное напряжение, равное раз-
1-юсти напряжений на нагрузках R1 и R2, а по горизонталь
ной - отклонение частоты от значения резонанса. Для
получения частотного детектирования при малых нелиней-
328
ных искажениях необходимо, чтобы линейный участок ха
рактеристики превышал двойную амплитуду отклонения
частоты 2Лfmax· Фиг. 10.13 справедлива также для схемы
частотного детеrпора с настроенными контурами.
Вопросыдляповторения.
1. Каким элементом электрической цепи можно заменить дрос
сель в схеме частотного детектора?
~,·
Какой угол составляет вектор тока 12 с напряжениями И2'
и И2 на фиг. 10.11?
3. Какой вид искажений возникнет в частотном детекторе,
если р;:1бочий участок превысит . линейную часть частотной харак-
теристики?
•
4. На какой показатель частотного детектора влияет увели
чение !(рутизны его частотной характеристики?
Краткие выво)]ы
1. Частотно-модулированные колебания представляют
собой коJiебания высокой частоты, амплитуда которых по
стоянная, а частота изменяется по закону, отображаю
щему характер модулирующих сигналов низкой частоты.
2. Основным достоинствqм приемников частотно-моду
лированных колебаний является их высокая помехоустой
чивость.
3. Приемники ЧМ колебаний предназначены для прие
ма сигналов в диапазоне ультракоротких волн и характери,
зуются широкой полосой пропускания высокочастотного
канала.
4. Приемники частотно-модулирован_ных колебаний
в основном строятся по супергетеродинной схеме, в составе
которой в отличие от схем приемников амплитудно-модули
рованных колебаний имеются амплитудный ограничитель
и частотный детектор.
5. Амплитудный ограничитель предназначен для устра
нс н ,tя амплитудных изменений сигнала, обусловленных по
мехами и другими причинами. В качестве амплитудного
ограничителя обычно используется последний каскад уси
лителя промежуточной частоты, работающий в режиме огра
ничения.
6. Частотный детектор преобразует сигнал, модулиро
ванный по частоте, в сигнал, модулированный по амплитуде
с последующим детектир@анием.
ГЛАВА 11
ВСПОМОГАТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
В РАДИОПРИЕМНИКАХ
§ 55. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О РУЧНОМ
И АВТО М А ТИ ЧЕСКОМ РЕГУЛИРОВАНИИ
В ПРИЕМНИКАХ
Помимо основных элементов в схеме современного радио
приемника имеется ряд вспомогательных устройств, обес
печивающих его нормальную работу. Одним из условий нор
мальной работы радиоприемника является постоянство на
пряжения или мощности колебаний, подводимых к входу
воспроизводящего устройства. Выполнение этого условия
в практике радиоприема воз можно только в том случае,
когда в схеме приемника предусмотрена возможность ре
гулирования силы сигналов, воздействующих на воспроиз
водящее устройство .
Непостоянство выходного напряжения приемника вызы
вается рядом причин. Действие одних факторов (внешних)
не связано с работой радиоприемника . Действие других
факторов (внутренних) непосредственно связано с работой
узлов и каскадов самого радиоприемника.
Влияние внешних факторов проявляется в непостоянстве
напряжения на входе приемника. Величина напряжения,
поступающего на вход радиоприемника, при прочих равных
условиях зависит от мощности передающей станции, от рас
стояния между радиопередающим и радиоприемным устрой
ствами и от условия распространения радиоволн. Чем боль
ше мощность радиостанции и чем ближе она расположена
к радиоприемному устройству , тем значительнее напряжен
ность поля в точке приема и тем большее напряжение по
ступает на вход радиоприемника. Влияние расстояния меж
ду передатчиком и приемником особенно заметно в подвиж
ных радиостанциях. При удалении самолета от базы на
330
сотни и тысячи километров напряженность поля может из
меняться в тысячи раз. Особенно заметно влияние расстоя
ния в диапазоне УКВ, когда напряженность поля обратно
пропорциональна квадрату расстояния.
Напряженность поля коротковолновых и ультракорот
коволновых радиостанций в значительной мере зависит от
условий распространения радиоволн. Наблюдаемые в диа
пазоне коротких волн замирания могут · изменять напря
жtнность поля в точке приема в десятки и сотни раз. Если
цепи радиоприемника рассчитаны на прием самых слабых
сигналов, то при увеличении входного напряжения в де
сятки, сотни и •тысячи раз окажутся перегруженными и
каскады усиления высокой частоты, и детектор, и в осо
бенности каскады низкой частоты . В схеме приемника воз
никнут значительные нелинейные искажения, затрудняю
щие прием полезных сигналов .
К внутренним факторам, вызывающим изменение вы
ходного напряжения радиоприемника, следует прежде
всего отнести :
1) непостоянство коэффициента передачи входного уст
ройства;
2) неравномерность коэффициента усиления каскадов
УВЧ по диапазону и при переходе от одного поддиапазо
на к другому ;
3) неточность сопряжения контура гетеродина с конту-
рами, настроенными на частоту сигнала;
4) уход частоты гетеродина в процессе работы приемника;
5) непостоянство напряжений источников питания.
При изменении частоты гетеродина изменяется величи
на промежуточной частоты . Если отклонение промежуточ
ной частоты выходит за пределы полосы пропускания, то
коэффициент усиления каскадов УПЧ резко уменьшится
и одновременно сильно возрастут искажения . Управл_ение
частотой гетеродина в современных приемниках обычно
совмещено с :настройкой контуров входного устройства и
контуров УВЧ. Поэтому изменение частоты гетеродина до
величины, необходимой для получения первоначального
значения промежуточной частоты, связано с расстройкой
контуров, настроенных на частоту сигнала, что неизбежно
приводит к уменьшению коэффициента передачи и коэффи
циента усиления каскадов УВЧ.
Для устранения влияния всех перечисленных факторов
или для уменьшения их воздействия в схеме приемника
должна _ быть предусмотрена возможность регулирования
331
усиления, позволяющая изменять чувствительность при
емника в широких пределах.
Помимо регулирования чувствительности приемника
в ряде случаев возникает необходимость изменения его поло
сы пропускания. Для приема телефонных сигналов полоса
пропускания должна находиться в пределах не менее
6-8 кГц. Для приема телеграфных сигналов достаточно
иметь полосу пропускания 2-3 кГц. Увеличение полосы
пропускания радиотелеграфного приемника сверх этого
значения приводит к возрастанию влияния помех и пони
жению устойчивости канала радиосвязи, особенно на при
еме слабых сигналов. Поэтому при переходе от приема теле
фонных сигналов к приему телеграфных сигналов целе
сообразно уменьшать полосу пропускания приемника.
В радиовещательных приемниках очень часто возникает
необходимость одностороннего изменения полосы пропуска
ния в области нижних или в области верхних частот спектра
полезного сигнала. Такое регулирование позволяет изме
нять тембр звуковых 1юлебаний, воспроизводимых громко
говорителем.
Таким образом, для обеспечения нормальной работы вос
производящего устройства в схеме современного приемника
должны быть предусмотрены:
1) регулирование чувствительности приемника;
2) регулирование полосы пропускания;
3) регулирование частоты гетеродина.
Указанные регулирования можно осуществлять или
вручную, или автоматически . Очень часто в приемниках
применяются одновременно и автоматическое и ручное ре
гулирование.
Автоматическое реrулирование обычно применяют в
первых каскадах приемника, а ручное - в последующих.
Осуществление автоматического регулирования после руч
ного нецелесGюбразно, так как результаты ручного регули
рования в предыдущих каскадах будут снижаться автома
тическим регулированием в последующих каскадах при
емника.
Вопросыдляповторения.
1. С какой целью в приемнике производится регулирование
усиления?
2 . Почему каскады с автомати,1ес1шм регулированием усиле
ния должны предшествовать каскадам с ручным регулированием?
3. В каких случаях ручное рег у лирование усиления окажется
недостаточны м?
З32
§ 56. РУЧНОЕ РЕГУ;ЙРОВАНИЕ УСИЛЕНИЯ
• Ручное . регулирование усилеы:ия применяется как в це
пях высокой частоты до детектора;- так и в цепях низкой ча
стоты после детектора. Регулирование усиления до детек
тора позволяет избежать перегрузки детектора и каскадов
УВЧ при приеме сильных сигналов .
Регулирование коэффициента усиления каскада УВЧ
обычно производится путем изменения напряжения смеще
ния на управляющей сетке лампы (фиг. 11 .1). Для получе
ния значительных преде
лов регулирования усиле
ния каскад УВЧ должен
быть выполнен на лампе
с перем енной I<рутизной
характеристики.
Такая
лампа обладает удJшнен
ной характеристикой в об
ласти отрицательного на
пряжения на своей· управ
ляющей сетке. Изменяя
напряжени:е
смещения,
можно в широких преде
Фиг. 11. l . Реrули_рование усиле
ния путем изменения напряже
ния смещения на управляющей
сетке лампы.
лах изменять значение крутизны характеристики в рабо
чей точке лампы и, следовательно, коэффициент усиле
ния каскада К = SZ8 .
На фиг. 11.2 приведена анодно-сеточная характеристика
лампы 6К1П. При измене1:Ши напряжения смещения от -2
до -20 В крутизна характеристики уменьшается с 1,55
до 0,05 мА/В, т. е. в 31 раз.
Ручное регулирование в цепях низкой частоты чаще всего
производится на выходе детектора, т. е. на входе. п:ервого
каскада усилителя низкой частоты (фиг. 11.3). Такое раз
мещение регулятора позволяет предохранить первый Кqскад
УНЧ и все последующие каскады от перегрузки при уси
лении сильных сигналов .
Следует отметить, что при обычном регулироващш гром
кости, когда одинаково ослабляются напряжения всех зву-
1ювых частот, естественность воспроизведения передачи
сильно ухудшается. Это связано с тем, что чувствительность
человеческого уха к звуковым колебаниям различных ча
стот зависит от уровня громкости. Э1<сперименты показыва
ют, что ухо человека при снижении громкости становится
малочувствительным к верхним и особенно нижним зву-
333
/
ковым частотам . . Естественн~сть воспроизведения возможна
лишь в случае, когда громкость воспроизведения передачи
и громкость исполнения одинаковы.
Для улучшения кач,ества звучания при всех уровнях
громкости в настоя~е время применяют так называемые
компенсированные ре,гуляторы громкости, которые одновре
менно с регулированием громкости изменяют форму частот-
$ !!.d
•8
iа,нА
6ЮП
f
10
1
8
,
,
,,
6
s/ia
lj
'
//
'
с1/
z
'
:::.- , -,, ..
,::::~
t 1, B-JO ·ZO
·10
о
Фиг. 11.2 . Зависимость анодного
тока и крутизны характеристики
лампы 6К7 от напряжения на
управляющей сетке .
ной характеристики уси
лителя низкой частоты.
Простейшая схема компен-
сированного
регулятора
громкости с одной коррек
тирующей ячейкой показа
на на фиг. 11.3 . При по
ложении движка потенцио
метра в точке а корректи
рующая ячейка почти не
влияет на форму частотной
характеристики, так как
сопротивление R1 выби
рается значительно боль
шим, чем сопротивление
между точками 6 и в . По
этому можно считать, что
при этом положение движ
ка, т. е . при большой
громкости , частотная ха-
рактеристика равномерна.
При передвижении движ
ка потенциометра от точrш
акточке6,т.е.при
уменьшении громкости, со -
противлени~ между точка
ми 6 и в будет оказывать все большее влияние на форму
частотной характеристики. Когда движок потенциометра
переместится к точке 6, напряжение, снимаемое с потен
· циометра, будет прямо пропорционально сопротивлению
участка 6-в. Так как сопротивление этого участка из-за
наличия корректирующей цепочки RC с понижением ча
стоты возрастает, то частотная характеристика будет иметь
подъем в области нижних частот. При дальнейшем передви
жении движка от точки 6 к точке в форма частотной ха
рактеристики не изменяется.
•В транзисторных приемниках регулирование усиления
334
\
\
производится изменением величины тока во входнои uerш
УНЧ . Схема регулирования\должна быть выполнена так,
чтобы процесс регулирования н~ вызывал изменения режи
ма работы каскада по постоянному току. На фиг. 11.4 по-
J
Фиг. 11.3 . Схема регулирования усиления с
одной корректирующей ячейкой.
казана схема регулирования усиления на выходе детектора.
На фиг . 11.5 показана простейшая схема регулирования
усиления в каскадах УНЧ.
Фиг. 11.4 . Схема регулирования усиления на вы
ходе детектора в транзисторном приемнике.
В ламповых приемниках регулирование усиления сво
дится к изменению напряжения низкой частоты, подводи
мого к сетке лампы УНЧ.
Рассмотренные способы регулирования позволяют управ
лять работой приемника уже после того, как условия его
нормальной работы изменились.
335
/
При резких изменениях сл.ь'1шимости сигнала, вызывае
мых замираниями или пере9iройкой приемника с одной ра
диостанции на другую, оператор часто не в состоянии усле
дить за этими изменениями, что усложняет его работу и по-
/
Фиг. 11.5. Схема -регулирова
ния усиления _ в каскадах
УНЧ транзистор!iого прием•
ника.
нижает устойчивость радиосвязи. Для устране11ия измене
ний слышимости в схеме приемников широко применяется
автоматическое регулирование усиления сигналов до де
тектора. -
Вопроаьi для повторения.
1. Какими способами можно осуществить ручное регулиро
вание уси,1ения в каскадах УВЧ?
2. Можно ли осуществлять регулирование усиления в У:НЧ
такими способами, как и в УВЧ?
3. Какими возможными способами можно регулировать уси
ление в транзисторных УНЧ?
4. Для чего в схемах ручного регулирования применяются
корректирующие элементы?
'
§ 57. АВТОМАТИЧЕСКОЕ РЕГУЛИРО~АНИЕ
УСИЛЕНИЯ
Автоматическое регулирование усиления (АРУ) пред
ставляет собой систему, автоматически изменяющую уси
ление приемника при изменении напряжения сигнала на
его входе. Регулиррвание усиления в этом случае осущест
вляется путем введения в цепь сеток ламп усилителя высокой
частоты, преобразователя и усилителя промежуточной ча
стоты дополнительного отрицательного напряжения. Вели
чина этого напряжения обычно пропорциональна амплитуде
колебаний несущей частоты принимаемых сигналов.
Дополнительное отрицательное напряжение снимается
или с сопротивления нагрузки основного детектора, или с
нагрузки отдельного детектора, предназначенного специаль
но для автоматического регулирования усилении.
336
Имеются следующие основные схемы автоматического
регулирования усиления:
1) простая АРУ;
2) АРУ с задержкой;
3) усиленное АРУ.
J
Фиг. 11.6 . Схема простой АРУ .
Простая схема автоматического регулирования усиления
приведена на фиг . 11 .6 . Постоянная составляющая напряже
ния, возникающего на сопротивлении нагрузки детектора,
через фильтр RФСФ вводится
в цепи сеток ламп каскадов,
входящих в систему АРУ.
Отрицательное смещение на
сетке каждой из этих ламп
слагается из напряжения ав
томатического смещения и по
стоянного напряжения, сни
маемого с нагрузки детек
тора.
С увеличением амплитуды
принимаемых сигналов воз
растает постоянное напряже-
Uвьur
Фиг. 11.7 . Амплитудная ха ,
рактеристика приемника с 11ро
стым АРУ.
ние на нагрузке детектора и отрицательное смещение на
сетках регулируемых ламп. Чем больше амплитуда прини
маемых сигналов, тем значительнее дополнительное отри
цательное смещение и тем больше степень уменьшения ко
эффициента усиления. В результате этого процесса ампли
тудная характеристика приемника с автоматцческим регу
лированием усиления перестает быть линейной (фиг. 11.7).
Фильтр RФСФ и другце фильтры, стоящие в цепях сеток
каждого регулируемого каскада, позволяют уменьшить
паразитные связи между отдельными каскадами и устранить
337
явление демодуляции, наблюдаемое в схемах АРУ без
фильтра .
При отсутствии фильтра в цепь сеток ламп поступало бы
не только постоянное отрицательное напряжение, но и на
пряжение низкой частоты с фазой, противоположной фазе
огибающей модулированного сигнала . С возрастанием ам
плитуды модулированного колебания увеличивалось бы и
регулирующее напряжение, что неизбежно вызывало бы
уменьшение наибольшей амплитуды модулированного сиг
нала.
С уменьшением амплитуды модулированного колебания
(амплитуда колебаний несущей частоты по- прежнему оста
ется неизменной) регулирующее напряжение, наоборот,
уменьшается, а коэффициент усиления приемника стано
вится больше . Таким образом, действующее значение коэф
фициента глубины модуляции понижается.
Явление демодуляции можно устранить путем увеличе
ния постоянной времени фильтра . Если постоянная вре
мени фильтра достаточно велика, то конденсатор фильтра
не будет успевать разряжаться во время изменения на
пряжения на нагрузке детектора с низкой частотой и ве
личина регулирующего напряжения будет зависеть только
от амплитуды несущей частоты . Величина постоянной вре
мени фильтра RФСФ в радиовещательных приемниках вы
бирается в пределах 0,05-0,2. При дальнейшем увели
чении постоянной времени работа схемы начинает отста
вать от изменения амплитуды колебаний несущей частоты
сигнала, вызываемого явлением замирания.
Существенным недостатком простой схемы АРУ являет
ся уменьшение коэффициента усиления каскадов при прие
м·е не только сильных, но и слабых сигналов, что вызывает
понижение чувствительности приемника. Этот недостаток
сравнительно просто устраняется в схемах АРУ с задержкой.
Принцип работы АРУ с задержкой ничем не отличается
от принципа работы схемы простого АРУ. Разница заклю-
• чается лишь в том, что управляющее отрицательное напря
жение в случае АРУ с задержкой снимается с нагрузки
дополнительного детектора , на анод которого подается не
только переменное напряжение высокой частоты, но и по
стоянное отрицательное напряжение задержки.
На фиг . 11.8 приведена одна из схем АРУ с задержкой.
Левый диод лампы Л 2 используется для детектирования при
нимаемых сигналов, а правый-для автоматического регу
лирования усиления. Напряжение высокой частоты на
338
анод второго диода снимается не со второго контура поло
сового фильтра, а с первого, т. е. непосредственно с анода
лампы усилителя пр0,межуточной частоты. В · цепь анода
детектора АРУ включается резистор нагрузки R н и фильтр
RФСФ . В цепь катода включен,_резистор R 2 делителя напря
жения, подключенного к общёму источнику анодного на
пряжения . На резисторе R 2 образуется падение напряжения,
полярность которого показана на фиг. 11.8.
При отсутствии сигнала анод второго диода имеет отно
сительно своего катода отрицательный потенциал, равный
J
АР!!
Фиг. 11 .8. Схема АРУ с задержкой,
падению напряжения на резисторе R 2 и называемый напря
жением задержки Е 3 • Величина этого напряжения зависит
от условий работы основного детектора . По абсолютной
величине напряжение задержки должно быть равно или
больше амплитуды колебан и й высокой частоты , необходимой
для нормальной работы основного детектора. Если, напр и
мер, детектор приемника и все его последующие каскады
рассчитаны так, что к детектору во время приема сигналов
должно поступать напряжение с амплитудой не менее 2 В,
то и напряжение задержки на аноде второго диода должно
быть также не менее 2 В. В случае приема сигналов с мень
шей амплитудой результирующий потенциал анода второго
диода будет отрицательным , анодная цепь его окажется
запертой. Через нагрузку R н ток течь не будет и цепи сеток
регулируемых ламп не получат дополнительного отрицатель
ного смещения. Если амплитуда приходящих сигналов
увеличится и превысит напряжение задержки, то потен
циал анода детектора АРУ станет положительным , через
его нагрузку протечет ток и на нем воз никнет отрицатель
ное напряжение UP = И - Е3 , используемое для регули-
339-
рования усиления. Здесь И - амплитуда напряжения
сигнала на детекторе; Е8 - напряжение задержки.
Таким образом, регулирование усилителя происходит
лишь при приеме сигналов, . величины напряжения которых
превышают нормальное рабочее напряжение детектора.
Амплитудная характеристика приемника, имеющего АРУ
с задержкой, показана на фиг. 11 .9. При приеме слабых
сигналов АРУ не работает, поэтому на участке ОА ампли
тудная характеристика линейна. После точки А амплитуд
ная характеристика приемника искривляется. Степень от-
UвьlХ
клонения ее от прямой линии
зависит от числа регулируемых
каскадов и от величины отрица
тельного напряжения, поступаю-
щего на сетки регулируемых
ламп .
Как было указано, в схеме
.... -
-
фиг . 11.8 напряжение высокой
ив,
Фиг. 11.9 . Амплитудная
характеристика приемника
при работе АРУ с задерж-
кой.
частоты на анод детектора АРУ
подается не со второго, а с с пер
вого контура фильтра. Такой
способ подачи напряжения вы-
зывается · следующими причина
ми. Если детектор АРУ подключить ко второму контуру,
то его добротность в результате шунтирования входными
сопротивлениями двух детекторов будет значительно мень
ше добротности первого контура. Фильтр анодной нагруз
ки лампы усилите.ля промежуточной частоты становится
несимметричным. При раздельном же соединении детекто
ров с контурами фильтра нарушение их симметрии нез
начительно.
Для построения амплитудной характеристики приемни
I{а с АРУ необходимо знать общий коэффициент усиления
каскадов до детектора для каждого значения входного
напряжения . Коэффициент усиления каждого регулируе
мого каскада зависит от сопротивления его анодной на
-грузки и кру:гизны характеристики лампы. Нетрудно пока-
зать, что общий коэффициент усиления приемника до детек-
, тора
пропорционален произведению значений крутизны
характеристики отдельных Jiамп:
340
Кобщ=К1К2...Кп = S1 Roel ·S2Roe2 ... sn Rоеп =
= AS1S2 ... Sп.
Таким образом, форма амплитудной характеристики
будет зависеть от произведения значений крутизны харак
теристики регулируемых ламп.
Расчет формы амплитудной характеристики произво
дится в следующем порядке: задаются величиной напря
жения ИР и определяют действующее значение крутизны
характеристики в рабочей точке каждой лампы. После
этого находят произведение значений крутизны характе
ристики и степень изменения коэффициента усиления по
сравнению с первоначальным коэффициентом усиления.
В заключение остановимся на особенностях питания
регулируемых ламп и настройки приемника с АРУ. Для
улучшения действия АРУ не следует применять автомати
ческое смещение, так как в этом случае напряжение смеще
ния зависит от тока лампы. С увеличением отрицательного
напряже_ния . на сетке регулируемой лампы уменьшается
анодный ток, а . одновременно с ним и напряжение на со
противлении автоматического смещения. В результате дей
ствующее значение регулирующего напряжения снижается.
Поэтому напряжение смещения на сетки регулируемых
ламп лучше подавать от общего делителя напряжения.
Точно так же нежелательно подавать напряжения на
экранирующие сетки регулируемых ламп через отдельные
гасящие сопротивления. С уr-1еньшением потенциала управ
ляющей сетки уменьшается и ток экранирующей сетки. Па
дение напряжения на гасящем сопротивлении становится
меньше, а потенциал экранирующей сетки-больше. С уве
личением потенциала экранирующей сетки возрастает кру
тизна характеристики анодного тока лампы . Таким образом,
и в этом случае мы сталкиваемся с явлением уменьшения
действия регулирующего напряжения. Целесообразнее всего
напряжение на экранирующие сетки ламп подавать или с
единичных делителей напряжения или с делителя, общего
для всех экранирующих сеток ламп .
Особенность настройhи приемников с АРУ заключает
ся в том, что в них трудно осуществлять точную настрой
ку приемника на сигналы принимаемой станции. Небольшая
расстройка приемника вызывает не понижение СJ1ышимости
сигналов, а только их искажение. Объясняется это тем,
что уменьшение усиления, обусловленное расстройкой ко
лебательных контуров, в примнике с АРУ компенсируется
действием регулирующего напряжения.
Для более точной настройки в приемниках применяют
ся специальные индикаторы настройки. Наибольшее рас,
341
пространение получил электроннолучевой индикатор на
стройки, который иногда называют «магическим глазом».
Индикатор настройки представляет собой триод с дополни
тельным экраном, покрытым слоем специального материа
ла, способного светиться при бомбардировке экрана элек
тронами . В пространстве между катодом и экраном поме
щается небольшой электрод, соединенный с анодом триода.
Экран индикатора соединяется с плюсом источника пи
тания непосредственно, а анод лампы - через большое со-
Фиг. 11.10. Схема включения электроннолучевого
индикатора настройки.
противJТение (фиг. 11.10). Поэтому потенциал анода всегда
меньше потенциала экрана. На сетку лампы индикатора
с сопротивления нагрузки детектора через фильтр RиСи
подается постоянное отрицательное напряжение. Если сиг
нал отсутствует, то потенциал сетки индикатора равен
нулю . В анодной цепи индикатора протекает значительный
ток, понижающий потенциал анода - триода. В резуль
тате понижа~тся и потенциал электрода, связанного с ним
и помещенного в поле экрана. Электрод с малым потенциа
лом создает на экране своеобразную электронную тень -
участок поверхности экрана, куда электроны, отклонив
шиеся от электрода с малым потенциалом, не попадают.
С приходом сигнала на нагрузке детектора и, следова
тельно, на сетке индикатора возникает 0трицательное на
пряжение. Анодный ток триодной части индикатора умень
шается, а потенциал анода увеличивается. При этом умень
шается и ширина тени на экране . Таким образом, в момент
точной настройки приемника, когда на нагрузке детектор<!
342
создается наибольшее отриuательное напряжение, ширина
тени будет наименьшей.
При наличии электроннолучевого индикатора точная
настройка приемника облегчается.
Вопросы для повторения.
1. Почему в каскадах УВЧ и УПЧ применяется АРУ?
2. Можно ли применять АРУ в каскадах УНЧ?
3. От чего зависит число каскадов, охваченных АРУ?
4. Какое влияние оказывает АРУ на чувствительность прием
ника?
5. Влияет ли АРУ на надежность радиосвязи?
§ 58. РЕГУЛИРОВАНИЕ ПОЛОСЫ ПРОПУСКАНИЯ
Регулирование полосы пропускания позволяет увели
чить избирательность приемника, уменьшить уровень шу
мов и изменить тембр воспроизводимых громкоговорителем
звуковых колебаний. Полосу пропускания можно регули
ровать как в каскадах промежуточной частоты, так и в кас
кадах усиления низкой частоты. Изменение полосы пропу
скания обычно осуществляется вручную, но в отдельных слу
чаях применяют автоматическое регулирование, позволяю
щее автоматически уменьшить полосу пропускания при
возрастании уровня помех.
Регулирование полосы пропускания в каскадах проме
жуточной частоты основано на изменении резонансных
свойств полосовых фильтров, осуществляемом или измене
нием связи между контурами, или: шунтированием одного
из контуров фильтра активным сопротивлением.
При емкостной связи между контурами увеличение или
уменьшение полосы пропускания осуществляется путем
изменения величины емкости связи, а при индуктивной свя
зи - путем изменения расстояния между катушками. Иног
да вместо плавного регулирования полосы пропускания
применяют скачкообразное переключение с одной полосы
на другую, включая в цепь контура дополнительную катуш
ку связи (фиг. 11.11). В этой схеме переход на более широ
кую полосу осуществляется включением во вторые контуры
добавочных катушек Lc, которые индуктивно связаны
с первыми контурами, что вызывает увеличение связи между
контурами.
Полоса пропускания в каскадах усиления низкой ча
стоты регулируется путем изменения формы частотной ха
рактеристики этих каскадов. В этом случае полосу пропус-
343
кания можно изменять или вводя в схему реактивные эле.
менты, влияющие на форму частотной характеристики, · или
r1рименяя в схеме обратную связь с фазой, отличающейся
от 180°, или используя низкочастотные фильтры с ограни·
ченной полосой пропусrшния.
\. __ - -----
•__
_;
Фиг. 11.11. Схема регулирования полосы про
пускания путем изменения связи между конту
рам-и.
На фиг. 11.12 приведена одна из наиболее распростра
ненных схем уменьшения цолосы пропускания со стороны
верхних частот. Полоса пропускания со стороны верхних
Фиг. 11.12 . Схема регулирования полосы
пропускания со стороны верхних частот.
частот регулируется при помощи подключенной параллель
но анодной нагрузке цепочки, состоящей из резистора Rп
и конденсатора Сп, При малом сопротивлении Rп емкость
конденсатора Сп оказывает значительное шунтирующее
влияние в области верхних частот, в результате чего ча
стотная характеристика в этой области имеет резкий завал
(фиг. 11.13). С увеличением сопротивления Rп шунтирую
щее действие конденсатора Сп уменьшается, частотная ха-
.344
рактеристика в области верхних частот выравнивается,
полоса пропускания становится шире.
•
•
В схеме фиг. 11.14 регулирование полосы пропускания
осуществляется путем изменения коэффициента передачи
~ и фазы (J)f3 цепи обратной связи. Емкость конденсатора
Сп выбирается таким образом, чтобы полное сопротивле
ние цепи СпRп для токов нижних частот было значительно
больше сопротивления резистора Rg, Степень отрицатель-
к
Фиг. 11.13. Частотные хараrпе
ристики усилителя при различ
. ных
значениях сопротивления.
Фиг. 11.14 . Схема регулиро
вания полосы пропускания
при помощи отрицательной об-
ратной связи.
ной обратной связи в этом случае будет сравнительно
небольшой. С возрастанием частоты колебаний емкостное
сопротивление конденсатора Сп и полное сопротивление Zп
уменьшаются, что приводит к возрастанию коэффициента ~
передачи цепи обратной связи и приближает угол сдвига
фаз цепи обратной связи к 180°. Коэффициент усиления кас
када на верхних частотах оказывается меньше, чем на ниж
них. При перемещении движка потенциометра Rg вниз ко
эффициент ~ уменьшается и частотная характеристика в
области верхних частот выравнивается.
В крайнем нижнем положении движка протенциометра
усилитель обладает наиболее ши-рокой полосой пропуска
ния.
Вопросы для повторения.
1. Какими способами можно регулировать полосу пр_опуска
иия в каскадах УПЧ?
2. Возможно ли плавное регулирование полосы пропускания
~ УПЧ?
345
3, Какими способами можно регулировать полосу пропуска
ния в УПЧ?
4. Можно ли регулировать полосу пропускания изменением
емкости блокировочного конденсатора цепи автоматического сме
щения?
§ 59. АВТОМАТИЧЕСКАЯ ПОДСТРОйl(А
ЧАСТОТЫ
Величина промежуточной частоты fпр супергетеродин
ного приемника, как известно, определяется разностью
частот принимаемых колебаний и колебаний местного ге
теродина: fпр ~ fг - fc• Непостоянство частоты любого из
С't-1еси
тель
Гетеро
В11.н
УПЧ
Упра8и
те11ь
УПЧ
Частотный
детектор
Детек
тор
Фиг. 11. 15. Структурная схема приемника с автома
тической подстройкой частоты.
этих колебаний вызывает изменение промежуточной частоты
и расстр(')ЙКУ каскадов УПЧ, что неизбежно приводит к
уменьшению мощности на выходе приемника и к понижению
надежности радиосвязи.
Частота колебаний, изучаемых радиовещательными и
другими стационарными радиостанциями, как правило, в до
статочной степени стабильна . Частота же колебаний мест
ного гетеродина может изменяться во времени в довольно
значительных пределах. Влияние непостоянства частоты
гетеродина устраняется путем автоматической подстройки
его частоты, при которой любое отклонение частоты гетеро
дина от величины, необходимой для получения промежуточ
ной частоты, устраняется без участия операторц. Структур•
ная схема приемника с автоматической подстройкой час
тоты показана на фиг. 11.15.
Устройство для автоматической подстройки частоты со
стоит из двух основных частей: частотного детектора и упра
вителя. Частотный детектор позволяетотме
чать отклонения промежуточной частоты и преобразовывать
их в сигналы постоянного тока . При помощн у п р а в и
т е л я, работа которого зависит от величины сигналов"
346
полученных с выхода частотного детектора, осуществляется
воздействие на частоту гетеродина . Величина выходного
напряжения частотного детектора зависит от степени ухода
частоты, а его полярность-от характера расстройки + Лf.
В качестве управителя частоты гетеродина использует-
.ся
специальный каскад с реактивной обратной связью,
называемый реактивной лампой . Реактивной обратной
связью называется связь анодной цепи с цепью сетки той
же лампы, при которой напряжение, подаваемое в цепь сет
ки, сдвинуто по фазе относительно переменного напрщке-
Ua
Ia
Ua
Сев
Iсвt Ug
Rсв
la
а)
о)
Фиг. 11.16. Лампа с емкостно-резистивиой связью и векторная
диаграмма токов и напряжений, действующих в ней.
ния на аноде на угол, близкий к 90° . При такой обратной
связи выходное сопротивление лампы приобретает реактив
ный характер, зависящий от способа подачи напряжения
обратной связи.
Рассмотрим принцип действия реактивной лампы
(фиг. 11.16, а). На анод лампы управителя одновременно
поступют постоянное напряжение и напряжение высокой
частоты. Через цепь обратной связи Сев Rсв часть перемен
ного напряжения высокой частоты подается на сетку лампы .
Значения емкости Сев и сопротивления Rсв выбираются та
ким образом, чтобы на всех частотах гетеродина выполня
лось условие
1
-С ~Rсв ·
(J) св
(11.1)
При таком соотношении сопротивлений .в цепи обратной
связи ток в этой цепи будет опережать приложенное к аноду
лампы напряжение высокой частоты на угол , близкий к 90°
(фиг. 11 . 16, 6) . Напряжение обратной связи, подаваемое
на сетку лампы, снимается с сопротивления Rсв• поэтому
оно совпадает по фазе с током в цепи связи. Переменная со-
347
ставляющая анодного тока лампы совпадет по фазе с при
ложенным к сетке напряжением. Таким образом, выход-
ное сопротивление лампы
•
z
Иа
вых= --:--
(11.2)
1а
имеет емкостный характер.
Определим зависимость эквивалентной выходной емко
сп~ реактивной лампы от параметров схемы и лампы. Пере
менная составляющая анодного тока лампы зависит глав
ным образом от величины напряжения на · управляющей
сетке и крутизны характеристики лампы:
/а =SИg,
Подаваемое на сетку лампы напряжение
Иg=Rсв jсв·
Протекающий через цепь обратной связи тоr<
!.
_
Иа
св-
1
Rсв+ :---С
/Ш св
Иа Си·
~-1- =jWсв а·
jшСсв
(11.3)
(11.4)
(11.5)
Подставляя выражения (11.4) и (11.5) в (11 .3), поJ1учим
ia = jSИаRсвwСсв·
Тогда
Zвых= ~: = iSRcв~~св Иа = - j ШСсвRсвS
Величина Сев Rсв S имеет размерность емкости; обозна
чим ее через эквивалентную емкость С 0 , равную
(11.6)
Таким образом, . выходное сопротивление Zвых лампы
имеет емкостный характер, а эквивалентная выходная ем
кость С 0 лампы зависит от постоянной времени цепи обрат
ной связи и крутизны характеристики лампы.
Рассмотрим электрические свойства другой схемы реак •
тивной лампы (фиг. 11 . 17, а), которая также ча~то встре
чается в приемниках с автоподстройкой частоты. Здесь
цепь обратной связи состоит из резистора Rсв и конденса
тора Сев· Разделительный конденсатор СР и резистор утеч-
348
ки сетки Rg выполняют в схеме вспомогательную роль
и сравнительно мало влияют на характер и величину об
ратной связи. Емкость Сев и сопротивление Rсв выбира-
. ются
таким образом, чтобы на всех частотах работы гете
родина выполнялось неравенство Rсв )) 1/rоСсв·
Вектор тока •Jсв в цепи связи несколько опережает
вектор анодного напряжения (фиг. 11.17, 6). Вектор се
точного напряжения, снимаемого с емкости Сев• отстает от
тока на угол 90°. Вектор анодного тока --1 а совпадает по фазе
с вектором сеточного напряжения Ug· Нетрудно видеть,
Ua
Iсв
а)
о)
Фиг. 11 . 17 . Лампа с резистивно-емкостной свя
зью и векторная диаграмма токов и напряже
ний, действующих в ней.
что вектор анодного тока остает от вектора анодного напря
жения на угол, близкий к 90°. Таким образом, выходное
сопротивление лампы будет иметь индуктивный характер.
Можно показать, что эквивалентная индуктивность Lэ
равна Lэ = СсвRсв/S = т:свlS. Иначе говоря, Lэ прямо
пропорциональна постоянной времени цепи связи и об
ратно пропорйионащ,на крутизне характеристики лампы.
Полученные формулы для эквивалентной емкости и
эквивалентной индуктивности реактивной лампы позволяют
сделать в1;,rвод о способе изменения значений этих величин.
Наиболее удобным способом воздействия на параметры вы
ходного сопротивл~ния лампы является изменение крутщшы
характеристики лампы при помощи напряжения, п9давае
моrо на ее управляющую сетку. Это напряжение может быть
получено на выходе частотного детектора.
Для управления частотой гетеродина необходимо сое
динить анодную цепь реактивной лампы с колебательной
цепью гетеродина (фиг. 11.18). Напряжение пр9межуточной
частоты с контура анодной нагрузки лампы Л1 поступает
349
на вход частотного детектора Д, выполненного на полу
проводниковых диодах. При отклонении промежуточной
частоты от номинального значения на резисторах R1 и R2
детектора появится постоянное напряжение, величина кото
рого пропорциональна уходу частоты . Это напряжение
вводится в u,еп ь сетки лампы управителя · Л2 , который вы
полнен по схеме фиг. 11.16. Как было доказано выше,
выходное сопротивление лампы Л 2 в такой схеме имеет
емкостный характер. Анодная цепь лампы Л 2 через разде-
....
Фиг. 11.18 . Схе ма приемника с автоподстройкой
частоты .
лительный конденсатор Ср связана с контуром гетеродина.
Таким образом, эквивалентная емкость реактивной лампы
оказывается подключенной параллельно конденсатору кон
тура гетеродина.
Схема частотного детектора должна быть выполнена так, ,
чтобы при уменьшении промежуточной частоты потенциал
точки а становился отрицательным . Предположим, что в
результате прогрева деталей схемы гетеродина общая ем
кость его колебательной системы увеличилась, а частота
колебаний уменьшилась. Одновременно понизится и проме
жуточная частота приемника fпр = fг - f0 . Между точ
ками а и 6 возникнет управляющее отрицательное напряже
ние . Отрицательное смещение на сетке лампы увеличится,
что приведет к уменьшению крутизны характеристики в ра
бочей точке и понижению эквивалентной емкости реактив
ной лампы С 3 и, следовательно, к уменьшению общей ем
кости контура, т . е. к восстановлению первоначальных зна
чений частоты гетеродина и промежуточной частоты при
емника.
350
Автоматическая подстройка частоты позволяет не толь
.ко
восстановить значение промежуточной частоты при ухо
де частоты гетеродина, но и устранить неточность его пер
воначальной настройки. Последнее обстоятельство особен
но важно при кнопочной настройке приемника и при не
точном сопряжении контуров диапазонного супергетеро
динного приемника .
Вопросыдля повторения.
1. Какими устройствами можно заменить реактивную лампу
в схеме АПЧ?
2. Влияет ли АПЧ на надежность работы радиосвязи?
3. Требуется ли АПЧ в приемниках с кварцевым гетеродином?
4. Влияет ли полоса пропускания УПЧ на работу АПЧ? .
Краткие выводы
1. Для обеспечения нормальной работы в схему совре
менного радиоприемника вводятся вспомогательные уст
ройства, позволяющие изменять чувствительность и полосу
пропускания.
2. Коэффициент усиления каскада приемника можно
изменять вручную или автоматически.
3. Автоматическое регулирование усиления произво
дится в каскадах приемника до детектора - путем изменения
крутизны характеристики ламп этих каскадов.
4. Ручное регулирование усиления осуществляется обыч
но в детекторе приемника, т. е . на входе усилителя низкой
частоты .
5. Полосу пропускания можно регулировать и в кас
кадах промежуточной частоты, и в каскадах усиления низ
кой частоты.
6. Регулирование полосы пропускания позволяет умень
шать в,rшяние мешающих сигналов и менять тембр зву
чания принимаемых сигналов.
7. Промежуточная частота приемника поддерживается
постоянной при -помощи системы автоподстройки частоты.
8. Принцип действия управителя си стемы автоподстрой
ки частоты основан на использовании свойств каскада
с реактивной обратной связью .
ГЛАВА 12
ОСНОВЫ ПРОЕКТИРОВАНИЯ ТРАНЗИСТОРНЫХ
СУПЕРГЕТЕРОДИННЫХ ПРИЕМНИКОВ
ДЛИННЫХ, СРЕДНИХ И КОРОТКИХ ВОЛН
§ 60 _ ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ПРОЕКТИРОВАНИИ
ТРАНЗИСТОРНЫХ РАДИОПРИЕМНИКОВ
В основу проектирования транзисторных приемников ·
положена уже установившаяся методика проеюирования
ламповых приемников, предназначенных для приема ам
плитудно-модулированных сигналов. Проектирование при
емника осуществляется по техническим условиям, в кото
рых оговорены его основные показатели . Однако техниче
ские условия не позволяют сформулировать совокупность
всех требований, предъявляемых к отдельным каскадам и
цепям приемника, и поэтому расчет приемника целесооб
разно разделить на две части: предварительный (эскизный)
и окончательный.
Предварительный расчет позволяет получить представ
ление о схеме радиоприемного устройства; в нем выбирает
ся и обосновывается число каскадов, типы транзисторов и
полупроводниковых диодов - и определяется ряд исходных
данных, необходимых для электрического расчета отдельных
каскадов и цепей. Предварительный рас.чет носит ориенти
ровочный характер, и может окамться, что неко;горые при
нятые решения в ходе окончательного расчета будут пере
смотрены .
В окончательном расчете определяются электрические
параметры отдельных каскадов и цепей приемника.
Заключительным этапом проектирования является рас
чет~ общйх характеристик приемника и составление его
принципиальной схемы со спецификаци_ей.
Технические условия на проектирование включают сле
дующие основные требования:
352
1. Назначение радиоприемника, место его установки
и вид •принимаемых сигналов (телефония, телеграфия).
2. Диапазон частот. Для радиовещательных приемников
диапазон частот регламентирован Гостом . 5651:-:-64. Для
профессиональных приемников должно быть 'указано коли
чество поддиапазонов и коэффициенты поддиапазонов .
3. Чувствительность в наихудшей точке диапазона или
поддиапазона:
а) при использовании наружной антенны чувствитель
ность задается величиной Еа в микровольтах,
б) при использовании внутренней ферритовой антенны
чувствительность характеризуется напряженностью поля Е
в МИЛЛИВОJ/ЬТаХ на метр .
4. Избирательность по соседнему каналу задается ве
личиной ослабления сигнала соседней станции d в деци
белах при расстройке Лf в килогерцах . Зачастую избира
тельность профессиональных приемников задается коэф
фициентом прямоугольности.
5. Избирательность по зеркальному каналу dэер в де-
цибелах.
•
6. Избирательность по частоте , равной промежуточной,
dпр в децибелах.
7. Выход приемника . В этом показ ателе оговаривается
вид выходного аппарата (громкоговор итель, телефонные
наушники, буквопечатающий аппарат) или вых од на линию
и ее сопротивление.
8. Выходная мощность Рnых в ваттах или выходное на
пряжение Ивых в вольтах при допустимом коэффициенте
нелинейных искажений '\' %.
9. Полоса частот модулирующего сигнала Рн - Рв. Для
пр иемни ков, предназначенных для приема телефонных ам
плитудн о- м од ули рованны х сигн ало в , верхняя частота мо
дули рующего сигнал а Fв определяет одновременно поло
ви н у полосы пропускания высокочастотного тракта прием
никаЛF=F0•
10 . Частотные ис кажения , задаваем ые коэффициентом
ча стотных искажений М в децибеллах , который определяет
ся н еравномерностью частотной характеристи ки (крив ой
верн ости) дл я верхней частоты модуляции Fв · Величина М
характ е р и зуе.т частотные искажения всех трактов радио
поиемника
11 В ход при емника. Этот показатель Определяет тип
а нтенны, с которым должен р а бо т ать приемник, и задаются
параметры антенны .
12 з.-к. 458
353
12. Ручное и автоматическое регулирование:
а) ручная регулировка усиления (РРУ) может предус
матриваться как в высокочастотном, так и в низкочастотном
тракте приемника. РРУ характеризуется величиной, по
казывающей, во сколько раз должно быть уменьшено уси
ление высокочастотного тракта или выходное напряжение
низкочастотного тракта;
б) автоматическое регулирование усиления (АРУ) ха
рактеризуется пределами регулирования: изменение на
пряжения на входе в а раз не должно вызывать изменения
напряжения на выходе в ~ раз;
в) автоматическая: пс,дСТJDQЙка частоты характеризуется
коэффициентом автсшqдстрqiйки частоты.
13. Чувствительность УНЧ (для радиовещательных при
емников на гнездах в,...кЛ.юченвя звукоснимате_J!я).
14. Питание приемника характеризуется способом пи
тания (от сети, от батарей) и значением потребляемой мощ
ности.
15. Конструктивно-технологические требования харак
теризуются: габаритными размерами, герметизацией, кон
струкци~й, наличием амо!<)тизации, пригодностью к массо
вому производству, внешним оформлением и т. п.
16. Надежность
-
один из основных качественных по•
казателей радиоприемника, должна обеспечиваться на всех
этапах проектирования и особенно при разработке техно
логии изготовления приемника.
·{
§ 61. ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЙ РАСЧЕТ
РАДИОПРИЕМНИКА
Основной задачей предвар_ительного расчета радио
приемника является выбор его структурной схемы. При
этом решается вопрос о числе каскадов, рассматривается
целесообразность использования тех или иных колебатель
ных систем, а также устанавливается количество поддиа
пазонов (если оно не задано) и определяются их граничные
частоты. Современные транзисторные радиоприемники
в подавляющем большинстве выполняются по супергете
родинной схеме. Исключением являются некоторые прием
ники специального назначения и сверхминиатюрные прием
ники типа «Микро», «Эра» и т. п.
Структурные схемы транзисторных радиоприемников
м0гут быть выполнены в двух вариантах. В первом варианте
усилителы-~ыЕ' и И,Jбирательные свойства приемника обес-
354
печиваются работой всех каскадов высокочастотного трак
та так же, как и при ламповых схемах радиоприемников.
Во втором варианте избирательные и усилительные свойства
обеспечиваются отдельными каскадами высокочастотного
тракта.
Так, необходимую избирательность по соседнему каналу
получают в каскаде преобразования частоты с помощью либо
фильтров сосредоточенной селекции (ФСС), либо пьезоэлек
трических фильтров (ПЭФ), а избирательность по зеркаль- .
ному каналу обеспечивается входной цепью. Усилительные
свойства приемника достигаются главным образом за счет
широкополосных каскадов УПЧ со слабо выраженными ре
зонансными свойствами и в апериодических каскадах.
Построение структурных схем транзисторных приемни
ков первым способом не всегда является приемлемым.
В транзисторах имеется сильная внутренняя обратная связь,
трудно поддающаяся полной нейтрализации, поэтому при
использовании систем с распределенным по каскадам уси
лением и избирательностью возникает самовозбуждение при•
емника и тем самым появляются большие трудности в их
серийном производстве .
В связи с этим структурные схемы отечественных ра
диовещательных транзисторных радиоприемников выпощ1я
ются по принципу сосредоточения избирательных и усили
тельных свойств в отдельных каскадах. Такое построение
позволяет использовать каскады приемника без нейтрализа
ции и тем самым значительно упростить массовое производ
ство транзисторных радиоприемников.
В отечественных транзисторных радиовещательных при
емниках наиболее распространена структурная схема, в ко
торой все каскады усиления находятся в тракте промежу
точной частоты. Кроме преобразователя, тракт содержит
2-3 каскада широкополосного и апериодического усиле
ния. Значительно реже используется структурная схема
с одним апериодическим каскадом в тракте сигнальной ча
стоц,r.
Использование трех каскадов широкополосного и апе
риодического усиления имеет место в основном в приемниках
с коротковолновым диапазоном; так, например, в приемнике
«Спидола» имеется три каскада широкополосного усиления
в тракте промежуточной частоты, а в приемнике
«Меридиан» - два широкополосных каскада в тракте про
межуточной частоты и один апериодический каскад в тракте
сигнальной частоты.
12*
355
Избирательность по соседнему каналу во всех схемах
обеспечивается в преобразователе с ФСС и ПЭФ . Пье,ю
электрический фильтр (ПЭФ) и применяется в приемниках
«Меридиан» и «Спорт».
Перед тем как перейти к предварительному расчету
прием,н.ика, необх9димо, руководствуясь рекомендациями,
изложенными в § 45, выбрать промежуточную частоту, от
величины которой зависят ряд основных показателей супер
гетеродина. Предварительному расчету также должен пред
шествовать выбор транзисторов и расчет их эквивалентных
параметров. Таким образом, после выбора промежуточной
частоты рекомендуется следующая последовательцость рас
чета.
Выбор числа подд иапазонов
Если при неизменной индуктивности контура не удает
ся перекрыть диапазон переменным конденсатором, то его
делят на отдельные поддиапазоны.
Коэффициентом диапазона Кд (или поддиапазона Кпд)
характеризуется отношением граничных частот или под
диапазона:
К_fmax
д- fm!n •
(12.1)
Значение Кд находится в пределах 1,2 + 3. Когда зна
чение Кд превышает 3, то диапазон приемника разделяет
ся на поддиапазоны 1>.
Выбор транзисторов тракта высокой частоты и расчет их
параметров
1. Выбираем тип транзистора. В каскадах усиления вы
сокой и промежуточной частоты, а также в преобразовате
лях частоты наибо,пее часто применяются высокочастотные
транзисторы следующих типов: П401 - П403; П410-П411;
П414 - П418; П420-П423; ГТ308-ГТ310 и др.
Параметры транзистора сильно зависят от частоты и по
этому при выборе конкретного типа транзистора следует
руководствоваться в основном его частотными свойствами,
которые оцениваются коэффициентом а= folfs• Параметры
I) Вопрос о делении диапазона на поддиапаsоны подробно рас
смотрен в гл. 3 книги В. Ф. Баркана и В. К. Жданова «Проекти
рование радиотехнических устройств», Оборонгиs, 1963.
356
транзистора приобретают наивыгоднейшие значения и прак
тически почти не зависят от частоты в том случае, когда
рабочая час1 ота fo оказывается значительно ниже гранич
ной частоты fs, т. е . а~ 0,3. Однако коэффициент а может
превышать указанное значение и даже находиться в преде
лах 1,5 - 3,0. При этом коэффициент усиления каскада
из-за снижения крутизны характеристики S уменьшается
не более чем в два раза.
Значения fs для ряда транзисторов приведены
в табл . 12.1; для других типов значение fs, если оно .отсут
ствует в справочных материалах, определяют по одной
из следующих формул:
fs=fв(1+h210::) ,
(12 .2)
fs=fa. l - h216 (1+h?-lэr~),
(12.3)
у
rб
(12.4)
Здесь fв и fu.
-
граничные частоты усиления по току в схе
ме с ОЭ и в схеме с ОБ, fг -частота генерации, h216 (а0)
коэффициент усиления по току в схеме с ОБ , h218 (~0 ) =
а
,
=-
1-0
-
-
козффициент усиления по току в схеме с общим
-
ао
эrvшттером, г-8 и r6' -
сопротивление змиттера и распреде
ленное со про гивление базы, - ~
-
коэффициент, равный для
диффу зионных транзисторов 1,6, а дJ1 я сплавных 1,2.
В формуле (12.4) fs получа ется в герцах, если произ
ведение r6 ' С'., измеряется в пю,осекундах, а fг в мегагер
цах.
П р и необх оди м ости сопротивление эмиттерного перехода
rэ в омах р:хсчитьш ается по формуле
(12.5)
В справочных материалах также нередко •qт,~утствуют
значения fa. или fв, необходимые для определ~ния граничной
частоты fs (12.2), (12.3). В этих случаях для определения
fs можно воспользоваться формулой
fs=f!Bj(l-h215)(l +h~1эr:~)·
(12 .6)
Здесь I В 1- модуль коэффициента у с иления на частоте f.
Uбе величи н ы обычно задаются в спра в очниках.
357
Clj
ел
00
Низкочастотные У-параметры
Тип
ао (h2 16)
транзистора
Y"1s.1. мА/В1
1
У,.. ly...
У11, мкСм
мкСм
мкСм
П40l..
70-120 2000-3000 < 5 30-100 0,94-0,99
П402
120-150 2000-3000 < 5 30-100 0,94-0,99
П403
.
120-150 1000-2000 < 5 30-100 0,94-0,97
П403А
120-150 500-1000 < 5 30-100 0,97-0,995
П410..
120-150 1000-4000 < 10 28-200 0,965-0,99
П410А .
120-150 500-1000 < 10 28-200 0,965-0,99
П411..
120-150 1000-4000 <10 28-200 0,965-0,99
П411А
120-150 500-1000 < 10 28-200 0,99-0,996
Примечание: параметрыприведеныпри/к=5мА, Ик=- 1О В.
ТабJIица 12.l
ВысокочастотнБ1е параметры
~.
(h21э)
1Ск, пФ 1fs , МГц
'б, Ом
16-100
50-200
<15
2,3
,16-100
50-150 < 10
6,3
16-33
50
<10
15
33-200
50
<10
15
28-100
50-100
2-4 23
28-100
50-100
2-4 23
28-100
50-100
2-4 90
100-250
50-100
2-4 90
Если транзистор используется в режиме постоянного
тока, отличного от заданного в справочнике (Ен и / н), то
пересчитываются следующие параметры:
(знак штрих соответствует новому режиму), остальные па
раметры от тока коллектора зависят мало.
В тех случаях, когда используются транзисторы, от
сутствующие в табл. 12.1, необходимо низкочастотные У-па
раметры пересчитать по h-параметрам, заданным в спра
вочниках в соответствии с формулами, приведенными
в табл. 12.2.
2. Рассчитываем эквивалентные параметры транзистора 1
для П-образной схемы (рис. 6.27) на . промежуточной час
тоте в режиме усиления. Для технических расчетов доста
точно ограничиться определением следующих параметров:
-
крутизны характеристики S;
-
входной и выходной проводимости g11(gвx); g22(gвых);
по формулам (6.31);
-
входной и выходной емкости Сп(Свх); С 22(Свых),
-
обратной передаточной емкости С12 по формулам
(6.32).
3. Вычисляем эквивалентные параметры транзистора
в режиме преобразования, по следующим приближенным
формулам:
sпр ~ (0,3 + 0,8) S, gllп::::::; (0,5 -;- 0,8) gн,
g22п =(0,5 -;- 0,8) g22•
Снп =(0,5-;- 0,8) Сп, С22п::::::; (0,5-; - 0,8) С22 •
Величины S, g 11 , Сп являются эквивалентными парамет
рами транзистора в режиме усиления на часто.11€ сигнала;
g 11 и Сп необходимо рассчитать на минимальной и макси
мальной частотах. Величины g 22 и С 22 являются эквивалент
ными параметрами в режиме усиления на промежуточной
частоте. Все параметры определяются по формулам, ука
занным в предыдущем пункте, с учетом частоты каждого
поддиапазона. Рассчитанные параметры преобразования
справедливы для принятого режима транзистора по по
стоянному току в режиме усиления.
359
w
О')
Таблиц а 12 .2
о---~------------------------------------------------
По заданным h - параметрам
Определяемый
параметр
У11 (g), См
по формулам схемы с общей
•
базой
lh21бl 10~
h11б
Примечание: h,. 1 - Ом , h 12 -С м, rб-Ом.
по фор,i улам схемы с общим
эмиттером
10:J
Смешанные формулБI
h213 103
l0il
h11б (l-h21э) = h11б
Выбор параметров избирательной системы тракта
сигнальной (принимаемой) частоты
Избирательная система тракта сигнальной част9ц,1 обес
печивает избирательность приемника по зеркальн9му' I{а
налу и принимает участие в формировании общей резонанс
ной характеристики приемника. К параметрам избиратель
ной системы тракта сигнальной частоты относятся число
контуров п и их доброт11ость Qэ, Исходными величинами
для определения этих параметров служит избирательность
по зеркальному каналу dзер и полоса пропускания тракта
сигнальной частоты.
В транзисторных радиовещательных приемниках, как
уже отмечалось, резоI-Iансный усилитель отсутствует и тракт
сигнальной частоты состоит лишь из одной входfюй цепи .
В приемниках профессиqнального типа можно использо
вать усилитель, но в этом случае необходимо применить
трехсекционный блок переменных конденсаторов, что зна
чительно усложняет регулировку приемника. Поэтому при
проектировании целесообразно число контуров п принимать
равным единице.
Добротность выходной цепи Qэ должна быть рассчитана
так, чтобы входная цепь одновременно удовлетворяла двум
условиям: обеспечивала избирательность по зеркальнщ1у
каналу dзер и пропускала полосу, не уже полосы 2ЛFт сч·
Таким образом, значение Q0 находят:
а) из условия обеспечения избирательности по зеркаль
ному каналу с помощью формулы (8.18)
d = [Q (fo+2fпp
зер
э
f0
"nf dзер fо
Q_
V fo +2fпр
эи - fo+2f пр
fo
fo
fo+2fнp
Для диапазона коротких волн
Q=
r~
эи fo+2fпp
fo
fo
fo+2fпp
так как 2fпр ~ (0,1--; - 0,15)[0 •
fo+2fпp
fо
(12 .8)
(12.9)
361
Величину Qэи следует определя'Гь I!a максимальной ча
стоте поддиапазона, так 1<ак при этом резонансная кривая
контура является наиболее тупой;
б) из условия обеспечения полосы пропускания 2ЛF,rсч·
Полоса пропу,кания тракта сигнальной частоты превышает
заданную полосу приемника 2ЛF:
(12.10)
Здесь Лfсопр - величина допустимой неточности сопряже
ния настроек контуров, которую для коротких волн выби
рают в пределах 10-20 кГц, для длинных и средних - волн -
в пределах 1-5 кГц; Лfг - возможное отклонение часто
ты гет~родина , которое может быть принято в пределах
(0,5-1) . • lQ:_З fО•
Добротность Q8 п по условию обеспечения полосы
может быть найдена из уравнения резонансной кривой. ·
Для п контуров ордината резонасной кривой УлF на
границах полосы пропускания, т. е. коэффициент частот
ных искажений контура М к = УлF характеризуется вы
ражением
После соответствующих преобразований
V1 '!I(M )2
Q=_&_
-v
1{
эп 2ЛFтсч у'Ми
-
(12 .11)
Величину Q8 п следует рассчитывать на минимальной
частоте поддиапазона, так как при fmin резонансная кри
вая является наиболее острой, а полоса наиболее узкой.
Предварительно коэффициент частотных искажений кон
тура Мк выбирают в следующих пределах: для диапазона
150-:- 400 кГц М к = 0,6-: - 0,8; для диапазона 500-
3000 кГц Мк = 0,7-: - 0,9; для диапазона свыше 3000 кГц
Мк = 0,9-:- 0,95;
в) искомая величина добротности Q8 должна находить
ся из условия
362
В таком случае можно получить более острую резонансную
кривую, чем это требуется для обеспечения избирательности
по зеркальному каналу, и более тупую, чем это необходимо
для обеспечения полосы 2ЛFтеч·
Если при расчете окажется, что Q3 и< Q0 п• то следует
увеличить добротность Q0 п по условию обеспечения по
лосы, уменьшая либо коэффициент частотных искажений
Ми, либо полосу 2ЛFтеч• либо обе величины вместе. Если
же условие (а) по-прежнему не выполняется, то это озна
чает, что с помощью одной входной цепи обеспечить задан
ные показатели невозможно.
Для окончательного выбора значения эквивалентной
добротности Q0 из условия (а) необходимо еще учесть сле
дующие обстоятельства:
1. Полученное значение Q3 должно быть практически
осуществимым. В транзисторном приемнике контур вход
ной цепи шунтируется малым входным сопротивлением
транзистора, в результате чего собственная (конструктив
ная) добротность контура Q уменьшается. Поэтому выбирае
мое значение Q3 не должно превышать 0,8Q, а значение Q
рекомендуется выбирать не более 140.
Для того чтобы входное сопротивление транзистора вно
сило в контур нужное затухание и снижало собственную
добротность контура Q до необходимого значения Q0 ,
контур связывают с транзистором обычно с помощью транс
форматора.
Нужная связь достигается при соответствующем пара
метре связи (коэффициента включения) Рвх, который сле
дует рассчитывать на верхней частоте поддиапазона, так
как на ней сопротивление Roe контура максимально и по
этому шунтирование со стороны транзистора является наи
большим.
На нижней частоте диапазона при постоянном Рвх
шунтирующее действие транзистора станет меньше, экви
валентная добротность контура Q0 возрастет и условие (а)
может оказаться нарушенным. Поэтому значение Q3 сле
дует выбирать из условия (а) по возможности ближе к зна
чению Q0 и, тем самым увеличиваются допустимые пре
делы шунтирования контура транзистором.
Выбранное значение Q0 следует приравнять доброт
ности на максимальной частоте Qэ(max) и затем рассчитать
363
:щачение добротности на минимальной частоте- Qэ(min/) по
формуле Qэ (mln) = 1/бэ (min), где
,,
-"-!-("
- ") Rвx(max) fm!n
Uэ(m!n) - u
Uэ (max)
u
Rвx(mln) fmax
(12.12)
-
эквивалентное затухание контура на минимальной ча
стоте, 6 = 1/Q - собственное затухание контура, бэ(mах) =
= 1/Qэ(max) - эквивалентное затуха:ние на ма ксимальной
частоте, Rвx(max), Rвx(mln) - входное сопротивление тран
зистора на минимальной и максимальной частотах, Rвх =
= l/g11,
•
После определения Qэ(m!n) окончательно проверяется
условие (а), так чтобы Q 0 п > Qэ(minJ ; Qэ<max> > Q 0 и·
Проверяется возможность реализации заданной изби
рательности по зеркальному каналу на максимал.ьной и
минимальной частотах для полученных значений Qэ(max)
и Qэ(min) по формуле (8 .18).
•
С помощью параметров уже рассчитанной избиратель
ной системы тракта сигнальной частоты можно вычислить
избирательность тракта п~ соседнему каналу dтсч и Ф,акти
чес ки вносимые частотные искажения Мтсч на заданной
полосе пропускания приемника 2ЛР:
(12.13)
теч
2ЛF 2
•
М=[
1
]п
V1+ (Qэ(min) fo min)
(12.14)
На коротких волнах эти величины можно не рассчиты
вать и принять dтсч = 1 и Мтсч = 1 (резоi-rансная кривая
тупая).
1 ) При м еняемые в формулах индексы (max) и (min), заключен
ные в скобки, указывают, на какой часто<rе определяется щми
чина.
364
Распределение частотных искажений . по трактам
приемника
Величина допустимых частотных искажений, заданная
в технических условиях коэффициентом М, должна быть
распределена по всем трактам приемnика. Ча~тотн~и иска
жениями в тракте низкой частоты транзисторн~.1х приемни
ков задаются из расчета не более 1-2 дБ.
Коэффициент частотных искажений тракта вsсокой ча
стоты
Мтвч дБ =Мдв-Мтвч.1tВ•
П~лученное значение Мтвч состоит из частотных иска
жении трактов сигнальной и nромежуточной частот.
Используя коэффициент частотных искажений тракта
сигнальной частоты Мтсч• определенный в предыдущем
пункте, получим частотные искажения тракта промежуточ
ной . частоты
или в децибелах
м _Мтв-.
тпч -
Мтсч
Мтпч дБ =Мтвч ~в-·Мтсч дБ•
В приемниках с полосой пропускания 2ЛF ~ 10 I<Гц, со
держащих . ФСС, рекомендуется задавать частотные цска
жения Мтпч = 5--;- 10 дБ, а при исполь,зовании дв)'хконтур
ных полосовых фильтров Мтпч = 3 + 5 дБ.
Выбор избирательной системы тракта
промежуточной частоты
Избирательная система тракта промежуточной частоты
обеспечивает избирательность приемника по соседнему
каналу и вместе с трактом сигнальной частоты формирует
резонансную характеристику приемниr<а.
Величина избирательности dp, по которой рассчитывает
ся избирательная система, определяется исходя из запаса
на 15- 20% (в относительных величинах). Такой запас дает
возможность обеспечить заданные требования при ухудше
нии избирательности, вызванной неточностью сопряжения
настроек контуров.
Следует учесть также значение избирательньсти по
соседнему каналу в тракте сигщ1льной частоты, который су-
365
щественно влияет на избирательность на длинных волнах
и несколько меньше на средних волнах. Таким образом,
расчетная избирательность
d _ (1,15-+- 1,2) d
р-
.
d теч
Избирате.)]ьной системой тракта промежуточной частоты,
как уже упоминалось, обычно служат системы сосредото
ченной избирательности в виде фильтров ФСС и ФПЭ.
Количество звеньев фильтра ФСС устанавливается на осно
ве расчета; в радиовещательных приемниках оно редко пре
вышает 5, а в некоторых проффесиональных приемниках
достигает 9 -:- 13.
Если в качестве избирательной системы тракта проме
жуточной частоты принята система с распределенной изби
рательностью по каскадам, то в этом случае наиболее целе
сообразно использовать каскады с двухконтурными поло
совыми фильтрами. Вопрос о числе двухконтурных филь
тров при fпр = 465 кГц решается ориентир овочно в соот
ветствии со следующими рекомендациями: при полосе про
пускания 2ЛF = 6 кГц один фильтр обеспечивает ослабле
ние сигнала на 15- 18 дБ, при полосе 7 кГц-на 13- 16 дБ
иприполосе8кГц- на12-:-14дБ.
Определение числа каскадов тра~,та высокой
частоты приемника и распределение
усиления по каскадам
Для определения числа каскадов тракта высокой частоты
необходимо знать чувствительность радиоприемника и за
даться напряжением на входе детекторного каскада. Для
обеспечения режима линейного детектирования амплитуда
несущей частоты на входе детектора Ud должна быть не
• менее 0,5-:- О, 7 В, а для нормальной · работы АРУ ее целе
сообразно увеличить до 1-:- 2 В.
В качестве детектора транзисторных приемников ис
пользуются полупроводниковые диоды, обеспеч ивающие
минимальные нелинейные искажения.
Необходимый •коэффициент усиления тракта высокой
частоты с 1,5-2-кратным запасом, учитывающим разброс
параметров транзисторов, равен:
а) для приемника с внешней антенной
/( =(1,5-+-2)Ud •
твч
v2-вА ,
366
., ..
где Ел - чувствительность приемника в вольтах (эффек
тивное значение);
6) для приемников с внутренней - ферритовой антен-
ной
к, _ (1,5 + 2).Ua
твч -
•
'
Ивх ·
где Ивх = Кв Е = ЕhдQэ(mах>Рвх - амплитуда напряже
ния сигнала на входе первого транзистора, т. е. напряжение,
снимаемое с контура входной цепи с ферритовой антенной;
Е - напряженность поля в месте приема (13/м), hд
-
дей
ствующая высота ферритовой антенны, кGторой можно за
даваться в пределах 0,003--;- 0,015 м; Qэ(max) - наимень
шее значение эквивалентной добротности входного контура
на максимальной частоте fmax; Рвх = О, 1 --; - 0,3 - коэффи
циент включения входного контура в цепь транзистора пер
вого каскада.
Коэффициент усиления тракта высокой частоты опреде
ляется коэффициентами усиления отдельных его частей:
а) при использовании структурной схемы, в которой
избирательные и усилительные свойства обеспечиваются
работой лишь отдельных каскадов,
•
Ктвч == Квхц Касч Кпр Капч Кшпч
при внешней антенне,
Ктвч =КасчКпр Капч Кшпч
при внутренней антенне.
(12.15)
(12.16)
Зд~сь !<асч• Капч - соответственно коэффициенты уси
ления апер~одических каскадов трактов сигнальной и про
межуточной: частоты, Кшпч - к0эффициент усиления широ
кополосного каскада тракта промежуточной частоты;
6) при использовании структурной схемы, составлен
ной по принципу распределения избирательности и усиле
ния
к к кп-1К кт-1
твч= вхц увч пр упч
(12.17)
пои внешней антенне,
к кп-1 к кт-1
твч= увч пр упч
(12.18}
при внутре,нней антенне, где п - число контуров траJ<:та
сигнальной 'частоты, а т - число двухконтурных фильтров
,
1;: Q'f~\,
··-
u
тракта промежуточнои частоты.
367
Для решения вопроса о применяемых касЕадах и рас
пределения усиления между ними в табл. 12.3 приведены
ориентировочные значения коэффициентов усиления раз
личных каскадов и цепей.
Таблица 12,3
I<оэффи-
Коэффициент
циент
!(аскад или цепь
усиления по
!(аскад или цепь
усиления
нап р яжению
по напря-
жению
Входная цепь при
внешней антенне на
Апериодический кас-
двисв
2-5
кад
'
8-15
ТоженаКВ
.
5-8
Каскад УПЧ с двух-
контурным фильт-
ром (f пр=465 кГц) 15-30
УВЧ по схеме с оэ
наДВисв
20-40 Широкополосный
ТоженаКВ
8-20
каскад УПЧ ,
20-40
Преобразователь
частоты
10-25
Необходимо выбрать по таблице такие каскады и за
даться такой величиной усиления каждого каскада, чтобы
удовлетворялось условие Ктвч ~ к;вч, причем Ктвч не
должно превышать к;вч более чем в несколько раз.
Выбор и об основание структурной схемы низкочастотного
тракта
В основу предварительного расчета низкочастотного
тракта можно положить данные об усилении мощности, по
лучаемой в отдельных каскадах схемы. По заданным вели
чинам выходной мощности и параметрам источника сигнала
определяется общий коэффициент усиления мощности. В око
нечных каскадах, выполняемых на транзисторах малой и
средней мощности, эта величина может лежать в пределах
от 10 до 30 дБ, а в каскадах предварительного усиления она
не превышает 15 7 25 дБ. Пользуясь этими данными, мож
но определить примерное число каскадов УНЧ.
Предварительный расчет можно провести в такой по
следовательности:
1. Определяем величину мощности Ри• которую может
отдать источник сигнала во входную цепь при согласован-
368
Ис2
р =.с-
и2Ro'
где И0 - амплитуда напряжения источника сигнала пр п
согласованной нагрузке (вел ичина порядка 30-; - 50 мВ );
R0 - сопротивление источника сигнала, которым в пр и
емнике является выходное сопротивление детекторного
каскада (величина порядка 5 кОм) .
2. Рассчитываем мощность выходного каскада :
р
Рвых
ВЫХ]) =--
1] тр
где 'УJтр_ = О, 7 -;- 0,8 - к. п . д. выходного трансформатора.
3. находим общий коэффициент усиления мощности
низкочастотного тракта :
КР об= 10 Jg Рвых Р [дБ].
Ри
4. Выбираем тип транзистора для оконечного каскада
исходя из расчетной мощности Рвых Р и мощности р ас
сеивания на коллекторе Рн:
Рн=(37 4)Рвыхр•
5. Вычисляем коэффициент усиления мощности пред
варительных каскадов (дБ):
КР пред =-Кр об-КР вых•
Если величина КР вых не приведена в справочной ли
тературе, то ее ориентировочно в первом приближении мож
но рассчитать чер·ез коэффициент усиления по току К, вы х
по формуле
6. Определяем примерное число каскадов предваритель
ного усиления:
N= Крпред(дБ) .
15+25(дБ)
При использовании в отдельных каскадах или во всем
тракте УНЧ отрицательной обратной связи число каска
дов может быть на 1-2 больше вычисленного по формуле.
369
Пример 12.1 . Произвести предварительный расчет транзистор
ного радиоприемника в соответствии со следующими основными
техническими условиями:
1. Приемник предназначен для радиосвязи; установка , пере
носная, принимает сигналы амплитудной мод7ляции.
2. Граничные частоты fm!n = 2000 кГц, fmax = 6000 кГц.
3. Чувствительность в наихудшей точке диапазона по напря-
женности поля Е = 0,7 мВ/м.
,
4. Избирательность по соседнему каналу d = 32 дБ (40 раз).
5. Избирательность по зеркальному каналу dзер = 20 дБ
(10 раз).
•
6. На выходе приемника включен громкоговоритель.
7. Выходная мощность Рвых = 80 мВт.
8 . Полоса частот модулирующего сигнала от Fв= 150 Гц до
Fв= 3500 Гц.
9. К:оэффициент частотных искажений М = 8 дБ .
10. Антенна ферритовая (внутренняя) .
11. Питание от аккумулятора .
Расчет
1. Выбираем промежуточную частоту /пр= 465 кГц.
2. Выбираем транзистор типа ГТ31OА и находим по спра-
13очнику по полупроводниковым диодам и транзисторам (изда·
тельство «Энергия», 1968 r .) его параметры:
К:оэффициент усиления по току h218 (~) = 20+ 70
Входное сопротивление h115 = 38 Ом.
Выходная проводимость h225=З мкСм.
Емкость коллектора Сн = 4 пФ.
Постоянная времени Сн r5' =300 пс.
Модуль коэффициента усиления по току I В 1= 8 на частоте
f=2OМГц при Ин=-5В, lн=l мА.
Определяем предельную частоту транзистора fs •по формуле
(12.6). Предварительно рассчитываем
h21э
50
h216 (a)=
=
1 + 50 =0,98;
1+h21Э
,
Сн r5'
С:OO-1O-6
r5 = ---= ----=75 Ом·
Сн
4010-6
'
r3 =h11 5-r5' (l-h21 5) =38-75 (1-0,98)=36,5 Ом;
fs=f I В 1(l-h21б)(l-h213 ;;,)=
•
(
36 5)
=2O-8(1-О,98) 1+50~ =80 мгц.
Предельная частота fs во много раз больше частоты сигнала
и поэтону останавливаемся на выбраннqм типе тр~щшстора.
З. Режим по постоянному т6ку оставлнем без изменения:
Ин=-5В, lн=lмА.
370
Поскольку в табл. 12. 1 низкочастотные параметры для выб
ранного типа транзистора отсутствуют , находим в соответствни
с табл . 12.2 низкочастотные У-параметры по смешанным форму
лам :
103 103
мА
У21 (So)z -
= --= 26--,
h11б 38
В
1
1
-3
•У11z
--5- = О,53,10 См,
У11бh218 38,О
У22=h22б(1+rб' So · 10- 3)= 3(1 + 75·26·10-3)=9мкСм.
4. Рассчитываем эквивалентные параметры на промежуточ
ной частоте fпр = 465 кГц по формулам (6.31) и (6 .32) . Предва
рительно определяем значе ние а= f!f 8 = 0,465/80 = 0 ,006. В свя
зи с малостью а некоторые формулы упрощаются:
а2
Ун+--,
'б
-3
gн=-1--2~z У 11 = 0,53,10 См ,
+а
S0
мА
S=j У21 l=----' -- zS0 =26 -
,
У1+а2
В
awo Си rб' У21
_
6
g22ZY22+--'---=.:...-=----=-=9-10 +
1+а2
0,006,6,28,465,103,300 ,10-12 ,26,lo-3
+
1-f- 0 ,0062
z gмкСм,
1 - gllrб' 1- 0,53,10-3
-75
Сн= 2nfsrб' 6,28,80-106 , 75 •1012 = 27 пФ ,
Сн (1 +rб' У21) 4 (l -f-75-26-10- 3)
С ------- - ------
12пФ .
22-
l-f-a2
l-f-0,006 2
5. Вычисляем эквивалентные параметры транзистора в режи
ме преобразования. Находим
а1=fmin=~=00?5
mn
fs
80,-'
•
fmax
6
amax= Т =80=О,075.
Так как величина а по-прежнему мала , то параметры g11 , S и С 11
на частоте сигнала остаются такими же, как и на промежуточно11
частоте, и поэтому
Sпp::::::0,4S=0, 4, 26 z 10 мА/В ,
gllll z 0,6g11 =0,6 -0 ,53-10-3 =О,3,10-3 См,
C1in zO,75С11=0-,75 -27=20 пФ.
Выходные параметры g22п и С22п определяются на fпр
g22п = О, 65g22 =0,65 ,9 = 6 мкСм,
С22п=0,65С22=0,65, 12 =8 пФ.
6. Принимаем. число контуров тракта сигнальной частоты п
-
1 (одноконтурная входная цепь) .
.
7. Определяем добротность входной цепи:
а) из условия обеспечения избирательности по зеркальному
каналу
Vp, / dзер fo
fo+2fпp
10,6/(6+2-0,465)
Qэ и=·-----~="---=----~-------'----
fo+2fпp fo
(6+2,0,465)/6-6/(6+2•0,465)
30;
fo
fo+2fпp
б) из условия обеспечения полосы пропускания. Предвари•
тельно находим полосу тракта сигнальной частоты
отсюда
52;
в) из условия Q8 п=52>Q0 >Q8 и=30 выбираем Q8 =32 и
приравниваем ее значению ! добропюсти на максимальной ч а с т оте:
Qэ (max) = 32. Задаемся собственной добротностью Q = 50. Рассч и•
тываем Qэ (min) на fm!n• Предварительно определяем
Rвх (max) fmin
1
l\ (min) = б+(бэ (mах)-б) R
-
,-
= 50+
вх (m!n)
max
+(_!_
_
_ l )·1-~ = 0,024,
32 50
6
Rвх (max)
1 (Rвх по диапазону для выбранного транзистора
R вх (min)
ГТ310А не меняется)
1
1
Qэ(mln) = бэ(m!n) = 0,024 = 42
•
Проверяем условия (а):
Qэп=52>Qэ(min) =42; Qэ(max) =32> Qэи=30.
Так как все выполнено правильно, принимаем для дальней
ших расчетов
Q=50, Qэ(min) = 42 , Q(эmax)= 32 ,
8. Проверяем избирательность по зеркальному каналу
d -[Q (fо+ 2fпр
зер -
э
f0
fo )]п fo+2fпp .
fo+2fпp
fo
'
а) на fmax
( 6+2,0,465
dзер (max) = 32
6
6
) 6+ 2-0,465
6+2-0,465
6
=
10 •51
6) на fmin
( 2+2-0,465
dзep(mln)= 42
2
2
) 2-2 -0,465
2+2-0,465
2 47•5
•
Полученные результаты превышают заданную избирательность
по техническим условиям.
9. Определяем избирательность тракта сигнальной частоты,
т. е. входной цепи, по соседнему каналу (п = 1):
"r (2л,
)2 "r( 2.10 )2
dтсч=v _ 1+ fmaxQэ(max) =v
1+6,JОз·32 zl(ОдБ).
10. Вычисляем частотные искажения тракта
. сигнальной
час
тоты·
Мтсч= V1+(Qэ (mi n) f2:i: )2
1
= l!f l (42 . 7)2zl(ОдБ).
V + 2.103
11. Распределяем частотные искажения по трактам прием
ника. Задаемся частотными искажениями в тракте низкой частоты
Мтнч=2 дБ.
Частотные иска жени я в тракте высокой частоты
Мтвчдв=Мдв-Мтнчдв=8-2=6 дБ.
Частотные искажения в тракте промежуточной частоты
Мтпч дв=Мтвч дБ-Мтсч дБ =6-0= 6 дБ.
Выбираем в качестве избирательной системы тракта про~1 ежу
точной частоты систему сосредоточенной селекции в виде ФСС,
пом еще нног о в коллеюорной цепи преобразоватеJiя.
Рассчитываем веJiичину избирательности
1,15d 1,15,40
dp=-- =- --= 46 (33 дБ).
dтсч
1
12. Определяем число каскадов тракта высокой частоты и рас
пределяеы усиление по кас1{адам.
373
Находим напряжение на входе первого транзистора; при этом
задаемся hд = 0,005 м, Рвх = 0,2, из предыдущего расчета из
вестно Q3 (max) = 32 :
Uвx=EhдQ, (rnaxJ Рвх=О , 7 , 10-3 -0,005 , 32 -0,2=22,5 , 10-6 В =
=22,5 мкВ,
К, _ 1,5Ud = 1,5-О,6 = 40ООО,
твч Ивх 22,5•10-6
Для обеспечения столь значительного усиления используем
три каскада кроме преобразователя. В тракте промежуточной ча
стоты используем два каскада широкополосных с усилением
Кшпч = 20, а апериодический каскад с усилением Касч = 8 для
более устойчивой работы приемника помещаем в тракте сигналь
ной частоты; таким образом
"
2
Ктвч = Касч Кпр Кшnч = 8· 15-202 =48 ООО,
13. Выбираем в обосновываем структурную схему низкоча
стотного тракта. Мощность источника сигнала
и2
о 042
'
Ри=_с_=-•--=16-10- 8 Вт .
2Rc 2-5 -103
Расчетная мощвость выходного каскада
Рвых 0,08
Рвыхр=--=--=0,1 Вт (100 мВт) .
'l']тр
0,8
Коэффициент усилен и я · мощности
к --10)gРвыхр 101 О,l
58Б
Р06
Ри=
g 16,10-8 =
д•
IЗыполняем выходной каскад по двухтактной схеме .
Выходная расчетная мощность на одно плечо
о,1
-2-=О,05 Вт.
,
.Рвых р
рвых р= 2
Мощность рассеивания на коллекторе
Рн=3Рвых р=З - 50= 150 мВт.
Выбираем для □ ыходноrо каскада . по величине Рн транзисторы
типа МП40.
Коэффициент усиления мощности предварительных каскадов
Кр пред= Кр 05-Кр вых =58-29,5 = 28,5 дБ,
где
Кр вых:::::: К; вых = 30 2 = 900 (29,5 дБ).
374
Число каскадов предварительного усиления
N= КРпрдБ
= 29,5=lб
·15- 25дБ
18
'•
Берем два каскада на тех же транзисторах МП40.
§ 62. ОКОНЧАТЕЛЬНЫЙ РАСЧЕТ
При окончательном расчете определяются параметры
цепей и каскадов предварительно выбранной структурной
схемы радиоприемника.
Цепи и каскады рассчv т ываются на основании техниче
с1шх условий и значений ряда величин, полученных при
предварительном расчете, в такой последовательности:
1. Расчет входной цепи с ферритовой антенной (§ 63).
2. Определение параметров ФСС (§ 64).
3. Расчет усилителя промежуточной частоты:
а) с одиночным контуром (широкополосный или узко
полосный) или с полосовым фильтром (см. гл. 6). При рас
чете широкополосного усилителя (§ 36) следует исходную
полосу пропускания 2ЛF увеличить по сравнению с задан
ной полосой 2ЛFзад в 3-4 раза, коэффициент частотных
искажений усилителя Мш упч полагать равным 3 дБ (О, 7),
а число контуров п приравнять числу широкополосных
каскадов;
б) с фильтром сосредоточенной селекции (ФСС). При
этом вычисляются коэффициент усиления каскада и эле
менты ФСС . Для этих целей используется методика расче
та смесительной части преобразователя с ФСС (см . гл. 8).
Однако в исходных данных и расчетных формулах следует
заменить параметры транзистора преобразователя на па
раметры транзистора усилителя .
4. Расчет апериодического (резистивного) усилителя
промежуточной или сигнальной частоты по методике рас
чета видеоусилителя (гл. 15). В этом случае гр'аничная ча
стота fгр принимается равной промежуточной частоте fпр для
усилителя промежуточной или максимальной частоте сиг
нала fmax для усилителя сигнальной частоты.
5. Расчет преобразователя частоты (см. гл . 8).
6. Определение коэффициента усиления тракта высокой
частоты:
Ктвч р =Квх цКтсч Кир Ктп'Р
здесь Ктеч и Ктпч - соответственно коэффициенты усиления
трактов сигнальной и промежуточной частоты.
375
При этом необходимо, чтобы Ктвч Р > к;вч, получен
ного в предварительном расчете.
7. Расчет и построение характеристики избирательно
сти приемника. Характеристика избирательности приемни
ка рассчитывается как произведение ординат (при одина"
10 i----+ -t- --+ --t --- -4
о
z
Фиг. 12.1. Обобщенные резонансные кривые фильтра сосре
доточенной селекции.
ковых расстройках) резонансных кривых каскадов и цепей,
входящих в схему высокочастотного тракта приемника ( п ри
использовании децибел ординаты суммируются).
Резонансная . кривая тракта промежуточной частоты
определяется типом применяемой резонансной системы и
рассчитывается по формулам, приведенным в гл. 6. Резонанс
ная кривая ФСС рассчитываетGя и строится по обобщенным
кривым ФСС (фиг. 12.1). Для этого необходимо ординаты кри
i3ЫХ, соответствующих выбранному значению ~' умножить,
на пФ (число звеньев), а абсциссы - на половину расчет-
376
ной полосы пропускания, т. е. на ЛРР. Резонансную кривую
тракта сигнальной частоты рассчитывают по формуле
где п - число одиночных контуров, исполызуемых в трак
те сигнальной частоты.
По оси абсцисс эту кривую следует ограничить наиболь
шей расстройкой, при которой рассчитана резонансная
кривая ФСС.
8. Расчет детектора (см. гл. 7).
• 9. Расчет усилителя низкой частоты (см . гл. 4).
В заключение следует отметить, что оформление учеб
ного проекта должно осуществляться в полном соответствии
с ЕСКД; это относится как к составлению оt5ъяснительной
записки, так и к выпо~нению графической части .
§ 63. РАСЧЕТ ВХОДНОЙ ЦЕПИ С ФЕРРИТОВОЙ
АНТЕННОЙ
Этот расчет проведем для схемы с трансформаторной
связью входного контура с транзистором (фиг. 5.9, а) при
плавном перекрытии диапазона или поддиапазона с помо
щью переменного конденсатора.
Исходные данные
1. Диапазон частот fmin - fmax• кГц.
2. Чувствительность транзисторного приемника Е, мВ/м.
3. Полоса пропускания приемника 2ЛF, кГц .
••
4. Входные параметры g11 , С11 транзистора, являю
щегося первым каскадом приемника, или g11п, С11п, если
первым каскадом является преобразователь на минималь
ной и максимальной частотах.
5. Добротность эквивалентного контура Q0 •
6. Собственная добротность контура Q.
Требуется определить
1. Параметры входного контура: Си шах-Си mln; L, Сп,
Lсв ·
2. Коэффициент включения контура со стороны входа
транзистора Рвх·
3. Действующую высоту ферритовой антенны hд.
4- Нэ.пояжение на входе первого •транзистора Uвх·
377
Порядок расчета
1. Выбираем блок конденсаторов переменной емкости .
Рекомендуется использовать блоки от промышленных
транзисторных приемников с емкостями Си mtn-Cи шах
[пФ] = 7---:- 180, 5---:- 240, 6---:- 250, 9 7 270, 10 + 365.
2. Определяем емкость схемы Ссх=
С=Скmax-К~Скmin
сх
Kd2- i
(12 . 19)
где Kd :-- fmax/fmtn - коэффициент под.диапазона.
Если хотя бы на одном из поддиапазонов Ссх ~ О или
имеет малую величину (8- 10 пФ), то рекомендуется выбрать
блок конденсаторов с большим отношением Си шах/Си min·
3. Вычисляем индуктивность контура для каждого под
диа п азона:
• 2,53-1010
( f~ax - f~1 n) [кГц]
L[мкГ]=(С
С)[Ф!(22)
(12.20)
кmax- к min п
fmax f mln [кГц]
4. Рассчитываем на максимальной частоте коэффициент
включения Рвх входного контура с транзистором из условия,
чтобы шунтирующее действие входной проводимости тран
зистора обеспечивало бы снижение собственной добротно
сп1 Q до значения заданной эквивалентной добротности Qэ:
-
VgOe(max) ( Q
)
Рвх =
--'-----'--
-=- --- -1
•
gвx(max) Qэ(max)
(12.21)
Здесь
1
go e tmax) [мкСм] = R
-
Oe(max)
= 2nfmax [кГсi Cmin [пФ] 10-з
(12.22)
-собственная резонансная проводимость входного конту
ра на максимальной частоте;
Cmin = Ск шln +ссх [пФ],
gвx(max) - входная проводимость первого транзистора, т . е .
преобразователя, на максимальной частоте .
5. Определяем емкость подстроечного конденсатора Сп :
-
(12.23)
378
См - емкость монтажа; CL - собственная емкость фер
ритовой антенны; РiхСвх - емкость, вносимая во входной
контур со стороны транзистора (преобразователя частоты).
По справочным данным емкость монтажа См для дву;~
диапазонного приемника при печатном исполнении не пре
вышает 5 пФ, а емкость CL = 2-5 пФ.
Входная емкость транзистора-преобразователя опредяет
ся из выражения
Свх= 1,5Clln= 1,5 VC11 пmiп С1Jпmax,
(12.24)
где коэффициент 1,5 характеризует разброс входных емко
стей: если значение Сп окажется отрицательной величиной.
то необходимо уменьшить коэффидиеI:JТ включения Рвх либо
уменьшая собственную добротность контура Q, либо вы- .
бирая новый блок переменных конденсаторов с большим
значением Сн max· Пересчет по первому варианту является
менее трудоемким .
6. Находим индуктивность катушки связи транзистора
с о входным контуром:
Lсв = (р~"У L,
(12.25)
здесь k - коэффициент связи ; для ферритового стержня
прин и мается равным 0,6-0,7.
7. Определяется действующая высота ферритовой антен
ны с таким расчетом, чтобы обеспечивалась заданная тех
ническими условиями чувствительность приемника. В свою
очередь, чувствительность транзисторного приемника по
полю оценивается напряженностью поля Е, которая обеспе
чивает на его выходе нормальную выходную мощность при
заданном отношении сигнал/шум (стандартное значение
20 дБ или 10 раз по мощности) при коэффициенте модуляции
т = 0,3 . Таким образом
Е _ 10 VkTRoe 2ЛFNш
-
О,ЗQhд
(12.26)
Здесь k ~ 1,38 . 10-23 Дж/град - постоянная Больц
мана , Т - абсолютная температура, К, Roe - резонансное
сопротивление входного контура , 2ЛF - полоса пропус
кания приемника, Q - собственная добротность контура,
N ш - коэффициент шума транзистора первого каскада
(обычно преобразователя) .
При работе транзистора в преобразовательном режиме
его коэффициент шума в 1,5-2 раза больше, чем в режиме
усилителя.
• Значение Nш при отсутствии его в справочных данных
может быть взято 6 --;- 1О.
Формула, удобная для расчета hц, имеет следующий вид:
h [м] = У2ЛF [кГц] 2ЛF0 [кГц] L [мГ] Nш
(l 2.27)
д
ЗЕ [мкВ/м]
Действующую высоту следует определять по минималь
ной частоте диапазона, так как при этой частоте чувстви
тельность будет наихудшая.
Здесь 2ЛF0 = fmin!Q - полоса ненагруженного вход
ного контура.
Действующая высота hд ферритовой антенны имеет
значение порядка 3--;- 15 мм. В том случае, если hд превы
шает указанное значение, ее необходимо пересчитать, либо
уменьшая 2ЛF0 (следовательно, увеличивая Q), либо уве
личивая емкость блока переменных конденсаторов.
8. Рассчитываем коэффициент передачи входной цепи
по полю:
Кв=QэhдРвх·
9. Вычисляем напряжение на входе первого транзи
стора (обычно преобразователя):
Ивх= Еl(в.
(12.28)
Пример 12.2 . Рассчитать входную цепь с ферритовой антенной
транзисторного приемника по следующим данным:
fmin=2 МГц, fmax=6 МГ1~, Е=О,7 мВ/м, 2ЛF=7 кГJ..
Первым каскадом приемника является преобразователь на
_
транзисторе ГТЗlОА с параметрами на обеих частотах диапазона:
giш=0,3,10-3 См, С 11п =20 пФ, Q=50, Qэ (шах)=32 на lшах,
Qэ (шin) =42 на fшin•
Решение
1. Выбираем двухсекционный блок переменных конде нса
торов от приемника «Меридиан»: С11 m!n = 9 пФ, Сн шах= 250 пФ.
2. Находим емкость схемы:
380
Скmax~К~Ск mtn
Ссх = ------,,----
1(~- 1
250- 32,9
32 -1
21 пФ,
З. Определяем индуктивность контура~
2,53-10 10
L=------
f;,ax -f~in
Скmax - Ск m!n
2,53 -101О (6-103) 2 -(2-103) 2
.
=--- --~--~-= 23 мкГ.
250-9 (6-103) 2 (2-103) 2
4. Рассчитываем коэффициент включения контура с транзис
тором:
rде
Рвх= V
go, (max) ( Q
gвх (maxj Qэ (max)
V0,0226, 10-3 ( 50 )
=
3 --1 =0,206,
0,3· 10-
32
2nfmax Cm1n _ 3 6,28,6, 10 3 ,30
gОе(шах)=
Q
10=
50
=226мкСм=
=0,0226-10- 3 См,
Cm1n=Cкm111+Ccx=9+21=30 пФ.
5. Вычисляем емкость подстроечноrо конденсатора:
Сп=Ссх-См-СL-Р~х С8х= 21 - 5 -5-0 ,206 2 -30= 10 пФ,
Свх= 1,5С11п= 1,5-20=30 пФ .
Выбираем подстроечный конденсатор КПК-1 с емкостью 4-15 пФ .
6. Находим индуктивность катушки связи:
( Рвх )2 (0,206 )2
Lсв= -k - L = """о,6"
-23=2,7 мкГ.
7. Определяем необходимую действующую высоту ферритовой
антенны:
где
У2ЛF •2ЛF0LNш
hд =----3-Е___
V7-40,23, 10-3
-12
3-0,7• 103
Лfmln 2000
2ЛР '=--=-- =40 кГц
0
Q
50
•
4,1,10-3 М,
Принимаем Nтр=6, тогда в режиме прео бр азования
Nш=2-6= 12.
8. Рассчитываем коэффициент передачи по полю:
Кв=Q8hцРвх = 32-4 ,1•10-3
- 0,206=0,027.
9. Находим напряжение на входе первого транзистора~
Ивх=ЕКЕ:. = 0,7 -10 3 -0,027=18,9 мкВ.
381
§ 64. РАС11ЕТ ПАРАМЕТРОВ ФИЛЬТРА
СОСРЕДОТОЧЕННОЙ СЕЛЕКЦИИ (ФСС)
Исходные данные
1. Промежуточная частота fпр·
2. Избирательность по соседнему каналу d .
3. Полоса пропускания 2ЛF.
4. Частотные искажения фильтра МФ = Мтпч•
Требуется определить
1. Число звеньев фильтра пФ.
2. Расчетную полосу пропускания 2ЛFр·
3. •Конструктивную добротность контуров фильтра Q.
4. Коэффициент передачи фильтра КФ .
Порядок расчета
1. Определяем расчетную добротность
Qp= 1,41fпр .
ЛF
контура QP:
(12.29)
2. Задаемся конструктивной добротностью контура Q
так, чтобы она была значительно ' больше QP. Добротность
контурных катушек в броневых сердечниках из феррита
или карбонильного железа, намотанных литцендратом,
может быть доведена до · значения 300-500.
3. Вычисляем полосу пропускания фильтра 2ЛFР:
2ЛF - 2ЛF
(12.30)
р-
'
Хп
где Хп - обобщенная расстройка, соответствующая поло
се пропускания; ее значением следует задаться. Многочис
ленные расчеты показывают, что при частотных искажениях
(ослабление сигнала на границе полосы) МФ ~ 8 дБ и
избирательности по соседнему каналу d ,;( 26 дБ целе
сообразно задаваться Хп = 1; если эти величины будут ины
ми, то расчетную полосу следует несколько расширить и
поэтому выбирают Хп = 0,8-0,9.
4. Рассчитываем вспомогательные величины:
а) обобщенную расстройку, соответствующую избира
тельности по соседнему каналу
2Лf
х =--
с 2Лfр'
где Лf = 10 кГц - расстройка по соседнему каналу,
382
б) обобщенное затухание
В= 2fпр
Q,2ЛFp
5. Определяем избирательность аи по соседнему каналу,
создаваемому одним звеном фильтра .
На расчетном графике обобщенных резонансных кри
вых фиг. 12 . 1 находят кривую, соответствующую получен
ному значению ~ .
и затем по выбранной кривой и эначеню'1
обобщенной _расстройки Хе определяют на вертикальной
оси графика ослабления аи, даваемое одним звеном.
6. Находим частотные искажения, вносимые одним зве
ном. Пользуясь тем же расчетным графиком и той же кри
вой для найденного в п. 3 значения Хп, определяют ординату
им.
7. Вычисляем число звеньев пФ фильтра из условий обес
печения заданной избирательности пФи = dlaи и заданных
частотных искажений пФм _ МФ/ам.
Если пФм ~ пФи• то это означает, что расчет произве
ден правильно и число звеньев фильтра пФ следует принять
равным пФи• округлив его до большего целого числа. В про
тивном случае, т. е. когда пФм < пФи• расчет ПР,оизводят
заново; при этом следует либо увеличить конст~}уктивную
добротность Q (п. 2), либо уменьшить значение Хп (п. 3).
8. Рассчитываем избирательность по соседнему каналу
и частотные искажения, создаваемые фильтром в целом:
d=nфаи, МФ=nФам.
Полученные результаты сопоставляем с исходными ве
личинами.
9. Находим коэффициент_ передачи КФ с помощью гра
фика (фиг. 12.2) по числу звеньев фильтра пФ и значению
обобщенного затухания ~.
Фиг 12 2. График для опреде
лення ~.оэффиr;,нента передачи
филътра сосредоточенной се-
,1екцин
0,1
0,2
0,1
Q 0.1 Р.2 0,1 О."- O,S Q,& ft
383
Пример 12.3. Рассчитать / параметры ФСС по следующим да1;
ным: fпр-465 кГц, d= :3 3 дБ при дf= 10 кГц;
r='ешение .
1. Опреде:1яем расчетную добротносты
Q_ 1,i!frщ
р- дF
1,4i •465
3,5
1,87.
2. Задаемсп конструктщзной добротностью Q = 250.
3. 'Зычисляем расчеtную полосу; для этого задаенсл :Сп= О, 91
2ДF 7
2ЛFр=-'--"'--=-=7,8 кГц.
Хп 0,9
4. Рассчитываем вспомогательные величины;
х=~=!:.!О.=26·
с 2ЛFр 7,8
''
2fпр
2•465
В=-~-=--·-0 48
Q,'2ЛFp 250-7,8
•
5. На_ходин избирательность одного звена фильтра по кривым
для В=,0,5: <1и=12 дБ.
6. Определяем частотные искажения, вносимые одним звено!v!
ФСС по графику (В=О,5, Хп=О,9) ам:::::: 1,6 дБ.
7. Вичисляем чпсло звеньев ;
d32
.
а) пфи= -= -==•2,75;
<1n 12
М6
б) пфм=-=-=3,75.
ам 1,6
Так как пфм>nфи, то расчет произведен правильно. Прини
маем число звеньев пФ= 3.
8 Определяем избирательность и частотные искажения ФСС:
т. е. тре б ования удовлетворяются.
9. По графику (фиг. 12.2) для пФ= 3 и В= 0,5
КФ = о,23.
384
получаем
1
§ 65. ТРАНЗИСТОРНЫR ПРИЕМНИК (ВЭФ-12)
Структурная схема транзисторного приемника ВЭФ-12 •
изображена на фиг. 12.3, а его принципиальная схема -
на фиг. 12.4. Элементы входной цепи и контура гетеродина
на этой схеме показаны только для одного диапазона.
Приемник имеет следующие диапазоны: длинные волны -
735,5 - 2000 м, средние волны - 186,9 - 571,4 ми корот
кие волны - 25- 75 м . Последний диапазон разделен на
пять поддиапазонов. Элементы входных цепей и контура
гетеродина для всех диапазонов и их коммутация показаны
на фиг. 12.5.
nчzJ Пч2J
Пч2J
Пч23
Д98
MПl.,f
Снеси- f УПЧ
zупч
Детек-
1УНЧ
тель
тор
ПчZJ
Zкl'fПЧ 1
НПЧf
Геторо-
.1!/НЧ
2!/НЧ
t!uн
Фиг. 12.3. Структурная схема приемника ВЭФ-12.
Промежуточная частота приемника - 465 кГц . Чувст-
вительность приемника при приеме на магнитную антенну
на длинных волнах-2 мВ/м и на средних волнах - 1 мВ/м.
На коротковолновом диапазоне для приема используется
штыревая телескопическая антенна; чувствительность при
емника на всех поддиапазонах не хуже 100 мкВ .
Выходная мощность приемника - 150 мВт.
Избирательность по соседнему каналу не менее 34 дБ.
В высокочастотном тракте ПJ)Иемника используются
транзисторы типа П423, а в низкочастотном тракте - типа
МП41.
В качестве УВЧ применен апериодический каскад с ре
зистивной нагрузкой. Для подавления в схеме паразитных
колебаний на промежуточной частоте в цепь коллектора
транзистора Т3 включен последовательный контур L30C49 ,
настроенный на частоту 465 кГц .
Преобразователь вьшолнен по схеме с отдельным гетеро
дином.
Напряжение с частотой сигнала подается в цепь базы
транзистора смесителя Т 4 , а напряжение с частотой гете
родина вводится в цепь эмиттера того же транзистора.
13 Зак. 458
385
1-
Связь смесителя с контуром гетеродина - трансформатор
ная с помощью катушки связи L28 .
-
Гетеродин выполнен по схемr с автотрансформаторной
связью .
Нагрузкой цепи коллектора транзистора смесителя слу
жит четы рехконтур ный ФСС. Для согласования выходного
\V
--~
1~
,е ItL,5
15
C3_s С37
с"° С35 С35
С т, 'lчZЗ Cs" Csr; Сsв
~IWJ! г·t-г:-~
ll ,~trlе ~;
'j
С51□ L31
<,
Rw
С57
r
Фиг. 12.4 . Принципиальная
сопротивления транзистора Т4 с нагрузкой первый контур
фильтра включен по схеме второго вида. Для согласования
фильтра со входом первого УПЧ использована трансфор
маторная связь . Нагрузкой первого каскада УПЧ служит
двухконтурный фильтр с внешнеемкостной связью. Для
согласования выхода этого фильтра со входом второго УПЧ
применяется тоже трансформаторная связь. Второй УПЧ
выполнен по одноконтурной схеме. Связь этого кас1<ада с
детектором - трансформаторная .
В ' качестве детектора используется диод Д9В.
Автоматическое регулирование усиления производится
в первом иаскаде УПЧ. Положительное напряжение с вы
хода детектора через резистор R~8 вводится в цепь базы
386
транзистора Т5 . С увеличением уровня принимаемого
сигнала потенциал базы транзистора Т" повышае:ж:_ся, TOI{
коллектора этого транзистора уменьшается, что приводит
к снижению коэффициента усиления каскада .
Напряжение низкой частоты с выхода детектора посту
пает на вход первого каскада УНЧ.
--с::)---\]~
R.,_ 9
Свs
л,
схема приемника ВЭФ-12.
Ручное регулирование уровня звучания приемника про
изводится на входе первого УНЧ с помощью потенциомет
ра R30 . Первый УНЧ выполнен по схеме с резистивной на
грузкой и непосредственной связью со вторым каскадом.
Второй каскад собран по схеме с трансформаторной на
грузкой. Выходной каскад построен по двухтактной схеме.
Регулирование тембра производится во входной цепи
второго УНЧ с помощью резистора R47 .
В первом каскаде УНЧ имеется отрицательная обрат
ная связь по току. Второй и третий каскады УНЧ охвачены
глубокой отрицательной обратной связью по напряжению .
13*
387
8'7653
в
f 1/,
16fч!Z1511109 1611' 121S11109 1811'1215ff!О9
fc----. . .. .. .- -- - c)"ff't}.:::. . -- -- -- --
fг ..."Е,--------'
-E~-------O"fi~.:_______,
~Ек----------О'f!"с>:;=:------с=}--<
кR5
/
С"о
/
\ .___
_.._,.___ __,
\
'--------------
L.·.
-
-
---· ·------ ------------
Фиг . 12 .5 . Схема коммутации вход
Lzo -
,,в
L,s
J
16 t'ftZ15f/109 18 1Н215f1109 18l'fIZ15lf!O9
\
\
------~
________ . ../
ных цепей и контура гетеродина.
389
rЛАВА 13
РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ ПРИЕМНИКИ
§ 66. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О РАДИОЛОКАЦИОННЫХ
ПРИЕМНИКАХ
Радиолокация - это область радиотехники , в задачу
которой входит обнаружение различных объектов и опре
деление их координат при помощи радиоволн . Радиолока
ция основана на явлении отражения излучаемых передат
чиком электромагнитных волн от объектов.
Радиолокационные станции работают на сверхвысоких
частотах и главным образом в диапазонах дециметровых и
сантиметровых волн. Остановимся на некоторой специфике
работы радиолокационных приемников на сверхвысоких ча
стотах. В диапазоне сверхвысоких частот (СВЧ) обнаружи
ваются качественно новые явления и приобретают значение
дополнительные факторы, ограничивающие применение
ламп и контуров обычных конструкций
В электронных лампах возникает явление, известное
под названием «инерции электронов», сущность которого
заключается в следующем: время пролета электронов в
лампе становится соизмеримым с периодом действующих на
сетке колебаний СВЧ, вследствие чего возникает сдвиг во
времени между электрическими процессами, происходящими
в анодной и сеточной цепях; лампа теряет свои управляющие
свойства и при очень высоких частотах перестает усиливать
В диапазоне СВЧ индуктивность и емкость контуров полу
чаются настолько незначительными, что их геометрические
размеры становятся сравнимыми с длиной волн. В связи
с этим возникает излучение энергии, сопротивление актив
ных потерь в контуре возрастает, а добротность его резко
уменьшается.
Ввиду указанных ограничений использования ламп и
контуров обычных конструкций были созданы специальные
390 •
лампы для диапазона СВЧ и колебательные контуры с рас
пределенными постоянными. В качестве гетеродинов при
емников сантиметрового диапазона применяются специаль
ные клистронные генераторы, в которых лампа и колеба
тельная система совмещены в одной конструкции. Диапазон
СВЧ накладывает также ограничения на величину · наи
большего устойчивого усиления каскадов приемника .
Перейдем к рассмотрению вопроса о чувствительности
радиолокационного приемника. Чувствительность радио
приемного устройства, как было установлено ранее, при
нято характеризовать величиной напряжения сигнала на
его входе. Такое определение чувствительности можно при
нять и для приемников метрового диапазона. Но в диапа
зонах дециметровых и сантиметровых волн эта оценка
используется редко.
Антенну радиолокационного приемника, которая являет
ся источником сигнала на его входе, в метровом диапазоне
принято характеризовать не действующей высотой, а дей
ствующей площадью, которая, как известно из теории ан
тенн, равна отношению наибольшей мощности , выделяемой
в нагрузке, к плотности потока энергии электромагнитной
волны . В соответствии с этим для радиолокационных при
емников , особенно в сантиметровом диапазоне, сигнал на
входе характеризуется не напряжением, а мощностью, ве
личина которой определяет в конечном счете максимальную
дальность действия радиолокационной станции. Таким обра
зом, в радиолокационных приемниках оценка чувствитель
ности производится по величине мощности сигнала на его
входе . Существуют два понятия чувствительности : реаль
ная и предельная . Для уяснения смысла реальной и пре
дельной чувствительностей приемника назовем величину,
показывающую отношение мощности сигнала Ре вых к мощ
ности шума Рш вы х на выходе линейной части приемника,
коэффициентом различимости по мощности
rv _ Ревых
v,р-
Рш вых
(13.1)
Надежный прием сигнала обеспечивается прц достаточ
ном превышении уровня выходного сигнала над уровнем
шума, т . е . при определенном значении коэффициента раз
личимости ар.
Реальная чувствительность радиолокационного прием
ника характеризуется наименьшим з начением мощности
СИГ!-Iала на входе приемника , при котором на его выходе
391
достигается определенное значение коэффициента различи
мости ар . Минимальным значением коэффициента разли
чимости радиолокационного приемника с визуальным на
блюдением iipJiнятo считать ар = 1.
Предельная чувствительность радиолокационного при
емника характеризуется величиной мощности входного
сигнала при коэффициенте различимости а р = 1.
Найдем предельную чувствительность из формулы (9 .6),
определяющей коэффициент шума N:
N= __
Р~е/_Р~ш__
Ре вых/Рш вых
При минимальном значении коэффициента различимости
ар= Ре вых/Рш вых = 1 мощность сигнала на входе Ре
Фиг. 13.1 . К вопросу
определения наиболь
щей мощности шума.
характеризует предельную чувст
вительность Ре пр приемника:
(13.2)
Полагаем, что источником шума
является генератор с внутренним
сопротивлением, равным сопротив
лению эквивалента •антенны Rл,
Величина наибольшей мощности
шума Рш max• которую развивает ге
нератор на входе приемника (фиг. 13.1), получается при вы
полнении условий согласования (см . § 12), когда Rвх = Rл,
и равна
Иш2
р
=-·
ш шах 4RA
(13.3)
Заменяя в формуле (13.3) на1Iряжение шума И~ его
значением по формуле (9.1), найдем
4kTRл Лf
Rшmax = 4RA
kT Лf.
(13.4)
Возвращаясь к определению предельной чувствитель
ности приемника, заменим в формуле (13.2) величину Рш
величиной Рш шах• тогда предельная чувствительностr ,
(13.5)
Под величиной Лf следует понимать полосу пропускания
премника 2ЛF.
392
Численно реальная чувствительность Рер премника
превышает предельную чувствительность Ре пр на величину
коэффициента различимости ар:
Рср =r:xpNkT Лf .
(13.6)
Чувствительность радиолокационных приемников при
нято выражать в милливаттах или в децибел-милливаттах.
Децибел-милливаmf!l, - единица, выражающая в деци
белах отношение, которое показывает, во сколько раз мощ
ность сигнала меньше , чем один милливатт. Например, мощ
ность сигнала Ре = 10-8 мВт может быть выражена в де
цибеллах следующим образом :
РедБ=10lg-1
-
= 10lg108=80дБ.·
Ре
Чувствительность современных радиолокационных при
емников в зависимости от назначения и диапазона может
находиться в пределах 10-9
-
10-11 мВт. Такую же мощ
ность, как указывает акад. Б. А . Введенский, можно по
лучить, если гирьку весом в О, 75 г опускать со скоростью
1ммвгод.
Для радиолокационных приемников большое значение
приобретает вопрос о влиянии внутриприемных шумов. Если
в диапазонах длинных, средних и коротких волн наиболь
шая чувствительность приемника определяется уровнем
атмосферных и промышленных помех, то в диапазона4 СВЧ
влиянием внешних помех можно пренебречь, и поэтому
предельная чувствительность радиолокационного прием
ника обусловливается его внутриприемными шумами.
Факторы, ограничивающие применение радиоламп для
усиления сверхвысоких частот, а также сравнительно боль
шой уровень шума, создаваемый ламповыми усилителями,
привели к появлению принципиально новых усилителей,
таких, как усилители на лампе бегущей волны, параметри
ческие усилители, квантовые усилители, которые находят
все большее применение в современной радиолокационной
технике.
Переходя к вопросу о структрных схемах радиолокацион
ных приемников, следует отметить, что их построение за
висит от принципа действия. радиолокационной станции.
В соответствии с этим различают: импульснь~е радиолока
ционные станции, радиолокационные станции непрерывного
излучения и когерентно-импульсные радиолокационные
станции.
393
Вопросы для повторения.
1. Какой электрической величиной оце н ивается чувствитель
ность радиолокационного приемника сантиметровых волн?
2 . Какому из понятий чувствительности соответствуе1 наи·
~1еньшее значение входного сигнала?
3. Почему в диапазоне СВЧ можно пренебречь влиянием внеш
них помех?
4. Как . влияет · расширение полосы пропускания радиолока
ционного приемника на его чувствительнос.ть?
§ 67. ПРИЕМНИКИ ИМПУЛЬСНЫХ
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СТАНЦИЙ
Импульсный метод радиолокации, являвшийся в тече
ние ряда лет основным, используется для обнаружения
различных объектов, например, самолетов и кораблей,
а также панорамного обзора местности и для других целей.
При импульсном методе в радиопередатчике осущест
мяется прерывистая генерация высокочастотных колеба
ний в виде мощных кратковременных импульсов, называе
мых зондирующими. Расстояние до объекта при этом ме.
тоде определяется по времени между моментом излучения
зондирующего импульсса и моментом возвращения импуль
са, отраженного от объекта.
В импульсных радиолокационных станциях исполь
зуется общая антенна, служащая одновременно для пере
дачи зондирующих импульсов и приема отраженных сиг
налов. Разделение сигналов в антенном канале станции
Е этом случае осуществляется с помощью антенного комму
татора.
Приемники импульсных радиолокацио н ных станций
наиболее часто выполняются по супергетеродинной схеме .
Первым блоком радиолокационного приемника являет
ся разрядник, обеспечивающий запирание входа приемни
ка на время излучения зондирующего импульса и являю- ·
щийся составной частью антенного коммутатора.
Высокочастотная часть приемника как по своему соста
ву, так и по конструкции отдельных каскадов зависит от
рабочего диапазона частот . В диапазонах метровых и де
циметровых . волн высокочастотная часть приемника содер
жит входную цепь и усилитель высокой частоты, причем
в дециметровом диапазоне в качестве колебательных конту
ров используются отрезки линий, а в качестве электронных
приборов - лампы маячкового типа.
394
В диапазоне волн короче 25 см первым каскадом прием
ника обычно является кристаллический преобразователь
частоты, а в 1<ачестве гетеродина используется отражатель
ный клистрон. В этом диапазоне можно испощ,зовать и
приемники прямого усиления с усилителем высокой часто-
ты щ1 лампе с бегущей волной.
•
Наиболее типичной для диапазона сантиметрощ,1х волн
является схема приемника, приведенная на фиг. 13.2. Вы
сокочастотная энергия в этом диапазоне · передается при
помощи коаксиальных и волноводных линий, которьщ
Антенна
Фиг. 13 2. Структурная . схема импульсного радиолокационного при-
емника с двухканальной системой автоподстройки частоты.
конструктивно сочленяются с разрядником и преобразо
вателем частоты. Усилитель промежуточной частоты обыч
но выполняется в виде двух отдельных блоков: предва р и
тельного усилителя промежуточной частоты (ПУПЧ) и гтш
ного усилителя промежуточной частоты (главного УПЧ).
Такое разделение УПЧ продиктовано следующими обстоя
тельства~1и. Высокочастотная часть ряда радиолокационных
станций (магнетронный генератор, антенный переключатель
и преобразователь частоты) обычно удаляется от остальной
аппаратуры на расстояние нескольких метров и преобра
зованный сигнал передается к УПЧ по высокочастотному
кабелю. Следует учесть, что кристаллический преобразо
ватель и высокочастотный кабель ослабляют мощность сиг
нала и сами являются источниками дополнительных шумов.
Поэтому передача сигнала по кабелю без предваритель
ного усиления сопровождается уменьшением отношення сиг
нал/шум. Включение между преобразователем и высокочас
тот.ным кабелем ПУПЧ, пост_роенного по схеме с низким
395
-уровнем шума, повышает отношение сигнала к шуму на
входе главного УПЧ, вследствие чего реальная чувстви
тельность приемника возрастает .
В приемнике предусмотрена автоматическая подстрой
ка частоты (АПЧ), которая осуществляется через отдель
ный канал автоподстройки, со специальным смесителем,
работающим от общего гетеродина. Сигнал от передатчика
подается в канал АПЧ через делитель мощности или атте
нюатор. С :выхода смесителя сигнал поступает в усилитель
АПЧ и эзтем на частотный детектор.
;..
YQ
п..
t
YS?
t:11мна трех
соста811яющих
Г,
Фиг. 13.3 . Разложение периодических им
пульсов постоянного тока в ряд Фурье.
Остановимся на таком важном вопросе, как полоса про
пускания приемника импульсной радиолокационной стан
ции. Необходимая полоса пропускания приемника опреде
ляется спектром частот, который излучает импульсный пе-
-
- ре датчик
радиолокационной станции, и допустимым уров
нем внутриприемных шумов .
Импульсные посылки высокочастотных сигналов, созда
ваемые в передатчике радиолокационной станции, возни
кают в результате амплитудной модуляции несущего вы
сокочастотного колебания прямоугольными импульсами
постоянного тока (фиг. 13.3, i).
Для определения спектрального состава этих импуль
сов, обычно называемых вuдеоuмпульсами, воспользуемся
известным правилом разложения периодической функции
в ряд Фурье . Считая за начало координат середину перво
го импульса, получим
Уо=А0+А1cosQt+A2cos2Qf+
+ А3 cos 3(.!t + ... +An cos nf.!t...
(13 .7)
396
Здесь А0 - постоянная составляющая; А1, А2, А8, •.• , Ап -
-
амплитуды 1-,
2-,
3- и п- й гармоник соответственно;
~ 1 = 2лF - угловая частота повторения импульсов, рав-
ная частоте первой гармоники.
.
Такой ряд можно представить не только аналитически,
но и графически . Если изобразить косинусоидами все со
ставляющие ряда и затем просуммировать их, то резу_.iiьти
рующая кривая воспроизведет форму исследуемоi"сi им
пульса (фиг . 13 .3, 6).
А"
Фиг. 13.4 . Спектральный состав
прямоугольных видеоимnульсов,
характеризующий изменение ин
тенсивности амплитуд гармоник.
При суммировании ограниченного числа членов ряда
получают лишь приближенную форму исследуемого сигна
ла (фиг. 13.3, 6). Для выяснения того, какая часть ряда
(13. 7) создает удовлетворительное для техническ и х целе й
воспроизведение формы импульса, необходимо проанали
зировать зависимость ампл итуд Ап каждой гармон,ической
составляющей от ее частоты nF. Такая зависимость Ап =
= (f!(nF) называется аJ,tnлuтудным спектром прю,1,оугдль
ного вuдеоuмпульса и определяется из следуrощего урав
нения:
(13.8)
где А характеризует высоту импульса .
Графическое изображение этого уравнения, приведен
ное на фиг. 13.4, дает наглядное представление о спектраль
ном составе прямоугольного видеоимпульса. Из графика
видно, что с увеличением номера гармоники п , а следова
тел ь но и частоты nF ампл итуды гар моник убывают по си
нусоидалыюму закону и поэтому ординаты кривой приобре
тают как положительные , так и отрицательные значения,
а в ряде точек становятся равными нулю.
397
Пересечение кривой с осью происходит при значениях
углов пт:ипF = п, 2n, Зп и т . д., соответствующих частота м
nF = 1/tи, 2/,и, 3/т;и И Т. д.
Следует подчеркнуть, что спектр периодического видео
импульса не является сплошным , а представлнет собой со
[окупность гармоничес1<их колебаний, различающихся по
часто;ге на величину F. Практикой установлено, что удов
л етворительную форму импульса дает совокупность частот,
ограниченная областью спектра 1,5/т;и· Эта область возрас-
тает с уменьшением длительности импульса
f
Фиг. 13 .5. Спектральный состав прямоугольных ра
дноимпульсов.
Представление о спектральном составе импульсов вы
сокой 1.; астоты (радиоимпульсов) можно получить , если пр ед
положит ь , что в процессе амплитудной модуляции, кроме
несущей частоты fo, кажд а я составляющая видеоимпуль са
с частотами F, 2F, ЗF, .. . , nF создает два боковых колеба
ния:fo:J=F;fo+2F;fo+ЗF; ..., fo_+ nF.Графически
спектр р ад: : о импу л ьса пр едставляется в виде дв у х симмет
ричных полов ин, каждая из которых определяет спектр
видео имп ул ь са (фиг. 13 .5). Таким образом, радиоимпульс
характеризуется спектром вдвое шире, чем спектр видео
импульса .
. Полоса
пропус1,а~шя импульсного радиолокационного
пр и емника в зависимости от требований, предъявляемых
1, воспроизведеrшю формы импульса и в первую очередь его
переднего фро нта , зависит от длительности и мпульса ти
Удовлетворительная форма высокочастотного импуль с а
достигается при условии, если принимаемая часть спектра
находится в интерва.пе частот 2(1,5/ти). Это значит, что по-
398
ттоса пропускания приемника составляет
(13.9)
Выбор этой величины связан не только с формой вос
производимого импульса; следует также учитывать, что
при расширении полосы пропускания возрастает уровень
шумов на выходе, а реальная чувствительность приемника
уменьшается. В. И. Сифоров доказал, что наибольшее воз-
Фиг. 13.6 . К вопросу о влиянии ширины полосы пр о
пускания на форму импульса и отношение сигнал/шу м .
можное соотношение полезного сигнала к шуму на выходе
приемника обеспечивается при так наз ываемой оптималыюй
полосе пропускания, определяемой выражением
(13.10)
Практически, как показывают исследования, в зависи - 1
мости от формы резонансных х арактеристик приемника оп
тимальная полоса пропускания находится в пределах
2ЛF [МГ•]_ 1,о - 1,37
opt
Ц-
Ти [мкс]
(13.11)
На фиг. 13.6 показано примерное влияние полосы про
пускания на форму импульса и отношение сигнала к шуму
на выходе приемника. Наивыгоднеfнпее отношение сиг
нал/шум обеспечивается при оптимальной полосе пропуска
ния; при этом высота сигнала приближается к высоте прямо
угольного импульса. При полосе пропускания, превышаю
щей оптимальную, обеспечивается лучшая форма импульса,
но различимость сигнала на экране ухудшается вследств :1е
возрастания уровня шума . При полосе пропускания у жг
зю
оптимальной как форма сигнала, так и отношение сиг
нал/шум не удовлетворяют поставленным требованиям .
Величина полосы пропускания приемников радиоло
кационных станций в зависимости от их назначения на
ходится в пределах
(13.12)
В станциях, предназначенных для точного определения
расстояния, должна быть обеспечена высокая крутизна пе
реднего фронта импульса, и поэтому в них полосу пропус
кания выбирают более широкой, чем, например, в станциях
дальнего обнаружен,ия.
_
При проекrировании радиолокационных приемников
полосу' пр'опускания выбирают обычно по величине нарас
тания переднего фронта импульса (см. гл. 15).
Вопросы для повторения.
1. Есть ли необходимость использовать ПУПЧ в приемни
ках, и!.!еющих усилите,/IЬ высокой частоты?
:2 , );1qqтЬянстiю какой частоты приемника обеспечивает при•
менение ~»стемы автоподстройки частоты?
З, По.чему спектр радиоимпульса вдвое шире спектра видео
импульс'а?
1, •1<.ак влияет на спектр радиоиыпульса уменьшение его дли
тельн'остй?
5. При какой полосе пропускания импульсного приеыника
достигается наибольшее соотношение сигнал/шум?
§ 68. ПРИЕМНИКИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ
СТАНЦИИ С НЕПРЕРЫВНЫМ ИЗЛУЧЕНИЕМ
В радиолокационных станциях, в которых используется
метод непрерывного излучения, генерация высокочастот
ных к:9лебани-й в передатчике осуществляется непрерывно
в течение всего времени, необходимого для наблюдения.
Метод · н.епрерывного излучения используется в радиоло
кациdнньrх системах, известных под названием «доппле
ровскию?, и в радиолокационных системах с частотной мо
дуляцией.
В допп,леровских радиолокационных системах исполь
зуется явление, известное под названием эффекта Допплера.
Его сущность заключается -в следующем: при облучении
движущегося объекта частота отраженного колебания вслед-
400
ствие непрерывного изменения его фазы становится отлич
ной от частоты колебаний передатчика на величину
(13.13)
называемую допплеровской частотой.
Здесь fпер - частота передатчика;
.V,-
радиальная
составляющая скорqсти объекта; с - скорость света .
Допплеровская частота зависит от скорости объекта и
обычно находится в пределах звуковых частот. Эта частота
выделяется в радиоприемнике как разностная частота (бие
ния) на выходе нелинейной системы (детектора) при воздей
ствии на нее частоты сигнала передатчика и частоты отра
женного сигнала . Появление на выходе приемника сигнала
допплеровской частоты свидетельствует о наличии в зоне
облучения подвижного объекта , причем с помощью этой
величины можно определить радиальную составляющую
скорости подвижного объекта. Допплеровские радиолока
ционные системы применяются для самых разнообразных
целей .
Радиолокационные системы с частотной модуляцией
используются для определения расстояния до объекта пу
тем сравнения двух частот: частоты передатчика и частоты
отраженного от объекта сигнала. Для того чтобы эти часто
ты можно было сравнить и на основе этого определить рас
<:тояние до объекта , в передатчике осуществляется частот
ная модуляция колебаний по линейному закону . Если те
перь сравнить частоты излученного и отраженного колеба
ний, то они окажутся неравными, так как за время распро
странения колебания от передатчика до объекта и обратно
частота передатчика изменялась . Разность между этими час
тотами, называемая дальномерным приращением частоты,
будет пропорциональна дальности до объекта :
F,=4ЛfFмr.
(13.14)
с
Здесь Лf - разность между граничными значениями час
тоты передатчика (размах частотной модуляции) , Fм -
частота модуляции , с - скорость света; r - расстояние
до объекта.
'
Дальномерное приращение частоты лежит в диапазоне
звуковых и ультразвуковых частот.
Метод ч астотной модуляции может быть использован
для радиолокации непо,l!вижных и движущихся целей; в
401
первом случае такая система широко используется в авиа
ции для определения высоты полета в приборах, называе
мых радиовысотомерами. Во втором случае, т. е. при радио
локации подвижных целей, наряду с дальномерным прира
щением частоты Fr также имеет место допплеровское при
ращение частоты Fд' обусловленное движением цели. В ап
паратуре, построенной на этих принципах, возможно не
только измерять дальность до цели, но и определять ско
рость ее движения.
fnep
fnep - f,
Фиг. 13.7. C'11 ,Jy ктурная схема приемника радиолока
цион1,ой отанции непрерывного излучения.
В радиолокационных станциях с непрерывным излуче
нием используются две антенны: одна для передачи, а дру
гая для приема. В связи с этим в схемах приемников по
добных станций нет необходимости в применении разряд
ника защиты приемника (РЗП), являющегося составной
частью антенного переключателя при использовании об
щей антенны.
На фиг. 13.7 представлен возможный вариант структур
ной схемы приемника радиолокационной станции непрерыв
ного излучения. На вход первого смесителя С1 подается
колебание or передатчика с частотой fпер• а на вход второго
смесителя С 2 - принимаемый сигнал fc, отличающийся от
сигнала передатчика на доп плеровскую частоту Fд. Одно
времен но на оба смесителя от клистронного гетеродина под
водятся колебащ1я с частотой fг-
Сигналы разностной частоты на выходе обоих смесите:
лей fп ер - f1 и fпер - fг + Fд усиливаются в усилителях
промежуточной частоты УПЧ1 и УПЧ 2 и подаются на де-
402
тектор Д. На выходе детектора, выполняющего роль сме
с~пеля, получается разностная частота, равная по величи
не допплеровской F д· Сигнал допплеровской частоты уси
J1Ивается в усилителе допплеровской частоты (УДЧ) и по
дается на измеритель частоты.
В схеме также предусмотрена специальная автоподст
ройка частоты гетеродина Г , которая обеспечивает по
стоянство разностной частоты fпер - fг- Эту задачу вы
ПОJ1НЯЮТ частотный детектор (ЧД) и управитель (У).
Приведенная структурная схема может быть использо
вана не только в допплеровских системах, но и в системах
с частотной модуляцией.
В приемниках допплеровских систем полоса пропуска
ния выходного усилителя определяется возможным интер
валом допплеровских частот и находится в пределах еди
ниц или десятков килогерц .
Полоса высокочастотного тракта такого приемника вы
бирается значительно шире полосы выходного усилителя
на величину нестабильности частоть1 передатчю{а и часто
ты гетеродина.
Вопросы для повторения.
1. Как отражается на допплеровской частоте увеличение ско·
рости облучаемого объекта?
2. Почему в системах с частотной модуляцией изменение ча
стоты модуляции осуществляется по линейному закону?
3. Что будет с показаниями измерителя частоты, если в схе
щ• , представленной на фиг. 13.7, исключить канал автоподстройки
частоты?
§ 69. ПР ИЕ М НИ КИ КОГЕРЕНТНО-ИМПУЛЬСНЫХ
Р АД И ОЛОКАЦИОННЫХ СТАНЦИЙ
С помощью когерентно-импульсного метода решается
одна из важнейших задач радиолокации, известная под
наз ванием «селекция подвижных целей» (СПЦ) .
Рассмотренный допплеровский метод позволяет обнару
жить движущуюся цель и определить ее скорость; однако
измерение дальности по движущейся цели при непрерывном
методе излучения приводит к значительному 1сложнению
аппаратуры. В связи с этим радиолокация движущихся це
лей осуществляется когерентно-импульсным методом, ко
торый является своеобразной комбинацией двух методов:
импульсного и до·пплеровского.
При импульсном облучении подвижной цели в связи
с малой продолжительностью им пульса становится невоз-
_
403
можным непосредственно выделять допплеровскую часто
ту как разность между посылаемыми и принимаемыми ко
лебаниями. Поэтому при когерентно- импульсном методе
измеряется не допплеровская частота, а фазовое смещение
между двумя колебаниями: отраженного от подвижной це
ли и создаваемого в приемном устройстве с помощью гете
родина. Таким образом, непрерывные колебания гетеродина
становятся опорными колебаниями, фаза которых должна
быть синхронизирована с колебаниями импульсного гене-
Канал приемника
Кана11 ког~рентного •
От пере-
гетероiJuна
iJamчuia
Фиг. 13.8. Структурная схема приемника когерентно--импульсной
радиолокационной станции.
ратора высокой частоты передатчика. Гетеродин с подоб
ной сихронизацией фазы называется когерентным, а поэто
му описываемый метод радиолокации и называется коге
рентно-импульсным .
На фиг. 13.8 представлен вариант упрощенной струк
турной схемы приемника когерентно-импульсного радиоло
катора. Высокочастотная часть схемы состоит из двух ка
налов: приемника и когерентного гетеродина. В канале
прие~ника формируется фаза сигнала, отраженного от це
ли, а в канале когерентного гетеродина - фаза опорного
колебания, задаваемая передатчиком радиолокатора. Сме
щен·ие между фазами принимаемого и опорного колебаний
измеряется не на принимаемой, а на промежуточной часто
те. Для этого в каждом из каналов осуществляется преобра
зование частоты: в канале приемника преобразуется при
нимаемый сигнал, а в канале когерентного гетеродина -
-!О,4
сигнал, поступающий непосредственно от передатчика. Пре
образование частоты производйтся с помощью гетеродина
Г, воздействующего на смесители С1 и С2 обои_х каналов.
Когерентный гетеродин КГ вырабатывает колебания про
межуточной частоты, фаза которых строго синхронизи
руется при каждой посылке зондирующих импульсо'В пере
датчика. На детекторе Д происходит измерение смещения
между фазами отраженного сигнала и когерентноr9 гетеро
дина, в результате чего на выходе детектора п0лучаются
импульсы, амплитуда которых зависит от разноатн фаз под
водимых колебаний.
Важно отметить, что видеоимпульсы н~подвижных и
подвижных целей существенно отличаются друг от друга.
При облучении неподвижной цели разность фаэ, а следова
тельно, и импульсы на выходе детектора за кажд1>1й период
повторения остаются неизменными. Иная картина происхо
дит при облучении подвижной цели, в этом случае разность
фаз за каждый период меняется и в результате видеоимпуль
сы оказываются промодулированными по амп,11итуде.
Селекция импульсов подвижной цели в рассматриваемой
схеме осуществляется следующим образом: видеоимпульсы
после усиления их в видеоусилителе (В У) цоступают на схе
му вычитания (СВ) двумя путями: непосредственно и через
цепь задержки (ЦЗ) . В цепи задержки импульсы задержи
ваются на время, равное периоду повторения. Таким об
разом видеоимпульсы неподвижных целей, амплитуда ко
торых от периода к периоду сохраняется неизменной, пол
ностью компенсируются, а на индикатор поступают толь
ко те импульсы, амплитуда которых меняется, что соответ
ствует сигналам движущихся целей.
Вопросы для повторения.
1. Ка кие сигналы являются когерентными?
2. Между колебаниями каких сигналов происходит измере-
ние фазы при когерентно-импульсном методе? -
3. Почему разность фаз сигналов, отраженных от неподвиж
ных целей, сохраняется постоянной от периода к периоду?
§ 70. ЭЛЕКТРОННЫЕ ЛАМПЫ В ДИАПАЗОНЕ
СВЕРХВЫСОКИХ ЧАСТОТ
Выяснение причин, ограничивающих применение ламп
на сверхвысоких частотах (СВЧ), а также ознакомление
с процессами, происходящими в лампах на этих частотах,
является в высшей степени существенным для понимания
405
работы радиолокационных приемников. В диапазоне СВЧ
приходится принимать во внимание ряд факторов, с кото
рыми на более низких частотах можно было бы не считать
ся. К таким факторам относятся: междуэлектродная ем
кость ламп, индуктивность вводов электродов, диэлектри
ческие потери в стекле и цоколе лампы и явление инерции
электронов.
Остановимся прежде всего на влиянии индуктивности
вводов электродов. Из основ электротехники известно, что
индуктивностью обладают не только катушки, но и отдель
ные прямые провода. Индук-
тивность ввода электрода .
можно определить как ин
дуктивность прямолинейного
провода по формуле
Ug
Для примера можно по-
казать, что ввод длиной
Фиг. 13.9. Схема, поясняю- 1,5 см и диаметром О,1 см
ща я влияние индуктивности
L
ввода катода на работу лампы . имеет индуктивность в ~
= 0,01 мкГ.
Индуктивное сопротивление Х L ' вводов лампы на низких
радиочастотах мало и во внимание не прииимается. Замет
ное увеличение XL, происходящее в диапазоне СВЧ, вид
но из следующих цифровых данных:
приf=3ОООкГц
XL = 2лfLв = 6,28 •3ООО· 103 • 0,01 10-6-=·О,19 Ом.;
приf=3ОООМГц
XL = 2лfLв = 6,28•3ООО-106 • 0,01 10-6 = 190Ом.
Роль междуэлектродной емкости и индуктивности вво
дов можно уяснить из схемы обычного усилительного кас
када. На схеме фиг. 13.9 показана только индуктивность
катодного ввода. LR, так как индуктивности остальных вво
дов существенного влияния на работу усилителя не оказы
вают. Входом усилителя является участок og, представляю
щий собой реактивный делитель напряжения из последо
ватеJiьно соединенных емкостного Х gR и индуктивного ·xL
сопротивлений. Величина фактически подводимого к сетке
пампы напряжения UgR будет определяться соотношением
406
этих сопротивлений. С увеличением частоты вследствие
уменьшения емкостного сопротивления Х g и и увеличения
индуктивного со противления XL подводимое к сетке на-
. пр яжение
будет значительно меньше входного напряжения
и'< .
Примем емкость С gи = 2 пФ. При f = 3 ООО МГц емкост
ное сопротивление
1
Xg=--
-
---
-
--'--- ~ 27 Ом..
и wC_flн 6,28-3000-106 -2-I0- 12
Ис п ользуя полученное . ранее зн а чение индуктивного
сопротивления XL = 190 Ом, можно определить, что не
посредственно к сетке будет подводиться напряжение Иg 11 ~
~ О, 15И g• На более вы с окой ч а стоте вход лампы (участок
gк) может оказаться замкнутым н акоротко, и лампа как
усилитель потеряет свои свойства .
Другим существенным фактором , влияющим на работу
электронной лампы на СВЧ, является инерция электронов .
Э.пектронную лампу в диапазоне низких радиочастот, вклю
чая короткие волны, принято считать безынерционным
прибором. В этом диапазоне пе риод воздействующих на
сет1<:у колебаний оказывается во много раз большим времени
пролета электронов от катода к аноду, вследствие чего
сравнительно быстрое изменение напряжения на сетке вы
зывает такое же быстрое изменение . анодного тока. С уве
личением частоты период колебаний постепенно прибли
жается ко времени пролtта электронов в лампе и безынер
ционные свойства электронной лампы исчезают.
Время пролета электронов в лампе определяется рас
стоянием между электродами и действующими на них на
пряжениями . Движение электронов в лампе не является
равномерным . На участке к атод - сетка , в пределах кото
р ого действует незначительное сеточное напряжение, ско
рость движения электронов относительно мала . За сеткой
вследствие сравнительно высоких потенциалов на экрани
рующей сетке и аноде скорость движения электронов ока
з ывается несравненно выше . Таким образом, электроны за
трачивают на преодоление пространства катод - сетка
наиболь шее время, которое с достаточ н ым приближением
можно принять за время пролета электронов в лампе. Для
ламп с цилиндрической формой элект родов время пролета
электронов 'пр можно определить из формулы
тпр =О,255-10-7 ,/
•
rИg
407
При радиусе сетки R = 0,2 см и действующем на сетке
напряжении И g = 2,5 В время пролета
't'np::::;Q,255- 10-7
,~•
2 ~3,3·10-9С.
r 2,5
Легко подсчитать, что колебаниям с длиной волны л =
-
10 м соответствует период Т = 33, 10-9 с, в 10 раз боль
ший времени пролета. Уже при таком соотношении времени
пролета электронов и периода колебаний появляется отста
вание анодного тока во времени по отношению к напряже
нию на сетке.
При длине волны л = •1 м время пролета и период коле
баний становятся одинаковыми . В этом случае инерция
электронов проявляется настолько значительно, что элект
роны, еще не успев долететь до сетки, отталкиваются об
ратно к катоду вследствие изменения воздействующего на
сетку напряжения . Очевидно, что на такой и да~е на не
сколько большей длине волны лампа полностью теряет свои
усилитеJiьные свойства.
Ознакомление с физическими процессами, происходя
щими в лампе за_ счет междуэлектронных емкостей, индук
тивностей вводов и инерции электронов, позволило до не
которой степени выяснить их отрицательное воздействие на
работу усилительных ламп в диапазоне СВЧ. Более полное
представление о влиянии этих факторов, вшють до уста
новления количественных результатов, можно получить из
рассмотрения вопроса о входном сопротивлении усилитель
ной лампы на СВЧ.
Вопросы для повторения.
1. Как влияет увеличение диаметра ввода электродов на их
индуктивность?
2. Между какими электродами ламп пролет электрона зани
мает наибольшее время?
• 3. Почему с уменьшением длины волны в большей степени
проявляется явление инерции электронов?
§ 71 . ВХОДНОЕ СОПРОТИВЛЕНИЕ ЛАМПЫ
НА СВЕРХВЫСОКИХ ЧАСТОТАХ
При изучении вопроса о входном сопротивлении лампы
в диапазонах длинных, средних и частично коротких волн
(§ 30) было установлено, -что лампа, нагруженная на актив
ное сопротивление, - обладает входным сопротивлением Rвх•
близким по величине к бесконечности, вследствие чего ее
408
шунтирующее действие на колебательный крнтур пред
шествующего каскада можно не учитывать. На сверхвы
соких частотах, как будет по1<азано, входное сопротивле
ние по величине незначительно и . поэтому резко влияет на
работу предшествующих цепей.
Рассмотрим влияние индуктивности ввода катода на
входное сопротивление лампы при СВЧ. Для построения
веrпорной диаграммы используем схему фиг . 13.9. Нагруз
ку анодной цепи полагаем активной: Za = R. Принимая во
внимание диаграмму фиг. 6.15 (см . § 30), построенную для
llgк
Ia
lg
llкo
Фиг. 13.10. Векторная
диаграмма для опредеJ~е
ния входного сопротив
ления лампы с учетом
влияния индуктивности
катодного ввода.
Фиг. 13.11 . К вопросам
о наведении тока дви•
жущимися зарядами.
активной нагрузки, считаем, что сеточный ток l g опере
жает фактически подводимое к сетке напряжение Иgн на
90° (фиг. 13.10). , -
Анодный ток лампы / а при условии, что общее сопро•
тивление анодной цепи R i + R во много раз больше индук
тивного сопротивления катодного ввода Х L, является по
характеру активным и совпадает по фазе с напряжением
Иgн•
Напряжение на индуктивности катодного ввода И110
опережает анодный ток на 90° . Входное напряжение опреде-
ляется. через сумму известных напряжений (/ g = Vgн +
+ Ино, Из диаграммы фиг. 13.10 видно, что между ве1по
рами И g и / g, определяющими входное сопротивление, угол
сдвига по фазе стал меньше 90°. При таком угле сдвига ак
тивная составляющая сеточного тока / gr как прое1щия веr<•
тора / g на вектор Иg имеет определенную величину, а ак
тивное входное сопротивление Rвх принимает конечное зн,а
чение, т. е уменьшается по сравнению с бесконечностью.
409
В заключение остановимся на определении входного со
противления лампы, обусловленного инерцией электронов.
Для уяснения свойств лампы на СВЧ необходимо прежде
всего отказаться от обычных представлений о физических
процессах в лампе, сагласно которым значения токов в це
пях определяются количеством электронов, попадающих на
электроды в единицу времени.
По законам электростатической индукции точечный за
ряд Q, помещенный на половине расстояния между двумя
коr,откозамкнутыми пластинами (фиг. 13.11), индуктирует
Ig
-
-
lg
-Li--...---111
lg
Eg
а)
б)
Фиг . 13.12. Схема и векторная диаграмма для определе
ния входного сопротивления лампы с учетом влияния инер
ции электронов.
на них одинаковые заряды q1, q2, знаки которых противо
положнызнакузарядаQ, асуммаих Iq1+q21= 1Q1-
При перемещении заряда Q величина индуктированных за
рядов будет изменяться: один заряд будет возрастать, а
другой уменьшаться, в результате чего во внешней цепи
возникнет уравнительный ток iyp, называемый н,аведен,н,ым .
Переходя к случаю электронной лампы, можно показать,
что наведенный ток в цепи электродов определится сум
марным эффектом, вызванным перемещением электронов
в лампе.
Рассмотрим образование наведенного тока в цепи сетки
(фиг. 13.12) . При отрицательном заряде на сетке электроны,
пролетая между ее витками, индуктируют на ней заряды.
Движение электронов от катода к сетке сопровождается
возрастанием индуктированного заряда на сетке и появле
нием наведенного тока сетки одного направления . При уда
Jiении электронов от сетки к аноду заряд на сетке умень
шается и возникает наведеннь~й ток сетки противоположного
410
направления . Результирующий сеточный ток определит•
ся как разность этих наведенных токов.
При постоянных напряжениях на электродах лампы,
когда величина наводящего электронного потока во всех се
чениях лампы одинакова, результирующий сеточный ток ра
вен нулю, так I<ак наведенный ток, вызванный электронным
потоком, подходящим к сетке, будет равен наведенному
току от действия электронного потока, отходящего от сетки.
Допустим теперь, что к сетке лампы приложено перемен
ное напряжение такой частоты, при которой временем про
лета электронов в лампе по сравнению с периодом колеба
ний можно пренебречь. От пространственного заряда вбли
зи катода в соответствии с изменениями напряжения на сет-
1<е будет отделяться и перемещаться в сетке некоторое коли
чество эле1,тронов в виде отдельных слоев. Каждый слой
электронов проходит расстояние от катода к аноду за такой
короткий промежутоI< времени, при котором мгновенное
значение напряжения на сетке еще не успело измениться.
Вследствие этого сеточные токи, наводимые за счет каждого
слоя приближающихся к сетке и удаляющихся от нее элект
ронов, будут равны, и результирующий сеточный ток будет
равен нулю.
При такой частоте колебаний можно считать, что фаза
электронного потока в любом сечении лампы от катода до
сетки сохраняется одинаковой и совпадает с фазой напря
жения на сетке.
На СВЧ, когда пренебрегать временем пролета элект
ронов нельзя, происходят более сложные процессы. В этом
случае каждый слой электронов проходит свой путь уже
за конечный отрезок времени, в течение которого мгновен
ное напряжение на сетке изменяется . Вследствие этого
в каждом сечении лампы от катода до сетки появляется
отставание по фазе между электронным потоком и сеточным
напряжением. По мере удаления от катода угол сдвига по
фазе увелияивается и достигает наибольшего значения вбли
зи сетки.
Для построения векторной диаграммы рассмотрим два
электронных потока, показанных стрелками на фиг. 13.12, а.
Будем считать, что приближающийся 1< сетке поток Ф нg
отстает от напряжения И g на угол q\, равный среднему
углу сдвига по фазе на участке катод-сетка. Второй уда
ляющийся от сетки поток Ф ga отстает от напряжения И g на
всем участке сетка - анод на один и тот же угол ср 2 , так
I<aI< временем пролета электронов от сетки к аноду можно
411
пренебречь из-за высокого напряжения на аноде. Угол ср 2
характеризует наибольшее отставание электронного пото
ка непосредственно вблизи сетки: ср~ > qJ1 .
_На
векторной диаграммме фиг. 13.12, 6 исходным для
построения служит вектор И8 . Наведенный в цепи сетки
(за счет приближающегося электронного потока Ф 11 g) ток
/ в' отстает от напряжения И g по фазе на угол ср1 . Удаляю
щийся от сетки поток Ф са наводит сеточный ток /" 1, кото
рый отстает от напряжения Ug на угол ср 2. Результирующий
сеточный ток определяется через разность векторов i g =
=ig'-
ig". Как видно из диаграммы, вектор / g опере
жает напряжение И g на угол, меньший 90°, что характери
зует уменьшение активного входного сопротивления Rвх·
Обобщая изложенное, следует сказать, что на величину
входного сопротивления лампы влияет одновременно сово
купность всех приведенных выше причин. Каждая из них
приводит к уменьшению входного сопротивления, вследст
вие чего активное входное сопротивление Rвх на СВЧ резко
уменьшается.
Входное сопротивление лампы можно подсчитать по
формуле
/(
Rвх=f2·
(13.15)
Значения коэффициента К для некоторых типов ламп
приведеньi в табл. 13.1 . При и~пользовании данных табл . 13.1
и применении формулы (13.15) с.т:1едует помнить, что со
противление Rвх нужно выражать в мегомах, а частоту
f - в мегагерцах. Например, для пе:нтода обычного типа
6ЮПпричастотеf=2МГц(л=150м)Rвх=10МОм.
Влиянием сопротивления Rвх на работу усилительного кас
када можно пренебречь. Если увеличить частоту f до f' =
= 200 МГц (л = 1,5), то входное сопротивление резко •
уменьшается и становится равным Rвх = 1000 Ом . При та-
412
.
Гип лампы
БСIП .
6С5Д .•
6Н3П
6Н14П
6ЮП
lбС
6ЖIП
200
6Ж2П
200
6Ж3П
100
бЖIБ
42
таблица 13.l
1
J(озффициент
К. Мом· МГц•
70
36
37,
62
ких значениях входного сопротивления применение Jiамп
обычных конструкций на СВЧ невозможно, так как вход
лампы является почти 1юротким замыканием.
Для усиления колебаний СВЧ применяются специаль
ные типы ламп, в которых введены конструктивные измене
ния для повышения входного сопротивления. В лампах
пальчикового типа уменьшение междуэлектродных емко- .
стей достигнуто при помощи малых размеров электродов;
Фиг . 13.13. Внешний вид и разрез
лампы маячкового типа.
уменьшение индуктивностей вводов электродов обусловле
но отсутствием uо1юля и использованием коротких толстых
выводов и , наконец, время пролета электронов в лампе со
кращено путем уменьшения расстояний между электрода
ми.
На частотах свыше 500 МГц применяются специальные
триоды маячкового типа с дисковыми выводами (фиг. 13.13) .
Электроды такой лампы имеют плоскую форму . От каждого
электрода сделан дисковый вывод, спаянный со стеклом .
В конструкции лампы предусмотрено применение колеба
тельных контуров в форме отрезков концентрических ли
ний, которые должны насаживаться на дисковые выводы.
В лампах такого типа значительно снижены междуэлект
ронные емкости путем использования плоских электродов
с малой поверхностью. Индуктивность вводов при дисковой
конструкции получается ничтожно малой. Время пролета
413
электронов сокращено до минимума вследствие уменьшения
расстояний между электродами. Лампы маячкового тип а
можно применять на частотах до 3 ООО МГц (10 см) .
Вопросы дJJя повторения.
1. Почему уменьшение входного сопротивления лампы ха
рактеризуется уменьшением угла сдвига между векторами U g и
fg?
2. Какие конструктивные изменения в лампе уменьшают влия-
ние инерции электронов?
•
3. Каким образом в маячковой лампе снижены индуктивности
вводов?
§ 72 . КОЛЕБАТЕЛЬНЫЕ ЦЕПИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ
ПРИЕМ_НИКОВ В ДИАПАЗОНЕ СВЕРХВЫСОКИХ
ЧАСТОТ
В радиолокационных приемниках применение обычных
контуров с катушками индуктивности и конденсаторами
ограничивается частотами в пределах 300-350 МГц (около
1 м). В дециметровом, а тем более в сантиметровом диапа
зонах приходится прибегать к контурам другого вида, так
как контуры с сосредоточенными постоянными, у которых
емкость С сосредоточена в конденсаторе, а индуктивность
L - в катушке, становятся непригодными.
Установим причины, ограничивающие применение таких
контуров на СВЧ. Как известно, собственная частота коле
баний в контуре ro 0 и его добротность Q определяются по
форму!!ам
l
ffio = -,fLC '
из которых видно, что частоту колебаний можно увеличить,
уменьшая индуктивность или емкость контура, причем
уменьшение емкости более целесообразно, так как сопровож
дается увеличением добротности контура.
Емкость колебательного контура состоит из емкости
конденсатора и включенной параллельно ему емкости С0 =
= Свых + Свх + См, где Свьа - выходная емкость · лам
пы; Свх - входная емкость последующей лампы; · См
-
емкость монтажа .
1
Минимальной емкостью, до которой может быть умень
шена емкость контура, является емкость С0 . Дальнейшее
повышение частоты уже нельзя обеспечить понижением ем
кости, а необходимо уменьшать индуктивность. Уменьшение
414
индуктивности катушки сопровождается уменьшением числа
ее витков, и на волнах длиной 1 м катушка представляет
собой одновитковую конструкцию.
Колебательный контур, в котором конденсатор как кон
структивный элемент отсутствует, а катушка представляет
собой один виток, перестает быть контуром с сосредоточен
ными постоянными. Электромагнитное поле в такой коле
бательной цепи распределяется на весь контур, включая
соединительные провода, вдоль которых распределены ма
лые емкости и инуктивности. Таким образом, электромаг
нитная энергия не ограничивается объемами катушки и кон
денсатора, а распределяется по всей колебательной систе
ме, геометрические размеры которой соизмеримы с длиной
волны, в результате создается электромагнитное излучение
и повышаются сопротивления активных потерь на излу
чение .
Таким образом, уменьшение индуктивности контура при
водит к понижению его добротности, во-первых, потому,
что добротность прямо пропорциональна индуктивности,
и, во-вторых, потому, что возрастает сопротивление актив
ных потерь на излучение. Поэтому обычные контуры ока
зываются непригодными для дециметрового и сантиметро
вого диапазона, вследствие чего приходится отказываться
от колебательных цепей с сосредоточенными постоянными
и переходить к колебательным цепям с распределенными
постоянными. В качестве этих цепей используются резо
нансные линии, которые представляют собой короткие от
резки двухпроводных или концентрических линий. Такой
тип контуров в дециметровом диапазоне находит достаточ
но широкое при r,.1е нение во входных цепях и усилителях вы
сокой частоты радиолокационных приемников.
Еще более совершенными, особенно в сантиметровом
диапазоне, оказываются контуры особого вида, называемые
полыми резонаторами. Такие контуры применяются в диа
пазоне выше 3 ООО МГц (л < 10 см).
Полые резонаторы обрузуются замкнутой металличе
ской поверхностью, внутри которой происходят электро
магнитные колебания и сосредотрчивается электромагнит
ная энергия. По своему устройству полые резонаторы отли
чаются простотой и жесткостью конструкции, что обеспе
чивает высокую стабильнос:гь их параметров. Добротность
полых резонаторов выше добротности контуров из отрез
ков концентрических линий и достигает тысячи и даже десят
ков тысяч. Высокая добротность полых резонаторов обус-
415
повлена отсутствием внешнего поля, вследствие чего уст
раняются потери энергии на излучение, а также наличием
внутренних металлических оболочек с высокой проводи
мостью.
Форма полых резонаторов может быть самой различной.
Наиболее часто встречаются резонаторы, выполненные в ви
де тороидов, цилиндров, параллелепипедов и кубов. В ра
диолокационных приемниках полые резонаторы приме
няются в качестве колебательных систем во входных цепях,
гетеродинах и в преобразователях частоты.
Собственная резонансная частота полых резонаторов
определяется их формой, геометрическими размерами и спо
собом возбуждения колебаний. Например, полый резонатор
при частоте колебаний 1 МГц ("л = 300 м) должен бы иметь
длину и ширину несколько десятков метров. При частотах
выше 1000 МГц размеры полых резонаторов характеризуют
ся величинами в несколько сантиметров.
Полые резонаторы можно настраивать путем изменения
их объема. Подстройка резонаторов в узких пределах осу
ществляете~ введением в полость резонатора металлического
стержня, который изменяет распределение электрического
поля, вследствие чего изменяется частота колебаний.
Связь источника энергии высокочастотных колебаний
с полым резонатором или связь резонатора с другими цепя
ми в основном осуществляется при помощи специальных
элементов связи. Элементами связи обычно являются виток
связи или штырь . Виток связи помещают таким образом,
чтобы он пересекался линиями магнитного поля; штьrрь
помещают параллельно линиям электрического поля.
Вопросы для повторени _ я.
l. Какие отрезки резонансных линий эквивалентны парал-
лельному колебательному контуру? •
2. Чем объясняется высокая добротность полых резонаторов?
3. Как11м образом осуществляется настройка полых резонато•
ров?
§ 73 . ВХОДНЫЕ ЦЕПИ В ДИАПАЗОНЕ МЕТРОВЫХ
И ДЕЦИМЕТРОВЫХ ВОЛН
Требования, предъявляемые к входным цепям, обуслов
ливаются особенностями работы радиолокационных прием
ников. Задача выбора схемы входной цепи любого диапазо
на в основном . сводится к решению вопроса о связи антенны
с входной колебательной системой. Выясним, чем опре-
416
деляется связь с антенной в диапазоне сверхвысоких
частот.
Входная цепь, являясь первым элементом радиоприем
ника, в основном определяет его шумовые свойств'а, по
этому одним из основных требований, предъяв}rяемых
к входной цепи, является обеспечение максимальн~ГQ превы
шения уровня полезного сигнала над уровнем шумов. Шу
мовое напряжение, развиваемое во входном контуре, опре
деляется его резонансным сопротивлением. При слабой
связи с антенной отношение сигнал/шум оказывается незна
чительным. При сильной связи, близкой к оптимальной,
напряжение полезного сигнала становится максимальным,
а напряжение шума остается почти неизменным .
Для достижения оптимальной связи вносимое в контур
из антенны активное сопротивление должно быть равно
собственному сопротивлению контура. Таким образом,
выбор связи определяется условиями согласования антенны
с входной цепью. Если на длинных, ср~дних и коротких
волнах используются простые ненастроенные антенны, то
в диапазоне СВЧ применяются главным образом "спе·циаль
ные настроенные антенны, передача энергии от кот·орых осу
ществляется - при помощи соединительных линий.
В· качестве_ соединительных линий в метровом диапазо
не и~пользуются двухпроводные и концентрические линии.
В коротковолновой части метрового и дециметрового диа
пазонов применяются концентрические фидеры. В санти
метровом диапазоне канализация энергии от антенны к
приемнику осуществляется при помощи волноводов. Для
передачи по фидеру высокqчастотной энергии с минималь
ными потерями необходимо обеспечить в нем режим бегу
щей волны. Длина фидера должна быть минимальной. Ре
жим бегущей волны достигается в том случае , когда фидер
нагружен на сопротивление, ра,щое волновому. В конеч
. ном
счете требуется последовательное согласование антен
ны с фидером и фидера с входом п·риемника, т. е. сопротив
ление антенны и входа приемника должно быть равно вол
новому сопротивлению фидера: Rл = р = Rвх·
При выборе схемы входной цепи следует также учиты
вать значител ьное шунтирующее действие входного сопро
тивления лампы последующего каскада, так как оно ухуд
шает свойства контура. На фиг 13 . 14 представлена эквива
лентная схема цепей, предшествующих первому каскаду
приемника. На входе схемы вместо антенны включен гене
ратор с э. д. с. Ел и внутренним сопротивлением Rл . На-
14 Зак. 458
417
грузкой входной цепи является входное сопротивление
Rвх и входная емкость Свх последующего каскада (лампо
вого усилителя или смесителя).
Сама схема входной цепи должна удовлетворять треба•
ваниям согласования. На эквивалентной схеме сопротивле
ние антенны, которое в общем случае является комплекс
ным, показано только его активной составляющей R л; Та
кое упрощение допустимо тогда, когда собственная часто
та антенны равна частоте принимаемых колебаний (настроен•
ная антенна). В этом случае ее реактивное сопротивление
ВхоiJная
цепь
Фиг. 13.14. Эквивалентная схема це
пей, предшествующих первому кас-
•
Lкаду приемника.
равно нулю. Если даже это условие и не выполняется, то
реактивную составляющую сопротивления антенны можно
скомпенсировать настройкой колебательного контура вход-
ной цепи.
•
Определим коэффициент передачи входной цепи при
выполнении условий согласования. По формуле (13.3) ве
личина максимальной мощности, отдаваемой генератором
в согласованную нагрузку, равна
вl
Pmax=4Rл•
(а)
Мощность, отдаваемая антенной, будет расходоваться
в эквивалентном сопротивлении контура входной цепи Roe
и вх_одном сопротивлении последующего каскада Rвх· Обо
значим общее сопротивление нагрузки через R~e; подра
зумевая под этим сопротивление контура, зашунтирован•
ное сопротивлением R вх• тогда
и2
Pmax=7
•
Ое
(б)
где И - напряжение на выходе схемы (см. фиг. 13.14).
418
Приравняем выражения (а) и (б):
ЕА2
u2
--=--·
4Rд Roe'
(в)
Согласно принятому ранее определению коэффициент
передачи входной цепи определится выражением К = И/Ел.
С учетом равенства (в) максимальный коэффициент переда
чи входной цепи будет равен
К
1-.
; Roe'
шах=2V ~-
(13 . 16)
Для согласования фидера с входной цепью применяются
в основном две схемы связи: трансформаторная и авто
трансформаторная. Трансформаторная связь применяется
при использовании симметричного фидера, а автотрансфор
маторная - при использовании несимметричного концент
рического фидера.
Схемы входных цепей с трансформаторной связью
Схемы входных цепей с трансформаторной связью бы
вают: ,
а) с полным включением со стороны сетки;
б) с неполным включением со стороны сетки.
Всхемесполнымвключением(фиг.13.15,а)
между катушками помещен электростатический экран (по
казан пунктиром), который служит для уменьшения ем
костной связи между катушками. Значения индуктивности
катушки связи Lсв и коэффициента связи k, необходимые
для обеспечения условий согласований, можно определить
из следующих выражений :
(13.17)
Под добротностью Q контура входной цепи подразуме
вают добротность, обусловленную сопротивлением актив
ных потерь, вносимых входным сопротивлением последую
щего каскада Rвх· На СВЧ вносимое сопротивление потерь
Лr во много раз превышает сопротивление потерь контура
r. Поэтому Q = р/Лr, где Лr = р2/Rвх · Отсюда
14*
(13 . 18)
419
Приведенное выражение характеризует только доброт
ность входного контура без учета вносимого активного со
противления из цепи антенны. При оптимальной связи в кон
тур вносится сопротивление, равное сопротивлению потерь,
т. е. цепь антенны вносит в I<онтур такое же сопротивление,
как и вход последующего каскада. Поэтому сопротивление
потерь в контуре увеличивается в два раза, а эквивалент
Симметрuчньн1
rpuoep
=011
L_
о)
Фиг. 13 .1 5. Схемы входной
цепи с трансформаторной
связью с полным (а) и не•
ная добротность уменьшается · в
два раза:
Q=.9__=Rвх.
3
2•2р
(13.19)
Выражение (13.19) может
быть использовано для опреде
ления избирательности входной
цепи и ее полосы пропускания
при оптимальной связи с антен
ной.
Максимальный коэффициент
передачи входной цепи для
трансформаторной связи с фиде
ром при полном включении со
стороны сетки последующеrо
I<аскада в соответствии с фор
мулой (13.16) определяется из
следующего выражения:
Kmax = 1⁄2V~: · (13.20)
полным (6) включением.
Сопротивление
R,_
RоеRвх ~R
Ое- Roe+Rnx ~ вх•
так как Rвх « Roe·
В схеме с неполным включением
(фиг. 13.15, 6) ослаб.1яется влияние входного сопротивления
Rвх и емкости Свх на входной контур.
Неполному включению Rвх и Свх будут эквивалентны .
новые значения величин R~x и С~х, соответствующие их
полному включению,
(13.21)
420
где Ре ~ L,!L - коэффициент включения со стороны сет
ки.
К:оэффиццент передачи К. для такоц <;~емы при оптималь
ной связи определяется по формуле (1$.20).
Эквивалентная добротность контура с учетом вносиJ,1:ьrх
активных сопротивлений определяется согласно выражению
(13.19): Q0 = R~xl2p. Принимая во внимание формулу
(13.21), получим
(13.22)
К:ак вид.но из формулы (13.22), значение эквивалентной
добротности в схеме с неполным включением может быть
значительно увеличено по сравнению со схемой: с полным
влючением путем изменения коэффициента включения Ре·
Получение максимального коэффициента передачи обес
печивается при одновременном подборе коэффициентов свя
зиkиРе·
Пример 13.1 . Определить значение максимального коэффи
циента передачи входной цепи и эквивалентную добротность по
следующим данным: Rл = 75 Ом, Rвх = 2000 Ом, L = 0,3 мкГ,
f= 50 МГц.
Решение.
Максимальный коэффициент передачи
Чтобы найти эквивалентную добротность, определим значение
'
6
p=2nfL=6,28,50,106 ,0,3-10- =94 Ом.
Эквивалентная ,!!,обротность при полном включении контура
(Ре= 1) будет
'Rвх 2000
Q01=--= --zl0.
2р
2,94
Найдем Q0 при коэффициенте включения Ре=О,5:
Из примера 13.1 видны широкие возможности изменения
эквивалентноif дорротности при различных значениях коэф
фициента включения Ре·
421
Схема входной цепи с автотрансформаторной ~вязью
Внутренний проводник концентрического фидера
(фиг. 13.16) присоединяется к части катушки L, а внешний
провод, являющийся одновременно экраном, заземлен.
В этой схеме оптимальная связь достигается соответст
вующим подбором места включения фидера к катушке кон-
n
Rв,1 1
у
1·
Фиг. 13.16. Схема входной
цепи с автотрансформаторной
связью.
Фиг. 13.17 . Схема входной цепи
с резонансной линией.
тура. Как и в схеме фиг. 13. 15, неполному включению фиде
ра эквивалентно новое значение R~, соответствующее его
полному включению:
Rл'=Rл ,
Рл2
(13.23)
где РА~ LлlL-коэффициент включения со стороны антенны.
Максимальный коэффициент Kmax передачи входной це
пи с автотрансформаторным включением определяется из
выражения (13.20), при этом оптимальный коэффициент
включения можно определить из формулы
..
;7i:;"
рАopt= VRвх•
Добротность эквивалентного контура Qэ при
ной связи находят из выражения (13.19).
(13.24)
оптималь-
Схема nходной цепи с резонансной линией
Колебательной системой в схеме фиг. 13.17 является
отрезок четвертьволновой концентрической линии, замкну
той на конце. Своим входом линия присоединена к сеточной
422
цепи лампы и, следовательно, нагружена на сопротивление
Rвх и емкость Свх·
Связь линии с концентрическим кабелем осуществляется
при помощи витка связи.
Входные цепи с резонансными линиями используются
в приемниках дециметрового диапазона. Конструктивно
входная цепь в дециметровом диапазоне выполняется в со
ставе высокочастотного блока приемника, состоящего из
лампы маячкового типа и отрезков концентрических линий
входного контура и контура анодной цепи .
В настоящем параграфе были раёсмотрены основные схе
мы входных цепей, применяющихся в диапазоне метровых
и дециметровых волн. В диапазоне сантиметровых волн
входную цепь нельзя выделить в виде отдельного узла схе
мы, так как она, как правило, составляет неотъемлемую
часть конструкции высокочастотного блока.
Вопросы для повторения.
1. Для каких целей фидер нагружается на сопротивление,
равное волновому?
2. Почему при оптимальной связи эквивалентная добротностр
входной цепи с трансформаторной связью уменьшается в два раза?
3. Как меняется эквивалентная добротность входной цепи с
трансформаторной связью при уменьшении коэффициента включе•
ния р?
4. Какому коэффициенту включени.я р соответствует максц.
мальный коэффициент передачи входнои цепи с автотрансформа
торной связью?
§ 74 . ,JJАМПОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ СВЕРХВЫСОl(Ой
ЧАСТОТЫ
При рассмотрении электронных ламп, используемых
в диапазоне СВЧ, было установлено, что по мере увеличения
частоты уменьшается входное сопротивление лампы, в ре
зультате чего коэффициент усиления каскада Ко падает.
На сверхвысоких частотах входное сопротивление Rвх во
много раз меньше резонансного сопротивления контура Roe•
и результирующее сопротивление анодной нагрузки R~e
для схемы с полным включением контура без особой п·огреш
ности можно принять равным Rвх· Тогда коэффициент уси
ления каскада
(13.25)
При малом значении Rвх коэффициент усиления стано
вится меньше единицы, и применение такого «усилителя»
не является целесообразным .
423
Для каждого типа лампы существует предельная час
тота, при которой она перестает усиливать. На·йдеi1 эту
частоту из условия минимального усиления каскада Ко =
= 1. При этом условии выражение (13.15) примет вид 1 =
= SRвx, откуда
1
Rвх=-·s
(а)
Согласно выведенной ранее формуле (13.15) входное со
противление
к
Rnx=p'
где значения К указаны в табл. 13.1
Приравняем выражения (а) и (б):
1
К
s =r·
отсюда предельная частота
tпр = vsк 1оз.
(б)
(13.26)
В формуле t13.26) частота выражается в мегагерцах,
если коэффициент К выражен в МОм , МГц2, а крутизна
в мА/В. Значения предельных частот для нескольких
типов ламп, определенных по формуле (13.26), при в едены
в табл. 13.2.
Тип Л<JМПЫ
6Cl П
6С5Д •
6К\П
6КЗ
6ЖIП
6:ЖЗП
6Ж4
Таблица 13.2
1
Частота, 1
fпр• МГц
600
3000
300
200
600
400
250
Длина
волны ,
м
0,5
о,1
1,0
1,5
0,5
0,75
1,2
При использовании схемы с неполным включением со
стороны сетки шунтирующее действие входа лампы умень
шается, а предельная частота по сравнению с данными
табл . 13.2 несколько возрастает. Практически лампы обыч
ных типов, например 6К3 и 6Ж4, в нижней части метрово
го диапазона уже теряют свои усилительные свойства.
424 '
Лампы пальчиковой серии, сверхминиатюрные лампы
и лампы типа «желудь» можно использовать в верхней час
ти дециметрового диапазона. Триоды маячкового типа при
меняются до частот 3000 МГц (10 см).
Схема усилительного каскада с неполным включением
со стороны сетки
На СВЧ, как правило, используются схемы с параллель
ным питанием. На схеме фиг. 13.18 в анодной цепи пμтания
включено сопротивление Ra, заменяющее дроссель . Кон-
Фиг. 13.18 . Схема усилительного каскада
сверхвысокой частоты с неполным включением
со стороны сетки.
денсатор Ср является разделительным. Для уменьшения
шунтирующего действия Rвх и Свх на контур применена
непоJ!ная связь контура с сеткой посл~дующей лампы.
Паразитные связи в усилителе при общих источниках
питания устраняются путем включения в цепи питания ря.ц/;'1
развязывающих фильтров . Так, в цепь анода включен :Г
образный фильтр RФC..9.J. В цепи Э!{ранной сетки исполь
зуется двухзвенный !'-образный фильтр, первая ячейка
которого RФ 1СФ1 обеспечивает фильтрацию высоких частот,
а вторая RФ 2СФ 2 - более низких частот. В цепях накал2
ламп также применены фильтры, устраняющие обратную
связь при питании цепей от общего источника.
В зависимости от резонансной частоты емкость · контура
может слагаться из емкости конденсатора и емкости С0 11.1и
425
только из ~мкости С0 . В последнем случае изображение
емкрсти контура на схеме может отсутствовать.
В соответствии с формулой (6.13) коэффициент усиления
каскада определяется выражением
(13.27)
где Ре = LglL - коэффициент включения со стороны сет
ки, а R~e - сопротивление нагрузки анодной цепи, состоя
щее из параллельного соединения сопротивлений Ra и
Rвxfp/.
Резонансное сопротивление контура Roe » Rвх и во
внимание не принимается, а
R' = . Ra (Rвх/Ре2)
(13.28)
Ое Ra -t (RвxfPc2)
Максимальный коэффициент усиления каскада при
оптимальной связи Ре opt = V Rвxl Ra определяется формулой
(13.29)
Неполное включение контура также значительно влияет
на избирательные свойства и полосу пропускания усили
теля. Пользуясь выражением (6.12) для полосы пропуска
ния и принимая во внимание, что
Q Roe'
R'С
э=-
.-
=
оеШо,
р
(13.30)
получим
-..---
.
2ЛF=ь_'R/ ___1 = -
1-1/-1
-.
- 1. (13.31)
Qэ V '-vм2
2nCR 0e'
'vм2
Значение емкости С контура можно найти из выра
жения
(13.32)
rμe Сн - емкость конденсатора, См
-
общая емкость мон-
тажа.
•
Неполное включение со стороны сетки применяется
главным образом для получения сравнительно узкой по
лосы пропускания. Для получения широкой полосы целе
сообразно использовать схему усилителя с полным вклю
чением контура.
426
Схема усилительного каскада с последовательным
включением индуктивности
В схеме фиг. 13.19 также применено параллельное пи
тание. Колебательный контур образуется из катушки L,
включенной между анодом первой лампы и сеткой второй
лампы, и емкости, состоящей из двух последовательно сое
диненных емкостей С1 и
С2. Емкости С1 и С2 пред
ставляют собой выходную
и входную емкости ламп
с учетом емкости монтажа.
Преимуществом схемы
фиг. 13.19 перед обычны
ми схемами, где емкости
С1 и С 2 включены парал
лельно, является то, что
вследствие последователь
ного включения емкостей
общая суммарная емкость
контура значительно мень
ше. Это приводит к повыше
нию предельной частоты, на
которую можно настроить
Фиг. 13.19. Схема усилительного
кас15ада сверхвысокой частоты с
последовательным
включением
индуктивности .
контур, т. е . повышает частотный предел схемы. Схемы та
кого типа применяются до частот 375 МГц (л = 0,8 м).
В схеме фиг. 13.19 включение контура как со стороны
анода, так и со стороны сетки неполное. Коэффициент 1
включения со стороны анода
С2
Ра = -----"- -
С1+С2
Коэффициент включения со стороны сетки
С1
р= -~-
0
С14 С2
Поэтому коэффициент усиления схемы
Ко =SRoe' РаРо·
(18.33)
Усилитель на триоде с заземленной сеткой
Применение усилительных пентодов пальчиковgй и
сверхминиатюрной серий и ламп типа «желудь» огр~J:!μчи
вается верхней частью дециметрового диапазона вслеДётвие
427
малой величины входного сопротивления всех этих ламп
и высокого уровня внутриприемных . шумов. Кроме того,
у этих ламп уже в нижней части метрового диапазона на
чинает сильно сказываться влияние индуктивности ввода
экранирующей сетки. Экранирующая сетка перестает быть
заземленной по высокой частоте и теряет свои экранирую
щие свойства.
Поэтому применение пентодов с повышением частоты
все более ограничивается, а в нижней части дециметрового
диапазона их полностью заменили триоды. Но, обладая
Фиг. 13 .20. Схема усилительного
каскада на триоде с заземленной
сеткой.
более низким уровнем шумов по сравнению с пентодами,
триоды на сверхвысоких частотах при обычном способе
включения оказываются неустойчивыми из-за значительной
паразитной обратной связи между входом и выходом через
емкость анод - сетка. Вследствие этого применение трио
дов для усиления колебаний сверхвысоких частот стало
более эффективным, когда их стали включать по так назы
ваемой схеме с заземленной сеткой. Впервые такая схема
была предложена одним из основоположников отечествен
ной радиотехники М. А. Бонч-Бруевичем и в настоящее
время является основным видом схем усилителей децимет
рового диапазона.
В схеме с заземленной сеткой (фиг. 13.20), в отличие от
рассмотренных ранее схем с заземленным катодом, входной
контур включается между катодом и заземленной сеткой,
а выходной контур - между анодом и сеткой. Способ анод
ного питания по-прежнему остается параллельным. Преж
де всего отметим, что при такой схеме принцип управления
электронным потоком остается прежним. Под воздействием
входного переменного напряжения электрическое поле
428
между катодом и заземленной сеткой изменяется так же, как
и в случае заземления катода. Основным достоинством схе
мы с заземленной сеткой является значительное уменьше
ние паразитной обратной связи, которая осуществляется
через емкость анод - катод. Между катодом и анодом на
ходится заземленная сетка, выполняющая роль электроста- '
тического экрана, вследствие чего емкость анод - катод
уменьшается в сотни раз, а устойчивость усилителя в зна
чительной степени возрастает. Емкость Cag в схеме включе
на параллельно выходному контуру. Коэффициент усиле
ния каскада с заземленной сеткой определяется по формуле
(13.34)
где R~e - сопротивление анодной нагрузки с учетом шун
тирующего действия сопротивлений Ra и Rвх·
При включении нескольких каскадов последовательно
по схеме с заземленной сеткой шунтирующее действие од~
ного каскада на другой оказывается более значительным,
чем при использовании каскадов с заземленным катодом.
Для выяснения этого обстоятельства определим входное
сопротивление каскада с заземленной сеткой. Как видно
из схемы фиг. 13.20, переменная составляющая анодного
тока протекает через входной контур и, следовательно, в це
пи катод-сетка даже при наличии отрицательного смеще
ния имеется ток, равный по величине анодному току лампы.
Поэтому Rвх = Ивхllвх• где Ивх = Иg; lвх = I а• При
нимая во внимание, что переменная составляющая анодно
го тока / а ~ SИg, можно записать, что
Иg
I
R ~--~-
вх иs
s
g
(13.3!5)
Таким образом, входное сопротивление триода с зазем
ленной сеткой не зависит от частоты и имеет небольшое зна
чение. Например, триод пальчикового типа 6СIП имеет
входное сопротивление Rвх ~ 450 Ом (S = 2,2 мА/В).
При малых значениях Rвх применение схем с зазе~лен
ной сеткой целесообразно на очень высоких частотах, где
значение Rвх больше, чем входное сопротивление пентода .
Так, например, пентод 6Ж1П на частоте f = 500 МГц имеет
входное сопротивление, равное всего 280 Ом.
В многокаскадных усилителях, использующих схему
с заземленной сеткой, следует применять неполное включе
ние контуров со стороны входа последующих каскадов
429
(см., например, фиг. 13.21), так как при полном включении
контуров усиление каждого каскада равно единице. В этом
нетрудно убедиться, если принять сопротивление анодной
нагрузки
Roe' =Rвх=3⁄4 •
Коэффициент усиления при р = I
Ko=SRoe'=SRвx =S± = I.
Фиг. 13.21 . Схема двухкаскадного
усилителя на триодах с заземленной
сеткой.
В нижней части метрового диапазона и частично в де
циметровом · диапазоне усилитеJiи с заземленной сеткой мо
гут быть выполнены на триодах пальчиковой и сверхмини
атюрной серий и на триодах типа «желудь» с использованием
контуров обычного типа или отрезков линий. В дециметро
вом диапазоне, особенно в его нижней части, в качестве
ламп используются маячковые лампы и контуры в виде
отрезков концентрических линий (фиг. 13.22). На дисковые
электроды маячковой лампы: анод 1, сетку 2 и катод 3 -
надеты три концентрические линии. Каждая пара линий
•образует колебательный контур. Между концентрическими
трубами помещены закорачивающие поршни 4. Один кон
тур (9), образованный внешним и средним цилиндрами,
вк.тrючен между катодом и заземленной сеткой и является
входным. Связь контура с входным фидером 8 является
кондуктивной (автотрансфоJ)маторной) и осуществлена пу
тем присоединения внутреннего провода фидера к среднему
430
цилиндру . Второй контур б образован средним и внутрен
ним цилиндрами, т. е. включен между анодом и сеткой.
Связь выходного контура с последующими цепями взаи
мо-инду ктивная и осуществляется через фидер 9, пропущен
ный внутри поршня. Средний провод фидера оканчивается
1
1
6
5
1
-
l.-
~i
•
-с:----·--:---,
l
11
1'
1
1
11
111
'
'
11
..
1
'
11
.,J
1
1
1
6
1
-.L -
!
1
'
i
1
•1
'Q,
9
1
а·
Фиг. 13 .22 . Устройство каскада на триоде с за
земленной сеткой и принципиальная схема кас-
када.
витком связи. Внутренний цилиндр связан с анодом емкост
ной связью 11, так как между цилиндром и выводом анода
помещена изолирующая прокладка. Постоянное напряже
ние на анод подается через дроссель.
Смещение на сетке лампы образуется на сопротивлении
в цепи катода. Емкость 7, блокирующая это сопротивление,
создается между высокочастотным выводом катода (нижний
уступ) и вторым выводом катода, подключенного к ножке
лампы (для постоянной составляющей анодного тока).
431
На фиг. 13.23 показана конструкция перестраивающе
гося усиJщтельного каскада на маячковой лампе для час
тоты IОООМГц. Настройка отрезков концентрических линий
осущес;1:1;1ляется пQдвижfц,1ми п9ршнями, на концах которых
закреnл~r~ы пружинные короткозамыкатели. Настройкв
входного контура производится мостиком в виде колодки,
жестко связанной с настраивающимся поршнем. Входной
кабель через отверстие в колодке мостика кондуктивно свя~
зан с внутренним цилиндром входной линии.
г
Стопор мостика
Поо8ижно,i мостик сJля
настроцки катоilно-
Nая11ко8ая 11анпа
- cemOI/HOU ЛЦНЩl
Пptji!ШHHЫI?
короткозапыкатели
- сето11ноц,
линии.
Фиг. 13.23. Конструкция усилительного каскада на маячковой
лампе для частоты 1000 МГц.
При перемещении мостика вдоль линии одновременно
передвигается контакт связи. Выходной контур настраи
вается ручкой при вращении внутреннего поршня. Фидер
индуктивно связан с выходным контуром при помощи витка
связи, который перемещается совместно с настраивающимся
поршнем, в результате чего связь в пределах диапазона
сохраняется неизменной.
Усилитель по схеме заземленный катод-заземленная сетка
Для усиления сигналов в метровом и верхней части
дециметрового диапазонов применяется схема усилителя на
триодах, в первом каскаде которой заземлен катод, а во
втором - сетка. Сокращенно схема известна под: названием
заземленный катод - заземленная сетка (фиг. 13.24), или
каскадная схема.
На входе ·первого каскада включена двухконтурная
цепь связи, состоящая из индуктивностей L1 и L2 и парал
лельно . включенных емкостей схемы. Нагрузкой анодной
432
цепи первого каскада является одиночный контур, индук
тивность которого L3 показана на схеме. Второй каскад
с заземленной сеткой в ыполнен по схеме с параллельным
, питанием. Цепь R нС 11 , включенная в катоде второй лампы,
обеспечивает автоматическое смещение на сетке. Напряже
ние смещения подается на заземленную сетку через после
довательную цепь L01L2, -
Катушка L01 , включенная между анодом и сеткой пер
вой лампы , предназначена для нейтрализации междуэлект
родной емкости Cag, вместе с которой она образует парал
леJ1ьный контур, настроенный на промежуточную частоту,
Lo:,,
Фиг. 13 .24 . Усилитель по схеме заземленный катод
-
за-
земленная сетка.
и способствует снижению коэффициента шума. Через ка
тушку L02 подается постоянное напряжение на анод вто
рой лампы от общего источника питания. Кроме того, ка
тушка L02 нейтрализует емкость Сак во второй лампе.
Теоретические исследования шумовых свойств усили
тельных каскадов показывают , что уровень шумов в них
повышается при наличии обратной связи между анодной и
сеточной цепями. Нейтрализация междуэлектродной ем
кости Cag в рассматриваемой схеме сводит обратную связь
к минимуму и, следовательно, применение усилителя по
схеме заземленный катод - заземленная сетка позволяет
значительно снизить коэффициент шума приемника.
По своим усилительным свойствам схема заземленный
катод - заземленная сетка равноценна одному каскаду
на триоде. Действительно, коэффициент усиления первого
каскада равен К1 ~ S1Rвx 2 · Согласно формуле (14.35) вход
ное сопротивление второго каскада с заземленной сеткой
Rвх2 = l/S2, откуда К1 = S1/S 2 • Коэффициент усиления
второго каскада К 2 = S 2R01,2, где Roe 2 - нагрузка вто
рого каскада. Коэффициент усилени_я обоих каскадов
433
К06щ= К1К2 = (S1!S 2)K2 . После замены К 2 его значением
получим
Кобщ= S1 Roe2•
(13.36)
т. е. коэффициент усиления схемы определяется крутизной
характеристики первого триода и нагрузкой второго триода.
Первый каскад усилителя в такой схеме, не обладая уси
лением по напряжению, обеспечивает, однако, усиление
по мощности, так как его входное сопротивление оказывает
ся больше входного сопротивления каскада с заземленной
сеткой, вследствие чего легко обеспечиваются условия согла
сования предшествующей цепи с входом каскада.
Коэффициент шума двухкаскадной схемы практически
приближается к коэффициенту шума первого каскада. Не
значительное влияние шумов второго каскада на общие шу
мовые свойства усилителя обусловлено тем, что шумы пер
вого каскада в результате значительного их усиления по
мощности приобретают на входе второго каскада такую ве
личину, по сравнению с которой шумами второго каскада
можно пренебречь .
Усилитель по схеме заземленный катод - заземленная
сетка находит также широкое применение в первых каска
дах усилителя промежуточной частоты в приемниках сан
тиметрового диапазона.
Вопросы для повторения.
1. Почему на СВЧ нагрузкой анодной цепи является в основ
ном входное сопротивление последующего каскада?
2. Почему на СВЧ с увеличением частоты коэффициент уси
ленщ1 лампового каскада падает?
3. Как меняется полоса пропускания каскада с неполным
включением со стороны сетки при уменьшении коэффициента вклю
чения р?
4. Какому усилению в схеме с неполным включением со сто
роны сетки соответствует оптимальное значение р?
5. Что ограничивает применение каскада с заземленной сет
кой на низких радиочастотах?
6. Каким способом соединены лампы по постоянному току
в каскадной схеме?
§ 75. УСИЛИТЕЛЬ НА ЛАМПЕ С БЕГУЩЕЙ
ВОЛНОЙ
Один из основных показателей радиолокационного при
емника - реальная чувствительность в диапазоне санти
метровых волн - ограничивается большим значением коэф
фициента шума. В свою очередь, большой коэффициент шу-
434
ма приемника в указанном диапазоне определяется высоким
уровнем шума и низким коэффициентом передачи мощно
сти преобра зователя частоты, являющегося первым каска
дом приемника .
Коэффициент шума приемника можно снизить, исполь
зуя в его высокочастотном блоке усилитель с низким уров
нем шума и большим коэффициентом усиления по мощности.
Как известно, создание подобных усилителей на обычных
Вхои
з
Фиг . 13.25. Схематическое устройство лампы с
бегущей волной:
1 - прожектор; 2 - спираль; З - коллектор
электронных лампах из-за присущего им явления инерции
электронов ограничивается диапазоном дециметровых
волн.
В пятидесятых годах был создан усилитель на лампе с бе
гущей волной, принцип действия которой основан на ис:
пользовании взаимодействия движущихся электронов с по
лем бегущей волны. В отличие от большинства электронных
ламп лампа с бегущей волной является по своей конструк
ции законченным усилителем. Она представляет собой
электроннолучевую трубку с магнитной фокусировкой
(фиг. 13.25). В широкой части трубки расположен электрон
ный прожектор 1, состоящий из катода и анода с направляю
щим цилиндром, а в узкой удлиненной части трубки нахо
дятся металлическая спираль 2 и коллектор 3, служащий
для приема электронов.
Сигнал высокой частоты подводится и снимается через
входной и выходной фидеры. Получение в трубке узкого
электронного луча, направленного по оси спирали (трубки),
обеспечивается фокусирующими · катушками, которые соз-
дают продольное магнитное поле.
..
Ознакомимся с физическими процессами, происходящими
в лампе с бегущей волной . Предположим, что по металли
ческой проволоке распространяется ток высокой частоты
в виде бегущей волны. В этом случае вокруг проволоки об-
435
разуется электромагнитное поле, скорость движения кото
рого вдоль проволоки близка к скорости света. Если свер
нуть проволоку в спираль, то можно говорить о двояком
распространении электромагнитной волны. С одной сторо
ны, волна распространяется вдоль витков проволоки, по
ее фактической длине, с другой стороны, передний фронт
волны распространяется вдоль оси спирали.
Совершенно очевидно, что скорость распространения
фронта волны будет значительно меньше скорости света.
Чем больше длина витка спирали и чем ближе витки друг
к другу (малый шаг намотки), тем меньше скорость распро
странения фронта волны вдоль оси спирали. Приближенно
скорость распространения фронта волны V считают во столь
ко раз меньше скорости света с, во сколько раз длина витка
l больше шага намотки k, т. е. V ~ с (llk).
В лампе с бегущей волной должны быть созданы такие
условия, чтобы скорость движения электронов почти сов
падала со скоростью распространения фронта электромаг
нитной волны по оси спирали. Если, например, скорость
распространения фронта волны V = О,1с = 30 ООО км/ч,
то такая же скорость движения электронов Vэ может быть
достигнута при напряжении И а на аноде 2500 В:
V0 ~ 600 VИа км/с..
На фиг. 13.26, а показана мгновенная картина электри
ческого поля, справедливая для какого-то момента времени.
Электрические силовые линии около каждого участка спи
рали образуют электрическое поле, фаза которого изменяет
ся вдоль оси спирали . Изменение величины и фазы вектора
электрического поля Е иллюстрируется графиком
(фиг. 13.26, 6). Установим, каково влияние электромагнит
ного поля бегущей волны на движение электронного
потока.
Учитывая, что скорости движения поля и электронов
совпадают, следует считать, что электромагнитное поле от
носительно электронного потока является неподвижным.
При этом воздействие поля на каждый электрон остается
неизменным на протяжении всей длины спирали. Условим
ся считать, что показанные на графике фиг. 13.26, 6 поло
жительные полуволны электрического поля оказывают ус
I<оряющее действие на электронный поток и, наоборот, при
отрицательной полуволне электронный поток тормозится.
Электрон, помещенный в точке А (см. фиг. 13.26, а), под
вергается, таким образом, ускоряющему действию, которое
436
сохраняется при перемещении электрона и поля бегущей
волны. Электрон, находящийся в точке В, будет тормозить
ся, и, наконец, на электрон в точке Б поле не воздействует.
В результате электроны, получающие замедление и уско
рение, будут приближаться друг к другу и группироваться
в отдельные пакеты, а электронный луч окажется модули
рованным по плотности. Вокруг электронного луча будет
создаваться электромагнитное поле, которое, накладываясь
'f\Pv
б}
...
L
Фиг. 13.26 . Распределение электрического поля
электромагнитной волны, бегущей вдоль спи
рали.
на первичное поле бегущей волны, вызовет увеличение ам
плитуды волны вдоль спирали. В итоге такого взаимодейст~
вия поля волны с электронным потоком амплитуда волны
на выходе спирали окажется во много раз больше, чем ам
плитуда волны на входе, и, следовательно, произойдет уси
ление высокочастотных ,колебаний.
Лампа с бегущей волной характеризуется сравнительно
низким уровнем шума и значительным усилением по мощ
ности, и поэтому она позволяет снизить общий коэффициент
шума приемника. Усилители на лампе с бегущей волной на•
ходят применение в диапазоне не только сантиметровых,
но и дециметровых волн.
Вопросы для повторения.
1. С помощью какого электромагнитного поля обеспечивается
фокусировка луча в ЛБВ?
2. Какое поле в ЛБВ осуществляет модуляцию электронного
потока по · плотности?
437
§ 76. ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ УСИЛИТЕЛИ
· Параметрические
усилители относятся к категории уси
лителей с низким коэффициентом шума и называются пара
метрическими потому, что усиление в них происходит в ре
зультате изменения одного из реактивных параметров ко
лебательного контура (С или L).
Физические принципы, положенные в основу действия
параметрического усилителя, могут быть рассмотрены на
примере обычного колебательного контура (фиг. 13.27),
емкость которого может из
меняться. Предположим, что
напряжение сигнала, воздей-
·-r-----
ствующего на контур, являет-
t
.,
'\
,;,
1/1"
'
1., ,
'/
,-
ся синусоидальным и харак-
Фиг. 13.27. Колебатель
ный контур с изменяю
щейся емкостью.
,_
...
....
--
-
--
-
-
t
!\
i
/
V
~
\
V'
Фиг. 13 .28. Графики, по
я:сняющие процесс пара
метрического усиления .
теризуется частотой f, при этом напряжение Ис и элек
трический заряд qc на конденсаторе будут изменяться во
времени по синусоидальному закону. Если уменьшать ем
кость конденсатора, быстро раздвигая пластины в момен
ты максимума синусоидального напряжения , то напря
жение на конденсаторе Ис = qc!C будет возрастать, так
как заряд qc в моменты раздвижения пластин сохраняется
неизменным.
Графическая интерпретация принципа параметриче
ского усиления приведена на фиг. 13.28. Верхний график
изображает напряжение сигнала на конденсаторе, на сред
нем графике показан процесс механического перемещения
• пластин конденсатора и на нижнем графике изображено
нарастание напряжения на конденсаторе. Перемещение
пластин конденсатора, показанное стрелкой вверх, соот
ветствует уменьшению его емкости и происходит в моменты
максимального значения напряжения на конденсаторе, при
438
этом набJ1юдаются отмеченные крестиками «скачки» напря
жения.
Такое периодическое изменение емкости конденсатора
вызывает непрерывное нарастание амплитуды колебаний,
т. е. происходит усиление напряжения. Процесс усиления
сопровождается затратой механической энергии на раздви
жение пластин , связанных между собой силами электри
ческого поля. При сдвигании пластин , происходящем в мо
менты отсутствия напряжения на конденсаторе, затраты
энергии отсутствуют, так как электрическое поле между
пластинами исчезает.
Таким образом, в результате затрат механической энер
гии на перемещение пластин конденсатора происходит уве
личение электрического поля, сопровождающееся повыш::
нием напряжения на конденсаторе; иначе говоря, механи
ческая энергия преобразуется в энергию электрического
поля. При таком процессе каждые полпериода в контур
как бы «накачивается» энергия, и поэтому устройство, пред
назначенное для этих целей, названо генератором накач
ки . Частота «накачки», как это следует из существа процес
са, должна быть вдвое больше частоты принимаемого сиг
нала.
В практических системах параметрических усилителей
в качестве элемента с управляемой емкостью используются
полупроводниковые диоды, емкость запорного слоя кото
рых может изменяться от величины приложенного к диоду
напряжения . Этим напряжением должно быть напряжение,
развиваемое генератором накачки. Напомним, что запорный
слой в полупро.водниковом диоде характеризуется областью
со слабой концентрацией свободных носителей зарядов,
по обе сторОfш которой расположены подвижные носители
зарядов противоположных знаков .
Такое устройство полупроводникового перех ода напо
минает конденсатор, роль диэлектрика в котором выпол
няет область запорного слоя, а роль электродов - области
с · подвижными носителями противоположных зарядов .
Емкость такого конденсатора будет ?ависеть от толщины
запорного слоя, которая, в свою очередь, может изменять
ся в зависимости от подводимого к этому слою напряжения.
Возвращаясь к механизму усиления в параметрическом
усилителе, отметим, что процесс «накачки» энергии через
изменяющуюся емкость колебат,ельной системы и вызывае
мое им увеличение напряжения сигнала можно рассматри
вать как результат внесения в колебательный контур отри-
439
цательного сопротивления, что приводит к уменьшению
потерь в контуре и возрастанию его добротности. Такое тол
кование позволяет считать, что усилитель работает в реге
неративном режиме; однако в отличие от обычной регене
рации, обусловленной положительной обратной связью,
подобная регенерация называется параметрической, по
скольку она возникает за счет изменения емкости колеба
тельной системы. Регенерация в параметрическом усили
теле будет зависеть от мощности накачки; если вносимое
в контур отрицательное сопротивление превысит собствен
ное сопротивление потерь в контуре, то усилитель возбу
дится, т. е. система превратится в «параметрический гене
ратор».
Параметрический усилитель относится к категории уси
лителей с низким коэффициентом шума. В усилителях, в ко
торых используются электронные лампы или полупровод
никовые триоды, главным источником шума является уп
равляемый поток электрических зарядов. Принцип пара
метрического усиления не связан с управлением потока
зарядов, и поэтому шумы в таком усилителе резко снижа
ются.
Рассмотрим некоторые разновидности параметрических
усилителей (ПУ). У ним относятся одноконтурные и двух
контурные ПУ.
Одноконтурные параметрические усилители
Одноконтурный ПУ применяется в метровом, децимет
ровом и сантиметровом диапазонах.
Его структурная схема (фиг. 13.29) состоит из однокон- -
турной параметрической системы, генератора сигнала, на
грузки и генератора накачки. Такой ПУ может работать
как в регенеративном, так и в сверх регенеративном режи
ме (режим прерывистой генерации). При сверхрегенератив
ном режиме генератор накачки должен быть модулирован
вспомогательной частотой суперизации.
Особенностью одноконтурного ПУ является то, что
нагрузка подсоединяется к тому же самому контуру, к ко
торому подводится напряжение сигнала. Это приводит к
увеличениl<;i коэффициента шума ПУ, так как тепловые шу
мы, возникающие в нагрузке, могут воздействовать на кон
тур и возвращаться в нагрузку в усиленном виде. Из этих
соображений рекомендуется подключать нагрузку к ПУ
440
через специальное однонаправленное устройстзо, на~:ывае
мое циркулятором.
Колебательными системами ПУ явля_ются : в метровом
диапазоне обычные контуры с сосредоточенными, ,,парамет
рами, в дециметровом диапазоне коаксиальные резонансные
Генврато,;
сигнала
Параметричесний усилuтел
Генератор
накач11и
Нагруз,у__а
Фиг. 13.29. Структурная схема одноконтурного парамет
рического усилителя,
линии и в сантиметровом диапазоне объемные резонаторы
и волноводы. Управляемой емкостью во всех диапазонах
является, как правило, емкость полупроводникового дио-
От;иженныи
(усц/!еннь,())
сигнал
fc
-
Вкоi/но,J
C'U ! HG,11
Фиг. 13.30 . Примерная конструкция
одноконтурного
пара м етрического
усилителя сантиметрового диапа-
зона.
да; в отдельных случаях испол ьз у ют емкость колл е н:торно г о
перехода транзисторов.
На фиг. 13.30 показано примерное устройство парамет
- рического усилителя сантиметрового диапазона, назван
ного «волноводным крестом», который состоит из двух на
крест расположенных отрезков волноводов .
441
Сигнал поступает в волноводную камеру 1, которая на
страивается поршнем 2, помещенным в конце волноводов.
Колебания накачки подаются в волноводную камеру 3 от
генератора накачки и воздействуют на полупроводниковый
диод 4. В волноводной камере накачки расположены на
строечный поршень 5 и настроечные винты б .
Усиленный сигнал отсасывается из волноводной камеры
1 и .через циркулятор подается на последующие каскады
приемника.
Двухконтурные параметрические усилители
Двухконтурные ПУ содержат два колебательных кон
тура, связанных между собой нелинейной емкостью, ко
торая изменяется с частотной накачки fн (фиг. 13 .31).
Фиг. 13 .31. Схема, поясняющая принцип
действия двухконтурного п араметрйчrеско·
го усилителя.
При анализе процесса усиления таким ПУ следует учиты
вать, что в системе происходит преобразование частоты,
обусловленное воздействием на нелинейный элемент (полу
проводниковый диод) напряжений двух частот: частоты
накачки fн и частоты сигнала fc - В результате возникают
составляющие токов разностной и суммарной частот fн +
+ fc- Первый контур ПУ настраивается на частоту fc, а
второй - на разностную или суммарную частоту.
Рассмотрим принцип действия ПУ, у которого второй
контур настроен на разностную частоту {2 = fн - fc -
B таком двухконтурном ПУ благодаря воздействию
генератора н а качки воз никает параметрическая регенера
ция, вследствие чего в оба контура вносятся отрицательные
сопротивления. Усиление здесь сопровождается преобразо
ванием частоты и поэтому результат усиления получается
не на частоте сигнала, а на преобразованной разностной час
тоте . Усилитель такого вида получил название регенера-
' 442
тивr-юго усилителя-преобразователя и характеризуется
меньшим коэффициентом шума, чем одноконтурный ПУ.
К:роме того, при его использовании не требуется циркуля
тор.
Для эффективной работы ПУ подобного вида необхо
димо, чтобы преобразованная частота, определяема я час
тотой накачки , превышала частоту сигнала в 5-10 раз.
Таким образом, частотный предел усилителей-преобразо
вателей зависит от частотного предела генератора накачки.
Фиг. 13.32 . Схема двухконтурного па
раметрического усилителя метрового диа
пазона.
Современные маломощные генераторы СВЧ, исполь
зуемые для генераторов накачки, способны создавать ко
лебания на частотах не выше 10-15 тыс . МГц; это означа
ет, что использование двухконтурных усилителей-преобра
зователей ограничивается частотами 1-1,5 тыс. МГц.
На фиг. 13 .32 показана схема двухконтурного ПУ для
усиления на частоте порядка 50 МГц. Принимаемый сигнал
подводится к части катушки первого контура К1 . Усилен
ный сигнал на преобразованной частоте порядка 226 МГц
снимается со второго контура К 2 автотрансформаторным
путем и подается на последующий каскад. В качестве не
линейной емкости используется емкость коллекторного
перехода полупроводникового триода П403, на который
подается отрицательное смещение Е . Напряжение на
качки f н = 276 МГц поступает от генератора накачки через
фильтр C2 L 2 . В качестве генератора накаЧКJi может быть
использован любой генератор высокой частоты, развиваю•
щий мощность в ;несколько десятков ватт.
Возможное устройство двухконтурного ПУ дециметро
вого диапазона показано на фиг . 13.33 . Контуром сигнала
443
служит коаксиальный резонатор 1, частота настройки ко
торого может изменяться с помощью поршня 2. Вторым
контуром колебательной системы, настроенным -i:1a разност
Фиг, 13.33 . Конструкция двух
контурного параметрического уси
лителя дециметрового диапазона.
ную частоту, находящую
ся в диапазоне сантимет
ровых волн, является вол
новодная камера 5 с на
страиваемым поршнем б.
Полупроводниковый диод
7 помещается в месте соч
ленения контуров. Генера
тор накачки присоединяет
ся к поперечному волново
ду 3. Настройка этого вол
новода может осущест
вляться винтом 4.
Представление об основных характеристиках ПУ можно
получить из табл. 13.3.
Таблица 13.3
-
.;
...
"'
"'
о
Коэффициент
<))
Частота
"'
"'щ
~ 5ro
=о,
входного
усиления
'"~
~"(
Тип ПУ
...
"' Q.
номинальной u~
контура,
о "1;;,,
-е- .
МГц
f-, о f-, ::r
мощности,
~§ё -е-'"
(,) >< :х:: '-
дБ
"'::;
:т ~ ~:;:
t3 ~:;:
о;;,,
~:3
Одноконтурный уси-
500
-
15
6 1,5
литель
4 500
-
22
11 2,6
11 500
-
10
25 3,6
Двухконтурный уси-
460 8 495
20
2 1,5
500 8 500
18
5 1,2
литель • преобразо-
750 8 750
25
8 1,5
ватель
925 8800
20
30 1,5
Вопросы для повторения.
1. Каково назначение генератора накачки в ПУ?
2. На какой частоте получается результат у<;_иления в двух
контурном ПУ?
3. Почему в одноконтурном ПУ частота накачки должна пре
вышать вдвое частоту сигнала?
§ 77. КВАНТОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Квантовые усилители относятся к приборам новой об
ласти радиоэлектроники, называемой квантовой электро
никой. В основу действия таких усилителей положены за
коны квантовой механики.
444
В квантовой электронике рассматриваются процессы
взаимодействия микрочастиц различных веществ между
собой, с окружающей средой и электромагнитным полем.
Для уяснения принципа действия квантовых усилителей
ознакомимся с некоторыми свойствами микромира и основ
ными положениями квантовой механики. К микрочастицам
веществ, имеющих непосредственное отношение к кванто
вым приборам, в основном относятся атомы, молекулы,
ионы и электроны. Систему, в которой имеет место взаимо
действие упомянутых микрочастиц, называют квантовой
системой. В квантовой системе происходит непрерывное
движение микрочастиц, поэтому как сама система, так и
элементарные частицы приобретают некоторый запас энер
гии.
Характерной особенностью квантовых систем является
то обстоятельство, что изменение ее энергетического состоя
ния или энергетического состояния ее микрочастиц проис
ходит не ш1авно, а дискретно (прерывисто) в процессе пере
хода системы с одного энергетического уровня на другой.
Дискретность изменения энергии присуща только микро
миру. В мире больших тел изменение энергии или других
величин, таких, например, как скорость, ускорение и т. п . ,
происходит непрерывно; каждая из величин может приоб
ретать любое промежуточное значение. В квантовой систе
ме таких промежуточных значений быть не может; измене
ние состояния энергии происходит скачком, иначе говоря,
любая квантовая система характеризуется набором энерге
тических уровней. На фиг. 13 .34 представлена схема кван
товой системы с тремя энергетическими уровнями, каждому
из которых соответствует ДИС!(ретное значение энергии W1,
W2, Wз.
Внутренняя энергия квантовой системы или ее частиц
может изменяться; одной из причин такого изменения явля
ется воздействие электромагнитного поля. Обмен энергией
между квантовой системой и электромагнитным полем про-
, исходит дискретными порциями, т. е. квантами. При уве
личении энергии системы, т. е. при повышении ее энерге
тического уровня (показано пунктирными стрелками), про
исходит поглощение квантов энергии электромагнитного
поля, и, наоборот, при снижении энергетического уровня
(сплошные стрелки) излучаются кванты электромагнитной
энергии.
Энергия кванта характеризуется выражением
W=hf,
(13.37)
445
где h = 6,62. 10-34 Дж-с - постоянная Планка, f- час•
тата электромагнитного поля.
Таким образом, энергия кванта целиком определяется
частотой электромагнитного поля.
Интервал между двумя энергетическими уровнями на
зывается переходом. На фиг. 13 .34 показан ряд переходов,
каждому из которых соответствует различное значение
кванта энергии W 2 - W1 ,
W3- W1и W3- W2,аэто,
в свою очередь, означает, что
частота
электромагнитного
WJ
'
'
..,1
"1
~1
.: .1
'>-.,1
.. .. .,1
W2
1
lNj
1
•I
1
w,
~1
1
Фиг. 13.34. Схема квантовой си
стемы с тремя энергетическими
уровнями.
w
Nz
N
Фиг. 13.35. Распределение
энергии частиц в квантовой
системе.
поля для каждого перехода приобретает свое определенное
значение, которое находится из выражений:
f
W2-W1 f
. Wз -1i,'1 f
t\1' 3 -W2
1-2 =
h
,
3-l =
h
,
2-з=
h
•
Для квантовой системы состояние с минимальным уров
нем энергии является наиболее устойчивым, и к этому со
стоянию система постоянно стремится. Однако микрочас
тицы системы не могут оставаться в этом состоянии, по
скольку они находятся в непрерывном хаотическом тепло
вом движении, в результате которого часть из них приоб
ретает дополнительную энергию и они переходят на более
высокие энергетические уровни.
Энергетическое состояние квантовой системы подчиняет
ся закону Больцмана и может быть представлено графиком
(фиг. 13.35). На графике видно, что большим запасом энер
гии, например W2 , обладает меньшее число микрочастиц
N 2 ; наибольшее число микрочастиц, например N1 , характе
ризуется меньшим запасом энергии W1 .
Энергетические состояния системы для разных темпе
ратур оказываются различными (фиг. 13.36). Как видно
446
из графиков, для одного и того же энергетического уровня,
например W4 , при разных температурах число микрочас
тиц N оказывается различным; при этом большей темпера
туре соответствует большее число частиц.
В квантовой системе, в которой распределение энергин
частиц отвечает закону Больцмана, происходит в основном
поглощение энергии поля, поскольку число микрочастиц
с малой энергией превосходит число ча_стиц с большой энер
гией. Для того чтобы квантовая система была способна из
лучать энергию, ее необходимо возбудить, т. е. создать из-
:.\{.• ... . ,;,,,
...
Wj. \~
\
'
w,
-
\,-------------
-
-
-
""",
'
'
w,
-
--
'-;:.~ - -
-
-
-
-
-
-
-
-
--
---,,
w,
- -- --~~,-------
---- --- ~,
---
'
N
Фиг. 13.36. Распределение энергии частиц в кванто•
вой системе при разных температурах.
быток частиц, обладающих большей энергией. Эта задача
может быть решена рядом способов; наибольшее распро
странение в квантовых усилителях нашли себе методы сор
тировки микрочастиц и использования вспомогательного
электромагнитного излучения. Если на возбужденную кван
товую систему воздействовать слабым электромагнитным
колебанием определенной частоты, то избыток микрочас
тиц с верхнего энергетического уровня перейдет на нижний
уровень и произойдет электромагнитное излучение. Такое
излучение квантовой системы назьшается индуцирован
ным. Индуцированное излучение и является основной
предпосылкой, лежащей в принципе действия квантовых
усилителей.
На фиг. 13.37 дана примерная графическая иллюстра
ция индуцированного излучения. Пунктирная кривая по·
казывает энергетическое состояние системы при какой-то
температуре Т1 ; W2 и W1
--·
разрешенные уровни энергии,
переход между которыми характеризуется определенной
частотой {1 _ 2 - Каждому из этих уровней соответствует оп
ределенное число микрочастиц, например, N 2 и N1 , при
447
этом N 1 > N 2 . Избыток микрочастиц с более высоким уров
нем W2 может быть с-оздан путем удаления микрочастиц
с малой энергией W1, вследствие чего их число уменьшает
ся от значения N 1 до значения Ni' и квантовая система ока
жется возбужденной.
Под воздействием слабого колебания Рвх с частотой пе
рехода fi _ 2 частицьi, I:Iаходящиеся на уровне W2 , как бы
лавинообразно переходят на нижний уровень W1; при этом
происходит индуцированное излучение Рвых на той же
частоте перехода f1 _ 2 ,
N
Фиг. 13 .37. Графическая иллюстрация
индуцированного излучения квантовой
системы.
Усиление при индуцированном излучении достигает
десятков, а иногда даже тысяч раз . Особенностью инду
цированного излучения является его когерентность, т. е .
отдещ,ные микрочастицы излучают колебания в одной фа
зе с внешним полем, складываются с ним и тем самым обес
печивают значительное усиление. Возможность получения
индуцированного излучения была впервые обоснована
советс1шм ученым В. А. Фабрикантом в 1939 г.
Ост,~новимся кратко на шумовых свойствах квантовых
усилителей. В оТJшчие от обычных электронных приборов,
шумы которых обусловлены флюктуациями электронных
потоков, в квантовых приборах такие потоки отсутствуют,
усиление достигается за счет превращения внутренней энер
гии микрочастиц в энергию высокочастотных колебаний .
Все это позволяет считать, что собственные шумы кванто- "
448
вых усилителей по сравнению со всеми известными усили
телями являются минимальными.
Различают два вида квантовых усилителей: мол;екуляр
ные и парамагнитные. В молекулярных усилителях в ка
честве квантовой системы используются молекулы газа ,
а в парамагнитных усилителях квантовой системой явля
ется кристаJiл, содержащий парамагнитные частицы . В тех
нике СВЧ применяются в основном парамагнитные усили
тели.
Все вещества по своим магнитны м свойствам делятся,
I<aJ< известно, на парамагнетики и диамагнетики. Магнит
ные свойства веществ обусловлены движением электронов
по орбитам, вследствие чего они образуют магнитное поле.
Если магнитное поле атома как сумма магнитных пол ей
электронов оказывается равным нулю, то атомы такого
вещества обладают диамагнитными свойствами. К диамаг
нетикам относятся, н·апример, медь, серебро, углерод и т. п.
Атомы веществ, у 1юторых суммарное магнитное поле не
равно нулю, характеризуются парамагнитными свойства
ми. Сюда относятся соли редких земель, соли железа, ко
бальта, никеля и др. Следует заметить, что вещества с рез
ко выраженными магнитными свойствами выделены в осо
бую группу ферромагнетиков.
Парамагнитные микрочастицы, помещенные в магнит
н9е поле, ориентируются в нем как элементарные магниты.
Энергия ориентации парамагнитных частиц определяется
их положением в магнитном поле. Если такой элементар
ный магнит располагается по направлению поля, то взаи
модействие магнита с полем отсутствует и энергия его ориен
тации окажется равной нулю. Максимальное значение энер
гии ориентации соответствует расположению элемщпар
ного магнита против направления поля. В этом случае он
стремится занять направление, совпадающее с полем , и
поэтому его взаимодействие с полем становится максималь
ным. Энергетическое состояние парамагнитной системы как
квантовой системы характеризуется рядом дискретных зна
чений. Закон распределения • энергии в парамагнитной
1шантовой системе также подчиняется закону Больцмана.
Парамагнитн ое усиление может быть осуществлено при
возбуждении парамагнитной системы, являющимся усло
вием иf!дуцир ованного излучения. Парамагнитная система
возбуждается с помощью вспомогательного электроriшг
нитного колебания в так называемой трехуровневой систе
ме, предложенной в 1955 г. советскими учеными Н. Г. Ба-
15 Зак. 458
449
совым и А. М. Прохоровым, которым за создание квантовых
усилителей и генераторов в 1964 г. присуждена Между
народная Нобелевская премия.
На фиг . 13.38 представлена графическая интерпретация
процесса усиления в трехуровневом парамагнитном уси
лителе. Первоначальное энергетическое состояние системы
характеризуется законом Больцмана, показанным на гра
фиках пунктирными линиями. В системе выбраны три
\
\
1
\
Рв, (f,. z)
w,
N
6)
Фиг. 13.38. К вопросу о процессе усиления в трехуровневом
парамагнитном усилителе:
· 2 - возбуждение системы; 6- индуцированное излучение системы
энергетических уровня таким образом, что энергия верх
него уровня W3 выше энергии среднего уровня W2 , а сред
него W2 выше энергии нижнего уровня W1 . Распределение
rюличества микрочастиц на указанных уровнях соответст
вует следующему неравенству: N 1 > N 2 > N 3 . Заметим,
что разница между числом микрочастиц на каждом уровне
может быть весьма значительной, если парамагнитное ве
щество имеет достаточно низкую температуру.
Для возбуждения такой системы (фиг. 13.38, а) исполь
зуется вспомогательное электромагнитное колебание, на
зываемое колебанием «накачки»; частота «накачки» f1 ....;3
соответствует переходу 1-3. Воздействие колебания ·«на
качки» приведет к поглощению электромагнитной энергии,
вследствие чего система выйдет из своего состояния. Часть
микрочастиц с первого уровня приобретает дополнительную
энергию, перейдет на третий уровень и число частиц на нем
возрастет до значения N ,/, а на первом уровне уменьшится
450
до значения Ni' = Nз'. В результате образуется избыток
частиц с повышенной энергией на втором уровне по срав
нению с первым уровнем, т. е. N 2 > Ni', и система ока
жется подготовленной к индуцированному излучению на
частоте перехода
f1- 2
(фиг. 13.38, 6). Если теперь на
вход системы подать слабое
колебание с частотой перехода
f 1 - 2, то под его воздействием
происходит индуцированное
излучение, в результате ко
торого достигается значитель
ное усиление.
Схематическое устройство
трехуровневого парамагнит
ного усилителя с внешним
магнитом показано на фиг.
13 .39 . В поле ПОСТЩIННОГО
магнита 1 помещен резонатор
2 с парамагнитным кристал
8x{liJ сигна/!О
Выход сигнала
накачка
з
2
Фиг. 13.39 . Схематическое
устройство трехуровневого па
рамагнитного усилителя
с
внешним магнитом.
лом 3. В свою очередь, резонатор находится в системе ох
лаждения из двух сосудов Дюара 4, в одном из которых
находится жидкий гелий, а в другом - жидкий азот.
Фиг. 13.40. Резонаторная головка парамагнит
ного усилителя трехсантиметрового диапазона .
В парамагнитном усилителе, предназначенном для уси
ления в трехсантиметровом диапазоне, используется внут
ренняя магнитная система. В этом случае в систему охлаж
дения помещается не только резонатор с парамагнитным
кристаллом, i-ю и постоянный магнит.
Резонаторная головка подобного парамагнитного уси
лителя представлена на фиг. 13.40. В качестве парамагнит
ного вещества в ней использован кристалл рубина с не-
15*
451
большой примесью хрома. Генератор накачки такого уси,
лителя работает на длине волны л = 1,25 см.
В настоящее время в нашей стране и за рубежом создан
ряд систем парамагнитных усилителей, таких, как много
резонаторных, бегущей волны и др. В П<;\рамагнитных уси
лителях удается получить очень низкий кщэффrщиент шу
ма и полосу пропускания в несколько десятiщв мегагерц.
Парамагнитные . усилители применяются в радиолокацион
ных станциях и системах космической радиосвязи.
Вопросыдляповторения.
l. Чем характеризуется энергетическое состояние квантовой
системы?
2. Чем сопровождается увеличение энергетического состояния
1<вантовой системы?
3. Как изменяется энергия кванта с укорочением длины вол•
вы электромагнитного поля?
4. Как связаны между собой процессы возбуждения и индуци
рованного излучения квантовой системы?
5. Какую задачу выполняет вспомогательное колебание в па
рамагнитном усилителе?
§ 78. УСИЛИТЕЛЬ НА ТУННЕЛЬНОМ ДИОДЕ
Туннельный диод, как известно, имеет вольтамперную
характеристику, отличающуюся от характеристики обыч
ного полупроводникового диода наличием падающего
участка (фиг. 13.41). На падающем участке характеристи
ки положительное приращение напряжения+ЛИ = U2 -
-
И1 вызывает отрицательное приращение тока - Л/ =
= 12 - / 1 , т. е. сопротивление туннельного диод~ на па
дающем участке является отрицательным.
Сопротивление с отрицательным знаком символизирует
не потерю энергии, а наоборот, появление ее, и поэтому
туннельный диод, подключенный к 1юлебательному кон
туру, восполняет потери энергии в нем, и, следовательно,
система контур - туннельный диод может быть использо
вана в качестве усилителя высокой частоты. Эквивалент
ная схема туннельного диода (фиг. 13.42) обычно состоит
из -Rд = du/di - дифференциального отрицательного
сопротивления туннельного диода, порядка 5 -:- 500 Ом (по
абсолютной величине); ед - емкости диода (1 -:- 200 пФ);
r д - сопротивления потерь в матерцале полупроводника
(1 -т 15 Ом); Lд -:- индуктивности диода, патрона и выво
дов (10- 8 + 10~ 10 Г). Такие параметры как ед, Lд и 'д яв
ляются паразитными; от того, насколько они малы, зависит
наибольшая граничная частота, т. е. частота, выше кото-
452
рой сопротивление диода Rд уже перестает быть отрица
тельным.
Для питания туннельного диода требуется постоянное
напряжение порядка 200 мВ; в связи с отсутствием источ
ников со столь малым напряжением питание диода прихо
дится осуществлять от обычных элементов с напряжением
1,5 --:- 2,2 В с помощью делите.ТJя напряжения.
Источниками шума в туннельном диоде являются тепло
вой шум в сопротивлении rд и дробовой шум, обусловлен
ный наличием в диоде постоянной составляюще й тока. Соб
ственный коэффициент шума туннельного диода находится
/
1,
lz
(/
Фиг. 13.41 . Вольтамперная характе- Фиг. 13.42. Эквивалентная
ристика туннельного диода .
схема туннельного диода.
на уровне 2-3 дБ. Сравнительно высокая граничная час
тота туннельного диода и низкий уровень шума позволяет
использовать его для усиления СВЧ и относить такие уси
лители к категории малошумящих.
Резонансные усилители высокой частоты на туннельном
диоде могут быть выполнены по параллельной и последо
вателы-юй схемам.
В параллельной схеме усилителя (фиг. 13.43) источник
сигнала ·Uc (обычно антенна), туннельный диод (ТД) и ко
лебательный контур соединены параллельно . К выходу уси
лителя подключено сопротивление нагрузки R ю являю
щееся, как правило, входным сопротивлением преобразо
вательного каскада. Питание диода осуществляется от ба
тареи Е через делитель R1, R2; напряжение на диод подает
ся с R1 и блокируется конденсатором С6 . Для рассмотрения
работы усилителя заменим его схему эквивалентной схе
мой проводимостей (фиг. 13.44) , на ней источник сигнала
показан генератором тока /с и проводимостью Gc; туннель
ный диод заменен его отрицательной проводимостью -Gд =
= 1/ (-Rд); контур показан элементами LC и сопротивле
нием потерь r, а нагрузка представлена проводимостью Gн,
453
Добротность ненагруженного колебательного контура
(L, С, r) характеризует его усилительные свойства и зави
сит от собственного активного сопротивления r . Добротность
нагруженного контура, т. е. всей системы, определяется
помимо собственных потерь r еще потерями , вносимыми
в контур шунтами Gc, -Gд и Gн.
Шунты с положительной проводимостью Gc и Gн вносят
в контур необратимые потери, увеличивают его аюивное
1,
1
,.1,
11
R''
н.,.,
сопротивление и тем самым
понижают его добротность .
Иное действие оказ ы
вает шунт -Gд с отрица-
{.
с
,.
Фиг. 13.43. Параллельная схе м а Фиг. 13.44. Э1<вивалентная схе-
усилителя на туннельном диоде.
ма усилителя .
тельной · проводимостью, символизирующий источник коле
баний высокой частоты . Его действие на контур уменьшает
общие потери в нем и тем самым способствует увеличению
эквивалентной добротности всей системы .
• Таким образом , в усилителе на туннельном диоде наи
большее усиление, т. е. наибольшая добротность, системы
получается, тогда, когда ее общие потери, оставаясь еще
положительными, приближаются к минимуму. Система
превращается в генератор при условии, что общие потери
становятся отрицательными. Иначе говоря, для устойчивой
работы такого усилителя необходимо, чтобы общая экви
валентная проводимость всей системы являлась по знаку
положительной, т. е. Ga > О.
Заменяя в эквивалентной схеме колебательный контур
при резонансе его резонансной проводимостью G0 e= 11 Roe•
можно записать условие устойчивого усиления:
или
(13.38)
154
т. е. сумма положительных проводимостей системы должна
превышать по абсолютной величине отрицательную прово
димость туннельного диода .
Резонансный коэффициент усиления каскада на туннель-
ном диоде по мощности.
к = 4GcGн
РО
G2•
(13.39)
э
Полоса пропускания усилителя на уровне О, 7 может
быть легко определена из известного выражения
2ЛF = 1.2_.
Уrилитель
QЭ
Ч(J ТД
Принимая во внимание,
ЧТОRэ=1/08 = pQ3, Qэ =р/rг
и р =-= w0 С, получаем
2ЛF= ~.
(13.40)
2лС
Здесь емкость С= С11+
+ Сд . Из выражений (13.39)
и (13.40) следует, что при на
именьшем
положительном
значении Gэ полоса пропуска
ния является минимальной, а
усиление максимальным.
Фиг. 13.45 . Схематическое
устройство усилителя санти
метрового диапазона с ферри-
товым циркулятором.
Усилители на туннельных диодах применяют в метровом,
дециметровом и rантиметровом диапазонах.
В сантиметровом диапазоне наиболее распространенным
видом усилителя является усилитель с циркулятором. Цир
кулятором является устройство однонаправленного дейст
вия, которое включается между усилителем на туннельном
диоде и нагрузкой. При непосредственном подключении уси
лителя к нагрузке - шумы нагрузки могут попадать в уси
литель и возвращаться в нагрузку усиленными; при ис
пользовании циркулятора такое обратное воздействие ис
ключается.
Схематическое устройство усилителя с ферритным цир
кулятором показано на фиг. 13.45 . Ферритовый циркулятор
Ц имеет три плеча. Благодаря сильному магнитному полю
энергия в циркуляторе может распространяться лишь в од
ном направлении от источника (плечо /) по часовой стрелке
к усилителю (плечо 2), не попадая в нагрузку, а затем от
усилителя усиленный сигнал поступает в нагруз ку (плечо
3), не попадая свщза в генератор .
455
Вопросы длл повторения.
i. Какой физический смысл заложен в отрицательном сопро
тивлении?
2. Что из себя представляет система на туннельном диоде?
Когда ее эквивалентная проводимость имеет отрицательный знак?
3 . Каково назначение циркулятора в усилителе на туннель
ном диоде?
§ 79. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
В ДИАПАЗОНАХ МЕТРОВЫХ И ДЕЦИМЕТРОВЫХ
волн
В радиолокационных приемниках преобразователь час
тоты приобретает большее значение по сравнению с преоб
разователями приемников, работающих на более низких
частотах .
На СВЧ цепи, предшествующие преобразователю, об
ладают незначительным усилением. Поэтому собственные
шумы преобразовательного каскада заметно влияют на шу
мовые свойства приемника, а следовательно, и на его чувст
вительность . На СВЧ основным критерием при выборе типа
преобразовательной лампы является его шумовые свойст
ва:
Использовать двухсеточные преобразователи в диапазо
не СВЧ невозможно вследствие высокого уровня шумов,
возникающих в многосеточных лампах, а также их неустой
чивой работы в этом диапазоне.
Для преобразования частоты в метровом и дециметро
вом диапазонах используются преимущественно пентоды,
триоды и диоды. В сантиметровом диапазоне применяются
преобразователи на кристаллических (полупроводниковых)
детекторах, которые характеризуются рядом специфиче
ских особенностей и поэтому рассматриваются особо. Озна
комимся с основными типами преобразователей метровых
и дециметровых волн.
Пентодные и триодные смесители
Пентод н ы е смесите л и используются глав
:-iым образом в метровом диапазоне и мало отличаются от
односеточных преобразователей, рассмотренных в гл. 8.
В этом диапазоне наиболее часто применяется схема преоб
разователя с катодной связью (см . фиг. 8.7, а).
Триодные смесителиработаютвболееши
роком диапазоне частот вплоть до 1000 МГц. По сравненню
456
с пентодами они обладают более низким уровнем шумов.
Схема.,... преобразователя метрового диапазона (фиг. 13.46)
состоит из триодного смесителя и отдельного гетеродина.
Связь гетеродина со смесителем автотрансформаторная
и по величине должна быть незначительной. Гетеродин вы
полнен по схеме с емкостной обратной связью, получившей
наибольшее распространение в диапазоне до 350 МГц. Его
колебательный контур включен между анодом и сеткой.
Обратная связь в схеме
осуществляется через меж
дуэлектродные
емкости
лампы. Автоматическое
смещение на сетке лампы
создается при помощи це
пи R gC g• Напряжение ге
теродина Uг снимается с
индуктивности Lю вклю
ченной в цепи катода. Цепь
R1C1 выполняет роль раз
вязывающего фильтра.
В преобразователе ис
пользуются пальчиковые и
сверхминиатюрные триоды,
а также триоды типа «же-
луды>.
В дециметровом диапа
зоне смесителями служат
триоды маячкового типа в
сочетании с контурами из
Ug
(
l-+ -1>-+ --- ----1 ...._ .. .. __ _ _.. ,
-+Еа
Фиг. 13.46. Схема преобразова
теля на триоде для метрового
диапазона волн.
резонансных концентрических линий (фиг . 13.4 7). По сво
ему конструктивному выполнению смеситель подобен каска
ду резонансного усилителя на той же лампе (см. фиг.13. 23) .
Входной контур, настроенный на частоту принимаемого
сигнала, образован двумя концентрическими трубами, сое
диненными с катодом и сеткой. Выходной контур промежу
точной частоты состоит из обычной катушки L и полупере
менного конденсатора С и расположен внутри среднего
цилиндра. Напряжение промежуточной частоты через кон
центричес1шй фидер подается на nход УПЧ.
Напряжения сигнала и гетеродина подводятся к вход
ному · контуру автотрансформаторным путем. Фидеры, пе
редающие напряжения сигнала и гетеродина, соединяются
с внутренним цилиндром через отверстия в колодке при
помощи пружинящих контактов.
457
Входной контур настраивается путем перемещения ко
роткозамыкающего поршня, который жестко связан с ко-
+Еа
к гетероdинч
Фиг . 13.47. Схема и конструl(ция смесительного каскада
на маячковом триоде.
лодкой. Такой тип смесителя используется на частоте
1000 МГц. В качестве гетеродина на частоте, близкой к
1000 МГц, также используются лампы маячкового типа.
Диодные смесители
Диодные смесители (фиг. 13.48) применяются в деци
метровом диапазоне до длины волн в пределах 10-15 см.
В цепи диода включен входной контур приемника, вы
полненный из короткозамкнутого отрезка концентрической
От гemepotJuнa
.Q1
Фиг. 13.48 . Схема диодного смесителя.
458
линии. Колебания высокой частоты из антенны и от гете
родина подводятся к смесителю по концентрическим кабе
лям. Сигнал промежуточной частоты выделяется в конту
ре LC, включенном в анодной цепи диода. Цепь R1C1 обес
печивает автоматическое смещение на аноде диода, необхо
димое для его работы в режиме с отсечкой тока.
Для преобразования используются специальные диоды
с низким уровнем шумов, незначительной междуэлектрод
ной емкостью и малым временем пролета электронов.
Эффективность диодного преобразователя оценивается
коэффициентом передачи по напряжению в отличие от коэф
фициента усиления, при помощи которого оценивается эф
фективность преобразователей с управляющими сетками.
При диодном преобразовании, как и при диодном детекти
ровании, коэффициент передачи по напряжению меньше
единицы.
Вопросыдляповторения.
1. Почему на СВЧ следует отдавать предпочтение односеточ
ному преобразованию?
2. Какие виды колебательных контуров используются во
входной и выходной цепях преобразователя на маячковой лампе?
3 . На какую частоту настроен контур LC в схеме диодного
смесителя?
§ 80. ОДНОТАКТНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
ЧАСТОТЫ В ДИАПАЗОНЕ САНТИМЕТРОВЫХ
волн
В радиолокационных приемниках сантиметровых волн
для преобразования частоты используются смесительные
полупроводниковые (кристаллич_еские) диоды. В этом слу
чае преобразователь частоты называется кристаллическим
преобразователелt .
Полупроводниковый диод, обладая рядом преимуществ
по сравнению с вакуумным диодом, позволяет повысить
эффективность преобразователя частоты и снизить коэффи
циент шума приемника. К преимуществам полупроводни
ковых диодов по сравнению с вакуумными относятся: со
кращение времени прохождения зарядов между электро
дами, уменьшение междуэлектродной емкости, более низкий
уровень шумов.
Основными параметрами кристаллического преобразо
вателя являются: рабочая длина волны, коэффициент пе
редачи по мощности, шумовые свойства и выходное сопро
тивление.
459
Коэффициент передачи по мощно-
ст и преобразователя Крс · характеризуется отношением
мощности сигнала промежутсчной частоты на выходе сме
сителя к · мощности сигнала высокой частоты, подводимой
к его входу при согласованной нагрузке:
!-,,-
_
Рnых
\Ре-
•
Рвх
Значение коэффициента КРс обычно не превышает 0,25.
Для оценки шумовых свойств кристалличе
ского преобразователя вводится понятие коэффициента от
носительной температуры шумов tc. При этом шумящее
активное сопротивление сравнивают с равным ему по вели
чине входным сопротивлением преобразователя. Коэффи
чиент относительной температуры шума является вели
чиной, показывающей, во сколько раз необходимо увеличить
абсолютную температуру эквивалентного шумового сопро
тивления, чтобы уровень шума в нем оказалсн равным уров
ню шума кристаллического преобразоватеш1 . Коэффициент
tc обычно находится в пределах 2-3.
Выходное сопротивление преобразовате
ля определяется отношением напряжения промежуточной
частоты на выходе преобразователя к току промежуточной
частоты.
Перечисленные параметры для наиболее употребитель
ных полупроводниковых диодов приведены в табл. 13.4 .
Та6лица 13.4
Тип ДИОДО
1
-
1
"'
1
"'
1~\~1
ч
1~1
U') 1 ....
Параметры
u
'-?
u
'-?
u
u
с:. :,::
с:. :,:'
,_
~ :::::
t::(
t::(
t::(
t::(
t::(
t::(
t::(
Рабо,rая длина ВОЛ ·
l!Ы, СМ
9,8 9,8 9,8 9,8 3,2 3,2 3,2 3,2 2 3,2
Коэффициент переда-
чи мощности КРс,
дG
.
8,58,56,56,58,58,56,56,5 8 7
Выходное сопротив-
ление Rпч; Ом .. 400 400 400 400 400 400 400 400 400 400
Следует отметить, что работа полупроводникового диода
в значительной степени зависит от величины мощности,
подводимой от гетеродина. С увеличением мощности возрас-
460
тает уровень шумов кристаллического преобразователя .
Кроме того, воздействие на кристалл значительных мощ
ностей вызывает его перегрузку, в результате чего в . месте
контакта с металлом кристалл обгорает. Максимальная мощ
ность, подводимая к полупроводниковому диоду от гетеро
дина, не должна превышать 1 мВт, так как при больших
мощностях диод может выйти из строя. В схемах кр~стал
лических преобразователей контроль за величиной мощно
ти, подводимой от гетеродина, осуществляется при помощи
миллиамперметра, измеряющего постоянную составляющую
тока в цепи кристалла .
В радиолокационных приемниках сантиметрового диа
пазона из-за отсутствия усилителя высокой частоты крис
таллический преобразователь является входным каскадом
приемника. Поэтому уровень шумов кристаллического
преобразователя и первого каскада УПЧ определяет шумо
вые свойства приемника в целом. Коэффициент шума такого
приемника определяется из выражения
•
t +Nупч-1
N=с
.
(13.41)
КРФ КрР КРе '
где Nупч - коэффициент шума УПЧ; КРФ
-
коэффициент
передачи мощности фидерной линии, /(рр - коэффициент
передачи мощности разрядника (антенного переключателя) .
Значение КРФ при расчетах можно принять равным О, 9;
значения КРр для неrюторых типов разрядников приведены
в табл. 13.5 .
Таблица 13.5
"-
~~
'Q.
..
о.=
Диапазон
i~
8.~
=
Краткая характеристика
частот, МГц
-е-'"
"
"!
"',:
1Оu
="'
о <lJ
00
f-, Q.
~:,:
с:(,:
;j
7218 У Зl(ОПОЛОСНЫЙ с внешним ре-
резонатором без подстройки 2750-3300
0,7 300
1827 Узкополосный с внешним ре-
зонатором с подстройкой
2400-3750
0,7 350
7248 узкополосный с внешним ре-
зонатором без подстро.йки
8600-9700
0,6 200
1824 узкополосный с внутренним
ре зонатором с подстройкой 8500-9600
0,8 300
1826 УЗI(ОПОЛОСНЫЙ с внутренним
резонатором
23 420-24 580 0,7 200
461
Преобразователи частоты сантиметрового диапазона по
своему устройству коренным образом отличаются от лам
повых преобразователей метровых и дециметровых волн.
В преобразователях сантиметрового диапазона полу п ровод
никовый диод помещается внутри коаксиальной линии, вол
новода или полого резонатора. В качестве гетеродинов в
этом диапазоне применяются специальные типы ламп -
клистроны и маячковые лампы с контурами из концентри
ческих линий. При использовании маячковых ламп проме
жуточная частота получается на одной из гармоник гете
родина, обычно третьей: fпр = Зfг - f0 .
Рассмотрим отдельные разновидности кристаллических
преобразователей частоты.
Коаксиальный I{ристаллический преобразователь
(фиг. 13.49)
При длине волны 10 см (f = 3 ООО МГц) полу п ровод
никовый 'диод помещают в коаксиальную камеру. Конст
рукция преобразователя (фиг. 13.50) образована сочлене
нием трех отрезков ко
аксиальных лини й.
Входная сторона коак
сиалы-юй линии начи-
Фиг. 13.49. Принципиаль
ная конструкция коакси
альног~ кристаллического
преобразователя для часто-
ты 3000 МГц.
11
4
з
Фиг. 13.50 . Конструк ц ия коаксиаль
ного кристаллического п реобразова
теля для частоты 3000 МГц.
нается с фланца 1, который соединяется с фланцем раз
рядника приемника. Высокочастотное колебание подается
на вход преобразователя через виток связи 2, помещенный
в резонаторе разрядника. На противоположной стороне ли
нии к концу ее внутреннего провода 3 присоединен узкой
462
торцовой стороной патрон с диодом 4. Главная коаксиаль
ная линия, по которой подается сигнал, сочленена с трой
ником . Колебания от гетеродина подводятся через гори
зонтальную часть тройника 5, на которую навинчивается
фишка, соединенная с гибким кабелем. Внутренний про
водник горизонтальной части тройника заканчивается
втулкой б. Внутри втулки пропущен штырь 7, обеспечи
вающий регулирование связи гетеродина со смесителем:
эта связь осуществляется через емкость, образованную
внутренним горизонтальным проводником линии и диском
штыря, и регулируется путем его перемещения при помо
щи рукоятки 8.
Нагрузкой гетеродина является дисковое сопротивле•
ние 9, равное 50 Ом. Полупроводниковый диод, присоеди
ненный к внутреннему проводу линий, оказывается в элект
рома г нитном поле, образовавшемся в результате воздейст
вия напряжений сигнала и гетеродина, и в цепи диода , как
в нелинейном элементе, возникает ток промежуточной час
тоты. Сигнал промежуточной частоты выводится из преоб
разователя гибким концентрическим кабелем, который сое
диняется с преобразователем при помощи фишки. Фишка
навертывается на нарезную часть линии 10 и соединяется
своим внутренним проводником через гнездо 11 с широкой
торцовой частью патрона полупроводникового диода.
Волноводный кристаллический преобразователь
При длине волн 3 см канализация энергии высокой час
тоты от антенны к радиолокационному приемнику осущест
вляется при помощи волноводов прямоугольного или круг
лого сечения. Передача высокочастотной энергии внутри
волновода происходит путем распространения электромаг
нитных волн в полости, ограниченной его стенками .
Электромагнитное поле прямоугольного волновода со
стоит из составляющей электрического поля и составляю
щей магнитного поля, которые характеризуются векторами
Е и Н . Направление распространения электромагнитных
волн образует прямой угол с плоскостью, проходящей через
векторы Е и Н. Взаимное расположение электрического
и магнитного полей в волноводе может быть различным. На
фиг. 13 .51 показан прямоугольный волновод и его три оси
У XZ, в направлении которых могут располагаться векто
рыЕиН.
463
В волноводах различают два основных типа волн: по
перечно-электрические и поперечно-магнитные . При п o-
riеречно-электрической волнеэлекrриче
ское поле расположено поперек оси волновода (в плоскости
ХУ),апри поперечно-магнитной волне-
вдоль оси Z. Поперечно-электрическую волну обычно обоз
начают букв·ами ТЕ или Н, а поперечно-магнитную - бук-
-
вами ТН или Е.
Кроме буквенного обозначения типа волн используют
добавочные цифровьiе индексы, которыми определяется
число полуволн, укладывающихся вдоль сторон волновода.
Первый индекс относится к стороне волновода, обозначенной
у
а
буквой а, а второй - к сторо
не Ь (см. фиг. 13.51). Если один
из индексов является нулем, то
это значит, что поле изменяется
только вдоль одной из сторон
поперечного сечения волновода.
ь
В волноводных преобразова
телях применяются главным об
Фиг. 13.51. Внешний вид разом поперечно-электрические
прямоугольного волновода. волны ТЕ. Возбуждение волно-
вода волной типа Т Е01 осущест
вляется штырем, который должен быть расположен парал
лельно вектору электрического поля. Практически в каче
стве штыря используется внутренний провод выводной коак
сиальной линии клистрона.
Устройство волноводного преобразователя для частоты
10 ООО МГц (л = 3 см) показано на фиг. 13.52. На входе
преобразователя помещен разрядник приемника 1, связан
ный с волноводом преобразователя 3 через окно 2. Полу
проводниковый диод 4, вставленный в специальный держа
тель 9, расположен поперек оси волновода парал_лельно век
тору электрического поля Е. Для согласования входного
сопротивления диода с · сопротивлением волновода приме
няется поршень 5, расположенный на расстоянии четверти
длины волны от оси диода. В этом случае волна, отразив
шаяся от короткозамкнутого конца (поршня), возвращается
к месту расположения диода в фазе с прямой волной, вслед
ствие чего энергия сигнала поглощается в смесителе пол
ностью.
Гетеродином служит клистрон 6, коаксиальный вывод
которого вставлен в специальное гнездо, находящееся в ши
рокой стенке волновода. Возбуждение волновода произво-
464
дится штырем 7, являющимся внутренним проводником
коаксиального вывода. Изменением степени погружения
штыря в волновод регулируется величин а мощности, -под•
водимая к диоду.
Для того чтобы энергия от гетеродина не попадала в ре
зонатор разрядника, входное сопротивление волновода в !f3·
правлении разрядника должно быть очень болыuим. Для
этого шть1рь помещают от клистрона на расстоянии, рав-
"
(2п-l)л
нам нечетному числу четвертеи волн
4 ;приэтом
. отрезок
волновода приобретает сопротивление, близкое
к бесконечности.
t;95
3
7
Фиг. 13.52. Конструкция волноводного преобразова
теля для частоты 10 ООО МГц.
В полупроводниковом диоде под воздействием электро
магнитных полей сигнала и гетеродина возникают токи
промежуточной частоты, которые отводятся через четверть
волновый дроссель 8 и коаксиальный кабель к усилителю
промежуточной частоты . Коаксиальный кабель соединен
с преобразователем при помощи фишки, навинчивающей
ся на резьбовую часть держателя.
В преобразователе такой конструкции создается небла
гоприятный режим работы клистронного гетеродина,
обусловленный нал ичием реактивной нагрузки . Объясняется
это тем, что поглощаемая полупроводниковым диодом мощ
ность составляет лишь незначительную долю мощности ,
выработанной гетеродином, а вся остальная часть мощно
сти затрачивается на образование стоячих волн в линии
клистрона, состоящей из штыря и элемента связи с внут
ренним резонатором клистрона. Возникновение стоячих
465
волн равноценно появлению реактивной составляющей
нагрузки, что нарушает режим работы клистрона и может
даже привести к срыву генерируемых им колебаний. Этот
недостаток волноводного преобразователя устранен в двух
волноводном преобразователе.
Двухволноводный кристаллический преобразователь
..
Двухволноводный преобразователь (фиг. 13.53) состоит
из волновода сигнала 1 и волновода гетеродина 2, которые
примыкают друг к другу узкими сторонами и образуют об-
2
*8
3
1
Фиг . 13.53. Конструкция двухволно
водного преобразователя.
щую стенку. Возбуждение волноводов соответственно про
изводится от приходящего сигнала через разрядник 3 и от
клистрона 4. Смесительный кристаллический· диод 5 п оме
щен в волноводе сигнала; колебания частоты гетероди н а
подаются к нему через окно связи 6 в общей стенке волново
дов. Мощность подводимых через окно связи колебаний
регулируется винтом 7. Неиспользованная мощность коле
баний гетеродина поглощается в ленточном сопротивлении
8, являющемся искусственной нагрузкой гетеродина, чем
исключается появление стоячих волн в линии клистрона
и, следовательно, устраняется недостаток одноволновод-
ной конструкции преобразователя.
•
466
В двухволноводном преобразователе применен разряд
ник с внутренним резонатором . В стенки разрядника впая
ны стеклянные окна 9, через которые осуществляется пере
дача энергии в волновод сигнала. Настройка внутреннего
резонатора производится перемещением винта 10.
Вопросы для повторения.
1. Какой тип гетеродина применяется в преобразователях
3-сантиметровых волн?
2. Как располагается ось полупроводникового диода по от
ношению к вектору электрического поля в волноводном преобра
зователе?
3. Как влияет на работу полупроводникового диода увелич е
ние мощности, подводимой от гетеродина?
4. Какова причина образования стоячих волн колебаний ге
теродина в волноводном преобразователе?
§ 81. ДВУХТАКТНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
В ДИАПАЗОНЕ САНТИМЕТРОВЫХ ВОЛН
В современных радиолокационных приемниках на час
тотах 10 ООО МГц применяются в основном двухтактные
преобразователи частоты . Такие схемы позволяют умею, -
Фиг. 13.54 . Принципиальная схема двух
тактного преобразователя .
шить коэффициент шума приемника в 2-3 раза по сравне
нию с приемниками, использующими однотактные схемы.
Шумы преобразователя в сантиметровом диапазоне обус
вловлены шумами полупроводникового диода и шумами
гетеродина . В двухтактной схеме уменьшение уровня шумов
преобразователя достигается путем подавления шумов ге-
теродина.
.
Основная принципиальная схема двухтактного преоб
разователя (фиг . 13 .54) характери зуется симметричным
входом, симметричным выходом и однонаправленным вклю
чением диодов; колебания гетеродина на диоды подводятся
467
в противофазе, а колебания сигнала - в фазе. На схеме
показанfir полярность напряжений и направление токов для
одного полупериода напряжений ~игнала и гетеродина. То
ки промежуточной частоты, обусловленные синфазной по
дачей напряжения сигнала, проходят через первичные об
мотки в противоположных направлениях. Во вторичной це
пи катушки L2' и L/ включены навстречу друг другу,
поэтому э . д. с, наводимые в них токами встречного направ-
а)
6)
Фиг. 13 .55 . Распределение электрического поля
в плечах двойного волноводного тройника:
Д-полупроводвиковый диод
ления будут складываться. Так как напряжение от гетеро
дина на диоды подается в противофазе, то токи гетеродина
и сопутствующие им шумовые токи для указанной поляр
ности проходят только через верхнюю катушку первичной
цепи, благодаря чему э. д. с. шумов, наводимых во вторич
ной цепи, будут взаимно компенсироваться. Таким образом,
на выходе схемы отсутствуют составляющие шумовых токов
гетеродина, что и является основным достоинством двухтакт
ных преобразователей.
В конструкции двухтактного волноводного преобразо
вателя важное значение имеет двойной Т-образный волно
вод, называемый упрощенно двойныл1 тройником (фиг. 13.55).
Двойной тройник состоит из глав но го волновода и двух
перпендикулярно присоединенных к нему волноводов; один
присоединен к широкой стенке, а другой - I{ узкой. Трой
ник имеет четыре плеча. Плечи А и В являются выходными,
а С и D - входными. К входным плечам подключаются ге-
468
нераторы, ё1 к выходным - нагрузки. Нормальная работа
двойного тройнюса обеспечивается при полной симметрии
выходных плеч . Это значит, что плечи А и В должны иметь
одинаковую длину и быть нагружены на одинаковые по
величине согласованные нагрузки.
Рассмотрим действие двойного тройника, когда он воз
буждается колебаниями типа ТЕ от генератора, включен
ного только в плечо D. На фиг. 13.55, а распределение элект
рического поля иллюстрируется при помощи воображае
мой плоскости, на которой силовые л-инии поля показаны
стрелками. Электрическое поле Е1 , возбуждаемое генера
тором в плече D, расщепляется в сочленении на два поля: -
Ei' и Е/1. Фазы этих полей в плечах А и В на одинаковом
расстоянии от плос1<ости симметрии оказываются противо
положными. Таким образом, двойной тройник в отношении
фазирования эквивалентен входному трансформатору в схе-
ме фиг. 13.54.
•
Теперь рассмотрим случай, когда генератор включен
в плечо С (фиг. 13.55, 6). Распространение электрического
поля показано силовыми линиями при помощи двух вооб
ражаемых взаимно-перпендикулярных плоскостей. В со
членении волноводов поле Е 2 разделяется на два поля Е 2 '
и Е/1, однако фазы полей в обоих плечах на одинаковом
расстоянии от плоскости симметрии сохраняются без изме
нения. При одновременном возбуждении плеч С и D эле1ст
ромагнитные волны в выходных плечах А и В от действия
одного генератора окажутся в фазе, а от действия другого
генератора - в противофазе.
.
Рассмотренные свойства двойного тройника позволяют
использовать его в двухтактных преобразователях частоты. ,
В двухтактном смесителе с симметричным выходом
(фиг. 13.56) оба волноводных плеча возбуждаются электро
магнитными волнами типа ТЕ. При этом в плечо D подаются
колебания гетеродина, а в плечо С - колебания сигнала.
Двухтактный преобразователь в целом (фиг. 13 .57) сос
тоит из смесительной части и гетеродина. Входные плечи
его волновода ~аканчиваются фланцами, соединяющими его
с гетеродином на клистроне и с волноводом, по которому по
дается входной сигнал. Сигнал из антенны подается в плечо
1. В противоположном плече, соединенном с клистроном 3,
помещается аттенюатор 2, который выполнен в виде погло
щающего сопротивления. Аттенюатор предназначен для
регулирования мощнос·ти, поступающей от гетеродина к по
лупроводниковому диоду . . В выходных плечах смесителя
469
закреплены держатели 4 для включения полупроводниковых
диодов.
В радиолокационных приемниках сантиметрового диа
пазона с двухканальной системой автоподстройки частоты
применяются преобразовате-
ли с двойным двухтактным
смесителем. Такой преобразо
ватель состоит из двух двух
тактных смесителей, сочле
ненных с общим гетеродином
кУПЧ
Фиг. 13.56 . Конструкция двух- Фиг. 13.57 . Внешний виддвух -
тактного смесителя .
тактного преобразователя.
Одна из возможных конструкций преобразователя с двой
ным двухтактным смесителем (фиг . 13 .58) включает в себя
отражательный клистрон 1, аттенюатор 2 и держатели де-
470
Фиг . 13.58. Внешний вид двойного двух
тактного преобразователя .
тектора 3, 4. Входами каналов сигнала и автоподстройки
являются плечи волноводов со стороны открытых флан
цев 5.
Вопросыдля повторения.
1. Каl(аЯ составляющая шума подавляется в двухтактном
преобразователе?
2. Чему на схеме фиг. 14.55 эквивалентен двойной тройник?
3. В каких радиолокационных приемниках применяются пре
образователи с двойным двухтактным смесителем?
§ 82 . УСИЛИТЕЛИ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ
ПРИЕМНИКОВ МЕТРОВЫХ И ДЕЦИМЕТРОВЫХ
волн
В радиолокационных приемниках усилитель промежу
точной частоты в отличие от УПЧ обычных приемников
предназначен для усиления импульсных ВЧ сигналов ма
JlОЙ или большой длительности и, следовательно, должен
обладать широкой полосой пропускания в пределах от I до
десятков мегагерц.
При высокой чувствительности · радиолокационных
приемников коэффициент усиления по промежуточнои час
тоте достигает величин порядка 104 - l 06 •
В усилителях промежуточной частоты применяются спе
циальные пентоды с повышенной крутизной и транзисторы.
В качестве широкополосных усилителей промежуточной
частоты в основном применяются усилители с одиночными
контурами в каждом каскаде, нас.троенными на одну часто
ту, усилители с попарно _ расстроенными каскадами, усили
тели с расстроенными тройками каскадов и усилители с
двумя связанными контурами в каждом каскаде. Рассмот
рим особенности каждой из схем усилителей.
Усилитель с одиночными контурами в каждом каскаде,
настроенными на одну частоту
Такие усилители представляют собой обычные резонанс
ные усилители. Достоинством их являются однотишюсть
настройки, недостатками - трудность получения широкой
полосы пропускания и малая величина усиления каскада.
Из теории резонансных усилителей известно, что общая
резонансная кривая п каскадов усиления
уобщ=У",
471
где У -- любое частное значение ординаты резонансной
кривой одного 1шскада.
При большом числе каскадов общая резонансная кривая
усилителя становится более острой, а полоса пропускания
сужается. Это значит, что для получения заданной полосы
пропускания усилителя необходимо, чтобы полоса пропус
кания каждого каскада была широкой . При широкой поло
се пропускания добротность контура и коэффициент усиле
ния каскада имеют малые значения.
Усилитель с попарно расстроенными каскадами
Эти усилители представляют собой системы с четным
числом каскадов (фиг. 13.59, а), причем нечетные кап,ады
настраиваются на одну частоту f1 = fnp - Лf, а четные
-
t, ./г
ПоС'11еiJняя пара
а:)
!Jf Лj
------'__..___ _.____
. +Af
о
о}
Фиг. 13.59. Структурная схема широкополосного
УП Ч с попарно расстроенными каскадами и
резонансные кривые одной пары.
на другую f2 = fпр + Лf. В результате каждая сnседняя
пара каскадов оказывается взаимно расстроенной. Общая
резонансная кривая для одной пары получается путем пе
ремножения ординат резонансных кривых отдельных кас
кадов и ее форма может быть одногорбой или двугорбой
472
(фиг. 13.59, 6). УПЧ с расстроенными парами каскадов
обеспечивают лучшую прямоугольность резонансной кри
вой и позволяют получить большее усиление на один кас
кад.
Усилитель с расстроенными трой1<ами каскадов
Усилители такого типа состоят из нечетного числа кас
кадов, кратного 3 (фиг. 13.60, а). В каждой тройке один из
каскадов, настраивается на среднюю частоту f2 = fпр, а два
других - на частоты, расположенные симметрично относи
тельно промежуточной частоты (фиг. 13.60, 6) f1 = fпр -
-
ЛfИfз=fпр+Лf.
!,
!2
fз
/,
~-
п,,/J8aR mpu{J)(a
У,
а)
Yz
о
5j
t,
Фиг. 13.60 . Структурная схема широкополосно
го УПЧ с расстроенными тройками каскадов и
резонансные кривые одной тройки.
Такая схема обеспечивает еще большую прямоуголы-юсть
резонансной кривой и большее усиление по сравнению со
схемой с расстроенными парами каскадов . УПЧ с расстроен
ными тройками каскадов настроить значительно труднее,
чем другие схемы УПЧ .
473
На фиг. 13.61 приведена схема лампового каскада с оди
ночным контуром, которая является типовой для схем УПЧ
с одиночными контурами . В отличие от обычных схем ре
зонансных усилителей схема выполнена с параллельным пи
танием. Включение катушки L в сеточную цепь ускоряет
Фиг. 13.61. Типовая схема каскада УПЧ, в котором
используется одиночный контур.
процесс восстановления усиления после воздействия силь
ных мешающих сигналов . Емкостью контура служат ем
. кости
входа, выхода ламп и емкость монтажа . Параллельно
Фиг. 13.62 . Каскадная схема широкополосного кас-
када УПЧ на транзисторах с одиночным контуром.
заградительному дросселю Lдр включено сопротивление
Rш, при помощи которого расширяется полоса пропуска
ния . LнС н - развязывающие фильтры в цепях накала ламп .
Каскады широкополосного усилителя на транзисторах
с одиночными контурами выполняются в основном по схеме
с общим эмиттером, общей базой и по каскодной схеме об
щий эмиттер - общая база. Каскады с общим эмиттером
мало чем отличаются от представленной в гл. 6 схемы резо
нансных усилителей. В каскаде, выполненном по каскад
ной схеме (фиг. 13.62) элементы Ri, R 2, Rз и Ci поддержи-
474
вают необходимое напряжение на базе первого транзисто
ра и стабилизируют рабоч у ю точк у . Напряжение на базе
второго транзистора обеспечивается делителем из резисто
ров R4 и R5 и блокировочного конде нс атора С3 .
В uепи коллект о ра включен разв я з ывающий фильтр
C4 R6 . Связь между каскадами емкостная через конденсатор
С1.
Усилители с двумя связанными контурами в каждом каскаде
Эти усилители ничем не отличаются от обычных схем уси
лителей с полосовыми фильтрами, рассмотренных в гл. 6.
Такие схемы обеспечивают наибольшую прямоугольность
резонансной кривой и значительное усиление на один кас
кад.
Фиг. 13 ,63. Типовая схема каскада УПЧ с двумя свя
занными контурами.
В типовой схеме одного каскада усиления с двумя свя
занными контурами (фиг. 13 .63) для расширения полосы
пропускания усилителя параллельно . каждому контуру
включены сопротивления шунтов Rш1 и Rш 2 ·
Практическая схема одного каскада широкополосного
усилителя на транзисторе, выполненного по каскадной схе
ме, показана на фиг. 13.64. В uепи коллектора второго тран
зистора включен двухконтурный фильтр с внешне-емкост
ной связью; связь второго контура с базой второго каскада
осуществляется через емкостный делитель CJ, С5 . Элемен
ты схемы R1, R2, R3, R4, R5, С2, С3, так же, как и в схеме
на фиг. 13.62, обеспечивают налряжение на базах т ранзис•
торов.
В приемниках метрового и дециметрового диапазона
нагрузкой лампового или транзисторного смесителя явля•
ется, как nравило, такая же колебателы:iая система, как и
475
система, включенная в последующих каскадах УПЧ. В этом
случае преобра::3овательный каскад можно рассматривать
как усилительный каскад, входящий в общую сх~му УПЧ
и отличающийся от остальных I<асr<адов лишь крутизной
хараюеристиrш и выходной ем1юстью лампы.
Фиг. 13.64. Каскадная схема широкополосного кас
када УПЧ на транзисторах с двухконтурной коле
бательной системой.
В радиолокационных приемниках применяются все
разновиодности рассмотренных схем.
Вопросы для повторения.
1. От чего зависит форма резонансной кривой усилителя с по
парно расстроенными каскадами? •
2. Как влияет на полосу пропускания каскадов, изображен
ных на схемах фиг. 13.61 и 13.63, уменьшение сопротивлений Rш?
3. Как будет влиять на форму резонансной кривой сближение
катушек на схеме фиг. 13.63?
§ 83. УСИЛИТЕЛИ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ
ПРИЕМНИКОВ САНТИМЕТРОВЫХ ВОЛН
При рассмотрении структурных схем радиолокационных
приемников было установлено, что УПЧ в диапазоне сан
тиметровых волн состоят из предварительного (ПУПЧ) и
главного усилителей. По своей схеме главный УПЧ ничем
не отличается от схем УПЧ приемников метровых и деци
метровых волн, рассмотренных выше. Предварительнь1й же
усилитель, являясь входным блоком УПЧ, в основном опре-
- де ляет
шумовые свойства приемника, что главным образом _
принимается во внимание при выборе его схемы.
Предварительный усилитель промежуточной частоты -
имеет входную цепь, выполненную в виде одноконтурной
или двухконтурной системы, и усилитель с низким коэффи-
476
циентом шума. Типовой схемой первых двух каскадов ПУПЧ
является расемотренная ранее схема заземленный 1,атод --
заземлен н ая сетка (см. фиг. 13 .24) . Третьим или четвертым ·
каскадом предварительного усилителя промежуточ ной час
тоты является каскад с кабельным переходом, передающий
сигнал промежуточной ча
стоты к главному УПЧ.
Входная цепь, при .по
мощи которой происходит
передача сигналов проме
жуточной частоты от кри
сталлического смесителя к
сетке первой усилительной
лампы, выполняет роль со
гласующего устройства . ·
Правильный выбор схемы
входной цепи и ее элемен
Смеситель • М
JJ-.,.1.
·т·
1
-- -----
Фиг. 13 .65 . схема двухконтур
ной входной цепи УПЧ приемни
ков сантиыетровьtх волн .
тов влияет не только на величину . энергии , передаваемой
1ш вход первой лампы, но и на коэффициент шума усили-
теля промежуточной частоты . Этим требованиям в основ
ном удовлетворяет двухконтурная це пь, наиболее широко
1
1
1Ra
+1
1
1
..1. .
Со1
1
. .L.
Фиг . 13 .66 . Схема каскада с переходным кабелем .
применяемая в современных радиолокационных приемни
ках. Наиболее распространенным видом такой цепи являет
ся схема со взаимоиндуктивной связью между контурами
(фиг. 13.65) . .
При использовании двухтактного преобразователя при
меняется схема фиг. 13 .54 .
Двухконтурная входная цепь по сравнению с однокон
турной позволяет получить более широкую полосу пропус
кания при том же значении коэффициента шума, что явля
ется весьма важным для широкополосного приемника. При
477
использовании такой входной цепи ее резонансная кривая
является обычно несимметричной. Несимметрия вызвана -
тем, что каждый из контуров шунтируется разными по вели
чине сопротивлениями выхода смесителя и входа последую
щей лампы, а также разбросом емкостей ламп.
Перейдем к рассмотрению каскада с переходным кабе
лем (фиг. 13.66). В анодной цепи лампы последовательно
r
с,
с катушкой контура через раздели
тельный конденсатор включен высо -
кочастотный кабель, через который
передается энергия высокой частоты
от ПУПЧ к главному УПЧ. К выхо
ду кабеля присоединен входной кон
тур первой лампы УПЧ. Для эффек-
JJq,
иг тивности передачи энергии кабель
должен быть нагружен на сопротив
Ф иг. IЗ.б7. Эквива- ление, равное волновому сопротивле
нию фидера, т. е. РФ = Roe 2', где
Roe/ - эквивалентное резонансное
сопротивление контура К 2 с учетом
лентная схема каска
да с переходным ка
белем.
шунтирования его сопротивлениями
шунта Rш и входным Rвх лампы. Значение Roe 2 ' можно
найти из выражения (6.5). Условие согласования при этом
принимает следующий вид:
р_
Roe2
ф--
Roe2+Roe2+1
Rвх Rш
(13.42)
Выполнение условия согласования достигается подбо
ром соответствующего значения сопротивления Rш:
R =-=
Roe2
ш
!5ое2_ Roe2- I
РФ Rвх
(13.43)
При этом собственные резонансные сопротивления- · обоих
контуров можно полагать ·равными Roei = Roe 2 ·
При рассмотрении резонансных свойств такого каскада
следует учитывать, что контур К 2 шунтируется низкоомным
волновым сопротивлением кабеля, вследствие чего его
полоса по сравнению с полосой всего УПЧ расширяется
в 3-4 раза . Это позволяет заменить на эквивалентной схеме
цепь вместе с контуром К 2 волновым сопротивлением кабе
ля РФ· ПоJ1учившаяся эквивалентная схема (фиг. 13.67)
478
представляет собой одиночный колебательный контур, рав
ноценный по своим резонансным свойствам каскаду с ка
бельным переходом. Эквивалентная добротность такого кон
тура
(13.44)
где
С1 =Сн +свых +См;
r - сопротивление активных потерь в катушке, величи
ной которых часто пренебрегают, r0 - сопротивление,
обеспечивающее необходимое значение добротности Q3 .
Для определения коэффициента усиления каскада Ко
найдем выходное напряжение при резонансе:
И2=lиРФ·
Ток в параллельном контуре при резонансе равен fн =
= Q3 /a; в свою очередь, анодный ток [3 = μUg!Ri.
После соответствующих подстановок коэффициент уси
ления будет
(13.45)
На основании изложенных положений можно перейти
к расчету УПЧ приемников сантиметровых волн, который
заключается в определении коэффициента шума УПЧ, па
раметров двухконтурной входной цепи в самого усилителя.
Вопросы для повторения.
1. К:аково основное назначение ПУПЧ в УПЧ приемников сан
тиметровых волн?
2. К:аким образом осуществляется согласование выходного
сопротивления смесителя с входным сопротивлением \-го каскада
УПЧ? -
3. К:акой колебательной систем е эквивалентны резонансные
свойства каскада с переходным кабелем?
§ 84. РАСЧЕТ КОЭФФИЦИЕНТА ШУМА УПЧ
ПРИЕМНИКОВ САНТИМЕТРОВЫХ ВОЛН
Коэффициент шума УПЧ при использовании на входе
усилителя схемы заземленный катод - заземленная сетка
зависит, как было упомянуто в § 74 , от шумов первого кас
када. В свою очередь, шумы первого каскада в значительной
мере определяются элементами входной цепи и режимами
~е работъr.
479
При оценке шумовых свойств УПЧ учитывают собствен
ные шумы входной цепи, шумы первой лампы, а также флюк
туационные шумы в выходном сопротивлении кристалли
ческого преобразователя. Применение двухконтурной вход
ной цепи при выборе соответствующей связи позволяет
снизить до минимума шумы кристаллического преобразова
теля на промежуточной частоте. Таким образом, все шумя
щие элементы образуют шумовую цепь, показанную на
фиг. 13.68 в виде эквивалентной схемы, которая для удобст
ва расчетов представляется схемой проводимостей. Для
упрощения анализа работы схемы вместо эквивалентного
'-1
Cz
Фиг. 13.68 . Эквивалентная шумовая схема _входной цепи
УПЧ.
генератора напряжения и его выходного сопротивления ис
пользуются эквивалентный генератор тока и его выходная
активная проводимость. Все остальные активные сопротив
ления в схеме заменены активными проводимостями. В ка
честве входной цепи используется двухконтурная резонанс
ная система.
На эквивалентной схеме фиг. 13.68 и в последующих рас
четах nриняты следующие обозначения: С1 , С2 , L1, L2 -
емкости и индуктивности контуров, /пч - генератор тока
преобразователя частоты, Gпч = 1/Rпч - проводимость
преобразователя частоты, Gю = 1/Roei - резонансная
проводимость первого контура, G112 = 11Roe 2 - резонансная
проводимость второго контура, Gвх = 1/Rвх -входная про
водимость лампы первого каскада, ni= U1/ И 2-коэффициент
трансформации входной цепи.
.
•
Резонансной проводимостью первого контура Gю по
сравнению с проводимостью преобразователя частоты Gпч
обычно пренебрегают, так как выходное сопротивление пре
образователя по величине мало: Rпч = 400 Ом.
В соответствии с методикой Х. М . Виленского минималь
ное значение коэффициента шума расс~атри:ваемой цепи мож
но получить при согласовании выходного сопротивления
480
смесителя с входным сопротивлением лампы и при условии,
что резонансная проводимость второго контура · G 112 имеет
определенное оптимальное значение Gк 2 opt . Изложенные
соображения определя19т последовательность расчета зна
чения коэффициента шума.
Исходные данные
1. Тип лампы первого каскада.
2. Тип кристаллического смесителя .
Требуется определить
1. Оптимальное значение резонансной проводимости
второго контура входной цепи G1; 20 p1 .
2. Коэффициент трансформации входной цепи при согла
совании те.
3. Минимальное значение коэффициента шума УПЧ
Nупч·
Порядок расчета
1. Рассчитываем оптимальное значение резонансной
проводимости второго контура из условия получения мини
мального коэффициента шума:
G112opt=Gвx(y l
- 1),
RшGвх
(13.46)
. где
Rш - шумовое сопротивление первой лампы .
2. Из условия согласования определяем коэффициент
трансформации входной цепи:
V1 Gвх + G,~2 opt
те=
----- .
Gпч
3. Находим минимальный коэффициент шума
выполнении условий согласования :
Nупч =2+811Rш Gвх '
( 13.47)
УПЧ при
(13.48)
§ 85. РАСЧЕТ ДВУХКОНТУРНОЙ ВХОДНОЙ ЦЕПИ
УПЧ ПРИ[I\Н'!ИКОВ САНТИМЕТРОВЫХ ВОЛН
При расчете двухконтурной входной цепи необходимо
таким образом выбрать элементы ее конту ров и связь меж
ду ними, чтобы 1<шффициент шyrv,a У ПЧ имел ми ни мальное
значение (13.48). Помимо этого, входная цепь должна иметь
заданную полосу пропускания .
16 Зак. 458
481
Исходные данные
1. Оптимальная величина резонансной проводимости
второго контура Gк2opt .
2. Коэффициент трансформации входной цепи при согла
совании те.
3. Полоса пропускания 2ЛF вх ц·
Требуется определить
1. Емкости контуров.
2. Индуктивности контуров.
3. Добротности контуров .
4. Оптимальный коэффициент связи.
5. Построить резонансную •кривую и найти 2ЛF вх ц.
Порядок расчета
1. Определяем полные емкости контуров из условия
обеспечения устойчивой полосы пропускания при замене
лампы, принимая допустимый разброс емкостей равным
О,l(Свых + Свх2):
с Свых+Свх2 fпр
>----- --
106
2ЛF '
где б - коэффициент, учитывающий тип схемы.
контурной цепи б = 0,4 -: - 0 ,5.
Принимаем С = С 2 . Вычисляем емкость
конденсатора С и:
Си =С2-(Свх2 +См2),
(13.49)
Для двух
контурного
где Свх 2 - входная емкость первой лампы; См 2 = 3 -;-
-; - 5 пФ - емкость монтажа .
По~агая из конструктивных соображений, что емкость
С и в обоих контурах выбирается одинаковой, находим пол
ную емкость первого контура:
С1 =0 Си +Сем +См1,
(13.50)
где Сем = 10 пФ - выходная •емкость кристаллического
смесителя; См1 = 2 - 3 пФ - емкость монтажа.
2. Рассчитываем оптимальную собственную добротность
второго контура Q2 ap t , соответствующую минимальному
коэффициенту шума УПЧ :
где
482
1
Roe2opt= G
112 opt
(13.51)
3. Определяем эквивалентную добротность второго кон
тура с учетом шунтирующего влияния лампы:
Q_
Qzopt
23-
•
'
1+(Rое 2opt/Rвx)
(13.52)
4. Находим эквивалентную добротность первого конту
ра с учетом шунтирующего действия кристаллического
смесителя:
Qlэ= (J)oС1R~el•
Величина Roei' = Roei Rпч
Учитывая, что Roel)) Rпч•
Rое1+Rпч
пnлучаем Roei' = Rпч, откуда
Qlэ =(J)o С1 Rпч·
(13.53)
Следует отметить, что собственную добротность контура
Q1 при конструктивном расчете катушек целесообразно
принимать равной Q2opt•
5. Проверяем полосу пропускания входной цепи:
2ЛFвхц=fо (l/Q1э~}(l/Q2э) .
(13.54)
Полученное значение не должно сильно отличаться от за
данного в исходных данных.
6. Вычисляем индуктивности контуров :
7. Находим оптимальный коэффициент связи контуров,
необходимый для получения минимального значения коэф
фициента шума:
k = mсGпч
opt
wуС1С2
(13.55)
После входной цепи следует рассчитать усилитель
промежуточной частоты, состоящий обычно из ПУПЧ и глав
ного УПЧ.
Дл:Я расчета таких усилителей широкое практическое
применение получил метод, предложенный М. Л . Волиным
в его книге «Усилители промежуточной частоты» и основан
ный на предположении, что усищпель состоит из ряда кас
кадов, каждый из которых обладает таким же усилением,
каким обладал бы каскад с полосой, равной полосе всего
16*
483
усилителя 2ЛF. Усиление такоtо каскада именуется еди
ничным усилением. Методика М. Л . Волина дает возмож
ность рассчитывать различные варианты схем усилителей,
имеющих в своем составе не только одноконтурные или
двухконтурные системы, то и их комбинации .
Все расчеты производятся сравнительно просто с по
мощью ряда таблиц. Заметим в поряд1<е рекомендации, что
при расчете УПЧ приемника сантиметровых волн каскадную
схему, а также кас1<ад с переходящим кабелем в ПУПЧ
следует рассматривать ка~, каскады с одиночными конту
рами, и, в частности, единичное усиление для каскада с пе
реходным кабелем в соответствии с формулой (13.42) после
замены в ней добротности Qэ через fo/2ЛF определяется вы
ражением
КSfo
ед= 2ЛF РФ·
Для каскадной схемы единичное усиление
К.= si
ед 2лС2 (2ЛF)
(13.56)
(13.57)
В обеих формулах: 2ЛF - полоса пропускания всего
УПЧ, S1 - крутизна лампы первого каскада, С 2 - емкость
контура второго каскада.
§ 86. ДЕТЕКТОРЫ
Детектирование радио,11окационных сигналов в зависи
мости от их характера осуществляется различными детек
торами. Так, для импульсных радиолокационных сигналов
применяются импульсные детекторы; в допплеровских си
стемах и системах с частотной модуляцией используются
частотные детекторы, рассмотренные достаточно подробно
в гл. 11, а в системах с когерентно-импульсным методом
применяются фазовые детекторы. В качестве нелинейного
элемента детекторов используются как электронные лампы,
так и полупроводниковые диоды, однако предпочтение от
дается ПО{Iупроводниковым диодам. Из схем детектирования,
рассмотренных в гл. 7, в основном используется диодное
детектирование.
Схема однотактного импульсного детектора
Импульсные сигналы высокой. частоты (фиг. 13.69) сни
маются с контура последнего каскада УПЧ, катушка кото
рого L1 показана на схеме. Нагрузкой диода является со-
484
противление Rн, заблокированное по промежуточной частоте
емкостью С . Напряжение видеоимпульсов снимается на
сетку последующего каскада через фильтр LдрСсх• задер-·
живающий колебания промежуточной частоты . Перед сеткой
L,
Фиг . 13 . 69 . Схема однотактного им-
пульсно г о диодного детектора
лампы ограничителя включена переходная цепь CgRg,
предназначенная для пропускания видеоимпульсов малой
продолжительности и задержания импульса помех большой
t
C'peiJнee зг1а
чение тока
через iJ1,1oq
t
a-,,.Rlf Так
1
1 ✓разрнiJа
t
Фиг. 13.70 . К вопросу о детектировании пря
моу г ольного радиоимпульса.
продолжительности. Остановимся более подробно на форме
импульса на выходе детектора, т. е . на его нагрузке.
Процесс детектирования прямоугольного радиоимпульса
показан на фиг . 13.70. На диод воздействуют колебания
высокой частоты, огибающая которых имеет прямоуголь
ную форму. Для упрощения полагаем, что статическая ха
рактеристика диода идеализирована и проходит через на
чало координат. Следовательно, при отсутствии сигнала
485
ток через диод равен нулю. Под воздействием высокочас
тотного напряжения происходит о бычный процесс детекти
рования с отсечкой тока и в анодной цепи возникают и м
пульсы тока высокой частоты . Первому импульсу анодного
тока соответствует наибольш ее ср еднее значение ток а i ao
через диод. Этот ток идет только на заряд емкости , вклю
ченной параллельно нагрузке R н, а ток, протекающий че
рез нагрузку , в это время равен нулю. При последующих
импульсах на заряд конденсатора идет только часть про
детектированного тока, другая же часть тока проходит че
рез сопротивление и создает на нем смещение , которое сдви
гает рабочую точку влево. Через интервал времени tн
в системе установится равновесие, конденсатор полностью
зарядится и весь ток диода будет проходить через сопро
тивление Rн - Время нарастания импульса в основном опр е
делится постоянной времени т1 = R id С . После прекращения
импульса на входе начнется разряд конденсатора С через
сопротивление Rн, вследствие чего ток, протекающий через
сопротивление Rн , спадает не сразу _ а в течение времени
рязряда конденсатора. Время спада импульса определяется
постоянной времени т2 = RнС .
Таким образом, видеоимпульс будет отличаться от радио
импульса менее крутым передним фронтом и более пологой
формой заднего фронта . Для видеодетектирования следует
применять диоды с малым внутренним сопротивлением RI d
и незначительной емкостью анод - катод.
Схема двухтактного импул ьсного детектор а
Эта схема (фиг. 13.71) отличается от однотактной тем,
что здесь использован симметричный входной трансформа
тор и два диода. Достоинство двухтактной схемы в основном
сводится к значительному снижению напряжения проме•
486
Фиг. 13 ,71 . Схема двухтактного импульсного диод•
ного ,!j,етектора .
жуточной частоты на выходе детектора. Действительно,
первые гармоники токов промежуточной частоты с каждого
плеча схемы проходят через нагрузку в противоположных
направлениях и взаимно компенсируются. Такая схема
характеризуется более высоким входным сопротивлением.
Ее недостатками являются сложность выполнения и мень
ший коэффициент передачи по напряжению по сравне:шю
с однотактной схемой.
Схема фазового детектора
Фазовый детектор (фиг. 13.72) применяется в приемни
ках когерентно-импульсных станций (§ 69) для получения
Си,нало:,u )
tlxoq
~~:
С1
опорного гemepotluнcr.
Фиг 13. 72. Схема однотактного фазового детектора .
видоимпульсов, амплитуда которых пропорциональна раз
ности фаз подводимых колебаний. На вход детектора под
водится суммарное напряжение И вх частоты wc, состоящее
из напряжений сигнала ис =
= U0cos (w0 t+ере) икогерент
ного гетеродина иг=Иг cos(co 0 t+
+ срг), которо е является опор
ным и характеризуется опорной
фазой сrг -
Суммирование этих напря
жений иллюстрируется вектор
ной диаграммой (фиг 13 .73).
Векторы Иг и U0 с соответст
вующими фазами срг и (Ре с1, ла
дываются по правилу паралле
лограмма . Результирующий век
тор И может быть найден из ко
соугольного треугольника в со
ответствии с теоремой косину-
/
(/
/
/.
Фиг. 13.73 . Векторная дна•
грамма работы фазового де
тектора .
487
сов: И2 = Ис2+И/- 2ИсИг cos(180° -
ер) = И/+
+ И/+ 2ИсИг cos ер. При неизменных значениях Ис и Иг
результирующее напряжение И будет зависеть только от
фазового угла ер, который как это видно на векторной диа
грамме, равен разности фазовых углов ер = ерг - ере.
Результирующее напряжение И подводится к обычному
амплитудному диодному детектору, G нагрузки RC кото
рого снимается продетектированное напряжения Ud =
=Kd И , где Kd=cos е - коэффициент передачи линейного
диодного детектора.
Таким образом, продетектированное напряжение опре
деляется выражением
иd =Kd VИс 2 + И/ +2ис и,. cos (epr-epc) (13.58)
и зависит от разности фаз подводимых колебаний.
Вопросы для повторения.
1. Каково основное достоинство диодного детектора перед
другими видами детектирования?
2. В каких приемниках применяется фазовое детеI(тирова н ие?
3. Каково преимущество двухтактного детектора п еред одно
тактным?
4. Как отразится на крутизне переднего фронта продетектиро
ванного импульса увеличение емкости С на схеме фиг. 13.63?
§ 87. РАСЧЕТ ОДНОТАКТНОГО ИМПУЛЬСНОГО
ДЕТЕКТОРА
Исходные данные
1. Длительность импульса ти.
2. Напряжение на входе детектора И вх •
3. Время нарастания импульса в детекторе tйа·
4. Промежуточная частота fпр ·
5. Эквивалентное резон а нсное сопротивление контура
УПЧ Roe', учитывающее шунтирующее действие детек
тора.
Требуется определить
1. Тип вакуумного или полупроводниково.го диода.
2: Значение элементов схем ы С, Rн, Lдр• Cg, Rg
(фиг . 13.69) .
3. Коэффициент передачи детштора l( d.
4. Входное сопрот и nл ение детектора R d вх•
5. Напряжение на выходе детектора И а вых.
488
Порядок расчета
1. Выбираем тип вю,уумного или полупроводникового
диода. В рассматриваемом случае для этих целей применяют
одну половину , двойного диода 6Х2П или двойного триода
6Н15П, при этом анод соединяется с сеткой . Из полупро
водниковых для детектирования используют диоды типа
Д6OO-Д8OO .
'
2. Определяем величину емкости С , блокирующей на
грузку, из условия, чтобы напряжение высокой частоты
подводилось непосредственно
к диоду. Для этого емкость cos Ву
с
б
1,0
не должна ыть соизмери-
·ма с межэлектродной емко-
стыо Cd:
о.в
~ ......",,. 1⁄4
!
'
._
-
~
-
О,б
Для диода 6Х2П Cd состав- о,,,
ляет4пФ,адля 6Н15П- о
0.02 О,94 о,05 о,ов Ri/Rм
2,5 пФ.
3. Находим сопротивление
нагрузки из условия обеспе
чения достаточной крутизны
Фиг . 13.74 . График зависимо
сти cos 0у от отношения
RilRн,
заднего фронта импульса, обусловленного разрядом кон
денсатора С через сопротивление Rн:
(13.59)
При этом время спада импульса полагаем tcd < О,2•и·
4. По графику фиг. 13.74 определяем величину cos 0у
(здесь 0у - установившееся значение угла отсечки), для
чего предварительно вычисляем отношение R;/ Rн·
5. Вычисляем входное сопротивление детектора при
установившемся режиме по формуле
Rdвх=~.
2cos0у
(13.60)
6. Рассчитываем необходимое резонансное сопротивле
ние контура предшествующего каскада, при котором экви
валентное сопротивление контура соответствует заданной
величине Rue':
R_
Roe'
Ое -1-(Roe' !Rdвx)
(13.61)
489
По значению Roe находим собственное затухание кон•
тура
значение которого должно быть конструктивно выполнимым.
Если d слишком мало, то его следует увеличить, изменяя
параметры контура.
7. Определяем время нарастания импульса:
tнd~sc[2Ri +Roe' (1- ;~~)]cosеу. (13.62)
Полученное значение fнd не должно значительно отли
чаться от заданного. Если оно окажется намного меньше,
то целесообразно увеличить емкость С, уменьшая одновре
менно сопротивление Rн в соответствии с формулой (13.59).
Если полученное значение fнd превышает заданное, то ре
комендуется или уменьшить сопротивJiение нагрузки де
тектора Rн, или ввести неполную связь предыдущего кас
када с детектоμом. Для решения вопроса о том, какой из
этих методов является более правильным, находим крити
ческое значение параметра включения детектора:
(13.63)
Если тнр < 1, то следует применить непоJiное включение.
При помощи формулы (13.62) определяем новые значения
времени нарастания при различных значениях т вплоть до
т = тнр• При этом вместо величины Roe' подставляем
Roe" = m2R0/.
Независимо от того, каким путем было
уменьшено fнФ необходимо скорректировать значения ранее
полученных величин 0у, Rd nx и Roe·
8. Вычисляем коэффициент передачи детектора :
Kd = mcosey.
(13.64)
9. Находим напряжение на выходе детектора:
иdвых =КdИвх·
(13.65)
10. Рассчитываем индуктивность дросселя фильтра:
1
L=--
(13.66)
др 4n212 Сдр
490
где f = (0,5 --; - О, 7)fпр - резонансная частота дросселя;
СдР - собственная емкость дросселя, равная ориентиро
вочно 2-4 пФ.
11. Определяем значение элементов переходной цепи.
Сопротивлением Rg следует задаться в пределах 0,3-1 Мом.
Тогда емкость можно определить из выражения Cg =
= •и!GRg,
Здесь G - допустимый спад плоской части импульса, зна
чение которого находится в пределах 0,05+0,2.
§ 88. АВТОМАТИЧЕСКОЕ РЕГУЛИРОВАНИЕ
В РАДИОЛОКАЦИОННЫХ ПРИЕМНИКАХ
Автоматическое регулирование усиления
В гл . 11 были рассмотрены вопросы автоматического
регулирования усиления при приеме сигналов станций, ра
ботающих в режиме непрерывного излучения.
Автоматическое регулирование усиления в импульсных
приемниках отличается некоторыми особенностями. При
импульсной работе передатчика полезный сигнал в прием
нике возникает в течение относительно малого времени, ве
личина •которого определяется скважностью импульсного
передатчика. В промежутках между импульсами полезного
сигнала на вход приемника могут поступать мешающие
сигналы с частотой, равной частоте сигнала, и с амплитуда
ми, имеющими одинаковые значения или даже превышаю
щими амплитуды полезных сигналов. Поэтому схема АРУ
в импульсных приемниках должна быть выполнена таким
образом, чтобы она срабатывала только от амплитуды по
лезных сигналов. Для этого в цепь АРУ вводят специаль
ную цепь временной селекции, позволяющую выделить из
ряда приходящих сигналов полезные сигналы принимаемой
станции и направить их в цепи АРУ.
•
Рассмотрим работу АРУ на примере структурной схемы
радиолокационного приемника с АРУ, в которой исполь
зуется временной селектор (фиг. 13. 75). Предположим, что
на вход . импульсного приемника поступают одновременно
полезный сигнал и сигнал помехи (фиг. 13.76). Если интен
сивность помехи значительно меньше интенсивности сигна
ла, то влияние ее можно устранить обычным ручным регу
лированием . Если же интенсивность помехи непрерывного
действия превышает интенсивность полезного сигнала, то
схему АРУ следует изменить таким образом, чтобы · при
491
приеме полезного _ сигнала в приемнике сохранялось высо•
кое усиление, а при приеме помехи величина усиления рез•
ко уменьшалась. Легко видеть, что влияние помехи неп
рерывного или длительного действия можно наблюдать
лишь в том случае, когда разница между промежуточной
частотой, возникающей при приеме полезного сигнала, и
Вхоо С'Nеси
т е11ь
Гете
роi3ин
Второй
оеrектор
Времен
ной
селектор
Фиг. 13.75. Структурная схе м а АРУ с временной селекцией.
промежуточной частотой, возшшающей при приеме поме
хи, находится в пределах полосы пропускания . При одно-
-1-
■
•
Фиг. 13.76. Диа
грамма _ напряже
ний сигнала и по-
мехи.
t
Фиг. 13.77 . Диаграмма приема сигнала и по
мехи при обычном АРУ.
временном приеме полезного сигнала и помехи возникают
биения, огибающая которых будет сохранять и форму
помехи и форму полезного сигнала (фиг. 13. 76).
Если цепь АРУ сработает от помехи, то усиление прием•
пика упадет, и прием полезного сигнала на выходе прием
ника станет невозможным (фиг . 13.77). Для устранения
этого явления на вход регулируемого I<аскада подается до
полнительное отрицательное смещение, сдвигающее рабо-
1~2
чую точку лампы таким образом, чтобы на выходе можно
было сохранить форму огибающей полезного сигнала
(фиг. 13.78). Такие схемы называются схемами с мгновенным
действием автоматического регулирования усиления (МАРУ).
t
Фиг. 13 . 78. Диаграмма приема сиг
нала и помехи при МАРУ.
На фиг. 13.79 приведена схема МАРУ с использованием
мето,n.t1 подачи обратного отрицательного смещения. Цепью
МЛГ>V охвачены два каскада УПЧ. Напряжение с выхода
....__ _. .. ,__ __
_
-+----,-+---Е а,
~---~ Е а2
Фиг. 13.79. Схема МАРУ.
второго каскада подается на вход детектора, на выходе
которого появляется напряжение отрицательной поляр
ности. Это напряжение поступает на сетку лампы Л3 ка
тодного повторителя. Дополнительное отрицательное сме-
493
щение снимается с нагрузкн Rн катодного повторителя и
вводится в цепь сетки лампы.
Дополнительное отрицательное смещение можно вво
дить не только в цепь сетки лампы УПЧ предыдущего кас
када, но и в цепь сетки касF"ада, связанного с детектором.
Автоматическая подстройка частоты
Рассмотрим некоторые особенности автоматической под
стройки частоты импул ьс ных радиолокационных приемни
ков. Радиолок·ационные приемники предназначаются или
для приема отраженных сигналов, излучаемых передатчи
ком своей радиостанции, или для приема сигналов радио
маяка. При автоматической подстройке частоты в первой
группе приемников должны поддерживаться постоянная
разность между частотами передатчика и гетеродина. При
автоматической подстройке частоты во второй группе
приемников необходимо сохранять постоянство частоты
местного гетеродина . Если приемник предназначен для
приема и отраженных сигналов и сигналов радиомаяка, то
в его схеме должны быть предусм отрены элементы, позво
ляющие решать каждую из этих задач.
В импульсных приемниках сан·rиметрового диапазона
первой группы, схема которых показана на фиг. 13.2, пре
дусмотрено специальное устройство для автоматической
подстройки частоты (блок АПЧ). Принцип действия его
основан на использовании зависимости частоты клистрон
ного гетеродина от величины отрицательного напряжения
Иот на отражателе . От этого напряжения зависит не только
частота, но и мощность генерируемых клистроном колеба
ний (фиг. 13.80). При значительных отклонениях частоты
колебаний полезная мощность клистрона заметно умень
шается, поэтому рабочее напряжение на отражателе И0т раб
выбирают таким образом, чтобы при изменении частоты
клистрона в необ х одимых для автоматической подстройки
пределах величина полезной мощности изменялась бы не
более чем на 50 %.
На фиг . 13.81 показана упрощенная схема автоматическо
го регулирования частоты клистрона-гетеродина. Отрица
тельное напряжение на отражателе клистрона слагается из
напряжения, снимаеJiюго с сопротивления R2 , и падения
напряжения на сопротивлении анодной нагрузки Rа лампы
Л1 . Лампа Л1 работает как усилитель оостоянного тока.
Управляющая сетка ее непосредственно связана с выходом
494
деtектора. Поэтому любое изменение напряжения на выходе
детектора вызовет изменение потенциала первой сетки лам
пы Л1 , а следовательно, и величины падения напряжения
на сопротивлениРI анодной нагрузки Ra·
Элементы схемы каскада и режим работы лампы Л1
выбирают таким образом, чтобы изменение падения напря
жения на сопротивлении R а оказалось достаточным для
управления частотой гетеродина в заданных пределах.
т
Uo1
l(лuстрон
р
Uот оаб
Uот
Фиг. 13.80 . з·ависимость ча- Фиг. 13.81 . Схема автоматическо-
стоты и мощности клистрона
01 напряжения на отража
теле.
го регулирования частоты клист
рона - гетеродина с усилителем по
стоянного тока.
Надежность действия канала автоматической подстрой
ки частоты зависит как от пределов регулирования частоты
гетеродина, так и от скорости регулирования. Если <;корость
изменения частоты передатчика меньше скорости срабаты
вания канала автоподстройки, то уход частоты передачтика
даже в широких пределах будет своевременно компенсиро
ваться влиянием автоподстройки . Если же скорость измене
ния частоты передатчика превышает скорость срабатыва
ния канала автоподстройки частоты, то канал сможет вн
полнять свои функции лишь при сравнительно небольших
по величине отклонениях частоты. Поэтому в современных
приемниках сантиметрового диапазона применяют так на
зываемые «ищущие» системы автоподстройки частоты, в
которых частота клистронного генератора все время перио
дически изменяется в некоторых пределах. Эти пределы
обычно выбирают больше возможных отклонений частоты
передатчика, а скорость изменения частоты клистронного
гетеродина меньше возможной скорости отклонения час
тоты зондирующих импульсов .
495
Такой режим работы клистронного генератора можно
создать, подавая на отражатель дополнительное пилообраз
ное напряжение, называемое «напряжением поиска» и по
лучаемое от специального поискового генератора. Управ
ляющие импульсы, получаемые на выходе частотного де
тектора, воздействуют на работу генератора пилообразного
наиряжения. Под их влиянием обычно уменьшаются и пе
риод и ·в~1ичина пилообразного напряжения, получаемого
от поискового генератора.
Фиг. 13.82. Схема поискового автоматического регулято
ра частоты с фантастроном.
При значительном расхождении между разностной fг -
-
fc и промежуточной частотами приемника частота пте
родина сравнительно медленно изменяется в широких пре
делах. Как только это расхождение во время качания час
то1ъr гетеродина окажется минимальным, медленное измене
ние частоты гетеродина превращается в быстрое, причем
в значительно меньших пределах, необходимых для полу
чения рабочего значения промежуточной частоты и надеж
ного приема сигналов. Новое случайное отклонение раз
ностной частоты вызывает в системе процесс нового плав
~-:ого · поиска необходимой частоты гетеродина.
На фиг. 13.82 пока.з_ана схема поискового автоматиче
ского р~гулятора частоты с фантастронным генератором
напряжения · поиска. Рабочее напряжение на отражателе
клистрона • устанавливается при помощи потенциометра.
Одновременно с • отрицательным напряжением ИO через
сопротивление R 3 на отражатель подается пилообразное
напряжение, которое снимается с анодной нагрузки лам
пы Л2 , работающей в ·режиме фантастронного генератора.
Управление периодом колебания и амплитудой выходного
напряжения генератора осуществляется при помощи поло
жительных импульсов, снимаемых с анодной вагрузки Rai
496
ищмпы Л1 . С возникновением на сqпротивлении Ra 1 поло
жительных импульсов диод Д открывается и на сопротивле
нии R5 Еозникает отрицательное напряжение, которое че
рез сопро'i'ивление R4 подается на управляющую сетку
лампы Л 2 , изменяя режим ее работы.
Вопросы для повторения.
1. Почему в импульсных приемниках применяется АРУ с вре
менной селекцией?
2. С какой целью применяются схемы с мгновенным действием
автоматического регулирования усиления?
~ 5. Какими способами можно регулировать частоту клистрона?
4. С какой целью применяется схема поискового регулирова
ния частоты клистрона?
Краткие выводы
1. Радиолокационные приемники работают в диапазо
не сверхБысоких частот и предназначены для приема сла
бых сигналов, отраженных от объекта.
2. Радиолокационные приемники характеризуются ши
рокой полосой пропускания, необходимой для приема им
пульсных сигналов малой длительности.
3. Чувствительность радиолокационных приемников
в диапазоне СВЧ ограничивается внутриприемными шумами,
наличие которых маскирует полезный сигнал на экране
индикатора.
4. Супергетеродинная схема является основной схемой
радиолокационных приемников. По особенностям схемы
и конструктивного выполнения принято различать прием
ники метровых и дециметровых волн и приемники санти
метровых волн.
5. В радиолокационных приемниках используется авто
матическая подстройка частоты (АПЧ), применение которой
обусловлено нестабильностью частоты передатчика или ге
теродина приемника .
6. Задачей входных цепей приемников метровых и деци
метровых волн как их первых элементов является не только
усиление принятого из антенны сигнала, но и обеспечение
наибольш~rо превышения уровня полезного сигнала над
уровнем шумов . Это достигается последовательным согла
сованием антенны с фидером и фидера с входом приемника.
7. Усилители сверхвысоких частот, как и входные цепи,
должны обладать минимальной величиной собственных
шумов. Из схем ламповых усилителей наименьшие собст-
497
венные шумы имеет схема усилительного каскада на трио•
де с заземленной сеткой .
8. Для преобразования частоты в диапазоне метровых
и дециметровых волн применяются пентодные, триодные
и диодные смесители .
9. В сантиметровом диапазоне для преобразования час
тоты используются полупроводниковые диоды.
10. Усилители промежуточной частоты радиолокацион
ных приемников характеризуются широкой полосой про
пускания и большим коэффициентом усиления .
Задачи
14 . 1. Определить величину предельной чувствительности при
емника Ре пр, если известно, что коэффициент шума N = 13 дБJ
полоса пропускания 2ЛF = 1 МГц и Т = 300° К .
Ответ: Р0пр= 8,3,10-11 мВт.
14.2. Определить максимальный коэффициент передачи вход
ной цепи, если входное сопротивление лампы Rвх = 1500 Ом
Rл=50Ом.
Ответ: Kmax=2,74.
14.3. Найти эквивалентную добротность входной цепи, есл 11
известно, что Rвх = 1500 Ом, р = 150 Ом .
Ответ:Q8= 5.
14.4 . Опр е делить макси м альный · коэффициент усиления кас
када, работающего на лампе 6Ж1П, если сопротивление анодной
нагрузки Ra = 3000 Ом и частота f = 200 МГц .
Отвст:Kmax;::::;6.
14 . 5. Найти полосу пропускания каскада при М = О, 7 и по
данны м задачи 14 .4 при опти м альном включении контура со сто
роны .сетки. Емкости: Свх= 4 пФ; Свых = 2 пФ; См = 8 пФ.
Ответ: 2ЛF=10 МГц.
ГЛАВА 14
ВИДЕОУСИЛИТЕЛИ
§ 89. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ВИДЕОУСИЛИТЕЛЯХ
Видеоусилителями называются устройства, предназна
ченные для усиления сигналов, спектр частот которых на
ходится в пределах от звуковой частоты до частоты в не
сколько мегагерц. В отдельных случаях полоса частот ви
деоусилителя может простираться до нескольких десятков
и даже сотен мегагерц.
• Необходимость введения в схему радиоприемника видео
усилителя возникает при приеме импульсных сигналов в ра
диолокационной технике и технике современного высоко
качественного телевидения с большим числом элементов
разложения передаваемого изображения. В радиолокацион
ных приемниках видеоусилитель включается между детек
тором и трубкой индикатора, в приемниках же телевизион
ных сигналов - между детектором и трубкой, воспроизво
дящей полезные сигналы изображения.
Помимо широкой полосы частот видеоусилители долж
ны иметь минимальные фазовые искажения, так как орга
ны зрения весьма чувствительны к изменению фазовых соот
ношений между составляющими сложного сигнала свето
вого раздражения.
Электрические свойства видеоусилителя оцениваются
как по частотной и фазовой характеристикам, так и по фор
ме импульсов, возникающих на экране трубки при приеме
импульеных сигналов. Если на вход видеоусилителя подать
импульсные сигналы прямоугольной формы (фиг. 14.1), то
на экране трубки вследствие вносимых усилителем искаже
ний возникнут импульсы, форма которых будет отличаться
от прямоугольной.
499
Для оценки различия реальной формы импульса от
идеальной прямоугольной используются следующие пара
метры, характеризующие форму импульса (см. фиг. 14.1):
1) время нарастания импульса tн ;
2) время спада импульса tc;
3) величина верхнего выброса
4) величина нижнего выброса
5) величина спада плоской
(фиг. 14.2).
ЛИв;
ЛUН;
части импульса
Временем нарастания импульса t11 называется проме
жуток времени, в течение которого напряжение на выходе
усилителя возрастает от IО
до 90% от наряжения Ис
tl
Фиг. 14.1 . Прямоугольный им•
пульс и его параметры.
установившегося режима
при скачкообразном изме
нении входного напряже
ния на величину +ивх·
Фиг. 14.2. Прямоугольный
импульс большой длительно
сти.
Общее время нарастания в многокаскад«ом видеоусили
теле зависит как от времени нарастания импульса в од
ном каскаде, так и от числа каскадов. Чем больше число
каскадов, тем значительнее общее время нарастания.
Временем спада импульса tc называется промежуток
времени, в течение которого напряжение на выходе усили
теля спадает от 90 до 10% от напряжения Ис установивше
гося режима при скачкообразной подаче на вход отрицатель
ного напр·яжения - Uвх· Время нарастания t11 и время спа•
да tc обычно бывают примерно равны t11 ;:::;:: tc .
•
Величина верХF·tего выброса ЛИ в характеризует превыше
ние переднего фронта импульса над напряжением сигнала
установившегося режима .
500
Опенка верхнего выброса напряжения обычно произво
дится относите,11ьной величиной бв, выражаемой в процен
тах:
<\ =ЛИв 100%.
Ис
Величина нижнего выброса ЛИн характеризует образо
вание на выходе усилителя отрицательного напряжения,
наблюдаемого в некоторых схемах видеоусилителей после
скачкообразного прекращения действия на входе положи
тельного напряжения. Интенсивность нижнего выброса
обычно принято оценивать относительной величиной бн,
также выражаемой в проuентах:
бн =ЛИн 100%.
Ио
Величина спада плосt{ой· части импульса ЛИс характери
зует процесс уменьшения выходного напряжения на протя
жении действия входного прямоугольного импульса. Вели
чина спада тем значительнее, чем больше продолжитель
ность импульса . Количественная оценка явления спада
плоской части импуль.са производится по значению относи
тельной величины спада б, численно равной
б = ЛИс 100%.
Ис
Требования, предъявляемые к видеоусилителям
Предъявляемые к видеоусилителям требования зависят
от области применения и uелевого назначения видеоусили
телей. Помимо технических условий', видеоусилители долж
ны удовлетворять следующим требованиям:
1. Напряжение, получаемое на выходе усилителя, не
должно выходить за пределы минимальных и максималь
ных значений, заданных техническими условиями.
2. Время нарастания и спада прямоугольного импульса
на выходе усилителя не должно превышать заданных зна••
чений .
3. Нижний и верхний выбросы '--l! апряжения на выходе
усилителя должны быть минимальными .
4. Спад выходного напряжения при прохождении
импульса наибольшей длительности должен быть не больше
оговоренного в технических условиях.
501
5. Режимы работы ламп усилителя и трубки индикато
ра во время пауз между импульсами не должны заметно от
личаться от режима покоя .
6. Изменения · электрических свойств усилителя, вызы
ваемые заменой в нем ламп, не должны превышать значений,
допускаемых техническими условиями.
Рассмотрим подробнее некоторые из этих требований .
1. Допустимые пределы изменения вых0дного напряже
ния от минимального Umin до максимального Иmах зависят
и~.,,
от вида трубки индикатора.
о
А_____
В трубках с яркостной отмет-
--т
кой управляющее на пряже-
~
ние изменяется обычно не бо-
Е
леечемвдва раза илежитв
пределах·от Иmin= 20 Вдо
Иmах=40В. Втрубкахс
ив, амплитудной отметкой при
полном использовании поля
экрана трубки значения ми
нимал ь ных и максимальных
Фиг. 14.3 . Амплитудная ха
рактеристика каскада ограни
чителя.
напряжений находятся обыч
новпределахот20- 50В
(Иm1n) до
пряжение
2-5 раз.
100 В (Ишах). Таким образом, выходное на
сигнала должно изменяться 1-i.e более чем в
Величина входного напряжения усилителя, получаемо
го с выхода детектора, обычно изменяется в более широких
пределах (в десятки и даже сотни раз). Поэтому для устра
нения перегрузки каскадов усилителя и нарушения режима
работы трубок индикатора входной каскад видеоусилителя
обычно работает в режиме ограничения сигнала по ампли
туде. Ограничение амплитуды выходного напряжения до
стигается использованием во входном каскаде такого режи
ма работы, при котором амплитудная характеристика кас
када Ив ых = F( И 0 J, начиная с некоторой величины вход
ного напряжения, имеет резкий завал (фиг. 14 .3 ). При изме
нении входного напряжения до значения U0 выходное на
пряжение изменяется пропорционально входному напряже
нию.
При входном напряжении, равном U0 , выходное напря
жение достигает максимального значения И вых max• а затем
с увеличением входного напряжения возрастает весьма не
значительно. Знание формы амплитудной характеристики
позв оляет сформуJiироп ат ь требования, предъявляемые
502
к допустимому минимальному значению напряжения на
входе каскада, получаемого с выхода детектора. Выше было
указано, что в трубках с яркостной отмеп._ой максимальное
и минимальное управляющие напряженшr отличаются не
более чем в два раза. Если для получения максимального вы
ходного напряжения требуется подать на вход напряжение,
равное И0 , то для получения на выходе напряжения, в два
раза меньшего , требуется подать на вход напряжение не
менее чем Ивх min = 0,5 И0 . Для трубок с амплитудной от
меткой, в которых максимальное и минимальное управляю-
Uв,lJ
Фиг. 14.4. Схема кас1,ада ограничителя.
щие напряжения отличаются в 2- 5 раз, величина минималь
ного входного напряжения находится в пределах И вх m!n =
=
2 15 И 0 . Если с выхода детектора снимается напряже
ние отрицательной полярности, то ограничение выходного
напряжения осуществляется простым запиранием анодной
цепи лампы.
Рассмотрим работу ограничителя на примере схемы фиг.
14.4 . При отсутствии сигнала напряжение на сетке лампы
Е g = О. В таком режиме анодный ток максимален и равен
току покоя / 0 (фиг. 14.5). На вход каскада с выхода детек
то'ра подаются импульсы отрицательной полярности. Когда
входное отрицательное напряжение станет равным И0 ,
анодная цепь лампы запрется и значение анодного тока упа
дет до нуля. Одновременно с этим уменьшится до нуля на
пряжение на сопротивлении анодной ннгруз1н1 Ra и напря
жение на аноде лампы достигнет наибольшего значения,
равного напряжению на выходе фильтра RФСФ. Если даже
величина отрицатеJJьного напряжения на входе лампы будет
продоJJжать возрастать, то напряжение на аноде запертой
лампы в пределах всей продолжительности импульса будет
503
практически неизменным. Поэтому как бы ни увеличивало с ь
входное отрицательное напряжение, величина выходного
импульса напряжения будет постоянной.
2. Общее время нарастания tн и спада tc импульса на
выходе усилителя обычно составляет не более одной десятой
части продолжительности импульса: tн общ ~ tc общ = О, li: .
Время нарастания и спада импульса может быть и мень
ше этой величины. Продолжительность этого времени, как
будет показано далее, зависит от сопротивления анодной
нагрузки Ra и распределенной емкости каскада С0 .
ia
la
''LJцL_t
Фиг. 14.5 . Диаграмма работы ограничителя.
3. Появление верхнего и нижнего выбросов напряжения
импульса объясняется наличием в схеме _элементов с сопро
тивлением реактивного характера и явлением перепада
плоской части импульса (отрицательный нижний выброс).
Если в схеме отдельных каскадов имеются элементы с ем
костным и индуктивным сопротивлениями, то в образующей
ся колебательной цеп!'f ' мщут возникать нестационарные
процессы, напряжения · которых складываются с напряже
нием импульса . Величина выбросов напряжения не должна
превышать 10% от установившегося напряжения полезно
го сигнала .
4. Явление спада напряжения плоской части . импульса .
(см. фиг . 14.2) наблюдается главным образом при прохож
дении через каскад импульсов большой длительности. Из
менение величины выходного напряжения в пределах дли
тельности импульса может изменить яркость свечения
трубки. Спад напряжения на выходе одного из предыдущих
каскадов может вызвать отрицательный (нижний) выброс
504
напряжения в последующих каскадах и тем самым нарушить
режим работы трубки индикатора. Спад напряжения на
выходе усилителя вызывается, как правило, недостаточ
ностью постоянных времени: цепи связи, цепей экраниру
ющей сетки и участка R "С" подачи напряжения автома
тического смещения на сетку лампы. Чем больше пос
тоянные времени переходной цепи •g = RgCg, цепи
экранирующей сетки лампы т3 _ R; 3С6 и участка пода
чи напряжения автоматического смещения т" = CRRн, тем
меньше спад напряжения.
Если постоянная времени •э невелика, то при прохожде
нии длительного импульса блокировочный конденсатор
С6 начнет разряжаться через сопротивление R;э, а напряже
ние на экранирующей сетке и анодный ток будут умень
шаться, что приведет к спаду выходного напряжения. При
малой постоянной времени тн конденсатор цепи автома
тического смещения быстро заряжается и на участке цепи
автоматического напряжения смещения образуется напря
жение отрицательной обратной связи . Это приводит к умень
шению величины напряжения между сеткой и катодом, а сле
довательно, к снижению анодного тока и спаду напряжения
на выходе .
Для получения минимального спада напряжения зна
чения емкости конденсатора С6 и С" выбирают исходя из
следующих соотношений:
С ::::,.... Tmax
1.
5::::::,:-,,. -
-R-'
Uэ
ZЭ
(14.1)
(14.2)
где •шах - наибольшая продолжительность импульса, R;~ -
внутреннее сопротивление лампы по экранирующей
сетке, S - крутизна характеристики лампы, 60 , бн - до
пустимые значения спада напряжения, вызываемые цепью
экранной сетки и цепью автоматического смещения.
Можно показать, что общий спад плоской части импуль
са, вызываемый действием всех факторов, равен сумме час
тичных спадов :
5. Необх одимость восстановл е ния режима покоя возни
кает в том случае, когда при прохождении через у силитель
505
сильного видеосигнала образуется отрицательный выброс,
_ величина которого имеет один порядок с импульсами сред
ней и малой интенсивности. Если скважность сигналов не
велика, то следующие за сильным сигналом слабые сигналы
не смогут регистрироваться трубкой индикатора.
Поэтому на входе трубки индикатора или на входе 9ко
нечного каскада видеоусилителя используются специаль
ные схемы для восстановления режима покоя (фиг. 14 .6).
К обычным элементам сеточной цепи R g и С g добавляется
Фиг. 14.6. Схема диодного вое-
диод, включенный парал
лельно резистору Rg• При
положительной полярности
сигнала входное сопротив
ление диода очень велико,
так как диод закрыт, по
этому он не оказывает ни
какого влияния на работу
схемы. Если на сетку лам
пы Л1 поступает отрица
тельное напряжение выб·
роса, то промежуток ка
тод - анод диода стана-
становителя покоя .
_вится проводящим, вход
ное сопротивление диода резко уменьшается и вход око
нечного каскада оказывается почти закороченным, что
приводит к резкому уменьшению напряжения отрицатель
ного выброса.
Вопросы для повторения.
1. Какое влияние оказывают часто тные искажения в области
нижних частот на форму импульса ?
2. Какое влияние оказывают частотные искажения в области
верхних частот на форму импульса?
3. Чем вызываются нижни й и верхний выбросы импульса?
4. Влияют ли нелинейные искажения на форму импульса?
5. Почему общий спад плоской частоты импульса равен суммг
частичных спадов?
§ 90 . СХЕМЫ ВИДЕОУСИЛИТЕЛЕЙ
Усилитель на резисторах как видеоусилитель
При рассмотрении электрических свойств схем усили.
телей напряжения было установлено, что наиболее равно.
мерной частотной характеристикой и наименьшими фаза.
выми искажениями обладает усилитеJJь на резисторах. Та.
606
кая схема является основной cxeмofr широкополосных видео
усилителей.
Коэффициент усиления на средних частотах можно опре
делить по формуле
Ko=SRa ·
Частотные и фазовые искажения в усилителе на резис
торах в области нижних и верхних частот равны
1
tgcpп= ;:;--,
'"н tg
tg срВ = -~JB•а•
где Tg = CgRg; Та = СоRэ-
Нетрудно видеть, что в области нижних частот частотные
и фазовые искажения можно уменьшить, увеличивая по
стоянную времени тg, а в области верхних частот наоборот,
уменьшая постоянную времени •а· Последнее условие
может быть выполнено путем уменьшения или емкости С0 ,
или сопротивления анодной нагрузки . Однако емкость С0 ,
слагающаяся из выходной емкости лампы каскада, входной
емкости последующего каскада и емкости монтажа схемы,
не может быть уменьшена ниже некоторого предела. По
этому снижения искажений можно достигнуть только умень
шением сопротивления анодной нагрузки Ra, что неизбеж
но повлечет за собой падение коэффициента усиления кас
када. Коэффициент усиления каскада можно несколько по
высить при использовании в схеме пентодов с большим зна
чением крутизны характеристики S.
Определим влияние элементов схемы усилителя на
резисторах на прохождение прямоугольного импульса.
Для этого обратимся к эквивалентным схемам каскада
(фиг. 14. 7), где И - напряжение эквивалентного генера
тора, равное
так как
И =μИg__&_ =SRa Ug,
R, +Ra
μ
Ra«Ri,аR;=S;
R0 -эквивалентное сопротивление генератора, равное
507
При возникновении на зажимах генератора постоянного
напряжения И (фиг. 14 .7, в) в его цепи появляется ток заря
да конденсатора.
Выходное напряжение - напряжение на зажимах кон
денсатора - изменяется по известному из курса электро
техники закону заряда конденсатора через сопротивление:
где
ивых=и(1-е-~а),
'а)
~
'[___] _: _ _
8)
о)
Фиг. 14.7 . Эквивалентные схемы усили•
теля на резисторах:
а-полная схема: б-схема для импульса большой
длительности, в- схема для импульса малой дли
тельности
(14.3)
Чем меньше постоянная времени •а, тем быстрее заря
дится конденсатор, а напряжение на выходе достигнет уста
новившегося значения. С прекращением действия импульса
в момент времени t2 конденсатор С0 разряжается через со
противление Rэ и напряжение на его обкладках, а следо
вательно, и выходное напряжение усилителя изменяются по
известному закону
(14.4)
Определим зависимость времени нарастания импульса
от постоянной времени анодной цепи лампы •а
В соответствии с определением время нарастания им
пульса t 11 равно разности между моментом времени t", когда
выходное напряжение достигает 90% от установившегося
508
значения, и моментом времени t' , при котором выходное на
пряжение составляет 10% от того же значения И (фиг. 14 .8):
tн=f"-t'.
(14 .5)
flодставляя значения выходного напряжения для мо
ментов времени t" и t' в формулу (14.3), получим
или
(
-t" f 't)
Uвых 2 =0,9U =И 1-е
а,
(
-1,/'t )
ивыхl =0, 1U=U 1-е
а.
llвь,х
t"
i-----r
Фиг . 14.8. Диаграм м а изменения вы
ходного напряжения.
(14.6)
(14. 7)
Решим уравнение (14.6) относительно времени t":
0,9U = И (1-e-t"Jтa).
Здесь е- t "/та=О,1 или е1"Jта=10. Отсюдаследует, что
t"=•аlп10.
(14.8)
Теперь решим уравнение(14 . 7) относительно времени t' :
О,1И=И (1-e-t'l•a).
t'1
t'l,
10
Здесье-'та=0,9илие'а = -
.
Таким образом,
9
t'
I10
=•аn-.
9
(14.9)
Подставляя значения t" и t' в формулу (14.5), получим
(14 . 10)
509
Если полагать, что время нарастания импульса не должно
· превышать 10% от длительности импульса: fн = О, 1 , =
= 2,2та, то величина постоянной времени анодной цепи
должна удовлетворять условию
•а =0,0455т..
(14.11)
Можно показать, что время спада импульса будет равно
времени его нарастания:
fc=fн.
Если на схему усилителя действует импульс малой дли
тельности, то конденсатор С g, емкость которого обычно
много больше емкости С0 , не успевает зарядиться. Напря
жение, возникающее на обкладках конденсатора, незначи
тельно, поэтому почти все напряжение генератора оказы
вается приложенным к емкости С0 , т. е. подается на выход
усилителя.
При воздействии на схему импульса большой длитель
ности конденсатор С g успевает несколько зарядиться. Об
разующееся на нем встречное напряжение приводит к умень
шению выходного напряжения каскада, и в импульсе по
является спад напряжения.
Зависимость спада напряжения от постоянной времени
цепи сетки т g можно вывести из следующих соображений.
При возникновении на зажимах генератора напряжения
U (см . фиг. 14.7, 6) в его цепи появляется ток, изменяющий
ся во времени по следующему закону:
.
И -11-с
t=-e
g,
Rg
( 14.12)
Выходное напряжение, снимаемое с резистора Rg, оп
ределяется из соотношения
и
'R И -t;-c
(14 13)
вых=tg=е
g,
•
Чем больше постоянная времени т g, тем в меньшей сте
пени будет изменяться напряжение на выходе.
Если положить, что в конце действия импульса выход
ное напряжение должно составить 90 % от максимального
значения, то можно определить необходимую величину 't' g,
Выходное напряжение Ивых = 0,9U = Ue-r,/-cg, откуда
следует, что e--c/r.g = 0,9 или e-c/-cg = 1,11. Теперь решим
последнее равенство относительно т g:
510
2- Jg е= lg 1,11 = 0,046;
'rg
таким образом,
или
,:
i-g=--lge
0,046
0,434 10
't"--~
,:
0,046
(14.14)
Таким образом, постоянная времени цепи CgRg должна
более чем в 10 раз превосходить длительность импульса 1:.
Соотношения (14.11) и (14.14) позволяют определить
основные элементы схемы каскада - сопротивление анод
ной нагрузки Rа и величины Сg и R g•
В случае прохождения импульса через многокаскадный
усилитель каждый из каскадов будет изменять форму им
пульса. Сохранение необходимой формы импульса на вы
ходе многокаскадного усилителя заставляет предъявлять
более строгие требования к электрическим свойствам его от
дельных каскадов. Поэтому формулы (14.11) и (14.14) для
многокаскадного усилителя должны иметь следующий вид :
,:
,: =--
а 20N'
't"g=10No,
где N - число каскадов усилителя.
(14.15)
(14.16)
При выборе значений С g и R g для получения необходи
мой величины ,: g следует руководствоваться следующими
соображениями. Для уменьшения шунтирующего действия
сопротивления утечки на анодную нагрузку величина его
должна удовлетворять следующему неравенству : R g ~
~ 25 Ra- Для снижения спада напряжения необходимо,
чтобы емкость конденсатора С g превосходила входную ем
кость Свх последующего каскада в 30-50 раз.
Приведем пример использования полученных соотноше
ний для расчета элементов схемы каскада импульсного уси
лителя.
Пример 14. 1. Определить Ra, Cg, и Ко каскада по следующим
данным: ,: = 2 мкс, лампа 6Ж9П, С0 = 30 пФ, S = 17,5 мА/В,
Свх = 8,5 пФ.
Решение.
1. Определяем необходимую величину постоянной времени:
,:
2
'ta=-= -=0,1 мкс ,
20 20
511
2. Находим сопротивление анодной нагрузки:
Та ; О,1-10- 6
Ra=-= -- --z3300 Oм=3,3 кОм.
Со 30· 10-12
3. Вычисляем необходимую вели чин у постоянной времени:
тg= !От= 10·2=20 мкс.
4. Выбираем сопротивление утечки сетки:
Rg=25 Ra =25 -3,3 = 82,5 1,Ом.
Принимаем Rg = 82 кОм.
5. Рассчитываем емкость конденсатора:
Tg
20• J0-6
Cg= Rg =-
82-_-
10- 3
-=0,244• 10-9 Ф=244 пФ .
Принимаем Cg = 270 пФ .
Если предположить, что последующий каскад будет выпол
нен на той же лампе 6)К9П, то входная емкость каскада будет рав
на 8,5 пФ:
Cg 270
- =-=32
Свх 8,5
'
что удовлетворяет приведенному ранее соотношению [Cg > (ЗU-а
-а-50) СвхJ,
6. Определяем коэффициент усиления каскада:
Ko=SRa = 17,5-10-3 ,3 300 z 58 .
Нетрудно показать, что неискаженное воспроизведение
усилителем на резисторах импульсных сигналов прямо
угольной формы зависит от диапазона частот, причем время
нарастания и время спада импульсного сигнала определяют
ся верхней границей диапазона частот, а степень перепада
плоской части импульса - нижней границей диапазона.
В начале настоящего параграфа были приведены рас
четные формулы для коэффициентов частотных искажений
в области нижних и верхних частот. Выразим нижнюю гра
ничную частоту диапазона Qн через постоянную времени
цепи связи • С gR g и коэффициент допустимых частотных
искажений Мн:
.Q=
1
н -т:g 1/ Мн2-1
Подставив вместо т g его значение в соответствии с фор
мулой (14 . 14), получим
512
Таким образом, чем больше длительность импульсного
сигнала, тем меныде должна быть нижняя граничная часто
та усилителя . Другими словами, усилитель со значитель
ными частотными искажениями в области нижних частот
не способен пропускать импульсы большой длительности.
При прохождении импульсов через такой усилитель плос
кая часть импульса будет иметь большой спад .
Выразим верхнюю граничную частоту через постоянную
времени анодной цепи •а и время нарастания импульса
fн, Величина wгр• как известно, определяется значением
частоты, при котором усиление сигнала снижается на 30%
по сравнению с усилением на средних частотах:
Отсюда следует, что wгр•а = 1. Таким образом, wгр =
= 1/'ta ИЛИ fгр = 1/2л'tа.
Подставим значение •а из формулы (14.10):
f _~ =0,35
гр - 2ntн
tн•
Полученная связь верхней граничной частоты fгр с ве
личиной времени нарастания импульса fн позволяет заклю
чить, что чем меньше время нарастания импульса, тем более
высокой должна быть верхняя граничная частота.
Таким образом, усилитель с узкой полосой пропускания
не способен пропускать без искажения импульсы малой про
должительности. В таких усилителях увеличиваются время
нарастания и время спада импульса, вследствие чего перед
ний и задний фронты импульса становятся пологими. Для
расширения полосы пропускания усилителя необходимо
при усилении импульсов малойдJштельности применять спе
циальные схемы частотной коррекции, позволяющие вы
равнять частотную характеристику в широком диапазоне
частот.
Видеоусилители с частотной коррекцией
В настоящее время схемы с частотной коррекцией широ
· ко применяются в телевизионных приемниках и во всех
приемных устройствах , предназначенных для приема им
пульсных сигналов.
17 Зак. 458
513
Частотная коррекция в области верхних частот
Одной из наиболее распространенных схем частотной
коррекции в области верхних частот является схема с про
стой анодной коррекцией (фиг. 14.9). В этой схеме последо
вательно с сопротивлением анодной нагрузки включается
корректирующая катушка L. На нижних частотах индук
тивное сопротивление катушки L очень мало и она не ока
зывает никакого влияния на работу каскада. С повышением
частоты сигнала индуктивное сопротивление катушки воз-
Фю·. 14.9. Усилитель с простой анодной
коррекцией.
растает, что приводит к увеличению сопротивления анодной
нагрузки Za, а следовательно, и коэффициента усиления
каскада. Общее возрастание коэффициента усиления кас
када на верхних частотах будет компенсировать спад час
тотной характеристики, вызываемый шунтирующим дейст
вием емкости С0 схемы.
В схеме уменьшаются и фазовые искажения. Емкость
С0 , как известно, вызывает отрицательный сдвиг фазы вы
ходного напряжения. Корректирующая катушка создает
положительный угол сдвига фаз. Результирующее значение
угла сдвига фаз на выходе каскада значительно уменьшает
ся.
Для оценки влияния индуктивности L на электрические
свойства каскада обратимся к его эквивалентной схеме для
верхних частот (фиг. 14.10).
Коэффициент усиления на средних частотах определяется
по формуле Ко = SRa, Эквивалентное сопротивление анод
ной нагрузки на верхних частотах становится равным Za• ·
Поэтому коэффициент усиления на верхних частотах
K=SZa. .
(14.17)
514
Коэффициент частотных искажений на верхних частотах
(14.18)
Определим значение -сопротивления Za и подставим его
в формулу (14.18):
Uвь1х
-
--------
1 -Qв2 LCo+ iQв CoRa
L
1+;Qв Т
= Ral-Qн2 LCo+ ;d:co Ro •
Фиг. 14.10 . Эквивалентная
схеыа каскада с анодной кор
рекцией для верхних частот.
Введем обозначения : L!Ra=•L; C0 R3 =•a; LC0 =
= LC (Ra! R3) =- •L •а и подставим их в формулу для Z3:
(14.19)
Теперь формулу (14.18) можно переписать в следующем
виде:
М= Ra=
Ra
вZaR
1+jQв тL
а 1-Qв2TLтз+i!JвТа
1-Qв2тLТа+jQBТа
J+i!JвTL
Модуль коэффициента частотных искажений
--·
V (1-Qв2 TL Та)Ч-(Qв Та)2
Мв --
1 +(Qв TL)2
•
(14.20)
Раскрыв скобки в числителе и сделав приведение по
добных · членов, получим
М--.
/ 1 +(та2-2тL та) gв2+тL2та2 Qв4
в-V
1 +(Qn 'tL)2
(14 .21)
Частотные · искажения в области верхних частот будут
отсутствовать в том случае, когда правая часть формулы
17*
515
(14.21) окажется равной единице . Последнее условие может
выполняться только при тождественном равенстве числите
ля и знаменателя, что возможно лишь при равнозначности
коэффициентов перед Qв одина~ювой степени, т . е. при вы
полнении равенств
та2-2тL Т8 = TL2,
TL2Ta2 =0.
(а)
(б)
Условие (6) не может быть выполнено, так как ни со
противление анодной нагрузки, ни емкость С0 не мо г ут быть
равными нулю. Поэтому для получения наименьших частот
ных искажений следует стремиться, чтобы выполнялось
по крайней мере условие (а). Выполнение условия (а) по
зволяет выразить постоянную времени та через постоянную
времени тL:
(14.22)
Подставим значение Та в формулу (14 .21) . Тогда получим
-
-, / 1+Qв2't'L2+Qв4't'L4(!+Jl2)2
Мв-V
l+Qв2't'L2
(14.23)
Формула (14.23) позволяет по заданным значениям час
тоты Qв и коэффициенту частотных искажений Мв опреде
лить необходимое значение тL; а следовательно, и та.
Решим уравнение (14.23) относительно Qв2TL2 :
Q2т2=_!_ Мв2 -~ [i+-,/l+4(1+J/2)
2
].
в L 2 (!+у'2)2
V Мв2-1
На фиг. 14.11 показан график зависимости Qтсот коэф
фициента частотных искажений М n Пользуясь этим гра
фиком, можно по величине Мв найти значение (S2втL), а за
тем определить постоянную времени tL:
Определив по формуле (14.22) постоянную времени
Та, легко найти сопротивление анодной нагрузки
R=~
а Cg.
516
Необходимая индуктивность корректирующей катушr<и
равна
Фазовая характеристика усилителя с простой анодной
коррекцией определяется из следующего выражения:
tgqJ = -Q•a+Q•L(l- Q2•L•а)-
(14.24)
На фиг. 14.12 приведена фазовая характеристика кас
када в зависимости от значений Qта и QтL . Из фиг. 14.12
видно, что при некоторых
значениях QтL и Q.a насту
пает фазовая перекомпенса
ция, которая выражается в
том, что угол сдвига фаз в
каскаде становится положи-
тельной величиной .
21'i
1,1
0,9
о.7
0.5
0.3
,
~
"'
,,,,
...
V
1,0 1,z 1,ч I,б 1,8 2,0 2,2 Мв
Фиг. 14.11. Зависимость Q,L
от коэффициента М 8 .
V
1/ v.:
30
го
10
/<,
,Ov
,,
-
-
-
~"
q,,
'1, .1
'l
,,
О• V1
\Х
,,
., о~V
V,1/о/
о
/IА
0.1/ 0,3 /0 ,5
а,,
S?'l 'a
,,
10
V/
i/I
'
V
1
Фиг. 14.12. Фазовая хара1<те
ристика усилителя с анодной
коррекцией.
Схема простой анодной коррекции позволяет улучшить
не только частотную и фазовую характеристики усилителя,
но и увеличить его коэффициент усиления . Рассмотрим это
на примере.
Пример 14 .2. Широкополосный i(аскад должен усиливать ко
лебания в полосе до 5 МГц. Эквивалентная шунтирующая емкость
каскада усилителя, вы полненного на лампе 6)К9П, равна С0 z
:::::: 30 пФ . Допустимое значение коэффициента частотных искаже
ний М 8 = 1,3. Требуется определить сопротивл е ние анодной на
грузки и коэффициент усиления 1(0 каскада.
Решение.
Для некорректированного
нагрузки находим из формулы
у~
Ra=
RьСо
усилителя сопротивление анодной
(2.28):
у1,32 - 1
880 Ом.
б17
Коэффициент усиления
Ko=SRa = 17,5, 10-3
• 880 =15,4.
К:оэффициент усиления на частоте Qв равен
Ко 15,4
Кв=-=--= 11,8.
Mu
1,3
Определим по тем же условиям сопротивление анодной на
грузки и коэффициент усиления каскада с коррекцией.
Из графика фиг . 14.11 находим Q 8-r 1_:
(Q 8 -rL) = 0,64,
откуда
0,64
-8
-- -- -0,-5-= 2,04-10 с.
6,28,5, 10
Определяем постоянную времени 'ta:
'ta =(1 + J/2)--cL =2,41-2,04-10-8 = 4,9· 10-8 с.
В результате сопротивление анодной нагрузки будеr равно _
'ta 4,9, 10- 8
Ra=-= -- -
1630 Ом.
Со зо.10- 12
Находим индуктивность корректирующей катушки:
L= "L Ra =2,04-10- 8
, 1630 =33, 3 мкГ.
К:оэффициент усиления каскада равен
Ко= SRa = 17,5 .10-~ -1630 = 28,5.
Из этого примера видно, что введение в схему корректи
рующей катушки позволило при той же форме частотной
характеристики увеличить коэффициент усиления почти
вдвое.
При определении расчетных соотнощений для схемы
с пр·остой анодной коррекци~й мы исход~:IЛи из требования
получения заданной полосы пропускания. При расчете
элементов импульсного широкополосного усщштеля основ
ным фактором, определяющим выбор элементов схемы, ста
новится форма импульса. В соответствии с этим расчетные
формулы для элементов схемы принято выражать через
параметры импульса :
51S
1. Сопротивление анодной нагрузки:
а) в некорректированном усилителе
Rа=__!в___;
2,2С 0
(14.25)
б) в усилителе с простой анодной коррекцией с верх-
11им выбросом ·напряжения бв не превышающим 1%,
R=~·
а 1,З!Со'
(14.26)
в) в усилителе с анодной коррекцией с верхним выбро
сом напряжения б 8 , не превышающим 6%,
Ra =-tн_.
(14.27)
1,22С0
Здесь везде fн = О, li: - время нарастания импульса
в одном каскаде, которое можно выразить через верхнюю
частоту усилителя:
(14.28)
Со = Свых + Свх + См - эквивалентная шунтирующая
емкость схемы, С вых - выходная емкость данной лампы,
Свх - входная емкость лампы следующего каскада, См
-
емкость монтажа схемы. При хорошем монтаже емкость не
превышает 10 пФ.
2. Индуктивность 1шрректирующей катушки:
а) в усилителе с допустимым верхним выбросом напря
жения порядка 1%
(14.29)
б) в усилителе с допустимым верхним вь1бросом напря-
жения до 6%
(14.30)
Более совершенной схемой частотной коррекции в об
ласти верхних частот является схема со сложн,ой ан,одной
коррекцией, подробно исследованная Г. В . Брауде
(фиг. 14 . 13). Включение между анодом лампы и сопротивле
нием анодной нагрузки коррек·трующей катушки La, за
шунтированной резистором Rш, поз1золяет уменьшить влия
ние выходной емкости лампы на частотную характерисТИ!\У
в области верхних частот и повысить коэффициент усиления
каскада на 20-40% по сравнению со схемой с простой
анодной коррекцией.
Улучшение усилительных свойств каскада со сложной
коррекцией связано с разделением емкости схемы С0 как
бы на две части (фиг. 14.14): С1 = Свых + О,5См и С2 =
= Свх + 0,5См.
519
Емкость С1 , подключенная к зажимам анод - катод,
численно меньше общей емкости каскада С0 . С поступлением
на сетку лампы прямоугольного импульса емкость С1 будет
заряжаться анодным током лампы быстрее, чем заряжалась
бы емкость С0 в схеме с простой коррекцией. Поэтому время
Фиг. 14.13 . Схема усилителя со слож
ной коррекцией.
нарастания импульса будет меньше. Снижение фактиче
ского времени нарастания импульса равноценно увеличению
верхней граничной частоты усилителя. Кроме того, соот
Ra
Cz
/,,
llвых
Фиг. 14.14 . Эквивалентная схема
усилителя со сложной коррек
цией.
ветствующим подбором ве
личины индуктивности La
можно добиться резонанса
напряжений в контуре, об
разованном последователь
но соединенными величина
ми La и С2 .на частоте, ле
жащей в области верхней
граничной частоты усили
ваемых сигналов, и, следо
вательно, повышения на
пряжения на емкости С 2 ,
т. е. напряжения на выходе каскада . Таким образом, схема
со сложной коррекцией позволяет не только расширить по
лосу частот, но и повысить коэффициент усиления кас1<ада.
Расчет элементов схемы усилителя производится по
следующим формулам:
1. Сопротивление анодной нагрузки
R _tю
а-
.
qCo
(14.31)
520
Время нарастания определяется из формулы (14.28) или
lн1 ~0,li; ,
2. Индуктивность корректирующей катушки
L =aRa2 С0•
3. Индуктивность анодной катушки
La=а'Ra2Со,
4. Шунтирующее сопротивление
Rш=bRa.
(14.32)
(14.33)
В табл. 14.1 приведены значения коэффициеI/,'ов q, а,
а' и Ь в зависимости от отношения С1/С0 . Здесь С1 = Свых+
+ 0,5 См.
Таблица 14.1
с,
q
а
а'
ь
с;;
0,344 0,934
о, 122 0,511
-
4,3
0,656
0 ,35
0,95
О, 122 0,514 50,0
4,1
0,65
0,4
1,01
о, 126 0,536
6,6
3,8
0,6
0,437
1,07
О, 13
О ,554
4 ,35
3,4
0,563
0,45
1,08
о, 132 0,56
3,7
3,3
0,55
0,5
1,09
'
О, 14
0,582
2,75
2,8
0,5
0 ,55
1,1
О, 146 0,61
2,33
2,3
0,45
0,6
1, 12
О, 148 0,652
2, 12
1,9
0,4
0,65
1, 15
О, 146 0,72
2,0
1,6
0,35
Значения С1 , С1/С0 и q для наиболее употребляемых
ламп приведены в табл. 14.2.
Таблиц а 14.2
-
"''
t::
t::
t::
t::
t::
t::
t::
t::
t::
Лампа
о
о
:::
"'
"'
"'
С')
"'
""
""
"'
"'
~;,Е~~~t::
t::
t::
t::
<D
<D
<D
<D
<D
"'
"'
<D
"'
С1, пФ
791079
13 17
17
14
С1
0,35 0,36 0,4 0,35 0,36 0,45 0,63 0,63 0,58
G'0mi n
q
..
1,15 1,14 1,12 1,15 1,14 1,1 0,99 1,04 1,06
521
На фиг. 14.15 приведена схема коррекции в области верх
них частот при помощи фильтров RC. Величина емкости
конденсатора фильтра выбирается таким образом, чтобы его
емкостное сопротивление на средних частотах было много
больше сопротивления R.
Фиг. 14.15 . Схема ' коррекции верхних
частот при помощи фильтра.
Часть напряжения, снимаемого с сопротивления анодной
нагрузки, падает на резисторе R, поэтому выходное напря
жение каскада оказывается меньше, чем у обычного усили
t--
теля. На верхних частотах
диапазона емкостное сопро
тивление конденсатора С
уменьшается и оно начинает
заметно шунтировать сопро
тивление R. Полное сопро
тивление фильтра RC значи
тельно уменьшается, что при
водит к уменьшению напряже
ния юr фильтре, а следова
тельно, и к увеличению вы-
. ходного
напряжения.
Фиг. 14.16 . Схема коррекции
в е рхних частот при помощи
отрицательной обратной связи.
Для получения заметного
выравнивания частотной ха
рактеристики сопротивление R должно в 2-3 раза превы- •
шать сопротивление утечки сетки Rg•
Емкость конденсатора фильтра можно выбрать исходя
из соотношения 1/QвС ~ R, в котором на верхних частотах
будет наблюдаться увеличение выходного напряжения на
30-40%.
На фиг. 14.16 показана схема коррекции в области верх
них частот при помощи фильтра, включенного в цепь 1,ато
да . Принцип работы таких схем основан на использовании
522
отрицательной обратной связи по току. Значения сопро
тивления R и емкости С выбираются таким образом, что-
•бы на средних частотах емкостное сопротивление было во
много раз больше сопротивления R. На этих частотах на
сопротивлении ZRc возникает напряжение отрицательной
обратной связи, уменьшающее напряжение сигнала на
Фиг . 14.17 . Схема резонансной частот
ной корр е кции.
сетке лампы , в результате чего коэффициент усиления кас
када становится меньше. С повышением частоты сигнала
емко<;тное сопротивление конденсатора, и, следовательно,
сопротивление всего фильтра
понижаются.
Отрицательная обратная
связь становится меньше, что
приводит к возрастанию ко
эффициента усиления каска
да, которое на верхних часто
тах будет компенсировать
имеющийся в схеме спад ча
стотной характеристики, вы
зываемой обычными реактив
ными элементами схемы.
Фиг. 14 . 18 . Эквивалентная
схема каскада усилителя с ре
зонансной коррекцией .
На фиг. 14.17 показана схема резона1-tсной частотной
коррекции. Принцип работы этого каскада можно понять из
его эквивалентной схемы (фиг. 14 . 18). Величина корректи
рующей индуктивности Lc выбирается таким образом, что
бы на верхних частотах диапазона цепь LсСв х оказалась
настроенной в резонанс . В результате резонанса напряжений
увеличиваются ток, проходящий через емкость Свх, и паде
ние напряжения на ней, что приводит r, фактическому воз
растанию коэффициента усиления. Для уменьшения резо
нансного пика катушка Lc часто шунтируется сопротивле
нием R.
523
Фиг. 14. 19. Схема каскада усилителя
с одновременной 1юррекцией в анод
ной и сеточной цепях .
В ряде случаев в каскаде одновременно применяются
несколько методов частотной коррекции на верхних часто
тах . На фиг. 14. 19 приведена схема каскада усилителя
с простой анодной коррекцией и резонансной коррекцией
в цепи сетки .
Частотная коррекция в области нижних частот
Одной из наиболее распространенных схем частотной
корре1щии в области нижних частот является схема с анод
ным фильтром RФСФ, приведенная на фиг. 14.20. В каска
де, выполненном по этой схеме, создается подъем частотной
Еа
характеристики в области
нижних частот
Рассмотрим принцип
Фиг . 14.20. Схема коррекции
действия схемы. Величина
коэффициента усиления
каскада с лампой, обла
дающей большим внутрен
ним сопротивлением, зави
сит от крутизны характе
ристики лампы и сопро
тивления анодной на
грузки :
нижних частот.
Сопротивление анодной нагрузки Za в данном случае
складывается из сопротивления резистора Rа и сопротивле
ния фильтра ZФ :
Za=Ra+ZФ.
Величина емкости СФ выбирается таким образом, чтобы
ее сопротивление на средних и вер~них частотах бьщо очещ,
524
'
'
'
мало. При таком значении емкости СФ сопротивлением
фильтра на этих частотах можно пренебречь и считать, что
анодная цепь лампы нагружается только сопротивлением
Rа-
Таким образом, коэффициент усиления на средних час
тотах будет равен
Ко= SRa -
Ha нижних частотах сопротивление ZФ заметно увели
чивается, что и приводит к возрастанию коэффициента уси
ления каскада .
Степень повышения усиления каскада, называемая
обычно коэффициентом частотной коррекции т, опреде
ляется отношением
•
Кн_SZa
Za
(14 34)
тн=Ко-SRa=Ra•
•
Значением сопротивления резистора RФ обычно задают
ся. Его не следует брать слишком большим, -так как с уве
личением RФ уменьшается напряжение на аноде лампы.
Обычно RФ = (0,2 -:- О,5)Rа-
Если коэффициент коррекции известен и сопротивление
фильтра выбрано, то значение емкости конденсатора фильт
ра можно определить по формуле
V(1+RФ )2__ т2
С __!
_
__с___R~ас--с-----
Ф-QнRф
т2-1_
(14.35)
Помимо выравнивания частотной характеристики фильтр
позволяет в значительной мере уменьшить паразитную связь
между каскадами через источники питания и тем самым по
высить устойчивость ·работы усилителя.
Общее выравнивание частотной характеристики как на
нижних, так и на верхних частотах можно осуществлять при
помощи отрицательной обратной связи. Но применение от
рицательной обратной связи, как известно, заметно снижает
усиление каскада. Поэтому в видеоусилителях чаще всего
используют анодную и сеточную · коррекции, позволяющие
повысить коэффициент усиления каскада.
Вопросы•для повторения.
1. Влияет ли внутреннее сопротивление лампы на форму им
пульса?
2 . Возможна ли частотная коррекция на верхних частотах
при подключении корректирующей индуктивности параллельно
анодной нагрузке?
,525
/
/
3. Почему,✓ в каскадах видеоусилителя следует использовать
лампы с большой крутизной характеристики?
4. Мо,жно ли в видеоусилителях использовать трансформатор•
ную связь между каскадами?
5. Зависит ли коэффициент усиления видеоусилителя от дли
тельности импульса?
§ 91. УСИЛИТЕЛЬ БЕГУЩЕЙ ВОЛНЫ
В современной радиотехнике все шире применяются
устройства, работающие с очень короткими импульсами
(до сотых долей микросекунды). Уменьшение продолжи•
тельности импульсов позволяет повысить разрешающую
способность самолетных радиолокаторов и дает возможность
различать на . экране панорамного индикатора не только
сигналы, определяющие координаты объекта, но и контуры
улиц и площадей городов, контуры крупных кораблей
и даже контуры больших самолетов.
Работа короткими импульсами требует значительного
расширения полосы пропускания видеоканала. Так, Н3·
пример, при продолжительности импульса ,: = 0,01 мкс
верхняя частота необходимой ПОJlОСЫ частот равна
F=3
•
5=3
•
5=350МГ.
в,;
0,01
ц
При такой ширине полосы частот невозможно получить
равномерного усиления даже при использовании схем со
сложной коррекцией. Подробный анализ этих схем показы· -
вает, что предельный коэффициент усиления каскада оп
ределяется следующим соотношением:
/(=
s
nFв УС1С2
Если К> 1, то
s
Fв~у.
n С1с-;
Возьмем для примера лампу 6ЖIП со следующими дан•
ными:S=5,2мА/В,Свх=4пФ,Свых=2,1пФ.Если
См=10пФ,тоС1=Свых+О,5См=2,1+0,5 -10=
= 7,1пФ, С2=Свх+0,5См=4+0,5 •10=9пФ,
5,2.10-З •
= 207 МГц
3141/ 71·\о-12·9 -\o-I2
.
'
'
V,
FD ~207 МГц.
526
s
~
При коэффициенте усиления К = 2 полоса 'н.~опускания
снижается до 100 МГц .
"'-
Таким образом в каскаде, работающем на лампе~ 6ЖIП,
получить усиление К > 1 при ширине полосы частот в
200 МГц практически невозможно даже при использовании
схемы со сложной коррекций.
Получить усиление в каскаде при столь широкой поло
се частот сигнала можно только в том случае, когда емкость
Со, шунтирующая сопротивление нагрузки, окажется не
паразитным, а необходимым составным элементом, входя
щим в рабочую схему каскада. Примером такой схем91 может
служить схема усилителя бегущей волны. Принцип действия
Фиг. 14.21 . Схема активной искусственной линии.
такого усилителя основан на использовании свойств ис
кусственных длинных линий, работающих в режиме бегу
щей волны (фиг. 14.21). При поступлении на вход линии
напряжения Uвх по линии начинают распространяться вол
ны тока и напряжения. В идеальной линии - линии без
потерь - напряжение на нагрузке Ивых равно входному
напряжению. Если между звеньями линии включить гене
раторы переменного тока, работа.ющие синфазно с проходя
щими сигналами, то энергия, передаваемая от начала линии
к ее выходу, будет постепенно увеличиваться, что приведет
к возрастанию напряжения на зажимах нагрузки, т. е.
к фактическому усилению входного сигнала.
Длинные линии, работающие в режиме бегущей волны,
,обладают очень широкой полосой пропускания. Это свойст
во присуще- и ис-кусственным цлинным линиям, составлен
ным из звеньев с сосредоточенными постоянными. Однако
для искусственных линий всегда имеется верхнее граничное
значение частоты, за пределами tюторого они теряют свой~
ство равномерного пропускания сигналов различной часто
ты:
527
//'
где L0 и С0/- соответственно индуктивность и емкость зве
на линии./
Вр~я прохождения сигнала через одно звено линии за
висит' от индуктивности и емкости этого звена: t1 = V L0C0 .
Время установления сигнала н а выходе линии зависит от па-
раметров звена линии и числа звеньев: fуст = 1, ln 1 1зv LoCo ,
При малых значениях параметров звеньев можно полу
чить незначительное время установления сигнала и относи-
Uв, Cg
Cg
Фиг. 14.22 . Схема каскада усилителя бегущей волны .
тельно широкую полосу частот . Зависимость времени уста
новления сигнала от числа звеньев сранительно невелика .
Рассмотрим более подробно принцип действия одного
каскада усилителя, показанного на фиг. 14.22 . Каскад со
стоит из двух искусственных линий - сеточной и анодной,
и ламп, входы и выходы которых включены между звенья
ми линий. При поступлении на вход напряжения сигнала
Ивх по сеточной линии начинает распространяться волна
напряжения. Если время прохождения сигнала через одно
звено tg 1 , то спустя время t = (п - I)tg1 энергия распро
странится до конца линии и будет поглощена в .сопротивле
нии нагрузки R, равном волново~1у сопротивлению сеточной
линии:
R=---= р = VLg.
g
Cg,
С поступлением на сетку лампы напряжения Uвх в анодной
цепи произойдет изменение тока на величину / а = UвxS .
528
Сопротивления ветвей~ лежащих влево и вправо от каж
дого анода лампы, одина!{овы и равн ы волн овому сопро
тивлению ано.1:ной линии
'
Vr;;
Ра= с;·
Поэтому изменения анодного тока, распространяющиеся вле
во и вправо от каждого анода лампы, будут в два раза мень
ше изменений тока лампы:
/~ =0,5/а= 0,5 Ивх S.
Если время прохождения сигнала через звено анодной ли
нии ta 1 выбрано равным времени прохождения сигнала через
звено сеточной линии, т. е. ta1 = fg1 или V LaCa = V LgCg,
то к изменению тока, вызванному анодной цепью перво й
лампы , в момент его прихода ко входу второго звена будет
добавлено изменение тока второй лампы, а затем соответст
венно изменение третьей и, наконец, п- й лампы. Общее из
менение анодного тока на выходе анодной линии окажется
в несколько раз больше изменения анодного тока одной1
лампы:
/авых=п •0,5VвхS.
Выходное напряжение, создаваемое этим током, на со
противл ении нагрузки анодной линии будет равно
Ивых =n - 0,5SU0 x Ра·
Коэффициент усиления каскада бегущей волны
f( =ивых =!!..s
б
Ра·
Иnх
2
(14.36)
Сравним коэффициент усиления К обычного каскада
с коэффициентом усиления К6 , получаемым в каскаде бегу
щей волны. Усиление обычного каскада на верхней частоте
полосы можно выразить через сопротивление шунтирующей
анодную цепь емкости:
2:nF 8 Са
s
(14.37)
Предположим, что верхняя частота F в сигнала, прохо
дящего через линию без заметных искажений, равна крити-
529
ческой частоте fнр (обычно Р в < f нр). Выразим волновое
с ,J1ротивление анодной линии Ра через критическую часто
ту:
Pa= ---
nfн.р Са
,; 'lодставим его значение в формулу (14.36):
п
s
K5=-Spa = п---
2
2n/i;p Са
~· ,;;пывая, что Fв = f нр• получаем
,
s
/(5= n ---
2nFвCa
Таким образом, усиление каскада бегущей волны пр и
11рочих равных условиях оказывается в несколько раз боль
ше усиления обычного каскада.
• Усилительные свойства каскада иногда принято оцени
еать произведением коэф:рициентов усиления каскада на
tерхнюю граничную частоту полосы пропускания КР в·
Для обычного каскада это произведение равно
s
КFв= -- ,
(14.38)
.
2nC 8
. для
каскада бегущей волны
s
КбFв=П-- .
2nC 8
(14.39)
Как видно, и для каскада бегущ~й волны величина про
изведения KF в находится в обратно пропорциональной за
висимости от емкости Са, вследствие чего увеличение усиле
ния, получаемого в каскаде , будет неизменно приводить к
уменьшению полосы частот . Поэтому и в усилителе бегущей
волны не следует стремиться повышать коэффициент усиле
ния путем увеличения сопротивления нагрузки.
Подробный анализ работы схемы усилителя бегущей
волны показывает, что большое усиление можно получить
не только путем увеличения числа активных звеньев линии,
но и путем применения обычных каскадных включений,
при которых общее усиление оказывается равным произве
дению коэффициентов усиления отдельных каскадов:
530
Вопросы для повторения.
1 В чем заключается принципиальное отличие метода рас
ширения полосы пропускания в усилителях бегущей волны (УБВ)?
2. Выгодно ли применять схему УБВ при полосе пропуска
ния в несколько мегагерц?
3. Какие требования предъявляются к лампам УБВ?
4 . Какими ·способами можно расширить полосу пропускания
УБВ? -
§ 92. РАСЧЕТ ВИДЕОУСИЛ ИТЕЛ.Я
Исходные данные
1. Входное напряжение Ивх.
2. Максимальная продолжительность импульса тmах·
3. М1:1нимальное время нарастания импульса tн или
верхняя граничная частота.
4. Эквивалентная шунтирующая .емкость С0 .
Требуется определить
1. Тип лампы .
2. Верхнюю граничную частоту fгр или время нараста
ния импульса t~1•
3. Элементы схемы каскада.
4. Коэффициент усиления каскада К и величину выход
ного напряжения Ивых·
5. Режим работы лампы и вспомогательные элементы
схемы.
Порядок расчета
1. Выбираем тип лампы . Основным соображением, ле
жащим в основе выбора, является получение наибольшего
усиления.
Коэффициент усиления каскада при любой из рассмот
ренных схем равен в общем виде
К= SRa·
Сопротивление анодной нагруз ки в простейшем случае
зависит от эквивалентной шунтирующей емкости С0 и ВЕ'рх
ней граничной частоты:
1
Ra=--.
rогр Со
Е м кость С0 определяется главным образом выходной
и входной емкостями лампы. Поэтому при выборе типа лам
пы следует руководствоваться тем, чтобы крутизна характе-
531
ристики лампы была по возможности наибольшей, а значения
входной и выходной емкостей наименьшими. Для широко
полосного усиления наиболее часто используются лампы
6Ж1П, бЖЗП , 6Ж5П, 6Ж9П и 6Ж4 .
2. Для расчета элементов схемы необходимо знать верх
нюю граничную частоту или минимальное время нарастания
импульса . Обе величины в простейшем случае связаны соот
ношением
t_0,35
гр-
•
lн
3. Последовательность расчета элементов зависит от
выбранной схемы каскада. При сравнительно узкой поло
се частот сигнала или относител~но большом времени нара
стания импульса можно применять обычную схему усиле
ния на резисторах. Если же полоса частот определяется
величиной в несколько мегагерц и выше, или время нара
стания лежит в пределах сотых долей микросекунды , то сле
дует выбирать схему с простой или сложной коррекцией.
После выбора схемы рассчитывают ее элементы по форму
лам , приведенным в предыдущих параграфах настоящей
главы.
4. Коэффициент усиления каскада на средних частотах
определяется по формуле
К0 = SRa,
а на верхней частоте диапазона
Выходное напряжение каскада равно
5. Выбор режима работы ламnьi зависит от характера
усиливаемого сигнала и требований, предъявляемых к кас
каду . При усилении импульсов по.пожительной полярно
сти рабочую точку выбирают в нижней части прямолиней
ного участка характеристики. Величина выбранного на
пряжения смещения должна обесп&чивать работу без се
точных ТОЕов :
532
Если же каскад усиливает отриuательные импульсы, то
положение рабочей точки определяется величиной допусти
мой мощности рассеяния на аноде лампы:
Р а = /ао Иао и протяженностью нижнего линейного участ
ка характеристики. При работе каскада в режиме ограниче
ния сигнала значение напряжения смещения должно, во
первых, удовлетворять условию
Eg +Ивх <Е/
и, во-вторых, мощность рассеяния на аноде лампы
lao Иао < Ра доп·
Изменение расположения характеристики ia ~ F(e g)
производится подбором напряжения на экранирующей сет
ке.
Выбрав режим работы лампы, производят расчет эле
ментов схемы.
Сопротивление автоматического смещения
Rк=
IEgl
fg2+Iао
Емкость шунтирующего конденсатора
Гасящее сопротивление в цепи экранной сетки
Rг= Еа --Eg2
fg2
Величину 1gz определяют по характеристикам · лампы.
Емкость блокировочного 1<0нденс&тора экранной сетки
Здесь R;э =Eg2 /fg2'
Пример 14.3. Рассчитать широкополосный усилитель по сле
дующим исходным данным . Амплитуда входного напряжения 0,5 В.
Продолжительность импульса , = 2 мкс. Время нарастания им
пульса lн = 0,35 lн общ · Эквивалентная шунтирующая емкосТh
каскада С0 = 30 пФ.
Требуется определить
1. Тип лампы.
2. Верхнюю граничную частоту fгр •
3. Сопротивление анодной нагрузки Ra -
4 . Индуктивность корректирующей катушки L.
533
5. Коэффициент усиления каскада на средней (Ко) и верхней
граничной (Кв) частотах полосы пропускания .
6 . Сопротивление резистора Rg и емкость конденсатора Cg .
7. Режим работы лампы и вспомогательные элементы схемы .
Решен и е.
1. Выби!)аем лампу 6:Ж9П .
2. Определяем верхнюю граничную частоту:
0,35
0,35
fгр =--=----
lн 0,35-0, 1,
3. Рассчитываем сопротивление анодной нагрузки. Из графика
фиг . 14 . 11 находим
откуда
QB 'tz,'
0, 707
-8
,;L= ~ = 6'28.5.106= 2'25-10 с.
Определяем постоянную времени 'ta:
Находим сопротивление анодной нагрузки:
'ta
5, 43. 10-8
Ra= -=-
--
-z1800Ом.
Со 30-10- 12
4. Вычисляем индуктивность корректирующей катушки:
L = 'tL Ra=2,25-!0- 8
- 1800=40,5 мкГ,
5. Определяем коэффициент усиления каскада на средних
частотах и на верхней граничной частоте:
Ко= SRa = 17 ,5- !о-з. 1800=31 ,5,
1( 0 31,5
Кв= Мв = у'2 =22,2.
6 . Рассчитываем элементы переходной цепи:
Rg= 30Ra = 30-1800=54,О кОм,
'tg
10, 20·10-6
Cg= Rg = Rg = 54,3,lОз -370пФ.
7. Производим расчет электрического ре:жима работы кас
када. Выбираем напряжение источника анодного питания Еаи ·=
180 В. Типовой режим работы лампы Еа = 150 В, Eg 2 = 150 В.
Напряжение смещения
бЗ4
• По характеристике лампы определяем ТО!( покоя :
lao= 15 мА.
Напряжение на аноде лампы
Иао = Еа и-/aoRa = 180-15, 10-3
• 1,8,103 =150 В.
Ток экранной сетки
откуда
Eg2
150
R;a= --=
5
3= 33кОм.
lg2 4, -10-
Находим сопротивление автоматического смещения,
1,о
------сс3 = 51 Ом .
(15+4,5)- 10-
Определяем емкость конденсатора :
•max
2.10- 6
3
С=-
-
S=-
-
-
175-10- = 35мкФ
11
611
О ,01
'
'
•
Находим значение гасящего сопротивления в цепи экранной
сетки и емкость блокировочного конденсатора:
' Ea-Eg2 180 - 150
Rг=
=
5
3 ::::::6,8 кОм ·
fg2
4, .10-
•max
2. 10-6
Сб= -- = ----= 6000 пФ.
R;8_68 33 .103 -0,01
'
§ 93. ОКОНЕЧ Н ЫЙ КАСКАД ВИДЕОУСИЛ И ТЕЛЯ
Основной задачей оконечного или выходного каскада
видеоусилителя является усиление напряжения сигналов
до величины , необходимой для управления работой трубки
индикатора . Значение этого напряжения , как указывалось
вьщrе, лежит в пределах 20-100 В .
Выходное напряжение усилителя зависит от напряжения ;
подводимого к сетке лампы, крутизны характеристики и
величины сопротивления анодной нагрузки:
Ивых = ИgSRa ·
Сопротивление анодной нагрузки Ra определяется до
пустимыми частотными и фазовыми искажениями. Обычно
Ra не превышает 1-3 кОм .
535
Допустимое напряжение возбуждения ограничивается
протяженностью характеристик лампы в области отрица
тельного напряжения на сетке, т. е. величиной Е g'. По
этому для получения необходимого напряжения оконечные
каскады следует выполнять на мощных лампах, имеющих
достаточно протяженную левую характеристику, большой
ток эмиссии и значительную крутизну S.
В оконечных каскадах видеоусилителей современных те
левизионных и радиолокационных приемников применяют
ся мощные пентоды и лучевые тетроды. Наиболее часто
используются лампы 6П14П, 6П15П, 6П18П, бПЗЗП и
6П38П.
Для повышения коэффициента усиления выходного
каскада в его схеме всегда используются корректирующие
элементы, позволяющие не только · снизить искажение сиг
нала, но и в значительной мере увеличить сопротивление
анодной нагрузки, а следовательно, и коэффициент усиле
ния каскада.
Получаемое на выходе детектора напряжение полезного
сигнала помимо переменной составляющей всегда содержит
медленно изменяющуюся или «постоянную» составляющую,
определяющую уровень полезного сигнала. В процессе уси
ления сигналов постоянная составляющая отфильтровы
вается, что приводит к изменению среднего уровня сиrна
JЮВ. Для восстановления первоначальной формы сигнала
в оконечном каскаде применяются специальные схемы
восстановления постоянной составляющей.
Условия работы оконечного каскада зависят от взаим
ного размещения усилителя и катодной трубки. Если вы
ходной каскад и трубка расположены близко друг к другу,
то напряжение с анодной нагрузки непосредственно подво
дится к электродам трубки или к ее отклоняющим пластин
кам (фиг. 14.23 и 14.24). При раздельном размещении труб
ки и оконечного каскада в схему видеоусилителя вводится
дополнительный каскад, соединяемый с оконечным каска,
дом высокочастотным кабелем (фиг. 14.25). Волновое со
противление высокочастотного кабеля обычно не превышает
50--100 Ом. Поэтому непосредственное соединение кабеля
с сопротивлением анодной нагрузки может привести к за
метному снижению общего сопротивления анодной нагруз
ки и величины коэффициента усиления каскада. Для устра
нения влияния этого кабеля на работу видеоусилителя меж
ду усилителем и кабелем ставят так называемый катодный
поьторитель. Катодный повторитель, имеющий малое вы-
036
ходное сопротивление, позволяет согласовать видеоусилн
тель с высокочастотным кабелем и сохранить неизменно;'i
полярность импульсов.
Рассмотрим принцип действия катодного повторителя
(фиг. 14.26, а) . В нем сопротивление нагрузки включено
не в анодную цепь лампы, а в
цепь катода . Поэтому все на
пряжение, возникающее на ре-
Еа
Фиг. 14.23 . Схема оконечного
каскада с трубкой с измене
нием яркости луча.
Фиг. 14.24 . Схема оконечного
каскада с трубкой с отклонением
луча.
зисторе R к, поступает в цепь сетки той же лампы в про
тивофазе. Фаза же выходного напряжения каскада совпа
дает с фазой напряжения на входе. Таким образом, катод-
Оконечный
кarжaiJ
Катооный
поВторитель
Трубка
Кабель
Фиг. 14.25 . Структурная схема оконечного каскада при раз
дельном размещении трубки.
ный повторитель представляет собой усилитель с отрица
тельной обратной связью, в котором коэффициент переда
чи цепи обратной связи ~ = 1.
Как известно, коэффициент усиления каскада с обратной
связью раве·н
К=Ко
ос 1+~Ко '
537
при~=1
Ко·
Кос=-~-< 1.
l+Ko
(14.40)
Таким образом, коэффициент усиления катодного по
вторителя всегда меньше единицы .
....
Uвых
а)
б}
Фиг. 14.26. Схемы катодного повторителя.
В формуле (14.40) Ко - коэффициент усиления каска
да на сопротивлениях без обратной связи, равный Ко =
= μRal(Ri + Ra)- Подставляя это выражение в формулу
(14.40) и учитывая, что в нашем случае Ra = Rю получаем
Rн
__
μ_
Rн
1+μ _!!J_+ R
1+μ
R
(14.41) ,
где μ 3 = μ/(1 + μ) - эквивалентное значение коэффициен
та усиления лампы; Riэ = Ri/(1 + μ) - эквивалентное
сопротивление лампы.
_
Таким образом, изменение усилительных свойств кас
када с отрицательной обратной связью можно представить
как результат воздействия обратной связи Ш! параметры
лампы Ri и ~t.
Выразив в формуле (14.41) μ 3 через крутизну S и внут
реннее сопротивление Ri э, получим
( 14.42)
538
R·R
где I<_э =Rн'+R~ -
эквивалентное выходное сопротивле-
ние катодного повторителя.
Уменьшение Rэ до нескольких десятков ом приводит
I< резкому снижению постоянной вр1=мени •а = C0Rэ, оп
ределяющей верхнюю границу полосы пропускания. Полоса
пропускания катодного повторителя при неизменных зна
чениях С0 увеличивается во столько же раз, во сколько
снижается усиление каскада в результате действия обрат
ной связи. Практически полоса пропускания расширяется
в 10-20 раз без применения коррекции. Катодный повтори
тель позволяет увеличить полосу пропускания и предыду
щего каскада видеоусилителя.
Величина емкости С0 предыдущего каскада, как известно,
складывается из выходной емкости лампы каскада, емкости
монтажной схемы и входной емкости лампы последующего
каскада.
Более подробный анализ работы схемы катодного повто
рителя показывает, что его входная емкость С0 примерно
равна проходной емкости анод-сетка Cag• Действительно,
входная емкость катодного повторителя
Так как
то
Кос~ 0,8-0,9,
Свх = Cag +сgи (О, 1 --;- 0,2) ~ Cag•
Для усилителя на резисторах
Величина падения напряжения на сопротивлении R 11
может оказаться больше, чем необхоцимая •величина отри
цательного напряжения смещения. Поэтому в практических
устройствах очень часто применяется схема, изображенная
на фиг. 14.26, 6. В этой схеме величина постоянной разно
сти потенциалов между сеткой и катодом лампы будет равна
падению напряжения не на всей катодной нагрузке, а толь
ко на ее верхней части - на сопротивлении Rиi•
Катодный повторитель, выполненный по схеме, пока
занной на фиг . 14.26, 6, обладает по сравнению с обычным
каскадом усиления более высоким входным сопротивлением:
Rвх = Ивхl/вх•
539
Определим значение входного тока / вх:
иKu
Rm
DX-
ВХ
/ =Иg=
Rю+Rн2
вх Rg
Rg
lJ nx( l - К _R_н_2-)
Rю +Rн~
Rg
Подставим значение / вх в формулу входного сопротивле
ния:
R=Ивх
nx
fDX
l_К Rн2
Rю +Rн2
Таким образом, величина входного сопротивления катод
ного повторителя может быть в несколько раз больше, чем
в обычном каскаде.
Восстановление постоянной составляющей
Сущность процесса восстановления постоянной состав
ляющей напряжения сводится к сохранению определенного
среднего уровня напряжения сигнала, получаемого на вы-
и
/}
-RflЛ_-}
•t tJ
t
и
и
5/
t
t
Фиг. 14.27. Диаграммы изменения уровней сигна
ла при потере постоянной составляющей.
ходе детектор а. Сигналы, получаемые на выходе телевизион
ного и радиолокационного приемников, как правило, одно
полярные (фиг. 14.27, а). Такие сигналы, помимо перемен
ных слагаемых, имеют и постоянную составляющую.
Основной схемой видеоусилителей является резистивно
емкостная схема, при прохождении через которую постоян
ная составляющая сигнала будет отфильтровываться, так
как конденсатор С g не пропускает на вход последующей лам-
540
пы постояннщо напряжения . Потеря в сигнале постоянной
составляющей вызывает резкое изменение уровня сигнала
(максимального или минимального) (фиг . 14.27, 6), в резуль-
Фиг. 14.28 . Схема восстановителя посто•
янной составляющей напряжения сиг
нала .
тате чего изменяются яркость свечения трубки и точность
воспроизведения сигналов на ее экране.
ia ia
~~-:рлп~~1
-
-
J0~ll_ll[ t
о._._ ______ t
Фиг. 14.29 . Диаграмма работы восстано
вителя постоянной составляющей !iапря
жения сигнала.
Для восстановления постоянной составляющей напря
жения сигнала в цепь сетки лампы оконечного каскада вклю
чается дополнительный диод (фиг. 14.28) . При отсутствии
сигнала напряжение смещения на сетке лампы равно Е go,
541
а напряжение на аноде диода очень мало и имеет относитель
но катода отрицательную полярность . Положительная полу
волна сигнала не изменит режима работы диода и первона
чального смещения на лампе усилителя. С приходом отри
цательной полуволны в цепи диода возникнет т_ок, который
зарядит конденсатор С g • Во время следующего положитель
ного сигнала диод окажется запертым и 1<0нденсатор С g раз
рядится через резистор Rg, создавая на нем падение напря
жения положительной полярности . Среднее значение этого
напряжения пропорционально среднему значению приходя
щих импульсов.
Под действием дополнительног.о положительного напря
жения рабочая точка лампы усилителя перемещается впра
во, в область больших значений тока покоя (фиг. 14.29) .
С увеличением тока покоя повысится уровень средней со
ставляющей анодного тока, что и приведет к восстановлению
первоначальной формы сигнала.
Вопросыдляповторенип.
1. Какие показатели работы видеоусилителя влияют на выбор
схемы оконечного каскада?
2. Какие требования предъявляются к лампе катодно г о п ов -
торителя?
•
3. Почему коэффициент усиления катодного повторителя мень
ше единицы?
4. Почему экранирующая сетка лампы катодного повторителя
блокируется на катод, а не на корпус устройства?
5. Какое влияние оказывает полярность вьiходного импульса
на выбор типа лампы оконечного каскада?
§ 94. РАСЧЕТ ВЫХОДНОГО КАСКАДА ВИДЕОУСИЛИТЕЛЯ
Исходные данные
1. Величина максимального напряжения на выходе кас
када Иmах ·
2. Максимальная длительность импульса тmах·
3. Минимальное время нарастания импульса t 11 •
Требуется определить
1. Тип лампы.
2. Элементы схемы.
3. Величину приращения анодного тока Л/ а max·
4. Напряжение смещения Eg.
5. Величину входного напряжения И вх·
542
Порядок расчета
1. Тип лампы выбирается по величине максимального
напряжения, которое следует получить на выходе каскада.
Максимальное напряжение, которое можно получить на со
противлении анодной нагрузки, зависит от значения этого
сопротивления и приращения тока в анодной цепи лампы:
Итах = Л/а max Ra,
(14.43)
Для наиболее полного использования лампы приращение
анодного тока Л/mах выбирают порядка 90% от максималь
но допустимого значения анодного тока, при котором мощ
ность рассеяния на аноде лампы не превышает ее значения,
указанного в паспорте:
Л/аmах = 0,9/amax·
Значение сопротивления анодной нагрузки, как извест
но, зависит от схемы каскада и формы усиливаемых сигна
лов.
В простейшем случае в некорректированном усилителе
сопротивление R а можно выразить через время нарастания
сигнала и распределенную емкость · схемы:
Ra =...!.ц_.
2,2С0
Подставив значения Л/ 8 max и Ra в формулу (14.13), по
лучим
Иmах = 0,9/а max _tп_ = D0 iн.
2,2С0
Здесь коэффициент D0 = 0,91 а max/2,2C0 характеризует
электрические свойства лампы, используемой в оконечном
каскаде.
В каскадах с коррецией сопротивление Ra можно выбрать
большим, чем в простых каскадах, в результате чего коэффи
циент D увеличится. В каскаде с простой анодной корре1t
цией и допустимым верхним выбросом бв = 6%
В том же каскаде с допустимым верхним выбросом б 8 =
-1%
D = 1,67D0•
643
В каскадах со сл ожной коррекцией
D-
~D
-
о·
q
Значение коэффициента q определяется из табл. 14 . 1.
Максимальное напряжение, получаемое в анодной цепи
лампы, в общем случае определяется по формуле
(14.44)
В табл. 14.3 приведены примерные значения максималь
ного тока /а max, распределенной емкости С0 и величины D0 •
По заданным техническими условиями значениям Иmах и
lн можно, пользуясь формулой (14.44), определить необходи
мую добротность лампы , а по табл . 14.3 выбрать тип лампы.
Таблиuа 14.3
-
"'
t:
t:
t:
с:: с:: t:
t:
t:
t:
Лампа
о
о
.,.
"1
"'
<Х>
О')
о,
"'
"'
"'
"'
~~~~~
t:
t:
t:
t:
"'
<D
<D
<D
<D
<D
"'
<D
<D
1а max, мА
1015,625162848
30
70 50
СоmJп'пФ 20 25
25202529
27
27 24
D0 , В/мкс
180 255 410 330 460 670 455 1060 660
lg2, мА
24,585954,56,5
8
2. Последовательность расчета элементов схемы зависит
от схемы каскада и условий его работы. В оконечном кас
каде видеоусилителя в зависимости от предъявляемых к не
му требований можно использовать как обычную схему уси
лителя на резисторах, так и схемы с коррекцией. Последн ие
используют в тех случаях, когда выбранная лампа не может
обеспечить заданного выходного напряжения при работе
в схеме обычного усилителя на резисторах.
После выбора схемы ее элементы рассчитываются в той
же последовательности, что и в каскаде усиления на п ряже
ния видеосигнала .
3. Приращение анодного тока определяется по макси
мальному выходному напряжению Иmax и сопротивлению
анодной нагрузки Ra:
ЛJа max
umax
R;;
544
4. Напряжение смещения Е g выбир<\!Рт таким образом;
чтобы мощность расс~яния на аноде лампы не превышала
допустимого значения, так как
Ра=1оИао<Радоп·
5. Необходимое значение входного напряжения обычно
определяется графическим путем по характеристике лампы,
КЮ{ это показано на фиг . 14.30. Если выходной каскад на
гружается кабелем с малым
eg
1/вх
ia
волновым сопротивJ1ением, то
следует использовать катод.
Фиг. 14.30 . Диаграмма графи
ческого расчета оконечного
каскада.
Фиг. 14.31 . Схе м а выходного
каскада с катодной нагрузкой.
ный повторитель . Малое входное сопротивление кабеля
будет шунтировать анодную нагрузку каскада с общим ка
тодом, и коэффициент усиления • каскада окажется незна
чительным.
Кроме того, для сохранения плоской части импульса . в
такой схеме потребовался бы разделительный конденсатор
большой емкости. Для устранения отражения от конца
кабеля его выход нагружается на сопротивление R н 2 , равное
его волновому сопротив.пению р 1; (фиг. 14.31) . Значение при
ращения катодного тока в такой схеме определяется по ве
личине максимального выходного напряжения и сопротивле•
иия ·Rн2:
и
и
д/
_
niax
тах
кm0х -
-R- =-- •
_
нz
Рн
Напряжение смещения и напряжени е входного сигнала
Ивх находят по характеристике катодного тока, являющей-
18 Зак. 458
545
ся характерисцшой суммарного тока анодной uепи и uепи
экранирующей сетки:
iн= ia+ ig2 =F(еg)-
Напряжение смещения выбирается та к , чтобы в режиме
покоя мощность рассеяния не превышала допустимой вели
чины :
Ра=/ноЕа<Радоп•
fно=F(Еg)<Радоп.
.
Еа
Графический способ определения напряжения смещения
показан на диаграмме фиг . 14.32. По оси ординат отклады
вается отрезок .ОА', равный выбранному значению тока по-
]}
----U,maж
.__--'"-->--i--Uв, ________ .
Фиг. 14 .32 . Диаграмма графического
расчета входно!'о напряжения в уси
лителе с катодной нагрузкой.
коя / и • Из точки А' восстанавливается перпендикуляр
до пересечения с характеристикой катодного тока в точке
А . Из точки А на ось абсцисс опускается перпендикуляр
А' А" . Величина необходимого напряжения смещения бу
дет численно равна отрезку А"О .
Затем на оси катодного тока от точки А откладывается
отрезок А' В', равный необходимому приращению тока
Л/и max· Из точки В' восстанавливается перпендикуляр до
пересечения с характеристикой в точке В. Из точки В
опускается перпендикуляр на ось сеточного напряжения до
пересечения в точке В". Отрезок А"В" будет численно равен
необходимому прир:.щению напряжения ЛИ ~ на сетке щ1м
пы.
ii46
Сопротивлеt-ше автоматическоtо смещения Rю рассчиtьr
вается по следующей формуле:
Rн1= 1Eg1_
• fно
Для определения напряжения входного сигнала находят
предварительно величину максимального напряжения на
катодной нагрузке
Ик max =Rн Л/" max =(Rю +I~н2) Лfк ma x •
Приращение катодного тока Л! н max, необходимое для
получения этого напряжения, возникает в результате воз
действия на сетку лампы напряжения ЛИ g, равного разно
сти входного напряжения и падения напряжения Ин ша х :
ЛИg = Ивх-Ик max.
Отсюда следует
Ивх=ЛИg+Икmax•
Величину напряжения Ивх можно определять и графи
ческим способом. От точки В" откладываем отрезок B"D,
равный Ин max· Отрезок A"D численно равен искомому вход
ному напряжению .
§ 95. ВИДЕОУСИЛИТЕЛИ НА ТРАНЗИСТОРА Х
Физические свойства каскадов видеоусилителей на тран
зисторах зависят не только от внешних элементов схемы, но
и в значительной степени от свойств транзистора , сопротив
лений собственно его электродов и межэлектродньiх емко
стей .
Предварительные каскады видеоусилителей выполняют
обычно по схеме включения транзистора с общим эмиттером
(фиг . 14.33) . Для увеличения коэффициента усиления на
верхних частотах в цепь коллектора включается корректи
рующая индуктивность (фиг . 14.34).
В выходных каскадах видеоусилителей чаще всего при
меняется схема с общим коллектором (фиг . 14.35) . Такой
каскад обладает свойствами, подобными свойствам катодно
го повторителя: коэффициент усиления по напряжению у
него меньше единицы, сигналы на выходе каскада совпадают
по фазе со входными сигналами. Поэтому каскад с общим
коллектором называют эмиттерным повторителем .
18*
547
Входное сопротивление эмиттерного повторителf! отно
сительно высокое, а выходное сопротивление - незначи:
тельное .
+
Фиг. 14.33 . Схема транзисторно
го видеоусилителя на резисто
рах.
Фиг. 14.34 . Схема транзистор
ного видеоусилителя с коррек
тирующей индуктивностью .
Для уменьшения собственных шумов входной .каскад
вид~qусилителя в ряде случаев выполняют по каскадной схе
~е «общий эмиттер - общая база» (фиг. 14.36). Индуктив
нос~ь L, вкщоч~нная в
цепь базы транзистора Т1 ,
вместе с входной емкостью
образуют последователь
ный контур . Резонансная
Выхо/1
..
Фиг, 14.35. Схема с общим Фиг. 14.36 . .Каскадная схема ви-
коллектором (эмиттерный пов- деоусилителя на транзисторах.
••
торитель).
частота этого контура выбирается в области _ верхних ча
стот полезного сигнала, что позволяет повысить коэффи
циент передачи напряжения от источника сигнала на вх од
каскада.
548
Полосу пропускания видеоусилителя можно расширить
и с помощью отрицательной обратной связи. На фиг. 14.37
приведена схема каскада. с включением в цепь эмиттера кор
ректирующей ячейки RC . Н а верхних частотах сопро'l"иiзле
ние этой ячейки уменьшается. Отрицательнан обратнан
связь в каскаде снижается, что приводит к воз растанию коэф
фициента ус:иления по напряжению . Напряжение отрица-
тельной обратной связи . мо -
--- --
:d
жет быть введено в цепь ба
зы и н е посредственно из цепи
коллектора (фиг . 14.38). При
R;
Rz
С'"J
~
с'э
Rz
С:
♦
+
- -',6
Фиг. 14.37. Схема транзистор
ного видеоусилителя с отри
цательной обратной связью.
Фиг. 14.38 . Схема коллек
торного - повторителя.
достаточно глубокой обратной связи коэффициент усиления
каскада по напряжению может оказаться близким к ·единице
или даже меньше нее . Такие каскады принято называть
коллекторными повторителями. Входное сопротивление их
больше, чем у обычных каскадов, а выходное сопротивле-
1-ше резко уменьшается .
Расчет в идеоусилителя с корректирующей индукти вностью
в цепи коллектора (фиг. 14.34)
Исходные данные
1. Требуемый коэффициент усиления каскада /(0 •
2. Длительность импульса ти .
3. Допусти м ый спад плоской части импульса о .
4. Время нарастания импульса fн.
5. Входная проводимость транзистора последующего
каскада g.
549
6. Распределенное сопротивление базы транзистора по
следующего каскада r5 .
7. Внутреннее сопротивление источника напряжения
сигнала Rc-
8. Напряжение источника питания цепи коллектора .
Требуется определить
1. Верхнюю граничную частоту каскада.
2. Нижнюю граничную частоту каскада .
3. Тип транзистора.
4. Сопротивление резистора в це пи коллектора R11 •
5. Индуктивность корректирующей катушки L.
6. Емкость переходного конденсатора С5 .
7. Коэффициент усиления каскада Ко и коэффициенты
усиления на границах полосы пропускания.
8. Режим работы транзистора по постоянному току.
9. Сопротивления резисторов для стабилизации рабочей
точки R1, R2 и Rэ·
10. Емкость блокировочного конденсатора С 3 •
Порядок расчета
1. Рассчитываем верхнюю граничную частоту:
F_0,35
в-
.
fн
2. Определяем нижнюю граничную частоту:
&
Fн=-- .
2:n:ти
3. Выбираем тип транзистора так, чтобы его граничная
частота была бы больше верхней граничной частоты сигнала
fгр > fв•
Кроме того, должно быть выполнено соотношение
КF2 S'tбн
0 в ""'2:n:тС5 11 '
где S = Лi 11/Ли53 - крутизна переходной характеристики,
величина которой для многих высокочастотных транзисто
ров лежит в пределах 100-150 мА/В; т - постоянная вре-
. мени
входной цепи транзистора, приводимая в справочни
ках или вычисляемая по формуле т = 1/2лf8 ; т611 - постоян
ная времени цепи обра'I'ной связи на высокой частоте, при-
550
водимая _обычно в справочниках , С6н - емкость перехода
база-коллектор.
4. Вычисляем сопротивление резистора в цепи коллекто
ра:
где g - входная проводимость транзистора последующего
каскада (порядка 1-3 мСм),
r ,_, 'tбн
б ,_,
-
Сбн
5. Рассчитываем индуктивность корректирующей ка
тушки :
L= т:Rн·
6. Определяем емкость переходного конденсатора:
Сб=22!!_ (__!_+g).
бRн
7. Находим эквивалентное сопротивление коллекторной
нагрузки и коэффициент усиления каскада на различных
частотах:
где
Ко;= SRнэ•
2ти
Т:н=т.
8. Выбираем сопротивление резистора в цепи эмиттера:
9. Вычисляем сопротивление нагрузки постоянному
току:
R== Rн+Rэ ·
10. Строим нагрузочную характеристику (фиг. 14.39)
и находим рабочую точку в соответствии с шспортным зна
чением тока коллектора.
551
11. По характеристикам определяем исходный режим
работы транзистора: ток коллектора, напряжение на кол
лекторе u 110 , ток базы / 60 , напряжение базы и6эо·
"\"
!.о., Q::
"
"
... .
Фиг. 14.39. К расчету режима работы · транзистора по
постоянному току.
12. Рассчитываем сопротивления резисторов цепи ста
билизации рабочей точки:
R2=(S7 lO) _!_,
Ri = R2 Е1гfнRэ-llбэо . •
g
fн Rэ+l50R2 - Ибэо
13. Вычисляем емкость блокировочного конденсатора:
Сэ=2'иs.
б
Краткие выводы
1. Видеоусилитель представляет собой широкополос
ный усилитель, f!редназначенный для усиления импульсов
различной длительности и колебаний с широким спектром
частот.
2. Усиление колебаний в широком диапазоне частот мож
но осуществлять только при помощи резистивного кас
када.
3. Увеличение полосы пропусr,ания усилителя на ре
зисторах достигается путем уменьшения сопротивления
анодной нагрузки и методом частотной коррекции. .
4. Наиболее совершенным методом 1шррекции в области
верхних частот является включение в анодную цепь лам
пы и в цепь нагрузки корректирующих катушек индук
тивности, позволяющих не толысо выровнять частотную ха
рактеристику, но и повысить rюэффициеrп усиления кас}(ада.
5. Коррекция верхних частот при помощи фи льтров RC,
включаемых в цепь нагрузки или в катодную цепь лампы,
вызывает уменьшеJ:Iие общего ycиJJeJ:Iия каскада.
552
6. Коррекция в области нижних час1'от осуществляе1'СЯ
при помощи анодного фильтра.
7. Одновременное выравнивание частотной характертт
стики и в области нижни х , и в области верхних частот можно
осуществлять при помощи отрицательной обратной связи.
8. Выходной каскад видеоусилителя предназначен для
обеспечения нормальной работы катодной трубки, воспроиз
водящей изображение или принимаемые импульсы.
9. Выходной каскад соединяется с электродами трубки
непосредственно или при помощи кабеля.
10. При раздельном размещении выходного каскада и
трубки ~1ежду ними включается катодный повторитель.
11. Катодный повторитель позволяет сохранить поляр
ность усиливаемых колебаний и согласовать выходной кас
кад с соединительным кабелем, имеющим малое входное со
противление.
12. Для воспроизведения среднего уровня принимаемых
сигналов в схеме выходного каскада применяется восстано
витель постоянной составляющей напряжения сигнала.
Задачи
15.1 . Определить время нарастания fн импульса в каенаде
приRa=2500Ом,С0=40пФ.
Ответ: fн=0,23 мкс.
15.2. Длительность импульса
-i=100 мкс, Rg=250 кOм1
Cg = 400 пФ, И с = 100 В. Определить спад напряжения.
Ответ: ЛИс= 9,5 В.
15.3 . По данным задачи 15 .2 определить емкость конденса
тора Cg, при которой спад напряжения был бы не более 5 В.
Ответ:Cg=8000пФ. •
15.4 . Полоса пропускания усилителя 2 МГц. Допустищ,1й ко
эффициент частотных искажений М = 1,05; распреде{} енн~51 е_r,~
кость С0 = 30 пФ. Определить сопротивление анодной нагрузки
Ra и индуктивность корре!(Тирующей катушки L .
Ответ:Ra= 2400Ом,L=72 мкГ.
15.5 . Определить элементы схемы каскада со сложной анод·
ной коррекцией, выполненного на лампе 6Ж9П. Дли1ельность им
пульса ,; = 2 мкс, распределенная емкость С0 = 25 пФ , сопро
тивление утечки сетки лампы последующего каскада Rg = 200 кОм ;
допустимый спад напряжения <'>с= 0,05.
Ответ:Ra=7кОм,L=18мкГ,La=880мкГ,Rш=
=14кОм,р=200пФ.
15.6 . Определить коэффициент усиления катод.но го повто
рителя, выполненного на лампе 6П 18П и нагруженного кабелем
с волновым сопротивлением р = 100 Ом.
Ответ: К~0,5.
553
ГЛАВА 15
ОСНОВЫ УЧЕБНОГО ПРОЕКТИРОВАНИЯ
ИМПУЛЬСНЫХ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ
ПРИЕМНИКОВ САНТИМЕТРОВОГО
ДИАПАЗОНА
§ 96. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ПРОЕКТИРОВАНИИ
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ ПРИЕМНИКОВ
Проектирование импульсных радиолокационных прием
ников сантиметровых волн является задачей несколько бо
лее трудной, чем проектирование приемников длинных, сред
них и коротких волн . К специфическим особенностям про
ектирования таких приемников относятся прежде всего
обеспечение очень широкой полосы пропускания, исчисляе
мой мегагерцами, и получение весьма высокой чувствитель
ности порядка 10-9
-
10- 10 мВт.
Получение высокой чувствительности, находящейся на
уровне внутриприемных шумов, при широкой . полосе про
пускания достигается путем использования в первых кас1(а
дах приемника схем с низким коэффициентом шума и приме
нения многокаскадных у,силителей промежуточной частоты.
Кроме того, радиолокационные приемники имеют в своем
составе значительное число вспомогательных устройств, та
ких, как автоматическая подстройка частоты, различные
виды регулирования усиления и т. д. Все это приводит к ус
ложнению схемы приемника и вызывает некоторые труд
ности при его расчете.
Проектирование радиолокационных приемников сла
гается из предварительного и окончательного расчета.
Целью предварительного рqсчета является выбор и обосно
вание структурной схемы приемника и выявление ряда до
полнительных данных, необходимых для расчета отдельных
цепей и каскадов. Расчет радиолокационных приемников
554
производится на основании технических условий, которые
содержат следующие данные:
1. Назначение приемника.
2. Длина волны л или частота f.
3. Длительность импульса ти.
4. Частота повторения импульсов F.
5. Время нарастания импульса tи.
•6. Коэффициент различимости по мощности ар.
7. Тип индикаторного устройства (с указанием совмеще
ны или разнесены индикатор и пр.иемник).
8. Напряжение на выходе приемника И,шх·
9. Требования, предъявляемые к регулированию.
§ 97. ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫИ РАСЧЕТ
Распределение времени нарастания импульса по блокам
приемника
Полоса пропускания радиолокационного приемника все
цело определяется временем нарастания импульса tн , Воз
можность выполнения заданных технических условий при
минимальном числе каскадов в значительной степени зави
сит от правильности распределения времени нарастания по
отдельным блокам приемника.
Если принять следующие обозначения :
tн в - время нарастания импульса в видеоусилителе; t н d -
время нарастания импульса в детекторе; tн вч - время на
растания импульса в высокочастотном тракте, то общее вре~
мя нарастания 1-!мпульса tн в приемнике можно определить
из следующего выражения:
tн=Vf2нв+t\d+ f2~ вч·
(15.1)
Связьмеждуiнвиtнвчимеждуtнdиiнвчможноопре
делить из следующих оптимальных соотношени~:
lнв~О4·
~''
lн вч
lнd~О3
~'.
fн ВЧ
После соответствующих подстановок получим
/н вч ~ 0,9tн, fн d ~ 0,27 fн, fн в~ О,Збiн. (15.2)
Полученные соотношения являются исходными при выбо
ре и обосновании структурных схем видео- и высокочастот
ного трактов.
555
Выбор и обоснование структурной схемы высокочастотного
тракта
По своему составу структурная схема высокочастотного
тракта радиолокационного приемника зависит только от
частоты, на которой работает радиолокационная станция.
Вопрос о количестве каскадов того или иного блока и кон
Еретизация схем каск•адов решаются в sависимости от цело
го ряда данных, подлежащих определению. Структурная
с х ема приемнюш сантиметрового диапазQна не содержит уси
л ителя высокой частоты; в ее состав входят только пре
образовате,пь частоты и усилитель промежуточной частоты
(см . фиг. 13.2). Рассмотрение случая, в котором усиление
высокой частоты в сантиметровом диапазоне осуществляет
ся при помощи лампы бегущей волны, выходит за рамки
приводимого ниже расчета.
Для конкретизации выбранной структурной схемы при
емника необходимо определить:
1) полосу пропускания всего приемника;
2) минимально допустимые полосы пропускания отдель
ных блоков и цепей приемника;
3) чувствительность приемника;
. 4) необходимое усиление высокочастотного тракта и рас
пределение его по блокам;
5) необходимую промежуточную частоту
Определение полосы пропускания приемника
Полоса пропускания приемника зависит от назначения
радиолокационной станции и предъявляемых к ней техни
ческих требований. В тех случаях, когда первостепенное
значение имеет дальность действия станции и вопрос точно
сти определения расстояния до цели особо не оговорен, мож
но выбирать полосу пропускания приемника, равную оп
тимальной, исходя из соотношения
2ЛF, = 1--ё-1,37
п
'tи
Точное определение расстояния до цели зависит от кру
тизны переднего фронта импульса, которая, в свою очередь, •
харшперизуется временем нарастания фронта fн, з аданным
в технических условиях . В этом случае полосу пропускания
556
выбирают значительно шире оптимальной, пользуясь выра,
жением
2ЛFп'(МГц)~ О, 75
tн вч (мкс)
• (15.3)
Полученную полосу 2ЛFп' следует расширить на величи
ну Лf н, учитывающую возможную нестабильность частоты
передатчика и гетеродина:
2ЛFп= 2(ЛF'п+Лfн)-
(15.4)
В · приемниках без автоподстройки частоты величина Лfн
задается, в приемниках с автоподстройкой Лfн, характери
зующая величину погрешности настройки системы АПЧ,
может быть взята равной 0,2-0,4 МГц.
Определение минимально допусти,иых полос пропускшшя
отделы-tых блоков и цепей прие.мника
•
В диапазоне СВЧ полосу пропускания пр и емника и п о
лосы его отдельных цепей принято вычислять при одинако
вых значениях коэффициента частотных искажений М =
=;с О, 7. При такой- методике расчета каждая цепь приемни
_ка имеет полосу пропускания, обязательно превышающую
общую полосу приемника 2ЛFп· Для установл~ния связи
между полосой пропускания системы 2ЛF и полосами про
пускания ее элементарных цепей 2ЛI\, 2ЛF 2 , 2ЛF 3 , . •. ,
2ЛF п врспользуемся приближешiым соотношением
(15 .5)
При одногорбы~ резонансных кривых в отдельных бло ках
и системе в целом можно полагать, что
После соответствующих подстановок получим
1
(2Л1:У
557
Отсюда общая полоса системы
2ЛF- V
2ЛF,
.
(15.6)
l . (2ЛF1 )2 (2ЛF1 )2
_( ~)2
+, 2ЛF2
-;J+ 2ЛFз -;J+ ••• + 2ЛFп
Для частного случая, когда все п цепей имеют одина
ковые полосы пропускания 2ЛF1 = 2ЛF 2 =
...
=
2ЛFп•
получим
2ЛF = 2;~1
•
(15. 7)
При проектировании обычно бывает необходимо найти
полосы отдельных элементарных цепей 2ЛF1 по заданной
общей полосе приемника 2ЛFп· Следует отметить, что под
элементарной цепью приемник'а понимают: лампу, нагру
женную контуром, входную цепь приемника, входную цепь
УПЧ или контур разрядника. Для предварительного рас
чета число элементарных цепей п можно полагать равным
6-12. Тогда полоса пропускания ·одной элементарной цепи
2ЛF1 = (2,5--; - 3,5) 2ЛFП.
(15.8)
При предварительном расчете необходимо вычислить
полосы тех цепей приемника, которые затем будут рассчиты
ваться отдельно.
Для диапазона сантиметровых волн следует определить
полосы пропускания разрядника, входной цепи УПЧ и
главного УПЧ (действием смесителя на полосу обычно пре
небрегают).
Полосу пропускания разрядника 2ЛFР можно найти из
обычной формулы
2ЛFР = .k,
.
Qp
(15.9)
где fc- частота принимаемого сигнала, а QP - добротность
контура разрядника, значение которой определяется по
табл. 13.4 в зависимости от выбранного типа разрядника.
Полосу пропускания входной цепи УПЧ рассчитывают
по формуле (15.8):
(15.10)
После этого определяют общую полосу разрядника и
входной цепи УПЧ 2ЛFР вх ц по формуле (15 .6) при соответ-
058
:.
,,J
ствующей замене индексов :
2ЛFРвхп= ~ 2Лfр
1/\+! 2ЛFр )2
\ 2Лfвх 11
(15 . 11)
В заключение в соответствии с формулой (15.6), которая
при замене индексов примет вид
2ЛFп =
2ЛРрвхц
V ,(2ЛРрвхц)2
1 +,-
2ЛРупч
найдем полосу пропускания УПЧ:
2ЛF -V (2ЛРп)2 (2Лfр вх ц) 2
УПЧ -
2
2,
(2Лfр вх ц) - (2ЛРп)
(15 .1 2)
Выбор промежуточной частоты
Значение промежутQчной частоты играет важную роль
в работе всего приемного устройства . При ее выборе необхо
димо руководствоваться следующими основными сообр а
жениями:
1. Известно, что для достаточной фильтрации сигналов
промежуточной частоты после видеодетектора необходимо ,
чтобы верхняя модулирующая частота F в была ниже проме
жуточной частоты в 5-1О раз . При этом F в = ЛFп'.
2. Для лучшего воспроизведения формы огибающей им
пульса период промежуточной частоты должен составлять
0,05-0, 1 продолжительности импульса ти .
3. Использование низкой промежуточной частоты обес
печивает повышенную устойчивость УПЧ, позволяет умень
шить влияние замены ламп на его работу и сни з ить коэффи
циент шума. Вместе с тем при применении более низкой про
межуточной частоты требуется более совершенная система
автоподстройки частоты.
4. Для унификации блоков значение промежуточной час
тоты обычно выбирают равным 30 или 60 МГц .
Определение чувствительности приемника
Реальная чувствительность радиолокационных прием
ников Рср, как было установлено в § 66 , оценивается мощ
ностью сигнала в антенне по формуле
Рср = kTNЛfар.
5fi9
Ориентировочное значение коэффициента шума N для
предварительного расчета можно взять равным 17 дБ ДJIЯ
волны длиной 3 см и 15 дБ для волны длиной 10 см. Шу
мовая полоса приемника Лf принимается равной полосе
пропускания приемника 2ЛFп. Если значение N выразить
в числовых величинах, а полосу Лf- в мегагерцах и учесть,
что произведение kT = 4-10- 15 Вт/МГц, то величина Рср
определится в ваттах.
Определение необходимого усиления высокочастотного_
тракта
В сантиметровом диапазоне передача сигнала от антенны
к детектору производится по двум разным трактам : от ан
тенны до входа УПЧ тракт содержит элементы, передачу
сип-rала по 1шторым удобнее характеризовать коэффициен
том передачи мощности, а от входа УПЧ до детектора сиг
нал проходит по обычному усилительному тракту, характе
ризу,ющемуся коэффициенто11,r передачи напряжения.
Необходимо в первую очередь определить коэффициент
передачи по мощности первого тракта, содержащего коак
сиальную или волноводную фидерную линию, разрядник
и криста,п:личес1щй смеситель. Если соответственно обозна
чить коэффициенты передачи по мощности каждого из этих
элементов Liepeз КРФ, КРр, КРс, то общий коэффициент пе
редачи тракт:').
Kp=I(pфl(PpKPc•
Значения К<:JЭффициентов передачи по мощности разрядника
КРр и смесителя КРс можно взять из табл. 13.4 и 13.5 . Коэф
фициент передачи фидерной линии примем равным КРФ =
= 0,9. Мощность сигнала на входе УПЧ определяется из
выражения
РвхУПЧ=РерКР,
Принимая во внимание соотношение между мощностью и на
пряжением при согласованной нагрузке Р = U2/4R; можно
найти напряжение сигнала на входе УПЧ:
(15.13)
· Здеёь ' R - входное сопротивление входной цепи УПЧ,
величина которого при согласовании с выходом преобразо
вателя частоты равна его выходному сопротивлению Rпч на
560
промежуточной частоте. Величину Rпч можно •найти из
табл. 13.4 . В качестве входной цепи УПЧ можно использо
вать двухконтурную систему, в которой связь между конту
рами выбирается из условий упомянутого согласования.
Для определения напряжения сигнала на сетке первой
лампы УПЧ Ивхлi •необходимо найти коэффициент транс
формации входной цепи. В соответствии с принятыми в§ 84
обозначениями коэффициент трансформации т = U1/ И 2 •
Учитывая, что И1=ИахУПЧ, а И2=Ивхл1, получим ,
m= Uвх УПЧ
Ивхл1
:Напряжение сигнала на сетке первой лампы
U _ UвхУПЧ
вхлl -
т
Для того чтобы входная цепь УПЧ обеспечивала одно•
временно условия согласования и минимальный коэффи
циент шума УПЧ, значение коэффициента трансформации
rr1 0 определяем по формуле (13.47). Тогда
·иVGпчи
вхJil =
G+G
вх УПЧ•
вх
к2 opt
(15.14)
Методика определения величин Gпч и Gвх изложена в§ 84;
значение Gк2 opt определяется по формуле (13.46) .
Определяем величину необходимого коэффициента уси
ления по напряжению до входа детеrпора:
,
Ивх
КУПЧ= и
.
вх УПЧ
(15 . 15)
:Напряжение Ивх на входе детектора выбирают в пределах
1-2 в.
Учитывая необходимый запас усиления в 2-3 раза, окон
чательно получим
КУпч = (2-; - 3) К~пч•
(15. 16)
Выбор и обоснование структурной схемы видеотракта
приемника
Под видеотрактом радиолокационного приемника пони
мают каскады, следующие за усилителем . промежуточной
частоты. В состав видеотракта входят : видеодетектор, ам
плитудный ограничитель-усилитель и видеоусилитель.
561'
Выходным индикатором радиолокационного приемника
обычно является электроннолучевая трубка с изменением
яркости или отклонением луча. Величина напряжения, по
даваемого на ее вход, задается в технических условиях.
Индикатор и видеоусилитель могут быть совмещены в од
ном блоке или разнесены . В последнем случае индикатор
соединяется с видеоусилителем через высокочастотный ка
бель, а выходным каскадом видеоусилителя является катод
ный повторитель.
В качестве видеодетектора в радиолокационных приемни
ках применяют в основном диодный детектор .
Выбор и обоснование структурной схемы видеотракта
производится путем определения его усиления. Зная вели
чину напряжения на входе видеодетектора Ивх = 1 - 2 В
и задаваясь ориентировочно его коэффициентом передачи
Kd~0,5, находят напряжение на выходе детектора, соответ
ствующее реальной чувствительности приемника: •
udвых=KdИвх,
(15.17)
где Ивх и Udвых. - амплитудные значения напряжения.
Учитывая возможное превышение сигнала на входе
приемника над его чувствительностью, определяют напря
жение на входе амплитудного ограничителя усилителя U0
в соответствии с рекомендациями, изложенными в § 89. Для
трубки с изменением яркости луча
Ио= 2Ud вых·
Для трубки с отклонением луча
Ио= (2-: - 5) ud вых·
Определяем значение необходимого коэффициента уси
ления видеотракта:
к _ Ивыхmах
в-
•
Ио
(15.18)
Значение коэффициента К в, получаемое из формулы
(15.18), обычно превышает значения усиления, даваемые од
ним каскадом. Поэтому между видеодетектором и индикато
ром размещают несколько каскадов усиления, обычно не
больше трех. При выносном индикаторе в последнем кас
каде используется катодный повторитель, коэффициент пе
редачи которого можно принять равным 0,8. Схема видео-
562
детектора и полярность напряжения, получаемая на его вы•
ходе, зависят от способа управления трубкой. Необходимый
коэффициент усиления видеотракта обычно не превышает
80-100, поэтому коэффициент усиления одного каскада ока
зывается близким к 1О, что облегчает задачу получения
заданной полосы частот или выполнение требований,
предъявляемых ко времени нарастания видеоимпульса.
Если видеоусилитель содержит два каскада, то·врем:Я нарас
тания видеоимпульса в одном каскаде определяется из соот
ношения
V22
iнв= iнв1+iнв2•
(15.19)
§ 98. ОКОНЧАТЕЛЬНЫЙ РАСЧЕТ
После предварительного расчета высокочастотного трак•
та и видеотракта радиолокационного приемника следует
произвести окончательный электрический расчет отдельных
цепей радиоприемника, каскадов и резонансных кривых.
Исходными данными для такого расчета являются техниче
ские условия, предъявляемые к приемнику в целом, и значе
ния отдельных величин, полученные при предварительном
расчете. Методы расчета отдельных цепей и каскадов радио
локационного приемника, за исключением расчета УПЧ,
приведены в соответствующих главах книги. Для рас
чета УПЧ могут быть использованы литературные источ
ники (4,7 ].
Ниже приводятся рекомендации в отношении последова
тельности окончательного расчета и некоторые дополнитель,
ные указания к ним.
В окончательный расчет последовательно входят:
1. Расчет коэффициента шума усилителя промежуточной
частоты.
2. Расчет входной цепи УПЧ.
3. Расчет усилителя промежуточной частоты .
4. Расчет и построение общей резонансной кривой при
емника. Для этого следует предварительно рассчитать и по
строить три резонансные кривые: разрядника, входной це
пи УПЧ и усилителя промежуточной частоты.
Расчет резонансной кривой разрядника производится
по формуле (5.4), справедливой для одиночного резонансно
го контура. Значение добротности разрядника QP находят
по табл. 13.5 в зависимости от выбранного типа разрядника.
СбЗ
Резонансную кривую двухконтурной входной цепи при
переходной связи можно рассчитать по формуле
У=1
VI+4х2
Х~2Лf Qэ1Qэ2
fu Qэ1 + Qэ2°
Резонансную кривую УПЧ строят, исходя · из коэффн
циентов прямоугольности /(,01 , Кпо, о 1 и полосы пропускания
2ЛFупч• найденных при соответствующих расчетах.
Рассчитанные резонансные кривые следует строить на
одном графике.
Общую резонансную кривую приемника строят путем
перемножения ординат каждой из кривой при одинаковых
текущих расстройках Лf.
5. Расчет видеодетектора.
6. • Расчет видеоусилителя.
7. Определение основных показателей рассчитанного
приемника:
а) коэффициента шума приемника по формуле (13.41);
б) полосы пропускания ло общей резонансной ~<ривой
приемника на уровне 0,7.
.
в) реальной чувствительности по формуле (13.6).
При расчете реальной чувствительности пользуются
значениями коэффициента шума и полосы пропускания
приемника, указанных в пп. а) и б).
.
.
• 8. Составление полной принципиальной схемы радиоло
~ационного приемника. В качестве примера в · следующем
параграфе приведено описание возможной схемы радиоло
кационного приемника.
§ 99. СХЕМА РАДИОЛОl(АUИОННОГО ПРИЕМНИКА
САНТИМЕТРОВОГО ДИАПАЗОНА
На фиг. 15 . 1 и 15 .2 приведены примерные схемы радио
локационного приемниЕа сантиметровых в олн, составленные
из описанных в предыдущих параграфах каскадов . Прием
ниЕ выполнен по двухЕанальной схеме и снабжен специал ь
ной цепью МАРУ для подавления помех, создаваемы х отра
жением от бл и зЕо расположенных объеюов.
На фиг. 15.1· показан двухканальный смеситель, предва
рнте:1ьный усилите,1Ь проме жуточной частоты (ПУПЧ) ка-
564
ел
с,
с;.
.!..
к, (,1
:а- --~
.
•
1
Фиг. 15.1 . Двухканадьный смеситедь, схема ПУПЧ и канад автоподстройки.
... ,so
1+160
105
ГлаОныtl УПЧ
Фиг . 15.2. Схема главного
566
Видеоусll,//umель
+160
+280
+300
811.0eoiJemeкmop
• 105
l,g
УПЧ, видеоусилителя и МАРУ.
567
нала приема и отдельный канал автоматической подстройки
частоты.
ГJ1авный УПЧ, видеодетектор, видеоусилитель и цепь
мгновенного автоматического регулирования усиления
. (МАРУ)
по1<азаны на фиг. 15 .2.
Двухканальный смеситель образован двумя кристалли
ческими смесителями, помещенными в общую волноводную
камеру. Принимаемый сигнал из анте1tны поступает в сме
ситель канала приема через разрядник приемника 1, а сиг
. нал
от магнетрона подводится к смесителю канала автомати-
ческой подстройки через аттенюатор 2. Двухканальный сме
ситель связан с общим гетеродином через гнездо 3. В качест
ве гетеродина использован клистрон с механической под-
стройкой частоты.
•
Сигналы промежуточной частоты с выходов смесителей
через высока частотные кабели К1 и К 2 подводятся ко входу
ПУПЧ канала приема и ко входу смесителя канала АПЧ.
• ПУПЧ содержит входную цепь и трекаскадный усилитель
" Входная цепь выполнена по двухконтурной схеме. Для
уменьшения нежелательной емкости связи между катушка
ми индуктивность первого контура составлена в виде двух
секций L1, L2, из которых только L2 индуктивно связана с
• катушкой второго контура L3 . Емкостями контуров соот
ветственно служат емкости схемы и входная емкость первой
лампы.
Первые два каскада ПУПЧ Л1 и Л2 выполнены по схеме
заземленный катод - заземлеюrая сетка, обеспечивающей
низкий уровень _ шума на входе приемника. В первом каска
де заземлен катод и использовано последовательное питание,
во втором каскаде заземлена сетка, а питание является па
раллельным.
Индуктивностями контуров служат катушки L5 и L6 •
Катушка L4 нейтрализует емкость Cag лампы Л1 .
Для передачи сигнала промежуточной частоты с ПУПЧ
на главный УПЧ использо·ван каскад с кабельным переходом
Л3 , на входе которого включен коаксиальный ка
бель К2•
Главный УПЧ состоит из входной цепи и пяти каскадов
с одиночно настроенными контурами на пентодах Л4 - Л8 •
Сигнал промежуточной частоты через коаксиальный кабель
К 2 и разделительный конденсатор С8 поступает на контур,
образованный ка.тушкой L8 и входной емкостью лампы Л4 •
•Сопротивление R8 на входе УПЧ служит для согласования
~ПЧ с волновым сопротивлением кабеля.
568
Все пять каскадов УПЧ выполнены по схеме с параллель
ным питанием с контуром .в цепи сетки и являются однQ
типными. Параллельно с анодным сопротивлением R11 каж
дого каскада включены дроссели Др3 , вследствие чего паде
ние постоянного напряжения на этих сопротивлениях ока
зывается ничтожно малым. Контур последнего каскада для
расширения полосы пропускания зашунтирован дополни
тельным сопротивлением R17 .
Ручное регулирование усиления в приемнике произво.
дится в первых двух каскадах УПЧ. Регулирование осу
ществляется при помощи потенциометра R15 , с которого н.а
управляющие сетки ламп Л4 и Л5 через развязьпзающие
фильтры R9C9 может подводиться различное · по величине
отрицательное смещение.
.
'
Видеодетектор Д1 выполнен на полупроводниковом дио
де по обычной схеме, описанной в § 86.
Видеоусилитель состоит из каскада на пентоде Л9 и вы
ходного каскада Л10 по схеме юподного повторителя. В цепь
• сетки выходного каскада включен полупроводниковый диод
Д 2 , выполняющий роль восстановителя постоянной состав
ляющей. Видеосигналы снимаются с нагрузочного сопро
тивления R28 катодного повторителя и подаются на кабель
ный разъем, а затем через высокочастотный кабель К3 -
на индикатор радиолокационной станции.
Цепь МАРУ состоит из тр~х однотипных каскадов Л11 -
Л13 на двойных триодах . Каждый каскад МАРУ автомати•
чески регулирует усиление одного из каскадов УПЧ (Л6 -
Л8 ). Правый триод каждой лампы используется в качестве
диодного детектора с отрицательным выходным напряже
нием, левый триод работает как катодный повторитель. От
рицательное напряжение с катодных нагрузок R 30 через кон
такт 1 переключателей П1 , П 2 и П3 подается на сетк11 соот
ветствующих ламп. В положении 2 цепь МАРУ выключена.
Действие цепи МАРУ начинается тогда, когда напряжение
на выходе УПЧ превышает определенную величину. Нали
чие в схеме переключателей позволяет выключать цепь
МАРУ.
_
Канал автоподстройки содержит входную цепь, усили
тель автоподстройки, частотный детектор и управляющие
цепи . Схема входной цепи канала АПЧ ничем не отличается
от рассмотренной ранее входной цепи канала приема. Уси
литель промежуточной частоты канала АПЧ выполнен на
пентоде; с его анодной нагрузки напряжение промежуточ
ной частот~,1 подводится к частотному детектору с настроен-
569
ными контурами. В качестве нелинейных элементов в схеме
использованы полупроводниковые диоды Д3 и Д4 .
Управляющая цепь включает усилитель Л15 , предназна
ченный для усиления сигналов после частотного детектора,
и схему ищущего регулятора частоты, состоящую из полу
проводникового диода Д5 и пентода Л16 , включенного по
схеме фантастрона. Пилообразное напряжение с анода фан
тастрона подается на отражатель клистрона Л17 и регули
рует его частоту.
Питание приемника осуществляется от двух выпрямите
лей: с одного из них подаются напряжения положительной
полярности 150, 160, 280 и 300 В; с другого - напряжения
отрицательной полярности - 105 и - 255 В. Напряжения
положительной полярности используются для питания
анодных и экранных цепей различных каскадов; напряже
ние - 255 В подводится к отражателю клистрона Л17 че
рез делитель R48 при помощи которого осуществляется
ручное регулирование частоты гетеродина.
ЛИТЕРАТУРА
1. А мал и цк и й М. В. Основы радиотехники. Связьиздат,
1959.
2. «Апериодические усилители на полупроводниковых приборах.
Проектирование и расчет» . Под редакцией Р. А. Валитова,
А. А. Куликовского . Изд-во «Советское радио», 1968.
3.БакулевП.
.А.
Радиолокация движущихся целей. Изд
во «Советское радио», 1964 .
4.Баркан В.Ф., Жданов В.К. Проектированиерадио
технических устройств. Оборонгиз, 1963.
5. Б у д и н с к и й Я. Усилители низкой частоты на транзисто
рах. Связьиздат 1963 .
6. Б п л и к Г. И. Широкополосные усилители. Госэнергоиздат,
195,6.
7. В о л и н М . Л. Усилители промежуточной частоты. Изд-во
«Советское радио», 1956.
8. В ой ш вилл о Г. В. Усилители низкой частоты. Связь
издат, 1959.
9.Герасимов С.М., Мигулин И. Н. Яковлев
В. Н. Основы теории и расчет транзисторных схем. Изд-во «Со
ветское радио», 1963.
10. Горше лев В. Д. и др. Основы проектирования приемни
ков. Изд-во «Энергия», 1967 .
11. Г у т к и н Л. С. Преобразование сверхвысоких частот и де
тектирование. Госэнергоиздат , 1953.
12.Екимов В.Д., Павлов К. М. Проектированиера
диоприемных устройств. Изд - во «Связь», 1970 .
13. К о л о с о в А. А. Резонансные системы и резонансные уси
лители. Связьиздат, 1949.
14.КалихманС.Г.,ЛевинЯ,М. Основытеорииирас
чета радиовещательных приемников на полупроводниковых
приборах . Изд-во «Связь», 1969.
15. «Конструирование микромодульной аппаратуры». Под ред.
Н. А. Барканова . Изд-во «Советское радио», 1968.
16. К о с а р е в Е. А . Молекулярные усилители и генераторы
СВЧ. Воениздат, 1963.
17. К: р и з е С. Н. Усилители напряжения низкой частоты. Гос-
энергоиздат, 1953.
•
18. «Кристаллические детекторы», ч. II . Пер. с англ. Изд-во »Со-
ветское радио», 1950.
•
19. К р о х и н В. В . Элементы радиоприемных устройств СВЧ.
Изд-во «Советское радио», 1964 .
20. К у л и к о в с к и й А. А. Линейные каска,!1.ы ра.11.иоприемни
ков. Госэнергоиз,!1.ат, 1956.
571
· 2с Кулиt<о- вск· и/.ГА.А., Волоiп - ин И. А., nотрн•
с ай В. Ф . Основы учебного прое1пирования радиоприем-
ни1<ов Госэнергоиздат, 1956_
.
•
22. Л а в р и не н к о В . Ю. Справочник по полупроводниковым
приборам. Изд-во «Техника», 1970.
23. Л е беде в В. Л . Радиоприемные устройства. Связьиздат, 1955.
24. Л у р ь е О. Б . Усилители видеочастоты. Изд-во «Советское
радно», 1961 .
25. «Ламповые усилители», ч. I и II. Пер. с англ. Изд - во «Совет
ское радио» , 1950.
26. Мог иле в К. А . и др. Радиоприемники СВЧ. Воениздат,
1967.
27. «Основы радиолокационной техники», т. !. Пер. с англ. Обо
ронгиз, 1951.
28. П е ст р я к о в В. Б. Конструирование радиоэлектронной
аппаратуры. Изд-во «Советское радио», 1969.
29. Пер ц q в С. В. •Параметрические усилители. Госэнерrоиз
дат, 1962:
30. «Радиолокационная техника», т. !!. Пер. с · англ. Изд-во «Со
ветское радио», 1949.
_
31 . «Радиоприемные устройства на полупроводниковых приборах.
Проектирование и расчет». Под ред. Р. А. Валитова, А. А. Ку·
ликовского. Изд-во «Советское радио», 1968 .
32. «Радиотехнические схемы на транзисторах и туннельных дио
дах. Теория и расчет)), Под ред. Р. А . Валитова. Изд-во «Связы),'
1966.
3.3. С и в ер с А. П. Радиолокационные приемники Изд-во «Со
ветское радио)), 1959.
34. С и ф о р о в В . И. Радиоприемные устройства-. Военilздат,
1954.
35. С и ф о р о в В . И. Радиоприемники сверхвысоких частот.
Воениздат, 1955.
36.СтепаненкоИ. П. Основытеориитранзисторовитран
зисторных схем . Госэнерrоиздат, 1963.
37 . «Справочник радиолюбителю). Госэнергоиздат, 1958.
38. Тер е щ у 1< Р. М., Фу к с Л. Б. Малогабаритная радио
аппаратура. ~:Справочник радиолюбителя,), Изд-во «Наукова
думкю), 1967 .
•
59 . Т р ох имен к о Я. К. Радиоприемные устройства на тран
зисторах. Изд-во «Техника)), 1964.
40. Ф ед от о в А. Я. Основы физики полупроводниковых при
боров. Изд,во «Советское радио)), 1969.
41. Ц ы к и н Г . С. Электронные усилители. Связьиздат, 1960.
42.ЦымбалюкВ.С. КрюковЮ.Г., Грибов Э.Б.
Миниатюризация приемноусилительной аппаратуры. Изд-во
• «СВЯЗЬ)), 1968.
43. Ч и ст я к о в Н. И. Радиоприем и работа радиоприемника.
Воениздат, 1953.
•
44.Чистя~ов Н.И., Сидоров В. М., Мельни-
к о в В. С. Радиоприемные устройства. Связьиздат, 1958.
45. Ч и с; т я 1< о в Н. И. Транзисторные резонансные усилите
ли. Изд-во «Связы) , 1964 .
46. Ш и Р. Ф. Расчет транзисторных цепей. Пер. с англ. Изд
во «СВЯЗЬ>), 1964 .
ОГЛАВЛЕ.НИЕ
Предисловие к четвертому изданию . .
3
История развития техники радиоп_риема
5
Гл а в а 1. Общие сведе!!ия о радиоприемных устройствах 10
§
§
§
§
§
1. Применение и · классификация радиоприемных
устройств
.
.
,
2. Основные показатели радиоприемников
....
3. Структурная схема приемника прямого усиления
4. Структурная схема супергетеродинного приемника
5 . Методы исследования цепей радиоприемной схемы
10
12
19
21
23
Гл а в а 2. Усилители напряжения низ1юй частоты
29
§6.
§7.
_
§§ 8.
9.
§ 10.
Общие сведения об уснлитеJJ ях низкой частоты
Принципы · построения схем усилитеJJей .
Усилитель на резисторах. . ..
Расчет усиJJителя на резисторах
Трансформаторный усиJJитель .
29
43
47
57
61
Г л а в а 3. Усилители мощности ·-низ1<0й частоты
69
§ 11. Общие сведения об усилителях мощности
69
§ 12. Однотактный усилитель мощности на пентоде
73
§ 13. Частотная характеристика 01,онечного каскада 80
§ 14. Расчет . усилителя мощности на пентоде и лучевом
тетроде в режиме класса А
85
§ 15. Двухтактная схема усилителя мощности
.
.
.
91
§ 16. Применение отрицательной обратной связи в уси-
лителях низкой частоты
110
§ 17. Инверсные схемы
117
Гл а в а 4. Усилители низ1<0й частоты на транзисторах 122
§ 18. Общие сведения о транзисторах
.
122 .
§ 19. Анализ работы каскада на транзисторе
124
§ 20. Схемы каскадов на транзисторах
131
§ 21. Многокаскадные схемы усилителей на транзисто-
рах
137
§ 22. Усилители мощности на транзисторах
.
150
Гл а в а 5. Входные цепи р адиоприемников
.
163
§ 23. Общие сведения о входных цепях
163
§ 24. Входная цепь при емкостной связи антенны с кон-
ту ром
,·,
,,.
•.•
,
,
165
573
§ 25 Входная цепь при индуктивной связи антенны с
контуром
169
§ 26 . Входная цепь с внутренней ферритовой антенной 173
Гл а в а 6. Усилители высокой частоты
177
§ 27. Общие сведения об усилителях высокой частоты 177
§ 28. Ламповые резонансные усилители
179
§ 29 . Ламповые полосовые усилители
.
.
.
.
191
§ 30. Входное сопротивление усилительной лампы
195
§ 31 . Устойчивость усилителей высокой частоты
198
§ 32. Усилители высокой частоты на транзисторах 204
§ 33. Расчет усилителей высокой частоты
218
Гл а в а 7. ДетектироЕание
229
§ 34. Общие сведения о детектировании.
§ 35. Линейное детектирование
.
§ 36. Схемы диодных детекторов
.
,.
§ 37. Расчет диодного детектора
..
.
§ 38. Анодное детектирование
.
§ 39. Катодное детектирование
...
.
§ 40. Сеточное детектирование
..
.
~ 41. Сеточный детектор с обратной связью
229
235
242
247
251
253
254
257
Г л а в а 8. Супергетеродинный прием
..
263
§ 42.
§ 43.
§ 44.
§ 45.
§ 46.
§ 47.
Общие сведения о супергетеродинах и основы
теории преобразования частоты . . . .
263
Схемы преобразователей частоты на лампах
271
Преобразователи частоты на транзисторах . . . 277
Особенности супергетеродинного приема . . .
280
Настройка контуров супергетеродинных прием
ников одной ручкой . .
287
Расчет преобразователя частоты на транзисторе 293
Глава 9. Помехи радиоприему и способы ослабления их
влияния......
302
§ 48. Общие сведения о помехах
.
..
§ 49. Атмосферные помехи
§ 50. Промышленные помехи
...
.
§ 51. Внутриприемные шумы ... .
302
303
305
307
Гл а в а 10. Прием частотно-модулированных колебаний 315
§ 52.
§ 53.
§ 54.
Глава
§ 55.
§ 56.
§ 57.
~ 58.
~ 59,
574
Общие сведения о приеме .частотно-модулирован·
ныхколебаний.....
.
Амплитудныйограничитель..... .....
Частотный детектор
11. Вспомогательные устройства в радиоприем-
никах...... .........
Общие сведения о ручном и автоматическом регу
лировании в приемниках .... .
Ручное регулирование усиления ...
Автоматическое регулирование усиления ..
Регулирование полосы пропускани~
Автоматическая подстройка частоты ....
315
321
323
330
330
333
336
343
346
i:
~
~
-
~:•· .
.
..:
гJ]ава
§ 60.
§61.
§ 62.
§ 63.
§ 64.
~ 65.
12. Основы проектирова ни я транзисторных су
пергетеродинных пр и емников длинных, сред-
нихикороткихволн...........352
Общие сведения о проектировании транзисторны х
радиоприемников...... ..........352
Предварительный расчет радиоприемника . . .
354
Окончательныйрасчет.... ........ 375
Расчет входной цепи с ферритовой антенной - · 377
Расчет параметров фильтра сосредоточенной се-
лекции (ФСС) .
.
.
.
.
.
.
382
Транзисторный приемник (ВЭФ-12)
385
Глава 13. Радиолокационные приемники
.
390
§ 66 . Общие сведения о радиолокационных приемни-
ках..................
390
§ 67. Приемники импульсных радиолокационных стан-
ций ...... . ................ 394
~,
s 68. Приемники радиолокационных станций с непре-
рывным излучением
.
.
.
.
.
.
400
§ 69 . Прием ·ники когерентно-импульсных радиолока -
ционных станций. . .
.
.
.
.
.
.
403
§ 70. Электронные лампы в диапазоне сверхвысоких
частот.....
.
.
.
.
.
.
.
.
..
..
405
§ 71 . Входное сопротивление лампы на сверхвысоких
частотах....................408
§ 72. Колебательные цепи радиолокационных приемни-
ков в диапазоне сверхвысоких частот . . .
414
§ 73. Входные цепи в диапазоне метровых и децимет-
ровыхволн..... ...........
416
§ 74 . Ламповые усилители сверхвысокой частоты
423
§ 75. Усилитель на лампе с бегущей волной
434
§ 76. Параметрические усилители
.
.
.
.
.
438
§ 77. Квантовые усилители
.
.
.
.
.
.
.
.
.
444
§ 78. Усилитель на туннельном диоде.
.
452
,.
§ 79. - Преобразователи частоты в диапазонах метровых
идециметровыхволн.... ..........456
§ 80. Однотактные преобразователи частоты в диапазоне
сантиметровыхволн..... .........459
§ 81. Двухтактные преобразователи в диапазоне санти
метровыхволн.................467
§ 82. Усилители промежуточной частоты приемников
метровыхидециметровыхволн... .....471
§ 83 . Усилители про межуточной частоты приемников
сантиметровых волн
.
.
.
.
.
.
476
§ 84. Расчет коэффициента шума УПЧ приемников
сантиметровых волн .
479
§ 85. Расчет двухконтурной входной це пи УПЧ при-
емников сантиметровых волн
481
§ 86. Детекторы
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
484
§ 87. Расчет однотактного импульсного дет е ктора
..
488
§ 88 . Автомати ческо е регулиров а ние в радиолокаuион-
!i!1IХ приемниках .. ,
.
,
.
,,.
.
.
.
.
.
491
575
Г л а в а 14. Видеоусилители
.....
499
§ 89 . Общие сведения о видеоусилителях
.
499
§ 90. Схемы видеоусилителей
.
.
.
506
§ 91. Усилитель бегущей волны
.
.
.
.
526
§ 92. Расчет видеоусилителя
.
.
.
.
.
.
531
§ 93. Оконечный каскад видеоусилителя
.
.
535
§ 94. Расчет выходного каскада видеоусилителя
542
§ 95. Видеоусилитель на транзисторах
547
Г л а в а 15, Основы учебного проектироваиия им пульсных
радио.~окационных приемников санти метровоrо
диапазона.................554
§ 96 . Общие сведения о проектировании радиолокаци-
онных приемников
.
554
§ 97. Предварительный .расчет
.. ..
.
555
§ 98 . Окончательный расчет
.
.
.
.
... .
563
§ 99. Схема радиолокационного приемника сантимеr-
ровоrо диапазона
564
Литер · атура
571
ВИТАЛИЙ ФЕДОРОВИЧ БАРI<АН
ВАСИЛИй КОНСТАНТИНОВИЧ ЖДАНОВ
Радиоприемные устройства
Редактор Э . М. Горел и к
Художественный редактор 3. Е. Венд ров а
Технический редактор 3. И. Я к о в лев а
Корректор Л . А. Максимова •
Сдано в набор \0.VIII-1971 г.
Подп. к печ. 7,J.,...\972 г.
ТОО516
Бумага типогр . No · 2
Тираж 105 ООО экз.
Формат бумаги ~4Х 108 1/32.
Объем 80,24 ycJ!. печ. л.
Уч.-11sд . л. 29,549
Зак. тип. 458
ЦенаIр.14к_
Изд-во «СОВЕТСКОЕ РАДИО», Москва, Главпочтамт, п/я 693
Мос"овсн ан типография No 4 Г ;1авпол11гр .афпрома
Комитета по печати
при Совете Министров СССР
!;!, ТТе~ея_с.цавс1<а11, 4_6