3Z.841
ТЕХНИЧЕСКОЕ ОБРАЗОВАНИЕ
УЧЕБНОЕ ПОСОБИЕ
А.Г. ОНИЩУК, И.И. ЗАБЕНЬКОВ, ИМ. АМЕЛИН
РАДИОПРИЕМНЫЕ

ТРОЙСТВА
ТЕХНИЧЕСКОЕ ОБРАЗОВАНИЕ
А.Г. ОНИЩУК, И.И. ЗАБЕНЬКОВ, А.М. АМЕЛИН
РАДИОПРИЕМНЫЕ
УСТРОЙСТВА
Допущено Министерством образования Республики Беларусь
в качестве учебного пособия для студентов специальностей
радиотехнического и телекоммуникационного профиля
учреждений, обеспечивающих получение высшего образования
2-е издание, исправленное
МИНСК ООО «НОВОЕ ЗНАНИЕ» 2007
УДК 621.396(075.8)
ББК 32.844я73
0-58
Серия основана в 2005 году
Рецензенты:
кафедра радиофизики Белорусского государственного университета
(зав. кафедрой — доктор физико-математических наук, профессор АС. Рудницкий);
заведующий научно-исследовательской лабораторией Объединенного института проблем
информатики НАН Республики Беларусь, доктор технических наук Б.М. Лобанов;
профессор Московского технического университета связи и информатики О.В. Головин
Онищук, А. Г.
0-58 Радиоприемные устройства: учеб, пособие / А.Г. Онищук, И.И. За-
беньков, А.М. Амелин. — 2-е изд., испр. — Минск : Новое знание,
2007. — 240 с. : ил. — (Техническое образование).
ISBN 978-985-475-244-0.
Изложены основы теории радиоприемных устройств. Рассмотрены задачи, принципы,
методы и критерии качества радиоприема. Приведены типовые структурные схемы при-
емников и принципиальные электрические схемы их основных элементов (усилителей ра-
диосигналов, преобразователей частоты, корреляторов, детекторов, согласующих устройств,
устройств автоматической регулировки усиления и подстройки частоты). Обобщен опыт ис-
следования отечественных и зарубежных авторов в области теории и техники радиоприема.
Для студентов, аспирантов и магистрантов радиотехнических и телекоммуникаци-
онных специальностей вузов, а также инженеров — разработчиков радиотехнических
систем и устройств. Может быть полезно для студентов колледжей и учащихся ссузов.
УДК 621.396(075.8)
ББК 32.844я73
Учебное издание
Техническое образование
Онищук Александр Григорьевич
Забеньков Игорь Иванович
Амелин Александр Михайлович
Радиоприемные устройства
Учебное пособие
Ведущий редактор Л. А. Крупич
Редактор П.С. Габец Корректор КА. Степанова
Подписано в печать с готовых диапозитивов 19.12.2006.
Формат 60х841/1в- Бумага газетная. Гарнитура Школьная. Печать офсетная.
Усл. печ. л. 14. Уч.-изд. л. 12.Тираж 2010 экз. Заказ № 226.
Общество с ограниченной ответственностью «Новое знание».
ЛИ № 02330/0133439 от 30.04.2004. Минск, пр. Пушкина, д. 15, ком. 16.
Почтовый адрес: 220050, Минск, а/я 79.
Телефон/факс: (10-375-17) 211-50-38. E-mail: nk@wnk.biz
В Москве: Москва, Колодезный пер., д. 2а. Телефон (495) 234-58-53. E-mail: ru@wnk.biz
http://wnk.biz
ГУП РК «Республиканская типография им. П.Ф. Анохина».
185005, г. Петрозаводск, ул. Правды, 4.
© Онищук А.Г., Забеньков И.И., Амелин А.М., 2006
© Онищук А.Г., Забеньков И.И., Амелин А.М., 2007,
с изменениями
ISBN 978-985-475-244-0	© Оформление. ООО «Новое знание», 2007
Предисловие
В данном учебном пособии системно изложены основы
теории аналоговой системотехники радиоприемных уст-
ройств. Обобщен опыт исследования отечественных и зару-
бежных авторов в области теории и техники радиоприема,
в том числе накопленный кафедрами радиоприемных уст-
ройств Военной Академии Республики Беларусь и Бело-
русского государственного университета информатики
и радиоэлектроники. В основу материала пособия положе-
ны курсы лекций, разработанные авторами по дисципли-
нам «Радиоприемные устройства», «Устройства приема
и обработки радиосигналов», «Согласование радиотехни-
ческих устройств».
В книге рассматриваются основные задачи, принципы,
методы и критерии качества радиоприема. Приведены ти-
повые структурные схемы приемников и принципиальные
электрические схемы их основных элементов (усилителей
радиосигналов, преобразователей частоты, корреляторов,
детекторов, согласующих устройств, устройств автомати-
ческой регулировки усиления и автоматической подстройки
частоты). Анализируются усилительные и шумовые харак-
теристики и параметры типовых аналоговых схем и опре-
деляются условия синтеза схем радиоприемных устройств
с оптимальными энергетическими характеристиками в за-
данной полосе частот.
В связи с ограничением объема в пособии используется
большое количество аббревиатур и сокращений терминов,
известных студентам из ранее изученных учебных дисци-
плин.
Пособие состоит из шести глав. Главы 1-4 написаны
доктором технических наук, профессором А.Г. Онищуком,
главы 5 и 6 подготовлены совместно А.Г. Онищуком, док-
тором технических наук И.И. Забеньковым и кандидатом
технических наук, доцентом А.М. Амелиным. Графиче-
ские работы выполнены студентами факультета радио-
электроники Белорусского государственного университета
4
Предисловие
информатики и радиоэлектроники Д.А. Еньковым и
Е.А. Ивановым.
Авторы выражают признательность рецензентам: док-
тору технических наук Б.М. Лобанову, профессору Мос-
ковского технического университета связи и информатики
О.В. Головину, заведующему кафедрой радиофизики Бело-
русского государственного университета, доктору физи-
ко-математических наук, профессору А.С. Рудницкому,
доценту этой же кафедры, кандидату физико-математиче-
ских наук В.Г. Семеннику, а также кандидату технических
наук, профессору Н.М. Слюсарю за полезные замечания
и кандидату экономических наук В.Н. Киселеву за предос-
тавленные материалы о белорусском исследователе Я. Нар-
кевиче-Йодко.
Список принятых сокращений
А	антенна
АД - AM - АО - АП - АПЧ - АРУ - АСУ - АХ - АЦП - АЧС - АЧХ - АЭ - БПЧ - БТ ВАРУ - ЗАРУ - В ВАХ - вех - ВФХ - ВШП - ВУ - вч - д дп - ДБШ - дд - ДПУ - дпч - ДУ - жиг - ЗФ - имс - ИС - ИТР - ИФВ -	амплитудный детектор амплитудная модуляция амплитудный ограничитель антенный переключатель автоматическая подстройка частоты автоматическая регулировка усиления автотрансформаторное согласующее устройство амплитудная характеристика аналого-цифровой преобразователь амплитудно-частотный спектр амплитудно-частотная характеристика активный (усилительный) элемент балансный преобразователь частоты биполярный транзистор временная автоматическая регулировка усиления задержанная АРУ вентиль (ферритовый) вольт-амперная характеристика вольт-сименсная характеристика вольт-фарадная характеристика встречно-штыревой преобразователь входное устройство высокая частота Диод двухполюсник диод с барьером Шоттки динамический диапазон двухконтурный параметрический усилитель диодный преобразователь частоты дифференциальный усилитель железоиттриевый гранат заградительный фильтр интегральная микросхема источник сигналов идеальный трансформатор сопротивлений идеальный фазовращатель
6
Список принятых сокращений
КЗ - короткое замыкание, короткозамкнутый
ЛБВ - лампа бегущей волны
ЛЗ - линия задержки
ЛЧМ - линейная частотная модуляция
ЛПС - линейное пространство сигналов
МПЛ - микрополосковая линия
МШУ - малошумящий усилитель
НВП - направленный восьмиполюсник
НО - направленный ответвитель
НЭ - нелинейный элемент
ОВЧ - очень высокая частота
ОГ - опорный генератор (гетеродин)
ОИЭ - общий инжектирующий (катод, эмиттер, исток) электрод
ОУЭ - общий управляющий (сетка, база, затвор) электрод
ОС - обратная связь
ООС - отрицательная обратная связь
ОФ - оптимальный фильтр
ПАВ - поверхностная акустическая волна
ПОС - положительная обратная связь
ПД	-	пиковый детектор
ПМ	-	параметрический модуль
ПТ	-	полевой транзистор
ПУ	-	параметрический усилитель
ПФ	-	полосовой фильтр
ПЧ	-	преобразователь частоты
ПХ	-	переходная характеристика
ПЭФ	-	пьезоэлектрический фильтр
РК	-	радиокоррелятор
РЛС	-	радиолокационная система
РПдУ - радиопередающее устройство
РПрУ - радиоприемное устройство
РТС - радиотехническая система
РТУ - радиотехническое устройство
РФ - режекторный фильтр
СВЧ - сверхвысокая частота
СМ - смеситель
С/П
(С/Ш) - отношение сигнал/помеха (сигнал/шум)
Список принятых сокращений
7
СТ	-	согласующий трансформатор
СУ (СЦ)	-	согласующее устройство (согласующая цепь)
ТД	-	туннельный диод
ТКД	-	точечно-контактный диод
УВЧ	-	ультравысокая частота; усилитель	радиосигналов высо-
кой частоты
УМ - усилительный модуль
УНЧ	-	усилитель сигналов нижней частоты
УПЧ	-	усилитель радиосигналов промежуточной частоты
УРС	-	усилитель радиосигналов
УТД	-	усилитель на туннельном диоде
ФАПЧ - фазовая АПЧ
ФАР - фазированная антенная решетка
ФВ	-	фазовращатель
ФД	-	фазовый детектор
ФНЧ	-	фильтр нижних частот
ФМ	-	фазовая модуляция
ФР	-	ферритовый резонатор
ФСС	-	фильтр сосредоточенной селекции
ФЧС	-	фазочастотный спектр
ФЧХ	-	фазочастотная характеристика
ФЦ	-	ферритовый циркулятор
XX	-	холостой ход
ЦАП	-	цифроаналоговый преобразователь
ЧД	-	частотный детектор
ЧМ	-	частотная модуляция
ЧП	-	четырехполюсник
ЭДС	-	электродвижущая сила
ЭМВ	-	электромагнитные волны
ЭМС	-	электромагнитная совместимость
ЭМФ	-	электромеханический фильтр
РАДИОПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА:
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ

1.1.
Введение
Состояние средств формирования, передачи, приема, обра-
ботки и хранения информации в значительной степени харак-
теризует научно-технический уровень развития общества, его
экономику и безопасность. Передача информации осуществля-
ется с помощью сигналов, несущих определенные сообщения.
Качество сигналов характеризуется скоростью, дальностью,
объемом, скрытностью и помехоустойчивостью. Оно зависит
от вида сигнала, а также от способов и средств его формирова-
ния, передачи, приема и обработки.
Сигналы могут быть механическими, звуковыми, электри-
ческими, световыми и т.д. Уже в первобытном обществе были
освоены примитивные звуковые и световые сигналы, позво-
ляющие увеличивать дальность передачи сообщений. С тех
пор непрерывно ведутся поиски средств увеличения скоро-
сти, дальности, объема и повышения точности и скрытности
передаваемой информации. Однако долгое время эти средст-
ва развивались очень медленно. Понадобились тысячелетия
для перехода при передаче сообщений от использования кост-
ров и барабанов к семафорному телеграфу. Качественный скачок
в этой области был сделан лишь в XVIII в. и связан с именами
выдающихся ученых Ампера, Генри, Кулона, Ломоносова,
Ома, Эрстеда, Фарадея и других, положивших начало разви-
тию учения об электричестве и магнетизме. В 1838 г. был
изобретен электромагнитный телеграф (Шиллинг, Россия),
а в 1876 г. телефон (Белл, США). Беспроволочная передача
информации стала возможной после разработки теории вол-
новых процессов (Умов, Россия, 1871) и теории электромаг-
нитного поля (Максвелл, Англия, 1873). В 1880 г. впервые
искусственно получены и исследованы электромагнитные
волны (ЭМВ) (Герц, Германия).
1.1. Введение
9
7 мая 1895 г. Александр Степанович Попов выступил с исто-
рическим докладом, обнародовал конструкцию и продемонстри-
ровал работу радиоприемного устройства. Он изобрел первый
радиоприемник и впервые осуществил прием искусственно
созданных радиосигналов. В газетной корреспонденции было
сообщено о натурных опытах А.С. Попова по передаче сигна-
ла и впервые сделано предположение о принципиальной воз-
можности связи без проводов.
При испытаниях первых линий связи на кораблях в 1897 г.
А.С. Поповым было открыто явление отражения радиоволн
от больших металлических объектов, что следует считать пер-
вым шагом радиолокации и техники радиолокационных при-
емных устройств в частности.
Летом 1895 г. Г. Маркони (Италия) осуществил передачу
сигнала от вибратора Герца в пределах приусадебного участ-
ка, а в конце года довел расстояние до одной мили. В 1896 г.
в Англии он подал заявку на систему радиосвязи и получил
патент № 12039 от 2 июля 1897 г. с приоритетом от 2 июня
1896 г. на радиоприемник («...усовершенствования в переда-
че электрических импульсов на расстояние и в аппаратуре
для этого»).
Создание приемников, позволяющих практически исполь-
зовать ЭМВ в качестве материальных носителей информации
и пригодных для радиосвязи, явилось результатом фундамен-
тальных и прикладных физических исследований в области
теории, возбуждения, излучения и улавливания электромагнит-
ных волн, проведенных во второй половине XIX в. Максвел-
лом, Герцем, Вранли, Лоджем, Тесла и рядом других ученых.
Основным элементом (индикатором электромагнитных волн)
этих устройств являлся когерер, принцип действия кото-
рого основан на открытом Э. Бран ли эффекте резкого сниже-
ния сопротивления («спекания») металлических опилок при
воздействии электромагнитного поля. А.С. Попов разработал
схему приемника с автоматическим восстановлением чувст-
вительности когерера, а Г. Маркони использовал в приемнике
разработанный им самим вакуумный когерер, причем цепь
постоянного тока исполнительного элемента подключил к коге-
10
1. Радиоприемные устройства: общие сведения
реру через два дросселя, снижавших потери энергии радио-
сигнала в этой цепи.
Совершенно другим путем, используя принципиально иной
эффект, пришел к изобретению устройства для приема ЭМВ
«опередивший время» ученый, работавший на белорусской
земле в имении Оттоново Минской губернии (ныне Узден-
ский район Минской области), — Якуб Наркевич-Йодко.
В 1890 г. он с помощью металлического провода высотой
27 м, комнатного цветка, выполняющего роль детектора, и те-
лефонов впервые в мире принимал излучения грозовых раз-
рядов, а в 1891-1892 гг. проводил опыты «в области передачи
звуковых и световых явлений на расстояние при участии
человеческого организма», с успехом демонстрировал воз-
можность регистрации с помощью телефона искусственно
создаваемых электрических разрядов.
Заметим, что возможность телефонного радиоприема (слу-
хового радиоприема сигналов с использованием телефона)
А.С. Попов, П.Н. Рыбкин и Л.С. Троицкий открыли лишь
в 1899 г. (при этом применялся когерер без декогерирующего
устройства, а телефоны включались вместо реле). Способ
приема на слух радиотелеграфных сообщений был ими запа-
тентован (патент № 60666, 14 июля 1899 г.). В дальнейшем
этим способом приема воспользовался и Г. Маркони, осуще-
ствив связь через Атлантический океан.
Основным направлением развития приемников на рубеже
XIX-XX вв. было повышение их чувствительности и избира-
тельности за счет замены когерера детектором, применения
резонансных контуров и слухового приема, совершенствова-
ния антенн. Анализируя историю развития радиоприемных
устройств с позиции современности, можно прийти к следую-
щему заключению о приоритетах Я. Наркевича-Йодко в об-
ласти радиоприема:
□	прием ЭМВ, создаваемых грозовыми разрядами;
□	применение телефонов в качестве оконечного устройства
приемника и слуховой прием сигналов, переносимых ЭМВ;
□	использование антенны и заземления для приема ЭМВ;
1.2. Основные определения и понятия
11
□	действующая конструкция детекторного приемника, спо-
собного принимать ЭМВ естественного и искусственного про-
исхождения;
□	первые опыты по передаче электрических сигналов без
проводов.
Открытие радиоприема и создание первых устройств для
приема радиоволн положило начало новой области науки —
радиотехники, предметом которой стало изучение радиосиг-
налов, способов их формирования, генерации, передачи, приема,
усиления и обработки.
Основные определения и понятия
Теории и техника радиоприема — области радиотехни-
ки, посвященные проблемам получения информации, содер-
жащейся в радиосигналах.
Радиосигналами называют сигналы, переносимые радио-
волнами. Радиоволнами называют электромагнитные волны,
длина которых X = (10“4...105 * * В * * *) м, а частота f = cfk = (3 • 104...
...3 • 1012) Гц.
Операции над радиосигналами выполняются с помощью
радиотехнических устройств (РТУ), образующих различные
радиотехнические системы (РТС), такие как системы пере-
дачи информации (радиосвязи, радиовещания, телевидения
и др.), системы извлечения информации (радиолокации и др.),
системы радиопротиводействия и т.д.
В основе каждой радиотехнической системы лежит инфор-
мационный канал.
Информационный канал систем передачи информации
включает следующие основные элементы (рис. 1.1, а): источ-
ник информации (ИИ), радиопередающее устройство (РПдУ)
с передающей антенной радиоприемное устройство (РПрУ)
с приемной антенной А2, получатель информации (ПИ) и среду
распространения радиоволн (СРР).
12
1. Радиоприемные устройства: общие сведения
а
б
Рис. 1.1
ИИ выдает сообщения в виде звуковых, световых, механи-
ческих, цифровых и других естественных и искусственно син-
тезируемых сигналов.
РПдУ преобразует сообщения от ИИ в низкочастотные элек-
трические сигналы (с помощью микрофона, передающей те-
левизионной камеры и т.д.), обеспечивает их кодирование,
а также формирование и генерацию сигналов.
Передающая антенна Аг излучает радиоволны, мощность
которых зависит от мощности РПдУ и эффективной поверх-
ности антенны Sp
СРР определяет условия распространения радиосигналов
и радиопомех в пространстве (среде) между передающей Aj
и приемной А2 антеннами.
Приемная антенна А2 осуществляет поляризационную
и пространственную селекцию радиоволн (принимает радио-
волны известной поляризации, которые приходят с опреде-
ленного направления). Она эквивалентна ИС (генератору ЭД С
Ес с сопротивлением zc или генератору тока Jc с проводимо-
стью ус, который создает электрические колебания с такой
же несущей частотой /с и мощностью, равной мощности по-
ступающих радиоволн Рс,
1.3. Общие сведения о радиосигналах и помехах
13
РПрУ, приемником, называют РТУ, которое совместно с при-
емной антенной осуществляет прием, селекцию, усиление, пре-
образование, обработку и детектирование радиосигналов с целью
выделения полезных НЧ сигналов, содержащих искомую ин-
формацию.
Выходные сигналы поступают на оконечное устройство
и затем к получателю информации (ПИ).
ПИ принимает НЧ электрические сигналы с выхода при-
емника и преобразует их в звуковые, световые, механические,
цифровые и другие сообщения, которые могут быть использо-
ваны человеком или машиной.
Информационный канал систем извлечения информа-
ции (рис. 1.1, б) служит для получения информации об объ-
ектах, находящихся в СРР (координатах, скорости движения
объектов и т.д.).
В состав такого канала входят РПдУ с передающей антен-
ной, СРР, облучаемый объект (цель), РПрУ с приемной ан-
тенной и получатель информации. Здесь РПдУ вырабатывает
радиосигналы известной структуры (импульсные, непрерыв-
ные, квазинепрерывные), которые служат для облучения ис-
следуемого объекта, являющегося источником информации.
Отраженный от объекта сигнал принимается приемной ан-
тенной, селектируется, усиливается, обрабатывается в РПрУ
и поступает к получателю информации с данными о парамет-
рах (координатах и скорости движения) объекта.
Обшие сведения о радиосигналах
и помехах
1.3.1.	Радиосигналы
На вход приемной антенны поступают полезные сигналы
и помехи.
Полезные радиосигналы — это сигналы, содержащие ис-
комую информацию.
Помехи — это посторонние сигналы, мешающие приему
полезных сигналов.
14
1. Радиоприемные устройства: общие сведения
В линии передачи с волновым сопротивлением р, нагружен-
ной на комплексное сопротивление z1 = г + jx (проводимость
у = g + jb), непрерывному радиосигналу соответствуют элек-
трические колебания тока i(t) и напряжения u(t) падающей
a(t) и отраженной b(t) волны с такой же несущей частотой:
u(t) = Um cos(co£ + (pu),	= cos (cot + (рД	(1.1)
a(f)=am cos (cot + (pa), b(t) = bm cos(cot + 9b).	(1.1a)
В комплексной форме эти колебания описываются выра-
жениями:
u(i) = Um exp (/cot), i(t) = Im exp (/cot),	(1.2)
a(t) = am exp (/’cot), 6(t) = bm exp (/cot),	(1.2a)
где Um = Um exp(/cpu), Im = Im exp(/cp;), am = am exp(/cpa),
=bm	— комплексные амплитуды напряжения Um,
тока Im, падающей am и отраженной Ът волны.
Комплексные амплитуды Um, 1т и ат, Ът можно рассмат-
ривать как координаты сигнального вектора С, которые свя-
заны между собой координатными преобразованиями:
— О'т +Ьт, р1щ — О'т ~Ьт,	(1-3)
2am = Um +p/m, 2Ьт = Um -plm,
m >	“ У^т »	=	>	(1.3a)
где Г — комплексный коэффициент отражения двухполюс-
ника (ДП) с сопротивлением z (проводимостью у = 1/z):
r = rexp(jd) = bm/am = (z-p)/(z+p) = (g0-y)/(g0+у), (1.4)
где g0 = 1/р — волновая проводимость линии передачи.
При нормировании сигналов относительно волнового со-
противления линии р
L7 = Um /^2р, а = ат /-^/2р,	ц 5^
Ь = Ът/^, 1 = 1ту[^72.
1 Здесь и далее комплексные величины (а) выделяются полужирным
шрифтом, например а.
1.3. Общие сведения о радиосигналах и помехах
15
Нормированные пространства сигналов можно рассматривать
как линейные энергетические пространства сигналов, в которых
координать^имеют одинаковую энергетическую размерность,
равную д/Вт.
Особенности линейных пространств характеризуются их
метрикой, которая вводится с помощью скалярного произве-
дения векторов, определяющих квадратичную форму простран-
ства. Для ЭПС ДП квадратичная форма
Р - а*1 а-Ь* Ь = а*(1-Г* Г)а =
= |а| 2-|&|2 =|а|2 (1-|Г|2 )	(1.6)
определяет действительную мощность сигналов, поглощае-
мых ДП.
Для вещественного ЭПС линейного диссипативного ДП
(z = г):
P = UI = Ir2 = a2-b2 = а2(1-Г2) =a2(l-thy2),	(1.7)
где у = arcth Г — гиперболический угол наклона сигнального
вектора, характеризующий угловую меру рассогласования
ДП с линией передачи в ЭПС.
В идеальной линии передачи при согласовании с нагруз-
кой (Г = 0, z = р) отсутствуют потери на отражение и
u(t) = pi(t) = a(t) = ат exp (/соZ); b (t) = 0,
u(i) = Re [u(*)] = Um cos (co* + <p), Um = plm = am.
В этом случае радиосигнал определяется одной комплекс-
ной координатой бегущей волны. Представление сигналов
в виде векторов ЭПС позволяет использовать геометрические
методы решения задач построения линейных трактов РПрУ
с оптимальными энергетическими характеристиками.
В общем случае радиосигнал является модулированным
ВЧ сигналом с постоянной несущей частотой со и амплитуд-
1 Здесь и далее комплексно сопряженные величины помечаются симво-
лом *, например а .
16
1. Радиоприемные устройства: общие сведения
ной и (или) угловой модуляцией, в котором полезная инфор-
мация содержится в модулирующем сигнале r|(t):
u(t) = Umr[(t)exp(jat),
i;(t) = r|(f)exp(/<p(i)),	(1.8)
Um =Um exp(/<p),
u(t) = Reu (t) = Um T| (t) cos [cot + cp(t) + ср],	(1.8a)
где r|(t) — функция закона амплитудной модуляции (AM);
cp(t) — функция закона угловой модуляции (УМ) (фазовой —
ФМ и частотной — ЧМ): v(t) = dcp(t)/dt).
При однотональной AM с частотой Q = 2tlFm и огибающей
r|(t) = [1 + т cos Qt] выражение (1.8а) принимает следующий
вид (рис. 1.2, а):
u(t) = C7m[l+TncosQt]coscot, со = 2л/, Q=2tlFm, (1.86)
где т = (Umax - I7min)/(^max + tfmin) ~ коэффициент, FM — час-
тота модуляции.
Рис. 1.2
4 f
fc-F. fc + F„
б
Данное выражение можно записать в виде, соответствую-
щем спектральной диаграмме радиосигнала (рис. 1.2, б):
u(t) = Um {coscot+0,5[?ncos(co-Q)t+cos (co+Q)t]}. (1.8в)
1.3. Общие сведения о радиосигналах и помехах
17
В частотной области временным функциям (1.8) соответст-
вуют спектральные функции g(f), определяемые преобразова-
ниями Фурье. В частности, в линии передачи, нагруженной
на согласованную нагрузку г (г = р),
00	00
gu(f) =	gi(f)=	(1.9)
-oo	-oo
gu(f) = pgi(f), g(f) = gu(f)/Jp=Jpgi(f)- (1.9a)
Спектральная функция характеризует распределение вдоль
оси частот амплитуд гармонических колебаний, составляю-
щих радиосигнал. Модуль этой функции определяет ампли-
тудно-частотный спектр (АЧС) радиосигнала. Ширина АЧС
Д/с вычисляется по формуле
Д/с = Jg2(f)/g4foW = ]s(f)/S(fo)df,
-00	-00
где S(f) — энергетический спектр сигнала длительности т:
S(J) = g2(f)/T.
Величина Д/с для одиночных сигналов с непрерывным спек-
тром соответствует основанию прямоугольника, площадь кото-
рого равна площади подынтегральной функции (рис. 1.3).
В общем случае ширина спектра обратно пропорциональна
длительности радиосигнала т (Д/с = 1/т). Для видеоимпульса
18
1. Радиоприемные устройства: общие сведения
длительности ти спектральная функция определяется выра-
жением
gu ( f) = J Um exp (-jcof) dt = Um т и
sinсоти /2
(оти/2
(1.96)
Для радиоимпульса спектральная функция в области по-
ложительных частот смещается на величину, равную несу-
щей частоте радиосигнала сос = 2nfc:
gu(f) = O,5\Um exp[-y((0-(0c)i]dt.	(1.9в)
Для AM сигнала с однотональной модуляцией (см. рис. 1.2)
ширина спектра определяется шириной спектра модулирую-
щего сигнала (Д/с = 2FM). Количественно величина сигнала
длительности т оценивается действительной средней мощно-
стью Р и энергией W, рассеиваемой на активном сопротивле-
нии нагрузки г. Если P(t) =	— мгновенная мощность
P(t), то для гармонического сигнала (1.7)
Если нагрузка рассогласована с линией передачи, то вели-
чина мощности Р равна разности мощностей падающих и от-
раженных волн:
Р = Ра-Рь=(а2т -Ь2)/2р =
= а2(1-Г2)/2р = а2(1-Г2).
(1.10а)
В этих выражениях U и а — действующие значения нор-
мированных амплитуд сигналов, определяемые среднеквад-
ратичными значениями за время т:
и=J—i u^2dt=
ГР о
1.3. Общие сведения о радиосигналах и помехах
19
I т
а= I—\ a(t)2 dt =ат / yj2p.
ГРо
В частотной области величина Р определяется энергетиче
ским спектром S(f):
S(f) = gu(f)gI(f)/T = g(f)2/T,
P=$S(f)df.	(1.106)
— 00
При согласовании нагрузки с линией передачи
r = p(x=0), g = go(b = O).
Согласно (1.3)
= Р^т =	•
При этом для нормированных параметров
P = a2 = U^/2p = U2=I^p/2 = I2.	(1.10в)
Квадратичные формы мощности Р (1.10а,б) являются ги-
перболическими. Следовательно, ЭПС можно рассматривать
как волновое линейное пространство С с гиперболической
метрикой. В волновом ЭПС коэффициент отражения Г опре-
деляет гиперболическую меру (угол) рассогласования у:
Г = Г ехр (уф) = ехр (Др) th у, Г= th у;	(1 • 11)
у = arcth(P) = 0,5 In (г / р) = 0,5 In (я / Яо )•	(1.11а)
При согласовании квадратичные формы мощности Р
(1.10в) являются параболическими и все сигналы принадле-
жат волновым подпространствам с евклидовой метрикой, оп-
ределяемой параболической квадратичной формой:
Р=а2.
1.3.2.	Помехи радиоприему
В реальных условиях прием сигналов осуществляется в при-
сутствии помех. Различают искусственные и естественные по-
мехи.
20
1. Радиоприемные устройства: общие сведения
Искусственные помехи — это помехи от искусственно
синтезированных источников электромагнитных излучений,
в том числе от передатчиков помех.
Естественные помехи — это помехи, обусловленные слу-
чайными электромагнитными процессами, происходящими
вне и внутри приемника.
Внешние естественные помехи — это помехи внешней сре-
ды (СРР), которые постоянно действуют на приемную антен-
ну. К ним относят:
□	космические помехи, связанные с радиоизлуче-
ниями солнца, звезд и других космических объектов;
□	атмосферные помехи, обусловленные электромаг-
нитной активностью газовой оболочки Земли;
□	помехи Земли, вызванные тепловыми излучения-
ми земной поверхности.
Внутренние помехи — это помехи, генерируемые пассив-
ными и активными элементами приемника. Основными ис-
точниками внутренних помех являются тепловые и дробовые
помехи, или шумы.
Тепловые помехи вызываются случайным переме-
щением зарядов в проводниках при положительной абсолют-
ной температуре (Т > -273 К).
Дробовые помехи обусловливаются неравномерным
вылетом большого числа носителей зарядов п с инжекти-
рующего электрода (катода, эмиттера, истока) в электронных
и полупроводниковых приборах, а также случайными про-
цессами при генерации и рекомбинации носителей зарядов.
Естественные помехи представляют собой случайные сиг-
налы, вызывающие на сопротивлении нагрузки флуктуаци-
онные напряжения u(t). На экране осциллографа (рис. 1.4)
эти помехи имеют вид случайного колебания u(t), свойства
которого описываются статистическими характеристиками,
—	2
такими как: среднее значение и, средний квадрат и , дис-
персия о2 = (и-й)2 (здесь и далее черта сверху обозначает ус-
реднение). В громкоговорителе эти помехи воспроизводятся
как шум, поэтому их называют шумами.
1.3. Общие сведения о радиосигналах и помехах
21
Тепловые шумы подчиняются нормальному закону рас-
пределения
/ ч	1
р (и) =-----== ехр
'-(и-и)2 Л
< 2с2	;
(1.12)
Дробовые шумы при большом числе носителей зарядов п
подчиняются закону распределения Пуассона:
р(п) = [(и)п ехр(-й)]/и!	(1.12а)
По своим статистическим характеристикам дробовые шу-
мы при большом п близки к тепловым шумам.
Величина й определяет постоянную составляющую шумо-
вого напряжения, а величина it соответствует действитель-
ной мощности шумов, рассеиваемой на сопротивлении 1 Ом.
Величина о2 характеризует мощность шумов, имеющих по-
стоянную составляющую й. Для дробовых шумов среднее
— о
значение п равно_дисперсии п =о , а для тепловых шумов
й =0, величина и2 = РШ может быть определена эксперимен-
тально с помощью измерителя мощности шума Рш.
22
1. Радиоприемные устройства: общие сведения
Шумы в приемниках представляют собой, как правило,
стационарные и эргодические случайные процессы, для которых
среднее по ансамблю реализаций u2k равно среднему по време-
ни u2(t). Для шумов, обладающих эргодическими свойства-
ми, средний квадрат или мощность шумов можно вычислить
по одной А-й реализации. При сопротивлении нагрузки 1 Ом
Р = u2(t) = и2 = lim — [ u(t)2dt.
т-»00 т q
Шумы определяют чувствительность приемника, которая
характеризует способность приемника принимать предельно
слабые сигналы.
Тепловые шумы. Тепловой шум появляется при нагреве
проводника и возрастает с ростом температуры. Возникаю-
щее при этом напряжение шума состоит из множества им-
пульсов малой длительности (т « 10"14 с) и обладает широким
частотным спектром Л/ ~ 1/т = 1014 Гц (рис. 1.4, а). Энерге-
тические свойства тепловых шумов в частотной области ха-
рактеризуются спектральной плотностью S.
Согласно второму закону термодинамики о равномерном
распределении энергии ЭМП по степеням свободы спектраль-
ная плотность шумов в линии передачи при температуре Т
определяется выражением
S(f) = hf /[ехр(А/ / АТ) -1],	(1.13)
где h = 6,626 10“34 Дж с — постоянная Планка; k = 1,38 х
х 10”23Дж /К — постоянная Больцмана; Т — абсолютная тем-
пература тепловых шумов (по Кельвину).
В радиотехническом диапазоне частот (РДУ) А/р = 1012 Гц
(рис. 1.4, а) спектр тепловых шумов является практически
равномерным (S ~ kT). Такой шум называют белым шумом.
Согласно (1.9) мощность белого шума Рш в полосе частот А/
увеличивается пропорционально ширине этой полосы частот:
Рш = ]s(fW*Sbf.	(1.14)
О
1.3. Общие сведения о радиосигналах и помехах
23
При комнатной температуре Т = 290 К в полосе частот
Af = 1 МГц имеем Рш = 4 10"15 Вт и в полосе частот Af = 1 кГц
Рш = 4 10-18 Вт.
При анализе чувствительности приемника источники шума
представляют в виде эквивалентных генераторов (рис. 1.5):
шумовой ЭДС Еш с сопротивлением R и шумового тока
с проводимостью g. В режиме согласования, когда R = /?н, ге-
нераторы отдают в нагрузку /?н максимальную мощность,
равную номинальной или располагаемой мощности источни-
ка тепловых шумов Рш :
Рш = kTAf = E^/4R = J^/4g.	(1.14а)
Рис. 1.5
Используя (1.14а), можно получить формулы Найквиста,
определяющие зависимости шумовой ЭДС и шумового тока
от величины R(g), температуры Т и полосы частот Af:
E^=4kTR&f, J^=4kTgbf.	(1.15)
По аналогии с тепловыми шумами шумы внешних естест-
венных шумовых источников представляют как тепловые шумы
сопротивления антенны /?А, находящейся при эквивалентной
шумовой температуре антенны ТА.
Шумовая температура антенны ТА — это такая темпе-
ратура, при нагреве до которой сопротивление, равное сопро-
тивлению антенны Т?А, излучает мощность тепловых шумов,
равную мощности шумов реальной антенны за счет шумов
24
1. Радиоприемные устройства: общие сведения
космоса, атмосферы, Земли и шумов сопротивления потерь
антенны Rn:
Рша = kTAAf = E^/4RA,
где = E^Z +-Ещп> -Кд =	+ Лп, ЕШ£ — шумовая ЭДС со-
противления излучения Ешп — ЭДС тепловых шумов со-
противления потерь антенны Rn;
E^.=4kTzR^f,
E^ = 4kTnRnAf,
Тд =То£д = (T^R^+TaRn)/Ra.
Температура излучения зависит от частоты, состояния
атмосферы Татм, космоса Ткос, угла наклона антенны е, време-
ни суток и года, места расположения РТС (температуры Т3ем).
Величина = Татм + Ткос + Т3ем может быть определена экс-
периментально путем измерения спектральной плотности
помех, поступающих на антенну, и представлена в виде зави-
симостей T^f) (рис. 1.4, б).
Относительная шумовая температура антенны tA = ta/tq
показывает, во сколько раз величина ТА больше стандартной
температуры среды То ~ 290 К (То = 17 °C).
Дробовые шумы. Типовым источником дробовых шумов
являются диоды, которые можно представить в виде шумо-
вых генераторов ЭДС Еш и тока Jm (рис. 1.5), находящихся
при эквивалентной шумовой температуре диода Тд = Тэ.
Эквивалентная шумовая температура источника дро-
бовых шумов Тэ — это такая температура, при нагреве до ко-
торой активная проводимость источника gt создает мощность
тепловых шумов, равную мощности дробовых шумов, вноси-
мых реальным источником Ршв. В частности, для диода, как
ДП с внутренней проводимостью gh номинальная мощность
шума
Рш =Л/(4^) = *ТЭДА
1.3. Общие сведения о радиосигналах и помехах
25
где величина шумового тока определяется формулами Шот-
ки и Найквиста:
J2m = 2eJ3Af, J2m = 4кТ^/ = 4кТ^^/9	(1.15а)
J3 — эквивалентный ток диода; е = 1,6 10"19 Кл — заряд
электрона; Тэ = TQt — шумовая температура; t — относитель-
ная шумовая температура диода:
Тэ =-^-,
2kgi
е
< 2Л7о
= 20J3Ri.
Относительная шумовая температура диода показыва-
ет, во сколько раз мощность шумов диода больше мощности
тепловых шумов проводимости gt при стандартной комнат-
ной температуре TQ » 290 К.
Шумящий ЧП по аналогии с ДП можно представить в виде
идеального нешумящего ЧП с матрицей проводимостей Y:
Уп У12
К21 У22
и входного /ш1 и выходного Jm2 генераторов шумового тока,
которые в общем случае могут быть коррелированными
Jш1^ш2 ^0:
^=4/^^, J2m2=4kT2g22Af,	(1.156)
где £п, g22 — входная и выходная активные проводимости
ЧП; Т19Т2 — эквивалентные шумовые температуры входного
и выходного генераторов:
11 =У11^1 +У12^2 + ^ш1>	(1-16)
^2 = У21^ 1 +У22^2 +^ш2 •	(1.16а)
При расчете шумовых параметров каскадного соединения
ЧП используют классические параметры матрицы передачи А,
26
1. Радиоприемные устройства: общие сведения
устанавливающей зависимости между сигналами на выходе
и входе ЧП:
L7i = ЛцС/г +а12(“^2)+-®ш 9	(1-17)
-fl = а21^1 +а22(“^2)+е^ш 9	(1.17а)
где Еш, efш — шумовая ЭДС и шумовой ток, трансформиро-
ванные ко входу ЧП; aik — параметры классической матрицы
передачи:
=~Jm2 / У219 «fin =<fml “^ш2 У11/У21>	(1-18)
а11 =~У22 / У21> а12 =“1/У21, а21 =”А/ J/21, а22 = “У11 / #21,
& = У11У22-У12У2\-
Данные формулы используют для оценки влияния внут-
ренних источников шума приемника на его чувствитель-
ность, характеризующую способность приемника принимать
предельно слабые радиосигналы на фоне внутренних шумов
и естественных внешних помех, постоянно действующих на
приемник.
Рассмотренные выше параметры и характеристики сиг-
налов и помех позволяют определить требования к парамет-
рам и характеристикам приемника.
Основные задачи и характеристики
приемников
Радиоприемное устройство решает следующие основные
задачи:
□	усиление слабых входных радиосигналов;
□	селекция полезных радиосигналов на фоне помех;
□	передача радиосигналов с минимальными искажениями
и потерями;
□	прием радиосигналов различной мощности;
□	детектирование радиосигналов;
□	усиление выходных сигналов после детектора.
1.4. Основные задачи и характеристики приемников
27
1.	Усиление радиосигналов с известным АЧС осуществля-
ется с помощью усилителей радиосигналов (УPC), обеспечи-
вающих избирательную передачу сигналов от ИС Gc к нагруз-
ке LH. УРС состоит из усилительного модуля (УМ), входного
и выходного согласующих устройств (СУ) (рис. 1.6). В УМ
входит активный элемент (АЭ) с цепями питания по постоян-
ному току. В качестве АЭ используют электронные и полу-
проводниковые приборы, преобразующие энергию источников
питания в энергию сигналов.
Рис. 1.6
Свойства УМ как ЧП удобно описывать ^-параметрами,
которые можно измерить в режиме КЗ на рабочих частотах С
Граничные условия УМ определяются входной уц и выход-
ной у22 проводимостями. Усилительные свойства и устойчи-
вость характеризуются соответственно проводимостью прямой
z/2i и обратной j/12 передач. На низких частотах проводимость
1/21 равна крутизне S вольт-амперной характеристики (ВАХ)
12(^1) и определяется вольт-сименсной характеристикой (ВСХ)
So(tfi):
У21=<3о=^-	(1-19)
аиг
На рис. 1.7, а изображены типовые зависимости I2 = /(GJ,
So = f(Ui) для ПТ при U2 = const, применяемого в качестве АЭ
УРС. При слабых сигналах (Uml < 10 мВ) величина So изме-
няется незначительно. В этом случае можно полагать, что
УРС работает в линейном режиме. С увеличением амплитуды
сигнала Uml УРС переходит в нелинейный режим, в котором
усиливаемый сигнал искажается. С ростом рабочей частоты
28
1. Радиоприемные устройства: общие сведения
величина проводимости прямой передачи (рис. 1.7, б) умень-
шается (за счет инерционных свойств ПТ):
Рис. 1.7
Проводимость обратной передачи определяется проходной
емкостью между входным и выходным электродами АЭ С12:
У12 = -]Ь12 = - >С12.	(1.196)
Способность УМ обеспечивать устойчивое усиление харак-
теризуется добротностью активных элементов (АЭ)
1.20
которая ухудшается с ростом рабочей частоты /с.
Для обеспечения большого устойчивого усиления использу-
ют супергетеродинные приемники, в которых осуществляется
понижение несущей частоты fc до промежуточной частоты /пр
(/Пр « fc) с сохранением закона модуляции.
2.	Селекция полезных радиосигналов на фоне помех осу-
ществляется за счет использования всевозможных различий
между сигналами и помехами. Основным видом селекции
1.4. Основные задачи и характеристики приемников
29
сигналов в приемнике является частотная селекция с помо-
щью согласующих устройств (СУ), состоящих из полосовых
фильтров (ПФ) и согласующих трансформаторов (СТ). ПФ на-
страиваются на несущую частоту полезных сигналов и служат
для обеспечения передачи сигналов с минимальными иска-
жениями и подавления помех, спектры которых отличны от
спектра полезного сигнала. Они формируют характеристики
передачи и отражения, такие как функции передачи КР и от-
ражения Кот мощности и функция передачи напряжения K(f)
сигнала. Для идеального ПФ (без потерь)
KP(f) = P2(f)/P(f)19 KOT(f) = l-KP(f)9 (1.21)
K(f) =	= K(f) ехрО’ф(П),	(1.21a)
где Pi(Uml)9 P2(Um2) — мощность (напряжение) на входе 1
и выходе 2 (ПФ) в узкой полосе частот АД близкой к частоте
измерения f.
Функции KP(f)9 KOT(f) (1.21) характеризуют энергетические
свойства ПФ.
Функция K(f) (1.21а) является в общем случае комплекс-
ной. Ее модуль K(f) определяет амплитудно-частотную харак-
теристику (АЧХ), а аргумент (р(Д — фазочастотную характе-
ристику (ФЧХ).
Параметры АЧХ идеального ПФ должны соответствовать
параметрам АЧС сигналов. Идеальным (по минимуму иска-
жений) считают ПФ с прямоугольной АЧХ и линейной ФЧХ.
Для идеального ПФ (рис. 1.8, а)
K(/)JJC”exp(>ffl')'	(122)
(О,	f>fr2,f<fT2.
Полосовой фильтр с такими характеристиками пропуска-
ет полезный сигнал, спектр которого (АД) (см. рис. 1.3) лежит
внутри полосы пропускания AF = Д2 “ Д1 (AF АД) и полно-
стью подавляет помехи, действующие вне &F. Однако идеаль-
ный ПФ физически не реализуем, так как его импульсная
характеристика не удовлетворяет принципу причинности.
30
1. Радиоприемные устройства: общие сведения
Реальные ПФ выполняются на реактивных элементах L, С
или на отрезках волноводов. Простые фильтры в виде резо-
нансных контуров LC имеют колоколообразную форму АЧХ
с максимальным коэффициентом передачи на резонансной
частоте fQ и нелинейную ФЧХ (рис. 1.8, б). Полоса пропуска-
ния AF определяется по уровню 095KP(fQ) или O,7O7X(fo)- При
этом сигналы передаются с искажениями, возрастающими
у границы AF, и возможно проникновение помех, действующих
вне AF. Приближение характеристик реальных ПФ к идеаль-
ным достигается в n-звенных фильтрах Баттерворта и Чебы-
шева.
В приемниках специального назначения применяют согла-
сованные фильтры — это оптимальные фильтры (ОФ) для
выделения сигналов из белых аддитивных гауссовых шумов.
Характеристики ОФ должны соответствовать (АЧС и ФЧС)
сигнала. Для ОФ функция передачи K(f) определяется спек-
тральной комплексно-сопряженной функцией сигнала (1.7)
g(f). С учетом времени задержки t3
K(f)=c •£*(/)• exp(-;coi3).	(1.23)
Такой ОФ улучшает отношение С/Ш.
Способность приемника выделять сигнал с известным АЧС
характеризуется частотной избирательностью. Различают
односигнальную и многосигнальную частотные избиратель-
ности.
Односигналъная избирательность определяется АЧХ ра-
диоканала. Она оценивается коэффициентом частотной избира-
тельности о(/п), который показывает, во сколько раз коэффи-
циент передачи K(f) на резонансной частоте /0 больше, чем на
частоте помехи /п:
а(Л) = |ВД)/^(/п)1=1^р(Го)/^(/п)|1/2.	(1-24)
Величина сг(/п) определяется для линейного режима рабо-
ты при изменении частоты входного сигнала от f = fc до f = fn
и постоянном уровне мощности выходного сигнала (рис. 1.8, в).
Чем ближе форма АЧХ к прямоугольной, тем выше избира-
1.4. Основные задачи и характеристики приемников
31
тельность Форму АЧХ оценивают коэффициентом пря-
моугольности.
Многосигнальная избирательность характеризует спо-
собность приемника различать сигналы с известным частот-
ным спектром Sc на фоне помех, уровни которых Sn таковы
(Sn(/n) » Sc(fc)), что они создают нелинейные эффекты, обу-
словленные нелинейностью ВАХ АЭ приемника.
Двухсигнальная (реальная) избирательность оценивает-
ся коэффициентом селективности £,(/), который определяется
при изменении амплитуды напряжения и частоты помехи
С/П1(/п) и ПРИ неизменном полезном сигнале C/ci(/o) = const на
входе приемника:
^(Г) = ^п1(Л/^с1(Го)
по допустимому уровню искажений выходного сигнала
^п2(Л/^с2(/о) = Const.
Рис. 1.8
Нелинейные эффекты при больших уровнях сигнала и по-
мех вызывают такие явления, как сжатие амплитуды сигнала,
блокирование, перекрестные искажения, интермодуляция.
3.	Качество согласования высокочастотного тракта при-
емника характеризуется коэффициентами отражения (1.4) от
источника сигналов Гс и от нагрузки Гн и коэффициентом рас-
согласования Гр:
Гс=(2с-р)/(гс+р), Гн =(zH-p)/(zH+р),	(1.25)
ГР =(гс -4)/(гс +гн) = (Гс -Г*)/(1-ГсГн). (1.25а)
32
1. Радиоприемные устройства: общие сведения
Потери на отражение минимальны, если
Гс = О, Гя = 0 или Гс =Г^.
Передача сигналов с минимальными потерями на отра-
жение достигается путем согласования ВЧ тракта приемника
в требуемой полосе частот с помощью полосовых фильтров
(ПФ) и согласующих трансформаторов сопротивлений (СТ),
позволяющих регулировать величину коэффициентов отра-
жения.
4.	Способность приемника принимать предельно слабые
сигналы на фоне естественных помех характеризуется шу-
мовыми параметрами: коэффициентом шума Кш, шумовым
числом 7Сшо, шумовой температурой Т и мерой шума ц, кото-
рые определяют предельную чувствительность, характеризуе-
мую номинальной мощностью Рс0 или номинальной ЭДС EcQ
полезного входного сигнала.
Коэффициент шума Кш — это параметр, который пока-
зывает, во сколько раз отношение мощностей С/Ш на выходе
линейного ЧП (Рс2/РШ2) меньше, чем на его входе (Рс1/Рш1):
d-26)
Рс2 /Рш2
=Рш2 /№р Дп1) = 1 + Лв / Дп1>	(1.26а)
где Рс1, Рш1 — номинальные мощности сигнала и шума ИС
с проводимостью gc на входе ЧП; Р1В — мощность шумов,
вносимая ЧП; Рс2 = Pci Кр, РШ2 = (Лп1 + Pib) Кр — мощности
сигнала и шума на выходе ЧП с коэффициентом передачи
мощности КР (в узкой полосе частот А/):
Pci =	/(4£с), Рш1 =	= kT0
Р1В =J^3/tgc=kT3bf.
Иначе говоря, Кш показывает, во сколько раз линейный
ЧП уменьшает отношение мощностей С/Ш (за счет вносимых
собственных шумов).
1.4. Основные задачи и характеристики приемников
33
Эквивалентная шумовая температура четырехполюс-
ника Тэ — это такая температура, при нагреве до которой
проводимость ИС gc генерирует мощность шума, равную мощ-
ности шума Р1В, вносимой ЧП.
JmB — шумовой ток ЧП, трансформированный к ИС
(рис. 3.5, б). Согласно (1.15)
J шв - ^Ш1 +е^ш2(У11 +Ус)/У21-
Для двух последовательно включенных ЧП с 1СШ1, КР1
и ^ш2, &Р2
V — Л1/Рщ1 _ ДпЗ _ 17	. ^ш2 —1	/-1
^ш12~р /Р " -г--------’ (1,26б)
ЛзЗ/ЛпЗ АР12’Лп1	АР1
где Рш3 = Кр12 (Лп1 + ^IB ) + Р2ВКР2 ~ мощность шума на вы-
ходе второго ЧП.
Для п последовательно включенных ЧП
Кш =(Рсп/Ршп)/(Рс1/Рш11
Ш =КШ1 + К^2~1 +к^3~1 +	+	. (1.26в)
&Р1	К pi2	^РЦп-1)
Как видно, в приемнике с УРС (KPi > 1) основное влияние
на Кш оказывают первые каскады. Чем меньше шумы (Kmi) и
чем больше усиление KPi каскадов, тем меньше суммарная
величина Кш. Для оценки качества шумящего УРС использу-
ют шумовое число Кш0 или меру шума ц:
Т7 _ Pci / Дп1
Аш0 ~	' z А
(1.27)
где АРС = Рс2 - Рс1, АРШ1 = Рш2 - Рш1;
#ш0 = 1 + -^1-7.1  =1 + ц.
1- 1/КР1
(1.27а)
Очевидно, что Кш приемника тем меньше, чем меньше мера
шума его первых каскадов УРС. Величина Кш позволяет оце-
34
1. Радиоприемные устройства: общие сведения
нить чувствительность приемника. Различают предельную,
реальную и пороговую чувствительности.
Предельной чувствительностью называют величину по-
лезного сигнала (мощность Рс1 = Рс0 или ЭДС Вс1 = Вс0) на входе
приемника, при которой на выходе линейной части приемника
(до детектора) обеспечивается отношение мощностей С/Ш, рав-
ное единице (Рс2 = Рш2).
Согласно (1.26), величина Рс0 определяется суммарной
мощностью шумов на входе приемника в полосе частот А/ при
Рс2 ~ -Рщ2:
Рс0 =КШ РШ1 =РШ1+Р1В =kTKm\f. (1.28)
Чем меньше Кш и уже полоса АД тем меньше Рс0 и выше
чувствительность. Для уменьшения Рс0 в первых каскадах
приемника применяют малошумящие АЭ с большими коэф-
фициентами передачи (1.26), а также уменьшают полосу
пропускания приемника АД Так, при Кш = 10, TQ = 290 К
и А/ = 1 МГц имеем Рс0 = 4 10"14 Вт, а при А/ = 1 кГц - Рс0 =
= 4 • IO’17 Вт.
Реальной чувствительностью называют величину полез-
ного сигнала (мощность Рс1 = Рср или ЭДС Ес1 = Еср) на входе
приемника, при которой на выходе приемника обеспечивает-
ся требуемое отношение мощностей В = С/Ш:
Рср =ВРс0 =ВКШ РШ1 =BkTKmbf (Вт),
(В = Рс2/Рш2 > 5 ...10).	(1.28а)
Пороговой чувствительностью называют величину полез-
ного сигнала (мощность Рс1 = Рсп или ЭДС Ес1 = Всп) на входе
приемника, при которой приемник обеспечивает обнаруже-
ние сигнала с заданной вероятностью правильного обнаруже-
ния D (D > 0,7) при заданной вероятности ложной тревоги F
(F < 10"3	10"4).
Способность приемника принимать сигналы различной
мощности определяется его амплитудной характеристикой
(АХ).
1.4. Основные задачи и характеристики приемников
35
Амплитудная характеристика устанавливает зависимость
(на рабочей частоте /с) амплитуды выходного сигнала от ам-
плитуды входного сигнала У PC:
Umc2 =K(fc)Umcl.
При малых амплитудах входного сигнала АХ практически
линейна. Нелинейность АХ при больших сигналах порожда-
ется нелинейностью ВАХ АЭ. Параметры АХ определяют вход-
ной di и выходной d2 динамические диапазоны приемника,
которые характеризуют пределы изменения мощности (на-
пряжения) сигналов соответственно на входе и выходе У PC:
^1 =Ю1& (^clmax / ^с1 min ) = 201g (C7mcimax /Umclmin ); (1.29)
d2 =101g(PC2max /Pc2min ) = 201g(£7mc2max /£Anc2min)* (l*29a)
Мощность Рс1 сигналов на входе приемника может изме-
няться в широких пределах dr » (40... 100) дБ. Величина
Pci min ограничена предельной чувствительностью, а величи-
на Рс1 тах — допустимыми нелинейными искажениями. Для
нормальной работы оконечных устройств приемника необхо-
димо, чтобы величина d2 была ограничена (d2 < ЮдБ). Согла-
сование динамических диапазонов dr и d2 обеспечивается
с помощью систем ручной (РРУ) и автоматической регули-
ровки усиления (АРУ).
При действии на приемник мощных помех необходимо учи-
тывать нелинейность амплитудной характеристики, которая
обусловливает появление эффектов блокирования, интермо-
дуляции и перекрестных искажений и др.
Аппроксимируем АХ УРС степенным полиномом третьего
порядка:
U2(t) = KiU^+KzUfity+KaU^t),	(1.30)
где Ui(t) и U2(t) — входное и выходное напряжение УРС;
— линейная, К2 и К3 — нелинейные функции (коэффици-
енты) передачи УРС.
В резонансном УРС наиболее опасные нелинейные иска-
жения определяются составляющей третьего порядка K3Ui3(t)
ряда (1.30).
36
1. Радиоприемные устройства: общие сведения
Если на вход УРС воздействуют две помехи
^nl(0 = ^nlCOS(Onlf И l7n2(0 = ^n2COSCOn2t,
ТО
K3Uf(t) = K3(Unlcoso>nlt + t7n2 cos con2t)3 •	(1.30а)
Проведя тригонометрическое преобразование выражения
(1.30а), можно показать, что в выходном напряжении УРС
появится интермодуляционная составляющая вида
-K3tfni^2Cos(2conl-con2)t.	(1.306)
Если прием осуществляется на частоте сос, а частоты помех
отстоят от оос на Доз и 2Дсо:
соп1 =С0с +Асо, соп2 = сос +2Дсо,
то оказывается, что частота интермодуляционной составляю-
щей (1.306) равна
2соп1 ” й)П2 = 2сос + 2Дсо- сос - 2Дсо = сос.
Из этого следует, что в полосу принимаемого канала попа-
дает интермодуляционный продукт нелинейного взаимодейст-
вия двух помех, который оценивается коэффициентом интер-
модуляции третьего порядка
Г _зК^п2кз
^21 - —
4
ис
Опасность нелинейного продукта вида (2сох - со2) обуслов-
лена тем, что частоты первой и второй помех могут находиться
в первых двух соседних с принимаемым каналах и не ослаб-
ляются входным фильтром приемника.
5.	Детектирование радиосигналов, содержащих искомую
информацию, достигается с помощью нелинейных и парамет-
рических устройств, таких как амплитудные (АД), частот-
ные (ЧД) и фазовые (ФД) детекторы.
6.	Усиление сигналов после детектора осуществляется уси-
лителями сигналов низкой частоты (УНЧ), которые обеспечи-
1.5. Типовые структурные схемы приемников
37
вают увеличение мощности выходных сигналов до величины,
необходимой для нормальной работы оконечных устройств
приемника. На выходе РПрУ низкочастотные электрические
сигналы преобразуются в звуковые, световые и другие виды
сообщений, удобные для восприятия получателем информа-
ции (человеком или машиной).
В общем случае параметры приемника (резонансная часто-
та fQ, полоса пропускания AF, чувствительность Рс0, динами-
ческий диапазон d) должны быть согласованы с соответствую-
щими параметрами сигналов (несущая частота fc, ширина
спектра АД., минимальная Рс min и максимальная Рс тах мощ-
ности сигнала). При этом обеспечиваются передача полезных
сигналов с минимальными искажениями и подавление помех,
действующих вне АР. Для борьбы с помехами применяют
приемники с оптимальной обработкой сигналов, характери-
стики которых согласуются с характеристиками полезных
сигналов.
Типовые структурные схемы приемников*
Первый приемник А.С. Попова, предназначенный для прие-
ма грозовых разрядов, состоял из антенны, преобразующей
радиоволны в электрические колебания; когерера (трубка
с металлическим порошком), изменяющего свое сопротивле-
ние при воздействии электрических сигналов, и индикатора.
Этот приемник стал прообразом современного детекторного
приемника, в котором когерер был заменен диодом.
Структурная схема детекторного приемника AM сигналов
(рис. 1.9, а) включает: антенну 1; входное СУ 2; АД 3; ФНЧ 4;
оконечное устройство (ОУ) 5. Соответствующая простая прин-
ципиальная схема приемника с телефоном в качестве ОУ изо-
бражена на рис. 1.9, б.
Приемная антенна преобразует радиоволны в электрические
колебания с такой же несущей частотой Д. Для выделения
сигнала с заданным частотным спектром и минимальными
потерями и подавления помех, спектры которых лежат вне
38
1. Радиоприемные устройства: общие сведения
б
Рис. 1.9
&F, служат СУ. Типовое СУ выполняется в виде ПФ на парал-
лельном контуре L1C1 с автотрансформаторной связью. ПФ
должен иметь резонансную частоту fQ, равную несущей час-
тоте сигнала /с, и АЧХ, согласованную с АЧС сигнала (полосу
пропускания AF, соответствующую ширине спектра сигнала
Afc(AF = fo/Q>A/c):
K(f)=| g(fl | = , K-fo~.=(1.31)
1	1 71+Q2x2 Tl^J
где Q = cooCi/£ — добротность входного СУ с емкостью и про-
водимостью потерь g; Af = (fQ - f) — текущая, x = 2Afc/f0 — от-
носительная, a = Qx — обобщенная относительная расстройки.
Качество подавления помех оценивается коэффициентом
частотной избирательности o(f) (см. рис. 1.8, в), который по-
казывает, во сколько раз коэффициент передачи на резонанс-
ной частоте fQ больше, чем на частоте помехи fn:
о2(Гп) = 1^(Л)/^(Л)|2=(1+е24) = (1+а2п). (1.31а)
Автотрансформаторная связь служит для согласования со-
противлений антенны и детектора по минимуму потерь на от-
ражение.
1.5. Типовые структурные схемы приемников
39
Детектирование радиосигнала осуществляет АД, который
состоит из нелинейного элемента (диода), обладающего в иде-
альном случае односторонней проводимостью и пропускаю-
щего сигналы одинаковой полярности (рис. 1.10), а также ФНЧ
ЯС, полоса пропускания которого AFH согласуется с шириной
спектра модулирующего сигнала FM (см. рис. 1.2) (AFH > FM).
Ток АД зависит от амплитуды входного сигнала. При
квадратичной ВАХ I2 диоды ослабляют слабые сигна-
лы (Ut < 1 В), поэтому детекторные приемники имеют низ-
кую чувствительность (Р^ =10-7...10-9Вт).
На выходе приемника (см. рис. 1.9) НЧ электрический
сигнал преобразуется в звуковой сигнал с помощью телефона
или в другой сигнал (цифровой, механический и т.д.) в зави-
симости от вида оконечного устройства.
Детектирование ЧМ и ФМ радиосигналов осуществляется
соответственно в частотном (ЧД) и фазовом (ФД) детекторах.
Достоинствами детекторных приемников являются простота,
малые габариты, надежность, экономичность. Однако такие
40
1. Радиоприемные устройства: общие сведения
приемники обладают малым радиусом действия и плохой из-
бирательностью по частоте.
Повышение чувствительности приемников стало возмож-
ным после появления в 1906 г. усилительных ламп — трио-
дов, позволяющих строить усилители радиосигналов (УРС).
С помощью усилительных ламп в детекторные приемники
были введены усилители сигналов низкой частоты (УНЧ). По-
сле разработки ламповых усилителей радиосигналов (УРС)
детекторные приемники были преобразованы в приемники
прямого усиления (рис. 1.11, а). Такие приемники включа-
ют входные УРС, усиливающие слабые входные (высокочас-
тотные) радиосигналы, и выходные УНЧ, обеспечивающие
увеличение мощности сигналов до величины, необходимой
для нормальной работы оконечных устройств.
Приемники прямого усиления обладают повышенной чув-
ствительностью (порядка Рс0 =1О-1о...1О-15 Вт). Однако с рос-
том рабочей частоты усилительные способности УРС снижают-
ся (см. рис. 1.7), уменьшается добротность полосовых частотных
фильтров УРС Q, ухудшается их избирательность и затрудняет-
ся перестройка по частоте. Если на вход приемника прямого
усиления поступают одновременно полезные сигналы и поме-
хи, то их взаимодействие в УРС с нелинейной ВАХ может вы-
звать эффект перекрестной модуляции. При этом модуляция
помехи переходит на полезный сигнал. В связи с этим к час-
тотной избирательности входных устройств приемников пря-
мого усиления предъявляются жесткие требования.
В 1918 г. Армстронг (США) и Леви (Франция) предложили
супергетеродинный приемник, в котором основное усиление
и основная избирательность по частоте осуществляются на
промежуточной частоте fnp (fnp « fc) в усилителе сигналов
промежуточной частоты (УПЧ). Для перехода с несущей час-
тоты fc на промежуточную несущую частоту fnp служит преоб-
разователь частоты (ПЧ).
Преобразователь частоты состоит из смесителя 4, гетеро-
дина 5 и нагрузки (УПЧ) 6 (рис. 1.11). Смеситель выполняет
операцию умножения входного сигнала uc(t) и опорного сиг-
нала гетеродина uQ(t) = UmQ cos соо£. В результате умножения
1.5. Типовые структурные схемы приемников
41
б
Рис. 1.11
образуются сигналы с разностной и суммарной несущими
частотами:
u2(t) = kuc(t)uQ(t) = *J7mcJ7m0(cos(DcOt/wo(cos(D00 =
= Um2[cos(^c -(D0)*+cos((0c +(Oo)<L Um2 =Q,5kUmcUmQ.
Для выполнения операции умножения идеальный смеси-
тель должен иметь квадратичную ВАХ и линейную ВСХ.*
Сигнал с частотой /пр = fc - /0 выделяется в нагрузке ПЧ с по-
мощью СУ, у которого резонансная частота fc2 = /пр, и усили-
вается в тракте УПЧ. Чувствительность супергетеродинных
приемников порядка PcQ =(1О"1о...1О“20) Вт улучшается за
счет уменьшения полосы пропускания приемника в тракте
УПЧ. Они позволяют получать высокую избирательность по
частоте за счет снижения несущей частоты, когда /пр « fc.
Выбор промежуточной частоты /пр зависит от диапазона рабо-
чих частот, назначения приемника и ширины его полосы
пропускания AF (расширение AF достигается при увеличении
/пр). Стандартные значения /пр лежат обычно в интервале час-
тот 110 кГц ... 200 МГц. В гетеродинных приемниках fc = f0
и /пр = 0, а в инфрадинных приемниках fc < /пр.
Согласование входного dj и выходного d2 динамических
диапазонов приемника осуществляется с помощью систем
ручной и автоматической регулировки усиления (РРУ и АРУ).
Для стабилизации частоты гетеродина в ПЧ служат системы
ручной и автоматической подстройки частоты (РПЧ и АПЧ).
42
1. Радиоприемные устройства: общие сведения
Супергетеродинные приемники находят широкое приме-
нение в различных РТС. На базе супергетеродинных прием-
ников строят оптимальные фильтровые и корреляционные
приемники, которые обеспечивают на выходе повышение от-
ношения С/П за счет сжатия сигнала во времени.
Оптимальные фильтры (ОФ) представляют собой частот-
ные фильтры, АЧХ и ФЧХ которых согласуются с АЧС и ФЧС
сигнала (рис. 1.12).
Рис. 1.12
Они служат для повышения отношения С/П за счет сжа-
тия сигнала во времени. При этом функция передачи ОФ K(f)
должна соответствовать комплексно-сопряженному спектру
сигнала g*(/):
K(f) = cexp(-j^tQ)gUf\	(1.32)
В этом случае ОФ выполняет операцию свертки сигнала по
времени:
“г(0 = ]g2(f)exp(j(nt)df = JgiCf^^expO’coi)^ (1.33)
-00	—00
ИЛИ
и2 (0 = С exp (- j(£>t0) J gf (/) exp (ycot) df.	(1.33a)
—00
1.5. Типовые структурные схемы приемников
43
Если Д/\ — ширина спектра ЛЧМ радиоимпульса, то дли-
тельность импульса на выходе ОФ т2 « 1/А/1- Такой ОФ осу-
ществляет сжатие ЛЧМ сигнала во времени с коэффициентом
сжатия:
ксж =т1/т2 =TiAA.
Радиокорреляторы (РК) (рис. 1.13, а) представляют со-
бой параметрические устройства, которые обеспечивают по-
вышение отношения С/П за счет сжатия спектра сигнала.
Функция передачи РК в установившемся режиме должна из-
меняться по закону изменения опорного сигнала uQ(t), который
имеет такой же закон модуляции, что и полезный сигнал.
Так, если полезные радиосигналы являются ЛЧМ радиоим-
пульсами длительности т (рис. 1.13, б)
uc(t) = Uтс cos [(сос + Дсосt /2т) t + <рс],	(1-34)
44
1. Радиоприемные устройства: общие сведения
имеющими практически равномерный спектр
gc(f) = Ucylx/Afc	(1.34а)
в полосе частот
(fc-bfc)<fc<(fc+bfc),
определяемой девиацией частоты А/с, то при опорном сигнале
с тем же законом модуляции
Щ)(0 = UmQ cos [((оо + A(dc£/2т)t + фо]	(1.35)
и при Um0 » Umc функция передачи РК k(t) пропорциональ-
на опорному сигналу
k(t) = u0(t) = Um0 COS [((D0 +A(Dc£/2r)t+ ф0].	(1.36)
В этом случае РК выполняет операцию умножения полез-
ного и опорного сигнала с одинаковыми законами угловой
модуляции
u2(t) = k(t)uc(t),
при которой на выходе фильтра (интегратора) выделяется де-
модулированный радиоимпульс u2(t) длительности т с посто-
янной частотой (d2 = ((Dc - (Do):
u2(t) = 0,5kUmc cos [(сос -<ооУ+(фс -<Po)L (1.37а)
спектр которого имеет вид:
,,ч /л тт sin(co-conp)T/2
ЯпР(Л — Яг(/) — UmnpX -	- — .	(1.376)
(<о-<опр)т/2
Если тх — длительность ЛЧМ входного радиосигнала, то
ширина спектра радиосигнала на выходе радиокоррелятора
А/2 «1/Т1,
т.е. радиокоррелятор осуществляет сжатие сигнала по спек-
тру с коэффициентом сжатия:
Ксж =Д/1/Д/2=ДАт1.
1.5. Типовые структурные схемы приемников
45
Оптимальная обработка сигналов применяется в приемни-
ках РЛС и других РТС при приеме слабых сигналов на фоне
помех, когда допускается изменение параметров сигнала (сжа-
тие сигнала по времени и по частоте) в целях обеспечения оп-
тимального отношения сигнал/помеха.
СОГЛАСУЮЩИЕ УСТРОЙСТВА
ПРИЕМНИКА
ML
2.1.
Обшие сведения
Приемники состоят из каскадного соединения функцио-
нальных элементов (ФЭ), выполняющих необходимые опера-
ции обработки сигналов. Каждый предыдущий ФЭ исполняет
роль источника сигналов (ИС), а каждый последующий —
роль нагрузки. ФЭ обладают, как правило, различными час-
тотно-зависимыми внутренними параметрами и собственны-
ми источниками помех. При прямом соединении ФЭ между
собой передача сигналов сопровождается частотными иска-
жениями и потерями мощности сигнала на отражение.
В связи с этим одной из основных проблем радиоприема
является проблема согласования между собой элементов при-
емника в целях достижения оптимальной передачи слабых
радиосигналов на фоне помех в полосе пропускания AF, соот-
ветствующей ширине спектра сигнала AF > А/с (см. рис. 1.4),
и подавления помех, действующих вне этой полосы AF.
Согласно классической теории радиоприема согласование
состоит в схемно-техническом обеспечении передачи сигналов
с минимальными искажениями, потерями и отражениями.
Такое согласование реализуется при формировании АЧХ
и ФЧХ, близких к идеальным, с помощью недиссипативных
(без потерь) согласующих устройств (СУ), позволяющих транс-
формировать параметры ИС и нагрузки без изменения их ста-
ционарных энергетических свойств. Практически для согласо-
вания в диапазоне метровых и более длинных волн используют
СУ с сосредоточенными L и С параметрами, а в диапазоне де-
циметровых и более коротких волн применяют СУ на отрезках
линий передачи, обладающих трансформационными свойства-
ми и обеспечивающих формирование требуемых АЧХ и ФЧХ.
2.2. Согласование ИС и нагрузки с сосредоточенными параметрами 47
Особенно важная роль отводится согласованию первых кас-
кадов приемника, в которых мощность сигнала минимальна
и ее потери приводят к существенному снижению чувствитель-
ности приемника. В первую очередь это относится к входным
СУ, обеспечивающим согласование приемника с антенной.
При повышенных требованиях к чувствительности прием-
ника согласование должно обеспечивать максимальное отно-
шение мощности сигнала к мощности помех, создаваемых
элементами приемника (минимальную меру шума). На вход-
ные СУ могут возлагаться дополнительные функции, такие
как обеспечение однонаправленной передачи, суммирование
и вычитание сигналов, защита активных элементов от пере-
грузки и др.
Междукаскадные СУ должны строиться с учетом обеспе-
чения устойчивой работы АЭ при их одновременном согласо-
вании по входу и выходу.
К специальным задачам согласования можно также отне-
сти задачи согласования динамического диапазона приемника
с динамическим диапазоном входных радиосигналов. При оп-
тимальной обработке сигналов частотные (АЧХ, ФЧХ) и вре-
менные (импульсная, переходная) характеристики приемника
согласуются со спектральными (АЧС, ФЧС) и временными
характеристиками радиосигнала.
Ниже основное внимание уделяется классическим задачам
согласования, связанным с обеспечением передачи сигналов
с минимальными искажениями, потерями и отражениями,
которые существуют для всех типов приемников.
Согласование источника сигналов
и нагрузки с сосредоточенными
параметрами
2.2.1.	Эквивалентные схемы ИС и нагрузки
Для определения требований к структуре и параметрам со-
гласующих устройств (СУ) рассмотрим схемы передачи сиг-
налов, состоящие из прямого соединения источника сигналов
II
48
2. Согласующие устройства приемника
(ИС) и нагрузки, и определим их передаточные (энергетиче-
ские) характеристики.
Простейшая схема передачи сигналов состоит из прямого
соединения ИС Gc и нагрузки LH. В приемниках (см. рис. 1.12)
первичным ИС является антенна, а нагрузкой линейного трак-
та — входная цепь детектора. В то же время ИС можно считать
каждый предыдущий, а нагрузкой — последующий каскад
приемника. При анализе условий передачи ИС (рис. 2.1) Gc
может быть представлен в виде эквивалентного генератора
ЭДС Ес (тока Jc) с комплексным сопротивлением zc = rc + jxc
(проводимостью Ус = Яс + foe), & нагрузка LH — в виде ДП с ком-
плексным сопротивлением zH = гн + ухн (проводимостью ун = Ян +
+ ybH), где r(g) — активные, х(Ь) — реактивные сопротивле-
ния (проводимости). Генераторы ЭДС Ес и тока Jc эквивалент-
ных схем связаны между собой соотношениями
Ес = zcJc, Jc = усЕс.
С	С С 7 и </ с с
Рис. 2.1
В диапазоне СВЧ источник сигналов представляют в виде
эквивалентного генератора волновой ЭДС hc с коэффициен-
том отражения Гс, а нагрузку — в виде двухполюсника (ДП)
с коэффициентом отражения Гн:
Ьс=кс+Гсас, Ьгг=Гпа„,	(2.1)
где, согласно (1.4),
Гс =rcexp(jec) = bc/a =(zc -p)/(zc +р) = (£о -Ус)/(£о +Ус)>
Гн =ГнехрО’0н) = &н/«н =(2н ~Р)/(*н+Р)=(£о ~Ун)/(£о+Ун),
Лс =EcP/(Zc +P)=Jrc/(£o + Ус)-
2.2. Согласование ИС и нагрузки с сосредоточенными параметрами
49
2.2.2.	Прямое соединение ИС и нагрузки
Рассмотрим у-у-эквивалентную схему, состоящую из соеди-
нения ИС (генератора тока Jc с проводимостью ус) и нагрузки
(ДП с проводимостью ун) (рис. 2.2). Запишем для данной схемы
уравнения в системе ^-параметров:
i^Jc+ycUc, ^н=Ун^ну	(2.1а)
(ис =^н>	= ” > Jc =УсЕс).	(2.16)
ic /н
Рис. 2.2
Передаточные свойства соединения ИС и нагрузки оцени-
ваются величинами действительной мощности, поглощаемой
нагрузкой Рн, отраженной от нагрузки Рот, и соответствую-^
щими им функциями передачи КР и отражения Кот мощности,,
а также функцией (коэффициентом) передачи напряжения К
и функцией (коэффициентом) отражения волн Г.
Из уравнений (2.1) с учетом равенства Jc = усЕс находим
= Jc /(.Ус + Ун )= Ес ус/(Ус + 1/н )»	(2.2)
К = ин/Ес =-КехрО<р) = ус/(ус+j/H).	(2.3)
Модуль функции передачи К определяет амплитудно-час-
тотную характеристику, а аргумент ср — фазочастотную:
#=|К|, (p = argK.	(2.3а)
Полная мощность Рп в нагрузке с проводимостью ун = Ян +
равна:
Р п = ин^н = (ин Унин ) ~ ин Ун = Ен	(2.4)
где Рн — действительная мощность, рассеиваемая в активной
проводимости нагрузки gH; Рр — реактивная мощность в про-
водимости нагрузки Ьн.
50
2. Согласующие устройства приемника
При этом
Рн =0,5 (Рп +Pn) = 0,5(uHiH +гХ).	(2.4а)
Рн = 0,5 и2 (ун +Ун) = «нЯн>	(2.46)
Рр = 0,5(Рп -Р*п) = 0,5u2H(ун -у*я) = и2нЪн.	(2.4в)
Согласно (2.2), (2.46), величина мощности, рассеиваемой
в нагрузке, равна:
Рн =Jc(y*H +Ун)/2 |ус +Ун I2 =^сЯн/1Ус +Ун|2.	(2.5)
Как видно, величина Рн зависит от соотношения между
проводимостями источника сигналов ус = Яс + Ж и нагрузки
Ун = Ян + ]ЬЯ.
2.2.3.	Условия согласования ИС и нагрузки
Задача определения максимального значения Рн является
вариационной задачей, в которой варьируемыми параметрами
являются Уси Ун» изменяемые с помощью СУ. Выполняя опера-
цию дифференцирования Рн (2.5) по ун и полагая dPn/dyn = 0,
находим условия комплексно-сопряженного согласования:
Ус = Sc + А =Ун=ён ~]Ьн 	(2.6)
Отсюда следуют два физически реализуемых условия со-
гласования:
1.	Условие резонанса Ъс + Ьн = 0.
2.	Условие передачи без потерь на отражение (при резо-
нансе) яс = Ян-
В режиме согласования (2.6) величина Рн максимальна
и равна номинальной или располагаемой мощности ИС Рс0:
Рнтах =РСО = Л/2(Ус + Ус*) = J2/4^с.	(2.7)
Номинальной мощностью ИС называют максимальную
мощность ИС Рс0, которую он может отдать в согласованную
нагрузку (ун =у*).
2.2. Согласование ИС и нагрузки с сосредоточенными параметрами 51
При рассогласовании часть мощности отражается от на-
грузки. Величина отраженной мощности Рот определяется из
условия баланса мощностей:
Рот=Рсо-Рн.	(2-8)
Функция передачи мощности КР равна отношению мощ-
ности, поглощаемой нагрузкой Рн, к номинальной мощности
ИС Рс0.
Функция отражения мощности К0Т равна отношению
мощности, отраженной от нагрузки Рот, к номинальной мощ-
ности ИС Рсо (2f0T = 1 - КР):
KP=Pa/Pc0=4(ga/gc)\K\2,	(29)
^ОТ ~ Тот / ТСО = I Ген I >
где Гсн — коэффициент рассогласования.
Согласно (2.5)-(2.8), выражения (2.9) можно записать
в виде
р _ (Ус + Ус )(Ун + Ун ) __4^с^Н_____ ^2 10)
|Ус+Ун|2 (£с+£н)2+(^с+^н)2
I * I 2
,	12 Ус-Ун
К„ =|ГСН|2 =!------(2.10а)
I Ус +Ун|
или
Кот = (<с.-£н)2+Фс+Ьн)2	(2.106)
(ёс +£н)2 +Фс +М2
На рис. 2.3, а изображены графики функций KP(b) = KP(f),
К0Т(Ь) = 2f0T(a) в зависимости от частоты f или величины сум-
марной реактивной проводимости соединения Ъ = Ьс + &н. Функ-
ции (2.10) имеют стационарные значения KP(fQ) и 2fOT(f0) на
резонансной частоте fQ, равной несущей частоте сигнала /0 = Л,
когда суммарная реактивная проводимость схемы равна нулю:
b(fo) = bc(fo) + ЬМ = 0, т.е.
KP(f0)= 4gcgH-2,	(2.11а)
tec + Ян)
52
2. Согласующие устройства приемника
*от(/о) =
(gc-ён)2
(£с+£н)2
(2.116)
(для параллельного LC контура jb(fo) = j($0C + l/jcooL = j(cooC -
- l/CD0i) = 0).
Если величина Ъ Ф 0, то стационарные значения функций
(2.10) могут быть реализованы с помощью дополнительных
настроечных реактивных проводимостей Ьд1, Ьд2 или суммар-
ной проводимости настройки &д = Ьд1 + Ьд2:
Ьд1=-Ьс, ^д2 = -	> ^д ~~ (Ьс+Ьн).
Рис. 2.3
В частности, если реактивная проводимость соединения
(6С + &н) носит емкостный характер (Ъ = Ьс + bH = cooQ, то настро-
ечная проводимость должна быть индуктивной (Ьд = - l/cooL).
Такая проводимость обеспечивает реализацию стационарных
значений (2.11) энергетических характеристик (2.10) на ре-
зонансной частоте соо =114ЬС при (сооС - 1/соо£) = 0.
Функции (2.11) зависят от соотношения проводимостей
£н и принимают стационарные значения при gc = gH. Если
gc * то в соединении возникают потери на отражение
(Kp(fo) < 1, KOT(f0) > 0) (рис. 2.3, б). Если gc > ян, то ИС может
быть согласован с нагрузкой с помощью дополнительной ак-
тивной проводимости Яд, которая является проводимостью
потерь, т.е. яп =ЯД • В этом случае, согласно (2.11),
2.2. Согласование ИС и нагрузки с сосредоточенными параметрами
53
КР{М =-----4gcgH 2,	(2.12)
(£С+£Н + £дГ
КМ) = {§с~ёп~ёл}22-	(2.12а)
(£с+£н + £д)
В режиме согласования с ИС (gc = £н + £д> £н = £с “ £д)
К от min =	& Р max — /(^д	) — 0-— / Sc)<
Как видно, величина Кр уменьшается за счет потерь в про-
водимости £ГД и рассогласования с нагрузкой. В связи с этим
для согласования активных проводимостей (сопротивлений)
используют ТС, которые позволяют увеличивать и уменьшать
модули проводимостей ус и г/н. Идеальный трансформатор со-
противлений (ИТС) можно представить в виде катушек ин-
дуктивностей Iq и Ь2 с числом витков iv1 и w2 (рис. 2.4, а).
Свойства ИТС характеризуются прямым nj и обратным п2 ко-
эффициентами трансформации:
П1 =1/п2 =«г/и1 =11/^2 =^2/^1 =(w2/W1)2 •	(2.13)
Для ИТС мощности сигналов на входе и выходе Р2 рав-
ны между собой:
Р1 =«1^1 =Р2 =“г^2.
Входная у1и выходная у2 проводимости нагруженного ИТС
в режиме согласования равны трансформированным прово-
димостям нагрузки г/н и ИС у'с:
У1 =Ун =«1 Ун> У2=Ус=п2ус.
Рис. 2.4
54
2. Согласующие устройства приемника
Если ус = gc и ун = £н, то =g'H =п[-gH, g2 = g'c = n2-gc.
Оптимальный коэффициент трансформации п10 находится
из условия обеспечения передачи сигналов без потерь на от-
ражение, когда Кот = 0:
"ю = /£н = ^20	~	=	’^н)*	(2.13а)
Практически вместо ИТС применяют автотрансформаторы,
в которых ИС и нагрузка подключаются к части катушки
индуктивности. При автотрансформаторном включении ИС
(рис. 2.4, б) коэффициент трансформации п и коэффициент
включения пв = 1/п соответственно равны:
nzL/L^tw/wi)2 >1,	(2.136)
nB ^L1/L = (w1/w)2 <1.	(2.13в)
Аналогично можно найти условия согласования и соответ-
ствующую структуру СУ при использовании z — z-, z — у-
и у — ^-эквивалентных схем соединения ИС и нагрузки. На
практике широко применяют схемы автотрансформаторных
СУ (АСУ), отличающиеся простотой конструкции и удобст-
вом перестройки по частоте в широком интервале частот.
Автотрансформаторное согласующее

устройство
2.3.1. Принципиальная и эквивалентная схемы
Автотрансформаторное согласующее устройство (АСУ) при-
меняют в диапазоне метровых и более длинных волн при согла-
совании ИС и нагрузки, когда gc > gH, в частности при согла-
совании антенны с первым каскадом приемника (УРС). На
рис. 2.5 изображена схема, состоящая из ИС (антенны), АСУ
и входной цепи УРС на ПТ (с комплексной емкостной вход-
ной проводимостью ПТ уп = £ц + /соСц).
2.3. Автотрансформаторное согласующее устройство
55
Антенна как ИС может быть представлена в виде эквива-
лентного генератора тока Jc с проводимостью ус (см. рис. 2.2).
Для антенны, согласованной с линией передачи, проводи-
мость ус равна волновой проводимости линии gQ.
Проводимость нагрузки включает емкость и активную
проводимость:
Ун =Ян+>сн, сн = си+сп+см, gH =gn+gni
где Сп — входная емкость ПТ; См — емкость монтажа; Сп —
емкость подстройки; — активная входная проводимость
ПТ; gn — проводимость потерь.
Автотрансформаторное согласующее устройство состоит из
катушки индуктивности L и конденсатора подстройки Сп.
При электронной настройке в качестве Сп используют вари-
капы (см. рис. 2.12), емкость которых изменяется в зависи-
мости от напряжения смещения. Индуктивность L выбирается
из условия настройки на резонансную частоту соо- Согласно
(2.6), индуктивность контура определяется формулой Томп-
сона. При суммарной емкости нагрузки С
L=l/m2C.	(2.14)
Величина индуктивности L зависит от числа витков w, диа-
метра d (см) и длины намотки h (см). Для однослойной катушки
Ь^и^ДОДб+Л/сЩнГн).	(2.14а)
56
2. Согласующие устройства приемника
Потери в катушке индуктивности характеризуются сопро-
тивлением потерь гп:
=Phh/S,
где рл — удельное сопротивление; h — длина; S — площадь
сечения проводника.
Избирательность ненагруженного контура LC по частоте
зависит от его собственной добротности Qo (в метровом диапа-
зоне волн Qo « 50.. .100):
Qo = Po/r = go/gn,
где ро(£о) — характеристическое сопротивление (проводи-
мость) контура; gn — проводимость потерь в проводе катуш-
ки индуктивности L.
Следовательно,
Ро = 1 / £b /С, o^qL =1/(j^qC,
gn = r/[r2+(w0L')2]^r/(a>0L)2 =rg2.
Место подключения антенны к АСУ определяется соглас-
но (2.13а) из условия согласования проводимостей gc и gH по
минимуму отражений.
Используя эквивалентные схемы ИС и нагрузки (см.
рис. 2.1), можно принципиальной схеме (см. рис. 2.5) поста-
вить в соответствие трансформированные эквивалентные схе-
мы (рис. 2.6).
Для схемы (рис. 2.6, б) с ИС, трансформированным к на-
грузке:
J’c =Jc/nl =JcnB, g'c=gc-n~2 =gc-n2, (n2<l) (2.15)
a	6
Puc. 2.6
2.3. Автотрансформаторное согласующее устройство
57
номинальная мощность ИС (2.7) остается неизменной, т.е.
является инвариантом ИС по отношению к трансформацион-
ным преобразованиям:
Рс0 =	/4£ = До =	/4£с ,	(2.16)
и характеристики схемы определяются, так же как и для
прямого соединения ИС и нагрузки (см. рис. 2.2), формулами
(2.10).
2.3.2. Основные характеристики и параметры
Для эквивалентных схем, приведенных на рис. 2.6, с уче-
том проводимости потерь gn энергетические характеристики
(2.10) определяются следующими формулами:
Кр =------------(2.17)
(£с+£п+£н) +(coC-l/(coL))
_(^-^п-^)2 +(coC-l/(coL))2
& ОТ “	9	9 >	(2.1 «а)
(£с+£п+£н) +(соС-1/(со£))
M0=7T^’ g0T(n = (--^^---->	(2.18)
(l+aJ)	(l+aJ)
где a — обобщенная относительная расстройка:
(21д)
g-£ ®о fo &F
Асо = 2лА/ = (со - соо) — текущая расстройка; С — суммарная
емкость АСУ (2.14); Q = соот — добротность (качество); т — по-
стоянная времени (затухания); g^ — суммарная проводимость
потерь нагруженного АСУ:
Q = £o/£e =w0C7£z, t=C/£z,	=^+£п+£н,’ (2.20)
Kp(fQ), K0T(fQ) — коэффициенты передачи и отражения на ре-
зонансной частоте f:
Kp(f0) = ^^, ^T(/b) = (gc~gn2~gH).
si	£
58
2. Согласующие устройства приемника
Функции (2.17), (2.18) подобны функциям (2.10), (2.12).
Они принимают стационарные значения (см. рис. 2.3) при
выполнении условий согласования (2.6):
□	резонанса
(coC-1/coL) = 0;	(2.21)
□	передачи без потерь на отражение
ё'^ё'н+ё'п-	(2.21а)
Величина КР тем больше, чем меньше потери в СУ. Полоса
пропускания AF определяется по уровню 0,5 нормированной
функции передачи мощности КР или по уровню 0,707 норми-
рованной АЧХ (рис. 2.7). Согласно (2.18), на границе полосы
пропускания /г(аг)
KP(fr)/KP(fo) = \K(fr)/K(fo)\2=O,5; (1+а2г) = 2.
Полоса пропускания нагруженного АСУ AF зависит от сум-
марной емкости контура С и суммарной проводимости потерь gz.
С учетом (2.19)
а? =1, AF = 2Afr =Го/<? = Яе/2лС.	(2.22)
2.3. Автотрансформаторное согласующее устройство
59
Максимальная величина AFmax = й/2лСп ограничивается
постоянной времени нагрузки т (2.20), поэтому при построении
широкополосных схем необходимо использовать элементную
базу приемника с минимальными паразитными реактивны-
ми параметрами. В общем случае возможности приема и об-
работки широкополосных сигналов определяются частотной
зависимостью внутренних параметров АЭ приемника. Пределы
максимальной полосы согласования можно оценить из анализа
частотной зависимости коэффициента отражения (2.17а).
Для типовых электронных и полупроводниковых АЭ при-
емника, имеющих комплексные емкостные входную и выход-
ную проводимости, теоретические ограничения полосы согла-
сования определяются интегральным соотношением Боде,
которое для соединения ИС с проводимостью gc и нагрузки
с проводимостью у = g + jtoC имеет вид:
1| dm =	=1 [(^с+£)2+(®С)2	л
2 J lntf0T " J 1пГ " 2 J (ge -gf +(ЮС)2	RC
Наилучшие результаты согласования достигаются в том слу-
чае, когда величина коэффициента отражения минимальна и по-
стоянна в пределах полосы частот согласования Асо = со2 - coi
и равна единице вне этой полосы. В этом случае соотношение
V dco < тс _ тс
С01
при постоянной заданной величине Г определяет теоретиче-
ские пределы полосы частот согласования нагрузки Асот < 1п Г.
Как видно, при фиксированных параметрах нагрузки ка-
чество согласования ухудшается с расширением полосы про-
пускания.
При построении узкополосных схем уменьшение AF дости-
гается за счет увеличения постоянной времени т или доброт-
ности Q нагруженного контура путем выбора элементов L, С
с малыми потерями и автотрансформаторного подключения
как ИС Яс =Пвс£с> так и нагрузки g'H =nlHgs; (nBC, пвн<1).
60
2. Согласующие устройства приемника
В супергетеродинных приемниках уменьшение AF достигается
также при многократном понижении несущей частоты.
Амплитудно- (АЧХ) и фазочастотная (ФЧХ) характери-
стики (рис. 2.7, а) АСУ (см. рис. 2.5) определяются выраже-
ниями (2.4):
|К(а)| = -Д5=, Ко=—,	(2.23)
д/1 +СС	“*"^п + бн
ср(а) = -arctg(a).	(2.23a)
В режиме согласования активных проводимостей источни-
ка сигналов и нагрузки с учетом проводимости потерь (2.21)
^в£с =	+ £н •
Максимальный коэффициент передачи напряжения равен:
Kq = -^(/о)тах =	/(^в£с	+ ён ) = 1 /2дв •
Амплитудно-частотная характеристика одноконтурной схе-
мы АСУ (см. рис. 2.7) неравномерна внутри AF и допускает
прохождение помех вне AF. Для выравнивания АЧХ внутри
AF и улучшения подавления помех вне AF используют п-кон-
турные СУ (рис. 2.8, а), функция передачи которых при мак-
симально плоской АЧХ имеет вид
К(а) = К0 /(1+а2")1/2.
Форма АЧХ приближается к прямоугольной с увеличени-
ем числа контуров п. Согласно (2.24), число контуров п СУ
определяется требованием к частотной избирательности на
частоте помехи /п(ап) (рис. 2.8, б):
„ > 1g [(ст п -1)/(ст? -1)]_ 1g	-l)_lg СТ п	(9
[ Ь	~	тс )
21g(an/ar) lg(an) lgan
Однако с увеличением п растут потери в СУ и при п > 4
улучшение формы АЧХ незначительно. Обычно выбирают
число контуров СУ и = 2 ... 4
2.3. Автотрансформаторное согласующее устройство
61
Фазочастотная характеристика <р(со) отражает инерцион-
ные свойства схемы. Время задержки сигналов t3 однозвенно-
го СУ определяется постоянной времени схемы т = C/g^:
t3 =d(p((D)/do) = T =C/^Z.
Для n-контурного СУ с гладкой формой АЧХ
t3 =d(p(co)/dco«7ZT.
Коэффициент шума АСУ Кш, нагруженного на комплекс-
ную проводимость ун = gn + ]ЬИ , зависит от проводимости по-
терь АСУ gn и условий согласования. Представляя ИС совмест-
но с АСУ в виде эквивалентного источника шума с суммарной
активной проводимостью (gc + £п), запишем, согласно (2.7),
выражения для мощности шумов на выходе ИС Рш1 и выходе
АСУ Рш2 в виде
т2	j%
Рш1 = 4^ = kT\f, Рш2 =	^-2—- = kT\f = Рш1.
4£с	4(£с+£п)
Используя (1.19), получим формулу Кш АСУ с проводимо-
стью потерь gn:
Кш =(РС1/Рш1)/(РС2/Рш2)=^/Кр =
(gc +ёп +£н)2/4£с£н-	(2.25)
62
2. Согласующие устройства приемника
Величина Кш АСУ минимальна на резонансной частоте и
соответствует режиму согласования с ИС, когда g'c =(£н +£п)
и КР = КРтпах (см. рис. 2.3, 2.7, б):
Кшmin	•
(2.25а)
'2.4.
Согласование источника сигналов
и нагрузки с распределенными
параметрами
2.4.1. Трансформационные свойства
волноводной линии передачи
В том случае, когда длина волны X сравнима с размерами
линии передачи I (X < Z), в качестве элементов СУ используют
отрезки полосковых линий передачи, прямоугольных, коак-
сиальных, щелевых волноводов и т.д., обладающие малыми
потерями. Свойства линии передачи (рис. 2.9) характеризу-
ются постоянной распространения у и волновым сопротивле-
нием р (проводимостью g$ =1/р), которые зависят от конст-
рукции и материала волновода (диэлектрической е, магнит-
ной ц проницаемости). При замене волновода цепочечной ли-
нией (см. рис. 2.8, а) с последовательными сопротивлениями
z = г + jcoL и параллельными проводимостями у = g + усоС пара-
метры линий у и р определяются выражениями
у = а +ур = Л/(^ + усоЬ)(^+уЪС),
р = J(r+j(i)L)/(g+jaC) » JL/C,
где г, g, L, С — погонные параметры линии передачи (на еди-
ницу длины линии); а « г/2р + gp/2 — постоянная затухания;
Р «со/и = 2тт/А. — фазовая постоянная; v = 1 / y/LC =с/ -Jpe — фа-
зовая скорость распространения волн в волноводе.
2.4. Согласование ИС и нагрузки с распределенными параметрами
63
В частности, для коаксиальной линии с малыми потерями
(рис. 2.9, а), заполненной диэлектриком с диэлектрической
проницаемостью е,
2л-ед	tinln(D/d)	_601n(D/d)
ln(D/d)	2я
Уравнения, устанавливающие зависимости между класси-
ческими и, i и волновыми а, Ъ координатами входных и19
Ч(а1, ^1) и выходных и2, ^2 (^2, аг) сигналов отрезка линии пе-
редачи I (рис. 2.9,6), имеют вид:
ur =(ch yl)u2 +(р sh yZ) i2, <4 = &2 exp(yZ),	(2.26)
И = (Яо sh yDu2 +(ch. YD *2 > &i ~ a2 exP (~y0-	(2.26a)
Из уравнений (2.26) следует, что линия передачи обладает
трансформационными свойствами, позволяющими исполь-
зовать ее для решения задач согласования.
1.	Линия без потерь (а = 0), нагруженная на согласованную
нагрузку jRh = р, Гн = 0), выполняет роль ИФВ с коэффициен-
том прямой S21 и обратной S12 передач и временем задержки
t3 (&л.я взаимной линии S21 = S12):
K-S21 =Ь2/аг =exp(-y*pZ) = ехр(-;2ти/Д) = exp (-/сот). (2.27)
t3 =d<p(co) / dco = Zv = T, v2 = 1/LC.
2.	При Z = X/4 или I = (2&+l)X/4 отрезок волновода с волно-
вой проводимостью gQ выполняет роль ИТС, трансформирую-
щего проводимость нагрузки ун во входную проводимость уг:
У1 =ёо/Ун-	(2.27а)
64
2. Согласующие устройства приемника
3.	При отрезке произвольной длины I входная проводи-
мость ух и входной коэффициент отражения Г19 согласно (2.26),
соответственно равны:
_ gp(gp + Ун ethyl)
(ун + go ethyl)
Г1=Ь1/а1=-Гн ехр(~j’2yl) = -Гн ехр(;(фн-2у1)). (2. 28)
При коротком замыкании отрезка линии передачи (зн = О,
Ун = с0)
У1 = gi + jbi = go cth (a + jp)l, I\=- exp (- 2 (a + ;P)l).
При малых потерях (a I « 1, sh al ® al, ch al ® 1) (рис. 2.10)
gi =goa£/sin2 pi,
bi =-goetgpl,	(2.29)
Tj = bi / ai = -exp (~;2pl).
Как видно из графиков gi(l), bi(l), КЗ отрезок волновода
эквивалентен:
□	индуктивности L при I < X/4 (Ьх(1) < 0);
□	емкости С при X/4 < I < Х/2 (bi(l) > 0);
□	параллельному контуру LC при I = X/4 (&i(l) = 0);
□	последовательному контуру LC при I = X/2 (&i(l) = со).
2.4. Согласование ИС и нагрузки с распределенными параметрами
65
При известной реактивности нагрузки (Ьн = со0Сн) КЗ отре-
зок I (Ь = -goctgPO обеспечивает резонанс на частотах, опреде-
ляемых условиями согласования
«о/Сн =goctgpZ.	(2.30)
С увеличением длины отрезка I возрастает проводимость
потерь gn, поэтому отрезок I СУ выбирают, как правило, ми-
нимальной длины (I < Х/2). При разомкнутом отрезке линии
(Ун = 0) выражения (2.28) принимают вид
У1 = Я1 + A = gQ th (а + уpy, 1\ = ехр (- 2 (а + ;p)Z).
Как видно, разомкнутый отрезок волновода эквивалентен
КЗ отрезку при увеличении его длины на Х/4.
2.4.2. Прямое соединение ИС и нагрузки
При анализе СУ с распределенными параметрами ИС и на-
грузка представляются в виде двухполюсников (см. рис. 2.1),
свойства которых, согласно (1.3), (2.1), описываются уравне-
ниями
= Гс*с	(2.31)
~ Гн Лн (Ьн =	> Ьс = Лн , hc = Jс /(ус + Яо))>
где Гс, Гн — коэффициенты отражения ИС и нагрузки с про-
водимостями ус И 1/н:
Гс =(Яо “Ус)/(Яо +г/с)=Гсехр(уфс),
Гн =(Яо-г/н)/(Яо+Ун)=Гнехр(7фн).
Мощность сигнала Рн в нагрузке, согласно (2.4), определя-
ется разностью мощностей падающих и отраженных волн
и описываются гиперболической квадратичной формой:
Рн = 0,5 (uH iH + iHuH) = (ан лн ~	)Яо =
= а|(1-Г|)£0.	(2.32)
Из уравнений (2.31) следует
ан =ЬС=ЛС(1-ГСГ1Г1.
66
2. Согласующие устройства приемника
При этом
h2 Г1-Г21
Рн = cL hJ.	(2.32а)
|1-ГсГ1|
Величина мощности Рн зависит от соотношения между Гс
и Гн. Выполняя операцию дифференцирования и полагая
dP^/drn = 0, находим условия комплексно-сопряженного со-
гласования источника сигналов и нагрузки:
Гс =ГсехрО<Рс) = Гн =Гнехр(-у<рн), (2.33)
при выполнении которых величина Рн максимальна и равна
Р с0:
Рсо =Рятах =h2Qg0/(l-r2c) = Jl/4gc.	(2.34)
Согласно (2.31)-(2.33), функции передачи и отражения
мощности равны:
_[1-гс2][1-г2].	_|гс-г:|2
Кр --------------—, Кот------------.	(2.35)
|1-гсЛ|2 |i-rcTi|
Функции (2.35) принимают стационарные значения КР = 1,
КО1! = 0 при выполнении условий согласования (2.33):
1. Резонанса (<рс + <рн = 0);
2. Передачи без потерь на отражение (Гс = Гн).
Для обеспечения условия резонанса используют фазовра-
щатели. Фазовый сдвиг срф выбирается из условия компенса-
ции суммарного набега фазы (<рс + <рн + Фф = 0).
Для уменьшения потерь на отражение служат согласую-
щие трансформаторы, в качестве которых могут быть исполь-
зованы четвертьволновые отрезки волноводов. Согласование
можно также обеспечить при совместном использовании фазо-
вращателя и реактивного шлейфа, что существенно упрощает
реализацию волноводного СУ. При этом такое СУ эквивалент-
но АСУ с сосредоточенными параметрами (см. рис. 2.5).
2.5. АСУ на отрезках полосковых линий
67
Автотрансформаторное согласующее
устройство на отрезках полосковых
-2.5.
Согласующее устройство на отрезках волноводов применя-
ют для согласования антенны с УРС и каскадов УРС между
собой в диапазонах УВЧ, СВЧ и КВЧ, когда длина волны
сравнима с размерами линии передачи. На рис. 2.11 изобра-
жена принципиальная схема АСУ на отрезках микрополос-
ковых линий llt 12 с волновой проводимостью Яо, обеспечиваю-
щего согласование антенны с первым каскадом УРС на ПТ.
Входная проводимость ПТ в широком диапазоне частот носит
емкостный характер = Ян + /соСн-
При этом коэффициент отражения нагрузки равен:
Гн =(ёо-Ук)/(ёо+УЛ < 1, Фн < 0)-
Для антенны, согласованной с проводимостью линии пере-
дачи, ус = g0, Гс = 0.
В АСУ фазовращатель 12 с коэффициентом передачи К =
= ехр (]2п12/Х) трансформирует фазу, а отрезок с проводи-
мостью	ctg (StuZj/X) (2.29) трансформирует также мо-
дуль коэффициента отражения.
68
2. Согласующие устройства приемника
В точке соединения отрезков 1} и 12 трансформированные
коэффициенты отражения ИС и нагрузки в режиме согласо-
вания должны быть равны по модулю:
Гс1 =(Яо “!/с1)/(£Ь +!/с1) = (“/&с1)/(2Яо +7&с1) =
=Tciexp(j(pci)>	(2.36)
ГИ1=821Гн812 =Гнехр(у(фн -2<рф)) =
= Гн ехр(у(фн -4tcZ2 /X)),	(2.36а)
где ус1 = g0 + jbcl, S21 = S12 = exp (-/2tcZ2/A.).
Параметры СУ определяются из условий согласования
(2.33):
=bi/V4^o +bi =Г«’ Фс1 =-(фн -4ttZ/1).
Отсюда следуют формулы для расчета параметров СУ:
bl = -g0ctg(2?tZ1/X) = 2PHg0/-Л-Гн ,
Zi =-^arcctg-^S=, Z2 = 1(Фс1 + Фн)/4л.	(2.37)
2л д/1-^н
При этом отрезок I = + 12 < 1/4 эквивалентен индуктивно-
сти, образующей с емкостью нагрузки (ПТ, монтажа и под-
стройки) резонансный контур. Для передачи без отражений
антенна подключается к отрезку 1Г. Данной схеме соответст-
вует эквивалентная схема с сосредоточенными параметрами
(см. рис. 2.6), где Яп = Я1- Согласно (2.18), функция передачи
мощности схемы КР определяется выражением
К ______________4gc gH___________
Р (g'c + gn + ga )2 +(®с - go ctg pZ)2
Здесь условие резонанса Ь(со0) = 0 (рис. 2.11, б) приводит
к уравнению
сооС = c^g (₽/ + пл), и = 0, 1, 2, 3...
2.6. Перестройка согласующих устройств по частоте
69
Как видно, в этом случае функция передачи неравномерна
в пределах полосы пропускания и носит многорезонансный
характер. Резонансные частоты СУ о)0 могут быть найдены
графическим методом из условий резонанса (см. рис. 2.11,6).
При этом минимальная длина КЗ шлейфа должна быть равна:
X
/ =—-arcctgcooCp, n = 0.	(2.38)
2л
Напряжение вдоль КЗ шлейфа распределяется по синусои-
дальному закону:
u(Z) = C7m sinpZ,
Ui(Z) = u(l)/п —Um sinpZj.
В режиме согласования на частоте соо трансформированная
проводимость ИС должна быть равна суммарной активной
проводимости нагрузки
gcrf =ёп+ён-
Отсюда можно найти длину отрезка шлейфа I (2.38), со-
ответствующего оптимальному подключению антенны:
1г = — arcsin [n0 sin(2rcZ/А,0)]-	(2.39)
2л
Для получения формы АЧХ, близкой к прямоугольной (см.
рис. 2.8), используют n-звенные волноводные СУ и, в частно-
сти, СУ на связанных микрополосковых линиях, на основе
Х/4-шлейфов и Х/4-трансформаторов на встречных стержнях
и т.п.
Перестройка согласующих устройств
2.6.
по частоте
Для приема сигналов с изменяющейся несущей частотой
необходимо обеспечивать перестройку СУ по частоте. Перестраи-
ваемость СУ по частоте оценивается коэффициентом перекрытия
70
2. Согласующие устройства приемника
частотного диапазона &чд = /тах / /min. В схемах с сосредото-
ченными параметрами перестройка резонансной частоты кон-
туров осуществляется путем изменения индуктивности L
и емкости С (см. рис. 2.5). Индуктивность L перестраивают
с помощью введения в катушку металлических сердечников.
Емкость плоского конденсатора С перестраивают механически
путем изменения площади перекрытия его пластин S или пу-
тем изменения расстояния между пластинами d (рис. 2.12, а):
C=e0£S/d.	(2.40)
При электронной перестройке в качестве переменной ем-
кости С применяют варикапы (параметрические диоды), ем-
кость которых зависит от напряжения смещения U:
С=Со(1-^/ф^чо’3'°’5),	(2.41)
где <рА = (0,5...0,8)В — контактная разность потенциалов
р-п-перехода диода.
Типовая вольт-фарадная характеристика (ВФХ) варикапа
изображена на рис. 2.12, б. Для уменьшения влияния нели-
нейных эффектов в диодах применяют встречное включение
варикапов (рис. 2.12, в). При перестройке контура емкостью
варикапа С коэффициент перекрытия частотного диапазона
определяется отношением
^чд = /max / /min = V^max /^min —
В диапазоне СВЧ для перестройки приемника по частоте
используют волноводные резонаторы, в которых изменение
а
2.6. Перестройка согласующих устройств по частоте
71
резонансной частоты можно обеспечить механически путем
изменения длины резонатора I с помощью КЗ поршня.
Так, для прямоугольного объемного резонатора (рис. 2.13)
с поперечными размерами а, b резонансная длина волны типа
TE10i пропорциональна длине резонатора I:
Хо =2al/^la2 +Ь2.
Рис. 2.13
В полосковых и коаксиальных волноводах резонансная
частота также зависит от длины КЗ или разомкнутого (XX)
отрезка волновода.
Отрезок I = Х0/4 в режиме КЗ и отрезок I = Хо/2 в режиме
XX соответствуют параллельному резонансному контуру.
Отрезки I = Х0/4 и I = Х0/2 в режиме XX соответствуют по-
следовательному резонансному контуру.
Резонансную частоту /0 можно также перестраивать с по-
мощью введения в резонатор ферритовых элементов, маг-
нитная проницаемость которых ц изменяется при изменении
напряженности магнитного поля HQ, создаваемого внешним
магнитом. Для резонатора с железно-иттриевым гранатом
сферической формы /0 =3,5 1О4Но (Н0А/м).
Такие резонаторы характеризуются высокой добротностью
Qo = 100... 10 000 и находят широкое применение в преселек-
торах приемников диапазона СВЧ.
УСИЛИТЕЛИ РАДИОСИГНАЛОВ
3.1.
Обшие сведения
Усилители радиосигналов (УРС) в приемнике предназна-
чены для усиления мощности Рс1 слабых входных радиосиг-
налов (с известной несущей частотой fc и шириной частотного
спектра Д/с) до величины мощности Рс2, необходимой для
нормальной работы устройств обработки сигналов (величина
Рс2 УРС, как правило, соответствует линейному режиму ра-
боты). Схемы и виды УРС различают:
□	по диапазону рабочих частот: ВЧ, ОВЧ, УВЧ, СВЧ, КВЧ;
□	ширине полосы пропускания ДР: узкополосные и широ-
кополосные;
□	месту в схеме приемника (см. рис. 1.12): УРС ВЧ (УВЧ),
УРС ПЧ (УПЧ);
□	элементной базе: с сосредоточенными и распределенны-
ми параметрами;
□	типу активного элемента: электронные, полупроводни-
ковые, квантовые;
□	способу включения активного элемента (АЭ): с общим
инжектирующим электродом (ОИЭ), с общим управляющим
электродом (ОИЭ);
□	способу включения УРС: на проход (с разнесенными
входом и выходом) и на отражение (с совмещенными входом
и выходом) и др.
Наиболее широкое распространение получили схемы УРС
на проход. Структурная схема такого УРС (рис. 3.1,а) с источ-
ником сигналов (ИС) Gc 1 и нагрузкой LH 5 состоит из усили-
тельного модуля (УМ) 3, входного СУ1 2 и выходного СУ2 4
и источника питания Е 6. Эквивалентная схема УРС изобра-
жена на рис. 3.1, б.
Источником сигнала для УРС является антенна или пре-
дыдущий каскад приемника. Усилительный модуль служит
3.1. Общие сведения
73
Рис. 3.1
для преобразования энергии источника питания в энергию
сигналов и состоит из АЭ с цепями питания по постоянному
току.
Согласующие устройства выполняются в виде полосовых
фильтров и согласующих трансформаторов. Они служат для
формирования АЧХ и ФЧХ УРС^я также для обеспечения пе-
редачи сигналов с минимальными потерями на отражение
в заданной полосе частот AF > Д/с и подавления помех, спек-
тры которых находятся вне AF.
Нагрузкой УРС является последующий каскад приемника.
В транзисторных УРС используют в основном схемы вклю-
чения с ОИЭ (эмиттером, истоком) и ОУЭ (базой, затвором)
(рис. 3.2). При слабых сигналах УМ представляют в виде
линейного ЧП, свойства которого в диапазоне метровых и более
Рис. 3.2
74
3. Усилители радиосигналов
длинных волн описываются взаимозаменяемыми классиче-
скими 2-, у-, a-, h-, параметрам и; в диапазоне дециметровых
и более коротких волн — волновыми параметрами рассеяния $
и параметрами передачи t.
3.1.1. Внутренние у-параметры УРС
В качестве первичных внутренних параметров ниже ис-
пользуются ^-параметры, устанавливающие зависимости ме-
жду токами Ц и напряжениями на входе 1-1 и выходе 2-2
УМ (см. рис. 3.1) при КЗ (zc = 2Н = 0) на рабочих частотах.
У-параметры могут быть определены как путем измерений,
так и по физической эквивалентной схеме (рис. 3.3, б). При
выборе в качестве базовой схемы АЭ с ОИЭ уравнения УМ
в системе ^-параметров имеют вид
11 = У11^1 +У12^2>	(3.1)
^2 = У12^1+У22^2>	(3.1а)
где Уik = Stk + jbik = ytk exp CApijfe) — в общем случае комплексные
проводимости УМ; уп = dl^dU^ (U2 = 0, zH = 0) — входная,
у22 = dI2/dU2 (Ц1 = 0, 2С = 0) — выходная проводимости;
у21 = dl^dUx (U2 = 0, 2Н = 0) — проводимость прямой переда-
чи; У12 = dI1/dU2 = 0, 2С = 0) — проводимость обратной пе-
редачи УМ.
Системе уравнений (3.1, 3.1а) можно поставить в соответ-
ствие уравнения
11 -(Уп +У12) и. +y12(U2 - J70,	(3.16)
^2 = У12(иг-U2)+(y12 ^У22)и2 +(У21-У12)и1	(3.1в)
Рис. 3.3
3.1. Общие сведения
75
и П-эквивалентную схему (рис. 3.3, а) с генератором тока
Jс =(У21 ”У12) Ut ~ 1/21^1-
На НЧ ^-параметры УМ определяются ВАХ АЭ (рис. 3.4, а).
Выражение для тока стока /ст ПТ в области насыщения имеет
вид
/2=1СТ =/сто[1-(^из/£о)]2,	(3.2)
где 1СТ (/ст о) — ток стока при ииз = [7изА (UK3 = 0); Ео — напря-
жение отсечки.
Рис. 3.4
Для низких частот эквивалентная схема ПТ изображена
на рис. 3.4, б. В этом случае ^-параметры ПТ определяются
выражениями
У21 = S = S0 =dICT /dU„3 = SM(1-UH3 /е0);	(3.3)
У22 = £ст = ^ст /^ст , Z/n ~£/12 ~ 0»	(3.3а)
где £ст — активная проводимость стока; J2 = SU\ — выходной
генератор тока ПТ.
Изменение напряжения на входе ПТ dUc = dU^3 приводит
к изменению тока стока dICT = S^dU^ и напряжения dUn на со-
противлении нагрузки 2?н:
dU„ =R„dI ст = S^R^dD Q.
76
3. Усилители радиосигналов
Это напряжение тем больше, чем выше крутизна ВАХ So
и больше величина 2?н. На ВЧ в эквивалентную схему ПТ
(рис. 3.3, б) включают междуэлектродные емкости Сиз, Сзс,
Сси (исток-затвор, затвор-сток, сток-исток) и активное сопро-
тивление истока 2?и.
В общем случае проводимость передачи ПТ S является
комплексной:
1-усо/сог
где т0 = ^к/уз — время пролета зарядов через канал длины ZK
при скорости заряда v3; сог « S/C3c — граничная частота ПТ.
Y-параметры ПТ при соСизВк « 1 определяются выраже-
ниями
У11 ~£из "*"JW(^H3 +С3Д ётлз СИЗВК, У12 ~ ~7^Сзс, (3.4)
У21 =S-/coC3C, У22 ~£ст +7«(Сси +Сзс). (3.4а)
Для ПТ, применяемых в УРС, в диапазоне частот /г >
> (10...50) ГГц:
Сиз»(0.5...5) пФ, Сзс«(1О-2...1О-1) пФ, Сси « (1...3) пФ,
So « (0,3...5) мА/B, Лк * (1...5) кОм, gCT ~ (10~6...1(Г5) См.
Полная эквивалентная схема в диапазоне СВЧ учитывает
особенности конструкции АЭ и включает индуктивности
и сопротивления выводов электродов. Такая схема использу-
ется при машинном проектировании как АЭ, так и УРС. При
инженерных расчетах УРС в диапазонах метровых и более
длинных волн применяют внутренние ^-параметры (3.1), оп-
ределяемые экспериментально путем прямых измерений в
режиме КЗ на рабочей частоте. Y-параметры ПТ с общим за-
твором (ОУЭ) yik3 (см. рис. 3.2), согласно эквивалентной схе-
ме (см. рис. 3.9, б), связаны с базовыми ^-параметрами ПТ
соотношениями
У11з = У11+У12+У21+У22> У12з =-(У12+У22),	(3.5)
У21з = “(У21+У22), У22з=У-	(3.5а)
3.2. Элементы обшей теории УРС с сосредоточенными параметрами 77
В этом случае входное и выходное СУ включены последо-
вательно с ПТ и через них протекает общий ток (см. рис. 3.9),
что вызывает отрицательную обратную связь (ООС) и приво-
дит к увеличению входной проводимости (у11з > уц).
Источник сигналов и нагрузку совместно с согласующими
устройствами можно рассматривать как ДП с комплексными
проводимостями ус и г/н.
В канонической форме ДП представляется в виде соедине-
ния ДП с проводимостью, равной волновой проводимости ли-
нии передачи g0, и СУ, которое трансформирует проводимость
go соответственно в проводимости ус и г/н (см. рис. 3.1, б). Та-
кое представление удобно использовать при решении задач
анализа и синтеза УРС с оптимальными энергетическими ха-
рактеристиками .
Элементы обшей теории усилителей
радиосигналов с сосредоточенными
параметрами
3.2.
Задачей общей теории является определение основных ха-
рактеристик УРС и их анализ, установление условий устой-
чивой работы и согласования, при которых УРС обеспечивает
наилучшее усиление сигналов в требуемой полосе частот AF
и подавление помех, действующих вне AF, а также минималь-
ный уровень вносимых шумов. Основными характеристика-
ми УРС являются: входная yt и выходная у2 проводимости;
АЧХ и ФЧХ (коэффициент усиления напряжения К); функ-
ция (коэффициент) усиления мощности КР.
При определении характеристик УРС используется систе-
ма базовых уравнений УМ (3.1) и граничные условия для ис-
точника ИС и нагрузки:
Ia=yaUa,	(3.6)
/с = -Zi, 1И =-I2, UC=UU ип=и2.	(3.6а)
78
3. Усилители радиосигналов
С учетом (3.6) уравнения (3.1) приводятся к виду
с = (У11 + Ус W1 + У12^2>	(3.7)
0 = 1/21^1 + (^22 + Ун)^2-	(3.7а)
При приеме слабых сигналов необходимо учитывать влия-
ние помех, вносимых собственными источниками шумов УРС.
В этом случае для оценки УРС используют шумовые характе-
ристики, такие как коэффициент шума КШ9 шумовое число
Кш() и мера шума ц.
3.2.1. Основные характеристики УРС
Амплитудно- и фазочастотная характеристики УРС.
Частотные характеристики УРС формируются с помощью
входного СУ1 (см. разд. 2.3.2) и выходного СУ2. АЧХ и ФЧХ
СУ2 определяются функцией усиления напряжения УРС K(f).
Согласно (3.7а)
K(f) = U2/Ur= K(f) exp (7<р(/)) = -У21 /(у22 + ун).	(3.8)
Модуль функции усиления K(f) определяет АЧХ, а аргу-
мент (p(f) — ФЧХ УРС (без учета СУ1 и внутренней обратной
связи УМ):
K(f)=
U2 _	У21	_	£	_ Kq
и I	Угг+Ун +&2 л/1+а2
(3.8а)
<р(/) = л-arctga,
(3.86)
где — суммарные активная и реактивная проводимости
выходной цепи; a = b/g — обобщенная относительная рас-
стройка; Kq = S/g^ — максимальный коэффициент усиления
УРС на резонансной частоте /о(а = 0). Аналогично находится
функция обратной передачи напряжения р (при Jc = 0):
P = t/1/U2 =-У12 /(У11 +Ус),
определяющая наличие в УРС отрицательной (ООС) или по-
ложительной (ПОС) обратной связи, обусловленной проход-
ной проводимостью у12 = ;соС12 .
3.2. Элементы обшей теории УРС с сосредоточенными параметрами
79
Входная У1 и выходная у2 проводимости УРС. Из уравне-
ний (3.1), (3.2) с учетом (3.6) находим выражения для прово-
димостей ух и у2, определяющих граничные условия по входу
и выходу усилительного модуля (УН) (условия согласования)
УРС при произвольных значениях ус и ун:
У1 = 11 / U1 = уп - У12 У21 /(У22 + Ун ) =
= (Ду + У11Ун)/(У22 + Ун)>	(3.9)
У2 =^2 / и2 = У22 ~У12 У21 /(У11 + Ус) =
= (^у + У22 Ус)/(У11+Ус).	(3-9а)
где Ду = У11У22 “ У12У21 — определитель матрицы проводимо-
стей (3.1).
Если у 12= 0, то эти условия определяются только внутрен-
ними параметрами транзистора yki. Если у12 * 0, то при ООС,
когда gx > 0 (g2 > 0), УМ абсолютно устойчив и может быть со-
гласован одновременно по входу и выходу. При положи-
тельной обратной связи (ПОС) через проводимость у12, когда
£1 < 0, g2 < 0, УМ потенциально неустойчив и требует нейтра-
лизации ПОС.
Функция усиления УРС с учетом входной цепи. При за-
мене генератора тока Jc генератором ЭДС Ес = Jc/yc определим
функции передачи напряжения от ИС Ес к нагрузке (17н = U2)
в виде
Кс = U2/EC =-~УсУ21 /(У1+Ус)(У22 +Ун) = ад (3.10)
кс =-УсУ21/[(У11+Ус)(У22+Ун)-У12У21Ь	(3.10а)
Кс =К10К/(1-К$),	(3.106)
где К19 K1Q — функции передачи напряжения СУ1 при нагру-
женном (уп > 0) и ненагруженном (ун = 0) УМ соответственно.
Имеем
К1 = Ус/(У1+Ус), #10 =Ус/(У11+Ус)-
Как видно, на ВЧ УРС является усилителем с обратной
связью, обусловленной проходной проводимостью ух2 = /<оС12,
80
3. Усилители радиосигналов
которая с ростом частоты возрастает. Эта связь может быть
ООС ($К < 0) или ПОС (РК > 0). При $К -> +1 УРС самовозбуж-
дается (Кс -> оо). Для обеспечения устойчивого усиления необ-
ходимо, чтобы параметры К и р удовлетворяли условиям
устойчивости:
₽К<1, (Уц+Ус)(У22+Ун)>У12У21-
Функция усиления мощности УРС КР. Функция (коэф-
фициент) усиления мощности УРС определяется отношением
действительной мощности Рн = U^g^, рассеиваемой в нагрузке
gH (2.46), к номинальной мощности ИС Рс0 = Jq /4gc /4гс
(2.7). Согласно (3.10)
Кр =РН /Рсо =4rcsH| jq2 =4гсЯн«с2. (3.11)
Так как zc = rc +jxc = 1/ус = 1/(£с +jbc) и гс=Яс/Ус. то
с учетом (3.9)
Кр =4:gcgHyl1/\(y1+yc)(y22+ya^2 =
= 4яс£н У21 /| (У11 + Ус )(У22 + Ун) “ У12 У2112	(3.11а)
Для УРС с малой проводимостью внутренней обратной
связи (у12 я 0)
КР =4яс^нУ21/|(У11+Ус)(У22+Ун)|2	(3.116)
Данные функции позволяют определить условия устойчи-
вой работы и согласования УРС по максимуму коэффициента
усиления мощности КР.
3.2.2. Условия согласования УРС по входу и выходу
Величина функции усиления КР зависит от внутренних
параметров УМ yik и от граничных условий на его входе (про-
водимости ус) и выходе (проводимости ун). Максимальная
величина функции усиления КР0 достигается в режиме одно-
временного согласования с ИС и нагрузкой при оптимальных
3.2. Элементы общей теории УРС с сосредоточенными параметрами 81
параметрах ус0 и ун0. Задача определения KPQ, ycQ и ynQ явля-
ется вариационной задачей, в которой варьируемыми пара-
метрами являются проводимости ус и z/H, изменяемые с помо-
щью СУ. Выполняя операции дифференцирования и решая
уравнения
dKp/dyc = 0, dKP/dyn = О,
находим условия согласования и максимальный коэффици-
ент усиления KpQ.
Для УРС без внутренней обратной связи, согласно (3.116),
условия согласования по входу и выходу независимы:
УсО=У11> УнО=У22>	(3.12)
1) &п = _&со> Ь22 =~Ьяо; 2)	=§со, §22 =£но, (3.12а)
-^ро =^21/(^11^22)-	(3.13)
Формулу (3.116) можно представить в виде, соответствую-
щем каскадному соединению согласованного УРС с коэффи-
циентом усиления Кр^ (3.13) и входного СУ1 и выходного
СУ2 с коэффициентами передачи КР1 и КР2-
Кр =^§с§нУ2х/| (Уы +Ус)(У22 + Ун) | = A'P12Cp0X'p,(3.14)
К Pl =4£с£11 /| У11 + Ус| > %Р2 = ^§н§22 /| У22 +Ун|
Функция KpQ определяет потенциально достижимый мак-
симальный коэффициент усиления УРС, который в пределах
AF практически мало зависит от частоты. АЧХ УРС формиру-
ется с помощью СУ. В режиме согласования на резонансной
частоте КР max = KPQ коэффициенты передачи СУ максималь-
ны (КР1 = КР2 = 1) и уменьшаются к границам полосы пропус-
кания. При этом, согласно (2.10а), с расстройкой возрастают
потери на отражение Кот. Для одноконтурного СУ зависимо-
сти КР и 2СОТ от частоты изображены на рис. 2.3.
При наличии внутренней обратной связи (у12 ф 0) условия
согласования по входу и выходу взаимозависимы.
82
3. Усилители радиосигналов
В этом случае условия согласования (3.12а) преобразуются
к виду
Усо=У1> Уно=Уг-	(3.15)
Совместное решение уравнений (3.9) и (3.15) приводит
к однородным квадратным уравнениям относительно опти-
мальных проводимостей ус и уп:
Ус(У22 +У22) + Ус[(Д-УпУ22)-(Д* “У11У22)]“(АУ11 + А*У11) = °>
Ун(УП+Уп) + Ун[(Д-УнУ22)-(А* “ У11У22)]“(ДУ22 +Д*У22) = 0-
Данные уравнения удобно преобразовать к виду
Ус +Ус(У10 -У1о)-УюУ1о +|ую -У1112 =0,	(3.16)
Ун +Ун(У20 -Уго)-У2оУ2О + |уго “У2г|2 =0, (3.16а)
где ую =£1о +Ао = Ун-У12У21(У22 +У22) — входная проводи-
мость при ун =у*22; У20 =Я20 +]Ъ20=У22 -У12У21(У11 +У11)— ВЫ-
ходная проводимость при ус =
£10 = £11 “У12У21со8(ф12 + ф21)/2#22,
£20 =£*22 - У12 У21 cos (ф12 +ф21)/2£ц;
^10 = Ьц -У12У21 sin (ф12 + Ф21)/2^22 ’
^20 = &22 “У12У21 sin (ф12 + ф21)/2£11-
Решив квадратные уравнения (3.16), (3.16а), получим
Усо =£*00 +7&со = “7&Ю -^£io “| У12У21 /2£2г| >	(3.17)
Уно = £но +7&но = “7^20 -^20 “| У12У21 /2£ц|	(3.17а)
Отсюда находим условия резонанса:
^с0 =-^10>	^н0=“^20>	(3.176)
и условия согласования активных проводимостей по входу и
выходу:
£с0 =y£10 “I У12У21/2£22|	>	/0174
’	1__________1	(о.17в)
£но =7^20 “I У12У21 /2£ц|
3.3. Шумовые параметры усилителей радиосигналов	83
Знак плюс соответствует согласованию по передаче без
потерь на отражение, а знак минус — полной компенсации
потерь или самовозбуждению.
Максимальный коэффициент усиления УРС в режиме со-
гласования равен:
2	2
Кр0 =------.	(3.18)
2^11(^20 +£но) 2£22(£10 +£со)
Если условия (3.176) не выполняются, то в СУ вводят реак-
тивные проводимости настройки (см. рис. 2.2), а если не выпол-
няются условия (3.17в), то включают согласующие трансфор-
маторы (СТ) сопротивлений (см. рис. 2.4).
Из формул (3.17) следует, что согласование УРС одновре-
менно по входу и выходу возможно только для абсолютно ус-
тойчивых АЭ, внутренние параметры которых удовлетворяют
условиям абсолютной устойчивости:
2^10^22 > I У12У21\> 2&11&20 > I У12У211-	(3.19)
При ПОС, когда cos((p12 + ф21) = 1, условия устойчивости
ужесточаются:
£ii£22 > IJ/12J/21I-	(3.19а)
Если условия (3.19) не выполняются, то для обеспечения
устойчивости нейтрализуют проходную проводимость у12,
а также используют схему параллельного питания АЭ, в которой
проводимость g22 шунтируется активной проводимостью £д.
В этом случае условия устойчивости (3.19а) принимают вид
Я11(#22 +ёд ) > I (.У12 - Ун	(3.196)
Шумовые параметры усилителей
И
Влияние УРС на чувствительность приемника оценивает-
ся с помощью коэффициента шума Кш, шумовой температу-
ры Т, шумового числа 2Сш0 и меры шума ц. Выражение для
2СШУРС, согласно (1.20), можно записать в виде
Кш = 1 + Рв1/Рш1 =1+*в1,	(3.20)
где tB1 =РВ1/РШ1 =^в1/^о — относительная шумовая темпе-
ратура ЧП (Тв1 = TotBi).
84
3. Усилители радиосигналов
Величина Кш тем больше, чем больше мощность шумов,
вносимых ЧП. Для двух каскадов
^ш12 -*ш1 +С^ш2 “!)/-КрЬ ^в12 “*в1 +*в2 /& Р1>
Как видно, величина 2Сш12 тем меньше, чем меньше Кш1
и больше КР1. Для учета одновременно шумовых и усили-
тельных свойств служат шумовое число Кш0 и мера шума
Ц — ^"шО 1 •
Шумовое число Кш0 показывает, во сколько раз отноше-
ние С/Ш на входе УРС больше отношения приращений С/Ш
на выходе УРС:
_ fii / finl
ш0 ДРс2/ДРш2
(3.21)
где
АЛ;2 =Л;2 ~Рс1 =Pcl(^Pl “1),
^ш2 = ^ш2 “^ш1 = Р1 -1) + Рв1^Р1.
Очевидно, отношение С/Ш на выходе УРС тем больше, чем
меньше мера шума:
ц = ^ш0-1 = /ш~1 .	(3.21а)
1-1/Кр
При большом усилении величины Кш и 2Сш0, а также относи-
тельная шумовая температура t и мера шума ц совпадают.
Для обеспечения высокой чувствительности приемника пер-
вые каскады УРС должны иметь минимальную меру шума.
При расчете шумовых параметров используют эквивалент-
ные шумовые схемы, в которых шумящие цепи представляют-
ся в виде идеальных нешумящих цепей и идеальных шумовых
генераторов. Так, ИС может быть представлен в виде ДП с про-
водимостью z/c и генератора шумового тока Jc, а ПТ в виде ЧП
с ^-параметрами (3.1) и, в общем случае, коррелированных
генераторов шумового тока /ш1 и Jm2 (рис.3.5, а):	*0.
Для шумящего УРС уравнения (3.1) преобразуются к виду
Л - 011^1 +У12^2 +JT mb
^2 = У12^1 +#22^2 + ш2>
3.3. Шумовые параметры усилителей радиосигналов	85
где, согласно теореме Найквиста (1.13),
J^c = 4kT0g(Af,	J^2 = 4kT2g22&f.
Формулу (3.20) для Кш можно записать в следующем виде:
= Лп2 /^ш1	ш1)/ ^ш1 =
= 1+JL/J^,	(3.22)
где /шв — ток эквивалентного шумового генератора ПТ,
трансформированного к его входу (рис. 3.5, б).
Для независимых шумовых источников	= 0 и
^шв = ^ml+^ш2(У11+Ус)*/21 =^Ш1+^'Ш1(У11+Ус)> (3.23)
кш =1+(£11*1+ЯШ*2 I J/c+J/11I 2 )/£с>
где Еш1 — шумовая ЭД С, обусловленная трансформацией шу-
мового тока /ш2 ко входу УРС; = T^Tq, t2 = T2/TQ — относи- -
тельные шумовые температуры генераторов шумового тока
7Ш1 и Дш =&22 /У21 — шумовое сопротивление.
Рис. 3.5
Шумовое сопротивление Лш — это такое сопротивление,
которое при включении на входе нешумящего УМ генерирует
ЭДС шумов Еш1, эквивалентную шумам, вносимым выход-
ным генератором шумового тока Jm2:
£Ш1 =^ш2У21’ E^11=4kTRmAf.
86
3. Усилители радиосигналов
Для зависимых шумовых источников /ш1 и Jm2 (J^2) * О
шумовой ток /Ш1 содержит независимую /ш01 и коррелирован-
ную /шк составляющие:
^ш1 = *^ш01	= *^ш01 + Укор Jш2 / У21 •
В этом случае
J шв = ^ш1 + шг(У11 + У кор + Ус)/У21 =
=/ш1 + £Ш1(Уи +Укор + Ус),	(3.23а)
и формулы для коэффициента шума принимают вид
Кш =1+1^1111 шг(Ус +Укор + Уи)/У21| Мшс, (3.24)
Кш =1+(£1Л+^ш^2 I Ус+Укор+У111 2)/£с,	(3.24а)
где укор — корреляционная проводимость:
Укор = У21(е^ш1е^ш2 )/^ш2 = (*^ш1-®ш1)/-®Ш1 ~ Ш1 / -^inl*
Корреляционная проводимость укор — это проводимость,
вносимая во входную цепь УРС за счет взаимной связи шумо-
вых источников Jml, Jm2.
Формулы (3.24) определяют зависимость Кш от парамет-
ров УМ и от условий его согласования с источником сигналов
по минимуму Кш.
Типовые принципиальные схемы
усилителей радиосигналов
3.4.1.	Принципиальная схема УРС на ПТ с общим истоком
Типовые принципиальные схемы УРС на полевом транзи-
сторе (ПТ) с общим истоком с последовательным (а) и парал-
лельным (б) питанием изображены на рис. 3.6.
Схемы состоят из УМ на ПТ с цепями питания по постоян-
ному току, а также входного и выходного СУ. Резистор
3.4. Типовые принципиальные схемы усилителей радиосигналов
87
Рис. 3.6
в цепи истока обеспечивает выбор рабочей точки А (С7изА, /стА)
ПТ:
/ст = /сто [1 -(^изА +t/c)/£0]2,
при которой режим работы ПТ (С7ИЗ » Umc) близок к линейно-
му. При этом
*и =|^изА|/^стА
Для повышения устойчивости используют параллельную
схему питания (рис. 3.6, б), в которой проводимость ПТ g22
шунтируется проводимостью £д:
^11(^22 +£д )>|*/12*/21|-
88
3. Усилители радиосигналов
Требуемое напряжение стока соответствующее задан-
ному рабочему режиму, устанавливается с помощью резисто-
ров 7?ф (рис. 3.6, а) и 7?д (рис. 3.6, б):
а)	Кф = С®” стА ) / IстА ,
б)	Вф + ВД =(E-L7cta) /^стА •
Резистор 7?д выбирается исходя из обеспечения как условий
устойчивости (3.196), так и требуемой полосы пропускания.
Конденсатор Ср является разделительным, а конденсаторы
Си, Сф — блокировочными и должны иметь малое сопротив-
ление (практически КЗ на рабочей частоте ссо):
сооСи > 1007?и, сооСф > 1007?ф.
Согласующие устройства представляют собой резонансные
контуры L]Ci и L2C2, настраиваемые на заданную частоту
и обеспечивающие передачу сигналов с минимальными иска-
жениями в требуемой полосе частот, определяемой полосой
пропускания УРС. Для уменьшения потерь на отражение
служит автотрансформаторная связь УМ с ИС и нагрузкой.
Для повышения устойчивости УРС применяют также индук-
тивность нейтрализации LH, которая совместно с проходной
емкостью транзистора Сзс образует заградительный фильтр
на частоте соо = сос:
У12 =7(юоСзс-1/С0оЬн)=О-
3.4.2.	Амплитудно- и фазочастотная характеристики УРС
на ПТ с общим истоком
Для УРС на ПТ с общим истоком и последовательным пи-
танием (рис. 3.6, а) АЧХ и ФЧХ, согласно (3.8), определяют-
ся функциями
K(a) = U2 /иг = у21 /д/^2 +^2 = Kq /Vl+a2 ,	(3.25)
Kq=SR2,
К (а)« KQ exp (- 0,3 5 a 2),	(3.2 5а)
(p(a)« л-arctga,	(3.256)
гДе £/21 = ^9 Ь2 =ь22 4-&Д +&н =/(соС2 -l/coZ/2)»	=1/^2 = &22 + £н
(^22 = £ст); С2 = Сси + Сзс + См + Сп + Сн — суммарная емкость вы-
3.4. Типовые принципиальные схемы усилителей радиосигналов
89
ходной цепи, включающая емкость монтажа См, ПТ (Сси + Сзс),
подстройки Сп и нагрузки Сн; а = (соС2 - 1/coL2)/^2 ~	—
обобщенная относительная расстройка; А/ = f - /0 — теку-
щая расстройка; Q2 = сооСг/^г — добротность выходного СУ.
Полоса пропускания AF2 = (/2г - /1г) определяется по уров-
ню О,7О72Со:
zXF2 = 2А/г = /о /Q2 = §2 /2лС2 .	(3.26)
Выходное СУ2 формирует одногорбую АЧХ и квазилиней-
ную ФЧХ (рис. 3.7, а). При настройке СУ1 на ту же частоту /0
полоса пропускания УРС сужается.
В схеме с параллельным питанием стока ПТ (рис. 3.6, б)
суммарная активная проводимость равна:
= #22 + £н+ £д-
За счет шунтирования нагрузки дополнительной проводи-
мостью полоса пропускания AF2 расширяется, а коэффици-
ент усиления уменьшается и повышается устойчивость его
работы.
90
3. Усилители радиосигналов
3.4.3.	Усиление мощности в УРС
Для УРС на ПТ (см. рис. 3.6) с малой проходной проводи-
мостью (z/12 = 0) функция усиления мощности, согласно (3.116),
определяется выражением
Кр =4gcg-HS2/|(yu+yc)(y22+Ун)|2 =
= 2Ср12СрО2СР2,	(3.27)
где КР1, КР2 — функции передачи входного и выходного СУ
при малых потерях; KPQ — максимальный коэффициент усиле-
ния мощности УРС при согласовании УМ по входу и выходу:
Kpi = 4gcgK3S2 /[(£из +£с)2 +(ЬИЗ +ЬС)2],
К Р2 =	/[(£ст + £н) "*"(^ст + &н) L
К PQ — S / ^gn3^CT •
Величина КР максимальна и равна KPQ в режиме одновре-
менного согласования по входу и выходу, когда выполняются
условия резонанса
Ьс +&из =(woCi -1/coo-^i) = 0,	(3.28)
Ьст +ьн =((00С2-1/соЬ2) = О
и условия передачи без потерь на отражение
“ £из> £ст = £н •	(3.28а)
Условия резонанса обеспечиваются с помощью индуктив-
ностей Lj и Ь2, а также с помощью введения в контуры под-
строечных конденсаторов Сп1, Сп2, а условия передачи без
отражений — с помощью автотрансформаторной связи:
ёс, “ gc, = gn3 > £ст =^2^ст “ ^*н •
При этом КР1 = КР2 = 1 и усиление УРС максимально:
2Ср = KPQ =S2 /4#из£ст .
3.4. Типовые принципиальные схемы усилителей радиосигналов
91
3.4.4.	Шумовые параметры УРС
Шумы ПТ определяются в основном тепловыми шумами
канала и описываются генераторами шумового тока (см.
рис. 3.5) затвора /ш1 = J3 и стока 7ш2 = JCt- Согласно теореме
Найквиста,
J2 = J*~ = 4kT3g3, J^ = J^2= 4kTCT g„ bf.
Трансформируя генератор тока стока JCT ко входу и учиты-
вая (3.23), получим
^шв =t^3 + ^ст (i/11 J/кор +Ус)!/21 ’	(3.29)
При корреляции шумовых токов J3, JCT и большом усиле-
нии шумовые свойства УРС определяются коэффициентом
шума Кш (3.24):
4* -^ш^ст [(^*с 4*^Гкор + Яз) 4*
+ (&с+ЬКор+Ьз)2]/Яс,	(3.30)
где 7?ш — шумовое сопротивление ПТ, т.е. такое эквивалент-
ное сопротивление, которое при подключении ко входу ПТ
создает мощность тепловых шумов, равную мощности шу-
мов, вносимых ПТ:
= Яст / ^21’
Укор — корреляционная проводимость ПТ:
Укор = ёкор +/^кор = J3е!СТ / Jст •
Величина Кш зависит от параметров ПТ и условий его со-
гласования с ИС. Выполняя операцию дифференцирования
dKul/dyQ= 0, находим минимальную величину Кш (рис. 3.8) и
соответствующую ему оптимальную проводимость источника
сигналов усо = £со + Ао:
К ш min — 14*2-Кщ(^Гсо 4-£*кОр + ёз),	(3.30а)
^с0 = “(^кор 4"Ъ3), ЯеО = д/(£кор +£Гз) 4-£3 /•	(3.31)
92
3. Усилители радиосигналов
Рис. 3.8
Отметим, что для пассивного ЧП условия согласования по
максимуму КРтах и минимуму Кш min одинаковы.
Для активных ЧП проводимость ИС £с0 должна быть тем
больше, чем сильнее корреляция шумовых токов (J3, JCT)
и больше корреляционная проводимость. В связи с этим для
УРС условия согласования по максимуму КР и минимуму Кш
не совпадают.
При малом усилении шумовые свойства УРС определяются
мерой шума, учитывающей усилительные свойства ПТ (3.21):
Ц=(^ш-1)/(1-1/^Р).
При каскадном соединении одинаковых УРС мера шума
соединения равна мере шума одного каскада. Мера шума соеди-
нения тем меньше, чем меньше мера шума первого каскада.
Для обеспечения высокой чувствительности приемника пер-
вые каскады УРС должны иметь минимальную меру шума.
Ламповые УРС на триоде с общим катодом подобны схе-
мам на рис. 3.6, а, схемы УРС на ВТ с общим эмиттером отли-
чаются от них наличием дополнительной цепи смещения на
базу ВТ.
3.4.5.	Принципиальная схема УРС на ПТ с обшим затвором
В УРС на усилительном модуле с общим управляющим
электродом входное и выходное СУ включены между собой
последовательно и через них протекает общий ток, что вызы-
вает отрицательную обратную связь (ООС) и приводит к уве-
личению входной проводимости УМ. Внутренние ^-параметры
3.4. Типовые принципиальные схемы усилителей радиосигналов
93
УМ yik3 находятся согласно эквивалентной схеме ПТ с общим
затвором (рис. 3.9, б):
У Из	У12з ~ “(£ст + /&)Сси),
У21з	У22з ~£*ст	+Сзс).
Такие УРС характеризуются повышенной устойчивостью
и используются в качестве усилителей напряжения. На рис. 3.9
изображена типовая схема УРС на ПТ с общим затвором. На-
значение элементов УМ такое же, как и в схеме с общим исто-
ком.
Рис. 3.9
Характеристики УРС определяются в соответствии с об-
щей теорией (см. п. 3.2.1). При этом у1з« у11з« S » уъ у2з« у2,
У21з ~ и согласно (3.8)
К3~К, <р3=ф+л.	(3.32)
Ввиду отрицательной обратной связи по току уменьшается
максимальный коэффициент усиления мощности КР, соот-
ветствующий режиму согласования (3.13), уменьшается так-
же добротность нагруженного контура LiCj и расширяется
полоса пропускания входного СУ1:
KPQ3 = S/4£ct , Q13 =«оС1/Я1з, А^1з =£1з/2тсС1, (£13 > S).
УРС характеризуется повышенной устойчивостью, так как
для него условие устойчивости (3.19а) выполняется в более
широком диапазоне частот:
Я11зЯ22з >1 У12зУ21з|-
94
3. Усилители радиосигналов
Однако при этом уменьшается усиление мощности KPq3
и возрастает мера шума УРС ц3 по сравнению со схемой УРС
на ПТ с общим истоком. В связи с этим в первых каскадах
приемников широко применяют каскодные схемы УРС на со-
ставных ПТ (общий исток — общий затвор) и БТ (общий эмит-
тер — общая база), соединяющие в себе достоинства обеих
схем.
3.4.6.	Каскодная схема УРС на ПТ
общий исток — общий затвор
Принципиальная схема каскодного УРС на ПТ (рис. 3.10)
состоит из УМ на составном транзисторе (общий исток — об-
щий затвор) с цепями питания по постоянному току.
Рис. 3.10
Цепи питания имеют такое же назначение, как и в схемах
с одиночными транзисторами. Согласующие устройства IqCx
и L2C2 устанавливаются только на входе и выходе составного
ПТ, поскольку межкаскадная цепь имеет низкую добротность.
Входная и выходная у22 проводимости составного ПТ
ОИ — ОЗ определяются формулами
У11 = У11 ~У12У21/(У11 +У22Ъ У22 ~У22 ~У12У21/(У11 + У22Х
1/21 = У21У21 /(yil + У22), У12 = У12У12/(У11+У22),
в которых суммарная проводимость межкаскадной цепи
У22 + Ун = Ус + У11 = У11 + У22 « S.
3.5. Многокаскадные усилители радиосигналов	95
Здесь y'ik относится к первому, a y"k — ко второму ПТ. Для
составного ПТ
У11~У11> У12 -У12У12 /	У21~&> У22~У22-	(3.33)
Внутренние ^-параметры составного ПТ соответствуют
у-параметрам ПТ с ОИ, за исключением проходной проводи-
мости у12, которая в этом случае существенно уменьшается
(!/12<<:У12)- Таким образом, каскодная схема УРС на ПТ с
ОИ — ОЗ эквивалентна одному каскаду УРС на ПТ с ОИ, от-
личаясь от него, согласно (3.19), повышенной устойчивостью.
На практике широкое применение находят каскодные ИМС
с УМ на составных ВТ и ПТ.
Многокаскадные усилители радиосигналов
3.5.
Для получения большого усиления (К > 1000) в приемни-
ках применяют многокаскадные УРС:
□	УРС 1-го типа с СУ, настроенными на резонансную час-*
тоту /0, равную несущей частоте сигнала fc;
□	УРС 2-го типа с взаимно расстроенными СУ (f01 = fc+ А/о,
fo2 = fc~ Д/о);
□	УРС 3-го типа с СУ в виде взаимно связанных контуров
(Zoi = fo2 “ fc)>
□	УРС 4-го типа с СУ в виде фильтра сосредоточенной се-
лекции (ФСС).
В супергетеродинных приемниках основное усиление осу-
ществляется в тракте промежуточной частоты с помощью
многокаскадных УПЧ, однако с разработкой ПТ, обеспечи-
вающих устойчивое усиление в диапазоне СВЧ, появилась
возможность построения также и многокаскадных УВЧ.
3.5.1.	УРС 1-го типа
Типовая принципиальная схема УРС-1 соответствует клас-
сической схеме УРС (см. рис. 3.6, б) с СУ, настроенными на
одну и ту же частоту, равную несущей частоте сигнала /с.
96
3. Усилители радиосигналов
Свойства схемы УРС-1 описываются рассмотренными выше
характеристиками, такими как коэффициент усиления напря-
жения (3.8), определяющий АЧХ и ФЧХ УРС, коэффициен-
ты усиления мощности (3.27) и шума (3.30), определяющие
его энергетические возможности (см. п. 3.2, 3.4). Для п-кас-
кадного УРС коэффициент усиления напряжения равен:
п
KN=Un/U1=KvK2 -Kn,
1=1
Если каскады одинаковы, то К =К”. Используя представ-
ления (3.8), (3.25), получим выражения для АЧХ и ФЧХ
n-каскадного УРС:
K(f)=	<p(f) = n(7t-arctgg). (3.34)
[71+a2]n
На резонансной частоте K(f) = (S/g)n, (p(f0) = П7Г-
На граничной частоте fr ar = Q(2Afr/f0) = 1 и K(fQ) / K(fr) = V2.
Отсюда находим формулу для полосы пропускания п-кас-
кадного УРС-1:
AF = 2Д/Г = (/о /Q)721/n -1 =
= AF1V21/n -1 « AFj/l^Vn.	(3.35)
Как видно из рис. 3.7, б, с увеличением числа каскадов п
полоса пропускания УРС сужается, а избирательность по час-
тоте о(/) ухудшается, так как АЧХ отдельных каскадов имеют
колоколообразную форму. В связи с этим эффективность таких
усилителей, определяемая произведением полосы пропускания
на коэффициент усиления, минимальна и они применяются
только в приемниках простых узкополосных сигналов. Для
повышения эффективности применяют УРС 2-го и 3-го типа.
3.5.2.	УРС 2-го типа
Улучшение избирательности o(f) достигается при прибли-
жении формы АЧХ к прямоугольной. Для решения данной
задачи используют УРС 2-го типа, в котором в отличие от
3.5. Многокаскадные усилители радиосигналов
97
УРС-1 применяют взаимную расстройку входного L^Ci и вы-
ходного L2C2 СУ (см. рис. 3.6) относительно несущей часто-
ты сигнала fc на величину фиксированной расстройки Д/о
(рис. 3.11, б):
fol ----- /о “ Л/Ь > fo2----------1	- fo + Afo • (3.36)

2тьу] L2C2
Относя первое СУ к предыдущему (первому) каскаду, вы-
ражения для коэффициентов усиления каскадов с контурами
LjCj и L2C2 можно записать в виде
K^f) = К10 /[1 +;2лС1Л1(7 - /01)],
= ^20 /[1 + /2лС27?2(/“/о2)]•
(3.37)
Здесь
f ~ /о 1 ~ f ~ fo + Afo = Д/ + Д/о > f ~ fo2 = f ~ fo ~ ^fo — &f “ ^fo •
При этом
Ki(a)-tf10 /[l+;(a +a0)L
K2(a) = ^2o/[l+j(a-ao)],
где Kiq = Х"2о = SR — коэффициенты усиления на резонансных
частотах f01, f02; a — текущая и a0 — фиксированная обоб-
щенная относительная расстройка:
а =<?(2Д/7/0), а0 =0(2ДГо//0).
Здесь Qi = cooiCiRi = Q2 = ooq2C2R2 = Q — добротности нагру-
женных контуров.
Отсюда получаем следующие выражения для АЧХ и ФЧХ
пары каскадов УРС:
(SR)2
Kn(f) = Kj(f)K2(f)=		........=, (3.38)
7(l+(a-ao)2)(l+(a +a0)2)
(p(/) = 2Tt-arctg
2a
l-a2+a2>
(3.38а)
98
3. Усилители радиосигналов
Рис. 3.11
При критической расстройке (а0 = 1) форма АЧХ близка
к прямоугольной:
s2r2
Л/4+а2
и полоса пропускания (см. рис. 3.11, б) равна:
AFn = 2Д/Г =(f0/Q)V2.
В этом случае УРС-2 обеспечивает более равномерное уси-
ление в пределах полосы пропускания и обладает лучшей из-
бирательностью по частоте, чем УРС-1. При расстройке,
больше критической, крутизна скатов АЧХ возрастает, одна-
ко в центре АЧХ УРС появляется провал. Если расстройка
а о < д/2, то неравномерность АЧХ не более О^ТСщах.
3.5.3.	УРС 3-го типа
Форму АЧХ, близкую к прямоугольной, можно получить
в УРС-3 при использовании в СУ системы взаимосвязанных
контуров (рис. 3.12).
Для определения АЧХ УРС рассмотрим эквивалентную
схему выходного СУ, изображенную на рис. 3.12,6. На данной
схеме ПТ представлен в виде генератора тока Jc = SUC с вы-
ходной проводимостью ус = уси, а нагрузка — в виде проводи-
мости z/H. Свойства схемы описываются уравнениями
Л = V11U1 +У12^2, ^2 = У21^1 + У22^2у	(3.39)
/с =	/н=Ун^н.	(3.39а)
3.5. Многокаскадные усилители радиосигналов
99
б
Рис. 3.12
Объединяя данные уравнения, получим
J с - У1Ц1 + У12^2> 0 = У21Ц1 + #2^2,	(3.396)
Л=-/с, /2=-/н, U2=Un;
У1 = У11+Ус» У2 = У22+Уп,
где У21 = У12 = /соЛ^/Р1Р2 = 7£₽ — проводимости прямой и обрат-
ной передачи взаимосвязанных контуров (М — взаимная ин-
дуктивность; рх = <у]Гц /Сг = р2 = yjb2 /С2 = р — характеристиче-
ские сопротивления контуров; 0 = соМ/р2# — параметр индук-
тивной связи); yi, у2 — полные комплексные проводимости
входной и выходной цепи, которые из условия симметрии
схемы выбираются равными с помощью подстроечных эле-
ментов Я1П, Л2п, С1п, С2п.
При выполнении условий симметрии
У1 =Я1+7(соС1-1/соЬ1) =
У2 = £2 +7(соС2 -l/coL2) = y = ^+7& = ^(l + 7’a)-
100
3. Усилители радиосигналов
Учитывая, что согласно (3.396)
U\ = -y2U2/y21 =-^н(1+7а)/7₽,	(3.40)
формулу для коэффициента передачи УРС можно предста-
вить в виде
K(f) —	= —	7*$*Д Р
Umi [(1 + ja)2 +Р2]
(3.41)
Отсюда получаем следующие выражения для АЧХ (см.
рис. 3.11, б) и ФЧХ УРС:
Цти _
Uml ^«4+2а2(1-₽2) + (1+₽2)2’
<p(i) = - 0,5n-arctg
2а
^1-а2 +Р2
При критической связи между контурами (0 = 1) АЧХ при-
нимает форму, близкую к прямоугольной, и полоса пропус-
кания УРС-3 расширяется по сравнению с УРС-1 (3.26):
K(f) = SR/Ja 4+4, AF2 =2Д/г = j2f0/Q2.
При связи, больше критической (0 > 1), в центре АЧХ об-
разуется провал из-за возрастающего шунтирующего влия-
ния контуров друг на друга. При 0 < 1,5 неравномерность
АЧХ не более 0,3JCmax. Такую АЧХ называют равновол-
новой или чебышевской. При 0 > 1,5 повышается кру-
тизна скатов АЧХ (улучшается частотная избирательность),
но возрастают частотные искажения.
3.5.4.	УРС 4-го типа с фильтром
сосредоточенной селекции
Передача сигналов с малыми искажениями и высокая из-
бирательность по частоте обеспечиваются в УРС с фильтром
сосредоточенной селекции (ФСС). В этом случае для усиления
3.5. Многокаскадные усилители радиосигналов
101
сигналов используется многокаскадный широкополосный апе-
риодический усилитель, а для формирования АЧХ требуемой
формы служит многозвенный ФСС в одном из каскадов. В ка-
честве ФСС применяют в основном электрические (ЭФ) и пье-
зоэлектрические (ПЭФ), а также пьезомеханические (ПМФ)
и электромеханические (ЭМФ) фильтры.
Электрические фильтры сосредоточенной селекции име-
ют, как правило, лестничную структуру и состоят из парал-
лельных и последовательных контуров LC (см. рис. 2.8, а).
Форма АЧХ приближается к прямоугольной с увеличением
числа Контуров п, которое определяется требованием к частот-
ной избирательности ап на частоте помехи При гладкой
форме АЧХ (см. рис. 2.8, б)
2n=lg[(on —1)/(ог -l)]/lg(an/ar) = lg(on -l)/lg(an /аг).
Обычно п < 6... 10, так как при п > 5 избирательность улуч-
шается уже незначительно, а потери существенно возрастают.
Для уменьшения габаритов и потерь в ФСС последовательные
контуры заменяют конденсаторами связи Ссв (при этом форма
АЧХ несколько ухудшается).
Пьезоэлектрические фильтры строят на пьезоэлементах
(ПЭ), которые представляют собой образцы пьезоэлектриков,
таких как кварц, титанат бария, арсенид галлия и др. В ПЭ
различной формы (пластины, диски, линзы, пленки и т.д.)
под воздействием электрических колебаний возникают акусти-
ческие колебания за счет объемных и поверхностных деформа-
ций (объемные (ОАВ) и поверхностные (ПАВ) акустические
волны). Фильтрация в ПЭФ основана на использовании эффек-
та взаимного преобразования электрических и акустических
колебаний при высокой стабильности частоты последних.
В электрической цепи ПЭ представляют в виде эквивалентной
схемы, состоящей из последовательного контура LC с сопро-
тивлением потерь г и конденсатора подстройки Сп (рис. 3.13).
Проводимость ПЭ равна:
у = ]ыСп +l/[r+;coL+l/jcoCi].
102
3. Усилители радиосигналов
При малом сопротивлении потерь г
y~jb = ушСп(со£-1/соС2)/(ш£-1/соС!),
у»/соСп(со2 -со2)/(со2 -и;2),
где С2 = CnCi/CCi + Сп) — суммарная емкость ПЭ; сох, со2 — со-
ответственно частоты последовательного и параллельного ре-
зонанса ПЭ:
сох = 1 /, со2 = 1 /д/С27^.
Типовыми схемами ПЭФ являются лестничные и мосто-
вые схемы. Для двухэлементной лестничной схемы ПЭФ (рис.
3.14, а), состоящей из ПЭ с проводимостями Ьх и Ь2,
&1 = соСп(со2 -со2)/(со2 -со2),
&2 = соСп(со2 -со2)/(со2 —со2),
при выборе резонансных частот (рис. 3.14, б)
со2 -сох = со3 -со2,
а коэффициент передачи схемы (3.41), нагруженной на малую
проводимость нагрузки gH (gH « gc), определяется выражением
К «1/[1+Ь2 /М = [1+(со2 -со2)2 /(со2 —со2)(со2 -со|)]. (3.42)
Практические лестничные схемы состоят из 6...8 фильтров.
Полоса пропускания двухэлементного фильтра определяется
частотами среза:
/ср^Гр-ДГрЦ+Сг/С!),
/ср2 = /р + А/р(1 + ^2 /Ci),
где Clt С2 — емкости фильтров; /р = /2 — частота настройки.
Рис. 3.13
3.5. Многокаскадные усилители радиосигналов
103
Полоса пропускания получается непрерывной, если частота
последовательного резонанса f2 ПЭ Ъх равна частоте парал-
лельного резонанса ПЭ Ъ2 (/2)и ПЭФ согласован с ИС и нагруз-
кой (см. рис. 3.1).
Для дифференциально-мостовой цепи (см. рис. 3.14, а), со-
стоящей из двух одинаковых катушек индуктивности L = L3 =
= L4 с проводимостями bL = bL3 = bL4 = -1/coL и двух ПЭ с реак-
тивными проводимостями Ь19 Ь2, у-параметры дифференци-
ально-мостовой цепи определяются выражениями
S/11 =Фь + &1)(&£ +&2)/(2&L + &1 +&2),
S/12 ~bL(b2 ~bi)/(2bL +bx +b2),
У21 = Ьь(Р2 -bx)/(2bL +&i +b2),
У 22 =2bL(b1 +Ь2)/(2&£ +&i +b2).
При нагрузке на малую проводимость gH коэффициент пе-
редачи равен:
К *0,5[&J -Ь2]/[&! +М-	(3.42а)
Рис. 3.14
104
3. Усилители радиосигналов
В режиме согласования сопротивления ИС и нагрузки долж-
ны равняться характеристическому сопротивлению фильтра
на частоте настройки со0:
р=1/сооС, С2 = С1С2>
где С1У С2 — статические емкости первого и второго ПЭ.
Коэффициенты передачи (3.42) максимальны в интервале
частот от сох до со3, где проводимости ПЭ Ъх и Ъ2 носят противо-
положный характер. Такие ПЭ позволяют строить ПЭФ с по-
лосой пропускания AF = (3 10"4...5 10“3)/.
ПЭФ на ПАВ представляют собой образцы пьезоэлектрика
(рис. 3.15, а), на котором располагаются два встречно-штыре-
вых преобразователя (ВШП), осуществляющих прямое и обрат-
ное преобразования электрических и акустических колеба-
ний. Выбор конструкции ВШП позволяет формировать АЧХ,
согласованные с АЧС сигнала, за счет весового суммирования
зарядов от отдельных электродов ВШП.
Для ВШП с равномерной решеткой резонансная частота fQ
соответствует условию акустоэлектрического синхронизма
(длина акустической волны Ха равна удвоенному шагу решет-
ки Ха = 2d = иа//0), а ширина электродов ВШП равна расстоя-
нию между ними. Эквивалентную схему ВШП представляют
в виде ДП с комплексной емкостной проводимостью у =g + jb.
Согласование ВШП с внешними цепями обеспечивается
с помощью индуктивностей. Добротность СУ ВШП сравни-
тельно низка и СУ слабо влияет на АЧХ ПЭФ. Радиосигнал
с частотой /о возбуждает во входном ВШП1 ПАВ, которая
в ВШП2 вновь преобразуется в радиосигнал. В общем случае
ВШП являются двунаправленными, поскольку ПАВ распро-
страняются в обе стороны от ВШП. Для уменьшения потерь
в ПЭФ применяют однонаправленный ВШП, состоящий из
двух ВШП, сдвинутых на расстояние I = 1а(п +1/4), где п —
целое число. Такой ВШП принимает и излучает ПАВ в одном
направлении за счет синфазного суммирования волн. Пара-
метры ПЭФ определяются в основном параметрами ВШП.
Форма АЧХ зависит от размеров электродов ВШП и степени
3.5. Многокаскадные усилители радиосигналов
105
ВШП1
ВШП2
а
Рис. 3.15
их перекрытия. Для получения прямоугольной формы АЧХ
длину Л-го электрода ВШП рассчитывают в соответствии с ве-
совой функцией аподизации:
Lk =sin(7ik^F/fQ)/(7ik^F/fQLk).
Полоса пропускания ПЭФ с ВШП зависит от времени за-
паздывания в решетке, которое пропорционально числу эле-
ментов решетки п:
t3=2nd/vSL=n/fQ, AF=l/t3.
Фильтры на ПАВ позволяют получить минимальную полосу
пропускания порядка AF = (50... 100) кГц при минимальных
потерях (5... 10) дБ на несущей частоте fQ =fQ = (5 ...5000)МГц.
Электромеханические фильтры (ЭМФ) представляют со-
бой ряд механических резонаторов в виде пластин, стержней
или дисков на основе стали, магния, алюминия с гибкими
связками между резонаторами (рис. 3.15, в), а также входного
преобразователя электрических колебаний в механические
106
3. Усилители радиосигналов
(ПЭМ) и выходного преобразователя механических колеба-
ний в электрические (ПМЭ). ПЭМ выполняется на основе маг-
нитострикционных материалов (никель, магний, пермаллой
и др.). Эффект магнитострикции заключается в изменении
размеров механического резонатора, находящегося в магнит-
ном поле, при воздействии электрических колебаний.
Входной ПЭМ преобразует электрические колебания в ме-
ханические и возбуждает первый механический резонатор,
который резонирует подобно электрическому контуру LC.
Гибкие связки исполняют роль, которая подобна роли, вы-
полняемой емкостями связи. Выходной ПМЭ преобразует ме-
ханические колебания в электрические за счет обратного
магнитострикционного эффекта. Резонансная частота ЭМФ
зависит от размеров резонаторов, а форма АЧХ — от числа
резонаторов п. Так, при длине /ф = 7 см и диаметре б/ф = 0,8 см
резонатора резонансная частота фильтра fQ = 465 кГц и при
п = 2...4 полоса пропускания ЭМФ kF » (6...10) кГц.
ЭМФ обладают высокой добротностью (Q « 1О3...1О4) и по-
зволяют получить форму АЧХ, близкую к прямоугольной, но
работают на сравнительно низких частотах (/0 1МГц) и об-
ладают низким коэффициентом передачи на резонансной
частоте (Ко » 0,05...0,1).
Усилители радиосигналов диапазона СВЧ
3.6.
3.6.1. Общие сведения
В диапазоне СВЧ уровень естественных внешних помех
минимален и чувствительность приемника ограничивается
в основном собственными шумами и в первую очередь шумами
первых каскадов УРС. В связи с этим в качестве АЭ УРС приме-
няют малошумящие, высокочастотные электронные и полупро-
водниковые приборы, такие как лампы бегущей и обратной
волны, параметрические и туннельные диоды, полевые тран-
зисторы и парамагнитные кристаллы. СУ УРС выполняют на
отрезках волноводов с малыми потерями, обладающих транс-
3.6. Усилители радиосигналов диапазона СВЧ
107
формационными свойствами. Структурная схема УРС СВЧ
соответствует типовой схеме УРС (см. рис. 3.1). Координата-
ми сигналов в диапазоне СВЧ служат комплексные амплитуды
падающих а и отраженных Ъ волн, которые координатными
преобразованиями связаны с напряжениями и токами (1.4).
В этом случае свойства УМ УРС описываются волновыми па-
раметрами матриц рассеяния S и передачи Т. Используя за-
висимости (1.4), преобразуем классические уравнения (3.1),
(3.6) УМ в уравнения в системе S-параметров:
&1 = 5цЛ1 +512^2»	(3.43)
&2 = s21al + s22a2 >	(3.43а)
bc=rcac+hc, Ьн=ГнаН9	(3.436)
где 8n, s22 — входной и выходной коэффициенты отражения;
s2i> S12 — коэффициенты прямой и обратной передачи; hc —
волновая ЭДС ИС (2.31); Гс, Гн — коэффициенты отражения
ИС и нагрузки:
hc=Jc/(g0+yc),	(3.44)
Гс =(ёо -Ус)/(£о + J/c)=rcexp(j<Pc)>	(3.44а)
Гн = (ёо~Ун)/ (So + Ун ) =ГН ехр (7<рн).	(3.446)
Яо“ волновая проводимость линии передачи.
S-параметры могут быть определены путем измерения па-
дающих а и отраженных Ъ волн или рассчитаны по извест-
ным классическим у-параметрам (3.1). Согласно (1.3), при
стандартных граничных условиях (ус = ун = Яо)
«и=(Яо-У1)/(Яо+У1Х
s22
812 =-2ЯоУ12/[(Яо +У11)(Яо +!/22)~У12У21]*
S21 = “2Яо!/21 /[(Яо + У11)(вЬ + У22) ~~ У12У211
У1 = У11 ~У12У12/(&Q + У22Х У2 = У22 ~У21У21/(ёо +1/11),
где у19 у2 — входная и выходная проводимости УМ при
Ус = Ун = Яо> Гс= Гн — 0.
108
3. Усилители радиосигналов
Волновые уравнения (3.43) позволяют определить характе-
ристики УРС диапазона СВЧ при произвольных граничных ус-
ловиях (различных параметрах ИС Лс, Гс, ус и нагрузки Гн, i/H).
3.6.2. Основные характеристики
Свойства УРС диапазона СВЧ описываются входным Г1 и вы-
ходным Г2 коэффициентами отражения, функциями усиле-
ния Кр и отражения мощности Кот, коэффициентом шума Кш
и шумовым числом /Сщо или мерой шума ц.
Коэффициенты отражения Гх = bi/ax и Г2 = Ьг/а2 определя-
ют условия рассогласования УМ с линиями передачи при Гс,
Гн Ф 0. Согласно (3.43)
Г1 =вц +S12«21^h /(1“s22^h) =
= («11-ДГн)/(1-а22Гн),	(3.45)
Г2 = «22 +s12s21^c /(l“sll^c) =
= ($22 ~ АГс)/(1-$пГс),	(3.45а)
где А = S11S22 “si2s2i — определитель матрицы рассеяния S.
Основной энергетической характеристикой УРС СВЧ яв-
ляется функция (коэффициент) усиления мощности. Она оп-
ределяется отношением мощности, поглощаемой нагрузкой
Рн, к номинальной мощности ИС Рс0:
Кр = Ph/PcQ-
В соответствии с (2.32), (2.34) мощности сигналов, посту-
пающих в УРС Pi и в нагрузку Рн, определяются выражениями
Pi =af(l-r2)^o, Рн = а2(1-Г2я)ёо.
С учетом (3.43)
a1=hc(l-rcr1)~1, Ь2=ая = а1(1-822Гн)-1
находим номинальную мощность ИС Рс0:
?сО =?Imax =^сЯо / (1 ~^с)
3.6. Усилители радиосигналов диапазона СВЧ
109
и функцию усиления мощности КР:
К „ = Р. / Рл = а -П XI -П) I Ьг / М2 =
|(1-гсг1Х1-.22г.)|
или с учетом (3.45)
[1-Г2][1-Г2]82
Кр =--------------—-----ИЛ-----------.	(3.46
|(1-811Гс)(1-в22Гн)-«12821-ГсГн|
(3.46а)
(3.466)
При нейтрализации внутренней обратной связи (s12 = 0) по-
лучим
к [l-rgJU-r2]^
|(1-апГс)(1-з22Гн)|2’
ТСр = К руК pqK Р2-
Функция (3.466) соответствует каскадному соединению трех
ЧП: входного СУ1 с функцией передачи КР19 согласованного
УМ с функцией усиления KPQ и выходного СУ2 с функцией
передачи КР2:
[1-гс2][1-^]
А Р1 ------------7"»
|а-вцГс)|
S2
V _	21
Л рп —-------------,
(1-^)(1-з222)
[1-Г2][1-5222]
Л р2---------------•
|(1-з22гн)Г
Потери сигнала характеризуются функциями отражения
мощности Кот = 1 - Кр и коэффициентами рассогласования
Грас С^от “ |^*рас|2):
^от1 “I & Pl "“l^pacll — -Рот1/^сО “
тт *
Гс -8ц
1-я11Гс
(3.47)
110
3. Усилители радиосигналов
К от2
-1-К Р2 - I Грас2 \ 2 - РOTR / Р20 -
о	Г»*
s22 н
1 ~s22^ н
(3.47а)
1ДеГрас1 = (*i*i-Гс)/(1-впГс)«АГрас2 = (s22 -Гн№-з22Гя)е”,
ф — произвольный фазовый множитель.
Задача определения стационарных значений функций КР
и /Сот является вариационной задачей, в которой варьируемыми
параметрами служат параметры Гс и Гн. Функции (3.46) прини-
мают стационарные значения при dKP /dTc = 0,dKP /dFH =0.
Выполняя операции дифференцирования, получим
(в1*1-Гс)(1-вцГс)=0, (S22-Th)(1-S22Th) = 0.	(3.48)
Отсюда следуют условия согласования по входу и выходу
УМ, когда
Гс =Гсехр фс = Sn = su exp (-фД	(3.48а)
Гн =ГН ехр фн = s22 = s22 exp (-ф2),	(3.486)
а также условия самовозбуждения или генерации, когда
Гс =1/5ц = sll/l slll 2 , Pr =1/s22 =S22/Is22|2- (3.48в)
Условия согласования соответствуют физически реализуе-
мым условиям:
1. Резонанса фс = -фх, фн = -ф2;
2. Передачи без потерь на отражение (при резонансе)
Рс = Pr = s22-
В режиме согласования идеальные СУ передают сигналы
с минимальными искажениями и потерями на отражение:
КР1 = КР2 = 1, /СОт1 = Кот2 = 0 (см. рис. 2.3). С ростом рассогла-
сования потери на отражение увеличиваются.
Если для УМ $12 0, то условия (3.48) принимают вид
(Л* -гс)(1-г1гс)=о, г2	+л* /л =о,
(Г2 -Гн)(1-Г2Гн) = 0, Г2 -2Гн(1 + Г2*Г2)/2Г2 +Г2 /Г2 =0.
3.6. Усилители радиосигналов диапазона СВЧ
111
Отсюда получаем следующие условия согласования по
входу и выходу.
Гс = Гс ехр(у<рс) = Л* = Лexp(-jq>i),	(3.49)
Гн = гя ехр (уфн) = Г2 = Г2 ехр (-у ф2).
Оптимальные параметры ИС и нагрузки определяются при
совместном решении уравнений (3.45), (3.49), которые при-
водят к однородным квадратным уравнениям относительно
оптимальных значений Гс и Гн:
Г2(ап-Аа22)-Гс(1-а22+s2x - A2)+(sxl-Да22)* =0, (3.50)
Гн(«22 ~А«11)-Гн(1-«^х +s22 ~ А2)+(«22 “ ^«11) =0. (3.50а)
При Гн = S22, Гс = 8п, согласно (3.45), получим граничные
условия на входе и выходе УМ для частного режима согласо-
вания
Гю = Г10ехр(;ф10) = («11-Л«22)/(1-«22),
Г20 = Г2Оехр(/ф2о) = («22
В этом случае уравнения (3.50) преобразуются к виду
Г2 -2ГС[1+Г1ОГГО -й2]/2ГХ0 +ехр(-;2ф10) = 0, (3.51)
Г2 — 2Гн[1+Г20Г20 — к^]/2Г2о +ехр(— у'2ф2о) = О, (3.51а)
где fex =S12«21/(1-S22). fe2 =«12821/(1-«и) — коэффициенты
взаимной передачи.
Волновое пространство сигналов является пространством
с гиперболической метрикой, порождаемой действительной
мощностью сигналов:
Г1 =(af -b2)g0 =af(l-rf)g0.
В таком пространстве модули коэффициентов отражения
Гс, 1\ соответствуют гиперболическим тангенсам Гс = Гс ехр (jq>c),
Гн = Гя ехр 0'фн),
Гс = th а, Гн = th р.
112
3. Усилители радиосигналов
При этом уравнения (3.51) можно разделить на пары урав-
нений для модулей Г и фаз ср коэффициентов отражения. Вво-
дя представления
[1 +г12о -k* ] / 2Г10 = cth 23, [1 +Г20 -fe2 ] / 2Г20 = cth 2s,
запишем уравнения (3.51) в естественном для волнового про-
странства виде:
th2a-2 th a cth 25+1 =0, фс+Фю=0, (3.52)
th2p~2th|3cth2£+l=O, Фн+ф2о=О- (3.52а)
Отсюда находим оптимальные параметры ИС и нагрузки
для данного УМ, при которых достигается передача сигналов
с минимальными потерями:
a = 5, Р = е, фс = -Фю, Фн = -<Р20,	(3.53)
Ло = th 5 exp (-/ф1о), Гн0 = th £ exp (-/фго)-	(3.53а)
Данные параметры можно также определить через ^-пара-
метры (3.17):
Ло = (£о ” Усо)/(£о + 1/со), Ло = (£о “ */но)/(£о + 1/но)-
Одновременное согласование УМ по входу и выходу воз-
можно только для устойчивых АЭ, S-параметры которых
удовлетворяют неравенствам
Ло +fei<l> Ло+^2<1>	(3.54)
(l-sj^+s^ -Д2)> 21 s12s2i I-	(3.54а)
Данные условия устойчивости соответствуют условиям
абсолютной устойчивости (3.19) для схем УРС с сосредото-
ченными ^-параметрами. Максимально достижимый коэффи-
циент усиления мощности УРС при одновременном согласо-
вании по входу и выходу определяется формулой
s2	s2
*21_________*21
К Рт&х =-------—---------=---------—---------• (3.55)
(1 -8^)(1 -Г2ОГно) (1 -s22)(l -ЛоЛо)
3.6. Усилители радиосигналов диапазона СВЧ
113
Для потенциально неустойчивых АЭ согласование возможно
либо по входу, либо по выходу. В целях обеспечения устойчиво-
сти таких АЭ используют, как правило, схемы параллельного
питания УМ (см. рис. 3.6, 6), в которых нагрузка шунтируется
дополнительным сопротивлением Нд (3.196) и используется
нейтрализация проходной проводимости
^11(^22 +£д ) > I (У12 “Унейт) У211-
Методика определения шумовых параметров УРС (коэффи-
циента шума (3.30) Кш и меры шума ц) подобна рассмотренной
выше (3.3) при замене ^-параметров волновыми параметрами
рассеяния.
3.6.3. Транзисторные УРС диапазона СВЧ
Транзисторные УРС строятся в виде интегральных микро-
схем (ИМС) на ПТ и ВТ. Типовая принципиальная схема УРС
на ВТ с СУ на отрезках микрополосковых линий изображена
на рис. 3.16, а. Здесь источники ЭДС Ei и Е2 обеспечивают ли-
нейный рабочий режим ПТ. Дроссели £др и конденсаторы Сб
служат для развязки цепей УРС по постоянному и переменному
току. СУ образованы КЗ шлейфами 119 14, обеспечивающими
трансформацию активных проводимостей, и отрезками 12 и 13,
которые исполняют роль фазовращателей, обеспечивающих
компенсацию набега фаз во входной и выходной цепи УРС
(настройку на резонансную частоту). Для расчета параметров
СУ используют формулы (2.37)
Zi =Х/2л arctg (гЛ/^-Г2)
Х(ф1+фс)
*2 =---------
4 л
(3.56)
^-(Фг + Фн), (з-56а)
4л
Z4 = X / 2л [arctg (2Г2 /ф -Г* )1 h =
Параметры СУ удобно оценивать с помощью круговых диа-
грамм (рис. 3.16,6). Так, на диаграмме I фазовращатель 12 пе-
реводит точку 1\ в точку находящуюся на окружности по-
стоянной активной проводимости gQ, а КЗ шлейф переводит
114
3. Усилители радиосигналов
точку Г{ в центр диаграммы (точка 0), соответствующий вол-
новой проводимости gQ. Аналогично решается задача на опре-
деление параметров выходного СУ (рис. 3.16, б, II). С другой
стороны, согласно (2.30), условия резонанса для УРС без уче-
та влияния ИС и нагрузки можно записать в виде
а>(А = go ctg (Р (Zi +12)), ®0С2 = g0 ctg (Р (13 + Z4)),
где Сх, С2 — входная и выходная емкости транзистора.
Отсюда находим минимальную длину КЗ шлейфов 1а и 1$:
к	к
la = h + к = тЛ arcctg (сооСхр), l3 = l3 + Z4 =	arcctg (сооС2 р).
2л	2л
Передача без потерь на отражение обеспечивается с помо-
щью автотрансформаторной связи УМ с ИС и нагрузкой. Ис-
пользуя условия согласования активных проводимостей (2.6)
по аналогии с (2.38а), находим длины КЗ шлейфов, к кото-
рым в режиме согласования подключаются ИС и нагрузка:
к	X
li =—-arcsin^ sin0Za), l3 =—-arcsin(n2sin Р^в)-
2л	2л
Характеристики УРС находятся в соответствии с общей
теорией (см. п. 3.5.2). АЧХ и ФЧХ определяются свойствами
СУ (см. рис. 2.10) на отрезках полосковых линий. Так, со-
гласно (3.25), выражение для АЧХ имеет вид
K(a) = Um2/Uml=S/^g22+bl,
где g2 = g22 +gn +gH> b2 = ®0C2 -goctgpZp — суммарные актив-
ная и реактивная проводимости выходной цепи нагруженно-
го УРС4.
Как видно, в этом случае АЧХ УРС, так же как АЧХ СУ
(см. рис. 2.12), является многорезонансной. Резонансные час-
тоты определяются из уравнения (2.35). Для уменьшения по-
терь длина КЗ шлейфов обычно выбирается минимальной.
Транзисторные УРС диапазона СВЧ при выполнении условий
(3.46) одновременного согласования по входу и выходу позво-
3.6. Усилители радиосигналов диапазона СВЧ
115
б
Рис. 3.16
ляют получить следующие основные параметры: КР > 2...10,
Кш <1,5...10, AF^(0,003...0Ж-
Для увеличения динамического диапазона УРС применяют
балансные схемы, в состав СУ которых входят два УМ с СУ
и направленные восьмиполюсники (НВП). При этом каждый
УРС настраивается по минимуму КШ9 а передача с минималь-
ными потерями на отражение достигается за счет подбора
одинаковых УМ.
116
3. Усилители радиосигналов
3.6.4. УРС диапазона СВЧ на лампе бегущей волны
Лампа бегущей волны (ЛБВ) (рис. 3.17) является электро-
вакуумным прибором. Основным элементом данного прибора
является прожектор, в состав которого входят: подогреватель 1,
катод 2, управляющий электрод 3, первый (фокусирующий)
анод 4, второй (ускоряющий) анод 5, замедляющая система
(спираль) 6, постоянный магнит (соленоид) 7, поглотитель 8,
коллектор 9.
Элементы ЛБВ находятся внутри удлиненного стеклянного
баллона, на который надевается магнитная фокусирующая
система 7 и СУ в виде КЗ отрезков прямоугольных волново-
дов 10 с отверстиями для ЛБВ и четвертьволновыми согла-
сующими трансформаторами сопротивлений 11.
Катод излучает поток электронов, который под действием
ускоряющего напряжения на аноде UА2 движется вдоль оси
спирали со скоростью иэ:
иэ = 6105A/l7A2 (м/с) (при 17а2 = 400В иэ = 12 106 м/с).
Электроды 3, 4 обеспечивают предварительное формирова-
ние потока электронов в узкий луч. Магнитная система фоку-
сирует луч вдоль всей оси спирали. Электромагнитная волна,
поступающая по входному волноводу, распространяется вдоль
спирали со скоростью с = 3 • 108 м/с. Эта волна создает вокруг
спирали высокочастотное электромагнитное поле E(t), H(t).
Принцип усиления основан на взаимодействии осевой состав-
ляющей электрического поля сигнала EQ(t) = Eosincoct с элек-
тронным потоком ЛБВ. Это поле осуществляет модуляцию
потока электронов по скорости: ускорение потока в положи-
тельные полупериоды E0(t) > 0 и замедление потока в отрица-
тельные полупериоды EQ(t) < 0. При этом в потоке происходит
группировка электронов по плотности (рис. 3.18) и образуют-
ся сгустки электронов с периодом, равным периоду высоко-
частотного колебания Тс.
Конструкция спирали (радиус г и шаг Л) выбирается та-
кой, чтобы фазовая скорость волны иф, определяемая замед-
3.6. Усилители радиосигналов диапазона СВЧ
117
Рис. 3.17
ляющими свойствами спирали, которые зависят от отношения
шага спирали Л к ее радиусу г,
Уф =ch/2nr,
была меньше скорости электронного потока уэ (при 2лг = ЗОЛ,
Уф = 10 • 106 м/с). При этом сгустки электронов группируют-
ся в области тормозящего поля EQ(t) < 0 и передают ему свою
кинетическую энергию, обеспечивая усиление сигнала. Если
иФ = va> то обмена энергией между полем и потоком не проис-
ходит, а при Уф > уэ поле ослабляется.
Коэффициент усиления УРС зависит от длины спирали Z:
Кр = kexpal,
где Л = 1...1,2, а = (0,1...0,2)Д — параметры, зависящие от
плотности и скорости электронного потока; I = пХ — длина
спирали.
118
3. Усилители радиосигналов
При оптимальной скорости потока коэффициент усиления
Кр > 104. В этом случае ЛБВ склонна к самовозбуждению за
счет отражений от конца спирали. Для обеспечения устойчиво-
го усиления на стенки баллона ЛБВ наносят поглотитель, кото-
рый подавляет отражения и снижает величину КР в (102...103)
раз. Поскольку спираль является линией передачи с распреде-
ленными параметрами, то ЛБВ усиливает сигналы в широкой
полосе частот. ЛБВ также обладают большим динамическим
диапазоном, так как с увеличением мощности сигнала проис-
ходит уплотнение сгустков, приводящее к «расталкиванию»
электронов и уменьшению КР (автоматическая регулировка
усиления ЛБВ).
Для настройки на резонансную частоту и обеспечения тре-
буемой полосы пропускания служат волноводные КЗ шлей-
фы и 12 - 10 (см. рис. 3.17) с поперечными размерами (Ъ х а),
длина которых выбирается из условий резонанса на частоте
сигнала сос = соо. При емкостных входной и выходной проводи-
мостях спирали размеры шлейфов рассчитываются по фор-
мулам
«(А = go ctg p/i, сооС2 = go ctg pZ2 •
Для согласования входной gi и выходной g2 активных
проводимостей ЛБВ с активными проводимостями источника
сигнала gc и нагрузки gH служат четвертьволновые трансфор-
3.7. Усилители радиосигналов с отрицательным сопротивлением
119
маторы. Волновые проводимости трансформаторов рассчитыва-
ются из условий согласования (2.27а):
£*т1	> £*т2	•
Зная gT, можно рассчитать ширину узкой стенки транс-
форматоров Ьт:	__________
bTi =a71-(X/a)2&/^Ti.
Основным источником шумов ЛБВ являются дробовые
шумы электронного потока, которые при распространении
вдоль прожектора образуют узлы и пучности шумовых волн.
Уменьшение Кш достигается выбором режима работы ({7А2),
при котором на выходе электронного прожектора мощность
шумов минимальна. УРС на ЛБВ позволяют получить
КР >10, ^ш<3...10, F «(0,01. ..0,3) /0.
УРС на ЛБВ находят основное применение во входных
каскадах малошумящих приемников РЛС с большим дина-
мическим диапазоном.
3.7.
Усилители радиосигналов
с отрицательным сопротивлением
3.7.1.	Общие сведения
К малошумящим УРС радиоприемных устройств относят
квантовые усилители (КУ), параметрические усилители (ПУ)
и усилители на туннельных диодах (УТД). Их эквивалентные
схемы (рис. 3.19) представляют собой ДП с отрицательным
действительным сопротивлением -r(z = - г+/х) или отрица-
тельной действительной проводимостью -g(y = -g+jb), у кото-
рых действительная мощность отрицательная Р = -I2r = -U2g,
т.е. ДП не поглощают, а отдают свою энергию сигналам, обес-
печивая их усиление. Усилительные свойства активных ДП
характеризуются коэффициентом отражения (1.4):
Г = Гехр(/ф) = Ь/а=(^0-у)/(£о + !/),	(3.50)
где g0 — волновая проводимость линии передачи.
120
3. Усилители радиосигналов
Коэффициент отражения в зависимости от величины дей-
ствительной проводимости ДП g определяется выражением
Г=(£0 -g)/(g0 +£)Ч1-£/£о)/(1 + £/£о).	(3.50а)
При положительной проводимости g > 0 коэффициент от-
ражения всегда меньше единицы Г < 1 (отраженная волна
меньше падающей), а при отрицательной проводимости g < 0
коэффициент отражения Г > 1 и ДП усиливает сигналы (отра-
женная волна больше падающей).
Отрицательная проводимость g = dl / dU < 0 может быть по-
лучена с помощью ТД при выборе рабочей точки A (IQ, UQ)
(рис. 3.20) на падающем участке ВАХ. Ее можно получить
3.7. Усилители радиосигналов с отрицательным сопротивлением
121
с помощью варикапа (ПУ) при выборе рабочей точки В вари-
капа (см. рис. 2.12) на среднем участке ВФХ и подаче на вари-
кап напряжения накачки, а также с помощью парамагнитных
кристаллов, применяемых в КУ. Активные ДП с отрицатель-
ным сопротивлением (проводимостью) позволяют строить УРС
по схеме на проход с раздельными входом и выходом и по схе-
ме на отражение с совмещенными входом и выходом. При
этом в схемах на отражение для развязки ИС и нагрузки ис-
пользуют ферритовые циркуляторы.
3.7.2.	УРС проходного типа с отрицательным
сопротивлением
Активные ДП в УРС проходного типа включают между ИС
и нагрузкой с помощью СУ, в качестве которых могут слу-
жить резонансные контуры LC с автотрансформаторной свя-
зью (рис. 3.21), формирующие АЧХ и ФЧХ УРС.
Рис. 3.21
Отсюда получаем следующее выражение для КР:
Kp(f) = KP(f0)/(l+(2AfQ/f0)2),
где Kp(fo) — коэффициент усиления на резонансной частоте;
Q — регенеративная добротность нагруженного контура с от-
рицательной проводимостью:
Kp(f0) = 4g'cga/(g’c-g+gR)2, Q=a>0C/(g'Q~g+gH), AF = f0/Q.
Усилительные свойства УРС характеризуются функцией
передачи мощности КР =Рп /Pqo, которая определяется так
122
3. Усилители радиосигналов
же, как и для входного СУ при трансформации ИС к нагрузке
(см. рис. 2.7). Для трансформированной схемы
Л'о =РсО = ^'с/(4£с) = Jl/(4gc), J'c =nJc, g'c = n2gc-,
Pa=U2gB, UB=J'c/y, y = (g'c~g+gH)+j(aiC-l/((£>L)).
Отсюда получаем следующее выражение для коэффициен-
та усиления КР:
К P(f) = К P(f0)/[l+(2AfQ / fQ)2].
Как видно, с ростом величины |-gj добротность и усиление
увеличиваются, а полоса пропускания сужается (рис. 3.21, б).
Устойчивое усиление достигается при (g'c -g+gH)>0, а при
(g'c “£+£н) = 0 происходит самовозбуждение УРС. Основным
недостатком УРС проходного типа является невозможность
его одновременного согласования с ИС (g'c =gH ~g) и нагруз-
кой (g'c -g = gH). Для решения задачи согласования использу-
ют схемы отражательного типа.
3.7.3.	УРС отражательного типа с отрицательным
сопротивлением
Структурная схема усилителя (рис. 3.22) состоит из ИС 1,
ферритового У-циркулятора (ФЦ) 2 и УРС отражательного
типа, включающего согласующий трансформатор (ТС) 3, по-
лосовой фильтр 4 и усилительный модуль (ДП с g < 0) 5.
Ферритовый циркулятор служит для однонаправленной
передачи сигнала от ИС к УРС и от УРС в нагрузку. Свойства
ФЦ характеризуются коэффициентами прямой а и обратной 0
передачи и коэффициентами отражения у. Для ФЦ, согласо-
ванных с линиями передачи (£*ц = g*0), а 0,9; 0 < 0,01; у < 0,1.
У идеального ФЦ а =1, 0 = у = 0. В этом случае ФЦ передает
падающую волну аг от ИС из плеча 1 в плечо 2 (Ъ2 = aai ® aj.
Волна Ъ2 из плеча 2 поступает на усилитель (Ъ2 = ау) с входной
проводимостью у = -g + ;(соС -1/coL) и отражается с коэффи-
циентом отражения Г > 1:
Г = Гехр(7ф) = а2/Ь2 = Ьу /ау =(£ц -у)/(Яц + !/), (3.51)
где £ц =£т /£о — проводимость ФЦ, трансформированная ко
входу УРС (2.27а).
3.7. Усилители радиосигналов с отрицательным сопротивлением
123
б
Рис. 3.22
Усиленная отраженная волна а2 поступает в плечо 2:
ttg —	= Гау ~ -^*^2
и передается в нагрузку усилителя через плечо 3:
ан = Ь3 = а2 = ГЬ2 = Га1-
Ферритовый циркулятор обеспечивает одновременное
согласование УРС с ИС и нагрузкой, при котором сигнал пе-
редается однонаправленно с минимальными потерями от ис-
точника сигналов к нагрузке.
Для УРС с одноконтурным СУ коэффициент усиления УРС
Кр равен отношению мощностей сигнала на входе (Рх = a*g'^)
и выходе ФЦ (Р3 =&з£ц):
Кр = I b3 /ajl2 =Г2 = t(gc+g)2+(eoC-l/<oL)2]	(З.51а)
1	1	[(^-^)2+(coC-1/<oL)2]
124
3. Усилители радиосигналов
Величина максимальна на резонансной частоте (см. рис.
3.22, б) и равна:
^р(Го)=(^ц + g)2 Ж -g)2-	(3.516)
Форма АЧХ определяется параметрами СУ. Полоса про-
пускания одноконтурного усилителя AF зависит от регенера-
тивной добротности нагруженной резонансной системы Q и
уменьшается с ее увеличением:
&F = f0/Q, Q = co0C/(^ -g).
Для обеспечения устойчивого усиления необходимо, что-
бы суммарная активная проводимость схемы УРС была
положительная (£ц -£> 0). Одновременное согласование УРС
с ИС и нагрузкой достигается с помощью ФЦ, обеспечиваю-
щего однонаправленную передачу сигнала.
3.7.4.	УРС отражательного типа на туннельном диоде
Типовая схема УТД ОТ на отрезках полосковых линий
(рис. 3.23) включает источник сигналов 2, ФЦ 2, Х/4-транс-
форматор 3, ТД 4, источник питания 5, индуктивный КЗ
шлейф 6, цепь стабилизации 7, нагрузку усилителя 8.
ФЦ однонаправленно передает сигналы от ИС к нагрузке.
ТС обеспечивает требуемое рассогласование ФЦ с АЭ, при кото-
Рис. 3.23
3.7. Усилители радиосигналов с отрицательным сопротивлением
125
ром величина КР > 1 и УТД обеспечивают устойчивое усиление
(£ц -£>0). Рабочая точка А выбирается с помощью делите-
ля на падающем участке ВАХ, где проводимость ТД от-
рицательная и максимальная (-£тах) (см. рис. 3.20).
В диапазоне частот сопротивление ТД зависит от емкости
р-п-перехода С, индуктивности вводов L и сопротивления по-
терь г:
z = г+ycoL - R / (1 - jcoCjR) = -r(co) + ух(со),
г (со) =--------- ,
1+[соЯС]2
, ч 1т R2'C
х(со) = со1 L-----------
1+[(о/?С]2
(3.52)
Частота со, на которой сопротивление г(со) = 0, называется
критической сокр, а частота со, на которой сопротивление
х(со) = 0, — собственной частотой сос ТД:
jR/r-l	Jr2C/L-1
®KD =~----->	=---------
р »	RC
RC
Если сокр < сос, то ТД потенциально устойчивый, а если сокр > сос,
то неустойчивый (самовозбуждение на частоте собственного
резонанса сос). В рабочем диапазоне частот (/р < 0,3/кр) при малых
г и L проводимость ТД носит емкостный характер (рис. 3.24):
у = (1/2)«-£+;соС.
Рис. 3.24
126
3. Усилители радиосигналов
Формирование АЧХ УТД обеспечивается с помощью шлей-
фа /ш, образующего с емкостью ТД Сд резонансный контур
сооСд = £octg₽Jni- Полоса пропускания AF и коэффициент уси-
ления Кр УТД с ФЦ и четвертьволновым трансформатором
(ТС), у которых сокр< сос, согласно (3.51), определяются выра-
жениями
ДЕ = (^-^)/(2лСд),	(3.53)
|А /Л I2 _(£ц+Я)2+(юСд-^octgp/щ)2
Л. р —	/ Uj —------------------------•
(£ц -g)2 +(®Сд -goctgp/щ)2
Для обеспечения устойчивой работы усилителей вне полосы
пропускания &F на потенциально неустойчивых ТД, у кото-
рых сос < сокр, служит цепь стабилизации, состоящая из двух
четвертьволновых отрезков и 12 и проводимости стабилиза-
ции g*CT > | - gmax |. Разомкнутый отрезок 12(12 = Х/4) шунтирует
проводимость gCT на резонансной рабочей частоте. При этом
2ст (юо) -> °0- Фазовращатель 1^ = Х/4) трансформирует про-
водимость g'CT в проводимость £"т (gcT (wo) -»0). На частоте соо
входное сопротивление цепи стабилизации зст -> оо и не влия-
ет на УТД. При отклонении частоты сос от резонансной соо со-
противление 2СТ уменьшается и шунтирует ТД, нейтрализуя
его отрицательную проводимость вне пределов полосы про-
пускания усилителя.
Шумовые свойства ТД определяются дробовыми шумами
р-п-перехода и тепловыми шумами сопротивления потерь г:
^шдр = 2eJeAf = 4kTggAf, E^r = 4kTor&f.
При малом сопротивлении г коэффициент шума равен:
Кш = 1 + Jтпдр /= 1 + 20 JeRi.
УТД относятся к наиболее экономичным малошумящим
(Кш < 3) широкополосным (AF > (О,1...О,5)/о) усилителям, од-
нако они требуют ФЦ для развязки ИС и нагрузки и имеют
малый динамический диапазон (d < 50 дБ).
3.7. Усилители радиосигналов с отрицательным сопротивлением
127
3.7.5.	Квантовые усилители
В качестве активных элементов КУ служат парамагнит-
ные кристаллы, у которых элементарные частицы вещества
при температуре Т > 0 распределяются, согласно закону Больц-
мана, по разрешенным энергетическим уровням W:
AT AT (Wk-W^ .
Nt = Nk exp	L i > k,
(3.54)
где Ni(Nk) — число элементарных частиц на энергетическом
уровне Wi(Wk). Как видно (рис. 3.25, а), чем ниже температу-
ра Г, тем меньше отношение Nt/Nk. При температуре, близкой
к температуре абсолютного нуля (Т = -273°), элементарные
частицы переходят на нижний энергетический уровень
»	N2) с минимальной энергией Wv При нагреве кристал-
лы возбуждаются (тепловая энергия трансформируется в кван-
товую энергию частиц, которые переходят на верхние энерге-
тические уровни). Для перехода частицы АЭ с нижнего Wk на
верхний уровень Wt ей надо передать квант энергии:
&Wik=h	(3.55)
где h = 6,624 10“34 Дж • с — постоянная Планка; fik — часто-
та перехода между соседними уровнями при напряженности
магнитного поля Н.
При переходе частицы с уровня Wt на уровень Wk АЭ излу-
чает квант энергии
*Wki = hfki = (ЖЛ-^) = -ДЖ/А.	(3.56)
В УРС можно использовать АЭ с тремя энергетическими
уровнями W19 W2, W3. Если на АЭ поступают радиоволны ге-
нератора накачки с частотой f13, равной частоте перехода ме-
жду уровнями и W3, то частицы АЭ с нижнего уровня
W\ переходят на верхний W3 и количество частиц на третьем
уровне ДГ3 возрастает (N3 > N3). В АЭ запасается энергия Ж13,
величина которой пропорциональна энергии генератора на-
качки ТУН:
^13=ЛАз(^1-^з)^н.
128
3. Усилители радиосигналов
При появлении сигнала с частотой перехода /з2 частицы
АЭ с верхнего уровня W3 будут переходить на уровень W2, пе-
редавая сигналу запасенную энергию W3:
W32 =hf32(N3-N2)W13.
Усилительные свойства КУ зависят от рабочего объема
и параметров АЭ, от энергии генератора накачки WH и от на-
пряженности Н внешнего магнитного поля. При отсутствии
магнитного поля энергетические уровни стабильны. При Н > О
энергия уровней изменяется на величину
Wok =2n0mkH,
где |л0 = 0,92 10-27 Дж/Тл — магнетон Бора; mk — квантовое
число (±1, ±2, ±3...).
В этом случае происходит расщепление энергетических
уровней на подуровни. Разность энергии между подуровнями
равна:
&Wki =hfki = 2\x0H(mk -m.i) = 2n0H.
Перестройка КУ по частоте осуществляется путем измене-
ния напряженности магнитного поля Н с помощью внешнего
магнита:
fki = 2y.QH/h = 2fiH.
Структурная схема КУ (рис. 3.25) включает ИС 1, ферри-
товый У-циркулятор 2, согласующий трансформатора 3, объ-
емный резонатор с УМ 4, ферритовый вентиль 5, генератор
накачки 6, нагрузку 7.
УМ представляет собой парамагнитный кристалл (рубин),
который устанавливается в объемном резонаторе. На резона-
торе устанавливается магнит с регулируемой напряженностью
магнитного поля Н, а сам резонатор помещается в двойной
сосуд Дюара. Внешний сосуд — с жидким азотом, который
понижает температуру до 77 К, а внутренний — с жидким ге-
лием до 4 К.
На усилительный модуль действует опорный сигнал гене-
ратора накачки с частотой f13, который подается через ферри-
товый вентиль, обеспечивающий развязку генератора накачки
3.7. Усилители радиосигналов с отрицательным сопротивлением
129
а
б
Рис. 3.25
с ИС. Под воздействием генератора накачки УМ переходит
в состояние насыщения верхнего энергетического уровня W3
и при появлении сигнала с частотой /23 частицы с верхнего
энергетического уровня W3 переходят на уровень W2, отдавая
свою энергию сигналу. В рабочем режиме АЭ можно заменить
эквивалентным ДП с отрицательной проводимостью. При час-
тоте сигнала 3 ГГц в качестве АЭ используют кристаллы ру-
бина (А12О3Сг2О3), у которых частоты перехода равны: 1,42;
3; 10 ГГц.
Шумы КУ определяются случайным характером перехо-
дов частиц, которые сопровождаются излучением квантов
энергии. Следствием большого числа случайных переходов
130
3. Усилители радиосигналов
является белый шум, спектральную плотность которого Sk
можно определить из отношения
N k / Nik = &k I Sik •
Отсюда, согласно закону Больцмана (3.54), спектральная
плотность
sk =Sik(Nk/Nik) = SikNk /(Nt ~Nk) = hfik /[exp(hfik /
В радиотехническом диапазоне частот (1012 Гц) hfik » kT
квантовые шумы соответствуют тепловым шумам с равномер-
ным спектром Sk « kT. При охлаждении КУ позволяют полу-
чить Кш « 1. Ввиду сложности конструкции малошумящие
КУ применяются в сверхвысокочувствительных приемниках
(радиоастрономия, космическая связь и т.п.) для приема пре-
дельно слабых сигналов.
ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ УСТРОЙСТВА
ПРИЕМНИКА
Обшие сведения
Параметрическими устройствами называют устройства,
внутренние параметры которых изменяются по определенному
закону под действием управляющего (опорного) сигнала u0(f).
Такие устройства включают параметрический модуль (ПМ)
с источником управляющего сигнала, входную и выходную
согласующие цепи.
Параметрический модуль выполняет операцию прямого
или косвенного умножения полезного и опорного сигналов,
при которой амплитуды сигналов перемножаются, а угловые
функции вычитаются и суммируются. К параметрическим
устройствам относят параметрические усилители (ПУ), пре-
образователи частоты (ПЧ), фазовые детекторы (ФД), радио-
корреляторы (РК) и видеокорреляторы (ВК).
УРС в приемнике при малых сигналах рассматривают как
линейные каскады, в которых проводимость прямой переда-
чи у21 или крутизна вольт-амперной характеристики (ВАХ)
активных элементов (АЭ), сопротивление нагрузки R и функ-
ция передачи К постоянны во времени, не зависят от ампли-
туды входного сигнала Umc и в пределах полосы пропускания
практически не влияют на форму и спектр выходного сигнала.
Если напряжение входного сигнала uc(t) с несущей часто-
той сос = сох
«с(0 = Ul(t) = UmcTf\(t)COS[Gict + <p(t)] =
= ^min(Ocos [coxt + <p(t)],
(4.1)
то на выходе каскада с постоянным коэффициентом передачи
К = SR изменяется только амплитуда, а форма и АЧС сигнала
остаются неизменными:
u2(t) = K(t)u1(t) = Um2r\(t)cos[(£>ct + <p(t)], ит2 =кит1.
132
4. Параметрические устройства приемника
В параметрическом устройстве крутизна ВАХ АЭ S изме-
няется при воздействии на АЭ управляющего сигнала ио(О
и при
u0(t) = ^moCOs[<Bo«+v(<)]	(4.1а)
определяется функцией
S(t) = f{u0(f)} = f{Um0 cos [coo*+v(0]}-	(4.2)
В частности, для АЭ с квадратичной ВАХ 12 = аС7д КРУТИ3’
на S = 2а170 и
S(t) = 2аС7т0 cos	+v(OL	(4.2a)
В этом случае K(t) = S(f)R и параметрическое устройство
выполняет операцию умножения полезного и опорного сиг-
налов, при которой выходной сигнал равен:
u2(t) = SftyRu^t) =
= 2aR{Um0Umlr\(t)cos [co0i + y(/)] cos [coct + <p(/)]} =
= aJ?I7OTOt7mlT](t) {cos [(<oc -coo)t + <p(t)-Y (*)] +
+ cos [(coc +coo)£ + <p(£)+у (£)]}•
Структурная схема параметрического устройства (рис. 4.1)
состоит из ИС GC1 с согласующим устройством СУ1 2, опорно-
го генератора (гетеродина) 3 с фазовращателем (линией задерж-
ки) 4 и СУ2 5, параметрического модуля (ПМ) с источником
питания 6, выходного СУЗ 7 и нагрузки £н 8.
Полезный и опорный сигналы с помощью СУ1 и СУ2 пода-
ются на ПМ. Идеальное умножение в ПМ обеспечивается с по-
мощью АЭ с квадратичной ВАХ и линейной ВСХ (рис. 4.2, а).
Так, для ПМ на ПТ в области сравнительно низких частот
/0=/сг =-^стО 0-
У21 =S = SM(l-[/H3/Яо).	(4.3)
В установившемся режиме крутизна ВАХ ПТ S изменяет-
ся по закону изменения опорного сигнала.
4.1. Общие сведения
133
Рис. 4.1
При выборе рабочей точки А (С7иза, Sa) на среднем участке
ВСХ
S(0 = Sa +S1cos[co0*+V(0],	(4.4)
где SA= SM [1 - (С/иза/^о)] — крутизна ВАХ в рабочей точке А
при UmQ = 0 (рис. 4.2); Si = SM (UmQ/EQ) — амплитуда крутиз-
ны 1-й гармоники на частоте соо ПРИ 0 < ит0 < С7изА (в режиме
работы ПТ без отсечки тока стока).
Полезный сигнал на выходе ПМ определяется произведе-
нием временных функций входного u^t) = uc(t) и опорного
u0(t) [см. (4.4)] сигналов. При широкополосной нагрузке с ак*-
тивным сопротивлением jR(co) = R
u2(0 = uc(t)S(t)R = uc(t) [SA +Si cos [coof +\|/(0] R =
= C/mcft(/){SA cos[coct + <p(Z)] +
+ S1cos[oc£ + 9(£)]cos[co0£+\|/(f)]} R.	(4.5)
Puc. 4.2
134
4. Параметрические устройства приемника
В состав u2(t) входят напряжения с исходной сос, промежу-
точной (разностной) сопр = (сос - соо) и суммарной соЕ = (сос + соо)
несущими частотами:
^2 (0 = Umc ц (О {SA Я cos [<*>с * + <Р (0] +
+ 0,55x7? {cos [(сос -cooX + <p(0“V(0] +
+ 0,5Sx7?cos [(сос +со0К + ф(0+Ж(0]}-	(4.5а)
Для выделения полезного сигнала на выходе ПМ служит
СУЗ — полосовой фильтр (радиоинтегратор), который в супер-
гетеродинном приемнике настраивается на резонансную час-
тоту, равную промежуточной или разностной частоте coOi = соПр,
а в инфрадинном приемнике — на резонансную частоту, рав-
ную суммарной частоте соО2 =
4.1.1. Классификация параметрических каскадов
Параметрические устройства различают по видам актив-
ного элемента (АЭ), опорного сигнала, нагрузки, по типу схе-
мы и др.
Активные элементы ПМ выполняют операции умножения
полезного и опорного сигналов. При этом внутренние пара-
метры АЭ изменяются по закону, определяемому опорным
сигналом.
В ПЧ, ФД, РК и ВК в качестве АЭ применяют полупровод-
никовые и электронные приборы с нелинейными ВАХ. Кру-
тизна ВАХ таких АЭ зависит от опорного сигнала (4.2). При
квадратичной ВАХ ВСХ линейна (крутизна S(t) повторяет за-
кон изменения опорного сигнала) и ПМ выполняет операцию
прямого умножения полезного и опорного сигналов (4.5) с пе-
реносом несущей частоты сос на частоты |сос ± соо|. При нели-
нейной ВСХ крутизна может быть представлена в виде суммы
функций:
S(t)=^Sk cos(Aco0t+\|/ft).
А=0
В этом случае ПМ выполняет операцию умножения полез-
ного сигнала и гармоник крутизны с преобразованием несу-
щей частоты сос на частоты |сос ± Асоо| •
4.1. Общие сведения
135
В параметрических усилителях (ПУ) в качестве АЭ служат
варикапы (параметрические диоды). Зависимость емкости
диода С от управляющего сигнала определяется вольт-фарад -
ной характеристикой (ВФХ) (рис. 4.2, б). Рабочим участком
ВФХ является участок, соответствующий обратному смещению
на диоде, при котором активная проводимость диода и вносимые
им потери минимальны.
Опорный сигнал с постоянными амплитудой UmQ и часто-
той соо
u0(Z) = Um0 cos (<£>ot + Y)	(4.6)
используется в ПЧ, ФД и ПУ для управления внутренними
параметрами ПМ.
В супергетеродинном приемнике (соо * сос) на выходе ПМ
с помощью СУЗ выделяется сигнал с промежуточной часто-
той соПр = |сос - Асоо| » <ос:
u2(0 = ^m2n(0eos[(coc-co0)/ + <p-y] при k = 1.	(4.7)
В инфрадинном приемнике (<в0 сос) на выходе ПМ с по-
мощью СУЗ выделяется сигнал с суммарной частотой сох =
= (®с + «о) > ®с:
u2(t) = t7m2r](t)cos[(<вс 4-cooX + <P+YL	(4-7а)
В приемнике прямого преобразования (соо = сос) ПМ испол-
няет роль синхронного детектора (скалярного умножителя
сигналов). На выходе ПМ с помощью СУЗ (ФНЧ) выделяется
низкочастотный сигнал
«2(0 = 17т2П(0соз[ф-у].	(4.76)
При фазовой модуляции полезного сигнала <p(t) и со0 = <вс
ПМ исполняет роль ФД. На выходе ФД с помощью СУЗ выде-
ляется низкочастотный сигнал
иг(*) = ит2 cos [<р(*)-у].
(4.7в)
136
4. Параметрические устройства приемника
Опорный сигнал с постоянными амплитудой Um0 и несу-
щей частотой соо и такой же угловой модуляцией как и у
полезного сигнала \|/(f) = ф(£)
“о(О = Um0 cos [<в0£ + ф(0],	(4.8)
используется в приемниках при корреляционной обработке
сигналов.
При соо со и ср(£3) - \|/(т3) = О ПМ исполняет роль радиокорре-
лятора (РК), обеспечивающего угловую демодуляцию сигна-
ла (сжатие по спектру):
u2(0 = Um2 cos [(сос -соо) t + ср (0 - V (0] =
= Uт2 cos (о>с -ю0)(4.9)
СУЗ служит в качестве радиоинтегратора, настраиваемого
на частоту сопр (сопр = | сос- соо |) и согласованного с АЧС демоду-
лированного радиосигнала.
При соо = сос ПМ выполняет роль видеокоррелятора (ВК)
с преобразованием радиосигнала uc(t) с угловой модуляцией
в видеосигнал u2(t):
(0 = Um2 COS [(сос - С00 К + Ф (0 - ф (*)] = Um2 COS Аф,
сос -соо =0.
Здесь СУЗ служит в качестве узкополосного ФНЧ (инте-
гратора) с АЧХ, согласованной с АЧС видеосигнала.
В СУ2 гетеродина корреляторов входят линии задержки
для совмещения по времени появления полезного и опорного
сигналов с целью получения на выходе максимального отно-
шения сигнал/помеха.
Емкостный параметрический усилитель
4.2.1.	Принцип действия ПУ
Принцип действия ПУ основан на преобразовании энергии
опорного генератора накачки в энергию полезного сигнала
4.2.
4.2. Емкостный параметрический усилитель
137
с помощью варикапа. Варикап можно рассматривать как пло-
ский конденсатор, емкость которого С = пропорцио-
нальна площади S р-п-перехода и обратно пропорциональна
ширине обедненного слоя d. При подаче на варикап обратного
напряжения смещения U изменяются величина d и величина
емкости С при малом токе диода. ВФХ варикапа определяется
выражением (см. рис. 4.2, б)
C(U) = Со [1 +(U + <pft)/ <рА]-(0’3 -°’5).	(4.10а)
Увеличение обратного напряжения смещения \U + ДС7| вызы-
вает уменьшение емкости С - АС, а уменьшение емкости при-
водит к увеличению напряжения на конденсаторе (рис. 4.3, а).
При постоянном заряде q на конденсаторе С
q = CU = (С-ДС)(17 + MJ) и ДС/С«ДС//С/.
Рис. 4.3
Для усиления радиосигналов емкость варикапа С должна
изменяться с частотой соо = 2сос так, чтобы она уменьшалась
в моменты, близкие к стационарным значениям uc(f), переда-
вая сигналу энергию генератора накачки, и возрастала, когда
энергия сигнала минимальна (uc(f) « 0). При
uc(f) = Ucos (сос£ + фс), С(0 = Ci cos (2сос* + ф0),
Лф = Ф = Ф0 -2фс.
138
4. Параметрические устройства приемника
При Дф = л/2 энергия сигнала возрастает:
AW = AC(C7Lx-Cn)/2>0-
В этом случае варикап эквивалентен отрицательной прово-
димости -g, для которой коэффициент отражения Г > 1 (см.
рис. 3.19). При фо ~ 2фс = Зл/2 происходит поглощение энер-
гии сигнала на частоте coi = сос (АТУ < 0, g > О, Г < 1), а при ф0 -
- 2фс = л сигнал полностью отражается (Г = 1).
4.2.2.	Одноконтурный емкостный ПУ
Схема одноконтурного ПУ (рис. 4.4) отражательного типа
(см. рис. 3.22) состоит из ИС Gc 1, У-циркулятора 2, Х/4-транс-
форматора 3, КЗ шлейфа 1Ш 4, варикапа с построечным кон-
денсатором Сп 5, источника смещения Е 6, вентиля 7, генератора
накачки (опорного генератора) Go 8, нагрузки 9.
У-циркулятор обеспечивает однонаправленную передачу
сигнала от ИС к варикапу и от варикапа к нагрузке. На вари-
кап от источника постоянного напряжения Е с помощью дели-
теля R19 R2 подается напряжение смещения для выбора рабо-
чей точки А (С7а, Са) на среднем участке ВФХ (см. рис. 4.2, б).
Конденсатор Сб шунтирует R± на рабочей частоте, устраняя
потери сигнала в цепи смещения. Опорный сигнал подается
к варикапу через вентиль, обеспечивающий развязку между
источником сигналов и опорным генератором. Варикап при
определенных фазовых соотношениях между ф! и ф0 может
4.2. Емкостный параметрический усилитель
139
преобразовывать энергию генератора накачки Go в энергию
сигнала. Сигнал усиливается (отражается от варикапа с коэф-
фициентом отражения Г > 1) и через У-циркулятор, обеспечи-
вающий однонаправленную передачу, поступает в нагрузку.
При анализе усилительных свойств ПУ полезный сигнал
(4.1) удобно представить в комплексной форме:
uc(t) = Ui(t) = Umc cos (coct + <рс) =
= 0,5 {[C/m с ехр (;<рс)] ехр (усос/)+[Um с ехр(-уфс)] ехр (-jact)}.
Покажем, что для усиления сигнала емкость варикапа C(t)
должна изменяться с удвоенной частотой соо= 2c0i (см. рис. 4.3).
С этой целью определим входную проводимость варикапа при
воздействии опорного и полезного сигналов.
4.2.3.	Входная проводимость и коэффициент усиления ПУ
Для определения коэффициента усиления ПУ найдем
входную проводимость варикапа. Согласно (4.6), (4.10), ем-
кость варикапа равна	’
C(t) = CO{1+[UA +t7mocos(co0t + 9o)]/9ft]-<0’3"°’5\ (4.106)
Это выражение можно представить в виде ряда Фурье:
C(t)= С0+2£са
соз(Асо0^ + Фа)г =
А=1
= * Со + £cft ехр О’ЛсооО Ь
(4.11)
где Ck = Ck ехр Офл) “ &-я гармоника емкости варикапа (k = 1,
2, 3...):
СА = 1 / 2 л | C(i) ехр (-jkviot) do30t-
Примем k = 1 и, переходя к комплексной форме записи для
C(t), получим
C(t) ~ {Со +СХ ехр (уфо) ехр (ycoot) +
+ Ci ехр (-/фо ) ехр (->0<)}.
(4.11а)
140
4. Параметрические устройства приемника
При подаче сигнала uc(t) на варикап C(t) заряд будет равен:
g(t) = uc(i)C(t)-
Находим заряд q(t, сос) и ток варикапа = dq(t, (a^/dt на
частоте сос и разностной частоте со2 = соо - 03 с- При соо = 2сос име-
ем со2 = о>с = а>1 и
g(i)»O,5{Co +С1ехрДфо -2<рс)} ^miexpy(coct + q)c)},
/i(t) = 0,5;®! {Со +Ci ехрДфо -2фс)1/т1ехрОс0} =
= 0,51т 1 exp 0®i0-	(4.12)
Здесь
итс = Uml = exp (/ф),
I'mc =Imi =/®i{C0 +Ciexpy(v -2ф1)} Uml.
Отсюда находим входную проводимость варикапа на час-
тоте сигнала сос = сор
У1 = gi +А = 1т1 / ит1 = 7®1(CO +С1 ехр 7ф),	(4.13)
gi =-®iCx sin (ф0 -2фс),	(4.13а)
&1 =со1[Со +Cicos((p0 -2(рс)].	(4.136)
Как видно, активная проводимость варикапа g1 зависит от
соотношения фаз напряжений сигнала и накачки. Величина
g1 отрицательная и максимальная по величине (gimax = -(«hCi)
при выполнении условия (р0 -2<рс = л/2 (см. рис. 4.3).
Коэффициент усиления ПУ определяется коэффициентом
отражения:
Г-Ъ, /а, - а2/ъг Jte«+lrt) + <>C-l^tg|3i„)]
[(г»-Л)+7(<»с-г0о<8₽<ш)]
(4.14а)
Для идеального У-циркулятора (см. П. 3.6.3) Ь3 = а2 = ГЬ2 =
= Гах и
к = I Г| 2 = [(go + gj)2 +(coC-goctg|3Zm)2],	14б
Р	[(go-gi^+^C-goctgp/uj)2]’
где С = Сп + Со — суммарная емкость ПУ; Ьш =	— HP0-
водимость КЗ шлейфа; g{ — проводимость варикапа на входе
Х/4-трансформатора с волновой проводимостью g^ (я!	/ Л)-
4.2. Емкостный параметрический усилитель
141
Величина Кр максимальна при выполнении условия резонан-
са, когда соС = ^ос^₽^ш:
Кртах =(go +g{)2 /(go -g'l)2.	(4.14в)
ПУ относится к малошумящим УРС (Кш < 2), поскольку он
работает при малом токе диода (см. рис. 4.2, б) и имеет малый
уровень дробовых шумов. Однако если условие баланса фаз
не выполняется, то усиление ПУ будет нестабильным ввиду
изменения его проводимостей g и b (см. рис. 4.3, б).
4.2.4.	Двухконтурный емкостный ПУ
Для обеспечения стабильности усиления используют двух-
контурные ПУ (ДПУ), в которых сигнал на разностной частоте
со2 = соо - о>1 * (01 выделяется на отдельном холостом контуре.
Принцип действия ДПУ удобно рассмотреть с помощью экви-
валентной схемы (рис. 4.5, а), состоящей из варикапа V19
контура LqCq генератора накачки Go с источником смещения
Е, сигнального LjCj и холостого Ь2С2 контуров. Контуры на-
строены соответственно на опорную частоту соо, частоту сиг-
нала сос = coj и разностную частоту со2 = % “ Рабочая точ-
ка А выбирается на среднем участке ВФХ (рис. 4.1, б). В этом
случае активная проводимость диода gt мала и ею можно пре-
небречь. Изменение емкости варикапа под действием напря-
жения накачки определяется выражением (4.10а). При этом
в схеме ПУ варикап можно заменить конденсатором с пере-
менной емкостью (4.11). Появление полезного сигнала при-
водит к изменению тока варикапа (4.12) с частотами сох и со2 =
= сох - соо. Ток с частотой со2 вызывает на контуре Ь2С2 напря-
жение
Ы2(О = Um2 cos (со2* + фс - Фо)-
При этом на варикап действует суммарный сигнал
uz(t) = u1(t)+u2(t)
и заряд на варикапе будет равен:
?(*) = uz(t) C(t) = [ui(0+и2 (0] C(t).
142
4. Параметрические устройства приемника
Выполняя операции умножения и дифференцирования,
находим по аналогии с (4.12) заряд q и ток варикапа. Выде-
ляя составляющие тока с частотами coj и со2, найдем внутрен-
ние y-параметры идеализированного варикапа при » 0:
У11 ~ >1С0, У12 ~	= - jcojCi ехр GV),
У21 “ 7®2 СГ = -7<o2Ci ехр (- jy), у22 ~ -ja2C0.
Определим входную и выходную проводимости варикапа
(3.9) на частотах coj и со2 ПРИ условии резонанса холостого
L2c2 (у22 + уа = g2z) и входного LiCi (уп + ус = glz) контуров:
У1 = gl+J^l	~ У11 ~ У12У21/(У22 + Ун)~
«ОА -C0i<»2Cf /g2S),	(4.15)
У2 -g2 + /&2 ~^т2	m2 =У22 ~У12У21 /(У11 + Ус) ~
~ (7®2СО - coico2cf / giz).	(4.15а)
Рис. 4.5
Как видно, ДПУ имеет отрицательные активные проводимо-
сти, не зависящие от фаз полезного ф и опорного ф сигналов:
£1=(-С01С02 Cj /£21) <0, £2 =(-С01С02	/£ie)<0,
и обеспечивает устойчивое усиление сигнала на частоте coj
или усиление с преобразованием несущей частоты сигнала coj
в новую несущую частоту со2.
4.3. Преобразователи частоты супергетеродинных приемников
143
Принципиальная схема ДПУ может быть построена на ба-
зе схемы одноконтурного ПУ (см. рис. 4.4) при замене КЗ
шлейфа четвертьволновым резонатором на частоте сигнала
coj и включении последовательно с диодом резонатора на раз-
ностную частоту со2.
Типовой ДПУ позволяет получить в диапазоне СВЧ КР «
« 7...10, Кш « 1,5...2,5 в полосе частот AF = (0,05...0,l)/i.
Если в ДПУ (рис. 4.5) контур L2C2 настроить на суммар-
ную частоту со3 = соо+ coj, то, как следует из энергетических со-
отношений для двухконтурного ПУ (уравнений Мэнли-Роу),
в этом случае двухконтурный ПУ становится нерегенератив-
ным усилителем-преобразователем, у которого у-параметры
принимают вид
Уп «>хС0, у12 ~ja1C1 =jco1C1expOV),
1/21»/<О2СГ =jco2Ciexp(-jY), у22 ~ja2C0.
При этом, согласно (4.15), (4.15а), входная и выходная ак-
тивные проводимости двухконтурного ПУ положительные..
Преобразователи частоты
супергетеродинных приемников
4.3.
4.3.1.	Общие сведения
С ростом рабочей частоты fc уменьшается добротность Q
(рис. 4.6) АЭ (электронных ламп, полевых и биполярных тран-
зисторов):
Q = У21/У12 = S/cocC12.
При этом ухудшаются усилительные способности УРС
и возрастает их склонность к самовозбуждению, а также рас-
ширяется полоса пропускания УРС AF = fc/Q и ухудшается
частотная избирательность СУ. В связи с этим приемники
строят по супергетеродинной схеме (см. рис. 1.12), в состав
которой входят преобразователи частоты (ПЧ), осуществляющие
144
4. Параметрические устройства приемника
понижение несущей частоты сигналов с fc до промежуточной
частоты /пр « /с, и многокаскадные усилители радиосигна-
лов промежуточной частоты (УПЧ). В таком приемнике обес-
печивается большое устойчивое усиление, высокая частотная
избирательность, а также облегчаются условия перестройки
по частоте во входном (малокаскадном) УРС.
Преобразователем частоты называют параметрическое
устройство, осуществляющее изменение несущей частоты ра-
диосигнала с сохранением закона его модуляции.
Структурная схема ПЧ соответствует схеме параметриче-
ского устройства, изображенной на рис. 4.1.
Основным элементом ПЧ является параметрический мо-
дуль (ПМ), параметры которого изменяются по заданному за-
кону и который выполняет операцию умножения полезного
и опорного сигналов. Источником сигналов для ПЧ служит
либо приемная антенна, либо выходной каскад УРС. Напря-
жение сигнала
«сО)=«1(0 = *Лп1П(0 cos [“1*+<р(0]
с известным законом амплитудной т|(£) и (или) угловой ф(£)
модуляции и с несущей частотой сос = сох поступает на входное
СУ1, которое обеспечивает предварительную частотную се-
лекцию сигналов и их передачу на ПМ с минимальными ис-
кажениями и потерями.
Перемножение сигналов осуществляется в ПМ на активном
элементе (АЭ), проводимость прямой передачи z/2i (крутизна
4.3. Преобразователи частоты супергетеродинных приемников
145
ВАХ S) которого изменяется под действием управляющего
или опорного сигнала (см. рис. 4.2, а) с постоянной амплиту-
дой UmQ и частотой соо:
Uq (0 = UmQ cos (соо£+у).
Опорный сигнал вырабатывается гетеродином и подается
на активный элемент ПМ через СУ2, в состав которого может
входить аттенюатор для регулировки амплитуды UmQ. В АЭ
с квадратичной ВАХ в пределах линейного участка ВСХ
(см. рис. 3.3, а) крутизна ВАХ ПМ S(t) изменяется по закону
изменения опорного сигнала u0(t):
S(O = /[uo(O] = SA+Si(0 = 0,5S0+Sxcos(coo*+v), SA =O,5So
и ПМ выполняет операцию умножения полезного и опорного
сигналов. При этом выходной ток ПМ равен:
i2(i) = S(*)Ui(0 =
= [O,5So + Si COS (coo^ +V|0] UmlY[ (Ocos [CD]/ + <p(0b	(4.16)
»2 (0 = Sa(*){SA cosfcoii + <p(i)]+
+ 0,5Si[cos (coi — coo) t + <p(0 - V] +
+cos [(co! +cooX + (p(O+V]-	(4.16a)
Выходное напряжение ПМ в установившемся режиме на
разностной (промежуточной) частоте со2 = wnp = lwi " %l опре-
деляется выражением
u2(0 = u^tyS^tyR = Um2x\ (ty cos [co2f + <p(0 -\|/], (4.166)
где Um2 — амплитуда напряжения преобразованного выход-
ного сигнала:
Um2 =	= SnRUmly
где Sn — крутизна; Кп — коэффициент преобразования ПЧ:
Sn =0,5Si, Кп =SnR.
146
4. Параметрические устройства приемника
Спектральная плотность выходного сигнала (4.166)
определяется преобразованием Фурье:
00
§2 (®) = J и2 (0 ехР	dt
-00
ИЛИ
^2(co)=/? | S(Ou1(Oexp(-jcoO dt.
При этом происходит преобразование (свертка) спектров
входного и опорного сигналов. Так как S(t) = uQ(t), то
k 00
£2М=— [ ^o(v-co)^1(v)dv= kgQ((£i) ® £i(co),
2л J
- 00
где знак ® обозначает операцию свертки спектров.
Выходной сигнал с помощью СУЗ с полосой пропускания
AFnp, согласованной с шириной спектра сигнала (AFnp > А/с),
поступает в нагрузку, которую в пределах ширины спектра
Рис. 4.7
4.3. Преобразователи частоты супергетеродинных приемников
147
сигнала приближенно можно считать равной активному со-
противлению R.
На рис. 4.7 изображены радиосигналы с однотональной
AM с частотой FM и их спектры на входе ur(t), gi(co) и выходе
ПЧ u2(t), Преобразованный сигнал здесь является ко-
пией входного сигнала с новой несущей частотой fnp.
В инфрадинном приемнике выходное СУЗ настраивается
на суммарную несущую частоту со2 = «е = «1 + соо. В таком ПЧ
происходит преобразование сигнала с повышением несущей
частоты. Такое преобразование используют в приемниках
с многократным преобразованием.
4.3.2.	Преобразователь частоты на ПТ
Транзисторные ПЧ на ПТ находят применение в широком
диапазоне частот, включая диапазон СВЧ, так как характе-
ризуются малым уровнем собственных шумов и и обеспечива-
ют преобразование сигналов с усилением.
Типовая принципиальная схема ПЧ на ПТ с управляющим
р-п-переходом изображена на рис. 4.8, а. Здесь ПМ включает
ПТ V\ с цепями питания по постоянному току. Резисторы /?ф,
/?ст обеспечивают требуемое напряжение на стоке ПТ, как и в
УРС (см. рис. 3.6). Резистор Ли в цепи истока служит для вы-
бора рабочей точки А (17ИзА, Sa) на среднем участке ВСХ ПТ
(см. рис. 4.2, а). Конденсаторы Си, Сф являются блокировоч-
ными, а Ср — развязывающим.
Полезный сигнал u^t) (4.1) подается на затвор ПТ с помощью
контура L^Ci, настроенного на несущую частоту сор Гетеродин
собран на ПТ V2 по схеме индуктивной трехточки. Опорный
сигнал снимается с части катушки Lo СУ2 и подается на исток
ПТ V19 что позволяет ослабить связь между СУ1 и СУ 2. Ампли-
туда опорного сигнала UmQ выбирается из условия обеспечения
максимального изменения крутизны ВАХ S (см. рис. 4.2, а)
в области отрицательного напряжения на затворе.
Под действием опорного сигнала в режиме работы ПТ без
отсечки
(1^иза1>^0 »Uml)
148
4. Параметрические устройства приемника
крутизна ВАХ изменяется с частотой соо-’
S(i) = Sm{1-[J7H3a +Um0 cos (<o0*+V)]/^o}»	(4-17)
S(f) = SA -Sjcos^o^+V),	(4.17a)
где SA — крутизна BAX в рабочей точке А (постоянная со-
ставляющая крутизны); Sj = SMUmQ/EQ — амплитуда крутиз-
ны; SM — максимальное значение крутизны.
Выходное напряжение ПЧ, выделяемое СУ2 (L2C2) при
со2 = сопр, согласно (4.166), равно:
и2 (0 = S^Ru^t) = Um2y\ (0 cos [(coi -сооХ + ф(0 “ VL
^тппр = ^Лп2 = -^П^7П1>
где Кп = 0,5 (Si/?) — коэффициент преобразования при
^ЛпО — ^изА = ^0-
В режиме работы без отсечки (So > Si) ПТ работает с боль-
шим током в рабочей точке и имеет низкий коэффициент по-
лезного действия (КПД). Для повышения КПД применяют
4.3. Преобразователи частоты супергетеродинных приемников
149
режим работы с отсечкой (рис. 4.9, а). Выражение (4.17а)
в этом случае при 17т0 = 17изА = UQ и у = 0 удобно записать в виде
S(t) =	[cos &W -cos 6] / (1 -cos 0),	(4.18)
где 0 — угол отсечки; EQ — напряжение отсечки:
6 = arccos (1 - |Е0 /Um01).
Функция S(t) является периодической, зависящей от ВАХ
ПТ и режима его работы (UmQ, 17изА). Она может быть пред-
ставлена в виде ряда Фурье:
S(£) = O,5So + ^SAcos kwQt	(4.18а)
1
или
S(t) = 0,5 < So +^Sft ехр jk^Qt >,
(4.186)
где Sk — k-я гармоника крутизны ВАХ:
1
Sk =— j S(t) cos Acoo£d(coo£).	(4.19)
71 -e
В режиме работы с отсечкой выходное напряжение ПЧ на
разностных частотах сопр = со2 = | сос - Асоо| = lwi “ Асоо|, согласно
(4.17), равно:
u2(0 = S(t)Ruc(t) = <! ^Sk cos Асоо£ cos со=
I 1
00
= 0,5^ ^Sk cos (сох -Асоо)4 ЯС7.1
I 1	J
(4.20)
или
и2(0 « 0,5 {Si cos (сох -сооХ + S2 cos (сох -2cooX +
+ S3 cos (coi -3coo)£ +...} RUml.
150
4. Параметрические устройства приемника
Для ПТ с квадратичной ВАХ (4.3), согласно (4.18), (4.19),
So =SM [sin0-0cos0]/7t(l-cos0),
Si =SM[0-sin0cos0]/7t(l-cos0),
s =2S sin cos	~ fe sin <9)cos (e) k = 2 3
n(l-cos 0) k (k2 -1)
Нормированные функции крутизны ак(0) = Sk/SM (рис. 4.9, в)
называют функциями Берга. Они позволяют выбирать опти-
мальные режимы работы ПТ для различных гармоник кру-
тизны преобразования.
Рис. 4.9
Так, а1тах (120°) « 0,54 при UQ = О,666Ео;
а2тах(60°) ® 0,28 при Uo = 2Е0.
Как видно, преобразование на второй гармонике S2 требует
увеличения мощности гетеродина при меньшем значении коэф-
фициента а2тах крутизны преобразования. При этом крутизна
преобразования уменьшается, а мощность шума, вносимая ПЧ,
возрастает. Качество преобразования снижается при преобразо-
вании на высших гармониках крутизны ВАХ. В связи с этим
основным режимом работы ПЧ является режим работы на
первой гармонике крутизны Sp Преобразование на высших
4.3. Преобразователи частоты супергетеродинных приемников
151
гармониках Sk применяют, как правило, в целях повышения
стабильности частоты гетеродина и улучшения его развязки
с каналом УРС.
4.3.3.	Основные характеристики
преобразователя частоты на ПТ
Характеристики ПЧ определяются так же, как и характе-
ристики УРС (см. п. 3.2.1) при условии, что внутренние пара-
метры ПЧ рассматриваются как параметры ПМ при воздействии
на ПЧ опорного сигнала u0(t).
Полагая, что в ПМ изменяется в основном крутизна ВАХ
S, приближенные выражения для внутренних у-параметров
ПМ на ПТ с ОИ при преобразовании на 1-й гармонике крутиз-
ны ВАХ Sj с учетом (3.4) можно записать в виде
Уп «^Сиз-Нк +Д01(СИз +Сзс), У12 « ->1Сэс,	(4.21)
У21 ®0,5Sb у22 ~£ст +>2(Сси +езс)- (4.21а) •
Рассмотрим основные характеристики ПЧ для режима ра-
боты на 1-й гармонике крутизны преобразования
Sn^o^s^o^s^e).
Входная ух и выходная у2 проводимости ПЧ. Проводи-
мости ух и у2 определяют условия согласования по входу на
частоте coj и по выходу на частоте со2 = сопр = Icoj - соо|- Учиты-
вая, что обратное преобразование в ПТ практически отсутст-
вует, согласно (3.8), (4.20), получим
У1 ~ Ун	+J°)i(CH3 +C3C),	(4.22)
У2 ~У22 ~£ст +7С02(Сси +Сзс).	(4.22а)
Амплитудно- и фазочастотная характеристики ПЧ.
На частоте сигнала АЧХ и ФЧХ ПЧ определяются входным
СУ1 с помощью формул (2.23) для входного устройства, вы-
полняющего роль преселектора ПЧ с полосой пропускания
152
4. Параметрические устройства приемника
AFi < /2 = /пр- На промежуточной частоте АЧХ и ФЧХ ПЧ оп-
ределяются (по аналогии с УРС) выражениями (3.25), (3.26):
К(а) = Um2/Uml = Snl /д/4 +b2 = Кп1 /71+а2,
*п1 = £п1Я2,	(4-23)
ф» л-arctga,	(4.23а)
где a = b2/g2 ~	- 1/($L2)R2 « Q2(2A///2); R2 = 1/^25 Q2 =
= <£)2C2R2 — добротность выходного нагруженного контура ПЧ.
Максимальная величина коэффициента преобразования Хп1
достигается при угле отсечки 9 = 120° (рис. 4.9), когда UmQ =
- иизА = 17о ~ О,67Ео:
^"птах “ ^п1тах^2 = 0,5у1м SMJ?2 ~0,27SMJ?2-
Функция передачи мощности ПЧ. Согласно (3.14), при
У12 « 0
Крв ®4£с£ну21/|(У11+Ус)(У22 +Ун)| 2 =
= КР1КР0КР2,	(4.24)
где КР1, КР2 — функции передачи мощности входной и вы-
ходной цепи; Кр0 — функция передачи ПЧ при его согласова-
нии по входу на частоте coj и выходу на частоте со2, когда КР1 =
= КР2 = 1:
^Р1 =4£с£11/|У11 + Ус1 2, %Р2 =4£22#н/|У22и +Ун|2,
#ро = 'Sn1/4g11g22-
Полосы пропускания входной и выходной цепи ПЧ по
уровню 0,5ХРтах равны:
AFi = Д/Qi = gi/2лС1, А?2 = /2 / Q2 = 82/2лС2• (4.25)
Так как /с = fr> /пр = f2, то > AF2 и полоса пропуска-
ния ПЧ определяется полосой пропускания выходного СУ2
AFпч ~ AF2-
4.3. Преобразователи частоты супергетеродинных приемников
153
Коэффициент шума ПЧ. Шумы ПЧ обусловлены шумо-
выми источниками ПМ и гетеродина. Гетеродин генерирует
шумы в пределах полосы частот, определяемых полосой про-
пускания его выходного контура AFr. При AFr > /пр в нагрузку
ПЧ попадают шумы с шириной спектра, соответствующей его
полосе пропускания AFn4. Шумы гетеродина можно заменить
током тепловых шумов проводимости ИС gc, находящейся при
эквивалентной шумовой температуре гетеродина Тг = Totr:
J'mr =±kTTg'Af =4kT0trgcbf,
где tT — относительная шумовая температура гетеродина;
То =290 К.
Согласно (3.23), выражение для Кш ПЧ на ПТ с учетом шу-
мов, вносимых гетеродином, можно записать в виде
^шПЧ =1+*г +[£11*1+ЯшПЧ*2|Ус +Уг +У11и|2 ]/(4.26)
где Яшпч =£22 /^ПЛ (п₽и * = !> ЯшПЧ =£ст /5^) — шумовое-
сопротивление ПЧ.
Величина ifmn4 минимальна при преобразовании на 1-й
гармонике и зависит, как и в УРС, от согласования с ИС, но
в ПЧ #шпч больше, чем в УРС, так как -Вщпч > -Вшурс и в ПЧ
добавляются шумы гетеродина, генерируемые в области час-
тот со = соо ± сопр. Уменьшение Х'шПЧ за счет подавления шумов
гетеродина достигается в схеме балансного ПЧ. Такой ПЧ
может быть собран по дифференциальной схеме, в которой
смесители на ПТ и V2 и сопротивления R19 R2 образуют пле-
чи балансного моста (см. рис. 4.8, б). Здесь опорный сигнал
подается через генератор стабильного тока (К3) на смесители
синфазно, изменяя одинаково сопротивления ПТ. При UmQ Ф 0
и Uтс = 0 мост сбалансирован, опорный сигнал UmQ и шумы
гетеродина UmQ ш, проходя синфазно через одинаковые ПТ,
баланс моста не нарушают, токи в нагрузке вычитаются и
^тнш = 0,5SnR (UmQ ml	ш2) ~ 0.
Полезный сигнал подается через СУ 1 на ПТ в противофазе.
В этом случае при увеличении сопротивления одного ПТ (1^)
154
4. Параметрические устройства приемника
сопротивление другого ПТ (V2) уменьшается и происходит
разбалансировка моста, в диагональ которого включено вы-
ходное СУ2. При Umcl = Umc2 = 0,5Umc Ф 0 в СУ2 выделяется
полезный сигнал на промежуточной частоте:
Vm2 = 095SnR(Umcl^Umc2)^SnRUmc.
4.3.4.	Каналы приема в супергетеродинном приемнике
Согласно (4.20) в приемнике с ПЧ в режиме работы смеси-
теля с отсечкой возможно появления 2п + 1 каналов приема
при широкополосном преселекторе. На рис. 4.10, а представ-
лены гармоники крутизны ВАХ АЭ Sk для k = 0, 1, 2, 3 при
частоте гетеродина /г = /0. Для оценки влияния ПЧ на прохо-
ждение сигналов по различным каналам можно предположить,
что на вход приемника действует широкополосный сигнал,
спектр которого gi (рис. 4.10, б) перекрывает диапазон воз-
можных каналов приема. При широкополосном преселекторе
и УПЧ с АЧХ Хупч (рис. 4.10, в), резонансная частота кото-
рого равна промежуточной частоте
/пр = /о ~ А = /2 ~fo = %fo “/3 = /4 _2/о = З/о -/5 = /б _3/о,
на вход УПЧ будут проходить сигналы, несущие частоты ко-
торых равны /= /пр> Л, f2, f3, fa f6 (рис. 4.10, в). Один из ка-
налов приема с частотой /с = fk является полезным или основ-
ным, а остальные дополнительными или паразитными, несу-
щими помехи радиоприему. Они образуются в ПЧ за счет
размножения АЧХ УПЧ. Амплитудно-частотная характери-
стика ПЧ изображена на рис. 4.10, г. На рис. 4.10 в качестве
полезного канала выбран канал с частотой fc = fk = f2. Для вы-
деления полезных сигналов на фоне помех по дополнитель-
ным каналам служит преселектор, настраиваемый на частоту
сигнала /2 = /с, с АЧХ Хпрес (рис. 4.10, д), которая определяется
АЧС сигнала. Основную опасность для приемника представ-
ляет канал на частоте = /зер, зеркальной к частоте сигнала f2
(по отношению к частоте гетеродина /г), который близок к ча-
стоте /с.
4.3. Преобразователи частоты супергетеродинных приемников
155
Для n-контурного преселектора с одинаковой добротно-
стью контуров Q коэффициент подавления помехи по зер-
кальному каналу на частоте /зер, соответствующей расстройке
Д/ = |/с - /зер I = 2/пр, согласно (1.18), равен:
Озер =№А)/^(/зер)]2Л =
= (1+а1ер)п	= (4/npQ//c)2n.	(4.27)
Рис. 4.10
Формула (4.27) позволяет определить требования к выбору
/пр, добротности Q и числу контуров преселектора п, обеспе-
чивающих необходимое ослабление помех по зеркальному
каналу. Если требуемая величина /пр велика, то применяют
двойное преобразование частоты с переходом на /пр2 < /пр1-
156
4. Параметрические устройства приемника
Корреляторы
4.4.1.	Общие сведения
Выражение для радиосигналов (1.4а) с угловой модуляци-
ей cp(t) можно записать в виде
МО = Umc COS [<М + ф(0 + ф]>
где (p(t) — закон фазовой модуляции; v(t) = d<p(t)/dt — закон
частотной модуляции.
Спектр таких сигналов равномерен в широкой полосе частот
Д/с. Так, в радиолокации применяют ЛЧМ импульсы длитель-
ности т, которые поступают на приемник с запаздыванием на
время t3, соответствующее расстоянию до цели:
tzc(t-^3) = [/mc cos	+ ф(/-t3) +ф], -т/2< t< т/2. (4.28)
Такие сигналы позволяют улучшить отношение С/П за
счет сжатия спектра сигнала, которое осуществляется в кор-
реляторе.
Коррелятором называют параметрическое устройство, вы-
полняющее операции умножения полезного и опорного сиг-
налов с одинаковыми законами угловой модуляции и интег-
рирование дсмодулированного сигнала.
Выполнение таких операций соответствует операции сверт-
ки спектров, при которой осуществляются демодуляция сиг-
нала и сжатие его спектра. Структурная схема коррелятора
содержит опорный генератор с ЛЗ на время т3 (см. рис. 4.1),
вырабатывающий опорный сигнал, подобный полезному сиг-
налу
^о(^-^з) = ^7посо8[соо^+ф(^-т3)+ф], -т/2<г<т/2. (4.28а)
Время задержки т3 должно соответствовать времени запаз-
дывания полезного сигнала (т3 = t3). Опорный сигнал управляет
крутизной ВАХ (проводимостью прямой передачи) ПМ S(t).
Согласно (4.16), при квадратичной ВАХ
S(t) = SА + Si cos [сооt + у (t - т 3)]
4.4. Корреляторы
157
ПМ выполняет операцию умножения. При этом ток на вы-
ходе ПМ равен:
СУЗ представляет собой узкополосный радиоинтегратор,
настроенный на разностную частоту сопр = |сос - со0|. При t3 = т3
выходное напряжение на нагрузке радиоинтегратора R соот-
ветствует демодулированному сигналу
u2 (*) = (SnlJ?)(7mc {cos [(сос - (00) t + ф(0 - V (0 + Ф - v] =
= ^7n2c°s[(coc-«o)^ + T-vL -T/2<t<x/2	(4.29)
с шириной спектра Д/2 ~ (1/т) » Д/с и максимальной ампли-
тудой
Um2 = -^к^Лпс>
где Кк = 0,SSiRUmc — коэффициент преобразования радио-
коррелятора.
4.4.2.	Радиокоррелятор на полевом транзисторе
Принцип действия РК удобно рассмотреть на примере обра-
ботки ЛЧМ радиоимпульсов длительности т (рис. 4.11), мгно-
венная частота заполнения которых определяется выражением
f(t) = fc +(А/м / T)t = fc	11| < Т /2,
где Д/м — угловая девиация частоты; ц — скорость изменения
частоты внутри импульса длительности т; v(t) = pt — закон
частотной модуляции.
Напряжение ЛЧМ радиоимпульсов, приходящих на при-
емник с запаздыванием на время t3, определяется выражением
uc(t-t3) = Umccos[ac(t-t3)+<p(t-t3) + <p], |<|<т/2, (4.30)
где ср (t) — закон фазовой модуляции; В = тД/м « т Д/с — база
сигнала
4(t-t3) = &aw(t-t3)2/x=2nB(t-t3')2/т2.
158
4. Параметрические устройства приемника
Форма АЧС широкополосных ЛЧМ радиоимпульсов с боль-
шой базой (В > 50) близка к прямоугольной (см. рис. 4.11):
Sc(f) = Umc^/AfM =UmcT/^/B при Д/<Д/М,	(4.31)
gc(f) = 0 при 2Д/С > Д/м.	(4.31а)
РК вырабатывает опорные радиосигналы с тем же законом
модуляции, что и у полезных сигналов, задерживает их на
время запаздывания полезных сигналов, выполняет опера-
ции умножения и интегрирования сигналов. В качестве АЭ
ПМ можно выбрать ПТ с квадратичной ВАХ и линейной ВСХ
(см. рис. 4.2, а).
Принципиальная схема РК на ПТ подобна схеме ПЧ (см.
рис. 4.8). Отличие состоит в том, что в опорном генераторе
сигнал модулируется так же, как и полезный сигнал, и пода-
ется на смеситель в цепь истока ПТ V1 с задержкой на время
т3, равное времени запаздывания полезного сигнала (т3 = t3):
Wo(f-t3) = t/mOCOS[(Oo(t-T3) + V(<-T3)L (Um0 »Umc).
Для ПТ с квадратичной ВАХ крутизна ВАХ ПТ при воз-
действии опорного сигнала (в режиме работы без отсечки) оп-
ределяется выражением
S(t) = SA + S1cos[co0(t-T3)+\|/(£-t3)+\|/].	(4.32)
В этом случае смеситель выполняет операцию умножения
u2(t) = S(t)Ruc(t).
4.4. Корреляторы
159
Согласно (4.30), (4.32), при т3 = t3 ЛЧМ радиоимпульсы
трансформируются в простые радиоимпульсы длительности т
(рис. 4.11, в):
^пр(0 — ^-Лппр cos [(WC <Яо)^ + ф VWmnp —	— ^п^тс •
АЧС демодулированных радиоимпульсов в области поло-
жительных частот (рис. 4.11, г) определяется формулой
sin (со-сопп) т/2
ЯпР(Л = Я2(Л = Um прт —------	•
(<в-<впр)т/2
Ширина спектра прямоугольного радиоимпульса на выхо-
де радиоинтегратора обратно пропорциональна его длитель-
ности т:
Д/2 = Д/пр =1/т« АД = &fi.
Как видно (см. рис. 4.11), при демодуляции ЛЧМ радио-
сигнала происходит сжатие (свертка) спектра сигнала с коэф-
фициентом сжатия Ксж = тД/с, которое приводит к повышению
отношения С/П на выходе РК. При этом время задержки ЛЗ
т3 позволяет определять расстояние до цели.
4.4.3.	Видеокоррелятор
Если в схеме РК (см. рис. 4.8, а) выбрать частоту генерато-
ра соо = сос и в качестве выходного СУЗ использовать видеоин-
тегратор (ФНЧ), то получим схему ВК, преобразующего ЛЧМ
радиоимпульсы в видеоимпульсы:
u2(t) = Um2 cos[((Dc -(0c)t + <p(t3)-\|/(T3)+T-v] =
= tfm2cos[((p(i3)-\|/(Ta) + (p-y], Z < т/2.
При совпадении по времени прихода полезного и опорного
сигналов т3 = t3 и ср (t3) = у (т3). Максимальная амплитуда ви-
деоимпульсов на выходе ВК достигается с помощью ФВ в цепи
гетеродина при \|/ = ср:
^2 (Отах = ^т2 cos [ф — ф] = m2 = 0,5 (SjJ?) С7тс .
160
4. Параметрические устройства приемника
В этом случае спектральная плотность выходных видеоим-
пульсов (см. рис. 4.11, г) определяется выражением
тт sin(cox)x/2
£пр(/) — й(/) — m пр^ ~	•
(сот)/2
Как видно, ширина спектра g2(/) видеоимпульсов намно-
го меньше девиации частоты ЛЧМ радиоимпульсов Д/с
(рис. 4.11, б), то есть ВК также обеспечивает сжатие спектра
сигнала и повышение отношения С/П.
4.5.
Диодные преобразователи частоты
4.5.1.	Типовая схема ДПЧ
Диоды, обладающие малыми габаритами, малыми паразит-
ными реактивными параметрами и малыми потерями, позволя-
ют строить диодные преобразователи частоты (ДПЧ) в диапа-
зонах СВЧ и КВЧ. В ДПЧ применяют полупроводниковые
диоды: туннельные (ТД); обращенные (ОД); диоды с барьером
Шоттки (ДБШ); точечно-контактные диоды (ТКД). Наиболее
широкое применение в ДПЧ находят ДБШ и ТКД с экспонен-
циальными ВАХ и ВСХ (рис. 4.12, а):
/ = /н(ехра17-1),	= S = а/н ехр аС7, (4.33)
где /н — ток насыщения; а « (0,1...0,5)/ср, ср = kT/q — кон-
тактный потенциал р-п-перехода (при температуре Т = 290 К
а® (4...20) 1/В).
При воздействии на данные диоды полезного сигнала с ма-
лой амплитудой напряжения t7mc « (10-3...10“6) В и гетероди-
на с амплитудой напряжения UmQ » (0,5...2) В проводимости
диодов изменяются по закону, определяемому напряжением
гетеродина (UmQ « Umc):
£i(0 = S(*)~a/H expaCZm0(t)cos (aV + cpo),	(4.34)
и диоды выполняют операции перемножения сигналов (4.5).
При этом в нагрузке ПЧ можно выделить преобразованный
4.5. Диодные преобразователи частоты
161
сигнал с новой несущей частотой, равной разности или сумме
частот сигнала и гетеродина.
ДПЧ могут быть простые (с одним диодом), балансные
(с двумя диодами), кольцевые (с четырьмя диодами). Типовая
схема простого однотактного ДПЧ изображена на рис. 4.13.
Она состоит из ИС Gc 1 с преселектором Рг 2, гетеродина Go 3
с аттенюатором Aj 4, направленного ответвителя (НО) 5, чет-
вертьволнового (Х/4) трансформатора 6, диода V\ 7, настроен-.
ного шлейфа 1Ш 8, заградительного фильтра (разомкнутого *
Х/4-шлейфа) 9, выходного СУ2 (контура Ь2С2) 10. Последова-
тельно с СУ2 может быть включен амперметр для контроля
режима работы смесительного диода (ток диода пропор-
ционален амплитуде напряжения гетеродина UmQ).
Рис. 4.13
ИС для ДПЧ является антенна либо последний каскад
УВЧ приемника. Преселектор Рг выполнен в виде объемного
резонатора, настроенного на частоту сигнала и обеспечиваю-
162
4. Параметрические устройства приемника
щего подавление помех по паразитным канатам приема (см.
рис. 4.10). НО служит для однонаправленной передачи на
диод V\ напряжений сигнала и гетеродина. Согласование диода
с линией передачи достигается с помощью КЗ шлейфа 1Ш, об-
разующего с емкостью диода резонансный контур, настраи-
ваемый на частоту сигнала сос:
сосС = gQ ctg р/ш>
и Х/4-трансформатора сопротивлений, обеспечивающего пере-
дачу сигнала без потерь на отражение. Разомкнутый Х/4-шлейф
выполняет роль заградительного фильтра (последовательно-
го контура), настроенного на частоту сигнала сос. С помощью
аттенюатора Аг устанавливается требуемая амплитуда опор-
ного сигнала на диоде UmQ « (0,5...2) В » Umc. На диод дейст-
вует суммарное напряжение полезного и опорного сигналов
u(t) или в комплексной форме u(t):
u(0 = Umo cos (соо* + Фо) + Um с cos (соct + <рс) =
= Um cos (соо£ + Дф),	(4.35)
где Um = Umexp (уср) — комплексная амплитуда суммарного
напряжения; Дер = срс - ср0 — разность полезного и опорного
сигналов.
Таким образом,
Um =	+ Umc + 2UmcUmQ COS (С0пр£ + Дф) ~
~Umo + cos(conpf + Дф).	(4.36)
Ток диода (см. рис. 4.12, а) пропорционален амплитуде на-
пряжения Um. Преобразованный сигнал и с частотой сопр = со2
выделяется на нагрузке с помощью полосового фильтра-кон-
тура ь2с2:
^пр(0 = пр cos (wnp^+ Дф)> ^Лппр =^п^тс»
где Кп — коэффициент преобразования ДПЧ.
Для определения Кп рассмотрим эквивалентную схему ДПЧ,
соответствующую эквивалентной схеме ДПУ (см. рис. 4.5, а),
4.5. Диодные преобразователи частоты
163
в которой варикап заменен варистором. Она представлена в
виде соединения диода и согласующих устройств: источника
сигналов — LiCi, гетеродина — LqCq и нагрузки — Ь2С2.
При подаче опорного напряжения емкость С и проводи-
мость gt диода будут изменяться с частотой соо (см. Рис- 4.2,6).
При малой емкости внутренние параметры ДПЧ определяют-
ся, согласно (4.33), активной проводимостью диода:
^(f) = a/H exp(a/7mo)cos(<jV + (po), C(t)»O.	(4.37)
Функция gi(t) при фо = 0 может быть представлена в виде
ряда Фурье:
gi(t) = go +2]^£acos fecooO (k = 1, 2, 3...),	(4.37а)
л=1
где gk — k-я гармоника проводимости диода, определяемая
формулой Эйлера:
gk = 1 / 2л j gt (t) cos kaotdaot = aInJk (aUm0),
где Jk (aUm0) — функции Бесселя fc-го порядка (см. рис.
4.12, б).
В эквивалентной схеме ДПЧ диод можно заменить прово-
димостью gi(t).
При воздействии полезного сигнала на ДПЧ ток диода бу-
дет равен:
*2 (О = gift)	= S go +2^^ftcos kaQt I t7mlr|(^)cos
I k=i
Выполняя операцию умножения, найдем составляющие
тока i2(t) и напряжения u2(t) с частотой сопр = 002 = 0^ на сопро-
тивлении нагрузки R контура Ь2С2 при преобразовании на
первой гармонике проводимости диода gk =
*2(0 = glUml^] (Ocos CO2f, * **2(0 = ит2У] (0 COS CO2f,
m2	K'nl ~ gl^-
164
4. Параметрические устройства приемника
В установившемся режиме на диод действует суммарный
сигнал u(t)z = urft) + u2(t) и ток диода равен:
i(t) = ^(t)u(t)s =
=  g0 +2^^ftcos ka>ot [I7ml cos	cos co2i] пСО ••
L k=i	J
Этот ток содержит составляющие с частотами coj = сос и со2 =
= С01 - соо«
h(0 = Лп1П СО COS ©if = [Яо*Лп1 + giUm2 ] И (t) cos a»ii, (4.38)
i2 (0 = I m2 n (0 cos co2i = [giUm j + g0Um2 ] г| (t) cos cd2£. (4.38a)
Отсюда получаем выражения для параметров вещественной
матрицы проводимостей ДПЧ при преобразовании на первой
гармонике проводимости Snl:
£11п -£22п - So -Cl/H
Sni =^12п =£21п - Si =а1н Ji(aUm0),
где JQ, — функции Бесселя от мнимого аргумента (см.
рис. 4.12, б).
Аналогично найдем проводимости ДПЧ при преобразова-
нии на k-й гармонике:
£11п - S22n -£о, -gi2n -S21II - S/г-
Реактивные параметры ДПЧ находят так же, как и пара-
метры ДПУ (см. п. 4.2.4). В этом случае при А=1исос = со1>со0,
юпр = ю2:
&11 « С01С0, &12 ~ (01^1, &21 ~ (02С1, &22 ~ со2Со«
Уп = (£о + /(OjCo), У12 = (£i + jtoi Ci),	(4.39)
У21 = (£1+ /(О2С1), у22 = (£о + /(ОгСо)-	(4.39а)
4.5.2.	Основные характеристики ДПЧ
Учитывая, что емкости СВЧ диодов намного меньше, чем
емкости варикапов, определим основные характеристики ДПЧ,
используя методику такую же, как и при определении харак-
4.5. Диодные преобразователи частоты
165
теристик УРС (см. п. 3.2.1), при условии, что внутренние па-
раметры ДПЧ (4.39) зависят от опорного сигнала uQ(t).
Амплитудно- и фазочастотная характеристики ДПЧ.
При преобразовании на первой гармонике проводимости оп-
ределяются комплексным коэффициентом преобразования
tfni(a) = lZm2 /Umi-
Отсюда, согласно (4.22), находим АЧХ и ФЧХ ДПЧ:
^п1(а) = С7т2/^Г«
«	-..-	= Knl ,	(4.40)
+S&)2 +(t>22 +&н)2	л/1+а2
ср~ л-arctga.
На резонансной частоте выходного СУ2 Ъ2 = &22 + &н = 0 и
при &2(ю2) « 0:
Kni=g1/(g0+ga) = gi/g = giR,	(4.40а>
где R — полное сопротивление нагрузки ДПЧ на промежу-
точной частоте.
Входная увх и выходная увых проводимости ДПЧ. Соглас-
но (3.12), (4.39):
Увх = У11п У12п У21п /(У22п + У в ) ~
-go + jcoiCo -gf /(go +£н)>	(4.41)
Увых = У22п ~ У12п У21п /(У11п + Ус) ~
«go + ]<й2С0 -gf /(Яо+Яс)	(4.41а)
определяют условия согласования ДПЧ по входу и выходу:
_____ * в ____ *
Увх ~ Ус > Увых ~ Ув •
Реактивные проводимости диода &вх и &вых определяют ус-
ловия настройки ДПЧ на резонансные частоты сох и со2. При
k = l
&вх =С01С0 =^0^2т1/ш/Хх; &вых =со2Со =1/со21>2-
166
4. Параметрические устройства приемника
Активные проводимости gBX и £вых определяют условия пе-
редачи без потерь на отражение в районе резонансных частот
на входе сох и выходе со2 ДПЧ:
Явх(С01)“£0 ~gf /(go +Ян). Явых (С02)“Я0 -gi /(go +gc)-
Функция передачи мощности ДПЧ КР. При выполнении
условий резонанса, согласно (3.11), определяется следующим
выражением:
Кр =PS/Рсо =4gcgagl /l(go +gc)(go +^н)-^2]2- (4.42)
Коэффициент шума Кш. Шумовой ток диода определяет-
ся формулой Шотки (1.13). В режиме преобразования шумо-
вой ток возрастает за счет обратного преобразования шумов и
за счет внесения шумов гетеродина Jmr:
=4kTtTgTtf,	(4.43)
где tr — относительная шумовая температура гетеродина.
Шумы диода в режиме преобразования определяются
входным и выходным генераторами шумового тока в области
частот сох и со2 соответственно:
^ = 4тдЯоД/. (4.43а)
Корреляция шумовых источников определяется проводи-
мостью gr:
= ~^Ttngi/^f.	(4.436)
Величину вносимого шумового тока JmB, отнесенного ко
входу ДПЧ, можно найти при трансформации шумового тока
/ш2 к ИС (3.23):
J шв = ^шг	ш1 ш2(£Ь +Sc)/Si-	(4.44)
Формулу Кш (3.22) для ДПЧ можно записать в виде
кш =Рш2/Рш1Кр =l + PmB/Pml=l+J^/JL, (4.45)
где Jmc — шумовой ток источника сигналов с активной прово-
димостью gc:
J^c = 4feTgcA/.
4.5. Диодные преобразователи частоты
167
ИС и гетеродин согласуются с НО, поэтому их проводимо-
сти, трансформированные к диоду, одинаковы: gc = gr. С уче-
том (4.43)
J^B = 4kT{trgr +«д {Яо +[(£с + go)/gil2go -2(gc +£o)} =
= 4kT{trgr +tag0[l+(gc +g0)/g1]2 -2(gc + g0)/g0]
и формула для Кш ДПЧ (4.45) принимает вид
Кш =l+tr +<д	[1+UC +ёо)/£1]2 -2(£с +£о)/£о]-(4.46)
S с
Формулы (4.40), (4.41), (4.42), (4.46) позволяют опреде-
лить стационарные значения энергетических характеристик
ДПЧ и условия согласования с ИС и нагрузкой, при которых
они реализуются с помощью входного и выходного СУ.
4.5.3.	Условия согласования ДПЧ по входу и выходу
Величины К, Кр и Кш зависят от ^-параметров ДПЧ и от
граничных условий на его входе (ус) и выходе (ун) и принимают
стационарные значения в режиме согласования по входу и вы*
ходу. Задача определения iTmax, КРтах, Кш min и оптимальных
проводимостей ИС ус0 и нагрузки ун0 является вариационной.
Вариация проводимостей ус и уп осуществляется с помощью
СУ. Выполняя операции дифференцирования dKP/dyc = 0,
dKP/dyn = 0, определим условия согласования ДПЧ по входу
и выходу:
УсО = Увх ~ Sbx	УнО = Увых ~ Явых ~	• (4*47)
Отсюда находим для условия резонанса и передачи без по-
терь на отражение
а>1С0 = gQ ctg 2nlm /X, со2Со = 1/со2Ь2»
gC = go -g2 /{go +£н)> gK = go -4 /{go +gc),
ScO = ёнО =y/g2~g2 =Яо-Л-Н2,
где ц = gi/go — внутренний коэффициент передачи ДПЧ при
k = l:
Ц = ^21п /£11п =Я1/^0 = «^1(^то)/
168
4. Параметрические устройства приемника
В.режиме согласования величины коэффициентов переда-
чи напряжения (4.38) Хп1 и мощности (4.40) КР1 максималь-
ны и соответственно равны:
^nl=^nmax = g1/(g0+gs) = p/(l+JT^2),	(4.48)
КР1 =КРтах = tf2max =n2/(l+JlV)2,	(4.48а)
а величина коэффициента шума (4.46) минимальна:
^inmin =1+£г +1д /Q/К Ртах ~ 1)>	(4.49)
«1+*г +<д[1+71-М2]2/Ц2-	(4.49а)
На практике передаточные свойства ДПЧ оценивают с по-
мощью коэффициента потерь L =1/КР. Для ДПЧ на ДБШ
и ТКД Lmin > 6 дБ, Кш min > 10 дБ.
Характеристики ДПЧ зависят от напряжения гетеродина
UmQ (см. рис. 4.12, в). С ростом UmQ внутренние параметры ц,
gi, go и шумовые температуры диода £д и гетеродина tT увеличи-
ваются. При этом величина КР возрастает, a L уменьшается.
Величина Кш принимает минимальное значение при опти-
мальной амплитуде гетеродина UmQonT, а затем увеличивается.
Величину [/т0оптУстанавливают с помощью аттенюатора в цепи
гетеродина и контролируют с помощью измерения тока сме-
сителя. Для уменьшения Кш применяют балансные схемы
ДПЧ, в которых подавляются шумы гетеродина.
4.5.4.	Балансный ДПЧ
Балансный ДПЧ (рис. 4.14) имеет два диода-смесителя,
НО и общее выходное СУ. НО служит для суммирования (вы-
читания) полезного и опорного сигналов на диодах. Свойства
НО описываются параметрами матрицы рассеяния S, уста-
навливающими связь между падающими а и отраженными Ь
волнами:
&1 = sllal + $12а2 + $13а3 + $14а4>
= s21al + s22a2 + s33a3 + $24а4>
4.5. Диодные преобразователи частоты
169
&1 - $3101 + $з2Л2 + $ззО3 + S34O4,
bl = $41а1 + $42а2 + $43а3 + $44а4,
где 8ц — коэффициент отражения i-ro плеча; sik — коэффици-
ент передачи из fe-ro плеча в i-e плечо НО; аг = Ъс, а2 = bQ —
волны, излучаемые ИС и гетеродином.
Для идеального НО типа двойного волноводного моста, со-
гласованного с ИС и гетеродином,
а1 = Ьс = ес> = Ьо = ео>
S11 “ s22 = S33 = s44 = 0, $12 = $21 = О, S34 = $43 = О,
s13 = S31 = а, s34 = s43 = “°С> а = ^0,5.
Назначение элементов схемы (рис. 4.14, а) здесь такое же,
как в схеме однотактного Дпч. Полезный сигнал с выхода
НО поступает на диоды в противофазе, а опорный сигнал —
синфазно. Если для согласованного НО на диоде V\ опорный’
и полезный сигналы суммируются, то на диоде V2 — вычита-
ются:
ЬзО) = «з(0 = «Д1(О = л/од [ео(О + ec(t)]) =
= [u0(t) + uc(t)],	(4.50)
b4(t) = u4(t) = ид2(0 =	[e0(£) - ec(i)] =
= [“o(O ~ «c(OL	(4.50a)
В схеме балансных ДПЧ с сосредоточенными параметрами
(рис. 4.14, б) суммирование и вычитание сигналов обеспечи-
вается при подключении гетеродина к диодам через контур
LqCq параллельно, а ИС — через контур IqCx последовательно.
Используя представление гармонических сигналов в ком-
плексной форме, выражения (4.50) можно записать в виде
“з(0 = Um0 ехр(>ot) + Umc ехр (Ja>ct) =
= Um3 ехр (уа>оО.	(4.51)
170
4. Параметрические устройства приемника
“4(0 = Um0 ехрОоО - Umc exp (ja>ct) =
= Uт4 exp(je)0t),	(4.51а)
где Um3 = Um3 exp (у<р3), Umi = Umi exp (j<p4) — комплексные ам-
плитуды сигналов на выходе плечей 3 и 4 НО.
При CJm0 » Umc (CJm0 «1 в, CZmc « (10-6... 10"3) В)
=у)ит0 + U™ +2^mc^moCOS[cOnpt+((pc- ф0)] «
-Um^ +(7mccos (conpt + Аср),
Um4 =	COS [®пр^ + (фс — фо)] ~
~UmQ -Umc cos(conpf + Acp).
Как видно, амплитуды напряжений на диодах изменяются
с частотой соПр= |®с - ®0|. При появлении сигнала ток одного
диода увеличивается, а другого уменьшается. Диоды включе-
ны встречно. При этом ток в нагрузке и выходное напряже-
ние на частоте со2 = соПр определяются выражениями
МО = *з (0~М0 = (£i +Й)^тс cos conpf, (4.52)
uH(0 = 0,5/? (£1 +gi)Umc coscDnpf =
= ^n^mc cosconp£ = Umll cosconp£,	(4.53)
где g{, gi — первые гармоники проводимости преобразования
ДПЧ (4.35); Кп — коэффициент преобразования балансного
ДПЧ.
Для одинаковых диодов g'k = g"k = gk и при k = 1
4к^ = кп =O,5(7Cln+7C2n) = 2fln = tf2n. (4.54)
Гетеродин генерирует шумы, ширина спектра которых А/шг
определяется формой АЧХ резонансного контура гетеродина
(А/щг > /пр). На частотах /0 ± /пр, соответствующих основному fc
и зеркальному f3 каналам, эти шумы проходят в тракт УПЧ,
ухудшая чувствительность приемника. В БДПЧ опорный сигнал
и шумы гетеродина поступают на диоды синфазно:
«П11(О = ит0 ехр (усооО + ит шс exp (jcoct) + Um шз exp (j<o3f),
“шгЮ = Um0 exp (jcooO + Um шс exp (jcoci) + Um шз exp (Ja3t).
4.5. Диодные преобразователи частоты
171
б
Рис. 4.14
Эти шумы вызывают токи диодов с разностной частотой,
которые в нагрузке протекают в противоположном направле-
нии. Шумовой ток в нагрузке равен:
^ш(0 = ^ш1(0 ~ Чп2(0>
а величина шумового напряжения зависит от идентичности
параметров диодов:
(О = G?1 “Si) R (Цтшс + тшз)	=
= -^пш(^тшс + Umшз ) cos wnp^>
где Кпш — коэффициент преобразования шумов гетеродина
в БДПЧ:
#пш	= 0,5(К1П -К2п).	(4.55)
В этом случае выражение для минимального коэффициен-
та шума Кш min с учетом (4.46) принимает вид
JT	t “^шг-^Рг /V ~
Л uimin	т-ьд / Л Ртах ~
*и1с& Рс
172
4. Параметрические устройства приемника
~1+£г8 + £д /КРт&х ,	(4.56)
где 8 — коэффициент подавления шумов гетеродина в баланс-
ном ДПЧ:
g _ К Рг _ (*1п ~~^2п)	57)
КРс (К1п+К2п)2
В идеальном балансном ДПЧ с одинаковыми диодами
К1п - К2п = 0 шумы гетеродина подавляются полностью (8 = 0).
Балансные ПЧ могут быть использованы для подавления по-
мех по зеркальному каналу при введении в схему фазовраща-
телей, обеспечивающих суммирование в нагрузке сигналов
по основному каналу и вычитание по зеркальному каналу.
4.5.5.	Балансный ДПЧ с подавлением помех
по зеркальному каналу
При понижении промежуточной частоты зеркальный ка-
нал на частоте /зер приближается к основному каналу на час-
тоте fc = /зер ± 2/пр (рис. 4.15). Для подавления помех по /зер
в этом случае применяют компенсационные методы, которые
реализуются на базе балансных ПЧ.
В схеме балансного ДПЧ (см. рис. 4.14) на диоды действу-
ют суммарные напряжения полезного и опорного сигналов
(4.51), амплитуды которых изменяются по закону (4.52).
При fc > fo (/пр = /с - fo > 0)
~ ^тс cos[conpi+(<pc-фо)],	(4.58)
^n2(0^mcCOs[conpi+(<Pc - Фо +«)]•	(4-59)
При /с < f0 (/пр = fc - f0 < 0)
~ Umc cos [conpt+(ф0 -фс)]>	(4.60)
^т2(0«^тсСО8[а>прг+(ф0-фс +")]•	(4.61)
Токи диодов в цепи нагрузки текут встречно, а напряжения
в обоих случаях суммируются. Для идеального балансного ДПЧ
[7Н =U'H «О,5(2С1П +K2n)Umc =KnUmc.
С помощью фазовращателей в цепи гетеродина и в выход-
ных цепях смесителей можно подобрать фазовые сдвиги в це-
4.5. Диодные преобразователи частоты
173
Рис. 4.15
пях ПЧ так, чтобы сигналы с несущей частотой fc < f0 или fc > fQ
в нагрузке ДПЧ суммировались, а с частотой fc > f0 или fc < fQ
вычитались.
Типовая структурная схема балансного ДПЧ (рис. 4.15) со-
стоит из ИС Gc 1, гетеродина Gc 2, фазовращателей ФВ1 и ФВ2 3,
диодов V19 V2 4, фазовращателей ФВЗ, ФВ4 5, полосовых фильт-
ров на /пр ПФ1, ПФ2 6, сумматора 7, УПЧ 8.
Положим, что частота сигнала fc > fQ (/пр > 0) и частота поме-
хи f3 < f0 (/пр < 0) (рис. 4.16), тогда с учетом влияния фазовра-
щателей угловые функции Ф в формулах (4.58) преобразуются
к виду
Фс1 = [(фс -фо)+(фз -Ф1)Ъ Фс2 =[(фс -Фо)+(ф4 -ф2) + я)],
Фз1 =[(ф0 -Фз)+(Ф1 +фз)Ъ Фз2 =1(ф0 -Фз)+(Ф4 +Ф2 ) + «)]•
Для передачи сигнала без потерь и подавления помех
должны выполняться следующие фазовые условия: Фс1 = Фс2,
Ф31 = Фз2 + Я ИЛИ (фз - Ф1) = (ф4 - Ф2 ) + Мф1 + Фз ) = (Ф4 + Ф2 )•
При этом для идеального балансного ДПЧнапряжение на
нагрузке для сигнального С7нс и зеркального С7НЗ каналов имеет
вид:
Usc «0,5(tfln ехр(/Фс1) + К2п ехрОФез)) Umc =KnUmc, (4.62)
UH3 «0,5(А"1п expО’ФзО-^гп ехрОФз2))17тз =0. (4.63)
174
4. Параметрические устройства приемника
Отсюда находим зависимости между фазовыми сдвигами
идеальных фазовращателей ФВ1, ФВ2 и ФВЗ, ФВ4, при кото-
рых, согласно (4.62), (4.63), выполняются равенства
(Ф1-Ф2) = ±л/2, (фз-ф4) = ±тг/2.
Как видно, возможны различные варианты выбора пара-
метров ФВ.
Так, если ф2 = Ф4 = О, то Ф1 = Фз = л/2; если ф2 = ф< = л/4, то
Ф1 = Фз = л/4; если <р2 = л/4 и ф4 = -л/4, то фх = л/4 и ф3 = -л/4;
если ф2 = -л/4 и ф4 = л/4, то ф! = -ти/4 и ф3 = л/4.
Качество подавления помех зависит от идентичности пара-
метров ДПЧ и точности настройки фазовращателей. Коэффи-
циент подавления помех оценивается так же, как и коэффици-
ент подавления шумов гетеродина (4.57):
5 _КРЗ _(gln-g2n)2
3 КРс (К1П +К2п)2 *
Идеальный балансный ДПЧ полностью подавляет помехи
по зеркальному каналу. В реальных балансных ДПЧ коэффи-
циент подавления 83 порядка 20 дБ.
ДЕТЕКТОРЫ
5.1
Общие сведения
Для передачи информации применяют радиосигналы с ам-
плитудной (AM), фазовой (ФМ) и частотной (ЧМ) модуляциями,
в которых полезная информация содержится в модулирую-
щем сигнале. Выделение информации в приемнике обеспечи-
вается путем детектирования радиосигналов.
Детектором называют устройство, осуществляющее пре-
образование радиосигналов и выделение сигналов, соответст-
вующих закону их модуляции.
Детекторы различают:
□	по виду модуляции (амплитудные, фазовые, частотные);
□	способу реализации (аналоговые, цифровые);
□	типу активного элемента (диодные, транзисторные, лам-
повые);
□	виду схемы (однотактные, двухтактные, кольцевые);
□	диапазону частот (СВЧ, УВЧ, ОВЧ, ВЧ и др.);
□	элементной базе (с сосредоточенными и распределенны-
ми параметрами);
□	схеме приемника (прямого усиления, супергетеродина)
и т.д.
В основе всех детекторов лежит амплитудный детектор,
выполняющий операцию измерения амплитуды входных ра-
диосигналов.
Амплитудным детектором (АД) называют детектор, вы-
ходной сигнал которого определяется законом изменения ам-
плитуды входного сигнала.
Детектирование сигналов с изменяющейся амплитудой
осуществляется с помощью нелинейных элементов (НЭ), вы-
ходной ток которых пропорционален модулю амплитуды вход-
ного сигнала. НЭ, по сути говоря, осуществляет операцию изме-
рения амплитуды сигналов. Для выделения низкочастотных
176
5. Детекторы
сигналов, содержащих искомую информацию, служат ФНЧ,
АЧХ которых согласуется с АЧС полезных сигналов.
Фазовым детектором (ФД) называют детектор, выходной
сигнал которого определяется законом изменения фазы вход-
ного радиосигнала.
Детектирование ФМ радиосигналов реализуется с помощью
АД, на который одновременно с полезным сигналом подается
опорный сигнал с постоянной амплитудой UmQ и частотой fQ,
равной частоте полезного сигнала /с, а также с регулируемой
начальной фазой ф0. При этом ФД выполняет операцию ска-
лярного умножения сигналов, его выходной сигнал зависит
от разности фаз полезного и опорного сигналов Дф = фс - ф0
и выделяется в нагрузке с помощью ФНЧ.
Частотным детектором (ЧД) называют детектор, выход-
ной сигнал которого определяется законом изменения частоты
входного радиосигнала. Для детектирования ЧМ радиосигна-
лов их преобразуют с помощью реактивных цепей в комбиниро-
ванные АМ-ЧМ или ФМ-ЧМ радиосигналы с теми же законами
модуляции, что и у входных радиосигналов. Преобразованные
сигналы детектируются соответственно либо в АД, либо в ФД.
Амплитудные детекторы
5.2.
5.2.1.	Структурная схема АД
Амплитудные детекторы (АД) предназначены для детекти-
рования AM и импульсных радиосигналов. Структурная схема
АД (рис. 5.1) включает ИС Gc 1, входное СУ1 2, нелинейный
элемент (диод) 3, выходное СУ 2 (ФНЧ) 4, режекторный фильтр
(РФ) 5, усилитель сигналов низкой частоты (УНЧ) 6.
Источником сигнала в приемнике для АД служит УРС (см.
рис. 1.12). Входное СУ1 выполняется в виде полосового фильтра
и служит для передачи радиосигналов без потерь и искажений.
АЧХ СУ1 согласуется с АЧС радиосигналов (рис. 5.2, а).
В качестве НЭ применяют диоды и транзисторы с нелиней-
ными ВАХ (см. рис. 3.3), обладающие униполярной проводи-
5.2. Амплитудные детекторы
177
Рис. 5.1
мостью и пропускающие ток только в положительные или
в отрицательные полупериоды сигнала (рис. 5.3, а). Так, если
на АД поступают радиоимпульсы с амплитудой напряжений
Uml, то через НЭ может протекать ток i2только в положитель-
ные полупериоды (см. рис. 5.1). На выходе НЭ образуется усе-
ченный сигнал U3, огибающая которого пропорциональна
амплитуде входного сигнала Uml.
Для выделения модулирующих сигналов (видеоимпульсов)
служит ФНЧ с АЧХ К3, согласованной с АЧС g3 выходного
сигнала (рис. 5.2, б).
Режекторный фильтр (РФ) препятствует проникновению
радиосигнала в нагрузку АД (УНЧ). В УНЧ с РФ поступают
сглаженные видеоимпульсы и.
5.2.2.	Принципиальная схема диодного АД
Принципиальная схема диодного АД (см. рис. 5.1, б) со-
стоит из входного СУ1, диода V19 выходного СУ2 и режектор-
ного фильтра. СУ1 выполнено в виде контура LjCi с автотранс-
форматорной связью. Параметры контура (резонансная частота
/о и полоса пропускания AFj) согласуются с параметрами АЧС
радиосигнала (/0 = Л, &F1 А/с). Автотрансформаторная связь
178
5. Детекторы
служит для передачи радиосигнала без потерь на отражение.
Полупроводниковый диод обладает экспоненциальными ВАХ
I = f(U) и ВСХ gt = f(U) (рис. 5.3):
I = /H(expal7-l), gi =1/Ri =olIh expaCZ (5.1)
и обеспечивает передачу части сигналов, имеющих одинако-
вую полярность.
Амплитуда тока диода 1т в установившемся режиме про-
порциональна модулю амплитуды радиосигнала Uml. На вы-
ходе ФНЧ RC формируется видеосигнал U3, соответствующий
модулирующему сигналу. Полоса пропускания ФНЧ RC AF2
согласуется с шириной спектра Л/м видеосигнала AF2 > Д/м
(см. рис. 5.2, б). Режекторный фильтр, настроенный на часто-
те радиосигнала /с, образован дросселем Ьф и его межвитко-
вой емкостью Сф. С выхода РФ видеосигналы CZ4 поступают
в УНЧ.
Рассмотрим физические процессы при детектировании ра-
диоимпульсов. Пусть на вход диода при нулевом начальном
смещении (угол отсечки 0 = 90°) в интервале времени Atj по-
ступает первая положительная полуволна импульса. Диод
проводит ток и заряжает конденсатор С с постоянной време-
ни заряда
Тз1 = (Rc + Rn)C,
где Rc — сопротивление ИС; Ri(gi) — внутреннее сопротивле-
ние (проводимость) диода, зависящее от амплитуды радио-
Рис. 5,2
5.2. Амплитудные детекторы
179
сигнала Uml (чем больше Uml, тем меньше сопротивление Rt и
больше проводимость gt диода).
Напряжение на конденсаторе С нарастает тем быстрее, чем
меньше тз1 (см. рис. 5.3):
U31=Uml(l-exp-t/T31).	(5.2)
Во время действия отрицательной полуволны диод прак-
тически закрыт (gi2 ~ 0) и конденсатор С разряжается через
сопротивление нагрузки R(R> Rc + Rtl) с постоянной времени
разряда тр = RC. Напряжение на конденсаторе падает, но оста-
ется положительным, так как тр >тз1:
и?2 =^з1(ехр-£/тр), tp=RC.	(5.2а)
Это напряжение смещает рабочую точку диода в область
малой проводимости gh угол отсечки уменьшается (0 < 90°).
В интервале действия второй положительной полуволны At3
сопротивление Ri3 и постоянная времени заряда тз3 возрастают
Рис. 5.3
180
5. Детекторы
(т3з > тз1), а приращение напряжения ДС7 = С7з3 - t/p4 уменьша-
ется. За п » 2...4 периодов напряжение на нагрузке достигает
максимальной величины (см. рис. 5.3):
^зтах = £Лп1[1-ехр(-г/т3)],
где т3 > тз1 — усредненная постоянная времени заряда за вре-
мя установления tycT импульса.
В установившемся режиме ДС73 ® Д{7р и амплитуда видео-
импульса U в U3 тах. По окончании действия радиоимпульса
конденсатор С полностью разряжается. На выходе ФНЧ фор-
мируется видеоимпульс с временем спада и установления
^сп х 2,3тр, tycT « 2,Зт3,
которые определяются изменением амплитуды от 0,1 Um до
0,9Um и вершиной, пульсирующей с частотой /с. Уменьшение
tycT и tcn достигается при уменьшении емкости нагрузки С, од-
нако при этом увеличивается амплитуда пульсаций вершины
ДС7 за счет емкостного делителя, образованного емкостью диода
(анод-катод) Сак и емкостью нагрузки С. Коэффициент пере-
дачи делителя на частоте радиосигнала fc равен:
Ki = Um3(fc)/uml(fc) = Сак/(Сак + С).
Уменьшение пульсаций вершины обеспечивается с помо-
щью настройки РФ ЬфСф (см. рис. 5.1, 6) на частоту /ф = 0,7/с
с коэффициентом передачи делителя, образованного емкостью
фильтра Сф и входной емкостью УНЧ СуНч:
К 2 = Сф/(Сф + Сунч)-
5.2.3.	Внутренние параметры и основные характеристики
диодного АД
Основным режимом работы диодного АД является режим
детектирования сильных сигналов (Ulm > 0,5 В). ВАХ диода
в этом случае аппроксимируют линейно-ломаной функцией
I2 = SUlt S(t) = S при и, > 0
и Ц ~ 0, S(t) « 0 при Ui < 0.
5.2. Амплитудные детекторы
181
В установившемся режиме на диод действуют напряжение
сигнала u^t) и продетектированное напряжение нагрузки u2(t) =
= ^2max = Uq (см. рИС. 5.3):
UQ = -uml cos 0 = KUml(t)(K = -cos 0 = Um2/Uml),
u(t)^ = Umlcos(dct + Um2 = Uml(cos^ct-cosG),
где 0 — угол отсечки, зависящий от параметров диода и на-
грузки.
Ток и крутизна ВАХ изменяются во времени с частотой сос
и могут быть представлены в виде рядов Фурье. Коэффициен-
ты So и функции S(t) определяют внутренние параметры
АД: внутреннюю проводимость gid и крутизну характеристи-
ки АД Sid. Согласно формулам Эйлера, для ряда Фурье
е
Sid =So/2 = 1/2tc jSdcoct = S0/7t,	(5.4)
-е
0
Sid = Si/2 = 1/2л j S cos coctdcoct = S sin 0 / 7t.	(5.4a)
-0
Аналогично коэффициенты /0 и Л ряда Фурье тока АД 1(f)
определяют ток на частоте радиосигнала 1С = Ц и постоянную
составляющую тока I2 = /0/2:
0
I2 =IQ /2=1/2л jI(t)d(£>ct = Sf7znl(sin0-0cos0)/rc, (5.5)
-0
0
Ic =	= 1 / л j 1(f) cos cocZdcocZ =
-0
= SUm i(0 - sin 0 cos 0) / л.	(5.5a)
Как видно, в АД с линейной ВАХ постоянная составляю-
щая тока 12 (5.5) пропорциональна амплитуде радиосигнала
Ulm. Такой АД выполняет операцию, соответствующую вы-
числению модуля амплитуды радиосигнала.
182
5. Детекторы
Внутренние параметры АД можно также найти по рабо-
чим (I2 = f(U2) при Ux = const) и детекторным (I2 = f(C\) при R=
= const) характеристикам (рис. 5.4), используя приращения
тока Д12 и напряжения AU19 AU2. gid = &I2/AU2 ПРИ ^1 = const,
Sid = M2/AUX при U2 = const.
Основными характеристиками диодного АД являются сле-
дующие.
А мп литу дно- и фазочастотная характеристики АД.
Коэффициент передачи выходной цепи АД равен:
*д = и2/их = ”У21/(К22 + Ун) =
= -Sid/[(gid + g) + j£l(C22 + С)],	(5.6)
где у21 « Sid, у22 = gid + ;ПС22, ун = g + /ПС.
Отсюда получаем выражения для низкочастотных АЧХ
и ФЧХ АД:
к =	Sid	,	(5.7)
y(gid +g)2 +П2(С22 +С)2
Ф = -arctg П(С22 + C)/(gid + g).	(5.7а)
Величина К максимальна при Q = 0 и с учетом (5.4) равна
(рис. 5.5, а):
| Кд | = Sid /{gid +g) = SR sin 0 /(SjRO + л) = cos 0.	(5.76)
5.2. Амплитудные детекторы
183
Отсюда следует формула, устанавливающая зависимость
между углом отсечки 0 (коэффициентом передачи АД К = -cos 0)
и параметрами диода S и нагрузки R (рис. 5.5) и позволяю-
щая выбирать оптимальное сопротивление нагрузки R с уче-
том требований к форме видеоимпульса (времени спада tcn):
SR = giR = 7icos0/(sin0 - 0cos0) = 7c/(tg0 -0).	(5.8)
АЧХ и ФЧХ входной цепи АД определяются так же, как
и для УРС.
Входная увх и выходная увых проводимости диодного АД.
Согласно (3.8), (5.5) и учитывая, что ус(&) « оо, получим
Увх =У1 =Л/^1 =У11-У12 У21/(У22 +Ун)Я!5’вх +7<оСвх, (5.9)
gBX =gi =S(0-sin0cos0)/7t = l/BBX,	(5.9а)
Увых = У2 -^2/ и2 =
= У22-У12У21/(У11+Ус)«^вых +7^СВЫХ ,	(5.96)
£вых =1/^вых ~ Sid = S9 / ТС = 1 /-Квых •	(5.9в)
Входная проводимость увх определяет условия согласова-
ния по входу АД на частоте сос. При этом величина /?вх зависит
от параметров АД S и R (рис. 5.5, б).
Выходная проводимость увых оказывает влияние на вели-
чину коэффициента передачи и формирование АЧХ и ФЧХ
выходной цепи АД (5.7).
184
5. Детекторы
Коэффициент фильтрации. Коэффициент фильтрации К$
характеризует подавление высокочастотного радиосигнала при
его прохождении через емкостные делители: емкость диода
Сд, емкость ФНЧ С и емкость фильтра (РФ) Сф, входная ем-
кость УНЧ Сунч (см- рис. 5.1). Величина определяется
отношением амплитуд радиосигнала на входе Umc вх = Uml
и выходе итс вых = Umi АД:
^Ф=С7т1(/с)/С7т4(/с)=(^1К2)-1=(1+С/Сак)(1+СУнч/Сф).
Детектирование слабых сигналов. При детектировании
слабых сигналов (Umc <0,1 В) характеристики диода (5.1)
можно аппроксимировать функциями
I = I0 + aU2, gt = 2aU.	(5.10)
При линейной ВСХ внутренние параметры АД определя-
ются формулами, подобными формулам (5.5):
gid = 2af7znl(sin 0-0 cos 0)/л,
Sid = 2af7znl(0 - sin 0 cos 0)/л.
В этом случае напряжение на выходе АД мало, угол отсеч-
ки 0 « 90° и
gid- 2aUml sin 0/л, Sid « 2aUmlQ/n.
Согласно (5.7), коэффициент передачи АД пропорциона-
лен амплитуде сигнала и уменьшается с ее уменьшением:
Ка = Sid/(gid + g) « Sld/g = aRUml.
Поэтому перед детектированием радиосигналы необходимо
усиливать.
5.2.4.	Разновидности АД
Двухтактный диодный детектор. Схема детектора
(рис. 5.6, а) состоит из входного СУ1 (контура LjCi), связан-
ного с ИС, двух встречно-включенных диодов и выходного
СУ2 (ЯС), связанного с нагрузкой. По отношению к ИС диоды
5.2. Амплитудные детекторы
185
включены последовательно, а по отношению к нагрузке —
параллельно.
Напряжение сигнала поступает на диоды в противофазе,
диоды работают поочередно и конденсатор С ФНЧ заряжает-
ся в оба полупериода. Достоинствами данного АД по сравне-
нию с однотактным АД являются:
□	удвоенное входное сопротивление
/?вхд = 2-Rgx = 2tc/S(0 - sin0 cos 0);
□	более точное воспроизведение сигнала (уменьшение пуль-
саций);
□	лучшая фильтрация высокочастотного сигнала.
Транзисторные амплитудные детекторы. Транзисторы
обеспечивают детектирование AM радиосигналов при работе
в нелинейном режиме. Так, УРС на ПТ выполняет роль АД
при выборе рабочей точки на ВАХ (см. рис. 3.3) с помощью
источника смещения в районе напряжения отсечки Eq
(рис. 5.6, б) и замене выходного контура низкочастотным
фильтром ЛНСН. В этом случае, как и в диодном АД, через ПТ
протекает ток только в положительные полупериоды входного
радиосигнала, и в ПТ детектирование осуществляется одно-
временно с усилением. Параметры ФНЧ /?НСН (здесь Сн = Сси)
выбираются из условия согласования АЧХ детектора с АЧС
модулирующего сигнала (см. рис. 5.2, б).
Детектор AM радиосигналов строится по схемам, подобным
схемам импульсных детекторов. Для минимизации искаже-
ний AM радиосигнала с верхней частотой модуляции QM max
Рис. 5.6
186
5. Детекторы
скорость разряда конденсатора нагрузки должна быть боль-
ше скорости изменения амплитуды выходного сигнала и2:
\dup /dt\>\du2 /dt\.
При Up = Um2 exp (-t/ip) относительная скорость разряда
\u-\dup/dt)\ = l/RC.
Если Uj(t) = Uml (1+ тп cos QMt) cos coct, то на выходе АД с ли-
нейной ВАХ
^2(0 = ^тп2 (1 + m cos QMt), (flM = 2лFм),
а скорость изменения амплитуды сигнала будет равна:
| (du2/dt) и~г | = QMmsinQMt/(l +mcosQMt).
Параметры нагрузки RC необходимо выбирать из условий
передачи сигнала с допустимыми искажениями:
СГт2(1+тСОзПм0//?С >
Минимум правой части достигается при cos = -т.
В этом случае
QMm2?C< д/1-m2 , ДГ=1/тр >Рм(т/л11-т2).
При т = (0,5...0,7) требуется, чтобы тр = RC < (1... 1,7) / QM
и ДF > FM (рис. 5.7, кривая а). При увеличении постоянной
времени нагрузки тр (уменьшении ширины полосы пропуска-
ния AF) конденсатор С не успевает разрядиться до требуемого
уровня и сигнал искажается (рис. 5.7, кривая б).
При детектировании слабых сигналов ВАХ АД аппрокси-
мируют квадратичной функцией Im2 =aU2 (5.10).
Для AM сигнала u^t) = Ulm(l + т cos QMt) cos coct:
Im2 = аС/Д x[(1+0,5m2) + 2mcos Q M t + 0,5m2 cos 2Q M t].
В этом случае НЧ ток АД содержит помеху с частотой 2QM
и его коэффициент передачи зависит от амплитуды радиосиг-
нала Uml:
K=UQ1/Uml = 2aRmU^nl/Uml = 2aRmUml.
5.2. Амплитудные детекторы
187
Очевидно, искажения тем больше, чем глубже модуляция.
Здесь помеха на частоте 2QM определяет коэффициент нели-
нейных искажений:
^нел = ^Q2 /^Ql =0,5?П2 /2тП = 0^5тП.
Рис, 5.7
Пиковые детекторы (ПД). Для детектирования последо-
вательности AM импульсов длительности ти с периодом по-
вторения Тп и периодом модуляции Тм (рис. 5.8) применяют
ПД. Схема ПД подобна схеме обычного АД (<?м. рис. 5.1). От-
личие состоит в выборе входного СУ1 (ПФ для радиосигналов
или ФНЧ для видеосигналов) и параметров нагрузки /?п, Сп
(трп = RnCn). При большой скважности q = Тп/ти напряжение
на нагрузке (5.2)
= m2 ехр [—(Тп — т и) / tpn ]« Um2 exp (-Тп / т рп).
Если Тм > трп > Тп/1п а « (10...20) Тп, то величина С7Н за пе-
риод повторения Тп практически не изменяется: С7Н « а?7т2
(а = 0,9...0,95) и при Тм » Тп повторяет закон модуляции им-
пульсных сигналов. Постоянная составляющая тока ПД в q
раз меньше, чем в АД. Согласно (5.5),
/2пд = SUi(sin 0-0 cos 0)/дл.
188
5. Детекторы
При этом выражение (5.8) для ПД принимает вид
SR(tg 0 - 0) = qn.
Отсюда следует, что для обеспечения коэффициента пере-
дачи Хп, такого же, как у АД (К = cos 0 » 0,5...0,7), необходимо
выбирать в ПД сопротивление нагрузки R в q раз большим,
чем в АД (g > 103).
В схемах АРУ ПД должен преобразовывать входные сигналы
в медленноменяющееся напряжение регулирования. С этой
целью в схему ПД включают дополнительный ФНЧ с посто-
янной времени
Тф = ВфСф > (5... 10) Тм.
Амплитудные ограничители (АО) служат для обеспечения
постоянства напряжения на выходе УРС при изменении ампли-
туды входного сигнала. Схема УРС с АО состоит из типового
усилительного модуля с выходным согласующим устройством,
параллельно которому подключается АО с цепями задержки,
обеспечивающими его отключение при слабых сигналах.
АО собирается на встречно-включенных диодах (рис. 5.9)
с нелинейными ВАХ, обладающими высокой проводимостью
Проводимость диодов
& = £юехр a (C7mc-E3)
5.3. Фазовые детекторы
189
изменяется при изменении амплитуды напряжения сигнала
Umc и зависит от напряжения смещения Е3 (задержки). При
Umc < Е3 проводимость диодов gt мала (gt ® 0) и они не влияют
на коэффициент усиления УРС: К » z/2i/(^22 + £н)-
При Umc > Е3 проводимость диодов gt с ростом амплитуды
сигнала увеличивается, коэффициент передачи К уменьша-
ется:
К = У21 /(#22 +#н
Амплитуда сигнала на выходе УРС Umc остается практиче-
ски постоянной: Umc» UmcQ.
Фазовые детекторы
5.3.
5.3.1.	Общие сведения
Фазовые детекторы (ФД) применяют при детектировании
ФМ сигналов. Структурная схема ФД (рис. 5.10) соответству-
ет схеме параметрического устройства (см. рис. 4.1) и содер-
жит ИС Gc 1, усилитель с АО 2, СУ1 3, гетеродин Со 4, СУ2 5,
фазовращатель 6, смеситель-перемножитель (НЭ) 7, выход-
ное СУЗ 8.
Гетеродин вырабатывает опорный сигнал (4.6) с частотой
со0, равной частоте сигнала сос, который подается на смеситель
с помощью СУ2. ФВ служит для выбора начальной фазы \|/.
Усилитель с АО устраняет паразитную AM.
190
5. Детекторы
Рис. 5.10
Смеситель совместно с гетеродином образует ПМ, который
выполняет операцию скалярного умножения полезного и опор-
ного сигналов (4.7в). При выборе начальной фазы напряже-
ния гетеродина у = 90° выходной сигнал ФД
“г(0 = £Лп2соз [(pc(i) - 90°] = C7m2sin <рс(0 « t7m2<Pc(^)
определяется законом фазовой модуляции входного сигнала
фс(0-
С другой стороны, ФД можно рассматривать как АД, на
вход которого поступает суммарный сигнал = ис + и0 с ам-
плитудой, зависящей от разности фаз полезного и опорного
сигналов. При этом АД выделяет сигнал, соответствующий
закону ФМ полезного сигнала. Принцип фазового детекти-
рования удобно рассмотреть на примере однотактного диод-
ного ФД.
5.3.2.	Однотактный диодный ФД
Принципиальная схема однотактного ФД (рис. 5.11, а)
строится на базе АД (см. рис. 5.1), включающего контуры ИС
LiCi, гетеродина L2C2 и входной контур L3C3 с резонансными
частотами fQ = fc, а также диод V\ и ФНЧ RC.
На входной контур L3C3 ФД через СУ1 IqCi поступает сиг-
нал uc(t) от ИС, а через ФВ и СУ2 L2C2 — опорный сигнал u0(t)
от опорного генератора:
uc(t) = C/^ccos[coct-(pc(t)], u0(0 = ^mocos(co0t-v)- (5.11)
Амплитуда сигнала Um^ зависит от разности фаз сигналов
Дф = ф - у. Выполняя операцию суммирования, получим
И Д (0 = и С (0+Ио (0 = ит д cos (сос t + фЕ),	(5.12)
^Лпд =	тпс^тпО cos Дф’	(5.13)
5.3. Фазовые детекторы
191
Для АД с коэффициентом передачи Кд выходное напряже-
ние Un = KpUmR изменяется в соответствии с законом измене-
ния фазы ФМ радиосигнала.
Функция С7н(Дф) описывает амплитудно-фазовую характе-
ристику (АФХ) ФД (рис. 5.11, б). При UmQ » Umc выражение
для АФХ имеет вид
^н(Аф) =	кд |C7mo + Umccos А<р |.	(5.14)
Чувствительность ФД характеризует скорость изменения
выходного напряжения при изменении фазы входного сигна’-
ла и определяется крутизной АФХ:
=</17н/йф »| ^Гд17отс sin Дф|.	(5.15)
Схема однотактного ФД отличается простотой, однако ра-
бочий участок АФХ Дфр мал (см. рис. 5.11, б), крутизна
АФХ неравномерна, а выходное напряжение С7Н содержит по-
стоянную помеховую составляющую. При этом в схеме одно-
тактного ФД трудно обеспечить развязку между ИС и опор-
ным генератором, согласующие цепи которых настраиваются
на одну и ту же резонансную частоту.
Улучшения характеристик ФД достигаются в схемах ба-
лансных ФД.
5.3.3.	Диодный балансный ФД
Схема диодного балансного ФД состоит из двух однотакт-
ных ФД (рис. 5.12, а). Диоды включены однонаправленно и их
токи в нагрузке вычитаются. Полезный сигнал поступает на
192
5. Детекторы
диоды в противофазе, а опорный — в фазе. Если на диоде
сигналы суммируются, то на диоде V2 вычитаются:
“д1(0 = Uc(t) + uo(t), un2(t) = uc(f)-u0(t),
Um д 1 = ^Umc +Umo+2U^Um0cosA<p,	(5.16)
итд2 =^c+U^0-2UmcUm0coSA(p.	(5.16a)
Напряжение на выходе балансного ФД равно разности на-
пряжений на нагрузках диодов.
Рис. 5.12
Согласно (5.14)-(5.16), выражения для АФХ и чувствитель-
ности балансного ФД при UmQ » Umc имеют вид (рис. 5.12,6)
t/н = ^д СЛпд1 — ^-Лпд2) ~	д Umc COS Дф,
вф ® |2КдС7тс sin Дф|.	(5.17)
5.3. Фазовые детекторы
193
При UmQ ~ Umc АФХ на интервалах 0 < Дф < л приближает-
ся к линейной, а чувствительность балансного ФД становится
более равномерной:
Un « 27CI7mc(cos Дф/2 - sin Дф/2),
вф « |iTI7mc(cos Дф/2 + sin Дф/2)|.	(5.17а)
Данные характеристики зависят от амплитуд сигналов,
параметров диодов и нагрузки RC. Максимальная чувстви-
тельность соответствует Дф = л/2.
В схеме диодного балансного ФД расширен рабочий уча-
сток АФХ, выше крутизна и отсутствует помеховая посто-
янная составляющая. Однако коэффициент передачи диодов
мал (Кд < 1). Увеличение коэффициента передачи можно по-
лучить при построении балансных ФД на ИМС дифференци-
альных усилителей. Схема и работа такого ФД соответствуют
транзисторному балансному ПЧ (см. рис. 4.8) при выборе час-
тоты гетеродина, равной частоте сигнала, и использовании
в качестве выходного СУ ФНЧ.
Балансный фазовый детектор на активном элементе (АЭ)
с квадратичными ВАХ выполняет операцию, близкую к опе:
рации идеального умножения сигналов. В балансных ФД на
АЭ, ВАХ которых отличны от квадратичных и определяются
полиномами вида
I = Io + aU + р172,
детектирование сопровождается нелинейными искажениями.
Для уменьшения искажений применяют схемы двойных (коль-
цевых) БФ на четырех последовательно соединенных диодах по
схеме моста с односторонней проводимостью (5.12, в). Баланс-
ные ФД на диодах 1, 3 и диодах 2, 4 подобны схеме, изображен-
ной на рис. 5.12, а. Диоды I, 3 и 2, 4 включены в противопо-
ложных направлениях. Токи диодов определяются выраже-
ниями
Л = Л) +а(£ЛпО + тс )+₽(£4.о + ^тс) >
Л = Л) +а(^т0 ~ ^тс) + Р(^тО ~^тс)2>
/2 = /0 -а(Г7т0 -t7mc) + P(tfmO -^тс)2.
/4=/0-а(С7т0+^ тс )+P(t/mo +
194
5. Детекторы
При этом токи одиночных БФД 113 и Ц2 и кольцевого ФД
равны:
113 = (11 -1з) = 2aUmc cos (фс - Фо)+tyUm0Umc cos (фс - ф0),
Ц2 = (Л -/2) = 2al7mccos(9c -90)+4pt7m0^mc со8(фс -ф0),
IН = (Л ~ Iз) +<J4 -12) = 8pt/m0I7mc cos (фс - Фо).
Как видно, идеальный кольцевой ФД выполняет чистую
операцию умножения.
5.3.4.	Синхронный детектор
Фазовый детектор при детектировании AM радиосигналов
выполняет роль синхронного детектора. Если на ФД (см.
рис. 5.12) поступают полезный AM и опорный радиосигналы
с одинаковой несущей частотой
ис (t) = Um с (1 +zncos Q м t) cos (соt + ср),
Uo(O = ^o COS (cot+v),
то, согласно (5.17), выходное напряжение ФД зависит от раз-
ности фаз сигналов:
uH (t) = If д	с(1+zncos QMt) cos (ср-у).
Величина uH(t) максимальна при ср = \р, то есть опорный
сигнал должен быть когерентным (синхронным) с полезным
сигналом. При одновременном воздействии на СД полезного
сигнала, когерентного с опорным сигналом, и шумовой поме-
хи СД обеспечивает повышение отношения С/П за счет фазо-
вой избирательности.
1111
Частотные детекторы
5.4.1.	Общие сведения
Частотные детекторы (ЧД) применяют для детектирова-
ния ЧМ сигналов и в качестве частотных дискриминаторов
систем автоматической подстройки частоты (АПЧ) для гете-
родина приемника.
5.4. Частотные детекторы
195
Принцип работы ЧД основан на преобразовании ЧМ ра-
диосигналов в AM (ФМ) радиосигналы с последующим детек-
тированием в АД (ФД). Структурная схема ЧД (рис. 5.13)
включает ИС Gc I, амплитудный ограничитель (АО) 2, преоб-
разователь ЧМ — AM или ЧМ — ФМ 3, АД (ФД) 4, ФНЧ 5.
Рис. 5.13
Источником сигнала для ЧД служит УРС приемника. АО
обеспечивает устранение паразитной AM в тракте приемника.
Преобразование ЧМ в AM осуществляется с помощью реак-
тивных элементов L, С, параметры которых зависят от частоты
(xL = ycoL, bc = j(dC). Для преобразования ЧМ в ФМ используют
разделение сигнала по двум каналам с различным фазовым
сдвигом Дф, зависящим от частоты. Преобразованные сигна-
лы детектируются соответственно в АД и ФД.
5.4.2.	Однотактный ЧД с преобразователем ЧМ — AM
В АД входной контур настраивается на несущую частоту
сигнала соо = сос (см. рис. 5.1) и при малом отклонении частоты
Дсо напряжение на контуре UK практически не изменяется.
При начальной расстройке контура Дсоо = сос - %, близкой
к критической, чувствительность контура к изменению час-
тоты S = dU/d& возрастает (рис. 5.14). Это позволяет исполь-
Рис. 5.14
196
5. Детекторы
зовать контур для преобразования изменения частоты dco
в изменение напряжения dU (ЧМ в АЧМ). Схема однотактно-
го ЧД (рис. 5.14, а) подобна схеме АД. Отличие состоит в вы-
боре режима работы входного контура. При частоте контура
%i = о>с - ниже (соО2 = сос + Асоо выше) несущей частоты сиг-
нала сос изменение амплитуды напряжения контура dU син-
фазно (противофазно) изменению частоты сигнала Дсо. Для
однотонального ЧМ радиосигнала с частотой модуляции Q
(рис. 5.15, б)
сос(£) = сос + Дсоч sin Qt, тч = Aco4/Q,
1?чм(0 = CZmi cos (<М ” тч cos
(5.18)
где Дсоч — девиация частоты; тч = Aco4/Q — индекс частотной
модуляции.
Рис. 5.15
5.4. Частотные детекторы
197
На выходе контура с линейным участком АЧХ и коэффи-
циентом передачи
K(t) = (1 + тпч sin
такой ЧМ сигнал преобразуется в сигнал с комбинированной
амплитудно-частотной модуляцией (АЧМ) (рис. 5.15, в):
^АЧм(О = £ЛпО +^ml(l+znA 8ШШ)ЛГА X
xcos(cocf-zn4 cosQt).	(5.18а)
При выборе рабочей точки А на восходящей ветви АЧХ (см.
рис. 5.14, б) сос = соо - Асоо (соо > сос) выходное напряжение ЧД
с коэффициентом передачи Кд синфазно (рис. 5.15) с изменени-
ем амплитуды модулирующего сигнала uH(t) =	Clt
(при С0с = С00 + AC00UH(t) = -ХдЛ\С7т17ПА8Ш
Однотактный ЧД отличается простотой, но имеет узкую
полосу рабочих частот А/ (см. рис. 5.14, б) и низкую чувстви-
тельность S4 = dUm/df, которые зависят от АЧХ контура и па'
раметров диода. Такой ЧД применяют при детектировании
простых узкополосных ЧМ радиосигналов. Улучшение харак-
теристик ЧД достигается при построении балансных схем.
5.4.3.	Балансный ЧД с взаимно расстроенными контурами
Схема балансного диодного ЧД (рис. 5.16) состоит из двух
однотактных ЧД с входными контурами L±Ci и L2C2, диодами
V19 V2 и ФНЧ RC.
Контуры служат для преобразования ЧМ радиосигналов
в АЧМ радиосигналы. С этой целью они расстроены относи-
Рис. 5.16
198
5. Детекторы
тельно несущей частоты сигнала сос на величину фиксирован-
ной расстройки Асоо так, что (рис. 5.16, б)
^oi = 1 / дМ А = WC +	, %2 = 1 / V'^'2^’2 = сос ~ Ас°0 •
Текущие ДсоА и относительные аА расстройки 1-го и 2-го
контуров равны:
AcOi =co-co0i =со-(сос + Асо0) = Асо-Асоо, ах =а -а0,
Асо2 =со-соо2 =со-(сос ” Асоо) = Асо+Асоо, а2 = а +а0,
где а0 = Q(2Af0//0) — фиксированная обобщенная относитель-
ная расстройка; а = Q(2A///0) — обобщенная относительная
расстройка при добротности Q.
Если С7тс(а) — амплитуда ЧМ радиосигнала на входе УРС
ЧД при относительной расстройке а, то, согласно (3.37), ам-
плитуды напряжения на диодах V\ и V2 будут определяться
соответственно выражениями
[71(a) =
^5KQUmc
д/1+(а -а0)2
O,5KoUmc
•^1+(а +а0)2
(5.19)
При встречном включении одинаковых диодов выходное
напряжение ЧД I7H(a) определяется разностью напряжений
на диодах (см. рис. 5.16):
Пн(а) = 0,5Хд [17х(а) - П2(а)],
где Кд а 0,4...0,7 — коэффициент передачи детектора.
Отсюда получаем формулу для АЧХ балансного ЧД (рис.
5.17):
г7н(а,ао) = О,5у(а,ао)-К'д17П1С,	(5.20)
где \|/ (а, а0) — нормированная АЧХ ЧД:
V (a,a0) =
1
д/1+(а-а0)2
1
•J1+(<X +<Хд)2
5.4. Частотные детекторы
199
Рис. 5.17
При малой расстройке а АЧХ близка к линейной и ее кру-
тизна 8чд практически постоянна:
17(а)«С/тс#д[аа0/(1+а2],
5чд(а)«С/тс*д[ао/(1+а2)].
(5.21)
Форма АЧХ ЧД зависит от добротности контуров Q и вели-
чины начальной расстройки. Полоса пропускания ЧД АРЧд «
« 2А/0 = ao/o/Q расширяется с увеличением начальной рас-
стройки а0 и уменьшением добротности контуров, но при этом
снижается крутизна АЧХ 5чд(а) и возрастает ее нелинейность.
Оптимальная расстройка соответствует a0= Q(2A/o//o) ~ (1—3).
При входном радиосигнале с однотональной модуляцией
(5.18) сигнал на выходе балансной схемы ЧД равен разности
напряжений на нагрузках однотактных ЧД (см. рис. 5.17)
и соответствует модулирующему сигналу:
u(t) = Кfl[ucl(t)-uc2(t)] = Кдитстч sinQt.	(5.22)
5.4.4.	Балансный ЧД с взаимосвязанными контурами
Типовая схема диодного балансного ЧД (фазового дискри-
минатора) состоит из выходного каскада УРС-3 (см. рис. 3.13)
с взаимосвязанными контурами L1C1 и L2C2 и балансного ФД
на диодах V\, V2 с ФНЧ RC (рис. 5.18). Контуры и Ь2С2
200
5. Детекторы
с взаимной индуктивностью служат для разделения ЧМ сиг-
нала по двум каналам, в которых сдвиг по фазе между сигна-
лами каналов пропорционален отклонению частоты от несущей
частоты сигнала Асо = со - сос.
Из анализа УРС-3 (3.40) следует, что при а = 2QA/7/c ам-
плитуды напряжения на контурах связаны между собой соот-
ношением (рис. 5.19)
(l+ja)[7m2	(5.23)
Рис. 5.18
При нулевой расстройке (а = 0) напряжения Um2 и Umi ор-
тогональны:
ит2 =-$Umi =ит1ехр(-ул/2), <р = -л/2.	(5.23а)
При a > 0 фазовый сдвиг ср возрастает: ср = -(тс/2 + arctg a),
а при a < 0 — уменьшается: ср = -(тс/2 - arctg a).
Напряжение первого контура Umi с помощью конденсато-
ра связи Ссв и дросселя Ьдр, включенного параллельно дио-
дам, поступает на оба диода с одинаковыми фазами. Второй
коцтур подключен к диодам последовательно, и на каждый
диод действуют напряжения 0,5J7m2 в противофазе. Суммар-
ные комплексные амплитуды напряжения на диодах и V2
равны:
= Uml-Um2 /2 =
= C/zni[l+jO,5p/(l+ja)] = L7m2[l+7(a+O,5p)]/jP;	(5.24)
5.4. Частотные детекторы
201
ил2=ит1+ит2/2 =
=	-/0,5₽/(1 +ja)] = Um2[1 +Да -0,5Р)]/7р. (5.24а)
Диоды включены встречно и напряжение на нагрузке ЧД
ия определяется разностью модулей амплитуд напряжений.
При коэффициенте передачи Кд
ит2кл
^Н=(^Д1-^Д2)КД =
д/1+(а+0,5р)2 -д/1+(а -0,5 р)2
₽
(5.25)
Рис. 5.19
С учетом (3.40) в УРС-3
Um2 = $Китс/[(1 + /а)2 + р2].
Амплитудно-частотная характеристика фазового дискри-
минатора с УРС-3 (рис. 5.20) при различных значениях пара-
метра связи р определяется выражением
CZH(a, Р) = V(a, Р)ХДХС7Н,
где \|/ (a, Р) — нормированная АЧХ балансного ЧД:
v (а, (!) -	(6,25а)
д/а4 +2а2(1-р2)+(1+р2)2
При а < р АЧХ ЧД близка к линейной и ее крутизна прак-
тически постоянна:
С7Н «2С7сХдXap/(l+p2), S4„ «2С7сХдХ[р/(1+р2)].
202
5. Детекторы
Форма АЧХ ЧД зависит от добротности контуров и вели-
чины параметра связи между контурами р (для согласованных
контуров р = соМ/р). Полоса пропускания ЧД, определяемая
расстоянием между стационарными значениями («горбами»)
АЧХ, равна:
АГЧД ~2Д/0 =P(fc/Q)o =₽AF.
Рис. 5.20
Полоса пропускания расширяется при увеличении связи
между контурами р и уменьшении добротности контуров Q,
но при этом снижается крутизна АЧХ S и возрастает ее нели-
нейность. Практически выбирают величину параметра индук-
тивной связи в пределах р « (1...3).
РЕГУЛИРОВАНИЕ ПАРАМЕТРОВ
И ХАРАКТЕРИСТИК ПРИЕМНИКА
При первоначальной настройке и в процессе эксплуатации
необходимо регулировать параметры и характеристики прием-
ника, обеспечивая их согласование с параметрами и характери-
стиками сигнала. В типовых приемниках основными пара-
метрами регулирования являются коэффициент усиления К,
частота настройки f, полоса пропускания ДР. Регулирование
может быть ручным и автоматическим. Ручное регулирова-
ние используют при отлаживании и первоначальной настройке
приемника, а также после устранения неисправностей, авто-
матическое — при быстром и случайном изменении парамет-
ров и характеристик сигнала и приемника.
Регулирование усиления приемника
Амплитудная характеристика (АХ) приемника Uc2 = KUcl
(см. рис. 1.8) при слабых сигналах является практически ли-
нейной. Нелинейность АХ при увеличении мощности входно-
го сигнала порождается нелинейностью ВАХ АЭ приемника.
Пределы изменения мощности Рс (напряжения Uc) сигналов
характеризуются входным dr и выходным d2 динамическими
диапазонами:
di -101g(Pclmax I Pclmin) — 201g (J7cimax /t/clmin)> (6-1)
d2 = 101g(Pc2max /^c2min ) = 201g (C7c2max c2min)- (6.1a)
Мощность Рс1 (амплитуда напряжения J7cl) сигналов на
входе приемника может изменяться в широких пределах (di «
« (40... 120) дБ). Минимальная мощность сигнала Pcimin соот-
ветствует предельной чувствительности (1.16):
Pcimin =Ло»(Ю-8...IO’20) ВТ
204
6. Регулирование параметров и характеристик приемника
и зависит от мощности шумов, вносимых приемником Рвш.
Величина Рс0 определяет максимальную дальность радио-
приема. Мощность Pcimax ограничивается допустимыми не-
линейными искажениями сигнала с учетом воздействия по-
мех, вызывающих эффекты интермодуляции, блокирования
и перекрестных искажений.
Для нормальной работы оконечных устройств приемника
необходимо, чтобы величина выходной мощности Рс2 изменя-
лась в ограниченных пределах (d2 - Ю дБ). Согласование
входного и выходного динамических диапазонов приемника
обеспечивается с помощью ручной (РРУ) и автоматической
регулировок усиления (АРУ).
6.1.1.	Способы регулирования усиления приемника
Усилитель радиосигналов в общем случае является усили-
телем с обратной связью. Полный коэффициент усиления УРС
Кс определяется выражением
Хс =КК'1/(1-рХ),
K = -S/{y22^y^	(6.2)
Р = -У12/(У11+Ун)>
где Ki — коэффициент передачи входной цепи.
Величину Кс можно регулировать путем изменения прово-
димости у21 (крутизны ВАХ S), проводимости обратной пере-
дачи у12 АЭ и активной проводимости нагрузки gH. Изменение
S связано с изменением режима работы АЭ. Так, крутизну
ВАХ ПТ (рис. 6.1, а)
S = Su(L-U3Jl /Ео)	(6.3)
можно изменять с помощью напряжения Up в цепи затвор —
исток.
Если в исходном режиме крутизна ВАХ в точке А равна:
=	(1 ~^зиА /
то при изменении напряжении смещения
^зиБ зиА +	UзиА
6.1. Регулирование усиления приемника	205
крутизна в точке Б уменьшается:
SB =5м([1-(С7зиА +С7р)/£о] = 5м(1-С/зиБ/Ео)<5а- (6.3а)
Регулировать величину К за счет изменения S можно с по-
мощью РРУ и АРУ. При РРУ на затвор ПТ подается дополни-
тельное напряжение смещения Up от источника постоянного
напряжения. Схема АРУ вырабатывает напряжение Up, прсг
порциональное амплитуде радиосигнала Uc. Чем больше J7C*
тем больше Up и тем меньше крутизна SB в точке Б.
Изменение проводимости gK обеспечивается с помощью ва-
ристоров, подключаемых к нагрузке. В качестве варисторов
применяют диоды, проводимость которых gf зависит от на-
пряжения смещения U на р-п-переходе:
gi =1/Rt = а/н exp(aJ7).	(6.4)
Варисторы позволяют формировать схемы УРС с логариф-
мическими амплитудными характеристиками (ЛАХ). Для
изменения усиления УРС можно также использовать регули-
руемую обратную связь. При регулировании коэффициента
усиления n-каскадного УРС применяют межкаскадные атте-
нюаторы (МА).
6.1.2.	Автоматическое регулирование усиления приемника
Амплитудная характеристика УРС практически линейна
при слабых сигналах (график 4, рис. 6.2, а). Нелинейность
АХ при сильных сигналах обусловлена нелинейностью ВАХ АЭ.
206
6. Регулирование параметров и характеристик приемника
С ростом амплитуды входного сигнала Ucl увеличиваются не-
линейные искажения выходного сигнала Uc2, а затем насту-
пает перегрузка УРС. Схемы АРУ служат для согласования
входного di и выходного d2 динамических диапазонов прием-
ника. Электронные схемы АРУ вырабатывают напряжение
регулирования Up, пропорциональное амплитуде сигнала Ucl.
При увеличении Ucl напряжение Up уменьшает крутизну S
ВАХ АЭ (см. рис. 6.1, а) и амплитуду Uc2 таким образом, что-
бы усредненное значение Uc2 не изменялось при случайных
флюктуациях амплитуды входного сигнала.
Структурные схемы АРУ. Основным элементом типовых
схем электронных АРУ является ПД, преобразующий полез-
ный сигнал в медленноменяющийся сигнал регулирования
Up, (см. рис. 5.8, б). В схемы АРУ могут также входить: сглажи-
вающий ФНЧ (интегратор), предотвращающий демодуляцию
AM радиосигнала, усилители для увеличения напряжения
регулирования Up (уменьшения выходного динамического диа-
пазона), а также схемы задержки для отключения АРУ при
приеме слабых сигналов и буферные каскады для согласования
АРУ с УРС. Различают следующие варианты построения АРУ:
прямая (рис. 6.3, а); обратная (рис. 6.3, б); комбинированная
(рис. 6.3, в). Схемы на рис. 6.3 состоят из регулируемых УРС
и схем АРУ. Свойства УРС с АРУ описываются амплитудной
характеристикой (АХ):
ит2=кит1.	(6.5)
В регулируемых УРС используют АЭ с удлиненными нели-
нейными ВАХ, коэффициент усиления К = SR (крутизна ВАХ S)
6.1. Регулирование усиления приемника
207
Рис. 6.3
которых плавно изменяется под действием напряжения регу-
лирования Up (см. рис. 6.1). Схема АРУ преобразует сигналы
Uml или Um2 в сигнал регулирования Up (см. рис. 5.8), кото-
рый на выходе ФНЧ должен быть пропорционален усреднен-
ной амплитуде сигнала. Для схемы АРУ с коэффициентом
передачи КА функции
ир=КА1ит1, Up=KA2Um2	(6.5а)
описывают регулировочные характеристики (РХ) схем пря-
мой и обратной АРУ. При приеме AM сигналов с периодом-
модуляции Тм в АРУ используют узкополосные ФНЧ. Постоян-*
ная времени тф (полоса пропускания АРф) ФНЧ выбирается так,
чтобы АРУ не демодулировала AM сигналы (см. рис. 5.8):
тф>(3...10)Тм, ДГф<(3...10)Гм.	(6.6)
Схема прямой АРУ работает по входному сигналу Ur и по-
зволяет осуществлять упреждающее регулирование УРС, но
требует введения в АРУ собственных УРС АРУ. Схема обратной
АРУ работает по выходному сигналу УРС U2. Однако здесь
происходит запаздывание регулирования. Комбинированная
схема АРУ учитывает достоинства обеих схем, но является
более сложной. Типовыми схемами АРУ являются схемы об-
ратных АРУ, такие как простые (ПАРУ), задержанные и уси-
ленно-задержанные (УЗАРУ) АРУ. Амплитудные характери-
стики УРС и РХ таких АРУ изображены на рис. 6.2.
Типовая схема УРС с ПАРУ. Типовая схема УРС-1 с ПАРУ
изображена на рис. 6.4, а. Схема ПАРУ включает ПД на дио-
де V2 и ФНЧ АРУ /?фСф. ПД состоит из входного СУ (L2C2), на-
строенного на частоту радиосигнала, диода V2 и ФНЧ RC. СУ
208
6. Регулирование параметров и характеристик приемника
служит для согласования УРС с ПД. На ПД поступают радио-
сигналы с выхода УРС U2- ПД преобразует напряжение радио-
сигнала U2 в медленно изменяющееся напряжение регулиро-
вания (7р(см. рис. 5.8) усиления УРС. ФНЧ с большой посто-
янной времени тф = /?фСф (6.6) и коэффициентом передачи
Кф = 1/(1 + уПтф), Л=2лГм	(6.7)
сглаживает колебания Up. При этом Up действует на УРС
в полосе частот AF < FM. Так как у ПД коэффициент передачи
Кд < 1, то ПАРУ работает при малой крутизне РХ (малый ко-
эффициент передачи схемы ХАРу) (график 1, рис. 6.2, б) и на-
пряжение регулирования
ир = K^vUm2 = К аК фит2	(6.8)
слабо влияет на выходной динамический диапазон УРС (гра-
фик 1, рис. 6.2, а),
В то же время схемы ПАРУ ухудшают чувствительность
приемника (уменьшается усиление слабых сигналов и воз-
Рис. 6.4
6.1. Регулирование усиления приемника
209
растает величина Pclmin = Рсо)« Для сохранения чувствитель-
ности приемника схему ПАРУ преобразуют в ЗАРУ, вводя
в нее цепь задержки с напряжением задержки (смещения) U3
на диод ПД (рис. 6.4, б). Для ЗАРУ регулировочная характе-
ристика (РХ)
ир=КаКф(ит2-из)	(6.8а)
смещена на величину U3 (график 2, рис. 6.2, б) и ЗАРУ не
влияет на чувствительность УРС (АХ УРС при слабых сигна-
лах (график 2, рис. 6.2, а) остается неизменной). Однако схе-
мы ЗАРУ ввиду малого коэффициента передачи также слабо
влияют на выходной динамический диапазон d2.
Для уменьшения d2 до требуемого значения схему ЗАРУ
преобразуют в УЗ АРУ. Схема У ЗАРУ обычно включает уси-
литель АРУ с коэффициентом усиления ХА, ПД, ФНЧ и бу-
ферный каскад. При этом коэффициент передачи и крутизна
РХ У ЗАРУ возрастают (график 3, рис. 6.2, б):
ир=КАКдКф(ит2-из),	(6.86)
а выходной динамический диапазон d2 уменьшается (график
3, рис. 6.2, а).
Определение числа п регулируемых УРС в приемнике
с АРУ. Диапазон изменения коэффициента усиления УРС оп-
ределяется диапазоном изменения крутизны S ВАХ АЭ. Для
ПТ (см. рис. 6.1)
S = SM(l-C/H3/E0),
*lmax /*lmin = «max /^min =	=	=(5 ”10)-
1" (^изА +Up)/E0
Отсюда максимальная величина напряжения регулирова-
ния Up тах равна:
С/ртах=(1-1/*1)(Е0-С/изА)	(6.9)
(при Ео = 6 В, иизА = 1 В и = 5 находим Up = 4 В и С7изБ = 5 В).
Динамические диапазоны dj и d2 определяют требования
к диапазону изменения коэффициента усиления приемника
k =	= (X imax / Xjjnin)n —dy/d2.
210
6. Регулирование параметров и характеристик приемника
Для УРС из одинаковых каскадов k = требуемое число
регулируемых УРС п при (Smax/Smin = SA/SB) определяется не-
равенством
n>lgA/lg=lg(di/d2)/lg(SA /SB).
Как правило, величина п = 2...4.
6.1.3.	Временные и частотные характеристики схемы АРУ
Характеристики схем АРУ можно рассмотреть на примере
«обратной АРУ» (см. рис. 6.2, б; 6.4, б) для УРС на ПТ с квад-
ратичной ВАХ (см. рис. 6.1) и линейной крутизной S = SM (1 -
- ииз/д0) (6.3).
Структурная схема УЗАРУ (см. рис. 6.4, б) включает усили-
тель АРУ 1, ПД 2, источник задержки 3, ФНЧ 4. Для развязки
с УРС в схему АРУ включают буферный каскад (истоковый
повторитель).
На вход схемы АРУ поступает радиосигнал и2 с выхода
регулируемого УРС. Усилитель АРУ с коэффициентом уси-
ления КА обеспечивает требуемую величину напряжения Up
(см. рис. 6.1, а) на входе регулируемого УРС. ПД с коэффици-
ентом передачи Кд преобразует усиленный сигнал U2 в низко-
частотный сигнал ид (см. рис. 5.8, а). Цепь задержки подает
на ПД напряжение задержки U3, которое при слабых сигналах
U2 < U3 закрывает ПД (отключает схему АРУ). ФНЧ служит
для сглаживания колебаний напряжения Up. Постоянная вре-
мени Тф ФНЧ (6.6) определяет постоянную времени АРУ:
т А ~ т ф (т ф » ту > т д )•
Выражение для коэффициента передачи схемы АРУ КАРУ
в операторной форме (р = jQ) с учетом (6.7), (6.8в) можно за-
писать в виде
*АРУ (р) = Кд КфКА «3/(1+ртф), ₽ = ^д#А.	(6.10)
В исходном режиме УРС (С7ИЗ = иизА) крутизна ВАХ близка
к максимальной SA. При напряжении регулирования Up
(иизБ = иизА + Up) крутизна SB « (0,1...0,2) SA:
SA ='Sm(1-J7II3A /Eq), Sb =Sm(1-J7H3B /Eq)< Sa.
6.1. Регулирование усиления приемника
211
Коэффициент усиления К регулируемого УРС равен:
K=KA-aUp,	(6.11)
где а — скорость изменения крутизны S ВАХ АЭ при измене-
нии 17р:
а = dK/dUp = (dS/dUp)R.
С учетом (6.6), (6.7) запишем систему уравнений для схе-
мы УРС с АРУ:
Um2 =(КА -aUp)Uml, ир=^(ит2-из)/(1+рхф). (6.12)
Из совместного решения уравнений (6.12) следует
ит2(Р)=
А~А(1+ртф)+ар(73]
1+рТф+ар171

Введем эквивалентную постоянную времени АРУ т А, тогда
Um2(p) =
KA+a^U3 ! КАр
4(p+y) Ср+у)
(6.13)
Uml(p).
тА = тф/(1+api7roi) = 1/у.
Уравнения (6.13) устанавливают в операторной форме зави-
симости между напряжениями на входе Uml и выходе Um2 УРС
с регулируемым коэффициентом усиления К = (КА - аС7р).
Амплитудно-частотная характеристика УРС с АРУ.
Переходя от оператора р к частоте Q, из (6.13) найдем АЧХ
регулируемого УРС вблизи резонансной частоты, равной не-
сущей частоте сигнала. При a$U3 < КА выражение для АЧХ
УРС вблизи резонансной частоты, равной несущей частоте
радиосигнала, принимает вид
C7m2(Q)«C71X0[(l+Ci2T2)/(l+Q2r2)]C7ml(Q),	(6.14)
где Ко — коэффициент усиления УРС в установившемся ре-
жиме:
KQ = КВ = (КА +apl73)/(l+apt7ml).
(6.15)
212
6. Регулирование параметров и характеристик приемника
Чем больше U\, тем меньше Kq и постоянная времени АРУ т.
При этом расширяется полоса частот регулирования вблизи
несущей частоты и возрастает степень демодуляции AM сиг-
нала.
Формула (6.15) определяет АХ УРС, приведенные на рис.
6.2, а:
1.	АХ 1 УРС с простой АРУ (Р = 1, U3 = 0):
Kq = ^а/(1+ a^ml)-
2.	АХ 2 УРС с задержанной АРУ (Р = 1, U3 = КА МЦ * 0):
Kq = (КА + aC73)/(l + аС/ш1) = КА при Um2 <U3 = KAUml,
KQ = KA/tl + aUml) при С/т2>С/з=^А^1-
3.	АХ 3 УРС с усиленно-задержанной АРУ (Р > 1, U3 Ф 0):
Ко = (КА + api73)/d + apC/J = КА при U2 < U3 = КАиъ
2f0 = ^A/(l+api71) при Um2>U3=KAUml.
4.	АХ 4 УРС без АРУ(Р = 0, U3 = 0) в линейном режиме
Кq = КА не зависит от амплитуды входного сигнала Uml. При
Um2 > U3 УРС переходит в нелинейный режим работы.
Переходной процесс в УРС с АРУ. Для определения пере-
ходного процесса можно использовать методы операционного
исчисления, в которых рассматриваются функции преобразо-
вания Лапласа F(p) и Карсона ftp):
Ftp) = Jh(t) exp t~pdt), f(p) = pJft(J)exp (~pdt).
о	о
При преобразовании Карсона единичная функция
Ui(0 = 0 при t < 0, Uj(O = Uml = 1 при t > 0
переходит в единицу щ(р) = Ux = 1 и обратно (функция Хеви-
сайда равна единице для положительных значений времени t).
6.1. Регулирование усиления приемника
213
Применяя преобразование Карсона к функции передачи
(6.136)
-I----(6.16)
Р+7	Р+7
получим следующее выражение для переходной характери-
стики УРС:
u2(*) = [*o +(КА -KQ)exp(-yt)]Uml. (6.16а).
Время установления £уст (рис. 6.5, а) зависит от парамет-*
ров УРС а и АРУ р, а также от амплитуды сигнала Uml:
^уст ~ЗтА = Зтф /(1 +apt7zni).
В установившемся режиме Um2 = KQUml.
Формулы (6.14), (6.16а) позволяют оценить влияние этих
параметров на формирование АЧХ, АХ и переходной харак-
теристики УРС. Чем больше величины а, р, Uml, тем меньше
тА, шире полоса пропускания АРУ AFa (шире провал в АЧХ
УРС (рис. 6.5, б)) и больше искажения AM сигнала. С ростом
эквивалентной постоянной времени тА уменьшаются искаже-
ния AM сигнала, но возрастает инерционность регулирова-
ния АРУ. Очевидно, эквивалентная постоянная времени АРУ
(полоса пропускания AFА) должна удовлетворять условиям
предотвращения демодуляции AM сигнала с верхней часто-
той модуляции FM и одновременно условиям требуемого быст-
родействия АРУ:
а > Гм — 1 / FM, AFa < FM.
214
6. Регулирование параметров и характеристик приемника
6.1.4. Типовые схемы АРУ специального назначения
Быстродействующая автоматическая регулировка уси-
ления (БАРУ) применяется в приемниках импульсных сигна-
лов малой длительности Тс для подавления узкополосных AFn
импульсных помех большой длительности Тп (Тп » Тс). Схемы
БАРУ относятся к типу схем обратных АРУ (см. рис. 6.3, б).
Основным элементом схемы БАРУ является ПД (см. рис. 6.4, а)
с ФНЧ ВдСд. Постоянная времени ФНЧ ПД тд = /?ДСД (полоса
пропускания ДРд « 1/2лтд) выбирается из условия подавления
импульсной помехи при допустимом искажении сигнала ма-
лой длительности Тс « Тп:
Тп>тЛ»Тс, АРП< АРД« АРС.
За время Тс ФНЧ не успевает зарядиться. Схема БАРУ
практически не искажает полезный сигнал при существен-
ном подавлении импульсной помехи.
Усилитель с логарифмической амплитудной характе-
ристикой (ЛАХ) формируется с помощью варисторов, сопро-
тивление которых уменьшается с ростом амплитуды сигнала.
В отличие от АО в качестве варисторов используют диоды
с удлиненной экспоненциальной ВАХ и проводимостью
I = 1И exp (aU), gt = а/н exp (аС7).
Диоды подключают параллельно выходному контуру УРС
(рис. 6.6) и на них подается напряжение смещения С73, закры-
вающее диоды при слабых сигналах на выходе УРС U2 < U3
(рис. 6.6, а). Выражение для резонансного коэффициента уси-
ления УРС (3.26) с варисторами имеет вид
К =duт2 /dUml = S/(g22 +£н +gi)>
где gi = g0 exp [a (Um2 - C73)] — проводимость диода.
При Um2 <U3,gt«(g22 + gH) У PC работает в линейном режиме
и его коэффициент усиления максимален: КтйХ « S/(g22 + gH).
При Um2 > U3 , gi> (g22 + gH) коэффициент усиления УРС
уменьшается с ростом амплитуды сигнала (рис. 6.6, б):
К =dUm2/dUml*S/gi =A’oexp(-aC/m2), Ко =S/gi0.
6.1. Регулирование усиления приемника
215
Отсюда находим выражение для нормированной ЛАХ УРС
при ит2 > из:
aUm2 ~ln(aUmlK0).
В одном каскаде УРС с диодами можно уменьшить усиле-
ние в 5... 10 раз. Для уменьшения выходного динамического
диапазона приемника ЛАХ обычно формируют в двух-трех
последних каскадах УПЧ, так как варисторы шунтируют кон-
туры и ухудшают их частотную избирательность.
Межкаскадные аттенюаторы (МА) представляют собой
устройства с регулируемым коэффициентом передачи Кмд,
которые включаются между каскадами УРС. В качестве МА
могут использоваться резисторные и емкостные делители Т-
и П-типа и мостовые схемы.
Схема МА на диодах V1-V3 с цепями регулирующего Up
и опорного Uo напряжений изображена на рис. 6.7, а. Схема
включается в межкаскадную цепь с индуктивной связью.
При Up < Uo диод V3 закрыт, а диоды V1 и V2 открыты. При
этом величина ХМА максимальна. При Up > Uo сопротивление
216
6. Регулирование параметров и характеристик приемника
диода V3 уменьшается, а диодов V1 и V2 возрастает и величина
jSTma уменьшается.
АРУ с помощью отрицательной обратной связи. Для
регулирования коэффициента усиления УРС может быть ис-
пользована обратная связь по цепи смещения рабочей точки
на ВАХ АЭ. На рис. 6.7, б изображена схема УРС на ПТ.
В цепь истока параллельно сопротивлению смещения /?и под-
ключен варикап V2, на который подается напряжение регу-
лирования С/р, изменяющее емкость варикапа Сд. При увели-
чении напряжения смещения С7р величина емкости Сд умень-
шается (см. рис. 2.14), отрицательная обратная связь р по
цепи истока возрастает и величина коэффициента усиления
УРС понижается:
К = ^(Го)/[1+р^(/о)].
6.2. Регулирование и АПЧ в приемнике
217
6.2.
Регулирование и автоматическая
подстройка частоты в приемнике
6.2.1.	Общие сведения
В процессе работы радиотехнической системы под действием
различных дестабилизирующих факторов, таких как измене-
ние температуры, влажности, атмосферного давления, напря-
жения питания, старение элементной базы и т.д., изменяются
частотные параметры сигнала и приемника, что приводит
к рассогласованию их характеристик. При этом чувствитель-
ность приемника понижается, возрастают искажения сигналов
и ухудшается качество их обработки. В связи с этим в прием-
никах применяют ручную (РПЧ), а также автоматическую
подстройку частоты (АПЧ) гетеродина. Подстройка частоты
гетеродина осуществляется путем изменения индуктивности L
и емкости С контуров с сосредоточенными параметрами, путем
изменения магнитной проницаемости ц волноводных резона-
торов с ферромагнитными элементами и путем изменения
размеров резонаторов, а также с помощью АЭ, частота гене-
рации которых зависит от выбора режима работы (отража-
тельные клистроны, лампы обратной волны (ЛОВ).
Задачей АПЧ в приемнике является обеспечение требуе-
мой точности подстройки частоты гетеродина при изменении
условий приема с учетом влияния дестабилизирующих фак-
торов. Системы АПЧ могут быть разностные (РАПЧ), абсо-
лютные (ААПЧ) и комбинированные. РАПЧ поддерживают
постоянство промежуточной частоты /пр0 = | /го “ /со I = const,
а ААПЧ — постоянство частоты гетеродина /г0 при сравнении
ее с эталонной частотой fQ.
6.2.2.	Разностная система АПЧ
Принцип работы РАПЧ основан на сравнении текущей
промежуточной частоты /пр с эталонной промежуточной час-
тотой /о, определении частотного сигнала ошибки Д/= |/пр - /о|,
218
6. Регулирование параметров и характеристик приемника
преобразовании частотного рассогласования Д/ в напряжение
сигнала ошибки ДС7, усилении сигнала ошибки Д17 до величи-
ны Up, необходимой для регулирования частоты гетеродина.
Структурная схема РАПЧ (рис. 6.8) включает ИС Gc 1, ста-
билизируемый генератор (СГ) GQ (гетеродин) 2, смеситель 3,
измеритель частотного рассогласования Д/ = |/пР - /0| (частот-
ный дискриминатор) 4, ФНЧ 5, усилитель сигнала ошибки
(УСО) 6, регулятор частоты гетеродина (РЧ) 7.
ИС генерирует полезный сигнал с частотой /с. В качестве
ИС служат задающие генераторы радиопередающих устройств.
Роль ИС может выполнять приемная антенна или выходной
каскад УРС приемника. Гетеродин является объектом регу-
лирования. Частота гетеродина /г изменяется под действием
напряжения регулирования Up. Перестраиваемость по частоте
оценивается по частотно-амплитудной (ЧАХ) или регулиро-
вочной (РХ) характеристике гетеродина. Частоту гетеродина
можно регулировать путем изменения режима работы АЭ (ЛОВ,
отражательные клистроны) и параметров резонансной системы.
В резонансные системы с переменными параметрами включа-
ют элементы с управляемыми реактивными параметрами, та-
кие как варикапы и варикапные матрицы с нелинейными
ВФХ. В качестве резонаторов СВЧ с магнитной перестройкой
используют ферромагнитные резонаторы, обеспечивающие диа-
пазон перестройки гетеродина в пределах /max/Anin = (1,2...3).
РХ гетеродина с варикапом изображена на рис. 6.9, а. Управ-
ляемость частотой гетеродина характеризуется крутизной Sp
РХ и диапазоном рабочцх частот гетеродина Д/г:
= "А/г /	max = fmax ““ /min •
Рис. 6.9
Изменение частоты /г в пределах полосы подстройки долж-
но быть пропорционально изменению напряжения регулиро-
вания ДС7р:
Д/г = Д/р =-SpAC7p.	(6.17а)
Смеситель выполняет операцию умножения полезного uc(t)
и опорного ur(t) сигналов, при которой несущая частота сиг-’
нала преобразуется в разностную (промежуточную) частоту
Гпр = |Л - М (4.5а), (4.7).
Измерение отклонения промежуточной частоты /пр от но-
минальной /о (А/ = 1/пр - /о1) осуществляется с помощью ЧД
(см. рис. 5.17, 5.20), которые преобразуют отклонение часто-
ты Д/в напряжение сигнала ошибки ДС7д. Передаточные свой-
ства ЧД характеризуются крутизной 8Д АЧХ (рис. 6.9, б),
которая должна быть противоположна по знаку крутизне РХ
гетеродина Sp. Выходное напряжение сигнала ошибки ЧД
ДС7д = 8дД/	(6.176)
выделяется с помощью ФНЧ с коэффициентом передачи
Кф =Хф/(1+7ДсоТф)«1/(1+7Птф),	(6.18)
постоянная времени которого тф = Сфйф определяется из усло-
вия обеспечения требуемого быстродействия АПЧ и предот-
вращения демодуляции ЧМ радиосигналов. Для повышения
чувствительности ЧД (крутизны 8Д) к отклонению частоты
220
6. Регулирование параметров и характеристик приемника
в схему АПЧ включают усилитель с полосой пропускания
AFy = 1/2лту и коэффициентом усиления Ку. Инерционные
свойства АПЧ определяются ФНЧ с постоянной времени
тф « ту (Д^у » Д^ф)- ФНЧ может быть включен в нагрузку
ЧД или УНЧ.
6.2.3.	Переходной процесс в системе АПЧ
Переходной процесс в системе АПЧ зависит от инерцион-
ных звеньев и в первую очередь от ФНЧ, постоянная времени
которого Тф определяет постоянную времени всей системы АПЧ
(т « Тф). Ниже рассматривается упрощенный метод анализа,
основанный на использовании интеграла Лапласа — Карсона.
Для схемы РАПЧ (см. рис. 6.8) напряжение на выходе усили-
теля (6) (для случая разомкнутой системы РАПЧ) равно:
Дир(0 = К ф(О#у (ОДЫд (t).
Учитывая (6.176) и полагая, что крутизна АЧХ ЧД «
« SA и коэффициент усиления УСО Ky(t) « Ку постоянны во
время подстройки, можно записать:
Аир(0 = (5дХу)Хф(0А/(0.
Регулятор под воздействием напряжения Дир должен умень-
шать начальную расстройку промежуточной частоты /пр от
номинальной /пр 0(Д/ = /Пр “ /пр о) путем перестройки частоты
гетеродина (fnp = fc - fr). Для анализа динамики изменения
расстройки Д/ АЧХ ЧД и РХ гетеродина совмещают на одной
плоскости (рис. 6.10). При начальной расстройке Д/ = Д/\ на-
пряжение Дир на входе разомкнутой системы АПЧ вызывает
изменение частоты fr на величину
Д/р(О = ДА - Д/ = SpAup(0, Дир(0 = Ку Кф Дид (0-
В замкнутой системе АПЧ изменение Д/ приводит к изме-
нению /г и /пр:
Д/р (О = Д/1 - Д/ = врДир(0 = 8рХуХф(0£д ДДО = ХА/Сф(0Д/(0,
где КА = SpSpKy - коэффициент передачи системы РАПЧ без
ФНЧ.
6.2. Регулирование и АПЧ в приемнике
221
АПЧ уменьшает начальную расстройку (А/ < A/J только
тогда, когда крутизна АЧХ частотного дискриминатора Зд
и крутизна рабочей характеристики гетеродина 8р противо-
положны по знаку (см. рис. 6.10):
Sfl=tga>0, Sp=tgP<0.
Уравнение для Л/р с учетом (6.18) можно записать в опера-
торной форме:
А/Р(Р) = КАКф(рШ(р) = Af(p).
1+РН
Изменение частоты гетеродина Л/р равно разности началь-
ной Д/н и текущей Д/ расстроек (см. рис. 6.10):
А/р(р) = АД(р) - Д/(р) = Д/н (р) - Д/(р) =
= КАКф(рШ(р),	(6.19)
АГр(р) = Д/н(р)~ Aftp) = JCaA/(p)/[1+ртф].	(6.19а)
В установившемся режиме текущая расстройка стремится
к устойчивому состоянию Д/(р) Afotp), для которого уравне-
ние (6.19а) принимает вид
А/н(Р) =
 А/0(р).
(6.196)
Пусть в начальный момент времени tr = 0 частота /пр изме-
нилась скачком на определенную величину Д/н:
A/hGO =* Л/н ПРИ * > 0 и Д/н(^1) = 0 при t < 0,
то есть функция AfH(£) является функцией Хевисайда.
222
6. Регулирование параметров и характеристик приемника
Согласно (6.19), уравнение, устанавливающее зависимость
между начальной и остаточной расстройками fnp в приемнике
с РАПЧ, принимает вид
А/b = А/н
1+Р^Ф
1 + .Ка +Ртф
— А/н
1	! ртФ
1+рт 1 + рт
(6.20)
где т — эквивалентная постоянная времени РАПЧ:
т=тф/а+лгА)=1/т.
Используя преобразование Лапласа — Карсона (6.16) к урав-
нению (6.20), получим выражение для переходного процесса
РАПЧ, определяющего переход от начальной расстройки Д/н
к остаточной А/о (рис. 6.11, б):
А/о = А/н Г1+^Аехр(~УО1	(6,21)
1+а.а
В замкнутой системе процесс регулирования обеспечивает
переход к устойчивому состоянию. При t = 0 Д/о(О) = Д/н- Для
совмещенных АЧХ и РХ этот процесс отражается перемеще-
нием начальной расстройки из точки С (Д/н) в точку А оста-
точной устойчивой расстройки (рис. 6.11, а):
точка С (Д/н) -> точку D -> точку Е -> точку F -> точку А (Д/о).
Рис. 6.11
6.2. Регулирование и АПЧ в приемнике
223
Расстройка Д/х = Д/н вызывает на выходе ЧД напряжение
ид1 (точка D), соответствующее напряжению регулирования
Upl (точка Е). Напряжение С7р1 уменьшает расстройку до ве-
личины Д/2. Расстройка Д/2 вызывает на выходе ЧД напряже-
ние ид2 (точка F), которое изменяет расстройку до величины
А/з < АЛ и т.д.
При t = О
A/о =А/н
I+^a exp(-yf)
1+Ка
, А/о(О = А/н- (6.21а)
Время подстройки РАПЧ оценивается временем установ-
ления
£ — ^уст ~2,3тф /(1 + Кд) — 2,3т,
которое определяет время завершения переходного процесса.
Остаточная устойчивая расстройка Д/2 = Д/о соответствует
точке А пересечения АЧХ дискриминатора и РХ гетеродина
(см. рис. 6.11, а):
А/о(*усг) « А/о(°°) = А/н /(1 + КА)].
(6.216)
Уменьшение расстройки оценивается коэффициентом ав-
топодстройки
kA =Д/н/Д/о(1 + ХА)«8рвдХу «(10...100).	(6.22)
Как видно, с ростом коэффициента передачи (усиления)
РАПЧ КА = 8р8дКу уменьшается время установления tycT и уве-
личивается коэффициент автоподстройки kA.
Максимальная величина kA ограничивается крутизной ха-
рактеристики ЧД 8Д и крутизной РХ гетеродина 8р. Пределы
регулирования частоты /г ограничиваются АЧХ (полосой
пропускания) ЧД и РХ или ЧАХ (диапазоном перестройки)
гетеродина. При больших начальных расстройках возможно-
сти РАПЧ по уменьшению расстройки зависят от ее исход-
ного состояния Д/н и характеризуются полосой схватывания
AFCX = 2Д/СХ и полосой удержания АГУД = 2Д/уд (см. рис. 6.9).
Полоса схватывания AFCX — это максимальная полоса час-
тот, в пределах которой обеспечивается уменьшение началь-
ной расстройки в kA раз.
224
6. Регулирование параметров и характеристик приемника
Полоса удержания AFyfl — это максимальная полоса час-
тот, в пределах которой достигается уменьшение начальной
расстройки в /?А раз при увеличении начальной расстройки
А/н, лежащей внутри AFCX.
Величины А/Уд и А/сх определяются точками пересечения
РХ, касательных к АЧХ с внешней (внутренней) стороны АЧХ
(А/Уд > А/сх). Эффективная подстройка в режиме слежения
обеспечивается в полосе AFCX. Для подстройки частоты гетеро-
дина при больших уходах частоты (А/ > AFyA) в РАПЧ вводят
схему поиска (генератор пилообразного напряжения регули-
рования), которая изменяет частоту гетеродина. Пределы под-
стройки частоты fr определяются РХ гетеродина и АЧХ ЧД.
При медленных уходах частоты полоса регулирования равна
АГуд, а при быстрых уходах — полосе схватывания AFCX.
6.2.4.	Абсолютные системы АПЧ
Принцип работы абсолютной АПЧ основан на сравнении
частоты стабилизируемого генератора (СГ) fr с частотой эта-
лонного резонатора (ЭР) или с частотой эталонного генерато-
ра (ЭГ) /о- В схемах с ЭР используют резонаторы с высокой
добротностью Q > 1000, которые включают по схеме на про-
ход (рис. 6.12, а) или по схеме на отражение (рис. 6.13).
Абсолютная АПЧ с ЭР проходного типа. В состав струк-
турной схемы ААПЧ (см. рис. 6.12, а) входит СГ Gc 1, ЭР 2,
АД 3, ФНЧ 4, УНЧ 5, ФД 6, управитель 7, низкочастотный
генератор Go (ГНЧ) 8.
Сигнал СГ uc(t) = Umc sin (сос£ + фс) модулируется по частоте
непрерывным сигналом низкой частоты uQ(£) = UmQ sin (Qt +
+ фп), Q « coc, который вырабатывается ГНЧ и определяет за-
кон изменения частоты и фазы СГ:
сос(£) = сос + Асос sin ( Q.t + <pn),
фс(0 = сос£ - 7ПЧ COS (Qt + фп).
От стабилизируемого генератора (СГ) на ЭР поступает ЧМ
радиосигнал:
^c4M(0 = ^mcCOS[C0^-7n4 COS (Qt + фп )].	(6.23)
6.2. Регулирование и АПЧ в приемнике
225
ЭР преобразует ЧМ сигнал (рис. 6.12, б) в амплитудно-час-
тотно-модулированный сигнал (АЧМ):
иАЧМ (0 = К	[1 ± тпА sin (Qi + фп)] cos [coc£ - m4 cos (Qt + cpn)].
Фаза огибающей uA4M зависит от знака расстройки часто-
ты СГ сос и резонансной частоты ЭР Дсо = ± (сос - соо) и определя-
ет полярность напряжения ир.
АД выделяет модулирующий сигнал с фазой, определяе-
мой знаком расстройки. При Дсо < 0, сос < соо (точка А на АЧХ
рис. 6.12) на выходе АД
^д(0 = ^тд sin(Q* + (pn).	(6.24)
б
Рис. 6.12
226
6. Регулирование параметров и характеристик приемника
При Дсо > 0, сос > соо
ua(t) = -Uma sin(Qt + <pn) = C7mfl sin(Qi + n+(pn), (6.24а)
Фс (0 = (0с^ - 7ПЧ COS (Clt + <Pq ).
От стабилизируемого генератора (СГ) на ЭР поступает ЧМ
радиосигнал
^счм (0 = Umc cos [соct - тч cos (Ш + <рп)].
ФНЧ определяет время установления переходного процес-
са АПЧ. Усилитель обеспечивает необходимое усиление НЧ
сигнала:
U щу = ^у^д-
На ФД поступают сигналы от НЧ генератора с фазовым
сдвигом фо и сигналы с выхода усилителя сигнала ошибки:
= sin (Of + ф0),
uy (0 = UmymA sin (Qt + тс+фо).
ФД выполняет операцию скалярного умножения сигналов
Uq(Z’) и uy(t). Свойства ФД описываются АФХ (см. рис. 5.13).
На выходе ФД формируется напряжение регулирования ир,
полярность которого зависит от знака расстройки частоты СГ
сос относительно частоты ЭР со0. Если ф0 = л/2, то
ир1(0 = ХФД17ту sin (фо -Фо) = -#фдСЛпу <0 при сос<соо,
ир2(0 = ^ФД^ту 8Ш(фо -ф0+7г) = ХфдС/ту >0 При С0с > (00 •
Напряжение ир с помощью регулятора уменьшает начальную
расстройку СГ, если крутизны АФХ и РХ имеют противопо-
ложные знаки. Ошибка настройки определяется частотой НГ
FM. При частоте сигнала /с = (3...10) ГГц выбирают частоту мо-
дулирующего сигнала FM = (50...200) Гц.
Абсолютная АПЧ с ЭР отражательного типа. В схеме
абсолютной АПЧ с ЭР (рис. 6.13) сигнал от стабилизируемого
генератора СГ поступает на ЭР с высокой добротностью Q.
Фаза отраженного от ЭР сигнала зависит от знака расстройки
6.2. Регулирование и АПЧ в приемнике
227
частоты сигнала сос и резонансной частоты ЭР соо- Отражен-
ный от ЭР сигнал используется для формирования напряже-
ния сигнала ошибки и напряжения регулирования частоты
СГ Up,
В состав структурной схемы абсолютной АПЧ (рис. 6.13)
входит СГ 1, направленный ответвитель (НО) 2, ЭР 3, диод-
ный смеситель (варистор) V\ 4, усилитель сигнала ошибки 5,
ФД 6, управитель частотой гетеродина 7, опорный генератор
(ОГ) 8, диодный смеситель V2 9.
Падающая волна от СГ, согласованного с линией передачи
ax(t) = uj(t) = ат1 exp (>ci),
поступает в плечо 1 НО (при согласовании а = и = pi). К пле-
чам 3, 4 НО подключены соответственно высоко добротный
узкополосный объемный ЭР (Q3 > 103) и широкополосный
смеситель V2 (Q4 < Ю), свойства которых характеризуются
эквивалентными комплексными проводимостями у3 и у±
и коэффициентами отражения Г3 и Г4:
Уз = §з +ЛюС3 -1/со1/3)!=а^з(1+/вз(2А(о/(Оо)) = ^з(1+/а3),
Уз =^4 +Л«С4 -1/coL4),
У4 ® £4 (1 + /©4 (2 Аса/ соо)) = £4 С1 + 4 )>
Л =а3Д>з =(^з ~Уз)/(^оп3 + у3)~_7аз/(2+ja3),
Г4 = а4/Ь4 =(^4-У4)/(^4+У4)«-/а4/(2+7а4).
Рис. 6.13
228	6. Регулирование параметров и характеристик приемника
При сос = соо сигнал от СГ делится поровну между плеча-
ми 3 и 4, поглощается согласованными нагрузками (я3 = g^n*,
g*4 = £0^4) и не поступает в плечо 2 (Ъ2 = 0).
ЭР (в плече 3) и смеситель V2 (в плече 4) согласуются с вол-
новой проводимостью g’o НО с помощью согласующих транс-
форматоров. При расстройках Дсо = ± (сос - соо) и высокой доб-
ротности Q3 (2 » а3)
Г3 « -;Q3( W^o) = Л ехр 7ф3
и ЭР исполняет роль преобразователя, в котором расстройка
по частоте Дсо трансформируется в сдвиг по фазе ф (рис. 6.14):
□	если Дсо > 0, то ф3 « -ти/2,
□	если Дсо < 0, то ф3 « ти/2.
Широкополосный смеситель V2 в плече 4 согласован с НО
в пределах полосы подстройки СГ й для него коэффициент от-
ражения Г4(со)« 0.
От ЭР (Г3(со) ф 0) в НО отражается сигнал
«з(0 = «m3 ехр 7(COct + фз),
фаза которого зависит от знака и величины расстройки. Этот
сигнал делится поровну между плечами 1, 2:
bl = b2 =а3/л/2.
На смеситель V\ в плече 2 поступает сигнал b2(t) от ЭР
и сигнал от низкочастотного опорного генератора (ОГ) un(f).
При этом на диоде V\ действуют два напряжения:
b2(t) = U2(t) = bm2 exp/(coct + Фз),	(6.25)
«о (0 = UmQ ехр j (Qt + фП).
Активная проводимость gr диода V\ в плече 2, а следова-
тельно, и коэффициент отражения Г2 от плеча 2 изменяются
под воздействием опорного сигнала u^(t) с низкой частотой Q
модуляции (Q « сос):
Г 2 (0 =Г2 ехр у (Ш + Фо).
6.2. Регулирование и АПЧ в приемнике
229
При этом диод Vi выполняет операцию умножения сигна-
лов b2(t) и un(£), в результате которой образуется сигнал a2(t)
с частотой (сос ± Q):
«2(0 = «т2ехР/[ (<»с ±^)t + Фз ±<Pq]-	(6.26)
В НО сигнал a2(t), выходящий из плеча 2, делится между
плечами 3,4 ив плече 4 поступает на диод V2 вместе с входным
сигналом a^t). С учетом деления сигналов и НО диод выпол-
няет операцию умножения сигналов a{(t) и a2(t), в результате
которой на нагрузке диода выделяется напряжение с низкой
частотой модуляции Q и фазой, зависящей от знака расстрой-
ки частоты СГ:
и4(0 = Um4 cos № + ФЗ )•
Рис, 6.14
Напряжение u4(t) усиливается усилителем сигнала ошибки
и подается на ФД вместе с опорным напряжением uQ(t) (6.25),
фаза которого срф управляется фазовращателем. ФД выполня-
ет операцию скалярного умножения сигналов напряжений
u2(t) и un(£). На выходе ФД образуется медленноменяющееся
напряжение, полярность которого определяется знаком рас-
стройки частоты стабилизируемого генератора Дсо = сос - соо
(рис. 6.14, б):
Up(t) = un(t) = Umn cos(<p3 -фф).
230
6. Регулирование параметров и характеристик приемника
Если фф = ти/2, то при Дсо > 0 напряжение регулирования по-
ложительное up(t) = Up и обеспечивает уменьшение частоты
СГ, а при Дсо < 0 напряжение регулирования отрицательное
up(£) = -Up. При этом частота СТ увеличивается. Напряжение
Up с помощью управителя уменьшает начальную расстройку
СГ, если крутизна АЧХ ЭР и крутизна РХ управителя имеют
противоположные знаки. Ошибка подстройки определяется
добротностью ЭР и стабильностью работы низкочастотного
генератора. В связи с этим в качестве ЭР используют объем-
ные резонаторы с малыми потерями, а в качестве опорных ге-
нераторов — высокостабильные кварцевые генераторы.
Фазовая система автоматической
подстройки частоты
6.3.
Фазовая система автоматической подстройки частоты
(ФАПЧ) относится к системам автоматического регулиро-
вания, которые позволяют получать «нулевую» остаточную
расстройку.
Принцип работы ФАПЧ основан на сравнении фазы сигна-
ла стабилизируемого генератора (СГ) фг с фазой сигнала эта-
лонного генератора ф0, поэтому в качестве дискриминаторов
ФАПЧ используют фазовые детекторы, чувствительность ко-
торых определяется крутизной АФХ (см. рис. 5.13):
5Ф = du$ /d<p.
Так как расстройки по частоте Дсо(£) и фазе Дср(£) связаны
соотношениями
Д<р(О = jДсо(0 = ^[Дф(0]/^,	(6.27)
о
то ФД выполняет роль интегратора и ФАПЧ является астати-
ческой системой автоматической подстройки по отношению
к изменению частоты, т.е. для ФАПЧ остаточная расстройка
стремится к нулю (Дсо -> 0).
6.3. Фазовая система АПЧ
231
В состав структурной схемы ФАПЧ (рис. 6.15) входит ЭГ
Go I, стабилизируемый генератор СГ Gr 2, ФД 3, ФНЧ 4, уси-
литель сигнала ошибки (УСО) 5, управитель частотой СГ 6.
В качестве ЭГ применяют высокостабильные генераторы,
максимальный уход частоты которых не превышает допусти-
мого значения. СГ является объектом регулирования. Частота
СГ fr изменяется под действием напряжения регулирования
Up. Способность СГ перестраиваться по частоте определяется
регулировочной характеристикой. Изменение частоты СГ за-
висит от крутизны РХ Sp = A/p/AUp (см. рис. 6.14) и диапазона
перестройки рабочих частот СГ Afr. ФД строится по баланс-
ной схеме, обеспечивающей линейность АФХ в широком ин-
тервале изменения фаз (см. рис. 5.13). При начальной фазе
напряжения ЭГ ф0 = я/2 и малой расстройке, согласно (5.17),
=-^д^тс sin Аср « ТСд СТ^еАср,
ФНЧ выполняют по схеме пропорционально интегрирую-
щих фильтров, обеспечивающих заданную полосу схватыва-
ния АПЧ. Усилитель служит для обеспечения требуемого на-*
пряжения регулирования АС7р, перекрывающего весь диапазон
перестройки:
Afr = А/р = SpAGp.
Если начальная расстройка СГ равна AfH, то под влиянием
ФАПЧ она изменяется на величину подстройки Afp. Текущая
расстройка в каждый момент времени определяется соотно-
шением
Af = А/н ± А/р = А/н ±SpAGp.
Рис. 6.15
232
6. Регулирование параметров и характеристик приемника
Напряжение регулирования АС7р зависит от разности фаз
сигналов СГ и ЭГ Аф и передаточных свойств АПЧ (крутизны
АФХ ФД 5фд, коэффициента передачи ФНЧ Хф, коэффици-
ента усиления У СО К):
А17р =ККфиф =ККфКдитс sin Аф® 2СК’ф5фАф.
При Sp > О
Af = А/н +Sp А17р = А/н +8рККГф5ф sinAcp =
= А/н +(Д/уд) sin Аф,	(6.28)
где А/уд — полоса удержания АПЧ, определяемая при возрас-
тании расстройки А/н:
Д/уд = SpKKф8ф.
С учетом (6.25) уравнение (6.26) можно записать в виде
dy/dt = 2л(А/н +А/уД sin ф).	(6.29)
Интегральная кривая (рис. 6.16, а), построенная по данному
уравнению, дает фазовый портрет системы ФАПЧ (синусоиду)
при заданной величине начальной расстройки А/*н. В системе
устанавливается равновесие, когда dy/dt = 0. Если Sp > 0, то
устойчивое состояние равновесия соответствует точке А, если
Sp< 0, то устойчивое состояние равновесия соответствует точ-
ке В.
При расстройке А/\ > 0 текущее значение фазы равно:
ф = Ф1 + Acojf.
С течением времени фаза возрастает и точка 1 (фх, Acoi) пере-
мещается по синусоиде в сторону точки А. При расстройке
А/2 < 0 фаза уменьшается: ф = ф2 - Асо2£ и точка 2 (ф2, Асо2) так-
же перемещается в сторону точки А.
Согласно (6.27), значение фазы в точке устойчивого равно-
весия фо равно:
Фо = -arcsin( Д/Н/Д/Уд).	(6.30)
6.3. Фазовая система АПЧ
233
Из рис. 6.16, а видно, что устойчивое равновесие достига-
ется, если синусоида пересекает ось Дер и начальная расстройка
Д/н находится в пределах полосы удержания A/*yfl(A/*H < А/уД).
При отсутствии ФНЧ полоса А/уД определяет также и полосу
схватывания Afcx, соответствующую началу работы (обеспе-
чения подстройки) ФАПЧ при уменьшении AfH.
Уравнение (6.27) позволяет оценить время установления
процесса подстройки. Полагая, что текущая фаза близка к
Установившейся:
ср = фо + Аф и 8ш(ф0 + Аф) «
« Дф cos фо + siiupo (sin Дф » Дф, cos Дф = 1),
и учитывая (6.30), получим для устойчивого режима работы
ФАПЧ
dty/dt = d&ip/dt = 2л[Д/н sin ф0 - А/уД cos ф0Дф],
с/Дф/ Дф = - (2лА/уД cos фо) dt.
При начальной расстройке Дфн решение уравнения имеет
вид (рис. 6.16, б):
Дф = Дфн ехр [- (2лА/уД cos ф0) t].
Как видно, разность фаз уменьшается с постоянной вре-
мени
1 1
т =------------=-----———.
(2лДГуд cos фо) (2^7Д#д ~ ЛГн )
234
6. Регулирование параметров и характеристик приемника
Время установления ФАПЧ tycT « 2,3т тем меньше, чем мень-
ше начальная расстройка Д/н и больше полоса удержания Д/уд,
определяемая параметрами схемы Sp, К, Кф, 8ф (Д/уд = S^KK^^.
Полоса схватывания Д/сХ определяет полосу частот, в пре-
делах которой ФАПЧ обеспечивает подстройку частоты ста-
билизируемого генератора при ее случайном изменении. Вели-
чина Д/сх < /уд и зависит от постоянной времени ФНЧ тф ФД:
Д/сХ «(1 + л/4)(лД/уд /8тф)0,5.	(6.31)
ФНЧ с коэффициентом передачи
7Сф = 1/(1+ртф)
позволяет повысить помехоустойчивость ФАПЧ по отноше-
нию к помехам малой длительности. Однако с увеличением
постоянной времени фильтра ФАПЧ тф уменьшается полоса
схватывания системы Д/сх (6.31). В связи с этим параметры
ФНЧ могут выбираться по заданной величине полосы схва-
тывания Д/сх с учетом обеспечения требуемой помехоустой-
чивости.
Литература
Аверьянов В.Я. Радиоприемные устройства / В.Я. Аверьянов.
Минск, 1961.
Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы / С.И. Баска-
ков. М., 1983.
Большая советская энциклопедия: в 50т., 2-е изд. М., 1956. Т. 21.
Бронштейн И.Н. Справочник по математике (для инженеров и уча-
щихся втузов) / И.Н. Бронштейн, К.А. Семендяев. М., 1980.
Ван дер Зил А. Шум / А. Ван дер Зил. М., 1973.
Головин О.В. Радиоприемные устройства / О.В. Головин. М., 2002.
Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы / И.С. Гоно-
ровский. М., 1986.
Гупта К. Машинное проектирование СВЧ-устройств / К. Гупта,
Р. Гардж, Р. Чадха. М., 1987.
Диткин ВЛ. Справочник по операционному исчислению /
В.А. Диткин, П.И. Кузнецов. М.; JL, 1951.
Ефимов Н.В. Линейная алгебра и многомерная геометрия /
Н.В. Ефимов. М., 1978.
Интегральные пьезоэлектрические устройства фильтрации и об-
работки сигналов / Под ред. Б.Ф. Высоцкого, В.В. Дмитриева.
М., 1985.
Карсон Р. Высокочастотные усилители / Р. Карсон. М., 1986.
Маттей Д.Л. Фильтры СВЧ, согласующие цепи и цепи связи /
Д.Л. Маттей, Л. Янг, Е.М. Джонс. М., 1971.
МейнкеХ. Радиотехнический справочник / X. Мейнке. М., 1960.
Наркевич-ЙодкоЯ.О. //Метеорологическийвестник. 1891. № 4.
Онищук А.Г. Радиоприемные устройства радиоэлектронной тех-
ники /А.Г. Онищук [и др.]. М., 1992.
Онищук АГ1. Согласование радиотехнических устройств: в 3 ч. /
А.Г. Онищук, И.И. Забеньков. М., 1997.
Проектирование радиолокационных приемных устройств / Под
ред. М.А. Соколова. М., 1984.
Радиоприемные устройства / Под ред. Л.Г. Барулина. М., 1984.
Радиоприемные устройства / Под ред. А.П. Жуковского. М., 1987.
236	Литература
Радиоприемные устройства / Под ред. Н.Н. Фомина. М., 1996.
СВЧ-устройства на полупроводниковых диодах. М., 1969.
Сиберт У.М. Цепи, сигналы: в 2 ч. / У.М. Сиберт. М., 1988.
Справочник по радиолокации: в 3 т. / Под ред. М. Скол ника. М.,
1976. Т.1.
Шварц Н.З. Линейные транзисторные усилители СВЧ / Н.З. Шварц.
М., 1980.
Шварц Н.З. Усилители СВЧ на полевых транзисторах. М., 1987.
Оглавление
Предисловие ............................................3
Список принятых сокращений .............................5
1.	РАДИОПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА: ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ............8
1.1.	Введение ......................................8
1.2.	Основные определения и понятия ...............11
1.3.	Общие сведения о радиосигналах и помехах .....13
1.3.1.	Радиосигналы ...........................13
1.3.2.	Помехи радиоприему .....................19
1.4.	Основные задачи и характеристики приемников ..26
1.5.	Типовые структурные схемы приемников .........37
2.	СОГЛАСУЮЩИЕ УСТРОЙСТВА ПРИЕМНИКА ...................46
2.1.	Общие сведения................................46
2.2.	Согласование источника сигналов и нагрузки
с сосредоточенными параметрами ..................47
2.2.1.	Эквивалентные схемы ИС и нагрузки ......47
2.2.2.	Прямое соединение ИС и нагрузки ........49
2.2.3.	Условия согласования ИС и нагрузки .....50
2.3.	Автотрансформаторное согласующее устройство .54.
2.3.1.	Принципиальная и эквивалентная схемы....54
2.3.2.	Основные характеристики и параметры ....57
2.4.	Согласование источника сигналов и нагрузки
с распределенными параметрами ...................62
2.4.1.	Трансформационные свойства
волноводной линии передачи....................62
2.4.2.	Прямое соединение ИС и нагрузки ........65
2.5.	Автотрансформаторное согласующее устройство
на отрезках полосковых линий ....................67
2.6.	Перестройка согласующих устройств по частоте .69
3.	УСИЛИТЕЛИ РАДИОСИГНАЛОВ.............................72
3.1.	Общие сведения................................72
3.1.1.	Внутренние ^-параметры УРС..............74
3.2.	Элементы общей теории усилителей радиосигналов
с сосредоточенными параметрами ..................77
3.2.1.	Основные характеристики УРС.............78
3.2.2.	Условия согласования УРС по входу и выходу .... 80
3.3.	Шумовые параметры усилителей радиосигналов...83
238
Оглавление
3.4.	Типовые принципиальные схемы усилителей
радиосигналов .....................................86
3.4.1.	Принципиальная схема УРС на ПТ с общим
истоком .......................................86
3.4.2.	Амплитудно- и фазочастотная характеристики
УРС на ПТ с общим истоком .....................88
3.4.3.	Усиление мощности в УРС ................90
3.4.4.	Шумовые параметры УРС ..................91
3.4.5.	Принципиальная схема УРС на ПТ с общим
затвором ......................................92
3.4.6.	Каскодная схема УРС на ПТ
общий исток — общий затвор ....................94
3.5.	Многокаскадные усилители радиосигналов........95
3.5.1.	УРС 1-го типа ..........................95
3.5.2.	УРС 2-го типа ..........................96
3.5.3.	УРС 3-го типа ..........................98
3.5.4.	УРС 4-го типа с фильтром сосредоточенной
селекции......................................100
3.6.	Усилители радиосигналов диапазона СВЧ .......106
3.6.1.	Общие сведения ........................106
3.6.2.	Основные характеристики................108
3.6.3.	Транзисторные УРС диапазона СВЧ........113
3.6.4.	УРС диапазона СВЧ на лампе бегущей волны ... 116
3.7.	Усилители радиосигналов с отрицательным
сопротивлением....................................119
3.7.1.	Общие сведения ........................119
3.7.2.	УРС проходного типа с отрицательным
сопротивлением ...............................121
3.7.3.	УРС отражательного типа с отрицательным
сопротивлением ...............................122
3.7.4.	УРС отражательного типа на туннельном
диоде ........................................124
3.7.5.	Квантовые усилители ...................127
4.	ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ УСТРОЙСТВА ПРИЕМНИКА ...............131
4.1.	Общие сведения ...............................131
4.1.1.	Классификация параметрических каскадов..134
4.2.	Емкостный параметрический усилитель .........136
4.2.1.	Принцип действия ПУ ...................136
4.2.2.	Одноконтурный емкостный ПУ ............138
Оглавление
239
4.2.3.	Входная проводимость и коэффициент
усиления ПУ ..................................139
4.2.4.	Двухконтурный емкостный ПУ.............141
4.3.	Преобразователи частоты супергетеродинных
приемников .......................................143
4.3.1.	Общие сведения ........................143
4.3.2.	Преобразователь частоты на ПТ .........147
4.3.3.	Основные характеристики
преобразователя частоты на ПТ ................151
4.3.4.	Каналы приема в супергетеродинном
приемнике ....................................154
4.4.	Корреляторы..................................156
4.4.1.	Общие сведения ........................156
4.4.2.	Радиокоррелятор на полевом транзисторе..157
4.4.3.	Видеокоррелятор .......................159
4.5.	Диодные преобразователи частоты .............160
4.5.1.	Типовая схема ДПЧ......................160
4.5.2.	Основные характеристики ДПЧ ...........164
4.5.3.	Условия согласования ДПЧ по входу и выходу .... 167
4.5.4.	Балансный ДПЧ...........................166
4.5.5.	Балансный ДПЧ с подавлением помех
по зеркальному каналу ........................172
5.	ДЕТЕКТОРЫ ..........................................175
5.1.	Общие сведения ..............................175
5.2.	Амплитудные детекторы........................176
5.2.1.	Структурная схема АД...................176
5.2.2.	Принципиальная схема диодного АД ......177
5.2.3.	Внутренние параметры и основные
характеристики диодного АД....................180
5.2.4.	Разновидности АД.......................184
5.3.	Фазовые детекторы ...........................189
5.3.1.	Общие сведения ........................189
5.3.2.	Однотактный диодный ФД ................190
5.3.3.	Диодный балансный ФД...................191
5.3.4.	Синхронный детектор ...................194
5.4.	Частотные детекторы .........................194
5.4.1.	Общие сведения ........................194
5.4.2.	Однотактный ЧД с преобразователем ЧМ — AM ... 195
240
Оглавление
5.4.3.	Балансный ЧД с взаимно расстроенными
контурами....................................197
5.4.4.	Балансный ЧД с взаимосвязанными
контурами....................................199
6.	РЕГУЛИРОВАНИЕ ПАРАМЕТРОВ И ХАРАКТЕРИСТИК
ПРИЕМНИКА ...........................................203
6.1.	Регулирование усиления приемника ...........203
6.1.1.	Способы регулирования усиления приемника .... 204
6.1.2.	Автоматическое регулирование усиления
приемника ...................................205
6.1.3.	Временные и частотные характеристики
схемы АРУ ...................................210
6.1.4.	Типовые схемы АРУ специального
назначения...................................214
6.2.	Регулирование и автоматическая подстройка
частоты в приемнике .............................217
6.2.1.	Общие сведения .......................217
6.2.2.	Разностная система АПЧ................217
6.2.3.	Переходной процесс в системе АПЧ .....220
6.2.4.	Абсолютные системы АПЧ ...............224
6.3.	Фазовая система автоматической подстройки
частоты .........................................230
Литература ..........................................235